Дальняя тропосферная связь - Давыденко Ю.И.

Author: Давыденко Ю.И.
Tags: электротехника радиотехника антенны радиосвязь радиофизика электромагнитные волны
Year: 1968
Similar
Антенно-фидерные устройства и распространение радиоволн
Распространение радиоволн. Учебник для вузов связи
Справочник по радиорелейной связи
Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи. Выпуск 1. Общие вопросы ЭМС. Межсистемные помехи
Text
                    i I
11
I I
II I I
I I

Ю. И. ДАВЫДЕНКО
ДАЛЬНЯЯ
ТРОПОСФЕРНАЯ
СВЯЗЬ
Ордена Трудового Красного Знамени
ВОЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
МИНИСТЕРСТВА ОБОРОНЫ СССР
МОСКВА—1968

358.31
Д13
УДК 621.396.24
Давыденко Ю. И.
Д13 Дальняя тропосферная связь. М., Военное
издательство.
212 с. с илл., 8000 экз., 80 коп.
В книге кратко излагаются вопросы теории распространения
УКВ, рассматриваются особенности дальней тропосферной связи,
описываются принципы построения и расчета радиолиний,
приводятся основные соотношения, а также все необходимые данные
для расчета линий дальней тропосферной связи и дается
методика расчета. Основное внимание уделяется объяснению физических
основ дальнего тропосферного распространения УКВ и
практическим рекомендациям по наиболее целесообразному использованию
радиостанций в различных условиях, при котором обеспечивались
бы необходимые дальность и надежность связи.
Книга предназначена для лиц, занимающихся проектированием
и эксплуатацией линий дальней тропосферной связи. Она может
быть полезной для слушателей военных академий и курсантов
военных училищ связи, а также для студентов вузов и
техникумов связи.
Книга написана- по открытым отечественным и зарубежным
источникам.
3-4-2
116-68
358.31

A
ВВЕДЕНИЕ
Дальняя связь за счет распространения УКВ в тропосфере —
новая и очень быстро развивающаяся отрасль техники
радиосвязи.
Открытие дальнего тропосферного распространения (ДТР)
УКВ, которое следует считать одним из наиболее важных
достижений в области связи за последние десятилетия, можно отнесу
к 1949—1950 гг. К этому времени уже был собран определенный
экспериментальный материал, показьгвающий, что наблюдавшиеся
довольно часто случаи повышенной дальности распространения
УКВ не всегда могли быть объяснены существовавшими в то
время теориями: дифракцией вокруг земной поверхности, рефракцией
в тропосфере, отражениями от инверсионных слоев и волноводным
распространением. Стало ясно, что действуют и другие факторы,
наличие которых приводит к появлению на больших расстояниях
от передатчика заметного, хотя и непрерывно меняющегося уровня
сигнала, во много раз превосходящего значения, предсказываемые
дифракционной теорией при учете нормальной рефракции.
Начиная с 1950 г. развернулись широкие экспериментальные и
теоретические исследования ДТР с целью установления основных
его закономерностей и теоретического объяснения наблюдавшихся
явлений. Эти исследования продолжаются и в настоящее время,
однако уже первые результаты показали практическую
возможность создания надежных систем дальней тропосферной связи на
УКВ. Большой вклад в изучение ДТР внесли советские
ученые [1]. За короткий срок дальняя тропосферная связь как
эффективное средство связи получила признание во многих странах.
^Первые линии дальней тропосферной связи были введены в
действие в 1953 г. В настоящее время протяженность
стационарных линий дальней тропосферной связи в мире уже превышает
70 000 км. Помимо этого, созданы мобильные средства дальней
тропосферной связи, предназначенные для войск. Столь бурное
развитие радиолиний, использующих ДТР, объясняется их
существенными преимуществами по сравнению с обычными средствами
3

связи. Эти преимущества связаны с возможностью
непосредственной передачи большого числа сообщений на расстояния
нескольких сотен, а иногда и больше километров.
Значение дальней тропосферной связи на УКВ продолжает
возрастать, так как непрерывно увеличивается потребность в
передаче повышенного объема информации на значительные
расстояния. В то же время все более высокие требования предъявляются
и к надежности связи.
Известно, что диапазоны длинных, средних и коротких волн
имеют ограниченный спектр частот, что не позволяет передавать
на этих волнах широкополосные сообщения и, в частности, вести
качественную передачу телевизионных программ. Для
широкополосных передач пригоден только диапазон УКВ. Кроме того, в
УКВ диапазоне можно обеспечить устойчивую надежную связь.
Одним из основных недостатков коротковолновых систем связи
является неустойчивость их работы, связанная с зависимостью
отражающих способностей ионосферы от состояния солнечной
активности, времени суток и года. С целью повышения устойчивости
коротковолновых линий приходится производить специальный
выбор оптимальных для каждой трассы частот и их периодическую
смену. Несмотря на это, на некоторых коротковолновых линиях,
например на линиях, проходящих через зону полярного
поглощения, связь часто нарушается. Во время сильных ионосферных бурь
на этих линиях возможно даже полное прекращение связи на
несколько суток.
Системы связи, работающие в УКВ диапазоне, свободны от
таких недостатков. Таким образом, УКВ диапазон обладает
большой частотной вместимостью и позволяет создавать устойчивые и
надежные системы связи.
До сравнительно недавнего времени считалось, что дальность
связи в диапазоне УКВ ограничивается пределами прямой
видимости. Для увеличения дальности действия УКВ систем связи
стали широко применяться радиорелейные линии, в которых
промежуточные пункты располагаются через каждые 30—50 км так,
чтобы антенны смежных станций находились в области, близкой
к прямой видимости. Задача станции промежуточного пункта
состоит в ретрансляции принятого сообщения, т. е. в передаче его
к следующему пункту. Таким способом удается существенно
увеличить дальность связи (до 1000 и более километров).
Однако это достигается ценой значительного увеличения числа
станций, что приводит к усложнению и удорожанию всей линии
связи.
Поэтому применение УКВ систем дальней тропосферной связи,
в которых интервал между станциями увеличивается до
нескольких сотен километров, дает большие выгоды. В некоторых случаях,
например в труднодоступных районах или при наличии водных
преград, станции дальней тропосферной связи оказываются
практически единственно приемлемыми средствами связи.
4

Таким образом, можно отметить следующие основные
преимущества радиолиний дальней тропосферной связи по сравнению
с обычными УКВ радиолиниями:
— возможность обеспечения надежной многоканальной прямой
связи без ретрансляций на расстояние до 300—500 км\
— возможность установления надежной многоканальной связи
на больших расстояниях через водные преграды, горные
препятствия, а также в труднодоступной и малонаселенной местности;
— возможность обеспечения радиорелейной связи высокого
качества на большие расстояния (до 2500 км) с уменьшением
общего числа станций в 3—4 раза;
— значительно меньшая уязвимость радиолиний за счет
уменьшения числа станций;
— существенное уменьшение расходов при эксплуатации
радиолиний и обеспечении надежной работы аппаратуры.
Большинство построенных за рубежом линий ДТР имеет
военное значение. Так, например, построена и продолжает
наращиваться линия тропосферной связи командования НАТО,
проходящая через всю Европу. В 1963 г. введена в строй принадлежащая
ВВС США межконтинентальная линия дальней тропосферной
связи, которая соединяет Европу (Лондон) с США (Вашингтон).
Построена большая сеть линий ДТР для связи военных баз США в
Арктике, Гренландии, Норвегии с управлением стратегического
командования ВВС США. Кроме США, дальняя тропосферная
связь получила большое развитие в Японии и во Франции.
Наряду со стационарными линиями создаются подвижные
станции дальней тропосферной связи. В настоящее время в США
принято на вооружение и разрабатывается несколько типов
подвижных станций дальней тропосферной связи. Они позволяют в
короткие сроки установить многоканальную связь на расстояние
до нескольких тысяч километров.
Приведенные данные свидетельствуют о большой роли,
которую призвана сыграть дальняя тропосферная связь в армии. И это
не удивительно, так как для управления войсками в условиях
высокой маневренности всех родов войск в глубину и по фронту
необходимы многоканальные средства, способные обеспечить
надежную связь в большом диапазоне расстояний.
Новая аппаратура дальней тропосферной связи со временем,
по-видимому, во многих случаях заменит коротковолновую связь,
обычную радиорелейную связь на УКВ, а также проводную связь.
На радиолиниях дальней тропосферной связи приходится
компенсировать значительные потери энергии, которые возникают при
распространении радиоволн между передающим и приемным
пунктами. Это достигается применением передатчиков повышенной
мощности, больших антенн с высоким коэффициентом усиления,
более чувствительных приемников и т. д. Поэтому радиостанции
дальней тропосферной связи отличаются как по своим энергети-
5

ческим параметрам, так и по габаритам от обычных УКВ
радиостанций, предназначенных для работы на меньших расстояниях.
Основное требование, предъявляемое к радиолиниям дальней
тропосферной связи,— обеспечение необходимой дальности и
надежности связи, т. е. обеспечение надежной передачи сообщений
на заданное расстояние. Надежную связь можно обеспечить
только в том случае, если уровень сигнала на входе приемника
не будет падать ниже определенной величины. Уровень
принимаемого сигнала на радиолиниях дальней тропосферной связи зависит
не только от энергетических параметров аппаратуры, но и в
большой мере от условий распространения радиоволн на каждой
трассе. На его величину и устойчивость влияют рельеф местности
и характер земной поверхности, а также метеорологические
процессы, происходящие в тропосфере/jBce эти факторы нужно
учитывать как при проектировании радиолиний, так и при выборе
пунктов размещения станций на местности.
Цель настоящей книги состоит в том, чтобы на основании
обобщения теоретических и экспериментальных исследований
рассмотреть влияние среды на распространение радиоволн, изложить
методику расчета радиолиний дальней тропосферной связи и дать
практические рекомендации по наиболее целесообразному
использованию радиостанций в реальных условиях, при котором
обеспечивались бы необходимые надежность и дальность связи.
Правильное применение этих рекомендаций во многом зависит от
знания физических основ распространения радиоволн, а также
специфических особенностей ДТР и методов их учета. Первые
четыре главы посвящены общим сведениям о распространении
радиоволн и об антеннах, принципам построениями расчета
радиолиний ДТР, основным физическим явлениям, происходящим при
распространении УКВ в тропосфере: отражению, рефракции и
дифракции, а также характеристике общих закономерностей
изменения потерь энергии при ДТР. В-пятой, главе излагаются
вопросы расчета радиолиний ДТР и выбора пунктов размещения
станций, приводится методика расчета и даются примеры расчета
радиолиний, охватывающие все практически важные случаи.
Заключительная шестая глава посвящена оценке надежности связи
на действующих радиолиниях ДТР.
6

л
ГЛАВА I
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАСПРОСТРАНЕНИИ РАДИОВОЛН
И АНТЕННАХ
§ 1.1. ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПОЛЯ И ВОЛНЫ
Напомним некоторые основные закономерности, связанные с
образованием электромагнитного поля и распространением
радиоволн.
Известно, что в пространстве, окружающем один или несколько
электрических зарядов, возникает электрическое поле,
характеризующееся тем, что на любой заряд, находящийся в этом поле,
действует механическая сила. Сила .взаимодействия между точечными
зарядами пропорциональна величине зарядов и обратно
пропорциональна квадрату расстояния между ними. Кроме того, она
зависит от среды, в которой расположены заряды. Сила,
действующая на единичный заряд (при условии, что он не искажает
окружающего поля), называется напряженностью
электрического поля £, которая измеряется в вольтах на метр
(в/м) *. Вследствие того что сила, действующая на заряд, обладает
не только величиной, но и направлением, напряженность
электрического поля является вектором. Вектор напряженности
электрического поля направлен от положительных зарядов к
отрицательным.
Известно также, что вокруг всякого провода, по которому
протекает электрический ток, возникает магнитное поле. Если виток
провода с током поместить вблизи другого витка с током, он будет
испытывать действие механической силы. Поскольку
электрический ток представляет собой упорядоченное движение зарядов,
действие механической силы будут испытывать и заряды,
движущиеся вблизи проводников с токами. Область пространства, в
котором проявляется действие этих сил, называется областью
магнитного поля.
* В настоящей книге мы будем придерживаться Международной системы
единиц, принятой в СССР с 1 января 1963 г.
7

По аналогии с электрическим полем магнитное поле
характеризуется вектором напряженности магнитного поля Н. Аналогично
определению напряженности электрического поля величину
напряженности магнитного поля можно найти, зная силы
взаимодействия электрических токов. Напряженность магнитного поля
измеряется в амперах на метр (а/ж).
Таким образом, электрические и магнитные поля создаются
зарядами. До тех пор пока неизменные по величине заряды
находятся в покое, они создают только статическое электрическое поле.
Если же эти постоянные заряды начинают двигаться (например,
когда в проводнике возникает постоянный электрический ток), то
в окружающем пространстве возникает статическое магнитное
поле.
Статические электрические и магнитные поля могут
существовать независимо друг от друга лишь в том случае, когда величины
зарядов или токов остаются неизменными. Если же происходит
изменение величины электрических зарядов или величины
проходящего по проводу тока, то в окружающем пространстве
возникают взаимно обусловливающие друг друга переменные
электрические и магнитные поля, которые образуют электромагнитное
поле.
Детальное изучение электромагнитных явлений показало, что
электромагнитное поле представляет собой непрерывный волновой
процесс. Распространяющиеся от места своего возникновения во
все стороны переменные электромагнитные поля — это и есть
электромагнитные еолны. Таким образом, антенна, в которой
протекает быстропеременный электрический ток, является источником
электромагнитных волн. В соответствии с изменениями тока в
антенне в пространстве происходят изменения (колебания)
векторов Е и Н. Обычно рассматривают гармонические
(синусоидальные) колебания векторов £иЯ, так как колебания другой формы
могут быть представлены в виде суммы гармонических колебаний.
Если в каждый момент времени отмечать положения векторов
напряженности электрического и магнитного полей в пространстве,
концы векторов опишут
кривые, которые дадут
наглядное представление о
распространяющейся волне
(рис. 1). Длина волны
связана с периодом колебаний
Т векторов £ и Я и
скоростью распространения
электромагнитных волн v
простым соотношением:
^ Направление
распространения
волны
Рис. 1. К распространению
электромагнитных волн в свободном пространстве
\ = vT. (1.1)
Векторы напряженности
электрического и магнитного
8

полей колеблются во взаимно перпендикулярных направлениях,
которые в свою очередь перпендикулярны направлению
распространения радиоволн. Поэтому электромагнитные волны являются
поперечными волнами в отличие от продольных (например,
звуковых) волн, у которых колебания происходят в направлении их
распространения.
Следует отметить, что к электромагнитным волнам относятся
не только волны, возникающие при прохождении по проводнику
переменного электрического тока, но также и инфракрасное
излучение, образующееся при нагревании тел, рентгеновское излучение,
видимый свет, ультрафиолетовое излучение, возникающее как при
нагревании тел, так и при электрических разрядах и т. д. По своей
природе все они относятся к одному и тому же классу волновых
явлений и отличаются друг от друга только длиной волны. К
радиоволнам относят применяемые в радиотехнике
электромагнитные волны длиной от долей миллиметра приблизительно до 100 км.
Условно радиоволны делят на диапазоны сверхдлинных волн
(свыше 10 000 м), длинных волн (10 000—1000 м), средних волн
(1000—100 м), коротких волн (100—10 м) и ультракоротких волн
(10 м— 1 мм). Диапазон ультракоротких волн в свою очередь
разбивают на метровые волны (10—1 м), дециметровые волны (1м —
10 см), сантиметровые волны (10—1 см) и миллиметровые волны
(1 см— 1 мм).
С точки зрения особенностей распространения радиоволн
резких границ между указанными "диапазонами не существует,
несмотря на то что в целом распространение волн одного диапазона
заметно отличается от распространения волн другого диапазона.
Это отличие определяется разным влиянием земли и атмосферы
на распространение радиоволн различной длины. При условии же
отсутствия влияния земли и атмосферы, например в свободном
пространстве, распространение радиоволн подчиняется общим
закономерностям независимо от длины волны.
§ 1.2. РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН В СВОБОДНОМ
ПРОСТРАНСТВЕ
Под распространением радиоволн в свободном пространстве
понимают' идеализированный случай распространения радиоволн
в однородной среде, не вызывающей поглощения, отражения или
рассеяния радиоволн, т. е. в такой среде, параметры которой не
влияют на электромагнитное поле. К распространению в
свободном пространстве очень близок случай распространения УКВ на
значительном расстоянии от земной поверхности при большой
направленности антенн.
Электромагнитные свойства всякой среды характеризуются
электрической проницаемостью е, магнитной проницаемостью |д и
проводимостью о. Очевидно, что для свободного пространства
проводимость оо = 0, так, как в нем нет свободных зарядов, определяю-
9

щих проводимость, а электрическая проницаемость so и магнитная
проницаемость |л0 имеют минимальные значения. Как показывают
вычисления, они равны
е° = "35Г' 10~9 (5б/ж); «*о = 4те' 10-? (гя/ж)>
В тех случаях, когда происходит распространение радиоволн
от передатчика к приемнику, величина магнитной проницаемости
близка к [ло, а диэлектрическая проницаемость и проводимость
могут значительно отличаться от so и оо- Для упрощения ряда
формул удобно пользоваться относительными значениями
электрической проницаемости е и магнитной проницаемости ц. Они равны
отношению абсолютных значений электрической проницаемости и
магнитной проницаемости к их значениям в свободном
пространстве. Величины е и |л показывают, во сколько раз векторы
напряженности электрического и магнитного полей £ и. Я в данной
среде меньше, чем в свободном пространстве.
В свободном пространстве распространение радиоволн
подчиняется общим закономерностям, которые справедливы для
чрезвычайно широкого интервала длин волн от световых волн (длина
волны около 10~7 м) до волн, имеющих длину десятки километров.
Математические соотношения, описывающие законы
распространения электромагнитных волн, были сформулированы Максвеллом
еще в. 1865 г. и называются уравнениями Максвелла. Не
вдаваясь в подробное обсуждение уравнений Максвелла, отметим,
что они показывают, как электромагнитное поле возбуждается
своими источниками, и, кроме того, устанавливают зависимость
между изменениями векторов £ и Н во времени и в пространстве,
связывая значения векторов Е и Н в данной точке и в данный
момент времени со значениями векторов £ и Я в соседней точке
среды через некоторый промежуток времени. Вся теория распрот
странения радиоволн основывается на уравнениях Максвелла. Они
справедливы не только для свободного пространства, но и для
любой другой среды. Рассмотрим кратко основные особенности
распространения радиоволн в свободном пространстве, вытекающие
из общих закономерностей распространения радиоволн.
Скорость распространения радиоволн в свободном
пространстве является постоянной величиной и равна скорости света с=
= 3 • 108 м1секу в то время как при распространений в реальных
средах скорость движения волны зависит от свойств среды и
обычно меньше скорости света:
Для воздуха е«1 и fl«c. Однако, как мы увидим в
дальнейшем, те небольшие отклонения е воздуха от единицы, которые
зависят от давления, температуры и влажности, вызывают
изменения скорости распространения радиоволн в разных слоях тропо-
10

сферы, достаточные для искривления траекторий УКВ. Благодаря
тому, что е воздуха несколько больше единицы, а скорость v
меньше с, длина волны в воздухе, соответствующая какой-либо
определенной частоте, всегда немного короче, чем в свободном
пространстве (см. формулу 1.1).
Так как скорость радиоволн конечна, то радиоволны, двигаясь
от источника, будут приходить в удаленные на различные
расстояния точки пространства с запаздыванием во времени. Это
запаздывание характеризуется отношением пройденного между двумя
точками расстояния R к скорости света —.
Мгновенное значение напряженности электрического поля на
расстоянии R от передающей антенны, в которой создается ток,
изменяющийся по гармоническому закону, в момент времени /
равно
E = Emco3t*(t-£-)=Emcos(wt-2g-), (1.3)
где Ет— амплитуда напряженности электрического поля;
о) = 27г/—угловая частота колебаний электрического поля;
/ = -г частота, т. е. число колебаний вектора
электрического поля в единицу времени.
Выражение о> It — ) = v>t ^—определяет фазу
электрического поля. В рассматриваемый момент времени запаздывание,
равное —, будет соответствовать сдвигу фазы волны на вели-
2tzR
ЧИНу -у-.
Так как радиоволны распространяются от источника в разных
направлениях с одинаковой скоростью, то в любой определенный
момент времени поверхность с одинаковыми во всех точках
значениями фазы волны будет поверхностью сферы. Поверхность
равных фаз носит название фронта волны. В свободном пространстве
фронт волны всегда является сферическим при любой
направленности антенн. В реальных условиях фронт волны может
искажаться в результате елияния различного рода препятствий на
трассе.
Если приемная антенна находится на большом расстоянии от
передающей, в удалении от препятствий, то сравнительно
небольшие участки сферического фронта волны можно приблизительно
считать плоскими.
Амплитуды напряженности поля сферических волн по мере
увеличения расстояния убывают. У плоских же волн амплитуды
напряженности поля от расстояния не зависят. Для плоских волн
упрощается теоретический анализ многих вопросов
распространения радиозолн, поэтому очень часто при решении ряда задач
рассматривают не сферические, а плоские волны.
И

Мгновенное значение напряженности магнитного поля
определяется формулой, аналогичной (1.3).
Для свободного пространства напряженности электрического
и магнитного полей связаны между собой соотношением:
^ = ]/К = Ро = 120*(олО. (1.4)
Величина р0 имеет размерность сопротивления и ее называют
волновым сопротивлением свободного пространства.
Как известно, процесс распространения радиоволн
сопровождается непрерывным переносом энергии электромагнитного поля.
Постоянный поток электромагнитной энергии имеет место в
радиальных направлениях от источника, т. е. совпадает с
направлением распространения радиоволн. Направление и плотность
потока электромагнитной энергии определяются вектором Пойнтинга,
который показывает, какое количество электромагнитной энергии
проходит за 1 сек сквозь площадку в 1 м2. Среднее за период
значение вектора Пойнтинга 5 связано с действующими значениями
напряженностей электрического и магнитного полей Ед и Нд
соотношением: _
S = EdHd(emlM2). (1.5)
Учитывая формулу (1.4), можно еыразить величину вектора
Пойнтинга через значение напряженности электрического поля
следующим образом:
(1.6)
В свободном пространстве вся излучаемая антенной энергия
переносится радиоволнами без потерь. Определим плотность
потока энергии, создаваемого источником излучения мощностью Р
на расстоянии R от излучателя. Вначале будем считать, что
передающая антенна является изотропной, т. е. не имеет
направленности и равномерно излучает радиоволны во всех направлениях.
Величина вектора Пойнтинга будет равна мощности
излучателя, деленной на поверхность шара с радиусом R, т. е.:
?=W- (1-7)
Из формул (1.6) и (1.7) нетрудно получить следующее
выражение для напряженности поля в свободном пространстве,
создаваемого изотропным излучателем:
Е -К30Р п
В действительности изотропных антенн не существует — все
применяемые на практике антенны являются в той или иной
степени направленными. Реальная антенна в направлении
максимального излучения обладает эквивалентной мощностью, в G раз
12

большей мощности изотропного излучателя, где G — коэффициент
усиления антенны (см. § 1.5). Поэтому для реальной антенны,
находящейся в свободном пространстве, вместо (1.8) можно
записать
Еод = ¥Щ. (1.9)
Эта формула является исходной при расчетах, связанных с
определением напряженности поля в месте приема. Для учета
влияния земли и атмосферы на распространение УКВ вводится
множитель ослабления (см. § 2.4):
Ed = EodV = ¥^p-V. (1.10)
В дальнейшем мы везде будем пользоваться действующими
значениями напряженности поля, применяя обозначения Е и Е0
без индекса.
§ 1.3. ОБЛАСТЬ ПРОСТРАНСТВА, СУЩЕСТВЕННО
ВЛИЯЮЩАЯ НА РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
Для понимания основных особенностей распространения
радиоволн важное значение имеет представление о наиболее
существенной для распространения области пространства между
передатчиком и приемником. Очевидно, что не все участки этого
пространства одинаково влияют на распространение радиоволн.
Существует определенная область, которая играет наибольшую
роль в процессе распространения. Для определения существенной
области воспользуемся понятием о зонах Френеля, которое
основывается на известном принципе волновой оптики — принципе
Гюйгенса.
В соответствии с этим принципом каждую точку фронта
распространяющейся волны можно считать источником вторичных
элементарных сферических волн. Значение поля в точке
наблюдения определяется' суммой полей всех вторичных
излучателей.
Поясним принцип Гюйгенса на примере распространения
радиоволн в свободном пространстве. Пусть источник еолн
расположен в точке А (рис. 2). Определим результирующее поле в
точке В. Как было указано в предыдущем разделе, фронт
распространяющейся волны будет представлять собой сферическую
поверхность вокруг точки Л.
Рассмотрим участок произвольного сферического фронта ДСЕ,
находящегося на расстоянии Л С от излучателя. Будем считать,
что расстояния АС и С В значительно больше длины волны X.
С точки зрения волновой оптики электромагнитное поле в
точке В можно рассматривать как результат взаимодействия
множества сферических волн, создаваемых бесконечно малыми
площадками фронта ДСЕ. Разобьем поверхность рассматриваемого фрон-
13

та на кольцевые зоны с центрами в точке С (на рис. 2 фронт
волны и кольцевые зоны показаны в разрезе по вертикальной
плоскости, проходящей через точки А и В). При этом размеры зон
выберем так, чтобы суммарная длина пути от точки А до границы
каждой из последующих зон и далее до точки В была бы больше
Рис. 2. К построению зон Френеля
аналогичного пути через границу предыдущей зоны на -~-. Таким
образом, расстояние АСХВ больше расстояния АСВ на-у, т. е.
АС{В — АСВ=-^.
В силу такого построения зон вторичные волны, приходящие
в точку В от второй зоны, оказываются в протизофазе с волнами,
приходящими от первой зоны. Аналогично этому волны,
приходящие от третьей зоны, оказываются в противофазе с волнами,
приходящими от второй зоны, и т. д. При сложении элементарных
волн действия всех зон, кроме действия поверхности, близкой к
половине первой зоны, взаимно уничтожаются.
Рассмотренные выше зоны получили название зон Френеля. Из
предыдущих рассуждений и геометрии рис. 2 следует, что
вторичные волны, приходящие от бесконечно малых площадок каждой
зоны Френеля, будут отличаться друг от друга по фазе и почти не
будут отличаться по амплитуде. Это позволяет разделить зону
Френеля на большое количество равных по площади
концентрических колец и считать, что результирующий вектор волны от всех
вторичных источников зоны Френеля равен геометрической сумме
одинаковых по величине, но отличающихся по направлению
элементарных векторов, каждый из которых соответствует полю,
создаваемому отдельным кольцом.
Геометрическое сложение колебаний волн вторичных
источников основных зон Френеля показано на рис. 3. Суммарный вектор
для первой зоны обозначен через Е\у а для второй — через £2«
14

Из рисунка видно, что вектор Е2 меньше вектора Е\ по длине
и направлен в противоположную сторону.
Уменьшение длины вектора Е2 объясняется увеличением
расстояний от точек излучения и приема до второй зоны Френеля по
сравнению с соответствующими расстояниями до первой зоны
Френеля. Изменение направления вектора Е2 на противоположное сви-
Рис. 3. Геометрическое сложение колебаний волн вторичных источников,
расположенных в пределах основных зон Френеля
детельствует о том, что элементарные вторичные волны от второй
зоны Френеля приходят в точку наблюдения в противофазе с
волнами, приходящими в точку наблюдения от первой зоны Френеля.
Вследствие этого вектор £2 оказывается в противофазе с
вектором Е\9 т. е. отличается от него на тс.
Для того чтобы получить результирующий вектор от первой
и второй зон Френеля, нужно произвести геометрическое сложение
всех элементарных векторов, соответствующих вторичным
излучателям обеих зон. Такое сложение дает вектор £, который
оказывается минимальным, так как он равен разности длин, близких по
величине векторов Е2 и Е\. Если производить дальнейшее
сложение элементарных векторов, соответствующих вторичным
излучателям остальных зон Френеля, то векторная диаграмма будет
идти по закручивающейся спирали, показанной на рис. 3
пунктиром.
При этом результирующий вектор будет периодически
увеличиваться и уменьшаться, приближаясь к значению £0> которое
соответствует полю, создаваемому излучателем в точке приема.
На рис. 3 справа показаны суммарные векторы для различных
зон Френеля, а также приведена зависимость величины
результирующего вектора от числа зон Френеля (сплошная кривая).
Из сказанного можно сделать вывод: результирующее поле в
точке наблюдения в основном создается волнами вторичных
излучателей, расположенных в пределах первых нескольких зон Фре-
15

неля. Вклад в суммарное поле, вносимый волнами вторичных
излучателей остальных зон Френеля, пренебрежительно мал.
Следовательно, площадь нескольких первых зон Френеля на
фронте распространяющейся волны образует наиболее
существенную зону. Совокупность же всех существенных зон в пространстве
между точками излучения и приема и образует существенную
область, играющую основную роль в процессе распространения
радиоволн.
Рассмотрим, каковы размеры и конфигурации наиболее
существенной области распространения. По условиям построения
первая зона Френеля представляет собой круг радиусом р, а
остальные зоны —кольца, внешний радиус которых равен рп. Найдем
радиусы зон Френеля. Из рис. 2 определим, считая, что участок
фронта волны в пределах нескольких первых зон Френеля
является плоским, а угол ВССп — прямым:
Ввиду того что на практике всегда pn^Ri^ можно
использовать разложение радикалов в ряды, ограничившись первым
^.членом. Тогда /
2 2
г ~ Р _1_ П Г* Р _1_ П f^
Учитывая, что
получим следующее уравнение для определения я-ой зоны
Френеля рп: '
2 2
9п , 9П =п\
2Я, ^ 2#2 —" 2 •
Решение этого уравнения дает
где х = -^--
Следовательно, радиус первой зоны Френеля (/2 = 1) в центре
трассы, т. е. при одинаковых расстояниях от фронта волны до то-»
чек А и В (/?i = #2, т = 0,5) будет равен:.
— l/VL
Pi макс у 4 '
Это наибольшее значение радиуса первой зоны Френеля.
16

Если рассматривать в каждый данный момент времени
различные расстояния от фронта волны до точки наблюдения, т. е.
менять величину Ч, то согласно формуле (1.12) радиусы зон Френеля
будут изменяться. Поскольку при этом всегда выполняется
условие (1.11), то в вертикальной плоскости, проходящей через
точки А и В (плоскость чертежа), мы получим эллипсы, каждый из
которых будет соответствовать определенной зоне Френеля (рис. 4,
сплошные линии).
Рис. 4. Зоны Френеля в пространстве и на плоском участке
фронта распространяющейся волны
В пространстве границы зон Френеля будут описывать поверх
ность эллипсоидов вращения с фокусами е точках А и В. Область
пространства между двумя соседними эллипсоидами называют
пространственной зоной Френеля. На плоскости,
перпендикулярной линии АВ, т. е. на плоском участке фронта волны,
показанном на рис. 4 пунктиром, пространственные зоны Френеля
образуют заштрихованные круговые области. Радиус каждого из
заштрихованных кругов равен радиусу соответствующей зоны
Френеля рп.
Поперечные размеры эллипсоидов малы по сравнению с
расстоянием между точками излучения и приема, так как Х<С^#.
Следовательно, существенная область пространства представляет
собой эллипсоид вращения, узкой петлей охватывающий точки
расположения приемника и передатчика и вмещающий несколько
пространственных зон Френеля.
Вычисления показывают, что в области, включающей примерно
10 пространственных зон Френеля, сосредоточено около 90%
энергии распространяющихся волн. Очевидно, эту область простран^
ства и следует считать существенной для распространения
радиоволн.
Наибольший поперечный размер этой области (для лг = 10 и
т = 0,5, т. е. в центре между точками А и В) в соответствии с (1.12)
равен 1,58 V^R. По мере укорочения волны поперечные размеры
2 Ю. И. Давыденко
17

существенной области все более уменьшаются. Если волны очень
короткие (например, в оптике), существенная область настолько
сжимается в поперечнике, что практически вся энергия
распространяется внутри прямолинейного луча. В этом случае лучевая
трактовка процесса распространения радиоволн будет давать
такой же правильный результат, как и волновая. Совершенно
очевидно, что при описании распространения радиоволн в свободном
пространстве мы всегда можем заменить рассмотрение волн
рассмотрением лучей.
Лучевую трактовку целесообразно применять и в ряде других
случаев, так как она более наглядна и существенно облегчает
решение поставленных задач. В реальных условиях это можно
делать далеко не всегда. Если на пути распространения волн
находится какое-либо препятствие, лучевая трактовка распространения
радиоволн оказывается неприменимой, так как в соответствии с
ней поле за непрозрачным препятствием должно равняться нулю".
На самом же деле на таких трассах будет происходить
дифракционное огибание волнами препятствия и при небольших
закрытиях линии прямой видимости поле в точке приема может
достигать значительных величин. В таких случаях нужно переходить
к единственно правильной волновой трактовке процесса
распространения радиоволн.
Рассмотренное выше понятие о зонах Френеля и наиболее
существенной области относилось к случаю распространения
радиоволн в свободном пространстве. Однако и при распространении
радиоволн на реальных трассах оно сохраняет свое значение. При
этом конфигурация и размеры существенной области изменяются
в зависимости от конкретных параметров трасс. Так, например,
область, наиболее существенная для отражения радиоволн от Земли,
представляет собой совокупность зон Френеля, построенных на
земной поверхности вокруг точки отражения.
Не вдаваясь в подробное рассмотрение существенных областей
для различных случаев распространения радиоволн, отметим, ^то
для наиболее характерного случая при ДТР, когда антенна
располагается на небольшой высоте над земной поверхностью, угол
возвышения мал, а расстояние до корреспондирующего пункта
велико, существенная область земной поверхности представляет
собой вытянутый в направлении трассы эллипс, располагающийся
б непосредственной близости от антенны [2], ]3].
В заключение этого раздела следует отметить, что
преимущественная роль нескольких первых зон Френеля будет проявляться
в том случае, когда все зоны Френеля с точки зрения условий
распространения радиоволн будут равноценными. Если в какой-либо
дальней зоне будут особенно благоприятные условия
распространения (например, там будут расположены хорошо проводящие
тела), то влияние таких дальних зон также существенно скажется,
на величине напряженности поля в месте приема.
18

§ 1.4. ВЛИЯНИЕ ЗЕМЛИ И АТМОСФЕРЫ НА РАСПРОСТРАНЕНИЕ УКВ
До сих пор мы считали, что радиоволны распространяются в
свободном пространстве. Однако в связных радиолиниях
передающие и приемные антенны обычно располагаются вблизи земной
поверхности. Естественно поэтому, что Земля и атмосфера
оказывают большое влияние на распространение радиоволн.
Остановимся кратко на основных явлениях, происходящих при
распространении радиоволн в реальных условиях. Эти условия
оказываются значительно сложнее условий распространения
радиоволн в свободном пространстве. Они характеризуются
наличием резкой границы раздела двух неоднородных сред: воздуха и
земли. Неоднородность воздуха заключается в изменении его
параметров (температуры, давления, влажности, а следовательно, и
электрической проницаемости е) с удалением от земной
поверхности. Неоднородность Земли проявляется в изменении
электрических свойств верхнего слоя земной поверхности (параметров е и о),
а также в неровности рельефа местности и различных местных
предметов.
При решении общей задачи определения напряженности поля
в месте приема эти чрезвычайно сложные и разнообразные
условия в той или иной мере идеализируют. Наиболее простая и
распространенная идеализация состоит в том, что воздух и землю
считают однородными средами, а границу раздела между ними —
поверхность земли — идеально гладкой. Такая идеализация
значительно упрощает задачу и имеет известное практическое значение,
так как в ряде случаев реальные условия близки к
идеализированным (например, при распространении радиоволн над водной
поверхностью или ровными участками однородной
местности).
Основные особенности распространения радиоволн вдоль
гладкой земной поверхности в случае неоднородности Земли и
атмосферы определяются зависимостью напряженности поля и фазы
от следующих факторов: электрических параметров е и о
подстилающей поверхности, высоты точек излучения и приема над
поверхностью Земли, а также расстояния между ними, изменения
диэлектрических свойств атмосферы (параметра е) и, наконец, от
поглощающих способностей осадков (дождя, снега, града),
водяных паров, газов атмосферы. В зависимости от конкретных
условий преобладающим может быть одно или несколько следующих
явлений, связанных с влиянием указанных факторов на
распространение радиоволн: отражение от подстилающей поверхности,
дифракция вокруг Земли, рефракция в тропосфере, а также
отражение от электрических неоднородиостей тропосферы, рассеяние
радиоволн неоднородностями турбулентного происхождения и,
наконец, поглощение радиоволн в атмосфере. Рассмотрим
физическую сущность этих явлений.
2*
19

Отражение радиоволн от подстилающей поверхности
происходит при достаточно больших по сравнению с длиной волны
высотах точек излучения и приема (см. § 3.1). В этом случае одна
часть энергии волны переходит в глубь верхнего слоя
подстилающей поверхности, а другая часть энергии отражается от этой
поверхности. Поэтому в тропосфере, вблизи земной поверхности
распространяются две волны — падающая и отраженная, а в земле
распространяется одна — преломленная. Амплитуда, фаза и
направление распространения отраженной и преломленной волн
зависят от электрических параметров обеих сред, величины угла
падения и длины волны. В зависимости от этих параметров
соотношение между энергией преломленной и отраженной волн может
быть различно. В одних случаях энергия почти полностью
перейдет в другую среду, а е других случаях она может почти
полностью отражаться. Отражение радиоволн происходит по известному
закону оптики: угол падения равен углу отражения. При этом
отраженную волну можно рассматривать как идущую от
зеркального изображения источника, расположенного под отражающей
поверхностью на таком же расстоянии, что и настоящий источник.
Такое отражение называется зеркальным. В случае зеркаль*
ного отражения в точку приема всегда приходят две волны —
прямая и отраженная.
Напряженность поля в точке приема определяется сложением
полей прямой и отраженной волн, причем в первом приближении
можно считать, что обе волны распространяются в свободном
пространстве. Результирующее поле носит сильно выраженный
лепестковый характер, периодически увеличиваясь и уменьшаясь
в зависимости от изменения высот антенн, расстояния между
ними или длины волны.
На практике, однако, зеркальное отражение радиоволн
встречается сравнительно редко, так как реальная подстилающая
поверхность обычно отличается от плоской. Неровности земной
поверхности вызывают дополнительное рассеяние отраженной волны.
За счет этого плотность потока электромагнитной энергии
отраженной волны оказывается меньшей, а отраженное поле слабее,
чем в случае отражения от плоской земной поверхности. Такое
отражение называется диффузным.
Дифракция радиоволн возникает при небольших высотах
подъема антенн по сравнению с длиной волны, когда на пути рас*
пространения прямой волны встречаются препятствия либо в виде
холмов или гор, либо в виде естественной выпуклости поверхности
земного шара. Физическая сущность явлений, происходящих при
дифракции, такая же, что и при отражении/Падающая волна
проникает внутрь препятствия, вызывает в нем колебания свободных
и связанных зарядов. Приведенные в движение заряды являются
источником новой, вторичной, волны, которая изменяется во вре^
мени с частотой колебаний падающей волны. Вторичная волна
накладывается на первичную, и в окружающем пространстве обра-
20

зуется некоторая результирующая волна. Таким образом, при
дифракции, так же как и при отражении, образуются волна,
распространяющаяся внутри препятствия (аналогично преломленной
волне при отражении), и вторичная волна, распространяющаяся над
препятствием (аналогично отраженной волне). Несмотря на это
сходство, подход к учету явлений отражения и дифракции, а также
методы решения задач определения результирующего поля при
отражении и дифракции совершенно различны. При решении
задач отражения пользуются методами геометрической оптики,
рассматривая вместо распространения волн распространение
лучей.
Отличительной чертой геометрической оптики является
представление о локальном характере явлений, происходящих при
распространении радиоволн, что проявляется, например, в
независимости друг от друга отдельных лучей*. Эта локальность
проявляется также в формулах для поля отраженной волны, которое
определяется кривизной отражающей поверхности в точке
отражения, но не зависит от формы поверхности в целом.
Как показывают опыт и точная теория, геометрическая оптика
оказывается неприменимой в тех случаях, когда радиусы
кривизны отражающей или преломляющей поверхности сравнимы с
длиной волны, а также в тех случаях, когда точка наблюдения
находится вблизи границы раздела сред. В этих случаях приходится
обращаться к волновой оптике (основанной на рассмотренном
принципе Гюйгенса), которая позволяет правильно объяснить
происходящие дифракционные явления. При дифракции
результирующая волна может существенно отличаться от падающей по
амплитуде, фазе, направлению движения, а иногда и по поляризации.
В результате дифракции волны могут проникать в области «тени»,
т. е. в области, которые не находятся в зоне прямой видимости.
Термин «дифракция» и означает огибание встречных
препятствий распространяющимися волнами. К дифракционным
задачам обычно относят задачи по определению результирующего
поля в области тени какого-либо препятствия. При
распространении радиоволн над гладкой землей препятствием является
кривизна земной поверхности. За счет дифракции радиоволны могут
распространяться в области тени, образованной кривизной
Земли.
Рефракция радиоволн в тропосфере вызывается электрической
неоднородностью воздуха, которая появляется © результате
изменения его электрической проницаемости s. Величина е воздуха
зависит от его влажности, температуры и атмосферного давления.
Поскольку эти параметры воздуха все время изменяются во
времени и в пространстве, соответственно изменяется и электрическая
проницаемость воздуха е. В дальнейшем электрическое состояние
тропосферы мы будем характеризовать также и коэффициентом
преломления я, который связан с электрической
проницаемостью г простым соотношением п= К* * Именно указанные выше
21

изменения е или п и являются причиной появления рефракции и
рефракционных колебаний напряженности поля в месте приема.
На величину напряженности поля в месте приема основное
влияние оказывают изменения п по высоте h над земной поверхностью.
Величина этих изменений определяется вертикальным градиентом
коэффициента преломления gnt который выражает изменение
коэффициента преломления п по высоте и равен отношению разности
значений п в двух точках, расположенных по вертикали, к
разности высот этих точек:
£„ = 4г№). (1ЛЗ)
Обычно температура, давление и влажность воздуха с
удалением от земной поверхности убывает так, что п монотонно
уменьшается с высотой, стремясь вследствие постепенного разряжения
воздуха к единице. Если уменьшение п с высотой происходит
линейно, то в соответствии с (1.13) градиент коэффициента
преломления gn является отрицательной и постоянной величиной для всех
слоев воздуха. В этом случае скорость распространения
радиоволн равномерно возрастает с удалением от земной поверхности
(см. формулу 1.2). Благодаря этому траектории радиоволн
искривляются в сторону Земли (выпуклостью вверх). Такое явление
называют положительной рефракцией радиоволн.
Несмотря на то что абсолютные величины п малы, а их изменения
невелики (средние значения gn лежат в пределах примерно от
—3-10~8 до —12- Ю-8 1/м), этого оказывается достаточно для
заметного искривления траектории радиоволн.
В так называемой нормальной тропосфере, свойства которой
соответствуют некоторому среднему состоянию реальной
тропосферы, параметры воздуха имеют следующие значения. У земной
поверхности давление Р=1013 мб, температура £=15°С,
относительная влажность 5 = 60%. С увеличением высоты на каждые
100 м давление уменьшается на 12 мб, а температура — на 0,55° С.
Относительная влажность сохраняет свое значение на всех
высотах. В такой нормальной тропосфере величина gn принимает
постоянное значение, равное —4 •10~8 \/м, а траектории радиоволн
получают форму дуг окружности радиуса 25 000 км. Рефракция,
имеющая место в нормальной тропосфере, получила название
нормальной рефракции.
Если скорость изменения коэффициента преломления с
высотой меньше, чем в нормальной тропосфере, так что gn>
>—4- К)-8 1/м, то траектории радиоволн искривляются в меньшей
степени, чем при нормальной рефракции. Такая рефракция
называется пониженной.
Наиболее часто встречаются случаи нормальной рефракции,
соответствующие среднему состоянию тропосферы, но при некоторых
метеорологических условиях состояние тропосферы может сильно
22-

отличаться от среднего. Например, температура в определенных
слоях воздуха может не понижаться с высотой, как в нормальной
тропосфере, а повышаться. Такие необычные повышения
температуры с высотой называются температурными инверсия-
м и. Температурные инверсии часто сопровождаются падением
влажности с высотой. В таких случаях происходит резкое
уменьшение коэффициента преломления воздуха с высотой.
Если коэффициент преломления уменьшается с высотой более
резко, чем в нормальной атмосфере, то вертикальный градиент
gn<—4-10~8 \\м и траектории радиоволн искривляются сильнее,
чем при нормальной рефракции. Такая рефракция называется
повышенной.
При дальнейшем уменьшении gn может наступить случай,
когда траектории радиоволн будут иметь форму дуг окружностей
с радиусами, равными радиусу Земли (6370 км). Это будет при
gn = — 15,7 • Ю-8 1/л*. В этом случае радиоволны будут
распространяться по траекториям, параллельным земной поверхности.
Значение вертикального градиента коэффициента преломления gn=--
=—15,7-Ю-8 \\м называется критическим.
Если величина gn оказывается меньше критического значения,
кривизна траекторий радиоволн становится больше кривизны
земной поверхности и наступает так называемая сверхрефракция.
В слоях воздуха с gn^—15,7 • 10—8 l/м возможно волноводное
распространение. Такие слои называются атмосферными
волноводами по аналогии с металлическими или
диэлектрическими волноводами. Рефракция может быть и отрицательной.
Такая рефракция наблюдается тогда, когда коэффициент
преломления с высотой не уменьшается как обычно, а увеличивается и
величина gn оказывается положительной. При отрицательной
рефракции траектория радиоволн искривляется не к Земле, а от
Земли (выпуклостью вниз). Отрицательная рефракция
встречается сравнительно редко — при аномальном понижении
температуры воздуха и повышении его влажности с высотой.
Отражение радиоволн в тропосфере вызывается отдельными
электрическими неоднородностями, которые представляют собой
области со значениями л, отличающимися от коэффициента
преломления окружающего еоздуха на величину Ап= 10-4-н 10-в.
Наиболее часто подобные неоднородности возникают при
температурных инверсиях летом в вечерние и ночные часы во время
жаркой антициклональной погоды. Они могут иметь различные
размеры и форму, однако, как правило, их горизонтальные
размеры больше вертикальных. Обычно они имеют форму сильно
вытянутых глобул, которые часто переходят в явно выраженные
слои. Чем резче изменяется величина п на границе глобулы или
слоя, тем лучшими оказываются условия для отражения
радиоволн.
Поскольку в тропосфере одновременно может существовать
много различных неоднородностей, то в точку приема могут при-
23

ходить несколько отраженных волн с различными амплитудами
и фазами.
Распространение радиоволн, при котором в точку приема
приходит одновременно несколько волн, называется многолуче-
в ы м. Одной из наиболее характерных особенностей
многолучевого распространения радиоволн, связанного с отражениями от
неоднородностей тропосферы, Я)вляется наличие быстрых и
глубоких колебаний принимаемого сигнала (замираний).
Эти колебания возникают вследствие непрерывного изменения
соотношения фаз и амплитуд отраженных от неоднородностей
волн из-за изменения размеров и положения отдельных
неоднородностей.
Рассеяние радиоволн в тропосфере считается одним из
основных факторов ДТР. Оно вызывается так называемыми
турбулентными неоднородностями. В тропосфере происходит непрерывно
турбулентное, т. е. беспорядочное, движение воздуха, которое
можно наблюдать на примере многих явлений. Турбулентность
проявляется и с резких порывах ветра, и в вихрях пыли на
дорогах, и в неожиданно образующейся ряби на гладкой поверхности
пруда или озера.
Турбулентность в атмосфере возникает в результате
перемещения больших масс воздуха из-за неравномерного нагрева солнцем
земной поверхности. Количество солнечного тепла, получаемого
земной поверхностью, зависит от широты местности и характера
подстилающей поверхности. Вследствие этого температура
различных участков земной поверхности неодинакова и нагрев
воздуха над ними различен. Там, где этот нагрев сильнее,
атмосферное давление убывает с высотой медленнее, так как такой воздух
имеет меньшую плотность, чем при низких температурах.
Неравномерность в распределении давления в различных областях
земной атмосферы является причиной движения воздушных масс
(ветров). Благодаря неровностям земной поверхности и ее нагреву
воздух при своем движении перемешивается, что и приводит к
турбулентности.
Современные представления о турбулентном движении воздуха
основываются на статической теории турбулентности,
разработанной советскими учеными А. П. Колмогоровым и А. М. Обуховым.
Они показали, что турбулентное движение начинается с
образования больших вихрей, которые затем распадаются на все более
и более мелкие. Поэтому наряду с медленными глубокими флюк-
туациями скорости имеются и быстрые неглубокие. Это приводит
к образованию как больших, так и малых неоднородностей
воздушного потока, размеры которых в зависимости от условий могут
быть в пределах от нескольких десятков сантиметров до
нескольких десятков и даже сотен метров. Образовавшиеся воздушные
вихри перемещаются, частично сохраняя свою температуру,
влажность и давление, и потому несколько отличаются от
окружающего воздуха.
24

Следовательно, благодаря турбулентному движению воздуха
температура, влажность и давление в различных точках
оказываются неодинаковыми. Они все время флюктуируют около овоих
средних значений. Случайные флюктуации температуры,
влажности и давления вызывают случайные изменения коэффициента
преломления я, который непрерывно меняется во времени и в
пространстве.
Указанные флюктуации коэффициента преломления воздуха,
связанные с его турбулентным движением, и я;вляются причиной
рассеяния УКВ. Если на какую-либо область турбулентной
тропосферы падает электромагнитная энергия от передатчика,
образуется поток рассеянной энергии. Основная часть рассеянной
энергии распространяется вперед, в направлении первоначального
распространения радиоволн, и только небольшая ее часть попадает
к приемнику. Именно эту небольшую часть рассеянной энергии
используют для передачи информации.
Для расчетов, связанных с определением напряженности поля
в месте приема, необходимо иметь данные о флюктуациях /г,
происходящих в тропосфере, а также о масштабах неоднородностей,
т. е. о тех средних расстояниях, на которых эти флюктуации
происходят независимо или мало зависят друг от друга. Измерения
с помощью специальных приборов — рефрактометров,
предназначенных для измерения величины и флюктуации л, показали, что
средние размеры неоднородностей имеют величину около 50 м и
что в тропосфере на разных высотах очень часто (особенно летом)
встречаются слоистые неоднородности с резкими изменениями /г.
Таким образом, условия распространения УКВ в тропосфере
определяются совокупностью воздействия всех изменений
коэффициента преломления воздуха: монотонного изменения, связанного с
метеорологическими условиями, наличием слоистых неоднородностей
и многочисленных неоднородностей турбулентного происхождения.
Поглощение и рассеяние УКВ вызывается гидрометеорами
(дождем, туманом, снегом, градом), а также водяными парами и
газами, содержащимися в воздухе. Поглощение радиоволн
связано с частичным переходом электромагнитной энергии в
тепловую. Оно проявляется в уменьшении уровня принимаемого
сигнала. Рассеяние радиоволн гидрометеорами также ведет к
уменьшению уровня принимаемого сигнала.
Водяные пары и газы, содержащиеся в воздухе, вызыеают
заметное поглощение лишь на волнах короче 3 см. На более
длинных волнах это поглощение меньше 0,013 дб/км. Поглощение и
рассеяние радиоволн, вызываемые дождем, туманом и снегом,
резко увеличиваются с ростом частоты и зависят от густоты
тумана л интенсивности осадков. Практически заметные потери
энергии, обусловленные поглощением и рассеянием радиоволн
гидрометеорами, наблюдаются лишь на волнах короче 5 см. Так,
например, при слабом дожде (1 мм/ч) поглощение на волне 3 см
составляет 0,03 дб\км, а при ливнях (100 мм/ч) возрастает до
25

3 дб/км. В умеренных широтах таких ливней, как правило, не
бывает. На волнах длиннее 3—5 см при тех интенсивностях осадков,
которые обычно встречаются в умеренных широтах, поглощение и
рассеяние радиоволн гидрометеорами малы и эти явления можно
не учитывать.
Вышеизложенное дает определенное предста'вление о
сложности и многообразии влияния земли и атмосферы на
распространение УКВ. Все явления, связанные с неоднородностями земли и
атмосферы, за исключением поглощения и рассеяния УКВ
гидрометеорами, водяными парами и газами воздуха, в той или иной
степени способствуют увеличению дальности распространения
УКВ. Однако только дифракция и рассеяние турбулентными
неоднородностями, а также частичное отражение от слоистых не-
однородностей действуют постоянно и используются для
получения надежной связи. Остальные явления не могут быть
использованы в этих целях из-за их нерегулярности.
Для классификации различных методов расчета радиолиний
вводят понятия трех основных зон: освещенную зону, зону полутени и
зону тени. В освещенной зоне передающая и приемная антенны
находятся в условиях прямой видимости, а в зоне тени прямая
видимость между антеннами отсутствует. Зона полутени
располагается между указанными выше основными зонами. Ее центр
находится от передающей антенны на расстоянии геометрического
горизонта Rr (рис. 5).
Рис. 5. Основные зоны при распространении радиоволн
вдоль Земли
В освещенной зоне чаще всего наблюдается отражение
радиоволн от подстилающей поверхности, а в зонах полутени и тени —
дифракция вокруг Земли. Эти явления сопровождаются
рефракцией радиоволн в нижних слоях тропосферы. При переходе в зону
тени по мере увеличения расстояния R дифракционное
ослабление радиоволн быстро возрастает и величина принимаемого сиг-
26

нала, обусловленная дифракцией и рефракцией, оказывается
Недостаточной для связи. В этой переходной области на расстояниях
80—120 км начинают вступать в силу факторы дальнего
тропосферного распространения — рассеяние и отражение УКВ в
тропосфере.
Следует подчеркнуть, что в реальных условиях работы УКВ
радиолиний на уровень принимаемого сигнала могут
одновременно воздействовать как неоднородности земной поверхности, так и
тропосферы, причем сразу могут влиять несколько различных
факторов. Например, в зоне полутени, а также в зоне тени (при
сравнительно небольших расстояниях) наряду с дифракцией вокруг
земной поверхности и рефракцией в тропосфере при
распространении УКВ может происходить отражение сразу от нескольких
разных по строению слоев с различным распределением
коэффициента преломления по толщине слоя, а также рассеяние неодно-
родностями турбулентного происхождения.
Это приводит к значительным изменениям уровня
принимаемого сигнала, которые часто носят случайный характер. Поэтому
понятны трудности, возникающие при расчетах УКВ радиолиний.
Тем не менее имеющиеся <в настоящее время теоретические и
экспериментальные данные позволяют правильно учитывать
основные явления, происходящие при распространении УКВ. Способы
учета этих явлений, а также некоторые теоретические вопросы,
связанные с расчетом напряженности поля, излагаются в
следующих главах.
§ 1.5. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ АНТЕННЫ
Антенной называется устройство, служащее для излучения
или приема электромагнитной энергии. Передающая антенна
преобразует энергию токов высокой частоты, вырабатываемых
передатчиком, в энергию электромагнитных волн, а приемная антенна,
наоборот, энергию электромагнитных волн преобразует в энергию
токов высокой частоты, поступающих на вход приемника.
Антенна является очень важной частью передающей и
приемной аппаратуры, без которой невозможна работа радиостанции,
кроме того, распространение радиоволн нельзя рассматривать в от-
рьше от антенных устройств, а иногда эти области даже трудно
разграничить.
Прежде всего следует подчеркнуть, что все антенны обладают
тем или иным направленным действием, или, как обычно говорят,
направленностью. Направленность антенн обусловлена самой
природой электромагнитного излучения, которое возникает при
неравномерном, колебательном движении электрических зарядов. Ан-
тейны радиостанций специально конструируют таким образом,
чтобы обеспечить нужную направленность, т. е. нужную степень
концентрации излучаемой энергии в определенном направлении.
27

Требования к направленности антенн могут быть различными
в зависимости от назначения и условий работы радиостанций.
В одних случаях необходимо, чтобы наибольшая часть излучаемой
антенной энергии была направлена в сторолу на корреспондента,
в других —чтобы антенна излучала как можно более равномерно
во все стороны, если имеется много корреспондентов,
расположенных в различных направлениях, или неизвестно направление на
пункт приема. Антенны УКВ радиостанций, особенно СМВ и ДМВ
диапазонов, обычно обладают высокой направленностью. Это позг
воляет, во-первых, повысить так называемый электрический
потенциал радиостанций, т. е. повысить эффективность всей аппаратуры
(прежде всего увеличить ее дальность действия), а во-вторых,
ослабить мешающее влияние посторонних (е том числе и
преднамеренных) помех. Кроме того, переход от малой направленности
к большой ослабляет влияние земной поверхности и тем самым
обеспечивает лучшие условия распространения радиоволн.
Наконец, высокая направленность УКВ антенн уменьшает взаимное
влияние нескольких близко расположенных систем связи,
работающих в одном диапазоне волн.
Удобной характеристикой направленных свойств антенны
служит диаграмма направленности, которая показывает, каким
образом изменяется напряженность поля на некотором удалении от
антенны при ее повороте относительно направления на точку
приема. В практике часто используют диаграммы
направленности отдельно в вертикальной и горизонтальной плоскостях. В
качестве примера на рис. 6 показана диаграмма направленности
антенны в одной из плоскостей. Реальные антенны имеют обычно
многолепестковые диаграммы направленности. Лепесток,
соответствующий максимуму излучения, называется главным
лепестком, а остальные лепестки называются побочными или б о-
ковыми. При проектировании и изготовлении антенн всегда
стремятся к уменьшению боковых лепестков. Чем уже главный
лепесток и меньше боковые лепестки, тем выше направленность
антенны. О направленных свойствах антенны принято судить по
/20 100 80 60 40 30 20
Рис. 6. Диаграмма направленности антенны в
одной из плоскостей
28

так называемой ширине главного лепестка, выражаемой в
градусах.
Часто ширину главного лепестка называют углом раство-
р а. Ширина главного лепестка определяется величиной угла
между прямыми, проведенными из центра до точек на диаграмме,
соответствующих мощности излучения, вдвое меньшей, чем
мощность излучения в главном направлении. Поскольку обычно
диаграмма направленности показывает значения отношения
направленности поля в данном направлении Е к значению
напряженности поля на таком же расстоянии в главном направлении £гл, то
ширина главного лепестка диаграммы направленности
определяется углом между прямыми, соответствующими отношению
—р—=0,71. Так, ширина главного лепестка, или угол раствора,
£гл
диаграммы направленности, приведенной на рис. 6, составляет
около 40°.
К основным параметрам, характеризующим любую антенну,
относятся: коэффициенты направленного действия, полезного
действия, усиления, защитного действия, а также входное
сопротивление антенны. >
Коэффициент направленного действия определяет степень
направленности антенны по отношению к изотропному излучателю.
Он показывает, во сколько раз пришлось бы увеличить мощность
излучения при переходе от направленной антенны к изотропному
излучателю для того, чтобы обеспечить одинаковую напряжен*
ность поля в месте приема. Коэффициент направленного действия
определяется формулой
£> = %, (П4)'
где РИ9Л—мощность, излучаемая изотропной антенной;
Р—мощность, излучаемая направленной антенной.
Коэффициент полезного действия показывает, какая часть из
общей подводимой к антенне мощности излучается, а какая —
теряется вследствие нагрева проводящих частей антенны, влияния
окружающих антенну препятствий и т. д. Он определяется
отношением
Ч = £, (1Л5)
где Рг — излучаемая мощность;
Ра — подводимая к антенне мощность.
Коэффициент усиления антенны учитывает направленные
свойства антенны и ее коэффициент полезного действия. Он
показывает, во сколько раз меньшую мощность передатчика нужно брать
при использовании направленной антенны, чтобы в направлении
максимального излучения получить такую же напряженность
29

поля, как и при использовании изотропной антенны. Другими
словами, коэффициент усиления антенны показывает, во сколько раз
увеличивается эквивалентная мощность передатчика в
направлении максимального излучения по сравнению с изотропной
антенной. Коэффициент усиления является одним из наиболее важных
параметров, широко используемых при расчетах. Он равен
произведению коэффициента направленного действия на коэффициент
полезного действия антенны
G = Dn. (1.16)
Ввиду малых потерь коэффициент полезного действия антенн
СМВ и ДЦВ диапазонов близок к единице. Поэтому часто
приближенно считают, что G^D.
Коэффициент усиления антенн связан с шириной диаграммы
направленности. Чем больше коэффициент усиления, тем уже
главный лепесток диаграммы направленности. У антенн с малыми
боковыми лепестками приближенное значение коэффициента
усиления антенны может быть вычислено по известным значениям
ширины главного лепестка антенны в вертикальной и горизонтальной
плоскостях:
п _ 35000 (. 1TN
G = -^r> С1-17)
где а и р — выраженная в градусах ширина главного лепестка
соответственно в горизонтальной и вертикальной плоскостях.
Коэффициент усиления и диаграмма направленности антенны
зависят от ее действующей площади раскрыва (излучающего
отверстия) S^:
0 = 4*-^- (1.18)
Действующая площадь раскрыва несколько меньше
геометрической главным образом из-за неравномерности поля в плоскости
раскрыва антенны. Отношение действующей площади раскрыва
к геометрической называется коэффициентом
использования поверхности раскрыва. Коэффициент
использования для реальных антенн обычно равен 0,5—0,8.
Коэффициент защитного действия определяется отношением
коэффициентов направленного действия антенны в направлении
максимального излучения В0и в обратном направлении D0qv:
f = DT~- (1.19)
•'-'обр
Входное сопротивление антенны определяет свойства антенны
как нагрузки для передатчика или генератора для приемника.
Оно состоит из активной /?а и реактивной Ха частей
Zt = (Rt + JXt) (ом). (1.20)
30

Сопротивления /?а и Ха не являются постоянными величинами,
они зависят от конструкции антенны и меняются при изменении
длины рабочей волны. В УКВ радиостанциях питание передающей
антенны чаще всего осуществляется через коаксиальный кабель
(волновод), соединяющий антенну с выходом передатчика. На
приемном конце антенны через кабель (волновод) соединяются
со входом приемника. Как известно, наилучшие условия передачи
энергии от одной электрической цепи к другой возникают при
согласованных сопротивлениях входа и выхода этих цепей. Для
согласования антенны с кабелем необходимо, чтобы она имела такое
же активное входное сопротивление и равное по абсолютной
величине, но противоположное по знаку реактивное входное
сопротивление, как и кабель. Поэтому стремятся добиться возможно
большей активной составляющей входного сопротивления антенны,
так как при этом возрастает ее сопротивление излучению и
увеличивается КПД. В хорошо выполненных УКВ антеннах,
обладающих высоким КПД, основную часть входного сопротивления
составляет активное сопротивление, а его реактивная часть невелика
и ее обычно не учитывают.
Передающие и приемные антенны обладают свойством
обратимости, в соответствии с которым по характеристикам данной
антенны как передающей можно определить характеристики этой
антенны как приемной и наоборот. Однотипные передающие и
приемные антенны, имеющие одинаковые размеры, как правило,
взаимозаменяемы: любую из них можно использовать и как
приемную и как передающую.
§ 1.6. ПЕРЕДАЧА ЭНЕРГИИ ПО АНТЕННЫМ ФИДЕРАМ,
ТЕОРЕМА ВЗАИМНОСТИ
Как указывалось выше, в качестве фидера, соединяющего
антенну с передатчиком или приемником, в УКВ радиостанциях чаще
всего применяют коаксиальный кабель. По своим электрическим
свойствам коаксиальный кабель является длинной линией.
Если бы кабель имел бесконечную длину, то поступающая в
него энергия беспрепятственно распространялась бы вдоль кабеля,
постепенно расходуясь на нагревание проводов и изоляции. Такой
режим носит название режима бегущей волны. Кабель,
находящийся в режиме бегущей волны, представляет собой чисто
активную нагрузку, которая носит название волнового сопротивления рк.
Для большинства кабелей, применяемых в качестве антенных
фидеров, рк = 75 или 50 ом. Если к кабелю любой конечной длины,
по которому передается энергия, подключить некоторое чисто
активное нагрузочное сопротивление, равное по величине рк, то в
кабеле также установится режим бегущей волны. При этом вся
энергия, достигающая конца кабеля, поступит в нагрузку и,
следовательно, будет обеспечено наилучшее согласование кабеля с
нагрузкой.
31

Однако если сопротивление нагрузки оказывается не равным рк,
что практически бывает довольно часто, то согласование
нарушается и не вся энергия поступает из кабеля в нагрузку. Часть ее
отражается от нагрузки и начинает распространяться в обратном
направлении, что увеличивает потери в кабеле. В результате
сложения прямой и обратной волн в кабеле образуются
периодически чередующиеся участки с уменьшенным значением тока или
напряжения (узлы) и участки с увеличенным значением тока или
напряжения (пучности). Узлы и пучности тока или напряжения
остаются неподвижными, поэтому говорят, что ib кабеле наряду с
бегущей волной возникла стоячая волна.
Для оценки степени согласования кабеля с нагрузкой вводится
так называемый коэффициент бегущей волны /С, который численно
равен отношению тока (или напряжения) в узле к току (или
напряжению) в пучности и показывает долю бегущей волны в
кабеле:
К= /мин. (Ш)
■'макс
Потери в кабеле определяются коэффициентом полезного
действия г\. В режиме бегущей волны потери минимальны, а КПД
максимален (т^акс)- Величина потерь, а следовательно, и
значение 1г]Макс, зависят от постоянной затухания рк, которая имеет
определенное значение для каждого типа кабеля и характеризует
степень убывания тока на 1 м длины кабеля.
Для режима бегущей волны
Чмакс = *"2Ч (1.22)
или при 2рк/<0,3:
у]макс ^1 — (1.23)
где / — длина отрезка кабеля в метрах.
Таким образом, если от генератора в кабель, идеально
согласованный с нагрузкой, поступает мощность Р, то в нагрузку
поступит МОЩНОСТЬ Рн = /У]макс^.
Для режима неполного согласования кабеля с нагрузкой
потери по сравнению с режимом бегущей волны возрастают и КПД
кабеля будет меньше максимального в т раз:
Чумаке"*. (1.24)
Очевидно, величина т, определяющая дополнительное
уменьшение КПД за счет рассогласования, зависит от коэффициента
бегущей волны К. Такая зависимость представлена на рис. 7. Как
видно из рисунка, уменьшение значения К до 0,6—0,7 мало влияет
на величину т, поэтому обычно считают, что согласование кабеля
с нагрузкой является нормальным, если /С>0,6—0,7. Практически
это обеспечивается, если активная составляющая сопротивления
32

нагрузки кабеля примерно равна его волновому сопротивлению рк,
а реактивная составляющая — близка к нулю.
На сантиметровых волнах (короче 10 см), помимо
коаксиальных кабелей, широкое распространение получили волноводы в виде
полых металлических труб прямоугольного или круглого сечения.
Применение волноводов в качестве антенных фидеров позволяет
обеспечить весьма малые потери энергии в фидере, чего добиться
на сантиметровых волнах с помощью коаксиальных кабелей
трудно.
t. U
ав
Q6
at
QZ
_
/
/
L
/
/
1
0.2
м
0.8
J*
Рис. 7. Влияние рассогласования нагрузки с
фидером на величину КПД фидера
На более длинных волнах волноводы имеют большие размеры
и вследствие этого экономически менее выгодны, чем
коаксиальный кабель. Стоимость же коаксиального кабеля, наоборот,
повышается с уменьшением длины волны.
Существенная физическая особенность распространения
электромагнитных волн iB волноводах состоит в том, что практически
вся электромагнитная энергия распространяется внутри
волноводов, т. е. они не создают внешнего ноля.
Для любого волновода определенных размеров существует
некоторая критическая волна Хкр. Волны длиннее Хкр в волноводе
распространяться не могут. Величина Хкр зависит от
геометрических размеров волновода и от типов волн, характеризующих
структуру поля в волноводе.
Наиболее важным параметром волновода является величина
потерь при передаче энергии по волноводу. Имеются два вида
33

потерь в полых реальных волноводах: потери в диэлектрике,
заполняющем волновод, и потери в стенках волновода. Для
волноводов, как прямоугольных, так и цилиндрических, существует
оптимальная волна возбуждения Х0пт, на которой потери минимальны.
Величина потерь зависит не только от материала стенок
волновода и сопротивления диэлектрика, но также от вида волновода и
его конструктивного выполнения.
Потери в цилиндрических волноводах обычно несколько
меньше, чем в прямоугольных волноводах такого же периметра.
Несмотря на это, прямоугольные волноводы на практике применяют
чаще, так как в эксплуатации они удобнее. В частности, при
изгибе прямоугольных волноводов в определенных пределах
структура поля в них практически сохраняется и потери возрастают
незначительно. Если поперечные размеры волновода недостаточно
строго выдержаны по его длине, а также если встречаются
участии с неровной поверхностью, вмятинами и т. д., это может
привести к увеличению потерь в волноводе и даже к изменению
структуры или типа волн. К увеличению потерь может приводить и
попадание внутрь волновода влаги, которая повышает проводимость
диэлектрика и вызывает ухудшение проводимости стенок
волновода вследствие окисления.
Металлические волноводы имеют существенные недостатки:
жесткость конструкции и сравнительно большой вес. В настоящее
время в ряде зарубежных стран осваивается производство гибкого
эллиптического волновода, в большой мере свободного от этих
недостатков. По своим электрическим характеристикам такой
волновод мало отличается от металлического, а по эксплуатационным
качествам приближается к кабелям. Это дает основание считать
его наиболее перспективным фидером для подвижных радиолиний
ДТР.
В последние годы на дециметровых и сантиметровых волнах
все больше применяется еще один новый тип фидера — однопро-
водная линия передачи (ОЛП). Принцип действия ОЛП состоит
в том, что электромагнитное поле, возбуждаемое с помощью
специального рупора, который подключается либо к выходу
передатчика, либо к приемной антенне, распространяется вдоль
одиночного провода, выполняющего роль направляющей системы. При
# 6д/ходи
tepegortfvt/tfo
Рис. 8. Однопроводная линия передачи (ОЛП)
34

этом основная часть энергии оказывается сосредоточенной в
непосредственной близости от поверхности провода. С помощью
аналогичного второго рупора энергия поля подводится или к
передающей антенне (рис. 8) или ко входу приемника.
По сравнению с кабелями, а тем более с металлическими
волноводами, ОЛП имеет важное преимущество: меньшие габариты и
вес и простоту изготовления. По своим электрическим
характеристикам ОЛП превосходит кабели и приближается к волноводам.
Например, на частоте 6 Ггц погонное затухание энергии поля в
ОЛП при диаметре провода 2,5—3,5 мм составляет примерно
0,05 дб/м. Потери энергии в рупоре зависят от его размеров по
сравнению с длиной волны. На сантиметровых волнах при
сравнительно небольших размерах рупора (диаметр порядка 10-И5 см)
эти потери невелики (примерно 0,3 дб).
К недостаткам ОЛП относятся: сравнительно небольшая
механическая прочность и дополнительные потери энергии,
возникающие при осадках, особенно в условиях образования гололеда.
Эти потери особенно заметны на сантиметровых волнах и
увеличиваются с укорочением волны. Отмеченные недостатки не
являются непреодолимыми — они успешно устраняются в конкретных
разработках. Поэтому в целом ОЛП также является
перспективным фидером для подвижных УКВ радиостанций.
В современных радиолиниях, *как правило, обеспечивается
дуплексная связь, т. е. связь, осуществляемая между двумя
пунктами в обоих направлениях. При расчетах и организации таких
радиолиний важную роль играет так называемая теорема
взаимности. Не вдаваясь в подробное доказательство теоремы
взаимности применительно к распространению радиоволн, ограничимся
тем, что приведем следующую наиболее простую и удобную для
практики ее формулировку: напряженность поля, создаваемая
некоторым передатчиком в точке приема, останется неизменной, если
передатчик и приемник поменять местами. При этом необходимо
их ориентировать так, чтобы распространение радиоволн
происходило строго по той же трассе, но в обратном направлении;
Теорема взаимности применима для всех случаев
распространения радиоволн, если среда, в которой находятся передатчик и
приемник, линейна и изотропна, т. е. если электрические параметры
среды не зависят от напряженности электрического и магнитного
полей и если свойства среды в данной точке не зависят от
направления распространения. При выполнении этих условий среда
может быть неоднородной и иметь конечное число случаев резкого
изменения ее электрических параметров (поверхностей раздела).
Поскольку тропосфера и поверхностные слои Земли всегда
линейны и изотропны, теорема взаимности оказывается справедливой
для всех УКВ радиолиний.
35

л
ГЛАВА II
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ И РАСЧЕТА
РАДИОЛИНИИ ДТР
§ 2.1. ОСОБЕННОСТИ ДАЛЬНЕЙ СВЯЗИ
ЗА СЧЕТ РАСПРОСТРАНЕНИЯ УКВ В ТРОПОСФЕРЕ
Дальняя тропосферная связь, кроме особенностей, общих для
всего УКВ диапазона, имеет некоторые специфические
особенности, вытекающие из закономерностей ДТР. Подробное объяснение
этих закономерностей и способов их учета дается в гл. IV и V.
Остановимся кратко на них с тем, чтобы дать более полное
представление о принципах построения аппаратуры и расчета
радиолиний.
К общим особенностям связи в УКВ диапазоне прежде всего
относится возможность использования его большой частотной
емкости, которая значительно превосходит частотную емкость всех
остальных вместе шятых диапазонов: длинных, средних и
коротких волн. Это позволяет создавать в УКВ диапазоне
широкополосные системы связи, по которым одновременно можно передавать
огромное число сообщений. В самом деле, если принять, что
каждый из телефонных каналов с учетом необходимых защитных
промежутков занимает полосу 4,2 кгц, то в участке УКВ диапазона
от 30 до 30000 Мгц (исключая миллиметровые волны) можно
разместить более 7 млн. телефонных каналов. Следовательно, в этом
участке диапазона могут одновременно работать, не создавая друг
другу помех, более 23 тыс. широкополосных 300 канальных
радиолиний или около 6 тыс. современных многоканальных
магистральных линий связи, каждая из которых, занимая полосу около
5 Мгц, позволяет передавать до 1200 телефонных разговоров или
одну телевизионную программу. При этом каждый телефонный
канал можно использовать для передачи до 18 телеграфных
сообщений.
Необходимо подчеркнуть, что для создания многоканальных
систем связи диапазоны коротких и средних, а тем более
длинных волн совершенно непригодны. Это вытекает из того, что вос-
36

произведение широкополосных передач без искажений возможно
лишь в том случае, когда несущая частота намного больше (не
менее чем в 10 раз) модулирующей частоты. Если ширина полосы
частот составляет около 5 Мгц (1200 телефонных каналов),
несущая частота должна быть не меньше 50 Мгц. Поэтому построить
такие широкополосные системы связи можно только в УКВ
диапазоне. Вместе с тем широкий спектр частот УКВ диапазона
позволил применить новые виды модуляции, такие, например, как
широкополосная частотная модуляция, и различные виды
импульсной модуляции, что повышает помехозащищенность УКВ систем
связи.
Другая важная особенность связи в УКВ диапазоне — это
практическое отсутствие атмосферных и промышленных помех (за
исключением метровых волн) и намного меньший уровень
станционных помех по сравнению с остальными диапазонами.
Помехи являются серьезным фактором снижения
эффективности систем связи, так как при этом чувствительность приемника
ограничивается уровнем помех и ©полной мере не реализуется.
В этом случае для обеспечения уверенной связи необходимо
создать повышенную напряженность поля в месте приема, которая
в 2—3 раза была бы выше уровня помех. Если уровень помех
достаточно высок, это приведет к существенному сокращению
дальности и ухудшению надежности связи.
Особенно заметно сказывается влияние помех (главным
образом станционных) в KB диапазоне. В настоящее время количество
работающих коротковолновых радиостанций настолько велико, что
образовалась сплошная загрузка станционными помехами KB
диапазона, которая изменяется в зависимости от концентрации
работающих радиостанций, а также от времени суток, года и
солнечной активности.
Малый уровень помех в УКВ диапазоне позволяет реализовать
высокую чувствительность приемников и тем самым повысить
дальность и надежность связи. Основным видом помех,
ограничивающих чувствительность УКВ приемников, являются
собственные шумы ламп и сопротивлений, за исключением диапазона
метровых волн, где преобладающими являются космические
радиошумы.
Следующая особенность связи в УКВ диапазоне, о которой
подробно говорилось в § 1.5, — возможность создания
направленных антенн, что позволяет повысить дальность связи или
уменьшить мощность передающих устройств. Кроме того, применение
направленных антенн приводит к снижению взаимных помех
между УКВ радиостанциями.
Наконец, в диапазоне УКВ, хотя и наблюдаются колебания
уровня принимаемого сигнала (иногда довольно значительные), но
они, как правило, не приводят к прекращениям связи на УКВ
радиолиниях, как это имеет место в KB диапазоне при неудачно
выбранных частотах в периоды ионосферных возмущений. По-
37

этому iB УКВ диапазоне нет необходимости в специальном выборе
частот для связи и в их периодической смене.
К недостаткам УКВ диапазона следует отнести сравнительно
ограниченную дальность распространения радиоволн, что
приводит к необходимости применения радиорелейных систем для
обеспечения дальних связей. Однако в ограниченной дальности
распространения УКВ есть и положительные стороны, например
возможность создания систем связи, свободных от мешающего
влияния со стороны аналогичных систем из других районов,
повышенная скрытность связи, затрудняющая противнику ведение
радиоразведки и создание преднамеренных помех.
К специфическим особенностям дальней тропосферной связи,
обусловленным закономерностями ДТР, относятся следующие
особенности.
1. Замирания сигнала. Под замираниями понимают
непрерывные колебания уровня принимаемого сигнала. Глубина замираний,
определяемая отклонением мгновенных значений уровня сигнала
от некоторого среднего уровня, может доходить до 20, а иногда и
до 30 дб. Различают быстрые замирания с частотой от долей
герца до нескольких герц и медленные замирания с периодом
изменения амплитуды сигнала, измеряемым десятками минут и
часами.
Быстрые замирания появляются в результате сложения в
точке приема многих компонент поля, приходящих из разных частей
переизлучающего объема тропосферы с различными амплитудами
и фазами. Медленные замирания возникают в основном за счет
изменения числа и интенсивности переизлучающих неоднородно-
стей, а также за счет изменения средних условий рефракции в
тропосфере.
Наличие глубоких замираний приводит к необходимости
принимать специальные меры по повышению устойчивости связи на
радиолиниях ДТР. Для борьбы с быстрыми замираниями
применяют различные способы, в том числе получивший наибольшее
распространение многократный прием с разнесением антенн в
пространстве и разнесением несущих частот.
2. Зависимость уровня сигнала от расстояния и частоты.
В зоне тени существуют две характерные области изменения поля
с расстоянием. На расстоянии примерно до 80—100 км поле
определяется в основном дифракцией радиоволн и убывает особенно
сильно —от 0,3 дб/км на волне 1 м до 1,6 дб/км на еолне 3 см.
Во второй области (на расстоянии, превышающем примерно 100—
150 км), характерной для ДТР, скорость убывания поля с
расстоянием резко уменьшается — примерно от 0,05 дб/км на волне
1 м до 0,1 дб/км на волне 3 см.
Изменения уровня сигнала с частотой являются случайной
функцией времени. Специальные исследования показали, что
зависимость принимаемой мощности от длин волны меняется в
широких пределах от Х~2 до X3 со средним значением примерно \'.
38

Таким образом, можно считать, что в среднем мощность
принимаемого сигнала изменяется прямо пропорционально длине
волны.
3. Зависимость уровня сигнала от времени суток и года.
Измерения показывают, что слабые сигналы мало изменяются в
течение суток, .средние значения уровней сигнала меняются
несколько сильнее, а высокие уровни сигнала, наблюдаемые в течение
небольшого промежутка времени (10% и менее) имеют резко
выраженный суточный ход (до 20 дб). Более высокие уровни
сигнала наблюдаются в ночные и утренние часы. Суточный ход имеет
место только в летний период года. Сезонные колебания среднего
уровня сигнала выражены значительно сильнее. Летом
среднемесячные уровни сигнала выше, чем зимой. Наиболее высокие
уровни поля наблюдаются в июне — июле, а наиболее низкие — в
декабре — феврале. Величина сезонных изменений напряженности
поля на расстояниях 200—300 км в среднем составляет 8—12 дб
и с увеличением расстояния уменьшается.
4. Зависимость уровня сигнала от метеорологических и
климатических условий. Уровень принимаемого сигнала определенным
образом связан с условиями погоды, в основном с типом
циркуляции атмосферы. В антициклональных условиях (при ясной или
малооблачной погоде) уровень принимаемого сигнала еыше, а в
циклональных (большая облачность, осадки) ниже средних
значений. При прохождении над трассой метеорологических фронтов
уровень принимаемого сигнала, как правило, снижается. Большое
влияние на уровень принимаемого сигнала оказывают
климатические условия. Установлено, что морской климат благоприятствует
ДТР, а континентальный приводит к уменьшению интенсивности
рассеяния и к снижению уровня сигнала.
5. Зависимость уровня сигнала от высоты установки антенн
и ориентировки их диаграмм направленности. На радиолиниях
ДТР метрового диапазона при малых высотах подъема антенн /г,
сравнимых с длиной волны X, возникает дополнительное
ослабление принимаемого сигнала, обусловленное влиянием земной-
поверхности. Для того чтобы избавиться от дополнительных потерь,
антенны нужно устанавливать на высотах, значительно
'превышающих длину волны. При этом, чем меньше протяженность трассы,
тем большую высоту подъема антенн необходимо обеспечивать.
Расчеты показывают, что потери за счет влияния земной
поверхности будут пренебрежительно малы (менее 1 дб) при отношении
-у-=10 на трассах протяженностью 150 км и — =6 на трассах
протяженностью 300 км. Таким образом, если в диапазоне
сантиметровых волн нет необходимости принимать специальные меры
по подъему антенн, то в диапазоне метровых волн часто антенны
приходится поднимать довольно высоко, что приводит к
дополнительным трудностям при организации связи.
При больших высотах подъема антенн по сравнению с длиной
39

волны (при -у- =7-f-14) зависимость уровня сигнала от высоты
практически отсутствует. При ориентировке антенн необходимо
учитывать, что диаграммы направленности передающей и
приемной антенн должны давать максимум излучения под нулевым
углом возвышения, т. е. параллельно линии горизонта, так как
наиболее интенсивный поток энергии при ДТР приходит под очень
малым углом к горизонту.
6. Зависимость уровня сигнала от углов закрытия антенн.
Рельеф местности при ДТР существенно влияет на уровень
принимаемого сигнала. Особенно сильное влияние оказывают участки
местности, расположенные вблизи приемной и передающей
антенн. Это влияние принято оценивать углом закрытия,
характеризующим степень закрытия горизонта антенн неровностями земной
поверхности. Установлено, что дополнительные потери энергии,
вызываемые неровностями рельефа, являются случайной функцией
времени. С увеличением угла закрытия разброс значений
дополнительного ослабления возрастает. Медианные значения
дополнительного ослабления, выраженного в децибелах, монотонно
увеличиваются с углом закрытия и по своей величине тем меньше, чем
больше длина трассы.
На сравнительно коротких трассах (150—200 км) при больших
углах закрытия (1,5—2°) дополнительное ослабление за счет
неровностей рельефа может достигать больших величин (до 15—17(96).
7. Потери усиления антенн. Сущность этого явления состоит
в том, что усиление остронаправленных антенн при ДТР
полностью не реализуется и оказывается меньшим, чем при
распространении в свободном пространстве.
Объясняется это тем, что в раскрыве большой антенны фазы
радиоволн при ДТР распределяются неравномерно, вследствие
чего нарушается синфазность волнового фронта. При этих
условиях напряжение на выходе антенны будет меньше, чем в
условиях свободного пространства, когда в пределах рабочей
поверхности антенны электромагнитное поле имеет плоский волновой
фронт и напряжения на выходе антенны, возникающие за счет
приема энергии различными участками антенны, складываются в
фазе. Происходит уменьшение усиления антенны по сравнению
с усилением е свободном пространстве.
Величина потерь усиления зависит от ряда факторов, причем
большинство этих зависимостей окончательно не выяснены.
Установлено, что потери усиления меняются во времени по
случайному закону. С увеличением усиления антенн растут и потери
усиления. Средние величины этих потерь достигают значений 1,5—2дб
при суммарном усилении антенн порядка 65—70 дб и 5—6 дб при
суммарном усилении антенн 85—90 дб.
Наличие потерь усиления антенн приводит к тому, что в целом
ряде случаев применение антенн с усилением более 45 дб
нецелесообразно.
40

8. Искажения передаваемых сигналов. Искажения сигналов
возникают за счет неодновременности прихода в точку приема
отдельных, волн, переизлучаемых неоднородностями тропосферы.
Время запаздывания этих волн оказывается различным, поэтому
результирующий сигнал на входе приемника определяется
сложением большого числа колебаний, модулированных одним
передаваемым сообщением, но сдвинутых друг относительно друга по
фазе. Вследствие этого появляются избирательные замирания
отдельных участков спектра, что приводит к возникновению
амплитудных и фазовых искажений сигналов.
С увеличением полосы частот увеличивается вероятность
появления избирательных замираний и возникновения искажений.
Таким образом, при ДТР существуют определенные ограничения
в возможной ширине полосы передаваемых без искажений частот.
Очевидно, искажения сигнала будут тем большими, чем больше
время запаздывания между отдельными волнами и, следовательно,
чем шире диаграммы направленности антенн, так как при
широких диаграммах антенн увеличивается вероятность прихода в
точку приема отдельных волн из различных, удаленных друг от
друга, участков переизлучающего объема. Поэтому для уменьшения
искажений сигналов следует применять как можно более
узконаправленные антенны. Разнесенный прием также уменьшает
искажения сигналов, обеспечивая большую пропускную способность
радиолиний дальней тропосферной связи. Экспериментальные
исследования показывают, что при ДТР можно передавать без
существенных искажений достаточно широкополосные сообщения
с полосой в несколько мегагерц.
Естественно, что отмеченные особенности дальней
тропосферной связи должны учитываться как при проектировании, так и
при эксплуатации радиолиний. Они накладывают определенный
отпечаток на построение аппаратуры и определяют выбор
основных параметров радиостанций (мощности передатчика, полосы
пропускания и чувствительности приемника, размеров антенн, типа
модуляции, системы повышения надежности связи и др.).
Рассмотрим основные требования к аппаратуре и принцип построения
радиолиний дальней тропосферной связи.
§ 2.2. АНТЕННЫ РАДИОЛИНИЙ ДТГ>
Антенна радиолиний дальней тропосферной связи является
одной из наиболее сложных и дорогостоящих частей аппаратуры.
Вследствие больших ослаблений поля при ДТР, а также ввиду
возможности появления искажений сигналов желательно
применять антенны с высоким коэффициентом усиления и
соответственно узкой диаграммой направленности. Кроме того, антенны
радиолиний ДТР должны иметь минимальный уровень боковых
лепестков диаграммы направленности и обладать достаточной широко-
полосностью и широкодиапазонностью. Этим требованиям можно
удовлетворить только при использовании специальных антенн
41

больших размеров. В то же время антенны не должны быть чрезг
мерно громоздкими и тяжелыми, особенно если они
предназначены для подвижных войсковых радиостанций. Поэтому выбор
размеров антенн при проектировании радиостанций производят
после тщательного энергетического расчета радиолиний.
В диапазоне СМВ и ДЦВ чаще всего применяют
отражательные антенны с рефлектором в виде параболоидов вращения.
Диаграмма направленности таких антенн формируется с помощью
металлических отражателей — параболических зеркал, а
первичным источником поля служит облучатель, в качестве которого
используются симметричные вибраторы, открытые концы
волноводов, короткие рупоры и т. д.
Существуют различные конструкции параболических антенн.
Развитие их идет по пути создания прочных, легких зеркал и
усовершенствованных облучателей. Уменьшение веса и парусности
зеркал достигается выполнением их из сетки или в виде
перфорированной металлической поверхности.
Облучатели должны равномерно облучать поверхность
параболоида и хорошо согласовываться с фидером. Каждую антенну на
станциях ДТР используют как передающую и приемную.
Необходимость высокой развязки между приемным и передающим
каналами требует их разделения по поляризации. С этой целью
облучатели конструируют с учетом возможности работы при двух
поляризациях. Обычно в фокусе зеркала помещают два взаимно
перпендикулярных вибратора, причем один из них соединяется
с передатчиком, другой — с приемником. Использование разных
частот для передачи и приема, а также применение специальных
разделительных фильтров обеспечивают дополнительную защиту
приемника от влияния передатчика.
На стационарных радиолиниях обычно используют антенны
с диаметром рефлектора от 6 до 18 м. Вес параболических антенн,
устанавливаемых на радиолиниях ДТР, достигает больших
величин (при диаметре 18 м около 2,7 г). Для облегчения антенн и
упрощения монтажных работ они, как правило, изготовляются из
алюминия. Поскольку площадь поверхности таких антенн
чрезвычайно велика, конструкция антенной системы должна
выдерживать значительные ветровые нагрузки. Жесткость конструкции
этих антенн такова, что выдерживает напор ветра со скоростью
160 км/ч при обледенении с толщиной ледяной корки в 25 мм.
Антенны снабжаются поворотными устройствами,
позволяющими точно устанавливать их по азимуту и углу места.
На рис. 9 показан общий вид зарубежной стационарной
параболической антенны диаметром 10 ж, которая применяется на
радиолинии дальней тропосферной связи для осуществления
разнесенного приема. Стоимость таких антенн чрезвычайно велика.
Поэтому понятно стремление уменьшить необходимые размеры
антенн за счет увеличения энергетического потенциала всей
радиолинии.
42

В подвижных радиолиниях применяют параболические
антенны меньших размеров (диаметром от 2 до 10 ж). Помимо
электрических характеристик и веса, важной характеристикой антенн
подвижных радиостанций дальней тропосферной связи является
быстрота развертывания и установки антенн на местности. С уче-
Рис. 9. Общий вид стационарной параболической
антенны, установленной на радиолинии дальней
тропосферной связи
том этого применяют такие конструкции антенных устройств,
которые позволяют свести время развертывания и свертывания
антенн к минимуму и обеспечивают удобную их транспортировку.
Наиболее удачными и перспективными являются конструкции,
в которых транспортное средство, предназначенное для перевозки
антенн, используется в качестве опоры и балласта для
уравновешивания ветровых нагрузок. Это значительно упрощает всю
антенную систему, позволяя уменьшить число элементов, в том
числе и транспортных единиц, сократить время развертывания и
повысить мобильность всей станции.
При сравнительно больших размерах (диаметром от 4 до
10 м) антенна может устанавливаться на прицепе к автомашине,
при меньших размерах (диаметром 2—3 м)—непосредственно
на крыше кузова. Во время передвижения станции зеркала укла.-
43

дываются либо на раму прицепа, либо на крышу кузова (рис. 1С0.
Большинство трудоемких операций, связанных с подъемом,
опусканием зеркал и с их юстировкой, обычно механизируется.
Антенны современных передвижных станций тропосферной
связи в целом представляют собой сложные устройства,
состоящие, кроме самого зеркала с облучателем, из системы креплений
и приводов механизмов подъема, опускания и вращения зеркала,
а также из системы дистанционного управления этими
механизмами. Применение таких конструкций сокращает время
развертывания станции.
Рис. 10. Один из вариантов транспортировки антенны подвижной
станции дальней тропосферной связи
Дальнейшее облегчение антенных систем может быть
достигнуто применением .надувных конструкций. Внутренняя поверхность
одной стороны. надувного баллона из прорезиненной материи или
гибкого пластика металлизируется наклеиванием фольги или
распылением металла. Другая сторона баллона оставляется чистой.
Баллон надувается так, чтобы давление внутри него было
значительно больше атмосферного.
t Надувная антенна поддерживается
несложной металлической опорой
(рис. 11). Как показывают опыты,
надувные антенны обладают
достаточной устойчивостью.
Следует отметить еще одну
особенность антенн станций ДТР, связанную
с необходимостью облегчения
юстировки остронаправленных антенн.
Дело в том, что погрешность установки*
антенн по азимуту может быть
соизмерима с шириной диаграммы
направленности антенн, а в диапазоне СМВ
даже больше ее. При условии
отсутствия дополнительных каналов связи
это приводит к большим трудностям
при вхождении в связь, особенно
Рис. и. Общий вид надувной если запас УРовня сигнала на
радиоантенны линии оказывается небольшим. В этом
44

случае возникает необходимость временного расширения
диаграммы направленности антенн. Проще всего это достигается
расфокусировкой антенны, для чего облучатель несколько выводится из
фокуса. С целью компенсации потерь усиления антенны и
увеличения общего энергетического потенциала радиолинии на время
юстировки к расфокусированной антенне обычно подключается
специальный узкополосный канал приемника.
После ознакомления с конструктивными особенностями
параболических антенн рассмотрим кратко принцип их действия и
способы расчета. Более подробные сведения можно найти в
специальной литературе по антеннам [4], [5].
М
Дирем/приса
Рис. 12. Ход лучей в антенне с параболическим
зеркалом
Направленные свойства отражательных антенн тесно связаны
с формой отражающей поверхности. Параболоид вращения имеет
такую поверхность, при которой сферическая волна, излучаемая
помещенным в фокусе облучателем, трансформируется в плоскую.
Это означает, что фаза напряженности электрического поля во
всех точках вертикальной плоскости на небольшом расстоянии
впереди антенны будет приблизительно одинаковой. Размеры
поверхности равных фаз соответствуют выходному отверстию
зеркала и определяют диаграмму направленности антенны. Чем
больше размеры выходного отверстия, тем уже диаграмма направлен*
ности. При этом диаграмма направленности параболической
антенны имеет осевую симметрию, т. е. антенна создает максималь^
ное поле в направлении оси зеркала.
Действие параболического зеркала основано на известном
свойстве параболы, заключающемся в том, что она является гео*
метрическим местом точек, равноудаленных от фокуса и
директрисы (рис. 12). Поэтому сумма расстояний от фокуса до любой
45

точки поверхности параболоида и от этой точки до вертикальной
плоскости, расположенной впереди выходного отверстия
параболоида перпендикулярно к его оси, есть величина постоянная.
В самом деле, из рис. 12 видно, что длина пути каждого из
лучей от фокуса до плоскости MN равна расстоянию между этой
плоскостью и директрисой, т. е.
ОАА = ОВВ = ОСС = ДО = ЕВ = FA! = const. (2.1)
Колебания, излучаемые расположенным в фокусе параболоида
облучателем, имеют фронт волны в виде шаровой поверхности.
Под действием поля сферической волны на поверхности
параболоида наводятся токи, которые являются источниками полей
вторичного излучения. Фазы этих полей в раскрыве зеркала е
соответствии с (1.3) и (2.1) оказываются одинаковыми,
следовательно, параболический рефлектор превращает шаровой фронт волны
в плоский.
На большом расстоянии от антенны в направлении ее оси все
вторичные поля сложатся в фазе и поле будет максимальным.
В направлениях, отличающихся от осевого, фазы вторичных полей
из-за разности длин путей будут различными и результирующее
поле будет меньшим. Чем больше отклонение рассматриваемого
направления от осевого, тем меньше будет величина
результирующего поля по сравнению с максимальным. Так формируется
диаграмма направленности антенны.
Характеристика направленности параболической антенны
может быть рассчитана по распределению поля в раскрыве
рефлектора. При этом напряженность поля определяется приближенно
по методу геометрической оптики. Существуют и другие способы
расчета диаграмм направленности антенн, например по
распределению тока на поверхности рефлектора. Эти способы расчета
обеспечивают достаточную точность, которая растет с увеличением
размеров рефлектора по сравнению с длиной волны. Вывод
расчетных формул отличается большой громоздкостью, поэтому мы
приведем лишь некоторые конечные результаты в виде простых
приближенных соотношений.
Ширина главного лепестка параболической антенны по
половинной мощности может быть ориентировочно подсчитана с
помощью уравнения:
где D — диаметр зеркала.
Коэффициент усиления в соответствии с (1.18) равен
0 = К.-П?-, (2-3)
где Да — коэффициент использования поверхности раскрыва,
учитывающий главным образом неравномерность распределения фаз
и амплитуд поля в раскрыве антенны.
46

Для параболических антенн Ка = 0,54-0,6. Следует отметить,
что коэффициент К& учитывает также уменьшение усиления
антенны за счет ухода части мощности за пределы рефлектора (что
) зов 5оо mi г 3 4 5$ а 40 гозо4о
Нгц Ггц
Рис. 13. Теоретическое усиление параболических
антенн по отношению к изотропному излучателю
500г
/00 200 500 WOM/ г 3 4 6 8 tO 200 30 4>
Vac/no/no
Рис. 14. Ширина диаграммы параболических
антенн по половинной мощности
практически неизбежно) и излучения облучателя в сГбратном
направлении.
На рис. 13 и 14 приведены графики, позволяющие определить
усиление параболических антенн и ширину диаграммы направлен-
47

ности в зависимости от частоты. Как следует из приведенных
формул и графиков, повышение коэффициента усиления антенн и
сужения ее диаграммы направленности на определенной частоте
может быть достигнуто увеличением размеров рефлектора.
Однако реализовать на практике очень большие усиления антенн
невозможно.
Существуют определенные ограничения в практически
достижимых величинах коэффициента усиления антенн. Эти
ограничения связаны с тем, что, несмотря на высокую точность обработки
металлических поверхностей, на очень коротких волнах не удается
обеспечить минимально допустимые отклонения формы
рефлектора от параболического закона при больших размерах антенн.
Это приводит к нарушению синфазности поля в раскрыве антенн
и к неизбежному снижению ее усиления. Максимальное усиление,
которое может быть получено при обычных методах изготовления
зеркал, составляет примерно 60 дб. Необходимо отметить, что
антенны радиолиний дальней тропосферной связи, как правило,
не достигают этого предела, так как из-за значительного
возрастания потерь усиления при ДТР применение антенн с усилением
более 45 дб часто оказывается нецелесообразным.
Помимо параболоида вращения, используются и другие типы
параболических зеркал. Наиболее распространенными являются:
параболический цилиндр, усеченный параболоид вращения и
параболоид, ограниченный эллипсоидальным контуром (рис. 15).
Рис. 15. Типы параболических зеркал:
а — параболический цилиндр; б — усеченный параболоид
вращения; в — параболоид, ограниченный
эллипсоидальным контуром
Эти типы зеркал применяются для создания различной ширины
диаграммы направленности в горизонтальной и 'вертикальной
плоскостях. В той плоскости, где размеры антенн выбираются
большими, диаграмма становится уже, и наоборот.
Часто применяются зеркала, форма которых отличается от
рассмотренных выше типов и представляет собой некоторый
произвольный участок параболической поверхности. Форма зеркала
в таких случаях подбирается при экспериментальной отладке
макета антенны и обычно представляет собой вырезку из парабо-
48

лоида вращения по контуру равной интенсивности облучения.
Этим достигается лучшее использование поверхности зеркала,
уменьшение боковых лепестков диаграммы направленности и в
конечном итоге большее усиление антенны.
Для параболических антенн, у которых форма зеркала
отличается от параболоида вращения, коэффициент усиления
рассчитывается с помощью формулы (1.18) по известной величине
поверхности- раскрыва зеркала. Если такие антенны имеют
незначительные побочные лепестки, то величину коэффициента
усиления антенны можно также оценить по ширине диаграммы
направленности главного лепестка между точками половинного
значения мощности в вертикальной и горизонтальной плоскостях с
помощью формулы (1.17).
Кроме отражательных параболических антенн, на радиолиниях
ДТР можно применять и другие типы антенн, обеспечивающие
достаточно высокую направленность и большое усиление при
сравнительно малых габаритах и весе. Перечислим некоторые из них.
Детальное описание этих антенн дано в работе [5]. На
сантиметровых волнах могут применяться линзовые антенны. В
диэлектрических линзовых антеннах используются явления, аналогичные
тем, которые происходят в оптических линзах. Хорошо известны
свойства оптических линз: способность образовывать
параллельный пучок лучей при размещении точечного источника света в
фокусе линзы и, наоборот, концентрировать падающий на линзу
параллельный пучок лучей в ее фокусе.
Диэлектрические линзы обладают теми же свойствами. В
приемных антеннах они направляют энергию радиоволн в
облучатель, а в передающих — превращают сферические волны,
исходящие из облучателя, в плоские. Выравнивание фронта волны
линзовыми антеннами объясняется уменьшением или увеличением
скорости распространения радиоволн в диэлектрике линзы по
сравнению со скоростью распространения в свободном пространстве.
В ряде случаев линзовые антенны предпочитают
параболическим, так как, во-первых, допуски на изготовление линзовых
антенн менее жестки, чем на изготовление параболических антенн,
а во-вторых, в линзовых антеннах облучатель не оказывает
такого искажающего влияния на поле в раскрыве антенны, как в
параболических антеннах. Особенно заметны преимущества
линзовых антенн на очень коротких волнах, где можно применить линзь!
небольших размеров.
Большое распространение в диапазонах СМВ и ДЦВ получили
рупорные антенны, особенно в сочетании с линзовыми и
параболическими антеннами.
Рупорно-линзовая антенна представляет собой пирамидальный
рупор, на выходе которого помещена диэлектрическая линза
(рис. 16). Рупор состоит из двух частей: отрезка волновода,
который имеет постоянное сечение, и постепенно расширяющейся
Ю. И. Давыденко
49

части с плавно увеличивающимися размерами сечения.
Возбуждение рупора осуществляется >в первой его части с помощью
волновода или вибратора. За счет плавного расширения рупора в нем
происходит постепенная деформация поля. Для получения
большого раскрыва и, следовательно, высокой направленности
рупорной антенны длину рупора приходится брать достаточно большой.
Применение на выходе рупора линзы, трансформирующей
сферический фронт волны в плоский, дает возможность при той же
направленности уменьшить длину рупора.
Рупорно-линзовые антенны хорошо согласуются с фидером в
широком диапазоне частот и обладают высоким защитным
действием. Удачно сочетаются рупорная и параболическая антенны.
Рупорно-параболическая антенна состоит из рупора и сегмента
параболоида вращения, смонтированных так, что облучатель
оказывается вне поля отражающего зеркала (рис. 16). Параболиче-
Рис. 16. Общий вид рупорно-линзовой и рупорно-пара-
болической антенн
ское зеркало превращает сферический фронт волны в плоский, что
устраняет необходимость применения на выходе рупора линзы.
В то же время отраженные волны не попадают в рупор, поэтому
улучшаются условия согласования антенны с фидером. Благодаря
экранизирующему действию рупора и зеркала
рупорно-параболическая антенна имеет малый уровень боковых лепестков и
большой коэффициент защитного действия.
По своим характеристикам рупорно-параболические антенны
не уступают высококачественным рупорно-линзовым антеннам и,
кроме того, они дешевле и проще в изготовлении. Недостатком
рупорно-параболических антенн является то, что нужно прини-
50

мать специальные меры по защите от затекания влаги в
горловину рупора.
В диапазоне сантиметровых волн на радиолиниях ДТР могут
также применяться диэлектрические антенны, которые
представляют собой сплошные стержни или трубки из диэлектрика длиной
в несколько волн и с поперечным сечением, сравнимым с волной
(рис. 17). В диэлектрике стержня распространение радиоволн
происходит* с меньшей скоростью,
чем в окружающем пространстве.
При этом возникает так называе- -
мая поверхностная волна, кото- ;
рая характеризуется
концентрацией максимума переносимой
энергии у поверхности диэлектри- Рис. 17. Диэлектрический стержень
ка. Эффект концентрации поля в
поверхностном слое диэлектрика обусловливает волноводные
свойства диэлектрического стержня. Происходит своего рода
канализация электромагнитной энергии, в результате чего действие
диэлектрического стержня становится аналогичным излучателю. Размеры
стержня и материал подбираются таким образом, чтобы скорость
распространения радиоволн вдоль него была бы близка к
скорости света. В этом случае излучение диэлектрического стержня
оказывается направленным вдоль его оси.
Одиночная диэлектрическая антенна не может обеспечить
большое усиление и высокую направленность. Чтобы достичь этого,
применяют антенные системы из нескольких однотипных
диэлектрических стержней, питаемых синфазно.
Диэлектрические антенны имеют ряд преимуществ, особенно
на достаточно коротких волнах. К ним можно отнести небольшие
габариты и вес при хорошей направленности, широкодиапазон-
ность, а также простоту конструкции и некретичность размеров
диэлектрических стержней.
До сих пор речь шла об антеннах ДЦВ и СМВ диапазонов,
поскольку в станциях дальней тропосферной связи чаще всего
используются именно эти диапазоны.
Рассмотрим кратко особенности антенн метрового диапазона
волн. Одной из основных причин, по которым метровые волны
мало применяются в дальней тропосферной связи, является
недостаточная эффективность антенн. Как следует из формулы (1.18),
усиление антенн обратно пропорционально квадрату длины волны
и прямо пропорционально площади излучающего отверстия
антенны. Следовательно, одна и та же антенна при одинаковых
размерах излучающего отверстия на волне 5 м будет иметь усиление
на 20 дб меньше, чем на волне 5 см.
Как указывалось выше, максимальное усиление антенн
дальней тропосферной связи, которое в диапазоне СМВ
ограничивается главным образом потерями усиления при ДТР, составляет
3*
51

примерно 45 дб. На волне 5 см параболическая антенна с
усилением 45 дб должна иметь зеркало диаметром около 4 м.
Для того чтобы получить такое усиление на волне 5 м,
потребовалась бы антенна с диаметром зеркала, равным 400 м. Такую
антенну создать практически невозможно. Параболические
антенны вследствие больших размеров зеркала на метровых волнах
обычно не применяют.
Следует отметить еще одну характерную особенность
использования антенн метровых еолн, предназначенных для станций
дальней тропосферной связи, —необходимость поднимать антенны
над земной поверхностью из-за значительного возрастания потерь,
обусловленных влиянием Земли. Если в диапазонах ДЦВ и СМВ
при небольшой высоте подъема антенн или даже при их
расположении непосредственно у земной поверхности высота
электрического центра антенны на много больше длины волны и
дополнительные потери, обусловленные влиянием Земли, практически не
сказываются, то в диапазоне метровых волн для уменьшения
дополнительных потерь антенны нужно поднимать на довольно
большую высоту —примерно 30 м и более. Это обстоятельство
засгавляет применять на метровых волнах антенны, отличающиеся
сравнительно небольшими габаритами и парусностью. К таким
антеннам относятся, например, антенны типа «волновой канал»
(рис. 18).
90° 60° 50°
Рис. 18. Антенна «волновой канал»
Эта антенна состоит из активного вибратора и нескольких
расположенных параллельно ему пассивных элементов в виде
металлических стержней, устанавливаемых впереди (директоры) и
позади (рефлектор) активного вибратора.
Наводимые в пассивных элементах токи создают вторичное
излучение, которое значительно усиливает поле в направлении
на корреспондента и ослабляет в противоположном направлении.
52

Образуется так называемый волновой канал аналогично
бегущей волне тока в проводе. Для того чтобы получить правильно
сформированную, сигарообразную диаграмму направленности,
директоры располагаются на определенном расстоянии друг от
друга, примерно равном, а их длину выбирают на 10—20%
меньше длины активного вибратора. Рефлектор делается несколько
длиннее вибратора и располагается ближе к нему, чем директоры.
Пассивные элементы антенны крепятся в своей средней части
к металлической штанге, которая при таком креплении проходит
через узлы напряжения (пучности токов) вибраторов и не вносит
изменений в электрическое поле антенны. Активный вибратор от
штанги изолируется.
Для получения большего усиления и более высокой
направленности увеличивают общую длину антенны, беря большее число
директоров в соответствии с эмпирической формулой:
Gs5(*+1), (2.4)
где п — число директоров.
Нужно отметить, что для правильной работы антенны
расстояния между директорами и их размеры должны быть тщательно
отрегулированы. При большом числе элементов эта регулировка
оказывается весьма критичной.
Потери энергии в антенне «волновой канал» сравнительно
невелики, поэтому можно считать, что ее коэффициент усиления
равен коэффициенту направленного действия:
GsDs(54-8)-f, (2.5)
где L — длина антенны от рефлектора до последнего директора.
На рис. 19 приведена зависимость ширины главного лепестка
диаграммы
направленности от ее длины ( —).
Как следует из
приведенных выше формул и
графика, даже при
большом числе элементов
и сравнительно большой
длине одной антенны с
ее помощью не удается
получить высокую
направленность и
достаточную величину усиления.
Поэтому обычно из
нескольких
многоэлементных антенн «волновой
канал» составляют
синфазную антенную систему,
53
90
80°
70й
$0*
ЯР
М9
Р0°
1iP
/234 5 6 7 8 9 <0
Рис. 19. Зависимость ширины главного
лепестка диаграммы направленности антенны
«волновой канал» от ее длищ

собирая эти антенны в ряды и этажи и питая их обычным
способом, применяемым для питания синфазных антенн.
Коэффициент усиления при этом возрастает примерно в
/7р/тэ раз (по сравнению с одиночной антенной), где лр и пэ —
соответственно число рядов и этажей антенной системы.
Общий вид такой системы, состоящей из четырех антенн «вол-
навой канал», показан на рис. 20.
Рис. 20. Общий вид антенной системы из четырех
антенн «волновой канал»
Основным недостатком антенны «волновой канал» помимо
упоминавшейся выше сложности регулировки, является то, что ее
нельзя использовать в широком диапазоне волн.
Антенна удовлетворительно работает в сравнительно узкой
полосе частот (±5-И5% средней частоты), за пределами которой
нарушается согласованное действие ее элементов, поэтому резко
падает усиление. Этот недостаток приводит к необходимости
перестройки антенн «волновой канал» при работе станции в
широком диапазоне, что вызывает большие неудобства и существенно
ограничивает их использование на радиолиниях дальней
тропосферной связи.
Более удобна в эксплуатации антенна «бегущей волны».
Внешне она похожа на антенну «волновой канал», но отличается
от нее тем, что все ее элементы являются активными. Питание
54

элементов такой антенны «бегущей волны» происходит с
соответствующим сдвигом фазы, что обеспечивает ее излучение, так же
как и в антеннах «волновой канал», вдоль основной оси. "Антенна
«бегущей еолны» несколько сложнее антенны «волновой канал»
в изготовлении, но, обладая всеми преимуществами последней,
она вместе с тем является достаточно диапазонной.
В заключение этого раздела следует упомянуть о специальных
антеннах, предназначенных для обеспечения так называемого
углового разноса, который, так же как и другие виды разнесенного
приема, применяется для борьбы с быстрыми замираниями
сигнала (см. § 2.3).
В этих антеннах используется несколько облучателей,
устанавливаемых под разными углами в раскрыве одной антенны.
Применение систем углового разноса связано с определенными
трудностями, которые вызываются необходимостью формирования
отдельных, сдвинутых на небольшой угол, лучей. В системах
углового разноса, как правило, применяют большие по размерам
антенны с узкими диаграммами направленности.
§ 2.3. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ И КРАТКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
АППАРАТУРЫ РАДИОЛИНИЙ ДТР
Радиолинии дальней тропосферной связи условно разделяются
на две группы: радиолинии прямой связи, предназначенные для
связи между пунктами, удаленными в среднем на расстояние
порядка 200—300 км, и радиорелейные линии, предназначенные для
обеспечения связи на расстоянии до 2000—2500 км. На
радиолиниях прямой связи обычно используются подвижные, максимально
облегченные станции, которые допускают передачу всего несколько
телефонных каналов, но при этом обладают повышенной
маневренностью.
Радиорелейные линии дальней тропосферной связи могут быть
как подвижными, так и стационарными. Подвижные зарубежные
радиорелейные линии допускают передачу 6—12, а иногда и
больше телефонных каналов. Каждая станция подвижных
радиорелейных линий размещается в нескольких автомашинах. Стационарные
радиорелейные линии рассчитываются на передачу нескольких
десятков, а в некоторых случаях — нескольких сотен телефонных
каналов или телевидения.
Оборудование современных станций дальней тропосферной
связи представляет собой комплекс довольно сложных устройств,
состоящий из приемно-передающей аппаратуры, антенных и
фидерных устройств, оконечной аппаратуры, устройств электропитания
и вспомогательного оборудования (служебная связь, автоматика и
сигнализация, контрольно-измерительная аппаратура).
К приемно-передающей аппаратуре дальней тропосферной
связи предъявляют жесткие требования, обеспечивающие доста-
55

точный для компенсации больших величин ослабления радиоволн
энергетический потенциал, высокую надежность связи и
необходимые качественные показатели аппаратуры. Основные особенности
приемно-передающей аппаратуры станции дальней тропосферной
связи, отличающие ее от аппаратуры обычных УКВ станций
прямой связи или обычных радиорелейных линий, состоят в
следующем. Передатчики станций дальней тропосферной связи
характеризуются большой мощностью, а приемники — повышенной
чувствительностью. Для повышения надежности связи, как правило,
применяют либо сдвоенный прием с разнесением или антенн в
пространстве или несущих частот, либо счетверенный прием с
одновременным пространственным и частотным разнесением.
Возможны и другие способы повышения надежности связи. На построение
приемно-передающей аппаратуры большое влияние оказывает
правильный выбор оптимального метода модуляции. Рассмотрим
перечисленные особенности несколько подробнее.
Методы модуляции. Существует много способов модуляции,
каждый из которых при определенных условиях имеет свои
преимущества и недостатки. Чаще всего на станциях дальней
тропосферной связи применяются частотная модуляция (ЧМ) и
однополосная модуляция (ОПМ).
Не вдаваясь в детальное обсуждение особенностей этих
методов модуляции, произведем их сравнительную оценку. Прежде
всего нужно отметить, что ЧМ и ОПМ позволяют получить при
всех прочих равных условиях наибольшие величины отношения
сигнал/шум на выходе телефонного канала по сравнению с
другими видами модуляции. Следовательно, применение на
радиолиниях дальней тропосферной связи ЧМ или ОПМ обеспечивает
лучшее качество связи при одинаковых уровнях принимаемого
сигнала или такое же качество связи при меньших уровнях сигнала,
т. е. обеспечивает наибольшую эффективность станций дальней
тропосферной связи. При этом эффективность станций с ЧМ
значительно возрастает с увеличением индекса модуляции. Индекс
модуляции определяется отношением девиации частоты
(максимальное изменение частоты при ЧМ) к высшей модулирующей
частоте. Если при индексе модуляции /л ^0,8, отношение сигнал/шум
на выходе телефонного канала станций с ЧМ достигает таких же
значений, что и на станциях с ОПМ, то при т=10, что легко
осуществимо в диапазоне ДЦВ и СМВ, отношение сигнал/шум в
телефонном канале станций с ЧМ примерно на 22 дб выше, чем
отношение сигнал/шум в телефонном канале станций с ОПМ [6].
Однако увеличение индекса модуляции сопровождается
расширением полосы частот, занимаемой ЧМ сигналом. Это ведет к
увеличению мощности шума на входе приемника и, следовательно,
к увеличению мощности полезного сигнала, нужного для
необходимого превышения сигнала над шумами. Как известно, ЧМ
отличается от ОПМ наличием так называемого порога, при котором
помехозащищенность ЧМ приемников резко падает. Для того
56

чтобы получить необходимое отношение сигнал/шум на выходе ЧМ
приемника, нужно поддерживать достаточное превышение сигнала
над шумами на его входе. Поэтому увеличение индекса
модуляции будет сопровождаться возрастанием порога.
Таким образом, с увеличением индекса модуляции
эффективность ЧМ возрастает по сравнению с ОПМ только при больших
уровнях принимаемого сигнала. При малых же уровнях сигнала
(ниже порога) связь на станциях с ЧМ может практически
отсутствовать, в то время как на станциях с ОПМ будет обеспечено
приемлемое качество связи.
При выборе типа модуляции, помимо этих особенностей, нужно
учитывать и другие факторы, например: сложность изготовления
аппаратуры и технико-экономические показатели, а также
возможность появления специфических искажений, обусловленных
замираниями и многолучевым распространением при ДТР.
Однополосная модуляция требует применения сложных
дополнительных элементов в передающем и приемном устройствах, что
усложняет и удорожает аппаратуру. Что касается искажений,
возникающих при ДТР, то во еремя замираний сигнала при ОПМ
искажения могут появляться за счет флюктуации амплитуд
передаваемых составляющих сигнала. При ЧМ изменения амплитуды
под действием замираний передаваемого частотномодулированного
сигнала (если только амплитуда не падает ниже порогового
значения) никаких искажений не вызывают. Однако при ЧМ могут
возникать так называемые переходные искажения, которые не
наблюдаются при ОПМ. Источником переходных искажений приЧМ
является возникающая в процессе распространения радиоволн
многолучевость. За счет многолучевости несущая частота
воспроизводится в месте приема с фазовым запаздыванием, а
модулирующая (низкая) частота — с групповым запаздыванием. При этом
возникает некоторый фазовый сдвиг передаваемой частоты,
который и проявляется в виде специфических «переходных»
искажений.
Из сказанного следует, что наиболее существенным
недостатком ЧМ, который сводит к минимуму все ее преимущества,
является наличие порога, возрастающего при увеличении индекса
модуляции.
В последние годы успешно развиваются различные способы
усовершенствования ЧМ, которые позволяют сохранить выигрыш
ЧМ при больших индексах модуляции и при этом значительно
улучшить пороговые свойства приемника. Одним из наиболее
эффективных способов уменьшения порога при ЧМ является
применение обратной связи по частоте.
Сущность этого способа состоит в следующем. Известно, что
пороговое значение мощности входного сигнала пропорционально
полосе частот, занимаемой спектром ЧМ сигнала. Следовательно,
порог приемника может быть снижен сужением полосы
приемника. Обычное сужение полосы приемника ведет к потере энергии
57

сигнала и большим нелинейным искажениям. Необходимый
эффект сужения полосы частот может быть достигнут разными
способами, например применением следящей настройки.
В этом случае вводится специальный ЧМ гетеродин, связанный
цепью обратной связи с выходом ЧМ детектора (рис. 21). Сигнал
вход
Смеситель
i
1
1 чм
\гете
родин
упч

Ограничитель
Ж** '
смзи
УМ
детектор
<
-—О
[
Рис. 21. Блок-схема ЧМ приемника с обратной связью по частоте
с выхода частотного детектора подается через цепь связи на
гетеродин и модулирует его по частоте. При этом отклонение
частоты ЧМ гетеродина будет следовать за отклонением частоты
сигнала на входе приемника и приемник будет «следить» за
мгновенной частотой модулированного сигнала. Вследствие этого
уменьшается полоса частот, занимаемая спектром ЧМ сигнала на
выходе смесителя, т. е. по промежуточной частоте. При достаточно
высоких коэффициентах обратной связи уменьшение полосы частот
достигает значительных величин, что позволяет существенно
уменьшить пороговое значение входного сигнала (на 10—12 <Эб).
Система ЧМ с обратной связью по частоте успешно применяется
в современных приемниках станций дальней тропосферной
связи.
Приемники. Как уже указывалось, приемники тропосферных
станций должны иметь высокую чувствительность.
Чувствительность УКВ приемников ограничивается внутренними и внешними
шумами.
Внутренние шумы обусловлены электрическими флюктуациями
в антенно-фидерной системе и во входных цепях приемников.
Внешние шумы \в УКВ диапазоне — это космические шумы,
шумы Солнца и планет, шумы поглощения в атмосфере и,
наконец, шумы от нагретой поверхности Земли, излучения которой
попадают в антенну как со стороны главного лепестка антенны,
ориентированной вдоль Земли, так и за счет боковых лепестков
диаграммы направленности.
Наиболее общим критерием интенсивности шумов следует
считать мощность шумов Яш, отдаваемую двухполюсником
(например, антенной) в согласованную с ним нагрузку (например, на
вход приемцика);
кщ
(2.6)
58

где/(= 1,38- \Ъ~Щж\град — постоянная Больцмана;
Т—абсолютная температура двухполюсника;
А/—полоса частот, в которой определяют шумы (обычно она
совпадает с полосой пропускания приемника по уровню
половинной мощности).
Мощность шумов приемной системы, состоящей из антенны,
фидера и приемника, слагается из мощностей шума антенны PmSL1
фидера Ящф и собственно приемника Ящ.пр.
Шумы, возникающие в самом приемнике, могут быть сведены к
очень малым величинам. Внешние шумы изменяются в больших
пределах в зависимости от многих факторов (частоты, времени года и
суток, географического района и др.). И только шумы,
возникающие за счет потерь в антенне, остаются практически неизменными.
Следовательно, идеальный приемник, не имеющий внутренних
шумов, кроме шумов антенны, при условии, что на антенну не
воздействуют внешние шумы, а сама она имеет постоянную
стандартную температуру, может служить эталоном для оценки шумов
приемников, работающих в реальных условиях. Поэтому \в
настоящее время шумовые свойства приемных устройств принято
характеризовать величиной эффективного коэффициента шума F9,
который определяется отношением суммарной мощности шумов к
мощности шумов эквивалента антенны Рш при стандартной
температуре Г0 = 29О°К (17°С):
п» Рш ^ша + Лыф + Лп. пр /0 7Ч
^е=р—= р • \Н)
Таким образом, эффективный коэффициент шума показывает,
во сколько раз шумы реального приемника больше шумов одной
антенны, находящейся в пространстве, лишенном источников
посторонних шумов, с постоянной стандартной температурой.
К внутренним шумам в формуле (2.7) относятся шумы
приемника, фидера и та часть шумов антенны Яша, которая обусловлена
потерями в самой антенне. Все шумы внешнего происхождения
входят основной составной частью ib шумы антенны ЯШа-
Используя формулу (2.6), можно показать, что эффективный
коэффициент шума приемного устройства с учетом внешних
помех, потерь в антенне и фидере, а также шумов в приемнике
определяется следующим выражением:
(2.8)
где Тй—шумовая температура антенны, учитывающая все
внешние шумы;
yj —коэффициент полезного действия антенны и фидера;
Гпр—шумовая температура приемника.
При расчетах линий связи обычно пересчитывают шумы на вход
приемника, т. е. полагают для упрощения расчетов, что етсе нсточ-
59

ники шумов сосредоточены на входе приемника. Очевидно,
мощность шумов на входе приемника будет равна
Яш.„р = ^Шо. (2.9)
Так как в соответствии с (2.7) Рш = /<Т0Д/,
то из (2.9) получим
^ш. пР = /У<Т0Д/ = 4. 10-^эД/. (2.10)
Из этой формулы следует, что мощность шумов на входе
приемника определяется только эффективным коэффициентом шума
и шириной полосы пропускания. Чем меньше эффективный
коэффициент шума, тем чувствительнее приемник, так как по мере
уменьшения мощности шумов приемник обеспечивает прием все
более слабых сигналов.
Напряжение сигнала, соответствующее предельной
чувствительности приемника, при которой величина полезного сигнала на его
входе равна значению собственных шумов, будет равно
£/с. пред = иш = УР^Ж = К4 • lO-'V.A//?., (2.11)
где /?а — входное сопротивление приемника, равное (при полном
согласовании) сопротивлению антенны.
Из формулы (2.8) видно, что уменьшить эффективный
коэффициент шума и тем самым повысить чувствительность приемника
можно, во-первых, уменьшением шумовой температуры
приемника Гпр и, во-вторых, увеличением коэффициента полезного
действия антенно-фидерной системы т). Уменьшение Гщ, достигается
применением специальных схем входных цепей приемника с
использованием малошумящих ламп в первой ступени усилителя
промежуточной частоты. Радикальное уменьшение Гпр можно
получить в результате применения на входе приемника
малошумящих усилителей, среди которых наибольшее распространение
получили параметрические усилители.
Описать принцип действия и особенности работы
малошумящих усилителей в настоящей книге нет возможности.
Необходимые сведения о них можно получить из специальной литературы.
Однако необходимо отметить, что при использовании
малошумящих усилителей удается уменьшить Гдр до нескольких сотен
градусов К (Тщ> обычного приемника современной радиорелейной
линии составляет около 3500° К, что примерно соответствует
коэффициенту шума ^3=13 дб). Дальнейшее уменьшение Гпр может быть
получено охлаждением отдельных частей усилителя или (в
оптимальном варианте) всего усилителя.
Охлаждение параметрических усилителей до температуры
жидкого азота (77° К) позволяет уменьшить Гпр в несколько раз, т. е.
довести общую температуру шума до 30—50° К. При этом
охлаждаемые параметрические усилители имеют ббльшую стабильность
и больший динамический диапазон.
60

Параметрические усилители находят все большее применение
в приемных устройствах радиолиний дальней тропосферной связи.
Уменьшение потерь в антенно-фидерной системе также
является важным фактором снижения общей температуры шума
приемника, особенно при использовании малошумящих
усилителей. Каждый децибел потерь в фидере эквивалентен приросту
шумовой температуры приемника примерно на 70° К. Для
уменьшения указанных потерь в первую очередь нужно стремиться к
максимальному сокращению длины фидера. Следует также избегать
наличия на входе приемника резонансных цепей. Вход приемника
лучше делать широкополосным, за исключением полосового
фильтра, определяющего избирательность приемника и
подавляющего мешающие сигналы. Полоса пропускания приемника
выбирается таким образом, чтобы обеспечить передачу необходимого
числа каналов и в то же время свести к минимуму искажения
усиливаемых приемником сигналов. В остальном приемники
станций дальней тропосферной связи примерно аналогичны
приемникам обычных УКВ радиолиний.
Передатчики. Передающие устройства станций дальней
тропосферной связи отличаются большой мощностью. По зарубежным
данным отдаваемая мощность в непрерывном режиме обычно
равна 1 —10 кет, но иногда доходит до 50—100 кет. Современные
мощные УКВ передатчики выполняются на магнетронах, клистронах
или лампах «бегущей волны».
Передатчики радиолиний дальней тропосферной связи с
частотной модуляцией по принципам построения ничем не
отличаются от обычных УКВ передатчиков подобного типа. Работает
такой передатчик следующим образом. Передаваемое сообщение
воздействует на вход частотного модулятора. После ЧМ
модулятора сигнал поступает на ряд умножителей частоты. Последний
каскад умножения частоты раскачивает усилитель мощности.
Для станций с ЧМ, как правило, применяются клистронные
усилители мощности, так как они имеют достаточный срок
службы, обладают большим усилением по мощности, сравнительно
удобны в эксплуатации и требуют небольшую мощность раскачки
(несколько ватт).
При больших отдаваемых мощностях усилители сильно
нагреваются, поэтому предусматривается система принудительного
жидкостного охлаждения.
Долгое время диапазон волн, в котором применялись мощные
клистронные усилители, ограничивался дециметровыми волнами.
В последние годы были разработаны конструкции клистронных
усилителей, обеспечивающих необходимое усиление и в
сантиметровом диапазоне.
Так, например, фирма «General Electric» изготавливает
многолучевые клистроны в диапазоне частот 5—10 Ггц мощностью в
непрерывном режиме 32 кет при КПД 32% и усилении 46 дб. Пер-
61

спективными для мощных усилителей дециметрового и
сантиметрового диапазонов являются лампы «бегущей волны» (ЛБВ).
При такой же выходной мощности, что и у клистронов, ЛБВ
выгодно отличаются от них большой широкополосностью.
С помощью ЛБВ может быть получена ширина полосы частот
до 30% от значения несущей. Следует подчеркнуть, что в
настоящее время за рубежом интенсивно ведется разработка мощных
электронных приборов для дециметрового и сантиметрового
диапазонов.
Способы повышения надежности связи. Существующие способы
повышения надежности связи основываются на тех или иных ме-.
тодах уменьшения влияния замираний. Наибольшее
распространение получил так называемый разнесенный прием. Широко
применяются два основных вида разнесенного приема: многократный
прием (сдвоенный, счетверенный) с разнесением антенн в
пространстве и с разнесением рабочих частот. При некоторых методах-
модуляции возможен многократный прием с разнесением сигналов
во времени. Кроме того, все большее применение находит
многократный прием с угловым разносом, при котором используются
несколько облучателей, помещенных в раскрыве одной антенны
и сдвинутых по углу.
Все эти способы повышения надежности связи требуют
дополнительных комплектов аппаратуры, что приводит к
существенному утяжелению станций, а также к увеличению их стоимости.
Если для стационарных, особенно многоканальных,
коммерческих радиолиний ДТР указанные обстоятельства не имеют
решающего значения, то для мобильных массовых станций они
оказываются определяющими. Поэтому в последнее время ведутся
интенсивные исследования, направленные на изыскания новых способов
повышения надежности связи, которые не приводили бы к столь
значительному увеличению веса и габаритов аппаратуры. К таким
новым способам можно отнести способы, основанные на
использовании широкой полосы частот [9], [10].
Рассмотрим подробнее основные методы уменьшения влияния
замираний. При сдвоенном приеме с разнесением антенн в
пространстве на каждой станции предусматриваются два комплекта
антенно-фидерных устройств. Сигнал от каждой антенны подается
на отдельный канал приемника сдвоенного приема. Принимаемые
антеннами сигналы складываются после их детектирования с
помощью специального устройства сложения. Чаще всего в
устройствах сложения используют работу детекторов на общую нагрузку.
Возможно также сложение сигналов и по высокой частоте. При
этом, однако, необходимый выигрыш может быть получен только
при совпадении сигналов по фазе во всей полосе частот. Так как
фазы сигналов при замираниях все время изменяются, то для
получения достаточно эффективного сложения по высокой частоте
необходимо применить мгновенную фазовую коррекцию. Схемы
фазирования и сложения сигналов оказываются сложными, особенно
62

если они рассчитываются на появление селективных замираний.
Поэтому метод сложения сигналов по высокой частоте большого
распространения пока не получил.
При сдвоенном приеме с разнесением рабочих частот
необходимость во втором комплекте антенно-фидерного устройства на
станции отпадает. Для этого вида разнесенного приема нужно
иметь двойной комплект приемно-передающей аппаратуры, а
также специальные фильтро-разделительные устройства, которые
(кроме поляризационного разделения) необходимы для
обеспечения одновременной работы на разных частотах двух передатчиков
и приемника сдвоенного приема на одну антенну. Сложение
принимаемых сигналов осуществляется таким же образом, как и при
пространственном разносе.
При счетверенном приеме чаще всего одновременно
используется как разнесение в пространстве, так и разнесение по
частоте.
В этом случае, помимо двух антенн, на каждой станции
необходимо иметь двойной комплект всей приемно-передающей
аппаратуры (в том числе и приемников сдвоенного приема).
На рис. 22 для примера приводится наиболее типичная блок-
схема приемно-передающей части станции дальней тропосферной
связи, в которой применяется счетверенный прием [7].
Для передачи сигналов в одном направлении (например, из
пункта I в пункт II) применяется горизонтально-поляризованное
излучение (Г), а для передачи в обратном направлении — верти-
кально-пбляризованное (В).
В пункте I один передатчик излучает сигнал на частоте /ь а
второй — на частоте /г, причем каждый из передатчиков работает
на свою антенну. В пункте II сигнал частоты Д принимается на
обе антенны и после фильтрации подводится к двум отдельным
приемникам сдвоенного приема. Сигнал частоты /г принимается
на эти же антенны и после фильтрации подается на другие
каналы тех же приемников.
Таким образом, прием ведется по существу четырьмя
отдельными приемными устройствами, выходные напряжения которых
надлежащим образом складываются.
Аналогично этому в пункте II передатчики излучают сигналы
на частотах /з и /4, а в пункте I каждый из этих сигналов
принимается двумя антеннами. Так же как и в пункте II, сигналы от
антенн подводятся к четырем каналам приемников и затем
складываются.
Наличие двух комплектов приемно-передающей аппаратуры
дает также возможность работать и в режиме сдвоенного приема
(если, конечно, при этом обеспечивается необходимая надежность
связи). В этом случае второй комплект аппаратуры используется
Для 100% резервирования.
Иногда счетверенный прием ведется по несколько
видоизмененной схеме, в которой на каждой станции используется один пере-
63

-4*
Пункт I
Пункт U
Переда-
баембш
сигнал
Пранамае-
мШсиг#а/г\
Леррдаба-
а/гна/t^
/]pi/Hu#oe/«btu
ci/гнал
Рис. 22. Блок-схема приемно-передающей части станции, использующей счетверенный прием

датчик вместо двух. Тогда передатчик работает на одной
частоте /i (в пункте I) или /2 (в пункте II), причем мощность его с
помощью специального устройства делится пополам и затем
подводится к облучателям разных антенн с различной поляризацией.
Так же, как и в предыдущем случае, на каждой станции
используются два приемника сдвоенного приема (четыре канала),
которые принимают на одной частоте сигналы с обеих антенн (рис.23).
При таком способе счетверенного приема по существу
используется двойное разнесение антенн в пространстве — на
передающем и на приемном концах радиолинии. Частотный же разнос
необходим только для одновременной работы в двух направлениях.
В рассматриваемом случае уменьшение в два раза числа
передатчиков на радиолинии сопровождается снижением в два раза
мощности передающего устройства каждой станции.
Способ углового разноса основан на образовании одной
антенной нескольких узких лучей, направленных на объем
переизлучения тропосферы под разными углами. Это достигается
применением нескольких облучателей. Каждый из облучателей
передающей антенны питается от отдельного передатчика, а облучатели
приемной антенны подключаются к отдельным приемникам.
Обычно каждый передатчик и приемник работают на своей частоте,
что значительно облегчает точное формирование диаграмм
направленности лучей. Даже при небольшом угле разноса между
лучами (порядка долей градуса) замирания сигналов,
принимаемых отдельными приемниками, практически не совпадают.
В результате сложения сигналов от всех приемников можно
получить примерно такой же выигрыш, как и при
соответствующем пространственном или частотном разносе антенн.
Следует иметь в виду, что при большом угле разноса между
лучами (Г и более) возникают дополнительные потери из-за
увеличения угла рассеяния. Поэтому разнос между лучами нужно
делать по возможности меньшим. Этого можно достичь только при
использовании достаточно больших по размерам антенн, имеющих
узкую диаграмму направленности.
К недостаткам систем углового разноса можно отнести
трудности установки нескольких облучателей в одном зеркале и
формирования нужной диаграммы направленности антенн, а также
необходимость применения нескольких комплектов приемно-пере-
дающей аппаратуры.
Системы углового разноса исследованы еще недостаточно.
Например, изучается возможность использования одной общей
диаграммы направленности передающей антенны и нескольких
разнесенных по углу диаграмм направленности приемной антенны.
Тогда отпадет необходимость применять несколько передатчиков
и облучателей в передающей антенне [8].
Как показывают расчеты, системы углового разноса
целесообразно применять на стационарных радиолиниях в случае
необходимости обеспечения высокой надежности связи.
65

ЛереЭа-
баемый
сигнал
Пункт I
Пункт П
Развели -
Принимаемый
сигнал
VSSE2& НпереЗатЧик

Перевиваемый
сигнал
Рис. 23. Вариант блок-схемы приемно-передающей части станции при счетверенном приеме

Применение способов повышения надежности связи,
основанных на использовании широкой полосы частот, дает возможность
иметь на станциях ДТР один передатчик и один комплект антен-
но-фидерных устройств. Приемное устройство такой станции
оказывается достаточно сложным, но сравнимым с приемным
устройством аналогичной по общим характеристикам станции, в которой
применяются обычные способы разнесенного приема. В результате
удается значительно уменьшить вес и габариты аппаратуры,
сократить время развертывания станции и тем самым существенно
повысить ее мобильность. Так, например, разработанная в 1966—
1967 гг. фирмой Моторолла новая портативная станция
AN/TRC-105, работающая в диапазоне 4,4—4,99 Ггц и
обеспечивающая в 12-канальном телефонном режиме работы дальности
связи до 250 км, в упаковочном варианте весит (без силовых
агрегатов) 224 кг. В то же время вес аппаратуры аналогичной по
назначению и тактико-техническим данным обычной станции
AN/TRC-97, которая имеет и телефонный и телеграфный режимы
работы, составляет 900 кг.
" В станции AN/TRC-105 широкая полоса частот используется
таким образом, что передатчик непрерывно переходит с одной
частоты на другую. Оптимальное время использования одной
частоты из 16 возможных частот выбрано равным 30 мсек. Этот способ
передачи информации сочетается с преобразованием аналогового
сигнала с помощью дельта-модуляции в импульсную форму с
последующим применением дифференциальной фазовой модуляции
этих импульсов [9], [10].
Идея использования оптимальной в данный момент времени
частоты и создания на этом принципе соответствующей аппаратуры
радиолиний ДТР, по-видимому, впервые была высказана в
работе [11]. Там же была предложена схема построения аппаратуры,
незначительно отличающаяся от примененной в станции
AN/TRC-105.
Другой вариант использования широкой полосы частот с целью
повышения надежности связи предложен в работе [12]. В основу
его положена применяющаяся на коротковолновых 1радиолиниях
система «Рэйк», специально разработанная для обеспечения
надежной связи в условиях многолучевости. П >дробное описание
системы «Рэйк» приведено в работе [6]. Можно применять и другие
варианты, использующие широкополосные сигналы. Как
показывают расчеты и имеющийся уже опыт применения
широкополосных систем, они являются перспективными, особенно для
мобильных войсковых радиолиний ДТР.
§ 2.4. ПРИНЦИПЫ РАСЧЕТА РАДИОЛИНИИ ДТР
Задача расчета радиолиний, использующих типовые станции
дальней тропосферной связи, состоит в том, чтобы по известным
энергетическим параметрам аппаратуры определить дальность
67

связи, при которой будет обеспечена заданная надежность связи.
При этом под надежностью связи понимается процент времени по
отношению к определенному периоду работы радиолинии, в
течение которого обеспечивается заданное качество связи, т. е.
заданное отношение сигнал/шум на выходе телефонного канала
радиолинии, или заданная достоверность передачи двоичной
информации (заданный процент искаженных или не принятых посылок
к переданным).
Понятие «надежность связи» достаточно широко. Связь может
считаться надежной лишь тогда, когда есть уверенность в том, что
переданная информация будет принята абонентом правильно, без
искажений или с некоторыми минимальными, допустимыми
искажениями. Искажения возникают в том случае, если не
обеспечивается необходимое превышение сигнала над помехой. При этом
помехи могут возникать как в самой аппаратуре, так и
приниматься антеннами извне. Помехи, так же как и сигнал при ДТР,
имеют флюктуационную природу: они непрерывно имеются в
довольно широких пределах. Если даже обеспечивается большое
превышение средних величин сигнала над средними значениями
помех, то в отдельные моменты времени выбросы шумов и
падение сигнала при замираниях могут приводить к тому, что
напряжение сигнала на входе приемника окажется сравнимым с
напряжением помех или даже ниже его, а это неминуемо приведет
к искажению сообщения. Поэтому добиться 100% надежности
связи на радиолиниях ДТР практически невозможно. Почти всегда
существует определенная вероятность того, что в какой-то момент
времени уровень сигнала окажется равным уровню шумов или
меньше его.
Надежная связь возможна также в том случае, если вся
аппаратура радиолинии работает безотказно, т. е. если будет
обеспечена высокая аппаратурная надежность. Таким образом,
надежность связи складывается из надежности, обусловленной
изменениями сигнала и помех (т. е. в конечном счете помехоустойчивостью
системы), и аппаратурной надежности. Последняя зависит от
многих факторов (качество деталей, конструктивное выполнение,
технология изготовления и т. д.) и выявляется в процессе опытной
эксплуатации. Поэтому учет аппаратурной ненадежности
целесообразно производить отдельно, не связывая его с методикой
расчета радиолиний.
Количественно, как указано выше, надежность связи
определяется вероятностью того, что в течение определенного времени
информация будет приниматься с заданным превышением сигнала
над шумами на выходе радиолиний.
Надежность и дальность связи являются основными
характеристиками, определяющими возможности станций. Они неразрывно
связаны друг с другом. Нельзя говорить о дальности действия
станции без указания, какая при этом обеспечивается надежность
связи,
68

Поскольку с увеличением дальности связи значительно
увеличивается ослабление радиоволн на трассе и падает уровень
принимаемого сигнала, то естественно, что надежность связи при этом
будет уменьшаться. Требования к дальности и надежности связи
являются противоречивыми. Можно получить большие дальности
при низкой надежности связи и, наоборот, можно обеспечить очень
высокую надежность связи при небольшой дальности.
В каждом конкретном случае нужно идти на разумный
компромисс: обеспечивать необходимые дальности при достаточно
приемлемой надежности связи. Требуемая надежность связи для
определенного класса станций задается заранее. Считается, что для
станций дальней тропосферной связи требуемая надежность связи
находится в пределах от 95 до 99%- Это означает, что завесь
определенный период работы радиолинии (например, за месяц) только
в течение 1—5% времени допускается ухудшение необходимого
качества связи, когда отношение сигнал/шум оказывается меньше
принятых норм. Обычно требуется, чтобы в течение 95—99%
времени отношение сигнал/шум на выходе телефонного канала в конце
радиолинии было бы не меньше 3,5—4 неп или 30—35 <Эб*.
Для того чтобы определить дальность, при которой
обеспечивается требуемая надежность связи, нужно прежде всего найти,
насколько энергетический потенциал аппаратуры превышает
потери на данной трассе радиолинии. Энергетический потенциал
аппаратуры М характеризует запас уровня высокочастотного
сигнала, который необходим для компенсации потерь, обусловленных
влиянием среды на распространение радиоволн. Численно
энергетический потенциал аппаратуры равен отношению мощности
сигнала на входе приемника Ръх к такому значению принимаемой
мощности Рвх, при котором обеспечивается заданное отношение
сигнал/шум на выходе телефонного канала радиолинии для
случая, когда не учитываются потери при распространении радиоволн
на трассе (т. е. когда расстояние между передающей и приемной
антеннами равно нулю):
(2.12)
* Выразить в децибелах величины отношения мощностей р* или напря-
жении —ту— означает определить их десятичный логарифм и умножить в
с/г
первом случае на 10 f т. е. 10 lg -— ) , а во втором случае на 20 (т. е.
--Й-)'
1 Р
Отношение мощностей часто выражают в неперах по формуле -к- In г—.
Для пересчета величин, выраженных в этих единицах, можно пользоваться
соотношением -ft- (неп) = 8,7 —~ (дб).
69

Величина РВх, очевидно, равна
^вх = ^перОПерОПрУ1перУ]пр, (2.13)
где Рпер— мощность передатчика;
Опер, пр— коэффициент усиления передающей или приемной
антенны;
*)пер, пр—коэффициент полезного действия передающего или
приемного фидера.
Значение мощности сигнала Явх определяется мощностью
шумов на входе приемника Рт. Пр (см. формулу 2.10), которую
необходимо превысить в В раз для того, чтобы обеспечить заданное
отношение сигнал/шум на выходе приемника:
Л,х0 = ДРШ. „р = 4 • 10~«f .A/A (2.14)
Величина В (а следовательно, и значение РВХо) вычисляется
по заданным нормам необходимого превышения сигнала над
шумами в телефонных каналах станции. Она зависит от вида
модуляции и параметров аппаратуры. Для ЧМ станций с частотным
уплотнением способы определения необходимого превышения
сигнала над шумами на входе приемника по заданному отношению
сигнал/шум на его выходе будут приведены ниже (см. § 6.1.).
С учетом (2.13) и (2.14) величина М будет равна
M=pn*pG ■■pOnpW1nPB (2Л5)
**^ш. пр
Потери, которые должны быть скомпенсированы
энергетическим потенциалом аппаратуры, складываются из потерь при
распространении в свободном пространстве Lo и дополнительных
потерь на трассе 1дОП, определяемых специфическими особенностями
ДТР. Потери в свободном пространстве можно найти, беря
отношение мощности передатчика к мощности на входе приемника для
случая их расположения в свободном пространстве, когда потери
в фидерах отсутствуют (чПер = чПр=1)> а в качестве передающей
и приемной антенн фигурируют гипотетические изотропные, т. е.
ненаправленные, излучатели (Gnep=Gnp= 1).
Нетрудно показать, что
где R — расстояние между передатчиком и приемником;
X —длина волны.
При расчетах величины М, L0 и Ьлоп выражают в децибелах:
М (дб) = PBtp (дб) + Gnep (дб) + Gnp (дб) + у)пер (дб) +
+ ^(дб)-Рш.пр(дб)-В(дб); (2.17)
Z0(#>) = 22+201g-£-. (2.18)
70

Наглядное представление о распределении отдельных видов
потерь на радиолинии, а также о величине энергетического
потенциала аппаратуры дает гак называемая диаграмма уровней. На
отдельных участках горизонтальной оси этой диаграммы
представлены различные виды потерь или усилений. По вертикальной оси
откладываются мощности в определенных точках радиолинии,
выраженные в децибелах по отношению к 1 вт. Потери на
отдельных участках определяются разностью соответствующих уровней.
На рис. 24 показана диаграмма уровней для гипотетической
радиолинии протяженностью $ = 250/см, на которой работают
станции в диапазоне 600 Мгц (Х = 0,5 м), имеющие следующие
энергетические параметры: РПер=1 квт(Ъ0 дб), Gnep = Gnp = 32 дб,
vinep = *)пр= -2 дб, Ртт пр = - 140 дб, В =20 дб.
мощности
, бдб
Рис. 24. Диаграмма уровней
Потери в свободном пространстве в соответствии с (2.18)
равны L0=134 дб. Дополнительные потери для надежности связи 95%
в течение летнего месяца в центральной части Европейской
территории СССР при сдвоенном приеме примерно составляют £ДОп =
=^72 дб.
П

Пунктирной горизонтальной линией на рис. 24 показан уровень
шумов на входе приемника. В соответствии с (2.17) величина М==
= 210 дб. Из диаграммы видно, что требуемая надежность связи
на радиолинии обеспечивается, так как мощность сигнала на входе
приемника больше мощности шумов (с учетом необходимого
превышения сигнала над шумами В) на величину 8=4 дб.
Условие, при котором будет обеспечиваться требуемая
надежность связи, можно записать следующим образом:
М(дб)>10(дб) + 1АОП(дб). (2.19)
Если величина энергетического потенциала радиолинии
больше суммы потерь в свободном пространстве и дополнительных
потерь, то на радиолинии будет обеспечен запас высокочастотного
уровня сигнала, равный
Ь(дб)=М(дб) - 10 (дб) - LAon (дб). (2.20)
Предельная дальность, при которой обеспечивается требуемая
надежность связи, может быть найдена из равенства
^ж(дб) = М(дб)-Ц(дбу
(2.21)
В этом случае запас высокочастотного уровня 8 = 0 дб. Для
каждой определенной трассы, на которой работают станции с
известными энергетическими параметрами, величины М и L0
остаются постоянными и их нетрудно вычислить с помощью
приведенных выше формул.
Для облегчения расчетов на рис. 25 приводится график
зависимости потерь в свободном пространстве Ц (дб) от
расстояния R (км) для различных длин волн X (м).
10 30 30 40 60 80 100 300 JOO 400 600 800/090
Рис. 25. Потери при распространении радиоволн в свободном
пространстве
Разность М (d6)—U (дб) должна быть равна предельно
допустимому значению дополнительных потерь Z,npefl (дб). После
вычисления £пред (дб) по формуле (2.21) расчет радиолиний сво-
72

дится к определению LAon (дб) на данной трассе для требуемой
надежности связи с учетом всех факторов, влияющих на
распространение радиоволн. Сравнение /,Д(Ш (дб) с 1Пред (дб) дает
возможность определить, является ли выбранная трасса оптимальной
с точки зрения необходимой дальности связи и какие имеются
возможности для изменения протяженности трассы.
Из сказанного следует, что важнейшим этапом в расчете
радиолинии является определение дополнительных потерь на трассе,
т. е. определение величины LAOn, показывающей, во сколько раз
мощность принимаемого сигнала при условии распространения в
свободном пространстве Рвх, св больше того значения Явх, которое
наблюдается на таком же расстоянии от передатчика при
распространении на реальной трассе:
£доп = %^в. (2.22)
' вх
Таким образом, потери LAOn являются дополнительными к
потерям в свободном пространстве и целиком зависят от влияния
тропосферы и земной поверхности на распространение радиоволн.
Часто при практических расчетах пользуются также понятием
ослабления поля свободного пространства Z, равного отношению
напряженности поля в месте приема при условии распространения
в свободном пространстве Е0 (или напряжению на входе
приемника UBX, св) к тому значению поля в той же точке Е (или UBX),
которые наблюдаются на реальной трассе:
Z = -|^=^p-B. (2.23)
Величины L и Z связаны простой зависимостью
L = Z\ (2.24)
Они выражаются в децибелах по формулам:
Ld6=l0lgZ%^*; Z(dtf)=201g-^ = 201g%^2. (2.25)
Оперировать децибелами очень удобно, так как при
энергетических расчетах все арифметические действия над величинами,
выраженными в децибелах, сводятся к сложению или вычитанию.
В литературе часто вместо величин потерь мощности L и
ослабления поля Z применяют обратные величины и?=-£-и 4 — -%%
которые называют соответственно множителем потерь мощности
и множителем ослабления поля свободного пространства.
Заметим, что множители W и V целесообразно применять в тех
73

случаях, когда нужно вычислить величины мощности или
напряжения сигнала на входе приемника:
Рвх = Р*. CBW и UBX = UBX. СВК (2.26)
Для правильной оценки величин L и W или Z и V нужно
уметь учитывать все основные особенности ДТР. Вопросам учета
особенностей дальней тропосферной связи и посвящаются
следующие разделы книги.

л
ГЛАВА III
НЕКОТОРЫЕ ВОПРОСЫ ТЕОРИИ РАСПРОСТРАНЕНИЯ УКВ
§ 3.1. ОТРАЖЕНИЕ УКВ
Отражение радиоволн в дальней тропосферной связи играет
большую роль. Основное влияние на величину принимаемого
сигнала оказывает отражение от неоднородности тропосферы,
вызываемых изменениями коэффициента преломления. Кроме того, в
ряде случаев значительное влияние на распространение радиоволн
могут оказывать отражения от земной поверхности.
Прежде чем перейти к рассмотрению этих явлений, рассмотрим
общий случай отражения радиоволн от плоской границы раздела
двух однородных сред. Как уже говорилось (см. § 1.4), падающая
волна возбуждает на отражающей поверхности токи, которые
создают отраженную волну в первой среде (например, в воздухе)
и преломленную волну во второй среде (в земле). При отражении
происходит изменение амплитуды и фазы волны, поэтому
отраженная и преломленная волны по амплитуде и фазе отличаются
от падающей волны.
На основании известного в геометрической оптике закона угол
отражения сротр равен углу падения српад, а отношение синусов
углов падения и преломления обратно пропорционально
отношению коэффициентов преломления соответствующих сред:
?паж=?отР; (ЗЛ)
Sin Упад ^Т/Л^Л! (32)
sin<pnp г с! щ . \ - j
Для определения амплитуды и фазы отраженной волны вводят
понятие коэффициента отражения, равного отношению
напряженности поля отраженной волны £0тр к напряженности поля
падающей волны £Пад:
Ф = ^ = \Ф\е^», (3.3)
где \Ф\ — модуль коэффициента отражения;
Ротр — Фаза коэффициента отражения.
75

Рассмотрим отдельно отражение горизонтально поляризованных
и вертикально поляризованных волн от плоской поверхности
раздела двух сред и найдем соответствующие выражения для
коэффициента отражения.
В случае горизонтально поляризованных волн векторы £Пад,
£отр и fnp, лежащие соответственно в плоскостях падения,
отражения и преломления, горизонтальны, т. е. параллельны
горизонтально расположенной плоскости отражения (рис. 26).
Рис. 26. К определению коэффициента отражения при
горизонтальной поляризации
Согласно граничным условиям на границе раздела двух сред
тангенциальные составляющие Е и Н равны между собой.
Следовательно,
^пад г £отр == ^пр) (3*4)
Дтад COS <рП8д — Яотр COS <ротр = Япр COS <рпр. (3.5)
В последней формуле взяты проекции векторов Н на
поверхность раздела и учтено противоположное направление векторов
/7пад И iioTp*
В результате отражения мощность падающей волны ЯПаД
делится на две составляющие Ротр и Рпр. Беря проекции
соответствующих векторов Р на поверхность раздела и учитывая (3.4)
и (3.5), можем записать
^пад^пад COS <Рпад — ЕотрНогр COS <?отр = ЕирНпр COS ®пр. (3.6)
Векторы £ и Я связаны между собой следующими
соотношениями:
Д1ад=£падР1; (3.7)
Д>тр = £otPPi; (3.8)
76

#np = £*ПРР2> (3-9)
где Pi—волновое сопротивление верхней среды;
р2 — волновое сопротивление нижней среды.
Из формул (3.6) — (3.9) получим
Е«2 с"2 pi
ZI^Lr^^ — С°ТР _i_ JIHP
^•cos?naa = -^cos?OTp4- -^cosTnp. (3.10)
(3.11)
Учитывая, что cos <pnaA = cos <p0Tp = sin 8, найдем
£отР = t Pi £np CQS Упр
/?2 p2 " c-2 sin 0 *
"nan ' *-* narr
"пад *"пад
В соответствии с (3.4)
р—1 + %2.. (3.12)
^пад ^пад
Из формул (3.11) и (3.12) получим
Sine — -Hi- COS ?np
^пад Р2
^0ТР Sin в + — COS <рпр
Р2
В соответствии с (3.2)
Ун _ Sin упад _ pt
К£ sin 9пР Р2
(3.13)
(3.14)
Последнее равенство вытекает также из известного соотноше*
ния (см. формулу (1.4):
]/ J*ll*0
Pi f £igo
Уч
p2 l/jH*o Kei
"I / E2E0
Г e2e0
Для интересующего нас случая, когда верхней средой
является воздух, а нижняя среда является полупроводящей:
ех = 1 и е2 = ег = е + £'60аХ,
где s' — комплексная электрическая проницаемость нижней среды
(Земли).
Поэтому
-£L = K? = Ke + ffiOoX. (3.15)
Р2
Из (3.14) следует, что
.. . *
cos — - -
Tnp=Kl-sin2?nP=}/ 1-4-соз»». (3.16)
77

Подставляя © (3.13) полученное значение coscpnp и учитывая
(3.14) и (3.15), получим окончательно
Фг
£пад _^ sin 6 — |/е 4- /60аХ — cos2 6
in в -f К6 + /бОсгХ —cos*6
-отр
sin
(3.17)
В случае вертикальной поляризации параллельными
отражающей поверхности оказываются векторы #Пад, #отр и Япр (рис. 27).
В соответствии с граничными условиями можно записать
*М1ад "Т "отр — **npi
£*пад COS српад — Еотр COS ?отр = ^пр COS <рпр.
(3.18)
(ЗЛ9)
Рис. 27. К определению коэффициента отражения
при вертикальной поляризации
Основываясь на полученных соотношениях между
составляющими векторов £ и Я и рассуждая, аналогично случаю
горизонтальной поляризации, получим следующее выражение для
коэффициента отражения при вертикальной поляризации:
(е + /6(Ы) sin 6 — Y% + fifoA — cos^e ,g 2Q4
, ^e f шулз/у; qui v — ^ * ~r *yjw<> — COS 0
B — (e + /60<jX) sin 0 + jA-f /60jA — cos2 8'
Рассмотренный случай отражения радиоволн от плоской
поверхности раздела двух сред достаточно хорошо изучен.
Существуют подробные графики, с помощью которых можно легко найти
модуль и фазу коэффициента отражения при различных
значениях угла падения, длины волны и электрических параметров сред
для разных видов поляризации [2].
Из полученных формул видно, что при малых углах встречи,
которые чаще всего наблюдаются на практике, величина
коэффициента отражения близка к —1. Особенно резко это выражено
при горизонтальной поляризации. В пределе при б-> 0 независимо
78

от поляризации Ф-> — 1. Это означает, что при малых,
скользящих углах встречи амплитуда отраженной волны приближается
к амплитуде падающей волны, а фаза отраженной волны
претерпевает скачок, равный 180°.
Интересно отметить еще одно важное обстоятельство. Если при
вертикальной поляризации вторая среда представляет собой
диэлектрик, для которого о = 0 и eK = s, то существует такой угол
встречи 6б, при котором числитель в формуле (3.20) обращается
в 0 и Фв = 0. Следовательно, при угле встречи, равном 9б,
отражения радиоволн не происходит и вся энергия падающей волны
целиком переходит во вторую среду. Из формулы (3.20) следует,
что угол 9б связан с электрической проницаемостью второй среды
простым соотношением:
ctg86 = Kr. (3.21)
Угол 6б носит название угла Брюстера. Если вторая среда
является полупроводящей и для нее о>0, то Фв при
соответствующем угле не обращается в 0, а становится минимальным. Угол,
при котором ФВ = ФВ МИН) близок к вб и называется псевдобрю-
стеровским углом.
Рассмотрим теперь отражение радиоволн от земной
поверхности. При наличии плоской поверхности Земли в точку приема
будут приходить две волны —прямая £пр и отраженная £0тв
(рис. 28).
Рис. 28. К отражению радиоволн от плоской земной
поверхности
На практике всегда R ^>Alf2, поэтому можно считать, что при
ориентировке осей антенн вдоль земной поверхности направление
максимального излучения совпадает с направлением на
корреспондента. Следовательно, поле прямой волны практически не будет
отличаться от поля свободного пространства, определяемого фор*
мулой (1.9).
Результирующее поле будет определяться суммой:
i (* дг+р)
Е = Еп? + Еотр = Е0 + Е0\Ф\е Vx \ (3.22)
Величина Аг представляет собой разность длин путей (разность
хода) прямой и отраженной волн, распространяющихся от точки
излучения до точки приема.
79

В наиболее практически важном случае малых углов встречи
фазу коэффициента отражения (3 можно принять равной 180°.
Тогда из (3.22) получим следующую формулу для
результирующего поля, которую называют отражательной или
интерференционной формулой:
E=E0Yl + |0|2-2|<Z>|cos-^Ar (3.23)
Из рис. 28 на основании простых геометрических соображений
следует, что
Дг_2Л^Л2 (324)
Как видно из формул (3.23) и (3.24), изменение высот антенн,
расстояния между ними или длины волны будет вызывать
изменение фазового сдвига между прямой и отраженной "волнами. При
этом будет происходить периодическое изменение напряженности
поля от максимума до минимума.
Таким образом, над плоской отражающей поверхностью поле
в месте приема имеет интерференционную (лепестковую)
структуру и в зависимости от сдвига фазы между прямой и отраженной
волнами, а также величины коэффициента отражения ослабление
радиоволн может меняться в широких пределах.
Наибольшего значения напряженность поля достигает в том
случае, когда прямая и отраженная волны приходят в точку
приема :в фазе, т. е. когда разность фаз волн равна 2тш (где /1=1,
2, 3 и т. д.).
Это будет при разностях хода:
А^ = —, у,уит. д. (3.25)
Когда прямая и отраженная волны будут приходить в точку
приема в противофазе, т. е. когда разность фаз волн равна т:Я,
напряженность поля оказывается минимальной. Это происходит
при разностях хода:
Дг = Х, 2Х, ЗХ и т. д. (3.26)
С помощью формул (3.25) и (3.26) можно найти высоты
антенн и расстояния, при которых на заданной волне напряженность
поля становится максимальной (£Макс) или минимальной (£Мин).
Величины £Макс и £Мин зависят только от значения коэффициента
отражения.
Из формулы (3.23) следует, что
Емакс - Ео (1 + | Ф |) и Емин « £0 (1 -1 Ф |). (3.27)
Чем ближе модуль коэффициента отражения к 1, тем больше
разница между максимальными и минимальными значениями на-
80

пряженности результирующего поля. При /Ф/=1 формула (3.23)
приобретает вид
E = 2E0sm^^} (3.28)
а максимальные и минимальные значения поля становятся
равными:
ЕМКС = 2Е0 и £мин = 0. (3.29)
Таким образом, если величина модуля коэффициента
отражения /Ф/=1, то максимальное значение результирующего поля
достигает удвоенного значения поля свободного пространства, т. е.
земля не ослабляет, а как бы усиливает поле.
Пример построенной по формуле (3.28) зависимости
относительной величины напряженности поля от величины подъема
одной из антенн h2 при постоянных значениях Ль R и X показан на
рис. 29. Аналогичная зависимость будет наблюдаться при изме-
^т
\
у
, /
/
V
/^
\,
\/
LX
7П
1
О 10 30 50 40 50 SO
Рис. 29. Зависимость напряженности поля от высоты
антенн, построенная по интерференционной формуле
для | Ф | = 1
нении любого из параметров, определяющих сдвиг фазы между
прямой и отраженной волнами (hu /г2, R и X).
Из рис. 29 следует, что поле в месте приема носит
лепестковый характер, в соответствии с которым увеличение высоты
антенны /z2 при постоянных h\, R и X вначале должно приводить к
усилению приема, затем к его ослаблению, затем снова к его
усилению и т. д.
Более наглядно лепестковая структура вырисовывается при
построении в полярных координатах зависимости поля от угла
возвышения у, связанного с разностью хода Дг и с высотами h2 и hi
простым соотношением (рис. 28):
+ Дг"/ 1 1 А
На рис. 30 показан пример такой зависимости, построенной для
вертикального полуволнового вибратора при значении
коэффициента отражения |Ф|=0,5.
4 Ю. И. Даныденко
81

Как видно, диаграмма направленности вибратора, которая в
свободном пространстве изобразилась бы сплошной линией Е = Е0,
существенно изменяется. Знание реальных многолепестковых
диаграмм направленности антенн, учитывающих влияние земной по-
Рис. 30. Лепестковая диаграмма направленности
полуволнового вибратора
верхности, имеет большое значение при организации радиолиний,
особенно IB случае связи с высоко летящими самолетами или
радиолокационного наблюдения за ними. Основное требование при
организации связи на таких радиолиниях состоит в том, чтобы
приемная антенна не попадала в минимумы поля.
При сравнительно небольших значениях h\ и Л2 и больших R
формула (3.28) переходит в известную квадратичную формулу
Введенского:
где ЯПер в ваттах, a hu h2i R и X в метрах.
Следует отметить, что в диапазоне УКВ величина
коэффициента отражения приближается к единице только при малых
углах встречи. При сравнительно больших углах б, а также в
случае шероховатой подстилающей поверхности (неровная водная
поверхность, земная поверхность, покрытая растительностью,
неровности местности и т. д.) коэффициент отражения может
значительно отличаться от единицы.
С помощью приведенных выше отражательных формул можно
оценивать величину напряженности поля и выбирать наилучшие
условия приема. Однако нужно иметь в виду, что отражательные
формулы неприменимы при очень малых высотах антенн, когда
линия прямой видимости между антеннами проходит вблизи
земной поверхности. Это видно, например, из того, что согласно
формуле (3.28) опускание антенн до земли должно приводить к
уменьшению напряженности поля до нуля. Совершенно очевидно,
что при расположении антенн вблизи поверхности Земли поле не
должно исчезать.
Специальное рассмотрение этого вопроса показывает [2], что
отражательные формулы применимы при выполнении условия:
К + К » ± K(s+l)2+(60oA)2 .
82

В тех случаях, когда это условие не выполняется, упрощенное
представление о распространении радиоволн, основанное на учете
сложения прямых и отраженных волн, уже непригодно и для
определения величины поля в месте приема необходимо пользоваться
данными строгой теории распространения радиоволн вблизи
земной поверхности.
Все сказанное выше относилось к распространению радиоволн
над плоской земной поверхностью. Однако протяженность УКВ
радиолиний обычно бывает велика и на величину поля в месте
приема дополнительное влияние оказывает кривизна земной
поверхности. В освещенной зоне при распространении радиоволн над
гладкой сферической Землей поле в месте приема, так же как и
при распространении радиоволн над плоской Землей, определяется
интерференцией прямой и отраженной волн.
Влияние кривизны земной поверхности в этом случае приводит
к тому, что, во-первых, изменяется абсолютное значение разности
хода прямой и отраженной волн, во-вторых, происходит некоторое
рассеяние энергии при отражении радиоволн от выпуклой земной
поверхности, и, наконец, несколько уменьшается угол встречи.
Распространение прямой и отраженной волн над сферической
поверхностью Земли схематически показано на рис. 31. Если
известно положение точки отражения С, можно провести касательную
плоскость к Земле в. точке С, как это показано на рис. 31, и
отсчитывать высоты антенн не от сферической поверхности Земли, а от
Рис. 31. К отражению радиоволн от гладкой сферической земной
поверхности
плоскости АВ, т. е. свести задачу определения поля над
сферической Землей к случаю плоской Земли. Указанная замена
сферической земной, поверхности плоскостью позволяет использовать при
расчетах поля над сферической Землей формулы для разности
хода и отражательные формулы, которые были приведены ранее
для плоской Земли, вводя в них вместо фактических высот антенн hx
и h2 приведенные высоты h[ = h\ — Ahi и h,2=h2 — Ah2. Тогда
разность хода прямой и отраженной волн при распространении над
4*
83

гладкой сферической земной поверхностью будет определяться
выражением:
2h\h2 __ 2hxh2
дг
R
р,
Х3.31)
где Р =
h\h2
hxh.
поправочный коэффициент к величине разности
хода для случая плоской земной поверхности.
Для ускорения расчетов по этой формуле, а также по другим
формулам, IB которые входят произведения приведенных высот,
можно рекомендовать график рис. 32 [7]. Этот график дает
возможность по заданному отношению фактических высот -£- и пара-
R
метру q-
Р
yr2ah1
найти поправочный коэффициент Я.
0.9
о.д
0.7
0.6
0.5
оА
0.3
92
0.1
о
Р;
\/
V/
и£
ул
s
1
и*00^0^ ^***
У^
^
!^^
|
***А
О Of ОЛ 0.5 04 OS 0,6 0.7 0.8 09
АМН
\0.4
0,5
0.6
0.7
0.8
0.9
1.0
и
и
1.3
1.4
1.5
1.6
17
id
19
7.0
v*.
Рис. 32. Поправочный коэффициент к формуле для разности
хода волн при отражении от сферической земной поверхности
Как указывалось выше, помимо изменения разности хода,
кривизна земной поверхности вызывает рассеяние энергии при
отражении радиоволн, которое является результатом естественного
расхождения потока отраженных волн.
Плотность потока электромагнитной энергии радиоволн,
отраженных от 'выпуклой земной поверхности, оказывается меньшей и
84

результирующее отраженное поле слабее, чем в случае отражения
радиоволн от плоской земной поверхности. Уменьшение
напряженности поля волн, отраженных от сферической земной поверхности,
можно учесть путем умножения коэффициента отражения на так
называемый коэффициент расходимости /.
Величина х определяется на основании простых геометрических
соображений. При больших углах встречи коэффициент
расходимости оказывается близким к единице, так как эффект рассеяния
энергии почти не сказывается. При очень малых углах встречи
коэффициент расходимости %->0. Но этим и близким к нему
значениями коэффициента расходимости пользоваться нельзя из-за
неприменимости в этих случаях отражательных формул. Поэтому
практически коэффициент расходимости при расчетах не
применяют. Уменьшение угла встречи, которое имеет место е случае
отражения радиоволн от сферической земной поверхности, также
приводит к некоторому увеличению коэффициента отражения по
сравнению со случаем отражения радиоволн от плоской земной
поверхности.
Указанное уменьшение угла встречи и соответствующее
увеличение коэффициента отражения можно учесть введением
поправочных коэффициентов. Однако применение этих коэффициентов, так
же как и коэффициента расходимости^ вряд ли является
целесообразным, так как в реальных условиях коэффициент отражения
заметно отличается от зеркального. При практических расчетах
более правильным является применение эффективных
коэффициентов отражения, определяемых экспериментально для
различных видов поверхностей и учитывающих суммарный эффект
отражения и рассеяния радиоволн.
В реальных условиях на пути распространения радиоволн
почти всегда встречаются те или иные препятствия: складки
местности в виде гор, холмов или оврагов, лес, кустарник, различного
рода постройки.
В диапазоне УКВ даже небольшие неровности поверхности
оказывают существенное влияние на распространение. Поэтому
приведенные выше для гладкой плоской земной поверхности способы
расчета напряженности поля применимы к распространению УКВ
над озерами, морями и отдельными участками ровной местности,
главным образом в" степных и пустынных районах.
При распространении радиоволн над неровной земной
поверхностью напряженность поля в месте приема, так же как и при
распространении над плоской Землей, определяется интерференцией
прямой и отраженной волн. Шероховатая земная поверхность
приводит к дополнительному рассеянию^ отраженной волны, поэтому
отражение приобретает д^ффузнй^-ха^^ер,'-причём
напряженность поля отраженной волШ-уМенЪшй^
отраженной волны при дифф5^цом отр^ж^ний и учитывается
эффективным коэффициентом .отражения Фэ. Средние' величины Фэ*
находятся для определенных типов .местности, тшы вдлны и углов
«5

встречи на основании статистической обработки
экспериментальных данных. Расчет напряженности поля . при наличии
диффузного отражения производится по отражательным формулам для
плоской Земли, например, по формуле (3.23) с введением в. них
Ф9 вместо Ф.
Для практики важно знать, какие неровности вызывают
диффузное отражение и какая, часть подстилающей поверхности
участвует в формировании отраженной еолны. Степень неровности
земной поверхности, над которой распространяются радиоволны,
носит относительный характер, так как ясно, что на отражение
радиоволн разной длины одни и те же препятствия будут оказывать
различное влияние. Для оценки степени неровности отражающей
поверхности при изучении распространения УКВ по аналогии с
оптикой пользуются критерием Релея. В соответствии с этим
критерием отражение от земной поверхности носит диффузный
характер в тех случаях, когда высота неровности Н больше некоторой
величины, зависящей от длины волны и угла встречи 6:
Из приведённой формулы следует, что для скользящих волн,
при малых углах возвышения, диффузное отражение вызывается
значительно большими неровностями, чем для волн, падающих
под большими углами.
При падении радиоволн на неровную земную паредхность в
формировании отраженной волны принимает участие некоторая
область вблизи точки отражения. Для нахождения области
формирования отраженной волны пользуются представлением о зонах
Френеля (см. § 1.3)._ Напомним, что под зонами Фррцеля
понимают участки поверхности (в данном случае вокруг точки
отражения), лежащие между эллипсами, которые расположены так, что
сумма расстоянии от любой точки каждого из этих эллипсов до
точек излучения и приема .является,постоянной величиной,
изменяющейся от-эллипса к эллипсу1 на -у-.
В соответствии с теорией для обеспечения идеального
отражения (с погрешностью не более 10—15%) необходимо, чтобы
площадь не менее восьми — девяти первых зон Френеля была гладкой
плоской поверхностью. Однако, как показывают
экспериментальные исследования, при малых углах ^встречи основное значение в
формировании отраженного лучд ]Шеет.з!1ачительно„меньшая,
площадь вокруг точки;Ртрщени&,;лршерно рдвна^шолодине первой
зоны Френеля, а в дакртор^х-случадх; ещеАМ^ньшая.. - .;■:._ :
Следует также :учи$даать, ;ч^ зонах
имеются розные^ хорошо 0:тражакщи^ участки прэерхности или
крупные местные предметы, тр ойи также могут ссшзмть отраженные
йолны за^ет^Ч.^енсйЙРСТ^. -:...-';,..:.,:■:-..".. . ..... ...:..■......
86

Случай прихода в точку приема нескольких отраженных от
местных предметов или других неоднородностей волн называют
многолучевым распространением. Интерференция в
точке приема нескольких отраженных волн приводит к искажениям
принимаемого сигнала. Как показыеают эксперименты,
многолучевое распространение, обусловленное влиянием неоднородностей
земной поверхности, чаще всего возникает на трассах с большими
высотами подъема антенн при наличии в пределах нескольких зон
Френеля высоких строений, холмов и т. д. При этом образование
отраженных от местных предметов волн определяется
целиком условиями распространения радиоволн на трассе и
практически не зависит от поляризации и частоты во всем
диапазоне УКВ.
Рассмотрим отражения радиоволн от неоднородностей
тропосферы. Эти неоднородности образуются за счет перепадов
температуры, давления и влажности. Они представляют собой отдельные
области со значительно отличающимися от окружающего
пространства величинами электрической проницаемости е. Несмотря
на то что величины скачков электрической проницаемости Де на
границах раздела между неоднородностями и окружающим
воздухом малы, от этих границ раздела могут быть заметные
отражения.
Предположим, что в тропосфере имеется плоская граница
раздела между двумя средами, на которой электрическая
проницаемость претерпевает небольшой скачок Д$<С1 (рис. 33). Будем
Рис. 33. Отражение от плоской границы сред
в тропосфере
считать, что нижняя среда имеет электрическую проницаемость
е=1, а верхняя среда имеет е=1±Де (Де может быть любого
знака).
Считая, что для обеих сред о=0 и подставляя в формулы (3.17)
и (3.20) вместо ек величину 1±Де, будем HMerb.-
gin 6 — Ksin2 Q ± Ае _
v
1 ±
Ае
sin2 О
Sin 0 + jAin2 6 ± At - -|/1 '"At '
1+ V ^"ЩчГ
(3.33)
87

Таким образом, коэффициент отражения при любой
поляризации определяется только величиной скачка As и углом встречи 0.
Если Де>0, т. е. если верхняя среда является оптически более
плотной, то в формуле (3.33) нужно брать 1 + * и
независимо от величин б и Де коэффициент отражения становится
отрицательным. Это означает, что фаза коэффициента отражения будет
равняться (3=180°. При малых значениях угла встречи б модуль
коэффициента отражения \Ф\ =1. Чем меньше скачок As, тем
меньшие значения угла б требуются для достаточно интенсивного
отражения и, наоборот, чем больше Де, т. е. чем резче выражен
отражающий слой, тем в большем диапазоне углое б величина
коэффициента отражения будет приближаться к единице. Значения Дз
чаще всего лежат в пределах 10~4—10~5.
Для того чтобы от слоев с-таким перепадом электрической
проницаемости были заметные отражения, углы встречи должны
составлять доли градуса,.что возможно на трассах большой
протяженности (порядка нескольких сотен километров) при
сравнительно больших высотах неоднородностей (менее 1 км).
Если Де<0, т. е. если верхняя среда является оптически менее
плотной, то в формуле (3.33) нужно брать 1 ^у- В этом
случае при значении
А€ 1 (3.34)
sin2 9
коэффициент отражения становится равным единице, т. е. при
некотором критическом угле естречи 6кр = arcsin КДе будет
происходить полное отражение радиоволн.
Найдем, какое при этом значение принимает угол
преломления. .Соотношение между углами падения и преломления и
величинами электрической проницаемости сред (формула 3.2) для
рассматриваемого случая принимает вид
Sin Упад _ C0*QKP =У\-Ьг .^
sincpnp cos6np y\ \ - )
Подставляя в эту формулу значение As = sin26Kp (3.34),
получим cos6np=l, т. е. при б = бКр^6пр = 0 и энергия радиоволн не
будет переходить в верхнюю среду. При меньших значениях угла
встречи равенство (3.35) не будет удовлетворяться ни при каких
значениях угла преломления. Это обстоятельство указывает на
то, что при углах встречи меньше критических радиоволны также
будут полностью отражаться от границы раздела, не проникая
в верхнюю среду. Как показывают вычисления, в случае когда
верхняя среда является оптически менее плотной (As<0), вероят-
88

ность отражения радиоволн заметно возрастает по сравнению со
случаем, когда верхняя среда оказывается оптически более
плотной (As>0), при тех же абсолютных значениях As.
В реальной тропосфере, за редким исключением, верхние слои
воздуха имеют меньшие величины электрической проницаемости.
Поэтому типичным следует считать случай отражения радиоволн
от границы раздела двух сред, из которых верхняя является
оптически менее плотной.
Отметим, что неоднородности с плоской границей раздела и
с резким скачком As на практике встречаются сравнительно редко.
Значительно чаще встречаются неоднородности в виде слоев
определенной толщины, в пределах которых величина s меняется по
самым различным законам.
Задаваясь определенным законом изменения s в слое, можно
получить формулы для коэффициента отражения в зависимости от
перепада величины s, толщины слоя и угла встречи. Такие
формулы были получены, в частности, для синусоидального и
экспоненциального законов изменения s в слое. Вычисления по ним
показали, что значения коэффициента отражения зависят не от
абсолютной толщины слоя, а от отношения толщины слоя к
длине волны.
Поэтому, чем длиннее волна, тем меньшие значения толщины
слоя при том же перепаде величины s нужны для отражения.
В пределе при отношении толщины слоя к длине волны,
стремящемся к нулю, указанные выше формулы переходят в формулу
(3.33), соответствующую скачкообразному изменению s.
Кроме того, величина коэффициента отражения существенно
зависит от закона изменения s в слое. При том же перепаде
«тонкие» слои лучше отражают радиоволны, чем «толстые» слои; при
этом, чем «тоньше» слой, тем в большем диапазоне углов встречи
сказывается его влияние, т. е. тем менее критической оказывается
зависимость коэффициента отражения от угла встречи.
В некоторых случаях при очень тонких слоях с большим
перепадом s отражения могут происходить даже при весьма больших
значениях угла встречи (до 90°). Это следует также
непосредственно из (3.33). Таким образом, влияние слоистых неоднородно-
стей должно больше всего сказываться на метровых волнах, где
относительная толщина слоя становится небольшой и уменьшение
коэффициента отражения при увеличении угла встречи происходит
сравнительно медленно. Коэффициент отражения возрастает с
увеличением перепада s в слое, а также с уменьшением высоты
слоя hc и с увеличением протяженности трассы, так как при этом
уменьшаются углы встречи.
На сравнительно коротких трассах (несколько десятков
километров) влияние слоистых неоднородностей невелико и уровень
принимаемого сигнала обусловлен в основном интерференцией
прямой волны и волны, отраженной от земной поверхности. На
трассах большой протяженности влияние слоистых неоднородно-
89

стей возрастает и отраженное от них поле может заметно
превышать поле, обусловленное дифракцией радиоволн.
В настоящее время считают, что отражения от слоистых не-
однородностей в тропосфере являются одной из основных причин
дальнего тропосферного распространения УКВ. Наиболее
определенно эта точка зрения выражена в теории отражения от
приподнятых турбулентных слоев [13].
В соответствии с экспериментальными данными
неоднородности в в вертикальном направлении выражены резче, чем в
горизонтальном. Поэтому можно считать, что они образуют
своеобразный отражающий слой (рис. 34). Так как при больших рассТоя-
Рис. 34. К отражению радиоволн от приподнятого тур
булентного слоя
ниях углы встречи б малы, можно полагать, что отражение
радиоволн происходит от некоторого шероховатого слоя с
вертикальным распределением е, почти симметричным относительно его
толщины. Расчеты показывают, что найденные с учетом отражения от
такого слоя значения принимаемого поля достаточно хорошо
соответствуют экспериментальным данным.
В заключение этого раздела нужно подчеркнуть, что, если в
процессе распространения определяющим является отражение
радиоволн, такое распространение чаще всего оказывается
многолучевым. Выше мы рассмотрели только случай двухлучевого
распространения, когда поле в месте приема определяется
интерференцией прямого и одного отраженного от земной поверхности лучей
(3.23). На реальных трассах довольно часто встречаются случаи
нескольких отражений от различных участков местности, и поле
в месте приема имеет более сложную структуру. При наличии же
в тропосфере нескольких отражающих слоистых неоднородностей
распространение радиоволн в большинстве случаев оказывается
многолучевым и поле в месте приема изменяется во времени. Это
связано с тем, что каждая из неоднородностей может давать
некого

торое отражение. Поскольку неоднородности перемещаются и с
течением времени меняют свою форму, то уровень принимаемого
сигнала непрерывно изменяется, т. е. появляются замирания.
§ 3.2. РЕФРАКЦИЯ УКВ В ТРОПОСФЕРЕ
Распространение УКВ в тропосфере почти всегда
сопровождается определенной рефракцией. Как уже указывалось в § 1.4,
в зависимости от скорости изменения коэффициента
преломления п с высотой, характеризуемой градиентом коэффициента
преломления gn = -£f> рефракция может быть нормальной (gn = —
— 4 • 10—8 (— JJ, пониженной (gn >—.4-10 в ^""ЗйГ ) J * повышенн°й
(&<-4'10~8(-г)) и кРитической (ft —1'57.10-е (4-)).
При значениях gn меньше критических наступает сверхрефракция,
или волноводное распространение УКВ.
Рефракция УКВ в тропосфере оказывает большое влияние на
величину напряженности поля в месте приема и на устойчивость
приема. За счет рефракции происходит искривление траектории
радиоволн и, следовательно, некоторое изменение их углов
прихода. Кроме того, траектории несколько удлиняются, границы
горизонта расширяются. Рефракция обычно приводит к некоторому
увеличению дальности связи.
Учет влияния рефракции на уровень принимаемого сигнала
основывается на знании траектории лучей. Траекторию же луча
можно охарактеризовать, задавая на отдельных её участках
значения радиуса кривизны, которые определяются изменением
коэффициента преломления, т. е. величиной градиента, коэффициента
преломления gn.
На рис. 35 показаны концентричные Земле поверхности равных
значений коэффициента преломления (ли n+Дп), образующие
слой толщиной ДЛ. Будем считать, что вся тропосфера состоит из
большого числа аналогичных слоев малой толщины. В
соответствии с законами оптики на границах между слоями будет
происходить преломление и луч, проходящий в тропосфере, будет
постепенно искривляться. Если угол падения луча на поверхность п
будет равен <р> то угол падения на поверхность п+Ап будет
составлять <р+Дф- При малой толщине слоев траектория луча будет
представлять собой плавную кривую.
Для этого случая можно записать
£-#=* О-*)
Таким образом, преломляющие свойства тропосферы будут
характеризоваться определенной величиной градиента коэффициента
преломления gn.
91

Найдем связь радиуса кривизны траектории луча с
величиной gn. По определению радиус кривизны р в точке М равен
отношению длины дуги MN к углу 8 между касательными в точках М
и N:
Р —^ . (3.37)
'П+АП.
ттЩя^щ
Рис. 35. К определению радиуса
траектории луча в тропосфере
Из рис. 35 следует, что 8^Дер. Считая треугольник MNL
угольным и учитывая малость угла Дер, найдем
MNi
ДЛ
cos 9
Откуда
Р
ДА
Д«р cos <p
В соответствии с законом преломления (формула 3.2)
п -f Д/1 sin у sin у
п sin (<р -J- Д^>) ~~~ sin <р cos Д<р + cos <р sin Дер *
Полагая cos Д<р= 1 и sin Acp = A<p, получим
л -f Дя tg ^
л
" tg у -f Д<р"
прямо-
(3.38)
(3.39)
(3.40)
(3.41)
92

Преобразуя это выражение и пренебрегая членом Д/г-А<р,
найдем
A?==_^Ltg?. (3.42)
Подставляя полученное значение Лф в формулу (3.39) и
учитывая соотношение (3.36), можем записать
(3.43)
Sn Sln ¥
Как уже указывалось, величина коэффициента преломления
тропосферы близка к единице. Приняв в формуле (3.43) л=1,
получим окончательное выражение для радиуса кривизны
траектории луча
Р = тА— • (3-44)
На реальных трассах расстояния между пунктами передачи и
приема велики, поэтому <р ^ 90°. Тогда
>—к- <а45>
Таким образом, радиус кривизны траектории обратно
пропорционален градиенту коэффициента преломления. При g"n = 0
(однородная тропосфера, в которой отсутствует изменение п с
высотой) из (3.45) получаем р = оо, так как траектория луча в
однородной среде прямолинейна. Знак минус в формуле (3.45) означает,
что радиус кривизны будет положительным, т. е. траектория будет
обращена выпуклостью вверх только в том случае, если
коэффициент преломления с высотой уменьшается.
Из формулы (3.45) следует, что если коэффициент
преломления с высотой меняется линейно и градиент коэффициента
преломления для всей тропосферы постоянен, то траектории лучей
принимают форму дуг окружностей определенного радиуса. Так,
например, для нормальной рефракции р= т~ТТ =25000 км, а
4-10"(dr)
для критической рефракции р= , . N =6370 км, что чис-
15,7-10-3 (_)
ленно равняется радиусу земной окружности.
Степень рефракции радиоволн удобно оценивать по
искривлению траекторий лучей относительно кривизны земной поверхности.
На рис. 36 показаны радиусы кривизны лучей, соответствующие
различным видам рефракции. К положительной рефракции
относятся все случаи положительных значений радиуса кривизны, а к
отрицательной рефракции — отрицательных. При критической
93

рефракции радиоволны распространяются параллельно земной
поверхности. Если gn оказывается меньше критического значения,
то кривизна лучей превышает кривизну земной поверхности. В этом
случае еолны преломляются к земной поверхности, отражаются от
Рис. 36. Различные виды рефракции
нее, снова преломляются и т. д. Как уже говорилось, такой случай
носит название сверхрефракции. При сверхрефракции
электромагнитная энергия сосредоточивается в сферическом слое,
концентричном земной поверхности. Если слой с gn<—15,7-Ю-8 г — )
обладает необходимой толщиной, то в нем возможно волноводное
распространение. Наблюдаются как приземные атмосферные
волноводы, когда верхняя граница волновода расположена на высоте
точек поворота лучей, а нижней границей является поверхность
Земли, так и приподнятые волноводы, когда распространение
происходит в пределах приподнятого слоя, на границах которого
волны отражаются полностью.
За счет волноводного распространения возможны очень
большие дальности связи, но из-за нерегулярности появления
волноводов это явление не может быть использовано на практике.
Зная кривизну траектории лучей, можно учитывать влияние
рефракции на распространение УКВ. При практических расчетах,
однако, неудобно иметь дело с криволинейными траекториями
волн. Чтобы избежать этого, используют упрощенный способ уче-
94

та влияния рефракции, вводя понятие эквивалентного радиуса
Земли. Этот способ основан на предположении о том, что
радиоволны по-прежнему, как и в отсутствии рефракции,
распространяются по прямолинейным траекториям с постоянной скоростью,
но не над реальной поверхностью Земли радиуса а, а над
некоторой воображаемой поверхностью с эквивалентным радиусом аэ.
Значение эквивалентного радиуса определяется из условия
сохранения постоянства относительной кривизны между лучом и
поверхностью Земли. Это положение можно пояснить с помощью
рис. 37. На левом чертеже изображена траектория луча, которая
Рис. 37. К определению эквивалентного радиуса Земли
при некотором значении gn<0 имеет определенную кривизну,
равную — (т. е. величину, обратную радиусу кривизны). Кривизна
земной поверхности равна—. Относительная кривизна равна
разности . Представим себе теперь такую эквивалентную
систему, в которой данная криволинейная траектория луча
превратилась в прямолинейную (правый чертеж), а относительная
кривизна осталась без изменений, т. е. имеет место соотношение
J i_ = J i_
а р ~" яэ рз "
Но радиус кривизны эквивалентной прямолинейной траектории
рэ=оо, и, следовательно, кривизна эквивалентной земной поверх-
1 1 1
ности -—= -; г-.
аэ а р
Отсюда эквивалентный радиус Земли
9 р — а 1 + agn У >
Обозначая через k отношение эквивалентного радиуса Земли
к действительному, находим
*"T = 7+W- (3-47)
95

Для нормальной рефракции в соответствии с (3.46) и (3.47)
аэ^85О0 км и k= — (а = 6370 км), т. е. эквивалентный радиус
Земли в 1,33 раза больше действительного.
Представление об эквивалентном радиусе Земли позволяет
достаточно просто учитывать влияние рефракции на
распространение УКВ, заменяя во всех расчетных формулах действительный
радиус Земли эквивалентным.
Следует отметить, что введенная казалось бы на основе
простых рассуждений концепция эквивалентного радиуса Земли
является вполне строго обоснованной. Она вытекает из общего
решения задачи распространения радиоволн вокруг земной
поверхности при линейном изменении коэффициента преломления с
высотой. Более того, как показывают вычисления, введение
эквивалентного радиуса Земли практически позволяет учитывать
рефракцию в диапазоне УКВ и при отличающейся от линейной,
монотонной зависимости коэффициента преломления от высоты.
Так, например, для наиболее близкой к реальной тропосфере
модели с экспоненциальной зависимостью коэффициента
преломления от высоты введение эквивалентного радиуса Земли дает
погрешность в расчетах поля всего около 3% по сравнению со
строгими методами учета влияния рефракции.
Найдем, насколько положительная рефракция, например
нормальная, увеличивает дальность прямой видимости между
антеннами, расположенными на высотах h\ и /*2 над гладкой
сферической поверхностью Земли. Для случая однородной тропосферы,
когда gn = 0, рефракция отсутствует; расстояние прямой видимости
или расстояние геометрического горизонта можно определить
следующим образом (рис. 38).
Рис. 38. К определению расстояния
геометрического горизонта
Из треугольников АОС и БОС следует, что
(AC)2 ^=(a + h{y - а2;
(ВС)2 = (а + h2)2 — а2.
Так как высоты hx и h2<Ca) то AC^V2ahl и ВС^УТсПц.
96

Тогда расстояние геометрического горизонта
Rr s ABC s К2^ (К*! + VT2) • (3.48)
Принимая средний радиус Земли а = 6370 км и выражая hinh2
в метрах, получим для расстояния /?г, выраженного в километрах,
известную формулу
/?Г = 3,57(КЛ;+К/Г2). (3.49)
Это значит, например, что при А1 = А2 = 30 м расстояние /?г ^
= 39 /еж. За счет рефракции Rr увеличивается, и в этом случае
уже говорят о радиогоризонте /?рг.
Для нормальной рефракции аэ = 8500 км и fe = 1,33, поэтому
ярг=к^ (кя;+Кл;)=4,1 (ка; + к*;). (з.5о>
Таким образом, нормальная рефракция приводит к заметному
увеличению расстояния прямой видимости. Для высот антенн h\ =
= А2 = 30 м расстояние /?г = 39 км увеличивается до /?рг = 45 км. При
повышенной рефракции расстояние прямой видимости
увеличивается еще сильнее. При этом закрытая трасса, на которой линия
прямой видимости пересекается рельефом, может превратиться
•в открытую трассу, а это приведет к существенному изменению
напряженности поля в месте приема. С течением времени в
результате изменения условий погоды рефракция изменяется, что
вызывает изменение уровня принимаемого сигнала. Колебания
поля, обусловленные изменениями рефракции, чаще всего носят
характер медленных изменений поля в течение суток (суточный
ход) или сезонов года (сезонный ход).
При распространении радиоволн в пределах прямой видимости,
в условиях применимости интерференционных формул, колебания
напряженности поля в месте приема, вызванные изменениями
рефракции, объясняются дополнительными изменениями разности
фаз между прямой и отраженной волнами в результате изменений
разности хода волн за счет искривлений их траекторий. При этом
как положительная, так и отрицательная рефракции могут
увеличивать или уменьшать напряженность поля в месте приема в
зависимости от того, на какой скат интерференционного лепестка
диаграммы поля попадает приемная антенна (рис. 29 или 30).
В области полутени и тени изменение напряженности поля в
месте приема происходит главным образом за счет изменения
условий огибания препятствий радиоволнами, т. е. за счет
изменения дифракционного поля. Положительная рефракция в этом
случае приводит к увеличению, • а отрицательная — к уменьшению
напряженности поля в месте приема.
Колебания уровня сигнала в месте приема, обусловленные
влиянием рефракции, обычно коррелируют (совпадают) с
изменениями вертикального градиента коэффициента преломления gn
в приземном слое воздуха. Особенно хорошо эта корреляция
97

выражена в длинноволновом участке УКВ диапазона (на ДМВ и
MB). В коротковолновом участке УКВ диапазона (на СМВ)
изменения gn не всегда приводят к соответствующим изменениям
уровней сигнала, так как, помимо рефракции, большое влияние на
колебания принимаемого сигнала оказывают отражения от слоистых
неоднородностей тропосферы.
В появлении суточных и сезонных изменений gn и
соответствующих колебаний уровня принимаемого сигнала основную роль
играют нагрев и охлаждение земной поверхности, а также смена
теплых и холодных масс воздуха на трассе. Суточные
изменения gn и связанные с ними колебания поля наиболее ярко
выражены летом при ясной малооблачной погоде, когда днем
солнечные лучи сильно нагревают земную поверхность, а ночью она
интенсивно охлаждается. В этих случаях днем от нагрева земной
поверхности нагреваются приземные слои воздуха, что вызывает
конвекцию, а затем турбулентное движение воздуха, приводящее
к его перемешиванию. При перемешивании воздуха
устанавливается некоторое среднее распределение по высоте температуры,
влажности и давления воздуха, приближающееся к распределению
в нормальной тропосфере. Поэтому днем обычно наблюдается
рефракция, близкая к нормальной.
Вечером турбулентное движение воздуха постепенно
ослабевает. После захода солнца происходит быстрое охлаждение
приземных слоев воздуха по сравнению с верхними слоями. Это
приводит к увеличению температуры воздуха с высотой (инверсия
температуры). Если инверсия температуры сопровождается
убыванием влажности с высотой, происходит быстрое уменьшение
коэффициента преломления воздуха по высоте и градиенты gn
достигают больших отрицательных значений." Чаще всего большие
отрицательные значения gn наблюдаются ночью, а также утром,
когда под влиянием солнечного нагрева начинается испарение
влаги с поверхности Земли и в приземном слое воздуха
происходит резкое падение влажности с высотой. Поэтому в ночные и
утренние часы наблюдается наиболее сильная рефракция, которая
обычно сопровождается увеличением уровня принимаемого
сигнала.
По мере нагрева земной поверхности солнцем вновь начинается
усиленное движение теплого воздуха вверх и снова возникает
турбулентное движение воздуха, приводящее к понижению
рефракции до нормальной.
На основании исследований установлена связь между
коэффициентом преломления ns, измеренным непосредственно у земной
поверхности, или индексом преломления у земной поверхности М3
и градиентом —^ в приземном слое тропосферы толщиной 1 км.
В соответствии с результатами экспериментов величины N3 и -~-
в большинстве случаев хорошо коррелируют с изменениями у-ров-
98

ня сигнала в месте приема. Пользуясь установленными
зависимостями, можно по известным значениям N3 найти соответствующие
ориентировочные величины эффективного радиуса Земли аэ.
Для определения значений N3 были использованы измерения,
производящиеся на метеорологических станциях всех стран мира.
В результате обобщения данных этих измерений определены
минимальные среднемесячные величины индекса преломления в
различных районах земного шара для среднего уровня моря N0,
а также найдена зависимость индекса преломления от высоты
подъема над средним уровнем моря h$. По этим величинам могут
быть вычислены минимальные величины аэ для данной трассы
с помощью следующих эмпирических формул:
^з=ЛГ0бГ°'1057Л*; (3.51)
а* =~ лл™. 0,005577AL ■ (3.52)
1 — 0,0466э£ 3
Величину hs в формуле (3.51) следует брать равной высоте
над уровнем моря, на которой располагается нижний из конечных
пунктов трассы. Зависимость эффективного радиуса Земли от
величины N3 показана на рис. 39.
На рис. 40 приведена карта, на которой указаны значения N0
для всех районов земного шара.
Таким образом, с помощью формулы (3.52) можно найти
величину эффективного радиуса Земли для любых трасс. Она должна
соответствовать худшим условиям рефракции, которые, как
правило, наблюдаются зимой в дневные часы. Как показывает
сравнение расчетных и экспериментальных данных, лучшие результаты
этот метод дает для умеренных широт.
Понятие эквивалентного радиуса Земли оказывается полезным
и при расчетах поля в условиях сверхрефракции. Как указывалось
выше, сверхрефракция наступает в том случае, когда величина gn
оказывается меньше критического значения —15,7 • Ю-8 l/м. При
«критической» рефракции эквивалентный радиус становится
бесконечно большим, т. е. земная поверхность «превращается» в
плоскость и радиоволны распространяются параллельно Земле. При
сверхрефракции эквивалентный радиус Земли делается
отрицательным. Это означает, что земная поверхность как бы становится
вогнутой и прямолинейно распространяющиеся волны
претерпевают ряд последовательных отражений от Земли.
Отметим, что, так же ка$ и в случае металлического
волновода, в атмосферных волноводах могут распространяться только
такие волны, длина которых не превосходит критического значения.
Однако при этом те простые соотношения, которые определяют
критическую длину волны для металлических волноводов в
применении к атмосферным волноводам, оказываются несправедли-
99

выми. Критическая длина волны связана с высотой атмосферного
волновода hB приближенным соотношением
Хкр^0,085Лв
где Хкр в сантиметрах; hB в метрах.
11200
(3.53)
11000
10800
106Q0
10400
10200
10000
9800
9600
9400
9200
9000
8800
8600
8400
8200
8000
7800 260 270 280 290 300310 320 330 340 350 360 370 380390 400
Рис. 39. Зависимость эффективного радиуса Земли от
величины коэффициента преломления у земной поверхности
На основании имеющегося экспериментального материала
можно считать, что высота атмосферных волноводов чаще всего
находится в пределах от 2 до 10 м и очень редко превосходит
100 м. Таким образом, © тропосферных волноводах могут
распространяться главным образом сантиметровые и реже дециметровые
волны.
Итак, понятие эквивалентного радиуса Земли позволяет
достаточно просто учитывать влияние рефракции на величину поля
в месте приема. Этот способ учета рефракции дает правильные
результаты только при выполнении двух условий: во-первых,
необходимо, чтобы соблюдалось условие применимости
геометрической оптики, а именно: коэффициент преломления не должен
100

101

сильно изменяться на расстояниях порядка длины волны, и,
во-вторых, нужно, чтобы зависимость коэффициента преломления от
высоты была бы близка к линейной или по крайней мере была
монотонной.
В действительности такой характер изменения коэффициента
преломления наблюдается не всегда, особенно в самых нижних
слоях тропосферы высотой 10—20 м. Например, в средней полосе
Европейской территории СССР в слоях тропосферы толщиной в
несколько десятков метров изменение коэффициента преломления
с высотой, близкое к линейному, бывает примерно в 65% времени.
Это означает, что можно ввести некоторые средние по высоте
значения вертикального градиента коэффициента преломления gncp>
которые должны быть близки к действительным. Нужно сказать,
что в морских и приморских районах, а также в южных широтах
значительно чаще, чем в средних широтах, встречаются условия,
когда такое упрощенное рассмотрение влияния рефракции
неприменимо.
Все сказанное выше относилось к одинаковому изменению
коэффициента преломления с высотой для всех точек трассы.
Однако в реальных условиях для данного момента времени значения
g"ncp в разных точках трассы могут быть различными, так как
в горизонтальной плоскости также наблюдаются заметные
изменения коэффициента преломления. Кроме того, средние по высоте
значения gncp будут различными для слоев воздуха разной
толщины. Наконец, величина gnCp зависит от профиля трассы и от ее
географического положения.
Поэтому для практических расчетов целесообразно применять
некоторый эффективный градиент коэффициента преломления,
под которым подразумевается такой неизменный градиент gn9, при
котором напряженность поля в месте приема будет такой же, как
и в случае реального изменения по всей трассе (.как по высоте,
так и в горизонтальном направлении).
В этом случае изменения gn9 будут полностью характеризовать
изменения напряженности поля, вызванные рефракцией.
Статистические данные о #пэ следует получать из радиотехнических
измерений на основе статистической обработки экспериментальных
данных об уровне сигнала на типичных трассах. При этом,
конечно, изменения уровня сигнала должны определяться только
изменениями степени рефракции, а зависимость уровня сигнала от
степени рефракции должна носить монотонный характер, т. е.
приемная антенна при изменениях рефракции не должна
попадать в интерференционные минимумы поля.
На основании обработки большого числа наблюдений уровня
сигнала на различных трассах Европейской территории СССР
были определены вероятные величины gn9.
На графике (рис. 41) приводится распределение вычисленных
по соответствующим значениям gnd эффективных значений
эквивалентного радиуса Земли аа. С помощью графика можно найти
102

процент времени, в течение которого эффективные значения
эквивалентного радиуса Земли должны быть не меньше величин,
указанных по вертикальной оси. Данные, приведенные на рис. 41,
(*>btcK«)9°\
\
го\
6i\
м\
4о\
5о\
го\
1В
9
S
7
6
f
O.Ot 005 02 05 / 2 5 Ю 20 50 50 70 60 90 95 9В 9999.5 99.9
% бремени
Рис. 41. Среднестатистическое распределение аэ для центральной части
Европейской территории СССР
можно с известным приближением распространить на трассы
радиолиний, развертываемых в центральной части Европейской
территории СССР, и пользоваться соответствующими значениями а0
для учета влияния рефракции.
§ 3.3. ДИФРАКЦИЯ УКВ
При небольших высотах подъема антенн и сравнительно
больших расстояниях (начиная примерно с расстояний, несколько
меньших расстояния геометрического горизонта) распространение
радиоволн вдоль земной поверхности происходит главным
образом за счет дифракции, т. е. за счет огибания радиоволнами
кривизны Земли. В этом случае расчеты поля должны производиться
103

на основе решения задачи дифракции вокруг Земли. Эта задача
сводится к следующему. Земля считается идеально гладкой
сферой с радиусом, равным эквивалентному радиусу Земли, а земная
поверхность принимается с одинаковыми во всех точках
электрическими параметрами. Передающая антенна находится на некоторой
высоте над сферической земной поверхностью. Требуется найти
напряженность поля на определенном расстоянии от передающей
антенны по земной поверхности в точке расположения приемной
антенны, которая, так же как и передающая, может быть поднята
на любую высоту.
Трудности решения задачи дифракции радиоволн вокруг
Земли связаны с тем, что напряженность поля в месте приема
зависит от многих факторов: высот подъема точек излучения и приема,
расстояния между ними, кривизны земной поверхности,
электрических параметров почвы и длины волны. Ввиду того что длина
волны намного меньше диаметра земного шара, выражение для
поля получалось в виде очень медленно сходящегося ряда.
Б. А. Введенскому впервые удалось получить решение задачи
дифракции вокруг Земли с учетом конечной проводимости почвы
для поднятых передающей и приемной антенн в виде другого
более быстро сходящегося ряда. Сходимость ряда возрастала по
мере увеличения расстояния. Это дало возможность использовать
в качестве дифракционной формулы для больших расстояний один
первый член ряда. В 1942 г. Б. А. Введенский разработал
удобный графический метод определения напряженности поля УКВ
в области тени, который до настоящего времени широко
применяется на практике. Однако в области полутени сходимость
полученного ряда резко ухудшается и одночленная дифракционная
формула оказывается непригодной для расчетов.
В 1945 г. В. А. Фок применил новый метод к решению задачи
дифракции радиоволн вокруг Земли и получил замкнутое
выражение для поля в области полутени, справедливое для любых
удалений от передатчика. Полученное В. А. Фоком выражение при
небольших расстояниях между передающим и приемным
пунктами переходит в отражательные формулы, а при больших
расстояниях совпадает с полученными ранее дифракционными формулами
Б. А. Введенского.
Впоследствии, основываясь на работах В. А. Фока, были
составлены таблицы введенных им функций Эйри, а затем П. А. Аз-
рилянт и М. Г. Белкина опубликовали подробные таблицы и
графики [14], позволяющие быстро находить ослабление радиоволн в
большом числе практически важных значений расстояния, высот
подъема антенн, параметров почвы и длины волны. С помощью
этих графиков можно определить величину поля в месте приема
почти во всех случаях распространения УКВ над сферической
поверхностью Земли, которые встречаются на практике.
В решении В. А. Фока зависимость поля от перечисленных
выше многих факторов сведена к зависимости только от четырех
104

параметров: приведенных высот Уь ^2 и приведенного
расстояния X:
где уИр = Л^М '' а также от некоторой постоянной q,
определяемой параметрами почвы и длиной волны. Расчеты по формулам
В. А. Фока значительно упрощаются при предельных значениях
q=0 и <7 = 00> которые формальна относятся к случаям идеальной
поверхности почвы соответственно для вертикальной и
горизонтальной поляризации волн. Как показали специальные
исследования, предельное значение q = oo без ущерба для точности расчетов
можно распространить на значения q>40, что позволяет охватить
случаи распространения радиоволн горизонтальной поляризации
для любых длин волн и почв, и вертикальной поляризации для
коротких волн и мало проводящих почв (практически случаи
распространения вертикально поляризованных волн примерно короче
15 м над сухими почвами и короче 5 м над влажными почвами).
Как уже указывалось, дифракция радиоволн определяет
величину поля в зоне полутени и тени, поэтому расчеты для этих
случаев следует производить по формулам теории дифракции
радиоволн вокруг Земли.
На рис. 42 показан пример построенной по дифракционным
формулам зависимости поля от расстояния при распространении
радиоволн различной длины над гладкой сферической земной
поверхностью. Высота поднятия антенн /гi = Л2 = 50 м. Эквивалентный
радиус Земли а{, = 85О0 км. На графике можно различить
освещенную область, а также области полутени и тени. В освещенной
области поле имеет лепестковый характер. В области тени поле
меняется с расстоянием по экспоненциальному закону (т. е.
линейно, если выражать изменение поля в децибелах).
График хорошо иллюстрирует некоторые общие
закономерности распространения УКВ над гладкой сферической землей. Так,
например, видно, что по мере укорочения волны
интерференционные лепестки смещаются в сторону горизонта и область полутени
сокращается. Кривые, относящиеся к более коротким волнам в
области тени, идут круче, т. е. чем короче волна, тем в области
тени поле быстрее уменьшается с расстоянием. Таким образом,
при больших закрытиях линии прямой видимости поле на одном
и том же расстоянии и при прочих равных условиях будет с
укорочением волны уменьшаться, причем это уменьшение будет
более резким на больших расстояниях. В то же время в области
полутени поле на более коротких волнах оказывается выше, чем
на более длинных.
Поскольку резких границ между зонами полутени и тени не
существует, величина поля при переходе от области полутени
к области тени меняется с длиной волны сложным образом. Это
изменение зависит от расстояния и высот подъема антенн.
105

На рис. 43 приведена построенная по формулам В. А. Фока
номограмма, изображающая зависимость выраженной в
децибелах величины множителя ослабления от длины волны при различ-
Рис. 42. Зависимость напряженности поля от расстояния при распространении
радиоволн различной длины над гладкой сферической земной поверхностью
ных расстояниях и высотах подъема антенн. Номограмма
построена для случая нормальной рефракции практически для всего
диапазона УКВ и охватывает расстояния и высоты антенн,
относящиеся как к освещенной области, области полутени и тени, так и
к переходной зоне от области полутени к области тени. При
расчетах множителя ослабления в освещенной области значение
коэффициента отражения принималось равным 0,5. Способ
определения величины поля для заданных значений расстояния и высот
антенн показан на графике стрелками.
Из рис. 43 следует, что в области полутени при небольших
превышениях и небольших закрытиях линии прямой видимости
поле с укорочением волны возрастает во всем диапазоне УКВ.
В этих случаях частотная зависимость оказывается такой же, как
и в отражательной квадратичной формуле Введенского
(формула 3.29). На метровых и дециметровых волнах такая же
зависимость поля от частоты имеет место и при больших закрытиях
линии прямой видимости. В области тени при значительных закры-
106

4 v
J
i
1
ж
1
1
j
1
a
4
!|
'.
.: ;
^3*
4*
' '
' >
^>
■1
э©\
s»
.
/
X
<s\
*> \*
\p
ц|о
\y
k-
H
1
ff 1
J Mo
IP
II
\r(
1 >
f 1
V
7^
20
\
\30
't
> \
^-5
h,-h
_^
y^
Л
>
?
\
,-5и
^
to
4
»
T^"
^_ ,
<
^
(«0
b,»h
^
<
\
^•5m
4.
<
^ ч
,M
\
'
,«5*
C1
4
h,»h
•Щ
»5m
*
=_
JJJ
■^ [1%
I N14 1 II
*^LJ| h*3o«n
1 ir4Jf!"*)*H
mil m
It
4J1111111 1 II
|ркте»й| гт
Г ITT
Г
j^Svi Я"|Ювя 1
Tiftitt^+i 1
IN
I
1
*т—f*4Jfi^,oe ***
Ш1М41
mi ill иг
0 W 20 30 -40 50 , '60 '70 80 30 100 ПО /20 0,01
V(d6)
0,05 0,1 0,5 W
5 Ю
-+ Рис. 43. Зависимость множителя ослабления от длины волны при различных расстояниях и высотах подъема антенн для
о случая распространения радиоволн над гладкой сферической земной .поверхностью

тиях, особенно на СМВ, зависимость поля от частоты меняется на
обратную: поле с укорочением волны уменьшается.
Интересно отметить, что в переходной зоне от области
полутени к области тени, в связи с изменением частотной зависимости,
поле на некоторых частотах достигает наибольших значений,
причем увеличение поля на этих оптимальных частотах по
сравнению с другими может доходить до 20 дб.
Из рис. 43 видно, что максимум поля, соответствующий
оптимальным волнам, наиболее ярко выражен при небольших высотах
антенн и сравнительно больших расстояниях. По мере увеличения
высот антенн и уменьшения расстояния между
корреспондирующими пунктами зависимость поля от длины волны становится
менее критичной, а оптимальная длина волны становится короче.
При расстояниях и высотах антенн, соответствующих примерно
дальности горизонта, как указывалось выше, поле с укорочением
длины волны начинает монотонно возрастать. При дальнейшем
увеличении высот антенн, когда становятся применимыми
отражательные формулы, укорочение волны будет приводить к
лепестковой диаграмме поля, т. е. к последовательному увеличению, а
затем уменьшению поля в соответствии с отражательными
формулами. В то же время увеличение расстояний и
уменьшение высот антенн приводят к увеличению оптимальной длины
волны.
Таким образом, распространенное представление о том, что
в области полутени и тени напряженность поля с укорочением
волны всегда уменьшается, неправильно. В случае
распространения УКВ над гладкой сферической Землей для расстояний
примерно от R=Rr до значений /?, при которых еще применима
одночленная дифракционная формула, напряженность поля с
укорочением волны сначала увеличивается, а затем уменьшается. При
этом всегда имеется оптимальный участок УКВ диапазона,
в котором напряженность поля оказывается наибольшей. Этот
оптимальный участок диапазона можно определить с помощью
рис. 43.
Приведенные выше данные относятся к дифракции вокруг
гладкой поверхности Земли, что далеко не исчерпывает
встречающихся на практике случаев дифракции радиоволн. В реальных
условиях довольно часто поле в месте приема определяется
дифракцией вокруг отдельных крупных препятствий произвольной
формы.
Наличие на трассе крупных препятствий приводит к
дифракционному ослаблению поля, которое оказывается особенно
большим на ДЦВ и СМВ. Поэтому при развертывании ДЦВ и СМВ
радиолиний по возможности избегают трасс с такими
препятствиями, либо изменяют направление трасс, либо ставят
дополнительные ретрансляционные пункты. Однако в ряде случаев
небольшие закрытия линии прямой видимости препятствиями вполне
допустимы, а при некоторых усдовиях наличие на трассе препят^
108

ствия может приводить даже к выигрышу в величине
принимаемого поля по сравнению с ровными трассами такой же
протяженности. Это объясняется тем, что ослабление, вносимое
препятствиями, зависит от формы и размеров препятствия, а также от
просвета или закрытия линии прямой видимости. Увеличение
размеров препятствия, особенно в направлении трассы, и уменьшение
просвета или увеличение закрытия линии прямой видимости
приводят к резкому возрастанию ослабления радиоволн. Физически
это понятно, так как увеличение размеров препятствия приводит
к росту поглощения радиоволн препятствием, а увеличение
закрытия линии прямой видимости или линейно связанного с ним угла
дифракции у сопровождается перемещением точки приема в более
затененную область (рис. 44). Наименьшее ослабление радиоволн
Рис. 44. К зависимости дифракционного ослабления поля от величины
закрытия hK и угла дифракции т
вызывают препятствия с остроконечными вершинами,
приближающиеся по форме к клину. Именно клиновидные препятствия могут
давать выигрыш в величине принимаемого поля по сравнению
с ровной местностью. Для объяснения и учета этого явления
можно воспользоваться теорией дифракции световых волн вокруг
непрозрачного экрана в виде бесконечной полуплоскости.
Используя принцип Гюйгенса-Френеля, можно вычислить
величину поля в любой точке, в том числе и в области тени,
образованной полуплоскостью, т. е. найти поле, обусловленное
дифракцией радиоволн вокруг полуплоскости.
Явление огибания электромагнитными волнами препятствия
при небольших закрытиях линии прямой видимости во время
освещения тонких непрозрачных экранов точечным источником
света называется дифракцией Френеля. Для определения
напряженности поля в месте приема при наличии на трассе
больших препятствий с крутыми скатами приближенно изображают
препятствие тонким клином (рис. 45). Общее выражение для
109

напряженности поля, обусловленного дифракцией Френеля, имеет
вид
E = E0F. (3.54)
где Е0— напряженность поля в свободном пространстве;
F= у —j- модуль множителя дифракционного ослабления.
Рис. 45. К учету влияния клиновидного препятствия
Величины С и S выражаются через интегралы Френеля [7]:
"о
C = -^-f cos(-f v^dv; (3.55)
f sin(-f v^jdv.
Величина и0 определяется выражением
кгхг2
(3.56)
(3.57)
где^иГз—расстояния от конечных пунктов до препятствия;
hK— величина закрытия линии прямой видимости
клиновидным препятствием.
На рис. 46 приведена зависимость величины F от и0.
Для значения w0> 1-^-2, т. е. в области тени, величину F с
достаточной точностью можно считать равной
0,225 -- ■
иг- (3-58)
F = -
Из приведенных выражений видно, что по мере увеличения
закрытия hH модуль дифракционного множителя ослабления бы-
110

стро уменьшается. Однако эти выражения не учитывают влияния
земной поверхности, которая также существенно сказывается на
величине поля за препятствием.
Учесть влияние земли можно, считая, что величина поля за
препятствием обусловлена наличием в месте приема четырех со-
0.6
о.ь
0.4
оз
о.г
OJ
цов
0.06
0.05
o.oi
0.03
Q02
о
>/ Оа
1 О,
3 О.
*4
5й
6 ф
ко г
1
F 4
5 6 8 h
Uo
Рис. 46. Зависимость дифракционного ослабления,
вызываемого клиновидным препятствием от параметра и0
ставляющих поля (лучей Л5, АВ\ А'В и А'В' на рис. 45),
соответствующих путям распространения радиоволн между
передающей и приемной антеннами и их зеркальными
изображениями.
В наиболее интересном для практики случае, когда высота
препятствия значительно больше высот подъема антенн h{ и h2y
можно приближенно использовать для всех составляющих поля
среднее значение модуля дифракционного множителя
ослабления F.
ср-
Тогда напряженность поля
[/ |(^АГ1+Р|)\
( ,(*A,i+Pi)\]
+
(3.59)
где \Фг\ и |Ф2|—модули коэффициентов отражения от земли;
г1,2 ■
rU 2
Pi и ря
разность хода прямого и отраженного лучей
между вершиной препятствия и антенной
соответствующего конечного пункта;
фазы коэффициента отражения.
ill

При Ф, = Ф2=1
£ = 4£0Fcpsin^-sin-^^. (3.60)
Из формулы (3.60) видно, что при не очень малых значениях
множителя ослабления Fcv и при удачно выбранных величинах h\\
h<2\ Г\\ r2l когда значения синусов близки к единице,
результирующая величина поля за препятствием достигает больших значений,
иногда превосходящих даже значение поля в свободном
пространстве. При таких условиях обычно имеет место значительный
выигрыш поля по сравнению с ровной местностью. Большие
величины поля за клиновидным препятствием чаще всего наблюдаются
на метровых волнах, так как дифракция метровых волн вокруг
реальных препятствий с остроконечной вершиной лучше
соответствует дифракции Френеля и, кроме того, на метровых волнах
вследствие лучших условий отражения модуль коэффициента
отражения в большинстве случаев приближается к единице.
Выигрыш поля по сравнению с ровной местностью, как
правило, растет с увеличением протяженности трасс, так как при этом
увеличивается ослабление, вносимое ровной поверхностью. На
ДЦВ и СМВ условия дифракции вокруг реальных препятствий
с остроконечной вершиной по сравнению с MB ухудшаются, а
величины коэффициента отражения уменьшаются. Поэтому
значения поля за клиновидными препятствиями на ДЦВ и СМВ
оказываются меньшими, чем на MB. Тем не менее и на ДЦВ и СМВ
наблюдаются большие выигрыши поля, обусловленные
клиновидными препятствиями, по сравнению с ровной местностью. Это
объясняется тем, что на очень коротких волнах значительно
увеличивается ослабление, вносимое ровной подстилающей
поверхностью, особенно на трассах большой протяженности.
Следует подчеркнуть, что для практического использования
выигрыша, обусловленного препятствиями, важна не столько
величина выигрыша, сколько абсолютная величина ослабления
радиоволн на трассе. На реальных трассах часто, несмотря на большой
выигрыш, абсолютная величина поля за препятствием оказывается
недостаточной для работы типовой приемной аппаратуры.
В том случае, когда коэффициенты отражения значительно
отличаются от единицы, вместо формулы (3.60) следует
пользоваться более полным выражением, в которое введены эффективные
коэффициенты отражения \Ф9\
^0 = ^^/1 + |Ф„|-2|ФЭ1|С08^Х
X /l + |*.s|-2|09,.|cos-^%Z, (3.61)
где т = -~:—параметр, определяющий расположение конечных
пунктов относительно препятствия.
112

Во многих случаях вершины реальных препятствий не
считаются клиновидными и к ним неприменимы формулы,
основанные на оптической дифракции Френеля. Как показывают
исследования, применимость приведенных выше формул для расчета
h h
поля за препятствиями зависит от угла дифракции? ^—- +—-,
отношения радиуса кривизны вершины препятствия к длине
волны -у и от величины аргумента интеграла Френеля w0.
По мере увеличения угла дифракции (т. е. увеличения
закрытия hK) для применения формул (3.60) и (3.61) к расчету поля за
препятствиями необходимы все меньшие величины отношения -у
(т. е. эти формулы оказываются применимы для все более
остроконечных препятствий). При этом допустимые величины
-^-уменьшаются с уменьшением аргумента и0. При больших значениях
аргумента интегралов Френеля (и0>3) применение формул
оптической дифракции Френеля к расчету поля за препятствием
выпуклой формы допустимо при выполнении условия
1<1Ш'' (3-62)
Влияние тех препятствий, для которых расчет поля по
формулам (3.44) и (3.45) дает большую ошибку, можно приближенно
учитывать, заменяя на профиле трассы верхнюю часть
препятствий участками сферической поверхности.
В этом случае вместо дифракционного множителя
ослабления Fcv в упомянутые формулы следует подставлять
дифракционный множитель ослабления V, учитывающий дифракцию
радиоволн вокруг препятствия сферической формы. Способы
определения множителя ослабления V будут описаны ниже.
Анализ расчетных и большого числа экспериментальных
данных показывает, что, во-первых, на трассах с препятствиями
клиновидной формы действительно могут иметь место большие
величины поля и значительные выигрыши в величине поля по
сравнению с ровной местностью и, ео-вторых, описанные способы учета
•влияния таких препятствий вполне пригодны для приближенных
расчетов и обеспечивают достаточную для практики точность.
До сих .пор мы рассматривали препятствия, которые можно
приближенно представить в виде непрозрачного клиновидного
экрана. Подавляющее число препятствий, встречающихся при
работе на среднепересеченной местности, значительно отличаются от
клиновидной формы и имеют вид пологих выпуклостей. Учет
влияния таких препятствий на распространение УКВ можно
производить путем замены препятствий участками сферической
поверхности с последующим расчетом поля по формулам, учитывающим
дифракцию радиоволн вокруг сферы. Задачу определения
напряженности поля при распространении радиоволн вдоль гладкой
5 Ю. И. Давыденкс
из

сферической поверхности Земли можно считать полностью
решенной благодаря в основном работам В. А. Фока. Результаты этого
решения в несколько измененном виде можно применить и для
учета влияния отдельных препятствий выпуклой формы. В. А. Фок
на примере дифракции радиоволн вокруг сферической земной
поверхности показал, что для тел с конечной кривизной множитель
дифракционного ослабления может быть представлен в виде
суммы двух членов V=Vi + V2. При этом оказалось, что главный член
полученного решения V\ по существу (с точностью до постоянного
слагаемого) совпадает с множителем ослабления для случая
дифракции вокруг непрозрачного клиновидного экрана и не зависит
от электрических свойств и формы огибаемого препятствия.
Дополнительный член V2 учитывает как бы «фон», зависящий от
электрических свойств и кривизны препятствия. Кроме того, из
работ В. А. Фока следует, что качественно решение, полученное для
гладкой сферической поверхности Земли, вообще справедливо для
любых выпуклых тел. Таким образом, способ замены выпуклых
препятствий сферой является вполне оправданным.
Указанная замена реальных препятствий участками
эквивалентной сферы на первый взгляд представляется возможной не
для всех типов препятствий. Однако, как показывают вычисления,
зависимость множителя ослабления от радиуса сферы для
небольших закрытий линии прямой видимости является слабой.
Поэтому без больших погрешностей можно пользоваться указанным
методом и в случае препятствий, заметно отличающихся от сферы.
Это положение подтверждается также следующими
обстоятельствами. Во-первых, в области полутени дифракция описывается
практически одними и теми же приближенными аналитическими
выражениями для дифракции радиоволн вокруг сферы, кругового
цилиндра и параболического цилиндра. Во-вторых, на величину
поля в месте приема влияет главным образом кривизна
препятствия в плоскости, проходящей через точки приема и передачи и
через центр Земли (т. е. в направлении трассы). Величина
радиуса кривизны в перпендикулярной плоскости имеет гораздо
меньшее значение. Последнее обстоятельство вытекает из того, что
наиболее существенная область пространства на трассе, играющая
основную роль в процессе распространения радиоволн,
представляет собой вытянутый вдоль трассы эллипсоид вращения, большая
ось которого (проходящая в направлении трассы) в сотни и
тысячи раз больше малой оси (перпендикулярной трассе).
Следовательно, замена большинства выпуклых препятствий
сферой может быть произведена на обычном чертеже профиля
трассы.
Пример замены препятствия сферой показан на рис. 47.
На этом рисунке, кроме упоминавшихся ранее параметров,
показано закрытие линии прямой видимости препятствием,
величина которого обозначена через —Н. Заметим, что по мере
увеличения высот антенн абсолютное значение закрытия уменьшается до
114

нуля (на границе тени). При дальнейшем увеличении высот антенн
между линией прямой видимости и препятствием будет
обнаруживаться просвет +Н. По величине просвета удобно оценивать,
Рис. 47. Пример аппроксимации препятствия сферой
в какой зоне находится приемная антенна. При малых просветах
она будет расположена в зоне полутени, а при больших —в
освещенной зоне. Значение просвета, разграничивающее освещенную
зону и зону полутени, определяется формулой
где т=="о1—отношение расстояния между точкой,
соответствующей наименьшему просвету, и ближайшим
конечным пунктом к протяженности трассы.
При значении просвета # = #о препятствие уже не вносит
дифракционного ослабления и величина множителя ослабления
V=l (величина напряженности поля в месте приема равна
напряженности поля в свободном пространстве).
Применяя для учета влияния препятствий формулы,
учитывающие дифракцию вокруг сферы радиуса а, можно найти
ослабление, вносимое этими препятствиями. Множитель ослабления для
случая дифракции коротких волн вокруг сферической поверхности
при малых углах дифракции у и больших значениях приведенных
высот Y\ и Уг не зависит от электрических параметров сферы и
является функцией только двух параметров ц и 5, которые можно
представить в следующем виде:
/ ■* \1/в я1'ч|/«(1-т),/« ,Q~A4
&•
115

Здесь величина т есть отношение наименьшего
расстояния между точкой трассы, соответствующей наибольшему
закрытию, и конечным пунктом к протяженности трассы: х=="~дг-
Угол дифракции линейно связан с закрытием —Н:
т —тктпгз" (3.66)
Построены графики, с помощью которых, зная величины р. и £
(они вычисляются по известным параметрам трассы /?, т, а, у
и X), можно быстро найти величину множителя ослабления [14].
Как видно из формулы (3.65), на границе тени, когда j = 0,
величина 5 = 0. В этом случае множитель ослабления зависит
только от одного параметра р. и вычисления упрощаются.
Однако решение дифракционной задачи, на котором основан
описанный выше способ определения множителя ослабления,
получено В. А. Фоком для случая, когда высоты точек излучения и
приема над сферой Л^ значительно меньше радиуса сферы. Во
многих же практически важных случаях величины h\f2
оказываются сравнимы с а и даже больше а (рис. 47).
Исследования показывают, что решение В. А. Фока можно
преобразовать таким образом, чтобы оно было справедливо и для
случая h\f2^ а. При этом вместо величины (■ удобно ввести новый
параметр £, который определяется формулой
С-±-£- (3.67)
и носит название относительного просвета или закрытия.
Очевидно, что при С = + 1 Н = Н0 и множитель ослабления V=l, а при
Я0 = 0 £=0.
Таким образом, положительные значения относительного
просвета соответствуют наличию на трассе определенного просвета
+ Н и отрицательные значения — наличию определенного
закрытия —Н.
Отметим, что абсолютное значение относительного просвета
связано с аргументом интеграла Френеля и0 (формула 3.57)
простой зависимостью:
С = и0|/^, (3.68)
величина С равна произведению упомянутых выше параметров
ии5:
С = |* (3.69)
Вычисления показывают, что значения множителя ослабления
для случаев /*<а и Л>а совпадают для границы тени (при $ = 0
и £=0) во всем диапазоне изменений параметра ц, мало
отличаются при больших [л и малых отрицательных значениях £ и
заметно отличаются при малых \х и больших отрицательных
значениях £.
116

Интересно также сравнить дифракционное ослабление,
вносимое клиновидным препятствием, когда множитель дифракционного
ослабления F(u0) можно вычислить по формулам Френелевской
дифракции, например формуле (3.59), с дифракционным
ослаблением V, вносимым выпуклым препятствием с определенным
радиусом кривизны а.
-£,30
О
2
U
б
8
10
12
№
16
О -Q2 -O/f-0,6 -0,8 -1,0 -1,2 -у* -1,6 -1,8 -2,0$
Рис. 48. Сравнение величин дифракционного
ослабления, вносимого препятствиями
клиновидной и сферической форм
На рис. 48 дан график отношения указанных величин в
зависимости от параметра £. Из рисунка следует, что в области тени
при больших радиусах кривизны препятствия разница между V
и F может быть значительной.
В свете приведенных данных становится понятным, почему
предпринимавшиеся ранее попытки применить для учета влияния
реальных препятствий решение задачи дифракции Френеля
часто терпели неудачу. Отличие расчетных данных от
экспериментальных, доходившее иногда до 20 и более децибел, объяснялось
главным образом тем, что при расчетах по формулам дифракции
Френеля не учитывалось влияние кривизны препятствия.
Используя решение задачи определения ослабления радиоволн,
вносимого сферой для случая h^a [15], можно построить
зависимость величины множителя ослабления от параметров £ и р,.
График такой зависимости приведен на рис. 49.
Как видно из этого рисунка, множитель ослабления,
выраженный в децибелах, в области полутени убывает с величиной
относительного просвета по закону, близкому к линейному. Это
позволяет использовать простой способ приближенного определения
117

множителя ослабления по его значению на границе тени V0 и
относительному просвету £. Поскольку при величине просвета,
равной Н0 (т. е. при £=1), множитель ослабления равен единице
(нулю децибел), то
V(d6) = VQ(d6)(l±Q). (3.70)
1,0 0,5 0 -015 -1,0 -1,5 -2 -2,5 -3,0 -3,5
Рис. 49. Зависимость множителя ослабления от параметров Сии для области
полутени и тени
Таким образом, определение множителя ослабления,
обусловленного препятствием выпуклой формы, сводится к следующим
простым операциям: определению из профиля трассы значений я,
Я, R и т, вычислению величины Н0 =]/-£-/?Хт(1 — т), вычислению
н
параметра ц по формуле (3.64), вычислению параметра С —±-jr
и определению величины V с помощью формулы (3.70) или по
графику рис. 49.
Для убыстрения расчетов величин р. и Н0 можно
воспользоваться номограммами, которые нетрудно построить для определен-»
ной длины волны,
1.18

л
ГЛАВА IV
ОСНОВНЫЕ ЗАКОНОМЕРНОСТИ ДТР
§ 4.1. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ, ПРОИСХОДЯЩИЕ ПРИ ДТР
Дальнее тропосферное распространение радиоволн
обусловлено электрической неоднородностью атмосферы, которая
проявляется различным образом: в виде монотонного убывания средних
значений коэффициента преломления п с высотой, в виде слоистых
неоднородностей п и, наконец, в виде локальных неоднородностей
турбулентного происхождения (см. § 1.4). Если бы земной шар не
был окружен атмосферой, а находился в сзободном пространстве,
то уровень принимаемого сигнала определялся бы только
дифракцией радиоволн вокруг Земли в соответствии с дифракционной
теорией. Влияние атмосферы в рамках доступной для инженерных
расчетов дифракционной теории учитывается лишь введением
эквивалентного радиуса Земли, что предполагает линейное
изменение п с высотой. В первом приближении на сравнительно
небольших -расстояниях это предположение оказывается
справедливым, так как отклонение реального профиля п от линейного и
наличие отдельных неоднородностей могут считаться
второстепенными факторами, которые на таких расстояниях сказываются
незначительно. Однако на больших расстояниях, когда
дифракционное ослабление достигает огромных величин и уровень сигнала
оказывается чрезвычайно малым, указанные второстепенные
факторы приобретают существенное значение. По современным
представлениям главную роль в ДТР играют процессы рассеяния
радиоволн неоднородностями п турбулентного происхождения и
отражения радиоволн от слоистых неоднородностей п.
Приближенно тропосферу можно представить в виде среды,
в которой находятся непрерывно изменяющие свою форму и
перемещающиеся в пространстве тела (глобулы) различных размеров,
коэффициент преломления которых незначительно отличается от
коэффициента преломления окружающего воздуха. Каждая такая
глобула вызывает либо рассеяние, либо отражение (если она
имеет вид достаточно протяженной слоистой неоднородности)
распространяющихся в этой среде радиоволн. Переизлученная
глобулами энергия радиоволн достигает тех точек на земной поверхно-
119

сти, из которых указанные глобулы будут «видны».
Результирующее поле в месте приема определяется сложением энергии
радиоволн, переизлученной всеми «видимыми» из передающего и
приемного пунктов глобулами. Таким образом, в переизлучении
радиоволн участвует некоторый определенный объем тропосферы.
Рассмотрим кратко некоторые общие положения теории
рассеяния. Существует много вариантов теории рассеяния, однако
все они исходят из того, что основной объем переизлучения
образуется пересечением диаграмм направленности передающей и
приемной антенн (рис. 50). Все находящиеся в этом объеме неод-
Рис. 50. К определению объема переизлучения
нородности оказываются вторичными излучателями. Ввиду того
что электрическая проницаемость неоднородностей мало
отличается от электрической проницаемости окружающего воздуха,
основная часть энергии проходит через неоднородности еперед и
лишь небольшая часть энергии рассеивается в другие стороны,
в том числе и в направлении на точку приема.
Для характеристики рассеяния радиоволн неоднородностями
тропосферы обычно пользуются величиной, называемой
коэффициентом рассеяния v. Величина v определяется следующим образом.
Весь объем переизлучения V разбивается на элементарные
рассеивающие объемы Д1Л Пусть 5пад — плотность потока энергии
радиоволн, падающих на объем V. Мощность рассеяния
*расс ОТ
элемента &V этого объема е элементе телесного угла AQ будет
пропорциональна произведению 5падАУД^^.
120

Следовательно, мощность рассеяния
bPpiCC = vSnaiLAVbQ. ■ (4.1)
Коэффициент пропорциональности v в этой формуле, имеющий
размерность —, и называется коэффициентом рассеяния.
м
Таким образом,
■■ *Ярасс (4.2)
т. е. коэффициент рассеяния равен отношению мощности, которая
.рассеивается единицей объема в единице телесного угла в
направлении на приемник, к плотности потока энергии падающих на
объем радиоволн.
С другой стороны, плотность потока энергии А5расс,
создаваемая рассеиваемой в данном направлении мощностью ДЯрасс на
расстоянии г2 от рассеивающего элемента, будет равна
^-^р (13)
или с учетом (4.2)
bSv^=-^—. (4.4)
Полная плотность потока рассеяния 5расс от всего объема V
может быть найдена интегрированием по всему объему. Тогда
^расс — I г2 • (4.5)
V
Вводя в (4.5) плотность потока энергии радиоволн,
распространяющихся в свободном пространстве от того же передатчика
до того же приемного пункта, получим
Space fj^nu^ (46)
J r2^0
So
V
В соответствии с (1.7) плотность потока энергии радиоволн
обратно пропорциональна расстоянию до излучателя. Поэтому
^Р=-Щ; (4.7)
где R— расстояние вдоль поверхности Земли между
передающим и приемным пунктами;
гх — расстояние от передающего пункта до соответствующего
элемента объема рассеяния.
Отношение PgCC есть не что иное, как величина множителя
дополнительных потерь W (см. формулу 2.26),
121

Таким образом, множитель дополнительных потерь,
обусловленных рассеянием радиоволн, падающих на объем
переизлучения V, определяется формулой
W = R2 [ "51- (4'8)
v
Эта формула лежит в основе всех существующих вариантов
теории рассеяния УКВ в тропосфере. Из нее следует, что
дополнительные потери можно определить, лишь зная коэффициент
рассеяния v и объем переизлучения V. При этом главная трудность
состоит в вычислении v, так как величина v связана с флюктуа-
ционными процессами в тропосфере и определяется
относительными отклонениями электрической проницаемости неоднородностеи Де
по сравнению с окружающей средой. Поскольку значения Де
зависят от размеров неоднородностеи и их изменений во времени
при беспорядочных, вихревых движениях частиц воздуха в
тропосфере, то задача определения коэффициента рассеяния может
быть решена только статистическими методами.
Если измерять флюктуации электрической проницаемости в
двух точках тропосферы на расстоянии / друг от друга, то при
малых / значения е в этих точках будут изменяться синхронно. По
мере увеличения / синхронность изменения е нарушается и при
некотором расстоянии /0 значения е становятся статистически
независимыми. Расстояние /0 называется радиусом
корреляции. Он определяется так называемой функцией корреляции,
которая описывает статистическую связь между флюктуациями
электрической проницаемости в рассматриваемых точках
пространства. В зависимости от функции корреляции выражения
для v оказываются различными. Разные варианты теории
рассеяния отличаются прежде всего-выбором функции корреляции. Не
приводя вывода достаточно сложных формул для коэффициента
рассеяния, отметим лишь, что величина v пропорциональна
среднему квадрату отклонения электрической проницаемости Де2 для
данного объема переизлучения (величину As2 часто называют
интенсивностью флюктуации е) и обратно пропорциональна углу
рассеяния 9 (рис. 50) в четвертой или пятой степени, а также
определенным образом связана со средним размером или
«масштабом» турбулентных неоднородностеи /ср и длиной волны.
В соответствии с одной из первых теорий рассеяния—-теорией
Букера и Гордона, получившей большое распространение,
выражение для коэффициента рассеяния имеет вид
— I-Г ) sm *
v = Ae» г V * / —Т1. (4.9)
X[1+br-Sm-2-jJ
122

Здесь х — Угол между вектором электрического поля волны в
месте рассеяния и. направлением на приемный пункт.
В общем виде для изотропной крупномасштабной
турбулентности, т. е. при выполнении условия
21с/бЭ>Л, (4.10)
выражение для v(6) можно представить [1]:
* (6) - 2J^''-oiC(pl W siniXW' <4-ll>
где р'—индекс обобщенной корреляционной функции;
Г(х) — гамма-функция.
Следует отметить, что условие (4.10) выполняется для
большого числа практически важных случаев.
Как показывают измерения, интенсивность флюктуации
электрической проницаемости Де2 с увеличением высоты над
поверхностью Земли падает. За счет этого коэффициент рассеяния с
удалением от земной поверхности уменьшается, а следовательно,
уменьшается и интенсивность рассеяния радиоволи неоднородно-
стями тропосферы. Однако более резко коэффициент " рассеяния
уменьшается с высотой за счет возрастания угла рассеяния 9.
Физически это означает, что рассеяние неоднородностями
тропосферы характеризуется высокой направленностью: наиболее
интенсивное рассеяние происходит в направлении распространения
излучаемых передатчиком радиоволн, а по мере отхода от этого
направления, т. е. по мере увеличения угла б, интенсивность
рассеяния быстро уменьшается. В этом отношении рассеяние ^
неоднородностями тропосферы существенно отличается от рассеяния
металлическими телами, например металлической сферой, которая
рассеивает энергию падающих на- нее .радиоволн равномерно во
всех направлениях.
Не все участки объема переизлучения равноценны с точки
зрения интенсивности рассеяния в направлении на приемный пункт.
Очевидно, наиболее интенсивное рассеяние будут давать участки
объема, лежащие вблизи его нижней границы, несколько выше
точки пересечения касательных к Земле, проведенных из пунктов
передачи и приема (точка Р на рис. 50).
Область вблизи точки Р (высота h<h\) является типичной
областью полутени, образованной выпуклостью Земли. С
уменьшением высоты над земной поверхностью поле в этой области
монотонно уменьшается за счет дифракционного ослабления.
Однако вместе с тем уменьшается и угол рассеяния, что приводит
к росту интенсивности рассеяния и, следовательно, к увеличению
уровня принимаемого сигнала. Область в объеме переизлучения,
расположенная выше высоты hx (рис. 50), является
освещенной областью, в которой поле имеет интерференционную
структуру, обусловленную отражениями от Земли. Как показы-
123

вают вычисления, проведенные с учетом описанного выше
реального изменения поля с высотой над земной поверхностью,
основной вклад в величину принимаемого поля вносит область
полутени, находящаяся главным образом вблизи первого
интерференционного максимума. Влияние освещенной области, лежащей
выше, оказывается значительно меньшим.
Таким образом, существует некоторый эффективный объем пе-
реизлучения, который вносит наибольший вклад в величину
принимаемого сигнала. Определим размеры этого эффективного
объема, считая вначале, что передающая и приемная антенны имеют
идентичные слабонаправленные диаграммы направленности и что
объем, образованный их пересечением, намного больше
эффективного объема переизлучения. Будем считать, что эффективный
объем УЭф будет ограничиваться точками, в которых коэффициент
рассеяния и рассеиваемая мощность уменьшаются примерно
вдвое по сравнению с областью максимального рассеяния.
При расчетах можно считать, что высоты антенн над земной
поверхностью будут малы. Поскольку поле рассеяния в точках,
лежащих ниже объема, ограниченного пересечением касательных
АЕ и BD, будет ослабляться за счет влияния Земли достаточно
сильно, приближенно можно считать, что эффективный объем УЭф
будет представлять собой призму с основанием в виде
треугольника CDE (рис. 51).
Для определения объема этой призмы прежде всего нужно
найти ее размеры в вертикальном и горизонтальном
направлениях. Расчеты показывают, что в первом приближении
вертикальные размеры призмы можно принять равными Л0, а
горизонтальные J" ^о (по — ^о в обе стороны от плоскости трассы), где
h0 — расстояние между нижней точкой призмы и земной
поверхностью. Следует отметить, что-объем указанной призмы будет
ближе соответствовать эффективному объему переизлучения при
малых расстояниях (100—150 км) и при повышенной рефракции.
Из рис. 51 следует, что
площадь треугольника CDE
а эффективный объем переизлучения
124

В последнем выражении ввиду малости угла 60 принято
ft ft
tg-y- = -y-. Учитывая, что
% = £, (4.13)
из формул (4.12), (4.13) получили окончательно
v4 = ^--^
9ф 96 а'2
Э
(4.14)
/ Щ1\
Рис. 51. К определению эффективного рассеивающего объема при
слабонаправленных антеннах
Как следует из (4.14), объем УЭф имеет довольно большие
размеры, которые быстро растут с увеличением расстояния (для аэ =
= 8500 км при R= 150 км Уэф^1,Ы010 ж3, а при R = 300 км
УЭф = 35-1010 м3). В пределах этого объема может значительно
изменяться коэффициент рассеяния, причем эти изменения не
остаются постоянными, так как они связаны с метеорологическими
процессами в тропосфере. К этому нужно добавить, что с
увеличением R объем УЭф будет заметнее превышать действительный
объем переизлучения за счет того, что призма CDE будет
захватывать все большую часть освещенной области. Поэтому
однозначно для всех случаев дополнительные потери с помощью
формул (4.14) и (4.8) определить не удается. Если на радиолинии
применяются остронаправленные антенны, то объем переизлуче-
125

ния Уэф оказывается меньше значения, определяемого формулой
(4.14). При этом в первом приближении можно полагать, что он
образуется пересечением пространственных диаграмм
направленности антенн.
Найдем приближенное выражение для У9ф% считая для
простоты, что приемная и передающая антенны являются
идентичными и имеют одинаковую ширину диаграмм направленности
в вертикальной и горизонтальной плоскостях а (рис. 52) при очень
Рис. 52. К определению рассеивающего объема
при остронаправленных антеннах
узких диаграммах а<С-тт. В этом случае образующийся в
результате пересечения диаграмм направленности антенн
заштрихованный четырехугольник DMEC превращается в ромб, площадь
которого равна:
S=~DEMC. (4.15)
Диагональ ромба можно найти, рассматривая треугольники
АМС и DEN. Не внося больших погрешностей, можем считать
126

треугольник АМС прямоугольным (угол АСМ = -^-\--^- s:—J
Следовательно,
AfCs-j-tga^-f01- (4Л6)
Из прямоугольного треугольника DEN найдем
NE = -%-4 (4.17)
йЕ=-Щг^%-. (4.18)
Подставляя значения DE и МС в формулу (4.15), получим
С К2"2 tA шч
S = ^%- (4Л9)
Объем переизлучения У9ф будет представлять собой
расположенный горизонтально параллелепипед с основанием 5. Высота
параллелепипеда Н' определяется шириной диаграммы
направленности антенн в горизонтальной плоскости и приближенно равна
Отсюда
эф
К« = ™ = -^- (4-21)
Поскольку объем У9ф сравнительно мал, можно полагать, что
коэффициент рассеяния изменяется в его пределах незначительно.
Считая, что в центре объема У9ф коэффициент рассеяния имеет
значение vcp, интеграл в формуле (4.8) можно представить в виде
1^=1/;фуср. (4.22)
V
Поскольку объем Уэф в рассматриваемом случае находится над
серединой трассы, причем высота его над Землей много меньше
расстояния /?, можно положить
г1==г2-4- (4-23)
Подставляя (4.22), (4,23) и (4.21) в (4.8), находим следующее
выражение для множителя дополнительных потерь при
остронаправленных антеннах
l^=2avcpa*. (4.24)
Следует отметить, что формулы (4.8) и (4.24) упрощенно
описывают рассеяние радиоволн неоднородностями тропосферы. Во-
127

первых, недостаточно строго учтено влияние земной поверхности.
Во-вторых, еходящий в них коэффициент рассеяния является
более сложной функцией параметров тропосферы, чем это следует
из (4.9) и (4.11). В различных теориях он оценивается по-разному.
Однако строго учесть меняющиеся с течением времени
статистические характеристики реальной турбулентной тропосферы
чрезвычайно трудно. Кроме того, помимо неоднородностей,
вызывающих рассеяние, необходимо также учитывать слоистые
неоднородности, вызывающие отражения. К сожалению, ни одна из
существующих теорий пока не может дать приемлемых для
инженерных расчетов формул, описывающих всю совокупность
происходящих при ДТР процессов. Поэтому при расчетах радиолиний
пользуются экспериментально полученными значениями
дополнительных к свободному пространству потерь, относящимися к
различным трассам, проходящим в разных климатических районах.
§ 4.2. ЗАМИРАНИЯ ПРИНИМАЕМОГО СИГНАЛА И СПОСОБЫ
БОРЬБЫ С НИМИ
Замирания, т. е. непрерывные колебания уровня принимаемого
сигнала, являются одной из основных закономерностей ДТР.
Быстрые замирания, наблюдающиеся в течение сравнительно
коротких периодов (меньше нескольких минут в дециметровых и
сантиметровых диапазонах и меньше 10—20 мин в метровом
диапазоне), вызываются мкоголучевостью. Они появляются вследствие
сложения в месте приема множества лучей, приходящих от
различных рассеивающих или отражающих неоднородностей
тропосферы.
Эти быстрые колебания накладываются на медленные
изменения уровня сигнала (медленные замирания), которые вызываются
изменениями метеорологических условий. К числу факторов,
вызывающих медленные замирания, в первую очередь относятся:
изменения интенсивности флюктуации коэффициента преломления в
объеме переизлучения, которые приводят к изменению
интенсивности переизлучающих неоднородностей и изменения условий
рефракции. Медленные замирания оцениваются по изменению
средних (или медианных) значений уровня сигнала. Период
усреднения при этом обычно берется равным 5 мин в сантиметровом и
дециметровом диапазонах и 1 ч в метровом диапазоне. В
результате замираний уровень сигнала в течение любого
рассматриваемого промежутка времени может принимать различные значения.
Это дает основание считать, что уровень принимаемого
сигнала при ДТР является случайной переменной величиной. Поэтому
при анализе изменений сигнала и оценки его величины пользуются
понятиями теории вероятностей. Наиболее полное представление
о характере замираний дает функция распределения уровней
сигнала, определяющая вероятность того, что уровень принимаемого
сигнала в течение определенного периода времени будет меньше
некоторого минимального значения £Мин-
}28

На рис. 53 показаны графики нескольких интегральных
функций распределения, т. е. графики вероятных значений Емш по
отношению к так называемому медианному уровню сигнала.
Медианным называют такой уровень сигнала, ниже которого сигнал
опускается в течение 50% времени*.
По оси абсцисс на рис. 53 отложены выраженные в децибелах
по отношению к медианному уровню значения £Мин (т. е.
величины 20 lg
а по оси ординат — вероятность р, выраженная
-32 -28 -24 -20 -16 -12 -8 -4 0 4 8 12 16 20 24
Децибелы по отношению к медианному значению
Рис. 53. Интегральные функции распределений амплитуд сигналов
* Часто под функцией распределения понимают функцию, показывающую
вероятность превышения £МИн, а медианным называют уровень, который
превышается в течение 50% времени.

в процентах времени по отношению ко всему рассматриваемому
периоду (примерно 5 мин для быстрых замираний и один месяц
для медленных замираний).
Как будет показано ниже, надежность связи зависит от
глубины замираний, которую оценивают по отношению к медианному
уровню. Потери энергии на трассе, соответствующие медианному
уровню сигнала, называют медианными потерями, и они являются
исходными при расчете радиолиний дальней тропосферной связи.
Дополнительные к медианным потери, обусловленные
замираниями, определяются глубиной замираний. Поэтому знание функций
распределения уровней сигнала является необходимым условием
правильного расчета указанных радиолиний.
Обработка большого экспериментального материала,
относящегося к изменению уровня принимаемого сигнала, показала, что
при быстрых замираниях функция распределения чаще всего
подчиняется релеевскому или обобщенному релеевскому закону [1].
В соответствии с теорией релеевскому закону распределения
подчиняется результирующая амплитуда сигнала при сложении
многих (больше четырех) составляющих сигнала с произвольными
амплитудами и фазами. С помощью обобщенного релеевского
закона обычно описывают распределение результирующего сигнала
при сложении многих составляющих сигнала, имеющих
произвольные амплитуды и фазы, с постоянной составляющей сигнала,
характеризующейся неизменной амплитудой и фазой.
• Следует отметить, что при наиболее часто встречающихся
параметрах обобщенного релеевского закона распределения
глубина замираний оказывается несколько меньше, чем глубина
замираний, соответствующая той же вероятности при релеевском
законе распределения. Поскольку релеевский закон распределения
встречается в большинстве случаев и характеризуется большей
вероятностью появления глубоких замираний по сравнению с
обобщенным релеевским законом, то при расчетах радиолиний ДТР
с некоторым запасом можно считать, что быстрые замирания
подчиняются релеевскому закону распределения.
Характерная особенность релеевского распределения (рис. 53)
состоит в том, что глубина замираний определяется только одним
параметром—вероятностью изменения сигнала по отношению
к медианному уровню р.
Медленные замирания подчиняются более сложному, так
называемому логарифмически нормальному закону распределения.
Как известно, наиболее простым и в то же время наиболее часто
встречающимся на практике является нормальный закон
распределения случайных величин.
При логарифмически нормальном законе нормальному
распределению подчиняется не сама случайная величина, а ее
логарифм. Глубина замираний при логарифмически нормальном
законе распределения определяется двумя параметрами:
вероятного

стью изменения уровня сигнала по отношению к медианному
уровню р и величиной стандартного отклонения о.
Если представить функцию логарифмически нормального
распределения графически и при этом по оси абсцисс отложить
значения Ямин, "выраженные в децибелах по отношению к медианному
уровню, а по оси ординат — в нормальном масштабе проценты,
соответствующие вероятности изменения Ямин, как это сделано
на рис. 53, то рассматриваемая функция изобразится прямой
линией, наклон которой зависит от величины стандартного
отклонения о. Численно величина о равна такому отклонению уровня
сигнала от медианного (в децибелах), при котором вероятность
опускания сигнала ниже этого уровня составляет 16 или 84%. На
рис. 53 показаны две функции логарифмически нормального
распределения для значений стандартного отклонения о = 5 дб и
о=10 дб.
Как показывают эксперименты, величина стандартного
отклонения изменяется с изменением протяженности трассы и сезона
года. Наибольшего значения величина о достигает летом на
трассах протяженностью 150—200 км. Зимой на этих расстояниях
значение о оказывается на несколько децибел меньшим. С
увеличением протяженности трассы величина о монотонно уменьшается,
причем на больших расстояниях значения а для летнего и зимнего
месяцев становятся примерно одинаковыми. Средние значения
стандартного отклонения в зависимости от протяженности трассы
для летнего и зимнего месяцев приведены на рис. 54. Наряду
Лепто
Зима
^100 200 300 МЮ 500 600 700 80G
Рис. 54. Изменения средних значений величины стандартного
отклонения в зависимости от протяженности трассы
с распределением уровня принимаемого сигнала важной
характеристикой быстрых замираний является распределение периода или
обратной величины— частоты замираний. Под частотой
замираний понимают количество пересечений в одном направлении
огибающей напряжения принимаемого сигнала своего медианного
значения в единицу времени. Частоту замираний также можно
считать случайной переменной величиной. На практике иногда
удобнее рассматривать не частоту F или период замираний 7\
а длительность замираний т, которая равна времени падения сиг-
131

1 '
1 4
\
1
1 4
1 (
1
J
*•-
1
Й» J
1
• (
.* (
:... :
<
•
i
» j
¥-. i
«. !
•
• ■
• •• i
i
**
]
•
(
2 :
!
••••
i
Г i
•M 4J
SI
» !
•
5 «
F
> i
•
i
i_...... ..
•••
» ,
••
i
+
i
• • «j
• j
* У*
V i
T
•■»••••
•
1
•*• 1
* 4
: i
4
•
*
5
У
p
*••• ,'
4
1
[•
1 •
Б
i ._,,...„
Г '
*•
* 1
••• 4
*• 1
• • J
1*
: j..
!- j
•
■
*
... :
i
t
*
•
*
•
r*
^* —'
•••••• *
»<|iM»4l 4
S i
»
>•
>
• <
•
Л i
Л 4
'
ЛШЛ
Л I
'«* '
Iff**"* '
) 11
>••
1
•
•
•
«
a..
'""
Itlll
4
• {
••—•• 4
••»*4»»f 4
) 1
*••
•
J
1
• —•
to* •••••«
Si
1 t
A J
ЛАЛЛ.
•••••• 1
2
номер счетчика
W1 0,02 0.0U 0,08 0,16 0,32 0,6ц 1,25 2.5 5 10 20
* i сек
Рис. 55. Зависимость числа замираний от их длительности
132

нала ниже медианного уровня. Средние значения указанных
величин связаны простым соотношением
Длительность замираний на радиолиниях ДТР может
изменяться з больших пределах. На рис. 55 показана построенная по
результатам экспериментов зависимость числа замираний Л^зм,
которые наблюдались в течение пятиминутных сеансов измерений,
от длительности замираний т. Каждая точка на графике
соответствует одному сеансу измерений. Наблюдения велись на волне
7 см на трассе протяженностью 143 км с помощью специального
прибора — анализатора длительности замираний, позволявшего
автоматически регистрировать замирания, длительность которых
превышала определенные значения в пределах от т=0,01 сек до
i: = 20 сек. Точки на графике, соответствующие N3M<1, относятся
к сеансам, в течение которых замирания отсутствовали.
Измерения велись круглосуточно е течение длительного
времени в июле и октябре 1966 г. Благодаря большой разрешающей
способности прибора, который давал возможность регистрировать
очень малые величины т, удалось выявить сравнительно большое
число замираний малой длительности (менее 0,1 сек). Замирания
такой малой длительности ранее, при использовании более грубых
способов измерений (например, при записи уровня сигнала на
ленту самописца), обнаруживать не удавалось. Нужно отметить,
что сокращение длительности замираний обычно сопровождается
уменьшением их глубины.
На рис. 56 приведены интегральные характеристики
распределения длительности замираний для дневного и ночного времени,
относящиеся ко всему периоду наблюдений в июле 1966 г. (около
200 сеансов измерений). Из рисунка видно, что днем заметно
уменьшается число замираний большой длительности и несколько
увеличивается число замираний малой длительности. Ночью же,
наоборот, число замираний большой длительности увеличивается,
а число замираний малой длительности уменьшается. Как днем,
так и ночью наблюдается значительный процент неглубоких
замираний очень малой длительности. Так, замирания длитель-
стью от 0,1 до 0,02 сек отмечались примерно в 25—35% случаев.
Для более общей характеристики замираний пользуются
средними величинами длительности замираний тср. Из графика рис. 56
следует, что средняя длительность замираний в рассматриваемом
случае примерно равна 0,2 сек. Величины тср также могут
значительно изменяться в зависимости от конкретных условий. На
трассах разной протяженности в различное время года на разных
частотах значения тср оказываются различными, причем
изменения тср могут доходить до трех раз как в сторону больших, так и
в сторону меньших значений. Изменения т связаны главным
образом с изменениями метеорологических условий, а также с дли-
133

i\
л
ij
\
\
k
\
\
\
ГП
с
н-fi
H
Ml
1 и
KrC
N\5
1 \\_
II1 ^л
j 11 (
\\.
дч
v
4
N_
In
lJ 1
rN
к
1 1 1 "\_
1 1 1 %
1 ^
\ J
11 г
IS.
JSj
0
\
1ень
-| | j
4
141
104b
411
>
I0~2 2 10м 1.0 10 IT, CCX
Рис. 56. Интегральные характеристики распределения длительности замираний
134

ной волны. Установлено, что частота замираний хорошо коррели-
руется с составляющей скорости ветра, перпендикулярной трассе.
Что касается зависимости т от длины волны, то в соответствии
с имеющимися экспериментальными данными можно считать, что
длительность замираний увеличивается примерно пропорционально
длине волны.
Наконец, нужно отметить еще одно важное обстоятельство —
зависимость глубины и длительности замираний от
направленности антенн. Как показали специально проведенные эксперименты,
с увеличением направленности антенн заметно возрастает глубина
медленных замираний и в то же время увеличивается
длительность быстрых замираний. Так, например, в соответствии с
измерениями, проводившимися в апреле 1965 г. на трассе
протяженностью 200 км по волне 30 см [16], увеличение направленности
приемной и передающей антенн с 6 до Г привело к увеличению
глубины замираний, определяемой как разница в уровнях
сигнала при 99 и 1% времени примерно на 5 дб (запись уровня
сигнала производилась в течение 200 ч). В то же время переход на
более направленные антенны сопровождался увеличением (в
несколько раз) длительности быстрых замираний. Аналогичные
результаты были получены и при других измерениях.
Из приведенных данных следует, что замирания значительно
уменьшают устойчивость приема сигналов при ДТР, что может
привести к существенному ухудшению надежности связи, т. е. к
частым ухудшениям качества связи или даже (при недостаточном
энергетическом потенциале радиолинии) к частым, а иногда и
продолжительным перерывам связи. Для борьбы с замираниями
принимают специальные меры, среди которых наибольшее
распространение получил многократный прием с пространственным
частотным или временным разносом (см. § 2.3).
Эти способы повышения надежности связи основаны на
использовании пространственной, частотной и временной
избирательности быстрых замираний. Указанные свойства быстрых замираний
вытекают из самого существа многолучевого распространения
радиоволн. Сущность его состоит в том, что в различных участках
объема переизлучения тропосферы благодаря непрерывному
изменению числа и свойств переизлучающих неоднородностей
формируются отдельные составляющие распространяющихся радиоволн
или лучи. Эти лучи приходят к различным точкам пространства
в окрестностях приемной'антенны с разными амплитудами и
фазами. Поэтому в точках приема, удаленных одна от другой на
много длин волн, изменения сигнала происходят совершенно
независимым образом. Точно такими же независимыми оказываются
сигналы при одновременном приеме на разных частотах,
отличающихся друг от друга на сотни килогерц. По мере сближения точек
приема или несущих частот увеличивается вероятность
совпадения в отдельные моменты времени амплитуд или фаз
принимаемых сигналов, т. е. увеличивается корреляция (точнее, коэффи-
135

циент корреляции) сигналов. Эффективность многократного
приема с пространственным частотным или временным
разнесением возрастает по мере уменьшения коэффициента корреляции.
Поэтому на практике стремятся обеспечить достаточно большой
пространственный частотный или временной разнос, при котором
коэффициент корреляции настолько мал, что замирания можно
считать независимыми.
При пространственном разнесении (в случае когда антенны
располагаются на линии, перпендикулярной направлению трассы)
наибольший выигрыш обеспечивается при расстояниях между
антеннами, равных примерно 100 длинам волн. Для случая
расположения антенн вдоль трассы необходимые расстояния разноса
значительно возрастают, поэтому такое «продольное» разнесение антенн
на практике почти не применяют. При частотном разнесении
разность между рабочими частотами, при которой должен
обеспечиваться наибольший выигрыш, довольно резко убывает с расстоянием.
Оптимальная разность частот для трасс протяженностью 150,
200 и 300 км составляет примерно 5; 2,5 и 2 Мгц. Интервал
времени Д/, необходимый для получения наибольшего выигрыша при
временном разнесении, значительно изменяется в зависимости от
изменения метеорологических условий. Величина Д/
пропорциональна длине волны. Поэтому временное разнесение
целесообразно применять в сантиметровом диапазоне, где временные сдвиги
составляют доли секунд. Так, например, на волне 3 см
величина Д^ на трассах протяженностью 150 и 300 км примерно равна
соответственно 0,5 и 0,3 сек.
Применение многократного разнесенного приема дает заметное
уменьшение глубины и частоты быстрых замираний, что
эквивалентно значительному выигрышу в энергетических запасах
высокочастотного уровня сигнала, которые необходимы для
обеспечения заданной надежности связи. На рис. 57 приведен график
распределения уровня сигнала при разнесенном приеме в
предположении, что изменения уровня сигнала подчиняются релеевскому
закону. Как видно, выигрыш за счет разнесенного приема
особенно значителен при высоких надежностях связи.
Необходимо отметить, что техника борьбы с замираниями,
обеспечивающая повышение надежности, а следовательно, и
дальности связи, непрерывно совершенствуется. Как указывалось в §2.3,
помимо упомянутых выше способов разнесенного приема,
начинают все больше применять угловой разнос, а также различные
варианты использования широкой полосы частот.
В основе методов повышения надежности связи, использующих
широкую полосу частот, лежат те же свойства частотной и
временной избирательности. Вследствие частотной избирательности
при передаче широкой полосы частот мгновенные значения уровня
сигнала на разных частотах будут различными. Чем шире
передаваемая полоса, тем больше вероятность значительных отличий
в ослаблении радиоволн на разных частота^.
136

Рис. 57. Характеристики статистического распределения быстрых
замираний при одинарном, сдвоенном и счетверенном приеме
На рис. 58 показана типичная зависимость относительного
изменения уровня сигнала от частоты, относящаяся к одному и тому
же моменту времени [11]. Приведенный график очень напоминает
обычные образцы записи сигнала на ленту самописца на одной
частоте, характеризующие изменения уровня принимаемого
сигнала во времени. Как видно из рис. 58, даже при сравнительно
137

небольших изменениях частоты (до 10 Мгц) уровень сигнала
мажет изменяться в очень больших пределах (до 25 дб). Если в
разных участках достаточно широкой полосы частот рассматривать
изменения уровней сигнала не в один и тот же момент времени,
а с определенным :временным сдвигом, то, очевидно, будет наблю-
ззоо
3 350
зш
3<t50 3U80
Рис. 58. Зависимость уровня принимаемого
сигнала от частоты
даться картина изменения этих уровней, аналогичная показанной
на рис. 58. Указанные обстоятельства и используются для
повышения надежности связи. Уменьшение влияния замираний
достигается либо за счет автоматического перехода передатчика и
приемника радиолинии на разные частоты при оптимальном
выборе частотного сдвига, либо за счет приема сигналов по
нескольким каналам при оптимальном временном сдвиге.
§ 4.3. ИЗМЕНЕНИЯ УРОВНЯ СИГНАЛА В ЗАВИСИМОСТИ
ОТ ПРОТЯЖЕННОСТИ ТРАССЫ И ДЛИНЫ ВОЛНЫ
Как уже отмечалось, одна из наиболее характерных
особенностей ДТР состоит в том, что средний или медианный уровень
сигнала (так же как и медианное значение дополнительных к
свободному пространству потерь) е зоне ДТР в меньшей степени
изменяется с расстоянием и длиной волны, чем в дифракционной зоне.
Это связано с тем, что при изменениях протяженности трассы и
длины волны потери определяются в первую очередь изменениями
угла рассеяния 6, а также изменениями с высотой интенсивности
переизлучения радиоволн неоднородностями тропосферы. Из
рис. 50 хорошо видно, что увеличение протяженности трассы
приводит к увеличению угла б и высоты эффективного объема
переизлучения над земной поверхностью. В соответствии с имеющимися
экспериментальными и расчетными данными при этом происходит
монотонное, сравнительно медленное уменьшение величины
дополнительных потерь £доП.
138

На рис. 59 показана зависимость медианных величин Ьшл от
протяженности трассы для волн 3, 10 и 30 см. Там же для
сравнения приведены соответствующие зависимости потерь от
расстояния для дифракционной зоны (пунктирные линии).
60
65
70
75
80
85
90
95
100
105
"v50 100 150 200 250 300 350 W0
Мм
Рис. 59. Зависимость медианных величин потерь
от расстояния и длины волны для зимнего месяца
Приведенные на рис. 59 медианные потери основаны на
обобщении результатов экспериментов, проводившихся в центральной
части Европейской территории СССР. Они относятся к худшему
зимнему периоду года, малым высотам подъема антенн и гладкой
сферической земной поверхности (для углов закрытия горизонта
антенн равных нулю). Значения потерь, указанные на рис. 59,
получены при усреднении результатов многих экспериментов,
которые велись в зимние месяцы года в течение длительного времени.
Следует подчеркнуть, что речь идет о средних (медианных)
потерях, при определении которых исключалось влияние различных
дополнительных факторов (углов закрытия, высот подъема антенн,
потерь усиления антенн и др.). Дело в том, что результаты
отдельных измерений могут существенно отличаться друг от друга
как в силу влияния указанных выше дополнительных факторов,
так и вследствие статистической природы самого явления ДТР.
Известно, что интенсивность флюктуации электрической
проницаемости в тропосфере значительно изменяется во времени, причем
они могут быть различными на разных высотах. Потери при ДТР
зависят также от сезонных, климатических и геофизических
условий. Поэтому закономерности изменения потерь могут быть вы-
139
1
\
\
\
и
м
и
1 '
|\
'
1 \
1 '■ '
5
к-ЪОсм
л
N3 \
ч^ЗДс
II

явлены только в среднем, например для медианных значений
потерь за месяц, и при определенных условиях (в определенном
климатическом районе для определенного сезона года при нулевых
углах закрытия и т. д.).
Из рис. 59 видно, что средняя зависимость медианных значений
потерь, выраженных в децибелах, от протяженности трассы
аппроксимируется линейной функцией. Такая аппроксимация
достаточно хорошо описывает наблюдающиеся закономерности:
отклонение результатов различных измерений от средних значений не
превосходит нескольких децибел. Погонное затухание (увеличение
потерь на 1 км) составляет примерно 0,07; 0,085 и 0,1 дб1км
соответственно на волнах 30, 10 и 3 см. Согласно
экспериментальным данным летом погонные затухания в среднем оказываются
большими, чем зимой. Это объясняется различными сезонными
изменениями потерь на разных расстояниях. Как будет сказано
ниже, наибольший сезонный ход потерь наблюдается на
сравнительно малых расстояниях. По мере же увеличения
протяженности трасс сезонные изменения потерь в среднем
уменьшаются.
Частотная зависимость медианных величин потерь в
соответствии с рис. 59 для трасс протяженностью 150—200 км близка
к линейной: значения £мед изменяются примерно пропорционально
длине волны. На больших расстояниях потери изменяются с
частотой более резко. Зависимость потерь от частоты при прочих
равных условиях имеет сложный характер. Это связано,
во-первых, с тем, что размеры и взаимное расположение
переизлучающих неоднородностей тропосферы, которые определяют величины
потерь на разных волнах, непрерывно изменяются во времени в
зависимости от метеорологических условий. Во-вторых, процессы
отражения и рассеяния при ДТР на разных волнах играют
различную роль, вследствие чего изменяются и величины потерь. Есть
основание считать, что на более длинных волнах (особенно в
диапазоне метровых волн) роль отражения радиоволн от слоистых
неоднородностей значительно увеличивается. Проведенные
одновременные измерения на разных волнах показали, что зависимость
потерь от длины волны случайно изменяется во времени.
На рис. 60 приведены результаты длительных измерений,
проводившихся на трассе 272 км на частотах 460 и 4110 Мгц [17].
Каждая точка на рисунке соответствует отношению медианных
величин потерь на указанных частотах, найденному за
продолжительный (60-часовой) период наблюдений. Измерения проводились
со слабонаправленными антеннами, поэтому потери усиления
антенн отсутствовали. Как видно из приведенного распределения,
зависимость потерь от длины волны менялась в довольно широких
пределах со средним значением, близким к X1.
Примерно такие же результаты были получены и при других
аналогичных измерениях, например при одновременных
измерениях потерь на волнах 13 и 72 см, проводившихся на трассе про-
140

тяженностью около 100 км [18]. Соответствующая
экспериментальным данным частотная зависимость потерь изменялась от Х~2до)А
В среднем, так же как и в упомянутых выше экспериментах,
потери уменьшались примерно пропорционально X1.
Измерения, проводившиеся
в Советском Союзе, в общем
подтвердили вышеописанные
закономерности. Так, разность
•величин потерь, измеренных
на волнах 9 и 30 еж на т.рассе
протяженностью 303 км, в
среднем составила 21 дб, что
с учетом потерь усиления
антенн, равных 10 дб,
соответствует линейной частотной
зависимости [3].
В литературе имеются
сообщения об измерениях, в
соответствии с которыми
частотная зависимость потерь на
трассах протяженностью 150—
300 км заметно отличается от
линейной. Анализ этих работ
показал, что в большинстве
случаев результаты указанных
измерений либо не обладают
необходимой статистической
достоверностью, либо
получены без учета всех факторов,
влияющих на зависимость
потерь от частоты, чаще всего
без учета потерь усиления
антенн. Некоторые из работ относятся к измерениям на морских или
приморских трассах, для которых характерным является
значительное увеличение сезонного хода потерь, а также изменений
потерь в зависимости от частоты. Таким образом, в соответствии с
имеющимися экспериментальными данными можно считать, что
на сухопутных трассах протяженностью около 200 км медианные
значения потерь уменьшаются (средние значения уровня сигнала
увеличиваются) пропорционально длине волны.
1 ,
2
X
«и с |
2 I
S- 10
Е
I 20
J-30
40
50
60
^0
80
90
95
98
99
9^5
93'8-5 0 5 10 15 20 25
Отношение величин потерь на
частотах ч-60и 4110Мгц,в9б
Рис. 60. Распределение относительных
величин потерь на частотах 460 и
4110 Мгц
■
1 \
Г
| У-
Г^
\
\
\
(
W
,
♦
п1
ч
**!
\ж1
♦
>•••
V • 1
1 Ш?-1
rW«H
§ 4.4. ИЗМЕНЕНИЯ УРОВНЯ СИГНАЛА В ЗАВИСИМОСТИ
ОТ ВРЕМЕНИ СУТОК, СЕЗОНА, ПОГОДНЫХ
И КЛИМАТИЧЕСКИХ УСЛОВИЙ
Как показывают многочисленные эксперименты, медианные
значения потерь определенным образом изменяются в течение
суток и сезона года. Суточные изменения потерь наиболее отчетливо
141

выражены летом. Обычно наблюдается уменьшение потерь
(увеличение уровня сигнала) в вечерние, ночные и утренние часы и
увеличение потерь (уменьшение уровня сигнала) в дневные часы.
Зимой потери в течение суток изменяются в значительно меньших
пределах и эти изменения, как правило, не подчиняются
определенным закономерностям. Суточный ход медианных величин
потерь, кроме сезона года, зависит от протяженности трассы и
метеорологических условий. Наибольшие суточные изменения потерь
наблюдаются на трассах небольшой протяженности. По мере
увеличения протяженности трассы амплитуда суточных изменений
потерь уменьшается. На трассах протяженностью 100—200 км
суточный ход медианных значений потерь может доходить до 20 дб, а
на трассах протяженностью более 400 км он редко превосходит
10 дб. Суточные изменения потерь тесно связаны с изменениями
метеорологических параметров, глазным образом температуры и
влажности. Известно, что наибольшие изменения в течение суток
температура и влажность воздуха претерпевают летом при анти-
циклональных условиях погоды. Именно в эти периоды
наблюдается и наибольший суточный ход уровня принимаемого
сигнала.
Отмеченные выше закономерности изменения потерь можно
объяснить следующим образом. Приведем некоторые результаты
исследований, проводившихся на волне 8,2 см на трассе
протяженностью 280 км [19]. На основе обработки большого по объему
экспериментального материала (865 ч наблюдений, июнь
—декабрь 1954 г.) было найдено, что различные по величине уровни
сигнала имеют разный суточный ход. Высокие уровни сигнала,
которые превышаются только в 10% времени, изменяются в
течение суток особенно сильно, в то время как низкие уровни сигнала,
превышаемые в 90% времени, практически остаются неизменными
(рис. 61).
Напомним, что суточный ход, аналогичный приведенному на
рис. 61 «десятипроцентному», является типичным для трасс
малой протяженности, находящихся в дифракционной зоне. В
соответствии с § 3.2 он вызывается изменениями в течение суток
рефракции и отражения радиоволн в тропосфере. Очевидно, и на
трассах ДТР сравнительно небольшой протяженности образование
более сильных сигналов связано с увеличением рефракции и
особенно с отражением радиоволн' от инверсионных слоев
тропосферы. Днем, когда рефракция уменьшается, а наиболее интенсивные
отражающие слои разрушаются, основное значение приобретает
рассеяние радиоволн и уровень сигнала уменьшается. * .
Естественно, что роль того или иного вида распространения в
различные периоды зависит также от длины волны. При всех
прочих равных условиях на более длинных волнах преобладающим
будет отражение от инверсионных слоев тропосферы.
По данным специальных измерений, проводившихся на
частотах 150, 600, 3000 и 10 000 Мгц в течение года на трассе протя-
142

27
37
з *7
о.
I 57
с:
женностью 125 км, механизм распространения волн различной
длины в течение суток существенно изменялся [20]. Если в летнее
время днем поле в месте приема на частоте 150 Мгц
определялось сложением дифрагированной вокруг земной поверхности
«волны и волн, отраженных от инверсионных слоев тропосферы, а на
частоте 600 Мгц поле
определялось главным
образом волнами,
отраженными от слоев,
находящихся на высотах 300—
500 м над Землей, то на
частотах 3000 и 10 000 Мгц
основную роль играли
волны, рассеянные
турбулентными неоднородно-
стями тропосферы. В
ночное же время на всех
частотах преобладали
волны, отраженные от
инверсионных слоев
тропосферы.
С увеличением
протяженности трассы
возрастает высота
эффективного объема переизлучения
над земной поверхностью.
Из простых
геометрических соображений
следует, что высота
эффективного объема
переизлучения изменяется пример
67
77
87
97
107
117
127
10%
во*
ЭО'/о
** ■ V 1
А
8
12
16 20 2<*
Время, ча§>1
Рис. 61. Суточный ход потерь,
наблюдавшихся в различном проценте времени
но пропорционально квадрату протяженности трассы. По мере же
увеличения высоты над Землей уменьшаются пределы изменений
метеорологических параметров, падает интенсивность флюктуации
электрической проницаемости, вследствие чего уменьшается
влияние инверсионных слоев и рефракции. Этим и объясняется
уменьшение амплитуды суточного хода уровня принимаемого сигнала
на трассах большой протяженности.
Сезонные изменения характеризуются увеличением потерь в
зимние месяцы и уменьшением в летние. В соответствии с
имеющимися экспериментальными данными наибольшие уровни
принимаемого сигнала в центральной части Европейской территории
СССР наблюдаются в июне —июле, а наименьшие —в декабре —
январе. Сезонный ход уровня сигнала уменьшается с увеличением
протяженности трассы. На трассах протяженностью примерно
200 км амплитуда сезонного хода сигнала в среднем составляет
11 — 12 дб, уменьшаясь до 5—8 дб на трассах протяженностью
более 400 км. Это можно объяснить, так же как и в рассмотренном
143

случае изменения амплитуды суточного хода, увеличением высоты
объема переизлучения и соответствующим уменьшением пределов
изменения его переизлучающих свойств в течение года.
Погодные условия, как уже упоминалось, также оказывают
большое влияние на уровень принимаемого сигнала. Наиболее
значительные колебания уровня сигнала в зависимости от условий
погоды наблюдаются на трассах небольшой протяженности — до
ЗОО км. На таких трассах установлены достаточно четко
выраженные закономерности, которые позволяют предсказывать на
несколько суток вперед изменения принимаемого сигнала на основе
прогноза погоды.
Указанные закономерности сводятся к следующему. Наиболее
благоприятными условиями погоды являются антициклональные
условия, а наиболее неблагоприятными —прохождение фронтов,
особенно теплого фронта. Циклональные условия погоды также
являются неблагоприятными: уровень сигнала во время циклона
снижается, хотя и в несколько меньшей степени, чем при
прохождении фронтов. На основе сопоставления изменений условий
погоды на трассах центральной части Европейской территории
СССР с изменениями уровня принимаемого сигнала получены не
только качественные, но и количественные данные. Найдено, что
во время антициклональных условий погоды потери уменьшаются
в среднем на 5—6 дб по сравнению со среднемесячными
значениями потерь. При неблагоприятных условиях погоды среднее
увеличение потерь по сравнению со среднемесячными составляет: при
прохождении теплого фронта — 6—7 56, холодного фронта — около
5 дб и во время заанциклона — 4—5 дб.
Остановимся теперь на влиянии климатических условий. Выше
указывалось на связь изменений уровня принимаемого сигнала с
изменениями метеопараметров тропосферы. Специальное изучение
этого вопроса показало, что в большинстве случаев на
сухопутных трассах ДТР наблюдается достаточно хорошее соответствие
между медианными значениями потерь за месяц и изменениями
приземных значений коэффициента преломления или индекса
преломления N3. На этом основании было предложено оценивать
вероятные изменения потерь в разных климатических районах по
изменению среднемесячных (по многолетним данным) значений N3.
Для того чтобы придать найденной связи между потерями и
значениями N3 универсальный характер, было введено понятие
о коэффициенте соответствия, который равен величине изменения
потерь (в децибелах), приходящейся на единицу изменения
величины N3.
Таким образом, если известны значения N3 для различных
районов, то с помощью коэффициента соответствия можно найти
ожидаемые изменения потерь при переходе из одного климатического
района в другой.
Чтобы можно было прогнозировать среднемесячные уровни
сигнала на различных трассах (пользуясь этим способом), были по-
144

строены мировые карты распределения значений N3. Одна из
подобных карт для среднего зимнего месяца приведена на рис. 40.
Описанный метод прогнозирования дает удовлетворительные
результаты только при усреднении за длительный период времени
(для среднего зимнего или среднего летнего месяца). В отдельные
более короткие промежутки времени предполагаемое соответствие
между значениями потерь и величинами N3 может не наблюдаться.
В последнее время опубликовано большое число работ, в которых
указывается на недостаточную корреляцию между величинами
потерь и N3 [21]. Известно, что приземные значения N3 определенным
образом связаны с градиентом коэффициента преломления в
приземном слое воздуха (до 1 км) и поэтому они характеризуют
главным образом изменение рефракции радиоволн. Однако, помимо
рефракции радиоволн, на уровень принимаемого сигнала
существенное влияние оказывает переизлучение радиоволн неоднородно-
стями тропосферы, которые находятся не только © приземном слое,
но и на больших высотах. Безусловно, изменение интенсивности и
взаимного расположения этих неоднородностеи сравнительно
слабо связано с изменениями приземных значений Л^з и,
следовательно, корреляция между N3 и потерями, определяемыми
влиянием этих неоднородностеи, в отдельных случаях может
отсутствовать. Не удивительно поэтому, что лучшие результаты получаются
при прогнозировании изменения средних за длительный период
значений потерь по соответствующим усредненным значениям N3.
Следует отметить, что даже при указанном выше усреднении
связь между величинами потерь и N3 зависит от ряда факторов,
в частности протяженности трассы и географического района.
Поэтому с целью повышения точности прогнозирования проводятся
специальные работы, направленные на выявление зависимости
коэффициента соответствия от упомянутых факторов. Найдена
зависимость коэффициента соответствия от протяженности трассы
для территории СССР. Установлено, что величина коэффициента
соответствия уменьшается с увеличением расстояния от значений
0,6—0,8 до значения, примерно равного 0,3 [1]. Для территории
США коэффициент соответствия оказывается значительно
меньшим— в пределах 0,2—0,4. Указанная разница связана с отличием
пределов изменения N3 в зависимости от географических районов
для СССР и США. Величина N3 на территории США изменяется
•в больших пределах, чем на территории СССР. Так, например, в
июле значение N3 по территории США изменяется от 260 до 390
N единиц. Еще большие пределы изменения N3 наблюдаются на
более низких широтах, особенно в странах с тропическим
климатом, например на территории Индии. Условия ДТР в таких
странах, особенно в прибрежных районах, вообще существенно
отличаются от тех условий, которые имеют место в континентальных
районах умеренных широт. Они характеризуются значительным
уменьшением потерь за счет увеличения случаев появления
сверхрефракции и отражений от инверсионных слоев [22].
7*6 Ю. И. Давыденко *^5

Значительное увеличение роли отражающих слоев и связанное
с этим уменьшение потерь наблюдаются также в прибрежных
районах других стран, в том числе в Канаде и странах западной
Европы. Это же относится и к смешанным трассам, проходящим над
сушей и морем. Как показали проведенные в последнее время
исследования, на смешанных трассах западной Европы корреляция
между изменениями уровня сигнала и изменениями N3 слишком
слабая [23]. В то же время обнаружена хорошая корреляция
уровня сигнала с образованием в тропосфере отражающих слоев.
Более эффективными являются низкорасположенные слои. При
этом малые по размерам, но интенсивные слои значительно
эффективнее больших, но расплывчатых слоев. Потери на смешанных
трассах также оказываются заметно меньше, чем на сухопутных
трассах.
Из всего сказанного можно сделать вывод о том, что развитие
методов учета влияния климатических условий на ДТР должно
идти по двум основным направлениям. По-видимому, нужно
продолжать работы, направленные на более детальное изучение связи
потерь со значениями N3 и на определение коэффициентов
соответствия для различных по протяженности трасс в разных
географических районах. В первую очередь это относится к сухопутным
трассам в тех районах, где наблюдается хорошая корреляция
потерь и N3. В то же время нужно вести исследования по
определению других более общих и гибких параметров, которые позволили
бы достаточно точно учитывать влияние самых разнообразных
климатических условий, в том числе условий, при которых
основную роль приобретают отражения от инверсионных слоев и
сверхрефракция.
§ 4.5. ВЛИЯНИЕ ЗЕМНОЙ ПОВЕРХНОСТИ НА УРОВЕНЬ
ПРИНИМАЕМОГО СИГНАЛА
Земная поверхность оказывает большое влияние на уровень
принимаемого сигнала при ДТР. Оно сводится прежде всего к
ослаблению радиоволн, распространяющихся между передающей, а
также приемной антеннами и объемом переизлучения, следствием
чего является довольно резкая зависимость потерь на трассе от
углов закрытия горизонта антенн. Кроме того, земная поверхность
играет существенную роль в формировании диаграмм
направленности антенн, особенно при малых (сравнимых с длиной волны X)
высотах подъема антенн h. В последнем случае может иметь место
h
значительное увеличение потерь с уменьшением отношения —.
Рассмотрим указанные зависимости более подробно. Будем
вначале считать, что земная поверхность представляет собой гладкую
сферу с радиусом, равным эквивалентному радиусу Земли аэ=
= 8500 км, а отношение -т- достаточно велико и дополнительное
146

ослабление, обусловлейное влиянием Земли на диаграммы антенн,
отсутствует. В этом случае прямая видимость между антеннами и
нижней частью объема переизлучения будет ограничиваться
выпуклостью земной поверхности (рис. 62). Обычно считают, ч-то
плоскости, касательные к земной поверхности, одна из которых
проходит через передающую, а другая через приемную антенны,
являются граничными плоскостями, ниже которых поле отсутст-
Рис. 62. К определению влияния Земли при дальь
нем тропосферном распространении
вует. Однако такое представление можно использовать только в
качестве первого приближения. Следует учитывать, что в области
полутени, т. е. при высотах над Землей h<hx (см. рис.62),
дифракционное ослабление поля с уменьшением h возрастает, но при
этом поле в соответствии с дифракционной теорией убывает
сравнительно медленно (см. § 3.3.) и в то же время оно заметно
возрастает за счет уменьшения угла рассеяния 6. В освещенной же
области, т. е. на больших высотах над Землей, в соответствии с теорией
распространения радиоволн в освещенной области над
сферической земной поверхностью поле должно иметь интерференционную
структуру (см. § 3.1). Полная картина изменения поля с высотой
в объеме переизлучения только за счет влияния земной
поверхности показана на рис. 62.
Vrf*
147

Для того чтобы учесть влияние Земли на уровень
принимаемого сигнала и выяснить, какую при этом роль играет область
полутени, нужно учесть реальное изменение поля с высотой
надземной поверхностью. Приближенно это можно сделать в рамках
теории рассеяния, воспользовавшись приведенными выше
результатами расчета поля в освещенной области и области полутени.
В соответствии с формулой (4.8) для дополнительных потерь,
обусловленных рассеянием радиоволн турбулентными неоднород-
ностями тропосферы, можем записать
W = R*\^lQ*{h)?1?2dV. (4.26)
где Q{h) — функция, учитывающая изменение поля с высотой за
счет влияния Земли в объеме переизлучения;
рЬ2 — характеристики направленности передающей и
приемной антенн (по мощности).
На основании имеющегося экспериментального материала
можно полагать, что коэффициент рассеяния v(9) в среднем обратно
пропорционален пятой степени угла рассеяния и прямо
пропорционален первой степени длины волны. Это соответствует в
формуле (4.11) значению индекса обобщенной корреляционной
функции //=1. Как уже указывалось, входящая в (4.11) величина и.н-
тенсивности флюктуации электрической проницаемости (Ае).2
уменьшается с высотой подъема над земной поверхностью. По
современным представлениям это уменьшение происходит
достаточно медленно. В среднем изменение (Ае)2 с высотой
аппроксимируется степенной зависимостью [1]:
(Ai)2 = ^-,
При /72 = 0,16.
Предельный случай наиболее быстрого убывания (Ае)2 с
высотой соответствует значению m^l. В дальнейшем мы будем
рассматривать этот предельный случай, так как, по-видимому, при
оценке влияния Земли он представляет наибольший интерес.
С учетом изложенного, из (4.26) и (4.11), полагая для упроще-
ния, что sin2x=l и ri = r2 = -2> а также считая, что антенны имеют
одинаковые характеристики направленности pi = p2 = p, получим
v
где В — коэффициент, объединяющий все параметры, не
изменяющиеся с высотой над земной поверхностью.
Будем считать, что высоты антенн одинаковы и равны Ла, а оси
антенн ориентированы под оптимальным углом возвышения, соот-
148

ветствующим высоте h\ (рис. 62). Произведение характеристик
направленности антенн в вертикальной плоскости аппроксимируем
двумя экспонентами:
р» =«-**-*•> для h>h£ (4.28)
р2 = ^(А-А.) для A<Ai>
где Ч^-ЩЬЩ-'
а— раствор диаграммы направленности антенн по
половинной мощности.
Такая аппроксимация соответствует равенству площадей,
находящихся «внутри» экспоненты и «внутри» гауссовой' кривой,
достаточно точно описывающей характеристику антенны в пределах
главного лепестка диаграммы направленности. Надо сказать, что
диаграммы направленности в вертикальной плоскости не очень
узконаправленных антенн, обычно применяющихся на
радиолиниях ДТР (а>1,5-г-2°), незначительно сказываются при учете
влияния Земли на величину потерь, поэтому принятая выше
аппроксимация является оправданной. Влиянием диаграммы
направленности указанных антенн в горизонтальной плоскости вполне
можно пренебречь, так как объем переизлучения в
горизонтальном направлении значительно сильнее ограничивается за счет
изменения угла рассеяния, чем за счет диаграмм направленности
антенн. Так, например, расчеты показывают, что если при а = 2°
мощность сигнала на краю объема переизлучения только из-за
влияния диаграммы направленности уменьшится в два раза, то
за счет «диаграммы рассеяния» мощность сигнала при
соответствующем изменении угла рассеяния на трассе протяженностью
200 км уменьшится в 18 раз [24]. Заменим в (4.27) интегрирование
по объему интегрированием по высоте А, поместив начало отсчета
в точке С и разбивая объем на верхнюю и нижнюю части, как это
показано на рис. 62. Учитывая изложенное выше, ширину объема
переизлучения w будем считать постоянной. Принимая
зависимость v(9) от угла рассеяния в горизонтальном направлении та-
А
кой же, как и в вертикальном v(0) = -^r, найдем w из условия,
что v(9) на краю переизлучения в целое число раз п меньше, чем
в центре:
w
=i?V*4-'-
Тогда объем
V^hzR]/ л5 —1
7 Ю. И. Давыденко
149

dV = 2hR у пъ — Idh.
(4.29)
Найдем теперь связь угла рассеяния 9 с высотой А.
Основываясь на простых геометрических соображениях, вытекающих из
рис. 62, можно записать
e«4-(* + *o)- (4.зо)
С учетом (4.28), (4.29) и (4.30) формула для W будет иметь
вид
к
W = RW\
(4.31)
Первый интеграл в этом выражении охватывает область
полутени и тени, а второй — освещенную область.
Функция, учитывая изменение поля с высотой в области
полутени и тени в соответствии с § 3.3, может быть представлена в
следующем виде (3.54):
Qi(A) = Ko(1-t£), (4-32)
где VQ—значение множителя ослабления поля свободного
пространства на границе тени в децибелах;
Н— просвет;
Н0—значение просвета, соответствующее разности хода
прямого и отраженного лучей, равной -g-.
Для рассматриваемого случая будут справедливы следующие
приближенные равенства (рис. 62):
H^h— h0;
Н0 s A, — А0. (4.33)
Кроме того, нетрудно показать, что
4
Для освещенной области, принимая значение коэффициента
отражения |Ф|=1, на основании (3.28) и (4.33) будем иметь
Q2(A) = 2sin-f-£^gi. (4.35)
150

Подставляя в (4.31) выражения (4.32) и (4.35), получим
J (»+*)■ dh +
W=RiM
V\e "'-"'
л.
(Ao + Л)6
(4.36)
Решая интегралы, входящие в эту формулу, и опуская
промежуточные довольно громоздкие выкладки, после ряда упрощений
можно записать
W = &М { V\ 2цй!Гн0У + Т 71%"(А,+А0) Г h <А° + Ai)J} • (4-37>
где Л1 — постоянный коэффициент;
«р=Ч-^; (4-38)
^W=e_;r(^r—^F + lf5-)-^(-^); (4-39)
Я(К)—интегральная показательная функция.
Аналогичную формулу можно получить для более простого
случая, когда влияние Земли на изменение поля в объеме
переизлучения не учитывается и, следовательно, функции Q\(h) и Q2(AJ в
выражении (4.31), а также последующих формулах опущены и,
кроме того, считается, что нижняя точка объема переизлучения
(начало отсчета) находится на высоте й0.
Проведенный последовательный учет влияния земной
поверхности приводит к некоторому увеличению расчетных значений
принимаемой при ДТР мощности сигнала по сравнению с
соответствующими значениями, полученными для случая, когда влиянием Земли
на изменение поля в объеме переизлучения пренебрегают. При
этом основной вклад в величину принимаемой мощности вносит
область полутени, лежащая вблизи высоты h\.
Указанное обстоятельство должно также сказываться и на
величине дополнительных потерь, обусловленных влиянием рельефа
местности.
Рассмотрим, каким образом можно учесть влияние
неровностей, вызывающих закрытие горизонта передающей и приемной
антенн.
Как было показано в § 3.3, подавляющее число препятствий,
встречающихся при работе подвижных УКВ радиостанций в сред-
непересеченной местности, можно аппроксимировать участками
сферической поверхности с последующим расчетом поля по
дифракционным формулам. При этом множитель ослабления является
функцией только двух величин р. и £, определенным образом свя-
7*
151

занных с параметрами трассы. Для рассматриваемого случая
(рис. 62) из (3.64) и (3.67) получим
<=i-7^; (4-4°)
,^1,44-^4-, (4-41)
Х6г12
где г — радиус аппроксимирующей сферы.
Величина потерь может быть вычислена по формуле,
аналогичной (4.32):
V=V,(1-C),
где Vb—значение множителя ослабления на границе тени
препятствия.
С помощью приведенных формул и графика (рис. 49) можно
определить, как изменится величина потерь, если на трассе вместо
гладкой сферической Земли появится препятствие с другим
эквивалентным радиусом. Ясно, что помимо изменения величины
дифракционного ослабления, появление на трассе препятствия
приведет к изменению угла рассеяния б. Как вытекает из рис. 4.62
и формулы (4.30), новое значение угла рассеяния будет равно
6' = 6 + 81 + 82--1-[А + А0+(81 + 82)4], (4.42)
гДе 81в2 — угол закрытия соответственно для передающей и
приемной антенн.
Практически учет изменения угла рассеяния сводится к замене
D
в выражении (4.37) величины А0 на величину А0 + — А и величи-
ны h\ — на Aj + ^A, где A=8i +82 — сумма углов закрытия для
передающей и приемной антенн. Итак, мы знаем величину потерь
в случае гладкой сферической Земли (4.37) и можем оценить
величину потерь при появлении на трассе препятствий. Искомая
величина ослабления, обусловленного влиянием рельефа, будет
равна
L, = -%, (4.43)
где Wi — значение ослабления принимаемой мощности,
найденное по аналогии с (4.37) при наличии на трассе
неровностей.
152

С учетом изложенного выражение для Lp будет иметь вид
(4.44)
где Sp.5 = v)--^tt0-
Поскольку основное влияние на величину потерь оказывает
область полутени, то практически без особых погрешностей
вторыми членами в числителе и знаменателе выражения (4.44)
можно пренебречь.
Тогда
^р(л! + Ло + 4А)2
Lp = К^.5(Л1 + Ло)2Д1п^-1пП) • (4'45)
Строго говоря, эта формула справедлива для случая, когда
вблизи приемного и передающего пунктов находятся одинаковые
препятствия, вызывающие одно и тоже ослабление на границе
тени К6> Как показывает анализ, отличие препятствий на
передающем и приемном пунктах трассы нетрудно учесть. Для этого
достаточно в (4.45) заменить V\ на V£V£ и In V8 на ^lnV6-\-
+ -^-1пК8 где Vb и Vs —ослабления на границе тени
препятствий соответственно передающего и приемного пунктов.
Отметим, что учет влияния каждого конкретного препятствия,
вызывающего закрытие горизонта передающей или приемной антенны,
связан с необходимостью определения для него радиуса
аппроксимирующей сферы, что на практике является довольно трудной
.задачей, особенно в случае применения мобильных станций,, когда
времени на снятие профиля трассы и уточнения его с помощью
рекогносцировки не остается. К тому же следует иметь в виду, что
изменения радиуса г <в довольно больших пределах незначительно
сказываются на величине Vb (4.41). Поэтому в качестве первого
приближения при определении V6 можно воспользоваться
среднестатистическими значениями радиуса кривизны препятствия в
зависимости от длины волны. Такие среднестатистические значения г
были получены в результате специального изучения влияния
неровностей рельефа среднепересеченной местности на ослабление
радиоволн дециметрового и сантиметрового диапазонов.
В табл. 4.1 приводятся указанные значения г и
соответствующие им величины Vv
153

Таблица 4.1
\ (см)
г (км)
V*
3
130
0,282
7
300
0,246
18
2000
0,133
70
4000
0,063
Следует отметить еще одно обстоятельство, относящееся к
формулам (4.44) и (4.45). При их выводе углы закрытия Si и §2
определялись по отношению к гладкой сферической земной
поверхности, в то время как на практике углы закрытия ft и (32 обычно
определяются по отношению к горизонтальной линии,
проведенной через центр передающей или приемной антенны. Легко
установить следующие соотношения между величинами 8i,2 и (3lj2
(рис. 63, а):
*u = Pu+?i.i = Pu + /S. (4.46)
При равных высотах антенн Ла суммарный угол закрытия А,
входящий в (4.45), равен
• A = 8i + 8, = Pi+P, + 2/^. (4.47)
На трассах антенны, как правило, устанавливаются на
возвышенностях. Если высоты этих возвышенностей меньше высот
препятствия, то на ослабление радиоволн будет оказывать влияние
верхняя часть препятствия, равная разности указанных высот АЛ
(рис. 63,б). Если же высоты возвышенностей больше высот
препятствий, то будет иметь место выигрыш в величине
принимаемого сигнала по сравнению с гладкой сферической Землей и
величина Lp, выраженная в децибелах, будет отрицательной. Для
этого случая при равных высотах антенн угол Д = Si +S2, входящий
в (4.44) и (4.45), будет отрицательным (рис. 63, в).
Из формулы (4.45) следует, что дополнительное ослабление Lp
зависит от многих параметров: A==8i +S2, R, аэ, Аа, X и г; однако
наибольшее влияние на величину Lv оказывают изменения углов
закрытия А и протяженности трассы /?. В том случае, когда
дополнительные потери, обусловленные неровностями рельефа,
определяются при работе в среднепересеченной местности не по
отношению к потерям для гладкой сферической земной поверхности, а
по отношению к потерям в той же среднепересеченной местности
при углах закрытия, равных нулю, следует считать V0-=V6.
154

j3f>0.&>0
0i<O. 8<>0 pt40, 8,<0
Рис. 63. К определению влияния углов закрытия
СП
ел

Поэтому формулы (4.44) и (4.45) упрощаются. В частности,
вместо (4.45) будем иметь
^Р=[1+2Т^)]2- (4-48)
График зависимости величины Lp от Д для различных
значений R приведен на рис. 64. При расчетах значения остальных па-
-0,4-0,2 0 0,2 0Л 0,6 0f8 1,0 1,2 1,4 1,6 1.8 2f0 2,2 2,*» 2,6
Рис. 64. Зависимость потерь, обусловленных влиянием неровностей
рельефа, от суммарного угла закрытия
раметров, определяющих Lp, были приняты равными: ^ = 7 см,
А8 = 5,5 м, аэ = 8500 км. Из графика видно, что потери,
обусловленные влиянием рельефа, монотонно возрастают с увеличением
суммарного угла закрытия Д при фиксированном расстоянии R и
уменьшаются с ростом R при фиксированном значении Д.
Указанные зависимости являются нелинейными: потери Lp быстрее растут
при малых углах закрытия и малых расстояниях.
Расчеты показывают, что имеется также некоторая частотная
зависимость Lp: с увеличением длины волны дополнительные по-
156

тери Lp уменьшаются. Физически это можно объяснить
уменьшением с длиной волны дифракционного ослабления поля в области
полутени, вызываемого препятствием. Степень изменения Lp при
изменении X в довольно широких пределах сравнительно невелика,
поэтому практически частотную зависимость Lp можно не
учитывать.
Расчетные значения Lp, найденные вышеописанным способом,
сравнивались с результатами экспериментов, проводившихся на
трассах среднепересеченной местности с различными углами
закрытия. Измеренные величины Lv вполне удовлетворительно
соответствуют расчетным [25].
Таким образом, с помощью формул (4.45) и (4.48) или
графиков, аналогичных приведенному на рис. 64, можно оценивать
влияние неровностей рельефа на реальных трассах. При этом
необходимо иметь в виду, что полученные расчетные значения Lp
следует рассматривать как некоторые усредненные за большой
промежуток времени значения дополнительного ослабления,
вносимого рельефом. Поскольку величина Lp определялась как
отношение потерь при отсутствии и при наличии на трассе препятствий
для всех прочих равных условий, то зависимость Lp от
метеорологических параметров должна быть незначительной. Вместе с тем
в отдельных случаях, когда изменение рассеивающих свойств
тропосферы с высотой будет сильно отличаться от принятого при
выводе формул (4.45) и (4.48) или когда на трассе будет
преобладать не рассеяние, а другие факторы распространения,
наблюдаемые значения Lp могут отличаться от значений, полученных
в результате расчетов по указанным выше формулам. Например,
при отражении радиоволн от слоистых неоднородностей
тропосферы величины Lp, очевидно, будут лучше соответствовать
значениям, рассчитанным для этого случая в работе [1].
Остановимся теперь на влиянии высот подъема антенн Ла.
Известно, что за счет отражения радиоволн от земной поверхности
диаграмма направленности антенн становится лепестковой (см.
§ 3.1, -рис. 29). При малых углах скольжения, которые играют в
рассматриваемом случае наибольшую роль, приемная антенна, как
и передающая, находится на нижнем скате первого
интерференционного лепестка. В этой зоне, расположенной вблизи границы
между освещенной областью и областью полутени, поле
существенно ослабляется земной поверхностью. В освещенной области
это ослабление происходит из-за того, что отраженная волна
приходит почти в противофазе с прямой волной, а в области
полутени— вследствие того что начинает сказываться дифракционное
ослабление, вносимое земной поверхностью. При уменьшении
высоты Ла ослабление увеличивается (антенна как бы скатывается
по нижнему склону лепестка). Чем меньше отношение —j-, тем
сильнее уменьшается уровень принимаемого сигнала.
Описанный механизм влияния высоты подъема антенн приДТР
157

в действительности оказывается более сложным, так как с
изменением h& изменяется также и угол рассеяния. Кроме того, в самом
процессе формирования диаграмм направленности антенн
большую роль играют неровности рельефа местности вблизи конечных
пунктов трассы. Строгий учет влияния изменений h& на величину
потерь связан с большими трудностями, поэтому приведем
результаты приближенных оценок, полученные е работах [26] и [27].
В указанных работах предполагается, что отражение
радиоволн на трассах ДТР происходит таким же образом, как и при
распространении над плоской поверхностью при значении
коэффициента отражения Ф = — 1. Поэтому в качестве исходной
принимается формула (3.28), которая соответствующим образом
подставляется в выражение для ослабления мощности принимаемого
сигнала, аналогичное (4.26).
П
20
18
16
II
\\
V
\\
А
\\
\\
ш*
ч$00
^ЗОО4
ч^50
R=10
Зкм
to
6
6
U
г
о
01 23456789 10 11 12
г.
Рис. 65. Зависимость потерь от отношения высоты^
антенны к длине волны для различных расстояний
Сравнивая вычисленные таким способом величины потерь, от-
К
носящиеся к малым значениям отношения у-, со значениями
потерь для больших -А, при которых изменение этого отношения
практически не сказывается, получают функцию дополнительных
158

потерь Lh. На рис. 65 построен график зависимости указанной «ве*
личины Lhi a от параметра ~^~ для различных значений
протяженности трассы. Из графика видно, что при малых высотах антенн Аа,
сравнимых с X, дополнительные потери Lh оказываются
значительными. На практике такие малые значения отношения -у-
встречаются сравнительно редко, главным образом в диапазоне
метровых волн. В сантиметровом диапазоне и коротковолновом
участке дециметрового диапазона, которые чаще всего
встречаются на радиолиниях ДТР, дополнительные потери Lh не должны
возникать, так как электрический центр приемной и передающей
антенн обычно находится на высотах, значительно превышающих
длину волны, несмотря на то что эти антенны, как правило,
размещаются вблизи земной поверхности. Поэтому при
экспериментальных исследованиях ДТР, проводившихся в сантиметровом и
дециметровом диапазонах, сколько-нибудь заметной определенной
зависимости потерь от высоты подъема антенн обнаружено не
было.
Заметим, что ib большинстве случаев по результатам
упомянутых исследований вообще нельзя сделать достоверных выводов,
так как измерения потерь в зависимости от высоты подъема
антенн были либо единичными, либо сравнительно
кратковременными, а для однозначного определения дополнительных потерь,
которые являются случайными величинами,- значительно
изменяющимися при изменении метеорологических условий, необходимы
достаточно длительные измерения.
Следует также отметить, что результаты указанных выше
теоретических работ нельзя считать достаточно строго
обоснованными, так как исходная интерференционная формула (3.28) при
очень малых высотах антенн оказывается неприменимой, а в той
области, где эта формула применима, она справедлива для
слишком идеализированных условий (гладкая плоская земная
поверхность, коэффициент отражения Ф=—1).
Таким образом, приведенная на рис. 58 зависимость Lh от
параметра -у- может быть использована лишь для ориентировочной
расчетной оценки дополнительных потерь, которые могут
возникнуть в метровом диапазоне еолн при небольших высотах подъема
антенн.
§ 4.6. ПОТЕРИ УСИЛЕНИЯ АНТЕНН ПРИ ДТР
Выше уже говорилось о том, что потери усиления антенн
связаны с неравномерным распределением амплитуд и фаз в рас-
крыве антенны, вследствие чего усиление антенны полностью не
реализуется. Указанная неравномерность вызывается непрерывным
изменением углов прихода волн, переизлучаемых отдельными не-
однородностями. К объяснению потерь усиления можно подходить
и с других позиций.
159

В § 4.1 было показано, что уровень принимаемого сигнала при
ДТР пропорционален объему переизлучения (формулы 4.8 и 4.22).
Физически это понятно, так как с увеличением объема
переизлучения увеличивается и число неоднородностей, участвующих в
процессе рассеяния и отражения радиоволн. При широких
диаграммах направленности антенн весь эффективный объем
переизлучения тропосферы, т. е. объем призмы CDME (см. § 4.1,
рис. 51), «укладывается» в объеме, образованном пересечением
пространственных диаграмм направленности антенн. В этом
случае диаграммы антенн не ограничивают естественного объема
переизлучения тропосферы и величина принимаемого сигнала будет
пропорциональна коэффициентам их усиления. Если на радиолинии
будут применяться антенны с узкими диаграммами
направленности, то объем, образованный их пересечением, окажется меньше
эффективного объема переизлучения тропосферы (меньше объема
призмы CDME), поэтому уровень принимаемого сигнала
уменьшится. При этом пропорциональность между величиной сигнала
и усилением антенн нарушается и рост сигнала с увеличением
направленности антенн замедляется. Это равносильно тому, что
усиление антенн оказывается меньше значений, которые
наблюдались бы в условиях свободного пространства, т. е. равносильно
появлению потерь усиления антенн.
Нужно отметить, что оба подхода к объяснению потерь
усиления антенн связаны между собой и по существу являются
различными способами описания одного и того же явления.
Таким образом, потери усиления антенн Аа можно определить
как отношение эффективного объема переизлучения
тропосферы КЭф к объему, образованному пересечением узких диаграмм
направленности антенн V. В соответствии с формулами (4.14)
и (4.21) для одинаковых передающей и приемной антенн это
отношение равно
К = ^= Г . (4.49)
У 12*Ч2ертагор
Учитывая, что на радиолиниях дальней тропосферной связи
чаще всего применяют антенны с одинаковой шириной диаграммы
направленности в вертикальной и горизонтальной плоскостях (а),
последнюю формулу можно представить в следующем виде:
A.-i(£)'--frW- <4-w>
Из этой формулы следует, что потери усиления антенн резко
возрастают с увеличением протяженности трассы и уменьшением
ширины диаграмм направленности антенн, а следовательно, и с
ростом усиления антенн. К настоящему времени проведено
большое число экспериментальных исследований потерь усиления
антенн, которые в общем подтверждают вытекающие из (4.50)
закономерности.
160

Анализ результатов измерений показывает, что величина Да в
большинстве случаев растет с увеличением длины трассы до рас-
стоянии 500—600 км, монотонно увеличивается с увеличением
суммарного (в децибелах) усиления передающей и приемной
антенн, а также увеличивается с увеличением отношения —.
Зависимость от длины волны обнаружить не удалось. Потери
усиления оказываются заметными в том случае, если суммарное
усиление антенн Gx (d6)+G2 (дб) превышает 60 дб. Величину Да
можно оценить с помощью следующей эмпирической
зависимости [16]:
Ae(dtf)-3 + 2;5(i) при 0,5<А<7. (4.51)
На рис. 66 показан построенный по этой формуле график и
приведены результаты измерений потерь усиления антенн с учетом
соотношения (4.60). Как
видно из рис. 66,
имеющиеся
экспериментальные данные отличаются
большим разбросом. Это
связано, по-видимому, со
статистической природой
потерь усиления антенн.
Специальные
исследования показали, что
действительно потери усиления
изменяются во времени.
Весьма значительными
оказываются сезонные
изменения потерь усиления
антенн: потери усиления
оказываются
наибольшими в периоды низких
уровней принимаемого
сигнала.
Следовательно, по формуле (4.51) можно определить лишь
некоторые средние величины потерь усиления антенн, а отдельные
измерения могут давать значения Да, существенно отличающиеся
от расчетных. Одной из причин большого разброса
экспериментально найденных величин Да является также различная
постановка измерений. Наиболее правильным способом измерения
потерь усиления антенн следует считать способ, основанный на
сравнении уровней принимаемых сигналов, полученных при работе на
малые передающую и приемную антенны, которые имеют широкие
диаграммы направленности с уровнями сигналов, полученными при
работе на большие антенны с узкими диаграммами
направленности (рис. 67). При этом под потерями усиления антенн в соответ-
Л,06
20
15
to
1 •
1
• •
•
»
•
•
•
•
•
•
•
1
J
ct
Рис. 66. Зависимость потерь усиления антенн
от отношения угла рассеяния к ширине
диаграммы направленности
161

ствии с рекомендациями IX пленарной ассамблеи
Международного консультативного комитета по .радио (МККР) понимается
величина
К № = ot (дб) + о, (дб) - opd (дб\
(4.52)
где
Qt и Gr — коэффициенты усиления передающей и приемной
антенн в свободном пространстве;
G
Pd
суммарный коэффициент усиления этих антенн
на трассе ДТР, найденный при замене
исследуемых антенн изотропными или эталонными
малыми антеннами с широкими диаграммами
направленности.
Рис. 67. Один из основных способов измерения потерь
усиления антенн
Этому определению также близко соответствует и другой
вариант (рис. 68), когда производится сравнение уровней сигналов
при работе на малые передающую и приемную антенны с
уровнями сигналов, наблюдающихся при замене одной передающей
1/%деф0з|——(>
*\ г- л
Рис. 68. Возможный вариант измерения потерь
усиления антенн
или приемной антенны большой антенной с узкой диаграммой
направленности. В этом случае потери усиления совокупности малой
и большой антенн практически сводятся к потерям усиления одной
большой антенны (формула 4jSlt).
162

К сожалению, большое число экспериментов проведено по
схеме рис. 69, что непосредственно не дает возможности найти потери
усиления антенн, соответствующие выражению (4.52).
[Ядарт] С
гг—л
I \Приемн\
Рис. 69. Распространенная схема измерений, не
позволяющая непосредственно определить потери усиления
антенн
Таким образом, потери усиления определяются для
совокупности передающей и приемной антенн. На практике часто
необходимо знать, как распределены потери усиления между отдельными
антеннами, установленными на радиолинии. Для выяснения этого
вопроса сравним величину Аа, определяемую формулой (4.50), с
величиной Afll равной отношению эффективного объема
переизлучения тропосферы КЭф к соответствующему объему, образуемому
одной узконаправленной антенной V\\
Д*,=-
vt
эф
(4.53)
Объем V\ можно найти следующим образом. Будем считать,
что узконаправленной является передающая антенна, которая
имеет одинаковую ширину диаграммы а в горизонтальной и
вертикальной плоскостях (рис. 70). В эффективном объеме
тропосферы (объем призмы CDE) «вырезает» усеченный конус CfpE
(на рис. 70 заштрихованная область). Вычислим объем
равноценного ему усеченного конуса nlkb как разность объемов общего
конуса Akb (V) и не доходящего до объема переизлучения
конуса Aln (V").
Объем общего конуса
V = -$-(a1l>)*(Ad+da1).
Объем второго конуса
Vf'=-Z-(dnyAd.
(4.54)
(4.55)
Длину отрезка Ad приближенно можно считать равным —.
163

Тогда
. R , a Ra
dfl= — tg — = — •
(4.56)
Искомый объем V\ с учетом приведенных выражений
оказывается равным:
Рис. 70. К определению потерь усиления антенн для
случая, когда только одна из них является
узконаправленной
Считая, что
daxQ*CE<
sin-
4 »
получим следующее приближенное выражение для эффективного
объема переизлучения, образованного одной узконаправленной
антенной:
V* ~~ 12,8 *
Потери усиления для рассматриваемого случая равны
Л — Уэф - & — 1 ( Qo V
• ' ~ К, ~" 7,5^а2 " 7,5 \ а / '
(4.58)
(4.59)
164

Сравнение величин Да и Да, показывает, что потери усиления
нельзя делить поровну между передающей и приемной антеннами.
Уже одна антенна сильно ограничивает объем переизлучения, и
переход к двум антеннам дает лишь сравнительно небольшую
добавку к потерям усиления одной антенны.
Определим отношение потерь усиления Да и Да, выраженных
в децибелах:
Afli (дб) g 2,8а __2_
(4.60)
2
Таким образом, на долю одной антенны приходится около -«-
общих потерь усиления, выраженных в децибелах.
Несмотря на то что проведено уже большое число
исследований потерь усиления антенн, многие вопросы окончательно не
выяснены. К ним в первую очередь следует отнести: значения потерь
усиления антенн на трассах протяженностью более 500 км и их
зависимость от метеорологических условий.
165

л
ГЛАВА V
РАСЧЕТ РАДИОЛИНИЙ ДТР И ВЫБОР ПУНКТОВ
РАЗМЕЩЕНИЯ АНТЕНН
§ 5.1. МЕТОДИКА РАСЧЕТА
Цель расчета — правильный выбор трасс радиолиний и
пунктов размещения станций на местности, в результате которого при
заданной протяженности радиолинии обеспечивается требуемая
надежность связи.
Как указывалось в § 2.4, расчет сводится к определению по
величине энергетического потенциала М предельно допустимого
значения дополнительных потерь £пред и сравнению его со значениями
дополнительных потерь Lfl0n, вычисленными для заданной
протяженности радиолинии и надежности связи с учетом всех
особенностей распространения радиоволн (формулы 2.17—2.21). Таким
образом, еесь расчет разбивается на два этапа:
— определение £Пред по энергетическим параметрам
аппаратуры и протяженности трассы;
— вычисление 1доп на реальных трассах и сравнение 1доп
с £Пред (определение запаса высокочастотного уровня S).
Методика расчета несколько различна для тропосферных
линий прямой связи и для тропосферных радиорелейных линий.
Кроме того, окончательный вид расчетных формул зависит от
типа модуляции, назначения радиолиний и режима работы
(телефонный режим, режим передачи двоичных сигналов).
Дальнейшее изложение будем вести применительно к
многоканальным линиям с частотной модуляцией и частотным
разделением каналов, которые получили наибольшее распространение.
Рассмотрим отдельно телефонный режим и режим передачи
двоичных сигналов.
В телефонном режиме надежность и качество связи на
радиолинии оцениваются по отношению мощности сигнала к мощности
шума на выходе (точнее, в телефонном канале) оконечной
станции. В практике радиорелейной связи принято оценивать
качество связи не отношением мощностей сигнала и шума в канале, а
величиной мощности шума в точках, где уровень сигнала известен.
т

Чаще всего мощность Шума определяют в точке с нулевым
относительным уровнем, т. е. ib такой точке канала, в которой сумма
всех затуханий, действующих в канале, равна сумме всех
усилений, введенных в него, или, другими словами, в которой уровень
приема равен уровню передачи на его входе. При оценке
мощности шума пользуются понятием псофометрической мощности
шума, представляющей собой некоторую эквивалентную мощность
шума частотой 800 гц, которая создает такую же помеху
телефонному разговору, как и действующая в канале мощность шума.
Существуют определенные нормы на допустимый уровень шума
Ан.доп в телефонных каналах тропосферных радиолиний,
основанные на рекомендациях МККР. Рекомендации МККР относятся к
передаче многоканальной телефонии по гипотетической эталонной
радиорелейной тропосферной линии протяженностью 2500 км [28].
Для такой линии нормируются следующие значения мощности
шума в телефонных каналах в точке с нулевым относительным
уровнем:
— среднеминутная псофометрическая мощность шума может
превышать 25000 пет в 20% времени любого месяца;
— среднеминутная псофометрическая мощность шума может
превышать 63 000 пет в течение 0,5% времени любого месяца.
Если длина радиолинии меньше 2500 км, то время, в течение
которого допускается превышение допустимой величины шума,
должно быть уменьшено пропорционально уменьшению
протяженности линии.
Второе условие является более жестким. Анализ распределения
глубины замираний на трассах ДТР показывает, что при
выполнении второго условия в большинстве случаев выполняется и
первое. Поэтому за допустимое значение среднеминутной мощности
шума можно принять величину Яш. Доп = 63 000 пет (в этом случае
отношение сигнал/шум должно составлять 4,7 неп, или 42 дб по
отношению к 1 мет). Эта величина может быть превышена только
в 0,5% любого месяца года. Поскольку самым неблагоприятным
периодом года при ДТР является зима, то все расчеты должны
производиться для худшего зимнего месяца.
Нормы на допустимый уровень шума для подвижных
войсковых тропосферных радиолиний отличаются от приведенных выше
норм. Они обычно устанавливаются отдельно для каждого типа
радиолинии, исходя из возможностей аппаратуры этой радиолинии
и ее назначения. При расчетах подвижных войсковых радиолиний
удобнее исходить не из средних за минуту допустимых величин
мощности шума, а из допустимой мощности шума Ли. дот которая
может быть превышена в течение небольшого процента времени у
худшего зимнего (или любого другого) месяца. Если выбрать
достаточно малый процент времени у, то можно гарантировать
выполнение существующих норм на среднеминутные значения шума.
Для подвижных радиолиний нормы на допустимые величины шума
значительно ниже норм, рекомендуемых МККР. Считается, что
167

в режиме многоканальной телефонии на выходе подвижной
тропосферной линии в точке нулевого относительного уровня
допустимая мощность шумов должна составлять Рш, доп= 125 000 пет
/сигнал л - оп л- , ч
( ш =4,5 неп, или 39 об по отношению к 1 мет) или
35ОО00 пет (С^умЛ = 4>0 неп> или 35 дб). При этом шумы на
выходе радиолинии могут быть больше Рш. доп в течение у = 2%
или у = 5% времени данного месяца (надежность связи 98 или
95%).
Если шумы в канале будут больше Яш. доп, то это будет
приводить к ухудшению качества связи. При значительном увеличении
шумов по сравнению с допустимым значением речь может вообще
потонуть в шумах. Следовательно, на каждой трассе нужно
обеспечить такой уровень принимаемого сигнала, при котором
мощность шумов на выходе будет превышать допустимое значение
только в y% времени. Для этого каждая трасса радиолинии
должна выбираться таким образом, чтобы дополнительное
ослабление 1Доп было больше предельно допустимого значения 1пред лишь
в определенном, очень малом проценте времени.
Остановимся на расчете радиолиний, используемых за рубежом
при передаче двоичных сигналов. Наиболее эффективным
способом передачи информации с использованием двоичного кода
считается применение специальных станций, в которых
осуществляется непосредственная модуляция несущей двоичными
сигналами (станции цифровой связи). Иногда с целью повышения
эффективности тропосферных станций, предназначенных для
телефонной (телеграфной) связи, их также приспосабливают для
работы в указанном режиме непосредственной модуляции несущей.
Однако это встречает серьезные трудности и возможно далеко
не всегда. Поэтому в настоящее время передача двоичных
сигналов чаще всего 'ведется по телефонным каналам обычных
тропосферных станций. Надежность связи в этом случае оценивается по
коэффициенту потери достоверности, который не должен
превышать заданные значения в определенном проценте времени работы
радиолинии. Под коэффициентом потери достоверности Рош
понимают отношение числа искаженных или непринятых посылок ко
всем переданным. Обычно принимают, что для подвижных
тропосферных радиолиний при той же надежности связи, которая
задается для телефонного режима (98 или 95% времени зимнего
месяца), величина Р0ш не должна превосходить значение Ю-4
или Ю-3. Это означает, что только в у=2% или у = 5% времени
зимнего месяца (или в соответствующем проценте сеансов)
допускается увеличение Я0ш по сравнению с приведенными выше
значениями.
Передача двоичных сигналов на подвижных радиолиниях
ведется, как правило, сеансами длительностью от 5 мин до 1 ч. Ясно,
что в течение одного сеанса изменения уровня сигнала будут опре-
168

деляться только быстрыми замираниями. В то же время
изменение медианных за каждый сеанс значений уровня принимаемого
сигнала будет определяться медленными замираниями. Поэтому
при расчете радиолиний в режиме передачи двоичных сигналов
учет быстрых и медленных замираний целесообразно производить
отдельно.
Исходя из этого, предельно допустимое значение потерь £пред
следует вычислять по необходимому для обеспечения заданной
достоверности в течение каждого сеанса превышению
высокочастотного сигнала над шумами, при котором учитывается влияние
только быстрых замираний. Величину же потерь на трассе 1доп Для
заданной надежности связи нужно определять с учетом влияния
только медленных замираний.
Способы определения величин £Пред и Ьдоп для упомянутых
случаев непосредственной модуляции несущей и передачи двоичных
сигналов по телефонным каналам рассматриваемых тропосферных
линий (частотная модуляция, частотное уплотнение) даются ниже.
1. Определение предельного значения дополнительного
ослабления
А. Радиолинии прямой связи. Телефонный
режим
В соответствии с формулой (2.2^ величина £пред равна
отношению энергетического потенциала М к величине потерь в
свободном пространстве L0.
Определим связь энергетического потенциала с величиной
мощности шумов в телефонных каналах станции. Основной
составляющей шумов в канале тропосферной станции являются тепловые
или флюктуационные шумы. Для рассматриваемых
многоканальных ЧМ радиолиний с частотной модуляцией и частотным
уплотнением мощность шума в телефонном канале в точке с нулевым
относительным уровнем (для ширины полосы канала, равной
3100 гц, в случае, когда сигнал не опускается ниже порога)
определяется формулой
где /^ — эффективный коэффициент шума приемника;
Рвх—мощность сигнала на входе приемника;
FK — средняя частота канала;
Д/к — эффективная девиация частоты на канал.
Эта формула справедлива и для малого числа каналов п
(практически для л^>2). Из нее следует, что тепловые шумы при
постоянных параметрах аппаратуры целиком определяются
мощностью принимаемого сигнала. Так же как уровень принимаемого
сигнала, мощность тепловых шумов на выходе линии является
случайной функцией времени.
169

Подставляя в формулу (5.1) значение
п ' пер^пер^пр^пер^пр (КО\
^вх — TJ * \°'Z)
получим
Р —И/?2/
* ш. т <ri/v ^доп>
где
* пер^ ^пер^пр^пер^пр \ А/к /
Коэффициент Л, учитывающий параметры аппаратуры, связан
с величиной энергетического потенциала радиолинии М
соотношением:
м=шч>^ (54)
Помимо тепловых шумов, в телефонных каналах станции
неизбежно возникают нелинейные переходные шумы Рш.н. Они
вызываются, с одной стороны, нелинейностью характеристик
аппаратуры, а также отражениями в антенных фидерах и, с другой —
отражениями радиоволн от неоднородностеи тропосферы и земной
поверхности. Таким образом, нелинейные переходные шумы
определяются как типом аппаратуры и ее конструктивным
выполнением, так и изменяющимися во времени переизлучающими
свойствами тропосферных неоднородностеи. Существуют довольно
сложные способы вычисления мощности переходных шумов,
рассмотрение которых выходит за рамки настоящей книги. Нужно
отметить, что достаточно точно учесть все составляющие
нелинейных переходных шумов чрезвычайно трудно. Поэтому обычно их
определяют для каждого типа радиолинии на основе специальных
измерений и при расчетах задаются определенной величиной Яш.н.
Полная мощность шумов в телефонном канале будет равна
^ш = ^ш. т + ^ш. н- (5.5)
Считая, что Рт в течение у% времени будет превышать
допустимое значение мощности шумов Рщ.доп (т)> найдем
РШ.доп(т)==^^пред(т) + ^ш.н. (5.6)
Следовательно,
г / ч ^Ш. ДОП (Т) fill. Н (Г 7\
^пред Ш — и~Д£>2 • У0'')
Если на реальной трассе дополнительные потери 1доп будут
больше /,пред (у) в течение у% времени, то мощность шумов в
телефонных каналах будет больше Яш.доп (т) также в у% времени
и требуемая надежность связи будет обеспечена.
170

В тех случаях, когда нормы на допустимый уровень шума на
выходе станции не заданы, а известно превышение мощности
сигнала на входе приемника над мощностью шума (В), при котором
обеспечивается требуемое качество связи, то LuveR (у)
определяется по формуле (2.21):
^прсд(т)(^)=^(^)-^о(^),
где М — энергетический потенциал аппаратуры, вычисляемый
по формуле (2.15);
L0 — потери в свободном пространстве, определяемые по
графику (рис. 25) или по формуле (2.16).
Б. Радиорелейные линии тропосферной связи.
Телефонный режим
Мощность тепловых шумов на выходе радиорелейной линии
из-за случайных изменений дополнительных потерь на трассе
каждого интервала зависит не только от распределения глубины
замираний, но и от корреляции замираний на различных
интервалах. Задача определения мощности шума на выходе
радиорелейной линии является чрезвычайно сложной. В настоящее время она
решена только для случая, когда на всех интервалах
распределение глубины замираний подчиняется одному и тому же закону:
релеевскому или нормально логарифмическому, а сами замирания
на интервалах происходят либо одновременно, либо являются
статистически независимыми.
Для того чтобы пояснить влияние корреляции замираний на
интервалах радиорелейной линии, рассмотрим два указанных
выше предельных случая одновременных и статистически
независимых замираний.
Как известно, при работе радиорелейной линии шумы,
появляющиеся на выходе каждой станции, суммируются так, что
мощность шума на выходе всей радиолинии равна арифметической
сумме мощностей шумов, вносимых каждой станцией:
k
Ли. т = Рш. Tt + Ли. т. + • • • + Ли. тк = ^ АД} ^доп;- (5.8)
(=1
Будем считать, что радиолиния состоит из k интервалов
одинаковой протяженности и замирания на всех интервалах
происходят одновременно, т. е. полностью коррелирозаны.
Обозначая через Ли. т (г) мощность тепловых шумов на
выходе радиолинии, превышаемых в течение у% времени, и
учитывая, что величины Ru А и 1А0Щ в формуле (5.8) для всех
интервалов будут одинаковыми, получим
Ли.т(т)=Л/?^Д0П(Т)£, (5.9)
где 1д0П (т) — значение дополнительного ослабления,
превышаемое в течение у% времени.
171

Теперь предположим, что замирания на интервалах
радиолинии являются статистически независимыми. Для этого случая
можно считать, что глубокие замирания, имеющие место в течение
малых процентов времени, происходят неодновременно. Величину
дополнительного ослабления на каждом интервале, превышаемую
в течение у% времени, удобно представить в виде произведения
Wt) = WMt)- (5-10)
или, если выражать ослабления в децибелах, в виде суммы
^ощ (Т) (дб) = LmAl (дб) + U, (т) (дб), (5.11)
где £мед — медианное значение потерь на i'-м интервале;
Д^(т)—увеличение потерь по отношению к медиане,
соответствующее у% времени для данного
статистического распределения.
Предположим, что интервалы радиолинии имеют одинаковую
протяженность и медианные значения потерь на всех интервалах
равны. Тогда из (5.8) и (5.10) получим
ь
Рш.т(т)=ЛЯ24,е.2АМт)- (5.12)
Так как замирания являются неодновременными, то
приближенно можно считать, что за период, равный у% времени,
замирания на любом интервале будут происходить в течение ~- %
времени, а на остальных интервалах при этом потери будут близки
к медианному значению.
Поэтому
Рш.,(т) =АЯЧШЛ[М (JL) + k- l]. (5.13)
Вычисления показывают, что при тех характеристиках
распределения потерь и при тех значениях у, с которыми чаще всего
приходится иметь дело на практике, имеет место неравенство:
М (-!-)» к- 1. (5.14)
С учетом (5.14), допуская погрешность не более 1—2 дб,
можно записать окончательно
Рш. г (Т) = AR>Lue,U (-f) = AR>L„B (-£-). (5.15)
Сравнивая эту формулу с (5.9), заметим, что одновременные
замирания будут более благоприятными в тех случаях, когда при
соответствующем статистическом распределении глубины
замираний выполняется условие:
Wt) *<£*»(-£-). (5-16)
172

И, наоборот, если статистическое распределение глубины
замираний таково, что
£доп(т)*>^оп(4-), (5Л7)
то более благоприятным будет случай неодновременных
замираний. Анализ характеристик распределения показывает, что при ре-
леевском законе распределения случаи одновременных и
неодновременных замираний оказываются примерно равноценными.
Однако при логарифмически нормальном распределении (если
дисперсия о<9 дб), а также при релеевском распределении и
сдвоенном (и тем более счетверенном) приеме более
благоприятным является случай неодновременных замираний.
На основе имеющихся экспериментальных данных можно
полагать, что на интервалах реальных линий в большинстве случаев
будут иметь место практически независимые замирания. Поэтому
расчет тепловых шумов в каналах оконечной станции следует
производить по формуле (5.15). При выводе этой формулы
предполагалось, что протяженность всех интервалов одинакова и
медианные потери равны. На самом же деле они будут различными.
Для упрощения расчетов, не внося заметных погрешностей, можно
в формуле (5.15) брать среднюю протяженность интервалов
радиолинии, а под 1Мед понимать соответствующее ей медианное
значение потерь.
По аналогии с (5.7) найдем допустимое значение полной
мощности шумов, которое может превышаться в течение у% времени:
Рш. доп (Т) = Рш. т (Т) + Рш. н = ЛЯ^доп (JL) + Рш н. (5.18)
Откуда
г / y \ ш' д°п М ш-н (519}
Следовательно, чтобы обеспечить на радиорелейной
тропосферной линии заданную надежность связи, в соответствии с которой
шумы на выходе линии могут быть больше Рт. доп в течение
Т°/о времени, нужно, чтобы дополнительное ослабление на каждом
интервале было больше LnpeA ("j-J лишь в течение -|-% времени.
Таким образом, предельно допустимое значение дополнительных
потерь при расчете радиорелейных линий определяется по такой
же формуле, что и при расчете радиолиний прямой связи. Однако
величина дополнительных потерь на трассе радиолинии прямой
связи должна находиться для у% времени, в то время как
величины дополнительных потерь на трассах радиорелейных линий
должны находиться для -т-% времени, где k — число интервалов.
Если условие (5Л4) не выполняется (в случае малой требуе-
173

мой надежности связи при небольшом числе интервалов), то
вместо формулы (5.19) будем иметь
, / t \ *Ш. ДОГ! IT) *Ш. Н - ,, л /Г ПГ\\
^"РеД ( X J = ^ ^ед (* " 1 )• (5.20)
Отметим, что исходная формула (5.1) и все последующие
справедливы в том случае, когда мощность сигнала на входе
приемника превышает пороговое значение ЯПор, примерно равное:
Рпор - 10ЯШ. пр - 4.10-2<VW (5.21)
Значение потерь на трассе Lnop, при которых мощность сигнала
на адоде приемника будет соответствовать пороговому значению,
равно
/-пор — 158Рпор^2 • УР^Ч
Величина потерь £Пред, найденная для данного процента
времени f у или -jjrjy не должна быть больше потерь Lnop. Поэтому
при расчетах необходимо также проверять выполнение условия
'-пред < £ПОр. (5.23)
Если это условие не выполняется, то за предельное значение
потерь следует принимать пороговое значение Ln0p.
В. Режим передачи двоичных сигналов
В случае передачи бинарных сигналов заданная достоверность
должна обеспечиваться в течение каждого сеанса. Ухудшение
достоверности допускается лишь в определенном проценте сеансов —
в течение у% времени всего периода работы радиолинии,
определяемом надежностью связи (при непрерывной передаче сеансов).
Как уже указывалось длительность сеанса колеблется от 5 мин до
1 ч. В течение этого времени потери на трассе могут изменяться
только за счет быстрых замираний. Поэтому величину
необходимого превышения сигнала над шумами В, а также
соответствующую величину энергетического потенциала М следует определять
по зависимости коэффициента потери достоверности от отношения
сигнал/шум, найденной с учетом релеевских замираний. В то же
время при определении потерь на трассе, обусловленных
замираниями, необходимо учитывать только медленные замирания,
соответствующие данной надежности связи.
При непосредственной модуляции несущей для нахождения
величины В' (с учетом скорости передачи бинарных сигналов), а
затем М можно воспользоваться строгим решением задачи
определения коэффициента потери достоверности Я0ш в зависимости от
отношения сигнал/шум [29], [30]. При фазоразностной телеграфии
174

искомая величина В' может быть вычислена по заданному
значению Р0ш с помощью выражения
Pom^-L(l + B')-n, (5.24)
где п — кратность разнесения;
В = 1,455= 1,45^^0^..
г— скорость передачи двоичных сигналов.
При частотной модуляции с частотным уплотнением (в случае
передачи бинарных сигналов по телефонным каналам
радиолинии) можно считать, что коэффициент потери достоверности Я0ш
будет определяться вероятностью опускания сигнала ниже порога.
Поэтому для получения заданной достоверности нужно обеспечить
такое превышение сигнала над пороговым уровнем, при котором
вероятность опускания сигнала ниже порога в условиях быстрых
релеевских замираний будет соответствовать заданной
величине Яош- Указанное превышение будет численно равно величине
потерь, обусловленных быстрыми замираниями (с учетом их
частичной компенсации при разнесенном приеме) Lq. 3,
соответствующей вероятности P(Lq,3). Будем с некоторым небольшим запасом
считать, что при опускании сигнала ниже порога коэффициент
потери достоверности будет максимальным, т. е. Я0ш = —[30].
Тогда
Рош = ^Р(Ьб.3\ (5.25)
где Рош —заданная величина коэффициента потери
достоверности;
P(L6t3) — вероятность превышения уровня,
соответствующего L6.3.
Значение 1б.з найдем с помощью формулы (5.25) и функции
распределения сигнала при релеевских замираниях. Для
сдвоенного и счетверенного приема при оптимальном сложении указанные
функции приведены на рис. 71 и 72. За нуль децибел на графиках
принято медианное значение сигнала при одинарном приеме.
Для типовых станций обычно бывает известно значение
мощности сигнала на входе приемника, соответствующее пороговому
уровню ЯПор (формула 5.21).
С помощью формулы (2.17) легко определить энергетический
потенциал аппаратуры Afnop, соответствующий порогу, положив
Люр (дб) =РШ.пр (дб) + В (дб). Ясно, что в рассматриваемом
случае энергетический потенциал аппаратуры М (дб) будет меньше
Мпор (дб) на величину, равную Lq,3 (дб). Таким образом, искомое
значение М будет равно
М(дб) = Мпор(дб)- 1б.3(дб). (5.26)
175

Предельное значение дополнительных потерь определяется по
найденным значениям энергетического потенциала аппаратуры с
помощью формулы (2.21).
Lniei(d6)=M(d6)-L0(d6).
100,
10
I
Е
х
S
о
о.
с:
W
Левая '
шкала
V
\
\
N
V
\
Правая
шкала

гага
-а
ЯГ*
га
-*
Ю-Щ 1 1 1 1 1 1 1 1—A-J 1 1 1 1 1 1 1 1 jn-«
Ш 0 -Ш -20 -30 U
Децибелы по отношению к медианному уровню при одинарном приеме
Рис. 71. Характеристика распределения для быстрых, релеевских- замираний при
сдвоенном приеме (оптимальное сложение)
Так же как и при расчете радиолиний в телефонном режиме,
величина дополнительных потерь на трассе прямой связи должна
находиться для у% времени, в то время как величины
дополнительных потерь на трассах радиорелейных линий должны нахо-
176

диться для -—■ % времени, где к — число интервалов. В последнем
случае вероятность опускания сигнала ниже порога будет в k раз
большей, поэтому при определении £бз по формуле (5.25) и рис. 71,
72 вместо Р (£б.з) следует брать &-Р(£б.з).
/,—,—, ,—,—,—,—г—п—.—.—,—, ■—,—, ю-*
ИГ
з
г
О)
&
Е
О
с:
IV
нг
10
гщ
Левая
шнала
—
Правая 1
шнала 1
\
\
\
\
Л
ю
-*
/о
-5
W
-в
-5
-10
-/5
/О
г*
Децибелы по отношению п медианному уровню при
одинарном приеме
Рис. 72. Характеристика распределения для быстрых, релеевских
замираний при счетверенном приеме (оптимальное сложение)
Выше указывалось, что расчет |радиолинии целесообразно
вести для худшего зимнего месяца с тем, чтобы принятые нормы
на качество связи выполнялись в любой месяц года. Ясно, что при
этом в другие месяцы года, особенно в летние, величины потерь
177

£доп в течение (100 — у) % времени будут значительно меньше
^-пред- Таким образом, в летние месяцы года будет обеспечен
дополнительный запас высокочастотного уровня сигнала 8
(формула 2.20). Это означает, что фактическая надежность связи на
радиолинии будет выше требуемой, т. е. величина 1доп будет
превышать 1преД IB меньшем чем у проценте времени. Если исходя из
обстановки более важным является увеличение дальности связи,
а не повышение надежности связи, то дополнительный запас
высокочастотного уровня сигнала можно использовать для
увеличения протяженности трассы. Способ оценки вероятной дальности
и надежности связи в зависимости от величины 8 будет дан в
§ 5.3.
Д8б
100 150 200 250 300 350 Ш
R,km
Рис. 73. Зависимость дополнительного запаса
высокочастотного уровня сигнала от расстояния при переходе от суточной
надежности к месячной или годовой надежности
Иногда возникает необходимость оценить надежность связи на
радиолинии не в течение месячного периода, а за другой
интервал времени, например в течение всего года или за каждые сутки.
Очевидно, что для обеспечения такой же надежности связи за
любые сутки, как и за месяц, нужно увеличить запас
высокочастотного уровня сигнала. Необходимое увеличение 8, связанное с
переходом от месячной к суточной надежности, определяется
функциями распределения медианных значений уровня сигнала за сутки и
за месяц. Указанное увеличение 8 должно быть равно
максимальному отклонению потерь, найденных для определенной надежности
в течение различных суток от соответствующих потерь, найденных
для той же надежности в течение месяца.
При переходе от месячной надежности к годовой необходимо
учитывать сезонный ход потерь. Если заданная надежность связи
была определена для худшего зимнего месяца, то в течение года
будет обеспечена большая надежность или при той же
надежности появится дополнительный запас высокочастотного уровня сиг-
178

нала. Таким образом, наибольший энергетический потенциал на
радиолиниях ДТР требуется для обеспечения заданной надежности
связи iB течение суток. Если на той же радиолинии можно
обеспечить указанную выше надежность не в течение суток, а в
течение месяца или даже в течение года, то появятся дополнительные
запасы высокочастотного уровня сигнала. На рис. 73 приведены
примерные значения дополнительного запаса высокочастотного
уровня сигнала AS, возникающие при обеспечении заданной
надежности за интервалы времени, равные месяцу и году по
сравнению с требующимися для обеспечения такой же надежности за
сутки. График построен по имеющимся экспериментальным
данным о распределении уровня принимаемого сигнала в указанные
периоды на трассах центральной части Европейской территории
СССР. Величины AS определены на основе сопоставления
медианных значений уровня сигнала за худший месяц и худшие сутки с
медианными значениями уровня сигнала за год.
С помощью этого графика нетрудно также произвести оценку
тр»ебующегося увеличения запаса высокочастотного уровня
сигнала при переходе от заданной годовой надежности к такой же
месячной или суточной надежности.
2. Определение дополнительных потерь на радиолинии
В соответствии с § 2.4 общие потери L, выраженные в
децибелах, разбиваются на потери в свободном пространстве и
дополнительные потери 1доп.
Выражение для общих потерь может быть представлено в виде
L = L0 + LAon = L0+ Ьтл +L3 + Lp+Lh+L,+ LK) (5.27)
где /,мед — медианные значения дополнительных потерь при
ДТР;
L3 — потери, обусловленные замираниями, которые
определяются как разность между медианными
дополнительными потерями и дополнительными потерями,
соответствующими заданной надежности;
Z,p — потери, обусловленные влиянием неровностей рельефа
местности;
Lh — потери, обусловленные влиянием земной поверхности
h
при малых величинах отношения -т-;
/,д — потери усиления антенн при ДТР;
LK — потери, обусловленные отличием климатических
условий данного района от климатических условий
центральной части Европейской территории СССР
(ETC).
Величины Lp и £д приходится учитывать не во всех случаях.
Величина Lp может не приниматься во внимание при размещении
антенн на ровной открытой местности. Величину £А следует
учитывать при больших коэффициентах усиления антенн в случаях,
179

когда Gnep+Gnp>50-^60 дб. Величина Lh может иметь
существенное значение при расположении антенн на высотах, меньших
примерно 10 длин волн от земной поверхности (при расстояниях
/?>150 км).
Перейдем к определению каждой из величин, входящих в
выражение (5.27).
Потери L0, имеющие место при распространении радиоволн в
свободном пространстве, могут быть определены по формуле (2.18)
или с помощью графика рис. 25, где приведены зависимости L0 от
протяженности трассы для ряда частот. Искомые значения L0 для
промежуточных значений частот могут быть определены
интерполированием по частоте.
Медианные значения дополнительных потерь LMeR должны
определяться по результатам измерений уровня сигнала на |радиоли-
ниях ДТР.
В § 4.3 на основе обобщения имеющихся экспериментальных
данных, относящихся к центральной части Европейской
территории СССР, были найдены величины /,мед для худшего зимнего
месяца на волнах 3, 10 и 30 см. Указанные величины, приведенные
на рис. 59, и рекомендуются в качестве исходных при расчетах.
В случае необходимости определения £мед для других волн
можно приближенно считать, что значения 2,мед обратно
пропорциональны длине волны.
Если потребуется оценить потери для летнего или другого
времени года, то следует учесть сезонный ход потерь, который в
соответствии с § 4.4 можно в среднем принять равным 12 дб. Таким
образом, для летних месяцев нужно значения, приведенные на
рис. 59, уменьшить на 12 дб, а в осенние и весенние месяцы —
на 6 дб.
Следует иметь е виду, что из-за изменчивости потерь во
времени и сложной зависимости их от ряда параметров точность
определения £мед не превышает примерно 3 дб. Поэтому
стремление к чрезмерно большой точности при расчетах, особенно не для
худших зимних условий, которые определялись очень тщательно,
а для других сезонов года, вряд ли можно считать оправданным.
Потери L3, обусловленные замираниями, зависят от
распределения уровня сигнала и от применяемого способа уменьшения
влияния замираний.
При сдвоенном и счетверенном приеме колебания
результирующего сигнала, а следовательно, и потери L3 будут значительно
меньшими, чем при одинарном приеме. В соответствии с § 4.2
будем считать, что распределение мгновенных значений уровня
принимаемого сигнала за короткие промежутки времени (примерно
5 мин) подчиняется релеевскому закону распределения (быстрые
замирания), а медианные значения уровня принимаемого сигнала
за эти промежутки времени в течение длительного периода (по*
рядка месяца) распределены по логарифмически нормальному
закону (медленные замирания). Для того чтобы найти величину L3>
180

соответствующую определенной надежности связи при работе в
телефонном режиме за продолжительный период (месяц), нужно
найти функцию результирующего распределения уровня сигнала,
учитывающую как быстрые, так и медленные замирания. Она
будет зависеть от величины стандартного отклонения
логарифмически нормального распределения о для данной протяженности
радиолинии и данного сезона года, а также от кратности разнесения.
Не приводя сложного выражения для функции
результирующего распределения уровня сигнала, дадим лишь окончательный
результат приближенной оценки значения дополнительных потерь,
обусловленных совместным влиянием быстрых и медленных
замираний. На рис. 74, 75, 76 приведены значения L3 в зависимости
от надежности связи и величины о (дб) для одинарного,
сдвоенного и счетверенного приема.
Значение о {дб), соответствующее данной протяженности
трассы, можно найти с помощью графика рис. 54.
При расчете радиолиний <в режиме передачи бинарных
сигналов быстрые и медленные замирания следует учитывать отдельно.
Для учета влияния медленных замираний можно воспользоваться
функцией распределения медианных значений сигнала для
данного месяца (рис. 53). В качестве примера на рис. 77 показаны
графики распределения глубины медленных замираний,
полученные в результате проведения специальных измерений на трассах
протяженностью 150—200 км (центральная часть (ETC), волна
8,2 см) для зимнего, весеннего, летнего и осеннего времени года.
Потери Lp, обусловленные влиянием неровностей рельефа
местности, рекомендуется определять по графику рис. 64, который
построен по общей формуле (4.44). Значение Д удобно вычислять
по величине суммарного угла закрытия горизонта передающей и
приемной антенн pCyM=Pi+p2 и по высоте антенн Аа с помощью
формулы
А = Реум + 0,056 VT» (5.28)
где Д и р-в градусах;
Аа — в метрах.
Напомним, что углом закрытия называется угол между
горизонтальной линией, проведенной из электрического центра антенны,
и касательной к препятствию. Значения углов закрытия 0i и р2
должны определяться, как правило, на местности с помощью
теодолита или буссоли.
В том случае, когда при измерениях на местности высоты
антенн заметно больше высоты угломерного прибора, к отчетам
углов закрытия по прибору нужно внести поправку;
ДР = 57.3ХТ#' (5-29)
где ДА'— разность высот электрического центра антенны иугло-»
мерного прибора;
Rr — расстояние до видимого горизонта.
Ю. И. Давыденко
181

Ш 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34
L>.ae
Рис. 74. Потери, обусловленные влиянием быстрых и медленных
замираний, при одинарном приеме
99.9
99.8
99.7
99.6
99.5
99.4
99.2
99.0
98.5
98
97
96
95
94
92
90
ИГ"1
Соеоенг
лриел
bz
IblU
<
1
б-
= 33<jJ
/
Ч
/ у
/
//
/ б|
/
^
Т^?
А
'л
7U
8 10 12 14 16 18 20 22 24
Ц,Эб
Рис. 75. Потери, обусловленные влиянием быстрых и медленных
замираний, при сдвоенном приеме

Величина угла закрытия в этом случае будет равна
Pl,2 = Pl.2H3-ep+AP.
Если нельзя воспользоваться приборами для измерения углов
закрытия, значения ft и (Зг должны быть определены из профилей
конечных участков трассы. При этом нужно иметь в виду, что
профили трасс должны быть построены по картам крупного
масштаба (1 :50 000).
. 99.9,
£ 99.8
«о
- 99.7
5 99.6
2 99.5
* 99.4
«S 99.2
° 99 0
98.5
98
97
96
95
94
92
90
1 1
Счегг
1
isepei
ipue/
iHblU
1
б=за<
Г7—
У
5у
—А
т
//
' 6
/
Л
я
2* а 6 8 Ю 12 Ш 16 18 20
Рис. 76. Потери, обусловленные влиянием быстрых и
медленных замираний, при счетверенном приеме
Потери LAf обусловленные влиянием земной поверхности при
h
малых величинах отношения —, рекомендуется находить по
графику рис. 65. Все пояснения к этому графику даны в § 4.5.
Потери усиления антенн LA могут быть определены на основе
данных, приведенных в § 4.6.
Для трасс протяженностью 150—200 км можно принять
следующие значения LA в зависимости от суммы коэффициентов
усиления антенн G1 + G2.
Таблица 5.1
Gi + G2 (дб)
LL№
65
1,5
70
2
75
3
80
4
85
5
90
6
183

ь
1 ъ/т,
В
1
/
X
й
Р
/
щ
/
/__
У*
j
А
••£/
Л
к*
ш /
N
7
/о
>
7^~
^~/>
/А
//
tt
а
- *7i
/L
/ji
rp s
№
f
/'
w
/A
±A
**>—
/Ct
w*
//
fi/
?H
г
/
-A
rx
/> •
'
%
7
~.
*
' >•
^
'
>^
^
+'
Д=^
Условные обозначения
Лето д—а 777ч. вест-х-*-162ч
ПГРН«- 9fQn oiiiinn я fOO.. I
ilUT,
ОИ/П
14 u
u l£<
ЭЧ
'-/6 -ft -/2 -10 -8-6*4-2 0 2 4 6 8/0 /2 /4
Uea < W
Рис 77. Распределение медианных (за час) значений уровня сигнала
184

185

s
О*
186

Потери LK1 связанные с отличием климатических особенностей
района размещения станций от климатических условий
центральной части ETC, можно оценить на основе установленной связи
между потерями и значением коэффициента преломления у земной
поверхности N3 (см. § 4.4).
По данным многолетних измерений метеорологических
элементов, проводившихся на территории СССР, были рассчитаны
значения N3 и вычислены величины LK. На рис. 78 и 79 показаны
изолинии изменения величины потерь LK на территории СССР.
Значения LK даны на картах для трасс длиной 100, 200 и 300 км.
Как следует из рис. 78 и 79, на Европейской территории СССР,
за исключением районов Северного Кавказа, значения LK
невелики. Например, в районах Кольского полуострова и юга Украины
должны быть практически одни и те же значения LK, равные нулю
летом и нескольким децибелам зимой. Вместе с тем, приведенные
на картах данные указывают на значительные изменения LK по
всей территории СССР (до 46 дб в зимние месяцы и до 38 дб
летом).
Из рис. 78 видно, что зимой над Восточной Сибирью должны
наблюдаться минимальные потери, обусловленные наличием над
этим районом Азиатского антициклона с очень низкими
температурами и небольшой влажностью. Минимальные потери зимой
должны наблюдаться также в некоторых приграничных районах
юга СССР и на Дальнем Востоке.
Летом (рис. 79), наоборот, в районе Восточной Сибири должны
наблюдаться наибольшие потери. Это обусловлено тем, что над
этой областью обычно располагается обширный циклон
(Азиатский минимум) с низким давлением и высокой влажностью.
Минимальные потери летом должны наблюдаться на побережье
Черного моря и в прибрежных районах Дальнего Востока. Как
указывалось в § 4.4 использованный метод оценки LK является
ориентировочным, поэтому необходимы специальные экспериментальные
исследования с целью проверки приведенных расчетных
изменений LK.
§ 5.2. ВЫБОР ПУНКТОВ РАЗМЕЩЕНИЯ АНТЕНН
НА МЕСТНОСТИ
Правильное размещение антенн на местности играет большую
|роль в обеспечении требуемой дальности и надежности связи.
Поэтому необходимо всегда стремиться к выполнению следующих
простых, но чрезвычайно важных требований. Станция должна
развертываться на открытой площадке, по возможности
удаленной от различных (особенно крупных) местных предметов.
Площадку для развертывания станций нужно выбрать так, чтобы
местность в сторону корреспондента (по трассе) на расстоянии
минимум 1,5 км от антенны была ровной или понижающейся, без
препятствий.
187

Наилучшее размещение станций — это на возвышенности,
которая господствует над местностью в направлении на
корреспондента. Расположение антенн на возвышенностях уменьшает углы
закрытия горизонта передающей и приемной антенн (или делает
их отрицательными), что приводит к существенному снижению
дополнительных потерь.
При выборе места для размещения антенн нужно иметь в еиду,
что в сантиметровом и дециметровом диапазонах лесные массивы,
сплошная застройка и даже отдельные строения следует
рассматривать как непрозрачные препятствия. В метровом диапазоне
волн лес в большинстве случаев является полупрозрачным
препятствием.
Поэтому, если в сантиметровом и дециметровом диапазонах
антенны должны располагаться на значительном удалении от леса
(так же, как и от других препятствий), в метровом диапазоне
можно допускать расположение антенн на расстояниях порядка
нескольких сотен метров от границы леса.
В каждом пункте обязательно должен быть определен угол
закрытия горизонта антенны. Углы закрытия лучше всего измерять
непосредственно на местности с помощью угломерных приборов:
теодолита или буссоли (см, § 5.1). Если приборов нет, углы
закрытия можно определять из профилей концевых участков трассы.
В гористой местности закрытие может создаваться горными
вершинами на значительных расстояниях от пунктов расположения
антенн и поэтому целесообразно предварительно построить хотя бы
грубый профиль всей трассы. Для построения профилей концевых
участков трассы удобнее всего пользоваться картами масштаба
1:50 000. В крайнем случае допускается использование карт
масштаба 1:100 000. Рекомендуется следующий порядок построения
профиля. Вначале определяют на карте место расположения
антенн и проводят линию, соединяющую антенны
корреспондирующих станций.
Известно, что если мысленно расположить горизонтальную
плоскость в какой-либо точке Земли, то гладкая сферическая
поверхность Земли будет удаляться от плоскости прямо
пропорционально квадрату расстояния. Эта зависимость выражается формулой
НЛм) *£$>-.
Соответствующие значения высоты Н3 для различных
расстояний R приведены в табл. 5.2.
Таблица 5.2
R{km)
#3U0
5
2
10
8
15
18
20
31
25
49
188

На бланке миллиметровой бумаги, выбирая удобные масштабы
высот и расстояний, строят линию кривизны Земли. Затем,
приняв эту линию за горизонталь пункта размещения антенны, строят
профиль трассы. Для этого по карте на различных расстояниях
от антенны вдоль трассы определяют разность между высотой
пункта размещения антенн и высотой местности е данной точке.
Далее откладывают эту разность на чертеже в выбранном
масштабе над линией кривизны Земли. Соединив полученные точки
плавной кривой, получают профиль трассы. Откладывая на чер-
Касательная плоскость
к земной поверхности
Горизонтальная плоскость
Горизонтальная плоскость
\ ^_ Линия кривизны земной
поверхности
Рис. R0. К определению углов закрытия и кривизны земной
поверхности
теже высоту электрического центра антенны, проводят от нее
горизонтальную линию, а также линию касательную к наибольшему
препятствию (рис. 80). Угол закрытия pi,2, так же как и при
использовании угломерных приборов, определяют по формуле:
§ 5.3. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЕРОЯТНОЙ ДАЛЬНОСТИ
И НАДЕЖНОСТИ СВЯЗИ. ПОРЯДОК РАСЧЕТА
На практике часто возникает вопрос: можно ли с помощью
одной или нескольких станций дальней тропосферной связи,
имеющих известные энергетические параметры, обеспечить требуемую
дальность при заданной надежности связи.
Для того чтобы получить ответ на этот вопрос, нужно в
соответствии с изложенной выше методикой провести расчет
радиолинии. Для расчета нужно знать следующее.
1. Допустимое значение шумов в телефонных каналах
оконечной станции Рш. доп (т) и процент времени у, в течение которого
(для данного периода работы радиолинии) шумы е телефонных
189

каналах могут превышать допустимое значение. Кроме того,
достоверность (или коэффициент потери достоверности Рош) и
процент времени, в течение которого достоверность может быть хуже
требуемой. Эти данные должны вытекать из требований к
надежности связи. Если нормы на допустимые величины шума в
каналах не заданы, то нужно определить мощность шумов на входе
приемника Рш. пр, а также превышение мощности сигнала над
мощностью шума на входе приемника В, при котором в течение
(100 — у) % времени данного периода обеспечивается требуемое
качество связи. Для некоторых типов станций (например, для
станций метрового диапазона волн) часто заранее бывает
известно значение мощности принимаемого сигнала, при котором в
течение заданного процента времени должно обеспечиваться
требуемое качество связи PBXq =ВРшпр (формулы 2.14 и 2.15).
2. Мощность нелинейных переходных шумов Рш. ш которые
должны быть известны для данного класса станций и типа
аппаратуры.
3. Энергетические параметры аппаратуры, необходимые для
вычисления предельного значения дополнительных потерь:
мощность передатчика ЯПер> коэффициенты усиления антенн GnepHGnp,
к. п. д. фидеров Yjnep и Yjnp, эффективный коэффициент шума
приемника FQ, среднюю частоту канала FK, эффективную девиацию
частоты на канал Д/к, длину волны.
4. Протяженность трассы (или трасс) радиолинии R и
характеристику местности в районе расположения станций на
расстоянии 3—4 км по трассе от выбранного пункта размещения антенн.
Если радиолиния проходит над неровной местностью, то нужно
определить углы закрытия fii и |32 (см. § 5.1 и 5.2).
Расчет рекомендуется вести б следующем порядке.
А. Для радиолиний прямой связи. Телефонный режим
1. Вычислить коэффициент Л, учитывающий энергетические
параметры аппаратуры, по формуле (5.3) или энергетический
потенциал радиолинии М по формуле (2.17).
2. Определить предельное значение дополнительных потерь
^пред, соответствующее требуемой надежности связи и
энергетическим возможностям станций, либо по известным значениям Яш. доп
(т) и Рш. hi а также вычисленному коэффициенту А с помощью
формулы (5.7), либо по энергетическому потенциалу М с
помощью формул (2.21) и (2.17). В последнем случае
предварительно по графику рис. 25 или с помощью формулы (2.18) следует
найти величину потерь при распространении в свободном
пространстве L0.
3. Найти дополнительные потери на трассе Ьдои как сумму
выраженных в децибелах значений: медианных потерь для данного
района и месяца £мед; потерь, обусловленных замираниями £3для
надежности, соответствующей (100 — у) % времени с учетом раз-
190

несенного приема; потерь, обусловленных влиянием земной
поверхности Lp и Lh\ потерь усиления антенн 1Л и потерь,
обусловленных влиянием климатических условий данного района LK.
4. Определить запас высокочастотного уровня сигнала как
разность в децибелах предельного значения потерь и дополнительных
потерь на трассе
Ъ(дб) = 1пре,(дб)-1,оп{дб).
Если 8=0 или 5>0, то требуемая дальность и надежность связи
будут обеспечены. Следует иметь в виду, что слишком большие
положительные значения 8 (больше нескольких децибел)
означают, что энергетические возможности станции полностью не
используются. В этом случае возможно дополнительное увеличение
протяженности радиолинии.
Если же 8<0, то заданные требования к радиолинии не будут
выполнены. В этом случае необходимо либо рассмотреть другой
вариант размещения станции, выбрав пункты с меньшими углами
закрытия или сократив протяженность трассы, либо снизить
требования к надежности связи.
Способы оценки возможного изменения протяженности
радиолинии или снижения надежности связи будут даны ниже.
Б. Для радиорелейных линий. Телефонный режим
1. Так же как и в предыдущем случае, по формуле (5.3)
вычислить коэффициент А.
2. По заданным значениям Рш. Доп(у), Рш.п и средней
протяженности интервала радиолинии /?ср с помощью формулы (5.19)
или (5.20) найти £ПреД(-у-)- Значение /?ср определяется по
формуле
где Робщ — общая протяженность радиолинии;
Ъ — число интервалов.
По формуле (5.22) вычислить пороговое значение потерь Lnop
и проверить выполнение условия: £Пред<£Пор. Если это условие не
выполняется, то за 1пред следует принять величину потерь,
равную Ln0p.
3. Для трассы каждого интервала радиолинии определить
потери 1дОП по формуле (5.27). При этом составляющую потерь,
обусловленную замираниями, следует находить для надежности
(l00 £-) % времени.
4. Для каждого интервала радиолинии вычислить значение
Ндб) = Lnw (-£-) {дб)- Lmi (дб).
Заданная надежность связи на радиолинии будет обеспечена
тогда, когда на всех интервалах 5^0. Если на каком-либо интер-
191

вале это условие не будет выполнено, то нужно рассмотреть
другой вариант выбора трасс, подобрав более благоприятное
размещение антенн на худшем интервале или уменьшив его длину.
В том случае, когда не удается добиться выполнения
приведенного выше условия, нужно сократить общую протяженность
радиолинии или снизить требование к надежности связи на всей
радиолинии.
В. Режим передачи бинарных сигналов
I. Непосредственная модуляция несущей
В случае радиолиний прямой связи рекомендуется.
1. Определить необходимое превышение высокочастотного
сигнала над шумами В', а также 5, при котором в случае релеевских
замираний в течение сеанса будет обеспечиваться требуемая
достоверность. Для фазоразностной телеграфии величины В' и В
могут быть найдены по формуле (5.24).
2. Вычислить соответствующее значение энергетического
потенциала аппаратуры М по формуле (2.17).
3. Найти потери в свободном пространстве L0 по
формуле (2.18) или с помощью рис. 25.
4. Определить предельное значение дополнительных потерь
£щ>ед по формуле (2.21).
5. Найти дополнительные потери на трассе 1доп как сумму
выраженных в децибелах значений: медианных потерь для данного
района и месяца /,мед; потерь, обусловленных медленными
замираниями L3 для надежности, соответствующей (100 — у) %
времени; потерь, обусловленных влиянием рельефа местности Lp;
потерь усиления антенн LA и потерь, обусловленных особенностью
данного климатического района LK.
6. Определить запас высокочастотного уровня сигнала как
разность в децибелах предельного значения потерь и дополнительных
потерь на трассе (формула 2.20).
В случае радиорелейных линий связи расчет рекомендуется
производить точно таким же способом.
При этом нужно везде брать среднюю протяженность трассы,
значение Р (Lq. 3) в формуле (5.25) увеличить в k раз и, кроме
того, учитывать, что потери, обусловленные медленными
замираниями L3, и, следовательно, дополнительные потери необходимо
определять для надежности, соответствующей ( 100— -£-)%
времени.
II. Частотная модуляция с частотным
уплотнением каналов
В этом случае рекомендуется в соответствии с § 5.1 разд. 1,В
определить необходимое превышение высокочастотного сигнала
над пороговым уровнем, при котором в случае релеевских замира-
192

ний в течение сеанса будет обеспечиваться требуемая
достоверность, а затем найти энергетический потенциал аппаратуры М и
величину 1пред.
Для этого нужно:
1. С помощью формулы (5.25) и графика рис. 72 или рис. 7jf
найти величину 1б.3.
2. По формуле (2.17), положив в нее РПоР (дб)=Рш.пр (дб) +
+ В (дб), определить энергетический потенциал аппаратуры Мпор,
соответствующий порогу.
3. Найти энергетический потенциал аппаратуры М по формуле
(5.26).
4. Вычислить потери в свободном пространстве Lo и
предельное значение дополнительных потерь LnpeA по формулам (2.18)
и (2.21).
В дальнейшем, начиная с п. 5, порядок расчета ничем не
отличается от предыдущего случая.
Рассмотрим теперь, каким образом следует определять
возможные изменения дальности или надежности связи, если на
выбранной трассе 8=7^=0. В том случае, когда 8 существенно (более
чем на 3 дб) больше нуля, возможное увеличение дальности при
той же надежности связи можно предварительно оценить по
соответствующему возможному увеличению медианных потерь £мел.
Для этого необходимо с помощью графика рис. 59 найти такое
расстояние, при котором выполняется равенство:
Ндб) = L'ueR (дб) - ЬыеА (дб) + 20 lg ^, (5.30)
где Ь'иел и /?'— новые увеличенные значения медианных потерь и
протяженности трассы.
После того как будет определено новое местоположение
станций, соответствующее увеличенному расстоянию /?', необходимо
заново определить потери на трассе Ь'лоп, вычислить величину 8'
с учетом всех потерь и проверить выполнение условия
Ь<(дб) = Ьлрел(±)(дб)-^0П(дб).
Если величина 8 на данной трассе заметно (более чем на 3 дб)
меньше нуля, а уменьшить протяженность радиолинии или
снизить потери за счет более удачного расположения на местности
антенн нельзя, то нужно оценить, насколько уменьшится заданная
надежность связи. Оценить уменьшение надежности связи можно
по соответствующему уменьшению составляющей потерь,
обусловленной замираниями L3, с помощью следующего соотношения:
1'3(дб)=1э(дб)-Ъ(дб), (5.31)
где L'3—уменьшенное значение потерь, обусловленных
замираниями.
193

С помощью рис. 74—76 для телефонного режима и рис. 71 и 72
для режима передачи бинарных сигналов не трудно найти, какой
надежности соответствует вычисленное значение L\
Чтобы можно было более полно оценивать допустимые
изменения дальности и надежности связи, целесообразно для данной
радиолинии с помощью соотношения
8' (дб) = 8 (дб) - (Lw (дб) + 20 lg-* - 1мед (дб))-
-(L'3(d6)~L3(d6))} (5.32)
где ^ед> К и /?'—соответствуют каждому изменению дальности
или надежности связи, построить график зависимости 8' от /?' для
различных значений (100 —у) % времени данного месяца при
достаточно широких пределах изменения /?' и у. Пример такого
графика для радиолинии метрового диапазона (см. § 5.4, пример 3)
дается на рис. 81.
12
10
8
6
2
О
-2
-6
-8
-10
170 180 190 200 210 220 230 240 250 260 270 280 290 300
R'.kjh
Рис. 81. Зависимость запаса высокочастотного уровня
сигнала от протяженности трассы для различной
надежности связи
График дает наглядное представление о вероятных дальностях
и надежностях связи, которые можно обеспечить с помощью
применяемых станций.
§ 5.4. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА И ВЫБОРА ТРАСС РАДИОЛИНИЙ ДТР
Рассматриваемые ниже гипотетические примеры помогут в
решении практических задач, возникающих при расчете радиолиний.
Пример 1. Необходимо определить, обеспечивается ли
заданная надежность связи в течение января на радиолинии прямой
194

связи протяженностью 170 км, расположенной на Крымском
полуострове. Заданы конечные пункты трассы. Нужно обеспечить
следующую надежность связи: шумы в телефонном канале не
должны превышать 350 000 пет в течение 95% времени января.
Коэффициент потери достоверности при непрерывной передаче
5-минутных сеансов в течение этого же периода должен быть не
больше 10~3.
Таким образом, задано: Рш.ДОП = 350000 пет (сигнал/шум =
= 4,0 неп, или 35 дб/мвт); у = 5% времени; ЯОш=10-3.
Станция малоканальная (два телефонных канала) работает
в сантиметровом диапазоне волн в режиме сдвоенного приема и
имеет следующие параметры:
— мощность передатчика ЯПер=1 кет;
— полоса пропускания УПЧ приемника Д/=3 • 104 гц;
— коэффициент усиления антенн Gnep=Gnp = 31 600 (45 дб);
— КПД фидеров Y]nep = Y]np = 0,7 (потери 1,5 дб в каждом
фидере);
— высота электрического центра антенн над земной
поверхностью /zi=/z2 = 4 м;
— средняя длина рабочей волны А,= 10 см;
— коэффициент шума приемника F3 = 2 (3 дб);
— средняя частота верхнего канала FK = 6 кгц;
— эффективная девиация частоты на канал А/к = 5 кгц;
— мощность нелинейных переходных шумов Рш. и =1000 пет.
1. В соответствии с рекомендованным выше порядком расчета
для телефонного режима вычислим коэффициент А
1,1.10-».М,44 ,в 6,5. Ю-м.
1'ыо-а-р-Ш
Х2Р„ерО„ерОПрГше[Л1р 10-»-10»-0,7-07.3,16-10*-3,16-10*
2. Определим предельное значение дополнительных потерь
. ' ш.лоп (т) ^ш. н (350 000—1000)-10 12
•^-ттотт
пРеД AR2 6,5-10-28.2,9. Ю1©
= 1,85-10", или 102,7 дб.
Вычислим величину Lnop:
j _ *2Л]еР0пр0пер*)пр*)пер _ 10~2 • 103-3,16-104-3,16-104-0,7-0,7 _
L"op "~ 158/?24-10--°/?9Д/ "" 158-2,9-Ю^^-Ю"20^.3-10* ""
= 4,46-1011, или 116,5 дб.
Сравнение полученных величин показывает, что условие
£пред<£пор ВЫПОЛНЯеТСЯ.
3. Далее найдем дополнительные потери на трассе
^доп — ^мед + А "Ь ^р ~г Lh + L^ + LK.
а) Определим сначала величину потерь, обусловленную
влиянием земной поверхности. В рассматриваемом случае очевидно,
№

что влияние земной поверхности может быть связано только с
появлением дополнительных потерь Lp (потери L/^0).
Рельеф местности в окрестности конечных пунктов в горной
местности может играть существенную роль.
Поэтому прежде всего необходимо определить углы закрытия
антенн. Построив профили конечных пунктов трассы в
соответствии с рекомендациями, изложенными в предыдущем параграфе,
находим 01 = 1,2° и p2=U°.
Вычисляем величину суммарного угла закрытия Д:
до = р°ум + 0,056 VhM) = 1,2 + 1,1 + 0,056 К4 = 2,4°.
С помощью графика рис. 64 определяем Lp=14 дб.
б) Медианное значение потерь для января месяца находим по
графику рис. 59: £мед = 76 дб.
б) Потери, обусловленные замираниями, для сдвоенного
приема определим по графику рис. 73. Предварительно с помощью
рис. 54 находим величину стандартного отклонения о = 5 дб. Для
надежности связи 95% при о = 5 дб L3^ 9,7 дб.
г) Потери усиления антенн определяем по табл. 5.1. Для
Gnep+Gnp = 90 дб LA=6 дб. Сравним эти значения с величиной,
найденной по формуле (4.51). С помощью графиков (рис. 13 и 14)
найдем ширину диаграммы направленности антенн:
а^1°(1,74-10-2/?ад.)
Следовательно, учитывая, что аэ = 8,5-106 м,
LA = 3 + 2,5 ( 85.ff;"-' 10_ ) = 5,88 дб« 6 дб.
д) По карте (рис. 7$) находим, что на трассах
протяженностью 170 км в районах Крымского полуострова медианное
значение потерь в январе месяце должно быть меньше, чем в
Центральной части Европейской территории СССР, примерно на 3,5 дб.
Следовательно, LK = —3,5 дб.
Дополнительные потери на трассе равны LAOn = 76+14 + 6 +
+ 9,7-3,5=102,2.
4. Запас высокочастотного уровня сигнала 8=102,7—102,2 =
= 0,5 дб.
Таким образом, в телефонном режиме дальность и надежность
связи на радиолинии будут обеспечены.
Определим теперь, будут ли выполняться заданные требования
при работе в режиме передачи бинарных сигналов. Так как
бинарная информация будет передаваться по телефонным каналам
станции, то прежде всего найдем превышение высокочастотного
сигнала над пороговым уровнем, при котором в случае быстрых
замираний будет обеспечиваться требуемая достоверность, а затем
определим энергетический потенциал аппаратуры М и предельно
196

допустимое значение потерь £Пред. Расчет будем вести в
соответствии с рекомендованным в § 53 порядком.
1. По формуле (5.25) и графику (рис. 72) определяем
величину L6.3. Для вероятности РЩ,3) =2 Рот = 2 • 10~3 или для
2- 10-10/о времени Le.3=10,5 (36.
2. Вычисляем энергетический потенциал аппаратуры,
соответствующий пороговому уровню по формуле
^пор == *пер i ^пер г ^пр i *]пер "Т ^Зпр ^пор»
где все величины выражены в децибелах.
Пороговое значение мощности сигнала равно Рпор = 40- 10~2,Х
Х/г9-А/ = 40.10--21.2.3.Ю4 = 2.4.10-15> или-146,2 до.
Следовательно, МПор=30 + 45 + 45 - 1,5 - 1,5 + 146,2 = 263 до.
3. Находим энергетический потенциал аппаратуры М = Mnop —
— L6 л = 263 - 10,5= 252,5 дб.
4. Вычисляем потери в свободном пространстве
I0 = 22+201g4 = 22+201gi4o^-== 146,6 дб.
5. Определяем предельно допустимое значение потерь £пред =
= М - L{) = 252/") - 146,6 ■= 106 дб.
6. Находим дополнительное значение потерь на трассе.
Определим сначала потери, обусловленные замираниями. В
соответствии с § 5.3 в рассматриваемом случае должны учитываться только
медленные замирания.
Для надежности связи 95% при о = 5 дб с помощью графиков
рис. 77 или рис. 53 находим L3 = 8 дб.
По сравнению с предыдущим случаем величина L3
уменьшилась на#1,7 дб. Поскольку все остальные составляющие дополни-
тельных'потерь не отличаются от значений, найденных в
предыдущем случае, то искомая величина дополнительных потерь также
должна быть меньше найденной ранее величины 1доп на 1,7 дб.
Следовательно, £ДОп = 100,5 дб.
7. Определяем запас высокочастотного уровня сигнала 8 =
= ^пред - ^доп = Ю6 - 100,5 = 5,5 дб.
Таким образом, и в режиме передачи бинарных сигналов
требуемые дальность и надежность связи будут обеспечены.
Пример 2. Предположим, что с помощью тех же станций,
которые применялись и в предыдущем случае, необходимо обеспечить
связь с такой же надежностью в одном из районов Крымского
полуострова на расстоянии /?Общ = 470 км.
Очевидно, что этого можно достигнуть при использовании
радиорелейной линии, состоящей из трех интервалов.
В соответствии с рекомендованным порядком расчета
вычислим предельное значение дополнительных потерь Luvm (-j-), для
чего предварительно найдем коэффициент А и среднюю
протяженность одного интервала /?ср.
197

1. На основании предыдущих вычислений примем Л = 6.5 • Ю-23.
2. Величина /?ср равна i^ = ^ = 157 км.
Тогда
- / т \ _ Рщ. доп — ^ш. н _ (350 000 — 3000)•10~12 _
L*V**\k)~ AR2 ~ 6,5-10-28.2,45.10Ю ""
= 2,18-101°, или 103,4 дб.
Здесь принято для всей линии Рш. н = 3000 пет.
Так же как и в предыдущем случае, условие (5.23)
выполняется.
3. Дополнительные потери на каждом интервале не должны
быть больше £предг-|-] в течение у = — = 1,7% времени января
месяца. Следовательно, на каждом интервале должна
обеспечиваться надежность 98,3%.
Перейдем к вычислению потерь на интервалах радиолинии.
а) Определим величину потерь, обусловленных влиянием
рельефа местности Lp.
На основании изучения местности по карте выбираем
промежуточные пункты радиолинии и определяем углы закрытия.
После построения профилей концевых участков трасс находим:
Для первого интервала:
R = 145 км; Pj = 0,5°; р2 = 0,8°; Д = 1,3 + 0,11 = 1,41°
и согласно графику рис. 64 Lp=ll,5 дб;
Для второго интервала:
/? =170 км; Рх = 1,2°; В2 = 0,8°; Д = 2,0 + 0,1 = 2,1°; Zp=13 дб;
для третьего интервала:
/?= 155 км; р,=0,7°; р2 = 0,6°; Д = 1,3 + 0,11 = 1,41; Lv=\2 дб.
Дальнейшие расчеты целесообразно вести, начиная с худшего
второго интервала, который имеет большую протяженность и
большие углы закрытия. Если для этого интервала условие
1доП ("|")<^пред(-|-) будет выполнено, то оно также будет
выполняться и для других интервалов. В этом случае и без расчетов
потерь на других интервалах можно будет считать, что требуемые
дальность и надежность связи обеспечиваются.
б) Медианное значение потерь на втором интервале в
соответствии с графиком рис. 59 /,Мед = 76 дб.
в) Потери, обусловленные замираниями, определяем с
помощью графика рис. ТЗГдля надежности связи 98,3% и о = 5 дб
1з=П дб.
г) Потери усиления антенн, как и в предыдущем случае, равны
(см. табл. 5.1) £4 =6 дб.
198

д) По карте рис. 7$ находим Z.K = —3,5 дб. Дополнительные
потери на трассе второго интервала равны /,дОП = 76+13+11 +
+ 6—3,5=102,5 дб.
4. Запас 'высокочастотного уровня сигнала S= 103,4—102,5 =
=0,9 дб.
Таким образом, требуемые дальность и надежность связи на
всей радиолинии при работе в телефонном режиме будут
обеспечены.
Нетрудно по аналогии с предыдущим примером найти, что и в
режиме передачи двоичных сигналов заданные требования
выполняются.
Пример 3. Необходимо определить, будет ли обеспечиваться
с помощью станций метрового диапазона волн принятая в
предыдущих случаях надежность связи в январе месяце на трассе,
которая рассматривалась в первом примере.
Допустим, что станция характеризуется следующими
параметрами: РпеР = 1 кет, Gnep = Gnp = 20 дб, h{ = 28 м, Л2 = 28 м,
Х = 3 му у]Пер = У]пр = 0,7 (потери в каждом фидере 1,5 дб).
Известно, что для этой станции величина мощности
принимаемого сигнала, соответствующая заданному превышению сигнала
над шумами в телефонном канале, Рвх, 0 = —145 дб/вт.
Таким образом, требуемая надежность связи будет
обеспечиваться, если в 95% времени января месяца мощность сигнала на
входе приемника будет больше Рвх = —145 дб/вт.
1. Вычислим энергетический потенциал радиолинии:
М {дб) = Рпер (дб) + Gnep (дб) + Gnp (дб) - Y)nep (дб) -
— -Ппр (дб) — РВХо (дб) = 30 + 20 + 20 - 1,5 — 1,5 + 145 = 212 дб,
2. Определим предельное значение дополнительных потерь
Lnw=M(d6)-LQ(d6).
Потери при распространении в свободном пространстве в
соответствии с графиком рис. 25 равны L0=117 дб.
Следовательно, 1пРед = 212—117 = 95 дб.
Перейдем к определению дополнительных потерь на трассе:
а) Найдем потери, связанные с влиянием земной поверхности.
В метровом диапазоне волн, помимо потерь, обусловленных
влиянием неровностей рельефа, могут появиться потери Lh) обуслов-
h
ленные малым отношением -у.
В рассматриваемом случае -у1- =9,3 и в соответствии с
графиком рис. 65 £л = 1 дб. Таким образом, Lh = Lhi + £Лг = 2 дб.
С другой стороны, за счет увеличения высоты подъема антенн
углы закрытия заметно уменьшатся. По профилям концевых
участков трасс находим ^=0,5° и (32 = 0,3°.
Суммарный угол закрытия А равен Д = 0,8+ 0,056 К28 =JlfPt
199

По графику рис. 64 определяем Lv = 9 дб.
б) Медианные значения потерь <в соответствии с § 5.1 на
волне 3 м должны быть примерно на 10 дб меньше, чем на
волне 30 см. С помощью графика рис. 5.9 находим £Мед = 62 дб.
в) Потери, обусловленные замираниями, при одинарном
приеме, найденные с помощью графика рис. 7$f равны L3=15 дб.
г) Потери усиления антенн LA =0.
д) Так же как и в предыдущих примерах (см. рис. 75), LK =
= —3,5 дб.
Дополнительные потери на трассе, очевидно, равны 1доП=62+
+ 2 + 9+ 15 — 3,5 = 83,5 дб.
Запас высокочастотного уровня сигнала 5 = 95—83,5=11,5 56.
Поскольку на радиолинии имеется сравнительно большой
запас высокочастотного уровня сигнала, произведем оценку
возможных изменений дальности и надежности связи. Для этого,
пользуясь формулой (5.32), построим график зависимости 8'=/(/?')
для двух значений надежности 98 и 95%.
Зададимся расстояниями R[ =190 км, R'2 =220 км и R's =
= 250 км. Для каждого расстояния с помощью графиков
(рис. 59 и 74) определим /,^ед и величины Л3', соответствующие
надежности 95 и 98%.
Результаты вычисления величины 8' по формуле (5.32) сведем
в таблицу:
R'
(км)
190
220
250
300
t
^мед
(дб)
63,5
66
68
72,5
' R'
*мед-*мед+201*1Г
(дб)
2,5
6,0
9,5
13,4
l'-
3
95/о
0
0
0
0
£„ (дб)
3
98 /о
4
4
4
4
5
9570
9
5,5
2,0
—3,9
,
987о
5
1,5
-2,0
-7,9
График зависимости 8' = /(/?') приведен на рис. /$- Из него
видно, например, что при надежности 95% дальность связи можно
увеличить примерно до 2Ь0км, а при надежности 98% —до 230км,
если, конечно, потери, обусловленные влиянием рельефа
местности Lp, на новой трассе не будут больше потерь Lp на
рассматриваемой трассе.
После того как по карте будут выбраны новые пункты
расположения станций, необходимо вычислить общие дополнительные
потери V и проверить выполнение условия 8' > 0.
200

л
ГЛАВА VI
ОЦЕНКА НАДЕЖНОСТИ СВЯЗИ НА ДЕЙСТВУЮЩИХ
РАДИОЛИНИЯХ ДТР
§ 6.1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЗАПАСА ВЫСОКОЧАСТОТНОГО УРОВНЯ
СИГНАЛА И НАДЕЖНОСТИ СВЯЗИ НА РАДИОЛИНИЯХ
Если расчет радиолинии и выбор пунктов размещения станций
на местности произведен строго в соответствии с приведенными
выше рекомендациями и аппаратура на радиолинии исправна, то
в большинстве случаев не возникает необходимости в проверке
обеспечиваемой надежности связи, так как она должна
соответствовать предъявляемым к радиолинии требованиям. Однако
иногда могут иметь место нарушения связи, которые по частоте и
длительности значительно превосходят нарушения связи,
соответствующие заданной надежности. Резкое снижение надежности
связи может быть вызвано ухудшением метеорологических условий
(например, прохождением метеорологического фронта) и
ухудшением параметров аппаратуры.
Чтобы можно было судить, является ли наблюдаемое
ухудшение связи следствием влияния одной из этих причин, нужно
оценить надежность связи на радиолинии и выяснить соответствие
полученных результатов расчетным величинам. Для этого необходимо
измерить запас высокочастотного уровня сигнала, т. е. найти
отношение принимаемого уровня сигнала на входе приемника к
минимально допустимому значению уровня сигнала, при котором
обеспечивается требуемая надежность связи (см. формулу 2.20).
Уровни высокочастотного сигнала определяются с помощью
амплитудной характеристики, которая представляет собой
зависимость напряжения сигнала на выходе приемника (UBhlx) от
напряжения на его входе (UBX). Амплитудную характеристику лучше
всего снять непосредственно перед измерениями. Если этого
сделать нельзя, то можно воспользоваться известной для данного
приемника усредненной амплитудной характеристикой, однако
следует иметь в виду, что в этом случае возможны ошибки за счет
изменения параметров приемника.
Для определения амплитудной характеристики необходимо
201

иметь генератор стандартных сигналов на диапазон частот
приемника и прибор для измерения сигнала на выходе приемника
(например, лампоьый милливольтметр переменного тока типа ЛВ-9).
Удобно также иметь миллиамперметр-самописец,
предназначенный для записи сигнала на бумажную ленту.
Методика определения амплитудной характеристики состоит
в следующем. Самописец или милливольтметр подключается к
соответствующему выходу приемника. На вход приемника вместо
кабеля от антенны включают генератор стандартных сигналов.
Измерения производятся на рабочей частоте радиолинии при
включенной автоматической регулировке усиления.
После тщательной настройки генератора стандартных сигналов
на частоту радиолинии последовательно изменяется , величина
мощности подаваемого на вход приемника сигнала и отмечаются
показания выходного прибора. Амплитудную характеристику
удобнее представлять в виде зависимости напряжения приемника от
выраженной в децибелах но отношению к одному ватту мощности
на входе приемника.
Если подаваемое с генератора стандартных сигналов на вход
приемника напряжение UBX дается в микровольтах, то его нужно
пересчитать в мощность на входе приемника и выразить в
децибелах по отношению к 1 вт.
Считая, что выход генератора стандартных сигналов
согласован со входом приемника, а входное сопротивление приемника
Rnx = 70 ом, нетрудно получить следующую пересчетную формулу:
Рвх (дб) = 10 lg bxKRbx (^) = - 138,5 + 20 lg U„ (лиев). (6.1)
Примерный вид снятой таким способом амплитудной
характеристики показан на рис. 82. Представление амплитудной
характеристики в полулогарифмическом масштабе удобно тем, что при
этом охватывается широкий диапазон изменений уровня сигнала
на входе приемника.
Для измерения принимаемого на радиолинии сигнала
достаточно вместо генератора стандартных сигналов подключить ко
входу приемника антенный фидер и, отмечая показания выходного
прибора, найти по амплитудной характеристике приемника
соответствующие значения мощности принимаемого сигнала Рвх.
Уровень сигнала обычно непрерывно изменяется. Для его
характеристики нужно определить средние величины за небольшие
отрезки времени, проводя измерения сенсами примерно по 5 мин
в сантиметровом и дециметровом диапазонах и по одному часу
в метровом диапазоне волн. Известно, что частота замираний при
прочих равных условиях увеличивается с укорочением волны.
Если в диапазоне MB сигнал изменяется сравнительно медленно
и определение среднего за сеанс значения уровня сигнала не
представляет трудности, то в диапазонах ДЦВ и СМВ уровень
сигнала может изменяться очень резко и найти быстро среднюю ве-
202

личину сигнала за сеанс иногда довольно трудно. В этих случаях,
для того чтобы сгладить колебания, целесообразно к
измерительному прибору подключить конденсатор емкостью 30—50 мкф. Как
указывалось выше, колебания средних за сеанс значений уровня
сигнала вызываются медленными замираниями.
мкб
1 ц
0.4
9.3
at
9.1
1 *
\4SO 450 440 450 420 410 40L
I , 1 1 ,
0.1 Ю 10
Рис. 82. Амплитудная характеристика приемника
и*л,**9
На современных радиолиниях дальней тропосферной связи
почти всегда применяется сдвоенный или счетверенный прием, при
котором быстрые замирания в значительной мере компенсируются.
Если измерения на такой радиолинии производятся с помощью
приемника сдвоенного или счетверенного приема и выходной
прибор подключается после системы сложения сигналов, то он будет
показывать величины, близкие к средним за сеанс значениям
уровня сигнала, т. е. будет реагировать в основном на медленные
замирания.
Статистическое распределение глубины медленных замираний
при ДТР подчиняется примерно логарифмически нормальному
закону со стандартным отклонением, зависящим главным образом
от протяженности трассы и сезона года.
Как показывают экспериментальные данные, изменение
средних значений уровня сигнала может происходить в больших
пределах. Поэтому, строго говоря, измеренные данные с расчетными
нужно сравнивать после длительных измерений, используя
результаты статистической обработки экспериментальных данных.
Поскольку расчет обычно производится для заданной
надежности, которая должна обеспечиваться в течение определенного
месяца, то и измерения должны производиться около месяца.
203

Однако проводить столь длительные измерения на действующей
радиолинии далеко не всегда оказывается возможным. В тех
случаях, когда речь идет о резком ухудшении надежности связи,
достаточное представление о соответствии экспериментальных
данных расчетным может дать среднесуточная величина средних
за сеанс значений мощности принимаемого сигнала Рвх. ср,
отнесенная к минимально допустимому значению мощности сигнала
Л*х. о, т. е. среднесуточное значение запаса высокочастотного
уровня сигнала 8ср.
Если измерения проводятся при благоприятных условиях
погоды (ясная, антициклональная погода), то практически
независимо от сезона года измеренное значение 8ср не должно
значительно (более чем на 2—3 дб) быть ниже расчетных
среднемесячных значений 8, соответствующих надежности связи 50% для
данного месяца. При измерениях в плохую- погоду (пасмурная цикло-
нальная погода, прохождение метеорологических фронтов )1
измеренная величина 8ср может быть на 6—7 дб ниже указанной выше
среднемесячной расчетной величины. В соответствии с рис. 73
изменение запаса высокочастотного уровня Д8 при переходе от
суточной к месячной надежности на трассах протяженностью
150—200 км в среднем не должно превышать 7 дб.
Величина среднемесячного значения запаса высокочастотного
уровня сигнала 8 может быть рассчитана по формуле (см. § 2.4)
8 (дб) = M(d6)-L0 (дб) - £доп (дб) = Рпер (дб) + Опр +
+ Опер (дб) + *)пер (дб) + Y)np (дб) - Рвх.0 (дб) -
_201g-f-4on(<^)_-22, (б2)
где Рпер—мощность передатчика в дб по отношению к 1 вт\
Онер. Опр- коэффициент усиления передающей и приемной
антенн;
^Зпер, У]пр—коэффициент полезного действия антенных
фидеров;
R— расстояние между передающим и приемным
пунктами в м\
X—длина волны в м\
Рвх#0— минимально допустимое значение мощности
сигнала на входе приемника, при котором
обеспечивается заданное качество овязи;
/,доП — среднемесячное значение дополнительных потерь,
определяемое в соответствии с § 5.1 для
надежности 50% в течение данного месяца (без учета
потерь L3).
Измеренное среднесуточное значение вычисляется по формуле
SCP (дб) = Рвх, ср (дб) - Рвх.0 (дб). (6.3)
204

Разница между Ь и 8ср должна примерно соответствовать
вероятному изменению уровня сигнала за счет метеорологических
условий (см. § AJf).
Если сравнение измеренных и расчетных значений показывает,
что наблюдаемое ухудшение надежности связи значительно
больше того, что можно ожидать за счет влияния метеорологических
условий, то такое ухудшение надежности может быть вызвано
только резкими изменениями энергетических параметров
радиолинии. В этом случае следует приступить к тщательной проверке
параметров аппаратуры.
§ 6.2. ПРОВЕРКА ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ АППАРАТУРЫ
РАДИОЛИНИЙ
Одним из важнейших параметров аппаратуры радиолиний ДТР
является предельная чувствительность приемника, определяемая
уровнем его собственных шумов, а также помехами или
космическими шумами. Поэтому прежде всего нужно проверить
соответствие реальной предельной чувствительности приемника
паспортным данным.
Предельную чувствительность можно найти с помощью
амплитудной характеристики приемника. При этом удобно
определять ее как значение мощности сигнала на входе приемника,
равное уровню его собственных шумов. Следует, однако, иметь в
виду, что собственные шумы приемника определяют его предельную
чувствительность только в том случае, если они значительно
превышают внешние шумы. На радиолиниях же ДТР часто внешние
шумы могут намного превосходить собственные шумы приемника.
В этих случаях предельная чувствительность приемника будет
численно равна мощности внешних шумов на входе приемника
(см. § 2,3).
Так, например, обстоит дело в метровом диапазоне волн, где
очень высокий уровень космических шумов, который может
значительно превышать уровень собственных шумов современных
чувствительных приемников. По мере увеличения частоты
космические шумы уменьшаются и, начиная примерно с 500 Мгц, они
становятся меньше шумов, обусловленных поглощением в
кислороде и водяных парах.
Примерная усредненная зависимость изменения уровня
внешних шумов от частоты для угла места, равного нулю (при
ориентировке антенны на горизонт), приведена на графике (рис. 83).
Из этого графика видно, что уровень внешних шумов в
дециметровом и сантиметровом диапазонах весьма низок: он колеблется
в пределах 100—150° К.
Следовательно, предельная чувствительность приемников
дециметрового и сантиметрового диапазонов в большинстве случаев
будет определяться его собственными шумами и ее можно
находить указанным выше способом по амплитудной характеристике.
205

В тех случаях, когда уровень внешних шумов сравним с уровнем
внутренних шумов приемника (например, в метровом диапазоне
при использовании малочувствительного приемника или в
дециметровом и сантиметровом диапазонах в случаях применения мало-
шумящего охлаждаемого параметрического усилителя),
эффективный коэффициент шума приемника и предельную чувствительность
нужно находить с учетом внешних шумов по формулам (2.8),
(2.10) и (2.11).
I
i
!
!
*
Sod
200
1DO
50
РО
to
\
\
\
\
L
\
■
^
\
>
Космические^
шумЬ/
.
\
N
\
> I I
\У
ж
4\
\
Г~] 1—~
У
rt^
I L^
\l^
\Jn^
Til
1
Ml i
I 1 1
4ие
шу/
*0/
Wt/M6tt обуслоб/геннб/е _
поглощением о* кис/гор
j паоол 6о од/ ом ¥-90
N
114
N
\
>
\
оде\
° т
OS
и
о.1 о,г
Рис. 83. Средние уровни внешних шумов в диапазоне УКВ
г s w
Частота S Ггц
Если предельная чувствительность приемника соответствует
паспортным данным, то снижение уровня принимаемого сигнала
и ухудшение надежности связи может быть вызвано следующими
причинами:
а) значительным снижением мощности передатчика;
б) неправильной сборкой передающей или приемной антенны;
в) неисправностями в фидерах (обрыв центральной жилы
кабеля или замыкание ее на оболочку, резкий изгиб или поломка
волновода, попадание внутрь волновода влаги и т. д.);
г) расстройкой фильтров на выходе передатчика или на входе
приемника;
206

д) неправильным направлением оси антенны на
корреспондента или недопустимо низким расположением антенн.
Мощность передатчика обычно контролируется измерителем
проходящей мощности. По величине падающей мощности можно
судить о мощности, отдаваемой передатчиком, и поддерживать ее
в пределах нормы. По величине отраженной мощности можно
судить о правильной настройке фильтра передатчика, а также
о правильной сборке антенны и состоянии фидера. Если значение
отраженной мощности превышает допустимую величину, то
необходимо проверить настройку фильтра, сборку антенны и
исправность фидера.
Проверку антенны производят в соответствии с инструкцией
к радиостанции. Тщательно должна быть проверена правильность
сборки, исправность и чистота соединительных высокочастотных
разъемов. Провести проверку коэффициента усиления антенны
обычно не представляется возможным. Однако правильно
собранная антенна имеет обычно коэффициент усиления, близкий к
расчетному.
У фидеров, соединяющих антенну с приемником или
передатчиком, необходимо прежде всего проверить исправность и чистоту
высокочастотных .разъемов. Коэффициент полезного действия
фидера может быть измерен при помощи генератора стандартных
сигналов и приемника с индикатором выходного напряжения
сигнала. Перед измерениями генератор стандартных сигналов
подключают ко входу приемника и, установив какой-либо уровень
сигнала, отмечают показание прибора на выходе приемника.
Затем между генератором стандартных сигналов и приемником
включают измеряемый фидер. Повышая уровень подаваемого от
генератора сигнала, добиваются прежних показаний прибора на
выходе приемника. Разность уровней сигнала, подаваемых с
генератора при наличии и отсутствии фидера, будет равна
затуханию фидера.
Как указывалось в § 4.5, при низком расположении антенн
сигнал может заметно ослабляться за счет влияния земли. Это
дополнительное ослабление оказывается заметным при работе в
длинноволновом участке дециметрового диапазона и особенно на
метровых волнах. Низкое расположение антенн часто вызывается
необходимостью защиты антенн от сильных ветров. Тем не менее
высоту подъема антенн необходимо выбирать такой, чтобы не
снижать надежность связи. Значения допустимых для данной
радиолинии высот подъема антенн можно найти с помощью графика
(рис. 65).
Правильная установка антенн обычно обеспечивается при
развертывании и подготовке радиолинии к работе. Для каждого типа
станций разрабатывается своя методика вхождения в связь и
юстировки антенн. Однако в процессе работы по разным причинам
возможны отклонения антенн от направления на корреспондента.
Для проверки направления антенн предварительно нужно найти
207

истинный магнитный азимут на станцию корреспондента по карте.
При этом важно не допустить ошибки при определении
магнитного склонения. Затем при помощи буссоли, которая
устанавливается на 50—100 м впереди или позади антенны в створе ее оси,
проверяется соответствие измеряемой величины азимута
найденной по карте. Окончательную проверку юстировки антенн следует
производить по среднему уровню принимаемого сигнала, который
удобнее всего фиксировать с помощью самописца или
инерционного прибора, подключаемого к выходу приемника.
Последовательными небольшими отклонениями антенны в обе стороны
добиваются такого ее положения, при котором средний уровень
принимаемого сигнала будет наибольшим. Такую проверку юстировки
антенн целесообразно производить не только в горизонтальном,
но и в вертикальном направлении.
§ 6.3. УЧЕТ ИЗМЕНЕНИЯ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ
АППАРАТУРЫ
В тех случаях, когда после проверки аппаратуры будет
установлено, что некоторые энергетические параметры заметно
отличаются от паспортных данных, возникает необходимость
уточнения расчетного среднемесячного значения запаса высокочастотного
уровня Ь. Аналогичная задача возникает и в случае специального
или вынужденного изменения состава аппаратуры на радиолинии
(применение другого приемного устройства, замена антенн,
фидеров и т. д.).
К основным энергетическим параметрам аппаратуры,
изменения которых следует учитывать, относятся: предельная
чувствительность приемника РПрсд = Ап (или эффективный коэффициент
шума приемника Fg), мощность передатчика ЯПер» коэффициенты
усиления антенн Guep и Gnp, коэффициенты полезного действия
7]дер и Т]пр-
В соответствии с (2.20) и (2.17) величина запаса
высокочастотного уровня сигнала, выраженная в децибелах,
пропорциональна
8 (дб) еее 10 lg Рпер + Ю lg Gnep + 10 lg Gnp + 10 lg т]пер +
+ 101g4np- 101gPnpea (или 10lg/*.). (6.4)
Если указанные выше параметры будут иметь другие значения,
т. е. будут равны P^peA (или F'9)\ P'ne?; G'ne?; G^; -/j^p; ц'п?9 to запас
высокочастотного уровня сигнала изменится на
величину &Ъ (дб).
АЪ{дб) = lOlg-^* + Ю lg -^L+ Ю Ig-^- + Ю lg^ +
Лгер ^пер %ep Unp
+ lOlg-^--101g|?5« ГИли lOlg^-V (6.5)
■Чпр "пред \ "» /
208

Новое уточненное значение запаса высокочастотного уровня
сигнала будет равно
8' (дб) = 8 (дб) — AS (дб). (6.6)
Пусть, например, известно, что мощность передатчика упала
'пер п
в два раза, т. е. —-,— = 2, а запас высокочастотного уровня сиг-
* пер
нала на радиолинии 8=10 дб.
Тогда в соответствии с формулой (6.5)
Д8 = 10 lg 2 + 0 + 0 + 0 + 0 — 0 = 3 дб и V = 10 — 3 = 7 дб.
Аналогичным образом учитываются изменения и других
параметров аппаратуры.
209

ЛИТ ЕРАТУРА
1. Арманд Н. В., Введенский Б. А. и др. Дальнее тропосферное
распространение ультракоротких волн. Изд. «Советское радио», 1965.
2. Альперт Я. Л., Гинзбург В. Л., Фейнберг Е. Л.
Распространение радиоволн. Гостехиздат, 1953.
3. Калинин А. И. Расчет трасс радиорелейных линий. Изд. «Связь»,
1965.
4. Айзенберг Г. 3. Антенны ультракоротких радиоволн.
Государственное издательство по вопросам связи и радио, 1957.
5. Бекетов В. И. Антенны сверхвысоких частот. Воениздат, 1957.
6. Долуханов М. П. Оптимальные методы передачи сигналов по
линиям радиосвязи. Изд. «Связь», 1965.
7. Долуханов М. П. Распространение радиоволн. Изд. «Связь», 1965.
8. Surenian D. Internat. Sympos. Global Communs., Philadelphia, 1964,
Digest techn. papers, vol. 1. New York, 1964, 43.
9. Aviation Week Space Technology, 1966, Apr. 11, vol. 84, № 15, p. 56.
10. Technology Week, 1967, March 20, p. 23.
11. Thou rel L. Rev. inform, electron. Inst. пае. electron, 1965, 8, №31,
p. 179-193.
12. Bitzer D. R. and others. IEEE Trans. Commun. Technol., 1966, 14,
№ 4, pp. 499—506.
13. Троицкий В. Н. Радиотехника, 1956 г., № 1.
14. А з р и л я н т П. А., Белкина М. Г. Численные результаты теории
дифракции радиоволн вокруг земной поверхности. Изд. «Советское радио», 1957.
15. Dougherty Н. Т., М а 1 о п е у L. J. Radio Science Journal of
Research N BS vol. 68D, 1964, № 2.
16. Шур А. А. Электросвязь, 1966 г., № 1.
17. С row ford A. B. and others. The Bell System Technical yournal,
September, 1959, № 5, p. 1067—1177.
18. В о 1 g i a n о R. Proc. IRE, 1959, vol. 47, № 2, pp. 311- 332.
19. С his holm Y. H. and others. Proc. IRE, October, 1955, vol. 43, № 10,
p. 1317.
20. Akira T. and others. Journal Radio Res. Labs., 1960, vol. 7, №31,
p. 197—211.
21. Be no lie 1 I., J. B. Patts. IRS Frans, Communs. Syst., 1961, 9, № 4,
p. 445—450.
22. M a j u m d a r. S. С Journ. Insth. Telecommun. Engrs., 1966, 12, № 7,
p. 376—390.
23. Howker Pat. Electron Weekly, 1966, № 297, 8.
24. Давыденко Ю. И. Труды ЦНИИИС МО, 1962 г., № 7.
25. Давыденко Ю. И. Труды 16 ЦНИИИС МО, 1967 г., № 12.
26. S t a r a s H. Proc. IRE, 1955, vol. 43, № 10, p. 1374.
27. Norton К. A. and others. Proc. IRE, 1955, vol. 43, JSfe 10, p. 1488.
28. Рекомендация 39. MKKP. Москва, 1963 г.
29. Pierce J. N. IRE Trans., CS—9, 1961, № 2.
30. S m i t h H. I. ШЕЕ Trans. Commun. Technol., 15, 1967, № 3.
210

ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Введение 3
Глава I. Общие сведения о распространении радиоволн и антеннах . . 7
§ 1.1. Электромагнитные поля и волны —
§ 1.2. Распространение радиоволн в свободном пространстве ... 9
§ 1.3. Область пространства, существенно влияющая на
распространение радиоволн 13
§ 1.4. Влияние Земли и атмосферы на распространение УКВ . . 19
§ 1.5. Электрические параметры антенны 27
§ 1.6. Передача энергии по антенным фидерам. Теорема взаимности 31
Глава II. Принципы построения и расчета радиолиний ДТР 36
§ 2.1. Особенности дальней связи за счет распространения УКВ
в тропосфере —
§ 2.2. Антенны радиолиний ДТР 41
§ 2.3. Особенности построения и краткая характеристика
аппаратуры радиолиний ДТР 55
§ 2.4. Принципы расчета радиолиний ДТР 67
Глава III. Некоторые вопросы теории распространения УКВ .... 75
§ 3.1. Отражение УКВ —
§ 3.2. Рефракция УКВ в тропосфере 91
§ 3.3. Дифракция УКВ 103
Глава IV. Основные закономерности ДТР 119
§ 4.1. Физические процессы, происходящие при ДТР —
§ 4.2. Замирания принимаемого сигнала и способы борьбы с ними 128
§ 4.3. Изменения уровня сигнала в зависимости от протяженности
трассы и длины волны 138
§ 4.4. Изменения уровня сигнала в зависимости от времени суток,
сезона, погодных и климатических условий 141
§ 4.5. Влияние земной поверхности на уровень принимаемого
сигнала 146
§ 4.6. Потери усиления антенн при ДТР 159
Глава V. Расчет радиолиний ДТР и выбор пунктов размещения антенн 166
§ 5.1. Методика расчета —
§ 5.2. Выбор пунктов размещения антенн на местности 187
§ 5.3. Определение вероятной дальности и надежности связи.
Порядок расчета . 189
§ 5.4. Примеры расчета и выбора трасс радиолиний ДТР .... 194
Глава VI. Оценка надежности связи на действующих радиолиниях ДТР 201
§ 6.1. Определение запаса высокочастотного уровня сигнала и
надежности связи на радиолиниях —
§ 6.2. Проверка основных параметров аппаратуры радиолиний . . 205
§ 6.3. Учет изменения энергетических параметров аппаратуры . . 208

Ю. И. Давыденко
ДАЛЬНЯЯ ТРОПОСФЕРНАЯ СВЯЗЬ
Редактор капитан 2 ранга Хорбенко И. Г.
Технический редактор Коновалова Е. К,
Переплет художника Селезнева Е. И.
Корректор Лаврищева С. П.
Сдано в набор 28.12. а. [ -52702 Подписано к печати 2.7.68 г.
Формат бумаги 60x90V«e — 131/* п. л. 13,25 усл. печ. л. 13,071 уч.-изд. л.
Тираж 8000 экз. Цена 80 к.
Ордена Трудового Красного Знамени
Вогнное издательство Министерства обороны СССР
Изд. № 6/8873 Москва,'К-160 Зак. 1543
2-я типография Военного издательства Министерства обороны СССР
Ленинград, Д-65, Дворцовая пл., 10