/
Author: Герман-Галкин С.Г.
Tags: электропривод полупроводники учебное пособие компьютерное моделирование язык программирования matlab
ISBN: 5-7931-0158-6
Year: 2001
Text
Учебник для высших и средних учебных заведений
С. Г. Герман-Галкин
КОМПЬЮТЕРНОЕ
МОДЕЛИРОВАНИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ СИСТЕМ
MatLab 6.0
Моделирование систем
в пакете "MatLab 6.0 - Simulink"
Основы электропривода
Силовые полупроводниковые
преобразователи
Электроприводы
постоянного тока
31.21
Герман-Галкин С. Г.
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем в MATLAB 6.0: Учебное
пособие. — СПб.: КОРОНА принт, 2001. — 320 с., ил.
ISBN 5-7931-0158-6
Предлагаемая книга рассматривает вопросы практического использования MatLab 6.0 для
нпя задач по проектированию полупроводниковых систем электропривода. Учебное посо-
ля технических университетов и техникумов содержит следующие основные разделы: ос-
электропривода, моделирование систем в пакете «MatLab 6.0 — Sinuilink», силовые полу-
щниковые преобразователи, электроприводы постоянного тока, электроприводы псремсн-
тока. Для студентов, преподавателей средних и высших учебных заведений.
/ ИЗДАТЕЛЬСТВО «КОРОНА ПРИНТ»
1 г, )
Оптовая торговля:
(812) 251-33-94; (095) 148-35-12 I
! E-inail: nicrown@chat.ru !
i Книга — почтой: 191119, Санкт-Петербург, j
' а/я 55. Для К. П. J
Сергей Германович Герман-Галкин
Компьютерное моделирование
полупроводниковых систем в MATLAB 6.0
Учебное пособие
Ответственный за выпуск Зимина М. С.
Компьютерная верстка Барышникова Т. К.
Редактор Синельников В. С.
Компьютерный дизайн обложки Чикулаев А. А.
* Компьютерная графика Иванов Г. В.
ДР №065007 or 18.02.1997 г.
ООО «КОРОНА принт»
198005. Санкт-Петербург, Измайловский пр., 29.
тел. (факе): (812)251-33-94
Подписано к печати 14.09.2001. Формат 70x100 '/)е,.
Бумага газетная. Гарнитура «Таймс».
Печать офсетная. Объем 20 п. л. Тираж 3000 экз. Заказ № 396
Отпечатано с готовых диапозитивов
в ФГУП ордена Трудового Красного Знамени «Техническая книга»
Министерства Российской Федерации по делам печати,
телерадиовещания и средств массовых коммуникаций
198005, Санкт-Петербург, Измайловский пр.. 29.
© Герман-Галкин С. Г., 2001-
< 5-7931-0158-6 © «КОРОНА принт», 2001.
Содержание
Scanned by sq
^owet.fakzon
С^лд
Введение .<сг:<&.
9
Компьютерные технологии проектирования
полупроводниковых систем электропривода
1.1. Общие замечания .............................................. 13
1.2. Прикладные пакеты
проектирования полупроводниковых
систем электропривода ....................................... 15
1.3. Пакет MatLab.................................................. 21
1.3.1 Continuous (Непрерывные блоки).......................... 23
1.3.2. Discrete (Дискретные блоки)............................ 26
1.3.3. Functions & Table (Функции и таблицы) ................. 27
1.3.4. Math (Библиотека
математических функций) .................................. 28
1.3.5 Nonlinear (Нелинейные блоки) ........................... 31
1.3.6 Signals & Systems (Сигналы и системы) .................. 32
1.3.7. Sinks (Виртуальные приборы
для наблюдения и регистрации процессов) .................. 34
1.3.8 Sources (Источники сигналов) ........................... 36
1.4. Библиотека Blockset and Toolboxes ............................ 38
1.4.1. Electrical Source (Источники
электрической энергии) ....................................... 39
1.4.2. Library Power Elements
(Библиотека пассивных силовых элементов) ..................... 40
1.4.3. Power Electronics (Библиотека
силовых элементов полупроводниковых
преобразователей) ........................................ 43
1.4.4. Machines (Библиотека
электрических машин).......................................... 45
1.4.5. Connector (Блоки связи)................................. 47
1.4.6. Measurements (Блоки измерений) ......................... 47
1.5. Powerlib Extras
(Расширенные библиотеки)....................................... 49
1.5.1. Measurement (Библиотека
дополнительных блоков измерения) . . . .................... 50
1.5.2 Discrete Measurement
(Дискретные блоки измерений) .............................. 52
1.5.3 Control Blocks (Блоки управления)........................ 52
1.5.4 Discrete Control Blocks
(Дискретные блоки управления) ............................. 55
1.5.5 Three-Phase Library
(Библиотеки трехфазных цепей) ............................. 55
1.5.6 Simulink Extras
(Дополнительные библиотеки)................................ 56
1.6 Построение блок-схем ...................................... 58
Выделение объектов............................................. 58
Операции с блоками ............................................ 59
Перестановка блоков модели..................................... 59
Установка параметров блока .................................... 60
Удаление блоков ............................................... 60
Отсоединение блока ............................................ 61
Изменение угловой ориентации блока ............................ 61
Изменение размеров блока ...................................... 61
Изменение и перемещение имени блока ........................... 61
1.7 Создание соединительных линий ............................. 62
Создание разветвления линии . . ’.............................. 63
Создание сегмента линии ....................................... 63
Перемещение сегмента линии .................................... 64
Перемещение излома линии....................................... 65
Проставление меток сигналов
и комментариев ............................................ 65
Создание и манипулирование
метками сигналов........................................... 65
Создание и манипулирование комментарием........................ 66
1.8 Создание подсистем ........................................ 66
Создание подсистемы путём добавления
блока Subsystem............................................ 67
Создание подсистемы путём группировки
существующих блоков.......................................
1.9. Запись и печать модели ...................................
1.10. Модели Simulink
в полупроводниковом электроприводе ............................
Основы электропривода
2.1. Основные понятия, термины
и определения ......................................... ... .
2.2 Выбор типа и мощности
электродвигателя ..............................................
2.3 Приведение переменных и параметров
рабочего механизма к валу
исполнительного двигателя......................................
2.4 Тепловые режимы
работы двигателя ..............................................
2.5. Методы эквивалентирования
потерь в двигателе ............................................
2.6. Основные характеристики
и параметры электропривода.....................................
2.6.1. Статические характеристики ........................
2.6.2. Энергетические характеристики
электропривода ...........................................
2.6.3. Динамические характеристики........................
2.7. Принципы построения систем
автоматизированного электропривода ............................
2.7. Основы компьютерного проектирования
полупроводниковых электроприводов .............................
Силовые полупроводниковые преобразователи
в системах электропривода
3.1. Классификация полупроводниковых
преобразователей ..............................................
3.2. Управляемые выпрямители ..................................
3.3. Моделирование
управляемых выпрямителей ......................................
3.4. Транзисторные
преобразователи ...............................................
3.4.1. Общие замечания ...................................
6
3.4.2. Принципы построения
силовых транзисторных ключей ............................ 148
3.4.3. Схемные реализации
силовых транзисторных ключей ............................ 156
3.4.4. Современное состояние
и перспективы развития
силовых полупроводниковых ключей ........................ 158
3.5. Транзисторные преобразователи
для управления двигателями
постоянного тока ............................................. 162
3.5.1. Принципы построения и управления....................... 162
3.5.2 Моделирование транзисторных ШИП..................... 166
3.6. Автономные инверторы
в системах электропривода
переменного тока.............................................. 171
3.6.1. Принципы построения и управления................... 171
3.6.2. Гармонический состав
выходного напряжения инвертора ......................... 184
3.6.3. Моделирование АИН.................................. 187
Электроприводы постоянного тока
4.1. Математическое описание,
передаточные функции и структурные
схемы двигателей постоянного тока............................ 191
4.1.1. Двигатель постоянного тока
с независимым возбуждением .............................. 191
4.1.2 Двигатель постоянного тока
с параллельным возбуждением.............................. 197
4.1.3. Двигатель постоянного тока
с последовательным возбуждением ......................... 201
4.2. Электропривод постоянного тока
на базе управляемого выпрямителя ............................. 204
4.3. Электромагнитные процессы
в системе ШИП-ДПТ ............................................ 213
4.4 Электропривод постоянного тока
на базе широтно-импульсных
преобразователей.............................................. 218
Асинхронные электроприводы
5.1. Математическое описание
обобщенной асинхронной машины ................................ 227
5.2. Преобразователи координат и фаз.......................... 234
5.3. Асинхронная машина
с короткозамкнутым ротором................................... 237
5.3.1. Анализ АКЗ
в неподвижной системе координат........................... 238
5.3.2. Анализ АКЗ
во вращающейся системе координат ............................. 241
5.4. Разомкнутая система асинхронный
короткозамкнутый двигатель — автономный
инвертор с синусоидальной широтно-импульсной
модуляцией» (АКЗ — АИН с ШИМ)................................. 247
5.5. Структурный синтез асинхронных
электроприводов............................................... 251
5.5.1 Классификация законов управления
асинхронным электроприводом.......................... 251
5.5.2. Асинхронные электроприводы
со скалярным управлением ................................. 252
5.5.3. Асинхронные электроприводы
с векторным управлением .................................. 259
5.5.3.1. Построение частотно-токового
асинхронного электропривода
с векторным управлением ............................. 259
5.5.3.2. Построение асинхронного электропривода
на базе автономного инвертора,
работающего в режиме источника напряжения (АИН) . . . 269
5.6. Электромагнитные процессы
в замкнутом асинхронном электроприводе........................ 272
Синхронные электроприводы
6.1. Вентильная машина........................................ 277
6.2. Математическое описание
вентильной машины ...................................... 280
6:3 Модель вентильной машины
в неподвижной системе координат........................... 281
6.4. Модель вентильной машины
во вращающейся системе координат ............................. 285
6.5. Датчики положения ротора
и преобразователи координат ................................... 288
6.6. Модель вентильной машины
во вращающейся системе координат
с учетом запаздывания в канале ВТ-ДМ-Ф.................... 294
6.7. Механические и электромагнитные
характеристики вентильной машины............................... 299
6.8. Электропривод с вентильной машиной ....................... 301
6.9. Электромагнитные характеристики
вентильного электропривода..................................... 306
Приложения .................................................... 307
Литература.................................................... 319
Татьяне Анатольевне Глазенко
посвящается!
Введение
Понимать то, что мы знаем, и познавать то, чего
мы не знаем, — вот истинная наука.
Конфуций
Электропривод широко используется во всех отраслях народного хозяйства. Это один
из самых энергоемких потребителей и преобразователей энергии. В связи с этим вопросы
повышения коэффициента полезного действия электропривода путем уменьшения потерь
при преобразовании энергии более чем актуальны. Пути решения этой проблемы извест-
ны — это снижение потерь в каждом звене электропривода (путем совершенствования
конструкций этих звеньев) и согласование выходных параметров электропривода с пара-
метрами нагрузки (путем регулирования скорости и момента на выходе электропривода).
Теория регулируемого электропривода, насчитывающая уже ни один десяток лет,
постоянно совершенствуется вместе с совершенствованием конструктивных решений.
Особенно интенсивное развитие она получила в последнее время благодаря усовер-
шенствованию традиционных и созданию новых силовых управляемых полупроводни-
ковых приборов, интегральных схем, развитию цифровых информационных техноло-
гий и разработке разнообразных систем микропроцессорного управления.
Владение теорией в области регулируемого электропривода является необходимым эле-
ментом технической культуры, важной составляющей профессиональной подготовки и вос-
требованности специалиста данного профиля на рынке труда.
Сегодня достижение такой цели возможно лишь при применении новых форм обу-
чения с использованием новых компьютерных технологий, базирующихся на современ-
ных прикладных программных пакетах.
Современные компьютерные технологии, в основе которых лежат прикладные паке-
ты, предоставляют возможность более глубокого изучения вопросов, связанных с проек-
тированием полупроводникового электропривода. Они позволяют качественно изменить
и существенно улучшить технологию изучения, перевести ее в виртуальную действитель-
ность, осуществить в этой виртуальной лаборатории необходимые исследования с полу-
чением количественных результатов.
Однако проблемы, возникающие на пути решения этой задачи, могут быть преодоле-
ны только путем глубокого изучения физических явлений во всех звеньях системы. Про-
ще сказать, для грамотного использования компьютера необходимо хорошо знать и пони-
мать физику работы отдельных звеньев системы, их взаимосвязь и взаимозависимость.
В настоящее время имеется обширная литература по теории электропривода. С другой
стороны, имеется литература по прикладным пакетам. Однако практически отсутствуют
работы, в которых теоретические вопросы регулируемого электропривода исследовалис1
бы с привлечением компьютерных прикладных программ.
Для современного студента компьютер перестает быть экзотикой, а становится ин-
струментом в изучении тех или иных теоретических основ. Будущий инженер должеь
10
не только владеть основами теории в той или иной области, но и уметь решать задачи
с использованием современных средств вычислительной техники.
Компьютерное обучение в настоящее время направлено на освоение офисных пакетов.
Правда, в последнее время появилось много хороших книг, посвященных прикладным
техническим пакетам [8, 9, 10, 16, 17, 20, 22, 24, 36], но в основе их лежит сам пакет;
конкретные примеры, приведенные в этих монографиях, призваны демонстрировать воз-
можности пакета и компьютера (приятным исключением являются монографии [8, 9]).
С каждым годом студенты вузов, да и не только они, становятся все более и более
грамотными пользователями компьютера. Одновременно с этим наблюдается пониже-
ние общефизической грамотности, все слабее и слабее студенты чувствуют качествен-
ную и количественную сторону изучаемых физических процессов.
Предлагаемая читателю книга является практически первой попыткой изложить
основы полупроводникового электропривода с использованием пакета MatLab
(Simulink).
Автор является представителем научной школы в области создания силовых полу-
проводниковых преобразователей для систем электропривода постоянного и перемен-
ного тока, которая была основана профессором Т. А. Глазенко в Ленинградском инсти-
туте точной механики и оптики (ныне СПбГИТМО). В предлагаемой читателю моно-
графии автор стремился сохранить специфику этого направления.
Книга содержит шесть глав.
Первая глава посвящена описанию пакета Simulink. При этом основное внимание
уделено тем вопросам, которые нужны для дальнейшего изложения.
Во второй главе рассматриваются основы электропривода. Здесь рассмотрены ос-
новные статические и динамические характеристики, определяющие качество регули-
руемого электропривода. Особое внимание уделено вопросу выбора исполнительного
двигателя, т.к. именно с этого начинается проектирование электропривода.
В третьей главе рассмотрены современные полупроводниковые преобразователи,
используемые при построении регулируемого электропривода.
Четвертая, пятая и шестая главы посвящены вопросам построения и исследованию
электропривода постоянного тока, асинхронного и синхронного электропривода.
Данную монографию следует рассматривать прежде всего как учебное пособие по
основам проектирования полупроводникового электропривода с использованием мето-
дов компьютерного моделирования.
Компьютерные технологии в системе обучения предоставляют широкие возможно-
сти как преподавателю, так и студенту.
Они позволяют качественно изменить и существенно улучшить саму технологию
обучения, перевести ее в виртуальную действительность и, наконец, преодолеть вечное
противоречие между количеством лекционных и практических часов и объемом зна-
ний, необходимых студенту.
Книга предназначена в основном для студентов старших курсов соответствующих
специальностей. Она может оказаться полезной аспирантам и специалистам, занимаю-
щимся вопросами проектирования полупроводниковых систем электропривода.
Практически все модели, представленные в книге, разработаны автором. Эти моде-
ли могут рассматриваться как база для изучения и исследования систем электроприво-
да в рамках курсового или дипломного проектирования.
Все замечания и предложения по книге автор с благодарностью примет и учтет в
дальнейшей/ работе.
ГЛАВА
Компьютерные технологии
проектирования
полупроводниковых систем
электропривода
1.1. Общие замечания
Литература по силовым полупроводниковым преобразователям,
предназначенным для управления электрическими машинами в сис-
темах электропривода, нуждается в постоянной корректировке, по-
скольку совершенствуются предмет и методы исследования. Сило-
вые полупроводниковые преобразователи, существенно улучшая
энергетику, позволяют реализовать (конечно, при современном мик-
ропроцессорном управлении) качественно новые способы регулиро-
вания электрическими машинами. При этом классические машины
при управлении от полупроводникового преобразователя приобрета-
ют новые свойства и качественно новые, лучшие характеристики.
Силовые полупроводниковые преобразователи позволяют также реа-
лизовать новые конструктивные и технологические решения, облада-
ющие свойствами, недоступными классическому электроприводу.
Такой симбиоз электрической машины и силового полупровод-
никового преобразователя вместе с системой управления иногда
называют мехатронной или электромехатронной системой.
В данной монографии используется термин «полупроводнико-
вый электропривод».
Современный электропривод с использованием полупроводнико-
вых узлов (далее — «полупроводниковый электропривод») состоит
из трех основных отличных частей:
1. Силовая преобразовательная часть, содержащая силовой полу-
проводниковый преобразователь. Основная функция заключается в
преобразовании электрической энергии между источником питания
и электрическим двигателем.
2. Электромеханическая часть, содержащая рабочий механизм,
соединенный посредством механической передачи с электрическим
двигателем.
3. Информационная (управляющая) часть, служащая для управ-
ления силовым полупроводниковым преобразователем и обеспечи-
вающая заданные свойства электроприводу.
Проектирование полупроводникового электропривода включает
в себя последовательность решения множества взаимосвязанных
задач, начиная от получения (иногда и разработки) технического
задания и кончая выпуском рабочей конструкторской документа-
ции. В ряду этих задач можно выделить задачи, связанные с про-
ектированием силовой преобразовательной и управляющей части
14
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
системы электропривода. Эти задачи проектирования в последние
7-10 лет решаются на совершенно новой основе. В теоретическом
плане это связано с возникновением мощных компьютерных тех-
нологий, опирающихся на прикладные пакеты программ, способ-
ных решать практически любые задачи анализа, синтеза, расчета
и конструирования как отдельных элементов, так и системы в
целом.
В технологическом плане это связано с достижением электрони-
ки в области создания силовых интегральных и интеллектуальных
модулей, в которых решены все задачи управления, защиты и диаг-
ностики силовых полупроводниковых преобразователей. Еще боль-
шие достижения электроники наблюдаются в области создания
микропроцессоров для построения информационной (управляю-
щей) части полупроводникового электропривода.
В связи с изменением теоретической и практической базы изме-
нился труд инженера-проектировщика.
Схемотехническое творчество в области построения силовой и
информационной частей электропривода, которое раньше было
предметом его тайной гордости, теперь частично вытеснено компь-
ютерными и конструктивными технологиями.
Реализация компьютерных моделей для рассматриваемых сис-
тем является задачей творческой. Основной проблемой исследова-
ния становится адекватное использование прикладных программ
для решения конкретной задачи. В связи с этим меняется содержа-
ние творческого начала в работе исследователя, которое теперь зак-
лючается в выборе соответствующего прикладного пакета, в гра-
мотном использовании выбранного пакета и математических мето-
дов, заложенных в нем, в грамотной обработке полученных
результатов и в их наглядном представлении.
Поэтому наряду с обязательным изучением физических процес-
сов, протекающих в системах полупроводникового электропривода,
необходимо изучать возможности и особенности прикладных паке-
тов при решении конкретных задач.
В предлагаемой читателю монографии система MatLab (матрич-
ная лаборатория) со своими пакетами расширения (Toolboxes) при-
нята в качестве основного инструмента изучения полупроводнико-
вого электропривода
Основными пакетами расширения, которые использованы при
исследовании полупроводникового электропривода в данной кни-
Компьютерные технологии проектирования
15
ге, являются Simulink и Power System Blockset. В первую главу,
которая посвящена описанию пакетов расширения Simulink и
Power System Blockset, включены необходимые сведения по этим
пакетам.
Хотелось бы обратить внимание читателя еще на один момент.
Книга, которую он сейчас держит в руках представляет собой (в
несколько завуалированном виде) методические указания к лабора-
торным работам по полупроводниковому электроприводу. Здесь в
качестве этой лаборатории выступает виртуальная компьютерная
лаборатория. Лабораторные работы представлены не физическими
установками, а компьютерными моделями, собранными на диске,
который прилагается к книге.
Основное требование, выполнение которого необходимо для
усвоения изложенного материала, — обязательное наличие
компьютера с инсталлированной последней версией паке-
та MatLab.
1.2. Прикладные пакеты
проектирования полупроводниковых
систем электропривода
[8, 9, 10, 16, 17, 18, 22, 24, 36]
Представим очень короткий обзор современных прикладных па-
кетов, которые могут быть использованы для проектирования полу-
проводникового электропривода.
В первую очередь следует отметить пакет MatLab с широко
развитыми дополнениями (Toolboxes), из которых Toolbox Simulink
наиболее приспособлен для анализа и синтеза различных систем.
Пакет Simulink со своими дополнениями — основной инстру-
мент изучения различных электромеханических систем, используе-
мый в данной монографии. Автор нс встретил ни одной задачи,
связанной с исследованием систем электропривода, которую нельзя
было бы решить в этом пакете.
Simulink предоставляет исследователю самые различные воз-
можности, начиная от структурного (математического) представ-
ления системы и кончая генерированием кодов для программиро-
вания микропроцессора в соответствии со структурной схемой
модели.
16
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 1.1. Виртуальная модель
энергосистемы в пакете Simulink
Представленная на рис. 1.1 модель (файл psbturbine из библиотеки
Powerdemos) наглядно демонстрирует уровень сложности задач, кото-
рые можно исследовать в пакете Simulink. Это модель электроме-
ханической системы мощностью 220 MBA, состоящей из гидро-
турбины (блок HTG), синхронного генератора (блок Synchronous
Machine), трёхфазного трансформатора (блок Three-Phase Transformer)
и различного вида нагрузок. Система работает параллельно с энерго-
сетью мощностью 10 000 MBA. Модель (рис. 1.1) позволяет исследо-
вать переходные и установившиеся режимы гидроэлектростанции с
синхронным генератором, имеющим систему управления возбуждени-
ем (блок Excitation System).
Специально для решения задач проектирования электронных бло-
ков систем электропривода в настоящее время также разработано
значительное количество прикладных компьютерных пакетов. Рас-
смотрим подробнее структуру таких систем.
Такие электронные блоки включают в себя прежде всего силовой
полупроводниковый преобразователь. Этот преобразователь может
Компьютерные технологии проектирования
17
быть сконструирован либо из отдельных элементов (транзисторов, ди- !
одов, тиристоров), либо из так называемых интеллектуальных моду- '
лей. В этих модулях кроме силовых транзисторов имеются предвари-
тельные усилители для управления, элементы защиты силовых тран-
зисторов, элементы гальванической развязки и т. д. Все эти схемы
управления силовыми транзисторами называются драйверами.
Электронные блоки в схемах обработки информации выполня-
ют самые различные функции. Прежде всего это функции управ-
ления, включающие: формирование сигнала управления системой
в зависимости от технических требований; формирование ограни-
чений переменных состояния системы, например, напряжений, то-
ков, ускорений, температуры и т. д.; реализацию преобразований
координат.
Преобразователи неподвижных координат во вращающиеся и
наоборот являются отличительной особенностью процессоров всех
электроприводов, так как преобразование энергии в них может осу-
ществляться только при координатных преобразованиях.
В электронном блоке, кроме того, осуществляется преобразова-
ние выработанного сигнала управления системой в сигналы управ-
ления полупроводниковыми приборами (транзисторами, тиристора-
ми) силового преобразователя.
Для исследования и проектирования электронных блоков хоро-
шо зарекомендовали себя прикладные пакеты, в основе которых
использовался пакет Pspice. К этим пакетам относятся O1CAD9
Realise, DesighnLab, Worbench, Circuit Marker и др. [16, 22].
Для изучения и анализа несложных схем чрезвычайно привлека-
тельным является пакет Workbench, который по существу представ-
ляет собой виртуальную лабораторию с достаточно широкими воз-
можностями.
На рис. 1.2 в качестве примера показана виртуальная лабора-
торная установка для исследования операционного усилителя в
пакете Workbench. На вход операционного усилителя AR1 подаёт-
ся синусоидальное напряжение с генератора (блок Function
Generator, FG). Виртуальный осциллограф (блок Oscilloscope,
Osc) позволяет наблюдать процессы на входе и выходе, а на экра-
не виртуального измерителя частотных характеристик (блок Bode
Plottere, ВР) построена частотная характеристика усилителя. Па-
кет содержит достаточно обширную библиотеку различных элект-
ронных компонентов.
18
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
.^Electronic» Workbench
- 1 М »’ >»**•- 1’ , 'г, -
* ''‘Expend } Эгил
h«* т tVg*r —
j[o~02ms/di9 Э ; • Edce-
; X poskien | 0.C0 || .jLevel |~000~
RT«Б/Aj A/&J 1 l^~ AI bj E
-Channel B-—-
; | 50hV/Dn - j 50tfVfDiv
. Y yu>rtbii | О-С^ДИ1ДП д • Y р»Йц.п ..fttO
rAC(о|'5c г' ca j’ACloJnr»
jTeody , 120970in., < l\ V f ‘ „.hemo 27 1 Г
Рис. 1.2. Модель
и измерительные приборы
в пакете Workbench
Гораздо более широкими возможностями обладает пакет O1CAD9,
объединивший в себе возможности анализа, синтеза, расчёта и кон-
струирования электронных схем и обладающий к тому же очень
обширной библиотекой (более 200 тыс.) электронных компонентов.
Этот пакет позволяет проводить самый глубокий анализ элект-
ронных блоков, осуществлять проектирование печатных плат для
разработанной и исследованной электронной схемы, создавать уп-
равляющие файлы для фотоплоттеров. Дополненный специальны-
ми пакетами (PLSyn, Max+plusII, XACTStep), пакет OrCAD позво-
ляет синтезировать программируемые логические интегральные
схемы (ПЛИС) типа Altera, Xilinx и другие.
Рис. 1.3 иллюстрирует модель импульсного электропривода, со-
зданную в пакете OrCAD.
Компьютерные технологии проектирования
19
Рис. 1.3. Модель импульсного электропривода,
созданная в пакете OR CAD
Следует остановиться еще на одном пакете. Это пакет TCAD,
разработанный и достаточно широко используемый в Польше [36],
не получил широкого распространения в мире, не очень удобен при
исследовании полупроводниковых преобразователей и систем элек-
тропривода.
На рис. 1.4 в качестве примера показан асинхронный электро-
привод в пакете TCAD. Здесь короткозамкнутый виртуальный
асинхронный двигатель подключён к виртуальному транзисторно-
му инвертору. Последний управляется от схемы управления (элект-
ронный блок), реализованной в виде набора структурных блоков.
Завершая этот беглый обзор современных компьютерных техно-
логий, следует подчеркнуть ещё одну возможность решения про-
блем проектирования. Схема управления инвертором (например,
как на рис. 1.4), может быть реализована на микропроцессоре.
Возможность такой реализации предоставляет Toolbox пакета
MatLab — Real Time Workshop [8, 9].
20
Компьютерное моделированиеполупроводниковых систем
fiiquirrel-cage induction machine supplied from a voltage-source inverterwith sinusoidal PWM
eld-orientated control (xy reference frame tied to the rotor flux)
E® study of speed control after stepwise changes in the load torque
Рис. 1.4. Асинхронный электропривод,
спроектированный в пакете ТСАД
Одна из основных проблем, на которую наталкивается иссле-
дователь полупроводникового электропривода, является пробле-
ма декомпозиции. Дело в том, что различные процессы в систе-
ме имеют разный масштаб времени. Например, переходные про-
цессы в электромеханической части системы протекают в
течение единиц — десятков секунд, а электромагнитные пере-
ходные процессы при переключении силовых транзисторов
длятся микросекунды. Как видим, разница в длительности процес-
сов здесь составляет девять порядков.
В настоящее время нет прикладных пакетов, которые позво-
лили бы исследовать систему с одновременным учётом тех и
других переходных процессов. Однако и те, и другие оказывают
существенное влияние на характеристики системы и должны
быть учтены.
Компьютерные технологии проектирования
21
Решение этой проблемы базируется на разделении (декомпози-
ции) системы в пространстве и во времени, с обоснованным выбо-
ром на каждом шаге определённой модели, а иногда и отдельного
прикладного пакета. Задачи проектирования полупроводникового
электропривода с достаточной точностью решаются в пакете
MatLab, Simulink. Этому пакету и уделено основное внимание в
данной монографии.
1.3. Пакет MatLab
Первая версия пакета MatLab была разработана уже более 20 лет
тому назад. Развитие и совершенствование этого пакета происходило
одновременно с развитием средств вычислительной техники. Назва-
ние пакета MatLab происходит от словосочетания Matrix Laboratory,
он ориентирован в первую очередь на обработку массивов данных
(матриц и векторов). Именно поэтому, несмотря на достаточно высо-
кую скорость смены поколений вычислительной техники, MatLab
успевал впитывать все наиболее ценное от каждого из них. В резуль-
тате к настоящему времени MatLab представляет собой богатейшую
библиотеку функций (их более 800), единственная проблема работы
с которым — быстро отыскать те из них, которые нужны для реше-
ния поставленной задачи.
Для облегчения специалистам различных областей науки и тех-
ники работы с пакетом вся библиотека функций разбита на разде-
лы. Те из них, которые носят более общий характер, входят в
состав ядра MatLab. Те же функции, которые являются специфи-
ческими для конкретной области, включены в состав добавочных
разделов, носящих название toolboxes. Полная комплектация паке-
та Simulink, например, содержит около 30 разделов инструмента-
рия. Ниже кратко представлены те из них, которые ориентирова-
ны на исследование и проектирование систем электропривода с
полупроводниковыми преобразователями.
В настоящее время появилась версия MatLab6, существенно расши-
ренная, с новым интерфейсом. Практически все модели систем управ-
ления электроприводом, представленные в монографии, реализованы
в этом пакете. Поэтому версии MatLab6-Simulink3 ниже уделено ос-
новное внимание. Однако необходимо отметить, что библиотеки ста-
рых версий с их интерфейсом сохранены. Путь к этим библиотекам
следующий: MatLabRl2\toolbox\Simulink\blocks\Simulink3.
22
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
|ГЗ Simulink Library Browser BHilE]
Derivative: Numerical derivative: du/dt.
0 Simulink
• • Continuous
• :.... £}-] Discrete
• i3-J Functions & T ables
Math Nonlinear
zy Signals & Systems
£-1 Sinks Sources
s- К CDMA Reference Blockset
Communications Blockset
Control System T oolbox
DSP Blockset
Ftl-Si Dials & Gauges Blockset
S NCD Blockset
a Power System Blockset
a® : SI Real-Time Workshop Report Generator
a-Si Simulink Extras Stateflow
aS System ID Blocks
Ready
Рис. 1.5. Библиотека Simulink и дополнительные пакеты
Библиотека Simulink (см. рис. 1.5, левое поле) представляет со-
бой набор визуальных объектов, используя которые можно иссле-
довать практически. любую систему автоматического регулирова-
ния. Практически для всех блоков существует возможность на-
стройки параметров. Параметры настройки отражаются в панели
окна настройки выбранного блока. Кнопка Help на панели окна
настройки открывает подробную информацию о блоке и его пара-
метрах настройки.
Компьютерные технологии проектирования
23
Вся библиотека Simulink в новой версии разбита на восемь раз-
делов. Содержание выделенного раздела находится в правом поле
окна библиотеки (на рисунке это раздел Continious, в котором, в
свою очередь, выделен блок Derivative,. описание которого содер-
жится в верхнем поле). Для вызова привычного интерфейса биб-
лиотеки следует установить курсор на соответствующий раздел в
левом поле, правой кнопкой мыши вызвать выпадающее меню, и
из этого меню открыть нужную библиотеку. Вид библиотеки непре-
рывных блоков иллюстрирует рис. 1.6. Ниже при описании библио-
тек пояснения будут даны только для тех блоков, которые исполь-
зуются в дальнейшем при моделировании полупроводникового
электропривода.
ЕЁЗ Library: $imulink3/Continuou$
.File Edit View Format Help
Рис. 1.6. Библиотека Continuous (Непрерывные блоки)
1.3.1. Continuous (Непрерывные бпоки)
Непрерывные блоки наиболее широко используются при моделиро-
вании системы управления электроприводом. Библиотека «Непрерыв-
ные блоки» содержит:
Integrator — аналоговый интегратор;
Derivate 2— звено аналогового дифференцирования;
Transfer Fen — линейное аналоговое звено, заданное своей пере-
даточной функцией;
24
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
State-Space — линейная аналоговая система, заданная в виде
уравнений состояния, то есть в виде системы уравнений, представ-
ленной в форме Коши;
Zero-Pole — линейная аналоговая система, заданная своими ну-
лями и полюсами;
Memory — блок памяти, выполняющий задержку на один шаг
модельного времени;
Transport Delay — блок памяти, выполняющий задержку, уста-
навливаемую в поле настройки;
Variable Transport Delay — блок памяти с переменой задержкой.
Окно настройки блока Integrator показана на рис. 1.7. В полях
окна настройки задаются:
IS] External' reset — внешний сброс напряжения на выходе ин-
тегратора в ноль. В выпадающем меню этого поля можно
задать сброс в ноль при нарастании и/или уменьшении
входного сигнала;
Block Parameters: Integrator
- Integrator-—-------—:...........-----------------------------
Continuous-time integration of the input signal.
Parameters----------- ---....................... —_________
External reset: | either J
Initial condition source: | internal J
Initial condition: "
[o
17 Limit output ‘ "
lipper saturation limit:
[io
Lower .saturation limit:
Г Show saturation port
Show state port
Absolute tolerance:
| auto
Г OK I Cancel Help Apply
Рис. 1.7. Окно настройки интегратора
Компьютерные технологии проектирования
25
ЕЗ Initial condition source — в выпадающем меню этого окна I
можно задать внешнюю установку начальных условий. В г
этом случае в изображении блока появляется дополнитель- ।
ный входной порт; |
О Limit output — в этом окне задаются ограничения выход- I
ного сигнала; I
EJ Upper saturation limit — верхний уровень ограничения; I
О Lower saturation limit — нижний уровень ограничения;
О Show saturanion port — при выборе этой опции в изобра-
жении блока появляется дополнительный выходной порт.
Напряжение этого порта равно 1, если интегратор нахо-
дится на верхнем уровне насыщения, равно -1, если ин-
тегратор находится на нижнем уровне насыщения и равно
нулю, если интегратор находится в линейной зоне.
Окно настройки блока Transfer Fen, который наиболее часто ис-
пользуются при моделировании систем управления, представлено
на рис. 1.8.
Передаточная функция линейного непрерывного звена автомати-
ческого регулирования в общем случае записывается в виде:
m , т-1 , , ,
V +<W +-+а,» + «0
b,s"+b,.,r-'+- + b,s+ba (L1)
Block Parameter*: Transfer Fen
Cancel
Help 1 App1? j
Рие. 1,а. Панель настройки блока Transfer Fen
26
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Коэффициенты числителя этой функции я, следует ввести в поле
Numerator, начиная с коэффициента а„, при старшей производной.
Аналогично заполняется поле знаменателя передаточной функции
Denominator, начиная с коэффицента Ьп.
1.3.2. Discrete (Дискретные блоки)
Дискретные блоки включают в себя различные элементы диск-
ретных систем управления. На рис. 1.9 представлено окно с этими
устройствами. Библиотека дискретных блоков содержит:
Zero-Order-Hold — экстраполятор нулевого порядка;
Unit Delay — блок задержки сигнала;
Discrete-Time Integrator — дискретный интегратор;
Discrete State-Spase — блок задания дискретного звена матрица-
ми его состояния;
Discrete Filter — блок задания дискретного звена через дискретную
передаточную дробно-рациональную функцию относительно 1/Z;
Рис. 1.9. Библиотека Discrete (Дискретные блоки)
Компьютерные технологии проектирования
27
Discrete Transfer Fen — блок задания дискретного звена через
дискретную передаточную дробно-рациональную функцию относи-
тельно Z;
Discrete Zero-Pole — блок задания дискретного звена через ука-
зание значений нулей и полюсов дискретной передаточной функ-
ции относительно 1/Z.
First-Order Hold — экстраполятор первого порядка;
Блок Unit Delay обеспечивает задержку входного сигнала на задан-
ное число шагов модельного времени. Параметрами настройки блока
являются: Initial condition (Начальное значение сигнала) и Sample time
(Время задержки), задаваемое числом шагов модельного времени.
Блок Discrete-Time Integrator выполняет численное интегрирова-
ние входного сигнала. Большинство параметров настройки этого
блока совпадают с параметрами блока Integrator раздела
Continuous. Отличия состоят в следующем: в блоке дискретного
интегратора есть дополнительный параметр — метод численного
интегрирования (Integrator method). С помощью списка можно выб-
рать один из трех методов:
• прямой метод Эйлера (левых прямоугольников);
• обратный метод Эйлера (правых прямоугольников);
• метод трапеций.
Второе отличие — вместо параметра Absolute tolerance введён
параметр Sample time, который задаёт шаг интегрирования в едини-
цах шагов модельного времени.
1-3.3. Functions & Table (Функции и таблицы)
Библиотека функций и таблиц содержит (рис. 1.10):
Look-Up Table, Look-Up Table (2-D), Look-Up Table (n-D),
PreLook-Up Index Starch, Interpolation (n-D) using PreLook-Up, Direct
Look-Up Table (n-D) — блоки, выполняющие различного вида ин-
терполяции;
Fen — универсальный вычислительный блок, где в качестве па-
раметра настройки можно ввести любое вычисляемое выражение,
аргументом которого выступает входной сигнал;
MatLab Fen — блок, обеспечивающий преобразование входного
сигнала в соответствии с любым функциональным М-файлом, что
позволяет существенно расширить возможности Simulink;
28
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 1.10. Библиотека Functions & Table —
(Функции и таблицы)
S-Function — блок, позволяющий создавать иерархическую струк-
туру для сложных моделей, объединяя группу блоков в один. В дан-
ный блок включаются собственные программы, написанные на языке
С, которые связываются с библиотечными блоками пакета Simulink;
Polynomial — многочлен степени п, заданный своими коэффици-
ентами. В качестве независимой переменной в многочлене высту-
пает входная величина.
1.3.4. Math (Библиотека
математических функций)
Библиотека Math (рис. 1.11) содержит:
Sum — аналоговый сумматор, позволяющий алгебраически сум-
мировать любое число сигналов на входе и имеющий один выход;
Product — вычислитель, формирующий на выходе результат умно-
жения или деления двух и более входных сигналов. В качестве пара-
метров настройки указывается число входов и вид выполняемой опе-
рации (рис. 1-12);
Компьютерные технологии проектирования
29
Рис. 1.11. Math (Библиотека
математических функций)
а)
в-------я
> X
> X >
> V
С □
Product
б)
Рис. 1.12. Блок Product (а) и окно его настройки (б)
30
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Dot Product — звено, осуществляющее перемножение двух вход-
ных величин, если они являются скалярами. Это звено вычисляет
также сумму поэлементных произведений двух входных векторов
одинаковой длины;
Gain — аналоговый усилитель;
Slider Gain — аналоговый усилитель с интерактивной настрой-
кой параметра;
Matrix Gain — усилитель, на вход которого подается вектор;
Mat Function — блок, позволяющий выбрать одну из математи-
ческих функций в поле настройки и включить ее в модель;
Trigonometric Function — звено формирования на выходе триго-
нометрической функции входного сигнала. Выбор функции обеспе-
чивается в поле настройки;
MinMax — блок выбирает минимальное или максимальное зна-
чение вектора в соответствии с заданием поля настройки. Входной
сигнал на блок задается числовым вектором. В окне настройки оп-
ределяется также количество входов;
Abs — блок, формирующий на выходе абсолютное значение
входного сигнала, в функциональных схемах полупроводникового
электропривода играет роль выпрямителя;
Sing — блок-реле, реагирующий на знак входного сигнала. Зна-
чение выходного сигнала устанавливается в окне настройки;
Rounding Function — округление входного сигнала, функция ок-
ругления выбирается в окне настройки на ниспадающем меню;
Combinatorial Logic — блок обеспечивает преобразование входного
сигнала в соответствии с сформированной в окне настройки таблицей
истинности. Этот блок представляет собой модель конечного автомата,
состояния которого, как известно, описывается при помощи Булевой
алгебры;
Logical Operation, Relation Operator — блоки производят извест-
ные логические операции «и» и «или», количество входов задается в
поле настройки;
Bitwise Logical Operator — универсальный блок, реализующий
любую логическую функцию;
Complex to Magnitude-Angle — блок, позволяющий выделить
модуль и фазу входной комплексной величины;
Magnitude-Angle to Complex — блок, преобразующий входную
величину, заданную модулем и фазой в комплексную выходную
величину;
Компьютерные технологии проектирования
31
Complex to Real-Imag, Rcal-Imag to Complex — блоки, преобра-
зующие комплексные величины из показательной формы в алгебра-
ическую и обратно;
Algebraic Constraint — блок, позволяющий в структурную мо-
дель включать систему алгебраических уравнений.
1.3.5. Nonlinear (Нелинейные блоки)
Библиотека нелинейных блоков показана на рис. 1.13.
Эта библиотека содержит:
Rate Limiter — блок обеспечивает различные коэффициенты пе-
редачи в зависимости от знака входного сигнала. В окне настройки
устанавливаются значения этих коэффициентов;
Saturation — усилитель с ограничением. Величина выходного
сигнала при положительном и отрицательном входном сигнале ус-
танавливается в окне настройки;
Quantizer — блок, обеспечивающий квантование входного сиг-
нала по уровню. Величина ступеньки задается в окне настройки. В
системах управления такие блоки являются частью аналого-цифро-
вых преобразователей;
Backlash — блок, реализующий люфт в механических редукторах;
Dead Zone — блок, реализующий зону нечувствительности;
Рис. 1.13. Nonlinear
(Нелинейные блоки)
32
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Relay — реле с регулируемой зоной нечувствительности и устанав-
ливаемой величиной положительного и отрицательного выходного
сигнала;
Switch — ключ, который переключается, когда входной сигнал
становится равным или большим заданного в поле настройки;
Manual Switch — ключ, который переключается вручную. В про-
цессе моделирования при помощи этого ключа удобно менять пара-
метры и структуру модели;
Multiport Switch — блок переключателей, передающий на выход
один из входных сигналов;
Coulumb & Viscous Friction — блок, реализующий характеристи-
ку трения в механических системах.
1.3.6. Signals & Systems (Сигналы и системы)
Состав библиотеки показан на рис. 1.14. Библиотека состоит из
следующих блоков:
In, Out — входной и выходной блоки, обеспечивающие связь
между подсистемами иерархической модели;
Enable, Trigger — блоки, предназначенные для логического уп-
равления работой модели;
Мих — блок, позволяющий объединить несколько входных сиг-
налов в один вектор, количество входов задается в окне настройки;
Bus Selector — блок выделяет из присоединенной к его порту
шины требуемые сигналы. В окне настройки блока имеется два
списка — входной и выходной. Аналогичную функцию выполняет
блок Multimeter, который описан ниже (см. рис. 1.34);
Demux — блок, разделяющий входной вектор на его составляю-
щие, количество этих составляющих определяет количество выхо-
дов в поле настройки;
Selector — этот блок выбирает из входного вектора элементы,
которые указаны в параметрах настройки;
Megre — блок, осуществляющий объединение входных сигналов;
Matrix Concatenation — блок, позволяющий векторный сигнал,
представленный развернутой строкой или столбцом, преобразовать
к «свернутому» векторному сигналу;
Компьютерные технологии проектирования
33
Рис. 1.14. Библиотека
Signals & Systems
From, Goto Tag Visibility, Goto — эти блоки ( Принять, Признак
видимости, Передать). Используются совместно и предназначены для
обмена между различными данными модели с учетом их доступности;
Data Store Memory, Data Store Read, Data Store Write — Память,
Чтение и Запись данных, также используются совместно и обеспе-
чивают хранение и передачу данных;
Ground, Terminator — блоки используются в качестве «заглушек»
для неиспользованных входных и выходных портов соответственно;
Reshape — блок, позволяющий изменить размерность входного
сигнала;
Data Type Conversion — блок, обеспечивающий приведение типа
данных входного сигнала к требуемому;
Function-Call Generator — блок, обеспечивающий запуск под-
ключенных к нему подсистем с заданной периодичностью;
Subsystem — блок-заготовка для создания модели подсистемы;
2 Зак. 396
34
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Компьютерные технологии проектирования
35
Configurable Subsystem — блок, реализующий функцию любой подси-
стемы, которая может быть библиотечной или созданной пользователем;
Model Info — блок, позволяющий получить информацию о модели;
Hit Crossing — блок, вырабатывающий сигнал на выходе при пе-
ресечении входным сигналом заданного в окне настройки значения;
IC — блок, позволяющий устанавливать начальное значение
входного сигнала, значение которого задается в окне настройки;
Width — блок, вычисляющий размерность сигнала на входе;
Probe — блок, позволяющий получить на выходе необходимую
информацию о входном сигнале. Блок имеет один вход, число вы-
ходов зависит от числа исследуемых параметров входного сигнала;
Signal Specification — блок, управляющий процессом моделиро-
вания в зависимости от параметров входного сигнала.
1.3.7. Sinks (Виртуапьные приборы
дня наблюдения и регистрации процессов)
Рис. 1.15. Библиотека Sinks
(Виртуальные приборы
для наблюдения
и регистрации процессов)
а)
Приборы для наблюдения и регистрации процессов в исследу-
емой модели представлены на рис. 1.15.
В состав виртуальных приборов входят:
Scope — осциллоскоп для наблюдения временных зависимостей;
XY Graph — графопостроитель в системе полярных координат;
Display — устройство для вывода на экран дисплея;
То file — блок, связывающий модель Simulink с системой MatLab.
Этот блок позволяет записать в файл MatLaba результаты моделирова-
ния с целью дальнейшей обработки и представления результатов;
То Workspace — устройство для передачи результатов моделиро-
вания в рабочее пространство с целью их дальнейшей обработки;
Stop Simulink — остановка симуляции.
С каждым графическим элементом связано окно настроек. На
рис. 1.16 в качестве примера показан экран осциллоскопа и его
окно настроек. Первое поле окна настроек Number of axes заслужи-
вает, пожалуй, наибольшего внимания. При помощи этого поля
можно изменять число регистрируемых процессов.
Рис. 1.16. Осциллоскоп Scope
Для наблюдения временных
зависимостей (а) и его окно настроек (б)
36
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
1.3.8. Sources (Источники сигналов)
Содержание этого раздела показано на рис. 1.17.
Набор блоков содержит практически все необходимые источники
сигналов для исследования электропривода. Возможно задание произ-
вольного воздействия из файла — блок From File. Кроме источников
детерминированных воздействий с различной функциональной и вре-
менной зависимостью имеются источники случайных воздействий с
различными законами распределения. С каждым графическим элемен-
том связано окно настроек. Так, для генератора периодических сигна-
лов (Signal Generator рис. 1.18) соответствующие поля содержат вы-
бор формы периодического сигнала (Wawe fbnn), установку амплиту-
ды сигнала (Amplitude), установку частоты (Frequency) и выбор
единиц измерения установленной частоты (в раскрывающемся меню
предлагается два варианта: герцы и радианы в секунду).
Окно настройки блока Step показано на рис. 1.19. Видны поля
настройки, где задаются момент подачи сигнала (Step time), началь-
ное значение сигнала (Initial value), конечное значение сигнала
(Final value).
Рис. 1.17.
Библиотека
(Источники
Sources
сигналов)
Компьютерные технологии проектирования
37
Окна настроек активизируются после переноса источника сигнала
в рабочую область моделирования. Каждое окно настроек имеет
кнопку Help, используя которую можно получить исчерпывающую
информацию о каждом источнике и об установке его параметров.
Рис. 1.18. Окно настройки блока
Signal Generator
Block Parameters Step
Step
Output a step.
r Parameters- -
Step time.
| ________
Initial value:
i
Final value:
i 11 "
Sample time
1°
Jv Interpret vector parameters as 1-0
Cancel | Help |
Рис. 1.19. Окно настройки блока Step
38
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
1.4. Библиотека Blockset and Toolboxes
Дополнительные пакеты прикладных программ охватывают прак-
тически всю гамму проблем проектирования систем автоматического
управления (рис. 1.5, рис. 1.20). Ниже коротко рассмотрены только те
из них, которые используются в данной работе при анализе, синтезе и
расчете систем электропривода. В настоящее время уже появились
монографии, посвященные отдельным приложениям [18, 20]. Авторы
обещают по каждому приложению выпустить отдельную книгу.
Наиболее важным для исследования электропривода является
пакет Power System Blockset (рис. 1.20). Содержащаяся в его соста-
ве библиотека Powerlib2 представлена на рис. 1.21.
1.21. Библиотека Powerlib2
Library: Blocksets_and_Toolboxes
File Edit View । и • Help
Рис. 1.20. Дополнительная библиотека Blockset & Toolboxes
Компьютерные технологии проектирования
39
1'4.1. Electrical Source (Источники
электрической энергии)
Библиотека Powerlib2 содержит неуправляемые и управляемые ис-
точники постоянного и переменного напряжения и тока (рис. 1.22).
В полях окна настройки параметров неуправляемого источника
(AC Voltage Source) устанавливаются значения напряжения, началь-
ной фазы и частоты (рис. 1.23), а для управляемого источника
(Controlled Voltage Source) устанавливается значение выходного на-
пряжения или тока при нулевом входном сигнале (рис. 1.24).
AC Voltage Source
a)
[g] Library powerIib2/E lec trical Sources ВБ1E3
Рис. 1.22. Библиотека Electrical Sources
б)
Рис. 1.23. Блок AC Voltage Source (a)
и его окно настройки (б)
40
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
т---------?
+ >
> signal
- >
с---------□
Controlled Voltage Source
Block Parameter*: Controlled Voltage Source
6)
а)
Рис. 1.24. Блок Controlled Voltage Source (a)
и его окно настройки (б)
Управляемые источники из этой библиотеки позволяют связать
структурные или функциональные схемы основных библиотек
Simulink Library с элементами пакета Power System Blocksct. В
окне настройки блоков присутствует поле Measurements, позволяю-
щее подключать блоки для измерения параметров.
1.4.2. Library Power Elements
(Библиотека пассивных силовых элементов)
На рис. 1.25 представлен состав этой библиотеки, она содержит:
1 — Последовательные и параллельные пассивные элементы
R, L, С, которые могут быть заданы в параметрах этих элементов:
Компьютерные технологии проектирования
41
Ом, Генри, Фарада (RLC Branch), а могут быть заданы значениями
активной, реактивной индуктивной, либо реактивной емкостной
мощностей (RLC Load). Такое задание нагрузки иногда очень удоб-
но при исследовании работы силовых полупроводниковых преобра-
зователей;
2 — Линейный трансформатор (Linear Transformer); трансфор-
матор с реальным магнитным сердечником, учитывающим его на-
сыщение (Saturable Transformer);
Рис. 1.25. Состав библиотеки пассивных силовых элементов
42
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
3 — Индуктивно связанные цепи (Mutual Inductance);
4 — Нелинейный элемент (Surge Arrester), позволяющий сфор-
мировать требуемую нелинейную зависимость между входным и
выходным сигналами. Этот элемент удобно использовать для огра-
ничения перенапряжения, возникающего при переключениях в пре-
образователях с индуктивными нагрузками;
5 — Ключ (Breaker), параметры которого (сопротивление, ин-
дуктивность) в открытом состоянии задаются в поле настройки.
Там же задастся состояние ключа (открыт, закрыт) при нулевом
входном сигнале;
6 — Однофазная и трехфазная линии электропередачи (PI
Section Line, Distributed Parameters Line);
7 — Трехфазный двухобмоточный и трехобмоточный трансфор-
маторы (Three-Phase Transformer, Two windings, Three windings).
Block Parameters’ Three-phase Transformer (Two Windings)
И
Three-Phe.se Transformer (Two Windings) (mask) (link)
This block implements athree-phe.se transformer by using three single-phase
transformers Set the winding connection to'Yn' when you wont to access the
neutral point of the Wye.
Three-phase
T ransformer
a)
Parameters
Nominal power and frequency [ Pn(VA). fn(Hz) ]
|[250e6.60
Winding 1 (ABC) connection. |Y
Winding parameters [ VI Ph-Ph(Vrms). R1 (pu). LI (pu) ]
|[42435e3,0 002.0 OB]
Winding 2 (abc) connection : |Delta (DI)
Winding parameters [ V2 Ph-Ph(Vrms). R2(pu) L2(pu) ]
j[31 БеЗ 0 002.0 08]
Г Saturable core
Magnetization resistance Rm (pu)
[б00
Magnetization reactance Lm (pu)
[500
Measurements [None
OK
Cancel | Help
6)
Рис. 1.26. Блок Three-Phase Transformer (a)
и его окно настройки (б)
Компьютерные технологии проектирования
43
На рис. 1.26 в качестве примера показан блок трехфазного транс-
форматора (Three-Phase Transformer) и его окно настройки. В окна
настройки задаются параметры трансформатора и схемы соединения
первичных и вторичных обмоток (окна Winding 1 (ABC) Connection,
Winding 2 (abc) Connection). Поле (Suturable Core) позволяет учесть
насыщение трансформатора. Опции поля (Measurements) устанавли-
вают переменные состояния трансформатора, которые подлежат из-
мерению при моделировании.
1.4.3. Power Electronics (Библиотека
силовых элементов полупроводниковых
преобразователей)
Эта библиотека (рис. 1.27) содержит семь типов одиночных си-
ловых элементов и модели различных полупроводниковых преобра-
зователей, представленных одним универсальным блоком
(Universal Bridge). Этот блок и его окно настройки показаны на
рис. 1.28. В полях окна настройки задаются:
□ количество плеч универсального моста (поле Numbers of
bridge arms);
□ конфигурация. входных и выходных портов (поле Port
configuration). В выпадающем меню этого поля задаются вход-
ные и выходные порты. Входными могут быть порты АВС, а
выходными — порты + -, или наоборот;
□ тип силового полупроводникового элемента (поле Power
Electronic device). В выпадающем меню этого поля (показано на
рис. 1.28 б) задается тип силового полупроводникового элемента;
□ параметры цепей формирования траектории переключения
задаются в полях Snubber resistance, Snubber capacitance. Поле
Measurement предназначено для выбора измеряемых перемен-
ных состояний универсального полупроводникового моста.
Следует отметить, что каждый единичный полупроводнико-
вый элемент содержит выход «т.», на котором с помощью
измерительных приборов можно посмотреть форму напряже-
ния и тока на элементе и измерить их значения. Все блоки
имеют управляющие входы. Для единичных элементов эти
входы обозначены буквой «g», для универсального моста
«pulses».
44
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 1.27. Библиотека Power Electronics
Рис. 1.28. Блок Universal Bridge (а)
и его окно настройки (б) б)
Компьютерные технологии проектирования
45
4,4.4. Machines (Библиотека
электрических машин)
Эта библиотека (рис. 1.29) содержит синхронные, асинхронные
машины и машины постоянного тока. Все машины могут быть
представлены как в абсолютных, так и относительных единицах.
Универсальный блок измерений (Measurement demultiplexer) позво-
ляет измерить требуемые переменные состояния машины.
jgj Library: powerlib2/Machines
File Edit View . ’ Help
Simplified Synchronous Machine
Permanent Magnet
Synchronous Machine
DC Machine
Synchronous Machine
Asynchronous Machine
pu Standard
Asynchronous Machine
pu Units
Asynchronous Machine
SI Units
Prime Movers and Regulators
Measurement demultiplexer
> vref
> vd
УГ >
> vq
> vstab
Excitation
System
) wref
) Pref Pm
> we
5 P- sate
> dut
HTG
> wref dw_5-2 >
> Pref Trt-2 »
> wm gate >
> d_theta Pm >
STG
is_abc >
vs_abc >
•_abc >
> 01 thetam >
wm ?
Pe >
Machines
Measurement
Demux
₽ис. 1.29. Библиотека Machines
На рис. 1.30 в качестве примера показана модель асинхронной
машины с панелью настройки.
В полях окна настройки задаются:
□ в первом поле — тип ротора;
□ во втором поле — координатная система отсчета;
46
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
□ в третьем поле — мощность, действующее линейное напря-
жение и частота;
□ в четвертом, пятом и шестом полях — параметры классичес-
кой схемы замещения;
□ в седьмом поле — момент инерции ротора, коэффициент тре-
ния и число пар полюсов;
□ в последнем поле — начальные условия.
Asynchronous Machine
SI Units
a)
6)
Рис. 1.30. Блока Asynchronous Machine (а) и его окно настройки (б)
Универсальный блок измерения переменных состояния и его
окно настройки показаны на рис. 1.31.
В первом поле окна настройки (Machine type) указывается тип
машины. При этом изменяется вид окна настройки под соответ-
ствующую машину.
Компьютерные технологии проектирования
47
Галочками отмечаются величины, которые подлежат измерению
или наблюдению.
Block Parameters. Machines Measurement Demux
£ ir_abc:>
ir_qd >
phir_qd >
vr_qd >
is_abc >
> m is_qd >
phis_qd >
vs_qd >
wm >
Те >
thetam^
Machines
Measurement
Demax
Machine measurements (mask) (link)
Split specified signals of various machine models measurement output vector
into separate signals.
L_______________________________________________________________
Parameters
Machine type: |Asynchronous
_ . ] Simplified synchronous
I ir_abc . r^gynchfonQus___________
Г ir_qd :q.----------------------_ ....-...
[Permanent magnet synchronous
Г phir_qd q and d axis rotor fluxes (Wb) or (pu)
Asynchronous
a)
Г vr_qd : q and d axis rotor voltages (V) or (pu)
|v is_abc Stator currents ia. ib. ic (A) or (pu)
Г is_qd : q and d axis stator currents (A) or (pu)
P" phis_qd : q and d axis statorfluxes (Wb) or (pu)
Г“ vs_qd : q and d axis stator voltages (V) or (pu)
f? wm Rotor speed (rad/s) or (pu)
I? Те : Electromagnetic torque (N.m) or (pu)
Г thetam Rotor angle (rad)
Cancel Help | Apply
b)
Рис. 1,31. Блок Machines Measurement Demax (а) и
его окно настройки (б)
1.4.5. Connector (Блоки с язи)
Эти блоки показаны на рис. 1.32, назначение блоков раскрывает
их графическое представление. В окнах настройки блоков Bus Ваг
указывается количество входов и выходов.
1*4.6. Measurements (Блоки измерений)
Эти блоки показаны на рис. 1.33. Блоки Voltage Measurement,
Current Measurement предназначены для соединений измеритель-
ных блоков библиотеки Simulink с блоками пакета Power System
BlocKsets. Блок Impedance Measurement позволяет измерить частот-
48
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ную зависимость полного сопротивления между двумя точками
исследуемой схемы.
Рис. 1.32. Библиотека Connector
Рис. 1.33. Библиотека Measurement
Компьютерные технологии проектирования
49
Особый интерес представляет блок Multimeter. Этот блок позволяет
измерить электрические переменные, выбранные в окне Measurement '
соответствующих элементов (см., например, рис. 1.23, 1.24, 1.26).
Окно настройки блока Multimeter (рис. 1.34) содержит два поля. В
первом (Available) после нажатия кнопки Refresh появляются coot- I
ветствующие измеряемые переменные. Все или часть из них могут
быть с помощью кнопки Select переведены во второе (правое) поле f j
для измерения и регистрации результатов. Блок Multimeter своим
выходом может быть подключен к внешним измерителям.
Рис. 1.34. Панель настройки
блока Multimeter
Флажок Display signals at simulation stop позволяет вывести изме-
ряемые сигналы в виде временных зависимостей. Этот блок очень
удобен при исследовании и в дальнейшем часто применяется.
1-5. Powerlib Extras
(Расширенные библиотеки)
Библиотека Powerlib Extras представлена на рис. 1.35. Эта биб-
лиотека содержит шесть дополнительных библиотек.
50
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
1.5.1. Measurement (Библиотека
дополнительных блоков измерения)
Расширенная библиотека Extras Measurement показана на рис. 1.36.
Библиотека содержит блок разложения несинусоидального периоди-
ческого сигнала на гармонические составляющие (Fourier), блок измс-
Рис. 1.36. Библиотека Extras Measurement
Компьютерные технологии проектирования
51
рения эффективного (действующего) значения несинусоидального пе-
риодического напряжения или тока (RMS), блок измерения активной и
реактивной мощности (Active & Reactive Power).
Имеются три блока преобразования трехфазных сигналов. Блок (3-
Phase Sequence Analyzer) определяет симметричные составляющие
прямой, обратной и нулевой последовательностей. Следующие два
блока (abc to dqO Transformation, dqO to abc Transformation) осуществ-
ляют преобразование трехфазной системы к двухфазной и наоборот.
Блок Total Harmonic Distorsion измеряет коэффициент гармоник.
Блок Three-Phase V-I Measurement служит для измерения напря-
жений и токов в трехфазной цепи.
На рис. 1.37 показаны блок Fourier и его окно настройки.
В полях указывается основная частота и порядковый номер иссле-
дуемой гармоники.
Black Parameters. Fourier
magnitude >
signal
angle >
- Fourier analyser (mask) (link)------;-----------------------------------
The Fourier block performs a Fourier analysis of the input signal over a
running window of one cycle of the fundamental frequency First and
second outputs return respectively the magnitude and phase (degrees) of
the harmonic component specified.
- Parameters —------------------
Fundamental frequency f1 (Hz):
Fourier
Harmonic n (0=DС; 1 “fundamental; 2=2nd harm; . ):
а)
Cancel | Help [ Apply |
6)
^Ис- 1.37. Блок Fourier (a)
и его окно настройки (б)
В поле окна настройки блока Total Harmonic Distorsion (рис. 1.38)
устанавливается основная частота исследуемого сигнала.
52
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
О odk arameters Fotal Harmonic Ur - tc лоп
> signal THD >
" THD (mask) (link)— -------------
This block measures the total harmonic distortion (THD ) of a periodic
instantaneous voltage or current connected to the input
The THD is defined as:
THD = Uh/U1
where:
Uh = rms value of the harmonics
= sqrt(U2~2 + иЗл2 +... + UnA2 +...)
U1 = rms value of the fundamental component
Тotal Harmonic
Distorsion
а)
r- Parameters
Fundamental frequency (Hz):
ПК
Гапсе!
Hein
Annlu
6)
Рис. 1.38. Блок Total
Harmonic Distorsion (a)
и его окно настройки (б)
1.5.2. Discrete Measurement
(Дискретные блоки измерений)
Расширенная библиотека Discrete Measurement показана на
рис. 1.39. Основные блоки этой библиотеки повторяют функции
библиотеки Measurement и предназначены для исследования сиг-
налов в дискретных системах регулирования.
1.5.3. Control Blocks (Блоки управления)
Расширенная библиотека Control Blocks содержит блоки управ*
ления, показанные на рис. 1.40.
Остановимся кратко только на трех из них.
Два блока Synchronized Generator служат для управления нере'
версивным (б-Pulse) и реверсивным (12-Pulse) трехфазным двухпО'
лупериодным управляемым выпрямителем.
Компьютерные технологии проектирования
53
Рис. 1.39. Библиотека Discrete Measurement
рис.
1.40. Библиотека Control Blocks
54
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Блок PWM Generator предназначен для управления инвертором с
синусоидальной широтно-импульсной модуляцией. На рис. 1.41 по-
казан этот блок вместе с окном настройки. В поле Generator Mode
устанавливается тип схемы силового инвертора. В выпадающем
меню этого поля задастся тип преобразователя, предназначенного
для управления (рис. 1.41, б).
В последующих полях задаются:
□ несущая частота;
□ глубина модуляции;
□ основная частота на выходе инвертора;
□ начальная фаза выходного напряжения инвертора.
Block Parameters: PWM Generator
Signal(s)Pulses
-PWM Generator (mask) (link)-------------------;----————-------------------
This block generates pulses for carrier-based PWM (Pulse Width Modulation),
self-commutated IGBTs.GTOs or FETs bridges
Depending on the number of bridge arms selected in the "Generator Mode"
parameter, the block can be used either for single-phase or three-phase PWM
control.
Press Help for details on input(s) and outputs.
See psblphFWM and psb3phPWM demos respectively for application
examples of single-phase and three-phase inverters using the discrete
i version of this block.
I V . \ - ____4 ’ !
-Parameters- -----------------------------------—— .................
Generator Mode Double 3-arm bridges (12 pulses)
_ , Jl-arm bridge (2 pulses)
Carrier frequency ( 2_arm b>|d^e ^u|ses^________________________
3-arm bridge (6 pulses]
PWM Generator
а)
[Double 3-arm bridges (12 pulses)
P" Internal generation of modulating signal(s)
Modulation index (0<m<1)
fol
Frequency of output voltage (Hz)
f50
Phase of output voltage (degrees)
6)
Рис. 1.41. Блок PWM Generator (a)
и его окно настройки (б)
Компьютерные технологии проектирования
55
4.5.4. Discrete Control Blocks
(Дискретные блоки управления)
Расширенная библиотека Discrete Control Blocks содержит бло-
ки, аналогичные рассмотренным, но предназначенные для управле-
ния дискретными системами. Кроме того, эта библиотека содержит
цифровые фильтры высоких частот, полосовые фильтры и фильтр
низких частот.
1.5.5. Three-Phase Library
(Библиотеки трехфазных цепей)
Расширенная библиотека Three-Phase Library содержит трехфаз-
ные цепи различного назначения (рис. 1.42). В этой библиотеке
имеется набор последовательных и параллельных трехфазных на-
грузок, заданных либо пассивными параметрами, либо значениями
активной и реактивной мощности, блок источника питания, трех-
фазная индуктивно-связанная цепь, трехфазный трансформатор и
блок, моделирующий повреждения в трехфазной сети (блок 3-Phase
Fault).
Ис- 1.42. Библиотека Three-Phase Library
56
Ком пью терное моделирование полупроводниковых систем
Компьютерные технологии проектирования
57
1.5.6. Simulink Extras
(Пополнительные библиотеки)
В библиотеке Blockset & Toolboxes (рис. 1.20) имеется еще одна
дополнительная библиотека, которая используется при исследова-
нии полупроводниковых преобразователей в системах электропри-
вода — это Simulink Extras.
Эта библиотека содержит восемь блоков (рис. 1.43).
Рис. 1.43. Библиотека
Simulink Extras
Рис. 1.44. Библиотека
Additional Sinks
Рис. 1.45. Библиотека
Additional Linear
Содержание трех из них (Additional Sinks, Additional Linear,
Transformations) показано на рис. 1.44-1.46.
Добавочные виртуальные приборы Additional Sinks измеряют
спектры сигналов, осуществляют их спектральный анализ и изме'
ряют параметры случайных сигналов.
Добавочные линейные блоки Additional Linear позволяют вв°'
дить начальные условия в интегрирующие элементы, а также бе3
дополнительных хлопот включать в схему управления электропр11'
водом ПИД-регуляторы.
Рис. 1.46. Библиотека Transformations
58
I
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем_______________
Блоки преобразования координат Transformations позволяют осу-
ществлять преобразование прямоугольной системы координат в
полярную и обратно, переходить от одних единиц измерения к дру-
гим (градус Фаренгейта — градус Цельсия, радиан — градус).
1.6. Построение блок-схем [17]
Рассмотрим, какие операции выполняются в процессе построе-
ния блок-схем сложных динамических систем.
Выделение объектов
При создании и редактировании модели нужно выполнять такие
операции, как копирование или удаление блоков и линий. Для это-
го предварительно необходимо выделить один или несколько бло-
ков и линий (объектов).
Чтобы выделить отдельный объект, нужно щелкнуть на нем мы-
один раз. В результате по углам выделенного блока или в начале
........... ----т маленькие квадратные черные метки. При
другие ранее выделенные объекты станут невыделенными.
несколько объектов, выбранных произвольно,
клавишу [Shift] и, удерживая её нажатой, вы-
каждом выделяемом объекте. Затем клавишу
ШЬЮ
и конце линии появятся
этом все > _
Чтобы выделить
необходимо нажать
полнить щелчки на
[Shift] отпустить.
Группу объектов
этого необходимо установить курсор
являться начальной точкой рамки,
можно выделить также с помощью рамки. Ж
сер мыши в точку, которая буде'
, нажать левую кнопку мыши 11
не отпуская её, переместить мышь в направлении диагонали пр*'
моугольника. В результате на экране появится прямоугольная раМ^
и, когда кнопка мыши будет отпущена, все объекты и линии, о№а
ченные рамкой, будут выделены.
Если требуется выделить всю модель, то есть все объекты*
активном окне блок-схемы, следует воспользоваться команд
Select АП (выбрать всё) из меню Edit (правка) или комбинат11*
клавиш [Ctrl+A],
________________Компьютерные технологии проектирования
Операции с блоками
59
команд меню. Последо-
Копирование блоков из одного окна в другое проводится следу-
ющим образом: открывается нужная библиотека или окно модели-
прототипа и нужный блок перетаскивается мышью в окно создава-
емой (редактируемой) модели.
Блоки можно копировать и при помощи
вательность действий при этом такова:
□ в окне библиотеки или модели выделить блок (блоки),
подлежащий копированию;
□ выбирать команду Сору (Копировать) в меню Edit (Правка)
активного окна;
О сделать активным окно, в которое нужно скопировать
блок, и выбрать в нём команду Paste (Вставить) из меню
Edit (Правка).
Каждому скопированному блоку Simulink присваивает имя.
Первый скопированный блок будет иметь то же имя, что и блок
в библиотеке. Каждый следующий блок того же типа будет иметь
то же имя с добавлением порядкового номера. Пользователь может
переименовать блок. При копировании блок получает те же значе-
ния настраиваемых параметров, что и блок-оригинал.
Перестановка блоков модели
Перестановка блока внутри модели осуществляется путём пере-
таскивания его мышью. При этом Simulink автоматически перери-
совывает линии, связывающие этот блок с другими блоками. Чтобы
переставить несколько блоков вместе с соединительными линиями
и сохранением относительных расстояний, необходимо их выде-
лить и перетащить мышью один из блоков. Все другие выделенные
блоки также займут новые места.
Копирование блоков одной модели можно выполнить двумя спо-
собами:
• перетащить блок в нужное положение, удерживая при этом
клавишу [Ctrl];
• перетащить блок, удерживая нажатой правую кнопку
мыши, при этом к новому блоку добавляется очередной
порядковый номер.
Компьютерные технологии проектирования
61
На рис. 1.47 представлен результат копирования блоков Scope и
XY Graph.
Установка параметров блока
Функции, которые выполняет блок, зависят от значений пара-
метров блока. Установка этих значений осуществляется в окне на-
стройки, которое вызывается после двойного щелчка на изображе-
нии блока в блок-схеме.
можно скопировать в модель при помощи команды Paste (Вставить)
того же меню.
Отсоединение блока
Чтобы отсоединить блок от линий, достаточно нажать клавишу
[Shift] и, не отпуская её, перетащить блок в другое место.
Изменение угловой ориентации блока
В начальном состоянии сигнал проходит через блок слева направо
(по левую сторону располагаются входы блока, а по правую сторону —
выходы). Чтобы изменить угловую ориентацию блока, надо:
□ выделить блок, который нужно повернуть;
□ выбрать в меню Format (Формат) окна блок-схемы одну из
следующих команд: Flip Block (Поворот блока на 180 гра-
дусов) или Rotate Block (Поворот блока по часовой стрел-
ке на 90 градусов).
Изменение размеров блока
Для изменения размеров блока необходимо выделить и устано-
вить указатель мыши на одну из угловых меток блока. Форма ука-
зателя при этом изменится — он примет вид двунаправленной
стрелки. Надо захватить мышью эту метку и перетянуть её в новое
положение.
Изменение и перемещение имени блока
Все имена блоков в модели должны быть уникальными и состо-
ять хотя бы из одного символа. Чтобы изменить имя блока, нужно
выполнить щелчок на имени, а затем, используя обычные приёмы
редактирования, внести необходимые изменения.
Удаление блоков
Для удаления ненужных блоков из блок-схемы достаточно выДе'
лить эти блоки так, как было указано ранее, и нажать клави^
[Del] или [Backspace], Можно также вызвать команду Clear (ОчЧс
тить) или Cut (Вырезать) из меню Edit (Правка) окна блок-схем6’
Если использована команда Cut, то в дальнейшем удалённые бло*'1
Для изменения шрифта следует выделить блок, вызвать команду
Font (Шрифт) из меню Format (Формат) окна модели и затем выб-
рать шрифт в открывшимся диалоговом окне.
По умолчанию имя блока располагается следующим образом.
Если блок ориентирован слева направо, то имя находится под бло-
62
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ком; если справа налево — над блоком; если же
сверху вниз
или
снизу вверх — по правой стороне блока.
Изменить местоположение имени
двумя способами:
выделенного блока
можно
□ перетащить имя
мышью на противоположную
сторону
блока;
□ воспользоваться
командой
Flip
Name из меню Format
окна
модели — она также переносит имя на противоположную
сторону блока.
Скрыть имя
блока можно,
используя
команду Hide
Name
(Скрыть имя) меню Format окна модели. Чтобы восстановить ото
бражение имени, следует воспользоваться командой Show Name
(Показать имя) того же меню.
1.7. Создание соединительных линий
Сигналы в модели передаются по линиям. Каждая линия может
передавать или скалярный, или векторный сигнал. Линия соединя-
ет выходной порт одного блока с входным портом другого блока.
Линия может также разветвляться и соединять- выходной порт од-
ного блока с входными портами нескольких блоков. Чтобы соеди-
нить выходной порт одного блока с входным портом другого, нуж-
но выполнить следующие действия:
□ установить указатель мыши на выходной порт первого бло-
ка (при этом курсор должен принять форму перекрестия);
□ нажать левую кнопку мыши и, удерживая её в этом положе-
нии, передвинуть указатель к входному порту второго блока,
□ отпустить кнопку мыши.
Simulink заменит символы портов соединительной линией с указа-
нием направления передачи сигнала. Именно таким образом (см. рис-
1.48) выход блока Save Wave соединён с входом блока XY Graph.
Линии можно рисовать как от входного порта к выходному, таЬ
и в обратном направлении.
ПРИМЕЧАНИЕ:
По умолчанию Simulink рисует соединительные линии, cod0
ящие из горизонтальных и вертикальных сегментов. Чтобы nod
Компьютерные технологии проектирования
63
Рис. 1.48. Соединение блоков
роить линию под углом 45 градусов, необходимо в процессе
рисования удерживать клавишу [Shift],
Создание разветвления линии
Линия, которая ответвляется, начинается с существующей и пе-
редаёт её сигнал к входному порту другого блока. Как существую-
щая, так и ответвлённая линии передают один сигнал. Разветвлён-
ная линия даёт возможность передать один и тот же сигнал к не-
скольким блокам. Чтобы образовать ответвление от существующей
линии, необходимо выполнить следующие действия:
□ установить курсор в точку ответвления;
□ нажать правую кнопку мыши, удерживать её нажатой;
□ провести линию к входному порту нужного блока, отпус-
тить правую кнопку мыши.
Создание сегмента линии
Блоки можно соединять ломаными линиями, состоящими из не-
скольких сегментов. Для создания следующего сегмента необходи-
64
Компьютерные технологии проектирования
65
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
мо установить курсор в конец предыдущего сегмента и нарисовать
следующий, удерживая левую клавишу мыши.
Деление линии на сегменты. При необходимости линию можно
разделить на два сегмента. Для этого следует выполнить следующие
действия:
Перемещение сегмента линии
Рис. 1.49. Деление
линии на сегменты
Чтобы переместить отдельный сегмент линии, необходимо вЫ‘
□ выделить линию и установить курсор в точку излома линии;
□ нажать клавишу [Shift] и левую кнопку мыши; курсор при
этом примет форму окружности, а на линии образуется излом;
□ переместить курсор (излом) в новое положение;
□ отпустить клавишу [Shift] и кнопку мыши.
Результат этих действий представлен на рис. 1.49, где линия,
соединяющая блоки Sine Wave u XY Graph 1, разделена на несколь-
ко сегментов.
Перемещение излома линии
Чтобы переместить излом линии, достаточно перетянуть мышью
точку излома в новое положение.
Проставление меток сигналов
и комментариев
Для наглядности и удобства блок-схемы линии можно снабдить
метками, указывающими, какие сигналы по ним проходят. Метки
размещают под или над горизонтальной линией, по левую или но
правую сторону от вертикальной линии. Метка может быть распо-
ложена в начале, в конце или на середине линии.
Создание и манипулирование
метками сигналов
полнить следующие действия:
□ установить указатель на перемещаемом сегменте;
□ нажать и удерживать левую кнопку мыши (курсор Пр’
этом должен принять форму креста);
□ переместить указатель в новое положение сегмента и 01
пустить кнопку мыши.
ПРИМЕЧАНИЕ:
Сегмент, непосредственно прилегающий к порту блока, пер6
местить невозможно.
I
Чтобы создать метку сигналов, нужно дважды щелкнуть на сег-
менте линии и затем ввести текст метки. Двойной щелчок следует
выполнять точно на линии, т. к. в противном случае будет создан
комментарий к модели.
Перемещение метки осуществляется путём перетаскивания её
мышью на новое место. Если при этом удерживать нажатой клавишу
[Ctrl], то метка будет скопирована в новое место. Скопировать метку
можно также, выполнив двойной щелчок на другом сегменте линии.
Чтобы отредактировать метку, следует щелкнуть на ней правой
кнопкой мыши и затем внеети соответствующие изменения в ее текст.
3 Зак 396
66
Ком пью терное моделирование полупроводниковых систем
Чтобы удалить метку, надо выделить её, удерживая клавишу
[Shift], и нажать клавишу [Del] или [Backspace]. При этом будут
удалены все метки этой линии.
Создание и манипулирование комментарием
Комментарии дают возможность сопровождать блок-схемы тексто-
вой информацией о модели и отдельных её составляющих. Коммента-
рии можно проставлять в любом свободном месте блок-схемы. После
двойного щелчка мышью в любом свободном месте блок-схемы появля-
ется прямоугольная рамка, в которую можно ввести текст комментария.
Перемещение комментария осуществляется путём перетаскива-
ния его с помощью мыши.
Если при этом удерживать нажатой клавишу [Ctrl], комментарий
будет скопирован в новое место.
Созданный комментарий можно отредактировать. Для этого
нужно выполнить на нем щелчок, а потом внести соответствующие
изменения. Чтобы изменить при этом параметры шрифта коммен-
тария, необходимо выделить текст комментария и выбрать команду
Font (Шрифт) из меню Format (Формат) окна блок-схемы. После
этого появится диалоговое окно, в котором следует выбрать назва-
ние шрифта, его размер, атрибуты и стиль и нажать кнопку ОК.
Комментарий можно удалить. Для этого выделите его, удержи-
вая клавишу [Shift], и нажмите клавишу [Del] или [Backspace].
1.8. Создание подсистем
Если блок-схема модели слишком сложная и имеет большие раз-
меры, её можно упростить, группируя блоки в подсистемы. Ис'
пользование подсистем даёт следующие преимущества:
□ сокращается количество блоков, которые выводятся в окис
модели;
□ появляется возможность объединить в одну группу (поде11 |
стему) функционально связанные блоки;
□ появляется возможность создания иерархических блок-схс*1
Подсистему можно создать двумя способами:
Компьютерные технологии проектирования
67
□ добавить блок Subsystem в модель, потом войти в этот блок
и создать подсистему в появившемся окне подсистемы;
□ выделить часть блок-схемы модели и объединить её в под-
систему.
Создание подсистемы путём добавпения
блока Subsystem
В этом случае нужно поступить так:
□ скопировать блок Subsystem в окно модели, перетянув его
из раздела Signals & Systems;
□ открыть окно блока Subsystem, дважды щёлкнув на изоб-
ражении блока в блок-схеме;
□ в пустом окне модели создать подсистему, используя бло-
ки In и Out для создания входов и выходов подсистемы.
Создание подсистемы путём группировки
существующих блоков
Если блок-схема уже содержит блоки, которые нужно объеди-
нить в подсистему, то последнюю можно создать так:
□ выделить при помощи рамки блоки и соединяющие их
линии, которые нужно включить в состав подсистемы;
1-50. Создание подсистемы
^Ис.
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
□ выбрать команду Create Subsystem (Создать подсистему) из
меню Edit (Правка). В результате Simulink заменит выде-
ленные блоки одним блоком Subsystem (рис. 1.50).
Чтобы увидеть блок-схему созданной подсистемы (рис. 1.50),
следует дважды щёлкнуть на блоке Subsystem. Как видно из рисун-
ка, Simulink добавил в блок-схему блоки In и Out, представляющие
входы и выходы в систему высшего уровня.
1.9. Запись и печать модели
Для записи модели (блок-схемы) на диск нужно вызвать коман-
ду Save (Сохранить) или Save As (Сохранить как) из меню File
(Файл) окна модели. При этом SimulinK записывает в указанную
папку файл с заданным (введённым с клавиатуры) именем, присва-
ивая ему расширение .mdL
Чтобы распечатать модель (блок-схему), следует воспользовать-
ся командой Print (Печать) из меню File (Файл) окна модели.
Блок-схему можно вставить в документ любого текстового редак-
тора, например, Word. Для этого следует сначала вызвать команду
Сору Model (Копируй модель) из меню Edit (Правка) окна модели, а
затем перейти в окно текстового редактора и нажать комбинацию
клавиш [Shift+lns],
1.10. Модели Simulink
в полупроводниковом электроприводе
При моделировании полупроводниковых систем электропривода
используются в основном три типа моделей:
□ функциональные модели;
О структурные модели;
□ виртуальные модели.
Функциональные модели используются при моделировании сИс'|
тем управления полупроводниковыми преобразователями. Эти моДе'
ли, как правило, реализуют некоторую логику функционирований
схемы управления.
Компьютерные технологии проектирования
69
[/'{Synch*
file £dlt View Simulation Formaj IqdIs tl^lp
0 & Q & • It* ; BE W ,
Crossing i
a) 6)
Рис. 1.51. Функциональная модель (a)
и результаты моделирования (б) схемы синхронизации
В качестве примера рассмотрим функциональную модель схемы
синхронизации одной фазы при построении схемы управления управ-
ляемого выпрямителя. Схема синхронизации должна генерировать ко-
роткий импульс в момент прохождения фазного напряжения через ну-
левое значение. Для реализации такого функционирования выбран
блок Hit Crossing из библиотеки Signals & Systems. На рис. 1.51, а
видно, что на вход блока Hit Crossing подается сигнал с выхода источ-
ника синусоидального напряжения (Sine Wave). Как указано в окне
настройки блока Hit Crossing, блок вырабатывает импульс при про-
хождении входного сигнала через ноль как от «плюса» к «минусу»,
так и от «минуса» к «плюсу». Электромагнитные процессы в схеме
синхронизации, полученные с использованием блока Scope, показаны
на рис. 1.51, б.
Структурные модели используются при моделировании электри-
ческих машин, заданных своим математическим описанием, и стан-
дартных регуляторов в управляющей части системы регулирования
электропривода.
70
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Обобщенный пропорционально-интсгрально-днфферепциальный
регулятор (ПИД) описывается уравнением
Ubhx~(kti+ ' +Кд$')ивх,< (1-2)
5
где ки, кд — коэффициенты усиления пропорционального,
интегрального и дифференциального звена соответственно.
На рис. 1.52, а показана структурная модель ПИД-регулятора с
окном настройки, в полях которого устанавливаются величины ко-
эффициентов усиления соответствующих звеньев. Результаты моде-
лирования переходного процесса демонстрирует рис. 1.52, б.
Некоторые структурные модели уже рассмотрены выше (рис.
1.7, 1.8, 1.12).
Виртуальным моделям выше было уделено достаточное внима-
ние; вся библиотека Power System Blockset представляет собой вир-
туальные модели (рис. 1.23-1.42) .
Рис. 1.52. Структурная модель (а) и результаты моделирования
(б) ПИД-регулятора
Основы
электропривода
\\\\\\\\\
177^Т7^7ТТ7777777Т77777ТтттП
2.1. Основные понятия, термины
и определения
Электропривод (рис. 2.1) — это электромеханическая система,
состоящая из электрической машины (ЭМ), связанной посредством
механической передачи (редуктор (Р) с рабочим механизмом (РМ),
силового преобразователя (СП), системы управления (СУ), блока
сенсорных устройств (БСУ), которые обычно играют роль датчиков
обратной связи по основным переменным состояния электроприво-
да, вторичных источников питания (ВИП), обеспечивающих напря-
Ис- 2.1. Блок-схема электропривода
74
Основы электропривода
75
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем____________
жение питания СУ, БСУ и входных цепей СП, и источника электри-
ческой энергии (ИЭЭ).
В качестве СП в дальнейшем рассматриваются лишь силовые по-
лупроводниковые преобразователи. Они выполняют, во-первых, согла-
сование электрических параметров источника электрической энергии
(напряжение, частота) с электрическими параметрами электрической
машины и, во-вторых — регулирование электрических параметров
машины. Известно, что для управления скоростью вращения и момен-
том электрической машины необходимо регулировать электрические
параметры на её входе. Система управления (СУ) предназначена для
управления СП, она обычно строится на микросхемах либо микропро-
цессоре. На вход СУ подается сигнал задания Сз и сигналы отрица-
тельных обратных связей от БСУ. Система управления, в соответствии
с заложенным в нее алгоритмом, вырабатывает сигналы управления
СП, управляющего электрической машиной.
С самого начала следует оговорить некоторые особенности
терминологии, касающиеся электрических машин. Электрической
машиной будем называть обобщенный электромеханический пре-
образователь, обеспечивающий преобразование электрической
энергии в механическую при работе в двигательном режиме,
механической — в электрическую при работе в генераторном ре-
жиме, а также обеспечивающий преобразование электрической и
механической энергии в тепловую при работе в режиме электромаг-
нитного тормоза. В электроприводах в переходных и квазиустано-
вившихся режимах все эти процессы преобразования имеют место.
Однако, отдавая дань традиции, часто для электропривода будет
использоваться термин электрический двигатель. При этом чита-
тель должен понимать, что речь идет об электрической машине.
ной сети 50 Гц и электропривод, питающийся от автоном-
ного источника питания (аккумулятор, солнечная батарея,
дизель-генератор и т. д.);
□ по принципу действия — на электроприводы непрерывного
действия, подвижные части которого в установившемся режи-
ме находятся в состоянии непрерывного движения, и дискрет-
ный электропривод, подвижные части которого находятся в
состоянии дискретного движения в установившемся режиме;
□ по соотношению между числом электрических машин и
рабочих механизмов — на групповой электропривод, обес-
печивающий движение нескольких рабочих механизмов от
одной электрической машины, и индивидуальный, обеспе-
чивающий движение одного рабочего механизма от одной
электрической машины. <
Наиболее совершенным электроприводом является автоматизиро-
ванный электропривод — регулируемый электропривод с автоматичес-
ким регулированием переменных состояния (момента и скорости).
Автоматизированные электроприводы делятся на:
О стабилизированный по скорости или моменту электропри-
вод;
О программно управляемый электропривод, осуществляю-
щий перемещение рабочего механизма в соответствии с
программой, заложенной в сигнал задания;
О следящий электропривод, осуществляющий перемещение
рабочего механизма в соответствии с произвольно изменя-
ющимся входным сигналом;
О позиционный электропривод, предназначенный для регу-
лирования положения рабочего механизма.
Электроприводы делятся [28]:
□ по характеру движения — на вращательный электропри-
вод и линейный электропривод;
□ по направлению движения — на реверсивный электропри-
вод, обеспечивающий вращение (движение) в обоих на-
правлениях, и нереверсивный, обеспечивающий движение
только в одном направлении;
О по электрическим параметрам электрической машины
на электропривод постоянного тока и электропривод пере-
менного тока;
□ по электрическим параметрам источника электрической
энергии — на электропривод, питающийся от промышлеИ'
2-2. Выбор типа и мощности
электродвигателя [5, 28]
На рис. 2.2 представлена классификация электрических машин,
применяемых в электроприводе.
В качестве критериев классификации выбраны:
1. Параметры электрической сети, питающей якорь машины. По
этому критерию все электрические машины разделены на два клас-
са: машины постоянного тока и машины переменного тока.
76
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
2. Принцип действия электрических машин, в соответствии с
которым машины переменного тока разделены на асинхронные и
синхронные.
3. Способ создания магнитного поля в машине. В соответствии
с этим критерием машины постоянного тока поделены на пять ти-
пов (рис. 2.2):
□ магнитоэлектрические, в которых основное магнитное
поле создается постоянными магнитами (1);
□ электромагнитные с независимым возбуждением, в кото-
рых обмотка возбуждения подключена к отдельному ис-
точнику (2):
□ электромагнитные с параллельным возбуждением, в кото-
рых обмотка возбуждения и якорь подключены к одному
источнику параллельно (3);
□ электромагнитные с последовательным возбуждением, в
которых обмотка возбуждения и якорь включены последо-
вательно к одному источнику (4);
п электромагнитные со смешанным возбуждением, когда
часть обмотки возбуждения включена параллельно, а
часть последовательно с якорем (5).
Асинхронные машины по этому критерию разделены на две
группы:
□ с короткозамкнутым ротором (6);
□ с фазным ротором (7), обмотки фазного ротора через кон-
тактные кольца и щетки подсоединяются к внешней цепи.
Синхронные, так же, как и машины постоянного тока, делятся
на электромагнитные (8) и магнитоэлектрические (9).
4. Конструктивный критерий, в соответствии с которым машины
постоянного тока и синхронные делятся на явно полюсные (10)
(несимметричные в магнитном отношении) и неявнополюсныс (11)
(симметричные в магнитном отношении).
Виртуальная модель машины постоянного тока DC Machine на-
ходится в библиотеке Machine Power System Blockset. На рис. 2.3, я
показаны блок DC Machine и блок измерения, а на рис. 2.3, б пока-
зано окно настройки.
В машине постоянного тока обмотка возбуждения (F+, F-) и якор-
ная цепь (А+, А-) имеют раздельные выводы и могут быть соединс-
Основы электропривода
77
Рис. 2.2. Классификация
электрических машин
Block Parana <-rs: DC Machine
DC machine (mask) (link)
This block implements a separately excited DC machine Access is provided
to the field connections so that the machine can be used as a shunt-connected
or a senes-conneded DC machine
Input 1 and output 1 : positive and negative armature terminals
Input 2 and output 2: positive and negative field terminals
Input 3 Load torque
Output3 Simulink measurement output [w la If Те]
a)
Parameters
Armature resistance and inductance [Ra (ohms) La (H) ]
|[ 0.6 0 012]
Field resistance and inductance [Rf (ohms) Lf (H) ]
|[ 240 120]
Field-armature mutual inductance Let (H)
[To
Total inertia J (kg m'2)
[_
Viscous friction coefficient Bm (N m.s)
jo
Coulomb faction torque Tf (N m)
jo
Initial speed (rad/s):
[l
Рис- 2.3. Виртуальная модель
и блок измерения (а), б)
°кно настройки (б) машины постоянного тока
78
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ны так, что реализуют 2, 3, 4 типы машин из классификации рис.
2.2. Вход TL предназначен для подключения момента нагрузки, вы-
ход m предназначен для подключения блока измерения. В полях на-
стройки машины вводятся параметры якоря (Ra, Ld — сопротивле-
ние и индуктивность), параметры обмотки возбуждения (Rf, Lf), ин-
дуктивность главной магнитной цепи (Laf), момент инерции (J),
коэффициент вязкого трения (Вт), момент сухого трения (7/) и на-
чальная скорость машины. Ниже (гл. 4) при математическом описа-
нии машины более подробно рассмотрена физическая интропрета-
ция всех коэффициентов.
Аналогичные блоки для асинхронной машины показаны на
рис. 2.4, а. Блок машины имеет три входных зажима (А В С)
статорных обмоток, три выходных зажима (а b с) роторных обмо-
ток, один вход (Tin) для подключения момента нагрузки и выход
(m_SL) для подключения блока измерения. В поле окна настройки
(рис. 2.4, б) вводятся:
□ тип ротора (короткозамкнутый, фазный);
□ система координат, в которой описывается машина;
О номинальная мощность, номинальное линейное действую-
щее напряжение и номинальная частота;
□ сопротивление и индуктивность рассеяния статора;
□ сопротивление и индуктивность рассеяния ротора;
О индуктивность взаимоиндукции;
□ момент инерции, момент сухого трения и число пар полюсов;
□ начальные значения переменных состояния машины.
Электрические параметры машины являются параметрами клас-
сической схемы замещения. Блок позволяет создать модель как
асинхронной машины с короткозамкнутым ротором, так и машины
с фазным ротором. Более подробные сведения, касающиеся мате-
матического описания и моделирования асинхронной машины, рас-
смотрены в гл. 5.
Блок измерения (рис. 2.4, в) является универсальным и исполь-
зуется и для асинхронных, и для синхронных машин. Соответству-
ющий тип машины выбирается в поле Machine Туре.
Блок измерения позволяет измерить любые электромагнитные И
электромеханические переменные состояния машины. Необходи-
мые для измерения переменные состояния машины устанавливают-
ся в соответствующих окнах панели настройки блока измерения.
Основы электропривода
79
Asynchronous Machine
SI Units
is_abc
phis_qd
wm
Те
Machines
a)
Block Parameters Asynchronous Machine SI Units
B)
^ис. 2.4. Виртуальная модель и блок измерения (а),
°КНа настройки (б), (в) асинхронной машины
Синхронные машины в библиотеке Machine представлены че-
тырьмя блоками. Однако большинство из них реализуют модели
генераторною режима работы синхронной машины. Исключение
составляет магнитоэлектрическая машина, модель которой приве-
дена на рис. 2.5 «. На рис. 2.5 б и рис. 2.5 в показаны окна на-
80
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
стройки для модели машины и блока измерения. В полях окна на-
стройки машины задаются:
□ активное сопротивление якоря (статора);
□ индуктивности по продольной (Ld) и поперечной (L4) оси.
Заметим сразу, что модель позволяет реализовать как машину
неявнополюсную (Ld = так и явнополюсную (Ld* L4);
□ поток в воздушном зазоре;
□ момент инерции, момент сухого трения и число пар полюсов.
В окне настройки блока измерения отмечаются тип машины и
те переменные состояния машины, которые следует измерять и
(или) наблюдать.
Block Parameters Permanent Magnet Synctwoaous Machine
Permanent Magnet
Synchronous Machine
13---------;|
is_abc >
vs qd >
> m wm >
thetam >
Те >
i a--------
Machines
Measurement
Demux
PM Synchronous Machine (mask) (link)
Implements a 3-phase permanent magnet synchronous machine with
s'nusoidal flux distribution. The machine is modelled in the dq rotor reference
kame Stator windings are connected in wya to an internal neutral point
First 3 inputs Machine terminals phases a b and c
4th input. Simulink signal - mechanical torque (N m)
(>0 for motor mode <0 for generator mode)
output: Simulink measurement output - vector (10x1) containing
(all currents flowing into machine).
1-3 Stator line currents in. ib. ic (A)
4-5 ’ Staler currents id, iq (A)
6-7 Stator voltages vd, vq (V)
8 Rotor spee d wm (rad/s)
9 . Rotor angle thetam (rad)
10 Electromagnetic torque Те (N m)
a)
Parameters
Resistance R(ohm);
|г.в750
Inductances (Ld(H) Lq(H) ]
|[05e-3 65e-3]
Flux induced by magnets (Wb):
|от>5——————
Inertia friction factor and pairs of poles [ J(kg m'2) F(N m.s) pO)
B)
Рис. 2.5. Виртуальная модель и блок измерения (а),
окна настройки (б), (в) синхронной машины
Основы электропривода
81
Выбор типа двигателя для электропривода является неоднознач-
ной, многофакторной задачей. Тем не менее можно перечислить
факторы, которые в наибольшей степени влияют на выбор двигате-
ля: температура окружающей среды, влажность, давление, агрессив-
ность среды, взрыве- и пожароактивность и др.
Для двигателей, выпускаемых промышленностью, определено кли-
матическое исполнение (табл. 2.1) и температура.
В соответствии с буквенным обозначением двигателя по табл. 2.1
выбирается двигатель для работы в определенных климатических
условиях.
При работе двигатель нагревается как за счёт теплоты, выделяю-
щейся в обмотках при протекании токов, так и за счет теплоты, выде-
ляющейся в магнитопроводе от переменных потоков. Температурный
предел зависит от срока службы двигателя и определяется нагрево-
стойкостыо изоляционных материалов, используемых для обмоток.
Таблица 2.1
Буквенное обозначение Климатическое исполнение
Русское Латинское
У п Районы с умеренным климатом
УХЛ nf Районы с умеренным и холодным климатом
т t Районы с сухим и влажным тропическим климатом
м m Районы с умеренно-холодным морским климатом
ом mv Районы с тропическим морским климатом
Чем более нагревостоек материал, тем большую мощность мо-
жет развить двигатель при тех же габаритах и той же массе. Луч-
шее использование двигателя достигается за счёт применения ин-
тенсивного охлаждения (вентиляторы).
Изолирующие материалы, применяемые в двигателях, в соответ-
ствии с их нагрсвостойкостью делятся на следующие основные классы:
□ класс А — естественные волокнистые материалы из хлопка,
целлюлозы и шелка, пропитанные электроизоляционными
лаками (предельно допустимая температура 0тах - 105°C;
82
Основы электропривода
83
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
□ класс Е — синтетические органические плёнки, лаки и
волокнистые материалы, (0п1ах = 120°С);
□ класс В — материалы из слюды, асбеста и стекловолокна,
содержащие . органические связующие вещества,
(0nm =130°С);
□ класс F — те же материалы, что и для класса В, в сочета-
нии с синтетическими связующими и пропитывающими
составами, (01пах = 155°С);
□ класс Н — те же материалы, что и для класса В, в сочета-
нии с кремнийорганическими связующими и пропитываю-
щими составами, (0nm =180°С);
□ класс С — слюда, стекло, кварц, керамические материалы
с неорганическими связующими составами или без них,
(0 >180°С), ограничивается физическими, химически-
ми или электрическими свойствами материала).
Температура нагрева зависит как от потерь (выделяющейся
теплоты в двигателе), так и от условий охлаждения двигателя,
которые изменяются в широких пределах. Если температуру и
плотность воздуха в производственных помещениях считают не-
изменной, то температура, при которой могут оказаться двигате-
ли, работающие на открытом воздухе в различных широтах, ко-
леблется от -60 до +50°С. Особенно сильно изменяются условия
охлаждения у авиационной и космической аппаратуры, где к рез-
ким колебаниям температуры добавляется изменение плотности
воздуха. В случае работы в открытом космосе охлаждение воз-
можно только за счёт излучения.
Выделение теплоты в отдельных частях двигателя происходит
неравномерно. Например, ток в обмотке возбуждения двигателя
постоянного тока, работающего в следящей системе, неизменен, а
ток в обмотке якоря зависит от напряжения. Это напряжение необ-
ходимо для создания двигателем вращающего момента, преодоле-
вающего нагрузочный момент. Условия охлаждения различных час-
тей двигателя тоже различны. Тем не менее при анализе процессов
нагрева и охлаждения часто предполагают, что двигатель представ-
ляет собой однородное тело и выделение теплоты в нём происхО'
дит равномерно по всему объёму.
Однако остаются нерешенными множество вопросов. КакоЯ
двигатель выбрать для работы, например, в космических условиях,
в загазованной или запыленной среде, в среде с повышенной радИ'
ацией и т. д.? В случае, когда условия работы не оговорены проИ3'
водителем двигателей, проводятся дополнительные исследования, а
иногда и разработка нового двигателя.
Если производится выбор двигателя из тех, которые выпускают-
ся промышленностью, то некоторые факторы удается учесть на
начальном этапе. Прежде всего предпочтение следует отдать двига-
телям бесконтактным, так как они надежней, взрывобезопасней,
имеют меньшие массу и габариты, чем ЭД постоянного тока.
2.3. Приведение переменных и параметров
рабочего механизма к вапу
исполнительного двигателя [5, 15]
Исполнительный двигатель электропривода связан с рабочим
механизмом через механическую передачу. На рис. 2.6 представле-
но несколько типов механических передач.
Ис‘ 2-6- Типы механических передач в электроприводе
Механическая часть электропривода в дальнейшем рассматрива-
ется в качестве «жесткой» механической модели. Это значит, что
все звенья модели в процессе передачи момента не деформируют-
84
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Основы электропривода
85
ся, кинематические пары не имеют люфтов и зазоров, а потери в
механической передаче учитываются только её коэффициентом по-
лезного действия.
В этом случае динамические и статические моменты рабочего
механизма могут быть пересчитаны и приведены к валу исполни-
тельного двигателя. На рис. 2.7 представлена функциональная схе-
ма «жесткой» механической части электропривода. Уравнение дви-
жения в этом случае имеет известный вид:
d(Om АЛ АЛ
—- = М-Мн
dt
,, , М р + М рм
где М н = М + —---------—-----момент сопротивления
ip^J р
приведенный к валу двигателя,
(2.1)
нагрузки,
Рис. 2.7. Функциональная схема
«жесткой» механической передачи
со1п— угловая скорость вращения вала двигателя,
гателя,
рм J р
.2 — момент инерции, приведенный к
ipTJp
валу дви-
— собственный момент сопротивления двигателя,
Мр— момент сопротивления редуктора,
Мрм — момент сопротивления рабочего механизма,
Часто при расчетах моментами сопротивления двигателя и редук-
тора пренебрегают и учитывают только приведенный момент рабоче-
го механизма. Как правило, нагрузочный момент является случайной
величиной. Точное его определение возможно лишь при статисти-
ческой обработке результатов измерений на реальном объекте. Тем
не менее все разнообразие нагрузок можно систематизировать по
характеру изменения момента от скорости либо от угла поворота
рабочего механизма и представить в виде типовых зависимостей.
Типовые зависимости Mw = f (соРЛ/) представлены на рис. 2.8.
и рабоче-
J', Jp, JPM — моменты инерции двигателя, редуктора
го механизма,
ф, т}р — передаточное число и коэффициент полезного дей-
ствия редуктора.
При этом com -coPMip в случае вращающегося рабочего механиз-
ма , и сот = VpMR 1р в случае линейно перемещающегося рабочего
механизма (рис. 2.6).
При этом нагрузочный момент
м = м-^
н •
1р1]р
имеет тот же вид, что
и момент рабочего механизма.
д) Наиболее простым видом нагрузочного момента, удобным
для аналитического решения задачи выбора двигателя, является по-
стоянный момент, не зависящий от параметров ни по значению, ни
по знаку: Мн = const. Классическим примером такого вида нагруз-
ки является подъём или спуск груза. Близок к этому момент, созда-
ваемый в системе регулирования скорости движения лентопротяж-
ных механизмов и намоточных устройств с постоянным натягом
ленты, провода и т. п.
86
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Основы электропривода
87
б) Другим видом нагрузочного момента является момент сухого •
трения, неизменный по значению, но приложенный навстречу на-
правлению вращения (скорости) М н = М „signa m . В следящих сис-
темах и в станочных электроприводах подачи этот вид нагрузки
является основным.
Кроме того, приводы вентилей, дросселей, клапанов в систе-
мах автоматического регулирования температуры, расхода газа и
жидкости, винтов кареток некоторых станков, щеток потенцио-
метров и т. п. устройств характеризуется прежде всего моментом
сухого трения.
2
Рис. 2.8. Типовые зависимости
нагрузочного момента
В общем случае момент сухого трения не остаётся постоянным»3
сложным образом зависит от скорости перемещения. Кроме того,3
механизмах, длительно находящихся в покое или в особых среДаА
(например, в вакууме), наблюдается эффект залипания, при которой
сопротивление начальному движению возрастает в несколько раз.
с) Моментом вязкого трения называют нагрузочный Момо111
Ми = ka„ .
d) Зависимость нагрузочного момента от угловой скорости, на-
пример, вентилятора, центробежного насоса, гребного и воздушно-
го винта, имеет вид, показанный на рис. 2.8, d. Такой нагрузочный
момент описывают формулой Мн - k(Onm , где п = 1,72 2,5, и назы-
вают вентиляторным.
f) Часто нагрузочный момент зависит от угла поворота механиз-
ма а и его положения. Такой момент называют позиционным. Ха-
рактерной нагрузкой является радиолокационная антенна, момент |1
сопротивления которой зависит от её положения относительно на- ”
правления ветра. Поэтому в некотором диапазоне углов поворота /
механизма позиционный момент может принимать отрицательные
значения, то есть помогать двигателю вращать антенну. К этому же J
типу механизмов относятся приводы рулей летательных аппаратов, I
момент сопротивления которых зависит от угла отклонения руля в
шарнире и называется шарнирным.
g) В системах автоматики, где определяющую роль играют пе-
реходные процессы (разгон, торможение), основным моментом,
нагружающим двигатель, является динамический момент
М дин
dCQm
dt
Характерными динамическими нагрузками явля-
ются различного вида следящие системы (стрелково-пушечные
турели, приводы копировально-фрезерных станков, приводы ра-
диолокационных антенн и т. п.).
2.4. Тепловые режимы
работы двигателя [5, 28]
В техническом задании на разработку электропривода оговоре-
ны надежность, массогабаритные показатели, требования к стати-
ческим и динамическим характеристикам, которые определяют, по-
жалуй, наиболее важный параметр двигателя — его выходную
мощность. Если мощность, требуемая на исполнительном органе
рабочего механизма, больше, чем мощность двигателя, то последний
перегревается и может выйти из строя; если мощность в нагрузке
меньше мощности двигателя, то ухудшаются его энергетические
характеристики (КПД, коэффициент мощности и др.). Задача выбо-
ра двигателя по мощности осложняется тем, что нагрузка на его
валу не остается постоянной, а меняется во времени и, как прави-
88
I
i
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ло, случайным образом. Для того чтобы решить вопрос расчета
мощности двигателя, необходимо знать зависимости М(/), со(7).
Однако в любом случае выходная мощность двигателя опреде-
ляет его нагрев, а температура двигателя является основным факто-
ром, влияющим на надежность его работы.
Если обозначить превышение температуры двигателя над темпе-
ратурой окружающей среды через 0, то процесс нагрева двигателя
описывается дифференциальным уравнением
C-j- + A0=APT, (2.2)
at
где АРТ— мощность тепловых потерь в двигателе (Вт),
С — теплоёмкость двигателя (Дж/град),
А — теплоотдача (Дж/°С).
Введение относительных (безразмерных) единиц может суще-
ственно упростить задачу. Воспользуемся этим подходом для анализа
тепловых процессов в двигателе. Преобразуем уравнение (2.2), введя
базовое значение максимальной температуры двигателя — 0тах, тог-
да получим:
Д^- + 0=АД, (2.3)
at
С
где Тв -— — постоянная времени нагрева двигателя (с),
А
я
0 =---- — относительная температура,
0
max
. - АД АД пП,
АД = —- -----— — относительная мощность тепловых пи
Р А0
1 max ^Mmax
терь в двигателе.
Удобство уравнения (2.3) заключается в том, что во-первых, ®
нем вместо двух коэффициентов (А, С) присутствует только одИ11
(Д), который, кстати, часто имеется в паспортных данных на дв11
гатели, и, во-вторых, относительные значения температуры
L
Основы электропривода
89
мощности ограничены диапазоном 0-1.Температура, которая нахо-
дится из решения дифференциального уравнения (2.3), должна
быть меньше 1, то есть максимальной температуры, указанной в
паспорте двигателя. Эта температура, как уже было отмечено, оп-
ределяется классом изоляции.
Очевидно, нет проблем с аналитическим решением уравнения
(2.3), когда потери в двигателе ДД могут быть представлены про-
стыми аналитическими функциями (постоянные потери или цикли-
ческие с известными циклами). При сложных, а тем более случай-
ных функциях эта задача резко усложняется. Рассмотрим типовые
режимы работы электродвигателя.
В соответствии с ГОСТом, установлены восемь номинальных
режимов работы двигателей: 51 S2, ...58 [28].
Режим S1 — режим продолжительной работы при постоянной
нагрузке. Этот режим показан на рис. 2.9. В режиме (S1) диффе-
ренциальное уравнение (2.3) имеет аналитическое решение:
0 = &РТ (1 - ехр(-^-)) + 0О ехр(-^-)
Качественная зависимость температуры двигателя от времени’
показана на рис. 2.9.
Температура, которая находится из дифференциального уравне-
ния, должна быть меньше температуры, указанной в паспорте дви-
гателя. (Максимальная температура определяется по классу изоля-
ции.) В этом режиме за время (3-4)Г0 температура становится мак-
симальной.
При переменной нагрузке расчёт максимальной температуры
сводится к пошаговому интегрированию уравнения (2.3). Очевид-
но, что максимальные допустимые потери в двигателе имеют место
при номинальном режиме работы, так как тепловые потери зависят
от мощности, снимаемой с него. Номинальный режим работы —
это режим, на который рассчитан и изготовлен двигатель на заводе.
В паспорте должны быть указаны номинальная мощность (Рном),
номинальное напряжение (U иом), номинальный /ном ток коэффи-
циент полезного действия (КПД), коэффициент мощности, номи-
нальный момент (М1/Ом~).
90
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Основы электропривода
91
Режим S2 — это режим кратковременной нагрузки (рис 2.9)
Двигатель в режиме S2 работает при постоянной нагрузке в тече-
ние времени меньшего, чем требуется для получения теплового рав-
новесия, с последующим отключением на время, за которое темпера-
тура двигателя становится равной температуре окружающей среды.
Характеризуемой величиной в этом режиме служит продолжи-
тельность работы: 10, 30, 60, 90 минут. В этом режиме работы
можно снять с двигателя большую мощность, если взять для этого
двигатель, рассчитанный на работу в режиме 5’1.
Рис. 2.9. Гостированные режимы
работы электрических машин
в системах электропривода
Режим S3 — режим повторно-кратковременной нагрузки
(рис. 2.9), характеризуется последовательностью идентичных цик-
лов, каждый из которых состоит из периодов работы двигателя
при постоянной нагрузке и периода отключения, причём, длитель-
ность этих периодов недостаточна для достижения теплового рав-
новесия за время одного рабочего цикла Т - tp + /0.
Этот режим характеризуется относительной продолжительно^
тью работы (ПВ — продолжительность включения), которая раВ'
Г
на: ПВ = —~—100%; t — время нагрузки (работы), t0 — вре*1
1р +to
отключения.
Продолжительность включения в этом режиме характеризуется
величиной ПВ = 15%, 25%, 40%, 60%. Продолжительность одного
цикла, если нет оговорок, принимается равной десяти минутам.
Режим S4 — режим повторно-кратковременной нагрузки (см.
рис. 2.9), включая пуск двигателя. Продолжительность работы в
этом режиме определяется по формуле:
юо%
ПВ = tp -I- tK -Ио
где /к — время пуска; /р— время нормальной работы под нагруз-
кой, tf, — время отключения.
Режим S5 ( рис. 2.10) —
грузки, включающий
длительность цикла
температуры за
режим повторно-кратковременной на-
пуск, период работы и торможение. При этом
недостаточна для достижения равновесной
цикл.
один
Р||,с- 2.10. Гостированные режимы
Работы электрической машины
8 электроприводе
92
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Основы электропривода
93
।
Продолжительность включения для режима 55
ПВ = —+ + —Ю0% , где tT — время торможения.
t К ' Н t р I t р I
Для режимов S4 и S3 характеризующими величинами являются
количество включений в час (Z) и коэффициент инерции (Kj). Чис-
ло включений в час определяет продолжительность цикла:
Т = 3600/Z.
Под коэффициентом инерции понимается отношение суммарно-
го момента инерции на валу к моменту инерции самого двигателя:
Продолжительность включения для режимов 54 и S5 составляет
15%, 25%, 40%, 60%, количество включений в час составляет 30,
60, 90, 120, 180, 240, 360, а коэффициент инерции принимает зна-
чения: 1.2, 1.6, 2.0, 2.5, 4.0.
Рис. 2.11. Гостированные режимы
работы электрической машины
в электроприводе
Режим S6 (рис. 2.10) — это режим продолжительной работы
при переменной нагрузке двигателя. Цикл работы в этом режиме
состоит из периодов работы при постоянной нагрузке и холостого
хода, причём длительность цикла недостаточна для достижения
теплового равновесия.
Относительная продолжительность работы (ПВ) в режиме S6 равна:
ПВ = —-—100% .
"* t XX
Продолжительность работы характеризуется значениям»
ПВ = 15%, 25%, 40%, 60%.
Если нет специальных оговорок, то время цикла (7 = ^+G.v^
принимается равным десяти минутам.
Режим S7 (рис. 2.11) — это режим, включающий последователь^
ность идентичных рабочих циклов, каждый их которых состоит >р|
периодов пуска, работы при постоянной нагрузке и торможен»^
причём длительность рабочего цикла недостаточна для достижеШ^
теплового равновесия.
А
Характеризующими величинами являются число включений в
час и коэффициент инерции Kj.
Число включений в час характеризуется величинами Z = 30,
60, 90, 120, 180, 240, 360.
Коэффициент инерции характеризуется значениями Kj= 1.2; 1.6;
2; 2.5; 4.
Режим 58 является режимом при периодическом изменении ско-
рости вращения и момента нагрузки. Этот режим включает последо-
вательность идентичных циклов, каждый из которых состоит из пе-
риодов ускорения, работы при постоянной нагрузке и торможения.
Характеризующими величинами являются: число включений в
час, относительная продолжительность работы для каждого перио-
да и коэффициент инерции.
Для режимов 57, 58 вводится ещё одна характеризующая вели-
чина, кроме отмеченных, — коэффициент энергии, определяющий
отношение энергии, запасённой во вращающихся массах к номи-
нальной мощности двигателя:
94
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Ке = (J^)/PHOU.
В каталогах на электрические машины чаще всего приводятся
данные для режимов 51, S2,53 . При этом задача выбора двигателя
по мощности заключается в том, чтобы правильно сопоставить его
истинный рабочий режим с номинальным тестированным, обеспе-
чив максимальное использование выбранного двигателя по услови-
ям нагрева.
Рассмотрим решение задачи нагрева двигателя для случая по-
вторно-кратковременного режима работы при использовании паке-
та Simulink.
Первоначально преобразуем уравнение (2.3) в форму Коши:
с!0
dt
= -ЫРт-—О
Тв тв
и и
(2.4)
Затем уравнение (2.4) представим в операторной форме, тогда
получим:
(2.5)
'1? 'в
Рассчитаем нагрев двигателя постоянного тока типа ПБВ-100М.
Тепловая постоянная времени для этого двигателя Тв = 3600 с.
Последовательно открываем Matlab, Simulink и три необходимые
для решения библиотеки Sources (Источники сигналов), Sinks (При-
боры) и Continuous (Непрерывные блоки). При открывании Simulink
одновременно открывается поле для набора структурной схемы, пер-
воначально это поле имеет название Untitled (без имени). Все биб-
лиотеки первоначального вызова показаны на рис. 2.12 а, б, в.
Блоки из библиотек в наборное поле Untitled переносятся изве-
стным способом Drag-and Drop (Перетащи и Оставь).
Структурная схема, соответствующая уравнению (2.5), представ-
лена на рис. 2.13 а. После того как создана структурная схем2’-!
следует переименовать блок и записать его в папку Simulink
будущей работы. Этот файл будет сохраняться в памяти компьк>те
ра до тех пор, пока он не будет стерт. В главном меню открывает^
раздел File, далее Save As... при этом появляется панель, позволяв!
Основы электропривода
95
щая выбрать папку для записи и название файла. Последовательно
(двойной щелчок на блоке) устанавливаются параметры усилителя
(Gain) и интегратора (Integrator).
На рис. 2.13 б, в видны окна настройки этих блоков. Коэффици-
ент передачи блока усилителя (1/3600) есть величина, обратная
тепловой постоянной двигателя. В поле настройки интегратора за-
дается начальное состояние относительной температуры
0»=—
25
130
= 0.19
(здесь принято, что начальная температура равна 25°С, а макси-
мально допустимая для выбранного двигателя — 130°С).
а)
Ис- 2.12. Библиотеки
выполнения моделирования
96
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
а)
Block Parameters: Gain
□
। Gain
' Element-wise gain K*u) or matrix gain (y • K*u or у - u*K)
Parameters
I Gain:
Multiplication: |Element-wise(K *u)
F7 Saturate on integer overflow
OK | Cancel
б)
Block Parameters Integrator
B)
Рис. 2.13. Модель нагрева двигателя в повторно-кратковременном режиме
и окна настройки (б, в) блоков
(а)
Основы электропривода
97
Для установки параметров моделирования в разделе главного
меню Simulation выбирается команда Parameters, по этой команде
открывается диалоговое окно настроек параметров моделирования
(рис. 2.14). Это окно содержит пять вкладок (Solver,Workspase I/O,
Diagnostic, Advanced). На вкладке Solver первоначально устанавли-
ваем начальное (Start time = 0) и конечное (Stop time = 15000c) вре-
мя моделирования. Конечное время моделирования, как известно,
должно составлять 3-4 постоянных времени.
В окне Solver options задается способ изменения модельного
времени (Variable-step — моделирование с переменным шагом; эту
опцию рекомендуется выбирать при моделировании аналоговых
непрерывных систем) и способ интегрирования дифференциально-
го уравнения. Ниже задаются максимальный и начальный шаги
интегрирования, а также относительная и абсолютная точность.
При решении простых задач здесь лучше оставить то, что компью-
тер сам предлагает по умолчанию (рис. 2.14).
Нижние поля определяют способ вывода результатов моделиро-
вания в рабочую область, они оставлены такими, какими програм-
ма их установила по умолчанию.
^Ис 5 1 л п
Параметры моделирования
°вых процессов в двигателе
4 Зак. 396
98
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Окно настройки генератора и результаты моделирования пред,
ставлены на рис. 2.15 а и 2.15 б соответственно. В окне настройки
генератора указываются период цикла, относительное время вклю-
ченного состояния, амплитуда и начало работы.
Результаты моделирования представлены на экране осциллоскопа
(рис. 2.15 б), они показывают, что в установившемся режиме двигатель
нагревается приблизительно до 0.8 от максимальной температуры.
тепловых процессов в двигателе
в повторно-кратковременном режиме работы
Рассмотрим другой пример, когда мощность на валу двигателя-1
а равно и мощность потерь изменяются случайным образом. При-
мем, что случайная функция потерь подчинена нормальному закон)
распределению Гаусса, тогда плотность вероятности описывается
следующим уравнением:
1 <r—W)
ДРГ(О =—г=е , (2.6) (
СГх/2д
где a — параметр, указывающий наиболее вероятное значение относН I р
тельных потерь ДР (в нашем случае будем считать ДРГ = a = 0> I ч
л. в
а — среднеквадратическое отклонение (дисперсия); примем <7 "
Основы электропривода
99
Выбираем блок Random Number из библиотеки Sources главной
библиотеки Simulink. Этот блок генерирует случайный сигнал с
нормальным распределением. Модель для этого случая представле-
на на рис. 2.16 а. Окно настройки блока Random Number и резуль-
таты моделирования показаны на рис. 2.16 б, в.
При таком режиме работы температура двигателя на короткое
время может превысить максимальную. Конечное решение о при-
менимости двигателя здесь остается за проектировщиком. Заметим,
что в верхнем поле окна настройки генератора устанавливается
значение а - 1, а в следующем поле — значение о - 5.0
Scope
PPP AO a
orometers. Random Number
Random Number
Output © normally (Gaussian) di stnbuted random sigrid. Output is repeatable
for a given seed
Parameters
Mean
|Г~~“
Variance
|Г
InihcJ seed
F—
Sample time
|6" ~
Interpret vector parameters as 1-D
Cancel | tjelp |
Ис* 2.16. Модель (a), окно настройки (б) в)
Результаты моделирования (в) тепловых процессов
Читателе в режиме случайной нагрузки
100
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Основы электропривода
101
2.5. Методы эквивалентирования
потерь в двигателе
При работе электродвигателя в циклическом режиме вводится
понятие средних потерь [28]. Оценка температуры двигателя по
средним потерям носит название метода средних потерь.
^т.ср „ J &Prdt. (2.7)
1 о.
Очевидно, что средние потери должны быть меньше или равны
потерям в номинальном режиме АРТ ср < АД. ном . Уравнение (2.7)
позволяет оценить работоспособность предварительно выбранного
двигателя. Чтобы выбрать двигатель, а не только ’оценить ранее
выбранный двигатель, вводятся понятия эквивалентных тока, мо-
мента и мощности. Потери в сопротивлении якоря равны:
Эквивалентная мощность рассчитывается по формуле
р
гэкв
(2.11)
Двигатель считается выбранным правильно, если Рзкв < р .
Оценку двигателя по выходной мощности можно осуществлять |Г
при постоянном магнитном потоке и постоянной скорости. ।
. В оговоренных выше режимах работы расчет эквивалентных F
тока, момента и мощности осуществляется при замене интегралов 4
в соответствии с нижеприведенными формулами: ।
1экв = , мэкв = ’ P'3KB = . (2.12)
д
&Ft.cp. ~ ~ Jz dt, (2.8)
1 о
где г — активное сопротивление якорной цепи, i — ток в якорной цепи.
Эквивалентный ток определяется из уравнения:
I т
/1 *и
1экв — \ 7Z Р (2-9)
Р о
Двигатель считается выбранным правильно, если эквивалент-
ный ток меньше номинального.
Аналогичное уравнение используется для определения эквива-
лентного момента:
(2.1°)
Двигатель считается выбранным правильно, если Мэкв <МцоЫ'
Выбор двигателя по Мэкв осуществляется в том только случае'
если основной магнитный поток постоянен. I
2.6. Основные характеристики
и параметры электропривода
Различают три вида основных характеристик электропривода:
О статические характеристики;
О энергетические характеристики;
. □ динамические характеристики.
2*6.1, Статические характеристики
Это характеристики при установившемся режиме работы ЭП,
когда скорость на выходе постоянна. В этом случае, как это следует
из основного закона движения (2.1), момент, развиваемый двигате-
лем на валу (А/), равен приведенному моменту нагрузки
В качестве статических характеристик в основном рассматрива-
ются механические характеристики — зависимость скорости на
выходе от момента при различных напряжениях Оз (С/з выступает
в качестве параметра) и регулировочные характеристики — за-
висимости скорости вращения от напряжения на входе при различ-
ных значениях момента нагрузки (Л/н выступает в качестве пара-
102
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
метра. На рис. 2.17 в качестве примера показаны механические и
регулировочные характеристики ЭП постоянного тока.
Рис. 2.17. Типовые механическая и регулировочная
характеристики электропривода i
В установившемся режиме качество электропривода характери-
зуется следующими параметрами:'
_ ~ , AM ч
□ жесткостью механической характеристики (------);
Да>„,
□
коэффициентом передачи (усиления) (
АЩ„
Ан
) регулировоч-
ной характеристики. Заметим, что жесткость и коэффици-
ент передачи могут быть постоянными в линейных систе-
мах и изменяться от точки к точке в нелинейных системах;
О диапазоном регулирования по скорости на выходе электро-
привода (при Ми = const ).
®min
2.6.2. Энергетические характеристики
электропривода
К энергетическим характеристикам электропривода относятся рабо
чис характеристики, то есть зависимости тока, активной, реактивной 11
полной мощности, потребляемой от источника питания, от мощное^11
на выходе электропривода (от мощности нагрузки): Р{, Qt, S =f(^'
Эти характеристики определяют к.п.д. (ц = —) и коэффициент моШ#°
Основы электропривода
103
сти (cos<p = —) электропривода. К энергетическим характеристикам
также относятся зависимости средних, действующих и амплитудных
токов через полупроводниковые элементы преобразователя от момента,
скорости и мощности на выходе электропривода.
Наличие силового полупроводникового преобразователя, вклю-
ченного между источником питания и двигателем, вносит определен-
ную специфику, которую необходимо учитывать при анализе энерге-
тических характеристик электропривода. Рассмотрим эту специфику.
1. При управлении от силового полупроводникового преобразо-
вателя обмотки электродвигателя запитываются импульсным напря-
жением. При этом токи в обмотках также пульсируют. Импульсный
характер напряжения и пульсация тока вызывают дополнительные
потери в двигателе, которые необходимо учитывать при анализе
энергетических характеристик.
2. Силовые элементы преобразователя (диоды, тиристоры, транзи-
сторы) не являются идеальными ключами. Поэтому в режимах, когда
они проводят ток (для транзисторов это режим насыщения), на них
рассеивается определенная мощность. Эта мощность, которую назы-
вают квазистатической [6, 7], зависит от среднего и эффективного
(действующего) тока и от параметров полупроводникового прибора в
режиме протекания прямого тока. На рис 2.18 в качестве примера
приведена характеристика диода для прямого тока и показаны его
два основных параметра: С/() — остаточное напряжение на диоде в
Ди
режиме протекания прямого тока и rd = — — динамическое сопро-
Д/
тивление диода в режиме прямого тока. Квазистатичсскис потери в
диоде определяются из выражения:
bP = U0Iri> + rdI2,
где ICf>, 1 — средний и эффективный ток через диод.
Аналогично определяются квазистатичсскис потери в тиристоре
и транзисторе.
Квазистатические потери в силовом полупроводниковом преоб-
разователе зависят прежде всего от мощности на выходе, но кроме
того они существенно зависят от алгоритма управления преобразо-
вателем, от структуры замкнутого электропривода и от его парамст-
104
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ров. Все эти обстоятельства необходимо учитывать при анализе
энергетических характеристик. Такой учет возможен только в том
случае, когда квазистатические потери рассчитываются после син-
теза электропривода.
3. Кроме квазистатических потерь в полупроводниковых элемен-
тах преобразователя при переключениях выделяются значительные
потери, которые называют динамическими [21, 23, 27].
В качестве примера на рис. 2.19 показаны пути протекания то-
ков, вызывающих потери в транзисторе при включении. В электро-
приводах транзистор нагружен на активно-индуктивную нагрузку с
противо-эдс. В паузе между импульсами, когда транзистор закрыт,
ток, поддержанный индуктивностью нагрузки (иногда и эдс), замы-
кается через диод.
При включении транзистора диод закрывается не сразу, и неко-
торое время ток протекает в практически короткозамкнутой цепи.
Качественные кривые тока транзистора и напряжения на транзисто-
ре в процессе коммутации показаны на рис. 2.19. Мощность, выде-
ляемая в транзисторе в период коммутации, являясь произведением
напряжения на ток, может оказаться значительной. Аналогичная
картина наблюдается и при выключении транзистора.
Динамические потери в полупроводниковых элементах силовых
преобразователей зависят от частоты переключения и от парамет-
Рис. 2.18. Статическая характеристика
диода в режиме протекания
прямого тока
Рис. 2.19. Динамические процессы
переключения в транзисторном
преобразователе
Основы электропривода
105
ров самих приборов. В современных электроприводах переменного
тока, например, где частота переключений составляет десятки (от
пяти до пятидесяти килогерц), динамические потери могут в два-
три раза превысить потери квазистатические. Таким образом, при
анализе энергетических характеристик необходимо учитывать ди-
намические потери в силовом преобразователе.
4. Включение полупроводникового преобразователя между ис-
точником питания и двигателем обуславливает влияние преобразо-
вателя на источник. Если источником питания является сеть пере-
менного тока, то это влияние проявляется в искажении формы по-
требляемого тока, то есть в появлении гармоник в потребляемом
токе. Эти гармоники существенно влияют на питающую сеть, при-
водя ко многим нежелательным последствиям. Поэтому при анали-
зе энергетических характеристик электропривода необходимо ис-
следование гармонического состава потребляемого тока.
Четыре перечисленные особенности, влияющие на энергетичес-
кие характеристики электропривода, необходимо учитывать при
анализе и проектировании.
2.6.3. Динамические характеристики
В качестве динамических характеристик обычно рассматриваются
зависимости изменения скорости от времени на выходе ЭП при скач-
кообразном изменении входного задающего сигнала (характеристики
по управлению) и при скачкообразном изменении момента нагрузки
(характеристика по возмущению). На рис. 2.20 в качестве примера
показана динамическая характеристика ЭП по управлению. В каче-
стве параметра в динамических режимах рассматривается электроме-
ханическая постоянная времени [28] — это время, в течение которо-
го ЭП разгоняется от неподвижного состояния до скорости идеаль-
ного холостого хода под действием неизменного момента, равного
моменту короткого замыкания (пускового момента). В этом случае,
интегрируя основное уравнение движения, получим:
= = Т’'=ТГшо- (213)
Ш J 0
В динамическом режиме качество электропривода характеризу-
ется следующими параметрами (см. рис. 2.20):
106
Компьютерное моделированиеполупроводниковых систем
О временем первого согласования
О перерегулированием б,%;
□ временем переходного процесса tp.
Рис. 2.20. Параметры переходного процесса
в электроприводе
2.7. Принципы построения систем
автоматизированного эпектропривода
Требования высокой точности регулирования и высокого быст-
родействия, которые предъявляются к современному электроприво-
ду, обуславливают применение замкнутых систем. Только замкну-
тые системы позволяют осуществить реализацию в электроприводе
двух основных принципов:
1. Регулируемая величина на выходе электропривода (скорость,
угол, момент и т. д.) должна по возможности точней повторять
задающий (входной) сигнал.
2. Регулируемая величина на выходе электропривода по возмож-
ности не должна зависеть от возмущающих воздействий на элект-
ропривод. Такими возмущающими воздействиями могут быть на-
пряжение питания, температура, момент нагрузки, временные зави-
симости параметров и т. д.
Поэтому основным принципом управления является принцип
обратной связи, позволяющий осуществить контроль качества регу-
лирования по отклонению управляемого параметра от заданного-
Каждый элемент функциональной схемы электропривода описыва-
ется в статике и динамике передаточной функцией.
Основы электропривода
107
В электроприводе в основном применяются три структуры пост-
роения [15, 28]:
1. С промежуточным суммирующим элементом;
2. С независимым регулированием параметров;
3. С подчиненным регулированием.
Из всех перечисленных способов построения преимущественное
распространение получили системы с подчиненным регулировани-
ем. В них на вход каждого регулятора VVpf (5) - Wpn (s') подается сиг-
нал с предыдущего каскада (рис. 2.21), соответствующий задавае-
мому уровню регулируемой величины, и сигнал с выхода данного
каскада, отвечающий фактическому уровню. Важным достоинством
данной структуры является возможность простыми средствами осу-
ществить ограничение любой из координат системы. Для этого до-
статочно ограничить задание данной координаты.
Рис. 2.21. Структура схемы
подчиненного электропривода
Рассмотрим последовательный синтез регуляторов, начиная с
внутреннего контура, который принимаем за первый.
Передаточная функция регулятора подбирается так, чтобы при его
включении последовательно с соответствующим звеном системы
Wt(s)-Wn(s) была скомпенсирована большая постоянная времени Т и
взамен ее действовала существенно меньшая постоянная времени То.
В системах подчинённого регулирования используются регуля-
торы четырёх типов:
• пропорциональные (П) с передаточной функцией Wp(s)=kn;
1
интегральные (И), Wp(s) =— = —
TQs s
108
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
пропорционально-интегральные (ПИ),
... 1 + T,s 17] ки
%(*) =----L" = — + — ==— + кп;
Р T.s Tos . То s
• пропорционально-интегро-дифференциальные (ПИД),
= (i + W + ВД = j_ + т;+72 + 77,
Т0Р Tos То То
В приведенных выше выражениях:
1 т.+т7 , т.+т7
ки = кп= -Ц—2-, кд =-4-^--
7J)
тегрального, пропорционального
ки , ,
= ---- + КП + Кд5.
5
- коэффициенты усиления ин-
и дифференциального регуля-
торов соответственно.
синтеза регуляторов в подчи-
Рассмотрим последовательность
ненных системах электропривода.
Для первого контура результирующее эквивалентное звено, со-
стоящее из исходного звена с передаточной функцией (s) и регу-
лятора с передаточной функцией (5), всегда можно привести к
интегрирующему, с передаточной функцией WPE3, (5) = —, то есть
регулятор всегда должен быть построен так, чтобы
(2.14)
Если в основной цепи имеется интегрирующее звено
VPj(.s) = — , то регулятор должен быть.пропорциональным, причём
Ts
(2.15)
Ts TQs
T
где T(} = —; при kn —> «> постоянная времени To может иметь лЮ-
кп
бое малое значение. После создания замкнутого контура, его пе-
редаточная функция будет соответствовать апериодическому зве-
1
Т s 1
ну с малой постоянной времени %/1Л/1(5) =------— =-——-
11 1 1 + 'о5
Tos
Основы электропривода
109
б)
I
Рис 2.22. Модель (а) и результаты
моделирования (б) интегрирующего звена с регулятором
На рис. 2.22 а представлены две модели, в которых система
представлена передаточной функцией интегрирующего звена
W(s) = —. В первой модели регулятором является усилитель с
IOj
коэффициентом усиления 100, во второй — коэффициент усиления
равен 20.
Результаты моделирования переходного процесса (рис. 2.22 б)
показывают, что вторая модель обладает большей постоянной вре-
мени. Это подтверждает вышеприведенные теоретические выводы.
Если исходное звено является апериодическим с передаточной
функцией И7! (5) = --, то регулятор должен иметь передаточную
1 + Ts
функцию, соответствующую ПИ-регулятору,
ц/ / ч 1 + ^__ 1 Т k
%!(*) =-----= =—+ —=--------+ КП .
TOS Tos То 5
no
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Тогда Ц/ , (5) =-----------------= — , или после охвата обратной
/ С .'. 1 4 z I , rrt rrt ггч 1
1 + ЛУ Jos los
связью опять получим: W31Ut(s) =--------
1 + Т05
а)
Block Parameters: PID1
,— PID Controller (mask) (link) — -- -..—................. ~
I Enter expressions for proportional, integral, and derivative terms.
1 P*l/s*Ds
Parameters------
Proportional.
Derivative.
Integral:
OK
Cancel
6)
в)
Рис. 2.23. Модель (а), окно настройки (б)
и результаты моделирования (а)
апериодического звена с регулятором
Основы электропривода
111
На рис. 2.23 а представлены две модели. В первой модели реа-
лизовано исходное аппериодическос звено с передаточной функци-
ей ^(л) =i------. Во второй модели реализован замкнутый контур
0,5s+ 1
I
с ПИ регулятором, параметры которого видны в окне настройки
(рис. 2.23 б). Результаты моделирования переходного процесса, по-
казанные на рис. 2.23 в, полностью подтверждают теоретические
положения, изложенные выше.
Если исходная система представляет собой колебательное звено j
г-
с передаточной функцией IV ($) = —, то в соответствии j
T~s2 + 2Г£.у + 1 |
с изложенным подходом регулятор должен быть ПИД-регулято- I
ром с передаточной функцией
70s
Т2 2TZ 1
— S н--------1--— К п S + кп
TQ Т„ T„S л
ки
В этом случае передаточные функции разомкнутой и замкнутой
системы примут вид:
WpA3.i СО - ’ w3Mf, (s) - — •
Tos i.+ Tos
Модель и результаты моделирования для этого случая представ-
лении на рис. 2.24 а, б.
Таким образом, практически для всех реальных ситуаций пер-
вый внутренний контур электропривода с подчиненным управлени-
ем можно представить аппсриодическим звеном с достаточно ма-
лой постоянной времени.
Перейдем к рассмотрению второго контура. Если исходное звено
второго контура является интегрирующим с передаточной функцией
W2(s) = —то общая передаточная функция первого и исходного
второго звена будет равна: VV.2(s) =--------. Для таких и более
(ros + l)T2s
сложных систем, о чем будет сказано ниже, регулятор синтезируется
112
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 2.24. Модель (а) и результаты
моделирования (б) колебательного звена
с регулятором
таким образом, чтобы в замкнутом контуре получить желаемую пе-
редаточную функцию. В качестве желаемых передаточных функций
в системах электропривода в основном используются две:
1. Передаточная функция колебательного звена, настроенного на
так называемый технический оптимум (оптимум по модулю,
В i etrage-optimum).
2. Передаточная функция колебательного звена, настроенного на
так называемый симметричный оптимум.
В первом случае передаточная функция разомкнутой системы
. должна иметь вид: WPA32(s) =-----—-----, то есть регулятор должен
27о5(То5 + 1)
7 2 р
быть пропорциональным с коэффициентом усиления кп =----------- • °
2Г0
этом случае передаточная функция замкнутого контура будет иметЬ
вид Ц/ =-----------------. Переходная характеристика такого заМ'
JAM2 2T02s2+ 2Tos + \
кнутого звена будет иметь следующие параметры (рис. 2.20):
Основы электропривода
113
□ перерегулирование 3 =4,3% ;
О время первого согласования =4,7170;
□ время переходного процесса tp =
Звен<\настроенное на оптимум по модулю, не всегда обеспечи-
вает заданное качество переходного процесса по возмущению. По-
этому внешние контуры в электроприводе (контур скорости или
угла) часто настраиваются на симметричный оптимум.
Передаточная функция разомкнутой системы в этом случае дол-
жна иметь вид:
WPA31(s) = .24^o5 + 1.
8T02s2(T0s + l) ’
то есть в качестве регулятора должен быть использован ПИ-регуля-
тор с передаточной функцией:
Т2(4То5 + 1)_ Т2 । Т2
8Т02 2Т0 87025 •
Передаточная функция замкнутого контура, настроенного на
симметричный оптимум, имеет вид:
8Т0 5 + 47q5 +1
Переходная характеристика системы, настроенной на симмет-
ричный оптимум, имеет следующие параметры:
□ перерегулирование 3 =43% ;
□ время первого согласования = 3,1Т0;
□ время переходного процесса tp = 16,5
Модель рассмотренной системы с П и ПИ-регуляторами пред-
ставлена на рис. 2.25 а, Результаты моделирования переходных
процессов в системе при настройке на оптимум по модулю и на
симметричный оптимум показаны на рис. 2.25 б.
Если исходным звеном второго контура является апериодическое
звено с передаточной функцией W2(s) =—-—, передаточная функ-
1 + Т25
114
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Основы электропривода
115
Рис. 2.25. Модель (а) и переходные
процессы (б) в системе, настроенной на оптимум
по модулю и симметричный оптимум
ция разомкнутого контура с учетом передаточной функции первого
контура будет иметь вид: Wri-j2(s) =-------------. В этом случае
(Tos + 1)(7> +1)
для реализации в этом контуре оптимума по модулю регулятор
должен иметь передаточную функцию следующего вида:
Т 1
Wp£r2O) =——+--------
Р 2Т0 2T0s
Динамические характеристики электропривода могут быть оценены
нс только параметрами переходного процесса, то есть реакцией систе-
мы на скачок входного или возмущающего сигнала, но и рядом других
характеристик, из которых наиболее часто используются следующие:
□ импульсная характеристика — реакция системы на дельта
функцию. Дельта-функция рассматривается как произвол
ная от единичной функции. Изображение по Лапласу дсль
та-функции равно 1;
О амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики»
□ расположение полюсов и нулей передаточной функции си-
стемы.
В новой версии MatLab6 приложение Simulink имеет динами-
ческую связь с Control System Toolbox — пакетом, позволяющим
исследовать вышеперечисленные динамические характеристики
электропривода. На эту связь указывает наличие меню Tools в
строке меню модели (см., например, рис. 2.26 а).
Ниже рассматривается динамический анализ системы (рис. 2.25),
настроенной на симметричный оптимум, с использованием Control *
System Toolbox. Модель системы показана на рис. 2.26 а. В открыва- $
ющемся окне меню Tools выбирается опция Linear Analysis, при этом
появляется дополнительная библиотека входных и выходных портов
Model Inputs and Outputs (рис. 2.26 5) и пустое окно блока LTI Viewer. I
Входные и выходные порты, как обычные библиотечные блоки,
«перетаскиваются» в окно модели и присоединяются ко входу (вхо-
дам) и выходу (выходам) исследуемой системы (рис. 2.26 а).
В выпадающем меню окна Edit блока LTI Viewer выбирается оп-
ция Plot Configuration, и в открывшемся полс_окна настройки зада-
ются методы исследования динамики системы (рис. 2.27). В рассмат-
риваемом примере выбраны все перечисленные выше методы.
Последним этапом является проведение моделирования. Для
этого в выпадающем меню окна Simulink выбирается опция Get
Linearized Model.
Hmod4_a *
-i'e Edit View Simulation Format Tools Help
P [ Й I X ® ! £2 52 I U E V I > B
a)
He. 2.26. Модель, демонстрирующая связь
"relink и Control System Toolbox
jg] ModelJnputs_and_Outp...
File Edit View Simulation Format
Tools Help
D й В | X St ® । S: Q I &
>t&-> >-$->
Input Point Output Point
To specify the inputs and outputs
of the analysis model,
drag and drop the above blocks
on the appropriate signal lines.
l[fOO% | : I "[odeC^
6)
116
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Результаты моделирования показаны на рис. 2.28.
Все, что сказано до сих пор, касается поведения системы элек-
тропривода «в малом», то есть при таких управляющих и возму.
щающих воздействиях, когда система остается в зоне линейности
и ни одна из координат системы не выходит на искусственные
или естественные ограничения. На практике системы электропри-
вода в переходных режимах часто работают в режимах ограниче-
Plot Configurations
Select a response plot configuration
Response type
Г- [step
2. [impulse jJ
3: [bode 3
4: |pole/zero I
OK’: [ Cancel | Help | Apply
Рис. 2.27. Окно настройки представления
результатов моделирования
File Edit gimulink Window Ые1р
LTI Viewer: mod4_a
_____________________Frequency (rad/sec)
Right-click on the plot areas for more options
Impulse Response
Time (sec)
Pole-Zero Map
Real Axis
Рис. 2.28. Результаты моделирования
динамики системы
Основы электропривода
117
ния, а в технических заданиях часто оговариваются характеристи-
ки именно в этих режимах. Поэтому в дальнейшем таким режи-
мам будет уделено первостепенное внимание. В режимах насыще-
ния аналитические методы исследования системы регулирования
встречают значительные трудности. Поэтому практически вся те-
ория электропривода посвящена исследованию его работы в ли-
нейной зоне. Компьютерное моделирование в этом смысле не
имеет ограничений и дает возможности исследования системы в
областях ограничения координат, то есть в нелинейной области. Эта
особенность компьютерного моделирования широко использована и
далее. Исследование системы «в большом» позволяет решить еще
одну очень важную задачу — задачу правильного выбора исполни-
тельного двигателя по методу эквивалентных потерь.
Для этого предварительно конкретизируем режимы работы
электропривода, которые необходимо реализовать в модели, что-
бы охватить максимум возможных практических случаев. Ана-
лиз режимов работы электроприводов, представленных выше,
позволяет выделить четыре установившихся режима работы и
три переходных. К установившимся режимам отнесем:
О режим покоя, когда на систему не поданы сигналы управ-
ления, скорость и момент равны нулю;
О пусковой режим, когда система разгоняется с постоянным,
ограниченным моментом;
□ режим холостого хода, когда скорость постоянна, равна
заданной, а момент равен нулю;
а режим работы с номинальным моментом при постоянной
скорости.
Между этими режимами имеют место переходные процессы:
□ нарастание момента до момента ограничения;
О уменьшение момента до нуля; •
О нарастание момента до значения, равного приложенному
моменту нагрузки.
Все эти режимы имеют место при анализе переходных процессов
«в большом». Таким образом, анализируя виртуальную модель элек-
тропривода «в большом» и используя измерительные средства, пре-
доставляемые Simulink, можно определить потери в двигателе во
всех перечисленных режимах, рассчитать эквивалентные токи, мо-
менты и мощности и проверить правильность выбора двигателя. Ре-
зультаты, полученные при таком обобщенном анализе, можно рас-
пространить на самые различные режимы работы электропривода.
118
Компьютер ное моделирование полупроводниковых систем
Основы электропривода
119
2.7. Основы компьютерного проектирования |
полупроводниковых электроприводов
Алгоритм проектирования полупроводникового электропривода
состоит из последовательного решения следующих задач:
О выбор типа и мощности исполнительной электрической
машины и передаточного отношения редуктора;
О расчет эквивалентных параметров и температуры исполни-
тельного двигателя; 1
□ выбор типа и мощности преобразователя;
О определение или расчет электромагнитных и электромеха-
нических параметров машины и преобразователя (пара- (
метров математической модели);
О математическое описание системы «полупроводниковый
преобразователь — электрическая машина» по «гладкой»
составляющей; структурный и параметрический синтез
электропривода по «гладкой» составляющей; 1
О разработка функциональной модели преобразователя п |
синтез электропривода;
□ разработка виртуальной модели электропривода;
а анализ динамических характеристик функционального или
виртуального электропривода с последующим параметри-
ческим синтезом регуляторов;
□ расчет (если это продиктовано техническим заданием)
механических и регулировочных характеристик электро-
привода;
□ анализ энергетических характеристик электропривода, в
котором рассчитываются квазистатичсские потери в ис-
полнительной машине, квазистатичсскис потери в полу-
проводниковом преобразователе и в источнике питания,
гармонические составляющие на входе п выходе преоб-
разователя, энергетические параметры системы такие,
как коэффициент мощности, коэффициент полезного деИ'
ствия, коэффициент гармоник и др.;
О анализ динамических процессов в полупроводниковый
элементах преобразователя и расчет динамических потерь
в этих элементах с последующим синтезом дсмфируюШ11*
| цепей, если такая необходимость появится.
Таблица 2.2
Этапы Эскизное проектирование Техническое проектирование Рабочее проектирование
База данных z Источники энергии, электрические машины, полупроводниковые преобразователи, меха- нические узлы сопряже- ния Передаточные функции (математическое описа- ние) всех звеньев систе- мы Структура и параметры системы. Элементная база силовой электро- ники. Элементная база устройств защиты и сигнализации. Эле- ментная база микро- схемотехники и микро- процессорной техники
База знаний Техническое задание. Знания экспертов. Пакеты прикладных программ (AutoCad, MatCad, MatLab) Знания экспертов. Пакеты прикладных программ (MatLab,Simulink) Знания экспертов. Пакеты прикладных программ (MatLab, OrCad, Workbench, TCAD)
Цель проектирования Расчет момента, мощно- сти, токов, анализ теп- ловых процессов в ма- шине, выбор типа пре- образователя, определе- ние концепции управле- ния Структурный и параме- трический синтез систе- мы управления. Анализ статических и динами- ческих характеристик системы. Расчет элек- тромагнитных нагрузок на элементы преобра- зователя по «гладкой составляющей» Анализ динамических процессов в полупро- водниковых элементах. Анализ процессов в системе управления. Программирование микропроцессора. Эксперимент
Задачу проектирования полупроводникового электропривода
можно сформулировать как достижение цели проектирования
при наличии базы данных и при использовании базы знаний.
Глобальная цель проектирования, определенная ТЗ, не может
быть реализована сразу, обычно она разбивается на несколько эта-
пов, для которых формулируются частные цели проектирования. В
процессе достижения этих частных целей изменяются база данных и
база знаний.
Проектирование любой системы от начала до конца всегда со-
держало три этапа:
О этап эскизного проектирования;
О этап технического проектирования;
а этап рабочего проектирования.
120
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
В табл. 2.2 представлено содержание каждого этапа проектиро,
вания полупроводникового электропривода и показаны прикладные
пакеты, реализующие это содержание.
Отметим основные особенности представленного разбиения
проблемы проектирования:
деление всей процедуры проектирования на три этапа в дац.
ном случае в значительной степени определяется физическими
процессами в электроприводе. На первом этапе анализируются са-
мые инерционные тепловые процессы в электромеханической час-
ти системы, на втором — электромеханические процессы, на тре-
тьем — электромагнитные процессы;
в процессе поэтапного проектирования увеличивается база
данных и уменьшается база знаний;
проектирование на каждом этапе является процессом итера-
ционным, итерации между этапами также возможны, но нежела-
тельны;
база данных включают параметры и характеристики отдель-
ных частей системы;
база знаний содержит три основные части:
• технические требования, в соответствии с которыми может
быть спроектирована система,
• компьютерные программы,
• знания эксперта;
цель проектирования включает анализ, синтез и расчет харак-
теристик системы, содержащей элементы из базы данных и исполь-
зующую базу знаний.
Подчеркнем основные характеристики этапов:
1. Целью расчета каждого этапа является синтез структуры сис-
темы, синтез параметров элементов, расчет характеристик системы-
сравнение результатов расчета с техническими требованиями.
2. Каждый этап должен включать базу данных, которая содер'
жит в себе параметры элементов и их основные характеристики.
3. Процедура расчета каждого этапа является процедурой итера
ционной.
4. Итерация между этапами допустима, но это процесс
емкий. В уменьшении или исключении итераций значите
роль играет база знаний.
5. Каждый этап проектирования связан с определенным ПР°
граммным пакетом.
труд0'
ЛЬНУ^
Основы электропривода
121
6. Результаты предшествующих расчетов включаются в базу
данных последующего этапа.
Компьютерные технологии в проектировании полупроводнико-
вых систем электропривода подразумевают максимальное исполь-
зование средств, предоставляемых современными программными
пакетами. Выше показаны такие возможности при применении
виртуальных блоков силовой части электропривода. Виртуальный
электропривод может быть набран из виртуальных блоков и иссле- ₽"
дован, то есть определены статические, энергетические и динами- I
ческие характеристики, по которым можно судить о соответствии л
их техническому заданию на проектирование. Однако не всегда ис- Г
пользование названной «виртуальной лаборатории» полностью J
удовлетворяет проектировщика.
Во-первых, проектировщик может столкнуться с элементами, В
которых нет в виртуальных библиотеках.
Во-вторых, при достаточно сложных системах можно столк-
нуться с серьезными сложностями вычислительного ха-
рактера, когда собранная виртуальная модель не работает.
В-третьих, на начальном этапе проектирования исследователя
могут вполне удовлетворить результаты приближенные,
которые скорей являются предельными (эталонными), не-
жели реальными.
В-четвертых, в основе всех виртуальных моделей лежит их
математическое описание. Это математическое описание
базируется на физических основах, которые должны оста-
ваться постоянно в поле внимания исследователя от перво-
го до последнего шага проектирования.
Перечисленные соображения вызывают необходимость исполь-
зование подхода, основанного на математическом описании. При
проектировании полупроводникового электропривода математи-
ческое описание может быть использовано при его исследовании
по «гладкой» составляющей. В этом случае влияние импульсного
характера напряжения на выходе полупроводникового преобразо-
вателя на статические и динамические характеристики электро-
привода не учитываются. При этом напряжение на выходе управ-
ляемого выпрямителя и широтно-импульсного преобразователя
принимается равным среднему значению, а на выходе автономно-
го инвертора — действующему значению. Система электроприво-
да в этом случае считается непрерывной. Возможность такого
представления строго доказывается теоремой Котельникова. Ниже
122
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
этот подход использован как первый этап в проектировании полу,
проводникового электропривода. Результаты, полученные на этоы
этапе, могут считаться эталонными, с ними следует сравнивать
результаты, получаемые на виртуальных моделях. j
При исследовании полупроводникового электропривода по !
«гладкой» составляющей используются непрерывные параметры
преобразователя, полученные в главе 3. Следует отметить, что ма-
тематическое описание отдельных частей электропривода не ис-
ключает ипользование пакета Simulink. При этом блоки представля-
ются структурными схемами из главной библиотеки Simulink.
ГЛАВА
Силовые полупроводниковые
преобразователи
в системах электропривода
3.1. Классификация полупроводниковых
преобразователей
Силовые полупроводниковые преобразователи в системах элект-
ропривода выполняют функцию регулирования скорости и момента
электрического двигателя. Они включены между двигателем и ос-
новным источником питания (рис. 2.1, гл. 2). По принципу действия
силовые преобразователи разделяются на следующие базовые типы: Р
□ широтно-импульсные преобразователи (ШИП), связывающие ф
источник постоянного тока с двигателем постоянного тока; Г
□ управляемые выпрямители (УВ), связывающие источ-
ник переменного тока с двигателем постоянного тока, ча- аЦ
стным случаем управляемого выпрямителя является вып-
рямителъ неуправляемый (В);
□ автономные инверторы (АИ), связывающие источник по-
стоянного тока с двигателем переменного тока;
□ непосредственные преобразователи частоты (НПЧ), свя-
зывающие источник переменного тока с двигателем пере-
менного тока.
Функциональные схемы базовых преобразователей показаны на
рис. 3.1.
РИс. о..
бд. 0,1 ‘ ФУнкЦИональнь1е схемы
э°Вь/х полупроводниковых преобразователей
126
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Здесь следует напомнить, что постоянные напряжения (/=0)
характеризуются средними значениями U 1ф, U2cp, а переменные '
( f Ф 0) — действующими значениями (U{, U2 ).
I
Широтно-импульсный преобразователь преобразует постояв-
ное напряжение питания (Uu = const, f =0) в постоянное регули-
руемое напряжение на выходе {U2(p = var,f2 =0).
Управляемый выпрямитель преобразует переменное, обычно
синусоидальное напряжение частоты Д=50Гц постоянного дей-
ствующего значения (обычно 220В), в постоянное регулируемое
напряжение на выходе (U2rp = var,f2 =0). ,
Автономный инвертор преобразует постоянное напряжение I
питания (Uu.p - const,.ft = 0) в переменное напряжение на выходе с
регулируемым действующим значением и регулируемой частотой ।
(U2= var,f2 - var).
Непосредственный преобразователь частоты преобразует пе-
ременное, обычно синусоидальное, напряжение частоты f = 50 Гц «
постоянного действующего значения (обычно 220 В) в переменное ,
напряжение на выходе с регулируемым действующим значением и
регулируемой частотой (U2 = var,f2 =var).
Возможные варианты применения базовых силовых преобразо-
вателей в электроприводах постоянного и переменного тока показа-
ны на рис. 3.2.
В электроприводах постоянного тока исполнительным двигате-1
лем является двигатель постоянного тока. При питании от источ-1
ника постоянного тока (аккумулятор, солнечная батарея, генера-.
тор постоянного тока) в качестве силового преобразователя ис-
пользуется ШИП, если источником питания является сеть |
переменного тока, то может быть применен УВ, либо сочетание
В+ШИП (рис. 3.2).
I
В электроприводах переменного тока исполнительным двигате-।
лем является машина переменного тока. В этом случае при пита-:
нии от источника постоянного тока применяется АИ, а при пита-
нии от источника переменного тока НПЧ, либо сочетания УВ+АЙ,
либо В+АИ.
Следует отметить, что для управления двигателями постоянного
тока необходимо регулировать только напряжение, а для управл6
ния двигателями переменного тока — напряжение и частоту.
F
Рис. 3.2. Базовые способы построения
электроприводов постоянного и переменного тока I
1
3.2. Управляемые выпрямители [5, 37] ।
Управляемые выпрямители чаще всего используются для управле-
ния двигателем по цепи якоря. Источником энергии для управляе-
мых выпрямителей является сеть переменного тока. Принцип управ-
ления состоит в том, что в положительный полупсриод питающего
напряжения тиристор, подобно ключу, открывается и подает напря-
жение к двигателю лишь часть этого полупсриода. Напряжение и
ток на выходе управляемого выпрямителя содержат постоянные и
переменные составляющие. Для анализа работы двигателя постоян-
ного тока как элемента электропривода необходимо найти постоян-
ные составляющие напряжения и тока, ’ определяемые как средние
значения этих величин за период изменения напряжения сети. Изме-
няя момент (фазу) открытия тиристора, меняют среднее значение
напряжения на якоре и, таким образом, управляют двигателем.
Существует большое число различных схем управляемых вып-
рямителей. По принципу действия и построения они могут быть
разделены на две группы: однополупериодные (схемы с нулевым
проводом), в которых используют только одну полуволну напряже-
ния сети, и двухполупериодные (мостовые схемы), где использо-
ваны обе полуволны переменного напряжения сети.
128
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Работу простейшей двухполупериодной схемы иллюстрирует
рис. 3.3.
К источнику синусоидального напряжения сети U с с амплитудой
Um подключена нагрузка R через тиристорный мост Л-Т4. Диаго-
нальные тиристоры П, ТА и Т2, ТЗ открываются попарно, пооче-
редно в момент времени, определяемый углом отпирания а.
Рис. 3.3. Однофазный двухполупериодный управляемый выпрямитель:
мостовая схема (а), функциональная схема вертикального управления (б),
графики напряжения на элементах (в)
В интервал a < cot <180° к нагрузке подводится напряжение
u = Um sin (i)t. На рис. 3.3 в кривая напряжения на нагрузке закра-
шена темным цветом.
Так как нагрузка резистивная, кривая тока повторяет кривую на-
пряжения. В момент времени cot = 180° ток уменьшается до нуля и
соответствующая пара диагональных тиристоров закрывается. Эт°т
процесс повторяется каждый полупериод. Управление тиристорамВ * * 11
желательно осуществлять импульсами возможно меньшей длителЬ'
ности (так как ее увеличение связано с возрастанием мощности схе'
мы управления), но несколько превышающий время включения т”
ристора, то есть время перехода его из запертого состояния в открМ'
тое. Необходимо также обеспечить достаточно крутой передни1*
Силовые полупроводниковые преобразователи
129
фронт управляющего импульса, что уменьшает потери мощности в
тиристоре при включении, а следовательно, его нагрев.
Рассмотренный фазовый метод управления может быть реализо-
ван с помощью фазосдвигающих способов, одним из которых явля-
ется вертикальный способ управления, основанный на сравнении
опорного напряжения (обычно пилообразной формы) и постоянно-
го напряжения сигнала управления (рис. 3.3). Равенство мгновен-
ных значений этих напряжений определяет фазу а, при которой
схема вырабатывает импульс, затем усиливаемый и подаваемый на
управляющий электрод тиристора. Изменение фазы а управляюще-
го импульса достигается изменением уровня напряжения сигнала
управления Uex. Функциональная схема управления приведена на
рис. 3.3, б. Опорное напряжение, вырабатываемое генератором пи-
лообразного напряжения ГПН и синхронизированное с напряжени-
ем сети с помощью синхронизирующего устройства СУ, подаётся |
на схему сравнения СС, на которую одновременно поступает и
входное напряжение (сигнал управления). Сигнал со схемы сравне- е
ния поступает на формирователь импульсов (ФИ), затем на распре- ,
делитель импульсов (РИ), на усилители мощности (У), откуда в ।
виде мощного, обладающего крутым фронтом и регулируемого по I
фазе импульса подаётся на управляющий электрод. "
Интегрируя напряжение u = U m sin cot на интервале а - п , опре-
делим среднее за период значение напряжение на нагрузке:
U =—[Um sin (otdeot =^-(1 + cos a) (3.1)
n Ja n
На рис. 3.4 штриховой линией изображена функция (3.1) в до-
лях наибольшего среднего значения напряжения на нагрузке
Urpma -—~ , соответствующего а = 0. •
Процессы в выпрямителе усложняются, если нагрузка имеет
активно-индуктивный характер. На рис. 3.5 показаны процессы,
протекающие в подобных цепях. Отпирание тиристоров осуществ-
ляют, как и в простейшей схеме рис. 3.3 В отличие от рис. 3.3 ток
нарастает не скачком, а плавно за счёт индуктивности нагрузки LH.
Причём, когда напряжение питающее тиристор фазы проходит че-
рез ноль, ток не прекращается, а под действием эдс самоиндукции,
создаваемой индуктивностью Llh продолжает протекать ещё нско-
5 Зак. 396
130
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 3.4. Зависимости среднего напряжения
на выходе УВ от угла управления
торое время, преодолевая отрицательное напряжение питающей
фазы. Тиристор закрывается лишь в момент времени /3, когда ток,
протекающий через него, достигнет нуля.
В результате, как и при чисто резистивной нагрузке, на участке
/3 - (а +180°) происходит разрыв (прерывание) тока в цепи.
Таким образом, при наличии индуктивности в нагрузке кривая
выпрямленного напряжения может иметь наряду с положительны-
ми и отрицательные участки, поэтому среднее значение напряже-
ния на нагрузке равно
2 г U
UIU = — Um sin (Otdmt = —-(cosa - cos /3) (3.2)
2n Ja n
Это напряжение является функцией как угла отпирания венти-
лей сх, так и относительной постоянной времени цепи нагрузки,
определяемой как т =
Кн
На рис. 3.4 показаны зависимост11
Utp = f (а) для трех относительных значений т = 2,3,о°.
Силовые полупроводниковые преобразователи
131
По мере уменьшения а угол Р увеличивается, и интервал про-
водимости одной диагонали (ТТ, Т4) может перекрыть момент
отпирания другой диагонали ( тиристоры Т2, ТЗ). Поэтому при
отпирании тиристоров Т2, ТЗ мгновенное значение тока через
них окажется равным мгновенному значению тока тиристоров
Т2, Т4, которые запираются. Наступает режим непрерывного
тока (рис. 3.5), при котором /3 = a + 180°.
Ток в цепи нагрузки /может быть представлен в виде двух со-
ставляющих: постоянной' и переменной. Переменная составляющая
резко возрастает, когда тюк становится прерывистым.
> I
Так как переменная составляющая тока вызывает дополнитель-
ный нагрев и потери в нагрузке, при управлении двигателем стре-
мятся обеспечить режим непрерывного тока, для чего последова-
тельно с якорем включают дополнительный дроссель, увеличивая
тем самым т.
Среднее значение напряжения на нагрузке в режиме непрерыв-
ного тока равно
। а+180° [ Qt J
Url,= — [ Um sintor dot = —-cosa = -—Ccoscz = 0,9Ccosa. (3.3)
П Jrr 71 71
132
133
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Отмстим, что индуктивность дополнительного дросселя увели-
чивает электромагнитную, а его активное сопротивление — элект,
ромсханнческую постоянные времени двигателя. Поэтому дополни-
тельный дроссель ухудшает динамические свойства привода.
Режим непрерывного тока сохраняется при изменении а в пре- I
делах 0<а <ссг/,, где граничный угол (хг/, является функцией т. При
г —> ©о угол а.р—>90°. Таким образом, при значительной индук.
тивности нагрузки, регулирование напряжения на ней эффективно
лишь при изменении а в пределах 0 < a < 90° (рис. 3.4).
Для равномерной нагрузки фаз и уменьшения пульсаций вы-
прямленного напряжения используют трёхфазные управляемые
выпрямители. Эти выпрямители подключаются к трехфазной сети
переменного тока, как правило, через трехфазный трансформатор.
Рассмотрим особенности работы трехфазного однополупериод-
ного выпрямителя, схема которого приведена на рис. 3.6.
При активно-индуктивной нагрузке кривая выпрямленного тока
будет иметь незначительные пульсации, и без больших погрешнос-
тей ток нагрузки можно считать непрерывным и идеально сглажен-
ным (рис. 3.6). При a > 0^ так же, как и в однофазных схемах,
кривая выпрямленного напряжения имеет отрицательные значения.
Это объясняется возможностью тиристора пропускать ток при от-
рицательном напряжении на'обмотке данной фазы за счет накоп-
ленной энергии в магнитном'тюле индуктивности нагрузки.
Т1 ТЗ Т5
Рис. 3. 6. Трехфазный однополупериодный У В
------£Иловые полупроводниковые преобразователи
В трехфазном мостовом выпрямителе (рис. 3.7) последоватепк
но соединены два трехфазных однополупернодных выпрямителя-
тГтбГкга Т"рнсторах Т1’ т3- Т5> " -™«нь.й (на тиристорах Т2
4, Тб). Каждая из этих групп повторяет работу трехфазного одно-
полупсриодного выпрямителя.
При активно-индуктивной нагрузке ток в цепи нагрузки
ется идеально сглаженным и непрерывным практически
диапазоне регулирования (рис. 3.7).
получа-
во всем
3.7. Трехфазный двухполупериодный УВ
В общем случае для щ-фазного управляемого выпрямителя вы-
Р ение Для может быть получено.при непрерывном токе пу-
ем интегрирования фазного напряжения на интервале проводимо-
L "’W опРеделяется ™к произведение числа фаз на ко-
личество полупсриодов.
И - "> "Т
J и^<ыс1ы=—Um
-Otlm-a) 2.71
sin(— + а) + sin(— -a)
m ni
_ v2 . n
~~”'U sin - cos a = Urp inax cos a,
(3.4)
134
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
где Uniax
У2 ... 71
= —mu sin— .
л m
Рассмотрим работу управляемых выпрямителей при а 90°. g0
всех схемах при « = 90° и достаточной индуктивности в цепи на-
грузки Uzp - 0 (рис. 3.4). При 90°<«<180° в соответствии с (3.4)
это напряжение должно изменить знак.
Отрицательное напряжение (7ср не в состоянии создать ток в на-
грузке, так как вентили им запираются. Вот почему на характерис-
тике рис. 3.4 этот участок совпадает с осью абсцисс.
Положение меняется, если нагрузка имеет собственный источник
ЭДС. Если ЭДС имеет полярность, совпадающую с выходным напря-
жением УВ, то на участке 90° < a < 180° ток принимает значение
СР *н
(3.5)
то есть ток ток протекает под действием эдс нагрузки, преодолевая
напряжение Uzp выпрямителя.
Рис. 3.8. Выходное напряжение УВ
При этом вентили остаются открытыми, так как ток в них теск’т
в проводящем направлении, а энергия передается от нагрузки в сеть
Рассмотренные процессы в нагрузке с источником эдс относятся **
установившемуся режиму работы. Подобная же картина может иМе
135
Силовые полупроводниковые преобразователи
место в переходном режиме и при отсутствии источника эдс, когда
угол а резко возрастет (Уср уменьшится и может стать отрицатель-
ным). Режим работы УВ, когда ток нагрузки протекает навстречу вып-
рямленному напряжению под действием эдс называется инверторным.
На рис. 3.8 показана зависимость относительного среднего напряже-
ния на выходе УВ при наличии в цепи нагрузки индуктивности и эдс.
В этом случае при 90 < a < 180° УВ работает в инверторном режиме,
возвращая энергию нагрузки в сеть.
В электроприводе постоянного тока обычно применяются ревер-,
сивные управляемые выпрямители (рис. 3.9), состоящие из двух
УВ, соединенных встречно-параллельно нагрузке.
Рис. 3.9. Реверсивный УВ
В этом случае один управляемый выпрямитель работает в режи-
ме выпрямителя, а другой в режиме инвертора. Момент на валу
двигателя определяется средним током на выходе УВ. Поэтому в
первом приближении УВ можно считать непрерывным регулируе-
мым источником напряжения. Среднее напряжение этого источника
определяется выражением (3.4), а внутреннее сопротивление этого
источника определяется из уравнения [5]
Кув ~ + /?ф,
где f— частота сети, Ьф, Лф — индуктивность и активное сопро-
тивление фазной обмотки трансформатора в цепи питания УВ.
Динамические характеристики УВ, при его представлении не-
прерывным звеном, представляются апериодическим звеном с по-
стоянной времени Тув ------—.
тел mf
136
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Силовые полупроводниковые преобразователи
137
Регулировочная и механические характеристики системы «УВ.
машина постоянного тока» показаны на рис. 3.10 применительно
к схеме (рис. 3.9). Существует два способа управления вентиль-
ными группами В1 и В2 — совместное и раздельное. При совме-
стном управлении целесообразно линейное согласование углов
управления at + а2 = тс. При этом необходимо ограничить мини-
мальное значение углов управления. Регулировочная и механичес-
кие характеристики для случая совместного управления показаны ,
на рис. 3.10 а, б. Недостатком совместного управления является '
протекание уравнительных токов между вентильными группами
В1 и В2. Для уменьшения этих токов в схему включаются допол-
нительные индуктивности L1 и L2 (рис. 3.9). При раздельном уп-
равлении импульсы подаются только на одну вентильную группу
в зависимости от полярности входного сигнала. Раздельное управ- I
ление исключает появление уравнительных токов. Механические
характеристики для этого случая показаны на рис. 3.10 в. Разрыв ।
механических характеристик определяется появлением режима
прерывистых токов при малых моментах.
количеством пульсаций выходного напряжения на периоде
частоты сети (т);
го . и^-
LJ пульсацией выходного напряжения (~ );
war
□ средним и эффективным током тиристора, отнесенным к
Т.ср I т
среднему току нагрузки ("Z » “);
‘ н I н
□ установленной мощностью трансформатора и полной по-
требляемой мощностью из сети, отнесенными к средней
мощности в нагрузке (,, , ’ ii j )
V ср 1 гр гр * Ср
Эти параметры рассчитываются в предположении, что ток на-
грузки идеально сглажен.
В табл. 3.1 приведены выражения для расчета основных энерге-
тических характеристик наиболее употребляемых схем управляе-
мых выпрямителей [35]. V
Таблица '3.1
Схема УВ ц Umai m Ап, л. 5, УЛ.
Трехфазная, двухполу- яериодная 2,34 0,042 6 0,333 0,577 1,05 1,05
Трехфазная, однополу- ПеРиодная — 1,17 0,183 3 0,333 0,577 1,35 1,21
Однофазная, двухполу- ПеРИодная u 0,9 0,482 2 0,5 0,707 1,11 1,11
Рис. 3.10. Регулировочные и механические
характеристики реверсивного УВ
Энергетические характеристики управляемого выпрямителя 0(1
ределяются следующими параметрами:
□ средним выходным напряжением на холостом ходу, отнес611
ным к эффективному фазовому напряжению на входе (
Управляемый выпрямитель отрицательно влияет на питающую
сеть переменного тока. Во-первых, он потребляет из сети несину-
соидальный ток. Во-вторых, он сдвигает фазу потребляемого тока
относительно питающего напряжения. Несинусоидалыюсть тока
может быть охарактеризована коэффициентом гармоник (THD —
Total Harmonic Distorsion)
138
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
THD~
7/,г(2) + /,2(3)+/,г(П)
/,(1)
(3.6)
где — эффективные значения тока первой и т. д. гармо-
ник, — эффективный ток всех высших гармоник.
Фазовый сдвиг зависит от угла управления управляемым выпря-
мителем и несинусоидальности тока потребления. Поэтому коэф,
фициент мощности УВ определяется следующим образом. Первую
гармонику тока можно разложить на активную /1я(1) и реактивную
71р(1) составляющие. Если принять, что напряжение сети синусои-
дально, тогда отдельные составляющие мощности для трехфазных
схем определятся следующими выражениями:
• полная мощность, потребляемая из сети =Зи{Ц;
• полная мощность по первой гармонике 5,(1) = 3t71/1(l);
• активная мощность по первой гармонике 7^(1) = ЗС7,71я(1);
• реактивная мощность по первой гармонике 21(1) = 3(/1/1р(1);
• мощность искажений D = 3UXI^-
Коэффициент мощности УВ определяется из выражения:
ад
А. = —1A-1cosa'
/1УВ £
(3.7)
3.3. Моделирование
управляемых выпрямителей
Моделирование УВ в пакете Simulink можно реализовать с ис-
пользованием как виртуальных, так и функциональных моделей.
На рис. 3.11 а показана виртуальная модель мостового (однофазно-
го, двухполупериодного) УВ с функциональной схемой управления.
Модель содержит два Sublocks: 1 Control System (рис. 3.11 б)
систему управления УВ, реализованную в соответствии с блок-схе-
мой (рис. 3.3). 2 Rectifier (рис. 3.11 в) — силовой тиристорны11
мост, состоящий из четырех тиристоров. Питание от источника оД'
нофазного синусоидального напряжения подается на тиристорны11
Силовые полупроводниковые преобразователи
139
б)
Рис. 3.11. Модель (а, б, в) и результаты
^°Делирования (г) однофазного двухполупериодного УВ
мост по входам InSl и InS2. Выход тиристорного моста через пор-
ты Outl Out2 подсоединены к нагрузке. Управление тиристорным
мостом осуществляется через порты Ini 1п2 1пЗ 1п5 от системы
управления. На вход системы управления через порт Ini подается
синхронизирующий сигнал от источника синусоидального напря-
жения, а через порт 1п2 — сигнал управления. Результаты модели-
140
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
рования при активной нагрузке и скачкообразным изменением
входного сигнала в момент t = 0,02 сек показаны на рис. 3.11 г.
На рис. 3.12 а показана виртуальная модель схемы, состоящей
из трехфазного источника питания и управляемого выпрямителя с
блоком управления. Окна настройки трехфазного источника пита-
ния и блока управления УВ показаны на рис. 3.12 б и рис. 3.12 в.
а)
[Block Parameters: Inductive source with neutral ' Д -’Wv5’' , ’ -
б)
r-3-phase inductive source - Ungrounded neutral (mask) (link) —-----------
j This block implements a three-phase source in series with a serie RL branch.
I the common node (neutral) ofthe three sources is accesible via input one (N)
| ofthe block
-Parameters------------------------------------—— --------------------—
Phase-to-ground peak voltage (V):
Phase angle of phase A (Degrees):
[o
Frequency (Hz):
[50
Source resistance (Ohms):
|0724
Source inductance (H):
[o ~~ i
| OK | Cancel | Help | apply [
Рис. 3.12. Виртуальная модель (а), окно настроек (б)
трехфазного двухполупериодного УВ
Силовые полупроводниковые преобразователи
141
Block Parameters: Synchronized 6-Pulse Generators
Synchronized 6-pulse generator (mask) (link) ........-...----------------.....!>
; Use this block to fire the 6 thyristors of a 6-pulse converter.
The output is a vector of 6 pulses (0-1) individually synchronized on the 6 ]
commutation voltages. Pulses are generated alpha degrees after the j
। increasing zero-crossings of the commutation voltages. '
: , I
i Input 1 is the alpha firing signal (degrees).
Inputs 2. 3 and A are the synchronization voltages AB ВС CA which should be in !
I phase with the 3 phase-phase voltages at the converter terminals. ।
i Input 5 allows blocking of the pulses when the applied signal is non zero. j ;
i When the 'Douple pulsing’ option is checked, two pulses are sent to each
r thyristor: a 1st pulse when the aplha angle is reached, then a 2nd pulse 60 I
degrees later, when the next thyristor is fired. i
i i
i j_____________________________________________________________________________J
Scope mol
r Parameters------ -----—.....................
I Frequency of synchronisation voltages (Hz):
rPIPP A G3 Esl : &
Pulse width (degrees):
F Double pulsing
Cancel
Apply
Рис. 3.12 (продолжение). Окно настроек (в) и результаты моделирования (г)
трехфазного двухполупериодного УВ
В полях настройки источника питания задаются:
□ амплитудное значение фазного напряжения;
□ начальная фаза;
□ частота;
□ внутренние параметры источника (активное сопротивле-
ние, индуктивность).
В окнах панели настройки регулятора, управляющего работой
тиристорного моста, задаются частота и ширина управляющего
импульса. На вход регулятора подастся сигнал, соответствующий
углу управления УВ. Результаты моделирования показывают, что до
момента t = 0,02 с этот сигнал соответствует углу управления 90
град., а после этого момента — приблизительно 80 град.
Внутреннее содержание блока 6-Pulsc Thyristor Bridge приведе-
но на рис. 3.13. В силовой части схемы модель имеет три входных
порта (1, 2, 3) и два выходных (1, 2), в управляющей части модель
142
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
имеет один входной порт (4). Управление тиристорами осуществлю
ется через блоки Selector, Demax.
Рис. 3.13. Виртуальная модель
силового блока УВ
Исследование энергетических характеристик трехфазного мосто-
вого управляемого выпрямителя может быть осуществлено с ис-
пользованием модели, показанной на рис. 3.14 а. Эта модель в мак-
симальной степени приближена к реальным устройствам с УВ:
□ Здесь учтена внутренняя импеданция трехфазного источника
питания.
□ На входе УВ включен индуктивный фильтр, который необхо-
дим для обеспечения процессов коммутации тиристоров УВ.
□ В, модели УВ учтены параметры тиристоров в открытом со-
стоянии, а также параметры так называемых снаберов (дополнИ-
тельных элементов, обеспечивающих траекторию переключения
тиристора).
Силовые полупроводниковые преобразователи
143
б)
^Ие. 3.14. Виртуальная модель УВ (а) и окно настроек (б, в)
блоков измерения энергетических характеристик
144
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
в)
rect_virt_contr/Multimeter бмМй' j
г—vlultimetei-
,!□!х|
This block measure the voltages and currents specified in
measurement popup of Power System Blockset blocks. The left
listbox shows the available measurement in the multimeter. Use the
Available
ub: :
ib:
ib: :
iSwl
iSw2
iSw3
1SW4
iSwS
iSw6:
Load Current
Source Curre
.: Thyristor
: Thyristor
: Thyristor
Thyristor
Thyr istor
Thyristor
Refresh Select >>
Xemovi
Selected
Up |
Down
(• Display signals at simulation sb
Cancel
Help
Рис. 3.14 (продолжение). Виртуальная модель УВ
(а) и окно настроек (б, в) блоков измерения энер-
гетических характеристик
□ В качестве нагрузки выбрана активно-индуктивная с противо-
эдс, обеспечивающая как выпрямительный, так и инверторный ре-
жим работ схемы.
Кроме того, в рассматриваемой модели показаны некоторые из
многочисленных возможностей получения и представления резуль-
татов моделирования. Здесь для считывания и представления ре-
зультатов моделирования использовано два блока: Multimeter и
Total Harmonic Distorsion (THD). Первый позволяет получить вре-
менные осциллограммы токов и напряжений в ряде силовых эле-
ментов и блоков, второй — измерить коэффициент гармоник тока
или напряжения. В данном случае измеряется коэффициент гармо-
ник тока на входе УВ.
Для измерения тока и/или напряжения элемента или блока в
поле Measurements окна этого элемента (рис. 3.14 б) или блока в
раскрывающемся списке следует выбрать соответствующую оп-
цию.
В этом случае в окне настройки блока Multimeter (рис. 3.14 в) в
окис (Availabes Measurement) появятся измеряемые значения. Кноп-
кой Select все или часть измеряемых величин переносятся в поле
145
Силовые полупроводниковые преобразователи
Selected, если включить флажок Display signals at simulat10n stoP’
измеряемые величины отображаются на экране осциллос^опа' ^а
рис. 3.14 б показано окно настройки R, L, С элемента, вкл^ченного
в данном случае на выходе УВ. В полях окна настройки устаН0ВЛС'
ны соответствующие значения параметров.
В нижнем поле Measurements из ниспадающего меню Рь,^Рано
измерение тока. Этот ток появляется в поле окна настрой^11 ^лока
Multimeter (рис. 3.14 в). В этом поле видно, что блок ^змеРяет
r R Т С
также напряжение на входе и выходе УВ, а также ток в ’ ’
ветви на входе управляемого выпрямителя. Результаты м^ДелиР°‘
вания квазиустановившихся процессов представлены на ^ис
3.16, 3.17. На рис. 3.15 показаны результаты измеренИя К0ЭФ‘
фициента гармоник на входе УВ в установившемся реж^ме’
рис. 3.16 представлены ток нагрузки, ток на входе У В напРя'
жение на нагрузке в установившемся режиме, а на р^с‘
представлены электромагнитные процессы (напряжений и ток^
тиристора УВ.
Ime'offsetl
Г
л
Г
ч
Е
Ри
• 3.15. Коэффициент гармоник тока
: °Требления УВ
146
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Simulation result for: Multimeter
fjle Edit View Insert Joels Vymdow Help
i|D g£ H hr A Z/ifjS£O
ib: Load Current
/V\A^-m-WA\'\^/v-A/vwVVWV''v'VV
80
60
40
20
0
Рис. 3.16. Ток нагрузки, напряжение на нагрузке и ток на входе УВ
uSw1: Thyristor Converter
500
0
-500
0.32 0.34 0.36 0.38 0.4
Рис. 3.17. Напряжение и ток тиристора УВ
Силовые полупроводниковые преобразователи
147
3,4. Транзисторные
преобразователи [21, 23, 27, 29, 30, 35]
3,4>1> Общие замечания
Полупроводниковые преобразователи в электроприводах посто-
янного и переменного тока должны характеризоваться следующими
основными свойствами:
□ двусторонней проводимостью энергии между источником
питания и исполнительным двигателем, являющимся на-
грузкой преобразователя, для обеспечения его работы во
всех квадрантах механической характеристики;
□ малым и не зависящим от тока выходным сопротивлением
для получения механических характеристик, близких к ес-
тественным, и, в конечном счете, для получения хороших
статических и динамических характеристик электропривода
в целом;
□ жесткой внешней характеристикой и малой инсрционнос-
। тью, высоким КПД, достаточной перегрузочной способно-
стью для обеспечения необходимых форсировок в пере-
ходных режимах работы привода;
□ высокой помехозащищённостью и надежностью; малой
массой и габаритами; отсутствием влияния на сеть.
Основным назначением полупроводникового преобразователя
является регулирование скорости исполнительного двигателя
электропривода. В электроприводах постоянного тока это дости-
гается регулированием напряжения на выходе преобразователя.
В приводах переменного тока необходимо регулировать напря-
жение и частоту на выходе преобразователя по определенному
закону.
Перечисленным основным требованиям в наибольшей степени
удовлетворяют транзисторные преобразователи, работающие в ре-
жиме переключения и питающиеся от источника постоянного на-
пряжения. Такие преобразователи в электроприводах постоянного
тока получили название широтно-импульсных (ШИП). В электро-
приводах переменного тока такие преобразователи названы авто-
номными инверторами напряжения (АИН).
148
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
3.4.2. Принципы построения
сиповых транзисторных кпючей
Силовой транзисторный ключ (СТК), является тем элементом пре,
образователя, который управляет процессами преобразования энергии.
Специфика протекания этих процессов требует более детального рас-
смотрения принципов работы СТК и его элементной базы для обеспе-
чения надёжности электропривода в целом. Рассмотрим классическую
схему одного плеча преобразователя. Заметим, что ШИП содержит два
таких плеча, а АИН — три. Поэтому специфика работы транзисторов
в такой схеме остается одной и той же, как в приводах постоянного,
так и в приводах переменного тока. На рис. 3.18 представлена схема
такого плеча и показаны электромагнитные процессы, протекающие в
нем при включении и выключении транзистора. Классическая теория
динамических процессов выделяет четыре коммутационных интерва-
ла при работе плеча на активно-индуктивную нагрузку, два при вклю-
чении транзистора и два при выключении. При включении транзисто-
ра выделяются этап восстановления диода в фазе высокой обратной
проводимости (Н на рис. 3.18) и этап установления стационарного
состояния силового высоковольтного транзистора (/2 на рис. 3.18). На
первом из отмеченных этапов по цепи «транзистор-диод» протекает
значительный ток, который может превысить номинальный в несколь-
ко раз. При этом напряжение на транзисторе остается равным напря-
жению питания. Этот этап является наиболее опасным для транзисто-
ра. На втором этапе ток уменьшается до номинального при одновре-
менном уменьшении напряжения на транзисторе. При выключении
транзистора выделяются этап рассасывания неосновных носителей
заряда в коллекторе силового высоковольтного транзистора (/3 на рис.
3.18) и этап спада тока коллектора силового транзистора и включения
диода (/4 на рис. 3.18). На всех отмеченных интервалах коммутации в
транзисторе и диоде выделяется значительная мощность. Эту моШ'
ность, которая определяет динамические потери в преобразователе,
необходимо уметь определять для того, чтобы иметь возможность У0С'
ренно судить о надежности работы последнего.
Подтверждение вышесказанному представлено на рис. 3.19,
показаны потери в транзисторе трехфазного инвертора с ШИМ ИР’1
включении и выключении, рассчитанные с использованием пр°
граммы OrCAD. В качестве транзисторов инвертора были исполв
зованы 1GBT транзисторы типа HGTG24N60D1D, напряжение Л11
тания инвертора U=600 V, выходная мощность инвертора равняла
50 кВт.
Силовые полупроводниковые преобразователи
149
Рис. 3.18, Динамические процессы переключения СТК
’'Ис.
3.19. Динамические потери в транзисторе СТК
150
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Кроме необходимости расчета мощности динамических потерь
имеется еще ряд факторов, которые необходимо принимать во виц.
мание при проектировании преобразователя.
Технология изготовления силовых транзисторов до сих пор
требует применения специальных мер для обеспечения надёжной
работы СТК. При этом обычно приходится решать задачи, связан-
ные как с уменьшением статических и динамических потерь в
СТК, так и обеспечением области безопасной работы (ОБР) сило-
вого транзистора.
При построении высоковольтных СТК основным требованием
является обеспечение траектории переключения силового транзис-
тора в области безопасной работы. Известно, что основной причи-
ной выхода из строя транзистора является вторичный пробой (ВП),
возникающий при включении и выключении СТК.
Типовая ОБР силового транзистора (СТ), построенная в лога-
рифмическом масштабе, изображена на рис. 3.20. Эта ОБР имеет
четыре границы, каждая из которых соответствует предельным па-
раметрам СТ.
Граница 1 соответствует максимальному току коллектора в ре-
жиме насыщения. Пробой транзистора на границах 1 и 2 соответ-
ствует электрическим режимам, при которых температура структу-
ры транзистора достигает предельно допустимого значения.
Рис. 3.20. Область безопасной работы
силового транзистора
Силовые полупроводниковые преобразователи
151
Граница 3 ОБР соответствует наступлению в приборе вторично-
го пробоя (ВП). Под ВП подразумевается локальный саморазогрев
структуры, приводящий к проплавлению перехода транзистора.
Области локального саморазогрева получили название «горячих
пятен». .
При ВП однородное распределение тока через транзистор сменя-
ется неоднородным. При этом возникает положительная обратная
связь, при которой увеличение локальной плотности тока вызывает
увеличение температуры в этой области, которая в свою очередь вы-
зывает ещё большее увеличение плотности тока и т. д. На рис. 3.21
в качестве примера приведены области безопасной работы реальных
транзисторов фирм Fuji и Toshiba.
Рис. 3.21. Реальные ОБР транзисторов
Для надёжной защиты СТК при переключении в процессе рабо-
ты необходимо либо как-то определять предпробойное состояние
силового транзистора и принимать меры к его защите, либо заведо-
мо управлять транзистором так, чтобы он нс выходил из ОБР.
Конечно, более предпочтителен первый способ обеспечения на-
дёжности СТК, но здесь возникают две сложности. Во-первых, ВП
развивается достаточно быстро и защита должна быть достаточно
быстродействующей. Во-вторых, довольно сложно зарегистриро-
вать предпробойное состояние транзистора и принять своевремен-
ные меры к его предотвращению. Этот способ возможно реализо-
вать лишь для процесса включения СТК, основываясь на деформа-
ции входных вольт-амперных характеристик.
152
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
С точки зрения простоты схемной реализации наиболее удоб-
ным оказывается критерий, позволяющий определить границу ОБ?
по резкому возрастанию тока коллектора. В этом случае СТК вклю-
чается на 1-2мкс, по истечении которых определяется ток через
силовой транзистор. Если этот ток превышает критическое значе-
ние, то поступает команда на выключение силового транзистора,
если нет — силовой транзистор остаётся включенным.
Время развития ВП при изотермическом процессе шнурования
тока (в процессе выключения) составляет несколько десятков наносе-
кунд, поэтому практически отсутствует схемная возможность выявить
предпробойное состояние и принять меры к его предотвращению.
Для обеспечения надёжной работы силового транзистора при
запирании в настоящее время используются в основном три разом-
кнутых способа управления.
Первый сводится к автоматической регулировке управляющего
тока с обеспечением заданной начальной форсировки и последующим
отслеживанием малой глубины насыщения выходного транзистора
Этот способ наиболее просто реализуется целью нелинейной
диодной обратной связи, охватывающей управляющий транзистор
(рис. 3.22 а).
Второй способ, обеспечивающий форсированное выключение
силового транзистора, эффективно реализуется в каскадной схеме
соединений высоковольтного и низковольтного транзисторов (рис.
а)
Рис. 3.22. Схемы защиты силового транзистора
б)
Силовые полупроводниковые преобразователи
153
3.22 б). При этом низковольтный транзистор включен в цепь эмит-
тера высоковольтного транзистора.
На рис. 3.23 приведена схема, в которой реализуются оба рас-
смотренных способа. Эту схему можно считать самой надёжной с
точки зрения обеспечения ОБР, однако, лишний транзистор в сило-
вой цепи, особенно при больших токах, делает её малопривлека-
тельной для проектировщиков.
Рис. 3.23. Универсальная схема защиты силового транзистора
Наконец, третий способ обеспечения надёжной защиты СТК
при запирании сводится к использованию цепей формирования тра-
ектории выключения.
Примеры выполнения цепей формирования траектории (снаберов)
для силовой транзисторной стойки приведены на рис. 3.24. Здесь же
приведены траектории переключения силовых транзисторов.
Простая RC-цепочка (рис. 3.24 о) обычно не устраивает проек-
тировщиков, т. к. допускает значительное превышение напряжения
на коллекторе транзистора в процессе запирания.
Типовым решением является схема, приведённая на рис. 3.24 б.
154
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Здесь эффективное ограничение коллекторного напряжения СТК
в начальный период запирания обеспечивается диодом, шунтирую-
щим разрядное сопротивление.
Ограничение коллекторного напряжения при запирании обеспе-
чивается за счёт выбора достаточно большой ёмкости демпфирую-
щего конденсатора.
Этот конденсатор заряжается после запирания силового транзис-
тора до полного напряжения источника питания, а при следующем
включении СТК полностью разряжается через разрядное сопротив-
ление. Последнее обстоятельство обуславливает достаточно большие
потери в демпфирующих цепях. Избежать их можно, применив схе-
му (рис. 3.24 б), где конденсатор всегда находится под напряжением
питания и стабилизирует напряжение на коллекторе, срезая коммута-
ционный выброс при выключении СТК. Это повышает надежность,
но не исключает полностью возможность возникновения ВП.
Наиболее эффективной является демпфирующая цепочка по схе-
ме рис. 3.24 г. Здесь емкость С1 выбирается достаточно малой, т. к.
она формирует фронт выключения СТК, а емкость С2 выбирается
достаточно большой. В результате ограничиваются одновременно
Рис. 3.24. Демпфирующие цепи СТК
Силовые полупроводниковые преобразователи
155
пик коллекторного напряжения, потери в СТК и потери в демпфиру-
ющих цепях.
Выбор демпфирующей цепочки зависит от условий работ СТК.
Для эффективной работы демпфирующих цепей необходимо
определённое время, в течение которого конденсатор разряжается
через СТК, подготавливая условия для последующего его выключе-
ния. Отмеченное требование часто не удаётся реализовать при
ШИМ СТК, а именно такая модуляция используется при управле-
нии транзисторным силовым преобразователем в системах электро-
привода. Поэтому применение демпфирующих цепей может ока-
заться нерезультативным и следует обратиться к рассмотренным
выше способам управления СТК.
Некоторые модификации демпфирующих цепей СТК представ-
лены на рис. 3.25. На рис. 3.25 а разрядный ток демпфирующего
конденсатора С1 используется для начальной форсировки тока
базы СТК VT2. Это позволит уменьшить время включения СТ и
потери при включении.
В схеме рис. 3.25 б реализуется форсированное включение СТК
за счёт разряда конденсатора по цепи C1-R1-VT1-VT2 и поддержа-
ние малой глубины насыщения СТ VT2 за счёт цепи VD1,VT1.
а)
•• 3.25. Схемы формирования
Югории СТК
156
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
3.4.3. Схемные реализации
силовых транзисторных ключей
Рассмотрим некоторые практические реализации, в которых в той
или иной мере реализуются способы защиты СТК. На рис. 3.2б
изображена схема СТК преобразователя Frenic фирмы Fuji. Схема
содержит силовой транзистор (СТ) VT4, источник вторичного пита-
ния (ВИП) со средней точкой, узел гальванической развязки (УГР),
формирователь базового тока СТ, выполненный на комплиментарной
паре транзисторов VT2 и VT3, узел автоматического регулирования
управляющего тока с обеспечением заданной начальной форсировки
и последующим отслеживанием малой глубины насыщения транзис-
тора за счёт нелинейной диодной обратной связи VD2, цепь защиты
СТ реализована на транзисторе VT1 со стабилитроном VD1, работа-
ющую на принципе контроля напряжения на переходе коллектор-
эмиттер СТ VT4 через диод VD2.
На рис. 3.27 приведена схема СТК преобразователя фирмы
Fanuc. Схема содержит узел гальванической развязки УГР, однопо-
лярный ВИП, узел формирования базового тока и узел регулирова-
ния базового тока СТ. Особенностью схемы является использова-
ние однополярного ВИП, что представляется большим достоин-
Силовые полупроводниковые преобразователи
157
ством и применение нелинейной обратной связи по току через диод
VD9. Последнее позволяет регулировать ток базы СТ при измене-
нии его коллекторного тока и использовать для питания базовой
цепи СТ силовой источник.
Если проанализировать все предложения и рекомендации по пост-
роению СТК, помещённые в многочисленных публикациях, то для
преобразователей в системах электропривода, работающих при зна-
чительных изменениях тока нагрузки, они сведутся к следующему:
• для исключения ВП при включении СТК предпочтительней
использовать замкнутую систему защиты, выявляющую предпро-
бойное состояние и отключающую СТ при выходе на границу ОБР;
• для исключения ВП при выключении (СТК) целесообразно,
во-первых, ограничивать запирающий ток базы СТ и, во-вторых,
выводить СТ перед выключением (за 1-2 мкс) на границу насыще-
ния, либо поддерживать его вблизи этой границы всё время за счет
диодной обратной связи;
• возможность ВП как при включении, так и при выключении,
уменьшается, если разгрузить СТ по току и напряжению до 50% от
предельно допустимого значения;
р
с- 3.27. СТК фирмы Fanuc
158
Ком пью терное моделирование полупроводниковых систем
• для обеспечения слежения тока базы за током коллектора
СТ, следует использовать нелинейную обратную связь; проще всего
это осуществляется при использовании диода.
Некоторые из перечисленных рекомендаций противоречивы. По-
этому проектировщику необходимо идти на компромисс в удовлет-
ворении всех требований. Характер этого компромисса в полной
мере определяется частотой коммутации и величиной тока и напря-
жения, а также конкретными условиями эксплуатации.
В низковольтных СТК (до 200 В) при невысокой частоте коммута-
ции (до 1кГц) основное внимание уделяется снижению квазистатичес-
ких потерь как в самом СТК, так и в цепях его управления. При этом
имеется в виду, что энергия вторичного пробоя низковольтных СТ
довольно велика и, следовательно, для надёжной работы СТК доста-
точно выполнение рекомендаций, предложенных в пунктах 2, 3, 4.
В случае более высокой частоты коммутации и значительных
динамических потерях в СТК, целесообразно воспользоваться пун-
ктами 1, 2, 3, 4.
Следует заметить, что перечисленные решения, улучшающие на-
дежность работы силовых транзисторных ключей, в настоящее время
практически решены на технологическом уровне. Поэтому рассмот-
ренные выше схемотехнические решения и рекомендации являются,
скорей, историческим обзором разработок, которые широко проводи-
лись в различных научных школах и которые в сильной степени по-
влияли на развитие новых технологий в разработках полупроводнико-
вых ключей.
3.4.4. Современное состояние
и перспективы развития
силовых полупроводниковых ключей [29]
В настоящее время основными приборами силовой электроники
в области коммутируемых токов до 50 А являются: диоды (Dioded)-
тиристоры (Thyristos, SCR); биполярные транзисторы (ВРТ); бип°
лярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT); полсвЫ1’
транзисторы с изолированным затвором (MOSFET); силовые интеГ
ральные схемы(Ро\чсг IC); интеллектуальные силовые интеграяи
ные схемы (Smart Power IC).
В области коммутируемых токов более 50 А основными приб0
рами силовой электроники являются: силовые модули на базе
Силовые полупроводниковые преобразователи
159
полярных транзисторов; силовые модули на базе IGBT; тиристоры;
запираемые тиристоры (GTO); диоды.
Самую значительную часть приборов в диапазоне до 50 А со-
ставляют полевые транзисторы с изолированным затвором — тран-
зисторы MOSFET.
Эти приборы, обладая малыми статическими и динамическими
потерями с минимальными затратами на управление, крайне неболь-
шими временами переключения, что позволило им работать на час-
тотах до 1 МГц, практически полностью вытеснили из низковольт-
ных преобразовательных устройств (<200 В) все остальные типы
силовых полупроводниковых приборов. Прорыв, совершённый фир-
мой Siemens в области создания высоковольтных MOSFET с удель-
ным сопротивлением около 3 Ом.мм2, ещё больше расширит область
применения приборов этого класса в областях коммутируемых на-
пряжений 600-1000 В и мощностей до 10 кВт и позволит вытеснить
из этих областей применения силовые биполярные транзисторы.
Силовые биполярные транзисторы в диапазоне до 50 А находят
применение в основном в массовом и дешёвом бытовом и промыш-
ленном оборудовании.
В областях средних напряжений (500-600 В и выше) наиболее
предпочтительными для применения являются биполярные транзи-
сторы с изолированным затвором (IGBT — Insulated Gate Bipolar
Transistors). Появление этого прибора повлекло за собой столь ра-
дикальные изменения в силовой электронике, что можно говорить
о второй революции, переживаемой этим научно-техническим на-
правлением.
В настоящее время 1GBT обеспечивают коммутацию токов до
1800 А и напряжений до 4,5 кВ. При этом времена переключения
биполярных транзисторов с изолированным затвором лежат в диа-
пазоне 200-400нсек. Появление в последние годы IGBT с напряже-
нием более 1,2 кВ (4,5 кВ) привело к вытеснению запираемых ти-
ристоров (GTO) в устройствах мощностью до 1 МВт и до 3,5 кВ.
Сами GTO в последние годы были модернизированы (АВВ
Mitsubisi) и появился новый класс приборов — тиристор, коммути-
руемый по затвору (GCT —• Gate Thyristor или IGCT — Integrated
Gate Commutated Thyristor).
Каковы тенденции развития различных приборов силовой полу-
проводниковой техники?
160
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Биполярные транзисторы (ВРТ)
Из-за сложности и большой стоимости схем управления (драйве-
ров), низкого быстродействия и стойкости к перегрузкам на ссгодця
они уже устарели; Однако, быстродействующие ВРТ пока имеют
важное преимущество перед MOSFET по показателю «коммутируй,
щая мощность/цсна» для диапазона напряжений более 400 В. Поэто-
му биполярные силовые транзисторы останутся эффективным ком-
понентом для дешёвых массовых применений (например, ключевые
источники питания — SMPS).
Тиристоры (SCR)
Несмотря на такие очевидные достоинства, как низкое падение
напряжения (1,2-1,5 В для среднего диапазона напряжений и немно-
гим более для высоковольтного диапазона), высокая плотность тока,
наивысшее значение показателя «коммутируемая мощность/площадь
кремния», высокие коммутируемые напряжения (сегодня 8 кВ) и
токи (4 кА), простота и низкая стоимость схем управления, стой-
кость к перегрузкам по току, высокая надежность прижимной табле-
точной конструкции — этот класс приборов силовой электроники
сегодня можно отнести к устаревшим из-за одного существенного
недостатка — невозможности выключения по управляющему элект-
роду. Этот прибор всё больше и больше будет вытесняться полнос-
тью управляемыми приборами: IGBT и IGCT. Так как SCR имеет все
же наивысшее значение показателя «коммутирующая мощность^
цена», то две области применения останутся предпочтительными для
их применения:
□ бытовые приборы, где цена является определяющим фак-
тором;
□ сверхмощные и сверхсильноточные применения в преобра30'
вателях с естественной коммутацией (высоковольтные лини'1
передач постоянного тока, компенсаторы реактивной мош"0
сти, выпрямители для гальваники, металлургии и т. п.).
Улучшение характеристик и развитие SCR будет связано с объе
динением некоторых вспомогательных функций в высоковольтн^1
тиристоре (подобно защите от перенапряжений), созданием интеГ
ральных двух-, четырех- и шестиключевых тиристорных схем 1,3
одном кристалле.
Силовые полупроводниковые преобразователи
161
Запираемые тиристоры (GTO, IGCT)
Модернизация GTO за счёт применения новых технологий, позво-
лили в IGCT повысить быстродействие, значительно сократить стати-
ческие и динамические потери.
Поэтому в высоковольных (>3,5 кВ ) областях доминирующее
положение займут IGCT.
Полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET)
Имея все преимущества по высоким скоростям коммутации, низ-
ким статическим и динамическим потерям, малой мощности управ-
ления, высокой стойкости к перегрузкам (прямоугольная ОБР),
MOSFET являются и будут главным компонентом для низковольт- р
ных применений и использования в «интеллектуальных» силовых •
интегральных схемах (Smart IC). Использование и внедрение новых £
технологий (trench-gate, Cool )позволит ещё больше расширить обла- *
сти применения MOSFET в дискретном, модульном и интегральном
исполнении для диапазона мощностей в десятки киловатт. М
I
Биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT)
На сегодняшний день и в ближайшем будущем этот класс при-
боров силовой электроники занимает и будет занимать доминирую-
щее положение для диапазона мощностей от единиц киловатт до
единиц мегаватт. Дальнейшее развитие IGBT будет идти по пути:
Q повышения диапазона предельных коммутируемых токов и
напряжений (единицы килоампер, 5-7 кВ);
□ повышения быстродействия;
□ повышения стойкости к перегрузкам и аварийным режимам;
□ снижения прямого падения напряжения;
□ разработки новых структур с плотностями токов, прибли-
жающихся к тиристорным;
□ развитие «интеллектуальных» IGBT (с встроенными функ-
циями диагностики и защит) и модулей на их основе;
□ создание новых высоконадежных корпусов, в том числе
прижимной конструкции.
Системная интеграция, т. е. объединение в одном устройстве си-
ловых коммутационных элементов с элементами управления, диаг-
6 Зак. 396
162
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ностики и защит, является одним из путей развития силовой элсктр0
ники.
Таким образом, для создания современного, надежного, высок0,
эффективного энерго ресурсосбсрсгасмого полупроводникового
электропривода, имеется несколько типов приборов силовой элект,
роники, каждый из которых занимает свои области наиболее целе,
сообразного применения. Наиболее перспективными приборами оц.
повой электроники являются MOSFET и 1GBT для схем преобраз0.
вателей мощностью от единиц ватт до единиц мегаватт.
3.5. Транзисторные преобразователи
для управления двигателями
постоянного тока [7, 30]
3.5.1. Принципы построения и управления
Как уже отмечалось, в этом случае используется широтно-им-
пульспый преобразователь. Упрощенная принципиальная схема
ШИП представлена на рис. 3.28. Она содержит четыре транзис-
торных ключа ТК1-ТК4. В диагональ моста, образованного тран-
зисторными ключами, включена нагрузка. Нагрузкой в приводах
постоянного тока является двигатель постоянного тока. В элект-
роприводах двигатель постоянного тока управляется, как правило,
по цепи якоря, поскольку только при таком управлении могут
быть получены требуемые качественные показатели привода. Пи-
тание ШИП осуществляется от источника постоянного тока, шун-
тированного конденсатором.
Наиболее простой способ управления ШИП по цепи якоря
симметричный. При симметричном способе управления в состоя-
нии переключения находятся все четыре транзисторных клю43
моста, а напряжение на выходе ШИП представляет собой знаке
переменные импульсы, длительность которых регулируется вх<У
ным сигналом. В ШИП с симметричным управлением среднее на
пряжение Un на выходе ШИП равно нулю, когда относительна*
продолжительность включения у0 = 0,5. Временные диаграмм*
ШИП при симметричном способе управления приведены на Р,(^
3.28. Симметричный способ управления обычно используется
маломощных приводах постоянного тока.
Силовые полупроводниковые преобразователи
163
Рис. 3.28. Транзисторный ШИП
Его преимуществом .является простота реализации и отсут-
ствие зоны нечувствительности в регулировочной характеристике.
Недостатком ШИП с симметричным управлением является двух-
полярное напряжение на нагрузке и, в 'связи с этим, повышенные
пульсации тока в якоре исполнительного двигателя.
Стремление исключить этот недостаток привело к разработке
способов, обеспечивающих однополярное напряжение на выходе
ШИП. Простейшим из них является несимметричный.
Несимметричное управление представлено на рис. 3.29 а. В
этом случае переключаются транзисторные ключи фазной группы
ТКЗ и ТК4 (ключи ТК1 и ТК2 при противоположной полярности
входного сигнала), транзисторный ключ ТК1 постоянно открыт и
164
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
насыщен, а ключ ТК2 постоянно закрыт. Транзисторные клю^
ТКЗ и ТК4 переключаются в противофазе, обеспечивая протеканце
тока якоря от противо-эдс двигателя. При этом на выходе ПЩц
формируются однополярные импульсы и среднее напряжение
выходе равно нулю, когда относительная продолжительность вклю.
чения одного из нижних по схеме рис. 3.28 транзисторов Уо = О
Недостатком рассмотренного способа управления является то, что
верхние по схеме транзисторные ключи (ТК1, ТКЗ) по току загружены
больше, чем нижние. Этот недостаток устранён при поочерёдном уц.
равлении, временные диаграммы которого изображены на рис. 3.29 б
Здесь при любом знаке входного сигнала в состоянии переклю-
чения находятся все четыре транзисторных ключа моста, при этом
частота переключения каждого из них в два раза меньше частоты
напряжения на выходе. Управляющие напряжения транзисторных
ключей одной фазы моста ТК1, ТК2 и ТКЗ,ТК4 постоянно находят-
ся в противофазе; при этом ключи переключаются через период
выходного напряжения Т. Этим достигаются одинаковые условия
работы полупроводниковых приборов в мостовой схеме.
При некотором знаке входного сигнала управляющие импульсы
wl, и4 длительностью t = (1+у)Г подаются на диагонально располо-
женные транзисторные ключи (рис. 3.29) со сдвигом на полпериода,
а управляющие импульсы м2, м3 длительностью t = (1-у)Г, также со
сдвигом на полпериода, подаются на транзисторы противоположной
диагонали (ТК2, ТКЗ). В этом случае на интервале нагрузка подклю-
б)
а)
Рис. 3.29. Способы управления СТК ШИП
Силовые полупроводниковые преобразователи
165
диагональными ключами из-
поочерёдном управлении на
импульсы длительностью Т,
чена к источнику питания с помощью диагонально расположенных
ключей, а на интервале (1-у)Г нагрузка закорочена с помощью вер-
хних или нижних транзисторных ключей. При изменении знака
входного сигнала порядок управления
меняется на противоположный. При
нагрузке формируются однополярные
пропорциональной сигналу на входе.
Обобщенная функциональная схема управления транзисторным
ШИП изображена на рис. 3.30. Она содержит генератор (Г), генера-
тор пилообразного напряжения (ГПН), схему сравнения (СС), рас-
пределитель импульсов (РИ) и усилители (У). Как правило, между
усилителями сигнала управления и распределителем включены эле-
менты гальванической развязки (оптотранзисторы). Диаграммы на
рис. 3.30 поясняют принцип работы схемы управления ШИП.
с- 3.30. Функциональная схема управления ШИП
166
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
3.5.2. Моделирование транзисторных ШИП
При моделировании ШИП могут быть использованы математц.
ческие, функциональные и виртуальные модели. Рассмотрим вирту.
альиые модели ШИП. В библиотеке (Power System Blockset) имеют-
ся модели, позволяющие моделировать ШИП с различными полу,
проводниковыми элементами. На рис. 3.31 а показаны два таких
блока (полумостовой и мостовой). Широтно импульсный преобразо-
ватель, состоящий из одного плеча, формирует однополярное напря-
жение на выходе при питании от одного источника и двухполярное
при питании от двух источников, соединенных последовательно.
При этом нагрузка должна быть присоединена к общей точке двух
источников. Мостовой ШИП, состоящий из двух плечей, формирует
напряжение на выходе в зависимости от алгоритма управления. Блоки
(рис. 3.31 о) имеют три входа — два для источника питания и один для
входного сигнала. Выход предназначен для присоединения нагрузки.
Окно настройки является универсальной для всех ШИП. Основ-
ным, замечательным свойством блоков ШИП является то, что в них
могут быть использованы различные типы полупроводниковых
ключей. В выпадающем списке окна Power Electronic device окна
настройки (рис. 3.31 б) выбираются типы этих приборов.
[Block Pnrarneters'Unrversal Bridge! **
ф-Universal Bridge (mask) (link) ..... - *
7his block implement a bridge of selected power electronics devices Senes ;
! RC snubber circuits are connected in parallel with each switch device. For J
most applications the internal inductance should be set to zero |
p Parameters- - ------------------ — ~ ---------'1
j ,Number of budge arms. j
j Port configuration |ABC as input terminals
j Snubber resistance Rs (Ohms)
1. |te5
б)
Snubber caoacitance Cs (F)
P
[ie3
i Forward voltages [ Device Vf(V). Diode Vfdf/)J [
I (FoTi
l ‘
j [ Tf(s).Tt(s) )
[Пе-бТгё-?]
| Measurements [None
U.----------- —- --
[ OK [ Cancel I Help { App»/ j
Рис. 3.31. Виртуальные блоки (а)
и окно настройки (б) ШИП
167
Силовые полупроводниковые преобразователи
Исследование характеристик рассмотрим на модели мостового
ШИП. Полная схема модели представлена на рис. 3.32 а.
Модель содержит мостовой ШИП на IGBT транзисторах, шунтиро-
ванных диодами, источник питания и схему управления ШИП (блок
Regulator), реализующую симметричный закон управления ШИП. На
выходе ШИП включена R, L нагрузка с противо-эдс. Блоки измерения
а)
3.32. Виртуальная модель (а) и
электромагнитные процессы (б) в ШИП
168
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
измеряют ток нагрузки, ток и напряжение на СТК, а также квазиста,
тическую мощность рассеиваемую СТК. Результаты моделирования
схемы показаны на рис. 3.32 б. Эти результаты по существу представ,
ляют собой основные энергетические характеристики ШИП.
Модель ШИП, питающегося от первичного источника перемен-
ного тока через трансформатор, выпрямитель и фильтр приведена
на рис. 3.33 а. В этой модели учтены внутренние параметры пер.
вичного источника питания, трансформатора и диодного выпрями-
тельного моста. Окна настроек перечисленных элементов показаны
на рис. 3.33 б, в, г.
Regulator
а)
Block Parameters: 380. 50 Hz 15 KVA
r-3-phase inductive source-Ungrounded neutral (mask) (link)"—-------ч
This block implements a three-phase source in series with a sene PL branch. |
: the common node (neutral) ofthe three sources is accesible via input one (N) |
of the block ' j
6)
p Parameters— ----------------—------------------------- —-
i Phase-to-ground peak voltage (V):
, ----------------------------------------------------------------
J Phase angle of phase A (Degrees):
i |o------------------------- -----------------------------
| Frequency (Hz):
[SO
| Source resistance (Ohms):
I pfi
| Source inductance (H):
I L
I__________..... . .................._ _
[ OK | Cancel | Help | Apply
3
, Рис. 3.33.
Модель ШИП (а) и окна настройки блоков (б)
Силовые полупроводниковые преобразователи
169
Block Parameters: 380V / MOV 10 kVA
в)
r Three-Phase Transformer (Two Windings) (mask) (link) • ----- - • v
I This block implements a three-phase transformer by using three single-phase
transformers. Set the winding connection to Tn' when you want to access the
neutral point of the Wye
-Parameters------------------------------------------------------——.
Nominal power and frequency [ Pn(VA). fn(Hz) ] |
Winding 1 (ABC) connection : |Y
Winding parameters [V1 Ph-Ph(Vrms),Rl(pu).L1(pu)]
p_____
Winding 2 (abc) connection. [Delta (01) jjjj |
Winding parameters [V2 Ph-Ph(Vrms). R2(pu), L2(pu) ] j
[( 140.0.004.0 02 ] j
V" Saturable core I
Magnetization resistance Rm (pu) I
[Too
Magnetization reactance Lm (pu)
[200
Measurements [Winding currents i
I DK I Cancel I Help I ДорЬ I
Block Parameters: Universal Bridge 2 arms
□
Universal Bridge (mask) (link)— -........•=....................------ — --
i This block implement a bridge of selected power electronics devices. Series
J RC snubber circuits are connected tn parallel with each switch device. For
r most applications the internal inductance should be set to zero
2
Parameters-^—------------
Number of bridge arms:
Port configuration [aBCbs output terminals
Snubber resistance Rs (Ohms)
[Toooo
Snubber capacitance Os (F)
□
Power Electronic device | IGBT / Diode s
Ron (Ohms)
3
Forward voltages [Device Vf(V). Diode Vfd(V)]
[ Tf(s).Tt(s) ]
|[Te-6'2e-6 ]
Measurements [None
| OK | Cancel | Help
J10- 3.33 (продолжение). Модель ШИП и окна настройки блоков (в, г)
170
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Результаты моделирования представлены на рис. 3.34. В каче.
ствс результатов здесь показаны только ток нагрузки и ток в фд3е
источника питания, полученные как с помощью осциллоскопов
так и с помощью, блока Multimeter.
Следует, однако, подчеркнуть, что модель позволяет исследовать
все энергетические характеристики, интересующие проектировщика.
100
50
0
ib: Series RLC Branch
0.16 0.17 0.18 0.19 0.2
lanwl: 380V/140V 10kVA
Рис. '3.34. Электромагнитные процессы в ШИП
Силовые полупроводниковые преобразователи
171
3.6. Автономные инверторы
0 системах электропривода
переменного тока [6, 1 1, 30, 35]
3,6.1. Принципы построения и управления
В современных системах электропривода переменного тока
практически повсеместно в качестве силовых регуляторов исполь-
зуются транзисторные автономные инверторы. Оконечный каскад
трехфазного автономного инвертора содержит шесть транзисторов
с обратными диодами. Основные принципы построения, управле-
ния и защиты таких схем были изложены выше.
Для управления трёхфазными машинами переменного тока в
электроприводе используется схема автономного инвертора (АИН),
содержащая шесть транзисторных ключей ТК1-ТК6 (рис. 3.35). /
Статорные обмотки машины при питании от такого инвертора 1
включаются либо по схеме «звезда», либо по схеме «треугольник».
Как в первом, так и во втором случае переключение транзисторных I
^Ис- 3.35. Выходной каскад АИН
172
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ключей любой фазы инвертора (например, ТК1, ТК4) вызывает
изменение напряжения на всех обмотках двигателя. Это обстоя,
тсльство сильно усложняет анализ электромагнитных процессов.
В настоящее время известно большое число различных спосо-
бов управления силовыми ключами инвертора. Для сравнительной
оценки различных схем и способов управления инвертором целесо-
образно разделить их на ряд групп, положив в основу деления
структуру силовой цепи инвертора и регулируемые параметры ре.
зультирующего пространственного вектора напряжения и тока на
выходе инвертора (табл. 3.2). В зависимости от структуры силовой
цепи все инверторы подразделяются на два класса: инверторы с
постоянной структурой силовой цепи и с переменной структурой
силовой цепи.
Таблица 3.2
Способы управления трёхфазными
автономными инверторами напряжения
Структура силовой цепи Регулируемые параметры результирующего вектора
Модуль Средний модуль Модуль и средняя фаза Средний модуль и средняя фаза
Постоянная Регулирование напряжения в зве- не постоянного тока при а = 180° Ши ротн о- и мпуль- сное регулирование (ШИР)* Регулирование напряжения в зве- не постоянного тока при ШИМ Широтно-импуль- сная модуляция (ШИМ)
Переменная То же при а= 180°, 150° То же** То же** То же**
* — С тремя силовыми ключами, открытыми в течение импульса и паузы.
** — С одним (АОП) или с двумя (АГП) силовыми ключами, закрытыми в течение паузы.
В схемах первого класса управляющие сигналы подаются всегда
на три силовых ключа, что обуславливает неизменность структуры
силовой цепи. В схемах второго класса число ключей, на которые
подаются управляющие сигналы, может быть меньше трёх.
Простейшим способом управления транзисторными ключами
ТК1-ТК6 инвертора, обеспечивающим неизменность структуры
силовой цепи, является способ с а = 180° (рис. 3.36).
Силовые полупроводниковые преобразователи
173
Рис. 3.36. Алгоритм управления АИН с a - 180°
Здесь в течение 1/6 периода выходного напряжения (в течение
периода повторяемости Тпвт) включены три транзисторных ключа.
Последовательность управления ключами следующая: 123, 234,
345, 456, 561, 612.
Простейшими способами управления транзисторными ключами,
при которых изменяется структура силовой цепи инвертора, являют-
ся способы с а = 120° и а = 150°. Последовательность управления
транзисторными ключами при а = 120° следующая: 12, 23, 34, 45,
56, 61. При а = 150° транзисторные ключи переключаются в такой
последовательности: 12, 123, 23, 234, 34, 345, 45, 456, 56, 561, 61,
612. Электромагнитные и электромеханические характеристики сис-
тем при простейших способах управления инвертором достаточно
подробно освещены в литературе [6, 11, 30, 35]. Общим недостатком
этих способов является необходимость применения управляемого
выпрямителя для изменения напряжения на выходе инвертора.
174
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рассмотрение сложных способов управления удобно осуще
ствить, пользуясь понятием результирующего, (пространственного)
вектора [11]. Пространственные векторы напряжения и Ts тоКа
на выходе инвертора определяются уравнениями:
_ 2 _ _2 _2
+ auB+a исУ, z] =-(/л+шд+172/с), (3.8)
3
_ .-2л/3 _-х i'irr/'i
где a - eJ , a" =е 7 3.
Например, при управлении с а = 180° и соединении обмоток ма-
шины переменного тока (МПТ) звездой вектор напряжения равен
- 2 п Да-о
, (3.9)
где I — номер интервала (целые числа 1, 2, 3, .);
Uп — напряжение питания инвертора.
Из уравнения (3.9) видно, что пространственный вектор статор-
ного напряжения постоянен на интервале и скачкообразно изменяет
фазу при переключении с интервала на интервал. При управлении
с а = 180° на периоде выходного напряжения АИН укладываются
шесть периодов повторяемости Т]]вт, каждому из которых соответ-
ствует определенное сочетание включённых полупроводниковых
приборов инвертора и положение пространственного вектора
На рис. 3.37 представлены изображающие векторы й и ( для
общего случая индуктивно-активной нагрузки. Номера в квадрат-
ных скобках соответствуют тем транзисторным ключам, на которые
поданы отпирающие сигналы. При этом каждому сочетанию соот-
ветствуют определенные положения вектора z7, помеченные циф'
рами 1-6.
Годограф вектора тока is при этом представляет собой кривую
а-б-в-г-д-е. В круглых скобках помечены транзисторные ключи
инвертора, которые проводят ток. Так, при включении ТК6, ТКЬ
ТК2 вектор us займёт положение 1, а вектор ( начнёт перемешать'
ся из положения а в положение б. До пересечения годографа векто'
ра ( с прямой, отстающей на от тг/6 вектора z7(, т. с. до точки
ток проводят ключи ТК6, ТК1 и обратный диод D2 (этот диод вхо-
Силовые полупроводниковые преобразователи
.175
Рис. 3.37. Пространственные векторы напряжения
и тока на выходе АИН
дит в состав транзисторного ключа ТК2; аналогично все остальные
диоды являются составной частью соответствующих транзистор-
ных ключей), а в момент, соответствующий точке al, ток в фазной,
обмотке двигателя С изменяет направление, диод D2 запирается и
проводящими становятся ключи ТК6, ТК1, ТК2, Длительность от-
меченных двух состояний силовой цепи инвертора зависит от по-
стоянной времени нагрузки T]{=Lfi! гн , при увеличении которой
увеличивается длительность состояния (6, 1, D2); при определён-
ном значении тп на этом интервале ТК2 нс включается.
В целях более подробной классификации схем используем сле-
дующие величины:
1 — модуль результирующего вектора ns = mod(us)',
2 — средний модуль результирующего вектора u,rp = у mod (и,),
где у = ^/7^ — относительная длительность состояния, при котором
обмотки машины переменного тока присоединены к источнику;
1-у = t2IT0 — относительная длительность состояния, при кото-
рой обмотки закорочены через анодные или катодные транзис-
торные ключи;
176
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
То — период напряжения несущей частоты на выходе инвсртОч
ра. В частном случае, при регулировании на основной частоте
период равен периоду повторяемости.
3 — фаза результирующего вектора
<PU =arg(i7j = |(Z-l), где 1=1,2, 3, ............... (3.10)
4 — средняя фаза результирующего вектора ‘
V3(t; -л)
Фст = aK‘S ~ ,г— . (3.11)
Понятие «средняя фаза» требует дополнительного разъяснения.
Изменение средней фазы результирующего вектора достигается
за счёт многократных переключений двух ключей одной фазы, на-
пример ТКЗ, ТК6, в течение периода повторяемости Тцвт. При этом
результирующий вектор напряжения перемещается между двумя
соседними фиксированными положениями. Из этих двух фиксиро-
71
ванных положении вектора us, отстоящих друг от друга на — рад,
путём его многократных перемещений из одного положения в дру-
гое и обратно на основе принципа геометрического суммирования
может быть получено любое промежуточное положение за счёт |
изменения времени нахождения вектора в одном и в другом поло-
жении. Фазовый сдвиг между промежуточным и исходным положе-
нием вектора представляет собой среднюю фазу.
С точки зрения поведения результирующего вектора z7v все спо-
собы управления инвертором можно разделить на четыре группы
(см. табл. 3.2):
1 — регулирование модуля результирующего вектора; к этой
группе относятся АИН с регулированием напряжения на входе и
тремя рассмотренными способами управления (а = 120°, 150 ,
.180°);
2 — регулирование среднего модуля результирующего вектора;
к этой группе относятся схемы с широтно-импульсным регулирова-
нием выходного напряжения на основной и несущей частоте;
Силовые полупроводниковые преобразователи
177
3 — регулирование модуля и средней фазы результирующего
вектора; к этой группе относятся схемы с регулированием напряже-
ния на входе инвертора и специальным управлением, улучшающим
гармонический состав выходного напряжения;
4 — регулирование среднего модуля и средней фазы результиру-
ющего вектора; по существу, это схемы с широтно-импульсной
модуляцией по синусоидальному, треугольному и другим законам,
позволяющим улучшить гармонический состав выходного напряже-
ния.
В дальнейшем в соответствии с табл. 3.2 все инверторы будем
обозначать цифрами, первая из которых (римская) будет соответ-
ствовать классу, а вторая (арабская) — группе схемы.
К типу 1-1 относятся АИН с а = 180° и регулированием напря-
жения на входе. Свойства этих схем достаточно подробно описаны
в литературе.
К типу 2-1 относятся инверторы с а — 120°, 150° и регулировани-
ем напряжения на входе. При этих способах управления в схеме
выходного каскада образуются ветви, замыкающиеся только через
диоды обратного моста, обладающие односторонней проводимос-
тью. Структура выходной цепи такого инвертора будет зависеть от
ГЛ
направления тока в этих ветвях. В свою очередь момент изменения
тока в той или иной ветви схемы зависит от характера нагрузки.
Поэтому форма выходного напряжения при а = 120° также зависит
от характера нагрузки. При а = 120° структура силовой цепи остаёт-
ся неизменной, если cos (рн <0,55; форма напряжения на обмотке
двигателя в этом случае аналогична форме с а = 180°, а результиру-
ющий вектор напряжения описывается выражением (3.9).
Ко второй группе относятся инверторы с ШИР на основной и
несущей частоте. Рассмотрим наиболее простой способ управления
при ШИР на основной частоте. Эпюры напряжений на входе клю-
чей ТК1-ТК6 (рис. 3.35) напряжения на выходе АИН представлены
на рис. 3.38.
В течение каждого периода повторяемости Тцвт для подключе-
ния нагрузки к источнику питания отпираются три транзисторных
ключа (например, ТК1, ТК2, ТКЗ); для отключения нагрузки от
источника один из них запирается. Причём запирается тот ключ,
который позволяет отключить всю группу анодных или катодных
силовых ключей. Так, для отключения нагрузки при отпертых клю-
чах ТК1, ТК2, ТКЗ, запирается ключ ТК2, а при отпертых ключах
178
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 3.38. Управление АИН
при ШИР на основной частоте
ТК2, ТКЗ,ТК4 — ключ ТКЗ и т. д. Такой способ управления назы-
вается алгоритмом одиночного переключения (АОП).
Широтно-импульсное регулирование напряжения на выходе
АИН на основной частоте и АОП осуществляется изменением от-
носительной продолжительности включения нагрузки в цепь источ-
ника питания. Имеется и другая возможность ШИР на основно11
частоте, когда в паузе между импульсами запираются два силовЫ*
ключа одной группы (алгоритм группового переключения АГПУ
Здесь при отпертых ТК1, ТК2, ТКЗ для создания паузы в напря*0
нии на нагрузке запираются ТК1 и ТКЗ.
При алгоритме группового переключения создаётся пауза в 1’а
пряжении на нагрузке, если к моменту запирания двух транзистор
ных ключей одной группы, ток изменит знак. Это имеет место
малых постоянных времени нагрузки т„ . Если значение тн веЛ”
179
Силовые полупроводниковые преобразователи
и к рассматриваемому моменту ток знака не изменит, то паузу в
выходном напряжении сформировать не удаётся.
Обратясь к рис. 3.37, нетрудно показать, что регулирование на-
пряжения на выходе АИН, возможно пока мгновенная разность фаз
между изображающими векторами (p = (pu ~ф; < —. Алгоритм оди-
б
ночного переключения способен формировать паузу в выходном
напряжении инвертора при любых значениях тн = LH / гн , однако в
системах электропривода при переходе асинхронного двигателя в
генераторный режим с рекуперацией энергии в источник питания,
ни АГП, ни АОП не формируют паузу в выходном напряжении,
поэтому преимущества АОП проявляются лишь в режимах потреб-
ления энергии асинхронным двигателем.
Рассмотренные способы управления инвертором не позволяют реа-
лизовать постоянную структуру силовой цепи инвертора и относятся к
типу 2-2 классификационной таблицы (табл. 3.2). Следует подчерк-
нуть, что именно это обстоятельство обуславливает отмеченные выше
отрицательные особенности работы инвертора при АОП и АГП.
Если реализовать постоянную структуру в инверторе, то отмечен-
ные особенности исключаются. Для этого необходимы дополнитель-.
ные переключения транзисторных ключей в каждой фазной группе.
Пример такого управления для АОП представлен на рис. 3.38 штри-
ховыми линиями. Здесь при запирании ключа ТК2, отпирается ключ
ТК5, при запирании ключа ТКЗ, отпирается ключ ТК6 и т. д.
При ШИР на основной частоте гармонический состав выходного
напряжения и тока резко ухудшается в области малых напряжений
и частот. Для исключения этого нежелательного явления, использу-
ется широтно-импульсное регулирование на несущей частоте. В
этом случае в течение периода частоты повторяемости Тшг не-
сколько раз с периодом То происходит включение и отключение
одного из силовых ключей (рис. 3.39).
При этом обмотки двигателя оказываются подключёнными к
источнику питания на интервале уТ0, а на интервале (1-у)7о они
отключены и закорочены. На рис. 3.39 представлен случай, когда
Тпвт = 2Т(>. Гармонический состав выходного напряжения при ШИР
на несущей частоте, улучшается с увеличением кратности
— Тпвт _ /<> _ б/0
То Jпвт f
(3-12)
180
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 3.39. Управление АИН
при ШИР на несущей частоте
Однако большие значения к трудно реализовать.
Улучшение гармонического состава выходного напряжения осу-
ществляется при переходе к широтно-импульсной модуляции.
Рассмотрим типичный для ШИМ способ управления АИН. СуШ'
ность этого способа поясняется рис. 3.40, где показаны законы Уп'
равления ключами и выходное напряжение на фазе «А».
В интервале от 0 до 2л/3 на управляющий вход транзисторно!"0
ключа (например, ТК1) подаётся постоянный отпирающий сигнал»
а в интервале 2л/3 от до л — широтно-модулированный сигнал
4 импульса, длительность которых линейно убывает. Аналогичное
сигналы, но с соответствующим фазовым сдвигом, подаются я3
входы остальных ключей. При данном способе управления, сигн°
лы подаются поочередно то на два, то на три транзисторных клО
ча. Такой алгоритм управления песет в себе возможность изМеЯ<?
Силовые полупроводниковые преобразователи
181
Рис. 3.40. Управление АИН при ШИМ на несущей частоте
L V'W
ния структуры силовой цепи, т. е. относится к типу 2-3. Действитель-
но, исследования показали, что неизменность структуры сохраняется
пока cos (рн < 0,87.
При запирании ключа ТК1, изображающий вектор iis переходит из
положения 2 в положение 3 (см. рис. 3.37). В течение импульса 1
(рис. 3.37) ключ ТК1 отперт, поэтому = TQ и из (рис. 3.11) имеем
(рСР = 0. Три четверти периода импульса 2 ключ ТК1 отперт, а чет-
верть периода он заперт.
3 [з
Поэтому здесь 1Л=—Т0 и (рСР = arcfg(J—) = 14°.
Длительность импульса 3 будет =
Т
‘о
2 ’
а четвертого
Т
'о
4 ’
При этом средняя фаза изображающего вектора напряжения прини-
мает последовательно значения 0; 14°; 30°; 46°.
Таким образом, изображающий вектор , перемещаясь между
положениями 2 и 3 (рис. 3.37), занимает некоторые промежуточные
182
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
положения, отличающиеся друг от друга средней фазой. Чем боль,
шс этих промежуточных положений, тем ближе к синусоиде напря.
жснис на выходе инвертора.
Для того, чтобы построить схемы инверторов с неизменной
структурой, относящиеся к группе 1-3 (табл. 3.2), необходимо тюс-
ле запирания очередного ключа, отпирать другой ключ той же фаз.
ной группы инвертора. Так, при запирании ключа ТК1, следует от.
переть ключ ТК4. При этом электромагнитные процессы не будут
зависеть gt коэффициента мощности нагрузки.
Схемы инверторов, отнесённые согласно представленной
классификации к типу 1-3, отличаются большим разнообразием,
ио по сути своей сводятся к многократному перемещению ре-
зультирующего вектора и, между основными соседними состоя-
ниями. Эта особенность впервые была подмечена в [11], где
описан оптимальный алгоритм управления транзисторными
ключами АИН, который заключается в многократном переключе-
нии ключей только одной фазы в течение 1/6 периода выходного
напряжения инвертора. Действительно, соседние состояния ре-
зультирующего вектора напряжения (например, 2 и 3 на рис.
3.40) отличаются тем, что во втором состоянии отперт ключ
ТК1, а в третьем — ключ ТК4. Поэтому для того, чтобы средняя
фаза результирующего вектора могла принимать промежуточные
значения между 0 и л/3, необходимо на рассматриваемом ин-
тервале переключать только ключи ТК1 и ТК4, на следующем
(см. рис. 3.40) — ключи ТК2, ТК5 и т. д. Для изменения средне-
го модуля результирующего вектора (формированием паузы в
выходном напряжении) следует в состоянии 2 запереть ключ
ТК2 и отпереть ключ ТК5; в состоянии 3 запереть ключ ТКЗ п
отпереть ключ ТК6; в состоянии 4 запереть ключ ТК4 и отпе-
реть ключ ТК1 и т. д. Таким образом, на основании поведен11*
результирующего вектора разрабатывается способ управлен11*
транзисторными ключами инвертора, который легко реализует0’1
с помощью цифровой микросхемотсхники.
3
В последнее время в связи со значительными достижениям11 f
технологии изготовления силовых транзисторов, практически
всеместно стали использоваться алгоритмы с синусоидалЫ
ШИМ. Методы широтно-импульсной модуляции напряжения
выходе автономного инвертора реализуются в разомкнутых и за
нутых системах. Разомкнутый способ реализации ШИМ в оД1’
'll
фазе иллюстрирует рис. 3.41.
183
Силовые полупроводниковые преобразователи
Генератор пилообразного напряжения (ГПН) генерирует напря-
жение пилообразной формы высокой частоты. Это напряжение
сравнивается с синусоидальным напряжением, частота и величина
которого задается входным сигналом. При рассмотренном способе
модуляции инвертор представляет собой регулируемый источник
напряжения.
Рис. 3.41. Реализация ШИМ в АИН
При построении замкнутого электропривода переменного тока
часто используется замкнутый способ реализации ШИМ. Этот
способ иллюстрирует рис. 3.42. Здесь за счет отрицательной об-
ратной связи по току и релейного элемента (РЭ) ток в нагрузке
пульсирует около заданного значения. Амплитуда и частота пуль-
саций определяется параметрами R, L активно-индуктивной на-
грузки и шириной петли гистерезиса релейного элемента. Часто
такой способ ШИМ называют «токовым коридором». При реали-
зации «токового коридора» инвертор представляет собой источник
тока, а управление электрической машиной в этом случае отно-
сится к частотно-токовому.
Устройства управления инвертором должны реализовать спо-
соб, который обеспечил бы удовлетворение двух основных требо-
ваний, предъявляемых к системе преобразователь — машина пе-
ременного тока:
184
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 3.42. Реализация «токового коридора» в АИН
□ минимальные потери в двигателе и минимальные пульсации
момента, обусловленных воздействием полей первой и высших гар-
моник;
□ минимальные потери в элементах преобразователя.
Эти требования противоречивы. Так как для улучшения работы
двигателя следует повышать несущую частоту, а для уменьшения
потерь в преобразователе ее следует уменьшать; кроме того, дву-
сторонняя энергетическая связь требует добавочных переключе-
ний в преобразователе. Компромисс в удовлетворении отмечен-
ных требований находится на основании анализа электромагнит-
ных процессов.
3.6.2. Гармонический состав
выходного напряжения инвертора
Гармонический состав напряжения на выходе АИН определяет8
значительной степени энергетические характеристики полупровеД
никового электропривода. Поэтому не случайно исследование тар
монического состава выходного напряжения инвертора провод11
лось широким фронтом. Этому вопросу уделено значительное в111’
мание в литературе. Ниже в конспективной форме привел6
результаты из литературы [6, 11, 35].
При управлении АИН по закону a = 180° отношение ампл1,т>
гармонических составляющих фазного напряжения к амплиту
первой гармоники имеет вид:
Силовые полупроводниковые преобразователи
185
=1
(3.13)
где Umv — амплитуда v-ой гармоники; v = 6n ± l;/z = 0,1,2,3....;
в)
• 3.43. Гармонический состав выходного напряжения АИН
Из уравнения (3.13) следует, что при простейшем алгоритме
управления гармонический состав постоянен, отсутствуют все чет-
ные гармоники и гармоники кратные трем. В выходном напряже-
нии наиболее сильно выражены пятая и седьмая гармоники. При
ШИР на основной частоте повторения (рис. 3.38) отношение амп-
литуд гармонических составляющих фазного напряжения к ампли-
туде первой гармоники имеет вид:
186
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Umv = 1 sin(vzry/ 6)
Um] v sin(zry/6)
(3
На рис. 3.43 а показаны зависимости относительных амплитуд
гармоник от относительной длительности управления у (см. рцс
3.38). Из рис. 3.43 видно, что в процессе регулирования при умень-
шении выходного напряжения 5,1, 11, 13 гармоники приближают-
ся к основной, что искажает форму напряжения и тока и приводит
к увеличению потерь от высших гармоник.
Некоторое улучшение гармонического состава достигается за
счет ШИР на несущей частоте (рис. 3.39).
В этом случае отношение амплитуд гармонических составляющих
фазного напряжения к амплитуде первой гармоники имеет вид:
Umv _ 1 sin(v7ry/6/c)
Uni! v sin(fly/6x) ’ (3-15)
где к определено выражением (3.12).
Из последнего выражения следует, что для монотонного умень-
v
шения v-гармоники необходимо соблюдение условия — < 3. При
к = 1 ни для одной из высших гармоник это условие не выполня-
ется. При к = 2 оно выполняется для только для пятой гармоники.
При к = 3 — для пятой и седьмой гармоник и.т.д.
На рис. 3.43 б показаны зависимости относительных амплитуд
гармоник от относительной длительности управления для к - 2.
В случае широтно-импульсной модуляции разложение выходно-
го напряжения на гармоники может быть осуществлено с использо-
ванием двойных рядов Фурье. Исследования, проведенные в это^1
направлении, показали, что на гармонический состав выходного
напряжения слабо сказывается закон модуляции. Гораздо сильнее
сказывается отношение несущей частоты к выходной частоте иН
вертора Д =^-. На рис. 3.43 в приведены зависимости относитель
Л
ных амплитуд гармоник от относительной глубины модуляции (к°
эффициент модуляции) ц.
Силовые полупроводниковые преобразователи
187
3,6.3. Моделирование АИН
Виртуальная модель трехфазного инвертора напряжения, нагру-
женного на активно-индуктивную нагрузку представлена на рис.
3.44 а. Эта модель позволяет исследовать все характеристики АИН.
На рис. 3.44 б показаны результаты моделирования напряжения и
тока в фазе нагрузки. На рис. 3.44 в показаны ток и напряжение на
СТК инвертора, а на рис. 3.44 г — мощность, рассеиваемая на СТК
инвертора. На рис. 3.44 Э показано окно настройки блока управле-
ния инвертором (блок Discrete PWM Generator 6 pulse). В окне на-
стройки задаются:
□ несущая частота;
□ коэффициент модуляции, определяемый соотношением между
амплитудой синусоидального и пилообразного напряжения;
□ выходная частота инвертора.
Для улучшения гармонического состава выходного напряжения,
необходима высокая кратность частоты пилообразного напряжения
(эта частота в литературе названа несущей частотой (/0 = 1/Т0) от-
носительно основной частоты (/ = 1/7’). Для увеличения отноше-
ния несущей и основной частоты инвертора, можно использовать
способы управления, предусматривающие синхронное или асинх-
ронное изменение этого отношения.
В первом случае отношение /0 / f поддерживается всегда крат-
ным целому числу; такие алгоритмы наиболее просто реализуются
в цифровой форме. Асинхронные способы характеризуются произ-
вольным отношением f .
о
с. з,44. Виртуальная модель АИН с синусоидальной ШИМ (а), результаты
Авлирования (б, в, г) и панель настройки блока управления (д)
188
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Аналитическое или модельное исследование электромагнитна
и энергетических характеристик инвертора является основой его
проектирования.
б)
iSw1: Universal Bridge 3 arms
leiockParameters; Discrete PWM Generator 6 pulses ‘ /кСЧМ
' Discrete PWM Generator (mask) (link) —----------
This discrete block generates pulses for carrier-based PWM (Pulse Width
Modulation), self-commutated IGBTs.GTOs or FETs bridges.
Depending on the number of bridge arms selected in the “Generator Mode'
I parameter, the block can be used either for single-phase or three-phase PWM
j control.
I Press Help for details on mput(s) and outputs.
| See psblphPWM and psb3phPWM dernos respectively for application
I examples of single-phase and three-phase inverters using this block.
I 1
.-'-Parameters——?— -----------— — -----------------------—-------- '' .
i Generator Mode SSiSSMMHE I
j Carrier frequency (Hz)'
| [woo |
! Sample time: _
। |5?5 " ’
j 17 Internal generation ot modulating signal(s)
! Modulation index (0<m<1): ___________
Frequency of output voltage (Hz) ______________
[20 ————-
Рис. 3.44 (продолжение). Виртуальная модель АИН с синусоидальной ШИМ $
результаты моделирования (б, в, г) и окно настройки блока управления (д)
Электроприводы
постоянного тока
Productl
Общие положения
Проектирование электропривода постоянного и переменного
тока осуществляется уже после выбора исполнительной электри-
ческой машины и полупроводникового преобразователя и включает
последовательное решение следующих задач:
1. Структурный синтез системы электропривода.
2. Параметрический синтез системы электропривода.
3. Анализ синтезированной системы.
Ниже для приводов постоянного тока будет использована только
структура подчиненного регулирования. Основы синтеза парамет-
ров такой структуры рассмотрены в гл. 2. Рассмотрим последова-
тельно задачи параметрического синтеза. На первом этапе, как об
этом уже говорилось, реализуется синтез по «гладкой» составляю-
щей с использованием непрерывной модели преобразователя.
4.1. Математическое описание,
передаточные функции и структурные
схемы двигателей постоянного тока
tA 13, 15, 28, 30 35]
4*1.1. Двигатель постоянного тока
с Независимым возбуждением
На рис. 4.1 схематически показан двигатель постоянного тока с
независимым возбуждением. Уравнения, которыми описываются
электромагнитные и электромеханические процессы в этом двига-
теле, имеют вид:
192
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ub~Lb + гв1в’
dt
"я — Ья — F >Я1Я. + ея
dt
J^- = M-MH,
dt "
фв = кф1в>
(4.
еЯ ~
M — ^M^R^B'
Рис 4.1. ДПТ с независимым возбуждением
В уравнениях (4.1) индексом «В» отмечены переменные и пара-
метры, относящиеся к обмотке возбуждения, индексом «Я» — пе-
ременные и параметры, относящиеся к якорю, коэффициенты кф,
кЕ, км являются конструктивными постоянными.
Приведем уравнения (4.1) к безразмерному виду, приняв в каче-
стве базовых единиц номинальные значения переменных двигателя:
UВ.НОМ’ ия1ЮМ’ ФВ.НОМ’ ^о.ном ~ ь К.НОМ км^В.НОМ
кЕфв.ном
- din -
11 в = Тв — и 1В,
dt
- di„ - - _
1(Я ~~ Тя — 1Я + ФВ^т ’
dt
т - = ф 7 -м
dt
ФВ = ^Ф!В’
(4.2’
Электроприводы постоянного тока
193
где: 11в _ "в , ия _ 1(я ^в ~ lBrB Y _ 1ягя
Uв. ном U Я.1ЮМ Uвлом U я.пом
фг _ ч, _ мн
В (Ъ ’ ’ !1 м
^в.ном ^о.ном к. ном
относи-
тельные переменные
состояния двигателя,
Т = ^в т = т — ^о.ном ъ U в. ном
в г ’ я м ’ ф ф >• <т> — параметры
гв 'я IV1 к.ном 'в^ в.ном
двигателя.
Уравнения (4.2) могут быть представлены в операторной форме
ив ~ (^в + 0 ’ >в ’
и я ~ ^^я +1)' 1я "* ’
sTm6)m =^в1к-^/п
Ф/3 = ^Фгв,
(4.3)
которым соответствует модель, представленная на рис. 4.2 а.
Productl
а)
И
С
РИс.
Результаты моделирования (в) ДПТ
^зависимым возбуждением
4.2. Модель (а), окно настройки парметров моделирования (б)
Зак. 396
194
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
^SimVlatibn.^ararn.^ters: dj>V
Solver] Workspace I/O j Diagnostics] Advanced
Simulation time
Start time: [o"o Stop time: 110 0
Solver options
Type: [Variable-step 3r~j
ode45 (Dormand-Prince)
Max step size: | auto
Min step size: j auto
Initial step size: [auto
Relative tolerance: [le-3
Absolute tolerance: 1 e-6
Output options
Refine output
Refine factor. 1
OK Cancel Help
6) B)
Рис. 4.2 (продолжение). Модель (а), окно настройки
параметров моделирования (б) и результаты моделирования (в)
ДПТ с независимым возбуждением
Модель имеет два входа управления: (t/я) — управление по
цепи якоря, (t/в) — управление по цепи возбуждения и один вход
по возмущению (Мн) — возмущение по моменту нагрузки. Блок
(Transfer Fen) моделирует цепь возбуждения ( постоянная времени
цепи Тв = 0,5 с). Блок (Transfer Fcnl) моделирует цепь якоря (по-
стоянная времени Т = 0,02 с). Блоки (Product, Product 1 ) реализуют
умножение в соответствии с уравнением 2 и 3 системы (4.3). Блоки
(Sumi, Gain, Integrator ) реализуют третье уравнение системы (4.3)-
На рис. 4.2 б показано окно настройки параметров моделирования,
а на рис. 4.2 в представлены результаты моделирования двигателя,
управляемого по цепи якоря. Управление по цепи возбуждения по-
дастся намного раньше для того, чтобы к моменту подачи управлЯ'
ющего и возмущающего воздействия поток в машине уже устанО'
вился. Как следует из рис. 4.2 б, в все время моделирования приня-
то равным 10 с, сигнал по управлению подастся спустя 2 с с начал3
моделирования, а возмущение — спустя 5 с с начала модслиро®*1
ния. На рис. 4.2 в представлены переходной процесс по моменту 11
по скорости.
Электроприводы постоянного тока
195
В двигателе с независимым возбуждением поток можно считать
постоянным. В этом случае модель двигателя упрощается, такая
модель представлена на рис. 4.3. В дальнейшем эта модель будет
использована для синтеза электропривода при управлении по цепи
якоря.
Рис. 4.3. Модель ДПТ
при постоянном потоке возбуждения
В приводах постоянного тока с двигателем с независимым воз-
буждением иногда используется так называемое двухзоннос рогули- ия
рование. В этом случае двигатель управляется и по цепи якоря, и FW
по цепи возбуждения. Обычно эти управления разнесены. По цепи.? А
якоря при постоянном потоке возбуждения управление осуществля- ЛП
ется при значительных моментах на валу, а управление по цепи »
возбуждения — при малых моментах. |Ц|
На рис. 4.4 б представлены результаты моделирования при двух- ВШ
зонном регулировании двигателя, когда при малых моментах необ-
ходимо получить скорость большую скорости идеального холосто-
го хода. Для этого в реальных системах уменьшают поток двигате-
ля. В окне настройки блока (Ue, рис 4.4, а) видно, что через пять
секунд после пуска в два раза уменьшается поток двигателя, при
этом скорость возрастает также в два раза. Моделирование произ-
водилось при моменте нагрузки Мн = 0,1 Мк.ном.
Моделирование работы двигателя в установившемся режиме и
получение механической характеристики показано на рис. 4.5 а, б
при напряжении на якоре =0,8). В этой модели момент нагруз-
ки формируется как интеграл от постоянного сигнала (блоки Stepl,
Gain с к = 0,005 и Integrator! рис. 4.5 а). Для визуализации механи-
ческой характеристики использован блок ХУ Graph. Результаты мо-
196
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
дслирования показаны на рис. 4.5 б. Напомним, что на оси абсцисс
отложен момент, а на оси ординат — скорость.
Block Parameters: UB
.-Step-----------------:--------------------------------------------
i Output a step.
r~ Parameters-------------------------------------------------------
i Step time:
: [0
I Initial value:
[i
Final value:
Sample time:
i pi
P Interpret vector parameters as 1-D
OK Cancel Help Apply
«ifrScope 1
lf£PP| AES®:®
Imeofls&q
6)
Рис. 4.4. Окно настройки (а) и результаты моделирования (б)
ДПТ с управлением по цепи якоря и возбуждения
Электроприводы постоянного тока
197
Productl
а)
•^XY Graph
I.|а|х|
XYPIot
1
0.8
0.6
0.4
02
X Axis
б)
Рис. 4.5. Модель для получения механических
характеристик (а) и результаты моделирования (б)
4.1.2. Двигатель постоянного тока
с параллельным возбуждением
В двигателе постоянного тока с параллельным возбуждением
обмотка возбуждения включена параллельно якорю (рис. 4.6) В
этом случае йв = iiR = й, и из (4.3) имеем:
u=(sTB + 1)-7в,
й = (зТя+Г)-Тя+Фв(5т,
Ф В = !В •
(4-4)
198
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 4.6. ДПТ с параллельным возбуждением
Модель двигателя, построенная по этим уравнениям показана на
рис. 4.7 а. Результаты моделирования, приведенные на рис. 4.7 б,
показывают, что переходной процесс в таком двигателе по управле-
нию несколько затянут по сравнению с двигателем с независимым
возбуждением. На рис. 4.7 в показано окно настройки блока Step,
реализующего момент нагрузки.
View Simulation Format Tools Help
3 О j X % ® I ЕШЗ V I ► • [Normal
Products
100%
a)
Рис. 4.7. Модель (а), результаты моделирования (б)
ДПТ и окно настройки (в) с параллельным возбуждением
Электроприводы постоянного тока
199
|-|а|х|
ifp £> р! й S &
б)
Block Parameters: МН
-Step---------
Output a step.
~ Parameters....-..........-----.........-— --------------?—
Step time:
Initial value:
[5
Final value:
Sample time:
p
j F Interpretvector parameters as 1-D
OK Cancel I Help I A: r>.
I
B)
Рис- 4.7 (продолжение). Модель (а), результаты моделирования (б)
И Г\
°кно настройки (в) ДПТ с параллельным возбуждением
200
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Исследование механических характеристик двигателя с парад
дельным возбуждением проводилось на модели, показанной на рцс
4.8 а. Механическая характеристика показана на рис. 4.8 б. Усл0.
вия, при которых проводилось моделирование, видны из окна на-
стройки блока.Step (рис. 4.8 в).
Producti
а)
6)
Block Parameters: Ufl
r- Step------
I Output a step.
-• Parameters •
Step time:
Initial value1
Final value;
Sample time1
P Interpretvector parameters as 1-D
| OK | Cancel |
Help |
B)
а
Рис. 4.8. Модель (а), механические характеристики (б)
и окно настройки (в) ДПТ с параллельным возбуждением
Результаты моделирования показывают, что двигатель развивает
меньший пусковой момент и имеет большую скорость холостого
хода по сравнению с двигателем с независимым возбуждением.
Электроприводы постоянного тока
201
4'1.3. Двигатель постоянного тока
с последовательным возбуждением
На рис. 4.9 схематически показан двигатель постоянного тока с
последовательным возбуждением. Уравнения, описывающие работу
двигателя, имеют вид:
w — (L# + LB) + )/ + ,
(4.5)
=Мтфв’
М =kMi Фд.
Рис. 4.9. ДПТ с последовательным возбуждением
Введением базовых значений переменных
TI rh ai - HOM _ L ф Uном
ином ’ ином • ша.ном , . ’ m к.ном км^ном
кЕфном • 1Я + гв
уравнения (4.5) приводятся к безразмерному виду:
_ ,„di -
и =Т------h i +k.i 0),
dt '
da)^
dt
(4.6)
где: Т - , k, =—"ом— — параметры двигателя.
гя+гв (гя+гв>1ном
202
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Представим уравнения (4.6) в операторном виде:
u = (Ts +1) • i + A', i (i)m,
Tms(6m = kIi2-M„.
(4.7)
Модель двигателя, построенная по системе уравнений (4.7)
представлена на рис. 4.10 а при скачке управления в момент 0,5 с
и скачке возмущения в момент 5 с. Переходные процессы, показан-
ные на рис. 4.10 б, свидетельствуют о том, что при пуске момент
Productl
а)
б)
Рис. 4.10. Модель (а) и результаты моделирования (б) ДПТ
с последовательным возбуждением
Электроприводы постоянного тока
203
двигателя с последовательным возбуждением значительно превы-
шает момент двигателя с независимым возбуждением и двигателя с
параллельным возбуждением. Это достоинство двигателя широко
используется в тяговых (подъемно-транспортных) электроприводах.
Однако в двигателе с последовательным возбуждением при прило-
жении нагрузки наблюдается значительный провал скорости.
Для исследования механической характеристики построена модель
(рис. 4.11 «) аналогично ранее описанным вариантам ДПТ. Результаты
моделирования приведены на рис. 4.11 б. Механическая характеристи-
ка двигателя является существенно нелинейной. При малых моментах
она является очень «мягкой», а при больших моментах достаточно
«жесткой».
а)
б)
^Ис- 4.11. Модель (а) и механические характеристики (б) ДПТ
с последовательным возбуждением
204
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
4.2. Электропривод постоянного тока
на базе управляемого выпрямителя [15, 35]
На первом этапе рассмотрим вопросы синтеза электропривода
по «гладкой» составляющей. В этом случае управляемый выпрями,
тель может считаться непрерывным апериодическим звеном с к0.
эффициентом усиления кув и малой постоянной времени 7], =-^L
(см. гл. 3). Кроме того, выходное сопротивление УВ, равное
D тШ Т D
—Ьф + К., включается последовательно с сопротивлением
2л
якоря и тем самым уменьшает электромагнитную постоянную вре-
мени и увеличивает электромеханическую. Выходная индуктив-
ность УВ включается также последовательно с якорем двигателя и
тем самым увеличивает электромагнитную постоянную времени.
Для конкретных случаев всегда можно оценить результирующие
постоянные времени системы (УВ — двигатель). При синтезе регу-
ляторов тока и скорости будем исходить из общих положений, из-
ложенных в гл. 2. Если принять за малую некомпенсированную
постоянную времени То = KygT^ , то регулятор тока должен быть
пропорционально-интегральным с передаточной функцией
— кув(Тяs + 1) _ Т я$ +1
РЕГ\ ' ' t-rt rj-t
Tos Tfs
(4.8)
При настройке скоростной системы на оптимум по модулю ре-
гулятор скорости должен иметь передаточную функцию пропорци-
онального звена с коэффициентом передачи кш. Тогда передаточная
функция разомкнутой и замкнутой системы будут иметь вид:
Т
оптимум по модулю достигается при кы =
Электроприводы постоянного тока
205
С учетом вышесказанного, на рис. 4.12 показана модель элект-
ропривода с управлением по цепи якоря от УВ по «гладкой» со-
ставляющей. Параметры регуляторов, рассчитанные в соответствии
с вышеизложенным, составили:
— для регулятора тока кп = 7, к„ = 300;
— для регулятора скорости кш = 50.
Ipdp-drive* ; ' та'1.* МЙ|Д|
«File Edit View Simulation Format Tools Help
Cd j eg q a । м % ® । q । @ % • # I ► • | ы'о7п5Г'.........................3
Рис. 4.12.
Модель электропривода'постоянного тока
Переходной процесс «в малом» показан на рис. 4.13, по управле-
нию электропривод настроен на оптимум по модулю. По возмуще-
нию электропривод является статическим, поэтому наблюдается
провал скорости при приложении момента нагрузки. Если такая
характеристика по возмущению не удовлетворит проектировщика,
то в качестве регулятора скорости следует выбрать ПИ-регулятор и
настроить электропривод по скорости на симметричный оптимум.
В этом случае передаточная функция регулятора скорости будет
иметь вид
а постоянные Т, и Т2 определятся из выражений
8Е2
Т=47„;7-2=у^. (4.II)
206
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Переходные процессы по моменту и скорости «в малом» Пр
такой настройке, полученные на модели (рис. 4.12), представлен
на рис. 4.14.
Рис. 4.13. Переходной процесс
«в малом» в электроприводе
постоянного тока при настройке
на оптимум по модулю
Рис. 4.14. Переходной процесс
«в малом» в электроприводе
постоянного тока при настройке
на симметричный оптимум
Переходной процесс «в большом» при ограничении относительно-
го тока якоря на уровне 0,3 представлен на рис. 4.15. По этим процее-
сам, как уже говорилось, рассчитываются электромагнитные процессы
в электроприводе, электромагнитные нагрузки на элементы преобразо-
вателя и энергетические характеристики электропривода.
Влияние управляемого выпрямителя на динамические процессы в
системе можно оценить как с помощью функциональной модели У^’
так и с использованием виртуальной модели. Функциональная М°'
дель строится на базе функциональной схемы УВ (рис. 3.3, гл. 3)-
Электроприводы постоянного тока
207
Рис. 4.15. Переходной процесс
«в большом» в электроприводе
На рис. 4.16 а показана модель замкнутого электропривода, а на рис.
4.16 б модель УВ, построенная па базе функциональной схемы. Та-
кая модель может быть использована для исследования динамичес-
ких процессов в системе с УВ. Но она нс удобна (хотя может быть
использована) для исследования электромагнитных и энергетических
процессов УВ, включенного в эту систему. Использование функцио-
нальной модели целесообразно при исследовании динамики системы
«в малом». Она позволяет учесть специфику УВ и уточнить парамет-
ры регуляторов. Использование виртуальной модели в этом смысле
оказывается достаточно неудобным, так как время моделирования в
системе с виртуальной моделью значительно превышает время моде-
лирования с функциональной моделью.
На рис. 4.17 показан переходной процесс в замкнутом электро-
приводе «в малом» при таких же, как для непрерывной системы,
настройках регуляторов.
208
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Current
а)
б)
Рис. 4.16. Функциональная модель электропривода (а) с УВ (б)
Сравнение результатов моделирования показывает, что влияние
управляемого выпрямителя на переходные процессы проявляется в
достаточно сильной степени. Следует заметить, что здесь приведен
пример привода с однофазным двухполупериодным УВ, в котором
импульсный характер процессов достаточно сильно выражен.
Виртуальная модель электропривода с УВ показана на рис. 4.18.
Модель содержит виртуальную машину постоянного тока, трехфаз-
ный двухполупериодный УВ, виртуальный блок управления УВ и
систему управления, регуляторы которой реализованы в соответ-
ствии с положениями, изложенными выше. При этом необходимо
согласовать схему управления с регуляторами, рассчитанными в
базе относительных (безразмерных) параметров с виртуальной мо-
делью машины, реальные параметры которой задаются в его окно
Электроприводы постоянного тока
209
Рис. 4.17. Переходные процессы в электроприводе с УВ
Ис- 4.18. Виртуальная модель электропривода с УВ
210
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
настройки. Это делается очень просто. Для этого реальный т01
двигателя из блока измерения делится на ток базовый, а рсальца]
скорость делится на скорость базовую. В модели на рис. 4.18 эГо-
цели служат усилители К1 и К2.
Эту модель рекомендуется использовать для исследования эпер
готических характеристик электропривода. Ранее указывалось
то, что исследование энергетических характеристик следует осуще.
ствлять при анализе переходных процессов «в большом», с рсалц
зацией трех типовых режимов работы:
□ режима пуска с выходом на ограничения, заложенные f
систему;
□ режима холостого хода;
□ режима работы при номинальной нагрузке.
Для определения электромагнитных и энергетических характе-
ристик, как это следует из материалов гл. 2, необходимо измерить:
О эффективный ток в сети, питающей УВ;
О средний и эффективный токи в тиристоре УВ;
□ средний ток в нагрузке.
Этим целям служат специальные измерительные приборы, име-
ющиеся в дополнительной библиотеке инструментов Power System
Blockset. Приборы, служащие для измерения эффективных токов
(блоки RMS рис. 4.18), включены в питающую сеть через блок
измерения тока и в цепь тиристора УВ посредством блока
Multimeter, описание этого блока приведено в гл. 3. В поле на-
стройки блока RMS указывается только один параметр — частота
сигнала измерения (рис. 4.19 ci). Для измерения средних токов ис-
пользован прибор Fourier, позволяющий наблюдать гармоники по-
данного на него сигнала. На рис. 4.19 б показано окно настрои''11
прибора, измеряющего средний ток тиристора. В полях параметре”
указывается основная частота сигнала и порядковый номер гарм^
ники, подлежащей определению.
Здесь выбрана нулевая гармоника (постоянная составляющая,
которая равна среднему значению сигнала (тока тиристора).
Динамические процессы «в большом» по моменту и скоро01*
приведены на рис. 4.20. В режиме пуска ограничение по момс»-
осуществлено на уровне 1.5Мн. Токи, определяющие энсргсти1^
кис характеристики электропривода, показаны на рис. 4.21.
Электроприводы постоянного тока
211
[Block parameters: 'RMS
а)
Г RMS (mask) (link) ...— --- •- -
Tin's block measures the root mean square value of instantaneous current or
voltage signal connected to the input of the block. The RMS value is
calculated over a running window of one cycle of the specified fundamental
frequency.
r- Parameters - - - - -
Fundamental frequency (Hz)-
j Cancel | Help j
6)
г Fourier analyser (mask) (link) • ......-.....-..........• •••• - - -i
The Fourier block perforins a Fourier analysis of the input signal over a running }.
। window of one cycle of the fundamental frequency First and second outputs I
j return respectively the magnitude and phase (degrees) ofthe harmonic ।
i component specified.
?-Parameters --------— —-—-**- -- • — --- - - •
1 Fundamental frequency fl (Hz)- ।
I
1 ’ I.
; Harmonicn(0-DC.l-fundamental:2-2ndharm; .,)
. I»
Cancel
Help
Рис. 4.19. Окна настройки блоков RMS Fourier
4 Spsod МЬтейИВИШШИИЙВ|
IJppp
I “’ПИ-ИЖ-' SSi
I £
ЙЙКЙ
I '5 й
Гг
^Ие л
-4.20. Переходные процессы «в большом» по моменту
^орости в электроприводе с УВ
212
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
б)
а)
в)
Рис. 4.21. Электромагнитные процессы в электроприводе
при переходном процессе «в большом»
Электроприводы постоянного тока
213
,3. Электромагнитные процессы
системе ШИП-ППТ [7, 30]
0
Основным вариантом реверсивного ШИП с выходом на постоян-
ном токе является мостовая схема (рис. 3.28), выполненная на че-
тырёх транзисторных ключах ТК1-ТК4, шунтированных диодами.
Каждый транзисторный ключ кроме выходных транзисторов содер-
жит предвыходной каскад, блок защиты и управления (гл. 3). Все
эти устройства не загружаются силовым током, протекающим через
нагрузку. В дальнейшем рассматривается методика расчёта токов,
протекающих только через выходные транзисторы и включённые
встречно-параллельно им диоды.
Электромагнитные процессы в нагрузке (якоре двигателя посто-
янного тока) при двухполярном выходном напряжении (симметрич-
ном управлении транзисторными ключами ШИП) изображены на
рис. 4.22 а, а при однополярном выходном напряжении (несиммет-
ричном и поочередном управлении) — на рис. 4.22 б.
4.22 Электромагнитные процессы в системе ШИП — ДПТ
214
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
В квазиустановившсмся режиме электромагнитные процессы
нагрузке описываются следующими дифференциальными уравце
ниями в относительных величинах [30]:
1 = ‘я + при 0<t<yT,
- d i-_,
-А = >Я + При уТ<кТ,
(4.12)
где А = 1 при двухполярном выходном напряжении, А = 0 — Прл
однополярным, a)lu =Qm = const.
Среднее напряжение на выходе ШИП определяется из уравне-
ний:
Uflq) = 2у-1 — при двухполярном напряжении,
Ux.cp =Y— при однополярном напряжении.
(4.13)
Из рис. 4.22 видно, что ток в якоре содержит среднюю (глад-
кую) составляющую и пульсирующую составляющую
Гладкая составляющая тока обусловлена средним значением напря-
жения на якоре и установившейся скоростью вращения:
1Яср - (2/ —при двухполярном напряжении
на выходе ШИП,
(4.Н)
1Яс/, = Y~^„, — при однополярном напряжении.
Уравнения (4.14) одновременно описывают и механические ха-
рактеристики исполнительной машины, т. к. момент на валу опрсДе'
лястся лишь гладкой составляющей тока, эти характеристики показа-
ны на рис. 4.23, где в скобках указаны значения у для двухполярно"
модуляции.
Как следует из (4.14) механические характеристики систем51
ШИП — двигатель постоянного тока представляют собой семейств
прямых с постоянным углом наклона к осн абсцисс (рис. 4.23), псрс
сскающих ось ординат при у =Ц„ (при несимметричном и поочерс4
ном управлении) или при Л = —— (при симметричном управлений
Электроприводы постоянного тока
215
Рис. 4.23. Механические характеристики системы ШИП — ДПТ
Таким образом, механические характеристики системы ШИП —
двигатель постоянного тока аналогичны механическим характерис-
тикам системы генератор — двигатель. Импульсное управление
двигателем от ШИП практически нс искажает естественных меха-
нических характеристик двигателя.
Величина пульсирующей составляющей находится из решения
системы уравнений (4.12); ее обобщенное выражение имеет вид:
Т
2-у——
Т
1 я
(4.15)
Средние и эффективные токи в якоре машины, в силовых тран-
зисторах и диодах и в источнике питания могут быть определены
по упрощенным выражениям, если принять, что мгновенный ток
якоря изменяется по закону:
216
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
+ при 0 < t <YT,
Ъ^(Тя.сР прИ YT<t<T- -
В этом случае выражения для определения относительных
во всех отмеченных ветвях представлены в табл. 3.1
Таблица j.
Л/. ср 1 я Ь'хр Л 11>гр С I"
Однополярная модуляция
у « П1 у-Я. у(у-Ю 4y (1-у)(у-Й„) Люг-ю УЮЮ 4y(y-q.)
Двухполярная модуляция
1 iof г? -L — to 1 JOI । у(2у- 1-Ю Jy(2y- i-Ю (1-у)2у- 1-^„, л/Ю(2у- 1"Ю (2у-1)(2у- 1-Ю 72у-1(2/- 1-Ю
В качестве примера на рис. 4.24 а, б приведены зависимости
относительных токов в силовых транзисторах и диодах для двухпо-
лярной модуляции, рассчитанные по выражениям табл. 3.1.
Рис. 4.24. Средние и эффективные токи в силовых транзисторах (а) и диоДЯ*
Электроприводы постоянного тока
217
эффективные токи в силовых транзисторах
Рис. 4.24 (продолжение). Средние и
(а) и диодах (б)
Целью расчета и проектирования транзисторного ШИП является
выбор способа управления, типа транзисторов и диодов, определе-
ние токов и мощности рассеяния и оптимальной частоты коммута-
ции в ШИП.
При выборе способа управления необходимо исходить из требо-
ваний, предъявляемых 'к регулировочным и энергетическим харак-
теристикам электропривода. Симметричное управление ШИП по-
зволяет получить линейные регулировочные характеристики двига-
теля. Однако энергетические характеристики ШИП при этом
способе управления ухудшены вследствие повышенных пульсаций
тока в якоре и в полупроводниковых приборах.
При несимметричном и поочерёдном управлении ШИП в регу-
лировочной характеристике электропривода имеет место зона не-
чувствительности. Схемные способы уменьшения этой зоны ухуд-
шают устойчивость электропривода.
Энергетические характеристики ШИП с несимметричным и по-
очерёдным управлением лучше, чем у ШИП с симметричным уп-
равлением, так как пульсации тока здесь в два раза меньше.
В паспортных данных силовых транзисторов и диодов обычно
приводится допустимая рассеиваемая мощность, как с радиато-
ром, так и без него. Поэтому определение мощности, рассеивае-
мой транзистором и диодом, может рассматриваться как конечный
результат расчета.
218
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
4.4. Электропривод постоянного тока
на базе широтно-импульсных
преобразователей
Система электропривода с ШИП, синтезированная по «глад,
кой» составляющей ничем не отличается от аналогичной с Vg
(рис. 4.12). При этом за нсскомпснсированиую постоянную следу,
ст принять период коммутации ШИП.
Модель электропривода с ШИП может быть реализована с ис-
пользованием как функциональных, так и виртуальных блоков, g
первом случае модель двигателя реализуется структурной схемой
составленной по уравнениям, описывающим двигатель.
Функциональная модель электропривода постоянного тока с
ШИП на базе машины с независимым возбуждением представлена
на рис. 4.25 а.
В блоке PW-Control (рис. 4.25 б) смоделирован широтно-им-
пульсный преобразователь. В схеме (рис. 4.25 <т), кроме того, пока-
зана несколько измененная по сравнению с рис. 4.3 модель маши-
ны постоянного тока с независимым возбуждением. Здесь она ос-
тавлена аналогичной обобщенной машине (рис. 4.2), но цепь
возбуждения реализована как безынерционная (из рис. 4.25 видно,
что постоянная времени в цепи возбуждения равна нулю).
Рис. 4.25. Электропривод постоянного тока
с функциональной моделью ШИП
Электроприводы постоянного тока
219
dc_drive_ship/PW-Control V*"
File Edit View Simulation Format T^ols
Help
D l£ И © ; i ® i _ , E t •
6)
Рис. 4.25 (продолжение). Электропривод постоянного тока
с функциональной моделью ШИП
Переходные процессы по моменту и скорости «в малом» при
синтезе скоростной системы на оптимум по модулю приведны на
рис. 4.26. Сравнивая эти процессы с аналогичными для непрерыв-
ной модели, можно сделать вывод о достаточно близком совпаде-
нии. Однако и здесь, как и в системах с УВ, ШИП вносит свою
специфику. Эта специфика проявляется в пульсации момента и в
несколько измененных динамических свойствах системы.
Й|1с- 4.26.
Переходные процессы «в малом» в электроприводе с ШИП
220
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 4.27. Переходные процессы «в большом» в электроприводе с ШИП
Переходные процессы «в большом» по моменту и скорости в
системе с ШИП при ограничении относительного тока якоря на
уровне 0,5 приведены на рис. 4.27. Сравнивая эти процессы с ана-
логичными для непрерывной системы, можно судить об их практи-
ческом совпадении.
Модель электропривода с виртуальными ШИП и машиной по-
стоянного тока представлены на рис. 4.28. Регуляторы тока и ско-
рости в системе рассчитаны аналогично вышеизложенному.
Согласование регуляторов, рассчитанных для машины в относи-
тельных величинах с моделью виртуальной машины, осуществлено
усилителями в цепи обратной связи (Gain, Gainl). Измерительна
приборы измеряют:
□ средний ток в источнике (Пер);
□ эффективный ток в источнике (II);
□ средний ток транзистора (Пер);
□ эффективный ток транзистора (IT).
Электроприводы постоянного тока
221
Normal
View Simulation Format TqoIs tjelp
Ready
[l 00% | P~ ode45
Рис. 4.28. Виртуальная модель электропривода с ШИП
Описание этих блоков было дано выше при рассмотрении элек-
тропривода с управляемым выпрямителем.
Переходные процессы «в малом» приведены на рис. 4.29. Спе-
цифика ШИП в этой модели проявляется в характере переходного
процесса по моменту.
Виртуальные модели, как об этом уже упоминалось, целесообраз-
но использовать для исследования электромагнитных и энергетичес-
ких характеристик. С этой целью анализируются переходные про-
цессы «в большом», включающие расчетные режимы работы элект-
рической машины в системе электропривода. На рис. 4.30
представлены переходные процессы по моменту и скорости «в боль-
шом», содержащие режим пуска с выходом системы на ограничение,
режим холостого хода и режим при номинальной нагрузке.
Электромагнитные процессы по перечисленным выше токам
представлены на рис. 4.31. Они являются основой выбора и проек-
тирования широтно-импульсного преобразователя. В данной моде-
ли реализован ШИП на MOSFET-транзисторах (блок MOSFET
222
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
F Л Afj *
Рис. 4.29. Переходные процессы
«в малом» в электроприводе с ШИП
Электроприводы постоянного тока
223
Bridge, рис. 4.28). Необходимо отмстить одну специфику блока си-
ловых преобразователей.
Токи, которые можно измерить, являются токами всего СТК, со-
стоящего из оконечного силового транзистора и встрсчпо-парал-
лсльного диода.
Следует при этом заметить, что в силовых модулях, которые в
большом количестве имеются на рынке, эти элементы уже конст-
руктивно соединены, и ток, полученный при моделировании, явля-
ется током, на который и нужно выбирать модуль.
Мгновенные токи в силовом модуле показаны на рис. 4.32. Они
получены с помощью блока Multimeter способом, который рассмот-
рен ранее (гл. 3).
224
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
^Simulation result for: Multimeter
File Edit View Insert Tools Window Help
|D & S & j। A / О
Рис. 4.32. Мгновенные токи в силовом транзисторном модуле
гллпл О
Асинхронные
электроприводы
Simulation result for: Multimeter
File Edit View Insert Tools Window Help
8 Зак. 396
5.1. Математическое описание обобщенной
асинхронной машины [14, 25, 26, 32, 35]
Обобщенная асинхронная машина показана на рис.5.1. Она со-
держит трехфазную обмотку на статоре и трехфазную обмотку на
роторе. Обмотки статора и ротора подключены к симметричным
трехфазным источникам напряжения. Математическое описание
такой машины базируется на известных законах.
Уравнения равновесия э.д.с. на обмотках статора и ротора бази-
руется на втором законе Кирхгофа.
5.1. Обобщенная асинхронная машина
Для статора:
Для ротора:
(5.1)
228
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
В уравнениях (5.1) фигурируют мгновенные напряжения, токи ц
потокосцепления статора и ротора, а также активные сопротивде,
ния обмоток. Обычно обмотки выполняются симметричными, ц
поэтому Ra = Rn = Rc = Rs— активное сопротивление статорной об.
мотки, Ra = Rb =Rr = RK — активное сопротивление роторной обмотки.
Вторым используемым законом является закон Ампера, кото-
рый связывает потокосцепления обмоток с токами, протекающими
по обмоткам:
Для статора
~ Дигл *" ^Aiihi *" Дс;'с + Lfai" + Дд, + Дд.,
Wc = АэЛ + АД) + кс1С + + kbh, + АД •
(5.2 О)
Для ротора
Wa - АД\ + А>Л + АД + + Lab’b + АЛ ’
V6, = АД *" Ц>пЧ1 "1" ^ьс‘с "1" ^bbh> + АД ’ (5.2 6)
= Ьсд1Л + LclliB + Lcclc + Lmi„ + L.hib + LtTir.
Удивительно симметричные уравнения для определения пото-
косцеплений показывают, что потокосцепление каждой обмотки за-
висит от токов во всех обмотках; эти зависимости проявляются че-
рез взаимоиндукцию. В уравнениях (5.2) LM, LBII, Lcc, Laa, Ц)Ь, L„ яв-
ляются собственными индуктивностями соответствующих обмоток,
все остальные — взаимоиндуктивностями между соответствующи-
ми обмотками.
Третьим законом, лежащим в основе анализа, является второ11
закон Ньютона — закон равновесия моментов на валу машины:
(5.3)
dt
где J (кГМ2) — момент инерции на валу машины, учитывают1111
инерционность как самой машины, так и приведенной к вал)
инерционности рабочего механизма и редуктора,
угловая скорость вала машины, м и (Нм) — момент рабочего
механизма, приведенный к валу, в общем случае он моЖбТ
быть функцией скорости и угла поворота.
Асинхронные электроприводы
229
Наконец, четвертым и последним законом, лежащим в основе
анализа машины, является закон, сформулированный Ленцем, как
правило левой руки. Этот закон связывает векторные величины
момента, потокосцепления и тока:
М =к(у/х7)
(5.4)
Следует сразу подчеркнуть, что, несмотря на полное и строгое
математическое описание, использование уравнений (5.1) — (5.4)
для исследования машины встречает серьезные трудности.
Перечислим основные:
□ в уравнениях (5.3 и 5.4) фигурируют векторные величины,
а в уравнениях (5.1 и 5.2) скалярные;
□ количество взаимосвязанных уравнений равно 16, а коли-
чество коэффициентов — 44;
□ коэффициенты взаимоиндукции между обмотками статора
и ротора в уравнениях (5.2) являются функцией угла пово-
рота ротора относительно статора, то есть уравнения (5.2)
являются уравнениями с переменными коэффициентами;
□ уравнение (5.4) является нелинейным, так как в нем пере-
множаются переменные.
На пути упрощения математического описания асинхронной ма-
шины, да и вообще всех машин переменного тока, удивительно удач-
ным и изящным оказался метод пространственного вектора [14],
который позволил существенно упростить и сократить вышеприве-
денную систему уравнений; метод позволяет связать уравнения (5.1-
5.4) в единую систему с векторными переменными состояния. Суть
метода состоит в том, что мгновенные значения симметричных трех-
фазных переменных состояния (напряжения, токи, потокосцепления)
можно математически преобразовать так, чтобы они были представ-
лены одним пространственным вектором. Это математическое пре-
образование имеет вид (например, для тока статора):
2 ,
-Од +aiB +а ic\
(5.5)
,2л ,4л
__ — 2 , 2“T"
ще a = e , a =e 3 — векторы, учитывающие пространственное смеще-
. 2тг. 2тг
ние обмоток, iA = 4 cos cor, iB = Im cos(w/ - -у), ic = Im cos(wr + —)—
230
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
трехфазная симметричная система токов статора. Подставив в уран,
нения (5.5) значение мгновенных токов, найдем математическое описание
пространственного вектора статорного тока:
is = —/Н1 (costt)/ + eJ3 cos(cw--^-) + e 3 cos(C0f + Д^-)) = Imej<0‘. (5.6)
На рис. 5.2 представлена геометрическая интерпретация про-
странственного вектора тока — это вектор на комплексной плос-
кости с модулем (длиной) Im, вращающийся с угловой скоростью
(О в положительном направлении. Проекции вектора /). на фазные
оси А, В, С определяют мгновенные токи в фазах. Аналогично
пространственными векторами можно представить все напряже-
ния, токи и потокосцепления, входящие в уравнения (5.1), (5.2).
Теперь можно переходить к упрощению уравнений.
Рис. 5.2. Пространственный вектор тока
Шаг первый. Для преобразования уравнений (5.1) в мгновенный
значениях к уравнениям в пространственных векторах умножим и*
на выражения: первые уравнения на
2 2_
—, вторые — на —«, третьи
на —а2, — и сложим раздельно для статора и ротора. ТогДа
получим:
Асинхронные электроприводы
231
,7 -7? 7 ।
us - KSlS + J ’
at
- dy/R
UR ~~ RRlR "* , ’
dt (5.7)
Vs = Lsis +
Vr ~ Lm(d}ls ^7?Z/?’
где Ls, Lr — собственные индуктивности статора и ротора, ЛЛ1(0) —
взаимная индуктивность между статором и ротором. Таким
образом, вместо двенадцати уравнений (5.1)—(5.2) получено
лишь четыре уравнения (5.7).
Шаг второй. Переменные коэффициенты взаимной индукции в
уравнениях для потокосцеплений (5.7) являются результатом того,
что уравнения равновесия эдс для статора записаны в неподвижной
системе координат, связанной со статором, а уравнения равновесия
эдс для ротора записаны во вращающейся системе координат, свя-
занной с ротором. Метод пространственного вектора позволяет за-
писать эти уравнения в единой системе координат, вращающейся с
произвольной скоростью (Ок. В этом случае уравнения (5.7) преоб-
разуются к виду:
„ - бЛ/л. . _
US ~ RSlS+ , ^J^kVs,
at
r dwa
UR = RrIr ~ ®)Vr ,
m (5.8)
Vs ~ Lsis + LmiR,
Vr = Lmis + LrIr,
где co = pcom , p — число пар полюсов в машине.
В уравнениях (5.8) все коэффициенты являются величинами
постоянными, имеют четкий физический смысл и могут быть опре-
делены по паспортным данным двигателя, либо экспериментально.
Шаг третий. Этот шаг связан с определением момента. Мо-
мент в уравнении (5.4) является векторным произведением лю-
бой пары векторов. Из уравнения (5.8) следует, что таких пар
232
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
может быть шесть(JSJR); (I/,,!/*); (75,i/)s; (7,,1/J; (JR,WS\
Часто в рассмотрение вводится потокосцепление взаимной ин-
дукции = Lm(is + iR) • В этом случае появляется ещё четыре
возможности представления электромагнитного момента маши,
ны через следующие пары: (Г5,!/„,); (7^1/7,,,); (.WR,Wm) Пос-
ле выбора той или иной пары уравнение момента приобретает
определенность, а количество уравнений в системе (5.8) сокра-
щается до двух. Кроме того, в уравнениях (5.3) и (5.4) вектор-
ные величины момента и скорости могут быть заменены их мо-
дульными значениями. Это является следствием того, что про-
странственные векторы токов и потокосцеплений расположены в
плоскости, перпендикулярной оси вращения, а векторы момента
и угловой скорости совпадают с осью. В качестве примера пока-
жем запись уравнений момента через некоторые пары перемен-
ных состояния машины.
3 - - 1
М =-pLm-Mod(isxiR),
л, 3 - (5.9)
М =-p-Mod(i]fsxis),
3 -
М - — pkR ‘ Mod(y/R х is).
Шаг четвертый. На этом этапе уравнения (5.3), (5.8) и (5.9)
приводятся к безразмерным (относительным) величинам. В каче-
стве основных базовых величин выбираются амплитудные номи-
нальные значения фазного напряжения и тока, а также номиналь-
ное значение угловой частоты:
Ub=j2Ux, 1Ь=ЛЦ, соь = со1 = 2тг f , (5.Ю)
на этой основе определяются базовые значения всех переменных и
коэффициентов, входящих в уравнения, а также базового времени:
R =— т = щ = д/ - р^ь. t = —
Ь Ь < Ь 2Р Ч ’ 6 Ч-
(5.П)
В дальнейшем используются уравнения только в относительны*
величинах. Обобщенная система уравнений для описания асин*'
ронной машины принимает вид:
Асинхронные электроприводы
233
- dy/s . _
11S ~ rSlS s >
dt
uR = rR tR + —+ j(ak - pv)yfR,
dt
Ws = Xsh "* Xm ’
W R = Xm 4 XR Ir ’
m = k Mod (ij/j xik),
T„, ~= = tn- mH .
dt
(5.12)
В этих уравнениях все переменные относительные, полученные
как результат деления реальных значений на базовые, все коэффи-
циенты также безразмерные, полученные аналогично. Переменные
и параметры в относительных единицах:
_ й - i _ iif
u= —, i = —, yf-— — относительные электромагнитные перс-
^fc h
менные состояния,
ak = —, u = ——относительная частота статора и относитель-
Ч ®ь
ная скорость ротора,
М
m =--
Мь
— относительный момент на валу машины,
.. _ _ Rr _ ^b^S _ ^b^R _ ®bLm T _ J^b _______________
s Rb' * Rb’ s Rb Rb ’ m Rb ’ Mb
от-
носительные параметры.
Безразмерные коэффициенты ряда асинхронных машин даны в
приложении.
В уравнениях (5.12) время принято безразмерным t = — =cobt,
{ь
то есть единицей измерения времени является не секунда, а
tb - . Следует заметить, что введение относительных величин
234
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
существенно сокращает время моделирования и позволяет устра.
нить многие проблемы при моделировании. Рассмотрим предвари
тельно вопросы преобразования координат, а затем модели асинх,
ронной машины в различных системах координат и их основные
характеристики.
5.2. Преобразователи координат и фаз
Математическая основа преобразования координат поясняется
на рис. 5.3.
Рис. 5.3. Преобразование координат
В неподвижной системе координат (ос, р) вектор тока (напряже-
ния, потокосцепления) может быть представлен в алгебраической и
показательной форме is н = ia + jip = ImejVl
Аналогично в системе вращающихся координат (х, у) тот же
самый вектор может быть представлен в виде:
Отсюда легко получить уравнения перехода от неподвижной си-
стемы координат к вращающейся и наоборот:
iSBp > 7 =cacosat.F + ipsinak7, iy = ipcosak7 - iasinat7 (5.15)
is.Bp = is.He~jaJ 7 = iac°sak7 + ipsinaj, iy = ipcosak7-iasinak7 (5.14)
Асинхронные электроприводы
235
На рис. 5.4 а представлена модель преобразователя вращающейся
системы координат в неподвижную, реализованную по уравнениям
(5.15). На вход модели поданы проекции пространственного вектора
тока на вращающиеся оси (z„ Q и текущее время. На выходе модели
получены токи в неподвижной системе координат. На рис. 5.4 в
представлены результаты моделирования. Токи ia, ip видны на экра-
не осциллоскопа. Преобразователь координат реализован в блоке
Subsystem, содержание которого представлено на рис. 5.4 б. Анало-
гичная модель строится и для преобразования переменных от непод-
вижной системы координат к вращающейся в соответствии с уравне-
ниями (5.14). Следует только заметить, что в этом случае на вход
модели подаются синусоидальные функции времени, а на выходе
получаются постоянные величины.
[R] Convertor!'*
, file Edit View Simulation Format Teols
’tjelp
D I & Q & ! £ E& Й | 2 I SUB V
•||ГОО%' Г“ ’ ~[ [ode45
a)
R1 Convertor! /Subsystem
'File Edit View Simulation Format Tools Help
I iS H в I ХЛ* @ ! £2 t я ts V #[ ► »
6)
^Ис. 5.4. Модель (а, б) преобразователя
координат и результаты моделирования (в)
236
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
При построении реальных систем электропривода переменного
тока, как асинхронных, так и синхронных, практически всегда в
систему управления включаются преобразователи координат. ЭТо
обусловлено тем, что реализация регуляторов возможна лишь ц0
вращающейся системе координат, а реальные токи в обмотках ста-
тора — это токи в неподвижной системе координат.
Поэтому как правило современные электропривода переменного
тока содержат преобразователи обоих типов. Кроме того они содер.
жат преобразователи фаз 2/3 и 3/2 . Первые преобразовывают токи
ia, ip в фазные токи /л, iB, ic в соответствии с выражениями
1. 7з. . 1 . 7з.
z\-z'a’ 1в~ 2?“+ 2 lp’ lc ~ 2.1а (5.16)
а вторые преобразовывают фазные токи iA, iB, фв проекции ia,
в соответствии с выражениями
Zcz ZA ’
( 5.17)
В итоге функциональная схема электропривода приобретает вид,
представленный на рис. 5.5.
Рис. 5.5. Функциональная схема асинхронного электропривода
Асинхронные электроприводы
В блоке регуляторов на основе задающего сигнала н* и сигна-
лов из каналов обратной связи по переменным состояния выраба-
тываются сигналы управления во вращающейся системе координат,
а также скорость вращения системы координат (ак). Затем эти сиг-
налы переводятся в систему неподвижных координат, которые уп-
равляют инвертором. Используя вращающуюся систему координат
при анализе и синтезе асинхронного электропривода, удается часть
схемы, обведенную жирной линией на рис. 5.5, описать одной си-
стемой уравнений (5.12). Это описание достаточно точно, когда ин-
вертор управляется синусоидальной ШИМ. В этом случае модели-
рование системы не встречает больших затруднений.
5.3. Асинхронная машина
с короткозамкнутым ротором
Схема асинхронной машины с короткозамкнутым ротором (АКЗ)
получается из обобщенной схемы (рис. 5.1), если обмотки ротора
замкнуть накоротко. При этом в общих уравнениях следует поло-
жить z7„ = 0.
л
_ - _
us = rsls + ^=~ +JaMs,
dt
Л - dijfK
® = rRiR+ -yA + j(ak - pv)^R ,
W S ~ Xsh "* Xm ’r ’
*//? — Xm 1$ + XR Ir '
m-k Mod xik),
(5.18)
Для динамических систем необходимо учитывать переходные
электромагнитные процессы в машине. В этом случае в качестве
пары переменных, описывающих машину, оставим простран-
ственные векторы тока статора и потокосцепления ротора
(Js, тогда уравнения (5.18) после соответствующих преобра-
зований примут вид:
238
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
- - div . . - kR _ _
US ~ rlS "* XS "* J(XkXS lS ~ R JKrPVWr,
dt TR
n , - 1 - dyR
0 = - + ^^ + —A + j(ak - pvtyR
TR dt
m = kRMod(y/R xis ),
(5.19)
— uu
тт-= = т-Ын,
dt
где r-(rs+kRrR\ xs=(xs-—), kR- — , TR=— — безразмерные
XR XR rR
коэффициенты.
Для того чтобы лучше понять физические процессы, происходя-
щие в АКЗ, исследуем машину в различных системах координат,
сравним результаты и сделаем некоторые выводы, необходимые
при построении электропривода на базе этой машины. Заметим,
что для представления пространственных векторов используется
комплексная плоскость.
5.3.1. Анализ АКЗ
в неподвижной системе координат
В неподвижной комплексной системе координат (сок =0, ak = 0)
вещественная ось обозначается через a, а мнимая через /3 . Про-
странственные векторы в этом случае раскладываются по осям:
us = usa + Jusp > ’s = isa + Ад ’ Wr = WRa + JVrp Подставив эти значе-
ния в уравнения (5.19) и приравняв отдельно вещественные и мни-
мые части, получим:
“Sa =riSa+xS disa _ dt ^R ^Ra-^RP^Rp, R
usp ~ risp "* xs d‘sp _ dt ^R 1 -f^RP +kRPVWRa, R (5.20)
0 = ~RrRlSa ."* 1 -fT^Ra ' R dWRn + v*a+pvvRf} dt ’
Асинхронные электроприводы
239
„ , 1 dyfRa
О ~ kRrRisp + _ 1/Rp + pvy/Ra
TR dt
111 = kR (i/f Rai sp — ЦГ Rpi set),
- dv
Tm—= = m~mH .
(5.20)
Система уравнений (5.20) в операторной форме примет вид:
“sa = >-(1 + Tss)iSa -=~WRa- kRpvi/fRp,
' R
11 Sp — 7 (1 + T^p ~~^^RP + k-RP^yRa ,
* R
0 “ ~^R}Rpa "* TrS)WRa + Р^Щ Rp ,
‘ R
0 = ~^rVsP *'^_(^^R'S) WRp~PVtyRa,
' R
m — kR(i/fRaisp — ysRpi$a),
(5.21)
Tntsv = m - mH , где Ts - .
Для моделирования выберем АКЗ со следующими паспортными
данными и параметрами: Р = 14 кВт, 6^=220В, Ц =27,5 А/ = 50Гц,
р= 1, Rs =0,219 Ом, Rr =0,2110м, Ls = LR =0,094 Гн, Lm =0,092 I
Гн, J = 0,09 кгм2. j
Значения безразмерных коэффициентов в уравнениях (5.21), рассчи-
тайные по выражениям, приведенным выше, помещены в табл. 5.1. h
Таблица 5.1
коэффициент — Г Т 1s т 1 R rR т m
Значение 0,052 3,01 0,979 138,9 0,026 153,5
240
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Модель АКЗ, построенная по уравнениям (5.21), представлена
на рис. 5.6 а.
На вход модели в момент времени t =0 подаются напряжения
i/Sa = cosr, itSp = sin t (aK = 1), тем самым реализуя прямой пуск.
Осциллоскопы измеряют относительные значения электромаг-
нитного момента и скорости. Результаты моделирования представ-
лены на рис. 5.6 б. Они показывают, что при прямом пуске вначале
наблюдаются значительные колебания момента. Такие же колеба-
ния наблюдаются в токе и скорости. Кроме того' они показывают,
что при приложении момента нагрузки наблюдается уменьшение
скорости.
Иную возможность анализа АКЗ предоставляет Toolbox Power
System Blocks. В его библиотеке, как о том было сказано в гл. 2,
имеются блоки виртуальных электрических машин и асинхрон-
ной короткозамкнутой машины в том числе. На рис. 5.7 а пред-
Рис. 5.6. Модель (а) и результаты моделирования (б) АКЗ
в неподвижной системе координат
Асинхронные электроприводы
241
б)
Рис. 5.6 (продолжение). Модель (а) и результаты моделирования (б) АКЗ
в неподвижной системе координат
ставлена модель такой виртуальной машины, питающейся от
трехфазного источника и подключенной выходом к блоку изме-
рения. Справа (рис. 5.7 б) показано окно настройки АКЗ, куда
занесены вышеприведенные абсолютные параметры машины. На
рис. 5.7 в приведены результаты моделирования при прямом пус-
ке машины от сети.
Сравнение этих результатов с вышеприведенными (рис. 5.6) для
математической модели показывает их полную идентичность.
5*3.2. Анализ АКЗ
в° вращающейся системе координат
Во вращающейся с относительной скоростью сск системе коорди-
нат с вещественной осью х и мнимой осью у уравнения (5.19) в
операторной форме запишутся в виде:
242
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
£drt View Simulation Format Tflols Help
5 В еЭ । X 4ii (8 । —. O. i Я1 (IS 4 -tf- j ► • [n
UBC
•• Asynchronous Machine (mask) (link) • • - ....
, Implements a three-phase asynchronous machine (wound rotor or squirrel
cage) modeled in the dq rotor reference frame. Stator and rotor windings an
' connected inwye to an internal neutral point Press help for inputs and outpr
। description.
-Parameters .......... -- ----- ~ — — ---------- -------
Rotor type: [Squirrel-cage ~7]
Reference frame (Rotor ~7|
Nom power.L-L volt, and freq. [ Pn(v’A).Vn(v’rms),fn(Hz) ]
[filnOO, 220, 50 ]
Stator [ Rs(ohm) Lls(H) ].
' ][0.219 2 0e-2] “
I Rotor (Rr’(ohm) Llr'(H) ]:
l[ 6’211 fde-3]
a)
| Mutual inductance Lm (H)'
।
1 Inertia friction factor and pairs of poles [J(kg m"2) F(N m.s) pQJ-
j ______
Initial conditions [sij th(deg) isa.isb.isc(A) pha.phb.phc(deg)J:
|[ 1.0 0.6.0 ОДО]
6)
B)
Рис. 5.7. Виртуальная модель АКЗ (а) с окном настройки (б)
и результаты моделирования (в)
Асинхронные электроприводы
“s.r
r(l + 7»L - .i' „
' Л z ОЛ Э n oy
1 p
11 Sy = + TsS)iSy + x's^A -^WRy + kRPVWlK
R
0 = ~kRfR‘Sy + J"V<R, + SWr< ~ (Vk ~ P^Ry ,
‘R
0 = ~kRVsy + + WRy + (a, - ;
>П ~ kR^R.Psy ~^Ryhx^ >
Tmsv = m-mll.
(5.22)
Модель АКЗ во вращающейся системе координат, составленная
по уравнениям 5.22, представлена на рис. 5.8 а, результаты модели-
рования показаны на рис. 5.8 б, в.
а)
^Ис. 5.8. Модель АКЗ во вращающейся системе координат (а)
и Результаты моделирования (б, в)
244
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
б)
Рис. 5.8 (продолжение). Модель АКЗ во вращающейся системе
координат (а) и результаты моделирования (б, в)
Сравнивая результаты моделирования в неподвижной и во вра-
щающейся системе координат, можно сделать вывод об их полной
идентичности. При этом конечно нужно помнить, что в установив-
шемся режиме ток и потокосцепление во вращающейся системе
координат являются постоянными величинами. Это доказывает, что
для анализа собственно электрической машины выбор системы ко-
ординат не играет роли. Однако для синтеза и анализа электропри-
вода выбор системы координат является решающим. Это обстоя-
тельство особенно проявляется при синтезе параметров регулято-
ров и при моделировании всей системы электропривода в пакете
Simulink, так как при решении задач в этом пакете существую1
ограничения, которые можно обойти только при правильном выбо-
ре системы координат.
Асинхронные электроприводы
245
Еще одна модель АКЗ с преобразователем координат показана на
рис. 5.9 а. Здесь асинхронная машина представлена структурной схе-
мой в неподвижной системе координат, а управление — во вращаю-
щейся системе координат. Блок Subsystem представляет собой преоб-
разователь координат из вращающихся в неподвижные. Содержимое
этого блока видно на рис. 5.9 б. На вход поданы напряжения во вра-
щающейся системе координат Ux, Uy, представляющие, как о том
было сказано выше, постоянные величины, а также величина акТ . На
выходе блока формируются синусоидальные напряжения, управляю-
щие моделью АКЗ в неподвижной системе координат. На рис. 5.9 в
приведены результаты моделирования по скорости и моменту.
Кг/Тг
Ki/Tr1 Fiux
b
Ис- 5.9 Модель АКЗ с преобразованием координат (а, б)
Результаты моделирования (в)
246
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
в)
Рис. 5.9 (продолжение). Модель АКЗ с преобразованием координат (а, б)
и результаты моделирования (в)
Наконец, последняя модель с виртуальной асинхронной маши-
ной, преобразователем координат и преобразователем фаз показана
на рис. 5.10 а. Преобразователь фаз реализован в соответствии с
с преобразователем координат и фаз
иве
Асинхронные электроприводы
247
б)
Рис. 5.10 (продолжение). Модель АКЗ с преобразователем координат и фаз:
преобразователь фаз (б) и результаты моделирования (в)
уравнением (5.16) в Subblokl, его содержание видно из рис. 5.10 б.
Результаты моделирования приведены на рис. 5.10 в. Сравнение
представленных на рис. 5.10 в результатов моделирования с преды-
дущими результатами показывает их полное совпадение.
5.4. Разомкнутая система асинхронный
Короткозамкнутый двигатель —' автономный
инвертор с синусоидальной широтно-импульсной
Модуляцией (АКЗ — АИН с ШИМ)
Широтно-импульсную модуляцию в пакете SimulinK можно реа-
лизовать с использованием функциональных или виртуальных бло-
ков. Рассмотрим модель системы АКЗ — АИН с ШИМ в пакете
SimulinK с виртуальной асинхронной машиной и функциональной
ШИМ. Эта модель изображена на рис. 5.11 а. В блоке Subsystem
реализовано преобразование вращающейся системы координат в
248
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
неподвижную. Преобразователь 2/3 в соответствии с уравнением
(5.16) и синусоидальная ШИМ реализованы в блоке Subsystem]
(рис. 5.11 б). Широтно-импульсная модуляция реализована путем
сравнения трех синусоидальных сигналов с сигналом пилообраз,
ной формы, который генерируется блоком Gen (рис. 5.11 б).
а)
akzvirtpwml/Subsysteml^^^^MM^BB.BiaEII
File Edit View Simulation Format Tools Help
D | E? S iSl i П”". ® j i.' , -i ! OS % l ► и |Normal
Ready
r100%
6)
Рис. 5.11. Функциональная модель системы АКЗ — синусоидальная ШИМ (з)<
блок Subsystem 1 (б) и результаты моделирования (в)
Асинхронные электроприводы
249
Связь элементов главной библиотеки (Simulink) с виртуальной
асинхронной машиной осуществляется через управляемые источни-
ки напряжения из библиотеки (Power System Blocksct). Результаты
моделирования АКЗ совместно с функциональной ШИМ показаны
на рис. 5.11 в. Сравнение этих результатов с предыдущими показы-
вает их практически полное совпадение.
Рис. 5.11 (продолжение). Функциональная модель системы АКЗ —
синусоидальная ШИМ (а), блок Subsystem 1 (б) и результаты моделирования (в)
Выше рассмотрены различные модели асинхронной короткозамк-
нутой машины, как математические (структурные), в которых ис-
пользованы относительные величины, так и виртуальные. Исполь-
зование той, или иной модели зависит от задачи, которая стоит
перед исследователем. Далее на примерах построения и анализа
систем электропривода будет показано конкретное использование
рассмотренных моделей.
На рис. 5.12 а показана еще одна модель, в которой использова-
на виртуальная модель автономного инвертора напряжения с сину-
соидальной ШИМ. Ниже, при исследовании энергетических харак-
теристик асинхронного электропривода, эта модель описывается
250
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Multimeter
а)
ф Simulation result for: Multimeter
File Edit View Insert Tools.; VVindow Help
]}□ & И & I * A Z Zdf> o
iSw1: Universal Bridge 3 arms
6)
в)
Рис. 5.12. Модель системы АКЗ — синусоидальная ШИМ
с виртуальным инвертором (а) и результаты моделирования (б, в)
251
Асинхронные электроприводы
более подробно. Переходные процессы по скорости и моменту по-
казаны на рис. 5.12 б. Переходной процесс прямого пуска асинх-
ронного двигателя от инвертора свидетельствует об его идентично-
сти с результатами, полученными выше.
Наличие в модели виртуального прибора Multimeter позволя-
ет измерить токи и напряжения па транзисторах инвертора. На
рис. 5.12 в показаны результаты измерения тока силового полу-
проводникового ключа в первый момент пуска.
5.5. Структурный синтез асинхронных
электроприводов [25, 28, 32, 34, 35, 37]
5.5.1. Классификация законов управления
асинхронным электроприводом
Начало проектирования связано с синтезом системы управления,
который базируется на обобщённом математическом описании
электромеханической системы. Это описание представлено уравне-
нием (5,12).
Разработка управляющих систем связана с математическими пре-
образованиями уравнений. Четыре первые уравнения, описывающие
электромагнитную систему, всегда можно преобразовать таким спо-
собом, чтобы остались только два уравнения. В этом случае появля-
ются десять возможных способов представления электромагнитной
системы. Эти способы представлены на рис. 5.13. Величины векто-
ров токов (is„ ir) и потоков ( i/Z , </7, i/w) могут быть представлены в
экспоненциальном либо в алгебраическом виде. В соответствии с
этим управлять системой можно тремя способами:
О изменением модуля вектора;
CJ изменением модуля и аргумента вектора;
О изменением проекций вектора на оси.
В этом случае, появляются три возможных варианта построения
системы управления:
□ скалярное,
□ полярное,
□ векторное.
252
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Полупроводниковый преобразователь может быть спроектир0
ван как источник напряжения или как источник тока.
Таким образом, число возможных вариантов построения систем
управления доходит до сорока.
После выбора (экспертом) одного из 40 возможных вариантов
построения системы можно приступить к синтезу параметров регу.
ляторов в этой системе с последующим анализом переходных и
установившихся процессов. Этот выбор в приводах переменного
тока является структурным синтезом.
Рис. 5.13. Классификация электромеханических систем
5.5.2. Асинхронные электроприводы
со скалярным управлением
Анализу различных способов скалярного управления в асинхро^
ных электроприводах посвящена работа [25]. Такие способы упрае,
ления использовались до появления работы [34], начиная с котор011
стали интенсивно развиваться векторные способы управления.
253
Асинхронные электроприводы
Скалярные способы управления обеспечивали достижение тре-
буемых статических характеристик и использовались в электропри-
водах со «спокойной» нагрузкой. На входе этих систем, как прави-
ло, включались задатчики интенсивности, которые ограничивали
скорость нарастания (убывания) входного сигнала до такой величи-
ны, при которой процессы в системе можно считать установивше-
мися, то есть в уравнении (5.3) можно было бы пренебречь слага-
т dto / т d(D
емым J ——> так как (J —— « Мн ).
dt dt
Все законы скалярного управления базируются на математи-
ческом описании асинхронной машины в установившемся режи-
ме работы во вращающейся системе координат. В этом случае
V - const, — - 0, m = mH , все пространственные векторы неподвижны и
dt
неизменны по величине: us = US= const, is = TS = const, iR = TR = const
y/s = 4^ - const, — поэтому производные от потокосцеплсний также
равны нулю. Тогда уравнения (5.18) после преобразования примут вид:
— = — fs + J^s = — h + JxsJs + ЗХ,
«А ak ak (5 23)
0 = TR + TR + jxRa TR + &
К J л Isty is J tn .
fik Pk
где 4Jm = xm(Js + IR), (3k-ak-pv— абсолютное скольжение,
XSa = XS ~ Xm ’ XRa ~ XR ~ Xm -- ИНДуКТИВНЫС СОПрОТИВЛСНИЯ paCCC-
яния статора и ротора в относительных величинах.
Схема замещения асинхронного короткозамкнутого двигателя в
установившемся режиме приведена на рис. 5.14. С использованием
этой схемы замещения можно показать основные скалярные законы
управления машиной. Этих законов четыре:
Us
1 — = const
<*k
2. = const,
3. = const,
4. Ч7 R = const •
am
254
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 5.14. Схема замещения АКЗ в установившемся режиме
Выражения момента для перечисленных законов управления
находятся из схемы замещения:
(5-24)
(5.25)
(5.26)
(5.27)
4’*
Асинхронные электроприводы
255
На рис. 5.15 приведены механические характеристики асинхрон-
ного короткозамкнутого двигателя для всех четырех законов управ-
ления для линейной модели, не учитывающей насыщение магнито-
провода. Следует повторить, что перечисленные законы управления
широко использовались и хорошо себя зарекомендовали в электро-
приводах, где нс требуется быстродействия по управлению и нет
резких изменений момента нагрузки.
Рис. 5.15. Механические характеристики АКЗ
при различных законах управления
Простейшим из перечисленных законов является первый:
Us
— =const. Этот закон при использовании инвертора’с синусои-
ak
дальней ШИМ реализован практически во всех полупроводнико-
вых преобразователях, которые выпускаются многочисленными
фирмами и предлагаются на рынке. Удобство этого закона заключа-
ется в том, что электропривод может работать без отрицательной
обратной связи по скорости и обладать естественной жесткостью
механических характеристик в ограниченном диапазоне регулиро-
вания скорости.
В электроприводах со скалярным управлением для регулирова-
ния или стабилизации скорости используются и иные соотношения
между частотой и напряжением. Выбор этого соотношения зависит
от момента нагрузки и определяется из условий сохранения пере-
грузочной способности:
256
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Mnm
—— = const,
м„
(5.28)
где Мта11 — максимальный момент АКЗ, Мн — момент нагруз.
ки на валу машины.
Закон изменения напряжения и частоты, удовлетворяющий тре-
бованию (5.28) при допущении =0, установлен М. П. Костенко
Этот закон имеет вид
_ А М"
U пом f ном V пом
(5.29)
где Uиом, fH0M, А/ном— номинальные значения, приводимые в
паспортных данных машины.
Если закон изменения момента заранее известен, то можно оп-
ределить требуемое соотношения напряжения и частоты на выхо-
де инвертора. Рассмотрим три классических вида нагрузок на
валу машины:
и. и?
М ц - const, (—-const)', Рн =М H0)m = const, ( - const);
f« у fк (5.30)
257
, U.
Мн =ka)m const').
Механические характеристики АКЗ при регулировании для раз-^
личных зависимостей момента от скорости приведены на рис. 5.16д
В имеющихся на рынке преобразователях часто предусматри-
вается возможность перестройки с целью обеспечения всех трех
законов. Схема электропривода, реализующая рассмотренные за-
коны, показана на рис. 5.17. Функциональный преобразователь
(ФП) реализует одну из зависимостей (5.30), определяемую хараК'
тером нагрузки. Полупроводниковый преобразователь (ПП) вклю-
чает в себя автономный инвертор и его систему управления, за-
датчик интенсивности (ЗИ), как уже было отмечено, формируй
медленно нарастающий входной сигнал. В этом случае в элсктр0
приводе нарастание скорости не будет сопровождаться интенсив
ными колебаниями момента и тока, которые наблюдаются пр11
прямом пуске.
Рис. 5.16. Механические характеристики разомкнутых асинхронных электроприво-
дов со скалярным управлением
5.17. Функциональная схема разомкнутого асинхронного электропривода со
^лярным управлением
9 Зак. 396
258
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
При более сложных нагрузках используются иные законы ска.
лярного регулирования, которые реализуются с использование^
обратных связей. Эти законы рассмотрены выше на основании ана«
лиза работы асинхронной машины в установившемся режиме.
Рассмотрим ещё один скалярный закон управления, который
используется при построении электроприводов с автономными ин-
верторами тока — это закон I// R = const. Из схемы замещения
(рис. 5.14) не трудно определить значение тока статора:
/s=b(i+jM),
(5.31)
откуда можно найти зависимость между скалярными значениями
тока статора потокосцеплением ротора и абсолютным скольже-
ним:
T=^l + (J3trp2 .
(5.32)
Реализация этой зависимости в электроприводе показана на
функциональной схеме (рис. 5.18). Такие системы получили назва-
ние частотно-токовых.
пп
Рис. 5.18. Функциональная схема асинхронного электропривода
со скалярным управлением
Асинхронные электроприводы
2§9
Блок ПП в системе может быть реализован двояким способом. В
первом случае (рис. 5.18) он содержит управляемый выпрямитель,
последовательный индуктивный фильтр и автономный инвертор.
Следует подчеркнуть, что индуктивный фильтр придаёт инвертору
характеристику источника тока. Такой источник тока называется
параметрическим.
Подчеркнём одну характерную особенность этой структуры:
благодаря наличию индуктивности, управляемый выпрямитель мо-
жет быть переведён в режим ведомого сетью инвертора (гл. 3). В
этом, случае, механическая энергия с вала асинхронной машины
может быть рекуперирована в сеть.
Таким свойством не обладают системы с АИН. В них для реали-
зации рекуперации необходимо использовать отдельный сетевой ин-
вертор.
Во втором случае, источник тока реализуется специальным уп-
равлением инвертора с реализацией, так называемого токового ко-
ридора.
Идея управления, реализующая «токовый коридор», показана на
рис. 3.42 (гл. 3).
Это обычная двухпозиционная система, в которой используется
инерционность (индуктивность) нагрузки и реактивный элемент с
петлёй гистерезиса, равной 2Д.
5.5.3. Асинхронные электроприводы
с векторным управлением
5.5.3.1. Построение частотно-токового
асинхронного электропривода с векторным управлением
Реализация режима источника тока в автономном инверторе осу-
ществляется, как это было описано выше (гл. 3), введением релей-
С
ных элементов, на вход которых подается разность управляющего
сигнала и сигнала с датчика реального тока двигателя. Функцио-
нальная схема электропривода с векторным управлением, реализу-
ющая такой режим работы, показана на рис. 5.19. Когда в инверто-
ре реализуется режим источника тока, система уравнений (5.22)
значительно упрощается, т. к. ток статора является задающим сиг-
налом (параметром режима). Кроме того, на систему управления
260
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
инвертором можно наложить дополнительные функции. Потребуй,
чтобы, вырабатывая сигнал скорости вращения системы коордццат’
ось х была сориентирована по потокосцеплению ротора, т. е’
Ц/к =4/rx' Vrv =0, тогда система уравнений (5.22) запишется в виде.
^R^Sx у? ,
R
^RrRhy ~ ~ P^Wrx >
ш = kRijf^iSy,
Tinsv = m- mH .
(5.33)
Рис. 5.19. Функциональная схема асинхронного электропривода
с токовым управлением
Требуемая скорость вращения координат в этом случае дол#^
быть реализована в системе управления в соответствии с выражени *
a. = pv +
^R^Sy
(5.3Д>
Асинхронные электроприводы
261
Структурная схема АКЗ, которая управляется от инвертора тока с
выходной частотой, определенной равенством (5.34), показана на
рис. 5.20. Следует подчеркнуть, что выходная частота инвертора
формируется в зависимости от значения переменных состояния сис-
темы iSy, pv, В системе имеются два канала, один определяет
поток в машине, другой — момент. Синтез регуляторов при постро-
ении подчиненной системы в каждом канале осуществим в соответ-
ствии с положениями гл. 2. В канале потока выбираем ПИ-регулятор
Т 1
с кп = — , ки =—, в канале скорости выбираем П-регулятор.
Рис. 5.20. Структурная схема асинхронного электропривода
с токовым управлением
Коэффициенты передач регуляторов выбираем так, чтобы посто- |
янная времени в канале управления потоком была, по крайней мере м
на порядок меньше постоянной времени в канале управления ско-
ростью. Модель электропривода вместе с регуляторами скорости и q^g
потока, рассчитанными в соответствии с вышеизложенным, пред-
ставлена на рис. 5.21 а. В этой модели добавочно учтено насыще-
ние магнитопровода машины (блок Saturation).
На рис. 5.21 б показаны результаты моделирования системы «в
малом» по моменту и скорости. Переходные процессы в системе «в
большом» приведены на рис. 5.22. Сравнивая эти процессы с ана-
логичными для разомкнутых систем, можно судить о свойствах
описанной замкнутой системы. Следует заметить, что анализ осу-
ществлен при тех же параметрах асинхронной машины. Достаточно
262
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
а)
б)
Рис. 5.21. Модель (а) и результаты моде-
лирования (б) асинхронного электропривода
с токовым управлением «в малом»
Рис. 5.22. Результаты моделировЗ'
ния асинхронного электропривода °
токовым управлением «в большом”
Асинхронные электроприводы
263
простая структура асинхронного электропривода получается вслед-
ствие того, что изначально в математическое описание (система урав-
нений 5.33) заложены все необходимые преобразования, а именно:
□ преобразование системы координат из вращающейся в не-
подвижную в прямом канале (рис. 5.19) и из неподвижной
во вращающуюся в обратном канале;
□ преобразование 2/3 и 3/2 (рис. 5.19);
□ ориентация системы координат по оси потокосцепления
ротора;
□ идеальность источника тока, питающего машину.
Заметим при этом, что математическое описание (5.33) соответ-
ствует описанию по «гладкой» составляющей и не учитывает им-
пульсного характера напряжения на выходе инвертора. Еще на одном
моменте следует остановить внимание. В модели рис. 5.21 а опреде-
ляется частота на выходе инвертора. Эта частота необходима при
использовании моделей, в которых реализуются необходимые преоб-
разования координат и учитываются реальные свойства инвертора.
Рассмотрим модель, в которой функционально реализован «то-
ковый коридор» при использовании инвертора напряжения, а вы-
ходная частота инвертора определяется из выражения (5.33). Мо-
дель такой системы приведена на рис. 5.24 а. В данной модели
реализована вращающаяся система координат, ориентированная по
потокосцеплению ротора. Регуляторы в канале потокосцепления и
скорости имеют те же параметры, как и в системе рис. 5.21. Мо-
дель на рис. 5.24 а содержит Subblock AKZ, в котором реализована
ШИМ во вращающейся системе координат. Модель этого блока
представлена на рис. 5.23.
Из рис. 5.23 видно, что «токовый коридор» реализован с исполь-
зованием релейных элементов и отрицательной обратной связи по
току. Переходные процессы в электроприводе «в малом» по скоро-
сти и моменту иллюстрирует рис. 5.24 б.
При управлении асинхронной машиной от источника тока систе-
ма электропривода часто строится с использованием регулятора
момента в канале скорости. В соответствии с третьим уравнением
системы (5.33) ток по оси у определяется из уравнения:
m
lSy ~
^rVrx
(5.35)
264
Ком пью терное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 5.23. Модель системы инвертор — АКЗ с реализацией «токового коридора»
во вращающейся системе координат
Sp
а)
S2
Рис. 5.24. Модель (а) и результаты моделирования (б)
асинхронного электропривода с «токовым коридором»
Асинхронные электроприводы
265
б)
Рис. 5.24 (продолжение). Модель (а) и результаты моделирования (б)
асинхронного электропривода с «токовым коридором»
Поэтому, если сигнал с выхода регулятора скорости разделить
на то ток задания по оси у будет соответствовать моменту.
Реализация такого управления осуществлена в модели на рис. 5.25 а.
^Ис." 5.25. Модель (а) и результаты моделирования (б)
асинхронного электропривода с регулятором момента
266
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
В модели на рис. 5.25 а в блоке AKZ реализована модель с
«токовым коридором», рассмотренная выше (рис. 5.23). Результаты
моделирования электропривода представлены на рис. 5.25 б, где
показаны переходные процессы по скорости и моменту. В реаль-
ных системах потокосцепление ротора вычисляется в соответствии
с (5.33) по выражению:
1 ! Т* *
(5.36)
Значение тока определяется на основании реального сигнала с
датчика тока.
б)
Рис. 5.25. Модель (а) и результаты моделирования (б)
асинхронного электропривода с регулятором момента
Полная виртуальная модель частотно-токовой системы с регул*
тором момента показана на рис. 5.26. Эта модель практически по
вторяст модель из библиотеки Powerdemo.
Асинхронные электроприводы
267
Рис. 5.26. Виртуальная модель
асинхронного электропривода
Модель содержит:
1. Виртуальный асинхронный двигатель, окно настройки этого
двигателя вместе с параметрами настройки показана на рис. 5.7 а.
2. Трехфазный автономный инвертор на IGBT-транзисторах,
окно настройки инвертора показано на рис. 5.27. Здесь в поле
Number of bridge Configuration устанавливается число три. Осталь-
ные поля настройки рассмотрены ранее.
3. Гистерезисный трехфазный регулятор тока (блок Current
Regulator). В открывающемся окне настройки этого блока указы-
вается ширина «токового коридора». На вход блока поступают
сигналы задания токов в фазах и сигналы обратной связи реаль-
ных токов.
4. Блоки ABC-ХУ и XY-ABC осуществляют преобразование не-
подвижной трехфазной системы координат во вращающуюся двух-
фазную и вращающуюся двухфазную в неподвижную трехфазную в
соответствии с принципами, объясненными выше.
5. Блок определения выходной частоты инвертора (блок Tcta
Calculation рис. 5.26). Этот блок определяет выходную частоту ин-
вертора в соответствии с выражением (5.34), т. к. только в этом
268
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Block Parameters: IGBT Inverter
X
-Universal Bridge (mask) (link)----------------------------------------—
This block implement a bridge of selected power electronics devices. Series
RC snubber circuits are connected in parallel with each switch device. For
most applications the internal inductance should be set to zero.
- Param ete rs -—-:---
Number of bridge arms:
3
Port configuration |АВС as output terminals
Snubber resistance Rs (Ohms)
|7ooo
Snubber capacitance Cs (F)
liof
Power Electronic device |IGBT/ Diodes
Ron (Ohms)
Forward voltages [ Device Vf(V), Diode Vfd(V)]
[ Tf(s),Tt(s) ]______________„
|[1e-6.2e-6]
Measurements |All voltages and currents
Cancel
Help
Рис. 5.27. Окно настройки виртуального инвертора
случае оси координат вращающейся системы будут сориентирова-
ны заданным образом (1/7Л =щкх, =0).
6. Блок вычисления потока (блок Flux Calculator). Поток опреде-
ляется в соответствии уравнением (5.36).
7. Блок задания потока (блок Phir*) и регулятор тока по оси v
(блок Flux Controler).
Сигнал с выхода регулятора скорости (блок Speed Controller),
деленный на вычисленный поток в соответствии с уравнением
(5.35), является задающим током по оси у.
Переходные процессы по скорости и моменту показаны на pllC’
5.28. Они достаточно хорошо совпадают с результатами, получен
ными на математической модели (рис. 5.25).
Асинхронные электроприводы
269
Рис. 5.28. Переходные процессы
в виртуальном асинхронном электроприводе
5.5.3.2. Построение асинхронного электропривода
на базе автономного инвертора,
работающего в режиме источника напряжения (АИН)
Структурная схема электропривода в этом случае строится на
основании уравнений (5.22). На регулятор здесь возлагаются до-
полнительные функции. Как и в предыдущем случае, потребуем,
чтобы ось х вращающейся системы координат совпадала с потокос-
цеплением ротора. Тогда в регуляторе вырабатывается частота вра-
щения системы координат, а уравнения, описывывающие систему,
примут вид:
— • к
иь = r(l + Tss)isx -xsakisy
* R
uSy = r(l + Tss)iSy + xsakiSx + kxpvW'b ,
^RrR^Sx =^~(J + TrS) Wrx,
R
(5-37)
270
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
kRrRiSy = (ak - pv)^,
m = kR\pRxiSv,
Tmsv = m ~mH ..
Рис. 5.29. Модель АКЗ при управлении от источника напряжения
Рис. 5.30. Модель электропривода с АИН
Асинхронные электроприводы
271
Модель АКЗ вместе с регулятором, вырабатывающим частоту
вращения координат Frequency, составленная по системе уравне-
ний (5.37), показана на рис. 5.29. В модели учтено насыщение ма-
шины (блок Saturation). При реализации четвертого уравнения си-
стемы (5.37) к делителю добавлена малая постоянная (блок
Constant) для того, чтобы избежать деления на ноль в начале моде-
лирования. Для придания системе требуемых качеств необходимо
синтезировать регуляторы как в канале регулирования (стабилиза-
ции) потока, так и в канале регулирования скорости.
Такая система представлена на рис. 5.30 а. Результаты моделирова-
ния системы «в малом» показаны на рис. 5.30 б. Здесь блок AKZ
является Subblock-ом АКЗ (рис. 5.29), реализованным по уравнениям
(5.37). Результаты моделирования «в большом» показаны на рис. 5.31.
При питании АКЗ от автономного инвертора напряжения не
удается синтезировать регуляторы классическим способом вслед-
РИс. 5.30, б. Переходной процесс
nQ скорости и моменту «в малом»
6 электроприводе с АИН
Рис. 5.31. Переходной процесс по
скорости и моменту «в большом»
в электроприводе с АИН
272
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
ствие того, что в этом случае сильное влияние на динамику систе-
мы оказывают перекрестные связи.
5.6. Электромагнитные процессы
в замкнутом асинхронном электроприводе
Электромагнитные процессы в замкнутом асинхронном электро-
приводе, определяющие его энергетические характеристики, иссле-
дуются в установившемся режиме и без учета высокочастотных
пульсаций тока, вызванных импульсным характером напряжения на
выходе инвертора (анализ по гладкой составляющей). В этом слу-
чае, электромагнитные переменные зависят от закона управления и
не зависят от метода реализации этого закона (скалярного или век-
торного). Рассмотрим расчет этих характеристик для наиболее рас-
пространенного закона с поддержанием постоянного потокосцепле-
ния ротора. Анализ удобнее осуществлять во вращающейся систе-
ме координат, поскольку все электромагнитные переменные
состояния постоянны, а их производные равны нулю.
Математическое описание АКЗ в установившемся режиме нахо-
дится из уравнения (5.22 ) при условиях:
is* = {sx= const, iSy = ISy= const, (pSx = 4\v = const,
tyRy = 0, uSx = USx = const, uSy = USy = const:
IS
IJ =rJ -Cl X I — T
u Sx 'lSx ^KASlSy T 1 Rx ,
‘ R
USy = rshy +aKXSJSx ^RpC^- Rx >
(5.38)
0 = + — x¥„
n n OX rrt KX ?
R
0 kKrKlSy + (ctk
Напомним, что все переменные являются относительными. Из
двух последних уравнений находятся относительные значения тО'
ков в осях х, у:
= hy=(aK-pv^ = PK-p\
^RrR^R ^RXR XRrR XRKR
(5.39)
Асинхронные электроприводы
273
Проекции напряжения на статоре находятся из первых двух
уравнений системы (5.38):
г, г г / ,2 П Л. „
t/5v ~ . USv ~ (aKkR + Рк —) ——
ЭХ i гр - 3V 4 Л Л • Л X J
rR ^R R rR ^R
(5.40)
Максимальное напряжение на статоре:
U,„=№„ + Ul . (5.41)
Выражения для определения остальных электромагнитных ха-
рактеристик помещены в табл.5.2
Таблица 5.2
Максимальный ток статора Фазовый сдвиг между напря- жением и то- ком статора Средний ток в транзисторе инвертора Эффективный ток в транзис- торе инвертора Средний ток в диоде инвертора Эффективный ток в диоде инвертора Средний ток источник
(р ^Т'р Т><р /
arclg - uSx ksy arctg — 1 Si — (1 + coscp) 2л 4_х 2 L (р sin 2<£ V л 2л — (1 -costp) 2тг 2 \(р sin2<p V я 2л /,„cos<p .
Алгоритм расчета электромагнитных характеристик включает
такую последовательность:
О Задается относительная частота 0 < ак < 1.
□ Задается абсолютное скольжение в диапазоне 0 < (3 < {Зкр.
□ Для каждого значения абсолютного скольжения рассчитыва-
ются токи и напряжения по формулам, приведенным выше.
В качестве примера на рис. 5.32 приведены зависимости тока,
коэффициента мощности и напряжения на выходе инвертора в фун-
кции абсолютного скольжения и относительной частоты, рассчи-
танные по приведенным выше выражениям.
Аналогичные выражения не трудно получить и для других за-
конов управления асинхронной машиной. Важно подчеркнуть, что
в асинхронном электроприводе закон управления влияет на элект-
274
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 5.32. Электромагнитные характеристики
замкнутого асинхронного электропривода
ромагнитные процессы и тесно связанные с ними энергетические
характеристики. Это утверждение качественно можно показать при
помощи рис. 5.33.
Рис. 5.33. Механические
характеристики асинхронного
электропривода
Через точку «а» проходят четыре механические характеристики
электроприводов с четырьмя основными законами управления. В
этом случае при одной и той же мощности на валу машины элек-
тромагнитные характеристики (токи, напряжение, коэффициент
мощности, потери в полупроводниковых элементах и т. д.) будут
различны для различных законов.
Результаты анализа электромагнитных процессов по «гладком»
составляющей чрезвычайно важно осмыслить с физических пози-
ций. Однако они могут оказаться недостаточными для практическо-
го использования при проектировании электропривода. Это связано
прежде всего с тем, что при анализе не учитывается режим работы
электропривода и динамические процессы в полупроводниковых
элементах при их переключениях. Такая возможность предоставлЯ'
ется при использовании виртуальных моделей пакета Simulink.
Синхронные
электроприводы
6,1. Вентильная машина
Приступая к изучению синхронных электроприводов, необходи-
мо прежде всего отметить, что ветвь синхронных электрических
машин наиболее перспективна и в ближайшее время сулит суще-
о ственный технологический скачок. Такой скачок уже произошёл в
информационной части электромеханической системы (микропро-
цессоры, микроконтроллеры, программируемые логические интег-
ральные схемы), такой скачок произошёл и в силовой полупровод-
никовой части электромеханической системы (интеллектуальные,
интегральные модули, силовые элементы с новой технологией из-
готовления).
В электромеханике такой скачок, повторим, можно ожидать на
пути развития синхронных систем, тогда как ветви, связанные с
машинами постоянного тока и асинхронными машинами, следует
признать устоявшимися, не сулящими новых технологических про-
рывов.
Уже сегодня имеются разработки бесконтактных синхронных
машин, обладающие улучшенными на порядок массо-габаритными
показателями. Эти машины имеют совершенно новую, нетрадици-
онную конструкцию и очень широкие возможности [33].
Следует коротко остановиться на принципе действия синхрон-
ных машин.
Основной отличительной особенностью этих машин является
° то, что поле ротора в них неподвижно относительно ротора и вра-
щается синхронно с ним. В синхронных электромагнитных и маг-
нитоэлектричесих машинах это собственное поле возбуждения. В
синхронных реактивных — это поле, которое пронизывает ротор.
При проектировании электропривода выделение видов синхрон-
ных машин связано уже не столько с физическими и конструктив-
ными особенностями самой машины, сколько с особенностями ее
применения, со способами ее управления и способами построения
систем управления.
278
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Машины с электромагнитным возбуждением и явно выраженньь
ми полюсами нашли широкое распространение в гидрогенераторах
Корме того, они широко используются в судовых и автомобильных
генераторах. Машины с электромагнитным возбуждением с неявно
выраженными Полюсами используются в турбогенераторах.
Эти типы машин тесно связаны с энергетикой и практически
не используются в электроприводе. Теория этих машин подроб-
но изложена в классических курсах по электрическим машинам.
Поэтому в дальнейшем изложении они не рассматриваются. Од-
нако следует подчеркнуть, что все исследования электроприво-
дов (разомкнутых и замкнутых) с магнитоэлектрическими маши-
нами автоматически можно распространить на машины электро-
магнитные.
В машинах магнитоэлектрических деление касается скорей спо-
соба управления, нежели принципа работы.
Обмотки статора машины могут быть запитаны синусоидаль-
ным напряжением (током), квазисинусоидальным напряжением (то-
ком) (ШИМ по синусоидальному закону) и импульсным напряже-
нием (током).
В зависимости от этого различаются:
□ Шаговые двигатели. В них обмотки статора запитываются
импульсным напряжением (током). От каждого импульса
ротор двигателя совершает шаг — поворот на определён-
ный угол. Шаговый двигатель — это уже синхронный дви-
гатель вместе с полупроводниковым преобразователем.
Его характеристики зависят от способа построения и уп-
равления этого преобразователя. Шаговые двигатели на-
шли широкое распространение в системах электроавтома-
тики, управляемых по радиоканалу, а также в цифровых
системах управления.
□ Бесконтактные машины постоянного тока (БМПТ) и вен-
тильные машины (ВМ) — это синхронный двигатель 8
замкнутой системе (рис. 6.1), реализованной с использова-
нием датчика положения ротора (ДПР), преобразователя
координат (ПК) и силового полупроводникового преобр8'
зователя (СПП).
Разница между БМПТ и ВМ заключается только в способе ф°Р
мирования напряжения на выходе силового полупроводникового
преобразователя.
Синхронные электроприводы
279
рис. 6.1. Функциональная схема БМПТ и ВМ
В первом случае формируется импульсное напряжение (ток)
на обмотках машины. Во втором случае на выходе СПП форми-
руется синусоидальное или квазисинусоидальное напряжение
(ток).
Следует заметить, что БМПТ отличаются от шаговых машин
тем, что включены в замкнутую систему формирования напряже-
ния. В них напряжение формируется в зависимости от положения
ротора, и это является их принципиальным отличием от шаговых,
в которых положение ротора зависит от числа управляющих им-
пульсов.
Особняком в ряду синхронных машин стоят гистерезисные и
реактивные двигатели. Эти машины редко используются в электро-
приводе.
Из всех рассмотренных типов синхронных машин в управляе-
мых системах наиболее перспективными считаются вентильные
машины.
Принцип управления вентильной машиной поясняет рис. 6.2.
Датчик положения ротора (ДПР), преобразователь координат (ПК)
и силовой полупроводниковый преобразователь (СПП) совместно
формируют на обмотках статора машины напряжения uA,uB,uc та-
ким образом, чтобы результирующий вектор напряжения iis всегда
был сдвинут на угол 0 и неподвижен относительно оси магнитно-
го поля ротора (рис. 6.2). В этом случае и результирующий вектор
тока будет сдвинут и неподвижен относительно потока ротора
(Фо), что и создает момент на валу машины.
280
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Ось магнитного поля ротора в синхронной машине принято обо-
значать d, а перпендикулярную ось — буквой q (рис. 6.2). При анали.
зе машины ось d считается вещественной осью, а ось q — мнимой.
6.2. Математическое описание
вентильной машины
Математическое описание вентильной машины реализуется ана-
логично асинхронной машине.
Уравнения равновесия эдс на обмотках статора в неподвижной
системе координат базируется на втором законе Кирхгофа (ротор
не имеет обмоток).
Рис. 6.2. Физическая модель ВМ
„ - R ; 4.
U. ~ К А1 Л ----->
Л АА dt
dt
(6.1)
6
Синхронные электроприводы
281
где ц/л = LAiA + Фо cos coz,
1/в ~ ^вгв + Ф0СО5(СУГ-120) ,
ц/с = Lcic + Фо cos(a)t+120).
Для преобразования уравнений в мгновенных значениях к урав-
нениям в пространственных векторах умножим первое уравнение
2 22 2_,
на -, второе — на -а , третье — на -а" и сложим, тогда получим:
зз з
и -р 7 ‘dWs
us ~ ”sls + ’
dt
Ws ~ L$i$ + Фо e7<ur Lsis +Ф0>
(6.2)
где Ls — индуктивность статора, Ws — потокосцепление статора
в неподвижной системе координат.
Электромагнитный момент, развиваемый машиной, равен:
3 3 - -
М = — р *mod(ys xis) = — p*mod(^?^ xis)
Уравнение равновесия моментов на валу машины
(6.3)
d(D„,
—--М - Мн
П 5
dt
(6-4)
где (Ут
(О
= —, р — число пар полюсов. '
Р
6-3. Модель вентильной машины
в неподвижной системе координат
Уравнения машины в неподвижной системе координат находят-
ся на основании уравнений (6.1-6.4) с учетом того, что
Лф
——2. = 0
dt
282
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
г, ~ т di. . JE
11 s ~ — Ь >
at
3 - -
М = — р*то<1(Ф0 Xis),
(6.5)
j d(Q„,
dt
= М-МН
Разложим уравнения (6.5) по неподвижным осям.
11 Sa “ R$lSa + Ls (fa (Z)Oq£ ,
Usp ~ ^shp + + >
3
=~2 P^Oahp ~ ®opi$a ) ,
(6.6)
В уравнениях (6.6) значения проекций потока и напряжения на
неподвижные оси координат a, fl связаны между собой за счет дат-
чика положения ротора (ДПР, рис. 6.1). В реверсивных электропри-
водах ДПР устанавливается таким образом, чтобы пространствен-
ный вектор напряжения был сдвинут на 90 эл.град. относительно
пространственного вектора потока. В этом случае проекции про-
странственных векторов /75,Ф0 на оси а, fl запишуться в виде:
= Фо со$пд,ФО0 = Фо sin cot,
"sQ = Um СО8(ШГ + у), Usf} = Um S\n((l)t + у) .
(6.7)
При анализе вводятся относительные переменные. В качестве
базовых величин принимаются:
и„ =72^ ={/„, /, =^, ®4 =^-=Ло.=|/’Ф»4.
Синхронные электроприводы
283
В относительных величинах уравнения (6.6) с учетом (6.7) запи-
шутся в виде:
~ dH - --
cos(cot +—) = iSa +TS —--eosincot ,
2 dt
. .—— 7Г — — die a ____ __—
sm(wr + —) = is„ + TS—~ + cocoscot ,
2 dt
/Й = (jspC0Sa>( ~ ($a s’n ^0,
dt
(6.8)
где относительные переменные и параметры определены выражениями:
,7 = ±,7 = Д Э = ^,;Г1 = 2" , т=^Ь.,г =^,Г=(о,.
Л ч м„ s rs ’ " м/
Модель вентильной машины, составленная по уравнению (6.8),
представлена на рис. 6.3. Моделирование осуществлено для двигате-
ля ДБМ 150-4-1.5-3. Данные двигателя приведены в Приложении.
Базовые значения переменных и относительные параметры ма-
шины приведены в табл. 6.1.
Таблица 6.1
Базовые значения переменных еда А(А) Щ6(1/с) Л//НМ)
25,38 437,6 1272 105
Относительные параметры машины Т ls Т Ls
1,52 11,44
Результаты моделирования показаны на рис. 6.4. Блоком Step
задавался скачок относительного входного сигнала равным едини-
це. При этом относительная скорость холостого хода в машине зна-
чительно меньше расчетной величины соо = — =—=0,125. Это
Р 8
свойство ВМ обсуждается далее. С точки зрения динамического звена
ВМ близка по своим характеристикам к машине постоянного тока.
284
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 6.3. Модель ВМ в неподвижной системе координат
Рис. 6.4. Переходные процессы в ВМ по моменту и скорости
6
Синхронные электроприводы
285
6.4. Модель вентильной машины
во вращающейся системе координат
При анализе вентильной машины обычно используется вращаю-
щаяся со скоростью вращения ротора система координат. Связь
между вращающейся (d, q) и неподвижной (а, 0) системами коор-
динат аналогична рассмотренной в гл. 5.
z5.sp = ($.//e~ia>' , id = isa cos+ isp szn iq ~ ispCQS(>)t ~ isa szn m
(6.9)
is H = is.BPeJ0>t isa = idCOSQ)t ~ i^incot, isp = iqcos(Ot + z^sinzw .
При переходе к вращающимся координатам уравнение электри-
ческого равновесия (первое уравнение системы 6.5) преобразуется
к виду:
~ i^sis ~Т~ J^^sis + • (6.10)
at
Разложив результирующие вектора электромагнитных перемен-
ных состояния по осям d и q, получим скалярное описание маши-
ны. При этом ось <7.совмещается осью потока ротора (рис. 6.2)..
Ud ~ RSld ,
dt
di.
un = RrL + L. —- + (oLAd + шФп,
at
= M-M
Л* н ’
(6.И)
где принято us = ud + jUq, is = id + jiq, Фо = Фо.
286
Ком пью тер ное моделирование полупроводниковых систем
Рис.
При анализе вводятся относительные переменные. В качестве
базовых величин принимаются:
и, =у/2иф, I„ = =£.
А Ф0 2
В относительных величинах уравнения (6.10) запишутся в виде;
- - - dL
ii. = + Г —=-0)T<.i .
d d s dt q
_ _ _ din _— _
м = г + Т. ~~~ + (PT. i, + (О,
q q 5 dt Sd
= d(Om _ _ _ -r
= m = i
dt
(6-12)
где относительные переменные и параметры определены выраже-
ниями:
М
А/
_ U - l _ (0 _ M
u = —, i - —, 0) = —, m =-
Tp _ ^b^S
S
’ Т-=1Г' ‘=(>v-
и»
p
6.5. Модель BM во вращающейся системе координат
Синхронные электроприводы
287
**Ис. 6.6. Переходные процессы в ВМ по моменту,
Ск°Рости и по продольной составляющей тока
288
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
В реверсивных электроприводах обычно сигнал задается только
по оси q.
Модель ВМ во вращающейся системе координат приведена на
рис. 6.5. Эта модель построена по уравнениям (6.12). Результаты
моделирования приведены на рис. 6.6. Переходные процессы в ма-
шине по скорости и моменту практически совпадают с результатами
моделирования в неподвижной системе координат. На рис. 6.6 пока-
зан процесс по току id. Наличием этого тока объясняется специфика
процессов в ВМ в переходных и установившихся режимах работы.
Ток id является током по продольной оси, он не создает момен-
та, но в достаточной степени влияет на поток и соответственно на
скорость и на общий ток потребления машины. Причиной появле-
ния этого тока является постоянная времени Ts в цепи статора
машины и взаимные перекрестные связи между каналами.
Этот вопрос рассматривается ниже применительно к реальным
системам, где учитываются не только параметры ВМ, но и пара-
метры канала с датчиком положения ротора.
Остановимся коротко на реализации элементов вентильной ма-
шины: датчиков положения ротора и преобразователей координат.
6.5. Датчики положения ротора
и преобразователи координат
В 70-х-80-х годах разработаны, изготовлены и в дальнейшем
широко использованы при построении электроприводов многопо-
люсные бесконтактные моментные двигатели (ДБМ) [3,4]. Данные
этих двигателей помещены в Приложении. Специально для них вы-
пускались датчики положения ротора типа ВТ, данные которых
также приведены в Приложении. Эти датчики по существу явля-
лись многополюсными вращающимися трансформаторами (редук‘
тосины), число полюсов которых было согласовано с числом полю-
сов ДБМ. В системах электропривода датчики ВТ используются
обычно в режимах с амплитудной либо фазовой модуляцией. На
рис. 6.7 показана схема с амплитудной модуляцией. Напряжение с
генератора несущей частоты подается на обмотку возбуждения ВТ-
Напряжения на вторичных обмотках ВТ являются синусоидально’1
и косинусоидальной функцией угла поворота двигателя. Демодул^'
торы (ДМ1, ДМ2) совместно с фильтрами Ф1,Ф2 отфильтровывают
Синхронные электроприводы
289
несущую частоту. Наконец, умножители выполняют роль преобра-
зователя координат, они преобразуют вращающуюся систему коор-
динат в неподвижную в соответствии с выражениями (6.9).
Для выделения полезного сигнала на выходе демодуляторов
обычно включены фильтры для устранения несущей частоты и
выделения сигнала, несущего информацию об угле поворота ротора
двигателя.
Модель рассмотренной схемы представлена на рис. 6.8. Модель
содержит генератор высокой частоты (G), блоки, реализующие угол
поворота вала двигателя (<рд =ПЛ), и все остальные блоки в соот-
ветствии со схемой (рис. 6.7). В первом блоке Subsystem (WT) по-
строена модель вращающегося траансформатора. Модель этого
блока показана на рис. 6.9. В следующем блоке Subsystem реализо-
ван демодулятор (DM), модель которого показана на рис. 6.10.
В качестве фильтров используются апериодические звенья.
р
Ис> 6.7. Схема с амплитудной модуляцией
10 Зак. 396
290
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Ud
Рис. 6.8. Модель схемы с амплитудной модуляцией
^dp^a/WT*
File Edit View Simulation Format
Рис. 6.9. Модель ВТ
Результаты моделирования представлены на рис. 6.11. Здесь
представлены:
□ напряжение на выходе ВТ (WT out.);
□ напряжение на выходе демодулятора (DM out.);
□ напряжение на выходе фильтра (Filtr out.);
Синхронные электроприводы
291
□ напряжение на выходе всей схемы (Ub). Следует обратить
внимание на то, что наличие фильтра на выходе демодуля-
тора сдвигает фазу сигнала. Эта принципиальная особен-
ность всех вентильных машин должна всегда учитываться
при построении электропривода.
gdpr.a/DM* HEIE1I
spile Edit View. Simulation
fpormat Tools Help
Рис. 6.10. Модель ДМ
h.
*’c- 6.11. Результаты моделирования схемы
амплитудной модуляцией
292
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Болес простая схема, которая достаточно часто используется в
электроприводе, показана на рис. 6.12. Здесь роль ПК выполняет
модулятор (М) совместно с ВТ. В отличие от предыдущей схемы
здесь отсутствует возможность управления по оси d.
Рис. 6.12. Упрощенная схема с амплитудной модуляцией
Вариант с фазовой модуляцией показан на рис. 6.13. В этой схе-
ме генератор несущей частоты вырабатывает два сдвинутых по фазе
на 90° синусоидальных сигнала несущей частоты. Вращающийся
трансформатор вместе с умножителем выполняют роль фазовращате-
ля. Демодуляторы работают в фазовом режиме, выделяя в виде на-
пряжения разницу фаз между генератором и фазовращателем.
При фильтрации высокочастотной составляющей с выхода демо-
дулятора во всех рассмотренных схемах (заметим, что на выходе
двухполупериодного демодулятора имеются только четные гармо-
ники несущей частоты, рис. 6.11) сдвигается фаза низкочастотного
сигнала. Физически это приводит к тому, что электромагнитные
координаты сГ и Q' ВТ вместе с М, ДМ и Ф (выделены штриховой
линией на рис. 6.2) оказываются сдвинутыми на некоторый угол в
сторону отставания относительно координат d, q ротора. Опреде-
лим этот угол, воспользовавшись частотной характеристикой филь-
тра. Если в качестве фильтра использовано апериодическое звено,
то его частотная характеристика имеет вид
6
(1
J
ИД jeot) =-----------= .-----— >
+1
где (р = arctg(pT(t>.
(6.13)
Синхронные электроприводы
293
Обозначив коэффициент подавления второй гармоники несущей
частоты через D, определим постоянную апериодического фильтра
на выходе двухполупериодного демодулятора:
D _ D
2w„ 4nfH
(6.14)
Следует подчеркнуть, что значения fH, приведенная в техничес-
ких характеристиках на ВТ, иногда может оказаться недостаточной
для реализации технических требований к электроприводу. В этом
случае приходиться увеличивать fH, что, впрочем, допускается по
техническим условиям. Ниже такой случай будет показан на конк-
ретном примере. Кроме того, можно выбрать и рассчитать более
сложный фильтр на выходе демодулятора.
Sina)Ht
Cos<BHt
^ис. 6.13. Схема с фазовой модуляцией
294
Синхронные электроприводы
295
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
6.6. Модель вентильной машины
во вращающейся системе координат
с учетом запаздывания в канале ВТ-ДМ-Ф
Уравнения синхронной машины во вращающейся системе коор.
динат получены выше (уравнение 6.12). Эти уравнения составлены
для самой машины, они не учитывают влияние запаздывания в ка-
нале ВТ-ДМ-Ф. Для учета этого влияния определим напряжения
ud, uq в системе координат d',q', тогда в относительных величи-
нах получим:
z7rf = z7rf coswT0-iiq sin(6ТФ, iiq = z7(?coswftf, + z^sinwf^, (6.15)
где Тф=СОбТф.
Модель вентильной машины представлена на рис. 6.14 а. Мо-
дель содержит собственно синхронный двигатель и блок
Subsystem, учитывающий запаздывание в канале ВТ-ДМ-Ф, содер-
жание этого блока также показано на рис. 6.14 б. Моделирование
осуществлено для двигателя ДБМ150-4-1.5-3 и датчика положения
ротора типа ВТ60. Базовые значения переменных и относительные
параметры двигателя приведены в табл. 6.2.
б)
Таблица 6.2
Базовые значения переменных 4(A) (D/1/C) Л/ДНМ)
25,38 437,6 1272 105
Относительные параметры машины Ts т m т 1 ф
1,52 11,44 5.0 (D = 100, fH = 2.0 кГц)
**с" 6.14. Модель ВМ во вращающейся системе координат (а)
и блок Subsystem (б)
Результаты моделирования для задающих сигналов
iZrf = 0, uq = 1.0 представлены на рис. 6.15, 6.16, 6.17. Здесь пред-
ставлены скорость (верхняя кривая), момент (средняя кривая) и ток
в оси d (нижняя кривая). Отмстим две принципиальные особенно-
сти вентильной машины, о которых уже говорилось выше:
296
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
□ Скорость вращения при М„ - 0 меньше заданной скорости
холостого хода.
□ Значительный ток по продольной оси «d» несмотря на то, что
напряжение iid = 0. Эти особенности при наличии дополнительного
запаздывания в канале ВТ-ДМ-Ф здесь выражены в большей сте-
пени по сравнению с просто машиной.
Рис. 6.15. Переходные процессы ВМ при Тф- О
Синхронные электроприводы
297
Они объясняются наличием перекрестных связей в самой маши-
не, наличием постоянной времени в цепи якоря и наличием запазды-
вания в канале ВТ-ДМ-Ф. Динамика и статика ВМ в сильной степе-
ни зависит от значения постоянной времени Тф. На рис. 6.15 пока-
заны процессы при Тф = 0. Эти процессы точно повторяют
аналогичные, представленные на рис. 6.6. Результаты моделирования
при Тф = 5.0 показаны на рис. 6.16, а для Тф =10.0 — на рис. 6.17.
Из рис. 6.15-6.17 видно, что запаздывание в канале ВТ-ДМ-Ф вли-
яет на статические и динамические процессы в ВМ.
Srerr-’
« • • •
<ф. Scppe^
рис. 6.16. Переходные процессы ВМ при Тф= 5.0
298
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 6.17. Переходные процессы ВМ при Тф - 10.0
Ниже при анализе статических характеристик будет показано,
что перекрестные связи и инерционность в канале управления при-
водят также к увеличению тока холостого хода, а значит и к ухуд-
шению энергетических характеристик.
Вообще, если сравнивать вентильную машину с машиной по-
стоянного тока, то ее особенности проявляются главным образом в
установившемся режиме в виде ухудшения механических, рсгулИ'
Синхронные электроприводы
299
ровочных и энергетических характеристик. Что же касается дина-
мики, то результаты моделирования показывают, что вентильная
машина практически аналогична машине постоянного тока.
6.7. Механические и электромагнитные
характеристики вентильной машины
В установившемся режиме при такой установке ДПР, чтобы
обеспечить Ud =0 из уравнений (6.12, 6.15) определяются устано-
вившиеся токи и момент:
Токи в осях d, q
Uq (cos соТф + a>Ts sin соТф) - cd
l + (ajfs)2
- Uq{(oTs cos6t)T0 - sin coT^,) - a>2Ts
\ + &Ts)2
Ток, потребляемый машиной
(6.16)
(6.17)
(6.18)
Зависимости тока потребления от момента, рассчитанные по
(6.16-6.18) при различных значениях постоянных ТФ,Т8, представ-
лены на рис. 6.18.
Из этих зависимостей видно, что задержка в преобразователе
координат при управлении с Ud = 0 приводит к увеличению тока
холостого хода и нелинейности механических характеристик. Если
не учитывать постоянную фильтра, то из уравнений (6.15-6.17) полу-
чаются известные уравнения классической вентильной машины.
7 _^д-ш)
" 1 + (йД)2’ d 1 + (йД)2
(6.19)
При ((oTs)2« 1 характеристики вентильной машины становят-
ся аналогичными машине постоянного тока.
300
Ком пью тер ное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 6.18. Ток, потребляемый машиной
На рис. 6.19 приведены механические характеристики вентиль-
ной машины, полученные на модели (рис. 6.14) для тех же значе-
ний постоянных, при которых моделировалась динамика машины.
Рис. 6.19. Механические характеристики вентильной машины
Синхронные электроприводы
301
Уменьшение скорости холостого хода с одновременным ростом
тока холостого хода из за наличия постоянных ТФ.Т5 приводит к
ухудшению энергетических характеристик.
Поэтому при построении электропривода на базе вентильной
машины принимаются меры для ликвидации этого недостатка.
Для устранения этой нелинейности следует осуществлять управ-
ление с обратной связью по току и поддержанием id = 0. Этот воп-
рос рассмотрен при анализе электропривода с вентильной машиной.
6.8. Электропривод с вентильной машиной
Синтез регуляторов в электроприводе осуществляется аналогич-
но приводу постоянного тока. При этом внутренний контур тока с
постоянными Ts и Тф целесообразно заменить одним апериодичес-
ким звеном с постоянной Ts + Тф. Скоростной контур настраивает-
ся на оптимум по модулю или симметричный оптимум в зависимо-
сти от требований к реакции системы на возмущение по моменту.
При построении электропривода на базе вентильной машины од-
ним из основных требований является наличие замкнутых конту-
ров регулирования токов id, iq. Это позволяет поддерживать в пе-
реходных и установившихся режимах id = 0 и, тем самым, суще-
ственно улучшить энергетические характеристики.
Модель электропривода, в которой использована математическая
модель вентильной машины (рис. 6.14) показана на рис. 6.20 а.
Результаты моделирования приведены на рис. 6.20 б, рис. 6.21.
Сравнивая переходные процессы (рис. 6.16) с аналогичными
(рис. 6.20 б) отметим, что наряду с динамическими качествами,
которые определяются параметрами регуляторов, существенно
улучшились и энергетические свойства!. Из рис. 6.20 б видно, что
ток по оси d практически равен нулю в установившихся режимах и
достаточно мал в переходных режимах. При холостом ходе ско-
рость равна скорости идеального холостого хода машины. На рис.
6.21 приведены результаты моделирования при выходе системы на
режим ограничения по моменту.
Как видно из рис. 6.21 и в этом случае ток по оси d незначи-
тельный, имеет место только в переходных режимах. Поэтому во
всех типовых режимах работы электропривода его энергетические
характеристики будут оставаться высокими.
304
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
дор», а инерционное звено с постоянной времени Тф не охватывает-
ся отрицательной обратной связью по току. В итоге в канале регу-
лирования скорости остаются апериодическое звено с постоянной
Тф и интегрирующее звено с постоянной Тт. При синтезе скорост-
ного контура на. оптимум по модулю передаточная функция регуля-
тора соответствует пропорциональному звену с коэффициентом
Т
„ -_ц_
усиления к .
На рис. 6.22 а показана модель электропривода с вентильной
машиной, выполненная с использованием виртуальных блоков из
библиотеки Power System Blockset. Блоки, относящиеся к системе
управления: преобразователь вращающихся координат d, q в непод-
вижные А,В,С (блок dq-ABC), гистерезисный регулятор тока (блок
Current Regulator) аналогичны таковым в асинхронном электропри-
воде (гл. 5). Трехфазный автономный инвертор здесь реализован на
MOSFET транзисторах, окно настройки магнитоэлектрического
синхронного двигателя показана на рис. 6.22 б. В качестве двигате-
ля взят ДБМ 150-4-1.5-3.
а)
Рис. 6.22. Виртуальная модель электропривода
с вентильной машиной
Синхронные электроприводы
305
Block Parameters: Permanent Magnet Synchronous Machine
-PM Synchronous Machine (mask) (link)------------------------------------
Implements a 3-phase permanent magnet synchronous machine with
sinusoidal flux distribution. The machine is modelled in the dq rotor reference
frame. Stator windings are connected in wye to an internal neutral point.
First 3 inputs: Machine terminals = phases a. b and c
4th input: Simulink signal = mechanical torque (N.m)
(>0 for motor mode,<0 for generator mode)
output: Simulink measurement output = vector (10x1) containing
(all currents flowing into machine): t
1-3 : Stator line currents ia. ib, ic (A)
4-5 : Stator currents id, iq (A) .
6-7 : Stator voltages vd, vq (V) „
8 : Rotor speed wm (rad/s)
9 : Rotor angle thetam (rad) : <
10 : Electromagnetic torque Те (N.m)
-Param eters--------—
r Resistance R(ohm):-
0.058
Inductances (Ld(H)Lq(H)]:
; Flux induced by magnets (Wb):
|0JD2
Inertia, friction factor and pairs of poles [3(кд.пГ2) F(N.m.s) pOJ:
OK I Cancel Help Apply
6)
Рис. 6.22 (продолжение). Виртуальная модель электропривода
с вентильной машиной
Датчик положения ротора реализован в преобразователе коорди-
нат, на вход Teta которого подается угол поворота ротора, умножен-
ный на число пар полюсов плюс начальный угол установки, рав-
ный 90 эл.град. Таким образом смоделирована установка ДПР, в
которой id =0. На рис. 6.23 представлены переходные процессы «в
малом» по моменту и скорости при настройке регулятора скорости
на оптимум по модулю.
306
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Рис. 6.23. Переходные процессы «в малом» по моменту и скорости
6.9. Электромагнитные характеристики
вентильного электропривода
Электромагнитные и энергетические характеристики рассчиты-
ваются в замкнутом электроприводе с синтезированной структурой
и синтезированными параметрами регуляторов. Исходными для
расчета являются токи, определенные в типовом режиме работы
системы электропривода при анализе переходных процессов. Элек-
тромагнитные нагрузки на полупроводниковые силовые ключи ин-
вертора по «гладкой составляющей» рассчитываются по формулам,
приведенным в табл. 6.3.
Таблица 6.3
Максимальный ток статора Средний ток в транзисторе инвертора Эффективный ток в транзис- торе инвертора Средний ток в диоде инвертора Эффективный ток в диоде инвертора Средний ток в источнике
h.cp /г Л>.гр Т> /
7'i +'.! — (1 + coscp) 2ti © СМ с сч X t 1 S-l к 1 — (l-cosrp) 2тг 2 (р _ sin 2(р N п 2л /mcos<p
* значение угла рассчитывается по выражению (р = arctg — .
Приложения
Приложения
309
П1- Двигатели постоянного тока
Определение параметров схемы замещения
по паспортным данным
1. Индуктивность якоря:
£ ~ 30 Uя.нсх
П Рпн^я.н
ГДе ^я.н, 4.н — номинальные напряжение на якоре (В) и ток якоря (А), п„ —
номинальная скорость вращения (об./мин.), сх — эмпирический коэффици-
ент (0.1 — для машин с компенсационной обмоткой, 0.4 — для машин без
компенсационной обмотки).
2. Электромеханическая постоянная времени:
Т - _ JRa(O2nr~ян
m (II — 1 Р \2 ИЛИ 1т ~ ,
Wя. л 2 я.и R-я) Р н
где J — момент инерции (кг*м2 ), /?я — сопротивление якоря (Ом), — номи-
нальная скорость вращения (рад/с), Ри— номинальная мощность (Вт).
В табл. П1 приведены технические данные двигателей постоянного тока.
310
Ком пью терное моделирование полупроводниковых систем
Таблица П1
h, мм Рн, кВт ЦрВ "/Г об/мии % /?я, Ом ЛоВ, Ом Lx, мГн
1 2 3 4 5 6 7 8
0,17 116 3000 47,5 5,84 610 128
220 1500 48,5 27,2 162 514
0,25 ПО 3000 61,5 2,52 610 78,7
220 2000 57 15,47 612 297
0,37 НО 3000 61,5 2,52 610 48
90М
220 2250 61,5 10,61 612 190
0,71 НО 4000 69,5 1 470 18
220 3540 70 3,99 123 7
1 НО 4000 71,5 0,6 365 12
220 4000 72,5 2,52 92 48
0,37 НО 3000 60 2,69 470 89
220 1500 59,5 11,78 120 343
0,5 НО 4000 65 1,79 470 53
220 2000 66 7,05 120 222
0,75 НО 4000 71 0,805 359 26
100М
220 4300 71,5 3,4 103 104
1,2 ПО 4000 75 0,436 359 14
220 4000 76,5 1,792 103 53
2 ПО 4000 78,5 0,201 265 6,6
220 4000 79 0,805 73 26
0,6 ПО 3000 59 1,29 233 13,9
220 2500 60,5 5,07 61,4 58
0,85 НО 4000 63 0,788 233 9,3
220 3500 64 3,85 61,4 44
1,5 ПО 4000 70 0,42 181 4,8
112М
220 4000 70 1,77 44 19,5
2,5 НО 4000 76 0,196 156 2,3
220 4000 76 0,788 39,4 9,3
3,6 НО 4000 78,5 0,084 129 1
220 4000 79 0,42 33,6 4,8
Приложения
311
Таблица П1 (продолжение)
1 2 3 4 5 6 7 8
1,6 ПО 3000 68 0,472 134
220 2500 68,5 1,88 35
2,5 ПО 4000 72 0,271 134
220 3000 73,5 1,08 35
4 ПО 4000 77,5 0,14 134
132М 220 4000 79 0,564 35
7 ПО 4000 81 0,067 111
220 4000 83 0,226 25,6
10,5 220 4000 84 0,14 111
440 4000 85 0,564 25,6
3 ПО 3000 75,5 0,138 128
220 2500 76,5 0,752 34,3
4,5 ПО 4000 78,5 0,11 108
220 3000 79,5 0,411 26,8
7,5 ПО 4000 83 0,037 82
160М 220 4000 83 0,183 21,9
13 220 4000 85,5 0,081 61,5
440 4000 86,5 0,279 16,4
18 220 4000 87 0,037 53,1
440 4000 87,5 0,0145 12,6
312
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Таблица П1 (окончание)
1 2 3 4 5 6 7 8
5,6 ПО 3000 78,5 0,056 74,8
220 3500 79 0,221 17,5
8 ПО 3500 81,5 0,037 98
220 3000 83 0,122 23
15 ПО 3500 85,5 — 134
180М
220 4000 85,5 0,084 49,2
26 220 3500 88 0,038 55,5
440 3500 89 0,15 12,8
37 220 3500 89,5 0,022 64
440 3500 79,5 0,084 12,8
8,5 ПО 3000 81 0,047 61,6 1,59
220 2500 82 0,188 17,1 6,4
13 НО 3500 84 0,026 61,6 0,9
220 3000 85 0,106 17,1 3,6
200М 22 220 3500 87,5 0,047 53 8
440 3500 87,5 0,246 15 1,6
36 220 3500 88,5 0,026 0,9
440 3500 0,061 35 3,6
60 440 3500 87,5 0,047 8,8 1,6
Приложения
313
П2. Асинхронные машины
Определение параметров схемы замещения асинхронной машины по пас-
портным данным.
1. Номинальное скольжение
где ns— синхронная скорость (скорость вращения магнитного поля), пн —
номинальная скорость вращения двигателя.
2. Критическое скольжение
(2)
где отношение момента короткого замыкания (пускового) к но-
Мн
минальному моменту.
3. Конструктивный коэффициент
С1=1 + -^-- (3)
Первоначально конструктивный коэффициент задается в диапазоне с1=1.02-
1.05 для предварительного расчета параметров схемы замещения. После расче-
та индуктивностей, входящих в уравнение 3, необходимо сравнить полученное
значение с первоначально выбранным и уточнить расчет. Обычно за две, три
итерации удается достичь совпадение принятого и расчитанного конструктив-
ного коэффициента.
4. Коэффициент вязкого трения
В =------------- (4)
т (2лпн/60)2
В уравнении 4 механические потери Доопределяются из уравнения
ДО = cos(prj - Рн . (5)
314
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
5. Сопротивление статора
я _3 (t/„/^3)2(l-5„)
' 2с,(1 + с,/5,)М,.(/>я+ДР_)-
6. Сопротивление ротора
R
3(1“ SH^K^H
(6)
(7)
• 1к
где iK = —--отношение тока короткого замыкания к номинальному току.
1н
7. Индуктивность статора и ротора
Ls = Lr =
UHlJ$
1Н -^-(coscp)2 -cos(p sH /Sj.
8. Индуктивность рассеяния статора и ротора
Lb = 4 = />/3)/(i,/„)T-(Н, + К)2
9. Взаимоиндукция
Л, = ь,-4.
(Ю)
В табл. П2 приведены параметры асинхронных двигателей, выпуск которых
освоен в последнее время Ярославским электротехническим заводом и которые
являются развитием ранее существовавшей серии асинхронных машин типа 4А
[1]. Номинальное напряжение машин: 220, 380, 660, 220\380, 380\660 В. Токи
указаны для линейного напряжения 380 В. Частота питающей сети 50 Гц.
Приложения
315
Таблица П2
Тип двигателя 1 Р„> кВт Масса, кг яп» об/мин п,% COS ф /„,А 1к hi Мк м„ ^7 J, кгхм2
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
RA71A2 0,37 5 2800 71 0,81 1,5 5 2,3 2,4 0,0004
RA71B2 0,55 6 2850 74 0,84 1,8 6,5 2,3 2,4 0,0005
RA71A4 0,25 5 1325 62 0,78 1 3,2 1,7 1,7 0,0006
RA71B4 0,3.7 6 1375 66 0,76 1 3,7 2 2 0,0008
RA71A6 0,18 6 835 48 0,69 1 2,3 2,5 2 0,0006
RA71B6 0,25 6 860 56 0,72 1 3 2,2 2 0,0009
RA80A2 0,75 9 2820 74 0,83 2 5,3 2,5 2,7 0,0008
RA80B2 1,1 11 2800 77 0,86 2 5,2 2,6 2,8 0,0012
RA80A4 0,55 8 1400 71 0,80 1 5 2,3 2,8 0,0018
RA80B4 0,75 10 1400 74 0,80 2 5 2,5 2,8 0,0023
RA80A6 0,37 8 910 62 0,72 1 3,3 2 2,5 0,0027
RA80B6 0,55 11 915 63 0,72 1 3,3 2 2,5 0,0030
RA90S2 1,5 13 2835 79 0,87 3 6,5 2,8 3 0,0010
RA90L2 2,2 15 2820 82 0,87 4 6,5 2,9 3,4 0,0015
RA90S4 1,1 13,5 1420 77 0,80 3 5,5 2,3 2,6 0,0034
RA90L4 1,5 15,5 1420 78,5 0,80 4 5,5 2,3 2,8 0,0042
RA90S6 0,75 13 935 70 0,72 2 4 2,2 2,5 0,0040
RA90L6 1,1 15 925 72 0,72 2 4 2,2 3 0,0052
RA100L2 3,0 20 . 2895 83 0,86 6 7 2,4 2,6 0,0038
RA100LA4 2,2 22 1420 79 0,82 5 6 2,2 2,6 0,0048
RA100LB4 3 24 1420 81 0,81 7 6,2 2,2 2,6 0,0058
RA100L6 1,5 22 925 76 0,76 4 4,5 2 2,1 0,0063
RA112M2 4 41 2895 84 0,87 9 6,8 2,2 3,3 0,0082
RAL12M4 4 37 1430 85,5 0,84 9 6,5 2,2 2,9 0,0103
RA112M6 2,2 36 960 78 0,74 5 5,5 1,9 2,5 0,0185
RA112M8 1,5 36 700 73 0,70 5 4,5 1,7 2,1 0,0225
RA132SA2 5,5 43 2880 89 0,89 11 6,5 2,4 3 0,0155
KA132SB2 7,5 49 2890 89 0,89 15 7 2,5 3,2 0,0185
316 Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Таблица П2 (окончание)
। 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
RA132S2 5,5 45 1450 85 0,89 11 7 2,4 3 0,0229
RA132M2 7,5 52 1455 83 0,89 15 7 2,8 3,2 0,0277
RA132S6 3 41 960 79 0,79 7 5,9 2,2 2,6 0,0277
RA132MA6 4 50 960 80 0,80 9 6 2,2 2,6 0,0368
RA132MB6 5,5 56 950 82 0,82 12 6 2,2 2,5 0,0434
RA132S8 2,2 65 720 70 0,70 6 5 1,7 2,1 0,0530
RA132M8 3 73 715 70 0,70 8 6 1,8 2,4 0,0625
RA160MA2 11 112 2940 87,5 0,89 22 6,8 2 3,3 0,0438
RA160MB2 15 116 2940 90 0,86 29 7,5 2 3,2 0,0470
RA160L2 18,5 133 2940 90 0,88 35 7,5 2 3,2 0,0533
RA160MA4 11 ПО 1460 88,5 0,86 22 6,5 1,8 2,8 0,0613
RA160ML4 15 129 1460 90 0,87 29 7 1,9 2,9 0,0862
RA160M6 7,5 НО 970 87 0,80 16 6 2 2,8 0,0916
RA160ML6 11 133 970 88,5 0,82 23 6,5 2,2 2,9 0,1232
RA160MA8 4 107 730 84 0,71 10 4,8 1,8 2,2 0,1031
RA160MB8 5,5 112 730 84 0,71 14 4,8 1,8 2,2 0,1156
RA160L8 7,5 131 730 85 0,73 18 5,5 1,8 2,4 0,1443
RA180M2 22 147 2940 90,5 0,89 42 7,5 2,1 2,4 0,1443
RA180M4 18,5 149 1460 90,5 0,89 35 7 1,9 2,9 0,1038
RA180L4 22 157 1460 91 0,88 42 7 2,1 2,9 0,1131
RA180L6 15 155 970 89 0,82 31 7 2,3 3 0,1512
RA180L8 11 145 730 87 0,75 26 5,5 1,8 2,4 0,1897
RA200LA2 30 170 2950 92 0,89 55 7,5 2,4 3 0,1164
RA200LB2 37 230 2950 92 0,89 68 7,5 2,4 3 0,1326.
RA200L4 30 200 1475 91 0,86 59 7,7 2,7 3,2 0,1326.
RA200LA6 18,5 182 970 87 0,82 38 5,5 1,8 2,7 0,3100
RA200LB6 22 202 970 87 0,84 45 6 2 2,5 0,3600 —*•
RA200L8 15 202 730 88 0,80 34 5,7 2 2,5 0,3600
317
Таблица ПЗ. Синхронные двигатели
(ДБМ — двигатели бесконтактные, моментные)
Тип машины Момент номи- нальный (Нм) Число нар по- лю- сов Число фаз Сопро- тивле- ние фазы (Ом) Элскгро- матит- иая постоян- ная (с) Ток корот- кого замы- кания (А) Момент корот- кого замы- кания (Нм) Скорость холостого хода (об/мин) Тепловое сопротив- ление (град/Вт) Момент инер- ции (кгм2) Масса (кг)
ДБМ59-0.04-2-2 0,04 4 2 32 0,2 0,84 0,08 2440
ДБМ50-0.04-4-2 0,04 4 2 8 0,2 3,25 0,16 4880 5,5е-6 0,2
ДБМ7О-О.16-1-2 0,16 8 2 16,8 о,з 1,62 0,39 987
ДБМ70-0.16-2-2 0,16 8 2 4,2 0,3 6,38 0,77 1975 7,0е-5 0,35
ДБМ 100-0.4-0.6-2 0,4 8 2 10,8 0,4 2,45 0,84 690
ДБМ 100-0.41-2-2 0,4 8 2 2,7 0,4 9,8 1,67 1390 2,7е-4 0,6
ДБМ 120-1-0.2-2 1 8 2 21,65 0,6 1,25 1,19 240 0,25
ДБМ 120-1-0.4-2 1 8 2 0,4 0,6 5,0 2,38 485 0,25 1,0е-3 1,3
ДБМ 120-1-0.8-2 1 8 2 1,44 0,6 18,8 4,47 970 0,25
ДБМ 120-1.6-0.4-3 1,6 8 2 2,23 0,4 8,1 4,2 473 0,25 1,5е-3 1,8
ДБМ150-4-0.3-2 4 8 2 2,82 1,2 9,6 6,7 323 0,2
ДБМ150-4-0.6-2 4 8 2 0,72 1,2 37,5 13,1 646 0,2 Зе-З 3,0
ДБМ 150-4-1.5-2 4 8 3 0,05 1,2 340 47,3 1750 0,2
ДБМ185-6-0.2-2 6 8 2 2,64 1,4 10,2 11,5 195 0,15 9е-3 5,4
ДБМ 185-6-0.4-2 6 8 2 0,66 1,4 41,0 23,1 390 0,15
ДБМ 185-16-0.15-2 16 8 2 1,46 2,1 18,4 28 143 0,1 15е-3 9,2
ДБМ 185-16-0.3-2 16 8 2 0,37 2,1 73,8 56 286 0,1
ДБМ40-0.01-4.5-3 0,01 4 3 37,2 0,03 0,48 0,03 4570 1,4 5,5е-6 0,12
ДБМ40-0.01-9-3 0,01 4 3 9,3 0,03 1,93 0,05 9150 1,4
ДБМ63-0.06-3-2 0,06 8 2 16,6 0,05 1,63 0,13 2950 1,1 7е-5 0,32
ДБМ85-0.16-2-2 0,16 8 2 10 0,07 2,7 0,3 2040 1,0 2,7е-4 0,54
ДБМ85-0.16-2-3 0,16 8 3 6,6 0,05 2,7 0,36 1900 1,0
ДБМ 105-0.4-0.75-3 0,4 8 3 5,2 0,09 3,46 0,92 965 0,7 1е-3 0,98
ДБМ 108-0.6-1-2 0,6 8 2 4,3 0,14 6,3 1,62 917 0,6 1,5е-3 1,3
ДБМ105-0.6-0.5-3 0,6 8 3 6,6 0,1 2,7 1,17 600 0,6
ДБМ130-1.6-0.5-2 1,6 8 2 8 0,24 3,37 1,74 457 0,5 Зе-З 2,5
318
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
Таблица П4. Вращающиеся трансформаторы
(датчики положения ротора)
Параметры ВТ40 ВТ60 ВТ80 ВТ 120
Номинальная частота возбуждения (Гц) 2 2 2 2
Допустимый диапазон частоты возбуждения (Гц) 0,9-10 0,9-10 0,9-10 0,9-10
Полное входное сопротивление на номинальной частоте (кОм) 0,2 0,4 0,4 0,4
Коэффициент трансформации 0,16 0,16 0,37 0,37
Максимальная скорость сращения (об/мин) 5000 5000 5000 5000
Класс точности (утл. мин) 10 10 10 10
Масса (кг) 0,1 0,16 0,3 0,5
Момент инерции (кг хм2) 0,6x10 6 ю-5 Зх10~5 2х10'4
Литература
1. Алиев И. И. Электротехнический справочник М.: РадиоСофт, 2000.
383 с.: ил.
2. Башарин А. В., Новиков В. А., Соколовский Г. /• Управление электропри-
водами. Л.: Энергоатомиздат, 1982. 391 с.: ил.
3. Беленький Ю. М., Зеленков Г. С., Микеров А. Г. Опыт разработки и примене-
ния бесконтактных моментных приводов. Л.: ЛДНТП, 1987. 27 с.: ил.
4. Беленький Ю. М., Микеров А. Г Выбор и программирование параметров
бесконтактного моментного привода. Л.: ЛДНТП, 1990. 24 с.: ил.
5. Волков Н. И., Миловзоров В. П. Электромашинные устройства автоматики.
М.: Высшая школа, 1986. 335 с.: ил.
6. Глазенко Т. А., Гончеренко Р. Б. .ПолупровоДниковЬ1е преобразователи
частоты в электроприводах. Л.: Энергия, 1969. 184 с.: ил.
7. Глазенко Т. А. Полупроводниковые преобразователи в электроприводах
постоянного тока. Л.: Энергия, 1973. 304 с.: ил.
1 8. Гулътяев А. Имитационное моделирование в среде Windows. Санкт-Пе-
тербург: КОРОНА принт, 1999. 287 с.
9. Гулътяев А. Визуальное моделирование в среде MATLAB. СПБ.: Питер,
2000. 429 с.: ил.
10. Дьяконов В. П., Абраменкова И. В. MatLab 5. Система символьной мате-
матики. М.: Нолидж, 1999. 633 с.
11. Калашников Б. Е., Кривицкий С. О., Эпштейн Я- И. Системы управления
автономными инверторами. М.: Энергия, 1974. 105 с- HJL
12. Казмерковски П. Методы управления асинхронными машинами от ин-
вертора напряжения с широтно-импульсной модуДЯЦией/Электроприводы и
управление. Гданьск, 1998.
13. Ключев В. И. Ограничение динамических нагрузок электропривода. М.:
Энергия, 1971. 380 с.: ил.
14. Ковач К П., Рац И. Переходные процессы в машинах переменного тока/
Пер. с нем. М. Л.: Госэнергоиздат, 1963. 735 с.: ил.
15. Ковчин С. А., Сабинин Ю. А. Теория электропривода. Санкт-Петербург:
Энергоатомиздат, 1994. 496 с.: ил.
16. Карлащук В. И. Электронная лаборатория на IBM PC. М.: Салон-Р, 1999.
590 с.: ил.
17. Лазарев Ю. MatLAB 5.x. Киев: Ирина, BHV, 2000.381 с.: ил.
18. Медведев В. С, Потемкин В. Г Control System Toolbox. MatLab 5 для
студентов. М.: ДИАЛОГ-МИФИ, 1999. 287 с:: ил.
19. Онищенко Г Б., Локтева И. Л. Асинхронные вентильные каскады и
Двигатели двойного питания. М.: Энергия, 1979. 198 с.: ил.
20. Потемкин В. Г. Инструментальные средств^ MATLAB 5.Х. М.: ДИА-
ЛОГ-МИФИ, 2000. 332 с.: ил.
320
Компьютерное моделирование полупроводниковых систем
21. Применение силовых полупроводниковых приборов в преобразователь-
ной технике: Обзор/С. Г. Герман-Галкин, В. А. Рудский, Н. Н. Юрченко. Киев-
Препр. АН УССР. Ин-т Электродинамики. 1990. 33 с.
22. Разевиг В. Д. Система сквозного проектирования электронных устройств
DesignLab 8.0. М.: Солон, 1999. 698 с.: ил.
23. Ромаш Э. М., Драбович Ю. И., Юрченко Н. Н., Шевченко П. В. Высоко-
частотные транзисторные преобразователи. М.: Радио и связь, 1988. 288 с.: ил
24. Рудаков П. И., Сафонов И. В. Обработка сигналов и изображений
MATLAB 5.х/Под общ. ред. В. Г. Потемкина. М.: ДИАЛОГ-МИФИ, 2000
416 с.: ил.
25. Сандлер А. С., Сарбатов Р. С. Автоматическое частотное управление
асинхронными двигателями. М.: Энергия, 1974. 327 с.
26. Слежановский О. В. и др. Системы подчиненного регулирования элект-
роприводов переменного тока с вентильными преобразователями. М.: Энерго-
атомиздат, 1983. 335 с.
27. Способы уменьшения динамических потерь в транзисторных инверторах
/А. К. Шидловский, Ю. И. Драбович, Н. Н. Юрченко, П. И. Шевченко. Киев:
Препр. АН УССР, 1982. 22 с.: ил.
28. Справочник по автоматизированному электроприводу/Под ред. В. А.
Елисеева, А. В. Шинянского. М.: Энергоатомиздат, 1983. 616 с.: ил.
29. Флоренцев С. Н. Состояние и перспективы развития приборов силовой элек-
троники на рубеже столетий: Анализ рынка. — Электротехника. 1999, № 4. С. 2-10.
30. Цифровые электроприводы с транзисторными преобразователями/С. Г.
Герман-Галкин, В. Д. Лебедев, Б. А. Марков, Н. И. Чичерин. Л.: Энергоатомиз-
дат. Ленингр. отд-ние, 1986. 248 с.: ил.
31. Чиженко И. М., Руденко В. С., Сенько В. И. Основы преобразовательной
техники. М.: Высшая школа, 1974. 429 с.: ил.
32. Эпштейн И. И. Автоматизированный электропривод переменного тока
М.: Энергоиздат, 1982.
33. Afonin A., Kramarz W, Cierzniewski Р Elektromechaniczne przetwomiki
energii z komutacja elektronicyna. Szczecin, 2000. 242 с.: ил.
34. Blaschke F. Das Prinzip der Feldorientierung die Grundlage fur
Transvektor Regelung von Drehfeldmaschienen/Siemens-Zeitschrift. 1971. Bd. 45.
H.10. S. 761-764.
35. Kazmierkowski M., Tunia H. Automatic Control of Converter-Fed Drives.
ELSEVIER Amsterdam — London — New York — Tokio. PWN-POLISH
SCIENTIFIC PUBLISHERS. Warszawa, 1994. 559 c.
36. Szczesny R. Komputerowa symulacja ukladow energoelektronicznych. Wyd-
Politechniki Gdanskej, 1999.
37. Tunia H., Kazmierkowski M. Podstawy automatyki napedu elektryczncgo.
Warszawa — Poznan: Panstwowe Wydawnictwo Naukowe. 1978. 323 с.: ил.