Многофункциональные трансформаторы в средствах вторичного электропитания - Заика П.Н., Задерей Г.П.

Author: Заика П.Н. Задерей Г.П.

Tags: электротехника электрические машины и аппараты электронно-и аппаратостроение электроника трансформаторы электропоезда издательство радио и связь

ISBN: 5-256-00210-4

Year: 1989

Similar

Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным входом

Трансформаторы

Ремонт трансформаторов

Проектирование импульсных трансформаторов

Text

ББК 31.264.5
3-15
УДК 621.314.21
Рецензент канд. техн, наук В. Г. Костиков
Редакция литературы по конструированию и технологии производства
радиоэлектронной аппаратуры
Задерей Г. П., Заика П. Н.
3-15 Многофункциональные трансформаторы в средствах
вторичного электропитания. — М.: Радио и связь, 1989.—
176 с.: ил.
ISBN 5-256-00210-4.
Изложены физические основы, конструктивно-технологические особенности
проектирования и изготовления многофункциональных трансформаторов и раз-
личных устройств вторичного электропитания на их основе. Показана эффек-
тивность построения вторичных источников питания с учетом использования
их в ЭВМ, лазерных системах, средствах автоматизации технологических
процессов. Приведены схемы и характеристики.
Для инженерно-технических работников, занимающихся "разработкой и
эксплуатацией устройств электропитания.
2302020200—081
046(01)—89 ~
ББК 31.264.5
ISBN 5-256-00210-4
© Издательство «Радио и связь», 1989
ВВЕДЕНИЕ
Современную науку и технику невозможно представить без ра-
диоэлектронных средств обеспечения. Радиоэлектроника проникла
во все отрасли народного хозяйства, во все сферы человеческой
деятельности. При этом ни один радиоэлектронный аппарат не-
мыслим без тех или иных источников вторичного электропитания
(ИВЭП). Пути развития современных ИВЭП обусловлены тремя
основными особенностями.
Первая — насыщенность современных автоматизированных
, систем микрорадиоэлектроникой, основанная на широком внедре-'
нии вычислительной техники, — делает все более актуальными
задачи увеличения функциональных возможностей радиоэлектрон-
ных устройств на единицу объема, массы, повышения их КПД и
надежности. Если для функциональной части аппаратуры эти за-
дачи успешно решаются на базе достижений микроэлектроники,
то в технических средствах обеспечения и особенно в таких, как
ИВЭП, перечисленные задачи решаются менее результативно. В
настоящее время до 50% объема и массы аппаратуры приходится
на долю ИВЭП. При этом значительную часть (до 80% объема
и массы ИВЭП) составляют трансформаторы, дроссели, конденса-
торы. Следовательно, снижение массогабаритных характеристик
силовых электронных компонентов и использование подходящего
к ним схемного построения ИВЭП являются ключевым шагом к
улучшению технико-экономических показателей последних.
Необходимость уменьшения габаритов и массы обусловила пе-
реход к ИВЭП с преобразованием на частотах в десятки и сотни
килогерц. Однако использование традиционных схем и элементов,
работающих в ключевом режиме, породило проблему большой
элементоемкости и высокого уровня электро- и радиопомех. Нали-
чие емкостного входа у ИВЭП ведет к возбуждению в цепи пер-
вичный источник — ИВЭП на кратных гармониках автомодуля-
ционных и параметрических колебаний со всеми вытекающими
отсюда последствиями.
Развитие систем навигации, ориентации и их массовое про-
никновение в движущиеся объекты сделали актуальнейшей зада-
чу создания компактных, безотказных и долговечных ИВЭП.
Появился и расширился круг устройств, требующих непрерывае-
мого питания, достигаемого обычно с помощью различных комби-
наций: две независимые сети, два автономных источника, обще-
промышленная сеть и автономный источник и т. п. И в этом слу-
чае необходимы высокоэффективные, малогабаритные, надежные
3
ИВЭП, обеспечивающие неразрывный плавный переход на пита-
ние с одного первичного источника на другой и обратно.
Вторая особенность состоит в том, что увеличение числа Элек-
тр опр и емки ков, создаваемых на основе низ ко потенциальной мик-
роэлектроники и цифровых методов обработки информации, в том
числе с импульсным потреблением мощности, обострило- пробле-
му защиты от помех, проникающих через традиционные ИВЭП
из первичных сетей в аппаратуру и обратно. Более того, тради-
ционные ключевые ИВЭП создают собственные помехи. Наконец,
современные мощные приемники электроэнергии, в том числе и
такие, как ЭВМ, из-за быстрого изменения в широких пределах
потребляемого ими от первичного источника тока (до 40 А и бо-
лее по одной фазе), а также наличия емкостей и индуктивностей
при достаточной протяженности минимально допустимой длины
кабеля питания генерируют электропомехи, нарушающие работу
как собственных, так и соседних аппаратов. Используя данные
[1, 2], можно показать, что при длине типового четырехпроводно-
го кабеля питания около 25 м, cos 0,7, колебаниях потребляе-
мого тока (~40 А на фазу) 5% с частотой около 3,5 кГц в сети
питания 220 В, 50 Гц могут возбуждаться затухающие колеба-
ния с пиковыми значениями напряжения до 1 кВ на частотах,
кратных 3,5 кГц.
С другой стороны, существуют постоянные запоминающие уст-
ройства (ПЗУ), в которых уровень сигналов, снимаемых с голо-
вок, составляет 0,1... 1 мВ, а устройства позиционирования на
электродвигателях,. имея скачкообразное изменение потребляемо-
го тока в несколько ампер, создают по цепям питания электро-
помехи в десятки — сотни вольт в полосе частот сотни герц —
сотни килогерц. Эти помехи приводят к ошибкам в считывании
информации, невыполнению решаемой задачи и соответственно к
технико-экономическим потерям.
Спектральный состав помех в цепях электропитания лежит в
полосе частот от сотен герц до десятков — сотен мегагерц, а пи-
ковые значения напряжений могут достигать сотен вольт — еди-
ниц киловольт [3—5]. Поскольку такие помехи проникают через
традиционные ИВЭП, то в работе ЭВМ и других цифровых сис-
тем управления наблюдаются частые сбои, ошибки в работе. За
восьмичасовую рабочую смену число сбоев в работе ЭВМ в усло-
виях производства составляет 10—20. На их восстановление за-
трачивается примерно 0,2 ч. При стоимости одного машинного
часа около 80 руб. потери в расчете на 1000 ЭВМ в течение го-
да составят около 3 млн. руб. Защита от помех не можёт быть
удовлетворительно осуществлена с помощью только пассивных
ЛС-фильтров, поэтому в настоящее время для развязки с сетью
используют мотор-генераторы. Однако требующиеся при этом спе-
циальные помещения и затраты на обслуживание делают данный
путь малоэффективным. Разрешение этой актуальнейшей задачи,
с одной стороны, может быть в создании мощных активных поло-
совых фильтров,’с другой — в разработке и использовании такой
топологии построения ИВЭП (в том числе и ключевых), при ко-
торой бы они, обеспечивая гальваническую развязку, не создава-
ли электро- и радиопомех.
Учитывая широкое внедрение автоматизации и роботизации, в
промышленности требуются высоконадежные, точные системы им-
пульсно-фазового управления тиристорными приводами, работаю-
щие в тяжелых условиях эксплуатации (глубокие просадки до
30%, искажения и несимметрия фаз питающего напряжения до
10%, наличие индустриальных помех, широкий диапазон темпе-
ратур окружающей среды —50... +50°С).
Третья особенность заключена в резко увеличивающейся эле-
ментно- и материалоемкости ИВЭП, что обусловлено все расши-
ряющимся кругом их функциональных задач и частично резким
уменьшением сопротивлений нагрузок. Так, традиционные ключе-
вые ИВЭП с преобразованием частоты могут содержать до 500
дискретных элементов на блок и работать на нагрузки в сотые
доли ома. Многоэлементность, особенно в силовой части, непос-
редственно влияет на долговечность и надежность ИВЭП. За счет
уменьшения до 25% числа дискретных элементов в ИВЭП может
быть достигнуто расчетное среднее время наработки на отказ по-
рядка 800 000 ч [6].
С широким внедрением БИС и СБИС складывается ситуация,
когда число дискретных элементов в функциональной части аппа-
ратуры и в системе вторичного электропитания сравнивается.
При этом доля силовых элементов в системе электропитания зна-,
чительно превышает число таких же элементов в функциональной
части аппаратуры. В результате прогресс в повышении надежнос-
ти и долговечности в значительной степени определяется ИВЭП.
Успехи, достигнутые в слаботочной и низковольтной электро-
нике с созданием БИС и СБИС, значительно опередили развитие
накопительных элементов, таких как дроссели, трансформаторы,
конденсаторы.
Можно утверждать, что дальнейший прогресс в развитии
ИВЭП немыслим без использования принципа интеграции в си-
ловых электронных компонентах; разработки оптимальной топо-
логии построения силовых преобразователей, не имеющих токовых
пульсаций на выходе и входе; применения активных фильтров;
создания и применения силовых фазовращателей и сумматоров
трансформаторного типа. Этим вопросам и посвящена данная
книга.
Следует отметить, что книги по ИВЭП на основе многофунк-
циональных электромагнитных трансформаторов отсутствуют, а
имеющаяся информация представлена в виде отдельных статей,
изобретений, трудов конференций или семинаров по преобразова-
тельной технике. Поэтому авторы ставили перед собой цель: обоб-
щить результаты отечественных и зарубежных исследований и
разработок ИВЭП на основе МЭТ, в том числе свой многолетний
опыт работы в этой области, и ознакомить специалистов с широ-
кими возможностями данного класса устройств.
5
Г л а в a 1.
ФИЗИЧЕСКИЕ
И КОНСТРУКТИВНО-ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ
ОСОБЕННОСТИ МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫХ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ
1.1. КЛАССИФИКАЦИЯ, ОБОЗНАЧЕНИЯ, ТЕРМИНЫ
Многофункциональный электромагнитный трансформатор
(МЭТ) — электромагнитный компонент, выполняющий одновре-
менно несколько функций и построенный на единой магнитной це-
пи с многими обмотками, часть из которых (или все) конструк-
тивно выполнены в виде совмещенных индуктивности и емкости.
Его удобно классифицировать по назначению, числу исполняемых
функций (степени функциональной интеграции), управляемости,
Рис. 1.1. Примерная классификация МЭТ
6
взаиморасположению магнитных потоков, типу магнитной цепи
(рис. 1.1).
Классификацию МЭТ по назначению целесоовбразно строить
применительно к некоторому набору основных функциональных
операций, выполняемых типовыми ИВЭН. Придавая каждой фун-
кциональной операции условное символическое изображение,
представим набор операций в виде табл. 1.1. Очевидно, в процес-
се дальнейшего развития ИВЭП на МЭТ табл. 1.1 будет допол-
няться. Более того, возможно появление функциональных опера-
ций, составленных из основных, и в этом случае такой составной
Таблица 1.1
Функциональная операция
Символическое изображение
функциональной операции
Гальваническая развязка по постоянному току
с возможным преобразованием напряжений по пе-
ременному току
Преобразование напряжения переменного тока
в напряжение постоянного
Преобразование напряжения постоянного тока
в напряжение переменного
Преобразование уровня напряжения постоян-
ного тока

Фильтрация напряжения переменного тока
Фильтрация напряжения постоянного тока
Стабилизация напряжения переменного тока
Стабилизация напряжения постоянного тока
Регулируемая канализация энергии от двух ис-
точников в нагрузку
Вентильность

7
Таблица 1.2
Символ функциональ-
ной операции
Наименование «строительного блока»
Употранс (управляемый потоком ре-
зонансный трансформатор)
Обозначение блока
Паратранс
форматор)
(параметрический транс-
Шунттрансформатор
Выпрямитель
Инвертор
Конвертор
8
Окончание табл, 1.2
Символ функциональ-
ной операции
Наименование «строительного блока»
Канализатор
Обозначение блока
Примечание. X — ключ электронный; У — управление.
операции будет соответствовать символическое изображение, так
же составленное из основных.
Введение символических изображений основных функциональ-
ных операций позволяет сократить и упростить текстовые и функ-
циональные схемные описания, используемые в документации на
ИВЭП. Каждой функциональной операции табл. 1.1 поставим в
соответствие уже известные физически реализованные устройства,
в том числе и многофункциональные трансформаторы. При этом
используем уже существующие или введем новые их схемные
обозначения и наименования. В результате указанных действий
получен и в табл. 1.2 представлен основной набор базовых «бло-
ков» (с обозначениями и наименованиями) для строительства ти-
повых ИВЭП на основе МЭТ. В табл. 1.2 установлено системное
местоположение каждого силового МЭТ в иерархии строительных
«блоков» ИВЭП на МЭТ, т. е. выполнена классификация МЭТ
по назначению. Многофункциональность МЭТ частично отражена
символами преобразования.
9
1.2. ОСНОВЫ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ ИНТЕГРАЦИИ
В МАГНИТНЫХ РАДИОКОМПОНЕНТАХ
К концу 60-х началу 70-х гг. в развитии низкочастотных ма-
ломощных трансформаторов и дросселей обозначился спад. Это,,
с одной стороны, выразилось в снижении научно-технического и
промышленного интереса к традиционным маломощным трансфор-
маторам и дросселям, а с другой — в резком увеличении теоре-
тических и физических поисков простейших базовых элементов>
позволяющих синтезировать электрические и магнитные цепи, в
том числе трансформатор и дроссель. По существу же в области
разработки и применения собственных маломощных трансформа-
торов и дросселей сложились следующие проблемы: маломощные
трансформаторы питания, дроссели фильтров стали составлять до
30 ...35% объема и массы ИВЭП, существенно ограничивая воз-
можности их миниатюризации; однофункциональность магнитных
радиокомпонентов (МРК) наряду с резко возросшим объемом
функциональных задач ИВЭП обусловила построение последних
по принципу функция — электронный узел, что привело к увели-
чению их стоимости и снижению надежности из-за резкого увели-
чения элементоемкости; использование пассивных LC-фильтров
для защиты цифровой аппаратуры от помех оказалось неэффек-
тивным, а применение мотор-генераторов — технико-экономически
нецелесообр азным.
Поиски путей решения этих проблем шли по следующим четы-
рем основным направлениям:
совершенствование электромагнитных систем, создание и при-
менение более качественных ферромагнитных материалов, улуч-
шение технологии их обработки, повышение рабочих частот;
изучение возможности построения различных схем без исполь-
зования функций индуктивности и взаимоиндуктивности;
исследование путей схемного синтеза функций индуктивности
и взаимоиндуктивности с помощью других базовых элементов;
поиски путей реализации идей функциональной интеграции,
т. е. возможностей создания многофункциональных электромагнит-
ных трансформаторов, выполняющих одновременно несколько
функций.
По первому направлению существенное улучшение характерис-
тик трансформаторов и дросселей ограничивалось довольно мед-
ленным совершенствованием ферромагнитных материалов. Только
с появлением в конце 70-х годов промышленных образцов аморф-
ных ферромагнетиков наметился некоторый прогресс. Второе на-
правление не дало положительных результатов, особенно примени-
тельно к силовым цепям. Третье направление увенчалось создани-
ем на основе активных приборов аналогов трансформаторов и
дросселей. Однако из-за низкого КПД, который составляет едини-
цы процентов, их применение нецелесообразно в силовой элект-
ронике. Четвертое направление оказалось одним из наиболее пло-
дотворных. Уже к концу 60-х годов появились первые сообщения
10
об исследованиях, а промышленные разработки и опыт практи-
ческого использования подтвердили его перспективность.
В настоящее время промышленно освоены различные типы
МЭТ и блоки ИВЭП на их основе, в том числе паратрансы, упо-
трансы, трансформаторы-стабилизаторы тока, трансформаторы-
конверторы фазы, трансформаторы-переключатели, трансформато-
ры-фазовращатели, совмещенные индуктивности — емкости и др.
Полученные многофункциональные трансформаторы выполняют
одновременно до десяти функций.
Реализуемость функциональной интеграции в электромагнит-
ных радиокомпонентах основывается на следующих физических
закономерностях и идеях:
1. Наличие топологической дуальности между электрическими
связями в электрической цепи и магнитными связями в эквива-
лентной магнитной цепи. Электрическому узлу соответствует маг-
нитный контур, и наоборот. Подобно электрической, магнитную
цепь можно представить в виде соединения комплексных магнит-
ных сопротивлений Если рассматривать процесс на-
магничивания ферромагнетика в линейном приближении, то при
гармоническом воздействии, воспользовавшись понятиями магни-
тодвижущей силы F и магнитного потока Ф, можно показать, что
где 7?ZM “ собственное активное магнитное сопротивление ветви
магнитной цепи; w — число витков обмотки на ветви магнитопро-
вода; -— комплексное электрическое сопротивление,
подключенное к обмотке; Zm.bh — вносимое в магнитную ветвь
м а гнитн о е со пр о ти вл ени е.
Характер и выражения для вносимых магнитных сопротивле-
ний в зависимости от подключаемых электрических цепей пред-
ставлены в табл. 1.3. В частности, ветвь магнитной цепи при сде-
ланных допущениях будет иметь чисто реактивное магнитное со-
противление Xm = coLm.bh>0, если выполнены следующие условия:
7?'M+toX2w2/|Z|2 = 0; Л'м^О. Из изложенного следует, что пассив-
ной электрической цепи можно поставить в соответствие магнит-
ную цепь, эквивалентную по выполняемым функциям.
2. Использование параметрических и нелинейных эффектов
для создания трансформаторов с переменным во времени и уп-
равляемым коэф ф и ци ент ами тр а нс фо р м аци и. С л е дует отметить,
что синтез параметрических цепей из задачи чисто теоретической
в настоящее время превратился в актуальную практическую проб-
лему, тесно связанную с постоянно возникающими потребностями
построения оптимальных систем преобразования электроэнергии.
С помощью управляемых трансформаторов, изменяя в каждом
коэффициент трансформации, можно строить нелинейные двухпо-
люсники с различными характерами нелинейностей (в том числе
и отрицательные).
11
Таблица 1
Электриче- ское сопро- тивление Вносимое маг* нитное сопро- тивление Электромагнитная схема _ _ * Эквивалентная магнитная схема
Сравнительная простота реализации неколлинеарно взаимодей-
ствующих потоков в объеме ферромгагнетика открывает широкие
возможности для осуществления г параметрической связи между
входом и выходом. Характеристика ц(//) является четной и сим-
метричной. Это позволяет, например, в параметрических транс-
форматорах, работая в энергетически наиболее выгодном режиме
(резонанс второго ряда), иметь частоту напряжения на выходе,
равную частоте питающего напряжения: Управление ортогональ-
ным потоком получается симметричным и практически линейным.
3. Возможность объединения на единой магнитной цепи с мно-
гими обмотками функций дросселя и трансформатора, подчиняю-
щихся условию вольт-секундного баланса. Такой объединенный
дроссель — трансформатор позволяет не только уменьшить массу
и габариты, но и существенно снижает тактовые пульсации в
конверторах.
12
4, Использование в качестве токовых проводников двух- и трех-
слойной фольги с диэлектрическими прослойками, что позволяет
создавать различные элементы с совмещенными индуктивностью
и емкостью (индукон). Индукон обеспечивает экономию дефицит-
ных материалов, повышает КПД и открывает широкие возмож-
ности автоматизации промышленного производства МЭТ. Однако
следует заметить, что для производства индуконов требуется.соз-
дание специального технологического оборудования и введение
вакуумной гигиены.
1.3. МАГНИТНЫЕ МАТЕРИАЛЫ И МАГНИТОПРОВОДЫ
Поскольку одной из предпосылок к функциональной интеграции в транс-
форматорах является условие управляемости и временной вариантности коэф-
фициента трансформации, то рассмотрим их с этих позиций. Все магнитные
цепи можно составить из четырех базовых магнитопроводов: стержневого, ба-
лансного мостового, ортогонального.
Рассмотрим возможности основных типов 'Магнитопроводов с позиций по-
строения на них трансформаторов с управляемым коэффициентом трансфор-
мации. В идеальном случае коэффициент трансформации определяется как от-
ношение числа витков выходной обмотки к числу витков входной. К сожале-
нию, на практике электрическим путем не удается изменять число витков и
таким образом управлять собственно коэффициентом трансформации. Поэтому
в реальных трансформаторах необходимо рассматривать управление не коэф-
фициентом трансформации, а коэффициентом передачи по напряжению (току).
Очевидно, эффективнее и качественнее изменять или управлять коэффициен-
том передачи за счет перераспределения магнитных потоков между участками
рабочей цепи, а не регулированием эквивалентных потоков рассеяния или на-
магничивания. Последние, не участвуя непосредственно в рабочем процессе,
создают дополнительные энергетические потери. Коэффициент передачи явля-
ется величиной комплексной, поэтому необходимо рассматривать зависимость
модуля и фазы коэффициента передачи от управляющего воздействия.
Простейшие схемы с несимметричным управлением. Простейшие схемы
трансформаторов с управляемым коэффициентом передачи на основе стержне-
вой и броневой конструкций магнитопроводов (рис. 1.2) имеют несимметричное
управление. В силу последнего изменение модуля коэффициента передачи про-
исходит за счет перераспределения эквивалентного потока рассеяния на броне*,
м.у
Рис. 1.2. Электромагнитные схемы
трансформаторов на стержневом (а)
простейших несимметрично управляемых
и броневом (б) сердечниках
13
вом сердечнике или потока намагничивания на стержневом сердечнике. В обо-
их случаях расчет на заданные электрические и энергетические характеристики
необходимо производить в режиме минимальных потоков рассеяния или нама-
гничивания. Следовательно, для управления необходимо иметь дополнительный
объем ферромагнитного материала.
Обе схемы, е&ди пренебречь потерями в ферромагнетике, могут быть описа-
ны системой уравнений:
(1Ф
"Г" +''х »1 = «15
at
<1Ф «-о
W* ,, + /"2 *2 + “ 0 >
at
Где ^1 = ^piФр1 И Фр2, Фм1 И Фм2 — ПОТОКИ
рассеяния и намагничивания от входной и выходной обмоток соответственно;
— поток взаимосвязи входной и выходной обмоток; rb г2 — сопротивления
входной и выходной обмоток; — напряжение с выходной обмотки на на-
грузке.
Полагая токи, потоки и напряжения гармоническими и решая (1.1) отно-
сительно коэффициента передачи по напряжению, получаем выражения
для модуля ]&(/<о) | и фазы ср(со) в виде:
......____________________________nRa_____________________________
1 (/ 1 “ {[«> ioi («2 rt + га + Ra) + <в L02 rt + <о Ln (ra + +
* + [co* L01 (n* Lal 4- Lg2) - г, (r, + Лн) 4- co2 Lal Lff2]2} 1 /2 (
.. , Lei («8 + La2) ~ fi + ^?h) 4-<»2 iax ^а2
w (to) = — arctg —-— -----------------------------------------------------,
(oLOj (л2 rt + r2 + ^h) + 6) (r2 + Л?н) + соЛа2 г±
где Lqi = Wi = —~ (^pi 4“
= 3 “ (Фр2 + Фцг)//«•
Для стержневой конструкции магнитопровода ФМ1 = Фм2^0; L01=Wi<Ppi/Ii^
«const; LG2=t00P2//2==const; = где 2?м.у, 7?м — магнитные со-
противления управляемой и неуправляемой частей стержневого магнитопровода.
Из (1.2) можно установить, что с изменением /?м.у меняется значение | &(/©)[
в области низких частот (рис. 1.3).
Для броневой конструкции магнитопровода при изменении /?му сущест-
венно меняются L а1 и L о2, что приводит к изменению |&(/<о)| в основном
в области верхних частот полосы пропускания трансформатора (рис. 1.4).
Таким образом, в несимметрично управляемых трансформаторах стержне-
вой и броневой конструкций управление модулем коэффициента передачи про-
исходит путем сужения полосы рабочих частот за счет области нижних (для
стержневой) или верхних (для броневой) частот. В обоих случаях это ведет к
неэффективному использованию объема ферромагнитного материала и сужению
полосы рабочих частот. Достоинством является конструктивно-технологическая
простота.
Балансная схема. Балансная схема симметричного двухтактного управляе-
мого трансформатора с встречным включением выходных (входных) обмоток
14
Рис. 1.4. Изменение модуля коэф-
фициента передачи в броневом не-
симметрично управляемом транс-
форматоре
Рис. 1.3. Изменение модуля коэффи-
циента передачи в стержневом несим-
метрично управляемом трансформа-
торе
на броневом магнитопроводе показана рис. 1.5. При полной симметрии поло-
вин выходных (входных) обмоток и их кернов практически отсутствуют на-
пряжения на выходе при наличии напряжения на входе. При полном рассим-
метрировании, когда управляемые магнитные сопротивления (на рис. 1.5 за-
штрихованные участки магнитопровада) /?"м.у максимальны (или минимальны),
а Я'м.у минимальны (или максимальны), на выходе появляется максимальное
напряжение. Для обеспечения симметричного двухтактного управления в схеме
(см. рис. 1.5) задается начальное смещение по сопротивлению 7?м.у. Правиль-
ный выбор начального постоянного смещения обеспечивает требуемую линей-
ность динамической характеристики в заданном диапазоне. Наличие же сим-
метричного (двухтактного) управления позволяет реализовать глубокое изме-
нение модуля коэффициента передачи с сохранением исходной полосы пропус-
кания рабочих частот без возрастания эквивалентного потока рассеяния или
потока намагничивания за счет перераспределения рабочих потоков между по-
ловинами входной обмотки.
Если пренебречь потоками рассеяния по сравнению с Ф'2 и Ф/Л2, то баланс-
ная схема может быть описана следующей системой уравнений:
it = ап Ф± + aist Ф2;
i2 Wjj — @21 Ф± НН @22 Фд>
(1.3)
где Пн —;
= Ф'2-Ф"; Я'2=Я'м.у+^'м2;
@22= ~~ (^й+Л^г); П12 — #21 . (R'z—Ф2^
R"2—R"K.y+R"M2\ Rm, R'z, ifl"2 — магнитные сопро-
Рис. 1.5. Электромагнитная баланс-
ная схема симметричного двух-
тактно управляемого трансформа-
тора с встречным включением вы-
ходных обмоток
----о
ZZ2
15
тивления соответствующих участков магнитопровода без учета потерь в ферро-
магнетике; Г2=г2п+/?н, г2л — сопротивление выходной обмотки, /?н — сопро-
тивление нагрузки; Г\ — сопротивление входной обмотки.
Полагая токи, потоки и напряжения гармоническими, из (1.3) после неслож-
ных преобразований определяем выражения для модуля и фазы коэффициента
передачи по напряжению в виде
1^1
It'll
|й(/®)1 =
co NR
, , L «2 (Ml М — А/2) — гх г2
ф (со) _ arctg----------------------------,
Граничные нижняя со(2>о,7 и верхняя со(1)о,7 частоты полосы пропускания по
уровню 3 дБ, определенные из соотношения [а)2(£п£22—АР)—^1^2]/®(^11^2+
+^22^1) =dzl, позволяют найти перекрытие по частоте в процессе управления
как отношение граничных частот:
ю07_______1 I Г (t-ц Га + М Г])2 + 4 (£11 — М2) гг гг
coPI - (Ln L.2& — М2) Г1Г2
и» *
р ^11^2 ~Ь ^22 )
~\/(^11 ^22 — АГ2) /"1 ^2 '
11/2
В балансной схеме с встречным включением выходных (входных) обмоток
и симметричным управлением удается получить перекрытие по полосе со(В0,7/
<о<2)о,7«-200 при управлении модулем коэффициента передачи до 1000, коэф-
фициенте нелинейных искажений менее 1%. Глубина модуляции модуля коэф-
фициента передачи, обусловленная большим изменением разности потоков
(Ф'2—Ф"ъ), ограничивается остаточной асимметрией боковых кернов. Введе-
нием постоянного начального смещения удается уменьшить асимметрию до
значения менее 1 %. Схема управления строится так, чтобы поток смещения и
поток управления складывались для одного и вычитались для другого боковых
кернов, т. е. при уменьшении Я'м.у увеличивалось у, или наоборот. Оста-
точная асимметрия из-за не идеальност и геометрии может быть еще уменьшена
подачей дополнительного постоянного смещения для изменения только R'm.j
или Гм.у.
16
Благодаря указанным достоинствам балансная схема симметрично управ-
ляемого трансформатора может служить основой при построении таких амп-
литудных МЭТ, как трансформаторы-балансные модуляторы, трансформаторы-
триггеры, параметрические трансформаторы-сумматоры, трансформаторы-умно-
жители и делители напряжения и др. Недостатки при управлении пар аллель-
-НЫМ)И полями сопротивлениями R'm.j и R"M.7 обусловлены трудностью защиты
цепей управления от проникновения в них сигналов основной частоты, а при
управлении ортогональными полями — сложностью конструкции магнитной
цепи.
Мостовая схема. Электромагнитная схема мостового симметричного и двух-
тактно управляемого трансформатора на мостовом магнитопроводе (рис. 1.6)
при хорошем симметрировании плеч моста обеспечивает практически отсутст-
вие напряжения на выходе при наличии его на входе.
Если пренебречь потерями в ферро-магнетике и потоками рассеяния по воз-
духу,’ то схему на рис. 1.6 можно описать следующими уравнениями:
ii == Rq Фо + RiФ^ 4~4^2 Фг; 0 — RsФз 4“ ^4Ф4— R2Ф^ — Ri&i>
i2 йУд — RФ 4~ Rs Фз — -^2 Ф2» Фо Ф± И- Ф& —— Ф% “И Фз, Ф1~=: Ф 4“ Ф%1 (1 .5)
где Ro, Ri, R2, Лз, — магнитные сопротивления соответствующих участков
магнитопровода. Решение системы (1.5) в предположении гармоничности токов,
напряжений и потоков относительно модуля и фазы коэффициента передачи по
напряжению имеет вид
|С/2|
|Л/®)1=Нг =
1C71I
________________________to MRn__________________
“ {[032(/-11/-22-Мг)-/'1Г2Г24-и(^и^ + ^22''1)2}1/2 ’
Ф (со) — arctg
со2 (Ln L22 — М2) — г1 г2
(Ь6)
(^11 г2 4~ ^22 г 1)
Где
£ц — CZ22/Д» ^22 — ^2 ^117 Д’
М = W.J. ЙУ2 I «121 /Д’,
_ (/?! 4- ^2) (^з + £4) . _
11 ° + Rz + ₽з 4~ ^4 1 11 4- ^2:4- *з 4" R*
D , №4Ш24Яз). л _ <2
О22 — R + , А — &22 ^12*
4- R% + Rs 4~ ^4
При симметричном двухтактном управлении должны выполняться условия
/?1 — #з и Rz^Rt. Если при этом выполнить конструкцию магнитного моста так,
чтобы то выражения для Ли, £22, М упрощаются:
L _ 2R + № +
11 2(RS + R,R2) + 2R(R1 + Rz) ' .
М —
2/? 4 (^х4- ^з)
2 (Я2 + У?! Я2) 4- 2R № + Rz) ’
Рис. 1.6. Электромагнитная схема (а) и схемное обозначение (б) мостового
симметричного двухтактного управляемого трансформатора
s)
Сравнение (1.6) с (1.4) показывает, что мостовой симметричный двухтакт-
но управляемый трансформатор по коэффициенту передачи эквивалентен ба-
лансному симметричному двухтактно управляемому трансформатору. Следова-
тельно, мостовая схема, как и балансная, может быть использована для по-
строения аналогичных МЭТ и с одинаковыми результатами. В зависимости от
конкретных изделий выбор той или иной схемы определяется конструктивно-
технологическими соображениями.
Схема с ортогональным расположением входной и выходной обмоток. На
рис. 1.7 представлена одна из типичных электромагнитных схем, управляемого
трансформатора с взаимно-ортогональным расположением входной и выходной
обмоток. В такой конструкции трансформатора при строгой взаимной ортого-
нальности двух С-образных магнитопроводов и симметричности участков каж-
дого магнитопровода сигнал на выходе отсутствует при наличии входного. При
постоянных полях смещения, создаваемых токами и в обмотке wl и г2 в об-
мотке w2, потоки Фс1 и Фс2 складываются в одной диагонально расположен-
ной паре мест стыковки магнитопроводов и вычитаются в другой. В результате
магнитные сопротивления мест стыка, в которых потоки складываются, и мест
стыка, в которых вычитаются, начинают существенно различаться. Такое на-
рушение симметрии в магнитных сопротивлениях мест стыков приводит при
подаче переменного напряжения ui к появлению напряжения и2 на выходе.
Изменением степени асимметрии магнитных сопротивлений мест стыков с по-
мощью потоков Фс1 и ФС2 можно управлять коэффициентом передачи по на-
zz)
Рис. 1.7. Типовая конструкция (а) и схемное обозначение (б) управляемого
трансформатора с взаимно-ортогональным расположением входной и выход-
ной обмоток
18
Рис. 1.8. Конструктивные преобразования, устанавливающие эквивалентность
управляемого трансформатора с взаимно-ортогональным расположением об-
моток и управляемого трансформатора по мостовой схеме (ц)->-(б)->(г)“>(£)

©ряжению в трансформаторе с ортогональным расположением входной и вы-
ходной обмоток.
Простейшими конструктивными преобразованиями схема исходной конст-
рукции управляемого трансформатора с взаимно-ортогональным расположением
обмоток приводится к мостовой схеме управляемого трансформатора (рис. 1.8).
Поэтому модуль и фаза коэффициента передачи по напряжению управляемого
трансформатора с взаимно-ортогональным расположением входной и выходной
обмоток и управляемого мостового трансформатора описываются выражением
П.6).
Таким образом, в функциональном плане балансная, мостовая и с взаимно-
ортогональным расположением обмоток схемы управляемых трансформаторов
эквивалентны. Однако в зависимости от вида функциональных задач, рабочей
частоты, мощности и т. п. конструкция той или иной схемы оказывается более
предпочтительной.
Управляемые магнитные радиокомпоненты по характеру применяемых в
них магнитных полей можно подразделить на следующие четыре группы [8, 9]:
I—параллельные поля без постоянной поляризации; II — параллельные поля
И постоянная поляризация; III — скрещивающиеся поля без постоянной поля-
ризации; IV — скрещивающиеся поля и постоянная поляризация.
Намагничивание параллельными полями. В отсутствие сигнала постоянного
тока зависимость B=B(t) (рис. 1.9) содержит только четные косинусоидаль-
ные составляющие частоты fB, а при наличии сигнала — четные и нечетные
©оставляющие, причем в последнем случае в качестве выходного служит сиг-
нал частоты 2/в.
, Примером МЭТ второй группы в некоторой степени являются объединен-
ные дроссели-трансформаторы (др остр ан). Постоянное поле поляризации вызы-
вает намагничивание сердечников по частному циклу петли гистерезиса. Нали-
Рис. 1.9. Идеализированная петля гистерезиса материала сердечника (а) и со-
ответствующие временные изменения индукции в сердечнике при наличии сиг-
нала /с постоянного тока (б) и без него (в)
19
чие гистерезиса не только увеличивает потери, но и служит причиной нелиней-
ных искажений. Для уменьшения потерь целесообразно использовать режим
квазинасыщения. Однако при таком режиме динамическая магнитная прони-
цаемость pig оказывается небольшой, а глубина ее модуляции уменьшается. Не-
симметричность приводит к появлению на выходе сигнала частоты fB при от-
сутствии сигнала на входе.
Намагничивание скрещенными полями. Способ реализации ортогональных
магнитных полей в ферромагнитном материале иллюстрируется на конструкции,
представленной на рис. 1.10. Магнитопровод представляет собой полый тор,
внутри которого находится соленоидальная обмотка, а снаружи — тороидаль-
ная обмотка. Силовые линии магнитных полей, создаваемые этими обмотками,
взаимно-ортогональны. Следовательно, взаимоиндуктивная связь между обмот-
ками отсутствует. Пусть по соленоидальной обмотке протекает постоянный ток
и создается поле, полностью насыщающее магнитопровод. Тогда по отношению
к тороидальной обмотке при условии, что ее поле недостаточно, чтобы разо-
риентировать домены, магнитопровод ведет себя аномально: имеет низкую про-
ницаемость и потери, близкие к нулю. В отсутствие большого постоянного по-
ля соленоидальной обмотки магнитопровод нормально проявляет свои магнит-
ные свойства по отношению к тороидальной обмотке.
Взаимодействие двух взаимно-ортогональных магнитных полей наглядно
иллюстрируется изменением петель гистерезиса (рис. 1.11), снятых по торои-
дальной обмотке, при .изменении степени насыщения сердечника полем соленои-
дальной обмотки. Наибольшая петля гистерезиса получается в отсутствие поля
соленоидной обмотки, а наименьшая — при максимальной напряженности по-
ля. Магнитное состояние материала магнитопровода удобно иллюстрировать
пространственными векторными диаграммами намагничивания. Для МЭТ груп-
пы IV пространственные векторные диаграммы представлены на рис. 1.12.
На рис. 1.12,а поле смещения Н намагничивает материалы до насыщения,
т. е. М—Ms. При напряженности поля Н4-А из-за малости h амплитуда век-
тора намагниченности М практически остается неизменной. При этом конец
вектора М лежит на дуге окружности радиуса Ms и его проекция на ось Ох
равна Ms sin а. В направлении Ох проницаемость материала 1+4лМ5Х
Xsin а/А. Если sin a~tg ct—hjH, то l+4nMs///. При этом, например, для
Рис. 1.10. Конструкция МРК: маг-
нитопровод (2), соленоидальнля
(/) и тороидальная (5) катушки
Рис. 1.11. Зависимость формы петель
гистерезиса от напряженности пер-
пендикулярного поля Яс, создаваемо-
го током соленоидальной обмотки в
магнитопроводе из феррита 1000 НМ
Рис. 1.12. Пространственные векторные диаграммы состояния намагниченности
сердечника при наложении ортогональных магнитных полей:
а — постоянное поле смещения поляризации И действует в направлении оси Оу и поле
сигнала h— в направлении оси Ох; б — постоянное поле смещения Но и переменное по-
ле Я(П частоты /в действуют в направлении оси Оу и поле сигнала h — в направле-
нии оси Ох
феррита марки 2000 НМ при поле смещения Н«3000 А/м, т. е. практически
глубоком насыщении в направлении Оу, проницаемость в направлении Ох оста-
ется довольно высокой 1.1x^100, а гистерезисные потери уменьшаются на по-
рядок.
На рис. 1.12,6, когда на поле смещения Но, вводящее ферромагнитный ма-
териал глубоко в область насыщения, накладывается переменное поле H(t)
того же направления, намагниченность в направлении Ох будет
MX = MS sin (t)).
Если to
и
Таким образом, в направлении оси Ох намагниченность АК содержит постоян
ную Mx0=^Msh/HQ и переменную ^MshH(f)/Я20 составляющие. Составляю
щая А1Х пропорциональна А, т. е. полю в
направлении Ох, и при А=0 Мх=0. В дей-
ствительности из-за несовершенства кон-
струкции магнитопровода идеальной орто-
гональности полей не существует, поэтому
имеет место паразитная остаточная Мх ча-
стоты fB поля
В случае, когда используются орто-
гональные поля без постоянной поляри-
зации (группа III), магнитное состоя-
ние магнитопровода описывается прост-
ранственной векторной диаграммой, изо-
браженной на рис. 1.13. Если поле
Я(0 частоты fB, приложенное в направ-
лении оси 0 г/, имеет амплитуду, доста-
точную для насыщения материала сер-
дечника, то при наличии, например, по-
ложительного поля сигнала А, направлен-
ного по оси Ох, конец вектора намагни-
Рис. 1.13. Пространственная век-
торная диаграмма намагниченнос-
ти магнитопровода при наложении
ортогональных магнитных полей
и отсутствии поля поляриза-
ции
20
21'
ченности M(t) описывает траекторию Ег при изменении Н (t) от максимального
ноложительного до максимального отрицательного значения и Е" при .измене-
нии H(t) от максимального отрицательного до максимального положительного
значения. Проекция Мх состоит из постоянной и переменной составляющих.
При этом последняя содержит только четные гармоники частоты /в. В качест-
ве выходного сигнала может быть использована вторая гармоника. Таким об-
разом, для групп III и IV не требуется, как в группе II, двух магнитных це-
пей, включаемых встречно для уничтожения паразитного сигнала частоты
Приведенные выше рассуждения относительно использования ортогональ-
ных полей в МРК для создания МЭТ в основе своей касались случаев, когда
поле сигнала существенно меньше поля поляризации (накачки). Когда поле
сигнала оказывается одного порядка с полем поляризации, то первостепенное
значение приобретают такие параметры, как коэффициент глубины модуляции
проницаемости, коэффициент нелинейных искажений, добротность, удельная
мощность управления.
Поскольку для управления проницаемостью в ферромагнетиках могут быть
использованы как параллельно, так и ортогонально взаимодействующие поля,
то при разработке того или иного МЭТ всегда одним из первых, как правило,
возникает вопрос; какое взаимодействие полей лучше использовать? Этот воп-
рос разбивается на следующие конкретные вопросы. При каком виде взаимо-
действия полей в данном МЭТ проще конструктивно и более эффективно элект-
рически осуществить защиту цепи управляющего сигнала от проникновения в
нее напряжения питания? При каком виде взаимодействия полей и накладывае-
мых ограничений на габариты МЭТ в заданном электрическом режиме и за-
данном направлении в магнитной цепи абсолютное значение проницаемости
будет большим и, следовательно, МЭТ будет более энергоемким? При каком
виде взаимодействия полей в заданном режиме для управления проницаемостью
потребуется минимальная мощность? При каком виде взаимодействия полей в
заданном режиме может быть достигнута большая добротность МЭТ по цепи
питания?
Решение вопроса о выборе вида взаимодействия полей с учетом совокуп-
ности перечисленных и других аспектов в первую очередь требует наличия
кривых намагничивания ферромагнитного материала не только в параллельных,
но и в ортогональных полях. Экспериментально снятое семейство таких кривых
для различных типоразмеров и форм магнитопроводов желательно иметь на
различных частотах и в диапазоне температур —60... +125° С, причем как
для полей взаимно-ортогональных в плоскости, так и для взаимно-ортогональ-
ных в пространстве, что в целом является довольно громоздкой практической
задачей.
Решение этой задачи еще более усложняется поскольку необходимы кривые
намагничивания для магнитопроводов различной конструктивной формы. Ниже
изложены приемы, позволяющие использовать для ортогонально взаимодейст-
вующих полей основные кривые намагничивания, измеренные для конкретной
магнитной цепи в параллельных полях. Вопросы, связанные с определением
добротности конкретной магнитной цепи для заданного режима работы с уче-
том частоты и вида взаимодействующих магнитных полей, проще и точнее ре-
шаются путем непосредственных измерений.
Кривые намагничивания в пространственно-ортогональных по-
лях. Кривые намагничивания ферромагнитной цепи при воздейст-
22
вии взаимно-ортогональных в пространстве полей могут быть по-
строены по известным кривым намагничивания в параллельных
долях. Принцип построения основан на векторном сложении маг-
нитных полей в изотропном ферромагнетике с учетом полей раз-
магничивания для случаев, когда потерями в ферромагнетике
можно пренебречь и векторы индукции В и напряженности Н в
пространстве совпадают.
Пусть имеется некоторая магнитная цепь, на которую воздей-
ствуют поля Ях, Ну, HZf векторы которых в пространстве взаим-
но ортогональны. Если при этом по направлениям х, у, z имеются
зазоры, то возникают поля размагничивания 77хР, //vP, /7zp. В
результате суммарные значения напряженности полей, действую-
щих по направлениям, оказываются уменьшенными и равными:
х р,
2/ М
z м — z “ z р* V 1 •' л
Если допустить (как в случае параллельных полей), что раз-
магничивающие поля пропорциональны намагниченностям ферро-
магнетика по направлениям 7ИЖ, Му, Mz соответственно, то можно
записать: Hxy = NxMx, HyV=NyMy; Hzp = NzMz, где Nx, Ny, Nz —
коэффициенты размагничивания по направлениям. С другой сто-
роны, справедливо следующее:
= Нхм Н----
Во
X
По
^У
Во
Во
По
Во
где |л0 — магнитная проницаемость вакуума. Поскольку для фер-
ромагнетиков намагниченность на несколько порядков выше напря-
женности магнитного поля, то допустимо:

где =
Во
Суммарная
ТТГЪ Л __ V
2VZ.
Во
Во
напряженность магнитного поля, действующего на
изотропный ферромагнетик,
хМ»
а суммарная индукция в ферромагнетике, вызванная воздействи-
ем этого поля Ям>
b«=Vb2x+bi+bi

23
В силу допущения об изотропности материала справедливо
следующее:
а) кривая намагничивания ВМ(НМ) есть основная кривая на-
магничивания данного ферромагнетика;
б) значения индукции Вх, Byi Bz по направлениям определя-
ются как проекции вектора магнитной индукции на эти направ-
ления, и, следовательно, кривые намагничивания по направлениям
могут быть определены из основной кривой намагничивания дан-
ного ферромагнетика:
в) кривые намагничивания магнитной цепи по взаимно-орто-
гональным направлениям х, у, z строятся из (1.11) путем разло-
жения последних по осям ординат на соответствующие индукци-
ям Вх, Byt Bz значения размагничивающих полей, т. е. каждому
текущему значению Вх должна соответствовать не напряженность
Нхщ а Нхм + пхВх; Ву — напряженность НУы+пуВу\ Bz — на-
пряженность Hz м -\-nzBz,
г) для определения коэффициентов размагничивания пх, пу, nz
конкретной магнитной цепи по направлениям х, у, z снимаются
кривые намагничивания и накладываются на основную кривую
намагничивания ферромагнетика. Затем строятся зависимости на-
пряженности полей размагничивания HxPi НуР, Hzp от индукции
как разности значений абсцисс точек одинаковых значений ин-
дукций для основной кривой намагничивания ферромагнетика и
кривой намагничивания цепи по соответствующему направлению.
Коэффициенты пх, пу, nz определяются как тангенсы угла накло-
на соответствующих линий размагничивания к оси абсцисс. Та-
ким образом, если для данного ферромагнетика имеются основ-
ные кривые намагничивания, измеренные для заданного диапазо-
на температур, то построение кривых намагничивания ферромаг-
нетной цепи с зазорами в различных направлениях и находящих-
ся под воздействием пространственно-ортогональных полей сво-
дится в основном к отысканию коэффициентов пх, пу, nz.
Справедливость вышеизложенного и точность определения ко-
эффициентов размагничивания проверялись на примере воздейст-
вия двух пространственно-ортогональных полей на магнитную
цепь, выполненную в форме полого тора (рис. 1.14) из феррита
марки 2000 НМ. С помощью двух обмоток — соленоидальной wl
и тороидальной w2 создаются взаимно-ортогональные в простран-
стве поля Я1 и H2i намагничивающие магнитопровод с зазором
Рис. 1.14. Магнитопровод типа
«Битор» с двумя взаимно-орто-
гональными обмотками:
соленоидальной wl и тороидаль-
ной w2
Рис. 1.15. Пространственная вектор
ная диаграмма полей в магнитопро
воде с зазорами по направлению по
ля Hi
по направлению поля Hi (рис. 1.15). Вследствие размагничива-
ния напряженность поля Hi уменьшается на /ЛР и составляет
Я1м=Я1—Hiy.
Как и ранее, здесь при построении векторной диаграммы до-
пускалось, что потери в магнитопроводе на перемагничивание ма-
лыми, следовательно, можно полагать, что Ям и по направ-
лению в пространстве совпадают. С целью определения размаг-
ничивающего поля Я1р для выбранного магнитопровода типа «Би-
тор» на рис. 1.16 приведены две кривые намагничивания: в на-
правлении поля обмотки wl — кривая 7, в направлении поля об-
мотки w2 — кривая 2. Кривая 2 является кривой намагничива-
ния феррита 2000 НМ и в силу изотропности (последнего соответ-
ствует кривой намагничивания при отсутствии зазора в направле-
нии поля обмотки wl. Вследствие этого размагничивающее поле
Я1Р в функции В равно разности абсцисс кривых 1 и 2. Как и
предполагалось (1.8), зависимость размагничивающего поля Н\у
от индукции линейна (прямая 3) для диапазона изменения В,
практически используемого в МЭТ. Коэффициент п\ определяет-
ся как тангенс угла наклона прямой 3 к оси ординат.
Рис. 1.16. Кривые зависимости индук-
ции от напряженности поля в магни-
топроводе:
= кривая 2 — В = В(Я,);
кривая 3 — В=В(Я1р)
Рис. 1.17. Электрическая схема
для измерения кривых намагничи-
вания в пространственно-ортого-
нальных полях
24
Далее для проверки справедливости (1.9) и (1.10) эксперимен-
тально строились основные кривые намагничивания для различ-
ных направлений вектора индукции в магнитопроводе, характери-
зуемых углом рм на диаграмме (см. рис. 1.15) с учетом влияния
зазора. Для этого амплитуды токов частоты 50 Гц, синфазно
подаваемые в обмотки wl и w2, выбирались из условия выполне-
ния равенства tg pM = -S2/Bi.
Электрическая схема для снятия кривых намагничивания при
произвольно выбранных направлениях вектора индукции в образ-
це показана на рис. 1.17. По показаниям вольтметров PV1 и PV2
рассчитывались индукции Bi и В2, а по показаниям пик-ампер-
метров РА1 и РА2 — напряженности Hi и Н2. Экспериментально
снятые зависимости от Нм для различных углов рм представ-
лены на рис. 1.18. При снятии зависимостей пользовались соот-
ношениями: Я2М=Я21М + Я22; H^Hi—nBv, В2м=В21+В22.
Как видно из рис. 1.18, зависимости ВМ(ЯМ) для различных
ориентаций вектора индукции в магнитопроводе отличаются одна
от другой не более чем на ±5%. Это свидетельствует об изотроп-
ности исследовавшегося ферромагнетика и, кроме того, подтверж-
дает применимость предлагаемой методики определения намагни-
ченности материала при произвольном соотношении ортогональ-
ных составляющих магнитного поля с учетом фактора размагни-
чивания. Для проверки справедливости (1.11) выбранный магни-
топровод типа «Битор» намагничивался полем Но постоянного то-
ка, протекающего по тороидальной обмотке w2, и полем Hi тока
частоты 50 Гц, протекающего по соленоидальной обмотке wl.
При различных напряженностях поля Но в качестве параметра
вначале без учета влияния зазора рассчитывались кривые намаг-
ничивания в направлении поля Hi как проекции вектора индук-
ции Вм на это направление, т. е.
В1 = В* (Н„).
V н2и+н2
Далее в эти кривые вносилась поправка на влияние зазора, для
чего они растягивались в направлении оси абсцисс на соответст-
вующую напряженность поля размагничивания HiP = niBi. В ре-
зультате, как показано на рис. 1.19, были получены кривые на-
магничивания Bi от Hi при различных Но. Затем на основании
непосредственных измерений наносились соответствующие экспе-
риментальные точки.
Как видно, расхождение между данными расчета и экспери-
мента не превышает 15%, и когда напряженность поля Но мень-
ше амплитуды поля Hi, расхождение существенно уменьшается.
По-видимому, расхождение в основном связано с несовпадением
по направлению в пространстве суммарного вектора намагничи-
вания с суммарным вектором поля из-за наличия потерь. При
этом в процентном отношении относительное расхождение увели-
чивается с ростом Я0(/Яь В направлении постоянного поля Но
26
Рис. 1-18. Зависимость Рис. 1.19. Расчетные кривые и эксперименталь-
индукции В№ от намагни- ные точки намагничивания магнитопровода ти-
чивающего поля Нм в па «Битор» из феррита 2000 НМ1 в ортого-
магнито проводе типа
«Битор» из феррита мар-
ки 2000 НМ при различ-
ных значениях угла рм
нальных полях в направлении поля соленои-
да лыюй обмотки wl при различных значениях
поля Но, создаваемого током в тороидальной
обмотке w2:
кривая / — Но=0,3 А/см; кривая 2 — Я0=2,4 А/см;
кривая 3 — Н0=4 А/см; кривая 4 — Но=6,4 А/см; кри^
вая 5 — Я0=3 А/см
обмотки w2 изменение намагниченности и, следовательно, индук-
ции В2 в силу четности характеристики р (Я) происходят в два
раза чаще (100 Гц), чем изменение поля Яь При этом макси-
мальное и минимальное значения индукции составляют:
В2тах “ Вм (Яд) *,
Амплитудное значение индукции B2fa в порядке второго прибли-
жения. справедливо представить так:
Результаты определения В2т рас-
четным и экспериментальным путем
представлены на рис. 1.20. Как вид-
но, с увеличением отношения Я1/Яо
расхождение между данными расче-
та и эксперимента увеличивается
по тем же причинам, что и для за-
висимостей на рис. 1.19.
Рис. 1.20. Расчетные и эксперименталь-
ные точка зависимости амплитуды ин-
дукции В2т в магнитопроводе типа «Би-
тор» из феррита марки 2000 НМ1 от
Нщ в ортогональных полях по направле-
нию поля тороидальной обмотки при
различных значениях поля Но
Эффективность управления магнитной проницаемостью в про-
странственно-параллельных и ортогональных магнитных полях.
При выборе вида управляющего поля (параллельное или орто-
гональное основному полю) существенное значение имеют не
только глубина управления проницаемостью, но и такие факты,
как степень нелинейных искажений в диапазоне управления, до-
бротность магнитной цепи по основному направлению, требующие-
ся значения активной и реактивной мощностей для управления.
В зависимости от вида функций, выполняемых конкретным МЭТ,
те или иные требования становятся определяющими для выбора
вида управления. Для наглядности представим на конкретном
примере возможности параллельного и ортогонального управле-
ния в МЭТ. Для этого рассмотрим основные характеристики
МЭТ.
1. Коэффициент глубины модуляции проницаемости в направ-
лении поля несущей под воздействием управляющего поля
_ Птах Нт tn
Нтах Hmtn
где цтах и pmin — соответственно максимальное и минимальное
значения проницаемости в направлении поля несущей, создающие-
ся под воздействием управляющего поля.
2. Коэффициент нелинейных искажений проницаемости при
управлении гармоническим полем
1) проницаемость ферромагнетика в направлении поля несу-
щей при ортогональном управлении
(1-12)
где о, rz ± — мгновенные значения индукции и напряженности
управляющего поля;
2) проницаемость ферромагнетика в направлении поля
щей при параллельном управлении
несу-
(1-13)
где Ар
S / ДН1>
п—2 /
амплитуда n-й гармоники изменения проницаемости в
направлении поля несущей под воздействием гармонического уп-
равляющего. поля.
3. Удельная реактивная мощность, затрачиваемая в единице
объема магнитной цепи по направлению поля управляющего сиг-
нала,
S=sABAtf,
где s — коэффициент пропорциональности;' АВ, А/7 — амплиту-
ды индукции и напряженности поля управляющего сигнала.
4. Добротность Q цепи по направлению поля несущей. Для
приближенного описания основной кривой намагничивания в об-
ласти больших полей Н может быть использована формула Фре-
лиха вида
r d/Ц (а + ЬНц)*
где dH § — бесконечно малое приращение напряженности и
ветствующее ему приращение dB индукции управляющего
зависит от мгновенного значения напряженности управляющего
поля Нц ;
3) проницаемость ферромагнетика в направлении управляюще-
го поля при ортогональном управлении
, (1.14)
*4 dHL. (а + ЬН^’
где dH± — бесконечно малое приращение напряженности управ-
ляющего поля и соответствующее ему приращение dB индукции,
зависящее от мгновенного значения управляющего поля
По условию управляющие поля ННц состоят из постоян-
ного поля смещения Но и переменной составляющей с максималь-
ным мгновенным значением А//, т. е. Н ± = HQ ± +AZ/x ; =
~Ho}’+AH|j. При этом требование малости коэффициента нели-
нейных искажений предполагает допущение . ” " -
для конечных приращений Ац _l и Ару, исходя из (1.12) и (1.13),
справедливо записать:
Дц>^-----—-----АЯ ।;
1 (а + ЬН0^
Др, II ж----------ДЯ||.
Представляя магнитные проницаемости р j_ и
= Ро+Ар (где цо — значение проницаемости при напряженности
Яо) и полагая изменение управляющего поля периодическим с
амплитудой АЯ, коэффициенты глубины модуляции , Xj| мож-
но
СООТ-
ПОЛЯ
A7/<C#o. Тогда
ц у в- виде р =
записать в виде:
Л I Ар» 11 ь
лх= -----А— -------
Нот (а + b
дя
где а, b — коэффициенты, определяемые по кривым намагничи-
вания ферромагнетика. Приписывая индекс J_ для случая орто-
гонального управления и || для случая параллельного управле-
ния, на основании предыдущих рассуждений данного параграфа
справедливо записать следующее:
28
Ноц (а + ^о||)3_
дя
(a+bHQ^
В практике построения МЭТ выбираемые напряженности по-
лей постоянного смещения HQ таковы, что магнитная проницае-
мость ферромагнетика остается существенно больше единицы. По-
этому во втором приближении выражения для Л ±, % л справед-
ливо- переписать в виде:
X 1 тт I *
^01
2Ь
ТЫТ Atf II •
что
(а+йЯо||)а
равенства показывает, что для обычно исполь-
обл истей по кривой намагничивания больщин-
IIIU
Из этих выражений видно, что при //од. = Ноц и АН± = ДЯ ц
коэффициент глубины модуляции проницаемости при параллель-
ном управлении в два раза больше, чем при ортогональном.
Запишем необходимые для реализации заданных коэффициен-
тов % jl , Aj| выражения для удельных реактивных мощностей:
Sx =$ДВдДЯд ; S у =5|ДВ и АН у . Учитывая (1.13) и (1.14) и за-
даваясь одинаковыми начальными условиями цо д = Цо у; % ± =
можно показать,
Зц д4
Анализ этого
зуемых рабочих
ства ферромагнетиков отношение S д/Зи ~4. Таким образом, при
одинаковых объемах магнитопроводов и одинаковых исходных
значениях проницаемости и коэффициентов глубины модуля-
ции при ортогональном упр авлении от упр авл яющего ис-
точника требуется мощность, в 4 раза большая, чем при парал-
лельном. Активные же потери в модулирующей цепи при ортого-
нальном управлении существенно меньше, чем при параллельном.
Так, в МЭТ [10], выполненных на феррите 200НН2, для получе-
ния коэффициента глубины модуляции %=20% от управляющего
источника при ортогональном управлении требуется активная
мощность, в 5... 10 раз меньшая, чем при параллельном. При
этом отношение S x [S ц =3,7... 3,9, т. е. довольно близко к рас-
четному.
Нелинейные искажения, возникающие при модуляции прони-
цаемости ферромагнитного материала, можно оценить, разложив
функции ц(Я) (1.12), (1.13) в ряде Тейлора в окрестности HQ.
Пусть управляющее поле состоит из постоянной составляющей и
гармонической функции времени, т. е. Я=//о+ДЯсоз ю/. Тогда,
ограничиваясь двумя членами разложения по переменной, можно
выражения для коэффициента нелинейных искажений проницае-
мости представить в виде:
2 + ,)“ Д//± =А'1’
„ 3
ДЯ|1
30
При равенстве коэффициентов глубины модуляции при
ортогональном и параллельном управлении получим К ц.j_ IK иц =
=3/4-
Таким образом, в случаях, когда кривая намагничивания в об-
ласти насыщения может быть описана формулой Фрейлиха, ис-
пользование параллельного управления приводит к нескольким
меньшим нелинейным искажениям, чем ортогональное управле-
ние при одинаковом коэффициенте глубины модуляции проницае-
мости. На рис. 1.21 приведены графики, построенные по экспери-
0 400 800 1200 Но, А/и
Рис. 1.21. Зависимость коэффици-
ентов %, k от поля Яо при раз-
личных амплитудах индукции Вт
управляющего поля для магнито-
проводов «Цилиндр» из феррита
200 НН2:
1 — параллельное управление; 2 — орто-
гональное управление
Рис. 1.22. Зависимость коэффици-
ента X глубины модуляции от
амплитуды индукции Вт управля-
ющего поля при параметре поля
смещения Яо для феррита 200
НН2:
1 — параллельное; 2 — ортогональное
ментальным данным для м а гнитопр оводов цилиндрической формы
из феррита 200НН2.
Из сравнения графиков видно, что разница в значениях
и ПРИ практически неощутима. На рис. 1.22 пред-
ставлены экспериментальные зависимости коэффициента % от ин-
дукции Вт при параметре поля HQ. Зависимости носят линейный
характер.
[ОШ
Рис. 1.23. Зависимость доб-
ротности по направле-
нию управляемого поля от
&т Для ферритов
200 НН2 и 400 НН при раз-
личных значениях управля-
ющего поля смещения
300
200
100
о
О.5 1,0 1,5 Вт-ПГ*Т
31
Рис. 1.24. Осциллограмма петель гистерезиса по направлению поля несущей
для феррита марки 1500 НН:

в)
а) Яо=О и амплитуда поля высокочастотной несущей Ят=240 А/м; б) /7о=190 А/м; Нт~
= 240 А/м; в) Яэ = 3700 А/м; Я =210 А/м
f г t
Рис. 1.25. Схема конструкции феррорезонансного трансформатора, управляе-
мого потоком (а); кривые намагничивания Ф(/1Ш1) входного магнитопровода
употранса, выполненного на сердечнике ШЛ20Х40 из стали 3340 толщиной
ленты 0,15 мм при различных Iywy (б)
®1,Вб
о ЦО 80 120 160
На рис. 1.23 представлены зависимости добротности от индук-
ции при ортогональном и параллельном управлении. Из рисунка
видно, что ферромагнитные материалы (200НН2, 400НН) при ор-
тогональном управлении обладают в 1,5 ...3 раза большей доб-
ротностью в направлении модулируемого поля, чем при парал-
лельном. Следует отметить, что линейность кривой намагничива-
ния в направлении поля несущей при ортогональном управлении
существенно выше, чем при параллельном. Изменение петли гис-
терезиса при параллельном и ортогональном полях HQ показаны
на рис. 1.24. .
Таким образом, основным достоинством использования парал-
лельного управления является возможность достижения заданно-
го коэффициента модуляции Л при небольшом значении удель-
ной реактивности модулирующей мощности. К основным достоин-
ствам ортогонального управления относятся: малые активные по-
тери по цепям управляющего сигнала и несущей, линейность и
симметричность кривой намагничивания по направлению поля не-
сущей, простота реализации развязки между цепями несущей и
управляющего сигнала.
Вышеизложенная методика позволяет правильно подойти к
выбору материала магнитопровода в зависимости от функцио-
нальных операций, выполняемых конкретным МЭТ. При выборе
форм и оптимального соотношения геометрических размеров маг-
нитопроводов необходимо учитывать большое число факторов.
Поэтому такие задачи целесообразно решать применительно к
конкретному типу МЭТ.
<0
магнитопровод обмотки входит в насыщение, растет входной
ток и заряжается конденсатор С. После заряда С входной ток
падает и магнитопровод выходит, из насыщения. С изменением
полярности напряжение складывается с напряжением на конден-
саторе и прикладывается к обмотке wl. С ростом мгновенного
значения и\ магнитопровод вновь входит в насыщение. Напряже-
ние на С почти обеспечивает нахождение магнитопровода в насы-
щении, и изменение амплитуды входного напряжения и\ не ведет
к изменению выходного напряжения «2. Повышение постоянного
поля управления приводит к уменьшению скорости изменения по-
тока во входном магнитопроводе, что при постоянстве Bs ведет к
уменьшению Иначе, Ф\ во входном магнитопроводе является
функцией входной МДС йш! и управляющего поля НУ = 1У^7^1У9
где /у — средняя длина магнитной силовой линии по полю Ну.
Характерные кривые намагничивания входного магнитопрово-
Да при наличии поля Ну показаны на рис. 1.25,6. С увеличением
./yll^y кривые намагничивания пропорционально сдвигаются впра-
во по оси Н\.
Эквивалентная электрическая схема употранса по входной це-
пи без учета рассеяния показана на рис. 1.26. Она представляет
собой последовательный феррорезонансный контур, в котором ин-
1.4. ТРАНСФОРМАТОРЫ С СОВМЕЩЕННЫМИ ФУНКЦИЯМИ
Управляемый потоком феррорезонансный трансформатор (упо-
транс). Физику работы употранса необходимо рассматривать в
дуктивность входной обмотки является функцией потока Ф\ и по-
ля Ну. Если несинусоидальные пери- if .
одические токи и напряжения в о ____________II----v
совокупности с воздействием поля, создаваемого током управле-
ния /у (рис. 1.25,а). При изменении поля управления меняется
вольт-секундный интеграл. Работа в области насыщения, где ин-
дукция почти постоянна, приводит к изменению амплитуды выход-
ного напряжения. В первый момент при входном напряжении щ
этом контуре заменить на эквива-
лентные синусоидальные, то спра-
ведливо соотношение и\ = исЛ-0ыЛ-
+ Or.
Характер зависимостей паде-
ния напряжений OCi Оьъ UR от
2—185
Рис. 1.26. Приближенная эквива-
лентная электрическая схема упо-
транса по входной цепи
33
32
Рис. 1.27. Зависимость падения напря-
жений на каждом элементе (а) и сум-
марного (б) от тока в последователь-
ном феррорезонансном контуре при
различных напряженностях поля уп-
равления Яу, где Я1 у < Я11 у <
<ЯП1у</71Уу
тока 71 на элементах С, =
= RH/n2 контура показан на рис.
1.27,а. На рис. 1.27,6 зависимо-
сти входного напряжения представ-
лены Ui от тока Л феррорезонанс-
ного контура при различных значе-
ниях поля управления Яу, где HTy<z
</Я1у<Яшу<#1Уу.
При полях управления Япу и
Яшу у кривых t7i(Zi) присутст-
вуют области трехстабильного ре-
жима работы, когда одному зна-
чению Ui соответствуют три зна-
чения Л. При полях Н\ и /fIvy
имеются области двухстабильного режима, когда одному значе-
нию Ui соответствуют два значения /ь Рабочая точка на падаю-
щих участках кривой неустойчива; а на возрастающих —
устойчива. Работа употранса происходит обычно в областях, где
значения /1 больше резонансного тока /р. При НУ^Н1У7 резонан-
са не наступает. Характер сопротивления контура становится ем-
костным, что приводит к падению cos<p по входу. Зона рабочих
значений по входному напряжению отодвигается в сторону боль-
ших t/ь Таким образом, работа употранса при управляющих по-
лях, больших Я1УУ, нежелательна.
Падение напряжений в контуре в зависимости от тока /1 мож-
но выразить аналитически в виде:
£4(Л)= uL1(i)-uc(i)-
и г (Л) = V Ur Ui) + и* (А) = У U1R* («)2 - [ULl (/х) - 7Х/®С]2,
(1.16)
где го — частота питающего напряжения.
Решение (1.16) относительно Uli (It) дает
1Ал(А) = ± VI/? - (А₽а/па)2 +Л/<оС= ±у + х. (1.17)
Выражение ±V U2i—(Л7?н/п2)2 можно преобразовать к виду
«/2/t/21+Z21/(t/in7Z?H)2=l. (1.18)
Выражение (1.18) описывает эллипс с полуосями Ui и U-.rRIR*,
а зависимость x=hl<aC — прямая. Учитывая это, зависимость
UijfJi) из (1.17) графически может быть представлена в вид®
34
Рис. 1.28. Графоаналитическое оп-
ределение рабочей точки Р из сов-
местного решения (1.17) и =
=Г(Л)
Рис. 1.29. Картина перемещения рабо-
чих точек Р в употрансе при измене-
нии амплитуды входного напряжения
и поля управления Ну\
Н1. нп. яш. HIV. Hv. pin и pin _
у у у д у 1 3
устойчивые рабочие точки, — неус-
/и
тойчивая рабочая точка
углом р = arctg 1/(оС к оси /1 (рис.
эллипса, наклоненного под углом р = arctg 1/шС к оси /1 (рис.
1.28). В то же время из кривой намагничивания Bi(H^ Ну) сле-
дует зависимость ULi^f(Ii). Пересечение эллипса с кривой Uli~
—f (Ii) определяет рабочую точку Р.
При изменении амплитуды Ui входного напряжения местопо-
ложение рабочей точки в координатах UliIi изменяется (рис.
1.29) и возможно появление нескольких рабочих точек, из кото-
рых Pini и Рт3 — устойчивые, а Рш2 — неустойчивая. При
больших значениях Ну и ограничениях £Л, как, например, при
кривых t/Ivi и //vy, колебания не возбуждаются или в процессе
управления при переходе от Hivy к Нуу срываются. Это следует
учитывать при выборе начального смещения по Ну и диапазону
его изменения в процессе управления.
При построении употрансов для работы на промышленных
частотах целесообразно использовать электротехнические стали и
выбирать рабочую точку со значениями индукций 1,4... 1,6 Тл.
Рекомендуемые размеры магнитопроводов представлены в табл.
1-4 для частоты 50 Гц и в табл. 1.5 для частоты 400 Гц. В них
даны обозначения размеров в соответствии с рис. 1.30, при этом ин-
декс «0» обозначает управляющую часть, а «в» — входную часть
магнитопровода.
В качестве материала магнитопровода используются те же
стали и их толщины, что и для трансформаторов питания. Тех-
нология изготовления в основе также остается неизменной.
Параметрический трансформатор (паратранс). Паратранс по
существу является низкочастотным индуктивным параметричес-
2* 35
Pg, ВТ Размеры входного и управляющего магнитопроводов, мм
«в До Ъй io
50 9 27 45 47 8 29 45 25
90 10 30 50 65 9 32 50 28
100 20 46 86 100 12 62 86 56
Таблица 1.5
Ро, Вт Размеры входного и управляющего магнитопроводов, мм
«в б0 hQ Ьо 1о
100 10 20 40 30 6 28 40 20
80 8 16 32 24 5 22 32 16
50 7 6 20 15 5 10 20 10
«grtiaJi) и режим установившихся колебаний, когда Ф2 сравнимо
С Ф1-
Для ЭДС, возбуждаемой в электромагнитной системе,' воз-
можны два механизма передачи энергии: через потоковую и через
параметрическую связь. Возбуждение колебаний в паратрансе
обязано чисто параметрическому механизму передачи энергии и
не связано с взаимоиндуктивной (потоковой) связью, как в обыч-
ном или феррорезонансном трансформаторе. Для передачи энер-
гии от источника накачки (напряжение питания на входе пара-
транса) в нагрузку за счет параметрической связи необходимо
наличие в выходном контуре тока i:

(119)
ким генератором с некоторыми свойствами обычного силового
трансформатора. Паратранс выполняет одновременно функции:
трансформации, стабилизации напряжения, защиты от перегру-
зок, двусторонней фильтрации, конвертирования одной фазы в
три и обратно (при некоторых схемных дополнениях). Кроме то-
го, паратранс проявляет вентильные свойства, т. е. пропускает
энергию только в одном направлении. Соответствующим электри-
ческим управлением это направление может быть изменено на
обратное. Данное свойство паратранса в непрерываемых ИВЭП
позволяет «гладко» переключить нагрузку с одного источника ли-
тания на другой и обратно. Многофункциональность паратранса
делает особенно перспективным его применение в различных
ИВЭП.
Паратранс может быть построен по любой из магнитных схем:
балансной, мостовой, с взаимно-ортогональным расположением
магнитных потоков входной и выходной обмоток. Простейшая схе-
ма паратранса показана на рис. 1.31. Два С-образных магнито-
провода, взаимно развернутых на 90° и состыкованных вместе,
образуют магнитную цепь так, что только в местах стыка (по че-
тырем углам Л, В, С, D) потоки Ф1 и Ф2 взаимодействуют. Име-
ются входная wl и выход-
ная w2 обмотки. К выход-
ной обмотке подключена
емкость С, образуя с ин-
дуктивностью Ь2 этой об-
мотки колебательный кон-
тур. Целесообразно рас-
сматривать два режима
работы паратранса; рб'
жим возбуждения колеба-
ний Ф2<<Ф1 (или 1*2^2^
Ток в виде тепловых шумов широкого спектра частот, в том чис-
ле и адстрты накачки со, практически всегда присутствует в вы-
ходном колебательном контуре. Для усиления колебаний частоты
<0 или ей кратных до значения, ограничиваемого верхним изги-
бом кривой намагничивания в области насыщения, необходимо
выполнение некоторых условий, вытекающих из уравнения выход-
ной цепи паратранса.
В паратрансе усиление осуществляется за счет энергии, «вы-
талкиваемой» из изменяющейся под воздействием входного тока
h(^i) индуктивности L2 выходной обмотки (параметрическое воз-
буждение). В результате условия сводятся к выполнению опреде-
ленных соотношений, с одной стороны, между частотой со питаю-
щего напряжения Ui и резонансной частоты соо выходного конту-
ра, с другой — между потерями в контуре и глубиной изменения
-индуктивности L2, а также ее скоростью. При возбуждении коле-
баний, когда i2 мал, индуктивность L2 почти линейно зависит от
к
F)
(а)
о

1.-31. Электромагнитная схема '(а) и схемное обозначение (б) паратранса
Рис. 1.31. Электромагнитная схема '(а) и схемное обозначение (б) паратранса
да^ИМно'°Ртогональ11Ь1МИ входным и выходным С-образными магнитопрово-
Рие. 1.30. Основные размеры входного
выходного (б) магнитопроводов употранса
И
36
37
Рис. 1.32. Эквива-
лентная схема вы-
ходной цепи пара-
транса с изменяю-
щейся во времени
индуктивностью
£2(0 выходной
обмотки w2
i\ и изменяется с частотой 2<о, т. е. равной уд.
военной частоте питающего напряжения со.
Эквивалентная электрическая схема выходной
цепи (рис. 1.32) содержит индуктивность L2 вы-
ходной обмотки w2. Закон изменения L2{t) для
условий возбуждения колебаний без учета гисте-
резисных явлений в ферромагнетике удобно пред-
ставить в виде
Если положить 7? = оо, т. е. нагрузка и потери отсутствуют, то
a1=fi)2o/'®2 = a и (^-22) сводится к уравнению Матье в каноничес-
ком^ виде без затухания
+ (fl _ 2q cos 2Z) Ф2 = 0.
(1-23)
£2(0 £20/(1—т cos 2gW)>
(1-20)
где £2о — среднее значение индуктивности вы-
ходной обмотки; т — коэффициент глубины мо-
Вид и устойчивость решений уравнений (1.23) зависят от
значений коэффициентов а и q (рис. 1.33). Области сочетаний а
и q, в которых решения (1.23) неустойчивы, соответствуют ус-
ловиям возбуждения паратранса в режиме холостого хода и без
потерь. При этом в паратрансе допустимо возбуждение колеба-
ний в выходном контуре с частотой wo — ]/гаш, где У^а=1, 2,
дуляции индуктивности. Для выходной цепи па-
ратранса в соответствии с ее эквивалентной электрической схемой
на рис. 1.32 можно записать уравнение
rf202f . 1 ^21
d/2 + di
Ф21 = 0,
L2(/)C 21
(1-21)
3,..., для чего необходимо настроить выходной контур на ча-
стоту соответствующей кратности и иметь глубину и скорость
изменения Ь2 больше, чем при <oo = co. Однако при V а>1 рез-
ко уменьшаются выходная мощность и КПД. Энергетически наи-
более выгодному режиму работы паратранса соответствуют а=1
где Ф21 — поток выходной обмотки.
Это уравнение является нелинейным (£2(0 — нелинейная
функция потока Ф21) и параметрическим, так как L2 меняется
во времени. При i2^2<CWi можно допустить, что уравнение
(1.21) — линейное параметрическое и с учетом (1.20) может
быть приведено к виду
+ ? + й)2 (1 _ т cos 2©0 Ф21 = 0,
dt* dt °
и ?>0, т. е. <оо = со и т>0. Поскольку а и q связаны, то при
заданном значении коэффициента модуляции т (линия О(У
связна и q) возможно возбуждение паратранса в диапазоне
значений а (между точками К/С линии ОСУ). Чем выше значе-

ние /и, тем при больших отклонениях <оо от со допустимо воз-
буждение паратранса.
При а=1 и <7<С1 приближенное решение уравнения (1.23) в
зависимости от начальных условий имеет вид
Ф2 = Ф2о ехр (тщ//4) sin (со/—л/4)
а с введением переменных [7] co/ = Z и Ф21 exp (yZ/2(o) = Ф2 — к
уравнению типа Матье в каноническом виде
+ (й1 _ 2q cos 2Z) Ф2 = 0, (1.22)
dZz
или
где
y=l/RC; со2о= I1/L20C; ai=(®2o—y2/4)/to2; q= (m/2) (ы2о/ю2).
Рис. 1.33. Области (заштрихованные)
неустойчивых решений (возбуждение
паратранса) дифференциального урав-
нения Матье при отсутствии потерь
и нагрузки
Рис. 1.34. Области (заштрихован-
ные) неустойчивых решений урав-
нения Матье с учетом потерь и
нагрузки при 2/QH~0,l
38
Ф2 = ф20ехр (mat/4) sin (<о/—Зл/4), (1.24)
Из (1.24) видно, что решение неустойчиво, т. е. возбуждение
паратранса возможно при т>*0. Выходной поток, а следова-
тельно, и выходное напряжение и2 в паратрансе может иметь
одну из двух возможных фаз, отличающихся нал.
Если потери и нагрузка существуют, т. е. R невелико, то
выходная цепь в паратрансе описывается уравнением (1.22) с
коэффициентами а\ и q. Связь между ai и qt определяется не
только т, но и у. По аналогии с решением (1.24) для (1.23)
решение уравнения (1.22) приближенно для 1 и q<^ 1
можно представить в виде
Фг^Фго exp[l/4(m—2//w)!®/]sin(co/—л/4), (1-25)
или Ф2=Ф20ехр[1|/4(т—2у/щ)|ш/] sin(cof+Зл/4). И в этом случае
решение будет неустойчивым, а следовательно, возможно возбуж-
дение колебаний в паратрансе уже не при /п>0, а при
т>2у/(й==2/(соС7?). (1.26)
• (Е26) следует, что области возбуждения паратранса с
терями и нагрузкой ограничены кривыми, которые не дохо-
39
дят до оси а (рис. 1.34): m = 2/(oC7? —2/QH, где QH — добротность
нагруженного колебательного контура при >1*2(02. Чем боль
ше затухание выходного ’ колебательного контура, тем далыщ
от оси а отстоят минимальные значения области возбуждения
паратранса, т. е. тем выше- для возбуждения должны быть зна«
чения т.
Таким образом, условия возбуждения колебаний в энергети-
чески наиболее эффективном режиме имеют вид:
соо~со; m £ 2/Qh- (1-27)
На частотах питания 50, 400, 1000 Гц практически реализуемые
значения добротности QH в режиме возбуждения не превышают
5... 10. Отсюда для индуктивности L2 коэффициент модуляций
т>0,2. В связи с необходимостью отбора максимальной мощ-
ности с единицы объема паратранса указанные значения QH со-
храняются и при работе на частотах в десятки килогерц.
Установившиеся колебания в паратрансе наступают в ре-
зультате ограничения роста амплитуды возбужденных колеба-
ний нелинейностью кривой намагничивания при переходе в об-
ласть насыщения ферромагнетика. При установившихся колеба-
ниях амплитуда потока Ф2 выходной обмотки становится срав-
нимой с амплитудой Фь При этом устанавливается близкий к
л/2 фазовый сдвиг между Ф2 и Фъ и мощность от источника
питания на входе передается в нагрузку. Конденсатор выполня-
ет роль цепи обратной связи в параметрическом генераторе,
обеспечивая необходимые фазовые сдвиг и запасаемую реактив-
ную энергию. Если у паратранса исключить выходной конден-
сатор С (рис. 1.35,а), а к выходной обмотке w2 приложить на-
пряжение п2 с частотой со и соответствующим фазовым сдвигом
относительно напряжения щ (со), то в ферромагнетике будет
создан поток Ф2, не отличимый от потока Ф2 в режиме уста-
новившихся колебаний паратранса с конденсатором С. В этом
случае мощность так же передается с входа на выход, а уст-
ройство есть трансформатор с взаимно-ортогональным располо-
жением обмоток, управляемый потоком Ф2, рассимметрирующиМ
Катушка. 7
Рис. 1.35. Взаимодействие потоков в местах стыков взаимно-ортогональных
входного и выходного С-образных магнитопроводов
ргта стыка двух ортогонально развернутых С-образных магни-
“опроводов ABCD.
Области с местами стыка (рис. 1.35,6) являются основными,
которых взаимодействуют потоки Ф1 и Ф2. Можно допустить,
Что в этих областях они параллельны. Если МДС (1’2^2) выходной
обмотки пренебрежимо мала (условие возбуждения колебаний),
действует МДС iiWi, то создается поток Фь направленный от
В к А, от С к D и намагничивающий в первую очередь области
стыка А, В, С, D по обычной кривой намагничивания при i2w2=0.
Если все области стыка идентичны, то они равномерно намагни-
чиваются до насыщения.
Каличие i2w2, вызывающей Ф2, меняет картину. Пусть i2w2 =
= (i2W2)' такова, что вызывает глубокое насыщение всех четырех
областей взаимодействия. Тогда при увеличении от нуля поток
Ф в соответствии с кривой намагничивания в области насыще-
ния растет по линии ос. При этом в областях А и С (см. рис. 1.35)
общая намагниченность остается приближенно неизменной, а по-
ток Ф2 изменяется от точки с к точке b (рис. 1.36). В областях
В и D (см. рис. 1.35) намагниченность изменяется от Ь к а. Ког-
да iitOi приближается к i2w2 (точка ) J 1 -
резко увеличиваться от точки о' по кривой о'Ь, параллельной
кривой оа, в то же время поток Ф2 уменьшается от точки b по
кривой Ьо'. Намагниченность областей А и С приближенно со-
ответствует точке Ь, а намагниченность областей В и D резко
уменьшается от точки а по кривой ао.
В момент, когда iiWi== (иоп)'= (42w2)', потоки Ф2 и Фх равны
(точка е), при этом намагниченность областей А и С приближен-
но соответствует точке Ь, а областей В и D — точке а. Таким об-
разом, при iiWi = t2w2, если не учитывать явления гистерезиса, а
оба С-образных магнитопровода полагать симметричными, сум-
марный подток Фг =01+^2 (где Ф1 = Фг) через области В и D
отсутствует и проходит лишь от 4 к С по диагонали магнито-
проводов, образуя потоковую связь входной и выходной обмоток.
Рис. 1.36. Общий вид кривых намаг-
ничивания без учета гистерезиса фер-
ромагнетика в трансформаторе с вза-
имно-ортогональными входным и вы-
ходным магнитопроводами под воз-
действием МДС цац и i2ay2
ВБ
Рис. 1.37. Семейство кривых на-
магничивания магнитопровода с
взаимно-ортогональными входным
и выходным сердечниками
41
40
Для различных i2w2 кривые намагничивания остаются парал-
лельными, заключенными между двумя прямыми Od и ас в обла-
сти насыщения. Прямая рр' есть линия равных МДС, где iiW^
= 1’2^2-
Можно получить аналогичное представленному на рис. 1.36
семейство кривых Ф2~f(i2w2, Если входной и выходной
С-образные магнитопроводы идентичны, то идентичны и семейст-
ва кривых. По этим семействам можно определить Ь2 или L\ как
функции потоков Ф1 и Ф2. На рис. 1.36 представлена картина в
статике, в динамике же Ф\ и Ф2 изменяются во времени и сдви-
нуты по фазе. Это необходимо учитывать при определении зави-
симости £2 = ф(Ф1, Ф2).
На рис. 1.37 представлены кривые намагничивания для иден-
тичных входного и выходного С-образных магнитопроводов без
учета явления гестерезиса (середины горизонтальных линий се-
чения петли гистерезиса [12]) при воздействии двух МДС:
и i2w2. Кривые намагничивания Ф2—i2W2) в данном слу-
чае будут идентичны. Как видно из рис. 1.37, в силу полной сим-
метрии кривые намагничивания для i2^2>0 могут быть построе-
ны по основной кривой, снятой при i2w2 = 0. Выполняя решение
(Ф1Д1йУ1)^21, получаем значение Ц в любой точке. Аналогичное
справедливо для Ь2. Построенные таким образом зависимости L2
от Ф1 показаны на рис. 1.38.
Расчет на ЭВМ и экспериментальное исследование рассмот-
ренного управляемого трансформатора при подаче на вход
Ui — Ui sin to/ и на выход и2~ U2 sin(ittrf+icpo) показывают, что пере-
даваемые с входа на выход мощность Р2 (рис. 1.39) и КПД 4
(рис. 1.40) зависят от угла фо. При фо = л/2 мощность Р2 и т] стре-
мятся к нулю. В этом случае поперечное сечение каждого магни-
топровода составляет 8,5X 2,9 см, геч = 270 вит., 0,2 = 326 вит., об-
щая масса меди и стали 13,45 кг и частота питания со = 60 Гц.
Максимальные значения Р2 и г] достигаются при фазовом сдви-
ге фо~6О... 70. Это говорит о том, что в паратрансе (см. рис.
Рис 1 40 Зависимость КПД от угла <р фа-
евого’ сдвига между питающими напряже-
ниями Wi и «2 в трансформаторе с взаимно-
ортогональными входным и выходным маг-
нитоправ одами
90
60
Ui=2008
иг=23Ь8
780В
21k В
760В
790В
IkOB
7668
30
о
до9 00° joq о
1.31) при развороте входного и выход-
ного С-образных магнитопроводов
строго на 90° мощность Рн, передавае-
мая от входного источника питания в
нагрузку, и т] небольшие. Для увели-
чения Рн и т] необходимо вводить раз-
ворот на (60... 70)° между входным и
выходным С-образными магнитопроводами. При построении пара-
транса по схеме балансного или мостового управляемого транс-
форматора также требуется эквивалентное рассимметрирование
для повышения Рн и тр
Режим установившихся колебаний, как и режим возбуждения
колебаний с учетом потерь и нагрузки, может быть описан урав-
нением (1.21), в котором необходимо учитывать зависимость не
только от Фь но и от Ф2. Перепишем (1.22) в виде
+ _L( J-----уЛф =0. (1.22')
dZ* а* \ CL,
* 43 /
Если зависимость Ь2 от Ф1 вновь принять вида
L2 = L2o/(1— mcos2Z), (1.20')
а зависимость Ь2 от Ф2 определить из кривой намагничивания,
аппроксимируемой полиномом Н2жаВ2 + $В32 вида
12«£/(1 + £Ф22), (1-28)
где £==1щ22</2/(а/о); £=₽/(л?22); q% — площадь поперечного сече-
ния выходного магнитопровода; /о — средняя длина магнитной
силовой линии по полю Н2, то зависимость L2 одновременно от
Ф1 и Ф2, как следует из (1.20х) и (1.28), может быть представле-
на в виде

Рис. 1.39. Зависимости мощности (пе-
редаваемой с входа на выход) от уг-
ла ф фазового сдвига между питаю-
щими напряжениями и иг
Уравнение (1.22') с учетом (1.29) запишется как
^1-
Рие. 1.38. Зависимость индуктив
ности вторичной обмотки от пото-
ка первичной при постоянных зна-
чениях потока вторичной
(1 — m cos 2Z) (1 __ 2 ф (=_ о
20
или с учетом допущений и принятых выше
обозначений
<РФ2
ио.
(1.30)
Уравнение (1.30) описывает установившийся процесс в выходной
цепи паратранса и является параметрическим, нелинейным. Чис-
ленно решить его можно на ЭВМ. Расчет установившегося режи-
43
42
ма паратранса на ЭВМ может выполняться и непосредственно по .
(1.21) при наличии графически представленных зависимостей
типа Ь2(Ф1Ф2), показанных на рис. 1.38. Для выбора наиболее
подходящего режима работы паратранса его можно промодели-
ровать на аналоговой ЭВМ по эквивалентной электрической схе-
ме. В то же время, когда требуется предварительная оценка кон-
структивных и энергетических данных, можно провести ориенти-
ровочный расчет паратранса.
Многофункциональность паратранса обусловлена совместным
использованием трансформаторной (потоковой) и параметричес-
кой связей между входом и выходом, свойств четности и нели-
нейности кривой намагничивания, свойств консервативной систе-
мы, каковой по существу является паратранс. В отличие от обыч-
ных параметронов, в которых частота выходного колебания в два
раза ниже частоты накачки, в паратрансе частота выходного на-
пряжения равна частоте источника питания. Независимо от схем-
но-конструктивного исполнения функциональные свойства и ха-
рактеристики качественно остаются неизменными, изменяются
только их численные значения. Поскольку все функции взаимно
коррелированы, то сильное подчеркивание одних функциональных
свойств паратранса приводит к снижению других.
К условным недостаткам паратранса можно .отнести зависи-
мость выходного напряжения от частоты питающего напряжения,
которая характеризуется изменением амплитуды напряжения при-
мерно на 1 ... 1,5% при изменении частоты на 1%. Габариты и
масса паратранса в 1,2... 1,5 раза больше габаритов и массы эк-
вивалентного по мощности трансформатора. Частотная зависи-
мость паратранса, как будет показано ниже, либо сравнительно
просто компенсируется, либо используется как полезное свойство.
Трансформация и гальваническая изоляция выхода от входа.
Коэффициент трансформации в паратрансе, в отличие от транс-
форматора, определяется не только отношением но и глу-
биной изменения индуктивности Ь2 выходной обмотки на данной
частоте питания. Как и в трансформаторе, в паратрансе можно
выполнять несколько входных и выходных обмоток. При этом вы-
ходные обмотки выполняются ’ изолированными от входных, что
обеспечивает гальваническую изоляцию выхода от входа. Коэф-
фициент трансформации в паратрансе может быть равным, боль-
ше и меньше единицы.
Защита от пониженных и повышенных напряжений питания
обусловлена параметрическим характером возбуждения колеба-
ний и передачи энергии от источника питания в нагрузку. Дина-
мическая характеристика паратранса представлена на рис. 1.41.
Паратранс обычно работает в зоне одностабильного состояния, и
при номинальном значении напряжения питания СЛном он возбуж-
дается, создавая на выходе напряжение U2 ном* Если амплитуда
напряжения питания Ui падает ниже напряжения срыва t7ic, то
колебания срываются, U2 = 0 и потребление по цепи питания со*
ответствует приближенно режиму холостого хода (х.х.).
44

Рис. 1.41. Динамическая характери-
стика паратранса:
171 — амплитуда напряжения питания; Us —
амплитуда выходного напряжения (стрел-
ками показана зависимость и% от «1 в
функции направления обхода)
Рис. 1.42. Нагрузочные харак-
теристики паратранса:
1 — идеальная; 2 — реальная
Если к входу паратранса приложена амплитуда питающего
напряжения Ui<.U13 (напряжение запуска), то колебания не воз-
буждаются и t/2«0, что соответствует режиму х. х. При UiZ>
>й1яом амплитуда U2 уменьшается и, наконец, при колебаниях
убывает практически до нуля, т. е. U27nQ, что соответствует ре-
жиму х. х. Таким образом осуществляется защита нагрузки от по-
ниженных и повышенных напряжений питания. На практике в
паратрансе при полной нагрузке, перегреве примерно в 60° С,
'КПД=86%, £Лном.эф=220 В, частоте 50 или 400 Гц удается реа-
лизовать 771з.эф (170... 190) В и t^lc-эф- (130 ...160) в.
Защита от перегрузок и короткого замыкания в паратрансе
обусловлена необходимостью соблюдения условий существова-
ния режима установившихся колебаний. Это означает, что мощ-
ность, потребляемая в нагрузке и расходуемая на потери, долж-
на компенсироваться мощностью, поступающей от источника пи-
тания за счет изменения параметра выходного колебательного
контура — индуктивности L%. Поскольку глубина изменения Л2
ограничена областью насыщения кривой намагничивания, то ог-
раничена и энергия, поступающая на данной частоте от источни-
ка питания в контур. В результате, когда суммарная мощность по-
терь в нагрузке начинает превышать мощность, поступающую за
счет изменения Л2, нарушается условие существования колеба-
ний (1.26) и они срываются. Потребление по цепи питания соот-
ветствует режиму х. х. Обычно реализуется режим, при котором
превышение' 7н.ном на 20 ... 25% приводит к срыву колебаний в
паратрансе.
При правильно выбранном сечении провода выходной обмот-
ки, когда гпр<С 1/а,2С2Лн (гпр — сопротивление провода обмотки
^2; — сопротивление нагрузки), нестабильность выходного на-
пряжения паратранса при изменении тока нагрузки от /Ном до
X X. не превышает (1 ... 2) %. Если нагрузка принимает индуктив-
ный или емкостный характер, то нагрузочная характеристика из-
меняет свой вид. На рис. 1.42 показаны нагрузочные характери-
стики паратранса. При замыкании выходных зажимов паратран-
45
са (к. з.) конденсатор С выходного контура закорачивается и
колебания в контуре срываются. Так продолжается до восстано-
вления нагрузки. Такой режим по потребляемому входному току
приближенно соответствует .режиму х. х. При нормальной нагруз-
ке типичные формы токов и напряжений (входных и и щ, выход-
ных г2 и п2) для паратранса представлены на рис. 1.43. По вход-
ной цепи паратранса на частотах 50, 400, 1000 Гц, 20... 50 кГц
типичное значение cos<p = 0,8 ... 0,4, понижаясь от максимума к
минимуму при уменьшении амплитуды входного напряжения и
сопротивления нагрузки.
Фильтрующие свойства паратранса обусловлены невозможно-
стью скачкообразного изменения энергетического состояния замк-
нутой консервативной системы, какой по существу является па-
ратранс. У паратрансов на частотах 50, 400 Гц подавление вы-
бросов и провалов в напряжении питания при прохождении их на
выход, а также подавление проникновения скачкообразных изме-
нений тока нагрузки в цепь питания в полосе частот до единиц
мегагерц составляют 50... 60 дБ. На рис. 1.44 показаны харак-
терные искажения формы входных и выходных напряжений.
Практически выбросы, в 2...3 раза превышающие амплитуду
входного напряжения, и провалы до нуля не проявляются в вы-
ходном напряжении в третьем приближении. Значительные вы-
бросы во входном напряжении вводят магнитопровод в область
глубокого насыщения, не приводя к сколько-нибудь существенно-
му увеличению глубины модуляции индуктивности L2, т. е. не уве-
личивая коэффициента т.
Как уже упоминалось, паратранс, несмотря на односторонний
параметрический механизм передачи энергии, обладает функцией
двусторонней фильтрации. В результате выбросы и провалы в
токе нагрузки не проникают во входную цепь. Перечисленные
фильтрующие способности паратранса сохраняются до частот,
при которых еще допустимо пренебречь влиянием паразитных ин-
дуктивностей и емкостей. На частотах, где необходимо учитывать
паразитные индуктивности и емкости, требуются дополнительные
исследования фильтрующих способностей паратранса. Чем выше
добротность QH нагруженного колебательного контура, т. е. чем
выше энергия, запасаемая в контуре по сравнению с потребляе-
мой в нагрузку, тем выше фильтрующее действие паратранса.

Рис. 1.44. Формы искаженных вход-
ных и соответствующие им формы
выходных напряжении в паратрансе
Рис. 1.43. Формы напряжений и
токов
46
Постоянная времени на-
растания и спада колебаний
в паратрансе составляет два-
три периода колебаний и ме-
няется в этих пределах при
изменении момента включе-
ния и амплитуды Ui на-
пряжения питания. На рис.
1.45 представлены харак-
терные кривые нараста-
ния и затухания колебаний
Рис. 1.45. Формы нарастания спада напря-
жения на выходе при включении (а) и вы-
ключении (6) входного напряжения
выходного напряжения в
зависимости от момента включения входного напряжения и его
амплитуды. На рис. 1.46 представлены кривые поведения выход-
ного напряжения при кратковременном исчезновении входного на-
пряжения питания.
Стабилизирующие свойства паратранса обеспечиваются введе-
ние^ дополнительно к параметрической еще некоторой доли по-
токовой связи выхода с входом. На рис. 1.47 показан общий вид
динамических характеристик, обусловленных потоковой /, пара-
метрической 2 и смешанной 3 связями выхода с входом. Введе-
ние доли потоковой связи на практике осуществляется созданием
специальной асимметрии в конструкции паратранса, которая вы-
нуждает часть потока Ф1 входной обмотки пересекать плоскость
витков выходной. В зависимости от схемы паратранса (баланс-
ная, мостовая, с ортогональными обмотками, ортогональными по-
лями) элемент асимметрии может вноситься в электрическую,
магнитную или обе части конструкции.
Амплитудно-частотная характеристика паратранса по выходу,
являющегося нелинейным колебательным контуром, имеет вид
колоколообразной кривой, вытянутой вправо (рис. 1.48). При
(о><оо для возбуждения колебаний в паратрансе требуется повы-
шение амплитуды напряжения накачки. При некотором значении
Рис. ,1.46. Кривые выходного на-
пряжения при кратковременном
пропадании входного напряжения
Рис. 1.47. Общий вид динамических
характеристик при потоковой (7), па-
раметрической (2) и смешанной (5)
связях выхода с входом
47
Рис. 1.49. Электрическая схема
ПТоп. с прямой электрической
связью
Рис. 1.48. Амплитудно-частотная
характеристика паратранса:
/ — идеальная; 2 — реальная
(ш/cdo)* колебания в выходном контуре паратранса срываются.
.Обычно 1% изменения частоты со питающего напряжения соответ-
ствует 1 ... 1,5% изменения амплитуды выходного напряжения.
Это свойство паратранса может быть использовано для построе-
ния частотных различителей.
Типы паратрансов. Тип паратранса определяется его электро-
магнитной схемой и взаимным расположением потоков Ф\ и Ф2
в области их общего взаимодействия. Кроме того, паратрансы
могут быть управляемые и неуправляемые. Управляемый пара-
транс, в отличие от неуправляемого, кроме входа и выхода, имеет
управляющий вход, что позволяет создать замкнутый контур ав-
торегулирования при построении различных устройств питания
РЭА.
Существуют пять основных типов неуправляемых паратрансов
(табл. 1.6). Каждый тип можно представить его обращенным ва-
риантом, когда конденсатор подключается к входу и сам стано-
вится выходом, а выход паратранса превращается во вход. Под-
ключение одновременно емкости к входу и к выходу делает ме-
ханизм передачи энергии в паратрансе двусторонним.
Управляемые потоком паратрансы и дроссели. Так как пара-
трансы при изменении частоты питающего напряжения меняют
амплитуду выходного напряжения и не компенсируют нестабиль-
ность выходного напряжения, обусловленную выпрямителем и
фильтром, то крайне желательно введение цепи управления ам-
плитудой Uвыходного напряжения в паратрансах. Таким обра-
зом, появились предложения о создании восьмиполюсника — уп-
равляемого параметрического трансформатора, четырехполюсни-
ка — управляемого ортогональным потоком дросселя и различных
устройств питания на их основе. В основу конструкции уподрос-
селя могут быть положены конструктивные исполнения паратран-
са типа ПТоп (рис. 1.49).
На рис. 1.50 показано схемное обозначение уподросселя. Схе-
ма одного из вариантов использования уподросселя для получе-
ния стабилизированного по амплитуде выходного напряжения
представлена рис. 1.51. Выходное напряжение и2 стабилизирует-
ся по амплитуде при изменении частоты со и амплитуды пита-
Таблица 1.6
о
Эквивалентная элек-
трическая схема
Схемное
обозначение
Электромагнитная
схема
Тип транс-
форматора
пт6
о
о
ПТ*1
Мостовой
ПТбр
пт>
ПТоп
о
о
Баланс-
ный раз-
дельный
Баланс-
ный
Ортого-
нально-по-
токовый
Ортого-
нально-об-
моточный
OieX
О
о

- ' изменении тока нагрузки /н.
ющего напряжения а также: р ка с амплитудой входно-
Амплитуда выходного напряже у на дросселе соотно-
го напряжения и падением наир кпЧ(пфициент трансформации
шениём Д2= 1Лп-]<»Мн«2, К? ФЛ индуктивность уподрос-
трансформатора; Ь'д=}»'-д/1; п Ун ’ А9т1 или о.
селя; фазовый сдвиг в трансформат Р вляЮТСЯ защитные _и
В таком устройстве частично У чаСТОтах 50 и 400 Гц
фильтрующие функции. При Работе полосе частот до 1 МГц.
фильтрация составляет около zv Д« „мягпаммы напряжении в
На рис. 1.52 представлены векторнь е д Р ЧИсто резистив-
усТройстве для чисто индуктивной (ри_ -• > 'нагру3ке устройство
ной (рис. 1.52,6) нагрузок. При индук „у1ЗщИе возможно-
имеет более широкое энергетическое i Р 49
48
О * Q
Рис. 1.50. Схемное обозначение
дросселя, управляемого пото-
ком
Рис. 1.51. Электрическая схема сило,
вого устройства трансформации и ста.
билизации напряжения {ССУ — схема
сравнения и усиления)
сти. Таким образом, устройство может быть полезным при рабо-
те на нагрузки типа двигателей.
Схемно-конструктивные реализации управляемых потоком па-
раметрических трансформаторов только разрабатываются, и, ви-
димо, еще будут созданы оптимальные варианты. Перспектив-
ность реализации управления в паратрансах обусловлена высо-
кими фильтрующими, стабилизирующими, защитными свойства-
ми паратрансов, а управление позволяет, сохранив указанные
свойства, скомпенсировать нестабильность цепей, на которые на
Рис. 1.53. Электромагнитная схема
управляемого параметрического транс-
форматора
Рис. 1.54. Эквивалентная электри-
ческая схема выходной цепи уп-
равляемого параметрического
трансформатора
гружается паратранс, осуществить изменение выходного напря-
жения по заданному закону, скомпенсировать нестабильность, ВЫ-HO и w2 синфазно подаются напряжения их и и2 заданной частоты со: щ =
зываемую изменением частоты. u2=^2sin(oZ, где (7Ь U2 — амплитудные значения напряжений
На рис. 1.53 представлена схема одного из вариантов конст-wiии2.
рукции управляемого паратранса, а на рис. 1.54 — его эквива-
Далее, для каждого установленного значения амплитуды U2 при несколь-
лентная электрическая схема по выходной цепи. Поскольку £гких значениях амплитуды Ux изменяется ток 12 — амплитудное значение тока
меняется во времени от воздействия питающего напряжения и за-** Затем на основе соотношений Ф^и^аю^ Ф2=и2/(ми2 строится семейство
висит от сигнала управления, то она может быть записана в виде Экспериментальных Кривых намагничивания, т. е. зависимость Ф2=.ф(Фь I2w2).
суммы составляющих, т. е. L2 = L/2(Z) +Z/Z2(ly). Изменение токаДля установления в аналитическом виде связей между электрическими и маг-
управления iy приводит к изменению резонансной частоты конту- нитными параметрами паратранса аппроксимируем эти кривые намагничива-
ра и, следовательно, амплитуды колебания выходного напряже-йИЯ выражением
ния.
Ниже приведем в общем виде аналитический расчет паратран-
са типа ПТ°. Результат расчета сравним с данными эксперт где
мента.
Аналитический расчет паратранса. Нарисуем с обозначением всех элемен ^Л
тов и подключением нагрузки электромагнитную схему паратранса, выполнентальным кривым намагничивания.
1^)2 — &20Ф2 4- Ь2\Ф2‘1Ф% -f- Ьз^Ф^2)
Ф% — текущее значение потока в сердечнике магнитопровода
— текущее значение потока в сердечнике магнитопровода
^2о, Ьгь &зо — коэффициенты аппроксимации, определяемые по
(1-31)
с обмоткой
с обмоткой
эксперимен-
тах) на магнитопроводе ортогональной конструкции (рис. 1.55).
Построение кривых намагничивания магнитопроводов производится при от
ключе иных конденсаторе и нагрузке. Для каждой рабочей частоты строит#
зависимость амплитудных значений Ф2 магнитного потока Ф2 от амплитудный
значений Ф{ магнитного потока Ф\ и намагничивающей силы I2w2. С это^
целью на входную wl и выходную w2 обмотки с числом витков соответствен’
Рис. 1.52. Векторные
диаграммы напряже-
ний в устройстве ста-
билизации с уподрос-
селем при работе на
индуктивную (а) и ак-
тивную (б) нагрузки
?йс* 1-35. Упрощенная
электромагнитная схе-
ма паратранса
50
51

8
^=4-7z?"f
2-10~k
7-18'4
О
500 1800 1500 12&2>а
0,Ч'10~\ВБ
4
О
0.8
0^ -
0,8-10~*
-4
1___
500 1000 1500 12ш2}А
Рис. 1.56. Вебер-амперные характеристики ленточных ортогональных магни-
топроводов типов ОПЛ1-45 (а) и ОПЛЗ-40 (6) при разных значениях пото-
1,6-10-4
2-/ZT*
2,и-Ю~ч
i
О
изготовлены на
= 160-
, что
30 я'
На рис. 1.56 показаны экспериментальные вебер-амперные характеристики
ленточных ортогональных магнитопроводов типов ОПЛ-45 и ОПЛЗ-40 при раз-
ных значениях магнитного потока Фь Магнитопроводы типа ОПЛ1-45 (рис,
1,56.а) выполнены на частоту 50 Гц из лент стали марки 3412 толщиной 0,35
мм и имеют входную обмотку с числам витков wx =550 и выходную с числом
витков ш2=1000, а магнитопроводы ОПЛЗ-40 (рис. 1.56,6)
частоту 400 Гц из лент стали марки 3422 толщиной 0,03 мм и имеют
и t^2~400. В процессе построения семейства кривых было установлено
для магнитопр овода типа ОПЛ1-45: 620~24-104 А/Вб; 62i«2,9-1012 А/Вб3; b
«2,38-ТО12 А/Вб3, а для магнитопровода типа ОПЛЗ-40: 6.20«146-104 А/Вб;
621«56-1012 А/Вб3; &зо«85-!1О12 А/Вб3.
При изменении геометрических размеров магнитопроводов несколько изме-
няются и коэффициенты Ь2о, &зо, что желательно учитывать при расчетах
паратранса. Однако из-за отсутствия справочных сведений при расчете пара-
трансов на частоты 50 и 400 Гц и при выходной мощности в десятки — сот-;
ни ватт допускается использование вебер-амперных характеристик, изображен-
ных на рис. 1.56. Расхождение между аппроксимирующими и' эксперименталь-
ными кривыми намагничивания при найденных значениях коэффициентов Ь&
&2i, ^зо составляет не более 5% для /2о>2>40 А.
Применяя метод эквивалентных гармоник
потоки и напряжения в паратрансе такими
Эквивалентная электрическая
^Рис. 1.57.
схема паратранса
, заменим негармонические ток&
гармониками и, используя выра'
жение (1.31), найдем функций
нальную зависимость индукти^
ности Г2 выходной обмотки
от магнитных потоков Ф1
Ф2. По аналогии с парамет"
роном полагаем, что в параграф
се поток Ф2 сдвинут по фазе о*'
носительно потока Ф1 на 90°, т.
Ф1 —Ф181п(оЛ
ОШодставляя эти выражения в (1.31) и учитывая, что потокосцепление об-
здасйси Ч2=ю2Ф2==12Ь2, после простейших преобразований получаем L2=L2qMJ+
2
1*0 —
(1.32)
среднее значение индуктивности L2\
— коэффициент глубины модуляции индуктивности L2.
Al: Тогда без учета паразитных емкостей и индуктивностей рассеяния эквива-
лентная электрическая схема паратранса, приведенная к нагрузке, будет иметь
вид, как на рис. 1.57, а описывающее данную схему дифференциальное урав-
нение может быть представлено как
" *b+_L/_!_+_!_\ *b.+_L^_0,
'& dt% С \ Гд 7?д / dt
где гп — сопротивление потерь в магнитопроводе и обмотках.
Введем обозначения:
(1.33)
у
к’
/Т?9кв — (гп “Ь ^н)/гп ^н» V — 1/С7?экв — (^п 4“ ^н)/^п
(Bq == 1/2^20 С; Qo ” гц/Ю0 ^20 = ®0 П» Qu “ ^ЭКв/®0 ^2» ” > (1*33)
зде /?экв — эквивалентное сопротивление выходного контура; у — затухание
< контуре; соо — средняя резонансная частота; Qo — собственная добротность
выходного контура; Q
&
•’уч’ '
Ж
— добротность натруженного контура.
Тогда, подставив (1.32) в (1.33), после преобразований получим
Фа
dt 0
v
В свою очередь, это уравнение после подстановок Ф2=Ф2\& 2
i
'Приводится к уравнению Матье в каноническом виде:
1Йа2Фа1 '
Ж -----— J- (п -4- 9n cos = 0.
<де а==®21/ш2; q= (m/2) (о20/ш2); coj
У; v2
(<О21 = О)20—— ).
L 4
у- Уравнение (1.34) имеет области
ср ед н я я со бет в ен н ая частота
[(1.34)
контура
Я1
устойчивых и неустойчивых решении в за-
висимости от параметров а и q. Точные неустойчивые решения имеют вид сумм
рядов функций Матье, и их существование означает возможность возбуждения
колебаний в паратрансе. Однаксь из-за громоздкости точные решения не могут
?^ыть использованы в инженерных расчетах. Приближенное решение уравнения
£1.34) с учетом допущения о гармоничности потоков Ф1 и Ф2 при a~^>q и
ш можно представить в виде Ф21 = Ф2о€^т^ cos Z, а с учетом указанных вы-
подстановок
Фа == cos © / — Фа (Q cos (о t,
£2
К
1
if:
(1.35)
53
Ж.
й»-,
ьЙ£
где Ф20 — амплитудное значение потока гармонической составляющей часто-
ты о в момент, предшествующий началу возбуждения параметрических коле-
баний; Ф2(/) =^02Oe^zn^“?/co)ft)t — текущее значение амплитуды потока индук-
тивности Л2 в период нарастания" или затухания параметрических колебаний,
(Следует отметить, что в эти промежутки времени коэффициент т также яв-
ляется функцией времени.)
Режим возбуждения колебаний в выходном контуре начинается с ампли-
туды значение которой зависит от неортогональности сердечников в маг-
нитопроводе, неизотропности ферромагнитного материала и тепловых шумов.
Введем практически подтверждаемое допущение ^зоФ^о^С^Фщх, где Фщх —
амплитудное значение магнитного потока входной обмотки wl в момент начала
возбуждения колебаний.
Тогда в соответствии с уравнениями (1.32), (1.33) и (4.35) и принятым
допущением условие возбуждения колебаний записывается в виде
вх 1
262о 4“ ^21 Ф) вх Ч) С £?ЭКВ
Решая это условие относительно амплитуды Фщх и числа витков w2 с
учетом выражений (1.33), получаем:
Ф1 ВХ 2&2о/^21 (<Я С^ЭКВ 1)> (1.36)
р7 &20 ^ЭКВ ^/^Он С ^ЭКВ 1)»
где (Вон = 1/Т2онС; £2он — 2ш22/(2/?2о_|_^21Ф21) -
Следует отметить, что условия (1.36) необходимы только для возбуждения
паратранса. С началом роста амплитуды Ф2 первое неравенство условий (1.36)
оказывается недостаточным для сохранения установившихся колебаний, так
как при Ф2>0 коэффициент глубины модуляции т меньше, чем при Ф2=0.
Второе неравенство условий (1.36) не может физически изменяться в процессе
нарастания колебаний и является необходимым и достаточным.
Время установления колебаний в выходном контуре паратранса /у удобно
определить как время, необходимое для нарастания амплитуды выходного по-
тока Ф2 от 0,1 до 0,9 своего установившегося значения. В этом случае ампли-
туду Ф2 следует рассматривать уже как амплитуду эквивалентной гармоники
выходного потока в режиме установившихся колебаний, когда т~у/а). На
практике, как правило, интерес представляет не собственно время fy, а отно-
сительное время fy/T, где Т—2л/о)i~2л/со — период собственных колебаний в
контуре.
Если допустить, что О,1Ф2^Ф2о, то из (1.32), (1.33) и (1.35) нетрудно
найти
/ 0,35 (о С7?экв (2&20 4“ ^21 Ф? 4^ 0,81 &зо Фд)
™ ' 11 "" —... . ......................... - • - - —#
Т [со CRdKB (0,81 /?30 ф2 Ь21 Ф|) (2^20 4" ^21 *^1 + 0>81 ^зо *^1)1
Режим установившихся колебаний определим как режим, характеризую-
щийся неизменностью .во времени амплитуды Ф2 при неизменных амплитуде Ф1
и сопротивлении нагрузки RB. Тогда в соответствии с введенным определением
54
Я уравнениями (1.32), /(1.33) и (1.35) необходимыми и достаточными усло-
виями режима установившихся колебаний будут
ИЛИ (^50^2 — ^21 Ф?)/(2^20 + ^21^1 +630^2) ” (1 »37)
Совместно решая первое неравенство условия (1.36) с (Г.37) относительно
амплитуды Ф2, получаем
Ф2—"1/^20 ® С-^ЭКв/^30 (®С/?экв О2* (1.38)
В соответствии с ранее принятыми допущениями ток Г2 в катушке индук-
тивности L2 может быть представлен в виде эквивалентной гармоники, т. е.
cos 03 »
где Л=:(/н+А0Фн= (/н+/ч)(о0С/?экв; Ль /ч — амплитудные значения токов в
нагрузке с сопротивлением и сопротивлением потерь гп соответственно.
. Тогда на основании уравнения (1.32) запишем выражение для определения
потокосцепления ЧЛ обмотки w2:
L2q /2 cos t
1 4- m cos 2co /
= Yjjcosco^
где
¥2=144 , = 120 /z- = Фг. (1.39)
/ = - n, ri—0, 1, 2, 3,... 1 Д- tn
co 1
В соответствии с основным законом Фарадея
= 4'н sin со t = - 3 - = ' (Z-2 Л) = ^2о /2 (1 4- т cos 2<в t) sin ш t +
at at
4- 2co m sin 2co t cos co ZJ/(1 m cos 2co /)2,
где
Us— JnH| _ —
— n, /1=1, 3, 5,-» 1 И1
(1.40)
v Совместное решение выражений (1.39) и (1.40) позволяет установить ана-
литическую связь между напряжением UB, амплитудой Ф2 и числом витков w
., 1 4~ /П 1 + т . гг / й С/?экв + 1 Л /1 Jn
_ = -------Ф2; ^2 = (7н/(О';---------Фг —Лц/(0—— ~Фа* (1.41)
I — /7t I •— tTt (О *
Подставив выражение (1.38) в уравнение (1.41), после несложных преоб-
разований получим
________Uh ]/ бзо
2ю ю ^^экв 4“ ' ^2о ® С/?экв
(со С7?ЭКв — I)2
(1.42)
Если при построении кривых намагничивания ортогональных магнитопро-
®оцов вход и выход поменять местами, то по аналогии с уравнением (1.32)
можно получить выражение для определения индуктивности входной рбмот-
к к W1;,
41= Lft/ (1 — m1 cos 2(о/),
55
где -
—~---------------------гг " J. 32")
ЗД10 ~Ь ^21 ^*2 ~Ь ^30
— среднее значение индуктивности Lft
ЬцФ^ — Ь^Ч^
mi =---------------------— (1.32*)
2^20+^31^2+^30^1
— коэффициент глубины модуляции индуктивности L1.
С учетом фазового сдвига (р между током ц и напряжением щ справедливо
записать, что
i J = 1г sin со t;
Ui = (?! sin (to /-f-ф) •
Далее по аналогии с выражениями (1.39)—(1.41) получим следующие соот-
ношения между параметрами для входной цепи:
2^-п. п=1,3,5.
Ui sin ф = |«t| „
z ^=0, 1, 3,.
(О
10 11
U-43)
Ur sin ф
~\Г (*^ С^ЭКВ 1)
г 2Ь2о
UA sin ф
1 +
to ----------
1 - mi
Из уравнений (1.41)—.(1.43) нетрудно получить выражение для опреде-
ления коэффициента передачи напряжения kxj в пар а трансе:
Un ш2 1 + т 1 — mi -if 2b^m
ки — U, = W1 1 + mt l—m V bM (1 — m) Sln <₽
Как видно из рис. 1.58, магнитные потоки Ф1 и в плоскости стыка у
ортогональных магнитопроводов в режиме установившихся колебаний созда-
Рис. 1.58. Картины изменения потоков и Ф2 при ф2=л/2

•• •
^сложную картину магнитного поля. В зависимости от начального фазового
сдвига Фг между потоками Ф1 и Ф2 их взаимное расположение в пространстве
(стыки 1—4 на рис. 1.55 и 1.58,а) и во времени (I—IV — четверти периода
ца рис. 1.58,б) изменяется. Учитывая пространственный и временной сдвиги
между потоками Ф[ и Ф2 в зависимости от угла ф2, для каждого кер на -пол ю-
са в каждую четверть периода можно построить пространственно-временную
картину взаимного расположения векторов потоков Ф] и Ф2 (рис. 1.59), а так-
же картину изменения вектора результирующего (суммарного) потока Ф^ в
стыке ортогональных сердечников магнитопровода паратранса.
Нетрудно заметить, что на рис. 1.59,а максимум суммарного потока Ф
перемещается во времени по часовой стрелке от полюса 1 к полюсу 2 и т. д.,
на рис. 1.59,6 поток Ф2 движется во времени против часовой стрелки от по-
люса 2 к полюсу на рис. 1.59,в указанного движения нет, а есть лишь ра-
' • • "
'•*1
: ' Т.-
зовое за период изменение полярности полюсов. Таким образом, в паратрансе
Пространство
Пространство
ЕЗ j 1
ннэвд | I ы —* — ' э» 5 1 "Кб" " N 4 4 1 »
И н t 1 г 1 - // — >- 1 11
Ш с И® ! —— N .₽-*-—** ► ,5 .. н **
IF м?- — 1 +1* —► — g £
<0
1.59. Пространственно-временные картины взаимного изменения
^ения векторов потоков Ф1 (сплошные линии), Ф2 (пунктирные), Ф2
7'^. 3
3®^) при <р2=л/2 (а), ф2=“ я Ю и ф2=0 (в)
Шр?7 2
ЖжХ'- '
НШттЬтг''*' у'
bS№heS^&;A
располо-
(волнис-
на ортогональном магнитопроводе при в плоскости стыка существует
поле потока Ф%, вращающееся с частотой со питающего напряжения. В ре-
зультате сложения эквивалентных- гармоник потоков Ф\ и Ф2 частоты <в, сдви-
нутых по фазе на угол ф2, получим
Ф2 = Ф2 sin (со t + фх) + Фз sin (со t + фа) = Ф2 sin (ю 14- <zn)» (1 -44)
где Ф2=г Ф,+Ф1 + 2Ф1Фасоз(фз — фД;
, Фх sin фх + Ф2 sin фз
ап = arctg —---------—---------;
Фх COS фг 4“ Ф% COS фа
Ф1—начальный фазовый сдвиг потока Фь При фг=0:
Ф^ = V Ф\ 4- Ф2 + 2Ф1Ф2 cos фз;
t Ф2 sin ф2
«д = arctg ———--------—1.
Фх 4- Фаcos Фа
’Граничный режим работы паратранса определим как режим, существую-
щий во время перехода от режима возбуждения к режиму установившихся
колебаний выходного потока Ф2. В соответствии с этим определением, решая
совместно второе неравенство из условий (1.36) и выражение (1.41) относи-
тельно (оС7?экв, получим
(® СЯэкв)5 — 5 (аэ СЯэкв)4 4- ( 10 - -М (со СЯэкв)3- ( 10 4- W СЯэкв)2 +
\ А / \ Л /
+ ( 5 - 4-^ (шСЯэкв) -1=0; (1.44')
\ А )
ГДе А = (Оо^ЗО^н/4(д2Ь^20^экв ^30^2н/4С1)&20^?Экв.
Решая уравнение ('1.44') способом Лагранжа, для каждого конкретного
значения А будем иметь
1
(о С7?экв — <714* j >
1
<7з 4"
где <7i и — целые числа (от 1 до 4“°°), причем между qi и <?i4-l лежит,
корень алгебраического уравнения (1.44), а между q2 и ^4-1 — корень алге-
браического уравнения, полученного из (1.44') при подстановке юС7?Экв = q\4-
4-— . Далее, вычислив значение соС/?экв по известным параметрам со и ^экв)
можно рассчитать емкость С.
Выведем энергетические и геометрические соотношения для паратранса,
выполненного на магнитопроводе ортогональной конструкции ОПЛ, состоящем j
из двух П-об разных ленточных сердечников.
Перепишем (1.31) в виде:
ix — sin со t\
== их sin (со 14- ф), (1.31')
цде /ь — амплитуды эквивалентных гармоник тока i\ и напряжения щ со-
58
ответственно. Выразим потребляемую мощность Рпот и сопротивление потерь
через выходную мощность и КПД паратранса iq:
D _Zh_ _£L.
Рдот— — 9Р
гп=,— Ян- (1-45)
1 — Т]
С другой стороны, Рпот = Р1акт, где Р1акт = — t/Ji COS ф (1.46) ~ актив-
2
ная составляющая мощности, поступающей во входную цепь паратранса.
Решая совместно уравнения (1.45) и (1.46), получаем
/х — 2РЦ0Т/{71 cos ф —cos ф. (1*47)
Представив входную цепь паратранса в первом приближении эквивалент-
ной электрической схемой (рис. 1.60), можно определить сопротивление и ин-
дуктивность Pj входной обмотки:
rw ~ и] cos2 ф/2РПот;
Э £10 = 2ш?/(2620 + &2J ф2 + 6звф2). (1.32IV)
Решая совместно уравнения (1.32), (1.41), (1.47) и (1.32IV), получаем зна-
чение ф азов ого угл а
ф ™ arctg
(1.48)
Диаметры обмоточных проводов входной dx и выходной d2 обмоток опре-
деляются по соотношениям:
где /т — удельная плотность тока, А/м2.
Рис. 1.60. Эквивалентная
^электрическая схема вход-
? Ной цепи паратранса
Рис. 1.61. Геометрия ортогонального магни-
топровода типа ОПЛ
Затем запишем соотношения для площадей
магнитопроводов: <7.0=®./,/УГ/т^; ?2О=^2/УГ/^32( где *31> *32 _ ко
эффициенты заполнения окна медью для входного и выходного сердечников
магнитопроводов. га
С другой стороны, В соответствии с рис. 1.61 площади окон ?10 й ?20 мо».
но выразить через геометрические размеры, т. е.
7ю ^1^1» 720 ~ ^2 ^2* (I 51)
Как известно [1], для получения максимальной добротности электромаг
нитнои системы4 паратранса необходима минимизация длин средних силовых
магнитной и электрической линий. Это требование наиболее полно удовлетво-
ряется, если такими линиями являются линии, образующие круги, и менее
полно, если квадраты. При ортогональных входном и выходном сердечниках
магнитопровода практически могут быть реализованы не круги, а фигуры
лизкие к квадрату. Кроме того, желательно иметь такую геометрию магни-
сердечника, полученные путем разрезки витого
взаимно стыкуются, образуя при этом ортого-
окон входного 7ю и выходного ^1М’ ^2С’ ^2М — мощности потерь соответственно в стали и ~ меди
з^одного и выходного сердечников, входной и выходной обмоток; Pi, Р2 —
удельные потери во входном и выходном сердечниках магнитопровода, В т/кг;
удельный вес магнитопровода, кг/м3; 71С, 72с — площади сечения входного
g выходного сердечников магнитопровода, м2; /щ, fee — средние длины маг-
нитных силовых линий входного и выходного сердечников, м; riK, г2м — сопро-
тивления входной и выходной обмоток, Ом; р — удельное сопротивление об-
^^эчного провода, Ом-м2/м; tg 6 — тангенс угла диэлектрических потерь в
кд^Йенсаторе.
учетом последних выражений неравенство (1.53) будет иметь вид
Pfa
У2
топровода, при которой два
кольца и развернутые на 90°,
нальный магнитопровод.
В соответствии с рис. 1.61
1-П .
н*
(1-54)
и соотношением (1.51) при а} = а2=а можно за-
писать следующие соотношения для определения геометрических размеров маг-
нитопроводов:
•* " т)
/Поскольку в стыках магнитопроводов действует поток Ф2, определяемый
выражениями (1.33) и (1.36) и намагничивающий их до практического насыще-
нйй (0,93Вн ферромагнитного материала магнитопровода), то с учетом (1.52)
поучим
7ст —‘
н>

,2
2
Если с—fci+c2)/2, то в окончательном виде:
(X

i УФ^/О,98ВЦ,
т — площадь сечения одного стыка
(1.55)
2—амплитуда потока Ф2 в
а2
1 (1.52) f
Определим в паратрансе потери мощности, которые 'складываются из потерь J
в стали Рс, меди Рм и контуре Рк. Эти потери, зависящие от выбранного ма/
териала, режима работы и геометрических размеров, должны
следующему неравенству:
Р Д-Р Д-Р
г с -г гм "г *к м .
Т]
удовлетворять^
£
(1.53)1-
Здесь:
2М —
2 гзм —
V2
tg 6,
С помощью выражений (1.51), (1.52) и (1.55) неравенство (1.54) можно при-
жги к виду
№
710
720
с
л.Т
С1!
1 —11
П
В заключение отметим, что, учитывая выражения (1.36), (1.38) и (1.31),
Мбжно допустить, что ф2~ф. При работе паратранса на холостом ходу ф2~
при работе под нагрузкой ф2<л/2, что принципиально должно быть
Учтено в исходных соотношениях (1.33), (1.36), (1.38), (1.44) и т. д. Однако
этом существенно усложняются все расчетные соотношения. Для практики
Инженерных расчетов эти уточнения в первом приближении учитываются в ко-
ечных результатах.
Пример и методика расчета. Задано:. t/B=487 В, /н=1,23 А, Рк=300 Вт,
(1.56)
гч
- Выбираем материалы и его толщину для магнитопровода, марку проводов,
конструкции катушек (каркасы, гильзы и т. п.) и конденсатора. Выбор
^Дтериала магнитопровода и конструкции катушек можно проводить в расчете
а конструирование маломощных силовых трансформаторов. Для /=50 Гц в
вствё материала магнитопровода выбираем сталь 3412, ленту толщиной
ММ, для катушек — провод ПЭВ-2 и гильзы с ^з1=^з2=^з=9,7, Соответ-
61
с =
с —
л; дд
а
L
i
L
И
60
ственно выбираем: Вт/кг; £«1,8 Т\ /т=2*106 А/м2; уп«9,2-Юз
кг/м3; р = 0,0175-10~6 Ом*м2/м. Коэффициенты аппроксимации: b2o=24-Ю4; 62; <
— 2,9* 1012; £>30 = 2,38.Ю12.
Выбираем тип конденсатора К75-10 и по его данным находим tgб«0,01.
Вычисляем сопротивления гд, /?экв, Яъ и мощность РДОт по выражениям (1.33')
и (1.45): Гц«1188 Ом; /?Экв?ай297 Ом; РПот=400 Вт.
Рассчитываем коэффициент А по выражению (1.44) и затем параметры
(оС/?экв И О’.
2,38*1012(4,87)2
4*314 (24)2 1 08’297
А яг
яг 26;
1,92
314*297
ж 20,5-10-6 Ф.
Определяем затухание у и частоту соо по (1.39):
I , / (164,2)2
у =----------------яг 164,2; ш0 = ]/ (314)2 -f- --325.
20,5-Ю-6 -297 V 4
Рассчитываем амплитуды потоков Ф1 и Фг, Вб, по выражениям (1.42), (1.44),
коэффициенты глубины модуляции m и тп по (1.32), фазовый угол <р по (1.48)
и амплитуду потока Ф 2 по (1.36), (1.38):
1 / 2 24 * 104 z“-------
Ф1= |/ 2,9-10la-0,92 й718'10 8 ~ 4,24-10 4 ;
1/ 4*24*104*1 92 z------------------
Фа= у 2 38* 1012(0 92)2 ' 91,5'10 8 да9,56*10 4 ;
2,38-1012-91,5• 10~8 -2,9-1012'18'10~8
т =-----------------------------------------------------
2,28'102 + 2,38-1012-91,5'10~8 + 2,9-Ю12-18-10~8
2,9-10*2-91,5-10-8 -2,38'1042'18'10“8
тп =----------------------------------------------------
228-104 + 2,9-1012-91,5-10-8 + 2,38-Ю12-18-10~8
да 0,5207;
да 0,6246;
<р = arctg
314 (1,6246/0,3754)2-24-103-317,97- Ю4
2-2,9-1012-0,92-400
да 64°5';
Ф_ = 'И18.10-8 4-91,5'Ю-8 + 2-4,24' 10“4 4-9,56-10~4 да 12-Ю-4 .
По формулам (1.41) определяем число витков и>, и а>2-
_ _____________310-0,9__________
“’1— 314(1,6246/0,3754)-4,24-10-4
=
487 _________
314 (1,5207/0,4793) 9,56-10“4
« 512.
62
числяем амплитуду тока Л по (1.47) и тока /2=©С£/Я:
2-400
310-0,43
6А;
в / 487 \
I g ' • /, = 1,92 1,232 + — « 3,153А.
। W \ 1188 /
рассчитываем конструктивно-геометрические размеры. Диаметры проводов d
Да определяем по (1.49):
• Л • •
Й dx ж 0,95 2-10б “ 1 ’63' Ю-3 м;
' м 1
1/3,153 t о
d2^ 0,95 у 2. ю» — 1 > 19-10 3 м.
-Цаходим толщину навивки магнитопровода по (1.55) и рис. 1.60:
1 и
ну,
12-10-*/0,98< 1,8«2,61-10~2 м.
Вычисляем высоту окна магнитопровода по (1.52), (1.50):

•'.V
г./Х
2,61-Ю-2
6,8-10
*512-3,153
"1/2-2-10в-0,7
2*29-10 м.
И 4 1/2-2-10‘-0,7 .
Определяем ширину ленты магнитопровода по (1.52):
С

Ж 6 = 2-2,61-Ю-2 4-2,29-Ю-2 =7,51-Ю—2м.
- !-5лЛ->- •
• s'ja: .-.
fjp Рассчитываем длину окон:
rt

f
4'.V ,
/ь = —7=------—-------------;—5— ж 6,41-10 м;
У 2 -2-106-0,7-2,29-Ю-2
512-3,153
Л. = —;---------------------5— « 3,57-10-2
2 Т/2-2-10в-0,7-2,29-10—2
Проверяем по (1.56) соответствие расчетных потерь допустимым: 2-4-9,2Х
7,51Х
2.7,51 -10-2
м.
483-6
7,5140-2-г Л , 9
У2-2-10°-0,7-2,29-Ю-2
512-3,15 3 \1 . „ г—. _ „ .

1/2-2-10а-0,7-2,29 10^
г
к
Г
^ ь^ -' 10 75
;М(483-6+512-3,153)4-314-20,5-10_6-4872-0,01 <——2— 300, или 68,8<100, т. е.
р 0,75
-'обеспечивается КПД примерно 81%.
Экспериментально выполненный паратранс на частоту питания 50 Гц имел
| следующие значения основных параметров: ГЛ=310 В; С/н—487 В; Рн=300 Вт;
I С=19,8-10~6 Ф; (р~66с; A~6A; Z2^4,2 A; Wi —420; \W2—550; d\~ 1,4-10“3 м; d2—
| >4,2-IO-3 м; а=2,6-10-2 м; с-1,8-10-2 м; Ь=7Д-<10~2 м; ^ = /i2=A=8-10-2
L Ч П«79%.
Г Как видно, расхождение между расчетными и экспериментальными данны-
j не превышает 15% и для повышения точности расчетов паратранса на ор-
> тогональных магнитопроводах необходимо построить семейства кривых намагни-
^и^иия для магнитопроводов ряда типоразмеров при различных частотах.
Совмещенные индуктивность и емкость (индукон). Традицией
но неполярные конденсаторы и катушки индуктивности или дрос-
сели выпускаются промышленностью в виде раздельных компо-
нентов электронной техники. Сохраняя верность идее функцией
нальной интеграции в силовой электронике принципиально допу,
стимо и технически возможно (~80% массогабаритов ИВЭГ]
приходится на долю этих компонентов) конструктивно-технологи-
ческое объединение индуктивности с конденсатором, получившее
название индукон.
При этом решаются следующие задачи: уменьшение почти
вдвое габаритов, сокращение вдвое расхода электропроводящих^
(медь, алюминий), электроизоляционных и конструкционных ма-
териалов, снижение почти на 40% трудоемкости, а значит и се-
бестоимости, уменьшение потерь в электропроводниках.
Следует еще учесть, что переход к аппаратуре на БИС, СБИС
влечет за собой снижение напряжений и повышение токов пита-'
ния аппаратуры. В результате ситуация, когда для питания РЭА
требуется 5 В и 20 ...30 А, становится рядовой, но уже при этих
соотношениях катушку индуктивности выгоднее наматывать не:
круглым медным проводом, а медной фольгой, подобно секциям
неполярных конденсаторов, наматываемых алюминиевой фольгой.
Если при этом конденсатор и катушка индуктивности соединены
последовательно или параллельно, то можно их обмотки объеди-,
нить. При создании таких МЭТ, как паратрансы, употрансы, дрос-
сель-трансформатор, шунт-трансформаторы и т. п., индукон —:
дальнейший шаг в процессе функциональной интеграции.
На рис. 1.62 представлен возможный вариант конструкции ин-
дукона [14], в котором при намотке 120 витков фольги с диэлек-
трической пленкой 3 мкм на сердечнике типа ШЛ20Х40 достига-1
ется С=1,5-10-6 Ф и А —0,12 Гн. Пусть между С-образными сер-1
дечниками введен зазор такой, что значение индуктивности не за-|
висит от мгновенного значения входного напряжения. Если теперь!
источник входного напряжения подключить к вводам 2—4, а на-1
грузку — к выводам 1—3, то схему индукона без обозначения сер-
дечника и с развернутой фольгой можно представить так, как
показано на рис. 1.63. Входные зажимы определяются из уело-
Рис. 1.62. Конструкция совме-
щенного конденсатора-катушки
индуктивности типа индукон:
П — диэлектрическая пленка типа
пропиленовой; Ф — фольга алюмини-
евая или медная; 1—4 — медные по-
лосковые выводы
вия протекания тока и по обеим фоль-|
говым обмоткам в одном направлений!
(на рис. 1.63 показано стрелками). I
Такой конденсатор-катушка даже!
при электрической длине обмотки, зна
чительно меньшей 1/4 длины волны к0'|
лебания входного напряжения, веде?!
себя отлично от контура, составленного!
из сосредоточенных 1 и С, что связано!
с протеканием между соседними виткИ
ми емкостного тока гс [15]. Индукти0'|
ность L конденсатора катушки опреДе'г
ляется индуктивностью одной обмотК^В
1.63. Схематичное изображение
Рис. 1.64. Распределение потен-
циала вдоль
фольговых обмоток
жимами 2—1 и 3—4
проводников —
между за-
Рис
развернутого индукона без обозначе-
ния сердечника
t.
составляет
как транс-
I
Вемкость — обеими обмотками. Собственная частота
= l/VTC. На этой частоте индукон проявляет себя
рматор тока, когда /н остается постоянным при изменении на-
узки, а амплитуда UK меняется.
Пренебрегая сопротивлением фольговых обмоток и полагая,
все витки имеют одинаковую длину и создают равные значе-
я полей намагничивания, а ее электрическая длина значитель-
короче длины волны колебаний с частотой источника питания,
жно рассмотреть идеализированную модель. В этом случае то-
* протекающие по фольговым проводникам-обмоткам, линей-
Г меняются вдоль проводника из-за наличия ответвляющихся
костных токов, зависящих от уровня напряжения в каждой
Йке. Это напряжение складывается из входного напряжения и
ЦС самоиндукции Е, возникающей между зажимами 1 и 2, а
е 3 и 4 каждой фольговой обмотки.
Ввиду симметричности витков (малая глубина намотки ка-
щки) ЭДС делится между витками и, следовательно, от зажи-
2 к зажиму 1 а также от зажима 3 к 4 меняется линейно, на-
кидываясь на входное напряжение (рис. 1.64). В результате раз-
ить потенциалов между фольговыми проводниками остается
Стоянкой и равной Uc. Из этого следует, что ic между провол-
оками во всех точках вдоль проводника одинаков, а ток в про-
нике меняется линейно от зажима 2 к 1 и от 4 к 3. Сказанное
ше может быть выражено аналитически.
'Средний ток Ср вдоль всей длины обмотки icp = 1/2(6 + С).
Электродвижущая сила самоиндукции, развиваемая на концах
Мотки с учетом того, что намагничивающий ток составляет
о dty _
di
Разность потенциала между проводниками ис = щ-\-Е.
Напряжение на нагрузке щ = пн = /Д?н.
Емкостный ток между фольговыми проводниками: ic = ii
Cdiicldt.
65
Совместное решение этих соотношений относительно ин и щ
приводит к дифференциальному уравнению
#иа
<1Р
+ 4_£_^«н_+ _LC _d!«L + „
Ra di di 1
Полагая uH и U\ гармоническими, находим
-ш2(7в + 4 - ия + Ua = oLCl/x + Uv
Ru
Тогда:
и и _ 1 + &LC _ 1+<0®/ш^
Ui (\—<>PLC)-\-bj<i>LIRn 1( —w2/co^)4-4j(i)L//?H
Ut _ /?и(1 — ю2/о$-J-4/<oL
Л (1 - со2/ао) + /ш«нС ’
41 _ ^H(l-wa/co2)4-4/toL
~1 ' 1 + ш2/с»2 ’
ZB ___________1 + м2/^о
It (1 — (£>27c$ +/иСЯд
При резонансе и = соо= 1/Y LC полученные соотношения упроща-
ются:
и =П • J —П .
U* U1 2ML’ ll~U1 4L 1
Ai = Ui ~ ; r/? • (1.57)
2jg)qL l^QCRn
Как видно из (1.57), при постоянной амплитуде входного на-
пряжения ток /н на резонансной частоте а>о не зависит от /?н. На
рис. 1.65 представлены амплитудно-и фазо-частотные характерис-
тики индукона в функции относительной частоты а — со/ш для раз-
личных значений добротности.
Шунт-трансформатор. Некоторой разновидностью совмещения
индукона и феррорезонансного трансформатора (ФРТ) является
другой МЭТ — шунт-трансформатор, который при /?н^>^*пот про-
являет себя на резонансной частоте как источник тока, защит-
ное устройство от к. з., фильтрующее устройство, трансформатор,
регулятор [16]. Примерная конструкция шунт-трансформатора
представлена на рис. 1.66. Напряжение от источника питания
прикладывается к входной обмотке, напряжение U2 на RH сни-
мается с м2. Конденсатор С подключается к связующей обмот-
ке Wc- Основная магнитная цепь и шунты набираются из пластин
электротехнической стали (подобно обычным маломощным си-
ловым трансформаторам), толщина которых определяется часто-
той питающей сети. Трансфильтр в соответствии с выполняемыми
им функциями удобно использовать в качестве силового устрой-
66
к
L
I?
>

ж
XV,
\Й

о
•<>
fe
•& }
М
1

'4'У

Лтва'
Ф?-’
Фаза Un отн. Uj
О
0,315
480*
.0=0 0,1
-90°
JO"1
JO
480°^-=
Ю’1
90
И./Д,
0,316
0’10
3,16
ЛИ
0,315
10 Ю2 at
J___
10’1
а-о
7 ю
315
О
JO
2
Q*O,1
0,316
Рис. 1.65. Амплитудно- и фазо-частот-
ные характеристики индукона в зави-
симости от относительной частоты
а = со/а>о при различных значениях до-
бротности Qu = RycilL, где /?=ЯИ4-
1
10 102 06
о . t
10~2 10~f
№
Фаза Ij юж. Щ
О
яг7
ю1

ление которых резко
питания нагрузок, сопротив
(таких, как газоразрядные лампы, электросварочные _______
Магнитные приборы с насыщением и т. п.). При изменении
?^Литуды С7| ток /2 в нагрузке устанавливается в течение одного-
меняется
аппараты,
ам-
Г-г
к
SL-
•Двух периодов частоты ю питающего напряжения. Для непреры-
^*3;
KjlY
ч

ТТ
tf”
£
£
ь

ф
tfc/zc
Рис. 1.67. Приближенная эквива-
лентная электрическая схема транс-
фильтра, пересчитанная к выход-
ной обмотке w2:
«1 = W2/Wi; п с = w2/Wc; С'=С (wc/w2)?;
pl s^M,^22Qlgi/6; L р2 ~HTT22Qg2'^2» Qsi
и qS2 — поперечные сечения шунтов
Si и S2; di и б2 — длина зазора между
основной магнитной цепью и шунтами
||РИС
||$трукции трансфильтра:
го2 — входная и выходная обмотки;
обмотка, подключаемая к конденс-
ору; S —магнитные шунты
1.66. Принципиальная схема коя-
= Л
& -;*•
$
4'.
67
ваемых ИВЭП шунт-трансформатор — основной прибор гладкого
переключения каналов.
Приближенная эквивалентная электрическая схема^ шунт-
трансформатора/ пересчитанная к обмотке w2, представлена на
рис. 1.67. Заменяя токи, потоки и напряжения эквивалентными
гармоническими и допуская идеальность ферромагнитного мате-
риала сердечника (нет потерь и бесконечно большая магнитная
проницаемость), справедливо записать следующие соотношения:
С71 =/сойел 1Ф1 •, Uс—]&№сФс,
U<2~
= —ФР17?р1; I2W2 — Фр2^?р2 ?
где /?pi = 6i/p9si; ^2 = 62/^32, а потоки Фс, Фг, ФРь ФР2 обо-
значены на схеме магнитной цепи (рис. 1.68). И далее ZH =
——Ihlh', \Ц®С=ис11с. Совместное решение записанных соотно-
шений относительно 1%, Ui, ZH и 1/соС дает

^S1^2
(1.58)
гпа Г' ,«.i W^qSJ . I' ~ .. ш2^2.
где pi р ---------»' > г*----*
81____
Здесь ci)o= l/K^piC' — резонансная
\ /
частота шунт-трансформато-
ра. При работе шунт-трансформатора на частоте со = о)О ток в на-
грузке, как следует из (1.58), не зависит от сопротивления на-
грузки и определяется как 12 = jUifti/wo^'pi. Изменяя (Л, можно
управлять током в нагрузке.
Фазовращающий трансформатор (фазотран). Можно постро-
Рис. 1.68. Схема магнитной цепи
ить магнитный мост с реактивным характером магнитного сопро-
тивления плеч подобно электрическому мосту [7] по пе-
ременному току, используемому для управления фазой выходно-
го колебания относительно входного. На основе магнитного мос-
та собраны фазовращающие трансформаторы (фазотраны) с
магнитным управлением [18] и исследованы [19] их свойства.
Таким образом, фазотран одно-
временно выполняет функции
трансформации и управления фа-
зой выходного напряжения отно-
сительно входного.
Основные преимущества маг-
нитного моста по сравнению с
электрическим мостом электриче-
ское соединение с заземлением
по одному полюсу входа и выхо-
да для уменьшения наводок: по-
вышение амплитуды выходного
колебания по сравнению с вход-
68

Рис. 1.69. Варианты электромагнитных схем конструкций трансформаторов-
фазовращателей на основе магнитного моста:
а — несимметричного; б — симметричного (ад/— входная обмотка; w2 — выходная обмот-
ка; ад„ — обмотка участка
магнитного сопротивления;
ление которых изменяется
определяющее реактивную
противление нагрузки; 1—4 — условное обозначение «узлов» потоков магнитного моста)
(«плеча») магнитопровода, носящего индуктивный характер
Wy, — обмотки «плеч», магнитное сопротив-
под действием управляющего сигнала гу; г — сопротивление,
составляющую магнитного сопротивления «плеча»; — со-

йым; простота реализации плавного электрического или механи-
ческого управления фазой выходного сигнала.
с На рис. 1.69 представлены две электромагнитные схемы фазо-
драна на основе управляемого на магнитном мосту трансформато-
ра. Одна схема собрана на несимметричном (рис. 1.69,а) и вто-
рая на симметричном (рис. 1.69,6) магнитных мостах. Окна в
магнитной цепи под обмотками wp выполнены из соображений
обеспечения магнитной симметрии и технологичности конструк-
ции при наборе магнитной цепи путем шихтовки катушек отдель-
ными пластинами из ферромагнитного материала различной кон-
фигурации.
На рис. 1.70 представлены упрощенные эквивалентные элект-
рические схемы фазотранов. Как и в случае электрических мос-
тов по переменному току, несимметричный фазотран по сравне-
нию с симметричным при прочих равных условиях имеет в общем
^случае два недостатка: выходное напряжение в два раза меньше,
|болыиое изменение амплитуды выходного напряжения при управ-
лении фазой выходного колебания.

1.70, Упрощенные эквивалентные
|5:Я симметричного (б) трансфазовращателей
магнитные схемы несимметричного (а)
69
В случае несимметричного фазотрана (рис. 1.70/z) магнитные
сопротивления плеч 1—4 и 4—2 выполняются активными и рав-
ными, т. е. 7?М14=-7?м42, а магнитное сопротивление /?м32 плеча 3—
2 выполняется активным и управляемым. С этой целью плечо
3—2 расщепляется и на нем собираются две встречно включенные
управляющие обмотки w'y и w"y, к которым прикладывается на-
пряжение сигнала управления.
Для создания реактивной составляющей в магнитном сопро-
тивлении плеча 1—3 на нем выполняется обмотка wy, замкнутая
на сопротивление г. В этом случае магнитное сопротивление пле-
ча 1—3 оказывается комплексным и равным ZMi3 =/?м1з +
+/(О^2р/Гп:=/?м1з+/Хм1з, где 7?м1з — активное магнитное сопротив-
ление плеча 1—3 без учета вносимого; гп = гм4-г — общее актив-
ное электрическое сопротивление в цепи обмотки шР(гм — сопро-
тивление обмотки); Хм1з — реактивное вносимое магнитное сопро-
тивление плеча 1—5.
В случае симметричного фазотрана комплексные магнитные
сопротивления ZMi3 и ZM42 должны выполняться равными, актив-
ные магнитные сопротивления 4 и Т?м42 — равными и с одина-
ковым законом изменения во времени. При выполнении перечис-
ленных условий по магнитным сопротивлениям плеч, полагая для
упрощения ХМ1з^>7?м1з, Л'М42>/?м42> можно представить векторные
диаграммы МДС для несимметричного (рис. 1.71 ,а) и симметрич-
ного (рис. 1.71,6) фазотранов.
Суть работы фазотрана легко понять из рассмотрения век-
торных диаграмм. Фазовый сдвиг между входным и выходным на-
пряжениями определяется фазовым сдвигом между МДС, дейст-
вующей на диагонали 1—2, и МДС на диагонали 3—4 и равен ф
либо 180°—ф.
При изменении магнитного сопротивления Т?мз2 (или /?мз2 и /?М14
для симметричного фазотрана) точка 3 (Зк4) движется по полуок-
ружности (окружности), так как фазовый угол между МДС
Ф13*м13 и МДС Ф32^?М32 (Ф1зХи13 И Фз2^?м32, 3 ТЭКЖе Ф42-Хм42 И
Ф14'/?м1-4) остается неизменным и равным 90°. В результате фазо-
вый сдвиг между МДС в диагонали 1—2 и МДС в диагонали 3—4
изменяется, а следовательно, изменяется и фазовый сдвиг между
Рис. 1.71. Приближенные векторные диаграммы МДС в несимметричном • (а>
и симметричном (б) трансфазовращателях

70
Рис. 1.72. Зависимости фазы и
относительной амплитуды вы-
ходного напряжения от управ-
ляющего тока для несимметрич-
ного трансфазовращателя
Рис. 1.73. Шихтовка магнитопровода
трансфазовращателя пятью видами
пластин
|входным и выходным колебаниями. Типичные характеристики не-
|:сиМметричного фазотрана представлены на* рис. 1.72.
I На частотах до единиц килогерц магнитопровод фазотрана
I может выполняться шихтованным из пластин пяти видов, пока-

Таблица 1.7
к’ Параметр
__
Ц? Напряжение на входе, В
К. Частота входных колебаний,
В Гц
К’ Внутреннее сопротивление
и источника входных колебаний,
life. Эффективное напряжение на
К выходе при iy=Q, В
В Сопротивление Rn нагрузки,
КкОм .
life Фазовый угол между коле-
Ир5аниями на выходе и входе при
||Л=0, град
ИВ Фазовый угол ф между ко-
ИЦлебаниями на выходе и входе
к при iy—10 мА, град
Ж.' Управление фазой выходно-
|рго колебания и ее максималь-
jB/Hoe изменение, град
|||fe Нестабильность выходного
|Ь напряжения при управлении
Фазой до ПО, %
SJ'. Число дискретных компонен-
тное, шт.
fefe ' Объем, см3
йс. Масса, г
Безотказность Х-10-6, 1/ч
Долговечность, ч
Стоимость при серии 10 000
Ф*<пт./год, руб.
ТФЫ
4
125
Не более 1000
0,5
3,5
0
ПО
Электрическое;
120
Менее 20
2
15
40
1
10 000
9
ТФ1-2 Схемный аналог
4
400
Не более 1000
0,5
5
0
ПО
Электрическое;
120
Менее 20
2
15
40
1
10 000
9
4
125
0,5
3
Управление пе-
ременным рези-
стором
То же
Механическое;
120
20
5
21
60
8
5000
15
занных на рис. 1.73. Наличие пяти видов пластин позволяет осу-
ществить шихтовку магнитопровода вперекрышку и таким обра-
зом резко уменьшить влияние зазоров на магнитную проницае-
мость. Повышение магнитной проницаемости позволяет увели-
чить крутизну характеристики ф = ф(/упр) и уменьшить габариты
фазотрана. Пластины толщиной 0,15 мм штампуются из пермал-
лоя марки 50Н.
Для сопряжения трансформаторных параметров с фазовой
характеристикой в технологический процесс сборки введена опе-
рация настройки, заключающаяся в шихтовке нескольких послед-
них пластин встык. В целом технологический процесс изготовле-
ния фазотранов не отличается от техпроцесса для широко освоен-
ных промышленностью низкочастотных согласующих трансфор-
маторов. На частоты в десятки — сотни килогерц магнитопровод
фазотранов целесообразно изготавливать из ферритов и аморф
ных материалов.
В табл. 1.7 представлены данные двух фазотранов и их схем-
ного аналога на основе электрического моста.
Шунт-трансформатор является специфичной равновидностью
управляемого феррорезонансного трансформатора.
В заключение отметим, что значительное многообразие МЭТ
для ИВЭП, появившихся и продолжающих появляться с момента
возникнования идеи функциональной интеграции в пассивных
электронных компонентах [20], не позволяет все их представить
в данном объеме. Здесь представлены силовые МЭТ, которые мо-
гут быть базовыми к различным их разновидностям, представ-
ленным в составе ИВЭП в последующих главах.
Г л а в а 2.
КЛАССИФИКАЦИЯ И ОБЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ
' К ИСТОЧНИКАМ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
2.1. виды источников ВТОРИЧНОГО электропитания
(КЛАССИФИКАЦИЯ)
По специфике работы источники вторичного электропитания
в любом радиотехническом устройстве занимают промежуточное
положение между первичной системой (по входу), с одной сто-
роны, и функциональной частью питаемой аппаратуры (по выхо-
ду) — с другой.
Основное назначение ИВЭП — преобразование электроэнер-
гии системы электроснабжения к необходимому роду тока (посто-
янному или переменному) с заданным уровнем напряжения и
соответствующими характеристиками нестабильности как напря-
жения, так и частоты. Учитывая такое промежуточное их поло-
жение, различие в значениях входных напряжений, разные час-
72

, . А

>1
тоты, большое количество требуемых номиналов выходных на-
пряжений, мощности и ряд других факторов, предложить строго
законченную классификацию представляет определенные трудно-
сти. Классификация средств вторичного электропитания приведе-
на в ГОСТ 19157—73. Во многих источниках [12, 13] классифи-
кация ИВЭ дается в том виде и объеме, в котором необходимо
^вторам в решении стоящих перед ними задач, и по некоторым
^признакам не' совпадает с приведенной в стандарте. Источники
вторичного электропитания независимо от их структурного по-
троения, принципа действия, основных активных силовых ком-
онентов и других особенностей и отличий по своему основному
Функциональному назначению являются идентичными устройст-
ами. Поэтому признаки, по которым они подразделяются на
руппы, классы или виды, остаются одними и теми же.
Классификация ИВЭП, приведенная ниже, дается только по
сновным признакам и в том объеме, в котором это необходимо
ля облегчения понимания читателем излагаемого далее матери-
ала: по виду входного напряжения — с питанием от сети (источ-
ника) постоянного или переменного тока; по количеству фаз
Входного напряжения — с однофазным, трехфазным или много-
фазным входом; по виду выходного напряжения — постоянного
1ли переменного тока; по уровню выходного напряжения — низ-
ковольтные (до 100 В), с повышенным напряжением (до 1000 В),
ысоковолыгные (свыше 1000 В); по выходной мощности — мик-
^омощные (до 1 Вт), маломощные (до 10 Вт), средней мощности
до 100 Вт), повышенной мощности (до 1000 Вт) и большой
бщности (свыше 1000 Вт); по точностным параметрам — низ-
ой точности (с нестабильностью более 5%), высокоточные (с не-
табильностью от 0,1 до 5%) и прецизионные (с нестабильностью
енее 0,1%); по числу выходов — одно-, двух-, многоканальные,
ричем двух- и многоканальные могут быть как однополярными,
ак и разнополярными; по методу стабилизации — параметриче-
ские и компенсационные; по способу регулирования — непрерыв-
ные и импульсные; по конструктивно-технологическому — гибрид-
о-пленочные, на основе объемного или печатного монтажа с
спользованием дискретных (корпусных) элементов, герметичные
негерметичные.
Можно делить ИВЭП и по другим признакам, например по
аличию гальванической развязки между входом и выходом, виду
ащиты, количеству ступеней преобразования, стабилизирующе-
у параметру (тока или напряжения) и т. д. Следует сказать,
то первые семь основных признаков диктуются внешними усло-
виями применения, в то время как остальные являются внутрен-
ей характеристикой ИВЭП и свидетельствуют о их техническом
ровне. Аналогично могут быть введены и дополнительные приз-
аки.
у Идентичность требований к ИВЭП на основе МЭТ с традици-
онными обусловливает общность их классификации и позволяет
ешать вопросы унификации и использования установившейся
М 73
нормативно-технической документации по терминологии, требова-
ниям, методам испытаний и т. п. Однако внутреннее структурное
построение ИВЭП на основе МЭТ имеет некоторые отличия, свя-
занные с функциональными особенностями последних.
Так в структуре традиционных стабилизирующих ИВЭП с не-
прерывным регулированием должен содержаться стабилизатор
выходного напряжения, последовательно расположенный с транс-
форматором в цепи передачи мощности. Использование МЭТ вме-
сто линейного трансформатора позволяет реализовать функцию
стабилизации непосредственно в магнитном элементе за счет его
внутренних свойств. При необходимости введения в структуру
ИВЭП защиты по току и напряжению это требование также ре-
ализуется автоматически за счет свойства многофункционально-
сти МЭТ, который в этом случае выполняет также роль исполни-
тельного органа.
2.2. ОБЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ
К ИСТОЧНИКАМ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Современный этап развития техники характеризуется широким
внедрением во все сферы человеческой деятельности автомати-
ческих систем, выполненных на основе различных электронных
устройств, в состав которых входит большое разнообразие комп-
лектующих элементов, отличающихся по физике работы, уровню
питающих напряжений, потребляемой мощности, способности нор-
мально работать при реальных колебаниях параметров электро-
энергии в промышленной сети и т. д. Причем следует заметить,
что постоянное развитие элементной базы—основы всех радио-
технических средств-—идет по пути достижения более высоких
показателей функциональных характеристик с одновременной их
миниатюризацией. Уровень питающих напряжений выбирается
таким, чтобы можно было достичь необходимого значения основ-
ной функциональной характеристики. Следовательно, развитие
ИВЭП, занимающих промежуточное место между первичной сис-
темой электроснабжения и функциональной частью питаемой ап-
паратуры, призваны преобразовывать входную энергию, как пра-
вило, переменного тока промышленной частоты в энергию посто-
янного тока с необходимым качеством и уровнем напряжения. Та-
кое промежуточное положение ИВЭП определяет специфику «дик-
туемых^ требований по входным и выходным характеристикам,
которые различаются по смыслу и меняются в широком диапазо-
не значений.
Все требования, которым должны удовлетворять современные
ИВЭП, можно условно разбить на несколько групп, объединенных
общими признаками: функциональные, электрические, конструк-
ционные, эксплуатационные.
Первая группа включает в себя требования по выполнению
определенных функций или условий, как правило, не выражаю-
щихся в виде численного значения. Сюда относятся: необходимость
74
« обеспечения гальванической развязки между входом и выходом,
[« возможность дистанционного включения и отключения, синхрони-
« зация, возможность включения в параллельную и последователь-
Ж ную работу, сохранение работоспособности после длительного ко-
ж роткого замыкания на выходе, ремонтопригодность, обеспечение
1 «быстрого съема и установки в аппаратуру без предварительной
«настройки и др. Перечисленные требования не оказывают сущест-
венного влияния на энергетические и массогабаритные характери-
Ж стики ИВЭП. Их техническая реализация трудностей не состав-
жляет, поэтому современные ИВЭП чаще разрабатываются с уче-
Ж- том этих требований, поскольку они повышают степень универ-
® сальности.
Ж Вторая группа — требования по электрическим параметрам.
Ж Они разделяются на две подгруппы: входные и выходные. Тре-
» бования к входным характеристикам заключаются в необходимо-
Я сти сформировать в процессе разработки ИВЭП такие свойства,
Я которые обеспечивали бы удержание выходного напряжения в ого-
воренных пределах при изменении установившихся и переходных
^отклонений входного напряжения и частоты, а также изменениях
Ж других показателей качества электроэнергии сетей и систем элек-
« троснабжения.
Mt В табл. 2.1 приведены обобщенные данные по основным пока-
Нрзателям качества электроэнергии сетей и систем электроснабже-
яия, при котором ИВЭП должны сохранять свою работоспособ-
ИВ'ПОСТЬ.
Кроме приведенных в таблице характеристик на вход ИВЭП
«. поступают и другие возмущения (пульсации и высшие гармониче-
К’.окне составляющие), частотный спектр и амплитуды которых за-
Ив висят от степени искажения синусоиды входного напряжения и
Ду др. Правильно спроектировать ИВЭП, который надежно работал
НЖ Таблица 2.1
КзИИе?, ‘ -
ыдмИыК-?; ~-
ИНВЬИЯВир <•
Показа тел и
К^аИиг-,С’
sftgaMMfi у •.. •
вМИмЕгу;
' ।— .. _ — . . -- ----
Ж Установившееся отклонение
Иу напряжения. %
ИВ Переходное отклонение на-
Ирпряжения, %
Длительность переходного
ДЖ-Ютклонения, с
Ду- Установившееся отклонение
My частоты. %
И||| Переходное отклонение ча-
Ив.-стоты. %
В. Амплитуда импульса, В
к Длительность импульса, с
Значения показателей качества электроэнергии
в системах
тока
27 В
переменного тока постоянного
215/208 В, 400 П
переменного тока
380/220 В, 50 Гц
±(Ю...20)
±(5.„15)

±(20... 40)
±(Ю...ЗО)
±(20... 150)
0,02...0,1
0,05 3
±(5...1О)
+600
±600
(1...5)-10-5

и„(ПЮ)
t
Рис. 2.1. Воздействие импульсной помехи и
ее отклик на выходе ИВЭП:
1 — симметричный путь распространения; 2 — не-
симметричный путь распространения
бы и обеспечивал необхо-
димым питанием функцио-
нальную часть аппаратуры,,
можно только при полном
учете всех изменений па-
раметров электроэнергии
на его входе. На рис. 2.1
показаны воздействие на
вход ИВЭП с бестрансфор-
маторным входом импуль-
са амплитудой в 200 В и
его отклик на выходе при
отсутствии специальных
мер по нейтрализации та-
ких возмущений. Наличие в
цепях питания современной аппаратуры импульсных помех амп-
литудой в десятки вольт является причиной сбоев в работе, а
иногда и полных отказов низкопот-енциальных микросхем.
Таким образом, современные средства электропитания, кроме
основной функции преобразования электроэнергии, должны обла-
дать свойствами противостоять всем входным воздействиям, обес-
печивая при этом их подавление до уровня, при котором выход-
ные характеристики удовлетворяли бы предъявляемым к ним тре-
бованиям. Из выходных характеристик следует отметить суммар-
ную нестабильность напряжения постоянного тока и его пульса-
цию. На практике кроме суммарной нестабильности часто исполь-
зуется и общая. Несмотря на то, что в эти два понятия вклады-
вается один и тот же физический смысл, расчет их численных зна-
чений неодинаков. Расчет общей нестабильности осуществляется в
предположении, что при совокупном воздействии дестабилизиру-
ющих факторов эффект не равен сумме частных нестабильностей
при раздельном их воздействии (за счет разных знаков).
Таким образом, соотношение для общей нестабильности (с уче-
том знака) имеет вид
1 п '
АУо = ’7 2А1//) (2-1)
'3 /=1
а для суммарной —
Д(72 = |Д[7г| + |Д(/иЦ- |AC/t| + |At7T|, (2.2)
где At/j, At/u, At7f, Д1/т— нестабильности по току, напряжению,
временная и температурная соответственно.
Типовые значения частных нестабильностей, полученных путем
обобощения данных как зарубежных, так и отечественных ИВЭП,
приведены на рис. 2.2. Из сравнения формул (2.1) и (2.2) видно,
что значение АС7О для одного и того же ИВЭП всегда меньше AZ7X
Общая нестабильность как точностный параметр менее удоб-
на для пользователя ИВЭП, поскольку она несет в себе элемент
неопределенности при значительных частных нестабильностях
76 _
току в 5... 10 раз выше любой дру-
если нестаоильность по
то общая окажется лучше частной, чего в принципе не может
Так
Гой,
оыть.
Суммарная нестабильность как бы несколько ухудшает точно-'
угную характеристику ИВЭП, но она представляет собой гаран-
тированное граничное значение. Именно по этой причине, следует
отдавать ей предпочтение для оценки ИВЭП. Диапазон значений
суммарной нестабильности, при котором подавляющее большин-
ство аппаратуры сохраняет удовлетворительную работоспособ-
ность, находится в пределах (3... 5) %. Это значение и может быть
Принято типовым требованием для ИВЭП широкого применения.
; Особого внимания заслуживает рассмотрение противоречивых
|,ребований, связанных с необходимостью защиты аппаратуры
при превышении выходным. напряжением ИВЭП установленных
пределов. Эти противоречия сводятся к следующему. Реакция схе-
ы защиты должна быть мгновенной, чтобы предотвратить пробой
элементов, у которых низкая электрическая прочность и энергии
Импульса достаточно для их разрушения. Но при очень высоком
быстродействии ИВЭП теряет устойчивость и может наступить
режим непрерывных колебаний за счет воздействия помех. Поэто-
му схема защиты должна срабатывать только по истечении опре-
деленного времени после появления на выходе напряжения, до-
тигшего уровня срабатывания. Это время определяется из усло-
вия равенства энергии импульса уровню разрушения самого сла-
бого элемента питаемой аппаратуры. Следует заметить, что уро-
вень энергетического разрушения в документации на элементы не
приводится, но его можно определить исходя из областей безо-
асной работы и других характеристик с последующей тщатель-
ной экспериментальной проверкой.
77
Рис. 2.3. Виды защиты:
а — с отключением; б — с ограничением
По принципу действия схемы защиты бывают двух видов: с
отключением ИВЭП и с ограничением выходного напряжения
(рис. 2.3). Защита с отключением используется, как правило, при
увеличении входного напряжения за допустимые пределы и при
коротких замыканиях в нагрузке (токовая защита) для предот-
вращения спровоцированного отказа ИВЭП. При необратимом
увеличении выходного напряжения за допустимые пределы, воз-
никающие в результате неисправностей в ИВЭП, целесообразно
применять защиту с ограничением. При этом обеспечивается элек-
тропитание аппаратуры повышенным (на уровне ограничения) не-
•стабилизированным напряжением.
Для исключения срабатывания схемы защиты при воздейст-
вии случайных скачков напряжения и тем самым отключения
ИВЭП вводится схема ее автоматического восстановления. Одна-
ко следует иметь в виду, что в этом случае выходное напряжение
ИВЭП будет релаксировать, как показано на рис. 2.4, с частотой,
определяемой постоянной времени схемы защиты. В режиме ав-
токолебаний импульсы напряжения, особенно при длинных про-
водах, могут достигать (2... 3)J7H.
При длительном превышении выходного напряжения возни-
кающий релаксационный процесс может вызвать отказ элементов
в питаемой аппаратуре или в самом ИВЭП, что также должно
учитываться при его разработке. Кроме того, при достаточно боль-
(С — суммарная емкость на вы-
нагрузки) и при пропадании
мо-
про-
то-
эле-
шом значении произведения С7?н
ходе ИВЭП, jRh — сопротивление
Рис. 2.4. Релаксация защиты с автома-
тическим восстановлением
инверсных
некоторые
из важных
входного напряжения
гут создаться условия
текания
ков через
менты.
Одной
рактеристик ИВЭП являет-
ся КПД. Его значение су-
щественно зависит от прин-
ципа регулирования, коли-
78
;ст'
чества ступеней преобразования, уровней выходных напряжений
и токов, использованных элементов и других факторов. Следует
^заметить, что в различных публикациях не всегда оговаривается,
| при каких входных напряжениях определялся КПД. По аналогии
с другими характеристиками его определяют при номинальном
входном напряжении, что приводит к искусственному занижению
J КПД. Особенно это характерно для ИВЭП с непрерывными ком-
пенсационными стабилизаторами. Для ИВЭП с импульсным ре-
гулированием, наоборот, потери снижаются с повышением вход-
ного напряжения. Однако они настолько незначительны, что КПД
можно считать не зависимым от изменений входного напряжения
в пределах ±15%, что вполне согласуется с практикой.
Постоянное стремление повысить КПД практически не дало
ощутимых результатов. Основными причинами являются парал-
лельное снижение рабочих напряжений и одновременное увеличе-
ние тока. Кроме того, многоступенчатое преобразование электро-
энергии в тракте ее передачи от источника к функциональной ча-
сти аппаратуры сопровождается дополнительными потерями.
В табл. 2.2 приведены данные по КПД для минимальных зна-
чений входных напряжений. Приведенные значения получены на
Основании обобщения данных по зарубежным рекламным сооб-
щениям и отечественным разработкам. Их можно рассматривать
как нижнюю границу требований для широкого класса ИВЭП.
I Конструкционные требования, с одной стороны, отражают не-
обходимую стойкость ИВЭП к воздействию различных эксплуата-
ционных факторов — температуры, вибрации, агрессивных сред,
Влаги и др., а с другой — обеспечивают механическое сочленение
|с несущими конструкциями аппаратуры, а также формируют не-
обходимые условия и различные способы отвода тепла, которое
Образуется за счет внутренних потерь. Конструкция (корпус) гиб-
фидно-пленочных ИВЭП должна обеспечивать избыточное внут-
реннее давление на протяжении всего срока службы с тем, чтобы
В незащищенным бескорпусным полупроводниковым приборам и
|тленочным соединениям не поступали извне влага или другие аг-
рессивные компоненты.
| В последнее время все чаще предъявляют требования по сни-
жению металле- и элементоемкости. Это требование выражается
&
КПД, %, ИВЭП с
к Выходное напряжение, В ,’js . • £1 « непрерывным регулированием импульсным регулированием многократным преобразованием и регулированием
Г До 2,4 0,3 0,4 0,35
1 2,4 ...6 0,4 0,5 0,45
? 6... 15 0,5 0,7 0,55
. Свыше 15 0,6 0,8 0,65

79
P/К Вт/дн*
120 -
100 -
80 -
60,7
X.
о
200-
180 -
160 —
140 -
Рис. 2.5. Уровень удельных характеристик современных ИВЭП:
а — с питанием от сети переменного тока; б — с питанием от сети постоянного тока (1 —
ИВЭП, выполненные на дискретных элементах; 2 — с использованием гибридно-пленоч-
ной технологии)
удельной характеристикой, представляющей собой отношение вы-
ходной мощности к объему (Вт/дм3) или к массе (Вт/кг). Сред-
нее значение нижней границы удельной мощности по объему одно-
канальных, сетевых ИВЭП, а также ИВЭП с преобразованием на
частотах до 50 кГц по обобщенным данным зарубежных фирм
приведено на рис. 2.5.
Из эксплуатационных требований следует указать на надеж-
ность, которую можно выразить в безотказной наработке на про-
тяжении всего срока службы. Особенно это важно для неремонто-
пригодных ИВЭП, выполненных на основе пленочной технологии.
Неремонтопригодные ИВЭП приобретают свойства стандартизо-
ванного элемента, что вынуждает постоянно повышать их ресур-
сные характеристики. К современным ИВЭП предъявляют требо-
вания по безотказной наработке 25 000... 50 000 ч.
Из рассмотренных основных требований, которым должны удов-
летворять современные высокоэффективные ИВЭП, видно, что они
превратились из относительно простых выпрямителей в сложные
силовые электронные устройства, которые кроме основной функ-
циональной нагрузки должны обеспечивать работоспособность
аппаратуры при значительных электромагнитных помехах в це-
пях питания и электрических нагрузках.
2.3. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ возможности источников
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ НА ОСНОВЕ
МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРОВ
Достоинства и недостатки любого технического устройства оце-
ниваются в конкретных условиях применения или по сравнению с
аналогичными уже существующими и хорошо изученными не толь-
ко в теоретическом плане, но и на практике. В связи с этим полез-
но анализировать функциональные возможности ИВЭП на основе
МЭТ на фоне достоинств и недостатков уже широко используемых
источников.
80
; Такой подход оправдан, поскольку основные процессы, связан-
Ue с преобразованием электроэнергии, являются общими для
[ВЭП как с обычными низкочастотными и высокочастотными, так
^многофункциональными трансформаторами.
В последнее время наряду с ИВЭП с сетевым трансформато-
ом на входе и линейным стабилизатором (этот вариант построе-
ния сохранил свою структуру, начиная с первых простейших лам-
бвых выпрямителей, и получил название классического) широко
спользуются и источники ключевого типа. Все ключевые ИВЭП
(ожно разделить на два вида: с трансформаторной развязкой по
постоянному току и без нее.
f * Первые получили название преобразователей и стали уже тра-
диционными, а вторые — импульсных (ключевых) стабилизаторов
напряжения (ИСН). Идея перехода от классического варианта к
'лючевым базировалась на желании избавиться от трех главных
недостатков: больших габаритов, массы и низкого КПД.
Так, удельные характеристики традиционных ИВЭП, работа-
ющих от промышленных сетей 50 Гц, в зависимости от выходной
[ощности составляют 3 ... 25 Вт/дм3 [12, 13]. Это привело к тому,
то вспомогательные устройства РЭА стали доминировать над ее
)ункциональной частью по массе и объему.'Их доля стала дости-
ать 70%.
Переход- на низкопотенциальный уровень по выходным напря-
жениям (2... 5 В) при одновременном увеличении потребляемой
^мощности обусловил рабочие токи в десятки и даже сотни ампер.
г Как следствие этого резко возросли потери и соответственно
(снизился КПД. Особенно это характерно для ИВЭП, в структуре
" второго используется линейный (компенсационный) стабилиза-
тор. Для таких ИВЭП КПД составляет 20... 40%.
3 Таким образом, примерно половина потребляемой аппарату-
рой электроэнергии теряется еще в тракте преобразования, не до-
водя до назначения. А снижение только на 5% потребляемой бы-
товыми телевизионными приемниками электроэнергии позволяет
^сэкономить за пятилетку около 5 млрд. кВт*ч [14]. Если предста-
вить себе, что безвозмездно ее теряется не 5, а до 50% (с учетом
|всех видов аппаратуры) , то размеры убытка достигают таких гра-
ниц, которые характеризуются уже «астрономическими числами».
Кроме указанных недостатков ИВЭП с сетевыми трансформа-
торами присущ еще один — большой расход высококачественных
^электротехнических стали и меди. Так, по данным [14] только ис-
ключение сетевого трансформатора из схемы ИВЭП за пятилетку
позволит сберечь до 100 тыс. т стали и столько же меди.
Указанные недостатки побудили специалистов искать пути со-
вершенствования ИВЭП, не только меняя устаревшую элементную
базу на новую, более современную, но и за счет схемных решений.
С начала 70-х годов в зарубежной литературе появилась инфор-
мация о применении импульсных способов преобразования и ста-
билизации в ИВЭП, свидетельствующая о широко проводимых
исследованиях в этом направлении. Промышленный выпуск пер-
вых отечественных импульсных ИВЭП (с бестрансформаторным
входом) для ЭВМ был начат к концу 70-х годов [15].
Если удалось значительно повысить КПД переключательных
ИВЭП (составляет в среднем 0,4... 0,82), то удельные характе-
ристики возросли не столь заметно. Были получены удельные мощ-
ности 10... 50 Вт/дм3. Таким образом, идея избавления от сетево-
го трансформатора и низкочастотных реактивностей фильтра су-
щественного прогресса не дала. Произошло это по двум причинам.
Во-первых, у современных ИВЭП импульсного типа сложная
схема. Необходимость преобразования высокого входного напря-
жения (порядка 550 В после сетевого трехфазного выпрямителя)
заставила разработчиков использовать мостовые и полумостовые
схемы преобразователей, которые на базе корпусных транзисто-
ров и при низких частотах преобразования (20... 25 кГц) остают-
ся громоздкими.
Во-вторых, импульсным ИВЭП присущ большой уровень помех,
излучаемых и транслируемых в сеть. Использование помехоподав-
ляющих фильтров и экранов снизило удельные характеристики
ИВЭП. Объем фильтров помехоподавления в системах питания
ЭВМ в диапазоне рабочих токов составляет 0,1 ...4 дм3 (тип Ф)
и 0,007 ... 0,1 дм3 (тип БО) [15].
Кроме указанных недостатков ИВЭП с бестрансформаторным
входом весьма чувствительны к изменениям качества электроэнер-
гии питающей сети, особенно к значительным переходным откло-
нениям и импульсам с амплитудой 500... 1500 В. Для повышения
надежности работы импульсных ИВЭП и ЭВМ в целом, а также
развязки с сетью в систему питания может быть включен электро-
машинный агрегат [15].
Таким образом, преимущества импульсных ИВЭП по сравне-
нию с традиционными, если их сравнивать в открыве от системных
вопросов, весьма значительны. Если же сравнивать в комплексе,
то преимущества становятся не такими уж убедительными. В са-
мом деле, уменьшив в 2... 2,5 раза объем средств вторичного элек-
тропитания в составе ЭВМ, выиграв сотни килограммов, в пер-
вичной системе электропитания добавляются как минимум два
электромашинных агрегата, масса которых достигает тонны. К
этому надо еще прибавить дополнительные расходы на обслужи-
вание.
Нельзя сбрасывать со счета и стоимость. Поскольку на ком-
плектацию импульсных ИВЭП требуется в 2... 3 раза больше эле-
ментов, то себестоимость выше по сравнению с классическим ва-
риантом примерно в таком же соотношении.
Однако импульсные ИВЭП имеют во многих случаях неоспо-
римые преимущества перед линейными. Но их применение всегда
должно сопровождаться тщательным анализом с учетом всех со-
ставляющих. Так, например, при однофазных питающих напря-
жениях в 110 и 220 В многие проблемы исчезают. Кроме того, при
переходе на частоты преобразования 100... 300 кГц в сочетании с
82
1
wl
к
11
£•

?-•
£
£

!V?-
га
&
i-
k
рлупроводниковой и пленочной технологией удельные характе-
фстики могут быть подняты до 250 ...300 Вт/дм3 [16].
I Прогрессирующий рост потерь на фронтах при переключениях
Щполярных транзисторов не позволил использовать диапазон
L. 5 МГц в силовых преобразователях. Появление полевых тран-
зисторов с временем переключения в единицы и десятки наносе-
кунд открывает широкие возможности преобразования энергии в
яловых устройствах в диапазоне 1 ... 5 МГц. При этом существен-
io уменьшаются габариты реактивных элементов, пропадает не-
обходимость в радиаторах. Однако реализация возможностей по-
левых транзисторов,' работающих на индуктивную нагрузку в ре-
жиме переключения с фронтами в единицы наносекунд, встретит
•олыиие трудности, вызванные сложностью борьбы с электромаг-
нитными помехами и большими амплитудами импульсных напря-
жений. Положительные результаты могут быть достигнуты толь-
ко при обеспечении неразрывности тока через индуктивность. Од-
ним из наиболее простых способов является использование резо-
нансных, контуров в преобразователях.
I Самостоятельный подкласс импульсных источников представ-
ляют конверторы, которые можно представить четырьмя базовы-
ми схемами: понижающей, повышающей, инвертирующей, с раз-
делительной емкостью. Последний иногда называют Кук-конвер-
Ьором по имени автора-изобретателя. Несмотря на имеющиеся раз-
личия в принципе действия и их схемном построении, проблемы,
Ьад которыми трудятся многие
|К ним относятся: генерируемые
Кого напряжения и потери.
I Во многих работах [14—17]
|сматривается преимущественно
жения, поступающего в виде коротких импульсов, формируемых
|гранзисторным ключом. Очевидно, представляется полезным рас-
смотреть частотную характеристику фильтра-накопителя, на вход
^которого поступают наряду с составляющей основной частоты ра-
боты ключевого элемента и высшие составляющие, как показано
на рис. 2.6.
С изменением длительности рабочего такта ключевого эле-
мента изменяется уровень различных частотных составляющих.
При этом нулевая составляющая (постоянный ток) прямо про-
порциональна длительности рабочего цикла. Таким образом, LC-
узел представляет собой фильтр нижних частот, который должен
без затухания пропускать на выход
нулевую составляющую и прогрес-
сивно с ростом частоты подавлять
составляющие основной часто-
так и высшие. Очевидно, что
ниже частота среза полосы
тем вы-
нежелательных гар-
специалисты, являются общими,
в сеть помехи, пульсация выход-
сглаживающий накопитель рас-
как элемент усреднения напря-
Рис. 2.6, Частотный отклик
ЛС-фильтра
КИК
ТЫ,
l чем
; пропускания LC-фильтра,
ше подавление
МОНИК.
83
Если считать, что £С-фильтр и ключ — идеальные, а входное
напряжение и выходной ток нагрузки находятся в установившемся
состоянии, то требования к контуру регулирования (обратной
связи) не особенно жестки. Однако на практике входное напри-
жение в процессе работы изменяется, и в его составе могут при-
сутствовать низкочастотные составляющие, а также нагрузки мо-
гут скачкообразно меняться в широких пределах (на 20... 80%).
В этом случае полоса пропускания контура регулирования долж-
на быть достаточно широкой, чтобы успевать отрабатывать ука-
Таблица 2.3
Цели
Минимизация габаритов
Высокая надежность
Экономия энергии
Низкая стоимость
Функция
Средства
Уменьшение потерь
Уменьшение числа компонентов
Повышение частоты преобразования
Уменьшение числа компонентов
Уменьшение потерь
Уменьшение числа компонентов
Таблица 2.4
Преобразование напря-
жения:
переменного в посто-
янное
переменного в пере-
менное
постоянного в пере-
менное
постоянного в посто-
янное
. Фильтрация:
из сети на выход
с выхода на сеть
Защита:
по току
по напряжению
Снижение пульсаций:
по входу
по выходу
Преобразование фаз
Развязка по постоян-
ному току
Регулировка (вплоть
до 0) со стабилизацией в
рабочей точке и выпол-
нение всех функций
ИВЭП на основе
84
иные изменения, а ее усиление — таким, чтобы компенсиро-
tTb потери в реальных элементах фильтра и ключе. Указанные
ктоятельства требуют, чтобы частота среза полосы пропуска-
[я LC-фильтра была как можно выше. Поскольку элементы
7-фильтра также входят в контур регулирования, то приходим к
ютиворечию, которое на практике разрешается путем компре-
сса.
. Поиск оптимальных решений энергетических вопросов также
иводит к необходимости принятия компромиссных решений. В
бл. 2.3 представлена взаимосвязь между целями и средствами
достижения, используемыми конструкторами при проектирова-
и ИВЭП.
I Противоречивость многих требований и их взаимосвязь приве-
к поиску возможностей повышения технико-экономических по-
казателей ИВЭП на путях дальнейшей интеграции функций в
Ьектромагнитном компоненте, а далее в магнитоэлектрической
ртеграции. Первым шагом в этом направлении было создание
многофункционального трансформатора.
| На основе функциональных возможностей, заложенных в ин-
|егральных магнитных компонентах, могут быть созданы ИВЭПГ
йособные решать различные задачи. В обобщенном виде в табл.
|4 приведена характеристика и показаны возможности ИВЭП на
Основе МЭТ. Численное значение характеристик, достижимое для
|ВЭП с различными МЭТ, различно и зависит не только от
ройств магнитных компонентов, но и от структурно-схемного по-
строения и используемой остальной элементной базы. Подробному
lx рассмотрению и посвящены последующие главы.
лава 3.
МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ
В ЛИНЕЙНЫХ ИСТОЧНИКАХ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
3.1. СХЕМЫ НА ПАРАТРАНСАХ
К Источники вторичного электропитания на основе паратранса с
конвертированием одной фазы в три. Для уменьшения фильтра
Выпрямителя на рис. 3.1,а представлена схема ИВЭП на пара-
Врансе с конвертированием одной фазы в три [1]. На рис. 3.1,6
шоказана векторная диаграмма напряжений на обмотках пара-
Йраиса.
| Схема работает следующим образом. Напряжения на вторич-
ных обмотках w3 и w4 паратранса с учетом магнитной связи сме-
рены по фазе на угол 60° (см. рис. 3.1,6), что следует из физи-
ческих основ работы паратранса. Таким образом, к входу трех-
Рис. 3.1. Электромагнитная схема
ИВЭП на паратрансе с конвертирова-
нием фазы напряжения (а) и вектор-
ная диаграмма напряжений на обмот-
ках паратранса (б)
фазной мостовой схемы выпрямителя прикладываются напряжение
U3 обмотки w3 к диодам VD6— VD7 и VD8— VD9 и напряжение
U4 обмотки w4 к диодам VD8—VD9 и VD10—VD11. Геометриче-
ская разность этих напряжений £/3-4 создается на диодах VD6—
VD7 и VD10—VD11. Многофазность позволяет получить на выхо-
де выпрямленное напряжение с частотой пульсации, равной 6/
сети.
Наиболее благоприятный режим выпрямления и минимальный
уровень пульсации (см. рис. 3.1,6) наступает, когда угол ф пово-
рота полусердечников приближается к 30°. При меньших углах
уровень пульсаций возрастает от расчетного, однако частота оста-
ется равной 6/.
Коэффициент использования вторичных обмоток паратранса,
определяемый отношением мощности, создаваемой во вторичных
обмотках, к мощности постоянного тока на выходе ИВЭП, по
сравнению с однофазным выпрямлением получается выше. Дейст-
вительно,
1- .100% = (1- • юо% = (1 - -ДЛ-юоо/о =
0,5/о-0,74(7о
0,5/0 • 0,78(/0
•100% =6%,
где ki — Ps/Po—коэффициент использования вторичных обмоток
паратранса с преобразованием фаз: 'k'z^P'zjPo — коэффициент
использования вторичных обмоток однофазного паратранса.
Снижение уровня пульсаций выпрямленного напряжения на
входе фильтра в ИВЭП с преобразованием фаз по отношению к
уровню пульсаций однофазного составляет
(1—^-Lioo% = f i-2^!Lyюо% = 57%,
\ йп2 / к 0,138 У -
где 'fen6=O,O57f7o — уровень пульсаций по первой гармонике вы-
Яюямленного напряжения для трехфазной мостовой схемы; &п2 =
ЯЬО,13817о — уровень пульсаций по первой гармонике выпрямлен-
®ого напряжения для однофазной схемы.
•». Таким образом, рассматриваемый ИВЭП позволяет улучшить
Дассогабаритные показатели за счет повышения коэффициента
«пользования вторичных обмоток паратранса, снижения уровня
«повышения частоты пульсаций выпрямленного напряжения.
в Источник вторичного электропитания на основе балансно-раз-
Дельного паратранса (БРП). На рис. 3.2 показан такой ИВЭП,
«бранный по линейной схеме. Для повышения удельных весовых
Указателей и стабилизирующих свойств паратранса введена асим-
метрия между обмотками w2 и w\. Учитывая несинусоидальность
^пряжений на обмотках w3 и w'3, фазовый сдвиг между напря-
жениями выбирается близким к 60° (для уменьшения пульсаций).
В этом случае при номинальном входном напряжении 220 В пуль-
ации на общей нагрузке без фильтра не превышают 6%. Источ-
ник вторичного электропитания с мощностью в нагрузке 60 Вт и
Избранный на основе паратранса с линейной схемой стабилизато-
Да по сравнению с традиционным источником той же мощности
Имеет на 10... 15% выше КПД за счет снижения потерь в линей-
До м стабилизаторе. Уменьшающиеся при этом массы фильтра и
радиаторов позволяют снизить массу ИВЭП'до 1,5 раз. При этом'
Дбеспечивается хорошая гальваническая развязка нагрузки от се-
ей и обратно. Наличие в ИВЭП паратранса обеспечивает предва-
рительную стабилизацию напряжения и защиту от к. з., облегчая
ежим работы и массу линейного стабилизатора.
В В целом для сети с частотой 50 Гц удельная мощность ИВЭП
а БРП составляет около 90 Вт/дм3 при напряжениях на нагруз-
Вах до 27 В и мощностях от 30 до 200 Вт. При более высоких на-
пряжениях на нагрузке показатели ИВЭП на БРП существенна
улучшаются. При напряжении 110 В характеристики достигают
значений, представленных в табл. 3.1 [3].
В Нестабильность выходного напряжения дана при указанных
изменениях напряжения и частоты сети, сбросе нагрузки от /ною
О— 3 1 0 J 1 | 1 | |Рис. 3.2. Схема ИВЭП на основе па- Ьатранса балансно-разделительного рила Sb*-... Ж?' fe'' ' | I I 1 С " чТГг Рис. 3.3. Схема ИВЭП на пара- трансе с тиристорным регулирова- нием 87
Таблица 3 ।
vl !!— ^11.. |,|^ ,« 1 !! ! .111 — — —। Входной параметр Значение Выходной параметр j Значение
Напряжение сети, В Отклонение напряжения сети, % Частота сети, Гц Коэффициент мощности ^емкостный) 380 -НО —>25 50+4% 0,9 Выходное напряжение, В Выходной ток, А Двойная амплитуда пульса- ций, мВ Коэффициент полезного дей- ствия Суммарная нестабильность напряжения, % Удельная мощность, Вт/дм3 ч но 9 2OO...60Q 0,8 0,45 60
до 0,1/ном и искажении формы питающего напряжения от 1,75
10%.
Для исключения из схемы ИВЭП на БРП линейного стабили-
затора и обеспечения при этом стабилизации по нагрузке кроме
управляемых паратрансов может быть построена схема ИВЭП на
ларатрансе с тиристорным регулированием (рис. 3.3).
3.2. СХЕМЫ НА УПОТРАНСАХ
Источники вторичного электропитания на употрансах с линей-
ным управлением. Простота схемы, низкий уровень пульсаций,
высокая надежность, низкая стоимость и практически полная обес-
печенность комплектующими элементами линейных ИВЭП в ка-
кой-то мере объясняют то, что на мировом рынке сохраняется вы-
сокий спрос на них. В разных странах он составляет от 30 до 60%
[2,3].
Использование в составе линейных ИВЭП в качестве регули-
рующего органа употранса повышает их конкурентоспособность,
поскольку появляются дополнительные преимущества по сравне-
нию с традиционными. Главным преимуществом является исклю-
чение из тракта передачи мощности регулирующего органа на
мощных транзисторах, работающего на принципе рассеяния избы-
точной электрической энергии.
На рис. 3.4 приведены схемы линейных ИВЭП на употрансе,
работающие следующим образом. Выходное напряжение регули-
Рис. 3.4. Схемы линейного ИВЭП на употрансе с аналоговым управ-
лением
38
Таблица 3.2
Входной параметр
Значение
Выходной параметр
Значение
Напряжение питания, В
отклонение напряжения
&НИЯ, %
[астота, Гц
*< —
клонение частоты, Гц
200
-4-ю
— 15
50
+ 1
Выходное напряжение, В
Выходной ток, А
Суммарная нестабильность.
Пульсация выходного напря-
жения, %
кпд
12,36
4,2
42
0,5
Бтся коэффициентом передачи употранса путем подмагничива-
Ь сердечника. При уменьшении С7Вых его разность от заданного
вливается усилителем обратной связи и воздействует на w2 та-
щи образом, что протекающий по ней ток уменьшается. Степень
имагничивания падает, и напряжение на вторичной обмотке w2
|Ьоответственно на выходе ИВЭП возрастает. При увеличении
йряжения на выходе работа ИВЭП происходит в обратном по-
Ьке. В табл. 3.2 приведены характеристики ИВЭП при частоте
Бающей сети 50 Гц, в табл. 3.3 — при частоте 400 Гц.
IНедостатками этих схем являются: большое потребление мощ-
|уги из сети при к. з. на выходе, так как схема защиты работает
^принципе глубокого насыщения магнитопровода; низкий коэф-
шиент мощности при малых токах нагрузки (0,4 ...0,5). Однако
li одновременной работе от сети с индуктивными нагрузками этот
достаток существенной роли не играет, поскольку носит емкост-
|й характер. Практически схемы на употрансах способны рабо-
|й> при длительных снижениях входного напряжения до 150 В.
I Источник вторичного электропитания на употрансе с широтно-
«пульсным управлением. На рис. 3.5 представлена типовая струк-
|ная схема ИВЭП на употрансе с широтно-импульсным управ-
ляем (ШИУ). Обратная связь подается с выхода ИВЭП через
|ЙУ на обмотку управления употранса. Этим самым осуществ-
ится регулирование индуктивного сопротивления первичной об-
утки путем подмагничивания_ сердечника. При разомкнутой об-
(тной связи индуктивное сопротивление XL первичной обмотки
Т а б л и ц а 3.3
Входной параметр
Значение
Выходной параметр
Значение
Еапряжение питания, В
Уклонение напряжения
|тания, %
‘Частота, Гц
Отклонение частоты, Гц
220
410
400
20
Выходное напряжение,. В
Выходной ток, А
Суммарная нестабильность,
Пульсация выходного напря-
жения, %
кпд
5, 6, 12
20, 27
1... 15
43
0,5
Значение
60
Ю... 16
Параметр
трансформатора Тр изменяется с изменением тока потребления
Л по нелинейному закону. При замкнутой обратной связи завц. ]
симость становится линейной? 1Ж
Зависимость индуктивности первичной обмотки трансформато. 1жГок нагрузки, А

ра от тока потребления и подмагничивания показаны на рис. 3.6.1 «Напряжение Ба БЫХЭ"
С помощью обратной связи с ШИУ стабильность выходного на. I ®г™марная нестабиль-
пряжения значительно улучшается при изменении напряжения се- |Р ь, %
ти, частоты сети и тока нагрузки. I ВПульсация, мВ
Работа ИВЭП происходит следующим образом. При уменьшу гОАельная обвт/дм^
нии сопротивления нагрузки выходной ток ИВЭП стремится уве- |^пд С™а’ т

личиться, соответственно увеличивается ток потребления от сети, |ж ’ °
что приводит к уменьшению напряжения на первичной обмотке 11
трансформатора и на нагрузке.
Разностный сигнал из схемы сравнения СС выходного
LT ГУ » V
ТТ т* л ♦» *— —-- v
тель. После усиления он подается на широтно-импульсный моду- |
JTSTTOTb ТТЛ Т Т TJ ггГ\ л -----
схемы формирования прямоугольных импульсов (ФПИ). Импуль-
сы формируются при ограничении переменного напряжения, сни-
маемого с вторичной обмотки трансформатора после двухполупе-
риодного выпрямления. Воздействие одновременно плавно изме-
няющегося разностного напряжения, поступающего с дифферен-
циального усилителя, и прямоугольных импульсов на модулирую-
щий транзистор в схеме формирования ШИУ приводит к измене-
нию их длительности. После предварительного усиления меняю-
щиеся по ширине (пропорционально разностному сигналу) им-
пульсы подаются через усилитель мощности УМ на обмотку уп-
равления трансформатора. Этот импульс (управляющее напряже-
ние) подмагничивает сердечник, увеличивая индуктивное сопро-
тивление первичной обмотки.
В результате напряжение на первичной обмотке трансформа-
« ------------- чтобы скомпенсировать
_ : нагрузки. При увели-
Схемы преобразования
&тр
120
78
Лучевые:
однофазная
ней точкой
трехфазная
Мостовые:
однофазная
Герца)
трехфазная
Ларионова)
со сред-
(схема
(схема
0,68
0,75
0,83
0,95
0,67
0,25
0,67
0,057
жнии напряжения на нагрузке работа схемы происходит в обрат-
ного напряжений ИОН погтиплпт «о - -----------"---- и 0П0Р- Км порядке. Основные технические данные ИВЭП на употрансе
тель. После усиления он подается на ш^ереНЦИаЛЬНЫЙ. усили’ ВпИУ приведены в табл. 3.4.
лятор, на который поступают также пп ротно’импУльсный моду. Источник вторичного электропитания на употрансе с линей-
схемы формирования прямоугольных импуХоп^ФПш" ^bCbI С° Влм управлением. При наличии трехфазных питающих сетей на-
<ы формируются при ограничении прпаи£па В Импуль- в'более целесообразно строить ИВЭП на МЭТ по схемам выпрям-
----------------Р °Граничении переменного напряжения, сии- Вния> показанным на рис. 3.7. Это позволяет: увеличить коэффи-
виент использования употрансов feTp; уменьшить массу и габари-
выходных конденсаторов употрансов С/, С2 и СЗ в результа-
[е снижения напряжения на конденсаторах при соединении пер-
вичных обмоток в «звезду»; увеличить cosqj ИВЭП благодаря ис-
ключению третьей гармоники из напряжения пульсации на выходе
Ври соединении, например, вторичных обмоток в треугольник.
® Значения коэффициента &Тр и коэффициента пульсаций выпрям-
ленного напряжения йп для различных схем преобразования пе-
ременного напряжения в постоянное приведены в табл. 3.5.
Ж На практике применение трехфазных схем преобразования пе-
«щеменного напряжения в постоянное позволяет снизить массу и
Ьбариты ИВЭП на употрансах на 20 ...25% благодаря снижению
щалогичпых параметров основных элементов ИВЭП —
юнденсатора, самого употранса, а _
тора увеличивается до такого уровня,
уменьшение напряжения на сопротивлении
с L -
— ВХОДНОГО
также сглаживающего фильт-
W2

ФИ
ИОН
УМ

п
8
Рис. 3.5. Структурная схема -ИВЭП на упо-
трансе с ШИУ
16
(?гз пйдмагни-
чибяния )
(с подмагничиванием)
____I_____I______I___
ТО 14- 18 Л.
Рис. 3.6. Зависимость ин-
дуктивного сопротивлб'
ния первичной обмотки
употранса от токов по-
требления и подмагничи-
вания

С1
С2
МЗТ
сз
сз
$1
.. С2
МЗТ2
мзтз
СС
ИВЭП на употрансах:
основе одного трехфазного МЭТ (УПТ —
91
Рис. 3.7. Структурные схемы трехфазных
«— на основе трех однофазных МЭТ; б — на
Усилитель постоянного тока; СС—схема сравнения)
МЭТТ
90

ра. При этом наиболее приемлемой является схема соединения
обмоток МЭТ «звезда — треугольник». |
При построении ИВЭП на трехфазных употрансах появляется
дополнительная возможность улучшить массогабаритные показа,
тели ИВЭП путем конструктивного объединения магнитных сис-
тем и обмоток управления. Трехфазный употранс с ортогонально
пересекающимися полями показан на рис. 3.8. Магнитная система
такого употранса состоит из стандартных сердечников типа LUj]
(ГОСТ 22050—76) либо ОПЛ (23882—79), развернутых в плоско-
сти стыка на 90°. Первичные обмотки wl, w'l соединены в Т-об-
разную схему (рис. 3.8,6), что дает возможность применять четы-
рех- или восьмифазные схемы преобразования [2], так как фазо-
вый сдвиг магнитных потоков в стержнях, как и ЭДС вторичных
обмоток, составляет 90°. Для обеспечения равенства ЭДС вторич-
ных обмоток необходимо соблюдение соотношения, вытекающего
из векторных диаграмм, изображенных на рис. 3.8<з,г: nTPi/nTp2 =
= 2/У3=1,16, где ятР1 = — коэффициент трансформации
между первичной wl и вторичной w2 обмотками; n^2=w\lwr2 —
коэффициент трансформации между первичной wl' и вторичной
w2' обмотками.
Аналогично путем соединения первичных обмоток в Т-образ-
ную схему можно строить трехфазные ИВЭП на двух однофазных
употрансах. Описываемые употрансы можно применять не только
в ИВЭП с выходом на постоянном токе, но и с выходом на пе-
ременном. '
На рис. 3.9 представлены электромагнитная и электрическая
схемы употранса на параллельных полях. Магнитная система
употранса выполняется на магнитопроводах, например типа ШЛ
или ПЛ. Первичные едГи вторичные w2 обмотки расположены на
центральном стержне магнитной системы, а полуобмотки управ-
ления Wynp, выполненные с равным ^числом витков, — на боковых
стержнях и соединены последовательно-встречно таким образом,
что наведенные переменные ЭДС взаимно компенсируются.
Рис. 3.8. Трехфазный употранс с ортогонально пересекающимися полями:
а — конструкция; б — принципиальная электрическая схема; в, г ~ векторные диаграмм^
ЙЯ
$
. 3.9. Схемы од-
азного упо-
янса на парал-
1ьных Магнит-
ке полях:
— электромагнит-
i; б — электриче-
ил/
У пр
иг2

Яр Действующее значение напряжения 1/2 (в вольтах) на вторич-
Кй обмотке при синусоидальном напряжении питания определя-
ется по выражению С/2 = 4,44/В5к?2 • 10-4, где f — частота тока пи-
тающей сети, Гц; В — магнитная индукция, Т; S — активная пло-
таадь поперечного сечения центрального стержня, см2.
И При протекании тока по первичной обмотке в. магнитной сис-
Кме создаются напряженность переменного магнитного поля
В соответствующая ей магнитная индукция Ток управления
К каждом боковом стержне создает напряженность постоянного
Иагнитного поля H-—IynPwynp/l, которая приводит к снижению
таагнитной индукции В- в каждом боковом, а значит, и в цент-
Иальном стержне Тогда с учетом предыдущего равен-
Шгва индукция В = В^—В~=В~ Представляя выражение
Sih Н- в это уравнение, получаем:
: З^ЯиЕ’г**
1 В -ц,-7УПР ^УПР-.
ж ~ ~ г /
Ж учетом выражения для В напряжение
** w^BbSev* *
Ж U2 = 4,44/So-1 (B„ - p. Typp^ygp
Я Дифференцируя выражение для U2 по току управления, полу-
®аем выражение, позволяющее определить крутизну регулирова-
ния употранса по напряжению на вторичной обмотке:
Л, G-=dU^/dIynp= (4,44fSp,w2ffi?ynp/Z) • .10—*,
•” • •‘FrarSii»1 ’
|||де I — средняя длина магнитной силовой линии.
Ill Заменяя в полученном выражении w2 на wl, определяем кру-
Я*изну регулирования по напряжению на первичной обмотке
’ Gz-4[/i/dZynp-(4,44fSpw1wynp//)-10-4.
Ш 93
• 10~?.
3.3. СХЕМЫ С ВЫХОДОМ ПО ПЕРЕМЕННОМУ ТОКУ
Фильтр-стабилизатор параметрический. Наблюдаемый в пос.
леднее время рост числа абонентов, питающихся от общей энерго,
сети, неразрывно связан с повышением интенсивности и плотное,
ти индустриальных помех. Эти помехи создают серьезные труд,
ности при эксплуатации широкого класса РЭА, так как вызывают
«сбои» в устройствах вычислительной техники и автоматики,
уменьшают достоверность выполняемых операций и снижают точ-
ностные показатели прецизионной контрольно-измерительной ап-
паратуры. В свою очередь, цифровые вычислительные и комму,
тационные устройства сами являются активными источниками се-
тевых помех. Поэтому перед разработчиками ИВЭП наряду с
традиционными задачами (трансформацией и стабилизацией на-
пряжения, гальванической развязкой и защитой от перегрузок,
улучшением массогабаритных показателей и КПД) все острее
стоит проблема двусторонней фильтрации — ослабления помех,
проникающих из питающей сети в нагрузку и из нагрузки в сеть.
Сетевые помехи носят самый разнообразный характер и охва-
тывают весьма широкий диапазон частот — от единиц герц до
сотен мегагерц. В настоящее время для их ослабления применя-
ются индуктивно-емкостные и электромеханические фильтры (мо-
тор-генераторы). Индуктивно-емкостные фильтры, построенные на
современной элементной базе, обладают удовлетворительной спо-
собностью ослабления помех на частотах выше 100... 150 кГц, но
при уменьшении нижней границы диапазона и увеличении выход-
ной мощности резко возрастают их габариты и масса. Электроме-
ханические фильтры также имеют ряд недостатков, свойственных
механическим устройствам: большие габариты и массу, невысокий
КПД и надежность, высокий уровень акустических шумов. По-
этому для ослабления помех в ряде случаев целесообразнее при-
менять сетевые фильтры-стабилизаторы на основе паратрансов.
При выходной мощности от десятков до сотен ватт рекомендуй
ется использовать паратранс, принципиальная электрическая схе-
ма которого аналогична показанной на рис. 1.6, с подключением
емкости параллельно ко вторичной обмотке. Ортогональная кон-
струкция такого паратранса с витым разрезным магнитопроводом
является наиболее технологичной в производстве и обеспечивает
наилучшие энергетические и массогабаритные показатели.
При подаче на вход паратранса напряжения ю = Ux sirW 'В
выходном параметрическом контуре, образованном индуктивностью
/ выходной обмотки с числом витков w2 и емкостью С, возника-
ют колебания, близкие к гармоническим </2 sin(o^ + (po) с час-
тотой со входного напряжения U}. Между входным и выход-
ным U2 напряжениями имеется фазовый сдвиг ср = 90°. Возникно-
вение колебаний в паратрансе объясняется чисто параметричес-
ким механизмом передачи энергии и не обусловлено индуктивной
связью, как в обычном трансформаторе. Амплитуда установивших'
ся колебаний в контуре скачкообразно возрастает при перехода
94
Рис. 3.10. Переходная характе-
ристика паратранса
Рис. 3.11. Зависимость КПД пара-
транса т) от угла разворота полови-
нок магнитопровода ф
[выходной половины магнитопровода в область насыщения и тем
®аныне, чем меньше выходная мощность РВых и потери в пара-
ера нее (рис. 3.10). Поскольку паратранс является индуктивным
Параметрическим генератором, он мало чувствителен к форме
входного напряжения и выходное напряжение сохраняет форму,
елизкую к синусоидальной при значительном изменении формы
Входного напряжения, т. е. фильтрация паратрансом осуществля-
ется по первой гармонике. Импульсные и периодические помехи,
появляющиеся в питающей сети, также отфильтровываются па-
Яратрансом и не передаются в нагрузку. Фильтрация помех, про-
Ярикающих из нагрузки в сеть, обусловлена однонаправленностью
Ярередачи энергии паратрансом, так как резонансный контур во
входной цепи отсутствует.
Яг Наилучшие фильтрующие свойства паратранса теоретически
можно получить при развороте сердечников магнитопровода на
угол ф = 90°. Однако для устойчивого возникновения колебаний в
выходном контуре, а также для повышения выходной мощности
Б КПД сердечники магнитопровода необходимо разворачивать на
«гол, отличный от 90° (рис. 3.11).
Ж Оптимальное сочетание фильтрующих свойств, выходной мощ-
ности и КПД может быть получено при ф«70... 80°. При этом
лежду входной и выходной обмотками дополнительно возникает
«Индуктивная связь, которая не оказывает существенного влияния
Ва фильтрующие свойства, но обеспечивает хорошую стабилиза-
цию выходного напряжения.
It При расчете паратранса в качестве исходных данных исполь-
|руются частота питающей сети f, пределы изменения напряжения
Впитающей сети t/imin, £Лном, t/lmax, выходные МОЩНОСТЬ Рвых и
Напряжение t/вых. Расчет осуществляется в такой последователь-
ности:
Ц 1. Исходя из требуемой выходной мощности и заданной час-
роты выбирается типоразмер магнитопровода. Конструктивно па-
Вратранс может быть выполнен на обычных магнитопроводах сим-
ЙМетричной конструкций (например, типоразмера ШЛ 16x32,
кИ1Л20х40 и т. п.), но из-за необходимости работы выходного
^сердечника магнитопровода в области насыщения его сечение це-
Влесообразно выбирать несколько меньше сечения входного. Тол-
it ' 95
•ill

щина ленты магнитопровода также должна быть несколько мень-
ше, чем для обычных трансформаторов. При работе на частотах
50 и 400 Гц используется лента стали 3424 и 3425 толщиной 0,35
и 0,08 мм соответственно.
2. Задается амплитуда индукции .во входном сердечнике маг-
нитопровода Bi^0,7... 1 Т и определяется число витков входной
обмотки Ui/ZztfSiBi, где S — площадь поперечного сечения
входного сердечника магнитопровода, м2.
3. Задаются индукция в выходном сердечнике магнитопровода
В2ж 1,4... 1,6 Т, напряжение Uc. на выходном резонансном конту-
ре LC и рассчитывается число витков выходной обмотки w2 —
^Uc/2nfS2Bif где S2 — площадь поперечного сечения выходного
сердечника магнитопровода, м2.
Напряжение Uc следует определять исходя из ряда номиналь-
ных значений напряжений конденсаторов с учетом рекомендаций
по их применению на заданной частоте. Так, для конденсаторов
К75-10, рассчитанных на частоту 400 Гц, рабочее напряжение не-
обходимо снизить до 70%, а на частоту 1000 Гц — до 50% отно-
сительно напряжения, указанного для конденсаторов на частоту
50 Гц. Для максимального использования энергоемкости конден-
сатора рекомендуется задавать напряжение на нем, близкое к
максимально допустимому.
4. Задается добротность нагруженного выходного колебатель-
ного контура QH~2... 5 и рассчитывается емкость конденсатора
C=PBMnfU2c-
5. Рассчитывается число витков нагрузочной обмотки =
= w2/ni где п — коэффициент трансформации. При п>5... 10 ре-
комендуется трансформаторная связь между обмотками w2 и
а при меньших значениях — автотрансформаторная.
6. Определяются сечения проводов обмоток паратранса, как
для маломощных трансформаторов питания, по формуле q—ЩЪ,
где б — плотность тока, в обмотках. При расчете тока входной
обмотки /1 следует учитывать, что коэффициент мощности пара-
транса равен 0,6... 0,7.
В процессе эксперимента сердечники магнитопровода развора-
чивают на угол ф^80° и с помощью отводов обмоток получают
заданные значения выходного напряжения и мощности. Если зна-
чения этих параметров или х нестабильность напряжения не соот-
ветствуют заданным, то следует несколько изменить угол разво-
рота или внести коррективы в поверочный расчет.
При экспериментальной отработке паратранса необходимо конт-
ролировать напряжение на конденсаторе колебательного конту-
ра. Если это напряжение превышает допустимые значения, то ем-
кость контура можно несколько увеличить, уменьшив при этом
число витков или выбрать больший типоразмер магнитопро-
вода. Правильно сконструированный паратранс обеспечивает дву-
стороннюю фильтрацию помех на частотах от 20 ...30 Гц до 1,5...
...2 МГц с подавлением не менее чем на 50... 100 дБ и коэффи-
циент стабилизации напряжения до 10... 15. ?
96
Рис. 3.12. Зависимости:
коэффициента ослабления Косл помех от частоты f (а); выходного напряжения ЬТВЬ1Х
от входного UBX (б); выходного напряжения 17вЫХ от тока нагрузки /н (в)
На рис. 3.12 приведены фильтрующие, стабилизирующие и за-
щитные характеристики фильтров типа ФлТ1. Основные характе-
истики фильтров ФлТЬЗ в сравнении с электромеханическим
шльтром-преобразователем АДГФ-3 приведены в табл. 3.6.
Из таблицы следует, что фильтры на основе паратрансов по
равнению с электромашинными имеют более высокие технико-
кономичсские показатели.
> Мощный интегрированный стабилизатор. Стабилизация напря-
жения с помощью параметрического трансформатора осуществ-
яется не до нуля, поскольку изменения амплитуды выходного
апряжепия имеет слабую зависимость от вторичного намагничи-
ания при различных значениях входного напряжения и тока на-
узки. Поэтому предлагается мощный стабилизатор по перемен-
ому току на параметрическом трансформаторе и переменном ин-
укторе, объединенных в биортогональную конструкцию.
V На рис. 3.13 показаны конфигурация магнитопровода и раз-
мещение обмоток. Стальные пластинчатые и витые С-образные
Таблица 3.6
Характеристики
АДГФ-3
ФлТЬЗ
Частота питающей сети, Гц
Входное напряжение, В
^Количество изделий в комплекте на одном або-
|нтском пункте
.Мощность, кВт:
потребляемая комплектом
номинальная выходная
максимальная выходная
кпд комплекта изделий
Масса комплекта изделий, кг
^Необходимая занимаемая площадь, м2
^Удельная мощность:
| по объему, Вт/дм3
по массе, Вт/кг
|Диапазон температур, °C
^Минимальная наработка, ч_______________
185
50+0,5%
380+|0%
3 (в том числе
один в резерве)
22
6
9,6
0,28
3729
25
1,6
1,4
10 40
8000
50+1%
12
8,6
6
6
0,7
ЗОН
2
20
26,8'
1 ...40
10 000
‘ 97'

и/2
Рис. 3.13. Общий вид магнитопровода и потоков в нем (а), разме-
щение обмоток (б)
JOO
50
* ° Номинальная
____нагрузка
Зт~00В
'100
НЮ
0 12 5 4 Д.эф
Рис. 3.15. Нагрузочные характеристи-
ки параметрического трансформатора
на /—50 Гц при С —50 мкФ
100 4
20
75 -
15
10
- 50 -
25 -
свх ин
Рис. 3.16. Схема управления вы-
ходным напряжением параметри-
ческого трансформатора
сердечники взаимно перпендикулярны в пространстве. Штрихо- I
вые линии Ф1 и Ф2 иллюстрируют первичный и вторичный маг-
нитные потоки соответственно. Первичная обмотка содержит по-
луобмотки wl и w2, соединенные последовательно или параллель-
но. Аналогично вторичная обмотка содержит обмотки w3 и w4,
связанные последовательно или параллельно.
Из-за нелинейности В—Н характеристик магнитопровода пер-
вичный поток изменяет индуктивность вторичной обмотки. На рис.
3.14 показаны электрические схемы переменного индуктора и па- нелинейных искажений £/=11%.
раметрического трансформатора,
ка wc связана с источником напряжения постоянного тока, а
вторичная обмотка w$ — с источником синусоидального на- напряжением с , помощью переменного индуктора ПТ2,
пряжения. При увеличении первичного тока /о эффективное зна-
чение индуктивности вторичной обмотки уменьшается. На рис.
3.14,6 первичная обмотка wl связана с источником синусоидаль-
ного напряжения (7а, и поток этой обмотки вызывает периодичес-
кие изменения индуктивности вторичной обмотки. При настройке
индуктивности вторичной обмотки w2 с конденсатором С на час-
тоту питающей сети в выходном контуре при соответствующих
условиях возникают периодические колебания с этой частотой.
Обмотка ши является выходной и служит для получения задан-
ного выходного напряжения (7Н на сопротивление нагрузки
На рис. 3.15 показаны нагрузочные характеристики парамет-
рического трансформатора для номинальных входного и выход*
ного напряжений 100 В, частоты 50 Гц (при С = 50 мкФ). Раз-
меры магнитопровода и число витков в обмотках представлены в
табл. 3.7. На рис. 3.15 Пн.эф и /н.эф — эффективные значения на-
нагрузки; kf — коэффициент искажений выход-
При перегрузках выходное напряжение падает
нуля. Стабилизатор имеет /следующие данные: выходная мощ-
ость при номинальной нагрузке 240 В-А; напряжение на наг-
узке изменяется на 2,7% при изменении тока нагрузки от 0 до
оминального и на +3% при изменении входного напряжения от
Одо 110 В; при номинальной нагрузке КПД п = 77% коэф-фи-
ТТЛТТ п о 1 ” г 1 < а/ /U ”
цент нелинейных искажении = 11 %.
Улучшение ’Стабилизации напряжения параметрическим транс-
юрматором ПТ1 достигается введением управления выходным
, как пока-
ано на рис. 3.16. Здесь Лф, Сф образуют фильтр для компенса-
ии третьей гармоники искажения выходного напряжения. Так
ак амплитуда выходного напряжения параметрического транс-
орматора определяется насыщением выходного сердечника, то
го значением можно управлять, изменяя степень насыщения сер-
ечника. При увеличении тока /с эффективное значение индук-
ивности обмотки wQ уменьшается и вид характеристики намаг-
ничивания вторичной магнитной цепи параметрического трансфор -
гатора изменяется. С увеличением управляющего тока /с умень-
аается выходное напряжение UH. На рис. 3.17,а показано измене-
ние выходного напряжения (7н.Эф параметрического трансформа-
тора на холостом ходу (х.х.), а на рис. 3.17,6 — изменение 1/н.Эф
1ри резистивной нагрузке; Рс — мощность, потребляемая по пер-
инной цепи управляемого индуктора.
пряжения и тока
ного напряжения.
С
н
С.
**' л

и*
Рис. 3.14. Электрические
схемы переменного ин-
дуктора (а) и параметри-
ческого трансформатора
(б)
•Д]
Переменный индуктор
Тип MPK
Параметрический трансформатор
6,81
бмотка
Ь = 36, с—42, cZ—65, с-80
Л-140
а—16, 6 — 22, с —36, d~
-45, с-54, 16, 6-110
Кремниевая сталь (толщина 0,35 мм)
азмер, мм
асеа, кг
атериал
w/ —295, w2 = 530, wH = 213, wc —1220, ето=177О
98
Рис. 3.17. Характеристики управления схемы, показанной на
рис. 3.16:
а — на х. х.; б — при резистивной нагрузке

Принципиальная схема мощного стабилизатора по переменно
му току показана на рис. 3.18. В схему введен насыщаемы
дроссель £нас (сердечник с прямоугольной В—Н петлей) для ус
тановки заданного выходного напряжения. Дроссель Лнас фуш
ционирует следующим образом. Пусть среднеквадратическое знй
чение заданного напряжения определяется соотношением U3?
= 4,44fwS0Hac, где ФНас — поток насыщения сердечника; S —пло
щадь поперечного сечения сердечника; w — число витков обмот
ки сердечника дросселя насыщения.
Из этого соотношения при простейших допущениях можно ус
тановить связь между выходным напряжением UH и входным на
пряжением J7Bx. Пусть в схеме на рис. 3.18 при номинально]
входном напряжении, равном 100 В, и при /н = 0, /с = 0 выход
ное напряжение есть Ux.x. Тогда выходное напряжение £7Н при
блиэительно можно выразить соотношением
U н их.х— (\Uc/AIc) /с— (A C/hi/A/h) /й—

изменена
— (А(7н.вх/А^вх)(’[7вх
вх.н
Здесь At/C — изменение выходного напряжения при
Рис. 3.18. Принципиальная схема мощного ста-
билизатора по переменному току
Р ис. 3.19. Стр укту р н ая
схема мощного стабили-J
затора по переменному;
току
100
тока 7с на А/с; At/H — изменение выходного напряжения при из-
менении тока 7Н нагрузки на А7Н; А7/Н.вых — изменение выходного
напряжения Un при изменении входного напряжения t/BX,H на
ДС7ВХ. Воспользовавшись данными на рис. 3.18 и выражением (7Н,
рассмотрим случай, когда ток нагрузки изменяется от холостого
хода до полной нагрузки, а входное напряжение остается в пре-
делах 90... НО В. Пусть изменению АЁб напряжения Ев сигнала
на транзисторе V71 соответствует изменение управляющего тока
7с на А7С. Тогда 7С= V 2(Л1с/ДЕб) (Uu—U3).
Совместное решение выражения для 7/н и 7С относительно [7Н
дает (7Н= [tm/(l + /n)]i[/3+(l/(l+m)](7a, где
т = У~2(&Uс/Д27 б);
J7a=7/но— (А7/Н/А7н) 7Н— (АТ/ н.вх/А7/ вх)(Т7вх—’7/вх.н) •
На рис. 3.19 показана структурная схема в соответствии с по-
лученным выражением для Т/а. Она показывает, что мощный
стабилизатор по переменному току есть единая система с обрат-
ной связью. Возмущение Ua складывается из изменений тока на-
грузки и входного напряжения. Соответственно выходное напря-
жение Un согласуется с заданным напряжением U3t когда уси-
ление пг достаточно велико.
На рис. 3.20 показаны нагрузочные характеристики мощного
стабилизатора с выходной мощностью 240 В-А на частоту 50 Гц
при С = 50 мкФ, в котором номинальные входные и выходные на-
пряжения 100 В. Размеры сердечников и число витков обмоток
параметрического трансформатора и переменного индуктора соот-
ветствуют табл. 3.7. В насыщенном дросселе LH использовался
тороидальный магнитопровод из 50-процентного Ni — Fe разме-
ром 75x55x10 мм. Стабилизатор имеет следующие параметры:
нестабильность выходного напряжения 1% при изменении нагруз-
ки от х. х. до полной и ±0,7% при изменении входного напряже-
ния от 90 до 110 В; при полной нагрузке г] = 70% коэ
нелинейных искажений А/=3%.
Таким образом, введение простейшей обратной связи улучша-
ет стабилизацию без существенного снижения КПД ввиду мало-
мощности схемы обратной
связи. Свойство защиты от
перегрузок в этом стабили-
заторе сохраняется. Формы
входного и выходного напря-
жений при работе стабили-
затора в режиме установив-
шихся колебаний почти си-
нусоидальны.
При импульсном измене-
нии тока нагрузки время пе-
реходного процесса (откло-
нения выходного напряже-
0 ' 1 2 3 Д.эф I
Рис. 3.20. Нагрузочные характеристики мощ-
ного стабилизатора по переменному току
101
a )
Рис. 3.21. Схемы параметрических конверторов преобразования одной фазы:
в три без гальванической развязки (а), с гальванической развязкой (б) и с
нулевым проводом (в)
диаграмма напряже-
ний в параметриче-
ском конверторе
ния от номинального) не превышает трех пе-<
риодов частоты питающего напряжения. Ста-|
билизатор обладает фильтрующими свойства^
ми, обеспечивая выходное напряжение почти
синусоидальной формы без пик-шумов. |
Трансформатор-конвертор однофазного на|
пряжения в трехфазное. Параметрически^
трансформатор-конвертор фазы выполняет-
функции трансформации, преобразования од|
нофазного напряжения в трехфазное с частич|
ной защитой и фильтрацией. Конструктивно:
он выполняется на основе паратрансов. При ра-
боте используется эффект фазового сдвига (близкого к 90°) меж-1
ду выходным и входным напряжениями. : |
Варианты электрических схем конвертора представлены Haj
рис. 3.21. Для повышения симметрии в схеме на рис. 3.21,а и
на входе включен конденсатор С1. В схеме на рис. 3.21,6 выходу
гальванически развязан от входа. В схеме рис. 3.21,в имеется ну-|
левой провод и по выходу допускается нагрузка, включенная
звездой. |
На рис. 3.22 представлена векторная диаграмма, поясняющая;
механизм образования на выходе паратранса трехфазного напря-
жения. I
3.4. СХЕМЫ НА ШУНТ-ТРАНС ФОРМАТОРАХ
й
Использование мини-ЭВМ в критически важной области об--
служивания — системах связи — привело к ужесточению требо-I
ваний по защите от пропаданий и глубоких провалов напряже-д
ния по сети переменного тока. Традиционно провалы и пропа-1
Дания компенсировались системой выпрямитель — батарея — иНт
вертор, показанной на рис. 3.23. В этой системе напряжение от
промышленной сети или при его пропадании от резервных мотор- ,
генераторов поступает на выпрямитель. После выпрямителя на- '
пряжение постоянного тока используется для подзарядки батарей ’
и постоянно действующего инвертора. Выпрямление и резерви-|
102 1
рование энергии с помощью батарей и являются защитой от про-
паданий и кратковременных перерывов напряжений сети. Инвер-
тор создает напряжение частоты 50 Гц, ^фазированное с вход-
ным напряжением переменного тока. Шунт-ключи защищают
нагрузку от глубоких просадок напряжения из-за перегрузок ин-
вертора и выпрямителя. В этом шунт-режиме напряжение от
промышленной сети подается прямо к нагрузке.
Значительным недостатком такого вида непрерываемых ИВЭП
является необходимость двойного преобразования мощности: в
выпрямителе и в инверторе, — что приводит к ’Снижению КПД.
Такие системы, на мощности до 10 кВ-А и напряжения батарей
48 В при работе на полную нагрузку имеют КПД 70... 75%. Та-
кое низкое КПД приводит к необходимости введения принуди-
тельного воздушного охлаждения и значительного увеличения
мощности выпрямителя. В то же время на основе МЭТ типа шунт-
трансформатор можно разрабатывать ИВЭП, в которых основ-
ные функциональные преобразования происходят параллельно.
Здесь описаны общие характеристики таких силовых преобразо-
вательных схем, названных трипортами (Triport). Трипорты под-
разделяются на два типа: переменного и постоянного токов.
Общее описание трипортов. Трипорт — прибор, содержащий
два входа (по переменному и по постоянному токам) и выход
по постоянному (три-порт постоянного тока) или по переменному
току (трипорт переменного тока). Прибор выполняет роль удоб-
ного регулятора, обеспечивая передачу мощности на выход от
входа переменного (вход по постоянному току на х. х.) или пос-
тоянного тока (вход по переменному току на х.х.). Возможен
промежуточный режим, когда мощность на выход поступает от
обоих входов одновременно. Основой трипорта является шунт-
трансформатор, представленный на рис. 3.24, вместе со своей
эквивалентной электрической схемой (без СВЫх). Две входные и
одна выходная обмотки свободно связаны через индуктивности
рассеяния LI, L2, как показано в эквивалентной схеме.
Принцип действия трипорта может быть описан следующим
образом: если к входу 1 приложено напряжение Ui, то на выходе
появляется напряжение нВыХ; если теперь ко входу 2 приложить
напряжение п2 по амплитуде и фазе, равное пВЫх, то ток через L2
отсутствует. Однако эту ситуацию, можно рассматривать как х.х.
на входе 2, а вход 1 обеспечивает полную мощность на выход.
Простейшая теория цепей переменного тока показывает, что если
103
a)
Рис. 3.24. Шунт-трансформатор (а) и его приближенная эквивалентная элек
трическая схема (б) для трипорта
фаза напряжения «2 начинает изменяться относительно фазы н;
пряжения «вых, то мощность, поступающая из входа 2, увеличь
вается и соответственно снижается мощность, поступающая в
©хода 1. Этот режим называется промежуточным режимом тр]
порта.
Рассмотрим схемы на рис. 3.25. Схема управления размещен
между выходом и входом 2. Вход 2 оборудован полупроводнике
выми ключами (формирующий инвертор), позволяющими подг
вать на входные зажимы напряжение постоянного тока. Схем
управления используется для управления ключами и, значит, фа
зовым сдвигом между напряжениями на входе 2 и выходе. Таки)
образом, трипорт по переменному току — прибор с входами п
переменному и по постоянному токам, работающими на выход л
переменному току (рис. 3.25,а). Далее, вводя выпрямитель-фильтр
на выход, можно определить трипорт по постоянному току ка
прибор с входами по постоянному и переменному токам, обеспе
чивающими мощность на выходе по постоянному току, как пока
зано на рис. 3.25,6. >
В табл. 3.8 представлены перечень устройств силовой электро
ники и их функциональное назначение. Простейшим являете;
трансформатор, преобразующий напряжение переменного тока од
ного уровня в напряжение переменного тока того же или друго
Ч
Рис. 3.25. Классификация трипортов:
а —по переменному току; б — по постоянному току
104
Устройства
Схемное обозначение
Таблица 3.8
Функция
Трансформатор
Выпрямитель
Инвертор
ос
Трипорт
Конвертор
О““И—। М "О
о—и——н-о
1
I
I
Трипорт=
го уровня. Следующим идет выпрямитель, преобразующий напря-
жение переменного тока в напряжение постоянного с помощью
полупроводниковых ключей на выходе (х).
Инвертор выполняет функцию, противоположную выпрямите-
лю, преобразуя входное напряжение постоянного тока в выходное
напряжение переменного. В инверторе ключи расположены на
входе, а дальнейшие усложнения в виде схемы управления клю-
чами опущены. Трипорт по переменному току (трипорт явля-
ет собой параллельное соединение инвертора и шунт-трансформа-
тора. В нормальном режиме трипортпреобразует одно напря-
жение переменного тока в другое, а вход постоянного тока нахо-
дится в режиме х. х. Если напряжение по входу переменного тока
падает, то инверторная секция вступает в действие и, принимая
нагрузку полностью на себя, обеспечивает на выходе напряжение
переменного тока.
Конвертор преобразует одно напряжение постоянного тока в
другое. Здесь уже требуются ключи на входе и выходе. Трипорт
по постоянному току (трипорт=) теперь можно рассматривать
как объединение функций выпрямителя и конвертора. В нормаль-
ном режиме три пор т= работает как выпрямитель, преобразующий
переменный ток в постоянный. Если напряжение переменного то-
105
ка на входе 1 падает, то вступает в действие вход 2 постоянного^
тока и трипорт= работает как конвертор постоянного в постоян-1
ный. Таким образом, трипорт, объединенный в единую структуру!
с двумя входами, выполняет функции двух устройств силовой!
электроники. Отличительная особенность трипортов — параллель-1
ность процессов выполнения этих функций. Покажем это на при4:
мерах.
Непрерываемый ИВЭП характеризуется переключением нагруз-f I
ки с одного источника питания на другой и обратно без каких-1
либо всплесков в напряжении и нагрузке. На рис. 3.26 показан»
структурная схема непрерываемо защищенной инверторной сисЛ
темы питания переменным током (ключ переключения для упро®
щения опущен). В этой системе инвертор действует непрерывно^
и, следовательно, выпрямитель должен быть рассчитан на мощ-ж
ность, потребляемую нагрузкой, и на потери в инверторе. КромерЬ
того, от выпрямителя требуется еще некоторый запас по мощЛ
ности, необходимый для зарядки батарей после восстановления® |
сети. При падении напряжения сети инвертор запитывается от ба->
тареи, осуществляя непрерываемое питание. Полный КПД систе^1
мы — это произведение КПД выпрямителя на КПД инвертора. Ти-1 |
личный КПД системы с батареями 48 В и мощностью в нагрузке^
5 кВт составляет 72% (90x80). Эта система обеспечивает гальва-х
ническую развязку нагрузки от сети и стабилизацию напряжения!
переменного тока на нагрузке. "
Рассмотрим теперь трипортную^ систему непрерываемого пи-|
тания, показанную на рис. 3.27. Промышленная сеть подключена!
к входу 7, а батарея — к входу 2 постоянного тока. Пока систе-i
ма работает в нормальном режиме, т. е. от входа 1 по перемени!
ному току, зарядный выпрямитель требуется только для входа
постоянного тока. Как видим из предыдущих рассуждений, в нор4|
мальном режиме мощность на выход поступает от входа 1 через!
прямую связь в шунт-трансформаторе. В этом режиме типичный
КПД трипортной системы 90% и более. Шунт-трансформатор
Сеть
Выпрямительно-
"зарядное
устройство
Инвертор
Переменный ток
к нагрузке
Выход
Батарея
ж
~ Сеть
Вход 1
Переменный ток
Зарядное
устройство
Вход2=
Трипорт^л
к нагрузке
выход
батарея
Рис. 3.26. Инверторная система непрерываемого питания переменным током |
(а); трипортная система непрерываемого питания переменным током (б) |
106

Рис. 3.27. Конверторная система непрерываемого питания постоянным током
(п); трипортная система непрерываемого питания постоянным током (б)
*
обеспечивает гальваническую развязку нагрузки от сети и стаби-
лизацию напряжения на нагрузке. Если напряжение сети падает,
то сразу же вступает в действие вход 2 по постоянному току,
обеспечивая мощность в нагрузку.
Основным при сравнении этих двух систем непрерывного пи-
тания является следующее: функциональные преобразования в не-
прерывно работающей распространенной инверторной системе
происходят последовательно, а в трипортной системе эти же пре-
образования осуществляются параллельно. Следовательно, КПД
трипортной системы будет много выше. Кроме того, понижается
стоимость и экономятся материалы основного выпрямителя. С
Другой стороны, дополнительная стоимость требуется на распре-
делитель переменного тока собственно трипортной системы. Срав-
нение двух систем по стоимости за срок службы (начальная стои-
мость-рстоимость израсходованной энергии) оказывается в поль-
зу трипортной системы.
Аргументы справедливы и для трипортной системы с выходом
на постоянном токе. Рассмотрим распространенную конвертор-
ную систему на рис. 3.27,а. Здесь за выпрямительно-батарейной
частью следует мощный конвертор, обеспечивающий стабилизиро-
ванное напряжение постоянного тока в нагрузке. Такие же функ-
ции могут быть выполнены трипортной системой, показанной на
рис. 3.27,6, при этом отпадает необходимость в основном выпря-
мителе. Вновь здесь, как и в случае системы переменного тока,
функциональные преобразования осуществляются параллельно, в
то время как в распространенной конверторной системе эти пре-
образования осуществляются последовательно. Трипортная сис-
тема постоянного тока имеет более высокий КПД и низкую стои-
мость при одних и тех же напряжениях батарей.
Из рассмотрения табл. 3.8 очевидно, что трипорт может быть
построен параллельным соединением употранса и инвертора ана-
логично параллельному соединению выпрямителя и конвертора.
В случае выхода на постоянном токе функциональная простота
107
дискретного трипорта позволяет на низких частотах питания (5Й
Гц) сделать его более компактным, чем трипорт на шунт-транс-1
форматоре, имеющем большие габариты. Однако в случае как|
дискретных, так и интегральных трипортов системы непрерывае^
мых ИВЭП на их основе имеют более высокий КПД, чем тради-|
ционные. I
3.5. ТРИПОРТНЫЙ ИСТОЧНИК ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ПО ПЕРЕМЕННОМУ ТОКУ
Недостатки традиционных систем резервирования однофазног
напряжения переменного тока минимизируются применением три
портных систем защиты. Основой таких систем является шунт
трансформатор, имеющий два независимых входа и один выход
(шестиполюсник). Структурная схема системы показана на рис
При работе >в нормальном режиме мощность в нагрузку посту
пает прямо через управляемый шунт-трансформатор от сети пе
ременного тока. Инвертор генерирует напряжение прямоугольной
формы, подаваемое на второй вход трансформатора. Частота ко
лебаний напряжения с инвертора равна частоте сети переменного
тока, однако фаза напряжения такова, что мощность с батареи
по второму входу не потребляется. При падении напряжения сети
источником мощности, поступающей уже на второй вход, являет
ся комбинация батарея — инвертор. Второй вход — вход по пос
тоянному току. В результате такого параллельного функциональ-
ного преобразования КПД системы оказывается более высоким
поскольку преобразование энергии при передаче ее в нагрузи
происходит только однажды. Кроме того, при нормальном пита
нии от сети трипорт исключает потребление мощности от инвер
тора и, следовательно, выпрямитель рассчитывается на неболь
шую мощность, необходимую для подразрядки батарей. Исключи
ние большого выпрямителя и высокое значение КПД делают три-
портную систему чрезвычайно эффективной.
Рис. 3.28. Трипорт переменного тока
108
Независимость трипорта от входного напряжения по постоян-
ному току при работе в нормальном режиме (питание от входа
по сети) позволяет ввести с помощью трипорта стабилизацию на-
пряжения переменного тока на нагрузке. По этой причине три-
порт обеспечивает более надежную стабилизацию выходного на-
пряжения по сравнению с цуг-системой (последовательной).
Силовая цепь. Рассматривается работа трипорта при напряже-
нии однофазной сети 220 В и напряжении батарей 48 В. Выход-
ное напряжение трипорта 220 В, мощность 5,6 кВ-А. Ниже опи-
сываются элементы силовой цепи трипорта.
Управляемый шунт-трансформатор в качестве основного ком-
понента содержит магнитопровод с двумя шунтами, показанный
на рис. 3.29. Шунт-трансформатор описан в гл. 1. Емкость С мо-
жет выполняться в виде индукона. Совместно с индуктивностью
LP вторичной обмотки она образует последовательный резонанс-
ный контур, настроенный на третью гармонику основной частоты
питания. Внешняя индуктивность LB вместе с емкостью С и ин-
дуктивностью Lp создает параллельный колебательный контур, на-
строенный на основную частоту питания. Управляемый ключ Кл
совместно с L3 образует цепочку, регулирующую степень насы-
щения сердечника. С помощью управления ключом обеспечивает-
ся режим регулирования, при котором не допускается сильное на-
сыщение сердечника. Таким образом осуществляется стабилиза-
ция переменного напряжения на нагрузке при изменении выход-
ного тока и напряжения питающей сети. С помощью последова-
тельной цепочки СТр фильтруется третья гармоника. Трипорт оди-
наково успешно может работать как при гармонических, так и
при прямоугольных напряжениях на входе, при этом коэффициент
нелинейных искажений выходного напряжения не превышает 3%
и практически остается неизменным КПД. Коэффициент мощнос-
ти такого трипорта близок к 1.
Входной ключ сети переменного тока размещен на входе 1 три-
порта, как показано на рис. 3.30. Этот ключ автоматически пре-
рывает цепь при выходе напряжения сети за пределы установлен-
ных допусков. Входной ключ также предотвращает обратный ток
из входа 1 в сеть при работе трипорта от батареи.
Рис. 3.29. Структура
шунт-трансформатора
и дополняющих ко?л-
понентов
109
Рис. 3.30. Силовая цепь трипорта
Шунт-ключ функционирует в короткие промежутки времени fl
при значительных бросках нагрузки, например при запуске дви- f
гателей, когда требуется резкое увеличение тока, потребляемого 4
от сети. В этом случае во избежание резкого падения выходного Ц'
напряжения за допустимые пределы шунт-ключ (содержит парал-у
лельно и инвертно включенные тиристоры в каждом проводе ли- Ц
нии) автоматически подключает промышленную сеть прямо пау
нагрузку.
Инвертор является важной подсистемой силовой цепи ИВЭП. ||
При работе от батареи 48 В и потребляемой мощности около К
6 кВ-А для упрощения, повышения надежности и КПД инвер-М
тор целесообразно выполнить на основе тиристоров. Ж
Инвертор на основе тиристоров и обратно включенных диодов 4
с цепочкой CKLK преобразует постоянное напряжение батареи в ||
переменное напряжение прямоугольной формы, прикладываемое Д
к центральному отводу обмотки второго входа трипорта. Элемен- !
ты Ск и LK являются энергонакопительными и. обеспечивают вы-
ключение тиристоров каждые полпериода резонансной частоты. |
Прецизионный шунт 7?ш является токовым датчиком в системе т
контроля. Цепочка из элементов £ф, Сф обеспечивает низкую ре- 1
активную составляющую входного сопротивления работающего у
инвертора и осуществляет фильтрацию с целью уменьшения шу- У
мов, идущих обратно в батарею. |
Ключ Кли служит для подключения инвертора к входной об- f
мотке 2 шунт-трансформатора. Если контрольная схема защиты I
обнаруживает некачественную работу инвертора, то она подает
команду и ключ Кли отключает инвертор от шунт-трансформа- 1
тора. I
по 1
’.*1
Рис. 3,31. Упрощенная
эквивалентная схема
трипорта
Работа трипорта. Упрощенная эквивалентная схема трипорт-
ной системы, показанная на рис. 3.31, использовалась для анали-
за различных режимов работы трипорта. Как уже указывалось,
инвертор -работает непрерывно. При наличии напряжения на входе
1 инвертор работает синхронно с этим напряжением. Энергия, пе-
редаваемая в нагрузку от каждого из двух входных источников,
зависит от амплитуды и фазового угла напряжения источников
относительно выходного напряжения на нагрузке. Когда напря-
жение на выходе инвертора регулируется так, чтобы быть в фа-
зе с напряжением на нагрузке, то энергия от инвертора к нагруз-
ке не передается; вся энергия в нагрузку поступает из сети че-
рез нормально замкнутый входной ключ. Этот режим работы на-
зывается «норма».
Когда на входе 1 возникают нерегулярности, трипорт немед-
ленно переключается на работу в режиме «внутренний» и вся
энергия, поступающая в нагрузку, потребляется от батареи че-
рез инвертор. В этом режиме входной ключ разомкнут.
Если нагрузка превышает энергетические возможности шунт-
трансформатора, то система автоматически переключается на ра-
боту «шунт-режим». На этот промежуток времени шунт-ключи за-
мыкают напрямую сеть на выход. Входной ключ в сети остается
замкнутым, а работа инвертора регулируется так, чтобы напря- -
жение с его выхода оставалось в фазе с напряжением сети. Энер-
гия через вход 2 в нагрузку не поступает. Вся энергия в нагруз-
ку идет непосредственно из сети без стабилизации напряжения.
После окончания специфического временного интервала шунт-
ключи автоматически размыкаются и три порт автоматически воз-
вращается в режим «норма».
Возможны еще два дополнительных режима работы трипорта,
когда входной ключ и ключи Кли инвертора замкнуты, а напря-
жение на выходе работающего инвертора находится в фазе с на-
пряжением сети на входе 1 и энергия в нагрузку передается от .
обоих входных источников. Этот режим работы назван «пай-ре-
жим». Он используется только при переходе от режима «внутрен-
ний» к режиму «норма» или по прямой команде управления. Воз-
можен еще режим работы системы, когда вся энергия потребля-
ется через вход 1 из сети, а инвертор отключен. Это происходит
только при аварийных условиях. Такой режим определен как ре-
жим «норма — инвертор отключен». Возврат системы к режиму

:4
«норма» требует команды управления на ключи Кли, подключаю-Я
щие инвертор к входу шунт-трансформатора. Я
Трехфазный трипортный ИВЭП по переменному току. При ма-д
лых мощностях трипорт используется как однофазный блок, a cfjj
увеличением мощности применяется несколько трипортов либо ис-Ц
пользуется трипорт :в трехфазном исполнении. Трехфазный три-Л
порт может составляться из однофазных базовых. В этом случаев
требуется трехфазный инвертор, конструкция и принцип управ-
ления которым не всегда совпадают с однофазным.
Шунт-трансформатор в рассматриваемом здесь ИВЭП выпол-
няет функции трансформации, стабилизации напряжения, преоб-
разования одно- в трехфазное напряжение. При наличии промыш-
ленной трехфазной сети трипорт работает как стабилизатор вы-
ходного напряжения. При отсутствии трехфазной сети ИВЭП
действует как преобразователь-стабилизатор напряжения одно- вЦ
трехфазное и мощность в трехфазную нагрузку доставляется отЦ
батареи через однофазный инвертор. В этом случае, когда из®
простейшего однофазного инвертора строится трехфазный ИВЭП,Ж
конструкция и принципы управления сравнительно так же просты,®
как прост однофазный трипорт в сравнении с трехфазным. ж
Схематично структура этого ИВЭП показана на рис. 3.32. ТрйЖ
входные обмотки w'A, w'b, w'c намотаны на каждый керн трех->
фазного входа магнитопровода и связаны с трехфазной промыш-Ц
ленной сетью 50 Гц. Обмотки wfa, w'c запасного однофазного вхо-Ж
да связаны с однофазным инвертором, питающимся от батареи. Ц
Поперечные сечения каждого из трех кернов для выходных об-|1
моток wa, wbl wc сделаны меньше, чем для других путей потоков,Ц
и, следовательно, первые работают как насыщенные реакторы.||
Поэтому каждая нелинейная индуктивность (реактор) с парал-Я
лельно подключенным конденсатором образуют феррорезонансныйЦ
контур, к каждому контуру параллельно подключена последов а-Я
Инвертор Однофазный Трехфазный Трехфазный
। вход Выход вход
-° 09
Рис. 3.32. Трехфазный трипортный ИВЭП
112
Рис. 3.33. Простейшая
эквивалентная элек-
трическая схема трех-
фазного трипортного
ИВЭП
тельная АС-цепь, выполняющая роль фильтра гармонических сос-
тавляющих.
На рис. 3.33 представлена упрощенная эквивалентная электри-
ческая схема шунт-трансформатора. Инвертор для упрощения рас-
смотрения исключен. Символами XLa, XLc обозначены индуктив-
ности рассеяния. Три параллельные феррорезонансные цепи, от-
несенные к трем соответствующим магнитным ветвям, обозначе-
ны символами Уа, У&, Ус. Часть шунт-трансформатора, преобра-
зующая однофазное напряжение в трехфазное, имеет свою ферро-
резонансную цепь. Трехфазный мощный выход может питаться от
любого из двух входов.
Если в эквивалентной схеме на рис. 3.33 7ВХ = 0, то работа этой
схемы аналогична работе трехфазного феррорезонансного транс-
форматора, основывающегося на принципе однофазной ферроре-
зонансной цепи. При 1а=1в = 1с = 0 схема работает как преобра-
зователь однофазного напряжения в трехфазное. Фазовый пово-
рот трехфазного выхода может быть фиксирован независимо от
изменения входного напряжения и нагрузки. Особенно ценно, ког-
да от такого ИВЭП осуществляется привод двигателя.
Рассмотрим ситуацию, когда вместо тиристорного инвертора
на однофазный вход подается однофазное напряжение иВх =
= У 2Uzx sin (ко/ +6). Частота напряжения однофазного источника
равна частоте напряжения, поступающего с трехфазного входа.
Мощность в нагрузке, поступающая от двух входов, зависит от
амплитуды UBX фазового угла 0, а также от нагрузочных усло-
вий. Угол 0 является важным параметром. Он легко регулируется
с помощью простейшей электронной схемы. Поэтому целесообраз-
но выбирать угол в качестве основного параметра регулирования.
На рис. 3.34 показаны зависимости выходных напряжений и
мощности на холостом ходу от угла 0. Мощность на выход пос-
тупает от входа с опережающей фазой 0. Сумма мощностей, по-
ступающих от двух входов, характеризует потери в приборе. Ре-
жим работы, при котором FBx = 0, определен как режим «норма».
Он реализуется регулированием фазового угла 0 для различных
условий нагрузки.
На рис. 3.35 показаны нагрузочные характеристики в режиме
работы «норма». Фазовый угол 0 регулируется по закону кривой,
113
Рис. 3.34. Характеристики потока
мощности из двух входов при различ-
ных значениях фазового сдвига Q.
Выход постоянного тока от трехфаз-
ного выпрямителя
Рис. 3.35. Нагрузочные характера- 5
стики при условии «вх = 0. Рези-
стивная нагрузка подключена к Й
двухполупериодному выпрямитель-
ному выходу:
П' В. // =0
ХЭА ХЭА JtiA •••?<
показанной на рис. 3.35 для различных нагрузочных условий так,!
чтобы мощность в нагрузку от однофазного входа (а значит, от<
батареи) не передавалась. Таким образом, поток мощности от ин-|
вертора меандров, подключенного к однофазному входу, регул,и-|
руется фазой сигнала отпирания синхронизированного трехфаз-<
ной промышленной'сетью. Ц
На рис. 3.36 представлена структурная схема трехфазного три-1
портного ИВЭП. В режиме «норма» мощность в нагрузку посту-.J
пает от промышленной трехфазной сети. Инвертор регулируелся1ч|
Рис. 3.36. Структурная схема трехфазного трипортного ИВЭП:
Клвх — входные ключи; Кли — ключи инвертора
114
, грай
Рис. 3.37. Фазовое расхождение
между выходным и входным
напряжениями от трехфазной
сети и от трехфазного конвер-
тора
по фазовому углу открывания тири-
сторов на условие При про-
падании трехфазной промышленной
сети однофазный инвертор через пре-
образователь берет трехфазную на-
грузку на себя.
Генератор гармонических колеба-
ний (ГГК) выдает без синхронизации
сигнал частоты, близкой к частоте
трехфазной сети. Сигнал ГГК синхро-
низируется промышленной сетью при
работе в режиме «норма». Фаза сигна-
ла отпирания тиристоров регулируется
фазовращателем, предупреждающим
поток мощности от батареи. При пропадании трехфазной сети и пе-
реходе на питание от батареи через инвертор в выходном напря-
жении возникают переходные процессы, обусловленные запаздыва-
нием Ьвых от Ьвх сети.
На рис. 3.37 показано фазовое расхождение между напряже-
нием на выходе и независимыми входными напряжениями, дейст-
вующими на одной частоте либо от сети, либо от трехфазного
преобразователя с инвертора. Как только пропадает напряжение
промышленной сети, то фазовый угол сигнала отпирания изменя-
ется от 0 до Фа и переходные возмущения устраняются. При вос-
становлении напряжения трехфазной сети восстанавливается де-
синхронизация ГГК трехфазной сетью. Далее фаза сигнала отпи-
рания тиристоров подводит напряжение с трехфазного преобра-
зователя синфазно с выходным.
Затем замыкаются входные ключи в линии. В этот момент по-
ступает энергия из трехфазной сети и переходные возмущения в
выходном напряжении едва различимы.
Г л а в а 4.
МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ
В КЛЮЧЕВЫХ ИСТОЧНИКАХ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
4.1. КЛЮЧЕВЫЕ СХЕМЫ НА ПАРАТРАНСАХ
Конвертор на управляемом паратрансе[24]. На рис. 4.1 пред-
ставлена схема, а на рис. 4.2 — нагрузочная характеристика кон-
вертора на основе паратранса с магнитопроводом (рис. 4.3) из
аморфного материала, кривые намагничивания которого показа-
ны на рис. 4.4. Эта схема обеспечивает хорошую стабилизацию
выходного напряжения, которую можно еще повысить введением
115
Рис. 4.1. Схема конвертора на паратрансе Рис. 4.2. Нагрузочная харакЦ
теристика конвертора на па®
ратрансе без обратной связЖ
схемы управления потоком насыщения магнитопровода паратранж
са. Принцип управления потоком состоит в симметричном йзмеЖ
нении наклона кривых намагничивания током обмотки у прав ле®
ния. Поле управления (компенсирует разницу выходного напряжеЦ
ния от заданного опорного. Эта схема имеет высокие динамичесЖ
кие свойства по перегрузочным характеристикам, а число состав®1
ляющих компонентов меньше, чем в конверторе с ШИМ. РабоЖ
тающий на частоте преобразования 20 кГц конвертор на основ®
паратранса с обратной связью по потоку намагничивания.сердечж
ника при напряжении на входе + 27 В, выходных напряжения»
24 В и токе 10 А имеет нестабильность выходного напряженно
+0,5%, КПД около 85%. Ц
Источник вторичного электропитания, построенный на основ®-
паратранса по схеме с частотным управлением (рис. 4.5), при вы||
ходном напряжении 5 В и выходном тоне 20 А имеет следующие
характеристики: суммарную нестабильность от изменения входноШ
го напряжения на ±15%, выходного тока от 0,2/Ном до /НОм, темШ
пературу окружающей среды от —20 до 65°С ±3%; КПД 65% ®
удельную объемную мощность 86 Вт/дм3. Схема обеспечивает за.®
щиту от перегрузок, хорошую фильтрацию с входа на выхода
Рис. 4.3. Электромагнитная схема паратранса с
управлением для конвертора
Рис. 4.4. Характери-
стики намагничивания
магнитопровода из
аморфного материала
в паратрансе
116
zms
50 Гц
Фильтр
Выпрями-
тель
Рис. 4,5. Структурная схема ИВЭП на основе паратранса с ча-
стотным управлением
Помехи коммутации транзисторов, как в любой схеме с бестрапс-
форматорным входом, требуют дополнительных подавляющих
фильтров. Поскольку паратранс частотно-зависимый элемент, то
стабилизация выходного напряжения осуществляется изменением
частоты задающего генератора.
4.2. КЛЮЧЕВЫЕ СХЕМЫ НА УПОТРАНСАХ
Схемы на употрансе с двусторонним ключом нашли примене-
ние при построении источников питания в телевизионных прием-
никах [25]. На рис. 4.6 представлена электрическая схема такого
ИВЭП. к основным достоинствам схемы в первую очередь следу-
Рис. 4.6. Схема ИВЭП на управляемом потоком феррорезо-
нансном трансформаторе
117
Рис. 4.7. Эквивалентная электриче-
ская схема на употрансе с двусто-
ронним ключом
ет отнести непрерывность тока, прож
текающего через первичную обмот4|
ку употранса, и отсутствие искажеЦ
ний формы импульса напряжения на
коллекторе транзистора. Благодаря
этому импульсная мощность, рассей-;
ваемая на коллекторе транзистора,в
несколько раз меньше, чем в тради-
ционных ключевых схемах. В резуль-
тате схема на употрансе с двусторонним ключом более экономична,-
так как в ней не требуется защитная цепочка, устанавливаемая;
параллельно транзистору, для уменьшения скорости нарастания
напряжения на коллекторе. Такой ИВЭП почти не создает по-
мех и частично давит помехи, поступающие из сети. Основной не-
достаток заключен в большом напряжении на транзисторе, кото-,
рое почти в 5 раз превышает выпрямленное. Однако с примене-
нием управляемых тиристоров этот недостаток практически про-
падает.
В качестве материала магнитопровода употранса можно ис-
пользовать марганец-цинковые ферриты, но лучшими являются
аморфные пермаллоевые сплавы (см. § 1.3).
Стабилизация выходного напряжения осуществляется с по-
мощью употранса сигналом рассогласования между напряжением
на выходе и опорным по цепи обратной связи. Для повышения
стабилизации выходного напряжения параллельно выходной об-1
мотке с наибольшим числом витков подключен конденсатор Сп. '
В схеме на рис. 4.6 последовательно с первичной обмоткой wl
употранса Т1 включена обмотка дросселя wA для ограничения
размаха тока через двусторонний ключ, состоящий из VT1 и VD1,
Требуемая резонансная частота обеспечивается параметрами ко-
лебательного контура, образованного суммарной индуктивностью ;
Рис. 4.8. Формы напряжений т* <оков
118
дросселя и первичной обмотки |
трансформатора и емкостью С1.
Основные параметры схемы: о
wy=^1200 вит.; w2=ll вит.; гец —
= w3 = 40 вит.; UBX = 100 В; |
-Рвых max = 80,5 Вт; КПД = 83 % ’, j
чувствительность регулирования |
по мощности АРВЬ1Х/Д/у™5,1; не- |
Рис. 4.9. Эквивалентная электриче-
ская схема ИВЭП на употрансе с
двусторонним ключом при нулевых
начальных условиях
стабильность выходного напряжения +115 В при изменении тока
нагрузки от 0,4 до 0,8 А не более +0,5 % [26].
На рис. 4.7 представлена упрощенная схема, описываемая сле-
дующими аналитическими соотношениями:
f u(t) — — Е cos ю0£ + р/(0) sin <ooZ + £;
J £
} i (t) — cu (t) = i(0) cos ®or =----sin ®or;
I P
( u(t) = Um sin (o)o/ + <p) + E;
| i(Z) = -^-cos (®0/ + <p);
P
Um sin <p= — E; Um cos <p = pi(O); /gq> = £/pi(O);
M = l/' 1 +ctg2<p; z(0) = —f-x= — юот = Im cos <p = — cos p;
r L p P
cos Ф — tgq>=—1/йот; M = 1/1 + (®0t)2 = Um!E
Um r '
M = — 1 /sin <p; <p = — arctg (1 /о0т); sin = — E!Um.
Формы напряжений и токов в инверторной части полной схемы,,
соответствующие приведенным соотношениям, даны на рис. 4.8.
На рис. 4.9 показана эквивалентная схема, а на рис. 4.10 при-
ведены формы напряжений и токов для нулевых начальных усло-
вий, описываемых следующими соотношениями:
6
Е sincoc/
-
{ — Um sin (cocf —<р) е б/ + £;
: i(t) = Cu'tt) = —— sin acie~6t = <£>uCUme~6t sin®GZ);
I cdcL
ul (0 = = E (cos <ocf— — sin act) e 6t = Um sin (®oi + <₽) e e/;
<oc
2Q (o0
119-
Umcos(p= — — E;
®c
Um sin <p = E;
6______co0 6 fflo i — 1 _ 1
COC <0c wc 2Q
2Q
I 1 \2 1/4Q2™1
wC
Рис. 4.10. Формы напряжений
и токов при нулевых начальных
условиях
о о
^220В, 50Гц
Рис. 4.11. Схема двухтактного ИВЭП на
употрансе с двумя двусторонними клю-
чами
М"
Ж
1'Ж-
О
форм напряжений на рис. 4.8, регули
Как видно из изменения
рование тока по обмотке управления приводит к изменению ин-Ц
дуктивности входной обмотки трансформатора, а следовательно,Ц
:к изменению напряжений, токов и является аппаратом стабили-
зации.
Двухтактная схема на употрансе с двумя двусторонними клю-
чами (рис. 4.11) позволяет при входном напряжении 220 В, 50 Гц,
выходном 5 В и токе нагрузки 20 А постоянного тока, нестабиль-
ности ±2% получить удельную мощность 100 Вт/дм3.
'.Я,
1 'мУ
‘‘Ж
'4ЙЙ
4.3. КЛЮЧЕВЫЕ СХЕМЫ НА ДРОССЕЛЯХ-ФИЛЬТРАХ
,'Й
При оптимизации элементов схем инверторов хотя и очевидна
первоочередность подетального рассмотрения и укрупнения частей
схемы, однако недооцениваются не менее важные проблемы маг-3
120 ' i

я
В
нитной интеграции трансформаторов и дросселей. Объединение их
дает не только экономию объема, массы, но и решается задача по-
давления электромагнитных помех, исключения паразитного из-
лучения ;[27]. Поэтому вначале необходимо рассмотреть идею'объ-
единения индуктивностей применительно к схемам конверторов.
Такое объединение возможно при соответствующем построении
топологии конверторов.
Традиционные инверторы создают электромагнитные помехи.
Попытки решения этой проблемы добавлением грубых фильтров
и громоздких экранов ведет к тому, что по массогабаритным пока-
зателям они начинают приближаться к линейным преобразовате-
лям. В течение последних лет проводятся интенсивные поиски
структур преобразователей, не создающих помех, так называемых
структур «тихого» типа.
Изучение процесса переключения в конверторах с учетом форм
напряжении, и токов привело к объединению индуктивностей и со-
зданию суммарной магнитной цепи, которые в совокупности с под-
ходящей топологией построения конверторов дают общее решение.
При этом сокращается расход магнитных компонентов улучшают-
|ся удельные характеристики преобразователей. Путь к этому про-
ходит через магнитную связь дросселя с трансформатором и соз-
дание единой магнитной структуры с многими обмотками, вы-
полняющей функции дросселей-трансформаторов. Окончательная
модель конвертора на дросселе-трансформаторе предстает в виде
взаимно дополняющих друг друга электрических и магнитных це-
пей, образующих простейшую топологию с минимальным расхо-
дом материалов и большим КПД.
I Базовая схема конвертора с одним двусторонним ключом пред-
ставлена на рис. 4.12. При выключенном транзисторе входной ток
через диод заряжает в прямом направлении конденсатор связи
С1. При открытии транзистора напряжение на С1 запирает диод
и заряд с С1 через транзистор стекает на сопротивление нагрузки
/?н. Главное свойство этого конвертора — отсутствие бросков вход-
ного и выходного токов, что в свою очередь при двух дросселях Ы
и L2 исключает тяжелый режим переключений. Другое исключи-
тельное свойство такой топологии конвертора заключено в пропор-
циональности 1 : 1 переменного напряжения на дросселях, кото-
рое ведет к возможности применения объединенных индуктивно-
стей (рис. 4.13,а). На рис. 4.13,6 схематично представлена конст-
Рис. 4.12. Базовая схема
•>
оптимального конвертора
121
Рис. 4.13. Схема оптимального конвертора с индуктивно-связанными дроссе-
лями, изображенными схемно (а) и конструктивно (б)
рукция двух дросселей, объединенных на едином магнитопроводе
с зазорами. Объединенный двойной дроссель, сохраняя изначаль-
ные функции эффективного фильтра входного и выходного токов,
изменяет эффективные значения индуктивностей L1 и L2. Объеди-
нять можно при использовании более двух дросселей. Например,
как показано на рис. 4.14, все выходные дроссели в силу идентич-
ности их вольт-секундных характеристик, а следовательно, пропор-
циональности переменных напряжений на них скомбинированы на
одном керне с тремя обмотками. Это позволяет сократить расход
и повысить эффективность использования магнитных материалов.
Такая топология хорошо подходит для источников питания ма-
лых вычислительных машин и чувствительной электронной аппа- .
ратуры, когда требуется иметь низкий уровень пульсации входно-
го и выходного напряжений; в системе с химическими или солнеч-й
ными батареями; в схемах, где в пульсациях на выходе присутст-
вует значительная доля частоты 50 Гц. Обобщая идею объединен- |
ных индуктивностей, справедливо утверждать, что в любой элект- Й
ронно-дроссельной структуре допустимо существование несколь- й
ких дросселей на едином магнитопроводе с многими обмотками д
при условии взаимной пропорциональности форм напряжений над
них. Й
Идея объединенных индуктивностей может быть распростра-
нена и на дроссели с трансформаторами при условии, что формы
напряжений одинаково про-
порциональны как на обмот-
ках всех дросселей, так и на <
первичных и вторичных об- Й
мотках трансформаторов, й
Это случай, когда равенство ?
вольт-секундных характе-
ристик всех индуктивно- t
стей приводит к напряже- i
ниям прямоугольной формы J
на них. На рис. 4.15,а на й
примере конвертора с дву- J
Рис. 4.14. Многовыходная схема оптималь-
ного конвертора с применением более двух
связанных дросселей
122
сторонним ключом и развязывающим фильтром показано объеди-
нение путем продления к дросселям двух линий сердечника транс-
форматора. Заметим, что эти линии умышленно изображают со-
единение входного и выходного дросселей не непосредственно, а
только через трансформатор. Практическое использование магни-
топровода для такого интегрального трансформатора показано на
рис. 4.15,б. В магнитопроводе этой конфигурации обмотки дроссе-
лей расположены на крайних кернах, имеющих немагнитные за-
зоры. Поэтому магнитный поток, созданный, например, ампер-
витками входного дросселя, протекает не через второй внешний
керн с большим магнитным сопротивлением из-за воздушного за-
зора, а через центральный керн с малым магнитным сопротив-
лением. В результате входной дроссель оказывается связанным
непосредственно с развязывающим трансформатором, но не с вы-
ходным дросселем, справедливо и обратное. При правильно спро-
ектированной магнитной цепи пульсации входного и выходного на-
пряжений проявляются в развязывающем трансформаторе, где
при небольших усилиях они могут быть подавлены.
И так в любой преобразовательной структуре любое число
схемно-связанных дросселей и трансформаторов может быть объ-
единено на едином магнитопроводе с многими обмотками при ус-
ловии, что переменные напряжения на этих дросселях и трансфор-
маторах будут пропорциональны друг другу в любой точке об-
ласти рабочего режима.
Несмотря на то, что объединение дросселей и трансформато-
ров упрощает конструкцию, способствуя подавлению пульсаций
пока, эта топология обладает недостатком, который заключен в
конструкции магнитопровода трансформатора, имеющего рассея-
ние по зазорам двух дросселей. При быстрых переходных про-
цессах зазоры исключают насыщение магнитопровода из-за не-
равенства мгновенных вольт-секундных характеристик, однако в
стационарном режиме рассеяние ведет к. потерям. Конфигурация
магнитопровода, позволяющая избежать этого недостатка, по-
казана на рис. 4.16. В этой конструкции средний керн с обмот-
ками обоих взаимоиндуктивно-связанных дросселей имеет воз-
душный зазор, а крайние керны с обмотками трансформатора.
Рис. 4.15. Принцип развития идеи интеграции в магнитных компонентах с од-
новременным отсутствием бросков во входном и выходном токах:
а — схема; б — исполнение
123;

Рис. 4.16. Конфигурация с
взаимоиндуктивно - связан-
ными дросселями
Ж
\Л’
Рис. 4.17. Разделенные первичные и вторичЖ
ные обмотки трансформатора, уменьшающий
влияние потока рассеяния jt
воздушных зазоров не имеют. Поэтому взаимоиндуктивные связи;
между обмотками трансформатора и обмотками дросселей п-ракЖ
тически очень малы. Средний керн, имея воздушный зазор, при|
быстрых переходных процессах препятствует насыщению трансЦ
форматора. Однако конструкция дросселя-трансформатора п<|
рис. 4.16 обеспечивает подавление помех на одной стороне конД
вертора. Этим недостатком обладает и конструкция на рис. 4.17||
Узкую щель во внешних кернах трансформатора можно peatf
лизовать с помощью обычных С-образных магнитопроводов. До§
полнительный же внутренний керн Ш-образной конфигурации ре4:
ализует магнитосвязанную дроссельную конфигурацию и обеспе^
чивает с обмотками wTb wT2 на центральном керне фильтрацик®
входного и выходного токов (рис. 4.18). При этом во избежание!
насыщения магнитопровода полный поток должен быть меньше;
потока насыщения. Поэтому для внешних кернов должны пре<
дусматриваться некоторые ограничения. Пусть Фд— половина|
дроссельного потока и Фт — половина трансформаторного пото*
ка. Для определения оптимальных соотношений геометрии маг|
нитной структуры необходимо правильно разделить: полный по^
ток, который должен быть меньше потока насыщения, на потокй
дросселей и трансформатора для заданных поперечных сечениО
магнитопровода; площади окон под обмотки дросселей и транс||
форматора. Это особенно важно для определения наименьшей
сечения кернов под дроссели и трансформатор. Если поток Ф»
пренебрежимо мал по сравнению с потоком Фд, то площадь попе1|
Рис. 4.18. Конфигурация магни-
тосвязанных дросселей и обмо-
ток трансформатора; размещен-
ных на центральном керне
124
речного сечения среднего кернд|
должна быть в 2 раза больше^
чем у крайнего керна, посколь4
ку присутствуют потоки двух ДрОС- У
селей. В этом случае допустимой
применение обычных Ш-образ-
пых магнитопроводов. Если по-
зс
--- “ Д Г
щади поперечного сечения трех кер<
нов должны быть одинаковы йй
равны наибольшей из них. В®
этом случае могут быть использоЛ
Рис. 4.19. Расположение обмоток
трансформатора и дросселей на
горшкообразном магнитопроводе
Рис. 4.20. Расположение обмо-
ток на магнитопроводе в виде
полого тора
ваны Ш-образные магнитопроводы, обычно используемые для
трехфазной сети.
Использование взаимоортогональных потоков позволяет улуч-
шить результаты по сравнению с параллельными потоками. На
рис. 4.19 и 4.20 в качестве примера показаны конфигурации маг-
нитопроводов, позволяющие лучше использовать материалы маг-
нитопровода. В случае ферритового горшкообразного магнитопро-
вода катушки двух' магнитосвязанных дросселей располагаются
соленоидально на каркасе внутри магнитопровода (см. рис. 4.19).
Трансформаторные обмотки располагают тороидально на горш-
кообразном магнитопроводе. Результирующий вектор потока Фр
есть геометрическая (векторная) сумма двух взаимоортогональ-
ных векторов потоков Фд и Фт, как показано на рис. 4.19. При
равенстве потоков Фд и Фт каждый поток одновременно может
выбираться равным 0,7 Фр. В случае же коллинеарности потоков
Фд и Фт она составляет 0,5 ФР. Непрактичность горшкообразной
формы обусловлена неравномерностью поперечного сечения маг-
нитопровода для потока соленоидальной обмотки. Тороидальная
(см. гл. 1) конфигурация магнитопровода (см. рис. 4.20) в этом
случае является более подходящей. При этом обмотки трансфор-
матора можно размещать соленоидально внутрь тора, а магни-
тосвязанные обмотки дросселей — тороидально снаружи. Однако
при этом теряется в некоторой степени гибкость конструирова-
ния. Однако вопрос оптимальной конструкции требует дополни-
тельных теоретических и экспериментальных работ. Вместе с тем
можно отметить ряд вопросов практического характера. У стан-
125
дартных чашкообразных ферритовых магнитопроводов обе об-
мотки трансформатора с wT витками и обе обмотки дросселя с
витками можно размещать в одной катушке на внутреннем кер-
не. При этом потоки Фт и Фд из внутреннего керна разветвляют-
ся пополам на два внешних керна и, следовательно, поперечное
сечение среднего керна должно быть по сравнению с внешним
удвоено. В этом случае дроссели и трансформатор оказываются
взаимосвязанными потоковой связью. ?
4.4. СХЕМА ДВУХКЛЮЧЕВОГО КОНВЕРТОРА
НА ОБЪЕДИНЕННЫХ ДРОССЕЛЯХ
Каскадное включение повышающего и затем понижающего
традиционных конверторов, как показано на рис. 4.21, образует
схему конвертора, в которой в сравнении с первыми двумя уро-
вень пульсаций входного и выходного токов снижается. Однако в
такой схеме много ключей, и пульсации все же не устраняются
полностью. Оптимизируя эту схему, С. Кук [28] изъял два клю-
ча, упростив схему до вида, представленного на рис. 4.22.
Эта оптимальная структура отличается высокой эффектив-
ностью, низким уровнем пульсаций выходного напряжения, по-
ниженным уровнем электромагнитных помех, небольшими габа-
ритами и массой, хорошими динамическими 'свойствами. Входной
Рис. 4.21. Схема
повышающе-пони-
жающего конвер-
тора
Рис. 4.22. Опти-
мальный двухклю-
чевой конвертор
126
Рис. 4.23. Схемный на-
бор оптимального кон-
вертора (а) и схемное
изображение (б) иде-
ального трансформа-
тора постоянного тока
с управляемым коэф-
фициентом трансфор-
мации Af(Q)
и выходной токи представляют собой усредненную постоянную со-
ставляющую с наложенной на нее треугольной волной небольшой
амплитуды (при работе с постоянной нагрузкой).
Дальнейшее приближение к идеалу преобразователя постоян-
ного тока — трансформатору постоянного тока (рис. 4.23,а) —
приводит к схеме на рис. 4.23,6 с объединенными входной L1 и
выходной L2 индуктивностями. Объединение индуктивностей су-
! щественно снижает уровень пульсаций входного и выходного то-
! ков, упрощает структуру конвертора, снижает массу и уменьша-
i ет габариты. В полученной схеме оптимального конвертора воз-
можно сбалансированное и несбалансированное снижение уровня
I пульсаций токов.
j При несбалансированном снижении пульсации тока полностью
। устраняются на одной стороне (на входе), но присутствуют на
другой (на выходе). Следует также отметить, что схема нового
j конвертора может работать в режиме непрерывной проводимости
। (РНП), когда ток через индуктивность протекает непрерывно, и
j в режиме прерывистой проводимости, когда ток через индуктив-
। ность прерывается (РПП), что может происходить при существен'
j ном возрастании сопротивления нагрузки или уменьшении скваж-
ности Q. Рассмотрим работу схемы, изображенной на рис. 4,22,
с позиций уменьшения пульсаций в обоих режимах.
j Режим непрерывной проводимости. Обычная балансировка
j двух индуктивностей в статическом режиме при непрерывности
I токов обеспечивает на индуктивностях напряжения прямоуголь-
ной формы, как показано на рис. 4.24. При этом емкость С1 кон-

Т*/(Г
Рис. 4.24. Формы напряжений
на индуктивностях L1 и L2
Рис. 4.25. Усложнение схемы конвер-
тора взаимоиндуктивной связью L1
и L2
127
денсатора передачи энергии должна быть достаточна велика для®,
поддержания постоянства напряжения Ес на обкладках этого><
конденсатора. Следует отметить, что при изменении скважности
Q параметры напряжений uLi и цЬ2 на обеих индуктивностях со-
храняют пропорциональность в соотношении 1 : 1 (рис. 4.24 — за-
штрихованные поля), поскольку для любых Q и Тк справедливо
Е\=ЕС—Е2. (4.1)
Пропорциональность напряжений на двух индуктивностях в,
соотношении 1 : 1 дает возможность ввести между ними некото-
рую долю взаимоиндуктивной связи для внесения дополнительно-
го эффекта сглаживания пульсаций токов [29], как показано на
рис. 4.25, где штриховыми кружками отражен факт синхронного
воздействия на обе индуктивности импульсных напряжений. Эта;
связь может быть осуществлена при любых параметрах нндук^.
тивностей. ;
Коэффициент взаимоиндуктивной связи k определен известной
формулой f
где — взаимоиндуктивность; Ц и L2— значения индуктивно®
стей до введения взаимоиндуктивной связи. Следовательно, схема;
на рис. 4.22 есть частный случай схемы на рис. 4.25, у которой;?
взаимоиндуктивная связь между индуктивностями уменьшена до
нуля (6 = 0). 1
Анализ уровня пульсаций токов в схеме на рис. 4.25 должен*;
производиться с учетом напряжений, показанных штриховкой
действующих в виде двух источников напряжения постоянного то®
ка, периодически подключаемых к зажимам индуктивностей L1 и|
L2. Следовательно, в первом приближении анализ уровня пульсар
ций тока в схеме сводится к анализу трансформатора, у которой
го на первичную и вторичную обмотки синхронно воздействую!^;
напряжения uL\ и uL2, как это показано на рис. 4.26. Далее, за-®
меняя взаимоипдуктивно-связанные L1 и L2 эквивалентной элект-К
рической схемой трансформатора, придем к эквивалентной схе-Д
ме на рис. 4.27, в которой на первом входе находится идеальный®
трансформатор развязки с соотношением витков 1 : 1. Три любых®
независимых параметра этой схемы достаточны для ее описания.®
и
. г. . ..
it ___ ______ i?
Рис. 4.26. Электрическая схема мо-
дели снижения пульсаций токов в
двухключевом конверторе с объе-
диненными индуктивностями
128
Идеальный.
•пр ансфорыатзр
Рис. 4.27. Упрощенная эквивалентная ;;
электрическая схема модели с ниже- >
ния пульсаций
Практически наиболее удобными являются коэффициент взаимо-
индуктивной связи индуктивность L2 и эффективное соотноше-
ние числа витков п, определяемое соотношением
п = у £ц/£2. (4.3)
Следует помнить, что L1 и L2 есть индуктивности до их взаимо-
связи, поэтому фактическое соотношение числа витков w%2
не -всегда совпадает с эффективным.
Упрощенная эквивалентная схема на рис. 4.27, когда входная
Lpt или выходная ЛР2 индуктивность рассеяния приобретает от-
рицательный знак, теряет физический смысл. Поэтому вначале
анализ ограничивается областью положительных значений Lpi и
LP2. Индуктивности и взаимоиндуктивности 7М определяются со-
отношениями:
Lpl = n(n—k)L2,
£р2=(1—kn)L2\ * (4.4)
£м — knJLi 2.
При этом налагаем ограничения на диапазон допустимых значе-
ний эффективного соотношения числа витков трансформатора в
виде
k^Zn^Xjk. (4.5)
Хотя индуктивность L2 и влияет на абсолютные уровни пуль-
саций входного и выходного токов, однако она не меняет взаим-
ного соотношения этих уровней, которое зависит лишь от соот-
ношения п и k. Следовательно, при заданном значении L2 изме-
нение уровня пульсаций тока может достигаться изменением п
при фиксированном k, или наоборот. Пусть п — изменяемое, а
k — const. При этом возможны два варианта: сбалансированное
снижение уровня пульсаций входного и выходного токов, когда п
близка к середине границ определяемых неравенством (4.5), т. е.
когда и=1, и несбалансированное снижение уровня пульсаций,
когда п близка к одной из границ n-^k или n-+4/k.
Два источника напряжения uL\ и uL2 удобно представить в ви-
де двух источников напряжения постоянного тока, но подключае-
мых периодически:
£1 для интервала TJQ; g^
Е2 для интервала TK/Q'.
При сбалансированном снижении уровня пульсаций (п=1)
схема на рис. 4.27 сводится к схеме на рис. 4.28,а. В силу сим-
метрии этой схемы уровни пульсаций токов й и i2 одинаковы, как
показано на рис. 4.28,6. При этом из уравнений контурных токов
справедливо записать
j di^dt = dl2ldt~ zzliZ/2/ (1 -\~k). (4.7)
j Как следует из (4.7) и рис. 4.28,6, уровни пульсаций обоих то-
j ков снижаются одинаково (сбалансированно) по мере роста мно-
| 5—185 129
Ц£1 &L2
>
i
Рис. 4.28. Режим сбалансированного снижения пульсаций
жителя (1+й) от своего первоначального значения, когда взаи-
моиндуктивная связь между L1 и L2 отсутствовала (£ = 0). В пре-д
деле при k-^1 (сильная связь) снижение уровней пульсаций обо-
их токов происходит наполовину. 5
При несбалансированном снижении уровня пульсаций, когдаЦ
л#=1, индуктивности рассеяния LP1 и Ар2 становятся неравными;!
что ведет к несбалансированному снижению уровней пульсаций!
токов о и /2, как показано на рис. 4.29. Анализ эквивалентной!
схемы на рис. 4.29 позволяет получить следующие соотношения:^;
din/dt = Uli/L3.pi; L3.pi = П+ Ьр|Лм/£Р2; di^ldt — ULzILa.pz, fife
^Э.р2 — i ^р2
Как следует из (4.8) и -рис. 4.29, чем сильнее
(4.8)
: i
неравенство.
Api/LP2>1, тем меньше уровень пульсаций выходного тока i2 прй|
незначительном отличии пульсаций входного тока б от уровня при.;
полном отсутствии связи между Li и L2. 1
Нулевой уровень пульсаций входного или выходного тока до-
стигается, когда и принимает одно из граничных значений нера<
венства (4.5). Так, при
n=k (4.9)1
эквивалентная схема на рис. 4.27 преобразуется в показанную наЦ
рис. 4.30,6. При выполнении условия (4.9) индуктивность Lpi^0||
и требование пропорциональности напряжений UiA и Ь\2 в соот-'|
ношении 1 : 1 становится понятным. В
~ di " dt
.. Рис. 4.29. Режим несбалансированного сниже-
ния пульсаций
130
этом случае на обоих кончЦ
цах индуктивности (1-+Й
~k2)L2 выходной цепиД
действуют синхронно рав-Jj
ные импульсные напряже-
ния одинаковой формы,
обеспечивая нулевое па-
дение напряжения на ней.
Действительно, во времен-
ном интервале A/Q оба
конца находятся под по-
ложительным потенциа-
лом -p£i, а во временном
интервале T^/Qf — под от-зу
рицательным — Е2. ТакиьЦ

Л
Рис. 4.30. Режим
нулевого уровня
пульсаций:
а — со стороны вход-
ного тока при h=l/k;
«p=0=>d?i/d£=0; б —
выходного тока при
*z = ft; Up ~0—i2/dt ж0
образом, на протяжении всего периода рабочего цикла Тк напряже-
ние на индуктивности (1—k<2)L2 остается равным нулю и, следова-
тельно, как показано на рис. 4.30,6, обеспечивается нулевой уро-
вень пульсаций выходного тока. При этом пульсации входного тока
обратно пропорциональны /?2L2 = Li, т. е. имеют тот же уровень, что
и до введения связи между индуктивностями. Подобным образом
при условии
(4.10)
приходим к -схеме рис. 4.30,я, обеспечивающей нулевой уровень
пульсаций на входе, при сохранении уровня пульсаций выходно-
го тока таким же, как и до связи между L1 и L2. Изменение эф-
фективного соотношения числа витков п относительно коэффици-
ента связи k смещает повышенный уровень пульсаций относи-
тельно сбалансированного снижения уровня пульсаций, имеюще-
го место при /7=1.
Необходимо отметить, что условие (4.9) простой переменой
местами первичной и вторичной обмоток трансформатора, согла-
сованного для получения нулевого уровня пульсаций выходного
тока, исключает условие (4.10), ибо на -входе появляется ток -без
пульсаций. Это подчеркивает тот факт, что условие (4.9) и ну-
левой уровень пульсаций есть следствие свойств взаимоиндуктив-
ной связи L1 и L2 и оно не зависит от частоты рабочих циклов
конвертора 1//к, скважности Q, номиналов используемых
/?н, L/, L2, С1г обеспечивая нулевой уровень пульсаций тока во
всем динамическом диапазоне работы конвертора.
Условие согласования (4.9) зависит только от соотношения L1
и L2, т. е. эффект нулевого уровня пульсации тока может быть
получен при любых L1 и L2. Однако если индуктивности будут
слишком малы, то на противоположной стороне конвертора уро-
вень пульсаций может оказаться слишком большим. Более того,
согласно (4.9) коэффициент связи k может быть ограничен не
только трансформатором с соотношением чисел витков обмоток
1 : 1. Эффект нулевого уровня пульсаций тока можно получить
5* 131
при любом соотношении числа витков в обмотках трансформато-
ра. В частности, для соотношения числа витков первичной и вто-
ричной обмоток 1:2 эффективное соотношение п«0,5 и коэффи-
циент связи &^;0,5, что позволяет обеспечить нулевой уровень
пульсаций тока во вторичной обмотке трансформатора. Однако
при этом уровень пульсаций тока в первичной обмотке значитель-
но выше, чем он мог быть при k^=n= 1.
Наконец, анализ поведения схемы при нарушении неравенства
(4.5) показывает, что либо L3.p2 (при п<£), либо L3.pi (при
>Ш) становится отрицательной, вызывая инверсию полярности
импульсов пульсаций соответственно выходного или входного то-
ка. Следовательно, возможно непрерывное изменение уровня
пульсаций, например выходного тока из положительных импуль-
сов через нулевой уровень в отрицательные импульсы путем не-
прерывного изменения условия (4.8). Для этого с учетом второго
соотношения из (4.8), условий (4.6) и (4.9) схема на рис. 4.27
преобразуется в схему на рис. 4.31,а. Последняя более удобна,
поскольку воздействие параметров п и k на работу схемы в ней
разделено {п выражает только соотношение чисел витков иде-
ального трансформатора). Для эквивалентной схемы на рис. 4.31
промежуточный потенциал
£»= —<411)
п 1 + k
где иь определяется по (4.6). При этом на рис. 4.31 возможны
следующие случаи: рис. 4.31,6 — сбалансированное снижение |
уровня пульсаций для n=l, ui = u2; рис. 4.31,в — нулевой уровень^/
пульсаций на выходе для поскольку в соответствии с (4.11)
Е3 = щ и, следовательно, и2 = 0; рис. 4.31,г — «отрицательные» >
пульсации тока для когда дальнейшее уменьшение и при-
водит к E3>uL и напряжение и2 приобретает отрицательный <
знак т. е. имеет место определенный уровень выходных пульса-
ций, противоположных по фазе пульсациям случая, показанного у
на рис. 4.31,6.
Обобщая вышеизложенное справедливо утверждать, что в оп-
тимальном двухключевом конверторе с объединенными индук-
тивностями (см. рис. 4.22) при работе в РНП изменением взаи-
мосвязи между L1 и L2 с помощью регулирования п или k воз-
можно уменьшение наполовину .пульсаций либо обоих токов h и
i2 одновременно, либо одного вплоть до противофазных значений
с прохождением через нулевой уровень.
Режим прерывистой проводимости. Главная причина возникно- '
вения перерывов в токе через индуктор заключается в односто-
ронней проводимости диода, входящего в состав ключа-каскада и
используемого в качестве токового выключателя (см. рис. 4.22).
Когда ток через диод становится равным нулю (на временном .
интервале /K/Qz), диод запирается и конвертор начинает работать
в режиме прерывистого тока через индуктивности. Это происхо-
дит при определенных значениях скважности Q и сопротивления <
Рис. 4.31. Эквивалентные
схемы преобразователей со
связанными индуктивностя-
ми:
а — исходная эквивалентная
схема; б — схема при одинако-
вых уровнях пульсаций на вхО'
де и выходе (« = !); в — с нуле-
выми пульсациями на выходе
а —схема, когда пуль-
сации имеют фазу, противопо-
ложную случаю б) (n<k)
нагрузки 7?н. Очевидно,
токи через обе индуктив-
ности прервутся одновре-
менно и будут отсутство-
вать на Протяжении оди-
накового интервала вре-
мени каждого периода
рабочего цикла конверто-
ра. Увеличение сопротив-
ления 7?н ведет к умень-
шению среднего уровня
постоянных составляю-
щих /1 и /2 токов, пока-
занных на рис. 4.22.
Поскольку через диод в интервале времени IJQ' протекает не-
которая доля суммы токов и -Мз, то ее значение и определяет мо-
мент перехода в режим прерывистого тока через индуктивности
(рис. 4.32). Стало быть, возможен переход одного из токов к отри-
цательным значениям на протяжении части периода рабочего цик-
ла, как показано на рис. 4.32,а, отображающем момент перехода от
РНП к РПП. В этот момент ток через диод (сумма Л-НД стано-
вится равным нулю и диод запирается, схема начинает работать в
режиме прерывистой проводимости. Дальнейшее увеличение сопро-
тивления 7?н видеоизменяет формы токов, как показано на рис.
4.32,6. Токи и /2 не только одновременно достигают РПП, но и
сохраняют равными интервалы своего спада IkIQz- При этом, в от-
личие от любого другого известного случая, ток через индуктивно-
сти получается не нулевым, а имеет неизменное значение и пред-
ставляет собой ток, протекающий через две индуктивности и ем-
Рис. 4.32. Форма то-
ков через L1 и L2 для
схемы на рис. 4.22 в
момент перехода из
РНП в РПП (а) и на-
оборот (б)
133
Рис. 4,33. Эквивалентное
представление ключевой схе* f
мы конвертора рис. 4.22 для J
третьего временного интер-
вала при работе в режиме .
прерывистой проводимости
Рис. 4.34. Формы то-
ков ii и i2 с равными
интервалами T7Qa. v
когда обеспечивается
равенство напряжений д.
на L1 и L2 при рабо-
те в РПП Д
кости С/, обеспечивая формирование третьего временного интерва-
ла TKfQ3i на котором и транзистор, и диод заперты. Постоянный
ток протекает через L2 в обратном направлении. Это видно по из-
менению направления тока 12 на рис. 4.33 и 4.34. Поскольку ток |
1—постоянный, то падения напряжений на обеих индуктивностях-1
(рис. 4.35) в интервале /к/<2з отсутствуют, как и при работе лю-
бого другого конвертора в режиме прерывистого тока.
В силу равенства временных интервалов спада тока Е и тока 7
z2 следует, что в этом интервале Е^ЕС—Е2. Выполняется также
равенство как в интервале 1K/Q, так и в интервале спа-
да Tk/Q2. Даже при изменении значения Q напряжения на индук-
тивностях и временные интервалы спада остаются одинаковыми.ч.
(на рис. 4.32 показано сплошной и штриховой линиями для двух 7
значений скважности Q). Следовательно, напряжения на L1 и L2
в конверторе, выполненном по схеме на рис. 4.22, несмотря на из-1
менение их формы по отношению к РНП (ем. рис. 4.24), остают- д
ся пропорциональными друг другу в соотношении 1 : 1 даже при >
изменении скважности Q, частоты /к, сопротивления нагрузки Ян.д
Это означает, что введение взаимоиндуктивной связи между L1 и д
L2 в схеме на рлс. 4.22 при соответствующей регулировке связи д
величинами п и k даже в режиме прерывистой проводимости в.д
конверторе с объединенными индуктивностями L1 и L2 (см. рис. д
4.25) позволяет получить нулевой уровень пульсаций входного или'Л
выходного тока. дД
Таким образом, анализ работы схемы на рис. 4.25 в различ- 7
ных режимах определил следующие ее преимущества: работоспо-д
собность во всем динамическом диапазоне изменения скважности
Q и нагрузки от нуля до максимума с сохранением нулевого уров-д

Рис. 4.35. Формы про-
порциональных (в со-
отношении 1:1) на-
пряжений на L1 и L2
в конверторе, собран-
ном по схеме на рис.
4.22 (сохраняется да-
же при изменении Q)
134
ня пульсаций тока; уменьшение габаритов и массы узла связан-
ных индуктивностей в сравнении с раздельными, поскольку при
объединении условие согласования (4.9) может быть обеспечено
значительно меньшими индуктивностями L1 и L2, обеспечиваю-
щими нулевой уровень пульсаций; наличием линейной зависимо-
сти усиления постоянного тока от скважности Q.
Практическую целесообразность объединения Ы и L2 в схеме
на рис. 4.25 по сравнению с раздельными на рис. 4.22 удобно про-
демонстрировать на простейших примерах выигрыша в объеме
стали и меди.
Сравнение потерь в меди при одних и тех же потерях в магни-
топроводе. Предположим, что индуктивности для конвертора на
рис. 4.22 выполнены на тороидах с поперечным сечением qc, сред-
ней длиной магнитной силовой, линии lm, проницаемостью ц и на
каждом тороиде можно разместить 2w витков, как показано на
рис. 4.36,а и б. Эффективная проницаемость ц сердечника выбира-
ется такой, чтобы при заданном постоянном токе смещения не
происходило насыщения сердечника. При этом индуктивность
Переходя к схеме конвертора на рис. 4.25 сложим оба сердеч-
ника вместе и выполним на них объединенную индуктивность с w
первичными и w вторичными витками,’ вновь полностью заполняя
площадь окна обмоткой (рис. 4.36,#). При этом индуктивности
первичной и вторичной обмоток с удвоенным сечением 2qc магни-
топровода Li = L2=p^22^c/Zm=b/2. Поскольку взаимная индук-
тивность составляет Lj2, то общая действительная ^входная индук-
тивность вновь оказывается равной L1 и токовые пульса-
ции получаются такими же, как и до объединения индук-
тивностей. Остается то же максимальное использование магнито-
проводов по постоянному току, поскольку в обоих случаях па
основании закона Ампера Hlm^=2wL
Таким образом, в обоих случаях используется одинаковое ко-
личество материала магнитопровода. Однако, как следует из срав-
нения рис. 4.36,а и б, в объединенной индуктивности достигается
почти двойная экономия габаритов, массы меди и потерь в меди.
«с
а)
Рис. 4.36. Сравнение конструкций двух раздельных дросселей (а и б) с кон-
струкцией объединенных дросселей (s) в предположении равенства потерь
в сердечниках
135
Рис. 4.37. Сравнение конструкций двух раздельных дросселей (а) с конструк-
цией объединенных дросселей (б) в предположении равенства потерь в меди
Сравнение потерь в магнитопроводе при одних и тех ок:е поте-
рях в меди. Выберем О-образный магнитопровод из материала с
высоким значением ц (рис. 4.37). Введем воздушный зазор дли-
ной lq для исключения насыщения. При w витках обе индуктив-
ности рассчитываются по формуле
L = р,Ш29с//д,
в которой сделано допущение, что магнитное сопротивление воз-
душного промежутка значительно больше магнитного сопротивле-
ния магнитопровода.
Распределение потока на рис. 4.37,а показывает, что объеди-
ненная индуктивность может быть построена с использованием
только С-образных без 1-образных частей, как показано на рис.'
4.37,6. Поскольку потоки постоянных токов двух обмоток при этом
складываются, то для предотвращения насыщения действительный '
воздушный зазор необходимо удвоить до 2/д. Индуктивности вход-
ной и выходной обмоток в соотношении с объединенной составля-
ют Lj = L2 —р,0ш27с/2/д™Л/2.
Следовательно, для обеих схем создаются равные токовые
пульсации. Кроме того, одни и те же две обмотки, использован-
ные в каждом случае, обеспечивают равенство потерь в меди. По-
тери в магнитопроводе объединенной индуктивности значительно
уменьшены, поскольку 1-образные его части полностью исключе-
ны. Подбирая геометрию первоначальной конфигурации магнито-
провода, можно приблизиться к уменьшению расхода материала,
габаритов и потерь в магнитопроводе почти вдвое.
Эти примеры представляют не самое выгодное сравнение, по-
скольку экономия будет значительно больше, если объединенные
индуктивности конструируются для небалансного уменьшения то-
ковых пульсаций и их индуктивности L1 и L2 в объединенном ва-
рианте будут значительно меньше, чем в раздельном. Тем не ме-
нее осуществимость нулевых пульсаций тока только с одной сто-
роны вызывает естественное чувство незавершенности и желание
достичь нулевых токовых пульсаций одновременно на обеих сто-
ронах.
136
4.5. СХЕМЫ КЛЮЧЕВЫХ КОНВЕРТОРОВ
С ОБЪЕДИНЕННЫМИ ИНДУКТИВНОСТЯМИ И НУЛЕВЫМИ
ПУЛЬСАЦИЯМИ ТОКА НА ВХОДЕ И ВЫХОДЕ
Для достижений нулевых пульсаций тока одновременно на
входе и выходе можно каскадно соединить две схемы (см. рис.
4.25) в схему, показанную на рис. 4.38. Первая настраивается на
нуль входных, а вторая на нуль выходных токовых пульсаций. Не-
оптимальность такого решения очевидна, поскольку не только
входная мощность будет проходить через два каскада, но и уве-
личивается число элементов. Первоначальные преимущества про-
стоты и надежности значительно теряются. Можно попытаться
достичь цели, используя в схеме на рис. 4.25 каскадное соедине-
ние двух трансформаторов, как показано на рис. 4.39. К сожале-
нию, принцип работы схемы на рис. 4.39 не обеспечивает ожида-
емых результатов. Это обусловлено недостаточным числом степе-
ней свободы, необходимых для независимого регулирования на
нуль пульсаций раздельно по двум объединенным индуктивностям,
поскольку их каскадное соединение может быть представлено Т-
образной эквивалентной схемой трансформатора.
Для получения двух независимых подходящих условий по двум
объединенным индуктивностям в схему на рис. 4.39 необходимо
включить источник импульсного напряжения между точками А
и В, как показано на рис. 4.40. Тогда пульсации обоих токов мо-
гут быть уменьшены до нуля. Экономично использовать уже су-
ществующие ключевые напряжения. В схеме на рис. 4.40 ключе-
вые напряжения присутствуют на входных зажимах первой и вы-
ходных зажимах второй объединенных индуктивностей. Но под-
соединение входных или выходных зажимов к точкам 4 и В ве-
дет к закорачиванию соответственно первой или второй объеди-
ненной индуктивности и вновь сводит схему к конфигурации еди-
ного трансформатора. Необходима такая топология ключевой схе-
мы, которая отличается пропорциональными импульсными напря-
жениями на индуктивностях и, следовательно, открывает широкие
возможности применения идеи объединенной индуктивности.
Рис. 4.38. Каскадное соединение двух
схем конверторов с объединенными
дросселями
Рис. 4.39. Схема конвертора с дву
мя каскадно соединенными транс*
форматорами и объединенными ин-
дуктивностями
137
Рис. 4.40. Схема конвертора-с ис-
точником импульсного напряжения
между двумя объединенными ин-
дуктивностями
Преобразуем пошагово схему на
рис. 4.22, как показано на рис. 4.41,
с учетом гальванической развязки
входа от выхода. Первый шаг состо-
ит в разделении связующей емкости-
С на две последовательно соединен-
ные емкости Са и Сб, т. е. деление
первоначальной симметричной кон-
фигурации на две половины, каждая '
из которых — зеркальное отраже-
ние другой (рис. 4.41,а). Точка меж-
ду емкостями имеет неопределен-
ный потенциал. Второй шаг (рис.
4.41,6) -^ликвидация этого потенциала путем размещения индук-
тивности L между точкой и землей (общей шиной зажимов вход-
выход). Третий шаг (рис. 4.41,а) —простое разделение индуктив-
ности L на две равные, образованные обмотками трансформатора,;-
который обеспечивает требуемую изолированность по постоянно-
му току между входом и выходом.
Далее перерисуем схему рис. 4.41,6 с представлением эпюр на-у
пряжений на ее индуктивностях (рис. 4.42). Как видно из рис. 4.42,
форма напряжения Ев на индуктивности L пропорциональна на-’*
пряжениям uLl и иь2 на индуктивностях L1 и L2. Напряжение!
Ев — результирующее между входным Е\ и выходным Е2, так как
средние напряжения на Са и Съ есть Е{ и Е2 соответственно. Та-
ким образом, конфигурация схемы на рис. 4.42 удобна для объе-
динения индуктивности. Объединение индуктивности L с входной
индуктивностью L1 позволяет достигнуть нуля токовых пульса-,
ций только на входе, объединение L с L2 — только на выходе. За-
мещая L двумя раздельными, соединенными параллельно индук-
тивностями La и Lbl а затем объединяя на одном магнитопроводе
La с L1, а на другом — Lb с L2 (рис. 4.43,в), строим схему (рис.
4.43,а), в которой пульсации входного и выходного токов могуйу
быть исчезающе малыми. Ш
Как видно из рис. 4.43,6, вариацией коэффициента связи за
счет изменения воздушного зазора, а следовательно, и взаимоин-!
Рис. 4.41. Схемные преобра*
зования, ведущие к реализа-
ции изолированности по
стоянному току в схеме
рис. 4.22
ю

138
Рис. 4.42. Схема с несколькими точками напря-
жений импульсной формы
дуктивности Ма в первом
объединенном магнито-
проводе выполняют необ-
i ходимое условие Mi—1/fei,
где /?!=]/*£1/Ла, добива-
ясь нуля пульсаций вход-
ного тока. Аналогично,
подбирая зазор для вы-
полнения необходимого
условия (п2 = 1/&2; п2 =
= Lb!L2) во втором объ-
единенном магнитопрово-
де, добиваются нуля пуль-
саций в выходном токе. Обе объединенные взаимоиндуктивности
Ма и Мь регулируются взаимно независимо.
Далее, следуя идее интеграции, обмотки La и L6, электрически
соединенные в параллель, могут быть сведены в единую обмотку
L, в результате получается схема, изображенная на рис. 4.44,а.
Заметим, что даже единственная обмотка индуктивности L маг-
нитопровода из рис. 4.44,6 действительно выполняет функции од-
новременно обеих предшествующих индуктивностей La и Lb, т. е.
поток, который создает обмотки L, связан с входной обмоткой
L1 и левосторонняя часть центрального керна магнитопровода вы-
полняет функции связующей La. Аналогично правосторонняя часть
центрального керна выполняет функции Lb. Как и в схеме на рис.
4.43,6, входная L1 и выходная L2 индуктивности не имеют непо-
средственной связи. Однако наличие объединенной L создает об-
щую взаимоиндуктивность 7И0, которая не оказывает существен-
ного взаимовлияния при регулировании пульсаций на обеих сто-
ронах. Действительно, поток, возбуждаемый обмоткой L7, почти
fi)
Рис. 4.43. Схема с нуль-пульсациями.
на входе и выходе (а); два магнит-
ных объединенных узла Ма и Мь (б)
Рис. 4.44. Схема с нуль-пульсациями
(а) и единой магнитной цепью с тре-
мя обмотками (б)
139
Рис. 4.45. Простейшая реализация
схемы конвертора четырехобмоточной
единой магнитной цепью, транзисто-
ром, диодом, двумя конденсаторами
весь замыкается через централь-
ный стержень (содержащий об-
мотку L), имеющий низкое маг-
нитное сопротивление по сравне-
нию с магнитным сопротивлением
крайнего стержня с воздушным
зазором. Регулируя оба воздуш-
ных зазора (рис. 4.44,6), можно
добиться нулевых пульсаций од-
новременно на входе и выходе.
Оптимальная схема конверто-
ра очевидно должна обладать дву-
мя характерными особенностями:
входной и выходной токи истин-
но постоянны (нуль пульсаций); изолированность по постоянному
току достигается простейшей топологией, содержащей единую маг-
нитную цепь с четырьмя обмотками, транзистором, диодом и дву-
мя конденсаторами. Такая схема иллюстрируется рис. 4.45.
Развитием схемы на рис. 4.45 является вариант с многими вы-
ходами, показанный на рис. 4.46. В этой схеме единая магнитная
цепь с шестью обмотками, связанными подходящим образом, поз-
воляет обеспечить нуль токовых пульсаций не только по входу,
но и по обоим выходам. Магнитная цепь, показанная на рис. 4.46,6,
является простым трехмерным развитием предшествующей EI-об-
разной конфигурации магнитопровода.
Три обмотки индуктивностей La, Lc развязывающего транс-
форматора размещают на центральном керне, а обмотки входно-
го L1 и двух выходных L2 и L3 дросселей — на трех крайних кер-
нах. Каждый из этих кернов имеет воздушный зазор, а централь-
ный— не имеет. Очевидно, что такая конфигурация магнитопро-
вода применительна к числу выходов более двух.

Рис. 4.46. Двухвыходная с нуль-пульсациями и развязкой по постоянному то-
ку схема конвертора (а) и реализация его единой электромагнитной цепью (б)
140

Глава 5.
СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИСТОЧНИКИ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
НА МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫХ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ТРАНСФОРМАТОРАХ
5.1. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Внедрение электроники в сельское хозяйство, станкоинстру-
ментальную, горно- и нефтедобывающую промышленность и т. п.
с целью повышения производительности труда, качественных по-
казателей и эффективности осуществления производственных про-
цессов обусловило широкое применение систем авторегулирования
и управления (САУ) напряжением питания электропривода. В ка-
честве ИВЭП электропривода обычно используются создаваемые
на основе кремниевых управляемых вентилей (КУВ) преобразо-
ватели трехфазного напряжения 220/380 В частотой 50 Гц в уп-
равляемое выходное напряжение постоянного тока.
От качества и надежности работы САУ зависит эффективность
использования электропривода в целом. Основными требованиями,
предъявляемыми к САУ в преобразователях на КУВ, являются:
наличие гальванической развязки между САУ и силовой частью;
осуществление суммирования сигналов различных датчиков при
одновременной гальванической развязке между ними; обеспечение
в статических и динамических режимах надежного и четкого
включения всех КУВ преобразователя; обеспечение высокой по-
мехозащищенности при провалах и выбросах (до 50%) напряже-
ния питающей сети 220/380 В частотой 50 Гц; высокая надеж-
ность при работе в жестких условиях, особенно климатических;
простота обслуживания; минимум комплектующих элементов, в
особенности дефицитных.
В настоящее время используются системы импульсного управ-
ления (СИУ), фазового (СФУ) и импульсно-фазового (СИФУ).
Системы импульсного управления имеют невысокую точность,
СФУ не обеспечивает требуемой четкости и повторяемости момен-
та отпирания КУВ и, наконец, в обеих системах колебания нап-
ряжения питающей сети частотой 50 Гц влияют на момент отпи-
рания КУВ. Этих недостатков почти полностью лишены СИФУ.
По способу формирования сигналов, управляющих многофазными
выпрямителями на КУВ, СИФУ могут быть одноканальными (рис.
5.1,а) и многоканальными (рис. 5.1,5).
Основным недостатком многоканальных СИФУ является асим-
метрия фаз импульсов управления по каналам, которая обычно
составляет ±3°. К достоинствам таких СИФУ следует отнести
простоту получения фазового сдвига, отсутствие распределителя
импульсов РИ и высокое быстродействие.
141
КУВ
Сигнал
управления
Рис. 5.1. Структурные .
схемы одноканальной (а)
и многоканальной (б)
СИФУ:
УСС — устройство согласо-
вания и синхронизации;
УС — устройство согласова-
ния; УФУ — управляемое,
фазосдвигающее устройство;
ФИ — формирователь им-
пульсов управления; РИ —
распределитель импульсов;
УИ — усилитель импульсов
Более высокую точность авторегулирования и более высокую
симметрию фаз импульсов управления можно получить в одно-
канальной СИФУ, в которой угол сдвига импульсов управления
для каждой фазы выпрямителя формируется одним и тем же уп-
равляемым фазосдвигающим устройством УФУ с последующим
распределением сигналов управления по каналам усиления и фор-
мирования. Возможная асимметрия импульсов определяется в
этом случае уже не точностью УФУ, а точностью синхронизации
СИФУ с питающей сетью и обычно составляет не более ±1°. Од-
ноканальная СИФУ имеет серьезный недостаток, заключающийся
в необходимости формирования последовательности импульсов;
кратной частоты и осуществления ее фазового сдвига в широком;
диапазоне. .
Фазовый сдвиг последовательности импульсов в одноканальной.
СИФУ обычно осуществляется путем пропускания импульсов че-;
рез несколько последовательно соединенных управляемых уст^.
ройств задержки, что приводит к снижению быстродействия этой
СИФУ. В результате при точности авторегулирования и унравле*
ния постоянным напряжением до 1,5... 2% многоканальная СИФ^-
оказывается более предпочтительной для использования, чем
ноканальная. По принципу построения формирователей импульсов
ФИ многоканальные СИФУ подразделяются на «горизонтальные»/
и «вертикальные». В горизонтальных СИФУ импульс формирует^
ся в момент прохождения через нуль напряжения гармоническогф
сигнала с выхода УФУ. В вертикальных СИФУ напряжение гар-
монического сигнала с выхода УС сравнивается с опорным пило<
образным (или постоянным) напряжением, и в момент равенстве
обоих напряжений формируется импульс управления.
По сравнению с вертикальным горизонтальный принцип уп-
равления фазовым сдвигом прост, надежен, обеспечивает стабильЦ.
ность фазы при изменениях напряжения питающей сети, менее
чувствителен к искажениям формы этого напряжения. Однако
142
частоте 50 Гц применяемые в настоящее время УФУ, построенные
по горизонтальному принципу на фазосдвигающих электрических
мостах, пик-трансформаторах, пик-дросселях и с использованием
магнитных усилителей, становятся громоздкими и требуют приме-
нения большого количества дефицитного магнитного материала и
медного обмоточного провода [30, 31]. К недостаткам верти-
кальных СИФУ относятся зависимость фазового сдвига от формы
напряжения питающей сети, нестабильность фазового сдвига при
колебаниях напряжения питающей сети, значительная сложность
схемной реализации и настройки, большое количество комплекту-
ющих элементов и низкая помехоустойчивость из-за наличия галь-
ванической связи цепей управления с входом и выходом УФУ.
Таким образом, применение СИФУ позволяет с высокой точно-
стью обеспечить четкое отпирание КУВ. Использование многока-
нальной СИФУ с применением горизонтального принципа форми-
рования импульсов управления упрощает задачу синхронизации
и согласования УФУ с питающей сетью при минимальном количе-
стве комплектующих элементов.
Для устранения указанных недостатков горизонтальных много-
канальных СИФУ были. разработаны и внедрены в промышлен-
ность управляемые трансформаторы — фазовращатели — сумма-
торы, а на основе таких трансформаторов (управляемых транс-
фазовращателей) создана высокоэффективная СИФУ, использо-
вание в которой микроэлектронных приборов и управляемых транс-
фазовращателей обеспечило высокую эффективность и надежность
управляемого ИВЭП электропривода в целом.
Управляемый трансфазовращатель представляет собой много-
функциональный электронно-магнитный трансформатор, выполня-
ющий функции трансформации напряжения, управления фазой
этого напряжения и суммирования действия сигналов управления.
Конструктивно магнитопровод трансфазовращателя выполнен по
симметричной магнитной мостовой схеме, два его противополож-
ных плеча подмагничиваются потоками обмоток управления и ав-
торегулирования (см. гл. 1).
Структурная схема СИФУ. построенная на базе управляемых
трансфазовращателей и микроэлектронных приборов, изображе-
на на рис. 5.2. На вход СИФУ подается трехфазное напряжение
питающей сети 220/380 В частотой 50 Гц и распределяется на три
идентичных канала управления. При этом синусоидальные нап-
ряжения, поступающие на трансфазовращатели 2, сдвинуты от-
носительно друг друга на 120°. При изменении тока, пропускаемо-
го через последовательно соединенные обмотки управления транс-
фазовращателей всех трех каналов, осуществляется плавное из-
менение фаз сигналов в диапазоне 0... 120°. Таким образом, им-
пульсы управления всех трех каналов синхронно сдвигаются во
времени (фазе) при изменении тока /упр или напряжения обрат-
ной связи Е0.с.
Для создания шестиимпульсной системы с интервалами между
импульсами управления выпрямителей 60° и длительностью каж-
143
Рис, 5.2. Структурная схема
СИФУ на основе управляе-
мых трансфазовращателей и
микроэлектронных приборов
дого импульса 3,5 ... 4 мс
на выходе каждого кана-
ла СИФУ формируются
импульсы указанной дли-
тельности, следующие че-
рез 180°. Сразу же после
трансфазовращателя 2
сигнал подается на схему
формирователей меанд-
ров 3, далее на схему фор-
мирователей длительно-
стей и разделения проти-
вофазных (сдвинутых на
180°) импульсов 4 на два
канала с последующим
формированием фронтов
в предоконечных каска-
дах 5 и 6. Оконечные ка-
скады 7 и 8 являются
трансформаторными, что
позволило осуществить
гальваническую развязку микроэлектронной цепи управления ти-
ристорами от силовых мощных цепей и согласовать выход СИФУ
с управляющими электродами тиристоров. Для формирования ме-
андров из гармонического сигнала использовались логические ми-
кросхемы.
Структурная схема системы управления электроприводом в
целом изображена на рис. 5.3. Напряжение Ео.с, пропорциональ-
ное напряжению ЕЪЬ1Х преобразователя, а также ток /о.с, пропор-
циональный току нагрузки /н, подаются в СИФУ на устройство 1
(см. рис. 5.2) для стабилизации напряжения £Вых при изменении
тока нагрузки и напряжения питающей сети. Управление напря-
жением Евых осуществляется путем изменения тока управления
Рис. 5.3. Структурная схема системы управления электроприводом
144
/упр, при этом в любой точке диапазона изменений напряжения
Евых происходит стабилизация установленного значения ЕВЫх
ИВЭП. При токе нагрузки /н выше допустимой, понижении или
повышении напряжения ЕВЪ1Х сверх допустимого уровня подача
импульсов управления с СИФУ на тиристорный выпрямитель пре-
кращается и напряжение ЕВых падает до нуля.
Результаты общей проверки и сравнение применяемых верти-
кальной и горизонтальной многоканальных СИФУ с СИФУ, соз-
данной на основе управляемых трансфазовращателей и микро-
электронных приборов, приведены в табл. 5.1.
Таким образом, фазотрансформаторная система импульсно-
фазового авторегулирования и управления напряжением питания
электроприводов сельскохозяйственных комплексов и машин мощ-
Таблица 5.1
Характеристики СИФУ
Число комплектующих эле-
ментов, шт.
Объем, дм3
Быстродействие
Зависимость фазового сдви-
га сигналов управления от на-
пряжения питающей сети
Температурная нестабиль-
ность фазового сдвига сигналов
управления
Синхронизация сигналов уп-
равления с питающей сетью
Симметричность управления
фазовым сдвигом сигналов уп-
равления по трем фазам напря-
жения питающей сети
Диапазон управления фазо-
вым сдвигом сигнала
Гальваническая развязка ме-
жду питающей сетью и цепями
управления
Гальваническая развязка ме-
жду несколькими цепями упра-
вления и цепью обратной связи
Гальваническая развязка ме-
жду СИФУ и управляющими
электродами КУВ
Фильтрация провалов напря-
жения на выходе КУВ при их
Коммутации
Суммирование воздействия
Нескольких сигналов управле-
ния на фазовый сдвиг выходно-
го напряжения
СИФУ
вертикальная
горизонтальная
на управляемых
трансфазовраща-
телях
180 50 30
0,5 7 0,5... 0,6
Высокое Среднее Высокое
Сильная Слабая Нет
Высокая Средняя Невысокая
Сложная Простая Простая
Удовлетвори- Удовлетвори- Удовлетвори.
тельиая тельная тельная
Есть Есть Есть
Нет Есть Есть
Нет Есть Есть
Необходимо Необходимо Есть
применение применение
трансформато- трансформато-
ров ров
Нет Частичная Частичная
Сложное Затруднитель- Обеспечивает-
ное ся трансфазо-
ч вращателем
145,
6—185
ностью до 5 кВт обеспечивает получение следующих параметров
тиристорных преобразователей: нестабильность выходного напря-
жения в диапазоне регулирования при изменении тока нагрузки
от номинального значения до нуля и напряжения питающей сети
+}!? %не более 2%; провалы и выбросы в выходном напряжении в
диапазоне регулирования при скачкообразных изменениях тока
нагрузки на 50% и напряжения питающей сети на i}® % не более
3%; время установления выходного напряжения при скачкообраз-
ных изменениях тока нагрузки не более 0,07 с.
5.2. ТИРИСТОРНО-ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ИСТОЧНИКИ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Прежде чем рассматривать работу параметрического трансфор-
матора с тиристорными ключами, рассмотрим его поведение при
работе между двумя равночастотными источниками напряжения
и и2 частоты со в отсутствие конденсатора выходной обмотки, как
показано на рис. 1.35. Фазовый сдвиг между напряжениями ис-
точников может варьироваться.
Напомним, что в обычно принятом режиме работы парамет-
рического трансформатора (паратранса), когда к выходной об-
мотке подключен конденсатор, источник напряжения и\ подклю-
чается к входной обмотке wl, а выходная обмотка w2 нагружа-
ется на пассивную нагрузку. В этом случае через паратранс пе-
редается энергия от источника к нагрузке.
При отсутствии на выходе конденсатора нет и колебательного
контура — основы параметрического механизма передачи энергии.
В то же время из-за наличия между входной (первичной) и вы-
ходной (вторичной) обмотками пространственного сдвига на 90°
между ними исключается и взаимоиндуктивность. В результате
для передачи энергии через параметрический трансформатор тре-
буется наличие токов одновременно в обеих обмотках, т. е. двой-
ное возбуждение. В этом режиме работы паратранс соединяет ме-
жду собой две пары питающих шин. При этом энергия через па-
ратранс может передаваться как в одном, так и в другом направ-
лениях. Направления эти зависят от амплитуд и фаз напряжений
на обеих парах шин. Поведение магнитной цепи с обмотками для
паратранса описано в § 1.4 и показано на рис. 1.35. Если оба Со-
образных сердечника взаимоидентичны, то оба семейства кривых
намагничивания будут абсолютно идентичны. Эти соотношения
поток — МДС функционально можно выразить в виде:
Фг=МЛ, (5.1)
Ф2==/2 (Л, F2), (5.2)
где fi и f2 в общем случае различны; Fi и F2 — МДС обмоток
и w2 (Fi=wiii', F2 = w2i2).
146
Выразить эти функции аналитически возможно лишь в виде
двойных полиномов двух переменных в виде:
т п
/=0 /г=0
т п
/=0 k—О
(5.3)
(5.4)
В дополнение к этим потокам в трансформаторе с ортогональ-
ными сердечниками имеются потоки рассеяния, связанные каждый
со своей обмоткой. Каждый поток рассеяния имеет свой путь по
воздуху и пропорционален току только в своей обмотке, в отличие
от потоков Ф1 и Ф2-
Деление потока сердечника на его МДС в каждой точке кри-
вых намагничивания (см. рис. 1.36) дает магнитную проводимость,,
которая, будучи умножена на квадрат числа витков, равна индук-
тивности обмотки, связанной с этим потоком. Следовательно, спра-
ведливо следующее:
L2 = W2^2//2-
(5.5)
(5.6)
Эти индуктивности могут быть представлены далее как функ-
ции МДС или потоков. Они же могут быть выражены как гиб»
ридные функции потока или МДС одного сердечника и потока
или МДС другого. Одно из таких представлений показано на рис.
1.38 в виде зависимости Ь2 от Фг при постоянных значениях Ф2.
Рассмотрим поведение паратранса при работе между двумя
парами шин, запитываемых от источников напряжения одинаковой
частоты [32]. Пусть напряжение одной пары шин будет (на-
чальная фаза 0°) и напряжение другой — и2 (начальная фаза ф°),>
Сердечник 1 связан с парой входных шин, а сердечник 2—с па-
рой выходных. Тогда дифференциальные уравнения входной и
выходной цепей паратранса справедливо записать в виде:
nyi^k + jL;i + /?ih = J7iSin(o^
at dt
(5-7)
(5-8)
где J?2 — сопротивление обмоток; Lu, Ц2 — индуктивности рас-
сеяния.
С учетом изложенного выше целесообразно представить урав-
нения (5.7), (5.8) в виде:
w2
6*
i ui i । (1Ф1 dF2
~dF^~dT.
dFi’
dt ' dFi dt
dFi
, dFt dt
^Ф* dFz
dFz
t^sin co/;
Wi dt
^^ + ^ = t/2Sin((d/+ ).
at at
(5.10)
147
Решая уравнения (5.9), (5.10) с использованием двух семейств j
кривых намагничивания или двух функций ft и /2, аппроксимиру- j
ющих эти кривые намагничивания, можно при заданных щ(/) =
— Ui sin (oZ и и2 (0 = U2 sin(oj/+(p) определить токи и и z2.
Поскольку при этом напряжении th и и2 на обеих парах шин
периодические, то в установившемся состоянии тока z*i и i2 также
будут периодическими, состоящими из суммы гармоник рядов
Фурье:
А (0 ==711 si и (со/—011) +/3isin (Зсо/—O31) *4-Aisin (5со/—0s 1) ,
(5.11)
^з(^) = 712sin (cot—612) “4-73 2sin (3(oZ—032)4_752sin(5<o/—O52)
(5.12)
Средние мощности P\ и P2, поставляемые через шины, спра-
ведливо выразить в виде:
= ~г~ 711cos 0ц; (5.13)
Р2= n_l/2/12cos612. (5.14)
Амплитуды и фазы основных гармоник токов разнятся так же,
как и\ и и2. Направление потока мощности зависит от угла ф.
Уравнения (5.9) — (5.14) описывают основные соотношения в
паратрансе без выходного конденсатора и при работе, когда на
вход подано напряжение Ui(/), а на выход — u2(t). Отсутствие
аналитических зависимостей в явном виде, устанавливающих свя-
зи между различными параметрами паратранса и его выходными
характеристиками, делает целесообразным провести изучение ха-
рактера связей в паратрансе на конкретном образце с помощью
ЭВМ. С этой целью рассмотрим паратранс на двух С-образных
сердечниках. Площадь поперечного сечения каждого 8,5 X 2,9 см2
и их общая масса 5,63 кг, общая масса обмоток 1,82 кг. Обмотки
х/ и w2 выполнены в виде двух идентичных половин, симметрич-
но расположенных на своем сердечнике. При этом ж —270 вит.; ,
/?1 = 1,0 Ом; Лг1 = 9,45 мГн; а/2 = 326 вит.; /?2=1,3 Ом; LZ2 =
— 13,2 мГн. Площадь каждой из общих стыков площадей А, В,
С, D по поверхности стыка составляла 2,4X 2,4 см2. Поскольку оба
сердечника идентичны и симметричны, то семейства (5.1) и (5.2)
сливаются в единое. На рис. 1.38 оно представлено без учета гис-
терезиса.
На рис. 1.39 показано влияние угла ф на выходную мощность
Р2 при четырех значениях напряжений. Напряжения на обеих па-
рах шин регулировались так, чтобы обеспечивать равные падения
напряжения на виток в обмотках wl и w2. При ср — 90° поток мощ-'
ности в обе стороны равен нулю, потребление идет только на по-
тери. С уменьшением фазового угла ф появляется поток мощности 4
Р2 на выход со входа. Мощность Р2 увеличивается до некоторого ;
Т48 - 7J
ж
пика и затем, падает до нуля при ф = 0. При увеличении амплитуд
питающих напряжений значения Р2 увеличиваются, при этом пик
приближается к ф=90°.
Если теперь угол ф увеличивать до значения ф=90°, то поток
мощности будет наблюдаться с выхода на вход и может быть по-
лучено семейство кривых ^Р(ф) в диапазоне углов ф = 90°... 180°,
симметричное рассмотренному на рис. 1.39. Таким образом, пара-
транс, питаемый по входу и выходу источниками напряжений
и u2(t), ведет себя как управляемый вплоть до реверса вен-
тиль, с помощью которого регулируются направление потока мощ-
ности и его значение изменением фазового ула ф.
Если и u2(t) изменяются по гармоническому закону, то
и потоки в сердечниках будут гармоническими, однако токи ц и
i2 уже таковыми не являются. Следовательно, коэффициенты
входной и выходной мощностей зависят от угла между основной
гармоникой тока и напряжением на обмотке.
На рис. 1.40 для четырех значений напряжений приведены за-
висимости КПД от угла ф паратранса без выходного конденсато-
ра. На рис. 5.4 для четырех значений ф и при (71 = 160 В, (72 =
= 190 В представлены расчетные (а) и измеренные (б) формы
токов /1 и /2. При ф=90° формы ц и i2 почти идентичны, но сме-
щены относительно друг друга приблизительно на 90°. Каждые
полпериода характеризуются глубокой впадиной в середине и пи-
ками по сторонам, указывающими на значительную долю третьей
гармоники.
Отклонения ф от положения 90° вызывают дрейф друг относи-
тельно друга первой и третьей гармоник, в результате которого
один из двух пиков входного тока о и соответственно противопо-
ложный ему пик выходного тока i2 уменьшаются. При приближе-
нии ф к нулю первая и третья гармоники все более сближаются на
фазе и при ф=0 совпадают. При этом отношение мгновенных
значений токов Ц и i2 выражается как (i/(2==w2/wi, означая равен-
ство рабочих МДС.
В табл. 5.2 представлен процентный состав гармоник тока при
четырех значениях ф. Как видно, третья гармоника достигает 50%
от основной.
На рис. 5.5 показаны зависимости общих потерь в железе от уг-
ла ф для четырех значений напряжения. Следует отметить, что для
непрерывной передачи на выход мощности 200 Вт требовалось
отклонение угла ф от 90 на 26° для кривой 2, на Г3° для кривой 3
и на 11° для кривой 4. Ясно, что оптимальным будет напряжение,
соответствующее кривой 2, поскольку при этом достигается мак-
симум КПД и коэффициента мощности. Максимально возможный
коэффициент мощности по входу паратранса без конденсатора со-
ставляет около 0,49; коэффициент мощности по выходу несколько
ниже и необходима компенсация;' КПД рассмотренного выше об-
разца составляет 84% при работе на выход и напряжениях (71 =
= 160 В и U2= 190 В. Увеличение площади поперечного сечения
149
Рис. 5.4. Расчетные
(а) и измеренные
(б) формы токов
(штриховая ли-
ния — входной ток;
сплошная — вы-
ходной) при раз-
ных значениях уг-
ла <р
общих областей и укорочение длины сердечников могут значитель-
но уменьшить потери в стали трансформаторов и повысить КПД.
Поскольку при типичных условиях работы ток входной обмот-
ки содержит около 48% третьей гармоники, 8% — пятой, 7%: —
седьмой, то при трехфазной сети, используя набор из трех одно-
фазных образцов с входными и выходными обмотками, соединен-
ными в треугольники, можно исключить попадание третьей и ей
кратных гармоник в источники Ui и и2. Если для компенсации ре-
активной мощности использовать набор статических конденсато-
ров, то обмотки могут быть соединены в звезду, а нейтральная
точка соединяется с нейтралью набора конденсаторов, обеспе|
чивая путь для утроенных гармоник. Присутствие конденсаторов
150
Таблица 5.2
Угол ф® Процентный состав гармоник во входном токе
1 3 5 7 9 11 13
90 100 50,17 9,91 5,45 2,72 1,64 1,07
70 100 47,74 7,61 6,58 1,17 2,38 0,06
30 100 40,68 1,97 5,52 2,21 1,09 1,31
0 100 40,18 3,29 5,62 2,41 0,63 1,75
в силу их фильтрующего действия может помочь в уменьшении
амплитуд пятой и седьмой гармоник.
Инвертор на основе тиристора и паратранса здесь условно на-
зван трансформатором с регулируемой связью (ТРС) [33]. Ис-
пользуя ТРС, легко осуществлять управление мощностью, переда-
ваемой от источника напряжения постоянного тока в распредели-
тельную линию переменного тока. При необходимости могут стро-
иться однофазные и трехфазные ТРС, отличающиеся хорошей
развязкой между источником напряжения постоянного тока и ли-
нией переменного тока, простотой конструкции и легкостью обслу-
живания. Обычно ТРС используется для малых мощностей.
На рис. 3.13,а показана конфигурация двуортогонального маг-
нитопровода для ТРС. Магнитопровод строится с использованием
пластинчатых и витых С-образных сердечников. На рис. 3.13,6 по-
казано размещение обмоток. Входная и выходная обмотки состо-
ят из двух полуобмоток, соединяемых последовательно или парал-
лельно. Штриховыми кривыми показаны входной Ф1 и выходной
Ф2 потоки.
На рис. 5.6,а показана базовая схема преобразования мощно-
сти. Выходная обмотка w2 связана с источником синусоидального
Рис. 5.5. Зависимости об-
щих потерь в железе от
угла 6 (кривые 1—4)
Рис. 5.6. Схема толкования связи мо-
щности с фазовым углом:
а—базовая схема; б — форма волн щ и
151
Рис. 5.7. Влияние входного потока
на кривые намагничивания по вы-
ходному потоку
а
Рис. 5.8. Временные изменения напря-
жений, потоков и магнитных сопро-
тивлений в двуортогональном пара-
трансе
напряжения и2, на входную обмотку wl от источника Ui прикла-
дывается напряжение прямоугольной формы (меандр), опережа-
ющее напряжение и2 на угол (р (рис. 5.6,6). Витковые данные
трансформатора приведенной схемы следующие: Wi=1090; w2 —
= 600; Г1 = 6,5 Ом; г2=1,72 Ом. Размеры магнитопровода из крем-
нистой стали равны: а=16 мм; 6=21 мм; с = 35 мм; rf=45 мм;
е=53 мм; g=15 мм; 6=116 мм. Масса сердечника равна 2,6 кг.
На рис. 5.7 показаны кривые намагничивания по выходному
сердечнику при различных значениях входного потока. Из рисун-
ка видно, что намагничивание выходного сердечника зависит от
входного потока Фг и периодическое изменение Ф1 будет вызывать
периодическое изменение магнитного сопротивления выходного
сердечника.
На рис. 5.8 в предположении синусоидальности изменения эф-
фективного магнитного сопротивления R2 выходного сердечника
показаны изменения напряжений, потоков и магнитных сопротив-
лений. В соответствии с рис. 5.6 напряжение и2 на выходе и маг-
нитное сопротивление R2 можно выразить в виде:
«2 = V 2U2 sin св t; (5.15^
J?2=i/?o[l--mcos 2 (со/—90°+ф)], (5.16>
где — эффективное значение; 7?о — среднее значение магнитно-
го сопротивления; т— коэффициент модуляций.
Используя (5.15) и (5.16), нетрудно выразить выходной ток в
виде i2== (Rz/w22) ^u2dt. Если третья гармоническая составляющая
тока мала, то
t2= (RylJyj V^iiiRy) [m sin 2<р sinto/—(2-J-m cos 2<p) cos <o/].
(5-17> 1
152 a
Подставляя (5.15) и (5.17) в определяющее соотношение для вы-
1 т
ходной мощности р2 = — f Izizdt, находим
Т о
Р2 = (mR()U22/2toW22) sin qp. (5.18)
Из (5.18) видно, что Р2 отрицательно при 90°<(р< 180°.
На рис. 5.9 показаны типичные зависимости мощностей от фа-
зового угла qp. Штриховыми линиями обозначены расчетные зна-
чения, полученные на основе семейства кривых намагничивания
(см. рис. 5.7) без учета потерь в железе. Характер зависимостей
близок к синусоидальному. В области отрицательных значений
Р^ мощность передается с входа на выход. Инвертор постоянного
тока в переменный, связанный с однофазной линией переменного
тока, показан на рис. 5.10. Мощность, передаваемая в линию пе-
ременного тока от источника постоянного тока £о, может регу-
лироваться от нуля до максимальной с помощью изменения фазо-
вого угла <р выходного напряжения щ тиристорного инвертора.
На рис. 5.11 приведены характеристики преобразования мощ-
ности для однофазного ТРС. Входная и выходная обмотки содер-
жат по 300 витков. На рис. 5.11: РЕ — мощность постоянного тока;
Ро — мощность переменного тока; т] — КПД, определяемый как
(Ро/Ре) • ЮО, и % — коэффициент выходной мощности. Из рисунка
видно, что мощность, передаваемая от источника постоянного то-
ка в линию переменного тока, легко регулируется.
На рис. 5.12 показана зависимость выходной мощности Pq от
напряжения Ui на выходной обмотке при различных значениях на-
пряжения U2 в линии. На рис. 5.12 введены обозначения Ор —
масса двуортогонального магнитопровода; Uis и U2s — эффектив-
ные значения напряжений насыщения по входной и выходной об-
моткам магнитопровода. Трансформатор с регулируемой связью
обеспечивает мощность в широком диапазоне входных напря-
жений.
Рис. 5.9. Зависимости мощно-
стей Pi и Р2 от фазового угла
б при f=50 Гц, £Л/ин = 0Д6
В/вит., £72/^2 = 0,13 В/вит.
Рис. 5.10. Схема однофазного ТРС
153
Рис. 5.11. Характеристики преобразова-
ния мощности, полученные в ТРС на
/ = 50 Гц
Рис. 5.12. Влияние напряжения
входной обмотки на выходную
мощность
Рис. 5.13. Формы напряжения и токов, наблюдавшиеся в ТРС
при t72 = 160 В
На рис. 5.13 видно, что напряжения и\ и не действуют друг
на друга и при Ео = 0 обратный ток из линии в инвертор чрезвы-
чайно мал. Следовательно, изолированность между источником
постоянного тока и линией переменного тока хорошая.
На рис. 5.14 показана схема трехфазного ТРС. В трехфазном
ТРС используются три однофазных магнитопровода (см. рис. 3.13)
Рис. 5.14. Схема трех-
фазного ТРС
154
Рис. 5.15. Временные зависимости на-
пряжений, потоков и магнитного со-
противления в двуортогональном маг-
нитопроводе по одной фазе
Рис. 5.16. Характеристики преоб-
разования мощности, полученные
для трехфазного ТРС
одинаковых размеров. Когда трехфазное напряжение на выходе
тиристорного инвертора симметрично, то ширина импульсов на-
пряжения составляет 120°.
На рис. 5.15 показаны временные зависимости входного и вы-
ходного напряжений, потоков и выходного магнитного сопротив-
ления для случая, когда ширина импульсов входного напряжения
щ составляет 120°. Если магнитное сопротивление выходного
сердечника магнитопровода записать в виде
mcos2(co^—60°+ф)], (5.19)
Ри(С. 5.17. Формы напряжений и токов в
U2= 160 В
трехфазном ТРС при £0 = 96 Б,
155
то с учетом (5.19) выражение для выходной мощности Р? можшх
представить подобно (5.18), т. е.
Р2 = (m7?0C/22/2<ow22) sin 2 (60—ср). (5.20)
Из (5.20) видно, что передача мощности из входной в выход-
ную обмотку происходит при фазовом угле в диапазоне 60... 150\
На рис. 5.16 показаны характеристики преобразования мощно-
сти для трехфазного ТРС. Использовались магнитопроводы с раз-
мерами (см. рис. 3.13): а = 25 мм, 6 = 40 мм, с = 42 мм, б/=85 mmf
е = 90 мм, §‘ — 25 мм, 6 = 85 мм. Входная и выходная обмотки име-
ли соответственно 200 и 300 витков. На рис. 5.16 мощность Ро —
вся передаваемая в трехфазную линию мощность переменного то-
ка. Как видно, мощность Ро регулируется от нуля до максимума
изменением фазового угла ср, т. е. от'60 до 90°. Наблюдавшиеся
формы напряжений и токов в линии показаны на рис. 5.17.
Г л а в а 6.
ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
НА МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫХ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ТРАНСФОРМАТОРАХ.
УНИФИКАЦИЯ
Широкое внедрение микроэлектронных способов создания уз-
лов и блоков аппаратуры обусловливает их неремонтопригод-
ность. В этом случае восстановление работоспособности аппара-
туры, укомплектованной перемонтируемыми узлами, сводится к
простейшей операции замены отказавших на исправные, что в
свою очередь вынуждает пользователя иметь необходимый ре-
зерв. Такой метод поддержания аппаратуры в работоспособном
состоянии увеличивает эксплуатационные расходы по мере роста
отпускной стоимости перемонтируемых ее частей. Отсюда самым
эффективным способом снижения эксплуатационных расходов на
ремонт является уменьшение разнотипности использованных я
конкретном образце аппаратуры функционально-аналогичных ус-
тройств, т. е. применение максимального количества унифициро-
ванных.
Под унификацией обычно понимают сведение к некоторому ра-
циональному количеству устройств данного вида, которое обеспе-
чивает решение практически всех задач в определенном интерва-.
ле значений основной функционально-потребительской характери-
стики этого устройства.
Однако простое сокращение типов близких по функциональ-
ному назначению устройств не всегда дает положительный эф-
фект. Польза от унификации может быть достигнута только ре-
шением ряда технических вопросов, тесно связанных между со-г
156 1
Конструктивная
связь
дле/твичесчая
связь
Рис. 6.1. Схематичное изображение
связей сопряжения ИВЭП
их численных значений; вы-
(для устройств с изменяемой
и _ _______ __- _ _А
бой. И чем сложнее унифицируе-
мое устройство, тем оно требует
более тщательной проработки.
Весь цикл работ по унифика-
ции можно разбить на этапы, ко-
торые желательно выполнять в
следующей последовательности:
определение необходимого и до-
статочного состава основных па-
раметров; установление диапазона
бор типовых структур построения
внутренней структурой, включающей звенья для выполнения оп-
ределенных функций — усиления, преобразования, фильтрации»
развязки, согласования и т. д.); оптимизация конструкции. Все
это должно выполняться в соответствии с заранее оговоренными
условиями эксплуатации.
. Особо важное значение имеет унификация вторичных источ-
ников питания, так как они являются наиболее массовыми по
номенклатуре составляющими частями аппаратуры и во многом
определяют ее надежность и технические возможности.
Вторичные источники питания являются промежуточными ус-
тройствами между СЭС и функциональной частью аппаратуры и
описываются большим количеством входных и выходных пара-
метров, часть из которых обладает свойством подчиненности.
Причем с аппаратурой (в отличие от СЭС) связи сопряжения мо-
гут быть как электрические, так и механические. Условия эксплу-
атации, как правило, являются общими для аппаратуры и ИВЭП
и зависят от того, где она используется: на открытом воздухе, в
заводском цеху, на морских судах, самолетах и т. п. Условно свя-
зи сопряжения ИВЭП можно представить схемой, приведенной на
рис. 6.1. На рисунке однонаправленной стрелкой показана жест-
ко подчиненная связь, а стрелкой с двойным направлением —
гибко подчиненная.
Следовательно, задача унификации ИВЭП может быть успеш-
но решена при условии «разрушения» жестких конструктивно-
параметрических связей или идентификации и сведения к единым
требованиям по условиям эксплуатации. Последнее означает, что
при разработке унифицированных ИВЭП необходимо придать им
такие свойства, которые обеспечили бы их нормальную работу в
широком диапазоне изменений условиц эксплуатации (темпера-
туры, вибрации, влаги и т. п.). Что касается гибких связей, то
они легко поддаются вариациям в таких пределах, при которых
унифицированный ИВЭП легко стыкуется с разной аппаратурой.
6.1. СТРУКТУРНО-ПАРАМЕТРИЧЕСКАЯ
И КОНСТРУКТИВНАЯ УНИФИКАЦИЯ
Вторичные источники питания описываются более чем деся
тью входными и выходными параметрами, состав и значение ко
торых меняются в зависимости от того, от какой первичной си-
стемы они получают электроэнергию, требованиям какой аппара-
туры необходимо удовлетворять (по уровню мощности, напря-
жения и его стабильности, количеству номиналов напряжений и
др.), каков характер обслуживания. Все это затрудняет унифика-
цию ИВЭП и во многих случаях вынуждает руководствоваться
не только техническими соображениями, но и экономическими и
производственно-технологическими как более определяющими.
Кроме того, существенное влияние" на универсальность ИВЭП
оказывают его внутренние характеристики, которые, на первый
взгляд, не затрагивают интересов потребителя. Это — схемное по-
строение тракта преобразования и передачи электроэнергии, ис-
пользованные комплектующие элементы, технология изготовле-
ния и др. Все перечисленные особенности если не прямо, то кос-
венным образом сказываются на том, в какой мере конкретный
тип ИВЭП будет обладать свойством универсальности. Поэтому
конструктор при разработке должен, с одной стороны, искать
возможность удовлетворить высоким требованиям потребителя
при максимально низкой стоимости, а с другой — требованиям
высокой серийноспособности производителя для достижения за-
данной рентабельности. Нахождение разумного компромисса ме-
жду этими взаимно противоречивыми требованиями — задача
весьма сложная и требует решения многих вопросов одновре-
менно.
Параметрическая стандартизация. Наиболее сложная задача
состоит в определении рядов параметров, поскольку в ее реше-
нии неизбежно возникает необходимость применения длительно-
го прогноза, в результате которого конструктору необходимо
«угадать», будет ли спрос на создаваемые унифицированные уст-
ройства через 5... 10 лет. Кроме того, следует учитывать также
сложившуюся практику, при которой потребитель всегда стоит
перед делемой: применить в разрабатываемой им же аппаратуре
покупной унифицированный или самостоятельно разработать
ИВЭП. Причем чаще принимается решение не в пользу унифи-
цированного, поскольку у потребителя в течение длительного вре-
мени формировалось убеждение, что унификация всегда приводит
к избыточности [34]. Поэтому унифицированный ИВЭП, создан-
ный в такой конкурентной борьбе, может победить, если он будет
обладать неоспоримыми преимуществами перед оригинальным.
Чтобы правильно сформулировать параметрический ряд, необ-
ходимо иметь четкое представление о том, поддается такое раз-
биение какому-либо закону или это числовая последовательность,
сложившаяся просто в результате многих факторов в процессе
практической деятельности человека.
Сформулировать строгие законы разбиения диапазона значе-
ний параметра на дискретный ряд для сложных устройств в сжа-
той и пригодной для практического использования форме — зада-
ча непростая и выходит за рамки данной книги. При необходи-
мости подробно с ними познакомиться читатель может обратить-
158
ся к многочисленной специальной литературе. Здесь ограничимся
только следующими общими рекомендациями, которыми необхо-
димо руководствоваться при создании номенклатуры унифициро-
ванных ИВЭП.
1. Число параметров, которые определены как основные для
создания таблицы-сетки, не должно превышать трех. В против-
ном случае параметрическая (типажная) сетка будет многомер-
ная и задача будет иметь бесчисленное множество решений, что
противоречит условию унификации.
2. Параметры не должны быть функционально зависимы меж-
ду собой, иначе, определив закон построения одного ряда, по ос-
тальным параметрам ряды значений будут производными, что
приведет к противоречию в решении оптимизационных задач по
формированию номенклатуры ИВЭП.
3. Параметры должны отражать основную сущность данного
устройства, вытекающую из его функционального назначения
(определения).
4. Значения параметров должны обладать устойчивостью, т. с,
не меняться в течение длительного времени (на протяжении не-
скольких жизненных циклов рассматриваемого устройства).
5. Параметры не должны обладать признаком подчиненности,
т. е. связи сопряжения по этим параметрам должны быть гиб-
кими.
Для ИВЭП перечисленным требованиям удовлетворяют два
параметра — выходное напряжение и выходной ток. Эти парамет-
ры являются независимыми друг от друга с точки зрения свобо-
ды выбора численных значений при установлении ряда, а не для
конкретного образца ИВЭП.
Выходное напряжение в совокупности для всех значений не
обладает признаком подчиненности. Однако конкретный его но-
минал (с учетом заданных допусков) уже заведомо установлен
государственными стандартами и является обязательным для раз-
работчиков ИВЭП и аппаратуры, поскольку для последних он
определяется элементной базой. Этот факт создает благоприят-
ные условия, которые для ИВЭП придают свойства унифициру-
емости. Условие устойчивости во времени выходного напряже-
ния обеспечивается не только отечественными стандартами, но и
международными межгосударственными документами, например
такими, как рекомендации МЭК.
Выходной ток ИВЭП является характеристикой с односторон-
ним ограничением снизу. Нижняя граница определяет функцио-
нальную пригодность в конкретном случае применения. Верхнее
значение строгой границы не имеет и, как правило, определяется
исходя из технико-экономических показателей.
Рассмотрим один из возможных подходов установления дис-
кретных значений тока для ряда унифицированных ИВЭП. Будем
считать, что потребляемый аппаратурой ток по одному каналу,
обеспечивающий ее штатный режим работы, равен /п. Тогда
выходной ток ИВЭП AblX— /п 1“ А/3=Iн + А/з, где А/з отражает за-
159
пас по мощности, значение которого зачастую определяется тре-
бованиями по надежности (облегчение режима).
Очевидно, что дискретный ряд будет приближаться энергети-,
чески к оптимальному, если
«г ’
Ai(rH)—Zhj = A/3j. (6.1)
Если изобразить в виде кривой всю совокупность случаев тре-
буемых токов потребителя для ИВЭП одного номинала выход-
ного напряжения, то /п будет иметь практически непрерывный
возрастающий характер. Формирование дискретного ряда по ус-
ловию (6.1) привело бы к слишком малому шагу. Эффект от та-
кой унификации может оказаться не положительный, а отрица-
тельный.
В качестве приемлемого компромиссного решения можно сфор-
мулировать дискретный ряд таким образом, чтобы любое значе-
ние тока /н в интервале между соседними нормализованными
номиналами набиралось путем комбинации (суммы) предыду-
щих /Нг с точностью до Д/Зь При этом первое нормализованное
значение /Н1 должно приближаться к условию A/3i=C “ Ли- Так,
например, если принять /Н1~1А, то полный нормализованный
ряд будет 1, 3, 5, 10, 25, 50, ... А.
Для технической реализации этого положения необходимо,
чтобы ИВЭП обладали способностью работать впараллель (на
одну нагрузку) без дополнительных настроечных работ. Такое
свойство можно придать ИВЭП, сформировав при его разработке
специальную выходную характеристику, показанную на рис. 6.2.
Положение рабочих участков выходных характеристик системы
из четырех параллельно соединенных модулей показано точками
zj, б. Точка а характеризует вхождение соответственно модулей
М2, М3, М4 в режим параллельной работы с модулем Ml.
У модулей ИВЭП на основе МЭТ по физике их работы вы-
ходная характеристика имеет падающий характер, обеспечивая
их возможность параллельной работы. Автоматическое выравни-
вание координат рабочих точек (совмещение рабочих участков)
на выходных характеристиках
Рис. 6.2, Выходные характери-
стики параллельно включаемых
модулей
происходит за счет подгрузки того
модуля, у которого выходное на-
пряжение несколько выше, чем у
других.
Таким образом, параметриче-
ская сетка ИВЭП будет содер-
жать всего два параметра, один
из которых является классифи-
кационным (выходное напряже-
ние), а другой — энергетическим
(выходной ток). В представлен-.,
ной на рис. 6.3 типажной сетке
знаком « + » обозначен массив
разрешенных значений для разра-
160
Рис. 6.3. Таблицы-сетки основных параметров ИВЭП:
а—с питанием от сети переменного тока; б — с питанием от сети постоянного тока
ботки унифицированных ИВЭП. Способ отнесения к разрешенно-
му или запрещенному значению может быть аналогичен описан-
ному выше или какой-либо другой, например на практике часто
используется экспертный опрос.
Структурная типизация. Структурное построение ИВЭП, с од-
ной стороны, должно отвечать параметрическим рядам, а с дру-
гой — не должно сдерживать повышение технического уровня.
Динамика совершенствования технического уровня характерна
тем, что она определяется необходимостью удовлетворять посто-
янно возрастающим требованиям технического прогресса. Необ-
ходимы постоянное совершенствование и использование новых
схемотехнических решений и комплектующих элементов, на кото-
рых базируется достигнутый технический уровень. Появление но-
вой элементной базы по срокам опережает время, затрачиваемое
на разработку, серийный выпуск и внедрение в аппаратуру оче-
редного поколения ИВЭП. Постоянному внедрению всех дости-
жений в области элементной базы в какой-то мере препятству-
ют условия серийного производства, которые требуют постоянст-
ва технологии изготовления ИВЭП и не в состоянии меняться с
таким темпом, с каким появляются новые комплектующие изде-
лия. При определенных условиях и унификация, в основе которой
постоянство как конструкции, так и технологии его изготовления,
может стать сдерживающим фактором в развитии ИВЭП.
Чтобы не создать препятствий росту технического уровня с
необходимой дискретизацией во времени и по основным показа-
телям при определении типового структурного построения ИВЭП
необходимо учитывать следующее:
1. При постоянном совершенствовании элементной базы и
схемных решений, входные и выходные (потребительские) харак-
теристики должны оставаться неизменными.
2. Каждому новому поколению ИВЭП необходимо обеспечи-
вать структурную наследственность в характерных точках (вход,
выход) и допускать свободу выбора технических решений на уча-
стке тракта передачи и преобразования электроэнергии между
этими точкам и.
161
3. Вид и постоянство технологии не должно накладывать ог-
раничений на применение схемных решений и комплектующих
элементов, определяемых структурным построением.
4. Структурное построение не должно ограничивать возмож-
ность организации электропитания аппаратуры с помощью уни-
фицированных ИВЭП от сетей и систем электроснабжения с
различными характеристиками.
Обобщение опыта разработок зарубежных ведущих фирм и
отечественной промышленности [1,2] позволяет свести все разно-
образие ИВЭП к трем одноканальным структурам, на которых
они базируются. Это в какой-то мере отражает и психологию по-
требителя, желающего приобрести готовый ИВЭП, вместо того,
чтобы его разрабатывать, поскольку при решении покупать или
разрабатывать, он ориентируется по входным, выходным харак-
теристикам ИВЭП и его технико-экономическим показателям.
На рис. 6.4 приведены типовые структуры, удовлетворяющие
отмеченным выше условиям, если их оценивать по характерным
точкам, к которым приводятся связи сопряжения. Наличие раз-
ных по характеристикам сетей и систем электропитания, к кото-
рым подключаются ИВЭП, ведет к необходимости иметь и мо-
дификацию показанных на рис. 6.4 типовых структур, различная
комбинация которых позволяет создавать необходимые системы
вторичного электропитания, как показано в качестве примера на
рис. 6.5.
Унификация конструкции. Унификация состоит в создании ог-
раниченного ряда стандартных корпусов, позволяющих пере-
крыть широкий диапазон выходных мощностей, определяемых
таблицей-сеткой основных параметров. Этот ряд должен удовлет-
ворять условию получения максимальных удельных характерис-
тик и обеспечивать необходимый тепловой режим.
Обеспечение наименьших габаритов ИВЭП при сохранении вы-
сокой стабильности выходных характеристик требует решения
ряда вопросов, тесно связанных друг с другом: выбор формы
корпуса и обеспечение максимума отвода тепла, зависящего от
окружающих условий, способа охлаждения, времени непрерыв-
ной работы, мощности рассеяния (КПД), и т. д. Увеличение
среднеобъемной температуры ИВЭП, а значит и допустимой
мощности рассеяния, позволит повысить его удельные характери-
стики.
Рис. 6.4. Типовые структуры ИВЭП*.
а — с питанием от сети переменного одно- и трехфазного тока и с промежуточным пре-
образованием; б — с питанием от сети переменного тока (на основе МЭТ); в — с пита-
нием от сети постоянного тока
162
Рис. 6.5. Система вторичного
электропитания на основе уни-
фицированных ИВЭП
-->.
Рис. 6.6. к вопросу расчета ря-
да корпусов
Конструктивное оформление также имеет важное значение,
так как оно определяет не только условия охлаждения, но и удоб-
ство компоновки в аппаратуре, эксплуатации, защиту активной
схемы от механических, климатических воздействий и электро-
магнитных помех. Корпус ИВЭП должен обеспечивать механиче-
скую совместимость с несущей конструкцией аппаратуры.
С развитием микроэлектроники проблема повышения коэффи-
циента объемного заполнения теряет свою актуальность, так как
максимальный объем практически ограничивается поверхностью,
необходимой для рассеяния тепла, обусловленного внутренними
потерями. Если коэффициент объемного заполнения при навесном
монтаже и дискретных элементах составлял 0,6 ... 0,8, то в ИВЭП,
выполненных по гибридно-пленочной технологии, он не превыша-
ет 0,2 ... 0,3. Исходя из того что объем ИВЭП определяется не ак-
тивной схемой (суммой объемов всех элементов вместе с деталя-
ми их крепления), а поверхностью, необходимой для рассеяния
внутренних потерь, решить задачу оптимизации ряда корпусов и
нормализовать их размерами представляется возможным.
Одно из условий оптимальности конструкции является устой-
чивость во времени всех типоразмеров. На рис. 6.6 приводится
пояснение указанного условия создания ограниченного устойчиво-
го во времени типоразмерного ряда корпусов ИВЭП. По оси абс-
цисс отложено время (периоды) появления нового по-
коления ИВЭП. Кривая отражает рост одного из показателей
технического уровня — удельной объемной мощности. Ряд кор-
пусов должен быть ограниченным и в то же время достаточным,
чтобы при переходе от одного поколения (соответствующего вре-
мени ti) к последующему (Z2) мощность ИВЭП Р\ «вмещалась» в
следующем типоразмере корпуса, -соответствующем 12 с мини-
мальной избыточностью. За норму избыточности можно принять
значение 0,2... 0,3, соответствующее принятой в практике недо-
грузке для повышения надежности. Таким образом будет выпол-
нено требование серийного производства — постоянство во време-
153
ни конструкционной части ИВЭП — и требование потребителя —•
повышение технического уровня.
Основные расчетные соотношения для оптимизации типоразмер-
ного ряда корпусов базируются на теории теплопроводности.
Исходя из необходимости конструктивной совместимости ИВЭП
с базовыми несущими конструкциями аппаратуры [34], форма
корпуса должна быть прямоугольного вида, применительно к ко-
торой и будут проведены рассуждения.
Мощность рассеяния внутри ИВЭП, зависящую от номиналь-
ного значения выходного тока и внутреннего сопротивления, мож-
но выразить через КПД:
где Рп — выходная полезная мощность; ц — КПД ИВЭП.
В стационарном тепловом режиме входящий поток тепла Рра.с
полностью рассеивается в окружающее пространство путем разде-
ления на поток Рт, отводимый за счет теплоотдачи через посредст-
во сопрягающихся с корпусом различных конструктивных элемен-
тов (через посадочные места); поток Рк, отводимый конвекцион-
ным путем; поток Рл, отводимый путем излучения.
Уравнение баланса будет иметь вид
Ррас ~ Рт + Рк + Рп- (6-3)
Определение минимально необходимой поверхности рассеяния ,,
должно проводиться из следующего условия (работы в воздухе):
Рк+Рл^Рт. (6.4)
Оно диктуется тем, что крепление ИВЭП в аппаратуре может
осуществляться на основании со значительно меньшим коэффи-
циентом теплопроводности, чем коэффициент теплопроводности по-
садочного места корпуса, которое, как правило, выполняет одно-
временно роль гладкого радиатора. Выполнение этого условия по-
зволит не накладывать никаких ограничений по установке и
креплению ИВЭП, кроме окружающей температуры, но при окон-
чательном определении линейных размеров условие (6.4) долж-
но быть учтено поправочным коэффициентом.
Таким образом, основным исходным уравнением для расчета
теплоотводящей поверхности будет
Ррас-аЗ(/к-М, (6.5)
где а —ак + ап — коэффициент теплоотдачи гладкой поверхности;
«л, ак — лучистый и конвективный коэффициенты теплоотдачи
гладкой поверхности; /к, tc — температуры корпуса и среды соот-
ветственно; S — поверхность корпуса, участвующая в отводе
тепла.
Кроме того, следует отметить, что расчет эффективной поверх-
ности по уравнению (6.5) действителен для плотной компоновки
элементов, вследствие чего явление конвекции внутри корпуса
отсутствует, а основные потоки тепла от греющихся элементов к
164
поверхности корпуса передаются за счет теплопроводности кон-
струкции, тем самым обеспечиваются низкое тепловое сопротив-
ление и перепад температуры.
Из (6.5) следует, что минимально необходимая теплоотводя-
щая поверхность является функцией многих переменных: КПД,
допустимой температуры корпуса, температуры окружающей
среды, коэффициента теплоотдачи. Коэффициент теплоотдачи в
свою очередь является функцией многих физических и геометри-
ческих свойств излучающей поверхности и окружающей среды.
Для определения ал и ак можно воспользоваться выраже-
ниями:
ССл — Вф/ (Д, Д) > (6-6)
ак==1,ЗД (^°УМ , . (6.7)
ч /
где е — коэффициент, учитывающий степень черноты; ф — коэф-
фициент облученности; /(Д, Д)—функция температур; А — ко-
эффициент, учитывающий физические параметры среды, — вели-
чина табличная; I — наименьшая сторона поверхности (см. рис.
6.10).
С учетом (6.5) — (6.7) поверхность охлаждения, обеспечива-
ющая среднеповерхностную температуру,
Т’п (£-1)
Для расчета теплоотводящей поверхности примем следующие
значения входящих в нее величин:
. 1. Для черненной или окрашенной поверхности е = 0,9.
2. ф=1 из условия, что поверхность гладкая и окружена не-
ограниченным пространством.
3. Коэффициент А и функция f(/K, Д) определяются по табли-
цам для различных температур.
Среднеповерхностный перегрев (Д—Д) определяется из усло-
вия допустимой температуры нагрева р-п перехода полупроводни-
ковых приборов и микросхем, для чего можно использовать элек-
тротепловую аналогию. На рис.
6.7 приведена полная тепловая
эквивалентная схема системы
переход — корпус транзистора
(или подложка) — корпус ИВЭП —
среда.
В стационарном режиме емко-
сти не учитываются, поэтому
формула для расчета среднеповерх-
ностного перегрева приобретает про-
стейший вид:
Яп.с= (/п-/с)/Ррас. (6.9)
Рис. 6.7. Электротиповая модель
гибридно-пленочного ИВЭП:
Сп.к» ^к.т» Д.с — тепловые емкости
системы переход —корпус транзисто-
ра — корпус ИВЭП —среда; Нп к,
2?т с — соответствующие тепловые со-
противления; Рпот —- мощность потерь
165
5*, см?
Рис. 6.8. Зависимость поверхности
корпуса от КПД при мощности
потерь:
3 (кривая /); 6 (кривая 2); 10 (кривая
3)\ 15 (кривая 4); 25 (кривая 5) Вт
Рис. 6.9. Зависимость характерного
размера от мощности рассеяния при
ДТ=И5°С (кривые 3, 4) и Д7’=25ОС
(кривые 1, 2)
С другой стороны, пренебрегая малым термическим сопроти-
влением 7?к.т (0,1+0,2)°С/Вт,
Лп.с-1/1,16 aS
Из (6.8) и (6.9), имеем
= {tn—/с) =Ppac/l,16aS.
(6.10)
(6.И)
Используя соотношение (6.6) — (6.10), рассчитывают необхо-
димую теплоотводящую поверхность. Для проведения расчета
можно воспользоваться вспомогательными графиками (рис. 6.8,
6.9) для нахождения необходимых теплоотводящих поверхностей
Таблица 6.1
Тип Типораз- мер Габариты корпуса, мм
Длина Высо- та Шири- на
I I—I 120
I—II 300 180 60
I—III 40
II II—I 80
II—II 200 120 60
II—III 40
II—IV 20
III III—I 40
III—II 100 60 20
III—III 10
IV IV—I 40
IV—II 80 60 20
IV—III 10
V V—I V—II 60 40 20 10
Т 66
и параметра L в зависимости от
мощности рассеяния.
Для конструктивного испол-
нения, показанного на рис. 6.10,
расчет следует выполнить из ус-
ловия
5эф-5к + 5р, (6.12)
где 5Эф — эффективная теплоот-
водящая поверхность; SK — по-
Кори у с Радиатор
Рис. 6.10. Расчетная форма
корпуса
верхность корпуса без учета радиатора; 3Р — поверхность радиа-
тора.
Поверхность собственно корпуса Зк = у5Эф, где у== Уакт.сх/Кк,.
при этом у = 0,2 ... ОД
В этом случае целесообразно создание ряда радиаторов для
соответствующего ряда корпусов ИВЭП. Расчет поверхности ра-
диатора проводится с учетом условий, изложенных в [35]; радиа-
тор ребристый прямоугольной формы. Следующим шагом явля-
ется переход от теплообменных поверхностей к линейным разме-
рам корпусов. Задача эта не представляет большой трудности и
здесь не приводится.
В табл. 6.1 приведены расчетные размеры предпочтительного
ряда корпусов, которые могут быть приняты за базовые.
6.2. НАДЕЖНОСТЬ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
При использовании унифицированных ИВЭП (далее изделий)
ожидается не только уменьшение стоимости разработки и эксплу-
атации аппаратуры, ко и повышение ее надежности. Основой для
такого вывода служат более высокая надежность унифицирован-
ных изделий и возможность более высокой кратности резервиро-
вания при одном и том же числе резервных элементов.
Для оценки возможности повышения надежности аппаратуры
за счет применения в ней различного числа унифицированных
ИВЭП и заданного (необходимого) числа запасных изделий рас-
смотрим следующую задачу. Пусть в аппаратуре применено Лг
изделий, в принципе сводящихся к полным аналогам. К этой ап-
паратуре придан ЗИП, состоящий из Л4 аналогичных изделий.
Для простоты расчета примем, что все они равнонадежны.
Для определения зависимости общей надежности аппаратуры
от числа изделий и кратности их резервирования воспользуемся
формулой для расчета вероятности безотказной работы аппарату-
ры при использовании в РЭА скользящего резервирования [36]
м
Ра = S C^+MP^~‘(i^Py , (6.13)-
i~= О
где Р — вероятность безотказной работы одного изделия; С — чи-
сло сочетаний из jV-|-7W изделий по I (0, 1, 2, ..., М).
Как известно, скользящим резервированием считается резер-
вирование замещением, при котором группа одинаковых основ-
ных изделий резервируется определенным числом резервных, каж-
дый из которых может быть включен взамен любого из основных.
При этом кратность резервирования ki определяется отношением’
числа однотипных основных изделий Ni к числу таких же резерв-
ных Mi.
Применение скользящего резервирования экономически наибо-
лее целесообразно, так как в этом случае аппаратура при задан-
167'
ном уровне надежности имеет меньшую массу, габариты, стои-
мость, требует меньшего объема ЗИП. Более широкое примене-
ние унифицированных изделий существенно расширяет возмож-
ности для применения скользящего резервирования.
Определим по (6.13) вероятность безотказной работы аппа-
ратуры в зависимости от сокращения номенклатуры применяемых
в аппаратуре изделий при неизменном общем их числе и повы-
шения кратности резервирования.
Для простоты расчета примем тогда формула (6.13) за-
пишется в виде
лг ' , >
Ра = S C2n P^(i - Р)(6.14)
f=0
В табл. 6.2 приведены данные расчета для двух групп по пять
-основных и пять резервных однотипных ИВЭП в каждой. Число
типономиналов в каждой группе изменяется в результате унифи-
кации от пяти до единицы. Вероятность безотказной работы од-
ного изделия для сравнения принята 0,8 и 0,9.
На основании данных таблицы мо-
жно получить соотношение вероятно-
стей безотказной работы аппаратуры
в зависимости от общёго числа ис-
пользуемых в ней изделий и кратности
скользящего резервирования k при раз-
личном сочетании унифицированных и
оригинальных ИВЭП в аппаратуре. Ре-
зультаты расчета приведены на рис.
6.11. Из рисунка видно, как заметно
повышается надежность аппаратуры
при сокращении разнотипности ИВЭП,
т. е. увеличении числа унифицирован-
ных.
Рис. 6.11. Зависимость коэффи-
циента резервирования от за-
данной надежности при различ-
ном числе используемых ИВЭП
Таблица 6.2
Вероятность безот- казной работы из- делия Число изде- лий в группе Вероятность безотказной работы группы без ре- зерва Вероятность безотказной ра- боты группы при скользя- щем резервировании
1 0,8 0,96
2 0,64 0,97
0,8 3 0,51 0,98
л" 4 0,41 0,99
5 0,33 0,994
1 0,9 0,99
2 0,81 0,996
0,9 3 0,73 0,998
4 0,66 0,9995
5 0,59 0,9998
168
6.3. ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Расширение применения в РЭА унифицированных комплекту-
ющих узлов поставило перед разработчиками дополнительные
задачи, от правильного решения которых зависят многие эксплуа-
тационные характеристики аппаратуры и ее экономические пока-
затели. К таким задачам относятся, в частности, особенности ра-
счета и конструирования аппаратуры, специфические особенности
эксплуатации, ремонта, расчет состава ЗИП и др. Один из важ-
ных вопросов — сокращение расходов на разработку и эксплуа-
тацию аппаратуры и повышение ее надежности.
Рассмотрим методику выборе оптимального числа унифициро-
ванных комплектующих изделий для решения этих задач [37]. В
общем случае при конструировании аппаратуры конкретного ти-
па возможны три случая использования комплектующих изделий:
неунифицированные (оригинальные), т. е. вновь разрабатывае-
мые для данного типа аппаратуры: только унифицированные;
унифицированные и оригинальные изделия в различных количе-
ственных соотношениях.
Выбор того или иного варианта комплектации зависит от раз-
личных факторов, однако прежде всего необходимо учитывать
следующее. В каждой конкретной аппаратуре из общего числа
схемных позиций N всегда имеется mi позиций, в которых можно
применить унифицированные изделия. Характерным примером
этого служит применение унифицированных ИВЭП. В схеме так-
же существует m^N—т1 схемных позиций, в которых невозмож-
но целиком использовать унифицированные изделия. В общем
случае число таких позиций зависит от новизны разработки, на-
личия принципиально новых функциональных задач, решаемых
данной аппаратурой, и других факторов.
Применение унифицированных изделий в т2 схемных позици-
ях в принципе возможно, но не всегда целесообразно. Применение
оригинальных изделий в mi схемных позициях приводит к допол-
нительным потерям как при производстве аппаратуры, так и при
ее эксплуатации за счет более высокой стоимости этих изделий.
Кроме того, зачастую надежность аппаратуры снижается с увели-
чением числа использованных в ней менее надежных неунифици-
рованных изделий.
Для определения оптимального соотношения унифицирован-
ных и неунифицированных изделий рассмотрим влияние степени
унификации ИВЭП на стоимость эксплуатации аппаратуры. Рас-
смотрим составляющие ее стоимости, введя обозначения: с 2У—
стоимость разработки и эксплуатации аппаратуры, обусловлен-
ная унифицированными изделиями, приведенная к одному изде-
лию в составе аппаратуры; с2н — стоимость разработки и эксплуа-
тации аппаратуры, обусловленная неунифицированными изделия-
ми, рассчитанная на один элемент аппаратуры; су, сн— стои-
мость одного унифицированного и одного неунифицированного
169
изделий; с3.у, с3.н — стоимость запасного элемента, рассчитанная
на один унифицированный и один неунифицированный элементы
в составе аппаратуры; со.у, Со.н — стоимость обслуживания одно-
го унифицированного и одного неунифицированного изделий;
£п.у — стоимость потерь (на одно изделие) при эксплуатации
аппаратуры, изготовленной из унифицированных изделий, за счет
неэффективного их использования; ср.н — дополнительные расхо-
ды, рассчитанные на один элемент в составе аппаратуры, направ-
ленные на повышение надежности аппаратуры из неунифициро-
ванных изделий (например, путем резервирования). Если унифи-
цированные и неунифицированные изделия равнонадежны, то
€р.н = 0. Однако практика показывает, что неунифицированные
изделия менее надежны.
Запишем выражения для суммарной стоимости унифицирован-
ного и неунифицированного элементов:
^2 У С\ + сз.у
(6.15)
3“ ^а.н “Ь ^о.н £р.н*
(6.16)
Суммарный расход на разработку и эксплуатацию аппарату-
ры, когда число унифицированных и неунифицированных изделий
соответствует числу схемных позиций и т2у
сОб=" + m2cSH- (6.17)
Если в аппаратуре изменять число используемых унифициро-
ванных и неунифицированных tij изделий, то можно определить
такое соотношение между ними, что при отклонении в ту или дру-
гую сторону будут возрастать дополнительные потери. При этом
избыточные потери за счет использования унифицированных изде-
лий в т2 схемных позициях составят:
^изб.у ^2 (^2у Csh/ ^2 бу»
(6.18)
а за счет применения неунифицированных в схемных пози-
циях
^изб.н (^Sh С2у) (6.19)
Используя (6.17) и (6.18), можно записать выражение для
определения минимальных расходов на эксплуатацию
со.б
1 \ л г / ^1 ^опт
1——) бн+т-—
Шопт / \ /V — /Иопт
(6.20)
где топт — число схемных позиций, которые обеспечивают мини-
мальные расходы при использовании в них унифицированных и
неунифицированных изделий соответственно.
Выражение (6.20) верно при следующих условиях: О^п^
^7^rZonT,yj 0п;гД-Ш-опт.н; мj = Л/”; Щспт.у_г^0ПТН~Л^. Из соотно-
шения (6.20) следует, что оптимальное число унифицированных
изделий Пг, соответствующее минимуму экономических потерь,
всегда превышает число схемных позиций имеющих абсолют-
ные аналоги унифицированных изделий.
170
В тех случаях, когда все схемные позиции сводятся к абсо-
лютным унифицированным аналогам или не сводится ни одна из
них, пользоваться выражением (6.20) смысла не имеет, так как
первое или второе слагаемое правой части превращается в неоп-
ределенность. Это и подтверждает тот факт, что утверждение о
целесообразности стопроцентного использования унифицирован-
ных изделий, как и наоборот, неправомочно. Всегда существует
разумный компромисс.
Зачастую на практике недостаточно использование только
экономических показателей для оценки эффективности использо-
вания того или другого изделия. Поэтому технико-экономическая
оценка может быть проведена с учетом и других составляющих.
В общем случае выражение для ТЭП с учетом рекомендаций,,
приведенных в [38], может быть записано в виде сложной функ-
ции: У=&1О4-&2у+&зРпот+:АД + £5Сэ, где G, у — масса и объем
ИВЭП соответственно; Рпот— электрические потери; К — показа-
тель надежности; сэ — экономические расходы, приведенные к од-
ному изделию; ki ... k5 — размерные коэффициенты.
Расчет первых четырех слагаемых труда не составляет. Ос-
новная трудность состоит в определении сэ. Для ориентировоч-
ных расчетов можно воспользоваться выражением
Сэ = кСтл,
t
где + £=1,2,3,...,/,— число изделий, нахо-
дящихся в эксплуатации; са — расходы на эксплуатацию, при-
веденные к одному изделию.
Сложность состоит в том, что не всег-
да известно, какое число изделий будет
поступать в эксплуатацию по годам. Од-
нако ошибка в определении 7VK для срав*
нительной оценки эффективности исполь-
зования того или другого изделия сущест-
венной роли не сыграет.
На рис. 6.12 приведены расчетные кри-
вые зависимости избыточных потерь от
количества неунифицированных ИВЭП,
используемых в N схемных позициях ап-
паратуры. Расчет проводился с учетом
требуемой надежности по данным рис.
6.11.
Рис. 6.12. Зависимость избы-
точных экономических по-
терь от числа неунифициро-
ванных ИВЭП
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Радиоэлектроника в своем развитии прошла три стадии интег-
рации: конструктивно-технологическую, функциональную и физи-
ческую. На каждой из стадий решались задачи миниатюризации,
171
снижения расходов материалов и энергии, повышения надежнос-
ти и улучшения характеристик элементов, компонентов, аппара-
тов, В этом смысле поразительные успехи достигнуты в области
несиловой электроники. Многофункциональные трансформаторы
являются практической реализацией указанных видов интеграций
в области силовой электроники.
Развитие ИВЭП идет по пути усложнения их функций, уве-
личения числа преобразовательных операций и достаточно дина-
мичном изменении требуемых значений выходных характеристик.
Благодаря достигнутым успехам в области миниатюризации фун-
кциональной аппаратуры определилась постоянная диспропорция
по удельным показателям аппаратуры и ИВЭП в сторону отста-
вания последних. Это ставит перед разработчиками ИВЭП зада-
чи постоянного поиска путей их совершенствования и в первую
очередь усилия направляются на повышение удельных характе-
ристик и-снижение потерь.
Высокий уровень технико-экономических показателей не может
быть достигнут без соответствующей элементной базы, т. е. каж-
дому поколению ИВЭП должно соответствовать свое поколение
комплектующих элементов. Характерной особенностью как про-
цесса развития ИВЭП, так и элементной базы, является исполь-
зование одних и тех же конструктивных, схемно-технических и
технологических способов их создания. Однако, если для произ-
водства ИВЭП наблюдается перенос технологических приемов,
присущих производству комплектующих элементов, то по схем-
ному построению тенденция обратная. Так, например, такие важ-
нейшие составные части ИВЭП, как стабилизатор и схема уп-
равления разрабатываются в виде отдельного узла на основе по-
лупроводниковой технологии. Это позволило достичь предельных
значений удельных показателей, в то время как на дискретных
элементах они на порядок ниже. Однако доля объема, занимае-
мая мощными микросхемами в современных ИВЭП, составляет
менее 5%. Поэтому дальнейшее совершенствование идет в на-
правлении создания интегрированных элементов, содержащих ре-
активности.
Характерной особенностью развития элементной 'базы для
ИВЭП является то, что при переходе от одного поколения к дру-
гому все больше проявляется их функциональная и параметри-
ческая взаимосвязь. Особенно она прослеживается между реак-
тивными элементами с повышением частоты преобразования.
В последнее время внимание специалистов привлекла возмож-
ность использования в преобразователях резонансных явлений.
Подобные преобразователи обладают рядом неоспаримых преи-
муществ перед ключевыми. Это высокие удельные характеристики
(порядка 1 кВт/дм3 без учета теплоотвода), низкий уровень по-
терь, помех, пульсаций, что обусловлено неразрывностью проте-
каемого через ключевой элемент тока. Однако здесь силовой
ключ превращается из регулирующего органа в синхронный, пе-
реключение которого строго увязано с переходом волны тока че-
172
рез нуль. Неэффективность совмещения в силовом элементе од-
новременно и ключа и регулирующего элемента заставила вновь
обратиться к электромагнитным компонентам (многофункциональ-
ным трансформаторам), изменяя реактивный параметр которых
можно осуществлять регулирование без активных потерь.
Очевидно, что при применении промежуточного преобразова-
ния характеристики теряют свою независимость, что особенно
проявляется в мегагерцевом диапазоне частот, поэтому разра-
ботка элементов и ИВЭП должны быть тесно связаны. Другими
словами это означает, чго желание сохранить элемент в виде са-
мостоятельно развивающегося изделия встречает все больше тех-
нических трудностей. С другой стороны, условия серийного про-
изводства не в состоянии оперативно обеспечить слишком боль-
шукжноменклатуру элементов, т. е. проблема унификации ИВЭП
становится все более острой.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Сверхгенераторы. М. К. Белкин, Г. И. Кравченко, Ю. Г. Скоробутов, Б. А.
Стрюков. — М.: Радио и связь, 1983. — С. 40, 50.
2. Гурвич И. С. Защита ЭВМ от. внешних помех. — М.: Энергоатомиздат,
1984. —222 с.
3. ГОСТ 31021—80. Общие ТУ. Устройства числового программного управле-
ния.
4. ГОСТ 19705—81. Система энергоснабжения самолетов и вертолетов. Клас-
сификация. Требования к качеству энергоснабжения.
5. Everett С. High — frequency off — line Switching Power Supplies//EDN. —
1986.— Vol. 31, N 8. — P. 130—147.
6. Нейман Л. P., Демирчян К. С. Теоретические основы электротехники. —
М.: Энергия, 1966. — Т. 2. — С. 282—378.
7. Задерей Г. П. Многофункциональные магнитные радиокомпоненты. — М.:
Сов. радио, 1980. — 136 с.
8. Murgatroyd Р. N., Walkar N. F. Jumped-circuit Model for Inductorcapacitor
Hybrid/Electronic Letters.— 1976, -Vol. 12, N 1. — P. 2—3.
9. Татур T. А. Электромагнитное поле в реальных средах. — Киев: Наукова
думка, 1976. — 32 с.
10. Kusko A., Cain F. Ionized Magnetics Workshop//IEEE Trans on Magnetics.—
Vol. MAG-12, N 4. — July. — 1976. — P. 1237.
11. A. c. 391618 (СССР). M. Кл. H01F333/02. Устройство для изменения фа-
зы/Г. П. Задерей, Ю. Р. Райнгольд, Т. С. Ключева и др. — Опубл. 1979.
Б юл. № 35.
12. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры/К- Б. Мазель,
Ч. И. Хусаинов, Г. И. Затикян и др.; Под ред. Г. С. Найвельта. — М.:
Радио и связь, 1985. — 575 с.
13. Ромаш Э. М. Источники вторичного электропитания радиоэлектронной ап-
паратуры. — М.: Радио и связь, 1981. — 223 с.
14. Пилинский В. И. Источники вторичного электропитания с бестрансформа-
торным входом для электронной аппаратуры. — Киев: КИИ, 1985. —
С. 16—21.
15. Мкртчян Ж. А. Электропитание электронно-вычислительных машин. — М.:
Энергия, 1980. — 205 с.
16. Орехов В. И., Куцко М. Е., Груздев Н. И. Низковольтные сильноточные
источники вторичного электропитания РЭА. — М.: Радио и связь, 1086.—
103 с.
17. Бирман Г. Повышение надежности и уменьшение габаритов источников пи-
тания (обзор)//Электроника. — 1985. — № 19. — С. 15—17.
173
18. А. с. 817924 (СССР). М. Кл3 Н02М7/06. Преобразователь переменного
напряжения в постоянное/Г. П. Задерей, В. Р. Иванов, Л. В. Карданов в
др. — Опубл. 1981, Бюл. № 12.
19. Станевко В. Н., Горшечников В. А., Евдокимов Б. А. Источники вторничного
электропитания для радиоэлектронной аппаратуры на основе индуктивных*
параметрических генераторов.//Материалы семинара «Высокоэффективные ис-
точники системы вторичного электропитания РЭА». — М.: Общество «Зна-
ние» РСФСР. 1986. — С. 73—76.
20. Задерей Г. П. Устройства питания на основе многофункциональных элект-
ронно-магнитных трансформ аторов//Электрон на я промышленность. — 1979.
— № 7. — С. 14—19.
21. Progress in Power Supplies//EDN. — 1973. — Vol. 18, N 12. — P, 150—151.
22. Солдатов C. E., Кордаков Л. В. Управляемые потоком трансформаторы для
вторичных источников питания радиоэлектронной аппаратуры//Электронная
техника. Сер. Радиодетали и радиокомпоненты. — 1983. — Выл. 4. —
С. 3'1—34.
23. Рогозин В. А., Задерей Г. П., Евстигнеев А. С. Сетевые фильтры-стабили-
заторы на основе параметрического трансформатора//Электронная техника.
Сер. Радиодетали и радиокомпоненты. — 1985. — Вып. 1. — С. 33—36.
24. Sekino U. Development of Converters in NTT//IEEE. Trans, on Magnetics—.
1979.—Vol. MAG-15. N 1, —P. 15—22.
25. Applications of the Cross Transformer/Y. Tshigaki, M. Hosona, M. Yasumura,.
H. Sakamato//IEEE Trans, on Magnetics. — 1982. — Vol. CE-28, N 3. — P.
305.
26. Митрофанов А. В., Щеглов А. И. Импульсные источники вторичного элект-
ропитания. — М.: Радио и связь, 1985. — С. 13—16.
27. Cuk S. Magnetische Jntegration Drosselen und Transformatoren in einem Mag-
netkreis//Elektronik-praxis.— 1982. — Vol. 17, N 2. — P. 34—39.
28. Jates W. The New Look in Power Supplies.//Electronic Products. — 1986.—
Vol. 29, N 1 — P. 40—44.
29. Кук С. Ключевой преобразователь постоянного тока с нулевым уровнем
пульсаций входного и выходного токов. — М.: Всесоюзный центр переводов/
пер. № Л-45969, 1985. — С. 82.
30. Задерей Г. П., Земляков Ю. В. Система импульсно-фазового управления
на основе управляемых трансфазо!Вращателей//Электронная техника. Сер. Ра-
диодетали и радиокомпоненты. — 1984. — Вып. 1. — С. 25—28.
31. Лещенко В. А. Станки с числовым программным управлением. — Мл Ма-.
шиностроение, 1979. — 502 с.
32. Fam W. Z., Sen Р. К. The Operation of a Parametric Transformer between Two
Busbars//IEEE Trans. On Magnetics — 1975. — Vol. PAS-94, N 3. — P. 858—
865.
33. Jchinokura O., Kikuchi S., Murakami K. Operating Characteristics of Coupling-
decouoling Transformer//IEEE Trans. On Magnetics—1983. — Vol. MAG-19,
N 5. — P. 765—773.
34. Костиков В. Г., Никитин И. Е. Источники электропитания высокого напря-
жения РЭА. — М.: Радио и связь, 1986. — 200 с.
35. Заика П. Н., Завалишин П. И. Некоторые вопросы унификации вторичных
источников электропитания//Тез. докл. 3-й Всесоюзной научно-технической
конференции «Проблемы преобразовательной техники». — Киев, 1983. —
С. 158—161.
36. Шишонок Н. А. Основы теории и эксплуатации радиоэлектронной техники.
— М.: Сов. радио, 1984. — 119 с.
37. Заика П. Н., Попов Л. П. Определение зависимости эксплуатационных ха-
рактеристик радиоэлектронной аппаратуры от уровня унификации комплек-
тующих изделий/Стандарты и качество, приложение 1975, № 5. — С. 31—
37.
38. Левинзон С. В., Заика П. Н. О технико-экономической оценке вторичных
источников питания//Тез. сем. «Проблемы миниатюризации и унификации
ВИП РЭА». — М.: Общество «Знание» РСФСР. — 1979. — С. 5—9.
174
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение...................................................... * • 3
Глава 1. Физические и конструктивно-технологические особенности много-
функциональных электромагнитных трансформаторов.........................6
1.1. Классификация, обозначения, термины........................... 6
1.2. Основы функциональной интеграции в магнитных радиоком-
понентах . . 10
1.3. Магнитные материалы и магнитопроводы . . . • . . . . 13
1.4. Трансформаторы с совмещенными функциями ...... 32
Глава 2. Классификация и общие требования к источникам вторично-
го электропитания ................................................... 72
2.1. Виды источников вторичного электропитания (классификация) . 72
2.2. Общие требования к источникам вторичного электропитания . 74
2.3. Функциональные возможности источников вторичного электропи-
тания на основе многофункциональных электромагнитных транс-
форматоров . . ........................ . • . . 80
Глава 3. Многофункциональные электромагнитные трансформаторы в ли-
нейных источниках вторичного электропитания .......................... 85
3.1. Схемы на паратрансах..........................................85
3.2. Схемы на употрансах ..........................................88
3.3. Схемы с выходом по переменному току........................ 94
3.4. Схемы на шунт-трансформаторах................................102
3.5. Трипортный источник вторичного электропитания по переменно-
му току..........................................................108
Глава 4. Многофункциональные электромагнитные трансформаторы в клю-
чевых источниках вторичного электропитания..........................Г15
4.1. Ключевые схемы на паратрансах , . . .................115
4.2. Ключевые схемы на употрансах............................ . 117
4.3. Ключевые схемы на дроссель-фильтр ах.........................120
4.4. Схема двухключевого конвертора на объединенных дросселях . 126
4.5. Схемы ключевых конверторов с объединенными индуктивностями
и нулевыми пульсациями тока на входе и выходе . . . . 137
Глава 5. Специализированные источники вторичного электропитания на
многофункциональных электромагнитных трансформаторах . . . 141
5.1. Регулируемые источники вторичного электропитания . . . 141
5.2. Тиристорно-параметрические источники вторичного электропитания 146
Глава 6. Технико-экономические показатели источников вторичного элект-
ропитания на многофункциональных электромагнитных трансформаторах.
Унификация............................................................156
6.1. Структурно-параметрическая и конструктивная унификация . . 157
6.2. Надежность источников вторичного электропитания . . . . 167
6.3. Технико-экономические показатели источников вторичного элект-
ропитания ........................................................169
Заключение .....................'.....................................171
Список литературы....................................................-173
175