РАДИОЕЖЕГОДНИК
2012 № 4 (14)
Опыт - это не то, что происходит с человеком, а то, что делает человек
с тем, что с ним происходит.
Олдос Леонард Хаксли, английский писатель
ТЕМА НОМЕРА:
КОНСТРУКЦИИ
СЕРГЕЯ БЕЛЕНЕЦК0Г0
Сборник составлен из авторских описаний конструкций известного
радиолюбителя Сергея Беленецкого (US5MSQ) для любителей дальних
связей и DX - приема. Материал заново отредактирован автором для
данной публикации. Учтён опыт повторения его конструкций сотнями
радиолюбителей. По сравнению с публикациями в журнале "Радио"
значительно расширено описание настройки конструкций.
Выпускающий редактор: С. Степанов
Над выпуском работали: С. Беленецкий (US5MSQ)
B. Белов (UK8AF)
К. Редька (US5ITP)
C. Скворцов
E-mail:
radioyearbook@gmail.com
Июль, 2012 г.

СОДЕРЖАНИЕ
Малоламповый трх 6
Реверсивный тракт на биполярных транзисторах по мотивам р-76м2 16
трх STEP 20
Простые супергетеродинные приемники на двухзатворных полевых транзисторах 27
Конвертеры к приемникам на 3,3-3,8 МГц 37
Приемник наблюдателя 40
Двухдиапазонный радиоприемник "Малыш" 41
Трехдиапазонный трансивер с вмф 50
Одноламповый регенератор, двухламповый супер 58
Приемник наблюдателя 64
я строю простой ппп 67
Простой трехдиапазонный ппп 77
Однополосный гетеродинный приемник с большим дд 84
Семидиапазонный DSB приемник прямого преобразования 96
Основная плата современного трансивера прямого преобразования 104
Детекторы CW/SSB для Ишима -003 115
Приём любительских станций на "Казахстан". 118
р-311 - спортивный приемник 120
Доработка рпс 130
Простая доработка р-309 136
пдф на стандартных дросселях 138
Приставка для измерения индуктивности и ее применение в практике радиолюбителя 139
Простой преселектор для многодиапазонного приемника 144
фнч на магнитных головках 150
Широкодиапазонный гпд 151
Простой автоматический КСВ-метр со светодиодной шкалой 153

Сергей Беленецкий (US5MSQ)
Я родился в городе Луганске в 1961 году
Радиотехникой увлекся в 7классе. Первые
конструкции - самодельный приемник из набора
"Звёздочка", ламповый стерео УНЧ на основе
некондиционных плат отпромышленных
приемников, продававшихся в магазине "Юный
техник". Хобби определило и дальнейший путь.
После окончании шкоды поступил в ТРТИ
(Таганрогский радиотехнический институт),
который закончил в 1983 году по специальности
радиоинженер- схемотехник. Во время учебы
активно занимался конструированием - сделал
несколько мощных УНЧ, приемников (в том
числе ППП RA3AAE), Р-76 на основе набора
"Контур-80" и самодельную измерительную
аппаратуру (ГНЧ, ГВЧ, ГКЧ, коммутатор входов к
Н-313, лабораторный БП и множество других
конструкций). В последнее время, основное
увлечение - конструирование любительской
связной аппаратуры.
73!
Сергей Беленецкий, (US5MSQ)

МАЛОЛАМПОВЫЙ ТРХ
Малоламповый ТРХ -это базовый, однодиапазон-
ный вариант трансивера с возможностью простого
расширения до вседиапазонного варианта.
Для этого предусмотрено конструктивное
разделение изменяемых узлов - П-контура, ПДФ,
которые целесообразно выполнить в виде отдельных
модулей, подключаемых к какому нибудь
распространенному стандартному разъему.
Такое же конструктивное решение выбрано и для
смесителей, что позволит выполнять их на той
элементной базе, которая вам доступна - лучшие
результаты будут для ADG774 (эти смогут легко
раскачать и 6П15П, которую можно применить,
если не будет 6Ж52П), 794, но будут рассмотрены
варианты и на более доступных ключах.
Такое же конструктивное решение (в виде модуля
на разъеме) возможно и для КФ - это позволит
очень гибко, без переделки конструктива
применять любые КФ готовые или самодельные - то что
есть у вас под рукой. Основа этого ТРХ, по идее,
должна представлять собой своего рода
"материнскую плату".
Блок питания
Дополнительный выход +12 В при токе до 0,5 А
можно использовать по своему усмотрению - для
питания реле, цифровой шкалы или синтезатора.
Трансформатор должен иметь габаритную
мощность не менее 50 Вт и иметь две высоковольтных
обмотки ( для стабилизатора +150 В - 120-150 В
переменки при токе не менее 200 мА, для вольто-
добавки в цепи анодного напряжения УМ 90-130
В переменки при токе не менее 120 мА) и две на-
кальных при токе не менее 1,2 А. Если планируете
мотать силовик, то накальные обмотки лучше
сделать с чуть большим напряжением - порядка 7,5-
8 В - это обеспечит нормальную работу и при

7

пониженном напряжении сети - до 180-190 В.
Выходное напряжение определяется суммой
напряжений нижних ( левого и правого
стабилитронов D2,D5), точнее UBbix=Ud2+Ud5-UT2, где Ud2,
Ud5 - напряжения стабилитронов, 11т2 -
напряжение открывания транзистора Т2 (для полевика -
примерно 1,5 В, биполярного 0,6 В).
Это могут быть стабилитроны серий Д816, Д817,
например для 130 В Д817Г+Д816В. Если их
несколько, то их надо разбить на группы,
обеспечивающие примерно равные значения стабилизации
(75 В +-30 В). Группу с меньшим значением
использовать в качестве D1, а с большим - VD3.
В схеме предусмотрена защита от КЗ и перегрузки
по току - при превышении тока потребления 250
мА (это определяет величина резистора в истоке
IRF740, примерно ток срабатывания защиты
определяется по формуле I(A)=7.5/R(Om) схема
переходит в режим стабилизации тока.
Нашел почти равноценный вариант замены
высоковольтного полевого транзистора с р-каналом
BSP254 а анодном стабилизаторе - биполярные
BF421,BF423. Единственно, при этом для
стабильной работы при высоких температурах номиналы
некоторых резисторов желательно уменьшить - R3
- 1 кОм, R5-3,3 кОм, R6-27 кОм.
Кстати, основная часть элементов блока питания
будет расположена на печатной плате, поэтому по
возможности стоит приобрести стабилитроны
серии КС (для 150 В оптимально КС568+КС582,
но могут быть и цепочки из других подобных
539,547,551,591,596, дающие в сумме требуемые
150 В) - они более удобны для печатного монтажа,
чем серии Д816 и Д817.
После небольших творческих мук на свет
появилась схема стабилизатора 6,3 В, которую я
рекомендую к применению. Несмотря на схемную
простоту этот стабилизатор обладает весьма
примечательными параметрами- коэффициент
стабилизации - примерно 150, температурная и
временная стабильность - не хуже 0,1%, весьма
малое выходное сопротивление (не более 0,05
ома - это с IRF510. а с IRF540 будет в 4-5 раз
меньше) но главное - максимальный выходной ток
этого стабилизатора ограничен только мощностью
источника питания и возможностями
регулирующего транзистора.
Так к примеру, если поставить IRF540 (или
аналогичный) можно легко запитать
стабилизированным накалом UW3DI-1 . При этом для транзистора
не нужно отдельного радиатора (разумеется, что
корпус или шасси металлические).
Настройка его заключается в установке
требуемого выходного напряжения - грубо подбором
стабилитрона на требуемое напряжение (можно из
нескольких - так у меня не нашлось на 5,1 Вия
поставил последовательно с КС147А диод в
прямом включении) и точно (в пределах десятых
долей вольта) подстроечным резистором R1.
КП103 можно применить с любой буквой (
оптимально К,Л), так как и IRF -любого типа.
В выпрямителе, для снижения потерь желательно
применять диоды Шоттки, разумеется на
соответствующий ток. Минимальное падение напряжение
в режиме стабилизации примерно 0,5 В (1,5 А,
IRF510), но что примечательно - при дальнейшем
снижении входного напряжения стабилизатор не
отключается, остается в работе, только выходное
напряжение чуть меньше входного (на
напряжение насыщение полевика, примерно на 0,1 В) - т.е
лампы будут нормально функционировать и при
входном напряжении меньше номинального. При
этом как только входное напряжение повысится
до 6,8 В -стабилизатор автоматически примется за
свою работу.
Для снижения падения напряжения на
выпрямительных диодах накального напряжения два из
них (непосредственно пропускающие ток накала)
выбраны более мощные диоды Шотки (1N5822,
SR5100 и т.п.), а два других любого типа, с током
не менее 200 мА.
Для питания смесителей будем использовать +12
В, что позволит почти с равным успехом
применить в высокоуровневых смесителях ADG774 или
74НС4053.
Блок питания смонтирован на дюралевой
пластине 170x205 мм.
Она служит не только элементом крепления но и
радиатором для регулирующих транзисторов,
которые для улучшения охлаждения размещаются
примерно посередине.
Выходное напряжение анодного стабилизатора
11стаб= Udl+Uvd3-1..2 В (напряжение открывания
BSP254a). Для получения +150 В допустимы
любые наборы стабилитронов, обеспечивающие
требуемую сумму напряжений.
Величина токозадающих резисторов выбирается с
целью снижения рассеиваемой мощности из
расчета обеспечить протекание через стабилитрон

тока на 1-2 мА больше минимального, при этом:
Rl = Uvd3/(IminDl + 1..2 мА)
R10=Udl/(IminVD3+1..2 мА).
В процессе налаживания трансивера, в блок
питания была внесена небольшая доработка - цепь
стабилизации экранного напряжения +180 В:
УВЧ
В режиме приема усиление УВЧ при нагрузке 50
Ом достигает 50-55 раз, что явно чрезмерно, нам
для полной реализации чувствительности вполне
достаточно 15-17 раз, поэтому излишки убираем,
для чего используем не стандартный 50-омный ре-
зистивныи аттенюатор, a R42, который выполняет
3 важных функции:
1. Снижает анодную нагрузку, а значит усиление,
в 3 раза (20 Ом с параллельно включенным
сопротивлением смесителя против 50)
2. Защищает смеситель от повреждения.
Вспомним, что наш УВЧ при подаче сигнала
достаточного уровня (всяко бывает - самовозбуд, случайно
включили соседний трансивер на передачу и
прочее - в общем нужна "защита от дурака") способен
"выдать на гора" в нагрузку 50 Ом несколько Вт,
что вряд ли выдержит микросхема смесителя.
Но также вспомним, что пентод - источник тока и
потому выходное напряжение (мощность)
пропорциональна сопротивлению нагрузки, таким
образом, уменьшаем максимально возможные,
аварийные, выходные напряжение в 3 раза и
мощность - в 9 раз.
3. Расчетная добротность нагруженного П-контура
порядка 12, т.е. его полоса пропускания порядка
300 кГц (80 м) и 1,2 МГц (20 м) - достаточно
широкая, чтобы не вызвать существенного
изменения резонанса П-контура при реверсировании при
хорошо согласованно^ т.е имеющей только
активное сопротивление) 50(75) омной антенне. А у
всех ли есть такие антенны? Маловероятно,
скорее всего там есть некая, пусть и небольшая
остаточная реактивность, которую П-контур легко
компенсирует при настройке УМ, но как только его
переключим на активное сопротивление
смесителя, частота резонанса немного уйдет в сторону.
Чтобы уменьшить вероятность существенного
рассогласования в режиме УВЧ нагруженную
добротность П-контура имеет смысл уменьшать в режиме
приема, что и происходит (в те же 3 раза)
благодаря пониженному сопротивлению R42. Если ваш
экземпляр ламп способен обеспечить больший
анодный ток, то величину R42 целесообразно
выбрать пропорционально меньше - 15, а то и 10-12
Ом.
На схеме контакты реле (К1,К4,К5,К7) показаны в
режиме приема. Как видим, сигнал с антенны
через двухконтурный ПДФ поступает на сетку
6Ж52П, которая сейчас выполняет функции мало-
шумящего УВЧ с Кус порядка 26 дБ (20 раз), а уж
с 50-омного выхода П-контура поступает на
высокоуровневый смеситель.
По моим оценкам вполне реально чутье не хуже
0,15-0,2 мкВ при с/шум = 10 дБ.
Цепь VT1, R2, VD3, VD4 вокруг VL1 - это
стабилизатор напряжения параллельного типа (аналог
стабилитрона) на низкое напряжение (порядка
1,5-2,5 В - подбирается при настройке по
требуемому току покоя) и обеспечивает требуемое
смещение по первой сетке. Сделано так, чтобы не
вводить в блоке питания еще и источник
отрицательного напряжения.
Смеситель
Выбор такого смесителя полностью определил как
идеологию построения всего МЛ ТРХ, так и выбор
схемных решений УМ/УВЧ и УПЧ. Но сначала,
чтобы понять зачем нам нужен высокоуровневый
ключевой смеситель, давайте рассмотрим УМ на
6Ж52П. Чтобы обеспечить его устойчивую работу
во всем KB диапазоне вплоть до 30 МГц, его
сопротивление нагрузки не должно превышать 1
кОм, но нам (при выходной мощности 10 Вт PEP)
по расчетам нужно 3,3 кОм, а это значит, дабы не
заморачиваться нейтрализацией (обратите
внимание, что в последних версиях МЛ ТРХ ее нет),
сопротивление источника сигнала (в первой сетке)
не должно превышать 300 Ом. А если вспомнить,
что 6Ж52П относится к самым малошумных
лампам, то грех не попробовать применить ее в
качестве малошумящего УВЧ, благо что с точки зрения

согласования (у него 50 Ом как по входу, так и
выходу) никаких дополнительных мер принимать
не надо, достаточно лишь его развернуть
(реверсировать). На прием лампа будет работать при
пониженном (начальном для УМ) тока анода -
порядка 10-15 мА, но тем не менее классе А,
крутизна будет меньше примерно в 2 раза, что
соответствует эквивалентному сопротивлению шумов
порядка 200-220 Ом. Таким образом, для
реализации максимального ДД нашего УВЧ нам надо
привести сопротивления источника (антенны) 50
Ом к тем же 200-220 Ом. Как видим условия
согласования практически одинаковы как для Ум,
так и УВЧ. Амплитуда напряжения возбуждения на
сетке УМ должна быть не менее 3 В (все считаем с
небольшим запасом), т.к. ПДФ трансформирует в
2 разадо со смесителя должно поступать не менее
1,5 В. Потери смесителя порядка 6 дБ (2 раза по
напряжению), т.е. на его входе амплитуда должна
быть не менее 3 В, а у нас при "стандартных"
трехобмоточных трансформаторах и 5 В питания
мультиплексора ограничение наступит уже при

2,5 В, т.е. реальный амплитудный предел не более
2-2,2 В. Выход подсказало изучение
экспериментов С. Макаркина (RX3AKT) по созданию "
мощных" смесителей на ADG774. Введение "двойной"
обмотки связи в трансформаторах удваивает
допустимую амплитуду сигнала, но при этом ключи
смесителя работают в 12 омной цепи, поэтому
дабы не увеличивать резистивные потери, ключи
должны быть низкоомные и я их еще запаралле-
лил, благо структура ADG774 это позволяет. В
процессе настройки появилась небольшая
доработка СМ1 на 74НС4053:
Теперь максимальная амплитуда на выходе
смесителя может достигать 2,2-2,4 В, что на 50 омах
соответствует мощности 50 мВт а этого вполне
достаточно для раскачки и других ламп. Например,
6П15П можно легко раскачать до 9-10 Вт PEP
увеличив трансформацию на контуре до 3-4 раз, т.е
сопротивление в цепи сетки 450-800 Ом (но при
этом на ВЧ диапазонах возможно понадобиться
ввести нейтрализацию). Но чтобы максимально
реализовать возможности такого мощного
смесителя, надо обеспечить на его входе 5 В
амплитуды, что на 50 омах соответствует пиковому току
100 мА! В первом варианте МЛ ТРХ (когда
возбуждение подавалось непосредственно с катода) это
было совершенно нереально, т.е. даже 6Ж52П
работая в очень тяжелом режиме на максимальном
токе анода способна отдать в 2 раза меньше.
С другой стороны применив
контур-трансформатор, можно легко выполнить требуемое - так в
нашем варианте на пентоде 6Ф12П, выбрав число
витков обмотки связи 1/8 основной, обеспечим и
требуемый ток и оптимальное сопротивление (с
точки зрения обеспечения устойчивости УПЧ)
нагрузки анода (50 Ом*64=3,2 кОм). Для
реализации максимального Кус УПЧ на пентоде 6Ф12П
надо выходное сопротивление смесителя (50 Ом)
трансформировать к 3 кОм (определяется
величиной устойчивого усиление этого пентода на 9
МГц). В общем случае, разных сопротивлений КФ,
это выполняется двумя ступенями - первый
резонансный контур трансформирует от 50 Ом до Яф (
для 22 Ом - примерно в 4 раза, что соответствует
соотношению числа витков обмотки связи 1/2), а
второй, включенный после КФ, трансформирует от
Яф до 3 кОм (для 220 Ом соотношение числа
витков обмотки связи = корню 3 кОм/220= 3,7 раз).
Если КФ относительно высокоомный (например,
последний вариант от АВЕРС имеет 680 Ом), или
работа планируется только на НЧ диапазонах, где

не нужно высокое усиление, то
можно от второй ступени
согласования отказаться, поставив в сетке
нагрузочное сопротивление, равное
Конструкция и детали
Трансформатор - на колечке 7-10 мм
1000-2000НН трифилярно 8-10
витков. При использовании неизвестных
сердечников для намотки
трансформаторов важно контролировать
индуктивность полученных обмоток -
их индуктивное сопротивление на
рабочей частоте должно быть не
менее 500 Ом, т.е. индуктивность
первого транса 1-го смесителя
должна быть не менее 25 мкГн, а у
второго как и для детекторного при
ПЧ 8,86 МГц - не менее 10 мкГн.
Катушки П-контура намотаны на
общем керамическом каркасе
диаметром 22 мм одним проводом
ПЭВ,ПЭЛ диаметром 0,5-0,55 мм
виток к витку - 13 витков затем на
расстоянии 10-12 мм еще 29 витков.
Возможно применение любого
доступного вам каркаса из
термостойкого диэлектрика (текстолит, карболит, стекло и
т.д.) диаметром 16-25 мм достаточной длины. На
таком расстоянии взаимовлияние катушек
минимально (менее 10%), что позволяет рассчитать
требуемое количество витков самостоятельно
посредством любой из доступных программ
раздельно для каждой катушки, ориентируясь на
индуктивность L2 13,5 мкГн и L3 3,8 мкГн. Для
остальных катушек использован каркас со
штатным экраном от блоков цветности отечественных
теликов диаметром 7,5 мм с карбонильным под-
строечником типа СЦР (см. фото), диаметр
провода выбираем таким, чтобы длина намотки была
порядка 5-6 мм, если с имеющимся диаметром
провода обмотка виток к витку не помещается в
указанную длину, можно намотать с "легким
навалом", катушка связи поверх контурной примерно
на ее середине.
L4 содержит 20 витков, катушка связи 7
L7 содержит 20 витков, катушка связи 3,5
L6 содержит 39 витков, катушка связи 13
L8 содержит 39 витков, катушка связи 6,5
L10 содержит 13 витков, катушка связи 6
L11 содержит 28 витков, катушка связи 7
L12 содержит 28 витков, катушка связи 3,5
Контур ГПД индуктивностью 3,5 мкгн можно
использовать самодельную. Например, если
получилось 9 витков, то можно сделать традиционно -
сделать один отвод для катода от 1/3 витков, а
лампу подключить ко всему контуру - так сделано
практически во всех радиолюбительских
конструкциях и ничего, очень даже неплохо работает,
но у нас применен триод с высокой крутизной и
имеет смысл уменьшить коэффициент включения
лампы (и обеспечивающих ее режим элементов) в
контур, что потенциально повысит стабильность и
спектральную чистоту генерированного сигнала.
Саму величину этого самого включения проще
всего определить на практике - его должно
достаточно для обеспечения стабильной генерации, для
начала можно сделать отвод от 6 витка на сетку и
от 2-го на катод.
В качестве выходного годится практически любой
готовый выходной трансформатор от бытовой
ламповой аппаратуры.
По поводу подбора ламп - сегодняшние реалии
таковы, что купить новые весьма проблематично. А
так как 6Ф12П и 6Ж52П - телевизионные, массово
применялись в ламповых цветных телевизорах
серии 7хх, отработавших как правило не один
десяток лет, то и выработка у многих из них, прежде
всего потеря эмиссии катода, весьма и весьма
большие.
Поэтому перед установкой в ТРХ отобрать
наиболее "живые". Для 6Ф12П это удобно сделать,
подставляя лампы в качестве VL3,VL4 - напряжение
на катодном резисторе пентода должно быть не
менее +0,9 В. Проверку 6Ж52П проводим в
штатном каскаде (в режиме приема и вытащив, на
всякий случай, первый смеситель), временно
подключив между катодом (выводы 1,3) и землей
резистор 24 ома - напряжение на нем должно быть
не менее +0,95 В. Теперь о грустном... Все
имеющиеся у меня лампы 6Ж52П были б/у, из 16 шт.
смог отобрать только 2 шт., дающие пиковый

анодный ток порядка 85-86 мА, хотя по
справочнику должно быть не менее 110, как указано в
одном или 150-160 - в другом источнике).
В результате, выходная мощность получилась
меньше расчетной - до 4 Вт в телеграфе и 3 Вт в
SSB. А новые 6Ж52П добыть проблема, по
крайней мере мне не удалось. Хорошую альтернативу
подсказал Konstantin (US5ITP) - 6Э6П, имеющую
очень близкую цоколевку, на чертеже печатки
предусмотрена установка обоих вариантов ламп.
Крутизна у нее немного меньше, но это не
проблема, т.к. напряжение раскачки мы может без
труда поднять как минимум до 2,5 Вэфф (3,5 В
амплитуды), чего хватит с запасом для полной ее
раскачки. Несомненный плюс 6Э6П в том, что она
не телевизионная, а значит вполне реально найти
рабочие, не севшие лампы, хоть и б/у.
Правда, мне удалось на местном блошином рынке
приобрести всего одну и тем не менее и она
показа пиковый ток 107 мА - справочное значение.
В принципе, можно попробовать разогнать и
имеющуюся 6Ж52П поднятием экранного
напряжения до 175-200 В, может позже попробую и это.
В конструкции можно применить самые
разнообразные КФ - промышленные и самодельные.
Размещение самодельных КФ 4 - 6 кристальных,
возможно на имеющейся плате с коррекцией
проводников, а для 8 кристального можно
дополнительно освободить площадь если перейти на
Г-образные LC согласователи, а для относительно
высокоомных (более 500 Ом) второй согласующий
контур (в цепи сетки УПЧ) можно убрать, тем
самым освободив место для 8 кристального КФ.
При использовании фильтра ФП2П4-410 или
любого другого, для создания оптимального
согласования в схеме служат два трансформирующих
контура, первый (L10, С36) трансформирует
выходное сопротивление смесителя 50 Ом в
оптимальное (характеристическое) для КФ - Яф (в
данном случае 360 Ом), а второй ( Lll, С41)
трансформирует выходное сопротивление Яф в
3,3 кОм.
Таким образом, число витков катушек связи
должно равняться корню из соотношение
сопротивлений:
- для первого контура = КОРЕНЬ(360/50) = 2,7
раза,
- для второго = КОРЕНЬ(3300/360) = 3 раза.
При сильном отличии частоты ПЧ от исходной
(8,86 МГц) значения контурных катушки и
конденсатора надо обратно пропорционально изменить.
В данном случае (ПЧ 8,825 МГц) в этом нет
необходимости, т.к. будет достаточно диапазона
подстройки сердечников. В принципе, для
диапазонов 160-40 м ЭМФ в данной схеме применить
можно, хотя конечно решение будет не самое
удачное - УВЧ имеет усиление порядка +20 дБ,
смеситель -6 дБ, а потери в ЭМФ будут достигать
порядка 20 дБ, т.е. на сетку УПЧ сигнал придет
ослабленным примерно на 6 дБ и при этом
"обогащенный" шумами преобразования.
Собственно, чутье будет порядка нескольких мкВ,
что для НЧ вполне достаточно, хотя при малых
сигналах приемник будет казаться несколько шум-
новатым. Чтобы сохранить эффективность АРУ,
надо будет в 4-5 раз повысить усиление УНЧ, для
чего его первый каскад выполнить на пентоде, а
ГПД, соответственно, на освободившемся триоде.
Но все-таки лучше ориентироваться на КФ -
кварцы сейчас не дефицит, а настроить КФ при
наличии хотя бы компьютера не проблема, это
можно будет сделать непосредственно уже в
собранной конструкции.
Усилитель мощности
Выходное сопротивление пентода существенно
выше сопротивления нагрузки, поэтому он
фактически является источником тока. Какой же ток
способен обеспечить конкретно ваш экземпляр
6Ж52П? Это можно легко определить
экспериментально по очень простой методе, которую можно
применять при отбраковке б/у ламп. Подав на
ламу все необходимые напряжения, измеряем
анодный ток, кратковременно (на несколько
секунд, не более, иначе перегреется анод)
замыкаем катод на землю. Это значение импульса
(пика) анодного тока Imax покажет нам, на что
способна лампа. Для режима В, амплитуда первой
гармоники составит порядка In=0,5*Imax, а
постоянная составляющая Io=0,32*Imax.
Максимальная амплитуда напряжения анодного контура

для 6Ж52П в линейном (критическом) режиме
Un = Ua-60 В. Отсюда можем определить пиковую
выходную мощность Рвых=(11п*1п)/2.
Мой экземпляр 6Ж52П показал Imax = 85 мА, т.о.
1п=0,5 *85=42,5 мА, 10=0,32*85=27,2 мА. Ua = 270
В, и Un = 270-60 В=210 В. Пиковая мощность
Рвых=(210*0,0425)/2=4,46 Вт.
Это максимальный предел для конкретного
экземпляра пентода, работающего в линейном режиме,
но, и это важно, при условии правильного,
оптимального, согласования с нагрузкой. Оптимальное
значение сопротивления нагрузки для нашего
примера Ropt=Un/In = 210/0.0425=5 кОм.
Это значение получится если мы трансформируем
при помощи П-контура 50-омное сопротивление
антенны в 100 раз, для чего соотношение
емкостей П-контура должно быть порядка 9/1.
А что будет если мы выберем другое соотношение
и/или будет другое сопротивление антенны - если
эквивалентное сопротивление получится больше
расчетного - получится перенапряженный,
нелинейный, режим в середине импульса анодного
тока получится провал, величина тока первой
гармоники уменьшится, соответственно уменьшится
полезная выходная мощность, а уровень гармоник
увеличится.
Если же эквивалентное сопротивление получится
меньше расчетного - линейный режим будет недо-
напряженным, линейным, но снизится выходная
мощность - т.е. пентод у нас источник тока с
вполне фиксированным максимальным значением,
то ее удобнее определять по формуле
PBbix=(In*In)*Ra - как видим она будет прямо
пропорциональна эквивалентному сопротивлению
анодной нагрузки.
К примеру, мы ошибочно выставили емкость
конденсатора (1 или С4) меньше в 1,4 раза (или
сопротивление реальной антенны оказалось в 2 раза
ниже от того значение, под которое
производилась настройка П-контура)- в результате полезная
выходная мощность уменьшится в те же 2 раза и
никакими ухищрениями (повышением напряжения
раскачки сетки) мы его не повысим, разве что
превратим лампу в генератор помех и сплеттеров.
Короче, наша цель - в настройке Ум получить
наиболее энергетически выгодный и при этом
линейный режим - так называемый критический (или
граничный) - для конкретного экземпляра лампы
и конкретной антенны.
Самый простой и проверенный способ - контроль
постоянного анодного тока, при критическом
режиме и настройке П-контура в резонанс его
уменьшение должно составлять порядка 10-15%
от максимального.
Для гарантированного получения не менее 5 Вт на
выходе даже со слегка подсевшими лампами
поднял экранное 6Ж52П до 180 В, для чего в цепи
вольтодобавки (питание анода Ум) вводим
стабилизатор на +30 В, который размещаем на
небольшой монтажной платке рядом с платой
стабилизаторов (по хорошему, чертеж надо будет
переработать разместив там этот и стабилизатор
+ 11 В, ну это позже). Дроссель удаляем и к
экранной цепи подключаем вывод +180 В.
Итак, процедура настройки УМ - сначала
калибруем (подбором шунта) микроамперметр на 50 мА,
затем:
1. Подбором VD3,VD4 устанавливаем ток покоя
порядка 10-12 мА.
2.При растроенном П-контуре плавно
увеличиваем на сетке напряжение возбуждения
(например от CW генератора) до тех пор пока не
нарушится пропорциональное увеличение
анодного тока (пентод войдет в насыщение),
откатываемся немного назад - это и будет оптимальная
амплитуда возбуждения CW.
3. КПЕ СИ настраиваем П-контур в резонанс (по
минимуму анодного тока) - если провал меньше
10-15%, значит связь с антенной велика и надо
увеличить значение С1(С4), и наоборот если про-

вал больше 15% -связь с антенной мала и
соответственно надо уменьшить значение С1(С4).
Результат испытаний
Чувствительность при с/шум = 10 дБ на 80 м
примерно ОД мкВ, на 20 м чуть ниже - примерно 0Д2
мкВ.
На мой взгляд чутье избыточно и по хорошему,
при работе на диапазонные антенны, по входу
надо бы поставить неотключаемый аттенюатор -
10 дБ, тогда чутье 0,3 мкВ будет оптимальным на
20 м, а на 80 м с включенным аттенюатором -20
дБ будет 3 мкВ, что тоже близко к оптимуму.
При проведении прослушивания 80 м диапазона с
включенным аттенюатором -20 дБ (т.е. чутье
порядка 1 мкВ) не наблюдаю явных признаков
недостаточного ДД даже со станциями, имеющими
+40..+50 дБ.
Провел простейшие измерения, дабы оценить
полученный ДД, по простейшей методе - подал с
одного ГСС сигнал небольшого уровня (на выходе
НЧ сигнал порядка 100 мВ - дабы не сработала
АРУ), а другой, с отстройкой 50 кГц работал
источником помехи.
Уровень блокирования (по -1 дБ) порядка 10-12
мВэфф, соответственно ДД по блокированию не
хуже 110 дБ, а ДДЗ - порядка 80 дБ. Отличный
результат, ДД на порядок выше чем с диодным
смесителем, что впрочем и ожидалось. Общий Кус
порядка 110 тыс. с наушниками и 60 тыс. с
динамиком 8 Ом.

РЕВЕРСИВНЫЙ ТРАКТ НА
БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
ПО МОТИВАМ Р-76М2
Тема создания простого ТРХ на не дефицитных
компонентах и простого по конструкции и в
наладке очень интересна и актуальна до сих пор.
Р-76М2 в этом плане очень хороший образец для
подражания. Радио-76М2 - это не просто
легендарное имя но и уже нарицательное название
структурной схемы. Единственный существенный
его недостаток - введение дополнительных
диапазонов затруднено.
Что касается принципиальной схемы, то, на мой
взгляд, изящнее решения приемного тракта
(диодные смеситель + защитный контур (руфинг) по
входу УПЧ, регулируемый 2-х каскадный УПЧ на
биполярниках с установкой ЭМФ между ними, за
счет чего он выполняет не только функцию ФСС,
но и "подчисти о го" - отсюда низкие шумы по
приему) по простоте конструкции при доступности
и дешевизне компонентов и при очень приличных
параметрах трудно придумать.
Вот один из моих набросков схемы по мотивам Р-
76М2, нисколько не сложнее оригинала, но
позволяющий легко реализовать многодиапазонность.
Предложенная схема - без коммутации ПДФ, а
заодно и гетеродинов, что не только уменьшает
размеры конструкции, особенно в 3-х диапазонном
варианте.
Под многодиапазонностью понималось
возможность простой реализации до 3-х диапазонов -
40,80 и 160 м (если с ЭМФ 500 кГц), но в
принципе, если применить эту структуру с КФ - то
легко получить и все 9 диапазонов, только в этом
случае в УПЧ вместо биполярников эффективнее
поставить BF9xx.
Современные диодные сборки, например
копеечные и доступные BAV99 (2 последовательно
включенных диода), позволяют при
соответствующем выборе схемы делать смесители, практически
не требующие подбора диодов и балансировки
моста, практически подавление будет зависеть
только от качества намотки трансов.
Именно такой вариант указан в приведенной
схеме. Одна сборка BAV99 ставится вместо
верхней, а другая - вместо нижней пар диодов.
Поэтому не обязательно применять диоды Шотки,
хотя, конечно, с ними потери будут немного ниже
- из дешевых и доступных хороши BAS70.
К вопросу о параметрах ЭМФ и прежде всего
неравномерности в полосе пропускания. Часто
говорят, ссылаясь при этом справочные данные из
журнала "Радио" и на свой опыт о том, она велика
- до 3-6 дБ и что не реально получить меньше.
Эксперименты красноречиво показывают, в схеме
с последовательным включением обмоток
возбуждения и правильным согласованием позволяют
легко получить малую неравномерность (менее
1,5-2 дБ). Необходимо только учесть, что ЭМФ не
выносят большого (более 1-2 мА) подмагничиваю-
щего тока, поэтому их крайне не рекомендуется
подключать напрямую в стоковую цепь УПЧ на
двухзатворниках, имеющих как правило рабочий
ток 5-7 мА, а только через промежуточный контур
ПЧ.
При разработке печатной платы желательно:
- максимально разнести вход/выход тракта,
заземленный стальной корпус ЭМФ представляет собой
отличный экран, поэтому удобно их разместить по
обе стороны ЭМФ, как ориентир - печатка Р-76М2;
- опорник размещать около детектора/модулятора
по диагонали от входа УПЧ;
- в случае обычных компонентов разводку ног
биполярных транзисторов делать под советские
КТ3102, т.к. ножки импортных (2N3904,KC/BC547-
549, 2SC1815 и т.п. легко отгибаются под любую
цоколевку), для SMD транзисторов - под цоко-
левку 2N3904 - она идентична со многими
популярными и не дорогими транзисторами типа
ВС847-850, 2N2222;
- смесителях стоит отказать от советских диодов,
у которых слишком большой разброс, и поставить
импорт типа 1N4148, разброс которых небольшой
и допустим простой подбор по сопротивлению, а
еще лучше, даже если все остальное на обычных
деталях, поставить SMD сборки типа BAV99, они
недороги, широко распространены, но, главное,
полностью уберут как проблему подбора диодов
(степень подавления несущей практически
полностью будет определяться качеством намотки
трансов), так и проблему временной и
температурной стабильности подавления несущей;
- контура ПЧ - взять за основу стандартные от
советских или малогабаритные от импортных
транзисторных приемников. Кстати, применение
контуров на основе СБ-12а, особенно на входе
УПЧ, можно только приветствовать, т.к. может
заметно повысить помехоустойчивость нашего ТРХ.

17

Для ГПД предпочтительны КПЕ с воздушным
диэлектриком от "Альпиниста" ЛЛВЭФ" и т.п. с
максимальной емкостью не менее 150-200 пФ.
Как вариант, можно попробовать и с варикапом,
желательны с максимальной емкостью не менее
200 пФ и большим перекрытием по частоте при
напряжениях 1-5..8 В. Из советских хорошо
подходят КВ131,КВ135, из импортных одни из лучших
- 1SV149.
Для управления можно применить дешевые мно-
гооборотники от импортных телевизоров,
имеющие к тому же до 30-40 оборотов.
В качестве ГПД планируется схема - она как
специально рождена для диодных смесителей - на
выходе практически идеальный синус, работает
практически с любым соотношением L/C, малое
напряжение на контуре (порядка 80-100 мВ)
уменьшает начальный выбег и способствует
получению хорошей термокомпенсации, и позволяет
подключать варикапы напрямую. Более того, ее
цепь стабилизации уровня выходного сигнала
имеет туже температурную зависимость, что и
напряжение открывания диодов смесителя, а значит
обеспечит почти идеальную температурную и
временную стабильность режима работы смесителя.
Ввести в схему ГПД цепочку ЦАПЧ можно любым
варикапом, подключенным через малую емкость к
контуру, причем последнюю выбираем 0,5-1% от
минимальной емкости контура, например, для
указанных на схеме - порядка 1-2 пФ
ПДФ трехконтурные, т.к. 2-х контурные даже при
сужении диапазонов до SSB участков, не
обеспечат приемлемое подавление зеркалки не только
на 40 но и 80 м.
Как универсальный вариант, ПДФ можно развести
на готовых китайских катушках, а при
необходимости в эти же отверстия нормально станут
импортные пары дроссель (вертикально) + триммер.
Данные катушек можно смело брать из описания
Р-76, Р-76М2. В принципе годятся любые готовые
контура ПЧ 455-465 кГц, имеющие обмотку связи
с числом витков в 7-15 раз меньше основной.
Если же будете доматывать катушку связи, то
оптимальное соотношение витков катушек 1/10,
кроме первого контура ПЧ -там оптимально 1/15.
Ограничитель выполняет двойную функцию -
прежде всего это защита от перегрузки
модулятора и с этой точки зрения он просто необходим
начинающим, да и не только им. Регулятором
можно полностью компрессию убрать или сделать
мягкой, жесткой - по выбору и под любой тип
микрофона. Компрессия в QRP вещь тоже очень
полезная, т.к. позволяет в разы повысить
"дальнобойность".
Стабилитрон в принципе можно выкинуть, но при
этом возможно понадобится усилить фильтрацию
по цепям питания УПЧ, а в общем - не
принципиально. Да, вполне вероятно, что потребуется
дополнительная балансировка модулятора емкостью
- надо будет предусмотреть место на плате для ее
размещения.
Генератор CW можно сделать на основе
керамического резонатора. При этом выходной сигнал SW
генератора подаем на базу Т6, а сигнал +9 В ТХ
подается через тумблер либо на микрофонный
усилитель (режим SSB), либо на транзисторный
ключ коммутации CW генератора.

В TRX можно применить любые исправные магни-
тострикционные ЭМФ, только придется подобрать
емкости для настройки в резонанс катушек
возбуждения и, возможно, для более гладкой АЧХ в
полосе пропускания величину согласующих
резисторов.
Указанная на схеме величина 27 кОм справедлива
для ЭМФ, имеющих оптимальное сопротивление
нагрузки 20 кОм, насколько мне известно были
еще типы с 75 кОм, тогда эти резисторы надо
будет увеличить до 150 - 300 кОм, а возможно и
просто убрать - решение принимаем по
результатам испытаний.
Потери 3-х контурного ДПФ примерно 3-4 дБ,
смесителя -6 дБ, первого контура порядка 2-4 дБ (в
зависимости оттого чему отдадим предпочтение -
чутью или помехоустойчивости, т.е. катушка связи
1/7 или 1/15 от контурной) + коэффициент шума
1-го УПЧ порядка 3 дБ, т.е. оценочный Кшума
приемного тракта ожидается порядка 15-17 дБ, что
соответствует чутью лучше 1 мкВ. Так что с этим
у нас все хорошо. Что касается вопроса -
достаточно ли усиления? Напомню, что крутизна бипо-
лярников при токе 1 мА порядка 36-38 мА/В,
нагрузка (ЭМФ) =20 кОм+ согласование =10 кОм,
т.е. потенциально один каскад способен усилить
в 350-380 раз, здесь просматриваются другие
проблемы - обеспечить максимально устойчивое
усиление и исключить перегрузку каскадов внутри
полосы пропускания, и, на мой взгляд, авторы Р-
76 прекрасно с этим справились (по крайней мере
в приемном тракте, а некоторую нестыковку
уровней сигнала в передающем мы постараемся
устранить), применив частичное включение во входные
контура, причем коэффициент включения выбран
исходя не из оптимального согласования, а
значительно меньшим, дабы обеспечить устойчивость
УПЧ даже со старыми КТ312,315 имеющие
большие проходные емкости.
У современных транзисторов проходная емкость
меньше и есть возможность повысить включение
почти в 2 раза, но будет ли в этом необходимость,
покажет испытание собранной платы.
Взвесив все за и против, решил пойти
традиционным путем - основная плата, ПДФ, ГПД и УМ на
отдельных платах - так получается гибче и
доступнее в изготовлении - разнообразных
вариантов ГПД, 50-омных ПДФ, УМ (возможная схема
с ФНЧ дана выше) - море и каждый сможет
выбрать на свой вкус или кошелек
Чертежи вариантов печатных плат и схема синтеза
для последней версии TRX находятся в архиве, в
папке с соответствующим названием.

ТРХ STEP
Занимаясь доработками "Аматора" и испытаниями
доработанного варианта (на основе печатной
платы разработки "АВЕРС"), я сделал попытку
упростить изготовление многодиапазонной
конструкции (применил реле для коммутации
входа/выхода в режимах RX/TX, что позволило
обойтись одним ПДФ), но оставались еще одни
грабли - коммутация ГПД, что приводило к
скачкам частоты настройки, и к необходимости делать
очень хорошую развязку задающего генератора от
нагрузки или применить синтезатор.
На мой взгляд, интересен другой путь -
применения реверсивных смесителей SA612, для чего
потребовалось несколько изменить структурную
схему.
Был разработана схема реверсивного тракта на
основе SA612A и электронных ключей НС4053,
позволяющий максимально упростить
изготовление многодиапазонной конструкции. Печатную
плату я не разрабатывал - другие дела и темы
занимали, так, вероятно, проект бы и почил в бозе,
если бы им не заинтересовались коллеги из Ба-
лаклеи Роман (US4LCV) и Виталий (US4LDC).
Они самостоятельно разработали рабочий вариант
печатки (она рассчитана на применение DIP
элементов и оставлено место под разнотипные ФСС -
ЭМФ или КФ)и на днях провели первые испытания
в эфире.
Результатами очень довольны, что и побудило
меня предложить TRX под рабочим названием
"STEP" и пригласить всех желающих попробовать
свои силы в его развитии.
Актуален вариант печатки на СМД компонентах -
получится очень компактно, может кто-нибудь из
коллег возьмется.
Варианты ПДФ могут быть разные (для КФ) вполне
допустимы и двухконтурные, но для начала (по
просьбе Рома и Виталия) рассмотрим вариант
трехконтурного на стандартных дросселях, взяв за
основу ПДФ приемника "Малыш" - приложении его
модель.
В ПДФ - можно применять любые, доступные,
желательно рассчитанные на входное/выходное
сопротивление смесителя 1,5 кОм.
Так, к примеру, если есть в наличии готовые ПДф,
рассчитанные на 50 Ом, то подключать следует
через широкополосный трансформатор с
соотношением обмоток 1/5,5 и индуктивностью обмотки
не менее 500 мкГ.
Обсуждаемый вариант построения трехконтурного
ПДФ интересен тем, что обеспечивает улучшенное
(на уровне четырехконтурного) подавление
верхних частот, т.е частот зеркального канала, и
оптимизирована под сопротивление антенны 50 Ом
и сопротивление нагрузки (входное
сопротивление смесителя, шунтированное цепями
коммутации диапазонов) 700 Ом.
При этом его коэффициент передачи за счет
трансформации сопротивлений составляет
примерно +6 дБ, что обеспечивает реализацию
высокой чувствительности - не хуже 0,5 мкВ.
При переключении на ВЧ диапазоны, зеркальный
диапазон находится ниже основного канала,
поэтому для повышения избирательности по
зеркальному каналу применена другая разновидность
ПДФ (см. модели), обеспечивающая улучшенное
подавление нижних частот.
Такое схемное решение ПДФ при относительной
простоте реализации весьма эффективно для
стандартного для радиолюбительских
конструкций частотного расклада (для нижних диапазонов
частота ГПД выше по частоте, а для верхних -
ниже) и обеспечивает увеличенное подавление
частот зеркального диапазона - более 90 дБ.
Кроме того, данная структура ПДФ имеет
монотонное затухание по больших расстройках, что самым
благоприятным образом сказывается на
помехоустойчивости приемного тракта к мощным
вещательным ДВ,СВ и УКВ станциям.
Имеет смысл ввести электронную коммутацию
диапазонов, варианты тоже могут быть разные.
Неплохо вписывается диодная. На стр.даны два
варианта выполнения такого ПДФ:
- на стандартных дросселях, что представляет
интерес для тех кому лень мотать катушки, и может
быть очень компактно выполнена на СМД
компонентах. Следует заметить, что для обеспечения
высокой селективности необходимо обеспечить
максимальную развязку между секциями, для чего
либо ввести экранировку между звеньями или
располагать смежные дроссели ортогонально (т.е.
под углом 90 град друг к другу. В качестве
примера в приложение печатка ПДФ р/приемника
"Малыш";
- если не пугает намотка катушек, то схема и
конструкция получается намного проще (и дешевле)
при несколько лучших параметрах - см. второй
вариант схемы.

21

22

Владимир (Аверст), занимаясь испытаниями
ДПФ,разработанных и настроенных под нагрузку
1,5 кОм, обнаружил, что их АЧХ существенно ка-
режится при подключению ко входу SA612
(испытания проводились на плате модернизированного
Аматора, ныне выпускаемой предприятием АВЕРС
в виде набора для радиолюбителей).
Проведенный нами анализ показал, что при применяемом
нами включении входное сопротивление Sa612
составляет 3 кОм, а не типовые 1,5 кОм указанные
в даташите. Причина увеличенного в двое
входного сопротивления банальна до неприличия -
заземленный по переменке один вход тоже
участвует в приеме сигнала.
Итак имеем входное 3 кОм, а выходное - 1,5 кОм.
Что неприемлемо нашего реверсивного тракта,
поэтому для приведенных схем требуется небольшая
доработка - к выводам 1 и 2 DA1 необходимо
подключить резистор 3 кОм. Это выровняет входное
сопротивление тракта с выходным (1,5 кОм) и тем
самым обеспечит нормальную работу ПДФ в
реверсивном режиме.
В своем эксперименте по согласованию ПДФ
Владимир пришел к выводу, что наилучшая форма
АЧХ ПДФ получается при шунтировании входа
DA1 резистором 2,4 кОм, что в общем-то
соответствует входному сопротивлению порядка 4 кОм .
Чтобы окончательно прояснить ситуацию, я
провел ряд экспериментов по измерению входного
сопротивления каскада Dal на имеющихся у меня
SA612 (6шт. из разных партий) и могу отметить,
что они в целом совпадают с результатами
полученными Владимиром, и действительно, реальные
значения несколько выше заявленных в даташите
(не менее 1,5 кОм для одного входа) и составляет
от 3,7 до 4 кОм. Посему, выравнивающее
сопротивление, подключаемое к выводам 1 и 2 DA1 (по
схеме TRX STEP) лучше выбрать порядка 2,4-2,7
кОм, что обеспечит точность согласования с ПДФ
по сопротивлению не хуже 5-7%
Для подключение КФ есть несколько вариантов:
1. Если КФ готовый , например АВЕРСовский, то Г-
образной согласующей цепью,
трансформирующей оптимальное сопротивление нагрузки КФ
(220-240 Ом) в 1,5 кОм. Согласующие резисторы
1,5 кОм теперь не нужны, а величина R6=l,5 кОм.
Расчетные значения - индуктивность 10 мкГ и
емкость 27 пФ. Эта цепь согласования достаточно
широкополосна, т.е. не нуждается в точной
подстройке, но обязательно надо учитывать входную
емкость коммутатора( для 74НС4053 пр-ва Филипс
это 8 пФ) и емкость монтажа - для варианта
печатки Романа и Виталия (односторонний монтаж)-
это примерно 4-5 пФ. Таким образом, реально
устанавливаемая емкость 15 пФ. разумеется
можно поставить либо триммер, либо переменную
индуктивность для точной подстройки, но как
правило в этом нет необходимости.
2. Для самодельных КФ на частоты 4-5,5 МГц на
основе современных миниатюрных резонаторах
схема согласования намного проще - для
согласования с 1,5 кОм достаточно пересчитать крайние
емкости из последовательной схемы в
параллельную, при этом оптимальное нагрузочное
сопротивление КФ увеличивается примерно в 2,5 раза.
Например, для КФ р/приемника "Малыш"
достаточно крайние емкости 51пФ заменить на
параллельно включенные входу КФ величиной 18 пФ
(точнее, при необходимости ,подбирается при
настройке, но это скорее всего не понадобится).
На схеме вариант TRX STEP с КФ двух вариантов.
При этом в опорник вводим удлиняющую катушку
L1, которой его частоту генерации сдвигают вниз
на нижний скат АЧХ КФ.
Катушка опорного генератора L1 содержит 18
витков провода ПЭЛ (ПЭВ) диаметром 0,13-0,17 мм,
равномерно размещенных на каркасе от контура
ПЧ 455 кГц, подстроечником которого служит фер-
ритовый горшок, имеющий резьбу на наружной
поверхности и шлиц под отвертку.
Эта конструкция примечательна тем, при
перемещении сердечника при указанных выше
намоточных данных индуктивность меняется от 4 до 20
мкГ - в 5 раз! Это позволяет подстроить частоту
опорного генератора практически с любым
резонатором без трудоемкой подборки числа витков.
В зависимости от ПЧ (4-8,865 МГц), т.е. частоты
КФ, С13 может быть в пределах 82... 150 пФ, а С14
150-300 рФ.
Что касается каскада УНЧ- то здесь все зависит от
выбранной структурной схемы и желаемой
чувствительности. Я, например, не люблю слушать
собственные шумы приемников, поэтому всегда
стараюсь ограничить их величиной не более 20
мВ, иначе становится не комфортно при
прослушивании хоть на мультимедийные низкоомные
наушники, хоть на современные динамики с
повышенным кпд.

В нашем случае, при проектном чутье 0,5 мкВ,
приведенный уровень собственных шумов 0,167
мкВ, таким образом, требуемый Кус=20 мв/0,167
мкВ= примерно 100 дБ.
Можно примерно просчитать требуемое усиление
УНЧ = 100 дБ- (+17 дБ SA612)-(-2-6 дБ КФ)-(+10-
12 дБ УПЧН+17 дБ SA612) = 56-62 дБ.
Это мы произвели расчет требуемого Кус исходя
из уровня собственных шумов, так сказать
максимально комфортное значение, но в
действительности сигнал уровнем 5-7 мВ уже достаточно
хорошо различается в наушниках, т.е для
реализации предельной чувствительности Кус можно
сделать меньше - достаточно порядка 20-25 ты.
(66-74 дБ). И действительно, очень многие
аналогичные конструкции имеют такое усиление и в
общем-то неплохо работают. Но они как, правило,
не имеют АРУ. А вот если мы захотим ввести
более-менее приличную АРУ, то надо учитывать
некоторые особенности.
ЛЛДля того, чтобы повысить эффективность работы
АРУ, коэффициент усиления повышен до 1000..."
это фрагмент из описания аналогичного УНЧ (см.
http ://www.cqham. ru/trx85_64. htm )
Здесь мы попробуем расшифровать это несколько
завуалированную фразу, для потребуется сделать
соответствующие расчеты - порог срабатывания
АРУ = напряжение открывания полевике (типовое
примерно 1 В)+напряжение открывания двух
кремниевых диодов (примерно 2*0,5 В)=2 В, что
соответствует 0,7 эфф выходного напряжения
сигнала. Начало срабатывания АРУ по входу
выбирается тоже достаточно произвольно, на мой взгляд
комфортный уровень порядка S6-S7 (6-12 мкВ).
Таким образом, требуемый Кус=0,7 В/6-12
мкВ=примерно 100 тыс. (100 дБ)
При отработке этой схемы я исходил из
минимально разумной достаточности, т.е. избегал
излишнего усложнения, если это обеспечивает
заметной прибавки в каком либо параметре.
Можно, конечно и добавить регулировку в УПЧ,
только вот эффект от этого будет мизерный (в
пределах 6-10 дБ), практически не заметный.
Дело в том, что в исходной схеме глубина АРУ
ограничена не регулирующим узлом (реально для
отдельно взятого УНЧ она выше до 70-75 дБ - в
зависимости от разброса параметров полевика), а
перегрузочной способностью SA612. Так при
выбранном пороге срабатывания АРУ (порядка 6-7
мкВ, а делать его меньше, на мой взгляд, без
существенного увеличения селективности такта ПЧ
не стоит) максимальный входной сигнал, еще
обрабатываемый АРУ, достигает 6-7 мВ - а это уже
уровень заметного блокирования, т.е. фактически
предел для SA612 и такие уровни надо уже
снижать аттенюатором. С другой стороны, уже
имеющейся АРУ вполне достаточно для комфортного
прослушивания - это не только мое мнение, но и
отзывы повторивших приемник Малыш, имеющий
аналогичный приемный тракт. Вообще же,
реальный ДД по блокированию этого приемного тракта
достигает 90 дБ - весьма неплохо для такого
простого решения.
Для введения режима CW принципиальных
ограничений нет. В простейшем случае - это
типовой однотранзисторный коммутируемый LC (для
500 кГц) или кварцевый (для ПЧ=4-20 МГц)
генератор, сигнала с которого амплитудой 150-200 мВ
подается на вывод 14 DD2. Подходит практически
любой из много кратно описанных в любительской
литературе. Например, можно смело ставить такой
как у Тарасова в "Дунае" - он прост, детально
описан. Подключение его лучше всего сделать к
выв. 14 DD2 через дополнительный
развязывающий резистор 4,7-10 кОм. Остальная настройка не
отличается от описанной в заметке. Оптимальная
амплитуда сигнала CW на выводе 14 DD2 -120-
150мВ (но не более 200мВ!) выставляется как и
описано в заметке подбором конденсатора С59.
При переходе на передачу в режиме CW DD2
переключать не нужно(т.е не подаем управляющий
сигнал +Т на эту микросхему), оставляем второй
смеситель (детектор) и УНЧ в режиме приема, и не
смотря на то,что вход УНЧ в режиме передачи
шунтируется ключом VT2, небольшой остаточный
сигнал вполне обеспечит режим самоконтроля
достаточного уровня.
Если уровень сигнала самоконтроля покажется
маловат, его можно увеличить поставив
последовательно со стоком VT2 небольшой ( единицы Ом)
резистор.

US5MSQ
6 диапазонный ПДФ на одинаковых катушках
с трансформацией 50 ом/1,5кОм ver.1.1

26

ПРОСТЫЕ
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЕ
ПРИЕМНИКИ НА
ДВУХЗАТВОРНЫХ ПОЛЕВЫХ
ТРАНЗИСТОРАХ
Современные двухзатворные полевые
транзисторы (ДПТ), например импортные серий BF9xx,
доступны и дешевы, имеют малые шумы и
большую крутизну, относительно малый разброс
параметров и при этом хорошо защищены от
статики. Смесители на ДПТ получаются
исключительно простые и эффективные, типовая схема
включения показана на рисунке:
1. Напряжение сигнала подается на первый
затвор, а напряжение гетеродина плавного
диапазона (ГПД) - на второй.
Максимальный динамический диапазон (по
интермодуляции - порядка 70 дБ, по блокированию -
более 90 дБ) получается при близком к нулю
напряжении смещения на затворах. Высокое
выходное сопротивление (порядка 10-20 кОм) очень
хорошо согласуются с широко распространенными
магнитострикционными ЭМФ на частоты порядка
500 кГц, а малый ток стока (порядка 1-1,5 мА)
позволяет применить непосредственное
включение обмотки возбуждения ЭМФ.
При этом довольно большая крутизна
преобразования (примерно 1,5...2 мА/В) позволяет получить
высокую чувствительность даже без УПЧ.
Высокое входное сопротивление по обоим входам
также существенно упрощает сопряжение с пре-
селектором и ГПД.
На основе этих смесителей, используя
завалявшийся в тумбочке маловостребованный дисковый
электромеханический фильтр (ЭМФ) на 500 кГц со
средней полосой пропускания, за пару часов
неспешной, в удовольствие, работы с паяльником
автором был сделан очень простой как по схеме,
так и наладке, достаточно чувствительный и
помехоустойчивый супергетеродин.
Приятно отметить, что и в наши дни создание
простых радиоприемников для наблюдений за
любительскими станциями привлекательно для многих
радиолюбителей, о чем свидетельствует большой
интерес, проявленный коллегами в процессе
обсуждения на форуме [1]. Это и побудило меня
разработать на одной и той же основе несколько
вариантов KB приемников, чтобы показать
насколько простыми могут быть схемные решения
при использовании ДПТ.
Приемник наблюдателя с ЭМФ на 80 м
Это самый простой (базовый) однодиапазонный
вариант супергетеродинного приемника. Его
принципиальная схема представлена на
следующей странице.
Входной сигнал любительского диапазона 80 м
(полоса частот 3,5...3,8 МГц) величиной не менее
1 мкВ поступает на регулируемый аттенюатор
0R1, выполненный на сдвоенном потенциометре.
По сравнению с одиночным потенциометром
подобное решение обеспечивает большую глубину
регулировки ослабления (более 60 дБ) во всем KB
диапазоне, что позволяет обеспечить
оптимальную работу приемника практически с любой
антенной. Далее сигнал поступает на входной
двухконтурный диапазонный полосовой фильтр
(ДПФ), образованный катушками индуктивности
LI, L2 и конденсаторами С2, СЗ, С5, С6 с внешне-
емкостной связью через конденсатор С4.
Показанное на схеме подключение к первому
контуру через емкостной делитель С2СЗ
рекомендуется для низкоомной антенны (четвертьволновый
"луч" длиной около 20 м, диполь или "дельта" с
фидером из коаксиального кабеля). Для высоко-
омной антенны в виде отрезка провода длиной
значительно меньше четверти длины волны выход
аттенюатора 0R1 подключают к выводу платы XI,
соединенному с первым контуром (L1C2C3)
входного фильтра через конденсатор С1.
Способ подключения каждой антенны подбирают
экспериментально по максимальной громкости и

качеству приема. Схема этого двухконтурного
ПДФ оптимизирована под сопротивление антенны
50 Ом и сопротивление нагрузки (R4) 200 Ом.
При этом его коэффициент передачи за счет
трансформации сопротивлений составляет
примерно +3 дБ, что обеспечивает реализацию
высокой чувствительности - не хуже 1 мкВ.
В виду того, что с приемником может применяться
антенна любой, случайной длины, да и при
регулировке аттенюатором сопротивление источника
сигнала на входе ПДФ может меняться в широком
диапазоне, чтобы получить в таких условиях
достаточно стабильную АЧХ, по входу ПДФ
установлен согласующий резистор R1. В качестве катушек
применены готовые малогабаритные дроссели
стандартных номиналов, которые дешевы, уже
широко доступны и, главное, можно отказаться от
столь нелюбимых многими начинающими
радиолюбителями самодельных катушек.
Выделенный ДПФ сигнал величиной не менее 1,4
мкВ подается на первый затвор полевого
транзистора VT1. На второй его затвор поступает через
конденсатор С7 напряжение гетеродина
величиной порядка 1...3 Вэфф. Сигнал промежуточной
частоты (500 кГц), являющийся разностью частот
гетеродина и сигнала, величиной порядка 25...35
мкВ выделяется в цепи стока смесителя контуром,
образованным индуктивностью обмотки ЭМФ Z1 и
конденсаторами С12С15. Развязывающие цепочки
R11C11 и R21C21 защищают общую цепь питания
смесителей от попадания в нее сигналов
гетеродина, промежуточной и звуковой частоты.
Первый гетеродин приемника выполнен по схеме
емкостной трехточки (вариант Клаппа) на
транзисторе VT2. Контур гетеродина составлен из
катушки индуктивности L3 и конденсатора
С8,С9,С10. Частоту гетеродина можно
перестраивать (с некоторым запасом по краям) в диапазоне
4000-4300 кГц конденсатором переменной
емкости (КПЕ) 0С1.
Резисторы R2, R5 и R7 определяют и жестко
задают (за счет глубокой ООС) режим работы
транзистора по постоянному току, чем и
обеспечивается высокая стабильность частоты.
Резистор R6 улучшает спектральную чистоту
(форму) сигнала. Питание обоих гетеродинов +6
В стабилизировано интегральным стабилизатором
DA1. Цепочки R10C14C16 и R12C17 защищают
общую цепь питания обоих гетеродинов и
развязывают их друг от друга.
Основную селекцию сигналов в приемнике
выполняет ЭМФ Z1 с полосой пропускания 2,75 кГц со
средней полосой пропускания. В зависимости от
типа примененного ЭМФ селективность по
соседнему каналу (при расстройке на 3 кГц выше или
ниже полосы пропускания) достигает 60...70 дБ.
С его выходной обмотки, настроенной
конденсаторами С19, С22 в резонанс на промежуточную
частоту, сигнал поступает на детектор, который
выполнен по схеме, аналогичной первому
смесителю, на полевом транзисторе VT4. Его высокое
входное сопротивление позволило получить
минимально возможное затухание сигнала в ЭМФ
основной селекции (порядка 10-12 дБ), поэтому на
первом затворе величина сигнала составляет не
менее 8...10 мкВ.
Второй гетеродин приемника выполнен на
транзисторе VT3 почти по такой же схеме, что и первый,
только вместо индуктивности применен
керамический резонатор ZQ1. В этой схеме генерация
колебаний возможна только при индуктивном
сопротивлении цепи резонатора, т.е. частота
колебаний находится между частотами последова-

тельного и параллельного резонансов. Нередко в
подобных приемниках во втором гетеродине
используют довольно дефицитный комплект -
кварцевый резонатор на 500 кГц и ЭМФ с верхней
полосой пропускания. Это удобно, но заметно
удорожает приемник.
В нашем приемнике в качестве частотозадающего
элемента применен широко распространенный
керамический резонатор на 500 кГц от пультов ДУ,
имеющий достаточно широкий межрезонансный
интервал (не менее 12-15 кГц). Подстройкой
емкости конденсаторов С23,С24 второй гетеродин
легко «тягается» по частоте в диапазоне, как
минимум 493-503 кГц и, как показал опыт, при
исключении прямых температурных воздействий
обеспечивает достаточную для практики
стабильность частоты. Благодаря этому свойству, для
нашего приемника подходит практически любой
ЭМФ со средней частотой около 500 кГц и полосой
пропускания 2,1...3,1 кГц [2]. Это может быть,
скажем, ЭМФ-11Д-500-3,0В или ЭМФДП-500Н-ЗД
или ФЭМ-036-500-2,75С, использованный
автором, с буквенными индексами В, Н, С.
Буквенный индекс указывает, какую боковую
полосу относительно несущей выделяет данный
фильтр — верхнюю (В) или нижнюю (Н), или же
частота 500 кГц приходится на середину (С)
полосы пропускания фильтра. В нашем приемнике
это не имеет значения, поскольку при
налаживании частоту второго гетеродина устанавливают на
300 Гц ниже полосы пропускания фильтра, и в
любом случае будет выделяться верхняя боковая
полоса.
Требуемую частоту второго гетеродина для
конкретного ЭМФ с полосой пропускания П (кГц)
можно определить по простейшим формулам:
- для ЭМФ с верхней полосой F=500 кГц;
- со средней полосой F(kH_0=499,7 - П/2;
- с нижней полосой F(kH_0=499,4 - П.
Напряжение сигнала второго гетеродина частотой
около 500 кГц (в авторском экземпляре 498,33
кГц) и величиной порядка 1,5...3 Вэфф поступает
на второй затвор VT4 и в результате
преобразования спектр однополосного сигнала переносится с
ПЧ в область звуковых частот. Коэффициент
преобразования (усиления) детектора примерно 4.
Выделенный вторым смесителем на резисторе R17
сигнал звуковой частоты величиной порядка 30-
40 мкВ проходит через трехзвенный ФНЧ с
частотой среза примерно 3 кГц, образованный цепью
C26,R19,C27,R20,C29.
Очищенный от паразитных продуктов
преобразования и остатков сигнала второго гетеродина
сигнал поступает через разделительный конденсатор
С28 на вход УЗЧ (вывод 3 DA2), сделанный на
основе популярной 1_М3861\1-1[3]. Для получения
требуемой чувствительности и обеспечения
эффективной работы АРУ, коэффициент усиления
УЗЧ повышен до 500 благодаря включению цепи
R22,C30 в цепи ООС.
Нагрузка УЗЧ - регулятор громкости
подключается через дополнительный однозвенный ФНЧ
(R25,C37) с частотой среза примерно 3 кГц,
дополнительно снижающий внеполосные шумы, что
заметно повышает комфортность прослушивания
эфира на современные широкополосные
малогабаритные динамики или низкоомные телефоны,
например компьютерные мультимедийные.
Усиленный УЗЧ сигнал детектируется диодами
VD1,VD2 , и управляющее напряжение АРУ
поступает в цепь затвора регулирующего VT5.
Как только величина регулирующего напряжение
превысит пороговое (примерно 1 В), транзистор
открывается и образованный им совместно с
резистором R20 делитель напряжения за счет
отличных пороговых свойств такого регулятора
весьма эффективно стабилизирует выходной
сигнал звуковой частоты на уровне примерно 0,65-
0,7 Вэфф, что соответствует максимальной
выходной мощности примерно 60 мВт, а на 16-
омном - 30 мВт и приемник будет достаточно
экономичным. При такой мощности современные
импортные динамики с высоких КПД способны
озвучить трехкомнатную квартиру, а вот для
некоторых отечественных динамиков может
показаться маловато, тогда можно повысить в 2 раза
порог АРУ, установив в качестве VD1,VD2 красные
светодиоды, при этом питание УНЧ нужно будет
поднять до 12 В.
В режиме покоя или при работе на высокоомные
головные телефоны приемник довольно
экономичен - потребляет порядка 12 мА. При
максимальной громкости звучания подключенной к его
выходу динамической головки сопротивлением
80м потребляемый ток может достигать 45 мА,
Блок питания годится любой промышленного
изготовления или самодельный, обеспечивающий
стабилизированное напряжение +9...12 В при токе
не менее 50 мА.
Для автономного питания удобно применять
батарейки, размещенные в специальном контейнере
или аккумуляторы.
Например, аккумулятора на 8,4 В размером с
"Крону" и емкостью 200 мА/час хватает более чем
на 3 часа прослушивания эфира на динамик при
средней громкости, а при применении высоко-
омных телефонов - более 10 часов.
Все детали приемника, кроме разъемов,
переменных резисторов и КПЕ, смонтированы на плате из
одностороннего фольгированного
стеклотекстолита размером 45x160 мм. Чертеж платы со
стороны печатных проводников и расположение
деталей - приведены на следующей странице.

Транзисторы VT1,VT4 могут быть любой из серий
BF961, BF964, BF980, BF981 или отечественные
КП327. Для некоторых из этих транзисторов может
потребоваться подбор истоковых резисторов до
получения тока стока 1...2 мА.
Для гетеродинов подойдут импортные
общецелевые транзисторы n-p-п типа 2SC1815, 2N2222 или
отечественные КТ312, КТ3102, КТ306, КТ316 с
любыми буквенными индексами.
Полевой транзистор VT1 2N7000 может быть
заменен аналогами BS170, BSN254, ZVN2120a,
КП501а.
Диоды VD1,VD2 1N4148 можно заменить на любые
кремниевые КД503, КД509, КД521, КД522.
Постоянные резисторы — любого типа мощностью
рассеивания 0,125 или 0,25 Вт. Детали,
устанавливаемые навесным монтажом на шасси, могут
быть любого типа. Потенциометры 0R1 -
сдвоенный, может иметь сопротивление 1-3,3 кОм, 0R2
- 47-500 Ом. Конденсатор настройки 0С1 —
желательно малогабаритный с воздушным
диэлектриком с максимальной емкостью не менее 240 пФ.
При отсутствии такого конденсатора можно
использовать малогабаритный КПЕ транзисторного
радиовещательного приемника. Конечно,
конденсатор настройки полезно было бы оснастить
простейшим верньером с замедлением 1:3... 1:10.
Керамические контурные конденсаторы
малогабаритные керамические термостабильные (с малым
температурным коэффициентом емкости (ТКЕ) —
групп ПЗЗ, М47 или М75) КД, КТ, КМ, КЛГ, КЛС,
К10-7 или аналогичные импортные (дисковые
оранжевые с черной точкой или многослойные с
нулевым ТКЕ - MP0). Триммеры CVN6 фирмы
BARONS или аналогичные малогабаритные. С26,
С29 желательно термостабильные пленочные, ме-
таллопленочные например серий MKT, МКР и
аналогичные.
Остальные керамические блокировочные и
электролитические - любого типа импортные
малогабаритные. Для намотки гетеродинной катушки L3
использован готовый каркас с ферритовым под-
строечником 600НН и экраном от стандартных
контуров ПЧ 465 отечественных транзисторных
радиоприемников (в частности, от
радиоприемника ллАльпинист"), для которого формула расчета
количества витков для получения требуемой
индуктивности равно W=ll*SQRT(L[MKrH]), в нашем
случае для получения 8,2 мкГн требуется 31 виток
провода диаметром 0,17-0,27 мм.
После намотки катушки равномерно в 3-х секциях
внутрь каркаса ввинчивают подстроечник, и затем
эта конструкция заключается в алюминиевый
экран, при этом штатный цилиндрический магни-
топровод не используют.
Вообще, в качестве каркаса самодельных катушек
любые доступные радиолюбителю, разумеется с
соответствующей корректировкой печатных
проводников:
- очень удобны и термостабильны импортные от
контуров ПЧ 455 кГц, подобные примененному в
[3], подстроечником которого служит ферритовый
горшок, имеющий резьбу на наружной
поверхности и шлиц под отвертку, количество витков для
получения требуемой индуктивности равно
W=6*SQRT(L[MKn-i]), в этом случае для получения
8,2 мкГн требуется 17 витков провода диаметром
0,17-0,27 мм.
- для популярных броневых сердечников типа СБ-
12а формула расчета количества витков для
получения требуемой индуктивности равно
W=6,7*SQRT(L[MKn-i]), в этом случае для
получения 8,2 мкГн требуется 19 витков провода
диаметром 0,17-0,27 мм.
- если использованы готовые каркасы диаметром
7,5 мм с подстроечниками СЦР и экранами от
контуров ПЧ блоков цветности телеприемников, то
при длине намотки 8 мм (при малом числе витков
намотку ведем виток к витку, а при большом числе
витков - в навал) формула расчета количества
витков для получения требуемой индуктивности
равно W=14*SQRT(L[MKn-i]), в этом случае для
получения 8,2 мкГн требуется 40 витков провода
диаметром 0,17-0,27 мм.
Как уже отмечалось выше, в ПДФ в качестве
катушек индуктивности применены стандартные
импортные малогабаритные дроссели типа ЕС24 и
аналогичные. Разумеется, если приобрести
готовые дроссели требуемой индуктивности проблема-

тично, можно применить и в ПДФ самодельные
катушки, рассчитав число витков по приведенным
выше формулам. И наоборот, если возникнут
трудности с намоткой самодельных катушек, в
качестве L3 также можно применить готовый
импортный дроссель 8,2 мкГ. Наш коллега Г.Глухов
(RU3DBT) при изготовлении этого приемника
пошел таким путем и отмечает вполне
удовлетворительную стабильность частоты ГПД[1].
В качестве дросселя L4 годится любой готовый
индуктивностью в пределах 70-200 мкГн, но
можно применить и самодельный, намотав на фер-
ритовом колечке диаметром 7-10 мм
проницаемостью 600-2000 20-30 витков (большее число
витков соответствует меньшим значения диаметра
и/или проницаемости).
Налаживание. Правильно смонтированный
приемник с исправными деталями начинает работать,
как правило, при первом же включении. Тем не
менее, полезно провести все операции по наладке
приемника в последовательности, изложенной
ниже. Все регуляторы надо поставить в положение
максимального сигнала, а сердечники катушек в
L7, L8 в среднее положение.
Сначала с помощью мультиметра, включенного в
разрыв питания, проверяем, что потребляемый
ток не превышает 12-15 мА, в динамике должен
прослушиваться собственные шумы приемника.
Далее, переключив мультиметр в режим
измерения постоянного напряжения, измеряем
напряжения на всех выводах микросхем DAI, DA2 - они
должны соответствовать приведенным в таблице:
вывод
Напряжение^*
№вывода
DA1
Напряжение^
Исток VT1
0.25
1
6,0
Сток VT1
8,1
3
9,0
Исток VT4
0.25
№вывода
DA2
Напряжение^
Сток VT4
6,1
1
1,29
Эм. VT2
2.1
3
0
Кол. VT2
5,5
5
4,43
Эм. VT3
2,1
6
8,90
Проведем простейшую проверку общей
работоспособности основных узлов. При исправном УНЧ
прикосновение руки к выводу 3 DA2 должно
вызывать появление в динамике громкого, рычащего
звука. Прикосновение руки к общей точке
соединения C27R19R20 должно привести к появлению
такого же по тембру звука, но заметно меньшей
громкости - это включилась в работу АРУ.
Проверяем токи стоков ДПТ по падению напряжения на
истоковых резисторах R9 и R16, если оно
превышает 0,44 В, т.е. ток стока ДПТ превышает 2 мА,
нужно увеличивая сопротивление истоковых
резисторов добиться уменьшения тока до уровня
порядка 1-1,5 мА.
Для установки расчетной частоты второго
гетеродина снимаем технологическую перемычку (джам-
пер) J2 и вместо нее к этому разъему подключаем
частотомер. При этом VT4 выполняет функцию
развязывающего (буферного) усилителя сигнала
второго гетеродина, что практически полностью
устраняет влияние частотомера на точность
установки частоты.
Это удобно не только на этапе налаживания, но в
дальнейшем, в процессе эксплуатации, позволит
проводить оперативный контроль, а при
необходимости и подстройку, частот гетеродинов без
полной разборки приемника. Требуемой частоты
добиваемся подбором С24 (грубо) и подстройкой
триммера С23 (точно).
Возвращаем на место перемычку (джемпер) J2 и
аналогично, подключив частотомер вместо
технологической перемычки (джампера) Л проводим
проверку, а при необходимости и укладку
(подстройкой индуктивности L3), диапазона
перестройки ГПД, который должен быть не уже
3980-4320 кГц.
Если диапазон перестройки ГПД окажется
излишне широк, что вполне вероятно при
использовании КПЕ с большей максимальной емкостью,
последовательно с ним можно включить
дополнительный растягивающий конденсатор, требуемую
емкость которого надо будет подобрать
самостоятельно.
Для настройки в резонанс входной и выходной
обмоток возбуждения ЭМФ подают (через
конденсатор емкостью 20... 100 пФ) с ГСС на первый затвор
транзистора VT1 немодулированный сигнал
частотой, соответствующую середине полосы
пропускания ЭМФ (в авторском варианте - 500 кГц) и
подбором величины конденсаторов С12, С22
(грубо) и точной подстройкой триммерами С15,
С19 по максимуму выходного сигнала.
При этом, во избежание срабатывания АРУ,
уровень сигнала ГСС поддерживают таким, чтобы
сигнал на выходе УНЧ не превышал 0,4 Вэфф. Как
правило, для ЭМФ неизвестного происхождения
неизвестна даже ориентировочная величина
резонансной емкости, а она, в зависимости от типа
ЭМФ, может быть в пределах от 62 до 150пФ.
Можно существенно облегчить настройку, если
предварительно измерить индуктивность обеих
катушек ЭМФ, например, посредством простой
приставки [4].
Тогда резонансную емкость для каждой катушки
(а индуктивность их отнюдь не одинакова,
разница может достигать 10%, так в моем экземпляре
ЭМФ индуктивность составила 840 и 897 мкГн)
легко определим по формуле:
Если значения контурных элементов ПДФ
соответствуют указанным на схеме с точностью не
хуже +-5%, дополнительной настройки не
требуется. При самодельных катушках настройку ПДФ
можно сделать по стандартной методике с исполь-

зованием ГСС. Для нормальной работы приемника
на диапазоне 80 м желательно подключить
наружную антенну длиной не менее10-15 м. при
питании приемника от батарей полезно подключить
заземление или провод противовес такой же
длины. Хорошие результаты дает использование
в качестве заземления металлических труб
водоснабжения, отопления или арматуры балконного
ограждения в панельных железобетонных
зданиях.
На основе схемы, приведенной в первой части
статьи, изменяя параметры только входных и
гетеродинных контуров можно создавать самые
разные варианты любительских приемников на НЧ
диапазоны.
Двухдиапазонный приемник на 80 и 160 м
Для улучшения повторяемости было решено
полностью отказаться от самодельных катушек и
выполнить ВЧ цепи на малогабаритных аксиальных
дросселях стандартных номиналов (типа ЕС24 и
т.п.). Благодаря дополнительно проведенной
оптимизации значений контурных элементов под
стандартный номинальный ряд удалось упростить
не только схему, но и настройку.
Фрагмент принципиальной схемы ВЧ блока двух-
диапазонного варианта приемника на 80 и 160 м
приведена на рисунке. Непоказанная часть схемы
полностью соответствует базовому варианту, для
облегчения чтения нумерация совпадающих
элементов сохранена, вновь введенные ее
продолжают.
В показанном на схеме положении переключателя
SA1 включен диапазон 160 м. Двухконтурный ПДФ
L1C1C2C3C39L2C4C5C6C42 подобен по структуре
примененному в базовом варианте и имеет полосу
пропускания не уже 1,8-2 МГц. Внешняя антенна,
в зависимости от ее параметров, подключаются
аналогично базовому варианту.
Для перехода на 80 м диапазон замыкаются
контакты переключателя SA1 и параллельно
катушкам 1_1,1_2 величиной 22 мкГн подключаются
катушки 1_5,1_6 величиной 8,2 мкГн, в результате
полоса пропускания ПДФ смещается точно на
частоты диапазона 80 м - 3,5-3,8 МГц.
Контур ГПД на 160 м диапазоне состоит из
катушки L3, КПЕ С38 и растягивающих
конденсаторов С40,С8,С9, и СЮ, величина последних
выбрана из расчета обеспечить с достаточным
запасом диапазон перестройки 2,28-2,52 МГц.
При включении 80 м диапазона параллельно L3
подключаются катушка L7 и конденсатор С41, в
результате диапазон перестройки ГПД смещается
к требуемому 3,98-4,32 МГц, также с некоторым
запасом. Немного расширенный диапазон
перестройки ГПД позволил отказаться от операции
точной укладки диапазонов.
В результате при установке исправных деталей
указанных на схеме номиналов ВЧ блок
практически не требует настройки, достаточно только
подстроить триммеры С39 и С42 по максимуму
сигнала на середине 160 м диапазона.
Разумеется, что при отсутствии готовых дросселей
можно применить самодельные катушки,
самостоятельно рассчитав требуемое кол-во витков,
например по методике, приведенной в первой
части статьи. При этом схему можно еще более
упростить, отказавшись от триммеров, а настройку

ВЧ блока провести регулировкой индуктивности
самодельных катушек по стандартной или
упрощенной методике, приведенной ниже.
Трехдиапазонный приемник на 20,40 и 80 м
Этот приемник немного сложнее, но и
совершеннее предыдущих. Его принципиальная схема
приведена на рисунке. Сигнал с антенного разъема
подается на регулируемый аттенюатор,
выполненный на сдвоенном потенциометре R24 и далее
через катушку связи L1 поступает на двухконтур-
ный полосовой диапазонный фильтр (ПДФ)
L2C5C11, L3C17C21 с емкостной связью через кон-
Примененная схема имеет самый большой
коэффициент передачи по напряжению на 14 МГц с
почти пропорциональным частоте снижением в
сторону 3,5 МГц, причем избирательность по
зеркальному каналу при ПЧ 500 кГц даже на 14М Гц
будет порядка 30 дБ - вполне приличное
значение, учитывая, что в полосе 13-13,35 МГц нет
мощных вещательных станций. Приемник
работает очень чисто, даже без аттенюатора без
заметных на слух перегрузок держит сигнал - уровнем
как минимум до S9+40 дБ.
Чувствительность при с/шум = 10дБ не хуже 3 мкВ
(80 м) и 1 мкв (40 и 20 м). Ток потребления в
денсатор СЮ. Переключение диапазонов
производится трехпозиционным переключателем. В
положении контактов, показанном на схеме
включен диапазон 14 МГц.
При переключении на 7 МГц к контурам
подключаются дополнительные контурные конденсаторы
С4,С9 и С16,С20, смещающие резонансные
частоты контуров на середину рабочего диапазона и
дополнительный конденсатор связи С15.
При переключении на диапазон 3,5 МГц к
контурам ПДФ подключаются соответственно
конденсаторы С8,С14 и С13. Для расширения полосы на 80
м диапазоне введены резисторы R1,R2.
Этот трехдиапазонный ПДФ рассчитан на
применение большой, полноразмерной антенны и
сделан по упрощенной схеме всего на двух катушках,
что оказалось возможным благодаря нескольким
особенностям - верхние диапазоны, где требуется
большие чувствительность и селективность -
узкие (меньше 3%), нижний 80 м, где очень высок
уровень помех и вполне достаточно
чувствительности порядка 3-5 мкВ - широкий (9%).
покое - порядка 20 мА и не более 50 мА при
максимальной громкости на динамик 8 Ом.
Гетеродин выполнен по схеме индуктивной трех-
точки (схема Хартли) на полевом транзисторе VT3.
Контур гетеродина содержит катушку L5 и
конденсаторы С18,С19.
Конденсатором переменной емкости (КПЕ) С51
частота генерации перестраивается в пределах
13,48-13,87 МГц. При переключении на 7 МГц к
контуру параллельно С18 и С19 подключаются
дополнительные растягивающие конденсаторы С6 и
С7,С12, смещающие диапазон перестройки
частоты до 7,48-7,72 МГц.
При переключении на диапазон 3,5 МГц
подключаются соответственно конденсаторы С1 и С2СЗ,
а диапазон перестройки ГПД равен 3,98-4,32 МГц.
Связь контура с цепью затвора VT2
осуществляется посредством конденсатора С16, на
котором, благодаря выпрямляющему действию р-п
перехода диода VD1, образуется автосмещение,
достаточно жестко стабилизирующее амплитуду
колебаний в широком диапазоне частот. Так, на-

пример, при возрастании амплитуды колебаний
запирающее напряжение также увеличивается и
усиление транзистора падает, уменьшая
коэффициент положительной обратной связи (ПОС).
Собственно, ПОС получается при протекании тока
транзистора по части витков катушки L5. Отвод к
истоку сделан от 1/3 части общего числа витков.
Сигнал ГПД подается на второй затвор смесителя
VT2 через буферный истоковый повторитель VT1.
Это вызвано тем, что на верхнем 20 м диапазоне
при ПЧ 500 кГц частоты настройки контуров ДПФ
и ГПД очень близки, поэтому реактивное
сопротивление контура ГПД для частоты сигнала велико
и сильные сигналы (уровнем S9+40 дБ и более)
через межзатворную емкость смесителя VT2
попадают непосредственно в контур ГПД, что
приводит к небольшой, но заметной на слух,
паразитной модуляции сигнала ГПД - в
принимаемом сигнале появляется неприятный призвук.
Применение истокового повторителя полностью
устраняет этот эффект.
Остальная часть схемы полностью соответствует
базовому варианту. Все детали приемника, кроме
разъемов, переменных резисторов и КПЕ,
смонтированы на плате из одностороннего фольгирован-
ного стеклотекстолита размером 67,5x95 мм.
Авторский чертеж платы со стороны печатных
проводников находится в архиве. На чертеже
предусмотрено посадочное место под три
наиболее распространенных конструктива ЭМФ
(круглых и прямоугольных). С целью уменьшения
размеров, плата рассчитана на установку в
основном SMD компонентов - резисторы и дроссель L6
типоразмера 1206, а конденсаторы 0805,
электролитические импортные малогабаритные.
Триммеры CVN6 фирмы BARONS или аналогичные
малогабаритные.
В качестве SA1,SA2 применены переключатели
П2К с независимой фиксацией и четырьмя
переключающими группами.
Технологические перемычки J1,J2, подобные
применяемым на компьютерных материнских платах
и адаптерах.
В качестве VT1,VT3 можно применить
практически любые современные полевые транзисторы с
р-n переходом, с начальным током стока не менее
5-6 мА - BF245B,C, J(U)309 -310, КП307Б, Г,
КПЗОЗГ, Д, Е, КП302 А,Б. В качестве VT4
применимы любые кремниевые n-p-п транзисторы с
коэффициентом передачи тока на менее 100,
ВС847- ВС850, ММВТ3904, ММВТ2222 и т.п.
Катушки приемника L1-L4 выполнены на
малогабаритных каркасах от малогабаритных катушек
ПЧ 455 кГц размерами 8x8x11 мм, от широко
распространенных недорогих импортных
радиоприемников и магнитол, подстроечником которых
служит ферритовый горшок, имеющий резьбу на
наружной поверхности и шлиц под отвертку.
Катушки L2-L3 содержат по 9 витков провода ПЭЛ,
ПЭВ диаметром 0,13-0,23 мм. Катушка связи L1
наматывается поверх нижней части катушки L2 и
содержит 1 виток, а катушка связи L4
наматывается поверх нижней части катушки L3 и содержит
5 витков такого же провода. Гетеродинная
катушка L3 намотана на импортном малогабаритном
многосекционном каркасе контура ПЧ 10,7 МГц.
Она содержит 19 витков провода ПЭЛ (ПЭВ)
диаметром 0,13-0,17 мм, отвод от 7 витка. Намотку
следует проводить с максимальным натяжением
провода, равномерно размещая витки во всех
секциях каркаса, после чего катушка плотно
фиксируется штатной капроновой гильзой. Весь контур
заключен в штатный латунный экран. При
необходимости все катушки можно выполнить на любых
других, доступных радиолюбителю каркасах,
разумеется изменив число витков для получения
требуемой индуктивности и, соответственно,
подкорректировав чертеж печатной платы под новый
конструктив. Конструкция шкального механизма
видна на фото. Она аналогична показанному в [3].
В верхней части передней панели вырезано
прямоугольное окно шкалы, сзади которого на
расстоянии 1 мм закреплен винтами М1,5 длиной 15
мм подшкальник. На эти же винты насажены
промежуточные капроновые ролики диаметром 4 мм.

обеспечивающие необходимый ход тросика.
Шкала линейная, с отображением всех трех
диапазонов. Ось, на котором закреплена ручка
настройки, использована от переменного резистора.
От этого же резистора использованы элементы
крепления оси на передней панели. На оси
следует сделать небольшую выточку (полукруглым
надфилем, зажав в патрон электродрели ось), в
которую укладывают тросик (два витка вокруг
оси). Стрелка шкалы - отрезок провода ПЭВ
диаметром 0,55 мм.
Проверка и настройка трактов НЧ и ПЧ аналогична
базовому варианту. Подключив высокоомный
вольтметр (например, китайский цифровой муль-
тиметр) через развязывающий резистор 51-100
кОм к затвору VT3, убеждаемся, что на всех
диапазонах отрицательное напряжение
автосмещение не менее 1 В. Затем по падению напряжения
на R4 проверяем ток стока VT1 и если он более 7-
8 мА, увеличиваем R4 до получения требуемого,
допустимо порядка 5-8 мА.
Затем снимаем технологическую перемычку
(джампер) Л и вместо нее к этому разъему
подключаем частотомер и приступаем к укладке
диапазонов ГПД, которую начинаем с диапазона 20 м
(переключатели SA1,SA2 отжаты). Подбором
растягивающих конденсаторов С18,С19 добиваемся
требуемой ширины перестройки (с небольшим
запасом - порядка 15-20 кГц по краям), а
сердечником катушки L5 совмещаем начало диапазона и
больше катушку не трогаем. Далее, нажав
переключатель SA2, переходим к укладке диапазона
40 м, для чего сначала устанавливаем триммер
С12 в среднее положение (это легко определить
по изменению частоты при его регулировке),
подбором растягивающих конденсаторов С6,С7
добиваемся как требуемой ширины перестройки, так и
примерного совпадения начала диапазонов, после
чего подстройкой С12 совмещаем их более точно.
Затем переходим на диапазон 80 м (отжав SA2 и
нажав SA1) и аналогично, подбором
растягивающих конденсаторов С6,С7, укладываем его
границы и триммером СЗ совмещаем начало
диапазона с предыдущими.
При указанной выше конструкции катушки и
использовании термостабильных конденсаторов
группы МПО (а по сведениям автора к ним
относятся практически все импортные SMD
конденсаторы емкостью менее 1000 пФ) стабильность
частоты получилась вполне приличной - после 15
мин прогрева приемник держит SSB станции не
менее получаса на 20 м диапазоне и не менее часа
- на нижних и это без всяких дополнительных
усилий по термокомпенсации. Настройку контуров
ДПФ следует начинать с диапазона 80 м.
Подключив к выходу приемника индикатор уровня
выходного сигнала(милливольтметр переменного
тока, осциллограф, а то и просто мультиметр в
режиме измерения напряжения постоянного тока к
выводам конденсатора С42) устанавливаем
частоту ГСС на середину диапазона, т.е. 3,65 МГц.
Расчетная АЧХ ПДФ на этом диапазоне широкая
«двугорбая», с провалом в середине диапазона
примерно на 1 дБ.
Чтобы правильно настроить этот ПДФ без ГКЧ,
воспользуемся следующим приемом:
временно зашунтируем катушку L3 резистором
150-220 Ом и настроившись приемником на сигнал
ГСС вращением сердечника катушки L2 добьемся
максимального уровня сигнала (максимальной
громкости приема).

По мере роста громкости следует при помощи
плавного аттенюатора R1 поддерживать уровень
сигнала на выходе УНЧ примерно 0,3-0,5 В.
Если при вращении сердечника после достижения
максимума наблюдается снижение шумов, это
свидетельствует, что входной контур у нас настроен
правильно, возвращаем сердечник в положение
максимума и можем приступать к следующему
этапу.
Если вращением сердечника (в обе стороны) не
получается зафиксировать четкий максимум, т.е.
сигнал продолжает расти, то наш контур
неправильно настроен и понадобится подбор
конденсатора. Так если сигнал продолжает увеличиваться
при полном выкручивании сердечника, емкость
конденсаторов обоих контуров С8 и С14 надо
немного уменьшить, как правило (если катушка
выполнена правильно) достаточно поставить
следующий ближайший номинал. И опять
проверяем возможность настройки входного контура в
резонанс.
И наоборот, если сигнал продолжает уменьшаться
при полном вкручивании сердечника, емкость
конденсаторов обоих контуров С8 и С14 надо
увеличить. После этого перенесем шунтирующий
резистор на катушку L2 и вращением сердечника
катушки L3 добьемся максимального уровня
сигнала. Вот теперь ПДФ диапазона 80 м настроен
правильно. Больше катушки не трогаем и
переходим на диапазон 20 м и 40 м. АЧХ ПДФ этих
диапазонов узкие, одногорбые, поэтому они
настраиваются просто по максимуму сигнала в средней
части диапазона - частоты соответственно 14,175
и 7,1 МГц.
С начала настраиваем ПДФ диапазона 20 м
регулировкой триммеров С5,С21, а затем - 40 м,
соответственно регулировкой триммеров С4,С20.
При достаточно большой антенне настройку ПДФ
по приведенной выше методике можно сделать
непосредственно по шумам (сигналам) эфира,
памятуя, что лучшее прохождение, а значит, более
сильные сигналы, на диапазонах 80 и 40 м будут
в темное время суток, а на 20 м - в светлое.
Литература
1. Форум «Простой приемник наблюдателя с ЭМФ»
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t= 16795
2. Шульгин К. Основные параметры дисковых ЭМФ
на частоту 500 кГц. — Радио, 2002, №5, с.59-61.
3. Беленецкий С. Двухдиапазонный KB приемник
«Малыш». — Радио, 2008, №4, с.51, №5, с.72.
4. Беленецкий С. Приставка для измерения
индуктивности в практике радиолюбителя. — Радио,
2005, №5, с.26-28.

КОНВЕРТЕРЫ К
ПРИЕМНИКАМ НА 3,3-3,8 МГЦ
Варианты конвертеров к приемникам:
- для 4-х диапазонного (80,40,20 и 10 м - на одном
кварце);
- для 5-ти диапазонного (80,40,20,15 и 10 м - на
двух кварцах). Дополнительно применяется кварц
24,8 МГц.
Пятидиапазонный вариант, если кварцы работают
на основной гармонике, можно немного упростить
- схема версии 1.1. И еще один вариант с буфером
цифровой шкалы - версия 1.2. Конвертеры
подключаются к основной плате к полной входной
обмотке (6 виткам), разумеется ее вывод в этом
случае не заземляют.
Приведена еще одна схема - универсальный
вариант конвертера (версия 2.0) - если кварц должен
работать на 3-й или 5-й гармонике, то вместо R7
ставим дроссель 1-2 мкГн, если будет всего один
кварц 10,7 МГц, т.е. 4-х диапазонный вариант, то
лишние детали просто не устанавливаем.
С этим частотным раскладом, то бишь кварцами,
конвертер можно применять с любым приемником,
принимающем в диапазоне 3,3-3,8 МГц. Если
приемник однополосный, то надо предусмотреть
переключение боковой, а если - двухполосный
(DSB) - регенератор или простой ППП, то
переключение боковой не нужно.
Четырехдиапазонный конвертер

пятидиапазонный конвертер
пятидиапазонный конвертер ver.1.1

пятидиапазонный конвертер ver.1.2
пятидиапазонный конвертер ver.2.0

ПРИЕМНИК НАБЛЮДАТЕЛЯ
Лет десять назад я затеялся делать переносной
приемник на НЧ диапазоны, который можно
разместить в корпусе какого-нибудь промышленного
малогабаритного приемника (у меня валялся что-
то типа России 303), максимально использовав его
конструктив (телескоп, антенну, механическую
шкалу, верньер, регулятор громкости, динамик),
да потом увлекся ППП и забросил идею до лучших
времен.
В качестве информации к размышлению
предлагаю познакомиться с одним из вариантов схемы,
отличающийся хорошей экономичностью и
показавший при макетировании неплохие результаты
(тестировался на 7 МГц и ПДФ 3-х контурный - по
Рэду).
Печатку не разрабатывал - дальше макета дело не
пошло, сейчас уже есть другая наработка - с
учетом опыта ППП, которую хочется попробовать
(если когда-нибудь руки дойдут) и в которой
акцент усиления смещен на НЧ. При разработке
печатки каких-то особых требований по компоновке
нет - УПЧ (за основу взята схема И. Гончаренко)
несмотря на большое Кус (по памяти - порядка 60-
60 дБ) довольно устойчив - у меня на макетке с
КТ312 (при их длинных ногах и почти
перекрестном расположении) никаких признаков
неустойчивой работы.
Установка КТ306 в первом каскаде (вместо КТ312)
заметно, в разы снизила шумы этого каскада.
КП103 - УПТ АРУ желательно выбрать с начальным
стоком около 1 мА, но это некритично - ставил
разные буквы, и 1,5 мА, и 2,5 мА (но
неэкономично, и порог АРУ великоват), даже с 0,3 мА -
нормально работает.
Единственная настройка - побором резистора
*R15 кОм надо выставить ток коллекторной цепи
Т5 примерно 1 мА (определяется по падению
напряжения на R7=l В).
Небольшая опечатка - в инерционной цепи АРУ
конденсатор С8=2,2 мкФ.
Быстродействующую цепь АРУ Д7, Д7 и С можно
не ставить, хотя в моих условиях приема (кусок
проволоки порядка 10-12 м на высоте 10-12 м над
оживленной трассой) она помогла существенно
снизить уровень импульсных помех (зажигание
автомобилей, треск от электровыключателей)

ДВУХДИАПАЗОННЫЙ
РАДИОПРИЕМНИК "МАЛЫШ"
Для начинающих радиолюбителей
самостоятельная постройка хорошего приемника для
наблюдений за работой радиолюбительских станций
связана с определенными проблемами,
вызванными прежде всего отсутствием опыта и
необходимых измерительных приборов.
Широкое распространение и небольшая стоимость
микросхем, разработанных для бытовой приемной
аппаратуры, позволяет создавать простые и
доступные для повторения в домашних условиях
конструкции.
Побудительным мотивом создания этой
конструкции послужило прочтение обзорной статьи по
вариантам применения микросхемы МС3362 в
связной аппаратуре и результаты испытаний
макета приемника, приведенного на рис.3 [1].
Здесь следует отметить, что в указанной схеме
присутствует ошибка - резистор R2 2,2кОм сильно
шунтирует цепи второго смесителя, практически
блокируя его работу, из-за чего приемник
практически неработоспособен. Поэтому этот резистор
нужно просто убрать или повысить его номинал в
5-10 раз. Функционирование контрольного выхода
опорного генератора при этом полностью
сохраняется. А в целом, работа приемника мне
понравилась - он обладает высокой чувствительностью,
приличной избирательностью и хорошей
повторяемостью.
После месячных испытаний макета в реальном
эфире при работе на разные антенны (10 м
проволочная, подвешенная на высоте Юме балкона
4-го этажа на соседнее дерево и наклонный Win-
dom длиной 41 м с верхней точкой на высоте 30
м) были проведены некоторые доработки схемы
(введены второй диапазон, плавный аттенюатор,
АРУ, оптимизировано покаскадное распределение
уровней сигнала, повысившее перегрузочную
способность, улучшено согласование КФ, повышена
линейность перестройки по частоте и пр.),
существенно улучшившие потребительские параметры.
Предлагаемый двухдиапазонный приемник
обеспечивает достаточно комфортное прослушивание
эфира, не требует сложной настройки, содержит
всего 2 самодельных катушки и его с полным
правом можно назвать конструкцией выходного дня.
Основные технические характеристики
Диапазоны рабочих частот, МГц - 3,5 и 14
Полоса пропускания приемного тракта (по уровню
-6 дБ), Гц - 350...2700
Чувствительность с антенного входа, мкВ, при
полосе пропускания 2,35 кГц, отношении
сигнал/шум 10 дБ, не хуже - 0,5
Коэффициент усиления, тыс. раз, не менее - 120
Уровень собственных шумов, мв, не более - 18
Избирательность по зеркальному каналу, дБ, не
менее - 70
Диапазон регулировки АРУ, дБ, при изменении
выходного напряжения на 4 дБ, не менее - 60
Выходная мощность тракта НЧ на нагрузке 8 Ом,
мВт, не менее - 50
Ток покоя, потребляемый от внешнего
стабилизированного источника питания с напряжением 9 -
12 В, мА, не более - 18
Приемник "Малыш" рассчитан на прием двух
популярных диапазонов 80 и 20 м, на основе одного
не переключаемого ГПД с частотой генерации
МГц, что возможно при частоте ПЧ 5,25 МГц.
Подобное решение уже было реализовано в
интересной конструкции В. Рубцова [ ] и привлекло меня
своей простотой. Как оказалось, кварцы на 5,25
МГц легко доступны (по крайней мере на
территории России и Украины), качественные (не требуют
специального подбора) и недороги. Это и
определило мой выбор.
Принципиальная схема приемника приведена на
следующей странице. Он собран по
супергетеродинной схеме с одной ПЧ, равной 5,25 МГц и, как
уже выше отмечалось, основой приемника
послужила микросхема МС3362, устройство которой,
основные параметры и варианты применения
подробно рассмотрены в статье [1], с которой, дабы
не повторяться, настоятельно рекомендую
ознакомиться. Из важных для нас особенностей МС3362
стоит отметить высокую чувствительность (не
менее 0,7 мкВ со входа ИМС (вывод 1), но при
этом относительно небольшой динамический
диапазон (ДД) - примерно 80дБ по блокированию и
60 дБ по интермодуляции. С учетом того, что
диапазон сигналов с полноразмерной антенны может
достигать 110-120 дБ, для комфортного приема

42

надо правильно согласовывать ДД
приемника (подробнее об этом смотрите в
[3]).
Итак, сигнал с антенного разъема
величиной подается на регулируемый
аттенюатор 0R1, выполненный на сдвоенном
потенциометре. По сравнению с
одиночным потенциометром подобное решение
обеспечивает большую глубину
регулировки ослабления (более 60 дБ) во всем
KB диапазоне, что позволяет обеспечить
оптимальную работу приемника
практически любой антенной. Далее сигнал
через контакты переключателя
диапазонов SA1.1 поступает на полосовой
диапазонный фильтр (ПДФ) диапазона 80 м (на
катушках L1,L4, L5), созданный на основе
готовых малогабаритных дросселей
стандартных номиналов, которые дешевы, уже широко
доступны и, главное, можно отказаться от столь
нелюбимых многими начинающими
радиолюбителями самодельных катушек. Схема этого трехкон-
турного ПДФ выбрана такой, что обеспечивает
улучшенное ( на уровне четырехконтурного)
подавление верхних частот, т.е частот зеркального
канала, и оптимизирована под сопротивление
антенны 50 Ом и сопротивление нагрузки ( входное
сопротивление смесителя по входу 1 DA1) 700 Ом.
При этом его коэффициент передачи за счет
трансформации сопротивлений составляет
примерно +6 дБ, что обеспечивает реализацию
высокой чувствительности - не хуже 0,5 мкВ. При
переключении на 20 м диапазон, зеркальный
диапазон находится ниже основного канала , поэтому
для повышения избирательности по зеркальному
каналу применена другая разновидность ПДФ 20
м (на катушках L2,L3, L6), обеспечивающая
улучшенное подавление нижних частот. Такое схемное
решение ПДФ при относительной простоте
реализации весьма эффективно для стандартного для
радиолюбительских конструкций частотного
расклада (для нижних диапазонов частота ГПД выше
по частоте, а для верхних - ниже) и обеспечивает
увеличенное подавление частот зеркального
диапазона - более 90 дБ.
В виду того, что с приемником может применяться
антенна любой, случайной длины, да и при
регулировке аттенюатором сопротивление источника
сигнала на входе ПДФ может меняться в широком
диапазоне, что получить в таких условиях
достаточно стабильную АЧХ, по входу ПДФ установлены
согласующие резисторы R1,R2. В данной
конструкции в целях снижения потребляемого тока
применена упрощенная коммутация ПДФ -
обычным малогабаритным тумблером. Это удобно и
конструктивно, т.к. резистор аттенюатора
расположен рядом с тумблером переключателя. Но при
этом из-за близкого расположения контактов,
коммутирующих вход/выход ПДФ, заметно
влияние прямого паразитного прохождение сигналов
( в обход ПДФ) подавление зеркального канала
несколько ниже от потенциально возможного - не
хуже 73 дБ, но и этой величины вполне
достаточно для комфортной работы. Что бы стало
понятно, зачем на столь высокое подавление,
произведем простейшие расчеты.
Чувствительность приемника с антенного входа на 20 м
диапазоне - не хуже 0,5 мкВ. Сигнал уже с уровнем
2-3 мкВ звучит достаточно громко. На 80 м
диапазоне при работе на большую антенну сигналы
местных станций и станций ближней зоны
уровнем S9+40 дБ (5мВ) теперь отнюдь не редкость, и
чтобы такие сигналы не прослушивались, не
мешали приему на 20 м, подавление зеркального
канала должно быть не менее 65-70 дБ.
Это требование появилось после первых пробных
прослушиваний эфира, когда при прослушивании
20 м диапазона (зимой, в ночное время, когда
двадцатка практически "закрыта") при
перестройке по диапазону громко, а порой и очень
громко были слышны станции 80 м диапазона -
местные "киловатники".
Разумеется, если необходимо получить еще
большее подавление зеркального канала, то следует
обеспечить максимальную развязку входа/выхода
ПДФ (разнести в пространстве, возможно ввести
экранировку) и применить электронную диодную
или релейную коммутацию.
Но при этом ухудшится экономичность приемника,
что нежелательно при питании приемника от
батареи или аккумулятора. Да и саму схему ПДФ
радиолюбитель может выбрать другую, исходя из
своих предпочтений и возможностей, поэтому
конструктивно ПДФ выполнен на отдельной плате,
что позволяет легко применять любые вариации,
не затрагивая конструкцию основной платы.
Отфильтрованный ПДФ сигнал поступает на вход
первого смесителя (вывод1 DA1). Второй его вход
(вывод 24) соединен с общим проводом по
высокой частоте через блокировочный конденсатор
С23. В этой конструкции нами использован узел
первого смесителя с перестраиваемым варикапом
гетеродином и усилителем ПЧ, имеющий
суммарный коэффициент передачи 18 дБ. С выхода УПЧ

(вывод 19) сигнал ПЧ проходит через четырехре-
зонаторный кварцевый лестничный фильтр Zql-
ZQ4 на частоту 5,25 МГц, имеющий полосу
пропускания 2,35 кГц, и поступает на вход (вывод
17) узла второго смесителя, точнее смесительного
детектора, с опорным гетеродином и
предварительным УНЧ, имеющий суммарный коэффициент
передачи 21 дБ. На второй вход этого смесителя
(вывод 18) подано напряжение питания +6 В.
Здесь следует отметить, что выходное
сопротивление первого смесителя примерно 220 Ом, а
входное второго смесителя -примерно равно 350
Ом. Они оптимизированы под применение
керамических фильтров 10,7 МГц, но для для нашего КФ
весьма далеки от оптимальных. Поэтому при
установке С21,С24,С25,С27,С30 одинаковых
номиналов, т.к как в первоисточнике (рис.3 [1]), АЧХ КФ
имеет большую неравномерность (до 3-4 дБ).
Проведенный автором подбор величины емкостей,
а были опробованы 27,33,39,43 пФ, ситуацию не
улучшал -менялась только полоса пропускания.
В сущности, на слух, прием сигналов был
нормальный и можно было оставить и так. Но
эксперименты показали, что простое улучшение
согласования и правильный выбор емкостей (для
проектирования КФ использовался простой и
практичный метод описанный в [4,5] )позволяют
существенно улучшить параметры КФ - теперь
неравномерность не более 0,5 дБ, заметно
улучшилась прямоугольность.
Оптимальное сопротивление нагрузки этого
варианта КФ порядка 550 Ом. Для обеспечения этого
служат резисторы R4,R5 , увеличивающие
выходное сопротивление первого и входное
сопротивление второго смесителей до оптимального.
Использование для согласования КФ
дополнительных резисторов несколько увеличивает затухание
сигнала в цепи КФ и в некоторых случаях
нежелательно, но в данном случае это не только не
вредно, но даже полезно, т.к снижает вероятность
перегрузки второго смесителя мощным сигналом,
попавшим в полосу пропускания КФ. Напомню,
что первый и второй смесители находятся до узла
регулировки АРУ, а значит являются
нерегулируемыми, и для получения максимальной
эффективности работы АРУ надо обеспечить минимально
необходимое, с точки зрения получения
максимальной чувствительности, усиление
нерегулируемых каскадов , т.е. достаточно по 10-12 дБ на
каскад.
Катушка индуктивности L7 и конденсаторы С28,
С29 вместе с встроенными в микросхему
варикапами определяют рабочую частоту ГПД. Диапазон
перестройки по частоте с небольшим запасом по
краям составляет 8,74-9,11 МГц. Напряжение на
варикапах(вывод 23), а значит частоту настройки,
регулируют многооборотным переменным
резистором 0R4 ("Настройка"). При этом настройка по
частоте имеют большую неравномерность - на
первую половину диапазона перемещения движка
резистора приходится примерно 3 четверти
частотного диапазона, что вызывает существенные
эксплуатационные неудобства.
Подключение шунтирующего резистора R6
величиной, равной 12-15% от номинала 0R3,
позволяет получить практически линейную (отклонение
не более 5 %) характеристику во всем диапазоне
настройки по частоте. Это не только повышает
удобство и точность настройки в нижней части
диапазона, но и позволяет сделать при
необходимости равномерную и легко читаемую
механическую шкалу.
В авторском варианте применена электрическая
шкала на основе микроамперметра 0РА1-
индикатора уровня от старого кассетного магнитофона.
Цепочка из триммеров 0R2, 0R3 и германиевого
диода 0VD1 улучшает линейность такой шкалы.
Частота опорного гетеродина стабилизирована
кварцевым резонатором ZQ5 на частоту 5,25 МГц.
Поскольку частота его генерации (примерно 5,248
МГц) должна соответствовать нижнему скату АЧХ
КФ, то ее сдвигают вниз от номинального
значения катушкой индуктивности L8, включенной
последовательно с резонатором.
Выделенный вторым смесителем сигнал звуковой
частоты после предварительного усиления внутри
микросхемы, поступает на вывод 5, к которому
подключен конденсатор С36, образующий
совместно с выходным сопротивлением (примерно
1,5 кОм) предварительного УНЧ однозвенный ФНЧ
с частотой среза примерно 3 кГц. Далее через
разделительный конденсатор С35 сигнал проходит
через еще один однозвенный ФНЧ с частотой
среза примерно 3 кГц, образованный цепью
R8,R10,C38. Очищенный от паразитных продуктов
преобразования сигнал поступает на основной
УЗЧ, сделанный на основе популярной LM386. Для
того, чтобы скомпенсировать сделанное нами
снижение усиления в первых, нерегулируемых каска-

дах, а также повысить эффективность работы АРУ,
коэффициент усиления повышен до 1000
благодаря включению цепи R9,C39 в цепи ООС. [6].
Нагрузка УЗЧ - регулятор громкости
подключается через дополнительный однозвенный ФНЧ
(R12,C43) с частотой среза примерно 3 кГц,
дополнительно снижающий внеполосные шумы, что
заметно повышает комфортность прослушивания
эфира на современные широкополосные
малогабаритные динамики или низкоомные телефоны,
например компьютерные мультимедийные.
Усиленный УЗЧ сигнал детектируется диодами
VD1,VD2 и управляющее напряжение АРУ
поступает в цепь затвора регулирующего VT1.
Как только величина регулирующего напряжение
превысит пороговое (примерно 1 В), транзистор
открывается и образованный им совместно с
резистором R8 делитель напряжения за счет
отличных пороговых свойств такого регулятора весьма
эффективно стабилизирует выходной сигнал
звуковой частоты на уровне примерно 0,5-0,65 Вэфф,
что соответствует максимальной выходной
мощности примерно 50 мВт. При желании эту величину
можно повысить в 2 раза, подключив конденсатор
С41 к верхнему, по схеме, выводу резистора R12.
Большинство деталей приемника смонтированы на
двух печатных платах из односторонне фольгиро-
ванного стеклотекстолита. Чертеж платы
основного блока и платы ДПФ со стороны печатных
проводников и расположение деталей - приведен
на рисунках. Этот вариант разработан В.
Тереховым (г.Стаханов).
Платы рассчитаны на установку малогабаритных
радиодеталей - резисторы Cl-4, С2-23, МЛТ-
0,062. При применении более крупных резисторов
(0,125 или 0,25 Вт) их следует устанавливать
вертикально.
Керамические контурные конденсаторы
термостабильные KM, К10-17 или аналогичные импортные
(дисковые оранжевые с черной точкой или
многослойные MP0). Триммеры CVN6 фирмы BARONS
или аналогичные малогабаритные.
С36,С38 желательно термостабильные пленочные,
металлопленочные например импортные серий
МКТ,МКР и аналогичные. Остальные керамические
блокировочные и электролитические - любого
типа малогабаритные.
Катушки L1-L6 - стандартные малогабаритные
дроссели типа ЕС24 и аналогичные. В качестве
каркасов самодельных гетеродинных катушек
применены любые доступные радиолюбителю.
Были опробованы различные варианты катушек,
выполненных как на ферритовых (ВЧ30,50) или
карбонильных (половинке СБ-12а) колечках, так
и первых попавшихся под руку каркасах от старых
отечественных радиоприемников. Благодаря
автоматической стабилизации режимов работы и
внутренней термокомпенсации емкости
встроенных варикапов гетеродины ИМС МС3362
устойчиво работают и обеспечивают весьма приличную
стабильность частоты. Очень хорошие результаты
показали примененные в последнем варианте
малогабаритные контурные катушки размерами
8x8x11 мм от широко распространенных
недорогих импортных радиоприемников и магнитол.
Гетеродинная катушка L7 наматывается на
многосекционном каркасе контура ПЧ 10,7 МГц и
содержит 40 витков провода ПЭЛ (ПЭВ) диаметром
0,13-0,17 мм. Намотку следует проводить с
максимальным натяжением провода, равномерно
размещая витки во всех секциях каркаса, после чего

катушка плотно фиксируется штатной капроновой
гильзой. Весь контур заключен в штатный
латунный экран. Катушка опорного генератора L8
содержит 18 витков провода ПЭЛ (ПЭВ) диаметром
0,13-0,17 мм, равномерно размещенных на
каркасе от контура ПЧ 455 кГц , подстроечником
которого служит ферритовый горшок, имеющий
резьбу на наружной поверхности и шлиц под
отвертку. Эта конструкция примечательна тем, при
перемещении сердечника индуктивность меняется
от 4 до 20 мкГ - в 5 раз! (при указанных выше
намоточных данных - от 4 до 20 мкГ).
Это позволяет подстроить частоту опорного
генератора практически с любым резонатором без
трудоемкой подборки числа витков.
Кварцевые резонаторы ZQ1-ZQ5 -
малогабаритные в металлическом корпусе, на частоту 5,25 МГц
типа HC49/U 5,25 MHz Philips или Jauch. Они не
дороги, хорошего качества, имеют минимальный
разброс параметров, поэтому не требуют никакого
специального подбора и их можно без проблем
приобрести на территории Украины и России в [7].
Все 10 кварцев, приобретенных автором для
экспериментов, "пошли в дело" и показали отличную
повторяемость характеристик КФ как в авторской
конструкции, так и при "контрольной" сборке
приемника на опытном производстве предприятия
АВЕРС (г.Стаханов).
Полевой транзистор VTl 2N7000 может быть
заменен аналогами BS170,BSN254,ZVN2120a, КП501а.
Диоды VD1,VD2 1N4148 можно заменить на любые
кремниевые КД503, КД509, КД521, КД522. В
качестве 0VD1 можно применить любые
германиевые диоды - Д2, Д9, Д18,Д311 и т.п.
Детали, устанавливаемые навесным монтажом на
шасси, могут быть любого типа. Потенциометры
0R1 - сдвоенный, может иметь сопротивление 1-
3,3 кОм, 0R4 - 4,7-100 кОм, 0R5 - 47-500 Ом.
Исключение составляет десятиоборотный
переменный резистор 0R4 (рис. 1) СП5-44, СП5-39Б
или аналогичный многооборотный. Он должен
иметь высокое качество. Нестабильность
сопротивления и неравномерность его изменения будут
существенно ухудшать работу приемника. При
необходимости его можно заменить двумя обычными
потенциометрами, включенными согласно схемы.
При этом величина резисторов R6 и R 7 должна
быть равна соответственно 1 и 3,3 кОм.
РА1 - любой микроамперметр с током полного
отклонения не более 200-300 мкА, например
индикатор уровня от старого магнитофона. В качестве
ВА1 желательно применить любую импортную
малогабаритную динамическую головку
сопротивлением не менее 8 Ом, например от недорогих
компьютерных колонок. Они обладают
повышенной чувствительностью и уже при напряжении
20-30 мВ сигнал слышен громко и разборчиво на
расстоянии 1 м. А при напряжении 0,65 Вэфф (50
мВт) способны озвучить трехкомнатную квартиру
улучшенной планировки.
Если планируется прослушивание только на
наушники, многие из которых оснащены
собственным регулятором громкости, регулятор громкости
0R5 можно не устанавливать. Подстроечные
резисторы 0R2, 0R3 - любые, желательно
многооборотные, предназначенные для навесного монтажа.
Автором применены СП5-3, имеющие длинные
гибкие выводы и отверстия крепления, через
которые они и закреплены на передней панели
около индикатора его же винтом крепления.
Блок питания годится любой промышленного
изготовления или самодельный, обеспечивающий
стабилизированое напряжение +9...12 В при токе
не менее 50 мА. Для автономного питания удобно
применять батарейки, размещенные в
специальном контейнере или аккумуляторы. Например
аккумулятора на 8,4 В размером с "Крону" и
емкостью 200 мА/час хватает более чем на 3 часа
прослушивания эфира на динамик при средней
громкости.
Налаживание
Правильно смонтированный приемник с
исправными деталями начинает работать, как правило,
при первом же включении. Тем не менее полезно
провести все операции по наладке приемника в
последовательности, изложенной ниже. Все
регуляторы надо поставить в положение максималь-

№ вы вода DAI
1
Напряжение^ 1
6,05
Ч°вывода DA1 Напряжение,В №вывода DA1 Напряжение,В
8 | 4,57 23 1,45
2
5,36
17 6,06 24 6,05
3
5,36
18 6,06 |№вывода DA2 Напряжение,В
4
5,95
19 4^93 1 1,29
5
4,65
20 4,69 3 0
6
6,06
21 1,01 5 4,43
7
4,57
22 1,01 6 8,90
ного сигнала, а сердечники катушек в L7, L8 в
среднее. Сначала с помощью мультиметра,
включенного в разрыв питания проверяем, что
потребляемый ток не превышает 18 мА, в динамике
должен прослушиваться собственные шумы
приемника.
Далее, переключив мультиметр в режим
измерения постоянного напряжения, измеряем
напряжения на всех выводах микросхем DAI, DA2 - они
должны соответствовать приведенным в таблице.
Небольшие отклонения, в пределах +-10% не
существенны.
Проведем простейшую проверку общей
работоспособности основных узлов. При исправном УНЧ
прикосновение руки к выводу 3 DA2 должно
вызывать появление в динамике громкого, рычащего
звука. Прикосновение руки к общей точке
соединения C35R8 должно привести к появлению такого
же по тембру звука, но заметно меньшей
громкости - это включилась в работу АРУ.
Прикосновение руки к выводу 17 DA1 приводит к
существенном росту шумов, а зачастую и к
громкому приему наиболее мощной местной
радиовещательной станции (АМ,ФМ) - значит опорный
генератор и смесительный детектор исправны.
В работоспособности первого смесителя и ГПД
убеждаемся, прикоснувшись рукой к выводу 1
DA1 - это должно привести к резкому увеличению
уровня шумов с явными признаками присутствия
радиосигналов. При наличии осциллографа с
полосой пропускания вертикального канала не
менее 7-10 МГц, можно проконтролировать форму
и ориентировочную частоту генерации
гетеродинов, подключившись через малую, не более 2-3
пФ, емкость или высокоомный делитель
напряжения поочередно в контрольным точкам X5 (выход
ОГ) и X6 (выход ГПД).
Точную частоту генерации ГПД при таком
подключении измерить не удастся, даже подключив
цифровой частотомер, т.к. в виду недостаточной
развязки этого выхода от контурной системы, при
этом изменение емкости нагрузки всего на 2 пФ
приводит к существенному отклонению частоты
ГПД - до 10-15 кГц.
Убедившись в работоспособности основных узлов
приемника, переходим непосредственно к
настройке гетеродинных и входных контуров ПДФ.
ГСС настраиваем на частоту 3,49 МГц и, установив
уровень его выходного сигнала порядка 30-100
мВ, подключаем его к антенному гнезду
приемника. Движок потенциометра настройки 0R4
переводим в нижнее по схеме положение.
Установив переключатель диапазонов в положение 80 м,
вращением сердечника катушки 1_7добиваемся
прослушивания сигнала ГСС. Перестроив
приемник на верхний конец диапазона, убеждаемся,
что верхняя частота приема не менее, чем 3,81
МГц. Если диапазон перестройки меньше -
уменьшаем немного конденсатор С29 - до 47 или 43 пф,
если заметно больше - то увеличиваем его емкость
до 56 -62 пф. После проведенных изменений,
процедуру установки начала диапазона надо
повторить. Затем переходим к настройке ДПФ, для чего,
подключив к выходу приемника индикатор уровня
выходного сигнала (милливольтметр переменного
тока, осциллограф, а то и просто мультиметр в
режиме измерения напряжения постоянного тока к
выводам конденсатора С42) устанавливаем
частоту ГСС на середину диапазона, т.е. 3,65 МГц.
Настроившись приемником на сигнал ГСС
поочередным вращение триммеров С1,С7 и С16
получаем максимальную громкость приема.
По мере роста громкости следует при помощи
плавного аттенюатора 0R1 поддерживать уровень
сигнала на выходе УНЧ примерно 0,2-0,4 В.
Аналогичным образом настраиваем ПДФ диапазона 20
м, установив частоту ГСС 14,18 МГц.
Точную настройку частоты ОГ лучше всего
проводить на слух при пробном прослушивании эфира.
В темное время суток это лучше делать на 80 м
диапазоне, а в светлое - на 20 м диапазоне, т.к в
это время там лучше прохождение радиоволн и
соответственно выше активность радиолюбителей.
Сначала последовательно проходя диапазон 80 м,
находим наиболее громкие и качественные
сигналы и небольшим вращением сердечника
катушки L8 добиваемся наиболее естественному
звучанию голосов операторов SSB станций.
Запоминаем это положение сердечника и,
переключившись на диапазон 20 м, выполняем аналогичную
процедуру. В виду того, что при переключении
диапазона происходит инверсия полос,
оптимальные положения сердечника катушки L8 как
правило не совпадают, поэтому окончательное
положение сердечника имеет смысл выбрать
посередине между ранее найденными для
диапазонов 80 и 20 м.
Для проверки температурной стабильности ГПД
находим, дав приемнику предварительно
прогреться не менее одного часа, примерно в сред-

ней части диапазона громко и качественно
звучащего корреспондента, работающего на импортном
трансивере, т.к нам важна прежде всего
стабильность его частоты излучения, по которой и будем
ориентироваться, - это легко узнать из рапорта,
которым радиолюбители часто обмениваются при
проведении QSO. Если в течении 15 минут (это
среднестатистическое время связи) тембральная
окраска голоса корреспондента существенно не
изменилась (это соответствует отклонению
частоты примерно на 50-100 Гц) - хороший
результат, можно приступать к калибровке шкалы. Так в
авторском варианте при применении
конденсаторов С28,С29 с ТКЕ М47 температурная
нестабильность составила не более 200 Гц/час и
дополнительной настройки не понадобилось.
Если же за указанное время частота настройки
приемника изменилась настолько, что голос
корреспондента не только утратил окраску и
разборчивость, но и сама станция была потеряна -
требуется провести термокомпенсацию подбором
ТКЕ конденсатора С28.
Так если частота продолжает снижать, ставим
конденсатор с ТКЕ М75,М700. Если повышается, то
выбираем ТКЕ МП0, ПЗЗ. После каждой пайки
перед очередным измерением обязательно надо
делать перерыв не менее часа, что все
компоненты приемника восстановили свой
температурный режим.
Последний этап в налаживании приемника
градуировка шкалы. Если шкала механическая, ее
градуируют на диапазоне 80 м с помощью ГСС с
интервалом 10,20 или 50 кГц - в зависимости от
линейных размеров самой шкалы. В виду того, что
ГПД у нас не переключаемый, разметка шкалы,
сделанная на 80 м диапазоне, справедлива и для
диапазона 20 м.
Примененную в этой конструкции электрическую
шкалу надо предварительно откалибровать. Для
этого переводим движок потенциометра настройки
0R4 на половину его полного угла перемещения -
для десятиоборотного - крутим на 5 оборотов, для
обычного, имеющего угол перестройки 270
градусов - на 135 градусов. Вращением триммера 0R3
перемещаем стрелку индикатора на середину
шкалы. Переводим движок потенциометра
настройки 0R4 в крайнее верхнее по схеме
положение и вращением триммера 0R2 перемещаем
стрелку индикатора на конец шкалы.
Так эти регулировки взаимозависимы, повторяем
их еще раз. Теперь можно приступать к частотной
градуировке шкалы - в авторском варианте она
сделана с интервалом в 50 кГц.
Если у радиолюбителя нет возможности
воспользоваться ГСС, для настройки приемника в
домашних условиях можно применить самодельный
простейший кварцевый генератор на основе
широко распространенных "телевизионных" кварцев
на частоты 3,579 и 14,318 МГц. Методика
настройки ПДФ остается та же, а для частотной
шкалы используем авторский вариант чертежа,
смирившись с некоторой возможной
погрешностью. Градуировку шкалы в этом случае
проводим в одной точке диапазона - 3,579 МГц.
Для этого потенциометром "Настройка" переводим
стрелку индикатора на точку шкалы,
соответствующую этой частоте, подключаем кварцевый
генератор частотой 3,579 МГц к антенному гнезду
и вращением сердечника катушки L7 добиваемся
приема этого сигнала.
Для нормальной работы приемника (особенно на
диапазоне 80 м) желательно подключить
наружную антенну длиной не менее10-15 м при питании
приемника от батарей полезно подключить
заземление или провод противовес такой же длины.
Хорошие результаты дает использование в
качестве заземления металлических труб
водоснабжения, отопления или арматуры балконного
ограждения в панельных железобетонных
зданиях.
После публикации описания приемника «Малыш»
ко мне стало приходить много писем с просьбой
подсказать, какие надо сделать изменения в схеме
для перевода приемника на другие диапазоны.
1. Для перестройки приемника на диапазон 40 м
нужно сделать следующие изменения:
- в ПДФ применяем такой же вариант, как на 80
м, только номиналы другие 1_1,1_4=22 мкГ, L5= 1
мкГ. С5=360 пФ, С14=2200 пФ.
Расчетные значения суммарной емкости
С1+С2=25,3 пФ, С7+С8=26 пФ, т.е. если
применяются триммеры 8-50 пФ, то конденсаторы С2 и
С8 не ставятся, а если триммеры, к примеру, 6-25
пФ, тогда выбираем С2=С8=10 пФ.
Расчетное значение суммарной емкости
С16+С17+С18=679 пФ, т.о. это может быть
(8...30) пФ+620 пФ+39 пФ.
- диапазон перестройки ГПД должен быть
12,24...12,46 МГц, для чего увеличиваем емкость
С29 до 91 пФ, что сузит диапазон перестройки до
оптимального, а индуктивность L7 при этом

должна быть примерно 1,6 мкГ, для чего ее число
витков надо уменьшить до 22.
2. Для перестройки приемника на диапазон 160 м
нужно сделать следующие изменения:
- в ПДФ применяем такой же вариант, как на 80
м, только номиналы другие 1_1,1_4=100 мкГ, 1_5= 10
мкГ. С5=820 пФ, С14=2200 пФ.
Расчетные значения суммарной емкости
С1+С2=78 пФ, С7+С8=82 пФ, т.е. если
применяются триммеры 8-30 пФ, то конденсаторы С2 и
С8 по 56 пФ.
Расчетное значение суммарной емкости
С16+С17+С18=1130 пФ, т.о. это может быть
(8...30) пФ+1000 пФ+120 пФ.
- диапазон перестройки ГПД должен быть
7,04...7,26 МГц, для чего число витков катушки L7
надо увеличить до 50.
Литература
1. Б. Степанов. Микросхема МС3362 в связной
аппаратуре. — Радио, 2007, №7, с.60—61, №8,
с.60-61
2. В.Рубцов. Двухдиапазонный приемник "Mini-
test^ band" . - Радио, 2007, №5,
3. В.Поляков. О реальной селективности KB
приемников. . — Радио, 1981, №3, с.18, №4, с.261
4. Бунин С.Г. Яйленко Л.П. Справочник
радиолюбителя коротковолновика. — Киев, Техника, 1978
5. А.Денисов Расчет лестничных кварцевых
фильтров http://ra3rbe.qrz.ru/xfilter.htm
6. Kazuhiro Sunamura (JFIOZL), Japan Как
получить усиление 74 дБ от микросхемы LM386
http://www.rf.atnn.ru/s6/lm386.html

ТРЕХДИАПАЗОННЫЙ
ТРАНСИВЕР С ЭМФ
При проектировании этой конструкции во главу
угла ставились следующие принципы:
1. Для упрощения коммутации прием-передача во
многодиапазонной конструкции используются
реверсивные тракт ПЧ и смесители.
2. Минимум намоточных узлов и регулировок.
3. Основное усиление по напряжению
обеспечивается на звуковой частоте, и уровни сигналов в
тракте аппарата в режиме передачи сравнительно
велики. Поэтому трансивер малочувствителен к
внешним наводкам и весьма устойчив в работе.
4. Смесители, в том числе и детектор, применены
пассивные, в виде ключей на полевых
транзисторах, управляемых напряжением. Такое решение
обладает несомненными преимуществами перед
диодными как высокая линейность при работе с
большими уровнями сигналов, меньшие шумы за
счет отсутствия протекания тока гетеродина (из
которых даже самые малошумящие вносят весьма
заметную лепту в общий уровень шума диодного
смесителя) через смесительный элемент, меньшая
зависимость динамического диапазона от степени
согласованности с нагрузкой. В качестве
формирователей сигналов управления для смесителей
применены цифровые микросхемы, что
обеспечило хорошую повторяемость, надежную
работу при высоких параметрах в широком
диапазоне рабочих частот.
5. Во всех каскадах используется достаточно
глубокая ООС как по постоянному, так и переменном
току, что обеспечивает автоматическую установку
и жесткую стабилизацию оптимальных режимов
работы каскадов , не требуя при этом
специального предварительного подбора по каким-
либо параметрам активных элементов.
Достаточно, чтобы указанные элементы были исправны.
6. В качестве частотозадающих элементов в
телеграфном и опорном гетеродинах применены
дешевые керамические резонаторы, которые легко
тягаются по частоте в диапазоне 498-502 кГц, что
позволяет применять в конструкции практически
любые доступные ЭМФ на 500 кГц (среднечастот-
ные, с верхней или нижней полосой пропускания)
и, как показал опыт, при исключении прямых
температурных воздействий обеспечивают
достаточную для практике стабильность частоты.
При разработке основной платы использованы как
известные, хорошо зарекомендовавшие себя узлы
так и некоторые схемотехнические идеи,
навеянные при изучении известных конструкций,
позволившие получить достаточно технологичную и
простую в повторении конструкцию.
Принципиальная схема основной платы для 3-х
диапазонного трансивера с ЭМФ приведена на
следующей странице.
В режиме приема сигнал с платы полосовых
фильтров поступает на трансформатор Т1,
согласующий 50-омный вход ДПФ со смесителем,
входное и выходное сопротивление которого примерно
300 Ом. Трансформатор выполнен на ферритовом
кольце К7-10, проницаемостью 600-1000.
Соотношение витков подобрано под входное
сопротивление 50 Ом, обмотка 1-5 витков, II - 12 витков,
если потребуется входное сопротивление 75 Ом,
обмотка I должна иметь 6 витков, она
наматывается между витками II обмотки, которая
равномерно распределена по всему сердечнику.
Обмотка II выполнена двумя с легкой скруткой
проводами диаметром 0,15-0,22 мм.
Первый смеситель выполнен на DA1 - сборке
полевых транзисторов КР590КН8. Для снижения
сопротивления открытого канала этих транзисторов
они включены попарно параллельно в каждое
плечо. Смеситель такого типа по динамическому
диапазону, который при правильном согласовании
превышает 100 дБ по интермодуляции (см.
результаты испытаний различных версий основных
плат «Дуная») он не уступает двойному
балансному смесителю на диодах, например, такому как
в TRX "Урал 84М", но требует меньше моточных
элементов. В качестве формирователя меандра
применен один триггер микросхема 74НС74
(можно 74АС74), что позволило получить в
широком диапазоне частот качественный «меандр», не
требуя дополнительной балансировки смесителя.
Но при этом частота входного сигнала должна
быть выше требуемой в 2 раза.
Для устойчивой работы триггера достаточно
подать напряжение ГПД величиной не менее 0,2
Вэфф.Такое схемное решение хорошо отработано
и уже давно применяется известным
конструктором А.Ю. Тарасовым и подробно описано на его
сайте [ ]. К среднему выводу обмотки II
трансформатора Trl через согласующий емкостной дели-

51

Диапазон (кГц)
Реальный диапазсн
частот, кГц
Частота ГПД(кГц)
Коэф.деления
Частота задающего
генератора(кГц)
1810-2000
1790-2035
2290 - 2035
4(х2)
18320-20280
3500-3800
3495 - 3805
3995 - 4305
2(х2)
15980- 17220
7000-7200
6901 - 7360
7401 - 7860
1(х2)
14802- 15720

Приемный тракт . Карта распределения коэффициентов передачи,
покаскадные уровни входных сигналов при с/ш= Юдб на выходе трансивера
и приведенные уровни собственных шумов на входе ДПФ, Смесителя и УНЧ.
Передающий тракт . Карта распределения коэффициентов передачи,
покаскадные уровни входных сигналов в режиме громкого "А"
тель СЗ,С4 подключен контур 1_1,С4 с полосой
пропускания 7-9 кГц , осуществляющий
предварительную селекцию сигнала промежуточной
частоты 500 кГц и подавляющий остальные
продукты преобразования. Он полезен по двум
причинам:
- в данном тракте на вход усилителя ПЧ поступает
довольно мощный спектр сигналов, шумов и помех
низкочастотных диапазонов, прошедший через
широкополосный (не менее 200 кГц на 160 м, и
380 кГц на 80 м входной фильтр и
преобразованных смесителем. Мощные сигналы соседних
любительских радиостанций, попадающие в полосу
пропускания ДПФ и сверхмощные сигналы
соседствующих по частоте радиовещательных станций
могут привести к серьезной интермодуляции в
регулируемом УПЧ
- динамика ЭМФ при небольших расстройках не
превышает 76-80 дБ [ ]. Поэтому, применение
только ЭМФ без предварительной селекции не
позволяет получить больших значений ДДЗ.
Соотношение емкостей СЗ,С4 подобранно так, чтобы
при использовании в качестве катушки ПЧ
готовых контуров от транзисторных приемников
(типовая конструктивная добротность порядка
70-100) входное сопротивление составляет
примерно 250 Ом, что обеспечивает хорошее
согласование со смесителем.
Почему выбран такой способ согласования
смесителя с УПЧ, а не традиционный - через диплексер
или на активное сопротивление мощного
предварительного УПЧ, например, на КП903? По
принципу разумной достаточности - как известно, для
увеличения линейности и ДД бессмысленно
улучшать только какой-то один узел широкополосного
тракта, не улучшая остальных. Это приведет
только к бесполезному усложнению конструкции.
Страхи радиолюбителей по поводу существенного
ухудшения ДД пассивных смесителей после
прочтения известных рекомендаций (Дроздов, РЕД)
при нагрузке обычным контуром, без диплексера,
на мой взгляд, несколько преувеличены. В
качестве практического примера приведу известные
конструкции , в которых в качестве основного
ФСС применен ЭМФ - в «Радио-76» получен ДДЗ
- не менее 86 дБ (авторы указывают не менее 80
дБ по отношению к 1 мкВ, при заявленной
чувствительности в 1 мкВ по общепринятой сейчас
методике отсчета ДДЗ по отношению к шумам это
соответствует 86,7 дБ), а в однодиапазонном
трансивере Дроздова [ ] - не хуже 92 дБ. И это
для диодных смесителей.
Смесители на полевых транзисторах менее
чувствительны к рассогласованию нагрузки. К тому
же, при выбранном способе подключения контура,
сопротивление последнего на рабочих частотах
сигнала и ГПД имеет емкостной характер, проще
говоря получается емкость, замыкающая
основную часть ВЧ продуктов преобразования на
землю.
В общем, есть все основания надеяться , что и в
нашем случае ДДЗ будет не хуже, как минимум 80
дБ (к сожалению, у меня нет возможности
подкрепить эти выкладки экспериментальными
измерениями).
Далее, сигнал с катушки связи L2 через
разделительный конденсатор С5 поступает на 1-й затвор
полевого транзистора Т2 (здесь возможно
применение КП327 с любой буквой, но лучше, если есть
возможность, поставить импортный в таком же
корпусе, например BF980, что снизит шумы 1-го
каскада, и, соответственно, увеличит
чувствительность трансивера, в 1,5 раза) 1-го реверсивного
каскада. Коммутация этого узла как и 2-го
реверсивного каскада на транзисторах Т6 и Т7,
определяющая направление прохождения сигнала,

осуществляется подачей управляющих
напряжений OB ТХ и +12В RX для УПЧ тракта приема и
+ 12ВТХ и 0RX для УПЧ тракта передачи.
В первом случае (управляющий сигнал +12В RX)
открыт транзистор Т2 (Т6), а транзистор ТЗ (Т7)
эффективно закрыт напряжением на цепочке
R16D8 (R35D9-11), которое возникает из-за тока,
протекающего через открытый транзистор Т2(Т6).
ЭМФ 500 -2,75, для которого емкости
конденсатора С24 и общая последовательно включенных
конденсаторов С21,С22 = (С21*С22)/(С21+С22),
обеспечивающих вместе с обмотками резонанс на
частоте 500 кГц, составляет порядка 130 пФ. Как
уже выше отмечалось, в этой конструкции можно
применять любые доступные типы ЭМФ,
естественно с соответствующими значениями этих
конденсаторов.
При смене управляющего напряжения
транзисторы меняются ролями. О роли диодных цепочек
D7D8D12 (D9-11 во 2-м каскаде) следует сказать
особо.
Типовой режим управления крутизной полевого
транзистора КП327 (как, впрочем и импортными
серий BFxx) по второму затвору предусматривает
изменение управляющего напряжения от +4...4,5
в до -1...1,2 В. При этом диапазон изменения
усиления достигает 50 дБ. Для получения требуемого
напряжения смещения при однополярном питании
и служат диодные цепочки, падение напряжения
на которых составляет порядка 1,8 В. Такая
величина напряжения смещения достаточна для
надежного запирания неработающих транзисторов,
если параметры последних соответствуют
типовым. Для надежного переключения реверсивных
каскадов при большом разбросе параметров
полевых транзисторов дополнительно применены
коммутирующие диоды D2,D5,D6.
При регулировке усиления каскадов токи через
транзисторы Т2(Т6) могут изменяться в широких
пределах, что может привести к заметной
нестабильности напряжения смещения. Для
исключения этого, диодные цепочки дополнительно
подпитаны током через резисторы R62(R63).
В цепи стока Т2 включен ЭМФ, осуществляющий
основную селекцию сигнала. Автором применен
фильтр со средней полосой пропускания типа
Например, для широко распространенного
ЭМФ9Д-500-ЗН (ЗВ) типовые значения составят
68, 100 и 300 пФ и точнее подбирается при
настройке. С выхода ЭМФ сигнал промежуточной
частоты уровнем не менее 25 мкВ поступает 1-й
затвор транзистора Т6 второго реверсивного
каскада УПЧ, нагрузкой которого служит контур
L3C37C38, настроенный на частоту 500 кГц.
Уровня сигнала с выхода ЭМФ вполне достаточно
для прямой подачи на детектор, поэтому от 2-го
каскада УПЧ большого не требуется, его основная
задача - обеспечить требуемую глубину АРУ.
Далее через катушку связи L4 сигнал поступает на
пассивный смеситель перемножительного типа,
выполненный на полевом транзисторе Т10.
Подробно такие смесители описаны в []. Отметим
только, что такого рода устройство представляет
собой фактически ключ, периодически
прерывающий цепь прохождения сигнала под действием
напряжения гетеродина, приложенного к затвору
полевого транзистора.
Входное и выходное сопротивления такого
смесителя (а принципиальной разницы между входом и
выходом у него нет) сравнительно невелики и, в
зависимости от параметров ключевого
транзистора, составляют от 100 до 1500 Ом. В данном
случае входное сопротивление смесителя около
500 Ом, и поэтому требуется его частичное
включение в контур L3C37C38, которое и обес-

печивается трансформаторной связью через
катушку L4. В качестве L3L4 можно применить
практически любой готовый контур ПЧ от
транзисторных приемников, имеющий две
раздельных катушки, типовое соотношение витков у
которого в пределах 1/5...1/10 (некритично).
Напряжение смещения на затворе VT2
устанавливается автоматически путем детектирования сигнала
гетеродина германиевым диодом D6, который
имеет пороговое напряжение около 0,2 В и не
позволяет открываться p-n-переходу кремниевого
полевого транзистора. Это предотвращает
проникновение помех, связанных с
детектированием огибающей напряжения гетеродина на
выход детектора.
Опорный гетеродин выполнен на КМОП
микросхеме DD3 типа К561ЛА7 (возможно применение
К561ЛЕ5 без изменений в схеме). В качестве ча-
стотозадающего элемента , как уже отмечалось
выше, применен распространенный дешевый
керамический резонатор, который легко тягается по
частоте в диапазоне 498-502 кГц подстройкой
С52С54 (у этой медали есть и обратная сторона -
для высокой долговременной стабильности
частоты конденсаторы в этом контуре должны быть
высокого качества из термостабильных групп
МП0,М47 - я применил КСО - Г, они хорошо видны
на фото), что позволяет применять в конструкции
практически любые доступные ЭМФ на 500 кГц
(среднечастотные, с верхней или нижней полосой
пропускания) и, как показал опыт, при
исключении прямых температурных воздействий
обеспечивают достаточную для практике стабильность
частоты (за 3 года эксплуатации в комнатных
условиях не возникло необходимости в постройке,
тембровая окраска принимаемых голосов,
насколько могу судить, не изменилась).
Макетирование опорного гетеродина на
транзисторе (по схеме телеграфного гетеродина на
транзисторе Т12) показало, что при перестройке
резонатора по частоте в диапазоне 498-502 кГц
сильно (примерно в 2 раза) меняется амплитуда
выходного сигнала, при общем уровне порядка
1,5-2,5 В, что для опорного гетеродина явно
неприемлемо. Размах сигнала гетеродина должен
быть, по крайней мере, в 1,5 раза больше
напряжения отсечки транзистора Т10.
Выполнение гетеродина на КМОП элементах
микросхемы DD3 позволило получить качественный
сигнал прямоугольной формы и стабильной
амплитуды, определяемой практически только
напряжением питания микросхемы. В нашем случае,
размах напряжения примерно 9 В, чего хватает с
запасом при применении в качестве детектора
любых транзисторов серий КП303,КП307,КП312.
Для указанного на схеме КП307Г размах несущей
можно уменьшить до 6-7 В, установив стабилитрон
на соответствующее напряжение, например
КС168А. Коэффициент передачи детектора
примерно 0,5. С выхода детектора сигнал звуковой
частоты, после фильтрации высокочастотных
составляющих пассивным ФНЧ C41R46C42 с
частотой среза примерно 4 кГц, уровнем не менее 300
мкВ поступает на вход предварительного
усилителя на транзисторах Т8Т9. Такой построение
каскада (об особенностях расчета которого хочу
рассказать подробнее, что позволит, я надеюсь,
коллегам лучше оценить его достоинства и шире
применять его в своих конструкциях) придает ему
ряд замечательных свойств - очень большой
коэффициент усиления при относительно малом
количестве деталей, что позволяет за счет
введения глубокой ООС о переменному и постоянному
току получить хорошую линейность, прекрасную
повторяемость характеристик, которые
определяются исключительно на стадии проектирования
выбором значений пассивных элементов и
практически не зависят от разброса параметров
транзисторов.
Фактически, это двухкаскадный усилитель на
транзисторах разной проводимости с
гальванической связью между собой и общей ООС через
резистор R45. Транзистор Т9, включенный по схеме
ОЭ, нагружен источником тока (динамическая
нагрузка) на транзисторе Т8, включенном по схеме
ЭП, с очень высоким входным сопротивлением
=H2l3*R39, что обеспечивает высокий Кус
порядка 2000-3500 в зависимости от разброса
параметров транзисторов.
Распорядиться таким большим усилением можно
по разному. Например, поставив целью уменьшить
число деталей и получить максимально
возможный Кус, снизив ООС до минимума, что приемлемо
в простых конструкциях (см. Трансивер Погосова),
но при этом надо смириться с весьма вероятной
необходимостью подбора транзисторов по
параметрам и невысокой линейностью. Здесь уместно
напомнить, что для биполярных транзисторов,
включенных по схеме с ОЭ (без ООС), нелинейные
искажения достигают 1% при входном
напряжении всего 1 мВ.
Поэтому, на мой взгляд, более привлекательный
другой подход. Если ограничить получаемый Кус
с каскада величиной 100-150, тогда глубина ООС
по переменному току будет не менее 26-30 дБ
(глубина ООС по постоянному току определяется
при проектировании режимов работы и при
напряжении на коллекторе 4-8 В составляет не менее

40-46 дБ, что обеспечивает очень жесткую
стабилизацию рабочей точки). Рассчитать значения
резисторов каскада (напомню, что практически
только они будут определять полученные
характеристики, независимо от разброса параметров
транзисторов, что очень удобно) довольно просто
и с достаточной для практики точностью можно
следующим образом - начать имеет смысл с
определения входного сопротивления каскада,
величина которого определяется только R47 и
выбирается исходя из условий хорошего
согласования с предыдущим каскадом.
В нашем случае выходное сопротивление
источника сигнала ( детектор + ФНЧ) порядка 1 кОм.
Разумным компромиссом будет значение 3,3 кОм,
при котором теряется не более 2 дБ сигнала и еще
не сильно растут шумы. Kyc=R45/R47. Выбрав,
например Кус=100, вычисляем, что R45=330 кОм.
Задав напряжение на эмиттере Т8 порядка 4,2 В
(половина напряжения питания каскада, т.к
падения 2 В из 12 В оставляем для фильтра R36C36
по цепи питания), вычисляем R48= R45/((Uk/0,6)-
1), что дает 56 кОм. Ток, потребляемый каскадом,
т.е. коллекторный ток 1к транзистора Т8, в общем
случае определяется величиной выходного
сигнала и нагрузки, в нашем случае, для
предварительного маломощного каскада, выбирается
достаточно произвольно - в пределах 1-5 мА,
пусть для определенности 1кт8 =2 мА.
Тогда резистор R39 = (11пит- Uk-2)/Ik, что дает
примерно 3 кОм. Нам осталось рассчитать только
резистор R44=0,6/Ikt9. У него особая роль. Он
позволяет нам достаточно точно задать требуемую
величину тока, текущего через транзистор Т9.
Например, для транзисторов серий КТ342, 3102
оптимальный ток для минимизации шумов при
нашем сопротивлении источника сигнала, по
справочным данным, составляет порядка 0,15-0,2
мА, следовательно, R44 должен быть порядка 3-
3,6 кОм. Отсутствие этого резистора в УНЧ транс-
ивера Погосова привело к неудачам у многих
радиолюбителей при повторении его конструкции.
В схеме[ ] ток транзистора VT6 полностью зависит
от Н21э VT5 типа КТ361Г.
Ток эмиттера последнего задан 5 мА, тогда при
мин Н21э VT5 = 50, коллекторный ток VT6 будет
примерно 0,1 мА -вполне допустимо и схема
вполне работоспособна, но если попался
Н21э=200, то - 0,012 мА , а при таких токах Кус
транзисторов КТ342,3102 резко падает. А что
делать, если Кус УНЧ получился чрезвычайно
низкий? Правильно, ставим транзисторы с еще
большим Кус, особенно с учетом того, что в
описании ни слова об этой особенности, зато через
строчку советы ставить транзисторы с
максимальным Кус. А результат после таких замен еще
хуже... В такой вот замкнутый круг попал один из
коллег, обратившийся пару лет назад за помощью
на форум. Проблему решила установка этого
резистора 3,3 кОм, все сразу заработало как надо.
Проектирование каскада окончено.
Но вернемся к нашей схеме УНЧ. Конденсаторы
С40 и С39 ограничивают полосу пропускания
соответственно, снизу на уровне 300 Гц и сверху -
3000 Гц. К выходу подключены 2 цепи - через
пассивный полосовой фильтр C35R37C31
потенциометр регулировки громкости ( на схеме не
показан), с движка которого сигнал поступает на
усилитель мощности на микросхеме К174УН14
(TDA2003), включенной по стандартной схеме, и
каскад усиления сигнала АРУ на транзисторе Т4 с
Кус=50. Далее сигнал поступает детектор АРУ, в
котором использовал кремниевый диод D4 КД522,
имеющий большое обратное сопротивление.
Выделенное на D4 постоянное напряжение,
равное амплитуде напряжения НЧ, через диод D3
КД522 (как и D4 он может быть заменен на любой
маломощный кремниевый диод) это напряжение
поступает на большую емкость С13 2,2 мкФ,
которая может разрядиться только через высокоомные
резисторы R13 и R14 за время порядка секунды.
Напряжение на С13 усиливает УПТ, собранный на
Т1 КТ3102Б (в качестве этого транзистора должен
использоваться НЧ или ВЧ п-р-п транзистор с
Н21э более 200). В цепи эмиттера Т1 параллельно
резистору R12 через калибровочный подстроеч-
ник R10 включен прибор S-метр а, а управляющее
напряжение АРУ с делителя R9R11 в цепи
коллектора подается на вторые затворы транзисторов
Т2Т6 УПЧ (диапазон его изменения от +6 до +0,3
В при регулировке усиления соответственно от
максимального до минимального). На вывод Х7
подано положительное напряжение с движка
регулятора УВЧ (на схеме не показан).
Это напряжение определяет режим Т1 при
отсутствии напряжения НЧ на выходе детектора, и при
его увеличении Т1 открывается, что приводит к
появлению показаний S-метра и снижению
усиления приемника до детектора. Как только
амплитуда напряжения НЧ на входе детектора АРУ
превысит напряжение, создаваемое током,
проходящим через R14 от движка регулятора УВЧ,
произойдет дополнительное снижение усиления
приемника. Таким образом, регулировка УВЧ
одновременно устанавливает и порог срабатывания
АРУ, причем величина этого порога, индицируется
показаниями S-метра. Например, если
регулировкой УВЧ при отсутствии сигнала на входе
приемника S-метр установлен на S=9 (что
соответствует 50 мкВ на входе приемника), то,
когда сигнал на входе приемника превысит 50
мкВ, начнет работать АРУ и показания S-метра
возрастут. Многие коллеги не приветствуют
наличие показаний прибора без реального сигнала, а
на мой взгляд, довольно удобное свойство -
позволяет более объективно контролировать силу
сигнала при активном пользовании РРУ. Эта схема
АРУ обеспечивает эффективную регулировку
усиления, достаточно давно разработана и уже много
лет успешно применяется известным
конструктором Я.С. Лаповком.

Литература
1. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая
схемотехника. — М.: Мир, 1982.
2. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т.
1. - М.: Мир, 1983.
3. Беленецкий С. Простой преселектор для
многодиапазонного приемника. — Радио, 2005, № 9, с.
70—73. (http://www.cqham.ru/trx39_53.htm)
4. http://ut2fw.cqham.rU//port_trx.htm,
http ://ut2fw.cqha m. ru//port/osn. htm
5. Дроздов В.В "Любительские KB трансиверы". М.
Радио и связь 1988 г.
6. Першин. Трансивер Урал 84М. "30 и 31
выставки радиолюбителей".
7. Бунин С.Г., Яйленко Л.П. "Справочник
радиолюбителя - коротковолновика". К. Техника 1984 г.
8. Рэд Э. "Справочное пособие по
высокочастотной схемотехнике". М. Мир 1990 г.
9. http://ut2fw.cqham.ru//port/osn.htm
10. Степанов Б., Шульгин Г. Трансивер "Радио-
76".-Радио, 1976, № 6, с. 17-19, 26; № 7, с. 19-
52.
11. Степанов В., Шульгин Г. Трансивер ллРадио-76
М2".- Радио, 1983, № 11, с. 20-23; № 12, с. 16-
18.
12. Погосов А. Модуляторы и детекторы на
полевых транзисторах.—Радио, 1981, № ю, с. 19—20.
13. Бунин С. Небалансный смеситель частоты.—
Радио, 1984, № 1, с. 23.
14. Погосов А. Простой трансивер на
160-метровый диапазон, ВПР №99
15. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого
преобразования. — М.: Патриот, 1990.
16. Дроздов В. Однодиапазонный телеграфный KB
трансивер.—Радио, 1983, № 1, с. 18

ОДНОЛАМПОВЫЙ
РЕГЕНЕРАТОР,
ДВУХЛАМПОВЫЙ СУПЕР
Тема ретро приемников, в частности
регенеративных, всеобъемлюще и очень плодотворно
развивается и в свое время очень заинтересовала и
меня.
В результате возникла мысль сделать простой, но
многодиапазонный, одноламповый регенератор,
который можно в последующем малой кровью
преобразовать в не сложный, но опять же
многодиапазонный, супергетеродин, применяя при этом
минимум дефицитных деталей.
Хочу предложить вашему вниманию очень
простую и прекрасно работающую на KB схему
однолампового регенеративного приемника на
двойном триоде 6Н2П. За основу была взята
замечательная по свой простоте и изяществу
конструкция В. Егорова "Простой коротковолновый
приемник" (Радио, 1950, №3).
После испытаний этого приемника, его схема была
доработана - введены ООС в во второй каскад и
усилена в первом (собственно регенераторе),
убрано высокое напряжение с головных
телефонов (как-то жутковато осознавать, что на голову
подается 200 В) двухступенчатый аттенюатор
позволил не только обеспечить нормальную работу
приемника с любой, в т.ч. полноразмерной,
антенной, но и обеспечил очень мягкий подход к
регенерации (в оригинале он был жестковат, что не
позволяло реализовать высокую
чувствительность). В результате приемник обладает высокой
стабильностью (на двадцатке держит SSB станцию
полчаса - час, а на восьмидесятке - вот уже более
5 часов слушаю группу станций без какой-либо
подстройки) и чувствительностью (порядка
нескольких мкВ - как измерить точнее пока не
придумал, хорошей повторямостью (благодаря ООС
его параметры мало зависят от разброса
характеристик ламп) и очень простым управлением - при
большой перестройке по частоте, или после
переключения диапазонов, аттенюатор ставлю в
среднее положение, потенциометром R3 добиваюсь
начала генерации (легкий щелчок в телефонах) и
все, потом как правило пользуюсь только двумя
ручками - настройкой КПЕ и аттенюатором - при
указанном на схеме включении он фактически
универсальный регулятор -одновременно
регулирует и ослабление и порог генерации.
Особенности конструкции видны на фото - для
исключения шорохов и потрескивания обе секции
КПЕ включены последовательно (своеобразный

Трехдиапазонный регенератор
US5MSQ
диф. КПЕ), сам приемник собран в корпусе от
старого компьютерного БП.
Питание накала стабилизировано. Переходные и
блокирующие емкости выполняют функции одно-
звенных ФНЧ и ФВЧ и выбраны так, чтобы
обеспечить полосу примерно 300-3000 Гц. Телефоны
высокоомные.
В этой схеме большее значение имеет ЛЛмю", ну и
малое токопотребление 6Н2П - тоже приятно -
можно поставить эффективный RC фильтр по
анодному без громоздких дросселей или
электронных фильтров/стабилизаторов - именно так
сделано у меня - и никакого фона в наушниках. Но,
впрочем, можно применить любые триоды без
корректировок схемы и почти без ущерба (будет
немного меньшее- раза в 2- усиление по НЧ).
С другой стороны, при большем анодном токе и
крутизне ламп можно вместо высокоомных
наушников поставить транс и более доступные низ-
коомные - вариантов много. Для не очень высоких
частот можно и не заморачиваться с изоляцией
КПЕ, но в сущности это очень просто сделать - я
потратил на изготовление кронштейна из гети-
накса полчаса.
Мной было опробовано несколько вариантов
регенератора (в том числе перспективный, на мой
первый взгляд - когда в катоде ставим дроссель
(он кстати еще остался на плате - см. фото), а
регулирующий резистор последовательно между
отводом катушки и катодом) и представленный
здесь, на мой взгляд, лучший и достоин для
повторения. Если обратили внимание, на шасси
предусмотрено место для второй лампы. Это
планировалось после изготовления первым этапом
регенеративного приемника в дальнейшем
перейти к 3 -х диапазонному суперу с кварцованным
первым гетеродином на основе 6Ф1П, (имеющей
эквивалентное сопротивление шумов порядка 1,5
кОм) и получить от него чувствительность порядка
1 мкВ на 10 м и 0,7 на 14 м.
Хочу отметить, что в качестве спортивного, т.е.
сугубо для наблюдений за любительскими
станциями, он очень хорош на восьмидесятке и здесь,
по моему, он может дать фору простейшим
двухполосным ППП, особенно когда станции сидят
одна на другой, т.к можно заметно повысить
селективность. На более высоких диапазонах
селективность меньше и ее явно не хватает в условиях
большой скученности станций (пайлап или просто
тесты) и главное, при использовании случайных
антенн (оптимально или короткие -1-2 м или
диапазонные с экранированным снижением)
возникает заметный, а порой очень сильный фон из-за
паразитного переизлучения и приема
собственного сигнала (в автодинном режиме).
Поэтому для получения хороших результатов надо
или поставить развязывающий УВЧ (с общим
катодом или сеткой - например как в "могиканине")
или... переходить к супергетеродину - по моим
прикидкам на одном кварце можно сделать четы-
рехдиапазонный двухламповый супер - 80,40,20
и 10 м.
Это четырехдиапазонный приемник, причем на 80
м он - прямого усиления (пентод VL1.2 работает
как развязывающий УВЧ). Гетеродин,
стабилизированный всего одним кварцем 10,7 МГц, работает
на 40 м и 20 м на основной гармонике кварца, а

на 10 м диапазоне - на третьей его гармонике
32,1 МГц.
Шкала механическая шириной 500 кГц на
диапазонах 80 и 20 м - прямая, а 40 и 10 - обратная.
Двухламповый супер US5MSQ
ведь колебания напряжения питания - один из
самых весомых параметров влияющих на работу
схемы. Поэтому если хотите получить высокие
результаты - анодное и накальное напряжение надо
стабилизировать.
ПДФ двухконтурный, спроектирован по
упрощенной схеме (всего на двух катушках) так, что
обеспечивает максимальную чувствительность на 10 м,
а на 80 м - повышенное затухание, чем
уменьшается и некоторая избыточность усиление на этом
диапазоне.
Блок питания, желательно применять
стабилизированный, как по аноду, так и накалу. Вопрос о
питании лампового регенератора часто возникает
на разных ветках форумов и ответы на него часто
дают самые противоречивые - от ничего не надо
стабилизировать и выпрямлять (и так мол, все
прекрасно работает) до обязательного
применения полностью автономного, аккумуляторного
питания. И как это не удивительно - справедливы
высказывания и тех и других. Важно только
помнить основные требования, которые предъявляют
к регенератору те или иные авторы.
Если основное простота конструкции - к чему за-
морачиваться со стабилизацией питания,
регенераторы 20 - 50-х годов (а это сотни конструкций),
сделанные по такому принципу, прекрасно
работали и обеспечивали вполне приличное чутье,
особенно на радиовещательных диапазонах.
Но как только поставим во главу угла -
чувствительность, а она, как известно, достигает
максимума на пороге генерации - крайне неустойчивой
точки, на которую влияют многочисленные
внешние изменения параметров, картина меняется,
Одна из схем, которая до сих пор привлекает
внимание радиолюбителей - это схема Егорова,
послужившая отправной точкой и для моих схем.
Вот наиболее часто встречающиеся вопросы:
1. Почему были удалены из катода второй
«полулампы» сопротивление с конденсатором?
2. Проверяли ли полосу пропускания или только
на основании расчетов (это по поводу
элементарных ФНЧ и ФВЧ)?
3. На сколько качественно этот регенератор
принимает SSB, до усовершенствования и после?

4. По поводу стабилизации накала. Не поделитесь
схемой?
5. Пробовали изготовить контуры на
высокочастотные диапазоны? Как он себя там ведет?
6. В процессе эксплуатации, не требовался
регулятор громкости?
Что же изменилось в сравнении с исходной
схемой? Отвечу по прядку заданных вопросов.
1. Для упрощения, причем без ущерба в качестве
работы. Это возможно благодаря использованию
специфической особенности триодов -
относительно большой проницаемости, или если угодно
существенного влияние анодной нагрузки на
сетку-катод.
Поэтому, анодные резисторы большого
сопротивления создают достаточно большую "внутреннюю"
ООС, эквивалентную внесению в катод
сопротивления = Ra/u, в нашем случае это 47
кОм/100=470 Ом, что и обеспечивает высокую
стабильность выбранного режима.
Вторая "функция" катодного смещения в УНЧ -
сместить рабочую точку на линейном участке так,
чтобы не было ограничения - тоже не актуально,
т.к. у нашего регенератора сигнал по входу УНЧ
очень мал (не более десятков мВ).
2. Расчетные значения. Проверял только на слух.
3. Одинаково и достаточно хорошо принимает SSB
в автодинном режиме и до и после моих
доработок, просто в последнем случае пользоваться им
немного комфортнее и мягче стал подход к
критической точке в AM, хотя, возможно я поленился
точнее подобрать отвод, ну и схема стала еще
проще.
4. Схемы стабилизаторов и анода и накала
приводятся ниже. Для этого регенератора, ввиду крайне
малого тока потребления я при испытаниях, накал
стабилизировал, а в анодном, для простоты,
применил двойной RC фильтр с достаточно большим
электролитами.
5. Нет, не пробовал, т.к. после длительных
прослушиваний диапазонов 80, 40 и 20 м нашел, что
на верхних диапазонах избирательности
регенератора недостаточно (применительно к CW и SSB)
и неплохо на 80 м, где регулировками можно было
добиться существенного подавления нерабочей
боковой, хорошо заметного на слух. Посему для
приема ВЧ бэндов было принято решения перейти
к простому, двухламовому суперу.
6. Примененный по входу аттенюатор на основе
сдвоенного потенциометра имеет глубокую
регулировку во всем KB диапазоне и прекрасно
выполнял сразу несколько функций - РРУ, тюнинга
регенерации и уровня громкости.
Настройка
Для получения генерации надо поточнее
подобрать отвод в катушке, добиваясь чтобы она
начиналась примерно в среднем положении движка
резистора регулировки регенерации. Для
многодиапазонного варианта - надо добиться генерации
при положении движка ближе к нижнему(по схеме
выводу), при этом на 40 м диапазоне условия
генерации улучшатся и понадобится большее
шунтирующее действие резистора, т.е. рабочее
положение движка сместится ближе к центру в
направлении верхнего (по схеме) конца, на 20 м -
еще ближе.

Плавности подхода добиваемся выбором как типа
лампы с маленькой крутизной, так и подбором ее
режима работы.
В этом плане, например 6Н8С - не самый лучший
выбор, лучше было бы 6Н9С, но и с ней можно
добиться приемлемых результатов. Для этого надо
увеличить R4 до 150-330 кОм (для настройки
можно поставить переменник 470 кОм) тем самым
уменьшаем анодный ток, а следовательно и
крутизну. Подбор отвода надо производить с
подключенной антенной, проверить плавность подхода (у
меня получалось порядка 10-15 градусов) -т.е.
шум и шорохи должны плавно возрастать до
максимуму, потом небольшой щелчок (или просто
резкое заметное уменьшение шумов) и их
последующее снижение (вместе с чувствительностью)
по мере увеличения уровня генерации.
Если плавность не достаточна еще уменьшаем
анодный ток и заново производим настройки
отвода, если нет генерации на каком-то из
диапазонов - увеличиваем анодный ток или подбираем
отвод, и так до получения требуемого результата.
Стремиться к достижению большего угла плавного
подхода нет особой необходимости (да это и не
так просто во многодиапазонном варианте), т.к. с
точным тюнингом прекрасно справляется входной
аттенюатор, регулируя которым не только уровень
входного сигнала но и коэффициент включения
антенны в контур можно получить очень плавный
подход к точке, но впрочем это более важно для
приема AM, чем для автодинного режима.
Конечно ДД и селективность по соседу низковаты,
но в первом случае помогает плавный аттенюатор,
а втором - немного сужение полосы пропускания
(ручка регенерация), более кардинально -
переход на менее заселенную частоту, тем не менее,
даже на перенаселенных участках диапазонов
удается, как минимум, принять основную
информацию. Но основное его достоинство (кроме
простоты конструкции) - очень хорошая стабильность
частоты, можно часами слушать станции без
подстройки причем это с равным успехом не только
на нижних, но и 10 м диапазоне!
Чувствительность приемника, если привязываться
к выходному сигналу уровнем 50 мВ (уже
достаточно громкий сигнал на наушниках ТОН-2):
10 м - 1...1,2 мкВ
20 м -1,5...2 мкВ
40 м -3...4 мкВ
80 М-7...8 мкВ.
Чувствительность в двухламповом супере на
основе регенератора при с/шум = 10 дБ порядка 1
мкВ, (10 м), 0,7 (на 20 и 40 м) и 3 мкВ (80 м).
Приемник в исполнении LZ2XL, LZ3NF

Стабилизатор анодного напряжения US5MSQ v1.1
Простой стабилизатор
напряжении накала
US5MSQ
Блок питания в исполнении LZ2XL, LZ3NF

ПРИЕМНИК НАБЛЮДАТЕЛЯ
Многие радиолюбители начинали свой путь в
эфир с приемника коротковолновика -
наблюдателя конструкции В. Т. Полякова (RA3AAE),
которая была описана во втором номере журнала
"Радио" за 1976 год.
Приемник собран по супергетеродинной схеме и
позволяет принимать станции в диапазонах 80, 40
и 20 м, работающие как телефоном в режиме
амплитудной (AM) и однополосной (SSB) модуляции,
так и телеграфом (CW) и может использоваться
как основной на любительской радиостанции
третьей категории.
На выход приемника можно включить либо
телефоны, либо громкоговоритель для
трансляционной сети напряжением 15 В. Чувствительность
приемника при выходном напряжении 1 В
составляет 40—60 мкВ в режиме AM и 10— 20 мкВ в
режиме CW.
При приеме на наружную антенну такой
чувствительности вполне достаточно даже для работы с
удаленными корреспондентами. Избирательность
приемника по соседнему каналу при расстройке
Мотивация автора, что дескать благодаря
индуктивной связи через катушки связи улучшены
чутье и усиление, не убедили меня, к тому же, как
оказалась и в первом варианте есть скрытые
резервы по повышении чутья и усиления. После
устранения небольших граблей приемник вполне
прилично заработал - не хуже заявленных
автором:
- чутье при с/шум ЮдБ в режиме SSB (CW)- не
хуже 1 мкВ, при выходном напряжении 1 В - не
хуже 5 мкВ;
- в режиме AM соответственно - не хуже 10 мкВ,
на 10 кГц не хуже 50 дБ, а по зеркальному каналу
в диапазоне 80 м не хуже 50 дБ, 40 м — 40 дБ, 20
м — 30 дБ. Источником питания могут служить две
последовательно соединенные батареи 3336Л
(напряжение питания 9 В) или сетевой выпрямитель
(напряжение питания 12 В). Потребляемый ток в
режиме покоя не превышает 10—12 мА.
Не удержался и я - ностальгия замучила - и
собрал на макетке однодиапазонный вариант на 80
м, взяв за основу (кроме преобразователя)
вариант приемника из "Азбуки коротких волн", а
преобразователь сделал по первому варианту (из
журнала "Радио") - слишком усложнена, на мой
взгляд, коммутация диапазонов во втором
варианте.
при выходном напряжении 1 В - не хуже 60 мкВ;
- благодаря применению современного
керамического фильтра ФП1П1-60.01 с полосой
пропускания порядка 5 кГц селективность вполне
приличная как для AM так и для SSB, причем
подавление верхней боковой на хуже 34 дБ (на
частотах более 1 кГц - не хуже 40 дБ);
- стабильность частоты ГПД тоже вполне
приличная - после 10 минутного прогрева, в течении часа
колеблется в пределах -+200 Гц и вероятно можно
еще улучшить, если термокомпенсировать
катушку. АРУ явно слабовата (при изменении
сигнала на 40 дБ на выходе меняется на 20 дБ), но
все равно лучше такая, чем никакой.

65

Новая схема
модернизированного приемника -
на предыдущей
странице.
Следующая доработка -
вариант трехдиапазон-
ного ГПД с улучшенной
раза в 2 стабильностью
частоты. Конечно и это
не идеал, но слушать
эфир стало комфортнее.
Остановился я все же на
кремниевом КТ361
(годятся буквы А и Б, у В и
Г немного меньше
емкость, поэтому значения
конденсаторов будут
немного другие) - его
запас по перекрытию
частоты дал возможность
оптимально выполнить
растяжку диапазонов (на
80 м за это отвечает С4 -
у меня он состоит из 91
пФ КСО (или импортные
МРО) и 30 пФ М75, на 40
м - С2 также М75 (или
импортные МРО), на 20 м
диапазоне - С1 также
М75 или импортные
МРО). Диод D1 обеспечивает термокомпенсацию
перехода база/эмиттер, а по цепи питания
поставил стабилизатор 79L09, что также существенно
улучшило стабильность.
Если катушки ГПД будут изготовляться по
авторским (RA3AAE) данным, то для всех диапазонов
число витков надо уменьшить на 20%
В общем-то перевод на современную элементную
базу, напрашивается, но перед изменениями
схемы хочется понять на что способен оригинал
только так, в сравнении, можно будет понять
улучшили или наоборот - ухудшили параметры
приемника сделанные изменения. Для этого ГПД
лучше КТ361 (выбран именно по емкости
коллектора), В УПЧ и опорнике конечно КТ3126А, как и
другие современные кремниевые лучше
(КТ3107,КТ326, 2N3906 и т.п.), в детекторе
понятно, что нужен германиевый.
Не столь очевидна необходимость замены в
преобразователе, у германиевых ВАХ более полога и
при напряжении ГПД в пределах 80-150 мВ
преобразование идет на квадратичном участке, а
значит получается достаточно чистый спектр и
замена на кремний может ухудшить ДД и
помехоустойчивость. Разумеется, с варикапом можно
получить лучшую стабильность, но мне было
интересно испытать именно этот нетривиальный
ГПД и именно этот детектор - "изюминки" этой
схемы.

Я СТРОЮ
ПРОСТОЙ ппп
Недавно мой восьмилетний сынишка решил
"приобщиться к паяльнику" и попросил сделать вместе
с ним какой-нибудь приемник. С учетом того, что
дома из приборов - только китайский цифровой
мультиметр, мой выбор пал на уже ставший
легендой ППП ВТ. Полякова [1].
Это приемник я уже делал в далеком 80-м году, и
он оставил только приятные воспоминания. Но в
те годы у меня не было ни опыта, ни нормальных
приборов и, естественно, никаких
инструментальных измерений не проводилось - заработал и
ладно. И сейчас было трудно устоять перед
искушением повторить эту конструкцию и
протестировать ее приборами, но главное сравнить ее
звучание с моим ППП [2] при работе на одном
рабочем столе на одну и ту же антенну (10-12 м
провода на высоте 10-12 м) на диапазоне 40 м -
самом тяжелом для ППП с точки зрения помех,
т.к. мощные вещательные радиостанции
находятся очень близко по частоте и если уж приемник
хорошо заработает на этом диапазоне, то будет
работать без проблем на всех остальных.
Причем интересовал вариант ППП именно на
германиевых транзисторах (хотя уже и устаревших -
зато их у многих радиолюбителей с незапамятных
времен в тумбочке по пол-ведра), т.к. автору уже
несколько раз встречались высказывания коллег
о том, что они якобы обеспечивают более мягкое
звучание приемников или просто УНЧ. И вот без
лишней спешки, за два вечера, сынишка (под
моим чутким руководством) спаял приемник,
проверили режимы, еще пару минут на подстройку
ГПД и, затаив дыхание, подключаем антенну.
Увы, время вечернее (дело было в феврале, 22-00
МСК), прохода практически нет и по всему
диапазону в наушниках слышны только оглушающие
свисты, шумы и...китайская вещалка. Утром, перед
уходом на работу, мы еще раз включили ППП.
Проход был хороший, любительские стации
звучали громко, а порой оглушительно, но звук
был какой-то звенящий, зажатый по спектру и
очень неприятный на слух. И опять практически
по всему диапазону была слышна, хоть и
существенно тише, вышеупомянутая вещалка.
Разочарованию пацана не было границ, а у меня
появилась насущная необходимость внимательно
проанализировать эту, в общем-то несложную,
конструкцию и поискать способы ее оптимальной
настройки в домашних условиях, фактически имея
в наличии только дешевый тестер и обычный
радиовещательный приемник (в данном случае
ИШИМ-003) в качестве контрольного, а также
возможные пути улучшения основных параметров.

Судя по сообщениям, время от времени
возникающих на разных форумах, с подобными
проблемами сталкивается большое число начинающих
радиолюбителей. В результате этих размышлений
и появилась эта статья, основная задача которой
подробно рассказать начинающему
радиолюбителю как в домашних условиях сделать и
правильно настроить простой ППП.
Итак, начнем. В виду того, что из измерительных
приборов у нас только китайский цифровой муль-
тиметр DT-830B, для оптимальной настройки
схемы и правильного понимания происходящих в
ней процессов, нам нужно провести
определенную предварительную подготовку и постараться
получить максимум информации о параметрах
основных деталей (это, как увидим дальше, в
дальнейшем нам очень пригодится при анализе работы
схемы и поиске путей улучшения ее работы).
Приступаем к подбору основных деталей
1. Транзисторы. Как и
указано в описании, для,
усилителя НЧ пригодны
практически любые
низкочастотные р-п-р
транзисторы. Желательно, однако,
чтобы V3 был малошумящим
(П27А, П28, МП39Б), а
коэффициент передачи тока
обоих транзисторов был не
ниже 50 - 60. Переключив
мультиметр в режим
измерения коэффициента передачи
базового тока (применяют
также названия Вст, Н21е)
проводим измерения и
отбираем из имеющихся экземпляров требуемые.
Следует отметить, что к результатам этих измерений
нужно относиться, как к ориентировочным, т.к
возможна большая погрешность, особенно для
германиевых транзисторов. Особенность этого
режима для мультиметра DT-830B (и аналогичных
китайских) состоит в том, что измерение
проводится при подаче на базу фиксированного тока 10
мкА. некоторые экземпляры германиевых
транзисторов могут иметь сопоставимый по величине
обратный ток коллектор-база, что приводит в
пропорциональному завышению показаний. Но в
нашем случае это не критично.
Автор подобрал Т1 (П28) с Вст=90, ТЗ(МП41А) с
Вст=110 и Т2 (КТ312Б ) с Вст=60.
2. Диоды для смесителя могут быть любые
кремниевые высокочастотные из серий КД503,509,
512, 521,522, но лучше импортные 1N4148 и
аналогичные. Они, доступны и дешевы (0,01$), но
главное преимущество - существенно меньший по
сравнению с отечественными разброс параметров.
Их желательно подобрать в пару хотя по прямому
сопротивлению, включив мультиметр DT-830B в
режим прозвонки диодов. На фото приведен
результат проверки и подбора более полусотни
диодов 1N4148. Как видно, разброс по прямому
сопротивлению у них чрезвычайно мал, что, к слову,
позволяет их смело рекомендовать и для
построения многодиодных смесителей. Для сравнения,
чтобы подобрать пару из отечественных КД522 с
более-менее близкими значениями, мне пришлось
перебрать добрых 2 десятка диодов.
3. КПЕ может быть любым, но обязательно с
воздушным диэлектриком, иначе будет трудно
получить приемлемую стабильность ГПД. Очень
удобны КПЕ от УКВ блоков старых промышленных
приемников, которые еще часто встречаются на
наших радиорынках. Они имеют встроенный
верньер 1:3, что существенно облегчает
настройку на SSB станцию. Включив параллельно
обе секции, получим емкость примерно 8-34 пФ.
Для определенности, будем исходить из того, что
такой КПЕ у нас есть. Если максимальная емкость
вашего КПЕ другая, его легко привести к
требуемой, включив последовательно растягивающий
конденсатор 39-51 пФ.
Расчет растягивающего конденсатора довольно
прост. Общая, или эквивалентная, емкость
последовательно включенных конденсаторов:
Сэкв= (Скпе*Сраст)/(Скпе+Сраст)
Отсюда, путем нескольких подстановок пробных
значений можно получить искомое. Так, при
максимальной емкости КПЕ, например, от Спидолы =
360 пФ, пусть нам нужно получить эквивалентную
емкость КПЕ (из предыдущего примера = 34 пФ).
Подстановкой пробных значений находим 39 пФ.

4. Головные телефоны электромагнитные,
обязательно высокоомные, с катушками
электромагнитов индуктивностью примерно 0,5 Гн и
сопротивлением постоянному току 1500 - 2200 Ом,
например, ТОН-1, ТОН-2, ТОН-2м, ТА-4, ТА-56м.
При согласно-последовательном включении, т.е
"+" одного соединен с"- "другого, имеют общее
сопротивление по постоянному току 3,2-4,4 кОм,
по переменному примерно 10-12 кОм на частоте 1
кГц. Так они включены в исходной схеме ППП от
RA3AAE, так имеет смысл и оставить.
В моем варианте телефоны ТОН-2 включены
параллельно, что позволило в свое время получить
большую громкость при работе «Радио-76», т.к
при этом сопротивление в 4 раза меньше (как по
постоянному току 800-1,1 кОм, так и переменному
- примерно 3,5-4 кОм), что соответственно,
обеспечило увеличение в 4 раза выходной мощности .
Переделывать на последовательное включение
уже не стал - не критично, но как показал опыт,
все же полученная громкость избыточна и лучше,
для этого ППП, применить последовательное
включение телефонов.
5.Катушка индуктивности ФНЧ. Как указывалось в
статье, катушка ФНЧ L3 индуктивностью 100 мГ
намотана на магнитопроводе K18X8X5 из феррита
2000НН и содержит 250 витков провода ПЭЛШО
0,1-0,15.
Можно применить магнитопровод K10X7X5 из того
же феррита, увеличив число витков до 300, либо
K18X8X5 из феррита 1500НМ или 3000НМ (в этом
случае обмотка должна состоять из 290 и 200
витков соответственно). Можно использовать и
подходящую готовую, например, применив в ее
качестве половину первичную обмотку выходного
трансформатора от малогабаритных
транзисторных приемников или одну из обмоток
универсальных магнитных головок кассетного магнитофона.
Я применил готовую катушку на 105 мГ от
разобранного промышленного ФНЧ Д3,4. В крайнем
случае катушку фильтра можно заменить
резистором сопротивлением 1-1,3 кОм. Но все же лучше
этого избегать, т.к избирательность и
чувствительность приемника и без того не очень высокие,
при этом заметно ухудшатся.
6. ВЧ катушки индуктивности (ПДФ и ГПД). На эти
катушки индуктивности следует обратить особое
внимание, так как от их качества зависит очень
многое: чувствительность приемника,
стабильность частоты гетеродина, избирательность. Как
показывает опыт общения на форумах, именно их
изготовление вызывает наибольшие трудности у
начинающих радиолюбителей, т.к. маловероятно,
что получится достать (приобрести) такие же, как
у автора, каркасы или захочется перестроить
приемник на другой диапазон. В этом деле сильно
помогло бы наличие измерителя индуктивности, хотя
бы простейшей приставки, например описанной в
Где: F- частота в МГц, L-индуктивность в мкГ, С-
ем кость в пФ
Для каждой резонансной частоты произведение
1_*С величина постоянная, зная его нетрудно
вычислить L при известном С и наоборот.
Так для середины любительских диапазонов
произведение 1_*С (мкГ*пФ) равно 28 МГц - 32,3, для
21 МГц-57,4, для 14 МГЦ-129,2, для 7 МГц - 517,
для 3,5 МГц - 2068, для 1,8 МГ - 7400.
Выбор конкретных значений L и С достаточно в
определенных пределах произволен, но в
любительской практике есть хорошее, проверенное
временем, правило - для диапазона 28 МГц взять
индуктивность около 1 мкГ, а емкость,
соответственно, примерно ЗОпФ. С понижением частоты
прямо пропорционально увеличиваем, в равной
степени, емкость конденсатора и индуктивность
катушки. Так для частоты 7 МГц (входной контур)
получаются рекомендуемые значения 120пФ и 4,3
мкГ, а для 3,5 МГц (контур ГПД) 240 и 8,6 мкГ.
Но на практике часто, в частности для
обсуждаемой схемы, допустимы большие вариации
значений - в разы , без заметного влияния на качество
работы. И зачастую, определяющим критерием
становятся вполне прозаические вещи:
1. Наличие готовых катушек с индуктивностью
близкой к требуемым значениями. Как правило ,
"в тумбочке" радиолюбителя валяется парочка
старых, поломанных приемников , служащих
"донорами" и поставщиками деталей для новых
конструкций, в т.ч. и катушек, многие из которых
могут подойти в готовом виде, без переделок, для
нашего приемника.
Так как возможности измерить индуктивность у
нас нет, можно поискать справочные данные -
реальнее всего в справочниках по бытовой
аппаратуре, ранее выпускавшиеся в массовом кол-ве.
Сейчас в ИНЕТе есть очень эффективные
поисковые системы, поэтому не проблема найти такие
справочники в электронном виде. Главное
требование при поборе готовых катушек - наличие

отвода (или катушки связи) от 1/3...1/4
(некритично) части витков.
Так "донором" для моего ППП послужила старая
"Соната". В ГПД поставил контур гетеродина КВ-2
индуктивностью 3,6 мкГ (26,5 витков контурная
катушка и 8 витков -катушка связи), а во входном
контуре поставил, за отсутствием более
подходящей, катушку КВ-4 индуктивностью 1,2 мкГ (15
витков с отводом от 3,5) - как видите, последняя
весьма далека от оптимума, и тем не менее это
решение вполне работоспособно и как увидим далее
обеспечивает практически полную реализацию
потенциальных возможностей смесителя.
2. Другой критерий - выбор емкости контура ,
чтобы обеспечить с имеющимся КПЕ требуемый
диапазон перестройки.
Расчет достаточно прост. Относительная ширина
диапазона, к примеру 7 МГц, с небольшим запасом
по краям = (7120-6980)/7050=0,02 или 2%.
Для этого контурная емкость должна
перестраиваться на удвоенную величину, т.е. 4% (от
величины 240пФ), что составляет всего 9,6 пФ, что
не совсем удобно в практической реализации, т.к.
даже для малоемкостного УКВ КПЕ и при одной
активной секции надо включать растягивающий
конденсатор, а что говорить о включении
стандартных КПЕ с максимальной емкостью 270-360
пФ? Поэтому идем от обратного - перестройка
емкости 34 пФ-8 пФ=26 пФ - это 4%, отсюда полная
емкость контура 650 пФ. При этом индуктивность
равна 3,2 мкГ.
Поставим имеющуюся у нас катушку, имеющую
паспортную индуктивность 3,6 мкГ (при среднем
положении сердечника), в расчете на
возможность точной подстройки индуктивности
перемещением этого сердечника.
Но что делать радиолюбителю, если нет у него
"стратегических" запасов готовых катушек?
Выбора нет - надо их изготовить самостоятельно, на
тех каркасах, которые есть в наличии.
Вооружаемся штангенциркулем и измеряем
диаметр, если есть секции - внутренний диаметр,
ширина одной секции и всех сразу, диаметр щечек,
далее проводим внешний осмотр каркаса -
гладкий или ребристый (KB катушки приемников,
сердечник 100НН или катушки ПЧ от телевизоров ) -
хорош для всех KB диапазонов,
секционированный (гетеродинный СВ, ДВ или ПЧ, сердечник
600НН) - лучшие результаты на НЧ диапазонах
(160 и 80 м).
Сам расчет числа витков катушки достаточно
прост. С учетом того, что подстроечный
сердечник (в среднем положении) увеличивает
индуктивность примерно в 1,3-1,5 раза (если
ферритовый) или в 1,2-1,3 раза (карбонильный
длиной 10 мм - от катушек ПЧ старых
телевизоров).
Расчет витков катушки проводим для
уменьшенной в соответствующее число раз от требуемой
индуктивности. Формулы расчета приведены во
всех радиолюбительских справочниках, но часто
удобнее пользоваться специальными расчетными
программами, например для расчета однослойной
катушки удобна MIX10, Контур32, а для всех
типов, в т.ч. многослойных - RTE [4].
Кстати, эти же программы можно применить для
ориентировочного определения индуктивности
уже готовой катушки неизвестного
происхождения. Процедура такая же - измеряем геометрию
катушки (диаметр, длину намотки) , визуально
считаем количество витков и эти данные
подставляем в программу. Не забудьте результат расчета
умножить на коэффициент увеличения
индуктивности для имеющегося сердечника.
Разумеется, погрешность в расчетном
определении индуктивности может быть довольно большой
(до 30-40%), но пусть вас это не пугает - на этом
этапе нам важно знать порядок индуктивности.
Все остальное , при необходимости легко подкор-
ректируется в процессе настройки ППП.
Следует несколько слов сказать о ГПД. В этом ППП
применяется схема емкостной трехточки с
транзистором Т1, включенным по схеме с ОБ. Цепь
R1C5 выполняет функции стабилизации
амплитуды (гридлик), но кроме нее ту же функцию
стабилизации амплитуды (и весьма эффективно)
выполняет нагрузка - смеситель на ВПД (тот же
двусторонний диодный ограничитель). В
результате при выборе соотношения емкостей обратной
ПОС С8/С7 в пределах 5-10 и достаточно
высокочастотном транзисторе (FrpaH>10F раб, в нашем
случае это условие выполняется, для КТ312
FrpaH>120 МГц, для КТ315 FrpaH>250 МГц), ГПД
обеспечивает устойчивую генерацию и
стабильную амплитуду при изменении
характеристического сопротивления контура ,т.е. соотношения
L/C в очень широком диапазоне, что, собственно,
и дает нам возможность большой свободы выбора
величин индуктивности или емкости.
Суммарная величина контурной емкости
складывается из паразитной емкости монтажа (примерно
10-15 пФ), эквивалентной емкости КПЕ (в нашем
случае максимальная = 34 пФ) и эквивалентной
емкости последовательно включенных С7С8,
которая тоже определяется по приведенной выше
формуле:
Для нашего случае расчет дает С7=750, С8=4700
пФ.
Еще раз подчеркну, что применение КПЕ с
воздушным диэлектриком почти автоматически
обеспечит нам весьма высокую стабильность ГПД без
принятия специальных мер по
термостабилизации. Так мой макет ППП на 7 МГц при питании от
"Кроны" держит SSB станцию не менее получаса

без заметного изменения тембра голоса
корреспондента, т.е абсолютная нестабильность не хуже
50-100 Гц!
С учетом того, что выбранный нами диапазон
достаточно узкополосный, нет необходимости в
синхронной с ГПД перестройке входного контура,
поэтому схему немного упрощаем.
И на этом предварительная подготовка закончена,
можно приступать к монтажу. Для макетирования
удобно использовать специально приготовленную
для этого плату, так называемую "рыбу",
представляющую собой кусок односторонне фольгиро-
ванного стеклотекстолита или гетинакса, медная
фольга которого равномерно разрезана резаком
на небольшие квадратики или прямоугольники с
размером стороны 5-7 мм. После зачищаем до
блеска мелкой наждачкой, покрываем небольшим
слоем жидкой канифоли - и "рыба" готова.
Имеет смысл потратить немного усилий на ее
изготовление, если будете и дальше заниматься
радиоконструированием, она вам еще не раз
пригодится. Так показанная на фото макетка
сделана мной еще в студенческие времена и вот уже
более четверти века исправно служит, позволяя
быстро и при минимальных трудозатратах
макетировать довольно большие схемы и конструкции.
При монтаже стараемся расположить детали так,
же как на схеме, обеспечив при этом максимально
возможное расстояние между катушками ПДФ и
ГПД. Я несколько перестраховался и для
дополнительной развязки этих контуров, расположил на
макете катушки в разных плоскостях (входную
горизонтально, а ГПД вертикально), но при
расстоянии между катушками более 30-40 мм или их
экранировании, в этом нет особой необходимости.
Налаживание ППП. После монтажа деталей еще
раз внимательно его проверяем на предмет
отсутствия ошибок и подключаем питание - батарейку
или аккумулятор. В телефонах должен быть
слышен небольшой, еле различимый и равномерный
по спектру шум, если к нему примешивается
хрипловатый, низкочастотный оттенок - свидетельство
прямой наводки частотой 50 Гц от электросети,
ищем около нашего макета источник помех и хотя
бы на время настройки удаляем его подальше.
Так у меня при первом включении был заметный
фон, источником которого оказался близко
расположенный понижающий трансформатор
паяльника, после перенесения его со стола на пол,
помеха стала незаметна.
В дальнейшем, при оформлении ППП в
законченную конструкцию весьма рекомендуется
поместить его в экранированный (металлический)
корпус и подобные проблемы уйдут на задний
план. В общей работоспособности УНЧ
убеждаемся, прикоснувшись пальцем к любому из
выводов катушки ФНЧ L3. В телефонах должно быть
слышно громкое "рычание". Проверяем режимы
питания постоянному току - на эмиттере ТЗ
(должно быть напряжение порядка 0,9-1,3 В, что
обеспечивает оптимальный по шумам режим Т2.
Если напряжение выходит за эти пределы,
добиваемся требуемого подбором R2 с учетом того, что
увеличение его сопротивления вызывает
увеличение напряжения и наоборот. Величина резистора
R5 задает ток выходного каскада, в данном случае
примерно 2 мА, что оптимально при параллельном
включении телефонов, если у вас
последовательное включение, то этот резистор лучше увеличить
до 1-1,5 кОм, заодно это немного повысит
экономичность ППП.
Далее, проверяем ГПД. Следует отметить, что
напряжение на эмиттере транзистора Т1 не
обязательно должно быть равно 6-8 В (так указывается
в первоисточнике [1]), а может быть в нормально
работающей схеме в пределах от 2 до тех же 6-8
В, например в моем макете составляет примерно
2,4 В. Эта величина в общем случае зависит от
очень многих факторов - типа диодов смесителя,
Кус транзистора, глубины ПОС, добротности
контура, коэффициента включения смесителя в
контур, т.е. числа витков катушки связи или места
расположения отвода катушки, величин
резисторов в цепях базы и эмиттера и т.д и т.п...
В других источниках при описании настройки
аналогичных смесителей на ВПД с кремниевыми
диодами рекомендуется обеспечить подачу на
смеситель напряжения амплитудой примерно 0,7...
1 В - хорошо, что у них есть чем это
проконтролировать - ВЧ вольтметр или осциллограф. Но в
сущности, всё это методы КОСВЕННОГО контроля
настройки, хотя во многом и правильной, но
зачастую далекой от ОПТИМАЛЬНОЙ ,т.к
напряжение открывания диодов существенно отличается
не только для разных типов (например, у КД503 -
одно из самых высоких, у КД521 меньше, у КД522
еще меньше) но и в пределах одного типа.
Точную и оптимальную настройку режима
смесителя, в общем случае, обеспечит ТОЛЬКО прямой
инструментальный контроль ДД и
чувствительности. Конечно, это все может быть очень интересно
с точки зрения теоретического анализа, но нам ,
к счастью, нет особой необходимости всем этим
заморачиваться, т.к. для смесителя на ВПД есть

более простой и довольно точный способ
настройки требуемого напряжения ГПД при ПРЯМОМ
КОНТРОЛЕ буквально подручными средствами
РЕЖИМА работы диодов, что позволяет легко и
зримо обеспечить БЛИЗКУЮ к оптимальной его
работу.
Для этого левый вывод одного из диодов
переключаем на вспомогательную RC цепочку. В
результате получается классический выпрямитель
напряжения ГПД с удвоением и нагрузкой,
примерно эквивалентной реальной для смесителя.
Этот своеобразный «встроенный ВЧ вольтметр» и
дает нам возможность провести фактически
прямое измерение режимов работы конкретных
диодов от конкретного ГПД непосредственно в
работающей схеме.
Подключив для контроля к резистору 0R1
мультиметр в режиме измерения постоянного
напряжения, подбором резистора R3 добиваемся
напряжения 0,35-0,45 В - это и будет
оптимальное напряжения для диодов 1N4148, КД522,521.
Если применяются КД503, то оптимальное
напряжение выше - 0,4-0,5 В. Вот вся настройка,
подпаиваем вывод диода обратно на место, а
вспомогательную цепочку убираем.
Далее приступаем к определению частот работы
ГПД и их привязки к требуемому диапазону. Здесь
нам понадобится контрольный приемник, в
качестве которого можно применить, как уже выше
отмечалось, любой исправный приемник (связной
или радиовещательный), имеющий хотя бы один
широкий или несколько растянутых KB
диапазонов - это некритично.
Ниже, в таблице для ориентировки приведены
рабочие частоты радиовещательных и любительских
диапазонов. Как видим, наиболее близким к
любительским диапазонам является
радиовещательный 41 м диапазон, который в реальных
приемниках как правило охватывает и частоты ниже 7100
кГц, по крайней мере до 7000 кГц.
Диапазоны
Ширина

Диапазона,
МГц.
fm, МГц
Относител
ьная
ширина
диапазона,
/о

сокращенные
названия, м
Пределы по
частоте, МГц
KB вещательные диапазоны
49
5,950 — 6,200
0,250
6,075
4,1
41
7,100 — 7,300
0,200
7,200
2,7
31
9,500 — 9,775
0,275
9,637
2,8
25
11,700 — 11,975
0,275
11,837
2,3
19
15,100 — 15,450
0,350
15,275
2,9
16
17,700 — 17,900
0,200
17,800
1.1
13
21,450 — 21,750
0,300
21,600
1,3
11
25,600 — 26,100
0,500
25,850
1,9
KB диапазоны для радиолюбительской связи
160
1,800 — 2,000
0,200
1,900
10,5
80
3,500 — 3,800
0,300
3,650
8,2
40
7,000 — 7,200
0,200
7,100
2,8
20
14,000 — 14,350
0,350
14,175
2,4
14
21,000 — 21,450
0,450
21,225
2,2
10
28,000 — 29,700
1,700
28,850
5,8
И это нам вполне подходит, поскольку калибровку
ГПД можно производить не только принимая
основную частоту, но и ближайшие гармоники (2,3
и даже выше). Для нашего случая (ГПД=3500-
3550 кГц) частоты работы ГПД будем определять
по 2-й гармонике, лежащей, соответственно, в
диапазоне 7000-7100 кГц.
Разумеется, проще всего проводить калибровку
при помощи связного приемника (особенно с
цифровой шкалой) или переделанного (со встроенным
детектором смесительного типа)
радиовещательного AM, как у меня Ишим-003. Если у вас нет
такого, а просто обычный AM приемник - можно
конечно попробовать ловить на слух присутствие
мощной несущей, как рекомендуется в некоторых
описаниях, но, откровенно говоря, это занятие не

для слабонервных - затруднительно сделать даже
при поиске основной частоты ГПД, не говоря уже
о гармониках. Поэтому не будем мучиться - если
контрольный приемник любит AM, давайте
сделаем ему AM!
Для этого соединим выход УНЧ с входом при
помощи вспомогательного конденсатора 0С2
емкостью 10-22 нФ (некритично), тем самым
превратим наш УНЧ в генератор НЧ, а смеситель
теперь будет выполнять (и довольно
эффективно!) функции модулятора AM с той же
частотой, которую слышим в телефонах.
Теперь поиск частоты генерации ГПД весьма
облегчится не только на основной частоте ГПД но и
на её гармониках. Я это проверил
экспериментально, сделав в начале поиск основной частоты
(3,5 МГц) и ее второй гармоники (7 МГц) в режиме
связного приемника, а потом в режиме AM.
Громкость сигнала и удобство поиска практически
одинаковы, единственное отличие - в режиме AM
из-за широкой полосы модуляции и полосы
пропускания УПЧ точность определения частоты
немного ниже (2-3%), но это не очень критично, т.к.
если нет цифровой шкалы, общая погрешность
измерения частоты будет определяться точностью
механической шкалы контрольного приемника, а
здесь погрешность существенно выше (до 5-10%),
потому и предусматриваем при расчете ГПД
диапазон перестройки ГПД с некоторым запасом.
Сама метода измерения проста. Подключаем один
конец небольшого куска провода, например один
из щупов от мультиметра, к гнезду внешней
антенны контрольного приемника, а второй конец
просто располагаем рядом с катушкой
настраиваемого ГПД. поставив ручку КПЕ ГПД в положение
максимальной емкости ручкой настройки
приемника ищем громкий тональный сигнал, и по
шкале приемника определяем частоту, если шкала
приемника отградуирована в метрах радиоволны,
то для пересчета в частоту в МГц используем
простейшую формулу: F=300/L (длина волны в
метрах).
Так, при первом включении я получил нижнюю
частоту генерации ГПД в пределах 3120-3400 кГц
(в зависимости от положения подстроечного
сердечника), из чего видно что начальную частоту
желательно повысить процентов на 10-12, а,
соответственно, для этого надо уменьшить емкость
контура на 20-24%.
Проще всего это сделать, выбрав С8 равным 620
пФ. После этой замены постройкой сердечника
катушки легко вгоняем диапазон перестройки ГПД в
требуемый (3490-3565 кГц), что соответствует
приему на частотах 6980-7130 кГц.
Далее, подключаем антенну, устанавливаем ручку
КПЕ в среднее положение, т.е на середину
рабочего диапазона, и перемещая сердечник
катушки L1 настраиваем входной контур по
максимуму шумов и сигналов эфира.
Если при вращении сердечника после достижения
максимума наблюдается снижение шумов, это
свидетельствует что входной контур у нас настроен
правильно, возвращаем сердечник в положение
максимума и можем приступать к поиску
любительских SSB станций и пробному
прослушиванию, дабы оценить качество работы ППП.
Если вращением сердечника (в обе стороны) не
получается зафиксировать четкий максимум, т.е
сигнал продолжает расти, то наш контур
неправильно настроен и понадобится подбор
конденсатора.
Так если сигнал продолжает увеличиваться при
полном выкручивании сердечника, емкость
конденсатора С2 надо уменьшить, как правило (если
предварительный расчет катушки выполнен без
ошибок) достаточно поставить следующий
ближайший номинал - в моем варианте это 390 пФ.
И опять проверяем возможность настройки
входного контура в резонанс. И наоборот, если сигнал
продолжает уменьшаться при полном
выкручивании сердечника, емкость контура С2 надо
увеличить.
Анализ результатов испытаний ППП и его
модернизация. Как уже отмечалось выше, первые
прослушивания ППП в эфире показали, что:
- звук получился какой-то звенящий, зажатый по
спектру и очень неприятный на слух;
- подключение достаточно большой антенны ППП
приводит появлению помех из-за прямого
детектирования AM мощных сигналов вещательных
станций, расположенных по частоте вплотную к
любительскому диапазону.
Давайте проанализируем причины возникновения
и пути устранения этих проблем в перечисленном
выше порядке. И здесь нам как раз и приходятся
параметры транзисторов, полученные при
предварительной подготовке.
1. Проверочное подключение наушников к
авторскому ТПП показало, что они исправны и звучат
вполне прилично, хотя разумеется не Hi-Fi.
Выходит дело не в них , а в неудачно выбранных
элементах низкочастотного тракта, отвечающих за
формирование его общей АЧХ. Таких элементов
четыре:
- ФНЧ C3L3C5, выполненный по П-образной схеме
с частотой среза примерно 3 кГц, который
обеспечивает горизонтальную АЧХ только при
нагрузке, равной характеристическому, которое для
указанных на схеме элементов составляет
примерно 1 кОм. В случае рассогласования фильтра
его АЧХ несколько меняется: при нагрузке его на
сопротивление, в несколько раз меньше
характеристического, наблюдается спад АЧХ на несколько
дБ в области частоты среза, в обратном случае
наблюдается подъем. Небольшой подъем в области

верхних частот звукового спектра полезен для
улучшения разборчивости.
Поэтому целесообразно в реальной схеме фильтр
нагружать на сопротивление в 1,5-2 раза больше
характеристического. Но если же сопротивление
нагрузки ФНЧ будет существенно выше, то АЧХ
приобретет ярко выраженный резонанс, что
приведет к заметному искажению спектра
принимаемого сигнала и появлению неприятного «звона».
Следует отметить, что вышесказанное
справедливо при достаточно высокой добротности (более
10-15) катушки ФНЧ - это , как правило, катушки
намотанные на кольцевых и броневых феррито-
вых сердечниках высокой проницаемости.
У катушек, выполненных на основе
малогабаритных НЧ трансформаторов или магнитофонных ГУ,
добротность существенно меньше и заметные на
слух явления резонанса (звон) практически не
заметны даже при нагрузке в 5-7 раз больше
оптимальных.
В нашей схеме роль нагрузки выполняет входное
сопротивление УНЧ, точнее входное
сопротивление каскада на транзисторе Т2, включенного по
схеме с ОЭ. Давайте определим его.
Для схемы с ОЭ RBx2=BcT*Re2, где Re2
-сопротивление эмиттерного перехода транзистора Т2, его
можно достаточно точно определить по
эмпирической формуле Re2=0,026/lK2 (здесь и далее все
величины выражены в вольтах, амперах и омах).
Итак:
Вот и первая причина "звенящего" звука ППП -
чрезмерно высокая нагрузка ФНЧ. Для
обеспечения требуемой нагрузки ставим параллельно С5
резистор 3,3 кОм.
Если же у вас применен транзистор с Вст=30-50,
то входное сопротивление УНЧ близко к
требуемому (1,2-1,6 кОм) и дополнительный резистор не
нужен.
- разделительный конденсатор С9, образующий с
входным сопротивлением УНЧ однозвенный ФВЧ,
имеющий частоту среза:
Вот и причина "зажатого" снизу спектра!
Более того если же у вас применен транзистор с
Вст=30-50, то ситуация еще хуже - частота среза
входного ФВЧ повысится до 1000-1500 Гц!!!
Чтобы нижняя часть АЧХ ППП не зависела от
разброса параметров транзисторов, емкость С9 надо
обязательно увеличить в 3-4 раза, т.е. выбираем
0,33-0,47 мкФ.
- конденсатор СЮ, шунтирующий резистор R5,
устраняет общую для всего УНЧ ООС по
переменному току на частотах выше:
и здесь, на первый взгляд вроде бы все
правильно, но... Давайте посмотрим на рисунок, где
приведена эквивалентная схема эмиттерной части
выходного каскада УНЧ.
Как видно, эмиттерное сопротивление Re3
транзистора ТЗ включено последовательно с
конденсатором СЮ и они образуют классическую цепь
ВЧ коррекции, т.е цепи эквивалентной ФВЧ -
подавляющей низкие частоты с частотой среза
Fcp=l/(6,28*Re3*C10).
Величина эмиттерного сопротивления Re3
транзистора ТЗ =0,026/0,002=13 Ом и следовательно,
частота среза цепи ВЧ коррекции выходного
каскада Fcp=2,6 кГц !!! Вот вам и вторая причина
"зажатого" снизу спектра. Если же у вас ток
коллектора ТЗ меньше (для варианта с
последовательным включением телефонов - 1 мА, т.е
резистор R5=1,2-1,5 кОм), то Fcp=l,3 кГц, что все
равно дает крайне неприемлемое значение.
Следует отметить, что в реальной схеме заметное
влияние этой цепи на завал АЧХ снизу при
относительно небольших Вст транзистора ТЗ (менее
70-100) сказывается на более низких частотах -
примерно с 500-600 Гц.
Но как только мы повысим эффективное значение
Вст транзистора ТЗ (введением дополнительного
эмиттерного повторителя на входе ТЗ - см. ниже
описание доработки), оно проявится во всей
красе, то бишь завал НЧ с крутизной -6 дБ будет
во всем диапазоне до частоты среза 2,6 кГц.
Потому, дабы нижняя часть АЧХ ППП не зависела от
режимов работы транзисторов и их параметров,
емкость СЮ надо обязательно увеличить в 10-20
раз, т.е. выбираем 47-100 мкФ.
- конденсатор С12 , образующий совместно с
индуктивностью параллельно включенных
наушников резонансный контур с частотой примерно 1,2
кГц. Но хочу сразу отметить, что из-за большого
активного сопротивления обмоток добротность
последнего невысока - полоса пропускания по
уровню -6 дБ примерно 400-2800 Гц, поэтому его

влияние на общую АЧХ менее существенно, чем
предыдущие пункты, и носит характер
вспомогательной фильтрации и небольшой коррекции АЧХ.
Так любителям телеграфа можно выбрать С12=68-
82 нФ, тем самым мы сместим резонанс вниз на
частоты 800-1000 Гц.
Если сигнал глуховат и для улучшения
разборчивости речевого сигнала нужно обеспечить подъем
верхних частот, можно взять С12=22 нФ, что
поднимет резонанс вверх до 1,8-2 кГц. Для варианта
последовательного включения телефонов нужно
уменьшить указанные величины конденсатора
С12 в 4 раза.
Для расширения ДД нашего ППП нужно
максимально повысить усиление его УНЧ , что позволит
подавать на вход смесителя меньшие уровни
сигнала при сохранении той же громкости и
предусмотреть возможность оперативного
регулирования уровня входного сигнала, а фак-
тически-по сопряжению ДД приемника с ДД
эфирных сигналов.
Пробные прослушивания показали, что уровень
собственных шумов ППП очень мал - шумы еле
прослушиваются. А это значит, у нас есть
возможность повысить общее усиление УНЧ как минимум
в несколько раз - до такого уровня, когда
слышимые в телефонах собственные шумы ППП не
достигнут порога дискомфорта. При работе с
телефонами, по мнению автора, этот уровень
примерно 15-20 мВ.
Теоретический анализ показывает, что
коэффициент усиления по напряжению нашей схемы УНЧ
(два каскада с ОЭ с гальванической связью между
собой) в первом приближении:
т.е в основном зависит только от тока коллектора
первого каскада, статического коэффициент
усиления тока транзистора ТЗ второго каскада и
сопротивления телефонов (и, как это странно не
покажется, практически не зависит от Вст
транзистора Т2 входного каскада).
Из этих трех составляющих формулы - два
довольно жестко заданы. 1к2 =0,5-0,9 мА
определяется условием получения минимальных шумов
первого каскада, Ятел - тоже не изменить
(подразумевается, что телефоны уже включены капсу-
лями последовательно).
Остается вариант - увеличить Вст. Но как ? Автор
с большим трудом, перебрав добрый десяток МП-
шек (имеющих как правило Вст=30-50), нашел
один МП41А с Вст=110 (можно сказать
эксклюзив), а нам надо еще больший, раз в 5-7, Вст?
Решение достаточно простое - поставить на входе
второго каскада эмиттерный повторитель. При
этом общий Вст равен произведению ВстЗ*Вст4 и
даже при транзисторах с минимальным Вст=30,
общий Вст=900 - более, чем достаточно. В итоге,
за счет небольшого усложнения схемы (добавили
один транзистор и резистор) мы увеличили Кус в
несколько (в моем варианте - 5-7) раз и при этом
получили возможность применять в УНЧ ЛЮБЫЕ
ИСПРАВНЫЕ транзисторы, без предварительно
подбора по Вст, при хорошей повторяемости
результатов.
Оперативную регулировку уровня входного
сигнала , т.е фактически - сопряжение ДД приемника
с ДД эфирных сигналов, проще всего реализовать
при помощи обыкновенного потенциометра
величиной 10-22 кОм, включенного между антенной
и входным контуром. Этот же потенциометр
достаточно эффективно выполняет и функции
регулировки громкости.
Теперь нет помех AM (даже при простейшем
низкодобротном одноконтурном преселекторе!) и
можно слушать весь диапазон вплоть частоты
самой вещалки.
Фишка в том, что теперь усиление НЧ тракта
таково, что при подключении полноразмерной
антенны пользователь ППП просто вынужден, дабы
сберечь свои уши, снижать уровень входного
сигнала с антенны (громкость), а тем самым и
уровень помех, поступающих на смеситель.
В принципе, при наличии большой антенны можно
было бы сразу поставить не отключаемый
аттенюатор на 10-20 дБ, но я не стал этого делать, т.к.
весьма вероятно, что наш ППП, благодаря
экономичности и автономному питанию, найдет свое
применение в нестационарных условиях,
например, при выезде на природу, со случайной
антенной или просто куском провода и тогда его
повышенная чувствительность окажется совсем не
лишней.
При питании ППП от батарейки "Крона" или
аккумулятора, по мере их разряда напряжение
питания будет уменьшаться от 9,4 до 6,5-7 В,
приемник сохраняет свою работоспособность, но
при этом будет заметно смещаться диапазон
перестройки ГПД.
Если вы планируете оснастить эту конструкцию
ППП достаточно точной механической шкалой,
имеет смысл обеспечить стабилизацию режима
работы ГПД.
В отличие от типовых решений с использованием
стабилизаторов напряжения (интегральных или на
дискретных элементах), потребляющие для своих
нужд дополнительный ток, мы, для сохранения
экономичности ППП, применим стабилизатор тока
ГПД (а фактически коллекторного тока
транзистора Т1) на полевом транзисторе Т5 (возможно
применение практически любых полевиков из
серий КП302,303,307, имеющих начальный ток
стока не менее 2-3 мА). Настройка выходного
напряжения ГПД теперь производится побором
резистора R9, который на время настройки удобно

заменить подстроен ни ком 3,3-4,7 кОм. После
выставления оптимального напряжения ГПД,
измеряем получившееся значение сопротивления и
устанавливаем постоянное ближайшего номинала.
Окончательная схема ППП, доработанного с
учетом изложенных выше соображений, приведена на
рисунке. Для облегчения сравнения с исходной
схемой нумерация элементов сохранена, а для
вновь добавленных элементов нумерация
продолжена.
После проведения указанных выше
корректировок схемы звучание ППП приобрело естественный,
натуральный оттенок и слушать эфир стало более
комфортно.
Проведенные в последствии инструментальные
измерения показали, что чувствительность (при
с/ш = 10 дБ) примерно 1,5-1,6 мкВ, т.е
приведенный уровень шумов - примерно 0,5-0,55 мкВ.
Общий уровень шума на выходе ППП - 12,5-13 мВ.
Общий Кус более 20 тыс. Уровень сигнала 30%
AM при расстройке 50 кГц, создающий помеху (из-
за прямого детектирования AM) на уровне шумов,
порядка 10-11 мВ, т.е у нашего приемника ДД2
получился не хуже 86 дБ - отличный результат,
на уровне потенциальных возможностей
смесителя на ВПД! Для сравнения - популярный нынче
ППП на основе 174ХА2 имеет ДД2 всего 45-50 дБ.
Заключение. Как видите, нет так он прост
оказался, этот простой ППП. Но техника ППП весьма
демократична (тем и славна) и позволяет
простыми, буквально подручными, средствами
изготавливать и настраивать в домашних условиях
даже начинающим радиолюбителям очень
приличные по параметрам конструкции.
И, честное слово, давно я не получал такого
удовольствия и творческого удовлетворения, как за
те четыре дня, что занимался настройкой и
разгребанием "граблей" этого ППП.
Справедливости ради надо отметить, что в
последующих аналогичных (на трех транзисторах)
конструкциях ППП от RA3AAE, например в последней
[6] подобных проблем нет, ну разве что при
больших Вст (что весьма вероятно для КТ3102), высо-
ковата нагрузка ФНЧ, потому если звук ППП
получится «звенящим» - как это лечится, я
надеюсь, вы теперь знаете.
Литература
1. Поляков В. Приемник прямого преобразования.
- Радио, 1977, №11, с.24.
2. Беленецкий С. Однополосный гетеродинный
приемник с большим динамическим диапазоном.
- Радио, 2005 г. №10, с.61-64, №11, с.68-71.
3. Беленецкий С. Приставка для измерения
индуктивности в практике радиолюбителя. — Радио,
2005, №5, с.26-28.
4. http://www.cqham.ru/bespalchik.htnri
5. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого
преобразования. - М.: Патриот, 1990
6. Поляков В. Простой радиоприемник
коротковолновика-наблюдателя. — Радио, 2003, №1 с.58-
60,№2 с.58-59

ПРОСТОЙ
ТРЕХДИАПАЗОННЫЙ ППП
Путь в эфир начинающего радиолюбителя
нередко начинается с постройки несложного по
схеме и конструкции приемника прямого
преобразования (другое название - гетеродинный
приемник).
Но, как правило, это однодиапазонные
конструкции [1,2,3]. Реализация многодиапазонных ППП
традиционным путем (с переключением контуров
гетеродина и входного фильтра многоконтактным
галетным или барабанным переключателем [4],
или используя сменные платы с контурами [5])
приводит не только к существенному усложнению
конструкции и налаживания, но и появлению
проблем со стабильностью частоты ГПД.
Но есть и другой, более удачный с точки зрения
автора, подход. Вспомним, что частоты основных
радиолюбительских KB диапазонов образуют
правильную геометрическую прогрессию, такую, что
гармоники нижних диапазонов попадают на
частоты других, более высокочастотных диапазонов.
Поэтому имеется замечательная возможность
применить в многодиапазонном ППП один не
переключаемый гетеродин, работающий только на
одном диапазоне, и который имеет, как правило,
лучшую стабильность частоты, т.к. его монтаж
получается компактнее и жестче, а главное - в его
контурной цепи отсутствуют переключающие, а
значит нестабильные, контакты.
Структурная схема такого ГПД возможна в двух
вариантах - с задающим генератором,
работающим на самом высокочастотном диапазоне с
последующим делением частоты цифровыми
счетчиками (например, такой способ реализован в [6])
или с задающим генератором, работающим на
частоте самого низкочастотного диапазона с
последующим умножением частоты в буферных
каскадах.
Последний способ реализован в очень интересной
конструкции И. Григорова [7]. Более того,
используя свойство ключевого смесителя работать на
гармониках частоты гетеродина, можно вообще
обойтись без умножения частоты, что и положено
в основу конструкции этого приемника.
Несмотря на внешнее сходство со схемой [7],
предлагаемый приемник благодаря оптимизации
работы смесителя имеет лучшие на порядок
чувствительность и ДД, повышенную избирательность
по соседнему каналу, меньшие габариты, более
экономичен, но при этом проще в изготовлении и
налаживании. В нем нет дефицитных деталей и
построить его смогут даже малоопытные
радиолюбители.
Основные технические характеристики
Диапазоны рабочих частот, МГц - 7, 14, 21
Полоса пропускания приемного тракта (по уровню
-6 дБ), Гц - 300...2600
Чувствительность приемного тракта с антенного
входа, мкВ, при отношении с/ш 10 дБ, - не хуже
0,7
Динамический диапазон по перекрестной
модуляции (ДД2), дБ, при 30% AM и расстройке 50 кГц,
не менее -75
Избирательность по соседнему каналу, дБ, при
расстройке от частоты несущей на 10 кГц, не
менее - 70
Ток, потребляемый от внешнего
стабилизированного источника питания с напряжением 9 В, мА,
не более -10
Принципиальная схема приемника приведена на
рисунке. Сигнал с антенного разъема подается на
регулируемый аттенюатор, выполненный на
сдвоенном потенциометре R1.
По сравнению с одиночным потенциометром
подобное решение обеспечивает большую глубину
регулировки ослабления (более 60 дБ) во всем KB
диапазоне, что позволяет обеспечить
оптимальную работу приемника практически любой
антенной.
Далее, сигнал через катушку связи L1 поступает
на двухконтурный полосовой фильтр (ПДФ) L2C5,
L3C10 с емкостной связью через конденсатор С9.
Переключение диапазонов производится
тумблером SA1, имеющем нейтральное (незамкнутое)
положение контактов.
В положении контактов, показанном на схеме
включен диапазон 21 МГц. При переключении на
14 МГц к контурам подключаются дополнительные
конденсаторы С1,СЗ и С6,С14, смещающие резо-

нансные частоты контуров на середину рабочего
диапазона. При переключении на диапазон 7 МГц
к контурам ПДФ подключаются не только
конденсаторы С2,С4 и С8,С15, но и дополнительный
конденсатор связи С7, что необходимо для получения
оптимальной формы АЧХ ПДФ на этом диапазоне.
Нагрузкой ПДФ служит однотактный ключевой
смеситель на основе полевого транзистора VT1.
Это важный узел, «сердце» приемника,
определяющий его основные параметры и заслуживает
особого внимания.
В процессе моих экспериментов с ключевыми
смесителями ППП было обнаружено [8], что ключевой
смеситель гетеродинного приемника,
нагруженный по выходу емкостями, со стороны входа
работает как узкополосный синхронный фильтр (СФ)
[9], с центральной частотой на частоте гетеродина
и полосой пропускания равной удвоенной полосе
пропускания по 34.
Физические основы этого явления достаточно
доступно были изложены в [10]. Обратите внимание,
что на частотах верхних KB диапазонов
добротность этого простого СФ достигает совершенно
фантастических величин - тысяч и десятков
тысяч! Например:
- при полосе по 34 для приема SSB сигнала 2,5
кГц - более 4000 (на 21 МГц)
- при полосе по 34 для приема CW сигнала 0,8 кГц
- более 12000 (на 21 МГц).
Более того, ярко выраженная частотная
зависимость входного сопротивления ключевого
смесителя при высокоомной нагрузке последнего
повышает селективность подключенного к нему
ПДФ. При этом на пологой АЧХ входного контура
(или ПДФ) появляется острый пик шириной,
равной удвоенной полосе пропускания по НЧ (в
данном случае примерно 5 кГц). Центральная частота
этого пика совпадает с частотой настройки
гетеродина и перестраивается вместе с ней.
При этом эффект повышения добротности контура
тем больше, чем выше соотношение нагруженной
и конструктивной добротности, и фактически
равен этому соотношению (разумеется при
достаточно большом сопротивлении нагрузки смесителя
гетеродинного приемника, или если угодно, СФ).
Для классической системы согласования контура
(внесенное сопротивления источника/нагрузки
равны) повышение добротности контура не
превысит 2 раз.
Поэтому выгодно уменьшать коэффициент
включения источника сигнала согласованной
антенны и применить полное подключение к контуру
смесителя, имеющего в свою очередь, высоко-
омную нагрузку.
При этом внеполосные помехи существенно
ослабляются, чувствительность и, соответственно, ДД в
виду исключительно малых потерь во входных
цепях приемника существенно возрастают. И это
дает нам возможность создавать более
совершенные приемники на принципе прямого
преобразования.
Но вернемся к принципиальной схеме ППП. Для
реализации высоких селективных свойств
смесителя применено полное подключение к ПДФ, а
нагрузка смесителя по сравнению с традиционной
повышена в несколько раз - до 5-10 кОм. Полевой
транзистор VT1, включен в режиме управляемого
сопротивления[11]. При малых напряжениях сток-
исток, независимо от полярности, канал полевого
транзистора ведет себя как обычное
сопротивление. Его значение можно менять от нескольких
мегом при запирающем напряжении на затворе до
десятков Ом при отпирающем. Таким образом, при

подаче гетеродинного напряжения через
конденсатор С17 на затвор, получится почти идеальный
смеситель.
Запирающее напряжение на затворе
устанавливается автоматически из-за выпрямляющего
действия р-n перехода (автосмещение) транзистора
VT1. При этом изменяя амплитуду гетеродинного
напряжения, а значит и величину запирающего
напряжения на затворе, мы может устанавливать
в широких пределах относительную длительность
открытого состояния канала, или скважность.
При преобразовании на гармониках для
выравнивания чувствительности по диапазонам
скважность открытого состояния выбрана близкой к 4,
что в данной схеме получается автоматически, т.к.
преобразователь спроектирован так, что не
требует кропотливой работы по подбору напряжения
гетеродина. Для этого достаточно лишь выбрать
полевой транзистор VT1 с напряжением отсечки,
меньшем чем у VT2, не менее, чем в 2 раза.
К достоинствам смесителя относится очень малая
мощность, потребляемая от гетеродина, поэтому
последний практически не нагружается, что
позволило отказаться от буферного каскада и тем
самым упростить схему. Развязка входных и
гетеродинной цепей однотактного смесителя на
полевом транзисторе при его работе на основной
частоте ГПД в основном определяется проходной
емкостью сток-затвор транзистора, что в общем
случае является одним из существенных его
недостатков, затрудняющая успешное применение его
на ВЧ диапазонах.
В данном случае такой проблемы нет, т.к. только
на диапазоне 7 МГц смеситель работает на
основной частоте ГПД, а на диапазоне 14 МГц - на
второй гармонике ГПД, а на 21 МГц -соответственно
на третьей, при этом на верхних диапазонах
реально сигналов с такой частотой нет, а имеющийся
остаточный сигнал ГПД частотой порядка 7 МГц
очень эффективно подавляются ПДФ диапазонов
14 и 21 МГц. Наименьшее подавление сигнала ГПД
будет на 7 МГц диапазоне, но и здесь его подав-
ление(на антенном входе) превышает 60 дБ -
вполне достаточно для нормальной работы
приемника.
Гетеродин выполнен по схеме индуктивной трех-
точки (схема Хартли) на полевом транзисторе VT2.
Контур гетеродина содержит катушку L4 и
конденсаторы С11-С13.
Конденсатором переменной емкости (КПЕ) СИ
частота генерации перестраивается в пределах 6,99-
7,18 МГц, что соответствует по второй гармонике
диапазону 13,98-14,36 МГ, а по третьей - 20,97-
21,54 МГц. Связь контура с цепью затвора VT2
осуществляется посредством конденсатора С16,
на котором, благодаря выпрямляющему действию
р-n перехода транзистора VT2, образуется
автосмещение, достаточно жестко стабилизирующее
амплитуду колебаний. Так, например, при
возрастании амплитуды колебаний запирающее
выпрямленное напряжение также увеличивается и
усиление транзистора падает, уменьшая коэффициент
положительной обратной связи (ПОС).
Собственно, ПОС получается при протекании тока
транзистора по части витков катушки L4. Отвод к
истоку сделан от 1/3 части общего числа витков.
Основная фильтрация сигнала в ППП
осуществляется на низкой частоте фильтром нижних частот
(ФНЧ) и потому качество работы приемника во
многом определяется селективностью его ФНЧ.
Для улучшения помехоустойчивости и
селективности приемника на входе УНЧ применен двух-
звенный ФНЧ C18L5C19L6C24C частотой среза
примерно 2,7 кГц, составленный из двух
последовательно включенных П-образных LC звеньев.
Конденсатор С21 образует дополнительный полюс
затухания за полосой среза и тем самым
обеспечивает увеличение крутизны спада АЧХ до 40
дБ/октаву. В качестве катушек ФНЧ применена
магнитофонная ГУ, что позволило исключить из
конструкции ППП трудоемкие в изготовлении
низкочастотные катушки.
В числе положительных свойств этого решения
можно отметить малые габариты фильтра,
высокую линейность при больших уровнях сигналов
благодаря наличию в магнитопроводе
немагнитного зазора (Кг меньше 1% при входном 1 Вэфф),
малую чувствительность к наводкам благодаря
хорошей штатной экранировке.
Следует отметить, что лучшее подавление (на 3
дБ) в двухзвенном ФНЧ получается при
перекрестном соединении катушек.
Несмотря на то, что нагрузка ФНЧ (входное
сопротивление УЗЧ порядка 5-10 кОм) выбрана
существенно больше характеристического
сопротивления ФНЧ (что требуется для
реализации хороших селективных свойств смесителя)
неприятного характерного «звона» сигнала не
наблюдается, т.к. в виду небольшой добротности
катушек ГУ форма АЧХ ФНЧ имеет лишь
небольшой подъем в области верхних звуковых частот,
что благоприятно для улучшения разборчивости
речи. УЗЧ приемника двухкаскадный, с
непосредственной связью между каскадами.
Он собран по типовой схеме на современных ма-
лошумящих транзисторах VT3, VT4 с высоким
коэффициентом передачи тока. Благодаря
стопроцентной отрицательной обратной связи по
постоянному току режимы транзисторов по постоянному
току устанавливаются автоматически и мало
зависят от колебаний температуры и напряжения
питания. Чтобы входное сопротивление УЗЧ мало
зависело от разброса параметров транзисторов,
сопротивление резистора R6 относительно
небольшим (15 кОм). Нагрузкой УЗЧ служат высоко-
омные телефоны ТОН-2 с сопротивлением по
постоянному току 4,4 кОм, которые включаются
непосредственно в коллекторную цепь транзи-

стора VT4 (через разъем ХЗ), при этом через их
катушки протекает и переменный ток сигнала и
постоянный ток транзистора, что дополнительно
подмагничивает телефоны и улучшает их работу.
Конденсатор С27 совместно с индуктивностью
последовательно включенных наушников
образует резонансный контур с частотой примерно 1,2
кГц, но из-за большого активного сопротивления
обмоток добротность последнего невысока -
полоса пропускания по уровню -6 дБ примерно 400-
2800 Гц, поэтому его влияние на общую АЧХ не
очень существенно и носит характер
вспомогательной фильтрации и небольшой коррекции АЧХ.
Так любителям телеграфа можно выбрать С27=22-
33 нФ, тем самым мы сместим резонанс вниз на
частоты 800-1000 Гц. Если сигнал глуховат и для
улучшения разборчивости речевого сигнала
нужно обеспечить подъем верхних частот, можно
взять С27=2,2-4,7 нФ, что поднимет резонанс
вверх до 1,8-2,5 кГц.
Конструкция и детали
Большинство деталей приемника смонтированы на
печатной плате из односторонне фольгированного
стеклотекстолита размером 41x99 мм, чертеж
которой со стороны печатных проводников и
расположение деталей - показан на рисунках.
Плата рассчитана на установку малогабаритных
радиодеталей - резисторы Cl-4, С2-23, МЛТ-
0,062. При применении более крупных резисторов
(0,125 или0,25 Вт) их следует устанавливать
вертикально. Керамические контурные конденсаторы
термостабильные KM, К10-17 или аналогичные
импортные(дисковые оранжевые с черной точкой
или многослойные с термостабильностью МРО).
Триммеры CVN6 фирмы BARONS или аналогичные
малогабаритные. Конденсаторы С18,С19,С21,С24
желательно выбирать термостабильные -
пленочные, металлопленочные например
малогабаритные импортные серий MKT, МКР и аналогичные.
Остальные керамические блокировочные и
электролитические - любого типа малогабаритные.
Катушки приемника L1-L4 выполнены на
малогабаритных каркасах от контурных катушек ПЧ 10,7
МГ размерами 8x8x11 мм от широко
распространенных недорогих импортных радиоприемников и
магнитол. Катушки L2-L4 содержат по 18 витков
провода ПЭЛ, ПЭВ диаметром 0,13-0,23 мм, отвод
у катушки L4 сделан от шестого витка, считая от
вывода, соединенного с общим проводом. Катушка
связи L1 наматывается поверх нижней части
катушки L2 и содержит 3 витка такого же провода.
Намотку следует проводить с максимальным
натяжением провода, равномерно размещая витки во
всех секциях каркаса, после чего катушка плотно
фиксируется штатной капроновой гильзой.
Весь контур заключен в штатный латунный экран.
При необходимости все катушки можно выполнить
на любых других, доступных радиолюбителю
каркасах, изменив число витков для получения
требуемой индуктивности и подкорректировав
чертеж печатной платы под новый конструктив.
Например, для широко распространенных
каркасов контуров ПЧ от старых телевизоров диаметром
7,5-8,5 мм с подстроечниками СЦР-1 (МбхЮ) и
прямоугольными (могут быть и круглыми)
экранами, катушки L2-L4 содержат по 12 витков
провода ПЭЛ, ПЭВ диаметром 0,4-0,7 мм, намотанных
на длине 10 мм, при этом отвод у катушки L4
сделан от четвертого витка, считая от вывода,
соединенного с общим проводом. Катушка связи L1
наматывается поверх нижней части катушки L2 и
содержит 2 витка такого же провода.
В качестве катушек L5, L6 ФНЧ с успехом можно
применять любые доступные новые или б/у
универсальные головки кассетных
стереомагнитофонов отечественного или импортного производства.
Их индуктивность, как правило, находится в
диапазоне 60-180 мГ, что нам вполне подходит,
только для сохранения частоты среза ФНЧ надо
обратно пропорционально изменить номиналы
конденсаторов С18,С19,С21,С24. Это будет легко
сделать на слух в процессе первых испытаний
приемника в эфире.
КПЕ может быть любым, но обязательно с
воздушным диэлектриком, иначе будет трудно получить
приемлемую стабильность ГПД. Применение КПЕ
с воздушным диэлектриком почти автоматически
обеспечит нам весьма высокую стабильность ГПД
без принятия специальных мер по
термостабилизации. Так, в авторском варианте ГПД (контурный
конденсатор С13 КМ-5 группы М47) этот приемник

на 21 МГц при питании от "Кроны" держит SSB
станцию не менее получаса, т.е абсолютная
нестабильность (по третьей гармонике) не хуже 150-
200 Гц! Очень удобны КПЕ от УКВ блоков старых
промышленных приемников, которые еще часто
встречаются на наших радиорынках.
Именно такой применен в авторской конструкции.
Они имеют встроенный верньер 1:4, что
существенно облегчает настройку на SSB станцию.
Включив параллельно обе секции, получим
емкость примерно 8-34 пФ.Растягивающие
конденсаторы С12,С13 служат для точной укладки
диапазонов и их величина выбирается в
зависимости от имеющегося в наличии КПЕ. Расчетные
значения растягивающих конденсаторов для
наиболее распространенных КПЕ приведены в табл.1.
С11,пФ
С12, пФ
С13, пФ
8-34
> 10000 или заменить
перемычкой
470
9-270
750
1300
9-360
680
1600
12-495
680
1800
Головные телефоны электромагнитные,
обязательно высокоомные (с катушками
электромагнитов индуктивностью примерно 0,5 Гн и
сопротивлением постоянному току 1500...2200
Ом), например, типа ТОН-1, ТОН-2, ТОН-2м, ТА-4,
ТА-56м.
При согласно-последовательном включении , т.е
"+"одного соединен с"- "другого, имеют общее
сопротивление по постоянному току 3,2-4,4 кОм, по
переменному примерно 10-12 кОм на частоте 1
кГц. Вилка включения телефонов заменяется
стандартным трех- или пятиштырьковым разъемом
от звукозаписывающей бытовой аппаратуры (СГ-
3,СГ-5 или аналогичные импортные) - на схеме
XS3. Между выводами 2 и 3-х штыревой части
разъема устанавливают перемычку, которая
служит для подключения батареи питания GB1.
При отсоединении телефонов питание приемника
будет отключаться автоматически. Плюсовый
провод телефонов соединяется с выводом 2 разъема,
что обеспечит сложение магнитных потоков,
создаваемых током подмагничивания и постоянными
магнитами телефонов. [2]
Разъем XS3 предназначен для подключения
зарядного устройства или, в случае отсутствия
встроенного аккумулятора, внешнего блока
питания.
Блок питания годится любой промышленного
изготовления или самодельный, обеспечивающий
стабилизированное напряжение +9...12 В при токе
не менее 12-15 мА. Для автономного питания
можно применять любые батарейки или
аккумуляторы, размещенные в специальном контейнере.
Например, очень удобен малогабаритный
аккумулятор на 8,4 В размером с "Крону" и емкостью 200
мА/час, которого хватает практически на сутки
непрерывной работы приемника.
В смесителе хорошо работают современные
полевые транзисторы с р-n переходом, с минимальной
проходной емкостью и малым напряжением
отсечки - BF245A, J(U)309, КП307А,Б,КП303А,Б,И.
В гетеродине можно применить любые
современные полевые транзисторы с р-n переходом и
напряжением отсечки не менее 3,5-4 В
BF245C.J(U)310, КП307Г, КП303Г,Д,Е, КП302Б,В и
т.п.
В качестве VT3,VT4 применимы любые
кремниевые с коэффициентом передачи тока на менее
100, желательно малошумящие, например
отечественные КТ3102Д,Е или широко
распространенные недорогие импортные 2N3904, ВС547-549,
2SC1815 и т.п.
Конструкция шкального механизма видна на фото.
В верхней части передней панели вырезано
прямоугольное окно шкалы, сзади которого на
расстоянии 1 мм закреплен винтами Ml,5 длиной 15
мм подшкальник.
На эти же винты насажены промежуточные
капроновые ролики диаметром 4 мм, обеспечивающие
необходимый ход тросика.
Диск верньера применен стандартный, диаметром
13 мм от блоков УКВ старых приемников.
Шкала линейная, с отображением всех трех
диапазонов. Ось, на котором закреплена ручка
настройки, использована от переменного резистора.
От этого же резистора использованы элементы
крепления оси на передней панели. На оси
следует сделать небольшую проточку (полукруглым
надфилем, зажав в патрон электродрели ось), в
которую укладывают тросик (два витка вокруг
оси). Стрелка шкалы - отрезок провода ПЭВ
диаметром 0,55 мм.

Налаживание
Правильно смонтированный приемник с
исправными деталями начинает работать, как правило,
при первом же включении.
Проверить общую работоспособность основных
узлов приемника можно при помощи обычного
мультиметра.
Сначала, включив мультиметр в режиме
измерения тока в разрыв цепи питания, проверяем, что
потребляемый ток не превышает 12-15 мА, в
наушниках должны негромко прослушиваться
собственные шумы приемника.
Далее, переключив мультиметр в режим
измерения постоянного напряжения, измеряем
напряжение на эмиттере VT4 составляет примерно 0,5 В.
При исправном УЗЧ прикосновение руки к его
входным цепям должно вызывать появление в
динамике громкого, рычащего звука.
О работоспособности гетеродина свидетельствует
наличие на затворах VT1, VT2 отрицательного
напряжения автосмещения порядка нескольких
вольт.
Настройка приемника проста и сводится к укладке
частоты гетеродина на диапазоне 7 МГц и
настройке входных контуров ПДФ по максимуму
сигнала. Удобно это делать при помощи генератора
стандартных сигналов (ГСС).
Переключаем приемник на диапазон 7 МГц. ГСС
настраиваем на частоту 6,98 МГц и, установив
уровень его выходного сигнала порядка 30-
ЮОмВ, подключаем его к антенному гнезду
приемника.
Ротор КПЕ переводим в положение максимальной
емкости. Установив переключатель диапазонов в
положение 7 МГц, вращением сердечника катушки
L4 добиваемся прослушивания сигнала ГСС.
Если это не удается, корректируем емкость
конденсатора С14. Перестроив приемник на верхний
конец диапазона, убеждаемся, что верхняя
частота приема не менее, чем 7,18 МГц.
При необходимости добиваемся этого подбором
емкости конденсатора С13. После проведенных
изменений, процедуру установки начала
диапазона надо повторить.
Теперь можно приступать к градуировке
механической шкалы. Ее градуируют на диапазоне 7 МГц
с помощью ГСС с интервалом 1,2 или 5 кГц - в
зависимости от линейных размеров самой шкалы.
Поскольку ГПД у нас не переключаемый, разметка
шкалы, сделанная на диапазоне 7 МГц,
справедлива и для верхних диапазонов, разумеется с
учетом множителя 2 и 3. Авторский вариант разметки
шкалы приведен на рисунке. Настройку контуров
ДПФ следует начинать с диапазона 21 МГц.
Подключив к выходу приемника индикатор уровня
выходного сигнала (милливольтметр переменного
тока, осциллограф, а то и просто мультиметр в
режиме измерения напряжения постоянного тока к
выводам конденсатора С42) устанавливаем
частоту ГСС на середину диапазона, т.е. 21,22 МГц.
Настроившись приемником на сигнал ГСС
поочередным вращением сердечников катушек 1_2,1_3
добиваемся максимального уровня сигнала(макси-
мальной громкости приема).
По мере роста громкости следует при помощи
плавного аттенюатора R1 поддерживать уровень
сигнала на выходе УНЧ примерно 0,3-0,5 В.
Если при вращении сердечника после достижения
максимума наблюдается снижение шумов, это
свидетельствует что входной контур у нас настроен
правильно, возвращаем сердечник в положение
максимума и можем приступать к следующему
диапазону.
Если вращением сердечника (в обе стороны) не
получается зафиксировать четкий максимум, т.е
сигнал продолжает расти, то наш контур
неправильно настроен и понадобится подбор
конденсатора. Так если сигнал продолжает увеличиваться
при полном выкручивании сердечника, емкость
конденсатора контура С5 (или СИ) надо немного
уменьшить , как правило(если катушка выполнена
правильно) достаточно поставить следующий
ближайший номинал.
И опять проверяем возможность настройки
входного контура в резонанс. И наоборот, если сигнал
продолжает уменьшаться при полном вкручивании
сердечника, емкость конденсатора контура С5
(или СИ) надо увеличить.
Аналогичным образом настраиваем контура ПДФ
диапазонов 14 МГц и 7 МГц, установив частоту
ГСС 14,18 и 7,05 МГц соответственно, но только
регулировкой триммеров (сердечники катушек
1_2,1_3 при этом уже не трогаем).
Укладку диапазонов и градуировку шкалы можно
провести и без ГСС [12], но нам понадобится
контрольный приемник, в качестве которого можно
применить любой исправный приемник (связной
или радиовещательный), имеющий хотя бы один

широкий или несколько растянутых KB
диапазонов - не критично. Наиболее близким к
любительским диапазонам является радиовещательный 41
м диапазон, который в реальных приемниках как
правило охватывает и частоты ниже 7100 кГц, по
крайней мере до 7000 кГц.
Разумеется, проще всего проводить калибровку
при помощи связного приемника (особенно с
цифровой шкалой) или переделанного (со встроенным
детектором смесительного типа)
радиовещательного AM.
Если у вас нет такого, а просто обычный AM
приемник - можно конечно попробовать ловить на
слух присутствие мощной несущей, как
рекомендуется в некоторых описаниях, но, откровенно
говоря, это занятие не для слабонервных -
затруднительно сделать даже при поиске
основной частоты ГПД, не говоря уже о гармониках.
Поэтому не будем мучиться - если контрольный
приемник любит AM, давайте сделаем ему AM! Для
этого (см. рис.1) соединим выход УНЧ (коллектор
VT4) с его входом (база VT3) при помощи
вспомогательного конденсатора емкостью 10-22 нФ (не
критично), тем самым превратим наш УНЧ в
генератор НЧ, а смеситель теперь будет выполнять (и
довольно эффективно!) функции модулятора AM с
той же частотой, которую слышим в телефонах.
Теперь поиск частоты генерации ГПД весьма
облегчится не только на основной частоте ГПД но и
на её гармониках. Я это проверил
экспериментально, сделав в начале поиск основной частоты
(7 МГц) и ее второй гармоники (14 МГц) в режиме
связного приемника, а потом в режиме AM.
Громкость сигнала и удобство поиска практически
одинаковы, единственное отличие - в режиме AM
из-за широкой полосы модуляции и полосы
пропускания УПЧ точность определения частоты
немного ниже (2-3%). Но это не очень критично, т.к.
если нет цифровой шкалы, общая погрешность
измерения частоты будет определяться точностью
механической шкалы контрольного приемника, а
здесь погрешность существенно выше (до 5-10%),
потому и предусматриваем при расчете ГПД
диапазон перестройки ГПД с некоторым запасом.
Сама метода измерения проста. Переключаем
приемник на диапазон 7 МГц. Подключаем один конец
небольшого куска провода, например один из
щупов от мультиметра, к гнезду внешней антенны
XW1 настраиваемого приемника, а второй конец -
к гнезду внешней антенны контрольного
приемника или просто располагаем рядом с его
входной цепью (телескопической антенной).
Поставив ручку КПЕ ГПД в положение
максимальной емкости ручкой настройки приемника ищем
громкий тональный сигнал, и по шкале приемника
определяем частоту, если шкала приемника
отградуирована в метрах радиоволны, то для пересчета
в частоту в МГц используем простейшую формулу
F=300/L (длина волны в метрах).
Далее, подключив к приемнику антенну длиной не
менее 5 м (желательно наружную) приступаем к
настройке контуров ДПФ по максимуму шумов и
сигналов эфира по методике, описанной выше.
Литература
1. Поляков В. Приемник прямого преобразования.
- Радио, 1977, №11, с.24.
2. Поляков В. Простой радиоприемник
коротковолновика-наблюдателя. — Радио, 2003, №1 с.58-
60,№2 с.58-59
3. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого
преобразования. - М.: Патриот, 1990
4. Зирюкин Ю. Приемник прямого
преобразования. —Радиолюбитель №7, 1995 г
5. Степанов Б.,Шульгин Г. Всеволновый KB
приемник «Радио-87ВПП» — Радио, 1987 г. №2, с. 19,
№3, с.17
6. Беленецкий С. Однополосный гетеродинный
приемник с большим динамическим диапазоном.
- Радио, 2005 г. №10, с.61-64, №11, с.68-71.
7. Григоров И. Простой приемник наблюдателя. —
Радиоконструктор, 1999 г,№12,с. 12-13
8. Беленецкий С. Новый взгляд на смесительный
детектор и некоторые аспекты его практического
применения.
9. Морозов В. Узкополосный синхронный фильтр.
Радио, 1972, №11, с.53-54
И. Поляков В.Ключевой смеситель гетеродинного
приемника, http://www.cqham.ru/trx83_64.htm
12. Погосов А. Модуляторы и детекторы на
полевых транзисторах. — Радио, 1981, №10 с.19
13. Беленецкий С. Я строю простой ППП
http ://www. cq ha m. ru/prostoy_ppp. htm

однополосный
ГЕТЕРОДИННЫЙ ПРИЕМНИК
С БОЛЬШИМ ДД
Приемники прямого преобразования (ППП),
точнее гетеродинные приемники, стали применяться
радиолюбителями сравнительно недавно - с конца
60-х - начала 70-х годов прошлого века.
Они очень быстро завоевали широкую
популярность благодаря простоте схемы и высокому
качеству работы. Особой популярностью пользовались
простые (на нескольких транзисторах или одной-
двух микросхемах) одно- двухдиапазонные
конструкции двухполосных ППП, доступные для
повторения даже начинающим радиолюбителям.
Обладая высокой чувствительностью, эти
приемники имели относительно небольшой
динамический диапазон по перекрестным помехам (ДД2) —
коэффициент подавления AM за редким
исключением не превышал 70...80 дБ.
Попытки увеличить ДД2 и подавить вторую полосу
хотя бы на 30...40 дБ приводили к значительному
усложнению конструкции. Ситуация изменилась с
появлением современной элементной базы. Ниже
дано описание ППП с весьма высокими
параметрами, несложного в изготовлении и налаживании.
Современные быстродействующие цифровые
микросхемы и высококачественные малошумящие ОУ
дали возможность реализовать новый подход в
построении однополосных ППП, используя в
смесителе цифровые коммутаторы, а в остальной
части хорошо отработанные функциональные
узлы на ОУ [1,2]. Такой подход обеспечивает
хорошую повторяемость, гарантированно высокие
параметры ППП и дает возможность отказаться от
таких нетехнологичных элементов как:
- многовитковые катушки индуктивности;
- симметрирующие трансформаторы;
- практически полностью исключить подстроечные
элементы и трудоемкие регулировочные работы.
Разумеется, за исключением настройки контуров
полосовых диапазонных фильтров (ПДФ) и
гетеродина с плавной перестройкой по диапазону
(ГПД).
Плата за это — повышенное число микросхем и
необходимость предварительного подбора (если
нет соответствующих прецизионных) некоторых
резисторов и конденсаторов, что, впрочем, легко
выполнить, используя обычный цифровой
мультиметр.
Экспериментальный образец однополосного ППП,
рассматриваемый в статье, служит иллюстрацией

одного из возможных вариантов
схемотехнического исполнения приемника на современной
элементной базе.
Основные технические характеристики:
Диапазоны рабочих частот, МГц 1,8, 3,5, 7
Полоса пропускания приемного тракта (по уровню
-6 дБ), Гц ... 400...2900
Чувствительность приемного тракта со входа
смесителя, мкВ, при полосе пропускания 2,5 кГц,
отношении сигнал/шум 10 дБ, не хуже .... 0,7
Динамический диапазон по перекрестной
модуляции (ДД2), дБ, при 30% AM и расстройке 50 кГц,
не менее .... 110
Избирательность по соседнему каналу, дБ, при
расстройке от частоты несущей на -5,9 кГц и +3,7
кГц, не менее 60
Подавление верхней боковой полосы, дБ, не
менее 51
Коэффициент прямоугольное™ сквозной АЧХ по
уровням 6/60 дБ 2,2
Диапазон регулировки АРУ, дБ, при изменении
выходного напряжения на 12 дБ, не менее 72
Выходная мощность тракта НЧ на нагрузке 8 Ом,
Вт, не менее 0,8
Ток, потребляемый от внешнего
стабилизированного источника питания с напряжением 13,8 В, А,
не более 0,4
*Цифры чувствительности и ДД ограничены
возможностями аппаратуры, примененной для
измерений, и, реально, могут быть выше.
Структурная схема приемника показана на
рисунке. Он состоит из пяти конструктивно
законченных узлов. Узел А1 содержит аттенюатор -20
дБ, полезный при работе на полноразмерную
антенну, и трехдиапазонный полосовой фильтр Z1,
которым может быть любая из известных
конструкций 50-омных двух- трехконтурных ПДФ,
неоднократно описанных в радиолюбительской
литературе. Для начала допустимо взять даже
одноконтурный, поскольку использованный
смеситель обладает некоторой избирательностью к
паразитным каналам на гармониках (подавление
около 30 дБ) и субгармониках (подавление около
40 дБ). Автор с успехом использовал простой
узкополосный преселектор [3].
Узел А2 представляет собой гетеродин на основе
одного, не переключаемого генератора G1 на
частоты 28...32 МГц с электронной перестройкой
многооборотным резистором и делителя частоты
U1 с переключаемым коэффициентом деления 1,
2, 4. Необходимую стабильность посредством
ЦАПЧ и цифровой отсчет частоты обеспечивает
узел А5, выполненный на основе готовой
цифровой шкалы «Макеевская» [4].
Как вариант, для самостоятельного изготовления
можно рекомендовать хорошо
зарекомендовавшую себя разработку А. Денисова [5].
Основную обработку сигнала — его
преобразование, подавление верхней боковой полосы и
фильтрацию — выполняет узел A3.
Для получения хорошей избирательности
применен принцип последовательной селекции, когда,
кроме основного активного полосового фильтра,
фактически каждый усилительный каскад
ограничивает полосу пропускания диапазоном
300...3000 Гц.
За счет того, что во всех критичных (из-за
больших конструктивных размеров и малых уровней
сигнала) узлах (смеситель-детектор,
предварительный УНЧ, низкочастотный фазовращатель -
полифайзер) применено дифференциальное
усиление сигналов, конструкция обладает хорошей
помехоустойчивостью, в том числе к наводкам от
электросети.
Для подавления верхней боковой полосы
использован фазовый метод, подробно описанный в [6]
и основанный на применении шестизвенного НЧ
фазовращателя в четырехфазной системе
сигналов, позволяющий относительно простыми
средствами, несмотря на повышенное число
элементов, получить хорошее подавление и
высокую температурную и временную стабильность
параметров. Для получения четырехфазной системы
сигналов применен цифровой ВЧ фазовращатель
из.
Смеситель U2 выполнен на недорогом и доступном
восьмиканальном коммутаторе 74НС4051 со
средним временем переключения 20...22 не.
Побудительной причиной такого выбора
послужили феноменальные значения ДД, полученных
радиолюбителями при испытании в качестве
смесителей микросхем 74НС4066, 74НС4053 этой же
серии [7, 8].
Эксперименты подтвердили высокие
динамические параметры смесителя на 74НС4051.
Потенциальный ДД2 (уровень подавления AM, а именно он
и определяет ДД гетеродинного приемника) для
74НС4051 на частотах до 7...8 МГц сверху
ограничен уровнями AM помехи (300...400 мВ), а снизу
— собственными шумами (менее 0,05 мкВ).
В этом экспериментальном приемнике уровень
ДД2 ИОдБ ограничен не смесителем, а
предварительным УНЧ А2, A3, сверху за счет прямого
детектирования AM помех в нем, а снизу его
шумами. ДД2 может быть улучшен еще на 10...20
дБ установкой дополнительных ФНЧ после
смесителя и применением менее шумящих ОУ, например

LT1028 с 1 нВ/Гц (использованный недорогой и
доступный сдвоенный малошумящий ОУ NE5532
имеет спектральную плотность шума около 5
нВ/Гц).
Применение в смесителе восьмиканального
коммутатора (использована только его половина —
четыре канала) 74НС4051 позволило упростить
узел, поскольку часть функций фазовращателя
выполняет внутренняя логика управления
коммутатора, на адресные входы которой поступают
сигналы управления с делителя на 4.
При этом частота гетеродина должна быть в
четыре раза выше рабочей частоты. В результате, на
выходе смесителя образуется четырехфазная
система сигналов, которые через предварительные
усилители А2 и A3 поступают на НЧ
фазовращатель U4.
После него сигналы нижней боковой полосы,
получившие нулевой фазовый сдвиг, складываются
на сумматоре А4, а зеркальной верхней полосы,
получившие фазовый сдвиг 180 градусов,
вычитаются и подавляются. К выходу сумматора
подключен основной активный полосовой фильтр Z2,
представляющий собой последовательно
включенные ФВЧ третьего и ФНЧ шестого порядков.
Отфильтрованный полезный сигнал поступает на
узел А4, состоящий из управляемого напряжением
усилителя А5, промежуточного усилителя Аб,
оконечного УНЧ А7, к выходу которого подключен
громкоговоритель ВА1, детектора АРУ 116 и
регуляторов усиления и громкости.
Принципиальная схема узла A3 — основного блока
приема и обработки сигнала приведена на рис. 2.
Сигнал с выхода ПДФ через согласующий
трансформатор Т1 и цепь C3R5 поступает на четырех-
фазный смеситель DDI, выполненный на основе
восьмиканального коммутатора 74НС4051.
Для увеличения быстродействия коммутатор
питается повышенным напряжением +8 В от
стабилизатора DA5. Опыт показывает, что микросхемы
серии 74НС, 74АС надежно работают при
увеличении напряжения питания даже до 10 В.
Резистор R5 улучшает балансировку и
выравнивает сопротивления открытых ключей (около 50
Ом при технологическом разбросе ±10 %).
На вход коммутатора через резистор R6 подано
напряжение смещения с делителя R3R4, равное
+4,5 В, что чуть выше половины напряжения
питания, что обеспечивает работу смесителя на
максимально линейном участке характеристики.
Сигналы управления (гетеродинные) на
коммутатор поступают с синхронного счетчика-делителя
на 4, выполненного на D-триггерах микросхемы
DD2. Они имеют форму меандра с 90-градусным
фазовым сдвигом. Окончательно их формирует
внутренняя схема управления самого коммутатора
так, что четыре ключа открываются поочередно.
Для наглядности на рис. 2 напротив
соответствующих выводов микросхемы DDI указаны фазы
выходного сигнала.
К выходу каждого из четырех каналов
подключены конденсаторы нагрузки, эффективно
выделяющие полезный сигнал и подавляющие
побочные продукты преобразования. Этот четы-
рехфазный смеситель подобен фильтру на
переключаемых конденсаторах. За рубежом это
устройство описал и запатентовал D.Tayloe, N7VE
[9]. Рассчитать полосу пропускания смесителя по
уровню -3 дБ можно по формуле:
где: п = 4 — число ключей,
Rn — сумма сопротивлений антенной цепи (50 Ом,
трансформированное Т1 в 9 раз, т. е. 450 Ом),
открытого ключа (около 50 Ом) и резистора R5,
Сн — сумма емкостей конденсаторов С8, С9, или
СИ, С12 и т. д.
В нашем случае расчетное значение частоты среза
равно 3400 Гц. С одной стороны, это обеспечивает
хорошее подавление внеполосных помех, с другой
- вносит заметный дополнительный фазовый сдвиг
в полезный сигнал, поэтому соответствующие
конденсаторы во всех четырех каналах должны быть
термостабильны и подобраны по емкости с
точностью не хуже 0,5% (здесь и далее
подразумевается точность подбора элементов четырех
каналов между собой, абсолютное значение может
иметь разброс до 5%).
Этим требованиям удовлетворяют низкочастотные
конденсаторы серий МБМ, К71, К73 и т. п., а для
эффективной фильтрации ВЧ сигналов
параллельно им подключены керамические
конденсаторы относительно небольшой емкости
(возможные значения 1000...4700 пФ) с ТКЕ не
хуже Ml500.
К нагрузочным конденсаторам смесителя через
разделительные конденсаторы СЮ, С13, С16 и
С19 большой емкости, которые обязательно
должны быть неоксидными, подключены
предварительные усилители DAI, DA2.
На первый взгляд, применение разделительных
конденсаторов после смесителя излишне, т. к. в
идеально работающем смесителе напряжение на
нагрузочных конденсаторах одинаково, но на
практике из-за некоторой несимметиричности
каналов появляется небольшое шумовое
напряжение, увеличивающее при непосредственном
подключении предварительных усилителей общие
шумы в 2...3 раза.
ОУ DAI, DA2, включенные по схеме
дифференциального измерительного усилителя [1,2],
дополнительно улучшают симметрию сигналов и

87

подавляют синфазные помехи (продукты
детектирования AM, наводки с частотой сети и пр.)
пропорционально Kyc=l+2(R12/Rll), в данном
случае в 13 раз.
Такое предварительное усиление оптимально, на
взгляд автора, для того, чтобы скомпенсировать
потери в НЧ фазовращателе. Резисторы в цепях
обратной связи Rll—R16 необходимо подобрать с
точностью не хуже 0,5%.
К выходам дифференциального предварительного
усилителя подключен четырехфазный шестизвен-
ный RC фазовращатель на элементах R17—R40 и
С21—С44 [6]. Такой фазовращатель, несмотря на
повышенное число элементов, прост по
конструкции. Благодаря взаимной компенсации фазовых и
амплитудных дисбалансов отдельных цепочек в
нем можно использовать элементы с допуском
±5% (разумеется, точность подбора четверок
элементов должна быть не хуже 0,5%) при
сохранении высокой точности фазового сдвига.
При указанных на схеме номиналах элементов
расчетное подавление зеркальной боковой
полосы в диапазоне частот 300...3300 Гц достигает
60 дБ, но практически, из-за разброса значений
элементов и конечного сопротивления сумматора,
подавление получилось 51...53 дБ.
Далее четырехфазный сигнал поступает на входы
сумматора DA3.1, собранного на
дифференциальном усилителе с входным сопротивлением 330
кОм и коэффициентом усиления 10, где благодаря
полученным фазовым сдвигам сигналы нижней
боковой полосы складываются и усиливаются, а
верхней — вычитаются и подавляются.
К выходу сумматора подключен активный
основной фильтр частоты сигнала, выполненный на
трех последовательно включенных звеньях 3-го
порядка — одном ФВЧ с частотой среза 350 Гц на
ОУ DA3.2 и двух ФНЧ с частотой среза 3000 Гц —
на ОУ DA4.1 и DA4.2.
Для улучшения развязки и снижения помех по
цепи питания каскады сумматора и фильтров
питаются от отдельного интегрального
стабилизатора DA6. Делитель напряжения питания R52R57
создает напряжение смещения для ОУ DA3.2 и
DA4 при однополярном питании.
Отфильтрованный сигнал с выхода Х9 узла A3
поступает на вход XI узла А4, схема которого
приведена на рис. 3. Первым включен регулируемый
усилительный каскад на ОУ DA1.1.
Его усиление определяется отношением общего
сопротивления параллельно включенных в цепи
ООС резистора R4 и сопротивления канала
полевого транзистора VT1 КП307Г (здесь подойдут
любые транзисторы из серий КП302, КПЗОЗ,
КП307, имеющие напряжение отсечки не более
3,5 В при максимально большом начальном токе
стока) к сопротивлению резистора R2. При
изменении напряжения смещения на затворе VT1 от 0
до +4 В Кус изменяется от 3 до 0,0005, т. е. от +10
до - 66 дБ, что обеспечивает эффективную
автоматическую (АРУ) и ручную (РРУ) регулировку
общего усиления приемника.
Цепь R5R7C4 подает на затвор транзистора VT1
половину напряжения сигнала, что улучшает
линейность регулировочной характеристики [1], в
результате чего даже при входном сигнале 2 Вэфф

(максимально возможный сигнал на выходе
основного полосового фильтра) уровень нелинейных
искажений не превышает 1%.
Сигнал с выхода ОУ DA1.2, усиливающего в 50 раз
для нормальной работы АРУ, поступает через
пассивный полосовой фильтр C13R12C15,
снижающий избыток усиления в 4 раза, на регулятор
громкости 0R3 (он установлен вне узла А4) и
далее через однозвенный ФНЧ R16C17 на вход
оконечного УНЧ DA3 с Кус=20.
Для улучшения развязки и снижения помех
входные каскады питаются через отдельный
интегральный стабилизатор DA2. Делитель напряжения
R1R3 создает напряжение смещения для ОУ DA1.
Сигнал с выхода DA1.2 через цепочку C12R11
поступает на детектор АРУ, выполненный на диодах
VD1—VD5 и имеющий две цепи управления —
инерционную с конденсатором С8 и
быстродействующую с конденсатором С9, позволяющую
улучшить работу АРУ в условиях импульсных
помех.
Общая точка соединения элементов детектора АРУ
подключена к делителю R13R14R150R4,
создающему начальное напряжение смещения полевого
транзистора.
Подстроечным резистором R15 его устанавливают
оптимальным для конкретного экземпляра
транзистора и при необходимости корректируют общее
усиление приемника. Резистором 0R4 (он вне узла
А4) оперативно регулируют общее усиление при
прослушивании эфира. В какой то мере эта
регулировка эквивалентна изменению усиления по ВЧ
или ПЧ в супергетеродинах.
Принципиальная схема узла 2 (ГПД) приведена на
рис. 4. За основу взята немного
модернизированная схема ГПД от трансивера YES-98M [10].
Генератор собран по схеме Колпитца на транзисторе
VT2 и охвачен ООС через резистор R13.
Высокое входное сопротивление каскада с ООС и
небольшая емкость конденсатора СИ
обеспечивают незначительное шунтирование транзистором
колебательного контура L1C8C10C12. В то же
время, малая емкость эмиттерного перехода
транзистора КТ368А (около 2 пФ) и низкое выходное
сопротивление каскада создают условия для
хорошей развязки колебательной системы в целом
от нагрузки. Емкость коллекторного перехода
транзистора (около 1,5 пФ) во много раз меньше
емкости конденсатора С8, и почти не оказывает
влияния на колебательную систему.
Эти особенности, а также малый коэффициент
шума транзистора способствуют созданию
генератора с хорошей стабильностью и малым уровнем
фазовых шумов.
Буферный каскад — эмиттерный повторитель на
транзисторе VT3 (возможна замена на КТ316,
КТ325), имеющий низкое выходное сопротивление
и малые межэлектродные емкости, обеспечивает
развязку задающего генератора от цифровой
части ГПД. Элементы DDI формируют сигнал
прямоугольной формы. Триггеры DD2 делят частоту

ГПД на 2 или на 4 для диапазонов 3,5 или 1,8 МГц
соответственно. Шифратор, собранный на диодах
VD7—VD9 и элементах микросхем DDI и DD3, при
подаче напряжения +12 В на входы Х7—Х9
позволяет выбрать диапазон.
При этом не участвующие в делении частоты
триггеры блокируются, что исключает появление от
них помех на частоте приема. С выхода элемента
DD3 сигнал поступает на счетчик
преобразовательного блока (вход ХЗ узла A3 на рис. 2).
Перестраивают ГПД по частоте варикапы VD4,
VD5 (рис. 4) и многооборотный потенциометр 0R1
СП5-39Б, хотя недостатки такого способа
настройки хорошо известны.
Традиционный способ перестройки конденсатором
переменной емкости хорошего качества, конечно
же, предпочтительнее.
Цепь R1C2R3VD3C5 представляет собой часть
системы цифровой автоматической подстройки
частоты (ЦАПЧ), реализуемой при использовании
цифровой шкалы «Макеевская», что позволяет
работать не только SSB и CW, но и цифровыми
видами связи.
Генератор работает в интервале частот от 28 до
32 МГц. Следует отметить, что на 40-метровом
диапазоне интервал перестройки приемника был
бы излишне широк (1 МГц), что привело бы к
высокой плотности настройки, поэтому посредством
резисторов R2 и R5 он ограничен пределами
7...7,2 МГц (интервал перестройки ГПД 28,0...28,8
МГц).
На диапазонах 1,8 и 3,5 МГц эти резисторы
шунтированы открытым ключом на транзисторе VT1
(возможно применение КТ208, КТ209, КТ502 с
любыми буквенными индексами), который закрыт
при подаче управляющего напряжения +12 В от
переключателя диапазонов на вывод Х9 (7 МГц).
Транзистор VT2 отобран по максимальному
усилению, не менее 100.
Для подбора контурных потребуются
конденсаторы с разными ТКЕ: МПО, ПЗЗ и М47.
Микросхемы DDI, DD3 могут быть ТТЛ 555ЛА4, а
DD2 - 555ТМ2, быстродействующие КМОП
КР1554ЛА4, КР1554ТМ2, или 74НС10 и 74НС74
соответственно.
Диоды КД522 можно заменить практически
любыми кремниевыми высокочастотными диодами с
малыми обратными токами (например, КД503,
КД521).
Схема межблочных соединений приемника
приведена на рисунке.
Все межплатные соединения высокочастотных
цепей выполнены тонким коаксиальным кабелем,
а низкочастотных - обычным экранированным
проводом.
Стабилизатор напряжения питания цифровой
части DAI (КР142ЕН5А или 7805) нагревается
слабо (ток потребления с импортными АЛС не
более 200 мА), поэтому его можно закрепить в
любом удобном месте корпуса.
Гасящий резистор R2 должен быть мощностью не
менее 2 Вт.
Переменные резисторы R1 (Настройка), R3
(Громкость), R4 (Усиление) и переключатели SA1
(Включение Аттенюатора 20 дБ), SA2 (Диапазон),
SA3 (Включение ЦАПЧ) расположены на передней
панели. Платы в корпусе приемника установлены
на металлических стойках, но это не исключает
дополнительной шины "земли", которая соединяет
все платы между собой.

О деталях
Для успешного повторения приемника некоторые
резисторы и конденсаторы блока A3 требуют
предварительного подбора.
С помощью цифрового омметра легко подобрать
пары или четверки элементов с точностью до
третьего знака, приняв во внимание тот факт, что
абсолютное значение может иметь разброс до 5
%. У многих моделей мультиметров есть режимы
измерения емкости, что позволяет легко
подобрать и конденсаторы.
Автор для подбора конденсаторов использовал
приставку к частотомеру для измерения
индуктивности [11], подключив к ней катушку
индуктивностью несколько десятков микрогенри.
Подключая к ней «на весу» конденсаторы,
выбирают те, что дают близкие значения частоты.
Разброс значений у конденсаторов из одной
заводской партии небольшой. Если конденсаторы
из одной коробки, то как правило, из десятка
удавалось подобрать две четверки с точностью не
хуже 1%. Несмотря на кажущуюся сложность,
автор на подбор всех четверок резисторов с
точностью до трех знаков и конденсаторов с
точностью до двух знаков потратил не более часа.
Конденсаторы НЧ фазовращателя должны быть
термостабильны, ни в коем случае нельзя
применять низкочастотные керамические групп ТКЕ
НЗО, Н70 и Н90 (емкость последних может
изменяться при колебаниях температуры почти в 3
раза). Можно применить металлобумажные МБМ,
пленочные и металлопленочные серий К7Х-ХХ.
Такие же конденсаторы желательно применять в
активных фильтрах и как разделительные в
каскадах УНЧ, т. к. они определяют АЧХ. При этом
допустимый разброс номиналов может быть 10% и в
этих узлах с большим успехом можно применить
экземпляры, не прошедшие отбор для
фазовращателя. Блокировочные керамические и
электролитические конденсаторы могут быть любого типа.
Катушка ГПД L1 (рис. 4) индуктивностью около
0,8 мкГ намотана на ребристом керамическом
каркасе диаметром 12 мм. Она имеет 12 витков
провода ПЭВ-2 0,5-0,7мм, уложенного в канавки
каркаса с шагом 1 мм и размещена в экране, в
качестве которого можно использовать, например,
корпус от реле РЭС-б.
Согласующий трансформатор Т1 (рис. 2) содержит
15—18 витков сложенным втрое с небольшой
скруткой (3 скрутки на сантиметр) проводом
ПЭЛШО (можно применить и ПЭВ, ПЭЛ) диаметром
0,1...0,25 мм. Магнитопроводом служит кольцо
диаметром 7... 10 мм из феррита с проницаемостью
1000-2000. Высокочастотные дроссели — ДМ-0,1
с индуктивностью 50...200 мкГ, их можно также
намотать на ферритовых кольцах диаметром 7...10
мм с магнитной проницаемостью 1000...2000,
достаточно 25—30 витков провода диаметром
0,15...0,3 мм.
Детали, устанавливаемые навесным монтажом на
шасси, могут быть любого типа. Исключение
составляет многооборотный переменный резистор
R1 СП5-39Б. Он должен иметь высокое качество.
Нестабильность сопротивления и
неравномерность его изменения будут существенно ухудшать
работу приемника. При необходимости его можно
заменить двумя обычными потенциометрами,
включенными по схеме:
Большинство деталей приемника смонтированы на
трех печатных платах из двусторонне фольгиро-
ванного стеклотекстолита, соответствующих трем
блокам. Вторая сторона служит общим проводом и
экраном. Отверстия вокруг выводов деталей, не
соединенных с общим проводом, следует раззен-
ковать сверлом диаметром 2,5...3,5 мм. Выводы
деталей, соединенных с общим проводом,
припаивают с двух сторон платы.

Авторский вариант чертежей печатных плат,
выполненных в Sprint Layout 3.0, находится в а рхиве.
Настройка
Налаживание приемника следует начинать с узла
А2 ГПД (рис 4), который на период настройки
отключают от других узлов.
Сначала нужно подать на вывод XI с
вспомогательного делителя напряжение 2,7 В и замкнуть
перемычкой конденсатор С12. Подав напряжение
питания, следует подбором резистора R13
выставить напряжение на эмиттере транзистора VT2
порядка 1,4...1,6 В при применении микросхем
(DDI) ТТЛ серий 2,3...2,6 В для КМОП.
После этого можно убрать перемычку и подать на
вывод Х8 (включение диапазона 1,8 МГц)
напряжения питания.
К выходу ГПД (вывод Х12) подключают через
резистор сопротивлением 200...300 Ом цифровую
шкалу или частотомер. Переведя движок
резистора 0R1 в верхнее по схеме положение,
подбором конденсатора С12 и подстройкой СЮ
устанавливают частоту генерации на 5... 10 кГц
ниже 7000 кГц.
Затем движок резистора 0R1 переводят в нижнее
по схеме положение. Рабочая частота при этом
должна быть чуть выше 8000 кГц. Если это не
удается сделать и перекрытие получается меньше, то
следует установить конденсатор С9 большей
емкости и наоборот, если перекрытие больше,
емкость конденсатора С9 надо несколько снизить.
Поскольку емкость этого конденсатора влияет на
частоту ГПД, при его подборе следует проверять
перекрытие ГПД по частоте. Добившись
необходимого перекрытия на диапазоне 1,8 МГц, ГПД
переводят на диапазон 7 МГц, подав напряжение
питания на вывод Х9.
Переведя движок резистора 0R1 в нижнее по
схеме положение, подстройкой резистора R5
устанавливают частоту генерации чуть выше 28800
кГц.
На последнем этапе налаживания ГПД проверяют
стабильность частоты генератора и при
необходимости проводят термокомпенсацию известными
методами.
В авторском варианте применены контурные
конденсаторы с ТКЕ М47 и дополнительной
термокомпенсации не потребовалось. При этом на 7 МГц
первоначальный выбег частоты за первые 2
минуты не превысил 800 Гц, в дальнейшем
нестабильность частоты была менее 100 Гц за 15 мин.
При включении ЦАПЧ частота была неизменной в
течении нескольких часов.
Основной блок обработки сигнала (узел A3 ) и УНЧ
(узел 4) при использовании исправных деталей
требуемых номиналов и отсутствии ошибок в
монтаже налаживания не требуют.
Последний этап в налаживании приемника —
установка порога АРУ и пределов регулировки
усиления.
Для этого движок резистора 0R3 (Громкость)
устанавливают в левое по схеме положение, а движки
резистора R4 (Усиление) и подстроечного R15 - в
правое. На вход приемника включают резистор 50
Ом. К выходу приемника параллельно
динамической головке ВА1 (выводы Х7, Х8) подсоединяют
осциллограф или авометр в режиме измерения
переменного напряжения.
Перемещением движка подстроечного резистора
R15 находят положение, при котором шум начнет
уменьшаться, и дальнейшим перемещением
выставляют уровень шума, который еще «не давит
на уши» (по мнению автора — около 30...40 мВ).
Это и будет оптимальная настройка порога АРУ
(начало срабатывания — 2...3 мкВ на входе) и
общего начального усиления (120...150 тысяч).

Доработка приемника
Как отмечалось выше, из-за конечного
сопротивления сумматора степень подавления зеркальной
боковой полосы значительно ниже теоретической(
особенно это заметно во многозвенных фазовра-
щателях-полифайзерах .
Основной способ улучшения работы полифайзера
(вплоть до теоретических пределов) - увеличение
на порядки входного сопротивления сумматора,
например, применением повторителей
напряжения на ОУ или на полевиках. В процессе
дальнейших испытаний и экспериментов с приемником
была проведена доработка схемы, позволяющая
ЛЕГКО получить подавление, близкое к
теоретическому пределу. При этом схема и конструкция
приемника даже немного упрощается. Для этого
нужно убрать резисторы R41, R45 и конденсатор
С46, резистор R46 увеличить до 33 кОм, а
резистор R44 заменить проволочной перемычкой.
На печатной плате следует разорвать соединение
(перерезать дорожки )в 2-х местах:
1. между точками соединяющими R37, С42 и R38,
С43
2. между точками соединяющими R39,C44 и
R40,R42, С41.
Сигнал теперь снимается с фазовращателя в
одной точке через неинвертирующий вход ОУ (вх.
сопротивление не менее сотни МОм). При этом
ИЗМЕРЕННЫЙ коэффициент передачи близок к 1.
Занятно, в этой схеме то, дополнительный
сумматор не нужен, т.к. однополосный сигнал хорошего
качества уже СФОРМИРОВАН (!!!) в самом
фазовращателе. Причем, независимо от точки съема
сигнала - пробовал снимать сигнал со всех
четырех цепочек, разумеется по очереди.
Впервые такое схемное решение промелькнуло на
http://www.hanssummers.com/radio/polyphase/ И
откровенно говоря, я не обратил на него
серьезного внимания - документация сделана от руки,
кусочками - подумал , мол поленился автор
дорисовать еще 3 ОУ на выходе фазовращателя. Пока
сам на практике не убедился - работает и хорошо
работает!
Разумеется, это в определенном смысле
компромиссное решение, позволяющее получить
простыми средствами хорошие результаты в
приемнике ценой отказа от классического способа
снятия сигнала, при котором (здесь позволю себе
процитировать поясняющий комментарий
В.Т.Полякова из личной переписки по поводу способов
снятия сигналов с полифайзера) "если снять еще
и сигнал с противоположного по фазе выхода ФВ,
инвертировать его и сложить с первым, то
выходное напряжение удвоится. И более того, если
оставшиеся два выхода соединить с уже
использованными, выходные напряжения будут меньше
зависеть от нагрузки ФВ. Видимо, так и рассуждал
создатель этого ФВ с совершенно непроизносимой
по-русски фамилией Gschwindt, опубликовавший
схему то ли в немецком, то ли в венгерском
журнале в 70-х годах."
После такой доработки общий Кус получается
порядка 130-150 тыс, уровень собственных шумов
на выходе примерно 27-30 мВ - оптимальные на
мой взгляд значения и в корректировке не
нуждаются.
С момента публикации описания приемника уже
несколько коллег повторили конструкцию и
остались довольны качеством работы этого
приемника. С удовлетворением могу отметить, что
конструкция действительно получилась легка и
доступна в повторении, при этом параметры
получаются отличные, не хуже заявленных.
Например, коллега Oleg_Dm., имеющий
возможность инструментальных измерений после
тщательного промера получил чувствительность 0,6
мкВ, ДД2 порядка 107-109 дБ и подавление
верхней боковой - более 54дБ).
Ниже, тоже в качестве примера, приведены фото
конструктивного исполнения Игорем Тредитом
(Robin). Игорь изготовил вариант печатной платы
Павла Семина.
Важный момент - Игорь при повторении
приемника столкнулся с небольшой проблемой (это
единственный известный мне случай, но хочу
подробнее рассмотреть этот вопрос - может кому-то
пригодится) - из-за недостаточной амплитуды

(менее 0,25 В эфф) на выходе ГПД при включении
диапазона 7 МГц неустойчиво, вплоть до
самовозбуждения на СВЧ, работали триггеры 74НС74.
Причина, на мой взгляд, была в комбинации
неудачного экземпляра 1533ЛА4, усиление которой
сильно падает на частотах порядка 29-30 МГц и
напряжения смещения триггера DD2.1, которое
из-за разброса сопротивлений Rl, R2 может
отличаться от оптимального. Лучшим способом было
бы поставить более удачный экземпляр
микросхемы DD3 или «поиграться» значениями Rl, R2,
но это легко сделать, если микросхемы
установлены на панельках.
А что делать, если они запаяны в плату? Остается
подбор смещения значениями Rl, R2 или
поступить так, как сделал Игорь. Оставив напряжение
питания коммутатора прежним - 8 В. и уменьшил
напряжение питания микросхемы DD2 до б В, тем
самым увеличив относительную амплитуду
сигнала ГПД по отношению к порогу срабатывания
триггера, который практически прямо
пропорционально зависит от напряжения питания триггера.
Проще всего это сделать, подав питание на DD2
через резистор 62-100 Ом (подбирается по
устойчивой работе триггеров на диапазоне 7 МГц).
Последний нужной включить в разрыв печатного
проводника между ножной 16 DDI и
конденсатором С2.
Конденсаторы для полифайзера-фазовращателя
Игорь не подбирал - поставил из одной партии.
И тем не менее степень подавления верхней
боковой получилась высокая - значит в конструкции
есть определенный технологический запас.
Игорь (Robin) очень доволен работой приемника.
При проведении сравнительного прослушивания
эфира на Радио-76М2 и этого ППП, отдает
предпочтение последнему, отмечая его особую
мягкость звучания и прозрачность эфира.
В заключение, хочу поблагодарить коллег и
единомышленников по форуму - чей энтузиазм и
прямо-таки фанатичная влюбленность в ТЕХНИКУ
ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ пробудили во мне, да
и во многих, интерес и желание вновь заняться
ППП, тех, кто заботливо и неустанно поддерживал
настоящий водопад информации со всего мира о
новинках и подходах, современных концепциях,
методах и схемных реализациях техники ПП.

Литература:
1. ТитцеУ., Шенк К. Полупроводниковая
схемотехника. - М.: Мир, 1982.
2. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т.
1. - М.: Мир, 1983.
3. Беленецкий С. Простой преселектор для
многодиапазонного приемника. — Радио, 2005, № 9, с.
70-73.
4. Абрамов В. (UX5PS), Тележников С. (RV3YF).
Коротковолновый трансивер "Дружба-М".
http://www.cqham.ru/druzba-m.htm
5. Денисов А. Цифровая шкала-частотомер с ЖК
индикатором и авто под строй кой частоты.
http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm
6. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого
преобразования. - М.: Патриот, 1990
http://hamradio.online.ru/ftp2/RLTPP.djvu
7. Green R. " Во Net- proof" rf mixer. — "Electronics
World + Wireless Word", 1999, №1, p. 59
8. Г. Брагин. «Идеальный» смеситель для
приемника прямого преобразования.
http: //www. cq ha m. ru/trx41_01. htm.
9. Tayloe D. (N7VE). Letters to the Editor, Notes on
"ideal" Commutating Mixers (Nov./Dec. 1999). —
QEX, 2001, March/April, p. 61.
10. Брагин Г. Модернизированный ГПД для
трансивера "YES-98M". - Радио Дизайн, № 14, с.З—7.
11. Беленецкий С. Приставка для измерения
индуктивности в практике радиолюбителя.
12. http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t=4032

СЕМИДИАПА30ННЫЙ DSB
ПРИЕМНИК ПРЯМОГО
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Хочу предложить желающим уже сейчас
попробовать возможности современной элементной базы
2 схемы многодиапазонных высокодинамичных
двухполосных ППП, созданных по мотивам
«идеального» смесителя Г. Брагина.
Понравились мне в этой разработке идеи по
применению симметрирующего/согласующего транса
1:9 по сопротивлению из Справочного пособия Э.
Рэда и универсальных магнитных головок в
качестве основного ФНЧ (очень удобно, не надо мотать
многовитковые катушки, была мысль применить
их в однополосном ППП, но оказался очень
большой разброс индуктивностей - в 5 одинаковых
головках в среднем 5-7%, и в лучшем случае - 3%
- для многофазных цепей неприемлемо, но в
однополосном - отлично).
Все остальное переработано в целях упрощения
конструкции - в результате в схемах не
предусмотрено ни одной регулировки! Это моя
принципиальная позиция - в схемах, рассчитанных на
массовое повторение, в том числе и начинающими
радиолюбителями, должно быть минимум
регулировок, в идеале - ни одной , т.е. если собрал из
исправных компонентов и без ошибок в монтаже
- получи хорошо работающую конструкцию с
заявленными параметрами.
А вытягивание максимальных параметров и
тщательное « вылизывание» давайте оставим для
энтузиастов.
Предлагаемые схемы сделаны на основе хорошо
себя зарекомендовавших во время экспериментов
узлов, но в полном виде мной не изготавливались.
Эти приемники можно отнести к , назовем его так,
100 дБ классу ППП, т.е спроектированы из расчета
получения не менее 100 дБ как подавления AM
(ДД2), так и допустимых уровней сигнала внутри
полосы, до узлов регулировки усиления
(автоматической и ручной), что придает определенный
комфорт при работе с приемником, т.к. не надо
постоянно манипулировать аттенюатором и
регуляторами.
Схемы отличаются только микросхемой смесителя
- с 74НС4053 хорошая работа будет до 20 - 21
МГц, а для счастливых обладателей 74НС4066 -
во всем диапазоне 1,8-30 МГц.
Естественно, при работах на частотах выше 12
МГц в первом случае, и выше 20 МГц - во втором,
ДД2 практически пропорционально снизится, но
все равно будет не хуже 90 дБ, что для ВЧ
диапазонов более, чем достаточно, и позволит приме
нить при необходимости для повышения
чувствительности УВЧ с Кус= 18-20 дБ.
Проектная чувствительность предлагаемых схем,
при указанных на схеме элементах - не хуже 0,5
мкВ на НЧ диапазонах при применении LC
гетеродина (если представляет интерес, то попозже, как
только появится немного времени, могу выложить
схему одноконтурного ГПД с управляемым
делителем для работы на 7 диапазонах).
Если примените варикапную настройку, то
чувствительность упадет до 0,7-1 мкВ.
Кус по НЧ порядка 40 тыс. + 3 раза за счет
трансформации в результате общий = 120 тыс - более,
чем достаточно. Избирательность при расстройке
10 кГц - порядка 50 дБ.
При работе на полноразмерные антенны
желательно перед ПДФ поставить аттенюатор на -20 дБ
- возможно понадобиться, хотя в моем варианте
аттенюатор я применяю только для того, чтобы
убедиться, что нет перегрузки - ее пока не было.
На переднюю панель имеет смысл вывести оба
потенциометра - «Громкость» как правило
применяется один раз - для установки именно
громкости, а оперативную регулировку усиления
(это тоже мне редко требуется - неплохо работает
АРУ - но это в однополосном варианте, как будет
в 2-х полосном, т.е. при более широкой полосе,
предстоит попробовать именно Вам, решившимся
на изготовление).
Один совет - в показанной схеме в зависимости от
напряжения отсечки Т1 при регулировке усиления
потенциометром R19 будет небольшая зона
нечувствительности (в пределах 1-2 В).
Если есть желание, можно между нижней ногой
этого потенциометра и общим проводом включить
подстроечник 1,5-2,2 кОм, которым выставить
необходимый порог срабатывания АРУ/РРУ при
нижнем положении движка потенциометра R19.

97

Несмотря на простоту они обладают очень
высокими параметрами и в них нет ни одной случайной
детали или номинала, т.к. проектировались они
исходя из результатов реальных экспериментов.
Это совсем не значит, что из них нельзя выжать
больше - легко, но как правило за счет
усложнения конструкции или схемы, или ужесточения
требований к параметрам компонентов - это уже на
любителя.
Что касается двух наиболее критичных узлов (на
мой взгляд, если нет измерителя индуктивности)
- блок универсальных магнитных головок - можно
смело ставить любой от отечественного стерео ка-
сетника, т.к. по имеющейся у меня информации
диапазон возможных значений укладывается 60-
130 мГ, что приведет к частоте среза ФНЧ 2,4-3,6
кГц - вполне нормально будет работать с учетом
небольшой прямоугольности АЧХ.
2-й узел - симметрирующий транс - требует
определенной аккуратности в изготовлении, от его
качества зависит уровень проникания ГПД в ПДФ и
антенну. В принципе, если это проблема, его
можно заменить на обычный на том же кольце - 6
витков ПЭВ 0,2-0,Змм первичной поверх 18 витков
сдвоенной вторичной из слабо скрученного ПЭВ
0,2-0,Змм. В этом случае нужно применять
развязывающий УВЧ с небольшим Кус, например такой,
как в схемах Сергея US5QBR
Предлагаю давно обещанную схему 7-ми
диапазонного ГПД для ППП на основе управляемого
делителя, отличительной чертой которого является
отключение триггеров, не участвующих в
формировании сигнала.
Благодаря такому решению значительно
снижается уровень помех отделителя для обычных ППП
и практически полностью отсутствуют помехи для
смесителей, работающих с сигналом 2Fc и 4Fc
(однополосные ППП с 2-х и 4-х фазными
формирователями). При желании можно ввести ЦАПЧ , хотя
на макете стабильности этого генератора хватало
для безподстроечного приема на 7 МГц (после
деления на 4) в течение, как минимум получаса.
Подстроечником R1 выставляется порог
срабатывания делителя в зависимости от типа микросхем
( ТТЛ или КМОП) по устойчивой работе во всем
диапазоне перестройки 28-32 МГц. Им же, при
необходимости, можно в определенных пределах
подстроить симметричность формируемых
импульсов в диапазонах 21 и 28 МГц.
Далее, настройка заключается в установке с
небольшим запасом частотных пределов
перестройки 1,75-2 МГц не подавая управляющего
напряжения на переключатель диапазонов или
переключив его на 1,8 МГц) перестройки
подбором С4 (вводить сюда подстроечник не стал, т.к.
диапазон перестройки КПЕ выбран с запасом и
подобрать требуемое значение С4 удается с одной-
двух попыток).
Установив переключатель диапазонов в
положение 21 МГц подстроечником С8 устанавливаем с
небольшим запасом частотный предел
перестройки 20,1-21,5 МГц.
Все-таки я не удержался и сам разработал печатку
и изготовил плату предложенного мной вседиапа-
зонного приемника DSB ППП и провел ряд
экспериментов, результатами которых и хочу
поделиться.
Чертеж печатной платы (см. архив) выполнен в
LAYOUT 3.0 и предусматривает 3 возможных
варианта включения смесителя путем установки
соответствующих проволочных перемычек между
контактами DA1:

1. Для работы на основной частоте - согласно
схеме распаиваются проволочные перемычки,
соединяющие выводы DA1.
2. Для работы на «половинной» частоте ГПД, при
этом вместо резисторов R18, R19 устанавливаются
конденсаторы и вертикальный подстроечник 1
кОм на предусмотренное место на печатке выше
DA1, согласно схеме на распаиваются
проволочные перемычки, соединяющие выводы DA1.
3. 3 - 4х диапазонный с одним ГПД на
«половинной» частоте - после изменений по п.2 удаляется
R3 и подключается контур ГПД согласно схеме.
В результате ГПД работает на частотах 875-1000
кГц, а прием возможен на диапазонах 1,8,3,5,7 и
даже 14 МГц!!!
Если такое многообразие схемных решений не
требуется, можно непосредственно в LAYOUT 3.0
дорисовать основную часть перемычек, например
для основного варианта 1 - соединить ноги 5-6,4-
11,12-13 - останется только одна проволочная
перемычка 1-8.
При разработке печатной платы для удобства
размещения проводников были сделаны некоторые
изменения в основной принципиальной схеме
приемника касающиеся нумерации выводов
микросхем.
К сожалению, в нашей деревне я не смог найти
74НС4066, которую я рекомендовал для этого
приемника. Применил очень похожую по
названию HCF4066B, с параметрами значительно (в 3-4
раза) худшими, чем у требуемой - время
переключения 20 nS (тип.) и до 35-40 nS (мах) и
сопротивление открытого канала 180-200 Ом (тип.)
и до 400-550 (мах), что и сказалось на
полученных результатах.
Итак, по порядку:
1. Чувствительность порядка 2,5 мкВ (на 7 МГц)
при отношении с/ш 10 дБ и ДД2 порядка 90-92 дБ
- величины немного разочаровывающие, но все
же достаточно высокие - лучше чем у многих
тщательно подобранных и кропотливо настроенных
диодных. С ростом частоты до 18-20 МГц
чувствительность и ДД2 плавно падает до 4-5 мкВ и 80
дБ. Выше 20 МГц прием практически отсутствует.
2. Чувствительность порядка 4 мкВ (на 7 МГц) при
отношении с/ш ЮдБ и ДД2 порядка 90-92 дБ
3. Чувствительность порядка 5 мкВ (на 1,8 МГц)
при отношении с/ш 10 дБ и плавно падает до 10
мкВ на 14 МГц - очень обнадеживающий
результат - четырехкратное перекрытие при одном ГПД
и всего 2-х кратное падение чувствительности.
При применении в качестве смесителя 74НС4066
результаты значительно улучшатся -
чувствительность в 1,5-2 раза, а ДД2 на 10-12 дБ.
Хотя я последней не нашел и не могу
экспериментально подтвердить вышесказанное, на местном
радиорынке оказались в изобилии FST3125. На
принципиальных схемах в скобках указана
нумерация при использовании FST3125. Питание ее
выбрано 5 В, поэтому стабилизатор должен быть
7805 (142ЕН5А).
Полученные результаты с FST3125 для 1 варианта

включения просто отличные:
чувствительность -лучше 0,8
мкВ (до 20 МГц), 1 мкВ (30
МГц), ДД2 - более 100 дБ
(102-108). Другие варианты
пока не попробовал из-за
нехватки времени, но
полагаю и там будут очень
интересные результаты.
Еще несколько моментов:
1. при изменении
напряжения смещения HCF4066B
имеется тупой максимум ДД2 (2-3 дБ) при
величине, чуть меньшей половины питания (3,9-4
В), у FST3125 - тоже (4,1-4,2 В), поэтому я
вернулся к половине напряжения питания - разница
в 2-3 дБ несущественна, на мой взгляд, чтобы
вводить сюда подстройку.
2. Размеры платы небольшие - монтаж получился
довольно плотным. Поэтому максимальный
устойчивый Кус УНЧ - порядка 27-33 тыс, при 35-40
тыс. начинается подвозбуд - на экране
осциллографа на фоне шумов появляются легкие всплески
синуса 5-7 кГц, а на слух - шум приобретает
звенящий оттенок.
Постройкой порога АРУ подстроечником R21
следует добиться исчезновения подвозбуда или, если
на слух, исчезновения звенящего оттенка. Это и
будет оптимальное усиление - общий Кус будет
порядка 45-50 тыс, а уровень собственных шумов
- порядка 10 мВ, т.е ППП очень тихий.
Избирательность при расстройке на 10 кГц - не
хуже 50 дБ (реально 52 дБ).
Печатная плата из двустороннего фольгирован-
ного стеклотекстолита. Вторая сторона служит
общим проводом и экраном.
Отверстия вокруг выводов деталей, не
соединенных с общим проводом, следует раззенковать
сверлом диаметром 2,5-3,5 мм. Выводы деталей,
соединенных с общим проводом, отмечены
крестиком. Совершенно не случайно наибольшей
устойчивостью к самовозбуду обладают схемы с
конструктивом в линейку (причем в прямом
смысле этого слова).
Достаточно посмотреть старые конструкции
ламповых приемников - все они четко выстроены в
линейку по принципу - вход максимально удален
от входа - это кстати было одной из причин,
почему у меня печатные платы DSB ППП получились
достаточно длинные. Вся минимизация плат
применима только при относительно малых
усилениях. Разводка земли (минуса) имеет огромное
значение в УНЧ. Я смотрел печатные платы
японских фирменных УНЧ и обнаружил, что они
сделаны строго по науке - т.е. от КАЖДОГО
ОТДЕЛЬНОГО каскада идет ОТДЕЛЬНЫЙ провод к
точке подключения "-" конденсатора фильтра
питания!!!. Именно так. Внешне это выглядит так,
как бы вся схема УНЧ "закручена" вокруг этого
конденсатора. По теории это связано с
распределением поверхностных токов в печатных
проводниках (теория сложная и на пальцах объяснить не
получится). Одно из важнейших условий -
земляные проводники должны иметь МИНИМАЛЬНУЮ
длину и МАКСИМАЛЬНО развязаны от земляных
токов соседних каскадов. Грамотное построение
земляных печатных проводников позволяет
существенно снизить вероятность возбуждения
каскадов, повысить устойчивость и даже снизить в
некоторых случаях нелинейные искажения УНЧ,
что мне не раз удавалось реализовать в своих
конструкциях мощных УНЧ. Кроме этого, ВСЕ
линии питания должны иметь МИНИМАЛЬНОЕ
омическое сопротивление, т.е. должны быть
МАКСИМАЛЬНО толстыми и широкими.
С этим мне пришлось сталкиваться многократно,
особенно в мощных KB усилителях на
транзисторах. Имейте ввиду, что тонкие печатные
проводники имеют довольно большое омическое
сопротивление, что очень плохо отражается на
устойчивости УНЧ и не только. В некоторых
случаях мне приходилось поверх печатных
проводников напаивать дополнительные толстые медные
провода и даже шины, чтобы добиться снижения
омических сопротивлений цепей питания.
Прошедший выходной я опять занимался этим
ППП, пытаясь определить пределы устойчивого
Кус для этой, конкретной разводки печатки и
методы его повышения, о некоторых результатах и
хочу рассказать. Получены цифры 70-75 тыс. -
больше "выжать" не пытался, но есть вероятность.
Сначала припаял минус динамика как положено к
минусу (на фото видно,что он припаян в верхнем
левом углу) , что чуть ( процентов на 10)
улучшило ситуацию.
Потом я долго издевался над печаткой, перерезая
дорожки - пуская минус отдельных каскадов по-
раздельно и одновременно отдельными толстыми
короткими проводами - становилось только хуже,
подвозбуд начинался при меньшем Кус. Позже
вспомнил, что на выход УНЧ на 174ХА10, для
устойчивости, нагрузка подключается через дрос-

101

сель - подключил динамик через ДПМ-0,1 200 мкГ
- и чудо случилось - подвозбуда нет. Увеличиваю
Кус в 2 раза - все чистенько, и только при Кус
порядка 72-75 тыс. появляются слабые признаки
подвозбуда. Радость была недолгой, пока не
сообразил, что активное сопротивление дросселя
порядка 10-11 Ом, а сопротивление динамика -
всего 4. Далее эксперименты пошли в новом русле
- вместо дросселя ставил низкоомные резисторы
и измерял максимальный устойчивый Кус только
УНЧ:
1. Доп. резистор=0 Ом, динамик = 4 Ом - Кус.унч
= 30-32 тыс.
2.Доп. резистор=4 Ом, динамик = 4 Ом - Кус.унч
= 50-55 тыс.
З.Доп. резистор=12 Ом, динамик = 4 Ом - Кус.унч
= 70-72 тыс
4.Доп. резистор=0 Ом, динамик = 8 Ом - Кус.унч
= 45-50 тыс.
Уровень шумов на выходе возрастал прямо
пропорционально Кус, и для варианта 4 достигал 35 -
38 мВ - предельно допустимого, на мой взгляд,
уровня. Интересно отметить, при работающем
смесителе (на FST3125 - именно этот вариант я
исследовал) общие шумы снижаются в 1,3-1,5 раза.
Вывод напрашивается такой. Явная зависимость
максимально устойчивого Кус от сопротивления
нагрузки показывают, что при более удачных
разводке именно минуса LM386 и выборе точки
подключения нагрузки можно будет добиться еще
большего устойчивого Кус этого УНЧ (вероятно
порядка 80-100 тыс).
Другой вопрос - нужно ли это, каждый волен
решать сам. О своей точки зрения я уже говорил. В
данной конструкции печатной платы ППП, если
ограничить минимальное сопротивление нагрузки
величиной 8 Ом и оставить рекомендованный
мной Кус УНЧ = 27-33 тыс. или общий 45-50 тыс,
будет более, чем 2-х кратный запас по
устойчивости.
В процессе экспериментов обнаружил подвозбуды
входной цепи формирователя импульсов ГПД в
зависимости о длины и типа кабеля, поэтому сделал
небольшое изменение входной цепи.
Хочу обратить внимание коллег на то,что штатная
нагрузка LM386 не менее 8 Ом, я же в своих
испытаниях перегружал выход УНЧ в 2 раза, т.к.
использовал динамик 4 ома, при этом в
предложенном мной варианте печатной платы
устойчивый Кус унч достигает 45-50 тыс. (или
общий для ППП Кус достигает 90-100 тыс., что
совершенно излишне для такого ППП - нужно раза в
2 меньше.
Поэтому, на мой взгляд, нет никакой
необходимости выжимать из него еще больше.
На местном радиорынке удалось приобрести
74НС4066 производства Малайзии. Долгожданные
мной микросхемы и трудно было удержаться от
соблазна их попробовать в работе.
Для испытаний я вернулся к плате 7-ми
диапазонного приемника DSB. Просто отпаял платку с
FST3125 и поставил в штатную панельку
74НС4066. Питание смесителя пока оставил то,
что было +5 В, формирователь - 74АС86.
В качестве ГПД для испытаний применил
синтезатор на DDS от RX3AKT. Испытывался вариант 1.
Результаты испытаний существенно лучше моих
прогнозов. Сигнал подавался прямо на входную
обмотку Tpl. На частоте 4 МГц чувствительность
не хуже 0,35 мкВ (!), т.е. приведенный уровень
шума примерно 0,1 мкВ.
Подавление AM таково, что при 90% (!)
модуляции и максимальном выходном уровне Г4-102 0,5
Вэфф я не смог уверенно зафиксировать
появились ли вообще (!) продукты прямого
детектирования AM на фоне просто огромных собственных
шумов ГСС.
На частотах порядка 10 МГц порог появления AM
примерно 40-45 мВ, т.е. ДД2 более 110 дБ. На
частоте 21 МГц приведенный уровень собственных
шумов выше в 2 раза и Кус снижается примерно в
1,5-1,7 раза. На 30 МГц уже более заметно
ухудшение параметров смесителя - соответственно
шумы в 3,5-4 раза и Кус в 3 раза по отношению к
4 МГц, и тем не менее реально получить
чувствительность порядка 1,5-2 мкВ (!).
В общем результаты этих испытаний
подтверждают, что на основе 74НС4066 получаются
простые по конструкции смесители с очень хорошей
динамикой при частотах ГПД до 21-22 МГц и они
хорошо подходят для вседиапазонных суперов с
ПЧ порядка 8-9 МГц - потери чувствительности на
ВЧ диапазоне (28-30 МГц) не превысят 1,5 - 1,7
раз.
настройка
1. Прежде всего надо проверить монтаж
визуально, особое внимание уделите перемычкам,
подключающим ножки смесителя - в первом
чертеже печатной платы предусматривалось 3
варианта включения соответствующей коммутацией
перемычек , которые надо УСТАНОВИТЬ на плату,
проверьте правильность подключения (фази-
ровку) обмоток трансформатора.
Затем прозвонить, например китайским цифрови-
ком, естественно в выключенном состоянии, все
основные соединения, если микросхемы
установлены на панельках, то прозвонить именно с ножек
микросхемы.
2. Подать питание и проверить режимы по
постоянному току - на выходе каскадов ОУ должно быть
+4,5 В+-0,2 В, на выходе LM386 - примерно
половина напряжения питания.

На конденсаторах ФНЧ напряжение, близкое к
напряжению смещения.
3. Очень желательно проверить Кус. Без приборов
трудно определить причины плохой работы или
наоборот, убедиться, что все работает нормально.
Если Вас есть мультиметр (тестер,авометр),
позволяющий измерять переменной напряжений НЧ-
дело за генератором НЧ.
Для испытаний можно применить даже
простейший однотранзисторный, сделав его даже
навесным монтажом. Измерьте переменное напряжение
на коллекторе - это будет исходное значение,
например 1,5 Вэфф. Делитель дает возможность
подать напряжения в 100 и 1000 раз меньше.
4. Убедившись, что тракт НЧ исправен, переходим
к смесителю и формирователю.
Очень желательно наличие осциллографа,
подойдет любой, даже низкочастотный, т.к. схема
работоспособна в широком диапазоне частот и для
проверки работы формирователя можно подать с
ГПД например 500 кГц.
Проверьте частоту и уровень напряжения ГПД - на
входе формирователя должно быть не менее 0,5
Вэфф - измерить можно простейшим детектором
на германиевом диоде.
Исправная плата обладает очень высокой
чувствительностью. Во время испытаний в
воскресенье на 40 м принимал некоторые очень громкие
любительские станции просто прикоснувшись
пальцем к входному контакту,
о общий Кус=40*2*2*0,7=112 тыс. Отличное
усиление и должен быть прекрасный прием.

ОСНОВНАЯ ПЛАТА
СОВРЕМЕННОГО
ТРАНСИВЕРА ПРЯМОГО
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Трансиверы прямого преобразования (ТПП)
отличаются простотой конструкции при достаточно
хороших параметрах и издавна привлекали
внимание радиолюбителей.
В немалой степени этому способствовали статьи
и книги известного конструктора и
популяризатора техники прямого преобразования В. Т.
Полякова RA3AAE [1-9], особенно [10], ставшая
настольной книгой и учебником для целых
поколений радиолюбителей.
Ранее журнал Радио уже публиковал несколько
удачных конструкций однодиапазонных ТПП с
фазовым подавлением зеркальной боковой
полосы [11,12], построенных по традиционной,
ставшей уже классической, схемотехнике на основе LC
низкочастотных фазовращателей (НЧФВ).
Основными недостатками подобных решений
можно отнести однодиапазонность, невысокое, по
сегодняшним меркам, подавление зеркальной
боковой полосы, трудоемкость намотки многовитко-
вых катушек и настройки НЧФВ, подверженность
магнитным наводкам, что представляло
определенные трудности при повторении конструкции
радиолюбителями, особенно начинающими.
Особо хочется отметить ТПП на 160 м [13], в
котором ценой определенных компромиссов автору
удалось убрать трудоемкие элементы и создать
легко повторяемую конструкцию, что в немалой
степени способствовало приобщению к
радиолюбительской связи на KB сотен начинающих
радиолюбителей.
Благодаря появлению в широкой продаже новых
быстродействующих цифровых микросхем и
качественных малошумящих ОУ появилась
возможность реализовать новый подход в построении
однополосных ТПП, используя в качестве
смесителя цифровые коммутаторы и применив в
остальной схеме хорошо отработанную схемотехнику
функциональных узлов на ОУ. Предлагаемый
вариант основной платы ТПП является логическим
продолжением и реализацией этого подхода в
построении однополосных ТПП, подробного
описанного в [14].
Автор ставил перед собой задачу сделать
конструкцию на современной элементной базе, легко
повторяемую в домашних условиях и не
требующую сложных регулировочных и настроечных
работ или парка измерительных приборов -
достаточно обычного цифрового мультиметра,
желательно с функцией измерения емкости.
Для успешного повторения требуются только
аккуратность и терпение. При применении
исправных деталей требуемого номинала и отсутствии
ошибок в монтаже основная плата ТПП
запускается сразу, обеспечивая очень высокие
параметры, как минимум не хуже заявленных.
Основные параметры приемного тракта
Диапазоны рабочих частот, МГц - 1.8, 3.5, 7, 14
Полоса пропускания приемного тракта (по уровню
- 6 дБ), Гц - 400 - 2500
Чувствительность приемного тракта со входа
смесителя (полоса пропускания 2.1 кГц, отношение
С/Ш - 10 дБ), мкВ, не хуже - 0,3*
Максимальный общий коэффициент усиления -
250 тысяч
Напряжение собственных шумов на выходе УНЧ
при максимальном Кус и подключенным на входе
ТПП сопротивлением 50 Ом, не более, мВ - 25
Допустимый диапазон входных сигналов в полосе
пропускания, дБ, не менее - 100
Динамический диапазон по перекрестной
модуляции (ДД2) при 30% AM и расстройке 50 кГц, не
менее, дБ -
На диапазоне 160 м - 116*
На диапазоне 80 м - 110*
На диапазоне 40 м - 106*
На диапазоне 20 м - 106*

Избирательность по соседнему каналу (при
расстройке от частоты несущей на - 5,5 кГц + 3,0
кГц), не менее, дБ - 80
Подавление зеркальной боковой полосы, не
менее, дБ-
На диапазоне 160 м - 54*
На диапазоне 80 м - 52*
На диапазоне 40 м - 46*
На диапазоне 20 м - 48*
Коэффициент прямоугольности сквозной АЧХ
(по уровням -6, -40дБ) - 1,4
(по уровням -6, -бОдБ) - 3,2
(по уровням -6, -80дБ) - 4
Диапазон регулировки АРУ при изменении
выходного напряжения на 12 дБ не менее, дБ -
72 (4000 раз)
Диапазон РРУ, не менее, дБ - 84 (16 000 раз)
Выходная мощность тракта НЧ на нагрузке 8 Ом ,
на менее, Вт - 0,5
Ток, потребляемый от внешнего
стабилизированного источника питания 13.8 В, не более, А - 0,3
Основные параметры передающего тракта
Напряжение на выходе (на нагрузке 50 Ом) в
режиме CW, не менее, Вэфф — 0,7
Подавление несущей частоты сигнала, дБ — не
хуже 50*
* указанная цифра ограничена возможностями
аппаратуры, примененной для измерений и,
реально, может быть выше.
Для обеспечения хорошей повторяемости
результатов, технологичности изготовления и высокой
реальной избирательности при выборе схемы и
конструкции описываемой здесь основной платы
ТПП использованы следующие принципы и
подходы
1. Для получения большого динамического
диапазона приемного тракта и эффективной работы АРУ
оптимизировано покаскадное распределение
коэффициентов усиление нерегулируемых
каскадов и расширены допустимые уровни входных
сигналов в полосе пропускания.
2. Для получения высокой избирательности
применен принцип последовательной селекции, когда
кроме основного активного полосового фильтра
фактически в каждом усилительном каскаде
ограничивается полоса пропускания на уровне
300-3000 Гц соответствующим выбором
номиналов межкаскадных разделительных конденсаторов
и в цепях ООС.
3. Для подавления зеркальной боковой полосы
используется метод, подробно описанный в [10] и
основанный на применении многозвенного НЧ
фазовращателя в 4-х фазной системе сигналов,
позволяющий относительно простыми средствами,
несмотря на повышенное количество элементов,
получить хорошее подавление и высокую
температурную и временную стабильность параметров.
Для получения 4-х фазной системы сигналов
применяется цифровой фазовращатель, что
существенно упрощает создание многодиапазонных
конструкций.
4. За счет того, что во всех критичных ( из-за
больших конструктивных размеров и малых
уровней сигнала) узлах ( смеситель-детектор,
предварительный УНЧ, низкочастотный фазовращатель -
полифайзер) применено дифференциальное
усиление сигналов, конструкция обладает хорошей
помехоустойчивостью , в том числе к наводкам от
электросети.
5. Для уменьшения общего числа деталей
трансивера и соответственно, размеров основной
платы структурная схема ТПП выбрана такой, что
наиболее сложные и громоздкие узлы ( восьмиз-
венный НЧ ФВ и основной ФСС) используются как
на приме, так и на передачу сигналов.
6. Применяется электронная коммутация всех
режимов работы трансивера.
7. Одноплатность конструкции, что позволяет
исключить возможность ошибок при монтаже
деталей и узлов, а также обеспечивает оптимальную,
на взгляд автора, компоновку и хорошую общую
и взаимную экранировку основных
функциональных узлов. Применение печатной платы с
односторонним расположением печатных проводников
(вторая сторона выполняет функции общего
провода - экрана) позволяет изготовить
качественную плату в домашних условиях по так
называемой "лазерно-утюжной" технологии.
Возможная функциональная схема ТПП
приведена на рис.1.
Он состоит из пяти конструктивно законченных
узлов:
Узел А1 состоит из четырех
диапазонного,переключаемого реле, ФНЧ, и широкополосного
усилителя мощности, в качестве которых можно
применять любые известные, многократно
описанные в радиолюбительской литературе
конструкции, например [15].
Узел A3 содержит двухзвенный аттенюатор (
первое звено имеет затухание -10 дБ, второе -20
дБ, что позволяет при соответствующей
коммутации получить четыре значения затухания 0, -10

дБ,-20 дБ,-30 дБ и тем самым оптимально
согласовать динамический диапазон приемного тракта
ТПП с реальными уровнями входных антенных
сигналов), полезный при работе на
полноразмерную антенну, и четырехдиапазонный полосовой
фильтр, в качестве которого можно применить
любую из известных конструкций 50-омных трех-
контурных ПДФ, также неоднократно описанных в
радиолюбительской литературе.
Узел А4 представляет собой гетеродин на основе
одного, не переключаемого генератора на частоты
56-64 МГц, перестраиваемого механически при
помощи КПЕ или с электронной перестройкой
частоты многооборотным резистором, управляемого
делителя частоты с переменным коэффициентом
деления 1, 2, 4, 8.
Необходимую стабильность при помощи ЦАПЧ и
цифровой отсчет частоты обеспечивает узел А2,
выполненный на основе готовой цифровой шкалы
«Макеевская» [15] и здесь не описывается.
Как вариант для самостоятельного изготовления
можно рекомендовать хорошо
зарекомендовавшую себя разработку А. Денисова [16].
Основную обработку сигнала в режимах приема и
передачи - его преобразование, подавление
зеркальной боковой полосы и фильтрацию
выполняет узел А5 - основная плата ТПП.
В режиме приема сигнал с выхода ПДФ поступает
на смеситель-детектор U3, качестве которого
применена половина быстродействующего сдвоенного
четырехканального коммутатора FST3253 со
средним временем переключения 3-4 nS. Вторая
половина этого коммутатора используется в качестве
смесителя-модулятора U2 при работе на передачу.
Применение в качестве смесителя
четырехканального коммутатора FST3253 позволило упростить
схему, поскольку часть функций фазовращателя
выполняет внутренняя логика управления
коммутатора, на адресные входы которой поступают
сигналы управления со счетчика на 4 (узел U4) .
Переключение рабочей боковой полосы
происходит при подаче со схемы управления сигнала
USB/LSB за счет изменения очередности
поступающих импульсов управления со счетчика на
коммутатор. При этом частота гетеродина должна
быть в четыре раза выше рабочей частоты.
В результате, на выходе смесителя образуется че-
тырехфазная система сигналов, которые, после
предварительной фильтрации однозвенными ФНЧ
Z3...Z6 и предварительного усиления
дифференциальными усилителями A3 и А4, через замкнутые
контакты электронного переключателя SA3.2...
SA3.5 поступают на НЧ фазовращатель U6.
К выходу последнего подключены
дифференциальные усилители А5,А6, компенсирующие
затухание сигналов в фазовращателе. Далее сигналы
полезной боковой полосы, получившие нулевой
фазовый сдвиг, складываются на сумматоре А10,
а зеркальной боковой полосы, получившие
фазовый сдвиг 180 градусов, вычитаются и
подавляются.
К выходу сумматора через замкнутые контакты
электронного переключателя SA3.6 подключен
основной активный полосовой фильтр,
представляющий собой последовательно включенные
нормирующий усилитель А8, ФСС Z7, состоящий
из ФВЧ третьего и ФНЧ шестого порядков и
буферный усилитель с дифференциальным выходом А7.
Отфильтрованный полезный сигнал через
замкнутые контакты электронного переключателя SA3.1
поступает на УНЧ, состоящий из управляемого
напряжением усилителя А6 и оконечного УНЧ А5, к

выходу которого подключен громкоговоритель
ВА1, детектора АРУ U5 и регуляторов усиления и
громкости. ТПП переходит в режим передачи либо
при нажатии на педаль, либо при нажатии на
ключ. В первом случае в схеме управления U7
формируется сигнал +ТХ, который переключает
контакты электронного переключателя SA3 в
противоположное положение , отключает смеситель-
детектор U3 и активизирует смеситель-модулятор
U2. Включен микрофонный тракт. Для повышения
энергетической эффективности передатчика на 8-
9 дБ (6-8 раз по мощности) применяется сжатие
динамического диапазона речевого сигнала при
помощи фазового ограничителя
последовательного действия [6,10], состоящего из усилителя-
ограничителя А12, однозвенного фазовращателя
U9 и подчистного ограничителя U8.
Далее сформированный сигнал через замкнутые
контакты электронного переключателя SA4 и
SA3.6 поступает на основной активный полосовой
фильтр, представляющий собой последовательно
включенные нормирующий усилитель А8, ФСС Z7,
состоящий из ФВЧ третьего и ФНЧ шестого
порядков и буферный усилитель с дифференциальным
выходом А7.
Отфильтрованный от остатков гармоник полезный
сигнал с прямого и инверсного выходов ФСС через
замкнутые контакты электронного переключателя
SA3.2... SA3.2 поступает на объединенные
попарно входы НЧ фазовращателя U6, что
необходимо для правильной фазировки получающихся
на выходе последнего модулирующих
квадратурных сигналов.
Эти сигналы проходят через дифференциальные
усилители А5,А6, компенсирующие затухание
сигналов в фазовращателе, и подаются на
квадратурный смеситель-модулятор U2, на выходе которого
сигналы полезной боковой полосы, получившие
нулевой фазовый сдвиг, а зеркальной боковой
полосы, получившие фазовый сдвиг 180 градусов,
вычитаются и подавляются.
Во втором случае, при нажатии на ключ, в схеме
управления U7 формируется кроме "+ТХ" еще два
сигнала - "+MIC off", отключающий микрофонный
тракт и подключающий генератор телеграфного
сигнала G2 путем переключения контактов
электронного переключателя SA4, и сигнал "+KEY",
непосредственно управляющий ключеванием
этого генератора.
Тональный телеграфный сигнал через нормально-
замкнутые контакты электронного переключателя
SA4 и SA3.6 поступает на основной активный
полосовой фильтр и проходит тот же путь, что и
микрофонный.
Принципиальная схема узла А5 — основного
тракта ТПП приведена на рис. 2.
Как видно, некоторые узлы нам уже известны и
подробно описаны в [ ], там же приведены
некоторые особенности их работы и требования к
деталям. Поэтому здесь их подробно описывать не
будем.
В исходном положении, при не замкнутых на
общий провод контактах Х13,Х15, тракт работает
в режиме приема. Низкий уровень сигнала +TX
поступает на вывод 1 DD2 и разрешает работу
смесителя-детектора, при этом через инвертор
DD1.1 74АС86 высокий уровень поступает на
вывод 15 DD2, запрещая работу
смесителя-модулятора.
При переходе в режим передачи сигнал +TX
высокого уровня (примерно +8,0...8,5 В) поступает
через делитель на резисторах R2R3, согласующий
уровни напряжения, на вывод 1 DD2 и запрещает
работу смесителя-детектора, при этом через
инвертор DD1.1 низкий уровень поступает на вывод
15 DD2, разрешая работу смесителя-модулятора.
Итак, в режиме приема сигнал с выхода ПДФ,
через цепь C4R7 поступает на четырехфазный
(квадратурный) смеситель DD2, выполненный на
нижней половине четырехканального коммутатора
FST3253 (возможно применение СВТ3253 и других
аналогов, выпускаемых разными
производителями с немного видоизмененным названием).
Для увеличения быстродействия коммутатор
питается повышенным напряжением +6 В от
стабилизатора VR1. Резистор R7 улучшает балансировку
и выравнивает сопротивления открытых ключей
(типовое примерно 4 Ома при технологическом
разбросе - 10 %). На вход коммутатора через
резистор R10 подано напряжение смещения с
делителя R1R11, равное +3 В, что обеспечивает работу
смесителя на максимально линейном участке
характеристики. Сигналы управления
(гетеродинные) на коммутатор поступают с синхронного
счетчика-делителя на 4, выполненного на D-триг-
герах микросхемы DD3 74АС74. Они имеют форму
меандра с 90-градусным фазовым сдвигом.
Окончательно их формирует внутренняя схема
управления самого коммутатора так, что четыре
ключа открываются поочередно. Для наглядности
на рис. 2 напротив соответствующих выводов
микросхемы DDI указаны фазы выходного сигнала.
Элементы DDI.2, DD1.3, включенные в цепях
обратной связи синхронного счетчика, управляют
очередностью поступления импульсов управления
на коммутатор и предназначены для выбора
рабочей боковой полосы. В исходном положении -
это верхняя, а при замыкании контакта X3 на
общий провод выделяется нижняя.
К выходу каждого из четырех каналов
квадратурного детектора подключены конденсаторы
нагрузки (С21С28 , С22С29 и т.д.), ограничивающие
полосу пропускания детектора на уровне
примерно 3000 Гц.
Как я уже отмечал в выше упомянутой статье,
динамический диапазон смесителей , выполненных
на основе современных быстродействующих ком-

108

мутаторов (74НС405х, FST3253) ограничен не
смесителем, а предварительным УНЧ сверху за
счет прямого детектирования AM помех в нем, а
снизу его шумами. ДД2 может быть улучшен еще
на 10...20 дБ установкой дополнительных ФНЧ
после смесителя. Эта идея и реализована в ТПП
установкой однозвенных ФНЧ (R30C34, R31C35 и
т.д.) с частотой среза примерно 6 кГц.
В данном схемном решении применение на входе
предварительного УНЧ резистивных фильтров не
привело к сколько-нибудь заметному ухудшению
чувствительности (по крайней мере мне не
удалось это зафиксировать инструментально), но
самым положительным образом сказалось на
улучшении общей или, если угодно, реальной,
избирательности.
С одной стороны, это обеспечивает хорошее
подавление внеполосных помех, с другой — вносит
заметный дополнительный фазовый сдвиг в
полезный сигнал, поэтому соответствующие
резисторы и конденсаторы во всех четырех каналах
должны быть термостабильны и подобраны по
емкости с точностью не хуже 0,2% (здесь и далее
подразумевается точность подбора элементов
четырех каналов между собой, абсолютное значение
может иметь разброс до 5 %).
ОУ DA3, DA4 NE5532, включенные по схеме
дифференциального измерительного усилителя [17,
18], улучшают симметрию сигналов и подавляют
синфазные помехи (продукты детектирования AM,
наводки с частотой сети и пр.) пропорционально
Кус=19 раз.
и С57—С109 [10]. При переходе в режим передачи
высокий уровень (примерно +8...8,5 В) сигнала
+ТХ открывает электронные ключи
переключателя DD5, подключая входы НЧ ФВ к
противофазным выходам ФСС (выводы 7 DA5.1 и DA2.2).
При этом транзистор VT1, инвертирующий сигнал
управления +ТХ в низкий уровень ( примерно
+0...0,5 В), закрывает электронные ключи
переключателя DD4, отключая тем самым
предварительные усилители от НЧ ФВ и, соответственно, от
тракта передачи.
Такой НЧ ФВ, несмотря на повышенное число
элементов, прост по конструкции. Благодаря
взаимной компенсации фазовых и амплитудных
дисбалансов отдельных цепочек в нем можно
использовать элементы с допуском 5% (разумеется,
точность подбора четверок элементов должна
быть не хуже 0,5%) при сохранении высокой
точности фазового сдвига. Для облегчения подбора
элементов был выбран вариант НЧ ФВ на
одинаковых конденсаторах.
Такой вариант, по сравнению с примененным в
[14] имеет несколько большее затухание, что
легко компенсируется увеличением усиления
предварительного каскада.
Само значение емкости может быть и другим -
оптимальные значения лежат в диапазоне 10-33 нФ
- при большей емкости возможна перегрузка
предварительного УНЧ, а при меньшей - цепи НЧ
ФВ получаются высокоомные и увеличивается
опасность помех и наводок.
R66-69
R75-78
R82-86
R91-94
R99-102
R108-111
R115-118
R123-126
ЮнФ
4,7к
6,8к
10к
13к
20к
27к
43к
56к
15нФ
3,3к
4,3к
6,2к
9,1к
13к
20к
ЗОк
39к
22нФ
2,2к
Зк
4,3к
6,2к
9,1к
13к
20к
27к
ЗЗнФ
1,5к
2к
Зк
3,9к
6,2к
9,1к
13к
20к
Такое предварительное усиление оптимально, на "
взгляд автора, для того, чтобы обеспечить
высокую чувствительность и скомпенсировать потери
в НЧ фазовращателе в режиме приема, не
ухудшая при этом допустимый диапазон входных сиг- ,
налов в полосе пропускания. Резисторы в цепях
обратной связи R45,R46,R49—R52 необходимо
подобрать с точностью не хуже 0,5%.
Так как НЧ ФВ используется при работе как на
прием, так и на передачу, для переключения его
входов применена электронные ключи DD4,DD5
HCF4066 (можно заменить на аналогичные из
серии CD4000 или отечественные 1561КТЗ).
Выходы дифференциального предварительного
усилителя через открытые в режиме приема
электронные ключи переключателя DD4 (при этом
сигнал управления +TX имеет низкий уровень и ,
электронные ключи DD5 закрыты) подключены к
четырехфазному восьмизвенному
низкочастотному RC фазовращателю на элементах R69—R126 i
Варианты возможных значений резисторов в
зависимости от выбранной емкости НЧ ФВ
приведены в таблице:
С выхода НЧ ФВ сигналы поступают на ОУ DA7,
DA8, тоже включенные по схеме
дифференциального измерительного усилителя, что
дополнительно улучшают симметрию сигналов и
подавляют синфазные помехи (продукты
детектирования AM, наводки с частотой сети и пр.)
пропорционально Кус=7 раз.
Такое усиление достаточно, на взгляд автора, для
того, чтобы скомпенсировать потери в НЧ ФВ в
режиме передачи. Резисторы в цепях обратной связи
R130—R135 также необходимо подобрать с
точностью не хуже 0,5%.
Так как в режиме передачи выходы этого
дифференциального каскада подключаются к низко-
омной нагрузке - модулятору (при приеме он
отключен), то выходы ОУ DA7, DA8 умощнены
парами комплементарных транзисторов VT8VT9,

VT10VT11 и т.д. (подойдут любые исправные,
например КТ315,361 или КС547,557). Более
оптимальным было бы применение качественных ОУ
средней мощности, но в наших краях они
недоступны и, как показал опыт, примененное
решение работает качественно и надежно.
Далее четырехфазный сигнал поступает на входы
классического сумматора на ОУ DA9.1, где
благодаря полученным фазовым сдвигам сигналы
нижней боковой полосы складываются и усиливаются,
а верхней — вычитаются и подавляются.
Сигнал с выхода сумматора через пассивный
полосовой фильтр R160C127R161C128 поступает на
первый ключ (выводы 1-2) электронного
переключателя DD6 HCF4066 (можно заменить на
аналогичные из серии CD4000 или отечественные
1561КТЗ), которым управляет второй ключ
(выводы 8-9), включенный инвертором
управляющего сигнала +ТХ.
В режиме приема сигнал +ТХ имеет низкий
уровень, поэтому первый ключ открыт и полезный
сигнал беспрепятственно поступает на вход
нормирующего усилителя DA6.2. У этого каскада
главная задача - обеспечить оптимальные уровни
сигнала как в приемном , так и передающем
трактах ТПП.
В режиме приема его Kyc=R122/(R161 + R160) =
1,3 выбран небольшим, что нужно для
обеспечения максимального диапазона допустимых
уровней сигнала в полосе пропускания. Конденсатор
С105 ограничивает полосу пропускания этого
каскада на уровне примерно 3 кГц.
При переходе в режим передачи высокий уровень
( примерно +8...8,5 В) сигнала +ТХ закрывает
первый ключ и открывает третий электронный ключ
(выводы 3-4) переключателя DD6, тем самым
отключая от нормирующего усилителя выход
сумматора и подключая к нему параллельно
соединенные выходы микрофонного и
телеграфного тракта.
Если активен микрофонный тракт (это
определяется управляющими сигналами MICoff и +KEY,
(но об этом ниже, при описании соответствующих
узлов), усиление нормирующего усилителя Кус=
R122/R140, а для телеграфного тракта Кус=
R122/R129.
Это и позволяет при настройке установить под-
строечными резисторами R129, R140 оптимальные
уровни модулирующего сигнала раздельно для
микрофонного и телеграфного трактов.
Далее, в режиме приема, сигнал поступает
активный основной фильтр частоты сигнала (ФСС),
выполненный на трех последовательно включенных
звеньях 3-го порядка - одном ФВЧ с частотой
среза 350 Гц на ОУ DA5.2 и двух ФНЧ с частотой
среза 2900 Гц - на ОУ DA6.1 и DA5.1.
Для улучшения развязки и снижения помех по
цепи питания каскады дифференциальных
усилителей DA3, DA4, DA7, DA8 и остальной
малосигнальной части тракта (сумматора, ФСС, МУО и пр.)
питаются от отдельных интегральных
стабилизаторов VR2,VR3. Делители напряжения питания
R72R73, R86R119, R96R153 создает напряжение
смещения для ОУ соответствующих узлов при од-
нополярном питании.
Отфильтрованный сигнал с выхода ФСС поступает
через разделительную цепь R53C48 (однозвенный
ФВЧ с частотой среза примерно 300 Гц) на вход
регулируемого усилительного каскад на ОУ DA2.1.
Его усиление определяется отношением общего
сопротивления параллельно включенных в цепи
ООС резистора R29 и сопротивления канала
полевого транзистора VT3 КП307Г (здесь подойдут
любые транзисторы из серий КП302, КПЗОЗ,
КП307, имеющие напряжение отсечки не более
3,5 В при максимально большом начальном токе
стока) к сопротивлению резистора R53.
При изменении напряжения смещения на затворе
VT3 от 0 до +4,5 В Кус изменяется от 40 до 0,002,
т. е. от +32 до - 54 дБ, что обеспечивает
эффективную автоматическую (АРУ) и ручную (РРУ)
регулировку общего усиления приемника. На рис.3
приведен график зависимости напряжения на
выходе УНЧ от напряжения на входе ДПФ авторского
экземпляра ТПП, иллюстрирующий работу АРУ.
Цепь R27R34C33 подает на затвор транзистора
VT3 половину напряжения сигнала, что улучшает
линейность регулировочной характеристики [17],
в результате чего даже при входном сигнале 2
Вэфф (максимально возможный сигнал на выходе
основного полосового фильтра) уровень
нелинейных искажений не превышает 0,1%.
Параллельно выводам сток, истока транзистора
VT3 подключен электронный ключ VT2 на
транзисторе КП307Г (возможные замены такие же, как
для VT3). При переходе в режим передачи сигнал
+ТХ высокого уровня (примерно +8,0...8,5 В)
поступает через делитель на резисторах R28R37,
снижающий уровень напряжения на затворе VT2
до +4,3...4,5 В, что приводит к его полному
открыванию. Малое сопротивление канала (примерно
50-80 Ом) открытого транзистора VT2 сильно
шунтирует резистор R29 цепи ООС, что приводит
к снижению Кус УНЧ примерно в 16-20 тыс.
Небольшой остаточный коэффициент передачи
УНЧ ( Кус=0,1-0,15 раз) практически не мешает
при работе микрофоном и позволяет получить
негромкий, но отчетливый сигнал самоконтроля при
работе телеграфом. Цепь D6R38C38 обеспечивает
быстрое (доли мСек) открывание ключа VT2 при
переходе на передачу и его медленное (примерно
50 мСек, определяется постоянной времени
R38C38) закрывание при переходе на прием, что
исключает появление громких щелчков в
телефонах при коммутации режимов работы.

Сигнал с выхода ОУ DA2.1 поступает через одно-
звенный ФНЧ R23C16 на вход оконечного УНЧ DA1
LM386N с Кус=80 и далее, с выхода DA1 на выход
платы к регулятору громкости и через цепочку
R16R17C14 поступает на детектор АРУ,
выполненный на диодах VD1—VD5 КД522 (можно применять
любые кремниевые КД510,КД521,1Ы4148 и т.п.) и
имеющий две цепи управления — инерционную с
конденсатором С26 и быстродействующую с
конденсатором С19, позволяющую улучшить работу
АРУ в условиях импульсных помех.
Общая точка соединения элементов детектора АРУ
подключена к делителю R19R20R36,0R2,
создающему начальное напряжение смещения полевого
транзистора. Подстроечным резистором R19 его
устанавливают оптимальным для конкретного
экземпляра транзистора и при необходимости
корректируют общее усиление приемника.
Резистором 0R2 (он вне узла А5) оперативно
регулируют общее усиление при прослушивании
эфира. Фактически эта регулировка эквивалентна
изменению усиления по ВЧ или ПЧ в
супергетеродинах.
Микрофонный усилитель с фазовым
ограничителем последовательного типа (МУО) выполнен на
ОУ DA10 NE5532, рассчитанный на применение
электретного микрофона. Питание +9 В подается
через цепочку R165, С133, R166. Резистор R165
определяет ток (в данном случае примерно 0,75
мА, что подходит для многих типов компьютерных
гарнитур и при необходимости может быть
скорректирован), и соответственно, режим работы
микрофона.
Конденсаторы С74, С129 служат для защиты от ВЧ
помех. Сигнал с микрофона поступает на вход
усилителя-ограничителя (выв.З DA10.1 через
пассивный ФВЧ C134,R163,R156 с частотой среза
примерно 5,5 кГц, обеспечивающий подъем ВЧ
составляющих спектра порядка 6 дБ/октаву , что
заметно улучшает качество и разборчивость
сформированного сигнала.
Применение такой пассивной корректирующей
цепи приводит к ослаблению сигнала микрофона(
примерно на 14 дБ на частоте 1 кГц), но с учетом
того, что электретные микрофоны выдают на
выходе сигнал высокого уровня (в среднем -5-15 мВ
и до 50-70 мВ амплитуды в режиме громкого "А"),
позволяет существенно упростить схему без
потери качества сигнала.
Кус усилителя-ограничителя DA10.1 определяется
соотношением резисторов R152, R162 и в данном
случае равен примерно 1000, что с учетом
ослабления корректирующей цепью в 5 раз (примерно
на 14 дБ на частоте 1 кГц, для которой ведем
расчет) дает общий Кус =200.
Порог ограничения диодов D19,20 (можно
применять любые кремниевые КД522,КД521,1Ы4148 и
т.п.) примерно 600 мВ, следовательно начало
ограничения для сигнала микрофона примерно 3
мВ. Если при испытаниях с конкретным
микрофоном Вам покажется, что такое усиление
чрезмерно, это можно легко скорректировать
пропорциональным увеличением резистора R162.
Я же после испытаний этого МУО, пришел к
выводу, что такое усиление оптимально, т.к.
позволит работать со многими типами микрофонов без
дополнительной подстройки. При желании можно
ввести оперативную регулировку уровня клипиро-
вания в диапазоне 0-30 дБ, для чего
последовательно с R162 нужно поставить переменный
резистор 1-2,2 кОм, желательно с
логарифмической характеристикой, который можно вывести на
переднюю панель.
Схема входных цепей МУО позволяет при
необходимости легко производить довольно большую и
гибкую коррекцию АЧХ и варьировать
предыскажения, что может потребоваться при оптимизации
качества формируемого звука в зависимости от
характеристик конкретного микрофона и тембра
голоса оператора. Например, при низком, глухом
тембре голоса можно выбрать R162=6,8oMa и
С132=22мкФ, что обеспечит примерно с частоты
1000Гц дополнительный подъем звуковых частот.
А если при этом поставить конденсатор С129=47
нФ, который совместно с R163 = l кОм образует
ФНЧ с частотой среза примерно 3 кГц.
Результирующая АЧХ входной цепи получит заметно
выраженную резонансную форму с пиком на частотах
примерно 2,5-2,7 кГц, что положительно скажется
на разборчивости сигнала.
Ограниченный практически до прямоугольного
сигнал поступает на однозвенный фазовращатель,
выполненный на ОУ DA10.2. Собственная частота
фазосдвигающей цепи R145,C115 выбрана
примерно 400 Гц - как показал эксперимент, это
обеспечивает несколько лучшие результаты, чем
рекомендуемые обычно 500-600 Гц. при этом
фазовым способом эффективно подавляются
гармоники ограниченных сигналов в диапазоне частот
от 500 до 1000 Гц, а выше 1000 Гц не менее
эффективно подавляет гармоники основной ФСС.
Для правильной работы фазовращателя
резисторы R142, R144 должны иметь одинаковые
значения (желательно не хуже +-1%), само
значение некритично и может быть в диапазоне
3,3-100 кОм.
При прохождении через фазовращатель
ограниченного НЧ сигнала гармоники получают фазовый
сдвиг около 70-100 град, относительно основной
частоты. Форма прямоугольного сигнала при этом
сильно искажается и гармоники, ранее
формировавшие крутые фронты, теперь образуют выбросы
около вершин синусоидального напряжения
основной частоты.
Эти выбросы срезаются вторым ограничителем,
выполненным на диодах D17,D18. [6,10].

Здесь хочу обратить внимание коллег на очень
важный момент, на котором и сам споткнулся на
первых испытаниях - эффективность или, если
угодно, качество работы такого МУО, состоящего
из двух (иногда и более) последовательных
ограничителей, очень сильно зависит от степени
(жесткости) ограничения первого и сопряжения
уровней ограничения первого и второго
ограничителя. Причем, чем сильнее ограничиваем сигнал,
тем больше проявляется эффект фазового
подавления гармоник.
Это хорошо подтверждается результатами
экспериментов, приведенных на рис. 4 - при
ограничении до 30-40 дБ уровень нелинейных искажений
на частотах 500-900 Гц практически один и тот же
и не превышает 8,5%.
Лучшие результаты получаются , если уровень
второго ограничителя равен 0,5-0,7 уровня
первого, поэтому я применил во втором диоды КД514.
Вполне допустима замена на КД522, 1N4148-
измерения показали, что нелинейные искажения
немного поднялись - примерно до 11-12%, но
сигнал звучит вполне прилично.
Электронный ключи на транзисторе VT16 КП307Г
(возможные замены такие же, как для VT2, VT3),
шунтирующий цепь ООС ОУ DA10.2 и четвертый
элемент (выводы 10-11) коммутатора DD6,
замыкающий на общий провод выход МУО, служат для
отключения микрофонного тракта в режимах
работы на прием или телеграфом, для чего
применяется сигнал управления высокого уровня
(напряжение примерно +8,0...8,5 В) +MICoff.
Такое двухступенчатое, или двухключевое,
управление обеспечивает надежное отключение
микрофона и полностью исключает появление помех от
него в режимах приема и работы телеграфом.
Генератор телеграфного сигнала выполнен на ОУ
DA9.2 по схеме с мостом Вина R98R107C87C95 в
цепи положительной ОС. Частота генерации
определяется по формуле f=0,159/R98C87, в данном
случае примерно равна 1000 Гц и при
необходимости может быть изменена.
При указанном значении частоты основной ФСС
эффективно подавляет гармоники, в результате
на выходе ТПП получается кристально чистый
тональный сигнал. Жесткая стабилизация
амплитуды генерируемых колебаний осуществляется с
помощью встречно-параллельно включенных
диодов D14,D15 (можно применять любые
кремниевые КД522, КД521, 1N4148 и т.п.) на уровне
примерно 0,25 Вэфф.
Далее, сигнал генератора через однозвенный
ФНЧ, понижающий уровень гармоник, поступает
на электронный ключ VT7 КП307Г (возможные
замены такие же, как для VT2, VT3), который
непосредственно осуществляет манипуляцию
телеграфного сигнала при поступлении в цепь
затвора управляющего сигнала высокого уровня
(примерно +8,0...8,8 В) +KEY. Этот сигнал
поступает через делитель на резисторах R114R121,
снижающий уровень напряжения до +4,3...4,5 В
на затворе VT7.
Цепь D16R120R128C110 предназначена для
формирования из прямоугольного сигнала +KEY
трапецеидального сигнала управления в цепи
затвора с длительностью фронта примерно 15
мСек и спада примерно 20 мСек. Такие значения
оптимальны, на взгляд автора, для средних
скоростей передачи 90-120 знаков в минуту. Если Вы
любите работать с большей скоростью, емкость
С110 целесообразно выбрать равной 47 нФ. При
этом длительность фронта и спада
сформированной телеграфной посылки составят примерно 7 и
10 мСек, что соответствует традиционно
рекомендуемым значениям в отечественной литературе.
Благодаря квадратичной ВАХ полевого
транзистора форма огибающей сформированных
импульсов становится близкой к оптимальной,
колокообразной, что обеспечивает узкий спектр
излучения телеграфной передачи, разумеется при
условии, что каскады УМ имеют достаточно
линейную амплитудную характеристику.
В неактивном режиме (управляющие сигналы
+MICoff или +ТХ низкого уровня) работа
задающего генератора блокируется током,
протекающим через цепочку D8D9R61 D15.
Малое дифференциальное сопротивление диода
D15, открытого протекающим током, шунтирует
резистор R106 цепи ООС, что исключает
возможность генерации. Постоянное напряжение с
выхода генератора (выв.1 DA9.2) примерно +5 В
поступает на исток VT7, а на затворе у него
низкий уровень сигнала +KEY поэтому он закрыт.
Такое двухступенчатое управление обеспечивает
надежное отключение телеграфного генератора и
полностью исключает появление помех от него в
режимах приема и работы микрофоном.
Перевод трансивера в режим передачи
микрофоном или телеграфом производится специальной
схемой управления, выполненной на четырех
двухвходовых триггерах Шмидта микросхемы DD7
HCF4093 (можно применить К1561ТЛ1),
формирующей необходимые сигналы управления. В
исходном состоянии, режим прием - пока не нажаты
ключ или педаль , на выводах 3,10 DD7 (сигналы
+KEY. +ТХ) низкое напряжение (примерно +0,3...
0,8 В), а на выводе 11 DD7 (сигнал +MICoff)
высокое напряжение (примерно +8,0...8,8 В).
При нажатии на педаль или каким-либо другим
способом замыкании вывода Х15 основной платы
на общий провод на выводе 10,12 DD7
одновременно формируются высокий уровень сигнала
управления +ТХ, переключающий трансивер в
режим передачи, и низкий уровень сигнала
управления +MICoff, разрешающий работу
микрофонного тракта и блокирующий телеграфный
генератор.

Если при нажатой педали будет нажат ключ
(вывод Х13 основной платы замкнут на общий
провод), высокий уровень сигнала управления
+ТХ, переключающий трансивер в режим
передачи, сохранится, а на выводе 11 DD7 (сигнал
ч-MICoff) появится высокий уровень напряжение,
разрешающий работу телеграфного генератора и
блокирующий микрофонный тракт.
Одновременно на выводе 3 DD7 формируются
высокий уровень сигнала управления +KEY,
формирующий телеграфную посылку.Если работать
ключом, не нажимая педаль, появляется
возможность прослушивать эфир в паузах между
телеграфными посылками (так называемый режим
"полного полудуплекса"- QSK).
При первом нажатии на ключ напряжение
высокого уровня на выводе 3 DD7, формирующее
высокий уровень сигнала управления +KEY, быстро
(доли мСек) заряжает через резистор R48
конденсатор С46.
Высокий уровень напряжения на этом
конденсаторе приводит к появлению на выводе 4 DD7
напряжения низкого уровня, которое инициирует
формирование логическими элементами DD7.3,
DD7.4 высокого уровня сигнала управления +TX
и +MICoff.
Время удержания трансивера в режиме передачи
после отпускания ключа примерно 0,1 сек и
определяется постоянной времени цепи R44C46.
Если цепи коммутации внешних устройств
(например лампового УМ с релейной коммутацией) не
выдерживают такой "скорострельности", время
удержания можно увеличить, пропорционально
увеличивая значение резистора R44, например,
если выбрать 1 МОм, то время удержания составит
примерно 1 сек.
На транзисторах VT4,VT5,VT6 выполнен ключевой
усилитель-формирователь сигналов управления
+ 13,8RX и +13,8ТХ для переключения внешних
узлов (ПДФ, УМ, ФНЧ, аттенюатора и пр.).
Мощность транзисторов VT5,VT6 определяет
допустимую нагрузку. При указанных КТ814
(возможна замена на КТ816 с В>50) допустима
нагрузка до 0,5 А. Если ток нагрузки не
превышает 0,25 А, то с успехом можно поставить КТ208,
КТ209, КТ502 с любым буквенным индексом.
Требования к деталям, возможным заменам и их
подбору, если это необходимо, изложены в тексте
описания соответствующих узлов как
рассматриваемого здесь основного тракта трансивера, так и
в тексте описания приемника [14], с которым
настоятельно рекомендуем ознакомиться.
Большинство деталей ТПП расположены на
печатной плате (рис.5) из двустороннего фольгирован-
ного стеклотекстолита. Верхняя сторона служит
общим проводом и экраном. Отверстия вокруг
выводов деталей, не соединенных с общим
проводом, следует раззенковать сверлом диаметром
2,5-3,5 мм. Выводы деталей, соединенных с
общим проводом, отмечены крестиком. Общий
провод силовой части УНЧ (выв.4 DA1)
соединяется с верхней стороной общего провода только
в одной точке - контакты Х10,Х22, которые
пропаиваются с двух сторон. Сюда же подводится
общий провод от блока питания.
В виду высокой плотности расположения деталей,
монтаж рекомендуется делать в следующей
последовательности: сначала на плате устанавливаются
все прополочные перемычки, выполненные из
тонкого монтажного изолированного провода;
затем монтируются пассивные и активные
элементы, имеющие выводы, припаиваемые к общему
проводу и только потом остальные компоненты.
Перед подачей на плату напряжения питания, еще
раз внимательно проверьте монтаж. Если все
сделано без ошибок и из исправных деталей,
основная плата запускается сразу.
После подачи напряжения питания ток
потребления в режиме приема (без сигнала ГПД, ключ и
педаль в разомкнутом положении) должен быть
близок к 100 мА, из динамика должен быть
слышен негромкий и равномерный шум.
Полезно проверить режимы работы каскадов по
постоянному току - на выходе всех ОУ должно
быть напряжение близкое к +4,5 В, на выводах
логических элементов и ключей должны быть
уровни управляющих напряжений,
соответствующие описанию логики работы этих узлов.
Первый этап в налаживании— установка порога
АРУ приемного тракта. Для этого движок
резистора 0R1 Громкость устанавливают в верхнее по
схеме положением движки резистора 0R2.
Усиление и подстроечного резистора R19 (см. рис.
2) устанавливают в левое по схеме положение. На
вход приемника подключите резистор 50 Ом.
Подключите ГПД. К выходу (выводы X9, X10 )
приемника подключают динамик или телефоны, при
желании можно подключить осциллограф или аво-
метр в режиме измерения переменного
напряжения.
Перемещением движка подстроечного резистора
R19 найдите положение , при котором шум начнет
уменьшаться, и от этого положения переместите
движок немного в обратном направлении. Это и
будет оптимальная настройка порога АРУ.
Настройку передающего тракта можно сделать в
два этапа. Сначала, подключив осциллограф или
мультиметр в режиме измерения переменного
напряжения к минусовому выводу одного из
электролитов (С117,С120,С12б или С131), замыкаем
контакты ключа и переводим ТПП в режим
передачи телеграфного сигнала. Подстроечным рези-

стором R129 выставляем уровень модулирующего
сигнала примерно 1,7 Вэфф (амплитуда 2,3 В),
При этом в динамике должен быть отчетливо
должен прослушиваться сигнал самоконтроля.
Подключаем микрофон и нажимаем педаль. В режиме
громкого "А" вращением подстроечного резистора
R140 устанавливаем уровень модулирующего
сигнала около 1,1 Вэфф (амплитуда около 2,2 В).
Предварительная настройка передающего тракта
закончена. Окончательно выставлять уровни
модуляции следует, прослушивая свой сигнал на
контрольном приемнике.
Здесь уместно напомнить, что в отличие от транс-
иверов с традиционным фильтровым способом
формирования однополосного сигнала, в которых
после модулятора стоит узкополосных фильтр,
эффективно подавляющий все внеполосные
излучения, в том числе и паразитные продукты
преобразования, возникающие из-за перегрузки
модулятора, в ТПП перегрузка модулятора
приводит к недопустимому расширению спектра
излучения передатчика, причем в пределе (при
очень больших перегрузках) ограниченного
только диапазонным полосовым фильтром.
Иными словами, неправильно выбранный уровень
модулирующего сигнала может доставить немало
неприятностей соседям по диапазону. Поэтому для
окончательной установки уровней модулирующих
сигналов рекомендуется следующий метод.
Установите в контрольном приемнике максимально
узкую полосу приема и настройте его немного
выше (ниже) от частоты работы ТПП. Увеличиваем
уровень модуляции перемещением движка
подстроечного резистора R129 (R140) и находим
положение, при котором начнут появляться
признаки "сплеттеров", и от этого положения
переместите движок немного в обратном
направлении. Это и будет оптимальная настройка. В начале
статьи приведена схема распределения
коэффициентов передачи, диаграмма покаскадных
уровней сигналов приемного и передающего трактов,
которая поможет лучше понять принцип работы
ТПП и при необходимости тщательнее его
настроить.
По результатам работы в эфире в трансивер были
внесены небольшие изменения:
- если есть возможность, вместо пар
конденсаторов (керамики С21+ пленочных С28) лучше
поставить импортные МКТ,МКР величиной 0,1 мкФ в
каждый канал, естественно подобранные с
точностью не хуже 0,2%( как показал эксперимент
точность этой четверки напрямую определяет
качество подавления боковой, т.к если их убрать
(уменьшить до 3,3-4,7 нФ), подавление на НЧ
диапазонах возрастает до 60-63 дБ!!!, но они к
сожалению нужны, иначе падает устойчивость к AM
помехам), что позволило немного улучшить
подавление зеркальной боковой на 7 МГ и 14 МГ;
- также немного были оптимизированы цепи АРУ
(это уже отражено в схеме ТПП (рис.2) версии
11.0), теперь нет ни каких хлопков при резких и
громких сигналах, работает мягко и незаметно, и
при этом хорошо, практически полностью давит
импульсные помехи;
- изменения печатной платы минимальные, если
плата (Для чертежа печатки, выложенном на
стр.23 и 78 форума по современному ТПП) уже
готова - замкнуть перемычкой R167 и перенести
подключение верхней ножки конденсатора С19,
подкорректировав дорожки резаком. Я поступил
проще - жалко было резать дорожки - припаял
указанный кондер со стороны печатных
проводников.
Если плата еще не готовилась, то при
изготовлении лучше воспользоваться уже исправленным
чертежом (это уже отражено в чертеже печатной
платы рис.5 версии 8.0). В этом варианте я также
немного изменил разводку земли в районе LM386.
Поэтому "земляной" вывод С16 надо пропаять с
двух сторон.
Литература
1. Поляков В. Приемник прямого преобразования на 28
МГц. - Радио, 1973, №7, с.20.
2. Поляков В. SSB приемник прямого преобразования.
- Радио, 1974, №10, с.20.
3 Поляков B.T. Однополосный модулятор-демодулятор.
- Радиотехника, т.29, 1974, №10.
4. Поляков В. Смеситель приемника прямого
преобразования. - Радио, 1976, №12, с.18.
5. Поляков В. Приемник прямого преобразования. —
Радио, 1977, №11, с.24.
6. Поляков В.Фазовые ограничители речевых сигналов.
- Радио, 1980, №3, с.22
7. Поляков В., Степанов Б. Смеситель гетеродинного
приемника. — Радио, 1983, №4, с.19-20
8. Поляков В. Приемники прямого преобразования. - М.:
ДОСААФ,1981
9. Поляков В. Трансиверы прямого преобразования. -
М.: ДОСААФ, 1984
10. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого
преобразования. - М.: Патриот, 1990.
11. Пьяных Ю. Трансивер прямого преобразования. —
Радио, 1979, №7, с. 14
12. Лутс Э. Трансивер прямого преобразования на 28
МГц. - Радио, 1988, №1, с.16
13. Поляков В. Трансивер прямого преобразования на
160 м. - Радио, 1982, №10, с.49-50, №11,с.50-5314.
Беленецкий С. Однополосный гетеродинный приемник
с большим динамическим диапазоном. — Радио, 2005 г.
№10, с.61-64, №11, с.68-71.
15. Абрамов В. (UX5PS), Тележников С. (RV3YF).
Коротковолновый трансивер "Дружба-М".
http://www.cqham.ru/druzba-m.htm.
16. Денисов А. Цифровая шкала-частотомер с ЖК
индикатором и автоподстройкой частоты.
http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm.
17. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая
схемотехника. - М.: Мир, 1982.
18. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т. 1. -
М.: Мир, 1983.

ДЕТЕКТОРЫ CW/SSB ДЛЯ
ИШИМА -003
Нашел в своих архивах свои давние записи по
модернизации Ишима -003 и установке в нем
смесительного детектора двух типов. Думаю, что здесь
может оказаться актуальным и сейчас.
На мой взгляд, это неплохой радиовещательный
приемник - можно сказать раритет, и не стоит его
ломать, а для приема любительских станций
можно просто дополнить однополосным
детектором смесительного типа, подключаемый в режиме
"Узкая полоса" (УП).
Для старого приемника - чистка контактных групп
барабана - обязательно, лучше всего с полной
разборкой барабана (придется отпаять (мне
пришлось перерезать, дабы не разбирать шасси
полностью) все соединяющие провода - не забудьте
их промаркировать. Чистил мягким ластиком с
последующей протиркой спиртом или хорошей
водкой.
В результате приемник полностью преобразился -
хорошая стабильность ГПД, чувствительность
бешенная - пришлось срочно выкидывать
вспомогательный каскад УПЧ, который ранее сгоряча
поставил (Hi! - начитавшись советов в ИНЕТе) для
увеличения чувствительности.
Для того, чтобы не испортить работу штатной АРУ
наводками от опорного гетеродина, нужно
выбрать схему активного детектора. Возможных
вариантов схем много, очень просты детекторы на
двухзатворных полевиках, например на дешевом
и доступном КП327 (импортные аналоги BF961,
BF980 и т.п.)
Применяется упрощенное подключение - двумя
экранированными проводами к аноду и катоду ДЗ.
При включении питания плюсовым напряжением
со стока КП327 закрывается штатный детектор AM
- ДЗ, и можно спокойно принимать любительские
станции, штатная АРУ продолжает работать. При
выключении питания автоматически отключается
смесительный детектор и приемник работает в
обычном режиме приема AM.
Керамический резонатор на 465 кГц - дешевый
китайский (оранжевого цвета) - легко тягается по
частоте подстройкой С1 - это единственная
настройка, которую надо будет сделать - настроить
частоту опорного генератора на верхний склон
АЧХ в узкополосном режиме (если хотим
принимать нижнюю) и наоборот, на нижний склон АЧХ
в узкополосном режиме (если хотим принимать
верхнюю боковую полосу).
При желании, для оперативного переключения
полос можно поставить и релейный
переключатель, управляемый свободной группой
переключающих контактов какого-нибудь штатного
переключателя, имеющегося на передней панели,
например «СП»
Делителем R5, R6 (их можно заменить одним под-
строечным сопротивлением 4,7-10 кОм,
подключив движок к первому затвору) подбирается
оптимальный уровень сигнала, так, чтобы уровень
громкости в SSB примерно совпадал с уровнем в
обычном режиме работы (AM, ЧМ)
У меня же работает детектор в ЛЛИШИМ - 003" с
фазовым подавлением зеркальной боковой полосы,
для чего применяется квадратурный смеситель с
шестизвенным полифайзером.
При его разработке задача ставилась добиться, не
ухудшая качества его работы в штатных режимах
и не испортив внешнего вида дополнительными
органами регулировки, качественного приема
любительских станций.
Поэтому для включения режима SSB/CW (т.е.
смесительного детектора) применяется комбинация
(одновременное нажатие) кнопок «УП» и «СП».
Для переключения боковой - свободная группа
контактов кнопки АПЧ. Для удобства работы
введена РРУ, в качестве органа регулировки которой
используется штатный резистор. Настройка ЧМ

реализуется при помощи простейшей схемы на
ЭП. Такое включение позволяет получить
оперативную регулировку усиления тракта ПЧ (как в
режиме SSB/CW, так и штатном AM.
Следует отметить, что при этом режим работы и
работоспособность штатной АРУ сохраняется, не
нарушая работу той же настройки ЧМ в штатном
режиме - т.к. уровни сигнала на его детектора
достигают десятков - сотен мВ, основной упор
сделан на получении максимальной линейности и
динамического диапазона.
"Вход" подключается без разделительного
конденсатора прямо к катушке связи, которая 2 концом
на общем проводе, что обеспечивает
автоматическую установку режимов работы.
ЛЛВыход" подключается на вход УНЧ. Резисторы в
цепях фазовращателя (полифайзера) я подобрал,
а конденсаторы поставил без подборки, но из
одной партии. Они обязательно должны быть
термостабильны и с допуском не хуже 5 %
(например, типа МБМ, К73, К-76 и т.п.). Детектор собран
на печатке, верхний слой используется как экран,
и закреплен на задней стенке приемника, за
переключателем диапазонов. Дополнительной экра-
I нировки не понадобилось.
I
При отсутствии ошибок в монтаже настройка
сводится к установке частоты опорника (его частота
должна быть в 4 раза выше ПЧ, т.е. примерно
I860 кГц) на середину полосы пропускания
приемника. Подавление ненужной боковой сразу, без
■ кропотливой настройки, - не хуже 48-50 дБ.
I
На следующей странице приводиться немного
обновленную схему однополосного детектора,
которую я бы рекомендовал для повторения.
Как видно, по сравнению с исходной изменений
немного - применен шестизвенный
фазовращатель с оптимизированными значениями элементов
I (такой же, как в моем ППП).
Теперь нагружен на простой повторитель напря-
1 жения на ОУ, увеличены емкости нагрузки
квадратурного смесителя и вместо обычного применен
1 счетчик Джонсона (я оставил микросхемы 561,
564 серии как дешевые и доступные - они
прекрасно справятся на 465-500 кГц, но если
захочется применить 74НС74, то схему счетчика нужно
переделать как у ППП, т.к. цоколевка этих
триггеров отличается).

117

ПРИЁМ ЛЮБИТЕЛЬСКИХ
СТАНЦИЙ НА "КАЗАХСТАН"
Приемник Казахстан хорошо принимает AM, но в
однополосном режиме проявляются все
недостатки диодного детектирования с
подмешиванием опорного сигнала, как и в Р-311 - "основные
принципиальные недостатки этого морально и
физически устаревшего способа детектирования SSB
сигнала, отмеченные нашими коллегами еще
полвека назад, в эпоху массового внедрения
однополосной связи - диодный детектор выделяет в
основном наиболее сильные сигналы несущей,
поэтому прием сигналов SSB резко ухудшается, если
помеха превышает сигнал от телеграфного
гетеродина. А в случае, когда уровень однополосного
сигнала превышает напряжение подводимой
несущей, прием становится просто невозможным из-
за больших нелинейных искажений.
уровнем продетектированнои несущей, т.е. не
функционирует. Самый простой способ повысить
качество детектирования состоит в применении
пассивного ключевого на основе полевого
транзистора, управляемого по затвору сигналом ГПД.
Несколько таких вариантов было опубликовано в
рис.1 Детектор CW/SSB для Казахстана-2 US5MSQ
рис.2 Подключение фиксированного смещения на сетку смесителя
Иными словами удовлетворительный прием SSB
возможен только в довольно узком диапазоне
амплитуд входного сигнала. В результате
оптимальный уровень входного сигнала необходимо
постоянно подстраивать регулировкой РРУ
(которой в "Казахстане" не предусмотрено!) под
очередного корреспондента и/или в зависимости от
уровня помех по "соседнему каналу". При этом
индикатор уровня полностью блокирован большим
Интернете. К сожалению, их нельзя признать
удачными, т.к. они или сложны в реализации, или
сделаны без учета особенностей работы, зачастую
в ущерб остальным функциям, "Казахстана" и
потому не обеспечивают комфортного приема.
Для примера рассмотрим одну из последних,
выложенных на сайте, - доработку Дмитрия (RU9CA)
http://www.cqham.ru/forum/showthread...F5%Fl%F2%E
0%ED.

Дмитрий сразу исключил режим AM, что на мои
взгляд для "Казахстана" совершенно не
приемлемо, т.к. это у него основной режим, и
подключил ключевой детектор на полевике вместо диода
(детектора AM) непосредственно ко всему
контуру. Но при работе АРУ амплитуда сигнала там,
достигает 30 В!, что приводит к сильнейшей
перегрузке детектора и чудовищным искажениям
сигнала. Чтобы этого избежать, Дмитрий ввел в УВЧ
и УПЧ РРУ по экранным сеткам, дескать это
удобно, даже регулятор громкости не нужен. Но
ведь при этом выпадают из пользования два таких
уже привычных сервиса, как уже имеющаяся
очень эффективная АРУ и, соответственно, не
работает индикатор силы сигнала.
Предлагаемый ниже вариант (см. рис.1)
обеспечивает достаточно комфортных прием любительских
станций и требует минимального вмешательства в
схему, при этом работает и АРУ и S-метр,
разумеется при полном сохранении основных функций
Казахстана. В качестве опорника применен
самодельный, сделанный по схеме этого узла от Казах-
стана-2. Но может быть любой, обеспечивающий
напряжение сигнала не менее напряжения
отсечки полевика , достаточно 2-3 Вэфф.
Нумерация деталей "Казахстана" соответствует
его схеме, а вновь введенных - стандартная.
Смесительный детектор монтируется на небольшой
макетной платке и крепится к плате 3 блока со
стороны печатного монтажа на трех коротких
жестких выводах. Дабы исключить наводки на
УПЧ сигнал опорника подводится обязательно
экранированным кабелем. Резистором R5 убирается
излишек усиления в режиме AM, иначе даже при
минимальном положении регулятора громкости
мой динамик работает слишком громко.
При приеме на верхних диапазонах (особенно на
14 МГц) сильных сигналов (59+) наблюдается
заметная, паразитная ЧМ ГПД, существенно
искажающая сигнал. Многие винят в этом лампу 6И1П,
дескать это из-за сильных внутренних
межэлектродных связей.
А ведь в других приемниках 6И1П в подобном
включении нормально работает вплоть до 30 МГц.
Только не надо заводить на нее АРУ, достаточно
подать на сетку фиксированное смещение -0,7..-1
В, как показано на рис.2. Для подключения этой
цепи без снятия платы УВЧ верхний (по схеме,
тот, который на плате ближе к 6К4П) вывод R2-5
прогревается паяльников и просто поднимается
над платой и к нему навесным монтажом
припаиваются R8 и С5 (обычный блокировочный
керамический). Получается достаточно компактно и
жестко. На фото показан монтаж платы детектора
и подключение проводника с фиксированным
смещением.

Р-311- СПОРТИВНЫЙ
ПРИЕМНИК
Р-311 был в свое время один из самых массово
выпускаемых военно-полевых приемников и
теперь, после спустя десятилетия, является очень
распространенным в радиолюбительской среде.
Ему присущи, кроме очевидных достоинств -
добротная механика, экономичность, высокая
стабильность частоты, практическая мгновенная
готовность к приему, высокая чувствительность и
весьма существенные недостатки - высокий
уровень собственных шумов (0,5 Вэфф), отсутствие
АРУ, изначально "заточенный" разработчиком по
прием телеграфа (кстати, прием которого вполне
приличен и без всяких доработок) Р-311 имеет
плохой прием AM, и отвратительный - SSB.
Желание устранить (или хотя бы уменьшить) эти
недостатки и явились причиной многочисленных
вариантов доработок, но к сожалению ни одна из
них (а мной были опробованы практически все
известные мне и заслуживающие, на мой взгляд,
внимания) ни по отдельности, ни совместно не
обеспечивают достаточно комфортное
прослушивание. В результате, Р-311 становятся все менее
и менее востребованы, и в последние годы, к
сожалению, их удел - на полку музея или
тривиальная разборка (утилизация).
В этой статье я хочу поделиться своим опытом
модернизации Р-311 и надеюсь, что это поможет
коллегам по хобби не только повысить
комфортность пользования Р-311, но и продлить активную
жизнь этого легендарного приемника.
При этих доработках я старался исключить
необходимость в каких-либо механических
доработках шасси или передней панели, а так же
сборки/разборки шасси.
В результате проведения описанных ниже
доработок приемник имеет:
- уровень собственных шумов на выходе 600 Ом -
не более 50 мВ;
- чувствительность стала 1-1,5 мкВ (в зависимости
от диапазона. Измерение проводилось через
эквивалент антенны, при широкой полосе пропускания
КФ и НЧ);
- возможность переключения боковой полосы
(LSB/USB);
- возможность переключения полосы пропускания
по НЧ (узкая/широкая);
- эффективную АРУ, исключающую перегрузку
приемника при работе как на кусок провода (10 м
на высоте 10 м), так и на полноразмерную антенну
(наклонный Windom 42,5 м с верхней точкой
подвеса 30 м) фактически исключая и необходимость
оперативной РРУ,
- S-метр с диапазоном индикации силы сигнала до
+50 дБ.
Техническое описание и инструкция по
эксплуатации на приемник Р-311 доступны в Интернете
[1]. Хочу обратить внимание коллег на то, что
приведенная в нем схема является вторым
вариантом и соответствует изделиям выпущенным
позднее 65-67 годов. Моему экземпляру
приемника выпуска 1963 г. соответствует первый
вариант схемы, приведенный в [2].
Благодаря тому, что изготовителем в обоих
вариантах схем сохранена нумерация элементов
(вновь добавленные имеют новый, больший,
номер), указанное выше техописание и
описанные ниже доработки полностью справедливы для
обоих вариантов схем.
Ниже, в приведенных ниже схемах для
исключения путаницы нумерация оригинальных элементов
приемника сохранена и дана в кружочках, а вновь
вводимые элементы имеют стандартное
обозначение, а их нумерация начинается с номера рисунка.
Блок питания
Стабилизированный, выполнен на основе LM317 о
по почти типовой схеме (рис.1), по входу
установлен помехоподавляющий фильтр 1С1,11_1,1С2 (от
компьютерных блоков питания), конденсатор 1С5
несколько улучшает фильтрацию, выходное
напряжение +2,4 В - выставляется подбором 1R6.
Величина резистора 1R3 выбирается по формуле
RЗ=(Uвыпpям-Ucтaб)/(Icтaб.мин+Iпoтp),
где:
1стаб.мин - минимальный ток стабилизации
стабилитрона - 3...5 мА
1потр - максимальный ток потребления
приемником по анодной цепи (порядка 16 мА в исходном

варианте, и 29 мА - после проведения всех
описанных ниже доработок)
Вместо ТАН1 возможно применение любого
унифицированного или от другого трансформатора,
обеспечивающего требуемые напряжения по
переменному току (80-90 В при токе до 50 мА и
2x6,3 В при токе до 0,8 - 1 А).
Так, сейчас у меня трудится ТАН28 (ТАН1 сгорел,
точнее после нескольких включений почему-то
появилось КЗ в его накальной обмотке, может,
конечно, это был просто заводкой брак, но одна из
возможных причин - большой пиковый ток заряда
электролита 10 тыс. мкФ.
Больше ТАН1 у меня не было - проверить не на
чем, посему для надежности добавил в схему то-
коограничивающие резисторы 1R1,1R2).
При самостоятельном изготовлении помехоподав-
ляющего фильтра конденсаторы 1С1, 1С2 могут
быть металлобумажными, пленочными, металлоп-
леночными (из отечественных это, к примеру
серии К40-хх, К7х-хх, импортные MKT, МКР и
другие) емкостью 10-22 нФ, на рабочее напряжение
не менее 400 В. Катушка выполняется на ферри-
товом кольце диаметром 16-20 мм с
проницаемостью на менее 2000, сдвоенным проводом в
хорошей изоляции (тонкий МГТФ, телефонная или
"компьютерная" витая пара и пр.) и содержит 20-
30 витков. Диодный мостик 1VD3 может быть
любой, допускающий обратное напряжение не
менее 200 В при токе более 50 мА, например
отечественные КД402-405, импортные 2W10 и пр.
В качестве 1VD1,1VD2 применимы любые
кремниевые диоды, допускающие обратное
напряжение не менее 20 В при токе более 1 А, например
отечественные КД212, 213, импортные SR2100 и
пр.
В виду применения стабилизированного
источника питания функции тумблеров переключения
напряжения накала (145) и освещения шкалы
(148) не актуальны и их можно освободить для
оперативного переключения боковой и включения
узкой полосы по НЧ. Для чего отпаиваем идущие
к ним провода и спаиваем их соответственно
напрямую между собой.
Изначально, при переходе в режим ТЛГ,
одновременно с телеграфным гетеродином включается
узкополосный фильтр по НЧ, что существенно
ухудшает звучание SSB сигнала. С другой
стороны, иногда в условиях сильных помех от
соседних станций сужение полосы пропускания по НЧ
может заметно облегчить прием.
Поэтому провода, идущие к переключающей
группе (1346) тумблера переключения ТЛФ-ТЛГ,
отпаиваем от контактов, аккуратно удлиняем и
подпаиваем к освободившимся контактам
тумблера 145, теперь он будет выполнять у нас
оперативное и независимое от выбранного режима
управление полосой пропускания по НЧ -
"Узкая/Широкая". Свободная теперь группа (1346)
будет управлять подачей напряжения на активный
смесительный детектор, а тумблер 148 - подавать
питание на реле коммутации боковой, но об этом
ниже.
Доработка смесителя
Теперь попробуем решить проблему больших
собственных шумов - номинально на выходе 600
Ом они достигают порядка 0,5 Вэфф - просто ог-

ромные, оглушающие и для нас неприемлемые. И
дело не только в том, что у нас нет большого
окружающего шумового поля (слава богу, находимся
не в танке, самолете или на поле боя), а в
чрезвычайно низком при этом рабочем ДД УНЧ.
Напомню, уровень выходного сигнала УНЧ (при
соотношении с/шум = 3) 1,5 Вэфф, а заметное
искажение (ограничение) сигнала возникает при
уровне 3,7-4 Вэфф ,т.е. при максимальном
усилении ДД по выходу всего 7-8 дБ!
Для телеграфа все проще, ограничения
амплитуды не только не страшны, но даже
приветствуются некоторыми телеграфистами, т.к. при
этом спектр сигнала обогащается гармониками и
становится более приятным на слух, но для SSB
это не приемлемо.
Разумеется, большие собственные шумы
уменьшить штатной регулировкой общего усиления (по
экранным сеткам), но зачем же нам бесполезно
использовать запас электронной регулировки
усиления - он нам еще пригодится в повседневной
работе в эфире, намного проще и эффективней
убрать избыточные шумы традиционными
(схемотехническими) способами.
В начальном этапе изучения схемы планировалось
это сделать уменьшением избыточного усиления в
УВЧ, УПЧ, но как выяснила экспериментальная
проверка - УПЧ достаточно малошумящий, а
львиную долю шумов дает смеситель.
Самый простой способ снизить его шумы и,
заодно, несколько повысить его линейность и ДД -
перейти на схему с управляемым сигналом ГПД
сопротивлением ООС, на основе полевого
транзистора 2VT1.
Подобные схемы не новы, давно применяются и
показывают хорошие результаты, единственно, в
данном случае надо учесть особенность ГПД Р-311
- из-за того, что емкость контура неизменна, а
переключается только катушка, резонансное
сопротивление контура ГПД при переключении
диапазонов меняется практически на порядок.
Соответственно на порядок меняется и выходное
напряжение ГПД, причем на частоте 14-15 МГц его
амплитуда на аноде лампы 53 падает до 0,55...О,б
В. Это накладывает ограничения на выбор типа
полевого транзистора - его напряжение отсечки
не должно превышать удвоенной амплитуды
сигнала ГПД, в данном случае - не более 1...1,2 В
(лучше меньше, хотя я не подбирал конкретный
экземпляр - взял просто первый попавшийся, ибо
в правильно рассчитанной схеме все должно быть
ОК!). КП307А можно заменить на КПЗОЗА, Б, J309,
2SK544 и т.п.
С понижением частоты сигнал ГПД растет,
транзистор при этом переходит в четкий ключевой
режим, что способствует увеличению линейности
смесителя, а его угол отсечки (открытого
состояния уменьшается), что уменьшает коэффициент
передачи смесителя и тем самым несколько
выравнивает чувствительность по диапазонам.
Диод 2VD1 обязательно германиевый (возможная
замена в порядке ухудшения) - ГД508, ГД507,
Д18, Д20, Д2, Д9. Стоит отметить, что величина
дросселя 66 не совсем оптимальна, индуктивность

надо бы повысить в несколько раз (так и
планировалось в начале), но испытания показали, что
смеситель работает нормально с родным
дросселем, а от добра-добра не ищут.
Конденсатор 61 расположен в труднодоступном
месте (паяльником не добраться) и чтобы не
разбирать шасси, его просто удаляем (выкусываем),
а весь монтаж вновь введенных деталей
смесителя ведем сверху шасси, на выводах ламповой
панели и других деталей, используя их как
опорные точки. После монтажа надо проверить режим
работы 2VT1, для чего высокоомным вольтметром
(китайским цифровым мультиметром) измеряем
напряжение автосмещения на затворе - должно
быть не менее -0,5 В.
Если будет меньше, можно последовательно с
резистором 62 (со стороны анода) включить
малогабаритный дроссель 8,2 - 10 мкГ и подобрать его
номинал по максимуму напряжения
автосмещения. Это немного, в 1,2-1,3 раза повысит
напряжение ГПД. Затем, после проведения монтажа,
возможно, придется немного подстроить ГПД, т.е.
откалибровать шкалу штатным способом.
АРУ
Из нескольких опробованных вариантов лучшие
результаты показал вариант RN9ARX [3] - АРУ по
ПЧ/ВЧ быстро и без хлопков отрабатывает сигнал.
Но и этот вариант не лишен недостатков -
заведение отрицательно управляющего сигнала АРУ на
смеситель, выполненный в Р-311 по так
называемой односеточной схеме меняет режим его работы
и, главное - в самом смесителе, на сетке
образуется напряжение автосмещения (из-за
детектирования сигнала ГПД), причем величина его
достигает на НЧ диапазонах 5 - 7 В!
Это напряжение, после резистивного делителя,
уменьшенное в 2 раза, т.е. -2,5... -3,5 В поступает
в цепи регулировки АРУ, и запирает практически
полностью лампы УВЧ/УПЧ и диод АРУ, в
результате на НЧ диапазонах АРУ практически не
работает.
Лучшие результаты показало АРУ без
подключения к ней смесителя, хотя при этом и уменьшилась
глубина регулировки.
В нашем варианте с доработанным смесителем
такой проблемы нет, в результате регулировка по
цепям смещения одновременно 4-х каскадов
обеспечивает высокую эффективность АРУ. При самых
сильных сигналах на входе приемника, амплитуда
напряжения на последнем контуре ПЧ (элементы
116,120) не превышает 3 В.
В цепь управления АРУ введена задержка -
детектор АРУ 3VD1 (не германиевый, а кремниевый
КД521,522(1Ы4148), что заметно улучшило ее
работу при малых сигналах. Введение
дополнительной пропорционально-интегрирующей цепи 3R1,
ЗС4 увеличило время восстановления АРУ при
сохранении ее высокой скорости срабатывания, что
субъективно снизило зашумленность эфира за
счет снижения уровня шумов в коротких паузах
речевого или телеграфного сигнала. Усилена
развязка по цепям управления УВЧ и смесителя.
Если нет в наличии готовых малогабаритных
дросселей с индуктивностью 0,5-1,5 мГн, их можно
выполнить на ферритовых колечках диаметром 7-10
мм проницаемостью не менее 1000 -достаточно
30-35 витков. В крайнем случае, их можно
заменить резисторами сопротивлением 1-2 кОм. Здесь
также применен объемный монтаж на выводах
ламповой панели и других деталей, используя их
как опорные точки.
В виду изменения схемы детектора, первый
каскад УНЧ переводим в пентодный режим. Для чего
анод 123 лампы отключаем от контура и через
резистор 3R2 33 кОм подаем на него питание +80 В.
Вывод конденсатора 130, соответственно,
переносим с экранной сетки на анод. Вывод экранной
сетки блокируем дополнительным конденсатором
ЗС5 47 нФ (из серии К7х-хх и т.п. на напряжение
не менее 100 В).
Детекторы AM/SSB
Если качество работы диодного детектора AM,
примененного в Р-311 особых нареканий не
вызывает, то реализация в нем детектирования
сигналов CW, и особенно SSB, на основе обычного
диодного детектора с подмешиванием сигнала
телеграфного гетеродина дает совершенно
неудовлетворительные результаты.
Подобный принцип детектирования телеграфного
сигнала активно применялся в американских
приемниках 30-х годов выпуска (Hi!) откуда и
перекочевал в разработки нашей оборонной
промышленности 40-50 гг. (Р-310, Р-311, УС-9,
РПС, Волна-К и пр.).
Перечислю вкратце основные принципиальные
недостатки этого морально и физически
устаревшего способа детектирования SSB сигнала,
отмеченные нашими коллегами еще полвека назад, в
эпоху массового внедрения однополосной связи:
- диодный детектор выделяет в основном
наиболее сильные сигналы несущей, поэтому прием
сигналов SSB резко ухудшается, если помеха
превышает сигнал от телеграфного гетеродина.
А в случае, когда уровень однополосного сигнала
превышает напряжение подводимой несущей,
прием становится просто невозможным из-за
больших нелинейных искажений.
Иными словами удовлетворительный прием SSB
возможен только в довольно узком диапазоне
амплитуд входного сигнала. В результате
оптимальный уровень входного сигнала приходится
постоянно подстраивать регулировкой РРУ под

очередного корреспондента или в зависимости от
уровня помех по соседнему каналу. И тогда же, в
50-х годах было найдено решение проблемы - в
применении так называемых "линейных"
детекторов, или, в современной терминологии, не
детектирующих смесителей, чем мы собственно и
займемся.
Требования к детекторам AM и SSB
противоречивые - для лучшей линейности диодного детектора
нужен максимально большой сигнал, а для
смесительного ключевого - не более 0,5-0,7 В.
Это с одной стороны, а с другой, в виду отсутствия
отдельного регулятора уровня НЧ сигнала, нам
надо ограничить максимальный уровень сигнала
на входе УНЧ уровнем, чтобы не было его
перегрузки по выходу. Всем этим требованиям
удовлетворяет схема детектора AM/SSB, приведенная на
рисунке.
Как видим, для AM - обычный диодный детектор
на германиевом диоде 4VD1 (возможно
применение Д2Ж, Е), на который подается полное
напряжение контура (максимально до 3 В), что
обеспечит хорошую линейность, а сигнал на УНЧ
снимает с резистивного делителя 4R5, 4R8, при
этом варьируя соотношением этих резисторов
можно подобрать оптимальный уровень выходного
напряжения детектора AM.
Причем надо стараться поддерживать суммарное
сопротивление 4R5+4R8 примерно равным 300-
360 кОм (это обеспечит полосу пропускания
детектора AM порядка 3 кГц, а не так как в
оригинале - 1,5 кГц - помните, приемник
изначально был "заточен" под CW).
А для SSB - это активный смеситель на
высоковольтном полевом транзисторе 4VT1 2N7000
(возможная замена КП501, BS170 и пр.) с
управляемым сопротивлением в цепи ООС на
основе полевого транзистора 4VT2 КП307а
(возможная замена любые типа КП302-КП307, BF245 с
напряжением отсечки не более 3,5-4 В и пр.).
Благодаря применению полевого транзистора с
изолированным затвором, детектор SSB в
отключенном состоянии не оказывает никакого влияния
на режим AM. Для повышения крутизны
преобразования по второй гармонике напряжение
телеграфного гетеродина частотой порядка 232 кГц,
поступающее на затвор 4VT2 через конденсатор
4С2, выставляется (при настройке гетеродина - об
этом чуть ниже) достаточно большой величины -
порядка 4-5 Вэфф. В цепи стока 4VT1 включен
"подчистной" двухзвенный ФНЧ 4C5,4R9,4C4 с
частотой среза примерно 3 кГц.
При переключении в режим телеграфа группой
тумблера 1346 напряжение питания подается в
стоковую цепь 4VT1 и через цепь резисторов
4R1,4R6 уже величиной примерно 50-55 В
открывает диод 4VD2 и запирает 4VD1, т.е.
производится электронная коммутация выходов
детекторов.
Подбор оптимального выходного сигнала
детектора в режиме SSB производится резистором 4R2.
Монтаж детектора производится на
вспомогательной монтажной платке (я использовал
стандартную "макетку"). На винт, крепящий монтажную
платку конденсатора 130, вместо гайки
прикручена резьбовая бонка, к которой и
закрепляется платка детектора.
Конденсатор 4С2 паяется в отсеке телеграфного
гетеродина прямо на контакты конструктивного
конденсатора 98. Ток потребления детектора по
цепи 80 В не превышает 2 мА.
Для установки максимальных выходных
напряжений детектора подключаем на выход 600 или 1500
Ом осциллограф и нагрузку, например
соответствующие по сопротивлениям телефоны.
Я настраивал при подключении к выходу 1500 Ом
динамика 8 Ом через трансформатор ТОТ22.
Включаем режим AM, находим наиболее мощные
(громкие) станции, подбираем резистор R5 таким,
чтобы не было заметных искажений сигнала как
на слух, так и на экране осциллографа (этот порог
четко виден по увеличению числа уплощений
верхушек выходного сигнала.
Аналогично контролируем максимально
допустимый сигнала и в режиме приема CW/SSB, при
необходимости корректируя его величину подбором
R2.
Мощные источники сигнала CW/SSB можно легко
найти вечером/ночью на 80 м диапазоне.
Разумеется, описанная выше метода установки
максимального выходного напряжения
справедлива и работает только с подключенной и
работающей АРУ - иначе нет никакого смысла
оптимизировать выходной сигнал, т.к. в этом
случае придется оперативно использовать РРУ.

Телеграфный гетеродин
В Р-311 он кварцованный, на частоту 232,125 кГц,
что соответствует после преобразования по
второй гармонике, частоте несущей 464,25 кГц.
Эта частота находится ниже полосы пропускания
кварцевого фильтра, а частота ГПД - выше
частоты сигнала, то максимум усиления приходится
на нижнюю боковую полосу.
Поэтому комфортный прием SSB возможен только
на нижних KB диапазонах, а вот на 20 м
диапазоне прием ведется на верхней боковой полосе,
подавляемой кварцевым фильтром, и возможен,
фактически, только благодаря невысокой
прямоугольное™ его АЧХ.
Для полного использования селективных свойств
кварцевого фильтра на 20 м диапазоне
необходимо переключать частоту несущей выше его
полосы пропускания, что и реализовано в
предлагаемой доработке с максимальным
использованием штатных элементов приемника.
Сам генератор собран по схеме Клаппа, времяза-
дающие конденсаторы 5С1, 5С2, 5СЗ - общие для
обоих режимов, от них зависит стабильность
частоты в режиме LC генератора, поэтому должны
быть качественными термостабильными.
Я поставил старые КСО - с ними стабильность
получилась просто отличная - в течение часа +-2...3
Гц. Следует отметить, что в таком включении
частота кварцованного генератора немного
снизилась - примерно на 100 Гц, что с одной стороны
благоприятно для приема нижней боковой, а с
другой при проведении штатной калибровки на
верхнем диапазоне надо не забывать вводить
поправку - примерно на 6 кГц.
Настройка частоты при приеме верхней боковой
производится штатным сердечником катушки 125
по наиболее приятному для вас звучанию, я
выставил на 233,57 кГц. Подбором резистора 5R2 (он
устанавливается вместо резистора 128)
устанавливается требуемая амплитуда выходного
напряжения.
Для нашего детектора SSB с преобразованием по
второй гармонике лучшим будет напряжение, при
котором напряжение автосмещения на затворе
4VT2 превышает примерно в 2-3 раза напряжение
отсечки. Больше 10 В выставлять нежелательно,
так как снизится надежность работы детектора,
посему в детекторе допустимо применять полевые
транзисторы с отсечкой до 3-4 В.
Переключение частоты осуществляется
свободным тумблером 148, коммутирующим питание
реле 5К1, конструктивно расположенного в отсеке
генератора. Применен экономичный режим
питания реле, это снижает нагрузку на блок питания и
уменьшает дополнительный нагрев от реле в
отсеке генератора. Реле может быть любого типа,
важно, чтобы ток отпускания был поменьше
(желательно не более 3-3 мА).
Общее сопротивление цепи 5R3+Ro6motkh,
должно быть таким, чтобы обеспечить протекания
тока величиной в 4-5 раз больше тока отпускания,
т.е. 5R3(kom)=80/[(4...5)*IOTn(ma)]-Ro6M(kom).
Я выбрал РЭС55 с сопротивлением обмотки 2 кОм
и током отпускания 1 мА. Емкость конденсатора С5
выбирается такой, чтобы постоянная времени
5C5*Ro6m была в 10-20 раз была больше времени
срабатывания реле.
Для улучшения развязки по цепи питания ввел
дополнительный конденсатор 5С6 - на всякий
случай, почему нет - место для монтажа есть, а кашу
маслом не испортишь.
Какой же это спортивный приемник, если нет S-
метра. к тому же вольтметр у нас есть в наличии,
грех не воспользоваться этим (Hi!)
Вот только закавыка - ток потребления этого
прибора порядка 5 мА. Поэтому, с одной стороны, без
усилителя тока нам не обойтись, а другой -
продолжаем транжирить анодный ток - еще 6 мА. В
сумме 2 мА (смесительный детектор)+5 мА
(питание реле)+6 мА (S-метр) +5 мА (минимальный ток
стабилитрона)+16 мА (номинальный ток
потребления приемника) = 34 мА - это обязательно надо

126

учесть при корректировке резистора в цепи
стабилизатора +80 В.
Для уменьшения влияния (нагрузки) S метра на
выходной трансформатор (имеющий по выходу
"линия" номинальную нагрузку 1,5 кОм) в
качестве 6VT1 применим современный кремниевый
транзистор с Кус по току не менее 300 (возможна
замена КТ3102Г,Е, ВС/КС547С...549С, 2N3904,
2SC1815 и пр.).
Для уменьшения зоны нечувствительности внизу
шкалы, введен резистивный делитель 6R4, 6R5,
обеспечивающий начальное напряжение
смещения транзистора порядка +0,5 В. Детали S-метра
монтируются на небольшой монтажной платке (я
использовал стандартную "макетку") размерами
ТХ мм, которая размещается в нише под разъемом
156, к которому и припаивается входные
резисторы.
Напряжение +80 В берется с предохранителя (к
нему припаян верхний по схеме вывод 6R6), земля
- с заземленного контакта переключателя БП.
Отключаем провод +2,4 в от нормально
замкнутого контакта 139 и к нему подключаем S метр,
функция измерение анодного напряжения при
этом сохраняется.
В выпрямителе можно применить любые
маломощные германиевые диоды - Д2, Д18-20, Д310, Д311
и т.п. В качестве 6VD5 - любой маломощный
стабилитрон с напряжением стабилизации 6-10 В.
Калибровку и градуировку S-метра проводим на
20 м, в средней части диапазона. Устанавливаем
полосу пропускания КФ 3 кГц (повернув ручку на
10-15 градусов), НЧ - широкой. Регулятор РРУ на
максимум.
Подаем на вход через эквивалент антенны 15 мВ
(+50 дБ), триммером "подстройка входа" и,
подстраивая частоту ГСС точно под максимум АЧХ НЧ
канала, добиваемся максимума сигнала и под-
строечником 6R5 устанавливаем стрелку на
последнее деление.
Шкала при этом получается достаточно
равномерная, начало индикации соответствует уровню S5
(3 мкВ), уровень S9 попадает почти на середину
(стрелка совпадает с правой черточкой латинской
буквы V). Уровень +10 дБ приходится на левую
границу зеленого сектора, +20 дБ - совпадает с
отметкой 80, +30 дБ совпадает с правой границей
красного сектора, +40 дБ - примерно на середине
последнего отрезка шкалы.
Саму шкалу можно по простому, нанести
фломастером прямо на стекло, но лучше на прозрачный
скотч. А еще лучше нанести принтером на
прозрачную пленку, которую и наклеить на стекло.
Ну и в заключение небольшой совет: номинальная
выходная мощность УНЧ Р-311 (1,5 Вэфф на 600
Вариант безкварцевого опорного генератора Р-311
Ом) порядка 3,5 мВт, а максимальная
неискаженная - не более 25-30 мВт. Для наушников (высо-
коомных или компьютерных ТХ Ом, включенных
через согласующий трансформатор с
соотношением числа витков обмоток порядка 1/10...1/20)
более, чем достаточно - приходится сильно
убавлять громкость. А вот для прослушивания через
динамик, особенно если это отечественный, с
малой отдачей, конечно маловато.
Я использую современный с высоким КПД (от
компьютерных колонок), подключенный через
согласующий трансформатор ТОТ-22 - для малой
комнаты хватает.
Как вариант, для "умощнения" Р-311 без всяких
переделок можно использовать недорогие
малогабаритные компьютерные колонки, подключенные
на выход 600 или 1500 Ом.
В сети магазинов "Кварц" есть недорогие
отечественные достаточно узкополосные пьезокерами-
ческие фильтры ФП1П1-60,01 имеющие по ТУ
полосу 4-6 кГц, а реально измеренная - 4,5.
Пара таких фильтра, включенных
последовательно, дают полосу 3,5 кГц - а это уже что-то
более серьезное, т.к. позволяют существенно
повысить селективность по соседнему каналу без
серьезной переделки тракта ПЧ. Собственно, о
этом я уже давно писал, и наконец-то у самого
дошли руки это реализовать в Р-311, благо полоса
пропускания такого тандема 464,3-467,8 кГц
прекрасно сопрягается с частотами штатного КФ.

Схема включения приведена на рисунке. Как
видим нам нужно удалить конденсатор связи 94,
для чего надо мощным паяльником нагреть
крышки(заглушки) , закрывающие доступ к
сердечникам катушек (операцию подстройки
контуров ПЧ все равно рекомендуется делать время от
времени, т.к. параметры контуров со временем
"уходят" ) и поддеть их край острым шилом
(тонкой отверткой), между открывшимися отверстиями
( внутри экрана) находится искомый трубчатый
керамический конденсатор и его надо тем или
иным способом удалить (выкусить, выломать).
После этого на верхней стороне корпуса, между
штатными выводами, которые теперь служат и
элементами крепления, размещаем оба фильтра с
конденсаторами связи. С1 должен иметь рабочее
напряжение не менее 150 В, я поставил трубчатый
керамический конденсатор типа КТ-1.
Монтируем контура обратно на шасси и подав
испытательный сигнал 465,5 кГц (т.е.
соответствующий центральной частоте полосы пропускания
штатного КФ), подстраиваем контура по
максимуму сигнала - вот и вся доработка.
Вверху сквозная АЧХ получилась в виде тупого
угла с максимумом 465,5 кГц и полосой
пропускания по уровню -6 дБ порядка 2,8 кГц, подавление
нерабочей боковой в средней части порядка - 30
дБ - а это уже существенный и вполне заметный
результат , пользоваться приемником на
любительских диапазонах стало намного комфортнее,
но правда для AM полоса узковата.
Опорный генератор скорее всего понадобится
тоже переделать, т.к. в кварцованном режиме
вряд ли частота будет требуемой (на 300 Гц ниже
нижнего среза ), посему схему надо будет немного
переделать - кварц убираем и на его месте крепим
триммер с воздушным диэлектриком с
максимальной емкостью порядка 10-15 пФ.
Нижний вывод катушки 125 подключаем
напрямую к сетке лампы 99 и сердечником катушки
выставляем верхнюю частоту опоры (примерно +300
Гц от верхней частоты среза ЭМФ), а нижнюю
частоту опоры (примерно 300 Гц от нижней частоты
среза ) этим триммером, подключаемым контактом
реле.
Для расширения принимаемых частот к приемнику
можно сделать конвертер, схема которого
приведена на следующей странице.
Не указанных на схеме емкостей - С2,С7 можно
взять порядка 200-220 пФ, но разумеется они
должны быть одинаковыми!
Подбором С9,С10 (в общем случае, они могут быть
равными по величине) выставляется точная
частота генерации 14 МГц, для начала их можно не
устанавливать - по идее встроенных должно
хватить для устойчивой генерации, ну и по
результатам измерений частоты проводится корректировка
значений С9,С10.
Более важный момент, не отображенный в схеме
- катушку входного контура надо развернуть зер-

кально, т.е. входной
сигнал надо
подавать на отвод, а УВЧ
подключить в
катушке связи L1 так,
чтобы происходила
инверсия сигнала -
например если
начало катушки L2
подключено к земле,
то начало катушки
L1 в ко входу УВЧ
(конденсатор С1) и
наоборот, если у L2
заземлен конец, то
ко входу УВЧ надо
подключить конец
L1 . Эта мера
обеспечит устойчивую
работу нашего УВЧ.
Литература
1. Радиоприемник Р-311. Техническое описание и
инструкция по эксплуатации. 1971 г. http://hamra-
dio. online. ru/ftp2/dw.php?man_r311.djvu
2. Радиоприемник Р-311. Схема электрическая
принципиальная (первый вариант) http://hamra-
dio.online.ru/ftp/dw. php7sch_r311.zip
З.АРУ для "Омеги"
http://mods.radioscanner.ru/russian/mod255/
4."Р-311 - спортивный приемник"
http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t=19697&star
t=0

ДОРАБОТКА РПС
По приему радиовещательных станций РПС очень
хорош - звучание теплое и сочное, настоящий
ламповый звук, но в однополосном режиме
проявляются все недостатки диодного
детектирования с подмешиванием опорного сигнала, как и в
Р-311, основные принципиальные недостатки
этого морально и физически устаревшего способа
детектирования SSB сигнала, отмеченные нашими
коллегами еще полвека назад, в эпоху массового
внедрения однополосной связи - диодный
детектор выделяет в основном наиболее сильные
сигналы несущей, поэтому прием сигналов SSB резко
ухудшается, если помеха превышает сигнал от
телеграфного гетеродина.
А в случае, когда уровень однополосного сигнала
превышает напряжение подводимой несущей,
прием становится просто невозможным из-за
больших нелинейных искажений.
Иными словами, удовлетворительный прием SSB
возможен только в довольно узком диапазоне
амплитуд входного сигнала. В результате
оптимальный уровень входного сигнала приходится
постоянно подстраивать регулировкой РРУ под
очередного корреспондента и/или в зависимости
от уровня помех по соседнему каналу."
Правда, в РПС уровень подмешенного сигнала
опорника выбран существенно выше( на диоде до
10 В), чем в р-311, но только несколько
расширило линейный участок, не устраняя его
принципиального недостатка.
И, разумеется, т.к. АРУ при этом не работает,
приходится постоянно крутить РРУ, что никак не
способствует комфортности, особенно при
наблюдении двух корреспондентов, с большой
разницей в уровне сигнала.
Более того, из-за этого в режиме AM уровень
задержки АРУ выбран очень высоким ( 15 В), что
снижает ее эффективность и на НЧ диапазонах
при полноразмерной антенне зачастую приводит
к перегрузке 1-го смесителя.
Второй существенной проблемой является
недостаточная селективность по соседнему каналу, что
делает практически невозможным нормальный
прием SSB во время повышенной активности
радиолюбителей и большой скученности станций
(тесты, пай-лапы и пр.)
В общем, вдохновившись выше означенными
целями, приступаем к доработке. Приемник мне
достался в хорошем состоянии, но без штатных
блока питания и контрольного динамика. Посему
начнем с сетевого блока питания. Это вариант
обеспечивает все требуемые напряжения , с
хорошей фильтрацией, имеет защиту от к.з.
В настоящее время октальные лампы довольно
дефицитные, а дальше будет еще хуже, для
продления их срока службы введен щадящий режим
включения. При включении питания штатным
тумблером через ограничительные резисторы (R3,
4, б, 7) на лампы подается примерно половина на-
кального напряжения, по прошествии 0,5-1
минуту тумблером SA1 подаем полное напряжение
накала, анодное и напряжение смещения (-25 В).
Для улучшения фильтрации анодного напряжения
применен активный фильтр на полевике VT1 с
защитой от к.з. на уровне примерно 280-300 мА,
отрицательное напряжение смещения 22 В
образуется за счет падения напряжения на
стабилитроне VD3 ( а не как в штатном блоке - резисторе),
что существенно улучшает его стабильность.
Контрольный динамик подключен через
согласующий трансформатор (взят из старой радиоточки,
но можно применить любой с коэффициентом
трансформации порядка 15-30 раз, например от
ламповых бытовых приемников или
малогабаритные силовые трансформаторы с выходным
напряжением порядка 7-15 В) и отдельный регулятор
громкости, что удобно т.к., с одной стороны,
штатный регулятор гром кости ( в режиме АРУ) имеет
недостаточную глубину, а с другой - при приеме
на телефоны нам ни к чему громко орущий
динамик.
При желании здесь же, в блоке питания, можно
расположить регулировку усиления УВЧ по
экранным сеткам (показана синим цветом),
воспользовавшись тем, что эта цепь выведена на разъем
питания (нога 6 фишки 1).
Эта регулировка позволит оперативно управлять
УВЧ и при сильных входных сигналах защитить
первый смеситель от перегрузки.
Я этот регулятор не ставил (контакты 3 и 6
соединены между собой напрямую), т.к. после
проведенных доработок работа АРУ стала достаточно
эффективна и явных перегрузок входных цепей
не наблюдается. Транзистор со стабилитроном

надо установить на радиатора с площадью не
менее 15-20 кв.см, в качестве силового
трансформатора годятся любые, имеющие обмотки в
напряжением 160-180 В (разумеется при одной анодной
обмотке для выпрямления применяем диодный
мост) при токе не менее 250 мА и 6,3 В при токе
не менее 4 А, с габаритной мощностью не менее
70-80 Вт.
Линейный детектор проще всего выполнить, на
мой взгляд, в отсеке 2-го гетеродина на основе
штатной лампы 6А7, применив фактически
классическую схему преобразователя.
Попробуем выбрать такую схему включения,
чтобы нам не потребовалось трогать, а значит,
подстраивать контурные цепи УПЧ и второго
гетеродина. При этом важно правильно согласовать
уровни сигналов как по входу детектора (чтобы не
перегружать его) и выходу (чтобы сохранить
громкость сигналов одинаковой в режимах AM и
SSB). Рассмотрим схему. Схем самого 2-го
гетеродина практически осталась та же, только в
сеточную цепь добавлен RC фильтр, обеспечивающий
отрицательное напряжение смещения (-1,2 В) на
3-ю сетку, что необходимо для нормальной работы
линейного детектора при уровнях входного
сигнала до 0,8 В.эфф. Входной сигнал поступает на
3-ю сетку Л13 с отвода последнего контура ПЧ
(анод правого диода Л10) через развязывающий
резистор 100 кОм.
В виду того, что здесь уровень напряжения даже
при работающей АРУ может достигать 12-15 Вэфф,
для исключения перегрузки детектора, надо
ослабить раз в 18-20, для чего служит резистор 10 кОм
в цепи 3-й сетки Л13, который совместно с
развязывающим резистором и паразитной емкостью
монтажа образуют делитель.
В анодной цепи детектора включен подчистной
ФНЧ с частотой среза порядка 3 кГц (в качестве
дросселя индуктивностью 4 Гн применен
малогабаритный унифицированный трансформатор
ТОТ22 со штатным экраном).
Чтобы скомпенсировать сделанное ослабление и
выровнять уровни сигналов в режимах AM/SSB
введен дополнительный каскад предварительного
УНЧ на 6С51Н (здесь можно применить
практически любой малогабаритный триод, нувистор
выбран исключительно из-за его экономичности и
удобства крепления - просто прижимаем скобой к
задней стенке, в результате тепловой режим в
отсеке практически не изменился).
На диоде 1N4007 выполнен электронный
коммутатор выходов детекторов.
При включении (подаче анодного напряжения) на
детектор, положительное напряжение величиной
порядка 30-40 В с анода триода его отпирает,
запирая при этом правый диод (AM детектор) Л10.
В блоке ПЧ левый( по схеме) вывод конденсатора
С209 отключаем от разъема Ш4/2 и садим на
землю (см. фото на монтаж блока ПЧ).

Между освободившимся контактом LU4/2 и правым
анодом Л10 припаиваем развязывающий резистор
100 кОм. Конденсатор С220 просто закорачиваем
проволочной перемычкой. На этом первую
доработку блока ПЧ заканчиваем и переходим к блок
НЧ. К ответной части контакта Ш4/4 отпаиваем
провод и в разрыв впаиваем конденсатор 10 п.
В отсеке 2-го гетеродина демонтируем все детали,
не относящиеся к его контурной системе, и на
освободившемся месте монтируем новую схему.
Указанные напряжения на схеме даны лишь для
ориентировки и в зависимости от разброса
параметров лампы могут существенно отличаться без
какого-либо заметного влияния на качество
работы, кроме отрицательного напряжения
смещения на 3-й сетке, которое контролируется
высокоомных вольтметром (можно китайским
цифровиком). Если оно отличается от 1,2+-0,2 В,
то надо подобрать резистор (33 кОм) в цепи 1-й
сетки.
При отсутствии дросселя 4 Гн, его с некоторой
потерей селективности, можно заменить резистором
39 кОм, уменьшив, при этом, анодный резистор
Л13 до 62 кОм и увеличив сеточный резистор
6с51Н до 510 к - 1М.
Теперь у нас нет большого подмешиваемого
сигнала опорника и можно оптимизировать работу
АРУ, для чего в блоке ПЧ шунтированием
резистора R60 выставляем напряжение задержки
порядка + 3 В, что с одной стороны обеспечивает
нормальную работу детектора AM, а с другой -
эффективное управление усилением УВЧ и УПЧ,
исключающее их перегрузку при работе даже на
полноразмерную антенну.
Полезно увеличить инерционность АРУ, что
субъективно уменьшит зашумленность эфира за счет
снижения уровня шумов в коротких паузах
речевого или телеграфного сигнала. Для этого
параллельно С223 устанавливаем конденсатор 1 мкФ, а
параллельно R61 - резистор 100 кОм,что сохранит
достаточное быстрое время срабатывания.
Существенно повысить селективность по соседу позво-

лит введение ЭМФ. Двухконтурные фильтры ПЧ
РПС имеют внутриемкостную связь через внешний
(hi!) конденсатор, расположенный вне запаянного
экрана, что и позволит нам малой кровью, не
ломая приемник, ввести ЭМФ на 500 кГц,
воспользовавшись методом Юзвинского, т.е. применив
гетеродинный фильтр. Из нескольких опробованных
вариантов хорошие результаты показала схема
показанная на предыдущей странице. Место
включения гетеродинного фильтра (ГФ) выбрано
после 1-го УПЧ, в разрыв ФПЧ-2, что позволило
сохранить высокую селективность по паразитным
каналам приема, в т.ч. и вновь приобретенным
(hi!) из-за гетеродинного фильтра (3
высокодобротных контура + низкодобротный на плате
фильтра дают подавление по паразитным
каналам (500 и 268 КГц) не менее 100 дБ). Для
питания ГФ используется напряжения накала,
выпрямленное удвоителем напряжения. В
исходном, выключенном, состоянии ключ Т1 закрыт, ГФ
никак не влияет на работу приемника, т.к. сигнал
проходит через нормально замкнутые контакты
реле как и прежде.
При включении питания детектора (режим ТЛГ),
его напряжения питания через резистор R14 и
защитный стабилитрон (допустим любой с
напряжением стабилизации 13-15 В) открывает ключ Т1

(он же фактически и первый,
стабилизатор напряжения питания),
срабатывает реле, подключая
выход первого контура ФПЧ-2
(конденсаторы 192,192) к
входному контуру L1 С2 С1 (частота
резонанса 730 кГц).
Этот контуру трансформирует
(увеличивает) входной сигнал
примерно в 10 раз, а
аналогичный выходной (1_ЗС11 + кондеса-
тор 194) выполняет обратную
трансформацию (уменьшает)
выходной сигнал примерно в 10 раз,
что полезно для уменьшения
"вклада" ГФ (а там у нас как
никак 2 преобразования частоты)
в общие шумы приемника.
Смесители выполнены на недорогих современных
импортных двухзатворниках. Гетеродин общий
для обоих смесителей, стабилизирован кварцем
232 кГц (взят от Р-311), что при нижней полосе
пропускания ЭМФ хорошо сопрягается со штатным
КФ РПС (730 кГц).
В подборе кварца допустим достаточно большой
разброс. Хорошее сопряжения с КФ получается:
- для нижнего ЭМФ при частотах 231,5+-0,7 кГц;
- для среднего ЭМФ при частотах 230+-0,7 кГц;
- для верхнего ЭМФ при частотах 228,5+-0,7 кГц.
Можно применить и обычный LC контур, но его
нужно тщательно термокомпенсировать, т.к.
температура внутри лампового приемника изменяется
довольно в больших пределах. С кварцем проще.
Собранный без ошибок ГФ работает сразу и (если
контурные элементы имеют разброс не более +-
5%) в настройке не нуждается, разве что
возможно для выравнивания Кус в обоих режимах
понадобится подобрать R11.
Мной применен нижний пье-
зоЭМФ с полосой 2,4 кГц (какой
был). Лучше бы полосу чуть
пошире -2,7 или 3 кГц, тогда звук
не будет казаться зажатым, с
другой стороны на
перенаселенных участках диапазонов такая
узкая полоса бывает полезна.
Поэтому, погоняв приемник с
узкой полосой, я ввел режим
переключения полосы, для чего
задействовал тумблер "Калибр",
поднял нижнюю (по схеме РПС)
ногу резистора R23 и подключил
к этому проводу цепь включения
ГФ. Теперь намного комфортнее:
много помех - включаем ГФ, если
помех меньше - выключаем ГФ и
наслаждаемся сочным ламповым
звуком.
Места на шасси РПС для размещения большой
платы ГФ нет, поэтому применены СМД детали и
малогабаритный пьезоЭМФ. Саму плату крепим в
боковом отсеке блока ПЧ, а большой НЧ кварц
располагаем в нише рядом.
Специального крепления у него не
предусмотрено, т.к. он хорошо прижимается крышкой к
достаточно жесткому и пружинящему жгуту. Цепь
управления включения ГФ выведена отдельным
проводом на малогабаритном разъеме в паз
крышки рядом с разъемом LU4. (см. фото)
В заключение небольшой совет - не стоит ничего
менять в схеме и конструкции приемника, не
попробовав (испытав) его в полностью рабочем, то
бишь настроенном состоянии (в прочем это
справедливо для любого старого аппарата).
Изначально мой экземпляр РПС тоже имел
пониженное усиление, впрочем чувствительности
хватало с избытком, т.к. осуществлял на достаточно
большую антенну (41 м Windom) и, более того,
приятно удивили его малые собственные шумы
(hi!) - что-то порядка 300-500 мВ (а по паспорту

должны быть не менее 5 Вэфф!!!), так что на его
расстроенное состояние (hi!) я обратил внимание
не сразу, только лишь внимательно прочитав
документацию и сделав измерения основных
параметров приемника, в частности общего Кус.
Детальное исследование показало, что виной тому
существенная расстройка контуров ПЧ - в
среднем на 7-10 кГц, в ФПЧ-2 - вообще на 35-40 кГц ,
что и послужило причиной столь резкого
снижения общего усиления. Кстати, измерения и
настройку тракта ПЧ в РПС я делал, сняв его с
шасси, в холодном состоянии. Для чего подавал
на каждый ФПЧ сигнал с нерегулируемого выхода
Г4-102 (дабы величина его была побольше) через
резистор 150-200 кОм, а к выходу испытуемого
ФПЧ (контура)- ламповый вольтметр ВК7-9 -
получилось очень удобно и быстро.

ПРОСТАЯ ДОРАБОТКА Р-309
Давно мечтал приобрести в коллекцию Р-309 -
эту, фактически последнюю, ламповую
разработку советской оборонки, схему давно изучил и
считаю ее очень удачной и хорошо продуманной,
можно сказать классика схемотехники на
стержневых лампах.
И вот наконец нашел приемник в хорошем
косметическом и техническом состоянии, разумеется
сразу подключил антенну и вперед, на
сравнительные прослушивания.
И получил, что называется легкий шок (hi!) и
сильное разочарования от работы этого громко
шумящего примуса работающего в режиме АРУ
сильнейшими искажениями, настолько что
слушать эту какофонию не только на наушники, но и
динамик нет никакой возможности. Речь идет о НЧ
диапазонах (160, 80, 40 и 20 метров).
Причем в режиме РРУ благодаря глубокой
регулировке, можно было подобрать оптимальное
усиление для работы с любой антенной и получить
мягкое, вполне комфортное, ламповое звучание.
Но как только включаешь АРУ (РРУ при этом не
работает), шумы полностью забивают сигнал, при
этом даже на слух слышно, что смесительный
детектор работает с сильнейшей перегрузкой,
отсюда и чудовищные искажения SSB.
И это, в общем-то, при очень грамотной схеме и
очень добротной механике - вот такое "чудо"
разработали харьковские профессионалы.
Короче, пришлось делать доработку и этому
приемнику - убрал перегрузку детектора SSB и ввел
РРУ в режиме АРУ, вот теперь приемник заработал
так как должен работать хороший ламповый
приемник - мягко и комфортно, и оказывается, в
отличие от распространенного мнения, он совсем не
шумный - если исходя из условий приема
правильно выбирать (РРУ) его Кус.
Подробнее о самих доработках - они просты, но
при этом достаточно эффективны, не требуют
вмешательства в работу основных блоков, а потому
после их проведения не требуется ни какая
инструментальная подстройка (настройка).
- перегрузка детектора SSB вызвана тем, что при
включении режима АРУ на него подается
чрезмерно большой сигнал (порядка нескольких
вольт).
К сожалению, этот уровень оптимальный для AM
детектора и специально задан в детекторе АРУ
введением в него запирающего напряжения
(амплитудной задержки). Т.к. нам важна хорошая
работа приемника и при AM, настройку АРУ трогать
не будем, а просто уменьшим уровень
поступающего сигнала на детектор SSB в 15 раз (в
принципе, при сохранении чутья можно было бы и
больше, но тогда будет заметная разница в
громкости при переключении AM/ SSB).
Проще всего этого добиться, подключив вход
детектора SSB к штатному выходу ПЧ2, для чего
надо снять блок ПЧ (по инструкции) и на разъеме
РГ1 (нумерацию ведем по электронному варианту
документации, выложенной в ИНЕТе, есть и на
СКР) просто перекинуть провод с ноги ОС на ногу
6В.
Чтобы исключить расстройку контура 1_103,1_104,
возникающую из-за отключения достаточно
длинного экранированного провода, к освободившейся
ноге ОС припаиваем компенсирующий
конденсатор 62пФ ( начальная, еще до переделки ) емкость
монтажа на ноге ОС измерена цифровиком, если у
вас есть возможность рекомендуется провести
такие измерения в своем конкретном экземпляре,
но в общем-то это не критично) - на фото это ко-

ричневый КСО. Обеспечит возможность РРУ в
режиме АРУ ( при полном сохранении
работоспособности последней) поможет маломощный
кремниевый диод ( 1Ы4148,КД521,52 и т.п.)
впаянный катодом к движку R119 (вывод 1
переключателя В5а), а анодом к центральному выводу
переключателя В5а (в точке подпайки С336.
Доступ к точкам подпайки диода есть без разборки,
в окошке шасси.

ПДФ НА СТАНДАРТНЫХ
ДРОССЕЛЯХ
Современные стандартные малогабаритные
дроссели ( импортные или российского производства)
имеют как правило конструктивную добротность
не менее 40-50 и на их основе можно сделать
приличные полуоктавные или октавные ( т.е с
полосой пропускания 1,5-2 раза от средней - для
некоторых применений может быть широковато,
но для ППП в самый раз) ПДФ , совсем не
требующие намотки и настройки. При сама процесс
изготовления ПДФ прост до безобразия (hi!) - ставим
в плату дроссели требуемого номинала, как
обычные резисторы - и без всяких заморочек ПДФ
готов.
В приложении схема ПДФ на стандартных
дросселях. Там же для примера показано как меняется
АЧХ при 10% разбросе емкостей и индуктивно-
стей. как видно, АЧХ сохраняет свою форму, что
и позволяет обойтись без индивидуальной
настройки. Схема разрабатывалась для ТПП, а для
ППП лишние цепи коммутации можно просто
убрать. Более того, для упрощения конструкции
можно обойтись вовсе без печатной платы. Один
из возможных вариантов конструктивного
выполнения - на основе четырехгалетного, желательно
малогабаритного, переключателя. Одна крайняя
галета используется для коммутации цепей
гетеродина, а три смежных- для этого ДПФ, причем
контакты средней пропаиваются по кругу одним
проводником и заземляется. Она служит экраном
и опорной стойкой при монтаже элементов ПДФ,
которые распаиваются согласно схеме на своих
собственных выводах. Получается просто и
надежно. Если надо дополнительно защитить ПДФ от
помех - например при использовании встроенной
цифровой шкалы, на смонтированный
переключатель одеваем заземленный металлический
стаканчик подходящего размера - например банка из под
кофе или пива.
На импортных стандартных аксиальных дросселях
можно сделать и обычные (узкополосные) ПДФ.
Настройку в этом случае производим подстроеч-
ными конденсаторами (триммерами). Один из
возможный вариантов двухконтурного ПДФ для
50-омного тракта приведен ниже.

ПРИСТАВКА ДЛЯ
ИЗМЕРЕНИЯ
ИНДУКТИВНОСТИ
И ЕЕ ПРИМЕНЕНИЕ В
ПРАКТИКЕ РАДИОЛЮБИТЕЛЯ
Предлагаемая приставка к частотомеру для
определения расчетным путем индуктивности в
диапазоне от 0,2 мкГн до 4 Гн отличается от прототипов
пониженным напряжением на измеряемой
индуктивности (амплитуда не более 100 мВ), что
снижает погрешность измерения для катушек на
малогабаритных кольцевых и замкнутых магнито-
проводах и дает возможность измерить с
достаточной для практики точностью начальную
магнитную проницаемость магнитопроводов.
Кроме того, малое значение напряжения на
контуре позволяет оценивать индуктивность катушки
непосредственно в конструкции, без демонтажа.
Для многих начинающих радиолюбителей
изготовление и оценка индуктивности катушек,
дросселей, трансформаторов становится «камнем
преткновения». Промышленные измерители
малодоступны, самодельные законченные
конструкции, как правило, сложны в повторении и при их
настройке необходимы промышленные приборы.
Поэтому особой популярностью пользуются
простые приставки к частотомеру или осциллографу.
Описания и схемы подобных устройств были
опубликованы в периодической литературе [1, 2]. Они
просты в повторении, удобны в применении.
Но сведения в статьях в части заявленных
погрешностей и пределов измерения нередко
приводят к ошибочным выводам и искаженным
результатам. Так в [1] указано, что приставка
позволяет измерить индуктивность более 0,1 мкГн, а
погрешность измерения зависит от подбора
конденсатора, который в авторской конструкции
имеет допустимое отклонение номинальной
емкости не более ±1 %.
И это при том, что на указанных на схеме
транзисторах устойчивая генерация начинается с
индуктивностью колебательного контура 0,15...0,2 мкГн
(желающие легко могут проверить), а собственная
индуктивность выводов от платы до разъема 30 мм
оказывается равной 0,1...0,14 мкГн.
В другой статье [2] указывается погрешность до
1,5 % от верхнего предела (кстати, обратите
внимание, нижний предел 0,5 мкГн с погрешностью
0,9 мкГн - и это верно, иными словами измерение
таких величин носит оценочный характер) как для
маленьких, так и больших значений
индуктивности, без учета собственной емкости катушек.
А такая емкость может достигать соизмеримой с
контурной величины и вносить дополнительную
погрешность до 10...20 %.
В этой статье сделана попытка в какой-то мере
восполнить отмеченный пробел и показать методы
оценки погрешности измерений и способы
применения действительно простой и полезной
конструкции в лаборатории каждого радиолюбителя.

Предлагаемая приставка к частотомеру
предназначена для оценки и измерения с достаточной
для практики точностью индуктивности в
диапазоне 0,2 мкГн... 4 Гн.
Она отличается от прототипов пониженным
напряжением на измеряемой индуктивности (амплитуда
не более 100 мВ), что снижает погрешность
измерения индуктивности на малогабаритных
кольцевых и замкнутых магнитопроводах и дает
возможность измерить начальную магнитную
проницаемость магнитопроводов.
Кроме того, малое значение напряжения на
контуре позволяет оценивать индуктивность катушки
непосредственно в конструкции, без демонтажа.
Такую возможность оценят те, кому часто
приходится заниматься ремонтом и настройкой
аппаратуры при отсутствии схем и описаний.
Для работы с приставкой подходят любые
самодельные или промышленные частотомеры,
позволяющие измерять частоту до 3 МГц с точностью не
менее 3-х знаков. Если нет частотомера, подойдет
и осциллограф. Точность измерения временных
параметров у последних, как правило, порядка 1...
10%, что и определит погрешность измерения
индуктивности.
В интервале значений индуктивности 0,2...0,5
мкГн погрешность измерения не превышает 50 %,
в зависимости от точности учета "паразитной"
индуктивности приставки. Погрешность измерения в
интервале 0,5...5 мкГн уменьшается до 5...20 % в
связи с тем же ограничением.
Индуктивность более 5 мкГн - вплоть до 20 мГн
возможно измерить с наименьшей погрешностью,
не превышающей 2 %. В интервале значений
20...200 мГн погрешность не более 5 %, если
собственная емкость собственная емкость катушки
менее 1000 пФ.
Для индуктивности более 0,2 Гн из-за влияния
активного сопротивления катушки погрешность
измерения может возрасти до 5...20 %, а выше 1 Гн
- даже до 20...50 %.
Ток, потребляемый приставкой при напряжении
питания в интервале значений 5...15 В, не более
22 мА.
Для определения собственной "паразитной"
емкости катушки следует использовать эталонный
конденсатор по методу, описанному ниже.
Принцип измерения индуктивности [2] основан на
известном соотношении, связующим параметры
элементов колебательного контура с частотой его
резонанса (формула Томсона)
Здесь и далее во всех формулах частота указана
в мегагерцах, емкость - в пикофарадах,
индуктивность - в микрогенри.
При емкости контура Ск = 25330 пФ, формула
упрощается:
где Т - период в микросекундах.
В приставке (ее схема показана на рис. 1)
используется генератор с эмиттерной связью в двухкас-
кадном усилителе, частота гармонических
колебаний которого определяется емкостью
конденсатора С1 и измеряемой индуктивностью 1_х,
подключаемой к пружинным зажимам XI.
Так как используется непосредственное
соединение базы транзистора VT1 с коллектором VT2, то
коэффициент петлевого усиления генератора
высок, что обеспечивает устойчивую генерацию
при изменении соотношения L/C в широком
диапазоне. Коэффициент петлевого усиления
пропорционален крутизне используемых транзисторов и
может эффективно регулироваться изменением
тока эмиттеров, для чего используется
выпрямитель на диодах VD1, VD2 и управляющий
транзистор VT3. Введение усилителя на транзисторе VT4
с KU= 8...9 позволило снизить амплитуду
напряжения на контуре до уровня 80...90 мВ при
выходной амплитуде 0,7 В. Эмиттерный повторитель
обеспечивает работу на низкоомную нагрузку.
Устройство работоспособно при изменении
напряжения питания в интервале 5...15 В, при этом
вариации уровня выходного напряжения не
превышают 20 %, а уход частоты F= 168,5 кГц (с
катушкой высокой добротности, намотанной на
сердечнике 50ВЧ при индуктивности 1_= 35 мкГн)
не более 40 Гц!
В конструкции можно использовать в позициях
VT1, VT2 транзисторы КТ361Б, КТ361Г, КТ 3107 с
любым буквенным индексом, хотя несколько
лучшие результаты достигаются с КТ326Б; в позиции
VT3 - кремниевые транзисторы структуры р-п-р,
например, КТ209В, КТ361Б, КТ361Г, КТ3107 с
любым буквенным индексом. Для буферного
усилителя (VT4, VT5) пригодно большинство
высокочастотных транзисторов. Параметр h213 для
транзистора VT4 - более 150, для остальных не
менее 50.
Диоды VD, VD2 - любые высокочастотные
кремниевые, например, серий КД503, КД509, КД521,
КД522.
Резисторы - МЛТ-0,125 или аналогичные.
Конденсаторы, кроме С1, - малогабаритные
соответственно керамические и электролитические,
допустим разброс 1,5...2 раза. Конденсатор С1 ем-

костью 25330 пФ определяет точность измерения,
поэтому ее значение желательно подобрать с
отклонением не более ±1 % (можно составить из
нескольких термостабильных конденсаторов,
например 10000+10000+5100 пФ из группы КСО,
К31. Если нет возможности точно подобрать
емкость, можно воспользоваться описанной ниже
методикой.
В качестве разъема XI удобно использовать
пружинящие зажимы для "акустических" кабелей.
Разъем ХЗ для соединения с частотомером - СР-
50-73Ф.
Детали монтируют на печатной плате из
односторонне фольгированного стеклотекстолита.
Допустимо использовать навесной монтаж.
В качестве корпуса для приставки можно
применить любой подходящий по размерам коробок из
любого материала. Разместить разъем XI
необходимо так, чтобы обеспечить минимальную длину
соединяющих его с платой проводников.
После проверки правильности монтажа следует
подать питание напряжением 12 В, не подключая
катушки к разъему XI. Напряжение на эмиттере
VT5 должно быть примерно равным половине
питающего напряжения; если отклонение больше,
потребуется подбор резистора R4. Ток
потребления окажется близким к 20 мА.
Присоедините к разъему XI катушку 1_х
индуктивностью в пределах десятков - сотен микрогенри
(точное значение некритично), а к разъему ХЗ -
осциллограф или высокочастотный вольтметр.
На выходе приставки должно быть переменное
напряжение 0,45...0,5 Вэфф. (амплитудное значение
0,65...0,7 В).
При необходимости его уровень можно установить
в диапазоне 0,25...0,7 Вэфф. подбором резистора
R8. Теперь можно приступить к калибровке
приставки, подключив ее к частотомеру. Это можно
сделать несколькими методами.
Если есть возможность измерить с точностью не
хуже 1 % катушку на незамкнутом магнитопро-
воде с индуктивностью порядка десятков-сотен
мкГн, то используя ее как образцовую, подберите
емкость конденсаторов С1...С4 так, чтобы
показания приставки совпали с требуемым значением.
Во втором случае, понадобится один
термостабильный эталонный конденсатор, емкость
которого не менее 1000 пФ и известна с высокой
точностью. В крайнем случае, если нет
возможности точно измерить емкость, можно применить
конденсаторы КСО, К31 с допуском ±2-5 %,
смирившись с вероятным увеличением погрешности.
Автор использовал конденсатор К31-17 с
номинальной емкостью 5970 пФ ±0,5 %. Сначала по
частотомеру фиксируем частоту F1 для катушки 1_х
без дополнительного внешнего конденсатора.
Затем присоединяем параллельно катушке
эталонный конденсатор Сэт и фиксируем частоту F2.
Теперь можем определить реальную входную
емкость собранной приставки и индуктивность
катушки Lx по формулам:
Вручную делать многократные пересчеты долго,
поэтому автор пользуется удачной программой
расчетов MIX10, разработанной А. Беспальчиком
и любезно выложенной им на сайте СКР:
http://www.cqham.ru/bespalchik.htm
Чтобы можно было пользоваться приведенными в
начале статьи упрощенными формулами, нужно
подбором конденсаторов CI - С4 установить
емкость Свх равной 25330±250 пФ. После
окончательной корректировки емкости конденсатором С1
сделайте контрольный замер по приведенной
выше методике, чтобы убедиться, что емкость Свх
соответствует требуемой.
После этого приставка готова к работе. Попробуем
оценить ее возможности; для этого проведем
несколько опытов.
1. При измерении малых значений индуктивности
большую погрешность вносит собственная
индуктивность приставки, состоящая из индуктивности
проводников, соединяющих разъем XI с платой, и
индуктивности монтажа. Попробуем ее измерить.
Сначала замкнем контакты разъема XI прямым
коротким проводником. Скрученные провода,
идущие к разъему XI длиной 30 мм, и перемычка
длиной 30 мм образуют один виток катушки. Если
в генераторе транзисторы КТ326Б, колебания
возникают только при ударном возбуждении контура
путем периодичного включения питания, при этом
частота F1 = 2,675...2,73 МГц, что соответствует
индуктивности 0,14 мкГн (с транзисторами
КТ3107Б генерация совсем не возникает). Теперь

сделаем из провода диаметром 0,5 мм кольцо
диаметром 3 с расчетной индуктивностью [3] около
0,08 мкГн и подключим к XI.
Для генератора на транзисторах КТ326Б
частотомер показал значение 2,310 МГц, что
соответствует индуктивности 0,19 мкГн. Вариант на
транзисторах КТ3107Б генерировал только при
ударном возбуждении контура. Таким образом,
собственная индуктивность приставки оказалась
в пределах 0,1...0,14 мкГн.
Выводы: высокая точность измерений
обеспечивается для индуктивности более 5 мкГн. При
значениях в интервале 0,5... 5 мкГн надо
учитывать собственную индуктивность 0,1...0,14 мкГн.
При индуктивности менее 0,5 мкГн измерения
носят оценочный характер. Уверенно
регистрируемая минимальное значение индуктивности 0,2
мкГн.
2. Измерение неизвестной индуктивности.
Допустим, для нее частота Fl= 0,16803 МГц, что по
упрощенной формуле расчета индуктивности дает
35,42 мкГн.
При проверке с эталонным конденсатором частота
F2 = 0.15129 МГц соответствует индуктивности
35,09 мкГн. Погрешность - менее 1 %.
3. Используя измеренную индуктивность в
качестве образцовой, можно оценить входную емкость
генератора. Емкость контура состоит из емкости
конденсаторов CI - С4 и емкости Сген, состоящей
из суммы емкости монтажа и емкости, вносимой
транзисторами VT1, VT2, т. е. Свх. = С1+Сген.
Чтобы определить величину Сген., отключаем
конденсаторы CI - С4 и измеряем с используемой
индуктивностью частоту F3. Теперь Сген можно
рассчитать по формуле:
5. Амплитуда на измерительном колебательном
контуре величиной 70...80 мВ оказывается меньше
порога открывания кремниевых р-n переходов,
что позволяет во многих случаях измерять
индуктивность катушек и трансформаторов прямо в
схеме (естественно, обесточенной).
Благодаря большой собственной емкости
приставки (25330 пФ), если емкость в измеряемой
цепи не более 1200 пФ, погрешность измерения
не превысит 5 %.
Так при измерении индуктивности катушки
контура ПЧ (емкость контура не более 1000 пФ)
непосредственно на плате транзисторного
приемника получено значение 92,1 мкГн.
При измерении индуктивности катушки,
выпаянной из платы, расчетное значение оказалось
меньше - 88,7 мкГн (погрешность менее 4 %).
Для подключения к катушкам индуктивности,
размещенных на платах, автор использует щупы с
соединительными проводами длиной 30 см,
скрученных с шагом одна скрутка на сантиметр.
Ими вносится дополнительная индуктивность 0,5...
0,6 мкГн - это важно знать при измерении малых
величин, для оценки ее достаточно замкнуть
щупы между собой.
В заключение еще несколько полезных советов.
Определить магнитную проницаемость кольцевого
магнитопровода без маркировки можно по
следующей методике. Намотать 10 витков провода,
равномерно распределив его по кольцу, и
измерить индуктивность обмотки, а полученное
значение индуктивности подставить в формулу:
В авторском варианте приставки с транзисторами
КТ3107Б емкость Сген. равна 85 пФ, а с
транзисторами КТ326Б - 39 пФ. По сравнению с
требуемым значением 25330 пФ это меньше 0,4 %, что
позволяет применять практически любые
высокочастотные транзисторы без заметного влияния на
точность измерения.
4. Благодаря большой собственной емкости
приставки, при измерении индуктивности до 0,1 Гн
погрешность, вносимая собственной емкостью
катушек, несущественна. Так при измерении
индуктивности первичной обмотки выходного
трансформатора от транзисторных приемников
получилось значение L = 105,6 мГн. При дополнении
колебательного контура эталонным
конденсатором 5970 пФ получилось другое значение 1_=102
мГн, а собственная емкость обмотки Стр= Сизм.-
С1 = 25822 - 25330 = 392 пФ.
где:
L-индуктивность;
W- кол-во витков;
D,d,h - размер кольца в мм.

В практических расчетах удобно пользоваться
упрощенной формулой для расчета числа витков
на кольцевых магнитопроводах [4]
Значения коэффициента к для ряда
широкораспространенных кольцевых магнитопроводов по
данным В. Т. Полякова приведены в табл. 1.
Типоразмер
К18x8x4
К18x8x4
К18x8x4
К18x8x4
К18x8x4
К18x8x4
Магнитная
проницаемость
3000
2000
1000
2000
1000
400
к
21
26
37
31
44
70
Для широко распространенных броневых
магнитопроводов из карбонильного железа [5]
индуктивность удобнее рассчитывать в микрогенри,
поэтому введем коэффициент т, и формула
соответственно изменится. Некоторые значения для
распространенных броневых магнитопроводов
приведены в табл. 2.
Сердечник
СБ-9а
СБ-12а
СБ-23-17а
СБ23-11а
m
7.1
6.7
4.5
4.0
Составить подобную таблицу для имеющихся у вас
кольцевых и броневых магнитопроводов,
воспользовавшись предлагаемой приставкой, не составит
большого труда.
И в заключение, привожу вариант исполнения
приставки радиолюбителем Павлом Семиным.
Чертеж платы в формате lay. находится в архиве
прилагаемом к этому выпуску РЕ.
ЛИТЕРАТУРА
1. Гайдук П. Частотомер измеряет индуктивность.
- "Радиолюбитель", 1996, № б, с. 30.
2. L-метр с линейной шкалой. - "Радио", 1984, №
5, с. 58, 61.
3. Поляков В. Катушки индуктивности. - "Радио",
2003, № 1, с. 53.
4. Поляков В. "Радиолюбителям о технике прямого
преобразования". - М.: "Патриот", 1990, с. 137,
138.
5. "Полупроводниковые приемно-усилительные
устройства: Справочник радиолюбителя". (Тере-
щук Р. М. и др.) - Киев: "Наукова думка", 1987, с.
104.

ПРОСТОЙ ПРЕСЕЛЕКТОР
ДЛЯ МНОГОДИАПАЗОННОГО
ПРИЕМНИКА.
При разработке и изготовлении приемников и
трансиверов на низкочастотные диапазоны на
базе ЭМФ радиолюбители уже «традиционно»
применяют двухконтурные диапазонные
полосовые фильтры (ДПФ).
Тон был задан четверть века назад такими
известными конструкциями, как трансиверы Радио-76,
Радио-76М2 [1,2 ]. Двухконтурные ДПФ, при
относительной простоте реализации, обеспечивали
достаточно высокие параметры, в частности,
избирательность по зеркальному каналу порядка
40-46 дБ.
После существенного расширения несколько лет
назад полосы частот, отведенной для
любительской связи на диапазонах 160 и 80 метров,
соответственно стало необходимостью увеличение
пропорционально и полосы пропускания ДПФ.
В журнале Радио [3] уже рассказывалось, как
рассчитать и изготовить двухконтурные ДПФ,
обеспечивающие требуемую широкую полосу
пропускания при малой неравномерности АЧХ
(менее 1дБ).
Но такое решение приводит к заметному
ухудшению избирательности ДПФ.
Практические измерения показали, что
избирательность по зеркальному каналу снизилась до
28-32 дБ, подавление ГПД - до 20-22 дБ (что при
работе на передачу приводит к высоким уровням
внеполосных излучений), на частотах 1605 МГц
(начало вещательного СВ диапазона ) - менее 20
дБ.. Дальнейшее всестороннее моделирование в
программе RFSimm99 показало, что применение
высокодобротных катушек, изменение вида связи
между контурами ситуацию не улучшает.
Теперь, попробуем оценить, что при таком ДПФ на
диапазоне 160 м поступает на смеситель
приемника при полноразмерной антенне (для
эффективной работы на передачу длина которой должна
быть порядка 41-160 м).
Шумы и бытовые помехи в городских условиях
при среднем прохождении в основной полосе
частот 200 кГц - достигают уровня S+10...20 дБ
(150-500 мкВ ) и сигналы радиолюбительских
станций ( уровень «соседей» достигает зачастую
+40-50дБ, т.е. 5-15 мВ) плюс шумы, бытовые
помехи и сигналы ведомственных станций
зеркального канала такой же шириной 200 кГц,
ослабленные всего на 30 дБ (30 раз), плюс
сигналы мощных вещательных станций СВ
диапазона, уровень которых в больших городах на
полноразмерной антенне
может достигать нескольких вольт и после
ослабления на 20-30 дБ ДПФ уровень помехи может
достигать сотен мВ.
Это очень тяжелый режим работы даже для
высокодинамичного смесителя. Кстати, обзор всех
известных любительских конструкций
трансиверов с ДД по интермодуляции более 90 дБ (а это
очень высокие параметры), опубликованных в
радиолюбительской литературе и Интернете,
показал, что по абсолютной величине допустимый
уровень помех не превышает 50-100мВ.
Для диапазона 80 м ситуация не лучше - 380-400
кГц основной полоса пропускания плюс такая же
полоса слабо подавленного (-17-22 дБ)
зеркального канала с не менее мощными шумами,
бытовыми помехами и сигналами ведомственных
станций.
Как видно из изложенного, применение двухкон-
турных ДПФ на диапазоны 80 и 160 м не
позволяет получить хороших результатов в простых
конструкциях трансиверов на базе ЭМФ при
работе на прием и совершенно недопустима работа
на передачу без дополнительной фильтрации из-
за высоких уровней внеполосных излучений.
Применение трехконтурного ДПФ или (и)
увеличение частоты ПЧ до 5-9 МГц улучшает внеполос-
ную избирательность на 20-30 дБ (40-60 дБ), но
внутри полосы пропускания весь спектр мощных
шумов и помех низкочастотных диапазонов
шириной 200 кГц (или 380-400 кГц на восьмидесятке)
будет поступать на смеситель.
Разумеется, уровень входных сигналов можно
понизить с помощью входных аттенюаторов, но при
этом снизится и полезный сигнал, который на
диапазонах 160 и 80 метров зачастую бывает на
уровне шумов, а то и ниже.
Кардинально улучшить ситуацию позволяет
применение узкополосных перестраиваемых пресе-

лекторов. Такие решения широко применялись
радиолюбителями в конструкциях приемников и
трансиверов 50-80 г.г. прошлого века. Даже с
простыми по конструкции катушками с
добротностью 70-100 позволяют легко получить на
диапазоне 160 метров полосу пропускания 25-35 кГц.
Однодиапазонные конструкции с синхронной
перестройкой входных контуров с гетеродинным из-
за необходимости хорошего сопряжения требуют
и навыков и наличия измерительных приборов,
что представляло определенные трудности при
повторении.
Во многодиапазонных вариантах к проблемам
сопряжения добавлялись и конструктивные - из-за
необходимости переключения большого числа
контактов, как правило, применялся
многоплатный переключатель диапазонов.
нюатора. Предлагаемая конструкция двухконтур-
ного узкополосного перестраиваемого преселек-
тора отличается простотой в изготовлении и
настройке и позволяет дополнительно улучшить
избирательность по приему как существующих,
так и строящихся приемников и трансиверов.
Особенностью предлагаемого решения является
применение конденсатора переменной емкости от
ламповых радиовещательных приемников с
большим перекрытием по емкости, что позволило без
коммутации катушек получить перекрытие по
частоте в четыре раза, захватив три низкочастотных
любительских диапазона. Идея не нова и уже
применялась в радиолюбительских разработках [6].
Принципиальная схема двухконтурного
узкополосного перестраиваемого преселектора на лю-
Конструкция преселектора получалась
громоздкой, сложной в изготовлении, не очень надежной
в эксплуатации и требовала поистине героический
усилий при изготовлении и настройке. Более
привлекательны с точки зрения простоты
изготовления и настройки узкополосные преселекторы,
перестраиваемые отдельной ручкой настройки.
Такое решение давно применяется известным
конструктором трансиверов Я.С. Лаповком [4,5] и
эффективно выполняет функции узкополосного
преселектора и, заодно частотозависимого атте-
бительские диапазоны 160, 80 и 40 метров
приведена на рисунке. Сигнал с антенны (50 или
75 Ом) или аттенюатора поступает по
коаксиальному кабелю на контакт XI и через катушку связи
1_1на контур L2C2.1. Связь между контурами
осуществляется несколько нетрадиционно
посредством низкоомного резистора R1 и ее величина
выбрана таким образом, чтобы обеспечить
постоянство коэффициента передачи во всем диапазоне
перестройки по частоте. При этом полоса
пропускания по уровню - 3 дБ составила на диапазонах

160,80 и 40 метров соответственно 34,50 и 75 кГц,
коэффициент передачи 1-1,5 раза.
Конструктивно нужно разместить катушки дальше
друг от друга, чтобы минимизировать
индуктивную связь между ними, например по разные
стороны от КПЕ.
К катушке связи контура L3C2.2 подключен через
антипаразитный резистор R3 эмиттерный
повторитель VT1, выполняющий функции
высоколинейного УВЧ (за счет трансформации сопротивлений
в контуре) и обеспечивающий работу на низко-
омную нагрузку - например, кольцевой смеситель
на диодах или 50-омный вход основного ДПФ.
Резистор R6 обеспечивает устойчивую работу и
согласование с коаксиальным кабелем большой
длины, например, при выполнении преселектора
в виде отдельной конструкции, но при этом
ослабляет сигнал в 2 раза. Поэтому общий коэффициент
передачи по напряжению 0,5-0,7.
Если планируется размещение преселектора
внутри корпуса приемника и кабель будет
небольшое длины, то резистор R6 можно уменьшить, или
убрать совсем.
Напряжение питания допустимо в пределах 9-15
В и должно быть хорошо стабилизированным. Ток
потребления не более 10 мА.
Используя тот же принцип, добавив всего две
катушки и два реле можно получить вседиапазон-
ный преселектор.
Для работы в условиях больших сигналов имеет
смысл добавить отключаемый аттенюатор на -
20дБ. Полная схема девятидиапазонного
преселектора приведена на рис.2.
Избирательность преселектора в диапазоне 10-30
МГц осуществляется полосовым фильтром,
собранном на контурах L6C2.1, L7C2.2, в котором
применена комбинированная связь между
контурами - внешнеемкостная на конденсаторе СИ и
внутриемкостная за счет конструктивной емкости
порядка 0,3-0,5 пФ между двумя секциями статора
КПЕ, условно показанная на схеме штрих
пунктиром.
Для увеличения коэффициента передачи
применено полное включение контура, а транзистор
применен полевой с большой крутизной, что
обеспечивает хорошее согласование с нагрузкой 50-
75 Ом.
В результате при перестройке частоты от 10 до 30
МГц полоса пропускания практически линейно
изменяется от 180 до 700 кГц, а коэффициент
передачи по напряжению от 0,7 до 2,5 раз.
Диоды VD1-VD4 обеспечивают защиту затвора
полевого транзистора от опасных уровней
входного напряжения.
На реле КЗ и резисторах R10, Rll, R12 аттенюатор
-20 дБ, который при необходимости включается
подачей напряжения +12 В на контакт Х5. Реле
Kl, К2 производят коммутацию диапазонов,
нормально замкнутыми контактами подключены
контуры 1_2,1_3 диапазона 1,8-7 МГц.
Подача напряжения +12 В на контакт Х6
подключает контуры диапазона 10-30 МГц 1,8-7 МГц.
Что касается конкретного применения описанного
преселектора:
1. он может быть применение в виде отдельной
приставки или в составе приемника или транс-
ивера до основных ДПФ в качестве преселектора-
усилителя, причем на НЧ диапазонах основные
функции - узкополосная преселекция и частото-
зависимый аттенюатор, а на ВЧ - усиление (до 6-
8 дБ на 29 МГц) и дополнительная фильтрация по
зеркальному и другим побочным каналам приема.
В этом случае, если добавить реле обхода,
появляется возможность оперативно управлять
включением преселектора, в зависимости от
реальной обстановки в эфире отдавая предпочтение
либо повышению избирательности, либо
чувствительности.
2. он может быть основным преселектором в
несложном вседиапазонном приемнике
коротковолновика - наблюдателя. На рис.3 приведен вариант
включения преселектора, в котором транзистор
VT1 выполняет функции активного небалансного
смесителя с управляемым сопротилением в цепи
ООС[8].
Питание поступает через катушку контура ,
согласующего смеситель ( для которого оптимальная
нагрузка при использовании КП903 порядка 400-
500 Ом) с ФСС, в качестве которого может быть
ЭМФ или кварцевый фильтр.
Такой смеситель имеет низкий уровень шумов,
сравнительно большой коэффициент передачи и
подавляет сигнал гетеродина на выходе примерно
на 60 дБ, Дроссель L8, обладающий большим
сопротивлением на рабочих частотах, включен в ис-
токовую цепь транзистора VT1 и создает глубокую
отрицательную обратную связь. По переменному
току он зашунтирован сопротивлением канала
полевого транзистора. Напряжение гетеродина,
поступающее на первый затвор этого транзистора,
вызывает модуляцию глубины обратной связи, т.
е. изменяет крутизну передаточной
характеристики, не смещая рабочей точки транзистора VT1.
В качестве ключа в смесителе можно применить
транзисторы КП327, КП350, имеющие хорошие
линейные коммутационные характеристики, а также
позволяющие через второй затвор ввести АРУ, не
ухудшающую динамические характеристики
приемной части. Динамический диапазон по
интермодуляции такого смесителя - на уровне 90...95 дБ
[9].

О деталях
В преселекторе можно применить двухсекционный
конденсатор переменной емкости с воздушным
диэлектриком от ламповых радиовещательных
приемников с перекрытием по емкости от 10-18
пФ до 495-510 пФ, например КПЕ-1, КПВ-2.
От качества этого конденсатора зависит успех в
повторении конструкции. Перед его установкой
надо убедиться в отсутствии замыкания между
пластинами ротора и статора, для чего удобно
использовать «китайский» цифровик в режиме
«звуковой прозвонки», и желательно проверить
синхронность изменения емкости обеих секций
при вращении ротора. Для этой проверки
понадобится простейший генератор, собранный по любой
известной схеме, в качестве контурной емкости
которого используем наш КПЕ.
Автор использовал в качестве измерительного
генератор приставки для измерения индуктивности
[7] со случайной катушкой индуктивностью 35
мкГ, предварительно отключив образцовый
конденсатор емкостью 25330 пф. Поочередно
подключая обе секции в четырех-пяти положениях
ротора КПЕ, измеряем частоту генерации, если
отличие значений более 1%, то добиваемся
необходимого сопряжения небольшим отгибанием или
подгибанием крайних пластин соответствующей
секции. Эта операция требует особого внимания и
аккуратности.
Транзистор VT1 может быть любым
высокочастотным, желательно малошумящим, с Frp>250 МГц,
Н21е>100, например КТ3102, КТ368, КТ316.
В качестве транзистор VT1 (рис.2 и 3) лучше всего
работают КП903 с любым буквенным индексом,
при отсутствии последних можно применить
КП302Б,В, КПЗОЗЕ, КП307Б,Г, что приведет к
небольшому снижению коэффициента передачи при
работе на низкоомную нагрузку.
Диоды VD1-VD6 и могут быть любыми из серий
КД503,КД510,КД521,КД522 и т.п.
Катушки L2, L3 выполнены в броневых магнито-
проводах СБ-12а проводом ПЭЛШО 0,3 мм
(возможно применение и другого провода - ПЭВ,ПЭЛ
0,2-0,35 мм ) и содержат по 28 витков. Катушки
LI, L4 -1 и 7 витков ПЭЛШО 0,12 мм поверх
соответственно L2 и L3.
При необходимости подбором числа витков
катушки L4 в пределах 5-10 можно изменить
коэффициент передачи по напряжению в диапазоне
1,8-7 МГц в пределах 0,7-2,5 раза.
Катушки индуктивности L6, L7 намотаны каркасах
контуров ПЧ от старых телевизоров диаметром
7,5мм с подстроечниками СЦР-1 (МбхЮ) и
прямоугольными (могут быть и круглыми) экранами, и
содержат по 7 витков провода ПЭЛШО 0,3
(возможно применение и другого провода см.выше),
намотанных на длине 6 мм, катушка L5 - один
виток провода ПЭЛШО 0,3 поверх нижней части
L6. После намотки катушек желательно измерить
полученную индуктивность любым доступным
способом, например, при помощи приставки [7].
Значения индуктивности должны соответствовать
указанным на схеме при среднем положении
подстроечного сердечника и установленными
экранами (для L6, L7).
Дроссели L8, L9 могут быть стандартными типа Д,
ДМ, рассчитанными на ток не менее 100 мА, но
для исключения возможных паразитных связей и
наводок хотя бы L8 лучше намотать на феррито-
вом колечке диаметром 7-10 мм проницаемостью
2000 - число витков в зависимости от размера
кольца соответственно 60-40 проводом ПЭЛШО
0,2-0,3 мм (возможно применение и другого
провода - ПЭВ,ПЭЛ 0,2-0,35мм).
Реле применены с двумя группами
переключающих контактов РЭС-60 паспорт РС4.569.437 с
сопротивлением обмотки 800 Ом и напряжением
срабатывания 9,5-10 В. Возможна замена реле из
этой же серии с другими рабочими напряжениями
с соответствующей корректировкой величины
управляющих напряжений, или реле других типов
с таким же количеством переключающих
контактов, но при этом понадобится корректировка
печатной платы.
Варианты преселектора рис.1, рис.2 и рис.4 могут
быть собраны на одной и той же односторонней
печатной плате ( рис.4), для чего в схемах
соблюдена сквозная нумерация деталей, естественно,
устанавливаются только требуемые для
конкретной схемы детали.
Плата рассчитана на сдвоенный конденсатора
переменной емкости КПВ-2, подстроечные
конденсаторы КПК-1М, постоянные конденсаторы типа
КМ, резисторы МЛТ, импортные блокировочные
конденсаторы, реле РЭС 60. Место для дросселя
L8 на печатной плате предусмотрено, но при
применении в приставке КП903 по схеме рис.2 его
можно заменить проволочной перемычкой.
Необходимость в конденсаторе СЮ (он может не
понадобится при применении подстроечных
конденсаторов с большими пределами перестройки
или транзисторов серий КПЗОЗ, КП307 )
определяется при настройке и в этом случае он
припаивается со стороны печатных проводников к
выводам С9.
Для удобства перестройки по частоте желательно
оснастить КПЕ простейшей шкалой и верньером с
небольшим замедлением, но можно применить
ручку большого диаметра.
После проверки правильности монтажа, нужно
проверить режимы работы транзисторов по
постоянному току. Подав напряжение питания,
проверить - (для схемы на рис.1) напряжение на

эмиттере VT1- допустимо 3-6 В, при
необходимости добейтесь требуемого подбором R2, - (для
схемы на рис.2) ток стока VT1- для КП903
допустимо 30-70 мА, для КП302, КП307 допустимо 7-
15 мА, при необходимости добейтесь требуемого
подбором R5.
Настраивать преселектор можно по упрощенной
методике. Подключите к антенному вводу ( вывод
XI) антенну, а на выход - приемник, с которым
планируется работа в преселектора дальнейшем.
Настройте приемник на частоту 1810 кГц.
Подстроечники катушек поставьте среднее
положение. Установив ротор блока КПЕ в положение
максимальной емкости, подстройкой
индуктивности катушек добиваются настройки контуров в
резонанс по максимальному уроню шума эфира.
Затем переводят ротор блока КПЕ в положение
минимальной емкости, а приемник настраивают на
частоту 7100 кГц и подстроечными
конденсаторами добиваются резонанса.
Эти операции надо повторить два-три раза,
добиваясь оптимальной настройки. Затем переключите
преселектор на диапазон 10-30 МГц подачей
напряжения 12 В на вывод Х6. Настройте приемник
на частоту 29,7 МГц. Подстроечники катушек
поставьте среднее положение. Установив ротор
блока КПЕ в положение минимальной емкости и
подстроечными конденсаторами добиваются
резонанса. Если пределов перестройки подстроечных
конденсаторов недостаточно, тогда им
параллельно подключают дополнительный конденсатор.
В авторском варианте это СЮ) такой емкости,
чтобы резонанс достигался при среднем
положении подстроечника.
Затем настройте приемник на 10 МГц. Установите
ротор блока КПЕ в положение максимальной
емкости (в этом положении резонанс будет в районе
9,1-9,3 МГц).
Плавно вращая ротор КПЕ в сторону уменьшения,
найдите положение, при котором резко возрастает
шум эфира. Отметьте это положение на риской
шкале - это будет нижняя точка сопряжения
контуров.
Далее подстройкой индуктивности катушек
добиваются настройки контуров резонанс по
максимальному уровню шума эфира.
Эти операции тоже надо повторить два-три раза,
добиваясь оптимальной настройки.
При помощи измерительных приборов (генератора
ВЧ и пр.) настройку можно провести с более
точным измерением характеристик, но только
предварительную, при подключении реальной антенны
вероятно понадобится подстроить входной контур
по описанной выше методике.
Показала хорошие результаты и схема пассивного
преселектора, схема которого представлена на
следующей странице.
Данные контуров:
НЧ катушки для получения большей
конструктивной добротности лучше выполнить:
- на броневых типа СБ-12а 16,5 мкГн получится
при 28 витках, катушки связи: антенная 2 витка,
выходная 5 витков;
- на импортных малогабаритных каркасах
контуров ПЧ 455 кГц (подобных примененным в МА-
ЛЫШе) 16,5 мкГн получится при 24 витках,
катушки связи: антенная 1,5-2 витка, выходная 4
витка;
- на каркасах контуров ПЧ 465 кГц от советских
приемников с ферритовым цилиндром 16,5 мкГн
получится при 30 витках, катушки связи:
антенная 2 витка, выходная 5 витков.
ВЧ катушки лучше выполнить:
- на импортных малогабаритных каркасах (с
экраном) контуров ПЧ 10,7 МГц (подобных
примененным в «МАЛЫШе») 1,45 мкГн получится при 18
витках, катушки связи: антенная 3 витка,
выходная 10 витков

Малогабаритный перестраиваемый преселектор 1,75 - ЗОМГц
- на каркасах контуров ПЧ (с экраном) от блоков
цветности от советских телевизоров 1,45 мкГн
получится при 17 витках, катушки связи: антенная
3 витка, выходная 9 витков.
Литература
1. Трансивер Радио-76. Б.Степанов,Г.Шульгин.—
Радио, 1976, №6,с.17,№7,с.19.
2. Трансивер Радио-76М2. Б.Степанов,Г.Шуль-
гин.-Радио, 1983, №20,с.17,№12,с.16.
3. Входной полосовой фильтр трансивера.
Б.Степанов.—Радио, 2004, №11, с.66.
4. Трансивер с кварцевым фильтром. Я.С. Лапо-
вок.—Радио, 1984, №8, с.24, № 9, с. 19
5. Я строю новую KB радиостанцию.Я.Лаповок.—
Радио, 1991, №№1-6.
6. Высокочастотный тракт трансивера. — KB
журнал,1994, №1, с.23; 1995, №2, с.20
7. Приставка для измерения индуктивности в
практике радиолюбителя. С. Беленецкий, Радио,
2005, №5, с.26 или на СКР:
http: //www. cq ha m. ru/ot09_2 .htm
8. Небалансный смеситель частоты. - Радио, 1984,
№ 1,с.23.
9 Трансивер "YES-93". Брагин Г. — KB журнал,
1994,№ 3-5
10. Радио, 2005, №9, с.70-73

ФНЧ НА
МАГНИТНЫХ ГОЛОВКАХ
Применение магнитофонных ГУ в качестве
катушек позволяет малой кровью (не надо мотать
катушки) получить хорошие результаты.
Ранее я уже выкладывал на соседней ветке схему
высоко линейного (DD2 порядка 100 дБ) DSB
приемника с таким основным ФНЧ. Может для коллег
будет представлять интерес результаты моих
испытаний этого двухзвенного ФНЧ.
В числе положительных свойств можно отметить,
малые габариты фильтра, высокую линейность
при больших уровнях входных сигналов
благодаря наличию в магнитопроводе немагнитного
зазора (Кг меньше 1% при входном 1 Вэфф), малую
чувствительность к наводкам благодаря хорошей
штатной экранировке.
Следует отметить, что лучшее подавление (на 3
дБ) в двухзвенном ФНЧ получается при
перекрестном соединении катушек ( см. схему), там же
приведена измеренная зависимость крутизны АЧХ от
величины конденсатора СЗ.
Эти данные измерений соответствуют
индуктивности катушек 130 мГ. С успехом можно применять
любые доступные новые или б/у универсальные
головки кассетных магнитофонов отечественного
или импортного производства, индуктивность
которых, как правило, может быть в диапазоне 60-
150 мГ, только надо обратно пропорционально
изменить номиналы конденсаторов.
L, L2 - блок универсальных магнитных
головок от касетного магнитофона
Схема соединения катушек
Вид со стороны выводов
Номинал
СЗ
Наклон АЧХ
дБ/октаву
Подавление в дальней
зоне,дБ
0
33
>70дБ
4700пФ
40
52-бОдБ
0,01 мкФ
45
42-50ДБ
0,015мкФ
50
34-42ДБ

ШИРОКОДИАПАЗОННЫЙ ГПД
В качестве ГПД можно использовать разные
схемы, многочисленные варианты которых были
опубликованы в литературе.
Все они обеспечат приемлемую стабильность при
условии жесткого монтажа, КПЕ с воздушным
диэлектриком и КАЧЕСТВЕННО выполненной
ВЫСОКОДОБРОТНОЙ катушкой. А вот с выполнением
последней в домашних условиях есть
определенные проблемы.
И всякого рода пропитки клеями или применение
не керамических каркасов вряд ли можно
признать приемлемым, т.к первое существенно
снижает добротность, а второе не обеспечивает
механической (конструктивной) стабильности.
С другой стороны, нынче на радиобарахолках
появились разнообразные и высококачественные
катушки от всякого рода военной аппаратуры,
выполненные посеребренным проводом на керамике
- бери и вот оно счастие - стабильный ГПД. Вот
только найти готовую катушку с требуемой
индуктивностью фактически нереально. Но ... голь на
выдумки хитра.
Для наших целей (диапазоны 40,80 и 160 м при
ПЧ 500 кГц) подходят готовые катушки
индуктивностью от 1 (если КПЕ двухсекционный 12-495
пФ) до 10 мкГ.
Если Вам неизвестна индуктивность имеющейся
катушки, ее измерить можно прямо в этом ГПД,
подключив параллельно катушке конденсатор
известной емкости величиной порядка 1000-
2000пФ, например КСО-5 ЮООпФ 5%.
Данная схема ГПД отлично работающая с индук-
тивностями от 0,2 мкГ до 1 Гн. За основу взята
приставка для измерения индуктивности, схема
которой немного доработана с целью обеспечить
устойчивую генерацию до 40-50 МГц.
Благодаря автоматической регулировке уровня
напряжение на контуре не превышает 150 мВ, что
уменьшает выбег частоты из-за саморазогрева.
Уровень выходного напряжения (можно
подстроить резистором R7) стабилен во всем
диапазоне генерации.
Измеряем частоту генерации и по известной
формуле Томсона находим индуктивность:
Далее, проводим расчет растягивающих
конденсаторов при помощи программки "Контур ЗС" для
каждого диапазона.
Это будут ориентировочные, примерные, значения
- точнее подбирается при подгонке диапазонов.
Удобно брать основной конденсатор
термостабильным (КСО, КМ ПЗЗ,М47) ,емкостью на 5-10%
меньше расчетной и подгонять частоту (а при не-

обходимости и термостабильность) вторым
конденсатором меньшей емкости.
В случае если емкости КПЕ не хватает, например
для 160 м при индуктивности 1 мкГ требуется КПЕ
порядка 1000 пФ - подключаем вторую его секцию
параллельно С2.
При использовании в качестве растягивающих
стабильных конденсаторов (КСО,КМ ПЗЗ,М47)
нестабильность на 40 м после получасового
прогрева не превышает 60 Гц/час (реально за 4 часа
наблюдение уход был примерно 80-100 Гц).
Небольшое дополнение - если индуктивность
вашей катушки превышает 2 мкГ, общую точку
соединения Т2,ТЗ,Т4 целесообразно подключить к
ее отводу, сделанному примерно от половины
числа витков. Это уменьшит вносимую в контур
собственную емкость генератора и соответственно
немного повысит стабильность частоты.

ПРОСТОЙ
АВТОМАТИЧЕСКИЙ
KCB-METP СО
СВЕТОДИОДНОЙ ШКАЛОЙ
Автоматические измерители КСВ приобрели
заслуженную популярность благодаря тому, что не
требуют постоянной калибровки, что существенно
упрощает сам процесс измерений и обеспечивают
возможность непосредственного оперативного
контроля качества согласования антенно-фидер-
ного тракта при работе в эфире.
Большое количество удачных схемных решений ,
предложенных радиолюбителями, можно условно
разделить на две группы.
К первой можно отнести решения на основе ШИМ
[1,2,3,4 ], относительно сложные схемотехнически
и состоящие как правило из двух блоков:
- собственно узла автокалибровки на трех-четы-
рех ОУ;
- блока индикации (аналогового на стрелочном
приборе-вольтметре или светодиодного
цифрового со своим довольно сложным
преобразователем).
Ко второй группе, отличительной чертой которой
является простота исполнения, можно отнести
устройства на основе резистивных делителей
[5,8,9]. Принципы построения и методика расчета
КСВ-метра на основе резистивных делителей
достаточно просто и доступно изложены в статье
И.Гончаренко [5]. Очень привлекательны сточки
зрения эргономики и дизайна, удобства
визуального контроля КСВ-метры со светодиодными
индикаторами.
Стоит отметить две важных особенности этих
устройств:
1. Операция калибровки или автокалибровки как
таковая отсутствует за ненадобностью. Точность
измерения определяется только точностью
подбора значений резисторов и чувствительностью
компараторов.
2. Хорошее быстродействие позволяет
рекомендовать их применение для оперативного контроля
рабочего и аварийного состояний антенно-фидер-
ного тракта. В этом случае достаточно
производить отсчет двух-трех пороговых уровней,
например, как в [8], но для комфортного
применения в качестве основного измерителя КСВ число
уровней индикации желательно увеличить до 5-7,
лучше больше.
Предлагаемый вашему вниманию вариант
автоматического светодиодного КСВ- метра с однополяр-
ным питанием имеет 10 уровней отсчета и
отличается исключительной простотой благодаря
применению доступной и недорогой микросхемы LM3194
[6]. В этой микросхеме - специализированном
контролере для управления линейными
светодиодными шкалами, есть все, что нам необходимо
- прецизионный десятиступенчатый делитель
напряжения с линейным шагом деления 0,1, десять
компараторов и схема управления светодиодами.
Принципиальная схема устройства приведена на
рисунке. Напряжения прямой 11прям и отраженной
Уотр волны от высокочастотного датчика КСВ
подается на соответствующие входы.
Допустимая величина напряжения прямой волны
ипрям +1...+11 В и выставляется во время
настройки датчиков при подаче номинальной
мощности передатчика на согласованную нагрузку.
Но, чтобы нелинейность германиевых диодов
датчика КСВ заметно не сказывалась на точности
измерений, нижний предел желательно ограничить
величиной порядка 2 В. В качестве датчика КСВ
можно применять любые известные устройства -
на направленных ответвителях, на токовых
трансформаторах или мостовые, многократно
описанные в радиолюбительской литературе. Хочется
порекомендовать для изготовления хорошую
конструкцию Э.Гуткина , доступно и подробно
описанную в [7].
Напряжение прямой волны через резистор R1
поступает на вывод 6 DA2 - верхнее плечо
внутреннего резистивного делителя, представляющий
собой 10 последовательно включенных
одинаковых резисторов сопротивлением 1 кОм.
Применение дополнительного внешнего резистора
R1 позволило получить определенную гибкость в
настройке порогов срабатывания компараторов и,
соответственно, в выборе значений КСВ, индици-

руемых светодиодами. Для примера в таблицах 1-
3 показаны варианты индикации значений КСВ
при трех значениях резистора - 0, 2 и 4 кОм (см.
таблицы в приложении).
Эти цифры справедливы в том случае, если
суммарное сопротивление внутреннего делителя
равно 10 кОм, но реально из-за технологического
разброса может быть от 8 до 17 кОм.
Поэтому, для обеспечения высокой точности КСВ
метра, предварительно необходимо измерить
суммарное сопротивление внутреннего делителя,
подключив омметр к выводам 4 и 6 DA2.
Лучше всего воспользоваться «китайским» циф-
ровиком - у него в режиме омметра на выход
подается малое напряжение (не более 0,2 В), что
ниже напряжения открывания кремниевых р-n
переходов и это обеспечивает высокую точность
измерений.
Измеренное значение Явнутр надо подставить в
таблицу в соответствующую ячейку и тогда вы
сможете подобрать конкретную величину R1 под
желаемую характеристику индикации.
В авторском варианте Явнутр=9,92 кОм и
выбранному алгоритму фактически соответствует табл.2
О назначении других элементов схемы
Резистор R2 выравнивает сопротивление нагрузки
выпрямителей датчика КСВ, поэтому его величина
равна сумме сопротивлений R1+ Явнутр. Резистор
R3 определяет ток через каждый светодиод
1светодиода = 12,5/ R3, в данном случае примерно
10 мА. Конденсаторы С1,С2 защищают входы от
ВЧ наводок.
Перемычка между выводами 3 и 9 DA2 определяет
режим работы шкалы - если замкнута, как на
схеме - светящийся столбик, если разомкнута -
светящаяся точка, т.е. горит только один
значащий светодиод.
Последний режим естественно экономнее, что
важно при автономном питании. Если планируется
только этот режим, то схему можно еще больше
упростить, исключив стабилизатор DA1 и
конденсаторы С5,С6, а аноды светодиодов подключить к
общему питанию +12 В.
Светодиоды можно применять любые доступные.
Удобно применять импортные моноблоки из 10
независимых диодов в одном корпусе.
В авторском варианте используется блок King-
Bright DC-763BWA, в котором 7 диодов зеленого
цвета, а 3, соответствующие уровням КСВ >4 -
красные.
Литература
1. Погосов А. Автоматический КБВ-метр.—Радио,
1985, №10,с.20-21
2. Автоматические показания при измерении КСВ
http: //www. cq ham. ru/swr_l 2.htm
3. Доброхотов И. Автоматический КСВ-метр
http: //www. cq ham. ru/u n 7g m_swr. htm
4. Нечаев И. КСВ-метр с автоматической
калибровкой. Радио, 2005, №3,с.64-65
5. Гончаренко И. Индикатор КСВ-метра
http://dl2kq.de/ant/3-21.htm
http://www.datasheetcatalog.eom/datasheets_pdf/L
/M/3/9/LM3914.shtml
7. Гуткин Э. Измеряем КСВ:теория и практика.—
Радио, 2003, №5,с.66-68, №6,с.61-63
http://www.cqham.ru/mal.phtml
8. Кабаев А. Автоматический индикатор КСВ
http://www.cqham.ru/swrl4.htm
9. Нечаев И. Автомобильный автоматический КСВ-
метр. Радио, 2005, №6,с.68-69

www.procoder.info
Уважаемые читатели и авторы.
Журнал «Программист» объявляет конкурс на
лучшую статью 2012 года. В конкурсе участвуют все
присланные на адрес reddatacentr @ gmail . com,
опубликованные журнале и размещенные на сайте
http://procoder.info статьи за 2012 год.
Конкурс начинается
30 мая и заканчивается 1 декабря 2012 г.
Присланная вами статья не должна ранее где-
либо публиковаться и должна быть авторской.
Темы статей: теоретические и/или практические
статьи, обучающие материалы, описание
какихлибо новых современных технологий и
практических решений с их применением на стыке
программирования и любой другой области
человеческой деятельности, будь то автоматизация
производства, биология, медицина и электроника,
астрономия или химия и т.д..
Выбор победителя: победитель будет выбираться
при помощи жюри. Будут оцениваться такие факторы
статьи как: актуальность, техническая грамотность,
полнота изложения материала, оформление и
объем материала. Допускается от одного автора
несколько статей или цикл статей, в этом случае
шансы на победу увеличиваются.
Приз-первое место:
StarterKit плата USB V850ES/Jx3 от
RENESAS с датчиком влажности и
температуры на борту.
Приз-второе место:
1000 рублей на счет мобильного или по системе
Web-Money.
Требования к материалам:
статья должна иметь четко выраженную
структуру и содержать название статьи,
сведения об авторах, экскурс,
информацию о средствах разработки,
теоретическую и/или практическую часть, заключение
и ресурсы к статье;
текст статьи в формате OpenOffice, MS
Word, VK Word Pad или обычным текстовым
файлом, шрифтArial;
все рисунки, таблицы должны быть
подписаны и иметь упоминание в тексте статьи;
рисунки к статье должны прилагаться в
виде отдельных файлов в формате PNG;
разделы статьи отделять двумя <ENTER>.
По присланным материалам автор получает рецензию и
корректирует статью согласно замечаниям. Текущий
список статей-участников можно посмотреть на сайте
журнала.

ЧИТАЕМ
в следующем номере
РАД и О ежегодника
статью Олега ВАЛЫ1Ы
Микроконтроллеры
и радиосвязь
Рынок
Приборы и системы
Элементы и компоненты
Практическая электроника
Проектирование и моделирование
Программирование
Вопросы теории
События
www.soel.ru

ЧИТАЕМ
в свежем номере
РАДИОХОББИ
статью А. Титова
Сверхширокополосный
усилитель мощности
для KB и УКВ
http://radiohobby.QRZ.ru
Подписка в любом почтовом отделении Украины (индекс
74221), России и других стран СНГ (индекс 22033)
МРЗ-плейер? Ламповый High-End? Сабвуфер? Радиостанцию?
Периферию для своего ПК? Программатор мобильника? Бесперебойник?
последних достижений мировой электронной техники и технологии?
схемный дайджест лучших конструкций из трех десятков журналов
США, Японии, Англии, Германии, Чехии, Франции?
в эфире, в сети INTERNET и любительской FidoNET?
Тематика журнала
любительская и профессиональная связь
аудиотехника ламповая и транзисторная, Hi-Fi и High-End
телевидение
микроконтроллеры, автоматика
бытовая и автомобильная электроника
ремонт, обмен опытом
новые электронные компоненты, техника и технология
измерительная техника
компьютеры, ИНТЕРНЕТ, ФидоНет в радиолюбительской и
инженерной практике
схемотехнический дайджест из трех десятков зарубежных журналов