Text
                    

СПРАВОЧНИК по спутниковой связи СПРАВОЧНИК по спутниковой связи и вещанию

СПИСОК ОСНОВНЫХ ПРИНЯТЫХ СОКРАЩЕНИЙ AM — амплитудная модуляция (А)МТС — (автоматическая) междугородная телефонная станция АПЧ —автоматическая подстройка частоты АЦП — аналого-цифровое преобразование (тель) АЧХ —амплитудно-частотная характеристика (Б)РТР — (бортовой)ретранслятор ВАКР — Всемирная административная конференция по радио ВЧ — высокая частота ГВЗ — групповое время запаздывания ГО — геостационарная орбита ДН —диаграмма направленности ДУ —дифференциальное усиление ДФ —дифференциальная фаза ЗВ — звуковое вещание ЗС —земная станция (системы спутниковой связи) ИГП — изображение газетных полос КМ — импульсно-кодовая модуляция (один из видов АЦП) ИСЗ — искусственный спутник Земли КИА — коитрольно-испытательпая аппаратура КП — космическое пространство КС —космическая станция КСВН — коэффициент стоячей волны напряжения ЛБВ —лампа бегущей волны МД —многостанциоииый доступ МДВР —многостанциоииый доступ с временным разделением сигналов МД БУ — аппаратура для передачи сообщений с А1ДВР МДЧР — многостанциоииый доступ с частотным разделением сигналов МККР —Международный консультативный комитет по радио МККТ —Международный консультативный комитет по телеграфии и теле- фонии МСЭ — Международный союз электросвязи МШУ — малошумящий усилитель НЧ — низкая частота ОСЧ — обратная связь по частоте ПУ — параметрический усилитель ПЧ — промежуточная частота РВ — радиовещание РРЛ — радиорелейные линии СВЧ — сверхвысокие частоты СОТР — система обеспечения теплового режима ССС —система (ы) спутниковой связи ТВ — телевидение УПН — устройство программного иаведеиия УТД —усилитель иа туннельном диоде ФД —фазовый детектор ФМ —фазовая модуляция Ф X —фазочастотиая характеристика ЧМ — частотная модуляция ЭИИМ —эквивалентная изотропио-излучаемая мощность (произведение под- водимой к аитеиие мощности на усиление антенны относительно изотропного излучателя) ЭМС — электромагнитная совместимость 3
ПРЕДИСЛОВИЕ Наиболее характерной особенностью последних лет явилось быстрое рас- ширение в СССР сети земных станций спутниковой связи. Появились новые геостационарные ИСЗ серий «Стационар» и «Стационар-Т» («Экран»); увели- чена емкость систем телефонной связи; созданы системы передачи новых ви- дов информации (изображений газетных полос, программ звукового вещания); созданы массовые распределительные системы «Москва» и «Экран», содержа- щие сотни и тысячи земных станций. В связи с этим резко выросла числен- ность специалистов, связанных с созданием и эксплуатацией систем спутнико- вой связи и вещания либо готовящихся к этому Этим людям в основном и адресован настоящий Справочник. Авторы надеются, что книга окажется полезной и для специалистов, не связанных непосредственно со спутниковой связью, но интересующихся этой новой, быстро развивающейся отраслью и имеющих подготовку в области ра- диотехники. С целью шире ознакомить читателя с современным состоянием проблемы в Справочнике учтены технические решения, использованные при создании зарубежных систем спутниковой связи, международных и националь- ных, но в основном авторы опирались на опыт создания отечественных си- стем. Предлагаемый вниманию читателя Справочник в соответствии с многолетней практикой подобных изданий в издательстве «Радио и связь» представляет собой связное изложение принципов н техники спутниковой связи и вещания. Справочный характер книги заключается в следующем: рассматриваются (но возможности) все типичные элементы, методы про- ектирования и расчета систем спутниковой связи, даются примеры расчета; не приводятся выводы формул, подробное обоснование тех или иных ре- шений; формулы сопровождаются разъяснением всех входящих в них величин, даются значения необходимых для расчета коэффициентов; необходимые для расчетов величины приведены в таблицах; материал излагается в возможно более систематизированном виде; текст поясняется многочисленными иллюстрациями; даются возможно более четкие определения применяемых понятий. Отзывы и пожелания просьба направлять в адрес издательства 101000, Москва, Почтамт, а/я 693 4
Глава 1 ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ И ФУНКЦИИ СИСТЕМ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ 1.1. СИСТЕМЫ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ: ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ, СОСТАВ И НАЗНАЧЕНИЕ Основная идея создания систем спутниковой связи проста. Она заключа- ется в размещении промежуточного ретранслятора системы связи иа искусствен- ном спутнике Земли (ИСЗ). Спутник движется по достаточно высокой орбите длительное время без затрат энергии на это движение. Энергоснабжение бор- тового ретранслятора и других систем ИСЗ осуществляется от солнечных ба- тарей, работающих почти все время под лучами ничем не затемненного Солнца. На достаточно высокой орбите ИСЗ «видит» очень большую территорию — около одной трети поверхности Земли, поэтому через его бортовой ретрансля- тор могут непосредственно связываться любые станции, находящиеся на этой территории. Трех ИСЗ может быть достаточно для создания почти глобальной системы связи. В то же время современные технические средства позволяют создать достаточно узкий луч, чтобы при необходимости сконцентрировать энергию передатчика ИСЗ на ограниченной площади, например на территории небольшого государства. Это создает возможность эффективно использовать ИСЗ для обслуживания небольших зон. Следует также отметить, что трасса радиолуча между ИСЗ и земной стан- цией (ЗС) проходит обычно под значительными углами к земной поверхности, что уменьшает ее длину в земной атмосфере и заметно ослабляет потери сиг- нала в атмосферной влаге, уменьшает влияние шумового излучения Земли на прием сигналов земными станциями. По изложенным причинам спутниковая связь, начавшая свое развитие в середине 60-х годов с появлением советского ИСЗ «Молния» и американского «Телстар», в последние годы быстро развивается во всем мире. Создано боль- шое число систем спутниковой связи и вещаиия, различных по функциям, об- служиваемой области, составу, емкости. Приведем определения основных понятий, рассматриваемых в Справочнике, руководствуясь «Регламентом радиосвязи» [1], ГОСТ [1.1], сложившейся практикой применения терминов. Космическая радиосвязь — радиосвязь, в которой участвуют космические станции, расположенные на ИСЗ или других космических объектах, и земные станции Земная станция — станция радиосвязи, расположеииая на земиой поверх- ности (или в основной части земиой атмосферы) и предназначенная для связи с космическими либо с другими земными станциями через космические стан- ции пли другие космические объекты, например пассивные (отражательные) ИСЗ. В отличие от этого, станции наземных систем радиосвязи, не относя- щихся к космическим системам связи или радиоастрономии, называют назем- ными станциями. Спутниковая связь — связь между земными станциями через космические станции или пассивные ИСЗ. Таким образом, спутниковая связь является част- ным случаем космической связи. R
Спутниковая линия — линия связи между земными станциями с помощью одного ИСЗ — включает в себя участок Земля — спутник (рис. 1.1, линия «вверх») и участок спутник — Земля (линия «вниз»). Земные станции соединяются с узлами коммутации сети связи (например, с междугородной телефонной станцией — МТС) с помощью наземных соеди- нительных линий (см. рис. 1.1). Спутниковое вещание — передача радиовещательных программ (телеви- зионных и звуковых) от передающих земных станций к приемным через кос- мическую станцию — активный ретранслятор. Таким образом, спутниковое вещание — это частный случай спутниковой связи, отличающийся передачей определенного класса односторонних (симплексных) сообщений, принимаемых одновременно несколькими ЗС либо большим числом приемных станций (цир- кулярная передача). В зависимости от типа зем 1ых станций и назначения системы различаются следующие службы радиосвязи [1]- фиксированная спутниковая служба — между ЗС, расположенными в оп- ределенных, фиксированных пунктах; подвижная спутниковая служба — между подвижными ЗС с участием одной или нескольких космических станций (в зависимости от места установ- ки подвижной ЗС различают сухопутную, морскую, воздушную подвижные спутниковые службы); радиовещательная спутниковая служба — служба радиосвязи, в которой сигналы космических станций предназначены для непосредственного приема населением. При этом непосредственным считается как индивидуальный, так н коллективный прием, в последнем случае программа вещания доставляется индивидуальным абонентам с помощью той или иной наземной системы распре- деления — кабельной или эфирной, передатчиком небольшой мощ! ости. Заме- тим, что термин «радиовещание» включает в себя как телевизионное, так н звуковое вещание. Определенная таким образом радиовещательная спутнико- вая служба использует не все виды систем спутникового вещания, а только те из них, которые предназначены для приема на сравнительно простые при- емные установки. Известная советская система спутникового вещания «Орбита», предназна- чавшаяся в первые годы ее существования только для распределения по тер- ритории СССР телевизионных программ со звуковым сопровождением и про- грамм звукового вещания, относится по [1] не к радиовещательной, а к фик- сированной спутниковой службе, так как программы подают па телецентры. Разумеется, указанное разграничение не является строгим, но его надо иметь в виду, поскольку службам выделены различные полосы частот (см. гл. 3). Системы спутниковой связи ССС применяются для передачи различных видов информации: программ телевидения; при этом следует различать системы обмена ТВ программами между равноправными ЗС и системы циркулярного распреде- ления программ от передающей станции к большому числу приемных ЗС; других видов симплексных сообщений, чаще всего циркулярного харак- тера: изображений газетных полос, программ звукового вещания; телефонных сообщений, дуплексных по своему характеру; каналы тональ- ной частоты или их группы могут использоваться для обмена другими видами информации — телеграфной, дискретной информацией от ЭВМ и других ис- точников. В зависимости от видов передаваемой информации можно различать уни- версальные многофункциональные системы, ЗС которых обмениваются различ- ными видами информации (таковы ССС Канады «Телесат», советская система Рис. 1.1. Спутниковая линия (гипотетическая эталонная цепь) 6
Рис. 1.2. Схема организации циркулярных и дуплексных каналов через ИСЗ: ЗС1—ЗСЗ — земные станции приема циркулярной информации и телефонного обмена «Орбита»), и спеииализированные — для передачи одного вида или несколь- ких однородных видов информации (например, система спутникового вещания «Экран» для циркулярного распределения телевизионного и звукового вещания). По охватываемой территории, размещению и принадлежности ЗС, структу- ре управления системы спутниковой связи можно подразделить иа: международные, в состав которых входят станции различных стран; такие системы могут быть глобальными (со всемирным охватом), как «Иителсат», «Иитерспутнпк», либо региональными, как «Евтелсат»; национальные, все ЗС которой находятся в пределах одной страны, в том числе зоновые, все ЗС которой расположены в пределах одной из зон (районов) страны, и ведомственные (деловые, фирменные) системы, ЗС которых принад- лежат одному ведомству (организации, фирме) и передают только деловую информацию и данные в интересах ведомства. В состав любой ССС, несмотря на нх различие, входит несколько одина- ковых по назначению элементов: космические станции, представляющие собой ретрансляционное (приемо- передающее) устройство, размещенное на искусственном спутнике Земли ’, с антеннами для приема и передачи радиосигналов, системами обеспечения, как- то: источниками энергоснабжения, системами ориентации антенн (иа Землю) и солнечных батарей (на Солнце), системами коррекции положения ИСЗ па орбите, и т. д.; земные станции (ЗС) различного типа. Рассмотрим подробнее типы ЗС. Приемные ЗС распределительных систем (систем спутникового вещания) — самый простой тип станций, осуществляющих только прием телевизионных про- грамм и (или) других циркулярных программ (рис. 1.2), например звукового вещания либо изображений газетных полос (ИГП); обычно приемные ЗС с целью снижения стоимости снабжаются антенной уменьшенного размера, а число таких ЗС в системе обычно велико. Передающие ЗС систем спутникового вещания — станции, осуществляю- щие передачу па участке Земля — ИСЗ циркулярных программ, подлежащих распределению по "сети приемных станций; если передающая ЗС находится в пределах обслуживаемой зоны и иа ней возможен прием сигналов, излучаемых ИСЗ этой системы, то такой прием обычно осуществляется в целях контроля 1 Пассивные спутниковые ретрансляторы ие получили распространения и в настоящей книге не рассматриваются. 7
и за станцией сохраняется название передающей; передающих станций в си- стеме может быть несколько. Приемопередающие ЗС, работающие в сети дуплексной телефонной связи (в том числе с возможностью передачи по телефонным каналам или группам каналов других видов сообщений — телеграфа, данных, программ звукового вещания н пр), а также в сети обмена телевизионными программами, такие станции часто бывают укомплектованы аппаратурой, позволяющей работать через несколько стволов ИСЗ одновременно; иногда приемопередающис стан- ции телефонной системы являются также приемными станциями системы ве- щания; таковы некоторые ЗС «Орбита» (см. рис. 1.2). Контрольные ЗС — станции, осуществляющие контроль за режимом рабо- ты ретранслятора космической станции, за соблюдением земными станциям» сети важных для работы всей сети параметров — излучаемой мощности, ча- стоты передачи, излучения на определенной поляризации (если в системе осу- ществляется поляризационное разделение), качества модулирующего сигнала и т п. Роль контрольных ЗС в поддержании нормальной работы системы весь- ма велика. Часто функции контрольной станции возлагаются на одну из приемо- передающих станций сети. Контрольные и центральные станции сети обычно имеют возможность об- мена информацией со станциями сети по специально создаваемой подсистеме служебной связи. Обычно удается образовать эту подсистему через тот же ИСЗ, через который работает основная сеть, ио в некоторых случаях приходится использовать наземные каналы служебной связи. Земные станции системы управления и контроля ИСЗ — станции, осуществ- ляющие управление функционированием космической станции (КС) и всеми другими подсистемами ИСЗ, контроль за их состоянием. Роль этих станций весьма велика в процессе вывода ИСЗ иа орбиту, при первоначальных испы- таниях и вводе в эксплуатацию КС. В процессе эксплуатации современных долговечных ИСЗ, особенно находящихся иа геостационарной орбите (ГО), где КС обычно работает круглосуточно, ЗС системы управления почти ие вмеши- ваются в работу системы, а функции станции контроля и управления ИСЗ иа этом этапе могут передаваться одной из приемопередающих станций сети. Соединительные наземные линии служат для соединения ЗС с источниками и потребителями передаваемой информации, поскольку ЗС обычно от них отнесена из соображений уменьшения воздействия помех, углов закрытия ан- тенны и др. Таковы соединительные линии ог приемопередающей ЗС к между- городней телефонной станции (МТС) или другому узлу коммутации телефон- ной сети, от приемной ЗС к телевизионному передатчику, типографии, радио- вещательной станции Выносное оборудование — та часть оборудования спутниковой связи, ко- торая располагается не иа станциях спутниковой связи, а на других объек- тах Так, на МТС могут устанавливаться необходимые для работы спутнико- вых каналов эхо-заградители, иногда — аппаратура уплотнения, каналообразо- вания и даже модуляции, выходной сигнал которой, пройдя по наземной со- единительной линии (обычно радиорелейной), поступает непосредственно иа ВЧ тракт спутниковой линии связи. Центр управления системой связи — орган, осуществляющий руководство эксплуатацией системы и ее развитием, т е. вводом в действие новых ЗС и ИСЗ, расписанием их работы, предоставлением стволов потребителям, прове- дением ремонтно-профилактических работ и т. п. Центр управления обычно со- единяется со станциями сети каналами служебной связи. Центр управления иногда может совмещаться с передающей станцией системы спутникового ве- щания либо с контрольной ЗС. 1.2 ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ СИСТЕМ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ ВАЖНЕЙШИЕ ПОКАЗАТЕЛИ ЗЕМНЫХ СТАНЦИЙ Диапазоны частот иа прием и передачу, иа работу в которых рассчитано оборудование станции — антенна, приемное и передающее оборудование (боль- шинство ЗС работает в диапазонах 4/11 ГГц на прием, и 6/14 ГГц на пере- дачу (см. гл. 3). 8
Добротность станции на прием G/T — отношение усиления антенны (в дБ на частоте приема) к суммарной шумовой температуре станции (в дБ отно- сительно 1К); достигает 42 дБ для самых больших применяемых иа практике антенн (диаметром 32 м) и составляет 20 ... 31 7 дБ для ЗС большинства на- циональных и региональных систем, станций системы «Интерспутник», станций класса В системы «Иителсат». Диаметр антенны предстапляет интерес, даже когда известей обобщающий показатель G!T, поскольку именно диаметр антенны определяет размеры и стоимость ЗС, а также ее пространственную избирательность; в случае, если в системе используется разделение сигналов по поляризации, необходимо зиать кросс поляризационные характеристики антенны н указывать, с какой поля- ризацией станция работает на передачу и на прием. Антенна характеризуется также показателями опорно-поворотного устрой- ства и всей системы иаведеиия антенны на ИСЗ; в первую очередь различают антенны полноповоротные, способные направляться в любую точку небосвода от антенн, имеющих ограниченную область оперативного наведения иа источ- ник сигнала; системы иаведеиия антенн характеризуются также возможной скоростью углового перемещения. В последние годы все чаще применяют не- полноповоротные. медленно движущиеся антенны, пригодные для работы толь- ко с геостационарными ИСЗ. Эффективно-излучаемая изотропная мощность (ЭИИМ) — произведение мощности передатчика на усиление антенны (в полосе передачи); обычно рас- полагается в пределах 50 ... 95 дБ. Для упрощенного расчета взаимных помех часто указывается максимальная спектральная плотность излучаемого ЗС по- тока мощности (Вт/м2-Гц), хотя точный расчет перекрестных помех требует знания структуры применяемых в системе сигналов (вида и параметров модуля ции и т. п.) [2]. Существенно также характеризовать приемопередающий тракт по способности перестраиваться в пределах рабочего диапазона частот, по ли- нейным и нелинейным искажениям сообщений, полосе пропускаемых частот для каждого ствола. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КОСМИЧЕСКОЙ СТАНЦИИ В основном космическая станция характеризуется теми же показателями, что и ЗС рабочим диапазоном частот, добротностью приемного тракта, ЭИИМ каждого передатчика, поляризацией излучаемых и принимаемых сигналов. Одиако значения ряда параметров существенно отличны от указанных выше для ЗС Так, добротность приемного тракта КС обычно составляет —20 дБ .. ... +3 дБ, что вызвано не только меньшими размерами антенны, ио н при- менением более простого (и обладающего большей шумовой температурой) входного малошумящего усилителя. Как правило, ЭИИМ космической станции не превышает 23 ... 45 дБ. Важной характеристикой бортового ретранслятора космической станции является число стволов. Стволом ретранслятора, или ЗС, или стволом системы спутниковой связи будем называть приемопередающий тракт, в котором радиосигнал (радносиг налы) проходит через общие усилительные элементы (общий выходной каскад передатчика) в некоторой выделенной стволу общей полосе частот. Далее ста нет очевидной некоторая условность такого определения, во всяком случае для ЗС. Так, несколько стволов может иметь общие элементы — антенну, волновод- ный тракт, малошумящий входной усилитель, и, с другой стороны, иа ЗС поло- са одного ствола может разделяться фильтрами на части с целью разделения и последующего детектирования сигналов от различных земных станций про- ходящих через общий ствол ИСЗ (при частотном многостанционпом доступе, см. гл. 7). Более четкое значение понятие «ствол» сохраняет для бортового ретранс- лятора. Весь диапазон частот, в котором работает система связи, принято делить на некоторые участки полосы (шириной 35 ... 40, 80 ... 82, 120 МГц), усиление сигналов в которых осуществляется отдельным трактом — стволом. Число стволов, одновременно действующих иа ИСЗ, составляет обычно 9
6—12, достигая иа наиболее мощных ИСЗ (Интелсат-V) 27. Сигналы этих стволов разделяются по частоте, пространству, по поляризации. Числом ство- лов, их полосой пропускания и ЭИИМ определяется (в основном!) важнейший суммарный показатель ИСЗ — его пропускная способность, т. е. число орга- низуемых через ИСЗ каналов — телефонных и телевизионных, либо в более общем виде число двоичных единиц в секунду, которое можно передать через данный ИСЗ. Разумеется, о пропускной способности ИСЗ можно говорить лишь условно, поскольку оиа зависит от добротности применяемых в системе земных станций, а также от вида применяемых радиосигналов; пропускная способность по существу есть характеристика системы, а не ИСЗ. Тем не ме- нее часто в литературе понятие пропускной способности (емкости) ИСЗ ис- пользуется. Отметим, что пропускная способность ствола ИСЗ зависит в некоторой степени не только от основных показателей — полосы пропускания и ЭИИМ, но и от других — линейности амплитудной характеристики, величины АМ-ФМ преобразования, неравномерности ГВЗ в полосе ВЧ ствола и др. Эти парамет- ры влияют на взаимные помехи между сигналами различных ЗС, на досто- верность приема сигналов и тем самым на энергетические потери, обусловлен- ные прохождением сигналов через иеидеальный тракт бортового ретраслятора ИСЗ В зависимости от ширины диаграммы направленности бортовых антенн ИСЗ (или его отдельные стволы, если антенн на борту несколь- ко и они различны) характеризуется зоной покрытия — ча- стью поверхности земного шара, в пределах которой обеспечивается уровень сигналов от ИСЗ. необходимый для их приема с заданным качеством на ЗС определенной добротности, а также гарантируется способность принять на входе ИСЗ сигналы от ЗС, обладающих определенной ЭИИМ. Очевидно, что зона покрытия ИСЗ характеризует систему спутниковой связи, а не только собственно ИСЗ. Зона покрытия определяется ие только шириной диаграммы направленно- сти антенны ИСЗ, но и особенностями геометрических построений, возникаю- щих при сечении поверхности Земли конусом луча антенны [3, 5]. Форма это- го се 1еиня зависит от точки размещения ИСЗ, «точки прицеливания» — точки пересечения оси главного лепестка антеииы ИСЗ с земиой поверхностью, а также от нестабильности положения ИСЗ и ориентации его антенн. В связи с последним обстоятельством — нестабильностью — вводится [1.2] понятие гарантированной зоны обслуживания, в которой обеспечивается сохранение ука- занных выше условий приема и передачи при любых сочетаниях отклонений ИСЗ и аитеины ИСЗ от среднего положения (подробнее об этом в § 1.4). Точка размещения ИСЗ на орбите, точка прицеливания его аитеины на Земле, нестабильности этих параметров существенны ие только для расчета зои обслуживания, но и для расчета взаимных помех между ССС (см. гл. 3). Для упрощенного расчета взаимных помех часто также указывается макси- мальная спектральная плотность излучаемого ИСЗ потока мощности (Вт/м2-Гц). Наконец, важнейшим показателем ИСЗ, определяющим ие только надеж- ность и бесперебойность связи, но прежде всего экономические характеристики всей системы связи, является срок службы ИСЗ — время наработки до пол- ного отказа хотя бы одного (или нескольких в зависимости от технических требований) из стволов космической станции, определяемое с высокой вероят- ностью — обычно 0,9 и более В современных ИСЗ достигнут срок службы 3... 7 лет и более благодаря высокой надежности элементов, гибкой и развет- вленной схеме резервирования. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ СИСТЕМ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ Зона обслуживания системы — это совокупность (объединение) зон обслу- живания отдельных ИСЗ, входящих в систему (рис. 1.3); определение зоны обслуживания ИСЗ даио в § 1 4, оно несколько отличается от уже введенного понятия зоны покрытия. Термин «объединение» (а ие сумма) применен потому, что зоны отдельных ИСЗ обычно перекрываются между собой (что неизбежно при достижении 10
Рис. 13 К определению зоны обслуживания системы спутниковой связи сплошного покрытия и полезно для организации связи между земными стан- циями, расположенными в различных зонах), н поэтому общая зона системы оказывается по площади меньше суммы площадей отдельных зон. Пропускная способность системы есть объединение пропускных способно- стей входящих в систему ИСЗ. В данном случае термину «объединение» мы придаем такой смысл Пропускная способность системы оказывается меньше суммы пропускных способностей отдельных ИСЗ, поскольку для связи между собой станций, работающих через разные ИСЗ, часть каналов транслируется двумя КС последовательно — с помощью двухскачковых линий (Земля — ИСЗ — Земля — ИСЗ — Земля) или прямых межспутниковых соединений (Земля — ИСЗ — ИСЗ — Земля). В случае, когда в ССС используется только один ИСЗ, зона обслуживания и пропускная способность системы и ИСЗ совпадают. Далее, система спутниковой связи часто характеризуется числом и разме- щением ЗС, числом ИСЗ и типом их орбиты, точкой размещения на ГО. Ха- рактеристикой системы является также число стволов на ИСЗ, их полоса про- пускания, значение центральных частот стволов на участках Земля — спутник и спутник — Земля. Одной из важнейших характеристик системы является метод многостанцион- ного доступа — метод совмещения сигналов излучаемых различными ЗС, для их прохождения через общий ствол бортового ретранслятора космической стан- ции. Миогостанцпонный доступ применяется потому, что обычно оказывается непрактичным пли невозможным создать число стволов па ИСЗ, равное числу ЗС в системе. Применяют многостанцнонпый доступ (МД) с разделением сиг- налов по частоте, форме и времени (см. гл. 7). Всякий способ МД приводит к потере пропускной способности ствола (по сравнению с одпосигнальиым ре- жимом) до 3 .... 6 дБ, хотя в наиболее совершенных системах (с временным разделением — МДВР) эти потери могут не превышать 0 5 ... 2 дБ. На энергетические характеристики системы связи, необходимую полосу ча- стот, ее электромагнитную совместимость с другими системами существенное влияние оказывает применяемый метод модуляции; получили распространение частотная модуляция (ЧМ) прн передаче сообщений в аналоговой форме и фазовая манипуляция (ФМ) при передаче сообщений в дискретной форме Из параметров модугяции важнейшее значение при ЧМ имеет девиация частоты, при ФЙ1 — число фаз несущей (кратность модуляции), а при передаче про- грамм телевидения — также способ передачи звукового сопровождения (вре- менной или частотный, частота поднесущей и т. п., см. гл. 14). Другой важнейшей характеристикой системы является качество организуе- мых в ней каналов передачи сообщений — телевизионных, телефонных и др Не будем здесь подробно рассматривать всю совокупность показателей качества каналов — о них пойдет речь в гл 2, а отметим лишь, что обычно ССС используется для создания международных либо междугородных кана- лов связи большой протяжеииости и качество этих каналов соответствует тре- 11
боваииям, сформулированным для таких каналов в рекомендациях МККР или внутригосударственных нормативных документах. Однако в некоторых систе- мах спутниковой связи исходя из их специфического назначения или из эко- номических соображений допускаются более низкие показатели качества. Так в системах телевизионного вещания с приемом сигналов простыми коллективными и особенно индивидуальными установками часто допускается пониженное отношение сигнала к шуму; это, в частности, рекомендовано пла- ном систем спутникового вещания, принятым Всемирной административной конференцией по радио в 1977 г. [4, 6]; аналогичное решение принято в совет- ской системе «Экран» [4]. Причиной снижения отношения сигнал-шум является не только желание снизить стоимость приемной станции, но и возможность сохранить при этом достаточно высокое качество приема у абонента. Дей- ствительно, приемная станция такой системы приближена к абоненту, спутни- ковая лниия заменяет не только междугороднюю наземную линию, но и часть распределительной сети, упрощается либо вовсе исключается телевизионной передающий центр на приемном конце линии. Иногда и в телефонных каналах устанавливают несколько сниженное от- ношение сигнал-шум или сокращенную полосу пропускания по сравнению с величинами, рекомендованными для междугородных каналов. Обычно это до- пускают, если ССС предназначена для специализированных или внутриведом- ственных (фирменных, служебных) целей, поскольку, как и в предыдущем слу- чае, в таких специализированных системах упрощенные земные станции при- ближены к абоненту и качество канала для абонента остается приемлемо высоким. В некоторых зарубежных системах спутниковой связи, построенных на основе частотного миогостанциоиного доступа и передачи каждого канала на отдельной несущей (см. гл. 7, 18), применяются шумоподавители (компанде- ры), действие которых основано на особенностях восприятия шумов при зву- ковом сигнале. Применение компандеров позволяет уменьшить заметность шу- мов на 10 ... 20 дБ и соответственно выиграть в энергетике линий связи и пропускной способности системы связи, ио делает каналы неуниверсальными, поскольку указанный выигрыш не реализуется при передаче по каналам то- нальной частоты телеграфных сообщений, данных н др. 1.3 . СОСТАВ ЗЕМНЫХ И КОСМИЧЕСКИХ СТАНЦИИ Подробному описанию аппаратуры станций посвящено несколько само- стоятельных глав, здесь же даны определения некоторых важнейших элемен- тов станций. Рассмотрим простейшую земную станцию, предназначенную только для приема однонаправленной (циркулярной) информации (см. рис. 1.2), — одно- ствольную приемную ЗС (для приема сигналов от одного ствола бортового ретранслятора ИСЗ). Сигналы, излучаемые ИСЗ, принимаются (рис. 1.4,а) антенной 1 ЗС (чаще зеркального типа, иногда типа волновой канал), перехватывающей электромаг- нитное излучение и преобразующей его в электрическое напряжение. Далее принятый сигнал усиливается малошумящим входным устройством 2, содер- жащим малошумящий (например, параметрический) усилитель, смеситель, пред- варительный усилитель промежуточной частоты. Необходимые для преобразо- вания частоты колебания формируются гетеродинным трактом 3. Основное уси- ление сигнала осуществляется на промежуточной частоте (или нескольких про- межуточных частотах при многократном преобразовании) в УПЧ 4, в состав которого входит фильтр (или фильтры), формирующий полосу пропускания, оптимальную для приема сигнала (полоса либо близка к полосе ствола, если принимаемый сигнал занимает весь ствол — при приеме программ телевидения, многоканальных телефонных сообщений с временным миогостанционным досту- пом и т. п., либо составляет лишь часть полосы ствола, например при приеме телефонных сигналов с частотным миогостанционным доступом). За усилителем следуют демодулятор 5, выделяющий передаваемое сообщение, и оконечное ка- налоформирующее оборудование 6. Например, в случае приема программ те- левидения в этом оборудовании 6 могут осуществляться регенерация сиихро- 12
Рис. 14. Упрощенные структурные схемы одноствольной ЗС, принимающей циркулярную информацию (о); многоствольной ЗС (б) и бортового ретранслятора КС (в) смеси, выделение канала звукового сопровождения и т. п. Принятая инфор- мация поступает по наземной соединительной линии 7 к потребителю про- граммы. Комплекс 8 служит для наведения антенны на ИСЗ — в него входят при- вод, перемещающий антенну, и аппаратура наведения, управляющая его дви- жением. Более сложные земные станции, предназначенные для д}плексной связи и работающие в нескольких стволах ИСЗ, строятся по более общей схеме рис. 1.4,6, где 1 — антенна с комплексом наведения, используемая обычно одновременно для приема и передачи; 2 — фильтр разделения приема и пере- дачи; 3 — малошумящий усилитель; 4 — устройство сложения (фильтр сло- жения) передатчиков различных стволов; 5 — устройство разделения (фильтр разделения) принимаемых сигналов различных стволов; 6 — передающее уст- ройство ствола; 7 — приемное устройство ствола; 8 — каналообразующая ап- паратура ствола; 9 — аппаратура соединительной линии. Возможны — и часто применяются — земные станции, в которых дуплекс- ный ствол связи сочетается со стволом приема циркулярной информации; так построены сейчас многие станции сети «Орбита» (см. рис 1.2). Рассмотрим основные элементы радиотехнического комплекса космической станции, входящего в систему спутниковой связи. Этот комплекс состоит из двух основных компонентов — антенн и бортового ретранслятора. В отличие от земных станций, которые имеют в своем составе одну ан- тенну, на борту современных связных ИСЗ обычно устанавливается несколько приемных и передающих антенн. Это объясняется необходимостью сформиро- вать различные зоны обслуживания, привести в соответствие излучение антенн 13
с размещением земных станций на поверхности Земли, чтобы ие рассеивать энергию бесполезно на те районы, где она не используется. Высокая направ- ленность приемных и передающих антенн ИСЗ способствует также уменьшению взаимных помех с другими системами связи — спутниковыми н наземными, повышает эффективность использования геостационарной орбиты (см. гл 5 и 6). Сигнал, принятый антенной космической станции, поступает на входное малошумящее устройство 1 (рис. 1.4, в), в качестве которого на ИСЗ приме- няются смесители, усилители иа малошумящих ЛБВ или транзисторах и лишь изредка — иеохлаждаемые параметрические усилители. Дальнейшее усиление принятого сигнала осуществляется иа частоте при- ема, промежуточной частоте и частоте передачи. В некоторых случаях осуще- ствляется не двукратное, а однократное преобразование частоты со входной на выходную, а усилитель ПЧ при этом отсутствует. В схеме могут применяться устройства разделения, коммутации, объедине- ния сигналов (коммутатор на рис. 1.4, а), цель которых — подать сигналы, адресованные тем или инйкм ЗС, иа передающие антенны с соответствующей зоной обслуживания. Коммутация сигналов может осуществляться как в пре- делах одного ствола, так н в нескольких стволах. Перспективны системы с бы- стродействующей переориентацией узкого луча аитеины (с коммутацией луча), что позволяет осуществлять связь со многими ЗС через остронаправлениые антенны, не увеличивая числа антенн на борту ИСЗ (см. гл. 7). На схеме рис. 1.4, а ие показаны резервные элементы и устройства пере- ключения на резерв; эти схемы обычно достаточно сложны, поскольку сте- пень резервирования различна для разных элементов тракта в зависимости от их надежности, важности для жизнеспособности ИСЗ, необходимого срока службы, достигающего 7 лет и более. В некоторых случаях на космической станции осуществляется более слож- ная обработка сигналов, например преобразование вида модуляции, регенера- ция сигналов, передаваемых в дискретной форме. 1 4. ОРБИТЫ СВЯЗНЫХ ИСКУССТВЕННЫХ СПУТНИКОВ ЗЕМЛИ ЗОНЫ ОБСЛУЖИВАНИЯ ОРБИТЫ ИСЗ Движение ИСЗ после завершения его вывода на необходимую орбиту происходит по законам небесной механики под действием инерции и силы при- тяжения Земли. Некоторое воздействие, искажающее орбиту и изменяющее ее параметры, оказывают другие небесные тела, вследствие чего для поддержа- ния необходимых параметров орбиты требуется время от времени включать на ИСЗ реактивный двигатель небольшой мощ- Рис. 1.5. Эллиптическая орб its ИСЗ ностн. Таким образом, сложное и дорогостоя- щее мероприятие — вывод спутника на высо- кую околоземную орбиту многоступенчатой ра- кетой — оправдывается небольшими затратами па сохранение положения ИСЗ иа орбите в течение длительного времени, определяемого надежностью всех систем ИСЗ. В соответствии с первым законом Кепле- ра любая орбита (траектория движения) спут- ника Земли лежит в неподвижной плоскости, проходящей через центр Земли, и представ- ляет собой эллипс, в одном нз фокусов кото- рого находится Земля. Орбита ИСЗ обычно характеризуется наклонением — углом i меж- ду плоскостью орбиты .и плоскостью экватора * (рис. 1.5), высотой апогея (наиболее удалеи- 1 Углом а .между плоскостями называется, как известно, угол между прямыми лежащими в этих плоскостях и перпендикулярными к линии пересечения пло- 14
ной) и перигея (наиболее близкой к поверхности Земли точке орбиты), периодом обращения — временем, в течение которого ИСЗ совершит полный оборот вокруг Земли, вернувшись в исходную точку. Заметим, что, поскольку окружность — частный случай эллипса, вполне возможны и круговые орбиты, при которых фокусы сливаются с центром, т. е. Земля оказывается в центре орбиты. При выборе типа орбиты для спутников систем связи и вещания необходи- мо прежде всего учитывать, что находящийся па этой орбите ИСЗ должен свя- зываться с ЗС, расположенной в заданной зоне обслуживания, в течение сеан- са связи необходимой длительности. Сеанс связи обычно должен составлять не менее нескольких часов, для систем телевизионного вещания — не менее 12... 16 ч, а система связи должна, как правило, действовать круглосуточно. Если сеанс связи не круглосуточный, то желательно, чтобы он повторялся в од- но и то же время суток. Для этого применяются так называемые синхронные или субсинхронные орбиты, для которых период обращения точно равен дли- тельности суток либо длительности суток, деленной иа целое число. Если один ИСЗ не обеспечивает необходимой круглосуточной связи между ЗС в зоне об- '° 10° 0° 10° 20° 30° 40° 50° 60° 70° 80° 90° 100° 11О°1?.О° 130° 140° 150° 160° 170° 180° 170° 'Рейкьявик „г-ыгг-"—X J * Д' нка . С/'""'"* 'лалкдаи*Архангельск СолехарЗ I ''ч -Такси —---------- Якутск Mago0DH АнаЗыр, TV Г*низо@моск6а барипза /Когенгаав । MoHtlcHjL'h- / Ytau-K Vy'V-.rtl /--J белгвяЗ c •Иухазест Лиссабон р.£/трипалЛ Анкора / I Лр-ПИ| ‘Хаптим^ Форт-Лами Аккрс^лагсс 'дЗВис-АВеб-! " •баяги • |,акаг •брнако Дано, Деролсбск Г в । • НоВосий.рак /рйвнсррск Иркутск Чи 1 • й'лсч-блпср рЛ /УпетраизВлзЕак- , , ^-Камчатский — ® •ХасароЗск X 1 0я ПлаЗибосток Ашх, Кабул Дели Рангун чекин (ОКСО .Ханса —20 :кок Манила' СоаэзаВило ДтлольЗбиль1 Дар-эс-Салам Порт-Морсби Дарвин рипананарибу Претория (Перт Кейптаун Канберра -^-Мельбурн тон —--------|Я7 '° 10° 0° 10° 20° 30° 40° 50° 60° 70° 80° 90° 100° 710° 120° 130° 140° 150° 160° 170° 160° 170° Рис. 1.6. Зона видимости геостационарного спутника (7— угол места антенны ЗС, направ- ленной на ИСЗ) 15
служивания, то обычно используют несколько ИСЗ на той же орбите, смещен- ных по положению так, чтобы при одновременном и быстром переходе всех ЗС на новый ИСЗ достигалась круглосуточная (хотя н с короткими перерывами) работа системы связи. Наиболее широко применяется геостационарная орбита (ГО) — круговая орбита, расположенная в плоскости экватора, с высотой над поверхностью Зем- ли 35 786 км Располагающийся на такой орбите спутник совершает один обо- рот вокруг Земли точно за одни сутки, т. е. за то же время, за которое Земля делает оборот вокруг своей оси. Поэтому ИСЗ на геостационарной орбите (его называют геостационарным ИСЗ) оказывается как бы неподвижно стоящим над некоторой экваториальной точкой поверхности Землп. Это создает ряд преимуществ — отсутствуют перерывы связи, сеанс связи становится круглосу- точным, облегчается наведение антенн ЗС на ИСЗ. В некоторых системах ан- тенны земных станций могут после первоначальной установки оставаться почти или полностью неподвижными. Благодаря большой высоте ГО зона ее видимо- сти на поверхности земли велнка — около одной трети поверхности земли (рис. 1.6). Благодаря этим преимуществам ГО используется очень широко. На неко- торых ее участках размещение новых ИСЗ оказывается затруднительным из-за для Рис. 1.7. Углы возвышения (места) у иаведеиия земных антенн на геостационар- ный МСЗ в зависимости от долготы и ши- роты точки размещения земной антенны взаимных помех с уже действующими ССС, и проблема эффективного исполь- зования ГО приобрела самостоятельное значение (см. гл. 6). Как видно из рис. 1.6, полярные об- ласти обслуживаются с геостационарной орбиты плохо, поскольку ИСЗ виден под малым углом места к земной поверхно- сти либо вообще не виден. Малый угол места вызывает увеличение собственных шумов приемной установки (из-за воз- действия теплового излучения Земли), а также обусловливает возможность ос- лабления принимаемого сигнала из-за экранирующего действия местных пред- метов — зданий, деревьев. Углы места (узлы возвышения) уменьшаются при приближении к полюсам, а также при удалении ЗС по долготе от точки стоя- ния ИСЗ (рис. 1.6 и 1.7). Приходится считаться с тем, что под действием различных возмущающих факторов — несферичности Земли, при- тяжения Луны и Солнца — стационар- ное положение ИСЗ нарушается, происходят медленное смещение (дрейф) его среднего положения, перемещение по суточному циклу. Возмущающие факторы приводят также к изменению плоскости наклонения орбиты примерно на 0,92° в год. Это означает, что спутник, выведенный на орбиту, расположенную точно в плоскости экватора, уже через год будет в течение каждых суток описывать на небесной сфере фигуру (восьмерку или эллипс в проекции на Землю) с раз- махом 0,92° в направлении север—юг. Учитывая эти обстоятельства, в официальных документах [1] применяется более общее определение ГО: геостационарная орбита — это часть космиче- ского^ пространства, в которой располагаются геостационарные ИСЗ. Устранение возмущений орбиты достигается периодическим включением корректирующих двигателей ИСЗ. причем коррекция плоскости наклонения тре- бует существенно большего расхода энергии, чем коррекция долготы точки стояния. Если же коррекция возмущений не производится, то приходится осу- ществлять слежение антенн земных станций за ИСЗ либо применять антенны ЗС с широкой диаграммой направленности (в, следовательно, с малым усиле- нием); очевидно, что отсутствие коррекции возмущений положения ИСЗ либо неточное ее осуществление ухудшает использование космического пространства (см. гл. 6). 16
В связи с большой загрузкой геостационарной орбиты рассматривается при- менение еубсиихронных круговых и эллиптических орбит с периодом обращения 12, 8, 6 и 3 ч, для чего спутник выводится на меньшую высоту и может ,при этом обслуживать меньшую территорию сеансами, повторяющимися несколько раз в сутки в одно и то же время (табл. 1.1 [5, 14]). Таблица 1.1 Период обращения, ч Число витков в сутки Высота круговой орбиты, км Высота эллиптической орбиты, км перигея апогея 4 6 6 750 500 13 000 6 4 10 750 500 21 000 8 3 14 250 500 28 000 12 2 20 373 500 40 260 21 1 35 875 500 71 250 В настоящее время широкое применение, кроме ГО, нашла высокая эллип- тическая орбита с периодом обращения 12 ч. На эту орбиту выводятся ИСЗ «Молния», используемые системой связи и вещания СССР. Наклонение плоско- сти орбиты ИСЗ «Молния» 63,4°, высота перигея 500 км, апогея 40 тыс. км. В соответствии со вторым законом Кеплера движение ИСЗ па большой высо- те — в области апогея — замедляется, а область перигея, расположенную над южным полушарием Земли, спутник проходит очень быстро. Зона видимости ИСЗ на орбите типа «Молния» вследствие значительной высоты в течение большей части витка примерно такая же, как и для геоста- ционарного ИСЗ. Зона видимости расположена в северном полушарии и поэто- му удобна для северных стран (рис. 1.8). Обслуживание всей территории СССР одним ИСЗ возможно в течение не менее 8 ч, поэтому трех ИСЗ, сменяющих ДРУГ друга, достаточно для круглосуточной работы (при долготе апогея одно- го из витков, соответствующей середине территории СССР) даже при условии, что второй (за сутки) виток ИСЗ, апогей которого оказывается над западным полушарием, не используется. В действительности и эти витки некоторую часть времени можно использовать для обслуживания территории СССР; так, из рис. 1.8 видно, что для самых неудобных районов, сдвинутых па 180° относи- тельно долготы апогея ИСЗ, существует видимость ИСЗ в течение 6 ч (от (» =3 ч после перигея до <=9 ч) для всех точек, которые севернее 53° с. ш. Впт- Рис. I 8 Траектория подспутниковой точки и южная граница мгиопейпых зон радиовиди- мости для ИСЗ типа «Молния»
ки ИСЗ с апогеем в западном полушарии долгое врем/ использовались систе- мой «Интерспутиик», так как в зону видимости одновременно попадали и Куба, и социалистические страны Европы. Однако в настоящее время система «Ин- терспутиик» ради исключения перерывов связи, упрощения систем наведения антенн ЗС на ИСЗ и других эксплуатационных преимуществ перешла на ис- пользование двух геостационарных ИСЗ «Стацноиар-4» и «Стацнонар-5», рас- положенных в точках 14° з. д. и 53° в. д. ЗОНЫ ВИДИМОСТИ, ПОКРЫТИЯ ОБСЛУЖИВАНИЯ Выше использовалось понятие зоны видимости ИСЗ, под которым следует понимать часть поверхности Земли, с которой ИСЗ виден под углом места больше некоторой минимально допустимой величины (например, 5°) в течение заданной длительности сеанса связи; под мгновенной зоной видимости (см., например, рис. 1.8) понимается зона видимости в определенный момент, т. е. при нулевой длительности сеанса связи. При движении ИСЗ мгновенная зона перемещается, и поэтому зона видимости в течение некоторого времени всегда меньше мгновенной, так как представляет собой внутреннюю огибающую мгно- венных зон. Важнейшей характеристикой системы спутниковой связи является зона по- крытия — часть зоны видимости, в которой обеспечиваются необходимые энер- гетические соотношения на линии связи при определенных энергетических пара- метрах земной станции (см. также § 1.2). Эта характеристика имеет важное значение при проектировании систем спутниковой связи и анализе взаимодейст- вия между ними, и потому рассмотрим ее подробнее. Если диаграммы направленности бортовых антенн ИСЗ на прием и переда- чу достаточно широки, чтобы охватить всю видимую с ИСЗ часть Земли при малой неравномерности усиления, то зона покрытия совпадает с зоной видимо- сти — это так называемая глобальная зона покрытия. Такие зоны имели все первые связные ИСЗ, да и сейчас такие зоны создаются иа многих ИСЗ — «Иителсат», «Горизонт», «Молния» н др. —- с целью достижения максимального охвата земной поверхности. Однако с целью улучшения энергетики линий связи все чаще создаются зоны покрытия малого размера, максимально приближенные к границам обслуживаемой территории — региона, государства или даже его части. Часто (например, [5]) зона покрытия определяется как территория, в каж- дой точке которой угол места при направлении антенны ЗС на спутник не ме- нее минимально допустимого и плотность потока мощности, создаваемого пере- датчиком ИСЗ, нс ниже требуемого значения. Это определение не отличается от данного выше, если пренебречь энергетическими соотношениями ла участке линии связи Земля спутник, т. е. не учитывать возможность влияния диа- граммы направленности приемной антенны ИСЗ. На практике часто энергетиче- ский баланс на участке Земля — спутник ие является определяющим, н в лю- бом случае соответствующим увеличением мощности передатчика ЗС можно достичь необходимого уровня сигнала иа входе приемного ИСЗ. В этой ситуа- ции последнее определение зоны обслуживания вполне справедливо. Однако в ССС с разветвленной сетью земных станций передатчики ЗС оказываются одной из самых дорогостоящих частей системы, и не считаться с энергетикой па ли- нии «вверх» нельзя. Поэтому данное нами выше определение является наиболее общим. Таким образом, построение зоны покрытия на карте распадается на четыре этапа. 1. Определение зоны видимости. Для этого решается чисто геометрическая задача определения угла места для ЗС в некоторой очке земной поверхно- сти — утла между направлением от этой точки на ИСЗ и поверхностью Земли. Целесообразно построить на карте линии равных углов места, соответст- вующие малым значениям этого угла, например 10, 5° и т д. Линии равных уг- лов места для ИСЗ на геостационарной орбите приведены на рис. 1.9 [5]. Они представляют собой зависимость географической широты <р точки иа земной поверхности от ДХ=|Х—Хо| — разности между долготой этой точки и долготой стационарного ИСЗ при некотором фиксированном значении угла места у. 2. Определение зоны, в которой ИСЗ создает необходимую плотность по- тока мощности. Для этого производится энергетический расчет (см гл. 4) ли- 18
иии спутник — Земля по направлениям, соединяющим ИСЗ с различными точ- ками земной поверхности. Упрощенно этот расчет можно представить себе так. Если на оси ДН передающей антенны ИСЗ необходимая плотность потока у поверхности Земли достигается с некоторым превышением Л дБ, то для по- строения зоны необходимо по ДН определить угол а отклонения луча от осн, при котором уменьшение усиления антенны составит А дБ, и найти пересечение конуса с вершиной в точке стояния ИСЗ в углом при вершине 2а с по- верхностного земного шара (рис. 1.10). Очевидно, что при перемещении «точки прицеливания» оси ДН к краю видимого с ИСЗ диска Земли луч становится все более наклонным к земной поверхности и площадь зо- ны обслуживания несколько возрас- тает (рис. 1.11) [5]. 3. Определение зоиы, которая от- вечает условию приема космической станцией с необходимым качеством сигналов от находящейся в пределах зоиы земной станции с нормирован- ной в данной системе излучаемой мощностью. Эта задача подобна той, что решалась в п 2, но с тем отли- чием, что при энергетическом расче- те линии Земля—спутник использу- ются параметры приемного комплек- Рис. 1.9. Линия равных углов места для гео- са ИСЗ и передающего комплек- стационарного ИСЗ са ЗС. 4 Определение зоиы покрытия. На карту наносятся все три зоны и строит- ся их внутренняя огибающая, т. е зоной покрытия является территория, при- надлежащая каждой из трех построенных зон, на которой выполняются условия радиовидимости и условия необходимого качества связи на линиях спутник — Земля и Земля — спутник. В некоторых системах (чаще в системах спутниково- го вещания) создаются различные зоны покрытия для направлений сверху вниз и снизу вверх. Так, программа вещания может подаваться на ИСЗ из столицы государства и направляться от ИСЗ для обслуживания другой части его тер- ритории. Тогда следует ввести раздельные понятия зон покрытия для линий вниз н вверх. Зона покрытия для линии вниз определяется как объединение зон, определенных в соответствии с вышеприведенными пунктами 1 и 2 а зона покрытия на линии вверх — с пунктами 1 н 3. После изложения основной идеи построения зоны покрытия следует ука- зать, что описанный в п. 2 упрощенный, чисто геометрический способ построе- ния зоны с необходимой плотностью потока неточен. В результате расчета по этому способу получается лишь так называемая заявочная характеристика ан- тенны, приво щмая страной-заявителем на первом этапе регистрации создавае- мой новой системы спутниковой связи в Международном союзе электросвязи. Заявочную характеристику антенны можно определить [6, 3, 1.2] как изобра- увсличення зоиы обслуживания 19
женный на географической карте набор контуров, соответствующих постоянно- му усилению передающей антенны бортового ретранслятора (точнее, постоянно- му уменьшению усиления аитеииы на —2-.—4 дБ и т д. относительно макси- мума диаграммы направленности). При реальном проектировании системы необходимо определять зону покры- тия с учетом целого ряда дополнительных обстоятельств. Так, расстояния от ИСЗ до различных* точек на поверхности Земли — наклонная дальность — различны, а следовательно, несколько различно и зату- хание радиосигналов (см. гл. 4); наименьшее расстояние — до подспутниковой точки (т. е. точки, лежащей на прямой между ИСЗ н центром Земли). Более важным и сложным для учета является то обстоятельство, что в ат- мосфере Земли возникает дополнительное затухание, в основном обусловленное частицами влаги (см. гл. 4), которое зависит от угла прихода луча (угла места антенн ЗС) и при малых углах заметно возрастает. Это в противовес изложен- ным ранее геометрическим соображениям (см. рис. 1.11) делает невыгодной ра- боту при малых углах места, особенно па частотах выше 10 ГГц, и сокращает зону обслуживания по сравнению с построенной чисто геометрически заявочной характеристикой. Существенное влияние, даже при современной высокой точности вывода н удержания ИСЗ иа орбите, оказывают нестабильность положения ИСЗ иа орби- те и нестабильность ориентации его антенн. В связи с этим для точного рас- чета зоны покрытия приходится определять ту часть поверхности Земли, где заданное качество связи обеспечивается при любых, даже самых неблагоприят- ных сочетаниях параметров, характеризующих нестабильность ИСЗ. Иными сло- вами, приходится отыскивать внутреннюю огибающую зон покрытия, определен- ных для различных сочетаний величин, определяющих положение ИСЗ и на- правление его антенн. Такой расчет можно выполнить только с помощью ЭВМ, как обычно и поступают [3, 5J. Чтобы подчеркнуть влияние нестабильности луча передающей антенны ИСЗ, в [1.5J введено понятие зоны гарантированного уровня сигнала, это по- нятие близко к изложенному выше определению зоны покрытия, учитывает как ограничения, обусловленные радиовидимостью, так и создаваемую (с учетом нестабильности) плотность потока мощности у поверхности Земли, и отличает- ся лишь тем, что не принимает во внимание энергетических соотношений на участке снизу вверх (п. 3 определения зоны покрытия). Более того, поскольку качественные показатели канала связи обычно за- даются статистически, т. е. определенное значение показателя должно выпол- няться в определенную долю времени, то и расчет зоны покрытия следовало бы вести вероятностно с учетом времени существования тех или иных сочета- ний параметров нестабильности ИСЗ. К сожалению, соответствующие методы расчета нс разработаны и, более того, отсутствуют данные по необходимым для расчета вероятностным характеристикам показателей нестабильности ИСЗ. Вследствие этого гарантированная зона покрытия, рассчитанная в строгом со- ответствии с изложенными выше принципами, нередко оказывается меньше той зоны покрытия, которая фактически обеспечивается при эксплуатации системы связи. Наконец, следует ввести понятие зоны обслуживания — той части поверх- сти Земли, на которой расположены или могут располагаться ЗС данной сети, т. е. зоны, в которой действительно необходимо обеспечить нормальную работу земных станций [С, 1]. На этой территории необходимо обеспечить не только выполнение всех условий, определяющих зону покрытия, но и соблюдение не- обходимых защитных отношений по отношению к помехам от других радио- систем, в том числе других спутниковых систем связи. Все расчеты взаимных помех, осуществляемые при координации ССС в процессе регистрации в Меж- дународном комитете по радиочастотам, должны проводиться для любой точки зоны обслуживания. Очевидно, что зона покрытия всегда охватывает зону обслуживания и превышает ее по величине. Регламент радиосвязи в интересах экономии спектра частот рекомендует, чтобы зона покрытия была как можно ближе к зоне обслуживания. Для приближенного построения зоны покрытия и даже для ориентировоч- ного решения обратной задачи — выбора необходимых характеристик диаграм- мы направленности бортовых антенн геостационарного ИСЗ — можно восполь- 20
зеваться представлением поверхности Земли так, как она видна с геостацио- нарного ИСЗ [5]. Для этого следует ввести сферическую систему координат, начало которой совмещено с точкой S расположения ИСЗ (рис. 1.12), Р — се- верный полюс Земли; О — центр Земли. Положение некоторой точки N на зем- ной поверхности в этой систе- ме координат1 определяется только значениями углов а и Р (см. рнс 1.12), где а — угол между плоскостями SOP кSAN (или, что то же самое, между прямыми SO и SA, лежащими в плоскости экватора); Р — угол между направлением от ИСЗ иа точку N и плоскостью экватора (т. е. угол между прямыми SN и SA); NA — перпендикуляр к плоскости экватора из точки N. Углы а н р могут быть оп- ределены по следующим фор- мулам [5]. Рис. 1.12. Сферическая система координат, свя- занная со спутником Земли Р = arc tg R sin <р//; -i а = arc sin (R cos <р sin ДЛ//), > (1.1) где /= Vr2 R2 cos <р—Rr cos <р cos ДЛ; <р — широта точки N-, А1. — разница долготы точки N и ИСЗ (проекции ИСЗ на земную поверхность); R— радиус Земли; г — радиус геостационарной орбиты (SO); I — длина линии SA. По формулам (1.1) все меридианы (В на рис. 1 13 [5]) н параллели (Б) могут быть представлены в координатах а, р. На ту же координатную сетку (линии Г и Д для углов Р и а) можно нанести линии А (окружности) равных дальностей d и равных углов места у. На рис. 1 14 изображена в такой системе координат территория СССР, ви- димая с геостационарного ИСЗ, находящегося иа долготе 100° в. д. По такому чертежу легко выбрать примерную ориентацию луча антенны ИСЗ и ширину Рис. 1.13. Земной шар в сферической, связанной со спутником, системе координат 1 Введенная система координат предназначена только для определения положе- ния точек, находящихся на поверхности земного шара. 21
Рис. I 14. Территория СССР в сферической, связанной со спутником, системе координат этого луча по а и Р необходимую для обслуживания заданной территории. На- помним еще раз, что карта, изображенная на рис. 1.14, пригодна только для определения зон покрытия, создаваемых ИСЗ из точки 100° в. д., для любого другого положения ИСЗ придется строить другую проекцию. Напомним также, что при определении необходимой ширины ДН луча антенны ИСЗ следует учи- тывать нестабильность ориентации этой антенны. ЭФФЕКТ ДОПЛЕРА Эффектом Доплера называют физическое явление, заключающееся в измене нни частоты принятых колебаний при взаимном перемещении передатчика н приемника этих колебаний. Ои возникает также н при движении ИСЗ по ор- бите. Если передатчик неподвижен относительно приемника, то длина волны в системах отсчета, связанных с приемником либо передатчиком, ^-о — с/fо • (12) где с — скорость света; f0 — частота колебаний. Если же передатчик движется относительно приемника со скоростью v, на- правленной под утлом ф к направлению липни связи (рис. 1.15), то в системе отсчета, связанной с приемником (земной станцией на рнс. 1.15), длина волны изменится на величину, равную изменению расстояния за время Т=\/f0 одного периода излучаемого колебания: 1 Д7,= — — ncos’F. (1.3) IV Длина волны1 колебания, частота и относительное изменение частоты у прием- ника соответственно равны: fo с 7. Х = fo bf v --------------; -----= — cos ф. , v fB с 1 — — cos ip с (1.4); (15); (16) Эффект Доплера наибольший, если движение передатчика относительно прием- ника происходит вдоль липни связи (ф=0 или bf=fov/c, (17) т. е. при сближении передатчика и приемника частота радиоколебаний возра- стает пропорционально v/c, при удалении — так же уменьшается. 1 Пренебрегая эффектом замедления времени (эффект теории относительности), мало существенным при 22
Рис. 1-15. к определению эффекта Доплера Рис. 1.16. Относительное значение доплеровского На липни связи через строго геостационарный спутник доплеровский сдвиг не возникает, на реальных геостационарных ИСЗ мало существен, а на сильно вытянутых эллиптических или низких круговых орбитах доплеровский сдвиг может быть значительным. Расчет его сводится к расчету значения v cos if/c для некоторой траектории движения ИСЗ, причем приходится учитывать оба участка линии связи (Земли—ИСЗ, ИСЗ—Земля) и различное расположение ЗС. Результаты такого анализа для высокой эллиптической орбиты типа «Молния» даны на рис. 1.16 в виде двух кривых — для максимального (Мах) и мини- мального (.Min) значений сдвига [17]; здесь же показана соответствующая вы- сота ИСЗ (II). Следует учитывать, что ИСЗ на орбите типа «Молния» обычно включается в работу только па высоте более 15.-20 тыс. км. Для круговых орбит максимальный доплеровский сдвиг частоты (для одно- го участка трассы) можно приближенно определить из соотношения Af/fo « ± 1,5-10—•«, (1.8) где s — число оборотов ИСЗ вокруг Земли за сутки (s> 1). Наибольший суммарный доплеровский сдвиг создается для липни связи между близко расположенными ЗС, когда сдвиг на обоих участках: Земля — спутник и спутник—Земля — примерно одинаков и потому иа всей линии удваи- вается. Теперь рассмотрим влияние доплеровского сдвига на работу линии связи. Во-первых, доплеровский сдвиг проявляется как частотная нестабильность не- сущей частоты ретранслированных спутником колебаний, добавляющаяся к ап- паратурной нестабильности частоты, возникающей в аппаратуре бортового ре- транслятора и ЗС. Эта нестабильность может существенно осложнять прием сигналов, особенно узкополосных, приводя к снижению помехоустойчивости приема. Во-вторых, несколько изменяется частота модулирующих колебаний. Действительно, если частота несущей fo сдвигается на величину Д/ [см. (1.7)], то частота верхней боковой составляющей (fo+F), обусловленной компонентом F модулирующего процесса, составит (f0+F) (1 +v/c) =fo+foV/'c+F+Fvfc, ниж- ней боковой — соответственно fo+fov/c—F—Fv/c. Таким образом, разность ча- стот боковых и несущей, равная частоте колебания, образующегося после де- модуляции, составляет | F (1 + v/c) |. 23
Это сжатие (или расширение) спектра передаваемого процесса практически невозможно компенсировать аппаратурными методами, так что если сдвиг ча- стоты превысит допустимые пределы (например, 2 Гц для некоторых типов ап- паратуры частотного разделения канала), то канал оказывается неприемлемым. К счастью, возникающая на практике нестабильность обычно меньше допусти- мых пределов. Эффект Доплера объясняется скоростью перемещения ИСЗ, т. е. производ- ной от расстояния по времени. Однако, как уже отмечалось, существенное влияние на свойства канала связи оказывает и само по себе абсолютное за- паздывание сигнала при его распространении по линии Земля—спутник—Земля. Это запаздывание не приводит к каким либо искажениям передаваемого сооб- щения, хотя для геостационарного ИСЗ или для ИСЗ на верхней части орбиты «Молния» достигает заметного значения — 300 мс. При передаче однонаправ- ленных сообщений (программ телевидения, звукового вещания, газетных полос, телеграфных сообщений) это запаздывание ие ощущается потребителем, но при дуплексной связи запаздывание ответа па 600 мс уже заметно. На линиях дуп- лексной телефонной связи применяются двухпроводные абонентские линии и четырехпроводные линии между узлами коммутации; в точках перехода с четы- рехпроводной цепи на двухпроводную всегда возникает некоторая несогласо- ванность и, следовательно, образуются отражения (эхо-сигналы), распростра- няющиеся в обратном направлении и достигающие уха говорящего абонента через интервал времени, равный двойному времени распространения сигнала по линии связи. Когда эго запаздывание невелико, эхо-сигналы воспринимаются как некоторое послезвучанне (гулкость), маскируются собственной речью або- нента и мало мешают разговору. Если же запаздывание велико, то они воспри- нимаются раздельно, как четкое эхо, и создают серьезную помеху разговору. Поэтому в каждом канале на линиях спутниковой связи (как и иа особо длин- ных наземных линиях) обязательно применяются специальные устройства — эхо-заградители, запирающие «обратный» говорящему абоненту канал. Однако даже при наличии эхо заградителей разговор по двухскачковои линии становит- ся затруднительным Вследствие этого налагается ограничение па применение составных линий связи, содержащих два пролета Земля—ИСЗ—Земля. Это об- стоятельство ограничивает применение спутниковых линий в сети связи, особен- но автоматизированной. В исключительных случаях двухскачковые линии допу- стимо применять ради экономии числа антенн на ЗС, чтобы выходить в сеть другого ИСЗ через другую станцию, уже имеющую две антенны, либо ради со- хранения узловой структуры сети (см. § 1.6, рис. 1.20). Запаздывание сигналов иа линии спутниковой связи и его изменение имеют значение и при передаче некоторых видов информации в циркулярных сетях, например при передаче сигналов точного времени либо изображений газетных полос (ИГП). В последнем случае, поскольку частота развертки приемного ап- парата сохраняется неизменной в течение всего сеанса передачи полосы (син- хронизация разверток производится в начале сеанса), а время распространения изменяется из-за движения ИСЗ, то сдвигается во времени момент начала каждой строки и происходит перекос принятой полосы, имеющий существенное значение при передаче ИГП через ИСЗ на эллиптической орбите. Более подроб- но об этом см § 19 2. 1 5. НЕКОТОРЫЕ СООБРАЖЕНИЯ ПО ЭКОНОМИЧЕСКИМ ПОКАЗАТЕЛЯМ СИСТЕМ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ И ВЕЩАНИЯ В настоящем справочнике не приводятся экономические сведения в таком объеме, чтобы их можно было использовать для экономических расчетов при проектировании систем связи либо отдельных земных станций. Данный пара- граф лишь знакомит читателя с основными положениями, характеризующими экономическую эффективность систем спутниковой связи и вещания, чтобы эти положения учитывались при выборе технических параметров и принципов по- строения систем. Общеизвестно, что стоимость создания спутниковых систем весьма велика. Так, по обобщенным данным МККР [1.5] стоимость создания современных многоствольных ИСЗ составляла в 1981 г. 15—30 млн. долларов и более, стои- 24
мость их вывода на геостационарную орбиту — 30—60 млн. долларов; стои- мость многофункциональных ЗС в зависимости от размеров зеркала антен- ны, числа стволов — от нескольких миллионов долларов до нескольких десят- ков миллионов долларов. Тем не менее благодаря большому сроку службы ИСЗ (до 3... 7 лет), большому числу радиочастотных стволов на ИСЗ (до 8... 24), большой пропускной способности каждого ствола (до нескольких со- тен и даже до тысячи и более каналов), малым затратам на управление нахо- дящегося па орбите ИСЗ, получающего энергоснабжение от солнечных батарей, себестоимость каждого телефонного канала через ИСЗ получается невысокой. Так, аренда ствола на ИСЗ «Интелсат», которая нередко осуществляется для создания национальных систем связи, обходится примерно в 1 мли. долларов в год, а тариф за предоставление ТЧ капала иа одну минуту составляет лишь 5,5 центов1, в закрепленном режиме — 12 долларов в сутки. Примерно на том же уровне находятся тарифы, по которым предоставляются каналы оргаинза цией «Иитерспутппк» (40 франков за канал изображения в минуту, 15 000 фран- ков за ТЧ капал в год). При таких тарифах связь через ИСЗ в ряде случаев оказывается экономически эффективной. Экономически эффективной следует считать такую спутниковую сеть или линию, затраты на сооружение и эксплуатацию которой ниже затрат на назем- ную сеть или линию, эквивалентную спутниковой по пропускной способности, числу и размещению связываемых пунктов. Затраты удобнее всего характеризо- вать приведенными годовыми затратами П, складывающимися из капитальных затрат (первоначальных) К (учитывающих стоимость разработки спутника, ра- кеты-носителя и земных сооружений, затрат иа создание ИСЗ и вывод его на орбиту, иа создание ЗС), и эксплуатационных годовых затрат Э (включающих расходы па восстановление вышедших из строя ИСЗ, управление ИСЗ, экс- плуатацию ЗС): П = Э+^~К, (1.9) 0,0 где коэффициент 1/6,5 соответствует принятому в СССР нормативному сроку амортизации капитальных вложений 6,5 лет. Важнейшей особенностью спутниковых систем связи в экономическом отно- шении является независимость затрат на спутниковую линию связи от ее дли- ны, т. е. от расстояния по земной поверхности между соединяемыми пунктами, поскольку это расстояние практически не влияет на длину трассы распростра- нения ЗС—ИСЗ—ЗС и, следовательно, на параметры оборудования земной и космической станций. В отличие от этого, стоимость наземных линий связи воз- растает прямо пропорционально длине липин. Отсюда следует, что при некото- ром достаточно большом расстоянии / между связываемыми пунктами затраты на спутниковую линию и наземную линию станут одинаковыми. Это расстояние называется [1.6] экономически эффективным-, применение спутниковой связи, как правило, экономически целесообразно при длине линии связи ^/эфф- Дополнительными соображениями в пользу создания спутниковой сети могут быть быстрота сооружения, а также локальный характер строительства ЗС; последнее особенно существенно при необходимости прокладывать линию связи в сложных географических условиях — через океаны, горы, труднопрохо- димые или малозаселен! ые районы. Следует учитывать и обратную сторону этого преимущества — при сооружении спутниковой линии все промежуточные пункты не получают связи, и для обеспечения их связью со временем может по- надобиться сооружение дополнительных наземных линий или дополнительных ЗС. Экономическим преимуществом ССС является возможность создания линий связи между странами, не имеющими общей границы, без аренды линий связи на территории третьих стран. Экономическая эффективность применения систем спутниковой связи в об- щей сети связи страны увеличивается благодаря их способности к быстрой пе- реброске каналов или групп каналов на другие направления, что позволяет с помощью спутниковых систем создавать гибкий резерв для различных участков 1 В стволе ИСЗ «Интелсат» в котором действует система SPADE с предостав- лением отдельного ТЧ канала по требованию (данные на 1981—1982 гг.). 26
сети без существенных дополнительных затрат. Поэтому наиболее полно оценить экономическую эффективность применения ССС можно, сравнивая затраты на создание комплексной сети связи заданной надежности и пропускной способно- сти с применением спутниковой связи и без нее. Однако такая оценка является серьезной научной задачей; в большинстве случаев достаточно оценки по эко- номически эффективному расстоянию /эфф Для систем спутниковой связи /эфф= 1-4-5 тыс. км [1.6], для систем спутникового телевизионного вещания 1афФ = 80-^400 км. Значение /Эфф зависит от числа земных станций в сети, су- ществования построенной ранее наземной сети связи, необходимой пропускной способности системы связи т. п. По мере быстрого развития техники 1офф име- ет тенденцию к уменьшению: например, для новых телевизионных распредели- тельных систем «Экран» и «Москва» значение 13фф не превышает 50 км, т. е. установка ЗС этих систем дешевле, чем использование для передачи ТВ ствола РРЛ, даже иа длине одного пролета РРЛ. Из приведенных выше значений видно, что наиболее экономически эффек- тивны системы спутникового телевизионного вещания и вообще распределитель- ные системы для передачи однонаправленной информации — программ телеви- дения, звукового вещания, изображений газетных полос н т п Это объясняет- ся тем, что для всей сети ЗС используется один общий тракт на ИСЗ, стои- мость которого раскладывается на всю эту сеть; поэтому ИСЗ может иметь большую мощность, что позволяет упростить и удешевить приемные ЗС рас- пределительной сети. Это положение впервые было сформулировано и использо- вано в СССР [1.3]. Вопрос о выборе оптимальных — с точки зрения экономики — энергетиче- ских параметров участка ИСЗ—ЗС, а именно мощности бортового передатчика ИСЗ Рв и диаметра антенны ЗС Оа, является первоочередной и важнейшей проблемой экономической оптимизации параметров любой системы спутниковой связи. Действительно, стоимость ЗС в значительной степени определяется стои- мостью сооружения аитениы Кп, которая (стоимость) быстро возрастает с ро- стом Оа. Так, в [1.6] иа основе обобщения ряда данных приведена формула К а — С>1 с2 П2а, (1.10) свидетельствующая о квадратичном росте Кя с увеличением (at и а? — не- которые постоянные величины). Увеличение диаметра антенны ЗС позволяет уменьшить мощность передатчика ИСЗ и, следовательно, уменьшить стоимость ЙСЗ, которая зависит от мощности передатчика ИСЗ следующим образом [1.6]: Сисз = ^рб4+а‘<«с?^’/, (1U) где «ств — число стволов иа ИСЗ; t — срок службы ИСЗ; а3—а7 — посто- янные. Решая уравнения (1.10), (1.11) совместно с уравнениями, определяющими необходимый энергетический баланс линии связи ИСЗ—Земля (см. гл. 4), мож- но получить оптимальные значения Рг. и D&, соответствующие минимуму затрат па систему связи. Разумеется, результат будет зависеть от числа земных стан- ций Net'- чем больше их в системе, тем больше вклад стоимости ЗС в общую стоимость системы и тем целесообразнее уменьшать £>а ценой увеличения Рв и затрат на ИСЗ. Именно в результате такого анализа в СССР впервые в миро- вой практике была применена для системы связи и передачи телевизионных про- грамм «Орбита» сравнительно малая антенна земных станций с £)а = 12 м [4, 1.6], тогда как в международной системе «Интелсат» в то время применя- лись лишь антенны с Da=25... 32 м. В дальнейшем тенденция к уменьшению Са получила развитие в национальных системах ряда стран (£>а = 12; 7; 5; 3 м), международных системах «Иптерспутннк» (£>а = 12 м) и «Интелсат» (Оа=32, 11, 14 м). Предыдущее изложение сознательно упрощено для того, чтобы была понят- нее основная идея оптимизации. На практике процедура выбора оптимальных значений Da и Рс осложняется рядом обстоятельств и взаимозавпсимостей. Так, чувствительность ЗС полис характеризуется не только диаметром антенны, но и шумовой температурой Тш приемного устройства, для чего, как известно, применяется специальный показатель — добротность станции, равный G/Т ш (где G — усиление антенны ЗС, — суммарная шумовая температура при- 26
емного тракта ЗС). Таким образом, уменьшая Тш„, можно добиться необходи- мой добротности GITmS при меньшем габаритном размере антенны D&. Очевид- но, имеется возможность подобрать оптимальное в экономическом смысле соче- тание типа малошумящего входного устройства ЗС и Da, причем этот оптимум взаимосвязан с оптимальным значением мощности бортового передатчика Pq. Размеры антенны ЗС связаны также с необходимой мощностью передатчи- ков ЗС, обеспечивающих необходимый энергетический потенциал иа линии Земля—ИСЗ. Увеличение Da позволяет уменьшить мощность передатчиков ЗС, а стоимость последних иа многоствольных станциях с большой пропускной спо- собностью играет заметную роль. Как указывалось в § 1.2, эквивалентная излучаемая изотропная мощность (ЭИИМ) есть произведение мощности Рс на усиление передающей антенны ИСЗ G6: ЭИИМ = Рб6б- (1.12) Очевидно, что с уменьшением зоны обслуживания можно увеличить Ge и за счет этого уменьшить Рв. Увеличение Ge (и связанная с этим необходимость увеличения размера антенны и точности наведения аитениы ИСЗ) увеличивает стоимость ИСЗ. Тем не менее ради уменьшения Ре и по целому ряду других причин (см. гл. 6) можно полагать целесообразным во всех случаях стремиться к максимально возможному значению Ge, вплоть до разбиения всей зоны обслу- живания на ряд отдельных зон, для каждой из которых формируется отдель- ный луч ИСЗ. При выборе оптимальных параметров ССС следует учитывать действующие ограничения по создаваемой ИСЗ плотности потока мощности у поверхности Земли (см. гл. 3), ограничения, обусловленные точностью наведения антенн ИСЗ и антенн ЗС, и пр. Следует иметь в виду, что оптимальные энергетические па- раметры оказываются различными для ССС, работающих в различных полосах частот. При реальном проектировании ССС приходится считаться, разумеется, с различного рода технологическими ограничениями (максимальной массы вы- водимого иа орбиту ИСЗ, мощности выходного электронного прибора и т. п.), а также с имеющимися в распоряжении деталями и элементами системы, принятыми в стране пли в системе стандартами и т. п. Следует остановиться иа зависимости экономических показателей ССС от пропускной способности. Приведенные затраты иа один телефонный канал в ССС П( имеют тенденцию к быстрому снижению при росте пропускной спо- собности ИСЗ лСп (каналов), пока не достигается насыщение ИСЗ по полосе пропускания (см. [1.8] и рис. 1.17). Однако сравнение этих затрат с затрата- ми па капал па наземных линиях, показывает, что у наземных линий затраты также быстро снижаются с ростом пропускной способности (штриховые линии на рис. 1.17). Для наземных линий необходимо учитывать, что па каждом направлении связи между двумя стан- циями число каналов пСв меньше, чем о щее число каналов в системе, равное согласно условию эквивалентности пса. При одинаковых по емкости станциях наземной сети псв/псп = 2/[А'ст (Л'ст—DI* (113) Кроме того, наземные липни, проходящие по близким или совпадающим маршрутам, обычно объединяются (группируются) в один более мощный пу- чок. В связи с этим необходимо учесть коэффициент группирования Ктр= =Плии/Псв. Так, если все станции расположены по кольцу и соединены коль- цевой наземной магистралью (рис. 1.18), то КгР=(№ст—1)/8; Плив= 1 Л?ст + 1 1 = .—-—ЬЗ—1-----Псп а:— Псп, что и определяет условия сравнения спутниковых 4 А/ст 4 и наземных линий связи1. Следует также обратить внимание, что пока- занная на рис. 1.17 величина £ редставляет собой среднюю длину линии связи между любой парой станций; среднее расстояние между соседними стан- 1 Этот сдвиг на рис. 1.17 уже учтен. 27
Рис. 1.17. Зависимость приведенных затрат иа один канал от пропускной способности спутниковой и наземной (пунктир) линий связи Рис. 1.18. Кольцевая эквивалентная иазем- пая сеть циямп меньше и для простейшей схемы — станции расположены и связаны по кольцу — составляет 7=4£(УСТ—1)/№ст. (114) Таким образом, получаемые из рис. 1.17 минимальные экономически экви- валентные расстояния (£-1кв~Ю тыс. км при Лгст=20; Ьэкв«6 тыс. км при 7Уст = 10) следует разделить на величину А2Ст/[4(АСт—1)], равную соответст- венно 5,25 и 2,78, и тогда экономически эквивалентное расстояние между со- седними станциями Z составит лишь 1,9 и 2,16 тыс. км. Разумеется, эти значе- ния дают лишь приближенную оценку и меняются в зависимости от времени и условий создания системы, конкретного размещения земных станций. Эквива- лентное расстояние становится благоприятнее при создании ССС с более узкой зоной обслуживания, чем вся территория СССР. Приведенное рассуждение о влиянии пропускной способности на экономи- ческую эффективность ССС относилось к системам дуплексной (телефонной по преимуществу) связи. Как уже указывалось, циркулярные (распределительные) системы гораздо эффективнее экономически. Поэтому в системе обычно соче- тают те и другие функции, повышая тем самым эффективность применения спутниковой связи [1.6]. При очень большом числе земных станций в распре- делительной сети, когда для этой сети оказывается выгодным создание ство- ла ИСЗ с большой выходной мощностью, параметры распределительной и дуп- лексной систем становятся |резко различными. В этом случае с учетом сообра- жений надежности и экономической оптимальности оказывается целесообраз- ным создание таких систем с отдельными ИСЗ [19]. Именно так было призна- но целесообразным поступить при создании в СССР телевизионной распреде- лительной системы «Экран». 1.6. ОСОБЕННОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ СПУТНИКОВЫХ ТЕЛЕФОННЫХ КАНАЛОВ В СЕТЯХ СВЯЗИ МЕСТО СПУТНИКОВЫХ КАНАЛОВ В СЕТЯХ СВЯЗИ Все сети связи Советского Союза, в том числе и телефонная, являются частями Единой автоматизированной сети связи страны (ЕАСС) [1.10]. Соз- дание ЕАСС диктуется современной тенденцией развития систем связи — слия- ния различных сетей в единую, создаваемую на базе все более умощняющихся систем передачи и коммутации. Эта тенденция определяется стремлением к по- вышению экономической эффективности и надежности работы сетей. 28
Создание единой сети, удовлетворяющей нуждам всех возможных потреби- телей, вызвало необходимость разработки и использования ряда единых требо- ваний, закладываемых в основу создания ЕАСС. Прежде всего это введение некоторой типовой номенклатуры каналов и трактов, которые могли бы обеспе чить передачу всевозможных видов информации. В качестве таких типовых ка- налов приняты канал ТЧ, с полосой 300—3400 Гц и группы каналов — первич- ная (12 каналов ТЧ), вторичная (60 каналов ТЧ, пять первичных групп), тре- тичная (300 каналов ТЧ) и т. д. Введена также номенклатура цифровых кана- лов, в основе которой лежит цифровой канал со скоростью 64 кбнт/с, эквива- лентный каналу ТЧ. Введены также субпервичная группа со скоростью 0,512 Мбит/с (8X64), первичная группа со скоростью 2,048 Мбнт/с (32X64), вторичная со скоростью 8,448 Мбит/с и т. д. Образуются в ЕАСС также каналы передачи звукового вещания и звуко- вого сопровождения программ телевидения, телевизионные каналы и другие широкополосные каналы. Основой дтя построения сетей связи является первичная сеть. Первичной сетью называется комплекс типовых каналов, групповых трактов и узлов, на базе которых организуются вторичные сети. Первичная сеть объединяет маги- стральную первичную сеть, внутризоновые первичные сети и местные первич- ные сети, как показано на рис. 1.19. Магистральная первичная сеть связывает узлы и станции, являющиеся центрами зон, совпадающими, как правило, с крупными административными регионами — областями, краями, автономными республиками. Внутризоновая первичная сеть включает каналы и тракты, связывающие местные сети с центром зоны н между собой. Местные первичные сети представляют собой сети отдельных городов н сельских районов. Вторичная сеть предназначается для передачи определенных видов инфор- мации или обслуживания некоторой группы потребителей. В ЕАСС входят сле- дующие основные вторичные сети: автоматической телефонной связи; теле- графной связи; передачи данных; распределения программ телевидения; зву- кового вешания; изображений газетных полос п т. д. Вторичная сеть является совокупностью оконечных устройств, коммутационных устройств и каналов, вы деленных из первичной сети. Анализ показывает, что спутниковые каналы, для образования которых не- обходимы сравнительно сложные и дорогостоящие земные станции и спутники связи, экономически целесообразно и эффективно использовать прежде всего на магистральных линиях связи, между удаленными узлами и станциями, а также на внутризоновых сетях в отдаленных и труднодоступных районах. Физические свойства спутниковых каналов определяют некоторые особен- ности их применения во вторичных сетях, таких как сети автоматической те лефонной связи, автоматической телеграфной связи, передачи данных и т. д. Необходимо отметить, что качественные показатели спутниковых каналов полностью соответствуют показателям наземных каналов. Особенностями спутниковых каналов, определяющими специфику нх использования в сетях свя- Рис. 1.19. Первичная сеть 29
Рис. 1 20. Спутниковый канал с двхмя скачками зи, являются: большое, достигающее 300 мс, время распространения сигналов между дв}мя земными станциями иа пути Земля — спутник — Земля и воз- можность работы систем спутниковой связи в режиме миогостаиционного до- ступа и с незакрепленными каналами или групповыми трактами. Первый эффект становится существенным при включении двух (илн более) спутниковых участков в телефонном канале — двух скачков ipuc. 1.20). Использование незакрепленных каналов и групповых трактов позволяет значительно проще маневрировать в сетях, повышает их гибкость и обеспе- чивает лучшую загрузку каналов, повышенную экономическую эффективность и надежность сетей. МЕТОДЫ БОРЬБЫ С ЭХО-СИГНАЛАМИ Эффект эха возникает в каналах связи из за наличия в них дифсистем. Дело в том, что абонентские сети связи в городах и сельских районах с целью экономии делаются двухпроводными, в то время как междугородные каналы, образуемые ВЧ системами передачи, являются четырехпроводными. В точках перехода от четырехпроводных каналов к двухпроводным устанавливаются спе- циальные переходные устройства, называемые дифснстемами. За счет несовер- шенства балансировки этих систем в междугородных каналах возникают отра- жения сигналов. К говорящему абоненту возвращается эхо его собственного голоса, отраженного на приемном конце капала. В тех случаях, когда время распространения сигнала в канале невелико, ие более 20... 30 мс, эхо-сигнал практически совпадает с голосом говорящего абонента и маскируется им. В тех же случаях, когда эхо-сигнал приходит с большим запозданием, он восприни- мается абонентом как помеха. Чем больше задержка сигналов, тем заметнее эхо и тем больше его мешающий эффект. Этот эффект проявляется во всех протяженных междугородных каналах, но особенно сильно в спутниковых ка- налах, задержка в которых больше, чем в наземных. Для борьбы с эффектом эха применяют специальные устройства — эхо-за- граднтели, которые приходится устанавливать во всех спутниковых каналах. Принцип устройства и включения эхо-заградителя в канале иллюстрируется рис. 1.21. Как правило, эхо-заградитсли устанавливаются на автоматических междугородных телефонных станциях (АМТС). На каждом конце канала ус- танавливается полукомплект эхо-заграднтеля, состоящий из схемы управления и ключа. Когда абонент А говорит, схема управления на приемном конце ка- нала, у абонента Б, воспринимает речевые сигналы и запирает ключ в канале на передачу от Б к А. Этим закрывается путь эхо-сигналу, образовывающему- ся в днфсистеме Б После того как абонент .4 прекращает говорить, схема уп- равления иа конце Б открывает ключ, теперь абонент Б может отвечать. Рис. 1.21. Схема включения эхо заградителя в канал связи 30
Параметры эхо-заградителя Время задержки в тракте с ЭЗ, мс, . Вид информации, которая может передаваться в тракте с ЭЗ........................................ Режим............................................ Вносимое затухание в тракте в режимах покоя и нейтрализации, дБ................................ Входное и выходное сопротивление, Ом Порог срабатывания, дБ: при 300 Гц .................................... при 3000 Гц.................................... Время перехода из режима покоя в режим блоки- ровки при поступлении информационных сигналов в тракт, мс...................................... Затухание в тракте в режиме блокировки, дБ Время перехода из режима блокировки в режим по- коя после снятия сигнала, мс .................... Время перехода из режима 'блокировки в режим пе- ребоя при появлении в тракте передачи сигнала, превышающего на 7 дБ уровень сигнала в тракте приема, мс Затухание, вносимое в режиме перебоя в тракт приема, дБ....................................... Сигнал управления ЭЗ для перехода в режим нейт- рализации при необходимости передачи сигналов вторичного уплотнения ........................... Уровень сигнала нейтрализации, дБ . . . . Время срабатывания нейтрализации, мс . . . Время возвращения в исходное состояние из ре- жима нейтрализации при снятии сигналов вторич- ного уплотнения или одпочастотных синусоидаль- ных сигналов, мс................................. 50...400 в одном на- правлении встречные разговоры; ли- нейные, управляющие и акустические сигналы системы сигнализации; передача данных со средней скоростью покоя; блокировки; пе- ребоя; нейтрализации 0... 0,5 600 — (30... 22) — (24... 16) 4 55 45±8 10 6±0,5 Синусоида 2100 Гц —12±6 400±50 200±50 Наличие в тракте эхо-заграднтсля слегка затрудняет разговор, ио, как по- казывает практика работы каналов спутниковой связи, современные эхо-загра- дители обладают достаточно высокими качественными показателями и не ме- шают связи. Появление в телефонном канале, организованном между абонентами, двух и более спутниковых участков (см. рис. 1.20) приводит к дальнейшему увели- чению времени распространения сигнала. В этом случае даже при наличии эхо- заграднтелей качество телефонной связи ухудшается, так как из-за длительно- го ожидания ответов (до 1,2 с и больше) затрудняется контакт между собе- седниками. Тем не менее в некоторых системах спутниковой связи (например, в системе «Интелсат») ради экономии затрат допускаются двойные скачки при организации соединений между станциями, работающими через различные ИСЗ. Большая задержка в некоторых случаях может привести и к нарушению работы систем автоматического установления соединений как в телефонных, так и в телеграфных автоматизированных сетях. Работа аппаратуры автоматиче- ского установления соединений рассчитывается на определенные допустимые задержки при обмене служебными сигналами между передающими и прием- ными комплектами АМТС. Задержки, которые возникают при двойных скач- ках в существующей аппаратуре АМТС, создававшейся еще до появления и широкого распространения спутниковой связи, не предусматривались. В неко- торых случаях это может привести к нарушению связи. 31
СПОСОБЫ ИСКЛЮЧЕНИЯ ДВОЙНЫХ СКАЧКОВ НА СЕТЯХ СВЯЗИ Для того чтобы предотвратить появление двойных скачков, применяются методы, основанные на введении определенных ограничений при включении спутниковых каналов в сети связи. Иногда предусматривают также автоматиче- ский учет числа спутниковых участков в процессе установления соединения. Рассмотрим варианты применения этих методов на примере телефонной сети, поскольку в других сетях они могут использоваться аналогичным образом. Известны два основных типа телефонных сетей — сети некоммутируемых каналов и автоматически коммутируемые сети. В некоммутируемых сетях каналы и групповые тракты организуются и за- крепляются за потребителями на длительные периоды времени. В этом случае при планировании сети можно заранее предусмотреть, чтобы во всех каналах спутниковый участок включался не более одного раза. Наиболее широкое при- менение иа практике нашли автоматически коммутируемые сети, в которых пе- редается основная масса информации связи. Типовая схема построения автома- тически коммутируемой магистральной сети приведена на рис. 1.22. Основой такой сети являются узлы автоматической коммутации первого класса (УАК 1), связан- ные между собой по принципу «каждый с каждым», и некоторые узлы второго класса (УАК 2), обслуживающие отдельные выделен- ные районы. Кроме того, в сети имеется ши- рокая сеть АМТС, являющихся оконечными станциями, с помощью которых потребители пользуются междугородной сетью. Автоматически коммутируемая сеть строит- ся таким образом, что АМТС, имеющие доста- точно большое взаимное тяготение, связыва- ются прямыми пучками каналов, минуя УАК. В этих пучках допускается относительно вы- „„ _ . сокая вероятность отказа при установлении Рис 1.22. Схема автоматически ком- г мутнруемой телефонной сети соединения нз за отсутствия свободных кана- лов, но при этом обеспечиваются высокая за- грузка и экономическая эффектна юсть каналов Вызовы, которые не смогли быть обслужены каналами прямого пучка (избыточная нагрузка), а также вы- зовы между АМТС, не имеющими прямых каналов, проходят по коммутируемым каналам через узлы коммутации. При установлении соединения для поступившего на АМТС вызова осмат- ривается несколько возможных путей образования капала — прямой путь, путь первого обхода, второго обхода, третьего обхода и т. д. На рис. 1.22 обходные пути показаны штриховыми линиями с указанием номера обхода. Обходные пути проектируются также с большими потерями. Если в процессе последова- тельного просмотра обходных путей АМТС не находит свободного канала для обслуживания поступившего вызова, он направляется по пути последнего вы- бора, который показан на рис. 1.22 сплошной линией. Путь последнего выбо- ра (ППВ) обеспечивает высокое качество обслуживания, процент отказов в нем не превышает заданного для сети значения. Все АМТС, которые обслуживаются УАК, связаны с ним только путем по- следнего выбора, а с другими УАК — обходными путями. В автоматически коммутируемых сетях для исключения двойных скач- ков спутниковые каналы следует использовать только на тех линиях, где АМТС связаны с земными станциями, через которые они выходят на спутни- ковые каналы, наземными каналами. Как видно нз рис. 1.22, это прежде всего относится к прямым путям между АМТС, расположенными в непосредственной близости от ЗС. Возможно также использование спутниковых каналов на об- ходных путях через УАК, если земные станции расположены вблизи одной нз АМТС, и УАК, обслуживающего вторую АМТС. Поскольку вторая АМТС свя- зана со своим УАК путем последнего выбора, который всегда организуется по наземным каналам, двойной скачок не получается. Примером таких линий яв- ляются пути первого н второго обходов, показанные на рис. 1.22. 32
Не рекомендуется включать спутниковые каналы на пути последнего вы- бора, т е. на участках АМТС—УАК, УАК2—УАК1 и УАК1—i АК1. Это объ- ясняется тем, что канал ППВ состоит из нескольких таких участков, минимум» трех, и проблема исключения двойных скачков резко осложняется. Однако для связи двух УАК2 испо. ьзование спутниковых каналов допустимо, поскольку этот участок сети не является ППВ, а на участках от АМТС и УАК2, являю- щихся частью ППВ, спутниковые каналы не применяются. В виде исключения для отдаленных районов, где дорого обходятся строи- тельство и эксплуатация наземных линий связи, может быть допущено приме- нение спутниковых каналов н па участках ППВ АМТС—УАК. Поскольку ППВ в целом построен па наземных каналах, такой вариант не приведет к появ- лению двойных скачков при связи данной АМТС с АМТС, расположенными в зонах, обслуживаемых другими УАК. Но при связи двух АМТС, находящих- ся в зоне одного УАК, если обе они могут использовать спутниковые кана- лы, необходимо использовать прямые спутниковые каналы АМТС1—АМТС2. Зоновые сети в соответствии с принятыми в ЕАСС принципами строятся в основном по радиальному принципу. В зоновой сети имеется одна (иногда две)» АМТС, которая обслуживает внутризоновые связи, между городскими и сель- скими местными сетями, а также обеспечивает выход местных сетей на меж-- дугородиую магистральную сеть. Включение спутниковых каналов во внутризоновых сетях на тех же прин- ципах, что и включение наземных каналов, приведет к появлению двойных скачков как при связи между местными сетями (через АМТС), так и при их выходе на междугородную сеть, если и в ней используются спутниковые ка- налы. Для того чтобы во внутризоновых сетях двойные скачки были исключены;, необходимо внести некоторые ограничения па использование в них спутнико- вых каналов. 1. Связь между местными сетями внутри зоны с помощью спутниковы.ч каналов всегда должна организовываться только по прямым путям, минуя АМТС. 2. Для возможности выхода местных станций па междугородную сеть че- рез зоновую АМТС, которая работает и по спутниковым магистральным кана- лам, необходимо, чтобы либо внутри зоны эти станции выходили па АМТС по наземным каналам, либо на магистральном участке использовался наземный канал. А в тех случаях, когда внутри зоны и иа магистральном участке со- вершенно невозможна организация наземных каналов, разрешена работа с двойным скачком. 3. Во внутризоновых сетях, где используются спутниковые каналы, полез>- по организовать кроме АМТС дополнительные узлы коммутации, которые бу- дут иметь прямой выход на междугородную сеть. Это позволит проще орга- низовать сеть наземных каналов от местных станций к станциям спутниковой связи и повысит надежность сети. ВКЛЮЧЕНИЕ В СЕТИ СПУТНИКОВЫХ НЕЗАКРЕПЛЕННЫХ КАНАЛОВ. И ГРУППОВЫХ ТРАКТОВ Незакрепленные спутниковые каналы и групповые тракты могут приме- ияться в иекоммутируемых сетях для создания обходов и умощнения отдель- ных линий связи, а также для создания резервных линий связи. В автомати- чески коммутируемых сетях незакрепленные каналы позволяют в случае необ- ходимости умощнять те или иные липни связи, образованные наземными или спутниковыми закрепленными каналами, при возрастании нагрузки. Незакреп- ленные спутниковые каналы могут включаться и на участках, где других ка- налов связи нет, создавая временные липни связи. Чтобы избежать образова- ния двухскачковых линий, спутниковые незакрепленные каналы должны вклю- чаться па тех же участках магистральной сети, что и закрепленные, т. е. па участках АМТС — АМТС, АМТС—УАК, об суживающих вызываемую АМТС, УАК2—УАК2 и АМТС, обелмжив ющих ее УАК в отдаленных районах. Анало- гично н во внутризоновых сетях незакрепленные спутниковые каналы вклю чаются на тех же принципах, что и закрепленные. 2—47 33
Применение незакрепленных спутниковых каналов для резервирования вы- шедших нз строя наземных или закрепленных спутниковых может понадо- биться па любом участке сети, в том числе и на ППВ Учитывая, что сохра- нение канатов, хотя бы и с ухудшенными показателями, является чрезвычай- но важной задачей, допустимо при таких ситуациях включать спутниковые каналы в сеть, несмотря на возможность появления двойных скачков, на лю- бых ее участках, в том числе и между УАК. 1 7 УСЛОВИЯ РАБОТЫ СПУТНИКОВЫХ КАНАЛОВ В АВТОМАТИЧЕСКИХ ТЕЛЕФОННЫХ СЕТЯХ В автоматически коммутируемых сетях телефонной связи пф каналам пе- редаются ие только речевые сигналы, но и служебные сигналы, которыми об меинваются УАК — АМТ С в процессе установления соединений и разъедине- ний. Спутниковые каналы должны обеспечивать передачу этих сигналов без искажений, не нарушая и нс изменяя работу АМТС. Существуют различные системы сигнализации, используемые в автомати- ческих сетях. Следует подробнее ознакомиться с ними и сформулировать спе- цифические требования к спутниковым каналам, связанные с работой этих систем сигнализации. Сигналы систем сигнализации делятся на три основные группы. 1. Линейные сигналы, применяемые для передачи информации о состоянии каналов и необходимости выполнения тех пли иных операций по установлению соединений п разъединений 2. Сигналы управления, используемые для передачи информации о номерах вызываемых абонентов и некоторых других команд, которыми обмениваются ре- гистры АМТС 3. Информационные акустические сигналы, передаваемые для осведомле- ния вызывающего абонента о протекании процесса установления соединения пли разъединения. Эти сигналы передаются тональными частотами и ие отли- чаются, с точки зрения их передачи в канале, от речевых сигналов. Применяется несколько способов формирования и передачи линейных сиг- налов и сигналов управления. В Советском Союзе используются две основные системы передачи линейных сигналов — одиочастотная и двухчастотная. В обеих системах сигналы передаются тональными частотами в пределах рабо- чей полосы канала. Однако иа внутризоновых сетях иногда применяют сис- тему, в которой линейные сигналы передаются впе полосы телефонного кана- ла, в специатьно выделенном канале, связанном с телефонным каналом, на частоте 3825 или 3800 Гц. Основные характеристики этих систем приведены в табл. 1.2. В этой таблице приведены и характеристики сигналов управления, которые передаются в полосе рабочего канала импульсами ТЧ. Применяют декадный способ передачи, при котором каждая цифра передается серией им- пульсов, число которых соответствует цифре номера, и кодированный способ, в котором цифры номера передаются в двоичном коде. Отдельно следует упомянуть о разрабатываемой в СССР перспективной системе сигнализации. В этой системе линейные сигналы и сигналы управле- ния будут передаваться по отдельному групповому (обслуживающему группу сигналов) выделенному каналу сигнализации, образованному в одном из теле- фонных каналов линии связи. Сигналы в этом канале будут передаваться в дискретной форме двоичным кодом на скорости до 2400—3000 бит/с. Одни вы- деленный канал сигнализации сможет обеспечить передачу сигналов системы сигнализации обслуживающей до 2000 телефонных каналов. В канале будет применяться адресация сообщений Основные характеристики этой системы также приведены в табл. 1.2. В международных сетях связи, где широко применяются спутниковые ка- налы, используется несколько систем сигнализации, специфицированных МККТТ. Наиболее распространенными являются системы Ns 4, № 5, R-2 и .№ 6 [1.11, 1.12, 1.13], данные о которых приведены в табл. 13 Приведем характерные особенности систем сигнализации, оказывающие влияние на работу спутниковых каналов в автоматических сетях телефонной связи. 34
Таблица 1.2 Характе- ристика систем Параметры сигналов линейных управления одночастотной системы двухчастотной системы системы сигнали- зации по группе вому сигнальному каналу — Способ Серии импульсов по Сигналы разной Дискретные сиг- В частотных систе- передачи сигналов стояиной длительно ст и Сигналы различной длительности Непрерывные сигна- лы до получения под тверждсння с прием- ной стороны длительности Различные часто ты и комбинации частот налы, кодируемые двоичными кода- ми 1 мах: Импульсными сигна- лами, кодом 2 из 6, т. е. комбинациями пар частот из 6 базо- вых. Импульсными сигна- лами. декадным спо- собом (число им нуЛЬ’ сов в сигнале соот«« ветствует значению? числа) В системе сигнализа- ции по групповому сигнальному каналу так же как линейные сш налы Частота передачи сигналов 2G00 Гц — магист- ральные и внутризо- новые сети. 2100 Гц — внутризо- новые сети, 3825 (35001 Гц — ину 1 ризо.-ювые сети по специальному виде ленному каналу сш- налнзации 1200 и !600 Гц Сигналы перела- ются в ТФ канале со скоростью до 2400-3000 бит с 700. 900 Н00. 1300; 1300 и 1700 Гц 1200 Гц при декад- ном способе Уровни chi налов . —9 дБ в точке с нулевым относи тельным уровнем —7 ... —9 дБ в то чке с пулевым от- носительным уро пнем • —4.3 дБ в точке с нулевым относитель- ным уровнем 1 Как правило, линейные сигналы, если они передаются в пределах спект- ра телефонного капала, располагаются в верхней части спектра. Это предъяв- ляет определенные требования к каналам. В частности, в спутниковых кана- лах с частотной модуляцией, образованных по методу «один"канал на несу- щую», для улучшения соотношения сигнал шум целесообразно использовать ли- нейные предыскажения, осуществляя подъем частотной характеристики кана- ла в области высоких частот на передаче и выравнивая ее иа приеме. Хотя введение предыскажений даст хороший эффект, их использование в каналах, работающих в автоматических сетях, в которых линейные сигналы передаются на частотах выше 2000 Гц, оказывается практически невозможным. При пере- даче линейных сигналов тракт из за большого подъема верхних частот оказы- вается перегруженным. Возникают значительные искажения линейных сигна- лов, препятствующие нормальной работе аппаратуры автоматической коммута- ции. Чтобы обеспечить нормальное функционирование аппаратуры автоматиче- ской коммутации, необходимо либо полностью исключить предыскажающий и восстанавливающий контуры в каналах, ухудшая их качество, либо применить специальные устройства, которые будут автоматически выключать предыска- жения в каналах только при передаче сигналов систем сигнализации, а пп окончании этих сигналов вновь их включать. Принцип действия устройства для выключения предыскажений ясен ид рис. 1.23. Сигналы в телефонном канале непрерывно анализируются специ- альным канальным индикатором сигналов системы сигнализации. При появле- нии в канале линейного сигнала «занятие» он обнаруживается этим прием- ником. В канальном индикаторе формируется команда, поступающая в аппа- ратуру каналообразования (КОА) и выключающая предыскажения Посколь- ку после сигнала «занятие» АМТС передает номер вызываемого абонента, ко- 2* 35
Параметры сигналов 36
Рис. 1.23. Структурная схема устройства выключения предыскажений в канале связи манда о выключении предыскажении задерживается иа время, необходимое для передачи номера (это время различно для разных систем сигнализации), а затем предыскажения в канале включаются. В процессе установления соединения и разъединения ЛМТС обмениваются и другими сигналами. При обнаружении этих сигналов канальный индикатор производит также выключение предыскажений, но в этом случае только на время прохождения сигнала По окончании сигнала предыскажения сразу вклю- чаются в канал. Описанный способ автоматического выключения предыскажении разработан для применения в системе «Интерспутиик». 2 При использовании систем, предусматривающих передачу линейных сигналов в специально выделенном канале вне полосы телефонного канала, как, например, в сетях зоновой связи СССР пли системе R-2, необходимо преду- сматривать организацию таких каналов в спутниковых системах. Еще сложнее обстоит дело в тех случаях, когда, как в системе R-2 МККТТ, в выделенном канале непрерывно передается сигнал, информирующий о том, что телефонный канал свободен. Этот сигнал снимается только после занятия канала. В спутниковых системах широко применяются системы передачи, работаю- щие на принципе «одни канал иа несущую» (см. гл. 18), в которых для улуч- шения энергетических показателей применяют подавление несущих в паузах пе- редачи. Однако наличие сигнала «свободен» в выделенном канале сигнализации не позволяет использовать этот эффективный способ улучшения энергетики системы передачи. Для обеспечения работы систем с подавлением несущих в паузе необходимо преобразовывать систему R-2 на спутниковом участке таким образом, чтобы не приходилось непрерывно передавать этот сигнал. 3. Поскольку время распространения в спутниковых системах связи велико, возникают проблемы с передачей сигналов управления в тех случаях, когда каждая цифра номера абонента передается с подтверждением, как например, п системах № 4 и R-2 МККТТ. В системе R 2 для передачи одной цифры тре- буется ие менее 4 раз передать сигналы между АМТС, для чего понадобится около 1,2 с. Для передачи через спутниковый канал полного международного номера, включающего до 14 цифр, необходимо не меиее 17... 20 с. Столь дли- тельная передача номера приводит к существенному ухудшению качества об- служивания. На спутниковом участке необходимом принимать специальные ме- ры для ускорения передачи номера, т е. преобразовывать систему сигнализа- ции. 4. Следует отдельно остановиться па системах спутниковой связи, исполь- зующих незакрепленные спутниковые каналы, предоставляемые по требованию. В таких системах каждый канал может поочередно использоваться любой па- рой станций (и, следовательно, любой парой АМТС), входящих в сеть связи. Для организации соединения в такой сети земные станнин должны обмени- ваться дополнительной сигнальной информацией, кроме той, которой обмени- ваются АМТС. 5. Анализ проблем передачи сигнальной информации в спутниковых кана- лах показывает, что во многих случаях целесообразно использование в спутни- ковых сетях специального, общего для всей сети, капала сигнализации (ОКС). Такой капал, вследствие организации в нем системы временного разделения сигналов, оказывается доступным всем станциям сети и позволяет обменивать- ся им необходимой сигнальной информацией 1)1.14]. 37
Так, при применении в наземных сетях систем сигнализации типа R-2 МККТТ с помощью ОКС можно обеспечить передачу между АМТС линейных сигналов, не выделяя для каждого телефонного канала специального сигналь- ного. С помощью этого канала можно обеспечить и быструю передачу цифр номера, улучшив качество обслуживания. При применении в наземных сетях систем сигнализации по выделенному групповому каналу целесообразно использовать ОКС в качестве такого кана- ла, обслуживающего одновременно все каналы сети, что существенно увеличит эффективность сигнального канала на спутниковом участке Особое значение имеет ОКС при применении незакрепленных спутниковых каналов. В этом случае по ОКС необходимо передавать не только сигналы между АМТС, но и те сигналы, которыми должны обмениваться ЗС для ор- ганизации спутникового канала. Глава 2 КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛОВ СПУТНИКОВЫХ СИСТЕМ 2.1. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛОВ ИЗОБРАЖЕНИЯ Спутниковые липин связи, как н наземные линии (кабельные и раднорелей- I ые), входят в сеть связи страны. Каналы и тракты спутниковых линий нор- мируются па основе действующих в СССР единых норм и стандартов на кана- лы и групповые тракты. Спутниковые каналы и тракты разрабатываются так- I е с учетом рекомендаций Международного консультативного комитета по ра- дио (МККР) [8. 9, 10, 11] и Международного консультативного комитета по телеграфии п телефонии (МККТТ) [12. 13, 14, 15], входящих в Международ- ный союз электросвязи (МСЭ). КЛАССИФИКАЦИЯ СПУТНИКОВЫХ ТВ КАНАЛОВ В спутниковых системах передачи организуются магистральные ТВ' кана- лы и каналы подачи и распределения ТВ программ в зоновые и местные ТВ сети Спутниковые магистральные ТВ каналы, организуемые па базе приемных станций «Орин га-2» и «Москва», по назначению и по качественным показате- лям адекватны магистральным ТВ каналам радиорелейных п кабельных линий и предназначены для международного и междугородного обмена ТВ програм- мами, а также для подачи общесоюзных программ телевидения в республикан- ские, краевые и областные центры СССР. Спутниковые ТВ каналы с прием- ными установками I класса, например типа «Экраи-ПП», предназначены для подачи и распределения программ Центрального телевидения в республикан- ские, краевые и областные центры, а также в города областного подчинения и крупные населенные пункты (в зоновые сети распределения ТВ) и должны быть эквивалентны по качественным показателям каналу наземной линии, состоящему из магистрального и внутризонового каналов. Спутниковые ТВ каналы с приемными установками II класса, организуе- мые с использованием установок коллективного приема, например типов «Эк- ран-ПА», «Экран-КР», предназначены для распределения программ Централь- ного телевидения в населенные пункты с числом жителей 2—3 тыс. чел. (в местные сети распределения ТВ) с помощью маломощных ТВ ретрансляторов или сетей кабельного телевидения. 1 Под ТВ каналом имеется в виду совокупность двух каналов — канала нзобра<- ження и канала звукового сопровождения ТВ. 38
ГИПОТЕТИЧЕСКИЕ ЭТАЛОННЫЕ ЦЕПИ Для удобства нормирования и сравнения на общей основе каналов с раз- личными структурой и длиной вводятся гипотетические эталонные цепи (ГЭЦ); ГЭЦ магистрального канала изображения дана на рис. 2.1. В ней содержится одна линия Земля — спутник — Земля, причем она может содержать линии спут- ник— спутник. На земных станциях имеет- ся в канале одна пара модулятор — демо- ИСЗ дулятор для переноса модулирующего спектра иа ВЧ несущую и с ВЧ несущей зс на модулирующую частоту Соединитель- о П Xх х__П_____о ные линии между земными станциями и L ‘-И U=LJ коммутирующими центрами не включаются в эту ГЭЦ. с---1 ---о Модулятор-демодулятор Исходя из средней длины спутниковых и ТВ каналов Н НХ функций принято, ЧТО Рис 2, Гипотетическая эталонная СПУТНИКОВЫЙ магистральный канал изобра- цепь канала изображения спутниковой жения по показателю отношение сигнал- линии взвешенный шум эквивалентен магистраль- ному каналу наземной линии, состоящему из двух участков длиной по 2500 км. По остальным показателям спутниковый канал изображения эквивалентен на- земному магистральному каналу длиной 2500 км. УРОВНИ ТВ СИГНАЛА Каналы изображения спутниковых линий предназначены для передачи сиг- налов черно-белого и цветного изображений, удовлетворяющих требованиям ГОСТ 7845—79. В СССР используется система цветного телевидения СЕКАЧ, информация о цветности в которой передается методом частотной модуляции иа поднесущих. Уровни в полном цветовом сигнале этой системы приведены на рис. 2.2. Рис. 2.2. Уровни в полном цветовом сигнале: Ь — номинальный размах сигнала яркости от уровня гашения до уровня белого 700 мВ; 8 — номинальная амплитуда строчного синхронизирующего импульса 300 мВ; Л1 — номиналь- ный размах черно-белого сигнала от уровня синхронизирующих импульсов до уровня бе- лого 1,0 В; D — мгновенное значение сигнала яркости по отношению к уровню гашения; F — мгновенное значение амплитуды цветового сигнала; G — пиковая амплитуда сигнала цвет- ности: //' — размах полного цветового сигнала телевизионного сигнала от уровня синхрони- зирующего импульса до уровня установившегося максимального значения цветовой подне- сущей на уровне белого 1,107 В; И мгновенное значение размаха полного цветового теле- визионного сигнала; J — защитный интервал — разность между уровнем черного и уровнем гашения (установочная) 0—50 мВ; К —размах цветовой поднесущей — 214 мВ в красных и 167 мВ в синих строках 39
ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ ШУМ Отношение сигнал-шум в канале изображения является важным показате- лем при расчете ТВ систем и планировании сетей вещания. В каналах изо- бражения нормируется отношение сигнал-взвешенный шум. Оно равно (в де- цибелах) отношению амплитуды от пика до пика сигнала изображения (пара- метр L па рнс. 2.2) к эффективному значению шума, измеренному взвешиваю- щим фильтром от 10 кГц до верхней частоты сигнала 6 МГц. Амплитудно-час- тотная характеристика взвешивающего фильтра позволяет учесть свойства зре- ния при восприятии флуктуационных помех в различных участках видеоспект- ра. Шумы измеряются прибором для измерения эффективных значений сигнала п определяются по формуле С/ШБЗв=201Е(0,7В/1/эффЛ11), где 1/эфф.ш — эффективное значение напряжения взвешенного шума. Нормированное отношение сигиал-шум должно выполняться в течение 99% времени любого месяца. Полоса, в которой измеряется взвешенный шум, фор- мируется последовательно включенными фильтрами: 1) взвешивающим фильтром с постоянной времени т=330 нс (схема иа рнс 2.3), с амплитудно-частотной характеристикой в виде кривой а на рнс. 2 4 и коэффициентом передачи А —10 1ц(1+4л2т2/2), дБ; 2) фильтром подавления НЧ помех (от сети питания и микрофонного шу- ма) (рйс. 2.5,а) с амплитудно-частотной характеристикой в виде кривой Б на рис. 2.5,6; номиналы элементов в табл. 2.1) н 3) фильтром нижних частот, ограничивающим полосу измерения помех (схе- ма фильтра — па рис. 2.6,0, характеристика — па рис. 2.6,6, номиналы элемен- тов— в табл. 2.1). Таблица 2.1 Обозначе- ние на схеме Номинал детали Обозначе- ние на схеме Номинал детали Фильтр разделе- ния ФНЧ /в=6 МГЦ ФНЧ /в-5 МГц Фильтр разделе- ния ФНЧ /г6 МГц ФНЧ /в-5 МГЦ С/, пФ С2, пФ С.;, нФ С4, пФ С5. пФ С6, г.Ф 139 000 I9G ООО 335 ооо S1 000 «2.93 453.8 325,0 850,5 469.2 385,8 100 545 390 428 563 463 С7, пФ и 1.2 L3 L4 0.757 мГн 3,12 мГн 1,83 мГн 1.29 мГн 21G.2 2,397 мкГн 1,279 мкГц 1,433 мкГн 259 2,88 мкГн 1,54 мкГи 1,72 мкГн В Рек. 567 МККР предлагается использовать унифицированный для разных 'IB стандартов фильтр с постоянной времени т=245 нс для измерения флук- туационных помех в каналах черно-белого и цветного телевидения. Схема уни- фицированного взвешивающего фильтра изображена на рис. 2.7, его частотная М>.6нкГн 15Он*— :А=ы00пФ Рис. 2 S. Схема взвешивающего фильтра по Рек. 421-3 МККР Рис. 2.4. Амплитудно-частотные характеристики фильтров для измерения флуктуационных помех: — по Рек. 421-3 МККР, б — унифицированного 40
Рис. 2.5. Фильтр для разделения флуктмм- ционной помехи и низкочастотных перио- дических помех: а — схема; б — частотные характеристики (кривая Б— выход фильтра подавления низкочастотных помех; кривая В — выход фильтра выделения низкочастотных помех) Рис. 2.6 Фильтр нижних частот: а — схема; б — частотная характеристика (/„-6 МГц; /, = 5.8842 МГн; /З=6.5382 МГц) характеристика — на рис. 2.4 (кривая б), коэффициент передачи (в децибелах) . ... 1-Н(1 + 1М)<от]а А = 101g------——------——, в асимнто- 1 +( —сот ) \ а / те Xloo-*101g(l+o), Л<х> = 14,8дБ, а=4,5. Исп льзование унифицированного взвешивающего фильтра позволяет перейти к нормированию единого отношения сигиал-взвешиваюший шум для разных ТВ стандартов. При этом шум для всех ТВ стандартов измеряется в полосе 5 МГц, которая формируется фильтром нижних частот (ФНЧ), схема которого аналогич- на схеме ФНЧ с полосой 6 МГц и изображена на рис. 2.6,а, но номиналы элемен- тов другие, они даны в табл. 2.1. Частотная характеристика ФНЧ с полосой 5 МГц изображена на рис. 2.8. Низкочастотные помехи также подавляются фильтром, изображенным на рнс. 2.5 (выход Б). Защищенность, измеренная с помощью унифицированного фильтра, на 4 дБ меньше защищенности, измеренной с вклю- чением фильтра для черно-белого ТВ, рекомендованного в Рек. 421-3 МККР для шу ма с треугольной формой спектра. В настоящем Справочнике приводит- ся отношение сигнал шум, полученное при измерениях взвешивающим фильт- ром ио Рек. 421-3 МККР (т=330 нс). В системах с частотной и амплитудной модуляцией для повышения поме- хоустойчивости сигналов применяют линейные частотные предыскажения ви деоенгнала па передающей стороне и частотные восстановления — на приемной. Схемы предыскажающсго и восстанавливающего контуров даны на рис. 2.9. Частотная характеристика предыскажающего контура дана па рис. 2.10, коэф- фициент передачи этого контура К пеп пред = 10 ’8 KI + Ю.21 /2) /(1 + 0,4083Г)] -11,0 (дБ). Коэффициенты пересчета влияния контуров восстановления предыскажен- ного сигнала и взвешивающей цепи по отдельности и совместно на значение защищенности от белого шума и шума с треугольной формой спектра приве- дены в табл. 2.2. Треугольную форму имеет спектр шума па выходе спутнико- вого канала, в котором организуется передача ТВ методом ЧМ. На участке ретрансляции сигнала для потребителей применяется ОБП AM модуляция, шум на выходе демодулятора AM сигнала имеет равномерный спектр. Из табл. 2.2 следует, что совместное действие цепей восстановления и взве- шивания с характеристикой с т=330 не дает при треугольном шуме выигрыш 41
Рис 2 7. Схема унифицирован юго пвсши вающсго фильтра по Рек. 567 МККР Рис. 2.8. Амплитудно-частотная характери- стика фильтра нижних частот (/в=5 МГц> в защищенности 18,1 дБ и при белом шуме 1,9 дБ; с взвешивающей цепью с т=245 ис — соответственно 13,2 и 0,9 дБ. Эти выигрыши и учитываются при расчетах энергетики ЧМ- н ОБП-АМ ТВ систем. Исходя из технических, орга- низационных и экономических соображений и в соответствии с установленной длиной капала 1ЭЦ в магистральных каналах нормируется отношение сигнал- взвешеппый _щум (с учетом контуров восстановления) па краю зоны обслужи- вания53—55 дБ, в спутниковых каналах с приемными установками 1-класса — 53 дБ п в спутниковых каналах с приемными установками II класса — 48 дБ1 (см. табл. 2.3 [2.1]). 1 Отношение сигиал-взвешепный шум менее предлагаемого в Рек. 567 МККР (53 дБ) допускается, например, в международной системе «Иителсат»: при пе- редаче двух несущих в стволе с программами ТВ в каналах изображения это отношение может составлять 47,1 дБ, при передаче одной несущей—50,1 дБ. 42
Таблица 2.2 Верхняя модули- рующая частота, МГц Система цветного ТВ Влияние кон- туров восста- новления *, дБ Влияние контуров взвешива- ния, дБ Влияние кон- туров взвеши- вания и вос- становле- ния *, дБ Белый шум Треугольный ш\ м Белый шум Треугольный шум Восста нет- ленны и бе- | лый шум Восстанет ленный тре- угольный шум Белый шум Tpcyi ольный шум а б в г д е ж 3 5,0 Унифицирован- ная -2,1 2,0 7.4 12,2 3,0 11.2 0,9 13.2 6,0 К/СЕКАМ -1.6 2.3 9 3 17 7 3.5 15,8 1.9 18.1 6,0.5.0 ** Унифицирован- ная -1.6 2.3 8.2 14,6 3.2 13.3 1,6 15,6 6.0 > -1.6 2.3 8.0 12,8 3.3 12,0 1,7 14,3 • а» д ж, б+с—з. •* Первая цифра относятся к полосе измерения не в свешенного шума вторая цифра — к по- лосе измерения восстановленного шума, взвешенного шума ш'или взвешенного пред иска- женного шума. Низкочастотная периодическая помеха (фон) измеряется в каналах при включении на выходе канала фильтра по схеме рис. 2.5,0, выход В, имеющего амплитудно-частотную характеристику, представленную на рнс. 2.5,6, кривая В. Отношение размаха сигнала от уровня гашения то уровня белого к размаху фоновой помехи составляет в каналах 35. .. 40 дБ (см. табл. 2.3) и определя- ется по формуле t/c/C/ф = 20lg(0,7Z? 2,821/ф), где 1/ф — напряжение фона, измеренное вольтметром эффективных значений, В. ЛИНЕЙНЫЕ И НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ СИГНАЛА В КАНАЛЕ Допустимые линейные н нелинейные искажения сигнала в магистральном канале нормируются и основном п соответствии с ГОСТ 19463—74. Спутнико- вые каналы изображения с приемными установками 1-класса также нормируют- ся по ГОСТ 19463—74. Спутниковые каналы изображения с приемными уста- новками II класса, проверяемые с помощью ТВ демодулятора ОБИ AM сигна- ла, удовлетворяющего требованиям ГОСТ 20532—75, нормируются по более мягким нормам, чем указано в 1 ОСТ 19463—74. Сводные данные по качествен- ным показателям каналов изображения спутниковых ТВ систем приведены в табл. 2.3, в которой в последней колон- ке даны также значения коэффициен- тов р, определяющих формулы сложе- ния искажений в составных спутнико- вых каналах (гм. § 2.4). Рис. 211. Частотная характеристик:! группового времени прохождения кана- ла изображения 43
Таблица 2.3 Параметр Значения параметра для спутниковой ТВ системы р в фор- муле сло- жения «Орби- та-2> «Москва» «Экран» I класс | II класс Размах полного ТВ сигнала. В Размах полного цветового ТВ сиг- нала. в Нелинейные искажения сигнала синхронизации, %, не более Размах цветовой поднесущей в красной строке. мВ Размах сигналов цветовой синхро- низации в красной строке» мВ Отношение яркость-взвешенная флу- ктуационная помеха в сигнале яр- кости в течение 99% времени лю- бого месяца, дБ, нс менее Отношение сигнал яркост и-фоновая помеха, дБ, не менее Дифференциальное усиление, раз мах. %, не более Дифференциальная фаза, град, не более Коэффициент нелинейных искаже- ний сигнала яркости, размах, %, не более Относительная неравномерность пло- ской части прямоугольных импуль- сов частоты полей, размах, %, нс более Относительная неравномерность пло- ской части прямоугольных импуль- сов частоты строк, размах. не более Искажения в области малых времен Переходная характеристика: длительность фронта, нс, не более первый выброс. %, не более второй выброс. %, не более Различие усиления сигналов ярко- сти и цветности, %, не более Расхождение во времени сигналов яркости и цветности, нс, не более А м плитудно -частотная характери- стика. дБ. не более: до 1.2 МГц 1.2—4.8 МГц 4,8-6,0 МГЦ Характеристика группового времени прохождения (ГВП) I.0+0.I *17 2Ц +35 21 —50 540 +100 & и -ПО 53 35 ±18 ±8 18 10 5 140 20 10 ±15 ±100 ±1.0 + 1.7...—1.5 + 2.0 ..-3,5 См. рис. 2.11* 1 0+0.1 1.10- 214 ±50 53 40 ±15 15 15 10 5 140 20 10 ±14 ±150 ±0.7 + 1.2... 1.0 + 1,4... -2.5 1.0 0.1 ±0 11 ,2Н±30 540 +}>0 53-55 40 21 15 20 12 8 140 20 ±20 ±150 ±1,0 + 1.8...—1.6 + 2.0. —3.5 I 0 + 0.1 2”±6О 540+130 46—48 40 30 20 20 12 8 200 30 ±25 ±200 ±1 0 + 1,8...—3,4 +2,0...—5,0 л 3'2 3/2 3'2 По мощ- ности (см. табл. 2.10) По напря- жению (с.м. табл. 2.10) 3/2 3/2 3.’2 3 2 при .V>3 I при 2 3/2 • Нормированные значения на ГВП по Рек. 567 М.ККР распространяются на каналы с пут- никовых линий, использующих ЗС с G Г=40,7 дБ.К. НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИЯ ПО МЕТОДИКАМ ИЗМЕРЕНИИ Для измерения параметров канала при снятии модуляции несущей ин- формационным видеосигналом используют испытательные сигналы, а для из- мерения параметров капала во время передачи используются испытательные строки |[20]. В настоящее время измерения проводятся по испытательным сиг- налам 1 2; За; 36, описанным в Рек. 421—3 МККР (1974 г.). Сигналы испытательных строк вводятся в строки кадровых гасящих им- пульсов, выделяются нз видеосигнала с помощью блоков выделения строки и подаются иа осциллограф. Для измерения искажений в испытательные строки (ИС) вводятся сигналы 1—IV, описанные в ГОСТ 7845—79. Сигналы I- IV вводятся в канале изображений аппаратно-студпйпого комплекса — иа входе 44
соединительной линии, идущей к ЗС, — в строки с номерами 17, 18, 330 п 331 соответственно, а также вводятся на входе магистрального канала изображе- ния иа земной станции в строки с номерами 20, 21, 333 и 334 соответственно. Методы измерений флуктуационных и НЧ периодических помех рассмотре- ны выше. Методы измерений линейных и нелинейных искажений в видеоканале подробно изложены в [20] Ниже рассмотрены два принципиальных парамет- ра канала передачи программ цветного ТВ — дифференциальное усиление » дифференциальная фаза, выполнение норм на которые определяет во многом как характеристики ВЧ тракта, так н качество изображения. Приводятся так- же методы измерений влияния сигнала цветности иа сигнал яркости и нели- иейных искажений сигнала цветности, оцениваемых с помощью вводимого в на- стоящее время в ИС нового сигнала G2, входящего в сигнал IV из ГОСТ 7845—79. Дифференциальное усиление характеризует зависимость амплитуды цвето- вой поднесущей от уровня сигнала яркости синусоидальной насадки иа пилообразном или ступенчатом сигнале яркости (по сиг- налам За, 36 МККР или элементу D2 сиг- нала Ill аналогично методу измерения не- линейности канала изображения. При из- мерении дифференциального усиления час- тота насадки 4,43 МГц, а при измерении нелинейных искажений 1,2 МГц. На приемном конце по форме синусо- идальной насадки после отделения ее от НЧ сигнала определяют нелинейные иска жения (рис. 2.12). Нелинейные искажения и дифференциальное усиление определяют- ся по формуле ДУ—(1— т/М) -100% (где т — минимальная, а М — максимальная и измеряется по изменению уровня Рис. 2.12. Испытательные сигналы для измерения нелинейных искажений (а. Ф- н форма синусоидальной насадки по- сле отделения ее от низкочастотного сигнала (в, г) амплитуды синусоидального напряжения); ДУ можно также выразить двумя величинами- +ДУ и —ДУ, которые указы- вают разницу максимального М и минимального т значений поднесущей и под- несущей на уровне гашения А!о по формуле + ДУ = I00(M/Af0— 1) и — ДУ = 100(m/Mo—I). Дифференциальная фаза характеризует зависимость фазового сдвига цве- товой поднесущей от амплитуды сигнала яркости. Этот параметр определяется измерением максимального <pmax и минимального фшт значений сдвига фазы си- нусоидальной насадки с частотой 4,43 МГц па пилообразном или ступенчатом сигнале яркости по формуле ДФ = (Ртах — флип- (2-0 Величину ДФ можно также выражать двумя величинами: +ДФ и ДФ- представляющими наибольшие положительную и отрицательную разности фаз сигнала цветности иа разных уровнях сигнала яркости по отношению к фазе: сигнала цветности (например, па элементе D2) иа уровне гашения фо: -|-ДФ=фп1ах — Фо и —. Ф — ФпПп Фо- (2.2) В Рек. 567 МККР нормируются одновременно размах ДФ |[формула (2.1)] и допустимые отклонения в сторону увеличения или уменьшения от значения на уровне гашения +ДФ и —ДФ [формула (2.2]. Влияние сигнала цветности на сигнал яркости по элементу G2 измеряется после подавления принятой цветовой поднесущей. Оно определяется разницей между амплитудой сигнала яркости в последней ступеньке элемента G2 н амп- литудой в последующей ступеньке Uo (рис. 2.13), в которой отсутствует сигнал поднесущей, и выражается в процентах к амплитуде прямоугольного импульса сигнала яркости по формуле пя= ((7иск/17о)/1ОО, где t/иск— максимальный раз- мах искажения сигнала яркости; Uo — размах сигнала яркости. Нелинейные искажения сигнала цветности (статические) по трехуровневому сигналу цветности G2 с отношением номинальных размахов цветовой поднгсу- 45
Р.ис. 2 13 Определение нелинейных пскажс) нй сигнала цветности и переходов из сигнала цветности на сигнал яркости по элементу G2 щеп отдельных ступенек Дю : Лио : Азо = 1 : 3 : 5(140 : 420 : 700 мВ) определяются в процентах по формулам п'ц = IЗЛ1;'Д, — 11 -100, п"ц = |ЗА3/5А, — 11 • 100, где Ai, Аз, А3— размахи поднесущей соответственно меньшей, средней и боль- шей ступенек сигнала. В качестве искажений используют наибольшее нз полу- ченных значений п'ц н п"ц. 2 2. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛОВ ЗВУКОВОГО ВЕЩАНИЯ И ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ ТВ ГИПОТЕТИЧЕСКИЕ ЭТАЛОННЫЕ ЦЕПИ Приведенная иа рис. 2 1 ГЭЦ для капала изображения справедлива и для каналов звуковых сигналов (ЗС) ТВ и звукового вещания (ЗВ) спутниковых систем. Таким образом, канал ЗВ и ЗС ТВ спутниковых систем содержит одну пару модулятор — демодулятор. Итак, несмотря на различие в организационной структуре каналов ЗС ТВ и ЗВ, каналы ЗС ТВ организуются между ТВ аппарат- ными, а каналы ЗВ — между центральной и местными коммутациоино-распреде лительнымн аппаратными узлов радиосвязи и радиовещания — для них принята одна ГЭЦ. По качественным показателям, зависящим от длины, каналы ЗВ и ЗС ТВ приравниваются каналу наземной липни длиной 2500 км. Качественные показатели каналов ЗС ТВ и ЗВ, организованных аналоговы- ми методами, с ГЭЦ. представленной па рис. 2.1. соответствуют качественным пока>ателям капала ЗВ (КЗВ) ГОСТ 11515—75 (табл. 2.4). В спутниковых системах, в которых программы ЗС ТВ или ЗВ подаются с земной приемной станции непосредственно на передатчики или сети проводного вещания, допускается некоторое снижение отношения сигнал-шум. Так. в канале ЗС ТВ I класса, образованном в системе «Экран» с приемными установками I класса, отношение сигнал-псофометрический шум составляет 55 дБ вместо 57 дБ по ГОСТ 11515—75 В каналах системы «Орбита-РВ» выполняются нормы на искажения, состав- ляющие одну треть величин, допускаемых в каналах (КЗВ) соответствующего класса (см. табл. 2.4). В каналах высшего класса, используемых для передачи стереофонического вещания, нормируются также дополнительные параметры. По Рек. J.21.MKKT эти параметры должны быть следующими .1) разность усилений в каналах А и Б, дБ, в поло- ге, Гц 40... 125 ... . .................. '.125 ..10 003 ................................. 10 000 .. 14 000 ............................. •14 000. .15 000 . 2) разность фаз в каналах А и Б, дБ, иа часто- тах. Гц О................................................ 1,5 0,8 1,5 3 46
4000... 2000 ................................отрезок прямой линии (градусы в линейном масштабе п частота — в логарифмическом) 200. .4000 ....................................15° 4000... 14 000 ...................................отрезок прямой линии (градусы в линейном масштабе н частота — в логарифмическом 14 000 ..30° . ........................ 15 000 40° " 3) внятные переходные разговоры между канала- ми А и Б а) внятные переходные помехи, измеренные иа синусоидальном испытательном сигнале час тотой 40 ... 1500 Гц...........................50 дБ б) нелинейные переходные помехи, измеренные иа синусоидальном сигнале частотой 40... 1500 Гц..................................60 дБ Таблица 2.4 Параметр Нормированные значения параметров каналов звукового вещания Высший класс I класс | 11 класс Номинальная ширина эффективно 30—15 000 50—10 000 100—6300 передаваемых частот, Гц Максимальный 1 уровень напряже- ния на входе, дБ В на выходе- для передачи программы удален- ному абоненту, дБ В для коммутации программы непо- средственно в точке приема. дБ В Номинальное входное сопротивле- ние, Ом- со стороны входа со стороны выхода на частотах: от 100 до 15 000 Гц, не более ниже 100 Гц, нс более 0 0,775 + 15 4,3 0 0,775 600 20 30 кГц дГ> 0 0,775 + 15 4.3 0 0,775 600 20 30 кГц дБ 0 0,775 + 15 4,3 0 0.775 600 20 30 кГц дБ Амплитудно-частотная характеры- 0,04 ..0,125 —2.С 0,05.. 0.1 —4,5 0.1...0,15 —4,5 стыка, дБ, нс более, в полосе, кГц 0.125.. 10.0 —0,5 0,1 . 0,2 —2,6 0.15...0,2 —2,6 10,0...15,0 2.0 0.2...6,0 —1.8 0.2.. 5 0 1 3 Верхний предел Защищенность от псофометрическо- го шума, дБ, не более Защищенность от интегральной по- мехи, дБ, не более Коэффициент нелинейных искаже- ний, %, не более, на частотах, Гц: до 100 100 ... 200 свыше 200 Защищенность от внятной переход ной помехи, дБ 60 60 1.0 0.5 0.5 74 4-0,5 6 0...8.5 8,5..10.0 57 54 3.0 2.0 2.0 70 —26 —4.5 + 1.8 5.0...6.0 6,0. .6,3 51 48 3.(7 2.0 60 —2,6 —4.S 4-1,8s 1 Максимальным уровнем напряжения в канале ЗВ называют уровень, соответствующий 0,707 пикового напряжения сигнала Максимальный уровень в канале ЗВ соответствует уровню 100%-ной модуляции передатчиков. 47
ИЗМЕРЕНИЕ ШУМОВ Уровень псофометрического шума измеряют прибором е амплитудно-частот- ной характеристикой взвешивающего фильтра, соответствующей Рек. Р.53 МККТТ (рис. 2.14, кривая /). В настоящее время существует тенденция перехода к из- мерению псофометрического шума псофометром со взвешивающим фильтром, имеющим характеристику в виде кривой 2 иа рнс. 2.14 (по Рек. 468-2 МККР) 'Считается, что амплитудно-частотная характеристика 2 лучше учитывает свой- ства человеческого уха и частотные характеристики воспроизводящих громко- говорящих устройств в полосе частот от 50. .15 000 Гц В табл. 2 4 указаны уровни псофометрического шума, измеренные псофометром с кривой взвешива- ния 1 (см. рис. 2.14). Взвешивание белого шума взвешивающим фильтром 1 в полосе 15 кГц дает отсчет защищенности иа 4,3 дБ, а при треугольном шуме на 5,6 дБ больше, чем со взвешивающим фильтром 2. Уровень мощности шума на выходе фильтра 1 при подаче иа его вход белого шума оказывается иа 4,2 дБ, а на выходе фильтра 2 — на 8,5 дБ выше уровня мощности невзвешен ного шума в полосе частот 30... 15000 Гц (Отч. 496—3 МККР). Невзвешениые (интегральные) помехи измеряются с использованием поло- сового фильтра, амплптудио частотная характеристика которого приведена иа рис. 2.15. По рек. 468 2 МККР вместо приборов с квадратическими детекторами с соответствующей постоянной времени для измерения всех видов шумов п помех Таблица 2 5 Длительность импульса мс I 2 5 ю 20 50 100 200 Показание псофометра при одиночном импуль- се: % дБ 17 -15.5 26.6 — 11,5 40 —8 48 —6,4 52 —5,7 59 —4,6 68 —з.з 80 100 —4.9 0 Испытательный импульс должен содержать целое число периодов сигнала 5 кГц и комкчт.чроваяься в момент, когда напряжение равно нулю. Амплитуда импульса равна 2^3 шкалы прибора. предлагается использовать приборы квазнимпульспого типа, имеющие специ- альные динамические характеристиками (табл. 2.5). Защищенность от флуктуа- ционных помех, измеренных прибором с квазиимпульсным детектором, меньше защищенности, измеренной средиеквадратнческим детектором, в среднем на 5 1Б н измеряется в дБк (к — квазиимпульсный) При измерении гармониче- ских помех показания приборов одинаковы тогда как при некоторых импульс- дых помехах разница показании приборов превышает 10 дБ [2.2}. Рис. 2.14. Амплитудно-частотные характе- ристики псофометрическнх фильтров 1 — по Рек. Р.53 МГКТТ- 2 — по Pci 468-2 МККР Рис. 2.15. Допуски на АЧХ фильтра 1ля измерения невзвешенвого шума по Рек. 468 2 МККР 48
Рис. 2.16. Амплитудно-частотные характеристики контуров предыскажения при г-50 мкс (а)„ Т—75 мкс (в), по Рек. J.l7 (б), и амплитудно-частотные характеристики контуров восстанов- ления при Т—50 мкс и Т=«75 мкс (б и г) Для обеспечения требуемого отношения сигнал-шум в каналах ЗВ и ЗС ТВ могут применяться компандеры и контуры предыскажения и восстановле- ния Частотные характеристики предыскажающего и восстанавливающего конту- ров с постоянными времени т=50 мкс и т=75 мкс приведены иа рис. 2.16. В спутниковых системах используются контуры т=75 мкс- В каналах ЗВ и ЗС ТВ в системе «Орбита» применяются неуправляемые компандеры. В кана- лах ЗВ и ЗС ТВ в системе «Орбита» применяются неуправляемые компанде- ры. В каналах ЗВ и ЗС ТВ в системах «Москва» и «Экран» применяются уп- равляемые компандеры — с передачей дополнительного управляющего сигнала. Управляемые компандеры обеспечивают выигрыш, дополнительный по от- ношению к выигрышу, даваемому неуправляемым компандером, по помехоза- щищенности в зависимости от уровня передаваемого сигнала 0,5V, где Л — уровень исходного сж нала в децибелах [2.3]. В Рек. J.17 МККТТ рекомендуется предыскажающнн контур с характерис- тикой, приведенной на рис. 2.16Д Амплитудно-частотные характеристики каналов измеряются при подаче измерительного сигнала с уровнем на 21 дБ ниже номинального значения мак- симального уровня при блокировке неуправляемых компандеров В каналах, содержащих устройства частотных предыскажений, коэффици- ент гармоник измеряют на частоте 800 Гц Псофометрнческнп шум, интегральную помеху измеряют при блокировке неуправляемых компандеров. Внятная переходная помеха измеряется анализатором спектра пли селек- тивным вольтметром при блокировке неуправляемых компандеров. 2.3. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛОВ ТЧ И ГРУППОВЫХ ТРАКТОВ ГИПОТЕТИЧЕСКАЯ ЭТАЛОННАЯ ЦЕПЬ КАНАЛОВ И ГРУППОВЫХ ТРАКТОВ Телефонные сигналы передаются в спутниковых системах аналоговыми или цифровыми методами. Канал или тракт спутниковой линии, в которых сигнал передается аналоговыми методами, является простым каналом пли трактом так как не содержит переприемов в спектре частот данного канала или группово- го тракта, т. е. содержит модулятор на передающей ЗС и демодулятор иа приемной ЗС. На рис 2.1 представлена ГЭЦ для аналоговых каналов н трак- тов спутниковой липин. Нормы иа параметры канала ТЧ, зависящие от длины канала, адекватны нормам на параметры канала наземной линии длиной 5000 км. 49
исз Рис. 2 17. Гипотетическая эталонная цепь цифровых каналов спутниковых систем передачи: С —аппаратура стыка с наземными линиями; □ —модулятор демодулятор; ПЧ-ВЧ — высокочастотный тракт На рис. 2.17 представлена ГЭЦ цифровых каналов спутниковых систем передачи телефонии в соответствии с Рек. 521 МККР, она включает в себя ли- нию Земля — спутник—Земля; а если необходимо, то и линию спутник — спутник, ВЧ аппаратуру, модемы, аппаратуру стыка с наземными соедини- тельными линиями. УРОВНИ ПЕРЕДАЧИ Абсолютный уровень—уровень мощности, напряжения или тока, отнесен- ный соответственно к мощности 1 мВт напряжению 0,775 В или силе тока 1,29 мА иа сопротивлении 600 Ом. Этот уровень обозначается рм, ра, рт и вы- ражается в дБм, дБи, дБт. Относительный уровень — уровень в заданной точке тракта, рассматривае- мый по отношению к уровню в начале тракта или в точке, принятой условно за начало. Относительный уровень соответствует разности абсолютных уровней в заданной точке и в начале тракта Этот уровень обозначается р0 и, ро.и, ро т и выражается в дБом, дБои, дБот. Измерительный уровень — абсолютный уровень мощности, напряжения, ре- комендованный для измерения трактов или каналов данной системы передачи. Уровень по напряжению равен отношению в децибелах напряжения (дБи) в рассматриваемой точке х к напряжению 0,775 В: pa=201g (1/х; 0,775). Уровень по мощности равен отношению в децибелах мощности (дБм) в рассматриваемой точке х к мощности Ро=1 мВт, соответствующей нулево- му уровню. Рм = 101g (рх/Ро)- Если в точке, где измеряют уровень, сопротивление равно 600 Ом, то уро- вень по мощности равен уровню по напряжению. Если же сопротивление в точке измерения уровня отлично от 600 Ом и равно г, то соотношение между уровнями по мощности и по напряжению, выраженными соответственно в де- цибелах, определяют по формуле Рн = Рм + Ю 1g (2/600). Таким образом, для разных сопротивлений г разное соотношение рн и рм: при г = 75 Ом рн = Рм — 9 дБ, при z =135 Ом рн = рм — 6,5 дБ; при г =150 Ом Рв = Рм — 6 дБ. Псофометрический уровень шумов по мощности в точке с нулевым отно- сительным уровнем выражается в децибелах дБмОп. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАНАЛОВ ТЧ Нормы на качественные показатели каналов ТЧ, организованных аналого- выми или цифровыми методами передачи, приведены в табл. 2.6. При норми- ровании цифровых каналов добавляется несколько новых параметров, напри- мер норма на шумы квантования, джиттер фазы, соскальзывание. 50
Таблица 2 6 Параметр Нормы на параметры магист- рального канала 2500 км Формулы сложения Документы МККТТ, в рых рассматриваются параметры кото- эти 1 2 3 4 Полоса эффективно переда- ваемых частот составного канала ТЧ, Гц Номинальное значение вход кого сопротивления четырех Проводного транзитного окон- чания канала ТЧ. Ом Затухание асимметрии вход- ных и выходных цепей. дБ Максимальная средняя мощ- ность сигнала за 1 мин, мВтО Номинальный относитель- ный уровень, дБом иа входе иа выходе Погрешность установки ос- таточного затухания. дБ Разность между средним и номинальным значениями ос- таточного затухания переда- чи, дБ Среднсквадратнческос от- клонение остаточного зату- хания в канале во времен it от его среднего значения на частоте «00 Гц без АРУ, дБ Изменение частоты переда- ваемого сигнала в канале ТЧ, Гц. не более Частотная характеристика остаточного затухания ка- нала Максимальное значение аб- солютного времени прохож- дения сигнала в простом ка- нале ТЧ между наиболее удаленными узлами магист- ральной сети спутниковых систем передачи, мс в том числе на спутниковом участке, мс Отклонение группового вре- мени прохождения сигнала в канале от значения, изме- ренного на частоте 1900 Гц Амплитудная характеристи- ка простого канала ТЧ дол- жна быть такой, чтобы ос- таточное затухание его, из- меренное в полосе 300...3400 Гц, оставалось постоянным с точностью. дБ: при повышении уровня сигнала на входе канала. дБмО при повышении уровня сиг- нала па входе канала, дБмО остаточное затухание дол жио быть увеличено соот- ветственно не менее чем на, дБ Среднее значение псофомег рического напряжения шума в простом канале ТЧ 300—3400 600 43 I —13 +4 0,5 0.5 1.5 0.5 С 390 300 С 0.3 -1S... + 3.5 9...20 1.7 и 8 См. ниже (стр. 53) Не зависят от 1 и Л’ (1 — длина канала, Л' — число перепрн- емов по ТЧ) То же » > » » 0,51 Л'4-i м табл. 2.7 Пропорционально 1 и задержке в контурах То же м. табл. 2.8 где Л’с" См. § 2.4 G.232 G.232 Q.15. К.10 G.232 М.460. Н.22 М.160 M.I60 G.135. G.I51. G.225. .4.1020. М 910. Н 14, Н.22 G.132. G.141, G.15I. .4.530 G 114 G.II4 G.133. G.232 C.. М.1020. H.I2. М.1050 G.232 G 123. G.143, G.152, G 153. 4.580. G.215 51
Окончание табл. 2.6 1 2 3 4 Защищенность от внятного переходного ра «говора в простом канале ТЧ, дБ для 70 58‘» 90%, не менее, и для 100% комбинаций каналов 65 52** Защищенность от внятного переходно!о разговора меж- 62 Лу=Дг-10 •sw M.1060 ду разными направлениями передачи одного простого канала ТЧ, измеренная в че- тырехпроводной части кана- ла на любой эффективно пе- редаваемой частоте, дБ, не менее Скачкообразные изменения уровня в простом канале ТЧ, ±0,5 — М.1020, M.910, H.12 попускаемые при нормаль- ном режиме работы системы передачи, дБ, не более Скорость плавных измене- 0.5 Л 1/~~Г ний, дБ,‘с V 2500 Защищенность сигнала от продуктов паразитной моду- ляции. возникающих из-за пульсации в цепях питания при номинальном относи- тельном уровне передачи для каждого нз продуктов, отли- чающихся по частоте от по- лезного сигнала на ±50 и ±100 Гц. дБ, не менее, 57 i—10 Ig-i Г i V 2500 G.229, G.151, G229. H.22 в сквозном канале на ча- стотах до 400 Гц 45 Коэффициент нелинейных ис- кажений в простом канале ТЧ, %, не более 1.5 .4.1020 в том числе по 3-й гармо- нике 1.0 M.1020. Прибор. Рек. 0.91 Дрожание фазы в полосе 20—300 Гц — * Д\ — искажения в простом канале; ДЛ- — искажения в составном канале с Л’ переприемами. Предельное значение в магистральном канале. Табмща 2.7 * Полоса частот. кГц Отклонение остаточного затухания от значения его на частоте 800 Гц при различном числе N соединенных про стых каналов ТЧ, дБ, ие более 1 1 2 4 Превышение 0.3 . . 0,1 1.4 2.3 3,0 3,7 0.4 . . 0.G 0,8 1,2 1,6 1,9 0,6 ... 2.4 0,6 0.9 1,0 1.2 2.4 ... 3.0 0.8 1,2 1,6 1,9 3 0 ... 3,4 1 4 2.3 3,0 3.7 Снижение 0,3 ... 3.4 ] 0,6 1 0.9 | 1.0 | 1.2 • Данные, указанные в таблице, относятся к 97% каналов сети. 52
Таблица 2 8 НОРМИРОВАНИЕ ШУМОВ В КАНАЛЕ ТЧ В спутниковых системах в соответствии с Рек. 353-3 МККР должно обеспечиваться выполнение следующих норм на допустимую мощность шума в канале ТЧ в точке нулевого относительного уровня: средняя за минуту псофометрическая мощность шума не должна превы- шать 10 000 пВтОп в течение более 20% времени любого месяца; средняя за минуту псофометрическая мощность шума не должна превы- шать 50 000 пВтОп в течение более 0,3% времени любого месяца; средняя мощность иевзвешениого шума, измеренная или вычисленная за промежуток времени 5 мс, ие должна превышать 1 000 000 пВтО в течение бо- лее 0,01% времени любого года. В норму 10 000 пВтОп включаются шумы (1000 пВтОп) из-за помех от радиорелейных линий, работающих в совместно используемых диапазонах ча- стот (Рек. 356-4 МККР), и шумы (2000 пВтОп) из-за помех от других спут- никовых систем, также работающих на геостационарной орбите (Рек. 466-2 МККР), и шумы аппаратуры уплотнения. В спутниковых системах, используемых для организации связи внутри страны, например, с аппаратурой «Группа» (§ 18.2) или «МДВУ» с аппара- турой аналого-цифрового преобразования (АЦП) многоканального сигнала с частотным разделением каналов (ЧРК) норма иа мощность шумов в канале ТЧ составляет 20 000 пВтОп — средняя за минуту псофометрическая мощ- ность шума, ие превышаемая в течение более 20% времени любого месяца. В спутниковых системах, в которых для передачи по линии осуществля- ется АЦП индивидуального сигнала ТЧ по методу ИКМ, действуют следую- щие нормы на шумы квантования; среднее за минуту значение псофометриче- ских шумов квантования при подаче на вход канала ТЧ синусоидального сигнала с частотой 800 Гц в точке нулевого относительного уровня не должно превышать при мощности входного сигнала: 0 ... 12,5 дБмО —45 дБмОп (31 600 пВтОп) —12,5 .... —32 дБмО —50 дБмОп (10 000 пВтОп) Эта норма не должна превышаться в течение более 20% времени любого месяца. В этих же каналах ТЧ уровень псофометрического шума, если вход и вы- ход канала нагружены иа номинальные сопротивления, ие должен быть более —50 дБмОп (10 000 пВтОп). Указанные нормы иа шумы в каналах ТЧ, организованных методом инди- видуальной ИКМ, должны выполняться при следующих нормах на вероятность ошибки иа выходе ГЭЦ для цифровых каналов (см. рис. 2.17): средняя за 10 мин вероятность ошибки на бит ие должна превышать 10-6 в течение более 20% любого месяца; средняя за 1 мии вероятность ошибки иа бит не должна превышать 10-*' в течение более 0,3% любого месяца; — средняя за 1 с вероятность ошибки на бит не должна превышать 10-3 в» течение более 0,01% любого года. 53
Рис 2 18. Амплитудно-частотная характе- Рис. 2.19. Амплитудно-частотная характе- • фистика псофометра для измерения шум* ристина прсдысшжающого контура для в телефонном канале многоканальных систем Нормы относятся к случайным ошибкам, ио могут применяться и к пакетам -ошибок, даны с учетом помех и шумов из-за поглощения в атмосфере и дожде. При телефонной связи мешающее действие отдельных составляющих спект- । ра помех оценивается с помощью псофометра, учитывающего частотную зави- симость чувствительности уха и телефона. Амплитудно-частотная характеристи- ка псофометра приведена иа рис. 2.18 Псофометрическое взвешивание помехи дает выигрыш по шумам для глад- кого шума в спектре канала ТЧ с эффективной полосой 0,3 ... 3,4 кГц kn= = 2.5 дБ и для шумов с треугольным характером спектра до 4 дБ. । В многоканальных системах с ЧРК для повышения помехозащищенности верхних каналов, где наблюдаются наибольшие шумы, используются стандарт- ные (по Рек. 464-1 МККР) линейные частотные предыскажения, позволяющие получить выигрыш по шумам в верхнем канале 4 дБ. Частотная характеристи- ка коэффициента передачи предыскажающего контура показана иа рис. 2.19, коэффициент передачи контура [69 1 1 4---------—-------- 1 +5,25/(/р//-///рН (Jp — номинальная частота резонанса предыскажающего и восстанавливающего контуров; — верхняя модулирующая). 54
Схема предыскажающего и восстанавливающего контуров даиы на рис. 2.20. Номиналы элементов следующие: а) Я, = 1,81 /?о; Я2<О,О1Яо; R3=Ri = Rt>', R3 = Яв>ЮОЯо, fp=1,25 Fb=4 УУУ-=4 У Ус- У¥=079 R°’ дЛ т L,^ Uj ZJl r 1_2 v>2 “ "I^2 ^0 V C2==0,79; 6) 7?1=1,81J?O, Я2<0,01Яо; Я3 = Я4 = Я0; ^ = ~г; /?.>ЮО/?о; 1 ,о В одиокаиальиых системах для повышения помехозащищенности также могут применяться линейные частотные предыскажения. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ ГРУППОВЫХ ТРАКТОВ Нормы на качественные показатели первичного и вторичного групповых трактов, организуемых в спутниковых системах передачи, приведены в табл. 2.9. Практически все нормы на групповые тракты спутниковых систем совпа- дают с соответствующими нормами иа групповые тракты наземных систем передачи. Единственная норма в спутниковых системах с МДЧР-ЧРК-ЧМ. в частности, с использованием аппаратуры «Группа», которая отличается от нор- мы наземных систем, — это норма иа амплитудную характеристику (АХ) при предельном повышении уровня иа входе тракта. Допустимое предельное пре- вышение уровня по отношению к номинальному относительному уровню иа входе первичного группового тракта при использовании аппаратуры «Группа» составляет 17 дБ, а в наземных системах — до 24 дБ (при точности 1 дБ). В групповых трактах, образованных с использованием аппаратуры МДВУ и аналого-цифровых преобразователей 60-канальиого ЧРК сигнала, эта норма составляет 24 ... 26 дБ. В системе МДЧР-ЧРК-ЧМ увеличение диапазона ли- нейности АХ приводит к уменьшению пропускной способности спутникового ре- транслятора, так как требует увеличения девиации частоты и соответственно полосы пропускания и мощности ретранслятора. Закладываемые в нормах иа наземные системы большие требования к линейности АХ объясняются стремле- нием иметь универсальные тракты, предназначенные для передачи как сигна- лов телефонии так и сигналов вторичного уплотнения и вещания Передача сигналов вещания в спутниковых системах осуществляется в отдельном стволе (в стволе «Орбнта-РВ»), что позволяет снизить требования к линейности груп- повых трактов. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ ВТОРИЧНОГО ШИРОКОПОЛОСНОГО КАНАЛА ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛОВ ИЗОБРАЖЕНИЯ ГАЗЕТНЫХ ПОЛОС Для передачи сигналов изображений газетных полос (ИГП) в спутнико- вых системах передачи «Орбита» и «Москва» организуется вторичный широко- полосный канал (ВШК) на базе типовых вторичных групповых трактов с по- мощью каиалоформирующего оборудования комплекта «Газета-2», включае- мого на входе и выходе тракта. В табл. 2.9 представлены нормы, распространяющиеся иа ВШК для пере- дачи сигналов ИГП, начинающийся иа выходе соединительной линии комплекса «Газета-2» на передающем конце и кончающийся иа входе соединительной ли- нии комплекса «Газета 2» иа приемном конце. Эти нормы распространяются на лини» длиной до 12 500 км независимо от вида используемой системы пере- дачи — кабельной, радиорелейной или спутниковой. В ВШК спутниковых си- стем обычно обеспечивается защищенность от суммарных помех 30 ... 35 дБ- 55
1 аОлица '} !> Нормы на качественные показатели первичных и вторичных ,руппоиых трактов и вторичных широкополосных каналов для передачи сигнала изображений газетных полос Параметр Первичный групповой тракт (ШТ) Вторичный групповой тракт (BIT) Вторичный широкополое иый канал для передачи сигнала газет Формулы сложения (см. § 2.4) Документы МККТТ. в которых рассматрива- ются параметры 1 2 3 4 5 6 Рабочая полоса частот кГц (10.6 ... 107,7 ») 312,3 551,4 *) 312,3 551,4 Не зависит от 1 и Л’ G.211, Полоса частот при коррек 330 . 30 То же N — число транзитов цни 1 ВП, к! ц Поминальные относительные ПГТ, 1 — длина тракта уровни. на входе тракта передачи -39.0 -30 -36 > С.233 по мощности, дБом по напряжению, дБом —45 5 —45 —45 на выходе тракта приема но мощности. дБом -5 0 -23 -23 по напряжению, дБом -11.5 —32 ~-32 .* 0,3 ^Погрешность установки уро ±0.3 г—0,2 > — ля приема, дБ па частите, кГц 82 420 420 М 160 Точность поддержания дна- ±1,0 -*1,0 ± 1,0 > граммы уровней на частоте 420 кГц в режиме АРУ, дБ Допустимое среднеквадра тичное отклонение остаточ- ного-усиления: 82 420 на частоте, к! ц M.I60 дБ, не более ±0.75 — 0.1 5 — > Номинальное значение вход- ного сопротивления со сторо 135 . 75 7 5 G.233 вы входа и выхода. Ом Коэффициент отражения па входе и выходе тракта в по лосе частот, % Допустимое значение сред- ней мощности загрузки в час наибольшей загрузки в точ- ке нулевого относительного 15 10 15 > уровня, не более, мВтО: за час 8 8 11 G.223 за минуту 4 11 > Продолжение табл, 2.4 1 2 3 4 5 6 (что соответствует превыше пню уровня в точке поми- нального относительного уровня передачи) одного канала, на дБмО за час за минуту Отклонение уровня передачи на любой частоте по отно- шению к уровню: 4,8 P.O 9 10,4 У 10,4 » G.242, М.450, на частоте. кГц 82 420 420 —— не более, дБ 2.0 2,0 2,0 — Н.14, М.910. 11 15 в диапазоне частот 420 ... 530 кГц Защищенность от внятных переходных влияний между двумя любыми ПРОСТЫМ!! первичными или вторичными J трактами в рабочей полосе частот, дБ, не менее: 1,0 - между трактами двух си- стем передачи одного ство- ла ИСЗ 60 — — § 2.4 G.242, G.232, G.233 между прямым н обрат- ным направлениями одно- го н того же тракта одной системы, дБ 60 55 — > между трактами одной си- стемы Защищенность от селектив- ных помех па выходе трак- та приема, дБ, не менее 74 — > от любой помехи в полосе- 60,6 ... 107 7 312,3 . 551 4 312,3. .551 4 35 .. 20 1gN МЭЮ Н.14. Н 15 частот, кГц 35 35 35 (W<4) на несущей частоте дан- ной группы 26 26 — N — число транзит- ных участков
Окончание табл 2.9 G.21I, МНЮ G.223 М.910, H.I4, Н.15 еэ 0,51 ум ч -Ч K.V+I Для ПГТ 60(.V + 1) + 100.V, где 100 мкс — задержка в транзитном фильтре Для ШТ 30(.V+1) +20.V, где 20 мкс — задержка в транзитном фильтре ЧГ 312,3 ... 551,4 22 До 12 500 км (рис. 2.21) СО 0.5 312,3 ... 551,4 26 420 26 1.0 В простом канале в полосе 330 ... 530 кГц (за исключе пнем волосы 405 ...419 к! ц) 30 мкс от минимального значения Ci 0.5 60,6 ... 107,7 30 82 24 ••) 1,0 В простом канале в полосе 65 . . 103 к Гн (за исключением но лосы 82 ... 66 кГц) ьО мкс от минимального зна чей и я Изменение частоты пород:» ваеыого сигнала, Гц, нс бо лее Защищенность от суммар- ных помех (певзвешенных. флуктуационных н селектив- ных): па выходе тракта в поло се, кГц при работе других групп системы, дБ, но менее Амплитуд на я характерно™ ка должна быть прямолиней ной при увеличении уровня на частоте, кГц на входе тракта передач г по отношению к номиняль ному, дБ с точностью, дБ, не менее Результирующая неравно мерность характеристик! группового времени прохож дення ГВП в канале, мкс не более ') В спутниковых системах сигнал передается соответственно в полосах частот 12,6 .. 59,7, 12.3... 251.4 кГц. ) Норма на АХ 17 дВ в первичном групповом тракте, организованном с помощью аппаратуры «Группа» методом МДЧР-ЧРКЧУГ 58
Рис. 2.21. Частотная характеристика груп- пового времени прохождения вторичного широкополосного канала для передачи гавет Рис. 2.22. Минимально допустимое затуха- ние сигналов электрического эха в зависи- мости от времени задержки для спутнико- вых линий при норме иа этот параметр в сквозном тракте 22 дБ. Для передачи сигнала ИГП методом ОБП-АМ, формируемого комплексом «Газета-2», предъявляются жесткие требования к АЧХ и ФЧХ. Амплитудно-частотные искажения сигнала уменьшают контраст изображе- ния, а фазово-частотные искажения приводят к снижению четкости изображе- ния. Для формирования требуемых АЧХ и ГВП канала проводят его коррек- тирование. На рис. 2.21 дана характеристика ГВП ВШК для передачи сигнала ИГП от входа до выхода соединительной линии комплекса «Газета-2». В системе «Орбнта-РВ» сигнал ИГП передается в дискретном виде в пер- вичном цифровом канале со скоростью /?=2048 кбит/с, вероятность ошибки должна быть не более 10-6. На земную станцию сигнал ИГП поступает либо в аналоговом виде, либо в цифровом виде по первичному цифровому каналу наземных линий со скоростью 7?=2048 кБит/с (вероятность ошибки 10_6). На земиой станции осуществляется перекодирование цифрового сигнала ИГП для синхронного ввода цифрового сигнала в общий канал связи. ОСОБЕННОСТИ НОРМИРОВАНИЯ КАНАЛОВ ТЧ И ГРУППОВЫХ ТРАКТОВ СПУТНИКОВЫХ СИСТЕМ Ряд параметров каналов ТЧ, приведенных в табл. 2.3, и групповых трак- тов, приведенных в табл. 2.9, определяется не столько спутниковым линейным трактом, сколько аппаратурой образования каналов ТЧ и групповых трактов. Так, входное сопротивление, коэффициент отражения, несогласованность и асимметрия сопротивлений определяются входными и выходными цепями ап- паратуры уплотнения. Характеристики: а.мплнтудно частотные, группового време- ни прохождения также определяются избирательными цепями аппаратуры уп- лотнения. Стабильность остаточного усиления определяется аппаратурой уплот- нения и каиалообразующен аппаратурой спутниковой системы передачи. В то же время такие параметры, как отношение сигнал-шум, изменение ча- стоты передаваемого сигнала, его задержка па линии, преимущественно зави- сят от спутникового линейного тракта. Так, в связи с большой протяженностью линки связи ЗС — ИСЗ — ЗС минимальное абсолютное время прохождения сигналов между земными станциями составляет 240 мс, максимальное — 280 мс для спутников на геостационарных орбитах. Время прохождения сигналов по наземным соединительным линиям составляет 10 ... 50 мс. Суммарная задержка сигнала достигает 250 ... 290 мс (норма в табл. 2.6). Наличие большой задержки сигнала на спутниковой линии вызывает боль- шую заметность эхо-сигналов, причем чем большая задержка эхо сигнала на- блюдается, тем большее его подавление пят(п требуется. Зависимость между минимально допустимым затуханием иа пути токов электрического эха оэт<п и временем замедления вносимого каналом, для спутниковых линий представ- лена иа рис. 2.22 [2.4]. Изменение частоты иа спутниковых линиях из-за эффек- та Доплера рассмотрено в гл. 1. 59
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ КАНАЛОВ ТЧ И ГРУППОВЫХ ТРАКТОВ Параметры каналов и групповых трактов спутниковых систем передачи измеряются стандартными методами [2.5]. Одиако указанные методы относят- ся к аналоговым системам передачи. Рассмотрим методы измерений некото- рых параметров каналов цифровых систем передачи, а также методики изме- рений ГВП в каналах ТЧ и широкополосных каналах. Шумы квантования при передаче сигналов ТЧ методом индивидуальной ИКМ измеряются при подаче иа вход канала ТЧ синусоидального сигнала ча- стотой 800 Гц. На выходе канала включается измеритель шумов квантования ИШК или в отсутствие прибора ИШК измеритель нелинейных искажений типа С6-5, позволяющий отделить синусоидальный сигнал от шума. Отношение мощ- ности шума и мощности псофометрического шума квантования (в дБ) где Рш2 — суммарная мощность помех в полосе канала ТЧ с режекторным фильтром на частоте 800 Гц; Рг — суммарная мощность 2-й и 3-й гармоник; 4 дБ — коэффициент взвешивания псофометра; Рс — мощность сигнала на входе канала ТЧ. Внятные переходные помехи между каналами ТЧ в групповых трактах, образованных методом аналого-цифрового преобразования группового ЧРК сигнала, следует измерять при загрузке нескольких незанятых каналов, так как при наличии слабого сигнала на выходе АЦП группового сигнала велики шумы квантования. В реальных условиях иа входе АЦП присутствует, как известно, не один сигнал. Как показывает опыт измерений внятных переходных помех между каналами, их значение уменьшается на величину до 10 дБ при появле- нии загрузки в других незанятых каналах ТЧ. Суммарные псофометрические шумы на выходе трактов аналоговых и циф- ровых систем передачи с ЧРК в полосе частот телефонного канала измеряют прибором для измерения переходных помех типа ИПП2 или ИППЗ. С передаю- щего комплекса прибора ИПП иа вход тракта в полосе группового тракта подается сигнал белого шума с уровнем, соответствующим загрузке данного тракта (см. табл. 2.9). В передающем комплексе прибора ИПП в каналах, в которых проводятся измерения, устанавливаются режекторные фильтры, вы- резающие шум. На выходе тракта включается приемная часть прибора для измерения шумов. Такой способ измерения трактов с использованием сигналов белого шума позволяет получить полные характеристики трактов с точки зре- ния переходных помех, появляющихся по различным причинам в тракте. Цент- ральные частоты каналов спутниковых систем, в которых проаодятся измере- ния, уровни загрузки, полосы белого шума на международном уровне регла- ментируются Рек. 482-1 МККР. Фазовый джиттер (или фазовое дрожание) приводит к смещению времен- ных положений регенерированных импульсов под действием различных причин. Явление фазового дрожания может аозиикать как при передаче данных в ка- налах ТЧ, так и в цифровых линейных трактах. Основными гармоническими составляющими фазового джиттера, влияющими иа передачу данных в кана- лах ТЧ, являются переходы тока посылки вызова, переменный ток сети и их гармоники: от второй до пятой. Этими составляющими вызывается фазовая модуляция с небольшим индексом — до 25°, проявляющаяся в полосе ±300 Гц с обеих сторон сигнала ТЧ, выполняющей роль несущей. Для измерения джит- тера используется прибор, характеристики которого описаны в Рек. 0,91 МККТТ, работа прибора основывается иа принципе детектирования фазовой модуля- ции. В линейных трактах спутниковых цифровых систем передачи возникают искажения, связанные с условиями формирования сигнала тактовой частоты в регенераторах и вызываемые в основном линейными цепями ВЧ трактов спут- никовых линий. Для измерения фазового джиттера в цифровых системах пере- дачи используется прибор, в котором устройство выделения тактовой частоты, представляет собой узкополосный фильтр, настроенный на эту частоту. Вы- деленное напряжение тактовой частоты поступает на двусторонний ограничив 60
тель амплитуд. Фтукт^ация фазы полученного таким образом колебания вы- деляется частотным детектором [2.6]. Относительное групповое время прохождения (ГВП) сигнала в каналах ТЧ определяется разностью ГВП, полученных на частоте 1900 Гц, имеющей наибольшее ГВП, и на частоте измерений. Для измерений ГВП пользуются приборами, использующими следующее свойство амплнтудно-модулироваииого колебания: если частота модулирующего колебания F выбрана много меньше частоты модулируемого, то сдвиг фазы огибающей амплитудио-модулирован- ного колебания <pF пропорционален ГВП модулированного несущего колебания, т. е. при Fcf тгр=фк/2яг:'. Групповое время прохождения в широкополосных каналах, в частности для передачи газет, измеряют с помощью панорамных приборов — измерителей характеристик группового времени прохождения (Ф4-4 Ф4-10). Измерение воз- можно также по точкам измерительным прибором в пункте передачи и специ- альной преобразующей приставкой в пункте приема на частотах 330 ... 530 кГц. Неравномерность ГВП измеряется относительно ГВП на частоте 420 кГц. 2.4. СЛОЖЕНИЕ ИСКАЖЕНИИ В СОСТАВНЫХ СПУТНИКОВЫХ КАНАЛАХ СЛОЖЕНИЕ ИСКАЖЕНИИ В СОСТАВНЫХ КАНАЛАХ ИЗОБРАЖЕНИЯ Составной спутниковый канал, как известно, состоит из трех отдельных участков — канала спутниковой линии и каналов двух наземных соединитель- ных линий (между земными станциями н источником и получателем инфор- мации). Формулы для нахождения искажений в составных спутниковых каналах изображения, если известны искажения в отдельных участках, даиы в табл. 2.10. Эти формулы могут быть использованы также при решении задачи распреде- ления требований к отдельным участкам канала если задана норма иа весь канал. Формулы табл. 2.10 получены на основании формул определения искаже- ний в канале наземных линий, содержащихся в ГОСТ 19463—74 и Рек. 567 МККР СЛОЖЕНИЕ ИСКАЖЕНИЙ В СОСТАВНЫХ КАНАЛАХ ЗВУКОВОГО ВЕЩАНИЯ Приведенные в табл. 2.10 формулы для определения параметров составного канала изображения являются эмпирическими и дают приближенные значения. Статистические методы сложения искажений более перспективны, чем сло- жение по эмпирическим формулам, так как дают возможность не устанавли- вать неоправданно жестких норм, а задавать их с определенной вероятностью превышения. Сложение амплитудно-частотных искажений в составных трактах звукового вещания, а также в составных каналах ТЧ фактически производится статисти- ческим методом (ГОСТ 11515—75). Для каждого из трактов н их отдельных звеиьез нормируются отклонения коэффициента передачи Кпер от его значения иа частоте 1000 *Гц — устанавли- вается поле допусков для участков частотного диапазона. Считается, что рас- пределение Кпер на отдельной частоте нормальное, а суммирование допусков производится следующим образом: средняя частотная характеристика нескольких последовательно включенных звеньев или трактов определяется как сумма сред- них частотных характеристик ац (в децибелах); среднеквадратичные отклонения АЧХ а.ц суммируются квадратично (в децибелах). Таким образом, расчет АЧХ составного тракта ведется по следующей формуле: N / N \ 1/2 3 aLi ± 2 a22i - (2.3) 4=1 \4=1 / В качестве усредненной АЧХ можно принять среднюю линию поля допу- сков, проводимую посередине между границами допустимых частотных откло- нений 61
Табл: ца 2 10 Закон сложения искажений Формула Единима измерения Р Арифметиче- ский Квадратичный Закон 3/2 По мощности По напряже- нию J.x= 2 Ji i=l .V J=.v= 2 J=i i=l N J№'2=,2 Д,2 2 J.v=—101g 2 10~° 1Л‘ Jv=—201g 2 1о“0,0оД‘' »=! % 1 дБ, ис %, град 2 дБ. нс %, град 3 2 дБ - дБ — Дх — суммарные искажения в составном какале: Д; — искажения в отдельном звене При расчетах предполагается, что среднеквадратические отклонения равны допускам на АЧХ, так как допуски на отклонение от АЧХ в различны:; участ- ках должны быть заданы для одинакового процента времени. Обычно предпо- лагается, что Апер участка будет находиться в пределах заданных допусков с вероятностью 98%. Закон суммирования коэффициента гармоник принимается квадратп гным (см. табл. 2.10). Используется энергетическое (по мощности) сложение шумов (с.м. табл 2.10). Норма на внятную переходную помеху устанавливается одинаковой как на составной тракт, так п на отдельные его звенья. При этом за норму принима- ется наименьшая защищенность отдельных участков. СЛОЖЕНИЕ ИСКАЖЕНИЙ В СОСТАВНОМ КАНАЛЕ ТЧ При определении качественных показателей составного канала устанавли- вается зависимость качественных показателей от протяженностей отдельных участков и числа переприемов. Такие параметры, как среднеквадратическое и максимальное отклонения остаточного затухания п коэффициент гармоник, подчиняются квадратичному закону суммирования (см. табл. 2.10). Неравномерность АЧХ канала ТЧ в зависимости от числа переприемов да- на в табл. 2.6. Эта таблица справедлива при суммировании искажений не- скольких участков, имеющих одинаковые характеристики. Допускается невы- полнение указанных норм в 3% каналов. Прн суммировании искажений, воз- никающих на участках, имеющих различные характеристики, используется за- кон суммирования искажений, описанный в законах суммирования искажений в трактах ЗВ [формула (2.3)]. При суммировании шумов в составном канале ТЧ применяется энергетиче- ское сложение (см. табл. 2.10). При этом, как известно, уровень шумов на спутниковом участке не зави- сит от расстояния между земными станциями, а иа наземных участках в за- висимости от длины определяется по формуле Рщ ‘=РШ.Э V/72500, 62
где Pmt — мощность (пВт) шума в канале на- земной линии длиной I (км); Рш»— мощность шума (пВт) в эталонном канале; 2500 — дли на эталонного канала, км. Тогда мощность шума в составном кана- ле Р ш2.= Рш.сп + Рш1, где Рш.сп — мощность шума в спутниковом канале. Норму на защищенность от внятной пере- ходной помехи в составном канале ТЧ реко мендуется устанавливать так же, как и в со- ставном канале ЗВ В табл. 2.6 и 2.9 даны зависимости от дельных видов искажений от длины и числа D,, , г„ , F<.r, 2.?о. Грдфнк сложения шумов переприемных участков. по мощности Для сложения шумов по мощности в ка- налах изображения, ТЧ и звукового вещанчя можно использовать график, изображенный на рис. 2 23 [2.7]. Например, на одном участке цепи уровень шумов 57 дБ, на другом—55 дБ, разница в уровнях шумов Х=2 дБ, поправка S составляет 2,1 дБ н вычитается из меньшего отношения С/Ш. Тогда уровень шумов в сквоз- ном канале составит 52,9 дБ. В табл. 2.11 дана поправка S, дБ, в зависимости от разницы уровня шумов X в децибелах. Таблица 2.11 X. дБ 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 S. дБ 3 2.54 2,12 1,76 1,45 1,19 0 ,973 0,788 0,636 0,514 0,416 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 0,331 0.265 0,213 0.169 0.135 0,108 0,086 0,069 0.052 0.013 2.5. ТРЕБОВАНИЯ К ПАРАМЕТРАМ ВЧ ТРАКТА Рассмотренные выше показатели качества каналов ТЧ, групповых трак- тов, каналов изображения (например, дифференциальная фаза и дифференци- альное усиление) и каналов звукового вещания (например, переходные помехи при передаче ТВ совместно с ЗВ в одном стволе) зависят от выбранных пара- метров ВЧ трактов. Под ВЧ трактом принимается тракт, начинающийся со входа модулятора на передающей ЗС и кончающийся выходом демодулятора иа приемной ЗС. Линейные и нелинейные искажения модулирующего сообщения (сигнала телевидения или телефонии, причем под сигналом телефонии подразумевается многоканальное нлн одноканальное телефонное сообщение, в котором могут содержаться сигналы вторичного уплотнения) при частотной н фазовой моду- ляции вызываются в основном иеидеалыюстью следующих характеристик ВЧ тракта: амплитудно-частотной характеристики избирательных цепей тракта; группового времени прохождения избирательных цепей тракта; амплитудной характеристики мощных усилителей, а также амплнтудио-фазовым преобразо- ванием (АМ-ФМ) в мощных усилителях н ЛБВ н фазовыми шумами гетеро- динов И Т. д. В данном справочнике из-за ограниченности его объема не рассматриваются вопросы выбора требований к параметрам ВЧ трактов: допустимым нендеаль- 63
ностям характеристик АЧХ, ГВП, А.М-ФМ, избирательности фильтров и т. д.— при прохождении несущих, модулированных по частоте аналоговыми телефон- ными сообщениями или видеосигналами при наличии многостанцнонного досту- па к ретранслятору. Эти вопросы достаточно полно рассмотрены в литературе [2, 16, 17]. В цифровых системах указанная неидеалыюсть характеристик тракта, а также нендеальность работы цепей синхронизации когерентного модема (цепей восстановления несущей и тактовой частоты) приводят к энергетическим поте- рям — снижается достоверность передачи, а также появляются джнттер фазы регенерированного сигнала, проскальзывания циклов и т. д. В § 7.8 и 7.9 рассмотрена наиболее актуальная для спутниковых систем связи проблема определения требований к параметрам ВЧ трактов при прохож- дении через него широкополосных фазомаиипулированиых сигналов. Системати- ческое изложение основ статистической теории демодуляции дискретных сигна- лов дано в [2.8]. Глава 3 ДИАПАЗОНЫ ЧАСТОТ, ВЫДЕЛЕННЫЕ ДЛЯ СИСТЕМ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ И ВЕЩАНИЯ 3.1. РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ПОЛОС ЧАСТОТ МЕЖДУ СЛУЖБАМИ Вопросами распределения полос частот между различными службами ра- диосвязи занимается Международный союз электросвязи (МСЭ) — одна из специализированных организаций ООН, которая на базе исследований, проводи- мых в странах — членах МСЭ и представляемых Международному консульта- тивному комитету по радио (МККР), на своих административных конференциях разрабатывает соответствующие регламентирующие правила н процедуры. Ос- новным международным документом, управляющим использованием частот, является Регламент радиосвязи [1], содержащий Таблицу распределения полос частот между службами, отдельные технические ограничения, налагаемые при совместном использовании частот различными службами, процедуры координа- ции систем, а также правила регистрации частотных присвоений в Междуна- родном комитете регистрации частот (МКРЧ). Таблица распределения частот Регламента радиосвязи содержит записи полос частот для использования определенными радиослужбами в пределах 9 кГц ... 275 ГГц. Таблица состоит из трех столбцов, каждый из которых со- ответствует одному из трех Районов, на которые разделен земной шар в от- ношении распределения полос частот Район 1 включает Европу, Африку, тер- риторию СССР и МНР; Район 2 — Северную и Южную Америку, а Район 3 — Азию, Океанию и Австралию. (Более точные определения и границы Районов даны в Регламенте радиосвязи [1].) В этой таблице содержатся полосы, рас- пределенные для целого ряда служб космической радиосвязи, в том числе для фиксированной спутниковой, межспутииковой. косми ческой эксплуатации, сухо- путной (морской) воздушной подвижной спутниковой, радионавигационной спут- никовой, радиовещательной спутниковой, исследования Земли и ряда других служб. Ниже приведены полосы частот, распределенные согласно Регламенту ра- диосвязи для фиксированной (табл. 3 1), радиовещательной (табл. 3.2) и под- вижной (табл. 3.3) спутниковых служб. Полосы частот, выделенные межспутниковой службе, ГГц: 22,55 ... 23,55; 32 ...33. 54,25 ... 58,2; 59 ... 64; 116 ... 134; 170 ... 182; 185 ... 190. 64
Таблица 3.1 Полосы частот для направлений Космос — Земля Земля — космос 2500 . . 2690 МГц (Район 2) 2500 . . 2535 МГц (Район 3) 2655 ... 2690 МГц (Районы 2 и 3) 3400 . . 4200 МГц 4500 . . 4800 МГц 7250 ... 7750 МГц 5725 ... 7075 МГц (Район 1) 5850 ... 7075 МГц (Районы 2 и 3) 7900 ... 8400 МГц 10,7... 11,7 ГГц (Район 1 только для фидерных линий к радиовещательным спутникам работаю- щим в полосе около 12 ГГц) 10,7 ... 11.7 ГГц 11.7... 12,3 ГГц (Район 2) 12,2 ... 12,5 ГГц (Район 3) 12.5... 12,75 ГГц (Районы 1 и 3) 12.5 ... 12.75 ГГц (Район 1) 12,7 ... 12,75 ГГц (Район 2) 12.75 ... 13.25 ГГц 14,0 ... 14.5 ГГц 14,5 ..14,8 ГГц (только для фидерных линий ft радиовещательным спутникам, работающим в по- лосе около 12 ГГц для стран вне Европы) 17,3 ... 18,1 ГГц (только для фидерных линий к радиовещательным спутникам, работающим в по- лосе около 12 ГГц) 17.7... 21,2 ГГц 37.5 ... 40,5 ГГц 27 ... 27.5 ГГц (Районы 2 и 3) 27.5 ... 31 ГГц 42,5... 43.5 ГГц 49,2 ... 50,2 ГГц 47,2. . 49.2 ГГц (только для фидерных линий к радиовещательным спутникам, работающим в по- лосе 40 5 42,5 ГГц) 81 .. 84 ГГц 102 ... 105 ГГц 149 . . 164 ГГц 231 ... 241 ГГц 50.4 ... 51 4 ГГц 71,0 ... 75.5 ГГц 92 . . 95 ГГц 202 ... 217 ГГц 265 ... 275 ГГц Примечание. Если в табл. 3.1 не указан Район, то это означает, что данная полоса выделена для фиксированной спутниковой службы на всемирной основе. Все полосы частот распределены фиксированной спутниковой службе на совмещенной основе с другими служ- бами; полос, распределенных на исключительной основе, нет В связи с этим в Регламенте радиосвязи определены условия совместного использования полос частот, изложенные в гл. 5. Таблица 3.21 Полоса частот Район Полоса частот Район 620 . . 790 МГц' 1. 2. 3 12,3. .12,7 ГГц’ 2 2500 . . 2690 МГц2 1, 2, 3 12,5 . 12,75 ГГц5 3 11,7 .. . 12,5 ГГц’ 1 22,5. .23 ГГц6 2. 3 11 7 . 12.2 ГГц’ 3 40.5 . 42.5 ГГц 1. 2, 3 12,1 .. . 12 3 ГГц’ 2 84 . .86 ГГц I, 2, 3 Направление космос — Земля. Примечания: 1. Полоса 620... 790 МГц может использоваться для систем спутникового телевизионного вещания с частотной модуляцией при условии согласия заинтересованных администраций. Такие системы не должны создавать плотность потока мощности у по- верхности Земли, на территории других стран, большую чем —129 дБВт/м2 для углов прихода, меньших 20° 2. Использование полосы 2500.. 2690 МГц для спутниковой веща- тельной службы ограничено национальными или региональными системами для коллектив- ного приема при условии предварительного согласования с заинтересованными Администра- циями. 3. Полосы частот 11,7... 12,2 ГГц в Районе 3 и 11.7... 12,5 ГГц в Районе 1 должны использоваться в соответствии с Планом, принятым В АКР 1977 г. 4. Спутниковая веща- тельная служба в Районе 2 в полосе 12,1 ... 12,7 ГГц должна будет работать в соответствии с Планом, который будет выработан на Региональной конференции в 1983 г. Эта же кон- ференция должна уточнить нижнюю границу диапазона. 5. Спутниковая вещательная служ- ба в Районе 3 в полосе 12,5... 12,75 ГГц ограничена системами коллективного приема с плотностью потока мощности у поверхности Земли —111 дБВт/м2. 6. Использование полосы 22,5... 23 ГГц в Районах 2 и 3 для спутниковой вещательной службы разрешено при гсловии предварительного согласования с заинтересованными Администрациями. 3—47 65
Таблица 3 3 Полоса частот Направление6 Вид службы 235 . . 322 МГц' Подвижная спутниковая 335,4 . .. 399,9 МГц 406 . ..406.1 МГц’ Земля — космос > 1530 . . 1544 МГц Космос — Земля Морская подвижная спутниковая 1514 . .. 1545 МГц > » Подвижная спутниковая 1545 . .. 1559 МГц » » Воздушная подвижная спутниковая 1626.5 . 1615,5 МГц Земля — космос Морская подвижная спутниковая 1645.5 . 1646.5 МГц > > Подвижная спутниковая 1646.5 . .. 1660,5 МГц’ * > Воздушная подвижная спутниковая (В) 19,7 . . 20.2 ГГц3 Космос — Земля Подвижная спутниковая’ 20.2 . .21.2 ГГц » X- » 29,*5 . . 30 ГГц’ Земля — космос 30. .31 ГГц » » » 39.5 . . 40.5 ГГц Космос — Земля » 43Р5 . . 47 ГГц — » |>6 . .71 ГГц — » 71 . . 74 ГГц Земля — космос х> 81 . .84 ГГц Космос — Земля 95 . . 100 ГГц — » 134 142 ГГц — » 190 . . 200 ГГц — > 252 265 ГГц — » Примечания 1. При условии предварительного согласования с заинтересованными Адми- нистрациями. 2. Для радиомаяков, определяющих место бедствия, при использовании мощ- ности не более 5 Вт. 3. Па вторичной основе. 4 Частоты, распределенные для воздушной подвижной спутниковой службы (К), резервируются для связи между любым воздушным судном и теми станциями воздушной службы, которые предназначены для обеспечения безопасности и регулярности полетов на внутренних и международных линиях гражданской авиации. 5. Не указанное в таблице направление означает возможность использования по лосы частот для обеих линий, б. Все полосы частот для подвижных спутниковых служб распределены на всемирной основе. 3.2. МЕЖДУНАРОДНОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ЧАСТОТ В ПОЛОСАХ, РАСПРЕДЕЛЕННЫХ ДЛЯ СПУТНИКОВЫХ СЛУЖБ Кроме распределения полос частот между службами, описанного в § 3.1, существуют также специальные, принятые на международном уровне правила использования этих полос спутниковыми службами. Эти правила зафиксированы в ряде статей Регламента радиосвязи [7] н некоторых других международных документах [6]. При этом имеются два принципиально различных подхода к использованию полос частот: 1) на основе постепенного наращивания загрузки полос частот н геостационарной орбиты согласно международной координации новых систем с существующими ранее, и 2) на основе международных планов, принятых для использования отдельных полос частот. Согласно Регламенту радиосвязи любое частотное присвоение земной пли космической станции как для приема, так н для передачи подлежит заявлению и регистрации в Международном комитете регистрации частот (МКРЧ): «если использование данной частоты может причинять вредные помехи ка- кой-либо службе другой Администрации, или если частота должна быть использована для международной связи, или если желательно формальное международное признание использования этой частоты». Анализ перечисленных условий показывает, что практически ВСЕ СПУТНИК» НЕ СИСТЕМЫ ДОЛЖНЫ РЕГИСТРИРО- ВАТЬСЯ В МКРЧ. Процесс регистрации имеет несколько стадий, в том числе: предварительная публикация, определение необходимости проведения координации с другими спутниковыми системами или с наземными службами других администраций, координация и заявление на регистрацию. Пр дварительная публикация и определение необходимости координации. Администрация, намеревающаяся создать спутниковую систему, должна ие ра- нее чем за пять лет и предпочтительно не позднее чем за два года до плаии- 66
руемой даты ввода в действие спутниковой сети послать в МКРЧ информацию, перечисленную в Приложении 4 к Регламенту радиосвязи [7]. Эта информация должна содержать данные об орбите ИСЗ, сведения о зонах обслуживания, диа- пазон частот, максимальную спектральную плотность мощности (Вт/Гц), под- водимую к антеннам земных и космических станций, диаграммы направленности антенн, а также шумовые температуры приемников, эквивалентную шумовую температуру линии 1 и т. д. Если после изучения этой информации, опублико- ванной в еженедельном циркуляре МКРЧ, какая-либо Администрация сочтет, что ее существующим или запланированным службам могут быть созданы не- допустимые помехи, она должна в течение четырех месяцев после даты опуб- ликования в еженедельном циркуляре указанной информации послать свои замечания заявляющей Администрации. После получения замечаний от других Администраций о возможности воз- никновения вредных помех заявившая Администрация должна приложить все усилия, чтобы попытаться преодолеть любые трудности и удовлетворить свои потребности. В то же время Резолюция 2 относительно использования всеми странами на равных правах полос частот для служб космической радиосвязи определяет, что регистрация МСЭ частотных присвоений для служб космической радиосвязи и нх использование не должны давать никакого постоянного приоритета ника- кой отдельной стране или группе стран и не должны препятствовать созданию и развитию космических систем связи другими странами. Поэтому обе стороны обязаны найти взаимоприемлемое решение в процессе координации. При этом координация должна проводиться с теми частотными присвоениями, которые находятся в одной и той же полосе частот, что и планируемое присвоение, со- ответствуют таблице распределения частот, записаны в справочный регистр МКРЧ или уже являются предметом координации. Для определения необходимости координации с какой-либо системой рас- считываются кажущееся увеличение эквивалентной шумовой температуры спут- никовой линии, обусловленное помехами, создаваемыми рассматриваемой си- стемой, и отношение этого увеличения к эквивалентной шумовой температуре спутниковой линии, выраженное в процентах, сравнивается с пороговым зна- чением. Рассмотрим два возможных случая: 1) полезная и мешающая сети совмест- но используют одну или несколько полос частот, причем направление передами каж- дой сети совпадает; 2) полезная и мешающая сети совмест- но используют одну или несколько полос частот, причем передача в каждой сети ведется в противоположных направлениях (реверсное использование частот). В наиболее общем первом случае (рис. 3.1), когда в системе используются простые бортовые ретрансляторы с преоб- разованием частоты, приращение эквива- лентной шумовой температуры линии мо- жет быть определено из выражения Д Тл = А Т8 + у А Тб. (3.1) где АТВ— увеличение шумовой температу- ры приемной системы земной станции иа выходе приемной антенны земной станции 1 Для применения на космической станции простых ретрансляторов с пе- реносом частоты указываются минимальная эквивалентная шумовая темпера- тура линии (Тл) и связанный с ней коэффициент передачи (у) между выходами приемных антенн космической и земной станции. В этом случае Тл = Т3+уТв, где Т, — шумовая температура приемника ЗС, отнесенная к выходу приемной антенны ЗС; То — шумовая температура приемника космической станции, от- несенная к выходу приемной антенны ИСЗ. 3* 67 Рис 31. К расчету приращения экви- валентной шумовой температуры
(К); ДГ6 — увеличение шумовой температуры приемной системы космической станции на выходе приемной антенны космической станции К; у—коэффициент передачи спутниковой линии между выходом приемной антенны космической станции и выходом приемной антенны земной станции, его значение обычно меньше единицы и характеризует степень влияния помех, создаваемых на линии Земля—спутник. Более подробно можно записать .. дт р«.моб.н™°..с(е'> „„ лг“'----------ТСи ; 4Т>”-----------------и----------1321 <331 где Рб.м, Рэ.м — максимальная плотность мощности в полосе 1 Гц, усреднен- ная в наихудшей полосе 4 кГц для несущих ниже 15 ГГц, и в полосе 1 МГц для несущих выше 15 ГГц, подводимая к антеннам мешающего спутника и ме- шающей земной станции соответственно; бб.м(т]) — усиление передающей ан- тенны мешающего спутника в направлении ЗС, подверженной помехам; <?з с (6г) — усиление приемной антенны ЗС, подверженной помехам, в направ- лении на мешающий спутник; 6а.м(01) — усиление передающей антенны ме- шающей ЗС в направлении на спутник, подверженный помехам; Go с (б) — усиление приемной антенны спутника, подверженного помехам, в направлении иа мешающую ЗС; k — постоянная Больцмана (1,38Х10~и Вт/Гц К); Lu, Ld — потери на передачу в свободном пространстве на линии Земля — спут- ник и спутник — Земля соответственно; 6t — топоцентрнческий угловой раз- нос между спутниками с учетом допусков на удержание спутника по долготе. Потери (в дБ) иа передачу в свободном пространстве L — 20 (log10 / + log10 d) 4- 32,45, (3.4) где f — частота, МГц, d — расстояние, км. Расстояние между земной станцией и геостационарным спутником d = 42 644 ~\/ —0,2954 cos ф, (3.5) где cos ф* > = cos g cos широта земной станции; р — разность по долготе между спутником н земной станцией. Топоцентрнческий угловой разнос между двумя геостационарными спутни- ками для данной земной станции 0/ — arc cos Л + d2i — (84 332 sin (0g/2)2 2di d2 (3.6) где di и d2 — расстояния (в к.м) от земной станции до обоих спутников со- ответственно, вычисляемые по формуле (3.5); 0g — геоцентрический угловой разнос между спутниками. Коэффициенты усиления бортовых антенн определяются из соответствую- щих заявочных характеристик, представляемых Администрациями в МКРЧ. Коэффициенты усиления антенн земных станций могут определяться либо по реальным измеренным характеристикам, либо на базе соответствующих Рекомендаций МККР. В тех случаях, когда такая информация отсутствует, в Регламенте радиосвязи рекомендуется пользоваться следующими справочными диаграммами направленности: а) для D/X>100*> (максимальное усиление — не менее 48 дБ) О(ф)= Стах-2,5-Ю-з С(Ф) = С1 G (<р) = 32 — 25 log1D <р G (<р) = — 10 для 0 < <р < <рт; * фт < ф < фг) » фг < Ф < 48°; » 48°<ф<180°._ *> Если созф<0,151, то спутник находится под плоскостью горизонта и не виден с данной земной станции. *' Если D/Х не дано, можно пользоваться формулой 20 logD/k ssGmax —7,7. 68
где D — диаметр антенны; X— длина волны; <р — угол в градусах, отсчитываемый от осн антенны, равный 0» илн 0g в зависимости от случая; Gt=2 + 15 log D/К— усиление антенны в направлении максимума первого бокового лепестка диа- граммы направленности; 20X п/_ _______ Чт = —V Gmax — «1. град; фг= 15,85 (О/Х)-°-6, град; б) для 2Э/Х<100 (максимальное усиление — приблизительно 48 дБ) / D \2 G(0>) = Gmax —2,5-Ю ДЛЯ 0<ф<фт. X G(<p) = G1 » Фт<<Р<Ю0— ; D X G (ф) = 52 — 10 log —- — 25 log ф > 100—<qj<48°; A D G(<p) = 10—10log —- » 48°<ф«180°. A Если на борту спутника модуляция изменяется или если передача исходит с борта спутника, тогда увеличение шумовой температуры сопоставляется с общей шумовой температурой конкретной рассматриваемой линии (космической или земной станции соответственно). В этом случае эквивалентная шумовая температура всей спутниковой линии и усиление передачи (у) не используются, а значения ДТ3 и Д7с рассматриваются отдельно. Во втором случае, когда системы используют одну и ту же полосу частот при передаче в противоположных направлениях, анализируются только помехи между спутниками, а помехи между земными станциями должны рассматри- ваться в процессе координации, аналогичном координации земных и наземных станций (§ 5.4). В этом случае ДТЛ = ТД7-С, (3.7) или А Тп = у Рб.м G6 м(чс) G6 с (bc)/kLc (3.8) где 6бм(Лс) — усиление передающей антенны мешающего спутника в направ- лении на спутник, подверженный помехе; Go.c(6c) — усиление приемной ан- тенны спутника, подверженного помехе, в направлении на мешающий спутник; Lc — потери на передачу в свободном пространстве на межспутииковой линии, определяемые по выражению (3.4) в результате подстановки расстояния между спутниками dc = 84 322sin (0g/2), где 0g — геоцентрический угловой разнос. Если известны сведения об используемой в системах поляризации, то может быть учтена дополнительная поляризационная развязка (У), тогда ДГл = Д7’в/Уй4-уДТв/1'в, (3.9) или для второго случая ДТл = уД7б/Ус.с. (3-10) Поляризационная развязка в выражениях (3.9) и (3.10) определяется со- гласно табл. 3 4 При расчетах ДТ для каждой спутниковой приемной антенны той сети, которая испытывает помехи, следует определить наиболее неблагоприятно рас- положенную передающую земную станцию мешающей спутниковой сети нало- жением зон обслуживания в направлении Земля — космос мешающей сети на контуры усиления приемной антенны космической станции, нанесенные на карту поверхности Земли. Наиболее неблагоприятно расположенной передающей зем- 69
Таблица 3.4 Поляризация систем Коэффициент ралвчзки по поляризjции Y полезной меша тощей Левосторонняя круговая Правосторонняя круговая Линейная 4 1,4 Правосторонняя круговая Левосторонняя круговая Правосторонняя круговая Линейная Левосторонняя круговая Правосторонняя круговая Линейная 1,4 1 I 1 ной станцией является такая станция, в направлении которой усиление при- емной антенны спутника сети, испытывающей помехи, оказывается наиболь- шим. Аналогично необходимо определять наиболее неблагоприятно расположен- ную земную станцию для каждой зоны обслуживания в направлении космос — Земля. Выраженное в процентах вычисленное значение ДГл/Гл необходимо срав- нить с пороговым значением 4% [7]. Если вычисленное значение не превышает порогового, то координация не требуется. В случае помех только в одной лнннн, т. е. в лнннн вверх нлн вниз, вы- раженное в процентах значение ДТз/Тз нлн ДГо/Тб необходимо сравнить с по- роговым значением 4%. В случае помех н в линии вверх, и в линии вниз, меж- ду которыми на борту спутника изменяется модуляция, необходимо сравнивать выраженное в процентах каждое из значений ДТс/Тб и ДТ3/ГЯ с пороговым зна- чением 4%. Если хотя бы одно нз рассчитанных значений для одной нз вза- имодействующих систем превышает пороговое, то координация между системам» необходима. Пример расчета. В данном примере предполагается использовать две оди- наковые спутниковые системы, каждая нз которых имеет ретранслятор с про- стым переносом частот н антенны глобального покрытия. Предполагается, что все топоцентрические углы 01=5°. При таком разносе для антенны ЗС с £>/Х>100 в соответствии с эталонной диаграммой 32—25 log0t усиление рав- но 14,5 дБ в направлении спутника другой сети. Принятые исходные данные для расчета даны в табл. 3.5. Поскольку в обеих системах предполагается использовать глобальные ан- тенны, то практически нет разницы в уровнях между полезным и мешающим сигналами, которую можно было бы иметь за счет диаграммы направленности бортовой антенны, и это является худшим случаем. Из формулы (3.2) Д7'в=7’зм+бам(0() + Об.с(в)+228,6—Lu =—37+14,5+ 4-15,5+228,6—200=21,6 дБК. Следовательно ДГо = 145 К Из формулы (3 3) Таблица 3.& Линия передачи Условные обозначения параметра1 линии Значение Размерность Земля — космос —37 дБ (ВтТц) на частоте 6175 МГц сзм(е() 14,5 ДБ G6.c<6> 15.5 дБ Ч 200 ДБ Космос — Земля м —57 дБ (Вт.Тц) на частоте 3950 МГц 15,5 дБ G3c(6f) 14.5 дБ 'd 196 ДБ 1 10 logy-15 дБ; Г-105 К. 70
Д7'а=Рс.и+0б и(»]) + 63.0(60 + 228,6—Ld=—57 + 15,5+14,5 + 2286—196= •=5,6 дБК. Следовательно, ДГ3=36 К- Из формулы (3 1) Д7'л=Д7'з+уД7’в = •=3,6+ 0,032-145 = 8,2 К. Отсюда ДТ/Т-100= (8,2 100)/105=7,8%. Таким образом, полученное значение 7,8% превышает пороговое 4%, т. е. между рассматриваемыми сетями координация необходима. Процедура координации может быть начата через шесть месяцев после даты выпуска еженедельного циркуляра, содержащего сведения, предназна- ченные для предварительного опубликования. Прн этом заявляющая новую систему Администрация направляет запрос на координацию тем Администрациям, замечания которых были получены после предварительной публикации. При запросе на координацию Админи- страция должна послать сведения о системе, перечисленные в Приложении 3 Регламента радиосвязи [7]. Одновременно указанная информация направ- ляется в МКРЧ с перечнем Администраций, которым был направлен запрос, и публикуется в еженедельном циркуляре МКРЧ. Регламент радиосвязи предусматривает сроки подтверждения получения запроса на координацию, проведения координации н возможность обращения за помощью к МКРЧ. В процессе координации Администрации должны более точно оценить уровни возможных взаимных помех н принять обоюдные шаги к решению проблемы. При этом прн необходимости могут быть рассмотрены изменения позиций ИСЗ, согла- сование параметров передаваемых сигналов, параметров антенн, мощностей пере- датчиков и т. д. Техническая процедура координации, заключающаяся в более точ- ной оценке возможных помех и выработке необходимых условий, в настоящее время Регламентом радиосвязи не оговорена. На практике при координации си- стем основываются на материалах МККР по нормам на уровень помех и методи- ке расчета. Расчет при этом ведется по шуму в канале н на выходе приемного устройства с учетом конкретных видов модуляции (см. гл. 5). Регистрация частотных присвоений. После успешного завершения коорди- нации спутниковой сети со всеми затронутыми администрациями частотные при- своения для космических и земных 1 станций могут быть зарегистрированы в справочном регистре МКРЧ. Для этого должны быть направлены заявки на ре- гистрацию в соответствии с приложением 3 Регламента радиосвязи. Заявки на регистрацию частотных присвоений, относящихся к фиксированной спутниковой службе, должны направляться в МКРЧ не ранее чем за три года и в любом случае не позднее чем за три месяца до ввода в эксплуатацию. Получив заявку на регистрацию, МКРЧ проводит экзаменацию, во время ко- торой проверяет соответствие этой заявки Конвенции электросвязи, таблице рас- пределения частот, техническим ограничениям, требуемым Регламентом радиосвя- зи (см. § 3.4), а также требованиям о координации с другими системами. При благоприятном заключении МКРЧ регистрирует заявленное частотное присвоение в Справочном регистре частот. При регистрации МКРЧ вводит специальное примечание, обозначающее предварительный характер этой записи. В течение 30 дней после ввода системы в эксплуатацию Администрация должна уведомить об этом МКРЧ и указанное примечание снимается. Планируемая дата ввода в эксплуатацию может, по просьбе Администрации, быть отложена на четыре месяца н в исключительных обстоятельствах на срок до 18 месяцев. Если в течение 30 дней после первона- чально заявленной или измененной даты не поступает подтверждения о начале использования, то после консультаций с Администрацией МКРЧ исключает запись из Справочного регистра. 3.3 ПЛАНОВОЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ПОЛОС ЧАСТОТ, РАСПРЕДЕЛЕННЫХ СПУТНИКОВОЙ ВЕЩАТЕЛЬНОЙ СЛУЖБЕ Использование полос частот, выделенных для вещательной спутниковой службы, отличается от описанного выше способа использования полос путем 1 Прн необходимости частотные присвоения для земных станций должны быть также скоординированы с наземными службами других Администраций (см. гл. 5). 71
международной координации частотных присвоений, которая применяется для всех остальных служб космической радиосвязи. В соответствии с Резолюцией 507, принятой ВАКР-1979 г... «станции радиовещательной службы должны со- здаваться и эксплуатироваться в соответствии с соглашениями и связанными с ними планами, принятыми Всемирными или Региональными конференциями..». Таким образом, предусмотрено плановое использование полос частот, перечис- ленных в табл 3.2. В то же время, учитывая возможную необходимость введе- ния вещательных систем до разработки соответствующих частотных планов, в Резолюции № 33 ВАКР-1979 предусмотрена процедура координации для веща- тельных систем, аналогичная описанной выше. В настоящее время имеется только одни План для радиовещательной спут- никовой службы в диапазонах 11,7... 12,2 ГГц (Район 3) и 11,7 — 12,5 ГГц (Район 1), разработанный БАКР в 1977 г. Этот план вступил в силу 1 января 1979 г. на 15-летний срок и может быть пересмотрен только на компетентной конференции. В соответствии с этим Планом полоса частот 11,7 ... 12,5 ГГц разбита на 40 частотных каналов (см. табл. 3.6), однако благодаря их много- кратному использованию общее число каналов на всех орбитальных позициях, распределенных в Плане, равно 984. План включает 143 страны (34 в Европе, 52 в Африке и 57 в Азии), которым выделены частотные каналы на позициях, расположенных на дуге геостационарной орбиты от 37° з. д. до 170° в д. и на 160° з. д. Разнос между соседними позициями составляет 6° (за исключением 5° между 29° в. д. и 34° в. д. и 4° между 34° в. д. и 38° в. д.). Необходимая ширина полосы частотного канала принята в Плане равной 27 МГц. Предполагается, что по этому каналу передаются программы цветного телевидения с ЧМ, однако допускаются и другие виды модуляции (например цифровая) или другие виды передаваемых сигналов (например несколько каналов звукового вещания, при условии, что уровень помех, создаваемых в других системах, не будет превышать плановый). Частотные каналы, присвоенные в Плане для одной зоны обслужива- ния, по возможности сгруппированы в пределах 400 МГц. Разнос между двумя частотными каналами, подводимыми к общей передающей антенне, превышает 40 МГц. В качестве критерия качества в Плане принято отно- шение несущая-шум (Рс/Рш) на входе приемника ЗС, равное 14 дБ для 99% времени наихудшего месяца, причем уменьшение этого значения на пути 3 мля — космос не должно превышать 0,5 дБ для 99% времени наихуд- шего месяца. При этом обеспечивается отношение размаха сигнала к невзве- шенному шуму, измеренное в номинальной полосе частот телевизионного сигнала на выходе приемного устройства на краю зоны обслуживания не менее 33,5 дБ для систем 625 строк. Учет технических возможностей реализации параметров приемных уст ройств и антенн, а также экономический анализ позволили принять для со- ставления плана следующие значения коэффициента добротности (G/Г) зем- ной станции: 6 дБ/K для индивидуального приема и 14 дБ/K для коллек- тивного приема. Таблица 3.6 Номер канала Присвоенная частота, МГц Номер какала Присвоенная частота, МГц Ног.ер канала Присвоенная частота. МГц Номер канала Присвоенная частота, МГц 1 11727,48 11 11919,28 21 12111.08 31 12302,88 2 11746 66 12 11938.46 22 1’130,26 32 1’322.06 3 11765,84 13 11957.64 23 12149,44 33 12341,24 4 11785,0° 14 11976,82 24 12168.62 34 12360.42 о 11804,20 15 11996.00 25 12187,80 35 12379,60 с 11823,38 16 12015,18 26 12206.98 36 12398,78 7 П 842,56 17 12034.36 27 12226.16 37 12417.96 8 11861.74 18 12053,54 28 12245.34 38 12437,14 9 11880,92 19 1’072,72 29 12264,52 39 12456,32 10 11900,10 20 12091,90 30 12283,70 40 12475,50 72
План основан на применении приемных антенн ЗС, имеющих ширину основного лепестка диаграммы направленности по уровню 3 дБ (фо), равную 2° для индивидуального приема и Г для коллективного приема. При этом были приняты ДН в виде функций относительного угла ф/фо (рис. 3.2)' а) для индивидуального приема с основной поляризацией в Районах 1 и 3 (кривая Л): О — 12 (ф/ф0)а -[9,0 4-201ое(ф/ф0)] — (8.5 4-251о§(ф/ф0)] — 33 для 0 < ф < 0,25 фо » 0,25 фо < ф < 0,707 ф0; » 0,707 фо <ф < 1,26ф0; » 1,26 фо < ф < 9,55 ф0; » 9,55 фо < ф; б) для коллективного приема с основной поляризацией в Районах 1, 2 и 3 (кривая А'): 0 для 0 sg ф < 0,25 ф0; — 12 (ф/ф0)2 » 0,25фо <ф < 0,86ф0; — [10,54-25 log(ф/фо)]* » 0,86фо <ф; в) для обоих типов приема с перекрестной поляризацией в Районах 1 и 3 (кривая В) — 25 для 0<ф<0,25фо; -[304-401ое(|ф/фо-1|)] » — 20 » - [30-[-20 log (|ф/фо — 1|)1 » — 30**) 0,25 фо <ф < 0,44 ф0; 0,44 фо <Ф < 1,4 ф0; 1.4фо<ф < 2ф0; Необходимые мощности бортовых передатчиков ИСЗ, зафиксированные в Плане, рассчитаны таким образом, чтобы обеспечить на границе зоны покрытия в течение 99% времени наихудшего месяца плотность потока мощности —103 дБВт/м2. Это значение определено в результате оптимизации экономиче- ских показателей систем с учетом условий совместимости с наземными служба- ми. Одновременно указано, что для систем, рассчитанных на коллективный прием, рекомендована плотность потока мощности, равная —111 дБВт/мг. Решения ВАКР—1977 допускают реализацию систем с промежуточными (между —103 н —111 дБВт/м2) значениями плотности потока мощности, эко- номически оптимальными для конкретной зоиы обслуживания [4]. Рис. 3.2. Справочные диаграммы направ леиностн приемных антенн Рис. 3 3. Справочные диаграммы направ- ленности передающих антенн *> До пересечения с прямой С, соответствующей ослаблению боковых лепестков, равному усилению антенны, далее по этой прямой. **>~До пересечения с кривой для основной поляризации, далее по этой кривой. 73
Ослабление, дб Рис. 3.4. Зависимость дополнительного ослаб- ления от угла подъема для различных клима- тических зон: А — для климатической зоны 1, В — для кли- матической зоны 2, С — &ля климатических зон 3 н 4, 1) — для климатической зоны 5 — 12 (ф/фо)* — 30 -[17,5 4-25 log (ф/ф0)]* При планировании предполага- лось, что луч передающей антенны имеет эллиптическое или круговое сечение. Минимальная ширина луча передающей антенны принята рав- ной 0,6°. Необходимое усиление пе- редающей антенны (G) определялось ио заданным угловым размерам боль- шой (с) и малой (Ь) осей эллипса, выраженным в градусах по поибли- женной формуле С«27 843/а&, или G « 44,44— 10 log а—10 log 6. Прн определении параметров пе- редающих антенн стремились к тому, чтобы разница между ЭИИМ в на- правлении границы зоны покрытия и оси луча составляла 3 дБ. (Это ус- ловие не выполнялось в зонах обслу- живания, максимальный размер ко- торых меньше 0,6°.) При расчетах пользовались ДН передающей аитениы, описываемыми следующим выражениями для поля- ризации (рис. 3.3): а) основной; для 0 < <р < 1,58 ф0; » 1,58<р0<<р $ 3,16фо » Ф>3,16ф0; б) перекрестной: — [40 4-40 log([ф/<р0 — 1|)] для — 33 » 0 < ф € 0,33 ф0; 0,33 фо <Ф < 1,67 ф0. ф> 1,67 фо- — [40 4-40 log(|ф/ф0 — 1|)[* » -Z ^-2 ГГТТП—5 ^1-4 Г^-5 Рис. 3.5. Климатические зоны * До пересечения с прямой, соответствующей ослаблению боковых лепестков, равному усилению антенны, далее по этой прямой. 74
При расчетах необходимой мощности передатчиков принималось, что по- тери на распространение складываются из потерь иа распространение в сво- бодном пространстве и дополнительного ослабления, не превышаемого в тече- ние 99% наихудшего месяца. Зависимость этого дополнительного ослабления от угла прихода представлена на рис. 3.4 для пяти климатических зон, пока- занных на рис. 3.5. При этом в Плайе в основном были выбраны углы прихо- да, при которых дополнительное ослабление не превышало бы 2 дБ. В Плане использованы две ортогональные круговые полярнзацин: 1 — правая, по часовой стрелке: вектор Е вращается по часовой стрелке в плоскости, перпендикулярной направлению распространения волны, если смот- реть в направлении распространения; 2 — левая, против часовой стрелки: вектор Е вращается против часовой стрелки. Дополнительная поляризационная развязка определялась по ДН антенн с учетом деполяризации в атмосфере. Уровень деполяризованной компоненты по отношению компоненты основной поляризации был выбран равным: —27 дБ для климатических зон 1 2 и —30 дБ для климатических зон 3, 4, 5. При выборе орбитальных позиций учитывались ограничения по углам при- хода, а также необходимость удовлетворения требованиям, чтобы перерыв ра- боты из-за затенения Солнца Землей при использовании солнечных батарей в качестве источников питания приходился на час ночи или позднее. Такое усло- вие привело к необходимости смещения позиций на запад относительно соответ- ствующих зон обслуживания на 15 ... 20°. В Плайе принято условие, что космическая станция должна удерживаться на орбите с точностью лучшей, чем ±0,1°, в направлениях север—юг и запад— восток. Допустимое отклонение оси ДН передающей антенны от номинального направления не должно превышать 0,Г в любом направлении н угловое враще- ние луча вокруг оси не должно превышать 2°. Для обеспечения защиты назем- ных служб, работающих в том же диапазоне, предусмотрено использование ис- кусственной дисперсии энергии несущей с девиацией от пика до пика, равной 600 кГц, что соответствует уменьшению спектральной плотности потока мощно- сти, измеренной в полосе 4 кГц, на 22 дБ по сравнению с соответствующим значением, измеренным но всей полосе [6]. В Плане в качестве критерия принято защитное отношение R = 31 дБ в совпадающем канале и 15 дБ в соседних каналах. Ввиду отсутствия строгого решения и экспериментальных данных в случае одновременного воздействия не- скольких помех пх мощности суммировались. При этом анализ проводился по эквивалентному запасу защитного отношения М, определенному по выражению М = — 10 log [Ю-0-1 м' + Ю-0-1 + IO-°-1 "•], где АГ, М2, Мз — защитные запасы в совпадающем, верхнем и нижнем сосед- них каналах, определяемые по формуле Л4£= 101og(Pc/SPnj)-/?i; Рс - полезная мощность сигнала на выходе приемной антенны; S PBi — сум- ма мощностей мешающих сигналов в исследуемом канале на выходе приемной антенны; Д, — требуемое защитное отношение от одиночной помехи в иссле- дуемом канале. В принятом ВАКР—1977 Плане для спутников Советского Союза выделены пять позиций на геостационарной орбите: 23°, 44°, 74°, 1'10° и 140° в. д. При этом общее число одновременно передаваемых программ равно 70, что обеспечи- вает возможность передачи не менее четырех общесоюзных программ по всей территории страны, которая покрывается восьмью зонами обслуживания, н по одной-двум программам во все союзные республики и ряд автономных республик и национальных окоугов. На рис. 3.6 показаны восемь зон обслуживания, рассчитанные по данным, зафиксированным в Плане, которые могут быть использованы для организации передачи четырех программ Центрального телевизионного вещания в пятн-шести вещательных поясах с соответствующим временным сдвигом. Характеристики частотных присвоений, выделенных для Советского Союза, приведены в [4]. Проведенный анализ показал высокую эффективность плана и близость приня- тых параметров к оптимальным [4]. 75
Рис. 3.6. Зоны обслуживания, соответствующие плановым частотным присвоениям для СССР 3.4. СПЕЦИАЛЬНЫЕ ПРАВИЛА, ОТНОСЯЩИЕСЯ К КОСМИЧЕСКИМ РАДИОСЛУЖБАМ1 Регламент радиосвязи формулирует несколько специальных правил, относя- щихся к космическим радиослужбам. Укажем здесь те из них, которые относят- ся либо ко всем, либо к фиксированной и вещательной спутниковым службам. Общие требования. Согласно п. 2612 Регламента радиосвязи космические станции должны иметь возможность немедленного выключения излучения в тех случаях, когда это необходимо. Негеостационарные спутники и их земные стан- ции должны прекращать или снижать уровень излучения на моменты, когда имеется недостаточный угловой разнос с геостационарными спутниками и созда- ется неприемлемый уровень помех [7, п. 2613]. При определении характеристик космической станции радиовещательной спутниковой службы должны использоваться все возможные технические сред- ства, позволяющие максимально уменьшить излучение на территории других стран, если нет предварительного соглашения с этими странами (п. 2674). Точность удержания ИСЗ. Космические станции на борту геостационарного ИСЗ, которые используют любую полосу частот, распределенную для фиксиро- ванной пли радиовещательной спутниковой службы (за исключением полосы 11,7 .. 12,5 ГГц), должны иметь возможность поддержания позиции с точностью ±0,1° по долготе и должны поддерживать позицию с точностью ±0,Г, за ис- ключением экспериментальпух ИСЗ, которые должны иметь точность удержа- ния по долготе ±0,5°. Космические станции, используемые в других спутниковых службах, кроме фиксированной и радиовещательной спутниковых служб должны обеспечивать точность удержания ±0,5°. Космические станции на борту геостационарного спутника, введенные в эксплуатацию до 1 января 1987 г., предварительная пуб- ликация о которых была до 1 января 1982 г, должны иметь возможность и 1 Ограничения плотности потока мощности, создаваемой у поверхности Земли излучениями космических станций, см. в гл. 5. 76
поддерживать позицию по долготе с точностью ±1°, при этом должны пред- приниматься усилия для достижения точности ±0,5°. Приведенные требования по точности удержания могут не выполняться, если данная космическая станция не создает неприемлемых помех никакой дру- гой системе. Точность наведения антенн Космические станции на борту геостационарного спутника должны иметь возможность поддержания точности наведения антенн таким образом, чтобы максимальное отклонение оси главного лепестка ДН от номинального положения не превышало 10% ширины главного лепестка по уров- ню— 3 дБ, или 0,3°. (Выбирается наибольшее из двух значений.) Требование применимо к узконаправленным антеннам, обеспечивающим по- крытие меньше глобального. Передающие антенны космических станций спутникового вещания, работаю- щих в полосе 11,7—12,5 ГГц, должны удовлетворять требованиям плана ВАКР—1977. Глава 4 ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ СПУТНИКОВЫХ ЛИНИЙ 4 1. ОСОБЕННОСТИ ЭНЕРГЕТИКИ СПУТНИКОВЫХ ЛИНИИ ЦЕЛИ И ЗАДАЧИ РАСЧЕТА Линин спутниковой связи состоят нз двух участков: Земля—спутник и спутник—Земля. В энергетическом смысле оба участка весьма напряженные: первый — из-за тенденции к уменьшению мощности передатчиков н упроще- нию земных станций, второй — из-за ограничений па массу, габаритные разме- ры и энергопотребление бортового ретранслятора, лимитирующих его мощность. Основная особенность спутниковых линий — наличие больших потерь сиг- нала, обусловленных затуханием его энергии на трассах большой физической протяженности. Так, при высоте орбиты ИСЗ, равной 36 тыс. км, затухание сигнала может достигать 200 дБ. Помимо этого основного затухания в прост- ранстве сигнал в линиях спутниковой связи подвержен влиянию большого чис- ла других факторов, таких как поглощение в атмосфере, фарадеевское враще- ние плоскости поляризации, рефракция, деполяризация и т. д. С другой стороны, на приемное устройство спутника и земной станции кроме собе- венных флук- туационных шумов воздействуют разного рода помехи в виде излучения космо- са, Солнца и планет. В этих условиях правильный и точный учет влияния всех факторов позволяет осуществить оптимальное проектирование системы, обеспе- чить ее уверенную работу в наиболее трудных условиях и в то же время ис- ключить излишние энергетические запасы, приводящие к неоправданном) уве- личению сложности земной н бортовой аппаратуры. Как указано в гл. 2, нормы иа некоторые качественные показатели спутни- ковых каналов (например, отношение сигнал шум) имеют статистический харак- тер. Это заставляет оценивать возмущающие факторы также статистически, т. е при расчетах вводить не только количественную меру воздействия того илн иного фактора, но и вероятность (частость) его появления. Необходимо учи- тывать характер и число передаваемых сигналов, а также характер их преоб- разования (обработки) в спутниковом ретрансляторе. В простейшем случае, например при передаче программ телевидения, бортовой ретранслятор работает в одноенгнальиом режиме, типичном для наземных радиорелейных линий, и лишь усиливает ретранслируемый сигнал. При передаче телефонных сигналов с многостанцнонным доступом через бортовой ретранслятор проходит несколько сигналов, разделенных по частоте, времени или форме н оказывающих взаимное влияние, которое должно учитываться прн расчете энергетики спутниковых ли- ний. Прн этом в завнсимостн от типа н назначения системы на борту может применяться та или иная обработка сигнала, вплоть до его потной регенера- 77
цин, исключающей накопление шумов и искажений, возникающих на каждом из участков трассы. В настоящей главе приводится методика, позволяющая выполнить расчет спутниковых линий как в односнгиальиом, так и в мпогосигнальном режимах. Применительно к односнгнальному режиму расчет целесообразно проводить по участкам (§ 4.3), а в миогоспгнальном режиме — либо по участкам, либо с помощио обобщенного уравнения (§ 4.4), учитывающего все эффекты и факто- ры, сопутствующие прохождению нескольких сигналов через общий тракт бор- тового ретранслятора. 4.2. УРАВНЕНИЯ СВЯЗИ ДЛЯ ДВУХ УЧАСТКОВ Структурная схема одного участка линии связи и диаграмма уровней сиг- нала приведены на рис. 4.1. Эквивалентная изотропно-излучаемая мощность (ЭИИМ) передающей стан- ции ЭИИМ = Рпер Чпер ^пер (4.1) где РПер — эффективная мощность сигнала на выходе передатчика; т]вер — ко- эффициент передачи (по мощности) волноводного тракта (КПД тракта) между передатчиком н антенной; GBBp — коэффициент усиления передающей антенны относительно изотропного излучателя. Затухание энергии в свободном пространстве, определяемое уменьшением плотности потока мощности прн удалении от излучателя, Lo = 16 л2 d2/^2, (4.2) где л — длина волны; d — наклонная дальность (расстояние между передаю- щей и приемной антеннами). Кроме этих основных потерь, как указано в § 4.1, на трассе присутствуют и дополнительные потерн £доп; полное значение потерь на трассе L^=L0L^OB. В точке приема установлена антенна с коэффициентом усиления GBP, свя- заная с приемником волноводным трактом с коэффициентом передачи цвр. При 78
представлено в виде 4л d2 /.доп (4.3) согласовании волновых сопротивлений антенны, элементов тракта н приемника мощность сигнала на входе приемника ЭИИМ X2 б?пер ®пр Чпер ^пр "пр — , . Опр Пир = , _ _« , /-о ^-доп 16 Л2 d2 /.до В таком виде полученное выражение представляет собой известную формулу, применяемую для расчета радиолиний прямой видимости [4.1]. Когда параметры антенны заданы в виде эффективной площади ее аперту- ры Snp, связанной с коэффициентом усиления соотношением Gnp = 4л SIip/X2, предыдущее выражение может быть Р пер = Pup ипер •-’пр Чпер Чир Формула (4.3) позволяет определить необходимую мощность передатчика по заданному значению мощности сигнала на входе приемника. Отметим, что в нее не входит длина волны Следовательно, когда передающая антенна имеет постоянный коэффициент усиления па всех частотах, а приемная — постоянную эффективную площадь апертуры (может эффективно работать по мере возра- стания частоты), мощность сигнала на входе приемника в первом приближении не зависит от частоты (в действительности некоторая зависимость от частоты имеется, так как /.доп в значительной степени определяется диапазоном частот). При расчете липни часто оказывается заданной ие мощность сигналу на входе приемника, а отношение сигнал-шум на входе приемника (Рс'Рш)вх, тогда в формулу (4.3) следует подставить Рвр=Рш(Рс1Рш)вт., где Рш — пол- ная мощность шума на входе приемника. Поскольку в диапазонах частот, где работают спутниковые системы, шумы, создаваемые различными источниками, имеют аддитивный характер, их суммар- ная мощность выражается формулой = (4.4) где k= 1,38-10-23 Вт/Гц-град — постоянная Больцмана: — эквивалентная шумовая температура всей приемной системы с учетом внутренних и внешних шумов; Д/ш — эквивалентная (энергетическая) шумовая полоса приемника. Структурная схема и диаграмма уровней линии спутниковой связи, состоя- щей из двух участков, приведены на рис. 4.2. Воспользовавшись формулами (4.1), (4.4), для этих участков можно записать следующие соотношения: для участка Земля—спутник1 р = 16 допР,п.б / Рс \ ПеР'3 Gnep.3 Gup.6 4iep.3 %р.б \ Ах.б ’ Где ₽шб=ИХбАи для участка спутник — Земля р = 16n2d22L2 доДРш з / рс \ ПеР’6 Guep.6 Gnp.s ^пер.б %р.з ' ₽ш / вх з где ^ш.з == & A f ш,8. Чтобы перейти от уравнений для отдельных участков к общему уравнению для всей линии, необходимо установить связь между отношениями сигнал-шум иа выходе линии и на каждом из участков. Как указано в § 4.1, в отсутствие 1 Здесь и далее всем показателям, относящимся к земной аппаратуре, присваи- вается индекс «з», а показателям, относящимся к бортовой аппаратуре — ин- декс «б»; величины, относящиеся к участку Земля—спутник, имеют индекс «1», относящиеся к участку спутник—Земля — индекс «2». 79
Уровень мощности, дБ Вт Рис. 4.2. Структурная схема и диаграмма уровней линки связи из двух участков обработки сигнала на борту происходит сложение шумов каждого из участ- ков; при этом суммарное отношение сигнал-шум на конце линии связи (Рш/РеК = (Рш/Рс)вх с + (Рш/Рс)„ _ (4.5) Очевидно, что отношение сигнал-шум на каждом из участков должно быть выше, чем на конце липин: (Рс/Рш)в- б — а (Рс/Рш)т’ (Рс/Рщ)вт з ~ b (Рс/Рш),. (4.6) Из (4.5) и (4.6) следует, что а = ЪЦЬ—\). (4.7) Выражение (4.7) позволяет распределить заданное отношение (Рс/Рш)2 по Двум участкам линии связи. Например, задавшись превышением отношения сиг- нал-шум на участке спутник—Земля, равным 1 дБ (fc= 1,26), найдем, что необ- ходимое превышение па участке Земля—спутник должно составлять 7 дБ (о~ «5). Приведенное распределение коэффициентов запаса а и Ъ предполагает, что полосы шумов бортового ретранслятора и земного приемника равны; если Д/гп.з<Л/ш.б, то мощность шума на входе бортового приемника следует вычис- лять в полосе Д^ш.з. С учетом изложенного уравнения для линии спутниковой связи, состоящей из двух участков, окончательно примут вид: для участка Земля—спутник _ 16д2 d*i Li доп kTz 6 & /ш,а Рс \ ПеРЭ ^р-Лб^ерДр/ для участка спутник — Земля _ 16 я2 доп тдв А /ш.а / Рс \ пер.б is Q G п п \ Р А-' • пер.б пр.з ^пер б шр.з ' Ь во
4.3. ОБОБЩЕННОЕ УРАВНЕНИЕ ЛИНИИ И СИСТЕМЫ СВЯЗИ Для решения задач, связанных с оптимизацией параметров спутниковых си- стем, и обоснованного распределения затуханий и шумов по участкам липин связи целесообразно использовать обобшенпое энергетическое уравнение, связы- вающее параметры обоих участков. Применительно к односигнальному режиму работы ретранслятора оно мо- жет быть получено па основе следующих соотношений. Мощность сигнала пере- дающей земной станции на входе бортового приемника ЭИИМ8 Рс.вх.6= L °пр6%р.б (4.10) il Поскольку выходная мощность ретранслятора в односнгнальном режиме расходуется на передачу только сигнала и шума, то доля бортовой ЭИИМ, при- ходящаяся на излучение сигнала, ЭИИМб Рс вх б ЭИИМ. „ = —--------с‘° - «ЭИИМб, б-с р -Д-Р с.вх б ш б так как Рс.Вхб»Рш.в, а доля ЭИИМ, приходящаяся на излучение шума, эиимб ш = ЭИИМб Ри6/(Рсвхб+ рш б) « ЭИИМб Рш.б/Рс вх 6. (4 И) Мощность сигнала ИСЗ на входе приемника земной станции р = ЭИИМ-„ riG / (4.12) С-ВХ.З бс 'пр.э пр.з/ 2.2 ' Мощность шума от ИСЗ (шума участка Земля — ИСЗ) на входе приемника земной станнин Ли.з-6 = ЭИИМШ,6 Gnp 9Ппр з/ Е£2. (4.13) Мощность собственных шумов приемной станции Рш з, а результирующее отношение сигнал шум на входе приемной земной станции (Рс/Рш)а = Рс.вх.з/(рш в.б + ₽ш.з)- (4-14) Подставляя в (4.14) значения из (4.10)—(4.13), после преобразовании по- лучим: (_Рс\ ЭИИМ3ЭИИМб6прз0прбг)прзт)пр.6 \ Рш х ЭИИМ, Gnp,б г)пр.в Рш,3 + ЭИИМ, G„p „ Ппр,3 Рш.б ’ Аналогично можно получить обобщенное энергетическое уравнение для си- стемы спутниковой связи, состоящей нз п земных станций, работающих через общий ствол бортового ретранслятора Структурная схема такой системы при- ведена на рис. 4.3. Передатчик земной стан- ции излучает сигнал в сторону ИСЗ; мощ- ность этого сигнала на входе спутниково- го ретранслятора определяется формулой (4.10). Одновременно с этим сигналом на вход ретранслятора воздействуют сигналы других п—1 земных станций системы, ко- торые для первого сигнала представляются помехой, а также флуктуационный шум участка Земля — спутник. Полная мощ- ность помех на входе ретранслятора п—1 ^n.6=S V^i + Pm-e. (4 16) 4=1 Рис. 4.3. Структурная схема многостав- цпонной системы связи где s — коэффициент, учитывающий относительное различие мощности ме- 81
шающих сигналов; р — коэффициент, учитывающий время существования ме- шающих сигналов. Аддитивная смесь сигнала, помех и шума усиливается в общем тракте ре- транслятора и излучается в сторону земных станций системы. Одиако наличие в тракте ретранслятора элементов с нелинейными амплитудными в фазовыми характеристиками, а также элементов с AM—ФМ преобразованием (см. далее- гл. 7) приводит в общем случае к подавлению сигнала н появлению соответст- вующих помех Рп и Рдм.фм • которые также излучаются ретранслятором. Выходная мощность ретранслятора, приходящаяся на сигнал одной станции, ^елх-Л сР6^ЭИИМв6прб “ рс.вх.б + Рп.б + Р» Р + ₽АМ-ФМ 41 S / где • 2 Рп = 2 sp Pci + Рш.б + рн р + рам.ФМ; 1=1 с — коэффициент использования выходной мощности ретранслятора в мно- госнгнальном режиме; КП — коэффициент подавления сигнала помехой. Остальная часть мощности ретранслятора расходуется на излучение других сигналов и помех. Обобщенное уравнение, связывающее энергетические параметры многостан- ционной системы спутниковой связи, ЭИИМз ЭИИМ« °пр.з Gnp 6 Чпр.3 %Р.б Рп S 41 4г эиимбСспр8>)др 4г __________ п эиимаСпр.бппр.б 2jsp-------у-------- 1-1 АМ-ФМ (4 18) К этом уравнении первый сомножитель определяет мощность сигнала на входе приемника, а второй — содержит все составляющие помех, возникающих при многостанционном доступе. Полученное выражение является общим для всех методов разделения сиг- налов в ретрансляторе; специфика каждого метода учитывается в (4.18) соот- ветствующими коэффициентами. Например, при временном разделении выходная мощность ретранслятора используется полностью, каждый сигнал занимает всю полосу частот приемника и помехи в виде соседних сигналов не совпадают по времени с основным сигналом, следовательно, с=1, Z«l, р=0; при частотном разделении с<1, р=1 н 1та\!п. 4.4. ПОГЛОЩЕНИЕ ЭНЕРГИИ СИГНАЛА В АТМОСФЕРЕ Прежде чем воспользоваться для расчета приведенными в § 4.2, 4.3 уравне- ниями, необходимо дать количественное определение входящих в них дополни- тельных потерь энергии сигнала и шумов внешнего (атмосферного) и внутрен- него (аппаратурного) происхождения. В диапазонах частот, выделенных для спутниковых систем, влияние атмо- сферы проявляется в виде ослабления (поглощения) радиоволн в тропосфере и ионосфере, искривления траектории радиолуча в результате рефракции, изме- нения формы и вращения плоскости поляризации радиоволн и появления по- мех, обусловленных тепловым излучением атмосферы и шумами поглощения. Рассмотрим первый из перечисленных факторов — поглощение радиоволн в атмосфере, количественная оценка которого определяется коэффициентом Установлено, что в диапазонах частот выше 500 МГц основной вклад поглоще- ния определяется тропосферой, точнее газами тропосферы — кислородом и во- 82
дянымй парами, а также дождем и прочими гидрометеорами (ионосфера и «стальные газы тропосферы, например двуокись углерода или азот, играют ма- лую роль). Для количественной оценки удобно воспользоваться следующей формулой: (а = (-о, + ^Н,О (4.19) где £'о2 и £'н.о — коэффициенты погонного поглощения (дБ/км) в кислороде и водяных парах; (ь /2 — эквивалентная длина пути сигнала в этих средах со- ответственно. Коэффициенты поглощения для стандартизованной атмосферы определены в [4.2] — [4.4] и представлены иа рис. 4.4, из которого следует, что поглощение имеет ярко выраженный частотно-зависимый характер; наблюдаются резонанс- ные пики на частотах 22 п 165 ГГц (для водяных паров), а также 60 н 120 ГГц (для кислорода). Эквивалентная длина пути сигнала в стандартной атмосфере, очевидно, за- висит не только от эквивалентной толщины атмосферы, но также от угла ме- ста антенны земной станции р и высоты земной станции над уровнем моря h3: li = ( hOt — ha) cosec р; l3 = ( h'HtO — ha) cosec ₽, (4.20) где /г'о2 и й'н.о — эквивалентная толщина атмосферы для кислорода и води- мых паров [4.3]. Результаты вычислений по формулам (4 19) и (4 20) с учетом данных [4 4] приведены на рис. 4.5; они определяют поглощение в спокойной (иевозмущеи- ной) атмосфере без гидрометеоров, которое представляет собой как бы по- стоянную составляющую потерь, имеющих место в течение 100% времени. Оценка затухания сигнала в гидрометеорах £д = £'д1в (4 21) оказывается задачей, более сложной, чем в спокойной атмосфере, поскольку поглощение в этом случае зависит от вида гидрометеоров (дождь, снег, туман), интенсивности осадков, размеров зоны их выпадения и распределения интен- сивности по зоне и распределения размеров частиц гидрометеоров. Эти факторы влияют как на коэффициент погонного поглощения Ь'я, так и на эквивалентную длину пути сигнала 1з в формуле (4.21) Наибольшее ослабление сигнала вно- Рис 4 4 Зависимость коэффициента пог.то щения для кислорода О- и водяных паров Н;О от частоты Рис. 4.5. Частотная зависимость поглоще- ния радиоволн в спокойной атмосфере (без дождя) при различных углах места 83
сят жидкие гидрометеоры — дождь, туман, мокрый снег: ослабление в твердых структурах (град, сухой снег) значительно меньше. Наличие взвешенных ча- стиц — аэрозолей — практически не влияет на поглощение сигнала и в обычных условиях может не учитываться. Усредненные на основании многочисленных измерений и рекомендованные МККР значения погонных коэффициентов поглощения в дожде различной ин- тенсивности приведены на рис. 4.6. Эти зависимости в диапазоне интенсивно- сти дождя 0,1^ег£40 м.м/ч и диапазоне частот 4^[^30 ГГц с погрешностью ие более 20% можно аппроксимировать выражением £'д(е, f) = 4[l + (f/fo)5lexp(e, е0), (4 22) где А — константа; [0= 12,5 ГГц; е0=17,5 мм/ч. Значения 13, вычисленные для различных интенсивностей дождя [4.5] с уче- том пространственной локализации ядра дождевой зоны, приведены на рис. 4.7, из которого следует, что эквивалентная длина пути сигнала при больших ин- тенсивностях существенно меньше, чем геометрическая, определимая по форму- ле 13= (йд—/13)cosec р, где йд — эквивалентная толщина дождевой зоны. Этот количественный результат подтверждает хорошо известное положение о том, что дожди большой интенсивности, как правило, сильно локализованы. Пользуясь рис. 4.6 и 4.7, можно рассчитать поглощение в дождях различ- ной интенсивности. При этом необходимо решить еще один важный вопрос — о статистике, т. е. распределении вероятностей выпадения осадков различной ин- тенсивности. Эта задача не поддается теоретическому решению и полностью ба- зируется на экспериментальных данных метеорологии. Однако при использовании этих данных следует иметь в виду, что они имеют приемлемую достоверность при обработке результатов не менее чем за 7—10 лет, относятся к определен- ной точке Земли и, строго говоря, не могут быть экстраполированы иа всю об- ласть обслуживания ИСЗ. которая может охватывать несколько климатических зон; обычно характеризуют среднегодовое или среднемесячное количество осад- ков (т. е. дают распределения, усредненные за год или месяц), тогда как дей- ствующие нормы МККР и ЕАСС требуют знания среднечасовых и среднеминут- иых распределений. Наиболее полные данные по статистике дождей на территории СССР при- ведены в [19]. На рис. 4.8 показана условная карта районирования СССР по интенсивности осадков, а на рис. 4.9 и 4.10 — статистические распределения среднеминутных значений интенсивности дождей в различных климатических районах; при этом номера кривых на рис. 4.9 и 4.10 соответствуют номерам климатических районов на рнс. 4.8. Следует отметить, что эти распределения относятся к наихудшему месяцу года и ожидаемая частость появления осадков с распределением, близким к указанным, для различных климатических районов составляет от 2 до 4 раз за 5 лет [19]. Распределение среднемпнутной ннтен- Рис. 4.6. Частотная зависимость коэффициента по- глощения сигнала в дожде различной интенсив- ности Рис. 4.7. Зависимость эквивалентной длины пути сигнала в дожде различной интенсивности от уг- лов места антенны земной станции 84
Рис. 4 8 Карта районирования территории СССР по интенсивности дождей сивности осадков, вычисленное в среднем за год, очевидно, будет отличным от приведенных. Ориентировочные коэффициенты пересчета от наихудшего месяца к среднему году приведены в табл. 4.1 [19]. Таблица 4 I е, мм,'ч 7'д<е)мес'Тд<е>год «ля Районов I 3 4 10 20 5 4.5 4—4,5 2-3 50 7.5 6.3 6,5 4,5 100 9 8 8—8.5 5—7 Укажем также соотношения между среднесуточной, среднечасовой и средне- минутной интенсивностью осадков, которые могут оказаться полезными в отсут- ствие местных данных о среднеминутиой интенсивности. Анализ многочисленных отечественных и зарубежных результатов метеонаблюдений показывает, что для климатических районов с умеренной интенсивностью осадков (Европа, Европей- ская часть СССР, Сибирь) в диапазоне вероятностей 0,001 ... 1% с погрешностью не более 20% можно принять е(т=1 мин) »5е (т 1 сутки); е(т —1 мин) ~ (1,3 ч- 1,5) е (т = 1 ч). Функция распределения потерь сигнала в дожде, очевидно, определяется распределением интенсивности осадков и функциональной зависимостью коэффи- циентов погонного поглощения от интенсивности осадков, представленной фор- мулой (4.22). Обработка статистических данных, представленных на рис. 4.9 и 4.10, пока- зывает, что средиеминутные распределения интенсивности дождя подчиняются логарифмнческн-нормальному закону 1 ш (е) =----- ехр е ое у2п (log е—log/п)2 2°3е (4.23) где о2е и т — дисперсия и среднее значение распределения. На основании приведенных данных можно определить затихание радиоволи в дожде, не превышаемое в течение заданного процента времени года нлн наи- худшего месяца. Результаты расчета, выполненного применительно к Европей- ской части территории СССР (на основе усредненных распределений по 1, 2, 3, 4 и 5 му климатическим районам), для наиболее употребительных значений 85
ffj тд*/* Рис. 4.9. Статистические распределения среднемииутпых значений интенсивности дождей: а — Европейская территория; б — Кавказ ~ вероятности Тд=1 и 0,1% приведены иа рис. 4.11 в виде зависимости затухания в дожде £ч от частоты f и угла места антенны земной станции р. Следующим по своему значению поглотителем энергии радиоволн является туман Интенсивность тумана измеряется дальностью предельной оптической ви- димости S (в метрах), а его поглощаюшая способность L'T (в дБ/км) опреде- ляется абсолютной влажностью р (в г/м3). Связь этих параметров может быть представлена в виде эмпирических формул [4.6]: p=3S-<3; £'т=0,483р/Х2. 86
g-j Рис 4.10. Статистические распределения среднемикутвых значений интенсивности дождей: а — Средняя Азия н Казахстан; б — Сибирь и Дальний Восток Средняя вертикальная протяженность тумана мала и обычно не превышает 0,5... 0,6 км, зато горизонтальная протяженность может достигать 100 км, а продолжительность существования этой области может быть значительно боль- шей, чем дождевой. На рис. 4.12 приведены кривые [4.6], позволяющие опреде- лить статистическое значение поглощения в тумане иа частоте 4 ГГц для кли- матических зон Европы, подобных 1-му и 2-му климатическим районам СССР; на остальной части территории СССР такое поглощение будет наблюдаться зна- чительно реже. Для некоторых климатических районов СССР значительное влияние на уро- вень принимаемых сигналов может оказывать снег (особенно мокрый), а также град. Коэффициент погонного поглощения в сухом снеге н граде L'c.c значи- 87
h,ja 5 10 SO f,/Tu Puc. 4.11. Зависимость статистического поглощения сигнала в дожде прн различных Гд Рис. 4.12. Интегральное распределение по- терь в тумане при различных углах места тельно меньше, чем в дожде той же интенсивности: соотношения L'c с н L'n прн интенсивности осадков 10 мм/ч для различных диапазонов частот представ- лены в табл. 4.2 [19] Поглощение, вызываемое мокрым снегом, примерно такое же, как в дожде равной интенсивности, однако в отдель- ных случаях (прн выпадении крупных хлопьев мокрого снега) оно может ока- заться в 4 . 6 раз большим, чем в дож- де. Эксперименты показывают, что это явление достаточно редко, и при расче- тах для наихудшего месяца следует практически учитывать лишь поглоще- ние в дожде. Ионосфера тоже оказывает влия- ние на условия прохождения радиоволн, однако поглощение в ней ла частотах выше 1 ГГц чрезвычайно мало и в со- ответствии с 4 6] Ги»2500//2 не пре- вышает 2,5-10-3 дБ даже при низких углах места антенны. Таблица 4 2 /. ГГц 8 11 18 25 35 1-'с с, дБ/км 0,0067 0,0107 0.0312 0,0362 0,281 дБ/км 0,085 0,24 0,78 1,5 2.6 88
4.6. ПОТЕРИ ИЗ-ЗА РЕФРАКЦИИ И НЕТОЧНОСТИ НАВЕДЕНИЯ АНТЕННЫ НА ИСЗ Перейдем к оценке потерь энергии сигнала из-за рефракции, т. е. искривле- ния траектории сигнала при прохождении через атмосферу (ионосферу и тропо- сферу) Ионосферную рефракцию (в градусах) можно определить по форму- ле [4 7] 57,3 cos Р и /* sin* р из которой следует, что она обратно пропорциональна квадрату частоты и ста- новится пренебрежимо малой при [>5 ГГц. Тропосферная рефракция не зави- сит от частоты. Для стандартной модели атмосферы при малых углах места постоянная (регулярная) составляющая тропосферной рефракции в градусах бтр«(л—l)ctgp. Полная рефракция б=би+бтр представлена на рис. 4 13 [4.7] (тропосферная рефракция показана сплошными линиями, ионосферная — штриховой). Влияние рефракции при работе спутниковых систем сказывается в том, что увеличивается область поиска ИСЗ антенной земной станции на не- бесной сфере; может произойти «потеря» спутника прн программном наведении антенны в области малых углов места; возникают потери сигнала в неподвиж- ных приемных антеннах, ориентированных в направлении истинного положения спутника. Эти следствия рефракции могут быть устранены или сведены к минимуму в результате априорного учета регулярной составляющей рефракции иа основа- нии приведенных здесь данных, поскольку нерегулярные флуктуации рефракции обычно малы и не превышают 40" при углах места р^5°. При автоматическом наведении антенн по максимуму приходящего сигнала влияние рефракции прак- тически исключается. Однако прн этом появляется новая составляющая потерь— потери из-за неточности наведения антенн земных станций на ИСЗ; она опреде- ляется угловым отклонением оси главного лепестка ДН от истинного направле- ния на ЙСЗ, а также шириной и формой этого лепестка. Обычно пользуются отпой из следующих аппроксимаций формы диаграммы в пределах основной части главного лепестка: , /2л/? . \ Jj(—БШф j °(<₽) ~ 2 2^ “ ~ 1 + (Ф/ДЧРо.5)2 ’ —-—sin <р Л где J, — функция Бесселя 1-го рода от действительного аргумента; R — радиус зеркала антенны. Тогда потери наведения LB = G (<р = 0)/G (<₽)«!+ (Ф/Дф5.о)а- (4.24) В современных системах наведения управление антенной обычно ведется по двум осям (например, азимутальной и угломестной). При этом угловая ошиб- ка наведения по каждой из осей может быть представлена суммой трех компо- нент фд р = Фм + Ффл + Фю где <рм — угловая ошибка из-за несовершенства механической части системы (люфтов шестерен и деформаций зеркала); <рфЛ — флуктуационная ошибка нз- за влияния шумов в каналах слежения; ф« — динамическая (скоростная) ошиб- ка, обусловленная движением антенны при слежении. Первая компонента зависит от конструкции антенны и обычно задается в паспортных данных антенны (статистика ее не приводится); вторая вычисляет- ся по ожидаемому отношению сигнал-шум в каналах приема н имеет нормаль- ное распределение с параметрами ЩфЛ, ОфЛ; третья зависит от скорости отно- 88
Рис 4.13. Зависимость атмо- Рис 4.14. Интегральнее распределение угловых скоростей сферной рефракции от ча- перемещения ИСЗ относительно наземных пунктов СТОТЫ сительиого перемещения ИСЗ и может быть определена на основании данных о параметрах орбиты в результате решения уравнения фо(0 = Kcl»(OH где К, — коэффициент передачи канала слежения; v — скорость спутника в пространстве; г — единичный радиус-вектор, d — расстояние до спутника (на- клонная дальность). Это уравнение решается регулярно при расчете целеуказаний для земных станции системы, поэтому для определения значения qpc(Z) достаточно провести статистическую обработку этих целеуказаний для нескольких земных станций системы. Результаты такой обработки, выполненной применительно к спутникам типов «Молния» и «Экран», показаны на рис. 4.14, из которого следует, что наибольшие скорости перемещения ИСЗ типа «Молния» не превышают 0,2 град/с, а для геостационарных ИСЗ еще меньше. Распределение С(<о) близ- ко к нормальному; соответственно плотность вероятности угловой ошибки на ведения в каждой плоскости 1 Г (<₽ + <Рм — "Чи — те)2] ____ Г <4 25) Выражения (4.24) и (4.25) позволяют рассчитать значение и плотность ве- роятности ошибок наведения антенны по каждой из осей. Суммарная ошибка наведения в картинной плоскости определяется известным правилом Фх =О Ф% + Фа₽. а плотность вероятности ошибок подчиняется обобщенному закону Рэлея: «> ( Фх) = ( Фх/ °ф£ ) еХР [ — 0 >5 ф^ °ф£ ] • <4.26) Соответственно функция распределения потерь из-за наведения антенны w(£H) =w[l+(<р£/Д <р0 5)«] (4.27) с учетом (4.26). »0
4.6. ФАЗОВЫЕ ЭФФЕКТЫ В АТМОСФЕРЕ С влиянием атмосферы связаны эффект Фарадея и вытекающее из него следствие — фазовая дисперсия сигналов. Как известно, эффект Фарадея обус- ловлен тем, что при распространении линейно-поляризованной волны qepesi ионосферу под действием магнитного поля Земли происходит расщепление этой волны па две составляющие, которые распространяются с различными скоро- стями. Следовательно, между ними появляется фазовый сдвиг, который приво- дит к повороту плоскости поляризации суммарной волны. При некоторых упрощающих предположениях [4.7] угол поворота плоско- сти поляризации 2.37.101’//2. Результаты расчетов ио этой формуле для нескольких значении частоты и углов места антенны приведены в табл. 4.3, из которой следует, что эффект Таблица 4.3 /. ГГц 0.1 0.3 1 2 5 10 W, град 0=00” 2400 95 25 6 1 0,3 0=0” 6000 230 СО 18 3 0,1 Фарадея приводит к заметному изменению направления вектора поляризации на частотах ниже 5 ГГц; на частотах выше 10 ГГц с этим явлением можно не считаться. Влияние этого эффекта сказывается в том, что при использовании для связи сигналов с линейной поляризацией будут возникать потери сигнала между коллинеарными антеннами (передающей и приемной) £ф = 20 lg cos <F. Во избежание этого на частотах ниже 10 ГГц в спутниковых системах ис- пользуется исключительно круговая поляризация; в более высоких диапазонах фазовые эффекты не препятствуют применению линейной поляризации. Фазо- вые эффекты в атмосфере, точнее их частотно-зависимый характер, приводят к появлению фазовой дисперсии компонент передаваемых сигналов и, следова- тельно, к их искажению при приеме. Подобно фарадеевскому вращению эти эффекты обратно пропорциональны квадрату частоты. Полный сдвиг фазы сиг- нала 2л/ - Yo = __L №. где п — показатель преломления атмосферы; с — скорость света; групповое время запаздывания сигнала т = d Чо/dt. Приближенное значение разности группового времени запаздывания Дт для крайних составляющих широкополосного сигнала с полосой Д/ должно быть та- ким, чтобы не было искажений сигнала. Таблица 4.4 У, ГГц 0,5 1 5 10 Д/. МГц 10 25 270 750 91
Для количественной оценки широкополосностн атмосферы примем ДтД[= =0,1, тогда Д/З-10_|1[3- Результаты расчетов по этой формуле приведены в табл. 4.4, из которой следует, что наибольшая полоса сигнала, который мо- жет быть передан через атмосферу без фазовых искажений, составляет пример- но 25 МГц в диапазоне 1 ГГц и возрастает до 270 МГц в диапазоне 4. . 6 ГГц. Указанные ограничения следует иметь в виду при проектировании широко- полосных ТВ и ТЛФ линий, в особенности на частоте ниже 4 ГГц. 4.7. ПОТЕРИ ИЗ-ЗА НЕСОГЛАСОВАННОСТИ ПОЛЯРИЗАЦИЙ АНТЕНН Согласно [4.7] нормированный коэффициент передачи энергии между двумя антеннами в самом общем случае, когда обе антенны имеют эллиптическую по- ляризацию, 1 « = Т 4£i£a (1-е\)(1-^3) (1+е21)(1+еа2) cos 2¥ (4.28) (1-|-е\)(1+е®а) где и е2 — коэффициенты эллиптичности (отношение малой полуоси эллипса к большой) поляризации передающей и приемной антенн соответственно; 'Г — угол между соответствующими полуосями эллипсов поляризации передающей и приемной антенн. Зная относительные положения и параметры эллипсов поляризации антенн, можно по формуле (4.28) определить потерн мощности сигнала Ln для данной приемной антенны по сравнению с антенной, эллипс поляризации которой сов- падает с эллипсом поляризации передающей антенны. На рис. 4.15 представле- ны кривые максимальных потерь при V=90o для различных значений эллиптич- ности поляризации, а в табл. 4.5 приведены значения коэффициента передачи для различных комбинаций поляризаций передающей н приемной антенн. Как следует нз табл. 4.5, при линейной поляризации обеих антенн коэффи- циент передачи получается максимальным в том случае, когда оба вектора по- ляризации коллинеарны. Очевидно, что при связи через космические объекты это условие нарушается как вследствие изменения взаимного расположения объекта и земной станции, так и из-за рассмотренных выше фазовых эффектов в атмосфере. Поэтому в диапазоне частот 1 ... 10 ГГц предпочтительной считает- ся круговая поляризация; на частоте выше 10 ГГц выбор вида поляризации определяется в основном эффектами деполяризации сигналов в атмосфере, ко- торые рассматриваются ниже. Статистическая оценка поляризационных потерь пе представляется возмож- ной, поэтому при расчетах энергетики спутниковых линий следует принимать нх постоянными, т. е. существующими 100% времени. 92
4.8. ДЕПОЛЯРИЗАЦИЯ СИГНАЛОВ В АТМОСФЕРЕ В связи с освоением диапазонов частот выше 10 ГГц в применением в спутниковых системах поляризационного разделения представляет практический интерес описание еще одного эффекта, связанного с прохождением радиоволн через атмосферу. — эффекта деполяризации в гидрометеорах. Ранее (см. § 4.5) прн рассмотрении явления поглощения сигнала в гидро- метеорах не делалось никаких оговорок относительно формы частиц гидрометео- ров, точнее, подразумевалось, что они сфернчпы. Такая модель гидрометеоров ие порождает явления деполяризации. В действительности форма естественных гидрометеоров н в первую очередь капель дождя (основной фактор поглощения) не только несферичиа, но при наклонном падении даже несимметрична относи- тельно вертикальной осн. Это приводит к появлению различного затухания и различного фазового сдвига для вертикальной и горизонтальной составляющих, а следовательно, является причиной деполяризации радиоволны и появления кросс поляризационной компоненты в точке приема. Так, прн общем затухании 30... 40 дБ различие в затуханиях воли с горизонтальной и вертикальной поля- ризациями (так называемое дифференциальное затухание) ГдИф=/-гор—Гверт достигает G...8 дБ на частотах 20... 30 ГГц. Деполяризация сигнала приводит к образованию кросс-полярпзацнонной компоненты, которая оценивается коэффициентом развязки кросс-поляризацион- ных сигналов (РКП), представляющим собой отношение мощностей сигналов с нормальной и ортогональной поляризациями. Зависимость РКП от затухания в дожде представлена на рпс. 4.16 [4.8], нз которого следует, что при 1д^20-~ -4-30 дБ значение кросс-поляризационной компоненты может достигать —(15— —10) дБ н представлять ощутимую помеху для приема. Частотная характери- стика РКП прн постоянной интенсивности дождя (е=100 мм/ч) представлена на рис. 4.17; она указывает на уменьшение кросс-поляризации с ростом частоты н корреляцию РКП с интенсивностью дождя. Наличие этой корреляции отмеча- ется также в [4.9] с дополнением, что статистика должна быть многолетней. Все сказанное относится к радиоволнам с круговой поляризацией. Волны с линейной поляризацией, строго говоря, не должны порождать кросс-поляриза- ционные составляющие. Однако это справедливо для дождей с вертикальным падением и симметричной формой частиц. В действительности всегда имеет ме- сто наклонное падение, причем фактический наклон капель дождя не всегда соответствует наклону ливня, так как в общем ливне существуют капли с по- ложительным и отрицательным наклонами при общем дисбалансе, соответствую- щем наклону ливня. Из-за этих факторов линейно-поляризованные радиоволны также будут испытывать деполяризацию, в особенности когда наклон вектора поляризации отличен от угла наклона ливня. Максимальная деполяризация, очевидно, будет при относительном наклоне вектора поляризации иа 45°, и тео- рия предсказывает, что уровень кросс-поляризации будет прн этом таким же, как и для круговой поляризации. Изложенное хорошо иллюстрируется рис. 4.18 (составленным по материалам [4.8], [4.10] и [4.11]), па котором показаны за- висимости кросс-поляризационной составляющей от затухания в дожде на ча- Рис 4 16 Зависимость коэффициента кросс-поляризации от затухания я дожде Рис. 4.17. Частотная зависимость коэф фициента кросс-поляризации от зату- хания в дожде 93
стоте 20 ГГц для: / — круговой поляризации (эксперимент, медианное значе- ние); 2 — вертикальной поляризации (теория) для нулевого угла наклона лив- ня; 3 — вертикальной поляризации (экспериментальные точки для углов накло- на 15...25°); 4 — вертикальной поляризации (экспериментальные крестики) для углов наклона 45°. Из рнс. 4.18 следует, что Рис. 4.18. Зависимость коэффициен- та кросс-поляризации радиоволн от потерь в гидрометеорах теоретически радиоволны с линейной (верти- кальной) поляризацией меньше подвержены деполяризации, однако иа практике это раз- личие нивелируется, а при наклоне вектора поляризации на 45° (что будет иметь место для земных станций, расположенных в уда- ленных по долготе точках зоны обслужива- ния ИСЗ) оно практически исчезает Приведенные материалы позволяют сде- лать важные практические выводы. 1. Явление деполяризации сигнала на вы- соких частотах (выше 5 ГГц) связано с пог- лощением радиоволн в гидрометеорах, и, сле- довательно, статистическая количественна» оценка этого явления должна коррелироваться со статистикой дождя. 2. Для средних климатических условий СССР, где интенсивность дождя невелика, рассматриваемое явление будет приводить к появлению реальных по- мех (РКП^25 дБ): для систем ТВ вещания [е(1%)^5 мм/ч] — иа частотах выше 18 ГГц; для систем ТЛФ связи [е(0,01 % 12,5 мм/ч] — па частотах вы- ше 12 ГГц. 3. Теоретически линейная (вертикальная) поляризация предпочтительнее круговой, однако из-за трудности практической реализации этих преимуществ во всей зоне обслуживания ИСЗ вопрос о выборе вида поляризации: на частотах выше 10 ГГц не может быть решен на основании только этого явления и тре- бует анализа других факторов. 4.9. ШУМЫ АТМОСФЕРЫ, ПЛАНЕТ И ПРИЕМНЫХ СИСТЕМ При расчете энергетики спутниковых радиолиний является важным опреде- ление полной мощности шумов, создаваемых на входе приемного устройств» спутника и земной станции различными источниками. Как показано в § 4.2, мощность шума на входе приемника может быть оп- ределена по формуле (4.4); дадим количественную оценку входящих в нее ве- личии. Эквивалентная (энергетическая) шумовая полоса приемника ‘'b-TPST-H* [где К(/) — частотная характеристика ПЧ тракта приемника] обычно несколь- ко шире полосы частот тракта ПЧ Д/о?- Если принять Д/ш—Y^A-'-t. то значения коэффициентов у для п одноконтурных (yi) и двухконтурных (уг) каскадов УПЧ приведены в табл. 4.6. Таблица 4 6 п 1 2 3 5 10 V1 1.57 1,22 1.15 1,11 1,09 V2 1.11 1,038 1.022 1,01 1,002 94
Полная эквивалентная шумовая температура приемной системы, состоящей из антенны, волноводного тракта и собственно приемника (пересчитанная к об- лучателю антенны), = Тд -|- То [(1 'Пн)/‘Чв1 T'np/’lai (4.29) тде Та — эквивалентная шумовая температура антенны; То — абсолютная тем- пература среды (290 К); Тпр — эквивалентная шумовая температура приемни- ка, обусловленная его внутренними шумами; — коэффициент передачи вол- новодного тракта. Задачей настоящего параграфа является количественное определение со- ставляющих в формуле (4.29) для вычисления мощности шума (4.4), входящей в уравнения связи, приведенные в § 4.3 и 4.4. Эквивалентная шумовая температура антенны может быть представлена в виде составляющих: ГА = Тк + 7а + Тв + Тв 8 + Тш А + То(5, (4.30) которые обусловлены различными факторами: Т„ — приемом космического ра- диоизлучения; Та — излучением атмосферы с учетом гидрометеоров; Т3 — из- лучением земной поверхности через боковые лепестки антенны; Тв з — приемом излучения атмосферы, отраженного от Земли; Тш.а — собственными шумами антенны из-за наличия потерь в ее элементах; ГОб — влиянием обтекателя ан- тенны (если он имеется). Общая методика определения этих составляющих ос новаиа иа том. что антенна, находящаяся в бесконечном объеме поглощающей среды с неоднородной кинетической температурой, прн термодинамическом рав- новесии поглощает н переизлучает мощность, равную мощности излучения. В этом случае rA = i fr«(₽ Ф)С(рф)г/Й, W 4л где ТДР, ф) — яркостная температура излучения в направлении р, ф в сфери- ческой системе координат; G(P, ф) — усиление антенны (относительно изотроп- ного излучателя) в том же направлении. Понятие «яркостная температура» вводится для характеристики источников излучения; она определяется как температура абсолютно черного тела, имею- щего па дайной частоте и в данном направлении такую же яркость, как рас- сматриваемый источник. Для характеристики источников излучения с неравно- мерным распределением яркостной температуры используется понятие усред- ненной или эффективной температуры излучения 1 г ^ср = о f Тя (р, ф)еШ, “и пи где QM — телесный угол источника излучения. Если угловые размеры источника излучения больше ширины главного ле- пестка диаграммы антенны £2а, то ТСр = 7'я, в противном случае ?ср = Тя Ои/йд. (4.31) Для упрощения последующих расчетов примем, что усиление антенны в пределах главного лепестка постоянно и равно Огл, а в пределах задних п бо- ковых лепестков также постоянно и равно Обок, тогда G 1 ** = Гя(₽. W + —S У Сб0К<Тя(Р, ф)йй. Пгл ‘ 1 пбокГ Решая это выражение для всех составляющих шума (4.30), с учетом (4.31) получаем для земной антенны ГА э = Гя.к (в + Тя.а (₽) + с ( Гя.з + Гя а-з) + Тш А + Т<* (P)J (4 32) Для бортовой антенны ТА б = Гя.а + Тя.з + 2с я к + Гш.А. (4 33) 95
где с — коэффициент, учитывающий интегральный уровень энергии боковых лепестков [4.3]: S f GCoK<(₽. Y)dfi с____1 1=1 °бокГ______________ С~ 2 |СГЛ(₽, Y)dQ Количественная оценка значения с для различных типов антенн приведена в [4.12]; в зависимости от формы облучения поверхности зеркала антенны с= = 0,2... 0,4 (табл. 4.7). Таблица 47 Направление излучения Доля излучаемой мощности при спадании облучения к краям раскрыва на 6 дБ 10 дБ В главном лепестке 0 59 0,81 В боковых лепестках передней полу- сферы 0,03 0,04 В боковых лепестках задней полусферы 0,38 0,15 Как следует из (4.32), первая составляющая шумовой температуры антен- ны определяется яркостной температурой космического пространства (изофоты, дающие количественную оценку Тя.к, приведены в [1.7] н [4.7]). Основу его составляет радиоизлучение Галактики и точечных радиоисточников (Солнца, Луны, планет и некоторых звезд). Частотная характеристика усредненных по небесной сфере значений 7’я.к показана иа рис. 4.19, из которого следует, что космическое излучение сущест- венно иа частотах ниже 4... 6 ГГц, максимальное значение иа данной частоте отличается от минимального в 20... 30 раз, что обусловлено большой неравно- мерностью излучения различных участков неба; наибольшая яркость наблюда- ется в центре Галактики; имеется также ряд локальных максимумов. Следует отметить, что излучение Галактики имеет сплошной спектр и слабо поляризова- но; поэтому при приеме его на поляризованную антенну (с любым видом поля- ризации) можно с достаточной степенью точности считать, что принимаемое излучение будет половиной интенсивности (т. е. принимается 1/2 всей мощно- сти излучения, попадающего в раскрыв антенны) На этом же рисунке показан вклад излучения Солнца в спокойном состоя- нии (в годы минимума активности) и в состоянии «возмущения», свойственного годам максимума активности. Солнце является самым мощным источником ра- диоизлучения и может полностью нарушить связь, попав в главный лепесток ДН антенны. Однако вероятность такого попадания мала и в первом прибли- жении р ~D*l(n — р)® ~ 0,6-10-\ где D яг 1,4° — угловые размеры опасной области Солнца (собственно угловой размер Солнца составляет 0°32'). Для геостационарных орбит она примерно на порядок выше и составляет (2... 5) -10-4 в зависимости от долготы ИСЗ. Для геостационарного ИСЗ максимальное время прохождения опасной зоны ^тах = (Д<р4-П)/(Ус±(/сп), 96

Влияние осадков принципиально можно учесть по той же методике, т. е. определить Тя.а через потери в дожде £д, представленные на рис. 4.11. Хотя ряд исследований показывает, что непосредственная корреляция между дождем и температурой неба невелика (т. е. может наблюдаться повышение шумов не- ба из-за дождевых туч, когда собственно дождь не выпадает), тем ие менее корреляция с многолетней статистикой дождя все же имеется. Раздельное вычисление температуры спокойного неба и температуры дождя с последующим их суммированием приводит к ошибке (примерно удвоит ре- зультат), поэтому вычисление следует проводить по формуле Тя а = То (£а Ьд — 1)/£а£д. 14.34) Результаты вычислений представлены на рис. 4.20 в виде частотных харак- теристик яркостной температуры атмосферы с дождем при различных углах места для вероятностей 1 и 0 1% времени, из рисунка следует, что максималь- ная температура шумов неба нс превышает 260 К и начинает играть сущест- венную роль на частотах выше 5 ГГц. Приведенная выше оценка температуры атмосферы по существу относится к тропосфере; радиоизлучением ионосферы на частотах выше 1 ГГц можно пре- небречь, так как согласно § 4.5 поглощение в ионосфере обратно пропорцио- нально квадрату частоты. Яркостная температура Земли определяется ее кинетической температурой 703=290 К и коэффициентом отражения электромагнитной энергии от поверх- ности Земли: 7’я9=7’о«(1-Ф)а- (4-35) Комплексный коэффициент отражения определяется известными формулами Френеля [4.1]: для горизонтальной поляризации si п 0 — Д/е + i 60 сЛ — cos2 0 Фг =------Е==~ ; (4.36) . sin р + Д/е -|- i 60 оЛ — cos2 0 для вертикальной поляризации (е + > 60 аЛ) sin 0 — Д/е -|- i 60 оХ — cos2 0 ФВ ~— . > (е + i 60 оХ) sin 0 + Д/е + i 60 ол — cos2 0 где е — диэлектрическая проницаемость Земли; о — электропроводность Земли. Значения е и о для некоторых видов земной поверхности приведены в табл. 4.8. Результаты расчетов по формуле (4.35) с учетом горизонтальной и верти- кальной поляризаций (4.36) при отражении от участков земной поверхности, представленных в табл. 4.8, приведены на рис. 4.21 (номера кривых на рис. 4.21 соответствуют нумерации в табл. 4.8). Для определения Гя.э при круговой по- ляризации в первом приближении следует усреднить значения 7'яэ для горизон- тальной и вертикальной поляризаций. Приведенные оценки справедливы при зеркальном отражении, тогда как на высоких частотах, где размеры отражающих неровностей соизмеримы с длиной волны, большее значение будет иметь диффузная компонента, определяемая ки- нетической температурой Земли н равная 290 К. Таблица 4.8 Вид земной поверхности е о, Ciimvm Морская вода Пресная » Влажная почва Сухая » 80 80 5 ... 30 2... 6 1 ...6 10—2 . • .5-10—3 10“2 - - .10—3 io—4 - . .10—2 98
Поэтому на рис. 4.21 приведена штриховая кривея, учитывающая диффуз- ную компоненту и усреднение двух линейных зеркальных компонент (для круго- вой поляризации). Эта кривая построена на основании результатов эксперимен- та и рекомендуется далее для практического использования. Яркостная температура излучения атмосферы, отраженного от Земли, 7’яа-В=7’яаф2- (437) Так как на частотах выше 10 ГГц. Тя.а«Т’оа=290 К, то из (4.34) и (4.37) следует 7я8 + Гяа-8~ 290К' (4 38) т. е. отраженная от Земли компонента атмосферных шумов дополняет термоди- намическое излучение Земли и в сумме они дают излучение с яркостной тем- пературой, близкой к 290 К. Интересно отметить, что прн малых углах места, где составляющая Гяа мала, этот эффект усугубляется, поскольку при этом Ф->1 и вклад атмосферного отражения превалирует. Таким образом, для прак- тических расчетов следует пользоваться формулой (4.38). Рассмотрим еше одну составляющую шумов антенны в формулах (4.32) и (4.33), обусловленную омическими потерями в антенне: ГшА= Го^м-О/^м. (4.39) где Гп=290 К; Гм — потери в материале зеркала антенны. Современные металлические зеркальные антенны имеют очень низкие поте- ри, поэтому значения ТтА малы и согласно [4.3] составляют иа разной частоте значения, указанные в табл. 4.9. Однако при использовании в спутниковых вещательных системах земных антенн из металлизированного стеклопластика удельный вес этих потерь может возрасти и потому подлежит практической оценке. В некоторых случаях антенны земных станций укрывают от воздействия осадков радиопрозрачным обтекателем. Потери сигнала н соответствующий прирост шумов, обусловленных этими потерями, обычно невелики и могут прак- тически не учитываться. Однако во время интенсивных дождей на поверхности обтекателя образуется водяная пленка, которая является причиной заметного поглощения сигнала и возникновения вторичных шумов. Как показывают экс- перименты, при е 1 мм/ч прирост шумовой температуры составляет (4. . Таблица 49 /. ГГц 0.3 1 3 10 30 60 Ли Л- к 0,018 0.01 0.06 0.09 0.18 0.3 4 99


4.11. СТАТИСТИЧЕСКОЕ СУММИРОВАНИЕ ВЛИЯНИЯ АТМОСФЕРНЫХ ФАКТОРОВ И ПОРЯДОК РАСЧЕТА Материалы предыдущих параграфов дают возможность выполнить расчет спутниковой радиолинии. При этом будет считать, что заданы1 основные по- стоянные величины, входящие в уравнения связи: диапазоны частот, высота и тип орбиты ИСЗ, коэффициенты усиления земных и бортовых антенн, КПД вол- новодных трактов, а также (применительно к расчетам этой главы) вид, число и параметры передаваемых сигналов. Задача расчета состоит в определении пере- менных величин, входящих в уравнения связи (потерь энергии сигнала под влия- нием перечисленных выше факторов и шумов различного происхождения), и вы- числении отношения сигнал-шум на конце линии связи (при заданных значе- ниях мощностей земного и бортового передатчиков) либо в определении мощ- ностей этих передатчиков по требуемым значениям отношения сигнал-шум. Обычно первоначальный расчет проводится для односигнального режима (на- пример, для передачи ТВ сигнала); при этом определяются параметры ВЧ ство- ла бортового ретранслятора. Затем прн необходимости передачи ТЛФ сообще- ний рассчитывается пропускная способность этого ствола применительно к вы- бранному методу многостанционного доступа и уточняются параметры земного приемопередающего оборудования. Возможно и непосредственное решение задачи определения (синтеза) оптимальных параметров ВЧ ствола для передачи ТЛФ сообщений требуемой емкости прн выбранном методе многостанционного досту- па; эта задача должна решаться на основе материалов настоящей главы и гл. 7. Расчет спутниковой радиолинии в односигнальпом режиме наиболее просто проводить традиционным способом — по участкам; соответствующие уравнения связи (4.9) и (4 10) приведены в § 4.3. При выполнении расчетов по этим уравнениям необходимо вначале определить коэффициенты запаса а и Ь, а также дополнительные потери сигнала £|ДОП, £гдоп в эквивалентную температуру шумов бортовой н земной приемных систем Т^б , Т^3 . Коэффициенты а и b можно оп- ределить по формуле (4.7) на основе разумного компромисса. Обычно принимают 6 = 1,14-1,2, соответственно а—114-6. В отдельных случаях, в особенности для систем с малыми земными станциями, можно принимать а=Ь—2. Дополнительные потери обусловлены влиянием факторов, рассмотренных в § 4.5—4.9, и могут быть определены по формуле ^•доп = ^-и Бп; (4.42) прн этом должны учитываться не только количественные значения составляющих формулы (4.42), по и их статистические характеристики. Значения La для раз- ных диапазонов частот представлены на рис. 4.5; как указано в § 4.5, эти поте- ри постоянны и присутствуют 100% времени. Значение Ln определяется по кри- вым рис. 4.15; эти потерн также будем считать постоянными. Потери в дожде £д имеют случайный характер. Значение для заданной климатической зоны мо- жет быть определено по формуле (4.21), а также по рнс. 4.6, 4.7, 4.9 и 4.10. Распределение значения — 7Д приведено в § 4.5. Потери из за наведения антен- ны LB также имеют случайный характер и определяются по формуле (4.24), а функция распределения — по формуле (4 27). Для приближенной оценки дополнительных потерь £ДОп можно воспользо- ваться определением квантилей распределения значений £д и £н, вычисленных для заданного процента времени (например, 99 или 99,9%), и суммированием их (в дБ). Результаты вычисления квантилей La порядка 99 и 99,9% (соответ- ствующих значениям Тд=1 и 0,1%) представлены ранее на рис. 4.11. Аналогично следует вычислить квантили распределения Ln по формулам (4.24) п (4.26) для заданных значений Дсро.5 и ошибок наведения <р2. При этом, однако, следует иметь в виду, что результат определения 2,доп будет завышен- ным, поскольку суммирование максимальных (квазипиковых) значений £д и La предполагает, что потери обоих видов присутствуют одновременно, хотя в дей- ствительности они независимы. 1 Эти Калинины выбираются па основе системного и теляико экономического ана- лиза либо определяются техническими параметрами оборудования. 102
Далее необходимо определить и Г2з по формуле (4.29) с учетом вхо- дящих в нее величин, представленных формулами (4 32) — (4.34) и (4.38), а так- же рис. 4.19, — 4.21). Полученные значения Т£б и Т2з также будут квазипико- выми, так как они вычислены на основе квантилей распределения интенсивно- сти осадков, использованных при расчете зависимостей, представленных на рис. 4.20. Подставляя a, b, £доп, Т£6 н Т2з в уравнения связи (4 8) и (4.9), получаем мощности земного и бортового передатчиков, необходимые для обеспечения тре- буемого отношения сигнал-шум на конце линии связи в течение заданного про- цента времени (например, 99 или 99,9%). Для более точного расчета липин н исключения избыточности энергетическо- го потенциала, обусловленного использованием в предыдущем расчете квазипи- ковых значений потерь и шумов, следует пользоваться обобщенным уравнением линии связи, выведенным в § 4.4. Однако вначале надо решить задачу статисти- ческого суммирования влияния всех составляющих потерь и шумов. В соответствии с материалами § 4.4 обобщенное уравнение линии связи (4 16) можно записать в виде (Рш'Рс)^ — А (ВРд1 Рщ + Р-Рд2 Рвг ^хг)» (4 43) здесь Л, б и С — константы, определяемые параметрами системы; индексы 1 от- носятся к участку Земля — ИСЗ: индексы 2 — к участку ИСЗ — Земля. Нетрудно видеть, что в (4.43) входят шесть переменных параметров, кото- рые, в свою очередь, функционально связаны с исходными независимыми слу- чайными переменными е, ф1 и <р2, заданными функциями распределения. Задача состоит в определении интегральной функции распределения результирующей случайной величины (Рш/Рс)2 и вычислении квантилей требуемого порядка, на- пример 99 и 99,9%, т. е. решении уравнений F (х) = 0,99 и Р(х) = 0,999 (4 44) с целью нахождения значений (Рш/Рс), не превышаемых, например, в тече- ние 99 и 99,9% времени (согласно нормам МККР). Относительно исходных случайных значений е и <р известно следующее: распределение е (интенсивности осадков) логарифмически нормальное с па- раметрами m и ав, определяемыми формулой (4.23); случайные значения <pi и ф2 (угловые ошибки наведения передающей и при- емной земных антенн) распределены по закону Рэлея, (4.26); е, фЬ ф2 независимы. Вторичные случайные переменные образуются функциональным преобразова- нием исходных величин. Согласно (4.21) и (4.22) = Lqi exp (е е0); £д2 = хр (е/ед) (4.45) в соответствии с (4 24) бп1 = 1 + (<Р1/Л4Р01)2; Рнг — 1 4* (фг / Д*Рог)2; (4.46) затем из величин £Я1 и £дг на основании (4.29), (4.30) и (4.34) получаются но- вые случайные величины Т21 н Т + Та [(^-д1—— Дг + Та [(^д2—О/^-да!» (4.47) где Д,. Д2, То — константы. Решение поставленной задачи может быть получено двумя способами: вы- числением распределения результирующей случайной величины v= (Рш/Рс) % в явном виде и последующим приближенным решением уравнений (4.43) илн мо- делированием случайных величин на ЭВМ и оценкой квантилей по выборочно- му значению соответствующей порядковой статистики. Более эффективным оказывается второй способ, так как он позволяет избе- жать решения сложных интегральных уравнений и получить количественный ре- зультат в явном виде. Приведем результат расчета на ЭВМ энергетики системы 103

подвергающейся помехе (линия 1 на рис. 5.1,а), и помехи от бортового пере- датчика па приемное устройство ЗС другой системы (линия 2 на рис. 5.1,а). В некоторых полосах частот, разрешенных для реверсного (т. е. двусторон- него) использования, возможна ситуация, показанная на рнс. 5.1,6, когда, в од- ной системе полоса частот используется для одного направления (например, Земля—космос), а в другой системе — для противоположного (например, кос- мос— Земля). В этом случае необходимо рассматривать помехи, создаваемые от передатчика ЗС мешающей системы на приемное устройство ЗС системы, под- вергающейся помехе (/ па рис. 5.1,6), и от бортового передатчика мешающей системы на бортовой приемник другой системы (2 на рис. 5.1,6). С целью обеспечения совместимости спутниковых систем между собой при- меняется процедура координации и регистрации, описанная в гл. 3, в процессе которой делаются уточненные расчеты уровней возможных помех (см. § 5.2), сравниваемые с нормативными из Рекомендаций МККР или устанавливаемыми по согласованию между Администрациями, если соответшвующие рекомендации МККР отсутствуют Согласно Рекомендации 466-2 [8] (Mod-1)1 среднемниутная псофометриче- ская мощность шума в любом телефонном канале в точке нулевого относитель- ного уровня, вызванная воздействием помех от всех других систем, не должна превышать 2000 пВт в течение более 20% времени любого месяца, при этом ме- шающее воздействие от любой одной соседней системы ограничено 600 пВт. Для систем, заявленных в МКРЧ до 1978 г., эти значения соответственно равны 1000 и 400 нВт. В Рекомендации 523 [8] рассматривается допустимый уровень помех в спут- никовой сети, передающей телефонные сигналы с ИКМ, согласно которой допус- тимая мощность суммарных помех, усредненная за любой 10 минутный интервал, не должна превышать в течение более 20% времени любого месяца 20% общей мощности шумов иа входе демодулятора, при которой обеспечивается вероят- ность ошибки 10-6, в системах с повторным использованием частот—15%, для помехи от одной системы — 4%- Для полезного ЧМ-ТВ сигнала Рекомендация 483-1 [8] устанавливает, что суммарная мощность помех в гипотетической эталонной цепи, создаваемая излу- чениями земных и космических станций других систем, не должна превышать 10% допустимых шумов в канале изображения более чем в 1% времени любого месяца. При этом помеха от любой одной системы не должна превышать 4%. Эта рекомендация должна учитываться при проектировании систем и может служить критерием для оценки уровней помех между системами. На практике, однако, чаще используется другой подход, основанный на результатах экспери- ментальных исследовании п обобщенных кривых допустимых защитных отноше- ний сигнал-помеха па входе демодулятора в зависимости от разноса несущих и параметров модуляции. Такие кривые приведены в Отчете 634 [10] в Заключи- тельных актах ВЛКР—1977 '[6] и других источниках, например [4]. Кроме перечисленных сочетаний полезных и мешающих сигналов целесооб- разно упомянуть передачу сигналов одного канала на несущей (ОКИ), испы- тывающего помеху от телевизионного сигнала, так как во многих случаях это сочетание является определяющим для вычисления допустимого углового разно- са между ИСЗ. Некоторые предваритетыиле данные, относящиеся к защите ОКН, приведены в проекте Отчета АС/4 [8]. В этом проекте Отчета, в част- ности. приведен критерий, применяемый организацией Иителсат, для координации ОКН типа SPAD i: Рс/Р„ 27,5 + 6 log 6, (5.1) где Рс!Рп — допустимое соотношение сигнал-помеха; d = B'6f-, В — полоса про- пускания канала ОКИ; Af — девиация от пика до пика частоты несущей ТВ ме- шающего сигнала, вызванная искусственной дисперсией несущей. В предложениях Администрации связи Франции к ВЛКР-1979 [5 1] приве- дено обобщенное выражение для определения требуемого защитного отношения. Pe/Pa = a + blogb. (5.2) 1 Рекомендация 466-2 распространяется па системы, работающие в диапазонах частот ниже 10 ГГц. Соответствующих рекомендаций на более высокочастотные диапазоны нет. 106
Таблица 5.1 Вид модуляции при передаче ОКИ Частота сигнала дисперсии а. дБ Ь. дБ Цифровая Частота кадров 2(1 3.5 > Частота строк 20 9 Аналоговая б<0,022 Частота кадров 13.4 2.4 Аналоговая в>0,022 » 22 7,6 При этом коэффициенты а и b было предложено определять в соответствии с табл. 5.1. Имеются и некоторые другие предложения, например [5.2], относя- щиеся к критериям защиты сигналов ОКН, однако соответствующих рекоменда- ций МККР еще не принято н требуются дополнительные исследования. ВЗАИМНЫЕ ПОМЕХИ МЕЖДУ СПУТНИКОВЫМИ И НАЗЕМНЫМИ СИСТЕМАМИ При определении условий совмещения спутниковых и наземных служб рас- сматриваются четыре возможных вида помех: 1) от передатчиков космических станций приемникам наземных станций в по- лосах частот для линий космос — Земля; 2) от передатчиков наземных станций приемника ЗС в полосах частот для линий космос — Земля; 3) от передатчиков наземных станций приемникам космических станций в по- лосах для линий Земля — космос; 4) от передатчиков ЗС приемникам наземных станций в полосах для линий Земля — космос. В качестве примера на рнс. 5.2 показаны упомянутые четыре вида помех для совместного использования полос частот 4 и 6 ГГц фиксированной спутниковой службой и наземными радиорелейными линиями. Для каждой из совмещаемых служб МККР была принята определенная модель, наиболее близкая к реально- сти, и выполнены расчеты помех при различных условиях, на основе которых оп- ределены конкретные ограничения для каждой службы и пути реализации кри- териев совмещения. В качестве критерия совмещения принята максимально до- пустимая помеха в каналах совмещаемых систем. Она принята равной 10% полного допустимого значения шумов, вызванных всеми причинами. Допустимые уровни помех в телефонных каналах аналоговых РРЛ. Рекомен- дация 357 3 МККР i[9] определяет предельно допустимые уровни шумов в теле- фонных каналах гипотетической эталонной линии длиной 2500 км с частотной мо- дуляцией и частотным разделением каналов за счет воздействия мешающих сиг- налов от земных станций и бортовых передатчиков спутниковых систем связи. Согласно этой Рекомендации средпемипутиая псофометрическая мощность шума Рис. 5.2. Возможные помехи между спутниковыми системами и РРЛ 107

дБВт; Yu,d — минимальная поляризационная развязка на линии вверх и вниз соответственно, дБ; М« — запас иа затухание в осадках, дБ; этот запас должен учитываться только иа линии вверх, если не применяется автоматическая регудр- ровка мощности, чтобы обеспечить постоянство уровня на входе приемника ЙСЗ. Необходимость учета этого запаса определяется тем, что полезная и мешфо- шая ЗС могут быть значительно разнесены в пространстве и флуктуации По- лезного и мешающего сигналов иа линии вверх не будут коррелнроваиы. При расчете (Рс/Рп) а на линии вниз этот запас не учитывается, так как пути через атмосферу полезного и мешающего сигналов очень близки н усло- вия распространения фактически совпадают. Рассуждая аналогичным образом, можно получить выражения и для случая реверсного использования полос час- тот, когда используемая в одной системе на линии вниз полоса частот исполь- зуется в другой системе на линии вверх и наоборот, (см, Отчет 455-2 МККР [8]). При этом, как указано выше (§ 5.1), необходимо учитывать два вида помехи; от одного иа другой ИСЗ в полосе, используемой на липни Земля — космос в защищаемой системе, и от одной на другую ЗС в полосе частот, ис- пользуемой на линии космос — Земля в защищаемой системе. В расчетах, од- нако, рекомендуется учитывать только помехи, создаваемые в полосе частот, ис- пользуемой на линии Земля — космос в защищаемой системе (рис. 5.6), так как предполагается, что помехи на приемное устройство ЗС от передатчика другой ЗС могут быть сведены к нулю путем правильного планирования их взаимно- го размещения. Для этого случая (РМи = Ра с + Gt - Ми + Д G'a -е' + V 4- 20 log 0- 35,2. (5.5) где ДО'з — разница коэффициента усиления приемной антенны ИСЗ в направ- лении на передающую ЗС и на мешающий ИСЗ; &G'2= G2C—G2n, дБ; е' — ЭИИМ. мешающего ИСЗ в направлении на ИСЗ, испытывающий помеху, дБВт. Определив соотношения (Рс/Рп)и.а, можно найти эквивалентное (Рс/Рц)экв линии и затем определить вклад помех в шумы в канале на выходе системы. Эквивалентное соотношение (Рс/Рп)экв = Ю log [ 1/ (1О-0,1 (₽c/₽n)u + iO-o ,Pc/₽n)d)]. (5 6) Пересчет полученных соотношений (Рс/Рп) в уровень шума в канале можно проделать, используя выражения, приведенные в Отчете 388 4 МККР [9]. АНАЛОГОВЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ Соотношение между мощностью шума, создаваемого помехой в телефонном канале, и Рс/Рп на входе приемника характеризуется коэффициентом ослабле- ния помехи (в децибелах) В = 101g S/Nt Рс/Рп ’ (5 7) где S — мощность, создаваемая в канале сигналом испытательного тона, рав- ная 1 мВт; Nt — невзвешенпая мощность мешающего сигнала в телефонном ка- нале; Рс — мощность полезного сигнала иа входе приемника; Рп — мощность мешающего сигнала на входе приемника. Взвешенная мощность (в пВт) ме- шающего сигнала в телефонном канале определяется из выражения 10 lg,Vp= 87,5—- В- 101g(Pc/Pu). (5.8) Коэффициент ослабления помехи 101g- 2(5/)2д(?7М) b f2 D (f, f„) (5.9) где D (f, f0) = ]s(F)Pl(f + fo-F)dF+ Js (F) P^f-f0-F) dF + —oo —no + S(f + f0) Р1Л + S (f - /„) Plu + So Pt (f + /о) + So P, (f - f0) + + So Рю 6 (f — /о)'/’’ (5.10) Р1(Л = /’(Л^2(Л; Рю = Ро-42(О); (5.11); (5.12) 110
W — средиеквадратическая девиация полезного сигнала испытательным тоном, кГц; Л—центральная частота рассматриваемого канала в групповом спектре частот, кГц; fm — верхняя частота группового спектра частот полезного сигнала, кГц; p\flfm)—коэффициент предыскажений для центральной частоты рассматривае- мого канала в групповом спектре частот полезного сигнала; b — полоса теле- фонного канала (3,1 кГц); fo— разнос между несущими полезного и мешающе- го'(Сигналов, кГц; S(f), P(f)—нормализованная спектральная плотность мощ- ности полезного и мешающего сигналов соответственно, Гц-1; So, Ро— нормали- зованный остаток мощности несущей полезного и мешающего сигналов соответ- ственно; A(f)—амплитудно-частотная характеристика фильтра; 6 (/ — fo) = 1 при f=fo; б (f — fo) = 0 при f=/=fo- Для расчета помех между двумя ЧРК/ЧМ сигналами необходимо вычис- лять свертку спектров сигнала и помехи по формуле (5.10) и затем по форму- лам (5.8) и” (5.9) определять взвешенную мощность помехи в телефонном кана- ле В некоторых конкретных случаях процедура расчета может быть упроще- на. Рассмотрим следующие примеры. ПОМЕХИ ОТ СИГНАЛА ЧРК/ЧМ С МАЛЫМ ИНДЕКСОМ МОДУЛЯЦИИ НА СИГНАЛ ЧРК/ЧМ С БОЛЬШИМ ИНДЕКСОМ МОДУЛЯЦИИ Это — помехи от наземных РРЛ спутниковой фиксированной службе. В этом случае коэффициент ослабления помехи определяется по упрощенной фор- муле о 1П1 f______________21/2 n(f,f)^p(f/fm)fs______________1 ,-13 ° — 10 g I exp [ — 0,5 (/о — /)2/f8s] + exp [ - 0,5( f0 + /)«//»,]/ ’ где fs — средиеквадратическая девиация многоканального полезного сигнала, кГц. ПОМЕХИ МЕЖДУ ДВУМЯ ЧРК/ЧМ СИГНАЛАМИ С ВЫСОКИМИ ИНДЕКСАМИ МОДУЛЯЦИИ (т>3) Коэффициент ослабления помехи вычисляется по формуле (5.13), в которой значение /3 заменяется на Л> = Vf2.si~f2S2, (5. bl) где fS| и f,2 — средиеквадратическая девиация многоканального полезного н ме- шающего сигналов соответственно, кГц. ПОМЕХИ МЕЖДУ ДВУМЯ ЧРК/ЧМ СИГНАЛАМИ СО СРЕДНИМИ ИНДЕКСАМИ МОДУЛЯЦИИ Для расчета помех между конкретными сигналами с небольшими индекса- ми модуляции при определенном разносе несущих частот нужно вычислять свертку спектров этих сигналов по формуле (5.10) н далее по формулам (5.8) и (5.9) определять помехи в телефонных каналах. В некоторых частных случаях свертка спектров вычисляется очень просто с помощью рис. 5.7. Например, при равенстве верхних частот групповых спект- ров частот полезного и мешающего сигналов (fmi=fmz) определяется экви- валентный индекс модуляции т = [m2! + "A.]1/2, (5.15) и для этого значения т по кривым на рис. 5.7 находят fmS (fj),/mS (/2) (где fi = (fo Ч" fl)/fznl и fa = (fo fl)/fma)- Тогда D (f, f0) = [fmS (/,) + fmS (f2)]/fml. (5.16) 111

Коэффициент а определяет ту часть мощности мешающего сигнала, кото- рая попадает в информационную полосу приемника полезной системы, и может быть найден по выражению оо «= p(/)[P(/)4-P0]d/, (5.22) —оо где Л ([) — амплитудно-частотная характеристика приемного фильтра полезной системы; P(f)—нормализованная спектральная плотность мощности помехи; Ро— нормализованная спектральная составляющая мощности остаточной несу- щей. Выражение (5.21) справедливо для случая мешающего сигнала с ЧМ, для случая помехи с AM (подавленной несущей) следует пользоваться формулой (5.19), заменив на сумму плотностей мощности теплового шума и мешающе- го сигнала. На рис. 5.8 приведены заимствованные из [5.6] графики (рассчитанные по приведенным выше формулам), па которых представлены допустимые Рс/Рп в зависимости от Рс/Рш прн которых обеспечивается различное Рош- Эти кри- вые применимы для одной или нескольких помех. На каждом рисунке пред- ставлено семейство кривых для разных PF = Ю 1g (Ри/Рср), (5.23) где Ри/Рср — отношение мощности помехи в импульсе к средней мощности спектра помехи. Для помехи, имеющей частотную модуляцию, PF=0. 5.3. СПОСОБЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЭМС СПУТНИКОВЫХ СИСТЕМ С НАЗЕМНЫМИ СЛУЖБАМИ Для обеспечения ЭМС спутниковых систем с наземными службами при- меняются различные технические ограничения параметров, которые обеспечи- вают выполнение критериев совместимости, сформулированных в § 5.1. Эти ог- раничения записаны в Регламенте радиосвязи и ряде рекомендаций МККР и распространяются как на спутниковые, так и на наземные службы. Рассмотрим отдельно взаимные помехи между спутниковыми и наземны- ми службами. Ограничение возможного уровня помех первого вида (от передатчиков кос- мических станций приемникам наземных станций) до приемлемого уровня обес- печивается путем ограничения максимальной плотности потока мощности, соз- даваемой у поверхности Земли излучением космических станций. Эти ограни- чения определены в результате расчетов с использованием соответствующих моделей систем. Модель для расчета допустимой плотности потока мощности фиксированной спутниковой службы представляла собой случайно расположен- Таблица 5.2 Полоса частот. ГГц Предел плотности потока мощности. дБВт.-м2 III иринн контрольяой полосы е.с5° 5° <0^25° 25<0^90° 2.5 . . 2.690 152 —1524 0 75(0—5) — 137 3.4 . . 7,750 — 152 -1521 0.5(0—5) — 142 8,025 . 10.7 . .. 8 500 -.11,7 — 150 —150- 0,5(0—5) — 140 4 кГц 12 2 . .. 12,75 148 — 148 -0.5(0—51 —I3S 17,7 .. 19,7 115 -115+0.5(0—5) —105 1 МГц 31,0 40,5 —115 — 115+0,5(0-5) — 105 114
ные па поверхности гладкой сферической Земли радиорелейные липин длиной по 2500 км и спутники с глобальным покрытием, равномерно расположенные на геостационарной орбите через 3 и 6°. При этом принималось, что каждый спутник создавал у поверхности Земли плотность потока мощности, одинако- вую для всех углов прихода волны. Максимально допустимое значение плот- ности потока мощности было выбрано таким, чтобы "помеха превышала это значение только в малом проценте высокочувствительных РРЛ. Принятые в ре- зультате пределы плотности потока мощности, записанные в Регламенте радио- связи, для фиксированной спутниковой службы приведены в табл. 5.2. Анало- гичные ограничения наложены и па излучения в остальных полосах частот, выделенных другим спутниковым службам. Например, согласно Рекомен- дации № Косм 2—10 Регламента радиосвязи в полосе 620...790 МГц плотность потока у поверхности Земли, создаваемая иа территории дру- гих государств излучениями с космической станции спутниковой вещательной службы, временно ограничена пределами: —129 дБВт/м2 прн 0с20°; —129+0,4(0—20) дБВм2 » 20° <0^60°; —113 дБВт/м2 « 6О°<0^9О°, где 0 — угол прихода волны над горизонтальной плоскостью, град. Эти ограничения введены с целью обеспечения защиты наземного телеви- зионного вещания, для которого также выделен данный диапазон. Одновремен- но в Регламенте радиосвязи отмечена срочная необходимость изучения крите- риев, которые должны применяться прн совместном использовании полосы 620—790 МГц и выработки норм взамен временных, приведенных выше. Исследования [5.3] в СССР показали, что принятые временные нормы необоснованно жесткие и требуют уточнения. Прежде всего для определения защитных отношений при помехах приему AM ОБП телевизионных сигналов от ЧМ сигнала необходимо учитывать его параметры. В частности, при увели- чении размаха девиации мешающего ЧМ сигнала на 1 МГц защитное отноше- ние снижается в среднем на 0,4 дБ. Кроме того, наличие дисперсии энергии несущей ЧМ помехи также ослабляет ее мешающее воздействие и должно быть учтено. С учетом изложенного в [5.3] получено следующее выражение для допус- тимой плотности потока мощности в рассматриваемой полосе: IT = —77 — ROq -]- у дБВт/м2 , где R,.q — защитное отношение для девиации частоты, принятой за опорную, определяемое по графикам, приведенным в [5.3]; у — поправочный коэффици- ент, учитывающий распределение энергии ЧМ помехи с учетом зрительного вос- приятия. Таким образом, вместо временной можно было бы принять следующую норму на допустимую плотность потока мощности: — 77 — Roq 4- у дБВт/м2 при 6<20°; — 77 —flOQ4-v4-O,4(0 —20) дБВт/м2 » 2О°<0<6О°; — 61 — Roq 4- у дБВт/м2 » 60°<6<90°. В качестве частного примера укажем, что для размаха девиации частоты 22 МГц в отсутствие искусственной дисперсии получаем: —124 дБВт/м2 при 0<20°; —124+0,4(0—20) дБВт/'м2 » 2ОГ<0<6О°; —109 дБВт/м2 » 60<0ag90°. В полосе частот 1530 .. 1660,5 .МГц, отведенной подвижным спутниковым службам, плотность потока мощности в полосе 4 кГц не должна превышать: —154 дБВт/м2 при 0с5°; —154+0,5(0—5) дБВт/м2 » 5°<0^25°; —144 дБВт/м- » 25°<0=S9O°. 115

терспутник», систем связи СССР, США, Канады, Индонезии, Японии и ряда других стран, систем спутникового вещания СССР, Японии, Канады, Франции, ФРГ. Уникальная по своим свойствам геостационарная орбита используется настолько широко, что размещение новых ИСЗ в ряде случаев оказывается за- труднительным нли невозможным из-за взаимных помех. Это в первую очередь относится к некоторых участкам орбиты, например над Атлантическим н Ин- дийским океанами, над Африканским континентом. В настоящее время широко изучаются технические и организационные средства для повышения эффективности использования ГО; принимаются на нравлепиые на это Рекомендации МККР. Рассмотрим последовательно технические факторы, влияющие на эффек- тивность использования геостационарной орбиты. Важным фактором, определяющим необходимый угловой разнос между ИСЗ, является относительный уровень боковых лепестков ДН антенн земных станций, особенно тех боковых лепестков, которые расположены близко к глав- ному лучу ДН —в пределах примерно ±10° от направления главного луча. В настоящее время рекомендуется считать, что усиление антенны ЗС (в децибе- лах) G = 32 — 25 1g 0, дБ (6.1) при углах 0>1° от оси главного лепестка ДН. Исследования показывают, что снижение усиления антенны в направлении боковых лепестков на 7 дБ, т. е. до 25—251g 0, либо увеличение скорости спада лепестков, так что G=32— —301g 0 дБ, ведет примерно к удвоению общей емкости ГО. В настоящее вре- мя представляется возможным добиться того, чтобы все антенны ЗС имели уси- ление, не только удовлетворяющее формуле (6.1), но и были бы лучше. Боко- вые лепестки ДН в обычных двухзеркальных параболических антеннах (см. гл. 10) обычно увеличиваются из-за затенения и дифракции, создаваемых контррефлектором и его опорами, находящимися иа пути основного потока энергии от главного рефлектора. При применении неосесимметричпых антенн с вынесенным облучателем (гл. 11) можно достичь уменьшения уровня боковых лепестков ДН па 5 и даже 10 дБ Взаимные помехи между системами спутниковой связи могут быть значи телыю уменьшены благодаря пространственной избирательности бортовых ан- тенн ИСЗ, если зоны обслуживания этих двух систем не перекрываются. Для этого основной лепесток ДН бортовой антенны должен как можно точнее ох- ватывать зону обслуживания и быстро спадать за ее пределами. Лучше всего эту задачу решают многолучевые антенны, формирующие либо несколько узких лучей, либо на нх основе луч с ДН специальной, сложной в поперечном сече- нии формы, по возможности точно соответствующей обслуживаемой террито- рии. Бортовые антенны, сформированные из многих лучей, реализованы в не- которых системах, например в японской системе телевизионного вещания BSE. Высокая точность удержания ИСЗ в расчетной точке геостационарной ор- биты (прежде всего на заданной долготе) способствует размещению на орбите максимального числа спутников, поскольку расчет взаимных помех всегда про- водится для случая максимально возможного сближения соседних ИСЗ. Таким образом, необходимый разнос ИСЗ увеличивается на сумму погрешностей удержания обоих соседних ИСЗ по долготе. Регламент радиосвязи рекомен- дует удерживать ИСЗ на геостационарной орбите с точностью нс хуже ±Г, в Рекомендациях МККР содержится уже более жесткое значение ±0,5° и выска- зывается пожелание, чтобы были предприняты все усилия для возможно более точного удержания ИСЗ. В практически осуществленных ССС погрешность удержания ИСЗ на орбите составляет от ±1,0 до ±0,1°. Применение взаимно ортогональной (круговой или линейной) поляризации излучаемых ИСЗ колебаний позволяет уменьшить взаимные помехи. Ортого- нальные поляризации можно применять либо для двух сигналов одного и того же ИСЗ, либо для уменьшения помех между соседними ИСЗ. В принципе этот метод позволяет удвоить пропускную способность ГО. Однако из-за влияния факторов, ослабляющих возможность разделения сигналов ортогональных по- ляризаций, одного лишь поляризационного различия оказывается недостаточно для приема сигналов в обшей полосе с малым уровнем взаимных помех. По- этому поляризационное разделение всегда сопровождается пространственным 118
разделением, обусловленным пространственной избирательностью антенн ИСЗ и ЗС, о чем уже шла речь выше. Поляризационное разделение сигналов, излучае- мых ИСЗ, в совокупности с пространственным разделением позволило осущест- вить в некоторых ССС повторное использование полосы частот на данном ИСЗ (либо на данной позиции ИСЗ). Дальнейшее развитие пространственного раз- деления делает реализуемым многократное использование спектра частот. Эффективность использования геостационарной орбиты может быть повы- шена за счет реверсного (обратного) применения полос частот, при котором по- лосы частот для направлений Земля — космос и космос — Земля (см. гл. 3) ис- пользуются на обратных направлениях. Взаимные помехи между системами с обычным н реверсным использованием частот возникают непосредственно меж- ду спутниками н между земными станциями (рис. 6.1). Расчеты показали, что для уменьшения помех между ИСЗ достаточно нх разнести па доли градуса а ЗС надо разнести на расстояние порядка сотен километров, т. е. размещение не- скольких ЗС на общей площадке невозможно. Наиболее опасные помехи возни- кают между ИСЗ реверсивных систем, если оин расположены с угловым сдви- гом, несколько меньшим 180°, и непосредственно излучают сигналы в направ- лении главного лепестка антенны другого ИСЗ (рис. 6 2). Это ограничивает воз- можность удвоения емкости ГО с помощью реверсного использования частот. Существенный эффект может создать координация частотных планов сосед- них систем. Так, если в некотором участке полосы частот располагается наибо- лее подверженная помехе система связи (например, с малым числом каналов и соответственно с малой мощностью передатчиков), то целесообразно разместить на соседнем ИСЗ в этом же участке полосы также систему с передачей сигна- лов малой мощности. Аналогичным примером координации частотных планов со- седних систем является применение на соседних ИСЗ смещенных или переме жающихся сеток частот, когда несущие частоты сигналов одного ИСЗ распо лагаются точно посредине между несущими частотами сигналов соседнего ИСЗ, т. е. там, где спектральная плотность сигналов соседнего ИСЗ минимальна, а фильтры приемных устройств имеют определенную избирательность. Так, при передаче в обоих взаимовлияющих системах программ телевидения с ЧМ не- обходимое защитное отношение прн смещении сетки центральных частот на 20... 25 МГц снижается на 13 дБ; это было использовано при составлении пла- на вещательной спутниковой службы на частоте 12 ГГц [4]. Эффективность использования орбиты и спектра в большой степени зависит от вида и параметров модуляции. В настоящее время в ССС чаще всего приме- няется частотная модуляция. С увеличением индекса ЧМ увеличивается полоса частот, занятая каждым сигналом при неизменном числе передаваемых каналов, н, следовательно, падает пропускная способность ИСЗ в некоторой занятой нм полосе частот. Но при этом растет помехоустойчивость приема сигналов в дан- ной системе связи; кроме того, падает спектральная плотность излучаемого сиг- нала, вследствие чего уменьшается помеха другим ССС. В результате появля- ется возможность сблизить ИСЗ, тем самым увеличив пропускную способность Рис. 6.1 Каналы образования взаимных помех между системами с обычным и ре- версным использованием полос частот Рис. 6 2 Каналы образования взаимгых помех при реверсном использовании часто*® н «оппозитном» расположении ИСЗ 119

(6.2) Показатель эффективности использования геостационарной орбиты иа не- котором участке ее дуги Д(р° и в некоторой полосе частот Д[, МГц. Д<р°Д/ где С — суммарная пропускная способность всех ССС, работающих в полосе Д|, ИСЗ которых расположены на участке дуги ГО Дф°. Более совершенные показатели предложены и обоснованы в [6.3, 6.4]. Представляет интерес оценка предельной пропускной способности ГО, ко- торой можно достичь в обозримом будущем, используя рассмотренные выше методы. Такая оценка выполнена, например, в [6.1] при предельном предпо- ложении, что энергетические ресурсы линий связи достаточно велики, чтобы вклад тепловых шумов был пренебрежимо мал по сравнению с помехами меж- ду системами спутниковой связи Глава 7 МНОГОСТАНЦИОННЫЙ ДОСТУП И МЕТОДЫ РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ 7.1. ПРИНЦИПЫ И ОСОБЕННОСТИ МНОГОСТАНЦИОННОГО ДОСТУПА Многостанционный доступ (МД) представляет собой специфическую осо- бенность спутниковой связи, выгодно отличающую ее от других видов связи и позволяющую существенно повысить эффективность использования стволов спутникового ретранслятора. Под .многостанциоиным доступом понимают воз- можность обращения (доступа) нескольких земных станций к одному спут- нику — ретранслятору. Вместе с тем характерное для МД условие одновре- менной ретрансляции через общий ствол спутника нескольких сигналов предъ- являет серьезные требования к методам передачи и разделения этих сигналов. Из-за неидеальности характеристик реальных трактов (ограничения полосы ча- стот, нелинейности амплитудных и фазовых характеристик и т. п.) неизбежно возникают взаимные помехи между сигналами, ухудшающие качество их раз- делении и приема земными станциями. В общем смысле задача выбора ианлучшего метода МД состоит в том, чтобы найти ансамбль сигналов ортогональных или близких к ортогональным, при которых энергетические показатели ретранслятора (мощность и полоса ча- стот) использовались бы наиболее полно, а уровень взаимных помех между сигналами был бы наименьшим и оказывал минимальное влияние на раздели- мость и помехоустойчивость приема каждого из сигналов. Известны три основных способа формирования ансамбля ортогональных сигналов, основанные на разделении сигналов по частоте, времени и форме. Каждый из иих имеет специфические особенности и порождает специфические эффекты прн МД. В конечном счете все эти эффекты приводят к уменьшению пропускной способности ствола ретранслятора при МД по сравнению с одно- сигнальным режимом работы. Эффективность методов МД принято оценивать по степени использования пропускной способности (нли емкости) ретранслятора [17] в зависимости от числа сигналов л: п п П(п)= 2 С‘ С0’ или т)(л)= ^ДГ/М, (7.1) где Со и N — соответственно пропускная способность ствола ретранслятора в односнгнальиом режиме и число телефонных сигналов, которое может быть передано через этот ствол иа одной несущей частоте в отсутствие МД; и ’ 122
N' — пропускная способность и число телефонных сигналов, которое может быть передано в части общего ствола ретранслятора, отведенной для i-й зем- ной станции при МД. Показатель т] (п) есть монотонно убывающая функция числа передаваемых сигналов, причем наиболее эффективным, очевидно, является тот метод, при котором эта зависимость выражена наименьшим образом. 7.2. ПРЕДСТАВЛЕНИЕ ЭКВИВАЛЕНТНЫХ НЕЛИНЕЙНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК РЕТРАНСЛЯТОРА Исходным этапом для количественной оценки специфических эффектов при МД является определение эквивалентных нелинейных характеристик спутнико- вого ретранслятора. Путем практических измерений могут быть получены: амплитудная харак- теристика (рис. 7.1) ', точнее, квадрат ее, т. е. зависимость Рвых — f (Рвх)1 (7.2) фазовая характеристика ®вых = f (Рbi) (7.3) Однако обе они не могут быть не- посредственно использованы для практи- ческих расчетов. Так, амплитудная ха- рактеристика является зависимостью амплитуды первой гармоники выходного напряжения от амплитуды входного гармонического сигнала, тогда как для расчетов необходимо пользоваться пе- редаточной характеристикой нелинейно- го элемента, отражающей зависимость мгновенного значения выходного напря- ЖвНИЯ ОТ мгновенного значения напря- Рис. 7 / Передаточные характеристики рс- жеиия иа входе. Поэтому нужно вна- транслятора при различных режимах на- чале произвести эквивалентный переход боты льв от амплитудной характеристики к пере- даточной характеристике мгновенных значений и затем проводить обработку (аппроксимацию) последней. Решение этой задачи зависит от формы представ- ления исходной амплитудной характеристики ретранслятора; предположим, что она задается в виде первого слагаемого нечетного гармонического многочлена т ивкгх = Ue V Ап cos runt, п = 1,3, 5, п=1 описывающего выходной сигнал прн гармоническом воздействии: wBX = t/0cos<o/. Аналогичным образом выходной сигнал (его мгновенное значение) может быть определен через передаточную характеристику мгновенных значений Е(и) : UBux=E(U<yCOs(ot). Сопоставляя эти выражения, получаем m Е (и) — С'о У] Ап cos runt. n=I В подобной постановке задача определения Е(и) может иметь множество решений, однако при условии, что Е(и) может быть представлена в виде не- четного степенного полинома с тем же числом членов, т. е. £ (и) = аг ивх + а3 и®Б1 -|- ... -f- am (7.4) 1 Семейство характеристик на рис. 7.1 соответствует различным значениям на- пряжения спирали [)сп ЛБВ 123

сигнала для п одинаковых парциальных сигналов с постоянными огибающими (что соответствует частотной или фазовой модуляции) 1 щ(х) = п .. 2п Ui 00 «ГГ «-V VJT гх cos ТУТ 7о r—l nui при Iх| <п 47(-, (7 12) где /о" — функция Бесселя нулевого порядка. Пик-фактор суммарного сигнала, определяемый как отношение пиковой мощности этого сигнала, не превышаемой с вероятностью р(Х), к средней мощности суммы п гармонических колебаний, 2?.2 U\ _ 2Z2 л О'2,- п (7.13) где X — пиковый уровень суммарного сигнала, не превышаемый с вероятно- стью р(Х). Кривые зависимости пик-фактора, определяемого по формуле (7.13), от числа сигналов показаны на рис. 7.4, из которого следует, что для л >10 с ве- роятностью р=0,99 пик-фактор суммарного сигнала не превышает 8 дБ, а при р = 0,999 приближается к И дБ. Важной характеристикой многостанционного сигнала является его скваж- ность; при частотном разделении этот параметр характеризует использование полосы частот ретранслятора н может быть определен по формуле = 1 v + J IV q’ п Г=, n&f (7 14) Для количественного анализа эффектов при частотном разделении необходима модель суммарного сигнала; параметры модели дол- жны хорошо отображать его амплитудные особенности и спектральные характеристики. Однако эти свойства существенно зависят от Рис 7 4 Зависимость пик фактора числа сигналов земных станций, вследствие суммарного сигнала от числа ре- чего выбрать одну модель, достаточно полно транслируемых сигналов отображающую особенности любого суммар- ного сигнала ие удается. Поэтому практичес- ки используются две модели, одна из которых соответствует большому, а вто- рая — малому числу сигналов При большом числе сигналов (ns-10) наиболее простой и естественной моделью явлиется Гауссов шум со спектральной плотностью, равномерной в по- лосе частот ретранслятора IV: nU*t . № W . 21V ’° 2 2 * °э. ш (/15) W W о при /<fo — — . + При этом следует иметь в виду, что относительный уровень перекрестных помех, определяемый с помощью этой модели, оказывается заниженным иа Ю lg Qf дБ, поскольку при моделировании не учитываются частотные проме- жутки между сигналами земных станций. Учет этого обстоятельства потребовал бы (при той же средней мощности бортового ретранслятора) увеличения спект- ральной плотности мощности в соответствии с (7.14), что в свою очередь при- вело бы к увеличению спектральной плотности нелинейных продуктов. В качестве модели суммарного сигнала при малом п целесообразно при- нять аддитивную сумму некоторого числа независимых немодулироваиных си- нусоидальных колебаний, частоты которых находятся в таком соотношении, что 126
продукты перекрестной модуляции различных порядков ие совпадают по ча- стоте и могут быт разделены фильтровым способом; этому требованию отве- чают, иапрнмер, частоты /о, /о+Д, fo-t 2Д, [о+4Д Минимальное число синусо- идальных колебаний, при котором в ретрансляторе образуются все характер- ные взаимные помехи, равно 3, а общее их число с учетом калибровочного ко- лебания должно быть равно 4. При этом средняя мощность суммы синусо- идальных колебаний должна быть равна средней мощности суммарного сиг- нала, а амплитуда каждого нз них t/a=-Vnt/2i7T- (7.16) Дальнейшее рассмотрение будем вести применительно к этим двум мо- делям. 7.4. НЕЛИНЕЙНЫЕ ЭФФЕКТЫ ПРИ ЧАСТОТНОМ РАЗДЕЛЕНИИ ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА При МД с частотным разделением возникают следующие эффекты: потеря выходной мощности ретранслятора в многоснгнальиом режиме; подавление сла- бых сигналов сильными интермодуляциоииые (перекрестные) помехи из-за не- линейности передаточной характеристики ретранслятора; иитермодуляционные (перекрестные) помехи AM ФМ перехода, т. е помехи из-за преобразования амплитудной модуляции сигналов в фазовую. Эффект снижения (потери) выходной мощности ретранслятора наиболее полно проявляется при работе в области насыщения. Применительно к характе- ристике ретранслятора, представленной в виде характеристики жесткого огра- ничителя с ненулевым порогом [формула (7.6), рис. 7.5 при (7о¥=О), в [7.1] показано, что при усилении одного гармонического сигнала выходная мощ- ность, нормированная относительно мощности насыщения Ро, Рг вых___2 Ро 1 \1/2 1 —----I 2р/ / 1 \ 1/2 12 + (2р)№4-) [ (7.17) где р—Pibx/Po. и прн большой мощности входного сигнала, соответствующей заходу в область насыщении (Р1вх>»Ро), Pi вых/Р» » 8 л2 х л,81. (7.18) При одновременном усилении двух гармонических сигналов их суммарная выходная мощность (Pl вых + Рг вых) Ро = (8 л2)2 ж 0,65прц р->°о. (7.19) При усилении большого числа сигналов (т. е. для шумовой модели) п V Pi вых 2 —--------«----- «0.64 прн р->оо. (7.20) Ро я Результаты расчетов по формулам (7.17)—(7.20) приведены на рис. 7.5, из которого следует, что потери выходной мощности в многосигиальном режиме относительно односнгиального составлнют 1 ... 1,5 дБ. Физически это можно объяснить расходом мощности на образование гармонических составляющих и перекрестные продукты. Как было указано выше, прохождение сигналов разного уровня через не- линейный тракт сопровождается подавлением слабого сигнала сильным. Коэффициент подавления принято определять в виде отношения средних мощностей сигналов на входе и выходе нелинейного тракта- „ I ВЫХ Р2 ВЫХ Ап — 1 вх Рг вт (7.21) 127

Таким образом, для дальнейшего количественного анализа нелинейных про- дуктов имеем следующие значения коэффициента подавления: для четырехсигналыюй модели Кп~—2,5 дБ; для шумовой модели Кп——1 дБ. Наиболее важным и определяющим при анализе миогостанционных систем с частотным разделением является эффект образования перекрестных помех из-за нелинейности передаточной характеристики тракта. Практически используются два основных метода анализа-. гармонический, основанный на представлении передаточной характеристики нелинейного элемента в виде полинома нечетной степени от входного сигнала (7.4) и вычислении комбинационных продуктов в виде суммы компонентов раз- ложения степенного ряда; корреляционный, предусматривающий представление передаточной характе- ристики в виде интеграла вероятности (7.5) с последующим вычислением кор- реляционной функции и энергетического спектра выходного сигнала. Наиболее прост и физически очевиден первый метод [7.4] — [7.6], одна ко он удобен для малого числа входных сигналов, так как при значительно усложняются тригоиометричесм е выкладки; в настоящем разделе этот метод будет использован при исследованиях с четырехсигнальной моделью. Второй метод (корреляционный) [7 1], [7.7], [7.8] более универсален, так как корре- ляционные функции зычпсля'югся для любого числа сигналов, однако наиболее простое решение получается при шумовой модели входного сигнала, что и бу- дет использовано далее. ГАРМОНИЧЕСКИЙ МЕТОД Воспользуемся гармоническим методом расчета нелинейных помех для че- тырехсигна.гьиоп модели. Передаточную характеристику мгновенных значений нелинейного тракта аппроксимируем полиномом нечетной степени (7 4). При этом необходимо брать достаточно большое число членов полинома с тем, чтобы обеспечить хорошую аппроксимацию в диапавоие входных уровней, на 10 ... 12 дБ превышающих условную точку насыщения. Суммарный входной сигнал представим в виде (7.8). Подставляя (/.8) в (7.4), можно найти все составляющие сигналов и по- мех иа выходе нелинейного тракта. При этом необходимо возводить в степень гармонический полином, т. е. вычислять [7.4] л у m amunx~am Д t,'f(7)cos[toj/+ <); (i)]| = = 54 -----—------ U?' (0 (t).„ Unn cosP1 [cjj t 4- (fj (/)] cosp* [<o2 t 4- Pl'- Pi- ... Pn1- p + <Гг (')] ... COS n [<0n t -]- (f n (t)], где pi, pn, ..., Pn — любые целые положительные числа, связанные соотноше- нием Р1+Р2+ — 4-Рп=»1. Непосредственное определение амплитуд составляющих с помощью полу- чен ной формулы сопряжено с громоздкими тригонометрическими преобразова- ниями, обусловленными тем, что компоненты данной комбинационной частоты k-ro порядка заключаются не только в разложении члена со степенью k, но и в разложении всех членов с более высокими степенями, и для определения искомой амплитуды все эти компоненты должны быть просуммированы. Для п одинаковых сигналов с амплитудами Ut и суммарной мощностью Рвх=п£721/2 в [7 4] получены общие выражения для выходных составляющих сигнала и его перекрестных продуктов. Согласно [7.5] в основную полосу ча- стот попадают: полезные сигналы с частотами со., амплитуда каждого из которых 5—47 129 ]
+ 15 4- 105 3 1 + ("— 1) (n - 2) + у (n + 1) I 4- (n-l)(n-2)(n-3) + 3(n- 1)(n —2) 4- 3 ВЫХ 2 (о . 03 4 12,54 15(n — 2) 4 34 1 1 ) + 24 (П“1)+ 24] + -| ; продукты взаимной модуляции типа 2со,-—со, с амплитудами ) I + 3 а3 { 13 7 (п_2)(о-3)4 —(0-2)4— 4 «продукты взаимной модуляции типа (0<+(0j—од 3/2 г а /р \ Г 3 | I 1 + Ю-± 4Г + («- 4 Ю5 з /2 PBv Uвых 3 (n) = ~Z~ as 4 \ n 4 210^(^-хУ[14у(П-3)4 °з \ n / L 4 продукты взаимной модуляции типа Зю,—2<0j 5/2 [ 49 а, I ] 1 4* “7 I 4 а5 5 6 вых 5 (п) — о °: о l + y-("-2) Расчет комбинационных продуктов для чстырехснгнальной модели при ап- проксимации нелинейной характеристики ЛБВ полиномом 7-й степени дает: основные компоненты с частотами он г/вых ! (п = 4) = fll ]/£“ (14 26 — рВх +10 — Р=вх 4 4б,з — рзвх Y (7.25) продукты 3-го порядка с частотами 2<о.—<0j ^вых’з (п = 4)= ~~ а3 — \ 1 4 7.1 Рвх 4 45,4 Ргвх (7.26) 4 \ 2 J \ Gg Gg ] продукты 3-го порядка типа Wi+coj—соь 3 /Р„\з/2 / а. а \ ^выхз(п = 4) = — а3(-Р ( 146,25— Р„436,1 -1Р2ВХ ) ; (7.27) «продукты 5-го порядка типа Зю,—2<oj 5 /РВх\5/2/ а, ^вых в (« = 4) = — о6 —— ( 1413.5 Рвх О \ Z / \ flg Выражения для продуктов 5-го порядка типа Зои—0)j—<0*, а также 0),+ 4-2o)j—2<оа ввиду нх сложности не приводятся. Результаты вычислений относительной мощности единичных нелинейных «продуктов 3-го порядка в зависимости от входного уровня, нормированного 'относительно точки насыщения, для типичной характеристики ЛБВ (см. на- шример, кривую UCB=U3 на рис. 7.1), пересчитанной в характеристику мгно- венных значений в соответствии с § 7.2, приведены на рис. 7.7 (для удобства использования этих результатов иа горизонтальной оси нанесены шкалы вход- ной и выходной мощностей). Далее необходимо определить общее число продуктов каждого типа и их распределение в полосе частот ретранслятора. 130
Таблица 7.1 Число продуктов каждого типа п 2 СО,—<Dj «Oj-KOj-tOi, 3(01—CDj—(Iljj <04+2<0,—2о>>, 4 12 12 12 24 10 90 360 360 72С« 20 380 3420 3420 G840' Общее рассмотрение этого вопроса выходит за рамки данного раздела. Оно хорошо изложе- но в [7.4] и [7.5]. Для примера количество не- линейных продуктов для некоторых значений п представлено в табл. 7.1. Из таблицы видно, что число продуктов 5-го порядка существенно превышает количество про- дуктов 3-го порядка однако из (7.28) следует, что амплитуды их весьма малы; практически уже при можно считать, что основные помехи определяются продуктами типа w.+wj—о>л. Следует отметить, что при равномерной рас- становке частот входных сигналов с разносом ДК' частоты всех нелинейных продуктов будут кратны этому разносу и, следовательно, совпадут с частотами сигналов. При этом основная часть помех попадает в центральную область, а мощ- ность помех на краях полосы частот ствола ока зывастся меньше, чем в центре. „ _ _ Для практической оценки количества состав-T"fblI"' „ощ’остГ^Хти^йных ляющцх нелинейных продуктов воспользуемся ре- продуктов от загрузки лез зультатамн [7.5], согласно которым полное чиело единичных продуктов D(r, п), попадающих на частоту сигнала с порядковым номером г, при передаче п сигналов для продуктов 3-го порядка типа 2а>,-—coj D2(r,n)= — n-2--i-[l-(-l)n](-ir , (7.28) а для продуктов 3-порядка типа Wi+w,—<г>* Ds (r,n) = ~-(п-г+1)+ -|~[(П-3)2-5] -у [1-(- 1)п(- 1)п+г]. (7 29) Для четырехепгналыюй модели при г=2 это дает D2(r, n) = I, D3(r, п)=2. Для других значений п н г результаты расчетов по формулам (7.28) и. (7.29) сведены в табл. 7.2 и 7.3. О 5* 131
Необходимо учесть еще один фактор — расширение полосы частот комби- национных продуктов по сравнению с полосой частот полезных сигналов — и связанное с этим ослабление помех фильтрами приемных устройств. Если вход- ные сигналы представляют собой, например, Ч.Ч колебания, модулированные процессом с Гауссовым распределением, корреляционная функция и энергетнчес- кип спектр которых соответствует (7.9) и (7.11), то энергетический нелинейных продуктов будет !.<.т спектр их где _________ ft=2fi—fj- o2=l/4<A + o2j=o V 5; U*(U2jU*k Оз(о>) =B -----------exp V 2лоз (f-hY- 2о2з (7 30) /з — Л’ + fj fki °з—+ о2; + = о~[/3 . (7.31) Из этих выражений следует, что спектр нелинейных продуктов типа 2ш.—<0j расширяется в "J/б” раз, а продуктов типа to.+ioj—ыл — в ]/3 раз. Соответствующее интегрирование этих спектров в полосе частот полезных сиг- налов Д/ позволяет определить коэффициент ослаблении мощности нелинейных продуктов, вносимого ПЧ трактом приемников земных станций: Д1/2 / оо а2 = f G2(<o)d<o / j 62(<o)d<i)=—1,8 дБ; аз——1,2 дБ. (7.32) —Af.'2 / —оо Для того чтобы произвести экстраполяцию результатов, полученных при че!ырехсигнальной модели, на произвольное число передаваемых сигналов, можно воспользоваться соотношениями, приведенными в [7.5], с поправками, учитывающими фильтрацию измеренных продуктов (7.32) и подавление сиг- нала помехой Кп (при неравных сигналах): Pc = ^ых I (п - 4) Кп п2 Рн " ^«Вых <(«-= 4) D/(г, n)az 16 ’ (7.33) где Рс — мощность полезного сигнала; Рв — мощность нелинейных продук- тов в полосе сигнала. При большом числе сигналов (п->оо), как было указано выше, преобла- дающими являются нелинейные продукты toi+wj—соь; для них D3(r, л)->-Зп2/8 на средней частоте ствола; £>3(г, п)->-п2/4 на краях полосы ствола. Соответственно для п-»-оо, средней частоты ствола и одинаковых входных сигналов выражение (7.33) примет вид Р С , , .___ (-,2ВЬ|Х 1 (п 4) Рн 6{7гвых з (п = 4) а3 (7 34) В соответствии с этой обобщающей формулой иа рис. 7.7 приведена за- висимость нелинейных помех от уровня входной (выходной) мощности ретранс- лятора для п-^оо. КОРРЕЛЯЦИОННЫЙ МЕТОД Как показано в § 7.3, при большом числе сигналов хорошей моделью сум- марного сигнала на входе и выходе ретранслятора является Гауссов шум со спектральной плотностью, равномерной в полосе частот ретранслятора (7.15); при этом для расчета нелинейных помех наиболее удобно представлять харак- теристику нелинейного элемента в виде интеграла вероятности (7.5). Согласно [7.7] корреляционная функция процесса на выходе «мягкого» ограничителя с характеристикой вида (7.5) при подаче на его вход узкополос- ного нормального процесса Л» [ R (т) 1 В (т) - — arcsin ----. , 2 л U 4-a2J 132
где a=t>o/a — параметр, связывающий характеристики нелинейного устройства п входного процесса. Путем разложения в ряд Тейлора и ряда преобразований можно выделить из В(т) корреляционную функцию В'(т), соответствующую части процесса, попадающей в полосу частот ретранслятора; затем в соответствии с теоремой Хничина, найти спектр неискаженного полезного сигнала на выходе нелиней- ного элемента Gc(<o) и энергетический спектр нелинейных помех GB(w). После раскрытия интегралов в [2] получено [(2п — 3)!!]2С"п—! угп |(7) °с(“) „ 2 (2п—1)!22п-2 (1-J-a2)2"-2 -1 6 I 3 у2 ] г тс , (V) = I ---------ехр —----------— ; у - 2(<о— а>0) ИЛ гдо -'зп-Р" | л(2п—1) | 2 (2л—1)| °' На основании (7.35) вычислена и штриховой линией показана на рис. 7.7 зависимость отношения сигнал-помеха от мощности входного сигнала, норми- рованной относительно условной точки насыщения РВыхо~0,95Ршах Эта за- висимость вычислена для средней частоты ствола ретранслятора; для крайних частот ствола отношение сигнал-помеха оказывается примерно на 2 дБ выше. Сравнивая ее с зависимостью, вычисленной для п->-оо гармоническим методом, нетрудно установить достаточно хорошее соответствие. Таким образом, при расчете нелинейных помех при малом числе сигналов (лсЮ) целесообразно пользоваться гармоническим методом, а для большого числа сигналов — корреляционным. Это позволяет определить отношение сиг- нал-помеха на выходе бортового ретранслятора. Пересчет этого отношения в мощность нелинейных шумов в телефонном канале при передаче на каждой несущей .V'-канальиых групповых ТЛФ сиг- налов с частотным разделением н частотной модуляцией можно выполнить по формулам, приведенным в [7.5] и [2]. ЭФФЕКТ AM ФМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ Эффект АМ-ФМ преобразования обусловлен тем. что в тракте ретрансля- тора имеются элементы (в особенности выходная ЛБВ), у которых вносимый ими фазовый сдвиг зависит от уровня сигнала. Соответственно эти элементы являются преобразователями амплитудной модуляции сигнала в фазовую и при МД порождают переходные помехи двух типов: внятные и невнятные. Внятные помехи обусловлены тем, что каждый сигнал (модулированный, напри- мер, по частоте), проходя через тракт с неравномерной частотной характеристи- кой (например, передатчик земной станции), приобретает паразитную AM в соот- ветствии с законом частотной модуляции; происходит переход ЧМ в AM. По- сле прохождения через элемент с АМ-ФМ преобразованием эта паразитная А.М преобразуется в паразитную ФМ каждого из усиливаемых сигналов и по- сле демодуляции дает внятную помеху в ПЧ канале. Количественная оценка этого эффекта дана в [7.9] Невнятные помехи АМ-ФМ перехода обусловлены тем, что огибающая суммарного сигнала не постоянна, а изменяется с частотой биений между ее составляющими; соответственно после прохождения элемента с AM ФМ преобразованием в фазе каждого нз сигналов будут содержаться продукты этих биений. Количественная оценка этого эффекта дана в [7.5, 2]. Суммарный входной сигнал вида (7.8) записывается в форме МВХ (О = ^ВХ (0 cos [ш0 4“ ®вх (01 > где огибающая а фаза ^вх(0 = <Л * 2 COS (<Dj — СО0)/ -f- ®bx (0 = arctg n J sin (to(-— ы0Х _i=l n in — У sin (Wf-----(Oo) t / 2 cos (“i — “o) t i=l I i=l 133
Как показано в [7.5], фазовый сдвиг, вызванный амплитудной модуляцией сигнала в ЛБВ, пропорционален квадрату огибающей входного сигнала. В ре- зультате преобразования выражения для квадрата огибающей, подстановки его в формулу (7.3) с учетом (7 7) получено выражение для фазового сдвига каж- дого из сигналов после прохождения элемента с AM ФМ преобразованием 0,1516Л0 " « Фвых (0 =---------- Zj 2. cos (“7 — “*) Л 2п у-1 л=1 где А’о — коэффициент АМ-ФМ преобразования (7.7). Прн условиях *0-С1 и Фвых(/)<;! общее выражение, описывающее про- цесс на выходе элемента с АМ-ФМ преобразованием, имеет вид " 0,1516*е n п «вых (О zi cos св; t — Ui----------- >| > sin (2 — wj) — i-1 2n i=i /=i 0,1516й0 „ n n — Ui- 2.' ? X sin (©/+ <£>/ —coft). (7.36> n i- 1 /-1 Л=1 Первая сумма в (7.36) определяет совокупность полезных сигналов, вто- рая — продукты АМ-ФМ преобразования типа 2<о<—wj, третья — продукты типа <Oi+Wj—w*, причем амплитуда продукта второго типа иа 6 дБ больше nepi го. Интересно отметить, что продукты АМ-ФМ преобразования имеют ту же структуру, что и продукты нелинейности передаточной характеристики тракта того же порядка, находятся в квадратуре по отношению к ним и, следователь- no, могут суммироваться с ними по мощности. Для четырехсигиальпого режима из (7.36) можно получить выражение для отношения сигнал едини .лая помеха АМ-ФМ преобразования: для продуктов типа 2ш,—<0j Рс , .. ( 2п V 2785 Рдм-ФМ ( М 1516*е J « *г0 « 17.37) для продуктов типа Wi+<0j—он Рс . " V № Общая формула для отношения сигнал-помеха АМ-ФМ преобразования^ учитывающая продукты обоих типов, при любом числе сигналов, выраженная через единичные помехи четырехсигнального режима, по аналогии с (7.33) мо- жет быть записана в виде Рс _ ____________________1_______________ _____________174 ng______________ *ге [«г Dt (г ,п) + 4 аа D3 (г, л)] * (7.39> При большом числе сигналов (л-э-оо), как показано в § 7.4, основную мас- су имеют продукты типа со, +c»j—шь для которых согласно (7.29) D3(r, л)-»- -*Зп2/8. Соответственно при л->оо Рс , „ f п \« 8 116 Рдм-фм (n_>OO) ~Ч°. 1516*е ) Зл> * (7Л0> Из (7.40) следует, что невнятные помехи АМ-ФМ перехода имеют суще- ственное значение и при *g>(2 ... 3)°/дБ могут превышать уровень нелиней- 134
ных помех. Полученные формулы характеризуют отношение сигнал — АМ-ФМ помеха на выходе ретранслятора; оно не зависит непосредственно от выходной мощности ретранслятора, однако косвенная зависимость kg=f(- вых) все же имеется, благодаря чему выбором рабочей точки на характеристике ретранс- лятора можно изменять уровень помех и этого происхождения. Важным практическим обстоятельством является то, что вследствие тожде- ственности структуры нелинейных шумов и шумов ЛМ-ФМ перехода их невоз- можно раздельно выделить прн измерениях на реальных трактах; продукты, измеренные, например, с помощью четырехсигиальной модели, обусловлены со- вокупным действием обоих эффектов. 7.5. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ОПТИМАЛЬНЫХ ПАРАМЕТРОВ СИСТЕМЫ И ОЦЕНКА ЭФФЕКТИВНОСТИ МД С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ Для оценки эффективности рассматриваемого метода МД в соответствии с принятым ранее критерием (7 1) необходимо провести расчет основных пара- метров системы, состоящей из п земных станций с общей емкостью N теле- фонных каналоз, и исследовать зависимость h'=f(n). Прн этом принято, что емкость А' всех станций одинакова, те. ефоиные каналы в пределах одной стан- ции передаются методом ЧМ с нормируемым качеством и разделяются по ча- стоте с помощью стандартной каналообразующей аппаратуры, применяемой на Рис. 7.8. Зависимость пропуск- ной способности ретранслятора при частотном разделении от чи- сла сигналов наземных линиях. Первым этапом решения поставтеиной задачи является определение пол- ного числа телефонных каналов N, которые могут быть организованы через ствол ретранслятора при заданных параметрах ВЧ тракта (Д[, Рс и т. д.) или, иаоборо , синтез параметров ВЧ тракта, обеспечивающих переда- чу на одной несущей заданного числа телефон ных сигналов. Второй этап состоит в определении числа те- телофопных каналов Л =Л''п, которые могут быть организованы через ВЧ тракт с принятыми выше параметрами при двух, трех и более несущих. Результаты такого исследования, выполненного в [7.10] и [7.11], представлены на рис. 7.8, из которого следует, что при постоянных парамет- рах ретранслятора (Ре и W') емкость системы при МД с частотным разделением существенно падает с увеличением числа сигналов. Так, ре- транслятор, рассчитанный иа передачу 600 ТЛФ каналов на одной несущей (т. с. в одпосиглаль- иом режиме), при двух несущих способен пропу- стить лишь 360 каналов (по 180 канатов ла каж- дой несущей), при трех несущих — 270 каналов и т. д. При п>50 емкость ретранслятора состав- ляет лишь 10... 12% первоначальной. Если для каждого числа несущих осуществляются оптими зация параметров сигналов н выбор оптималь- ной рабочей точки на характеристике ретрансля- тора с целью получения максимальной емкости передачи на каждой из несу- щих, то можно повысить емкость ретранслятора; на рис. 7.8 соответствующая зависимость показана штриховой лилией. Если на каждой из несущих передается одно телефонное сообщение, то эф- фективным является применение статистического подавления несущих в паузах модуляции. Этот метод количественно исследован в [7.14], где показано, что при реальном значении коэффициента активности телефонного канала ра=0,3 средняя загрузка ствола ретранслятора при подавлении несущих уменьшается на 5 дБ; это позволяет увеличить количество передаваемых несущих в 3 раза (см. штрихпунктирные липни иа рис. 7.8) Полученные результаты интересно сопоставить с результатами, достигнуты- ми в реальных системах с частотным разделением. В [7.12] приведены данные. 135
Таблица 7 5 Число С1 I - налов п Система США Система «Интелсат» X д /к (/1= D А JV/.V (л-1) 1 700 i 900 1 2 540 0.77 — — 4 лСО 0.51 456 0.5 Ь 210 0.34 •100 0.14 16 160 0,23 300 0,3 относящиеся к американской коммерческой системе, а в [7.13] — к системе «И.чтелсат»; эти данные приведены в табл. 7.5. Сравнивая эти данные с рис. 7.8, следует констатировать, что они соот- ветствуют приведенным ранее оценкам и подтверждают вывод, что при МД с частотным разделением увеличение числа сигналов приводит к снижению ем- кости системы. 7.6. МНОГОСТАИЦИОННЫИ ДОСТУП С ВРЕМЕННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ ОБЩЕЕ ПРЕДСТАВЛЕНИЕ Как следует из изложенного ранее, многостанннонный доступ с частотным ра с.тсннсм (МДЧР), обладая рядом несомненных преимуществ, тем не ме- не наделен и существенным недостатком, заключающимся в необходимости о'сспечення квазилинейного режима выходного мощного каскада ретрансля- тора При этом рабочая точка этого каскада оказывается обычно на 4—6 дБ ниже точки, соответствующей режиму максимальной мощности. Столь замет- ное нсдоиспользов 1нис энергетического потенциала радиолинии существенно снижает пропускную способность системы связи н соответствующим образом у ху пает ее экономические показатели Этого недостатка практически лишен метод многостанционного доступа с временным разделением канала (МДВР). Требуемая при миогостанппоппом доступе ортогональность сигналов различных станций достигается тем. что каждой станции сети для излучения сигналов выделяется определенный, периодически повторяемый временной интервал, дли- тельность которого в общем случае определяется трафиком станции. Интерва- лы излучения всех станций взаимно синхронизированы, в силу чего перекры- тие их не происходит. Интервал времени, в течение которого все станции сети по одному разу излу чают свой сигнал, называется кадром, а длительность па- кета, излучаемого одной станцией, называется субкадром. Такая система позволяет использовать ретранслятор в режиме, близком к режиму максималь- ной мощности, так как в каждый момент времени через ретранслятор прохо- дит сигнал только одной станции и отсутствует проблема интермодуляционпых (перекрестных) помех, являющаяся одной из основных причин снижения про- пускной способности системы при частотном мпогостаиционном доступе. Ана- логично тому как при МДЧР эффективность использования полосы пропуска- ми! ствола определяется необходимостью введения определенных частотных зазоров между отдельными модулированными несущими, так при МДВР эф- фективность использования времени работы ретранслятора т] определяется не- обходимостью введения защитных временных зазоров между субкадрами, га- рантирующими отсутствие их перекрытия при иеидеальной работе системы межстанционной синхронизации и необходимостью введения ряда дополнитель- п пых сигналов: т) = 2т11Нф/7', где Тиши — временной интервал, используемый для передачи собственно информационного сигнала в i-м субкадре; п — число суб- кадров; Т — длительность кадра Более подробно структура кадра системы с МДВР описана в гл. 18. Как правило, в известных реализованных либо проектируемых системах с МДВР т]>0,9. 136
7.7. ОЦЕНКА ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ СИСТЕМ С МДВР Одним из определяющих показателей при оценке возможностей той или иной системы многостанционного доступа является реализуемая пропускная способность. Основными факторами, влияющими иа этот показатель, являются уровень флуктуационных шумов на входе демодулятора приемного устройства, степень искажения сигнала прн его прохождении по реальному радиотракту и неидеальность работы отдельных элементов аппаратуры. Рассмотрим подробнее все эти факторы. Следует предварительно отметить, что во всех известных системах МДВР применяется фазовая манипуляция в сочетании с передачей сигналов в дискрет- ной форме. Анализ помехоустойчивости систем связи с фазовой манипуляцией (в том числе и относительной фазовой манипуляцией) выполнен в ряде фундамен- тальных работ [7.14, 7.15 7.16, 7.17]. Как правило, он выполняется в пред- положении, что помехой является белый шум со статистическими свойствами, определяемыми Гауссовым распределением, и отсутствуют межсимвольные иска- жения, определяемые ограниченной полосой пропускания радиотракта, а также рядом дополнительных искажений радиосигнала, возникающих из-за неидеаль- ности характеристик радиотракта. Вероятность неправильного приема сигналов с ФИ при когерентном де- тектировании 2 Р «—F( к 2 Л sin л 2 т), (7.41) где Р — вероятность неправильного приема бита в системе с m-кратнон ФМ; Л2 — отношение энергии одной посылки к спектральной плотности мощности шума; ____________________________________ п, , 1 г 2 F (х) — —тгг \ е dt функция Лапласа. "|/2л •’<» Из приведенного выражения следует, что помехоустойчивость рассматри- ваемых систем быстро ухудшается с ростом кратности сигнала. Вместе с тем, увеличение кратности позволяет уменьшить требуемую полосу пропускания канала связи. Таким образом, варьирование кратностью манипуляции позволяет иногда согласовать энергетический потенциал радиолинии с ее полосой пропу- скания. Так, избыток энергетики при недостатке полосы позволяет увеличить пропускную способность с увеличением кратности и, наоборот недостаток энер- гетики прн запасе по полосе может быть скомпенсирован уменьшением крат- ности. Необходимо обратить внимание на то, что в приведенное выше выражение (7 41) входит величина ft2, обозначающая отношение энергии одной посылки к спектральной плотности мощности шума В то же время при практических измерениях на радиолиниях, а также при их расчете часто используется вели- чина «отношение сигнал/шум», или Рс/Рт Указанные величины связаны между собой соотношением Pc/Pm=h2/FT, где F — полоса пропускания трак- та на входе демодулятора, в которой измеряется отношение Рс/Рт. В том случае, когда / = 1/7' (так называемая «согласованная полоса»), эти величины совпадают. В табл. 7.6 для примера приведены требуемые отношения сигнал-шум при различных кратностях манипуляции, скоростях передачи информации и шири- не полосы пропускания линейной части приемного устройства 137
Та - ; 7.6. V, Мбит/с 20 40 60 т, кратность 1 2 3 1 2 3 1 2 3 Киан, М611Т/С 20 10 6,7 40 20 13,3 60 30 20 Т, НС 50 100 150 25 50 75 16,67 33,3 50 F-0,8/Т, МГц 16 8 5,4 32 16 10,6 48 24 16 Рс/Рш при р, равном 10~4 9,8 12,8 17,8 9.8 12,8 17,8 9,8 12,8 17,8 ю-5 10,8 13,8 18.8 10,8 13,8 18.8 10,8 13.8 18 8 10-’ 11,8 14,8 19.5 11.8 14,8 19.5 11.8 14,8 19,5 /=1/Г, МГц 20 10 6,7 40 20 13.3 60 30 20 Рс!Рш при р, равном ю-‘ 8,8 11.8 16,8 8.8 11,8 16.7 8.8 11.8 16,8 ю-’ 9,8 12,8 17,8 9.8 12,8 17,8 9.8 12.8 17,8 10-° 10,8 13.8 18.5 10.8 13,8 18,5 10.8 13.8 18,5] F =1.2/7; МГц 24 12 8 48 24 16 72 36 24 ’ Рс/Рш при р, равном ю-* 8,0 11,0 16,0 8,0 п.о 16.0 8,0 11,0 16,0' 10-’ 9,0 12.0 17.0 9.0 12,0 17,0 9.0 12,0 17,0 10-« 10.0 13.0 17.7 10.0 13,0 17.7 10,0 13.0 17,7 Р=1,35/Г, МГц 27 13,5 9,2 54 27 18 81 40,5 Рс Рш при р, равном ю—1 7,5 10,5 15,5 7,5 10,5 15.5 7,5 10,5 15.5 10-’ 8,5 Г:,5 16.5 8,5 Н.5 16.5 8,5 11.5 16.5 IO-’ 9,5 12,5 17.2 9,5 12,5 17.2 9,5 12,5 17,2 7 8 ОЦЕНКА ВЛИЯНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК ТРАКТА НА ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ СИСТЕМ С МДВР Из анализа исследования влияния характеристик раднотракта спутниковых линий связи на искажении ФМ сигналов известно, чго ограничение траста по полосе, а также дополнительные отклонения его амплитудно-частотной и фазо- во-частотной характеристик от идеальных (равномерной и линейной соответ- ственно) приводят к появлению межсимвольных искажений. Возникающие межсимвольпые искажения могут быть оценены эквивалентными энергетически- ми потерями по сравнению с помехоустойчивостью определяемой приведенными1 выше теоретически рассчитанными кривыми [7.18]. Частотную характеристику ВЧ радиотракта можно представить в зиде Фвч (1 <о) = (1 + Ь, й + b2 Q2 + ...)е'(а*сЯ>-г... >' - 12) где й=<1>—С00; <Оо — центральная частота спектра сигнала. Коэффициент bt характеризует перекос АЧХ тракта ft2 — параболическую составляющую АЧХ; а< — коэффициент, определяющий запаздывание сигнала; 02 и аз — соответственно линейную и параболическую составляющие ГВЗ. оо Сигнал на входе модулитора SM(0 = S С»,, где С* через тактовый иитер-, вал Т случайным образом Принимает значения ±1, сохраняя их постоянными 138
so временных интервалах /*-i</<d*-1+7'. Сигнал на входе демодулятора при однократной ФМ eico„t ~ 5д(0 = -7— J £(Q)®B4Ii(<oo + Q)]c’"'aQ, (7.13) л ____ •—оо оо где Е(й) = j h(t)e-'Qldt — спектральная плотность огибающей ФМ сигнала —оо Л (0 после прохождения через фильтры модулятора и демодулятора. t Очевидно, А (/)= j SM(T)g(t — т) dr, (7.44) и «где — импульсная характеристика фильтров модема, определяемая, как 1 °? g(0 = — J Фм (i «) Фд (i w) elmt dw. (7.45) 2 П —по •Фм (ivy) н Фд(гсо) — частотные характеристики модулятора ч демодулятора В приводимом анализе предполагается, что радиотракт линии связи между выходным фильтром модулятора и входным фильтром демодулятора не содер- жит нелинейных элементов, что позволяет искать обобщенную импульсную характеристику обоих фильтров, перемножая их частотные характеристики. Характеристика радиотракта (7.42) может быть представлена в виде Фвч (I со) «е“-°(1 4- Ьх й 4- Ь2 й2 + ...) [1 4- i (л2 й2 4- а3й’4-...)]- (7.46) Если характеристики раднотракта не очень сильно отличаются от идеаль- ных и искажения, вносимые этим трактом, невелики, в (7.46) можно ограни- читься первыми членами п тогда фвч (’ “) ~ e,a*fi [I — i Ьг (i Й) — ft, (i Й)2 — i а2 (i й)2 — a, (i й)« 4- ...] (7.47) Так как операция (1Й)Л соответствует /г-й производной от огибающей ФМ •сигнала Л(/), то с учетом (7.44) и (7 45) можно получить следующее выраже- ние для сигнала на входе демодулятора: $д(0= [й (0 — b2 h" (/) - а3 h'" (/)] sin w0 t + [ - ft, h' (!) — a2 /Г (/)] cos (oo t. (7A6) Отметим, что в выражении (7 48) запаздывание а1 положено равным нулю, так как вносит только задержку и пе приводит к искажениям. Выражение (7.48) определяет искажения сигнала на входе демодулятора в зависимости от параметров ЛЧХ и ГВЗ тракта. Из него следует, что влия- ние характеристик раднотракта проявляется в двух направлениях- появляются допо.-чнтельные .межсимвольпые искажения в сигнале (o2h" и aji"’) и возни- кав' ортогональная составляющая (+ft|ftz и a2h"). Рассмотрим расчеты энергетических потерь, вносимых иеидеальностью ха- рактеристик раднотракта для случая, когда эквивалентный суммарный фильтр модема можно представить фильтром второго порядка с критической связью, для которого нз [7.19] известно, что при скачке несущего колебания на л оги- «баюшая выходного процесса й (/) = — [1 — 2с f Tft (sin t тк4- cos/ тк)], />/0, где т. — постоянная времени фильтра; tn — момент скачка фазы на входе фильтра. Если полоса фильтра /7=1,Т. то тк= Т1/2/л При сделанных предположениях переходный процесс иа выходе фильтра быс.ро затухает при 1>2Т, что позволяет учитывать межсимвольные искаже- ния только на интервале 2Т. В табл. 7.7 представлены относительные значения первых трех производных в отсчетные моменты времени th = to+kT, где А—1, 2, 3 для меандра. Линейная составляющая ГВЗ обусловлена параболической составляющей фазовой характеристики а,й2. По определению ГВЗ т=2в2Й. Если неравио- мерч <ть ГВЗ иормиповаиа па краях полосы пропускания и отклонение линей- но компоненты ГВЗ на частоте w ±2nF составляет тл, то вг^ТлМлГ. Влияние 139
Таблица 7.7 Л’*’(ЛГ) Моу.’дпт отсчет.: Л * (А>7) Момент отсчета Т ЗУ ’ 2Т ЗГ Л(() -0.9G 0.93 —0.93 /1"(7)тщ 0.63 - 0.GG 0.56 h'(t)xK - 0,36 о.п О.П h'"(t)r3K -0.51 0,47 —0 46 линейной составляющей ГВЗ проявляется в появлении дополнительной ортого- нальной составляющей, что наиболее существенно прн двукратной ФМ. Если допустить, что одни из квадратурных каналов не манипулирован, т. е. $(/) = =71(0 sin u>o<+cos (о0/. вероятность ошибки в этом канале / 1 Р UV1= . "Т \ У2о /] (7.49) где ( ) — знак статистического усреднения по распределению случайной величи- ны в отсчетные моменты времени; о2 — дисперсия шума. Рис. 7.9. Зависимость потерь по- мехоустойчивости : а — от линейной составляющей ГВЗ; б — от параболической со- ставляющей ГВЗ: в - от »ч*пе»в- иомерности (перекоса) АЧХ На рис. 7.9,а показана зависимость дополнительных потерь при двукратной ФМ от линейной составляющей ГВЗ для случая, когда неравномерность ГВЗ нормируется в полосе Г =+0,5/7 и РОш—10“с. Параболическая составляющая ГВЗ За3й2 приводит к появлению межснм- вольиых искажений. Задаваясь неравномерностью параболической составляющей Тп в полосе Е=0,5/7, можно получить а3—тп(2Т)2/3(2л)' Из рис. 7 9,6 показано влияние параболической составляющей неравномерности ГВЗ па дополнительные энергетические потерн при сделанных рапсе допущениях. Аналогично можно рас- считать влияние перекоса АЧХ, результат расчета представлен на рнс. 7.9,в, где по оси абсцисс отложен перекос АЧХ е в полосе F±6,51T. Приведенные выше сведения по расчету энергетических потерь, обусловлен- ных характеристиками раднотракта, основаны па предпосылке об идеальной син- хронизации демодулятора как по несущей, так и по тактовой частотам. В то же время исследования, выполненные В М. Дорофеевым, М Л. Паяпской, М. Д. Гребельским, показали, что влияние нендеальности характеристик радио- тракта приводит к дополнительной фазовой ошибке в схеме восстановления опор- ного колебания, что создает дополнительные энергетические потери, соизмеримые с потерями, вносимыми в собственно информационный канал. 140
7.». РАСЧЕТ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ СИСТЕМ С МДВР НА ЭВМ Точному расчету потерь, определяемых непдеаленостью параметров радио- тракта, аналитическим путем препятствуют как невозможность выражения до- статочно простыми формулами реальных характеристик раднотракта, так и крайняя математическая сложность учета нелинейных эффектов, вызываемых как нелинейностью амплитудной характеристики некоторых элементов тракта, в первую очередь мощного каскада бортового ретранслятора, так и зависимостью фазового сдвига выходного сигнала ретранслятора и мощного передающего устройства земной станции от выходного сигнала (АМ-ФМ преобразование). Точный учет всех этих эффектов возможен только прн применении ЭВМ. Для анализа искажений, вносимых реальным радиотрактом, необходимо выбрать мо- дель канала, эквивалентного спутниковой линии. Схема реального спутникового канала изображена на рис. 7.10. Она включает в себя передающие н приемные фильтры земной станции и ретранслятора Ф/, Ф2, ФЗ, Ф4, нелинейные усили- тели передающих устройств ретранслятора и земной станции, модулятор и де- модулятор. В двух точках тракта действует аддитивный Гауссов белый шум — на входах приемных устройств ретранслятора и земной станции Учитывая, что энергетический потенциал линии ЗС—ИСЗ, как правило, существенно превышает энергетический потенциал линии ИСЗ—ЗС, а передающее устройство ЗС обыч- но можно использовать в режиме, близком к линейному, нелинейностью пере- датчика ЗС и шумом на входе ретранслятора можно пренебречь. В этом слу- чае часть радиотракта от выхбДа модулятора до входа нелинейного элемента можно считать линейной и представить некоторым эквивалентным передающим фильтром. Таким же образом эквивалентным приемным фильтром можно пред- ставить часть раднотракта от выхода нелинейного элемента ретранслятора до входа демодулятора. Именно такую модель спутникового тракта достаточно удобно моделировать на ЭВМ, незначительно теряя прн этом в точности рас- чета по сравнению с моделированием полного реального тракта. Передающий и приемный фильтры порождают линейную межснмвольную интерференцию. а комплексный нелинейный элемент ретранслятора (вносящий искажения типа АМ-АМ — нелинейная амплитудная характеристика н АМ-ФМ - преобразова- ние амплитудной модуляции в фазовую) порождает потери энергии на внепо- лосные продукты и нелинейную межсимвольную интерференцию. На рис. 7.11 изображен НЧ эквивалент спутникового тракта систем с МДВР. Комплексные коэффициенты передачи 7ИПеР(ы) н Л1пр(ы) соответствуют передающему и при- емному фильтрам в синфазном и квадратурном каналах, а фильтры с комплекс- ными коэффициентами передачи ±ЛгПеР(о>) и 4-.Vnp(<ri) характеризуют переход- ные помехи из одного канала в другой. Трансверсальный корректор, применение которого часто бывает оправдано в реальном тракте, в общем случае представ- лен комбинацией четырех трансверсальных корректоров и служит для компен- сации как межсимвольной, так н межканальной интерференции. Нелинейный элемент ретранслятора имеет комплексный коэффициент передачи, не завися- щий от частоты, но вносящий искажения типа AM AM и АМ-ФМ. Для анализа искажений, вносимых таким трактом в ФМ сигнал, и определения энергетиче- ских потерь, создаваемых этим трактом, разработана программа моделирования на ЭВМ прохождения сигналов многократной фазовой манипуляции по тракту, изображенному иа рис. 7.11*. Программа допускает ввод по точкам характери- стик передающего и приемного фильтров, измеренных по промежуточной часто- те, н автоматический пересчет нх в НЧ эквивалент, причем все вычисления про- водятся в дискретно-временном канале. Характеристики нелинейного элемента также вводятся по точкам. Для создания дискретно-временного канала необходимо заменить все имею- щиеся аналоговые фильтры их цифровыми эквивалентами, причем для нахожде- ния оптимального отсчетного момента частота временной дискретизации должна быть в несколько раз выше тактовой частоты. Если Fr = l/T — тактовая часто- та передачи информации в радиотракте, то частота дискретизации = ЩдЕт, где тл -— число отсчетов на одном символе, которое должно быть достаточно, во-первых, для обеспечения необходимой точности вычислений, а во-вторых, для того, чтобы практически была исключена возможность взаимного наложения со- 1 Материал предоставлен С. Л. Портным и Д. Р. Анкудиновым 141
Рис. 7 10 Функциональная схема информационною Шум Шум на линии ни линии ЗС-ИСЗ ИОЗ-ЗС тракта системы с МДВР 142
седннх частотных характеристик, опасность чего возникает при перехо_е от аналогового фильтра к цифровому с периодически повторяющейся по осп ча- стот частотной характеристикой [7.20]. В качестве имитатора источника инфор- мации используется датчик случайных чисел, генерирующий ПСП довольно большой длины. Сигнал на выходе фильтра вычисляется с помощью свертки входного сигнала с цифровым импульсным откликом фильтра с числом отсчет- ных точек Л^Эф = Л’ф/Щд. Импульсный отклик определяется по дискретному пре- образованию Фурье с помощью стандартной подпрограммы БПФ [7.20]. Число отсчетов на характеристике фильтра Л'ф определяется нз условия достаточного затухания отклика. Коэффициенты усиления на отводах трансверсального кор- ректора определяются из условия нулевой межснмвольной и межканальной ин- терференции в пределах N$ символов. В табл. 7.8 приведены входные и выходные данные программы, состазлеи- ной иа языке Фортран IV. В табл. 7.9 указаны основные подпрограммы, ис- пользуемые в программе, и приводится их краткое содержание. На рис. 7.12 приведена структурная схема программы. Программа допускает исключение из Таблица 7.8* Параметр Обозначение в программе Примерный диапазон Входные Амплитудная характеристика передающего фильтра Групповое время запаздывания передаю- щего фильтра Амплитудная характеристика приемного фильтра Групповое время запаздывания приемного фильтра AM AM характеристика нелинейного эле- мента То же, АМ-ФМ Размерность массивов фильтров Размерность массивов нелинейного преоб- разования Число градаций на одном символе по вре- мени Длина сигнала Кратность фазовой модуляции Коэффициент снижения мощности по вхо- ду ретранслятора Нормированная тактовая частота (отноше пне тактовой частоты к полосе приемного и передающего фильтров по уровню 3 дБ» Отношение сигнал-шум AHPER GVZPER AIIPR GVZPR АМАМ AMFM N NI МО М BACK FT.FPER FT.FPR SND <512 точек <513 точе <512 точе;- <513 точек < 100 точек <100 точек <512 <’00 <8 <ю3 4 ... 8 <1 0,5 .. 3 10 .. 30 дБ Выходные Энергетические потери POTER >0 тракта в процессе моделирования любого фильтра, трансверсального корректо- ра и нелинейного элемента. Некоторое изменение программы позволяет учесть, влияние цепей синхронизации, а также эффект от применения помехоустойчиво- го кодирования. Известны также методы моделирования искажений ФМ сигнала в реаль- ном раднотракте без замены аналоговых характеристик фильтров их цифровы- ми эквивалентами на основе последовательного применения пары преобразова- ний Фурье [7.20]. Результаты моделирования как по приведенной программе, так и изложен- ные в [7.21], а также результаты экспериментальных исследований и анализа, содержащегося в [7.22], позволяют сделать вывод о том, что энергетические потери, обусловленные линейными элементами тракта, составляют 1,5... 2 дБ.. Разработка указанных программ моделирования позволила выполнить исследо- вания по анализу влияния нелинейного элемента на дополнительные энергетиче- ские потери и определить оптимальную рабочую точку мощного каскада борто- вого ретранслятора. Моделирование и последующие экспериментальные .ссле- 143
Таблица 7.9 Подпрограмма PTCI IF FDFTи DPF PEREUP FORM IО TRAXSK DAT CH PSP MO DUE SVERT NEL OB R AT PRY AM AXCS1I Краткое содержание В подпрограмме производится преобразование массивов группового времени запаздывания в фазовые характеристики фильтров и форми- руется комплексный массив характеристик фильтров Быстрое преобразование Фурье к обычное преобразование Фурье комп- лексных массивов В подпрограмме производится переупорядочение комплексного импульс- ного отклика фильтра таким образом, чтобы элемент с максимальной действительной частью имел индекс (.V/2— 1) В подпрограмме формируется МД импульсных откликов для различных тактовых смещений каждого фильтра и происходит нормировка им- пульсного отклика в соответствии с единичной энергией По данным комплексным импульсным откликам передающего и прием- ного фильтров находится импульсный отклик трансверсального кор- ректора Генерирует с равной вероятностью числа 0 и 1 Генерирует псевдослучайную последовательность длины logs -И. где Л-f — число фаз, с помощью подпрограммы DATCH Подпрограмма зависит от кратности фазовой модуляции и генерирует NY комплексных чисел, модуль которых равен V 2 BACK и которые принимают М значении Происходит свертка входной последовательности длины NY с импульс- ным откликом цифрового фильтра С помощью комплексной характеристики нелинейного элемента опреде- ляется сигнал на его выходе Подпрограмма обратного интеграла вероятности Подпрограмма интеграла вероятности По имеющемуся сигналу на выходе приемного фильтра находятся энер- гетические потери прн заданном отношении сигнал-шум Рис. 7.12. Структурная схема моделирования тракта системы с МДВР (цифры соответствуют номеру подпрограммы) 144
довапия показали, что при уменьшении ФМ сигнала иа входе нелинейного элемента суммарные потери S.0 сначала снижаются, а затем вновь увеличиваются. Зависимость суммарных энергетических потерь (с &Q учетом линейных элементов) от уровня сигнала иа входе нелинейного элемента приведена иа рис. 7.13. /, <• При уровне сигнала на входе нелинейного элемента 1)с 1 средняя мощность сигнала определяет рабо- 227 чую точку расположенную в точке перегиба ампли- 0.2 0,6 1,0 Uc тудиой характернстиив нелинейного элемента. Прн Рис 7‘13 3aBHCI13IOCTl> ,,1ер. этом пиковая мощность сигнала в отдельные мо- гст ясских потерь от ni i6opn менты времени оказывается в области насыщении, рабочей точки лев ретранс- Миннмуму энергетичесих потерь (~2,5 дБ) соответ- ствует относительный входной уровень Uc 0,7. Многочисленные расчеты и ис- пытания па реальных линиях показывают, что при оптимизации параметров ли- нейной части и выборе оптимального уровня сигнала на входе нелинейного эле- мента суммарные энергетические потери могут не превышать 3 дБ. 7.10 СИНХРОНИЗАЦИЯ В СИСТЕМЕ С МДВР Аппаратура синхронизации земных станций один из основных элементов систем с МДВР. Опа обеспечивает отсутствие взаимной интерференции сигна- лов ЗС на входе ретранслятора. Кроме того, эта же аппаратура решает задачу первоначального вхождения ЗС в синхронизм, т. е. включение их в уже функ- ционирующую синхронную систему. Для обеспечения синхронной работы ЗС в Одном стволе ретранслятора часть пропускной способности ствола специально отводится для передачи сигналов кадровой синхронизации, используемых ЗС сети МДВР для установления необходимых временных соотношений. Оптималь- ные методы кадровой синхронизации позволяют обеспечить требуемую надеж- ность и точность синхронизации прн минимальных затратах пропускной способ- ности Различают синхронизацию на прием и на передачу. Синхронизация на прием, решающая задачу определения временных интервалов, соответствующих субкадрам станций корреспоидешов, достигается путем детектирования синхро- сигнала опорной станции (СОС) Период повторения СОС и задает кадр си- стемы. Синхронизация на передачу, решающая задачу удержания собственного излучаемого сигнала в рамках выделенного этой станции субкадра, осуществля- ется периферийными станциями (ПС) с помощью управления фазой передачи собственных сигналов в кадре при сравнении ее с фазой СОС. Применяется как формирование синхросигнала в рамках единого пакета с информационным сш налом, так н в виде отдельного специализированного пакета (так называемая выделенная синхронизация) [7.22, 7.23]. В последнем случае синхросигналы всех ЗС передаются в кадре иа фиксированных временных позициях отдельно от информационных пакетов Структура и длительность кадровых синхросигна- лов постоянны, в то время как расположение и длительность информационных пакетов могут изменяться в соответствии с трафиком ЗС. Очевидно, что при использовании выделенной кадровой синхронизации не- сколько снижается кадровая эффективность системы [7.23] ввиду необходимо- сти передачи синхросигнале!! и преамбулы демодулятора как в составе синхро- пакета, так н в составе пакета информации. Однако при этом удается пол- ностью разделить функции обществолыюй и индивидуальной частей оборудо- вания, что создает существенные преимущества в процессе эксплуатации. Вхождение в синхронизм осуществляется при первоначальном включении станций в сеть после перерыва связи К процедуре вхождения предъявляются следующие требования: минимальное влияние сигнала вхождения па информационные сигналы ра- ботающих ЗС; минимальное влияние информационных сигналов на качество приема сигна» ла вхождения; малое время вхождения в синхронизм 145
в различных системах МДВР нашли применение следующие способы вхож- дения а синхронизм: 1) передача низкоуровневого сигнала вхождения иа время установления кадровой синхронизации на передачу; 2) предсказание временных позиций периферийных ЗС по результатам рас- чета траектории геостационарного ИСЗ; 3) импульсное вхождение в результате однократной передачи номинальным уровнем короткого (длительностью в один или несколько кадров) синхросигна- ла с последующей коррекцией фазы передающего генератора кадровых сиг- налов. Первый способ, создавая минимальные помехи другим станциям, отличается значительным временем вхождения в синхронизм — несколько секунд. При вто- ром способе требуется наличие специализированной сети измерительных станций и обеспечение высокой точности измерений наклонной дальности до ИСЗ. Тем не менее точность измерения расстояния до ИСЗ, достаточная для обеспечения ре- жима вхождения в сети МДВР, может быть достигнута только при высокой точности удержания ИСЗ на орбите. Третий метод, создавая кратковременную помеху всем работающим в сети станциям, аппаратурно реализуется наиболее просто и при необходимости редкого осуществления процедуры вхождения ока- зывается весьма удобным. Более подробные сведения по системам синхронизации могут быть найдены в уже упомянутой работе [7 23], в которой содержится также обширный биб- лиографический материал. Глава 8 ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ПРИЕМНОЙ АППАРАТУРЫ ЗЕМНЫХ СТАНЦИЙ 8 1 ВХОДНЫЕ ПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА Напряженный энергетический потенциал спутниковых линий связи требует максимально возможного увеличения чувствительности ЗС, одним из способов достижения которой явдяется применение малошумящих входных устройств. Эти устройства, являющиеся характерной особенностью ЗС, описаны в данной Vacmoma сигнала, ГГц Рис. 8.1. Частотные за- висимости шумовых ха- рактеристик некоторых типов МШУ: 1 — транзисторных; 2 — на туннельных диодах; 3 — параметрических главе Основные принципы построения остальных элементов приемопередающего оборудования, так же как тракт промежуточной частоты, модуляторы, де- модуляторы, не имеют специфических особенностей, и их описание может быть найдено во многих опуб- ликованных работах [8.3, 8.5, 19]. Параметром, характеризующим чувствительность входных приемных устройств, является эффективная шумовая температура Тпр, связанная с коэффициен- том шума приемника п следующим соотношением 7’пр=(п—1)7, где Т — эффективная шумовая тем- пература источника сигнала в нормальных условиях, 7» 300 К. В аппаратуре ЗССС применяются различные типы .малошумящих усилителей (МШУ), основные нз которых: параметрические усилители (ПУ), ох- л аж даем ые н неохлаждаемые, транзисторные усиди- телн (ТУВЧ), усилители на туннельных диодах (УТД), комбинированные усилители (усилите ли с последовательным соединением нескольких каскадов). Частотные зависимости шумовых характеристик некоторых типов МШУ приведены на рис 8.1. 146
Выбор необходимого типа МШУ (наряду с шумовыми характеристиками) определяется и другими электрическими параметрами: полосой пропускания, диапазоном необходимой перестройки, стабильностью в работе, уровнем насы- щения, потреблением энергии, а также стоимостью, габаритными размерами, массой. Основные требование к МШУ 1. Ширина полосы усиления должна быть максимальной (для одновремеи- «ого усиления сигналов нескольких стволов). Во многих случаях полоса усиле- ния в дециметровом диапазоне, например, может быть получена в величину октавы, а в варианте с твердотельным МШУ достигается полоса в 15... 20% относительно средней частоты. 2. Шумовая температура усилителя должна быть минимальной. 3. Коэффициент усиления МШУ должен быть достаточным для эффектив- ного уменьшения шумов усилительно-преобразовательных устройств, следую- щих за инм. Как известно [8.1], коэффициент шума приемного устройства оп- ределяется с допустимой погрешностью шумами первых двух каскадов входно- го приемного устройства: яПР = пмщу "Г (П2К 1) Ку > где — коэффициент шума МШУ; Kv — коэффициент усиления МШУ; п2к — коэффициент шума второго каскада. При достаточно большом значении Ку вторым членом равенства можно пренебречь и тогда ппр будет определять- ся только шумом МШУ. 4. МШУ должны обладать достаточно высоким уровнем насыщения, в про- тивном случае могут возникнуть перекрестные искажения и даже наступить на- сыщение приемника. Обычно уровень насыщения в современных МШУ находит- ся в пределах —(40 .70) дБВт. 5. МШУ должны обладать линейной амплитудной и равномерной фазовой характеристиками. В табл 8.1 приведены основные параметры МШУ различных типов, ис- пользуемых в аппаратуре ЗССС. Рассмотрим эти усилители. Параметрические усилители относятся к классу устройств, в которых для получения усиления используется эффект отрицательного сопротивления В на- стоящее время существуют разнообразные ПУ, отлн 1ающиеся схемными реше- ниями и параметрическими (реактивными) элементами, в качестве которых мо- гут быть использованы емкости н индуктивности. В аппаратуре ЗССС чаще Таблица 81 Основные параметры МШУ для диапазона сантиметрового (3 . 30) П ц Тип >стронет ПУ на полу п по в один ковых диодах при температуре Г. К' 290 25 25 3...5 3.. .5 1Л ... 3 1’.. |'.Я ГО ... 290 "5 ... 150 20 20 I ... 2 1 ...2 2,7 1.07 250 *0 УТД 15 2...3 4 . . •35 .. Ч«5 15 1 . 15 7.. 9 ISO . 2000 ТУВЧ 5 3.. 5 5 4 3 1160 Балансный смеситель СВЧ — — . 5 . .8 625 ... 15)0 — — 510 625 ... 2600 147
всего используются ПУ с параметрическим (варакторным) диодом, обладающим свойствами нелинейной емкости и изменяющим свое реактивное сопротивление за счет внешних источников энергии. Так как чисто реактивные элементы не имеют собственных шумов, то ПУ на их базе обеспечивают низкие собственные шумы — до 100... 150 К. По схемным признакам ПУ делятся на одноконтурные, двухкоитурные и усилители бегущей волны. В свою очередь двухкоитурные усилители могут быть с преобразованием частоты и без преобразования. Одноконтурные ПУ имеют достаточно малые шумы в синхронном режиме, в случае же асинхронной работы шумы поступают в систему как иа частоте сигнала, так и на разностной частоте, что значительно увеличивает шумовую температуру. Так как обеспечение синхронного- режима практически невозможно, то более целе- сообразно использовать двухкоитурные ПУ. Структурная схема, поясняющая принцип действия Д'вухконтуриого ПУ, приведена иа рис. 8.2. В таком усилителе два резонатора на- страиваются соответственно иа частоту сигнала- (рабочую) РРЧ и разностную (холостую) часто- ту РХЧ, а переменная емкость служит элемен- том связи ЭС. Включение «холостого» резонато- ра в совокупности с сигнальным контуром позво- ляет получить дополнительное усиление сигнала и, как следствие, уменьшение шумовой темпе- ратуры. Двухкоитурные усилители могут работать в режиме преобразования частоты. В этом случае выходной сигнал снимается с разностного конту- ра и отпадает необходимость в применении цир- Рис, 8.2 Структурная схема двухкоитуриого ПУ кулятора. Параметрический усилитель преобразователь до последнего времени широ- ко применялся в аппаратуре ЗС в диапазоне 800... 1000 МГц на станции «Ор- бита» при работе с ИСЗ «Молния-1» [8.2]. Типовая структурная схема такого НУ показана иа рис. 8.3. Здесь принятый антенной сигнал частоты fc через входной полосовой фильтр и ферритовый вентиль попадает иа контур сигналь- ной частоты КСЧ, связанный через нелинейную емкость параметрического диода ПД с контуром разностной частоты КРЧ Одновременно на ПД подаются коле- бания накачки частоты fB от генератора накачки ГН через ферритовый вентиль, направленный ответвитель н полосовой фильтр. Усиленные колебания разност- ной частоты fP=fn—fc с КРЧ через фильтр и ферритовый вентиль попадают на смеситель См, в котором осуществляется второе преобразование частоты fnp в промежуточную частоту fn4. На этот же смеситель подаются колебания частоты f1 со смесителя сдвига, где частота накачки fH преобразуется в частоту Рис. 8.3. Структурная схема параметрического усилителя-преобразователя 148
fi, сдвинутую относительно fH на величину, равную частоте fr кварцевого гете- родина КГ, т. е. /) [к -J,. При таком преобразовании ПЧ зависит "только от частоты сигнала и частоты кварцевого гетеродина и не зависит от частоты на- качки. Параметрические усилители отражательного типа находят преимуществен- ное применение при проектировании современной аппаратуры ЗС. Такой усили- тель по сравнению с усилителем преобразователем имеет ряд достоинств: про- стоту конструкции, меньшую шумовую температуру и меньшую потребляемую мощность накачки. Упрощенная структурная схема входного устройства с ПУ отражательного типа приведена на рнс. 8.4. Здесь выходная мощность с соб- ственно ПУ снимается не на разностной частоте /р, а на частоте сигнала fc и усиленный сигнал поступает на смеситель приемника (КСЧ и КРЧ — контуры сигнальной и разностной частот). Генераторы накачки (ГН) являются одним из основных элементов ПУ. Их частота /н в 10... 15 раз выше частоты сигнала fc- Например, для ПУ децимет- рового диапазона частота ГН составляет 10... 12 ГГц. В качестве ГН использу- ются как электровакуумные СВЧ приборы — клистроны, магнетроны, так и твердотельные приборы — диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды (ЛПД) пли транзисторные генераторы с многократным умножением частоты. В качестве таких генераторов иногда используются отражательные клистроны. Однако они имеют ряд недостатков: сильную зависимость частоты и мощности от питающих напряжений, большую номенклатуру этих напряжений, температурную неста- бильность, сложность е эксплуатации, высокую стоимость н т. п. Приходится использовать специальные сложные системы автоподстропкн частоты, а иногда и термостатировапяе. Магнетронные генераторы накачки ненадежны в работе, как правило, име- ют малый срок службы. Параметры их значительно меняются с течением вре- мени и при изменении температуры окружающей среды. Перспективными следует считать кварцевые транзисторные генераторы с умножением частоты, генераторы па ЛПД и генераторы на основе эффекта Ган- на. Использование твердотельных генераторов СВЧ позволяет получить деше- вые, надежные и простые в эксплуатации ГН. Наиболее приемлемы также ге- нераторы на диодах Ганна (например, АЛ 703Б) из-за их частотной стабильно- сти и надежности в работе и транзисторные генераторы с многократным умно- жением частоты. Последний тип имеет большую устойчивость, стабильные пара- метры, длительный срок службы при сравнительно небольших массе н потреб- ляемой мощности. В табл. 8.2 приведены примерные сравнительные данные по выходной мощ- ности этих генераторов. Пример типовой структурной схемы твердотельного ГН с многократным умножением частоты для 11* дециметрового диапазона показан на рнс. 8.5. Кратность умножения определяется несущей частотой п требуемой частотой накачки. 149
ПдБн ЗСдБм 45д5н 59,5лд* Рис 8.5. Типовая структурная схема твердотельного ГН с умножением частоты Параметрические диоды требуют от ГН мощности от 10 до 109 .мВт. Наи- более широкое применение в качестве ПД получили варакторные диоды из арсе- нида галлия GaAs, хотя ло последнего времени их выполняют и па базе крем- ния. На первых этапах изготавливали в основном диффузионные (на основе мезоструктур), сварные и точечные варакторные диоды. В последнее время из- готавливают диоды с барьером Шотки, имеющие наплучшие параметры. Параметрические усилители обладают паплучшпми шумовыми свойствами средн усилителей СВЧ, работающих без принудительного охлаждения. Одиако в некоторых случаях, например на станциях «Орбита», оказалось выгодным до- полнительно понижать шумовую температуру ПУ с помощью охлаждения днода и других элементов до температуры жидкого азота. Например [8.3]. иа ряде ЗС «Орбита-2» используются трехкаскадные охлаждаемые ПУ, имеющие следующие параметры: коэффициент усиления — около 30 дБ, диапазон 4 ГГц, полоса пропускания 600 МГц, частота ГН 20,3..22,5 ГГц; мощность ГН 20. 60 мВт. Эти усилители прн охлаждении до 18 К имеют шумовую температуру около 29 К. Охлаждение ПУ осуществляют путем помещения объемного резонатора с ПД в криостат, наполненный жидким азотом (Т=77 К) На рис 8.6 приведен график, характеризующий различные виды ПУ по их свойствам. Малошумящие транзисторные усилители СВЧ (ТУ ВЧ) в последнее время находят широкое применение в аппаратуре ЗС спутниковой связи и ТВ. Напри- мер, в приемных установках системы ТВ вещания «Экран» используются ТУВЧ с шумовой температурой 500.. 800э в дециметровом диапазоне Разработка но- вых типов транзисторов, сравнимых по коэффициенту с УТД и ЛБВ, позволила начать освоение и более высоких диапазонов. В настоящее время на ЗС исполь- зуются ТУВЧ до 4 и даже 8 ГГц в качестве входных МШУ. Тем не менее в качестве первых каскадов МШУ используются только в диапазонах I ... 3 ГГц, в более высоких диапазонах, например 4 ГГц, они включаются вслед за ПУ. Как правило, минимальный коэффициент шума многокаскадного ТУВЧ до- стигается в том случае, когда каждый его каскад выполняется по схеме с об- щим эмиттером Для уменьшения собственных шумов в многокаскадном ТУВЧ необходимо обеспечивать хорошее согласование полных входных и выходных со- шротнвлений соседних каскадов. Рис. 8.7. Схема TJ ВЧ 1Рис. 8.6 График шумовых свойств различных ПУ’ I. U — обычных; 2 —лучших неохлаждаемых; 3 — лучших охлаждаемых до 77 К 4— лучших охлаж- денных до 20 К 150
Важными свойствами ТУВЧ являются: возможность работы без циркулято- ров; легкость сопряжения с обычными СВЧ колебательными цепями, интеграль- ными и полосковыми схемами; высокая надежность. На рис. 8 7 показан пример схемы ТУВЧ с межкаскадной связью па полу сосредоточенных элементах [8.4]. Здесь усиливаемый сигнал выделяется на кол- лекторе транзистора Т1 с помощью контура, образованного укороченными чет- вертьволновыми полосковыми линиями ГН и П2 и подстроечного конденсатора Сп. Затем через разделительный конденсатор Ср сигнал попадает в базовую- цепь транзистора Т2. Эта цепь состоит из четвертьволновой высокоомной поло- совой линии П5 и специальной полосовой линии П4 с разомкнутым шлейфом ПЗ, которые образуют эквивалентный контур, настраиваемый на верхние ча- стоты рабочего диапазона. Малошумящие трехкаскадиые ТУВЧ на частотах 700 и 1000 МГц обеспечи- вают в интегральном исполнении на транзисторах КТ329А и KT34IA усиление 18... 25 дБ (в зависимости от частоты) прн коэффициенте шума п около 3,5 дБ и полосе до 50 МГц. Для диапазона СВЧ максимально достижимое усиление такого усилителя Кус = (/max//)2, т. е. коэффициент усиления падает со скоростью 6 дБ/окт. Здесь /шах — частота, на которой коэффициент усиления равен 1. Усилители на туннельных диодах УТД являются сравнительно широкополос- ными устройствами, их полоса пропускания прн коэффициенте усиления 15.. 17 дБ может достигать 40%. УТД позволяют улучшить, по меньшей мере, на 3. 4 дБ коэффициент шума современных МШУ без дополнительного увели- чения массы, габаритных размеров и потребляемой энергии. Однако создание- УТД, работающих в сантиметровом диапазоне, ограничивается достигнутым в настоящее время коэффициентом шума, большим разбросом параметров Су- щественным недостатком УТД являются значительная зависимость от изменения условий окружающей среды и сложность обеспечения устойчивой работы. Применение УТД целесообразно в качестве второго каскада после ПУ, & также в тех случаях, где определяющими являются масса и габаритные разме- ры при умеренном коэффициенте шума (6... 10 дБ), незначительном динамиче- ском диапазоне и т. п. Это относится к всевозможным перевозимым и подвиж- ным ЗС, а также к бортовой аппаратуре ИСЗ. Комбинированные МШУ нашли применение в аппаратуре ЗС систем «Орби- та> и «Интерспутиик». Так, в настоящее время на этих ЗС применяется четы- рехкаскадный МШУ с глубоким охлаждением жидким азотом первых двух последовательно соединенных ПУ, вслед за которыми дополнительно включают- ся еще два каскада неохлаждаемых ПУ. Основные параметры комбинированного МШУ Полоса пропускания, МГц......................250 Коэффициент усиления дБ......................40 Температура шума, К.......................... 80... 90. В последнее время на ЗС стали применяться еше два типа комбинирован- ных МШУ [8.5]: МШУ-30 с охлаждаемыми ПУ, МШУ-60 с неохлаждаемымш ПУ. МШУ-30 состоит нз трех каскадов — двух каскадов охлаждаемого жидким- азотом ПУ с последующим (третьим) каскадом, выполненным иа транзисторе. Конструкция усилителя: коаксналыю-волноводиая с. использованием коаксиаль- но-волноводных циркуляторов и диодов из арсеиида-галлня с использованием эффекта барьера Шотки. Генераторы накачки работают на диодах Ганна на ча- стотах около 33 ГГц с системой автоматического поддержания уровня мощно- сти. Этот усилитель несколько уступает по параметрам МШУ, использующим охлаждение до температуры жидкого гелия и имеющим Гш= 164-20 К, но зато- имеет прост}ю систему охлаждения, низкую стоимость, а главное, прост и наде- жен в эксп латании. Охлаждаемые каска ты ПУ располагаются в специальном- кожухе, который погружается в криостат с жидким азотом. Генераторы накач- ки помешаются в термостат. Блоки питания, управления и контроля располага- ются в отдельной стойке. 151
Основные параметры МШУ-30 Полоса пропускания по уровню I дБ МГц, пе менее.........................................500 Коэффициент усиления дв>х каскадов, дБ 30 Коэффициент усиления с транзисторным усили- телем, дБ . . . ...................30... 50 Ти, на выходном фланце, К...................30 МШУ-60 пеохлаждаемый, состоит из термостатированного н герметичного блока ПУ и блока питания. В блоке ПУ располагаются одни или два каскада ПУ и транзисторный усилитель. В ПУ, как и в предыдущем случае, использу- ются арсенид галлпевые диоды с барьером Шотки, ГН — твердотельный, рабо- тает на частоте 50 ГГц. Термостатироваипе осуществляется с использованием эффекта Пельтье, заключающегося в выделении нлн поглощении теплоты в ме- сте контакта двух веществ (металл, полупроводник) при прохождении через контакт электрического тока. В замкнутой цепи один из контактов нагревается, другой —• охлаждается. При изменении направления тока эффект меняет знак. Количество выделяющейся (или поглощающейся) теплоты пропорционально электрическому заряду па контакте Основные параметры МШУ-60 Полоса пропускания МГц, не менее . . . 500 Коэффициент усиления, дБ ... 35... 40 Тш на выходном фланце, К......................60 Важным достоинством МШУ’-бО является возможность его размещения не только в аппаратном зале, но и в подзеркальной кабине, что может дать допол- нительный выигрыш в добротности станнин, в то же время МШУ-30 может раз- мещаться только в аппаратном зале. Таблица 8 3 Тип усилителя тш. к Значение добротности* 1 МШУ в аппаратной МШУ в подзеркальной кабине /'АВТв0,8-д-0,9 дБ a ^ЛВТ-<0.3 дБ 3 = 5’ 3>15 3 = 5° ₽>15° мшу зо 30 30.5 ... 30.2 31,7 . 31,2 32.2 33.8 МШУ-60 60 30,1 .. 2S.7 30,7 . 30 1 31,3 32,5 ₽ - угол места антенны, град; LABT — потерн тракта. В табл. 8.3 для примера приведены значения добротности ЗС при исполь- зовании двух постедних вариантов МШУ для разных способов их размещения. Добротность ЗС определяется на частоте 3,8 ГГц, диаметре аитениы 12 м, КИП-0,7. 8.2. ПРИЕМНЫЕ СМЕСИТЕЛИ Приемные смесители ЗС предназначены для преобразования усиленного во входном МШУ принятого сигнала СВЧ в сигнал ПЧ (обычно 70 МГц). Основные требования к приемному смесителю 1 Малые коэффициент шума и потери преобразования. 2. Минимальная неравномерность коэффициента преобразования. 3. Минимальная неравномерность характеристики ГВЗ в широкой полосе частот. а Первые два требования определяются в основном параметрами выбранного 152
смесительного элемента, в качестве которого в настоящее время помимо тради- ционных смесительных диодов используются транзисторы, туннельные и обра- щенные дно ты, диоды с барьером Шоткп. Последнее требование связано с не- обходимостью получения высококачественных характеристик приемного тракта для обеспечения неискаженного приема информации. В смесителях приемников ЗС сигнал малого уровня перемножается с ко- лебаниями гетеродина более высокого уровня, поэтому, как правило, онн ра- ботают в линейном режиме преобразования и параметры смесителя практически неизменны при возможном изменении уровня входного сигнала. Наиболее ши- рокое применение в качестве смесительных диодов в аппаратуре ЗС находят два типа полупроводниковых диодов: кремниевые диоды с точечным контак- том н арсенид-галлиевые диоды с барьером Шоттки. Последние находят все большее применение благодаря высоким шумовым параметрам, стабильности характеристик при различных температурных и механических воздействиях. В табл. 8.4 приведены параметры малошумящих смесительных диодов, при- меняемых в аппаратуре ЗС [19]. Таблица 8 4 3начелкя параметра для диода Параметр Д405Б. .1105:,ы Д-105. Д408П AA11IA Потери преобразования, дБ КСВН Мощность гетеродина, МВт Выпрямленный ток. мА Выходное сопротивление. Ом Шумовая температура, К 6 1.1 1 1 300 . -150 7000 1.3 0,5 0,8 290 ..390 5500 и 1.3 3 2.5 300 ... 500 2000 . . 3000 Смесительный диод должен быть согласован в полосе частот принимаемых ситалов с линий передачи при оптимальной мощности гетеродина, кроме того, должна быть обеспечена нагрузка диода на частотах побочных состав- ляющих преобразования. Согласование диодов по входу обеспечивается обычно во всем диапазоне рабочих частот без подстройки смесителя. С учетом разбро- са параметров диодов коэффициент стоячей волны напряжения (КСВН) сме- сителя не превышает 1,5. Такого согласования- достаточно для получения необ- ходимых для аппаратуры ЗС параметров смесителя. Мощность гетеродина вы- бирается оптимальной для получения минимальной шумовой температуры сме- сителя. Значение ее, однако, не является критичным и может изменяться в некоторых пределах. Обычно для однотактных смесителей на диоде с барьером Шоткп мощность гетеродина устанавливают около 3 мВт. В некоторых слу- чаях на диод подается смещение от источника постоянного тока, как это де- лалось в первых вариантах аппаратуры «Орбита». Напряжение смещения ре- гулируют в этом случае при замене диода и устанавливают оптимальным для получения минимальных шумов и минимальной неравномерности АЧХ прием- ника. Смеситель вместе с входными устройствами н цепями сложения принима- емого сигнала и гетеродина образует преобразователь частоты приемника. Он может быть построен как по одпотактной, так н по двухтактной (балансной) схеме. Упрощенная структурная схема однотактного преобразователя частоты приведена на рис. 8.8. Сигнал, поступающий через полосовой фильтр ПФ и ферритовый вентиль ФВ, складывается с помощью вилки фильтров с колеба- ниями гетеродина и через фильтр гармоник оба сигнала поступают па смеситель См. Вилка состоит нз двух узкополосных фильтров — пропускающего н режек- торного, настроенных на частоту гетеродина. В цепь гетеродина включен узко- полосный фильтр ФУП, пропускающий энергию гетеродина к тройнику вилки фильтров и препятствующий попаданию принимаемого сигнала в цепь гетеро- дина во избежание потерь. В цепь сигнала включен режекторный фильтр РФ, пропускающий принимаемый сигнал и отражающий энергию гетеродина к сме- сителю Он препятствует проникновению сигнала гетеродина на вход прием- 153
ПФ ФВ РФ См Рис. 8.8 Структурная схема однотактного преобразователя ника Расстояние между фильтрами в вилке подбирается обычно для каждого ствола таким образом, чтобы обеспечить малый коэффициент отражения как в цепи сигнала, так и в цепи гетеродина. Для сложения принимаемого сигнала с колебаниями гетеродина в одно- тактном преобразователе вместо вилкн фильтров часто используется феррито- вый циркулятор, структурная схема такого преобразователя приведена на рис. 8.9. В этом случае принимаемый сигнал после ПФ проходит через цирку- лятор Ц (плечн 1 и 2) н См. Гетеродинный сигнал через ФУП и ФВ подклю- чается к плечу 3 циркулятора. В соответствии с направлением циркуляции энергии (обозначенным стрелкой) он попадает в плечо 1. Отражаясь от ПФ, настроенного на частоту сигнала, энергия гетеродина снова поступает на Ц и через плечн 1 и 2 подается на фильтр гармоник и смеситель. В этой схеме циркулятор одновременно выполняет функции вентиля в цепи сигнала, посколь- ку волна, отраженная от смесителя, направляется циркулятором в цепь гете- родина, где поглощается в ФВ и до ПФ не доходит. Точно так же обстоит дело и с зеркальной составляющей, возникающей в смесительном диоде. Она также поглощается в ФВ, благодаря чему обеспечи- вается согласованная нагрузка ПФ и диода на зеркальной частоте. Структурная схема балансного преобразователя частоты приведена иа рис. 8.10. Такие преобразователи используются в тех случаях, когда требуется снизить мощность гетеродина. При хорошо согласованном См и удачно подоб- ранных диодах развязка цепей сигнала и гетеродина в ием достигает 20 дБ и соответственно на столько же снижается мощность от гетеродина. В этом преобразователе для сложения принимаемого сигнала с сигналом гетеродина используется мостовое устройство (щелевой мост ЩМ), которое делит энергию СВЧ сигнала, подаваемого на плечн 1 н 2, пополам. В результате иа оба дио- да балансного смесителя, подключенных через фильтры гармоник к выходным плечам 3 и 4 моста, поступают биения сигнала и гетеродина. Риа 8 10. Балансный преобразователь 154
Глава 9 БОРТОВЫЕ РЕТРАНСЛЯТОРЫ СПУТНИКОВЫХ ЛИНИЙ СВЯЗИ И ТВ ВЕЩАНИЯ 9.1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ, НАЗНАЧЕНИЕ И ОСНОВНЫЕ ОСОБЕННОСТИ Бортовой ретранслятор (БРТР)— радиотехническое приемопередающее устройство, устанавливаемое на ИСЗ н предназначенное для приема сигналов от передающей ЗС (одной или нескольких), их усиления и дальнейшей передачи в направлении приемной ЗС (одной или нескольких). БРТР н связанные с ним бортовые антенны являются важной частью системы спутниковой связи и ве- щания. В зависимости от назначения системы, в которую входят БРТР, они различаются по типу преобразования частоты принимаемого радиосигнала в выходную частоту сигнала передачи; по диапазону рабочих частот; по числу стволов; по способу формирования стволов; по виду передаваемой информации (режиму работы стволов); по виду обработки сигналов на борту; по способу конструктивного размещения на ИСЗ и др. Разумеется, приведенные различия являются условными, так как большинст- во спутников связи н вещания представляет собой многофункциональные уст- ройства, содержащие по нескольку РТР (или стволов), подключенных к несколь- ким антеннам (узкоиаправлепиым или глобальным) для решения разных задач. Например, возможны следующие варианты построения схемы одного ство- ла с учетом характера преобразования принимаемого сигнал- БРТР гетеродинного типа. Наиболее часто встречаются в практике спутни- ковой связи и вещания. Ширина полосы пропускания такого БРТР, как прави- ло, не превышает 40 МГц, а основное усиление обеспечивается в тракте ПЧ, в ряде случаев выбираемой в пределах 70.. 120 МГц. В таком БРТР обычно два преобразования частоты- понижающее и повышающее. БРТР с однократным преобразованием частоты (в литературе встречаются названия линейный БРТР, БРТР прямого усиления). В нем только одно пре- образование частоты принимаемого сигнала, в результате которого спектр сиг- нала переносится в область сигналов передаваемых на землю частот. Преиму- щество такой схемы заключается в ее простоте и большей широкополосности Ширина полосы пропускания может доходить до 80 МГц. Однако недостатком такой схемы являются трудности технической реализации, связанные с необ- ходимостью получения значительного усиления на одной нз частот. Так, при выходной мощности на частоте сигнала —20 Вт (+13 дБВт) н входном принимаемом сигнале на частоте /пр =—100 дБВт (т. е. при значениях, типич- ных для большинства линий связи) потребуется усиление Л'=120 дБ, т. е. потре- буется реализовать в БРТР большое усиление, что затруднительно с точки зре- ния обеспечения устойчивости в работе. БРТР с демодуляцией (или обработкой) сигнала на борту. Применялись, как правило, для передачи специальных видов информации. По мере развития систем спутниковой связи (переход к цифровым методам, обработка сигналов на борту, изменение вида модуляции, коммутация сообщений по лучам и т п.) та- кие схемы стали использоваться и для обеспечения дуплексной связи через ста- ционарные ИСЗ с детектированием (демодуляцией). Например, в случае рабо- ты цифровыми методами на борту нередко осуществляются детектирование принятых сигналов и их регенерация. КОНСТРУКТИВНЫЕ ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ БРТР Выбор и разработка конструктивной схемы БРТР связаны с непрерывным н длительным пребыванием его в специфических условиях открытого космического пространства в составе ИСЗ. К этим условиям относятся глубокий вакуум (10-4... 10-14 мм рт. ст.), невесомость, возможность попадания в метеоритные потоки, воздействие интенсивной солнечной радиации, космического и рентге- новского излучения. 155
Конструкция БРТР должна обеспечивать самостоятельное и надежное функ- ционирование в сложных условиях воздействия всей совокупности этих факто- ров в течение всего срока службы и удовлетворять следующим требованиям: минимально возможная масса при заданных требованиях надежности и энергетических показателей; оптимальная по условиям установки в ИСЗ форма для обеспечения мини- мальных нагрузок на ракету-носитель; оптимальное использование внутреннего пространства БРТР с целью обес- печения необходимых условий терморегулирования, удобного доступа к узлам и блокам и возможности замены блоков перед стартом; минимальное влияние динамических нагрузок и неравномерности распреде- ления масс в полете на другие системы ИСЗ, главным образом на системы ориентации и стабилизации; способность выдерживать различного рода вибрации, ускорения п удары, возникающие в процессе запуска и коррекции траектории, основным источником которых является работающий реактивный двигатель как самого КА, так н ра- кеты-носителя, частота вибраций от нескольких до тысяч герц; выдерживать резкое изменение температуры (-t-60...—150°С). Как видно, к БРТР предъявляются довольно жесткие требования, часто противоречащие друг другу. Например, БРТР должны иметь минимальные массу и габаритные размеры, отличаться высокой надежностью и экономичностью и в то же время отдавать максимально возможную мощность, иметь высокую стабильность па- раметров в течение большого срока эксплуатации. По указанным причинам исполнение аппаратуры БРТР имеет ряд сущест- венных отличий от аналогичной аппаратуры, находящейся в наземных условиях. К ним относится прежде всего нспользованне специальных методов монтажа, методов напыления, т. е. использование специальной технологии в процессе изготовления. ОСНОВНЫЕ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ОСОБЕННОСТИ БРТР Мощность, которую необходимо получить иа выходе передатчика БРТР (или ствола БРТР), зависит: от функционального назначения системы, в кото- рой работает данный БРТР, вида передаваемой информации, заданной про- пускной способности, наличия энергетического ресурса на борту, заданного сро- ка службы и др. Чтобы снизить мощность, потребляемую от бортовых энерге- тических источников, стремятся улучшить так называемый промышленный коэф- фициент полезного действия БРТР, представляющий собой отношение полезной подводимой к антенне колебательной мощности Рпол к общей мощности, по- требляемой БРТР от источников питания Рист- Чпр = Р пол.'^ист- Стре.мленне улучшить (повысить) промышленный КПД обусловливает при- менение в наиболее энергоемком и объемном узле БРТР — выходном каскаде (передатчике) — экономичных электронных приборов: ЛБВ, клистронов, тран- зисторов и т. п., параметры которых и характеристики усилителей более под- робно рассмотрены в § 9.5. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ УЗЛОВ БРТР В КОСМИЧЕСКОМ ПРОСТРАНСТВЕ Как известно [18], некоторые элементы БРТР могут располагаться не только внутри герметического контейнера ИСЗ, но и снаружи —- в условиях от- крытого космического пространства. Как правило, такими узлами являются ли- бо пассивные элементы (например, СВЧ фильтры), либо мощные выходные устройства, размещение которых внутри термоконтейнера не всегда возможно. Специфической особенностью космической среды является наличие высокого вакуума или фактическое отсутствие атмосферного давления. На рис. 9.1 при- ведён график зависимости усредненного давления от высоты над поверхностью Земли, нз которого видно, что уже на высоте 1000 км давление в 10-12 раз меньше, чем на уровне моря. Переход от земной атмосферы к межпланетному космическому пространству завершается на высоте около 10 000 км, где давле- ние достигает 10 18 мм рт. ст. и, начиная с этого момента, практически не из- 156
Рис. 9.1. Зависимость усред- ненного давления от высот > икд Землей меняется до высот спутников, располагающихся на геостационарных орбитах (около 35 8Э0 км). Влияние высокого вакуума на элементы БРТР, находящиеся в космической среде, проявляются в следующих эффектах отсутствии естественной (свободной) конвекции; коронном разряде; сублимации (испарении) материала; изменении прочности материала; потере смазки. Отсутствие свободной конвекции ухудшает условия теплообмена рабочих поверхностен БРТР с КП, и обеспечение нормальных тепловых режимов аппа- ратуры может происходить только за счет регулируемого излучения тепла в космос. При коронном разряде согласно закону Пашена потенциал пробоя зависит ст давления газа, просвета между электродами и геометрии электродов. Указан- ный закон справедлив только для определенных произведений значений просве- та между электродами и давления. Так, прн просвете между плоскими электродами 1 см минимальный по- тенциал пробоя равен 173 В-'мм при давлении 2 мм рт. ст., что соответствует (см. рис. 9.1) высоте около 30 км, не характерной для ИСЗ. Однако этого эф- фекта приходится опасаться и в высоковакуумной окружающей ИСЗ среде из-за сублимации материа- лов. Благодаря этому вокруг ИСЗ создаются условия собственной «микроатмосфсры» н требуется принятие специальных мер для предотвращения пробоя. Испареине материалов в условиях вакуума свя- зано с молекулярным весом материала, температурой окружающей среды и давлением паров материалов. В условиях глубокого вакуума, особенно при высо- кой температуре материала, может происходить ин- тенсивное испарение. В условиях высокого вакуума у многих материалов изменяются механические свойства. У некоторых металлов, например стали н молибдена, они улучшаются, У других (алюминий, магний) —ухудшаются. Потеря смазки, улетучивание смазочных веществ и увеличение коэффициен- та трепня — наиболее вредный результат влияния высокого вакуума. В обыч- ных условиях между поверхностями, покрытыми металлом, трение уменьшается за счет образующейся воздушной пленки. В высоком вакууме такая пленка от- сутствует и эффективный коэффициент трепня возрастает в силу того, что по- верхности металлов стремятся к взаимной диффузии в процессе холодной свар- ки. Поэтому соприкасающиеся поверхности рекомендуется изготавливать пз ковких металлов (золото, серебро), способных выполнять функцию нелетучих смазочных материалов. Влияние радиационного облучения, под которым понимают воздействие иа элементы БРТР, находящиеся в открытом космическом пространстве, потока корпускулярных частиц (протонов, нейтронов и др.) и электромагнитных волн (у-лучей, рентгеновских лучей и др.), проявляется в изменении структурно чув- ствительных характеристик материалов; повышается нх удельное сопротивле- ние, снижаются пластичность и вязкость, возрастают прочность и сопротивление малой пластической деформации. Основным видом радиационных повреждений органических материалов являются ионизационные эффекты. ОСОБЕННОСТИ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ТЕПЛОВОГО РЕЖИМА БРТР [9.1] Система обеспечения теплового режима (СОТР) БРТР или система термо- регулирования, как правило, является частью такой системы ИСЗ. Служит СОТР БРТР для автоматического поддержания в нем заданного температурно- го режима. Необходимость решения этой задачи объясняется неравномерным нагревом как всего ИСЗ прн его полете иа солнечной стороне и в тени Земли, так и отдельных его подсистем. В отличие от наземных условий, в космическом пространстве имеет место только лучистый теплообмен, при этом на ИСЗ воз- 157
действуют излучения Солнца и Земли. Нагретый до определенной температуры ИСЗ также излучает в окружающее пространство тепло, степень этого излуче- ния зависит как от внешних тепловых потоков, поглощаемых ИСЗ, так и от внутренних тепловыделений за счет работы бортового оборудования, главным из которого является БРТР. Поэтому даже если допустить, что можно было бы изолировать ИСЗ от внешнего излучения, то все равно при этом нельзя до- биться стабильной температуры внутри объекта без принятия специальных мер. Температура внутри объекта стала бы непрерывно расти п довольно скоро пре- высила бы допустимую. Поскольку нельзя полностью изолировать ИСЗ от внеш- него излучения, а также избежать внутреннего нагрева, то задачей СОТР явля- ется поддержание баланса между поглощением п излучением тепла. Регулирова- ние общего теплового баланса достигается обычно путем создания иа оболоч- ке— конусе спутника радиационной поверхности (радиатора-излучателя), спо- собной излучать большее количество тепла прн малом поглощении извне. К этой оболочке подводится тепло и от БРТР. Регулируя количество тепла, под- водимого к радиатору-излучателю, можно влиять на температурный режим ИСЗ. Из-за отсутствия конвекции внутри объекта теплопередача между его эле- ментами осмцествляется за счет теплопроводности конструкции путем передачи тепла от элементов внутри гермоконтейнера с помощью циркуляции газа в от- секах, а также путем создания специальных герметичных теплообменников жид- ких теплоносителей, способных снимать тепло как с элементов внутри объекта, так и установленных в открытом КП. Современные .СОТР включают в себя: чувствительные элементы, измеряющие температуры внутри объекта, и датчики, установленные на теплоемких узлах БРТР; электронные блоки, вырабатывающие управляющие сигналы для испол- нительных органов; собственно исполнительные органы, воздействующие па теп- ловой процесс; радиатор-излучатель избыточного внутреннего тепла; экранно- вакуумную изоляцию. В простейших СОТР исполнительными органами служат вентиляторы, соз- дающие циркуляцию газа внутри отсеков ИСЗ, и механизм, меняющий активную поверхность радиатора-излучателя (типа жалюзи). В более сложных СОТР име- ется жидкостный контур, переносящий тепло от источник >в к радиатору. В кои- туре имеется возможность менять режим циркуляции жидкого теплоносителя и таким образом влиять па вывод количества тепла с объекта. 9.2. ТИПОВЫЕ СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ БРТР Упрощенная структурная схема БРТР гетеродинного типа приведена на рис. 9.2,а. Принятый антенной сигнал на частоте /ПР поступает на вход БРТР, преобразуется в сигнал ПЧ fпЧ. На частоте fm в УПЧ осуществляется основ- ное усиление БРТР в заданной полосе частот. В следующем преобразователе осуществляется повышающее преобразование усиленного сигнала ПЧ в сигнал частоты передачи fnep, который после дополнительного усиления в выходном мощном каскаде А1У, собранном, как правило, на ЛБВ или клистроне, излуча- ется в сторону Земли. По такой классической схеме построены БРТР сойотского спутника ТВ вещания «Экран», стволы спутников связи «Молния» и «Радуга». Упрощенная структурная схема БРТР с однократным преобразованием ча- стоты приведена на рнс. 9.2,6. Поступающий на вход БРТР от антенны сигнал с центральной частотой fBp появляется иа выходе БРТР в полосе частот пере- дачи с центральной частотой /пер в результате однократного понижающего пре- образования. Выходная полоса частот относится от входной достаточно далеко во избежание возможного самовозбуждения РТР, как и определяет регламент связи [1]. После преобразования сигнал частоты fnep усиливается в одном или нескольких выходных УВЧ для доведения мощности до заданного значения и направляется через передающую антенну в сторону земли. Упрощенная структурная схема БРТР с демодуляцией (или обработкой) сигналов на борту приведена иа рис. 9.2,в. Здесь принятый на частоте /пр сигнал преобразуется в сигнал промежуточ- ной частоты Гпч, усиливается в тракте ПЧ и демодулируется (Дем). Демодули- роваииый НЧ сигнал поступает на модулятор (Мод) через устройство измене- ния структуры сигнала (ИСС) и далее на выходной усилитель мощности (УМ) 158
Рис 9.2. Упрощенные структурные схемы БРТР: а— типового гетеродинною; б — с однократным преобрлюаа-шем частоты; в — с демодуля- цией епгнила иа борту, г — идеальный РР и в антенну. Такая схема чаще всего используется в тех случаях, когда требу- ется изменить способ или интенсивность модуляции на линии ИСЗ—Земля, для регенерации сигналов и коммутации лучен. В принципе демодуляции на борту сигналов липин вверх дает возможность улучшить характеристики линии. Например, в случае передачи цифровых сигна- лов, если отношение енгнал-шум на линиях вверх н вниз одинаково, то регене- рация импульсных сигналов может дать выигрыш примерно 2,5 дБ [9.2] по сравнению с линейным БРТР прн одинаковой вероятности ошибки на выходе ЗС. Однако во многих случаях отношение сигнал-шум на линии вверх, как пра- вило, велико, поэтому преимущества, даваемые регенерацией, незначительны. Исключение составляют случаи, когда на линии вверх присутствует помеха нлн когда требуется произвести разделение сигналов на линии вверх и новое фор- мирование группового сигнала на линии вниз. Ретранслятор с обработкой сигналов на борту ограничивает типы сигналов, которые можно использовать, конкретным видом модуляции, реализованной в РТР. Поэтому потенциальные преимущества РТР с регенерацией необходимо со- поставлять с ограничениями, налагаемыми на параметры модуляции сигнала и, как следствие этого, с отсутствием возможности изменения модуляции после запуска спутника, что значительно снижает гибкость системы и лишает ее уни- версальности. Упрощенная структурная схема БРТР с РР Ф.М сигналов представлена на рнс. 9.2,г для влучая идеальной РР [9.2]. Принятые антенной БРТР последова- тельные пакеты сигналов от различных ЗС для РР некогерентны, хотя нх несу- щие и тактовые частоты мало отличаются друг от друга. Таким образом, для РР модулирующих сигналов должны быть восстановлены несущие и тактовые частоты всех пакетов. Поэтому БРТР с РР в общем случае при обработке ФМ сигнала должны выполнять следующие функции: когерентное детектирование (КД) с помощью восстановленной несущей (ВН); восстановление тактовой ча- стоты (ВТЧ); цифровое решение (ЦР); преобразование относительной фазы в абсолютную (декодирование ОФ.М/ФМ); цифровую обработку потока данных; обратное преобразование абсолютной фазы в относительную (кодирование); формирование несущей частоты (ГН); модуляцию (МФМ). Если БРТР выпол- няет все данные функции, то трудно найти компромисс между этими условиями, с одной стороны, и необходимостью одновременно обеспечивать малую массу, потребление, высокую надежность н т. п. Особенно трудновыполнимыми оказы- ваются быстродействующие устройства ВН и ВТЧ. Исключение некоторых элементов РР упрощает БРТР. Например, реализа- ция устройств ВМ, работающих с высокой стабильностью — крайне сложная задача, в связи с этим ВМ исключают из схемы БРТР и заменяют автокорре- ляционным детектором (АД) ОФМ, что упрощает БРТР (рис. 9.3) и повышает надежность, хотя несколько ухудшает его энергетические возможности прибли- 159
зитсльно на 0,5; 2,5; 3 дБ (соответственно для двух , четырех- и восьмифазово- го сигнала) по сравнению с КЛ. Однако, когда достоверность принимаемой информации определяется в ос- новном участком ИСЗ—Земля, использование АД на борту практически не ухуд- шает общей достоверности. Известно [9.2], что использование узкоиаправленпых бортовых антенн на линии ИСЗ—Земля позволяет наиболее экономично использовать мощность БРТР Это оказывается наиболее удоб- ным в диапазонах 11 . 14 и 20... 30 ГГц. На БРТР в этом случае организуется п отдельных стволов, работающих либо па разных частотах, либо с повторным использованием частоты за счет прост- ранственного н поляризационного раз- деления. При работе в системе связи с МДВР в БРТР устанавливается меж- ствольиый коммутатор пХп, обеспечи- вающий связь станций по принципу «каждая с каждой». Рис. 9.3. Структурная схема БРТР с РР и АД Коммутатор на борту осуществляет взаимную коммутацию стволов синхрон- но с временными пакетами, поступающими на его вход. Наиболее просто ком- мутация стволов БРТР ио лучам (главный вид обработки сигнала па борту на настоящее время) может быть реализована путем выбора гетеродинных ча- стот преобразователей БРТР. 9.3. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА БРТР ИСЗ «МОЛНИЯ» Первый принцип построения (см. рис. 9.1,а) взят за основу в первых со- ветских спутниках «Молиия-1». У этого ИСЗ БРТР работает в диапазоне 800... 1000 МГц и обеспечивает два режима: ретрансляцию сигналов одной те- левизионной программы при выходной мощности 40 Вт; дуплексную многока- нальную связь при мощности каждого ствола 14 Вт. Структурная схема БРТР ИСЗ «Молния-1» приведена на рис. 9.4 [9.3]. Для повышения надежности БРТР спутника «Молния 1» содержит три оди- наковых комплекта присмопередающих устройств, одни из которых — рабочий, два других находятся в режиме так называемого «холодного» резервирования. Рис. 9 4 Структурная схема БРТР ИСЗ «Молния 1» 160
Каждый прнемопередающпй комплект содержит два приемника, настроенных на частоты /п₽1 н fnp2 одной части диапазона частот 800 .. 1000 МГц, и один общий передатчик, излучающий па частотах fne₽i и fnew другой части этою диапазона. Принятые общей для приема и передачи антенной спутника сигналы от зем- ных станций на частотах fnpi н fBp2 через полосовой фильтр Ф1 устройства сов- мещения (УС), развязывающею входной сигнал малой мощности от выходного сигнала большой мощности и коммутатор комплектов (КК) поступают в при- емный тракт выбранного для работы комплекта. Сигнал на частоте fnpi выделя- ется полосовым фильтром ПФ1 разделительного фильтра РФ а сигнал на ча- стоте fnp2 — фильтром ПФ2 и подаются на соответствующие входы приемни- ков. Таким образом, происходит разделение ствола БРТР на два тракта. При- емник каждого тракта содержит понижающий преобразователь (смеситель См с общим гетеродином), усилитель промежуточной частоты (У11Ч1 н УПЧ2), ог- раничитель (Огр) и повышающий преобразователь (второй смеситель с общим гетеродином). В приемниках принятые иа частотах fBpi и fBp2 сигналы преобразуются в сигналы ПЧ /ПЧ1 и fn42H усиливаются в УПЧ1 и УПЧ2, имеющих полосу про- пускания Af=12 МГц, до уровня, достаточного для эффективной работы огра- ничителен амплитуды. Ограничители подавляют паразитную амплитудную мо- дуляцию и стабилизируют уровень сигнала, поскольку входные сигналы могут претерпевать изменения как нз-за изменений условий распространения, так и нз-за изменения условий полета спутника, ориентации и т. п После ограничителей сигналы поступают иа выходные смесители, где с по- мощью сигнала гетеродина на частоте /г2 осуществляется повышающее преоб- разование сигналов частот fnpi в fBePi, а /вр2— в /перг- Разница между частота- ми fri н fn гетеродинов обеспечивает необходимый сдвиг частот Сигналы двух частот fBePi и /перг объединяются через полосовые фильтры ПФ1 н ПФ2 устройства объединения (УО) и далее поступают на общий пере- датчик, состоящий из двухкаскадного усилителя на ЛБВ В первом каскаде — предварительном усилителе (ПУ)—ЛБВ работает в линейном режиме, во вто- ром — оконечном усилителе (ОУ) — в режиме насыщения. Ферритовый вен- тиль, включенный между каскадами, обеспечивает необходимые согласование и устойчивость работы. После ОУ сигналы двух частот /Bepi и )вер2 поступают через выходной по- лосовой фильтр Ф2 в антенну и направляются в сторону' корреспондентов. Бортретранслятор спутника «Молння-1» используется для передачи сигна- лов как телевизионных (ТВ), так и телефонных (ТЛФ). При передаче сигналов ТВ работа ведется в симплексном режиме, при этом по команде с Земли одни нз приемников выключается (в зависимости от направления трансляции); для осуществления реверса ствола (изменения направления передачи) выключается работающий приемник н включается другой. Прн передаче сигналов ТЛФ на вход приемника поступают два сигнала двух частот fBPi и fBM от двух ЗС. Поскольку при передаче таких сигналов с использованием ЧМ с 60 ТЛФ каналами спектр сигнала значительно уже, чем при передаче ТВ сигналов, для усиления сигналов обоих направлений использу- ются общие элементы СВЧ приемного тракта (до См) н один общий передат- чик. Для этого частоты передачи корреспондентов выбираются так, чтобы спект- ры сигналов не перекрывались и в то же время целиком умещались в полосе пропускания общих трактов. Основные технические характеристики БРТР спутника «Молния-1» Число комплектов.................................3 рабочих ............................... 1 резервных......................................2 Диапазон частот передачи, МГц........................Около 1000 Диапазон частот приема, МГц......................800 Режим работы.....................................ТВ1, ТЛФ1 2 1 Симплексный, реверсируемый. 2 Дуплексный. 6—47 161
Вид модуляции .... ................ , ЧМ Ширина полосы пропускания, .МГц . . .12* * Уровень входного сигнала. дБВт....................90 Уровень выходного сигнала 2, дБВт, в режиме: ТВ ... . ... 16 ТЛФ ....................12 Аналогичный гетеродинный принцип построения стволов взят за основу прн построении схем БРТР спутников следующих поколений: «Молния-2», «Мол- ния-3», «Радуга» и «Горизонт*. Разница заключается в том, что, во-первых, этн БРТР стали многоствольными, а во вторых, онн стали работать в сантиметро- вом диапазоне частот. Так, БРТР «.Молння-2» и «Молния 3» имеют в своем составе три ствола, а БРТР, установленный на ИСЗ «Радуга», — шесть. Использование сантиметрового диапазона частот (6 ГГц для приема н 4 ГГц для передачи) позволило сделать тракты РТР более широкополосными с лучшими по сравнению с ИСЗ «Молния-1» характеристиками. Так, более широ- кополосный тракт позволяет пропустить ЧМ сигнал со значительной большей девиацией н тем самым существенно улучшить качественные показатели всей линии связи. В принципе ВЧ стволы выполняются универсальными, пригодными для передачи информации различного типа 9.4. ТИПОВЫЕ СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ МНОГОСТВОЛЬНЫХ БРТР На рис. 9.5 представлена структурная схема типичного многоствольного БРТР с частотным разделением стволов н двумя лучами на линии вниз [9.2]. Здесь два ортогонально-поляризованных сигнала в полосе частот Д/в поступают на входы резервированных приемников через поляризатор П и делитель сигнала Д. Сигналы шести различных частотных стволов в этой полосе линии вверх раз- деляются частотно-избирательными фильтрами устройств разделения по частоте (УРЧ), подключенными к выходам приемников, транспонируются в соответствую- щую выходную полосу частот и затем подаются на различные усилители на ЛБВ. Усиленные сигналы с выходов ЛБВ в свою очередь объединяются с по- мощью устройств уплотнения по частоте (УУЧ) н подаются через поляризаторы Рис. 9.5. Структурная схема типичного многоствольного БРТР с частотным разделениеи стволов ПКП — правая круговая поляризация; ЛКП — левая круговая поляризация 1 По уровню 3 дБ * На входе антенны. 162
ПЗ и Ш на узконаправленные антенны АЗ и А4 линии вниз в полосе Д/н По- казанные иа схеме УРЧ состоят нз параллельно включенных полосовых фильт- ров н преобразователей частоты. Они разделяют сигналы во входной полосе частот иа требуемые частотные стволы и транспонируют их частоты в соответ- ствующую выходную полосу частот. Структурная схема БРТР с частотным разделением стволов и двумя лучами на линии вниз приведена па рис. 9 6 Такне БРТР, как правило, бывают много- ствольными. Формирование стволов в них осуществляется с помощью частот- но-избирательных фильтров, позволяющих направлять сигналы различных частот в раздельные усилители н антенны. В показанной схеме рнс. 9.6 [9.2] принятые сигналы от каждой антенны с ортогональными поляризациями стволов 1 н 2 раздельно фильтруются и усили- ваются. Здесь ГА ПКП — глобальная антенна с правой круговой поляризацией, а ГА ЛКП — соответственно с левой. Сигналы проходят через предварительный малошумящий усилитель (ПУ), полосовые ствольные фильтры (Ф1 и Ф2), раз- вязывающие чувствительный приемный тракт от мощных сигналов на линии вниз и разделяющие стволы. Для доведения сигналов в каждом стволе до надлежа- щего уровня используется дополнительное усиление с АРУ или без него либо ограничение. Часто регулировка усиления (РУ) в БРТР осуществляется по ко- мандам с ЗС. Такому мстоту управления иногда отдают предпочтение по срав- нению с использованием па спутнике АРУ. так как последняя вносит дополни- тельную некоторую неоднозначность в управление излучаемой мощностью зем- ных станций. Таким образом, уровни сигналов можно регулировать, используя точное управление мощностью на линии вверх, а не жесткое ограничение в БРТР. Далее радиосигналы транспонируются на частоту линии вниз путем сдвига частоты в .преобразователе, например, на 750 МГц. Для этого в преобразова- теле используется гетеродин, синхронизируемый с помощью ФАПЧ от высоко- стабильного стандарта частоты. Затем усилитель на ЛБВ (УЛБВ) усиливает один или несколько передаваемых по данному стволу сигналов Если па входе ЛБВ имеется несколько сигналов (например, при МДЧР), то могут возникнуть нелинейные продукты в полосе частот (нз-за нелинейности амплитудной ха- рактеристики, а также из-за эффекта АМ-ФМ преобразования). Во избе- жание этого уровень мощности уменьшается до необходимой величины (сниже- ние мощности). Выходной сигнал УЛБВ через механический СВЧ перектючатель посту- пает либо на узконаправленную антенну, либо па глобальную антенну с двумя поляризациями. Механический переключатель управляется командами с Земли. Рис 9.6. Структурная схема типичного многоствольного БРТР с ЧР стволов н двумя лучаыя на линии вниз 6* 163
26МГц Лромежупюк часпюл межОу нижней и верхней «МГц полосами приема равен 20МГц 2П\/2х<1ОМГц~5О0МГи, I 480МГц 0 Рис. 9 7. Упрощенная структурная схема БРТР «Интелсат-IV» В выходные сигналы каждого ствола БРТР дополнительно могут вводить- ся сигналы спутникового маяка обычно вне полосы канала связи. Сигналы радиомаяка легко различимы и обеспечивают возможность удобного слежения антенны земных станций за спутником Кроме того, сигнал радиомаяка коге- рентен с сигналом стабильного гетеродина на борту спутника и может исполь- зоваться ЗС для слежения за долговременными изменениями частоты сигна- лов, ретранслируемых спутником. Упрощенная структурная схема 12-ствольного БРТР «Интелсат IVa», ис- пользуемого в международной системе спутниковой связи «Интелсат», пред- ставлена на рис. 9.7,а, а на рис. 9.7,6 представлен его частотный план [9 21. Каждый нз четырех приемников состоит из усилителя на туннельном диоде в полосе 6 ГГц, малошумящего предварительного усилителя, последовательно с которым включен полосовой заграждающий фильтр диапазона 4 ГГц, обеспе- чивающий затухание вне рабочей полосы частот. Принимаемые радиосигналы в полосе частот 500 МГц транспонируются из диапазона 6 ГГц в диапазон 4 ГГц. Четные н нечетные входные устройства разделения ио частоте (УРЧ) содержат по шесть полосовых фильтров с шириной полосы 36 МГц. Соседние частотные стволы БРТР разнесены по частоте иа 40 .МГц, поэтому между ни- ми имеется защитный частотный интервал в 4 МГц. Характеристики каждого из 12 разделительных фильтров четных и нечетных стволов корректируются не- зависимо друг от друга. Последовательно с этнмн фильтрами включены ос- новные и резервные усилители мощности на ЛБВ, фильтры гармоник и пе- реключатели для подачи сигналов на соответствующую передающую антенну. С целью повышения надежности БРТР подавляющее большинство его эле- ментов резервируется. 9.5 УПРОЩЕННАЯ СТРУКТУРНАЯ СХЕМА И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БРТР ИСЗ «ЭКРАН» Упрощенная структурная схема БРТР ИСЗ «Экран» представлена на рис. 9.8. Отличительной особенностью такого БРТР является наличие передатчика большой мощности, что дает возможность использовать на земной сети упро- щенные приемные установки. БРТР состоит из трех основных частей: прие- 164
Рис. 9.8. Упрощенная структурная схема БРТР «Экран» мопередатчнка малой мощности, мощного выходного усилителя, устройства пи- тания, для простоты не показанного на рис. 9.8. Все эти приборы соединены между собой и антеннами соеднннтсльнымн коаксиально-волноводными тракта- ми, соединительными жгутами, высоковольтными н высокочастотными кабеля- ми. Принятый антенной А1 входной СВЧ сигнал в полосе частот 6200± ±12 МГц по волноводному тракту поступает через развязывающий вентиль и ферритовый переключатель (Пкф) выбирающий нз двух комплектов приемчи- ка один рабочий, на вход смесителя (через ПФ). Здесь происходит понижаю- щее преобразование принятого СВЧ сигнала в сигнал ПЧ fnq=70 МГц с по- мощью сигнала гетеродина [г1, образованного путем умножения частоты сиг- нала от кварцевого генератора [н.г- Сигнал промежуточной частоты проходит через фазовый корректор (КФ), предназначенный для улучшения характерис- тики группового времени запаздывания тракта, УПЧ, охваченный АРУ для поддержания стабильности уровня сигнала и поступает на вход смесителя См передатчика, где происходит перенос сигнала ПЧ в область передаваемых час- тот 714±12 МГц, и далее усиливается в предварительном усилителе мощности до значения, необходимого для раскачки мощного выходного устройства. Основное усиление до 200... 300 Вт производится в выходном усилителе на пролетном клистроне [9.4]. В БРТР для повышения надежности применено поблочное «холодное» ре- зервирование. Практически каждый самостоятельный прибор нлн блок его задублирован, н при работе одного блока нли прибора второй является ре- зервным. Выбор рабочего комплекта осуществляется подачей па этот прибор или блок питающего напряжения по командам с Земли с одновременным пере- ключением необходимых трактов СВЧ нлн ПЧ с помощью ферритовых или диодных переключателей (ПФ н ПД). Основные технические характеристики БРТР ИСЗ «Экран» Число комплектов.................................2 рабочих ............................ 1 резервных......................................1 Диапазон частот, МГц: передачи1).....................................714±12 приема* 2)....................................... 6200±12 11 На лннни ИСЗ — Земля. -» 2> На линии Земля — ИСЗ. 165
Режим работы’’......................................ТВ, РВ Вид модуляции....................................ЧМ Ширина полосы пропускания* 4’, МГц . ... 24 Уровень сигнала, дБВт: входного..........................................—98 выходного5’....................................25 9.6. БОРТОВЫЕ РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА Выходная мощность передатчика является главным параметром БРТР, оп- ределяющим возможности и качественные характеристики системы связи. Мак- симальная мощность передатчика ограничена несколькими факторами: макси- мальной мощностью первичных источников питания ИСЗ; возможностью отво- да рассеиваемого тепла за пределы спутника; снижением долговечности и на- дежности электронных приборов при повышении их мощности: заданными га- баритными размерами и массой самого спутника; регламентированной плот- ностью потока мощности, создаваемого излучением спутника на поверхности Земли, которая не должна превышать —152 дБВт/м2 в полосе 4 кГц [1]. Передатчики большинства БРТР строятся по традиционной схеме (рис. 9.9), состоящей из мощного преобразователя частоты (См, Гет) и мощного усилителя с необходимым набором фильтрующих и согласующих элементов. Чаще всего передатчики приспосабливаются для пропускания спектра сигналов б полосе одного ствола, ио иногда используются и для одновременного усиления нескольких сигналов. Глав- ным элементом, сердцем передатчика, является мощ- ный выходной усилитель (МУ), так как именно на него падает наиболее значительная часть потребляемой энер- гии всего БРТР. а также массы его и объема. В ка- честве собственно усилительного элемента в зависи- му Ь < г~егп те 9 9 Структгрн.-я мости от назначения, требуемой мощности, диапазона схема передатчик а БРТР частот, массы, габаритных размеров. КПД срока служ- бы и т п. используются различные СВЧ приборы: ЛБВ, клистроны, твердотельные приборы (транзисторы, туннельные и полевые уси- лители лавинно-пролетные диоды и т. п.). Лампы бегущей волны составляют наиболее многочисленный и быстрсраз- вивающнйся класс электровакуумных приборов СВЧ для бортовой техники [9.6], широкое использование которых в данной области объясняется тем, что они обладают целым рядом достоинств по сравнению с другими приборами СВЧ диапазона: высоким коэффициентом усиления, широкополосностью, возмож- ностью работы в импульсном и непрерывном режимах в широком интервале выходных мощностей. Применяемые в БРТР ЛБВ отличаются хорошей широкополосностью, боль- шим усилением, высоким КПД, исключительной компактностью, малой массой, высокими долговечностью до 20 тыс. ч [9.6] и надежностью. Эти приборы ра- ботают при сравнительно низких напряжениях (менее 5000 В), их конструк- ция обладает достаточной жесткостью и способна выдерживать самые силь- ные вибрации и ударные нагрузки Для большинства случаев габаритные раз- меры и масса ЛБВ вполне приемлемы, а достижимый КПД чаще всего жела- тельно улучшить, поскольку на ЛБВ приходится основная доля мощности, по- требляемой БРТР. Фактически все ЛБВ, применяемые в БРТР, имеют одинаковую конструк- цию, за исключением небольших модификаций, связанных с выполнением кон- кретных специфических функций РТР [9.6]. Спираль обычно укрепляется с помощью круглых нлн клинообразных стержней в металлическом цилиндре с коаксиальными окнами на входном и выходном концах. Прн разработке элек- тронных пушек обычно стремятся уменьшить плотность потока электронов с поверхности катода (с целью увеличения долговечности) Для достижения мак- ’’ Симплексный 4’ По уровню 2 дБ. 5 На входе антенны. 166
симальной точности фокусировки используют легкие магниты, например на пла- тино-кобальтовой или самарий — кобальтовой основе. Лампа с фокусирующей системой помещается в легкий металлический контейнер, который придает не- обходимую механическую прочность всей ЛБВ н, кроме того, служит для от- вода тепла на корпус КА. Благодаря распределенному по длине замедляющей системе взаимодействию электронного пучка с электромагнитным полем бегу- щей волны в этих приборах достигается значительное (до 60 дБ) усиление при сравнительно небольшом токе пучка. Применение замедляющих систем со слабо выраженными резонансными свойствами обеспечивает усиление сигналов в очень широкой полосе частот, достигающей двух и более октав. Лампы бегущей волны создаются для работы как в импульсном, так и в непрерывном режимах, а также для поочередной работы в обоих режимах, что позволяет создавать универсальные стволы БРТР, пригодные для ретрансляции любого вида сигналов. На рис. 9.10 [9.6J приведены графики, показывающие наибольшие значения выходной мощности и КПД, достигнутые на ЛБВ различного типа. Для БРТР наибольший инте- рес представляют ЛБВ средней мощности, причем для этих целей создаются специальные экономичные и малогабаритные ЛБВ. Исходя из условия приме- нения в бортовой необслуживаемой аппаратуре к ЛБВ предъявляются очень высокие требования по КПД, долговечности, надежности, габаритным размерам и массе, а также по механической прочности и климатической устойчивости. Для бортовой аппаратуры ЛБВ изготавливаются на отдельные специально выделенные полосы частот в диапазоне 1,8... 12,7 ГГц. Типичными для пер- вых образцов БРТР были ЛБВ с РВ1,1Х«20 Вт; в отдельных спутниках исполь- зовались ЛБВ мощностью 30 и 70 Вт в непрерывном режиме. Предпочтнтель ный уровень выходной мощности в непрерывном режиме все-таки находится в пределах 10... 20 Вт. Это значение не следует считать пределом, определенным механической прочностью. При той же конструкции получают и более высокие мощности. Наиболее важным фактором при выборе выходной мощности ЛБВ является мощность источника питания ИСЗ. Уже небольшое повышение КПД приводит к значительному выигрышу для ИСЗ в целом — уменьшаются число элементов солнечных батарей, аккумуляторов, габаритные размеры источников питания и упрощается проблема рассеяния тепла. Почти на всех ИСЗ основ- ным параметром для ЛБВ, определяющим все другие элементы конструкции, является необходимая мощность, потребляемая от бортового источника пита- ния. Поэтому методам повышения КПД ЛБВ уделяется большое внимание. К числу таких методов относятся: изменение фазовой скорости замедленной вол- ны по длине лампы или коррекция синхронизации скорости, формирование ди- скретной характеристики, многокаскадная рекуперация в коллекторе (пониже- ние потенциала коллектора или последовательности коллекторов до величины, меньшей потенциала замедляющей структуры, что дает возможность вернуть часть неиспользованной энергии отработавшего электронного пучка); введение гармоники (метод основан на изменении относительного уровня второй гармо- ники во входном ВЧ сигнале). Рис. 9 10. Зависимость максимальных зна- чений выходной мощности и КПД от ча- стоты Рис. 9.11. Типичные характеристики ЛБВ 167
Параметры ЛБВ, используемых в передатчиках БРТР: коэффициент уси- ления, выходная мощность, коэффициент преобразования амплитудной моду- ляции в фазовую (АМ-ФМ), ширина полосы частот, КПД. Обычно коэффи- циент усиления ЛБВ достигает 30... 40 дБ, а электронный КПД не ниже 25. 30%. Как правило, ЛБВ служат главным потребителем энергии на спутнике. Она представляет собой главный усилительный элемент БРТР и важнейший источ- ник нелинейности прн передаче. Передаточные характеристики ЛБВ, т. е. за- висимости мгновенных значений напряжений на выходе от таких нее значе- ний на входе, нелинейны. Типичные амплитудные характеристики ЛБВ приведены на рис. 9 11 При эксплуатации ЛБВ необходимый режим работы лампы по уровню выходной мощности Рвых устанавливается подбором уровня входной мощности Рвт На амплитудной характеристике ЛБВ различают три характерные области, со- ответствующие трем режимам работы. В линейном режиме (режим малого сигнала) коэффициент усиления К? имеет постоянное значение, а выходная мощность меняется пропорционально входной. Выходная мощность в этом режиме меньше номинальной, как прави- ло, на 3 ... 6 дБ. В режиме насыщения (режиме большого сигнала) линейная зависимость выходной мощности от входной нарушается, увеличение сигнала па входе не приводит к дальнейшему увеличению выходной мощности из-за ограничен- ной мощности электронного пучка. В районе режима насыщения резко возрас- тает крутизна фазоамплитудной характеристики ЛБВ, представляющей собой завнснмость сдвига фазы <р от амплитуды входного сигнала, что приводит к преобразованию амплитудной модуляции в фазовую (амплнтудно-фазовая кон- версия). Таким образом, паразитная AM модуляция, например, ЧМ сигнала на входе ЛБВ приводит к возникновению паразитной ФМ н, следовательно, к нелинейным искажениям сигналов. В выходных усилителях мощности на ЛБВ из соображений экономичности желательно использовать режим работы лампы, близкий к насыщению (но- минальный). При передаче широкополосных информационных сигналов в ре- жиме насыщения нли вблизи насыщения приходится учитывать допустимый уровень искажений. Допустимые искажения зависят от вида модуляции, на- пример ЧМ с одной несущей, ЧМ с несколькими несущими, временной или частотный многостанционный доступ (МДВУ, МДЧУ). Два явления, возникающие в ЛБВ БРТР, т. е. амплитудная нелинейность н преобразование AM в ФМ, служат причинами появления взаимных помех при усилении нескольких сигналов. Такая проблема возникает прн одновре- менном усилении нескольких ЧМ сигналов в общем усилителе, например при использовании каналообразующей аппаратуры «Группа» (см. гл. 7), «Градн- ент-Н» и т. п. Продукты нелинейных искажений нечетного порядка, возникающие в уси- лителе, попадают в полосы полезных сигналов и создают им помехи даже в случае неперекрывающпхея спектров. В результате при передаче сигналов телефонии возникают переходные по- мехи в телефонных каналах. Расчет помех, исследование методов их уменьше- ния путем правильного выбора рабочей области на характеристике ЛБВ рас- смотрены в гл. 7 [9.3] н имеют важное практическое значение. В табл. 9.1 приведены некоторые ВЧ параметры ряда ЛБВ, применяемых в выходных усилителях связных БРТР. Клистроны иногда используют в качестве оконечного усилителя БРТР Так, в разработанной в СССР системе СТВ «Экран», работающей в диа- пазоне 702... 726 МГц использован прямопролетиый клистрон [9 4] с выход- ной мощностью 200... 300 Вт с полосой пропускания по уровню 2 дБ около 24 МГц. Применение клистронов в бортовых устройствах ограничено, посколь- ку, как правило, клистрон является узкополосным устройством. К достоинст- вам его следует отнести большую простоту, меньшее по сравнению с ЧБВ ко- личество номиналов питающих напряжений, несколько лучший КПД. В осталь- ном характеристики клистрониых усилителей аналогичны усилителям на ЛБВ со всеми их достоинствами и недостатками (нелинейность передаточной харак- теристики, амплнтудно-фазовая конверсия н т. п.). 168
Таблица 9.1 Параметр, размерность Значение ВЧ параметров ЛБВ для различного БРТР спутника Сииком ATS Интел- сат III Интел- сат IV Молния I Интел- сат V Мощность, Вт 2 4 12 6 40 4,5 ... 8,5 Усиление. дБ 33 40 43 56 30 . . 40 Ширина полосы, МГц 10 ЮО 250 30 12 36/72 Диапазон. ГГц 2... 4 4 ...6 4 ...6 4 ... 6 I 4 ...6 11 ... 14 кпд 20 33 34 31 30 — Твердотельные приборы в качестве выходных усилителей мощности БРТР стали использоваться только в последнее время в связи с успехами полупро- водниковой электроники, позволяющими значительно повысить мощность СВЧ передатчиков [9.7, 9.8]. Развитие СВЧ полупроводниковых передатчиков для БРТР идет по двум основным направлениям создание новых, более мощных СВЧ транзисторов н диодов, суммирование мощностей полупроводниковых генераторов с помощью мно- гополосных схем н фазированной антенной решетки (ФАР). Преимущества твердотельных передатчиков БРТР по сравнению с электро- вакуумными: как правило, существенно большая долговечность; меньшее значение постоянного напряжения источника питания (первые требуют для питания напряжения не более нескольких десятков вольт и как правило, лишь одного номинала, вторые требуют для питания целый набор напряжений различного значения, максимальные из которых составляют не сколько киловольт даже прн сравнительно небольшой выходной мощности СВЧ сигнала); применение полупроводниковых приборов позволяет воспользоваться мето- дами микроэлектроники при изготовлении различных узлов и блоков, входя- щих в передатчик БРТР, что в свою очередь позволяет существенно умень- шить массу н габаритные размеры последних; как правило, передатчики иа полупроводниковых приборах имеют значи- тельно лучший промышленный КПД, что позволяет лучше использовать имею- щуюся энергетику борта; мощные полупроводниковые приборы обладают практически мгновенной готовностью к работе по сравнению с электровакуумными, у которых цепь на- кала требует предварительного прогрева. Это делает систему связи более гиб- кой и оперативной. Следствием перечисленных преимуществ являются существенное снижение массы и габаритных размеров, повышение экономичности, долговечности н на- дежности твердотельных передатчиков БРТР по сравнению с электровакуум- ными прн всех прочих равных условиях. Наряду с преимуществами следует отметить н недостатки таких передатчиков: полупроводниковые приборы чувствительны к отклонениям, даже кратко- временным, от допустимого эксплуатационного режима работы, что может привести к пробою р-п перехода н полному отказу прибора. Поэтому в передатчике приходится прини- мать специальные меры для защиты от случайно возникающих неблагоприятных факторов; мощность полупроводниковых приборов ограни- че ia. причем для большинства из них с повышением частоты f она уменьшается по закону f2. На рис. 9.12 приведена зависимость выходной мощно- сти от частоты для наиболее мощных типов бипо- лярных СВЧ транзисторов. В табл. 9.2 приведены значения основных элек- Рис. 9.12. График зависимо- сти выходной мощности от частоты для наиболее мощ- ных тнпов биполярных СВЧ транзисторов трических параметров некоторых типов полупровод- никовых приборов используемых в передатчиках БРТР, в дна агоне частот 1... 10 ГГц [9 8]. Как видно из таблицы мощность СВЧ приборов огра- 168
Таблица 9.2 Частота, ГГц Тип прибора Выходная мощность. Вт КПД, % Кр. дБ (режн^ работы непрер ывный) 1 ... 2 Транзистор биполярный 20 ... 40 40. 55 7 ... 8.5 3. 4 Транзистор биполярный 5... 8 30 ... 35 7 Транзистор полевой 4 . 15 44 5,5 . 6 5 ... 7 Транзистор биполярный 1.5 23 4.4 Транзистор полевой 2,7 ... 5,1 31 5 5 ...7 ЛПД в режиме IMPATT * 1 8 13,3 * IMPATT — термин, являющийся сокращением, в котором отражены первые буквы на- яврний наиболее важных процессов, протекающих в ЛПД СВЧ диоде ударной лавинной ионизации и пролетного времени. ничена. Вместе с тем требуемая выходная мощность передатчиков БРТР может во много раз превышать мощность одного транзистора. Поэтому для существен- ного увеличения выходной .мощности передатчика используют специальные схе- мы сложения (суммирования) большого числа однотипных усилителей. Различают три основных способа сложения: с помощью многополюсных схем; с помощью мпогоэлемептной фазированной антенной решетки; в общем резонаторе. Прн первом способе к специальному устройству подключают большое чис- ло однотипных усилителей, мощность которых поступает в общую выходную нагрузку; при втором сложение мощностей сигналов производится в простран- стве с помощью ФАР, включающей большое число соответственно сориентиро- ванных облучателей, каждый нз которых возбуждается от самостоятельного усилителя. В обоих случаях складывают мощности как транзисторных, так н диодных СВЧ усилителен. Третий способ используется только для сложения СВЧ генераторных диодов, расположенных в общем резонаторе. На практике первый способ позволяет повысить мощность передатчика по отношению к мощности одного транзистора на 15...20 дБ, второй способ — на 30...40 дБ, третий—иа 10... 13 дБ. Основные требования, которым должны отвечать перечисленные способы суммирования, следующие: 1. Мощность сигнала на выходе устройства сложения (в дБ) равна или близка сумме номинальных мощностей Рвом, т. е. отдельных п усилителей: Робщ = И Рном • 2. Все усилители, мощности которых складываются, должны быть взаим- но-независимы, т. е развязаны друг от друга. Любой выход из строя любого усилителя (холостой ход или короткое замыкание) не должны влиять на ре- жим работы н мощность всех других усилителей. 3. Прн выходе из строя т усилителей из общего числа п мощность в на- грузке должна упасть на возможно меньшую величину, в лучшем случае не более чем на тРВОм. Чаще всего сложение мощностей СВЧ усилителей осуществляют с по- мощью так называемых мостовых устройств, обеспечивающих попарное сложе- ние сигналов. Главным образом используются мостовые устройства, относя- щиеся к классу направленных ответвителей (НО), т. е. восьмиполюсники, пред- назначенные для направленного ответвления энергии, отличительная особен- ность которых заключается в следующем: при возбуждении одного нз четырех каналов НО энергия поступает только в два п не проходит в четвертый. Та- кой же НО может использоваться и для обратной процедуры — деления мощ- ности в 2 раза (т. е. уменьшения мощности на 3 дБ). Возможны различные варианты построения схем транзисторных передатчи- ков со сложением мощностей усилителен на основе мостовых устройств. При J70
этом число складываемых усилителей мощности должно равняться 2”, что обеспечивается применением (2П—1) мостовых устройств. Используя различные варианты многополюсных сумматоров-делителей, ре- ализуют устройства сложения мощностей большого числа СВЧ усилителей Такие устройства состоят из трех основных частей: делителя мощности сигна ла, и одинаковых СВЧ усилителей и сумматора мощности. Для примера на рис. 9.13 показана схема сложения мощностей четырех усилителей, построенная на базе использования квадратурных мостовых уст- ройств с вынесенными балластными нагрузками. Эту схему, которая позволяет складывать сигналы достаточно большой мощности, нетрудно распространить н на большее число попарно склады- ваемых одинаковых усилителей или блоков усилителей. Важным обстоятельством при составлении схем сложения мощно- стей отдельных усилителей является выполнение требования по фазирова- нию складываемых сигналов. Для этого используют идентичные по структуре делители Д и сумматоры S, включая нх сопряженно, как по- казано на рис. 9.13. В таком случае при идентично выполненных усилите- лях не требуются дополнительные фазовращатели. Схема, приведенная на рис. 9.13, типична для транзистор- ных модулей, выполненных по гиб- Рис. Я. 13. Схема сложения мощностей четырех усилителей рндио-интегральной технологии. Практически с помощью миогополюсных сум- маторов осуществляется сложение мощностей до 50... 100 полупр водниковых приборов, причем обычно сначала объединяют в модуль четыре транзистора, а затем складываются мощности 8—16 таких модулей в зависимости от требуе- мой выходной мощности усилителя. В реальных условиях прн суммировании мощностей сигналов неизбежны потери, связанные с разбросом параметров отдельных усилителей (нх иеиден- тнчности), отклонением S-параметров сумматоров (параметров рассеяния) и де- лителей [9.4] от оптимальных значений в полосе частот н отражениями в трак- тах распространения сигналов. Суммарная мощность всех усилителей в общей нагрузке в этих случаях [9-4] г. ср. Ном п /1 скРк5к£к е (1 — 1Гн1я), где а* — коэффициент, учитывающий отражение в k м канале, прн хорошем согласовании близкий к I; Рг.ср.ном—среднее значение номинальной мощности, .одинаковое для всех п усилителей; р*= ~[/Рг л ном/Л- ср.ном — коэффициент, учитывающий изменение амплитуды входного сигнала; Рг к вом— номинальная мощность Л-го генератора; s* — коэффициент, учитывающий изменение модуля коэффициента передачи отдельного усилителя относительно номинального зна- чения прн идентичных усилителях, близкий к 1; gk— коэффициент, близкий к 1, учитывающий изменение амплитуды напряжения падающей волны в общем канале прн действии /г-го генератора за счет отражения в балластных нагруз- ках; <рл — результирующая фаза сигнала, пришедшего в общий канал от k-ro усилителя, при хорошем фазировании <pft=0; Гн—коэффициент отражения общей нагрузки, при хорошем согласовании Гя=0; п — число усилителей, под- ключаемых к сумматору. Эффективность работы передатчика, настроенного по методу суммирования мощностей отдельных усилителей, определяется коэффициентом передачи /п S Рг h ном • fc=l 171
Потерн (в дБ) мощности в сумматоре составляют Z>n — Ю 1g (1/кц). При полной передаче мощности от всех генераторов в нагрузку кп=ч1 На рнс. 9.14 и 9.15 приведены зависимости, показывающие влияние раз- личных факторов иа потери при суммировании мощностей сигналов с помощью многополюспых сумматоров- на рис. 9.14 — зависимость Ьп от изменения (раз- баланса) складываемых сигналов по ампли- туде при условии, что Г=0, фа=0, Оа=1, з* = 1, а все номинальные мощности усилите- лей а ном=Рг.ср пом для двух частных слу- чаев 1) мощности всех генераторов одинаковы и постоянны, за исключением одного нз них, например 1-го; 2) амплитуды всех складываемых сигна- лов усилителей равномерно распределены от Рmln ДО Рпах- Графики рис. 9 15 показывают зависимо- сти Ьв от разбаланса складываемых сигналов Рис. 9.14. Зависимости потери мош по фазе для -двух случаев: нести сумматора от разбила: са по )) фазы сигналов ОТ ВССХ усилителей, ЗЯ амплитуде исключением одного, постоянны и равны но- минальным значениям (график рис. 9.15,а); 2) фазы всех сигналов от всех усилителей равномерно распределены от флип до фтах (график рнс. 9.15,6). Анализ [9.4] показывает, что для получения коэффициента передали по мощности Кп передатчика со сложением мощностей не ниже 90 . 95% не- Рис. 915 Зависимости потерь мощности сумматора от разбаланса по фазе обходимо обеспечить разброс мощностей отдельных усилителей в пределах 20 .30% н отличие по фазе складываемых сигналов не более 20. 30°, при этом должны обеспечиваться в заданной полосе частот изменения параметров Таблица 3 3 Тнп базового транзистора Число каналов в усилителе Параметр парал- лельных выходных общее Частота, МГц Мощность. Вт Усиле- ние, дБ КПД. % Биполярный 8 14 Г 550 40 55 41 — > 8 10 1 550 110 16 39 О 14 860 НО 62 44 Полевой 3 □ 4 000 -3 17 33 — » — о 2 7 800 0.5 7 15 — » 8 22 7 500 3 35 5 — » — I 1 12 000 0.2 5 30 172
рассеяния (S-параметров) в пределах 20... 30%, а КСВ со стороны каждогонз входов не хуже 1,4... 1,5. В табл 9 3 на основании зарубежных данных [9 81 приведены парамет- ры разработанных вариантов усилителей со сложением мощностей. 9 7 ВХОДНЫЕ ПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА БРТР Обычно входные устройства конструируют так, чтобы обеспечить надеж- ный прием сигналов с малым уровнем. Минимальный уровень принимаемых сигналов, нлн чувствительность, определяется их собственными флуктуационны- ми (тепловыми) шумами. На практике прн выборе эффективной шумовой температуры исходят, с одной стороны, из условия, что вклад шумов участка Земля —ИСЗ в 5... 10 раз меньше шума участка ИСЗ — Земля, а с другой стороны, минимальная эффективная шумовая температура приемной системы ИСЗ не может быть меньше Т3 — эквивалентной температуры Земли, посколь- ку приемные антенны ИСЗ обычно ориентируют в ее сторону. Шумовая температура входного приемного устройства БРТР б = Т’а 4" Т’атм + Ь ТКОсм 4" Т’пр, где 7"атм—эквивалентная температура шумов атмосферы, для антенн ста- ционарных ИСЗ в диапазоне 1... 20 ГГц изменяется в пределах 2... 25°; Умоем — эквивалентная температура космических шумов, зависит от области неба, в которую направлена антенна, может быть определена по специальным картам неба [9.11]. Максимальные значения на частоте 1 ГГц не превышают 30® и резко падают с увеличением частоты; Ь — коэффициент, существенно меньший единицы, определяющий факт приема космических шумов только бо- ковыми тепесткамн; Тпр— шумовая температура приемника БРТР. В [9 1] показано, что из первого условия следует практический вывод от- носительно выбора Г®: 7С = (Ю 20)ТПр, (9 1) где Т„р — шумовая температура приемника ЗС, работающей с данным ИСЗ. В гл 8 показано, что входные приемные хстройства современных ЗС при использовании малошумящих усилителей различного типа в диапазонах спут- никовой связи имеют суммарную шумовую температуру в пределах 300°. В этих случаях соответственно [см. формулу (9.1)] суммарная шумовая темпе- ратура Те может находиться в пределах 800... 6000. Собственная шумовая температура приемника Т'нр — [То — Т3 (Тф—1)Тф]/£ф, (9 2) где Та — шумовая температура антенны (Та=300°К); Тф— эквивалентная тем- пература СВЧ фидерного тракта (Тф~300°К); — потерн в СВЧ тракте (£ф = 14-2 дБ). Рис 9.16 Области частотной зависимости iuj новых характеристик различных типов ВУ БРТР 173
Прн £ф=1 дБ (1,26) собственная шумовая температура бортового при- емника, вычисленная по формуле (9.2), может находиться в пределах 500... 4500°. Такие шумовые температуры приемников БРТР могут быть реализо- ваны несколькими способами: применением кристаллических смесителей, это самый простой способ, наи- более технологичный, компактный н надежный, обеспечивает минимальную шу- мовую температуру —2500... 3000° на частотах до 6 ГГц; применением различного типа предварительных усилителей, основными из которых являются, так же как и для ЗС, параметрические усилители (ПУ), транзисторные усилители (ТУВЧ), усилители на туннельных диодах (УТД). Кроме того, в отличие от ЗС, в БРТР в качестве входных предварительных усилителей часто используются ЛБВ. Области частотной зависимости шумовых характеристик различных типов входных устройств приведены на рис. 9.16 [9.12], из которого видно, что шу- мовые характеристики различных типов входных устройств часто практически сравнимы. Поэтому шумовая температура не всегда однозначно определяет целесообразность использования того или иного типа входного устройства (ВУ) в БРТР различного назначения. Выбор необходимого типа ВУ наряду с шу- мовыми характеристиками определяется и другими электрическими параметра- ми: полосой пропускания, динамическим диапазоном, стабильностью, потребле- нием энергии, а также простотой исполнения, технологичностью, габаритными размерами, массой, стоимостью и т. п. ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ВУ БРТР I. Ширина полосы пропускания должна быть по возможности максималь- ной. 2. Шумовая температура ВУ, характеризующая чувствительность приемни- ка, должна быть минимальной. Однако шумовую температуру целесообразно снижать лишь до тех пор, пока не будет удовлетворяться следующее неравен- ство: Тш<Тк!3, где 7ПР— шумовая температура приемника, Та — шумовая температура антен- ны. Шумовая температура антенны БРТР не может быть меньше 300°, по- скольку главный луч антенны направлен в сторону Земли. Поэтому в прин- ципе иногда возможно выбирать шумовую температуру ВУ БРТР около 120 ... 150°, если позволяют другие обстоятельства. 3. Коэффициент передачи входной цепи должен быть достаточен для эф- фективного уменьшения влияния шумов последующих усилительно-преобразова- тельных устройств. Прн наличии входного МШУ коэффициент шума ппр — Пмщу + (П2К 0/Ку • где пмшу —коэффициент шума МШУ; к7 — коэффициент усиления МШУ; пгк—• коэффициент шума второго каскада входной цепи. При достаточно большом значении К7 вторым членом этого равенства можно пренебречь, и тогда лпр ВУ определяется только уровнем шума МШУ. 4. Входные устройства БРТР должны обладать достаточно высоким уров- нем насыщения, иначе в нем могут возникнуть нежелательные искажения при- нимаемых сигналов. Особенно это опасно в режиме одновременного приема иесколькнх сигналов, например при работе в системе МДЧУ. 5. Требования к амплитудной и фазовой характеристикам в ВУ хотя и различны для разных систем, тем не менее они довольно жесткие. Например, для систем связи с целью уменьшения искажений необходима малая нелиней ность фазовой характеристики (или ее производной характеристики группово- го времени запаздывания ГВЗ), а также высокая стабильность АЧХ в полосе частот принимаемого сигнала. 174
в. Время вхождения ВУ в рабочий режим должно быть минимальным. 7. Входные устройства должны устойчиво работать в широком диапазоне изменения температур и выдерживать большие механические нагрузки. 8. ВУ должны быть просты по конструкции и иметь по возможности малые габаритные размеры, массу и потребляемую мощность. В табл. 9.4 приведены параметры различных МШУ БРТР [9.12]. Крис- таллические смесители находят наиболее широкое применение в качестве ВУ БРТР из-за их простоты и надежности в работе. В настоящее время в таких Таблица 9.4 Параметр, размерность Значение параметра для разных МШУ ТУВЧ УТД ЛБВ ПУ Рабочий диапазон, ГГц 0,5 ... 8 0,5 ... 19 0,5 ... 20 0.5 ... 20 Полоса усиления. % Типовой коэффициент усиления Kv, дБ иа каскад на усилитель До 50 5 ...8 15 ... 30 3,5 ... 67 10 ... 20 36 ... 67 25 ... 35 0.5 ... / 8 ... 45 Неравномерность К., в полосе. дБ Коэффициент шума (в дБ) в диапазо- нах частот, ГГц: 0,5... 1 1 ...2 2 ..4 4 ...8 ±(0.1 ... 1.5) 3 ... 10,5 3.5... 7 4,5 ... 25 5,5 ... 25 ± (0.25 ... 5) 3 ... 7 0.5 ... 1.5 11 ... 20 0,5... 1,5 (30 ... 50)" СВЧ смесителях используются транзисторы, диоды с барьером Шотки, обычные кремниевые диоды с точечными контактами и иногда туннельные и обращен- ные диоды. Различают смесители с одним диодом (однотактный) и с двумя диодами (балансный). В балансных смесителях в большинстве случаев используются диоды с барьером Шоткн, позволяющие получить собственную шумовую температуру, не цревышающую 2500 К в диапазонах спутниковой связи до 20 ГГц. 9.8. КОНТРОЛЬНО-ИСПЫТАТЕЛЬНАЯ АППАРАТУРА БРТР В [9.10] показано, что для качественной оценки технических характеристик БРТР как автономно, так н в составе ИСЗ используется контрольно-испыта- тельная аппаратура (КИА). Объем заданных технических требований к БРТР, подлежащих проверке, определяет количество характеристик, которые должны проверяться с помощью КИЛ, и необходимую точность измерений. Кроме того, КИА обычно содержит дополнительное технологическое оборудование для обеспечения автономного функционирова- ния проверяемого БРТР. ’‘"Ч’зс -1 ппэ I__________ На рис. 9.17 в качестве примера при- •——‘ ведена структурная схема КИА для про- верки БРТР системы спутникового телеви- зионного вещания «Экран». Основные функ- циональные элементы схемы — контроль- ный передатчик Пер; контрольный прием- ник Пр; перепрнемиое устройство ППУ (тест-транслятор); пульт управления БРТР и КИА, контроля и измерений, включающий контрольные модулятор и демодулятор; технологическая рама для установки, креп- ления н подключения БРТР- СОТР; техно- логический источник питания ТИП. Кроме того, в состав КИА обычно включается набор стандартных измеритель- ных приборов. 175 Пульт управления, контроля и измерении Рис. 9.17. Структурная схема КИА БРТР
Глава 10 ВОЛНОВОДНЫЕ ТРАКТЫ И УСТРОЙСТВА ВЫСОКОЧАСТОТНОГО УПЛОТНЕНИЯ 10.1 СХЕМЫ ВОЛНОВОДНЫХ ТРАКТОВ В зависимости от компоновки оборудования станции, типа антенн и чис- ла ВЧ стволов могут быть использованы различные схемы волноводных трак- тов и устройств ВЧ уплотнения. На рнс. 10.1 показана наиболее общая схема волноводного тракта [10.1] *. Весь тракт может быть разделен иа три участ ка: совмещенный, используемый одновременно в диапазоне приема и передачи; тракт приема, соединяющий входы приемников с выходами совмещенного трак- та; тракт передачи, соединяющий выходы передатчиков со входом совмещенно- го тракта. Совмещенный тракт состоит нз герметизирующей секции, отделяющей гер- метизированный тракт от антенны, отрезков волновода круглого сечення, по- ляризационного блока, обеспечивающего преобразование одного вида поляри- зации поля в другой (линейную во вращающуюся и вращающуюся в линей- ную) н разделение сигналов приема н передачи. Все элементы этой части трак- та работают одновременно в диапазоне частот приема н передачи. Тракт приема подключается к выходу поляризационного блока и содержит: угломестное н азимутальное вращающиеся сочленения; герметизирующую сек- цию, отделяющую наружную часть тракта от негермстпзнроваппого тракта, расположенного в помещении; заградительный фильтр защищающий вход Рис. 10.1 Схема волноводного тракта /—гермосекцня; 2—поляризационный блок; 3 и 4 — вращающиеся сочленения прием- ного и передающего трактов; 5 — углово.1 переход с фотодатчиком; 6 — фильтр за- щиты; 7 — переключатель в приемном тракте; 8 — устройство сложения сигналов нескольких передатчиков; 9 — переключи тель в передающем тракте; 10— балласт кая нагрузка; 11 — фильтр гармоник; 12— ферритовый вентиль приемного устройства от сигналов ле- редатчиков; переключатель, служащий для подключения основного или. резерв- ного комплекта оборудования. Все уст- ройства приемного тракта соединяются между собой отрезками прямоугольного волновода и угловыми переходами в плоскостях Е н И. Тракт передачи подключается ко входу поляризационного блока Основ- ными элементами передающего тракта являются: угломестное н азимутальное вращающиеся сочленения; герметизиру- ющая секция; устройства сложения сиг- налов нескольких передатчиков- отрезки волноводов прямоугольного сечения; уг- ловые переходы, в некоторые нз кото- рых вмонтированы датчики, реагирую- щие на световой поток от СВЧ пробоя. Сигналы от этих датчиков используют- ся для выключения передатчиков Кро- ме того, в передающий тракт включают- ся такие устройства, как фильтр гармо- ник, ферритовый вентиль и переключа- тель, рассчитанные на прохождение вы- соких уровней мощности передатчиков. На некоторых станциях с целью уменьшения потерь в приемной части тракта приемное оборудование распола- гается либо в специальных кабинах, вра- щающихся вместе с антенной вокруг вертикальной оси, тибо подключается 1 Тракты, построенные по этой схеме, применяются на станциях системы свиязи «Интерспутник». 176
непосредственно к выходу поляризационного блока. В этих случаях значительно сокращается длина приемного тракта н исключаются одно нли оба вращаю щихся сочленения1. Известны также схемы волноводного тракта и системы ВЧ уплотнения для антенн с лучеводамн. В таких трактах отсутствуют как прн емные, так и передающие вращающиеся сочленения, длины трактов могут быть сделаны сравнительно небольшими с минимальным числом изгибов. Такой тракт имеет небольшое затухание как на частотах приема, так н на частотах передачи, отличается повышенной линейностью фазовых характеристик и повы шенной надежностью Для дальнейшего увеличения числа ВЧ стволов в спутниковых системах связи предполагается использовать для приема и передачи одновременно оба направления вращения плоскости полярнзацнн электромагнитного поля В этом случае поляризационный блок имеет два выхода (для принимаемых сигналов с противоположным направлением вращения плоскости поля- ризации) н два входа для подключения передатчиков, сигналы кото рых излучаются в виде полей с различным направлением вращения плоскости поляризации. Схема и конструкция такого тракта значительно усложняются, так как в нем кроме участка совмещенного тракта должны быть два прием- ных н два передающих тракта с полным набором всех необходимых устройств. Очевидно, что такие тракты наиболее целесообразно реализовать в антеннах с лучеводамн или в тех случаях, когда приемное оборудование подключается непосредственно к выходам блока поляризации. Ниже приведены описания схем, параметры и методики расчета отдельных устройств волноводных трактов н устройств ВЧ уплотнения. 10.2. ОТРЕЗКИ ВОЛНОВОДОВ КРУГЛЫЙ волновод Участок тракта, соединяющий антенну с поляризационным блоком, выпол- няется нз отрезков волноводов круглого сечення. Электромагнитное поле рас- пространяется в таком волноводе в виде волны типа 7/ц. Погонное затухание для этой волны в медном волноводе ^o.oiny 0..16+ а 1/1— /3,41 а)г где f—частота, ГГц; X — длина волны, см; а — радиус поперечного сечения волновода, см; в—затухание, дБ/м [10.2]. В табл. 10.1 приведены расчетные значения погонного затухания энергии в медном волноводе диаметром 70 мм для различных частот. В ней же приведе- ны реальные значения (максимальные), которые превышают расчетные на 30 .. ...50% нз-за шероховатости стеиок, наличия окисных н лаковых пленок на внутренней поверхности, фланцев н т. п. Таблица 10 1 i. п ц 3.4 3,9 4,2 5.0 6.0 6,4 Ъ, дБ-hi (расчетное) Ь. дБм, реальные значе- ния (максимальные) 0,0145 0,022 0,012 0,018 0,0! 1 0.016 0,009 0.011 0,0088 0,013 0.0086 0,012 Стыковка круглого волновода с антенной н блоком поляризации осущест- вляется с помощью фланцевых соединений, показанных иа рнс. 10.2. Прямоугольные волноводы. Погонное затухание (в дБ/м) в прямоугольном волноводе для волны HID 0.019V/- У IЛ л_/лу e =\IV \2а) 1 Такие тракты используются на некоторых станциях системы «Орбита». 177
Рис. 10.3. Фланцевое соединение вол ново дов прямоугольного сечения: 1 — фланец; 2 — центрирующая муфта; 3 — герметизирующее кольцо Рис. 10.2. Фланцевое соединение вол ново дов круглого сечения: /—подвижные фланцы: 2 — центрирующая муфта: 3 — герметизирующие кольца где /—частота, ГГц; К — длина волны, см; а и Ь — размеры широкой и узкой стенок волновода, соответственно, см [10.2]. В табл. 10.2 приведены расчетные значения погонного затухания для мед- ных прямоугольных волноводов различных сечений. Реальные значения зату- хания примерно в 1,3... 1,5 раза превышают расчетные Фланцевые соединения волноводов прямоугольного сечения показаны на рнс 10 3. Эллиптические гофрированные волноводы. Особенностью этих линий пита- ния является во первых, то, что они имеют определенную гибкость, благодаря чему прн монтаже нм прямо по месту можно придавать довольно сложную конфигурацию, н, во-вторых, то, что они выпускаются в виде весьма длинных отрезков (до 100 м н более), намотанных на кабельные барабаны, что при монтаже требует минимального числа фланцевых соединений. Поперечное сечение гофрированных волноводов имеет вид эллипса, разме- ры которого (большая и малая осн) выбираются таким образом, чтобы в пре- делах рабочего диапазона частот в волноводе мог cv шествовать только основ- ной тнп волны. Для соединения эллиптических гибких волноводов с прямо- угольными жесткими волноводами используются специальные концевые за делки. В табл. 10.3 приведены типы и параметры эллиптических волноводов, вы- пускаемых промышленностью. Прн использовании отрезков гибких волноводов в передающих трактах, где проходят большие уровни мощности, следует учитывать возможность нх пере- грева из-за плохой теплопроводности наружного защитного слоя. Более подробные данные по эллиптическим гофрированным волноводам приведены в [19]. Прямоугольные волноводы с уменьшенными потерями Участок тракта с уменьшенными потерями [10.3] состоит из прямоугольного волновода с уве- личенным поперечным сечением и двух переходов, соединяющих этот волновод с участками тракта, имеющими стандартные размеры сечения. Один из пере- ходов представляет собой отрезок волновода с плавно меняющимися разме- рами поперечного сечения. Поскольку плавный переход заканчивается стандарт- ным сеченном, то для всех высших типов волн, возникающих в волноводе уве- личенного сечення, он представляет собой короткое замыкание. Второй пере- ход выполнен таким образом, чтобы обеспечить полное поглощение высших типов волн. Его схема показана на рнс. 10.4. Он состоит из центрального от- Таблица 10.2 аХЬ. мм 72X34 58X25 48X21 40X20 Диапазон частот, МГц Ь, дБ/м 3400 ... 3900 0,017 3600 ... 4200 0,03 5600 ... 6200 0,03 5600 ... <400 0,04 178
Таблица 10.3 Тип волновода ЭВГ-2 ЭВГ-4 ЭВГ-6 ЭВГ-8 Диапазон частот, МГц 3650 5950 7900 10 800 Ъ, дБ/м 0.04 0.047 0,08 0,16 кевн 1.16 1,16 1.16 1.16 Волноводный переход с поглощением высших типов волн резка волновода увеличенного сечення 1, связанного через систему волноводов связи 4 с двумя боковыми волноводами 2 уменьшенного поперечного сечения. Два боковых волновода через тройинк объединяются в одни общий волновод стандартного сечения 3. Центральный волновод с одной стороны имеет бал- ластную нагрузку 5, с другой стороны к нему подключается основной волновод увеличенного сечения. Размеры боковых волноводов и волноводов связи, а также их число выбираются таким обра- зом, чтобы, с одной стороны, обес- печить полный переход энергии волны Ню ore волновода увеличен- ного сечения в стандартный вол- новод а с другой стороны, погло- тить в балластной нагрузке все высшие типы волны, возникши в волноводе увеличенного сечения. Описанный волноводный тракт с уменьшенными потерями реализо ван в диапазоне 5600—6400 МГц. В нем использован волновод сечением 90 X45 мм. Погонное затухание для такого волновода, рассчитанное по формуле (102), равно 0,011 дБ/м. К потерям в волноводе необходимо добавить еще 0,1 дБ за счет потерь в переходах. Таким образом, максимальные общие потери в волноводе увеличенного сече- ння прн длине 20 м составляют 0,011-20 1,5+0,1=0,43 дБ. Коэффициент 1,5 учи- тывает рост реальных потерь по отношению к расчетным. Потерн в тракте со стандартным сечением 40X20 мм такой же длины составляют 0,044-20-1,5= = 1,35 дБ. Итак, выигрыш, даваемый таким участком тракта, составил примерно 1 дБ или 20% мощности. Прн монтаже волновода увеличенного сечения следует обратить особое вни манне на точность стыковки всех элементов тракта н на прямолинейность его прокладки. Нарушение этих условий приводит к росту потерь за счет повышенно- го возбуждения высших типов волн н поглощения их в балластной нагрузке. 10 3. ВОЛНОВОДНЫЕ ПЕРЕХОДЫ Угловые переходы (изгибы) Кроме обычных волноводных изгибов в пере- дающей части волноводного тракта используются изгибы, в которые вмонтирова- ны датчики СВЧ пробоя. Основой такого датчика является фоторезнстор, изме- няющий свое сопротивление при падении на него светового потока, возникающе- го прн появлении дуги внутри волновода. Эскиз волноводного изгиба с датчиком показан на рис. 10.5. В стенке изогнутого участка волновода имеются два не- больших отверстия, являющихся входными отверстиями каналов, через которые световой поток попадает на фоторезнстор. Оси каналов совпадают с продоль- ными осями прямых участков волноводного тракта Выпускаются нзгнбы с датчиками как в плоскости Е, так и в плоскости Н. Прн появлении на участ- ке волноводного тракта свечения дуги резко меняется сопротивление соответ- ствующего фоторезистора. В результате этого появляется сигнал, отключаю- щий передатчики и указывающий, на каком участке тракта возник пробой. В отсутствие светового потока сопротивление фоторезнстора больше 100 МОм, при появлении дуги оно уменьшается более чем в 100 раз. Вместо фоторезисто- ра можно использовать фотодиоды. Герметизирующие секции. В совмещенном тракте устанавливается гермо- секция, эскиз которой показан на рис. 10.6. Она представляет собой волновод- 179
1 Рис. 10.5. Изгиб с фотодатчнками: 1 — фоторезистор Рис. 10 6. Герметизирующая секция в круг» лом волноводе- 1 — фторопластовая пленка; 2— рамка ную секцию длиной 270 мм, в которой помещены две фторопластовые пластин- ки толщиной 0,2 мм. Расстояние между пластинками выбрано близким к чет- верти длины волны, соответствующей средней частоте всего рабочего диапазо- на совмещенного тракта —18,8 мм. При таком расстоянии отражение от од- ной из пластин компенсируется отражением от другой пластины и общий ко- эффициент отражения от гермосекции как на частотах приема, так и на час- тотах передачи не превышает 1,5... 2,5% Поскольку гермосекция находится в наружной части тракта и разделяет дегерметизированную часть от герметизи- рованной, в ее половине, подсоединенной к дегерметизированному участку, мо- жет накапливаться влага, превращающаяся зимой в лед. Для избежания этого гермосекция снабжена подогревом и в ней предусмотрен краник для слива, на- капливающейся воды. Гермосекция снабжена трубкой с вентилем, позволяющей обойти герметизирующие пластины в случае, если облучатель антенны выпол- нен герметичным. Гермосекцня рассчитана иа избыточное давление, не превы- шающее 0,5 ати. В приемном и передающем трактах используются гермосекции прямоуголь- ного сечения. Опп представляют собой два прямоугольных фланца, между' ко- торыми зажата фторопластовая пластинка толщиной 0,2 мм и фторопластовая рамка толщиной 3 мм В сечении пластинки имеется подстроечный элемент в виде небольшой индуктивной диафрагмы Коэффициент отражения от прямо- угольных гермосекций не превышает 1—2%. Их механическая прочность —не менее 0,5 ати. Они выпускаются сечением 58x25; 48x24 и 40x20 мм. Гермосекции, используемые в совмещенном и передающем трактах, рассчи- таны на прохождение средней мощности до 10 кВт. 10.4. ПОЛЯРИЗАЦИОННЫЕ БЛОКИ СХЕМЫ ПОЛЯРИЗАЦИОННЫХ БЛОКОВ Поляризационный блок в волноводном тракте выполняет две функции: осу- ществляет преобразование одного вида поляризации поля в другой (линей- ный во вращающийся нлн наоборот) и объединяет приемный и передающий тракты в общий совмещенный тракт В настоящее время в отечественных спут- никовых системах связи сантиметрового диапазона волн для передачи сигна- лов с земли иа борт используются поля с левым' вращением вектора поляри- зации (77) п диапазоне волн 6000 МГц; для передачи сигналов с борта иа аемлю используются поля с правым вращением вектора поляризации (П) в диапазоне 4000 МГц. Схема поляризационного блока, применяемого в волноводных трактах зем- ных станций при различных поляризациях принимаемых и излучаемых сигна- лов, показана на рис. 10.7. В этой схеме поляризатор осудцествляет преобразо- вание поляризации в широком диапазоне частот (3400... 6400 МГц). 1 Под левым вращением понимается вращение вектора поляризации против ча- совой стрелки. 180
Рис. 10.7 Схема поляризационного блока прн различных поляризациях принимаемых и из- лучаемых сигналов: / — широкополосный поляризатор, 2 — поляризационный фильтр; 3—передающий тракт; 4 — приемный тракт; 5 — совмещенный тракт В системах спутниковой связи для увеличения объема передаваемой ин- формации можно использовать как для приема, так н для передачи оба на- правления вращения поляризации. Схемы поляризационного блока для вол- новодных трактов таких систем связи показаны иа рис. 10.81. Поляризационный блок состоит из широкополосного поляризатора 1, осуществляющего преобра зовапия одного вида поляризации в другой как на частотах приема, так и Рис. 10.8. Схема поляризационного блока при одинаковых поляризаци- ях принимаемых и излучаемых сиг- налов с широкополосным поляри- затором 1 — широкополосный поляризатор Я « —; 2— устройство совмещения пр - ем а и передачи; 3 — узкополосный поляризатор (л/2); 4 — узкополос- ный поляризатор (л); 5 поляри- зационный фильтр 3 4 S й/П—I ” 3—I С- Трсч-п черейячи на частотах передачи; устройства, осуществляющего разделение сигналов при- ема и передачи 2, а также разделяющего приемные сигналы с ортогональными поляризациями, и поляризационного фильтра 5, который объединяет сигналы передатчиков, имеющие ортогональные поляризации в волноводе круглого се- чения. Между' устройством, разделяющим сигналы приема и передачи, и поля- ризационным фильтром включаются два узкополосных поляризатора, работаю- щих только в полосе частот передачи. Один из этих поляризаторов 3, так на- зываемый поляризатор — л/2, преобразует линейные поляризации поля во вра- щающиеся; второй 4 — поляризатор — л, не изменяя вида поляризации поля, позволяет изменять направление векторов напряженности поля па любой за данный угол. Назначение этих узкополосных поляризаторов, находящихся в тракте передачи — устранение искажений в поляризации полей, излучаемых ан- тенной сигналов. На рис. 10.9 приведена схема поляризационного блока, который позволяет компенсировать поляризационные искажения не только в излучаемых антенной сигналах, но также и в сигналах, принимаемых ею. Такой блок состоит из уст- ройства, разделяющего сигналы приема и передачи и направляющего их в две ' Подобные поляризационные блоки используются, например, на станциях гг. Львов и Дубна 181
Тракт приема Рис. 10 9 Схема поляризационного бло- ка при одинаковых поляризациях при- нимаемых и излучаемых сигналов с уз- кополосными поляризаторами (обозна- чения те же. что и на пне. 10 7) ветви, представляющие собой волноводы круглого сечения соответствующих размеров. В каждой ветви помещены узкополосные поляризаторы, работающие либо в полосе частот приема, либо в полосе частот передачи. После поляризаторов в каждой ветви установлены поляризационные фильтры, разделяющие или объ- единяющие сигналы с линейными ортогональными поляризациями поля По- следняя из описанных схем поляризационного блока является наиболее слож- ной, ио зато позволяет получить наилучшие, поляризационные характеристики земной станции как в полосе частот приема, так и в полосе частот передачи. ПОЛЯРИЗАТОРЫ Устройство, преобразующее один вид поляризации поля в волноводе круг- •лого сечения в другой, представляет собой отрезок волновода круглого сече- ния, в котором имеются продольные неоднородности в виде диэлектрических и металлических пластин или ряда металлических стержней. Очевидно, что фазо- вые скорости волн, у которых векторы напряженности электрического поля Е параллельны или перпендикулярны пластинам или стержням, различны. Пусть в волноводе круглого сечения с продольными неоднородностями распространя- ется линейно-поляризоваииая волна, у которой вектор Е образует с плоскостью неоднородностей угол в 45° (рис. 1010). Разложим этот вектор на две со- ставляющие. параллельную н перпендикулярную плоскости неоднородности. На входе поляризатора обе составляющие поля одинаковы и имеют одинаковые фазы. Если длина, параметры и конфигурация пластин или стержней подобраны таким образом, что на выходе устройства разность фаз между параллельной и перпендикулярной составляющими вектора Е равна л/2 то на выходе устрой- ства вместо лннейно-поляризоваииого поля получаем поле с круговой поляриза- цией. Это и есть поляризатор л/2 Очевидно, что если в такой поляризатор по- ступает поле с круговой поляризацией, то оно преобразуется в поле с линей- ной поляризацией. Если вектор Е линейно-поляризованного поля образует с плоскостью неоднородностей угол, отличающийся от 45° на Д, то иа выходе поляризатора будет поле не с круговой, а с эллиптической поляризацией, т. е. на выходе поляризатора получим не только поле круговой поляризации с не- обходимым направлением вращения, но и паразитное поле с противоположным направлением вращения. Кросс-полярнзация поля составляет 6 = 20 lg tg А» — 20 1g А дБ. К появлению паразитного поля с противоположным направлением вращения поляризации приводит также отличие фазового сдвига, даваемого продольными неоднородностями от л/2. Если фазовый сдвиг отличается от л/2 на б, то величина кросс-поляризация 6=20lgsin(6/2) —20lg(6/2). Коэффици- ент эллиптичности в первом и втором случаях соответственно: Г) » 14"2Aht)«I-}-6- Рис. 10.11, Электрические параметры ши- рокополосного поляризатора 182
Рис. 10.12. Широкополосный поляризатор: 1 — металлическая пластина; 2 — диэлектрическая пластина Если длина, параметры и конфигурация продольных неоднородностей по- добраны таким образом что разность фаз для ортогональных составляющих поля иа выходе поляризатора равна л, то такой поляризатор не меняет вида поляризации, но поворачивает направление вектора Е иа угол 2<р, где <р — угол, образованный вектором Е с нормалью к плоскости неоднородностей [10.41 На рис. 10.11 приведены КСВН и коэффициент эллиптичности (rj) широ- кополосного поляризатора в полосе частот приема и передачи. Потерн в поляри- заторе ие превышают 002 дБ. Для обеспечения широкополосности в качестве продольных неоднородностей используются металлические и диэлектрические пластины или металлические пластины и ряд металлических стержней. Таблица 10 4 Параметр Значение параметра для полосы частот приема (4 ГГц), менее передачи (6 ГГц) менее Вносимые потерн 0.04 дБ 0.04 дБ КСВН 1.1 1,06 п 1.035 1.035 На рис 10.12 даны схема и размеры широкополосного поляризатора Боль- шая шнрокополосиость поляризатора может быть достигнута, если в качестве продольных неоднородностей использовать диэлектрические пластины и ряд объемных резонаторов, связанных с полем в круглом волноводе через ще т» связи Резонаторы расстроены относительно рабочих полос частот [10 13]. В табл. 10 4 приведены параметры подобного поляризатора. УСТРОЙСТВА для совмещения приема и ПЕРЕДАЧИ В поляризационных блоках, применяемых в системах связи, где принимае- мые и передаваемые сигналы имеют ортогональные поляризации, для совме- щения этих сигналов используются поляризационные фильтры, подробно описан- ные в [104]. Эскиз фильтра показан на рис. 10.13. Принимаемые антенной сиг- налы в полосе частот 4 ГГц выделяются через боковое плечо прямоугольного сечения II. Сигналы передатчиков поступают через соответствующий волно- водный переход в плечо III круглого сечения. Конструктивные и электрические параметры поляризационного фильтра Диаметр волновода круглого сечеиия, мм................70 Размеры сечеиня прямоугольного плеча.....................58x25 Длина фильтра, .мм....................................460 Коэффициент отражения от поляризационного фильтра, %, не более . ..........................2—3 Переходное затухание между трактами приема и пере- дачи, дБ, более..........................................30 Потери в поляризационном фильтре, дБ не более . . 0,02 183
Рис. 10.13. Схема поляриза- Рис. 10.14. Схема устройства для совмещения приема и циопного фильтра передачи прн широкополосном (а) и узкополосном (б) поляризаторах На рис 10.14 показана схема устройства для совмещения приемной н пере- дающей ветвей в поляризационном блоке используемом в системах с двойным поляризационным уплотнением (см. рис. 10.8 и рис. 10.9). Устройство состоит нз центрального отрезка круглого волновода 1, к которому подключены четыре боковых волновода прямоугольного сечеиия 2 Один конец отрезка волновода круглого сечеиия подключается к совмещенному тракту, второй — соединен с волноводным переходом, через который подключается передающий тракт. Поскольку переход заканчивается сечением, размеры которого меньше крити- ческих для частот приема, то принимаемые сигналы не попадают в тракт пере- дачи, а направляются в боковые плечи, которые попарно соединены между собой через двойные волноводные тройники В каждую пару боковых волио водов поступают сигналы только одной из ортогональных поляризаций. Для того чтобы часть мощности передатчиков ие попала в тракт приема, в каж- дом из боковых волноводов в месте соединения его с центральным круглым волноводом помещен заградительный фильтр. Такое устройство имеет характе- ристики, приведенные в табл. 10.5. Таблица 10 5 Значение параметра для полосы частот Параметр приема (4 ГГц) передачи (6 ГГц) Вносимые потерн 0,07 дБ 0.04 дБ кевн Менее 1.06 Менее 1,05 Переходное затухание — Более 45 дБ Поляризационная развязка Более 45 дБ » 45 дБ Описанное устройство также используется в поляризационном блоке, в ко- тором применены только узкополосные поляризаторы (см. рис. 10.9). В этом случае боковые волноводы не соединяются попарно между собой через волно- водные тройники, а симметрично подключаются к другому волноводу круглого сечеиия, куда и переходят принимаемые сигналы. Далее, приемная и передаю- щая волноводные ветви круглого сечеиия, куда включены узкополосные поляри- заторы, заканчиваются поляризационными фильтрами, подробно описанными ПАРАМЕТРЫ ПОЛЯРИЗАЦИОННЫХ БЛОКОВ а) Поляризационный блок для трактов с различными поляризациями при- нимаемых и излучаемых сигналов (см. рис. 10.7) *. Рабочая полоса, МГц ... . . . . Коэффициент эллиптичности по напряжению . Прием 3400—3900 <1,1 Передача 5600—6200 <1,25 * Подобные поляризационные блоки установлены в трактах станций, входщих в отечественные системы спутниковой связи н телевидения, а также в систему <Интерспутник». 184
КСВН......................................<1,1 Вносимые потери...........................<0,03 Пропускаемая мощность, кВт................ — Переходное затухание между трактами приема и передачи, дБ............................ >30 <1,1 <0,05 10 >30 б) Поляризационный блок для трактов с одинаковыми поляризациями: принимаемых и излучаемых сигналов (см, рис. 10 8 и рис. 10.9)': Прием Передаче Рабочая полоса, МГц . 3700 ... 4200 5925 6425. Коэффициент эллиптичности по напряжению . <1,06 < 1.06 КСВН ... . <1,25 < 1,25 Вносимые потерн, дБ . . . . . . <0,2 <0,27 (см. рис. 10.8) <03 — (см. рис. 10.9) Пропускаемая мощность, кВт............................ — 10 Переходное затухание между трактами приема и передачи, дБ...................................>85 >85 Переходное затухание между входами (выхода- ми) для сигналов с различной поляризацией, дБ 30 30 10 5. ВРАЩАЮЩИЕСЯ СОЧЛЕНЕНИЯ ВРАЩАЮЩИЕСЯ СОЧЛЕНЕНИЯ ПРИЕМНОГО ТРАКТА Схема вращающегося сочленения показана на рис. 10.15. Сочленение пред- ставляет собой два волноводно-коаксиальных перехода торцевого типа, соеди- ненных между собой через бесконтактное коаксиальное соединение, позволяю- щее поворачивать одни переход относительно другого, не нарушая при этом- электрического контакта между ними [10.5]. Бесконтактное коаксиальное со- е 1ииенне выделено на рисунке двумя вертикальными пунктирными линиями. Вращение одной половины устройства относительно другой происходит вокруг продольной оси, показанной на рисунке штрих-пуиктиром. Электрический кон- такт при отсутствии .механического соединения между проводниками обеспе- Рис. 10 15. Схема вращающегося сочленения приемного тракта: 1 — подшипник; 2 — волноводно-коаксиальный переход; 3 — манжета; 4—8 — уплотнительные кольца 1 Описанный поляризационный блок (см. рис. 10.8) используется иа станции прямой связи СССР — США (г. Львов) и на станции в г. Дубна. 185
чивается тем, что общие размеры проточек во внешнем н внутреннем провод- никах коаксиальной линии сделаны равными половине длины волны (см рис. 10.15). В этом случае распределение продольных токов в проточках таково, что в точках а н а' онн равны нулю. Это и дает возможность механически разорвать линии в этих точках, не нарушая электрического контакта Переход имеет следующие размеры: диаметр внутреннего проводника коаксиальной части 10 мм, внешнего — 28 мм, сечение волноводов 72X34 мм. Размеры и конфигурация элементов связи между коаксиальной и волноводной частями подобраны таким образом, чтобы обеспечить высокое согласование вращающегося сочленения с волноводным трактом. Для этой цели служат так- же настроечные штыри, расположенные вблизи элементов связи. Характеристики вращающегося сочленения приемного тракта Рабочий диапазон, МГц................... 3400—3900 КСВН, меиее.......................... 1,05 Потери, дБ, менее.......................0,1 Габаритные размеры, мм: длина . . ....................260 диаметр ..............................112 Электрические параметры не меняются при повороте одной части сочле- нения относительно другой иа любой угол. Вращающееся сочленение гермети- зировано н может быть установлено вне помещений. В1 АЩАЮЩЕЕСЯ СОЧЛЕНЕНИЕ ПЕРЕДАЮЩЕГО ТРАКТА В тракте передачи применены вращающиеся сочленения, имеющие большую электри 1ескую прочность, чем вращающиеся сочленения коаксиального типа. Схема сочленения показана на рис. 10.16, а. Оно состоит из двух поляризато- ров, вращающейся секции с бесконтактным волноводным соединением, перехо- дов от волновода круглого сечения к волноводу прямоугольного сечения. В ка- честве одного из таких переходов, выполняющего одновременно функции изги- ба и балластной нагрузки для паразитных воли, использован поляризационный фильтр с нагрузкой Волны с линейной поляризацией поля преобразуются пер- вым поляризатором в волны с осесимметричным полем круговой поляризации. Это поле проходит через вращающуюся секцию и поступает на вход второго поляризатора, преобразующего это поле снова в поле с линейной поляриза- цией. Затем через соответствующий переход сигналы поступают в прямоуголь- ный волновод передающего тракта. Вращающаяся секция представляет собой бесконтактное соединение двух волноводов круглого сечения и выполнено та- ким же образом, как соединение внешнего проводника коаксиальной линии во вращающемся сочленении приемного тракта. В качестве поляризаторов исполь- зуются устройства, описанные выше в § 10.4. Поскольку фазовый сдвиг в поля- ризаторах в полосе частот несколько отличается от л/2, во вращающейся сек- Рис. 10.16 Вращающееся сочле- нение передающего тракта (а) и зависимость коэффициента от- ражения от частоты (б); 1 — переход; 2 - поляризатор; 3—вращающаяся секция. 4 — поляризационный фильтр; 5 -* балластная нагрузка 186
ции возникает поле ие с круговой, а с эллиптической поляризацией Из-за это- го после второго поляризатора в волноводе образуется кроме основного поля с нужным направлением линейной поляризации паразитное поле с ортогональ- ной поляризацией. Кроме того, во всех узлах вращающегося сочленения из-за некоторой асимметрии конструкции могут возбуждаться волны типа £<>i. Для устранения резонансных явлений иа волнах ортогональной поляризации и иа волне £oi к свободному плечу поляризационного фильтра подключена балласт- ная нагрузка круглого сечения. Поскольку уровень возбуждения паразитных волн зависит от взаимного положения поляризаторов ,то параметры вращаю- щегося сочленения несколько зависят от угла поворота <р одной части сочле- нения относительно другой. На рис 10.16,6 приведены значения коэффициента отражения р от входа сочленения при различных углах поворота <р Характеристики вращающегося сочленения передающего тракта Максимальные потери энергии во вращающемся сочленении, дБ, ие более...................... 0,15 Рабочий диапазон, МГц......................... 5600—6250 Пропускная мощность, кВт .... . 10 Габаритные размеры, мм длина............................................ 1405 максимальный диаметр........................ 165 Все узлы вращающегося сочленения герметичны и соединены между собой фланцами с уплотнительными резиновыми кольцами, что обеспечивает герме- тичность всей конструкции в целом. 10.6. УСТРОЙСТВА СЛОЖЕНИЯ СИГНАЛОВ НЕСКОЛЬКИХ ПЕРЕДАТЧИКОВ Для частотного уплотнения волноводных трактов сигналами нескольких мощных передатчиков в отечественных станциях спутниковой связи использу- ются безре'онаторные схемы сложения сигналов различных частот [10.6]. Эзи схемы обладают высокой электрической прочностью, малыми потерями, малы- ми искажениями фазовой характеристики и высоким согласованием с волно- водным трактох и выходами передатчиков. В зависимости от числа склады- ваемых сигналов, разноса между их несущими частотами и ширины полосы каждого сигнала для их сложения используется либо амплитудно-разностная схема [10.7], либо фазоразностиая схема [10.12] или их комбинация. Ниже при- ведены описания различных вариантов указанных схем. ФАЗОРАЗНОСТНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ СЛОЖЕНИЯ СИГНАЛОВ ДВУХ И ТРЕХ ПЕРЕДАТЧИКОВ Схема фаза разностного устройства для сложения двух сигналов разлитых частот показана иа рис. 10 17. Оиа состоит из двух волноводных мостов 1, связанных между собой двумя отрезками линии передачи разной длины. Дли- ны их подобраны таким образом, чтобы разность фаз иа частоте одного из складываемых сигналов была равна 0, а иа частоте второго сигнала —л К двум входам первого моста подключаются передатчики. Один из выходов вто- рого моста подключается к общему тракту. К другому его выходу подключена балластная нагрузка 2. Одним из свойств моста является следующее. Сигналы иа частотах fi и fz, поступающие на разные входы моста, разделяются .между Рис. 10.17. Схема фазоразностного устройства для сложения двух сиг- налов: 1 — мостовое устройство; 2 — бал- ластная нагрузка 187
его выходами на две равные по амплитуде составляющие. При этом если сдвиг фаз между составляющими сигнала ft, поступившего с одного из входов, ра- вен Ф то сдвиг фаз между составляющими сигнала fz, поступившего со вто- рого входа, в тех же точках составляет Ф+л. Этот сдвиг фаз компенсируется сдвигом фаз, получаемым за счет различной длины отрезков линий передачи, соединяющих оба моста Таким образом иа входах второго моста соотношение фаз составляющих обоих сигналов одинаково и они оба переходят в одно и то же плечо моста, к которому подключен общий волноводный тракт. Однако разные длины линий передачи, соединяющих оба моста, обеспечивают фазовый сдвиг, равный л, только иа средних частотах складываемых сигналов. При от- клонении от этих частот фазовый сдвиг становится отличным от л. Поэтому в пределах рабочих полос часть мощности складываемых сигналов поступает в балластную нагрузку. Как известно [10.1], потери мощности за счет откло- нения фазового сдвига от л А=—20log [cos (0/2)], где 0 — отклоиеиие фа- зового сдвига от л. В реальных линиях передачи прн сравнительно небольших разносах по частоте можно пользоваться следующим выражением: А= [л Д / 1 . cos — -----— , где fi и f2 — средние частоты складываемых сигналов; 2/а — /11 А/ — расстройка относительно средней частоты. При разносе частот 100 МГц и рабочей полосе сигнала 2Д/о=34 МГц потери на краю полосы составят 0,35 дБ, при разносе частот 200 МГц потери составят 0,09 дБ. К этим зна- чениям необходимо добавить потери за счет затухания энергии в стенках волновода. При разработке конкретных устройств в качестве волноводных мостов мо- гут быть использованы щелевые мосты, поляризационные фильтры, двойные волноводные мосты и др. На рис. 10.18 показано фазоразиостиое устройство для сложения сигналов двух передатчиков, в котором в качестве мостов использованы поляризационные фильтры [10.12]. Устройство представляет собой пять последовательно соеди- ненных поляризационных фильтров. Первый и второй фильтры расположены таким образом, что их боковые плечи образуют угол в 90°. Третий и четвер- тый фильтры расположены так, что их боковые плечн лежат в одной плоско- сти, образующей угол 45° с боковыми плечами первого н второго фильтров, причем они соединяются таким образом, что находящиеся в них плоские пла- стины оказываются рядом. Пятый фильтр расположен аналогично первому. К обоим концам цепочки поляризационных фильтров подключены балластные нагрузки. Боковые плечи третьего и четвертого фильтров соединены между собой волноводной петлей. Устройство сложения работает следующим образом. Сигналы двух пере- датчиков поступают в боковые плечи первого и второго поляризационных фильт- ров. Эти сигналы в сечении аа образуют поля, у которых векторы напряжен- ности поля ортогональны друг другу (рис. 10.19). Каждый нз этих векторов может быть разложен на две составляющие с равными амплитудами (£',, £"i и £'г; £ г). Составляющие сигналов £"i и Ё'2 проходят через третий и четвертый поляризационные фильтры по волноводу круглого сечения, а состав ляющие £'i и £"2 — по волноводной петле прямоугольного сечения. Длина петли выбирается таким образом, чтобы с учетом длины отрезка волновода Рис. 10.18 Фазоразностное устройство для сложения сигналов двух передатчиков 188
Рис. 10.19. Распределение векто- ров полей в устройстве сложе- ния сигналов а-а b-b круглого сечения, заключенного между сечениями аа и bb, создать сдвиг фаз, равный л между составляющими Е'2 и Е2", и сдвиг фаз, равный 0 между со- ставляющими £' и Е". Благодаря этому в сечеиии bb оба сигнала имеют одинаковое направление векторов напряженности поля (рис. 10.19,6) и оба поступают в одно и то же плечо пятого фильтра, к которому подключен волно- вод передающего тракта. Из-за дисперсии фазового сдвига в полосе частот каждого передатчика появляются составляющие поля, ортогональные к основ- ным сигналам. Эти сигналы поглощаются в балластной нагрузке, подключен- ной к пятому поляризационному фильтру. Балластная нагрузка, подключенная к первому фильтру, предотвращает возникновение резонансных явлений за счет возбуждения паразитных волн. Длина петли прямоугольного сечения определяет- ся соображениями, изложенными выше. Ее значение находится из следующего соотношения: lt — 12 . где fo =(/,+/»)/2; ft и f2 — * 1/1 - /2 I \ Л0 J частоты складываемых сигналов; Ло — длина волны в линии передачи иа час- тоте f0; Хо—длина волны в свободном пространстве на частоте /о Найденная по указанной формуле длина затем несколько корректируется (^1 \ — — — = Кп, где Л1 — длины волны Л1 Ат в линии передачи иа частоте ff; К — целое число. Изменение длины (увеличе- ние или уменьшение) не должно превышать Л,/4 Амплитудно-частотная харак- теристика (АЧХ) устройства сложения определяется выражением А = =20 lg [cos лД/7|/|—f2|], где А/ — расстройка относительно средней частоты сигнала передатчика. Показанное на рис 10 18 устройство используется для сложения сигналов двух передатчиков в диапазоне 6000 МГц, у которых час- тоты отличаются на 100 илч 200 МГц. В первом случае длина ветви, обра зованиая прямоугольным волноводом, равна 1300 мм, во втором — 650 мм. Расчетные амплитудно-частотные характеристики для обоих устройств по- казаны иа рис. 10.20. Сплошной линией показаны АЧХ со стороны одного вхо- да устройства, пунктирной линией — АЧХ со стороны другого входа. На этом же рисунке кружочками показаны экспериментальные характеристики. Рабо- Рис. 10.20. Амплитудно-частотные характеристики устройств сложения сигналов (фазораз- ностная схема): а — разнос частот 100 МГц; б — разнос частот 200 МГц 189
чие полосы передатчиков иа этих рисунках ограничены вертикальными пунктир- ными линиями (34 МГц). Значение КСВН со стороны любого входа не пре- вышает 1,15. Переходное затухание между входами, к которым подключаются разные передатчики, — ие менее 35 дБ Для сложения в общем тракте сигналов трех нли четырех передатчиков, у которых разнос между соседними частотами 100 МГц, используется двух- ступенчатая схема сложения. В качестве первой ступени используется описан- ное выше устройство с короткой петлей, в котором складываются сигналы передатчиков, разнесенные относительно друг друга иа 200 МГц. Выходы пер- вой ступени подключаются ко входам второй ступени, в качестве которой ис- пользуется устройство с длинной петлей. Если необходимо сложить сигналы трех передатчиков, то выход третьего передатчика может быть непосредствен- но подключен к одному из входов второй ступени. Амплитудно-частотная ха- рактеристика двухступенчатого устройства сложения сигналов определяется выражением (в дБ) А——20[lgcos n(AJ7A[j)+lgcos л(Д/7ДМ], где ДЬ и Aft — разносы частот между соседними передатчиками, сигналы которых скла- дываются в первой и во второй ступенях соответственно. АМПЛИТУДНО-РАЗНОСТНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ СЛОЖЕНИЯ СИГНАЛОВ ШЕСТИ ПЕРЕДАТЧИКОВ Как видно нз приведенных выше материалов, фазоразностиые схемы обес- печивают приемлемые амплитудно-частотные характеристики при сложении сиг- налов с разносом по частоте 100 МГц. При сложении сигналов с меньшим раз- носом, например 50 МГц, потери на краях рабочей полосы передатчиков (±17 МГц) составят недопустимо большое значение (1,4 дБ). Поэтому в та- ких случаях для сложения сигналов используются устройства, выполненные по амплитудно-разностной схеме, показанной на рнс. 10.21 Устройство состоит из двух волноводных мостов (7 и II), связанных между собой двумя одинаковы- ми линиями передачи, в которых расположено нечетное число пар плоских не- однородностей. В схеме используются волноводные мосты, у которых прн воз- буждении одного из входных плеч в выходных плечах возбуждаются сигналы равных амплитуд, сдвинутые по фазе иа л/2. Одно из плеч каждого моста используется для подключения передатчиков. Два оставшихся плеча соеди- нены между собой отрезками линии передачи и третьим мостом (III). К од- ному из выходов моста III подключается общий передающий тракт, ко вто- рому — балластная нагрузка. Принцип действия амплнтудно разностной схе- мы заключается в следующем [10 9]. Сигнал одного из пере щтчиков иа ча- стоте ft поступает в плечо а моста I. Этот сигнал делится поровну между ли- ниями передачи, соединяющими мосты I и II. Благодаря наличию в линиях передачи плоских неоднородностей сигналы, поступившие в линии, делятся на прошедшие н отраженные сигналы. Прошедшие сигналы поступают в плечи б н г моста II а отраженные сигналы возвращаются в мост I через его плечн б н г. Поскольку сигналы, поступившие в плечи б и г, одинаковы, онн в каж- дом мосте переходят в плечо в Из этих плеч сигналы поступают во входные плечи айв моста III. Показано [10.9], что путем подбора параметров пло- ских неоднородностей н расстояния между ними можно добиться того, что амплитуды отраженных и прошедших сигналов будут одинаковыми или близ- кими друг к другу в заданной рабочей полосе частот передатчика, а фазы этих сигналов будут отличаться на л/2. Эти сигналы, поступая во входные Рис 10.21. Схема амплитудно- разностного устройства для сло- жения двух сигналов I — мост. 2—пара плоских не- однородностей; 3 — балластная нагрузка 190
Рис. 10.22. Амплитудно-частотная характеристика амплитудио разностной схемы сложения двух сигналов плечн моста III, сложатся в одном из его выходных плеч, подключенном к пе- редающему тракту. Поскольку амплитуды сигналов, поступающих во входные плечи моста III, несколько отличаются друг от друга, то небольшая часть мощ- ности попадает в балластную нагрузку. Если в плечо а моста I поступит сиг- нал второго передатчика, работающего иа частоте f2, то ои также разделится в соединительных линиях иа отраженный и прошедший сигналы. Причем ам- плитуды этих сигналов в рабочей полосе частот второго передатчика будут, так же как и для первого передатчика, близкими друг к другу, но фазы их будут отличаться иа 180°. Благодаря этому сигналы второго передатчика по- ступят в балластную нагрузку. Одиако если сигналы первого и второго пере- датчиков подать в плечо а моста II, то все будет наоборот — сигнал первого передатчика поступит в балластную нагрузку, а сигнал второго передатчика в общий тракт. Таким образом, для сложения сигналов обоих передатчиков, ра- ботающих иа частотах fi и f2, в общем волноводном тракте необходимо вы- ход одного из передатчиков подключить ко входу моста I, а выход второго передатчика — ко входу моста II. Амплитудно-частотная характеристика опи- санной схемы при двух неоднородностях в соединительных линиях имеет вид, показанный на рис. 10.22. Рассчитывается АЧХ по методике, изложенной в [10.8]. Сплошной линией показана АЧХ со стороны одного входа, штрихо- вой — со стороны другого входа; Ашах — максимальные потери в рабочих полосах передатчиков 2Д]0, ограниченных вертикальными штриховыми линиями. На рис. 10.23 приведена зависимость Ашах от отношения 2Д[о/(Л—/2). График рис. 10.23 показывает, что амплитудно-разностная схема позволяет складывать сигналы различных частот с весьма малыми потерями. Так, при разносе частот между передатчиками 50 МГц и ширине рабочей полосы каждого передатчика 35 МГц [2Д[о/([1—[2)=0,7] потери в рабочих полосах ие превышают 0,16 дБ Эти потери ие учитывают затухания энергии в стенках волноводов, из кото- рых выполняется амплитудно-разностное устройство сложения сигналов. По- этому реальные потери будут несколько выше приведенных на рнс. 10.23. На рис. 10.24 показан общий вид устройства сложения сигналов двух пе- редатчиков, работающих на частотах 6000 МГц н имеющих разнос по частоте 50 МГц Рабочая полоса каждого передат- чика 34 МГц. В этом устройстве использо- ваны щелевые волноводные мосты и отрез- ки волноводов сечением 40X20 мм. В каче- стве неоднородностей использованы корот- кие (Л/8) отрезки волноводов с уменьшен- ным размером узкой стенки. Для того что- бы сложить сигналы шести передатчиков с разносом их частот по 50 МГц, исполь- зуется трехступеичатая схема сложения (рис. 10.25). Сначала складываются сиг- налы передатчиков, разнесенных по час- тоте иа 200 и 100 МГц с помощью уст- ройств описанных в предыдущем парагра- фе (фазоразностиые устройства), а затем с Рис. терь 10.23. Значения максимальных по- в амплитудно-разностной схеме о двумя неоднородностями 191
Рис 10 24 Ам плиту дно-pa знойное устройство для сложения сигналов передатчиков с раз- носом частот 50 МГц помощью амплитудно-разностного устройства объединяются сигналы двух групп передатчиков в общем тракте 1 Па рис. 10.26 показаны экспериментальные АЧХ для каждого из шести входов этого устройства Рис. 10.25. Трехступенчатая с?<ема сложения сигналов: / — балластная нагрузка 1 Описанная схема сложения сигналов шести передатчиков применяется иа крупных отечественных станциях спутниковой связи, в частности на станциях Московского Центра космической связи 192
Рис. 10.26. Амплитудно-частотная характеристика устр i ства сложения сигналов шести пе- редатчиков Электрические параметры устройства Рабочий диапазон частот, МГц.......................5600 ... 6250: Потери для сигналов любого из передатчиков в пределах рабочей полосы ±17 МГц, дБ не более: в середине полосы................................0,5 па краях полосы..................................0,9 КСВН со стороны любого входа в пределах полосы ±17 МГц, не более.................................1,15 Переходное затухание между любыми двумя входа- ми, дБ, не менее....................................23 Общая пропускаемая мощность, кВт...............15 АМПЛИТУДНО-РАЗНОСТНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ СЛОЖЕНИЯ СИГНАЛОВ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ Рассмотрение графика, приведенного на рис 10.23 показывает, что при од>- ной паре неоднородностей в соединительных линиях можно получить удовле- творительные характеристики устройства сложения, если отношение 2Д)о/(Л— —f2) не превышает 0,9. Одиако в практике создания спутниковых систем свя- зи встречаются случаи, когда необходимо сложить сигналы двух передатчиков, для которых 2Д/о/(/|—fi) =0,95. Как видно из графика, потери в этом случае будут 1,5 дБ и к ним необходимо добавить еше 0,2 ... 0,3 дБ за счет потерь энергии в стенках волноводов. Поэтому для решения указанной задачи была Рис. 10.27. Устройство для сложения двух широкополосных сигналов. 1 — поляризационный фильтр; 2 — поляризатор; 3 — двойной волноводный тройник; 4 — волг- невод с неоднородностями 7—47 193
Рис. 10.28 Слсма расположе- ния неоднородностей, обра- зующих пол у отражающую структуру: Л-0.357; Л- -’0.753; Pi и Pi — ко^ффици енты отражения пт неодно- подкостеи использована амплитудно-разностная схема, в соединительных линиях которой помещены три пары неоднородностей [10 10]. Общий внд устройства сложения показан на рис. 10.27. Конструктивно оно выполнено из отрезков волноводов круглого и прямоугольного сечений. В ка- честве мостов I и II (с.м. рис. 10.21) используются поляризационные фильтры 1 совместно с поляризаторами 2, обе соединительные линии совмещены в одном волноводе круглого сечення 4, в котором распространяются две волны с ор- тогональными поляризациями, сдвинутые по фазе на п/2. Боковые плечи по- ляризационных фильтров через волноводы прямоугольного сечения соединены с двойным волноводным тройником 3. Несимметричное плечо Е двойного трой- ника подключается к общему волноводному тракту. К плечу Н подключена балластная нагрузка. Сигналы двух передатчиков вводятся в поляризационные фильтры 1 и II через боковые плечн двух других поляризационных фильтров, соединенных с ними последовательно. Боковые плечи двух соседних поляриза- ционных фильтров должны образовать угол 90°. Поляризационные фильтры, поляризаторы и двойной волноводный тройник подробно описаны в [10.4]. В качестве неоднородностей используются фторопластовые шайбы, вставленные в круглый волновод диаметром 46 мм. Схема расположения неоднородностей, их размеры и электрические параметры приведены иа рнс. 10.28. Описанное устройство сложения работает в диапазоне 6000 МГц. Его ам- плитудно-частотные характеристики со стороны обоих входов показаны на рис 1029, а. Сплошная линия соответствует одному входу, штриховая •— другому. На этом же рисунке кружочками показаны экспериментальные данные. Как видно, реальные потери иа 0,2 дБ превышают расчетные за счет дополни- тельных потерь в стенках волноводов. На рис. 10.29,6 приведены значения КСВН и переходного затухания Т между входами устройства сложения сиг- налов. Описанное устройство испытывалось иа высоком уровне мощности. При Put 10.29 Электрические характеристики устройства сложения широкополосных сигналов 194
пропускании через него мощности 10 кВт максимальная температура нагрева устройства сложения не превышала 60°С без принудительного охлаждения. 11рп этом пробоев и искрений не наблюдалось *. 10 7. ФИЛЬТР ЗАЩИТЫ оказывается небольшим. Для уве- Фильтр защиты устанавливается в тракте приема. Его назначение — обес- печение защиты входа приемника от сигналов передатчиков. В одних трактах фильтр защиты устанавливается вблизи входа приемного устройства (см, рис 10.1), в других — он входит в поляризационный блок (см. рис. 10.14) и устанавливается в местах, г е разделяются приемные и передающие сигна- лы. Эскиз фильтра защиты [10.11] показан иа рис. 1030 Он выполнен из отрезка волновода сечением 58X25 мм. Для того чтобы в таком волноводе иа частоте 6000 МГц ие распространялись высшие типы волн, отрезок волно- вода разделен продольной пластиной на два волновода сечением 58X12. В каж- дом волноводе помещены четыре ряда стержней. Верхний конец каждого стержня припаян к широкой стейке волновода. Полная длина стержня 14 мм, диаметр 1 мм При таких размерах стержни оказываются настроенными в ре- зонанс в диапазоне 6000 МГц и обеспечивают практически полное отражение сигналов передатчиков. На частотах приема их длина значительно отличается от Х/4, и поэтому коэффициент отражения личения коэффициента отражения на часто- тах передачи и уменьшения коэффициента отражения на частотах приема в фильтре защиты устанавливаются четыре ряда стер- жней. Расстояния между первым и вторым, а также третьим и четвертым рядами де- лается равным Лпср/4 (Лиер—длина волны в волноводе иа частотах передачи). Это увеличивает коэффициент отражения иа ча- стотах передачи Расстояние между двумя парами рядов выбирается таким образом, чтобы компенсировать отражения от них в диапазоне частот приема. Описанный фильтр защиты создает затухание на частотах пе- редачи не менее 40 дБ. Коэффициент отра- жения от такого фильтра в диапазоне частот в этом же диапазоне не превышают 0,05 дБ. стотах передачи более 80 дБ устанавливают два таких фильтра последовательно. Рис. 10.30. Заградительный фильтр приема нс превышает 2,5%; потери Для обеспечения затухания иа ча- 10 8. ПАРАМЕТРЫ ВОЛНОВОДНЫХ ТРАКТОВ И УСТРОЙСТВ ВЫСОКОЧАСТОТНОГО УПЛОТНЕНИЯ Общие потери (в дБ) в волноводном тракте н устройстве ВЧ уплотнения определяются суммированием потерь, вносимых всеми элементами этих уст- ройств, включая отрезки волноводов: 5 — S -[- by Ly i>2 > где bm — потери в m-м элементе; bt и Li — погонное затухание и длина вол- новода передающего или приемного участка тракта; Ь2 и L2 — погонное зату- хание и длина волновода совмещенного участка тракта. Потери на частотах передачи зависят от размеров н конструкции антенны и ее опорно-поворотного устройства, так как это определяет длину передаю- щего тракта. Так, для антенны диаметром 25 м (КТНА-200) потери на частоте 6 ГГц не превышают 3 дБ, а для антенн диаметром 12 м (ТНА-57) не пре- вышают 2 дБ. Потери в приемном тракте зависят от размещения приемной аппаратуры. При расположении МШУ непосредственно у выхода поляризацн- 1 Описанное устройство сложения используется на станции прямой связи СССР — США (г. Львов). 7* 195
-онного блока потери оказываются минимальными и ие превышают 0,4 дБ. При расположении МШУ в кабине вращающейся вместе с антенной вокруг азимутальной оси, потери несколько возрастают и не превышают 0,6 дБ. По- тери в приемном тракте не только уменьшают принимаемый сигнал, по и уве- личивают шум иа входе МШУ. Это увеличение определяется следующим вы- ражением: Т = 300 (I — т])К, тде *] — коэффициент полезного действия волноводного тракта. При небольших потерях в тракте можно пользоваться приближенной фор- мулой T=t>-70, где Ь — потери в тракте, дБ. Согласование волноводных трактов с передающей и приемной аппаратурой определяется коэффициентом стоячей волны по напряжению (КСВН). В свою очередь КСВН определяется через коэффициент отражения от тракта К = (1+ |Р|)/(1- |Р|). где |Р| — модуль коэффициента отражения от волноводного тракта. На рис. 10.31, а приведены КСВН в полосах частот передачи ряда стволов иа вхо- де устройства сложения, подключенного к передающему волноводному тракту. Как видно из рисунка, КСВН не превышают 1,4 Для дальнейшего улучшения согласования необходимо добиваться уменьшения коэффициента отражения от каждого из устройств и элементов, образующих волноводный тракт н систему ВЧ уплотнения. Согласование приемного тракта получится несколько лучше, поскольку тракт значительно короче и в нем меньше элементов, КСВН приемного трак- та не превышает 1,2. ФАЗОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ (неравномерность группового времени запаздывания) Нелинейность фазовой характеристики волноводного тракта и системы ВЧ уплотнения, характеризующаяся неравномерностью группового времени запаз- дывания (НГВЗ), определяется коэффициентом отражения от устройств, обра- зующих волноводный тракт и систему ВЧ уплотнения, от облучателя антенны и от прнемопередающей аппаратуры, а также длиной волноводного тракта. Зависимость НГВЗ от частоты представляет собой сумму различных состав- ляющих — линейной, параболической и ряда синусоидальных. Линейная и параболическая составляющие корректируются с помощью специальных фазовых корректоров, находящихся в приемопередающей аппаратуре. Компенсировать синусоидальные составляющие практически невозможно, так как для этого требуются чрезвычайно сложные фазовые корректоры. Для уменьшения сину- соидальных составляющих НГВЗ необходимо добиваться высокого согласова- ния тракта с антенной и приемопередающей аппаратурой, уменьшения длины трактов и отражений от его элементов. Наибольший вклад в НГВЗ вносит передающий тракт, так как его длина значительно превышает длину прием- ного тракта. На рис. 10.31,6 приведены значения НГВЗ в полосах частот ряда стволов. 196
Глава 11 АНТЕННЫ СИСТЕМ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ 11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ И ТРЕБОВАНИЯ К АНТЕННЫМ СИСТЕМАМ Как было сказано ранее, для осуществления спутниковой связи (СС) наи- более широкое применение нашлн ИСЗ на геостационарной орбите высотой около 36 000 км и на эллиптической орбите (ЭО) типа «Молния» с апогеем около 40 000 км. В идеальном случае ИСЗ на геостационарной орбите (ГО) находится относительно земной станции (ЗС) под фиксированными углом места и азимутом. Фактически из-за неточности выведения на орбиту и ряда деста- билизирующих факторов ИСЗ несколько перемещается относительно ЗС, в ре- зультате чего изменяется угол места и азимут от долей до единиц градуса. Искусственный спутник Земли на ЭО перемещается относительно ЗС в широ- ких секторах углов места и азимута. Поэтому для поддержания связи необ- ходимо в обоих случаях обеспечить слежение луча аитеины за ИСЗ. Задача слежения решается с помощью полноповоротных (при ЭО) и упро- щенных пеполноповоротпых (при ГО) опорных устройств (ОПУ), па которых установлено зеркало, и систем автоматического сопровождения и программно- го наведения. Главным фактором, определяющим требования к антенне ЗС, является расстояние в несколько десятков тысяч километров между корреспондирующими ЗС и ретрансляционным ИСЗ как иа СО, так и па ЭО. Обеспечить необходимое отношение сигнал-шум иа входе приемника при таких больших расстояниях оказывается возможно, лишь применяя антенны ЗС с высоким коэффициентом усиления (Ga), а следовательно, достаточными геометрическими размерами и приемник с высокой чувствительностью, обеспечиваемой с помощью малошумя- щих входных устройств (МШУ). Облегчить условия приема посредством по- вышения уровня потока мощности, излучаемой в сторону ЗС бортовой антен- ной, нельзя ввиду недопустимости излучения в сторону Земли мощных сигна- лов, которые могут создать помехи другим радиотехническим средствам. Кро- ме того, и мощность бортового источника питания ограничена. Из-за больших геометрических размеров антенны ЗС — дорогостоящие со- оружения Поэтому важно при заданной геометрической площади получить возможно большее усиление. Максимум усиления обеспечивается при равно- мерном по амплитуде и идеально плоском фронте волны, излучаемой антенной. Фактически к краям раскрыва антенны поле спадает но амплитуде. Кроме того, за счет неточности выполнения поверхности зеркал, ошибок в их взаим- ном расположении, неидеальностн излучающих свойств облучателя, деформа- ций, вызываемых гравитационными и ветровыми нагрузками, односторонним солнечным нагревом и т. п., фронт волны становится отличным от плоского. В результате реальное усиление антенны оказывается ниже максимального. Отношение реального усиления к максимально достижимому называют коэф- фициентом использования поверхности (КИП). У современных антенн обеспе- чивается КИП около 0,7. Отношение сигнал-шум пропорционально отношению Ga к сумме шумовых температур антенны (7’а), антенно-волноводного тракта (АВТ) — (Ттр) и МШУ (Тпр), (параметр G/Т). Ттр уменьшают путем укорочения АВТ или использова- ния лучевода, Та и Гпг, взаимно соизмеримы, поэтому Га является, как и Ga, важным параметром, влияющим на энергетический потенциал радиолинии борт — Земля. Фактором, определяющим 7’а, является уровень мощности шу- мов, создаваемых окружающей средой и принимаемых антенной. Этот уровень зависит от формы ДН, особенно в области ее боковых лепестков (БД). Зем- ля, шумовая температура которой ~ 300 К, является одним из основных источников шумов. Эти шумы при связи под малыми углами места (УМ) приходят с направлений, примыкающих к максимуму ДН, т. е. в области, где уровни ВЛ относительно высоки. Поэтому здесь вклад шумов земли в Га зна- чителен. Кроме того, при малых УМ длина пути, проходимого волной в атмо- сфере, так же наибольшая и шумы создаваемые поглощением в атмосфере, 197
вносят значительный вклад. В силу сказанного минимальный рабочий УМ ограничивают 5° и для этого угла нормируют отношение G/7’; например, в си- стеме «Интелсат» для станций 1 класса (диаметр антенны Да — 28 ... 32 м) это отношение 40,7 дБ и для станций И класса (Да = 12 м) около 32 дБ. В зависимости от глубины зеркала и КИП Та у современных аитени составляет при УМ 5 н 90° соответственно 40 ... 60 и 10 ... 20 К (иа 4 ГГц). Важное влияние на конструкцию антеииы оказывают заданные климатиче- ские условия, особенно рабочие и предельные скорости ветра. Основные требования к антеннам ЗССС: иметь высокий коэффициент усиления при достаточно большом коэффици- енте использования поверхности (КИП = 0,6 ... 0,7) и, по возможности низких шумовой температуре и уровнях БЛ; обеспечивать наведение луча на ИСЗ с помощью опорно-поворотного устройства и систем программного и ручного наведения и автоматического со- провождения; динамические характеристики и конструкция антенны должны обеспечивать сохранение электрических характеристик и надежную работу в заданных кли- матических условиях. Наиболее подходящими для удовлетворения приведенных выше требований являются зеркальные антенны, которые и применяются на ЗССС. 11.2. МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК Рассмотрим физическую картину работы однозеркальной осесимметричной антенны для простоты в режиме передачи. Зеркалом служит вырезка из пара- болоида вращения. В фокусе помещен облучатель, излучающий сферическую волну в сторону зеркала Отразившись от последнего благодаря известному свойству параболоида, волна трансформируется в плоскую. В раскрыве (Р) — плоскости, проходящей через кромку зеркала, — фаза поля постоянна, а ампли- туда изменяется cooiБедственно закону распределения по фронту падающей на зеркало волны. Чтобы получить высокий КИП, нужно обеспечить амплитудное распреде- ление в раскрыве, возможно близкое к равномерному. Расстояние от фокуса до вершины параболоидного зеркала меньше, чем до его краев. Поэтому, что- бы компенсировать убывание ноля на большем пути, ДИ облучателя должна иметь подъемы в направлении краев зеркала. Такой подъем удается обеспе- чить посредством дополнительного возбуждения в облучателе надлежаще по- добранных по амплитуде и по фазе волн высших типов, расфазирования поля в раскрыве облучателя и т. п. [11.1]. Однако за областью подъема ДН спадает плавно и происходит «перелив» энергии за края зеркала, приводящий к потере усиления. Поэтому уровень облучения краев зеркала подбирают из условия компромисса между КИП раскрыва — «апертурным» КИП н поте- рями за счет «перелива». Более эффективно указанный компромисс удается обеспечить ие в одно- зеркальной, а в двухзеркальной антенне, состоящей нз рупорного облучателя, основного н вспомогательного зеркал контррефлектора. В простейшем случае сферическая волна, излученная облучателем, направляется на контррефлектор, который имеет форму гиперболоида вращения. Один из его фокусов совмещают с фазовым центром облучателя, а другой — с фокусом параболоидного основ- ного зеркала. Поэтому отраженная волна имеет сферический фронт с точкой исхода из фокуса основного зеркала, и облучение основного зеркала проис- ходит так же, как и в однозеркальной антенне при спадающей ДН облуча- теля. Чтобы получить подъем излучения в сторону краев основного зеркала, форму поверхности контррефлектора модифицируют с таким расчетом, чтобы часть энергии, попадающей на центральную часть основного зеркала, была на- правлена на периферийную часть и амплитудное распределение поля в рас- крыве стало близким к равномерному. При этом если размеры коитррефлектора достаточно велики по сравнению с длиной волны, то удается обеспечить кру- тое спадание поля за краями основного зеркала и существенно уменьшить «перелив» энергии. Это позволяет получить компромисс при высоком КИП. 198
Одиако при модификации контррсфлектора, поскольку форма его поверх- ности становится отличной от гиперболоидной, падающая сферическая волна ;же ие трансформируется в сферическую волиу и появляются фазовые иска- жения. Эти искажения компенсируются посредством модификации формы по- верхности основного зеркала, изменяющей проходимые лучами длины путей таким образом, чтобы поле в раскрыве основного зеркала стало синфазным. Описанная двухзеркальиая антенна с модифицированными основным зер- калом и контррефлектором является основным типом антенны, применяемым на ЗС. Наряду с высоким КИП антеииа ЗС должна иметь низкую шумовую температуру' и уровни боковых лепестков, не превышающие определенные меж- дународные нормы. Для удовлетворения указанного требования необходимо обеспечить спадающие к краям основного зеркала н коитррефлектора амплитуд- ные распределения и, насколько возможно, снизить затенение раскрыва. При этом уменьшаются уровни нескольких первых («апертурных») боковых лепест- ков, а также уровни побочных излучений за счет переливов за края коитр- рефлектора и основного зеркала. Однако при спадающем распределении сни- жается КИП Поэтому здесь, во-первых, выбирают компромиссное решение и, во-вторых, потерю КИП компенсируют, увеличивая площадь основного зеркала (например, у новейших станций I класса системы «Интелсат» диаметр зеркала достиг 32 м вместо 25 м у первого поколения антенн). Существенно снизить уровни побочных излучений позволяет использование несимметричной антенны с вынесенным облучателем, у которой полностью исключено затенение раскрыва облучающей системой и опорами контррефлек- тора. Такие антенны начинают находить применение па ЗС [11.2]. 11.3. РАСЧЕТ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ И УСИЛЕНИЯ ДВУХЗЕРКАЛЬНОИ АНТЕННЫ Расчеты направленных свойств антеин осиоваиы иа использовании сложных методов теории дифракции и выполняются на ЭВМ ГИ.З, 11.4]. Изложение этих методов выходит за пределы данной работы. Ограничимся наглядным приближенным расчетом классической антенны Кассегрена [11.5], упрощенным для практически интересного осесимметричного случая1 (см рис. 11.1) Смысл принятых обозначений ясен из рисунка. Диаграмма направленности рупорного облучателя Ср и облучающей систе- мы рупор — контррефлектор Gs связаны соотношеинем /sin ОХ2 СЛФ) = (-----) Gf(0), (Ц.1) \sinip/ причем ф 6 tg-^- Mtg— , (11.2) где М — коэффициент увеличения гиперболоида. С учетом физической картниы работы двухзеркальной антенны (см. п. 2) результирующий КИП можно записать как Т1 = Т]1Т)2113, (113) где T)t — апертурный КИП; т)2 — коэффициент, учитывающий «перелив» энер- гии; т)з — коэффициент, учитывающий прочие потери (затенение раскрыва, фа- зовые ошибки из-за неточностей н т. п.). Учитывая, что усиление раскрыва с синфазным и равномерным по ампли- туде распределением поля Gu а геометрические параметры параболои- I- & 'fmax г ।, ci да связаны соотношением г= — etg—-— , легко показать [11.5], что 4 2 1 Здесь и ниже для удобства читателя в формулах сохранены обозначения, использованные в ссылочных работах. 199
_ , , /Фтах 2с|«\— М* JraaX[Gf(6)l1/2tg-|-de 2 Утах j Gp (0)sin0d0 о Записав отношение мощности, падающей иа коитррефлектор, к мощности» излучаемой рупорным облучателем, получим д Углах G (0) sin 0 d 0 о = —----------------- (ИЗ) j G(0)sinOdO о Используя полученные формулы (114) и (11.5) и задавшись т]з. можно для заданных ДН облучателя и геометрии зеркал расчитать КИП антенны Кассе- грена *. Приближенный расчет ДН осиоваи иа ее представлении как суммы, а) ос- новного излучения, формируемого токами на параболоиде; б) излучения, по- рождаемого затенением раскрыва контррефлектором (затеиеиие опорами ие учит; вается); в) излучения, порождаемого «переливом» за края контрреф- лек.-чра. i асчет по п. а) проводится для идеального параболоида. Используемые обозначения приведены на рис. 11.1 и 11.2. Облучающая система заменяется эквивалентным точечным излучателем с ДН, помещенным в фокусе парабо- лоида. При нормированном к единице осесимметричном распределении поля в раскрыве параболоида и нормированном радиусе р ДН в дальней зоне У. / 2ла \ G(0') = 2nfl2 V F(p)/e — psinO' pdp, (11.6} о \ * / где /о — функция Бесселя нулевого порядка; a=D/2. Рис. 11.1. Геометрия классической антенны Касссгреча (а) н плоскость раскрыва ос- новного зеркала (б): F' — фазовьй центр облучателя Рис. 11.2. Геометрия основного зеркала (а$ и XY — плоскость апертуры (б) 1 См, табл. 11.1. 200
С учетом того, что p=ctg (фтях/2) tg (ф/2), F (р) = [Gs (ф)] 1/2 cos2 (ф/2), (11 7) а выражение для нормированной ДН записывается как ?тах /2ла ф_,_- ib \ ф J IGs(W]1/2/„ — sin0'ctg™tg^- Ghopm (©') =---------------—----------------------------------- - (11-8) Ушах 11) I [GsW)]l/2tg^-dAp 0 2 Для упрощения расчета компоненты по п. б) примем, что в пределах об- ласти, занимаемой контррефлектором, амплитуда поля падающей волны по- стоянна. Тогда исходя из формулы (116) получаем выражение для нормиро- ванной ДН затененной области раскрыва ,! / 2 пЬ \ I Р^о ~ р sin 0* dp , б \ ' J / 2 лЛ \ Агогм (0 ) =--------:--------------= 2 | р J„ ( —— р sin 0' dp, (11.9) , о \ Л / J РФ о где b=d!2. Компоненты по п. в) определяются как произведение найденных экспери- ментально коэффициента усиления облучателя Спбл.в(0') и его ДН — Ер Та- ким образом, для сектора углов вблизи максимума ДН может быть выражена как сумма компонент по пп. а) — в): Du (6*) = Ет Ghopm (6 )—Е/, /норм (0 ) + Ер Gcfie н. (11.10) Усиление по напряженности находится с учетом формул (11.3): Go = (л d/Z)2, a Еь = 2 Ет (d/D)*. В заключение укажем, что МККР рекомендовано, чтобы огибающая макси- мумов боковых лепестков у аитеии станции спутниковой связи в секторе уг- лов 0=14-48° не превышала уровней, определяемых формулой [32—251g0] дБ, а в секторе 0=484-180° — уровня — 10 дБ относительно изотропного. Угол 0 отсчитывается относительно максимума ДН. Допускаются превышения указан- ных уровней в 10% случаев. В дальнейшем намечено ужесточить допустимые уровни до значений, опре- деляемых формулой 29—25 1g0 в секторе 0 = 14-36°, а далее до 180° уровень — 10 дБ относительно изотропного. Формулы для расчета основных параметров даны в табл 111. Таблица 11 / Характеристика Формула Усиление (G) ДН круглою раскрыва с равномерным ам- лн судным распределением 1 [П.Ц: ширина ДН по нулям 20л но половинной мощности уровень I-го бокового леисст- ка относительно максимума ДН коэффициент направленного действия (КНД) формула ДН У 4HS 1) Т]-----, где S — площадь раскрыла; /- — X2 длина волны Т] — коэффициент использования поверхности (КИП); 2) (Формула 3.3) T]~0.G^-0,7 2 arcsin(l,22&/D). где D — диаметр раскрыва 1,027,/D —17,6 дБ 4nSyZ2 и= (jxD.'aJsIh в; 0 — угол относительно направления максимума У антенн ССС амплитудное распределение близко к равномерному* 201
11.4. МЕТОДИКА РАСЧЕТА ПОВЕРХНОСТЕЙ ЗЕРКАЛ Нели и физические предпосылки модификации формы поверхностей зер- кал рассмотрены в § 11.2. Здесь изложена методика увеличения КИП осесим- метричной антенны при заданной ДН облучателя [11.5, 11.6]. На основе законов отражения и сохранения энергии составляются два дифференциальных и одно интегральное уравнения. Используемые обозначения и системы координат пояснены иа рис. 11.3, где изображена верхняя половина осесимметричной двухзеркальиой антеииы: dr 0 + v dy v *-‘gT- (11.11): (11.12) e j GF(0)sin0d0 „ » о *2 = *2max ------------------ I (11.13) , max I Gf(0)sin0d0 6 x— r sin о '•+—----------+y = c, (11.14) «1П V dx x2maxGp(O)sin0 dO 2Ах Рис. 11.3. К расчету зеркал спецн- алъной формы где Gf(0) — ДН облучателя; (0+v)/2 и v/2 — углы падения текущих лучей на контррефлектор и основное зеркало; с — постоянная величина Уравнение квазипараболоида и квазигиперболоида находят в итоге совмест- ного решения этих четырех уравнений численными методами с помощью ЭВМ Преобразованиями задача может быть сведена к решению трех дифферен- циальных уравнений: dy *2™x<V (0)sin6 v de 2 Ax K 2 • dr 0 -f- v = (11 15); (11.16); (11.17) где I ?max A = | Gf(O)sin0d0 о Если основное зеркало имеет параболоид- ную форму, коррекция которой невозможна, то модификация формы поверхности коитр- рефлектора выполняется с учетом дополни- тельного требования минимального отличия получаемой квазипараболоидиой поверхности от существующей параболоидной. Такая задача была решена для сети антенн станции «Орбита» [11.6]. Задача расчета модифицированных форм поверхностей иеосесимметричных антенн весьма сложна и здесь ограничимся ссылкой иа [11.7], в которой из- ложена одна из методик расчета и дана библиография. 11.5 РАСЧЕТ ШУМОВОЙ ТЕМПЕРАТУРЫ С учетом изложенных в § 11.1 определений рассмотрим метод расчета шумовой температуры [18]. Суммарную шумовую температуру (шум аитениы, тракта и приемника) удобно привести ко входу приемника: 7'а = а7’'а + Т„(1 —а) , (11.18) 202
Рис. 11.4. Зависимость T(Q) от угла места для частот 1, 4. 6 и 10 ГГц Рис. 11.5. Графики для определения пар- циальных шумовых температур при 4 ГГц где а учитывает все омические потери в антенне и между антенной и входом приемника; Т'а — температура внешней среды; То — физическая температура элементов, вносящих потери (обычно 290 К) ; потери обычно выражают в де- цибелах: а= 10 lg(l/a); а<1 ; (11 19) Т'а — суммарная взвешенная действующая температура шумов, воспринимае- мых алтейной из внешней среды: ] 2Я Я 7'а= — J j 7(0, Ф) G(0, Ф) sin0 d0 d Ф.„, (11.20) 4 п о о где 7(0, <р) — действующая температура неба и земли; G(0, ф) — ДН аи- теииы. Графики для определения 7(0) для частот 4,6 м 10 ГГц даны на рис 11 4. где по оси абсписс отложен угол места, являющийся дополнительным к углу наклона 0. (Здесь допущено, что 7(0Т, Ф)—Т(0), т. е. распределение симмет- рично относительно оси Ф=0.) Используя графики рис. 11.4, при данной ДН по формуле (11.20) можно рассчитать Т'& и при известных потерях по формуле (11 18) определить сум- марную шумовую температуру Та. Представление о порядках величии можно получить на примере антенны с долевым распределением мощности, указанным в табл 11.2. Парциальные шумовые температуры определены по графикам (рис. 11.5) Г18], обозначения на рисунке пояснены в табл. 11.2. Таблица 11.3 Область ДН Доля мощно- сти, % 7*1и для трех углов места (град. Кельвины) Кривая на рис. И.5 5’ 20° 45° Главный лепесток 80 23,8 6,° 2,7 / Первый боковой лепесток 5 1.4 0,4 0,2 * 4 Ближние боковые лепестки I 0,7 0,1 — ,5 Перелив за колтррефлектор 10 10.5 1.2 0,3 2 Дальние боковые лепестки 2 2.8 2.6 2,0 6 Перелив за основное зеркало 1.5 2,2 2,4 3.0 3 Задние лепестки 0.5 0.7 1,0 1,3 7 Т'Л суммарная — 42,1 13,9 95 Га суммарная (прн потерях 0.4 дБ) — 63.9 38.2 34,2 — 203
11.6. ОПОРНО-ПОВОРОТНЫЕ УСТРОЙСТВА [18, 11.8] Современная спутниковая связь осуществляется через ретранслятор, уста- новленный на ИСЗ," обращающемся по стационарной круговой экваториальной орбите (высота — около 36 000 км) либо по эллиптической орбите (например, типа «Молния» с апогеем 40 000 км). В первом случае угловые перемещения ИСЗ относительно земной станции малы (например, в системе «Интелсат» удер- жание ИСЗ обеспечивается с точностью до 0,Г). Это облегчает задачи наведе- ния луча антенны земной станции иа ИСЗ н позволяет упростить Опорно-по- воротиое устройство (ОПУ) антенны. Однако для высокоширотных областей земного шара, когда углы места на стационарный ИСЗ становятся меньше 5°, на частоте 4 ГГц резко возрастает прием шумов земли и атмосферы. Это де- лает необходимым использование для связи с указанными районами ИСЗ на эллиптической орбите, апогей которой находится в нужном полушарии. В спе- циальных системах находят применение низкие круговые и эллиптические орби- ты. Прн этом чем орбита ниже, тем короче период обращения, а значит, выше угловые скорости перемещения ИСЗ относительно земной станции и сложнее ОПУ и системы наведения луча, которое обеспечивается по углу места в пре- делах 0 .. 90° н по азимуту ±180° Угловые скорости и ускорения при пово- ротах антенны кроме высоты орбиты зависят также от схемы ОПУ антенны. Эти схемы принято характеризовать в зависимости от используемых осей (рис. 11.6). Наибольшее распространение получила конструктивно простая ази- муталыю-угломестиая схема с осями X—Z (см. рнс. 11.6). У ОПУ с такой схемой первичной (неподвижной в пространстве) является вертикальная ось Z, котормо называют азимутальной. Горизонтальная ось X — вторичная, она вращается по азимуту относительно первичной оси, а вращение антенны по углу места происходит относительно вторичной оси. Для осуществления азимутально-угломестной подвески антенн зеркального типа имеются два в корне различных варианта построения опорио-поворотных устройств. Для антенн средних размеров обычно используют опорно-поворот- чые устройства с центральной башней (рис. 11.7). Антенна монтируется на конструкции, размещенной в центральной части башни. Азимутальный привод осуществляется с помощью зубчатой передачи, также находящейся внутри башни Привод по углу места осуществляется с помощью зубчатой передачи, находящейся над башней. Другой вариант, используемый, как правило, для эолыннх ашеии, основан иа применении ОПУ карусельного типа, в котором иа погоне большого диаметра установлены каретки. Обычно в азимутальном при- воде имеется зубчатое колесо примерно такого же диаметра, что и погои. Опорно-поворотные устройства карусельного типа нашли применение также в антеннах станций спутниковой связи, оборудованных лучеводом. Для этих антенн важно, чтобы центральная часть опорно-новоротиого устройства была свободна от конструктивных элементов н в этой части мог разместиться луче- вод (см. далее рис. 11.17). Примеры антенн с азимутально-угломестиыми ОПУ описаны в §11.8 и 11.9 Рис. 11.6. Схема подвески антенны в осях X (a); XY (б) Рис. 117. Два противоположных положе- ния луча при коническом сканировании 204
Необходимо отметить, что всем азимуталыю-утломестиым ОПУ свойствен' принципиальный недостаток — появление «мертвой вороики» при углах места, близких к зениту Поясним сказанное. Анализ показывает [11.8], что угловая скорость вращения относительно осп Z пропорциональна секансу угла места. Поэтому, начиная с некоторого угла .места, который называют критическим, из за возрастания секанса обеспечить необходимую угловую скорость вращения, антенны относительно азимутальной осн невозможно. В результате луч антен- ны отстанет от перемещения ИСЗ и его сопровождение нарушится. Восстано- вить сопровождение станет возможным только после того, как, перейдя через, зенит, ИСЗ опустится до угла места, меньшего критического, и станет осуще- ствимой требуемая угловая скорость азимутального вращения Угол раствора, «мертвой воронки» зависит от высоты орбиты ИСЗ и максимальной угловой скорости, которую может обеспечить азимутальный привод. В тех случаях, когда размеры "«вороики» недопустимо велики, приходится использовать кон- структивно более сложную и громоздкую схему подвески в осях X—У. В этой схеме первичная неподвижная ось горизонтальна, «мертвые вороики» находят- ся в области нерабочих малых углов места (рис. 11.6,6) и затруднений при сопровождении ИСЗ вблизи зенита не возникает. В некоторых случаях, например когда антенна установлена на корабле,, «вертикалью» является нормаль к палубе, а «горизонталь» лежит в ее пло- скости и их направление изменяется при качке и поворотах. В результате мо- гут возникнуть затруднения при сопровождении в направлениях, близких к пер- вичным осям при схемах как X—Z, так и X—Y. Преодолеть указанную труд- ность можно, например, повернув первичную ось в сторону от ИСЗ. При этом, указанный поворот может быть выполнен с малой скоростью н низкой точно- стью по отработке угла с помощью простого устройства поворота. Такие ОПУ называются устройством с подвеской в осях XYZ В заключение остановимся иа упрощенном варианте ОПУ с трипоидной подвеской. Для работы с ИСЗ на стационарной орбите достаточны перемеще- ния луча в небольших пределах. Это позволяет упростить и удешевить ОПУ. Хотя исследования показали, что, например, стоимость стандартного азид:' галь- ио-угломестного опорно-поворотного устройства за счет ограничения пределов поворотов по азимуту и углу места не может быть значительно уменьшена, однако имеется возможность использовать полностью отличное по конструктив- ной схеме опорно-поворотное устройство, которое значительно проще и дешев- ле. Таким устройством является ОПУ с трипоидной подвеской. В этом опор- но-поворотном устройстве антенна прикреплена к раме, которая связана с не- подвижной подставкой тремя штоками аналогично столику теодолита. Один иэ них имеет фиксированную длину, а два других — регулируемую. С помощью регулируемых штоков в некоторых пределах можно изменять направление луча. Диапазон настройки штоков подбирается с таким расчетом, чтобы перекрывае- мая область неба была достаточно велика, а неподвижную подставку ставят в такое положение, чтобы ИСЗ находился в середине области настройки Де- тальное изучение показало, что легко сконструировать ОПУ с перекрытием, диапазона углов ±5° и можно расширить диапазон до ±10°. Поворотов луча, в указанных пределах достаточно для перекрытия всех положений двух IIC3; на смежных стационарных орбитах, разнесенных по долготе примерно иа 5°.. Если возникнет необходимость чтобы станция работала с другим ИСЗ на ста- ционарной орбите, смещенной относительно первой иа больший угол, например, на 20&, то неподвижная опора может быть переставлена иа этот угол. Одиако это потребует определенного времени. Поэтому трипоидиое ОПУ больше под- ходит для станций, работающих с парой ИСЗ иа стационарной орбите с угло- вым разнобой около 5°. Еще одним преимуществом данного ОПУ является возможность использования фиксированной поляризации, что при азимутально- угломестиой подвеске для пунктов, близких к подспутниковой точке на гео- стационарной орбите, ие обеспечивается. Подробности конструкций реальных, ОПУ, данные о их составе "* детали, работы приведены ниже на примерах конкретных анте1 ых систем.
11 7 НАВЕДЕНИЕ ЛУЧА АНТЕННЫ НА ИСЗ [11.8] Антенны ЗС спутниковой связи создают весьма остронаправлениое излу- чение. Например у отечественных аитеии с диаметрами зеркал 12 и 25 м, работающих в диапазоне 4 (прием) и 6 ГГц (передача), в более ВЧ диапазоне передачи ширины ДН по уровню 3 дБ составляют примерно 16 и 7 угл. мин. соответственно Для станций, работающих на каждой рабочей частоте с одним направле- нием вращения вектора поляризации без поляризационного уплотнения, приня- то, что отклонение луча от направления па ИСЗ не должно превышать деся- той доли ширины ДН по уровню 3 дБ. Это дает для нашего примера 1,6 и 0,7 угл. мин Еще более узкими ДН становятся у антенн, работающих в диа- пазонах 11/14 и 20/30 ГГц, освоение которых началось. Для станций, работаю- щих в системах где используются встречные вращающиеся поляризации, же- лательно сделать отклонение луча еще меньшим, чтобы снизить уровни кросс- полярнзацпоппых компонент и повысить поляризационную развязку. Очевидно, что для наведения луча в указанных узких секторах необходимо осуществить пеленгацию ИСЗ с существенно более высокой точностью. Принцип действия всех пеленгационных систем основан на сравнении фак- тического направления луча с направлением прихода сигнала с ИСЗ посред- ством приема по двум ДН. Максимумы ДН взаимно смещаются таким обра- зом, что создающееся равпоснгнальиое направление совпадает с электрической осью антенны. Сигналы, приходящие с направления, совпадающего с этой осью, и принятые по обеим ДН, имеют одинаковые значения и их разность равна нулю. Прн отклонении направления прихода от равносигнального сигналы ста- новятся неодинаковыми и появляются разностные сигналы (сигналы ошибки). Их напряжения и фазы соответствуют проекциям угловой погрешности на на- правления осей ОПУ, относительно которых осуществляются повороты антенны. Для автоматического сопровождения ИСЗ разностные сигналы подаются иа исполнительные устройства, которые вырабатывают команды, запускающие электроприводы ОПУ антенны в соответствующем направлении. В результате разница в направлениях луча и прихода сигнала с ИСЗ уменьшается, а зна чит, уменьшаются и разностные сигналы. Когда эти сигналы становятся мень- ше некоторого заданного значения, исполнительные устройства вырабатывают к манды остановки электроприводов ОПУ При повторном накоплении ошибки наведения после достижения порогового значения весь цикл повторяется. (Оче- видно, что запуск и остановка приводов по осям происходят не обязательно одновременно.) Наиболее эффективна пеленгация иа основе ДН самой наводимой антен- ны, когда исключаются ошибки, вносимые неточностями в определении факти- ческого направления луча, которое может изменяться под влиянием гравита- ционных сил при поворотах по углу места, ветровых нагрузок, неоднородного солнечного иагрева и т. п. Кроме того, исключаются ошибки, вызываемые производственными и монтажными допусками, а также ошибки, возникающие при выдаче и Отработке команд сервоприводами. Формирование равиосигиалыюго направления осуществляется либо на ос- новании сравнения сигналов, принятых один за другим по различным ДН (например, в системах с коническим сканированием и экстремальным автома- том), либо методом одновременного использования диаграмм (моиоимпульсный метод). Для конического сканирования создают вращение относительно равио- сигиальиого направления ДН, максимум которой отклонен иа некоторый угол (см рис. 11.7) Если сигнал приходит ие с равносигиальиого направления, то происходит амплитудная модуляция этого сигнала, используя которую создают напряжение, являющееся сигналом ошибки. Для определения направлений пе- ремещения антеииы, необходимых для установки луча в равиосигиальиом по- ложении, служит генератор опорных напряжений (ГОН), относительно сигна- лов которого отсчитываются фазы сигналов, ошибки. «По принципу действия пеленгация моиоимпульсиым методом основана на использовании суммарной и разностной ДН (рис. 11 8) Сигнал, принятый через суммарную ДН, поступает в суммарный канал и используется как опор- ный для отсчета фазы. Сигналы, принятые через разностные ДН, поступают в разностные каналы и служат для формирования сигналов ошибки. 206
После появления сигналов ошибки все дальнейшее происходит, как сказано выше. На отечественных станциях спутниковой связи автоматическое сопровождение осущест- вляется в основном путем пеленгации по ме- тоду конического сканирования. Используются два типа сканера. В одном из них перед рас- крывом конического рупора с ребристой стр>к турой на внутренней стенке установлена ска пирующая насадка, состоящая из подшипника, механизма вращения передаточного механиз- ма, электродвигателя, ГОН, герметизатора с радиопрозрачной пленкой и установленного эксцентрично фазосмещающего элемента. По- следним служат два скрещенных вибратора, ре- зонирующих иа частотах приема. Вследствие эксцентричного расположения вибраторов про- исходит отклонение ДН, что при вращении дает Угол от оси, град Рис. II 8 Суммарная и разностная ДН моиоимпулесного пеленгатора коническое сканирование на частотах приема На частотах передачи ДН остается неотклоненнон, благодаря чему исключена "аразитная модуляция с частотой сканирования при передаче. По сигналу ГОН фазируется система автоматического сопровождения. Второй тип сканера представляет собой насаженную на вал электродвига- теля вращающуюся центральную часть коптррефлектора, на которой прореза- ны эксцентрично крестообразные щели для исключения модуляции на пере- даче, резонирующие иа частотах приема. С внутренней стороны за щелями помещен объемный резонатор, а ко второму концу вала электродвигателя при- стыкован ГОН. Еще одним вариантом системы автоматического сопровождения, получив- шим большое распростраиеиие, является система с экстремальным автоматом. В этой системе проводится перемещение ДН антенны дискретно, небольшими «шагами». Путем измерения знака разности уровней сигнала до и после шага можно определить положение, соответствующее максимуму сигнала. Достоин- ствами такой системы являются ее простота и малая стоимость, недостатками же — сравнительно низкое быстродействие, что делает систему с экстремаль- ным автоматом применимой главным образом при работе через ИСЗ иа ста- ционарной орбите. Кроме системы автоматического сопровождения на станциях спутниковой связи используется система программного наведения луча на ИСЗ по заранее рассчитанным целеуказаниям. Возможен также комбинированный режим ра- боты в режиме программного иаведеиия с коррекцией целеуказаний с помощью системы автоматического сопровождения. Моиои.мпульсиый метод требует специальных дополнительных приемников, аппаратура усложняется и возрастает стоимость. Одиако в системах с исполь- зованием развязки по поляризации, когда необходима повышенная точность слежения за ИСЗ, например в аитеииах «Иителсат», как правило используют моноимпульсиый метод. Подробное описание методов пеленгации и систем автоматического сопро- вождения ИСЗ даиы в [П8]. Рассмотрим более детально различные варианты систем иаведеиия. ПРОГРАММНОЕ НАВЕДЕНИЕ Как правило, траектория движения ИСЗ известна, поэтому основой аппа- ратуры программного иаведеиия является устройство, которое, храня в своей памяти в том или ином виде данные об этой траектории, формирует сигналы, непрерывно управляющие приводом антеииы. Устройства осуществляющие эту операцию, называют устройствами программного наведения (УПН) Существуют и применяются два типа УПН — с автономным и централизованным расчетом программных углов наведения Как известно [П.9], для полного определения траектории ИСЗ достаточно ограниченного числа ее параметров, знание которых в сочетании с известными 207
географическими координатами ЗС позволяет рассчитать углы иаведеиия по каждой оси подвески аитеииы для любого момента времени. Таким образом, при программном наведении в память УПН первого типа на всех ЗС вводятся одни и те же параметры орбиты и индивидуальные географические координаты дайной ЗС. Имеющаяся в составе УПН специализированная ЭВМ производи? до этим данным расчет углов наведения, как правило, в реальном масштабе времени. При этом иа выходе УПН формируется сигнал, пропорциональный углам наведения в данный момент времени, поступающий далее иа привод ан- тенны. При использовании УПН второго типа центр управления сетью ЗС обо- рудуется универсальной быстродействующей ЭВМ, которая централизованно осуществляет расчет программных углов наведения (целеуказаний) для каж- дой станции сети. Эти целеуказания далее поступают по служебным каналам связи на каждую ЗС,. где вводятся в УПН Целеуказания, передаваемые на каждую ЗС, являются дискретным табличным представлением непрерывной траектории ИСЗ в координатах азимут — угол места (либо других, соответ- ствующих типу подвески антенны). Таблица целеуказаний по каждой из осей представляет собой набор пар чисел, одно из которых — текущее время, вто- рое — угол наведения, при этом дискретизация может производиться как по ремеин. так и по углу. Таким образом, углы наведения указаны в целеуказа- ниях только в ограниченном числе так называемых опорных точек. Проме- жуточные углы наведения в реальном масштабе времени вырабатываются в юамом УПН методом интерполяции. Интерполятор является основным элемен- том УПН второго типа. В существующих УПН применяются два .метода ин- терполяции — линейный и нелинейный, при этом реальная функция зависимости угла наведения от времени заменяется в интервале между опорными точками отрезками прямой при линейной интерполяции или отрезками кривой второго или третьего порядка — при нелинейной. Параметры заменяющих функций вырабатываются в УПН. Выбор того или иного метода интерполяции опреде- ляется допустимыми точностью интерполяции и сложностью самого интерпо- лятора Анализ орбит ИСЗ, используемых для ССС, показал, что применение более простых линейных интерполяторов позволяет обеспечить точность интерполяции не хуже 2' при ограниченном числе опорных точек (не ботее 50 для ИСЗ на высокой эллиптической орбите). Следует отметить, что объем передаваемых иа ЗС целеуказаний при их централизованном расчете существенно превышает тот объем данных, которые требуются прн автономном расчете, однако при этом на каждой ЗС необходи- мо иметь достаточно сложную специализированную ЭВМ Экономические рас- четы и практика эксплуатации станции «Орбита» показали преимущества цент- рализованного- расчета. СИСТЕМЫ АВТОСОПРОВОЖДЕНИЯ (САС) НА ОСНОВЕ МЕТОДА КОНИЧЕСКОГО СКАНИРОВАНИЯ Структурная схема угломерной одноконтурной САС приведена на рис 11.9. Управляющим воздействием для этой системы является угол рассогласо- вания а — угол между направлением на ИСЗ и геометрической осью аитеииы, информация о котором имеется в системе в любой момент времени. Очевидно, что любая САС непременно должна, включать в себя два устройства: устрой- ство определения отклонения направления на ИСЗ от текущего направления максимума ДН и устройства автоматического перемещения ДН, стремящееся (двести к нулю выходной сигнал первого устройства. Один из способов определения углового рассогласования а состоит в пере- мещении по заданному закону направления максимума ДН. Очевидно, что сравнение закона перемещения ДН с законом изменения уровня принимаемого сигнала позволяет определить истинное направление иа ИСЗ Наибольшее рас- пространение получил метод конического сканирования, при котором луч антен- ны, ось которого смещена относительно геометрической оси на некоторый угол ({угол пересечения парциальных диаграмм), непрерывно вращается. 208
направление ।— но ЯСЗ' -Устройство получения сигнала ошибки. Главная озтуиеггая ось антенны Рис. 11.9. Структурная схема угломерной системы Сигнал, принимаемый от ИСЗ, будет промодулироваи по амплитуде, ча- стота огибающей при этом равна частоте вращения ДН, глубина модуляции зависит от формы (крутизны) ДН, угла пересечения парциальных диаграмм и угла рассогласования (угла между направлением на ИСЗ и осью аитеииы). Таким образом, значение угла рассогласования может быть определено по глубине амплитудной модуляции принимаемого сигнала, а знак его — по фазе огибающей. На рис. 11.10 показана струк- турная схема САС, реализующая принцип конического сканирова- ния. Высокочастотный сигнал, про- модулнроваиный по амплитуде в силу вращения ДН с выхода АВТ после усиления и фильтрации в приемном устройстве через ампли туднын детектор поступает па фа- зовые детекторы, на вторые вхо- ды которых подаются взаимно ор- Рис. 11.10 Структурная схема САС по методе конического скаяпропания тогональные гармонические опорные сигналы, частота которых является частотой вращения ДН С нх помощью осуществляется разложение сигнала рассогласова- ния иа два ортогональных сигнала, определяющих углы рассогласования но каж- дой нз осей подвески антенны (например, азимуту и углу места) Если ДН антенны в главном лепестке Е(Р)=ехр[—1,4(р.'р0 s)2] (где Ро,5 — ширина диаграммы направленности по половинной мощности; р — угол рассогласования), пеленгационная характеристика САС (зависимость выходного напряжения ФД от угла рассогласования) записывается в виде 3 U (а) = к ехр [ - 1,4 (а% „ + а3н) (2,8 а0 „ а., + —- 2,83 а30 „а Зн J- ...)], О- di (11.21) где ая — нормированный относительно p0,s угол рассогласования; а1)н — норми- рованный угол пересечения парциальных диаграмм. На рис. 11.11 показан вид пеленгационных характеристик, рассчитанных по этой формуле. Угол пересечения парциальных диаграмм, соответствующий максимальной крутизне пеленгационной характеристики, может быть легко определен извест- ными методами нахождения экстремума. Значение аОн, соответствующее этой точке, составляет примерно 0,5 ... 0,6. Уровень сигнала, принимаемого при этом с равносигиального направления (направления, соответствующего точке пере- сечения парциальных диаграмм) примерно иа 3 . 4 дБ ниже уровня сигнала, принимаемого с направления, соответствующего максимуму ДН. Правильный выбор угла пересечения парциальных диаграмм определяется критерием, по которому производится этот выбор. Так, для ЗС, осуществляю- щих траекторные измерения, основным требованием, предъявляемым к САС, является минимальная ошибка в определении угловых координат ИСЗ и в силу этого угол пересечения парциальных диаграмм должен обеспечивать макси- мально возможную крутизну пеленгационной характеристики В то же время на ЗС спутниковых систем связи САС должна обеспечивать минимум потерь 209
принимаемого сигнала, что соответствует минимальному отклонению направле- ния максимума ДН от направления иа ИСЗ, которое представляет собой сум му начального фиксироваииого отклонения, определяющего угол пересечения парциальных диаграмм, и флуктуационного отклонения, определяемого поведе- нием САС под действием флуктуационного шумя канала автосопровождення. Флуктуационная ошибка автосопровождения определяется выраже тем [П 13] а = — Уг а0длурут+л Дf/2Р, где оа — среднеквадратическая флуктуационная ошибка автосопровождения; ц — коэффициент, зависящий от параметров аитеииы и пропорциональный кру- тизне пеленгационной характеристики; ЛГ0 — спектральная плотность шума на входе приемного устройства; Р — мощность принимаемого сигнала иа входе приемного устройства; AF — шумовая полоса следящей системы (привода); Д/ — шумовая полоса линейной (до детектора) части приемного устройства. В этом выражении первый радикал представляет собой отношение шум- сигиал в полосе пропускания следящей системы а второй — учитывает уве- личение этого отношения из-за эффекта подавления сигнала шумом иа ампли- тудном детекторе. Коэффициент 1 Ро,5 Очевидно, что зависимость потерь принимаемого сигнала от угла пересе- чения парциальных диаграмм должна иметь некоторый минимум, так как с ро- стом этого угла, с одной стороны, потери увеличиваются из-за увеличения начального отклонения равиосигиальиого направления от направления макси- мума ДН, с другой стороны, потери уменьшаются, так как при этом растет крутизна пеленгациоииой характеристики и уменьшается флуктуационная со- ставляющая угла рассогласования. Угол пересечения парциальных диаграмм, соответствующий минимуму сум- мы (аонт-3оан), По и opt = l,034i<2<7-f-1/<72*, Р Д f где <?= 7Г77: х = л~р' /0Д/ аг На рис 11.12 приведены графики, с помощью которых по известным пара- метрам х и q может быть определен оптимальный угол пересечения парциаль- ных диаграмм. 210
В последние годы все большее распространение приобретают САС иа осно- ве методов экстремального регулирования, что позволяет существенно упро- стить облучающую систему, а в некоторых случаях и АВТ. На рис 11.13 изс бражена обобщенная структурная схема экстремальной системы с непрерывным поиском экстремума, позволяющая иа ее примере пояснить принцип работы подобных устройств. Система состоит из объекта управления ОУ ^антенна), из- мерительного устройства (ИУ), определяющего