i
11,
1,r
1
-
Р..И. Грушвиц«ий
А. Х. Мурсаев
В.В.Смолов
AIIAJ!Oro-ЦИ«IPOIЫE •
, "ПUDIРИЙНЪIЕ
УО!РОЙСТВА
МИКРОПРОJIIОСОРИЪ!Х
- ОИСТIМ:
·ленинград
ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ
Ленинrрадсж<ое отделение
1989

ББК 32.97
Г91
УДК 681.335.05
Рецензент О. В. Щербаков
Грушвицкий Р. И. и др.
Г91
Аналого-цифровые периферийные устройст-
ва микропроцессорных систем /Р. И. Грушвиц­
кий, А. Х. Мурсаев, В. Б. Смолов. - Л.: Энер­
гоатомиздат. Ленингр. отд-ние, 1989. -
160 с.:
ил. ISBN 5-283-04450-5
Рассмотрены взаимодействие процессора с периферий•
ными аналого-цифровыми устройствами и варианты реше­
ния типовых задач обработки аналоговых сигналов: линей­
ное и нелинейное преобразование формы информации, авто•
коррекция преобразо вания , генерация и фильтрация не­
прерывных сигналов.
Для инженерно-технических работников, связанных с
проектированием средств переработки информации.
Г 2404020000-103 2 .!!3 -89
051(01) - 89
•
ББI( 32.97
Производственное издание
Грушвицкий Ростислав Игоревич
Мурсаев Александр Хафизович
Смолов Владимир Борисович
АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПЕРИФЕРИЙНЫЕ УСТРОИСТВА
J\Шl(РОПРОЦЕССОРНЫХ СИСТЕМ
Редактор С. С. Полигнотова
Художник обложки Е. В. Кудина
Художественный редактор Т. Ю. Теплицкая
Технический редактор А. Г. Рябкина
Корректор С. П. А1инин
ИБ No 2406
Сдано в набор 07.07.83. Подписано -в печать 24.!!.88. М-26623. Формат 84Х!О8 1/,..
Бумага типографская No 2. Гарнитура литературная. Высокая печать. Усл,
веч. л. 8.4. Усл, кр.-отт. 8,65. Уч.-изц. л. 9,!9. Тираж 35 ООО экз. Заказ N, !092,
Цена 50 к.
Энергоатом1iздат, Ленинградское отделение. 191065, Ленинград, Д-65,
Марсово поле , !.
Ленинградска~t типография No 2 головное предприятие ордена Трудового
Красного Знамени Ленинградского объединения «Техни ческая книга» им. Евге­
нии Соколовой Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР по
делам издательств, полиграфии н книжной торговли. 198052, Ленинград, Л-52,
Измайловский проспект, 29.
ISBN 5-283-04450-5
© Энерrоатомиздат, 1989
j1j
j
1

ВВЕДЕНИЕ
В системах автоматического управления, информа•
ционно-измерительных комплексах, системах автома•
,, тизации
эксперимента значительная часть исходной
и управляющей информации представляется в непре·
рывной форме и ее обработка может выполняться
цифровыми или аналоговыми методами. Преимуще­
ство цифровых методов - принципиальная возмож­
ность исключения инструментальной погрешности при
вычислениях и оперативного изменения алгоритмов
обработки информации. Кроме того, стоимость циф­
ровых узлов существенно ниж~ стоимости аналого­
вых, а при интегральном исполнении степень инте•
грации цифровых узлов существенно выше, чем анало­
говых. Возможность обработки непрерывных сигналов
цифровыми методами, как правило, обеспечива­
ется уровнем техники аналого - цифрового (АЦ) и
цифроаналогового _(ЦА) преобразования . . Поэтому в
развитии систем с представлением входной и выход•
ной информации в н_епрерывной форме сохраняется
тенденция использования структур с линейным АЦ­
преобразованием мгновенных значений входных сиг•
налов и обработкой полученных данных в цифровой
форме. Выходные непрерывные сигналы в комплек•
сах, реализующих этот подход, формируются в ре­
зультате линейного ЦА-преобразования вычислен•
ных значений выходных переменных.
, Вопросы линейного преобразования формы пред•
ставления переменных достаточно подробно освещены
в публикациях научных коллективов, возглавляемых
Э. И . Гитисом, А. Н. Касперовичем, А. И. Кондале•
вым, В. Б. Смоловым, Б . Г. Федорковым, В. М . Шлян•
диным, а также в других источниках. Широко из­
вестны разработки зарубежных фирм «Аналог Де•
lФ
3

вайс», «Интерсил», «Бурр - Браун», «Хайбрид Си­
стемз», «Кристалл» и др. Однако вопросы организа­
ции взаимодействия преобразователей со средствами
цифровой обработки (взаимная синхронизация, ис­
пользование вычислительных средств для улучшения
характеристик преобразователей), а также вопросы
учета особенностей процедуры преобразований в ал­
горитмах и структуре цифровой части потребовали
дополнительных исследований и систематизированно­
· ГО изложения.
В роследние годы появились аналоговые микро­
процессоры - микросхемы, совмещающие преобразо­
вание формы представления информации и цифрову10
обработку. Это был серьезный шаг в построении си­
стем обработки непрерывной информации. Однако
возможности, предоставляемые гибридными компо­
нентами для реализации вычислительных алгоритмов
обработки, на наш взгляд, используются недоста-
точно.
•
.
Реализация вычислительных операций {суммиро ­
вание, умножение, интегрирование и др.) гибридными
средствами известны [З, 37], но совмещение таких
средств с цифровыми вычислительными и управляю­
щими блоками открывает широкие перспективы по­
строения эффективных систем обрабоп<И непрерывной
информации. Весьма перспект-ивным представляется в
том числе построение программируемых гибридных
процессоров. Как и цифровой процессор, гибридный
может выполнять последователь н ость операций под
управлением цифрового блока. Перестройка на вы­
полнение · очередной операции осуществляется за счет
коммутации гибридных узлов, чем обеспечивается их
многофунrщиональное использование. Вся история
развития микропроцессорных средств показывает, что
именно многофующиональные программируемые уст­
ройства обладают максимальной конкурентоспособ­
ностью, так каr< определенное усложнение их ст'рук­
туры и связанные- с этим производственные затраты
окупаются увеличением серийност и и дополнительны­
ми удобства·ми, предоставляемыми разработчикам си' 4
стем. Предлагаемые в настоящей работе подходы ос­
нованы на переносе принципов построения цифровьrх
процессоров (многофункциональ·ность, программное
управление, единство методов межмодульного взаи~
модействия) на гибридные устройства.
4

Одна из важных тенденций при построении развиJ
тых систем управления - переход к распределенным
системам, содержащим несколько процессоров. Вид­
ное место здесь занимают системы, в которых не.•
сколько процессоров, называемых периферийными,
работают под управлением центральной ЭВМ, на ко­
то.рую возлагается координация работ и организация
взаимодейств~я1 подсистем управления, их оператив•
ная перестроика при изменении решаемых задач и
внешних условий. Гибридные процессоры также дол­
жны содержать средства для их включения в рас­
пределенную микропроцессорную систему (МПС).
При построении гибридных периферийных процес•
соров возникают следующие проблемы: выбор спо•
собов взаимодействия и .Рзаимной синхронизации пе­
риферийного процессора и ведущей ЭВМ системы; со•
здание структур, , допускающих простую перестройку
на решение различных типовых задач обработки ана•
логовой информации за счет коммутации компонен-
.
тов; оптимизация распределения алгоритма между
блоками вычислительной системы. Решению этих
проблем посвящена настоящая книга.
В первой главе представлены возможные вариан•
ты организации вычислительных процессов при обра­
ботке непрерывной информации. Вторая глава посвя­
щена изложению подходов к синхронизации работы
блоков МПС и обмена информацией м:ежду ними.
Принципы обмена, структурная организация системы
и периферийных устройств· иллюстрируются примера•
ми из области цифровых микропроцессорных БИС.
При этом имеется в виду необходимость использова:­
ния тех же принципов при реализации подсистемы
обработки непрерывной информации. Материал главы
позволит корректно, с общих позиций подойти к вы­
бору методов и средств взаимодействия, опирающих~
ся на возможности стандартных интерфейсов и про•
граммных средств МПС.
В последующих главах рассмотрены алгоритмы
и вопросы аппаратной реализации типовых задач об•
р ,аботки непрерывной информации. Предлагаемые ва~
рианты ориентированы на использование в разных
·Задачах единой элементной базы и однотипных
структурных решений, что является предпосылкой со­
здания программируемых гибридных устройств, в ча­
:стности в виде БИС или полузаказных гибридных
5

БИС. Это не отрицает возможности использования
большинства техническил решений при проектирова­
нии специализированных устройств обработки не•
прерывной информации.
Включение в состав МПС гибридных процессоров
порождает большое разнообразие вариантов струк­
.турной организации. Оптимальное проектирование
подобных систем связано с решением задачи выбора
элементов - исполнителей отдельных этапов обработ­
ки. Многовариантность задачи требует привлечения
машинных методов структурного синтеза. Возмож­
ный путь к ее решению предлагается в седьмой
главе.
:Книга написана на основе работ в области со­
здания микропроцессорных систем обработки не­
прерывной информации, выполненных под руковод­
ством и при непосредственном участии авторов на
кафедре вычислительной · техники Ленинградского ор­
дена Ленина и ордена Октябрьской Революции ЭJт'ек­
тротехнического института имени В. И. Ульянова ·
!;(Ленина) в 1980-1985 гг. На отдельных этапах в
этих работах участвовали сотрудники кафедры
'А. А . Воротов, Б. А. Манчев, П. Б. Могно1-iов,
О. В. Шишов, которым авторы выражают искреннюю
благодарность.
Авторы признательны также рецензенту - д- ру ·
техн. наук профессору О. В. Щербакову за ряд цен­
ных замечаний, способствовавших улучшению книги.
Отзывы о, книге, замечания и пожелания просьба
посылать по адресу: 191065, Ленинград, Марсово по~
ле, 1, • Ленинградское отделение Энергоатомиздата.

f'лав а первая
ОБРАБОТКА ИНФОРМ ,;дии
В ПЕРИФЕРИЙНЫХ АНАЛОГО-ЦИФРОВЫХ
ПРОЦЕССОРАХ И ОБЛАСТИ
ИХ ИСПО Л ЬЗОВАНИЯ
В системах обработки непрерывной ин ф ормации
возможны · различные варианты организации вычисли­
тельного процесса. Во введении отмечалось, что и
поныне доминирующее положение занимает организа­
ция, при которой ги0ридные блоки используются
только для преобразования формы представления ин ◄
формации, а вычислительная обработка выполняется
исключительно цифровыми средствами.
Такая организация процесса обработки данных
илшострируется рис . 1.1, на котором обозначено: х и
z - потоки непрерывных данных, передаваемых по не ◄
скольким канал-ам; Х и Z - потоки цифровых данных,
соответствующих значениям сигналов из потоков х и
z в определенные моменты времени; У - управляю ◄
щая информация '(программа работы периферийного
процессора или иные сигналы управления от цент ◄:
ральной ЭВМ системы); С - данные, передаваемые в
центральную эвм · системы, отражающие состояние
подсистемы обработки аналоговой информации или
некоторые обобщенные характеристики потоков не◄
, прерывных данных;
У' - сигналы управления преоб ◄'
разователями (управление коммутаторами, режимом
работы, синхронизация и т. д . ). Интенсивность пото~
ков С и У существенно ниже, чем потоков Х и z.
Аналого-цшрро/Jое Х
, прео!fразrшшше
у'
ЦшрроОые Z ЦшрроаналогоtJое Z
Сычисленшr
прео5разоСшше
с
у
Рнс. 1.1. Организация обработки непрерывной инфо~ f>! IЩИИ с.
применением только цифровых ~ыч и слений
1

Структура систем, реализующих тar,yio организа­
цию обработки, может топологичесrш совпадать со
схемой на рис. 1.1, . т. е. содержать автономные UАП
• и АЦП, подключаемые к входным и выходным ли­
ниям блока цифровой обработки, но может и не со­
впадать. При вводе и выводе часто используют об­
щие линии связи с цифровым процессором и даже
один и тот же перестраиваемый блок ввода - вывода
с разделением задач ввода и вывода во времени.
Достижения современной микроэлектронной тех­
нологии позволили совместить в одной . микросхеме
цифровой программируемый вычислитель и преобра•
зователи формы информации (ПФЙ). Такие микро­
схемы называют аналоговыми или цифроаналоговы•
ми микропроцессорами. В качестве примера можно
привести INTEL 8022, INТEL 2920, INТEL 8096 (фир­
ма «Интел, США), 1813ВЕ1 (СССР).
Серийные аналоговые микропроцессоры реализуют
вычислительный процесс в соответствии с рис. 1.1. На
их основе ·создаются узлы обработки непрерывной ин­
формации сравнительно невысокой точности и быст­
родействия, характеризующиеся высокими экономиче-
сrшми и надежностными показателями:
•
Однако на пути использования чисто цифровой
обработки сигналов, в том числе с применением
аналоговых микропроцессоров, возникают трудности
nри обеспечении предельных характеристик по точ•
ности и бы_стродействию системы, ее контроля. Пре•
()Доление этих трудностой часто более эффективно, а
иногда и единственно возможно с применением циф"
роуправляемых аналоговых вычислительных преобра• •
зователей.
В результате комбинирования цифровых и анало•
говых вы.числительных преобразователей могут ре•
шаться следующие задачи:
1. Уменьшение статических погрешностей ттреоб•
разования.
2. Расширение допустимой полосы частот обраба•
тываемых сигналов при сохранении статической т_оч:•
ности.
3. Самоконтроль и саморемонт аналоговых и циф•
роаналоговы 4 блОI{ОВ.
4. Настройка структуры на априорно заданные па•
раметры и адаптация к текущим параметрам пото•
ков данных и внутреннему . состоянию канала.
8

t
По аналогии с цифровыми микропроцессорами,
унификация технического решения которых обеспе­
чила им широкое внедрение во все сферы обработки
информации за счет гибкости программирования, в
цифроаналоговой технике следует ожидать наиболь­
шего прогресса на пути поиска унифицированных
структур. Программирование на определенном вход­
ном языке, аппаратно интерпретируемое коммутаци­
ей блоков, позволит оперативно перестраивать эти
структуры на решение конкретной задачи.
Цепи коммутации блоков при современном состоя­
нии техники электронных переключателей пран:тиче­
ски ·не вносят дополнительных погрешностей, а за­
траты, связанные с включением избыточного (для
ионкретных задач) оборудования, окупаются сниже­
нием номенклатуры узлов, увеличением серийности,
сокращением сроков разработки специализированных
I{аналов ввода - вывода ЭВМ и систем управления,
возможностями гибкой перестройки алгоритмов уп­
равления без изменения технических средств.
Для оценки путей построения цифроаналоговых
структур рассмотрим возможные варианты организа­
ции обработки потоков данных при смешанном пред­
ставлении информации. Можно выделить три основ­
ных способа вычислительной _ обработки непрерьrвных
и дискретных (цифровых) данных: последовательный,
параллельный , комбинированный.
При последовательном способе (рис. 1.2, а) ис­
пользуются аналоговые вычислительные преобразона•
тели входных и выходных сигналов системы управ­
л~ния. Типичные задачи, решаемые входным аналого~
вым вычислителем,- предварительная фильтрация и
нормализация входных непрерывных сигналов. Вы­
-ходной аналоговый вычислитель используют для ин­
терполяции дискретных данных, формируемых · на
этапе цифровой обработки. Как будет показано в
данной книге, выполнение в непрерывной форме ряда
друп1х задач обработки, например функционального
преобразования, .интегрирования, интерполяции, час­
тотной I{оррекции, позволяет повысить эффективность
кан,а-лов ввода - вывода, а также существенно по­
высить вычислительную мощность системы в целом
при умеренном объеме дополнительного аналогового
оборудования. Предполагается, что при аналоговых
вычислениях часть информации может быть представ-
9

-
а)
х
налого-цшррс!Jое
пpeolfpaзo!Jaнue
AнaлoгO-l(JЩlJJ@OB
пpeoopcIJo!Jaнue
о)
х
у"
Цшрро!Jые
/JЫ'fliCЛ!:f-!Цff
Аналогобые
tJЫ'fliCЛBHlifl
Ц11(рро!Jые
tlычисленшr
УсУ
z
Аналого/Jые
0Ы'!!!СЛВНШI
z'
ЦиФроаналогоtJое
преоораsобание
z"uv
z
...
z
Рис. 1.2 . Qрганизация обработки непрерывной информации гиб,
ридными вычислительными средствами
лена в цифровой форме, но обязательно используется
непосредственное преобразование непрерывных сиг­
налов. Цифровая информация У" служит для пере­
стройки _ структуры и параметров аналоговых вычис­
лителей на решение конкретных задач обработки, а
также используется в качестве операндов.
Цифровые преобразования реализуются универ­
сальным прогрщ,ммируемым блоком Jмикро-ЭВМ),
специализированным цифровым узлом, а также их
комбинацией. В дальнейшем реализацию конкретного
преобразования средствами центральной или пери­
ферийной ЭВМ будем назьшать программной, а с по­
м ощью специализированных узлов - аппаратной ре~
ализацией.
При организации процесса в соответствии ,с
рис. 1,2, а объем вычислений в цифровом процессоре
су щественно меньше, чем . в схемах с исключительно
цифровой обработкой. Ввиду прохождения всего потu,
tQ

ка данных через цифровой вычислитель и блок цифро•
аналогового преобразования такая организация вы­
числительного процесса для многих типичных задач
управления и автоматизированных систем научных
исследований (АСНИ) не обеспечивает обработку
данных в реальном масштабе времени на современ­
ных микро-ЭВМ общего назначения.
Пусть, например, допустима погрешность преобразования
О, 1 %, что соответствует среднему уровню требований, предъ••
являемых I< ПФИ в современных системах управления, а цикл
обработки одного отсчета составляет 0,5 мс. Тогда при исполь­
зовании широко распространенного метода восстановления не­
прерывного сигнала по дискретным отсчетам путем присвоения.
аналоговой величине в каждом интервале значения последнего
отсчета (ступенчатая интерполяция сигнала) и с учетом того,
что в системах управления обычно важны мгновенные значе­
ния управляющих сигналов, частота гармонического сигнала не
должна превышать 0,3 Гц. В противном случае изменение сиг­
нала за период дис1<ретизации прев ышает допустимую погреш•
ность.
Заметим, что микропроцессоры общего применения за при­
веденный в примере интервал времени могут выполнить лишь
простейшую обработку, а в большинстве существующих систеи
цикл вь1числений значительно выше. Кроме , того, требования
к погрешности могут быть еще более жесткими. Это приводит
к тому, что допустимая частота обрабатываемых сигналов еще
более снижается.
Проблема частично решается при использовании более слож­
ных методов восстановления непрерывного сигнала в аналого•
вом процессоре. !,:ели в выходном аналоговом вычислителе реа­
лизовано восстановле ние сигнала в виде линейной функции вре­
мени по смежным дискретным отсчетам (линейная интерполяция
или экстраполяция), частота обрабатываемого сигнала может
быть увел ичена в 10-30 раз, при'iем с уменьшением допустимой
статической погрешности эффективность линейной интерполяции
падает. Мет.оды восстановления с использ'овапием интерполяции
высших порядков пока применяются редко из-за трудностей тех­
ниче ской реализации.
Параллельная аналоговая обработка данных
(рис. 1.2, 6) используется в системах управления бы­
стропротекающими процессами и гибридных вычис­
лительных комплексах. Аналоговые решающие схе­
мы могут обеспечить обработку и передачу непрерыв­
ных сигналов с полосой десятки - сотни килогерц.
Здесь роль цифрового процессора сводится к настрой­
I<е аналоговой части системы на решение конкретной
задачи, например задания вида функционального
преобразования, частотных характеристик фильтров,
начальных условий. Управляющая информация по
I<аналам У и У' передается весьма редко. Функцио,.
11

нальные возможности и точностные характериститш
системы обработки аналоговой информации при та­
кой организации целиком определяются составом
аналогового оборудования, а поэтому существенно
ограничены, несмотря на наличие цифрового процес­
сора.
Третий, наиболее общий и функционально разви­
той,- комбинированный - вариант организации вы­
числений в периферийных аналого - цифровых про­
цессорах приведен на рис. 1.2, в.
Все описанные ранее варианты можно рассматри•
вать как частные случаи организации по варианту
рис. 1.2, в и реализовать в рамках системы, обеспечи­
вающей такую организацию.
Аналого-цифровому преобразованию здесь подвер•
га-ется не весь поток выходных и входных аналого­
вых сигналов х и z, а лишь специально выделенные
подмножества этих потоков х' и z'. Это позволяет
расширить круг решаемых задач, во-первых, за счет
увеличения частотного спектра сигналов, переда­
ваемых с аналоговых входов на аналоговые выходы
в обход канала цифровой обработки, и, во - вторых,
за счет освобождения цифрового вь1числителя от
ряда простейших, но требующих существенных затрат
машинного времени задач и использования вы­
свобожденных ресурсов для решения «интеллектуаль-
ных» задач управления.
'
Потоки данных Х' и Х" используются как для
вычисления результатов !, и С, так и для организа­
ции управления аналоговым вычислителем и учиты ­
ваются в алгоритмах формирования потока У". Та-
1шм образом, реализуются адаптивные алгоритмы
управления и нелинейные преобразования для ана­
логовых вычислителей, содержащих только J\ИНейные
блоки. На · рис. 1.2, в обозначено: V - вспомогате"пь­
ный поток данных; w - реакция аналогового преоб­
разователя на поток v, воспрюшмаемая цифровым
·вычислителем и используемая, например, для само 0
контроля системы; U - операция объединения мно•
жеств.
Среди задач, . которые целесообразно решать
в рамках подобной организации вычислительного
процесса, прежде всего следует выделить задачу по•
вышения точности высокопроизводительного анало•
rового вычислителя или канала ввода аналоговой
t2

- информации
в цифровой вычислитель без ужесто­
чения требований к параметрам их компонентов. По·
вышение точности может достигаться как технологи·
ческими методами, ориентированными на создание
компонентов повышенной точности и стабильности,
так и путем создания структур, ориентированных на
компенсацию или коррекцию погрешностей исходных
компонентов, т. е . структурньтми методами. Наличие
цифрового процессора предопределяет эффективность
структурных методов, в частности автоматического
контроля и коррекции параметров аналоговых ком­
понентов системы. В •основе этих методов лежит
оценка реакции аналоговых и цифроаналоговых узлов
на тестовые воздействия.
Тестирующий сигнал ( V на рис. 1.2, в) генериру·
ется под управлением цифрового вычислителя, кото­
рый по оценке реакции W вычисляет поправки или
корректирующие воздействия У". Недостаток тесто.во·
го контроля - необходимость прерывания процесса
обработки полезной информации. Однако относи­
тельные затраты времени на контроль и объем обо­
рудования могут быть невелики. Если же прерывание
обработки текущих данных недопустимо, задача ре­
шается вводом нагруженного резерва для узлов, под­
вергающихся контролю. Обработка результатов тес­
тового контроля может выполняться как в цифровой,
так и в аналоговой форме. Формируются аналоговые
величины или коды, _которые представляют погреш­
ности контролируемых параметров и в рабочем ре 4
жиме используются для управления параметрами
компонентов или преобразуются совместно с входным
(выхо дным) сигналом.
До появления микропроцессqров применялась . в
ос н овном аналоговая коррекция (поправка формиру~
ется в аналоговой форме без преобразования резуль­
тата тестовых испытаний в цифровую форму) срав­
нительно небольшого набора составляющих погреш­
ности - смещеI-J,ИЯ, масштаба [4, 16], простейших ви­
дов нелинейности [27].
_
Увеличение вычислительной
мощности систем управления, в том числе за счет
включения микропроцессоров непосредственно в со­
став ПФИ, позволяет -решить задачу щпоматическо­
го контроля и коррекции для широкго класса _ис­
точниr<ов погрешности. Целесообразность применения
методов коррекции, основанных на цифровом вычис-
13

лении и _формировании поправок, обусловлена
_тем,
что при изготовлении подобных устройств удается из•
бежать трудоемких операций , свойстве1шых техноло•
гиям изготовления прецизионных компонентов, таких,
как прецизионная фотолитография, лазерная подгон­
ка, искусственное старение [30]. Поэтому при реали­
зации устройств с погрешностью в пределах 0,02 -
0, 1О % применение методов автокоррекции эко номиче•
ски оправданно. Более того, во многих случаях обес•
печивается сочетание точности и быстродействия, не
достижимое в обозримом будущем при использова•
нии исключительно технологических методов.
Автоматический контроль и коррекция требуют
ввода дополн ительного оборудования (коммутаторы,
аналоговые сумматоры, АЦП, ЦАП). Обычно удель­
ный вес прецизионных преобразований в системах уп•
равления относительно невысок и значительное чис•
ло преобразован ий может выполняться без использо­
вания дополнительных устройств. В это время «избы•
точные» блоки свободны и могут переключаться на
выполнение других функций . Поэтому на одном и том
же оборудовании можно в одном интервале времени
выполнять самоконтроль, или точное преобразование,
а в других - параллельное преобразование несколь­
ких сигналов. Коммутация таких блоков в цепи спе­
циальной конфигурации позво_ляет _(практически без
дополнительных затрат и ухудшения метрологических
показателей) пprr недогрузке канала ввода - выво­
да реализовать функциональные преобразования и
преобразование формы представления и, следова•
тельно, разгружать цифровой вычислитель.
Иными словами, на базе многоканальных
устройств линейного цифрового и цифроаналогового
преобразования с автокоррекцией, которые так или
иначе должны qрисутствовать в системе обработки
аналоговой информации, можно строить блоки, пе•
рестраиваемые на решение широкого класса задач, в
том числе прецизионного функционального преобра•
зевания, генерации и фильтрации сигналов с пере•
стройкой в широкой полосе частот, само1юнтроля
и саморемонта каналов ввода - вывода.
Использо~ание параллельно работающих, взаимо­
действующих программно-управляемых цифровых,
аналоговых и цифроаналоговых устройств обработки
данных на периферии управляющих вычислительных
14

комплексов позволяет повышать технико-экономиче~
ские показатели систем управления, а в ряде случаев
добиться параметров, не достижимых друг.ими сред◄
ствами,
1Глава вторая
АРХИТЕКТУРА ПОДСИСТЕМЫ ВВОДА­
ВЫВОДА АНАЛОГОВОЙ ИНФОРМАЦИИ
В МИКРОПРОЦЕССОРНОЙ СИСТЕМЕ
2.1 . Задачи организации подсистемы ввода- вывода
Настоящая глава посвящена вопросам сопряже­
ния ПФИ с микропроцессорами и микропроцессорны ­
ми системами, включая вопросы проектирования
ПФИ в составе аналого -цифрового периферийногg
прибора. Для выявления эффективных методов орга ◄
низации взаимодействия ведущего МП с аналоговы­
ми и аналого-цифровыми периферийными блоками и
структуры этих блоков проанализируем основные ме­
тоды, используемые в современных системах для свя•
зи ведущего МП с ведомыми цифровыми периферий ◄
ными блоками, и вытекающие из этих методов свой­
ства блоков сопряжения. Целесообразность такого
рассмотрения обусловлена и спользованием цифровых
периферийных устройст·в ввода - вывода в качестве
промежуточных элементов для сопряжения ПФИ е
:мпс и перспективами создания гибридных БИС. Так;
как современная технология обеспечивает возмож ◄
ность размещения ПФИ, блоков сопряжения и спецн ◄
ализиров а нных или программируемых устройств
предварительной цифровой обработки в одной микро...
схеме, реальным и целесообразным становится пере◄
ход к интеграции достаточно сложных коммутируе... •
мых и программируемых гибридных вычислительных
преобразователей с соответствующими блоками циф ◄
,ровой передачи и обработки. Очевидно, что при про ◄
ектировании подобных БИС должна соблюдаться пр·е◄ _
емственность (по отношению к цифровым БИС)
функциональной и структурной ор-ганизации и спосо...
бов взаимодействия с остальными блоками системы.
15

Учитывая современную тенденцию в мш<роэлек•
тронной схемотехнике - создание боль ши х (БИС) и
сверхбольших _(СБИС) интег ральных схем, будем
рассматривать всю группу устройст в , обеспечивающих
совместимость ведущего центрального процессора
{ЦП) и ведомого устройства ввода - вывода (УВВ)
как единое целое. Введем · понятие периферийной БИС
;(ПБИС) - интегральной схемы, реализующей приве­
денные функции. Отметим, что на определенных уров ­
нях развития технологии з адача сопряжения ЦП и
УВВ решается посредством элементов меньш е й сте­
пени интеграции с ориентацией на функции и архи-
тектуру персnективных ПБИС. -
Широкое распространение ПБИС связано с пере­
ходом к мультипроцессорной архитектуре МПС, пре­
имуществом которой является возможность получения
Еысокой производительности за счет широкого ис­
пользования принципов децентрализац ии : параллель­
ной обработки частей системной задачи, распределе­
ния системной задачи между функционально ориен­
тированными процессорами, предназначенныl\ш для
эффективного решения специализированных задач и
обладающими ускоренной реакцией на запросы (за
счет уменьшения очередей к автоно м ным подсисте-
, мам) . Такие системы обладают большей ремонтопри­
годностью за счет облегчения локализации неисправ­
иостей, упрощения процедур диагностики, возможно­
сти оперативного перераспределения задачи. Кроме
того, упрощается и ускоряется разработка системы
ia счет разбиения системной задачи на относительно
автономные подзадачи, реализуемые типовыми фраг­
ментами.
Указанные преимущества достигаются только в
том случае, если стандартизованы соединения и вза­
имодействия, а отдельные процессоры спроектирова­
ньr с учет о м возможностей мультипроцессорной рабо­
ты. В процессорах должны быть предусмотрены стан•
дартные, «закрытые» от ошибок пользователей эф­
фективные методы решения основных проблем муль­
типроцессорной обработки - арбитража, синхрониза•
ции и взаимного исключения.
•
Сопряжение ПФИ с МПС- частный случай об•
щей задачи организации операций управления внеш•
ним оборудованием в . современных вычислительных
с;нстемах.
16

1 Па11ять 2 1
•88oiJ- 8ы8oo2!
цп
Память1
80o8-8ы8oiJ1
Память4 .~
88oiJ-8ыffofJ4
П88
Память3
ВооiJ-8ы8о83
}(88
Рис. 2.1. Фра г мент системы ввода - вывода
У88
Типичный фрагмент системы ввода - вывода
nриведен на рис. 2.1, в котором выделены четыре
испQлнителя операции ввода - вывода: ЦП системы
со своим локальным периферийным окружением (па­
мять и ввод - вывод 1) и со своим оборудованием
·;(память и ввод - вывод 2), доступным со . стороны
других активных элементов системы; процессор вво­
да - вывода (ПВВ), монопольно владеющий своими
локальными ресурсами (память и ввод - вывод 3)
и на правах сопроцессора - общедоступными ресур·
сами ЦП . (память - и ввод - вывод 2); контроллер
ввода - вывода (КВВ), специализированный или
программируемый пользователем, имеющим доступ к
периферийному оборудованию ПВВ (память и ввод -
вывод 4) и обеспечивающий непосредственное подсо­
единение ведомого оборудования к МП; устройство
ввода - вывода (УВВ), являющееся непосредствен­
ным исполнителем операции ввода - вывода.
Состав и структура приведенного фрагмента соот­
ве тствует современным тенденциям организации
i'
с.~:~ожных операций ввода - вывода, а именно: мно-
сi>
гоуровневости
пользовательского
программного
Qбеспечения (уровень ЦП, ПЕВ, программируемый
КВВ); конвейерности и параллелизму при выполне~
.нии операций ввода - вывода; многошинности
. си:.
стемы.
Типичность фрагмента подтверждается, например ,
реализацией на его основе задачи взаимодействия
накопителя на гибком магн и тном дис1,е (НГМД) с
ведущим МП [46] . Основными элементами системы
в этом случае являются Ц П - МП 8086, ПВВ -
\1

МП 8089, !(ВВ - МЛ 82 72 фир_мы «Интел>J.· Запрос
системной з адачи на о б служивание со стороны
НГМД может вып о лн яться различными способами ,
В частности, ЦП решает основную системную задачу,
опираясь на с в о и ло кальные ресурсы _(память 1),
При возникновении необход и мости работы с файлом,
находящимся в НГМД, ЦП подготовляет информа­
цию .(имя файла, тип операции, адрес в памяти 2
и т. _д.) для работы ПЕВ, помещая ее в согласован-­
вые с ПЕВ адреса памяти 2. Выполнив подготови-­
тельные действия, ЦП через ту же общую память 2
уведомляет П ВВ о необходимости приступить к вы­
полнению канальной программы, размещенной, на•
пример, в локальной памяти 3. При выполнении ка•
нальной программы осуществляются действия, подго­
товляющие ПВВ и КВВ. На основе полученной от ПВВ
информации КВВ с помощью встроенного в ПЕВ кон"
троллера прямого доступа к памяти выполняет кон•
кретную подзадачу - обмен информацией между за­
данным сектором выбранной дорожки гибкого диска
и памятью 4. Кроме того, ПВВ обеспечивает обмен ·
информацией ме.нщу областями памяти 2 и 4 и инфор­
мирует ЦП о завершении работы с заданным фай­
лом, например форм_ирует сигнал прерывания.
Высокая эффективность системы достигается за счет
параллельной работы цп; ПЕВ и КВВ, а также спе­
циализации отдельных соисполн ителей операции. вво-­
да - вывода. Взятая в качестве примера задача мог­
ла быть решена другими вариантами структуры и с
другим распределением функций между исполнителями,
Из фрагмента, приведенного на рис. 2.1, могут
быть получены упрощенные и усеченные структуры,­
Например, в системе могут отсутствовать уровни ПВВ
или КВВ. Переход к сокращенным структурам проис­
ходит на основе компромиссного решения относи­
телыю объема оборудования, объема возложенных на
систему задач и производительности отдельных ком-­
понентов. Выбор конкретного набора исполнителей и·
варианта распределения функциональных задач осу--;
ществляется на этапе общесистемного проектирования
(см., например, гл. 7).
Рассмотренный фрагмент и другие аналогичные
решения позволяют выделить две группы исполните ...
лей любой операции ввода - вывода
-
основных ii
дополнительных. Основными .(и обязательными) Яts•
18

ляются ЦП и УВВ , а дополнительными Jвспомога,
тельными) - ПВВ и I(BB. Применение периферий•
ных приборов в составе МПС и их внутренняя орга­
ни зация определ я ются во з можно с тями двух о сн о вных
и сполнителей о пераций ввода - вывода
-
ЦПи
УВВ.
2.2. Системная оценl{а
аналого-цифровых устройств ввода - вывода
Существует множество т ипо в УВВ, отличающихся
как по назначению, так и по ос н о в ным свойствам -
производ и тельности, предста вл ен и ю и р и тму передачи
данных, что предопределило разнооб р азие архитек­
турных, структурных, аппаратных и программных ре­
шений операции ввода - вывода. Таким образом, вы­
бор оптимальных вариантов построения подсистемы
ввода - вывода является достаточно сложной проб­
лемой проектир_ования МПС, тем более что эта под­
система определяет основные характеристики МПС в
целом.
Рассмотрим некоторые вопросы .представления ин­
формации в УВВ; а также способы управления ее
формированием и • передачей с учетом взаимосвязи
этих способов с объемом информации и темпом об­
мена ею.
Приме13имость различных методов организации
операций ввода - вывода определяется протоколом
передачи групп даннь1х, в том числе темпом переда­
чи, наличием инициализирующих, синхронизирующих,
управляющих и квитирующих сигналов .' Требования
протокола связаны со способами представления от­
дельных порций информации и не зависят от ее со­
держания.
В современных системах одинаково широко рас­
пространены три типа представления информации -
последовательное, параллельное и параллельно-по­
следовательное. При параллельном и параллельно-по­
следовательном пр едставлении на и бо льше е распро­
странение получили УВВ с байто в ым (8 б ит) и слов­
ным ( 16 бит) форматом данных. Т а к ие форматы в зна­
чительно й м ер е опр ед еляются типичны м и з на чениями
разрядности совр еменн ых м икро- и м-и·н и - ЭВ М.
По методам организации обмена данными УВВ
удо б но относить к одной из трех групп :[ 18] : со
19

свободным, жестким и смешанным '(полужестким )
ритмом. Каждой группе свойственно определенное со­
отношение временны х па рам етр ов УВВ (гла вным об­
разом, времени доступности данных после инициали­
зации fдост) и МПС (таю работы мик ропрограмми­
руемых узлов fмп, длительность щ,шла ЗУ системы
fзу, длительность выполнения команды программного,
устройства fком, время реакции на запрос прерыва­
ния fпрер) 1 .
Устройств а ввода - вывода со свободным ритмом ,
полностью работающие под управлением ведущей
системы, в свою очередь, подразделяются на УВВ с:
постоянной, синхронной и асинхронной доступностыо
после инициализации.
Устройство с постоянной досту пностью способно
принять или передать очередную порцию информации
в любой момент времени, определяемый запросамн
ведущего устройства. Примером такого УВВ является~
ЦАП с входным буферным регистром данных. Уст­
ройство с синхронной доступностью способно к обме­
ну в строго фиксированный момент времени после
сигнала инициал_изации. Так, например, работает
АЦП поразрядного уравновешивания при организа­
ции запуска процедуры преобразования от ведущего,
устройства. В зависимости от тактовой частоты и
разрядности преобразования время tдаст, определяе­
мое как произведение длительности такта на раз ­
рядность, принимает значения от соизмеримых с · fмrn
до fпрер в типовых МПС.
Соотношение fдост и временных параметров
МПС определяет целесообразные или допустимые ме­
тоды организации операции ввода - вывода. Та1<, при
-
iдост ~ fзу обычно допустимо использование состоя~
ния ожидания ведущего прог,раммируемого элемента,
а при fдост -> fком более целесообразны программные
методы организации.
Устройство ввода - вывода с асинхронной доступ~
ностью после инициализации способно принимать или
передавать очередную порцию информации в неопре"
деленные заранее моменты времени после сигнала
инициализации . Примером таких УВВ, могут служить
АЦП развертывающего или интегрирующего типа.
1 Практически для всех МПС выполняется соотношение
iмп<tэУ <tком <tпрер•
20

для т,оторых fдост после начала преобразовани я яв­
ляется фунrщией входного сигнала, а для ведущего
элемента МПС представляется как случайная вели­
чина с широким диапазоном значений. Обычно здесь
применяют программный опрос готовности преобра­
зователя или методы, основанные на прерываниях, но
в общем случае эффективная организация операций
ввода - вывода для УВВ этого типа представляется
нетривиальной задачей.
В отличие от УВВ со свободным ритмом УВВ с
жестким ритмом передает или принимает информа- ,
цию в темпе, который определяется свойствами этого
УВВ и на который невозможно воздействовать со
стороны МПС. Примером УВ-В этого типа, преобра­
зующих форму информации, являются АЦП следя­
щего и поразрядного уравновешивания, работающие
в режиме циклического преобразования входного сиг­
нала.
Устройства ввода - вывода со смешанным ритмом
совмещают свойства ранее рассмотренных типов.
Обычно работа такого УВВ может быть остановлена
или инициализирована в определенные условные или
безусловные моменты времени, так же , как работа
УВВ со свободным ритмом . В промежутках времени
между инициализацией и остановкой УВВ функцио­
нирует в жестком ритме . Использование устройств
такого типа позволяет проектировать наиболее эф­
фективные подсистемы ввода - вывода в условиях
ограниченных ресурсов МПС, поскольку допускается
усложнение алгоритмов управления.
Деление УВВ, и особенно аналого - цифровых,
на различные группы относительно, поскольку изме­
нение ритма обмена ( а значит, и «переход» из груп­
пы в группу) в большинстве ПФИ технически реша­
ется просто. Выбор ритма должен производиться с
учетом задач определенной МПС на основании ана­
лиза потоков информации. В частности, возможность
смешанного ритма определяется допустимостью про­
пуска ряда отсчетов АЦП в определенные моменты
времени.
Следует подчеркнуть явно выраженную тенденцию
к буферизации данных в УВВ, сводящую УВВ с
,жестким ритмом к УВВ со свободным р итмом. В та­
ком режйме УВВ может функционировать до тех пор,
пока системой обеспечивается темп работы, исклю-
21

чающий переполнен ие буфера. При превышении до•
пустимого темпа необходимо возвращаться к меха•
низму жесткого ритма, иначе возможн а утеря пор•
ци и данных.
• 2.3 . Механизмы обмена,
обеспечиваемые центральным процессором
Второй обязательн ый исполнитель операций вво•
да - вывода
-
цен тральный процессор, структура и
система команд которого предопределяют всевозмож ­
ные методы организации операций.
Существующие I<онцепции построения вычисли•
тельных машин (единый интерфейс и канал ввода -
вывода) разделяют методы организации операцi-rй
ввода - вывода на два класса [23]: прямой ввод -
вывод, когда результат операции оказывается в од•
ном из регистров ЦП (чаще всего в аккумуляторе),
и косвенный ввод - вь1 вод, когда результат операции
оказывае:гся в памяти системы и передает ся в ЦП
при выполнении команд чтения из памяти.
Прямой ввод - вывод облегчает доступ ЦП к пе•
редаваемой информации, но усложняет организ,ацию
групповых передач. Косвенный ввод - вывод, наобо•
рот, приспособлен для групповых передач, но услож•
няет доступ ЦП к одиночным порциям передаваемых:
данных . В современных .МПС наибольшее распро•
странение получил прямой ввод - вывод, а косвен•
ный реализуется в операциях прям9го доступа к па•
мяти (ПДП). В то же время наблюдается тенденция
к совмещению достоинств обоих методов в системе
I<оманд и структуре ЦП, например процессора вво"
да - вывода Ю810В.М89.
Временное поведение ЦП при выполнении опера•
ций ввода - вывода целесообразно рассматривать
как иерархическую послещ)Вательность уровней де•
тализации, опирающуюся прежде всего на различие
механизмов синхронизации асинхронных процедур
ввода - вывода. .Можно выделить четыре уровня
временной детализации и соответствующие trM ме•.
ханизмы синхронизации: межтактовый, межцикловой 1
межкомандный и межпрограммный.
Общим для всех механизмов является требование
обеспечения синхронизации асинхронных процессов,
протекающих в различных устройствах при выполне:.
22

r нии операций ввода - вьiвода . Синхронизация дости­
гается за счет применения метода «запрос - ответ»
;[22] . При этом методе устройство, готовое к обмену,
посылает сигнал «Запрос» ведущему элементу си­
стемы, например процессору. Ведущий элемент, за•
кончив выполнен ие очередного этапа своей работы,
принимаемого как неделимый :(в зависимости от ме­
ханизма - такт, цикл, команда или программный мо­
дуль), извещае т запрашива ющее устройство сигналом
«Ответ» о готовности к обмену. Окончание процеду­
ры об ме на сопровождается снятием квитирующих сиг­
налов «Запрос» и «Ответ».
Для различных уровней временной детализации
могут использоваться модификации метода «запрос -
ответ». Общим является то, что .входной линии асин­
хронных запросов каждого уровня соответствует вы­
ходная линия подтверждения; это находит отражение
в принятых названиях линий передачи квитирующих
сигналов, например READY - WAIТ (готовность
-
ожидание) на первом уровне, HOLD - HLDA (требо­
вание захвата - подтверждение захвата)
-
на вто­
ром, INT - INTА (требование прерываний - под­
тверждение прерываний) - на третьем . Специфиче­
скими являются достигаемые временньrе соотношения
и требуемая аппаратно-программная поддержка как
средствами МПС, так и средствами ПБИС .
.Синхронизация
асинхронных относительно ЦП
воздействий на межтактовом уровне обеспечивается
либо механизмом перевода ЦП в состояние ожида•
ния сигнала готовности (введеыие тактов ожидания
для процессоров . К580ВМ80 и К1810ВМ86), либо ме­
ханизмом «растягивания синхронизирующих импуль•
-сов» (М68000, М68006 фирмы «Моторола», США;
«Электроника - 60>>) [20]. Введение тактов ожидания
предпочтительнее из-за обеспечения высокой эффек­
,тивности внутренних операций конвейерных ЦП
{46].
Основной недостаток межтактового механизма -
блокировка всех действий на шинах ЦП, та к как в
.сос тоянии ожидания . готовности на выходных шинах
ЦП удерживаются неизменными сигналы адреса, уп­
,равления, а при операциях вывода - и сигналы дан­
ных.
Межцикловой уровень наиболее удобен для децен•
1Грализованного .Jбез учас ти я ведущего ЦП) управле-
23

ния ресурсами МПС. Использование соответствующе ­
го механизма позволяет вставлять в текущую после­
довательность выполняемых ЦП циклов отдельные
циклы работы активных ведомых устройств, обеспе­
чивает синхронизацию освобождения шин ведущим
ЦП и разрешение доступа к ним со стороны ведомых
устройств. В современных МПС для этого уровня
можно выделить два основных способа управления
ресурсами системы со стороны ведомых элементов -
сопроцессорная работа и режим ПДП. Эти способы
определяются управляющими возможностями ведомо­
го оборудования в состоянии их активной работы.
При сопроцессорной работе ведомый процессор в
случае необходимости доступа к ресурсам, разделяе­
мым с ведущим процессором, запрашивает разреше­
ние у арбитра и, получив разрешение, берет на себя
управление разделяемой периферией, формируя цик~
лы обращения к ресурсам, полностью аналогичные
циклам ведущего ЦП. В режимах ПДП управление
передачей информации от источника к приемнику осу­
ществляется специальным ко_нтроллером ПДП, кото­
рый формирует сигналы адреса памяти и - сигналы
управления (обращения к источнику и приемнику ин­
формации). Схемно контроллер ПДП размещается
в ведущем элементе (INTEL 80186), в автономном
устройстве КР580ИК57, INTEL 8237), в ведомом эле­
менте (КР1810КМ89), а также в любых их комби­
нациях.
Синхронизация операций ввода - вывода на ме)I{•
командном уровне цвляется традиционной для про­
граммируемых устройств, содержащих ЦП. Этому
уровню соответствуют механизмы программных цит{•
лов ожидания, прерывания, семафоров, сопроцессор•
ная работа .
. : Циклы ожидания синхронизирующих сигналов со•
держат последовательность . команд чтения регистра
• слова состояния УВВ, побитной логической обработки
этого слова и команды ветвления по результату ло•
rической обработки. Для ускорения реакции . и упро­
щения программирования таких циклов в микропро•
цессорах введены команды, объединяющие несколь•
1{0 операций, характерных для цикла ожидания:· со­
вмещение чтения с побитной обработкой (команда
ANLD PORT в микро-ЭВМ К1816ВМ35), условные
переходы по состоянию входного контакта (контак~
24

ты ТО , Tl в семействе однокристальных микро-ЭВМ
К1816). В наибол е е развитой форме тенденция к объ­
единению операций проявляется в командах НАСТ
(останов) и WAIТ (ожидание), реализующих синхро­
низацию работы ЦП с параллельно протекающими
процессами в УВВ. При использовании команды
НАСТ сигнал готовности периферийного блока ис­
пользуется как запрос на прерывание, причем •после
выполнения программы обслуживания прерывания
управление передается команде, следующей за
HALT. Команда WAIТ реализует ожидание измене­
ния потенциала на внешнем контакте БИС. Основное
отличие и достоинство команды WAIT по сравнению
с состоянием неготовности на межтактовом уровне -
доступность системных шин для ведомой периферии
в операциях тип а ПДП и возможность прерывания
выполнения команды WAIT для реализации програм­
мы обработки прерываний с последующим возвратом
I< выполнению WAIТ.
Параллельное выполнение в мультипроцессорной системе не­
Сl(ольких асинхронных проuессов требует решения задачи
взаимного ис1<лючения. Широl(ое распространение получил меха­
низм семафоров (!], гарантирующий доступ различных пр оцессов
к разделяем ым ресурсам и защиту ресурсов от одновременного
доступа к критическим областям (например, область памяти,
запись данных в l(ОТорую одним процессоро м может на р ушить
выполнение программы другим процессором). Основой взаимного
ис1<лючения является неделимость операции доступа к критичеё
екай области, защищаемой так называемым семафором - содер­
жанием определенной ячейки памяти или регистра. Совмещение
в одной МПС синхронизации на межкомандном и межцикловом
iу'ровнях требует введения в систему команд процессоров, сов ­
местно владеющих ресурсами, специальных команд, которые
iу'Правляют работой семафоров и ие допускают разделение вы•
полняемой команды запросами со стороны других элементов
мпс.
Один из методов создания та1шх неделимых операuий НС•
пользован в семействе ЦП с базовым элементом КР1810ВМ86,
в котором неделимост_ь достигается за счет введения системногQ
сщнала запрета доступа других устройств к шине LOCK. Этот
сигнал формируется на выходной линии ЦП при выполнении
.i116бой команды, если ей предшествует од~юбайтный префикс
LОСК. Такая организация защищает операции, выполняемьrе
ЦП. Для защиты операций, выполняемы х под управлением
активных ведомых элементов МПС, необходима аппаратная под­
держка сигнала LOCK со стороны всех элементов, раэделяющи,х
общие ресурсы.
М-ежкомандный уровень используется для пре­
рываний выполнения последовательности команд
25

программой, обслуживающей УВВ, котор о е з апраши­
вает обмен . Прерывания повышаю т э фф ектив но сть
работы ЦП з а сч ет освобождения его от н еобходимо ­
сп~ периодического опроса УВВ и определения по•
требности в обслуживании. Прерывания шир о ко
используются совместно с дру г ими способами (напри•
мер, ПДП, сопроцессорная рабо та ) , обе с печивая гиб­
кое взаимодействие УВВ и ЦП при инициализации
операций обмена, управлении одиночными операция•
ми обмена, завершении групповых обменов.
Реализация прерываний достаточно подробно
освеще на в л итературе (7, 22 ] . Отметим, что со сто­
роны ЦП н ео бходи мо сл едующее: а) анализ запро•
са преры ва ний , его синхро н иза ция с выполнением
команд и формирование сигналов, подтверждающих
удо влетво р ение запроса; б) запоминание места пре•
рывания последовательности команд и возврат к этой
последовательности; в) идентификация запроса при
наличии нескольких источников прерываний и пере­
ход на запрашиваемую программу обслуживания.
Подсистемы прерываний в МПС строятся с раз­
личной загрузкой аппаратных и программных ресур­
сов. Большинство вариантов организации подсистемы
прерываний различаются механизмами идентифика­
ции источников запроса, установления приоритета об­
служивания или способами запоминания прерванной
последовательности (6, 20] . Аппаратные средства
поддержки прерываний территориально распол.агают­
ся в различных элементах МПС: в ЦП (INТEL'
:80186) , в специальном автономном устройстве
(К,580ВН59), в ведомом оборудовании («Электрони­
.ка-60», INТEL 8256АН, INТEL 80130). Возможны
комбинации указанных вариантов, включая отказ от
аппаратных средств и реализацию всех действий на
программном уровне (программный полинг).
Межко м андный уровень взаимодействия использу~
ется таrрке для координирования ра б оты ведущего и
ведомых пр оцессоров. В настоящее время использу­
ются два типа дополнительных процессоров: незав и ­
симые и сопроцессоры .
Независи м ые процессоры выпо л няют собственный
поток ко м анд, считыванием которого они сами управ­
,ляют, в двух режимах - локальном и дистанционном
{47]. При дистанционном включении центральный и
периф ерийный процессоры подключаются к системной
26
1

шине через индивидуальные устройства управления
шиной и приемопередатчики адреса и данных. При ло•
кальном подключении оба процессора соединены ло•
кальной шиной и управляют общими приемопередат•
чиками совместно с контроллером системной шины.
При дистанционном включении синхронизация,
процес~оров осуществляется на межцикловом уров•
не, а арбитраж шины и взаимное исключение, необ­
ходимые при мультипроцессорной обработке, выпол­
няются стандартными методами организации доступа
I< общим ресурсам. Например, в семействе КР1810
эти функции 'реализует арбитр шины КР1810ВК89.
Обеспечение локального режима более сложно.
Ведущий и ведомый процессоры должны иметь ветра·
енные средства арбитража и взаимного исключе­
ния . Подобный механизм обеспечивается при взаимо­
действии ЦП типа КР1810ВМ86 и процессора
ввода - вывода типа КР1810ВМ89. Они имеют двуна•
правленные линии RQ/GT [47]; объединение этих
линий и обмен по ним квитирующими сигналами в
соответствии с определенным протоколом позволяют
· раз~елять
между процессорами ресурсы, подключае,
мые к локальнои шине.
Особенность работьi ведущего ЦП с сопроцессо­
ром ~ распределеrше команд сопроцессора среди
команд ведущего процессора, причем основную ра·
боту по считыванию команд и операндов, предназна­
ченных для обоих процессоров, выполняет ведущий
·ЦП. Распределение команд между процессорами
обеспечивается различием кодов операций, причем
оба процессора параллельно анализируют считывае­
· мую последовательность команд, автономно и раз­
лично выполняют очередную команду. Примером
·объединения ЦП и сопроцессора является соединение
КР1810ВМ86 и КР1810ВМ87. Последний представля:.
ет собой арифметический сопроцессор, расширяющий
архитектуру· ведущего процессора и добавляющий:
ресурсы - дополнительные регистры, новые типы дан•
ных и команд.
Синхронность считывания команд достигается за
счет объединения шин управления, шин данных и
работы от единого тактового генератора
,.(КР1810ГФ84 для процессоров серии КР1810). Так
как БИС UП работает по конвейерному принципу,
для синхронности обработки сопроцессор поддержи~
27

..
вает очередь r<оманд, точно совпадающую с оче­
редью команд ЦП, и информируется о состоянии оче­
реди команд ЦП по специальн ы м дополнительным
линиям • QSO, QSl (состояние очереди команд).
Командам, относящимся к сопроцессQру, обязатель­
но предшествует команда ESC (переключить). В про­
цессе обработки команд сопроцессора ЦП считывает
их, вычисляет адреса операндов и выполняет
фиктивные обращения по этим адресам. Адреса, вы­
ставленные ЦП в фиктивных циклах, фиксируются в
буфере адреса («ловушке») сопроцессора. При об­
наружении «чужой» команды сопроцессор игнорирует
ее, при обнаружении «своей» команды сопроцессор
приступает к ее выполнению, если команда не требу­
ет обращений к памяти, или дополнительно обраща­
ется к памяти.
Необходимость дополнительных обращений возни­
кает, если выполняемая команда требует считывания
операнда из памяти или записи результата в память.
Дополнительные обращения производятся по инициа­
_тиве и под управлением сопроцессора, для чего в его
состав включаются узлы, обеспечивающие следующее:
выполнение процедуры запроса шины пq принципам,
используемым для независимых сопроцессоров (на
межцикловом уровне); формирование необходимых ·
-управляющих шинных сигналов и выдачу на шину
адреса, зафиксированного в ловушке во время
фиктщ1ного цикла чтения, ЦП. Для обмена порциями
информации, превышающими одно слово, в сопроцес•
соре используется механизм инкрементирования ад•
р 2са, зафиксированного В «ловушке».
Так как ЦП считывает смесь своих и сопроцессор..,
ных ком'анд в темпе исполнения собственных команд;,
темп поступления команд сопроцессора может пре•
вы сить темп их выполнения. Для устранения несин•
хронности работы ЦП и сопроцессора возможно. ис•
пользование любых рассмотренных выше ' механизмов
спнхронизации асинхронных параллельных процессов.
однако предпочтительнее механизм введения тактов
ожидания, и прежде всего команды WAIT, которая
аиализирует состояние ·занятости сопроцессора выпал~
не11ием предшествующей команды, опрашивая линию,
объединяющую выходной контакт сопроцессора BUSY
( <":Занятость») и входной контакт ЦП TEST -( «про...
верка»);
28

Команда WAIТ вставляется в общий поток команд
в двух случаях. Во-первых, перед каждой командой;
относящейся к сопроцессору, чтобы предотвратить по­
пытки ЦП считать ее, если сопроцессор не в состоя 0
нии принять команду к исполнению, ввиду того что
занят обработкой предшествующей команды. Во-вто- '
рых, перед теми командами ЦП, выполнение которых
должно быть задержано до окончания параллельно ·
выполняемой операции сопроцессора,- с целью иск­
.1ючения считывания данных, не обновленных сопро­
цессором.
• • Целесообразность межпрограммного уровня рас­
смотрения обусловлена тем, что в общесистемном
плане элементами задачи являются не команды, а их
группы, образующие программы, подпрограммы, про­
цедуры. При организации взаимодействия процессо­
ров, асинхронно выполняющих · такие группы команд,
возникают две важные проблемы: проблема выполне­
ния асинхронно возникающих запросов на обслужи•
ванне паралле'льно решаемых подзадач (их инициа•
лизацию либо завершение) и проблема взаимного
исключения при обращении к разделяемым ресур·
сам. Первая проблема обычно решается с привле­
чением механизмов прерываний, отличающихся от
рассмотренных возможностью прерывания не после
·любой команды программы, а после определенных;
защищаемых от прерываний фрагментов. Для реше­
ния поставленной задачи вводится дополнительное
оборудование, выполняющее управление прерывания­
ми : маскирование прерываний, изменение стратегиц
обслуживания запросов на прерывания и т. д.
Вторая проблема связана с исключением конфлик•
.тов при одновременных попытках доступа к ресурсу
МПС, разделяемому несколькими асинхронными про•
цессами. Доступ к ресурсу или его освобождение вы• .
полняется на межпрограммном уровне, так как это
.связано с завершением работы определенной про•
граммы или подпрограммы. Реализация обычно сво•
дится к проверке индикатора •занятости ресурса [1],
но требует наличия в ЦП неделимой операции над
семафором.
Подводя итог рассмотрению механизмов синхр~
визации асинхронных процессов в операциях ввода -
вывода, следует отметить, что в общем случае по
мере у1<рупнения неделимого этапа вычислительного
29

пр оцесса наблюдается усложнение аппаратно-про•
граммной реализации соответствующе го механизма.
Однако это компенсируется большими в о зм о жностя•
ми управления пара_ ллелыrо протеr,аrощими п роцес ◄
с а ми. Уменьшение неделимых этапов придаёт о бме­
ну большую оперативность, т. е . обеспечивает мен ь•
шее время реакции, более быстрое удовлетвор ение
з а проса.
2.4. Принципы организации
и функцион альные возможности
суще с твующих и перспективны х
периферийных БИ С ввода - вывода
Помимо рассмотренных двух обязательных испол­
нителей любой опер аци и ввода - вывода
-
УВВ и
ЦП ~ в подавляющем большинстве случаев подоб­
ные операции требуют в ведения в состав МПС спе­
циальных устройств (группы ПБИС или отдельных
ПБИС), обеспечивающих совместимость ведущего ЦП
-
и ведомого УВВ, и прежде всего информационную со­
вместимость по частотно-временным параметрам
{28]. Другие аспекты совместимости обычно обеспе­
чиваются единством используемой в ЦП и УВВ эл~-
ментной базы.
"-
Необходимость введения ПБИС и функции, возла ◄
гаемые на нее как на элемент сопряжения УВВ и
ЦП, определяются из требований, диктуемых УВВ,
и имеющихся ресурсов ЦП. Обычно ЛБИС служат
для преобразования формы передаваемых данных или
,темпа передачи, формирования требуемых управляю­
щих воздействий, а развитые ПБИС - также для ло­
гических и вычислительных преобразований данных.
В отношении функций ПБИС можно разделить на
:«прозрачные», демпфирующие, БИС управления дан­
flыми и обрабатывающие. Подобное деление подразу◄
мевает определенную иерархию: ПБИС высшего
уровня обязательно . включают в себя элементы и
функции, свойственные нижним уровням .
«Прозрачные» ПБИС не влияют ни на темп, ни
на содержание передаваемой информации. Необхо­
димость их использования обычно диктуется требо ­
ваниями электрической совместимости УВВ и НП __,, .
• • нагрузочной способностью, уровнями сигналов и воз ◄
можностью отключения от микропроцессорной маги•
80

страли :(наличие элементов с Z-состояниемJ·. «Про•
зрачные» ПБИС применяются для подКЛJ?Чения УВВ
,
с постоянной и УВВ с синхронной доступностью пос­
ле инициализации.
Демпфирующие ПБИС обеспечивают. трансформа­
цию временньrх характеристик передаваемых потоков
данных. Они обычно используются для подключения
УВВ с жестким ритмом :- Задача временного демпфи­
рования обмена данными между УВВ и ЦП техни­
чески решается за счет временного хранения дан­
ных в локальных ресурсах ПБИС. При буферизации
вводятся средства формирования сигналов сопровож•
дения данных (запросов и ответов), передаваемых в
сторону ведомого и ведущего оборудования.
К ПБИС управления данными относятся устрой•
ства, обрамляющие передаваемые данные управляю­
щей информацией и изымающие 0брамление при при•
еме. Обрамление определяется условиями работы · и
протоколом работы УВВ. Например, для протоколов
последовательной асинхронной передачи, таких, как
«Стык С2-ИС» (по ГОСТ 23675-79), ПБИС может
выполнять задачи формирования синхронизирующих
импульсов (стоп- и старт-биты), битов контроля чет­
ности и т. д. В задачах канального уровня обмена
ПБИС, под,п,ерживающие соответствующие типы про­
токолов (например, HDLC нормаль НМ МПК ВТ
iO- 78), вставля1от и изымают метки. заголовки
групп данных и т. д.
Управляющие ПБИС включаются в состав МПС
в тех случаях, когда ни один из механизмов обмена
ЦП не может обеспечить требуемый темп работы
УВВ, например, при выводе на экран ЭЛТ, на НГМД.
Применяют эти ПБИС и тогда, когда процессор спо­
собен реализовать функции обмена, например скани­
рование контактных датчиков, но возникает ·необхо•
димость в разгрузке программного обеспечения ЦП.
Обрабатывающие, более сложные (развитые):
ПБИС также включают в себя средства для буфер и~
зации и управления, но характер действий варьирует◄
ся в зависимости от условий получения информации
и обмена ею. Помимо обычных задач обмена инфор◄
мацией между ведущим и ведомым оборудованием
на ПБИС этой группы возлагаются задачи дополнп•.
тельной (обычно в темпе обмена) логической или вы ◄
числительной обработки. Методы и алгоритмы обраi
31

ботки, определяемые назначением проектируемой си•
стемы, задаются пользователем и являются неотъем­
лемой частью общего программного обеспечения си­
стемы.
При рассмотрении ПБИС целесообразно остано­
виться на эволюции средств сопряжения ЦП и УВВ.
При появлении первых МП в 1971 г., а тем более
после появления в 1974 г. представителя второго по­
коления МП - INTEL 8080, остро встал вопрос о
сопряжении МПС с различными УВВ. Неприспособ­
ленность бол,ьшинства типовых УВВ для непосред­
ственного подключения к МПС привела 1, тому, что
подклюi.1ение каждого типа УВВ превратилось для
каждого разработчика в уникальную техническую
проблему, сложную ' и на сегодняшний день, несмотря
на появление стандартных методов подключения.
На первом этапе развития МПС сопряжение вы­
полнялось за счет интегральных схем малой (ИС) и
средней (СИС) степени интегра ции, сводящих на
нет минимальность аппаратной реализации основного
ядра МПС.
Революция в традиционных средствах ВТ произо­
шла не столько после появления БИС МП, сколько
после создания сопутствующих БИС общего назначе­
ния (БИС постоянной и оперативной памяти, систем­
ных генераторов, контроллеров, таймеров, ·конт­
роллеров прерываний, ПДП, управления динамиче­
скими ОЗУ и т. д.), и в особенности специализиро­
ванных БИС, ориентированных на выполнение опе­
рации ввода - вывода с теми или · иными типами
УВВ.
Среди БИС, ориентированных на операции вво­
да - вывода, следует выделить БИС программируе­
мого параллельного интерфейса (ППИ) INTEL 8255
и ее аналог КР580ВВ55 (функциональные аналоги
БИС INTEL 8255 были выпущены несколько позже
и другими фирмами, например фирмами «Моторола>»
и «Зайлог», США). Схема INTEL 8255, по сути, яв­
ляется переходной ступенью между сие и специа ◄
Jшзированными контроллерами ввода ...,... вывода.
Интегральная схема INTEL 8255 обеспечивает
широкие возможности управления операциями вво•
да - вывода за счет буферизации однобайтных дан•
ных обмена, системы перекрестного квитирования об•
мена в направлении от ПБИС к УВВ и системы
32

сигнализации о готовности буфера к обмену в на 4
правлении от ПБИС к ЦП. Анализ готовности выпол•
няется по желанию разработчика либо чисто про•
граммным способом (через встроенный в ПБИС ре­
гистр состояния), либо аппаратно-программными •
·способами с анализом состояния внешнего контакта
ПБИС - флага занятости буфера. В последнем слу­
чае используется система прерываний или система
опроса готовности.
Успехи технологии БИС привели к увеличению
скорости выпошiяемых действий и числа элем~нтов
на кристалле. Это способствовало повышению · «ин­
теллектуального» уровня ПБИС и позволило решить
специфические задачи управления в реальном мае-
• штабе времени широким кругом специализированного
nериферийного оборудования. К классу специализи·
рованных контроллеров, характеризующих второй
;этап развития техники управления операциями вво­
да - вывода, можно отнести контроллер
• связи
HDLC/SDLC INTEL 8273, контроллер ЭЛТ
КР580ВГ75, контроллеры гибкого диска INTEL 8271
и INTEL 8272, контроллер канала общего пользова­
ния КР580ВК91А и др.
Специализированные ~онтроллеры позволили раз•
грузить программное обеспечение ЦП от решения
специфнческих задач управления УВВ, распаралле­
лнть процессы обработки информации и, наконец, за
счет специализации ПБИС обеспечить необходимую
скорость обслуживания УВВ и определенную стан­
дартизацию взаимодействия ведущего ЦП и Редомой
ПБИС.
•
Требование повышения эффективности работы
МПС и упрощения разрабопш системы программного
обеспечения обусловило специализацию контроллеров
на решение задач с ограниченной областью примене­
ния . При этом разработка контроллеров для каждо­
го нового применения представляет собой дорогой и
трудоемкий процесс.
Стремление преодолеть отмеченное противоречие
обусловило появление БИС, ориентированных на опе­
рации ввода - вывода и характерных для третьего
этапа развития схемотехники ПБИС. Общее для раз­
работок БИС на этом этапе - попытка предоставле­
ния в распоряжение пользователя достаточно «интел­
лектуального» элемента, который мог бы реализовать
2 Р, И, Грl'ШВИl(IШЙ И др, , 33 ,

функции специализированных контроллеров при ус~
ловии, что специализация выпоJfнялась бы самим
пользователем • путем определенной настройки ПБИС,
Из трех возможных уровней настройки - схема•
технического (например, техника ПJJM), микропро•
граммируемости и программируемости (техника уни•
версального процессора) наиболее перспектив ен для
однокристальной реализации при условии легкости
специализации ПБИС пользователем уровень про•
граммируемости, поскольку на уровне микропрограм•
мируемости трудно обеспечить однокристальную ре•
ализацию, а уровень схемотехнический в настоящее
время характеризуется сложностью процедуры на­
стройки ПБИС н а заданное применение.
Указанные соображения привели к широкому
распространению БИС универсального периферий..,
.нога интерфейса :(УПИ) 8041, выпущенной фирмой
:«Интел» в 1979 г . и являющейся типичным предста• .
вителем этого этапа схемотехники ПБИС. Широ•
кого распространения схемотехнических решений
можно ожидать т олько при качественном упрощении
проектирования и настройки ПБИС; в этом отноше•,
нии перспективным представляется применени е про•
rра~мируемых логических . приборов типа 5С121 и
5СО60 с ультрафиолетовым стиранием, начало про­
'.изво дс-тва которых было объявлено фирмой «Интел»
в 1985 г.
Поскольку архитектура УПИ соответствует архи­
тектуре ЦП с ППИ, то обеспечивается принципиаль­
ная возможность реализации ; на программном уров­
,не любой операции ввода - вывода, если временньrе
требования к ней допускают программное управле­
ние. В архитектуру УПИ заложена концепция ведо­
мого элемента, при этом методы организации взаимо­
действия с ведущим элементом совпадают с метода•
'МИ, используемыми в специализированных контрол­
лерах. Эти ПБИС, специализация которых достига­
ется занесением программного обеспечения фирмы -из­
готовителя в масочное ПЗУ . УПИ INTEL 804 lA, с
.то чки зрения пользователя являются специализиро­
ванными контроллерами. К ним относя т ся, напри­
мер, контроллеры клавиатуры INТEL 8278, форми­
р ования данных INTEL 8294, канала общего поль­
зования КР580ВГ92 (интерфейс по ГОСТ 26 .003 - 80),
м а тричного печ_ата.1Qщего устр9йства INТEL 8295,
34

'Несмотря на оптимизацию системы команд в на•
правлении повышения эффективности операций вво­
да - вывода, УПИ обеспечивает относительно низкую
скорость обмена, поскольку в основе обмена инфор­
мацией лежит выполнение программы.
Введение в состав УПИ специализированных эле­
ментов для связи с УВВ, например контроллера HDLC
(УПИ INTEL 8044), позволяет увеличить скорость об­
мена, но ограничивает функциональные возможности
УПИ.
Таким образом, положительные стороны третьего
этапа эволюции техники ПБИС (гибкость примене•
ния и простота специализации на программном
уровне) явились и основным ограничением на макси­
мальную допустимую скорость выполнения операций
. ввода - вывода, особенно групповых. Естественный
путь повышения скорости обмена при сохранении кон­
цепции программируемости - введение в ПБИС
средств управления косвенными групповыми операци­
ями ввода - вывода типа «входной буфер
-
память>~
и «память - выходной буфер» (режим Jrокализован­
ного в ПБИС ПДП), причем буфера в общем случае
должны работать в сторону как ведомого, так и ве•
дущего оборудования.
'
Сочетание программируемости с высокоскорост•
ным управлением передачей данных получило широ•
кое распространение на четвертом этапе развития
техники ПБИС, начавшемся разработкой фирмой
«Интел» процессора ввода - вывода 8089 (советский
аналог КР1810М89.) В этой ПБИС эффективность
связи ведущего и ведомого оборудования обусловлена
прежде всего переводом темпа доступа ПВВ к собст­
венной периферии и к периферии ведущего элемента
на уровень темпа обращения к ЗУ. Высокий темп
доступа обеспечивается как встроенным высокоско•
ростным контроллером ПДП, так и соответствующи"
ми режимами работы процессора ввода - вывода .
Невозможность непосредственного подключения к
ПВВ каких-либо УВВ ,(ввиду нообходимости до•
полнительных связующих компонентов) определяет
целесообразность применения ПВВ в качестве про•
межуточного элемента между универсальным высо•
копроизводительным ЦП и специализированными
контроллерами или УПИ, которые осуществляют не•
посредственное подключение ведомых УВВ.
2*
35

Подобная 1<01-ш ейерная орга н изация операций вво­
да - вывода наиболее законченное выражение нашла
в развиваемой западноевропейской фирмой «ИН­
МОС» концепции построения систем на базе транс­
пьютеров [62] . Производительность 32-разрядного
ЦП транспьютера IMS Т424 - 10 млн. операций в
секунду. Он имеет возможность подключения ведомо­
го оборудования к двунаправленному 8-разрядному
порту ввода - вывода, а также подключения по че­
ты ре м п ос ледовательным кана ла м других транспью­
теров, часть которых может выступать в качестве ве­
дущего , а часть в качестве ведомого оборудования ,
Наличие программируемых пользователем линий свя­
зи с друг и ми транспьютера м и позволяет строить си­
с темы не ТОЛ Ы< О ПО КОНВеЙерному, НО И ПО матрИЧНО·
му принципу, что существенно повышает производи­
тель н ость систем в тех областях применения, где
допускается высокая степень распараллеливания вы­
ч ~1слений.
Приведенный краткий обзор позволяет выделить
следующие классы цифровых ПБИС: общецелевые и
специализированные (обычно про г раммно настраива­
емь,е) контроллеры, · контроллеры со сменной
программой или ал горитмом функцио 1-iирования, про­
граммируемые периферийные п роцессоры. Контрол•
леры, . как правило, ориентированы на управлени.е
данными, т. е. измене н ие формы предст авления ин­
формации и темпа ее п ереда ч и без изменения смыс­
лового содержания, а процессоры обеспечивают обе
фун 1щии.
Нетрудно видеть, что су ществуют различные типы
цифровых ПБИС, при этом каждый тип имеет пред­
почтительную область применения . По-видимому, и
при создании анаJюго-цифровых ПБИС сохранится
аналогичная тенденция - разработ-ка БИС различ­
ных уровней сложности также с предпочтитель н ой об­
ластыо применения организованны х подобно соответ­
ствующим цифровым ПБИС (контроллеры, програм­
мируемые периферийные процессоры) .
Тенденция развития ПБИС всех классов состоит
в расширении их «интеллектуальных» возможностей
за счет постоянного усложнения архитектуры и функ­
циональной организации, в увеличении степени уни­
версальности за счет настраиваемости, управляе­
мости и программируемости. Расширение «интеллек-
36

туальных» возможностей требует также адекватного
усложнения методов взаимодействия ПБИС с веду­
щим и ведомым оборудованием, опирающихся на ти­
повые методы и механизмы обмена рассмотренных
обязательных исполнителей любой операции ввода -
вывода - ЦП и УВВ.
Область применения специализированных кон•
троллеров весьма обширна. Велико и разнообразие их
параметров, уровней сложности. К специализирован­
ным контроллерам относятся как простейшие по
функциональным возможностям микросхемы (конт­
роллер последовательного интерфейса К580ВВ51, кон­
троллер кла-Виатуры К:Р580ВН79), так и сложные,
обеспечивщощие выполнение ' комплексных операций
ввода - вывода в темпе работы внешних устройств
(контроллеры монитора - ЭЛТ К:Р580ВГ75, гибких
дисков - КР580ВГ75, локальных сетей
-
82501 и
82588 фирмы «Интел»). Функциональное назначение
контроллера - демпфирование потока данных и про­
стейшая специализированная обработка информации.
При организации связи специализированного контроллера с
ведущим ЦП используются возможности, предоставляемые кон­
троллеру современными ЦП: прямые операции ввода - вывода,
iiро r раммный опрос состояния буфера обмена, режим ПДП при
заполнении или считывании буфера, обмен, основанный на ме­
ханизме прерывания работы ЦП. Требуемая буферизация дан­
ных выполняется (в зависимости от целевого назначения кон­
троллера и специфических особенностей передачи информации) :
за счет внутреннего буфера (КР580ВН79, КР580ВГ75), буфера,
расположенного со стороны ЦП (INTEL 82064 и INTEL 82062),
и буфера, расположенного со стороны ведомого оборудования
(INTEL 82720). Наличие внешнего буферного ЗУ со стороны
ЦП требует от контроллера организации обслуживания буфера,
гарантирующей отсутствие конфликтных ситуаций между ЦП и
контроллером в процессе работы с буфером. При установке ·
буфера со стороны ведомого оборудования контроллер дошкен
обеспечивать формирование всей совокупности сигналов, управ­
ляющих работой буфера, включая образование адреса ЗУ.
Ресурсы ПБИС УПИ фирмы «Интел» типа 8041, 8042, 80452
и 8096, занимающих промежуточное положение между специали­
зированными программиру е мыми контроллерами II периферий­
ными процессорами, позволяют решать задачи любого типа-·
буферизацию, управление и обработку. Достоинство ведомых
процессоров - легкая программируемость задач любого указан- .
ного типа, а недостаток - невысокая производительность, малый :
объем внутренних ресурсов (буферные ЗУ, память пользователь­
ских программ, устройства упра в леиия операциями ввода - вы­
вода). Затруднено, а иногда !f невозможно наращива.ние ло-
1сальных ресурсов за счет под'ключения внешних компонентов.
Периферийные процессоры - процессор ввода
-
вывода
3.7

КР1810ВМ89, сопроцессор ПДП INTEL 82258, сопроцессор ло•.
калыюй сети INTEL 85586, графический сопроцессор INTEL
82786, текстовый сопроцессор INTEL 82730 - обеспечивают вы­
сокоэффективное решение проблем ввода - вывода, в частности
повышения скорости групповых пересылок информации за счет
встроенных контроллеров ПДП, и широкие возможности мани•
пулирования с данными.
Процессоры этого же класса, ориентированные на универ­
сальное применение и широкий круг задач (ПВВ КР1810ВМ89,
транспьютеры IMS Т222 и IMS Т424, процессоры · цифровой о,б·
работки сигналов, такие, как TMS 320 фирмы «Техас Инстру­
менте», США), обычно имеют широкие возможности для нара•
щивания локальных ресурсов, Специализированные периферий­
ные процессоры обеспечивают высокую эффективность решения
специализированных задач за счет аппаратной внутрикристаль­
f!ОЙ реализации специфических функций - посылки
-
получения
данных для локальных сетей или работу по видеотрактам на
частотах выше 20 МГц для графических терминалов.
Достоинства гибридной обработки информации
проявятся лишь в том случае, если будет обеспе­
чена оперативная перестройка гибридного процессо"
ра. В связи с этим наибольший интерес представля"
ют программируемые ПБИС. Кроме того, следует
иметь в виду, что еще достаточно долго гибридны~
блоки будут изготовляться в многокристальном ис"
полне·нии. В подобных системах цифровьхе ПБИС яв•
ляются важными компонентами, реализуя «интеллек­
туальные» и некоторые интерфейсные функции. По"
этому на организации цифровых программируемых
ПБИС остановимся подробнее.
Для оценки возможностей. существующих ПБИС и
анализа основных направлений их совершенствования
как «интеллектуальных» посредников между ЦП и
УВВ каждую ПБИС удобно представить состоящей
из трех .обязательных подсистем, имеющих самостоя•
тельные принципы орган изации: блока связи с веду•
щей системой, блока связи с ведомым оборудованием
и блока, определяющего внутренние («интеллектуаль­
ные») возможности ПБИС. Для современных ПБИС
типично применение дополнительного, четвертого -
блока расширения локальных ресурсов ПБИС, позво­
ляющего за счет внешних относительно ПБИС эле"
ментов увеличивать объем существующих ресурсов и
добавлять специфические ресурсы, необходимость ко"
торых определяется -системной задачей.
Подобное деление ПБИС условно, поскольку архи•
тектурные или структурные решения, заложенные в
один блок1 связаны с решениями1 принятыми в дру~
38

гих блоках. Характеристики подсистем некоторых пе­
риферийных программируемых процессоров сведены
в табл. 2.1 .
Центральным определяющим в ПБИС является
блок внутренних возможностей, остальные блоки
вспомогательные. Основу центрального блока образу­
ет ЦП общего или специального назначения, который
в своей работе использует стандартные встроенные в
микросхему или подключаемые к ней блоки ОЗУ,
,ПЗУ, а в отдельных случаях и специальные блоки :'
Следует подчеркнуть, ч_то в ПБИС используются вы­
сокоэффективные системы команд, ориентированные
на операции ввода - вывода, арифметические вычис◄.
ления, побитную обработку. Как , видно из таблицы~
основные тенденции развития центрального блока _J
увеличение разрядности ЦП, емкости памяти ЗУ, по ◄
вышение быстродействия.
Программируемые ПБИС по структуре и принци,,
пам организации совпадают со стандартными ЦП, и
для них остается справедливым большинство сформу~
лированных для ЦП положений. При этом больJ
шинство программируемых ПБИС может использо~
ваться автономно или даже в I<ачестве ведущего
ЦП в системах малой и средней производи•
тельности.
По структуре и принципам функционирования про~
цессорного блока ПБИС также аналогичны ЦП. От:;
личие функционирования этого блока в ПБИС ран~;
них разработок состояло в том, что не поддержива,­
лись внешние запросьr обмена с внутрикристальным и
ОЗУ и ПЗУ на межтактовом и межцикловом уровнях.i
Это было обусловлено согласованностью временны хi
характеристик процессорного блока с характеристи ◄
ками внутренних ЗУ и нецелесообразностью (ввид у
ограниченной емкости памяти) разделения ЗУ между
параллельными исполнителями. С увеличением адрес­
ного пространства оказалось целесообразным введе•
ние внутрикристальных контроллеров ПДП, что при•
менено в последних разработках {см. табл. 2.1) .
Б л ок связи с ведомым оборудованием в общецеле-·
вых ПБИС обеспечивает обмен данными либо чер е з
встроенные в ПБИС порты ввода - вывода, либо·'· че-!
рез специализированные контроллеры, подключаемы е
к ПБИС .(см . рис. 2.1). В специализированных ПБИС
~тот блок обычно строится на основе аппаратных
39

(
t
,
,
.
о
Т
а
б
л
и
q
а
:
2
.
1
.
Х
'
1
1
р
а
к
У
i
р
n
с
т
и
к
п
n
е
р
и
ф
е
р
и
й
i
J
ы
х
п
р
-
о
У
р
а
К
!
М
й
(
)
"
у
е
К
m
-
;
:
1
ф
о
ц
ё
с
с
о
р
о
1
1
Х
а
р
а
к
т
е
р
и
с
т
и
к
а
.
,
,
Ч
и
с
л
о
:
и
с
т
о
ч
н
и
к
о
в
п
р
е
р
ы
в
а
н
и
й
у
р
о
в
н
е
й
п
р
е
р
ы
в
а
н
и
й
л
и
н
и
й
в
в
о
д
а
-
в
ы
в
о
д
а
Ч
и
с
л
о
и
р
а
з
р
я
д
н
9
с
т
ь
п
о
р
­
т
о
в
в
в
о
д
а
-
в
ы
в
о
д
а
Д
о
п
о
л
н
и
т
е
л
ь
н
ы
е
у
с
т
р
о
й
с
т
в
а
Ч
и
с
л
о
к
о
н
т
а
к
т
о
в
l
!
N
T
E
L
I
I
N
T
E
L
1
1
_
8
0
4
1
А
8
0
4
2
К
!
8
1
6
В
Е
5
!
8
6
2
,
5
6
4
1
8
-
-
4
4
-
1
8
2
Х
8
1
8
2
Х
8
-
4
0
4
0
8
1
2
1
,
2
5
1
2
8
2
8
-
-
4
-
1
8
2
Х
8
4
1
8
2
Х
8
-
4
0
4
0
8
1
2
1
,
0
0
1
2
8
4
2
Х
1
6
6
4
к
б
а
й
т
6
4
к
б
а
й
т
5
5
2
3
2
4
Х
8
2
3
2
4
Х
8
-
4
0
4
0
I
N
T
E
I
,
8
0
4
5
2
8
1
6
0
,
7
5
2
5
6
8
2
Х
1
6
6
4
к
б
а
й
т
6
4
к
б
а
й
т
8
8
2
4
0
5
Х
8
2
4
0
5
Х
8
2
к
а
н
а
л
а
2
к
а
н
а
л
а
П
Д
П
,
1
2
8
-
б
а
й
т
-
н
ы
й
б
у
ф
е
р
и
н
т
е
р
ф
е
й
с
а
6
8
П
Д
П
,
1
2
8
-
б
а
й
т
­
н
ы
й
б
у
ф
е
р
и
н
т
е
р
ф
е
й
с
а
6
8
I
N
T
E
L
1
1
8
0
8
9
К
М
1
8
1
0
В
М
8
9
T
M
S
3
2
0
1
6
1
2
1
,
2
5
2
5
6
4
Х
1
6
.
2
Х
1
6
-
6
4
к
б
а
й
т
8
8
8
4
8
5
Х
8
8
4
8
5
Х
8
А
Ц
П
А
Ц
П
(
1
0
б
и
т
,
8
к
а
н
а
-
л
о
в
)
(
1
0
б
и
т
,
8
к
а
н
а
­
л
о
в
)
6
8
6
8
1
6
5
3
,
4
-
-
-
1
М
б
а
й
т
1
М
б
а
й
т
2
2
2
2
-
-
2
к
а
н
а
л
а
П
Д
П
2
к
а
н
а
л
а
П
Д
П
4
0
4
0
1
6
-
0
,
2
1
4
4
Х
1
6
1
,
5
Х
1
6
-
1
6
к
Х
1
6
1
6
М
б
а
й
т
-
1
I
X
1
6
1
Х
1
6
У
м
н
о
-
ж
и
т
е
.
л
ь
У
м
н
о
­
ж
и
т
е
.
л
ь
1
6
Х
1
6
1
6
Х
1
6
6
8
6
8
!
M
S
Т
4
2
4
5
1
1
5
1
Х
8
4
л
и
н
и
и
п
о
с
л
е
д
о
в
а
•
т
е
л
ь
н
о
г
о
в
в
о
д
а
­
в
ы
в
о
д
а
8
4
.
.
.

методов преобразования, позволяющих обеспечить
требуемое быстродействие.
При построении блока связи с ведомым оборудо•
ванием большое внимание уделяется организации си­
стемы прерываний, в том числе аппаратной поддерж­
ю~ прерываний. Как видно из табл. 2.1, наблюдается
тенденция увеличения числа уровней прерываний и
источников прерываний.
•
Блок расширения локальных ресурсов обеспечи­
вает наращивание емкости памяти и числа внешних
устройств. Функционирование этого блока отличается
от функционирования блока связи с ведомым обору­
дован.нем тем, что необходимо обмен данными с внеш­
ними компонентами предварять выдачей адреса и
формированием управляющих сигналов на выход­
ных контактах ПБИС. В некоторых 'ПБИС синхрони­
зация с временными параметрами внешних компо­
нентов достигается посредством линии анализа го­
товности информации.
Работа блока связи с ЦП основана на меха­
низмах межциклового и межкомандного уровней.
Блок позволяет пользователю в зависимости от вре­
меннь,х требований применять методы программного
опроса состояния, режимы ПДП или синхронизацию '
на основе механизма прерываний ЦП.
Резюмируя анализ проблем проектироl\ания пери•
ферийных приборов в интегра:льном исполнении, от­
метим основные тенденции, характерные для совре­
менного этапа развития их схемотехники. Прежде все­
го наблюдается устойчивая тенденция к п~реносу на
ПБИС решения специфических задач связи с ведо­
мым оборудованием и предварительной обработки
вводно - выводной информации. Постоянно улучшают­
ся эксплуатационные характеристики ПБИС и воз­
растают их «инт.еллектуальные» возможности. Посто­
янно увеличивается разрядность обрабатываемых
данных, производительность ЦП (за счет роста так­
товой частоты и повышения эффективности системы
~:оманд), емкость памяти (как внутрикристальной,
так и внешнеадресуемой) эффективность взаимодей­
ствия с внешним оборудованием (как за счет разви­
тия традиционных приемов, так и за счет включения
в состав ПБИС специализированных блоков).
К числу специализированных устройств, вводимых в
состав ПБИС, относятся средства аналого-uифровоrо
41

и цифроаналогового преобразования. До послед•
него времени такие средства вводились в ПБИС
лишь эпизодически (К:М1813ВЕ1, INTEL 8022, IN-
TEL 8096) и использовались лишь как линейные пре•
образователи формы информации, что, в частности,
объясняется технологическими проблемами. Однако и
такое ограниченное использование АЦП и ЦАП
·(только как элементов блока связи ПБИС с ведомым
оборудованием) обеспечивает эффективную реализа•
цию алгоритмов обработки гибридной информации.
В перспективе следует ожидать увеличения числа
цифроаналоговых узлов, вводимых в состав внутрен•
них ресурсов ПБИС, и их интенсивного использова­
ния не только для связи с ведомым оборудованием,
но и для решения задач обработки, т. е. включения
ПФИ в блок внутренних возможностей ПБИС. По­
добные изменения внутренней архитектуры ПБИС по­
зволят не только повысить эффективность программ•
ной обрабопш гибридной информации, но и расши­
рить функциональные возможности будущих гибрид­
ных ПБИС на основе тенденций, характерных для
цифровых ПБИС.
Создание и совершенствование аналого - цифровых
ПБИС - актуальная задача проектирования систем
обработки _ гибридной информации в реальном мас•
штабе времени.
Глава третья
ЛИНЕЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
ФОРМЫ ИНФОРМАЦИИ ПОВЫШЕННОйi
,ТОЧНОСТИ
·з.1. Методы повышения точности
преобразователей формы информации
Успехи в микроэлектронике привели к массовому
производству линейных аналого-цифровых и цифро•
аналоговых преобразователей в интегральном испол­
нении. В настоящее время преобразование с допусти•
мой погрешностью 0,05-0,10 % 00-12 разрядов
р.воичного кода}_ 1:1,остаточно обеспечено широкой но"
42

менклатурои серийных монолитных микросхем, отли.◄
чающихся быстродействием и функциональными воз◄
можностями. В этом классе выпускаются [41]:
преобразователи малого быстродействия с време•
нем установления 5-10 мкс для ЦАП и временем пре•
образования 5-1 О мкс на разряд для АЦП последо•
вательных приближений (серии К572 и К594);
преобразователи среднего быстродействия с вре•
менем установления 0,5-1,0 мкс для ЦАП (1108ПА1)
и временем преобразования 10-20 мкс для АЦП
последовательных приближений (Кl 1lЗПВ 1);
быстродействующие преобразователи с временем
установления 100 нс для ЦАП и временем преобра­
зования 1 мкс для АЦП последовательных прибли•
жений (К1108ПВ1);
сверхбыстродействующие преобразователи - АЦП
непосредственного считывания (параллельные) с вре­
менем преобразования десятки наносекунд. (В СССР
выпускаются шести- и восьмиразрядные АЦП серии
Kl 107. Известны десятиразрядные 11араллельные
АЦП МР7685 фирмы «Микро-Пауер», -сшА. Следует
ожидать выпуска аналогичного отечественного прибо ­
ра в ближайшее время.)
Средства стыковr<и с вычислительными средства~
ми, в частности с мю<ро-ЭВМ, зачастую включаются
в состав микросхем ПФИ . Многие ЦАП содержат
буферные регистры, а АЦП - шинные формировате­
ли с тремя состояниями, управляемые стандартными
снгналами обмена по магистрали («Чтение», «За­
пись», «Адрес»), узел управления режимом работы
(например переключение в режим ЦАП или АЦП в
микросхеме К572ПВ 1), узлы синхронизации обмена,
обеспечивающие прием и генерацию сигналов запус­
ка и готовности. При отсутствии подобных блоков
микросхемы ПФИ сопрягаются с микро-ЭВМ через
параллельные адаптеры или порты ввода - вывода.
Возможности однОI<ристальных ПФИ в отношении
буферизации данных и предварительной обработки
непрерывно расширяются. В последние разработки
nведены программируемые коммутаторы аналоговых
сигналов, буферные запоминающие устройства
(К572ПВ4), блоки арифметической обработки, пре•
образователи параллельного представления инфор ◄
мации в последовательное (AD575 фирмы «Аналог
Девайс» 1 США}. Известен ряд разработок, 13
43

которых ПФ И интегрирован в БИС микропроцессо•
ра, т. е. создаются «интеллектуальные» ПФИ (INTEL·
2920, INTEL 8022 и др.). До последнего времени та•
кие интегрированные ПФИ имели относительно невы•
сокую точность (разрешающая способность восемь
двоичных разрядов), но уже начато производство
БИС микропроцессора с встроенными десятиразряд•
ными АЦП (INTEL 8096), способной работать в ка•
честве периферийного процессора мультимикропро•
цессорной системы и осуществлять предварительную
обработку аналоговой информации.
Однако типичные для монолитных ИС преобразо­
вателей уровни погрешности зачастую превышают до•
пустимые для ПФИ в системах управления и науч•
нога эксперимента. Поэтому ведется интенсивный по­
иск путей построения устройств с приведенной
погрешностью менее 0,001 %. Широко применяются
компенсация погрешностей, подгонка параметров,
стабилизация параметров во времени за счет искусст­
венного старения, термостабилизация и другие при­
емы [30, 43]. Наилучшие по точности (без примене­
ния структурных методов) показатели достигнуты в
ПФИ, реализованных по гибридной технологии, и
модульных ПФИ: 16-разрядные ЦАП 8331 - 16 (фирма
«Хайбрид Системз», США), К427ПА1 и АЦП
КМП827ПА1, 18 - разрядные ЦАП МР3706, DAC
374-18, DAC 370-18 (фирма «Хайбрид Системз») ' [30].
В настоящее время технологически возможно •полу­
чать преобразователи с разрешающей способностью
более 16 двоичных разрядов и соответствующей ли­
нейностью. Однако анализ температурных коэффици­
ентов нелинейности (как интегральной, так и диффе­
ренциалыюй), имеющих порядок 10-5 к- 1 , показы­
вает, что изменение температуры окружающей среды
на 10 °С ведет к потере линейности на один-два дво­
ичных разряда. Фактор старения компонентов также
ограничивает точностные характеристики ПФИ, обес~
печиваемые технологическими методами.
В связи с тем что затраты на разработку и изго­
товление ПФИ увеличиваются с ростом точности и
в любом случае сочетание технологических и струк­
турных методов позволяет улучшить метрологические
показатели по сравнению с использованием чисто тех­
нологических методов, в последнее время возрастает
интерес к структурным методам повышения точности.
44

Дадим кратю1й обзор структурных методов повы­
шения точности. Важнейшим признаком метода
является класс учитываемых погрешностей. По это­
му признаку выделяются следующие методы [8,
27]:
1. Коррекция ·масштаба и нулевой точки характе-
ристики.
2. Коррекция отклонения коммутируемых мер.
3. Коррекция нелинейности общего вида.
'Методы коррекции нуля и масштаба детально раз­
,работаны и многократно обсуждались в литературе [4,
lб, 27]. В данной работе рассматривается лишь их
специфика при реализации совместно с методом 1юр­
рекции нелинейности. Для достижения точности свы­
ше 12 разрядов оказывается недостаточно коррекщш
Jолько линейных погрешностей.
•
• . Существует несколько методов линеаризации ха­
Р актер истик.
1. Компенсационные методы, среди которых наи­
большее распространение нашло использование вспо­
[v!Огательных
резистивных
матриц, управляемых
1юдом, обратным коду, подаваемому на основную мат­
рицу [25, 44, 48]. Это позволяет уменьшить паразит­
ное . влияние кодозависимых токов, протекающих по
общим шинам земли и питания, стабилизирует рас­
сеиваемую мощность и тепловой режим схемы.
2. Методы преобразования систем координат, в
том числе итерационные [4, 27). К недостаткам дан­
ных методов можно отнести высокие, практически не
реализуемые в монолитных ЦАП требования к сим­
метрии характеристик двухвходовых ПФИ и большое
время измерения .
.
3. Методы, связанные с построением алгоритмов
измерений и обработки результатов, нечувствитель­
ных к ряду ошибок ПФИ. Здесь выделяются методы,
основанные на многократном измерении, в частности
на измерении несколькими преобразователями с раз­
личными характеристиками, а также на измерении
различных параметров одного процесса.
Учет взаимной обусловленности результатов изме•
рений, вытекающей из физической сущности измеряе­
мых процессов, позволяет во многих случаях получать
полные разрешимые системы уравнений, в которых
результаты измерений являются параметрами, а
ошиб1ш ПФИ и реальные значения измеряемых
45

сигналов - неизвестными '[ 15]. Например, измеряет•
ся несколько параметров процесса, оценочный фун•
кционал которых принимается за константу. Сравни•
вая вычисленное по результатам измерений значение
функционала с его идеальным значением, оценива•
ют погрешности ПФИ. Используют также осреднение
и оптимальное статистическое оценивание. Перепек•
тивность методов этой группы обусловлена ростом
вычислительной мощности управляющих систем, вве•
дением микропроцессорных средств в измерительные
приборы. Следует отметить сравнительно узкую спе•
циализацию каждого из этих методов: алгоритмы
зависят от свойств измеряемых процессов и связаны
с областью применения измерительной системы или
прибора. Используемые структуры ПФИ, как прави­
ло, традиционны.
4. Методы коррекции погрешности с периодиче•
ским тестовым контролем. Эти методы представ­
ляются наиболее универсальными, характеризуются
:многообразием, но однотипностью алгоритмов, на
базе которых создано множество различных
ПФИ.
В дальнейшем основное внимание в книге уделяет;
ся методам, ориентированным на автоматическую
коррекцию погрешности ПФИ при его работе в со•
ставе управляющей МПС, т. е. при самокоррекции
подсистемы ввода - вывода. Однако рассмотренные
ниже методы пригодны также для настройки, подгон•
ки параметров ПФИ при их изготовлении, метроло•
гической аттестации, составлении калибровочных таб•
лицит.д.
Главный принцип автоматической коррекции с
тестовым Щ)НТролем - идентификация {получение не­
смещенных состоятельных оценок) параметров мо­
дели ПФИ, отражающей с определенным уровнем
абстракции и заданной точностью поведение функций
погрешности преобразования на допустимом множе­
стве входных воздействий. Если модель адекватна , и
ее параметры определены, то удается добавлением
поправок к входной (выходной) величине или воз­
действием на элементы ПФИ компеr-iсировать погреш­
ности преобразования.
При любом методе коррекции с контролем по тес•
товому сигналу предусматриваются следующие дей•
ствияt
46

· 1. Измерение характеристики ПФИ на достаточ­
ном для идентификации множестве тестовых воздей ◄
ствий.
2. Идентификация параметров ПФИ вычислением:
их отклонений от Ii:оминала по результатам измере~
ний.
3. Вычисление корректирующих поправок для пре ◄
образуемых величин или требуемых воздействий на
корректируемые блоки .
4. Формирование корректирующего воздействия.
.
Первые два пункта назовем этапом контроля,
третий и четвертый - этапом преобразования. Для
реализации этих действий вводятся дополнительные
средства, которые могут вносить собственные погреш ◄
ности. Выбор и оценка методов контроля и коррек◄
ции должны быть комплексными, учитывающими
свойства ПФИ и погрешности, вносимые дополнитель~
ными средствами: погрешностi-r мер, принимаемых за
эталоны, измерителей, вычислений и коррекции.
В дальнейшем рассматривается коррекция ЦАП◄
элементов, вносящих основную погрешность в ПФИ
наиболее распространенных классов.
Простейшая, но наиболее полная модель нелиней ◄
ной составляющей погрешности ЦАП основана на до◄
пущении стабильности погрешности для каждого ко•
да и случайной зависимости ее от кода. Очевидно,
что идентификация такой модели требует измерения
выходного сигнала на всех допустимых кодах ,(метод·
сквозного контроля). Обязательным для этого метода
коррекции является использование прецизионного из ◄
мерителя (калибратора или прецизионного ПФИ),
имеющего класс точности выше , чем корректируемый
ПФИ. Разность показаний измерителя и калибруемо"
го ПФИ заносится в таблицу поправок, используемую
для коррекции. Достигается высокая точность преоб ◄
разований во всех точках шкалы при постоянной тем ◄
пературе [8, 39, 48].
Для работы в широком диапазоне температур ис"
пользуются дополнительные калибровочные таблицы
[44] или аппроксимирующие поправки на температу ◄
ру. Калибратор применим лишь для периодической
метрологичесrюй аттестации прецизионных ПФИ.
Для оперативного контроля в условиях эксплуата­
ции в качестве калибратора используются прецизион •
вые генераторы развертывающего сигттала - линейного
47

{43] или периодического произвольной формы;
которые компактны и сохраняют требуемые характе◄
ристики в широком диапазоне температур. Основной
недостаток метода сквозного контроля - большое
время коррекции наряду с разнородностью использу ◄
емой схемотехники.
3.2 . - Коррекция цифроаналоrовоrо преобразователя
с использованием линейной модели
_дискретных делителей
Большая группа методов автоматической коррек•
u.и и ; реализованных в прецизионных ПФИ, основана
щ1 .. предположении о независимости разрядных ком­
мутируемых опорных мер от преобразуемого кода,
т. е. принимается
п
Ивых(N)= L aial +есм, ai = а1 Ид+ Л1,
i-0
Л1 = const,
(3.1)
где ai Е {0,1} - i-я разрядная цифра {п + !)-раз­
рядного кода N, представляющего число N; а 1 ид :__
идеальное значение веса i-ro разряда; есм - смеще­
иие характерис тики ЦАП; Л1 - погрешность зада­
ния веса i-ro разряда.
Для ПФИ с двоичным позиционным кодировани­
ем значение а; ид пропорционально степени двойки:
аiид = аоид·21. '
Для идентификации п + 2 неизвестных парамет­
ров модели (есм; Л1, i = 0,1, ... , п)
достаточно вы­
полнить п + 2 линейно независимых испытаний, т. е . .
подать п + 2 различных кодов N1, измерить
Ивых (N1) и определить Л; решением линейной систе­
мы уравнений
п
L aiлi = Иных (N1) - Ивых. И;J, (N1), ·
i=O
j=1,2, ..., п+2.
(3.2)
Результирующця погрешность оценки Л, обуслов­
лена в основном погрешностью измерения Ивых(N1 )
и существенно зависит от набора кодов N1, назы­
ваемого планом тестового эксперимента. Лучшие пла­
ны, основанные на измере!!IШ значений Ивых, дают
46

·-
11<оэффициент чувствительности к погрешности изме­
lРИТельного прибора, равный примерно пяти, что тре­
бует при одинаковой погрешности в пять раз более
точного измерителя, чем для метода сквозного конт-
роля. Под коэффициентом чувствительности понима­
ется отношение максимального отклонения от ре5!!ь­
ного значения оценки характеристики ЦАП, получа­
емой подстановкой в соотношение (3.1) . решения
системы (3.2), к погрешности измерительного при-
бора.
Требования к точности измерителя существенно
снижаются при измерении не сигн сtла Ивых (Ni) , а
разности выходных сигналов на кодах, представля­
ющих близкие числа N' и N'' (метод дифференциаль­
ных измерений) . Измерение такой разности может
выполняться прибором с небольшим (по сравнению
с диапазоном калибруемого преобразователя) ди.а­
пазоном в ходных сигналов, вследствие чего та же_.-.
--~-~ "- '
точность идентификации достигается при • большей
приведенной погрешности измерительного прибора.
Такие измерения с использованием аналоговой па­
мяти и дифференциального АЦП описаны в работах
[39, 50], но технически более прост подход, иллюст ­
рируемый схемой на рис. 3. 1 . Хотя эта схема избы- .
точна, она наглядно представляет принцип коррекs
ции. Здесь ЦАП 1 - цифроаналоговый преобразова­
тель, погрешность которого ' корректируется, ЦАП2
используется как формировате ль напряжения, ком­
пенсирующего погрешность ЦАПJ, и как измеритель
его погрешности. Вспомогательный ЦАПЗ генерирует
в режиме контроля напряжения, близкие к напряжени­
ям ЦАПJ. Аналоговый коммутатор S\17 в соответст­
вии с описанным далее алгоритмом подключает к
входу компаратора выход ЦАПЗ, или источник на­
пряжения, принимаемого за эталон масштаба преоб­
разования, или шину нулевого потенциала, а в режи­
ме аналого-цифрового преобразования - источник
преобразуемого напряжения. Компаратор формирует
сигнал а Е {О,!}, Зi·Iачение которого зависит от зна­
ка разности выходного сигнала коммутатора и вы•
ходного сигнала устройства. Последний является сум"
мой значений выходных аналоговых величин ЦАП!
и ЦАП2. Необходимые на этапах контроля и преоб­
разования коды генерируются блоком вычисления
поправок и управления ,(например, микро-ЭВJ\il) и
49

ОЛШ< !JПраблrшия 11. ОЫЧ/1.СЛСНIШ
пoпpafJoN
Рис. 3.1 . Базовая стр уктура ЦАП с контролем и коррекцией
нелинейности
фиксируются в регистрах RG под управлением того
:же блока.
Ра ссмотрим последовательно основные этапы ра•
боты .
Этап контроля. З десь п испытаний из числа п +:
+ 2, необходимых для формирования системы (3. 2),
заменяются двумя - первым и вторым шагом соот­
ветствующего j-го испытания. Каждый шаг сводит с я
к подаче на корректируемый - ЦАП1 и вспомога-
тельный - ЦАПЗ кодов Mf и L1 .(R - номер шага ис­
пытания) и подбору на ЦАП2 кода Pf, такого, что
1 Ивых - U'j < б (о - максимальная высота ступеньки
, характеристики ЦАП2). Для
простоты дальнейших
выкладок положим, что коэф фииленты передачи сум•
матора и вычитателя по всем входам равны единице .
Различие номинальных значений коэффициентов и
погрешности учитываются как соответствующие изме•
нения пар_аметров ЦАП. Подбор Pf вьтолняется по
50

1
поразрядному, следящему или иному алгоритму. При
этом подбираются коды, обеспечивающие
п
т
k
+",,_"Р.'ь-~
' t',
8см /-, a,iJai I L,l"ii i - /-, 'VijCiТ"'J'
i=O
i=O
i=O
(3.3)
п
т
k
есм+~a;~ai +~ ~~bt = ~ 'ViJCi +s1,
i=O
i=O
i=O
(3.4)
где at, bt и Ct - разрядные веса первого, второго и
третьего ЦАП соответственно; т, п, k - разрядности
ЦАП; a;1J.
~;1) и 'YiJ - значение цифр i-го разряда
~u~· ~ (R)
~
кодов М1 'Р1 и L1 соответственно на R-м шаге j-ro
испытани5;; s}R> - ошибка уравновешивания, мень•
,шая максимального кванта ЦАП2.
Вычитая соотношение {3.4) из (3.3), имеем
п
т
~(а;,- а;~)ai= L(~;'i -
~;1)bt +s;- s7,
i=O
l=O
ЧТО ЭКВИВаЛеНТНО ИЗМереПИЮ раЗНОСТИ И1 (1V;) И
и1 (N;').
При al ид = а0нд•i получаем
п
аОидw+;.:: (а;/-а;~)Л1=Рiонд+s1,
t=O
j=l,2, ..., п,
(3.5)
TV/
1 (In,
Ln., " )-N' N"'
где 1v =--
а..а.
-
а"а.
-
1-1
, пра·
аонд
....1 tJ. , нд
'1
,ид
i=O
i=O
чем W обычно принимается за константу;
т
р- -1-(Р"- Р')Ь
= '°''(R" -
А')Ь •
I- Ь0нд /
i Оид L...i i--'i/ 1"iJ iид~
i=O
значение 51 !Сроме ошибок квантования s; и s7 ВКЛЮ•
чает в себя разность погрешностей Ц АП2 на кодах
--,
....... ,,
Р1иР1•
Система (3.5) не содержит параметров ЦАПЗ, что
говорит о несущественности его точностных характе•
ристик при их стабильности в одном цикле измере,
ний. Однако чем меньше диапазон выходных сигна<
лов ЦАП2, тем меньше результирующая погрешность
51

преобразования. Поэтому целесообразно, чтобы на"
пряжение на выходе ЦАП3 устанавливалось в теку­
щем измерении как можно бо л ее близким к одному
из напряжений - И1 (N;) или U1 (N7). Поэтому
ЦАПЗ называют т а юке г енер атором смещения . При
идентичных по · п огре ш н о сти ЦАП 1 и ЦАПЗ принима­
ют Li = N;. Требования к точности ЦАПЗ можно
снизить, если Li подбирать в каждом цикле измере­
ний, например по поразрядному алгоритму, добиваясь.
минимизации разности И3i(N3) и и; (N;).
•
Значение константы W, использ у е м ое в систе м е
(3.5), следует вы бирать достаточно малым . Дл я
избыточных систем счисления возможно задание
W = О. Но и задание W равным весу младшего из
р азрядо в , подлежащих 1юррекции, не приводит к су­
щественному уху д ш е нию резул ьт атов . '
Существует достаточно много сочетаний ди фф ерен­
циальных цсп ытаний (гiланов ·эксперимента), позво­
ляющих строить и решать относительно Л; с и стему
(3 .5) в предположении ·о независимости Л; от кода .
Но в настоящее время использует с я лишь один, пред-·
ложенный в работе [39] план, правило формирова-
ния которого можно сформулировать так: Iv; и М1
содержат единицу только в j-м разряде, значени е
l17 принимается равным единице младшего значащего
разряда ЦАП ( 1 МЗР) или единице младшего щэ,
корректируемых разрядов (1 МКР), т. е. W = 1 МЗР
илиl17= 1МКР.
.
.
В избыточных системах используют W = О, а код.
N" представляет то же число, что и 1, од N', но обя­
зательно содержит нули в j-м и старших по отнош е ­
нию к нему разрядах.
Таким образом формируется п ура в нений; (п +
+ 1)-е уравнение формируется по результатам из­
мерений разности между напряжен и ем источ н ика ~
принимаемого за эталон, и вы х одны м напря ж ен и е мr
ЦАП 1 на коде , соответствующем эталону, а (п +
+ 2)- е - по результатам измерения вы х одног о н а ­
пр яжения ЦАП 1 при подаче на него нулевого кода.
Возможности других планов изучены недоста точ ­
но . Существуют планы, обеспечивающие меньшую п G
с р авнению с описанным чувствител ьн ость пог р ешно ­
сти коррекции к погрешностям тесто в ых испыт ан и й
:[ 25] . Преимущество рассмотренного план а
-
просто-,
52

:та решения системы уравнений .(3.5), матрица кото~
;рой оказывается треугольной и легко приводится к
почти диагональной.
Для двоичных ЦАП при W = 1.МЗР имеем н; =
.М1= 00 ...010...00; N7 = 00 ...001 ...11.
Идентификация параметров модели. С учетом вы­
шеизложенного система уравнений {3.5) принимает
вид
1-1
-1
...-1
-1
-1
1
о
1-1
... -1·
-1
-1
..
.
.
х
о
о
о
о1-11
амп aMll -1 aMll-2
...
ам2 ам1 амо 1
о
о
о...ооо
Лп
5n+ЬоРп- Cloид
Лп-1 511-1 + ЬоРп-1 - ао ид
.
.
х Л1 - s1+ ЬоР1 -аонд
(3.6)
Ло
5м + ЬоРм
есм
5см + ЬоРсм
где ам1 - цифры кода fJ м, подаваемого на ЦАП 1
n'ри калибровке масштаба; Рм и Рем - числовые эк­
виваленты кодов, подбираемые на ЦАП2 для дости­
жения равновесия И'~ Ивык в схеме (рис. 3.1) при
калибровке смещения и масштаба; 51, sм и Sсм - по­
грешности соответствующих измерений.
При оценке Л 1 и есм естественно приходится пре 0
небречь неизмеримыми малыми составляющими 5,- .
Влияние такого пренебрежения рассмотрено далее.
Исторически первым методом оценки Л1 явилось раз­
решение системы (3.6) «снизу вверх» [27] (по терми­
нологии, введенной намного позже самого метода в
работе .[ 14]). При этом либо пренебрегают Ло, т. е.
принимают а0 за эталон масштаба характеристики,
либо оценивают а 0 , используя код Рм, содержащий
единицу только в младшем разряде.
В основе метода - последовательное решение
уравнений системы (3.6), начиная с нижнего, относи­
тельно неизвестной, соответст:~:зующей первому слева
нену.11евому коэффициенту, и подстановка ранее
53

определенных оценок в следующее по порядку «верх-1
нее» уравнение. Таким образом, из последней пары
уравнений (3.6) получаем
Ло= Ьо(Рем - Рм)•
Подставляем оценку Ло в третье снизу уравне-1
ние. Тогда
Л1=ЬоР1+Ло- аоид+ЬаРсм•
Подставляя Ло и Л 1 в очередное ,( снизу вверх}
уравнение, имеем
Л2=ЬоР2+Ло+Л1-аоид=
= Ьо(Р1+Р2)- 2(аоид- Ло
-
boP cJ
и так далее.
Исходя из определенных оценок i - 1 млад ш и~
разрядов, получаем
i-1
ьl=boPt+L2i-f-1baP1- 21-1(аоИд- Ло
-
ЬоРсм).
i=l
Если бы составляющие st б ы ли известны, они
входили бы в результат с таким же коэффициентом,
что _и Ь 0 Р1, а пренебрежение ими приводит к соот•
ветствующей погрешности оценки Л ;. Эту погреш­
ность в дальнейшем будем обоз н ачать х1. Тшшм
образом, налицо большая чувствительность погреш­
ности оценки х1 к погрешности измерений ~1• Это
является недостатком алгоритма разрешения системы
(3.6) «снизу - вверх». Правда, как показано в ра•
ботах [8, 32], результирующая погрешность сводится
в основном к линейной составляющей, которая эффек•
тивно подавляется дополнительной коррекцией мае•
штаба преобразования, но это требует дополнитель•
ных вычислений и увеличения разрядности данных
при цифровой обработке.
Меньшую чувствительность к 1; 1 дает решение си•
стемы со старшего («сверху вниз» [14]) разряда или
одного из самых •старших разрядов (по аналогии
можно назвать «от середины к краям»). Здесь по•
грешности разрядов определяются последовательно,
начиная с погрешности старшего. Вычитая (нумера­
ция снизу) из любого (j + 1)-ro уравнения системы
j-e уравнение, получаем
Л1=(ЛJ+1- ЬоР1+1+ЬоР1+5/- S/+1)/2 (3.7)
54

или
Это эквивалентно преобразованию системы (3.6)
к такому виду, что во всех строках матрицы, кроме
двух последних, содержатся два элемента - диаго ◄
нальный и его правый или левый сосед. Фактически
в цифровой части вычисление ведется по формуле
Nлi= (Nл, 1+1 + Рн1-: Pi)/2 или
Nл,1+1 =2Nл1-Р1+1 + Р1,
где Nы = -Лi/Ьа '- оценка
погрешности j-ro раз ◄
ряда.
Наиболее просто разрешается система, если сиг◄
нал источника, принимаемого за эталон, равен тре◄
буемому значению веса одного из старших разрядов,
Тогда Рм содержит единицу только в этом (k-м)
разряде и два последних уравнения позволяют опре ◄
делить
лk = Ьо(Рсм - Рм).
Затем по рекуррентным соотношениям :(3.7) или
{3.8) определяются остальные Л1. Можно показать;
что при разрешении с самого старшего разряда ошиб ◄
ки оценки погрешностей составляют
1т:
1т:
1т:
Xn-k = z ':::,n-k
-
z '<>n-k+I - 4 ':::,n-k+2 +
+2~k (Sп-1+Sk+Sм-6см),
(3,9)
т. е. усиления влияния первичных измерений на ре◄
зультат в отличие от алгоритма «снизу вверх» не на ◄
блюдается.
'
•
Если невозможно регулировать сигнал источни_ка, при.нимае­
моrо за эталон (например, нормального элемента), и з;т1че,Ние
этого сигнала является суммой идеальных значений вё<;ов йеко­
торого произвольного набора разрядов, применима итерацион•
ная процедура оценки весов разрядов:,
дj1J=[ЛJi1 -b0 (Pi+ 1 -P1)]/2, i=n-1, n-2, ... , 1, О;
п
(i+I) Ь(Р р) '("\л<IJ
дn=ом-см
-
LJ J амl•
(3.10}
i=O
55

где i - номер итерации; л~J
-
начальное значение оценки по­
гр е шности старшего разряда, которое может прин иматься ну­
левым .
По чувствительности к Si итерационны й алгоритм близок
к алгоритму разрешения от разряда с весом, ближайшим к
эталону.
Корре1щия преобразователя. В рабочем режиме на
ЦАП п одается код, подлежащий преобразованию,
Йвх={ап, ... , а2,
а1, ао}, который в идеальном
случ ае должен преобразоваться в напряжение
п
Иид (Nвх) = L ai ида1 . Известны реализации, в которых
l=0
коррекция по результатам контроля осуществляется
воздействием непосредственно на элементы, задающие
веса, индивидуально для каждого разряда. Однако
схемы с общей коррекцией для всех разрядов, подоб­
ные приведенной на рис. 3.1, оказались более эко­
номичными и 1-ie менее точными. Для коррекции по
такой схеме на ЦАП2 подается код числа ;
п
Р"орр = L a1NЛi - Рем;
i=O
(3.11)
тогда на выходе аналогового сумматора получаем
п
Ивых= Lai(aiид+ЛJ+ЬаР"орр- есм+S"opp,
i=O
где ~корр погрешность нелинейности ЦАП2 на коде
, Р"орр,
После соответствующих подстановок выражение
ДJIЯ Ивых примет ВИД
"
Ивых=Ивых.ид+Lа;Х;+S"opp +Sсм•
i=O
Результат не зависит от Ьо, т. е. если контроль
и коррекция выполняются с помощью одного элемен­
та (ЦАП2), линейные составляющие его погрешности
не влияют на результат преобразова ни я.
Удб.онq, чтобы ЦАП2 был одноквадрантным. Для этого до­
статочно, чтобы выполнялись условия И1(N) < И1ид(N) прн лю­
бых N и U 1 (Ni) < Из(L1) в каждом тестовом испытании, что
л е гко достигается введением небольшого дополнительного сме•
щения в сумматор, Тогда Ркорр > О при любых зна1(ах Л,.
56

С учетом соотношения (3.9) оцен·!(а погрешности формиро•
~ания выходного напря~[ения при наличии коррекции имеет вид
ливых.1<орр=(sм _:_ Sсм)(ап + an;I + ... + :~)+
+ Sn (- а,;-1
_
а,~-2 _ ап8-з _
...
_
~~ )-1
+1; ( ап-1 _ ап-2
_
ап-з _
...
_
~)+
n-l
2
4
8
2"
+s (ап-2 _ ап-1
_
...
_
__о:_о__)·+ ...
п-2
2
8
2п-1
+S2(~
2
-
:
1
-
~о)+S1( ~
1
-
:о) +Sсм +Sкарр'
• (3.12)
.Исследования показали, что результирующая погрешность
максимальна на чередующемся коде ]010 ... 101 [! J, 50]. Для
этого случая, оставляя в скобках формулы (3.12) по два наи­
более значащих члена, получаем
Пусть ЦАП имеют одина~<овую приведенную погрешность 1
Это предположение оправданно, если используются однотип­
ные ЦАП, а уменьшение масштабного коэффициента Ь 0 по срав­
нению с а0 и с0 достигается включением на выход ЦАП2 ре­
зистивного делителя. Для обеспечения возможности контроля и
корре1щии по описанной схеме необходимо выполнение условия
maxIИ21~ max[Из(L1)- И~(N;')]= ,y21\maxIИ11+ a0W.
(/)
Вычитание Из (L 1) и И1 (N7) выполняется по правилу вы.
читанця случайных величин, разность математических ожид а ний
(МО) которых равна а0 W, а оп<лонения от МО независимы,
Если ошиб!(а квантования ао W мала по сравнению с не­
.nинейной, то
maxSсм= maxSм= maxS1<app<бmахIи21~✓2maxIul If}.
1 Приведенная погрешность для каждого ЦАП определяется
относительно диапазона его собственного выходного сигнала,
а не суммарного выходного сигнала устройства,
57

Составляющие Si формируются как суммы погрешностей
двух независимых измерений s; и s;', т. .е. max si = 2б2 max IИ1\.
Считая все переменные в формуле (3.12) независимыми, с уче•
том их максимальных оценок получаем
Лl:-:,вых.корр<✓5+f (k - 1) 02 max \И11;
бИвых= ЛИвых.корр/Ивых. max < ✓5 + f (k - 1) 02,
где k - число корректируемых разрядов.
В реальных ЦАП абсолютные погрешности зада ◄
пия веса разрядов, как правило, с уменьшением веса
разряда уменьшаются, хотя и несколько медленнее,
чем вес. Поэтому нет смысла корректировать все раз.
ряды, так как с ростом k погрешность младших
корректируемых разрядов становится сравнимой с
погрешностью корректирую щего ЦАП, а рост,
ЛИвых. корр приведет к большей потере точности, чем
пренебрежение малыми погрешностями младших раз­
рядов. Как правило, оптимальным является k = 6 ...,. .
-;- 8. Тогда при б = 0,5 % получим бИвых = 0,01 %,
т. е. схемы с разрешением 13-14 разрядов мож:но
строить на элементах, обеспечивающих точность лишь
на уровне 8-9 разрядов.
По схеме на рис. 3.1 возможно также и аналого­
цифровое преобразование с высокой точностью. То.
гда на вход вычитателя через коммутатор подается
напряжение, подлежащее преобразованию.' По
принятому алгоритму, например поразрядному, на
ЦАП 1 подбирается код и одновременно на каждом
i-м шаге алгоритма по формуле (3.11) вычисляется
код N 2 i, обеспечивающий компенсацию погрешности
ЦАП 1 для текущего Nu. При поразрядном алгоритме
подбора N 1 сократить объем вычислительных опера­
ций на каждом шаге позволяет рекуррентное вычис•
ление поправки. Действительно, из рекуррентного со­
отношения для алгоритма поразрядного кодирования
N11=N1i-1
-
en-н-1Ctt + en - i• Nio = еп (3.13)
;(еп -l
-
единица разряда устанавливаемого на i-м
шаге, причем нумерация разрядов с младшего,
~МР.=е0;щ-.
ответ схемы сравнения на i -м шаге)
58

вытекает правило формирования кода поправки, ко­
торое реализуется достаточно простой цифровой схе~
:мой
Тогда погрешность ЦАП 1 компенсируется на
каждом шаге последовательных приближений.
3.3. Коррекция ошибок суперпозиции разрядов
дискретных делителей
При использовании современных :монолитных
ЦАП, реализованных на основе коммутируемых ре-
_
зистивных матриц, дальнейшее повышение точности
·ограничено тем, что принцип суперпозиции, постули•
рованный в ранее рассмотренной модели, нарушается.
Возникают • так называемые ошибки суперпозиции,
- т. е. зависимость разрядного. веса от цифр оста.ТJЬ­
ных разрядов преобразуемого кода. Источники
ошибок суперпозиции имеют самую различную при•
роду. Это паразитное влияние управляющих токов, ·
протекающих по общим для различных разрядов ши­
нам земли и питания; изменение коэффициентов пе•
редачи дискретных делителей между отдельными уз­
лами и выходом, вызванное изменением сопротивле•
ния коммутируемых цепей, подключенных I< другим
узлам; нелинейность диффузионных резисторов и мо­
дуляция их сопротивления напряжениями от близко­
расположенных шин управления и т. д.
Влияние указанных эффектов на выходной сиг­
нал для большинства монолитных ЦАП приводит к
погрешности - около 10- 4 максимального значения
выходного сигнала, что ограничивает точность коррек­
ции ПФИ по модели (3.1) уровнем 13-15 двоичных
разрядов. Это отмечалось многими исследователями.
-Рекомендовалось часть старших разрядов реализовать
по специальным схемам на дискретных компонен­
тах или средствами гибридной технологии.
На основе анализа известных источников суперпо•
зиционной ошибки в типовых ЦАП была предложена
уточненная модель ЦАП, учитывающая указанные
эффекты [17]. Принимая справедливым первое урав•
нение в системе .(3.1}, значение Л1 предполагаем
59

fИШейно зависящим от цифр других разрядов кода,
(3.14)
rде Лi/ - коэффициент взаимного влияния разрядовv
/Л,; - «собственная», т. е. не - зависящая от осталь~
ных разрядов, погрешность i-го разряда.
Направление влияния не имеет значения, поэтому
Л;; приписывается только старшему из пары уста ◄
новленных в единицу разрядов.
Предложенная модель хорошо аппроксимирует так◄
же «гладкие» составляющие погрешности ПФИ, на ◄
пример нелинейности усилительных элементов канала
преобразования.
,
Эксперименты показали, что рассматриваемая мо•
дель описывает многие серийные ЦАП (серии К572,
Ю108, Кl113, К1118) с приведенной погрешностью по
крайней мере не более 10-5 и пригодна для построе­
ния самокорректирующихся ПФИ с 16_.:18-разряд­
ной разрешающей способностью.
Уточненная модель содержит (п + 2) {п + 1)/2 не­
известных параметров. Практически достаточно
определить лишь часть •R(R - 1) /2 коэффициентов
влияния для R = 4 + 6 наиболее старших разрядов,
k = 8 + 1О собственных погрешностей разрядов, а
,также смещение, остальными же погрешностями пре­
небречь. Минимальное необходимое число испытаний
равно числу идентифицируемых параметров, которое
существенно меньше, чем при сквозном контроле (при
nрактически равной точности методов).
По тем же соображениям, что и в ранее описан­
ном алгоритме контроля, используется принцип диф­
ференциальных измерений по схеме контроля и кор­
рекции, соответствующей рис. 3.1. Оценка разности
выходных напряжений для отличающихся на малую
константу W кодов проводится аналогично - за два
шага испытания, соотношения (3.3) и (3.4) сохра­
.няют силу, но при вычислении их разности Л;
нельзя выносить за скобку, по этому система уравне-
60

,ний идентификации имеет вид
j=O,1, ..., V,
(3.15)
где V - число неизвестных параметров модели, за
исключением есм и «собственной» погрешности любо­
го , из. разрядов; последние определяются дополнитель"
ными испытаниями, точно так же., как в алгоритме,
не учитывающем погрешности суперпозиции, и в даль­
нейшем для краткости изложения не рассматрива"
ют.ся.
В работе [25] предложен план экспериментов по
идентификации уточненной модели.
Весь набор необходимых (п + 1) (п + 2)/2 диффе"
ренциальных измерений разбивается на п + 1 ЦЩ{­
лов, каждый из которых включает п - k + 1 диффе­
ренциальных (двухшаговых) измерений, где k - но­
м~р цикла. Код, подаваемый на ЦАП 1 в первом ша"
ге I<юкдого s-ro испытания k-ro цикла, формирует­
ся так:
,.._,'
"',
,.,, _,
Msk=MokVQk+s, k=О,I, ...,п,s=О,1,...,п-k:
где .код NI~k содержит единицу только в k-м разряде,
а , код Qi (где l - любое целое)- только в l-м,
п_ричем операция дизъюнкции выполняется над одн:о­
И/v1енными разрядами.
•
Значение W принимается равным 1 МЗР, т. е.
м;k = м;k - 1, а на ЦАПЗ на обоих шаг.ах любого
.
........
......, ,
измерения подается один и тот же код Lsk = Msk•
Измерение, как и ранее, сводится к подбору на
ЦАП2 кода P~Ji, обеспечивающего Ивых - И'= О.
С целью иллюст рации плана в табл. 3. 1 прtrве-
дены значения I<ОДОВ м:k и X,(k для k = 3 . Здесь же
представлены формируемые при соответствующем ис­
пытании уравнения системы (3.16), значения ~i опу-
щены, а A=t0 (лii+%лif)•
Преимущество рассматриваемого плана - в про­
стотt; решения получаемой на его основе системы
ур а внений, так как эта система легко разбивается на
п + 1 независимых систем уравнений с треугольными
61

Таблица 3.l. Фрагмент набора тестовых испытаний
8
Вид уравнения
о
1
1 1ООО...001ООО1
2 ООО ... ООО111
_ао~ш + Лзз - А= ЬоРзз
1
1 ООО ... 011000
аоид+Лзз+Л4з- А
-
2 ООО...010111
2
-
L Лн =ЬоР•з
i=O
2
1 ООО ... 101000
аоид+Лзз+Лsз- А
-
2 000 ... 100111
2
-
L Лst = ЬоРsз
i=O
..............................-
n= k-1 1 010 ... 001000
аоид+Л33+Лп-1;з- А
-
2 010 ... 000111
2
-
L лп-l;з=ЬоРп- 1 ;3
i=O
n-k
1 100 ... 001000
аоид+Лзз+Лпз- А
-
2 100...ООО111.
2
-
L Лпз = ЬоРпз
i=O
матрицами коэффициентов. В работе [25) отмечены
другие перспективные планы, дающие меньшую
,(примерно в 1,3 раза) чувствительность к по­
грешностям тестовых измерений, но порождающие си­
стемы уравнений с нерегулярными матрицами и тре­
бующие сложных алгоритмов для решения.
Вычитая из каждого уравнения таблицы уравне~
ние для s = О, получим п - k уравнений
2
л-Z::л.=Р
-
Р=р•
_
з+s, з i=O".з+s, 1
з+s. з
зз
з+s, з
и аналогично для других циклов
k-1
лk+s,k - ~о 1\+s. t = P~+s. k"
62
(3.16)

Объединив полученные в разных циклах уравне..,
ния с одинаковыми первыми индексами в группы~
получим п + 1 независимых друг от друга систем
уравнений: •
1-1
-1
-1
-1
Лпk
p~k
о 1-1
-1
-1
Лп-1, k
р•
_
п-1, k
х
-
.
(3J7)
ооо
1-1
Лн2,k. Pk+2, k
ооо
о1
Лн1,k Pk+I, k
Системы :(3.17) разрешимы «снизу вверх» после~
довательной подстановкой в каждое из уравнений
решений предыдущих:_
Лн1. , k = P'ii+1. kJ
rЛk.=2,k= Pk+2,k+Лн1,k
и так далее.
Очевидно, так же как при решении аналогич:,.1
ной системы в алгоритме, не учитывающем суперпо ◄•
зиционные погрешности, имеет место сильное влияние
погрешностей тестовых испытаний на результат.
Целесообразно использовать вычисления по алго"
ритму «сверху вниз». Вычитая i-e уравнение системы
_
(3.17) из _(i + 1)-го, получаем рекуррентное соотноше..
ние для оценки влияния всех разрядов на k-й раз ◄
ряд:
(3.18)
Однако в отличие от алгоритма, приведенного в
§ 3.2, здесь начальный член рекуррентного соотноше­
ния невозможно определить непосредственным изме­
рением. Поэтому следует использовать итерационную
процедуру, аналогичную представленной ранее соот~
ношениями (3.10). Для определения соотношения,
связывающего Лп1а с остальными коэффициентами
влияния на п-й разряд, вычитаем из уравнения, запи­
санного в верхней строке табл. 3.1, ,уравнение, запн•.
санное в нижней строке. Получаем
63

а в общем случае ~
k-1
лпk = L лпl + ЬоР:,, - boP~k-
l=O
(3.19)
Тогда произвольно задав начальное значение Лпk,
no соотношению (3.18) вычисляют оценJ(и остальных
коэффициентов взаимного влияния. Полученные оцен­
ки подставляем в формулу (3.19), в результате чего
уто<rняется· Зi-Jаченnе Лпk, и прtщедур-а продоJ'Jжается
до совпадения оценок, полученных в последователь­
ных циклах с необходимой точностью.
•
Для определения «собственных» погрешностей ве­
сов разрядов используется система уравнений, со.став­
~енная по результатам, полученным в каждом цикле
испытаний при s = О. Для метода вычисления «сверху
nниз» из соответствующего уравнения для k-го щшла
вычитается уравнение для (k - 1) - го цикла:
(
k-1
)1
лk-1,k-1 = лkk ~ boPkk +boPk-1, k -1
-
!~ лk'---1, / ;'2,
Измерением разности между выходным сигналом
на коде, содержащем единицу только в п-м разряде,
и соответствующим сигналом источника, принимаемо­
го за эталон, qпределяется Лnn• Остальные члены
рекуррентного соотношения определены ранее . . ..
Коррекция результатов преобразования выпо,rшя­
ется, как и в предыдущем алгоритме: одновременно
с подачей на ЦАП 1 преобразуемого кода N вк на
ЦАП2 подается код
N,'°pp= -i-I, а1(Ли+ IЛ11а1),
i=O
i=O
(3.20)
обеспечивающий компенсацию погрешностей.
Ввиду сложности рассмотренного ащоритма оцен­
I<У влияния тестовых испытаний на результирующую
погрешность удалось получить лишь статистическим
моделированием на ЦВМ. Результаты такого модели­
рования подтвердили, что для ЦАП с приведенной
погрешностью 0,1 ·%, удовлетворяющих модели (3.14),
схема с автокоррекцией дает погрешность не более
0,001 %. Можно применить и менее точные компонен­
ты, но ЦАП2 строить по схеме с внутренней автокор­
рекцией. При этом коррекцию ЦАП2 допустимо про­
водить по алгоритму, не учитывающему суперпози­
ционные погрешн9сти.
64

3.4. Сн ижение информационной избыточности
схемы цифроаналоrовоrо преобразователя
с автомат ичесrюй корре1щией
Избыточность схемы самокорректирующегося ЦАП
.(см. рис. 3.1), т. е. суммарная разрядность устройства,
может быть снижена, та к как было показано, что до­
статочно корректировать лишь группу старших раз•
рядов ЦАП 1, а при одинаковой технологии изготов­
ления абсолютные погрешности младших разрядов
ЦАП 1 и корректора ЦАП2 имеют один порядок. Конт­
роль и коррекция старших разрядов ЦАП 1 может
обеспечиваться за счет использования его младших
разрядов, или, наоборот, младшие разряды преобра-­
зуемого кода могут суммироваться с кодом поправки,
а сумма кодов - преобразовываться в напряже­
ние с помощью ЦАП2. При этом исключают ЦАП2
либо уменьшают разрядность ЦАП1.
Коррекция ЦАП с погрешностью, не большей за•
данной Л, возможна, если для произвольной анало•
го вой вел ичин ы V из диапазона {V min, V max} МОЖ•
но подобр ать та кой код управления коммутируемыми
резистив ными матрицами компонентов, при котором
на выходе устройства сфо рми руется аналоговая ве­
личина, отличающаяся от V не бол ьше чем на Л при
любом допустимом отклонении параметров компонен­
тов. Традиционные ЦАП, предназначенные для пре•
образов ани я кодов в двоичной системе счисления, не
позволяют обеспечить Л меньше максимальной собст-­
венной погрешности. Нетрудно доказать, что при
справедливости уравнений (3.1) в характеристике
ЦАП имеются зоны непредставимых напр я жений,
называемые также разрывами шкалы, ши ри ной
i-1
l-1
S= а1- Lа1= Л1- LЛi+ао,
/=О
i=O
даже если вес младшего разряда намного меньше
погрешности старших.
Таким образом, необходимо введение дополни•
тель н ых коммутируемых элементов.
Преобразователь ЦАП2, выполняющий эту роль
в с хеме на рис. 3.1, избыточен. Построение ЦАП, ха•
рактеристика которых не содержит зон непредстави•
мых напряжений шириной больше кванта младшего
разряда, возможно при использовании кодирования
3 Р, И, Грушвицкий и др.
65

с отношением весов соседних разрядов, меньшим
целой степени двойки '[27], например кодирования с
весами разрядов, пропорциональными числам Фибо ­
наччи или находящимися в соотношении золотой про­
порции [ 13]. При таком кодировании допусти;1ы
достаточно бол_ьшне погрешности задания весоIЗ раз­
рядов при отсутствии зон непредставимых шшряже­
ний. Алгоритмы 1,01-проля и коррекции ЦАП, постро­
енных по этому методу, практически совпадают о
соответствующими алгоритмами для ЦАП двоичного
кодирования, а значит, совпадают и метрологические
показатели ЦАП. Но при реализации алгоритмов в
ЦАП с недвоичным кодированием действия выполня ­
ются над числами, представленными в принятых
специфических системах счисления . Это затруднено
при использовании серийных- микропроцессорных
средств обработки; п оэтому .применяют специализи­
рованные арифметические устройства или достаточ ­
но сложные программы перевода чисел из одной си ­
стемы счисления в другую, что приводит к ухудше ­
нию эксплуатационных характеристик ПФИ. По­
следние исследования показали, что при общеприня­
том двоичном кодировании достйгается меньшая из ­
быточность аналогового оборудования и обеспечива­
ется реализация алгоритма коррекции в стандарт­
ной для микропроцессоров двоичной арифме­
тике.
У двоичных ЦАП разрыв шкалы не мо:rкет пре­
вышать суммы модулей погрешностей: весов всех раз ­
рядов и веса младшего разряда, поэтому для исклю­
чения разрывов достаточно, чтобы 1) вес младшего
разряда ЦАП 1 был равен весу старшего разряда
ЦАП2; 2) суммарная погрешность ЦАП1 не превос­
ходила веса старшего разряда ЦАП2; 3) абсолют­
ная погрешность ЦАП2 не превышала заданной: по­
грешности Л.
Эти ПОЛО)кения строго доказаны в работе '[ 11 J.
Здесь ограничимся графическим примером. На
рис. 3.2, а число N - двоичный эквивалент кода,
старшие разряды которого представляют 1шд ЦАП Z:,1
{рис. 3.2, 6), а младшие - код ЦАП2, за исключени­
ем его старшего разряда . Точr<ами представлено мно ­
жество значений Ивых (N, сх 2 ст) для цифры в стар­
шем разряде ЦАП2 а 2 ст = О. На переходе, соответ•
ствующем переносу в любой i - й разряд, если
66

lf)
n-k
Nд
k+t
,
н;,._ 11,";,
Nг;
Bыliop канала
8)
N[k-:-n]
i-1
<о
n-k
Рис. 3.2. Корректируемый ЦАП
с уменьшенной избыточностью
аналогового оборудования: а -
характеристика; 6, в - вариан•
ты реализации
2n #/~
п-k .
/
.
,-.
7Ы ЦАЛ1
t>E
~+2 ;,, #/л LГ.
'---'- -" - -!1kkd
2" :f!./л
1
а1 > _L а,, и м е ется область непредставимых значений
j-0 1
Ивых шириной S. Множество значений Ивых(N, а2ст}
для а2ст = 1 представлено кружочками и смещено
относит е л ьн о Ивых (N, О) на вес старшего разряда
'ЦАП2. Нетрудно видеть, что зоны непредставимых
значений Ивых (N, 1} и Ивых(N, О} не пересекаются,
что свидетельствует о возможности формирования
.тнобого Ивых при подаче одной из допустимых
67

кодовых комбинаций с погрешностью, не превышаю•
щ ей погрешности ЦАП2.
Если ЦАП 1 и ЦАП2 имеют одинаковую относи~
тельн ую погрешность, то первые два условия выпол•
няются соответствующим выбором дел ителя выход•
наго сигнала ЦА П2. Третье условие требует выполне•
ния неравенства о< ,УЛ/U вых• где о - приведенная
погрешность ЦАП 1 и ЦАП2. Это, как правило, дости•
гается при реализации 14-16-разрядных ЦАП на
1юмпо не нтах с приведенной погрешностью 0,1-
0,5 %. При большей требуемой точности, а также при
использовании компонентов с большей погрешностью
недопустимо большие разрывы шкалы ЦАП2 можно
исключить, реализовав его на двух ЦАП и выбрав
соответствующим образом коэффициенты суммирова­
ния их выходных сигналов . Общее число разрядов
ЦАПJ и l[АП2 отличается от разрядности «идеаль­
ног о» ЦАП всего на один-два разряда. Заметим, что
кодир ов ани~ с использованием чисел Фибоначчи тре­
бует шести-девяти дополнитель ных разрядов по
сравнению с двоично-степенным при равной разре•
шающей способности ЦАП.
В схеме на рис. 3.1 l[AПJ и ЦАП2 могут быть
заменены схемой, приведенной на рис. 3.2, б, которая
обладает минимальной - одно разрядной
-
избыточ•
ностью аналогового оборудования. При такой за•
мене ЦАП 1 преобразует лишь старшие п - k раз•
рядов входного кода Nпр. Соответственно тестирую-
..... ..
I
~11
щие коды N1; и Nii, подаваемые на ЦАП 1, «усечены»
со стороны младших разрядов по сравнению с кода­
ми, применявшимися в р анее описанных алгоритмах
контроля. Преобразователь ЦАП2 в режиме контро•
ля выполн яет те же функции, что и ЦА 172 в схеме
на рис. 3.1, т. е. используется как мера разности­
напряжений ЦАПJ и ЦАПЗ. В рабочем режиме l[.АП2
преобразует вычисленную в цифровом формировате­
ле поправок сумму k + 1 младших разрядов кода
Nпр и кода погрешности старших разрядов, определя•
емого по соотношениям (3 . 11) или (3 .2 0) . Управляю­
щий сигнал «Выбор канала», формируемый блоком
управления, ' в режиме «работа» включает верхние
каналы мультиплексора MUX, а в режиме «конт•
роль» - нижние.
Если ЦАП 1 имеет большое, достаточное для обес•
печения требуемой разрешающей спосо бности число
68

разрядов, но погрешность старших разрядов приво­
дит к разрывам шкалы, превышающим заданную
погрешность преобразования, то можно реализовать
ЦАП по схеме на рис. 3.2, в. Из общего числа п + 1
разрядов k + 1 младших разрядов рассматриваютс-5):
как соответствующие младшие разряды (k + 2)-раз•
рядного преобразователя ЦАП2, а п - k старших'--,<
как разряды (п - k)-разрядного ЦАП 1; для преобr
разования избыточного разряда используется од•
норазрядный преобразовате ль , вес разряда кота~
рога превышает суммарную погрешность выбранной
группы старших и принимается равным весу младше~
го разряда из группы старших. Если суммарна~
погрешность старших разрядов младшей группы так~
же превосходит допустимый разрыв шкалы, следует
включить еще один дополнительный одноразрядт·ый
ЦАП, nec разряда которого перекрывает погреш11
1-юсть указанной группы разрядов. При интеграль•.
ной реализ ации минимально-избыточных ЦАП целе ➔
сообразно строить делители с дублированием весов
одной пары смежных разрядов, что технологически
ие сложнее реализации делителей на резистивных
сетках R - 2R.
В схемах вида приведенной на рис. 3.1 при за•
мене ЦАП 1 1>~одификацией ЦАП (рис. 3.2) в режиме
1<0нтроля на него последовательно подаются пары
смежных кодов (0...010...0 - 0 ...001 ... 1 и др.), на
'ЦАПЗ - код, формирующий напряжение смещения,
.На входах ЦАП2 с учетом состояния схемы сравне...
ния устройство управления подбирает код N2, урав ...
навешивающий систему. При выполнении указанных
условий отсутствия разрывов шкалы подбор такого
кода, что I Ивых(N2)- Изl < 6, возможен, так как
И2n1ах превышает разрывы шкалы ЦАП1, даже если
его разрядность «усечена» со стороны младших раз ...
рядов. Подбираемые коды обрабатываются по тем
же алгоритмам, которые описаны в § 3.2 и 3.3, что
позволяет оценить погрешность старших разрядов.
Иначе говоря, выполняются те же функции, что и в
ранее описанных вариантах, а также в устройствах
на основе недвоичных кодов, но число аналоговых
коммутируемых элементов сокращено.
Для коррекции результатов преобразования код
поправки вычисляется по формуле (3.11) или (3.20)
исходя из цифр старших разрядов преобразуемого
69

кода. Поправr,а для любого кода представима (k +
+ 1)-разрядным кодом. Однако п р и сложении ее с
k + 1 младшими разрядами преобразуемого кода мо­
жет получиться (k + 2) - разрядиый результат. В озни•
кающий бит переполнения преобразуется (k + 1)-м
разрядом ЦАП2 или дополнительным одноразрядным
преобразователем. Таким образом, искюкение стар­
ших разрядов за счет переноса невозможно;
В системах, где автокоррекция не предусмотрена,
а используется лишь калибровка при изготовлении,
формирователь поправки реализуется постоянным
запоминающим устройством, из которого по адресу,
задаваемому п - k старшими разрядами, считывается
код поправки, и сумматором кодов младших разря ­
дов Nмл и поправки. Мультиплексор тогда может
быть исключен.
При построении поразрядных АЦП на основе са ­
мокорректирующихся ЦАП с минимальной избыточ­
ностыо можно, так же как в § 3.1, формировать по ­
правки для любого промежуточного кода N ст, воз­
никающего при последовательных приближениях. Но
оказывается, что в АЦП, использующих ЦАП типа,
приведенного на рис. 3.2, коррекция результата воз­
можriа также и после всего цикла кодирования, т . е .
без промежуточной коррекции. Это существенно для
микросхеи, в которых регистр последовательных
приближений непосредственно подключен r< входам
коммутируемой матрицы (например, К572ПВ 1,
К1108ПВ1).
Организация АЦП последовательных приближе­
ний с использованием ЦАП, построенного по схеме
вида, приведенного на рис. 3.2, 6, имеет- неЕоторые
особенности.
При выполнении алгоритма поразрядного · Еоди­
рования (3.13) на ЦАП подбираются такие !{ОДЫ,
что напряжение на выходе сумматора отличается от
преобразiемого {постоянного за время кодирования)
напряжения_ не более чем на погрешность ЦАП
младших разрядов только в том случае, если разряд•
ные цифры определяются в следующем поряд~,е: сна­
чала для всех разрядов ЦАП1, начиная со старше­
го, а затем для всех разрядов ЦАП2, начиная со
старшего . Иначе, как показано в работе [11], воз•
70

можен подбор кода, не обеспечивающего равенства
Uцлп (N) и Ивх, и, след9вательно, невозможна оцен ◄
ка Ивх по полученному коду даже при известных
разрядных погрешностях. Если же равенство достиг◄
нуто, то
k+l
n-k-1
Uцлп=L Pibi+ L aiai,
i=O
1=0
где CXi,
~i - разрядные цифры кодов; ai, bi - веса
разрядов.
Складывая код Nкорр, вычисленный по соотно,
шению '(3.11) или {3.20), с кодом Nмл и кодом Nст,
сдвинутым с учетом разницы весов разряд ов
ЦАП, а также пренебрегая погрешностями преоь~
разователя младших разрядов, получаем
гп-k
n-k
N__lj'\' .('2k-Ч+l)+,,Л+
Во!Х- Ьоl{-; (J,i Оо •
'
~ai i
-
t=O
t=O
k+I
n-k
l·
+ I (Ьо • 2i)-I aiNдibo = ьИвх , (3.21)
i=O
i-::0
j
Оид
Оценки результирующей погрешности в преобра;
зователях, использующих - младшие разряды для конт ◄
роля и корре1щии старших, не отличаются от соот ◄
ветствующих оценок в схемах с дополнительным ЦАП,
предназначенным для контроля и коррекции. Так каКi
в схемах на рис. 3.2 по сравнению со схемами на
рис. 3.1 налицо существенное сокращение объема обо ◄
рудования, в дальнейшем рассматриваются в основ ◄
ном самотсорректирущиеся ПФИ, в схемах которых
совмещены контролирующее и корректирующее уст ◄
ройства, а также преобразователь младших разря~
дов кода.
-
3.5. Реализация управления и вычислений
в самокорре!{ТЩJующихси аналого-цифровых
преобразователях последовательных приближений
и 1..щфроаналогто:ых преобразователях
Рассмотренные алгоритмы контроля и коррекции
содержат большое число однотипных и простых логи~
ческих и арифметических преобразований: сдвщ•,
арифметическое сложение и вычитание КО,!\ОВ~/ ~
71

Обоснованная в предыдущем: параграфе оптими­
зированная структура гибридной части в данном
параграфе предполагается неизменной; рассматрива­
ются универсальные ПФИ, спрсобные выполнять UА­
и А U-преобразование с коррекцией при соответствую­
щем управлении.
Состав операций при АU - преобразовании с ав•
~окоррекцией по методу последовательных приближе­
ний отличается от состава операций аналогичного
ЦА-преобразования лишь операциями формирования
очередного приближения кода старших разрядов по
соотношению (3.14), а остальные операции присущи
обоим видам преобразования.
Все необходимые преобразования кодов легко реализуются
в однокристальных про ц ессорах или МИI{ро - ЭВМ общего назиа­
trения, при этом все преобразования выполняются программно
в цифровом процессоре системы, а ЦАП подключаются к портам
tшвода ,м икро-ЭВ/11, или дополнительным внеш ни~1 прог рамм но­
доступным регистрам. Могут использоваться и внутренние ре•
iГИстры, имеющиеся во многих микросхемах ЦАП. Кроме того,
:д олжны предусматриваться программно - доступные регистры
!;(порты вывода) управления коммутаторо м , выполняющие функ­
:ции регистра режима периферийного блока, и доступный длR
,ввода регистр состояния, хранящий значения ответа схемы срав­
нения и информацию о гото вности к обмену. Стру~,турно кон­
фигурация повторяет рис. 3.1, где вычислительный бло1< пред­
,ставлен микропроцессором. Однотипность операций в прнменяе­
,мых вычислительных алгоритмах пр иводит r, весьма коропшм
программам. Так, полная программа контроля н корре,шин
'-16-разрядного АЦП, без учета погр ешно стей суперпозиции, для
микро-ЭВМ на основе мш,ропроцессора K5-S0 зшшмает менее
0,5 кбайт.
Недостаток программной реализации цифровых преобразо•
ваний - низкое быстродействие и большая загрузка процессора.
Например , одна толыю реализация поразрядного кодироБания
с автокоррекцией, при условии что все N Лi на ходятся в па м яти
· процессора КБSО , занимает около 300 мкс на один разряд,
причем 11роцессор все это время занят и не может быть исполь ­
.зоваr1 для выполнения других задач.
Повышение быстродействия в режиме преобразо,
вания, а так.же снижение загрузки центрального про­
цессора системы возможно за счет распараллели-
вания выполнения фрагментов алгоритма при реа -
j
лизации всех или некоторых операций контроля и
коррекции периферийными блоками - программируе-
мыми сопроцессорами или устрой ствами с аппарат-
ной реализ ацией необходимых преобразований. Рас-
смотрим варианты структурной реализации преобра-
зонания информации с автокоррекцией и смешанным
72

liПк.~
- ---1 1-11-
------
1 г----~
('), ~
11,ytptlf)
• iJш,:,;,ж i
1
~
"""~~~..n
L _______
Рис. 3.3. Самокорректирующийся АЦП с аппаратной реализацией
алгоритма последовательных приближений
(аппаратным и программным) выполнением алгорит­
ма. (В гл. 7 излагается формализованная методика
выбора исполнителей фрагментов алгоритма контро­
ля и коррекции.)
На рис . 3.3 приведена схема АЦП с аппаратной
реализацией только алгоритма последовательных при­
ближений. Как показал опыт разработок, остальные
фунн:ции целесообразно выполнять аппаратно лишь
при аппаратном выполнении уравновешивания.
Блок преобразования старших разрядов БПс т и
повторяющий его конфигурацию блок преобразования
младших разрядов БПмл могут работать в режимах
ЦА П или АЦП в зависимости от состояния входа
настройки «Режим». Функционально БПст и БПмл
аналогичны широко известной микросхеме К572ПВ 1,
ряду гибридных и модульных ПФИ, но здесь выделе­
ны лишь узлы и связи, существенные для взаимодей ,
73

ствия блоков. Регистр последовательных приближе­
ний РПП в режиме АЦП по сигналу «Пуск» реали­
зует алгоритм поразрядного кодирования (3.13), а в
режиме ЦАП фиксирует код, поступающий с шины
данных ЭВМ. Направление передачи данных через
буфер задается регистром режима.
Регистр режима устанавливается программно и
кроме разрядов, задающих режим БП, содержит раз­
ряды адреса коммутатора, режима АЗУ (выборка - -
хранение) и управления запуском АЦП.
При конт роле БПс_т работает в режиме ЦАП, при­
чем преобразуемые коды тестового набора формиру­
ются программно; АЗУ реализует те же функции, что
и ЦАПЗ в схеме на рис. 3.1, и фиксирует входные
сигналы в режиме АЦ-преобразования. Заметим, что
влияние погрешности АЗУ на результат преобразова•
ния также корректируется приведенными а;Лгоритма­
ми . При контроле БПмл работает в режиме АЦП и
автоматически подбирает коды, сводящие к нулю сум­
му напряжений на входах порогового устройства для
каждого испытания. Коды передаются в процессор
системы для последующей обработки.
В схеме на рис. 3.3 после цикла rюнтроля возмо­
жен ввод или вывод аналоговой ин ф ормации с высо·
кой точностью. При выводе оба БП работают в ре­
жиме ЦАП, старшие разряды преобразуемого кода
под аются непосредственно на БПст, а младшие про­
граммно складываются с вычисляемым кодом поправ­
ки и· подаются на БПмл, При аналоговом вводе оба
БП работают в режиме АЦП, причем БП,,,л запус­
кается после окончания работы БП ст, Подобранные
коды передаются в процессор, где в соответствии с
формулой (3.21) формируется код результата.
Поправки можно вычислять как в процессе пре·
образования для текущего кода, так и предваритель­
но, перед преобразованием, для всех возможных кодов
Nст и хранить поправки в запоминающем устройстве
ЭВМ. В последнем случае время АЦ-преобразования
мало отличается от соответствующих значений для
схем без коррекции при том :же числе разрядов, так
как формирование адреса Nкарр по rюду П ст и счи­
тывание Nкарр из памяти можно выполнять одновре­
менно с rюдированием младших разрядов. Если за­
ранее вычисляются только разрядные погрешности
N л1, то для ЦАП сравнительно невысокого бысчю- .
74

Рис . 3.4 . Перестраиваемый ПФИ с встроенным ОЗУ корректи ­
рующих кодов
действия {серии К572, К594) вычисление N]{opp пu
алгоритму без учета суперпозиции также уклады ~
вается во время преобразования младших разрядов и
выполняется параллельно с ним. Однако загрузка
микро - ЭВМ остается значительной.
Увеличить пооизводительность системы за счет
уменьшения вре~ени преобразования при некотором
.увеличении времени контроля возмо:жно при исполь~
зовании периферийного оперо.тивн ого ЗУ корреrпи­
рующих кодов (рис. 3.4). На схеме изображены лишь
информационные связи, причем все линии, кроме
связанных с аналоговой частью,- многоразрядные
шины. Управляющие сигналы формируются анало~
гично схеме на рис. 3.3 . Цифровой коммутатор соедн~
няет поразрядно любые пары входных юший.
На этапе тестовых испытаний схема работает
аналогично схеме на рис. 3.3, причем цифровой ком­
мутатор соединяет линии 1 и 4. :Корректирующие по­
поавки для всех кодов вычисляются в ЭВМ и зано ­
сятся в ОЗУ. Отметим, что для записи выполняются:
две операции вывода: сначала код, поправка для
1юторого записывается, выводится на БП ст, а за­
тем по фиксированному, постоянному для перифе--­
рийного ОЗУ адресу, выводится I{ОД поправки, rш­
торый фактически записывается в ячейrч ОЗУ с
адресом, снимаемым с БПст,
,
"
В режиме ш-~алогового ввода цисрровои коммута­
тор соединяет линии 3 и 4, 1 и 3, БП друг за дру­
гом выполняют алгоритм последовательных прибли­
жений. В ЭВМ при чте нии младших разрядов пере-
75

дается No = Nмл + Nкорр, Сложение с кодом ста р ­
ших разрядов, необходимое из-за перекрытия разря д ­
ных весов, реализовано программно, хотя можно при­
менить и аппаратное суммирование . При выводе оба
БП переводятся в режим ЦАП, а цифровой комму­
татор соединяет линии 1 и 2, 2 и 4, что обеспечи•
вает прием избыточного прео бразуемого кода от ЭВМ
и сложение Nмл с соответствующи м Nкарр,
Значительно уменьшается загрузка процессора на
этапе контроля при вычислении поправок Nкorr в ре­
жиме преобразования для текущих N ст с применени­
ем быстродействующих специализированных вычисли­
тельных блоков. Известны достаточно простые их
реализации, в которых время преобразования не уве­
личивается по сравнению с вариантами, где исполь­
зуется предварительное вычисление поправок. На
рис. 3.5 приведена реализация вычислителя поправок
для АЦП, корректируемого по алгоритму, который
рассматривался в § 3.2 . Такой вычислитель заменяет
ОЗУ в схеме на рис. 3.4 . Вычислитель поправок, реа•
JJизующий алгоритм, который приведен в § 3.3, более
сложен, но строится аналогично.
В ЗУ магазинного типа последовательно записы­
ваются, а потом циркулируют синхронно с тактовыми
импульсами Т И и с преобразованием разрядов коды
разрядных погрешностей N л;, причем на выход онu •
поступают в порядке убывания веса разряда, начи•
ная со старшего. Если при определении цифры оче•
редного i-го разряда из числа старших он устанавли•
вается в единицу, то N корр увеличивается на N л;, в
противном случае Nl(opp сохраняется. Отметим, что
схема на рис. 3.5 пригодна также для формирования
корректирующей поправки в схемах с цифроаналого"
вой коррекцией на основе дополнительных ЦАП. При
этом не только существенно разгружается централь"
С(,
flакапли/}ающш1
сумматор
Сорос
Рис. 3.5, Аппаратная реализация вычисJ1еш1I! поправок;,
16

ный п р о це ссор системы, но и уменьшается занимае•
мое адресное пространство - с 2k до k и до k2/2 -
для алгоритмов, приведенных соответственно в
§3.2и3.3.
Известны также варианты само~юрректирующихся
ПФИ, в которых специализированные блоки генери•
руют тестовые воздействия, вычисляют N л;. Рекур­
рентные преобразования (3 .7) или (3.18), (3.19) легко
выполняются в схемах на регистрах и сумматорах.
Если на вход такого аппаратl-!ого вычислителя посту­
пает последовательность N 2 ;, то на его выходе по•
лучается последовательность N л;, которая может не•
посредственно «вдвигаться» в магазинное ЗУ. Схемы
достаточно просты и могут встраиваться в специали­
зированные БИС или модули ПФИ.
Вкл10чение в ПФИ описанных в данном парагра­
фе блоков позволяет строить автономные устройства
А Ц-преобразования . Аналоговые УВВ такого типа не
за нимают для · своей работы ресурсов системы . В про­
граммах работы цен трального процессора достаточно
предусмотреть кроме обычного ввода - вывода лишь
конт р оль состояния ПФИ (готовность, нахождение в
режиме контроля) и простейшие функции управления,
. напр имер
запретить операции кон троля в течение
заданного интервала времени, начать контроль или
операции ввода - вывода.
13.6. Быстродействующие ан алого- цифровые
преобразовате"1и с автоматичес1юй корре1щи ей
Один из главных пут ей повышения быстродейст•
rзия аналого-цифровых преобразова те лей - исполь­
зовапие многоуровневых схем сравнения. Максималь­
ным быстродействием обладают АЦП непосредствен­
ного считывания, называемые также параллельными,
которые содержат 2m элементов сравнения входной
аналоговой величины с соответствующим набором по­
роговых уровней (т - разрядность выходного двоич­
ного . кода) и преобразователь кода с выходов эле•
ментов сравнения в позиционный двоичный код. Та­
кие устройст ва осуществляют преобразование за один
такт работы, причем у современных АЦП достигну­
та длительность такта менее 10 нс при апертурной
неопределенности сн ятия отсчета менее 1 нс.
•
77

.
Однако создание параллельных АЦП с разряд•
1-юстью выше 10 в ближайшее время маловероятно в
связи со значительным. ростом числа компараторо в,
трудностями их размещения в одной интегральн ой
схеме и достаточно точной стабилизации пороговых
уровней компараторов. Поэтому при построении точ­
ных быстродействующих ПФИ следует ориентировать­
ся на комбинированные структуры: с поразрядным
кодированием и определением нескольких разрядных
цифр в одном такте; со следящим кодированием и
выделением многора зрядно го кода разности вход­
ного аналогового сигнала и сигнала обратной связи
в каждом такте; каскадную, называемую в вариан­
те применения многоуровневых компараторов па­
раллельно-последовательной, и ряд других струк­
тур.
Наибольший интерес представляет параллельно­
последовательная структура, потенциально облада­
ющая максимальным быстродействием среди комби-
1-шрованных. В дальнейшем рассматриваются именно
такие преобразователи (ППАЦП) , хотя предложен ­
ные методы автокоррекции статических погрешностей
пригодны и для других комбинированных структур,
использующих ЦАП в качестве меры.
В ППАЦП, схема которого приведена на рис. 3.6 ,
АЦП1, реализующий метод непосредственного считы­
вания, выполняет грубое кодирование входного сиг­
нала, формируя на своем выходе код N1 - двоичный
эквивалент целой части отношения входного напря­
:жения к кванту АЦПl. Код преобразуется в напря­
жение, а усиленная разность этого напряжения и
nходного сигнала, представляющая собой ошибку
квантования АЦП1 после фиксации кода АЦП 1 и
окончания переходных ЦА процессов в ЦАП и усилите­
ле-вычитателе, преобразуется устройством АЦП2 в
код Fl 2, который складывается с N,.
Исходя из
Рис. 3,6, Параллельно-последовательный АЦП
78

описанного принципа действия можно сформулйро•
вать систему уравнений, описывающих работу схемы,
!Nвых = k"E,N ! + N2;
l
N1 = ent (/~щп 1Ивх + Ллцп 1);
N 2 = ent [kуkлцп 2 (И1 -- Ицлп) + Ллцп2];
Ицлп = N1kцлп + Лцлп,
(3.22)
где kлцп и kцлп - номинальные коэффициент\>r пере­
дачи, в - 1 и В соответственно; ky - коэффициент
усиления усилителя разностного сигнала; Их - теку­
щее значение входного напряжения; k"E, - коэффици­
ент передачи цифрового сумматора по входам кода
Й1; Ллцп и Лцлп - погрешности преобразования АЦП
и ЦАП; ent - операция выделения целой части.
С точностью до погрешностей АЦП2 Nвых опреде•
ляется как
(3.23)
При выполнении условий
k"E , = kуkлцпkцлп;
ky (Их - Ицлп) 3⁄4 Итах
(3.24)
l Итах - максимальное допустимое входное напряже•
iше АЦП) и пренебрежении погрешностью ЦАП по-
лучаем
Nвых = kу!~д.цпИх.
Погрешности АЦП 1 при выполнеюrи условий
(3.24) не влияют на общий результат преобразова­
·ния, а влияние погрешностей АЦП2 тем меньше, чем
больше значение ky. Однако значение ky ограничено
сверху в силу условий (3.24): во-первых, погреш­
ностью АЦП 1, т. е. высотой максимальной ступеньки
его характеристики, причем при идеализации хараr-~­
_теристики эта погрешность равна весу младшего зна­
чащего разряда (МЗР) АЦПJ, а реально составляет
R,2-1,5 веса МЗР; во-вторых, изменением входного
.сигнала за время фиксации кода в АЦП 1 и форми­
рования Ицд.п. Это изменение определяется динамиче­
скими характеристин:ами входного сигнала и практи­
. чески может достигать 2-4 веса МЗР АЦП 1. Поэто­
му значение ky выбирается из условия {3.24), с
79

учетом динамических характеристик входного сигнала
и погрешностей АЦП 1. Так как умножение кода N1 на
произвольное число ki, затруднительно, то исполь­
зуют значение kr, = 2Р, где р - целое положительное
число. При этом умножение сводится к сдвигу кода
N1 на р разрядов, соответственно выбирается и
значение ky.
Таким образом осуществляется перекрытие шкал,
при котором вес старшего разряда АЦП2 равен весу
первого младшего, второr:о или третьего разряда кода
АЦП1. Разрешающая способность преобразователя
меньше суммарного числа разрядов АЦП 1 и АЦП2.
на число перекрывающихся разрядов. Перспективный
путь уменьшения перекрытия, т. е. увеличения разре ◄
шающей способности и (или) увеличения допустимо ◄
го изменения сигнала за время кодирования,- пред ◄
сказание (экстраполяция) этого изменения по преды ◄
дущим отсчетам [52].
Полный двоичный сумматор нужен лишь для пе­
рекрывающихся разрядов. Младшие разряды АЦП2
могут передаваться на выход непосредственно, а в
разрядах сумматора, соответствующих старшим раз­
рядам АЦП1, достаточно учитывать только переносы,
что может упростить схему сумматора.
Из формулы (3.23) следует, что основным исто'Ч~
ником статической погрешности ППАЦП являют ся
погрешности ЦАП, для уменьшения которых приме ◄
нимы любые варианты автокоррекции. В представ ◄
ленном на рис. 3.7 варианте использована описанная
ffлок !JП,Оаtlлшш.я ц /Jы,;исленuя
попра!Jок
Рис. 3.7. Параллельно-последовательный АЦП с цифроаналоrо1
вой коррекцией погрешности

ранее схема коррекции ЦАП с предварительным вы•
числением поправок для всех возможных кодов и за••
писью результатов в ОЗУ.
, Линии управления не показаны. В мультиплексо­
рах в режиме контроля включены их нижние кана­
.лы, а в режиме преобразования - верхние, Таким
образом, АЦП 1 и АЦП2 на этапе контроля в рабо­
те не участвую т, В зависим о сти от требуемой точ­
ности примен и м любой из описанных алгоритмов
идентификации. В режиме преобразования получим
Nвых = kiN + kуkлцп(Их - N лцпkцлп - Лцлп
-
N корр),
Развитие принципа контроля и коррекции стар•
ших разрядов преобразователей с использованием ап­
паратуры преобразования младших разрядов тех
2ке преобразователей позво~ило создать самокоррек•
тирующий ППАЦП с уменьшенным объемом анало•
гового оборудования, потенциально более высоким
быстродействием при незначительном увеличении чис•
ла цифровых элементов, Рассмотрим реализацию в
этой структуре (рис, 3.8) алгоритма контроля и кор•
реrщии без учета ошибоr< суперпозиции.
В соответствии с описанным в § 3.2 способом
контроля · оцениваются разности между выходными
напряжениями ЦАП на парах смежных кодов, пред•
ставляющих числа N;= 2i, N;' = 2i - 1, где i= п,
п - 1, ... , 1, О- номер разряда· ЦАП. Оценка, как;
в ранее приведенных схемах, заменяется измерением
разности между каждым из этих напряжений и
, Рис. 3.8. Параллельно-последовательный АЦП с цифровой кар,
рекцией погрешности
8t

близким к одному из них напряжением, сохраняе- ·
мым в АЗУ. Кроме того, измеряется разность меж­
ду напряжением, вырабатываемым ЦАП на каком ◄
либо коде (например, только с одной единицей в
старшем разряде) и напряжением Иэт, а также вы­
ходное напряжение ЦАП на нулевом коде. В отли­
чие от ранее рассмотренных реализаций в качестве
:меры разностного сигнала на выходе вычитатеJlЯ
используется непосредственно отсчет АЦП2.
При выполнении контрольных измерений тестиру-1
ющие коды подаются на ЦАП через мультиплексор.
,
С учетом формул (3 . 1) и {3.22)j можно записать
си стему из 2n + 2 уравнений
N~l = ent[.li\kлцп (ИАЗУ i - ai + есм)],
i=I,2, ..., п;
i=1,2, ..., п;
(3.25)
По грешностями АЦП2 пренебрежем, так как их:
влияние на погрешности устройства после коррекции
аналогично влиянию ошибок измерительного ЦАП,_;
проанализированных в § 3.2. Вычислитель поправок,
решает систему .(3 .25), например, по алгоритму «свер~
ХУ ВНИЗ»~
Nлп= Nм - Nсм =kуkлцпЛп;
flЛl = ; [NЛ, t+l - (N~i - N':.t) + (N~. i+l -N;, 1+1)] =
= - kуk.щпЛi,
-
В каждую ячейку ОЗУ записываем код, вычисля~
емый по формуле
п
Nкоррf= Lщ1Nлt= -
k"kлцпЛцлп (N1),
i=O
где а11 - разрядные цифры кода адреса j- й ячейки~
В рабочем режиме адресные входы подключены к,
выходам АЦП 1 и на каждом преобразовании из 03 У:
счит ывается код Nкopp.(N1 ), который прибавляется ю
82

результату, при этом погрешности ЦАП компенсиру• :
ются.
Погрешности вычитателя и усилителя разностного
сигнала тоже компенсируются, так как по влиянию
эrшивалентны погрешностям ЦАП; исключается и
влияние линейных составляющих погрешности АЦП2.
Это важное преимущество цифровой коррекции пе­
ред цифроаналоговой. Другое преимущество - потен­
циально более высокое быстродействие. Дело в том,
что в схеме на рис. 3.8 считывание кода N"opp из
ОЗУ совмещается во времени с работой АЦП2, что
недопустимо в схеме на рис. 3.7 .
Объем цифрового оборудования в схеме па рис. 3.8
несколько увеличивается - вместо двух мультиплек­
соров включен полный двоичный сумматор, число
,разрядов которого на единицу больше, чем у АЦП2,
но при этом исключен ЦАП2. Отметим, что для рас­
ширения функциональных возможностей и из схемо­
,технических соображений в ОЗУ удобно хранить не
Nкорр i, а сумму Nj + Nкорр i· При ЭТОМ разрядность
ОЗУ увеличивается до полной разрядности выходного
'I<ода устройства, но один из сумматоров исключается.
Появляется возможность использования устройства
для функционального преобразования (см. рис. 4.4).
Современные интегральные параллельные АЦП
К1107ПВ2, К1107ПВ3 и быстродействующие ЦАП
1<1108ПА1, , KJ 118ПА1 пригодны для построения
ППАЦП с временем преобразования сотни наносе­
кунд при разрешающей способности 12-14 двоичных
разрядов; 16 и более разрядов пока достижимо толь­
I(О при трехкаскадной схеме. Перспективные десяти­
разрядные АЦП позволят строить двухкаскадные схе­
мы с разрешением 16- 18 разрядов.
•
При наличии столь быстродействующих компонентов наибо­
лее критичный элемент в схеме параллельно - последовательного
типа -- вычитающий усилитель.
Этот усилитель должен обладать большим коэффициенто~1
!Усиления, нелинейностью не более 2 % и нестабильностью коэф­
фициента усиления также не uыше 2 %. Переходный процесс
после установки кода на ЦАП должен заканчиuаться к моменту,
фиксации кода в АЦП2 (рис. 3.6 -3 .8). Переходный процесс
мо жно считать законченным, если выходной сигнал достигает
~ро вня, отличающегося от установиuшегося значения не более
чем на заданную погрешность. Пока отсутствуют серийные мик­
росхемы операционных усилителей (ОУ), которые позволили бы
полностью использовать потенциальные uозможности по быстро•
действию, предоставляемые АЦ- и ЦА-преобразопателями. Из
83

монолитных ОУ наилучшие результаты дает решающий усили;,
тель на основе ОУ К574УД1, если принять меры по предотвраd
шению его насыщен и я во временном интервале от выборки но­
вого значения сигнала на входное АЗУ до фиксации кода н а
входе UАП. В схемах с использованием этого ОУ выходное на­
пр яжение вычитающего усилителя устанавливается с точностью.
доста точной для 15-разрядного преобразования, за 1,5 МЕС. Луч­
шие из сп ец иально разработанных гибридных ОУ позво ля ют
работать с относительной задерж1юй моментов фш<сации I,одов:
в кас !( адах 0,8-1,0 мкс. Здесь требуется дополнительная техни ­
чес!(аЯ проработ!(а.
Тем не менее у'ровень точности 0,01 % при времени преоб­
разования 1,5 -3,0 мкс, ТЭI< же !(81( 0,001 % при 50-150 М!(С,
~веренно обеспечивается в схемах самокорректирующих ПФИ.
В ППЦАП время 1<0нтроля тоже существенно со­
кращается no сравнению с поразрядными реализацияи
ми, таr{ как уменьшается время на проведение тесто~
вых испытаний. Дальнейшее уменьшение временm
контроля достигается при использовании специализи ­
рованного вычислителя кодов поправки, аналогич1-1ог()
рассwiотренным в предыдущем параграфе.
Глава четвертая.
ГИ6РИДНЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
4. 1. Табличные фушщиональные преобразователи
В системах управления, измерений, автоматизации
научного эксперимента функциональное прео бра­
зование является одной из распространенных за ~
дач.
В настоншей главе рас сматриваются вопросы реа­
лизации гибридных функциональных преобразовате ...
лей (ФП), совмещающих преобразование формы ин­
формации с ее обработкой. Гибридные ФП имеют
сходные с линейными ПФИ структуры и при незна­
чительных дополнительных затратах оборудования.
позволяют реализовать широкий класс функциональ­
ных зависимостей. Цифр рвой вычислитель системы
при этом освобождается для решения иных задач уп­
равления, а - влияние инструментальных погрешносте й:
практически не увеличивается по сравнению с мета"
84

дами, использующими линейное преобразование
формы представления и цифровую реализацию
функций.
Рассмотрим табличную реализацию функциональ,
ного преобразования; гибридные табличные ФП не
отличаются от цифровых табличных с линейным пре~
образованием формы представления. Табличные ме­
,тоды воспроизведения функций предусматривают
считывание из запоминающего устройства кодов,
представляющих значение функции, по адресу, зада•
ваемому аргументом преобразования. До недавнего
времени нередко использовались аналоговые способы
,хранения величин , например в виде набора уровней
напряжения, формируемых резистивным делителем
[3, 37]. Более перспективно хранение значений функ­
ций в цифровой форме. Уже сейчас табличные ФГ!
вследствие интенсивного роста емкости монолитных
БИС ЗУ по большинству показателей превосходят
ФП, реализующие другие методы воспроизведения од•
ной функции одной переменной с относительной по•
грешностью не более 0,05 %. В дальнейшем область
целесообразного использования табличных ФП будет
расширяться. Однако при более высоких требованиях:
,по точности и при необходимости оперативной пере•
стройки на различные функциональные зависимости
,рост числа корпусов БИС и (или) увеличение вре•
мени на загрузку таблиц с внешнего носителя огра,
ничивают применение табличных методов.
Таблицы значений функции могут размещаться
как в основной памяти микро-ЭВМ, так и в локаль•
ной памяти периферийного процессора. Рассмотрим
сначала второй случай. Входы данных регистра хра­
нения кода результата подключаются к выходам
ПЗУ или ОЗУ, хранящих таблицы. Код аргумента
может передаваться из процессора так .же, как обыч•
ные данные, либо в поле кода адреса.
При передаче аргумента по линии адреса вывод
fl функциональное преобразование инициируется
командой чтения из памяти с косвенной адресацией,
при этом адрес формируется как сумма аргумента и
базового адреса таблицы. Переход с одной функ­
ции на другую из числа одновременно хранящихся
в З-У сводится к изменению базового адреса при об•
ращении к памяти таблиц. Таблица занимает часть
адресного пространства микро-ЭВМ, а перед выводом
85

необходимо вычислять и заносить в соответствующий
регистр . процессора (указатель адреса) исполнитель­
ный адрес, что является н едостатком такой органи­
зации. Преимущество подобно го решения состоит в
возможности доступа к. таблице не толыю при выво­
де информации, но и при программных вычислениях.
Если использовано оперативное ЗУ, то весьма просто
сменить функцию при переходе с задачи на задачу
путем загрузки ее таблицы в · память с внешнего но ­
сителя вместе с рабочей программой .
При передаче аргумента по линии данных обмен
инициируется командой вывода кода аргумента по
постоянному для выбранного ФП адресу. Адресные
входы ЗУ таблиц соединены с линией данных, а если
ЗУ оперативное или разрядность аргумента превы­
шает разрядность линии данных, - с выходом загр у.
жаемого одной или н есколькими командами буферно­
го регистра. Вместе с данными в свободном поле
слова может передаваться также код, идентифициру­
ющий запрашиваемую функцию.
Для обеспечения возможности загрузки таблицы
значений функции входы используемого ОЗУ данных
соединяются с линией данных магистрали, а загруз­
ка I(аждого значения функции происходит в два эта•
па: сначала код аргумента заносится в буферный
регистр, затем выполняется команда вывода кода
функции по адресу, инициирующему запись в ОЗУ­
периферийного блока.
Возмо:ж:на и смешанная организаци я обращения,
когда часть раз рядов аргумента и (или) идентифика ­
тор реализуемой функции передаются по линии адре•
са, а остальные р азр яд ы - по линии данных. Такая
организация может быть полезна , когда передача
всех разрядов аргумента по линии адреса неприемле­
ма из-за ограничений на допустимое поле адр есов, а ·
по линии данны х неэффективна из-з а недостаточной
разрядности магистрали.
При хра нении таблиц в основной памяти микро ­
ЭВМ выборка значения функции осуществ има только
за счет передачи кода аргумента в поле кода адреса,
При чтении по этому адресу код значения функции
выставляется на магистрали миr,ро - ЭВМ и автома­
тически фиксируется в процессоре. Можно совме•
стить пересылку в процессор и в ре гистр , перифе ри й­
ного преобразователя, если при обращении к ячейке
86

ЗУ с адресом, принадлежащим зоне таблиц, строби ◄
ровать запись в регистр ЦАП.
В табличных Ф П возможно совместить преобра""
зова1ше и автоматическую коррекцию инструмен•
тальной погрешности ЦАП. Если ЦАП имеет непре­
рывную :(см. гл. 3) шкалу и его погрешности тем
или иным способом идентифицированы, то достаточно
легко вычислить и записать в ОЗУ такие коды, пода•
ча которых на ЦАП обеспечит на его выходе требуе•
мое значение выходной аналоговой величины. Од•
нако в области эффективного использования таблич•
ных ФП .(методическая погрешность более 0,05 %)
коррекция инструментальных погрешностей не приво­
дит к существенному уменьшению результирующей
погрешности преобразования. ,,
'
При реализации функционального аналого-циф•
рового преобразователя ,(ФАЦП) запоминающее уст•
ройство табличного ФП можно подключить к выхо•
ду шшейного АЦП произвольной структуры, а в си•
стемах, реализующих уравновешивающие алгоритмы
кодирования,- и в контур обратной связи АЦП. Оба
варианта, а также преобразование код - аналог, ана•
лог~ аналог и оперативная перестройка на раз•
личные функции реализуются в программируемом
табличном ПФИ, приведенном на рис. 4.1. Линии
управления не показаны. При работе ФП в составе
МПС сигналы управления блоками от ЭВМ. форми,
1
1
и,
RG
а
U2
fj
1
JJ
а.-о :
'
,NoJec ~rг
рр
1ш.нала - А
-~
~
~А
.,.,
'k)
'1:::;
DC
>::
"'
~
]]
А-1./т
~
А:зп' 1./т
-<,
Зп 08!!
Рис. 4.1, Программируемый табличный функциональный ПФИ
87

руются как конъюнкции выходов дешифратора адреса
и сигналов «Чтение» и «Запись», передающихся по
магистрали.
Аналого-цифровое преобразование инициируется
подачей сигнала «Пуск» на автомат уравновеши­
вания, например регистр последовательны х прибли­
жений, после чего автомат по результатам сравнения
в компараторе подбирает код, уравновешивающий
систему. Если при этом в мультиплексоре включен
r<анал D1, то выполняется линейное преобразование
напряжения с выбранного канала в код, а после
окончания цикла кодирования из ЗУ считывается код
записанного в него значения функции текущего ар­
гумента N = f (И). Так как адрес канала управля•
ет также выбором зоны ЗУ, каждому каналу соот•
ветствует своя функция преобразования.
Если на этапе кодирования выбран канал муль•
типлексора D2, а код из ЗУ сч итывается на каждом
такте кодирования, то автомат подбирает код /il,
соответствующий уравнению
И- kлцпf(N)=О.
При этом N == f-1(И), где f-1
-
фующия, обрат•
ная f. Подбор кода возможен, если функция f-L
монотонна. Для передачи результата в ЭВМ муль­
типлексор переключается на канал D 1, если на эта•
пе кодирования использовался канал D 2 , и наоборот,
Цифроаналоговое преобразование выполняется
по ранее описанной процедуре с передачей преобра­
зуемого кода по линии данных и фю,сацией этого
н:ода в регистре автомата уравновешивания. Адрес
ячейки при записи кода функции также ф~шсируется:
в этом регистре. Мультиплексор при ЦА-преобразо­
вании переключен на канал D 2 . Возможность вывода
несколы:их аналоговых величин обеспечена многока­
нальным АЗУ.
При последовательном выполнении АЦ - и ЦА - пре­
образования реализуется •преобразование аналог -
аналог, причем на разных этапах включаются разные
каналы мультиплексора. В зависимости от порядка
коммутации каналов воспроизводится фушщия
Ивыi,=f(Ивх), ИJ!И Ивых=f- 1 (Ивх). Организация БЫ·
числительного процесса в схеме соответствует струк­
туре, приведенной на рис. 1.2, центральная ЭВМ
используется только при настройке прео~разователя.
88

4.2 . l(усочно-линеиные аппроксиматоры ·
Кусочно-линейная аппроксимация .(КЛА) - один
из эффективных .таблично-алгоритмических методов
вычисления фующий. Этот метод позволяет рез1ю
уменьшить занимаемую область памяти по сравне­
нию с табличными ФП за счет преобразования дан­
ных, считываемых из таблиц, аппаратными или про­
граммными средствами. Сокращение объема данных
обеспечивает большую по сравнению с табличными
.ФП оперативность перестройки на новую функцию.
При реализации методом КЛА однозначная веще­
ственная функция заменяется линейно-ломаной z (х) с
погрешностью линейной интерполяции _(рис. 4.2, а):
z(х)= ai+Ь1(х- с1),
(4.1)
где i - номер участка аппро1(симации, !( которому
принадлежит текущее значение аргумента.
При интерполяции по двум смежным точкам коэф­
фициенты в формуле (4.1) определяются следующими
соотношениями:
Исполь зу ются также другие метод ы опре деления
1соэффициентов, например:
-
-1
с1= const=О; Ь1=(z1+1- z1)(xi+1- Х1) ;
ai=Z1- bi(xi- Xmin),
(4.3)
а:
Рзс. 4,2, Кусочно-линейная аппроксимация {а) и схема ее реа:.
лизации (6)
89

Для уменьшения методической погрешности ап•
проксимации целесообразно сместить координаты уз•
лов интерполяции Z; (х;) относительно значений
f; (х;) на величину
dt= ~{max If(х)- [z;+zi+J- z1(х-Х;)l[}.Х
[xi . хн~]
xi+l - xl
J
d2z
Х sign dxz,
что, как видно из рисунка 4.2, а, уменьшает методиче•
скую погрешность почти nдвое.
Для того чтобы упростить определение номера
участка аппроксимации по текущему значению аргу•
мента, следует выбирать уча_стки одинаковыми, а их
длину - равной целой степени основания системы
счисления, принятой для представления в цифровой
.Форме. При использовании двоичного представления
длина участка определяется как L = 2Р, где р - не­
которая целая (положительная или отрицательная) :
константа. При программной реализации КЛА значе­
ния L и р могут выбираться различными для каж ­
дой из функций, которые вычисляются этим методом .
При аппаратной реализации значение р одинаково
для всех воспроизводимых функций.
Для большинства элемент~рных функций интерпо ­
ляция с постоянной длиной участков обеспечивает
точность на уровне I О двоичных разрядов при 10-
15 участках интерполяции [37], на уровне 12 __: _ при
25-30 участках, на уровне 16 - при 50-60 участ­
ках. Номер участка интерполяции при равноотстоя­
щих узлах для теr,:Уще го значения аргумента х опре­
делится как
i= ent[(х - x0)/L].
Удобно х0 выбрать максимально близким к Xmin
и кратным L. Если Xm in не кратно L, функцию f (х) ,
следует доопределить в точке Хо = Lent (Xmin/ L) ме­
тодом линейной интерполяции. Тогда номер участка
аппроксимации для аргумента, заданного k- разряд•
ным двоичным числом, однозначно определяется его
k - р старшими разрядами . Младшие р бит опреде­
ляют смещение аргумента относительно ближ:айшего
узла интерполяции х' = (х - х;).
При реализации программными средствами функцйонального
преобразования с использованием КЛА длина программы и
90

Dремя ее Dыпол11ения для большинства элементарных фушщиli
хотя и меньше, чем при использовании алгоритмичесю1х методов
вычислений, но достаточно велики. Требуетсп выделение групп
старших и младших разрядов, вычнст.ение номера участка ап­
прш:симации и aдpecoIJ l(Оэффициентов, умножение. Например,
'для ЭВМ на основе микропроцессора 1(580 при представлении
аргумента и фушщии 10-12 разрядами и использовании
30 учасшов аппроr,симации подпрограмма занимает 68 байт,
а ее nыполнение 300 MJ<C. Tar(Oe преобразование ] 6-разрядный
микропроцессор I-(1810, имеющий в составе системы команд опе­
рацию умножения, выполняет за 50 мкс.
Широкие возможности для увеличения точности и
быстродействия дает реализация КЛА в гибридных
периферийных устройствах, причем в ряде случаев
эффект достигается практически без допол11итещ,ных
по сравнению с линейными преобразователями за­
трат оборудования.
В варианте с наибольшим быстродействием уст­
ройство хранения констант аппроксимации размеща­
ется в гибридном процессоре. Умножение смещения
на коэффициент Ь; легко выполнить умножающими
ЦАП, а формирование суммы по формуле (4.1) и
масштабирование - операционными
усилителями,
Вариант автономного цифроаналогового кусо~шо-ли­
нейного аппроксиматора приведен на рис. 4.2, б,
Здесь каждый ЦАП - умножающий преобразователь
.типа «код - ток», для 1юторого
п
fвых1= И1У1Lа11•2-! = И1У1N1,
i=1
где { - номер ЦАП; у;
-
постоянный коэффициент,
выраженный в единицах проводимости (так назы­
ваемая собственная проводимость ЦАП); N; - чис-
1·ло, представл:нное ко~ом на ~Х,?де ЦАП в форме е,
фшсированнои запятои; сщ - j-И бит кода N;.
Выходное напряжение ОУ при условии пренебре•
жения инструментальными погрешностями -
Ивых = (U1yJ'l1 + И2У2N2)/(узf'./з),
(4.4)
.что при соответствующем формировании N1 = (J)(Ncт),
_N з = ер' (N ст) обеспечивает воспроизведение фушщии
(4.1) с представлением коэффициентов в форме
{4.2).
Определим коды, I{оторые необходимо записать в ЗУ для
реализации фуН!(ЦИИ (4.1). Пусть значение х представлено пря­
·МЫМ двоичным кодом в форме с фиi{си-рованной запятой, при­
чем запятая расположена между крайним левым разрядом, пред,
91

ставляющим знак, и следующим разрядом, а значение z пред•
став лено в виде пропорци онаJ1ы-10го значения напряжения. Вве•
дем масштабы переменных ,
mz = И вых max/Zmax; тх = N х тах/Хшах•
!fогда
Uвых= Zmz = Ивых maxZ/Zmax: Nх = хтх = Nх тахХ/Хтах•
Для того чтобы уменьшить влияние ннструмептальны,х по,:•:
грешностей аналоговых блоков, целесообразно выбрать значение.
Nx как можно большим. Обычно выбирают Nx тах в диапазоне
(0,5; 1] такое, чтобы N, max = 2kx тах, гдё k- про изво льное це•
лае. Часто такое масштабирование непосредственно учитывается
в алгоритмах обработки, но при необходимости оно сводится
к сдвигу кода аргумента.
Старшие k - р бит кода вместе со знаковым рассматри­
ваются I<ак целое положительное число Nст• Они подаются на
адресный вход ЗУ, откуда по этому адресу считывается код,
представляющий а1 и Ь;. В общем случае i отличается от Nc"
на целочисленную константу, но это легко учитывается за сче1:,
смещения данных по адресам ЗУ, осущест в ляе мое при записи,
Младшие биты кода, представляющие смещение преобразуе•·
мого числа относительно узла интерполяции:, N: = N х - LNст=
= тх (х - х i), для ЦАП2 рассматриваются как код положитель•
наго числа с запятой, фиксированной перед старшим разря•
дом, т. е.
N2=N:•2k-p=2k-pmx(х-х1),
Подставим в формулу {4.4) масштабные соотношения и,
, положив для определенности И вых max = И1, получим
Z = Zmax(~ Nll + И2У2 Nxmax 2'~ -р x-xl)• (4.5)
Уз N3i И1У3 N3i
xmax
Из соотношений (4.5) и (4.1), получим масштабные ура в,·
нения
У1 Nll
И2У2· Nх max
- -- - -,=---
,
2k-p=l
Уз Nз1 at
И1Уз Ь1Nз1
(а; = а1/zтах• ь; = bixmaxfzmax), которые позволяют опреде,
лять коды, записываемые в ЗУ для воспроизведе ния конкретноц
ф:ующии.
Масштабные соотноше ния показывают, что возможно и це­
лесообразно использовать ЦАП 1 и ЦАПЗ с равными коэффи•)
диентами преобразования (У1 = Уз), а ЦАП2 - с коэффициен•:;
чом преобразования меньшим, чем у ЦАП 1 (у2 < у 1 ). Так как
N.
1
p-k
1
2<1, Nх<1,тоU2y2<_И1Y1bmin•2
.
При использовании идентичных ЦАП уменьшение И2у2 по
сра внению с И 1 у 1 достигается либо уменьшением опорного на-:1
nряжения ЦАП, Jшбо ВI(лючением токового делителя между вы•· 1
ходом ЦАП и входом ОУ. Очевидно, что погрешности ЦАП2
в;1ияют на результат преобразования существенно меньше, чем
92

погре ш ности ЦАП 1 и UАПЗ. Ана лиз показывает, что при числе
~часшов, большем 32, влияние ошибок ЦАП2 пренебрежимо
мало.
Изве стны таюке кусочно-линейные ФП, ;у которых в цепи
обратной связи ОУ в1(лючен резистор с проводимостью у", а U2
формируется с помощью дополнительного ОУ, вход которого со­
единен с выходом ЦАП3 и в uепь обратной связи включен ре•
sистор с проводимостью у'1
U2= UзNзУз/У'•
Тогда
Uвыx=(U1y1N1 + Изу2N2NзУз/У')/У",
что при принятых масштабах и форме представления перемен•
ных эюзивалентно соотношению {4.1 ), если выполняются ;усл'овия
Так ка1( О,,;;; J а; 1,,;;; 1, то принимают у1 = у3 = у", и, следо­
вательно, N li = а;; N31 = U1 у'ь; . 2P-k/(И3y2Nx max)•
При И1 = Из проводимость резистора в цепи обратной свя­
зи дополнит ельного ОУ выбирается по соотношению
' _.-
2k -pN
/Ь'
У """У2 •
х max max·
Такой вариан т по с равне н ию со схемой на рис. 4.2, б менее
чувствителен к погрешностям ЦАПЗ, поэтому более перспеl(тивен
для построения прецизион ны х ПФИ, и прежде всего са мо!(ОР·
ректирующ и хся функпиональных UАП и АЦП.
Отметим так 1ке, чт о в схеме на рис. 4.2, 6 имеется
существенное ограничение (не свойственное вариан­
там, содержащим UАП только в каналах прямо й пе­
редачи): недопу стимо отрипательное значение коэф­
фициента передачи ЦАП8 по аналоговому сигналу,
так как это приведет к потере устойчивости. Значит,
знаr< dИz/dU" должен быть постоянным, а воспроиз­
ведение немонотонных функций непосредственно в
схеме невозможно. Потребует ся аппаратная или про"
гра мм пая инверсия знака смещения х - х, для уча•
стrшв f (х) с отрицательной производной, т. е. допол­
нительные логические преобразования. Поэтому далее
рассматриваются схемы с формированием произ• •
ведения Ь; (х - Xi) на последовательно включаемых
линейных UАП.
Ранее отмечалось, что подавляющую ч асть резуль•
тирующей погреш ности вносит ЦАП 1; для повышения
,точно сти можно использовать описанные в гл. 3 схе-
93

мы аr3ты,оррекции. Однако оказывается возможным
совмещение аппаратуры коррекции погрешностей ·
ЦАП и блоков, вводимых для реализации КЛА. '
Укажем также на возможность уменьшения разряд•
ности ЦАП 1, что важно при построении прецизион•
f!ЬIX преобразователей.
Представим значение а; в виде суммы а; 1 + а;2 ,
rде . а; 1 - некоторое число, кратное целой степени ОС•
нования системы счисления. Код, представляющий a1l'
подается на ЦАП 1; число а;~ можно непосредст•
венно не преобразовывать, · а учитывать за счет из­
менения кода, подаваемого на ЦАП2 . Если сохра•
нить масштабные соотношения и значение N з;, а 1юд,
подаваемый на ЦАП2, формировать в виде суммы
а;2;ь; + N 2, получится требуемое значение Ивых - . Коды
чисел а;2/Ь 1 также хранятся в ЗУ, но емкость его па ­
мяти остается почти без изменений по сравнению с
исходным вариантом, так как уменьшена разрядность
!{Ода, подаваемого на ЦАП 1.
Допустимость сни.жения разрядности ЦАП 1 не
означает сни:жения требований к его инструменталь­
ной погрешности, но при использовании автокор•
рекции можно применять малоразрядные неточные
ЦАП.
Построение преобразователей, совмещающих авто­
корре1щию и КЛА, иллюстрируется схемой на рис. 4.3 .
Все ЦАП схемы обладают средней точностью, . разре •
шающей способностью 8-10 разрядов и имеют токо• ;
вый выход. · Предусматривается контроль, вычисление
корректирующих поправо1, и запись их в ЗУ под про•
граммным управлением. Могут быть также реализо­
ваны варианты с другим распределением алгоритма
между центральным и периферийным процессорами и
с другими способами обмена. Линии управления на
рисунке не показаны.
Работа схемы состоит из трех этапов: тестирова­
ния схемы, вычисления и занесения поправок в па·
мять, преобразования. Поле адресов ЗУ{ разбито на
две зоны. В первой хранятся коды 1юэффициентов
аппроксимации: щ - в старших разрядах хранящих­
ся слов и Ь1 - в младших. Во второй зоне записаны
коды, которые подаются на ЦАП 1 и ЦАП2 в режиме
1ю1проля. Управляющее слово загружается от МП
. системы
в регистр режима Ргl и задает зону адресов
94

·Рис. 4.3. Кусочно-линейный аппроксиматор с автоматической
коррекцией погрешности
ЗУ1, положение I<лючей S 1 и S2 ( «К» в режиме конт­
роля и «Р» в режиме преобразования). Соответствую­
щие разряды управляющего слова задают режим
работы ЗУ2.
На этапе контроля ЦАП 1 рассматривается ка!<'
поверяемый, ЦАП2 - как измеритель погрешностей
ЦАП 1, а ЦАПЗ - как вспомогательный (генератор
смещения - см. схему на рис. 3.1). На каждом шаге
тестовых испытаний содержимое Рг2 инкрементиру­
ется, и из ЗУ 1 последовательно считываются коды в
соответствии с выбранным алгоритмом контроля
ЦАП; ЗУ2 переводится в режим считывания из зоны,
в которой по всем адресам записаны нули. Так же,
как в схеме на рис. 3.1, под управлением микро-ЭВМ.
с учетом реакции компаратора на Рг3 подбираются
,коды, уравновешивающие систему, т. е. такие, что
rде Mf, Р{ и Li - коды на входах ЦАП1, ЦАП2 и
ЦАПЗ на R - м шаге i-го испытания, формируемые точ•
но так же, как в алгоритмах контроля линейны;х
ЦАП .(см. гл. 3).
95

Обработка результатов тестовых испытаний (ко•
дов Pf) по алгоритмам, описанным в § 3.2 или 3.3,
позволяет определить погрешности ЦАП 1. После это•
го в ЗУ2 заносятся r,орректирующие поправки -
аналогично тому, как в сх еме на рис. 3.4, но здесь
поправки формируются по соотношению
п
Nкорр j =
-
L лi~iJib1,'
i-0
где Л1 - оценка погрешности i-го разряда ЦАП1;
f3iJ - i-я цифра кода щ.
Для неизменной реа л изуемой функции в 1,ачестве
ЗУ1 используется постоянное запоминающее устрой­
ство (ПЗУ). При этом дол:жна предусматриваться
возможность считывания кодов щ в микро - ЭВМ (со­
ответствующая связь выхода ЗУ1 с магистр а лью
МПС представлена на рис. 4.3 штриховой линией),
Если предусматривается оперативная замена функ•
ции, ЗУl реализуется как ОЗУ. Вход данных такого
ЗУ соединяется с линией данных МПС для обеспе­
чения записи кодов щ и Ь 1 в соответствующие
.
ячейки ЗУ. Эта связь изображена штрихпунктирной
.,тшнией .
В режиме преобразования на Рг2 поступают
tтаршие биты преобразуемого кода - Nст, а на
РгЗ - младшие (N мл). За <;чет загрузки в Ргl соот•
ветствующего управляющего слова ЗУ 1 переключает◄
ся в режим считывания из зоны адресов, в которой
хранятся щ и Ь1, а ЗУ2 - в режим считывания из
зоны, в которой хранятся N"app, причем относитель•
ные адреса обоих ЗУ задаются значением Nст• Тогда
Uвых= [y5Uо(Nкорр +Nмл)ь;R2+·
+ УоИоаJ + Л1цлп (а1)] Ra. с•
где Уа - собственная проводимость ЦАП.
Нетрудно убедиться, что погрешности ЦАП1 ком,
nенсируются.
Отметим, что по объему оборудования схема на
рис. 4.3 не отличается от соответствующих линейных
ЦАП с автокоррекцией, если не считать первого за ◄
nоминающего устройства.
•
Очевидно, что и при программной реализации
функционального преобразования потребуется хра◄
96

r
1
r
f
1
неннес таблиц, а место расположения элементов па­
м~ ги таблиц - в периферийном блоке или в основной
памяти микро-ЭВ.М - обычно несущественно.
Функциональные кусочно -ли нейные АЦП реали"
зуются путем включения функционального ЦАП в
замкнутую схему подбора кода. Подбор кода, урав­
новешивающего выходной сипщл ЦАП и входной
сигнал устройства, может осуществляться как про­
граммным методом, таr< и с использованием специа•
лизированных автоматов подбора, реализующих тот
или иной алгоритм уравновешивания. Такое реше­
ние эффективно, если одно и то же · оборудование ис­
пользуется как при вводе, так и при выводе инфор•
мации.
Однако в системах, где функциональное преобра­
зование требуется только при вводе аналоговой
информации, более приемлем другой метод преобразо­
вания, являющийся по сути параллельно - последова­
тельным. Сначала выполняется линейное АЦ-преоб­
разование входного сигнала с точностью до несколь­
ких старших разрядов. Полученный код определяет
номер участка аппроксимации. Разность между ана­
лого вым эквивалентом этого кода и входным сип-rа ◄
лом (или весь входной сигнал), представленная в
аналоговой форме, перемножается с кодом коэффи•
циента наклона функции на текущем участке. Полу•
ченное напряжение линейно преобразуется в код, ко•
торы й складывается с кодом, соответствующим члену
нулевого порядка интерполяционной формулы для
теr<ущего участка аппроксимации. Коды коэффици•
ентов аппроксимации для всех участков хранятся в
ЗУ по адресу, соо тветствующему номеру участка.
Типичная структурная схема приведена на
рис. 4- .4 и почти не отличается от параллельно-после ◄
довательного линейного АЦП (см. рис. 3.6). Принцип
работы и уравнения аналогичны принципу работы и
уравнениям (3.22) схемы на рис. 3.8 . Отличие состо•
ит лишь в том, что коэффициент усиления разностно-.
го усилителя в схеме на рис. 4.4 зависит от текущего
кода АЦПJ, а выходной код формируется как сумма
кода АЦП2 и кода функции в узле аппроксимации.
считываемого из ПЗУ. Тогда
N1=i; N2=f1(N1)==а1; k1=f2(N1)==Ь1;
Nз = kцлпk1 (Ивх - kлцпN1),
4 Р, И. Грушвицкий в др,
97

Рис. 4.4 . Паралдельно-последовательный функциональный АЦП
и, так как произведение kлцп N 1 равно абсциссе узла
аппроксимации при соответствующем значении кодов
в ПЗУ, то
Nвых=N1+Nз= al+bi(Ивх- Иt),
а значит, реализуется соотношение ( 4.1).
В качестве АЦП 1 и АЦП2 могут испол 0зоваться
любые малоразрядные АЦП. Применение параллель­
ных АЦП обеспечивает время преобразования на
уровне линейных параллельно-последовательных схем
;( 1-5 мкс). Переход от линейного к функционально-.
му преобразованию не вносит дополнительных инст­
рументальных погрешностей. Увеличение объема обо­
рудования по сравнению с линейным АЦП сводится
1< дополнительному ЦАП для управления коэффици-.
ентом усиления усилителя разностного сигнала, а
блок хранения констант при любой реализации
функционального преобразования должен присутст-.
вовать в системе.
Если высокое быстродействие не требуется, то вме­
сто АЦП 1 можно включить автомат подбора кода,
например регистр последовательных прибли:жений
(РП П), управляемый знаком выходного сигнала вы•
читателя (включение представлено на . рис. 4.4 штри•
'ховой линией). Замкнутый контур цифроаналоговый
преобразователь - усилитель
-
регистр последова­
,тельных приближений выполняет функции АЦП 1; в
качестве АЦП2 можно также применить преобразо"
ватель поразрядного типа.
Если из схемы на рис . 4.4 исключить ЦАП и вы•
,читатель, то линейный член аппроксимирующего вы"
98
l

ражения формируется перемножением всего входного
сигнала усилителя с коэффициентом наклона функ·
ции на текущем участке, что соответствует представ­
лению функции в виде ( 4.3). Такая реализация не­
сколько экономичнее, но необходим прецизионный
полноразрядный АЦП2, так как линейный член в
соотношении .( 4.1) может достигать больших значе­
ний - вплоть · до полной шкалы выходной величины.
Уменьшение объема аналогового оборудования
достигается в схеме за счет последовательного
определения старших и младших разрядов кода на
одном линейном АЦП, но при этом ухудшаются ди­
намические параметры устройства. Сначала входной
сигнал кодируется с точностью до разрешающей спо­
собности АЦП, соответствующее текущему участку
значение N1 считывается из ЗУ и фиксируется в
регистре, а выходной сигнал усилителя Ь iC ( Ивх -
-
Ицлп)- в АЗУ. Затем разностный сигнал через
коммутатор подается на тот же АЦП, а результаты,
полученные в разных тактах, суммируются. Для до•
стижения еще большей разрешающей способности ис­
пользуются аналогичные по структуре многотактные
устройства.
При изменении воспроизводимой функции или
записи кодов, обеспечивающих компенсацию погреш­
ностей, ПЗУ заменяется на ОЗУ и вводятся схемы
записи кода, аналогичные устройствам в схемах на
рис. 4.1, 4.2, Q.
Функциональное АЦ-преобразование с автокар•
рекцией может выполн_яться по той же схеме, что и
линейное (см. рис. 3.8), меняются лишь коды, запи•
сываемые в ОЗУ. Этапы контроля идентичны, но
коды, записываемые в ОЗУ ФАЦП, вычисляются по
формуле
п
N1 = ai + L ~iiЛibJkщпz,
i=O
где Лi - оценка погрешности i-го разряда ЦАП; j
--
номер участка аппроксимации; щ, Ь1 - коэффициен•
ты j-ro участка аппроксимации; ~ii - биты кода щ.
Jогда на этапе преобразования
Nвых=N1 + Nлцп2=
=N1+ ьi(ивх-:=-ИцАПид-tо~ll~f)kлцц
99_

\
( Ицлп ид- идеальное значение выходного напря:же•
ния ЦАП), что при соответствующем выборе масшта•
бов эквивалентно соотношению (4.1).
Погрешности ЦАП компенсируются, а влияние по•
грешностей остальных элементов на результат пре­
образования пренебрежимо мало, как показано в
§ 3.5.
Дополнив схему на рис. 4.4 преобразователями
величины щ в аналоговую и используя аналоговое
сумми ров ание, можно получить ФП типа «аналог -
аналог» (рис. 4.5), совпадающий по структуре и вос•
производимым зависимостям со схемой на рис. 4.4 ;
меняется лишь форма представления переменных.
Если исключить из рассмотрения ЦАП4 и учесть, что
выходной код АЦП ра вен номеру текущего участка
аппроксимации i = ent (kИвх), что в ПЗУ п о а дре су
i записаны константы аппроксимации а; и Ь ;, а R1 =
= R2, легко получи ть
Ивых= (/цлп 1+/цлп2+lцлпз)/у'=
=[Ь1 (Ивх-Ио-. -i-)+Иоа1] у~ =а1+Ь1(Ивх-:И;).
lmax
У
При смене участка аппроксимации в кусочно-ли~
нейных аппроксиматорах с аналоговым выходом воз•
можны паразитные всплески выходного сигнала, свя­
занные с различным временем прохождения сигнала
по каналам формирования постоянного и линейного
членов. Для исключения этих эффектов на выход по­
добных устройств целесообразно включать АЗУ.
Если параметры ЦАП 1 и ЦАПЗ идентифициро•
ваны одним из описанных в гл . 3 способов, то сни"
llo
Рис. 4 . 5. Функциональный преобразователь типа «аналог - ана.
лог» с I{Оррекцией погрешности
100

жение погрешностей осуществляется путем генерации
компенсирующего сигнала . на вспомогательном ЦАП
(ЦАП4 на рис. 4.5) с малой шкалой выходного тока.
Пусть
п
п
ci = k1 L V;jЛil/b1+ k2 LaijЛjз,
j=l
i=l
где Vi! и a.;i - j-e биты кодов i и а; соответствен•
но; Лi 1 и Л1з - разрядные погрешносrи ЦАП 1 и
ЦАПЗ; k1 и k2 - коэффициенты, определяемые соот•
ношением масштабов ЦАП 1 и ЦАП2.
Можно показать, что при этом обеспечивается
1<0мпенсация погрешностей. Контроль, т. е. определе­
ние Лil и Л1 з, выполняется аналогично тому, как в
схеме на рис. 3.1 . При контроле ЦАП 1 преобразова­
тель ЦАП4 используется как измеритель ступенеt
характеристики ЦАП 1, а ЦАПЗ выполняет функции
генератора смещения. При контроле ЦАПЗ функции
генератора смещения выполняет ЦАП 1.
Так же, как в линейных ПФИ, объем оборудова.
ния уменьшается путем использования младших раз•
рядов ЦАП 1 для контроля и корре1щии его старших
разрядов или преобразования младших разрядов КО•
да а; посредством ЦАПЗ за счет суммирования их с
корректирующей поправкой в цифровой форме.
Гибридные кусочно-линейные ФП строятся из того
же набора элементов и идентичны по структуре ли"
нейным преобразователям с автокоррекцией, что яв ◄
ляется предпосылкой для создания многофункцио ◄
нальных программируемых преобразователей инфор~
мации.
Отметим нет,оторые особенности реализации кусочно-линей.
ных ФП при хранении таблиц коэффициентов и компенсирующих
поправок в основной памяти микро-ЭВМ. В этом случае ре•
гистры, хранящие текущие значения а;, Ь1, а при автокоррекции
и с;, связанные выходами с входам!) соответствующих ЦАП, за•
гружаются данными из памяти через магистраль МПС. При
плавном изменении преобразуемого сигнала, что типично для
систем управления, смена участка аппроксимации происходит
сравнительно редко. Это позволяет не обращаться к памятн при
каждом преобразовании и уменьшить загрузку магистрали си•
стемы и процессора.
Загрузка регистров гибридного процессора в зависимости от
требований к системе может осуществляться разными способами.
Простейший способ - программная загрузка с фиксированной
частотой, определяемой предельными динамическими свойствами
преобразуемых сигналов, Подпрограмма загрузки регистров· гиб-
101

ридного периферийного процессора предусматривает чтение кода
с АЦП старших разрядов, выбор из памяти в соответствии со
считанным кодом и запись в регистры а;, Ь;, с;. Таr,ая процедура
мало отличается от вычисления функции методом КЛА с ис­
пользованием только программных средств, но при гибридной
реализации она выполняется существенно реже. Число обра•
щений к такой программе с01,ращается путеы вызова ее по
прерывnниям, формируемым при смене кода на выходе АЦП
старших разрядов. При этом в периферийный блоr, вводится до•
полнительный регистр, хранящий номер те кущего участка апп•
роксимации, а также схема сравнения кодов АЦП и это го
регис т ра . При н есовпадении кодов формируется запрос на пре­
рывание, вызывающий программу перегрузки всех регистров
гибридного процессора, в том числе загрузки в допо лните льн ы й
регистр нового номера участка аппроксимации.
Аналогично_ в ыполняется загрузка с использованием прямого
доступа к памяти . Гибридный процессор кроме схемы формиро­
вания запроса на прямой доступ, аналогичной описю-шо й схеме
формирования запросов на прерывание, содержит блок управ­
ления прямым доступом, формирующий адрес памяти по коду
АЦП старших разрядов и сигналов управления.
Вариант размещения памяти коэффициентов и
способ доступа к ней выбираются исходя из ха­
рактера задач системы на этапе ее структурного
синтеза.
4.3 . Полиномиальные и дробно-рациональные
фующиоиальные преобразователи
Существенное СОI(ращение числа запоминаемых
t,оэффициентов аппроксимации дает использование
полиномиальной (ПА) и дробно - рациональной (ДРА)
зппроксимации. Хотя в общем случае возможна
сквозная и кусочная аппроксимация, в дальнейшем
рассматриваются ФП, реализующие сквозную аппрок­
симацию, так как они имеют более простую струк­
туру.
Небольшое число коэффициентов аппроксимации
дает возможность в специализированных ФП со зна­
чительным эффектом использовать аналоговые спо­
собы хранения коэффициентов - в виде номиналов
резисторов. В многофункциональных устройствах при ­
менение ПА и ДРА целесообразно прежде всего по­
тому, что уменьшается время перестройки ФП на
новую функцию.
Цепочка последовательно соединенных умножа ­
ющих ЦАП (рис. 4.6, а), , если на аналоговый вход
перво1·0 подается постоянное напряжение, а на все
_цифровые~ код аргумента, воспроизводит на вы◄
102,

a)Nr----------------------
'---------- Р2
'--~-----------1 р,
---
--
-------
----
-
--
-~
2
8)
+
Рис. 4.6. Преобразователь кода в напряжение с полиномиальной
или дробно-рациональной характеристикой (а), вариант реали4
зации (6) и условное графическое обозначение (в) суммирую,
•
щего блока
,.,
ходах Ц А П а налоговые сигналы, пропорциональные
целой степени аргумента. Предполагается отсутствие
взаимного влиян и я ЦАП, т. е. каждый ЦАП должен.
соде р жать к р оме резистивной матрицы и ключей так.. ;
же выходной ОУ. Весовое суммирование выходны1'( _;
сигналов ЦАП обеспечивает воспроизведение поли, ·
но м иальной функции аргумента
Иz=Иo(ko+k1Nx+k2N~+ ... +kпN~)
и при соответствующем выборе коэффициентов пере•
дачи сумматора - аппроксимацию функции одно.r:Q ,­
аргумен:та из широкого класса функций, ,,
103

Замьшание обратной связи с выхода сумматора·
на вход цепочки ЦАП обеспечивает воспроизведение
на его выходе напряжения [17, 56] ]
И'=
Иоkо
_
z
1 +k1Nx+k2 N~+
...
+knN;
Напряжение на выходе каждого i-го ЦАП может
быть представлено в виде И i = U~N t, а значит, на
выходе второго сумматора имеем
,
'N + ''N2
,
п
ko+k1 х 1i2х+···+knNх
И2 =И0kо
2
•
1+k1Nx+k2Nx+ ...+flnN~
При реализации . блоков суммирования следует
иметь в виду, что коэффициенты оптимальных при­
ближений могут быть различного знака. Кроме того,
в некоторых реализациях блоков ЦАП коэффициенты
передачи отрицательны. Поэтому необходимо иметь
возможность устанавливать ki и k; произвольного
внака.
В технике аналоговых вычислительных машин ши•
рока изЕестна схема суммирования, по которой все
,члены с положительными коэффициентами суммиру­
ются одним инвертирующим сумматором, а его вы­
,ходной сигнал •и остальные члены - другим сумма­
.тором.
Для оперативно перестраиваемых ФП наиболее
,экономично использование микросхем или структур
iЦАП с коммутацией тока, например К572ПА1, имею­
\щих два выхода, причем сумма выходных токов не
~~висит о т кода, ток с одного из выходов пропорцио-
1l!ален числу, представленному входным кодом, т. е.
,~
li=y0UiNi, а ток с другого выхода 1;=у0_Иi (N max. - N;).
:тогда для схемы с объединением одноименных выхо•
-дав всех ЦАП (рис. 4.6, 6) имеем при R1 = R2
i
п
lzi = L UiyoNi;
i=l
п
1;2= - lz2= l1УоИi(Nmax.
-
Ni);
п
Ивых. = YoRo L ui (2Nt - Nmax);
i=O
значение (2Ni - Nmax) находится в интервале
f:--N max; - N max] 1 - Т· _е. можно. y9r,aдa:e}I!l?§ITЬ лю.бые
104
..

знаки коэффициента п ередачи, не прибегая к допол­
нителы-юй коммутации.
Таблица 4.1, составленная на основе работ [12,
37] , иллюстрирует возможности ПА и ДРА для вос ­
произведения ряда типовых функций. В указанных
источниках приведены значения коэффициентов ап­
проксимирующих выражений, в настоящей таблице -
максимальные приведенные методические погрешно­
сти аппроксимаций полиномами и рациональными
дробями наилучшего равномерного прибли:жения,
причем для полинома указана степень, а для рацио­
нальной дроби - соотношение степеней полиномов
числителя и знаменателя.
Таблица 4.1 . Погрешности аппроксимации
некоторых функций, %
Полином
Ра ц нона.льная дроб ь
Функ ц ия
1.
1
1
1
3
4
5
2:1
2:2
3:3
siп (лх/2)
0,12 0,05 0,01
0,3
0,01
0,001
tg (9х/2)
0,08 0,03 0,006
0,6
0,1
0,04
1;
0, 15 0,07 0,005
0,5
0,1
0,05
arcs in (х ✓2)
0,1 4 0,06
-
0,04 0,025
-
,
lg (1 - О,9х)
0,1
-
-
0,24 0,03
-
ехр х
0,1
0,06 0,0007 0,3
0,05
0,006
В универ са ль ны х , одн ок р атно программируемых
структурах для реализации полинома п-й степени н е­
обходимо п ЦАП и п + 3 прецизионных, устанавлива·­
емых при программир о вании ре з исторов, а для реа­
лизации рациональной дроби - столько же ЦАП и
п + 5 резисторов . Поэтому, как ВИДНО из т аблицы,
дробно - рациональные неперестраиваемые аппрокси­
маторы при той же точности экономичнее полиноми•
альных. Выбор способа реализации оперативно про•
граммируемых ФП не столь однозначен. При ПА
необходимо 2n + 1 ЦАП и п + I регистров для хра­
нениякода,априДРА- Зп+1ЦАПи2n+1ре­
гистров. Несмотря на' меньшее значе1-ше п, необ ходи­
мое дл я достиж:ення задаr-11-1ой точности при ДР А, по
суммарным затратам полиномиальные ФП в ряде
случаев экономичнее.
Преобразователи типа «аналог - аналог» реали•
гуются добавлен.нем к схеме на рис. 4,6, б линейного
105

АЦП на входе. На основе цепочки из п ЦАП, умн1) 0
жающих аналоговые сигналы на Nх, воспроизводятся
рациональные дроби с полиномами степени п в зна•
менателе и степени п + 1 в числителе, если аналого•
вый входной сигнал подается и на АЦП, и, без пре·
образования ф ормы представления, непосредственно
на аналоговые сумматоры. Таким образом почти без
дополнительного оборудования уменьшаются мета•
дические погрешности . Преобразование аналог - код,
как и в других типах ФП, осуществляется по замкну­
той схеме с подбором кода, уравновешивающего вы•
ходной сигнал функционального ЦАП и преобразуе•
мый входной сигнал.
Значительно уменьшает объем оборудования в гибридных
процессорах последовательная организация вычислений. Для ДР А
и ПА такой подход особенно эффективен, так как действия,
выполняемые на каждом шаге алгоритма, одинаковы, а ме­
няются лишь соответствующие коэффициенты.
Рассмотрим схему на рис. 4.7 . На каждом i-м шаге РПП
подбирает код N, по условию UaNz1 + ИxNz, 1-1 + Иас1 = О, Сиг­
налом «Конец преобразования» от РПП этот код переписывается
во вспомогательный регистр и участвует в формировании ре•
зультата для следующего шага преобразования.
Запоминающее устройство с последовательной выборкой цик­
лически генерирует последовательность кодов с0 - Сп, Оно мо•
жет быть ре11лизовано на регис трах сдвига или выполнено как
классическое ЗУ со счетчиком адресов. Если суммирующий блок
выполнен по схеме на рис. 4.4, 6, знак с, может быть любым.
Очевидно,
Nzn=cп-x(cп-l-x( ... -х(с 1 -хс0) ...)),
где х = Их/Ио.
Незначительные изменения структуры ЦА-вычислителя
,{рис. 4.7) позволяют осуществить весьма широкий набор вычис­
лительных преобразователей, Если выполнить коммутацию циф­
роаналогового умножителя-сумматора так, что D 1 = О, D2 = Nвх,
а вместо Их на вход АЗУ подать U*, то на следующем такте
формируется напряжение и;= u;_ 1Nx + U0 ci, а за п тактов-
Peeucmp
результштю
РПП
Рис, 4,7, Программируемый итерационный фундциона,льный ПФИ
106

напряжение, пропорциональное полиному от входного аргумента,
представленного в цифровой форме.
Довольно легко строятся структуры ЦА-вычислителей с ха.;
рактеристикой
И*= [Ио (Nz, i-1 + bi) + _ивх] Nzi + Иосi,
где Ь; - числа, считываемые из. ЗУ (рис. 4.7) синхронно с с,.
Так как РПП на каждом шаге подбирает I<Од, обеспеч1r•
вающий U" = О, то после I<аждого шага
с.
Nzi = И /И .J_ь:.J_N
.
ХOILI
Z,L-1
При этом Nzn представляет цепную дробь:•
N zn = ________с_п__ __ __ __
с,,_1
х + Ьп + ------------
'
сп-2
х+ьп-1' х+ь +
п-2
Кю< известно, любая рациональная дробь может быть при­
ведена к цепной дроби [12]. В большинстве случаев достаточно
малая методическая погрешность обеспечивается при степени
рациональной дроби два-три, что соответствует двум-трем цик­
лам преобразования.
Особенность ДР А и ПА - довольно большое чис•
ло источников и сложный характер влияния погреш­
ности на результат преобразования. Это затрудняет
использование методов повышения точности, основан•
ных на rшррекции и компенсации первичных погреш­
ностей. Поэтому при построении устройств повышен­
ной точности особое внимание надо уделять поиску
структур и аппроксимирующих зависимос тей, умень­
шающих чувствительность результата к погрешностям:
некоторых компонентов аппроксиматоров. Для этого
широко используется метод поправоr{, при котором
заданная функция представляется в виде суммы~
f (х) =ах+ ер (х). Линейная часть ах воспроизводит­
ся с малой, а нелинейная (!) (х) - с большой относи•
тельной погрешностью. Метод эффективен, если не­
линейная часть составляет 10-20 % максимального
значения f (х).
•
Рассмотрим более общий и эффект_ивный способ
доба вления члена, пропорционального аргументу,
ттри формировании выходного сигнала ' [ 12).
На рис. 4.8 приведена схема дробно-рационально"
го аппроксиматора .типа «напряжение ....... иапряже•
107

Рис. 4.8. Схема ДРА типа «напряжение - напряжение» с пони~
женной чувствительностью и график изменения I(оэффициента
чувствительности в зависимости от аргумента преобразования
ние». Пусть /цлп = ~; ( ~: +Л}:). где Лz - суммар~
ная относительная погрешность АЦП и ЦАП. Тогда.
U= dx2+х(Ь'+Ь11+dЛz)- Ь'Л;~:+сU=
2
1- ах
-
ал}:
0
иIдИzЛ.
= zИдт дЛ-z }:,
где х=Их/Ио, ХЕ[О, IJ; Игил-идеальное значе•
ние выходного напряжения.
Воспроизведение линейного члена знаменателя
двумя цепями избыточно, но оказывается, что влия"
ние погрешности л~ на результат преобразования су"
щественно зависит от соотношения значений Ь' и Ь"
при сохранении их суммы . Действительно, коэффи•
р.иент влияния Л ~ на результат Иг выражается ка К!
у()=_1_дИz 1
(d- аЬ")х
-
Ь'+ас
'
Х U0дЛ"
-
(1 - ах)2
""
Л;~:=0
Для функционального преобразования с парамет­
рами а= 1,067; Ь = 1,661; с= 0,002; d = 0,407, ре•
ализующего аппроксимацию функции sin (л:х/2) в ин­
тервале хе [О, 1] с методической погрешностью 0,3 %,
оптимальным, т. е. обеспечивающим минимизацию
максимума модуля К (х) в интерваJiе аппроксима­
ции, является распределение Ь' = 0,42; Ь" = 1,241. То­
гда max\·К(х) 1= /{ (1) = -/({О):_ 0,42. При Ь' =
108

••=О
и Ь" = Ь коэффициент чувствительности дости­
гает 1,2, а при Ь'' = О и Ь' = Ь его максимальное зна­
чение равно 1,4 (рис. 4.8).
Аналогичное снижение чувствительности к погреш­
ностям АUП при добавлении члена, пропорциональ­
ного Их, в знаменатель функции получено для боль­
шинства ДРА типа «напряжение - напряжение» пер­
вого и второго порядка. Практически это означает,
что в качестве АUП для подобных структур можно
использовать неточные схемы, например АЦП па­
раллельного типа.
Снижение чувствительности возможно также за
счет использования неминимаксных аппроксимаций
более высоких степеней по сравнению с минимаксны­
ми, обеспечивающими заданную методическую по­
грешность. Постановка задачи оптимизации аппрок­
симации и структуры ФП по критерию минимальной
чувствительности к погрешностям элементов совпада­
ет с постановкой аналогичной задачи при синтезе
аналоговых фильтров, рассмотренной в гл. 6.
Глава пятая
УПРАВЛЯЕМЫЕ fЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ
5.1 . Аналоговый интегратор
с цифровым управлением
Необходимость генерации аналоговых сигналов с
заданным законом изменения во времени И= f (t)
возникает при формировании тестовых воздействий на
исследуемые объе кты, задании траектории движения
объектов управления и других задачах управления
и моделирования. Возможны различные варианты
распределения задачи генерации функции между ком­
понентами системы управления.
Широко известны способы воспроизведения ана­
логовых сигналов, основанные на генерации последа•
вателы-юсти кодов и преобразовании их затем в не•
прерывную форму с использованием линейных и не­
линейных UАП. Генерация кодов может выполняться
программно или с помощью специализированных циф•
ровых средств 137] .. Программная генерация 1 кariS
, 10~

указывалось во введении, возможна лишь при вос­
произведении сигналов низких и инфранизких частот.
Специализированные цифровые устройства обеспечи•
вают приемлемую точность в широком диапазоне ча­
стот сигналов - от инфранизких до сверхзвуковых,
но относительно сложны. К тому же ступенчатый ха­
рактер генерируемого сигнала, присущий всем мето•
дам, основанным на цифровой генерации, во многих
случаях неприемлем. Тогда схему приходится услож­
нять, вводя в нее аналоговые интерполяторы, и, по
существу, переходить r, аналоговым генераторам
функций времени.
В связи с этим представляют интерес аналоговые
управляемые генераторы, в которых интерполяция или
сглаживание сигнала осуществляются за счет свойств
самого генератора. Функциональные возможности, во­
просы автоматической перестройки и особенно струк­
турные методы снижения погрешностей устройств
этого типа, на наш взгляд, не нашли достаточного от­
ражения в литературе и поэтому подлежат подроб"
ному рассмотрению.
Основной узел генераторов рассматри13а _емого ти­
па - цифроуправляемый интегратор аналогового сиг•
нала. Обычно используются активные интеграторы на
операционных усилителях с конденсатором в цепи
обратной связи. Для настройки генератора необходи­
мо вводить начальные условия (НУ) интегратора и
его коэффициент передачи kz.
Известно много вариантов реализации цепей ус•
тановки НУ электронных аналоговых интеграторов
·[ 17, 55]. В отношении сокращения времени на уста­
новку НУ, что важно в схемах генераторов, наибо•
лее перспективны схемы с подключением сравниваю-­
щего усилителя в цепь обратной связи на этапе
установки НУ. Вариант реализации такого блока на
ЦАП с токовым выходом приведен на рис. 5.1 . Здесь
в режиме задания НУ замыкается ключ S1, ключ
S 2 разомкнут, а S4 переключает выходной ток ЦАП 1
на общую шину '(в некоторых схемах достаточно
установить N1 = О). Выходное напряжение, пренебре•
гая ЭДС смещения OYJ и учитывая конечность коэФ•
_фициента усиления, можно представить в виде
Ину+ есм
'Ивых (р) = 1 + pCRs1/kcy '
1110 /

р
Uxopp.
~г-·ffлок - .
} цщрро8оl1 [
LEf~v,'!.~ .J
fNкfн,ш
Рис. '5.1. Цифроуправляемый интегратор
Nк и Nну-коды, задающие коэффициент передачи интегратора и началь•
ные условия
где есм и kcy- ЭДС смещения и коэффициент уси•
ления сравнивающего усилителя ,(СУ); Rs1 - сопро­
тивление ключа S1 в замкнутом состоянии. •
При весьма умеренных требованиях к значению и
стабильности параметров Rs1 и kcY время установки
НУ может составлять менее 0,001 постоянной време-
ни в режиме интегрирования, причем обеспечена по-
,
грешность установки НУ на уровне ЭДС смещения
:сУ.
Установка необходимой постоянной времени инте­
грирования сводится к подаче соответствующего кода
на ЦАПl. В режиме интегрирования (S1 и S2 разомк­
I:Iуты, а Sз в положении «Р»), пренебрегая погреш­
ностями, вносимыми элементами схемы, имеем
k __1 _= ...!Y.J_ .JL
и- Тэкв
.Nmax С '
где N1 и Nmax - текущее и максимальное значения
кода, подаваемого на ЦАП; kи - коэффициент пере­
дачи интегратора; Тэкв - постоянная времени.
При наличии в решающем блоке нескольких ин,
теграторов переход из режима задания НУ в режим
интегрирования осуществляется либо за счет синхрон­
ного размыкания ключей установки НУ во всех
111

интеграторах, либо син хр онным переключением S4,
Во втором случае можно использовать общий блою
з адания НУ дл я всех интеграторов с последователь ◄
ной коммутаuией не инвертирующе го в хода СУ и его
выхода .на все интегрирующие усилители· схемы.
Рассмотрпм некоторые структурные методы повы ◄
шения точности цифроуправляемоrо интегратора, i
Наибольшее значение имеют контроль и коррекция
1юэффициента передачи, так как невозможна взаим ◄
ная компенсация температурных изменений емкости
J<онденсатора и сопротивления резисторных матриц,
Поэтому в широком диапазоне изменения темпера•
туры нестабильность постоянной времени интеграто•
р ов д остигает нескольких процентов.
Контроль постоянной времени интеграторов вы•
nолняется в динамическом режиме путем измерения
.1шбо изменения выходного сигнала за фиксирован­
ный интервал времени п ри интегрировании эталонно•
го воздействия, либо времени, в течение которого
произойдет заданное изменение выходного сигнала
при заданном воздействии. Второй вариант предпо­
чтительнее, так как не тр ебует точного задания опор•
нога напряжения. Например, в схеме на рис. 5.1 при
про извол ьном значении Икоrr после замыкания клю•
ча установки НУ выходное напряжение становится
равным И (to) = Икорр+ есм (to - момент замыка•
ния ключа). Если ключ S2 разомкнут, то вы х одное
напряжение изменяется по закону
.,•
y,v 1
Ивых(t)= ИUo) - -CNИкорр(t- fo),
шах
гд1= н; - произвольный ненулевой известный код, по•
даваемый на ЦАП в ре.жиме rюнтроля.
Выходное напряжение дости гает уровня ЭДС сме•
щения СУ, а значит, и порога срабатывания компа•
ратора, за время
_
СN
Т=--..
уN1
Интервал времени, в течение которого значение
Ивых (t) превышает есм, с высокой точностью опреде•
ляется посредством т~ймера вычислительной системы.
При этом
112

где Nт= Т/Тmax -
код, накапливаемый на програм•
мируемом таймере в режиме измерения временного
интервала; Т max -
интервал времени, в течение ко­
торого счетчик таймера переполняется.
Удобно использовать N; = Ти/Ттах• где Ти
заданная постоянная времени интегратора. Тогда •
для установки Т и достаточно в рабочем режиме по­
давать код N1 = Nт независимо от параметров ана~
логовых элементов. Очевидно, ·при этом компенсиру•
ются и линейные составляющие погрешности ЦАП.
Нелинейные составляющие можно корректировать темп же
методами, которые изложены в гл . 3. Отметим, что для контроля
нет необходимости «изымать» контролируемый ЦАП из схемы
и·нтегратора. Достаточно перевести интегратор '(рис. 5.1) в ква­
зистатический режим (режим суммирования медленно изменяю­
щихся сигналов) замыканием ключа S2 и размыканием S 1. Для
обеспечения возможности коррекции ЦАП1 и ЦАП2 следует
строить по схемам на рис. 3.2, тогда младшие разряды каждого
ЦАП могут использоваться для его контроля и коррекции. Со­
поставляя схемы на рис. 5.1 и 3 .1, можно видеть, что ЦАП2 при
дифференциальных измерениях характеристики ЦАП 1 и, наобо­
ро т , ЦАП 1 при соответствующих измерениях характеристики
ЦАП2 используют с я как формирователи напряжения смещения -
аналогично ЦАП 3 в схеме на рис. 3.1 .
Важные составляющие погрешности интеграто•
ров - конечность коэффициента усиления ОУ и со­
противления утечки конденсатора. Известные струк•
турные методы определения их влияния недостаточно
эффективны, и предпочтительным путем является
уменьшение времени интегрирования до значений, при
которых эти составляющие пренебрежимо малы. Для
типовых ОУ и конденсаторов допустимый интервал
составляет единицы секунд, а применение прецизион•
ных ОУ позволяет довести допустимый интервал ин•
тегрирования до нескольких минут при погрешности
О, 1 %. При генерации функции времени в больших
временных интервалах проблема решается за счет
кусочного воспроизведения функций в инте р валах, не
превышающих допустимое время интегрирования,
причем при пере ходе на новый участок из памяти
заносятся НУ, соответствующие этому участку.
5.2. Генераторы функций времени
на основе поJJ Иi·юми ал ьн ы х апп ртссимаций
На выходах цепочки п последовательно соединен~
ных интеграторов при нулевых НУ _и постоянном
, входном
сигнале формируются напряжения1 пропор~
113

циональные произведению входного сигнала на цеl
лую степень текущего времени:
l
Щ (,;) = Ивх't'i П kиf,
f=I
•
(5.1)
•
где i, · j - номера интеграторов; kиi
-
коэффициент
передачи j-ro интегратора; ,; = t - t 0 _(t 0 - момент
начала решения).
Основные способы получения произвольных поли•
номиальных функций:
1. Суммирование напряжений вида {5.1) на до•
полнительном сумматоре. Этот вариант наиболее эф•
фективен при необходимости одновременного воспро•
изведения нескольких функций времени.
.
2. Задание ненулевых НУ на интеграторах цепоч•
ки. Тогда
'
и,(т)= fk,1(fk., •. ·U1,,,dт + U,(o>} .. dт +
+ И2(О))d,; + И1(О)=И1(О)+И2(О)kиi'r+
+Из(О)kи1kи2't'2 + ••• +Ип(О)kн1kи2 •·• kнп-l't'n-l+ ­
+ Ивхkи1kи2 • • • kипТ:п.
3. Использование дополнительных суммирующих
входов интеграторов при нулевых НУ '(рис. 5.2). По­
дача постоянного входного сигнала на дополнитель•
ный вход i-го интегратора эквивалента заданию со•
ответствующего НУ на (i + 1)-м интеграторе.
Варианты 2 и 3 функционально однотипны, но при
наличии резерва времени на установку НУ вариант
2 предпочтителен, так как возможно использование
общего блока установки НУ, последовательно под­
ключаемого ко всем ,(или нескольким) интеграторам.
При необходимости быстрой смены НУ вариант 3
требует меньших затрат оборудования. В дальнейшем
рассматривается этот вариант (рис. 5.2), но выводы
справедливы и для других вариантов реализации
генератора степенных функций.
Для воспроизведения широI<: оr о класса · функций
времени прибегают и их аппроксимации полиномиаль•
ными функциями. Сквозная аппроксимация боль•
шинства функций в больших интервалах времени
.чаще всего неэффективна, так как требуется высо•
114

,,
Рис. 5.2. Генератор полиномиальной функции времени
кая степень аппроксимирующего полинома и, как
следствие, большие затраты оборудования. Кроме
того, при непрерывном интегрировании в больших
временных интервалах начинает существенно ска­
зыватьсЯ" накопление ошибок интегрирования. · По­
этому, как правило, используется кусочная полино­
миальная аппроксимация.
Переход с т-го участка аппроксимации на учас ­
ток т + 1 сводится к синхронной смене НУ в инте­
граторах посредством замыкания ключей установки
НУ и к смене кодов на ЦАП в соответствующие мо­
мен ты времени.
Простейший частный случай кусочного аппрокси•
матора функций времени - кусочно-линейный генера­
,тор функции [35]. В последнее время для многофунк­
циональных генераторов, управляемых от ЭВМ, ис­
пользуется аппроксимация полиномами второго и
,трет ьего порядка. Это позволяет увеличивать дли­
.тельность интервалов аппроксимации, уменьшать ин•
тенсивность обмена данных между ЭВМ и пере­
страиваемым генератором, а также требуемую ' ем•
кость памяти.
В зависимости от условий задачи используется как
независимая аппроксимация функций на всех участ­
ках, так и аппроксимация, основанная на сохранении
!НепреjJЫвности функции f.(t) и некоторых ее произ­
водных при переходе с участка на участок
1{( сплайн-аппроксимация). Максимально гладкая
' сплайн-аппроксимация обеспечивает непрерывность
· п - 1 старших производных. «Дефектный» сплайн до•
пускает разрывы некоторых производных в точках
стыковки участков. Глобальные ограничения на не•
прерывность f{t) ведут к ограничению в выборе ко~
. 115

/
зффициентов аппроксимирующих полиномов на каж-­
дом участке. Максимальная погрешность аппроксима­
ции фушщии при заданном шаге интерполяции уве­
личивается с ростом гладкости по сравнению с по­
грешностью, которой можно достичь, используя
наилучшее чебышевское приближение с выбором ко­
эффициентов для каждого участка индивидуально,
независимо от других участков.
Вопросы аппроксимации функций сплайнами из­
ложены, например, в работе [9]. Доказано, что
сплайн-аппроксимация для функций, удовлетворяю­
щих условиям Липшица, абсолютно сходится при
уменьшении длины участка аппроксимации, причем
погрешность аппроксима11ии
где Лt - шаг интерполяции; Кп1
-
константа для
данного вида аппроксимации, определяемая степенью
п аппроксимирующей кусочно-полиномиальной функ­
ции и числом производных J, которые задаются не­
прерывными.
Таблица 5.1. Значения I(nJ
для некоторых видов аппроксимации
n
i=O
1
1/16
1/8
-
-
2
1/192
1/95
1/8
-
3
1/3072 1/1536
1/384
5/384
В табл. 5.1 приведены значения Кп1 для п = I,
2, 3 при различном чис ле непрерывных старших про­
изводных, причем i - номер старшей производной~
для которой допускается разрыв на границе участка
аппроксимации. Для наглядного представления соот­
ношения числа участков данные приведены в форме
простых дробей. Нетрудно видеть, что при равной
степени аппроксимирующей функции и равной допус­
тимой погрешности увеличение гладкости ведет к зна­
,.чительному увеличению числа участков. Однаrщ тре..
116

буется меньшая емкость памяти, так как одновремен­
но уменьшается число «индивидуа_льных» {для каж•
дого участка) коэффициентов.
Часто непрерывность f (t) и некоторых ее произ­
водных непосредственно вытекает из требований к си­
стеме управления. Но и в тех случаях, когда не
предъявляется требование максимальной гладкости,
использование гладких аппроксимаций приводит к
упрощению схемы интегратора и уменьшению требуе•
мой емкости памяти.
Непрерывность k -й производной означает, что НУ
для ll-гo интегратора на каждом следующем участке
есть результат интегрирования на предыдущем. Это
позволяет при генерации сигналов относительно не•
большой длительности и допустимости нулевых на•
чальных значений старших производных свести схемы
установки НУ интеграторов к простым разрядным
ключам. При генерации длительных сигналов, для
того чтобы исключить накопление ошибок интегриро•
вания, необходима периодическая «привязка» в соот­
ветствующие моменты времени выходных сигналов
интеграторов к требуемым значениям производных
путем записи соответствующих напряжений в инте•
граторы по цепям установки НУ. Для упрощения
коррекции накапливающихся при интегрировании
ошибок большой интерес представляет воспроизведе•
ние гладких кусочно-полиномиальных функций путем
их разложения на базисные сплайны (В-сплайны).
Любая сплайн-функция степени п на последователь•
ности узлов может быть представлена линейной ком­
бинацией В-сплайнов, построенных на той же после•
довательности узлов [9\.
Каждый В-сплайн п-й степени '(В;, п -1 - 1) отличен
от нуля лишь Е1 п + 1 смежных интервалах, начиная
с i-ro. Для интервалов равной длины сплайны имеют
одинаковую форму, т. е. Вiк (t) = BJJ( [t -
.U- J)лtТ,
приJ~i.
Таким образом, можно на одной цепочке интегра.
торов последовательно генерировать отличные от ну•
ля фрагменты нескольких В-сплайнов. Рассмотрим~
например, генератор функции, работающий по прИН•
ципу ее разложения на параболические В-сплайны
(Dис. 5.3, а, б). Временные диаграммы работы генера•
тора приведены на рис. 5.3, в . Генераторы сплайноц
других степеней строятся аналогично.
117

а)
i~/J"RJGЛt2
2'
BJJ
~~
-Lu
iN!
'-----,,,---•!и !
r------'1:.-["2Т'f,f§• ~& !:у
o;--~ -r<:--1
U3
. lJ.
'
U
•_____,
/,/
;
rи t crl~o
Jlп
3!1
А•Q
Nз~=====""'
8),G,
□□t
.Рис, 5.3, Воспроцзведение функции времени с использованием.
генераторов базисных спJrайнов
11$
-

Базисный сплайн второй степени
rюго шага интерполяции описывается
для равномер•
уравнениями
при
при
tE. [iЛt, (i-1 - l)Лt];
tЕ[(i+l)Лt,(i+2)ЛtJ;
при tE[(i+2)Лt, (i+З)Лt];
в остальных случаях;
здесь А= {t- to)/Лt
-
i.
Импульсы, период которых равен шагу интерполяции , по­
ступают на счетчи1<. Код на счетчике i задает адрес, по которому,
из ЗУ считывается коэффициент k1 разложения функции для
i -ro В-сплайна, фиксируемый затем в одном из регистров на
время генерации Bi2 - На выходе дешифратора DC формируются
периодические последовательности смещенных по фазе ,управ­
ляющих импульсов Ф 1 -Ф4 , которые управляют ключами генера•
торов базисных сплайнов Bi 2 , построенных по схеме на рис. 5.3, 6.
Таким образом, на первый генератор в первом и третьем такте
I<аждоrо периода подается напряжение U0, а во втором - 2U0,
На выходе первого генератора при R 1 = R2 и С 1 = С2 форми­
руется последовательность ненулевых .участков ба~исных сплай•
новВ1, 85, ,..,841+1, •..,
а так ка.к эти участки не пересе­
каются, это эквивалентно генерации суммы соответствующих
сплайнов. Аналогично напряжение U2 представляет собой по­
следовательность ненулевых • участков, т. е. сумму сплайноп
В2, 84, ... , 841+2, •••
Напряж·ение на выходе цифроаналогового .умножителя-сум•.
матора
4
Ивых(t)= _L Иz(t)Nz(t)=
l=l
4 m/4
п
г LLB4i+l(t)Nz(i)=LBi2(t)ki,
l=I i=I
i=I
где l - номер генератора базисных сплайнов; j - номер такта
работы генератора; т = Тз/Лt, где Тз - временной интервал за-.
дания генерируемой функции.
Таким образом реализуется произвольная линейная комби•
нация базисных сплайнов, с помощью которой аппроксимируются
функци_и времени.
С функциональной точки зрения, четвертый, или в общеtt
случае (п + 2)-й , генератор В-сплайна не требуется. Например,
сплайн В 4 можно генерировать в первом канале сразу после
окончания генерации ненулевого участка сплайна В 1 • Наличие
временного интервала, в течение которого напряжения на ин~ .
теграторах должны быть равны нулю, .упрощает коррекцию на..:;
капливаемой ошибки интегрированию достаточно в этом интер•
вале замкнуть ключи, шунтирующие коденсаторы обратной связи
интеграторов. При этом возникает скачок выходного напряже..:
ния, но он не превышает сотых долей процента выходного сиг~
нала, так как равен накопленной ошибке интегрирования, То,
119

что смена кода на ЦАП происходит при нулевом сигнаJJе на
его аналоговом входе, исключает погрешности из-за задержки­
в цифровых схемах. Устройства на основе генераторов В-спJJай­
нов особенно эффективны при одновременном воспроизведении
нескольких функций времени. К одному такому генератору под­
ключается несколько сумматоров с управляемыми коэффициен­
тами передачи. Коды управлении каждым из сумматоров син­
хронно считываются из индивидуальных для каждой функции
запоминающих устройств.
5.3. Генераторы функций времени
на основе моделирования диф ференциальных
уравнений
Вводя в цепочку интеграторов (рис. 5.2) обрат◄
пые связи, например с выходов всех интеграторов на
- вход первого, можно получить систему, описываемую
обыкновенным дифференциальным уравнением. Вы~
:ходной сигнал представляет собой решение этого
уравнения, т. е. является функцией времени.
Например, широко известно «консервативное зве­
но», приведенное на рис. 5.4, которое при R, = R2
описывается дифференциальным уравнением
(5.2)
Здесь в зависимости от сочетания коэффициентов
передачи звеньев, которые управляются кодами
N 1 - Nз, и НУ,- цепи установки которых на рисунке
не показаны, на выходе формируются сигналы в
виде гармонических, гипергеометрических, показа­
тельных или степенных функций времени.
Особый интерес представляет использование схе•
мы (рис. 5.4) для генерации гармонических сиг на лов,
Если бы элементы были идеальными, то достаточно
исключить ЦАПЗ, что равносильно Nз = О. Однако
из-за дополнительных фазовых сдвигов, вносимых па­
раметрами элементов 1<0нтура, колебания в схеме мо­
гут иметь, затухающий или расходящийся характер,
· что не позволяет применять схему для генерации сиг­
нала в течение длительного времени. Для устранения
этих паразитных эффектов вводится цепь нелинейной
положительной обратной связи, изображ:енной на
:рис . 5.4 штриховой линией. В схемах, специализиро.­
ванных на генерации гармонических сигналов, ЦАП3
:Sаменяется на постоянный резистор,.
12G

r--,
'----------- ~
на 1-
"а'' L---.J
,,_;,i;i
Рис. 5.4. Генератор гармоничес 1шх колебаний с и~:ТЫйiй ной об.;~
ратной связью
/
'
Напряжения на выходе интеграторов практическ1'
являются моногармоническими сигналами . Поэто м~
гипотезу фильтра [ 1О] можно считать выполненн оii
и записать уравнение для гармонич е ски л и н е аризо ~
ванной системы:
и ( p2C1C2R6N~1ax + [~
-
(A)l рС2Nтах +1)="о
вых , N1N2
R'qJN2
',
где Ro - собственное сопротивление ЦАП; R' -
экви•
валентное сопротивление ЦАПЗ; q(A) - гармониче•
ский коэффициент передачи сумматора по входу «а» ;
А - ампли туда первой г армоники сигнала Ивых-
Устойчивым колебаниям соответствует амплитуда
с нулевым затуханием основной гармони к и, для ко•
торой коэффициент передачи нелин ейного элемен •
та (НЭ)
q (А) = Ro/R'.
(5.3)
Условия возникновения колебаний - дq (А) /дА <'
<О и maxIq(А)1>Rо!R' -
обеспечиваются нели•
нейными элементами (ТfЭ) с характеристикой типа
«ограничение» и крутизной на линейном участке,
больш ей Ro/R'. В качестве НЭ час т о использую т оди1-i
из ОУ, работающий в режиме ограйичения [10].
Частота коле ба н ий, как следует из формул '(5.2):
и (5.3), не зависит от амплитуды. Если фазовьн,t
сдвиги, обусловленные неидеальностью ОУ, несущеат­
венны, то частота ~олебаний
(iJ
1
f=-=-
2n;
2n
121

Для перестройки частоты возможно изменение кn-'
да лишь на одном из ЦАП, второй при этом заме•
няется постоянным резистором. Однако изменение па­
раметров обоих интеграторов обеспечивает более ши- ,
рокий диапазон регулирования частоты. .Кроме того,
при согласованном изменении N 1 и N 2 (т. е. таком,
что поддерживается равенство C,/N, = C2/N 2} пе­
рестройка частоты не влияет на амплитуду колеба­
ний, что важно во многих применениях.
Для повышения точности установки периода колебаний, т. е.
для исключения влияния неидеальности ОУ и нестабильности
соотношения емкостей и сопротивлений, целесообразно примене­
ние заьшнутых систем подбора кодов N 1 и N2 по результатам
измерений периода колебаний. Цифровое измерение периода с
высокой точностью при помощи кварцевых генераторов импуль­
сов не представляет сложности. Сравнение задаваемого и изме­
ренного периода колебаний используется для уточнения кода
!Управления ЦАП. Точность установки периода при использова­
нии ЦАП с «непрерывной шкалой» ограничивается разрешаю­
щей способностью измерителя временног_о интервала.
Недостаток генераторов с линейным элементом в цепи об­
ратной связи...:.. относительно невысокая стабильность амплитуды
(1-2 % при коэффициенте гармоник 0,1 - 0,5 %). При этом
!Уменьшение нелинейны.х искажений ведет к ухудшению стабиль­
ности амплитуды. Затруднена перестройка амплитуды колеба•
ний. Более высокими метрологическими показателями обладаю-r
генераторы с «параметрнческнм управлением», у которых в ка­
честве нелинейного элемента в цепи стабилизации амплитуды
используется линейный элемент с управляемым коэффициентом
передачи, а для подбора коэффициента вводится дополнительный
контур регулирования' по отклонению амплитуды колебаний от
заданной. В качестве управляемых элементов используются по ­
левые транзисторы, терморезисторы и другие элементы (10];
перспективны также уююжающие ЦАП.
В общем случае цепочка из п интеграторов, охва­
ченная линейными о,'5ратными связями, описывается
линейным дифференциальным уравнением п-го поряд­
ка . .Класс генерируемых функций ограничен функци­
ями, имеющими рациональное изображение по Лап•
ласу,- линейными комбинациями степенных, показа•
тельных, гармонических функций и их произведений,
'Для функций, не принадлежащих к этому классу,
применяется аппроксимация. Хотя общая теория по•
добных аппроксимаций, по-видимому, не разработана,
многочисленные частные решения '(аппроксимация
суммой экспонент, суммой гармоник, суммой степен­
ных функций с дробными показателями) показывают,
что их методическая погрешность снижается по срав­
нению с поrрешносrью полиномиальных аппроксима"
122

ций при равном числе интегрирующих блоков, т. е.'
при одинаковом порядке дифференциального уравне...
ния и полинома .
Возможна как сквозная, так и кусочная аппрок"
симация. Кусочная аппроксимация решениями диффе"
1ренциальных уравнений увеличивает ввиду лучших
:'аппроксимационных свойств допустимую длину уча ◄
' стка аппроксимации по сравнению с полиномиащ,ной
l1Ipи равных требованi1ях по точности, что приводит ЕС
'fуменьшеr-rию требуемой емкости памяти коэффициен...
;тов. Такой подход реализован, например, в кусочно-­
:экспоненциальных генераторах функций [35]. При ку◄
сочной аппроксимации можно вводить ограничение на
непрерывность п - 1 ст арших производных. Однако
методика синтеза «дифференциальных» сплайнов в
настоящее время не разработана.
Fлава шестая
ФИЛЬТРЫ АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ
6.1 . Управляемые аналоговые фильтры
•
В данной главе фильтрация рассматривается толь"
• ко как частотная селекция сигналов, но ряд техни..
: ческих решений пригоден дл я гармонического и
: спектрального анализа, сглаж ивания, дифференциро~:
; вания со сглаживанием и других задач. Важнейший
: этап синтеза фильтра - выбор его передаточной
1 ф ункции исходя из т ребуемых свойств - подробно
•изложен в работах [34, 39] и здесь не рассматрива..,
ется. Вид пе редаточной функции
предполагается - за_р.анным.
\
[лавное внимание уделяется построению много~'
функциональных структур , обеспечивающик i1ep~ i
123

стройку параметров ai и Ь; в широких пределах (а
значит, возможность программного или адаптивного
изменения полосы пропускания и других характери ◄
стик фильтра) и легко преобразуемых в схемы для
решения других задач обработки информации под
управлением микро-ЭВМ.
Как и другие задачи обработки аналоговой инфор ◄
мации, фильтрация может выполняться без пре•
образования формы представления сигнала (анало•
.говые фильтры, в том числе цифроуправляемые) и а
.nреобразованием (цифровые и гибридные филь•
.тры).
Прежде всего рассмотрим аналоговые фильтры,
преимущество которых - гладкость выходного сигна•
11а и широкий диапазон частот. Даже при использо•
вании цифровой фильтрации для ослабления эффекта
квантования целесообразно на вход и выход цифро•
вой части фильтра включать аналоговые фильтры
низких частот. Обычно такие фильтры воспроизво•
дят члены разложения передаточной функции (6.1) в
виде произведения простых дробей, имеющие полюсы
наименьшей частоты; очевидно, что эти члены из
цифровой реализации исключаются.
Ранее отмечалось, что в современной микроэлек­
тронике отсутствуют компактные реализации высо-
1,оточных управляемых пассивных двухполюсников с
двумя незаземленными выходами. Поэтому при по•
строении цпфроуправляемых фильтров не удается эф•
фективно использовать схемы на пассивных RC- и
RLС-цепях, активные фильтры с однопетлевой обрат•
ной связью и д ругие схемы, содержащие такие двух­
полюсники и хорошо зарекомендовавшие себя в
фильтрах с постоянными параметрами.
Моделирование передаточных функций на осно­
ве интегрирующих усилителей и умножающих ЦАП
в качестве управляемых элементов - наибоJiее при­
емлемый путь решения поставленной задачи.
Для описания и синтеза фильтров удобен метод
переменных состояни51.. Уравнения состояния JIИней­
ной системы с одним входом и одним выходом име­
ют вид
{V(t)=AV(t)+Вх(t);
z(t)=CV(t)+dx(t),
124
(6.2)

где V = {v;} - вектор состо яния; х и z - входная
и выходная переменные; А = {a:;i} - матрица си◄
стемы; В= {Р;} - вектор управления ; С= {с;}
-
вектор коэффициентов выхода; d - коэффициент
прямои передачи; i, j = 1, 2, ... , п.
Систе ма (6.2) содержит п скалярных дифференци◄
альных уравнений и одно алгебраическое. Синтез
схемы фильтра производится непосредстве нно по этой
системе. Каждое из е е дифференциальных уравнений
интерг;ретируется интеrросумматором, выходное на
пряжение к о т орого моделирует пере менну ю состоя­
ния v;. Один из входов i-го интегросумматора (при
~; =/=- О) соединен с входом переменной х, причем по
этому входу интегросумматора устанавливается ко•
эффициент В1- Остальные в ходы интегросумматора
подключаются к выходам других интегросумматоров,
причем по каждому входу устанавливается коэффици­
ент a;i, где j - номер подключаемого интегросу м­
матора. Выходной сигнал снимается с сумматора, ре•
ализующего взвешенное суммирование входной пере­
менной и переменных состояния в соответствии с ал­
гебраическим уравнением системы (6.2).
Авторам неизвестна универсальная формальная
процедура перехода от операторной записи переда­
точной функции фильтра к уравнениям состояния,
обеспечивающая оптимизацию реализации по прои:з•
вольным критериям качества. Сравнительно просто
решается задача синтеза по кри т ерию минимума уп­
равляемых элементов, требуемых для перестройки
передаточной функции. Для реализации произвольной
передаточной функции вида (6.1) достаточно в век­
торах и матрице системы (6.2) иметь т + п + 1 нену­
левых элементов. Можно выбрать вариант из ряда
известных, так называемых канонических реали­
заций .
Пусть, например,
оkиоо
о
ооkио
о
А=оооkи
о
....
оооо
kи
а1а2Сlза4•··•
ап.
125

о
о
В=О
о
Ьп
где kи - Еоэ фф ициент передачи интеграторов.
(6 .3)
Соответствующая схема топологичесЕи совпадает
со схемой д р обно-рационального ФП на рис. 4.6, б;
лишь ЦАП в цепочЕе умножителей на аргумент за­
меняются аналоговыми интегрирующими усилителя-
ми. Тогда
,,
'
и соответственно
т
L k'cipf
Z (р) = _j=_nо__Х (р),
(6.4)
L k~aipl
i=O
Сопоставляя уравнения (6.4) и (6.2), определяют
требуемые значения Еомпонентов матрицы А и векто­
ров, коды управления сумматорами для воспроизве­
дения конкретной передаточной функции. Схемы на
основе представления (6.3) удобны для одновремен­
ной реализации семейства фильтров, имеющих рав­
ные знаменатели передаточной функции. .Включение
дополнительных сумматоров величин v; позволяет
одновременно реализовать фильтры высших и низших
частот, полосно-пропускающие и полосно-заграж-
• дающие фильтры.
Обычно применяемые аналоговые интеграторы
имеют отрицательные коэффициенты передачи. Так
как по условиям устойчивости в фильтрах всегда
а;> О, то знаки коэффициентов передачи суммато•
ров должны чередоваться, что достигается включе­
нием общего инвертирующего сумматора для всех ин­
вертируемых v;. В качестве примера управляемого
фильтра, построенного на основе уравнений :(6.3), на
рис. 6.1 приведена схема фильтра второго порядка.
126

х
Рис. 6.1 . Аналоговый фильтр второго порядка
В схеме использованы умножающие ЦАП с токовым/
ВЫХОДОМ: /; = Ивх ;yoN;.
.
•
Из других канонических реализаций отметим ва" 1,
рианты, построенные на основе прямого интеrрИ-<!
рования дифференциального уравнения фильтра и
н~а основе замены переменной в этом уравнении. Пер.. •
вый путь приводит к системе уравнений вида :(6.2) 1
в которой нижняя строка матрицы А нулевая, эле"
менты крайнего правого столбца матрицы и вектора
·в - ненулевые, а вектор С содержит лишь один не◄
нулевой элемент. В соответствующей схеме I<аждый
интегратор имеет три входа, соединенных с входом
предыдущего интегратора, входом и выходом филь"
тра [37].
При использовании метода замены· переменных
векторы В · и С формируются так же, как в методе
прямого интегрирования, а в матрице ненулевыми
являются только наддиагональные члены и нижняя
строка.
,
Особый интерес представляют реализации, у кото•
рых в ка:ждой строке матрицы А два ненулевы:~
элемента (элемент а,,- 1 , ,,_ 2 опущен): 1
Оа12ОО
О
G21 0
G23 0
0
А=О
о
о
о
о
о
о
127
о
о
....'
(6.5)

Матрица (6.5) соответствует каскадной струк~
-гуре с местными обратными связями («цепная реал и ◄
зация»). Как показывают многочисленные исследова-
1шя [34, 39), такие структуры обеспечивают повы­
шенную устойчивость схемы фильтра, а также низ­
J{ую чувствительность к изменению параметров"
равную чувствительности пассивных LС-филь­
,тров.
Характеристики компонентов схемы (ОУ, ЦАП"
конденсаторы) содержат паразитные составляющие,
приводящие к смещению полюсов передаточной функ­
ции относительно значений, определенных для иде аль•
ноrо случая. В много1ю1пурных схемах высокого по"
рядка при высокой добротности полюсов наличие
даразитных составляющих приводит к искажениям
,частотной характеристики и даже к самовозбуж­
дению схемы. Поэтому при реализации фильтров с
добротностью полюсов передаточной функции свыше
iO на мо1-!олитных ОУ и ЦАП общего применения
следует ограничиваться звеньями второго-треть•
его порядка [34]. Передаточные функции высших
порядков воспроизводятся, как правило, за счет раз­
ложения исходной формы (6.1) на сумму или, чаще,
произведение рациональных дробей первого или
второго порядка и реализуются схемами с параллель­
ным или каскадным соединением соответствующих
звеньев. Хотя известны схемы универсальных звеньев
второго порядка (биквадов) на трех ОУ [49], наи­
больший интерес представляет звено второго порядка
с большим числом ОУ (рис . 6.1), но меньшим числом
конденсаторов и резисторов и легче перестраи-
ваемое.
1
Фильтр построен на основе уравнений (6.2), пред•
ставленных в форме (6 .3), и содержит два интегро­
сумматора и один сумматор, коэффициенты передачи
1,оторых управляются кодами N1 - Nв. В этой схеме
1
приR1=R2
,
о N2Yo
о
с;-
V=1V1,V21; А=
N1Yo
В= N,Yo
N4Yo
- 7i-
с;- с-;-
C=I ~: • Z:1;
128

Таким образом, - передаточная функция устройства
на рис. 6. l имеет вид
где rоп =
нансные
Н(р)= _ Р2+Pffio/Qo+ ro5 N1
р2 + proп/Q11 + ro~ - Nв'
NiNзY~
~
частоты
С1 N2Nз
--N2;
С2
1
полюса и нуля соответственно;
Qo=Qп/ • /1 - N4N6 - доброт•
/ \j N3N7
ности полюса и нуля.
Для реализации любой передаточной фукции до­
статочно шести управляемых элементов. Обычно N 8 =
= const, N1 = Nз = N00,тогда Фп=N00✓Уо;Qп=
С1С2
/ C1N2
u
= ,у c2 N 1 , причем для достижения высокои добротно-
сти емкости конденсаторов должны существенно раз­
личаться.
Схема на рис . 6.1 по сравнению с а1,алогичными обладас·r
пониженной (близкой к «экстремально низкой» [34]) чувстви­
тельностью к вариациям параметров компонентов. Конечность
коэффициента усиления ОУ не вносит существенных погрешно­
стей, если коэффициент усиления ky > !00Q Г34]. Оценка влия­
ния полосы пропускания ОУ на добротность и резонансную ча­
стоту полюса приводится в работе [49]. При аппроксимации
частотной характеристики ОУ - рациональной дробью первого
порядка с эквивалентной постоянной времени Ту « 1/rоп доб­
ротность полюса
Qп=
Qп.ид
1+ 2Qп.ид(1 - 2rопТy)/ky '
где Фп и Qп. ид - резонансная частота и добротность ·полюса
при roy·-+оо и ky_-+ оо.
•
.
При рассмотрении влияния инерционности ЦАП ограничимся
влиянием входного ЦАП второго интегратора схемы (управ­
,ляется кодом N2), считая прочие элементы идеальными. Аппрок­
симируем частотную характеристи'ку ЦАП по аналоговому входу
рациональной дробью первого порядка~ у2 (jro) = 1 + ~2;
Jffi ЦАП
'rогда характеристическое .уравнение замкнутого контура в схе­
ме на рис. 6.1 имеет вид
p 3't'1't'2T ЦАП+ Р2 (-r1 + Тцлп) "2 + P't'2 + Уз/У1 = о, (В.5)
_где -r, = с1/У1; 't'1 = с2/У2; у;_:_ NtfYo ,
В решении уравнения появляется дополнительный корень по
сравнению с решением уравнения для идеализированной системь,.
(ТцАп =0).
5 Р, И, Грушвицкиil и др, 129

При ТЦАП ·~ i-1; Т цлп · ~ 'i'2 корень р~ действительны!! И ОТ•
рицательный, а соответствующий полюс р3 ~ -1 /ТЦАП несу•
щественно ис1<ажает амплитудно-частотную характеристику в
окрестностях резонансной частоты и не нарушает устойчивости
системы. Другой, более существенный результат влияния инер•
ционности ЦАП - смещение на комплекс.ной плоскости корней
~равнения (6.6) р 1 и р2 относительно корней уравнения идеализи•
1
1
рованной системы р 1 и р2• Для оценки смещения сформируем
два тождества: подставим в уравнение (6.6) сначала р = р 1 ,
1
а затем р = р 1 и вычтем полученные тождества друг из друга.
В . наиболее критичных случаях - при высокой добротности
-
разностью . линейных членов полученных тождеств можно пре•
небречь, а разность членов высших порядков дает оценку сме•
щения полюса из-за инерционности ЦАП:
•
,
P;'t'1+l 2
P;(p;'t'1+1)
-
Р1-Р1=(
') Р1ТЦАП~
ТЦАП• (6.7)
Р1+Р1 't'1
_
2-r1
Подставим в соотношение {6.7) выражение для
корня
идеализированного
характеристического
уравнения '
(1
)1
.
'
-
2 ± J,yYз't'1/(y1't'2) 't't и выделим действительную часть р1 ~
1.( · Тцлп) ТцАп Уз
Re (Р1) =- 2-rl 1-~
+ 2-r1-r2 Т~'
Из условия устойчивости Re(p) < О предельное достижимое
.
l
значение добротности составляет Q ,;;;;; Т
'
rоп ЦАП
Влияние инерционности других ЦАП, входящих в контур
обратной связи, аналогично. Некоторое повышение запаса устой•
чивости и расширение диапазона достижимых значений Q дает
включение конденсатора параллельно входному резистору ин­
вертора.
Проблема повышения точности фильтра традици◄
онно сводится к задаче уменьшения чувствительности
его передаточной функции к вариациям параметров.
Ранее отмечалась низкая чувствительность схемы на
рис. 6.1; известны реализации, обладающие еще мень◄
шей чувствительностью [39] '. Однако такие фильтры,
полезны лишь в специализированных устройствах,
так как в перестраиваемых системах низкая чувстви•
тельность препятствует расширению диапазона пере~
стройки. Повышение точности и стабильности харак•
теристик связано с введением избыточности. Наиболее
перспективны следующие способы введения избыточ•
ности:
1. Использование фильтров с передаточной
функцией изб1>1точного порядка. Для наилучшего при"
130

бJiижения частотной характеристики, обеспечивающе~
го минимум оборудования, используется чебышевская
аппроксимация минимальной возможн-ой степени, ко­
торой соответствуют передаточные функции, содер~а•
щие нули и полюсы с высокой добротностью. Но
именно высокодобротные звенья отличаются наимень­
шей стабильностью. В то же время использование
nередаточных функций высших порядков обеспечива•
ет заданную точность при меньшей добротности ну•
лей и полюсов, что приводит к увеличению стабиль­
ности и запаса устойчивости. Задача поиска опти­
мального по стабильности АЧХ сочетания параметров
фильтра 11, l2, ... , ln сводится к минимизации
нормы .д=.
~
.
11+Лl1 • t2+лt2 Щ ln+Лln oomax
R=~
~
~ ~[А(ro)-
t1-лt1 12-Лlz
lп-дlп oom!n
-1 Н (jro, /1, !2, ••• , lп) 1]2 dro dlп ... dl2dl1,
где Фmin - Фmах
-
область задания АЧХ; А (ro)' -
заданная АЧХ; H.(jro, l) - частотная характеристи­
I{а проектируемого фильтра; Лl; - допуск на изме­
нение параметра.
Эта задача решается методами нелинейного про•
граммирования. Имеются примеры, подтверждающие,
.что включение в фильтр одного или двух дополни­
тельных звеньев второго порядка уменьшает в десять
и более раз отклонения АЧХ от заданной, вызван­
ные изменением параметров.
2. Введение структурной избыточности фильтра.
•Это эквивалентно_ введению дополнительных ненуле­
вых членов в матрицу А уравнения состояния фильт­
ра. Порядок и результирующая форма передаточной
функции при этом не изменяются, но каждый коэф­
фициент в уравнении (6.4) определяется взвешенной
суммой элементов матрицы А. Для воспроизведения
заданной передаточной функции существует большое
число вариантов, различающихся по чувствительно­
_сти, причем среди . них имеются существенно менее
чувствительные, чем каноюrческие.
Примером такого подхода являются так называе•
мые волновые реализации. В схеме волнового поло­
сового фильтра четвертого порядка ;[21] • с удвоен•
ным по ср_авнению с _канщrической реализацией чис-

лом управляемых элементов втрое уменьшена раз ◄
рядность управляющих кодов при сохранении диапа•
зона перестроики и точности воспроизведения АЧХ,
сокращено число ключей и коммутируемых резисто­
ров. Последнее может быть эффективно использовано
лишь при разработке специализированных И С пере­
страиваемых фильтров. При реализации f!a серийных
ЦАП объем оборудования увеличивается ввиду .О'D­
сутствия малоразрядных сборок ЦАП в одном кор­
пусе.
3. Периодический контроль и автоматическая
коррекция входящих в схему ЦАП . Наряду с индиви­
дуальной коррекцией компонентев звена фильтра ц-е­
лесообразен контроль звена , как единого целого. Наи­
более важный параметр звена второго порядка - ре­
зонансная частота. Во время контроля, отключая
входной сигнал и включая цепь нелинейной положи­
тельной обратной связи (аналогично схемам гене­
раторов, приведенным в § 5 .3), можно добиться са­
мовозбуждения схемы на частоте резонанса. Час­
тота колебаний может быть измерена и изменена
путем модификации кодов, подаваемых на ЦАП .
. Управляемые
аналоговые фильтры обеспеч и вают
достаточную для большинства практически х задач
точность и стабильность частотных характер истик
в полосе частот от единиц до десятков тысяч герц
при диапазоне перестройки по частоте (с использо­
ванием постоянных конденсаторов) 1 : 1ООО, а по доб­
ротности - от десятых долей до 40. Основной недо ­
статок перестраиваемых аналоговых фильтров вы ­
сокого порядка - большие затраты оборудования и
потребляемой мощности.
6.2. Цифровые фильтры ! •
Цифровая ·. фильтрация свьдится к обработке по~
следовательности обычно равноотстоящих числовых
отсчетов - входного сигнала в соответствии с дискре­
тизированной передаточной функцией фильтра .
К преимуществам цифровых • фильтров обычно от­
носят стабильность характеристик, простоту пере•
•стройки, широкий частотный диапазон. Следует от•
метить, что описющые в предыдущем параграфе
аналоговые фильтры обладают не худшими свойства ­
ми. Преимущества цифровых фильтров проявляются
132

прежде -всего в улучшении стоимостных и массогаб а­
ритных показателей, что обеспечивается серийным
выпуском БИС, эффективно реализующих алгоритм
ц·ифровой фильтрации, и в простоте исполнения фраг­
ментов алгоритма в центральном процессоре или со- ,
процессоре вычислительной системы при наличии со-
ответствующих ресурсов.
•
Как правило, цифровые фильтры синтезируются
так, чтобы выходная · последовательность аппроксими­
ровала отклик аналогового фильтра - прототипа в со­
·ответствующ йе дискретные моменты времени или об•
Л'адала спектральными характеристиками, близкими
к характеристикам отклика фильтра-прототипа. Для
этого передаточная функция аналогового· фильтра­
прототипа преобразуется с использованием одного из
_ видов
дискретного преобразования, чаще всего стан,
д'артного, билинейного или согласованного z-преобра- 1
зования . [39]. Каждый из этих видов предпочтителен
при определенных требованиях к фильтру, но при
частоте дискретизации, существенно превосходящей
частоту среза фильтра, все преобразования дают оди­
наковые результаты. Форма дискретизированной пе­
редаточной функции сходна для различных видов
z- преобразования.
Например, бил 'инейное z-преобразование осущест•
вляется заменой в передаточной функции фильтра•
прототипа параметра р:
где Т - период квантования.
Билинейное z-преобразование искажает масштаб
no оси частот и требует предварительного искажения
передаточной функции Н (р) [60), Преобразование
:Применимо к дробно-рациональной форме переда­
точной функции
т
L Biz-t
Н (р) => Н (z-1) === __,_i _., =\t_n- -
1+ LA1z-t
i=I
(6.8)
и к разложению функции ua сумму или произведение
простых дробей.
••
133'

ИIЛИ параллельной -
(6.10)
форме билинейного z-преобразования .
Соотношение между изображениями входного и
выходного сигнала в z-области, соответствующее
форме ,(6.8), имеет вид
.
.
Y(z-1)(1 + f A-1z- 1)= f Biz- 1X(z- 1). (6.11)
l=I
i=O
Обратное z-преобразование изображения '(6.l 1'1
дает общее рекурсивное соотношение для цифрового
_ фильтра
п
п
у(тТ)=Lв;х[(т-i)Т]- LА1у[(т- i)Т], (6.12)
•
i=O
i=I
где т - номер отсчета .
Уравнения фильтра представляются также в фор~
ме дискретных уравнений состояния:
{ V[(т+1)Т]=AV(тТ)+Вх(тТ);
у(тТ)= CV(тТ)+dx(тТ),
где V (тТ) - вектор дискретных отсчетов переменных
состояния; х (тТ) и у (тТ) - отсчеты входного и вы­
,ходного сигналов, А, В, С и d имеют тот же смысл
и форму, что в уравнениях (6.2) и (6.3).
В зависимости от распределения в векторах и
~матрицах уравнения ненулевых коэффициентов полу..
.чаю тся
(аналогично непрерывным. фильтрам) канони...
ческие, цепные или волновые реализации.
'
Преобразование (6 .1 0) осуществляется суммирова~
, нием результатов, которые получаются в звеньях пер ◄
пого и второго порядка или в подпрограммах, моде"'
лирующих эти звенья. Представление в форме (6 .9)
реал_изуется каскадным соединением звеньев или по.. :
134 1',

следовательным-вьrполнением-соответствующих •бЛО-'
ков программ.
.
..
...
. ..··
Главное требование к цифровым фильтрам в си•
стемах управления - работа в . реальном масштабе
времени, т. е. В):,rчисление у(тТ) за время между со•
седними отсчетами входного сигнала, меньшее поло•
вины периода колебаний максимальной частоты
спектра входного сигнала. Выборки и кодирование
входного сигнала, а также фиксация результата на
~регистре выходного ЦАП при аналоговом входе и
,выходе выполняются в равноотстоящие моменты вре­
мен-и. Предполагается, что преобразование формы
представления информации и фильтрация реализуют­
ся последовательно соединенными блоками, синхро­
низируемыми друг другом или общим тактовым те•
нератором. Среди классов устройств первичной
цифровой обработки сигналов (ЦОС), включая циф­
ровую фильтрацию, выделяются основные, представ­
ленные в табл. 6.С Приведенные границы примени•
мости приблизительны, во многом зависят от степени
сложности алгоритма обработки, смещаясь с раз­
витием микроэлектроники, причем все больший удель­
ный вес приобретают однокристальные процессоры
сигналов, используемые как автономно, так и в со•
ставе ПМС - в каче стве программируемых специа­
лизированных контроллеров УВВ. Можно ожидать
появления и специализированных сопроцессоров
ЦОС для мультимикропроцессорных систем.
С ростом допустимой частоты дискретизации ап•
паратные затраты увеличиваются, а возможности
оперативной перестройки на разные задачи уменьша­
ются. На последнем остановимся подробнее. В систе-
•мах на микропроцессорных комплектах и однокрис­
тальных микро-ЭВМ общего назначения возможно
подключение и прямая адресация ОЗУ с большой
емкостью памяти, в том числе и предназначенных
для хранения программ. Смена рабочих программ
возможна за счет ввода с внешнего носителя. Созда­
J:!Ие таких программ автоматизируется посредством
их компиляции с языков высокого уровня, ориентиро,
ванных на задачи ЦОС. Универсальность МПС этого
класса позволяет выполнять компиляцию в их Жf'
рамках.
В современных однокристальных процессорах сиг­
,налов подключение внешних ОЗУ затру.,цнено. Пере-
135

Таблица б.1. Средства
1
Ре1<омендуем ый 1
1
I<;лiicc устр.9йс'Гв
частотный диапазон Область примене1:1ия
Микропроцессорные
0-1 кГц
Системы управле-
I<ом.плекты общего
ния, энергетика
назначения
Однокристальные микро,
0:.....1 кГц
То же
ЭВМ общего назначе-
ния
Специализированные
1-100 кГц
Синтез и анализ·
однокристальные (сиг-
звуковых сигналов .
. нальные)
процессоры '
Специализированные
100 кГц-1 МГц Радиосистемы
микропроцессорные
комплекты
Специализированные
Свыше 1 МГц
"
СБИС с аппаратной
реализацией задач
обработки
стройка сводится к принудительному переводу про­
цессора на выполнение одной из нескольких про­
грамм, хранящихся в его ПЗУ. Перевод выполняется
с использованием механизма прерываний (в микро­
схеме μPD 7720 фирмы «НЭК», Япония) или команд
ведущего процессора (в микросхеме S2811 фирмы
«Нейшнл Семикондактор», США).
В устройствах четвертого из приведенных в таб­
лице классов перепрограммирование требует замены
содержимого микропрограммного ПЗУ, а в системах
с аппаратной реализацией необходима коммутация
блоков.
Самая распространенная и требующая наиболь­
ших суммарных затрат времени или оборудования
операция в задачах ЦОС - взвешенное суммирование
выборок сигнала, поэтому во всех специализиро•
ванных средствах ЦОС применяются структурные и
схемные решения, обеспечивающие эффективную ре•
ализацию этих операций.
Рассмотрим типичные примеры устройств, Аппа­
ратная реализация цифрового фильтра . обеспечивает
:максимальный параллелизм вычислений. Схема то•
пологически совпадает с соответствующими аналого­
выми, а также схемами дробно-рациональных ФП
.(см. рис. 5.2, 6.1), но блоки коэффициентов заменя ..
1отся цифровыми ма1ричны.ми умножителями, ЦАП и
136'

цифровой обработ,ш сигналоо •
1
Возможность оперативной
·,.
перестройки
Програм- Смена программы в
мный
ППЗУ или ОЗУ
Неограниченная
Смена микропрограммы Ограниченная
во внутреннем ППЗУ
"
Микропрог­
раммный
Структур­
ный
То же
Смена м-i,кроliр'оr.раммы
в ПЗУ
Коммутация блоков
..
Весьма ограниченная ,.., ,
Отсутствует
интеграторы аналоговых фильтров - параллельны­
ми многовходовыми комбинационными сумматорами
и элементами однотактной задержки на параллель­
ных регистрах с динамическим управлением.
Например, преобразуя таким образом схему на
рис. 6.1, получим ее · цифровой аналог, приведенный
на рис. 6.2 . (цифровой биквад). Аппаратно реализо­
вытные цифровые фильтры- - это автономные спе­
циализированные блоки, поэтому возможности опе­
ративной перестройки структуры здесь отсутствуют.
Связь с ЭВМ ограничивается программной загрузкой
регистров задания коэффициентов и передачей в ЭВМ
Рис. 6,2, Структура цифрового фильтра второго порядка
137

результатов обраб6тки с прор~живанием отсчетов при
использовании прямого доступа к памяти., ,
Пример семейства БИС, ориентированного на аппаратну10
реализацию ЦОС, - БИС TDC 1008 - TDC 1010 (фирма «ТРВ»,
США, технология ТТЛШ) с разрядностью сомножителей для
различных схем от 8 до 16 и временем выполнения операции
~множение - суммирование от 10 до 100 нс, Из отечественных,
БИС , пригодны быстродействующие умножители К1800ВР2,
1813ВЖ1 (технология ЭСЛ), Кl802ВР4, Кl802ВР5 (ТТЛШ) . ,
С ростом степени интеграции сложные подсхемы, реализую•
щие типовые фрагменты систем ЦОС, разрешаются в одном
кристалле. Так, МИI<росхема ISP фирмы «Хитачи» (Япония) со­
держит цепочку из четырех регистров (сдвигает выборки сиг­
нала), четыре умножителя (умножают хранящиеся в регистрах
отсчеты на программируемые коэффициенты) и многовходовой
накопитель. Схема пригодна для решения . сложных специализи­
рованных задач обработки видеосигналов в реальном масштабе
времени, но весьма трудно поддается перестройке.
Для систем ЦОС на основе специали з ированных
комплектов микропроцессорных БИС, например про­
цессора фирмы «Харрис» (США) на БИС семейства
AMD 29500, процессора МАА 1000 фирмы «Интерме­
талл» (ФРГ и Великобритания) и др. [26], характер­
на микропрограммная реализация управления: коды
операций поступают на перестраиваемые операцион­
ные блоки от ПЗУ микрокоманд. Широко применяет­
~я конвейерная · обработка информации с передачей
данных между однотипными операционными блоками,
реализующими звенья фильтра, под единым управ­
лением.
Из отечественных наиболее полным представляется комплект
1(1815, подробно описанный в серии статей, опубликованных в
журI;Iале «Микропроцессорные системы» No 2, 3 за 1986 r.
В состав комплекта входит широкая номенклатура БИС, реали-. :
зованных средствами микромощных биполярных (ТТ ЛШ и И2.'I)I ;
технологий. Используется представление и обработка данных в
последовательной или последовательно - параллельной форме - по
одному или два бита за один такт работы каждоr_о функцио­
нально г о узла. Результаты побитно, после определения соответ­
ствующей цифры, поступают на следующий функциональный
,узел, • чем достигается высокая производительность, Тактовая
частота 5-1 О МГц обеспечивает обработку с частотой дискре•
тизации несколько сот килогерц.
Блок микропрограммного управления выполняет
синхронизацию фующиональных узлов, задает опе•
рации для узлов, генерирует с разверткой во времени
разрядные цифры коэффициентов или, в общем слу•
чае ЦОС, цифры текущих значений весовых функций
для выполнения_ операций свертки. Предусматривает4
138.

ся также управле1Нfе ·· п-ередачей потоков данных через
соответствующие коммутаторы и тем самым создание
,вычислительных комплексов с «программируемой ар•
хитектурой».
•'
В последнее время большое внимание уделяется
1 разработке и использованию программируемых одно­
\1<ристальных процессоров обработки сигналов. Пер ◄
/ВЫМ таким прибором был процессор INTEL 2920, а
1в СССР -освоен выпуск аналогичной по параметрам,
tно обладающей несколько расширенными функцио-
1нальными возможностями :микросхемы К181ЗВ·ЕJ.
_Особенность указанных приборов - встроенные вось•
миразрядные ЦАП, аналоговые мультиплексоры, уст•
ройства выборки и хранения сигнала и компаратор
аналоговых сигналов, позволяющие осуществить
ввод четырех и вывод восьми аналоговых или логи­
ческих сигналов. Аналого-цифровое преобразование
выполняется на базе встроенного ЦАП программной
реализацией подбора уравновешивающего кода,
обычно с применением поразрядного алгоритма. Ап­
паратное умножение не предусмотрено. Умножение
отсчета сигнала на постоянный коэффициент реализу­
ется суммированием сдвинутых · кодов отсчета, причем
сдвиг на произвольное число разрядов и сложение
выполняется за одну команду. Не останавливаясь
на методах и механизмах ускорения умножения,
подробно изложенных, например, в работе [45], от­
метим, что умножение отсчета сигнала на постоянный
коэффициент сводится в среднем к выполнению че­
тырех - шести команд. Командный цикл составляет
400 нс, максимальная достижимая частота дискре­
тизации для реализации одного фильтра второго
порядка 160 кГц, максимальная длина _ программы
iJ92 команды', что позволяет разместить программы,
реализующие 18- 20 звеньев второго порядка при со­
ответствующем уменьшении частоты дискретизации.
Микросхемы К1813ВЕ1 и I NTEL 2920 спроекти,
рованы как автономные устройства с жестким цик­
лом работы, поэтому в них не предусмотрены сред­
ства оперативного вмешательства и отсутствуют эф­
фективные средства передачи данных в ЭВМ высше,
го уровня системы управления. Сильно ограничены по
сравнению с микропроцессорами общего назначения
логические возможности. Главная область примене­
ния подобных устройств - автономные блоки обра-
139

ботки аналоговой информации по фиксированному
алгоритму с возможностью каскадирования путем
объединения аналоговых входов и выходов.
Сло:жность достижения высокой точности АЦП при
совмещении в одном 1<ристалле ПФИ и цифрового
процессора заставили' в •последующих разработках
отказаться от встрое1-iного ПФИ, а больше внимания
уделить цифровому интерфейсу, возможностям логи­
ческой обработки и сокращен'ию времени на реали­
зацию типовых для ЦОС операций. Известно свыше
двадцати наименований , однокристальных процессо­
р6в сигналов. Наиболее ходовые из них - S2811,
μРР 7720, ТМ$ 320 [261 iзесьма сходньi по архи- '
тектуре, функциональной организации, интерфейсу.
Остановимся подробнее · на, сигнальном МИI{ропроцес­
соре μPD 7720, структурная схема которого пред­
ста,влена на рис. 6.3 . Отличительная особенность его
и других сигнальных процессоров от микропроцессо- .
ров и микро-ЭВМ общего назначения - _ пространст­
венное разделение и индивидуальная адресация с по­
ыощью соответствующих регистров - регистра адреса
РгА, счетчика адреса СЧАК, ПЗУ программ, ПЗУ
коэффициентов, а также 03 У. Это позволяет выпол­
нять параллельную выборку из указанных блоков и
в одном командном цикле реализовать выборку еле"
Рис. 6.3, Одно~.Рuстмьньrй процессор сигналов μPD 7720
140,

l
· дующей
команды и СЛО)I{НЫе преобразования, напри•
мер:
Z=Z+XY,
где Z - содержание аккумулятора, •номер которого
задается в коде командь1; Х :- слово, считываемое из
ячейки ОЗУ; У--,- слово, считывас_мое из ПЗУ или
ячейки ОЗУ, адрес которой отлича~тся от адреса сло­
ва Х цифрой старшего разряда.
Командный цикл составляет 250 нс. Умножитель выполнен
аппаратно и перемножает с учетом знака два 16-разрядных опе­
ран д а (в том числе один разряд знака) с получением 31 разряда
результата (в том числе один знаковый). Блок АЛУ может
выполнить · 8 операций над содержимым одного нз двух акку­
муляторов А и В (инкремент, декремент, дополнение, сдвиr,
на 1, 2, 4 и 8 разрядов) и 7 двухместных операций (поразряд•
ные логические, сложение, вычитание). При этом один операнд
хранится в аккумуляторе, а вторым может быть содержимое
любого регистра, передаваемое на шину данных ШД, содержи- ·
мое адресуемой ячейки памяти, регистра младших (РгМ) или
старших (РгN) разрядов произведения, регистра общего назна­
чения РОН.
Микропроцессор μPD 7720 может быть отнесен к ведомым
программируемым периферийным БИС ввода - вывода. При
обмене с оборудованием, ведомым этим микропроцессором, ис­
пользуются каналы последовательного ввода - вывода. (В каче­
стве ведомого оборудования обычно выступают АЦП и ЦАП.).
Типовая процедура п оследовательного ввода (через контакт SJJ,
и вывода (через контакт SO) синхронизируется общим для
АЦП, ЦАП и обменных буферов генератором (вход SСК). Ини>
циализация и завершение посылок осуществляется с квитиро­
ваниеwi обмена (линия SJEN для ввода, линии SOEN и SORQ
для ввода). Для информирования микропроцессора о заполнен­
ности внутренних обменных буферов используются флаги готов­
ности, анализируемые соответствующими командами переходов,
Со стороны ведущей (для μPD 7720) системы обеспечена,
возможность стандартных операций прямого ввода - вывода че­
рез двунаправленный порт. Порт программно доступен обраба­
тывающей части для чтения и записи. Обмен информацией по
линиям данных D0-D7 выполняется с использованием регистра
данных РгД под управлением сигналов RD, WR, • CS («Разре•
шение выборки») и адреса, формируемых ведущей системой в
1, омандах ввода - вывода. Обмен данными сопроволтается со­
ответствующей установкой регистра слова состояния РгСС и
а нализом ·его содержимого со стороны KaJ{ ведущей системы ,
так и μPD 7720. Шестнадцатиразрядные данные и код регистра
состояния передаются через буфер порта параллельно - последо­
вательно {побайтно) за два цикла при постоянном адресе на
входе Ао ,
Через тот же порт микропроцессор μPD 7720 обменивается
данными . с ведущей микро-ЭВМ в циклах ПДП; типичный ва­
риант включения приведен на рис . 6.4 . В этом режиме все
управление обменом выполняется контроллером ПДП (CDMA)
141

DC
CS р.,РО
t---,,..----~-NТ. 7720
,...,.."'""""-- --- -iWR
t:
11----------RO ,
,q:
1
11'------~о
.~
Ао
r----+-f,..-4-~--'----I А
п
Рис. 6.4 . Вариант включеrшя микропроцессора μPD 7720 в МПС
и инициируе тся программной активизацией выхода DRQ. Кон­
троллер ПДП инициирует в сторону ведущей микро-ЭВМ сиг­
налы управления ПДП и вводом - выводом и сопровождает их
.
выдачей сигнала DA CK. Для микросхемы μ P D 7720 подача
сигнала DACK эквивалентна подаче сигнала CS, равного нулю,
и адресной выборке порта · регистра данных ,
Прерывания программ микропроцессора μPD 7720 ведущей
системой - одноуровневые, инициируются по входу INT и вы­
зывают передачу управления на фикси ро ванную точку п ро грамм­
щ>й памяти (!ООН). Этот же вход может использоваться ведо­
мым оборудованием. Вызов раз ;шчных программ реализуется
методом программного полинга. Текущий адрес прерванной про­
граммы, так же как и адрес команд обращения к подпрограм-.
мам, сохраняется в четырехуровневом стеке.
Микросхема μPD 7720 не поддерживает аппаратно систему
прерываний в направлении ведущего микропроцессора. Запросы •
обычно реализуются путем соответствующей загрузки РгСС и
периодического опроса РСС ведущим микропроцессором. За счет
использования выходов порта общего назначения (Р0 , Р 1 ) и до­
полнительных, внешних по отнош~ению к μPD 7720 и централь­
/!ОМУ процессору аппаратных схем поддержки прерываний можно
обеспечить прерывания в сторону ведущего микропроцессора.
Программная память позволяет разместить программы, реа­
лизующие до 55 звеньев второго порядка. Время на вычисление
реа~щии одного такого звена в каждом цикле примерно 2 мкс,
и оно определяет максимальную возможную частоту дискрети­
зации для фидьтра любого порядка .
Из более поздних по сравнению с микросхемами
· μ PD 7720 разработок однокристальных процессоров
сигналов широкое распростр:щение получает микро~
схема TMS 320. Длительность командного цикла в
ней уменьшена до _125 нс, но производительность на
142,'
1

задачах фильтрации не·~ больше~-чем у микросхемы
μPD '7720, из'-за отсутствия одновременной выборки:
данных и коэффициентов и выполнения операции ум•
ножение-'-- суммирование за две команды. В реше•
нии задач с большим объемом не специализирован•
ных на ЦОС операций микросхема TMS 320 значи•
телъно превосходит по производительности микросхемы
μPD 7720 и S2811. В однокристальных процес•
сорах сигналов TMS 320 и ряде более поздних раз•
работок (μВ 8764 фирмы «Хитачи», DSP 56000 фир•
мы «Моторола» и TMS 32010 [26]) при сохранении
основных отмеченных концепций архитектуры (разде•
ление памяти программ, данных, коэффициентов, мно•
rошинная организация, последовательный интерфейа
с ведомым аналого-цифровым оборудованием) наблю•
дается . тенденция к расширению интерфейсных воз•
можностей: ориентация на непосредственное подклю•
чение I{ ним внешних запоминающих устройств
l{Оманд и данных. Эти средства не только расширяют
функциональные возможности, но и упрощают отлад•
ку систем ЦОС.
6.3. Цифроаналоговые фильтры
Рассматривая смешанные реализации фильтров,
нет смысла подробно останавливаться на полезнь1х
во мно_гих применениях каскадных структурах, в ко"
торых оконечные звенья выполнены аналоговым, а
внутренние - цифровым способом, с включением ме•
жду ними соответствующих ПФИ. Реализации низко­
частотных полюсов аналоговыми схемами на входе и
выходе цифрового фильтра часто являются необходи­
мым условием эффективной частотной селекции.
Любую операцию, входящую в алгоритм цифро-,
вой, а точнее дискретной, фильтрации, можно реали­
зовать цифроаналоговь1м способом. Интересной пред­
ставляется структура, ;подобная приведенной на
рис. 6.2, в которой задержанные аналоговые выборки
сигналов умножаются на коды, соответствующие
l{Онстантам рекурсивного соотношения (6.12), с фор­
,мированием произведений и сумм в аналоговой фор•
ме. Однако электромагнитные, магнитострикционные,
акустические линии задержки не допускают измене"
ния частоты квантования и вносят большие погреш­
ности, ор;ениваемые единицами процентов. Аналого•
143

/
вые регистры сдвига, т. е. цеnочки аналоговых ЗУ,
громоздки. Привлекают внимание элементы задерж1ш
на приборах с зарядовой связью (ПЗС) [42]. Вы- .
сокая точность фильтров на ПЗС достижима при ус­
ловии периодического I{ОНтроля и коррекции погреш­
ностей, ~вязанных с потерями заряда при передаче
информации. В целом же дискретные фильтры на ос­
нове задержки аналоговых сигналов пока не нашли
широкого применения.
Задержка отсчетов сигнала и промежуточных дан­
ных в цифровой форме и умножение на соответствую­
щие константы цифроаналоговым способом потребует
при цифровом хранении констант по два ЦАП на
каждый коэффициент, т. е. громоздкой схемы.
Гибридные реализации умножения и сложения
при построении фильтров полезны в тех случаях,
когда в универсальной системе обработки сигнала
при решении конкретной задачи имеются неиспользо­
ванные аппаратные ресурсы.
Гибридная реализация вычитания результата циф•
рово~ обработки сигнала из входной переменной ча•
сто дает существенный эффект. При этом до преоб­
разования сигнала в цифровую форму из него ана~
логовым способом вычитают аналоговый эквивалент
цифрового сигнала обратной связи. Такой подход
(рис. 6.5) снижает требования I< разрешающей спо­
собности АЦП и повышает точность фильтрующих
ПФИ.
г---,
г---;Ацп't----,
1
L--- ... 1
·
1
1
~
,Рис. 6.5. Цифроаналоговый фильтр ,
\144/
у

1
1.
Абстрагируясь от различия формы представления
информации на входах и выходах АЦП и ЦАП, не­
трудно видеть э квивалентность устройства на
ри с . 6.5 рекурсивному цифровому фильтру;
п
п
W(z) = La~'z-iq(z); V(z) = La'z-lq(z);
t=O L
i=I t
q(z)=x(z)-W(z)+V(z)=x(z)(1 + i: aiz-i)-
1
,
•
i=I
11
,
где z - оператор задержки; а1 = а1 - а1•
Тогда
п
п
L biz-l
у(z) = Lbtz- 1q(z) =
1= 0п
х (z),
i=O
1+ La1z-t
i=l
что совпадает с общепринятой записью дискретной
передаточной функции фильтра.
В отличие от устройств, в которых обратная
связь осуществляется только по цифровому каналу,
здесь АЦ-преобразованию подвергается не входной
сигнал, а напряжение
п
1-L a;z-l
и(z)=х(z)-W(z)=- -1
- :1-
-
х (z).
1+Laiz- t
t=I
(6.13)
При выборе оптимальных значений а~ и а; и со•
:хранении заданных значений ai существенно умень•
шается максимальное значение и (t) по сравнению о
;x(t), а значит, и требования к разрешающей спо•
' собности АЦП. Широко известен вариант, в кото­
:,ром для вычисления и аналогового, и цифрового сиг•
. нала
обратной связи используется один сумматор.
?· е. а1= О; а;=а;';·V(t)= W(t).Такой вариант обес­
печивает кодирование мгновенных :щачений входног()
·сигнала без фильтрации и применяется в системах:
передачи данных с дифференциальной импульсно-ко­
довой модуляцией (ИКМ) для уплотнения канала
;nередачи [24],. При дифференциальной ИКМ в I{анал .
145
..

•передается не данный отсчет сигнала,- а -кодированная
разность и' между предсказанным по совокупности
ранее переданных отсчетов и действительным значе•
ниями сигнала. Значение х (t) восстанавливается в
приемнике с помощью дискретного фильтра с переда•
точной функцией •
'
(
п )-1
Нвосст(z) = 1+~ a;z-i
:
J-1
...
Очевидно, что Увосст(Z)= и'(z)Нвосст(z)= x(zJ'.
Qбратное z-преобразование .(6.13) для а;= а; дает
п
и(тТ)=х(тТ) - L atx[(т- i)Т].
i=I
Предположим, что х (t) является полиномом сте~
пени не выше п от времени в интервале [ (т - п) Т,
тТ]1• По отсчетам x(t) в точках t1 = (т - i)Т (i=
· = 1, 2, ... , п) строится интерполяционный полином,
который экстр а полируется на точку t = тТ:
п
W(mT)=x[(m- I)TJ+ L vt[(m-- l)T], (6.14)
1=1
где V1Пт - 1)Т] -
· i-я
обратная ра зность последа~
вательности отсчетов х в точке t = (т - 1) Т.
Если принятая гипотеза справедлива, то W.(mT) ==:
= х (тТ) и и (тТ) = О, а соотношение {6.14) позво ◄
ляет определить значения а; при заданном п [24)1,
На ЦАП формируется предварительная оценка :(пред◄
сказание) значения x(t) на момен_т очередного коди◄
рования. Реальный сигнал априорно неизвестен, а еле•
довавательно, значение и (тТ) отлично от нуля, т. е.
имеется ошибка предсказания. АЦП кодирует лишь
ошибку предсказания, у него малый по сравнению с
диапазоном х (t) диапазон преобразуемых сигналов.
Шкала АЦП уменьшается, а при той же разрядности
уменьшается ошибка квантования. При использовании
АЦП, диапазон входных сигналов которого больше
диапазона х ( t), на его вход включается усилитель, а
для восстановления масштаба выходной код делится
на соответствующую константу, которую выбирают
равной степени двойки, и деление реализуют сдвигом.
Влияние погрешностей АЦП (нелинейности и ошибки
квантования) уменьшается. .
-
146'

.
•. При а; =I= а;' преобразование совмещается с фильт.7
р'ацией. Кроме расширения функциональных , возмож◄
ностей такой подход обеспечивает предсказание со
сглаживанием, что · полезно при · высокочастотных no•
·мехах на входе. В работе !{24) рассмотрен метод
синтеза предсказателей с дискретной передаточной
функцией вида (6.13), минимизирующих переменную
и (тТ). Метод пригоден для оптимизации фильтров
вида, приведенного на рис. 6.5. При этом использован
более общий по сравнению с полиномиальной интер­
поляцией подход, учитывающий статистические ха"
рактеристики сигнала.
Ошибка предсказания уменьшается с уменьшени­
ем пер·иода квантования, и часто повышение частоты
обеспечивает удовлетворительное (т. е. с ошибкой в
пределах шкалы АЦП при достаточно малом значе­
нии его кванта) предсказание даже при отсутствии
внутреннего контура обратной связи.
Уменьшение ошибки как за счет оптимизации
предсказателя, так и за счет повышения частоты ди ◄
скретизации позволяет использовать АЦП с двумя -
четырьмя и даже одним уровнем квантования при
обеспечении высокой разрешающей способности.
С увеличением разрядности АЦП частота квантова ◄
ния может быть снижена при той же точности, но не
более чем до границ, определяемых теоремой Котель­
никова .
В параллельно-последовательных и других двух­
отсчетных ПФИ одним из существенных источников
погрешности является изменение входного сигнала за
время между моментами фиксации кода в последо­
вательных ступенях кодирования. Для устранения
этого эффекта применяется АЗУ входного сигнала
или обеспечивается перекрывание шкал ступеней (см.
§ 3.5). Использование предсказания изменения
входного сигнала позво.ляет значительно уменьшить
требуемое перекрытие шкал и увеличить разрешаю­
щую способность. Вычисление предсказы,ваемого на
момент фиксации кода во второй ступени значения
входного сигнала целесообразно совместить с другой
требуемой обработкой, например с фильтрацией.
Рассмотрим схему на рис. 6.5 при включении изобра­
женных штриховой линией АЦП' и его связей.
•
Если АЦП и АЦП' являются преобразователями
рараллельного типа, причем АЦП' кодирует сигнал
147

· x{f) раньше, чем 'АЦП, на время 'лt переходного·
процесса в ЦАП, то выполняется параллельно-после~
довательный алгоритм с предсказанием изменения
сигнала x(t). Простейший вариант предсказания
(а~= ап рассмотрен в работе [33] . Пренебрегая по- ·
грешностями ЦАП, получим
п
и(тТ)=х(тТ) - х•
-
Еа~'q[(т- i)Т],
i=O
где х* = х(тТ + Лt) + Л, а Л- погрешность АЦП
'(включая ошибку квантования).
_Так как
п
q(тТ)=и(тТ) - х•+La;q[(т- i)Т],
•
i=O
то функциональная характеристика схемы на рис. 6.5
при включении дополнительного АЦП _не изменяется,
но существенно увеличивается допустимая частота
входного сигнала.
В отличие от схемы с одним АЦП выбор опти­
мального набора коэффициентов а; выполняется так,
чтобы переменная V (тТ) предсказывала не значение
х на момент тТ, а приращение сигнала за вреi\iЯ
Дt. Такое предсказание может быть выполнено а ·
более высокой точностью. Допустимая частота спек­
тра входного сигнала в схеме предсказания с дву­
мя АЦП возрастает в десятки раз по сравнению с
традиционной параллельно-последовательной схемой
и схемой с одним АЦП при том же значении кванта
младшего разряда. Этим подтверждается целесооб ~
разн9_<;Jъ~::ибрид1юй р_еализадии фильтров.
тлава седьмая
СТРУКТУРНЫЙ СИНТЕЗ СИСТЕМ ОБРАБОТКИ
АНАЛОГОВОИ ИНФОРМАЦИИ
В системах со смешанным представлением ин•
формации возможно различное распределение фраг~
ментов реализуемых алгоритмов между компонента-- .
ми системы= ;ша_логовым блоком, специализиоо~,
148

ванным цифровым устройством-, программируемым
сопроцессором и центральным процессором. Обобщеti~
ные структуры таких систем приведены, в частности;
,на рис. 1.2, 2.1, а варианты решения конкретных
задач обработки составляют содержание гл. 3-6~
!Необходимо подчеркнуть, что реализация частных за-
1дач возможна при использовании однотипных элемен­
,тов в рамках сходных структур, обеспечивающих вы­
полнение типовых фрагментов различных алгоритмов,
в дальнейшем называещ,rх базовыми фрагментами
алгоритмов (БФА).
Отсюда вытекает целесообразность создания ;мно­
гофункциональных программируемых устройств с
применением для решения . каждой подзадачи как
общих, так и индивидуальных средств при оптимиза­
ции распределеt~ия . фрагментов алгоритмов .мещду
этими средствами. Оптимизация набора блоr<ОВ, ' свя­
зей, способов обмена и распределения алгоритмов со~
ставляет этап структурного проектирования и во мно­
гом определяет качество системы, Многообразие ва­
риантов решения и трудности оценки показателей
качества требуют использования машинных методов
генерации и проверки допустимости вариантов. Общие
подходы к структурному синтезу систем рассматрива­
ются в работах [2, 29], системный подход к выбору
и структурному синтезу ПФИ - в работах [19, 38],
однако при этом недостаточно полно учитываются осо­
бенности работы преобразователей в составе много­
процессорной системы, возможности сочетания про­
граммных и аппаратных средств обработки.
Для формализации задачи структурного синтеза
может быть использован один из следующих подхо•
дов [29]: выбор варианта из архива типовых струк­
тур; усечение обобщенной универсальной структуры;
выбор варианта из числа автоматически генерируе•
мых на основе библиотечных модулей различного
уровня сложности.
.
Библиотеки создаются по иерархическому принци•
пу: на основе библиотеки простейших модулей (эле•
ментов) генерируется, после соответствующей отбра•
ковки, библиотека конкурентоспособных модулей еле·
дующого уровня сложности (фрагментов) и т. д.
Первые два подхода малопригодны для структур•
ного синтеза гибридных вычислителей ввиду многооб­
разия методов и средств их построения ;
149 ,

'-
•
-
.
.
.
- 'Автоматическая
rенерация может осуществляться
· способами последовательного синтеза •[29], случайно•
го поиска 1[2], целочисленного программирования.
;Каждый из них рационален для определенного уровня
сложности проектируемых объектов . Так, в разрабо•
танном на кафедре вычислительной техники ЛЭТИ
имени В. И. Ульянова (Лещша) комплексе программ
структурного синтеза подсистемы обработки аналого ◄
вой информации для микропроцессорных систем на
отдельных этапах используются различные способы
генерации.
,,
В условиях, когда используются типовые ком по.. :
ненты и стандартные интерфейсы, при ориентации на
реализацию обработки непрерывной информации од◄
нотипными схемными конфигурациями (см. гл. 3- 6)1
выбор исполнителей фрагментов алгоритма почти '
полностью определяет структуру и схемный вариант
устройства . Решение задачи распр,еделения алгоритма
и выбора исполнителей, являющееся ядром структур"
ного синтеза, реализовано в описываемом программ"
ном комплексе, состав которого и взаимодействие мо◄
дулей упрощенно представлены на рис. 7.1 .
Формирование библиоте1<и фрагментов. Предпола-·
гается, что проектируемая система содержит несколь ◄
ко параллельно работающих каналов обработки
аналоговой информации, каждый из которых ха•
раrперизуется типом решаемых задач, точностью, ин"
,тенсивностью работы и занимает определенную часть 1 •
.Упрабление
ПроОерха
охончанця
поиска
BtJoO
цсхоtJных iJанны
Рис. 7.1, Программный комплекс для структурного синтеза cиJr
стем обработки аналоговой информации,
150 '

ресурсов центральной ,микро-ЭВМ. Каждый канал вы•
бирается из числа заранее сгенерированных, отбра• ,
кованных и сохраняемых в библиотеке . конкуренто­
способных вариантов , (фрагментов многоканальной
системы}. В качестве библиотечных фрагментов ис­
пользуются варианты устройств линейного ЦА-.. и
;АЦ-преобразования с автоматической коррекцией,
которые пригодны для реализации этапов других за­
дач обработки информации.
Рассмотрим формирован ие библиотеки однока­
нальных структур ввода - вывода с автокоррекцией.
;Такая библиотека может быть полезна и при проек­
тировании простейших систем ввода - вывода. Зада­
ча выбора оптимальной структуры одноканальной
системы формулируется следующим образом: необхо­
димо распределить алгоритм автокоррекции на функ­
ции, реализуемые программно (в ЦП или периферий­
ном программируемом процессоре) и аппаратно при
выполнении ограничений tпр < tдоп, Л · < Лдоп
11(tпр - время преобразования; tдоп и Лдоп
-
допус-
тимое время и погрешность преобразования), обеспе­
чив минимизацию заданного показателя качества
С. В зависимости от постановки задачи в качестве
такого показателя может выступать стоимость, на­
дежность, энергопотребление, массогабаритные и дру­
гие аддитивные показатели, а также их линейныr
комбинации [29].
В том случае, если зафиксированы точность системы и ба­
зовый узел преобразования формы представления информации
(ЦАП или АЦП), библиотека фрагментов формируется следую­
щим образом: используя систему моделирования (рис. 7.1), по
заданной погрешности определяют параметры алгоритма авто­
коррекции - число разрядов, у которых корректируется соб­
ственный вес, число разрядов, у которых корректируется взаим­
ное влияние, число и веса избыточных р;~зрядов. В результате
оценивается время реализации фрагментов алгоритма, причем
особо выделяется время на программную обработку в выбран­
ной ЭВМ, а также показатель качества - затраты на аппарат­
ну'ю реализацию соответствующей функции . .
Затем перебираются варианты реализации всех БФА. При
этом возможно использовать представление множества реализ а ­
ций как бинарного дерева решений [21 (одна ветвь - аппаратная
реализация очередного БФА, другая - програ ммная) и обход
его вершин. Для каждой достигнутой вершины определяются
показатели быстродействия и J(ачества - tпр и С. Из множества
вершин, характеризующихся эквивалентным быстродействием, в
библиотеке фиксируется одна - с наилучшим показателем ка•
чества С. Разбивка реализаций на эквивалентные по быстродей­
ствию классы зависит от постанов ки задачи, Целесообразно
151 '

разделение по времени преобразования, причем границы эквива•
лентных классов на оси t следует формировать по _ логаршjJМ'1·
ческому закону в интервале [lnp m1n, lnp max] максимального и
минимального времени пребразования на данном типе базового
преобразователя. Достаточно выбрать 10-15 классов.
Для уменьшения объема перебора оцениваются . пОI{азатели
иачества просмотренных БФА на каждом шаге . обхода, и, есJШ
сочетание показателей оказалось хуже, чем в ранее достигнутых
конечных , вершинах, _про"смотр
_ д а н но й •ветви прекращается. •
Аналогично выполняется построение конкуренто­
способных структур для других Лдоп• Библиотека
ко:нкурентоспособных структур на основе одного ба­
зового •преобразователя иллюстрируется · рис. 7.2 .
Каждой заштрихованной клетке соответствует биб-
- лиот ечный • фрагмент (вариант реализации), хара-к:
теризующийся определенной погрешностью алгоритма
и наилучшим среди всех вариантов . с tni> Е -[t;, t; +i']
показателем качества. Крайней левой клетке каж­
дой строки соответствует аппаратцая реализация кон­
треля, коррекции и преобразования, крайней правой ~
программная.
•
Если в проектируемой системе допустимы различ­
ные базовые преобразователи, то для каждого мо-
-жет
быть построена подобная библиотека, объедине-
1-шем которых формируется полная библиотека, при­
чем в пересекающихся областях {t, Л} сохраняете~
вариант с наилучшим показателем качества. Состав­
ление полной библиотеки для одного типа базового
преобразователя занимает три - пять часов машин-
ного времени мини-ЭВМ СМ-4.
•
Генерация новой структуры. Многомерность и ди­
СI{ретность пространства поиска оптимальных струк-
111
111
111
ti tи
111
111t
---
111~
tmac.c:
,
Р1ю. 7.2 . Формирование ~ бимиотек.,И кон-куре1iтоспособных- фраг­
менrов
152

: тур обусловливает uелесообразность метолов слу• '
чайного поис1<а при генерации структур, реализующих
преобразование со смешанным представлением ин­
формации.
Любая много1{анальная структура представляется
точкой й пространстве структурных переменных, коор­
динатами . кот()рой являются число каналов п, то.ч­
ность Л1 и время преобразования t1 в каждом кана­
ле, причем каждому из сочетаний · Л и t соответствует
определенная внутренняя оптимальная структура, за­
фиксированная в библиотеке. Можно , ввести допол­
нительную · переменную, · отражающую ,локализацию
используемой памяти (uериферийную или централь-
ную), способ_ обмена · и другие свойства системы об­
. работки
информации. Такой с:груктурной переменной
может быть порядковый номер варианта реализации.
Из числа известных алгорит'мов случайного поиска эффек­
тивен при структурном синтезе алгоритм, описанный в работе
[2). Особенность его заключается · в одновременном перемещении
нескольких точек в пространстве поиска за счет формирова.ния
случайных приращений структурных переменных для каждой
точ1ш. При этом испЬльзуются эв·ристически введенные правила
оценки количества и выбора типов варьируемых на каждом шаге
структурных переменных в зависимости от полученного на пре­
дыдущем шаге эффекта - улучшения или ухудшения показателя
качества для данной точки. Кроме того, на каждом шаге слу­
чайным образом генерируется нес1<0лько дополнительных точек,
в окрестностях которых таюке выполняется несколыю шагов по­
ис1<а. Если эти точки дают лучшие оценки показателя качества,
то ими заменяются худшие точ1ш из числа основных на .сле­
дующем шаге. Поиск заканчивается, если на нес~sольких шагах
наилучшая по всем точ1<ам оценка показателя качества изме•
i1яется не более чем на заданную погрешность поиска.
•
Преимущество алгоритма - простота, низкая критичность к
числу варьируемых стр_уктурных переменных, высокая вероят­
ность нахождения глобального максимума в многоэкстремальных
задачах. Имеющиеся примеры синт еза многоканальных систем
ввода - вывода аналоговой информации [111 подтвердили эф­
фе1{тивность этого алгоритма.
Анализ новой структуры. Новая стру1<Тура счита­
ется допустимой, если выполняются ограничения на
время решения каждой из набора задач при условии
оптимального распределения задач и их частей меж­
ду элементами новой структуры. Такое распределение
само по себе является задачей оптимального синтеза,
и на этом уровне рассмотрения наиболее эффектив­
ным ОI{азался подход, основанный на послер.ователь­
ном синтезе с применением дискретного ма:тематиче-,
153

скоrо программирования:-' При проектировании · пред•
полагается , что в вычислительных системах запрос ы
н а ввод - вывод и и н о е использование аналоrовы х;•J
блоков случайны, поэтому целесообразно ставить за• [
дачу анализа структур в терм инах теории массового '
обслуживания :[5, 23], а статистические характерис)
тики потока запросов оценивать на основе анализа
решаемых задач.
Представи м математическу19 фор мулировку анализа новой·
структуры.
Пусть заданы м атрицы С= l\c;1II, Т = lltli ll,
·D = lld11II ,
i=J,2, . .., k, j=O, 1, ..., п (с11,f11 иdlfприj=f:-0-соот­
ветственно стоимость назначения, время преобразования и по -·
грешность ripи назначении j-й задачи в i-й канал, а при j = О~
, затраты, не зависящие от назначения)
и . векторы ТО= 11to11/, .
D'= 1
1d;11, Н=11h111, р=11Р111, j=l,2, ..·• п(to1,d;иh1-
допустимое время обслуживания, погрешность реализации и и1:1-·
тенсивность запросов на ввод - вывод j-й задачи, а . р1 - ее
приоритет). Под стоимостью назначения понимается изменение
показателя качества канала пр и назначении в него задачи, вы•
званное включением в его состав коммутаторов, буферных уст•
ройств, элементов аналоговой и цифровой пам яти.
.
Введем матрицу Х = llx11II, где Х11 = 1, если задача / на•
зиачена в i-й канал, и х;1 = О, если не назначена.
Задача сводится к поиску сочетания х11 , минимизирующего
целевую функцию
(7.1)
При этом учитываются следующие ограничения,
1. Ограничения на допустимую погрешность преобразования ~
d; <, d11·
2. Ограничения по условию привязки каждой задачи только
п
к одному каналу: L х 11 = l для всех / . Задачи, которые не
i=I
могут целиком решаться в рамках библиотечных фрагменто_в,
например дробно-рациональная аппроксимация или аналогова5!
фильтрация высоких порядков, на этапе формирования разби­
ваются разработчиком на независимые подзадачи, каждая из
1юторы х будет назначена в один канал .
.
3. Ограничения, связанные с временем обслуживания. Про•
цессор, системы рассматривается как неотъемлемая часть любого
к анала обработки, и любая задача может реализоваться в лю­
бом канале за счет переноса ее части в центральный процессор,
если выполняется пер в ое ограничение. Но при этом увеличи­
вается время ожидания обслуживания этой и других задач, что
и должно учитываться как ограничение. Аналитические выра•
жения для ограничений данного вида зависят от принятой дис.~

циплины обслуживания · и приведены -в работе f5J. Наприме~
nля бесприоритетноrо обслуживания ограничение принимает вид\
п
~ hA3/x11
.
~ 2(.1
-
- R1) <_ toJ,
/=1
'
· гд е R; = L h1f11 - суммарная загрузка l-ro канала; t~?- :вто•_
1-0
рой начальный момент времени обслуживания,
Задача миними_зации целевой функции {7.1) при
,указанных ограничениях - целочисленная распреде­
лительная; В описываемой системе структурного син­
:,теза успешно применен последовательный синтез, яв­
ляющийся частным случаем метода ветвей и границ,
назначением очередной задачи из списка (в порядке
: убывания сложности) в каналы, у которых к моменту
•назначения имеется достаточный для реализации этой
задачи ресурс.
Генерация . и отбраковка вариантов структур со­
ставляют поисковый алгоритм, оптимизирующий со,
четание средств, к_оторые используются при решении
определенного для системы набора задач.
•
-
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Главный вывод этой работы в том, что примене•
ние для обработки аналоговой информации комби-­
наций различных средств - цифровых и аналоговых,
•аппаратных и программных - позволяет строить вы◄
сокоэффективные микропроцессорные системы, пред◄
:назначенные для управления и научных исследова ◄
,ний. Благодаря успехам технологии в ближайшем
: будущем возможно реализовать в одном кристалле,
iв том числе в виде заказных и полузаказных БИС,
1коммутируемую аналоговую схему и цифровой про◄
tцессор, обеспечивающий управление аналоговой ча-­
iстью и реализацию вычислительных алгоритмов.
~ этой связи укажем, что уже после написания ос◄
\•новной части книги фирма «Кристалл» , США, анон◄
1 сировала начало производства полузаказных БИС,
, содержащих _ набор _!J.АП и РУ, систему аналог~_
155

вой К()ммvт~тт~нт 6.rтоко!! и п рограммируемое цифровое
устройствu. Это соответствует изложенным в настоя­
щей работе принципам.
При реализации гибридных перифер ийных про•
цессоров и системы в целом особое внимание должно
уделяться выбору исполнителей фрагментов алгорит•
мов и выбору способов взаимной синхронизации эле-.
ментов. Назначение не сводится к выбору «оптималь­
ной» реализации отдельных подзадач, а должно вы­
полняться на основе системного анализа комплекса
задач данной МПС. Например, тот факт, что ку­
сочно-линейные ФП требуют меньших затрат по
сравненnю с . дро,бн_<Н:,ацм·н альными, вовсе не озна­
чает, что их. надо применять во всех c.iryчaя'j( Црн
де;шмпозлции- задачи и распределении ее в системе
часто оказывается, что для решения ряда по:п,задач
необходимо несколько ЦАП, которые можно исполь­
зовать Й для функциона льного преобразовани·я ' меtо,
ДОМ дробно-рациональной аппроксимации.
Останови мс я коротко на некоторых н е решенных проблемах
13' области структурной организации и алгоритмов фунiщиониро­
вания гибридных процессоров, оставляя в стороне технологич е·;
ские аспекты, несмотря на их важность.
Пробле м а уменьшения статических погрешностей гибридных
блоков так или иначе связана с идентификацией параметров ком­
nонентов на основе применяемой - модели. Предложенный в нас
стоящей работе подход к идентификации параметров и коррек­
ции погрешностей может быть перенесен и на более адекватные,
как правило, более сложные, модели. Применение таких модел ей
является резервом повышения точности I(Оррекции, а растущая
мощность вычислителей позволит реализовать соответствующие
алгоритмы идентификации· в пределах временных интервалов ,
приемлемых для систем управления. Однако здесь важнейшим
·ограничением становятся собственные шумы схемы. По-видимому,
в будущем при разработке аналоговых элементов на.п.о обра­
щать большее внимание не столько на точность настройки или
даiке на долговременную стабильность, сколько на шумоподав~
пение.
В области улучшения динамичеСК\JХ параметров прецизион­
ных АЦП в настоящее время важнейшим ограничением является
апертурная неопределенность отсчетов. При использовании тра-
-диционных
методов восстановления отсчет получится неиска•
же·нным, -если изменение сигнала за апертурное время не пре•
0ВЬ!СИТ кванта младшего разряда. Для шестнадцатиразрядного
11реобразования с характерным для соврем·енных АЗУ и пapa.rr0
.пельных АЦП апертурным временем 10 нс допустимая скорость
изменения входного сигнала составит около 10 3 Vвх max в секунду,
что соответствует максимальной допустимой частоте сигнала
200. Гц . Трудности снижения апертурного времени требуют поиска
эффективных методов восстановления сигнала.
•• • · Работы в указаины.х направлениях продолж_аются, .
106 1

l
СПИСОК 'ЛИТ ЕРАТУРЫ
- ] . Автоматное управление асинхронными процессами в ЭВМ
н дискретных системах/Под ред. В. И. Варшавского. М.: Наука,
'1986.
2. Алгоритмы оптимизации проектных решений/Под ред.
Л. И. IJоловинкина; М.: Энергия, 1976.
3. Алексеев Г. И. Воспроизведение функций средствами циф­
роаналоговой вычислительной техники. Минск : Наука и техника,
1976.
4. Алиев Т. М., Сейдель Т. Р. Автоматическая коррекция по­
грешностей цифровых измерительных приборов. М.: Энергия, 1975.
5. Артамонов Т. Г. Анализ производительности ЦВМ мето­
дами теории массового обслуживания. М.: Энергия, 1972.
6. Артвик Б. Сопряжение мищю -ЭВМ с внешнищ1 устройст­
вами/Под ред. П. В. Нестерова. М.: Машиностроение, 1983.
7. Балашов Е. П., Пузанков Д. В. Микропроцессоры и мик­
ропроцессорные системы/Под ред. В. Б. Смолова . М.: Радио и
tвязь, 1981.
8. Бахтиаров Г. Д., Ма,1ини11 В. В., Школин В. П. Аналого ­
цифровые преобразователи/Под ред. Г. Д. Бахтиарова. М.: Сов.
радио, 1980.
9. Бор К., де. Практическое руководство по сплайнам: Пер ,
с англ. М.: Радио и связь, 1985.
10. Вавилов А. А., Солодовников А. И., Шнайдер В. В. Низ­
I{очасто тные измерительные генераторы. Л.: Энергоатомиздат;
1985.
.
11. Воротов А. А. Стру1пурньfй синтез каналов аналого вого
ввода - вывода с автоматической коррекцией нелинейности для
управляющих микро -ЭВМ: Автореф. дис. на соиск . уч. степени
канд. техн. наук. Л., 1986.
12. Времяимпульсные вычислительные устройства/В. Б. Смо•
л,ов, Е. П. Угрюмов, А. Б. Артамонов и др.; Под ред. В. Б. Смо-
лова и Е. П. Угрюмова. М,: Радио и связь, 1983.
__
_
13. Высокоточный самокорректирующийся АЦП на основе
кодов с иррациональными основаниями/А. П. Стахов, А. Д. Аза•
ров, В. И. Моисеев и др. Киев: 1982. (Препринт/ИК АН УССР;
82-24).
-
_
14. Вьюхин В. Н., l(асперович А. Н. Вопросы проектирования
аналог о - цифровых преобразователей предельной разрядности!/Ав•
тометрия, 1985. No 5. С. 3-12.
15. Гайский В. А. Построение точных систем из неточных
преобразователей сигналов//Проблемы создания лреобразовате-
' 157

•Jieй формы информаuии. Тезисы докладов V Всесоюзного симпо•
зиума. Киев: Наукова думка, 1984. Ч. 2. С. 17-18.
.
16. Гельман М. М., . Шаповал Г, Г . .Автоматическая коррек•
ция систематических составляющих погрешности в преобразова•
~елях код -напряжение. М .: Энергия, !974. •
. .. . 17. И сточники ошибок вз а имного влияния разрядов сеточных
ЦАП и их идентификация/Р. И. Грушвицкий, Б. А. Манчев ,
А. Х. Мурсаев, В. Б. Смолов//Методы и микроэлектронные сред•
ства цифрового преобразования и обработки , сигналов. Тезисы
докладов конференции. Рига : Ин-т электроники и вычислитель•
ной техники АН Латв. ССР, 1968. Т. 1. С. 48 - 51.
18. Карцев М. А. Архитекrура цифровых вычислительных ма•.
шин. М.: Наука, 1978.
19. Кондалев
~-
И. Системные преобразователи формы -ИН•
формации. Киев: Наукова думка, 1974.
20. Коффрон Дж. Технические средства микропроцессорных
систем. Практический курс: Пер. с англ. М.: Мир, 1983.
21. Крошьер Р. Е., Оппенrе й м Л. В. Анализ линейных цифро•
вых цепей: ТИИЭР. Т. 63. 1975. No 4. С. 45- 61.
22. Ломтев Е. А., Сафронов В. П., Шульман А. Л. Сопрщке•
ние преобразователей формы информации с микропроцессорными
средствами. Саратов: Изд-во Саратовского ун-та, 1986.
23. Майоров С., А . , Н ов иков Г. И. Структура электронных
вычислительных машин. Л.: Машиностроение, 197_9.
24. Макхолл Дж. Линейное предсказание: Обзор//ТИИЭР,
т. 63. 1975. No 4. с. 20-44.
25. Манчев Б. А. Исследование и разработка алгоритмов · и
систем автоматической коррекции нелинейности цифроаналоговых
преобразователей информации с суммированием взвешенных эта,
лонов: Автореф. дне. на соиск. уч, степени канд, техн, на_ук,
.п., 1986.
26. Марфенко К. С., П одлепецкий Б. И. БИС специализиро•
ванных процессоров для обработки сигналов/!Зарубежная элект•
ронная техника. 1985. No 3, С. 3-42.
27. Микроэлектронные цифроаналоrовые и аналого-цифровые
преобразователи информации/В. Б. Смолов, Е. П. Угрюмов,
В. К. Шмидт и др. ; Под ред. В. Б . Смолова . Л.: Энергия, 1976,
. 28. Науман Г., Майл и иr В . , Щербина А. Стандартные интер•
фейсы для измерительной техники: Пер , с нем. М.: Мир, 1982.
29. Норенков И. П. Введение в автоматизированное проекти ,
рование технических устройств и систем. М.: Высшан школа, 1986.
30. Параметры и схемотехника высокопроизводительных АЦП •
и ЦАП/А. П. Стахов, А. Д. Азаров, В. И. Моисеев, В. П. Марцен• '
iшв//Зарубежная радиоэлектроника. 1984. No 2. С. 79 - 91.
•
31. Перестраиваемые цифровые структуры на основе интегри•
рующих процессоров/А. Г. Алексеенко, В. В. Калнев, В . И. Лу•
киенко и др . ; Под ред . А. В. Каляева. М.: Радио и связь, 1982,
32. Попов В. П. Точные аналого-цифровой и цифроаналого•
вый преобразователи//Автометрия. 1982. No 2. С. 60 - 67.
33. Сафронов В. П . Анализ и выбор структуры быстродей•
ствующего точного АЦП//Методы и микроэлектронные средства
цифрового преобразования и обработки сигналов . Тезисы докла•.
дов конференции. Рига: Ин-т электроники и вычислительной тех,
ники АН ЛатвССР, 1986. Т. 1. С. 87-91.
34. Синтез активных RС -цеп ей: Современное состояцие и
~ПРо§ШМ..1>JLП_2~ Р~&..~! _А, Лщшэ, М,: Связь, 1975, / 1 •
'·
168

1-1
·' 35. Сме:пяков В. Б. ЦиtjJроеая иэМе}Жfель'!tая аппаратура ,nля·
инфранизких частот. М.: Энергия, 1975.
36. СмоJJов В. Б. АнаJJоговые вычисJJитеJJьные машины, М. ~
Высшая шкоJJа, 1972.
37 . СмоJJов В. Б., Фомичев В. С. АнаJJоrо-цифровые и цифро­
аналоговые неJJинейные вычис,пительные устройства. Л.: Энер-
гия, 1974.
.
38. Собкин Б. Л . Авто м атизация проектирования анаJJого­
цифровых приборов на микропроцессорах. М. : Машиностроение,
1986 .
39. Современная теория фильтров и их при м енение/Под ред.
С. К. Митры и У. Темеша: Пер. с англ. М.: Радио и связь, 1981.
40. Транспьютер :· Базовый ЭJJем ент//Электроника . 1985.
No21.с.35.
41. Федорков Б. Г., Телец В . А., Д еrтяр е нко В. П. Микро­
электронные цифроаналоговые и '! налого-цифровые преобразо­
ватеJJи. М . : Радио и связь, 1984.
42 . Ширяев А. М. , НуJJин Д. В. Фильтры на основе приборов
с зарядовой связыо//Зарубежная ради оэлектроню,а. 1985 . No 3.
с. 69-86.
43. ШJJыков Г. П . Аппаратурное определение погрешностей
цифровых пр и боров. М .: Энергоато м издат, 1985.
44 . Harward S., Harward D. Gate array ties 16-Ьit DAC inlo
МР based systeml/Electronic Design. 1984 . V . 32. No 5. Р . 25-30.
45. Holm R. Е. Spectrum an a lyse r оп а one chip real time
processor//ElectronJc Design. 1979 . V. 27. No 23. Р. 70-75.
46. iAPX 86/88, 186/188. User's manual programmers referens .
Santa Clara: INTEL, 1985 . No 2109 11 . Р. 7-9.
47. Mic rosystem component handbook . Santa Clara: INТEL , _
1986. V. 1. V. 2.
48 . Nailor J. R . ___ A__c.omplete high speed voltage output mono -
Jite DAC //EEE Journal of solid state cirquits. 1983 . V. CS-18.
No 6.· Р. 729-735.
49.
_
Thomas L. С. The Ьiquard-Some practical design consi•
derations//IEEE transact ons оп cirquit theory. 1971. V. СТ-18,
No 5, Р. 358- 361.
50 . Williams Т. В . The calibration of DAC using differential
measurements//IEEE transactions оп instrumentation and measu,
rements. 1 .982. V. IM -31. No 4. Р , 291-267.
ОГЛАВЛЕНИЕ
. Введение
·-.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
3
Глава первая, ОБРАБОТКА ИНФОРМАЦИИ В ПЕРИФЕ­
РИйНЫХ АНАЛОГО-ЦИФРОВЫХ ПРОЦЕС• ·
СОРАХ И ОБЛАСТИ ИХ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ 7
Гл а ва вторая. АРХИТЕКТУРА ПОДСИСТЕМЫ ВВОДА - :
ВЫВОДА АНАЛОГОВОЙ ИНФОРМАЦИИ '_
В М ИКР9ПРQJ.1, ЕССОРНОй СИС::ТЕМЕ . ~ 15

2.1 . Задачи организации подсистемы ввода - вывода 15
2.2. Системная о цен к а аналого-цифро вых уст ро й с тв
ввода - вывода
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
19
2.3 . Механизмы обмена , обеспечиваемые централ ьны м
процессором......
.
.
.
.
.
.
.
22
2.4 . Принципы организац ии и фун к циональные воз мож­
ности существующи х и п ер сп екти в ных периферий-
ных БИС ввода - вывода
.
.
.
.
.
30
Глава третья, ЛИНЕЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФОРМЫ
ИНФОРМАЦИИ ПОВЫШ ЕННОЙ ТОЧ-
НОСТИ
.
.
..
.
.
..
42
3.1 . Методы повышения точности преобраз ов ателей
формы информации . . . .
.
·.
.
.
.
3.2. Коррекция цифроаналоrовоrо преобразователя с
использованием линейной модели дискретных де-
лителей....
.
.
.
48
3.3. Коррекция ошибок суперпозиции разрядов дис-
кретных делителей , .
.•.
.
•.
.
.
59
3.4. Сн ижен и е информационной изб ы точности схемы
цифроаналого_вого преобразователя с ав т оматиче-
ской коррекцией . . . .
65
3.5 . Реализация управления и вычислений в само к ор­
ректирующихся аналого-цифровых преобразова т е­
лях посл едовательных приближений и цифроана-
логовы х преобразователях . . . .
.
71
3.6 . Быстродействующие аналого-цифровые преобразо­
ватели с автоматической коррекцией . . . . . 77
rлава четвертая . Г И Б РИ Д Н ЫЕ-- Ф1t'·Н·Ю:J:1tоНАЛ Ь ИЫЕ '
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛ И
.
.
.
.
.
84
4.1 . Табличные функциональные преобразователи
4.2. Кусочно-линейные аппроксим а торы
89
4.3 . Полиномиальные и дробно - рациональные функ•
циональные преобразователи . . . . .
102
rлава пятая. УПРАВЛЯЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ 109
5.1. Аналоrов'ый интегратор с цифровым управлением
5.2. Генераторы функций времени на основе полино -
миальных аппроксимаций
•
113
5.3 . Генераторы функций времени на основе м одели ­
рования дифференциальных уравнений . . . . . 120
Глава шестая . Ф И ЛЬТРЫ АНАЛОГОВЫХ С И ГНАЛОВ 123
6.1 . Управляемые аналоговые фильтры
6.2. Циф р овые фμльтры
.
.
.
.
.
132
6.3. Цифроаналоrовые фильтры
143
Глава седьмая. СТРУКТУРНЫ Й СИНТЕЗ С И СТЕМ ОБ~
РАБОТК И АНАЛОГОВОЙ ИНФОРМА Ц И И 148
Заключение
Списо1~ литературы
160
155
157