основы
ПРОМЫШЛЕННОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
ПРОГРАММИРОВАННОЕ
УЧЕ&НОЕ ПОСО&ИЕ
ЧдСТЬ 11
Допущено Министерством высwеrо и среднеrо
специаnьноrо образования СССР
в качестве учебноrо пособия
дnя студентов неэnектротехнических
сnециеnьностей вузов
ИЗДАТЕЛЬСТВО «ВЫСШАЯ ШКОЛА»
Москва f97f

6ФО.3
0-75
УДК 621. 380
Герасимов В. Г. и др.
0-75
Основы промышленной электроники. Про·
rрамми рованное учебное пособие. Учеб. посо•
бие для неэлектротехн. специальностей вузов.
Ч. II. М., «Высш. школа», 1971. 336 с. с илл.
Перед загл. авт.: В. Г. Герасимов, О. М. Князь­
ков, А. Е. Краснопольский [и др.].
Книга представляет собой вторую часть про­
граммированного учебного пособия по курсу
«Основы промышленной электрони!Си». В ней
рассматриваются принцип действия, методика
расчетов и области применения усилителей,
выпрямителей, генераторов и некоторых из­
мерительных электронных устройств.
Предназначается в качестве учебного посо­
бия для студентов неэлектротехнических спе­
циальностей вузов.
бФО.3
3-3 -12
91-71
Рецензенты:
кафедра электротехник и и электроники МА ТИ;
проф. В. В. Ясинский (Московский институт
тонкой хим и ческой технологии).

ПРЕДИСЛОВИЕ
К:нига представляет собой вторую часть программиро­
ванного учебного пособия по курсу «Основы промышленной
электроники» для студентов неэ.,ектротехнических спе­
циальностей высших учебных заведений. Первая часть.
курса изложена в книге В. Г. Герасимова, О. М. К:нязь­
кова, А. Е. К:раснопольского и А. Д. Покровского, выпу­
щенной издательством «Высшая школа» в 1969 г.
Программированное обучение как одна из форм стиму­
лирования самостоятельной работы учащихся находит все
более широкое применение. Учебное пособие, использую­
щее методы программированного обучения, позволяет в
некоторой степени учесть индивидуальные особенности сту­
дентов, поскольку объем изучаемого материала зависит
от правильности ответов на контрольные вопросы. К:роме
того, программированное учебное пособие способствует
лучшему усвоению материала и дает возможность студен­
там оценить уровень приобретенных знаний, что особенно
важно, так как при отсутствии упражнений по курсу у них
часто создается иллюзия полного понимания материала.
К:ак и в первой части, весь объем книги разбит на «кван­
ты», которые нумеруются трехзначным индексом и сопро­
вождаются контрольным вопросом с несколькими ответами.
К:ак пр-авило, только один ответ из предлагаемых верен.
Иногда наряду с абсолютно верными есть частично пра­
вильные ответы, о чем обязательно сообщается читателю
в комментарии к соответствующему ответу.
При составлении пособия была принята разветвленная
программа. Разветвление программы идет через дополни•
тельные вопросы, которые ставятся в комментариях к отве­
там на основные вопросы. Если дополнительный вопрос
предлагается в комментарии к правильному ответу, то он
идет в развитие изложенного в «кванте» материала. Допол-
-
з-

нительный же вопрос, поставленцый в комментарии к не­
правильному ответу, должен помочь студенту ответить на
основной вопрос «кванта». Такой дополнительный вопрос
аналогичен «наводящему» вопросу экзаменатора.
В качестве неправильных использованы наиболее типич­
ные неправильные ответы, даваемые студентами на зачетах,
экзаменах и при защите отчетов по лабораторным работам
в процессе преподавания курса «Основы промышленной
электроники» на ряде неэлектротехнических факультетов
Московского энергетического института.
В предлагаемой книге рассмотрены принципы действия,
методика расчетов и области применения таких широко
используемых в промышленной электронике устройств,
как усилители, генераторы, выпрямители, некоторые релей­
ные и измерительные устройства. Вопросы, связанные с
принципом действия, устройством и характеристиками элек­
тронных ламп, ионных, полупроводниковых, электронно­
лучевых приборов и фотоэлементов, разобраны в первой час­
ти пособия.
Несомненно, что данная книга не лишена недостатков,
поэтому все замечания и предложения по улучшению ее
содержания авторы примут с благодарностью и просят
направлять их в адрес издательства (Москва, К-51, Неглин­
ная ул., 29/14, Издательство «Высшая школа»).
Авторы

ГЛАВА 1
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
§ 1.1. Кnасснфнкацня уснnнтеnе~
1.1.1 . Усиление сигналов - задача, возникающая во
многих отраслях современной науки и техники. Например,
для того чтобы привести в действие исполнительный дви­
гатель автоматического потенциометра, применяемого в
системе автоматического регулирования температуры, необ­
ходимо усилить слабые электрические сигналы, получае­
мые от термопары, установленной в объекте. Для усиления
сигналов используются разнообразные усилители.
В любом усилителе происходит преобразование энергии
источника питания в энергию, отдаваемую полезной нагруз­
ке на выходе усилителя. В состав усилителя входят нели­
нейные элементы (электронные лампы, транзисторы, маг­
нитныесердечникиит.д.),называемыеусилительными
элемент а ми, с помощью которых входной (усиливаемый)
сигнал преобразуется в выходной (усиленный) сигнал. Мож­
но сказать, что входной сигнал управляет потоком энергии
от источника питания в нагрузку. Это управление и осуще­
ствляется усилительными элементами. Выходная величи­
на в усилителе представляет собой непрерывную функцию
входного сигнала. Например, если в усилителе напряжения .
входным сигналом являются прямоугольные импульсы на­
пряжения, то в нагрузке усилителя возникают аналогич.­
ные импульсы, но большей амплитуды.
В зависимости от вида iНергии источника питания уси­
лители подразделяются на электрические, пневматические,
гидравлические, механические и т. д. По типу используе­
мых усилительных элементов электрические усилители
делятся на электронные (ламповые и полупроводниковые),
электромашинные, магнитные и диэлектрические. В лампо­
вых усилителях применяются электронные лампы, а в полу­
проводниковых - транзисторы. Ламповые и полупровод-
-
5-

никовые усилители обладают рядом преимуществ по срав­
нению с остальными. Важнейшие из них:
l) возможность усиления очень слабых сигналов (мощ­
ностыо порядка 10-22 вт);
2) широкий диапазон частот усиливаемых сигналов -
от нуля до тысяч мегагерц;
3) простота, малые габариты и вес.
Хотя в любом усилителе происходит усиление мощности
сигнала, на практике их делят на три группы: у с ил и те­
л и напряжения, тока и мощности. Если усили­
тель предназначен для усиления напряжения (или тока), то
говорят об усилителе напряжения (или тока). Если же наз­
начение усилителя состоит в передаче во внешнюю нагрузку
определенной мощности при соответствующем входном си­
гнале, то говорят об усилителе мощности.
Диапазон частот, в котором усиление не ниже заданного
уровня, называется полосой пропускания усили­
тел я. В зависимости от полосы пропускания ламповые и
полупроводниковые усилители классифициру1оrся следу­
ющим образом:
l) усилители медленно изменяющихся сигналов с поло­
сой пропускания от нуля до нескольких килогерц; эти
усилители принято условно называть усилителями постоян­
ного тока;
2) широкополосные усилители, используемые обычно
для усиления несинусоидальных сигналов, частотный
спектр которых содержит частоты от единиц герц до десят­
ков мегагерц; особую разновидность широкополосных уси­
лителей представляют усилители низкой частоты с полосой
пропускания от десятков герц до десятков килогерц;
3) избирательные усилители, полоса пропускания кото­
рых сужена с целью усиления сигналов определенной час­
тоты; чаще всеr·о избирательные усилители используются
в области высоких частот в диапазоне от сотен килогерц
до нескольких десятков мегагерц.
В тех случаях, когда требуется усиление весьма слабых
сигналов, используется несколько ступеней (каскадов) уси­
ления. Такие усилители !Iазываются многокаскадными.
Для связи между каскадами применяются различные схе­
мы соединения.
В усилителях постоянного тока применяется гальвани­
ческая связь между каскадами, т. е. соединение их с по­
мощью резисторов. В широкополосных усилителях чаще
всего используется резисторно-емкостная связь, образуемая

конденсатором связи и резистором. В некоторых избира­
тельных усилителях, а иногда и в усилителях низкой часто­
ты используется трансформаторная связь между каскадами.
Вопрос. Являются ли усилителями повышающий транс-
форматор и колебательный LС-контур?
1. Да (п. 1.1.2).
2. Нет (п. 1.1.3).
3. Только повышающий трансформатор (п. 1.1.4).
4. Только колебательный контур LС-контур (п. 1.1 .5).
1.1 .2. Вы ошибаетесь. Ведь трансформатор не усиливает
мощность, а в любом усилителе происходит усиление мощ­
ности. Если обратиться к определению усилителя в п. 1.1 .1,
то можно заметить, что некоторые признаки усилителя име­
ет и повышающий трансформатор. В самом деле, выходная
величина (напряжения на вторичной· обмотке) больше вход·
ной величины (напряжения на первичной обмотке) и явля­
ется непрерывной функцией последней. Трансформатор
можно назвать и преобразователем энергии, поскольку
электрическая энергия одного напряжения преобразуется
в энергию другого напряжения. Но трансформатор преоб­
разует энергию с и г н а л а, а не энергию источника пи­
тания, как это делает усилитель.
Вернитесь к п. 1.1 .1 и выберите правильный ответ.
1.1.3. Вы правы. Трансформатор не может быть отнесен
к усилителям, поскольку он преобразует энергию сигнала,
а не энергию источника питания, и, следовательно, в нем
не происходит увеличения энергии сигнала. Кроме того,
в любом усилителе в качестве усилительных используются
нелинейные элементы (электронные лампы, транзисторы
и т. д.), которые позволяют сигналу управлять потоком
энергии от источника питания в нагрузку (например, изме­
нять ток в нагрузке, соединенной последовательно с источ­
ником питания и лампой). Трансформатор же обычно пред·
ставляет собой линейный четырехполюсник.
Колебательный LС-контур также нельзя отнести к уси­
лителям по тем же причинам, хотя в контуре выходная
величина может быть больше входной. Например, напря­
жение на индуктивности в последовательном RLС-кон­
туре в Q раз больше напряжения на самом контуре
(
шL
•
)
Q = -R - - добротность контура
.
Переходите к § 1.2.
1. 1 .4 . Повышающий трансформатор позволяет получить
напряжение на выходе больше, чем на входе, т. е. имеет
-7-

Uвых ,
коэффициент передачи по напряжению Ки =~и> 1.
вх
Однако трансформатор не является усилителем. Ведь в
усилителе сигнал усиливается за счет использования энер­
гии источника питания, а в трансформаторе он отсутствует.
Поэтому трансформатор, как известно, не дает увеличения
мощности, в то время как в усилителе мощность сигнала
возрастает. Кроме того, усилитель обязательно включает
в себя нелинейный элемент (электронная лампа, транзис­
тор и т. д.), с помощью которого и происходит управление
энергией источника питания. Трансформатор же, как пра­
вило, работает в линейном режиме. Следовательно, Вы
выбрали неправильный ответ.
Вернитесь к п. 1.1 .1 и постарайтесь ответить верно.
1.1 .5 . Вы правы, трансформатор нельзя считать усили­
телем хотя бы потому, что он не обладает источником пита­
ния, энергия которого передается в нагрузку. Но почему
Вы решили отнести к усилителям колебательный LС-кон­
тур? Несмотря на то что выходная величина в контуре мо­
жет быть больше входной, усиления мощности сигнала в
LС-контуре не происходит.
Рассмотрим для примера последовательный RLС-кон­
тур. Если считать входной величиной напряжение на кон­
туре Ин, а выходной - напряжение на индуктивности ИL,
UL
то на резонансной частоте -т;-> 1, если добротность
к
wL
контура Q = R > I. Таким образом, контур может пре-
образовать сигнал, но при этом мощность сигнала не воз­
растает, так как нет притока энергии от источника питания.
Надеемся, что Вы поняли свою ошибку, и отсылаем Вас
к пояснениям в п. 1.1 .3 .
§ 1.1. Принцип действия памповых усипитепьных каскадов
1.2 .1. Изучение усилительных схем начнем с однокаскад­
ных усилителей на электронных лампах.
Схема простейшего однокаскадного усилителя на трио­
де приведена на рис. 1.1 .
В анодную цепь усилителя последовательно с лампой
включен источник анодного питания с э.д.с. Е а и анодная
нагрузка R а, а в сеточную цепь - э.д.с. Е с и сеточный
-8-

резистор R с• Источник анодного питания Е а служит для
создания анодного тока. На нагрузке R а возникает уси­
.ч:енное напряжение. Источник Ее, обеспечивающий отри­
цате.11ьный потенциал сетки относительно катода, называют
источником смещения.
Чаще всего ламповые усилители работают при отрица­
тельных потенциалах сетки, когда сеточный ток очень мал
и не вносит искажений
усиливаемого сигнала.
Сеточный резистор R а
служит для соединения уп­
равляющей сетки с отри­
цательным полюсом исто­
чника смещения Е а· К за­
жимам R а подводится уси­
ливаемое входное напряже­
ние Uвх· Этот резистор Рис. l.l . Схема простейшего лам-
предназначен также для
повоrо усилителя
стабилизации входного соп-
ротивления каскада. Ес-
ли резистор R с отсутствует, то входное сопротивление опре­
деляется большим (107-
109 ол1) и нестабильным сопротивле­
нием изоляции между выводами сетки и катода лампы (это
сопротивление зависит от чистоты стекла баллона лампы, от
влажности окружающей среды и т. д.). Кроме того, при
большом входном сопротивлении (107 - 109 ом) даже весьма
малый (10-87 10-а а) сеточный ток может создать на этом
сопротивлении значительное падение напряжения, кото­
рое изменит первоначально выбранный режим работы лам­
пы. Сопротивление резистора Ra должно быть но много раз
больше внутреннего сопротивления источника входного
сигнала, чтобы на внутреннем сопротивлении не терялась
значительная часть сигнала. Верхний предел сопротивле­
ния R с определяется допустимой величиной падения на­
пряжения на сопротивлении R с от сеточного тока, причем
эта величина должна быть значительно меньше входного
напряжения. Исходя из этого сопротивление резистора Ra
в усилителях обычно выбирают в пределах 100 ком -
l Мом.
Принцип действия лампового усилителя напряжения
заключается в том, что изменяющееся входное напряже­
ние Ивх вызывает изменение анодного тока ia, благодаря
чему на нагрузке R а выделяется выходное напряжение
Иuых = R ai а, пропорциональное входному напряжению,

причем выходное напряжение может быть во много раз
бощ,ше входного.
Вопрос. Что Вы можете сказать о необходимости вклю­
чения резистор~ R с в случаях, когда сигнал на сетку лампы
поступает через '-Трансформатор ИJIИ конденсатор (рис. 1.2)?
aJ
oJ
Рис 1.2. К вопросу п.!.2.1
1. Резистор R с не нужен в обоих случаях (п. 1.2 .2).
2. Резистор R с необходим только во втором случае
(!i. 1 .2 .6).
3. Резистор Rc необходим в обоих случаях (п. 1.2.7).
1.2 .2. Рассмотрим схемы входных цепей усилителя в обо­
их случаях (рис. 1.2).
Если сигнал поступает на вход усилителя через транс­
форматор (рис. 1.2, а), то роль резистора R O выполняет
вторичная обмотка трансформатора, обладающая некото­
рым активным сопротивлением. В этом случае резистор R 0
можно не включать. Если же сигнал поступает на вход
усилителя через конденсатор (рис. 1.2, 6), то при отсутст­
вии резистора R с потенциал сетки лампы определяется па­
дением напряжения от сеточного тока на сопротивлении
изоляции сетка - катод лампы. Потенциал сетки при этом
уже не определяется источником смещения Е 0 , поскольку
конденсатор С 0 не пропускает постоянное напряжение сме­
щения на сетJ<У. Нормальный режим работы усилителя
нарушается. Следовательно, резистор R с в этом случае
необходим.
Итак, Вы ответили неправильно, постарайтесь теперь
решить, в какой схеме правильно включен резистор R а
(рис. 1.3)?
1. Рис. 1.3, а (п. 1.2.3).
2. Рис. 1.3, 6 (п. 1.2.4).
3. Рис. 1.3, в (п. 1.2 .5).
1.2 .3 . Снова ошибка. Вы плохо разобрались в материале
!i. 1.2.1.
-
10-

Если включить резистор R O так, как • показано на
рис. 1.3, а, то это позволит стабилизировать входное со­
противление каскада. Но смещение на сетку не подается,
поскольку конденсатор С с не пропускает постоянную со­
ставляющую напряжения. Следовательно, режим работы
усилителя по-прежнему нарушен, что приводит к искаже­
ниям сигнала на выходе усилителя.
+Ft:i
+E'IZ,
с2
2
l"&ж
Се,
,1
Ивьпt
Uвх
Ее
а,)
5}
+Еа
2
)•,..
6)
Рис. 1.3. к вопросу
п.l.2.2
Вернитесь к п. 1.2 .1 и выберите правильный ответ.
1.2.4. Вы ответили неправильно. При таком включении
резистор RO не выполняет своих функций в усилителе.
Нельзя забывать, что конденсатор С 01 представляет собой
бесконечно большое сопротивление для постоянной состав­
ляющей тока.
Вернитесь к п. 1.2.1, разберитесь, в чем состоят функ­
ции резистора R0 , а затем выберите правильный ответ.
1.2 .5. На этот раз Вы правы. При таком включении ре­
зистор RO выполняет обе свои функции - стабилизирует
входное сопротивление каскада и позволяет подключить
источник смещения Е O между сеткой и катодом лампы.
Переходите к п. 1.2 .7 .
1.2.6. Вы правильно считаете, что нет необходимости
включать резистор R O параллелыt6 вторичной обмотке
-
ll-

трансформатора. Эта обмотка с успехом выполняет обе
функции резистора R с - стабилизирует входное сопро­
тивление каскада и служит для подключения источника
смещения Е с между сеткой и катодом лампы. Включение
резистора R с в этом случае не имеет смысла, так как ак­
тивное сопротивление вторичной обмотки трансформатора
значительно меньше сопротивления резистора R с·
lа,ма
lа,ма
Рис. 1.4 . Построение динамической характеристики триода
Во втором случае резистор R с необходим, поскольку
конденсатор С с не пропускает постоянную составляющую
тока. Следовательно, при отсутствии резистора R с потен­
циал сетки определяется падением напряжения от источ­
ника тока на сопротивлении изоляции сетка - катод лам­
пы, а источник Е с не подключен между сеткой и катодом,
что приводит к искажениям выходного напряжения усили­
теля.
Переходите к п. 1.2 .8 .
1.2. 7 . Вы правильно считаете, что во втором случае ре­
зистор R с необходим. Однако если сигнал подается на вход
усилителя через трансформатор, необходимость в резисто­
ре Rc отпадает. В самом деле, резистор Rc будет шунтиро­
ван малым активным сопротивлением вторичной обмотки
трансформатора и практически никак не повлияет на по­
тенциал сетки.
Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 1.2 .6 .
1.2.8 . Для анализа работы усилителя воспользуемся
анодными характеристиками триода (рис. 1.4).
-
12-

Для анодной цепи усилителя (см. рис. 1.1) уравнение,
составленное по второму закону Кирхгофа, имеет вид·
Ea=Va+Rala-
{1.1)
Графическое решение этого уравнения при постоянном
сеточном напряжении определяется точкой пересечения
соответствующей анодной характеристики с вольтамперной
характеристикой резистора R а, представляющей собой
прямую линию, проведенную из точки Е а на оси абсцисс
под углом а, пропорциональным arcctg R а• Эту характе­
ристику, называемую линией нагрузки, можно по­
строить в соответствии с уравнением (1.1) по двум точкам:
Е
Uа=О, /а= R: Иточке/а=О,Uа=Еа•
При изменении сеточного напряжения U с точка А
(рис. 1.4), определяющая режим анодной цепи, перемеща­
ется вдоль линии нагрузки.
Перпендикуляр, опущенный на ось абсцисс из точки
пересечения линии нагрузки с соответствующей анодной
характеристикой, отсекает на оси абсцисс два отрезка, соот­
ветствующие напряжению на лампе U а и падению напряже­
ния на анодном сопротивлении R al а В сумме эти отрезки
соответствуют э.д.с. источника анодного питания Е а·
Задаваясь значениями сеточного напряжения, можно
по точкам пересечения линии нагрузки с соответствующи­
ми анодными характеристиками построить зависимость
анодного тока от сеточного напряжения усилителя с анод­
ной нагрузкой R а· Эта зависимость называется динамичес­
кой анодно-сеточной характеристикой, которую часто для
краткости называют просто динамической характеристи­
кой. Вид динамической характеристики определяется ти­
пом лампы, сопротивлением нагрузки и э.д.с. источника
анодного питания Е а· Чем меньше сопротивление анодной
нагрузки, тем круче динамическая характеристика, так
как анодный ток с уменьшением сопротивления R а уве­
личивается. Предельным случаем дщ:1амической анодно-се­
точной характеристики (при R а= О) является статическая
анодно-сеточная характеристика лампы.
.
На рис. 1.4 дано построение динамической характерис­
тикитриодалампы6СЗБдляЕа=240виRа=20ком.
Вопрос. Как зависит напряжение запирания лампы
U aan от величины сопротивления R а?
l. / U зап I с увеличением сопротивления R а возрастает
(п. 1.2 .9).
-13-

2. \ Из ап I с увеличением сопротивления R а убывает
(п. 1.2.10).
3. 1 Изапl не зависит от сопротивления Ra (п. 1.2.11).
1.2 .9 . Вы считаете, что с увеличением сопротивления
Rа возрастает абсоюотное значение напряжения запира­
ния. Это не так. Возможно, Вы забыли, что такое И зап•
Напряжение запирания - это та минимальная величина
отрицательного сеточного напряжения, при которой анод­
ный ток лампы становится равным нулю. Увеличение напря­
жения запирания (по абсолютной величине) может быть
вызвано увеличением напряжения, приложенного между
анодом и катодом лампы. При включении же резистора в
анодную цепь лампы анодное напряжение уменьшается
из-за падения напряжения на сопротивлении Rа·
Вернитесь к п. 1.2.8 и выберите правильный ответ.
1.2.10. Вы считаете, что с увеличением сопротивле­
ния R а напряжение запирания убывает по абсолютной ве­
личине. Это неверно. Но не оrорча-йтесь, это очень рас­
пространенная ошибка. Вы, видимо, рассуждали так.
При увеличении сопротивления R а возрастает падение
напряжения на нем, уменьшаются анодное напряжение
лампы и анодный ток. Следовательно, динамическая анод­
но-сеточная характеристика идет ниже и I И зап I уменьша­
ется. Действительно, динамическая характеристика идет
ниже и притом более полого. Но для любого значения R а
она начинается из одной и той же точки на оси абсцисс,
соответствующей напряжению запирания И аап· Это и по­
нятно. Ведь при стремлении анодного тока к нулю стре­
мится к нулю падение напряжения на сопротивлении R а,
а анодное напряжение лампы стремится к э.д.с. источника
анодного питания Еа назависимо от величины R а· Надеемся,
что Вы поняли свою ошибку и отсылаем Вас к п. 1.2.12
для дальнейшей работы.
1.2.11 . Правильно. Это следует непосредственно из урав­
нения (1.1). При увеличении сопротивления Ra возрастает
падение напряжения на анодном резисторе, но при стрем­
лении сеточного напряжения к И зап анодный ток стремится
к нулю, а И а-+- Е а· Следовательно, при любом значении R а
напряжение запирания, зависящее от анодного напряжения
лампы, одинаково, что иллюстрируется рис. 1.5, на кото­
ром представлены статическая (R а = О) и динамические
характеристики триода 6С3Б для двух значений сопротив­
лений резистора Rа·
Переходите к п. 1.2.12.
14-

1.2 .12 . Определенному значению э.д.с. Ее источника
смещения соответствует в режиме покоя (при Uвх = О)
рабочая точка А на динамической характеристике и на
семействе анодных характеристик. Эта точка определяет
напряжение смещения И со = Е с, значения анодного то­
ка / ао, напряжения на лампе И ао и на анодной нагрузке
Ral ао в режиме покоя
(см. рис. 1.4).
При воздействии на
вход усилителя перемен­
ного напряжения Uвх
сеточное
напряжение
Uc = Ее + Uвх изменя­
ется точно так же, как
и Uвх, Изменения анод­
ного тока соответствуют
изменениям напряжения
Uвх (рис. 1.4). Таким об­
разом, анодный ток при
la,"'a
J2
28
наличии входного пере- tf,:,B -,в -l6 -tl/ ·l2-t0-B -б -ч -2 о
менноrо
напряжения
Рис. 1.5 . Статическая и динамичес-
имеет как постоянную
кие харакtеристики триода
составляющую / ао, так
и переменную составля-
ющую ia.
Если сеточное напряжение меняется в пределах линей­
ного участка динамической характеристики, то форма
кривой анодного тока i а, а следовательно, и выходного
напряжения Ивых = R ai а повторяет форму кривой вход­
ного напряжения. Если это условие не выполняется, то
формы кривых ia и Ивых искажаются. Эти искажения на­
зываются нелинейными, так как они обусловлены нелиней­
ностью динамической характеристики.
При изменении анодного тока меняется напряжение на
лампе и на анодной нагрузке в соответствии с уравнени­
ем (1.4). Из уравнения (1.1) видно, что с увеличением анод­
ного тока напряжение на нагрузке возрастает, а на лампе
уменьшается на ту же величину. Следовательно, перемен­
ные составляющие напряжения на лампе и на резисторе R а
одинаковы по амплитуде, но противоположны по фазе.
Амплитуда переменной составляющей выходного напря­
жения И вых т = Ral ат обычно во много раз превышает амп­
литуду входного напряжения, что и составляет сущность
процесса усиления. Так, для рассматриваемого триода бСЗБ
- 15-

при Rа = 20 ком амплитуда выходного напряжения со­
ставляетИвыхт=45вприИвхm = 4в.
Усиленное выходное напряжение может быть получено
как с нагрузки, так и с лампы. Однако на практике удобнее
получать усиленное напряжение с лампы, так как в схемах
усилителей катод обычно заземляется по переменной со­
ставляющей, и выходное напряжение снимается между
заземленной точкой и анодом лампы. Во втором случае
выходное напряжение пришлось бы снимать между <шлю­
сом» источника анодного питания и анодом лампы, и оба
выходных зажима усилителя оказались бы под воздействи­
ем относительно высокого постоянного напряжения, что
вызывает трудности при соединении усилительных кас­
кадов.
Вопрос. Чему равен фазовый сдвиг между входным и
выходным напряжениями рассмотренного усилителя, если
выходное напряжение снимается с лампы?
1. Сдвиг фаз равен л (п. 1.2 .13).
2. Сдвиг фаз равен О (п. 1.2.14).
3. Сдвиг фаз равен л/2 (п. 1 .2 .15).
1.2.13. Вы правы. Это можно проверить графическим
построением, выполненным на рис. 1.4 . При возрастании
входного напряжения от нуля до И вх '11 = 4 в напряжение
между сеткой и катодом возрастает от-6 до-2в, а напря­
жение на аноде лампы убывает от 135 до 90 в. Следователь­
но, переменная составляющая выходного напряжения име­
ет амплитуду И nых т = 45 в и находится в противофазе к
входному напряжению. Это же следует и из уравнения (1.1).
Переходите к изучению режимов работы усилительных
каскадов в § 1.3.
1.2.14. Анодный ток ia изменяется в фазе с В2(Одным на­
пряжением (это видно из рис. 1.4). Падение напряжения
на резисторе Ra, равное Raia, также имеет нулевой сдвиг
по фазе относительно входного напряжения. Но, как гово­
рилось в п. 1.2.12, напряжение на лампе Иа противофазно
по отношению к напряжению Raia на резисторе Ra- Это
вытекает и из уравнения (1.1 ): при изменении тока i а на­
пряжения Иа и Raia изменяются противоположно друг дру­
гу. Следовательно, Ваш ответ ошибочен.
Вернитесь к п. 1.2 .12 и выберите правильный ответ.
1.2 .15. При фазовом сдвиге, равном "/2 , максимуму
входного напряжения должно соответствовать нулевое зна­
чение переменной составляющей выходного напряжения.
Обратившись к рис. 1.4, нетрудно убедиться, что это не так.
- 16-

Это ясно и из физических соображений. Если входное
напряжение максимально, то, очевидно, максимален и анод­
ный ток. Следовательно, анодное напряжение лампы мини­
маJ1ьно в этот момент и равно
Итак, Ваш ответ неправилен. Проанализируйте более
внимательно построения на рис. 1.4 и найдите правильный
ответ.
§ 1.3 . Режимы работы усиnнтеnей
1.3 .1. Режим работы усилителя в значительной степени
зависит от напряжения смещения И со и входного напряже­
ния Ивх· В зависимости от соотношения этих величин раз-
личают несколько режи-
111
мов работы усилителей,
или классов усиления.
КлассА. Вэтом
режиме напряжение сме­
'" ( щения И с O выбирается
ъ...,так, чтобы рабочая точ-
ка сместилась на середи­
~ну линейного участка - ~
~динамической характе­
k ристики (рис. 1.6) .
t
. ,;:-,...
Входное напряжение
:,.,.__при работе усилителя в
классе А должно изме- Рис. 1.6 . Положение рабочей точки
няться так, чтобы на-
в классе А
пряженне между сеткой
и катодом лампы Ис = И со + Ивх находилось в щrеделах
значений, определяющих линейный участок динамической
характеристики. Таким образом, работа усилителя в клас­
се А характеризуется малыми искажениями формы кривой
анодного тока, а следовательно, выходное напряжение с
достаточно большой степенью точности воспроизводит фор­
му кривой входного напряжения. Класс А является основ­
ным режимом работы усилителей напряжения. Недостатком
этого режима является низкий к.п.д., под которым пони­
мается отношение мощности переменного тока, выделяемой
на нагрузке, к мощности, потребляемой усилителем от
-17-

источника анодного питания:
Р~ 0,5Uamlam
'IJ- -
-
-,,-,---,,---
-
rпотр - Иао !а.ер
(1.2)
где U а т и / а т - амплитудные значения анодного на­
пряжения и тока (см. рис. 1.4);
и au и / а ер - по~rqянные составляющие анодного на­
пряжения и тока.
lJox t)
Uco
lrz
t
Рис. 1.7. Положение рабочей точки в классе В
В классе А постоянная составляющая анодного тока
/ а. ер, равная анодному току покоя / 80, больше / а т• так
же, как и U80 > Иат• поэтому к.п.д. усилителя в классе А
меньше 50%.
Кл а с с В. В классе В напряжение смещения U со
равно напряжению запирания лампы (рис. 1.7). В этом
режиме анодный ток покоя / ао = О.
При воздействии на вход усилителя переменного напря­
жения анодный ток проходит через лампу лишь в положи­
тельные полупериоды изменения входного напряжения,
а в отрицательные полупериоды лампа заперта. Таким об­
разом, усилитель в классе В работает с отсечкой анодного
тока, что сопровождается большими искажениями усили­
ваемого сигнала. Для характеристики таких усилителей
вводится понятие угла отсечки е, равного половине угла,
соответствующего той части периода, в течение которой
анодный ток не равен нулю (рис. 1.7). Очевидно, в классе В
угол отсечки равен 90°. По сравнению с классом А класс В
характеризуется меньшим значением / а. ер и более высо­
ким к.п.д. усилителя, так как в этом случае аноiный ток
покоя равен нулю, а величина / а. ер сравнительно невели-
-
18-

ка. К.п.д. в классе В может достигать почти 80%. Класс В
используется, как правило, в усилителях мощности.
Кл а с с С. В классе С напряжение смещения Исо
по абсолютной величине больше напряжения запирания
(рис. 1.8), так что анодный ток проходит лишь в течение
некоторой части положительного полупериода входного
напряжения, т. е. угол отсечки <Э < 90°.
la
А
Рис. 1.8. Положение рабочей точки в классе С
Этот класс характеризуется очень большими .искаже­
ниями усиливаемого сигнала, поэтому в электронных уси­
лителях он практически не используется. К,Тiасс С широко
применяется в электронных генераторах высокой частоты
с коJiебательными контурами. Достоинством этого KJiacca
является более высокий по сравнению с кJiассом В к.п.д.
Кроме рассмотренных ссновных режимов работы, в
усилитеJIЯХ используются промежуточные режимы АВ,
для которых угол отсечки 90° < <Э < 180°.
Вопрос. Как влияет на постоянную составляющую анод­
ного тока лампы / а. ер изменение амплитуды входного на­
пряжения Vвхт в классах А, В и С?
1. Во всех трех классах величина 1а. ер растет с уве­
личением напряжения V вх т (п. 1.3 .2).
2. _Во всех трех классах величина / а.ер не зависит от
напряжения И вх т (п. 1.3.3).
3. В классе А величина / а. ер не зависит от напряже­
ния V вх т, а в классах В и С она растет с повышением на­
пряжения V вх т (п. 1.3 .4).
1.3.2 . Это не совсем так. Действительно, в классах В и
С постоянная составляющая анодного тока возрастает с
увеличением напряжения V вх т· Ведь при отсутствии сиг-
-
19-

нала на сетке лампы анодный ток равен нулю. При появле­
нии сигнала анодный ток отличен от нуля, он состоит из
постоянной и переменной составляющих, которые увели­
чиваются при увеличении входного напряжения. В классе А
постоянная составляющая анодного тока / а. ер при
Uв х = О равна току покоя / ао• При увеличении входного
напряжения возрастает амплитуда переменной составляю­
щей анодного тока / а m• но постоянная составляющая / а. ер
при работе на линейном участке динамической характе­
ристики неизменна, поскольку анодный ток изменяется по
синусоидальному закону. Среднее же значение синусоиды
за период равно нулю независимо от ее амплитуды.
Переходите к § 1.4 .
1.3 .3 . Напомним, что среднее значение тока
т
/а.ер = -;, 5i (t) dt,
о
где Т - период изменения тока;
i(t) - мгновенное значение тока.
А теперь посмотрим, правильно ли Вы ответили. Из
определения среднего значения ясно, что оно равно нулю
для синусоиды и, конечно, не зависит от ее амплитуды.
Функции i(t), соответствующие классам В и С, несину­
соидальны, и средние значения их отличны от нуля.
Выбирая ответ, Вы ошиблись. Вероптпо, Вы спутали
среднее значение тока / а.ер со значением тока покоя / ао,
которое действительно остается постоянным в своем классе
усиления.
Вернитесь к п. l.3 .1 11 выберите правильный ответ.
1.3.4 . Вы правы. В классе А кривая анодного тока отли­
чается от синусоиды только на постоянную составляю­
щую / a.cJ,
=
/ ао• Значение тока покоя / ао определяется
режимом смещения и не зависит от сигнала, а среднее зна­
чение синусоиды равно нулю. В классах В и С кривые анод­
ного тока несинусоидальны, их средние значения отличны
от нуля, в то время как ток покоя /ао = О.
Так, например, для кривой, соответствующей классу В,
получим, считая динамическую аноднu-сLточную характе­
ристику линейной:
"
!а.ер= ;1t 51am sinootd(oot)= 1t lam•
о
-
20-

Очевидно, в этом случае среднее значение анодного тока
прямо пропорционально амплитуде тока lam• следователь­
но, и амплитуде входного напряжения И вх т· В классе С
среднее значение анодного тока также увеличивается при
возрастании величины И вх т•
Переходите к п. 1.3.5 .
1.3 .5 . Зависимость амплитуды выходного напряжения
от амплитуды входного напряжения представляет собой
амплитудную
характеристику
усилителя (рис. 1.9).
При малых входных напря­
жениях амплитудная характе­
ристика линейна. При больших
напряжениях линейность нару­
шается, что вызвано нелиней­
ными искажениями (рис. 1.10),
возникающими вследствие нели­
не1"rности динамической анодно­
сеточной характеристики и вли­
яния сеточных токов. •
Амплитудная характеристи­
ка дает возможность прибли­
llflь11t т
Uвхтооп Ue.rm
зительно оценить предельное Рис. 1.9 Амплитудная ха-
значение амплитуды входного рактеристика усилителя
t
Рис. 1.1 О. Ограничение амплитуды анодного тока при большом
входном напряжении
-
21-

напряжения V вх т доп (см. \рис. 1.9), соответствующее гра­
нице линейного усиления (усиления без искажений). Это
значение называют динамическим диапазоном
усилителя.
§ 1.4. УснnнтеnьныА каскад на триоде с анодноА
наrруэкоА
1.4 .1 . Наиболее распространенным типом усилителя на­
пряжения является усилитель с резистором в анодной цепи,
называемым анодной нагрузкой (рис. 1.11).
Анодную нагрузку Rа не следует путать с нагрузкой
усилительного каскада Rн , подключаемой обычно через
разделительный конденсатор Се, который необходим для
Се
~l
1
j: ТЕа
1 ..J...
llBщ ~Rн
Ск:
О'
Рис. 1.11 . Схема усилительного
каскада на триоде с анодной на­
грузкой
того, чтобы не пропустить
в нагрузку усилителя R11
постоянную составляющую
анодного напряжения. На­
грузка усилителя Rн под­
ключается между точками
а и О (см. рис. 1.11).
Как видно из схемы
рис. 1.11, точка О являет­
ся общей точкой входа и
выхода усилителя. В отли­
чие от ранее рассмотренной
схемы усилителя (см.
рис. 1.1) в подавляющем
большинстве усилителей с
анодной нагрузкой, рабо­
тающих в классах А и АВ,
напряжение смещения соз­
дается не отдельной батареей, а цепочкой автоматического
смещения. Эта цепочка состоит из параллельно соеди­
ненных резистора Rк и конденсатора Ск и включается в
катодную цепь усилителя (см. рис. 1.11).
В режиме покоя анодный ток I ао, проходя по резисто­
ру Rк, создает на нем падение напряжения. Благодаря это­
му катод приобретает положительный потенциал по отно­
шению к точке О. В режиме покоя потенциал сетки отно­
сительно точки О равен нулю, поскольку сеточным током
можно пренебречь. Следовательно, потенциал сетки от­
носиtельно катода отрицателен, а отрицательное напряже­
ние '1мещения равно Исо = Rкl ао· Таким образом, сопро-
-
22-

тивление резистора Rн цепочки автоматического смещения
для триода рассчитывается по формуле
R = iИcoi
к
laо '
(1.3)
где Исо и / 80 - соответственно напряжение смещения и
анодный ток покоя.
Значения Исо и / ао определяются для выбранного ре­
жима работы усилителя по динамической характеристике,
соответствующей данному значению Rа, либо по семейству
анодных характеристик и линии нагрузки.
Когда на вход усилителя поступает переменное напря­
жение U8 x, анодный ток усилителя i а изменяется в соот­
ветствии с изменением Ивх· При отсутствии конденсатора
это приводит к тому, что падение напряжения на резисторе
изменяется. Кроме постоянной составляющей, равной на­
пряжению смещения Исо, это напряжение имеет теперь
переменную составляющую Rнia. Вследствие этого пере­
менное усиливаемое напряжение Иен, подводимое к лампе
(см. рис. 1.11), не равно входному напряжению. Согласно
второму закону Кирхгофа для сеточной цепи можно со­
ставить следующее уравнение:
Иск= Ивх - Rнia,
(1.4)
Таким образом, напряжение, действующее между сет­
кой н катодом лампы при отсутствии конденсатора Сю
уменьшается. Это явление, приводящее к уменьшению вы­
ходного напряжения, называется отрицательной об­
ратной с вязью. Более подробно обратная связь в уси­
лителях будет рассмотрена в последующих параграфах.
Наличие конденсатора Сн ослабляет отрицательную об­
ратную связь, так как в этом случае переменная состав­
ляющая анодного тока проходит в основном через конден­
сатор Сн, не создавая на нем значительного падения
напряжения. Для обеспечения этого необходимо, чтобы
сопротивление конденсатора было значитель_но меньше со­
противления резистора Rн· На практике величина Ск
определяется обычно нз соотношения
1
Rк
=w·
где ffi - круговая частота усиливаемого напряжения.
Отсюда
(1.5)
-
23-

Вопрос. Как отражается на работе усилителя в классе· А
отключение конденсатора цепочки автоматического сме­
щения Сн?
1. Уменьшается коэффициент усиления
(п. 1.4.2).
2. Возрастают нелинейные искажения (п. 1.4 .3).
3. Возрастает напряжение смещения Исо (п. 1.4 .6).
1.4 .2 . Совершенно верно. Как показано выше, при отклю-
чении конденсатора Сн переменное напряжение, действую­
щее между сеткой и катодом, уменьшается. Следователь­
но, уменьшается переменная составляющая анодного тока
и выходного напряжения. Поскольку коэффициент уси­
ления К представляет собой отношение выходного напря­
жения к входному (но не к напряжению сетка - катод),
очевидно, величина К убывает. В то же время отношение
Ивых
•
-и-- остается неизменным.
ск
Переходите к п. 1.4.7.
1.4.3 . Вы ошибаетесь. По-видимому, Вы исходите из
того, что при отсутствии конденсатора С11 на резисторе
RII создается падение переменной составляющей напря­
жения Uк=R кiа, и рабочая точка не остается неподвиж­
ной на динамической характеристике. Действительно, на­
пряжение и 11 воздействует на вход усилителя. Но как?
Проследите, например, в какую сторону происходит сме­
щение рабочей точки при действии положительной полу­
волны входного напряжения и подумайте, как это отра­
жается на амплитуде анодного тока.
1. Амплитуда анодного тока возрастает (п. 1.4 .4).
2. Амплитуда анодного тока убывает (п. 1.4 .5).
1.4.4 . Посмотрим, так ли это. При действии положитель­
ной полуволны входного напряжения возникает поло­
жительная полуволна анодного тока ia (см. рис. 1.4).
Это приводит к появлению полож11тельного приращения
потенциала катода лампы Rкia. В результате катод при­
обретает потенциал ср 11 =И со +Rкia относительно земли.
Это эквивалентно тому, что потенциал сетки относитель­
но земли понижается на величину Rнia. Следовательно,
к входу усилителя приложена отрицательная полуволна
напряжения Rкiа (рис. 1.12), которая вычитается из вхо­
дного напряжения Ивх(t).
Результирующее напряжение между сеткой и катодом
лампы Иск(t) уменьшается в соответствии с формулой
-
24-

(1.4). Очевидно, в рассматриваемом случае амплитуда пе­
ременной составляющей анодного тока уменьщится. Ана­
..,огичный
процесс происходит при действии отрицатеvт~ь­
ной полуволны входного напряжения.
Вы опять ответили неправильно, прочтите объяснения
к ответу п. 1.4.5.
1.4 .5. Вы не ошиблись. Положительной полуволне вход­
ного напряжения соответствует положительная полуволна
анодного тока, кото-
рая создает падение
напряжения на рези­
сторе R 1-,
равное
Rкi~. Это в свою оче-
редь приводит к сме­
щению рабочей точки
в сторону, противо­
положную действию
сигнала (см. рис.
1.12). Смещение рабо-
чей точки эквивален- -{fc
тно вычитанию из
входного напряжения
величины R кiа, что,
несомненно, умень­
шает амплитуду пе­
ременной составляю-
щей анодного тока.
t
Рис. 1.12 . К вопросу п. 1.4 .3
Нетрудно видеть, что при этом должны уменьшаться
нелинейные искажения, поскольку сужается участок ди­
намической характеристики, в пределах которого изме­
няется напряжение сетка - катод.
1.4.6. Вы не до конца разобрались в работе цепочки авто­
матического смещения. Под напряжением смещения Исо
понимается постоянное напряжение между сеткой и като­
дом лампы при отсутствии входного сигнала. Очевидно,
что величина Исо не зависит от того, имеется конденса­
тор Ск или нет. Величина Исо в усилителе с цепочкой ав­
томатического смещения определяется сопротивлением ре­
зистора Rк, поскольку постоянная составляющая анод­
ного тока проходит через этот резистор. При отключении
конденсатора Ск на резисторе Rк создается падение на­
пряжения Ик=Исо+Rкi 3 • При работе усилителя в ли­
нейном режиме падение напряжения Rкi а изменяется по
синусоидальному закону в соответствии с изменениями
-
25-

входного напряжения и анодного тока. Среднее значение
синусоиды равно нулю, следовательно, отключение кон­
денсатора С11 не влияет на величину напряжения смещения.
Вернитесь к п. 1.4 .1 и выберите правильный ответ.
1.4 . 7. Для расчета и анализа усилительного каскада
удобно пользоваться эквивалентной схемой. С целью полу­
чения эквивалентной схемы составим уравнение, описы­
вающее процесс усиления.
Анодный ток лампы зависит как от сеточного, так и
от анодного напряжения, т. е. является функцией двух
переменных: / а=f(Ис, И а), Как известно, полный диффе­
ренциал функции двух переменных
дlа
дlа
dla= дИс dИс+ дИа dИа
(1.6)
дlа
Учитывая, что крутизна лампы S = дИс , а внутрен-
дИа
нее сопротивление Rt = ~, выражение (1.6) можно пе-
реписать в виде
(1.7)
Если приращения тока и напряжений не выходят за
пределы линейных участков анодных и анодно-сеточных
характеристик, то выражение (1.7) можно представить
в конечных приращениях:
(1.7а)
При анализе работы усилителей обычно интересуются
изменением анодного тока Л 1а• вызванным изменением
сеточного напряжения на некоторую величину ЛИ с• Если
бы в анодной цепи не было нагрузки (R а =0), то анодное
напряжение на лампе было бы постоянным (И а =Е а=
=const) и приращение анодного тока в этом случае соста­
вило бы Л 1а =SЛ И с• В усилителе с анодной нагрузкой
Ra=l=O, поэтому приращение анодного тока вызывает увели­
чение падения напряжения на сопротивлении R а и умень­
шение анодного напряжения на величину ЛИ а=RаЛ/ а·
Следовательно,
1
Лla=SЛUc- R; Л/аRа
-
26-
(1.8)

В том случае, когда приращение сеточного напряже­
ния периодически изменяется во времени, т. е. Л V c(t)=
=Uвх, приращение Л / a(t) является переменной составляю­
щей анодного тока ia. Таким образом, для усилителя с
анодной нагрузкой справедливо уравнение
(1 .8а)
Решая это уравнение относи­
тельно i8 и имея в виду внутрен­
нее уравнение tJ. = SRi, получим
а
.
\J, Uвх
ta=Ra+Rt•
(1. 9)
IJ
Рис. 1.13. Эквивалент-
Этому выражению соответству-
ет эквивалентная схема усилителя
для переменной составляющей анод­
ного тока, представленная на
рис. 1.13.
ная схема усилительно­
го каскада с анодной на­
грузкой
Здесь электронная лампа, используемая в усилителе,
заменена источником напряжения tJ.Uвx с внутренним со­
противлением, равным Rt·
В эквивалентной схеме отсутствуют элементы цепочки
автоматического смещения. Это объясняется тем, что пе­
ременная составляющая анодного тока создает очень не­
большое падение напряжения на цепочке автоматического
смещения, которое можно не учитывать при составлении
эквивалентной схемы и расчете усилителя.
На основании эквивалентной схемы и формулы (1.9), учи­
тывая, что Uвых=R aia, можно определить коэффициент
усиления усилительного каскада с анодной нагрузкой:
v= Ивых =
\J,Ra
1' Ивх
Ra+Ri•
(l.IO)
Как видно, коэффициент усиления возрастает при уве­
личении сопротивления R а·
Вопрос. Коков по Вашему мнению вид зависимости
K=f(Ra)?
1. Рис. 1.14, а (п. 1.4 .8).
2. Рис. 1.14, б (п. 1.4 .9).
3. Рис. 1.14, в (п. 1.4.10).
1.4 .8 . При увеличении сопротивления Ra коэффициент
усиления возрастает, стремясь к μ (статическому коэффи­
циенту усиления лампы). Но график функции J(=f(Ra)
-
27-

не может иметь вид, показанный на рис. 1.14,а. Это не­
трудно проверить, обратившись к выражению (1.10). Пре­
образуем его к виду
к= 11.
1 + Rz!Ra
Теперь становится очевидным, что вы ошиблись. Ведь
при малых значениях R a(R a«R1) выражение (1.10) :можно
1(
/(
а)
5)
6)
Рис. 1.14. К вопросу п.1.4.7
представить как к~ μRaf R1; при этом по мере увеличения
сопротивления R а скорость роста величины К уменьшается.
Проанализируйте более тщательно выражение (1.1 О) и
найдите правильный ответ.
1.4 .9 . Итак, Вы считаете, что коэффициент усиления воз­
растает неограниченно при увеличении сопротивления Rа·
Это не имеет физического смысла. Из выражения (1.10)
следует, что при Ra>>,R1 ко~ффициент усиления К стре­
мится к μ, в чем легко убедиться, разделив числитель и
знаменатель выражения (1.10) на R а:
11.
К= 1 + R;/ Ra • Таким образом, Ваш ответ неправилен.
Вернитесь к п. 1.4.7 и выберите правильный ответ.
1.4 .10. Вы проанализировали выражение (1.10) и при­
шли к выводу, что при R а» R1 коэффициент усиления К
стремится к статическому коэффициенту усиления лампы
μ. Совершенно верно. Ведь выражение (1.1 О) можно пред-
ставить в виде
•
к= 11.
1 + R;!Ra
Итак, с ростом величины R а коэффициент усиления уве­
личивается. Однако при очень больших значениях R а
-
28-

линия нагрузки проходит по начальным нелинейным участ­
кам анодных характеристи:к (см. рис. 1.15), что может
привести к искажению формы кривой уси.1иваемоrо напря·
жения. На практике для усилителей на триодах целесооб­
разно выбирать
Ra=(2 - 4) Ri- (1.11)
При этом коэффи­
циент усиления уси­
лительного каскада в
соответствии с фор-
мулой (1.10) равен:
К= (0,65 - 0,8) f-t .
Еа
В большинстве Ra
случаев усилитель-
ные каскады на три­
одах имеют сопротив­
ления нагрузки по­
рядка нескольких де­
Рис. 1. 15. Предельное положение линии
нагрузки при большом сопротивлении
резистора Ra
сятков килоом и коэффициент усиления, равный несколь­
ким десяткам.
Переходите к п. 1.4 .11 .
1.4 .11 . Входное сопротивление усилительного каскада
с анодной нагрузкой на низких частотах определяется
сопротивлением сеточного резистора Rc·
Для высоких частот усиливаемых напряжений при
определении величины входного сопротивления усилителя
необходимо учитывать междуэлектродные емкости элек­
тронной лампы.
На рис. 1.16 приведена упрощенная схема усилитель­
ного каскада с анодной нагрузкой (без цепочки автомати­
ческого смещения), на которой пунктиром показаны меж­
дуэлектродные емкости лампы.
Как видно из схемы, ток, потребляемый от источника
входного напряжения, равен сумме трех токов:
(1.12)
Ток, проходящий через сеточный резистор,·
/
•
Ивх
R=-.
с
Rc
(1.13)
-
29-

Ток, определяемый входной емкостью Сек•
Ток, определяемый проходной емкостью,
Сса а
,,,-
,,
.
ter lcaf1
'
'
Ra
\
-
с
:;= Сак
'J?:
lск~'~ ,
/
)и1, j
I
iEa
Rc ~'-
,,/
-1-
к
сн
Рис. 1. 16. Влияние междуэлектрод­
ных емкостей лампы на входное со­
противление усилительного каскада
с анодной нагрузкой
l'!'c -q,a
1/jwCca
.
.
.
.
= [(ере - ерк)
-
(ера - ерк)] Х
.
.
Х/(J)Сса=j(J)Сса(Ивх- Ивых).
(1.14)
(1.15)
Учитывая, что выходное напряжение, снимаемое с
лампы, находится в противофазе с входным напряжением,
Т. е. Ивых=-/(Ивх, получим
jca = j(J)Cta(Ивх+КИвх)=/(J)Сса(1+ /()Ивх,
где /( - коэффициент усиления усилительного каскада.
Таким образом, общий входной ток усилителя
jвх=~:х + j(J)[Сск+Сса(1+ /()]Ивх• (1.16)
Полученное выражение говорит о том, что входное со­
противление усилителя является комплексным. Это со­
противление представляет собой параллельное соединение
сеточного резистора Rc и эквивалентной входной емкости:
Свх =Сек+ Сса (1 + К).
(1.17)
-
30-

Выражение (1.17) показывает, что влияние проходной
емкости Сса на величину эквивалентной входной емкости
в (! +10 раз сильнее; чем влияние емкости Сси· С этим
приходится считаться при проектировании усилителей вы­
сокой частоты. Так как проходная емкость пентодов зна­
чительно меньше, чем у триодов, для усиления напряже­
ния высокой частоты очень часто применяются усилитель­
ные каскады с анодной нагрузкой на пентодах. Кроме
того, пентоды широко используются в усилителях низкой
частоты, так как по сравнению с усилителями на трио­
дах они имеют значительно больший коэффициент усиления.
Вопрос. Определите выходное сопротивление Rвых уси­
лителя на триоде, если анодная нагрузка R а =40 ком,
а внутреннее сопротивление R i = 1О ком.
1. R вых=50 КОМ (п. 1.4 .12).
2. Rвых=8 КОМ (п. 1.4 .13).
3. Rвых=40 КОМ (п. 1.4.14).
1.4.12 . Вы считаете, что выходное сопротивление усили­
теля равно сумме сопротивлений R а и Rt· Действительно,
сопротивления R а и R; соединены последовательно для
постоянной составляющей анодного тока, образуя цепь
Е а, R а, R i • Но выходное сопротивление усилительного
каскада следует определять относительно выходных за­
жимов (см. рис. 1.13). Поскольку выходное напряжение
снимается с лампы, а лампа представлена в виде источника
напряжения μивх с внутренним сопротивлением R;, оче­
видно, что выходными зажимами усилителя являются
точки а и Ь на рис. 1.13. Сопротивление между точками
а и Ь не может быть равно сумме сопротивлений Ra и R;.
Вернитесь к п. 1.4.11 и выберите верный ответ.
1.4.13. Совершенно верно, выходное сопротивление уси­
лителя определяется как параллельное соединение со­
противлений Ra и R1 (см. рис. 1.13):
R
RaR;
вых= Ra+Rt
(1. 18)
В большинстве усилительных каскадов на триодах
выходное сопротивление имеет порядок десятков килоом,
оно близко по величине к внутреннему сопротивлению
лампы R i. С учетом (1.11) получим
(2-4) R7
Rвых= (3-5) Rt = (0,67- 0,8) Ri·
- 31-

Переходите к изучению усилителя на пентоде в § 1.5.
1.4 .14 . Вы считаете, что выходное сопротивление уси­
лителя равно сопротивлению резистора R а• На самом деле
выходное сопротивление в усилительном кас1<аде на три­
оде обычно близко по величине к внутрениему сопротив­
лению лампы R 1, но не равно ему. Дело в том, что выход­
ное сопротивление усилителя следует определять . отно­
сительно выходных зажимов по эквивалентной схеме (см.
рис. 1.13). Так как выходное напряжение усилителя сни­
мается с лампы, а лампа в эквивалентной схеме представ­
ляется в виде источника напряжения μивх с внутренним
сопротивлением R1, очевидно, что выходными зажимами
усилителя являются точки- а и Ь в схеме рис. 1.13. Сопро­
тивление же между точками а и Ь не равно ни Rа, ии R1.
Значит, Вы ответили неправильно. Вернитесь к п. 1.4 .11
и выберите правильный ответ.
§ 1.5 . Усиnитеnьный каскад на пентоде с анодноli
наrруэкоli
1.5.1 . Как видно из рис. 1.17, схема усилителя на пенто­
де отличается от рассмотренной схемы усилительного
каскада на триоде лишь наличием цепи экранирующей
ивх
Рис. 1.17. Схема усилитель­
ного каскада на пентоде с
анодной нагрузкой
сетки.
Для нормальной работы пен­
тода потенциал экранирующей
сетки должен быть, как прави­
ло, несколько ниже потенциада
анода. Для обеспечения такого
режима в цепи экранирующей
сетки включается резистор Rз,
на котором ток экранирующей
сетки / 80 создает падение на­
пряжения И 80 =R 8 / 80• Напря­
жение И 00 в этой схеме мень­
ше Еа на величину падения
напряжения R 8 / эо· Таким
образом, сопротивление резисто­
ра R э определяется из следующего простого соотношения:
R _,Ea-U30
3-
/
'
30
где И3О и /30-
напряжение и ток,
тимальный режим
нирующей сетки.
-
32-
(1. 19)
характеризующие оп­
работы цепи экра-

Значения И эо и / эо для пентодов приводятся в спра­
вочниках.
ДJiя того чтобы величина И а не изменилась при нали­
чии переменного входного напряжения, под действием
которого будет изменяться не только ток / а, но и ток / 0 ,
в цепь экранирующей сетки включается конденсатор С э·
Этот конденсатор играет роль сглаживающего емкостного
фильтра. По переменной составляющей тока конденсатор
С 0 практически включен
параллельно резистору R 0 ,
lu
так как внутреннее сопро- Еа
f!ё=О
тивление источника анод- Ru
кость конденсатора С э
выбирают с учетом того,
--~----
и;_ <О
ного питания мало. Ем-
}
чтобы его сопротивление
---~-с--- с
было в 1О раз меньше со-
противления
резистора
Rа:
Еа Ua
10
Сэ=·-R-.
(J) э
(1.20)
Рис. 1.18. Предельное положение
линии нагрузки для усилителя
напряжения на пентоде
Сопротивление анодного резистора усилителя на
пентоде выбирается так, чтобы предельная линия нагрузки
проходила в основном по пологим участкам анодных ха­
рактеристик (рис. 1.18) и не опускалась ниже их «колена».
Такому положению линии нагрузки соответствуют сопро­
тивления R а, значительно меньшие внутреннего сопротив­
ления:
Ra = (0,05 - 0,15) R1•
(1.21)
Однако следует иметь в виду, что сопротивление R а
для усилителей на пентодах обычно больше, чем для уси­
лителей на триодах, поскольку значение R 1 у пентодов
во много раз больше, чем у триодов.
При больших значениях R а линия нагрузки проходит
по нелинейным начальным участкам анодных характерис­
тик, что приводит к значительным искажениям усиливае­
мого сигнала. Поскольку в усилителях на пентодах R а«
«R1, выражение для коэффициентов усиления: (1.10)
11-Ra
11-Ra
упрощается: /( = Ra + R; ::::, ~ = SR..
(1.22)
2-130
-
33-

Современные пентоды позволяют достигнуть значений
коэффициента усиления усилительного каскада с анодной
нагрузкой порядка нескольких сот, в то время как вели­
чина К для усилительного каскада на триоде ограничена
несколькими десятками.
Усилительный каскад с анодной нагрузкой иногда
называют каскадом с общим, или заземленным катодом,
поскольку по переменной составляющей напряжения ка­
тод является общей точкой входа и выхода усилителя,
которая обычно «заземляется», т. е. соединяется с метал­
лическим корпусом электронного устройства.
Z.,ма
f6
f*
f2
10
8
6
*
.---llc•O
-----о,sв.
.------,
--~-----2
----~---2,5
.2
1..,,,,.- ---~ ;:---JB
llc.9
О 50 100 fS~ 200 250 JOOlfa,D -ц
а)
Iа,ма
-J
-2
___
- _ f.=.,!/,-
о)
tч
12
10
ч luo
2
Рис. 1. 19. Анодные (а) и динамическая (б) характеристики луче­
вого тетрода 6Ж3П для Ra = 25 ком
1.5.2. Пример расчета усилительноrо ка­
.скадасанодной наrрузкой, собранноrо на
лучевом тетроде бЖЗП.
Исходные данные дЛЯ расчета: Ивхт = 40 мв, Ивыхт = 5 в,
f=1кгц,Е3=250в,И90=150в,190=2ма,S=5ма/в,Rt=
= 0,5 Мом.
Анодные характеристики лампы 6Ж3П приведены на
рис. 1.19, а. Коэффициент усилен и я
К.= Ивых =
5 =125.
И8х
40,J0-3
Сопротивление анодного резистора, обеспечивающее требуемую
величину К.,
К. 125
Ra=-=-=25 ком.
S
5
-
34-

Это составляет 0,05 R1, что соответствует рекомендации выбора
величины Ra дли усилителя на пентоде.
Для сопротивления Ra = 25 ком строится динамическая харак­
теристика (рис. 1 19, б). ПоскоJiьку величина входноrо напряжения
небольшая, положение рабочей точки покоя А определяется не
возможными нелинейными искажениями, а наибольшим значением
крутизны. Указанному положению рабочей точки соответствует
напряжение смещения Uc;e~ -2 в и анодный ток покоя / ао = 5,7 ма.
По этим данным и ·значению / 90 определяется сопротивление ре­
зистора цепочки автоматического смещения:
1Исо 1
2
Rк= ---'-'-'-- = ------ ~260 ом.
lao + /90 (5, 7 + 2)-10-з
Емкость конденсатора цепочки автоматического смещения для
частоты ··усиливаемого наприжения f = 1 кгц:
С =_!О__ 10
к шRк - 21t,l0З,260 =6-10-0 Ф=6 мкф.
Сопротивление резистора цепи экранирующей сетки
E 3 ~U90 250-150
Rэ = --"--1-90
_..::;.а.. -
2
. ю-з =50ком.
Емкость конденсатора цепи экранирующей сетки
10
10
С ---------:=t::ООЗмкф
з- шR9 - 21t•l0З,50,lOЗ
'
•
Сопротивление сеточного резистора принимаем равным
Rc= 500 ком.
На практике требуется некоторая корректировка результатов
расчета, обусловленная доrtустимым отклонением параметров ламп
и других элементов схемы до 20% от номинальных значений Эта
корректировка проводится при наладке усилителя
§ t.6. Усипитепьныji каскад с катодноji наrрузкоji
1.6 .1 . Если включить резистор в катодную цепь лампы и
снимать с него выходное напряжение (рис. 1.20), то такой
усилительный каскад будет обладать свойствами, принци­
пиально отличными от свойств усилителя с анодной на­
грузкой.
В режиме покоя на резисторе Rк создается напряже­
ние смещения Uco=Rкl ао· При подаче на вход усилитель­
ного каскада переменного напряжения Uвх на резисторе
Rк возникает падение напряжения от переменной состав-
2*
-
35-

ляющей тока лампы. Переменное выходное напряжение
Uвых каскада снимается с резистора Rн через конденса­
тор Се, отдещ1ющий переменную составляющую напря­
жения от постоянной.
Анализ сеточной цепи рассматриваемого усилитель­
ного каскада в соответствии со вторым законом Кирх­
гофа позволяет соста -
вить следующее урав­
нение для переменных
составляющих напря­
жения:
Uвх=Иск+Uвых=Иск+
+ Rкia•
(1.23)
Рис. 1.20. Схема усилительного
каскада с катодной нагрузкой
Переменная состав­
ляющая анодного тока
определяется изменени­
ем анодного напряжения и напряжения между сеткой и
катодом (см. § 1.4):
(1.24)
Решая это уравнение относительно тока l0, получим
(1.25)
Подставив в это выражение значение
взятое из
(1.23):
(1.26)
получим окончательное выражение для переменной со­
ставляющей анодного тока усилительного каскада с ка­
тодной нагрузкой:
μ, Ивх
ia = -R-;+-R~к_(_μ,_+_l_)_
(1.27)
Таким образом, сопротивление нагрузки в катодной
цепи Rи в(μ +1) раз сильнее влияет на величину тока ia,
чем сопротивление рез истор а R а в каскаде с анодной наг­
рузкой [см. (1.9)]. Это объясняется тем, что напряжение
Иен значительно меньше входного напряжения и 8 х за счет
-
36-

падения напряжения на резисторе Rк• Уменьшение уси­
ливаемого напряжения обусловлено влиянием обратной
связи по напряжению, под которой понимается передача
выходного напряжения или его части с выхода устройства
на его вход. В усилительном каскаде с катодной нагрузкой
все выходное напряжение передается на вход в противо­
фазе с напряжением Uвх, в результате чего усиливаемое
напряжение Uск, подводимое к лампе, становится значи­
тельно меньше входного напряжения, т. е. имеет место
Рис. 1.21 . Эквивалентная
схема усилительного кас­
када с катодной нагрузкой
U8ы1t
Рис. 1.22 . Упрощенная
эквивалентная
схема
усилительного каскада
с катодной нагрузкой
отрицательная обратная связь. Выше отмечалось, что от­
рицательная обратная связь возникает и в усилительном
каскаде с анодной нагрузкой, когда резистор цепочки авто­
матического смещения Rи не шунтирован конденсатором С8 •
Выражение (1.27) для тока ia дает возможность соста­
вить эквивалентную схему усилительного каскада с ка­
тодной нагрузкой (рис. 1.21).
Более удобную эквивалентную схему можно получить
на основании приближенного выражения для тока ia,
сделав в уравнении (1.27) преобразования, справедливые
дляμ»1:
Uвх
(1.28)
Этому выражению соответствует эквивалентная схема,
приведенная на рис. 1.22.
На основании формул (1.27) и (1.28), учитывая, что
Uвых = Rиia, можно составить выражение для коэффици-
_
37 ..-

ента усиления по напряжению каскада с катодной нагруз­
кой:
_
SRк
-
SRк+1
(1.29)
Приведенные выражения показывают, что коэффициент
Ки меньше единицы, т. е. усиления напряжения в кас­
каде с катодной нагрузкой не происходит. Так как в таких
каскадах обычно имеет место неравенство SRк » 1, то
Ки ~ 1. Учитывая это, а таЕже то, что фаза выходного
напряжения совпадает с фазой входного напряжения, кас­
кады с катодной нагрузкой часто называют к а то дн ы ми
повторителями. Вбольшинствеслучаев катодные по­
вторители имеют коэффициент усиления по напряжению
Ки = 0,8-0,9. Более правильно этот коэффициент назы­
вать коэффициентом передач и напр яже ни я.
В дальнейшем для краткости будем называть его просто
коэффициентом передачи.
Основным достоинством катодного повторителя являет­
ся то, что он имеет высокий коэффициент усиления по току,
определяемый выражением
к fвых Uвых/Rк /( Rc
1=--= ---F
иR,
(1.30)
lвх
Uвxf Rc
к
где Re - сопротивление сеточного резистора (см. рис. 1.20).
кRc
Так как коэффициент передачи Ки ~ 1! то
1 ~R;;•
Поскольку сопротивление R0 может быть выбрано поряд­
ка 106 ом, а сопротивление Rк в большинстве случаев имеет
порядок 103 ом, коэффициент усиления по току достигает
тысячи.
Входное сопротивление катодного повторителя на низ­
ких частотах, так же как и каскада с анодной нагрузкой,
равно сеточному сопротивлению, т. е. имеет порядок
105- 106 ом.
Выходное сопротивление каскада с кат9дной нагрузкой,
как это видно из эквивалентной схемы (см. рис. 1.22),
определяется выражением
(1.31)
-
38-

1
Так как для катодного повторителя величина s обыч-
1
но значительно меньше Rн; то Rвь.-.. ~ s .
Таким образом, выходное сопротивление катодного по­
вторителя очень мало (сотни и десятки ом), что является
ценным свойством усилительного каскада с катодной на­
грузкой. Большое входное и малое выходное сопротивле­
ния катодного повторителя позволяют использовать его в
качестве промежуточного каскада, согласующего высокоом­
ный выход усилительного каскада с анодной нагрузкой и
низкоомную нагрузку усилителя (обмотка реле, шлейф
магнитоэлектрического осциллографа и т. п.).
Вопрос. Какую лампу Вы примените для катодного по­
вторителя, работающего на нагрузку Rи = 0,2 ком, если
в нагрузке необходимо получить максимальную мощ­
ность.
1. Триод 6С1П, S = 2,25 ма/в, μ = 25 (п. 1.6.2).
2. Триод 6Н16Б, S = 5 ма/в, μ = 25 (п. 1.6.3).
3. Триод 6Н14П, S = 6,8 ма/в, μ = 25 (п. 1.6.4).
1.6 .2 . Обратимся к эквивалентной схеме рис. 1.22. Мощ-
ность в нагрузке Rк равна Рк = Rкl~. Следовательно,
для получения наибольшей мощности необходимо иметь
наибольший ток / а· Ток зависит от выходного сопротивле­
ния катодного повторителя и величины Uвх• Учитывая это,
нетрудно убедиться, что Вы выбрали худший вариант от­
вета.
Вернитесь к п. 1.6.1 и исправьте свою ошибку.
1.6 .3 . Вы предпочли триод 6Н16Б, видимо, из тех сооб­
ражений, что мощность в нагрузке максимальна тогда,
когда сопротивление источника сигнала равно сопротивле­
нию нагрузки. Действительно, триод 6Н16Б в эквивалент­
ной схеме должен быть заменен источником напряжения
1
Uax с внутренним сопротивлением rвн = 8
= 0,2 ком.
Но максимум мощности в нагрузке при соотношении Ган =
= Rн достигается в случае изменения сопротивления на­
грузки Rн при заданной величине внутреннего сопротив-
1
ления источника. В нашем же случае изменяется Ган = 8
при постоянных значениях сопротивления нагрузки Rк и
напряжения Uвх• При таких условиях максимальная мош-
-
39-

1
ность в нагрузке получается, если ток нагрузки максима-
лен, поскольку
а Rи - постоянная величина.
Поэтому Ваш ответ ошибочен.
Вернитесь к п. 1.6.1 и выберите правильный ответ.
1.6.4. Конечно, триод 6Н14П
Рис. 1.23. Влияние между•
электродных емкостей лам­
пы на величину входного
сопротивления катодного
повторителя
позволяет получить наиболь­
шую мощность в нагрузке, по·
скольку он обладает наиболь­
шей крутизной. Чем больше
крутизна, тем меньше выходное
сопротивление катодного повто­
рителя и, следовательно, больше
ток / а и мощность в нагрузке
Ри = Rиl:. Итак, при одинако­
вых значениях μ следует выби­
рать лампу с максимальной
крутизной S.
Переходите к п. 1.6.5 .
1.6.5. Входное сопротивление
катодного повторителя в области высоких частот уменьша­
ется за счет влияния междуэлектродных емкостей лампы.
Для оценки влияния этих емкостей рассмотрим схему,
nриведеныую на рис. 1.23.
Из схемы видно, что общий входной ток
(1.32)
/
llвx
Й
•
где Rc = Rc - ток, проходящи через сеточныи резис-
тор Rci
.
.
/са = i ro Сса Ивх- ток, проходящий через емкость Сса·
Как видно из схемы рис. 1.20, к емкости Сек приложе-
но напряжение иск = ивх - ивых• поэтому
=Ивх(l -Ки )jroCcк·
Таким образом, общий входной ток
.
'
fвх= С::/ +jrоИвх [Сса+(1 - Ки) сек].
-40-
(1.33)
( 1.34)

Отсюда следует, что входная емкость катодного пов­
торителя
(1.35)
т. е. она значительно меньше входной емкости усилитель­
ного каскада с анодной нагрузкой, что является большим
достоинством катодного .повторителя при использовании
его на высоких частотах.
Усилительный каскад с катодной нагрузкой называет­
ся иногда каскадом с общим, или заземленным анодом.
Действительно, сопротивлением источника анодного пи­
тания Еа можно пренебречь, тогда становится ясно, что
анод по переменной составляющей напряжения являет­
ся общей точкой входа и выхода усилителя.
Помимо рассмотренных усилительных каскадов с анод­
ной и катодной нагрузками, т. е. соответственно каскадов
с заземленными катодом и анодом, существует усилитель­
ный каскад с заземленной сеткой (1). Однако применение
этого каскада в промышленной электронике весьма огра­
ничено, поэтому он здесь не рассматривается.
Вопрос. Как изменяется коэффициент усиления по току
катодного повторителя К1 при уменьшении сопротивления
резистора Rн до нуля (напряжение смещения поддержи­
вается неизменным за счет введения внешнего источника,
э. д. с. которого изменяется в соответствии с изменением
сопротивления Rк)?
1. Величина К1 растет до бесконечности (п. 1.6 .6).
2. Величина К1 растет до определенного предела (п. 1.6 . 7).
3. Величина К1 сначала растет, а затем убывает дQ нуля
(п. 1.6 .8).
1.6 .6 . Вы, видимо, руководствовались формулой К1 ~
Rc
~ Rк • При уменьшении сопротивления Rк коэффици-
ент усиления по току К1 действительно растет при усло­
вии, что величина Ки мало изменяется. Это возможно, если
SRк» 1. При Rк__,,_о величина Ku-+0 [см. (1.29)), а выход­
ной ток, разумеется, не бесконечен. Это нетрудно видеть
из эквивалентной схемы катодного повторителя. Выходной
ток стремится к значению lвых=SИвх•
Итак,· вы неправы. Постарайтесь с помощью эквива­
лентной схемы катодного повторителя найти правильный
ответ.
-41-

1~6.7. Совершенно верно. Величина К, растет, но не бес­
конечно. Ведь при Rк==О выходное напряжение катодного
повторителя равно нулю, а значит, равен нулю и коэффи­
циент передачи напряжения Ки. Следовательно, в формуле
(1.30) противоречия нет. Но при Rк=О выходной ток [см.
(1.27)]
\J,Ивх
lвых- Ia= ~ =SИвх•
Отсюда
к lвых
=-=
1
lвх
Переходите к § 1. 7 .
1.6.8. Вы слишком усложняете. Если Вы исходили из
формулы (1.30), то это неверно. В этой формуле lвых опре­
деляется, как ИвыхlRю но при Rк=О выходной ток lвых=f=оо,
значит, эта формула неприменима к данному случаю.
Дело в том, что Uвых, а следовательно, и Ки являются
функцией Rв., причем эта зависимость проявляется особен­
но резко при· Rк-,,.·О·
Обратитесь к эквивалентной схеме катодного повтори­
теля и постарайтесь определить К, при Rк=О. Тогда Вам
будет ясен правильный ответ.
§ 1.7. Режим работы no nостоянному току усиnитеnьноrо
каскада с коnnекторно'1 наrру1ко'1 (с общим 1миnером)
1, 7. 1. В последнее время широкое распространение по­
лучили усилите.nи на полупров<:>дниковых триодах, обла­
дающие рядом преимуществ по сравнению с ламповыми
усилителями. Наиболее широкое применение полупровод­
никовые усилители нашли в автоматике, измерительной
и вычислительной технике. Так же, как и ламповые уси­
лители, сложные усилительные схемы с полупроводнико­
выми триодами состоят из отдельных усилительных кас­
кадов.
Существует три типа усилительных каскадов на полу­
проводниковых триодах: 1) с общим эмиттероМi 2) с общей
базой; 3) с общим коллектором.
В усилителях, используемых в автоматике, измеритель­
ной и вычислительной технике, наибольшее распростра­
нение получили усилительные каскады с общим эмиттером
(с коллекторной нагрузкой). Эта схема, как показано
-
42-

ниже, обеспечивает большое усиление и по напряжению
и по току в отличие от других схем, которые обеспечивают
усиление или только по напряжению (каскад с общей
базой), или только по току (каскад с общим коллектором).
•Поэтому в дальнейшем основное внимание будет уделено
анализу работы усилительного каскада с общим эмиттером.
Типовая схема усилительнрrо каскада g общим эмитте­
ром приведена на рис. 1.24 .
Рис. 1.24 . Схема усилительного кас­
када с общим эмиттером
Входное напряжение Ивх усилительного каскада по­
дается на вход схемы между базой и эмиттером полупровод­
никового триода, а выходное напряжение Ивых снимается
межлу коллектором и эмиттером. Эмиттер является общим
электродом для входной и выходной цепей.
Если проводить аналогию между ламповыми и полу­
проводниковыми усилителями, то усилительный каскад
с общим эмиттером следует считать аналогичным усили­
тельному каскаду с анодной нагрузкой, т. е. каскаду а
общим катодом. Эта аналогия основана на сопоставлении
эмиттера, базы и коллектора полупроводникового триода
соответственно с катодом, сеткой и анодом усилительной
лампы. Однако следует иметь в виду, что такие сопостав­
ления весьма условны, так как принципы действия элек­
тронных ламп и полупроводниковых триодов совершенно
различны.
Назначение элементов с:хемы усилительного каскада
с общим эмиттером следующее. Резистор в цепи коллектора
Rк служит для создания выходного напряжения усилитель­
ного каскада, равного падению напряжения на iТОМ рези-
-
43-

сторе от переменной составляющей тока коллектора. Ре­
зистор в цепи базы R6 задает ток базы, определяющий поло­
жение рабочей точки на входных и выходных характе­
ристика111 полупроводникового триода. Конденсатор Се
на выходе усилителя служит для отделения переменной
составляющей напряжени:я R 8 i 8 =Uвыx от постоянной сос­
тавляющей коллекторного напряжения.
При отсутствии входного напряжения в цепи базы дей­
ствует постоянный ток / 60 , а в цепи коллектора - пос­
тоянный ток / и· Между коллектором и змиттером устанав­
ливается постоянное отрицательное напряжение
(1.36)
При воздействии входного переменного напряжения
ток базы начинает изменяться. Изменения ТОI{а базы вы­
зывают изменения тока коллектора, а следовательно, и
кол.1екторного напряжения, так как изменения тока кол­
лектора приводят к изменению падения напряжения на
резисторе в цепи коллектора R•. Переменная составляю­
щая коллекторного напряжения через конденсатор Се
подается на выход схемы. В то же время конденсатор С0
не пропускает на нагрузку Rн каскада постоянную состав­
ляющую коллекторного напряжения.
Вопрос. Какому злементу лампового усилителя с анодной
нагрузкой аналогичен по назначению резистор в цепи
коллектора полупроводникового триода R.?
1. Резистору в цепи катода (п. 1.7 .2).
2. Резистору в цепи анода (п. 1.7.3).
3. Аналогии нет (п. 1.7 .4).
t. 7.2 . Резистор в цепи катода усилителя с анодной на­
грузкой обычно предназначен для создания напряжения
смещения; сопротивлением зтого резистора определяется
положение рабочей точки на динамической характеристике.
Вас, видимо, ввело в заблуждение то, что резисторы в цепи
катода лампы и в цепи коллектора полупроводникового
триода обозначаются одинаково (Rк).
•
В полупроводниковом усилительном каскаде смещение
рабочей точки задается с помощью резистора R6 в цепи базы,
которым определяется ток покоя базы / 60 . Резистор Rк
в цепи коллектора имеет другое назначение. На зтом ре­
зисторе создается выходное напряжение, обусловленное
изменением коллекторного тока. Таким образом, Ваш
ответ ошибочен.
-
44-

1. 7 .3. Действительно, по назначению резистор Rк в цепи
коллектора _аналогичен_ анодному резистору Ra в усилите­
ле с аноднои нагрузкои: оба они служат д.~1я создания вы­
ходного напряжения. Если бы сопротивление этих резис-
, торов было равно нулю, то выходное напряжение, равное
Raia (в ламповом каскаде) или Rи.iи. (в полупроводниковом
каскаде), было бы так.же равно нулю. Так же, как в лампо­
вом каскаде, изменения тока коллектора вызывают изме­
нение коллекторного напряжения, что приходится учи­
тывать с помощью динамической выходной характерис­
тики.
Вы ответили верно, переходите к п. 1.7.5.
1. 7 .4. Конечно, аналогии между ламповыми и полупро­
водниковыми усилителями условны, однако они есть.
В самом деле, резистор Rи. применяется для того, чтобы
на нем создавалось падение напряжения от переменной
составляющей коллекторного тока, являющееся выходным
напряжением каскада. Аналогичные функции выполняют­
ся одним из резисторов лампового каскада. Вспомните
материал п. 1.2 .1 и попытайтесь ответить правильно.
1. 7 .5. Анализ работы усилительного каскада с общим
эмиттером, так же как и лампового усилительного каскада
с анодной нагрузкой, можно провести по динамическим
вольтамперным характеристикам (рис. 1.25).
Линия нагрузки проводится на выходных (коллектор­
ных) характеристиках полупроводникового триода. Так же,
как и для лампового усилительного каскада, линия
нагрузки описывается линейным уравнением. С учетом
выбранных направлений токов и знака коллекторного
напряжения (И и<О) уравнение линии нагрузки, получен­
ное из (1.36), имеет вид:
(1.37)
Линия нагрузки строится обычно по двум точкам:
и
Ек
к=-Ек (при lк=О) И /к=R (при Vк=О).
к
Линия нагрузки описывает линейную часть схемы (ис­
точник питания и линейный резистор Rк)- Нелинейный
элемент схемы - полупроводниковый триод
-
описы­
вается семейством выходных (коллекторных) характерис­
тик. Поэтому значения тока коллектора / к и коллекторного
напряжения U и могут быть найдены по пересечению соот-
-
45-

ветствующей коллекторной характеристики и линии на­
грузки (рис. 1.25, б).
Динамическая входная характеристика строится на
семействе вхоД:ных характеристик (рис. 1.25, в) следующим
образом. Задаваясь значениями тока базы / 6 , определяют
напряжения на коллекторе Ик по пересечению линии на­
грузки и соответствующей выходной характеристики. Для
а)
lк,ма
-,
_ ..., .... -,--.... ......._,..,__ _,,
15,,.,ка 600
______ооо
-ь;.~------600
1----:...--............-400
~ ~--- -+ -~- 200
оl•0
-z
-10Uк,6
Рис. 1.25. Построение переход•
ной характеристики (а), линии
нагрузки (б) и динамической
входной характеристики (в) при
Ек= -10виRк=500ОМ
полученных пар значений / 6 и И к наносят точки на семей­
стве входных характеристик. Вся динамическая входная
характеристика укладывается между крайними статичес­
кими характеристиками, соответствующими предельным
значениям Ик (в рассматриваемом случае И к =0 и И к=
=-10 в). Однако статические входные характеристики
лишь очень незначительно зависят от напряжения на
коллекторе и для большинства триодов практически сли­
ваются (на рис. 1.25, в они показаны утрированно). Поэто­
му, не внося большой погрешности, в качестве динамичес­
кой входной характеристики можно принимать статичес­
кую хараI{теристику полуnроводникового триода.
На рис. 1.25, в график входных характеристик повернут
на 90<1 и смещен относительно выходных характеристик
-
46-

триода. Это сделано для удобства построения так называе­
мой переходной характеристики усилителя - зависимое-
•ти тхжа коллектора Iк от тuка базы I6, которая строится
аналогично динамической входной характеристике.
,
По значениям тока базы / 6 определяют ток коллектора
.в
точках пересечения линии нагрузки с соответствующей
•выходной характеристикой.
По получеиным парам зна­
, чений / 6 и / к строят переходную характеристику / к =f(/6)
• (рис. 1.25, а). Линейный участок аб является рабочим
участком переходной характеристики. Проектируя рабо­
чий участок этой характеристики на линию нагрузки и
динамическую входную характеристику, отмечают и на
них рабочие участки аб.
Сопротивление Rвх каскада G общим эмиттером может
быть принято равным параметру h11 полупроводникового
триода. Обычно источник сигнала работает в режиме ис­
точника тока, т. е. внутреннее сопротивление источника
Гвн значительно больше h11 • Тогда изменения тока коллек:
тора, соответствующие изменениям тока базы, могут быть
найдены непосредственно по переходной характеристике.
Рабочую точку, как и в ламповом усилителе, выбирают
в середине линейного участка переходной характеристики.
Выбор рабочей точки определяется стремлением получить
максимальную линейность усиления.
В отличие от лампового каскада усиления в полупро­
водниковом каскаде положение рабочей точки характери­
зуется четырьмя величинами: /бо, Ибо, lн и Ико (ток покоя
коллектора lн не принято обозначать lко, так как lно оз­
начает начальный ток коллектора прк / 6 ~ О). По извест­
ным значениям величин, определяющих положение рабо­
чей точки, легко может быть рассчитано сопротивление
резистора R6, обеспечивающее необходимый ток базы:
(1.38)
Поскольку начальное базовое напряжение И60 мало по
сравнению с Ек, можно считать, что
( 1.39)
Вопрос. Как влияет на положение рабочей точки пере­
ходной характеристики увеличение сопротивления резис­
тора Rб?
-
47-

1. Рабочая точка смещается вниз (п. 1.7.6).
1
2. Рабочая точка смещается вверх (п. 1.7 .10).
3. Положение рабочей точки не меняется (п. 1. 7 .11).
1. 7 .6 . Увеличение сопротивления резистора R6 приводит
к уменьшению тока базы / 60, а следовательно, к смещению
рабочей точки вниз по переходной характеристике. Часто
при наладке усилительных каскадов на полупроводнико­
вых триодах положение рабочей точки подбирают экспери­
ментально по минимальным нелинейным искажениям о
помощью переменного резистора R6 . При этом ток базы / 60
подбирают так, чтобы усиливать без искажений наиболь­
ший возможный сигнал.
Вы ответили правильно. Подумайте теперь, как влияет
на положение рабочей точки уменьшение сопротивления
нагрузки каскада Rи (см. рис. 1.24)?
1. Положение рабочей точки не меняется (п. 1.7.7). •
2. Рабочая точка смещается в сторону увеличения
тока / и (п. 1.7 .8).
3. Рабочая точка смещается в сторону уменьшения
тока / и (п. 1.7.9).
1. 7 . 7 . Вы правы. Положение рабочей точки покоя опре­
деляется постоянными составляющими токов и напряже­
ний. Нагрузка Rн включается через конденсатор Се, сле­
довательно, постоянная составляющая тока через нагрузку
не проходит. Поэтому изменения сопротивления нагруз­
ки R11 не отражаются на положении рабочей точки. Если
бы конденсатор Се отсутствовал, то изменение сопротивле­
ния Rн влияло бы на положение рабочей точки, поскольку
в этом случае изменялся бы ток, проходящий чеf?ез резис­
тор Rн, а значит, и коллекторное напряжение Ино•
Переходите к § 1.8.
1. 7 .8 . Посмотрим, так ли это. Нагрузка Rн подключена
к коллектору триода через разделительный конденсатор Се,
поэтому постоянная составляющая тока не проходит через
резистор Rн . Положение рабочей точки определяется по­
стоянными составляющими токов и напряжений. На вели­
чины постоянных составляющих тока и напряжения кол­
лектора изменение сопротивления Rн не влияет. Вы отве­
тили тем более неправильно, что даже при отсутствии
конденсатора Се в цепи коллектора уменьшение сопротив­
ления Rн привело бы к снижению коллекторного напря­
жения Ино и уменьшению тока коллектора / и·
Вернитесь к п. 1.7 .5, а затем к вопросу п. 1.7 .6.
l. 7 .9. Вы считаете, что ток коллектора должен возрасти.
-
48-

Это было бы справедливо, если бы в схеме отсутствовал
разде.~штельный конденсатор Се, Тогда уменьшение сопро­
тив.1ения нагрузки .R.н приве.110 бы к возрастанию падения
напряжения на резисторе Rк, уменьшению коллекторного
напряжения триода Ино и уменьшению тока коллектора/ и•
При наличии конденсатора Се картина меняется. При
Ивх = О изменение величины Rн не меняет коллекторного
напряжения, поскольку постоянная составляющая тока
не проходит через резистор Rн . Значит, Ваш ответ ошибо­
чен. Вернитесь к п. 1.7.6 и исправьте ошибку.
1.7.10. Смещение рабочей точки вверх по переходной
характеристике происходит при увеличении тока базы / 6 •
Ток базы / 60 возрастает при уменьшении сопротивления ре­
зистора R6 [см. (1.38)]. Увеличение сопротивления Rб
смещает рабочую точку в обратном направлении, и при
R6 = оо (обрыв цепи смещения) рабочая точка попадает в
точку б на переходной характеристике, что недопустимо
из-за возникновения нелинейных искажений. Вы, вероят­
но, поняли свою ошибку, постарайтесь теперь ответить
правильно на поставленный в п. 1. 7 .5 вопрос.
1. 7.11 . Этого не может быть. Ведь положение рабочей
точки определяется током базы / 60 , а ток базы зависит от
сопротивления резистора в цепи базы R6 . Из формулы (1.38)
легко определить, как зависит положение рабочей точки от
сопротивления резистора R6 (напряжение питания Ен.
неизменно).
Просмотрите материал п. 1.7.5 и постарайтесь правиль­
но ответить на поставленный вопрос.
§ 1.8 . Стабиnизация nоnожения рабоче~ точки·
при изменениях температуры
1.8 .1. Существенным недостатком полупроводниковых
усилителей является зависимость их параметров от темпе­
ратуры. При повышении температуры полупроводникового
триода увеличивается ток коллектора за счет увеличения
в полупроводнике числа неосновных носителей зарядов
(аналогично увеличению обратного тока диода). При уве­
личении коллекторного тока на величину Д / и коллектор­
ное напряжение уменьшается (по абсолютной величине)
на ЛИн = RнЛlн, Это вызывает смещение рабочей точки
усилителя. Чем больше сопротивление в цепи коллектора,
тем больше изменения коллекторного напряжения
(рис. 1.26).
-
49-

При больших сопротивлениях резистора RR повышение
температуры может вывести рабочую точку за пределы ра­
бочего участка линии нагрузки, и нормальная работа
усилителя нарушится.
Количественно стабильность рабочей: точки оценивается
коэффициентом нестабильности S, учитывающим влияние
изменений: величин / но, ~ и Ибо на ток коллектора в зави­
симости от температуры. Для германиевых триодов наи-
*ООнка
200нка
lfк
Рис. 1.26. Смещение рабочей точки на
выходной характеристике полупроводни­
кового триода:
-
приt=+20°с:- - - - приt=+60°С
большее влияние оказывает начальный: ток коллектора / но,
так как зависимость остальных параметров от температуры
значительно слабее. В этом случае коэффициент неста­
бильности
Наибольшей стабильностью обладает схема усилитель­
ного каскада с общей: базой:, для которого S = а~ 1.
Наименьшая стабильность свойственна схеме усилителя
с общим эмиттером, для которой: S ~ ~ » 1.
При помощи температурной: стабилизации коэффициент
нестабильности усилителя с общим эмиттером понижают
до S = 2 - 5, если усилитель предназначен для работы
в широком температурном диапазоне, и до S = 5 - 15,
когда изменения температуры окружающей: среды незна­
чительны.
-
50-

На рис. 1.27 приведена схема усилительного каскада
с общим эмиттером, в котором для температурной стабили­
зации в цепь эмиттера включен резистор R 11 , шунтирован­
ный конденсатором Св• В цепи базы для создания началь­
ного напряжения смещения U00 применен делитель R~ R~ .
В этой схеме при увеличении тока коллектора, вызванном
повышением температуры, увеличивается падение напря­
Же1?JЯ на сопротивл~нии резистора R8 • Потенциал эмитте-
г---------·Ек
Рис. 1.27 . Схема усилительного
каскада с температурной стаби­
лизацией резистором в цепи эмит-
тера
ра становится более отрицательным, что влечет за собой
уменьшение (по абсолютной величине) напряжения U00
и, как результат, уменьшение ток1;1 базы 160 . Таким обра­
зом, вследствие повышения температуры происходит уве­
личение тока коллектора на Л /~ , а вследствие уменьшения
тока 100 - уменьшение тока коллектора на л1;, т. е. из­
менения тока коллектора взаимно компенсируются.
При анализе работы схемы температурной стабилизации
мы предполагали, что потенциал базы относительно земли
неизменен. На самом деле потенциал базы изменяется из-за
падения напряжения, вызываемого изменением тока базы.
Для приращений тока базы сопротивления плеч делителя
R~ и R; включены параллельно, так как по переменной
составляющей тока шины +Ени -Ен замкнуты накоротко.
Обозначим
R~R~
Rб=R'R" •
(1.40)
б+б
Тогда при уменьшении тока базы на Л /6 напряжение
И6е увеличится (по абсолютной величине) на
либ = RбЛiб,
-
51-

что ухудшит стабильность рабочей точки. Поэт-ому жела­
тельно по возможности уменьшать сопротивления плеч де­
лителя R; и R;
Итак, температурная стабильность каскада возрастает
при увеличении сопротивления R0 и уменьшении сопротив­
ления Rб, Однако низкоомный делитель Rб невыгоден по
двум при~инам: возрастает потребление энергии от источ­
ника питания Ек и уменьшается входное сопротивление
каскада. Увеличение сопротивле­
ния Rв, с другой стороны, вызыва­
ет увеличение падения напряжения
Rа1 8, поэтому для нормальной
работы каскада приходится увели­
чивать напряжение Еи, Исходя из
этих соображений обычно прини-
мают отношение RбlRв == 1-4.
При этом коэффициент нестабиль­
Рис. 1.28. Эквивалент- ности S == 2-5 .
Для расчета режима работы
усилительного каскада по пос-rоян-.
ному току необfодимо определить
сопротивления резисторов Rв, Rs и Ro , определяющие
положение рабочей точки. С этой целью запишем уравне­
ние, составленное по второму закону Кирхгофа для кол­
лекторной цепи:
ная схема
делителя
Rr,' Rr," в цепи базы
(1.41)
Если принять рекомендуемый справочником режим ра·
боты для данного триода (Инв, / н), определить сопротивле­
ние Rк исходя из требуемого значения Ku и задаться вели­
чиной Ек, то из уравнения (1.41) легко найти сопротивле­
ние Rэ, учитывая, что / 0 ~ lи, Зная величину Rэ, можно
найти коэффициент нестабильносrе1 t; [l):
(1.42)
Для определения сопротивлений плеч делителя R~ R~
составим уравнение по второму закону Кирхгофа для цепи
базы (рис. 1.28):
R"
Vб=-Ек , 6 "+Rб/б•
Rб +R"
-52-
(1.43)

Так как падение напряжения на переходе эмиттер­
база Изб~ О, то
иб ~из= - Rзlз.
(1.44)
Подставляя (1.44) и (1.40) в (1.43), получим
Rзfз=Rб (:: - /б) •
(1.45)
Отсюда, полагая /6 ::i:: / 9/~, находим
'
Ек
Rб = lз (Rз!Rб+ 1/~) •
(l.4б)
Поскольку 1/~ значительно меньше R9 /R 6 , выражение
(1.46) можно упростить:
Используя выражение (1.40), находим
R~= ~~Rб .
Rб-Rб
(1.48)
Введение резистора Rэ создает в схеме усилителя отри­
цательную обратную связь, аналогичную той, которая
возникает в ламповом усилительном каскаде с анодной на­
грузкой за счет действия резистора цепочки автоматическо­
го смещения Rн- Чтобы отрицательная обратная связь не
уменьшала коэффициента усиления усилителя, резистор Rэ
шунтируется конденсатором Сэ• Емкость конденсатора Сэ
выбирается с таким расчетом, чтобы для всех частот усил и -
ваемоrо напряжения его сопротивление было значительно
меньше сопротивления Rэ•
Вопрос. Как влияет на коэффициент нестабильности S
усилителя короткое замыкание конденсатора Са (см.
рис. 1.27)?
1. Коэффициент S уменьшается (п. 1.8.2).
2. Коэффициент S увеличивается (п. 1.8.6).
3. Коэффициент S не изменяется (п. 1.8.7).
1.8.2. . Замыкание обкладок может быть вызвано непра­
вильной полярностью включения электролитического кон­
денсатора Сэ. Следовательно, замыкание обкладок конден­
сатора С0 приводит к замыканию резистора Rэ- А назначе­
ние резистора Rэ , состоит в уменьшении нестабильности
-
53-

каскада. Надеемся, что Вы поняли свою ошибку. Предла­
гаем Вам дополнительный вопрос: как влияет .короткое
замыкание конденсатора Сэ на положение рабочей точки
входной динамической характеристики?
1. Положение рабочей точки не меняется (п.1.8.3).
2. Рабочая точка смещается в сторону уменьшения
тока / rs (п. 1.8.4).
3. Рабочая точка смещается в сторону увеличения
тока ItJ (п. 1.8.5).
1.8 .3 . Вы оши~аетесь, потому что не учитываете падение
напряжения на резисторе R8 от постоянной составляющей
эмиттерного тока И 8 = R818 • Составим уравнение цепи
эмиттер - база по второму закону Кирхгофа для постоян­
ных составляющих напряжений и токов (см. рис. 1.27):
И,0 = R; 11 -R,19,
J
где / 1 - ток, проходящий через резистор R;.
Итак, паде1ще напряжения V 8 = Rэl 8 мияет на раз­
ность потенциалов между эмиттером и базой, а следова­
тельно, на величину базового тока. При замыкании кон­
денсатора С8 напряжение И 8 становится равным нулю.
Теперь Вам нетрудно будет определить, как это повлияет
на положение рабочей точки.
Вернитесь к п. 1.8.2 и выберите правильный ответ.
1.8 .4. Вы правильно считаете, что замыкание резисто­
ра Rэ, вызванное замыканием конденсатора С8, приведет
к изменению положения рабочей точки. Но в какую сто­
рону она сместится? Это легко проверить, составив уравне­
ние цепи эмиттер - база по второму закону Кирхгофа для
постоянных составляющих токов и напряжений (см.
рис. 1.27):
иsб = R;11 -R,19,
где / 1 - ток, проходящий через резистор R~ .
Из этого уравнения видно, что падение напряжения на
резисторе R8 приложено к переходу эмиттер - база в за­
пирающем направлении и позтсшу уменьшает базовый
ток / 6 . Замыкание резистора R, сводит к нулю величи­
ну R11/ э, что приводит к увеличению напряжения И еб и .
возрастанию базового тока / б•
Итак, Вы опять ответили неправильно. IJрочтите объяс­
нения к правильному ответу в п. 1.8.5.
-
54-

1.8 .5 . На этот раз Вы правы. В самом деле, замыкание
резистора R 0 , вызванное замыканием конденсатора С0 ,
приводит к уменьшению до нуля падения напряжения на
резисторе R 0 • Поскольку это падение напряжения прило­
жено к переходу эмиттер - база в запирающем направле­
нии (Изб= R; / 1 - Rвlэ, рис. 1.27), уменьшение напря­
жения R,i0 вызывает увеличение прямого напряжения И еб,
приложенного к переходу,, и базового тока. Следователь­
но, рабочая точка смещается вверх по входной динамичес­
кой характеристике. Это может привести к возникновению
нелинейных искажений вследствие приближения рабочей
точки к верхнему нелинейному участку переходной харак­
теристики (см. рис. 1.25).
Переходите к п. 1.8 .8.
1.8 .6 . Совершенно верно, температурная стабильность
ухудшается при замыкании конденсатора Св и коэффици­
ент S возрастает. Замыкание обкладок может быть вызвано
неправильной полярностью включения электролитического
конденсатора С0 • Следовательно, резистор R 0 оказывается
замкнутым накоротко. Падение напряжения на нем стано­
вится равным нулю и температурная стабилизация исчеза­
ет. С другой стороны, замыкание резистора Rз приводит
к изменению режима смещения, поскольку падение напря­
жения R0/ 8 приложено к эмиттерному щ~реходу в запираю­
щем направлении.
Переходите к п. 1.8.8.
1.8 . 7 . Вы ответили, не подумав. В результате замыкания
конденсатора С8 оказывается замкнутым накоротко резис­
тор R 0 в цепи эмиттера. Как было указано выше, этот ре­
зистор предназначен для компенсации изменений коллек­
торного тока, возникающих под вл»янием температурных
колебаний. Очевидно, замыкание этого резистора должно
отразиться на температурной стабильности каскада.
Вернитесь к п. 1.8 .1 и выберите правильный ответ.
1.8 .8 . На рис. 1.29 приведена схема усилительного кас­
када с температурной стабилизацией, в котором напряже­
ние обратной связи подается из коллекторной цепи в цепь
базы.
В этой схеме сопротивление R 6 включено между базой
и коллектором триода. Требуемый ток базы / 60 обеспе­
чивается правильным выбором сопротивления R 6 :
1Ико 1- 1Ибо 1
Rб=
-
55-
(1.49)

При повышении температуры триода ток коллектора
увеличивается на Л /~ и коллекторное напряжение умень­
шается (по абсолютной величине) на Л U~ = RнЛ 1; .
Следовательно, уменьшается ток базы / 60 , что влечет за
собой уменьшение тока коллектора на л1: . Так же, как
и в предыдущей схеме усилителя, можно добиться того,
чтобы результирующее изменение тока коллектора Л / н=
=Л/~ -
Л 1; было незначительным.
Рис. 1.29. Схема усилительного каскада с тем­
пературной стабилизацией резисторами между
коллектором и базой триода
Чтобы переменная составляющая коллекторного напря­
жения не попадала в цепь базы, в схеме применен Т-образ­
ный фильтр. Сопротивление R6 образуется двумя одинако-
выми резисторами ~6
,
между которыми включен конден­
сатор фильтра СФ. Сопротивление этого конденсатора
должно быть значительно меньше сопротивления R6 :
С _ [10-20
Ф - 21tfнRб '
(1.50)
где fн - наиболее низкая частота усиливаемого напряже­
ния.
Усилитель, выполненный по такой схеме, обладает
несколько меньшей стабильностью (S = 10-20), чем схе­
ма с резистором в цепи эмиттера, зато не требует увеличе­
ния напряжения источника питания Ен, В схемах с темпе­
ратурной стабилизацией сопротивление резистора Rн обыч­
но больше, чем в схемах без стабилизации. Сопротивление
-
56-

резистора Rн для полупроводниковых усилителей с мало~
мощными триодами выбирается обычно в пределах 1 -
20 ком.
Вопрос. Как зависит коэффициент нестабильности S от
емкости конденсатора СФ в схеме рис. 1.29?
1. Коэффициент S не зависит от емкости СФ (п. 1.8.9).
2. Коэффициент S увеличивается при увеличении ем­
кости СФ (п. 1.8.10).
•
3. Коэффициент S уменьшается при увеличении ем­
кости СФ (п. 1.8.11).
1.8.9 . Конденсатор фильтра СФ введен в схему усилителя
для ослабления влияния отрицательной: обратной связи
по переменной: составляющей: напряжения. Без конденса­
тора СФ часть переменной: составляющей: выходного на­
пряжения попадает на вход усилителя (в цепь базы),
причем в противофазе по отношению к входному напря­
жению. Поэтому коэффициент усиления по напряжению
Ивых
Ки = -и-- уменьшается. Однако конденсатор СФ не
вх
•
влияет на обратную связь по постоянной: составляющей
напряжения. Поэтому степень температурной: стабиль­
ности, а значит, и коэффициент нестабильности S не зави­
сят от емкости конденсатора СФ.
Вы ответили верно, переходите к § 1.9.
1.8.10. Как показано в п. 1 .8 .8, температурная стабиль­
ность усилительного каскада определяется степенью из­
менения базового тока / 60, связанного с изменением кол­
лекторного напряжения ЛИ~ . Изменения токов и напря­
жений:, возникающие при изменениях температуры, мед­
ленны, поэтому ток при отсутствии сигнала не проходит
через конденсатор СФ. Следовательно, увеличение емко­
сти конденсатора СФ не может увеличить коэффициент не­
стабильности S, поскольку величина СФ не учитывается
при расчетах температурных изменений: режима работы
усилителя.
Вернитесь к п. 1.8.8 и выберите правильный ответ.
1.8.11. Температурная стабильность усилительного кас­
када (см. рис. 1.29) не может зависеть от параметров реак­
тивных элементов схемы, в частности, от емкости ко.нден­
сатора СФ. Ведь температурные изменения токов и напря­
жений: в схеме усилителя происходят медленно. Для таких
колебаний: даже очень большая емкость СФ (порядка десят­
ков микрофарад) представляет собой весьма большое со-
-
57-

противление, значительно больше сопротивлений осталь­
ных элементов схемы. Следовательно, коэффициент S не
может убывать а возрастанием емкости конденсатора СФ.
Вернитесь к п. 1.8 .8 и найдите верный ответ.
§ 1.9 . УсиnитеnьныА к1ск1д с коnnекторноА нвrруэкоА
1.9.1. Принцип работы полупроводникового усилитель­
ного каскада можно пояснить а помощью построения вре­
менных зависимостей токов и напряжений при синусоидаль­
ном входном напряжении (т. е. при r86 « Rвх), показанных
на рис. 1.30.
Ра
точка
11(,ма
fu,мка500 чии 200 о
го
15
t
l111 ма -
~----ВООм!(а
--+-~-~-чии
очан
Омка
=О
Рис. 1.30 . Построение кривой выходного напряжения по заданной
кривой входного напряжения
Как видно из рисунка, синусоидальное входное напря­
жение Ивх складывается с постоянным базовым напряже­
нием U60 , и суммарное напряжение становится равным
( 1.51)
-
58-

По динамической входной характеристике определяется
форма кривой тока базы
(1.52)
Затем по переходной характеристике строится времен­
ная зависимость тока коллектора, содержащего постоян­
ную / 11 и переменную i11 составляющие. По линии нагрузки
строится кривая коллекторного напряжения
(1.53)
Переменная составляющая коллекторного напряже­
ния ин является выходным напряжением усилителя.
На рис. 1.30 детально показано построение мгновен­
ных значений переменных составляющих токов и напряже­
ний для моментов времени /1 и /3. Построение мгновенных
значений токов и напряжений для других моментов вре­
мени производится аналогично.
Коэффициент усиления усилительного каскада по на­
пряжению можно найти исходя из графических построений
как отношение амплитудных значений выходного и вход­
ного напряжений:
к _ _UВЪIXtn
И- Ивхт
(1.54)
Так, для рассматриваемого случая Ивх т = 0,08 в,
Ивыхт=2,7вИKu~34.
При небольших входных напряжениях, когда каскад
работает на линейном участке переходной характеристики,
выходное напряжение имеет такую же форму, как и вход­
ное напряжение, т. е. искажения формы кривой выходного
напряжения Ивых отсутствуют. Такой режим называется
линейным. В рассмотренном случае входное и выходное
напряжения синусоидальны.
При больших значениях входного напряжения измене­
ния входного и коллекторного тока выходят за пределы
рабочего участка входной характеристики и линии на­
' грузки, и форма кривой выходного напряжения претерпе­
вает значительные искажения. На рис. 1.31 показаны эти
искажения при большом входном напряжении.
Как видно из рисунка, форма кривой входного тока
искажена. Однако наиболее искаженными оказываются
. переменная
составляющая тока коллектора и выходное
• напряжение. Таким образом, если входное напряжение
превышает величину, соответствующую линейному участ-
-
59-

ку аб динамический входной (или переходной) характерис­
тики (см. рис. 1.31), то возникают искажения формы кривой
выходного напряжения.
Вопрос. Как зависит коэффициент усиления по напря­
жению Ки каскада от сопротивления резистора в цепи кол­
лектора Rн (при Ен = const)?
1. Коэффициент Ки не зависит от сопротивления Rн
(п. 1.9.2).
' fl}
l11
о)
lн
(J
1
iк-
1
t
1
•1
/5
5
. 6)]
о
Uк
1
U/111
U6r
t'
t
Рис. 1.31. Искажения формы кривой выходного напряжения
при большом входном напряжении
2. Коэффициент Ки возрастает с увеличением сопро­
тивления Rн (п. 1.9 .3).
3. Коэффициент Ки убывает с увеличением сопротив­
ления Rн (п. 1.9 .4).
1.9 .2 . Правильно ответить на вопрос можно, обратив­
шись к рис. 1.30 .
При изменении сопротивления резистора Rн меняется
угол наклона линии нагрузки к оси абсцисс на семействе
выходных характеристик. Входная характеристика прак­
тически не изменяется, а у переходной характеристики
уменьшается линейный участок. Из рис. 1.30 видно, что
амплитуда переменной составляющей коллекторного на­
пряжения Ивых т зависит от положения линии нагрузки.
-60-

Эrо и понятно, поскольку выходное напряжение каскада
ив х = RнiR. Здесь можно провести аналогию с ламповым
ка~кадом усиления, где Ивых = Raia, Так как коэффициент
усиления по напряжению
К _ Ивыхт
U - Ивхт'
то ясно, что он зависит от сопротивления Rн, Какова эта
зависимость, определите из п. 1.9.1 .
1.9 .3 . Правильно, с ростом сопротивления Rк уменьша­
ется угол между осью абсцисс и линией нагрузки
(см. рис. 1.30). При этом укорачивается линейный участок
переходной характеристики без изменения ее наклона, а
динамическая входная характеристика практически не
изменяется. Из рис. 1.30 видно, что в линейном режиме
амплитуда переменной составляющей коллекторного на­
пряжения Ивых т возрастает. Следовательно, возрастает
и коэффициент усиления по напряжению:
К = Ивыхт
U
Ивхт
Однако неограниченно увеличивать сопротивление ре­
зистора Rн с целью увеличения коэффициента Ku нельзя,
поскольку при этом линия нагрузки проходит очень низко
по выходным характеристикам и резко уменьшается ли­
нейный участок переходной характеристики, что приводит
к значительным нелинейным искажениям. На практике
сопротивление резистора Rн для усилительных каскадов
с общим эмиттером выбирается в диапазоне от нескольких
килоом до нескольких десятков килоом в зависимости от
типа полупроводникового триода.
Переходите к п. 1.9 .5 .
1.9 .4 . Вы, видимо, считаете, что увеличение сопротив­
ления Rн вызывает уменьшение тока коллектора и выход­
ного напряжения. Это не совсем так. Переменная состав­
ляющая тока коллектора действительно уменьшается, но
очень незначительно, поскольку сопротивление коллек­
торного перехода велико по сравнению с величиной Rн
(выходные характеристики почти горизонтальны). В гораздо
большей степени возрастает падение напряжения на ре­
зисторе Rн, равное Ивых = Rнiн~·
Вероятно, Вы поняли свою ошибку. Прочтите разъяс­
нения в п. 1.9.3.
-61-

1.9.5. При работе усилительного каскада в линейном
режиме основные его параметры' (коэффициент усиления,
выходное сопротивление), так же как и в ламповом усили­
теле, могут быть найдены аналитически. Эти расчеты про­
изводятся с помощью эквивалентной схемы усилительного
-каскада,
построение которой основано на использовании
h-параметров поJiупроводникового триода.
'------------J
Рис. 1.32. Эквивалентная схема усили­
тельного каскада с общим змиттером
Эквивалентная схема полупроводникового усилителя
строится на основе эквивалентной схемы триода [2). Для
усилительного каскада с общим эмиттером (см. рис. 1.24)
эквивалентная схема приведена на рис. 1.32.
Здесь, помимо эквивалентной схемы триода, изображен
резистор RR, включаемый в коллекторную цепь. Как и в
эквивалентной схеме лампового усилительного каскада,
все источники питания отсутствуют, и схема справедлива
только для переменных составляющих напряжений и токов.
Сопротивление резистора R6 (показано пунктиром),
включенного в эквивалентной схеме параллельно сопротив­
лению hн, как правило, значительно больше последнего.
В большинстве случаев сопротивление R6 можно не учиты­
вать. В схеме отсутствуют также разделительные конден­
саторы С и Се (см. рис. 1.24), влияние которых будет учте­
но при рассмотрении многокаскадных усилителей.
Чтобы определить коэффициент усиления по напряже­
нию ненаrруженного усилительного каскада, т. е. при
Rн = оо (см. рис. 1.24), рассмотрим уравнения для вход­
ной и выходной цепей.
Для входной цепи
(1.55)
-
62-

Для выходной цепи уравнение, составленное по перво­
му закону Кирхгофа, имеет вид
и вых.х.х. - о
R
-
•
к
(1.56)
Решая совместно уравнения (1.55) и (1.56), получим
связь между входным и выходным напряжениями:
h21
и
=---.
вых.х.х
hн
(1.57)
Знак «минус» в выражении (1.57) означает, что фаза
выходного напряжения, так же как и в ламповом усили­
тельном каскаде с анодной нагрузкой, противоположна
фазе входного напряжения. Таким образом, коэффициент
усиления по напряжению ненагруженного усилительного
каскада с общим эмиттером
1
llвых.х.х I
h21
Rк
Kux.x. =
Ивх = h11 • 1+h22Rк
(1.58)
Как видно из полученного выражения, коэффициент
усиления по напряжению тем больше, чем больше стати­
ческий коэффициент усиления триода по току h21 . Посколь­
ку для полупроводниковых усилителей h'/2 Rи « 1, коэф­
фициент усиления по напряжению растет с увеличением
сопротивления резистора Rю что подтверЖдает рассужде­
ния, приведенные в п. 1.9 .3.
По эквивалентной схеме рис. 1.32 легко может быть най­
дено входное сопротивление усилительного каскада с об­
щим эмиттером:
(1.59)
Вопрос. Найдите выражения для выходного сопротив-
ления каскада Rвых•
1.
Rвых.~ Rн (п. 1.9.6).
2. Rвых =
1
/h'/2 + Rи (п. 1.9.7).
3. Rвых. = 1/~ (п. 1.9 .8).
1.9 .6 . Обращаясь к эквивалентной схеме каскада (см.
рис. 1.32), видим, что выходное сопротивление определя­
ется двумя параллельно соединенными сопротивлениями
1/~ и Rи- Оiедовательно,
(1.60)
-
63-

Так как ~ 2R11 « 1, можно считать с большой степенью
точности, что
(1.61)
Напомним, что в ламповом усилителе резистор Ra ана­
логичен по назначению резистору Rн в полупроводниковом
усилителе. Следовательно, выражения для выходного со­
противления обоих усилителей также аналогичны, когда
в качестве усилительной лампы используется пентод. Эта
аналогия следует из аналогии коллекторных характеристик
полупроводникового триода и анодных характеристик пен­
тода.
Переходите к п. 1.9 .9.
1.9 . 7. Вы правильно считаете, что величина Rвых зави­
сит как от 1/~2 , так и от R11 • Но посмотрите на схему
рис. 1.32. Между какими точками следует определять вы­
ходное сопротивление каскада? Очевидно, между выход­
ными зажимами. Относительно этих зажимов сопротивле­
ние не может быть равно сумме сопротивлений 11h22 и Rн,
поскольку они соединены параллельно. Так как внутреннее
сопротивление источника тока равно бесконечности, оно
не влияет на выходное сопротивление каскада.
Вернитесь к п. 1.9 .5 и выберите правильный ответ.
1.9 .8 . Вы не разобрались в эквивалентной схеме усили­
тельного каскада с общим эмиттером. Ведь выходное со­
противление - это сопротивление между выходными за­
жимами схемы рис. 1.32. Очевидно, выходное сопротивле­
ние зависит не только от 11h22 , но и от Rw Ваш ответ был
бы правилен, если бы сопротивление 11h22 было значитель­
но меньше Rw Но разве это так? Выходное сопротивление
триода 11h22 , так же как и сопротивление резистора Rк,
определяется котангенсом угла наклона выходной характе­
ристики к оси абсцисс (см. рис. 1.25, б):
1
1лик1
h22=Ц
•
l 6=const
Из рис. 1.25, б видно, что угол наклона выходных ха­
рактеристик значительно меньше, чем угол наклона линии
1
нагрузки. Значит, h- » Rк.
22
Это понятно. Выходное сопротивление полупроводни-
кового триода - это обратное сопротивление коллекторно­
го перехода. Оно значительно больше величины Rw
-
64-

Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 1.9 .6 .
1.9 .9 . Входное сопротивление усилительного каскада с
общим эмиттером невелико. Обычно оно лежит в пределах
от нескольких сотен ом до нескольких килоом. Выходное
•же сопротивление значительно больше и может достигать
нескольких десятков килоом. Этим объясняется ряд труд­
ностей при работе полупроводникового усилителя с высо­
коомными источниками усиливаемых напряжений и низ-
Рис. 1.33. I< учету влияния внутрен­
него
сопротивления
источника
сигнала и сопротивления нагрузки на
коэффициент усиления каскада
коомной нагрузкой. В отличие от лампового усилителя
при расчете полупроводникового усилителя очень часто
нельзя пренебрегать внутренним сопротивлением источника
входного сигнала rвн и шунтирующим действием сопротив­
ления нагрузки Rн (на рис. 1.24 показаны пунктиром).
Учесть внутреннее сопротивление источника сигнала
rвн и сопротивление нагрузки Rн можно с помощью схемы,
изображенной на рис. 1.33.
Здесь ненагруженный усилительный каскад заменен
четырехполюсником с входным сопротивлением Rвх
и выходным сопротивлением Rвых· В выходной цепи четы­
рехполюсника включен источник с напряжением Ивых. х. х.
Связь между напряжениями Ивых. х.х и Ивх • определяется
рассмотренным ранее соотношением (1.57).
В соответствии со схемой рис. 1.33 можно записать сле­
дующие выражения для входного и выходного напряже­
ний:
3--130
hн
Ивх = --- евх,
Гвн+hн
Rн
Ивых = R + R Uвых.к,х•
ВЬIХ
И-
-65 -
(1.62)
(1.63)

где евх - э.д.с. источника входного сигнала;
h11 - входное сопротивление;
Rвых - выходное сопротивление усилительного каскада
с общим эмиттером.
При большом внутреннем сопротивлении источника
сигнала напряжение Uвх может оказаться значительно мень­
ше э.д.с. евх, а при низкоомных нагрузках напряжение Uвых
может быть существенно меньше напряжения Uвых. х.х•
Используя соотношения (1.62) и (1.63), получим выражение
для реального коэффициента усиления по напряжению с
учетом внутреннего сопротивления источника и шунтирую­
щего действия сопротивления нагрузки:
Ки -1 Uвых 1-
h11
-
евх - Гвн+hu
или с учетом уравнения ( 1.58)
Rн
- R==--+ - - -=R~ Kux.x
ВЬIХ
Н
Ки=
"21
RнRн
rвн+h11 • Rк+Rн+RнRнh22
(1.64)
Реальный коэффициент усиления Ки всегда меньше
коэффициента усиления ненагруженноrо усилителя Ки х.х•
Эта разница тем заметнее, чем больше внутреннее сопро­
тивление источника rвн и меньше сопротивление нагрузки
Rн· На практике реальный коэффициент усиления мо­
жет достигать нескольких десятков.
Для полупроводниковых усилителей важным парамет­
ром является также коэффициент у_силения по току
lвых
К1 =-
1-.
На основании уравнения (1.64) и равенств
вх
находим выражение для коэффициента усиления по току
усилительного каскада с общим эмиттером:
(1.65)
Как видно из полученного выражения, коэффициент
усиления по току К, всегда меньше статического коэффи­
циента усиления по току полупроводникового триода h21
-66-

и приближается к нему при малых значениях Rн. Усили­
тельный каскад с общим эмиттером обеспечивает усиление
по току в несколько десятков раз.
Коэффициент усиления по мощности, имеющей важное
,значение д.ля полупроводниковых усилителей,
Рвых
К.р=-Р-=К.иК.1.
(1.66)
вх
В усилительном каскаде с общим эмиттером он может
достигать нескольких тысяч.
Вопрос. Какой полупроводниковый триод следует вы­
брать д.ля получения наибольшего коэффициента усиления
по напряжению в усилителе с общим эмиттером, если внут­
реннее сопротивление источника сигнала Гвн = 300 ом и
параметры триодов примерно одинаковы за исключением
h11 , причем сопротивление нагрузки Rн = оо (холостой
ход).
П16А
1
ГТ108А
1
П26
h11, ом
1
1
125
300
900
1. Триод ГТ108А (п. 1.9 .10).
2. Триод П26 (п. 1.9 .11).
3. Триод П16А (п. 1.9 .12).
1.9 .10. Вы, вероятно, считали, что наибольший коэф­
фициент усиления может быть получен при равенстве внут­
реннего сопротивления источника сигнала входному сопро­
тивлению усилительного каскада. Но почему? Равенство
этих сопротивлений необходимо для передачи наибольшей
мощности во входную цепь. А в данном случае требуется
получить максимум коэффициента усиления по напряже­
нию К.и. Следовательно, нужно анализировать зависимость
К.и от h11 • Это легко сделать с помощью соответствующих
выражений.
Вернитесь к п. 1.9.9 и выберите правильный ответ.
1.9 .11. Триод П26 обладает максимальным по сравне­
нию с двумя другими типами триодов входным сопротив­
лением. А коэффициент усиления тока у всех трех триодов
одинаков. При максимальном входном сопротивлении вход­
ной (базовый) ток будет минимальным, так как
.
евх
tвх =
h•
Гвн+ Н
3*
-
67-

Следовательно, минимальны ток коллектора, выходное
напряжение и коэффициент усиления по напряжению Ки.
Вы сделали неудачный выбор. Вернитесь к п. 1.9 .9 и
исправьте свою ошибку. .
1.9.12. Вы выбрали триод с минимальным входным со­
противлением. Правильно .. Это следует непосредственно из
выражения
Ки=1 Uвых 1=
h11
Kux.x =
евх
'вк + h11
которое справедливо при Rк = оо. Действительно, при
минимальном входном сопротивлении входной ток макси­
мален, следовательно, максимален коллекторный ток и вы­
ходное напряжение Ивых• Можно сказать, что полупровод­
никовый триод управляется _током, т. е. для создания наи­
больших изменений ·выходного напряжения требуются
наибольшие допустимые изменения входного тока (а не
напряжения, как в ламповом каскаде).
Переходите к п. • 1.9.13.
1.9.13. Пример расчета усилительного каскада на полу­
проводниковом триоде.
Рассчитать усилитель по схеме с коллекторной нагрузкой (с
общим эмиттером) и температурной стабилизацией (см. рис. 1.27)
на триоде П26А при Ек = 70 в и частоте сигнала f = 50 гц. Опре•
делить коэффицнеиты усиления К.и, К.1 и КР при Гвк = l ком и
Rк = 5 ком. Характеристики триода П26А приведены на рис. 1.34;
h-параметры триода: hн = 900 ом, h21 = 30, h22 = 10-0 сим.
Расчет проводят в такой последовательности.
Выбирают сопротивление резистора Rк = 5 ком и строят ли­
нию нагрузки на выходных характеристиках триода (рис. 1.34, б).
При этом линию нагрузки проводят из точки на оси абсцисс,
соответствующей напряжению между коллектором и эмиттером:
U~э=Ек - R313•
Величину U' кэ выбирают несколько меньше Ек, обычно U' кэ =
= (О, 7-0,9) Ек, Принимаем U' кэ = 60 в.
Определяют сопротивление Rэ из (1.41):
Rэ = Ек-Uко -Rк lк _ 70-25-5,7
/э
-- --,7,,......-- = 1,43 ком.
Принимаем Rбl Rэ = 4. Тогда
Rб = 4•1,43 = 5,72 ком.
- 68-

Из выражения (1.42) опре.nеляют коэффициент нестабильности:
S= 1+RбlR, = 5.
Определяют сопротивления плеч делителя в цепи 6азы из фор•
,мул (1.47) и (1.48):
600
чоо
200
/5tf
о
lк,ма
10
lк
о
,
Ек Rб 70-5, 72
Rб= Relз = 1,43-7
=40 ком,
RбR~
40,5,72
R~=
R~-
Rб= 40 - 5,72::::; 6•7 ком.
11001/(,J
mot/Ka
-
:
-0,1 1/jq-0,2
-O,J V5,6
а)
=500/1'/К:
lt-00
аOt/R 1/
-10
-20 lfкo -JO -чо -.JO
-50
-70 u;,fl
о)
Рис. 1.34. Входная (а) и выходные (б) характеристики полупро­
водникового триода П26А
Рассчитывают емкость конденсатора:
10-20
!О
С9 =---= ------=2 2,2,J0-6 ф::::;22 мкф.
21tfRз
2 1t•50· 1,43- 1()3
Определяют коэффициент усиления по напряжению ненагружен·
ного усилителя:
h21
к--
Ux.x
-
h11
RK
30
1+h22Rк = 900
5000
1+10-0
-5000 = 166•
-
69-

Находят входное и выходное сопротивления~
Rвх= h11 = 900 ом,
Rк
5000
Rвых= 1+ hяяRк = 1+ lО-Ъ,5ООО :::::: 5000 ом= 5 ком.
Определяют реальные коэффициенты усиления:
по напряжению
h11
Ки=--­
'вн + h11
Rн
9000
Rвых+Rн Kux.x = 1000+900 Х
5000
,166=39
Х 5000 + 5000
'
по току
= БООО+5ооо+25·106 -IО-Ь = 15 ,
по мощности
Кр= Ku К1 = 39, 15:::::: 590.
§ 1.10. Усиnитеnьные каскады с общим коnnектором
и с oбщelii бaэolii
1.10.1. Схема усилительного каскада с общим коллек­
тором приведена на рис. 1.35 .
В этой схеме при отсутствии входного сигнала в цепи
базы проходит ТОI< / бо, а в цепи эмиттера - ток / эо• При
Рис. 1.35. Схема усилительного каскада с
общим коллектором (эмиттерного повторителя)
-
70-

наличии переменного входного напряжения U8 x появляет­
ся переменная составляющая тока iвх, которая вызывает
переменную составляющую тока эмиттера i 0 • Переменная
составляющая тока эмиттера создает на резисторе Rэ пере­
менную составляющую напряжения, представляющую со­
бой выходное напряжение Ивых = R0i 0• Это напряжение
через конденсатор связи подается на выход усилителя.
Эквивалентная схема усилительного каскада с общим
коллектором приведена ·на рис. 1.36.
1
1
lгz:1
1
1.4
L ____________J
Рис 1.36. Эквивалентная схема эмиттерного
повторителя
В этой схеме полупроводниковый триод заменен экви­
валентной схемой в соответствии с рис. 1.32 (на рис. 1.36
обведена пунктиром). Для ненаrруженноrо усилите111ьноrо
каскада с общим коллектором можно составить следующие
уравнения:
по первому закону Кирхгофа для узла А
(1.67)
и по второму закону Кирхгофа для контура, проходящего
через входную и выходную цепи,
(1.68)
Решая совместно уравнения (1.67) и (1.68), находим
связь между выходным и входным напряжениями рассмат­
риваемого усилительного каскада:
Uвых = -----, ----,-----:,:-- Ивх•
l + h22Rэ
(l+h21)Rэ
(1.69)
l+h11
-
71-

Как видно из полученного выражения, выходное напря­
жение Uвых всегда меньше входного и совпадает с ним по
фазе.
Учитывая, что h22 Re « 1 и h21 » 1, получим, что зна­
менатель дроби (1.69) близок к единице, поскольку
h11
« 1. Тогда коэффициент усиления по напря-
(1+h21)Ri
.
жению усилительного каскада с общим коллектором
1
(1.70)
но всегда меньше единицы.
В этом отношении усилительный каскад с общим коллек­
тором напоминает катодный повторитель, поэтому его часто
называют эмиттерным повторителем.
Входное сопротивление эмиттерного повторителя мож­
но найти из выражения (1.68), заменяя в нем Ивых = Киивх
и переход5.1 к действующим значениям тока и напряжения:
R=Uвх=hн
вх lвх
1- Ku
(1.71)
Так как коэффициент усиления Ки близок к единице,
входное сопротивление эмиттерного повторителя велико
и может достигать сотен килоом. Можно показать, что
выходное сопротивление эмиттерного повторителя (вывод
не приводится из-за его громоздкости)
(1. 72)
и представляет собой величину порядка десятков ом. Та­
ким образом, эмиттерный повторитель, как и катодный по­
вторитель, обладает большим входным и малым выход­
ным сопротивлением. Аналогично катодному повторителю
эмиттерный повторитель является усилителем тока и не
усиливает напряжения. Эмиттерный повторитель обычно
применяется для согласования высокоомного источника
усиливаемого напряжения с низкоомным сопротивлением
нагрузки. Температурная стабилизация в эмиттерных повто­
рителях не требуется, так как она оrеспечивается резис-
-
72-

тором R 8 (как в усилителе, схема которого показана на
рис. 1.27).
Вопрос. Зависит ли входное сопротивлениеэмиттерноrо
повторителя от величины R а?
l. Входное сопротивление не зависит от величины R 3
(п. 1.10.2).
2. Входное сопротивление уменьшается с ростом вели­
чины Rз (п. 1.10.3).
3. Входное сопротивление увеличивается с ростом ве­
личины Rз (п. 1.10.4).
1.10.2. Входное сопротивление усилительного каскада
с общим коллектором не может не зависеть от величины R э•
Это видно хотя бы из того, что резистор R 3 находится во
входной цепи эмиттерного повторителя (см. рис. 1.35,
1.36).
Поскольку входное сопротивление представляет собой
отношение входного напряжения Ивх к входному току lвх,
становится ясным, что сопротивление резистора R3 должно
оказывать влияние на входной ток и, следовательно, на
входное сопротивление. Входное сопротивление, как видно
из (1.71), тем больше, чем больше коэффициент усиления
по напряжению Ки.
Проанализируйте зависимость Ки от R 8 ,
.
тогда Вы
сможете правильно ответить на поставленный в п. 1.10. l
нопрос.
1.10.3. Входное сопротивление эмиттерного повторите­
ля - это отношение входного напряжения к входному то­
ку. При неизменном входном напряжении входной ток умень­
шается с увеличением сопротивления резистора Rэ (см.
схему рис. 1.36). Следовательно, входное сопротивление
должно возрастать при увеличении R8 •
Вы ошиблись, прочтите разъяснения к ответу в
п. 1.10.4 .
1.10.4. Совершенно верно. Резистор Rэ включен во
входной цепи последовательно с переходом база - эмит­
тер, т. е. при увеличении сопротивления R э входное сопро­
тивление растет. А теперь подумайте над таким примером.
Допустим, входное сопротивление полупроводникового
триода h11 = 500 ом, коэффициент передачи тока h21 = 20,
сопротивление резистора в цепи эмиттера Rэ = 1 ком.
Чему равно входное сопротивление эмиттерного повто­
рителя?
1. Rвх = 1,5 КОМ (п. 1.10.5).
2. Rвх = 21,5 КОМ (п. 1.10.6).
-
73-

1.10.5 . Вы считаете, что Rвх = h11 +R0 • При этом Вы
упускаете из виду, что резистор в цепи эмиттера одновре­
менно принадлежит и выходной цепи. Благодаря этому вы•
ходное напряжение вычитается из входного, и ток базы
(входной ток) уменьшается. Следовательно, входное сопро­
тивление эмиттерного повторителя должно быть больше
суммы hн + Rэ•
Прочтите разъяснения к ответу в п. l.10.6.
1.10.6 . Правильно, Вы, очевидно, воспользовались вы­
ражениями (l.70) и (l.71), откуда следует, что
R=
hн
~h11 + Rз(l+h"д,
вх l_
(1+h21)Rз
h11+(1+hs1)Rз
Физический смысл этого выражения состоит в том, что
на резисторе R э создается напряжение Uвых, которое во
входной цепи вычитается из входного напряжения Uвх•
Значит, напr яжtние на переходе эмиттер - база
значительно меньше величины Uвх• Ток в базовой цепи
(входной ток) определяется величиной иэб, а входное сопро-
тивление - отношением ~вх
.
вх
Переходите к п. 1.10.7 .
1.10. 7 . Схема усилительного каскада с общей базой
приведена на рис. 1.37.
В этой схеме входное напряжение подается между эмит­
тером и базой полупроводникового триода. Выходное на­
пряжение снимается между коллектором и базой через кон­
денсатор связи Се, Для создания требуемого тока базы в
-Ек
RкRJСе
1----"
!ин, Со
RJ
\ивы,
Рис. 1.37. Схема усилительного ка­
скада с общей базой
-
74-

режиме покоя / 60 служит цепочка, состоящая из резисто­
ровR~ иR~
.
Конденсатор С6 предназначен для сгла­
живания пульсаций напряжения между базой и эмиттером
при наличии переменного напряжения на входе усилитель­
ного каскада.
Среди полупроводниковых усилителей каскад с общей
базой имеет наименьшее распространение вследствие мало­
го входного и большого выходного сопротивления и от­
сутствия усиления по току.
Сравнение различных схем усиления приведено в
табл 1.1 .
Таблица 1.1
Схема полупроводникового усилителя
Параметры
с общим
о общей
с общим
9Миттером
базой
коллектором
Входное сопротивление
100-1000 ом 10-IООом 0,5-1 Мом
Выходное сопротивление
10-100 ком 0,1-1,0 Мом 10-100 ом
Коэффициент усиления по
напряжению
.
10-200
10-200
1
Коэффициент усиления по
току ..
30-100
1.
30-100
Коэффициент усиления ПО
мощности
.
.
1000-10000 10-200
10-100

ГЛАВА2
мноrокдСКдДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
§ 2.1. Яамповы~ усиnитеnь напр ■жени■ с реэисторно•
емкостно~ св ■эыо
2. 1 . 1. В предыдущих параграфах были рассмотрены
однокаскадные ламповые и полупроводниковые усили­
тели, имеющие, как правило, коэффициент усиления поряд­
ка нескольких десятков или сотен. - Однако для многих
устройств промышленной электроники требуются усилите­
ли с гораздо большими коэффициентами усиления. В этих
случаях используются многокаскадные ламповые и полу­
проводниковые усилители.
ь.--------...-----,
Рис. 2.1 . Схема лампового двухкаскадного
усилителя напряжения с RС-свяэью
В зависимости от споспба связи отдедьных каскадов
различают усилители с резисторно-емкостной, трансформа­
торной, резисторно-трансформаторной и гальванической
(потенциометрической) связями.
Наиболее распространенным является первый тип уси­
лителей напряжения. На рис. 2. 1 приведена схема лампо­
вого двухкаскадного усилителя напряжения G резисторно­
емкостной связью на триодах.
Связь между каскадами в этом усилителе осуществля­
ется с помощью конденсатора связи, или разделительного
конденсатора Сс 1 , и сеточного резистора Rc 2 . Разделитель­
ный конденсатор отделяет переменную составляющую вы­
ходного напряжения первого каскада от постоянной со­
ставляющей анодного напряжения. На приведенной схеме
усилителя учтены междуэлектродные емкости триодов,
-
76-

влияющие на работу первого каскада усилителя. Анало­
гичные многокаскадные усилители напряжения могут
быть построены и на пентодах.
Анализ и расчет многокаскадных усилителей о резис­
торно-емкостной связью выполняются с помощью эквива­
лентной схемы усилительного каскада (рис. 2.2).
Здесь усилительная лампа заменена эквивалентным ис­
точником напряжения с э.д.с., равной μ Uвх, и внутренним
сопротивлением лампы R1• В эквивалентной схеме рис. 2.2,
а
Се
На Сак
о
Рис. 2.2. Полная эквивалентна я схема
лампового усипитепьного каскада с
RС-связью
так же как и в упрощенной схеме рис. 1.13, элементы цепоч­
ки автоматического смещения не учитываются, так как па­
дение напряжения на ней от переменной составляющей
анодного тока лампы мало при правильном выборе пара­
метров Rи и Си, Однако, в отличие от схемы рис. 1.13;
полная эквивалентная схема усилительного каскада с ре­
зисторно-емкостной связью, помимо лампы и анодного ре­
зистора Ra, должна включать элементы связи Се, Rc и учи-
тывать влияние междуэлектродных емкостей. -
Поскольку эквивалентная схема составляется для пере­
менных составляющих токов и напряжений, точка Ь схе­
мы усилителя (см. рис. 2.1) оказывается соединенной с
точкой О на эквивалентной схеме (рис. 2.2).
Между точками а и О на эквивалентной схеме включена
цепочка связи CcRc- Между этими же точками, т. е. парал­
лельно усилительной лампе, включена междуэлектродная
емкость анод - катод Саи усилительной лампы данного
каскада, а параллельно сеточному резистору Rc - вход­
ная емкость Сах следующего каскада. Величина этой ем­
кости определяется по формуле (1.17)
Свх2 = Ссв:2 +Се32(1 + К2),
-77 -

где Сс 112 и Ссаз - междуэлектродные емкости лампы сле­
дующего каскада;
К2 - коэффициент усиления следующего кас­
када.
Так как емкость С811 значительно меньше емкости кон­
денсатора связи С01 , то без большой погрешности можно
считать, что емкость Сан, так же как емкость Свх, подклю­
Се
г------ а
1
1
1
1
1
1
1
чена параллельно резистору R0 •
На практике необходимо
учитывать так называемую мои-
! тажную емкость См, неизбежно
Rc Со 11выl( возникающую между соедини-
тельными проводами при монта­
же усилителя. Обычно полагают,
1
'JJUВк 1
1
L------ Ь
Рис 2.3 . Упрощенная зкви­
валентная схема лампового
усилительного каскада с
RС-связью
что емкость См, подключенная
параллельно резистору Rc, со­
ставляет
величину порядка
10-20 пф. Таким образом,
параллельно сеточному резис­
тору Rc (рис. 2.3) подключена емкость
Со= Сак1 + Свх2 +См= Сак1 +Сек~+
+ Сса2(1+KJ+См,
(2.1)
где индекс 1 относится к рассматриваемому каскаду, а
,индекс 2 - к следующему каскаду.
Вопрос. Что произойдет при замыкании конденсатора
связи Сс 1?
1. Возникнут нелинейные искажения (п. 2.1 .2).
2. На выходе усилителя появится постоянная состав­
ляющая напряжения (п. 2.1 .3).
'3. Выходное напряжение усилителя станет равным ну­
лю (п. 2.1 .4).
2.1 .2. Вы правы частично. Режим работы усилителя
определяется положением рабочей точки на динамической
характеристике. После замыкания конденсатора Сс 1 сетка
второго триода оказывается подключенной к аноду первого
триода, и потенциал сетки становится равным примерно
Uа1 , Это означает, что рабочая точка второго каскада пере­
местилась в область больших положительных сеточных
напряжений. Следовательно, режим работы усилителя рез­
ко изменяется. Конечно, теперь выходное напряжение не
будет линейной функцией входного напряжения. Но ска-
-
78-

зать, что возникают нелинейные искажения, недоста точио.
Дело в том, что второй каскад усилителя не может передать
на выход сигнал, поступающий с выхода первого каскада,
поскольку лампа Л2 полностью открыта и анодный ток ее
не изменяется.
Вернитесь к п. 2.1.1 и выберите более точный ответ.
2.1 .3. Постоянная составляющая напряжения появля­
е:гся на выходе первого каскада. Сетка лампы второго кас­
када приобретает высокий положительный потенциал анода
первой лампы ср 81 • Резко возрастает анодный ток второго
триода, а потенциал его анода
соответственно понижается. Но
Се
на выходе второго каскада вклю-
С02, который не пропускает по-
Rc Со ивых
чен разделительный конденсатор
j
стоянную составляющую напря-
жения.
Вы ошиблись. Постарайтесь
выбрать правильный ответ в Рис. 2.4 . Преобразованная
п.2.1.1.
зквивалентна я схема лам-
14в
в
пового усилительного кас-
2.. •
ы правы. ыходное
када с RС-связью
напряжение
усилителя - это
переменная составляющая напряжения на аноде лампы
второго каскада. При замыкании конденсатора С01 на
сетке лампы второго каскада оказывается высокий положи­
тельный потенциал анода первой лампы. Вторая лампа вхо­
дит в режим ·насыщения, когда анодный ток не зависит от
изменений потенциала сетки. Следовательно, переменная
составляющая анодного напряжения второй лампы стано­
вится равной нулю (Uвых = О). Заметим, что при замы­
кании конденсатора С01 вторая лампа может выйти из
строя, так как в ее сеточной цепи проходит большой ток,
способный расплавить сетку.
Переходите к п. 2.1.5 .
2. 1 .5 . С целью получения выражения для коэффициен­
та усиления усилительного каскада заменим часть эквива­
лентной схемы, обведенную пунктиром (см. рис. 2.3), эк­
вивалентным генератором, внутреннее сопротивление Rэив
которого определяется сопротивлениями параллельно со­
единенных Ra и Ri, а э.д.с. езив (рис. 2.4) равна напря­
жению холостого хода между точками а и Ь
(2.2)
-
79-

или для комплексных значений
(2.3)
На основании упрощенной эквивалентной схемы рис. 2.4
можно составить выражение для выходного напряжения:
Ё Rc 1// roCo
экв Rc + 1/j roCo
(;вых = -----=- 1---R -; ,:c--: -l/'"'"j-ro""'C""0
-
-
Rэкн+ jroCc +Rc + l/jroCo
•
Rc
Еэкв1+ /ro С0Rc
-
---_-...,1,-------;:R:-с--
Rэкв + jroCc + 1 + jroCoRc
(2.4)
После несложных преобразований это выражение при­
мет вид
Ё,жв Rc
Ивых = ----=-(- --:: -1--- =-Rc--, -)
\1 + jroCoRc) Rэкв + jroCc + 1 + jroCoRc
(2.5)
Так как в усилителях величина емкости С0 на несколько
порядков меньше емкости конденсатора связи Се (емкость
С 0 составляет десятки пикофарад, а емкость Се -
десятые и сотые дол.и микрофарады), то в выражении (2.5)
членом с~:с по сравнению с Re пренебрегают. С уче-
-
80-

том этого выражение для выходного напряжения можно
записать следующим образом:
.
Ивых=
•
R,квRе
μ.Ивх-~­
Rt
= -~{
- - - :: -[--;,:-Rс--..---.::--Rэкв-.
- , --1- --,,--]} =
(Rзкв+Rc)1+1ооСоRc+R•кв -СR R)
~
lйс(с+экв
=
SИвх Ro
(2.6)
1+j[ooCoRo- ооСс(Rc+R,кв)] '
где S = ; 1 - крутизна усилительной лампы;
R_ R,квRc _
Ra RtRc
о-R,кв+Rc- RaRt+RaRc+RcRt
-сопротивление, эквивалентное параллельному
соединению сопротивлений Ra, R1 и Rc•
Следовательно, коэффициент усиления одного каскада
усилителя с резисторно-емкостной связью
К.== Ивых =
SRo
•
(2.7)
Ивх 1+ J[ ooCoRo - ооСс (Rc ~ Rэкв)]
Полученное выражение показывает, что коэффициент
усиления зависит от частоты. Наибольшие значения коэф­
фициент усиления имеет на средних частотах, для которых
[шСоRо - wCc (Rc1+ Rзкв)] « l.
(2.8)
В этой области частот емко­
сти СO и Се, как это следует из
выражений (2.7) и (2.8), практи­
чески не оказывают влияния на
коэффициент усиления. Следова­
тельно, эквивалентная схема
усилителя для области средних
частот будет иметь вид, пока­
занный на рис. 2.5 .
4-130
-
81-
Ra
р.ивх
Рис. 2.5 . Эквивалентная
схема усилительного ка­
скада для области сред-
них частОt"

Максимальное значение коэффициент усиления усили­
тельного каскада
Ко= SRo =
SRa R1 ~с
-
11.
(2.9)
RaRt + RaRc + RcRt
1+~:+~~
приобретает на частоте
fо,= -:- --: -:;:::;::::;::::;::==;~
(2.1 О)
21t 1/ CoRoCc (Rc + RЗl(в)
которая называется квазирезонансной частотой
усилителя.
Влиянием емкости С0 на нижних частотах можно
пренебречь, так как ввиду ее малости сопротивление
1
Хе0 = ооСо оказывается значительно больше R0, поэтому
Се
Рис. 2.6 . Эквивалентная
схема усилительного ка­
скада для области ниж-
них частот
На
Рис. 2.7. Эквивалентная схема
усилительного каскада для об­
ласти верхних частот
сопротивление хе. не оказывает шунтирующего влияния
на сопротивление Re, В этом случае пользуются эквивалент­
ной • схемой усилительного каскада, изображенной на
рис. 2.6 .
В области нижних частот сильное влияние на коэффи­
циент усиления оказывает конденсатор связи Се, так как его
сопротивление соизмеримо с сопротивлением Re, На кон­
денсаторе Се создается значительное падение напряжения,
вследствие чего выходное напряжение и коэффициент уси­
ления уменьшаются. Это уменьшение зависит, очевидно,
от отношения Хее -
1
Для оценки
Rc + Rэкв - roCc (Rc + Rэкв).
степени уменьшения коэффициента усиления в области
нижних частот вводят величину -rн = C0 (Rc + Rэнв), ко­
торуюназываютпостоянной времени усилителя
на нижних час тот ах. В большинстве случаев она
срставляет 0,01-0,5 сек.
-
82-

На верхних частотах влияние конденсатора связи Се
ничтожно мало, так как его сопротивление Хее« (Rc +
+ R экв)- Эквива.1Iентная схема усилительного каскада для
области верхних частот приведена на рис. 2.7.
l
В области верхних частот сопротивление Хе = -с
о
(1) о
оказывается соизмеримым с сопротивлением R 0, поэтому
эквивалентное сопротивление, с которого снимается вы­
ходное напряжение, уменьшается. Уменьшение эквивалент­
ного сопротивления приводит к снижению выходного
напряжения и коэффициента усиления из-за возрастания
падения напряжения на сопротивлении R1(рис. 2. 7). Шунти­
рующее влияниеемкости С0 оценивается величиной посто­
янной времени усилителя на верхних чаото­
тах 'tв= R0G,.
Обычно эта величина имеет порядок
10-s _ 10-7 сек.
Вопрос. К:ак отражается на частотных свойствах уси­
лителя уменьшение сопротивления резистора Ra?
1. Не отражается (п. 2.1 .6).
2. Возрастает значение частоты, при котором начина­
ется заметное уменьшение коэффициента усиления (п. 2.1.7).
3. Уменьшается значение частоТЪI, при котором начи­
нается заметное уменьшение коэффициента усиления
(п. 2.1 .8).
2.1 .6. Вы поторопились с ответом. Влияние сопротивле­
ния Ra на частотные свойства усилителя можно оценить с
помощью постоянной времени на верхних частотах 'tв =
= R 0С0. Чем больше значение 't'в, тем на более низкой час­
тоте проявляется шунтирующее влияние емкости С0, ко­
торое приводит к уменьшению коэффициента усиления.
Из выражения для Ro ясно, что Ro зависит от Ra- Следо­
вательно, изменение сопротивления резистора Ra приводит
к изменению постоянной времени 'tв• Это в свою очередь
отражается на частотных свойствах усилителя. К:аким об­
разом? Подумайте и выберите ответ в п. 2.1.5.
2.1 . 7 . Влияние сопротивления R.a на частотные свойст­
ва усилителя можно оценить с помощью постоянной вре­
мени на верхних частотах 't'в = R0C0• Сопротивление Ro
эквивалентно паралле.11Ьному соединению сопротивлений
R1, Ra и R0• Поэтому уменьшение сопротивления Ra вызы­
вает уменьшение величин Ro и 't'8 • Чем меньше значение 't'в,
тем больше частота, при которой существенно проявляется
шунтирующее влияние емкости С0, приводящее к сниже­
нию коэффициента усиления.
-
вз-

Таким образом, Ваш ответ совершенно правилен. На
практике уменьшение сопротивления Ra для улучшения
частотных свойств усилителей применяют при конструиро­
вании широкополосных усилителей. Уменьшение коэффи­
циента усиления из-за уменьшения сопротивления Ra
в этих случаях компенсируется увеличением числа кас­
кадов усилителя. Так, в усилителе на пентодах с полосой
пропускания до 50 Мгц и коэффициентом усиления 1000
используются 6 каскадов с сопротивлением Ra = 390 ом
[1 ].
J;Iереходите к п. 2.1.9 .
2.1 .8 . Вы правы, считая, что частотные свойства усили­
теля зависят от сопротивления Ra• Разберемся, какова
эта зависимость. Уменьшение сопротивления Ra уменьша­
ет в целом коэффициент усиления усилителя, но, с другой
стороны, приводит к расширению полосы пропускания уси­
лителя в область верхних частот. Почему? Да потому, что
уменьшение величины Ra уменьшает эквивалентное со­
противление R0 , параллельно которому включена ем­
кость С0 • Следовательно, шунтирующее влияние емкости С0
проявится на более высокой частоте, чем до уменьшения
сопротивления Ra,
Итак, Вы ошиблись, прочтите разъяснения к ответу
в п. 2.1.7.
2. 1 .9 . Для оценки свойств усилителя напряжения с ре­
зисторно-емкостной связью на разных частотах пользуются
частотными характеристиками. Коэффициент усиления уси-
лителя в общем случае - величина комплексная: /( =
= J(el'i' . Поэтому представляют интерес два вида частот­
ных характеристик: зависимость модуля и аргумента ко­
эффициента усиления от частоты.
Используя введенные величины tн и tв, выражение для
коэффициента усиления каскада усилителя с резисторно­
емкостной связью можно записать в виде
k- (к,,
= к,[н(=,-1)] (2.11)
1+f 001:8 -
--)
1+(001:8 -
--
ОО'tн
ОО'Сн
Модуль коэффициента усиления
(2.12)

а аргумент, представляющий собой угол сдвига фаз между
выходным и входным напряжениями,
(2.13)
Зависимость модуля коэффициента усиления от часто­
ты, называемая амплитудно-частотной, или просто
ча4тотной характеристикой, приведена на рис.2.8.
В области средних частот коэффициент усиления оста­
ется практически постоянным, и частотная характеристика
к
// lfн
/
lн.zp fo
16.zp
:f
Рис. 2.8. Амплитудно-частотная характе­
ристика усилителя с RО-связью
имеет почти горизонтальный участок. Квазирезонансная
частота, на которой коэффици:ент усиления максимален,
определяется по формуле
(2.14)
Завал частотной характеристики в области нижних час­
тот объясняется влиянием конденсатора связи С0 • Коэф­
фициент усиления в области нижних частот
(2. 15)
При очень низких частотах усиливаемого напряжения
<fн-+ О) коэффициент усиления стремится к нулю, так как
1
сопротивление конденсатора связи х0 = -с -+ оо.
с
(о) с
-
85-

Завал частотной характеристики в области верхних
частот обусловлен шунтирующим влиянием емкости С0•
Для этой области справедлива формула
Ко
кв = -: -;::::;:::::::::;:::=::;:;;
У l+(оов'tв)1
(2.16)
из которой следует, что при fв-+ оо коэффициент усиления
1
Кв-+ О, так как Хе= -;:;--+О.
о
(1)1.. , g
Уменьшение коэффициента усиления в области нижних
иверхнихчастот носит название частотных искаже­
н и и. Это название связано с тем, что при усилении не­
синусоидального напряжения отдельные составляющие его
усиливаются по-разному вследствие неравномерной часто­
тной характеристики, в результате чего форма кривой
усиливаемого напряжения искажается. Частотные иска­
жения оцениваются ко эффи цие н там и частотных
искажений:
на нижних частотах
Мн= :: = V l+(00н\н)'•
(2.17)
на верхних частотах
Ко ~----
Мв= Кв
= V l+{Фв'tв)2•
(2.18)
Обычно для усилителей напряжения с резисторно-ем­
костной связью допустимая величина коэффициента час­
тотных искажений лежит в пределах 1,05-1,4. В усилите­
лях радиотехнических устройств допустимые величины час-
тотных искажений принимаются равными V2. Это соот­
ветствует таким значениям fн и fв, при которых _
_!_
ООН 'Си
и Юв'Т11 становятся равными единице. Значения !и.гр и
fв.гр, соответствующие допустимым коэффициентам час­
тотных искажений, называются н и ж ней и в ер х ней
граничными частотами (рис. 2.8). Диапазон ча­
стот, в котором коэффициенты частотных искажений не
превышают допустимых значений, т. е. Лf = fв.гр - fи.гр,
называется полосой пропускания усилителя.
Зависимость аргумента <р коэффициента усиления К
от частоты называется фа з о-ч а ст от ной характери­
стикой, или просто фазовой характеристикой
(рис. 2.9).
-
86-

Эта характеристика показывает, что в области нижних
частот выходное напряжение опережает входное, а в об­
ласти верхних частот оно отстает от входного напряже­
ния. В этом нетрудно убедиться, построив векторные диа­
граммы для эквивалентных схем, соответствующих облас­
ти нижних (см. рис. 2.6) и
верхних (см. рис. 2.7) частот.
ер
Для предельных случаев f-+0 ...f
-1 f-+oo угол сдвига фаз стре-
11:
мится соответственно к + 2
'lt
и -т·
Коэффициент усиления
многокаскадного усилителя ра­
вен произведению коэффици­
ентов усиления отдельных ка­
скадов:
J[
2
Рис. 2.9 . Фаза-частотная ха­
рактеристика усилителя с
RС-связью
k = i<..J<.i(.3, ... 'Кп = кi'F• K2e''F• Кзе1<Fз' ... 'Kne''Fti. (2.19)
Отсюда следует, что коэффициенты частотных искаже­
ний и углы сдвига фаз между выходным и входным напря­
жениями многокаскадного усилителя возрастают с увели­
чением числа каскадов:
М=М1М2М3,...,Мп,
q>=(/)1+tf2+(/)3+...+ <J>n•
(2.20)
(2.21)
Следовательно, полоса пропускания усилителя с уве­
личением числа каскадов уменьшается.
Усилители напряжения с резисторно-емкостной свя­
зью применяются в качестве усилителей низкой частоты,
а также широкополосных усилителей. В этих усилителях
могут использоваться как пентоды, так и триоды, причем
пентоды применяют, как правило, в широкополосных
усилителях. Поскольку усилители напряжения должны
иметь минимальные нелинейные искажения, в них исполь­
зуются пентоды с короткой характеристикой, имеющие
более линейные анодно-сеточные характеристики, чем
пентоды с удлиненной характеристикой. К таким пентодам
относятся, например, 6ЖЗП, 6Ж4П, 6Ж9П и др.
В качестве триодов для усилителей напряжения ис­
пользуются обычно двойные триоды, такие как 6НlП,
6Н2П, бНЗП и др.
-
87-

Вопрос. Как влияет на амплитудно-частотную характе­
ристику усилителя увеличение емкости конденсатора свя-
зи от значения С~ до значения С~? Сошлитесь на один из
вариантов рис. 2.10.
1. Рис. 2.10,а (п. 2.1 .10).
2. Рис. 2.10, б (п. 2.1.11).
3. Ри~ 2.10, в (п. 2.1.12).
а)
С"с
1 ,--J,;,,-----...
,~
8)
f
f
'5)
Рис. 2.1 О. К вопросу п. 2.1 .9
f
2.1.10. Вы правильно считаете, что увеличение емкости
Се приводит к расширению полосы пропускания в области
нижних частот. Поскольку завал частотной характеристи­
ки в области нижних частот вызывается падением напря­
жения на конденсаторе Се, а увеличение его емкости при­
водит к уменьшению сопротивления Хее, для одних и тех
же значений частоты выходное напряжение Ивых стано­
вится больше. В оqласти же средних и тем более верхних
частот сопротивление Хе 0 настолько мало, что его влиянием
на частотную характеристику можно пренебречь.
Одновременно увеличение емкости Се приводит к
уменьшению фазовых искажений в области нижних час­
тот.
Переходите к § 2.2 .
-
88 .....

2.1.11. Вы считаете, что увеличение емкости конденса­
тора связи расширяет полосу пропускания усилителя в
области верхних частот. Для проверки правильности Ва­
шего ответа обратитесь к эквивалентной схеме усилитель­
ного каскада, изображенной на рис. 2.3.
Увеличение емкости Се приводит к уменьшению сопро­
тивления Хее• Поэтому выходное напряжение Ивых и коэф­
фициент усиления /( действительно должны возрасти. Но
на каких частотах проявится это возрастание? Конечно,
не на верхних. Ведь в области верхних частот сопротив­
ление емкости конденсатора связи настолько мало, то им
пренебрегают, и емкость конденсатора связи не входит
в эквивалентную схему для верхних частот.
Итак, увеличение емкости Се не влияет существенно
на частотную характеристику в области верхних частот.
Вернитесь к п. 2.1 .9 и выберите правильный ответ.
2.1.12. Вы считаете, что коэффициент усиления увели­
чивается одинаково во всей полосе пропускания усилите­
ля. Так ли это? Действительно, увеличение .емкости кон­
денсатора связи должно привести к увеличению коэффи-
1
циента усиления, поскольку Хе =-с. Но ведь
с
(о) с
конденсатор связи вызывает завал частотной ха рактерис­
тики на нижних частотах, а в области средних частот его
влиянием можно пренебречь, не говоря уже о верхних
частотах. Следовательно, частотная характеристика в об­
ласти средних и верхних частотсущественно не изменяется.
Вернитесь к п. 2.1 .9 и продумайте ответ более тщатель­
но.
§ 1.1. Поnуnроводннковы;i уснnнтеnь напряжения
с резнсторно-емкостно;i связьtа
2.2 .1 . В полупроводниковых. усилителях с резисторно­
емкостной связью, так же как и в ламповых усилителях,
связь между каскадами осуществляется посредством кон­
денсатора связи Се, На рис. 2.11 приведена схема двухкас­
кадного усилителя на полупроводниковых триодах, вклю­
ченных по схеме с ' общим эмиттером.
-
Между коллектором первого и базой второго триодов
включен конденсатор связи Се 1 , который представляет
небольшое сопротивление дЛя переменной составляющей
напряжения и не пропускает на базу второго триода цо-
-
8Q _,.-

стоянную составляющую коллекторного напряжения пер­
вого триода.
На рис. 2.12 приведена эквивалентная схема полупро­
водникового усилительного каскада.
-Еп
н;,
,._,
Сс1 j
,,, 1
llоыя,
CJZ
Рис. 2.11. Схема попупроводниковоrо
двухкаскадного усилителя напряжения
с RС-свизью
i•hui1x1
Рис. 2.12. Эквивалентная схема полупро­
водникового
усилительного каска.11.а с
RС-связью
На этой схеме емкость С O учитывает входную емкость
второго каскада и емкость монтажа См, Как отмечалось,
в полупроводниковом триоде следует учитывать паразит­
ную емкость коллекторного перехода Сю которая вклю­
чена между коллектором и базой (аналогично проходной
емкости в электронной лампе). Поэтому учет ее может
быть проведен так же, как и в ламповом усилителе:
(2.22)
где К2 - коэффициент усиления второго каскада.
Выходная емкость первого каскада, равная емкости
коллекторного перехода триода первого каскада С111, и
емкость перехода эмиттер - база триода второго каскада
не учитываются, поскольку они шунтированы малым вход­
ным сопротивлением второго каскада.
-90-

Для определения коэффициента усиления усилителя
заменим усилите.11ьный каскад эквивалентным генератором
(рис. 2.13) с э. д. с., равной выходному напряженцю иена­
груженного усилите.11ьного каскада Ивых.х.х =Ких.хИвх, и
внутренним сопротивлением, равным выходному сопротив­
лению усилительного каскада с общим эмиттером, т. е.
Гвн=Rвых t·
Как было показано в п. 1.9 .5, выражение для коэффи­
. ц иента
усиления по напряжению ненагруженного уси­
лительного каскада с общим эмиттером имеет вид
На эквивалентной схе­
ме усилительного каскада
(рис. 2.13) сопротивление
Rвxz - представляет собой
входное
сопротивление
следующего каскада. Не­
трудно видеть, что эквива­
лентная схема рис. 2.13
аналогична эквивалентной
схеме лампового усили­
тельного каскада (см. рис.
2.4).
г----------, Cct
1
1
1
1
:
t
:кvцu6,,
1
1
L_
. _______.J
Рис. 2.13. Преобразованная
эквивалентная схема полупровод­
никового усилительного каскада
с RС-связью
Вопрос. В каком соотношении должны находиться емко­
сти конденсатора связи Cct в схемах лампового (см.
рис. 2.1) и полупроводникового (см. рис. 2.11) усилителей
для того, чтобы оба усилителя имели одинаковую нижнюю
граничную частоту !в.гр?
1. В полупроводниковом усилителе емкость Cct больше
(п. 2.2 .2).
2. В полупроводниковом усилителе емкость С01 меньше
(п. 2.2 .3).
3. В обоих усилителях емкости С01 одинаковы (п. 2.2.4).
2,2,2. Чем существенно отличаются эквивалентные схе­
мы лампового (см. рис. 2.4) и полупроводникового (см.
рис. 2.13) усилителей? Прежде всего тем, что входное со­
противление Rвх2 в схеме рис. 2.13 значительно меньше
сопротивления резистора утечки Ro в схеме рис. 2.4. Так,
обычно сопротивление Rвxz равно 0,1-1 ком (см. табл. 1.1),
а сопротивление R0 -100-1000 ком.
Для того чтобы частотные характеристики усилителей
в области нижних частот были одинаковы, необходимо
- 91-

равенство постоянных времени этих усилителей на ниж­
них частотах 'tи• В ламповом усилителе -i-:=c~I (Rc2 +R экв)~
~с~! Rc2, поскольку обычно Rзхвi = RRa+~ « Rc2•
at
il
В полупроводниковом усилителе -i-; =С~1 (Rвх2+Rвых1)~
~С~1 Rвыхt, так как обычно Rвых1.»Rвх2 (см. рис. 2.13).
Как видно из табл. 1.1, выходное сопротивление в схеме
с общим эмиттером Rвыхt = 10-100 ком, а сопротивление
сеточного резистора Rc=l0C-1000 ком, т. е. на порядок
выше. Следовательно, для равенства постоянных време-
ни 'tи необходимо, чтобы с;1»9~1-
Как правило, в полупроводниковых усилителях низ­
кой частоты с RС-связью в качестве разделительных при­
меняют электролитические конденсаторы емкостью 10-
50 мкф, в то время как в ламповых каскадах достаточна
емкость 0,1-0,5 мкф.
Вы ответили правильно. Переходите к п. 2.2 .5.
2.2.3. Что такое нижняя граничная частота /и.гр? Это
та частота, при которой коэффициент частотных искаже­
ний достигает предельно допустимого значения. Другими
словами, частота !в.гр характеризуется существенным вли­
янием сопротивления разделительного конденсатора на
коэффициент усиления усилителя. Это влияние становится
1
заметным, когда Хе = ~ соизмеримо а Rc 2 в лам-
е~
ffi(.;c1
повом усилителе или с Rвыхt -в полупроводниковом уси­
лителе (так как Rвыхt» Rвх2). Выходное сопротивление
полупроводникового усилительного каскада обычно мень­
ше, чем сопротивление резистора утечки в ламповом уси­
лителе (Rвыxt<R0 J. Следовательно, при меньшей емкости
конденсатора Сс 1 в полупроводниковом усилителе сопро­
тивление хе ct будет соизмеримо с входным сопротивлением
следующего каскада на более высокой частоте, чем в лам­
nовом усилителе.
Таким образом, завал частотной характер:истики на
нижних частотах в полупроводниковом усилителе будет
выражен гораздо сильнее.
Вернитесь к п. 2.2 .1 и выберите правильный •ответ.
2.2.4. Емкости Сс 1 могли бы быть одинаковыми в лам­
повом и полупроводниковом усилителях при равенстве
частот fи.гр, если бы активные сопротивления, входящие
в постоянные времени на нижних частотах 'tи, для обоих
усилителей были одинаковы.
- 92-

В ламповом усилителе
1:~ = С~1 (Rc2 + Rэкв) ~ C~i Rc2,
Rб
бR
Ra1R11
так как 02 о ычно гораздо ольше зквt = R + R.
•
81
J]
В полупроводниковом усилителе (см. рис. 2.13)
't~ = с:1 (R выхl + Rвх2) ~ с~, Rвыхt,
так как Rвых 1 »Rвх2 в каскаде с общим эмиттером (см.
табл. 1.1).
Сопоставив порядки величин Rc2 и Rвыхt, можно убе­
диться, что они не одинаковы. Поэтому не могут быть оди­
наковыми и емкости С01 в ламповом и полупроводниковом
усилителях.
Постарайтесь определить в п. 2.2.1, в каком случае
емкость Сс 1 будет больше.
2.2.5. Можно показать, что выражение для коэффициен­
та усиления по напряжению усилительного каскада полу­
проводникового усилителя с резисторно-емкостной свя­
зью аналогично соответствующему выражению для коэф­
фициента усиления лампового усилительного каскада:
•
Rвxs
Kuх.ХRвх2+Rвыхl
1+j(ю'tв- -
1
)
1
Ю'tн
(2.23)
где Rвxz - входное сопротивление последующего каскада;
Rных 1- выходное сопротивление рассматриваемого кас­
када, примерно равное сопротивлению R«;
1: 8 = С0 RRвx+RRыxi постоянная времени усилительного
вх 2 вых~ каскада на верхних частотах;
't
8 = Се (Rвх 2 +Rвыхt) - постоянная времени усилительного
каскада на нижних частотах.
Модуль коэффициента усиления по напряжению
К
Rвxs
Uх.хRВХ2+Rвых1
ки= --;..- :.. .- :...- :... -:. ..- =.- =.- =.- =- -=-===- - •
Vl + (ro't8 -
ю~н У
(2.24)
а аргумент (фаза)
<р = arctg ( 00~ -ю'tв) •
(2.25)
-93-

Амплитудно-частотная и фаэо-частотная характерис­
тики полупроводникового усилителя с реэисторно-емкост­
ной связью приведены на рис. 2.14 . Они аналогичны со­
ответствующим характеристикам лампового усилителя.
Следует иметь в виду, что максимальный коэффициент
усиления усилительного каскада для полупроводникового
усилителя
к
к
R11xt
~К Rвxt
Umax= Uх.хRвхв+Rвых1
Uх.хRвых1
a)Kv~
L
-~
oJ)f _______________
1
z
.л..z
Рис. 2.14 . Амплитудно-частотная (а) и
фаза-частотная (б) характеристики полу­
проводникового усилителя с RС-связью
(2.26)
значительно меньше коэффициента усиления ненаrружен­
ного усилителя Ких.х, так как входное сопротивление сле­
дующего каскада обычно невелико и оказывает большое
шунтирующее действие.
Рассмотренные выше выражения справедливы при не­
изменных параметрах триода. Однако коэффициент уси­
ления по току h.м на высоких частотах уменьшается и
падает до 70% на некоторой предельной частоте f~. Это
не сказывается на частотных характеристиках усилителя,
если в пределах полосы пропускания величина h21 остает­
ся постоянной, т. е. если предельная частота f~ значитель­
но больше верхней граничной частоты усилителя /в.гр•
При соизмеримых величинах f~ и /в.гр увеличивается
спад коэффициента усиления на высокой частоте и фазовый
угол rp (на рис. 2.14 показано пунктиром).
- 94-

Вопрос. Имеются два одинаковых усилительных каскада,
выполненных по схеме с общим эмиттером (см. рис. 2.11).
Коэффиnиент усиления каждого каскада Kux,x= 100, вход­
ное сопротив.11ение Rвх=500 ом, выходное соnротивление
Rвых=2 ком. Чему равен коэффициент усиления всего
усилителя?
1. Ku=l04 (п. 2.2.6).
2. Ки =2500 (п. 2.2 . 7).
3. Ku=625 (п. 2.2.8).
2.2.6. Коэффициент усиления двухкаскадного усилите­
ля равен произведению коэффициентов усиления каждого
каскада Ки =Ku1Ku2- Но это справедЛиво только в случае,
когда выходное сопротивление первого каскада значитель­
но меньше входного сопротивления второго каскада. Для
усилительного каскада с общим эмиттером такое условие
не выполняется. Следовательно, необходимо учесть изме­
нение коэффициента усиления, вызванное шунтирующим
влиянием входного сопротивления второго каскада и влия­
нием выходного сопротивления первого каскада.
Прочтите материал пп. 1.9 .9 и 2.2 .5 и попытайтесь
правильно ответить на вопрос.
2.2 . 7. Вы правильно считаете, что коэффициент усиле­
ния усилителя меньше произведения Ких.х1Ких.х2• При
последовательном соединении каскадов коэффициент уси­
ления первого каскада уменьшится из-за шунтирования
сопротивления резистора Rк1 малым входным сопротив­
лением второго каскада Rвxz, т. е.
Ku1 = Kux х 1...8ш.. = 100 ..oJ_ = 25.
•
Rвыхl
2
Но Вы не учли, что коэффициент усиления второго каскада
также уменьшится вследствие влияния выходного сопротив­
ления первого каскада Rвыхi• Это очевидно, если рассмат­
ривать первый каскад как источник сигнала с внутренним
сопротивлением fвн==RвыХi•
Если Вы забыли, как учитывается влияние внутреннего
сопротивления источника сигнала на коэффициент усиле­
ния, обратитесь к п. 1.9.9, а затем определите правильно
значение Ки.
2.2.8. Вы правильно учли уменьшение коэффициента
усиления nepвoro каскада Ки 1 в результате шунтирования
коллекторной нагрузкп Rк1 входным сопротивлением вто­
рого каскада Rвх2, а также то, что коэффициент усиления
второго каскада Ки2 уменьшается из-за влияния выход-
-
95-

ноrо сопротивления первого каскада Rвыхi· Расчет следует
проводить так:
К=КК~К RщК Rвх2 =
U
UI U2
U\х.хRвыхl U2х.х Rвыхl
=(К Rвх2)
2
= (100 ~)
2
= 625,
Uх.хRвыхl
2
поскольку внутреннее сопротивление источника сигнала
для второго каскада Гвн=Rвых1 (см. п. 1.9.9).
Как видно из приведенного примера, в полупроводни­
ковых усилителях необходимо учитывать взаимное влия­
ние усилительных каскадов, приводящее к значительному
снижению общего коэффициента усиления.
Переходите к § 2.3 .
§ 1.3 . Усиnитеnи напряжения с трансформаторной свяэь~о
2.3.1. В качестве звена связи между каскадами, помимо
RС-цепи, может быть использован трансформатор. В этом
случае усилитель называют усилителем с трансформаторной
связью.
Применение трансформатора позволяет получить до­
вольно большой коэффициент усиления в узком диапазоне
частот. Достоинством трансформатора является также то,
что при желании оба выходных зажима (выводы вторич­
ной обмотки) могут быть изолированы от общего провода
(земли); такой выход называется симметричным. Симмет­
ричный выход усилителя напряжения требуется при ис­
пользовании в качестве оконечного каскада двухтактного
Рис. 2.15. Схема лампового усилителя на­
пряжения с трансформаторной связью
- 96-

усилителя мощности (см. ниже) и в некоторых других слу­
чаях.
Схема лампового усилителя напряжения с трансфор­
маторной связью приведена на рис. 2.15.
При отсутствии на входе этой схемы усиливаемого на­
пряжения по первичной обмотке трансформатора Тр1
проходит постоянный анодный ток покоя / ао, и напряже­
ние на вторичной обмотке равно нулю. Если на вход схемы
подать переменное напряжение Uвxt, то в анодном токе
возникает переменная составляющая, которая вызывает
ls,
L,
r'I
Рис. 2.16. Полная эквивалентная схема
усилительного каскада с трансформатор­
ной связью
появление на зажимах вторичной обмотки трансформато­
ра переменного напряжения, поступающего на вход сле­
дующего каскада. Благодаря применению трансформатора
Тр1 в качестве связующего звена постоянная составляющая
анодного напряжения лампы Л1 не попадает в сеточную
цепь следующего каскада.
Как видно из рис. 2.15, на входе 1;1торого каскада от­
сутствует сеточный резистор. В нем нет надобности, так
как сетка лампы заземлена через вторичную обмотку транс­
форматора Тр1 . Для получения большего коэффициента
усиления по напряжению трансформатор обычно делают
повышающим.
Полная эквивалентная схема усилителя напряжения
с трансформаторной связью представлена на рис. 2.16.
Здесь, помимо эквивалентного источника напряжения,
замещающего лампу, изображена приведенная эквивалент­
ная схема трансформатора; обозначения на схеме: r1- ак­
тивное сопротивление, L1- основная индуктивность, L81 -
индуктивность рассеяния, С1- паразитная распределен­
ная емкость первичной обмотки трансформатора, r0- со­
противление, характеризующее потери в сердечнике тран­
сформатора, r~ , L:2 и С~ - соответственно приведенные
-
97-

к первичной обмотке активное сопротивление, индуктив­
ность рассеяния и паразитная распределенная ем~ость
вторичной обмотки трансформатора.
Полная эквивалентная схема ввиду своей сложности
затрудняет анализ работы и расчет усилителя с трансфор­
маторной связью. Поэтому
"1
Ls
чаще всего имеют дело с
упрощенной эквивалентной
схемой, изображенной на
Ci ll~кz рис. 2.17.
В этой схеме отсутству­
ет сопротивление r0 , по•
скольку потери в сердеч­
Рис. 2.17. Упрощенная еквивалент- вике трансформатора для
ная схема усилительного каскада с об с и используемых ча
трансформаторной связью
лат
•
стот очень малы и ими мож-
-
но пренебречь. Так как
емкость С1 невелика н ее влияние оказывается за пределами
рабочего диапазона частот, зту емкость можно также ис­
ключить из схемы. Сопротивл&ния R1 и r1, включенные
последовательно, заменяются сопротивлением R18 =R1+r1•
Индуктивности Ls1 и L; 2 значительно меньше индуктив­
ности L1 , поэтому в упрощенной эквивалентной схеме их
можно объединить в одну индуктивность L8 =L81 +L~2 .
Из схемы рис. 2.17 видно, что коэффициент усиления
трансформаторного усили-
аJ
и'
к
теля К = ~ зависит от
f
f
Рис. 2.18. Амплитудно-частот­
ная (а) и фазо-частотная (б)
характеристики лампового уси­
лителя напряжения с транс-
форматорной связью
-и;;:~
частоты.
На рис. 2.18 представ­
лены амплитудно-частотная
и фаза-частотная характе­
ристики лампового усили­
теля напряжения с тран­
сформаторной связью.
В области нижних ча­
стот индуктивное сопро­
тивление рассеяния ooLs
и проводимость, обуслов­
ленная паразитной емко­
стью с;, незначительны. В
то же время на нижних
-
98-

частотах сильное шунтирующее действие оказывает ин­
дуктивное сопротивление roL1, вследствие чего выходное
напряжение, а с..11едовательно, и коэффициент усиления
уменьшаются.
В области средних частот ипдуктивное сопротивление
XL =roL1 достаточно велико по сравнению с сопротивле-
1
о
ниями остальных элементов эквивалентнои схемы, а со-
противление х Ls= roLs мало. Влияние паразитной емкости
с; на средних частотах также не ощущается, так как со­
противление х~. велико. Поэтому коэффициент усиления
на средних частотах постоянен и равен произведению ста­
тического коэффициента усиления лампы на величину
обратную коэффициенту трансформации трансформатора:
1
Ko=t-L1i•
где k = ~ (w1 и w:г-числа витков первичной и вторич­
w,
ной обмоток трансформатора).
В области верхних частот необходимо учитывать влия-
ние индуктивности рассеяния Ls и емкости с;, так как соп­
ротивление roL3 и проводnмость roc; растут с увеличением
частоты.
При определенной частоте fт.ах наступает резонанс
u
,
напряжении, ~огда XL
5
=хе,, в результате чего напряжение
на емкости С2, а следовательно, и коэффициент усиления
становятся максимальными (рис. 2.18, а). По этой причине
на амплитудно-частотной характеристике в области верх­
них частот наблюдается подъем. Чем меньше величины
индуктивности L3 и емкости с;, тем при более высоких час­
тотах возникает резонанс напряжений. При дальнейшем
увеличении частоты возрастает шунтирующее влияние
емкости с;, и коэффициент усиления уменьшается.
В тех случаях, когда параллельно вторичной обмотке
трансформатора включается конденсатор с целью получе­
ния резонанса токов во вторичной обмотке трансформатора,
ампли:гудно-частотная характеристика усилителя приоб­
ретает вид резонансной кривой, а усилитель становится
избирательным.
Трансформаторная связь применяется и в полупровод•
пиковых усилителях (рис. 2.19).
Трансформатор выполняет функцию согласования вы­
ходного сопротивления первого каскада о входным сопро-

тивлением второго каскада для получения наибольшего
коэффициента усиления по напряжению. Частотная ха­
рактеристика схемы рис. 2.19 аналогична приведенной
на рис. 2. 18.
Усилителям напряжения а трансформаторной связью
свойственны существенные недостатки, ограничивающие
область их применения. К основным из них относятся:
боJ1ее сложная конструкция, чем в усилителе с RC·
связью, поскольку в его состав входит трансформатор зна­
чительных габаритов, веса и стоимости;
Рис. 2.19. Схема полупроводникового усили­
теля напряжения с трансформаторной связью
сравнительно большие частотные искажения, обуслов­
ленные неравномерностью частотной характеристики;
чувствительность к воздействию переменных магнитных
полей.
Вопрос. Каков должен быть коэффициент трансформации
трансформатора в схеме рис. 2.19 для получения наиболь­
шего коэффициента усиления по напряжению Ки?
1.k=W1>1
(п, 2. 3. 2).
W:i
2. k=~<l
W2
(п. 2. 3. 3).
3. k=~=l
(п. 2. 3. 4).
W2
2.3.2. Вы правы. При использовании понижающего тран­
сформатора удается согласовать малое входное сопротив­
ление второго каскада, примерно равное h11 , с большим
выходным сопротивлением первого каскада, примерно
равным R111 • В этом случае коэффициент передачи по на-
-
100 -

пряжению от выхода первого каскада к входу второго наи­
больший, а значит, коэффициент усиления всего усилителя
максимален. Действительно, максимальная передача мощ­
ности в нагрузку осуществляется при равенстве внутрен­
него сопротивления источника сигнала 'вя и сопротивле­
ния нагрузки Rя· Но при постоянном значении Rя мощ­
ность в нагрузке Ря максимальна тогда, когда максимально
u2
напряжение на нагрузке Ия, поскольку Ря = R: . Соп-
ротивление из вторичной обмотки трансформатора приво­
дится в первичную через квадрат коэффициента трансфор­
мации, т. е.
R: = k2Rи•
Так как Rи~h11 <,вн~Rн., то
..
;Ef;;
k=V h11>1.
Переходите к гл. 3.
Rзкн
2.3.3. На первый взгляд ка -
жется логичным повышать коэф-
фициент трансформации тран-· •
сформатора для увеличения
иt1i RJxr"
коэффициента усиления по на-
пряжению. Но нельзя забывать
о том, что входное сопротивление
второго каскада Rвx2~h11 мень-
ше выходного сопротивления Рис. 2.20. К комментарию
R
RЕ
п. 2.3.3
первогокаскада вых 1 ~ ю• С·
ли трансформатор повышающий,
то входное сопротивление второго каскада, приведенное к
первичной обмотке, равно R~=k2Rвx2<Rвx2• Заменив
первый каскад эквивалентным источником наnряжения с
внутренним сопротивлением Rэкв=RвыJil (рис. 2.20) и.
э. д. с. Евкв, можно заметить, что при .Квх2<Rвых1 напря­
жение И~2, передаваемое на вход второго каскада, умень­
шается с уменьшением сопротивления R~. Следовательно,
Ваш ответ ошибочен.
Вернитесь к п. 2.3 .1 и выберите правильный ответ.
2.3.4. Очевидно, нецелесообразно применять трансфор­
матор только для того, чтобы разделить каскады по по­
стоянной составляющей напряжения, если необходимо
-
101 -

получить максимальный коэффициент усиления. Ведь для
повышения коэффициента усиления по напряжению может
служить трансформатор с коэффициентом усиления, от­
личным от единицы. На практике иногда используют по­
вышающие трансформаторы в ламповых усилителях, что
позволяет в несколько (3-5) раз повысить общий коэффи­
циент усиления усилителя. А какой трансформатор целе­
сообразно использовать в полупроводниковом усилителе?
Вернитесь к п. 2.3 .1 и выберите правильный ответ.

ГЛАВА 3
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
И СПЕЦИАЛЬНЫЕ ТИПЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
В этой главе будут рассмотрены усилители, к характе­
ристикам которых предъявляются какие-либо особые тре­
бования. Одним из таких усилителей являются усилители
мощности. Они служат для усиления мощности сигнала до
величины, значительно превышающей ту, которая могла
быть обеспечена каким-либо из рассмотренных ранее
каскадов.
При необходимости усиления медленно изменяющихся
во времени сигналов применяются так называемые усили­
тели постоянного тока. В зависимости от требований, предъ­
являемых к этим усилителям, их схемы могут быть различ­
ными.
Большое влияние на характеристики усилителей ока­
зывает введение в них обратной связи, в зависимости от
вида которой удается расширить или сузить полосу про­
пускания усилителя. Резкое сужение полосы усиливаемых
частот используется в избирательных усилителях.
Различные типы специальных усилителей широко ис­
пользуются почти в каждом устройстве автоматического
peryлирования.
§ 3.1. Однотактные nамnовые уснnнтеnн мощности
3.1 .1. Усилитель мощности является обычно выходным
каскадом многокаскадного усилителя, работающим на
внешнюю нагрузку, например, обмотки реле, электродви­
гателя, динамического громкоговорителя и т. д. Сопротив­
ление нагрузки в большинстве случаев не превышает не­
скольких десятков ом, а потребляемая мощность может
лежать в диапазоне от долей ватта до сотен ватт.
Усилитель мощности имеет ряд особенностей по срав­
нению с усилителем напряжения. Одна из них заключает­
ся в том, что, если низкоомную нагрузку включить непо­
средственно в анодную цепь усилительного каскада, то
полезная мощность, выделяемая в этой нагрузке, может
оказаться весьма небольшой. Так, если амплитуда пере­
менной составляющей анодного тока лампы равна 10 ма
(например, для лампы 6Н1П), то при сопротивлении анод-
-
103-,

ной нагрузки 10 ом мощность в нагрузке будет всего лишь
0,001 вт.
Из анализа эквивалентной схемы усилительного кас­
када (см. рис. 2.2) следует, что при малых сопротивлениях
Ra мощность, выделяемая в анодной нагрузке, невелика
за счет потерь в сопротивлении Ri. Максимальная мощ­
ность в нагрузке выделяется при Ra=R1. Оrедовательно,
для получения максимальной мощности необходимо со­
гласовать внутреннее сопротивление усилительного каска­
да с сопротивлением нагрузки. Эта задача может быть
решена с помощью согласующего трансформатора, назы­
ваемого выходным. Первичную обмотку этого трансфор·
матора включают в анодную цепь усилителя, а к вторичной
обмотке подключают внешнюю нагрузку Rн• Сопротивле­
ние нагрузки, приведенное к первичной обмотке, зависит
от коэффициента трансформации трансформатора:
(3.1)
При заданном сопротивлении нагрузки подбором коэф­
фициента трансформации можно добиться максимальной
мощности в нагрузке.
с
Другой особенностью усилителя мощности по сравне­
нию с усилителями напряжения является то, что для полу­
чения необходимой мощности в нагрузке часто применяют
специальные выходные лампы: лучевые тетроды и выход­
ные пентоды, а из полупроводниковых приборов - мощ­
ные плоскостные триоды. В случае, если выходная мощ­
ность не превышает одного-двух ватт, используют триоды,
пентоды и полупроводниковые триоды, применяемые в уси­
лителях напряжения.
Важной характеристикой усилителя мощности являет­
ся коэффициент полезного действия, так как при исполь­
зовании мощных приборов потребление мощности от ис­
точника питания может быть весьма значительным.
Усилители мощности характеризуются рядом пара­
метров, к основным из них относятся:
а) колебательная вь1ходная мощность
1
Рвых = 2 Иат/ат;
б) мощность, потребляемая усилителем от источника
питания, Рпотр=Uаоfао;
-
104 ...

в) коэффициент полезного действия уси.тште.т1я
Рвых.
'Yj = Рпотр '
г) коэффициент нелинейных искажений kн.н, равный
отношению действующего значения высших гармоничес­
ких составляющих напряжения к действующему значению
первой гармоники:
где п - номер гармоники.
Усилители мощности подразделяются на однотактные
и двухтактные. Однотактные усилители мощности приме­
няются обычно в тех случаях, когда выходная мощность
не превышает 4-6 вт. В этих усилителях используются
триоды, лучевые тетроды, пентоды и полупроводниковые
триоды. Если выходная мощность превышает 6-10 вт, то
применяют двухтактные усилители мощности. В этих
усилителях чаще всего используются триоды и лучевые
тетроды, а также полупроводниковые триоды. Следует
отметить, что в двухтактных схемах удобно применять
двойные триоды.
Вопрос. Будут ли при максимальной мощности в нагруз­
ке принимать максимальные значения коэффициенты уси­
ления по напряжению Ки и по току К,?
.1 . Оба коэффициента будут максимальными (п. 3.1 .2).
2. Максимальным может быть один из этих коэффици­
ентов (п. 3.1.3).
3. Оба коэффициента не будут принимать максималь­
ного значения (п. 3.1 .4).
3.1 .2 . Вы правильно считаете, что коэффициент усиле­
ния по мощности КР , равный произведению коэффициен­
тов усиления по напряжению Кии по току К1 , будет мак-
,симален, если максимален каждый из сомножителей. Но
дело в том, что эти коэффициенты принимают максималь­
ные значения при различных режимах работы усилитель­
ного каскада, и тогда, когда один из них максимален, дру­
гой не может принимать наибольшего значения. Так, коэф­
фициент усиления по напряжению Ки согласно формуле
(1.1 О) возрастает с увеличением сопротивления анодной
нагрузки Rа, в то время как коэффициент усиления по
току падает. Коэффициент усиления по току максимален
-
105 -

при коротком замыкании сопротивления анодной нагруз­
ки, когда коэффициент усиления по напряжению равен
нулю.
Попытайтесь снова ответить на поставленный вопрос.
3.1 .3 . Предположим, что максимальным оказался ко­
эффициент· усиления по току К1. Этому соответствует
короткое замыкание сопротивления анодной нагрузки. Но
тогда выходное напряжение каскада, а вместе с ним и
коэффициент Ки равны нулю, следовательно, равны нулю
выделяемая в нагрузке мощность и коэффициент КР .
Если же предположить, что максимальным должен быть
коэффициент усиления по напряжению Ки, то ток нагруз­
ки должен уменьшаться. Нетрудно проверить, что мощ­
ность, выделяемая в нагрузке,
• (3.2)
Если учесть, что при значительном увеличении сопро­
тивления Ra рабочая точка переходит на нелинейные участ­
ки характеристик лампы, где статический коэффициент
усиленияμ мал, то легко видеть, что выделяемая в .нагруз­
ке мощность с увеличением анодной нагрузки уменьшается.
Ваш ответ неверен, попытайтесь снова ответить на по­
ставленный вопрос.
3.1.4 . Вы правильно ответили на вопрос. Действитель­
но, для того чтобы коэффициент усиления по мощности
КР, равный произведению .коэффициентов усиления по
напряжению Ки и по току К1 , был максимален, каждый
из этих коэффициентов не обязательно должен достигать
максимального значения. Не существует такого режима
работы усилительного каскада, когда оба эти коэффици­
ента одновременно максимальны, потому что наибольшее
усиление по току происходит при коротком замыкании со­
противления нагрузки, когда коэффициент усиления по
напряжению согласно формуле (1.10) равен нулю. Макси­
мальное усиление по напряжению получается тогда, когда
ток нагрузки мал, и в этом случае К1 ~о. Следовательно,
в обоих случаях выходная мощность и коэффициент уси­
ления по мощности КР равны нулю.
Вы знаете, что в режиме согласованной нагрузки, когда
Rн=Rвнутр, ни напряжение нагрузки Ию ни ее ток / 8 не
достигают максимальных значений. Как указывалось, со­
гласование внутреннего сопротивления усилительной лам­
пы с сопротивлением нагрузки осуществляется с помощью
-
106-

выходного трансформатора. Подбором коэффициента тран­
сформации трансформатора добиваются оптимального ре­
жима работы усилителя мощности, когда в нагрузке вы­
деляется максимальная мощность.
Переходите к п. 3.1 .5 .
3.1.5. Принципиальная схема однотактного усилителя
мощности на триоде приведена на рис. 3.1, а.
Однотактные усилители мощности работают обычно
в классе А. Для обеспечения этого режима в катодную цепь
включается цепочка автоматического смещения RкСк. По­
скольку в рассматрива~мом ус_илителе мощности выходное
а)
5)
fJ6r
Рис. 3.1. Однотактный усилитель мощности на три•
оде:
а - принц11пиаль11ая схема: б
-
упрощенная эквl!Валенmая схе­
ма
напряжение передается на нагрузку через трансформатор,
эквивалентная схема этого усилителя (рис. 3.1, б) анало­
гична эквивалентной схеме усилителя напряжения с тран­
сформаторной связью (см. рис. 2.16).
Существенной особенностью эквивалентной схемы уси­
лителя мощности является наличие в ней приведенного со­
противления нагрузки R;, Сопротивление R~ в области
рабочих частот ЗIJачительно меньше индуктивного сопро­
тивления (j)L1 , поэтому индуктивность L1 может быть ис­
ключена из эквивалентной схемы. В эквивалентной схеме
усилителя мощности можно также пренебречь индуктив-
ностью рассеяния Ls и емкостью С~, так как в области
рабочих частот усилителя сопротивление (j)L8 и проводи­
мость (j)C~ малы. Таким образом, эквивалентное сопротив-
ление анодной нагрузки усилителя равно
•
R: = r1+,;+R:.
-
107-

В усилителях мощности обычно стремятся получить
максимальную мощность в нагрузке при возможно мень­
ших нелинейных искажениях выходного напряжения. Для
выполнения этих условий необходимо правильно выбрать
положение рабочей точки и линии нагрузки на анодных
характеристиках усилительной лампы. При определении
положения рабочей точки следует учитываi'ь, что в режиме
покоя сопротивление для постоянной состtвляющей анод-
Рис. 3.2. К вопросу п. 3.1.5
ного тока / ао мало и равно активному сопротивлению
первичной обмотки трансформатора. Следует также иметь
в виду, что мощность, рассеиваемая на аноде лампы, не
должна быть выше допустимой.
Вопрос. Выберите правильное положение линии нагруз­
ки и рабочей точки на анодных характеристиках трйода
(рис. 3.2), а также определите коэффициент трансформации
выходного трансформатора для однотактного усилителя,
работающего на нагрузку Rн =40 ом при напряжении ис­
точника анодного питания Еа=250 в (параметры триода:
Rt=7 ком, 8==2,5 ма!в, μ=17,5).
1. Линия нагрузки 1 проходит через точку Иа=Еа под
углом наклона a=arcctg Rн· Рабочая точка А находится
вблизи линии допустимой мощноети рассеяния Р а.доп• Ко­
эффициент трансфОрмации
W1
а
/
7000
Vy
k=W2=
Rн= Rн = "VI= -v40= 13•2
(п. 3.1 .6).
-
108 -

2. Линия нагрузки 2 проходит через рабочую точку А,
выбранную на вертикальной линии, проведенной через
точку Иа=Еа, вблизи линии допустимой мощности рассея-
ния. Коэффициент трансформации k =
~
1="I/ R:,
W2
VRн
где сопротивление R:, определяемое углом наклона линии
нагрузки, равно 15,6 ком. Следовательно, k=20 (п. 3.1 . 7).
3. Линия нагрузки 3 проводится через точку Иа=Еа
так, чтобы она не пересекала линии допустимой мощности
W1 ~:
рассеяния. Коэффициент трансформации k = -
-R,
W2
н
где сопротивление R:, определяемое углом наклона линии
нагрузки, равно 4,5 ком. Следовательно, k=10,6. Рабочей
точкой является точка В (п. 3.1 .10).
3. 1 .6 . Вы провели линию нагрузки так, как будто со­
противление Rн =40 ом включено непосредственно в анод­
ную цепь лампы. В случае обычного усилительного кас­
када линия нагрузки действительно строилась таким спо­
собом. Но, как Вы помните, сопротивления анодной на­
грузки выбирались значительно большей величины с
целью получения большого коэффициента усиления по
напряжению. Непосредственное включение нагрузки Rн
в анодную цепь не обеспечивает нормальной работы уси­
лительного каскада.
При построении линии нагрузки Вы не учли того, что
нагрузка включена через согласующий трансформатор,
который существенно влияет на положение линии на­
грузки.
Попытайтесь правильно ответить на поатавленный во­
прос.
3.1 . 7. Действительно рабочая точка выбирается на ли­
нии, перпендикулярной к оси абсцисс и проходящей через
точку Иа=Еа, Напряжение смещения выбирается так,
чтобы рабочая точка А находилась вблизи линии допус­
тимой мощности рассеяния Ра. дolL лампы. Такое положе­
ние рабочей точки обеспечивает максимальное исполь­
зование усилительной лампы по мощности.
Мощность, выделяемая в нагрузке, очевидно, также
зависит от величины входного напряжения. При увеличе­
нии входного напряжения Ивх мощность в нагрузке Рвых
возрастает. Но амплитуда входного напряжения Ивхт не
должна превышать абсолютной величины напряжения
-
109 -

смещения во избежание появления сеточных токов, кото­
рые, как известно, могут существенно увеличивать нели­
нейные искажения. Линия нагрузки проводится через ра­
бочую точку А под углом а к оси абсцисс, соответствую-
щим сопротивлению R:, т. е. a.=arcctg R:, поскольку для
переменной составляющей анодного тока сопротивление
• анодной цепи действительно· равно R~ (см. рис. 3.1, 6).
Так как сопротивление R~ зависит от коэффициента транс-
Рис. 3.3. Построение линии нагрузки
для усилителя мощности на триоде
формации трансформатора, то при расчете определяют
оптимальное значение этого коэффициента исходя из ми­
нимума нелинейных искажений. С этой целью линия на­
грузки проводится через точку А таким образом (рис. 3.3),
чтобы точка М, лежащая на анодной характеристике
U0 =0, находилась от точки А на таком же расстоянии, как
и точка N, лежащая на характеристике, сеточное напряже­
ние для которой равно удвоенному значению напряжения
смещения, т. е. чтобы AM=AN. При таком положении
линии нагрузки положительный полупериод входного на­
пряжения соответствует работе усилителя на участке АМ
линии нагрузки, а отрицательный полупериод- рабсте
усилителя на участке AN. Поскольку эти отрезки линии
нагрузки равны, отрицательная и положительная полу­
волны выходного напряжения также будут равны
(рис. 3.3), что соответствует минимуму искажений выход-
-
110 -

ноrо напряжения. Определив оптимальное положение ли­
нии нагрузки, можно по полученному значению а. найти
сопроти~~ение R:, которое в- данно~ случае оказывается
равным 15,6 ком. По формуле (3.1) определяется коэффи­
циент трансформации k = 20.
Вопрос. Всегда ли анодное напряжение лампы однотакт­
iюrо усилителя мощности меньше напряжения источника
анодного питания?
1. Анодное напряжение лампы всегда меньше вели­
чины Еа за счет падения напряжения на резисторе Ra'
(п. 3.1 .8).
2. Анодное напряжение может быть больше величи­
ны Еа (п. 3.1 .9).
3.1 .8 . Анодное напряжение лампы, имеющей в качестве
нагрузки сопротивление R'а, действительно меньше на­
пряжения источника анодного питания на величину паде­
ния напряжения на этом резисторе. Но следует учитывать,
что в анодную цепь лампы включена нагрузка с сопротив­
лением Rн через согласующий трансформатор и приведен­
ное сопротивление в анодной цепи равно R' а• Если с по­
мощью рис. 3.3 проследить за перемещением рабочей точ­
ки по линии нагрузки, то можно понять, что выбранный
Вами ответ неверен. Правильным должен быть ответ 2,
пояснения к которому приведены в п. 3.1 .9 .
3.1.9 . Действительно, анодное напряжение может быть
выше напряжения источника анодного питания за счет
э.д.с. самоиндукции, возникающей в первичной обмотке
трансформатора при изменении проходящего по ней тока.
При потенциале сетки лампы, равном Ис 2 , анодное напря­
жение лампы равно Е а, при уменьшении потенциала сетки
до величины Vс 4 потенциал анода возрастает и становится
больше величины Еа. Таким образом, анодное напряжение
лампы может превышать напряжение источника анодного
питания.
Переходите к п. 3.1 .11 .
3.1.10. Вы правильно считаете, что линию нагрузки
нужно проводить возможно ближе к линии допустимой мощ­
ности рассеяния на аноде лампы. Но правильно ли прово­
дить эту линию через точку оси абсцисс, соответствующую
напряжению источника анодного питания? В этом случае
получается, что в режиме покоя, когда падение напряжения
на сопротивлении первичной обмотки трансформатора ма­
ло, анодное напряжение усилительной лампы приблизи-
-
111 -

тельно равно Е а и рабочей точкой оказывается не точка В,
а точка пересечения линии нагрузки 3 с осью абсцисс,
соответствующая сеточному напряжению И04 . Такой вы­
бор рабочей точки приведет к недопустимо большим иска­
жениям (рабочая точка должна выбираться на линейном
участке характеристик), и нормальная работа усилитель­
ного каскада будет нарушена. Значит, линия нагрузки
должна быть проведена по-другому.
Вернитесь к п. 3.1 .5 и выберите правильный ответ.
-------sI·+Ea
3.1.11. Нетрудно убедить-
ся в том, что мощность, вы­
деляемая в нагрузке, опре­
деляется площадью треуголь­
ника MQA (см. рис. 3.3), у
которого стороны МQ и QA
определяют в масштабе cooт-
lit
ветственно амплитудное зна-
чение переменной составляю­
щей анодного тока 1 ат и амп­
Рис. 3.4 . :схема однотактного литудное значение анодного
усилителя мощности на пен- напряжения И ат, т. е.
тоде
1
Рвых = 2 Иат lam•
(3.3)
Если изменять положение линии нагрузки MN, то ПР..И
определенном ее наклоне площадь треугольника MQA
будет максимальной, а следовательно, мощность, переда­
ваемая в нагрузку, также будет максимальной. Однако
такое положение линии нагрузки может не соответство­
вать минимуму искажений выходного напряжения, поэто­
му при выборе положения рабочей точки нужно, кроме
получения необходимой выходной мощности, следить за
тем, чтобь~ нелинейные искажения находились в допусти­
мых пределах.
Наряду с триодами в однотактном усилителе мощности
широко применяются лучевые тетроды и пентоды. Принци­
пиальная схема однотактного усилителя мощности на пен­
тоде изображена на рис. 3.4 .
Выбор рабочей точки А и построение линии нагрузки
для переменной составляющей анодного тока, отнесенные
к усилителю мощности на триоде, справедливы и для уси­
лителей мощности на лучевых тетродах и пентодах. Макси­
мальная выходная мощность получается, когда линия
-
ll2 -

нагрузки касается кривой допустимой мощности рассея­
ния Ра,доn и пересекает анодную характеристику, соответ­
ствующую U0 = О, в центре ее «колена» (в точке М
на рис. 3.5).
Вопрос. В каком усилителе мощности меньше нелиней­
ные искажения при одинаковой выходной мощности -
в усилителе на триоде или в усилителе на пентоде?
1. В усилителе на триоде нелинейные искажения мень­
ше (п. 3.1.12).
lа,ма
150
1
\ Da:t1on
6Rfl/l
1
1
f00
в н ,,,,.
,:,,,,,.tl-o
.,
-2
IJ11m
:;,,:,,ar ,,,
'
- 1(,
~-:,- ,,,,е:;,, t?""-
.- ,_,_
-
SfJ , v2~
~::::::Р.::а:. А
-1,
• ,,,,
, с,,, с::'1"
., .~ ~-:,, е,,,~
-~.,,, ?.:::-1-- ... -
~.
1110
е:::-:,, -:,, ,,, ~,~
,,,
·,;,-
.. .,
. -, -:;:; j/
7
,,~
~
-1~, ~
-
о D(00и,•f200
110 :п
t' J00
1;00
S0I, Ua,6
llum
Рис. 3.5 . Построение линии нагрузки для усилителя мощно­
сти на пентоде
2. В усилителе на пентоде нелинейные искажения мень­
ше (п. 3.1 .13).
3. При одинаковой выходной мощности искажения обо­
их типов усилителей примерно одинаковы (п. 3.1.14).
3.1.12. Правильно. Вы, очевидно, выбрали этот ответ,
сравнив положение линии нагрузки усилителя мощности
на триоде (см. рис. 3.3) и на пентоде (см. рис. 3.5).
Из п. 1.4 .10 Вы должны помнить, что для уменьшения
искажений в усилителе необходимо, чтобы линия нагрузки
проходила через линейные участки анодных характе­
ристик.
Из рис. 3.5 видно, что на участке АМ линия нагрузки
проходит вблизи «колена» анодных характеристик пенто­
да, в то время как для триода (см. рис. 3.3) эта часть ха­
рактеристики проходила по линейным участкам.
5-130
-
113-

На участке AN линии нагрузки одинаковые изменения
входного напряжения вызывают разные изменения анод­
ного тока. Это и приводит к большим искажениям в усили­
теле на пентоде. Меньшие нелинейные искажения являются
основным достоинством усилителей мощности на триоде
по сравнению с усилителями на лучевом тетроде. или
пентоде.
Недостатком усшштеля мощности на триоде является
низкий к.п.д., обычно не превышающий 0,15-0,25, в то
время как усилители мощности на лучевом тетроде или
пентоде могут иметь к.п.д. 0,3-0,4. Сравнение режимов
работы этих усилителей показывает, что благодаря осо­
бенности формы анодных характеристик лучевых тетродов
и пентодов амплитудное значение анодного напряжения
И ат в усилителе на лучевом тетроде или пентоде будет
больше амплитуды анодного напряжения усилителя на
триоде при одной и той же потребляемой мощности
l
Рпотр = 2 И aol ао• Этим и объясняется более высокий
к.п.д. усилителей на лучевом тетроде и пентоде.
Следует отметить, что для получения одной и той же
выходной мощности при использовании пентодов или лу­
чевых тетродов требуется значительно меньшая величина
входного напряжения, чем в случае использования трио­
дов, что объясняется большим коэффициентом усиления
пентодов и лучевых тетродов.
Переходите к п. 3.1.15.
3.1.13. Вы неправы, считая, что нелинейные искажения
в усилителе на пентоде меньше. Из рис. 3.5 видно, что ли­
ния нагрузки усилителя мощности на пентоде захваты•
вает нелинейные участки характеристик лампы, в то вре·
мя как у триода она проходила через практически линей­
ные участки характеристики. Однако следует иметь в виду,
что для получения одной и той же выходной мощности в
усилителе на пентоде требуется значительно меньшее вход­
ное напряжение, чем в усилителе на триоде. Это объясняет­
ся большим коэффициентом усиления пентодов.
Теперь Вам, наверное, уже ясен правильный ответ на
поставленный вопрос.
3.1.14. Вы выбрали неправильный ответ, так как забы­
ли, что для уменьшения нелинейных искажений усилителя
необходимо, чтобы линия нагрузки проходила через ли­
нейные участки анодных характеристик. Проводя линии
нагрузки для триода и пентода, нетрудно видеть, что на
-
114-

характеристиках триода они пройдут через более линейные
участки, чем на характеристиках пентода.
Учтя это, попытайтесь снова ответить на поставленный
вопрос.
3.1.15.Пример расчета 0днотактного уси-
лителя мощности, собранного на пентоде
6П14П.
Исходные данные для расчета: напряжение источника анодного
питания Е 8 = 250 в, сопротивление нагрузки Rн =.100 ом, мощ­
ность, потребляемая нагрузкой, Рн = 4,2 вт, частота входного
напряжения f = 1 кгц. Усилитель мощности должен работать в
классе А.
Расчет производят в такой последовательности.
По величине мощности Рн из каталога выбирают пентод тнпа
6П14П, имеющий следующие параметры: Иа = 250 в, U 9 = 250 в,
/ 9 = 7,5 ма, Рвых = 4,6 вт, Ра.доп = 12 вт. Выбранный пентод
6П14П позволяет при включении его в схему однотактного усили­
теля мощности (см. рис. 3.4) передать в нагрузку мощность, равную
4,5 вт.
Зная величину э. д. с. источника анодного пнтання Е 8, можно
построить линию нагрузки CD (см. рнс. 3.5) для постоянной состав­
ляющей анодного тока / ао·
Для максимального использования мощности лампы рабочую
точку А выбирают вблизи лннин допустимой мощности рассеяния
Ра.доп лампы, т. е. на пересечении линии нагрузки CD с анодной
характеристикой, соответствующей Ис = -6 в. В рабочей точке А
режиму покоя соответствует напр яженне И30 = 250 в н ток / 30 =
=47ма.
Допустимая амплитуда входного напряжения не должна пре­
вышать сеточного напряжения смещения:
Ивхт=IИс,1=6 в.
Через рабочую точку А проводят линию нагрузки MN для
переменной составляющей анодного тока так, чтобы точка А делила
рабочий участок MN линии нагрузки пополам. При этом точка М
должна находиться на изгибе («колене») анодной характернстнки,
соответствующей Ис = О, а точка N - на анодной характеристике,
соответствующей Ис = 2Исо, т. е. Ис = -12 в.
Определяют приведенное к первичной цепи сопротивление
,
ОР
510
5
Ra= ОВ =95,10-з = •4ком.
Мощность Рвых, передаваемая лампой в нагрузку,
Таким образом, Рвых> Рн, следовательно, режим работы уси­
лителя мощности удовлетворяет заданным требованиям.
5*
-
115 -

Рассчитывают параметры цепочки автоматического смещения:
R= /Ucoj =
6
=110ом
к lao+Iэ (47+7,5),I0-3
'
10
10
Ск = w Rк = ----= -2 -1t_,•1""0..,...00=-."""1.,..,10=-- = 16 мкф.
Поскольку требуемая величина напряжения между экрани­
рующей сеткой и катодом U3 = 250 в равна анодному напряжению
пентода, в отличие от схемы рис. 3.4 резистор Rэ и конденсатор С3
оказываются ненужными, а экранирующая сетка подсоединяется
непосредственно к источнику анодного питания Е3 •
В заключение определяют коэффициент трансформации транс­
форматора:
W1 -.
/ R: l,/5400
k= W2 V Rн= V -тоо-~7,35•
Переходите к § 3.2 .
§ 3.2 . Двухтактные nамnовые усиnитеnи мощности
3.2.1. Как указывалось, двухтактные усилители мощ-
ности применяются в тех случаях, когда необходимо полу­
чить выходную мощность более 6-10 вт. Схема двухтакт­
но"Го усилителя мощности представлена на рис. 3.6, а.
Как видно из рисунка, схема усилителя симметрична.
Лампы Л1 и Л2 питаются от общего источника анодного
питания Еа через две секции первичной обмотки выходного
трансформатора ТРвых• Напряжение смещения подается
на сетки обеих ламп через вторичную обмотку входного
трансформатора ТРвх· В зависимости от режима работы
это напряжение либо снимается с резистора Rк, либо e.ro
получают от специального источника. Трансформатор
ТРвых выполняет те же функции, что и в однотактном уси­
лителе. Двухтактные усилители могут работать как в клас­
сеА,такивклассеВ.
Рассмотрим сначала работу двухтактного усилителя
мощности в классе А. В связи с тем что схема двухтактного
усилителя мощности симметрична, обе лампы усилителя
работают в одинаковом режиме, поэтому при отсутствии
входного сигнала (ивх = О) через них проходят одинаковые
анодные токи покоя / aoi и / ао2, величины которых зависят
от анодного напряжения и напряжения смещения, снимае­
мого обычно в данном режиме усиления с резистора Rк,
Направления токов в двух секциях первичной обмотки
-
116-

8)
U9"h
~t
t
Рис. 3.6 .. Двухтактный усилитель
мощности:
а - принцш1ИаJ1ьная схема: б
-
временные
диаграммы сеточных напряжений, токов и
иамагиичивающеll силы усилителя в классе А;
в - времеин'ые диаграммы входного напряже­
f!ия, токов й на111агничнвающеll СИJIЫ усилQ•
тмя в к.лассе 1З

трансформатора ТРвых противоположны, поэтому магнит­
ные потоки, создаваемые этими токами в сердечнике транс­
форматора ТРвых, взаимно уничтожаются. В результате
выходной трансформатор работает без подмагничивания
постоянным током и материал сердечника не насыщается,
поэтому сечение сердечника может быть небольшим. Это
дает возможность уменьшить габариты и вес трансформа­
тора по сравнению с выходным трансформатором однотакт­
ных усилителей мощности. Отсутствие подмагничивания
сердечника трансформатора приводит к снижению искаже­
ний формы усиленного напряжения, вызываемых работой
трансформатора в режиме, близком к режиму насыщения.
Входные напряжения Ивх~ и Ивх 2 (рис. 3.6, б) равны по
амплитуде и противоположны по фазе, поэтому выражения
для сеточных напряжений имеют вид:
Ис1= Ис01+Uвх1m sin rot,
Ис2 = Исо2 -Ивх 2m sin rot.
(3.4)
Напряжениям Ис1 и Ис2 соответствуют анодные токи
ia1 И ia2:
ia1 = lao1 + ial~'
ia2 = fао2- ia2~'
(3.5)
где i81 ,_, и i 82,. ..., = переменные составляющие токов, вызы­
ваемые входным напряжением.
Поскольку анодные токи i81 и i 82 проходят по первичной
обмотке трансформатора в противоположных направлениях,
результирующая намагничивающая сила
(3.6)
Подставив в формулу (3.6) выражение (3.5), получим
Согласно выражению (3. 7) ток, намагничивающий сер­
дечник, не содержит постоянной составляющей и четных
гармоник. Поэтому магнитный поток, создаваемый этим
током, практически синусоидален, если входное напряже­
ние изменяется по гармоническому закону. Через источник
-
118-

анодного питания и резистор авто~атического смещения R::
проходит cyrttrviapныи ток, которыи не содержит основнои
гармоники и всех нечетных гармоник, т. е. ток / R =
,
к
= / aoi + /ао2 практически постоянен. Это позволяет не
подключать параллельно резистору Rк конденсатор Ск.
Работа двухтактного усилителя мощности в классе А
используется в тех случаях, когда необходимо уменьшить
нелинейные искажения.
Недостатками двухтактного усилителя, работающего в
классе А, являются низкий к.п.д. (О, 15-0,4) и сравнитель­
но небольшая выходная мощность.
Кроме класса А, двухтактные усилители мощности очень
часто работают в классе В. Как известно, в классе В анод­
ные токи ia1 и ia2 при синусоидальном входном напряжении
практически представляют собой полуволны синусоид
(рис. 3.6, в), поочередно проходящие по двум секциям пер­
вичной обмотки трансформатора. Намагничивающая сила
F = (ia1 - ia2)~1, создающая результирующий магнитный
поток в сердечнике трансформатора, при этом практически
синусоидальна. Таким образом, выходное напряжение до­
вольно точно повторяет форму входного. В классе В надо
применять специальный источник смещения, так как' при
отсутствии входного сигнала анодный ток в лампах не про­
ходит и напряжение смещения оказывается равным нулю.
Двухтактные усилители мощности по сравнению с одно­
тактными имеют ряд достоинств и недостатков.
К достоинствам относятся:
высокий коэффициент полезного действия, доходящий
в классе В до О,7;
меньший вес и габариты выходного трансформатора;
меньшая чувствительность к пульсациям питающих на­
пряжений;
отсутствие четных гармоник выходного напряжения,
что снижает уровень нелинейных искажений.
Недостатком двухтактных усилителей мощности явля­
ется необходимость использования двух ламп, входного и
выходного трансформаторов с выводами средних точек у их
обмоток, что усложняет конструкцию этих усилителей.
Однако, несмотря на это, для усиления мощности в основ­
ном применяются именно двухтактные усилители.
Вопрос. Во сколько раз большую мощность можно по­
лучить в нагрузке при использовании двухтактного усили­
теля по сравнению G однотактным? Предполагается, что
-
119 -

используемые лампы и напряжение источника анодного
питания одинаковы.
1. В 2 раза (п. 3.2.2).
2. В 4 раза (п. 3.2.3).
3.2 .2 . Действительно, мощность в нагрузке равна сумме
мощностей каждого плеча двухтактного усилителя. Пере­
менные составляющие анодных токов ламп iа1 _и ia2_, ка ж ­
дая из которых проходит по своей секции обмотки, созда­
ют некоторую мощность в нагрузке, причем благодаря сим­
метрии двухтактного усилителя мощность каждого плеча
будет одинаковой. Если двухтактный усилитель работает
в классе А, то его выходная мощность равна удвоенной
мощности однотактного усилителя.
Но для двухтактного усилителя, работающего в клас­
се В, можно получить большую амплитуду переменного
Н<jпряжения на а~оде (здесь амплитудное значение напря­
жения не определяется длиной отрезка DC, как в. одно­
тактном усилителе, см. рис. 3.5).
Прочтите пояснения к правильному ответу на вопрос
в п. 3.2.3.
3.2 .3 . Вы хорошо поняли принцип работы двухтактного
усилителя в классе В. Действительно, за счет того, что ра­
бочей точкой может быть выбрана точка N или точка Р
на рис. 3.5, амшштуда переменной составляющей анодного
напряжения может вдвое превышать амплитуду перемен­
ной составляющей анодного напряжения однотактного
усилителя мощности. А так как мощность, выделяемая
в нагрузке, пропорциональна квадрату амплитуды пере­
менной составляющей напряжения, то мощность двух­
тактного усилителя может быть в 4 раза больше мо­
щности однотактного усилителя. Именно поэтому для
получения большой мощности в нагрузке (порядка
10-200 вт) используются двухтактные усилители, рабо­
тающие в классе В.
Следует, однако, заметить, что все сказанное выше от­
носится только к усилителю мощности, работающему в
классе В. Недостатком таких усилителей являются боль­
шие нелинейные искажения, вызываемые нелинейностью
характеристик ламп, асимметрией схемы, пульсациями
напряжения анодного питания. В том случае, когда боль­
шие нелинейные искажения недопустимы, двухтактный
усилитель мощности должен работать в классе А. При этом
амплитуда анодного напряжения ламп такая же, как у од­
нотактного усилителя, и мощность в нагрузке, равная
-
120 -

сумме мощностей, выделяемых каждой половиной усилите­
ля, вдвое больше мощности однотактного усилителя.
Переходите к изучению полупроводниковых усилите­
лей мощности в п. 3.3 .1 .
§ 3.3 . Усиnитеnи мощности на поnупроводниковых
триодах
3.3 .1 . Для обеспечения выходной мощности в несколько
ватт и более в полупроводниковых усилителях мощности
применяются триоды большой мощности. Такие триоды по
своим характеристикам и конструкции существенно отли­
чаются от маломощных триодов, используемых в усилите­
лях напряжения и тока, так как они должны пропускать
большие токи и выдерживать сравнительно высокие коллек­
торные напряжения. При этом возникает задача обеспе­
чения надлежащего отвода тепла в коллекторном р-п-пере­
ходе.
Для улучшения теплоотвода каждый полупроводнико­
вый триод усилителя мощности устанавливается на спе­
циальный радиатор, имеющий значительно большую по­
верхность, чем сам триод. Хороший и надежный теплоот­
вод увеличивает допустимую мощность рассеяния триода,
а следовательно, дает возможность значительно увеличить
выходную мощность усилителя.
При больших токах и напряжениях параметры полупро­
водникового триода могут изменяться в зависимости от ре­
жима его работы; начинает сказываться нелинейность вход­
ной характеристики, что необходимо учитывать при расче­
те полупроводниковых усилителей.
Полупроводниковые усилители мощности могут быть
однотактными и двухтактными. Однотактные усилители
работают обычно в классе А и выполняются по схеме, по­
казанной на рис. 3.7.
Двухтактные усилители чаще работают в классе В и
выполняются по схеме рис. 3.8, а. Нелинейные искажения
двухтактного усилителя, работающего в режиме В, выше,
чем однотактного, работающего в режиме А, причем в пер­
вом случае нелинейные искажения очень сильно возраста­
ют при наличии небольшой асимметрии схемы. Однако
большая экономичнрсть определяет выбор режима В
для полупроводниковых двухтактных усилителей мощ­
ности.
-
121 -

Вопрос. По какой схеме включены полупроводниковые
триоды в двухтактном усилителе мощности, схема которого
приведена на рис. 3.8, а?
1. По схеме с общим коллектором (п. 3.3 .2).
2. По схеме с общей базой (п. 3 .3 .3).
3. По схеме с общим эмиттером (п. 3.3 .4).
3.3.2. Вы, видимо, решили, что вследствие малого актив­
ного сопротивления первичной обмотки выходного тран­
сформатора падение напряжения на ней невелико и коллек­
торное напряжение полупроводниковых триодов опреде­
.....---,,,----QJ-fк ляется величиной э.д.с. ба-
ТРвых
тареи Ек, Но если это схема
1ПRн , включения с общим коллек­
U тором, то нагрузка должна
Рис. 3.7. Схема полупровод­
никового однотактного усили•
теля мощности
быть включена в эмиттерную
цепь триода, в то время как
из рис. 3.8, а видно, что ре­
зистор нагрузки подключен
через выходной трансформа­
тор к коллекторным цепям
триодов.
.
Для ответа на поставлен­
ный вопрос вернитесь к ма­
териалу, изложенному в [2],
где рассмотрены схемы вклю­
чения
полупроводниковых
триодов.
3.3.3. Это неверно. Следует помнить, что в схеме вклю­
чения триода с общей базой цепь базы является общей для
входа и выхода усилите"1ьного каскада. Из рассмотрения
каждой половины схемы двухтактного усилителя мощности
видно, что входная цепь образована одной секцией вто­
ричной обмотки входного трансформатора, резистором R2
и переходом база - эмиттер триода, причем вывод базы
триода не подключен к выходной цепи, состоящей из ис­
точника коллекторного напряжения и одной секции пер­
вичной обмотки выходного трансформатора.
Еще раз изучите схемы включения полупроводниковых
триодов, рассмотренные в [2], и попытайтесь снова ответить
на вопрос.
3.3.4. Правильно, триоды включены по схеме с общим
эмиттером. Нагрузкой каждого триода является одна сек­
ция первичной обмотки выходного трансформатора, вклю­
ченная в коллекторную цепь.
-
122 -

Из рис. 3.7 видно, что и в однотактном усилителе мощ­
ности триод включен по схеме с общим эмиттером. В одно­
тактных и двухтактных усилителях мощности триоды вклю­
чаются по схеме с общей базой или (чаще) с общим эмитте­
ром. Схема включения триода с общим коллектором
применяется очень редко из-за необходимости подавать
большие входные напряжения.
р-п-р
Рис. 3.8. Схемы полупроводниковых
двухтактных усилителей мощности
Нагрузка в полупроводниковом усилителе мощности
часто включается, как и в ламповом усилителе, с помощью
выходного трансформатора. Однако довольно часто при­
меняются и бестрансформаторные схемы усилителей мощ­
ности, собираемые на полупроводниковых триодах с раз­
личным типом проводимости (р-п-р и п-р-п).
Переходите к п. 3.3 .5.
3.3 .5. Схема бестрансформаторного усилителя мощнос­
ти показана на рис. 3.8, 6. В этой схеме использованы осо­
бенности включения триодов типов р-п-р и п-р-п. Сочетание
таких триодов позволяет исключить из схемы входной и
выходной трансформаторы и обеспечить класс усиления В.
При отсутствии входного сигнала оба полупроводнико­
вых триода заперты, так как потенциалы баз и ~миттеров
-
123 -

одинаковы, что обеспечивает работу в классе В. При появ­
лении сигнала на входе триод типа п-р-п работает только
в положительные полупериоды входного сигнала, а триод
типа р-п-р - только в отрицательные полупериоды. Досто­
инством бестрансформаторного усилителя мощности явля­
ется отсутствие входного й выходного трансформаторов,
что обеспечивает возможность его работы в более широком
диапазоне частот. Этим объясняется широкое применение,
которое находят в последнее время бестрансформаторные
усилители мощности. Недостатками этой схемы усилителя
следует считать невозможность точного согласования вы­
ходного сопротивления усилителя с сопротивлением на­
грузки, а также необходимость подбора полупроводниковых
триодов со строго одинаковыми параметрами.
По сравнению с ламповыми усилителями мощности
основным достоинством полупроводниковых усилителей
мощности является больший к.п.д., а основным недостат­
ком - большие нелинейные искажения.
Переходите к изучению материала в § 3.4.
§ 3.4. Усиnитеnи мощности, питаемые переменным
анодным напряжением
3.4 .1 . Во многих устройствах автоматического контроля
и регулирования производственных процессов искажения
усиливаемого напряжения не играют существенной роли,
поэтому питание анодных цепей усилителей можно осущест­
влять от источника переменного напряжения. Нагрузкой
подобных усилителей чаще всего являются управляющие
обмотки исполнительных устройств (реверсивных двига­
телей и реле), потребляющие значительную мощность, по­
этому для управления этими устройствами применяются
усилители мощности, собираемые по двухтактным схемам.
Имеются схемы с синфазным и противофазным питанием
анодных цепей.
Схема двухтактного лампового усилителя мощности о
синфазным питанием анодных цепей приведена на рис. 3.9.
Питание анодных цепей ламп этого усилителя осуществля­
ется переменным напряжением Ипит через трансформатор
Тр2,
Как видно из схемы, анодные напряжения усилитель­
ных ламп Л1 и Л2 совпадают по фазе. Входные напряжения
Ивх1 и Ивха, поступающие в сеточные цепи усилительных
ламп с двух секций обмотки трансформатора Тр1, находят-
-
124 -

ся в противофазе, т. е. при повышении потенциала сетки
лампы Л1 потенциал сетки лампы Л2 понижается и наобо­
рот. Нагрузка, представляющая собой обычно управляю­
,щую обмотку двухфазного индукционного двигателя или
реле, подключается к усилителю через выходной трансфор-
Рис. 3.9 . Схема двухтактного лампового уси­
лителя мощности с синфазным питанием анод­
ных цепей
матор Тр3 • Принцип работы такого усилителя удобно рас­
сматривать с помощью временнь1х диаграмм, приведенных
нарис.3.10,аиб.
О}
aJ
liвx~ ,,,,,... ..._ _
/"..t
1"V\
~
(\ /\t ~у\ (\ (\'t
lu2
t iu2P'
t
рVV
'--""'
'-7
FV\ /\ f\r
Рис, 3.10. Временнь1е диаграммы анодных токов и намагни­
чивающей силы двухтактного усилителя мощности с синфаз-
ным питанием анодных цепей при U8x = О (а) и U8x =I= О (6)
Ток в обеих лампах проходит только в положительные
полупериоды анодного напряжения (рис. 3.10, а). При
отсутствии входного напряжения величины анодных токов
i31 и i32 о,цинаковы. При полной симметрии схемы резуль-
-
125 -

тирующая намагничивающая сила Р = k(ia1 - ia2) в сер-
-
дечнике трансформатора Тр 3 равна нулю, а следовательно,
выходное напряжение также равно нулю.
При наличии входного напряжения (ивх =1= О), когда
напряжение Ивх~ для лампы Л1 совпадает по фазе с анодным
напряжением иа1 , а для лампы Л2 находится в противофазе
с напряжением иа2 , анодный ток ia1 лампы Л1 возрастает,
а анодный ток ia 2 .11ампы Л2 уменьшается (рис. 3.10, б).
Вследствие этого результирующая намагничивающая сила F
в сердечнике трансформатора не равна нулю и, следова­
тельно, во вторичной обмотке трансформатора появляется
э.д.с.
Вопрос. Изменится ли фаза выходного напряжения и
мощность, выделяемая в нагрузке, при изменении фазы
входного напряжения на 180°?
1. Фаза выходного напряжения изменится на 180°,
а мощность в нагрузке останется прежней (п. 3.4.2).
2. Фаза выходного напряжения и мощность в нагрузке
не изменится (п. 3.4.3).
3. Мощность в нагрузке будет равна нулю, поэтому
равно нулю и напряжение на выходе (п. 3.4 .4).
3.4.2. Вы правы. Действительно, фаза выходного на­
пряжения изменится на 180°.
Случай изменения фазы входного напряжения на 180°
иллюстрируется временнь~ми диаграммами рис. 3.10, 6
и 3.11.
Из сравнения этих диаграмм видно, что, если в прово­
дящие полупериоды сеточное напряжение первой лампы
положительно, а второй - отрицательно, то анодный ток
первой лампы больше анодного тока второй лампы. При
изменении фазы входного напряжения на 180° увеличива­
ется ток второй лампы, и результирующая намагничиваю­
щая сила F, равная k(ia1 - ia2), изменяет знак, вследствие
чего фаза выходного напряжения изменяется на 180°.
Вы совершенно правы, считая, что мощность в нагрузке
при этом не изменится. Мощность, выделяемая в нагрузке,
равна квадрату действующего значения напряжения, де­
ленному на сопротивление нагрузки. А так как действую­
щее значение напряжения не изменяется при изменении
фазы на 180°, то и мощность остается неизменной.
Переходите к п. 3.4 .5.
3.4 .3. Вы не вполне внимательно проанализировали вре­
менные диаграммы, приведенные на рис. 3. 1О. На диаграм­
ме рис. 3.10, 6 показано, как изменяется результирующая
-
126 -

н_амагничивающая сила при появлении входного сигнала.
Из диаграммы видно, что анодный ток первой лампы уве­
личивается, так как в полупериоды, когда анодное напря­
жение этой лампы положительно, сеточное напряжение
также положительно. Ток же второй лампы получается
меньше потому, что сеточное напряжение этой лампы от­
рицательно в проводящие полупериоды.
А теперь посмотрим, что произойдет, если фаза вход­
ного напряжения изменится на 180°. В полупериоды, когда
Рис. 3.11 . I< коммента­
рию п. 3.4.2
Се
,o-f 1--о-------,
llf}x
Рис. 3.12. Схема двухтактного лампо­
вого усилителя мощности с противо·
фазным питанием анодных цепей
анодное напряжение положительно (см. рис. 3.11), входное
напряжение первой лампы станет отрицательным, а второй
лампы - положительным. Следовательно, анодный ток вто­
рой лампы будет больше, чем первой лампы, и результи­
рующая намагничивающая сила F, равная k(ia1 - ia2), из­
менит знак. Это вызовет изменение фазы выходного напря­
жения на 180°.
Подумайте, как отразится изменение фазы напряжения
на величине выходной мощности, и попытайтесь снова от­
ветить на вопрос п. 3.4.1 .
3.4.4. Вы, наверное, предположили, что при изменении
фазы входного напряжения на 180° сеточное напряжение
второй лампы станет положительным и ток ее, увеличив­
шись, окажется равным току первой лампы. Тогда резуль­
тирующая намагничивающая сила F, пропорциональная
разности токов iai и ia2, будет равна нулю, поэтому будут
равны нулю выходное напряжение и мощность в нагрузке.
--
127 -

Но эдесь вы не учли того, что при изменении фазы вход­
ного напряжения изменится также сеточное напряжение
первой лампы, а, следовательно, и ее анодный ток.
Подумайте еще над вопросом, предложенным в п. 3.4 .1
и выберите правильный ответ.
,
3.4 .5 . Схема двухтактного усилителя мощности с про-
тивофазным питанием анодных цепей приведена на рис.3.12.
а)
t,,~l
6)
о}
Рис. 3.13. Временные диаграммы
анодных токов и тока наrрузкн двух­
тактного усилителя мощности с
противофазным питанием анодных
цепейприU8x=О (а) иU8x*О(6,в)
Питание анодных цепей этого усилителя осуществляется
через трансформатор Тр. Анодные напряжения лампЛ1 иЛ2
противофаэны, т. е. в один riолупериод переменного напря­
жения, когда анодное напряжение лампы Л1 положительно,
работает только эта лампа, а в другой полупериод поло­
жительным является анодное напряжение второй лампы,
и работает только лампа Л2-
Входные напряжения обеих ламп синфаэны, поэтому
входного трансформатора в этой схеме не требуется. На­
грузкой усилителя мощности с противофазным питанием
анодных цепей обычно является управляющая обмотка
двухфазного индукционного двигателя, подключаемая меж-
-
128 -

ду средней точкой обмотки трансформатора и заземленной:
шиной уси.1ите.1я.
Двухфазный индукционный двигате.пь имеет две обмот­
ки, расположенные под углом 90°; одна из них подключена
к сети, а на другую подается управляющее напряжение.
Направление ·вращения двигателя зависит от сдвига фаз
этих напряжений. Если же на обмотки подано напряжение
различных частот,, то двигатель вращат1:,ся не будет.
При отсутствии входного напряжения (ивх = О) и пол­
ной симметрии схемы через нагрузку проходит ток
(рис. 3.13, а), не имеющий составляющей, частота которой
равна частоте напряжения питания Ипит· Если нагрузкой
такого усилителя является управляющая обмотка двух­
фазного индукционного двигателя и по второй его обмотке,
подключенной к сети, проходит ток с частотой, равной час­
тоте напряжения питания Ипит, то вращающееся поле не
образуется и двигатель вращаться не будет. Если на вход
усилителя подается напряжение Ивх, которое находится в
фазе с напряжением Иа1 и в противофазе с напряжением иа2,
то при этом анодный ток ia1 лампы Л1 увеличится, а анод­
ный ток ia2 лампы Л2 уменьшится (рис. 3:13, 6). Ток на­
грузки i"' проходящий по управляющей обмотке двухфаз­
ного индукционного двигателя, будет иметь основную
гармонику, частота которой равна частоте напряжения
питания, и двигатель начнет вращаться.
При изменении фазы входного напряжения на 180q
изменится на 180° и фаза тока, проходящего по управляю­
щей обмотке двигателя (рис. 3.13, в), в результате чего дви­
гатель будет вращаться в обратную сторону.
Достоинством усилителя с противофазным питанием
анодных цепей является наличие в схеме только одного
трансформатора. Недостатком можно считать присутствие
постоянной составляющей в выходном напряжении и на­
личие выходного напряжения при Ивх = О. В двухтактных
усилителях мощности, питаемых переменным анодным на­
пряжением, используются лучевые тетроды (например,
6П1П) и двойные триоды (например, 6Н8С и др.).
Вопрос. Как изменятся амплитуда и фаза основной гар­
моники выходного напряжения при изменении фазы вход­
ного напряжения на 90°?
1. Амплитуда основной гармоники выходного напряже­
ния не изменится, изменится на 90° лишь ее фаза (п. 3.4 .6).
2. Основная гармоника выходного напряжения станет
равной нулю (п. 3.4 .10).
-
129 -

3. Амплитуда основной гармоники выходного напря­
жения станет меньше, а фаза останется неизменной
(п. 3.4.11).
3.4.6 . Давайте разберемся в Вашем ответе. Для просто­
ты условимся считать, что в те полупериоды, когда анод­
ное напряжение лампы положительно, ток через лампу мо­
жет проходить только при положительном потенциале
1111цr
сетки, т. е. будем полагать,
что анодный ток лампы при
отрицательном входном си­
гнале пренебрежимо мал.
(\кпJ47
t
Вопрос. Какова будет
форма проходящего через
лампу тока, если фаза вход­
ного напряжения Ивх сдви­
нута на 90° относительно
напряжения питания (см.
временные
диаграммы
рис. 3.14)?
1. См. п. 3.4.7.
2. См. п. 3.4.8.
(\
[\
3. См. п. 3.4.9.
К П.Jч-8
3.4 . 7. Вы правильно
считаете, что ток в анодной
t цепи лампы проходит толь­
ко в те интервалы времени,
когда входное напряжение
!( П. J. ч-.9
t
положительно. При этом
следует помнить, что ток в
лампе может проходить
Рис. 3.14. 1( вопросу п. 3.4 .6
только при положительном
анодном напряжении. В выбранном Вами ответе ток про­
ходит при отрицательном напряжении Ипит (в интервале t2,t3).
Таким образом, Ваш ответ неверен. Попытайтесь еще
раз ответить на вопрос п. 3.4.6 .
3.4.8 . Сравнивая выбранный ответ с временной диаграм­
мой, показанной на рис. 3.13, 6, нетрудно убедиться, что
анодный ток лампы от сдвига фазы входного напряжения
не изменился. В то же время из рис. 3.14 видно, что вход­
ное напряжение в интервале времени от О до t 1 отрицатель­
но, следовательно, ток в этом интервале должен быть
значительно меньше, чем в интервале t1 , tz.
Попытайтесь еще раз ответить на вопрос, предложенный
в п. 3.4.6.
-
130 -

3.4 .9. Вы правы. Действительно, в интервале времени
от О до t1 анодного тока не будет вследствие того, что вход­
ное напряжение отрицательно, а в интервале времени t1 , t2
он будет проходить. В интервале времени t2, t4 тока нет,
так как анодное напряжение отрицательно. Следователь­
но, анодный ток ламп при
изменении фазы входного ll"ar
напряжения на 90° изменя­
ется. Можно легко прове­
рить, что при этом изменя­
ется и амплитуда основной
гармоники выходного на­
пряжения, поэтому ответ
3.4.6, соответствующий то­
му, что основная гармони­
ка выходного напряжения
не изменяется с изменением
фазы входного напряжения
на 90°, неверен.
3.4.10. Вы совершенно
правы. Давайте определим
основную гармонику вы­
ходного напряжения. Фор­
ма тока, проходящего в
цепи нагрузки, имеет вид,
показанный на рис. 3.15.
В интервалы времени О,
t1 и t3 , t4 обе лампы запер­
ты отрицательным входным
напряжением и тока нет.
В интервале времени t1 , t2.
ток проходит через лампу
Л1, а в интервале t2, t3-
[\
\]
м
t
t
t
Рис. 3. 15. К комментарию
п. 3.4.10, 3.4.11
череэ лампу Л2, Считая, что в каждом интервале ток
изменяется в соответствии с определеннои частью сину­
соиды, нетрудно проверить, что в кривой тока, прохо­
дящего в нагрузке, основная гармоника отсутствует.
Таким образом, усилитель мощности с питанием анодных
цепей переменным напряжением оказывается фазочувстви­
тельным. При изменении фазы входного сигнала на 180°
фаза основной гармоники выходного напряжения также
изменяется на 180°. Входное напряжение, сдвинутое на
90° относительно напряжения питания, не усиливается
таким усилителем, т. е. основная гармоника выходного
-
131 -

напряжения отсутствует, если сдвиг между входным
напряжением и напряжением питания составляет 90°.
Можно показать, что при изменении фазы между на­
пряжениями Uпит и U8 x от О до 90° амплитуда основной
гармоники выходного напряжения уменьшается от макси­
мального значения до нуля. Следовательно, всевозможные
изменения фазы входного напряжения могут оказывать
существенное в.1шяние на работу усилителей мощности с
питанием анодных цепей переменным напряжением.
Переходите к § 3.5 .
• 3.4.11. Вы правы, считая, что основная гармоника вы­
ходного напряжения уменьшится. Но как? На рис. 3.15
приведены временньrе диаграммы, иллюстрирующие работу
усилителя мощности при сдвиге фаз в 90° между напряже­
нием питания и входным напряжением. При построении
этих диаграмм предполагалось, что отрицательное входное
напряжение очень велико и полностью запирает лампу,
а нелинейность характеристик ламп не учитывалась, по­
этому в отрицательные полупериоды входного напряжения
лампа заперта, а в положительные открыта, и ток, прохо­
дящий через нее, определяется анодным напряжением.
Поэтому ток в каждой лампе принят изменяющимся в со­
ответствующие интервалы времени по синусоидальному
закону. Тогда, как видно из диаграмм рис. 3.15, в. интервале
времени t1, t2 ток нагрузки iи = / иmsinФt, а в интервале
времени t2, t3 ток iи = -/иmsin wt. Вычисляя коэффици­
енты ап и Ьп разложения в ряд Фурье, получим
21t
"
ап =+ Siиcoswtd(wt) =+ Slиmsinrot cosrotd(wt) +
о
1tfi
3/2"
++S(-lнтsiпrotcoswt)d(rot) •О,
"
21t
"
Ьп= +Slнsiпwtd (wt) = +51нтsiп2wtd (wt) +
О
1t/2
3/2"
+ +S(-/нmsin2 wt)d(wt) =0.
1t
-
132 -

Таким образом, основная гармоника выходного напря­
жения при сдвиге фаз в 90q между напряжением питания
и входным напряжением равна нулю.
Теперь, когда Вам ясен ответ на поставленный вопрос,
можно прочесть объяснения к правильному ответу в
п. 3.4 .10.
§ 3.5. Обратные связи в усиnитеnях
3.5.1. Воздействие выходной величины устройства на
входную, вызывающее изменение вь1ходной величины, на­
зывают обратной связью. В усилителях это воздействие
заключается в том, что часть выходного сигнала (или весь
сигнал) с помощью четырехполюсника, называемого зве­
ном, или цепью обратной связи, подается на вход.
Обратные связи в усилителях либо создаются специаль­
но, либо возникают самопроизвольно. Обратные связи,
возникающие самопроизвольно, называются паразитными
обратными связями.
Если при наличии обратной связи входной сигнал Uвх
складывается с сигналом обратной связи и0 .с, в результате
чего сигнал на входе возрастает, то такую обратную связь
называют положительной. Если послевведения
обратной связи величины входного и выходного сигналов
уменьшаются, что вызывается вычитанием сигнала обрат­
ной связи Ио.с из входного сигнала Uвх, то такая обратная
связь называется отрицательной.
Следует различать обратные связи по напряжению и
по току. Обратная связь по напряжению характерна тем,
что сигнал обратной связи пропорционален выходному
напряжению усилителя. На рис. 3.16 изображены блок­
схема и принципиальная схема усилителя с обратной связью
по напряжению.
Звеном обратной связи здесь является делитель R1R2.
Напряжение обратной связи, снимаемое о резистора R2,
пропорционально выходному напряжению.
Блок-схема и принципиальная схема усилителя с об­
ратной связью по току приведены на рис. 3.17. Напряжение
обратной связи, снимаемое с резистора R' (R « Rн),
пропорционально выходному току.
В зависимости от способа подачи напряжения обратной
связи во входную цепь обратные связи подразделяются на
последовательные и параллельные. При последовательной
обратной связи напряжение обратной связи вводится после-
-
133 -

довательно с входным напряжением. Если же напряжение
обратной связи подается по отношению к входному напря­
жению параллельно, то такая обратная связь называется
параллельной.
Звено обратной связи характеризуется коэффициентом
а)
5;
Усил11-
Ra
116к llc тель
IIB~к
R11
/
Uo.c
R1
Rz
Рис. 3.16. Блок-схема (а) и принципиальная схема (б)
усилителя с обратной связью по напряжению
с)
oJ
~Еа
С8,и
118,r
lic
!JCIJЛ/i·
тель
Rн
!-------0'
lio.c
б---f
R'
118, 1
lltJьtX
1
Рис. 3.17. Блок-схема (а) и принципиальная схема (б)
усилителя с обратной связью по току
передачи ~ .
равным отношению напряжения обратной свя­
зи к выходному напряжению усилителя
.
{;
~=~
Ивых
и называется коэффициентом обратной связи.
Вопрос. Какой вид обратной связи имеет место в катод­
ном повторителе, схема которого приведена на рис. 3.18?
1. Отрицательная обратная связь по току (п. 3.5.2).
2. Положительная обратная связь по току (п. 3.5.3).
-
134 -

3. Отрицательная обратная связь по напряжению
(п. 3.4.4).
4. Положительная обратная связь по напряжению
(п. 3.5.5).
3.5.2. Предположив, что по резистору R.к и лампе, ко­
торые включены последовательно, проходит один и тот же
ток, Вы заключили, что напряжение обратной связи, со­
здаваемое проходящим по резистору Rк током, пропорцио­
нально величине тока и, сле-
довательно, обратная связь
является обратной связью по
+Еа
току. Из того что напряжение
на резисторе Rн вычитается
Свх
из входного напряжения, Вы RJ--J--➔
решили, что обратная связь
отрицательная.
и& Rc
Но Вы не учли того, что
ток в резисторе Rн ие являет­
ся током нагрузки. Из схемы
рис. 3.18 видно, что ток на- Рис. 3.18. К вопросу п.3.5.1
грузки проходит через кон-
денсатор Се и резистор Rн ,
являющийся нагрузкой катодного повторителя. Напряже­
ние обратной связи, равное падению напряжения на ре­
зисторе Rк, оказывается пропорциональным выходному на­
пряжению, а не току нагрузки.
Ваш ответ неверен. Попытайтесь еще раз ответить на
поставленный вопрос.
3.5.3. Вы неправы. Обратная связь в катодном повтори­
теле не явл_яется положительной обратной связью по току.
Напряжение обратной связи по току должно быть пропор­
ционально току нагрузки, т. е. это напряжение должно соз­
даваться падением напряжения на некотором резисторе,
включенном последовательно с резистором нагрузки Rн .
В данном же случае резистор Rк, с которого снимается на­
пряжение обратной связи, не включен последовательно в
цепь нагрузки.
Для того чтобы правильно ответить на вопрос, Вам
нужно посмотреть, является ли обратная связь положитель­
ной ищ1 отрицательной, а это можно определить, проверив,
возрастает или уменьшается сигнал на входе при подаче
напряжения обратной связи.
3.5.4. Вы правы. Действительно, в катодном повторителе
имеет место отрицательная обратная связь по напряжению,
-
135 -

потому что напряжение обратной связи, снимаемое с ре­
зистора Rн (без учета падения напряжения на конденсато­
ре С0), и напряжение ин нагрузки равны. Для контура,
состоящего из резисторов Rc, Rн и промежутка сетка -
катод лампы, можно записать уравнение, составленное по
второму закону Кирхгофа:
(3.8)
Из уравнения (3.8) видно, что напряжение между сеткой и
катодом, являющееся входным сигналом для данного кас­
када, равно разности входного напряжения и напряжения
обратной связи, т. е. согласно определению в схеме имеет
место отрицательная обратная связь.
Переходите к п. 3.5.6.
3.5 .5 . Совершенно правильно считая, что катодный по­
вторитель охвачен обратной связью по напряжению, Вы
ошибочно считаете ее положительной. Давайте посмотрим,
складывается ли напряжение обратной связи с входным
напряжением или вычитается из него. По второму закону
Кирхгофа напряжение исю приложенное между сеткой и
катодом, равно разности входного напряжения Uвх и напря­
жения на резисторе Rн:
(3.8а)
Но напряжение на резисторе Rю равное напряжению
нагрузки, и есть напряжение обратной связи Uo.c• Таким
образом, в катодном повторителе напряжение обратной
связи вычитается из входного напряжения, уменьшая его.
Теперь Вы легко ответите на предложенный в п. 3.5. l
вопрос.
3.5.6. Обратная связь оказывает существенное влияние
на характеристики усилителя, в частности, на коэффициент
усиления.
Для входной цепи усилителя (см. рис. 3.16) можно со­
ставить следующее уравнение:
(3.9)
С уче;ом выражения для коэффициента обратной связи
.
и
~ = ~ уравнение (3.9) можно переписать в виде
Ивых
(3.10)
-
136-

.
.
Для усилителя без обDатной связи Ивх = Ис, поэтому
коэффициент усютения усилителя без обратной связи
К.= Ивых
Ис•
(3.11)
Коэффициент усиления усилителя с обратной связью
.
к• _ UвыJ
о.с-
.
.
•
Uc -~ Uвых
(3.12)
Поделив в последнем выражении числитель и знамена-
тель на Ис, получим
Uвых
.
•
Uc
Ко.с=
е
l- ~ U:ых
Uc
к
(~. 13)
Согласно выражению (3.10) при ~ = -1 напряжение
обратной связи вычитается из входного напряжения,
т. е. имеет место отрицательная обратная связь. В этом
случае, считая коэффициент усиления усилителя без об­
ратной связи действительной величиной, из (3.13) найдем
коэффициент усиления усилителя с отрицательной обрат­
ной связью:
к
ко. о-= 1 +~к
(3.14)
Из этого выражения следует, что введение отрицатель­
ной обратной связи вызывает уменьшение коэффициента
усиления усилителя в (1 + ~К) раз.
Аналогично можно определить коэффициент усиления
усилителя, охваченного положительной обратной связью
'(в этом случае ~ = 1):
к
Ко. с+= 1- ~к
(3.14а)
Введение положительной обратной связи, как видно из
выражения (3 .14а), увеличивает коэффициент усиления
усилителя. Однако положительная обратная связь в элект­
ронных усилителях практически не применяется, так как
-
137-

при этом, как будет показано ниже, характеристики усили­
теля значительно ухудшаются. При ~К = 1 коэффициент
усиления Ко.с становится равным бесконечности. В гл. 5
будет показано, как положительная обратная связь ис­
пользуется в автогенераторах.
Вопрос. Изменится ли вид частотной характеристики
усилителя, если он будет охвачен отрицательной обратной
связью по напряжению?
1. Вид частотной характеристики не изменится (п. 3.5 .7).
2. Полоса пропускания усилителя станет уже (п. 3.5.8).
3. Полоса пропускания усилителя станет шире (п. 3.5.9).
3.5 . 7. Согласно форму.ilе (3.14) введение отрицательной
обратной связи уменьшает коэффициент усиления усилите­
ля в (1 + ~К) раз. Но это уменьшение будет различно для
области нижних, средних и высших частот, потому что ве­
личина коэффициента усиления К различна для этих час­
тот.
Вам нужно по частотной характеристике, показанной
на рис. 2.8, определить, как изменяется коэффициент уси­
ления усилителя· без обратной связи от частоты, и после
этого с помощью формулы (3.14) уяснить, как изменяется
коэффициент усиления усилителя, охваченного отрицатель­
ной обратной связью, в области нижних, средних и высших
частот.
Определив зависимость коэффициента усиления от час­
тоты, можно легко найти правильный ответ на вопрос
п. 3.5д
3.5.8. Вы решили, что благодаря введению отрицатель­
ной обратной связи коэффициент усиления в области выс­
ших и низших частот уменьшится, и поэтому неравномер­
ность частотной характеристики станет больше. Но ведь
снижение усиления произойдет и на средних частотах,
так что величина коэффициента усиления К O также изме•
нится. Вам следует подумать, будет ли уменьшение усиле•
ния одинаково на различных частотах. Для, этого можнс
воспользоваться формулой (3.14) и определить, где большЕ
будет изменение коэффициента усиления: в области низ­
ших, средних или высших частот.
После этого Вам нетрудно будет ответить на вопрос
п. 3.5.6.
3.5.9. Действительно, частотная характеристика стано·
вится более равномерной, т. е. снижение усиления в об­
ласти низших и высших частот уменьшается. Это можнс
пояснить с помощью выражения (3.14) для коэффициент~
-
138 -

усиления усилителя, охваченного отрицательной обратной
связью. Если усшштель охвачен отрицательной обратной
связью, то его коэффициенты усиления на средних Ко.с,
а также на граничных Ко.с.к и Ко.с. в частотах соответст­
венно равны:
к
Ко
о,с= 1+~Ко '
к
Кн
о,с.н= 1+~Кн '
(3. 15)
к
Кв
о,с.в=1+~Кв •
Поскольку (1 +ВКн)<(1 +ВКо) и (1 +ВКв)<
< (1 + BKJ?,), снижение усиления на низших и высших
f
2
-------+--
---- --t --
1
------1------
:.
Кв'
1
Ка.ед.
1
1
Рис. 3.19. Частотные характеристи•
ки усилителя:
1 - без ОФратной связи; 2 - с отрицательной
обратной связью
частотах будет меньше, чем на средних частотах. Поэтому
частотная характеристика усилителя, охваченного отри­
цательной обратной связью, будет более равномерной, а
следовательно, его полоса пропускания станет шире. Та­
ким образом, при введении отрицательной обратной связи
частотная характеристика усилителя улучшается (рис. 3.19),
что выражается в расширении горизонтального участка ча­
стотной характеристики.
Переходите к п. 3.5 .10.
3.5.10. Кроме улучшения частотной характеристики,
введение отрицательной обратной связи повышает стабиль­
ность коэффициента усиления и снижает нелинейные ис­
кажения.
Для оценки стабильности коэффициента усиления уси­
лителя с обратной связью следует определить его относи-
-
139 -

лк
тельное изменение: 0К0 • с =
0
•с
.
Приращение Л Ко.с
Ко. с
для усилителя с отрицательной обратной связью можно
найти следующим образом:
дК=dKo.сдК= d(1:~к)дК=лк
.
(3.16)
о.с dK
dK
(1 +~К)2.
Относительное изменение коэффициента усиления уси­
лителя с отрицательной обратной связью равно
лк
8К
ЛКо.с -К
о.с-= К = l+~K.
(3.17)
о.с
Отсюда видно, что всякое изменение коэффициента уси­
ления ослабляется действием отрицательной обратной связи
в (1+~К) раз.
Если ~К » l (случай глубокой обратной связи), то
к
Ко.с= 1+ ~к
(3.18)
Это выражение показывает, что при глубокой отрица­
тельной обратной связи коэффициент усиления усилителя
Ко.с не зависит от коэффициента усиления К; т. е. не за­
висит от всех причин, вызывающих изменение режима
усиления.
Аналогично можно показать, что в случае положитель­
ной обратной связи стабильность коэффициента усиления
ухудшаеТGя:
(3.19)
Уменьшение нелинейных искажений: при введении от­
рицательной обратной связи можно объяснить следующим
образом. При большом входном напряжении в усилителе
без обратной связи, помимо основной гармоники, в выход­
ном напряжении из-за нелинейных искажений появляются
высшие гармоники. При введении отрицательной обратной
связи напряжения этих гармоник через звено обратной свя­
зи подаются на вход усилителя. Усиленные напряжения
высших гармоник вычитаются из выходного напряжения
-
140 -

усилителя, так как благодаря действию отрицательной об­
ратной связи они будут поступать в противофазе с напряже­
нием гармоник, появляющихся вследствие нелинейных ис­
кажений усилителя. Таким образом, содержание гармоник
при той же величине выходного напряжения уменьшится,
а следовательно, искажения усиливаемого напряжения в
усилителе с отрицательной обратной связью будут меньше.
Обратная связь оказывает существенное влияние на
величину входного и выходного сопротивлений усилителя.
Входное сопротивление усилителя с отрицательной обрат­
ной связью можно определить, если составить уравнение,
исходя из выражения (3.10) и учитывая, что Ис = Rвхiвх,
а Ивх = Rвх. о.с iвх, где iвх - ток, проходящий во входной
цепи усилителя; Rвх - входное сопротивление усилителя
без обратной связи; Rвх. о.с - входное сопротивление
усилителя с обратной связью. Принимая во внимание, что
Ивых = Кис, выражение (3.10) можно переписать в виде
(3.20)
Таким образом, входное сопротивление усилителя за
счет введения отрицательной связи увеличивается в (1 +
+ ~К) раз:
Rвх,о,с=Rвх(1+~К).
(3.21)
Нетрудно получить выражение для выходного сопро­
тивления усилителя с отрицательной обратной связью по
напряжению:
R
_
Rвых
вых.о.с- 1+~к ,
(3.22)
из которого видно, что при введении отрицательной обрат­
ной связи по напряжению выходное сопротивление уси­
лителя уменьшается в (1 + ВК) раз.
До сих пор мы рассматривали обратные связи, которые
·создаются в усилителях специально. Ниже будут рассмот­
рены обратные связи (называемые паразитными), которые
возникают в усилителе самопроизвольно и очень часто су­
щественно ухудшают его работу.
•
Вопрос. Осуществляется ли обратная связь в усилитель­
ном каскаде с анодной нагрузкой через междуэлектродную
емкость Сса? Если да, то какой вид обратной связи имеет
место в этом случае?
1. Обратной связи нет (п. 3.5.11).
-
141 -

2. Отрицательная обратная связь по напряжению
(п. 3.5 .12).
3. Положительная обратная связь по напряжению
(п. 3.5 .13).
3.5 .11 . Вспомнив выражение для коэффициента усиле­
ния [см. формулу (1.10)), Вы, очевидно, решили, что, по­
скольку емкость Сса н:е входит в это выражение, коэффи­
циент усиления не зависит от величины этой емкости. От­
сюда Вы, наверное, и заключили, что никакой обратной
связи через эту емкость не осуществляется. Но не надо
забывать, что по формуле (1.10) определяется коэффициент
усиления одного усилительного каскада без учета влияния
соединительных цепей и междуэлектродных емкостей. Ем­
кость Сса, показанная на рис. 1.16, соединяет анод лампы
с ее сеткой, и через эту емкость может осуществляться пе­
редача переменной составляющей анодного напряжения
на сетку, т. е. обратная связь. Какой вид обратной связи
имеет место в данном случае, зависит от того, увеличи­
вает или уменьшает напряжение обратной связи входной
сигнал.
Разобравшись в этом, Вы легко ответите на вопрос
п. 3.5 .10.
3.5.12 . Совершенно правильно. Через междуэлектрод­
ную емкость Сса осуществляется отрицательная обратная
связь по напряжению. Как было показано в п. 1.2 .13, анод­
ное напряжение находится в противофазе с входным, по­
этому напряжение обратной связи, являющееся частью
выходного напряжения, вычитается из входного, умень­
шая его. Это и означает, что в схеме имеет место отрицатель­
ная обратная связь.
Очевидно, доля выходного напряжения, поступающая
в качестве напряжения обратной связи во входную цепь,
зависит от величины сопротивления емкости Сса• Чем мень­
ше это сопротивление, тем сильнее влияние выходной цепи
на входную. Но величина емкостного сопротивления, рав-
ная -
1
-,
уменьшается с ростом частоты ro, поэтому,
ооСса
,
влияние отрицательной обратной связи будет сильнее в
области более высоких частот. Коэффициент усиления уси­
лительного каскада на высоких частотах уменьшается из-за
влияния отрицательной обратной связи. Во избежание этого
необходимо использовать лампы, величина проходной ем­
кости Сса которых меньше, т. е. тетроды и пентоды.
Переходите к п. 3.5.14.
-
142 -

3.5.13. Вы ошиблись, приняв паразитную обратную
связь, осуществляемую через емкость Сса, за положитель­
ную. Рассмотрим этот вопрос подробнее. Как указывалось,
обратная связь называется положительной, если входной
сигнал складывается с сигналом обратной связи, в резуль­
тате чего сигнал на входе и выходе возрастает.
При подаче на вход усилительного каскада положи­
тельной полуволны синусоидального напряжения анодный
ток лампы возрастает. Из-за увеличения же падения напря­
жения на резисторе анодной нагрузки R а потенциал анода
уменьшается. Таким образом, когда на вход усилительного
каскада подается положительная полуволна напряжения,
на выходе получается отрицательная полуволна, т. е. вход­
ное и выходное напряжения находятся в противофазе, и
при сложении их во входной цепи результирующее напря­
жение будет не увеличиваться, а уменьшаться.
Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 3.5.12 .
3.5 .14. Если в усилителе имеет место слабая положи­
тельная обратная связь, то ухудшение его работы выражает­
ся в увеличении частотных и нелинейных искажений.Когда
же в усилителе появляется сильная паразитная положи­
тельная обратная связь, усилитель может самовозбудиться,
т. е. при отсутствии входного напряжения может появиться
выходное. Причин для появления паразитных обратных
связей может быть несколько:
1) паразитная связь между каскадами через цепи анод­
ного питания;
2) емкостная (электростатическая) связь, обусловлен­
ная паразитными емкостями между выходом и входом уси­
лителя;
3) магнитная (индуктивная) связь, появляющаяся при
близком расположении входных и выходных трансформато­
ров усилителя.
Паразитная обратная связь между каскадами через
цепи анодного питания возникает обычно в многокаскад­
ном усилителе, все каскады которого питаются от одного
источника питания (рис. 3.20).
Источником питания анодных цепей обычно является
выпрямитель, обладающий внутренним сопротивлением Гвн·
Переменные составляющие анодных токов всех ламп, про­
ходя по сопротивлению Гвн, вызывают на нем падение на­
пряжения Uп, Это напряжение попадает через анодные ре­
зисторы Ra и разделительные конденсаторы Се в сеточные
цепи усилительных каскадов.
-
143 -

Наиболее опасным является воздействие напряжения ип
на первый каскад усилителя, так как выходное напряже­
ние этого каскада усиливается последующими каскадами,
еще больше увеличивая напряжение ип, которое вновь воз-
Раз6язы8а ющщJ
• фильтр
Рис. 3.20. Схема усилителя с развязывающим фильтром
действует на первый каскад усилителя, и т. д. Таким об­
разом, между каскадами возникает паразитная обратная
связь, которая может привести к неустойчивой работе уси­
лителя. Для устранения такого вида паразитной обратной
связи между каскадами усилителя включают Г-образные
фильтры RФ СФ (см. рис. 3.20), получившие название раз­
вязывающих фильтров. Емкостное сопротивление в этом
фильтре должно быть много меньше сопротивления резис­
тора RФ.
Так как ХсФ « RФ, то напряжение Uп (рис. 3.21), кото-
рое в основном распределяется между RФ и СФ, будет
почти полностью падать на резисторе RФ и практически не
попадет в анодную цепь первого каскада.
Примером емкостной пара-
Rа
RФ
зитной обратной связи может
служить
рассмотренная
в
п. 3.5 .12 связь через проходную
СФ
емкость Се а.
μ uвх
Паразитная индуктивная
связь обычно проявляется при
Рис. 3.21 . Эквивалентная близком расположении катушек
схема усилителя с развязы- индуктивности и трансформато-
вающим фильтром
ров. Устранение этого вида об-
-
144 -

ратной связи достигается в основном методами конструк­
тивного характера. Так, наприr"1ер, катушки индуктивно­
сти и трансформаторы помещаются в специаJ1ьные экраны.
Вопрос. Осуществляется ли обратная связь, и если да,
то какая, через цепь R 1C2 в схеме, приведенной на рис. 3.22?
1. Отрицательная обратная связь по напряжению
(п. 3.5 . 15).
2. Положительная обратная связь по напряжению
(п. 3.5 .16).
3. Обратной связи нет (п. 3.15.17).
Рис. 3.22 . К вопросу п. 3.5 .14
3.5.15. Вы выбрали правильный ответ. Рассмотрим под­
робнее действие цепи обратной связи. Предположим, что
на вход усилителя подано синусоидальное напряжение.
После усиления в первом усилительном каскаде фаза этого
напряжения изменится на 180°, т. е. на вход второго кас­
када будет подано напряжение, отличающееся по фазе
на 180° от входного напряжения. Во втором каскаде также
произойдет изменение фазы сигнала на 180°, и на нагрузоч­
ном резисторе Rн будет напряжение одинаковой фазы с
входным напряжением. Выходное напряжение подается
через цепь обратной связи в катодную цепь первого усили­
тельного каскада. Пренебрегая падением напряжения на
конденсаторе С2, можно считать, что напряжение обратной
связи, поступающее на катод этого каскада, равно
U-И
Rк1
о.с- вых R+R
1
кl
(3.23)
Вследствие того что это напряжение находится в фазе
с входным напряжением, напряжение между сеткой и ка-
6-130
-
145-

тодом лампы Л1 равно разности входного напряжения и
напряжения обратной связи. Таким образом,
(3.24)
т. е. согласно определению усилитель охвачен отрицатель­
ной обратной связью.
Следует заметить, что в рассматриваемом усилителе
отрицательная обратная связь возникает за счет появления
переменного напряжения на резисторе R111 от тока первой
лампы, что приводит к снижению усиления. Обычно в уси­
лителях параллельно этому резистору подключается кон­
денсатор С11 , но в данном случае этого сделать нельзя,
так как включение конденсатора зашунтировало бы цепь
R1C2, через которую поступает напряжение обратной связи
с выхода усилителя.
Переходите к § 3.6.
3.5.16. Давайте разберемся подробнее. Как Вы помни­
те, при усилении напряжения каскадом с анодной нагруз­
кой фаза усиливаемого напряжения из~еняется на 180°.
В рассматриваемой схеме после усиления двухкаскадным
усилителем выходное напряжение будет находиться в фазе
с входным напряжением. Напряжение обратной связи по­
дается через цепь R1C2 на резистор R111 • Таким образом,
потенциал катода изменяется в фазе с потенциалом сетки,
а напряжение, приложенное между сеткой и катодом лам­
пы, равно разности входного напряжения и напряжения
обратной связи, т. е. обратная связь оказывается не поло­
жительной, а отрицательной.
Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 3.5 .15.
3.5 .17. Вы правы, считая, что, если напряжение с вы­
хода не поступает во входную цепь, то обратной связи нет.
Но давайте разберемся, будет ли существовать обратная
связь в рассматриваемой схеме. Выходное напряжение
через цепь R1C2 подается на резистор R111 • Напряжение,
приложенное между сеткой и катодом лампы, оказывается
равным разности входного напряжения и части выходного
напряжения, выделяющегося на резисторе R111 • Таким об­
разом, величина входного напряжения зависит от выход­
ного напряжения, т. е. в схеме имеет место обратная
связь.
Теперь Вам необходимо решить, какой это вид обратной
связи, и выбрать правильный ответ в п. 3.5.14.
-
146 -

§ 3.6 . Усиnитеnи медnенно изменяющихся сиrнаnов
3.6.1 . В различных измерительных устройствах, а так­
же в схемах автоматики часто возникает необходимость уси­
ления сигналов очень низких частот, порядка долей герца.
Используемые для этих целей усилители называются у с и­
лителями медленноизменяющихся сиг­
н а л о в, или усилителями постоянного тока, сокращенно
УПТ. В многокаскадных усилителях постоянного тока для
связи между каскадами не могут служить реактивные
элементы связи (конденсаторы, трансформаторы), поэтому
для этой цели используются резисторы. Такая связь между
каскадами часто называется гальванической, а усилители
постоянного тока-усилителями с гальванической связью.
Как и в усилителях с резисторно-емкостной и трансфор­
маторной связями между каскадами, характеристики уси­
лителя постоянного тока должны отвечать· ряду требова­
ний: при отсутствии входного сигнала должен отсутство­
вать ток в нагрузке; при изменении знака входного сигна­
ла должен изменять направление и ток нагрузки. Для
выполнения этих условий необходимо отделить полезный вы­
ходной сигнал от постоянных составляющих тока и напря­
жения лампы или полупроводникового триода. В усилите­
лях постоянного тока отделение постоянных составляющих,
как правило, производится компенсационным методом.
Вопрос. Изменится ли вид частотной характеристики
усилителя постоянного тока в результате замены реактив­
ных элементов связи гальваническими? Какой вид будет
иметь частотная характеристика усилителя постоянного
тока?
1. Кривая 1 на рис. 3.23 (п. 3.6.2).
2. Кривая 2 на рис. 3.23 .(п. 3.6.3).
3. Кривая 3 на рис. 3.23 (п. 3.6.4).
3.6 .2 . Вы правильно считаете, что усилитель постоян~
ноrо тока должен усиливать самые низкие частоты,
т. е. характеристика не имеет спада на низких частотах.
Отсутствие реактивных элементов дает возможность уси­
ле,ния сигналов постоянного тока. Но почему •на частотах
уже в несколько герц начинается резкий спад характерис­
тики? Из анализа частотных характеристик усилителей с
резисторно-емкостной связью известно, что в области вы­
соких частот емкостные сопротивления конденсаторов связи
становятся весьма малыми, и их влиянием можно пренеб­
бречь. Уменьшение коэффициента усиления в_области высо-
6*
•
-
147 -

ких частот зависит от междуэлектродных емкостей уси­
лительных ламп, а не от соединительных элементов.
Казалось бы то же самое должно быть и в усилителях
постоянного тока.
Вернитесь к п. 3.6 .1 и выберите правильный ответ.
К/Ко
Рис. 3.23. К вопросу п. 3.6 .1
3.6.3. Вы считаете, что частотная характеристика усили­
теля постоянного тока практически не отличается от час­
тотной характеристики усилителя с резисторно-емкостной
связью. Вспомним, чем вызвано снижение коэффициента
усиления в области нижних частот. Эквивалентная схема
усилительного каскада для области нижних частот приве­
дена на рис. 2.6. Из анализа этой схемы видно, что с умень­
шением частоты сопротивление конденсатора Се, а следо­
вательно, и падение напряжения на нем возрастают, а
выходное напряжение уменьшается, вследствие чего умень­
шается и коэффициент усиления усилителя.
В п. 3.6 .1 было указано, что для усиления -медленно из­
меняющихся сигналов связи в УПТ должны выполняться
с помощью резисторов, т. е. из схемы необходимо удалить
конденсаторы, которые вызывают снижение усиления в
области нижних частот. Такое изменение схемы усилителя
должно существенным образом повлиять на вид частотной
характеристики усилителя.
Попытайтесь еще подумать над предложенным воп­
росом.
3.6.4. Вы правильно указали вид частотной характе­
ристики усилителя постоянного тока. Действительно, бла­
годаря отсутствию конденсаторов связи между каскадами
частотная характеристика не имеет завала в области ниж­
них частот. В усилителях с резисторно-емкостной связью
этот завал был обусловлен увеличением падения напряже­
ния на конденсаторе Се, так как сопротивление этого кон-
-
148 -

~енсатора увеличивается с уменьшением частоты. Для уси-
1ения сигналов постоянного тока в УПТ в качестве эле­
.1ентов связи использованы резисторы, поэтому в области
шзких и средних частот характеристика УПТ равномер­
iа. В области высоких частот в усилителях постоянного
юка фазовые сдвиги и частотные искажения появляются
ia тех частотах, на которых начинает сказываться, так же,
<ак в усилителях с резисторно-емкостной связью, влияние
>1еЖдуэлектродных емкостей ламп. Таким образом, гори­
юнтальный участок частотной характеристики УПТ, в от­
шчие от характеристики усилителя с резисторно-емкост­
юй связью, простирается до самых низких частот. Именно
по и дает возможность усилителям постоянного тока уси­
швать медленно изменяющиеся сигналы.
Переходите к п. 3.6 .5 .
+Еа
ft
'h
R,
)R,
и
--- <>
lf,
R
R"
!··
,,
,, r;
Рис 3_24 _ Схема однокаскадного
УПТ с одним источником питания
3.6.5. В усилителях постоянного тока возникают спе­
цифичес1ше трудности, связанные с отделением полезного
сигнала от постоянных составляющих напряжения и тока,
необходимых для работы лампы.
Простейшая схема УПТ с одним источником питания
приведена на рис. 3.24 .
В отличие от однокаскадных усилителей с резисторно­
емкостной связью сопротивление нагрузки в нем включено
меЖду анодом лампы и средней точкой делителя R1 R 2.По­
тенциал средней точки делителя q> 1 устанавливается рав­
ным постоянной составляющей анодного напр51жения V ао,
так как при отсутствии входного сигнала ток нагрузки
iн = О. Точная установка потенциала q> 1 производится с
помощью переменного резистора Rп (см. рис. 3.24).
-
14~ -

При подаче входного сигнала изменяется ток лампы,
что приводит к изменению напряжения на ее аноде и появ­
лению тока в сопротивлении нагрузки. На рис. 3.25 при­
ведена временная диаграмма, поясняющая работу такого
усилителя.
Из диаграммы видно, что при отсутствии входного сиг­
нала (ивх = О) в интервал времени О <: t < t1 анодный ток
лампы ia равен току покоя/ ао, а потенциал анода q, 8 -равен
u.,t
Uoo
Iao
о
la
9Ja
118ьа
rp,
-------,
.
.,. ..-ta
L------------
г-----------,
1
11!
lн
/к
t
-- --- --
~,,
licк
U!A
Рис. 3.25. Временная диаграмма на­
пряжений и токов однокаскадиоrо
УПТ с одним источником питания
потенциалу <р 1 средней точки делителя, так что разность
потенциалов на зажимах нагрузки равна нулю и ток на­
грузки отсутствует.
При подаче отрицательного входного сигнала (ивх < О)
в интервал времени t > t1 анодный ток лампы уменьшается
(ia < /ао), потенциал <J)a анода возрастает (<ра > Uао) и
появляется выходное напряжение Иных = (J)a -
<J)1, При
работе на линейном участке анодно-сеточной характерис­
тики приращения анодного тока лампы и потенциала ее
анода пропорциональны приложенному входному напря­
жению. Поэтому выходное напряжение пропорционально
входному:
(3.25)
Следует отметить, что при изменении анодного тока
лампы изменяется потенциал ее катода <рн, на катодном ре­
зисторе Rн появляется напряжение отрицательной обрат­
ной связи, вследствие чего величина входного сигнала,
-
150 -

равная напряжению между сеткой и катодом лампы, умень­
шается:
(3.26)
Подключение к цепочке автоматического смещения кон­
денсатора Сн (параллельно резистору Rн) привело бы к не­
которому повышению коэффициента усиления в области
средних частот, однако это вызвало бы значительные иска­
жения частотной характеристики в области низших частот,
являющейся основной_ рабочей областью усилителя постоян­
ного тока.
/,l U8,1
~ивш
Рис. 3.26. Эквивалентная схема одно­
каскадного УПТ
Параметры усилителя (коэффициент усиления, выход­
ное сопротивление и т. д.) легко могут быть рассчитаны по
его эквивалентной схеме (рис. 3.26).
Так, коэффициент усиления по напряжению при
Rн)>Ra
11-Ra
Ки = ---=:R-l+--,-(11--+ ....:. ....., .l .;=,-)R=к-+-:--::R:-a-
(3.27)
Для того чтобы на резисторах R1 , R 2 не терялась замет­
ная доля выходного напряжения, их сопротивление долж­
но быть возможно меньшим. Однако при малых сопротив­
лениях этих резисторов по делителю будет проходить боль­
шой ток I1 (см. рис. 3.24), который создается источником
питания Еа и нагружает его. При расчетах обычно выбира­
ют ток делителя / 1 = (2 - 10)/ ао• Исходя из этого соот:­
ношения определяют сопротивление делителя R1R2• Со­
противления остальных резисторов (Ra, Rc и Rн) рассчи­
тывают так же, как и в усилителях с резисторно-емкостной
связью.
-
151 -

3.6.6.Пример
расqета
однокаскадного
усилителя постоянного тока, собранноrо
надвойномтриоде6Н1П.
Исходные данные для расчета: Еа = 240 в, μ = 35, R1 =
= 8 ком. Анодные характеристики лампы приведены на рис. 3.27 .
Расчет производят в такой последовательности.
Выбирают сопротивление резистора Ra из условия Ra =
=(2-4)Rz = 3 R1 = 24 ком.
Проводят линию нагрузки на анодных характеристиках лам­
пы. Выбирают рабочую точку в середине линейного участка (см.
рис.3.27).Врабочейточкеiао=4 ма, Uао= i50в иUсо= -4в.
lа,ма
iб
12
8
1/
О 40 80 120 150200 21/0280J20{fo,0 •
Рис. 3.27 . Определение положения ра­
бочей точки при расчете УПТ
Рассчитывают сопротивление резистора в катодной цепи лам-
пы:
R_ 1Исо1_
4
к-lao-
4.10-з = 1 ком.
Выбирают сопротивление резистора Rc = 500 ком.
Для расчета сопротивлений делителя ток делителя принимают
равным/1=5/30=5-4=20маинаходят
240-150
20
_
10
_
3
= 4,5ком,
ИаO
150
R2 =---= --- -=7,5 ком.
/1
20, 10-з
Окончательно выбирают R'1 = 0,8R1 = 3,6 ком,
= 0,8R 2 = 6 ком и ставят подстроечный переменный
Rп=(О,1+0,3)(R1+R2)=0,2(R1+R2)= 2,4ком.
Определяют коэффициент усиления усилители:
R'2 =
резистор
μRa
35,24
К=-R~t-+-(μ.-+-'--,1--"")=Rк_+.....,Re-.- = 8 + (35 + 1) ·1 + 24 = 12•3
•
152 -

Если полученный коэффициент усиления мал, то следует вы•
брать лампу с большим I{оэффиuиентом усиления r- и меньшим внут­
ренним сопротивлением R; или использовать многокаскадный уси­
литель.
Вопрос. На рис. 3.28 изображена схема двухкаскадного
усилителя, в котором связь между· каскадами осуществля­
ется с помощью резисторов R' и R''. Как изменится потен­
циал (J)a анода второй лампы, если на вход усилителя подать
положительное напряжение?
Рис. 3.28. К вопросу п. 3.6 .6
l. Потенциал анода возрастает (п. 3.6 .7).
2. Потенциал анода уменьшится (п. 3.6.8).
3. Потенциал анода не изменится (п. 3.6 .9).
3.6. 7. Ход Ваших рассуждений был, видимо, таким.
Если на первый усилительный каскад подать положитель­
ное напряжение, то анодный ток первой лампы возрастет
и вследствие увеличившегося падения напряжения на ре­
зисторе Ra1 потенциал анода первой лампы уменьшится.
Анод этой лампы соединен с сеткой второго каскада через
делитель R'R'', поэтому уменьшится
потенциал сетки,
а следовательно, и анодный ток второй лампы, что приведет
к уменьшению падения напряжения на резисторе Ra 2 и
увеличению потенциала анода (J)az• Ваши рассуждения были
бы верны, если бы обе лампы работали на линейных участ­
ках характеристик. Но второй усилительный каскад
(см. рис. 3.28) работает в режиме с сеточными токами, так как
катод лампы Л 2 соединен с общей шиной, а сетка - с ано­
дом первой лампы. Таким образом, при выборе ответа необ­
ходимо было учесть, что сетка второго каскада имеет поло­
жительный потенциал.
3.6 .8 . Вы решили, что, если на сетку подать положи­
тельный потенциал, то анодный ток возрастет и потенциал
-
153 -

анода уменьшится. Но ведь в данном случае рассматрива­
ется двухкаскадный усилитель. При положительном вход­
ном напряжении анодный ток первой лампы возрастет и
потенциал ее анода станет меньше. Если рабочая точка вто­
рой лампы выбрана на линейном участке, то уменьшится
и анодный ток второй лампы, та~< как сетка второй лампы
соединена с анодом первой и ее потенциал уменьшается
вместе с уменьшением потенциала анода первой лампы.
При уменьшении анодного тока второй лампы потенциал ее
анода возрастает.
-----121-Ес
Рис. 3.29. l( комментарию п. 3.6.9
Вернитесь к п. 3.6.6 и выберите правильный ответ.
3.6.9. Правильно. Несмотря на то что на вход усилителя
подан сигнал, выходное напряжение усилителя практичес­
ки не изменится, т. е. такой усилитель работать не будет.
Причина заключается в том, что потенциал сетки второго
каскада, соединенной с анодом первого каскада через де­
литель R'R", оказывается положительным, лампа все вре­
мя открыта и изменения анодного напряжения первой
лампы почти не влияют на анодный ток второй лампы.
Для обеспечения нормальной работы многокаскадного уси­
лителя постоянного тока необходимо использовать отдель­
ный источник напряжения сеточного смещения. На
рис. 3.29 показано подключение этого источника с помощью
делителя R'R". Назначение делителя
-
поддерживать не­
обходимое напряжение сеточного смещения второй лампы.
Порядок расчета сопротивлений делителя R' и R" рассмот­
рим с помощью временной диаграммы усилителя постоян­
ного тока (рис. 3.30).
При отсутствии входного сигнала на лампе устанавли­
вается постоянное анодное напряжение И ао• В то же время
на сетке лампы второго каскада должно поддерживаться
-
154 -

отрицательное напряжение сеточного смещения Ис 20 (тре­
буемая величина напряжения сеточного смещения опреде­
ляется по характеристикам лампы).
,
К делителю R'R", включенному между анодом первой
лампы и источником отрицательного напряжения сеточно­
го смещения, приложено напряжение
11
lloo
о
и.о
llк•
llк"
'+Еа
1
"f/Ja
/ li4r
-
1
t
,tL
1
1 -:;;---rи~:,--~
-Ее
Рис. 3.30. Временная диаграмма напряже­
ний УПТ с двумя источниками питания
(3.28)
При этом потенциал средней точки делителя 'Ре = Ис20.
Тогда падения напряжения на плечах делителя соответст•
.венно равны:
(3.29)
и
(3.30)
Для того чтобы ток делителя / дел (рис. 3.29) не нару­
шал режима работы первой лампы, его обычно выбирают
значительно меньше анодного тока лампы:
/дел = (0,02 - 0,1) fao•
(3.31)
Сопротивления плеч делителя могут быть определены
из соотношений (3.29), (3.30):
(3.32)
-
155 -

и
(З.зз:
. При
подаче входного напряжения Uвх (на диаграмме
рис. 3.30 показано положительное входное напряжение)
увеличивается анодный ток лампы и уменьшается потен­
циал ее анода cra, Снижение потенциала «верхнего» конце
делителя R' R" приводит к снижению потенциала сетю1
Рис. 3.31. Эквивалентная схема пер­
вого каскада УПТ с двумя источни•
ками питания
лампы второго каскада Cf'c• На выходе делителя появляется
усиленное выходное напряжение Ивых~• Таким образом,
делитель, включенный на выходе первого каскада, компен­
сирует постоянную составляющую анодного напряжения
первой лампы, обеспечивает (при соответствующем выборе
сопротивлений R' и R") необходимое напряжение сеточного
смещения второго каскада и передает с некоторым умень­
шением усиленное напряжение с первой лампы на вторую.
Коэффициент усиления такого усилительного каскада
с делителем определим по эквивалентной схеме усилителя,
приведенной на рис. 3.31. Учитывая, что R' и R" » Ra,
находим
К = ______
11._R_a_____
R;+(11.+1)Rк+Ra
R"
R'+R"'
(3.34)
.
R"
где второи сомножитель R' + R" учитывает снижение ко-
эффициента усиления за счет включения делителя.
Снижение коэффициента усиления незначительно лишь
в случае R" » R', что обеспечивается при высоковольтном
источнике напряжения Ее, На практике обычно \Ecl ~ Еа,
1_56
-

и применение делителя снижает коэффициент усиления
каскада в l ,5-2 раза.
_
Учитывая, что в пентоде R1 » Ra и μ » 1, мс,жно уп­
ростить выражение для коэффициента усиления в случае
применения пентода:
fl,
Ri Ra
K=--------= -
1+fl-+ 1 R+__& _
R1
кR1
R"
_,..._-.,,..~
R'+R"
SRa
::::::::-----
+ SRк
R"
R'+R"'
(3.35)
3.6 .10. Рассмотренная схема усилителя постоянного
тока с двумя источниками питания и междукаскадными де­
лителями может быть ис-
пользована также для уси­
лителя с числом каскадов
больше трех, если необхо­
димо получить очень высо­
кий коэффициент усиле­
УПТ
ния. Однако усилители Рис. 3.32. Схема измерения на-
постоянного тока имеют
пряжения дрейфа УПТ
один специфический недо-
статок, который не позволяет усиливать очень малые напря­
жения и токи. В усилителях постоянного тока существует
так называемый дрейф нуля, который определяет нижний
предел усиливаемых напряжений. Дрейф нуля заключается
в том, что с течением времени изменяются токи ламп и их
анодные напряжения. При этом нарушается компенсация
постоянной составляющей анодного напряжения и на выхо­
де усилителя появляется напряжение в отсутствие входного
сигнала. Вследствие того что УПТ усиливает напряжение
вплоть до самых низких частот, всякое изменение величин
И ао, Исо, I ао из-за нестабильности источников питания,
старения ламп и т. д. принципиально не отличается от
полезного сигнала.
Дрейф нуля УПТ легко можно наблюдать в следующем
опыте. Вход усилителя постоянного тока замыкается на­
коротко, на выходе усилителя включается чувствительный
гальванометр (рис. 3.32). С течением времени при отсутст­
вии входного сигнала появляется выходное напряжение,
примерный характер изменения во времени которого пока­
зан на рис. 3.33.
-
157 -

Величина этого напряжения, разделенная на коэффи­
циент усиления, называется дрейфом нуля, приведенным
ко входу усилителя:
Ивых (
О)
Uдр=-К-ПрИU8x=
.
(3.36)
В дальнейшем под напряжением дрейфа будем понимать
напряжение дрейфа, приведенное ко входу усилителя,
Усилитель постоянного тока может правильно воспро­
изводить на выходе только те сигналы, которые значитель­
но превышают напряжение дрейфа, т. е.
(3.37)
О ~,,--: -'00::-: -20,., _0_l. ..,_OO -l/fl.,_0_5 .
.....
00-50 .. ._ 0
____
t_, M_'!I _H
Рис. 3.33 . Временная характеристика
напряжения дрейфа УПТ
Поэтому при проектировании чувствительного усили­
теля приходится принимать специальные меры к снижению
дрейфа нуля.
Как видно из рис. 3.33, выходное напряжение состоит
как бы из двух составляющих: монотонно изменяющегося
напряжения (показано штриховой линией) и переменной
составляющей. Первое называется медленным дрейфом и
обусловлено в основном изменением характеристик ламп,
второе - быстрым дрейфом и определяется колебаниями
напряжений источников питания, температуры окружаю­
щей среды и другими внешними условиями. Без примене­
ния специальных мер борьбы с дрейфом не удается создать
высокочувствительные усилители с гальваническими свя­
зями для усиления постоянных токов (напряжений).
Вопрос. Существует ли дрейф нуля в усилителях низкой
частоты с RС-связью?
1. Существует (п. 3.6.11).
-
158-

2. Существует, но он мал (п. 3.6.12) ..
3. Не сvшествvет (п. 3.6.13).
3.6:11. вы, вероятно, подумали, что если условия ра­
боты лампы в усилителях низкой частоты мало отличаются
от условий ее работы в усилителях постоянного тока, то
с течением времени будут изменяться ток и анодное напря­
жение лампы, что и вызовет дрейф. Но заметьте, что дрейф
вызывается очень медленными изменениями токов и напря­
жений, т. е. эти изменения происходят с очень низкой час-
Рис. 3.34. Смещение рабочей точки
усилителя при изменении э. д. с. ис­
rочьика анодного питания и характе-
ристик лампы
тотой. Из частотной характеристики усилителя низкой час­
тоты с RС-связью (см. рис. 2.8) видно, что его коэффициент
усиления в области нижних частот весьма мал. Реактивные
элементы междукаскадной связи - конденсаторы
-
не
пропускают медленных изменений напряжения на выход
усилителя, поэтому, несмотря на то что токи и анод­
ные напряжения ламп в усилителях низкой частоты с
RС-связью изменяются так же, как и в усилителях посто­
янного тока, на выходном сигнале эти изменения практи­
чески не сказываются.
Вернитесь к п. 3.6.10 и попытайтесь ответить на вопрос
еще раз.
3.6 .12 . Вы правы. Действительно, в усилителях низкой
частоты с RС-связью не устранены причины, вызывающие
дрейф. Поэтому токи и анодные напряжения ламп в этих
усилителях также будут изменяться. На ~;нс. 3.34 показа­
но изменение положения рабочей точки лампы при изме-
-
159 -

нении э.д.с. Еа (РТ1) и характеристик лампы (РТ2). При
смещении рабочей точки изменяется постоянное напряже­
ние на аноде лампы И ао• В усилителях с гальванической
связью это изменение анодного напряжения передается на
выход усилителя, и возникает дрейф.
Как Вы помните, медленные изменения напряжений
усилителями с RС-связью практически не усиливаются,
и частотная характеристика в об.пасти низких частот и~1сст
резкий спад (см. рис. 2.8). Но изменения характеристик
ламп и э.д.с. источника анодного питания происходит весь­
ма медленно, поэтому они мало сказываются на выходном
напряжении усилителя низкой частоты и дрейфа практи­
чески не будет. Вследствие изменений параметров ламп при
изменении положения рабочей точки происходит весьма
незначительное изменение коэффициента усиления, прак­
тически не влияющее на характеристики усилителя.
В усил~пелях постоянного тока за счет отсутствия кон­
денсаторов связи медленные изменения напряжений пере­
даются на выход и вызывают дрейф [частотная характе­
ристика УПТ, рассмотренная в л. 3.6 .4 (см. рис. 3.23),
не имеет спада в области нижних частот].
В рассмотренном в п. 3.6 .9 усилителе с двумя источни­
ками питания (см. рис. 3.29) при изменении питающих
напряжений на 1% (Еа и Ее) возникает дрейф порядка 20-
200 мв. При изменении на 1% напряжения накала возника­
ет дрейф порядка 10-20 мв вследствие изменения характе­
ристик ламп.
•
Для борьбы с дрейфом нуля применяется цеJiый ряд мер:
1) стабилизация напряжения источников питания (Еа,
Ее и Ин), стабилизация температурного режима и специ­
альное предварительное старение ламп, стабилизирующее
их характеристики;
2) применение балансных схем, которые обладают су­
щественно меньшим дрейфом;
3) преобразование усиливаемого напряжения.
При стабилизации источников питания с точностью
± 0,01 %, температурной стабилизации с точностью ± 1° С
и предварительном старении лампы (предварительная ра­
бота лампы в течение 50-200 ч) дрейф усилителя удается
снизить до величины идр = 1-5 мв/ч. Остальные способы
борьбы с дрейфом рассмотрены в § 3.7 и 3.8 .
Переходите к изучению материала в п. 3.7.1 .
3.6 .13. Вспомнив, что частотная характеристика уси­
лителя с RС-связью имеет резкий спад в области нижних
-
160 -

частот, Вы, наверное, решили, что медленные изменения
напряжений, вызванные изменениями характеристик ламп,
и э:д.с. источника анодного питания, не будут влиять на
величину выходного сигнала. Ваш ответ почти верен, и
можно считать, что явление дрейфа Вы в основном поняли.
Однако правильнее говорить, что дрейф в усилителе
с RС-связью хотя и есть, но он весьма мал. Частотная
характеристика усилителя низкой частоты (см. рис. 2.8)
действительно имеет резкий спад в области нижних
частот, но коэффициент усиления на этих частотах все
же не равен нулю, и изменения анодных напряжений
частично будут передаваться на выход.
Прочтите пояснения к более правильному ответу в
п. 3.6.12.
§ 3.7. Баnансные уснnнтеnн постоянноrо тока
3. 7 .1 . Кроме стабилизации питающих напряжений, для
борьбы с дрейфом УПТ применяются специальные схемы
усилителей, так называемые балансные схемы УПТ. Эти
схемы построены по принципу четырехплечного моста
(рис. 3.35).
Действительно, если мост сбалансирован, т. е.
R1
R4
(З.ЗS)
~ =If;"•
то при изменении э.д.с. Е а баланс не нарушается и ток на­
грузки равен нулю.
С другой стороны, при
пропорциональном измене-
нии сопротивлений рези-
...- -- -- - -<21+fa
сторовR1иRzилиR3иR4
баланс моста не наруша­
ется. Если заменить рези­
сторыR4иR3илиR1иR2
электронными лампами, то
получим две широко рас­
пространенные балансные
схемы: схему последовате­
льного балансного каскада
(рис. 3.36) и схему парал-
лельного балансного каска- Рис. 3.35. Четырехплечный
да (рис. 3.37).
мост - основа балансных схем
-
161 -

В последовательной балансной мостовой схеме резис­
торы моста R8 и R4 (см. рис. 3.35) заменены двумя одина­
ковыми лампами - триодами Л1 и Л2 (см. рис. 3.36). При
отсутствии входного напряжения (ивх = О) мост сбалан­
сирован, выходное напряжение отсутствует (ивых = О).
При наличии входного напряжения изменяется сопротив­
ление лампы Л1 для постоянного тока, это вызывает раз:
баланс моста и появление выходного напряжения .
.--------+Еа
Рис. 3.31> Схема последо1:1ательноrо
балансного каскада
Большое распространение получила схема параллель­
ного балансного каскада, поэтому на ее работе остановимся
более подробно. В этой схеме (см. рис. 3.37) сопротивления
соответствующих резисторов в анодных и сеточных цепях
ламп выбираются равными, и реТhИМЫ обеих ламп устанав­
ливаются одинаковыми. Часто для таких схем применяются
двойные триоды, так что в каждое плечо моста включается
один из триодов, что обеспечивает одинаковый температур­
ный режим ламп.
Переменный резистор Rп (см. рис. 3.37) служит для
балансировки каскада или, как говорят, для «установки
нуля». Это необходимо в связи с тем, что обычно не удается
подобрать двух абсолютно идентичнь1х ламп. При измене­
нии положения движка потенциометра Rn изменяются
величины сопротивлений в анодных цепях, а также токи
и анодные напряжения ламп. Перемещением движка по-
-
162 -

тенциометра Rп добиваются, чтобы при отсутствии входного
сигнала ток в сопротивлении нагрузки был равен нулю.
Изменение э.д.с. источника анодного питания Еа при
'абсолютно идентичных лампах и одинаковых сопротивле­
ниях резисторов Ra не должно нарушать баланса усили­
тельного каскада, так как токи и анодные напряжения ламп
будут изменяться одинаково. Вследствие неидентичности
характеристик ламп в нагрузке проходит -ток разбаланса,
Rct
Рис. 3.37. Схема параллельного балансного
каскада
но он значительно меньше, чем в обычной, небалансной
схеме.
Аналогично изменения характеристик ламп и напря•
жения накала обоих катодов практически не будут вызы­
вать появления тока в сопротивлении нагрузки. В то же
время при подаче входного напряжения изменится только
ток и анодное напряжение первой лампы и в нагрузке бу·
дет проходить ток.
При абсолютно идентичных лампах и резисторах в схе­
ме совершенно не возникал бы дрейф. На практике тща­
тельный подбор ламп и резисторов при стабильности источ­
ников питания О, 1% позволяет снизить дрейф до 50 -
200 мкв/ч, т. с. уменьшить его по сравнению с небалансной
схемой приблизительно в 10-50 раз. Автоматическое сме­
щение обеспечивается одним общим катодным резистором,
по которому проходят токи обеих ламп, поэтому сопротив­
ление резистора Rк выбирается равным
Rк = /а10 ;о/ аао
(3.39)
-
163 -

Пример расчета параллельного
балансного каскада
Рассчитать параллельный балансный каскад, собранный на
двойном триоде 6НIП. Исходные данные для расчета: Еа = 240 в,
Rн = со, 11- = 35, R; = 8 ком. Анодные характеристики лампы
приведены на рис. 3.27.
Расчет производят в такой последовательности.
Выбирают сопротивления резисторов Ra1 и Ra2 из условия
Ral=Ra2=3R1=3·8·10
3
= 24 ком.
Проводят линию нагрузки и опредедяют в рабочей точке (см.
рис.3.27)Иао=150в,Iao= 4ма,Исо= -4в.
Рассчитывают сопротивление резистора в катодной цепи лам­
пы:
R= /исоI= --
4-- = 500 ом.
к 2/ао
2 ·4 •10-3
Выбирают сопротивления сеточных резисторов:
Rc1=Rc2=500ком.
Для балансировки усилителя применяется переменный резистор
Rп = 0,2Ra = 0,2,24 ком = 4,8 ком.
Определяют коэффициент усиления усилителя:
К= μ.Ra
=35-24= 26
_
R;+Ra 8+24
Вопрос. Возникает ли обратная связь за счет падения
напряжения на резисторе Rн в схеме параллельного ба­
лансного каскада?
1. Обратной связи нет (п. 3.7.2).
2. Возникает отрицательная обратная связь по напря­
жению (п. 3.7.3).
3. Возникает отрицательная обратная связь по току
(п. 3.7.4).
3. 7.2 . Вы правы. Действительно, падение напряжения
на резисторе Rн не является напряжением обратной связи.
Этим резистором создается автоматическое смещение сразу
для двух ламп (Л1 и Л2), так как по нему проходят токи
обеих ламп. При изменении входного напряжения ток,
проходящий по резистору Rн, остается почти неизменным.
Когда на вход подан положительный сигнал, ток первой
лампы несколько возрастает, а падение напряжения на ре­
зисторе Rн увеличивается. Но вследствие этого увеличива­
ется напряжение смещения второй лампы и ее ток уменьша­
ется, так что ток, проходящий по резистору Rн, и напряже­
ние на нем останутся практически неизменными. Таким
образом, напряжение отрицательной обратной связи, рав-
-,- 164
-

ное изменению на::1ряжения на резисторе Rк, не-значительно
и при расчетах не учитывается,
Коэффициент усш1ения параллельного балансного кас­
када мо жет быть рассчитан с помощью эквивалентной схе­
мы, показанной на рис. 3.38. При Rн»Ra
К. _ Ивых
_
/1- Ra
-
И11х -
---=R=-a---+---=R:-1-·
(3.40)
В выражении (3.40) и на эквивалентной схеме резис­
тор Rк отсутствует.
Переходите к п. 3. 7 .5 .
3. 7.3. Вы вспомнили, очевидно, схему катодного повто,
рнтеля, в котором за счет катодного резистора создается
отрицательная обратная
связь по напряжению, и
решили, что то же самое
будет и в данном случае.
Но давайте посмотрим, так
ли это. В катодном повто­
рителе напряжение на ре­
зисторе Rк было равно
напряжению нагрузки, по­
этому и осуществлялась
R;
~
Ra Ra
Рис. 3. 38. Эквивалентна я схема
параллельного балансного кас­
када
обратная связь по напряжению. В рассматриваемой схеме
нагрузочный резистор включен между анодами ламп и
напряжение с него не подается на вход, а следовательно,
в параллельном балансном каскаде нет обратной связи по
напряжению.
За счет резистора, включенного в катодную цепь, могла
бы быть обратная связь по току, если бы при изменении
входного сигнала изменялось напряжение на этом резис­
торе. Но во время работы напряжение на нем остается прак­
тически неизменным, и те изменения напряжения, которые,
как Вы считаете, создают сигнал обратной связи, равны
нулю. При подаче на вход положительного сигнала ток
лампы Л1 возрастает, но при этом увеличивается падение
напряжения на резисторе Rк, что понижает потенциал
сетки второй лампы. При этом ток лампы Л2 уменьшается,
а результирующий ток остается почти постоянным. Таким
образом, изменение напряжения на резисторе Rк незначи­
тельно и при расчетах может не учитываться.
Прочтите пояс.нения к правильному ответу в п. 3. 7 .2 .
3. 7.4. Действительно, в обычном усилительном каскаде
за счет падения напряжения на катодном резисторе созда-
-
165-

ется отрицательная обратная связь по току. Напряжение
обратной связи возникает на катодном резисторе при из­
менении тока, проходящего через лампу. В данной же
схеме изменений напряжения на резисторе Rк нет. При воз­
растании тока лампы Л1 за счет увеличения падения напря­
жения на резисторе Rк уменьшается ток лампы Л2, а
результирующий ток остается почти неизменным. Следова­
тельно, напряжение отрицательной обратной связи, воз­
никающее на резисторе Rк, незначительно и при расчетах
может не учитываться.
Если взять схему последовательного балансного кас­
када (см. рис. 3.36), то для этой схемы Ваш ответ был бы
правилен. Здесь при изменении потенциала сетки лампы Л1
изменяется падение напряжения на резисторе Rю, в ре­
зультате чего возникает отрицательная обратная связь
по току.
Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 3.7.2.
3. 7 .5. Нестабильность выходного напряжения многокас­
кадного усилителя определяется в основном дрейфом нуля
первого каскада, так как его напряжение дрейфа усили­
вается всеми последующими каскадами. Поэтому наибольшее
внимание необходимо уделять снижению дрейфа в первых
каскадах усилителя, которые целесообразно выполнять по
балансной схеме. Однако благодаря простоте ба.1ансной
схемы часто все каскады усилителя выполняются баланс­
ными. Связь между балансными каскадами осуществляется
при помощи делителей.
В полупроводниковых усилителях постоянного тока
вследствие большой зависимости характеристик полупро­
водниковых триодов от температуры дрейф нуля значи­
тельно выше, чем в усилителях на электронных •лампах.
Поэтому усилители постоянного тока на полупроводнико­
вых триодах выполняются только по балансным схемам с
общим стабилизирующим резистором в цепи эмиттера.
Для снижения дрейфа обычно применяются кремниевые
триоды, характеристики которых меньше зависят от тем­
пературы. При этом триоды тщательно подбираются по­
парно с целью получения идентичных характеристик в
каждом усилительном балансном каскаде.
· Схема
двухкаскадного усилителя постоянного тока,
выполненного на полупроводниковых триодах типа р-п-р,
приведена на рис. 3.39.
Входное напряжение в этом усилителе приложено между
землей и базой триода Т1 . Связь между каскадами осуществ-
-
166-

ляется при помощи делителя· R1R2- Нагрузка усилителя
включена между коллекторами триодов Т3 и Т4• Дрейф
в таком усилителе не превышает 10-100 мка/0 С и состав-
-,
1
Нк1
Нк+~Rк1 - 1
1
R51
1
1
'
Тt 7i
н, J.,-Е,,
1
!и,,
1
1
'
R,,
Hz
н.1
1
1
1
Е,
1
1
1
l}J
91 _J
Рис. 3.39 . Схема двухкаскадного полупроводникового УПТ
ляет около 50-500 мкв!ч при стабилизации напряжения
источников питания с точностью ±0,1 %.
§ 3.8 . Усиnитеnи с преобразованием напряжения
3.8. 1 . Третий способ снижения дрейфа основан на двой­
ном преобразовании усиливаемого напряжения. Блок-схе­
ма такого усилителя приведена на рис. 3.40.
iЩ, МоiJулятор
1/rилитель
1и, пере"'1енного
t напряжения
li',,
Рис. 3.40. Блок-схема УПТ с преобразованием напряжения
В модуляторе медленно изменяющееся входное напря­
жение Ивх преобразуется в переменное напряжение и1
(обычно с частотой не менее 50 гц). Переменное напряже­
ние и1 усиливается обычным усилителем переменного на­
пряжения (с резисторно-емкостной связью, с трансформа­
торной связью и т. д.). Напряжение и2 с выхода усилителя
подается на демодулятор, который преобразует его в на­
пряжение Ивых, совпадающее по форме с кривой Ивх·
-
167 -

Как указывалось в п. 3.6 .12, усилитель переменного
напряжения практически не имеет дрейфа, поэтому дрейф
всего усилителя определяется только дрейфом модулятора.
Дрейф демодулятора во внимание может не приниматься,
"hll----+ -1
--t ----t
1
1
и, 1·
__ ._____ ___._ __1т-+-+-f--\---1
.----д1L~ f\ /\ t
:\JVV-V._[ _
1
1
Uz
1
1
1
f
-,
1
1
1
''•ii--------------1
t
Рис. 3.41. Временные диаграммы
напряжений УПТ с преобразо·
ванием напряжения
так как на его вход по­
дается
сравнительно
большое напряжение -
порядка
нескольких
вольт. Дрейф модуля­
тора, а следовательно,
и всего усилителя мо­
жет быть весьма малым,
ЧТО является ДОСТОИНСТ·
вом усилителя с преобра­
зованием напряжения.
Из временных диаг­
рамм напряжений Ивх,
U1, U2 И Ивых (рис. 3.41)
ясно назначение моду­
лятора и демодулятора.
Модулятор предна­
значен для преобразо­
вания медленно изме­
няющегося напряжения
в переменное напряже·
ние, причем амплитуда
переменного напряже­
ния пропорциональна
величине входного на·
пряжения, и при изме•
нении знака входного
напряжения изменяется
фаза переменного напря-
жения.
Существует много различных схем модуляторов. Наи­
более распространенными из них являются: модулятор на
магнитном усилителе; модулятор на вибропреобразователе;
модулятор на полупроводниковых диодах.
Модулятор на магнитном усилителе представляет собой
балансный магнитный усилитель, на обмотку управления
которого подается напряжения Uвх, а с выходной обмотки
снимается усиленное переменное напряжение. Достоинст­
вом модулятора на магнитном усилителе является большой
коэффициент усиления (100-1000), однако магнитный уси-
-
168 -

литель обладает довольно большим дрейфом (5-50 мкв!ч).
Входное сопротив,ление таких rv1одуи1яторов неведико: оно
не превышает нескольких тысяч ом.
Схема модулятора на вибропреобразователе приведена
на рис. 3.42, а упрощенная конструкция вибропреобразова­
теля - на рис. 3 .43.
Когда в катушке возбуждения вибропреобразователя
проходит переменный ток, ее сердечник намагничивается
Рис. 3.42 . Схема модулято­
ра на вибропреобразовате­
ле
Катушка 8озоужi!сн11я
Рис. 3.43. Устройство вибро­
преобразователя
в зависимости от направления возбуждающего тока и при­
тягивается к одному из полюсов постоянного магнита. При
изменении направления тока сердечник притягивается к
другому полюсу магнита. Вибрирующий контакт коммути­
рует контактную цепь дважды за период изменения тока
возбуждения и подводит входное напряжение то к верхней,
то к нижней половине первичной обмотки трансформатора
(см. рис. 3.42). При этом ток в первичной обмотке изменяет
направление. Во вторичной обмотке трансформатора воз­
никает переменное напряжение. Обычно применяется по­
вышающий трансформатор с коэффициентом трансформации
до 10, поэтому амплитуда напряжения и1 получается в не­
сколько раз больше величины входного напряжения.
Достоинством вибропреобразователя является малый
дрейф, который в основном определяется термо-э.д.с. кон­
тактной пары и может быть снижен до О, 1-1 мкв/ч
(1-5 мкв/сут.). Входное сопротивление этого преобразова­
теля равно 1-10 ком.
-
169 -

Рассмотренные выше два типа модуляторов наиболее
часто применяются в усилителях автоматических мостов и
потенциометров, а также в ряде других приборов тепловой
автоматики.
Схема и временные диаграммы модулятора на полупро­
водниковых диодах представлены на рис. 3.44 и 3.45.
Опорное переменное напряжение и_ подается на четы­
рехп~ечный мост из полупроводниковых диодов. Во время
Qс,
-
IL..
Рис. 3.44. Схема модулятора на полу­
проводниковых диодах
Рис. 3.45. Временные диаграммы на­
пряжений диодного модулятора
-
170 -

положительной полуволны опорного напряжения диоды
пюоводят ток в прямом направлении и их сопротивление
мало. В это время точки а и 6 схемы (см. рис. 3.44) связаны
малым прямым сопротивлением диодов, напряжение между
ними близко к нулю.
При отрицательном напряжении и_ диоды закрыты, и
напряжение между точками а и 6 равно Ивх• Поэтому при
-
и...
Рис. 3.46. Схема диодного демодулитора
подаче медленно изменяющегося входного напряжения
между точками а и б возникает пульсирующее напряжение,
его переменная составляющая через конденсатор С1 по­
ступает на выход модулятора. 02
Частота опорного напряже­
ния и_ модулятора может
достигать десятков килогерц.
Дрейф преобразователя со­
ставляет 10-50 мкв/ч из-за
неидентичности
характери­
стик диодов, однако с улуч­
шением качества диодов он
может быть значительно сни-
жен.
В качестве демодуляторов
обычно используются демо­
дуляторы на вибропреобра­
зователях и демодуляторы на
полупроводниковых диодах.
Схема демодулятора на
полупроводниковых диодах и
временнь1е диаграммы его
работы приведены на рис.
3.46 и 3.47.
t
t
Ф=Ь
I1:
Щщ~
1
1
1
1
1
1
1
t
Рис. 3.47. Временнь1е диаграм
мы напряжений диодного де•
модулятора
-
171 -

Переменное напряжение и2 с выхода усилителя подается
на вход демодулятора. Во время положительной полуволны
опорного переменного напряжения и_ диоды Д1 , Д2, Д3
и Д4 проводят ток, их сопротивление мало. Точки а и б
демодулятора связаны малым прямым сопротивлением дио­
дов, напряжение между ними близко к нулю (иа6 ~ О).
Во время отрицательной полуволны опорного напряжения
диоды заперты, их сопротивление велико, напряжение
иа6 ~ Uвх• Фильтр RФ СФ служит для сглаживания пуль­
саций выходного напряжения демодулятора.
о10
101f, еи,
Рис. 3.48. К вопросу n. 3.8 .1
Вопрос. Какой вид имеет частотная характеристика
УПТ с преобразованием напряжения?
1. Кривая 1 на рис. 3.48 (п. 3.8 .2).
2. Кривая 2 на рис. 3.48 (п. 3.8.3).
3. Кривая 3 на рис. 3.48 (п. 3.8 .4).
3.8 .2 . Правильно. Усилитель с преобразованием напря­
жения хорошо усиливает постоянное напряжение и напря­
жение частоты, не превышающей единиц герц. При больших
частотах характеристика имеет резкий спад, который объяс­
няется не влиянием междуэлектродных емкостей электрон­
ного усилителя, а ухудшением условий работы модулятора
и демодулятора.
Модулятор, стоящий на входе усилителя, хорошо пре­
образует постоянные и медленно изменяющиеся напряже­
ния, а при увеличении частоты входного напряжения ра­
бота модулятора ухудшается. На выходе демодулятора,
как указывалось выше, применяется сглаживающий фильтр.
При частоте сигнала, приближающейся к частоте опорного
напряжения и_, фильтр не может отделить сигнал от опор­
ного напряжения.
-
172 -

При частоте опорного напряжения fоп = 50 гц УПТ
усиливает напряжение частотой от О до 3-10 гц, в то время
как усилители без преобразователей могут иметь верхнюю
граничную частоту до нескольких мегагерц. Для расшире­
ния полосы усиливаемых частот применяются модуляторы
:: высокой частотой опорного напряжения (например, мо­
ГJ.уляторы на диодах) или чаще специальные комбиниро­
ванные усилители.
Переходите к § 3.9.
3.8 .3. Вы, очевидно, вспомнили п. 3.6 .3, где рассматри­
валась частотная характеристика усилителя постоянного
tiапряжения с гальванической связью, и решили, что такой
i{e вид будет иметь и частотная характеристика усилителя
: преобразованием напряжения. Но на самом деле это не
гак. Существенное влияние на вид частотной характерис­
rики оказывает модулятор и демодулятор. Из временной
щаграммы, показанной на рис. 3.45, видно, что преобразо­
вание входного напряжения в переменное происходит за
~чет того, что диоды модулятора успевают открываться и
3акрываться за время, когда входное напряжение изменя­
~тся незначительно. При увеличении частоты входного
tiапряжения условия работы модулятора ухудшаются, и в
результате нарушается нормальная работа всего усилите-
11я. При частоте сигнала, приближающейся к частоте
)парного напряжения и_, сглаживающий фильтр демо­
ГJ.улятора не может отделить сигнал от опорного напря­
,кения. Таким образом, усилитель с преобразованием напря­
iКения не может усиливать сигналы с частотой опорного
напряжения, которая даже для диодных модуляторов обыч­
но не превышает нескольких десятков килогерц. Вы ука­
зали частотную характеристику с полосой пропускания
в сотни килогерц.
Вернитесь к п. 3.8.1 и выберите правильный ответ.
3.8 .4. Вы, наверное, решили, что если в УПТ с преобра­
юванием напряжения используется обычный усилитель
переменного напряжения, то и частотная характеристика
УПТ будет такой же, как частотная характеристика уси­
лителя переменного напряжения. Но посмотрите на времен­
ньrе диаграммы напряжений диодного модулятора, показан­
ные на рис. 3.45. Медленно изменяющееся входное напряже­
ние Ивх преобразуется модулятором в переменное напря­
жение и1 , которое и усиливается. В результате преобразо­
вания. модулятором (а затем демодулятором) усиленным
оказывается медленно изменяющееся напряжение, т. е.
-
173 -

УПТ с преобразованием напряжения может усиливать
постоянные и медленно изменяющиеся сигналы, в то время
как согласно указанной Вами частотной характеристике
такое усиление невозможно.
Следует еще отметить, что если частота опорного напря­
жения модулятора выбрана равной 50 гц, то усилитель с
частотной характеристикой 3 (см. рис. 3.48) окажется не­
пригодным, так как его коэффициент усиления на частоте
50 гц очень мал, и усщштель ·не сможет обеспечить необхо­
димого усиления. Нужно выбирать такой усилитель, чтобы
частота fоп лежала в полосе пропускания усилителя.
Вернитесь к п. 3.8.1 и выберите правl-!льный ответ.
§ 3.9 . Избнратеnьные уснnнтеnн
3. 9. 1. Во всех типах рассмотренных ранее ламповых и
полупроводниковых усилителей обычно стремятся получит1:
как можно более широкую полосу пропускания, т. е. для
них верхняя граничная частота намного превышает ниж­
нюю: fв » fн • Так, для усилителей с трансформаторной
связью fв lfн = 100-1000, а для усилителей с резисторно­
емкостной связью отношение граничных частот может до­
стигать 105
-
106
•
Эти усилители широко применяются в промышленной
электронике, когда нужно усиливать напряжения в широ­
ком диапазоне частот. Однако на практике иногда необ­
ходимо осуществлять избирательное усиление, выделив из
целого ряда сигналов входного напряжения один - полез­
ный сигнал, и в то же время максимально ослабить осталь­
ные -«мешающие» сигналы. Выделение полезного сигнала
требуется во всех многоканальных системах связи, в том
числе при приеме радиотелевизионных программ, во мно­
гих системах автоматического контроля и управления.
Такое избирательное усиление осуществляется специаль­
ными узкополосными усилителями, у которых отношение
fв lfн = 1,001-1,1.
Резкая зависимость коэффициента усиления избира­
тельного усилителя от частоты достигается, как правило,
включением частотно-зависимых реактшзных эл~ментов в
анодную или коллекторную цепь ламповых или полупро­
водниковых усилителей. Наиболее часто в качестве частот­
но-зависимого элемента применяется резонансный контур.
Схема простейшего электронного усилителя с резонансным
контуром изображена на рис. 3.49.
-
174 -

Эквивалентная схема резонансного усилителя приведе­
на на рис. 3.50.
В ней сопротивление , учитывает активное сопротивле­
ние катушки индуктивности, которое не может быть сделано
очень малым и играет принципиальную роль при выводе
основных соотношений.
Рис. 3.49. Схема резонансного уси­
лителя
L
с
r
Рис. 3.50. Эквивалентная схема ре­
зонансного усилитС.'!Я
Комплексный коэффициент усиления резонансного уси­
лителя легко можно определить с помощью эквивалентной
схемы:
/( = _U_в_ых_ =
- - ,:-'- -11-_Z _a-= -_
и•
Ri+Za
вх
(3.41)
где Za - комплексное сопротивление резонансного кон­
тура, включенного в анодную цепь усилителя.
Внутреннее сопротивление пентода Rl обычно больше
сопротивления резонансного контура (Rl » Za), поэтому
-
175 -

выражение (3.41) для усилителя на пентоде можно предста­
вить в виде
К=
,.._,
fl-zsz
,..._,~
а=
а
(3.42)
или
(3.42а)
где Za - модуль комплексного сопротивления контура.
Из выражений (3.42) и (3.42 а) видно, что зависимость
коэффициента усиления резонансного усилителя от частоты
совпадает с частотной зависимостью сопротивления резо­
нансного контура, так как крутизна лампы S в широких
пределах не зависит от частоты усиливаемого напряжения.
Величина внутреннего сопротивления Rt триодов зна­
чительно меньше, чем пентодов, поэтому формулы (3.42)
и (3.42 а) для них неприменимы, и коэффициент усиления
изменяется в зависимости от частоты в соответствии с ра­
венством (3.41).
Формула (3.42) содержит частотно-зависимый элемент
и в числителе и в знаменателе, поэтому коэффициент уси­
ления триодного усилителя меньше зависит от частоты, чем
коэффициент усиления избирательного усилителя на пен­
тоде. В избирательных усилителях, как правило, требует­
ся резкая зависимость коэффициента усиления от частоты,
поэтому в них обычно используются пентоды.
Рассмотрим зависимость сопротивления резонансного
контура от частоты:
-
1.,...(i)-c=- (j ro L + r)
1
-/ -.
ro-c=--- +j(i)L+r
(3.43)
Учитывая, что добротность применяемых в резонанс­
<uL
ных усилителях катушек Q = -- » 1, т. е. их активное
r
сопротивление значительно меньше индуктивного сопро­
тивления, можно пренебречь величиной r в числителе.
Тогда выражение (3.43) примет вид
L
-с-
(3.44)
-
1713 -

Как видно из выражения (3.44), сопротивление контура
Za зависит от частоты и достигает максимума на частоте
резонанса
VLC
(3.45)
на которой слагаемое
I
wL---= О.
u)с
На резонансной частоте сопротивление контура
становится чисто активным и равным
L
Za.рез =Rрез =с,·
(3.46)
При анализе резонансных усилителей важную роль
играет величина добротност~ контура
u)рез L
r
-
(t)peэCr
Q=
(3.47)
через которую может быть выражено резонансное сопро­
тивление контура:
L
Rрез=~
Q
-
QюрезL = Q2r.
(3.48)
Из равенств (3.42) и (3.44) легко может быть полу­
чено выражение для коэффициента усиления резонансного
усилителя:
К=
L
S-c-
r+i(l,)L-+c-)
Разделив числитель и знаменатель этого выражения
на r, получим соотношение
7-130
К=
L
s-г,
----,---=-------
-
I+ j(-1,)_L___I_)
r
u) Cr
S Rрез
-
---,------:-----,-,--
1+ j(-1,)_L__
_
1_) '
r
u) Cr
-
177 -
(3.49)

которое с учетом выражения для добротности (3.4 7) мож­
но представить в виде
SRpeз
/( = ______...;;._______
=
1+j( (1)L(!)рез
(!)рез )
r (!)рез
(!)рез (1) Cr
SRpeз
-----,---=------,,-- =
~
1
(1)
(!)рез '}
l~/Q -----
(!)рез
(1)
=
SRpeз
1+jQ(-'-
-
~)•
fрез
f
(3.50)
Модуль коэффициента усиления
/(=
SRpeэ
-v, + Q2 (-'-
-
~)2
•
{рез
f
(3.51)
Следовательно, максимум усиления достигается на ре­
зонансной частоте f = {рев, и коэффициент усиления ста-
новится действительной величиной:
.
Пример расчета избирательного
усилителя
(3.52)
Рассчитать оди1жаскадный избирательный усилитель на лампе
6Ж3П для усиления сигнала с частотой {рез = 500 кгц. Коэффици­
ент усиления Крез= 250 и полоса -пропускания 2дf 0 ,7 = 10 кгц.
Типовой режим лампы бЖЗП (по справочнику): Иао = 200 в,
lao=3ма,U9=100в,/9=2ма,Исо=-1,5в,S=5ма/в.
Расчет проводят в такой последовательности.
Рассчитывают параметры резонансного контура в анодной цепи
лампы, которые обеспечивают требуемую избирательность усили­
теля:
добротность контура
Q = 2Лf0,7
резонансное сопротивление контура
500-103
10.1оз =50;
Крез
250
Rрез= -S-= 5.ю-з
= 50-108 ОМ= 50 ком;
индуктивность катушки контура
Rрез
50-103
L= Q21tfpeз 50•21t,500·10З =0,32-IО-з гн=О,32 мгн;
-
178 -

емкость конденсатора контура
с=
1
= -,,...,,..,,_,.,,,.....,,..=----=-="'-:==
L (2 1С fреэ)2
О, 32, 10-3 (2 1С •500; 10В)2
= 310.10-12 Ф = 310 пф.
3 а м а ч а н и е. Если при расчете емкость конденсатора полу­
чится меньше 20-50 пф, то следует либо снизить коэффициент уси•
ления усилителя, либо применить лампы с большей крутизной,
так как при малых значениях емкости конденсатора колебательного
контура резонансная частота сильно зависит от нестабильной меж­
витковоi!. емкости катушки и междузлектродных емкостей лампы
(межвитковая емкость катушки обычно лежит в пределах 5-100 пф).
Активное сопротивление катушки контура
27' /рез L
21'•500, 1oa.o,32, IO-a
r=
Q=
50
::::::: 20 ом.
Учитывая также снижение добротности колебательного кон­
тура вследствие потерь в конденсаторе, целесообразно изготовить
катушку индуктивности с несколько меньшим сопротивлением:
Расчет цепи
r
r' = -=-=--= (13- 17) ом.
1,2-1,5
экранирующей сетки:
Rз__ Иао
-
И9 __ 200
-
100
-- -- = 50,108 ОМ= 50 l(OM,
/9
2, 10-з
10
10
Се:;;,. _2_1С_/р_е_эR-a - = 2 тс,500, 1os .50. 10s = 65 ' 1Q-12Ф = 65 пф.
Расчет цепи .автоматического смещения:
10
1,5
= ------= 300 ом,
(3 + 2),lo-s
10
= 2 1C•500,lQS,3QO-= 10-8ф= 10000 пф.
Сопротивление резистора утечки выбирается равным Rc =
=500 ком.
Вопрос. На рис. 3.51 пунктирной линией показана час­
тотная характеристика резонансного усилителя. Какой вид
· будет
иметь частотная характеристика при увеличении
добротности контура?
1. Кривая 1 на рис. 3.51 (n. 3.9.2).
2. Кривая 2 на рис. 3.51 (п. 3.9 .3).
3. Кривая 3 на рис. 3.51 (п. 3.9.4).
7•
-
179 -

3.9.2. Правильно. При увеличении добротности резо­
нансного контура возрастает коэффициент усиления на ре­
зонансной частоте и сужается полоса пропускания усили.­
теля.
Согласно выражению (3.48) резонансное сопротивле­
ние Rреэ с увеличением добротности возрастает, и коэффи­
циент усиления становится больше [см. (3.52)], т. е. час­
тотная характеристика проходит выше.
1(
J
fpe.1
f
Рис. 3.51. К вопросу п. 3.9.1
Полоса же пропускания избирательного усилителя 2Л/~
уменьшается при увеличении добротности резонансного
контура. Действительно, при частоте сигнала f, близкой
к резонансной частоте f рез•
~_ /рез ~/рез
-
Лf_l
-~
(З.бЗ)
f - /рез+Лf
/рез -
fрез '
поскольку Л / = 1f - fрез \ « fрез• С учетом отношения
(3.53) выражение для коэффициента усиления (3.51) при­
мет вид
SRpeз
V1+(2ЛfQ)2
/рез
К=
(3.54)
Тогда граничные частоты, на которых коэффициент уси­
ления уменьшится в у2 раз (примерно до О, 7 от _максималь­
ного значения Крез), определяется из условия
2Лfo,1Q
/рез - I,
(3.55)
-
180-

а полоса пропускания, соответствующая такому снижению
коэффициента усиления, будет равна
f
!рез
2л 0,7 = -Q-.
(3.56)
Поэтому при проектировании· усилителя с большой из­
бирательностью необходимо применять контуры с высокой
добротностью. На частотах от 1О кгц до 5 М гц легко могут
быть выполнены контуры с добротностью Q = 50-200,
а при использовании сердечников из специальных магнит­
ных материалов, например, феррита, добротность контуров
может достигать 500. На частотах выше 5 Мгц добротность
резонансных контуров снижается вследствие значительного
увеличения потерь в конденсаторах и потерь на вихревые
токи в проводах катушек, поэтому на этих частотах при­
ходится делать специальные усилители, использующие рас­
пределенные емкости. На низких частотах (f < 10 кгц)
не удается получить большое индуктивное сопротивление
катушки при малом активном сопротивлении. Для полу­
чения избирательных свойств в усилителях на низких час­
тотах используются избирательные RС-цепи.
Переходите к п. 3.9 .5 .
3.9.3. Вы правильно считаете, что при увеличении до­
бротности контура увеличится коэффициент усиления на
резонансной частоте. Однако то, что с увеличением доброт­
ности расширяется полоса пропускания усилителя, невер.
но. Действительно, при частоте усиливаемого сигнала f,
близкой к резонансной частоте, отношение -
1
1 может быть
рез
приближенно представлено в виде
f
!рез ~/рез-Лf_l
_
~(З53)
fрез=fрез+Лf~ fрез -
fрез• •а
С учетом этого соотношения выражение для коэффи­
циента усиления (3.51) примет вид
SRpeэ
/(=
- -;=====;::=::;::::::::::=:;:=-
.уI+(2Л/Q)
2
f рез
(3.54а)
Снижение коэффиuиента усиления по сравнению с мак·
симальным в V2 раз произойдет тогда, когла будет
выполняться равенство
2Л /Q
f
=l,
(3.55а)
рез
-
181 -

при этом ширина полосы пропускания оказывается равной
2Лf = f~э
(3.56а)
Следовательно, с увеличением добротности контура по­
лоса пропускания усилителя сужается.
Вернитесь к п. 3.9.1 и выберите правильный ответ.
3.9 .4 . Вы правильно считаете, что при увеличении до­
бротности контура полоса пропускания усилителя сужа­
ется. Но Вы не учли, что одновременно с этим возрастает
коэффициент усиления. Из выражения (3.52) видно, что на
резонансной частоте (f = f рез) коэффициент усиления про­
порционален резонансному сопротивлению Rрез· Но ве­
личина резонансного сопротивления контура Rрез возрас­
тает с увеличением добротности Q, в то время как выбран­
ная Вами частотная характеристика не отражает этого.
Иэ выражения (3.51) нетрудно видеть, что увеличение
коэффициента усиления с ростом добротности происходит
не только на резонансной частоте. Числитель этого выраже­
ния согласно (3.48) возрастает пропорционально квадрату
добротности, т. е. быстрее, чем знаменатель. Поэтому с
увеличением добротности коэффициент усиления должен
уве.J1ичиваться и на частотах, отличных от резощшсной.
Теперь Вам нетрудно будет выбрать правильный ответ
на вопрос п. 3.9 .1 .
3. 9 .5. Рассмотренный в п. 3.9.1 усилитель может хорошо
работать только на высокоомную нагрузку, сопротивление
которой гораздо больше резонансного сопротивления кон­
тура, т. е. Rн )) Rрез•
Нагрузку с меньшим сопротивлением необходимо под­
ключать по трансформаторной или автотрансформаторной
схеме (рис. 3.52) так, чтобы приведенное к обмотке контура
сопротивление нагрузки было значительно больше резо­
нансного сопротивления (R~ » Rреэ). В трансформатор­
ной схеме нагрузка подключается к специальной обмотке,
индуктивно связанной с контуром, а в автотрансформатор­
ной схеме нагрузка через конденсатор подключается к от­
воду от части обмотки катушки контура. Иногда низкоом­
ная нагрузка подключается к резонансному усилителю через
согласующий катодный повторитель.
Для получения большего усиления применяются много­
каскадные избирательные усилители, причем последующий
усилительный каскад может подключаться непосредственно
-
182-

к выходу предыдущего избирате,Тiьноrо усилительного кас­
када, схема которого приведена на рис. 3.49.
Аналогично работают и избирате.){ьные усилители на
полупроводниковых триодах. Простейший избирательный:
U6кIR
Рис. 3.52. Автотрансформаторное (а) и
трансформаторное (б) включение нагруз­
ки в избирательном усилителе
усилитель, выполненный по схеме с общим эмиттером, по­
казан на рис. 3.53.
Частотные характеристики полупроводникового изби­
рательного усилителя аналогичны характеристикам лампо­
вого усилителя. Однако в отличие· от ламповых усилителей
в многокаскадных полупроводниковых усилителях связь
между каскадами осуществляется, как правило, только по
трансформаторной: схеме. Это связано с тем, что входное
сопротивление усилительного каскада на полупроводнико­
вом триоде с общим эмиттером, как отмечалось в табл. 1.1,
-
183 -

лежит в пределах 100-1000 ом. Непосредственное шунти­
рование резонансного контура входным сопротивлением
следующего каскада привело бы к снижению его доброт­
ности до нескольких единиц. При трансформаторном вклю­
чении входное сопротивление следующего каскада, приве-
денное к первичной обмотке, R~x = Rвх ( :: )2 . Для
получения большего приведенного сопротивления R~x »
» Rреэ применяются понижающие трансформаторы с боль­
.-----------Ек
----,
~i,,,
116ш: iRн
:
.,..
___.J
Рис. 3 53. Схема полупровод•
никового иэбирательног~ уси­
лителя
шим отношением чисел
ВИТКОВ W1 )) W2,
Рассмотренные лампо­
вые и полупроводниковые
избирательные усилители
хорошо работают на ча­
стотах f >, 10 кгц. На
частотах ниже 1О кгц и осо­
бенно на частотах 400 и
50 гц, на которых работают
многие системы автомати­
ческого контроля и регу-
лирования, избирательные
усилители с резонансными контурами становятся слишком
громоздкими из-за больших габаритов катушек индуктив­
ностей и конденсаторов колебательных контуров. На этих
частотах не удается выполнить колебательный контур с
большой добротностью и, значит, надежно отделить полез­
ный сигнал от помехи.
На низких частотах обычно применяются избирательные
усилители, в которых отсутствуют резонансные контуры,
а избирательные свойства обеспечиваются включением час­
тотно-зависимых RС-цепочек в цепь обратной связи. Блок­
схема избирательного усилителя с RС-цепочкой, называе­
мой двойным Т-образным мостом, в цепи отрицательной
обратной связи приведена на рис. 3.54.
Можно показать [5], что коэффициент передачи двойно-
го Т-образного моста ~ = 1 и~:х \обладает резкой зависи­
мостью от частоты. При ro _. О
коэффициент передачи
~ _. 1, так как на очень низких частотах сопротивления
конденсаторов становятся очень большими и все напряже­
ние Ивых передается через «верхний» одинарный Т-образ­
ный мост (R; 2С; R) на вход усилителя. На очень высоких
-
184-

частотах при ro -+ оо коэффициент передачи ~ -+ 1 вслед­
ствие того, что сопротивления конденсаторов малы и все
выходное напряжение через «нижний» одинарный Т-об­
разный мост (С; R/2; С) передается на вход усилителя.
1
На частоте квазирезонанса Фрез == -ШГ- коэффициент
передачи ~=О, так как на этой частоте каждый из
к
li'
R
Рис. 3.54. Б.nок-схема избирате.nьноrG
уси.nите.nя с двойным Т-образным мостом
в цепи отрицате.nьной обратной связи
одинарных Т-образных мостов, из которых состоит двой­
ной Т-образный мост, имеет равные по абсолютной вели­
чине и противоположные по фазе коэффициенты передачи,
и их выходные напряжения взаимно компенсируются,
так что U1 =0. Зависимость коэффициента передачи двой­
ного Т-образноrо моста от частоты приложенного напря­
жения приведена на рис. 3.55 .
Принципиальная схема избирательного усилителя а
двойным Т-образным мостом приведена на рис. 3.56.
Здесь двойной Т-образный мост включен между анодом
и сеткой триода, на котором выполнен усилитель напря­
жения. В усилителе на пентоде, имеющем большое выход­
ное сопротивление, двойной Т-образный мост обычно под­
ключается через катодный повторитель.
Избирательные усилители часто выполняются на полу­
проводниковых триодах. Схемы их аналогичны схемам
ламповых усилителей. Однако следует иметь в виду, что
в них обязательно должны использоваться эмиттерные пов­
торители. Это обусловлено небольшой величиной вход­
ного сопротивления полупроводниковых усилителей.
-
185 -

Вопрос. На рис. 3.57 пунктирной: линией показана час­
тотная характеристика усилителя без обратной: связи.
Какой вид будет иметь частотная характеристика усили­
теля с двойным Т-образным мостом в цепи отрицательной:
обратной: связи?
Рис. 3.55. Частотная характе• Рис. 3.56. Принципиальная схема
ристика двойного Т-обраэноrо и эбирательноrо усилителя с двой-
моста
иым Т:обраэным мостом
f
Рис. 3.57. К вопросу п. 3.9.Б
1. Кривая 1 на рис. 3.57 (п. 3.9.6).
2. Кривая 2 на рис. 3.57 (п. 3.9.7).
3. Кривая 3 на рис. 3.57 (п. 3.9.8).
3.9.6 . Вы неправы. Вы считаете, что цепь обратной свя­
зи равномерно уменьшает коэффициент усиления усили­
теля на всех частотах.
Вы, очевидно, вспомнили раздел «Обратные связи в
усилителях», где в результате введения в цепь обратной
связи частотная характеристика становилась более
-
186 -

широкой и полоса пропускания увеличивалась. Если в
широкополосных усилителях расширение полосы про­
пускания улучшало показатели усилителя, то к избира­
тельным усилителям предъявляются совсем другие требо­
вания. Как было указано, эти усилители должны выде­
лять сигналы строго определенной частоты и подавлять
сигналы других частот. С этой целью в цепь обратной
связи включается частотно-зависимый четырехполюсник -
двойной Т-образный мост.
Вы помните, что коэффициент усиления усилителя с
отрицательной обратной связью равен
к
Ко.о = ...,.____,,...
(3.57)
I+~к·
Но коэффициент передачи ~ двойного Т-образного мое·
та, включенного в цепь обратной связи, резко изменяется
с частотой вблизи значения /=/рез, следовательно, должен
изменяться и коэффициент усиления /(.
Подумайте, каково будет это изменение, после чего
выберите правильный ответ в п. 3.9 .5.
3.9. 7 . Вы правильно считаете, что коэффициент усиле­
ния максимален вблизи резонансной частоты. Но коэффи­
циент усиления усилителя, охваченного отрицательной
обратной связью, равен
!(,,, с =
к
(3.57а)
Из рис. 3.55 видно, что коэффициент передачи ~ двой­
ного Т -образного моста на частоте квазирезонанса равен
нулю, а следовательно, коэффициент усиления должен быть
равен величине /(, т. е. коэффициенту усиления усилителя
без обратной связи. В то же время согласно выбранной
Вами частотной характеристике коэффициент усиления
на резонансной частоте превышает значение /(.
Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 3.9.8.
3.9 .8. Вы правильно выбрали вид частотной характе­
ристики избирательного усилителя с двойным Т -образным
мостом в цепи отрицательной обратной связи. Коэффици­
ент усиления /( такого усилителя выражается, как было
показано в п. 3.5 .6, через параметры усилителя и цепи
обратной связи следующим образом:
к
Ко.о= 1+~к,
(3.576)
где ~ - коэффициент передачи цепи обратной связи.
-
187 -

Анализируя это выражение, можно установить, что
при в~ 1 (т. е. при {u-o и {1)-+QO)
Ко.с= Ко ~I
1-f"Ко ~ '
а на частоте квазирезонанса при ~ = О
Ко.с=Ко))1.
(3.58)
Таким образом, коэффициент усиления на частоте
ffi рез остается равным К 0, так как на этой частоте обратная
связь отсутствует из-за того, что коэффициент передачи
двойного Т-образного моста равен нулю. На частотах,
отличных от резонансной, усилитель оказывается охва­
ченным отрицательной обратной связью, и его коэффи­
циент усиления уменьшается.
Избирательные усилители с двойным Т-образным мос­
том в цепи обратной связи хорошо работают на частотах от
единиц до десятков тысяч герц. Их избирательные свой­
ства зависят от коэффициента усиления усилителя К:
чем больше величина К, тем больше усиление полезного
сигнала частоты [рез по сравнению с низкими и высокими
частотами.
При использовании многокаскадных усилителей с не­
сколькими избирательными каскадами полоса пропускания
сужается, т. е. избирательные свойства становятся выше.
Избирательные RС-усилители могут быть выполнены с по­
лосой пропускания
2Лf0,7
fрез =100- 250'
(З.бSа)
т. е. они обладают эквивалентной добротностью Q=
= 100-250 и обеспечивают высокие избирательные свойства.
Следует отметить склонность избирательных усили­
телей к самовозбуждению, т. е. к возникновению незату­
хающих колебаний. Это происходит вследствие того, что
в результате фазовых сдвигов в цепи обратной связи и
самом усилителе обратная связь становится положитель­
ной и уси.1ите.пь переходит в генераторный режим. Особен­
но часто самовозбуждение наблюдается в многокаскадных
избирательных усилителях. Это ограничивает число кас­
кадов усилителя, а следовательно, и коэффициент усиления.
Переходите к изучению материала в гл. 4.
-
188 -

ГЛАВА 4
ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
§ 4.t. Общие сведения о применении эnектрических
вентиnей в выnрямитеnьных устройствах
4.1.1. Для выпрямления переменного тока используют­
ся различные типы электрических вентилей [2].
Выпрямительное устройство состоит обычно из транс­
форматора, одного или нескольких вентилей, сглаживаю­
щего фильтра, стабилизатора и нагрузки. Основными по­
казателями, характеризующими работу выпрямительных
устройств, являются: величины выпрямленных токов и
напряжений, к. п. д., соотношения между переменными и
постоянными составляющими выпрямленных токов и на­
пряжений, срок службы, допустимый диапазон рабочих
температур, вес и габариты выпрямительного устройства.
Эти показатели зависят от типа используемых вентилей и
от схемы выпрямителя.
В зависимости от условий работы и требований, предъ­
являемых к выпрямительным устройствам, в них могут
применяться те или иные электрические вентили.· Для
сопоставления электрических вентилей обычно используют­
ся следующие основные параметры:
1) предельно допустимое максимальное значение тока
вентиля в прямом направлении;
2) предельно допустимое среднее значение тока вентиля
в прямом направлении, характеризующее мощность, вы­
деляемую в вентиле, а следовательно, и его нагрев;
3) предельно допустимое обратное напряжение, кото­
рое вентиль может выдержать, сохраняя свои вентильные
свойства;
4) падение напряжения на вентиле или его сопротивле­
ние в прямом направлении при номинальном токе, опре­
деляющие к. п. д. выпрямительного устройства;
5) обратное сопротивление вентиля или величина об­
ратного тока при номинальном обратном напряжении;
6) коэффициент выпрямления, равный отношению ве-
1пр
Кв=-1
-;
обр
личин прямого и обратного тока:
7) срок службы вентиля;
8) предельно допустимая температура
среды.
-
189 -
окружающей

Электронные вентили (кенотроны) обычно
рассчитываются на сравнительно небольшие величины
токов (0,1-1,0) а. Предельно допустимые обратные на­
пряжения у кенотронов имеют весьма высокие значения
(до 220 кв). Кенотроны имеют относительно большие внут­
ренние сопротивления (сотни ом и единицы килоом).
Обратный ток кенотронов при обратном напряжении
бо.п:ьше 1 в практически равен нудю. Срок с,пужбы бо~тzь"
шинства кенотронов составляет 1-2 тыс. ч. Параметры
кенотронов практически не зависят от температуры и влаж­
ности окружающей среды.
Перечисленные характеристики кенотронов опред;·
ляют область применения их в выпрямительных устрои­
ствах. Кенотроны используются, как правило, в маломощ­
ных устройствах, рассчитанных на сравнительно большое
напряжение, но для которых к. п. д. выпрямителя не
имеет сущест-венного значения. Кенотронные выпрямители
могут использоваться в аппаратуре, работающей в тяжелых
климатических условиях.
Ионные вентили (газотроны, тиратроны и
ртутные вентили) рассчитаны на значительно б6льшие
токи, чем кенотроны, и на предельно допустимые обрат­
ные напряжения такого же порядка, как и у кенотронов.
Величину обратного тока ионных вентилей можно счи­
тать равной нулю. Срок службы газотронов и тиратронов
примерно такой же, как и у кенотронов. Ионные вентили
(особенно ртутные) не могут использоваться в условиях
больших изменений температуры окружающей среды. Диа­
пазон изменений рабочих температур у большинства ртут­
ных вентилей не должен превышать 40° -50° С.
Газотроны и тиратроны применяются обычно в выпря­
мительных устройствах средней мощности, рассчитанных
на токи 0,5-100 а и напряжения 200 в-20 кв. Стеклянные
и металлические ртутные вентили используются в выпря­
мительных устройствах очень большой мощности (от де­
сятков до тысяч киловатт). Ртутные вентили весьма эко­
номичны, их к.п.д достигает 0,99. Металлические ртут­
ные вентили применяются главным образом на тяговых под­
станциях электрических железных дорог. Стеклянные ртут­
ные вентили вытесняются в последнее время мощными
полупроводниковыми вентилями.
Очень большое распространение в выпрямительных
устройствах находят полупроводниковые
вен т ил и, особенно германиевые и кремниевые диоды.
-
190 -

В настоящее время отечествен~ая промышленность
выпускает большое ко.пичество по.1упроводниковых вен­
тилей, рассчитанных на широкий диапазон токов-от еди­
ниц миллиампер до сотен ампер. Значения сопротивлений
полупроводниковых вентилей в прямом направлении ле­
жат в диапазоне от О, 1 ом до 1 ком. Срок службы полупро­
водниковых вентилей составляет десятки тысяч часов.
Полупроводниковые вентили могут работать при сле­
дующих изменениях температуры окружающей среды:
меднозакисные ОТ -20 ДО +50° С, селеновые ОТ -40 ДО
+7-0° С, германиевые от -60 до +70° С и кремниевые
от -60 до +150° с.
Германиевые и кремниевые вентили являются самыми
перспективными, так как они обладают неоспоримыми
преимуществами по сравнению с другими типами вентилей.
Приведенные характеристики вентилей дают возмож­
ность определить их область применения, однако следует
иметь в виду, что выбор вентиля для выпрямительного
устройства связан такж:е с особенностями работы той или
иной схемы выпрямителя, а в ряде случаев и с типом филь­
тра, используемого в выпрямительном устройстве.
Вопрос. В чем заключается основное преимущество по­
лупроводниковых вентилей по сравнению с кенотронами,
газотронами и тиратронами?
1. У полупроводниковых вентилей значительно боль­
ше коэффициент выпрямления (п. 4.1.2).
2. У полупроводниковых вентилей больше предельно
допустимое обратное напряжение (п. 4.1 .3).
3. У выпрямителей, использующих полупроводниковые
вентили, выше коэффициент полезного действия (п. 4.1 .4).
4.1.2. Коэффициент выпрямления характеризуется отно­
lпр
шением прямого и обратного токов: К.0 = -
1-.
обр
Обратный ток в электронных и ионных вентилях практи-
чески равен нулю. В то же время в полупроводниковых
вентилях обратный ток имеет значительную величину.
Величина обратного тока полупроводникового вентиля
зависит от его типа и мощности, причем она существенно
возрастает с повышением температуры, что ограничивает
диапазон рабочих температур, при которых могут исполь­
зоваться полупроводниковые вентили. У точечных диодов
обратный ток составляет доли миллиампер, а у мощных
плоскостных диодов он достигает сотен миллиампер. Та­
ким образом, коэффициент выпрямления полупроводни-
-
191 -

ковых вентилей (диодов) значительно меньше, чем у элек­
тронных и ионных вентилей. Это является одним из недос­
татков полупроводниковых вентилей. Однако следует от­
метить, что для силовых выпрямителей велиqина коэф­
фициента выпрямления не имеет существенного зна­
чения.
Вернитесь к п. 4.1 .1 и выберите правильный ответ.
4.1 .3 . Предельно допустимые обратные напряжения кри­
сталлических диодов, как отмечалось при рассмотрении
свойств полупроводниковых вентилей в части I книги
«Основы промышленной электроники» [2], характеризуют­
ся следующими данными: для точечно-контактных диодов
U0б11 .доп=25-150 в, а ДЛЯ ПЛОСКОСТНЫХ ДИОДОВ Иобр.доп=
=Бu-600 в.
Что касается селеновых и меднозакисных вентилей,
то для них допустимые напряжения еще меньше: у селе­
новых вентилей Иобр.доп=20-25 в, а у меднозакисных вен­
тилей Иобр.доп=8-10 в. В то же время у электронных и
ионных вентилей предельно допустимые обратные напря­
жения лежат в диапазоне от сотен вольт до сотен кило­
вольт, т. е. значительно превышают допустимые обратные
напряжения полупроводниковых вентилей.
В тех случаях, когда допустимое обратное напряжение
полупроводникового вентиля меньше напряжения, кото­
рое необходимо выпрямлять, можно использовать два или
несколько вентилей, соединенных последовательно. Такие
полупроводниковые столбы, состоящие из нескольких по­
следовательно соединенных вентилей, могут выдерживать
напряжение в несколько киловольт.
Поскольку обратные сопротивления каждого вентиля
могут быть различными, величины обратных напряжений
на некоторых из них могут оказаться больше допустимых.
Для устранения этого параллельно каждому вентилю
подключаются резисторы с одинаковой величиной сопро­
тивления, несколько меньшей, чем обратные сопротивле­
ния вентилей.
Вернитесь к п. 4.1.1 и выберите правильный ответ.
4.1.4. Ващ ответ верен. Коэффициент полезного дейст­
вия выпрямителя равен отношению мощности, выделяемой
на нагрузке, к мощности, подводимой к выпрямителю.
У кенотронов, газотронов и тиратронов значительная мощ­
ность потребляется цепями накала, что существенно сни­
жает к. п. д. выпрямителей, использующих эти вентили.
Кроме того, кенотроны имеют относительно большие зна-
-
192 -

чения внутренних сопротивлений, поэтому их к. п. д.
значительно меньше, чем у ионных вентилей.
Полупроводниковые вентили благодаря отсутствию це­
пей накала являются весьма экономичными, их к. п. д.
значительно выше, чем у кенотронов, газотронов и тира­
тронов. Это является одним из основных преимуществ
полупроводниковых вентилей.
Переходите к § 4.2 .
§ 4.1. Одноnоnупернодная схема выпрямнтеnя
переменноrо тока
4.2.1. Простейшая схема выпрямителя переменного тока
состоит из одного вентиля, включенного последовательно
с нагрузочным резистором Rн (рис. 4.1), на котором co-
ia
Рис. 4 .1. Однополупериодна я схема
выпрямителя
здается выпрямленное напряжение. Очень часто выпрями­
тель содержит трансформатор, предназначенный для при­
ведения в соответствие приложенного переменного напря­
жения и1 с требуемой величиной выпрямленного напряже­
ния U8•
Для уяснения принципа действия такого выпрямителя
и получения основных соотношений, характеризующих его
работу, рассмотрим временные диаграммы напряжений и
токов, приведенные на рис. 4.2 .
Построение временнь,х диаграмм и последующий анализ
схемы выпрямителя на их основе сделаны при следующих
условиях: рассматривается случай чисто активной нагрузки,
а трансформатор и вентиль принимаются идеальными. Эти
допущения означают, что индуктивными сопротивлениями
рассеяния и активными сопротивлениями обмоток транс­
форматора, а также сопротивлением вентиля в прямом
направлении можно пренебречь, так как они малы по срав­
нению с сопротивлением нагрузки. С другой стороны, со-
-
193 -

противление вентиля в обратном направлении принимается
бесконечно большим, поэтому ток в цепи с вентилем при
обратной полярности приложенного напряжения можно
считать равным нулю. Кроме того, не учитываются потери
мощности в сердечнике трансформатора. Будем считать так­
же, что работа сердечника трансформатора происходит в
пределах линейного участка кривой намагничивания.
а)
б)
1
11
1
б).
i
~.,,~
1
1
1
Ua1
1
1
м
t
t
t
Рис. 4.2 . Временные диаграммы напряжений и
токов однополупериодноrо выпрямителя
Если приложенное к схеме выпрямителя напряжение и1
синусоидально, то и напряжение вторичной обмотки транс­
форматора и2 изменяется по синусоидальному закону
(рис. 4.2, а). Ток во вторичной цепи траисформатора про­
ходит лишь в положительный полупериод, когда напряже­
ние приложено к вентилю в прямом направлении, а в отри­
цnтельный полупериод он равен нулю. Таким образом,
ток la, проходящий через вентиль, состоит из положитель­
ных полуволн синусоиды (рис. 4.2, 6).
При принятых нами допущениях напряжение на вентиле
в положительный полупериод равно нулю, а в отрицатель-
-
194 -

ный - напряжению вторичной обмотки трансформатора.
Так как вентидь включен пос~педовательно с нагрузкой Rн,
то ток iн через нее проходит лишь в положительные полу­
периоды, и кривая напряжения на нагрузке состоит из по­
ложительных полуволн синусоиды (рис. 4.2, в). Поэтому
рассматриваемая схема и называется однополупериодной
схемой выпрямителя.
На основании приведенных временньrх диаграмм можно
получить соотношения между токами и напряжениями на
различных участках схемы выпрямителя. Наибольший ин­
терес представляют соотношения, позволяющие определить
основные параметры вентиля и коэффициент трансформа­
ции трансформатора.
В большинстве случаев при анализе и расчете схем вы­
прямителей исходными величинами являются действующее
значение напряжения И1 , а также средние значения вы­
прямленного тока / н и напряжения Ин. По этим значени­
ям тока и напряжения нужно определить основные величи­
ны, характеризующие работу вентиля: максимальное зна­
чение обратного напряжения И обр max, среднее / а.ер и
максимальное / amax значения токов вентиля и коэффициент
трансформации трансформатора.
Для определения коэффициента трансформации транс-
форматора k = ~ ~ uu1 необходимо установить соот-
w2
2
ношение между выпрямленными напряжением Ин и напря­
жением И2 вторичной обмотки трансформатора.Это соотно­
шение можно получить, определив среднее значение одно­
полупериодного выпрямленного напряжения:
"
Is
.
И2т V2U2
Ин=~ И2тSШIJ., dIJ.,
=-1t-=
7t
,
(4.1)
о
и И2 - соответственно амплитудное и действую­
щее значения напряжения вторичной обмот­
IJ.,=(J)t
Отсюда
ки трансформатора;
фазовый угол переменного напряжения.
7t
')12
Ин~ 2,22 Ин.
(4.2)
Как видно из рис. 4.2,б, максимальное значение обрат­
ного напряжения равно амплитудному значению напряже-
-
195 -

ния вторичной обмотки трансформатора. С учетом выраже•
ния (4.1) получим
(4.3)
Очевидно, что среднее значение тока вентиля равно
среднему значению выпрямленного тока:
(4.4)
а максимальное значение тока вентиля
И2т
1t Ин
lamax = °R;;- = °R:;- =
'1t fн.
(4.5)
Полученные соотношения позволяют правильно вы­
брать вентиль для рассматриваемой схемы выпрямителя.
При анализе работы реального трансформатора, исполь­
зуемого в однополупериодной схеме выпрямителя, следует
иметь в виду, что ток i2 , проходящий по вторичной обмотке
трансформатора, имеет постоянную составляющую. Вслед­
ствие этого сердечник трансформатора подмагничивается,
и его характеристики изменяются. В частности, из-за умень­
шения магнитной проницаемости сердечника индуктивность
обмоток трансформатора снижается, что приводит к росту
тока холостого хода, а следовательно, к снижению к. п. д.
трансформатора и всего выпрямительного устройства. Кро­
ме этого недостатка, рассмотренная схема выпрямителя
характеризуется большими пульсациями выпрямленного
напряжения.
Однополупериодная схема выпрямителя применяется
обычно в электрических цепях малой мощности (она пред­
назначается чаще всего для питания анодных цепей мало­
мощных усилителей), а также в измерительных схемах.
В качестве вентилей в однополупериодных схемах выпря­
мителей используются, как правило, кенотроны и полу­
проводниковые диоды.
Вопрос. Какова форма кривой тока в первичной обмотке
трансформатора однополупериодного выпрямителя при си­
нусоидальном приложенном напряжении?
1. Рис. 4.3 (п. 4.2.2)
2. Рис. 4.4 (п.4.2.3)
3. Рис. 4.5 (п.4.2.4).
4.2.2. Вы считаете, что кривая тока в первичной обмотке
трансформатора однополупериодного выпрямителя имеет
синусоидальную форму, если к выпрямителю приложено
-
196 -

синусоидалыюе напряжение. Давайте разберемся, так ли
это.
Из теории работы трансформаторов известно [4 ], что
ток первичной обмотки равен сумме тока холостого хода
трансформатора и приведенного значения тока вторичной
обмотки:
Рис. 4.3 . К вопросу п. 4.2 .1
Рис. 4.4 К вопросу п. 4. 2. 1
t
Рис. 4.5 . К вопросу п. 4.2 .1
Ток холостого хода трансформатора составляет обычно
несколько процентов от тока первичной обмотки трансфор­
матора, работающего в режиме, близком к режиму номиналь­
ной нагрузки. Таким образом, ток i1 в основном определя­
ется током вторичной обмотки трансформатора. Из преды-
-
197 -

дущего рассмотрения ясно, что ток во вторичной обмотке
несинусоидален, поэтому ток i1 также не может быть сину­
соидальным.
Подумайте еще раз, какую форму должна иметь кривая
тока i1 при синусоидальном приложенном напряжении, и
выберите правильный ответ.
4.2 .3 . В соответствии с теорией работы трансформаторов
ТОК ТТPPRUUJ.IГIU Г1/',МГ1Т1lU
где f0- ток холостого хода трансформатора;
i2 - приведенное значение тока вторичной обмотки
трансформатора.
Ток холостого хода, составляющий несколько процентов
от номинального тока первичной обмотки, синусоидален и
отстает по фазе на 90° от приложенного напряжения и1
(рис. 4.6). Ток i2 состоит из полуволн синусоиды.
Приведенный к первичной обмотке ток вторичной об-
мотки трансформатора i; численно равен переменной со­
ставляющей тока i2 , умноженной на ~ - Для пост рое ния
W1
кривой тока i; достаточно вычесть из тока i2 постоянную
составляющую, умножить мгновенные значения тока на
~ и изменить их знаки на противоположные (см. рис. 4.6).
W1
Сложив графически построенные таким образом кривые
токо(i; и i 0 , можно получить форму тока i1, изображенную
на рис. 4.4.
Вы выбрали правильный ответ, и можете переходить
к§4.3.
4.2.4 . Вы считаете, что кривая тока первичной обмотки
трансформатора в однополупериодной схеме выпрямителя
аналогична кривой тока вторичной обмотки трансформа­
тора. Это неправильно. Вы, очевидно, помните, что ток
первичной обмотки трансформатора равен сумме тока хо­
лостого хода и приведенного значения тока вторичной об­
мотки трансформатора:
.
l+,,
.
.
W:i
t1= 0
t2=t0- t2--.
W1
Ток холостого хода имеет синусоидальную форму. Для
получения тока i; необходимо из тока i2 вычесть постоян-
-
198 -

ную составляющую, полученную переменную составляю­
щую умножить на отношение чисел витков вторичной и
первичной обмоток трансформатора и изменить знаки мгно­
венных значений тока на противоположные. Если сложить
t
Рис. 4.6 . К комментарию п. 4.2.3
графически кривые токов i0 и i~ , то получ.ится форма то­
ка i1 , отличная от формы, изображенной на рис. 4.5.
Вернитесь к п. 4.2.1 и выберите правильный ответ.
§ 4.3. Двухnоnуnернодные схемы выnрямнтеnеМ
nеременноrо токв 1
Существуют две схемы двухполупериодных выпрями­
телей переменного тока: схема с выводом средней точки
вторичной обмотки трансформатора и мостовая схема.
4.3.1. Двухполупериодная схема вы­
п р ям и тел я с выводом средней точки
вторичной обмотки трансформатора
приведена на рис. 4.7.
Эта схема содержит два
вентиля, благодаря кото­
рым ток через нагрузку вы­
прямителя проходит каж­
дые полпериода. В тот
полупериод, когда потен­
циал точки а вторичной
обмотки трансформатора
положителен, а потенциал
точки 6 отрицателен отно­
сительно потенциала сред­
ней точки О, ток проходит
Рис. 4.7 . Двухполупериодная
схема выпрямителя с выводом
средней точки вторичной обмотки
трансформатора
через вентиль 1 и нагрузку Rн- Потенциал точки в, а сле­
довательно, и потенциалы катодов вентилей становятся
положительными относительно точки О. Так как по-
-
199-

тенциал анода второго вентиля отрицателен по отношению
к катоду, то в первый полупериод ток через него не про­
ходит. Между катодом и анодом второго вентиля возникает
обратное напряжение, равное напряжению иа6 в случае
идеальных вентилей, для которых Rпр = О и Rобр = оо.
В следующий полупериод ток проходит через вентиль 2
о)
Рис. 4.8 . Временные диаграммы напряжений и
токов двухполупериодного выпрямителя с выво­
дом средней точки вторичной обмотки траисфор-
матора:
а - папряженпil и токов вторично!! обмотки трансформаm­
ра; б - напряжения и тока вентиля; в
-
напряжения и 1'11 •
ка нагрузки
и нагрузку Rю причем по нагрузке ток проходит в том же
направлении, что и в предыдущий полупериод. При этом
обратное напряжение, равное и6а возникает на первом вен•
тиле.
Временнь1е диаграммы токов и напряжений на различ­
ных участках рассматриваемой схемы выпрямителя при­
ведены на рис. 4.8.
-
200-

Напряжения каждой из половин вторичной обмотки
трансформатора изменяются по синусоидальному закону,
а токи через них проходят поочередно кажлые полпериода
(рис. 4.8, а), так же как и токи вентилей ia,
Напряжение на вентиле Ua в проводящий полупериод
равно нулю, а в непроводящий - полному напряжению
вторичной обмотки трансформатора иаб (рис. 4.8, 6).
Графики изменения выпрямленного тока iн и напряже­
ния ин (рис. 4.8, в) наглядно показывают преимущество
этой схемы по сравнению с однополупериодной, так как
среднее значение выпрямленного ·тока / н в этой схеме в
два раза больше, чем в предыдущей при использовании
одних и тех же вентилей. Поскольку кривые токов вторич­
ной обмотки трансформатора состоят из полуволн синусои­
ды, причем в первый полупериод ток проходит по верхней
половине обмотки (см. рис. 4.7) в одном направлении, а
во второй полупериод - по нижней половине обмотки в
другом направлении, магнитный поток трансформатора
будет изменяться по гармоническому закону и подмаrни­
чивания сердечника трансформатора не произойдет.
Выведем основные соотношения, связывающие пара­
метры вентилей со средними значениями тока и напряжения
нагрузки.
Среднее значение выпрямленного напряжения для двух­
полупериодной схемы выпрямителя
1t
Ин= -
1
-
fU2msin rz d rz =
1t•
1t
1t
. (4.7)
о
Отсюда действующее значение напряжения одной по­
ловины вторичной обмотки трансформатора
И2=~Ин~1,11Ин.
(4.8)
2у2
Максимальное значение обратного напряжения
Иобрmах = Иабmах = 2U2m = 1tUн.
Среднее значение тока каждого вентиля
fa. ер =0,5/н•
а максимальное значение этого тока
/
И2m
1t Ин
157 /
ашах=~=2Rн=•н·
-
201.....,
(4.9)
(4.10)
(4.11)

Рассмотренная двухполупериодная схема выпрямителя
выгодно отличается от однополупериодной схемы меньшей
величиной пульсаций и в два раза большим значением тока
в нагрузке при использовании одного и того же типа вен­
тилей. Однако эту схему нельзя использовать без транс­
форматора, причем трансформатор обязательно должен
иметь вывод средней точки вторичной обмотки. Двухполу­
периодная схе:ма приrviеняется д.пя вu1пряrv1,т1епия переrviен­
ных токов величиной до 1 а при напряжениях 5-8 кв.
Чаще всего в таких выпрямителях используются двуханод­
ные кенотроны.
Вопрос. На нагрузке двухполупериодного выпрямителя
с выводом средней точки вторичной обмотки трансформатора
требуется получить ту же величину выпрямленного напря­
жения Ин, что и в однополупериодном выпрямителе. Что
произойдет при этом в двухполупериодном выпрямителе?
1. Меньше будет величина обратного напряжения на
вентиле (п. 4.3.2).
2. Меньше будет среднее значение тока, проходящего
через вентиль (п. 4.3.3).
3. Больше будет максимальное значение выпрямленно­
ного тока (п. 4.3.4).
4.3.2. Вы полагаете, что величина обратного напряже­
ния на вентиле в двухполупериодной схеме выпрямителя
с выводом средней точки вторичной обмотки трансформатора
меньше, чем в однополупериодном выпрямителе при одном
и том же выпрямленном напряжении Ин, Это неправильно,
в чем нетрудно убедиться, сравнив выражения (4.3) и (4.9),
связывающие максимальное обратное напряжение на вен­
тиле Иобрmах с величиной выпрямленного напряжения Ин.
Из этих выражений видно, что для обеих схем выпрямления
максимальное значение обратного напряжения в л раз
больше выпрямленного напряжения. Это является сущест­
венным недостатком рассмотренных схем выпрямителей,
так как для них приходится выбирать вентили, рассчитан­
ные на большие значения обратного напряжения.
Вернитесь к п. 4.3.1 и выберите правильный ответ.
4.3.3. Действительно, в двухполупериодном выпрями­
теле напряжение на нагрузке создается током, поочередно
проходящим то через один, то через другой вентиль. Бла­
годаря этому среднее значение тока, проходящего через
вентиль двухполупериодного выпрямителя, в два раза
меньше выпрямленного тока, проходящего через нагрузку,
т. е. / а.ер = 0,5 / н• В схеме же однополупериодного выпря-
-
202 -

мителя среднее значение тока вентиля равно выпрямленно­
му току в нагрузке, т. е. ia.cp = iн. Таким образом, при
одинаковом выпрямленном напряжении на нагрузке сред­
нее значение тока вентиля в двухполупериодном выпря­
мителе в два раза меньше, чем в однополупериодном вы­
прямителе.
Переходите к п. 4.3 .5 .
4.3.4 . Чтобы выяснить, является ли этот ответ правиль­
ным, рассмотрим временнь1е диаграммы выпрямленных
Рис. 4.9 . Мостовая двухполупериод­
ная схема выпрямителя
токов и напряжений, приведенные на рис. 4.2, в для одно­
полупериодноrо выпрямителя и на рис. 4.8, в для двухпо­
лупериодного выпрямителя. Из этих диаграмм, а также из
выражений (4.1) и (4.7) видно, что максимальные значения
выпрямленных напряжений и токов в схеме однополупе­
риодноrо выпрямителя в :n: раз, _а в схеме двухполупериод-.
ноrо выпрямителя в :n:/2 раз больше соответственно Ин
и / н· Таким образом, при одинаковом выпрямленном на­
пряжении на нагрузке максимальное значение выпрямлен­
ного тока больше в однополупериодном, а не в двухполу­
периодном выпрямителе. Это говорит о том, что пульсации
выпрямленного тока в однополупериодном выпрямителе
больше, чем в двухполупериодном выпрямителе.
Вернитесь к п. 4.3.1 и выберите правильный ответ.
4.3.5.Мостовая двухполупериодная
охема выпрямителя (рис.4.9)содержитдвепа­
ры вентилей, включенных по схеме четырехплечноrо моста.
Каждая пара вентилей пропускает ток поочередно. В по­
лупериод, соответствующий указанным на схеме направле­
ниям напряжения, ток проходит через вентиль 1, нагруз­
ку Rн и вентиль 3. Аноды вентилей 2 и 4 в этот полупериод
имеют отрицательный потенциал по отношению к катодам,
и ток через эти вентили не проходит. В следующий полу-
-
203-

период ток будет проходить через вентиль 2, нагрузку Rн
и вентиль 4, причем направление тока в нагрузке будет
таким же, как и в предыдущий полупериод.
Временньrе диаграммы напряжений и токов для мостовой
схемы выпрямителя приведены на рис. 4.10.
Совершенно очевидно, что ток в первичной и вторичной
обмотках трансформатора будет синусоидальным, если при-
Рис. 4.10. Временные диаграммы напряжений
и токов для мостовой схемы двухполупериод•
иого выпрямителя:
а - напряжения и тока вторичной обмаrки rрансферма
ropa; б - напряжения и тока венти.пщ в
-
вапряженвя
и тока ваrрузки
ложенное напряжение и1 синусоидально (рис. 4.10, а).
Напряжение на вентиле в непроводящий полупериод рав­
но и2 (рис. 4.10, 6). Кривые тока вентиля, тока и напряже­
ния на нагрузке (рис. 4.10, 6 и в) имеют такой же вид, как
и кривые соответствующих токов и напряжений для схемы
с выводом средней точки вторичной обмотки трансформато­
ра (см. рис. 4.8, 6 и в).
Соотношения между токами и напряжениями для мос­
товой схемы выпрямителя определяются очень легко.
-
204 -

Отношение действующего значения напряжения вто­
ричной обмотки к среднему значению выпрямленного на­
.
пряжения равно коэффициенту формы синусоидального
напряжения, поэтому
И2=
- -~: :J Ин~ 1,IIUн.
2v2
(4.12)
Максимальное значение обратного напряжения на вен­
тиле равно амплитудному значению приложенного напря­
жения, так как в один из по.1упериодов, когда ток проходит
через вентили 1 и 3, вентили 2 и 4 оказываются включенны­
ми параллельно и к ним приложено напряжение и2, а в дру­
гой полупериод напряжение U2 приложено к параллельно
включенным вентилям 1 и 3. Таким образом,
Иобрmах = И2т = v2 И2 = -i - и~ 1,57Uн, (4.13)
Среднее значение тока вентиля
Za. ер =0,5fн,
(4.14)
а максимальное значение тока вентиля
(4.15)
Приведенные соотношения показывают, что мостовая
схема выпрямителя обладает хорошими свойствами. В это~
схеме обратное напряжение меньше по сравнению с пре­
дыдущей, поэтому выпрямленное напряжение может быть
в два раза больше, чем в предыдущей схеме при исполь­
зовании одинаковых вентилей. В мостовой схеме трансфор­
матор не имеет средней точки, а в некоторых случаях, когда
не нужно согласовывать величины приложенного и выпрям­
ленного напряжений, возможно использование мостовой
схемы выпрямителя без трансформатора. Мостовые схемы
выпрямителей широко применяются в измерительных уст­
ройствах и устройствах промышленной электроники не­
б9льшой мощности. Недостатком мостовой схемы выпря­
мителя является необходимость использования четырех
вентилей.
Вопрос. Какой из трех типов вентилей (конотрон, газо­
трон или полупроводниковый диод) наиболее целесообразно
использовать в мостовой схеме выпрямителя?
1. Кенотрон (п. 4.3 .6).
-
205 -

2. Газотрон (п. 4 .3 .7).
3. Полупроводниковый диод (п. 4 .3 .8).
4.3 .6. Это неверно. Во-первых, вследствие того, что
кенотроны имеют большое внутреннее сопротивление,
а в мостовой схеме выпрямителя в проводящий полупериод
ток проходит одновременно через два вентиля, на которых
создается довольно большое падение напряжения. Во-вто­
рых, вследствие того, что катоды четырех кенотронов, вклю­
ченных в мостовую схему выпрямителя, находятся под раз­
ными потенциалами, отличающимися на величину прило­
женного напряжения. Поэтому при использовании кенотро­
нов цепи накала должны питаться от отдельных обмоток
трансqюрматора.
Вернитесь к 4.3.5 и выберите правильный ответ.
4.3. 7. Газотроны нецелесообразно использовать в мос­
товой схеме выпрямителя, так как при этом возникают
трудности с питанием цепей накала. Дело в том, что катоды
газотронов, включенных в мостовую схему выпрямителя,
находятся под разными потенциалами, отличающимися на
величину приложенного напряжения, а эта величина может
быть значительной. Поэтому в случае газотронов цепи на­
кала должны питаться от отдельных обмоток трансформа­
тора.
Вернитесь к 4.3.5 и выберите правильный ответ.
4.3.8. Вы правильно считаете, что в мостовой схеме вы­
прямителя наиболее целесообразно использовать полупро­
водниковые диоды. Применение в этой схеме кенотронов и
газотронов сопряжено о определенными трудностями пи­
тания цепей накала. Дело в том, что катоды вентилей,
включенных в мостовую схему выпрямителя, могут нахо­
диться под разными потенциалами, отличающимися на
сравнительно большую величину приложенного напряже­
ния. Действительно, в полупериод, когда ток проходит
через вентили / и 3, катод вентиля 3 находится под потен­
циалом нижнего зажима вторичной обмотки трансqюрмато­
ра, а катоды всех остальных вентилей - под потенциалом
верхнего зажима вторичной обмотки трансформатора. В
другой полупериод, когда ток проходит через вентили 2
и 4, катод вентиля 4 находится под потенциалом верхнего,
а катоды других венти.~1ей - под потенциа.1юм нижнего
зажима вторичной обмотки трансформатора. Поэтому в
случае кенотронов и газотронов цепи накала должны пи­
таться от отдельных обмоток трансqюрматора. При исполь­
зовании полупроводниковых диодов таких :затруднений не
-
206-

возникает. Кроме того, наличие полупроводниковых дио­
дов в мостовой схеме выпрямителя, содержащей четыре
вентиля, целесообразно и с экономической точки зрения,
так как полупроводниковые вентили значительно дешевле
кенотронов и газотронов, рассчитанных на ту же мощность.
Переходите к § 4.4 .
§ 4.4. Выnр1митеnи с реrуnируемым выnр1мnенн111м
н1nр1жением
4.4. 1. В некоторых случаях на практике требуется плав­
ное регулирование величины выпрямленного напряжения
или тока. Такое регулирование может осуществляться с
помощью реостатов или потенциометров, включенных в
цепь переменного или выпрямленного тока. Однако подоб­
ный метод регулирования тока в нагрузке очень незконо­
мичен, так как значительная часть мощности при этом рас­
ходуется в регулировочном элементе. Для повышения к.п.д.
выпрямительного устройства вместо переменного резистора
в качестве регулировочноrо4лемента можно использовать
дроссель, включенный в цепь переменного напряжения.
Изменяя величину индуктивности дросселя, например, с
помощью подмагничивания его сердечника, можно плавно
менять величину напряжения на обмотках трансформатора,
а следовательно, и величину выпрямленного тока. Но и
при этом методе регулирования неизбежны определенные
потери мощности в регулировочном элементе - дросселе.
Наиболее удобным и экономичным, а поэтому и наиболее
распространенным выпрямительным устройством с регу­
лируемым выпрямленным напряжением является управ­
ляемый выпрямитель, в котором используется тиратрон или
тиристор.
Схема включения тиратрона в цепь переменного напря­
жения показана на· рис. 4.11.
Рис. 4.11. Схема управляемого выпря­
мителя с использованием тиратрона
-
207-

Как известно [21, сеточное напряжение, при котором
происходит зажи'гание тиратрона, зависит от анодного
напряжения. Эта зависимость Ис.заж = f(Ua) называется
характеристикой зажигания (рис. 4.12).
При использовании тиратрона для выпрямления пере­
менного напряжения важной характеристикой является пус­
ковая характеристика Ис.заж = f(t), соответствующая пе­
ременному синусоида.т~ьному анодному напряжению Ua,
Харонтеристина за111ига·
ния тиратрона
t
Рис. 4.12 . Построение пусковой характеристики ти­
ратрона
На рис. 4.12 показано построение пусковой характеристики
с помощью характеристики зажигания тиратрона.
Как видно из этого рисунка, зажигание тиратрона при
отсутствии сеточного напряжения происходит в момент
времени /1 . Начиная с этого момента и до конца положитель­
ного полупериода приложенного напряжения через тират­
рон и нагрузку Rн (см. рис. 4.11) проходит ток. Если к
сеточной цепи тиратрона подвести отрицательное постоянное
напряжение Исо, то тиратрон зажжется в момент времени t2,
Из рис. 4.12 видно, что изменением величины сеточного
напряжения Исо можно управ.т1ять моментом зажигания
тиратрона. Очевидно, что среднее значение выпрямленного
тока и напряжения при этом будет изменяться. Такой спо­
соб регулирования выпрямленного напряжения является
весьма экономичным, так как потребление мощности в се-
-
208 -

точной цепи ничтожно мало. Однако управление моментом
зажигания тиратрона с поrviощью постоянного напряжения
имеет существенные недостатки.
Во-первых, изменением постоянного сеточного напряже­
ния можно регулировать момент зажигания тиратрона лишь
в пределах четверти периода, т. е. угол управления а (см.
рис. 4.12) может изменяться только от О до 90°, а среднее
значение выпрямленного напряжения - только в два раза.
и,"
t
а ~...:.ц+-+4---~--___..---.--
llco t--";~=~
t
•
-++-<.-
Рис. 4.13. Фазовый метод регулирования сред­
него значения выпрямленного напряжения
Во-вторых, поскольку пусковая характеристика
Ис.эаж = r>(t) у реальных тиратронов имеет некоторый раз­
брос (см. пунктирные кривые на рис. 4.13), при постоянном
напряжении Исо момент зажигания тиратрона может про­
извольнЬ изменяться в некотором интервале времени t;- t;.
Такой разброс моментов зажигания тиратрона приводит
к нестабильности величины выпрямленного напряжения,
что весьма нежелательно.
Увеличения стабильности работы тиратронного выпря­
мителя можно добиться путем использования переменного
напряжения в сеточной цепи. Благодаря тому что кривая
переменного напряжения Ис (см. рис. 4.13) пересекает пус­
ковую характеристику Ис-эаж = r>(t) под большим углом,
интервал времени Л t, ограничивающий разброс моментов
зажигания тиратрона, значительно меньше, чем при по­
стоянном сеточном напряжении. Изменяя угол сдвига
фаз между анодным и сеточным напряжениями, можно ре-
8-130
-
209 -

гулировать угол управления а. в пределах от О до 180°,
что соответствует изменению выпрямленного напряжения
от наибольшего значения до нуля. Среднее значение вы­
прямленного напряжения в этом случае может быть найде­
но из выражения
~
Ucp = -h-- SUm slnrot d(ro t) =
~: (1 +cosa). (4.161
~
Изменение фазы сеточного напряжения осуществляется
чаще всего с помощью мостовой схемы фазовращателя
(рис. 4J4, а), состоящей из трансформатора, конденсато-
а)а
~----.
и,
~---..---:~а
,....... _____,,
с
ь
Рис. 4.14 . Мостовая схема фазовраща­
теля (а) и его векторная диаграмма (б)
ра С и переменного резистора R. Из круговой векторной
диаграммы (рис. 4.14, 6), построенной для этой схемы,
видно, что при изменении сопротивления резистора R
фаза напряжения ucv• поступающего с фазовращателя в
сеточную цепь тиратрона, может изменяться от О до 180°.
В то же время величина напряжения остается неизменной,
так как годографом вектора этого напряжения является
окружность.
В некоторых случаях используется импульсный метод
регулирования выпрямленного напряжения. Сущность это­
го метода заключается в том, что тиратрон заперт отрица­
тельным сеточным напряжением Исо (рис. 4.15), а зажига­
ние тиратрона осуществляется с помощью кратковременных
прямоугольных импульсов Ис. имп, поступающих в его
сеточную цепь. Выпрямленное напряжение регулируется
изменением времени Т (см. рис. 4.15) прихода положитель­
ных прямоугольных импульсов.
-
210 -

Регулирование выпрямленного напряжения с исполь­
зованием тиратронов может применяться как в однополу­
периодных, так и в двухполупериодных схемах выпрями­
телей.
Вопрос. В чем преимущество импульсного метода регу.
лирования выпрямленного напряжения по сравнению с
методом регулирования переменным сеточным напряже.
нием?
1. Импульсный метод уве- и, L
личивает стабильность вы­
прямленного
напряжения
(п. 4.4 .2).
2. Импульсный метод яв­
ляется более экономичным
(п. 4.4.3).
t
3. При импульсном методе О ~~,,-L-----~---
уменьшаются пульсации вы-
прямленного
напряжения
(п. 4.4.4).
и.
4.4 .2 . Импульсный метод - со
управления тиратроном дей­
:твительно увеличивает ста­
Sильность выпрямленного
:1апряжения. Зажигание ти­
Jатрона при зтом происходит
Рис. 4.15. Импульсный метод
регулирования среднего зна•
чения выпрямленного наnря•
жения
з строго фиксированный мо-
11:ент времени t1 (см. рис. 4.15) прихода импульса неза­
шсимо от разброса пусковых характеристик. Разброс
,юментов зажигания тиратрона практически отсутствует
~аже при существенном разбросе характеристик зажи­
'ания. Стабильность работы тиратронного выпрямите-
1я при импульсном методе управления весьма высокая, но
юскольку схема выпрямительного устройства в этом слу­
rае получается довольно сложной, такой метод регулиро­
шния выпрямленным напряжением применяется реже,
rем фазовый метод управления о помощью переменного
:еточного напряжения.
Переходите к п. 4.4 .5 .
4.4.3. На первый взгляд кажется, что импульсный метод
rправле~ия тиратроном является более экономичным по
~равнению с методом управления при помощи переменного
:еточного напряжения. Однако на самом деле, мощность,
ютребляемая сеточной цепью тиратрона от источника уп­
)авляемого напряжения, очень незначительна. Она опре-
-
211 -

деляется величиной сеточного тока, проходящего в основ­
ном в период, соответствующий существованию дугового
разряда в тиратроне, т. е. после его зажигания. Величина
этого тока не зависит от метода управления тиратроном.
Для уменьшения сеточного тока, а следовательно, мощ­
ности, затрачиваемой на управление, в сеточную цепь ти­
ратрона включают специальный резистор Rc с большим
сопротивленисtvI (см:. рис. 4.11).
Вернитесь к п. 4.4 .1 и выберите правильный ответ.
4.4 .4 . Пульсации выпрямленного напряжения зависят
в основном от угла управления а (см. рис. 4.12), т. е. от
времени, в течение которого через тиратрон проходит ток.
Если угол управления а = О, то форма выпрямленного
напряжения соответствует форме напряжения на нагрузке
однополупериодного выпрямителя, т. е. импульсы напря­
жения при этом соответствуют положительным полуволнам__
синусоиды. При увеличении угла управления форма им­
пульсов выпрямленного напряжения изменится. Конечно,
при этом изменятся и пульсации выпрямленного напряже­
ния, которые зависят лишь от угла управления и не зависЯ1
от метода управления тиратроном. Вы, вероятно, имели r
виду, что импульсный метод увеличивает стабильносп
выпрямленного напряжения, а это в свою очередь приводи~
к уменьшению пульсаций. Действительно, нестабильносп
величины выпрямленного напряжения, обусловленная раз
брасом пусковых характеристик тиратрона, приводит пр~
фазовом методе управления тиратроном с помощью пере
менного сеточного напряжения к дополнительным пульса
циям. Однако когда говорят о пульсациях выпрямленноп
напряжения, имеют в виду гармонические составляющю
напряжения, величина которых полностью обусловлеш
формой выпрямленного напряжения.
•
Вернитесь к п. 4.4 .1, выберите правильный ответ и озна
комьтесь с комментариями к этому ответу.
4.4 .5 . Помимо рассмотренной однополупериодной схем~
выпрямителя, на практике широко применяются двухполу
периодные выпрямители с регулируемым выпрямленнш
напряжением. Схема такого выпрямителя, собранного н,
двух тиратронах, приведена на рис. 4.16, а.
Изменение фазы сеточного напряжения с це.11ью управ
ления моментом зажигания тиратронов осуществляете:
путем изменения сопротивления резистора R в мостово1
схеме фазовращателя, состоящего из вторичной обмотю
трансформатора, конденсатора С и переменного резисте
-
212 -

ра R. Сеточные напряжения двух тиратронов, сдвинутые
относите.11ьно друг друга на 180°, снимаются с резисторов R1
и R2. На рис. 4.16, б приведены осциЛJюграммы выпрямлен­
ного напряжения и тока при активной нагрузке лвух-
полупериодного
выпрямителя
для некоторого значения угла
!f __!!:::___ f
управления а. Нетрудно видеть,
~
что среднее значение выпрямлен­
ного напряжения в двухполу­
периодном выпрямителе при од­
ном и том же значении а в два
раза больше, чем в однополупе-
риодном выпрямителе.
яс
В настоящее время в выпря­
мителях с регулируемым выпря­
мленным напряжением все чаще
используются тиристоры вместо
тиратронов, особенно в схемах
низковольтных выпрямителей.
Напомним [2], что тиристор
~
представляет собой полупровод- ! ~ ~
никовый прибор с тремя
)
р-п-переходами (рис. 4.17).
а
f;
о)
Рис. 4.16. Схема двухполупериодного выпрямителя
с регулируемым выпрямленным напряжением (а) и
временные диаграммы напряжений и токов (б)
Вольтамперные характеристики тиристора при различ­
ных значениях тока управления ly приведены на рис. 4.18.
Из приведенных характеристик видно, что каждому зна­
чению тока управления соответствует определенное зна­
чение напряжения включения Ивкл· Под напряжением
-
213 -

включения понимают такую величину анодного напряже-
ния И а, при которой начинается лавинообразное нараста-
ние тока в тиристоре. Если последовательно с тиристором
включен резистор Rа (см. рис. 4.17), то лавинообразное
Р,
нарастание тока приводит к
резкому перераспределению на­
пряжения между_ тиристором и
резистором, в результате чего
напряжение на тиристоре сни­
жается до величины порядка
0,5-1 в, и практически все на­
пряжение оказывается прило­
женным к резистору. При обрат-
ной полярности приложенного
напряжения ток тиристора имеет
очень небольшую величину, и __ .
напряжение на резисторе Rа
практически равно нулю.
При использовании тиристо­
ров обычно применяется им­
пульсный метод регулирования
выпрямленного напряжения. При этом методе регулиро­
вания к управляющим электродам тиристоров подводятся
импульсы тока управления / у, осуществляющие включение
тиристоров в соответствующие моменты времени.
На рис. 4.19 приведена одна из возможных схем двух­
полупериодного выпрямителя на тиристорах.
Рис. 4.17. Структурная
схема тиристора
а
Рис, 4.18. Вольтампериые характеристики тиристора
-
214-

В этой схеме управляющие импульсы для·цепей управ­
ления тиристоров создаются на вьiходе специального уст­
ройства, собранного на двух полупроводниковых триодах.
На входы этих триодов между эмиттером и базой подается
напряжение, снимаемое с мостовой схемы фазовращателя.
Благодаря диодам Д1 и д2, включенным на выходе фазо-
Рис. 4.19. Схема двухполупериодного
управляемого выпрямителя из тиристорах
вращателя, на входы полупроводниковых триодов посту­
пают лишь положительные полуволны синусоидального
напряжения. Питание усилителей на полупроводниковых
триодах осуществляется от выпрямителя, собранного по
мостовой схеме. Форма кривой напряжения на выходе уси­
лителей имеет вид трапеции, так как на их входы подается
ншряжение довольно большой величины. Выходные напря­
жения усилителей дифференцируются с помощью цепо­
qек R1C1 и R2C2. Благодаря диодам Д3 и Д4 в управляю-
-
215-

щие цепи тиристоров поступают лишь положительные им­
пульсы. Время прихода этих импульсов регулируется пе­
ременным резистором R мостового фазовращателя. Форма
напряжения на нагрузке рассмотренного двухполупериод­
ного выпрямителя на тиристорах имеет такой же вид, как
и форма выпрямленного напряжения, приведенного на
а
,,
k
Рис. 4.20. К вопросу п. 4.4 .5
3. Рис. 4.23 (п. 4.4.8).
4. Рис. 4.24 (п. 4.4.9).
рис. 4.16, б.
Вопрос. Какова будет
форма кривой напряжения
u31,
на тиристоре 1
(рис.4.20) в схеме двухполу­
периодного выпрямителя
при синусоидальном при­
ложенном напряжении для
угла управления а = 90q,
если напряжение на вклю- --
ченном тиристоре считать
равным нулю?
1. Рис. 4.21 (п. 4.4 .6).
2. Рис. 4.22 (п. 4.4.7).
4.4 .6. На первый взгляд может показаться, что такую
необычную форму, как на рис. 4.21, не может иметь кривая
напряжения на тиристоре. Но анализ работы двухполу­
периодного выпрямителя показывает, что !{ривая напряже­
ния Uак имеет именно такую форму. В этом нетрудно убе­
диться. В соответствии с принятыми на рис. 4.20 направле­
ниями напряжений напряжение на тиристоре 1
Так как при а = 90° в первую четверть периода напря­
жение на нагрузке ин = О, то Иак = Uza• Во вторую чет­
верть периода ин = И2а, поэтому Иак = О. В третью- чет­
верть периода ин = О и обратное напряжение на тиристоре
равно напряжению Uza• В четвертую четверть периода,
когда включается тиристор 2 и потенциал катода тиристо­
ра 1 становится равным потенциалу точки Ь, все напряже­
ние вторичной обмотки трансформатора, в два раза боль­
шее и2а, оказывается приложенным к тиристору 1.
Вы правильно определили форму кривой напряжения
на тиристоре в двухполупериодном выпрямителе. Теперь
найдите правильный ответ на следующий вопрос.
-
216-

\\
\
\
Рис. 4.21 . К вопросу п. 4.4 .5
Рис. 4.22 . К вопросу п. 4.4.5
\
\
\
\
Рис. 4.23. К вопросу п. 4.4.5
Рис. 4.24. К вопросу п. 4.4 .5
t
t
t

Вопрос. Чему равно среднее значение выпрямленного
напряжения на нагрузке двухполупериодного выпрямителя
(см. рис. 4.20) при а = 90°, если действующее значение
напряжения на вторичной обмотке трансформатора Иаь =
-
1000 в?
1. Ин= 450 в (п. 4.4.10).
2. Ин = 225 в (п. 4.4.11).
n
тr
1 r-A
~
,_
АА1n,
. :>. Ин= 10V l:J \11,
' t, 't .i~J.
4.4. 7 . Кривая напряжения на тиристоре 1 двухполупе­
риодного выпрямителя действительно может иметь форму,
приведенную на рис. 4.22, но только не при а = 90°. По­
скольку напряжение Uак в течение всего положительного
полупериода приложенного напряжения и 2 а равно нулю,
это означает, что тиристор 1 (см. рис. 4.20) включен в те­
чение всего этого времени, что соответствует а = О. В от­
рицательный полупериод напряжения и 2а тиристор 1 вы- -
ключен, а тиристор 2 при а = О включен в течение всего
этого полупериода. При этом потенциал катода тиристора 1
равен потенциалу точки Ь и обратное напряжение на ти-
ристоре 1 равно напряжению иаь· .
Поскольку Вы выбрали форму кривой Uак, не соответ­
ствующую а= 90°, Вам следует вернуться к п. 4.4.5 и
найти правильный ответ.
4.4 .8. Кривая напряжения на тиристоре Uак в положи­
тельные полупериоды напряжения и2а действительно имеет
форму, изображенную на рис. 4.23.
В этом легко убедиться, записав уравнение по второму
закону Кирхгофа для схемы двухполупериодного выпря­
мителя (см. рис. 4.20):
Uак=И2а- Ин•
В первую четверть полупериода при а = 90° наriряже•
ние ин = О, поэтому Uак = Uza, а во вторую четверть пери­
ода тиристор 1 включен и напряжение на нем равно нулю.
Кривая обратного напряжения на тиристоре имеет другую
форму, и в этом заключается Ваша ошибка.
Вернитесь к п. 4.4.5, проанализируйте работу двухпо­
лупериодного выпрямителя и найдите правильную форму
кривой напря~ения на тиристоре.
4.4 . 9. Форма кривой напряжения на тиристоре в поло­
жительный полупериод приложенного напряжения и2а
соответствует действительности (рис. 4.24). А вот будет ли
в отрицательный полупериод напряжение на тиристоре
Uак = Uаь? Такая форма кривой обратного напряжения на
-
218-

тиристоре действительно будет иметь место в двухпо.11упе­
риодном выпрямите.1е, но тодько при v: = О, а не при
а = 90°. Вернитесь к п. 4.4.5, проанализируйте еще раз
работу двухполупериодного выпрямителя и выберите пра­
вильный ответ.
4.4. 10. Вы ошибаетесь, считая, что при Иаь = 1000 в
напряжение на нагрузке Ин = 450 в. ВыпрЯ!'.шенное на­
пряжение, к сожалению, будет значительно меньше. Оно
было бы таким, если бы угол управления а был равен нулю,
а не 90°. При а. = 90 иаnряжение Ин= 450 в, когда
И2а = 1000 в.
Теперь, когда мы указали Вам на одну из двух возмож­
ных ошибок, Вы без труда сможете найти верный ответ в
п. 4.4.6.
4.4.11. Правильно. Среднее значение выпрямленного
напряжения на иаrрузке двухnолупериодноrо выпрямителя
при а. = 90° и И 811 = 1000 в деиствительио равно 225 в.
Вы, очевидно, определили его следующим образом. Ампли­
тудное значение фазного напряжения двухполупериодного
выпрямителя (см. рис. 4.20)
И2ат = (~ Иgь
= 7078.
Среднее значение напряжения на нагрузке двухполупе­
риодного выпрямителя равно:
при а.= О
2И
~1-
Ин=~ =L2Иаь=450
~
~
в,
при а.= 90°
Ин=~= 225 в.
Переходите к § 4.5 .
4.4.12. Напряжение на нагрузке двухполупериодного
выпрямителя при заданных условиях не будет равно 160 в.
Ваша ошибка, наверно, связана с тем, что Вы оперировали
напряжением 1000 в как амплитудным значением напряже­
ния на вторичной обмотке трансформатора. Если Иавт =
= 1000 в, то среднее значение выпрямленного напряжения
в рассматриваемой схеме при а. = 90°
Иаьт
Ин=~= 160 в.
Теперь Вы легко сможете выбрать- правильный ответ в
п. 4.4.6.
-
219-

§ 4.5 . Сrnажнва1Ощне фильтры
4.5 .1 . Выпрямленное напряжение, выделяемое на на­
грузке выпрямителей, рассмотренных в предыдущих па­
раграфах, является пульсирующим. Оно содержит как по­
стоянную, так и переменную I составляющие. Поскольку
выражение для выпрямленного напряжения является пе­
риодической несинусоидальной функцией, оно может быть
разложено в ряд Фурье на постоянную и гармонические
составляющие.
Разложение в ряд Фурье кривой выпрямленного на­
пряжения имеет вид:
дЛЯ схемы однополупериодноrо выпрямителя
и=Uн(1+ -i- cosооt+ +cos2ооt-
2
-Тs' cos4 оо t + ...),
(4.17)
для схемы двухполупериодного выпрямителя
U=Ин(i++cos2oot- 1
2
5 cos4oot+ ...). (4.18)
Приведенные выражения показывают, что выпрямленное
напряжение, помимо постоянной составляющей Ин , имеет
бесконечный ряд гармонических составляющих.
При однополупериодном выпрямлении наибольшую амп­
литуду имеет основная гармоническая составляющая, час­
тота которой Ф равна частоте приложенного напряжения.
Кроме этой гарманики, выпрямленное напряжение содер­
жит четные гармоники, амплитуды которых убывают с
ростом частоты гармоники.
При двухполупериодном выпрямлении переменная со­
ставляющая выпрямленного напряжения содержит лишь
четные гармоники как видно из выражений (4.17) и (4.18),
отношение переменной составляющей к постоянной со­
ставляющей в двухполупериодном выпрямителе гораздо
меньше, чем в однополупериодном.
Соотношение между постоянной и переменной состав­
ляющими в выпрямителе с регулируемым выпрямленным
напряжением зависит от угла управления а..
Отношение переменной составляющей к постоянной со­
ставляющей характеризует пульсации выпрямленного на­
пряжения. Поскольку амплитуда основной гармоники на-
-
220 -

много больше амплитуд остальных гармоник. качество вы­
прямительной схемы принято оценивать коэффициентом
пульсаций р, представляющим собой отношение амплитуды
Ит основной гармоники выпрямленного напряжения
к его среднему значению Ин, равному постоянной состав­
ляющей выпрямленного напряжения:
Ит
P=u·
н
(4.19)
Из выражений (4.17) и (4.18) видно, что величина коэф­
фициента пульсации для однополупериодной схемы выпря­
мителя р ~ 1,57, а для двухполупериодной схемы р ~ 0,67.
Наличие пульсаций выпрямленного напряжения вредно
сказывается на работе устройств, использующих эти напря­
жения. Для уменьшения пульсаций применяются специаль­
ные схемы, которые называются сглаживающими фильт­
рами.
Основными элементами сглаживающих фильтров явля­
ются катушки индуктивности и конденсаторы. В зависимос­
ти от того, какие реактивные элементы используются в
схеме фильтра, различают индуктивные, емкостные и сме­
шанные сглаживающие фильтры. Для характеристики эф­
фективности действия фильтра используют коэффициент
сглаживания q, равный отношению коэффициентов пульса­
ций на входе и выходе фильтра:
Рвх
q=-- .
Рвых
(4.20)
Индуктивный фильтр, включенный в схему
однополупериодноrо выпрямителя (рис. 4.25), существенно
изменяет форму тока, проходящего через нагрузку
(рис. 4.26).
В зависимости от постоянной времени вторичной цепи
LФ
't=Rн
меняется форма и длительность импульсов тока:
Рис. 4.25. Индуктивный фильтр в одно­
полупериодной схеме выпрямителя
-
221 -

чем больше -r, тем больше длительность импульса. Это
объясняется тем, что катушка индуктивности LФ в поло­
жительные полупериоды приложенного напряжения, когда
ток нарастает, накапливает энергию, благодаря которой в
первую часть отрицательного полупериода ток продол­
жает проходить через нагрузку. Чем больше индуктивность
катушки LФ, тем больше накопленная в ней энергия, а сле­
доватеJ1ьно, тем бо.1ьше ДJ1Ительность импульсов тока iн,
Рис. 4.26. Зависимость формы кривой выпрям­
ленного тока от постоянной времени индуктив­
ного фильтра
Но величина этих импульсов при большей индуктивности
LФ становится меньше. Можно показать, что переменная со­
ставляющая тока, а следовательно, и переменная состав­
ляющая на нагрузке значительно уменьшаются. Однако
одновременно с этим уменьшается и постоянная составляю­
щая выпрямленного тока. В результате этого коэффициент
пульсаций практически не уменьшается. Поэтому индук­
тивный фильтр в однополупериодных схемах выпрямителей
переменного тока не применяется.
В двухполуnериодных схемах выпрямителей (рис. 4.27,а)
импульсы тока, проходящие поочередно через венти­
ли 1 и 2, накладываясь друг на друга, создают в на­
грузке Rн непрерывный ток iн (рис. 4.27, б). Форма кри­
вой выпрямленного тока и выпрямленного напряжения при
этом такова, что коэффициент пульсаций в двухполупери­
одных выпрямителях за счет действия индуктивного фильт­
ра может уменьшаться в несколько раз. Поэтому индуктив­
ные фильтры могут с успехом применяться в схемах двух­
по.,,упериодных выпрямителей.
Емкостные фильтры используются в раз­
личных схемах выпрямителей. Рассмотрим действие ем­
костного фильтра в схеме однополупериодного выпрями­
теля (рис. 4.28).
-
222 -

На рис. 4.29 приведены временные диаграммы напря­
жений и тока, поясняющие принцип действия емкостного
фильтра.
Если считать трансформатор и вентиль идеальными, то
в установившемся режиме конденсатор СФ в положитель­
ный полупериод заряжается через вентиль до амплитуд-
а
:JI J02a
к"
1иz6
IJ
5
(LJ
D,t, ,,
\
t
Рис. 4.27. Индуктивный фильтр в двухполу­
периодной схеме выпримителя (а) и времен­
ные диаграмм&\ выпрямленного тока (б)
и,'
Рис. 4.28. Емкостный фильтр в
однополупериодной схеме выпря•
мителя
Рис 4.29. Временные диаграммы напряжений и
тока однополупериодного ьыпримители с емко­
стным фильтрам
-
223 -

ного значения напряжения вторичной. обмотки трансфор­
матора. При уменьшении напряжения u 2 напряжение на
конденсаторе ис также уменьшается, причем вначале это
уменьшение происходит с возрастающей скоростью в соот­
ветствии с изменением напряжения U2. В момент времени t2
(см. рис. 4.29) скорость изменения напряжения на конден­
саторе достигает предельной для данной схемы величины.
Дальнейшее уменьшение напряжения ис происходит за
счет разряда конденсатора через нагрузку по экспонен­
циальному закону с постоянной времени 't = Rн СФ. Ток ia,
проходящий через вентиль, становится равным нулю.
Начиная с момента времени t2, вентиль остается закры­
тым до тех пор, пока потенциал катода выше потенциала
анода. В однополупериодном выпрямителе разряд конден­
сатора происходит в интервал времени, превышающий пол-
периода. В момент времени t; следующего положительного
полупериода напряжение на вторичной обмотке трансфор­
матора становится равным напряжению Ис, и конденсатор
вновь начинает заряжаться до амплитудного значения
напряжения u 2• Таким образом, ток через вентиль ia про­
ходит в течение времени t1- t2 и имеет форму импульсов
(см. рис. 4.29). Так как нагрузка подключена параллельно
конденсатору Сф, напряжение на нагрузке ud = ис . Если
учесть, что сопротивление реального вентиля в прямом на­
правлении не равно нулю и обмотки трансформатора име­
ют некоторую ве.r:шчину активного сопротивления, то на­
пряжение на нагрузке и конденсаторе в проводящую часть
периода t1- t2 будет меньше на величину падения напря­
жения на вентиле и активном сопротивлении вторичной
обмотки трансформатора от тока ia. На рис. 4.29 это соот­
ветствует пунктирным линиям кривой напряжения, прове­
денным в интервале времени t1- t2.
Вопрос. Как зависит коэффициент сглаживания емкост­
ного фильтра от сопротивления нагрузки Rн (см. рис. 4.28)
при неизменной величине емкости конденсатора СФ?
1. С уменьшением сопротивления нагрузки коэффи­
циент сглаживания увеличивается (п. 4.5.2).
2. Коэффициент сглаживания не зависит от сопротивле­
ния нагрузки (п. 4,5.3).
3. С уменьшением сопротивления нагрузки коэффициент
сглаживания уменьшается (п. 4.5.4).
4.5.2 . Это неверно. Если при уменьшении сопротивле­
ния нагрузки Rн емкость конденсатора СФ (см. рис. 4.28)
остается неизменной, то постоянная времени ,; = Rн СФ
-
224 -

уrпеньшается. С уrv1еньшением: постоянной вре!t~4:ени 't' раз­
ряд конденсатора СФ происходит быстрее, и кривая Ис =
=и~
располагается ниже (см. штрихпунктирную кривую
на рис. 4.29). Это означает, что постоянная составляющая
напряжения уменьшается, а переменная составляющая уве­
личивается.
Вам следует еще раз рассмотреть работу емкостного
фильтра и выбрать правильный ответ на поставленный
вопрос.
4.5.3. Коэффициент сглаживания емкостного фильтра
не может не зависеть от сопротивления нагрузки. Коэффи­
циент сглаживания емкостного фильтра можно определить
как отношение коэффициентов пульсаций напряжения на
нагрузке при наличии и отсутствии конденсатора СФ (см.
рис. 4.28). При увеличении сопротивления нагрузки Rн
и неизменной величине емкости конденсатора СФ постоян­
ная времени 't = Rн СФ возрастает. Конденсатор при этом
разряжается медленнее, а кривая напряжения на нагрузке
uc = Ин располагается выше. При очень большом сопро­
тивлении нагрузки Rн конденсатор СФ практически не ус­
певает разряжаться, напряжение на нагрузке равно ампли­
тудному значению напряжения и2, пульсации выпрямлен­
ного напряжения отсутствуют, а коэффициент сглаживания
емкостного фильтра максимален.
Вернитесь к п. 4.5.1 и выберите правильный ответ.
4.5 .4. Правильно. С уменьшением сопротивления нагруз­
ки коэффициент сглаживания емкостного фильтра при не­
изменной величине емкости конденсатора СФ уменьшается.
Это происходит из-за того, что при уменьшении сопротив­
ления нагрузки Rн пJстоянная времени 't = Rн СФ умень­
шается, конденсатор СФ разряжается быстрее, и кривая
,
,
напряжения на нагрузке uc = Ин располагается ниже
(см. рис. 4.29). Это сопровождается уменьшением среднего
значения напряжения на нагрузке Ин и увеличением пере­
менной составляющей Ин, что приводит к увеличению коэф­
фициента пульсаций, а следовательно, к уменьшению коэф­
фициента сглаживания. При малом сопротивлении нагрузки
напряжение на конденсаторе успевает измениться в соот­
ветствии с изменениями напряжения и2 • Напряжение на
нагрузке в этом случае состоит из положительных полуволн
синусоиды, т. е. имеет такую же форму, как и при отсутст­
вии сглаживающего фильтра. Это означает, что коэффи­
циент сглаживания минимален и равен единице.
-
225 -

Переходите к п. 4.5.5 .
4.5 .5 . Для двухполупериодного выпрямителя кривая
напряжения на нагрузке при наличии емкостного фильтра
показана на рис. 4.30.
Графики изменения напряжения, приведенные на
рис. 4.29 и 4.30, показывают, что применение емкостного
фильтра увеличивает среднее значение напряжения на
и
t
Рис. 4.30 . Временные диаграммы напряжения
двухподупериодноrо выпрямитедя с емкостным
фидьтром
нагрузке и уменьшает его переменную составляющую.
Благодаря этому коэффициент пульсаций выпрямленного
напряжения уменьшается в несколько раз.
1,Ф
Простейшим типом сме-
-
шанного
сглаживающего
Рис 4.31 Схема Г-образ­
ного LС-фильтра
фильтра является Г-образный
фильтр. Различают Г-образ­
ные LC и RС-фильтры. Г­
образный LС-фильтр (рис.
4.31) значительно эффектив­
нее емкостного фильтра.
• Наличие катушки индук­
тивности существенно умень­
шает переменную составля­
ющую выпрямленного тока.
В то же· время постоянная составляющая напряжения на
входе и выходе фильтра практически одинакова, так как
активное сопротивление катушки индуктивности мало и им
можно пренебречь.
С учетом этого коэффициента сглаживания Г-образноrо
LС-фильтра можно определить как отношение амплитуд
основных гармоник напряжения на входе и выходе фильтра:
Рвх
lJтвх
q=--=
Рвых
Ит вых
(4.21)
-
226 -

Поскольку отношение напряжений равно отношению
соответствующих сопротивлений и величина емкости фильт­
ра выбирается такой, что х0 « Rн , выражение для коэффи­
циента сглаживания можно записать в виде
1
(l)LФ-~
"с
1
=
(4.22)
Полученное выражение дает возможность рассчитать
параметры LС-фильтра по заданному значению коэффициен­
та сглаживания:
(4.23)
При расчете фильтра величиной одного из его парамет­
ров LФ или СФ обычно задаются исходя из практических
соображений (габариты, вес,
R
стоимость элемента), а вели- 0---c=J-- . . -- - - ,
чину другого параметра опре­
деляют по формуле (4.23).
Г-образные LС-фильтры
обеспечивают сравнительно
высокий коэффициент сгла­
живания, поэтому они на­
ходят широкое применение в
выпрямительных устройст­
вах.
Rн
Рис. 4.32. Схема Г-образ
ноrо RС-фильтра
В ряде случаев вместо LС-фильтра используется более
простой Г-образный RС-фильтр. В этом фильтре вместо
дросселя LФ включен резистор RФ (рис. 4.32), что сущест­
венно уменьшает вес, габариты и стоимость фильтра.
Однако следует иметь в виду, что коэффициент сглажи­
вания этого фильтра значительно меньше, чем Г-образного
LС-фильтра. Это объясняется ие только меньшим ослабле­
нием пульсаций за счет отсутствия индуктивности, но и
уменьшением постоянной составляющей напряжения на
нагрузке за счет падения напряжения на резисторе RФ.
Формула для коэффициента сглаживания Г-образного
RС-фильтра может быть получена в виде отношения вход­
ных и выходных сопротивлений фильтра постоянному и пе­
ременному току:
-
227 -

Рвх
q=--=
Рвых
Um вх /Иовх
Ит вых/Vн -
VRi+~
Иmвх
Итвых
Rн
Хе
Rн+Rф.
Ин
•
Иовх =
(4.24)
Величина сопротивления RФ выбирается обычно неболь­
шой, чтобы уменьшение постоянной составляющей выпрям­
ленного напряжения было незначительным. На практике
величину RФ выбирают такой, чтобы Rн :"RФ = 0,5 - 0,9.
Учитывая это, а также то, что в большинстве случаев
хе« RФ, выражение (4.24) можно записать в виде
RФ
Rн
q= хе • Rн+RФ =(0,5 - 0,9) юRФСФ. (4.25)
Это выражение дает возможность определить величины
параметров фильтра, обеспечивающих требуемый коэффи-
t,
циент сглаживания.
Г-образные RС-фильтры
применяются обычно в мало­
мощных выпрямительных ус-
СФt
СФ2 R11
тройствах, когда некоторая
потеря напряжения и мощно­
сти в активном сопротивле-
Рис. 4.33 . Схема п-образного нии фильтра не имеет суще-
LС-фильтра
ственного значения, а важны
простота, небольшие габари­
ты и вес сглаживающего фильтра.
В тех случаях, когда требуемый коэффициент сглажи­
вания больше, чем удается получить от Г-образного LС­
фильтра, применяются П-образные фильтры, которые от­
личаются от Г-образных фильтров наличием еще одного
конденсатора (рис. 4.33).
Коэффициент сглаживания П-образного фильтра при­
мерно равен произведению коэффициентов сглаживания
емкостного фильтра и Г-образного LС-фильтра, работа­
ющих на нагрузку Rн• П-образные фильтры используются,
как правило, в схемах двухполупериодных выпрямителей,
причем П-образные LС-фильтры более распространены,
чем П-образные RС-фильтры.
Возможны случаи, когда коэффициент пульсаций на­
пряжения на нагрузке должен иметь ничтожно малую ве­
личину. Этого можно добиться с помощью многозвенного
-
228 -

фильтра, в котором последовательно включено несколько
Г-образных фильтров (рис. 4.34).
Обший коэффициент сглаживания при этом равен про­
изведению коэффициентов сглаживания Г-образных фильт­
ров, из которых состоит мноrозвенный фильтр.
сф,
Рис. 4.34. Схема мноrозвенного фильтра
Вопрос. Как изменится величина обратного напряжения
на вентиле в схеме однополупериодноrо выпрямителя при
включении П-образноrо LС-фильтра (рис. 4.35)?
LФ
-
Рис. 4.35 . К вопросу п. 4.5.5
1. Величина обратного напряжения практически не
изменится (п. 4.5 .6).
2. Величина обратного напряжения будет значительно
больше (п. 4.5 .7).
3. Величина обратного напряжения будет значительно
меньше (п. 4.5 .8).
4.5.6. Вы считаете, что подключение сглаживающего
фильтра к нагрузке однополупериодноrо выпрямителя прак­
тически не изменяет величины обратного напряжения на
вентиле. Давайте разберемся, так ли это. Пусть в схеме
однополупериодноrо выпрямителя (см. рис. 4.35) включен
П-образный LС-фильтр. При отрицательной полуволне
напряжения и2 на вентиле создается обратное напряже­
ние, величина которого будет зависеть не только от на­
пряжения вторичной обмотки трансформатора, но и от
-
229 -

напряжения на нагрузке, которое в отрицательный полу­
период приложенного напряжения при наличии сглажива­
ющего фильтра не равно нулю. Вам остается теперь
только правильно определить, как повлияет напряжение ин
на величину обратного напряжения на вентиле.
4.5 . 7 . Это действительно так. При включении сглажи­
вающего фильтра в схему однополупериодного выпрямителя
обратное напряжение на вентиле значительно возрастает.
При отсутствии сглаживающего фильтра обратное напря­
жение вентиля, включенного между вторичной обмоткой
трансформатора и нагрузкой определяется отрицательной
полуволной напряжения и2 (см. рис. 4.2, б), так как напря­
жение на нагрузке в непроводящий полупериод равно нулю.
При наличии сглаживающего фильтра напряжение на на­
грузке в отрицательный полупериод приложенного напря­
жения отлично от нуля. Напряжение на вентиле в этом --
случае определяется суммой напряжений на вторичной об­
мотке трансформатора и2 и на нагрузке ин. Максимальное
обратное напряжение на вентиле при наличии сглаживаю­
щего фильтра в предельном случае может быть в два раза
больше максимального обратного напряжения на вентиле
при отсутствии фильтра. Это необходимо учитывать при вы­
боре вентилей для использования их в выпрямительных
устройствах с фильтрами. Следует также иметь в виду, что
при наличии сглаживающего фильтра отношение ИнlИ0бр
больше, чем при отсутствии фильтра, так как среднее зна­
чение выпрямленного напряжения увеличивается за счет
включения фильтра больше, чем обратное напряжение на
вентиле.
Переходите к § 4 .6.
4.5.8. То, что обратное напряжение на вентиле при вклю­
чении сглаживающего фильтра будет изменяться, верно,
так как на величину этого напряжения оказывает влияние
напряжение на нагрузке, которое при отсутствии сглажи­
вающего фильтра в отрицательный полупериод приложен­
ного к выпрямителю напряжения равно нулю. Но будет ли
обратное напряжение уменьшаться или увеличиваться, это
надо дополнительно выяснить. Пусть в схему однополупе­
риодного выпрямителя включен П-образный LС-фильтр
(см. рис. 4.35). Полярность напряжения на нагрузке Rн
такова, что верхний (по схеме) зажим имеет всегда положи­
тельный потенциал, а нижний зажим - отрицательный
потенциал. В отрицательный полупериод напряжения U2
верхний зажим вторичной обмотки трансформатора имеет
-
230 _

отрицате.Тiьный потенциа.ТI; а нижний зажим - по.Т!ожи­
те.1ьный потенциаJI. Таким образом, обратное напряжение
на вентиJiе при наJiичии сгJiаживающего фиJiьтра равно
сумме напряжений на вторичной обмотке трансформатора и2
(см. рис. 4.35) и на нагрузке Ин. Ваша ошибка, очевидно,
заключается в том, что Вы неправильно учJiи поJiярности
напряжения на нагрузке и на вторичной обмотке трансфор·
матора.
Прочтите комментарии к правильному ответу в п. 4.5.7.
§ 4.6. Выnрямитеnьные устроiiства с умножением
напряжения
4.6.1. В ряде случаев ДJIЯ питания маломощных цепей
усиJiитеJiей, рентгеновских установок и других устройств
промышJiенной: ЭJiектроники требуются значитеJiьные по
величине выпряМJiенные напряжения. Эту задачу можно
flm
'+ н~t------1~---.----,
1
1,·,
1
и
п
В,
•z lUm I l/i'11
+
у
/i'
1
-~ ~ --[=:r---------......1---~
Рис. 4.36 Схема однополупериодноrо
выпримителя с удвоением напряжения
легко решить при помощи специальных выпрямительных
устройств с умножением напряжения. Работа таких уст­
ройств основана на испоJiьзовании напряжений конденса­
торов, заряжающихся от источника переменного напряже­
ния с помощью специаJiьно включенных вентиJiеЙ. В настоя­
щее время существует несколько разJiичных схем выпрями­
телей с умножением напряжения. НаибоJiьшее распростра­
нение поJiучиJiи однопмупериодные и двухполупериодные
схемы выпрямителей с удвоением выпрямленного напря­
жения.
Однополупериодный выпрямитель с удвоением напря­
жения состоит из двух вентиJiеЙ и двух конденсаторов,
включенных так, как показано на рис. 4.36.
В положитеJiьный полупериод приложенного напряже­
ния и конденсатор С1 заряжается через вентиль 8 1 до амп-
-
231- .

литудного значения приложенного напряжения Uт с соот­
ветствующей полярностью. В отрицательный полупериод
заряжается конденсатор С2 через вентиль В2. В это время
в цепи действует сумма двух напряжений: напряжения и
с полярностью, указанной в скобках (см. рис. 4.36), и на­
пряжения на конденсаторе С1 , равного Ит· Под действием
этих напряжений конденсатор С2 зарядится до удвоенного
амплитудно1u значения приJ1оженного напряжения. Вы­
прямленное напряжение Ин= 2Ит снимается с зажимов
конденсатора С2 . При подключении к конденсатору С2
нагрузки напряжение на нем несколько уменьшается из-за
разряда этого конденсатора на нагрузку Rн• Для того
чтобы разряд конденсатора был незначительным, емкость
конденсаторов должна быть большой. На практике ис­
пользуются обычно электролитические конденсаторы с ем­
костью в несколько десятков микрофарад. Электролити­
ческие конденсаторы даже при такой большой емкости име­
ют небольшие габариты.
Использование выпрямителей с удвоением напряжения
целесообразно для питания маломощных (высокоомных) це­
пей, поскольку разряд конденсаторов в этом случае незна­
чителен и выходное напряжение практически равно удво­
енному амплитудному значению приложенного напряжения:
Ин~ 2И т· При отсутствии нагрузки конденсаторы С1 и С2
разряжаться не могут, так как этому препятствуют венти­
ли В1 и В 2. Схему однополупериодного выпрямителя с уд­
воением напряжения иногда называют последовательной
схемой удвоения напряжения.
В двухполупериодном выпрямителе с удвоением напря­
жения (рис. 4.37) в положительный полупериод приложен­
ного напряжения и конденсатор С1 заряжается через вен-
+---1
llm
1
/(
r',
1 IRн
у
L--B ~21t--_ c _2......_3"___ J
Рис. 4.37. Схема двухполупериод­
ного выпрямителя с удвоением на­
пряжения
-
232 -

тиль В 1 до амплитудного значения приложенного напряже­
ния И т с указанной на схеме полярностью.
В отрицательный полупериод заряжается конденса­
тор С2 через вентиль В2 также до амплитудного значения
приложенного напряжения Um. Полярность этого напря­
жения такова, что результирующее напряжение, снимае­
мое с выходных зажимов схемы, равно сумме напряжений
на конденсаторах С1 и С2. Таким образом, выпрямленное
напряжение в рассмотренной схеме равно удвоенному
амплитудному значению приложенного напряжения,
т. е. Ин= 2Ит.
В случае подключения нагрузки к выходу схемы вы­
прямленное напряжение несколько уменьшается, однако
при малых токах нагрузки и больших емкостях конденса­
торов С1 и С2 это уменьшение напряжения будет незначи­
тельным.
Схему двухполупериодного выпрямителя с удвоением
напряжения иногда называют параллельной схемой удвое­
ния напряжения.
Резисторы R, включаемые в схемы выпрямителей с уд­
воением напряжения (см. рис. 4.36 и 4.37), необходимы для
ограничения начальных значений тока заряда конденсато­
ров при первоначальном включении схем выпрямителей,
когда конденсаторы С1 и С2 разряжены. Величина сопро­
тивления этих резисторов составляет обычно несколько де­
сятков ом.
Двухполупериодный выпрямитель следует считать более
предпочтительным по сравнению с однополупериодным вы­
прямителем, так как напряжение на его выходе имеет
меньшие пульсации, причем частота их в два раза больше
частоты переменного напряжения, подводимого к выпря­
мителю. В однополупериодном выпрямителе с удвоением
напряжения частота пульсаций равна частоте приложен­
ного переменного напряжения.
Помимо рассмотренных схем выпрямителей с удвоением
напряжения, на практике применяются и другие схемы
выпрямителей с умножением напряжения.
Вопрос. Чему равно выходное напряжение выпрямителя
с умножением напряжения, схема которого приведена на
рис. 4.38?
(п. 4.6 .2).
(п. 4.6.3).
(п. 4.6.4).
-
233-

4.6 .2 . Неправильно. Ведь схема, приведенная на
рис. 4.38, отличается от рассмотренных выше схем выпря­
мителя с удвоением напряжения, в которых выходное
(выпрямленное) напряжение равно удвоенному амплитуд­
ному значению приложенного напряжения. Эту схему мож­
но представить как сово~упность двух схем однополупе­
риодного выпрямителя с удвоением напряжения, включен­
ных параллельно.
Попробуйте самостоятельно разобраться в работе этого
выпрямителя с умножением напряжения. Выясните, до
с,
и
Рис. 4.38 . К вопросу п. 4.6.1
каких значений напряжения заряжаются конденсаторы С1 ,
С2, С8 и С4 , и после этого определите, чему равно выходное
напряжение схемы. Выберите соответствующий ответ и про­
чтите пояснения к нему.
4.6 .3 . Неправильно. Схемы выпрямителей с утроением
напряжения действительно существуют, но они выглядят
иначе, чем схема, приведенная на рис. 4.38 . Эта схема яв­
ляется. симметричной 110 отношению к источнику выпрям­
ляемого ш!.пряження. Выходное напряжение равно сумме
напряжений на конденсаторах С3 и С4 .
Надо определить, чему равно каждое из этих напряже­
ний: амплитудному или удвоенному амплитудному значе­
нию приложенного напряжения. В зависимости от этого
результирующее выпрямл~нное напряжение будет равно
2U т или 4U т· Рааберитесь с этим и выберите правильный
ответ.
4.6 .4 . Изображенная на рис. 4.38 схема выпрямителя с
умножением напряжения представляет собой совокупность
двух схем однополупериодного выпрямителя с удвоением
напряжения, включенных параллельно. Эта схема работает
следующим образом. В положительный полупериод напря-
-
234 -

жения и конденсатор С1 заряжается через вентиль В1 до
амплитудного значения приложенного напряжения Um.
В другой полупериод приложенного напряжения и до его
амплитудного значения Ит заряжается конденсатор С2
через вентиль В2• Конденсатор С3 заряжается под
действием двух напряжений: напряжения и н напряжения
на конденсаторе С1 . В результате этого конденсатор С3
заряжается до удвоенного амплитудного значения прило­
женного напряжения, т. е. И~ = 2Ит. Аналогично конден­
сатор С4 заряжается до напряжения и; = 2Uт под дей­
ствием приложенного напряжения и напряжения на кон­
денсаторе С2. Полярность напряжений на конденсаторах С3
и С4 такова, что результирующее напряжение, снимаемое
с выходных зажимов схемы (см. рис. 4.38), равно сумме
напряжений на конденсаторах С3 и С4 , т. е. Ин = 4Uт·
Таким образом, выбранный Вами ответ правильный, и
поэтому Вы можете переходить к § 4.7.
§ 4.7 . Стабиnи1аторы напряжения и тока
4. 7 .1 . При использовании выпрямленных напряжений
для питания ламповых и полупроводниковых усилителей,
генераторов, релейных, измерительных и других устройств
промышленной электроники очень часто возникает необхо­
димость в стабилизаторах напряжения. Широкое распрост­
ранение получили параметрические стабилизаторы, т. е.
стабилизаторы, основанные на использовании определен­
ных зависимостей параметров ряда электронных, ионных
и полупроводниковых приборов. К таким приборам отно­
сятся стабилитроны тлеющего разряда, бареттеры и полу­
проводниковые стабилитроны.
На рис. 4.39 изображена схема стабилизатора напряже­
ния с применением стабилитрона тлеющего разряда. На­
I]>узка в этой схеме включается параллельно стабилитрону.
Для обеспечения праJЗильного режима работы стабилитро­
на в схему включается балластный резистор R6 • Стабили­
затор напряжения работает следующим образом. Пусть,
например, входное напряжение U'EJ~ вследствие какой-либо
причины увеличится на некоторую величину. При этом
должно увеличиться и напр~жение на нагрузке Ин· Но ста­
билитрон, как известно [2], имеет такую характеристику,
что незначительное повышение напряжения I-Ja нем вызы­
вает резкое возрастание тока стабилитрона. Это приводит
-
235 -

к увеличению тока, проходящего через балластный резис­
тор, и к увеличению падения напряжения на нем. Вслед­
ствие этого практически все приращение входного напря­
жения оказывается приложенным к балластному резисто­
ру, а напряжение на нагрузке остается почти без изменения.
Качество работы стабилизатора напряжения оцени­
вается коэффициентом стабилизации Кст, представляющим
собой частное от деления относительного изменения вход-
Io
-
R5
1и,,
lr,mi lнЬ
!u,•U,m
Rн
Рис 4.39. Схема стабилизатора на­
пряжения на стабилитроне тлеющего
разряда
ноrо напряжения Ивх на относительное изменение напря­
жения Ии:
Кст=
Л Ивх/Ивх.ср
Л Ин/Ин.ер
Л ИвхИн.ср
-
ЛUиUвх.ср
(4.26)
При изменениях входного напряжения на величину
порядка ± 10% рассмотренный стабилизатор напряжения
имеет коэффициент стабилизации около 10.
Следует отметить, что из-за инерционности стабилитро­
нов тлеющего разряда стабилизаторы напряжения не могут
работать при очень быстрых изменениях входного напря­
жения.
Для увеличения стабилизированного напряжения при­
меняется последовательное соединение стабилитронов. Па­
раллельное же соединение стабилитронов использовать
нельзя, так как невозможно подобрать стабилитроны, ко­
торые зажигались бы одновременно. Если один из стаби­
литронов загорится раньше, то это вызывает уменьшение
напряжения на обоих стабилитронах, и другой стабилитрон
уже не сможет загореться.
-
236 -

Аналогично работает и параметрический стабилизатор
напряжения с полупроводниковым стабилитроном
(рис. 4.40, а). Эквивалентная схема стабилизатора, не­
обходимая для расчета его параметров1 показана на
рис. 4.40, б.
а)1
5;[
-
---
R5
y,,j j
Iн-~
--- --
Ивх
----~
1
1
1
lci Rд
jи"
1
1
1
Истj Qнн
n
URн
1cm
1
~c mI
1
1
1
0---- .J
___ .,
Рис. 4.40. Схема стабилизатора напряжения на крем­
ниевом стабилитроне:
а - принциIJИаJ1ьная; б
-
эквива.пеитная
Iпр,ма
120
80
!;О
в64?о
Uoop,8
0,4 0,8 1,?Unp,8
z
4
6
8
10
1обр,ма
Рис. 4.41 . Вольтамперная характери·
стика кремниевого стабилитрона
Величина э.д.с. Ест определяется по вольтамперной
характеристике стабилитрона и приблизительно равна на­
пряжению стабилизации (указывается в справочниках).
-
237 -

Пример расчета стабилизатора
напряжения с полупроводниковым
стабилитроном
Исходные данные для расчета: Ивх = 15-25 в, Ист:::::: 8 в,
Rн=4ком.
.
Расчет производят в такой последовательности.
Выбирают кремниевый стабилитрон Д814Б, у которого Ест=
= 8 в, Rд = 10 ом. Вольтамперная характеристика стабилитрона
Д814Б приведена на рис. 4_4!.
Сопротивление балластного резистора Rб определяется при ми­
нимальном входном напряжении Ивх mln = 15 в. В этом случае ток
стабилитрона должен быть / ст > 1 ма. При меньших значеии ях
тока стабилитрон теряет стабилизирующие свойства.
При определении величины сопротивления балластного резис­
тора можно принять Ист:::::: Ест, так как вносимая этим допущением
погрешность мала. Тогда
Ист
8
lн=Rн = 4
. fоэ=2,10-з а =2ма,
lmln= lстmln+ lн=1+2=3ма
и сопротивление балластного резистора
Ивх mln - Ист
lmln
15-8
3, 16-з ~ 2330 ом::::: 2,3 ком
Максимальный ток источника питания
Ивхmах-Ист
lmax =
Rб
25-8
=
2,З.JОЗ =7,4-IQ-э а=7,4 ма
Максимальный ток стабилитрона
lcтmax=lmax~lн=7,4-2=5,4 ма,
что меньше максимащ,но допустимого тока для стабилитрона
типа Д814Б/ст.доп = 33 ма.
При максимальном токе с,абилитрона 1ст max = 5,4 ма
Ист max =Ест+ Rдlст max = 8 + 10,5,4,10-3 = 8,054 в
При минимальном токе стабилитрона /ст mln = I ма
Истmin =Ест+ Rдlст mln = 8 + 10,1•10-3 = 8,01 в.
Коэффициент стабилизации стабилизатора напряжения
х
Л ИвхiИвх.ср
Кст = Л Ист/Ист.ер
(Иах max - Ивх mln)
= (Ивх max +Ивх mln) х
(Ист max + Ист m!n)
(25-15) (8,054 + 8,01)
(Uст max -Ист miп) = (25 + 15) (8,054 -8,01) = 91
-
238 -

Для стабилизации тока чаще всего применяются спе­
циальные электровакуумные приборы, называемые барет­
терами. Основной элемент бареттера - металлическая
(обычно железная) проволочная нить накала, помещенная
в баллон, наполненный водородом. Стабилизируемый ток,
проходя по нити накала, разогревает ее. Сопротивление
нити накала бареттера резко изменяется даже при неболь­
ших изменениях тока. Вольтамперная характеристика ба·
реттера показана на рис. 4.42 (кривая 1).
Рис. 4.42 . Вольтамперные ха­
рактеристики:
1 - бареттера; 2 - цепи накала мек­
тронной лампы; 8 - результирующая
3лектронни
лампа
Рис. 4.43. Схема включения
бареттера в цепь накала
электронной лампы
Бареттеры обычно применяются для стабилизации тока
накала электронных ламп; в этом случае они включаются
последовательно с цепью накала ламп (рис. 4.43).
Вольтамперная характеристика цепи накала показана
на рис.. 4 .42 (прямая 2). Результирующая вольтамперная
характеристика (рис. 4.42, кривая З) цепи, изображенной
на рис. 4.43, имеет участок стабилизации а6 достаточной
протяженности. На этом участке значительные изменения
напряжения накала на величину ЛИ от номинального зна­
чения Инам (см. рис. 4.42) вызывают в несколько раз мень­
шие изменения тока накала по отношению к номинальному
·току.
При необходимости стабилизировать ток накала несколь­
ких ламп их подогреватели включаются последователь­
но. Бареттеры обеспечивают стабильность тока с точностью
до ± 1% при изменении напряжения на ± (10-15) %.
Вопрос. Какой должна быть величина сопротивления
балластного резистора Rr, в схеме стабилизатора напряже­
ния (см. рис. 4.39), работающего на нагрузку Rн = 30 ком,
при использовании стабилитрона типа СГlП, имеющего
-
239 -

следующие параметры: Ист= 150 в, Zcтmin = 10 .ма,
Zст max = 30 ма, если стабилизируемое напряжение Ивх =
= (200±20) в?
1. R6 = 2 ком (п. 4.7.2).
2. Rб = 2,5 ком (п. 4.7.3).
3. R6 = 3,33 ком (п. 4.7.4).
4. Rб = 5 ком (п. 4.7.5).
4. 7 .2. Величину сопротивления балластного резистора
R6 стабилизатора напряжения можно uнμ~д~Jшть, поделив
разность между средним значением стабилизируемого на­
пряжения Ивх.ср и напряжением стабилизации Ист на
сумму тока нагрузки / н и среднего значения тока стабили­
затора /ст.ер:
R _ Ивх.ср
-
Ист
б- lн+/ст.ер
(4.27)
Подставляя в эту формулу значения напряжений и то­
ков, соответствующие рассматриваемому случаю: Ивх. ер =
Ист
150
=
200 в,Ист=150в,1н=Rн
=
30-103 =5 ма и !ст.ер =
lст min + lст max
10+30 =
20
-
2
-
2
ма,
получим
200-150 50
Rб= 5+20 = 25= 2ком.
Таким образом, выбранный Вами ответ является пра­
вильным, поэтому Вы можете переходить к 4.7.6 для изу­
чения последующего материала.
4. 7 .3. Вы считаете, что величина сопротивления балласт­
ного резистора в рассматриваемом случае R6 = 2,5 ком.
Давайте разберемся, так ли это. Падение напряжения на
балластном резисторе R6 равно разности приложенного на­
пряжения Ивх и напряжения на стабилитроне Ист· Это
падение напряжения создается током / 0 (см. рис. 4.39),
проходящим через резистор R6 и равным сумме тока на­
грузки и тока стабилитрона, т. е. / 0 = /н + /ст· Расчет
величины R6 производится для средних значений прило­
женного напряжения и тока стабилитрона. Это Вы сделали
-
240-

правильно. Ваша ошибка, вероятно, заключается в том,
что Вы не учлй тока нагрузки / н·
Проверьте еще раз Ваши вычисления и найдите правиль­
ный ответ.
4. 7.4. Вы определили величину сопротивления балласт­
ного резистора R 6 , наверное, поделив разность между сред­
ним значением приложенного напряжения Ивх.ср = 200 в
и напряжением стабилизации Ист = 150 в на ток, проходя­
щий через резистор R 6 , определив ток, по всей видимости,
следующим образом: /о= lн + Iст min·
А это уже не­
правильно. Если Вы при расчете взяли среднее значение
стабилизируемого напряжения, то обязательно надо брать и
lст min + lст max
среднее значение тока стабилизатора / ст.ер =
2
Иначе режим работы стабилитрона не обеспечит стабили­
зации во всем диапазоне изменения приложенного напря­
жения. Так, если в рассматриваемом случае принять R 6 =
= 3,33 ком, то при минимальном значении питающего на­
пряжения Ивх miп = 180 в ток стабилитрона будет мень­
ше 4 ма, а при таком токе стабилизатор напряжения рабо­
тать не может.
Вам следует вновь рассчитать величину сопротивления
балластного резистора и выбрать соответствующий ответ.
4. 7.5. Это неправильно. В Ваших вычислениях, очевид­
но, было допущено, по крайней мере, две ошибки. Нам ка­
жется, что при расчетах величины R 6 Вы не учли тока на­
грузки / н· Кроме того, Вы, наверное, оперировали мини­
мальным значением тока стабилитрона / ст min = 1О ма,
а падение напряжения на балластном резисторе определи­
ли как разность между средним значением стабилизируе­
мого напряжения Ивх.ср = 200 в и напряжением стабили­
зации Ист = 150в.
Попробуйте еще раз определить величину сопротивле­
ния Rб и выбрать соответствующий ответ.
4. 7.6. Параметрические стабилизаторы имеют сравни­
тельно небольшой коэффициент стабилизации, обычно не
превышающий нескольких десятков. Поэтому при исполь­
зовании параметрических стабилизаторов не удается до­
стигнуть нестабильности меньше 0,5 -1 %, особенно при
значительных потребляемых токах.
На практике широко применяются компенсационные
стабилизаторы, которые не имеют указанных недостатков.
Блок-схема компенсационного стабилизатора напряжения
приведена на рис. 4.44 .
9-130
-
241 -.

В этой схеме напряжение питания Ипит подается на
вход стабилизатора между анодом А электронной регули­
рующей лампы Л и общей точкой О, а стабилизированное
напряжение Uст снимается с выхода стабилизатора между
катодом К регулирующей лампы и точкой О. Стабилизиро­
ванное напряжение меньше напряжения питания на вели­
чину анодного напряжения регулирующей лампы:
Unum
"
оп f!Ucm!
-~
Рис. 4. 44 Блок-схема лампового
компенсационного стабилизатора на­
пряжения
(4.28)
Часть стабилизированного напряжения ~Ист снимается
с потенциометра Rп и сравнивается с опорным напряже­
нием Uоп· Их разность Uвх = ~ Uст - Uоп подается на
вход вспомогательного усилителя постоянного тока. Уси­
ленное напряжение Ивых = КИвх приложено между сет­
кой и катодом регулирующей лампы.
При повышении питающего напряжения на ЛИпит
стабилизированное напряжение увеличивается на Л Ист,
а напряжение, снимаемое с потенциометра Rп, на ~Л Uст·
Это приращение напряжения усиливается УПТ, и на его
выходе появляется приращение напряжения Л Ивых =
= К~Л Ист· Это напряжение, приложенное между сеткой
и катодом регулирующей лампы, изменяет ее анодное на­
пряжение на величину
(4.29)
Таким образом, при увеличении питающего напряжения
на Л Ищ1т стабилизированное напряжение возрастает на
-
242 -

Д Ист, а анодное напряжение лампы Л-на д И 8 =μ/(~ЛИст·
С учетом равенств (4.28) и (4.29) можно записать
Л Ист= ЛИпит - Л Иа =ЛИnит
-
Р, /( ~ Л Ист• (4.30)
или
(4.31)
Полученное соотношение показывает, что приращение
стабилизированного напряжения д Ист может быть во мно•
Л1
Ra
R1
"·~1
Rn
"~!
L
R5
f3Ucm !
~
Рис. 4.45. Схема лампового компенса­
ционного стабилизатора напряжении
го раз меньше величины Д Ипит· Для этого необходимо при­
менять УПТ с высоким коэффициентом усиления /(. Лам­
повые стабилизаторы с использованием многокаскадных
усилителей постоянного тока могут иметь коэффициент
стабилизации, равный нескольким тысячам.
На рис. 4.45 приведена схема лампового компенсацион­
ного стабилизатора напряжения.
Примененный здесь УПТ выполнен на усилительной
лампе Л2. Опорное напряжение обеспечивается стабили·
троном Ст. Разность между напряжением ~Ист и опорным
напряжением И00 приложена между сеткой и катодом лам­
пы Лz. Выходное напряжение УПТ, снимаемое с анодного
резистора, приложено между сеткой и катодом регулирую­
щей лампы Л1 . Балластный резистор Rб служит для уве­
личения тока стабилитрона, так как анодный ток лампы Л2,
проходящий по стабилитрону, может быть недостаточным
для обеспечения нормального режима работы.
g•
-
243 -

На рис. 4.46 приведена схема полупроводникового ком­
пенсационного стабилизатора напряжения.
В этом стабилизаторе напряжение питания Uп11т по­
дается меЖду коллектором полупроводникового триода Т1
и общей точкой О. Стабилизированное напряжение Ист
снимается с выхода схемы между эмиттером триода Т1 и точ­
кой О. Часть стабилизированного напряжения ~Ист за вы­
четом опорного напряжения V оп подается на вход усилителя,
собранного на триоде Т2. Усиленное напряжение, снимае-
11.,
Dnuм1
Rп
и,т1
R2
о
,.,
+
Рис. 4.46. Схема полупровод­
никового
компенсационного
стабилизатора напряжения
U6ых
Ucm
-7!
___ .....,_./
1
1
1
1
1
Umm
Рис. 4.47 . Зависимость выход­
ного напряжения стабилизато­
ра от напряжения питания
мое с резистора Rю приложено между базой и коллекторо!',
триода Т1 . Опорное напряжение обеспечивается полупро
водниковым стабилитроном Ст. Резистор R6 необходим дЛ5
увеличения тока стабилитрона, так же, как и в лампово\\
стабилитроне напряжения.
Для увеличения коэффициента стабилизации може~
быть применен многокаскадный УПТ вместо усилителя ш
триоде Т2. Коэффициент стабилизации рассмотренного ста
билизатора напряжения может достигать нескольких сот
Одной из основных характеристик стабилизаторов на
пряжения является зависимость выходного напряженш
от напряжения питания при неизменном сопротивленш
нагрузки (рис. 4.47).
При малых значениях напряжения питания выходно1
напряжение Ивых изменяется в соответствии с изменени
ями Ипит, так как работа стабилизатора начинается лишJ
при определенном минимальном значении напряжения пи
тания V mln· При достижении этого значения напряженш
-
244 -

электронные или полупроводниковые приборы, входящие
3 стабилизатор напряжения, начинают работать в режиме,
)беспечивающем стабилизацию напряжения в заданных
1ределах. При некотором предельном максимальном зна­
Iении напряжения питания Umax нормальный режим ра-
5оты приборов, входящих в стабилизатор напряжения, на­
Jушается и выходное напряжение начинает резко возрас­
rать при увеличении напряжения питания. В рабочем диа-
1азоне изменения напряжения питания от Umin до Umax
(арактеристика Ивых = f(Ипит) имеет практически гори­
юнтальный участок. Наклон этого участка определяется
юэффициентом стабилизации стабилизатора.
Вопрос. Каково назначение потенциометра Rп в стаби­
шзаторах .напряжения (см. рис. 4.44
-
4.46)?
1. Потенциометр Rп необходим для подбора оптималь­
юrо режима работы лампы Л2 (п. 4.7.7).
2. Потенциометр Rп служит для регулирования коэф­
рициента стабилизации (п. 4.7 .8).
3. Потенциометр Rп предназначен для изменения вели-
шны выходного напряжения (п. 4.7.9).
•
4. 7 . 7 . Вы, очевидно, считаете, что движок потенцио­
'1:етра Rrr цолжен иметь определенное положение, соответ­
~твующее такому значению напряжения ВИст, при котором
JHO было бы на несколько вольт меньше опорного напряже­
ния Иоn· Действительно, для нормального режима работы
пампы Л2 потенциал ее сетки должен быть ниже на несколь­
ко вольт потенциала катода, чтобы усилитель работал при
;)Трицательном напряжении смещения. Однако это условие
в схеме стабилизатора напряжения выполняется не только
при каком-то вполне определенном положении движка
потенциометра, а при любом его положении, причем со­
противление потенциометра может быть соизмеримо с со­
противлениями резисторов Ri и R2-
Дело в том, что условие нормального режима работы
лампы Л2 в стабилизаторе напряжения выполняется авто­
матически в широком диапазоне изменения коэффициента
обратной связи В- В этом нетрудно убедиться, анализируя
работу стабилизатора напряжения. Пусть в схеме (см.
рис. 4.45) движок потенциометра Rп переместили вверх,
что соответствует увеличению коэффициента В- Это вызовет
увеличение напряжения Ивх на входе усилительной лам­
пы Л2. Анодный ток при этом возрастет, а потенциал анода
лампы Л2 и, следовательно, потенциал сетки лампы Л1
уменьшится. Это приведет к увеличению сопротивления
-
245-

лампы Л1 и ее анодного напряжения И а· В результате ве
личина выходного напряжения Ист уменьшится, а напря
жение ВИст при увеличенном значении В останется практи
чески без изменения. Таким образом, Ваш ответ неверен
Вернитесь к п. 4.7 .6 и выберите правильный ответ.
4. 7.8 . Это неверно. Изменение положения движка по
тенциометра, вызывающее изменение коэффициента В, при
водит к некоторому из:менению коэффициента стабидиза
ции, как это следует из формулы (4.31), однако необходи
мости в регулировке этого коэффициента нет. Ясно, чт1
качество стабилизатора напряжения будет тем лучше, чеr
выше коэффициент стабилизации схемы. Поэтому при раз
работке стабилизаторов напряжения стремятся получит
коэффициент стабилизации как можно больше. Назначени
потенциометра Rп иное, а какое - подумайте.
Вернитесь к п. 4.7.6 и выберите правильный ответ.
4. 7.9 . Правильно. Потенциометр Rп действительно пред
назначен для изменения величины выходного напряже
ния Ист• На практике очень часто возникает необходимост
изменения в определенных пределах величины постоянног,
стабилизированного напряжения. В рассмотренных схема.
стабилизаторов напряжения это легко осуществляется из
менением положения движка потенциометра Rп- В это1
нетрудно убедиться. Напряжение ВИст (см. рис. 4.45) срав
нивается с опорным напряжением Иоп· Их разност
ВИст- И0п = Ивх во много раз меньше, чем каждое и
напряжений. Поэтому всегда
~Ист= Иоп
И,1И
Иоп
Ист=-~-·
(4.32
Таким образом, изменением коэффициента обратноi
связи В с помощью потенциометра Rп можно регулироват1
величину выходного напряжения Ист•
Теперь ответьте еще на один вопрос, связанный с рабо
той стабилизаторов напряжения.
Вопрос. Уменьшает ли ламповый стабилизатор пульса
ции напряжения?
1. Уменьшает (п. 4.7.10).
2. Не уменьшает (п. 4. 7.11).
-
246 _,

4. 7.10. Вы правы. Ведь пульсации наnряжения пред­
тав.Jiяют собой не что иное, как регулярные изменения
апряжения питания, на которые стабилизатор реагирует
ак же, как и на любые другие изменения напряжения,
.
е. существенно уменьшает их. Поэтому применение ста­
илизаторов напряжения в вьrпрямительных устройствах
озволяет несколько снизить требования к сглаживающим
,илырам, используемым в этих устройствах. Однако сле­
ует иметь в виду, что ламповый стабилизатор напряже­
ия не может реагировать на слишком быстрые изменения
апряжения питания из-за инерционности стабилитрона
11еющего разряда. Вследствие этого пульсации напряжения
ысокой частоты (порядка нескольких десятков килогерц)
амповым стабилизатором напряжения не сглаживаются.
Переходите к § 4.8.
4. 7.11. Это неправильно. Ламповый стабилизатор напря­
:ения уменьшает пульсации напряжения, если их частота
е слишком большая. Пульсации напряжения вызывают
iкое же действие стабилизатора, как и случайные изме­
ения напряжения питания. Чем больше коэффициент ста­
;~лизации стабилизатора напряжения, тем больше будут
меньшаться пульсации напряжения.
Прочтите комментарии к ответу в п. 4.7.10 и на этом
ожете закончить изучение стабилизаторов напряжения.
§ 4.8 . Внешние характеристики выпрямительных
устройств
4.8.1. Одной из важнейших характеристик выпрямитель­
)ГО устройства является зависимость выпрямленного на­
ряжения от тока нагрузки Ин = f(/н), называемая внеш­
~й характеристикой.
Поскольку реальные трансформаторы имеют опреде­
~нную величину активных сопротивлений обмоток Гтр, а
~альньrе вентили - определенную величину сопротивле­
flЯ Га, напряжение на нагрузке уменьшается при увели­
~нии выпрямленного тока. Очевидно, степень уменьше­
'1:SI напряжения непосредственно связана с величинами
тротивлений Гтр и r а• В силу того что сопротивление r а
шисит от тока вентиля, внешняя характеристика выпря­
ителя нелинейна (рис. 4.48, кривая 1).
При наличии фильтра вид внешней характеристики вы­
:,ямительного устройства изменяется. Кривая 2 на
ifC. 4 .48 представляет собой внешнюю характеристику
-
247-

выпрямителя с емкостным фильтром. Выпрямленное на
пряжение при наличии емкостного фильтра в режим
холостого хода (/11 = О) равно амплитудному значению вы
прямляемого напряжения, т. е. оно в :rt раз больше напря
жения Ин при отсутствии фильтра для схемы однополупе
риодного выпрямителя однофазного тока и в n/2 раз больш
напряжения Ин для схемы двухполупериодного вь
прямителя. Однако уменьшЕ
и,,,
Рис. 4.48. Внешние характе­
ристики выпрямителя:
1 - без фильтра; 2 - с емкостным
фильтром; 3 - с П-образным фильтром
ние выпрямленного напряже
ния с увеличением тока наr
рузки в этом случае знач~
тельно более резкое, чем пр
отсутствии фильтра. Это обы
сняется тем, что помимо увЕ
личения падения напряжени
на вентиле и обмотках траг
сформатора с увеличение
тока нагрузки, выпрямление
напряжение уменьшается тю
же за счет более быстроr
разряда конденсатора фил~
тра при уменьшении сопр<
тивления нагрузки, что соо'
ветствует увеличению ток
нагрузки. Уменьшение сопр<
тивления Rи, вызывающее увеличение тока нагрузки, пр1
водит к уменьшению постоянной времени ,: = Rн СФ,
следовательно, к значительному снижению напряжени
на нагрузке.
Внешняя характеристика выпрямителя с П-образны
фильтром (рис. 4.48, кривая 3) имеет больший наклон, че
кривая 2. Дополнительное уменьшение напряжения пр
наличии этого фильтра связано с падением напряжения н
резисторе RФ или на активном сопротивлении катушки ш
дуктивности LФ соответственно RC или LС-фильтра. В СЛ)
чае применения П-образного фильтра следует иметь в вид)
что при одинаковом коэффициенте сглаживания LС-фильт
имеет меньший наклон внешней характеристики, че
RС-фильтр. Это значит, что выпрямитель с П-образны
LС-фильтром обеспечивает большую стабильность выпряь
ленного напряжения при изменении тока нагрузки.
Внешняя характеристика выпрямителя с компенсащ
онным стабилизатором показана на рис. 4.49 (кривая 1:
На этом же рисунке приведена внешняя характеристик
-
248 -

1ыпрямительноrо устройства без стабилизатора напряжения
кривая 2).
Разность ординат этих двух характеристик при одном и
·ом же значении тока нагрузки соответствует
1апряжению И а регулирующей лампы.
На рабочем участке ин
Zн < /1) характеристика
1ыпрямительного устрой­
:тва со стабилизатором по-
1ти параллельна оси абс­
щсс. Ее наклон на этом
rчастке характеризуется
шутренним сопротивлени-
!М стабилизатора
анодному
1
dUн 1
Гвн= 7т;-,
(4.33) Рис. 4.49. Внешние характеристи­
ки выпрямителя:
б
1 - со стабилизатором; 2 - '1ез стабнл11-
юторое о ычно лежит в
затора
1ределах от сотых долей
>м:а до нескольких ом. Меньшие значения rн 11 соответствуют
:табилизаторам с большим коэффициентом стабилизации.
lри чрезмерном увеличении тока нагрузки (при / н > /1) иа­
{ЛОН внешней характеристики увеличивается (см. рис. 4.49),
гак как в этом случае резко снижается анодное напряже­
ше Иа регулирующей лампы, что приводит к уменьшению
юэффициента стабилизации.
Вопрос. Как будет располагаться внешняя характерис­
гика выпрямителя с емкостным фильтром по отношению к
знешней характеристике выпрямителя без фильтра при
3начительном увеличении тока нагрузки (рис. 4.50)?
Рис. 4.50 . К вопросу п. 4.8 .1
-
249 -

1. Кривая 1 на рис. 4.50 (п. 4.8.2).
2. Кривая 2 на рис. 4.50 (п. 4.8.3).
3. Кривая 3 на рис. 4.50 (п. 4.8.4).
4.8 .2 . Вы считаете, что при значительном увеличенш
тока нагрузки внешние характеристики пересекутся J
характеристика выпрямителя с емкостным фильтром пой
дет ниже, чем характеристика выпрямителя без фильтра
Вы неправы; этого не может быть. То, что внешняя харак
теристика выпрямительного устройства с емкостным филы
ром идет более круто, чем характеристика выпрямител:
без фильтра, правильно. В самом деле, при увеличении ток,
нагрузки, что соответствует уменьшению сопротивления R
(см. рис. 4.28), постоянная времени 't = Rн СФ уменьшает
ся и кривые Uc = ин (см. рис. 4.29 и 4.30) в отрицательны
полупериоды приложенного напряжения идут ниже, че~
при большем значении Rн, в результате чего выпрямленно,_
напряжение уменьшается. Но может ли вследствие ЭТОJ
причины напряжение на выходе выпрямительного устрой
ства с емкостным фильтром быть меньше напряжения н,
нагрузке выпрямителя без фильтра при одном и том ж
сопротивлении Rн? Нет, не может. Поэтому и внешня:
характеристика выпрямителя с емкостным фильтром н
может идти ниже характеристики выпрямителя без фильтра
Подумайте еще раз над поставленным вопросом и выбе
рите правильный ответ.
4.8.3. Для того чтобы выяснить, будет ли внешняя ха
рактеристика 2 выпрямителя с емкостным фильтром распо
лагаться выше характеристики выпрямuтеля без фильтр:
при любых значениях тока нагрузки, необходимо вспомнит~
причину, вследствие которой кривая 2 идет более круто
чем кривая, соответствующая отсутствию фильтра. Эт:
причина состоит в том, что при увеличении тока нагрузки
т. е. при уменьшении сопротивления Rн (см. рис. 4.28)
разряд конденсатора СФ происходит быстрее и выпрямлен
ное напряжение уменьшается (см. рис. 4.29 и 4.30). Оче
видно, при очень малом сопротивлении нагрузки Rн на
пряжение на конденсаторе, а следовательно, и на нагрузке
будет успевать следовать за изменениями приложенноr<
напряжения. Кривая напряжения на нагрузке в этом слу
чае имеет такую же форму, как и при отсутствии сг"1ажи
вающего фильтра. Это значит, что внешняя характеристи
ка выпрямителя с емкостным фильтром не может стремить
ся к значениям Ин, большим, чем для выпрямителя бе,
фильтра.
-
250 -

Теперь Вы, без сомнения, сможете выбрать правильный
>твет. Найдите его и прочитайте комментарии к этому ответу.
4.8.4. Кривая 3 действительно правильно отражает ход
шешней характеристики выпрямительного устройства с ем­
юстным фильтром при больших значениях тока нагрузки.
Уменьшение напряжения на нагрузке выпрямителя без
/:шльтра при увеличении тока нагрузки, как отмечалось
3ЫШе, обусловлено увеличением падения напряжения на
зентиле и на активном сопротивлении обмоток трансфор­
,штора.
При наличии емкостного фильтра величина выходного
1апряжения с увеличением тока нагрузки дополнительно
tменьшается за счет более быстрого разряда конденсатора
рильтра при уменьшении сопротивления нагрузки. При
5ольших токах нагрузки, соответствующих малым сопро­
rивлениям Rн, вследствие малой величины постоянной
зремени -r=Rн СФ (см. рис. 4.28-4 .30) разряд конденсатора
.южет происходить настолько быстро, что напряжение на
юнденсаторе будет успевать следовать за изменениями при­
юженного переменного напряжения. При этих условиях
тлаживания выпрямленного напряжения за счет конден­
:атора СФ не происходит, и выпрямительное устройство ра­
JОтает так же, как и в случае отсутствия сглаживающего
рильтра. Величина напряжения на нагрузке и степень
rменьшения ее при увеличении тока нагрузки такие же, как
1 в выnрямителе без фильтра. Следовательно, внешние ха­
)актеристики выпрямителя с емкостным фильтром и без
рильтра при больших значениях тока нагрузки совпадают.
Поскольку Вы правильно ответили на поставленный во-
1рос, можете переходить к дальнейшему изучению материа-
11авгл.5.

ГЛАВА 5
ЭЛЕКТРОННЫЕ ГЕНЕРдТОРЫ
Электронными генераторами называются устройства,
в которых с помощью электронных ламп или полупровод­
никовых приборов энергия постоянного или переменного
тока преобразуется в энергию электрических колебаний
определенной частоты и формы.
Электронные генераторы классифицируются по ряду
признаков. В зависимости от частотного диапазона генери­
руемых колебаний генераторы делятся на:
Рис. 5.1. Схема генератора с независи­
мым возбуждением
1) генераторы низкой частоты (от долей герц до 100 кгц);
2) генераторы высокой частоты (от 100 кгц до 100 Мгц);
3) генераторы сверхвысокой частоты (выше 100 Мгц).
По форме генерируемых колебаний элеI{тронные гене-
раторы подразделяются на генераторы синусоидальных
колебаний и генераторы релаксационных колебаний.
По режиму работы различают генераторы с независимым
возбуждением и генераторы с самовозбуждением (автогене­
раторы). Генератор с независимым возбуждением представ­
ляет собой по существу высокочастотный резонансный уси­
литель мощности. Схема этого генератора представлена
на рис. 5.1.
Поскольку работа усилителей мощности была рассмот­
рена в гл. 3, нет необходимости подробно описывать генера­
тор с независимым возбуждением. Следует только отметить,
что такой генератор применяется в случаях, когда необхо-
-
252 --

димо усилить по мощности колебания, генерируемые за­
дающим автогенератором, который является генератором
с самовозбуждением.
Электронные генераторы могут работать в любом из
классов А, В или С.
§ 5.1. rенератор синусоидаnьных коnебаниА
с самовоэбуждением (автоrенератор)
5.1.1. Генератор с самовозбуждением (в дальнейшем
будем называть его автогенератором) является генератором
незатухающих колебаний, которые возникают при опреде­
ленных условиях в усилителе, охваченном положительной
обратной связью.
Схема простейшего автогенератора, называемого авто­
генератором с трансформаторной обратной связью, пред­
ставлена на рис. 5.2.
Одним из основных элементов этой схемы является ко­
лебательный контур LaCa, включенный в анодную цепь.
Положительная обратная связь между анодной и сеточной
цепями осуществляется с помощью катушки L0 , индуктив­
но связанной с катушкой контура La,
Рассмотрим процесс возникновения колебаний в таком
генераторе. В момент включения источника анодного пи­
тания в колебательном контуре возникают свободные ко-
1
лебания с частотой (J)o = V
, которые через некоторое
LaCa
время за:~:ухают из-за потери энергии переменного тока
в активном сопротивлении контура r.
Чтобы колебания в контуре были незатухающими, не-
Са
Рис. 5.2 . Схема автогене- Рис. 5.3 . Блок-схема усилителя с по-
ратора с трансформаторной
ложительиой обратной связью
обратной связью
-
253 -

обходимо компенсировать потери энергии в контуре, что
осуществляется с помощью цепи положительной обратной
связи. В результате колебаний в контуре появляется пере­
менный ток iю который наводит в катушке Lc напряжение Ис.
Это напряжение поступает на вход усилителя, вызывая
усиление колебаний в контуре.
Далее перейдем к количественному анализу условий
возникновения и существования незатухающих колеба­
ний в контуре. Для этого будем рассматривать автогенера­
тор как усилитель, охваченный положительной обратной
связью (рис. 5.3).
.
Коэффициент обратной связи ~ связывает сеточное на-
пряжение Ис и напряжение на контуре Ин соотношением
Напряжение на контуре Ик является усиленным се­
точным напряжением Ис, т. е.
(5.2)
где К- коэффициент усиления усилителя при разомк­
нутой цепи обратной связи.
Подставив выражение (5.1) в (5.2), получим
(5.3)
Из выражения (5.3) следует, что для поддержания в
контуре незатухающих колебаний должно быть выполнено
условие
(5.4)
Обе величины, входящие в выражение (5.4), являются
комплексными:
Для выполнения равенства (5.4) должны быть соблюде­
ны два условия:
1) модуль произведения величин В и К должен быть
равен единице, т. е.
~К= I;
-
254 -
(5.5)

2) сумма аргументов этих величин должна быть равна
нулю, т. е.
(5.6)
Условие (5.5) называется балансом амплитуд. При вы­
полнении этого условия потери энергии в контуре пол­
ностью восполняются энергией, вносимой в контур через
цепь положительной обратной связи.
На практике значения ~ и J( подбирают так, чтобы
(5.7)
Условие ~J( > 1 выполняется в неустановившемся ре­
жиме работы генератора, когда амплитуда колебаний на­
растает. По мере увеличения амплитуды вследствие нели­
нейности характеристик; усилительного элемента (лампы
или полупроводиикового триода) коэффициент усиления J(
убывает, стремясь к критическому значению, при котором
условие (5.5) переходит в уравнение
(5.8)
Уравнению (5.8) соответствует установившийся режим
автоколебаний. Так как коэффициент усиления J( в схеме
автогенератора LС-типа равен
J( _ 11- Rрез
(5
_
9)
-
Ri + Rрез'
где Rреэ..:.. резонансное сопротивление контура, то из ус­
ловия (5. 7) получим
~>, _1_ = Ri+Rреэ=
1
+_1_•
К.
11- Rрез
SRpeз
11-
Условие (5.6), называемое балансом фаз, осуществляет­
ся при совпадении фаз контурного напряжения И к и сеточ­
ного напряжения Ис или при сдвиге по фазе на 180° сеточ­
ного напряжения U0 относительно анодного напря­
жения И а• В рассматриваемой схеме генератора необхо­
димая фазировка напряжений достигается соответствующим
подключением выводов катушки Lc.
Следует отметить, что в любой схеме, охваченной поло­
жительной обратной связью, должны возникнуть автоко­
лебания, если в ней выполняется условие баланса фаз и
-
255 -

баланса амплитуд. Если эти условия выполняются для
одной частоты, то возникают синусоидальные колебания,
если-же для многих частот, то несинусоидальные колебания.
Вопрос. Изменится ли произведение ~К в условии ба­
ланса амплитуд, если лампу автогенератора заменить дру­
гой, у которой крутизна S прежняя, а внутреннее сопро­
тивление Ri больше?
1. Пооизвеление RK остянется неизменным (п. 5.1 .2),
2. Произве'дение В-К у·вели~~~~я (п. 5.1.3).
3. Произведение ВК уменьшится (п. 5.1 .6).
5.1 .2 . Вы неправы. Ведь коэффициент усиления усили­
теля К определяется при разомкнутой цепи обратной связи
выражением
К_ μRрез
-
Ri+Rрез•
Из этого выражения следует, что коэффициент усиле­
ния К зависит от статического коэффициента усиления μ
и внутреннего сопротивления лампы R1. Если Вы вспом­
ните внутреннее уравнение лампы, то убедитесь, что при
изменении величины R1 и постоянном значении S коэффи­
циент усиления К не может не измениться. Теперь Вы,
очевидно, поняли, что величина внутреннего сопротивления
лампы влияет на произведение ВК в условии баланса амп­
литуд автогенератора.
Вам надо вновь вернуться к поставленному вопросу и
решить, как влияет увеличение внутреннего сопротивле­
ния R1 на произве2!ение ~К - увеличивает или уменьшает
его.
5.1 .3 . Вы правы. Действительно, увеличение внутрен­
него сопротивления R1 при неизменной крутизне S приво­
дит к росту коэффициента усиления усилителя К, опреде­
ляемого из выражения
К- μRрез
-
Ri+Rрез•
Ведь согласно внутреннему уравнению лампы μ = R1S
статический коэффициент уси.пения лампы μ при неизмен­
ной величине S возрастает с увеличением внутреннего со­
противления R1• Благодаря этому произведение ВК ста­
новится больше, чем в случае применения лампы с мень­
шим значением R1, и условия возникновения колебаний в
-
256 -

автогенераторе улучшаются. Далее мы считаем, что Вам
следует подумать еще над одним вопросом.
Вопрос. Может ли изменить условия самовозбуждения в
автогенераторе (см. рис. 5.2) подключение через трансфор­
матор нагрузки Rн?
1) Может (п. 5.1.4).
2) Не может (п. 5.1.5).
5.1.4. Из курса электротехники известно, что подклю­
чение ко вторичной: обмотке трансформатора нагрузки Rн
изменяет эквивалентные активное и индуктивное сопротив­
ления, приведенные к первичной: обмотке. Первичной: об­
моткой в нашем случае является катушка индуктивности
резонансного контура La, Нагрузкой автогенератора обыч­
но служит последующий: каскад (усилитель, генератор с
независимым возбуждением и т. д.). Таким образом, под­
ключение нагрузки Rн к автогенератору увеличивает вно­
симое в контур активное сопротивление, а это может при­
вести к срыву генерации из-за нарушения условий: баланса
амплитуд. Кроме того, подключение нагрузки Rн при со­
хранении в схеме условий самовозбуждения увеличивает
частоту колебаний автогенератора. Это объясняется тем,
что индуктивное сопротивление вторичной: обмотки вносит­
ся в первичную цепь, как известно, со знаком «минус»,
уменьшая тем самым величину индуктивности в 1солеба­
тельном контуре. Для уменьшения влияния нагрузки на
режим работы автогенератора необходимо ослабить связь
катушки контура La со вторичной: обмоткой трансформато­
ра. Это достигается снижением величины коэффициента
взаимной индукции М.
Поскольку Вы правильно ответили на поставленный
вопрос, можете переходить к изучению материала, изло­
женного в п. 5.1 .7 .
5.1.5. Вы забыли, что в курсе электротехники разбира­
лось влияние вторичной: цепи трансформатора на параметры
первичной цепи. Было установлено, что при этом измене­
ние параметров вторичной цепи трансформатора изменяет
эквивалентные активное и индуктивное сопротивления, при­
веденные к первичной обмотке. В нашем случае первич­
ной обмоткой является катушка индуктивности резонан­
сного контура La, Поэтому подключение нагрузки изме­
нит как активное, так и индуктивное сопротивления
контура.
Вы выбрали неправильный ответ. Вам необходимо про­
честь пояснения к правильному ответу в п. 5.1 .4 .
-
257-

5.1 .6. Давайте разберемся, так ли это. Вспомним, что
анодный ток определяется из выражения
.
μ. Uвх
ta=R+R
•
i
рез
В это выражение входят параметры лампы: внутреннее
сопротивление R1 и статический коэффициент усиления μ.
В свою очередь парам:етры Rt и μ связаньт между собой
внутренним уравнением лампы: μ = RiS. Тогда с увели­
чением внутреннего сопротивления R1 при постоянной
крутизне лампы S статический коэффициент усиления μ
также увеличится, причем настолько, насколько возросло
значение R1. Следовательно, с ростом R1 (при S = const)
числитель выражения для ia возрастает быстрее, чем зна­
менатель.
Ваш ответ является ошибочным. Вернитесь к поставлен­
ному вопросу и постарайтесь правильно ответить на него.
5.1 . 7 . В зависимости от способа включения источника
анодного питания по отношению к лампе и колебательному
контуру различают схемы автогенераторов с последова­
тельным анодным питанием (лампа и колебательный контур
соединены последовательно по отношению к источнику
питания Е а и с параллельным анодным питанием (лампа и
колебательный контур соединены параллельно по отноше­
нию к источнику питания Е8).
Автогенератор с последовательным анодным питанием
(см. рис. 5.2) не получил широкого распространения из-за
ряда недостатков:
1) постоянная составляющая анодного тока проходит
через катушку индуктивности La, что вызывает ее нагрев;
2) колебательный контур находится под высоким потен­
циалом по отношению к «земле».
Автогенератор с параллельным анодным питанием, схе­
ма которого представлена на рис. 5.4, не имеет перечислен­
ных недостатков.
Действительно, блокировочный конденсатор Сб не про­
пускает постоянную составляющую анодного тока в ка­
тушку индуктивности L8 . Дроссель Lб предотвращает ко­
роткое замыкание контура по переменной составляющей
через источник питания Еа, в противном случае автогене­
ратор перестал бы возбуждаться.
В автогенераторах, собранных по схемам рис. 5.2 и 5.4,
имеет место трансформаторная обратная связь. Кроме
этого вида обратной связи, имеются еще автотрансформатор-
-
258 -

ная (индуктивная) и емкостная обратные связи. Автогене-.
раторы с такими видами обратной связи по.ччили назва­
ние трехточечных. Так, генераторы, охваченные автотранс­
форматорной (индуктивной) обратной связью, называются
автогенераторами с индуктивной трехточкой, а генераторы
с емкостной обратной связью - автогенераторами с емкост­
ной трехточкой. Название трехточечных данные схемы по­
лучили потому, что контур включается в схему тремя точ­
ками.
Трехточечные схемы можно представить в виде одной
обобщенной схемы, справедливой для переменных состав­
ляющих тока и напряжения (рис. 5.5).
-1:.J..
С,5
Рис,. 5.4 . Схема автогенератора с па­
раллельным анодным питанием
z,
Рис. 5.5 . Обобщенная
трехточечная
схема
автогенератора
Контур включает комплексные сопротивления Z1, Z2
и Z3 индуктивного или емкостного характера:
Z1=r1 +jx1, Z2 =r2 +jx2, Z3 =r3 ±/x3 .
Обычно r1 « х1, r2 « х2, r3 <(х3, поэтому Z1 ~ ±jx1;
Z2 ~ ±jx2, Z3 ~ ±jхз.
Незатухающие колебания в контуре возникнут тогда,
когда будут выполнены условия баланса фаз и баланса
амплитуд.
Вопрос. В какой из трех предложенных схем выполня-
ется условие баланса фаз?
1. В схеме рис. 5.6, а (п. 5.1.8).
2. В схеме рис. 5.6, б (п. 5.1 .11).
3. В схеме рис. 5.6, в (п. 5.1.12).
5.1.8 . Обратившись к схеме рис. 5.6,а, нетрудно видеть,
что
.
.
Ик = jх/к,
-
259 -

а
Ис = Jx2iк.
Следовательно, сдвиг по фазе между напряжением на
контуре и сеточным напряжением равен нулю, и баланс фаз
выполняется. Поэтому, для выполнения условия баланса
фаз сопротивления х1 и х2 должны быть индуктивного ха­
рактера.
17:\
х,
Рис. 5.6 . К вопросу п. 5.1.7
Вполне понятно, что для создания колебательного кон­
тура сопротивление х3 должно быть емкостного характера.
Итак, Вы ответили правильно. Теперь подумайте и
ответьте на следующий вопрос.
Вопрос. Если изменить знак реактивных сопротивлений
в схеме рис. 5.6, а на обратный, т. е. сопротивления х1 и х2
будут емкостными, а сопротивление х3 - индуктивным
(рис. 5.6, г}, то будет ли выполняться условие баланса фаз?
1. Не будет (п. 5 .1 .9).
2. Будет (п. 5.1.10).
5.1.9. Вы ошибаетесь. Ведь условие баланса фаз выпол­
няется тогда, когда контурное и сеточное напряжения на­
ходятся в фазе.
Из схемы рис. 5.6, г видно, что Ин = -jxJн, Ис =
= -jx2/ к, т. е. контурное и сеточное напряжения находят­
ся в фазе и, следовательно, имеет место баланс фаз.
·-
260 --

Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 5.1 .10.
5.1.10. Вы правы. Действительно, напряжение на . кон-
туре и сеточное напряжение, равные соответственно Ии =
= -jх)и и U0 = -ixiи, совпадают по фазе.
Вы убедились, что баланс фаз соблюдается в двух со•
четаниях сопротивлений х1 , Х2 и х3, а именно:
l) х1 и х2 - индуктивные сопротивления, а х3 - ем­
костное сопротивление;
2) х1 и х2 - емко-стные сопротивления, а х3 - индуктив­
ное сопротивление.
а)'
_J:L.
О}
l5
+Еа
+Еа
,
',
с1
(661,1'
\и._
Рис. 5.7. Индуктивная (а) и емкостная (б) трехточечные схе­
мы автогенераторов
Автогенератор, в котором используется первое сочета•
ние сопротивлений х1 , х2 и х3 , получил название индуктив­
ной трехточки. Автогенератор, в котором используется
второе сочетание указанных сопротивлений, называется
емкостной трехточкой. Применяемые на практике схемы
индуктивной и емкостной трехточек приведены соответст­
венно на рис. 5.7, а и 6.
Баланс амплитуд в схемах индуктивной и емкостной
трехточек осуществляется при определенном значении ко-
эффициента положительной обратной связи ~ = -2 (см.
Х1
рис. 5.5), что выполняется регулировкой величин индуктив­
ностей L1 и L2 в схеме рис. 5.7, а или емкостей С1 и С2 в
схеме рис. 5. 7, б.
Далее можете переходить к изучению материала, из­
ложенного в п. 5.1.13.
5.1.11. Проверим, каков сдвиг фазы между напряжением
-
261 -

контура Ик и сеточным напряжением Ис, Из рис. 5.6, б
видно, что
а
.
.
Ис = -jx,iк•
Следовательно, напряжения Ик и Ие сдвинуты по фазе
на 180°. Но, как было показано в п. 5.1 .1, для выполнения
баланса фаз контурное и сеточное напряжения должны быть
в фазе. Итак, Ваш ответ неверен. Вернитесь к п. 5.1 .7 и
найдите правильный ответ.
5.1.12. Используя закон Ома для схемы рис. 5.6,в,
.легко составить следующие уравнения:
Очевидно, что напряжение И к сдвинуто по фазе относи­
тельно напряжения Ие на 180°. В п. 5.1.1 было показано,
что для выполнения баланса фаз контурное Ик и сеточное
Ие напряжения должны быть в фазе. Следовательно, Ваш
ответ ошибочен.
Вернитесь к п. 5.1.7 и выберите правильный ответ.
5.1. 13. В индуктивной и емкостной трехточечных схе­
мах в сеточную цепь включено звено ReCe для создания от­
рицательного напряжения смещения Иео•
При появлении положительной полуволны сеточного
напряжения Uc сетка приобретает положительный потенци­
ал по отношению к катоду, и появившийся сеточный ток ie
заряжает конденсатор Се, Разряд конденсатора на резис­
тор Rc, происходящий в отрицательный полупериод напря­
жения Uc, создает на этом резисторе необходимое напряже­
ние смещения. Если выполнить условие ReCe > Т, где
Т - период колебаний напряжения Uc, то конденсатор не
будет успевать заметно разряжаться и, следовательно,
напряжение смещения будет практически постоянно. Со­
противление резистора Re выбирается обычно около не­
скольких мегом, а емкость конденсатора Се - десятки­
сотни пикофарад. При таких величинах Rc и Се напряжение
смещения получается необходимой величины.
-
262 -

§ 5.1 . Стабиnизация частоты автоrенераторов
5.2.1. К электронным генераторам очень часто
предъявляется требование стабильности частоты генери­
руемых колебаний.
Если f O является заданной рабочей частотой, а Лf пред­
ставляет собой отклонение (уход) этой частоты от задан­
ной, то отношение Лf/fO называют относительной не­
стабильностью частоты или (короче) нестабильностью
частоты.
Отклонение частоты от допустимой величины может при­
вести к тому, что некоторые устройства, работающие при
фиксированной частоте (например, резонансный усилитель),
вообще перестанут реагировать на поступающие сигналы,
а другие устройства (например, фазовращатель) будут ра­
ботать с большими погрешностями. На нестабильность
частоты влияют изменения температуры окружающей сре­
ды, механические деформации (удары, вибрация и т. п.)
деталей, колебания напряжения питания и другие факторы.
Воздействие большинства дестабилизирующих факторов на
отклонение частоты проявляется в изменении емкости и
индуктивности колебательного контура, так как частоту
колебаний, строго говоря, определяют не абсолютные вели­
чины параметров конденсаторов и катушек индуктивности
контура, а эквивалентные значения емкости и индуктивнос­
ти контура, куда входят различные паразитные емкости и
индуктивности схемы.
Существуют два основных вида стабилизации частоты:
1) параметрическая стабилизация;
2) кварцевая стабилизация (применение кварцевых ре­
зонаторов).
Параметрическая· стабилизация заключается в ослаб­
лении влияния внешних факторов на частоту генерируемых
колебаний, а также в подборе элементов схемы, обеспечи­
вающих минимальные изменения частоты. Сюда относится,
например, одновременное включение в схему конденсато­
ров с отрицательным и положительным температурными
коэффициентами емкости (ТКЕ), что снижает влияние из­
менения температуры; применение экранов, что ослабляет
влияние внешних магнитных полей и паразитных емкостей
между элементами генератора и «землей». Параметрическая
стабилизация позволяет получить нестабильность не более
10-3
-
I0--4 . Применение кварцевых резонаторов дает очень
высокую стабильность частоты.
-
263-

Кварцевый резонатор представляет собой пластинI<у из
минерала (кварца) прямоугольной или круглой формы,
помещенную в кварuедержателе. Кварu обладает интерес­
ным свойством, называемым пьезоэффектом и используемым
во многих электрических схемах. Если кварцевый резона­
тор сжимать, то на одной грани пластинки появится поло­
жительный заряд, а на другой - отрицательный; если
Рис. 5.8 . Эквива­
лентная
схема
кварцевого резо-
натора
Рис. 5.9. Схема полупроводнико­
вого автогенератора типа LG
кварцевую пластинку растягивать, то на тех же гранях зна­
ки зарядов изменятся на обратные. При воздеfl(;твии на
кварцевую пластинку электрического поля в зависимости
от его направления происходит либо расширение, либо сжа­
тие кварца. Таким образом, кварцевая пластинка представ­
ляет собой электромеханическую систему, причем каждая
пластинка имеет свою резонансную частоту, благодаря че­
му кварцевый резонатор эквивалентен электрическому коле­
бательному контуру. Эквивалентная схема кварцевого ре-•
зонатора представлена на рис. 5.8 .
В этой схеме L1iв, СRв и rRв - эквивалентные параметры
кварuа, С 0 - емкость кварцедержателя. Индуктивность
Li;в обычно дос_таточно велика (от десятков микрогенри до
нескольких миллигенри), емкость СRв мала (сотые доли
пикофарад) и сопротивление rRв имеет значение порядка
единиц и сотен ом. Поэтому добротность кварцевого резо­
натора достигает 104- 10°, т. е. на 2-3 порядка выше доб­
ротности обычных контуров LC. Емкость кварцедержате­
ля С 0 значительно больше емкости С~;в и имеет величину
порядка нескольких десятков пикофарад.
-
264 -

Как видно из эквивалентной схемы, в этом контуре мо­
гут быть два вида резонанса: резонанс напряжений с час­
тотой юн и резонанс токов с частотой ют. Обычно кварц
используется в узком диапазоне частот, находящемся между
частотами юн и ют, где его эквивалентное сопротивление
имеет индуктивный характер. Поэтому кварц включают в
колебательный контур как индуктивность по одной из трех­
точечных схем.
Кварцевая стабилизация частоты применяется обычно в
автогенераторах, работающих на фиксированных частотах.
Если же частота автогенератора должна плавно изменяться
в широком диапазоне, то в этом случае применяют парамет­
рическую стабилизацию. Более подробно с кварцевой ста­
билизацией можно ознакомиться в [3].
В автогенераторах наряду с электронными лампами
применяют полупроводниковые триоды. В полупроводни­
ковом автогенераторе типа LC полупроводниковый триод
включается обычно по схеме с общим эмиттером. Схемы по­
лупроводниковых автогенераторов аналогичны схемам лам­
повых генераторов. Одна из схем полупроводниковых авто­
генераторов представлена на рис. 5.9.
Необходимо отметить ряд особенностей автогенераторов
на полупроводниковых триодах. К ним относится, например,
максимальная частота генерации fг max, определяемая пре­
дельной частотой усиления по току !а (обычно /а ~ fг шах.).
У современных полупроводниковых триодов !а достигает
величины порядка сотен мегагерц. Способы стабилизации
частоты полупроводниковых автогенераторов такие же,
как и для ламповых генераторов.
Вопрос. Влияет ли на нестабильность частоты, вызы­
ваемую изменением паразитных емкостей в схеме, величина
емкости конденсатора контура Са? При этом предполагается,
1
что необходимую резонансную частоту ш0 = -V
можно
LaCa
получить при разных сочетаниях величин La и Са.
1. Не влияет (п. 5.2 .2).
2. Влияет. С уменьшением емкости конденсатора Са
нестабильность частоты уменьшается (п. 5.2 .3).
3. Влияет. С уменьшением емкости конденсатора Са
нестабильность частоты увеличивается (п. 5.2 .4).
5.2 .2. Вы считаете, что величина емкости конденсатора ко­
лебательного контура в любой из схем рис. 5.2, 5.4, 5.6 не
влияет на отклонение частоты, вызываемое изменением пара­
зитных емкостей в схеме автогенератора. Это неправильно.
-
265-

Вы упустили из виду, что при определении нестабильности
частоты необходимо учитывать относительное изменени~
эквивалентной емкости контура. Пусть, например, в ре­
зультате механических деформаций паразитная емкость
Спар = 10 пф, включенная параллельно контуру, измени­
лась на О, 1 пф. Это повлечет за собой изменение эквивалент­
ной емкости контура на ту же величину. Подсчитайте отно­
сительное изменение эквивалентной tмкщ;ш контура
для двух значений емкости конденсатора Са : 100 и
1000 пф.
После проведения вычислений вернитесь к поставлен­
ному вопросу и найдите правильный ответ.
5.2.3 . Вы правильно решили, что величина емкости кон­
денсатора колебательного контура в любой из рассмотрен­
ных в этой главе схем влияет на нестабильность частоты,
определяемую изменением паразитных емкостей в схеме.
Но Вы пришли к неправильному выводу, что при уменьше­
нии емкости конденсатора контура нестабильность частоты
колебаний уменьшается. Пусть, например, в результате
механических деформаций паразитная емкость Спар= 10 пф,
включенная параллельно контуру, изменилась на О, 1 пф.
Это повлечет за собой соответствующее изменение эквива­
лентной емкости колебательного контура. Подсчитайте,
как влияет изменение емкости в О, 1 пф на относительное
изменение эквивалентной емкости контура и, следователь­
но, на отклонение частоты, если в контур в одном случае
включен конденсатор Са емкостью 100 пф, а в другом -
1000 пф.
После проведения вычислений вернитесь к поставленно­
му вопросу и выберите правильный ответ.
5.2.4 . Вы правы. Действительно, нестабильность часто­
ты генератора зависит от относительных изменений экви­
валентной емкости, которые при изменении паразитных ем­
костей схемы уменьшаются с увеличением емкости конту­
ра Са, Поясним это примером. Допустим, что паразитная
емкость Спар = 10 пф включена параллельно контуру.
Тогда изменение этой емкости на О, 1 пф изменит эквивалент­
ную емкость контура также на 0,1 пф. Если Са= 100 пф,
то эквивалентная емкость Свив = Са + Спар = 110 пф из­
меняется примерно на 0,9%. Если же Са = 1000 пф, то
эквивалентная емкость Свив изменяется примерно на О, 1%.
Таким образом, в первом случае изменения частоты больше,
чем во втором.
Переходите к § 5.3.
-
266 -

§ 5.3. Низкочастотные автоrенераторы сннусондаnьных
коnебаннй
5.3.1. В тех случаях, когда необходимо по.1учить сину­
соидальные колебания звукового (и дозвукового) диапазо­
на, применение автогенераторов типа LC нецелесообразно,
так как создание низкочастотного колебательного контура
высокой добротности при малых габаритах затруднительно.
В связи с этим для создания гармонических колебаний
низкой частоты нашли применение автогенераторы типа RC.
С помощью этих автогенераторов можно получать колеба­
ния не только низкой, но и относительно высокой часто­
ты - порядка нескольких сотен килогерц. Однако досто­
инства RС-автогенератора особенно сильно проявляются на
низких частотах (от долей герца до нескольких десятков
килогерц). В этом диапазоне колебания имеют высокую ста­
бильность частоты, что определяется качеством резисторов
и конденсаторов. Конструкция автогенераторов типа RC
проста и занимает небольшой объем. В такой автогенера­
тор входит усилитель, состоящий из одного или несколь­
ких каскадов и звена положительной обратной связи,
являющегося четырехполюсником RС-типа. Возбуждение
синусоидальных колебаний в RС-автогенераторе происхо­
дит за счет того, что четырехполюсник звена обратной СJЗЯ·
зи является частотно-зависимым. Для определенной гармо­
ники частот, называемой квазирезонансной, передача сиг­
нала через четырехполюсник происходит с минимальным
ослаблением, а сдвиг по фазе между входным и выходным
напряжениями четырехполюсника может быть равным ли­
бо О, либо 180°. Для выполнения условия баланса амплитуд
необходимо, чтобы усилитель компенсировал потери в
четырехполюснике.
Для соблюдения условия баланса фаз необходимо учи­
тывать фазовый сдвиг сигнала при прохождении его через
усилитель.
Если усилитель сдвигает напряжение на 180°, то звено
обратной связи должно иметь фазовый сдвиг, равный 180°.
Если же сдвиг по фазе напряжений в усилителе равен нулю,
то звено обратной связи также долщно иметь нулевой сдвиг.
Четырехполюсник звена обратной связи представляет
собой различного рода комбинации из резисторов и конден­
саторов. Наиболее широко используются следующие схемы
соединения: Г-образные RС-цепочки (рис. 5.10, а и 6),
мост Вина (рис. 5.10, в) и 2Т-образный мост (рис. 5.10, г).
-
267 -

Г-образные RС-цепочки обычно применяются для сдви­
га напряжений по фазе на 180°, а мост Вина и 2Т-образный
мост - для получения нулевого сдвига.
Простейший автогенератор состоит из усилительной
лампы (триод или пентод) и четырехполюсника звена обрат­
ной связи (рис. 5.11).
Вопрос. Какой из трех рассмотренных выше RС-четы­
рехполюсников надо включить в схему рис. 5.11, чтобы по­
лучить условие баланса фаз?
:-i~-
;~
в~ ___:r:;ои
Bxod
а,}
6}
н
н"
~---с::э-т
8xorJ
r,
c11rВыхоd
~------- ----gl
бJ
гJ
Рис. 5.10. Схемы фазосдвигающих целей:
8ыxorJ
8ыxorJ
а, б- Г•обраэные и_збнрательные цепн; в-мосr Вина: г-2Т•обраэный мост
- ---- ---11 1+fa
1/етырехполюс
нul! Jf/eнa.
onpomнati
С8ЯJ11.
Рис. _5 .11 . Схема лампового одно­
каскадного автогенератора
-
268 -

1. Г-образную RС-пепочку (п. 5.3 .2).
2. Мост Вина (п. 5.3 .3).
3. 2Т-образный мост (п. 5.3 .4).
5.3.2. Вы правы. Усилительное звено в данной схеме
имеет фазовый сдвиг, равный 180°. Следовательно, для со­
блюдения условия баланса фаз (5.6) напряжение, подавае­
мое на вход усилительного каскада, должно быть сдвинуто
четырехполюсником обратной связи на 180°. Три RС-звена
являются минимальным числом для получения фазового
сдвига, равного 180°, причем каждое RС-звено сдвигает
фазу на л/3. Как показано в [3), это происходит на частоте
1
fO=
15 , 4RC , и, следовательно, баланс фаз выполняется
только· на частоте f о•
Переходите к п. 5.3.5.
5.3.3. Вы неправы. Ведь условие баланса фаз соблю­
дается при <р + ф = О, где <р - фазовый сдвиг звена об­
ратной связи, ф - фазовый сдвиг усилителя.
Как известно, усилительный каскад сдвигает проходя­
щий через него сигнал на 180°, т. е. ф = 180°. Следователь­
но, фазовый сдвиг звена обратной связи должен быть рав­
ным также 180°. Вы же в качестве звена обрашой связи
выбрали мост Вина, который имеет фазовый сдвиг, равный
нулю. Следовательно, мост Вина в нашем случае нельзя
применять в качестве зв·ена обратной связи.
Вернитесь вновь к поставленному вопросу и выберите
правильный ответ.
5.3 .4 . Вы неправильно ответили на поставленный во­
прос. Ведь 2Т-образный мост дает нулевой сдвиг по фазе
между его входным и выходным напряжениями. При таком
звене обратной связи условие баланса фаз <р + ф = О, где
<р - фазовый сдвиг звена обратной связи, а ф
-
фазовый
сдвиг усилителя, соблюдаться не будет, так как сам усили­
тельный каскад сдвигает проходящий через него сигнал
на 180°. Мы надеемся, что Вам ясна Ваша ошибка.
Вернитесь вновь к поставленному вопросу и выберите
правильный ответ.
5.3.5. Коэффициент обратной связи ~ определяется как
коэффициент передачи по напряжению фазосдвиrающей
1
цепи, причем ~ = 29 при частоте f O (3). Следовательно,
для выполнения баланса амплитуд ~К > 1 необходимо,
чтобы коэффициент усиления усилителя К был не менее 29,
Регулировка частоты может осуществляться изменением
-
269 -

пибо сопротивлений резисторов R, либо емкостей конден­
саторов С (рис. 5.12).
Рассмотренный однокаскадный автогенератор типа RC
имеет существенные недостатки. К ним относятся:
1) трудность получения необходимого коэффициента
усиления (К>, 29), так как звено обратной связи шунти­
рует анодную нагрузку лампы;
....-----~.,.Еа
Ra
с'
2) значительное искажение
формы генерируемых колебаний,
вызванное появл~нием гармони­
ческих составляющих с частота­
ми, близкими к частоте f 0; это
объясняется тем, что на часто­
тах, близких к частоте f 0, имеет
место лишь незначительное от­
клонение от условий самовоз­
буждения.
В двухкаскадном автогенера­
торе- типа RC (рис. 5.13, а) не­
достатки, присущие однокаскад­
Р11с. 5.12 . Схема лампового ному автогенератору, в значи-
однокаскадноrо автоrенера- тельной мере устранены.
тора
Двухкаскадный автогенера-
тор состоит из двухкаскадного
усилителя RС-типа и звена обратной связи, представ­
ляющего собой мост Вина (R 1 , С1 , R2, С2). Если исключить
из схемы звено обратной связи (мост Вина) и подавать вы­
ходное напряжение второго каскада непосредственно на
вход первого каскада, то в схеме могут возникнуть колеба­
ния, форма которых будет резко отличаться от синусои­
дальной, так как в такой схеме условия самовозбуждения
выполняются для множества гармоник. Так, баланс фаа
достигается благодаря тому, что анодное напряжение вто­
рого каскада, являющееся сеточным напряжением первого
каскада, сдвинуто по фазе на 180° по отношению к анодному
напряжению первого каскада. Баланс же амплитуд выпол­
няется потому, что ~К> 1, где К - коэффициент усиле­
ния двухкаскадного усилителя, который, как извест­
но, бОJ1ьше единицы, а коэффициент обратной связи
~=1.
При включении в цепь обратной связи моста Вина в
автогенераторе возникнут уже синусоидальные колеба­
ния, так как мост Вина обладает избирательными свой­
ствами.
....
270 -

На рис. 5.13, б и в приведены амплитудно- и фазочастот-
1
ная характеристики моста Вина. На частоте f• =
21t RC
(частота квазирезонанса) коэффициент передачи моста
~ = 1/3, а фазовый сдвиг <р = О [3]. На частоте квазирезо­
нансаR1=R2иС1=С2 =С(см.рис.5.13,а).
0)
fJ
f/J
fq
8)
rp
f'
Рис. 5.13. Ламповый двухкаскадный автогенератор типа RC:
а - принципиальная схема автогенератора; б
-
амплитудно-частотная ха­
рактеристика моста Вина; в - фазо-частотная характеристика моста Вина
Таким образом, условие баланса фаз соблюдается тощ,­
ко для квазирезонансной частоты f 0, когда мост Вина не
вносит фазовых искажений. Что касается баланса амрлитуд,
то он выполняется при коэффициенте усиления двухкас­
кадного усилитмя К> 3.
Для стабилизации амплитуды колебаний в схему вве­
дена дополнительно отрицательная обратная связь. Звеном
-
271 -

отрицательной связи является делитель R3R 4 , подключае­
мый к выходу каскада усилителя, собранного на лампе Л2
(рис. 5.13, 6). Напряжение обратной связи создается на
сопротивлении R 4 , включенном в катодную цепь лампы Л2 .
Сопротивлением R 4 часто является лампа накала, в кото­
рой проводимость накальной нити при увеличении ампли­
туды генерируемых колебаний падает, а при уменьшении их
амшштуды - возрастает. Таким образом, коэффициент от-
R4
рицательной обратной связи ~о.ос = Rs + R,i растет при
увеличении выходного напряжения автогенератора, что
приводит к снижению общего коэффициента усиления уси­
лителя и уменьшению изменений выходного напряжения
автогенератора.
Регулировка частоты в двухкаскадном RС-автоrенера­
торе осуществляется одновременным изменением либо со- __
противлений резисторов R, либо емкостей конденсаторов С
моста Вина.
Двухкаскадный автогенератор типа RC нашел широкое
применение в различной измерительной аппаратуре, ра­
ботающей в диапазоне частот от нескольких десятков герц
до нескольких сотен килогерц.
Схемы полупроводниковых RС-автоrенераторов анало­
гичны схемам ламповых RС-автоrенераторов. На рис. 5.14
представлена схема однокаскадноrо автогенератора типа RC
на полупроводниковом триоде.
При проектировании полупроводниковых автогенера­
торов надо принимать во внимание, что входное сопротив­
ление полупроводникового триода значительно меньше
-------------~-{~
Рис. 5.14 . Схема полупроводникового од­
нокаскадного автогенератора типа RC
-
272 -

входного сопротивления электронной лампы. Это следует
учитывать для выполнения условия самовозбуждения. На­
пример, в схеме рис. 5.14 коэффициент обратной связи
~-
Rвх
t'-
~--,с- зависит от входного сопротивления кас-
Rз+Rвх
када, которое мало по величине и изменяется в процессе
работы. Поэтому чаще применяют схему с двумя полупро­
водниковыми триодами (рис. 5.15), где эти недостатки в зна­
чительной степени устранены.
В этой схеме триод Т1 работает в режиме эмиттерного
повторителя (как известно, при таком включении каскад
r---------------~-Ек
Рис. 5.15. Схема полупроводникового двухкаскадного
автогенератора типа RC
имеет большое входное сопротивление), а триод Т2 включен
по схеме с общим эмиттером.
Полупроводниковые RС-автогенераторы имеют ряд дос•
таинств и недостатков по сравнению с ламповыми RС-авто­
генераторами. К достоинствам следует отнести высокий
коэффициент полезного действия, малые габариты и мень­
шую стоимость. Недостатками являются значительная тем­
пературная нестабильность частоты и амплитуды колеба­
ний. Для устранения этих недостатков в схему необходимо
вводить термостабилизирующие элементы, например термо­
резисторы.
Вопрос. Как повлияет на работу автогенератора (см.
рис. 5.15) отключение конденсатора С0?
1. Автогенератор может перестать возбуждаться
(п. 5.3.6).
2. Возрастут нелинейные искажения генерируемых ко-
лебаний (п. 5.3.7).
•
3. Режим работы автогенератора не изменится (п. 5.3.8).
10-130
-
273 -

5.3 .6. Вы, очевидно, вспомнили назначение и работу
цепочки температурной стабилизации (п. 1.8), где конден­
сатор Се включался для того, чтобы уменьшить отрицатель­
ную обратную связь по напряжению, которая возникает
при прохоЖдении переменной составляющей коллекторного
тока по резистору Rв• При этом напрашивается вывод:
отключение конденсатора Сэ ведет к появлению напряже­
нип nnрятнnй f'RШШ НЯ RХ()ДР ус-иЛИТf'ЛЬН()Г() ЮJС.КЯ,11,а, К()Т()-
рое вычитается из входного напряжения. Это влечет за
собой уменьшение выходного напряжения, а следовательно,
и коэф:рициента усиления усилителя К, вследствие чего
условие баланса амплитуд нарушится, и автогенератор мо­
жет перестать возбуждаться.
Вы правильно ответили на поставленный вопрос. Пере­
ходите к изучению материала, изложенного в § 5.4.
5.3. 7 . Вы, наверное, рассуждали так: при отключении
--
конденсатора Св по резистору Rв наряду с постоянной со­
ставляющей будет проходить переменная составляющая
коллекторного тока, благодаря чему падение напряжения
на этом резисторе, помимо постоянной составляющей, бу-
дет содержать переменную составляющую Reiк. Далее Вы,
очевидно, решили, что входное напряжение усилителя, по­
даваемое с выхода эмиттерного повторителя, и падение на­
пряжения Rэiк будут складываться, поэтому форма гене­
рируемых колебаний исказится. Но Вы неправы. Ваша
ошибка заключается в том, что падение напряжения R0iк
и входное напряжение, снимаемое с выхода эмиттерного
повторителя, не складываются, а вычитаются, следова­
тельно, нелинейных искажений не будет.
Вернитесь к поставленному вопросу и постарайтесь
правильно ответить на него.
5.3 .8. Вы неправы. Как было указано в п. 1.8, где рас­
сматривалась работа звена термостабилизации (рис. 1.28),
конденсатор Св включается в схему для того, чтобы пере­
менная составляющая коллекторного тока не создавала на
резисторе Rв значительного падения напряжения. Это на­
пряжение при отсутствии конденсатора Се будет взаимо­
действовать с входным сигналом усилителя, снимаемым с
выхода эмиттерного повторителя. В результате этого изме­
нится величина выходного напряжения, а следовательно,
и коэф:рициент усиления усилителя. Вы, очевидно, не сов­
сем хорошо разобрались в работе звена термостабилизации.
Вам следует вернуться к п. 1.8, после чего вновь попы­
таться ответить на поставленный вопрос.
-
274 -

§ 5.4. rенераторы nиnообраэноrо наnр11нсенн11
5.4. 1 . В различных устройствах промышленной элек­
троники часто требуются напряжения, по форме кривой
резко отличные от синусоиды (прямоугольные, ·пилообраз­
ные, треугольные и т. д.). Такие напряжения можно полу­
чить от генераторов, называемых релаксационными.
1( релаксационным генераторам относится генератор
пилообразного напряжения. Пилообразные импульсы на-
а)
н
OJ tJc
.I,Ea
С
Рис. 5.16. Схема генератора пилообразного напряжения
на неоновой лампе (а) и временная диаграмма его рабо­
ты (б)
пряжения требуются, в частности, в электронных осцилло­
графах для развертки электронного луча по горизонтали.
Схема простейшего генератора пилообразного напряже•
ния на неоновой лампе изображена на рис. 5.16, а. Как
видно из схемы, генератор состоит из неоновой лампы,
резистора R и конденсатора С. Рассмотрим принцип дей­
ствия этого генератора, поясняя его временной диаграммой
(рис. 5.16, б). ,
После включения схемы конденсатор С заряжается от
источника питания Еа через резистор R. Напряжение на
конденсаторе при этом изменяется во времени по экспонен­
циальному закону
-t/RC
Ucзар=Еа(1-е
).
I(ак только напряжение на конденсаторе достигнет ве­
личины напряжения зажигания Uа.заж неоновой лампы,
лампа загорается (ее сопротивление при этом резко умень­
шается), и конденсатор С быстро разряжается через нее.
Напряжение на конденсаторе при этом уменьшается по
закону
U
-t/R,C
UСразр = Cmax е
•
'
-
275 -

где Ucmax - напряжение на конденсаторе к моменту за
жигания неоновой лампы;
R1 - внутреннее сопротивление зажженной неоно­
вой лампы, причем R1 « R. ,
Однако напряжение спадает не до нуля, а до некоторого
напряжения Игаш (см. рис. 5.16, б), при котором лампа
гаснет, после чего конденсатор опять начинает заряжаться,
и все процессы повторяются вновь. Таким образомi форма
напряжения на выходе генератора получается пилообраз­
ной. Частоту повторения импульсов пилообразной формы,
очевидно, можно изменять с помощью изменения сопротив­
ления резистора R и емкости конденсатора С. К форме
напряжения генератора развертки электронного осцилло­
графа предъявляются определенные требования:
1) нарастающий участок кривой, обеспечивающий пе­
ремещение луча в горизонтальном направлении, должен
обладать высокой линейностью, иначе движение луча будет
. неравномерным;
2) спадающий участок кривой, обусловливающий быст­
рый возврат луча в исходное положение, должен иметь
большую крутизну.
Однако, как показано выше, напряжение на конденса­
торе С нарастает по экспоненте. Поэтому для линеариза­
ции нарастающего участка пилообразной кривой прини­
маются специальные меры, на которых мы остановимся в
дальнейшем.
Генераторы на неоновой лампе не нашли широкого при­
менения, так как они не обеспечивают широкую стабиль­
ность частоты и амплитуды импульсов.
Вопрос. Выберите правильное продолжение следующей
фразы:
При увеличении напряжения питания Еа в схеме
рис. 5.16, а
1) увеличится стабильность частоты повторения импуль­
сов и возрастет линейность нарастающего (рабочего) участка
пилообразного напряжения (п. 5.4.2);
2) увеличится амплитуда генерируемых колебаний
(п. 5.4 .3);
3) увеличится линейность нарастающего (рабочего)
участка пилообразного напряжения (п. 5.4 .4).
5.4.2. Вы правы. Стабильность частоты повторения
импульсов возрастет. Это можно проиллюстрировать
рис. 5.17, на котором показано, что напряжение зажигания
-
276 .....

реальной неоновой лампы Uа. заж имеет некоторый разброс
(см. пунктирные линии на рис. 5.17).
По этой причине длительность импульса может менять­
ся на некоторую величину Л/1 . При увеличении же напря­
жения питания Еа кривая нарастания напряжения на нео­
новой лампе (см. пунктирную кривую на рис. 5.17) пойдет
круче, что приведет к уменьшению нестабильности по вре­
мени дt2 по сравнению с Л/1 , а следовательно, стабильность
частоты повторения импульсов увеличится. Кроме того, с
Рис. 5.17. I( вопросу п. 5.4.1
·увеличением напряжения питания Еа возрастет линейность
нарастающего (рабочего) участка пилообразного напря­
жения. Ведь начальный участок экспоненты можно считать
практически линейным. При увеличении значения Е а
кривая нарастания напряжения (см. пунктирную кривую
на рис. 5.17) пойдет круче. Таким образом, рабочая часть
экспоненты становится более линейной.
Переходите к п. 5.4 .5.
5.4.3. Вы ошибаетесь. Вы забыли, что в этой схеме
амплитуда выходных импульсов определяется величиной
Иа. заж• Сколько бы ни увеличивалось напряжение пита­
ния Еа, неоновая лампа будет загораться при определенном
значении Иа. sаж, величина которого обусловливается ро­
дом газа-наполнителя, давлением в колбе и расстоянием
между катодом и анодом.
Вам следует вновь вернуться к п. 5.4 .1 и выбрать пра­
вильное продолжение предложенной фразы.
5.4.4 . Вы частично правы. Действительно, напряжение
на конденсаторе (см. рис. 5.16, а) изменяется по экспо­
ненциальному закону. Начальный же участок экспоненты
можно считать практически линейным. При увеличении
-
277-

напряжения питания Еа кривая нарастания напряжения
на неоновой лампе и конденсаторе (см. рис. 5.17) пойдет
круче; таки\\,): образом, рабочая часть экспоненты стано­
вится более линейной.
Но Ваш ответ нельзя считать вполне правильным,
так как Вы не учли еще одно обстоятельство, а именно:
увеличение напряжения питания Еа приведет к росту ста-
"' " Л 'LUГ\ l''' IЧ.l 1J-!lf " '1V\TL .I nAn~Anauтsa n'l.ж nAAhno:iouLтv н"w.кrr..:, пт ,..,...._т,,
'V.& .&IIA&.1.a.l .'V'-' .& .IJ.
-ц,L'"-'J.V .1. .U .1
. HV.U.1VI- ' ' - ". LJ..IJ.IJ. .1 .1 ..r.1 . .. .1.vvv.l-'u..,.1.1.ua.л
.rJ.J.VJJ1J'11D\ .,UD.
Поэтому Вам необходимо прочитать пояснения к ответу
в п. 5.4.2.
5.4.5 . Для получения напряжения пилообразной фор­
мы с частотой до нескольких десятков килогерц применя­
ется генератор на тиратроне дугового разряда. Такой гене­
ратор в значительной степени лишен недостатков, прису­
щих генератору на неоновой лампе.
Принцип работы генератора на тиратроне по существу
такой же, как и генератора на неоновой лампе. Для согла­
сования во времени импульсов генератора развертки ос­
циллографа с исследуемым напряжением применяется внеш­
няя синхронизация. Синхронизация состоит в том, что ис­
следуемый сигнал воздействует на генератор развертки,
вызывает разряд конденсатора и возвращает электронный
луч в исходное положенljе. Таким образом, нарастание
напряжения на конденсаторе и рабочий ход луча начина­
ются одновременно с появлением сигнала на входе осцил­
лографа. В этом случае стабильность частоты повторе­
ния импульсов генератора пилообразного напряжения
определяется стабильностью частоты исследуемого
сигнала.
Схема генератора пилообразного напряжения на тира­
троне приведена на рис. 5.18, а. На сетку тиратрона пода­
ется синусоидальное синхронизирующее напряжение
Uc. сиихр, которое вызывает зажигание тиратрона и разряд
конденсатора С (рис. 5.18, 6).
Для получения напряжения пилообразной формы ста­
бильной частоты до 1-2 Мгц служат генераторы на элект­
ронных лампах. На рис. 5.19 представлена простейшая схе­
ма генератора пилообразных напряжений на триоде.
Для получения напряжения пилообразной формы необ­
ходимо на управлstющую сетку лампы подавать запускаю­
щие импульсы. В исходном состоянии лампа заперта бата­
реей Ес0, и один из конденсаторов С через резистор R а
заряжается до напряжения Еа с постоянной времени
1: = RaC,
-
278 -

.
При появлении на сетке запу~кающего импульса поло­
жительной ПОЛЯрНОСТИ триод открывается И ОДИН ИЗ КОН·
ценсаторов С быстро разряжается через открытую лампу,
tак как сопротивление открытой лампы мало. По оконча­
нии действия запускающего импульса лампа опять запира­
ется~ конденсатор начинает заряжаться, и все процессы
повторяются вновь. При этом на выходе генератора полу­
чается напряжение пилообразной формы.
aJ
1llccuнкp
0---111 - - -1r------6 -
Eco
и ь,,,
и,аш-~-------------
Рис. 5.18 Схема генератора пилообразно- .
ro напряжения на тиратроне (а) и времен­
ные диаграммы его работы (6)
.--------+Еа
JLЛ.
liс.синкр
Есо
Рис. 5. 19. Схема генератора пилсюбраз­
иоrо напряжения иа триоде
-
279-

Для получения более высокой линейности нарастания
выходного напряжения необходимо, чтобы зарядньrй тоt;
конденсатора был постоянным. С этой целью часто вмес'N_)
резистора Ra в зарядную цепь включают пентод, анодныи
ток которого почти не зависит от анодного напряжения.
Длительность нарастающего (рабочего) участка пилообраз­
ного напряжения регулируется обычно изменением емкости
конденсатора С.
§ 5.5 . Мупыивибраторы
5.5.1. Мультивибратором называется релаксационный
генератор прямоугольных импульсов (напряжения или
тока), возникающих за счет заряда и разряда конденсато­
ров RС-цепей. Мультивибратор представляет собой двух­
каскадный RС-усили:гель с положительной обратной связью, _
при которой выходное напряжение одного каскада через
звенья обратной связи поступает на вход другого каскада.
Мультивибраторы работают в двух режимах: в режиме
автоколебаний и в ждущем режиме (заторможенный мульти­
вибратор, или одноходовой мультивибратор). В мультивиб­
раторах могут применяться электронные усилительные лам­
пы, полупроводниковые триоды и тиратроны с холодным
и горячим катодами.
Мультивибратор, работающий в режиме автоколебаний,
представляет собой автогенератор импульсов (рис. 5.20, а).
В рассмотренных ранее автогенераторах синусоидаль­
ных колебаний условие самовозбуждения (баланс фаз и
баланс амплитуд) выполнялось только на одной частоте.
В мультивибраторах, работающих в режиме автоколеба­
ний, условие самовозбуждения выполняется в широком
диапазоне частот, что дает возможность получения импуль­
сов прямоугольной формы.
В усилительных каскадах с анодной нагрузкой, как из­
вестно, входные и выходные напряжения сдвинуты отно­
сительно друг друга на 180°. Следовательно, в мультивиб­
раторе анодные и сеточные напряжения каждого каскада
имеют сдвиг по фазе, равный 180Q, т. е. в схеме выполняется
условие баланса фаз. Этот вывод справедлив для широкого
диапазона частот.
Так как мультивибратор представляет собой двухкас­
кадный усилитель, то общий коэффициент усиления этого
усилителя без обратной связи равен
Кобщ = К1К2,
-
280 -

где К1 и К2 - коэффициенты усиления первого и второго
каскадов.
Баланс амшштуд в мультивибраторе осуществляется
при Кобщ > l, а это всегда имеет место, так как коэффи­
циент усиления каждого каскада усилителя о анодной
нагрузкой больше единицы.
t-:==:'----'-::::::::~~=::--:-~ - t
tJaг•ti6,,,
Рис. 5.20. Мультивибратор, работающий в
режиме автоколебаний:
а - принципиальная схема, б
-
временные диаграм­
мы
Вопрос. Возникнут ли автоколебания и по какой при­
qине, если один из каскадов мультивибратора (в схеме
рис. 5.20, а) будет катодным повторителем?
l. Автоколебания возникнут (п. 5.5.2).
2. Автоколебания не возникнут вследствие нарушения
условия баланса фаз (п. 5.5.3).
3. Автоколебания не возникнут вследствие нарушения
условия баланса амплитуд (п. 5.5.4).
5.5.2. Вы, видимо, решили, qто, несмотря на уменьше­
ние коэффициента усиления одного из каскадов, которым
является катодный повторитель, до Ки = 0,8-0,9, знаqе­
ние Коощ будет больше единицы, так как коэффициент
-
281 -

усиления другого каскада имеет величину порядка несколь­
ких десятков. Но Вы не обратили внимание на выполнение
условия баланса фаз. Напомним, что в катодном повтори­
теле входное и выходное напряжения находятся в фазе,
а не в противофазе, как в усилительном каскаде с анодной
нагрузкой. По этой причине условие баланса фаз выпол­
няться не будет. Таким образом, Ваш ответ нельзя считать
' ""PJ.fhlM.
Вернитесь к п. 5.5 .1 и выберите правильный ответ.
5.5.3 . Совершенно верно. Ведь катодный повторитель
не сдвигает по фазе на 180° выходное напряжение по отно­
шению к входному, за счет чего и нарушается условие ба­
ланса фаз. Условие баланса амплитуд может при этом вы­
полняться несмотря на то, что коэффициент усиления ка­
тодного повторителя меньше единицы (обычно 0,8-0,9),
общий коэффициент усиления Кобщ, будет больше единицы,
потому что коэффициент усиления другого каскада состав­
ляет величину порядка нескольких десятков.
Переходите к изучению материала, изложенного
в п. 5.5.5.
5.5.4 . Ваш ответ неверный. Ведь несмотря на то что
коэффициент усиления катодного повторителя Ки < l
(обычно 0,8-0,9), общий коэффициент усиления Кобщ > 1,
так как коэффициент усиления другого каскада обычно
составляет величину порядка нескольких десятков. Следо­
вательно, условие баланса амплитуд будет выполняться.
Вам следует вновь вернуться к поставленному вопросу
и выбрать правильный ответ.
5.5.5 . Рассмотрим принцип действия мультивибратора
в режиме автоколебаний (рис. 5.20, а). Прежде всего надо
сказать, что два состояния такого мультивибратора, когда
одна лампа открыта, а другая закрыта, и наоборот, являют­
ся неустойчивыми.
Весь цикл работы мультивибратора можно разбить на
две стадии. На первой стадии действует положительная об­
ратная связь, вызывающая скачкообразное открывание и
запирание ламп. На второй стадии, когда мультивибратор
какое-то время находится в одном из неустойчивых состоя­
ний, происходит заряд и разряд конденсаторов в цепях об­
ратной связи, что определяет частоту повторения выходных
импульсов.
Поскольку оба каскада в мультивибраторе идентичны,
казалось бы, после включения анодного питания токи в
обеих лампах мультивибратора должны были бы быть рав-
-
282 -

ны по величине. Но из-за флуктуации такое состояние не-
устойчиво.
'
Допустим, что анодный ток ia1 по каким-либо причинам
увеличится на некоторую величину. Это вызовет уменьше­
ние анодного напряжения Uai• Напряжение на конденса­
торе Сс 1 , как известно, не может изменяться скачком, по­
этому изменение анодного напряжения передается на сетку
лампы Л2 почти без ослабления, что приводит к уменьше­
нию анодного тока ia2, Последнее вызывает увеличение
анодного напряжения Ua2, что передается благодаря дей·
ствию положительной обратной связи на сетку лампы Л1
и, следовательно, еще более увеличивает анодный ток i81,
Процесс увеличения анодного тока ia1 и уменьшение анод­
ного тока ia2 происходит лавинообразно и заканчивается
тогда, когда лампа Л1 полностью откроется, а лампа Л2
полностью закроется. По окончании этой стадии работы
обратная связь перестает действовать. Дальнейшее объяс­
нение работы мультивибратора удобно продолжить с по­
мощью временньrх диаграмм анодных и сеточных напряже­
ний (рис. 5.20, б).
.
Начиная с момента полного запирания лампы Л2, на­
ступает вторая стадия цикла работы схемы, в которой кон­
денсатор С01 , зарядившийся после включения схемы, раз­
ряжается через открытую лампу Л1 и резистор R02• Разряд
конденсатора С01 происходит с постоянной разряда времени
'tраэр1 = Сс1 (Rt1 + Rc2),
где Rд - внутреннее сопротивление открытой лампы Л1 •
Разрядный ток, проходя по резистору Rc 2 (см.
рис. 5.20, а), создает на нем напряжение u02 , удерживая тем
самым лампу Л2 в запертом состоянии. Но по мере разряда
конденсатора Сс1 разрядный ток уменьшается и напряже­
ние на сетке и02 также уменьшается по абсолютной величине
(см. рис. 5.20, б). В то же время конденсатор С02 будет до­
заряжаться током isap от источJiика питания Еа через
Rc1rcкl
резистор R 82 и эквивалентное сопротивление R0 = R +
с:1 r с:кl
(где Гс111 - сопротивление промежутка сетка
-
катод от­
крытой лампы Л1). Заряд конденсатора С02 происходит о
постоянной времени заряда Таар 2 = Cc2(Ra2 + Ro),
Сопротивление , 011 открытой лампы составляет пример­
но (500-1000) ом, т. е. оно значительно меньше сопротив­
ления резистора R0• Тогда
'tзар2 ~ Сс2 (Ra2 + ГскJ•
-
283-

Из этого выражения видно, что заряд конденсатора про­
исходит во много раз быстрее его разряда, и следователь­
но, процесс заряда заканчивается значительно раньше мо­
мента отпирания лампы Л2 (см. рис. 5.20, б). По истечении
некоторого времени, обычно равного (2-3) 'tраз, напряже­
ние Uc 2 уменьшается по абсолютной величине до напря­
жения запирания лампы И зап· При этом в лампе Л2 появ­
ляется небольшой ток, и в мультивибраторе начинает дей­
ствовать обратная связь, благодаря чему ток в лампе Л1
немного уменьшится.
Процесс отпирания лампы Л2 и запирания лампы Л1
происходит лавинообразно. Новое состояние опять неустой­
чиво, так как на этот раз конденсатор Сс 2 будет разряжать­
ся, а конденсатор Сс 1 - заряжаться; далее все процессы
повторяются вновь.
Постоянные времени разряда конденсаторов определяют --
частоту повторения выходных импульсов. Если в мульти­
вибраторе
'tpaзpt = 'tразр2•
то такой мультивибратор называют симметричным.
Очевидно, в симметричном мультивибраторе длитель­
ность выходного импульса и паузы одинакова. В случае,
когда 'tpaзpt =1= 'tразр2, длительность импульса не равна
длительности паузы. Мультивибратор, работающий в та­
ком режиме, получил название несимметричного мульти­
вибратора.
Выходным напряжением в мультивибраторе является
анодное напряжение одной из ламп. Искажения прямо­
угольной формы анодного напряжения, выбросы на кривых
анодных токов и сеточных напряжений объясняются пере­
ходными процессами в схеме при отпирании ламп.
Мультивибратор используется как автогенератор пря­
моугольных импульсов, который может генерировать сиг­
налы с частотой повторения от долей герц до нескольких
мегагерц. Частоту автоколебаний можно регулировать в
широких пределах как ступенчато, так и плавно. Ступен­
чатую регулировку производят изменением емкостей кон­
денсаторов Се, а плавную - изменением сопротивлений
резисторов Rc, Частоту автоколебаний симметричного муль­
тивибратора можно вычислить по формуле
f-
1
-
2RcCc lnK '
-
284 -

где К - модуль коэффициента усиления одного из каска­
дов мультивибратора.
Вопрос. Как влияет на работу мультивибратора измене­
ние напряжения источника анодного питания Еа в схеме
рис. 5.20, а?
1. Изменяется длительность выходного импульса
(п. 5.5 .6).
2. Изменяется амплитуда выходного импульса (п. 5.5.7).
3. Изменяются амплитуда и длительность выходного
импульса (п. 5.5 .8).
5.5.6. Вы правы. Действительно, если увеличить, на­
пример, напряжение Еа, то конденсатор Се зарядится до
большего напряжения. Разряд же конденсатора, а следо­
вательно, и уменьшение сеточного напряжения Ис на за­
пертой лампе до значения И зап при одной и той же величине
Тразр :::::: ReCe займет большее время, чем для первоначаль­
ного значения Еа. Но Вы упустили из виду, что при
этом должна измениться и амплитуда выходного им­
пульса. Такой вывод нетрудно сделать, если вернуться
к анализу работы мультивибратора, изложенному в
п. 5.5.5.
Более подробное объяснение по этому вопросу прочтите
в п. 5.5.8.
5.5 . 7 . Вы не совсем правы. Действительно, в случае при­
менения триодов увеличение величины Е а приведет к уве­
личению выходного напряжения, являющегося перепадом
анодного напряжения (Ит = Rа/ а). Если же использовать
в схеме пентоды, то изменения напряжения Е а практически
не будут влиять на амплитуду выходных импульсов, так как
при работе на пологих участках анодных характеристик
изменения анодного напряжения не сказываются на анод­
ном токе. Но Вы упустили из виду влияние изменения на­
пряжения Еа на длительность выходных импульсов, так
как заряд конденсаторов Се 1 и Се2 зависит от величи­
ны Еа.
Вам следует вновь вернуться к поставленному вопросу
и постараться правильно на него ответить.
5.5.8.·
Вы абсолютно правы. Действительно, увеличение
напряжения Еа приводит к росту длительности выходного
импульса. Разряд конденсатора Се займет больше времени,
поскольку конденсатор будет заряжен до большего напря­
жения. Амплитуда же выходного импульса, являющегося
перепадом анодного напряжения (Uт = Ralа), также уве­
личится из-за увеличения анодного тока / а•
-
285-,

Следует отметить, что в случае использования пентодов
в мультивибраторах изменения напряжения Еа мало влия­
ют на амплитуду выходных импульсов, потому что при ра­
боте на пологих участках анодных характеристик измене­
ния величины Еа практически не оказывают влияния на
анодный ток.
Переходите к изучению материала, изложенного в
п. 5.5.9.
s:5.9 . Заторможенный (одноходовой) мультивибратор
представляет собой релаксационный генератор с одним
устойчивым состоянием (рис. 5.21).
Рис. 5.21 . Схема заторможенного муль­
тивибратора
После подачи анодного питания в схеме наступает устой­
чивое состояние, в котором она может находиться сколь
угодно длительное время. Это обеспечивается включением
батареи смещения Есо, напряжение которой больше И зап,
в сеточную цепь лампы Л1 . В этом состоянии лампа Л1 за­
крыта, а лампа Л2 открыта. С приходом на сетку лампы Л1
запускающего положительного импульса Ивх (или отрица­
тельного импульса на сетку лампы ЛJ, имеющего амплиту­
ду, позволяющую открыть эту лампу, схема скачкообразно
переходит из устойчивого состояния в неустойчивое, так
как в этот момент действует положительная обратная
связь. В результате лампа Л1 будет открыта, а лампа Л2
закрыта. После этого кощ1,енсатор Сс 1 начнет разряжаться
через от.крытую лампу Л1 (см. рис. 5.21).
Разрядный ток, проходя по резистору Rc 1, создает на
нем отрицательное падение напряжения, которое уменьша-
-
286 -

ется по экспоненте с постоянной времени Тразр = Rc 1Cc 1•
Как только сеточное напряжение превысит напряжение
запирания Uвап лампы Л2, через эту лампу пойдет анод­
ный ток и в мультивибраторе начнет действовать положи­
тельная обратная связь. В результате этого схема лавино­
образно перейдет из неустойчивого состояния в устойчивое,
в котором она будет находиться до прихода следующего
импульса. Таким образом, одноходовой мультивибратор
при воздействии одного внешнего запускающего импульса
выдает только один выходной импульс.
Диод Д включен в схему дЛЯ того, чтобы в момент дей­
ствия входного импульса конденсатор С02 не мог разряжать­
ся, иначе уменьшится длительность выходного импульса.
Мультивибратор в ждущем режиме применяется в раз­
личных схемах импульсной и вычислительной техники,
ядерной физике, например, для деления частоты, расшире­
ния импульсов и т. д.
В схемах мультивибратора, работающего как в режиме
автоколебаний, так и в ждущем режиме, обычно использу­
ются двойные триоды и пентоды.
Вопрос. Влияют ли амплитуда и длительность входного
(запускающего) импульса на параметры (амплитуду и дли­
тельность) выходного импульса в заторможенном мульти­
вибраторе?
l. Влияют на амплитуду выходного импульса (п. 5.5 .10).
2. Влияют на длительность выходного импульса
(п. 5.5 .11).
3. Не влияют на параметры выходного импульса
(п. 5.5.12).
5.5.10. Давайте разберемся так ли это. В усилительном
каскаде, где осуществляется пропорциональное усиление,
амплитуда выходного импульса в К раз больше входного,
а дЛительность выходного импульса равна длительности
входного импульса. В нашем же случае запускающий им­
пульс необходим лишь для того, чтобы привести схему в
действие. Поэтому амплитуда запускающего импульса
должна превышать лишь некоторое пороговое значение.
Амплитуда выходного импульса мультивибратора опре­
деляется типом лампы, величиной анодного напряжения
и сопротивления резистора Ra- Таким образом, Ваш ответ
неверен.
Вернитесь к п. 5.5.9 и выберите правильный ответ.
5.5 . l 1. Ваш ответ неверен. Ведь длительность выход­
ного импульса определяется временем разряда конденса-
-
287 -

тора Сс 1 , Кроме того, Вы забыли, что на входе схемы
рис. 5.21 включен диод Д, который предназначен именно
для того, чтобы длительность входного импульса не влия­
ла на длительность выходного импульса. Если бы этого
диода не было в схеме, то конденсатор Сс2 за время действия
входного импульса несколько разрядился бы, вследст­
вие чего длительность выходного импульса уменьши­
лась бы.
Вам следует вновь вернуться к поставленному вопросу
и попытаться выбрать правильный ответ.
-----------11<1·-l«
5.5 .12 . Вы правильно отве-
тили на поставленный вопрос.
т,
Входной импульс необходим
лишь для того, чтобы приве­
сти схему в действие, он дол­
жен отвечать двум требова­
ниям:
1) амплитуда запускаю­
щего импульса должна быть
такой, чтобы привести муль­
тивибратор в действие;
Рис. 5.22. Схема полупровод­
никового мультивибратора, ра­
ботающего в режиме автоко-
2) длительность запускаю­
щего импульса должна быть
пребывания схемы в неустойчивом
лебаний
меньше времени
состоянии.
Длительность и амплитуду выходного импульса муль­
тивибратора определяют, как известно, параметры лампы,
величины напряжения источника анодного питания Еа,
емкости конденсаторов и сопротивления резисторов. Кро­
ме того, для предотвращения влияния внутреннего сопро­
тивления источника сигнала на время разряда конденса­
тора С0 2 в схему включен диод Д.
Переходите к изучению материала, изложенного в
п. 5.5.13.
5.5.13. Помимо электронных ламп, в мультивибраторах
часто используются полупроводниковые триоды. Схема
мультивибратора на полупроводниковых триодах, рабо­
тающего в режиме автоколебаний, изображена на рис. 5.22 .
Принцип работы этой схемы тот же, что и принцип ра­
боты схемы на электронных лампах. Отличие заключается
в том, что резисторы R1 и R2 в цепях обратной связи под­
соединяются к источнику питания коллекторных це­
пей - Ею а не к «земле», так как в противном случае
мультивибратор не возбудится.
-
288 -

Рассмотрим принцип действия полупроводникового
мультивибратора. Пусть полупроводниковый триод Т1
заперт, а триод Т2 открыт. Тогда конденсатор Сс 1 будет
заряжаться от источника -Ек через открытый переход
база - эмиттер полупроводникового триода Т2 и резис­
тор Rкi, а конденсатор Сс2 - разряжаться через резисто­
ры Rн.2 и R 1 . Разрядный ток создает на резисторе R1 паде­
ние напряжения, убывающее по абсолютной величине по
мере уменьшения разрядного тока. Следовательно, поло­
жительный потенциал точки б (см. рис. 5.22) будет также
уменьшаться. Как известно, полупроводниковый триод за­
перт до тех пор, пока Иб > О. Когда потенциал точки б
станет больше нуля, через триод Т1 пойдет ток. С этого мо-.
мента времени наступает первый цикл работы мультивиб­
ратора - действие цепей положительной обратной связи,
в результате чего триод Т1 откроется, а триод Т2 закроется.
Следующий за этим цикл работы мультивибратора обеспе­
чивает разряд конденсатора Сс1 и заряд конденсатора Сс2 .
Далее все процессы повторяются.
При сравнении свойств полупроводниковых мультивиб­
раторов с ламповыми следует отметить следующее:
1) полупроводниковые мультивибраторы имеют боль­
ший к.п.д.;
2) для полупроводниковых мультивибраторов требу­
ются источники питания небольшого напряжения;
3) в полупроводниковых мультивибраторах время пере­
броса схемы из одного состояния в другое больше, чем в лам­
повых, так как оно определяется характером движения но­
сителей заряда (электронов и дырок); поэтому в полупро­
водниковых мультивибраторах следует применять триоды
с большой предельной частотой и большим коэффициентом
усиления по току;
'
4) в полупроводниковых мультивибраторах имеет место
сильная зависимость параметров от температуры окружа­
ющей среды.
Вопрос. Влияет ли повышение температуры на длитель­
ность выходного импульса полупроводникового мультивиб­
ратора?
l. Не влияет (п. 5.5.14).
2. Влияет. Длительность выходного импульса умень­
шается (п. 5.5.15).
3. Влияет. Длительность выходного импульса увели­
чивается (п. 5.5.16).
5.5 .14. Вы ошибаетесь. Ведь повышение температуры
-
289 -

влечет за собой, как известно, увеличение коллекторного
тока / но закрытого триода. Другими словами, сопротивле­
ние перехода коллектор - база закрытого триода умень­
шается. Это приводит к тому, что конденсатор, включенный
между коллектором открытого в этот момент триода и ис­
точником -Ен, будет разряжаться быстрее за счет допол­
нительного разряда через пониженное сопротивление пере­
лu,ца r.uJ1J1t:r.1u_1 .1
-
ба~а ~ar._1.1ы1u1 u 1.1.н1u,ца, 1:1, 1..,J1t:,ЦUtli:1Tt::JIЬ·
но, длительность выходного импульса изменится.
Вам следует вернуться к поставленному вопросу и по­
думать, увеличится или уменьшится длительность выходно­
го импульса, а затем выбрать соответствующий ответ.
5.5 .15. Вы правы. Действительно, повышение темпера­
туры вызывает увеличение тока / но, что определяется сни­
жением сопротивления перехода коллектор - база закры­
того триода. Следовательно, конденсатор, подсоединенный
к коллектору открытого в этот момент триода, будет раз­
ряжаться быстрее за счет дополнительного разряда через
пониженное сопротивление перехода коллектор - база за­
крытого триода. А это приведет, как известно, к уменьше­
нию длительности выходного импульса.
Переходите к изучению гл. 6.
5.5.16. Давайте разберемся, так ли это. Изменения тем­
пературы влияют, как известно, на емкость конденсаторов,
сопротивления резисторов и параметры полупроводнико­
вых триодов. Но воздействие температуры на перечислен­
ные элементы схемы будет различным. Наибольшее влияние
температурные изменения оказывают на параметры полу­
проводниковых триодов. Так, с ростом температуры уве­
личивается коллекторный ток закрытого в этот момент
триода-, т. е. уменьшается сопротивление запертого пере­
хода коллектор - база. Это приводит к увеличению ско­
рости разряда конденсатора Се, а следовательно, длитель­
ность выходного импульса уменьшается. Таким образом,
Вы выбрали неправильный ответ.
Прочтите пояснения к правильному ответу в п. 5.5. 15.

ГЛАВА6
ЭЛЕКТРОННЫЕ РЕЛЕЙНЫЕ
И ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
§ 6.1. Общие сведения
6.1.1 . В предыдущих главах было рассмотрено примене­
ние электронных, ионных и полупроводниковых приборов
в схемах усилителей, выпрямителей и генераторов. Помимо
этих устройств, в промышленной электронике широко ис­
пользуются различные типы релейных устройств и элект­
ронных измерительных приборов.
Электронное реле, наряду с другими типами реле, яв­
ляется одним из главных элементов систем автоматического
управления и регулирования. Электронными реле называ­
ются электронные устрой­
ства, имеющие разрывную
амплитудную характерис­
тику, у которых выходная
величина может принимать
лишь два различных дис­
кретных значения в зави-
Релеfiнан
схема
Рис. 6.1 . Блок-схема элек­
тронного реле напряжения
ilЬ'x~-
::l=====lfJ.,
~
1
1
'1⁄4щl. __,~=-и..·_;...
-
•.
t1
tz
Рис. 6.2 . Времеинь1е диаграммы
работы электронного реле напря­
жения
симости от входной величины. Входными величинами
могут быть напряжение в реле напряжения, время в реле
времени, число импульсов в счетчиках импульсов, свето­
вой поток в фотореле и ряд других величин, которые
можно преобразовать в напряжение, ток или число им­
пульсов.
Блок-схема электронного реле напряжения и времен­
ные диаграммы его работы приведены соответственно на
рис. 6.1 и 6.2.
При работе реле его выходное напряжение остается
равным нулю до тех пор, пока входное напряжение меньше
-
291 -

напряжения срабатывания релейной схемы, т. е. Ивх < Иср•
Как только входное напряжение достигнет напряжения
срабатывания, релейная схема переходит во второе
устойчивое состояние и на выходе появляется постоянное
выходное напряжение, которое сохраняется до тех пор,
пока входное напряжение больше напряжения отпуска­
ния, т. е. Ивх > Uотп• Электронные реле часто называют
Uвых
1/вх
aJ
Uвх
5)
Рис. 6.3 . Амплитудные харак­
теристики усилителя с отри­
цательной (а) и положитель-
ной (б) обратной связью!
1-для ~/( = 01 2 - для ~/(<11
,1-для ~/(=114-для ~[(>\
также спусковыми устройст­
вами.
Вопрос. С каким видом
обратной связи усилитель на­
пряжения может иметь ре­
лейную характеристику?
1. С отрицательной обрат­
ной связью (п. 6.1 .2).
2. С положительной об­
ратной связью (п. 6.1 .3).
3. Без обратной связи (п.
6.1 .4).
6.1.2. Усилитель напряже­
ния, охваченный отрицатель­
ной обратной связью, имеет
параметры, отличающиеся от
параметров исходного усили­
теля. Так, при отрицательной
обратной связи по напряже­
нию уменьшается его коэффи­
циент усиления по напряже­
нию. Поэтому амплитудная
характеристика
усилителя
становится более пологой.
Чем больше коэффициент от-
рицательной обратной связи,
тем меньше наклон амплитудной характеристики (рис.
6.3, а).
Таким образом, при любой величине отрицательной об­
ратной связи амплитудная характеристика остается моно­
тонно возрастающей, что исключает возможность получения
характеристики с разрывом, т. е. релейной характеристики
(см. рис. 6.3, а).
Отрицательная обратная связь по току приводит к
аналогичным изменениям амплитудной характеристики.
Ваш ответ неправильный. Вам следует более вниматель­
но прочесть п. 6.1 .1, повторить п. 3.5 .6, в котором рассмат-
-
292 -

ривается воздействие обратной связи на параметры усили­
те.'Iя, и постараться правильно ответить на постав.'Iенный
вопрос.
6.1.3. Введение в усилителе напряжения положитель­
ной обратной связи как по току, так и по напряжению уве­
личивает его коэффициент усиления. При коэффициенте
обратной связи ~К = 1 коэффициент усилителя Ко.с ста­
новится равным бесконечности, на его амплитудной ха­
рактеристике появляется вертикальный участок (см.
рис. 6.3, 6). При дальнейшем увеличении коэффициента
положительной обратной связи характеристика становится
неоднозначной, и при переходе с одной ветви на другую
появляется скачок выходного напряжения.
Таким образом, Вы выбрали правильный ответ. Пере­
ходите к материалу, изложенному в п. 6.2 .1 .
6.1.4. Усилитель напряжения без обратной связи имеет
монотонную амплитудную характеристику (см. рис. 6.3, а);
чем больше коэффициент усиления, тем круче идет харак­
теристика. Однако сколько бы ни увеличивался коэффициент
усиления, например, за счет увеличения числа каскадов
усилителя, характеристика будет оставаться монотонной,
не будет иметь участков с разрывом.
Таким образом, Ваш ответ не совсем верен. При очень
больших коэффициентах усиления характеристика усили­
теля приближается к релейной, но теоретически такой уси­
литель перейдет в релейный режим лишь при бесконечно
большом коэффициенте усиления, что потребует бесконеч­
ного числа каскадов усиления.
Вам следует внимательно подумать и постараться пра­
вильно ответить на поставленный вопрос.
§ 6.2 . Трнrrеры
6.2 .1 . Триггером называется спусковое устройство, обла­
дающее двумя устойчивыми состояниями. Переход из од­
ного состояния в другое происходит скачкообразно под
действием внешнего запускающего импульса. В триггерах
обычно применяются электронные усилительные лампы и
полупроводниковые триоды, а в последнее время также
тиратроны с холодным катодом.
Широкое применение триггеры нашли в автоматических
устройствах, в вычислительной технике, в измерительных
устройствах ядерной физики и т. д.
-
293 -

Схема триггера и временные диаграммы его работы изо­
бражены на рис. 6.4.
В этой схеме звеном, соединяющим анод лампы Л1 с
сеткой лампы Л2, является делитель R1Rc2, а звеном, соеди­
няющим анод лампы Л2 с сеткой лампы Л1 , - делитель
R2Rci• Диоды Д1 и д2 служат для по.дачи положительных
импульсов на сетки усилительных ламп. Они включены
таким образом, что сетки ламп разделены между собой боль­
шим обратным сопротивлением диодов.
а) ,-..--------•Еа. 01
11с lfc 1ап 1191
fcot--+ -' --' - --' -'' - -.. ... .__. ... _--1'-1.-
11a.,
116ш 1--- .. . .. . _____. .. .;;. .p,...,. _t
11112
{/11mtn
Рис. 6.4 . Принципиальная схема лампового триггера (а) и времен­
ные диаграммы его работы (б)
Схема триггера выполняется симметричной; в качестве
усилительных ламп часто используются двойные триоды,
резисторы в схеме попарно одинаковы. Однако несмотря
на такую симметрию схемы, ее равновесное состояние не­
возможно. Действительно, при подключении схемы к ис­
точнику питания ток одной из ламп триггера, например Л1,
может оказаться несколько больше тока лампы Л2. Это при­
ведет к тому, что потенциал анода лампы Л1 станет несколь­
ко ниже потенциала анода лампы Л2, а следовательно, по­
тенциал сетки лампы Л2 будет ниже потенциала сетки лам­
пы Л1 . Такое различие в потенциалах сеток приведет к еще
большей асимметрии в величинах токов и потенциалов се­
ток и анодов. Из-за действия положительной обратной связи
этот процесс будет нарастать лавинообразно, пока одна из
ламп (в нашем примере Л2) полностью не закроется и ее
анодный ток не станет равным нулю. Такое состояние триг­
гера является устойчивым. Оно обеспечивается включением
-
294-

сеточной батареи смещения
исходя из соотношения
U
R
IE /> а.откр С
со
R1,2
Еео, э.д.с. которой выбирают,
+Ис.зап•R ~R•
(6.1)
1,2
с
где Uа. откр - анодное напряжение открытой лампы;
U0. зап
-
сеточное напряжение запирания лампы.
При наличии такого отрицательного напряжения сме­
щения триггер будет находиться в устойчивом состоянии
до прихода внешних положительных импульсов.
Вопрос. На базе какого двухкаскадного усилителя вы-
полнена схема триггера?
1. Усилителя с резисторно-емкостной связью (п. 6.2 .2).
2. Избирательного усилителя RС-типа (п. 6.2.3).
3. Усилителя постоянного тока с гальванической связью
(п. 6.2 .4).
6.2.2 . Усилитель с резисторно-емкостной связью имеет
в цепи связи между каскадами конденсатор связи Се и ре­
зистор в цепи сетки лампы Re· На схеме триггера рис. 6.4, а
конденсатор связи Се отсутствует и вместо него применен
резистор R1 . Разделительный конденсатор отсутствует так­
же в цепи обратной связи между анодом лампы Л2 и сет­
кой Л1 . Конденсаторы С1 , С2 в схеме триггера не являются
разделительными, так как они шунтированы рези­
сторами R1 , R2 и служат лишь для повышения скорости
перехода триггера из одного устойчивого состояния в
другое.
Таким образом, Вы выбрали неправильный ответ. На
базе усилителя с резисторно-емкостной связью принципи­
ально не может быть создана схема, имеющая два устойчи­
вых состояния.
Вернитесь к п. 6.2.1 и постарайтесь правильно ответить
на поставленный вопрос.
6.2.3 . Как Вы, вероятно, помните, в низкочастотном
избирательном усилителе, который построен на базе уси­
лителя с резисторно-емкостной связью и имеет цепь отри­
цательной обратной связи с двойным Т-образным мостом,
должны обязательно присутствовать двойной Т-образный
мост и конденсаторы связи Се (см. рис. 3.56). На схеме
рис. 6.4, а мост и конденсаторы связи Се отсутствуют.
1( тому же, как Вы знаете, схема триггера построена с при·
менением положительной обратной связи. Поэтому изби­
рательный. усилитель служить базой для схемы триггера не
может.
-
295-

Вам следует еще раз прочесть п. 6.2 .1 и постара'rься
правильно ответить на поставленный вопрос.
6.2 .4. Вы правы. Базой для построения схемы триггера
явился двухкаскадный усилитель постоянного тока (уси•
литель с гальванической связью) с двумя источниками пи­
тания.
Резисторы R1 и Rc2 образуют делитель в цепи связи
между каскадами. P1::,ш1..1u1-1ni , ~ 2 и Яс 1 создают цепь по.110•
жительной обратной связи (тоже без разделительного кон­
денсатора).
Схема триггера может быть построена и на базе более
сложного усилителя, например двух- и п-каскадного уси•
лителя постоянного тока. Однако двухкаскадная схема
наиболее проста, поэтому триггер обычно строится на ее
основе.
В любой схеме триггера, кроме усилителя постоянного
тока, обязательно присутствует гальваническая положи•
тельная обратная связь (ВК= 5-15), которая обеспечивает
два устойчивых состояния триггера.
Переходите к п. 6.2.5.
6.2 .5. При подаче на сетку запертой лампы триггера в
рассматриваемом примере Л2 положительного входного
импульса Ивх (см. рис. 6.4) необходимой амплитуды лам­
па Л2 начинает открываться, при этом ее анодное напря·
жение уменьшается. Это изменение передается через цепь
обратной связи (делитель R2Rc 1) на сетку открытой лам­
пы Л1 , что вызывает снижение ее анодного тока. Уменьше­
ние анодного тока лампы Л1 приводит к увеличению анод•
ного напряжения этой лампы, а следовательно, благодаря
цепи связи (делитель R1Rc2) - к увеличению потенциала
сетки лампы Л2- Та кое изменение потенциала сетки лампы Л2
обеспечивает рост анодного тока лампы Л2, а следовательно,
дальнейшее снижение анодного напряжения этой лампы.
Процесс изменения величин анодных токов и напряжений
триггера продолжается до тех пор, пока лампа Л1 полно­
стью не закроется. Новое состояние триггера также явля­
ется устойчивым и сохраняется до прихода следующего
входного запускающего импульса. Это состояние обеспе•
чивается так же, как и предыдущее устойчивое состояние,
сеточной батареей Есо, создающей отрицательное напря­
жение смещения.
При появлении на входе триггера очередного положи­
тельного импульса схема переходит в первое устойчивое
состояние (лампа Л1 открыта, а лампа Л2 закрыта) и т. д.
-
296 -

Переход триггера из одного устойчивого состояния в дру­
гое происходит очень быстро, в течение 10-s-10-u сек.
Появляющиеся на аноде лампы Л2 перепады напряже­
ний при переходе триггера из одного устойчивого состояния
в другое являются выходным напряжением этрй схемы, ко­
торое может быть использовано для управления каким-либо
устройством.
Переход триггера из одного устойчивого состояния в
другое можно осуществлять также отрицательными запус­
кающими импульсами. Для приведения в действие триггера
отрицательный импульс должен подаваться на сетку от­
крытой лампы, а аноды диодов Д1 и Д2 - подсоединяться
к сеткам ламп.
Часто в схему триггера параллельно резисторам R 1
и R 2 подключают конденсаторы для того, чтобы повысить
скорость перехода триггера из одного устойчивого состоя­
ния в другое. Форсирующее действие конденсаторов объяс­
няется тем, что в первый момент после прихода входного
импульса конденсаторы С1 и С2 как бы накоротко замыкают
резисторы R1 и R2, благодаря чему изменения анодных
напряжений передаются в сеточные цепи ламп почти без
ослабления. В практических схемах триггеров вместо се­
точной батареи смещения Е00 часто применяют цепочку
автоматического смещения, в которой напряжение смещения
обеспечивается падением напряжения на катодном резис­
торе, как в усилителе напряжения с анодной нагрузкой.
В триггерах чаще всего используются двойные триоды
типов 6Н2П, 6Н5П, 6Н15П, 6Н8С, 6Н9С, а также пентоды
типов бЖЗП, 6Ж5П и др.
Помимо ламп, в триггерах могут применяться полупро­
водниковые триоды. Схемы и принцип работы полупровод­
никовых триггеров аналогичны ламповым триггерам. Схема
триггера на полупроводниковых триодах представлена
на рис. 6.5.
Пусть в исходном положении триод Т1 заперт, а триод Т2
открыт. С приходом входного положительного импульса
на базу триода Т2 триггер переходит из одного устойчивого
состояния в другое, при котором триод Т1 будет открыт,
а триод Т2 заперт.
Если сравнить полупроводниковые триггеры с лампо­
выми, то можно выявить ряд их достоинств и недостатков.
Достоинства триггеров на полупроводниковых триодах:
существенно меньшая потребляемая мощность, меньшие
габариты, веа и стоимость, существенно большая надеж-
-
297-

ность работы, более высокий к.п.д. Недостатки этих триг­
геров: меньшая амплитуда выходного напряжения, зави­
симость работы схемы от изменения температуры окру­
жающей среды.
Вопрос. Чем определяется предельное быстродействие
полупроводникового триггера?
l. Параметрами полупроводникового триода (п. 6.2 .6).
2. Сопротимениями резисторов R1 и R2 в nепи связи
между каскадами (п. 6.2.7),
Рис. 6.5 . Схема полупроводникового
триггера
3. Напряжением источника питания цепи коллектора
(п. 6.2.8).
6.2 .6. Параметры полупроводникового триода оказы­
вают наиболее существенное влияние на быстродействие
триггера. Так, при резком изменении тока (или потенциа­
ла) базы ток в коллекторной цепи изменяется с некоторой
задержкой Л fн, которая определяется временем прохожде­
ния носителей заряда через базу триода и, следовательно,
предельной частотой усиления f,,,. Изменяя параметры схем,
поддерживая определенное соотношение между током баэы
и током коллектора, можно несколько уменьшить величину
задержки Л fн. Однако уменьшение Л fн ограничено, анало­
гично тому как ограничена частотная характеристика уси­
лителя с реэисторно-емкостной связью (см. рис. 2.8).
Ваш ответ правильный. Переходите к п. 6.3 . l.
6.2 . 7 . Сопротивления резисторов R1 и R2 влияют на ве­
личину установившегося тока базы триодов Т1 и Т2. При
больших сопротивлениях резисторов R1 и R 2 величина этого
-
298 -

тока может быть недостаточной для полного открывания
триодов и работа триггера нарушится. При значите.'Iьном
уменьшении сопротивлений резисторов R1 и R2 установив­
шийся ток базы увеличится, чm часто нежелательно.
Таким образом, изменения сопротивлений резисторов R1
и R 2 должны находиться в определенных пределах; значи­
rельное увеличение или уменьшение указанных сопротив­
лений одинаково нежелательно, так как при этом наруша­
ется электрический режим полупроводниковых триодов.
На быстродействие триггера гораздо больше влияют емкос­
ти форсирующих конденсаторов С1 и С2. Однако конденса­
торы С1 и С2 повышают лишь быстродействие цепей связи,
поэтому существенно увеличить быстродействие триггера
они не могут.
Ваш ответ не совсем верен. Элементы схемы не опреде­
ляют ее предельного быстродействия, поэтому Вам следует
еще раз подумать и постараться правильно ответить на
вопрос.
6.2.8. Напряжение источника питания цепи коллектора
непосредственно не влияет на быстродействие триггера.
Однако при слишком низких напряжениях в цепи коллек­
тора (порядка 1-2 в) приходится ограничиваться неболь­
шими токами триодf)в, что ведет к замедлению работы триг­
гера, так как затягивает время перезаряда паразитных
емкостей.
Увеличение напряжения цепи коллектора до 5-20 в
позволяет увеличить коллекторные токи триодов, обеспе­
чивающие минимальное время перезаряда паразитных ем­
костей в схеме. Дальнейшее повышение напряжения кол­
лекторной цепи не оказывает влияния на быстродействие
триггера, однако уменьшает его надежность из-за возмож­
ности пробоя триодов.
Ваш ответ не совсем правильный. Изменяя напряжение
коллекторной цепи, нельзя существенно повысить быстро­
действие триггера. Вам следует еще раз продумать и
выбрать другой ответ.
§ 6.3 . Пересчетные схемы
6.3.1. Как упоминалось выше, триггеры нашли приме­
нение в различных электронных устройствах. Особенно
широко они применяются в электронных вычислительных
машинах и в измерительных устройствах ядерной физики
для счета импульсов (например, определение количества
- 299-

импульсов, позволяющего измерить интенсивность радио­
активного излучения).
Схемы, предназначенные для счета импульсов, получили
название пересчетных схем. Пересчетные схемы обладают
большим быстродействием, что позволяет считать импульсы,
имеющие очень большую частоту повторения. На выходе
пересчетной схемы обычно включается электромеханичес­
кий счетчик. На рис. 6.6 изображена часть пересчетной
схемы, состоящая из двух трнгrеров.
w
Рис. 6.6. Пересчетная схема
} каткамламл
триееера 7j
Vстино6ка
к, нgля
-
-·Ее
Введем обозначение устойчивых состояний триггера.
Если правая (по схеме) лампа триггера (соответственно Л2,
Л4 и т. д.) открыта ~. следовательно, ее анодное напряже­
ние невелико, то такое устойчивое состояние обозначим
через О. Если правая лампа закрыта и ее анодное напряже­
ние больше, то считаем, что триггер находится в положе­
нии 1.
Рассмотрим работу пересчетной схемы. Пусть на вход
первого триггера Т1 (см. рис. 6.6) поступает серия отрица­
тельных импульсов. Полагаем, что до начала поступления
импульсов все триггеры находятся в положении О, т. е. все
их правые лампы открыты, а левые закрыты (рис. 6.7, а).
Появившийся отрицательный импульс поступает одновре­
менно на сетки обеих ламп первого триггера и вызывает
запирание открытой правой лампы J72 (на закрытую лам­
пу Л1 отрицательный импульс не действует), т. е. происхо­
дит скачкообразный переход триггера в устойчивое поло­
жение 1, при котором правая лампа Л 2 закроется, левая
лампа Л1 откроется (рис. 6.7, 6). При этом переходе на
-
300 -

выходе триггера Т1 появляется положительный перепад
напряжения, который поступает на вход триггера Т2.
Следующий импульс переводит триггер Т1 в состояние О,
и на входе триггера Т2 появляется отрицательный перепад
напряжения. В результате этого триггер Т2 переходит из
положения О в положение 1 (рис. 6.7, в).
Таким образом, триггер Т1 срабатывает от каждого им­
пульса, поступающего на вход пересчетной схемы, а триr-
т,
"2
7j
Т,,
а) Исхооное
II0Л0Жt'HUt'
о
о
о
о
0)-u -
о
о
о
В)
1ЛГ о
1
о
о
~1
о
о
/JJ
ulЛЛJI о
о
о
Рис. 6.7 . Динамика работы пересчетноrG
устройства
гер Т2 (и все последующие триггеры) - только от отрица­
тельных перепадов напряжений, поступающих на их входы.
Третий и все последующие триггеры продолжают оста­
ваться в положении О. Третий импульс перебрасывает триг­
гер Т1 в положение 1 (рис. 6.7, г). При этом второй триг­
гер Т2 остается в положении 1, так как на его вход поступа­
ет положительный перепад напряжения. С появлением
четвертого импульса (рис. 6.7, д) триггер Т1 переходит в
положение О, что вызывает переброс триггера Т2 также в по­
ложение О. На выходе триггера Т2 появляется отрицатель­
ный перепад напряжения, благодаря чему третий триггер Т3
переходит в положение 1 и т. д.
Если пересчетная схема состоит из т триггеров, то на
выходе последнего триггера выходной импульс, очевидно,
-
301 -

появится в том случае, когда на вход пересчетной схемы
поступит п = 2т импульсов. В рассмотренном пересчетном
устройстве, состоящем из четырех триггеров, выходной
триггер будет срабатывать после прихода на вход пересчет­
ной схемы 16 импульсов.
Таким образом, при использовании пересчетной схемы
оказывается возможным определение количества импуль­
сов, следующих через короткие интервалы времени, на­
пример, с помощью инерционных электромеханических
счетчиков или декатронов - мноrоэлектродных ионных
приборов тлеющего разряда для цифрового счета в десятич­
ной системе счисления, включаемых на выходе пересчет­
ной схемы.
Необходимо отметить, что перед началом работы пере­
счетной схемы все триггеры должны находиться в положе­
нии О. Для этого с помощью кнопки К1 «Установка нуля» _
(см. рис. 6.6) на сетки левых ламп триггеров подается от­
рицательный потенциал от источника напряжения -Е6 •
В результате этого левые лампы всех триггеров закрывают­
ся, а правые открываются.
Вопрос. На трехразрядный счетчик, установленный в
нулевое положение, подается серия из 30 импульсов с час­
тотой 2,4 кгц. Сколько импульсов и с какой частотой по­
явится на выходе счетчика?
1. 10 импульсов с частотой 0,8 кгц (п. 6.3 .2).
2. 5 импульсов с частотой 0,4 кгц (п. 6.3.3).
3. 3 импульса с частотой 0,3 кгц (п. 6.3.4).
6.3.2 . После первого разряда счетчика !'!оявится им­
пульс только после прихода на его вход пары импульсов.
Поэтому частота и число импульсов на выходе первого раз­
ряда (на входе второго разряда) снижается в 2 раза. Ана­
логично работают все остальные разряды счетчика. Поэто­
му Ваше предположение о том, что трехразрядный счетчик
уменьшает частоту и число импульсов в 3 раза, неверио.
Вам следует более внимательно прочитать п. 6.3.1 и
выбрать правильный ответ.
•
6.3.3. Вы решили, что трехразрядный счетчик умень­
шает частоту и число импульсов в 6 раз (в 2 раза на каска­
де х 3 разряда= 6). Это неверно, так как первый каскад,
действительно, уменьшает частоту и чис.110 импульсов в
2 раза; это уменьшенное число импульсов поступает на вто­
рой каскад, который в свою очередь уменьшает число и час­
rоту импульсов вдвое и т. д. Поэтому для определения пе­
ресчетноrо числа умножать число разрядов на два нельзя.
-
302 -

Вернитесь к п. 6.3 .1 и выберите правильный ответ.
6.3.4. Вы саnершенно правы. Трехразрядный счетчик
снижает частоту повторения импульсов в 8 раз. Поэтому
на выходе частота составит 0,3 кгц.
В 8 раз уменьшается и число импульсов на выходе счет­
чика. Вас, видимо, затрудняло то, что число 30 не делится
на 8. Однако Вы правильно решили, что на выходе счетчи­
ка появятся импульсы после 8-го, 16-го и 24-го импульсов,
т. е. 3 импульса. Остальные 6 импульсов счетчик запомнит,
и при приходе еще двух импульсов (всего 32) появится чет­
вертый выходной импульс.
Обратите внимание, что частота входных импульсов
равна 2,4 кгц, что не позволяет применить для их счета
механический счетчик, так как он обладает меньшим быст­
родействием. В то же время механический счетчик может
быть включен на выходе трехразрядного электронного
счетчика для счета импульсов с частотой 0,3 кгц.
Переходите к п. 6.4 .1 .
§ 6.4. Pene напряжения
6.4.1. Реле напряжения применяются, как правило,
для защиты и сигнализации при всякого рода перенапря­
жениях. На рис. 6.8 приведена схема полупроводникового
.----,,-..------0-Ек.·
IJ.6x
к
L...-----------~+п
Рис. 6.8. Схема полупроводникового реле
напряжения
реле напряжения, которое используется для сигнализации
о появлении положительного напряжения во входной цепи.
Схема представляет собой симметричный триггер на двух
полупроводниковых триодах. При кратковременном замы-
-
303 -

кании ключа К на базу триода Т2 подается положительный
потенциал, ток триода Т2 прекращается, и реле приходит
в исходное состояние: первый триод обесточен, левый триод
открыт, сигнальная лампа Л не горит.
При отрицательном входном напряжении к полупровод­
никовому диоду Д приложено напряжение в обратном на­
правлении, сопротивление его велико и ток по нему не про­
ходит. Но как ТОJ1ЬКО входное напряжение станет по_,110LКИ=
Рис. 6.9 . Схема полупроводникового
реле напряжения, используемого для
защиты измерительного прибора от пе-
реиапряжений
тельным, сопротивление диода уменьшится до небольшой
величины и входное положительное напряжение поступит
на базу левого триода Т1 . Ток левого триода прекратится,
ток правого триода скачком увеличится до некоторого мак­
сима.llьного значения, лампа Л загорится, сигнализируя
о том, что триггер перешел во второе устойчивое состояние.
Во втором устойчивом состоянии триггер может находиться
неограниченное время, пока кратковременным замыканием
ключа К он не будет возвращен в исходное положение.
На рис. 6.9 приведена схема полупроводникового реле
напряжения, используемого для защиты измерительного
прибора от перенапряжений, которые могут вывести его
из строя.
В этой схеме постоянное напряжение, подаваемое на
измерительный прибор, вызывает появление тока базы
полупроводникового триода Т:
(6.2)
где Rвх - входное сопротивление триода Т, которое обыч­
но значительно меньше величины R.
-
304 -

При этом в цепи коллектора триода по обмотке реле
проходит ток
(6.3)
Статический коэффициент усиления триода ~ и сопро­
тивление резистора R выбирают таким образом, чтобы при
входном напряжении, равном напряжению срабатывания
(Ивх = Иср), ток коллектора был равен току срабатывания
реле Uк = /ер).
При срабатывании реле размыкается контакт КР1 и
снимается напряжение с измерительного прибора, что обес­
печивает его защиту, замыкается контакт КР 2 и реле Р
самоблокируется, т. е. ток через него проходит, минуя по­
лупроводниковый триод. Теперь для приведения схемы
реле в исходное состояние необходимо на короткое время
разомкнуть вручную контакт КР3 •
Вопрос. Изменением какого элемента схемы полупровод­
никового реле напряжения (см. рис. 6.9) целесообразно
регулировать напряжение срабатывания Иср?
1. Изменением сопротивления резистора R (п. 6.4 .2).
2. Изменением коэффициента усиления по току ~
(п. 6.4.3).
3. Изменением питающего напряжения батареи Ек
(п. 6.4 .4).
4. Изменением тока срабатывания реле /ер (п. 6.4 .5).
6.4.2 . Для срабатывания реле необходимо, чтобы ток
базы триода / 6 достиг величины, при которой ток в цепи
коллектора триода достаточен для срабатывания реле,
т. е. чтобы lк = /ер· Ток базы определяется входным на­
пряжением и сопротивлением резистора R, поэтому при
изменении сопротивления этого резистора существенно
изменяется величина Иср• Такое регулирование напряже­
ния срабатывания реле наиболее удобно, так как дает воз­
можность регулировать в широких пределах напряжение
срабатывания без существенного усложнения схемы.
Переходите к п. 6.4 .6 .
6.4.3 . Изменение коэффициента усиления по току ~
полупроводникового триода изменит, конечно, напряжение
срабатывания Иср· Однако для изменения коэффициента
усиления могут быть предложены лишь два способа: за­
мена триода и резкое изменение его температуры. Замена
триода - процесс достаточно трудоемкий, требующий на­
бора триодов с различными коэффициентами усиления по
току, что весьма неудобно. Регулировка температуры трио-
11-130
-
305-

да технически разумными способами практически невоз­
можна. Однако надо иметь в виду, что при работе такого
реле температура триода зависит от окружающих условий
и может измениться, что вызовет изменение напряжения
срабатывания.
Таким образом, Вы выбрали не очень удачный способ
регулирования напряжения срабатывания. Прочитайте еще
раз п. 6.4.1 и выберите другой способ реrуJ1ирования.
6.4.4. Изменение питающего напряжения батареи Ех
изменяет напряжение между коллектором и эмиттером трио­
да. У большинства современных полупроводниковых трио-
Рис. 6.10. Блок-схема счетчика импульсов
дов (особенно кремниевых) ток уменьшается лишь при очень
маленьких напряжениях батареи Еи (порядка 1-2 в) и
резко увеличивается при напряжениях, близких к напря­
жению пробоя. Работа в таких режимах нецелесообразна,
а изменение напряжения источника питания в нормальных
пределах практически не сказывается иа коэффициенте
усиления ~ -
Поэтому выбранный Вами способ регулирования край­
не неудобен. Вернитесь к п. 6.4 . l и выберите другой способ
регулирования.
6.4 .5 . :Конечно, при изменении тока срабатывания
lcp реле изменяется напряжение срабатывания Иср• Из­
менение тока срабатывания реле можно производить двумя
способами: заменой реле и регулированием рабочего зазора
реле. Смена реле явно неудобна, регулирование рабочего
зазора иногда применяется, но это приводит к изменению
и других параметров реле, т. е. не позволяет получить ста­
бильных результатов.
Вернитесь к п. 6.4 .1 и выберите более удачный способ
регулирования.
6.4.6. На несколько ином принципе построены реле -
счетчики импульсов.
Упрощенная блок-схема счетчика импульсов показана
на рис. 6.10, а временные диаграммы его работы - на
рис. 6.11.
-
306 -

Подавая на вход заторможенного му.'Iьтивибратора ЗМ 1
исследуемую серию импуJ1ьсов Uвх (рис. 4.11, а), получим
на его выходе серию импульсов и1 (рис. 4.11, 6) строго по­
стоянной длительности и амплитуды. Каждый из этих им­
пульсов производит подзаряд конденсатора С через резис­
тор и диод д~ (см. рис. 4.10). При этом диод Д1 препятству­
ет разряду конденсатора в
1
промежутке между импуль- а иикh (\
сами.
Как только напряжение
на конденсаторе С достигнет
напряжения срабатывания
второго заторможенного муль­
тивибратора ЗМ 2 (на рис.
4.11, в во время пятого им­
пульса), на его выходе по­
явится импульс напряжения
ивых (рис. 4.11, г), свидетель­
ствующий о подаче на вход
счетчика 5 импульсов. Обыч­
но ВЫХОДНОЙ ИМПУЛЬС Ивых
производит также возвраще-
(\(\(\
о}
·ъп ппп
8}
111
1/1111
1/ц 111
111111
с111
1/1111
.JTLJ. ___I_J_J.J_I
[I,''1
111
Cf11
1
11
I
ние схемы в исходное состо-
1
яние. Для этого через систе- г)
1
блок-схеме счетчика, выход-
t
t
t
му диодов, не показанную на и!ыrl
h'
ной импульс производит раз- '- -- -- -- -- -" ' -- -- '- -= -t
ряд конденсатора С.
Рис. 6.11 Временные диаграм-
Такие счетчики импульсов мы работы счетчика импульсов
могут производить счет от
двух ДО 10-15 ИМПУЛЬСОВ,
следующих с частотой от нескольких герц до нескольких
мегагерц. При необходимости вести счет большего числа
импульсов счетчики включаются последовательно.
Вопрос. В счетчике импульсов (см. рис. 6.10), предназ­
наченном для пересчета 10 импульсов, в два раза увеличили
длительность импульсов на выходе заторможенного мульти­
вибратора ЗМ1 (напряжение и~). Какое число импульсов
можно пересчитать таким счетчиком?
1. 20 импульсов (п. 6.4.7).
2. 5 импульсов (п. 6.4.8).
3. 10 импульсов (п. 6.4.9).
6.4 . 7 . Каждый импульс с выхода заторможенного муль­
тивибратора ЗМ1 вызывает импульс тока заряда накопи-
ll*
-
307 -

тельного конденсатора С. Так как импульсное напряже­
ние и1 значительно больше напряжения на конденсаторе ис
и сопротивление диода Д1 в прямом направлении мало, ток
импульса i ~ ';{ и проходит в течение времени Лt, где
Лt - длительность импульса. Тогда каждый импульс уве­
личивает напряжение на конденсаторе на величину Лис=
= i лt:. При увеличении длительности импульса Лt
вдвое в два раза увеличится и величина Лис· Поэтому сра­
батывание произойдет не на 20-м импульсе.
Ваш ответ неверен. Вернитесь к п. 6.4.6 и выберите
правильный ответ.
6."4.8 . Вы решили, что при увеличении длительности
импульса вдвое во столько же раз возрастет и приращение
напряжения на конденсаторе С. Это правильно, поэтому
напряжение на конденсаторе С достигнет величины напря­
жения срабатывания уже не на 10-м, а на 5-м импульсе.
Существенная зависимость емкости счетчика от длитель­
ности импульса на выходе заторможенного мультивибра­
тора ЗМ 1 заставляет выполнять подобные мультивибрато­
ры со специальными элементами, стабилизирующими дли­
тельность их импульсов. Одновременно это накладывает
ограничение на максимальную емкость одного разряда
счетчика. Так, при емкости 20 импульсов увеличение дли­
тельности импульса на 5 % уменьшит емкость счетчика до
19 импульсов. А при емкости 5 импульсов погр,ешность
в 1 импульс возникает лишь с увеличением длительности
на 20%.
Поскольку Вы выбрали правильный ответ, можете пере­
ходить к изучению § 6.5 .
6.4 . 9 . Вы полагаете, что при изменении длительности
импульсов на выходе заторможенного мультивибратора ЗМ 1
останутся неизменными напряжение срабатывания Иср
заторможенного мультивибратора ЗМ 2 и приращение на­
пряжения на конденсаторе Лис· Поэтому число пересчиты­
ваемых импульсов не изменится. Действительно, напря­
жение срабатывания Иср останется неизменным, однако
время, в течение которого будет происходить подзаряд кон­
денсатора, увеличится вдвое, и величина Лис не останется
той же самой_ Вы выбрали неправильный ответ.
Вам следует еще раз проработать материал п. 6.4 .6 и
выбрать правильный ответ.
-
308 -

§ 6.5. Pene времени
6.5. 1 . В реле времени временной интервал преобразует­
ся в напряжение, которое вызывает срабатывание релейной
схемы. Обычно для такого преобразователя применяется
заряд конденсатора через большой зарядный резистор.
Блок-схема реле времени показана на рис. 6.12, а времен­
ньrе диаграммы его работы - на рис. 6.13.
При размыкании ключа К в
момент времени t = О начинается
О)
заряд конденсатора от источни- и,
ка э.д.с. Еа, напряжение на
конденсаторе С возрастет от Е11
значения ис = Е] по экспоненте llcp
о постоянной времени ,; = RC.
Через некоторое время, равное
времени задержки, т. е. в момент
•Еа
R
Pf!Лf!tiHOЯ
сима
~ 116ы,f
о
5J
иных
Впr.мя
зо'dержки
01------------t
Рис. 6.12 . Блок-схема реле вре­
меtш
Рис 6.13. В ременнь1е диа
граммы работы реле вре­
мени
fв (см. рис. 6.13) напряжение ис на входе релейной схемы
достигает напряжения срабатывания Иср, в результате чего
релейная схема срабатывает. Таким образом, срабатывание
релейной схемы задержано на время t 3 относительно мо­
мента размыкания ключа К. Выдержка времени легко мо­
жет быть рассчитана по уравнению дЛЯ напряжения на
конденсаторе:
ис=Е1+(Е8- Е1) (1-е-~с)
(6.4)
При t = f:~ напряжение на конденсаторе ис = Иер·
-
309-

Подставляя эти значения в уравнение (6.4), получим
Ucp=Et+(Еа-Е1)(1- е-;~).
(6.5)
Решая полученное уравнение относительно t3 , найдем
выражение для выдержки времени:
f3 = RCln 1:.а~~: \.
(6.6)
Таким образом, выдержка времени пропорционащ,на
постоянной времени цепи заряда конденсатора RC. Для
....
t:;
CQ
"':!!
а,
х
u
ф
и
:s:
а.
получения выдержек времени
большой длительности сле­
дует применять конденсато­
ры емкостью С= 1-10 мкф
и резисторы сопротивлением
R = 1-10 Мом. При этом
нужно следить за тем, чтобы
конденсатор С не разряжался
через входное сопротивление
релейной схемы. Для этого
необходимо, чтобы входное
сопротивление релейной схе­
мы было много больше сопро­
тивления зарядного резисто­
ра R.
На рис. 6.14 приведена
схема электронного реле вре­
мени типа ВЛI, обеспечиваю­
щего время задержки в диапа­
зоне 1-200 сек в зависимо­
сти o-r: регулировки. При этом
разброс времени задержки не
превышает + 15 %.
Входное переменное на•
пряжение Uвх = 220 в с часто­
той 50 гц подается на зажим
1-2. Вентили В1 и В2, а так­
же конденсатор С1 являются
элементами однополупериод­
ного выпрямительного уст­
ройства с емкостным филь­
тром. Резистор служит для
-
310-

ограничения тока выпрямителя при его включении, а ре­
зисторы R2 и R 3 обеспечивают равенство обратных напря­
жений на вентилях.
Выпрям.пенное и сглаженное напряжение с конденса­
тора С1 подается на стабилизатор напряжения (резистор R 4 ,
стабилитрон Ст) и далее через обмотку реле Р на анод
тиратрона с холодным катодом Т, а через делитель R 5R 6-
нa сетку тиратрона и зарядную цепь (резисторы R7 , R 8 ,
R9 и конденсатор CJ. После подачи переменного входного
напряжения Ивх начинается заряд конденсатора С2 через
резисторы R 1 , Rв и R9 • I(огда напряжение на конденса­
торе С2 достигцет величины И0 • заж, происходит зажигание
тиратрона Т. Появившийся анодный ток тиратрона вызы­
вает срабатывание реле Р. При зтом замыкаются контакты
реле КР1, КР2, и конденсатор С2 быстро разряжается через
резистор R 10 и контакты реле КР2. •
Для отпускания реле необходимо на короткое время
(порядка 0,3 сек) отключить входное переменное напряже­
ние, после чего реле времени опять готово к работе.
.
Изменением постоянной времени заряда конденсатора
при помощи переменного резистора R7 достигается плавная
регулировка выдержки времени. В положении / пере­
ключателя выдержка времени регулируется в диа­
пазоне 1-100 сек, а в положении / / - в диапазоне
100-200 сек.
Надежность такого реле благодаря применению ти­
ратрона с холодным катодом весьма высока 1:1 определяется
в основном надежностью контактов реле Р. Допустимое
число срабатываний за весь срок службы реле времени до­
стигает 100 ООО.
Вопрос. I(ак изменится выдержка времени электронного
реле времени ВЛl при увеличении входного напряже­
ния?
1. Выдержка времени уменьшится (п. 6.5.2).
2. Выдержка времени останется неизменной (п. 6.5 .3).
3. Выдержка времени увеличится (п. 6.5.4).
6.5.2. Вы, очевидно, решили, что при увеличении l}ХОД­
ного напряжения Uвх возрастет напряжение на выходе вы­
прямителя, увеличится ток заряда конденсатора С2 и, сле­
довательно, уменьшится выдержка времени. Это не совсем
правильно. При увеличении входного напряжения на
15-20 % напряжение на выходе выпрямителя остается
практически постоянным, так как оно стабилизируется с
помощью стабилитрона Ст, и заметного изменения выдерж-
-
311 -

ки времени не произойдет. Изменение выдержки времени
будет происходить в случае изменения параметров стаби­
литрона при его старении или выходе из строя. Тогда при
увеличении входного напряжения на 15-20% на столько же
сократится выдержка времени.
Ваш ответ н_еверен. Проработайте материал п. 6.5 .1 и
дайте прави"1ьный ответ.
6.5 .3 . Вы выбрали правильный ответ. При изменении
входного напряжения стабилизированное напряжение на
выходе выпрямителя остается приблизительно постоянным,
поэтому изменение выдержки времени незначительно. Од­
нако не забывайте о том, что стабилизатор с газоразряд­
ным стабилитроном имеет коэффициент стабилизации не
более 10-15. Поэтому при увеличении входного напряже­
ния Ивх, скажем, на 15 % напряжение на выходе выпрями­
теля увеличится примерно на 1%, что приведет к такому же
уменьшению выдержки времени. В схемах электронных ре­
ле времени для повышения стабильности выдержки вре­
мени часто применяются специальные стабилизаторы с
большим коэффициентом стабилизации, например полу­
проводниковые стабилизаторы.
Больше, чем входное напряжение, на стабильность вы­
держки времени влияет напряжение на стабилитроне, кото­
рое с течением времени может несколько изменяться. Это
напряжение изменяется также при смене стабилитрона,
что требует специальной регулировки выдержки вре­
мени после смены стабилитрона с помощью сопротивле­
ния R5.
Переходите к п. 6.6 .1.
6.5.4. Ваш ответ неверен. При увеличении напряжения
Ивх напряжение на выходе выпрямителя остается почти по­
стоянным, но даже если бы оно и возрастало, это привело
бы не к увеличению, а к уменьшению выдержки вре­
мени. Действительно, при увеличении напряжения на вы­
ходе выпрямителя ускоряется заряд конде:нсатора С2.
А за счет увели:чения напряжения на аноде тиратрона Т
уменьшается его сеточное напряжение срабатывания.
Все это может привести к уменьшению выдержки
времени.
Вы выбрали самый неудачный ответ, забыли, как рабо­
тает стабилитрон и тиратрон с холодным катодом. Вам сле­
дует повторить соответствующие разделы в [2], еще раз
рассмотреть работу реле времени и постараться правильно
ответить на вопрос.
-
312 -

§ 6.6. Фото1nектронные pene
6.6 . 1. Во многих устройствах автоматики для контроля
и блокировки часто применяют различные фотоэлектрон­
ные реле. В фотоэлектронных реле, или, как их часто назы­
вают, фотореле, входной величиной является световой по­
ток. Фотореле срабатывает при определенной величине
светового потока Fcp и отпускает при потоке F01п. Схема
простейшего полупроводникового фотореле показана на
рис. 6.15.
r----------91-Ек
'
р
КР~--
!(исполнuте.л1r
• 1 ном..11 устроо.­
а t (lmtru
Рис. 6.15. Схема полупроводникового фотореле
Осветитель с лампой накаливания дает направленный
световой поток, освещающий фоторезистор ФР, включенный
в цепь базы полупроводникового триода Т. При освещении
фоторезистора его сопротивление значительно уменьшается
и в цепи базы протекает ток / 6, что вызывает усиленный ток
в цепи коллектора / 11 ~ ~/ 6 , который проходит по обмотке
реле Р и вызывает его срабатывание. При этом контакт КР
реле размыкается и выходное напряжение и становится
равным нулю.
Всякое затенение фоторезистора приводит к увеличению
его сопротивления и уменьшению тока базы / 6 , а следова­
тельно, и тока коллектора / и· При уменьшении светового
потока до F отп ток коллектора становится меньше тока
отпускания реле, которое при отпускании замыкает нор­
мально закрытый контакт КР. При этом на выходных за­
жимс1х реле появляется постоянное напряжение и = -Е11 •
Такое простейшее фотореле с успехом применяется для
сигнализации об уменьшении светового потока ниже оп­
ределенного уровня Fотп· Уменьшение светового потока,
попадающего на фоторезистор, может быть связано не толь.
ко с уменьшением светового потока лампы накаливания,
но также с появлением непрозрачных предметов между ос-
-
313-

ветJiтелем и фоторезистором (реле фотоблокировки), умень­
шением прозрачности среды (реле пожарной сигнализа­
ции) и· т. д.
Применение реле в цепях аварийной блокировки, по­
жарной сигнализации и других подобных ус-тройствах, когда
реле должно сигнализировать о наличии или угрозе ава­
рии, предъявляет ряд добавочных требований к их надеж­
ности. Действительно, реде аварийной блокировки может
в течение долгого времени оставаться в бездействии (отсут­
ствуют аварии). При выходе же реле из строя его неисправ­
ность может обнаружиться лишь во время или после ава­
рии. Таким образом, от исправности работы фотореле мо­
жет зависеть предотвращение той или иной аварии.
Чтобы гарантировать работу реле в аварийном режиме,
его схема должна обеспечивать появление выходного сиг­
на.11а не только во время аварии, но и при неисправности
самого реле. Отсутствие выходного сиrна-ла свидетельствует
об отсутствии аварийной обстановки и об исправности са­
мого реле.
Рассмотренное фотореле удовлетворяет этому требова­
нию. Действительно, при перегорании лампы осветителя,
выходе из строя фоторезистора или полупроводникового
триода ток коллектора триода / и уменьшится, обмотка
реле Р обесточится, контакт КР замкнется и на выходе
фотореле появится напряжение, сигнализирующее о его
неисправности.
Вопрос. В фотоэлектронном реле аварийной сигнализа­
ции (см. рис. 6. 15) произошел пробой триода Т (короткое
замыкание между коллектором и эмиттером). К:ак это отра­
зится на работе реле?
1. Реле выйдет из строя и появится выходной сигнал
аварии (п. 6.6.2).
2. Реле выйдет из строя, выходной сигнал будет отсут­
ствовать (п. 6.6 .6).
6.6.2. При пробое триода по обмотке реле Р проходит
ток, который удерживает реле в притянутом состоянии.
Такой режим внешне (с точки зрения выходных сигналов)
ничем не отличается от неаварийного состояния реле. По­
этому выходной сигнал аварии в таком режиме не появля­
ется. Более того, при наступлении аварийной ситуации
и снижении освещенности фоторезистора ФР уменьшается
ток базы, но ток ко.тrлектора остается неизменным, и реле
будет давать ложную информацию об отсутствии ава­
рии.
-
314 -

Таким образом, Ваш ответ неверен. Прежде чем перей­
ти к дадьнейшему материа.r1у, Вам надо ответить еще на
один вопрос.
Вопрос. При увеличении температуры окружающей сре­
ды резко возрос темновой ток фоторезистора ФР (см.
рис. 6.15). Как это скажется на работе реле?
1. Работа реле не изменится (п. 6.6 .3).
2. Работа реле нарушится, появится выходной сигнал
аварии (п. 6.6.4).
.
3. Работа реле нарушится, выходной сигнал аварии
будет отсутствовать (п. 6.6.5).
6.6.3 . При возрастании темнового тока фоторезистора
ФР увеличится ток базы полупроводникового триода Т,
возрастет его коллекторный ток, который протекает по
обмотке реле Р. На первый взгляд это не приведет к отказу
фотореле, так как исполнительное реле останется в притя­
нутом состоянии. Однако увеличение темнового тока фото­
резистора приведет к уменьшению чувствительности фото­
ре.11е. Теперь даже при затенении фоторезистора (частичном
или полном) в цепи базы проходит ток, достаточный дЛЯ
удержания исполнительного реле. Поэтому реле уже не
сможет сигнализировать об уменьшении светового потока
ниже заданного уровня (Foтn), т. е. перестанет отвечать
своему назначению. Здесь проявляется основной недоста­
ток полупроводниковых приборов - резкая зависимость
параметров от температуры. Такое простейшее реле не
может применяться в широком диапазоне изменения темпе­
ратуры окружающей среды, а лишь в диапазоне от +5 до
+35° С, например, в турникетах метро. Аналогичные фото­
реле в более широком температурном диапазоне могут при­
меняться лишь при наличии температурной стабили­
зации.
Таким образом, Ваш ответ неверен. Вам следует еще раз
прочитать описание работы схемы в п. 6.6 .1 и постараться
выбрать правильный ответ.
6.6.4 . При увеличении темнового тока фоторезистора
работа реле нарушится. При значительном увеличении тем­
нового тока реле перестанет реагировать на затенение фото­
резистора, так как это не приведет к значительному сни­
жению тока базы и исполнительное реле останется в притя­
нутом состоянии. Однако, оставаясь все время в притяну­
том состоянии, исполнительное реле будет сигнализировать
об отсутствии аварии, поэтому выбранный Вами ответ яв­
ляется неверным.
-
315-

Фотореле, схема которого приведена на рис. 6.15, не
защищено от воздействия повышенных температур и, в
частности, не может в таком виде применяться как реле
пожарной сигнализации. Действительно, во время пожара
вследствие задымленности снизится световой поток от осве­
тителя, но если одновременно с этим повысится темпера­
тура, то реле может не сработать. Для применения тако­
го реле в системе пожарной сигнализации необходима
температурная стабилизация реле до температур
150-200q с.
Таким образом, Ваш ответ неверен. Подумайте и поста­
райтесь правильно ответить на вопрос.
6.6.5. Вы правы. При увеличении темнового тока реле
становится нечувствительным к затенению фоторезистора.
Поэтому работа его нарушится, а сигнал аварии не появит­
ся. Такое реле может надежно работать лишь в ограничен­
ном диапазоне температур. Для расширения температур­
ного диапазона необходимо применение температурной ста­
билизации. Температурная стабилизация необходима как
для стабилизации характеристик триода (например, вклю­
чением резистора в цепь эмиттера, как это показано в гл. 1),
так и для стабилизации фоторезистора.
Для температурной стабилизации фоторезистора наибо­
лее удобно применять балансные схемы. Так, применение
второго неосвещаемоrо фоторезистора, включенного между
базой и эмиттером триода Т (см. рис. 6.15), позволит сде­
лать ток базы триода независимым от темнового тока фото­
резистора. Действительно, весь темновой ток будет прохо­
дить по двум фоторезисторам, не ответвляясь в цепь базы
триода. Поэтому даже при значительных изменениях тем­
пературы реле сохранит работоспособность.
Переходите к п. 6. 7 .1 .
6.6 .6 . Вы правы. При пробое триода реле останется в
притянутом состоянии. Реле не будет отпущено даже при
наступлении аварийной ситуации, так как ток коллектора
пробитого триода не зависит от тока базы. Таким образом,
реле не защищено от пробоя триода. В этом режиме оно дает
ложный сигнал отсутствия аварии. Учитывая это, триод в
схеме необходимо выбирать с большим запасом по допусти­
мому напряжению на коллекторе, обеспечивающим надеж­
ность работы фотореле, или в схему должны быть введены
добавочные элементы, сигнализирующие о выходе триода
из строя.
Далее переходите к п. 6.7 .1 .
-
316 -

§ 6.7. ЭnектронныА (nамnовыА) воnыметр
6. 7.1 . При измерениях напряжения и тока в цепях с
электронными лампами и полупроводниковыми триодами,
как правило, пользоваться обычными электроизмеритель­
ными приборами нельзя. Это связано в основном со срав­
нительно большим отбором мощности измерительным при­
бором при незначительной общей мощности, потребляемой
электронной схемой, в которой производится измерение.
В таком случае подключение измерительного прибора при­
водит к существенному изменению режима работы элект­
ронных или полупроводниковых приборов.
Для измерений в электронных цепях применяются спе­
циальные электронные (ламповые) вольтметры. Такой вольт­
метр обычно представляет собой усилитель, часто с пре­
образованием усиливаемого напряжения, на выходе которо­
го включен микроамперметр магнитоэлектрической системы.
Ламповый вольтметр потребляетотизмеряемой цепи нич­
тожно малую мощность. Его входное сопротивление может
достигать 50-100 Мом. Ламповый вольтметр может изме­
рять напряжения в широком диапазоне частот - от посто­
янного напряжения до частот в несколько сотен мегагерц.
И, наконец, ламповый вольтметр способен измерять (со
сравнительно невысокой точностью) сопротивления резисто­
ров, индуктивности катушек и емкости конденсаторов.
лок
U- измерения
постоянных
напряженu/1
!iлок
u,.,
uзмеренuя
переменных.,
нlinряжении
R
блок
х 11змеренt1я
conpomtj8·
.i leH{l(,I
Мосто8ая
измеритель
HllЯ схема
блок изме­
рения ином
m118нocmetl
и емкостеа
рлок
11umtJнuя
Рис. б. 16. Блок-схема лампового вольтметра
-
317-
~

Блок-схема типового лампового вольтметра приведена
на рис. 6.16.
Основу вольтметра составляет мостовая измерительная
схема с показывающим прибором-миллиамперметром. Уп­
рощенная мостовая измерительная схема лампового вольт­
метра типа ВК7-3 (А4-М2) изображена на рис. 6.17.
Она представляет собой параллельный балансный уси·
литель постоянного тока с катодной нагрузкой. Между ка­
тодами левого и правого (по схеме) триодов включен магни•
______.,.Еа
1
Rs
/161
Рис. 6.17. Мостовая измерительная
схема лампового вольтметра
тоэлектрический миллиамперметр. Сопротивления катодных
резисторов R1 и R2 одинаковы по величине. При отсутствии
входного сигнала потенциалы сеток левого и правого трио­
дов равны нулю, по лампам проходят равные токи, напря­
жение между катодами и ток миллиамперметра отсутствуют.
Для балансирования токов обеих ламп служит перемен­
ный резистор R4 , ручка которого выведена на лицевую па­
нель вольтметра как «установка нуля».
При подаче на вход постоянного положительного напря­
жения ток левого триода увеличивается, напряжение на
его катоде возрастает, и по миллиамперметру проходит ток
прибора lп. При правильном выборе рабочих точек триодов
на линейных участках характеристик ток прибора пропор­
ционален приложенному входному напряжению Ивх, т. е.
lп = Сивх·
При изменении (увеличении) сопротивления резисто­
ра R3 изменяется (уменьшается) коэффициент пропорцио­
нальности С. Таким образом, изменяя сопротивление ре­
зистора Rз ступенями, можно изменять ступенями чувст-
-
318 -

вительность прибора, изменяя тем самым предел измеряе­
мых напряжений. При плавном изменении сопротивления
резистора R 3 возможна плавная подрегулировка чувстви­
тельности в пределах одной шкалы (производится при на­
ладке прибора или после смены лампы).
На вход мостовой измерительной схемы можно подавап
только постоянные напряжения от О, l до 5-10 в. При
Ивх < О, l в чувствительность миллиамперметра оказыва­
ется недостаточной для нужного отклонения стрелки при­
бора. При больших входных напряжениях работа усили­
тельной лампы мостовой измерительной схемы будет выхо­
дить за пределы линейных участков характеристик, что
приведет к появлению нелинейных искажений, а следова­
тельно, к погрешностям измерений. Если необходимо из­
мерить постоянные напряжения Ивх < О, l в или Ивх > lОв,
то в первом случае сначала усиливают измеряемое напряже- •
ние, а во втором - ослабляют его так, чтобы напряжение
на входе мостовой измерительной схемы лежало в указан­
ных пределах. Для преобразования постоянного измеряемо­
го напряжения в величину, лежащую в указанных преде­
лах, служит блок измерения постоянных напряжений (см.
рис. 6.16). При измерении постоянных напряжений
Ивх > О, l в нет необходимости усиливать измеряемое на­
пряжение, и блок измерения постоянных напряжений со­
стоит из обычного делителя напряжения.
В вольтметрах, предназначенных для измерений малых
напряжений (единицы и десятки милливольт), между дели­
телем напряжения и мостовой измерительной схемой вклю­
чается усилитель постоянного тока.
При измерении переменных напряжений следует про­
изводить выпрямление измеряемого напряжения в блоке
измерения переменных напряжений.
На рис. 6.18 приведена упрощенная схема блока изме­
рения переменных напряжений лампового вольтметра
ВК7-3. Измеряемое переменное напряжение подается на
параллельный детектор, состоящий из конденсатора С и
диода 4Д5С, затем на сглаживающий фильтр RФ СФ и дели­
тель R1 - R7•
Параллельный детектор (выпрямитель) работает сле­
дующим образом. Во время положительной полуволIIы
входного переменного напряжения Ивх = и_ по конденса­
тору и диоду проходит ток ic, который заряжает конденса­
тор С практически до амплитудного значения входного
напряжения Ит (рис. 6.19, а).
-
319 -

Ut:
-
~t--: --t>
lc
RФ
ll,//5'C
1
сф
п
]'''
iИд
'::::t
'::::t~
""""
" <:i~<I.,
<:,~ t
~:::,,..,
!::,~~
~, ..,
~~~
Рис. 6.18. Блок измерения перемен­
ных напряжений лампового вольт­
метра
t
О)
Uд
t
о 1-,,.----х---=---~
lfдcp
Риr 6. 19. Временнь1е диаграммы ра­
боты параллельного детектора

Напряжение на диоде (см. рис. 6.18)
(6.7)
Нетрудно видеть, что оно содержит постоянную спстав­
ляющую (рис. 6.19, 6).
Выпрямленное напряжение на выходе параллельного де­
тектора имеет очень большие пульсации. Для сглаживания
этих пульсаций служит Г-образный RФСФ-фильтр. От­
фильтрованное напряжение подается на делитель R1-R7
(см. рис. 6.18), такой же, как в блоке измерения постоян­
ных напряжений, а после него - на вход мостовой измери­
тельной схемы.
В блоке измерения сопротивлений измеряемый резис­
тор Rx подключается последовательно с постоянным резис­
тором Rдоб к стабилизированному источнику постоянного
напряжения Ист· Тогда напряжение на резисторе Rx
·и
Rx
Их=СТR +R =f(Rx>
(6.8)
доб
х
является однозначной функцией измеряемого сопротивле­
ния. Это напряжение подается на вход мостовой измери­
тельной схемы, а шкала прибора градуируется непосредст­
венно в омах, килоомах или мегомах. Переключение преде­
лов измерений осуществляется изменением сопротивления
резистора Rдоб·
Аналогично производится измерение индуктивностей
катушек и емкостей конденсаторов. Только в этом случае
измеряемая катушка индуктивности или коденсатор после­
довательно с резистором Rдоб подключаются к источнику
переменного напряжения и_. Падение напряжения на ка­
тушке индуктивности Lх
(6.9)
является однозначной функцией измеряемой индуктив­
ности Lx (или емкости Сх). Это напряжение выпрямляется
и подается на мостовую измерительную схему.
Точность измерений лампового вольтметра зависит от
измеряемой величины. Так, для вольтметра ВК7-3 погреш­
ность измерений постоянных напряжений не превышает
±3%, переменных напряжений ±5%, сопротивлений
± 10%, индуктивностей и емкостей ± 15%. При этом по-
-
321 -

грешность измерений во многом обусловлена погрешностью
высокоомных делителей и нестабильностью параметров элек­
тронных ламп, а при измерении сопротивлений, индуктив­
ностей и емкостей также нестабильностью питающих напря­
жений. На переднюю панель прибора выведены следующие
органы управления: переключатель вида измеряемой ве­
личины, переключатель диапазонов измерений, ручка «Ус­
тановка нуля».
Перед началом измерений необходимо после прогрева
прибора в течение 10 мин на шкале, соответствующей наи-
о,
'
....
о
0,02 O,OJ
0,01
0,04 t,c
1 -о,,
Рис. 6.20. К вопросу п. 6.7.1
большей чувствительности вольтметра, произвести балан­
сировку мостовой измерительной схемы при помощи ручки
«Установка нуля». Для этого при закороченном входе вольт­
метра вращением ручки «Установ1<а нуля» добиваются ус­
тановки стрелки прибора на нулевое деление шкалы. Далее
переключатель вида измеряемой величины следует устано­
вить в соответствующее положение, переключатель диапа­
зонов измерений - в соответствии с ожидаемой измеряе­
мой величиной. Только после этого можно подключить
вольтметр к схеме и произвести измерение.
Вопрос. На вход лампового вольтметра подается напря­
жение прямоугольной формы (рис. 6.20). Какую величину
покажет ламповый вольтметр?
1. 0,5 в (п. 6.7.2).
2. 0,707 в (п. 6.7.3).
3. 1 в (п. 6.7.4).
6. 7 .2 . Вы считаете, что ламповый вольтметр измеряет
среднее выпрямленное значение напряжения Иср= 0,5 в.
Действительно, такие вольтметры существуют и называют-
-
322 -

ся вольтметрами средних значений. На их шкале обязате,1ь­
но отмечено, что вольтметр измеряет Иср• Однако рассмот­
ренный вольтметр ВК7-3 имеет амплитудный детектор,
т. е. постоянное напряжение, полученное на выходе блока
измерения переменных напряжений, равно амплитуде пе­
ременного входного напряжения. Это связано с тем, что при
детектировании переменного напряжения Ивх конденса­
тор С (см. рис. 6.18) заряжается от амплитуды входного
напряжения (см. рис. 6.19, а).
Таким образом, Вы вьrбрали верный ответ. Вам следует
еще раз внимательно рассмотреть материал п. 6. 7 .1 и поста­
раться правильно ответить на поставленный вопрос.
6.7 .3. Если Вы думаете, что вольтметр ВК7-3 измеряет
действующее значение напряжения, то Вы ошибаетесь.
Для измерения действующих значений несинусоидальных
напряжений вольтметр должен быть снабжен специальным
квадратичным детектором, который достаточно сложен и
обеспечивает невысокую точность. Такого детектора в
вольтметре ВК7-3 нет; в нем применен амплитудный детек­
тор (см. рис. 6.18), в котором постоянное выпрямленное
напряжение равно амплитуде входного напряжения Ивх•
Однако вольтметр, действительно, покажет О, 707 в, так как
этот прибор имеет шкалу переменных-напряжений, програ­
дуированную в масштабе О, 707 от амплитудной величины.
Таким образом, показания вольтметра А = 0,707• l в •
= О, 707 в. Такая градуировка удобна при измерении сину­
соидальных напряжений, так как 0,707 от амплитуды си­
нусоиды в точности равно ее действующему значению. При
измерении напряжений несинусоидальной формы вольт­
метр показывает не действующее значение напряжения, а
лишь 0,707Um. В нашем uримере О,707Ит = 0,707 в,
что и показывает вольтметр.
Переходите к п. 6.8 .1 .
6. 7 .4. Вы правильно решили, что в вольтметре ВК7-3
применен амплитудный детектор, поэтому он покажет
амплитудное значение входного напряжения. Однако Вы не
учли, что электронные приборы обычно не градуируются в
амплитудных значениях напряжения, а имеют шкалу, про­
градуированную в масштабе О, 707 И т· Это делается; для
того, чтобы при измерении синусоидальных напряжений
они показывали действующее значение, равное О, 707 от
амплитудного.
Таким образом, Вы выбрали неправильный ответ. Вы
недостаточно внимательно прочли описание работы лампо-
-
323 -

воrо вольтметра. Поэтому прежде чем перейти к дальнейше­
му материалу, Вам следует вернуться к п. 6.7 .1 и выбрать
правильный ответ.
§ 6.8 . Эnектронны-1 осциnnоrраф
6.8 . 1 . Электронным осциллографом (записывающим при­
бора~). или осциллоскопом (прибором для визуального
наблюдения) называется устройство, позволяющее визуаль­
но наблюдать на экране электроннолучевой трубки изме-
!/силитель
8,оа !!'' (Jертuкольнщо
•
отклонения
лучо
i-----.- -- --- -~
ОЛОI'
cuщpo­
fftJJOцuu
блок
ро.1!ср
/(IJ
ОЛО/r
пvтонця
Рис. 6.21 Блок-схема электронного осциллографа
нение токов или напряжений во времени, а также произ­
водить измерения ряда параметров исследуемых процессов.
Блок-схема простейшего электронного осциллографа
приведена на рис. 6.21 .
Основу осциллографа составляет электроннолучевая
трубка. Усилитель вертикального отклонения луча (ка­
нала «У») служит для усиления исследуемого напряжения,
которое затем подается на пластины вертикального откло­
нения электроннолучевой трубки.
Блок развертки служ,ит для создания напряжения, ли­
нейно изменяющегося во времени (пилообразного напря­
жения). Это напряжение подается на пластины горизон­
тального отклонения электроннолучевой трубки.
Блок синхронизации служит для синхронизации напря­
жения развертки с исследуемым напряжением. Как будет
-
324 -

показано ниже, неподвижное изображение на экране элект­
роннолучевой трубки может быть по.пучено только при крат­
ности частот напряжения развертки и исследуемого сиг­
нала.
Блок питания создает питающие напряжения, необхо­
димые для работы всех блоков осциллографа и электронно­
лучевой трубки.
llpaз8
Тр
Г\_/v
Рис. 6.22. Получение изображе­
ния на экране осцилл аграфа
Прежде чем перейти к описанию работы различных бло­
ков осциллографа, рассмотрим принцип получения непод­
вижного изображения на экране осциллографа.
Пусть на пластины вертикального отклонения электрон­
нолучевой трубки подается усиленное входное напряже­
ние Кивх, а на пластины горизонтального отклонения -
пилообразное напряжение от блока развертки. При подаче
напряжений на пластины трубки происходит смещение
электронного луча на ее экране. На рис. 6.22 показано по­
лучение изображения на экране электроннолучевой трубки
при одновременном воздействии двух напряжений.
Как видно из рисунка, одии период напряжения раз­
вертки ТР соответствует двум периодам исследуемого на­
пряжения Твх, поэтому на экране видны два периода вход•
ного напряжения.
-
325 -

В момент времени !1 = ТР напряжение развертки скач­
ком изменяется до первоначальной величины, и изображе­
ние на экране осциллографа повторяется. Для получения
неподвижного изображения на экране необходимо, чтобы
изображение, полученное во второй период развертки
(t1 -< t-< t2), в точности наложилось на ранее полученное
изображение. Очевидно, совпадение изображений полу­
чится только при краткости периодов (см. рис. 6.22).
Если период напряжения развертки Тр не равен цело­
му числу периодов входного напряжения Твх, то наложения
изображении не произойдет, каждое следующее изображе­
ние окажется несколько сдвинутым и вместо неподвижного
изображения на экране осциллографа получится движу­
щееся изображение, непригодное дJiя визуального иссле­
дования.
Если закон изменения напряжения развертки отлича­
ется от линейного, то форма исследуемого напряжения ис­
кажается. Действительно, при линейном напряжении раз­
вертки Ир = At и при О -< t -< t1 луч на экране осциллогра­
фа перемещается в горизонтальной плоскости с постоянной
скоростью, как показано на рис. 6.22 . Если линейный закон
изменения напряжения Ир нарушается то горизонтальная
скорость луча на экране осциллографа не остается постоян­
ной, происходит растягивание изображения на участке с
большой скоростью и сжатие - на участке с малой ско­
ростью.
Таким образом, для уменьшения искажений закон изме­
нения напряжения развертки должен максимально при­
ближаться к линейному.
Вопрос. В каком соотношении должны находиться пе­
риод развертки ТР и период исследуемого напряжения Твх,
чтобы на экране осцuллографа было видно три периода
входного напряжения??
1. Твх = 3ТР (п. 6.8.2).
2. Тр = 3Твх (п. 6.8.3).
3. Тр = Твх (п. 6.8.4).
6.8 .2 . При соотношении Твх = ЗТР в течение одного
периода входного напряжения луч на экране осциллографа
трижды пересечет его справа налево. Поэтому на экране
осци.члографа появятся три изображения, каждое из кото­
рых содержит около 1/ 3 периода исследуемого напряжения.
Если Вы когда-либо работали с электронным осцилло­
графом, Вам будет ясно, что исследование формы входного
напряжения в этом случае невозможно, :-ак как три раз-
-
326 -

i ..личных изображения накладываются друг на друга. Таким
' образом, Вы выбрали неправиJiьный ответ.
Вернитесь к п. 6.8 .1 и попытайтесь еще раз ответить
'· на вопрос.
6.8 .3 . Вы правы. За один период напряжения разверт-
1 ки пройдут три периода исследуемого напряжения и на
экране осциллографа будут видны эти три периода иссле­
дуемого напряжения. Однако рабочий ход луча слева
направо по экрану осциллографа обычно составляет
(О,7-О,9)Тр, а остальное время (0,3-0,l)Tp приходится
на его обратный ход (обратный ход луча на экране не виден,
так как на это время луч гасится). Таким образом, на экра­
не осциллографа появятся почти полные три периода
входного напряжения.
Переходите к п. 6.8 .5.
6.8.4 . Почему Вы решили, что периоды напряжения раз­
вертки и входного напряжения должны быть равны? При
равенстве периодов движение луча на экране осциллографа
слева направо (рабочий ход) будет соответствовать лишь
части периода Твх· Поэтому на экране осциллографа будет
виден лишь один неполный период исследуемого напряже­
ния. Часть же периода входного напряжения, которая при­
дется на обратный ход луча, на экране осциллографа будет
отсутствовать, что, естественно, искажает наблюдаемую
осциллограмму. Поэтому при работе с осциллографом не
рекомендуется устанавливать частоту развертки равной час­
тоте входного напряжения. Однако равенство частот легко
устанавливается при большом усилении в цепи синхрони­
зации, так как в этом случае каждый синхронизирующий
импульс поджигает тиратрон в схеме развертки (см. п.
5.4.5); поэтому для получения других соотношений между
периодами напряжения развертки и входного напряжения
следует ослабить величину синхронизирующего сигнала
(ручка «Амплитуда синхронизации») и изменить частоту
генератора развертки. Таким образом Вы выбрали не­
правильный ответ.
Вернитесь к п. 6.8 .1 и попытайтесь выбрать правильный
ответ.
6.8.5. Усилитель вертикального отклонения луча пред­
ставляет собой обычный усилитель напряжения с резистор­
но-емкостной связью. На вход усилителя подается иссле­
дуемое напряжение, величина которого может лежать в
пределах от нескольких милливольт до сотен вольт. Чувст­
вительность современных электроннолучевых трубок со-
-
327 -

ставляет О, 1-0,25 мм/в, поэтому для достаточного откло•
нения луча на отклоняющие пластины необходимо подавать
напряжение 100-200 в. Коэффициент усиления усилителя
вертикального отклонения луча обычно достигает 1000-
10 000. При исследовании больших напряжений коэффи­
циент усиления усилителя нмбходимо уменьшать. Для сту­
пенчатого уменьшения коэффициента усиления служит та­
кой же делитель напряжения, как и в ламповом вольтметре.
Яркость
tfloкgt:
Смещенul'.,У' -
Смещение"Jr",
!/сил~ниl',,У"
Меткu
flЛO НО
Колиоро8ка
амплитgtJы
Развертка
Poll синкронu-
зоции
1/ot'moma
пло6но
делитель.У"
Синкронищцuа
Bxoll .У"
Рои ро5атм
Вхо7J"хл
Рис. 6.23. Передняя панель осциллографа
Делитель включается либо на входе усилителя, либо между
его каскадами. Для плавной регулировки служит потен­
циометр. Ручки управления - переключатель делителя
напряжения и ручка потенциометра для плавного измене­
ния коэффициента усиления - выведены на переднюю па­
нель осциллографа (рис. 6.23) и называются соответственно
«Делитель У» и «Усиление У плавно».
В осциллографах, предназначенных для исследования
низкочастотных сигналов, в качестве усилителя вертикаль­
ного отклонения луча применяют УПТ, что позволяет на­
блюдать на экране соотношения между постоянными и пере­
менными составляющими исследуемого сигнала. Осцилло­
графы, имеющие усилители с резисторно-емкостной связью,
не позволяют наблюдать на экране постоянные составляю­
щие входного сигнала.
-
328 -

При исследовании высокочастотных сигналов могут
возникнvть частотные искажения, если сиrна.1 содержит
частоты· выше верхней граничной частоты fв усилителя.
Для исследования высокочастотных сигналов в осцилло­
графах применяются специальные широкополосные уси­
лители вертикального отклонения луча с высоким значе­
нием fв (до 10-20 Мгц).
Блок развертки содержит генератор пилообразных на­
пряжений, принцип работы и схемы которого были рассмот­
рены в гл. 5.
Если напряжение генератора развертки недостаточно
для значительного отклонения луча, в блоке развертки
может применяться усилитель горизонтального отклоне­
ния (Усилитель канала «Х»), усиливающий напряжение
развертки до необходимой величины.
Период напряжения развертки регулируется изменением
постоянной времени зарядной цепи генератора пилообраз­
ных напряжений, причем в процессе работы период этого
напряжения может несколько изменяться. Во избежание
непрерывной подстройки частоты генератора пилообразных
напряжений применяется блок синхронизации. Блок син­
хронизации подает усиленное входное напряжение на сетку
тиратрона генератора развертки. Как показано в гл. 5,
это обеспечивает точную синхронизацию входного напря­
жения и напряжения развертки. Блок синхронизации
обычно представляет собой усилитель, который работает
на нелинейном участке характеристик лампы и преобразу­
ет синусоидальное входное напряжение в напряжение пря­
моугольной формы.
От блока развертки и блока синхронизации на перед­
нюю панель осциллографа (см. рис. 6.23) выведены ручки
управления: «Развертка», «Частота плавно» и «Синх{)0"'
низация». Ступенчатое изменение частоты напряжения раз­
вертки (ручка «Развертка») осуществляется переключением
конденсатора, а плавное- изменением величины сопротив­
ления резистора зарядной цепи генератора пилообразных
напряжений.
Блок питания осциллографа обычно состоит из несколь­
ких выпрямителей и фильтров. В нем часто применяются
электронные стабилизаторы напряжения. Для питания
электроннолучевой трубки используется специальный вы­
соковольтный выпрямитель. Как известно, на второй анод
электроннолучевой трубки подается высокий положитель­
ный потенциал, величиной в несколько киловольт. Потен-
-
329-,

циалы первого анода и катода регулируются с помощью
потенциометров R1 , R2 (см. рис. 6.21).
Потенциометр R1 позволяет изменять напряжение, при­
ложенное между катодом и модулятором электроннолуче­
вой трубки, и тем самым изменять интенсивность электрон­
ного луча, а следовательно, и яркость изображения на
экране трубки. Потенциометр R2 служит для изменения
потенциала первого анода, что позволяет осуществлять
точную фокусировку изображения. Ручки потенциомет­
ров R1 и R2 выводятся на переднюю панель осциллографа
и называются соответственно «Яркость» и «Фокус» (см.
рис. 6.23). •
Кроме указанных ручек управления, на переднюю па­
нель осциллографа выводятся также ручки потенциомет­
ров, обеспечивающих смещение луча по вертикали и гори­
зонтали: «Смещение У» и «Смещение Х». Такое смещение
достигается изменением постоянной составляющей напря­
жения, подаваемого на пластины вертикального и горизон­
тального отклонения.
Электронный осциллограф позволяет не только изучать
временные зависимости исследуемых величин, но и полу­
чать на экране осциллографа зависимости одной величины
от другой. Для этого отключается блок развертки, и на
пластины горизонтального отклонения электроннолучевой
трубки подается второе исследуемое напряжение (обычно
через усилитель канала «Х»). В этом случае смещение луча
на экране осциллографа происходит под действием двух
изменяющихся во времени напряжений Uвх«У• и и вх«Х•
и изображение на экране соответствует функции и вх«У•=
= f(Uвx«X• ).
Современный электронный осциллограф является слож­
ным устройством, предназначенным для различного рода
измерений. Поэтому, кроме рассмотренных блоков, осцил­
лограф может содержать также устрой:етва для измерения
длительности процессов, величин входных напряжений
ит.п.
Вопрос. На вход электронного осциллографа подано
исследуемое напряжение с амплитудой О, 1 в, размер изо­
бражения на экране осциллографа 40 мм. Как изменится
размер изображения при увеличении напряжения на вто­
ром аноде?
1. Размер изображения не изменится (п. 6.8.6).
2. Размер изображения увеличится (п. 6.8 .7).
3. Размер изображения уменьшится (п. 6.8 .8).
-
330-

6.8.6. Вы, конечно, помните, что напряжение на втором
аноде составляет несколько киловольт. Это напряжение
ускоряет электроны электронного луча трубки. Чем выше
· напряжен ие на
втором аноде, тем больше скорость электро­
нов, тем больше яркость изображения на экране. Однако
при повышении скорости электронов изменяется время про­
лета между отклоняющими пластинами, которые находятся
после второго анода, а следовательно, изменяется угол
отклонения луча на экране и размер изображения. Поэтому
Ваш ответ неверен. При изменении напряжения на втором
аноде чувствительность трубки не остается постоянной.
Вам следует вспомнить принцип работы электронно­
лучевой трубки в [2], вернуться к п. 6.8.5 и постараться
правильно ответить на вопрос.
.
6.8 . 7 . Вы решили, что с увеличением напряжения на вто­
ром аноде чувствительность трубки изменится. Однако при
увеличении наuряжения на втором аноде электроны полу­
чают добавочную скорость в направлении электронного
луча. Это приведет к уменьшению времени, в течение кото­
рого электроны пролетают вблизи отклоняющих пластин,
и импульс отклоняющей силы уменьшится. Это не может
привести к увеличению угла отклонения луча при увели­
чении напряжения. Вы выбрали неправильный ответ.
Повторите описание работы электроннолучевой трубки
в [2] и п. 4.8.6.
6.8.8. С увеличением напряжения на втором аноде уве­
личивается продольная составляющая скорости электро­
нов, уменьшается их угол отклонения в поле отклоняющих
пластин и размер изображения на экране. Таким образом,
Вы выбрали правильный ответ. Действительно, трубки,
обладающие высокой чувствительностью, как правило,
имеют невысокое напряжение на втором аноде, но это при­
водит к снижению яркости изображения на экране. В ско­
ростных трубках, где необходима большая энергия элект­
ронного луча, напряжение на втором аноде может дости­
гать нескольких десятков киловольт, но чувствительность
этих трубок очень низка, и они требуют большого предва­
рительного усиления сигнала, применения сложных усили­
телей вертикального и горизонтального отклонения луча .
..,_ 331 -

ЛНТЕРАТУРА
1.Бонч •БруевичМ. А. Радиоэлектроникавэкспери­
ментальной физике. Изд-во «Наука», 1966.
2. Герасимов В. Г. (и др.]. Основы промышленной
электроники. Программированное учебное пособие, ч. I. Изд-во
«Высшая школа», 1969.
3. ID т е й н Н. И Автогенераторы гармонических колеба­
ний. Связьиздат, 1961.
4. Общая электротехника. Под редакцией В. С. Пантюшииа.
Изд-во «Высшая школа», 1970.
5.Эрrлис I<.Э.иСтепаненкоИ. П.Электронные
усилители. Физматгиз, 1961.
6. Герасимов В. Г., I<нязьков О. М., I<раснополь­
с кий А. Е. Основы промышленной электроники. Изд-во «Высшая
школа», 1968.
7. Гол ь де н б ер г Л. М. Основы импульсной техники. Связь­
издат, 1963.
8. I< а r а но в И. Л. Промышленная электроника. Изд-во
«Высшая школа», 1968.
9. Степ а не н к о И. П. Основы теории транзисторов и тран­
зисторных схем. Госэнерrонздат, 1962.
10. Энциклопедия современной техники. Автоматизация производ­
ства н промышленная электроника. «Советская энциклопедия», 1964.

оrлдВЛЕНИЕ
Предисловие .
Г л а в а 1. Усилительные каскады
§ 1.1 Классификация усилителей
§ 1.2. Принцип действия ламповых усилительных кас•
кадов
.
.
§ 1.3 . Режимы работы усилителей
.
§ 1.4. Усилительный каскад на триоде с анодной нагруз­
кой
§ 1.5 . Усилительный каскад на пентоде с анодной нагруз-
кой
.
§
§ 1.6. Усилительный каскад с катодной нагрузкой
1.7 . Режим работы по постоянному току усилительного
каскада с коллекторной нагрузкой (с общим
эмиттером) .
§ 1.8 . Стабилизация положения рабочей точки при измене-
ниях температуры
.
§ 1.9. Усилительный каскад с коллекторной нагрузкой
§ 1.10. Усилительные каскады с общим коллектором и
с общей базой
Г л а в а 2. Многокаскадные усилители напряжения
.
§ 2.1.
§ 2.2.
§ 2.3.
Ламповый усилитель напряжения с резисторнJ·
емкостной связью
Полупроводниковые усилители напряжения с ре­
зисторио-емкостной связью
Усилители напряжения о трансформаторной
связью
Гл а в а 3. Усилители мощности и специальные типы уси­
лителей
§ 3.1.
§ 3.2.
§ 3.3.
§ 3.4.
§ 3.5.
§ 3.6.
§ 3.7.
§ 3.8.
§ 3.9.
Однотактные ламповые усилители мощности
Двухтактные ламповые усилители мощности . .
Усилители мощности на полупроводниковых три-
одах
.
.
.
.
.
.
.
Усилители мощности, питаемые пе.ременным анод­
ным напряжением
Обратные связи в усилителях . . . . .
rсилители медленно изменяющихся сигналов
Балансные усилители постоянного тока
Усилители с преобразованием напряжения
Избирательные усилители
..,
.
-
333-
Стр.
3
5
5
8
17
22
32
35
42
49
58
70
76
76
89
96
103
103
116
121
124
133
147
161
167
174

Гл а в а 4. Выпрямительные устройства
§ 4.1 . Общие сведения о применении электрических вен­
тилей в выпрямительных устройствах .
§ 4.2 . Однополупернодная схема выпрямителя перемен­
ного тока
§ 4.3 . Двухполупериодные схемы выпрямителей пере-
менного тока
.
§ 4.4. Выпрямители с регулируемым выпрямленным на-
npa'\Ui::tUП~ll...f
Сглаживающие фильтры
§ 4.5.
§ 4.6. Выпрямительные устройства с умножением напря-
жения .
§ 4.7.
§ 4.8.
Стабилизаторы напряжения и тока
Виешиие характеристики выпрямительных уст­
ройств
Г л а в а 5. Электроииые генераторы
§ 5.1 . Генератор синусоидальных колебаний с самовоз­
буждением (автогенератор)
§ 5.2. Стабилизация частоты автоrеиераторов
.
.
.
.
§ 5.3. Низкочастотные автогеиераторы сииусоидальных
колебаний
§ 5.4 . Генераторы пилообразного иапряжеиия
§ 5.5. Мультивибраторы
Г л а в а 6. Электронные релейные
ройства
§ 6.1. Общие сведения
§ 6.2. Триггеры
.
§ 6.3. Пересчетные схемы
§ 6.4. Реле напряжения
§ 6.5. Реле времени
.
§ 6.6. Фотоэлектроиные реле
измерительные уст-
§ 6.7. Электроиный (ламповый) вольтметр
§ 6.8. Электрониый осциллограф
Литература .
•
189
189
193
199
207
220
231
235
247
252
253
263
267
275
280
291
291
293
299
303
309
313
317
324
332

Герасимов Виктор Григорьевич,
Князьков 0.1er Михайлович.
Красноnольский Александр Евгеньевич,
Покровский Алексей Дмитриевич,
Сухоруков Василий Васильевич
ОСНОВЫ ПРОМЫШЛЕННОЙ
ЭЛЕКТРОНИК.И
Программированное учебное пособие, ч. II.
Редактор Т. И. Артемова
Художественный редактор Т. М. Скворцова
Техи. редактор Р. С. Родичева
Корректор М. М. Малиновская

Т-11926 Сдано в набор 12/II 1971 г. Подп. к печати 15/VII
1971 г. Формат .84Xl081/ 32 • Qбъем 10,5 печ. л. 17,64
усл. п. л.Уч.-изд. л. 16,24.Изд. ЭР-106. Тираж 50000 экз.
Заказ 130. Цена 67 коп.
План выпуска литературы издательства «Высшая школа»
(вузы и техникумы) на 1971 r.
Позиция No 91
Москва, 1(-51, Неглинная ул., д. 29/ 14
Излательство «Высшая школа»
Ярославский полиграфкомбинат Главполиrрафпрома
l(омитета по печати при Совете Министров СССР.
Ярославль, ул. Свобо,!.lы, 97.