Author: Соловьев А.А. Полевой В.В. Головков А.А. Митрофанов А.В.
Tags: электротехника радиопередающие устройства (радиопередатчики) радиотехника
ISBN: 5-06-004426-2
Year: 2003
Text
U с max
q ГЕНЕРАТОРЫ
1 :высоких
’• СВЕРХВЫСОКИХ
УДК 621.396
ББК 32.848
Г 34
Авторы: |О.В. Алексеев), А.А. Головков, А.В. Митрофанов, В.В. Полевой,
А.А. Соловьев.
Рецеизеиты: кафедра радиопередающих устройств средств аодвкккой
связи СПбГУТ им. проф. МА. Бонч-Бруевича; д-р техи. наук, проф.
С.Б. Макаров (СПбГТУ).
Генераторы высоких и сверхвысоких частот: Учеб, посо-
Г 34 бие/|О.В. Алексеев!, А.А. Головков, А.В. Митрофанов
н др. — М.: Высш, пне., 2003. — 326 с.: ил.
ISBN 5-06-004426-2
Содержит основные вопросы теории генераторов с внешним возбужде-
нием и автогенераторов ВЧ- и СВЧ-диапозоиов. Рассмотрены методы
построения и особенности работы устройств генерирования и формирова-
ния радиосигналов, выполненных иа электронных лампах, биполярных
и полевых транзисторах, лавинно-пролетных диодах и диодах Гаина и
электронных приборах с динамическим управлением.
Для студентов радиотехнических специальностей вузов.
УДК 621.396
ББК 32.848
ISBN 5-06-004426-2 © ФГУП «Издательство «Высшая школа», 2003
Оригннал-макет данного издания является собственностью издательства
«Высшая школа», и его репродуцирование (воспроизведение) любым способом
без согласия издательства запрещается.
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ АББРЕВИАТУР
АГ - автогенератор
ВА - вычислитель амплитуды
ВАХ - вольт-амперная характеристика
ВШП - встречно-штыревой преобразователь
ГВВ - генератор с внешним возбуждением
ГП - генераторный прибор
ГУН - генератор, управляемый напряжением
ДМС - датчик мелкой сетки
ДОЧ - датчик опорных частот
ДПКД - делитель с переменным коэффициентом деления
ДФКД - делитель с фиксированным коэффициентом деления
ИД - идентичные декады
ИФД - импульсно-фазовый детектор
КвР - кварцевый резонатор
КС - колебательная система
КСЦ - корректирующе-согласуюшая цепь
ЛБВ - лампы бегущей волны
ЛГР - линия граничного режима
ЛОВ - лампы обратной волны
ЛПД - лавинно-пролетный днод
НФ - накопитель фазы
ОКГ - опорный кварцевый генератор
ОНОЗ - ограничение накопления объемного заряда
ПАВ - поверхностные акустические волны
ПГ - перестраиваемый генератор
ПОФ - паразитное отклонение фазы
ПОЧ - паразитное отклонение частоты
ПФ - полосовой фильтр
РЭ - реактивный элемент
СМ - смеситель
ССЧ - система синтеза частот
СЧ - сумматор частот
СЧРУ - счетно-решаюшее устройство
УПТ - усилитель постоянного тока
УПФ - узкополосный фильтр
УРУ - усилитель с распределенным усилением
ФАП - фазовая автоподстройка
ФД - фазовый детектор
ФИ - формирователь импульсов
ФВЧ - фильтр верхних частот
ФНЧ - фильтр нижних частот
ЦАП - цифроаналоговый преобразователь
ЧР - частотный регистр
ПРЕДИСЛОВИЕ
Существенные изменения в системе высшего технического об-
разования, заключающиеся в первую очередь в структурной пере-
стройке, связанной с переходом к многоуровневой подготовке, неиз-
бежно приводят к нзмененню как содержания, так и форм реализа-
ции преподавания дисциплин учебных планов.
Подготовка специалистов в рамках такого относительно крупно-
го направления, как «Радиотехника», требует тщательного отбора
материала каждой учебной дисциплины, наполнения ее действитель-
но фундаментальными вопросами, которые необходимы не только
для понимания последующих курсов, но и для формирования доста-
точного объема знаний, способствующего дальнейшей самостоя-
тельной деятельности выпускника. Естественно, что и сама методика
изложения материала должна быть изменена н адаптирована как к
интересам обучаемых, так и к расширяющимся техническим воз-
можностям обучения.
Все сказанное в полной мере относится и к новой учебной дис-
циплине «Устройства генерирования и формирования радиосигна-
лов» н соответственно к предлагаемому учебному пособию.
Авторский коллектив при написании учебного пособия исходил
из типовой рабочей программы одноименного курса специальности
«Радиотехника». В методическом плане авторы опирались на прин-
ципы, заложенные выдающимися учеными - профессорами ЛЭТИ:
И. Г. Фрейманом, А. И. Бергом, С. А. Дробовым, С. И. Бычковым н
другими - одними нз создателей отечественной школы радиотехни-
ки.
Предлагаемое к изданию учебное пособие «Генераторы высоких
н сверхвысоких частот» включает основную часть разделов, изучае-
мых в курсе «Устройства генерирования и формирования радиосиг-
налов» и посвященных фундаментальным вопросам функционирова-
5
ння генераторов с внешним возбуждением (усилителей мощности н
умножителей частоты) и автогенераторов ВЧ- и СВЧ-диапазонов и
может являться самостоятельным законченным учебным пособием.
Разделы, связанные с вопросами формирования модулированных
сигналов в ВЧ-, СВЧ- и оптическом диапазонах н построением ра-
диопередающих устройств н промышленных генераторов высоких н
сверхвысоких частот, планируется изложить во втором томе.
В пособии полностью учтены существенные изменения, проис-
шедшие в элементной базе радиоэлектроники и технологии произ-
водства радиоэлектронной аппаратуры при изложении как теорети-
ческих, так н прикладных разделов курса. Однако вместе с тем авто-
ры старались использовать математический аппарат и модели, по
возможности инвариантные к типу усилительных приборов.
В первых пяти главах пособия рассматриваются генераторы сиг-
налов высокой частоты. Помимо традиционных вопросов, включаю-
щих основы теории подобных устройств, здесь большое внимание
уделено изучению влияния инерционных свойств усилительных при-
боров (биполярных и полевых транзисторов, электронных ламп) на
основные энергетические показатели генераторов, подробно рас-
смотрены перспективные схемы широкополосных транзисторных
усилителей и ключевых генераторов, отличающихся высокими энер-
гетическими показателями. Такне устройства находят широкое при-
менение в технике современных радиопередающих устройств и про-
мышленной электронике.
Повышенное внимание авторами уделяется также вопросам по-
строения генераторов по принципу сложения мощности, позволяю-
щему существенно повысить уровень выходной мощности генерато-
ров на полупроводниковых приборах.
В главах, посвященных автогенераторам высокочастотных коле-
баний, большое внимание уделено вопросам повышения стабильно-
сти частоты генерируемых колебаний и принципам построения син-
тезаторов сетки дискретных частот на основе аналоговой и цифровой
элементной базы. Впервые в учебной литературе по данной дисцип-
лине излагаются вопросы построения пассивных цифровых синтеза-
торов частоты.
В главах, посвященных устройствам генерирования колебаний
СВЧ-диапазона, наряду с рассмотрением принципов генерирования
колебании СВЧ в классических приборах пролетного типа как с
6
кратковременным, так н с длительным взаимодействием (клистро-
нах, магнетронах, лампах бегущей волны (ЛБВ) н обратной волны
(ЛОБ)), большое внимание уделяется полупроводниковым генерато-
рам, выполненным на основе лавиино-пролетных диодов и диодов
Ганиа. Здесь же рассмотрены особенности построения ламповых и
транзисторных генераторов СВЧ, а также варакторных умножителей
частоты.
Предисловие написано А. А. Головковым, введение, параграфы
4.2 и 8.3 - О. В. Алексеевым, гл. 1 - А. В. Митрофановым, гл. 2-5 -
В. В. Полевым, гл. 6-9 - А. А. Соловьевым, гл. 11, 12 и 14 -
А. А. Головковым, гл. 10 написана совместно А. А. Головковым и
А. А. Соловьевым, глава 13 написана совместно А. А. Головковым и
А. В. Митрофановым. Авторы благодарят В. Г. Сафина за помощь в
подготовке рукописи пособия к печати.
Предлагаемое учебнре пособие будет представлять интерес не
только для студентов специальностей 200700, 201200 и 201600, но и
с успехом может быть использовано при подготовке бакалавров тех-
ники и технологии н магистров по направлению 552500 «Радиотех-
ника», а также будет полезно для широкого круга инженерно-техни-
ческих работников, сталкивающихся с вопросами генерирования и
формирования радиосигналов в смежных отраслях техники.
Во время подготовки рукописи к изданию ушел из жизни один
из авторов - О. В. Алексеев.
Олег Васильевич Алексеев родился в 1937 г. в г. Ленинграде. В
1955 г. после окончания Ленинградского электротехнического тех-
никума поступил на радиотехнический факультет ЛЭТИ. Уже сту-
дентом О. В. Алексеев проявил исключительные способности в ос-
воении специальности, принимал активное участие в научно-
исследовательской работе, что наряду с отличной успеваемостью
послужило основанием для присуждения ему стипендии им.
А. С. Попова. В 1961 г. он окончил с отличием ЛЭТИ и был оставлен
на кафедре радиопередающих устройств для научно-педагогической
работы. В 1965 г. до окончания планового срока аспирантуры защи-
щает диссертацию на соискание ученой степени кандидата техниче-
ских наук и с еще большей активностью продолжает развивать науч-
ные работы, связанные с исследованием и проектированием усили-
телей мощности с распределенным усилением, проектированием вы-
сокочастотных радиопередающих устройств, активно подключается
7
к совершенствованию учебного процесса на кафедре, привлекает та-
лантливых студентов к научно-исследовательской работе. Уже в
1969 г. талантливый доцент был избран на должность декана радио-
технического факультета и становится самым молодым деканом в
истории ЛЭТИ, а в 1970 г. О. В. Алексеев возглавил кафедру радио-
передающих устройств.
Вскоре в составе группы молодых ученых нашей страны
О. В. Алексеев был направлен на стажировку в университеты США,
где талантливый и трудолюбивый исследователь впитывает все но-
вое, связанное с органнзацней учебного процесса в различных уни-
верситетах и особенно с методами компьютерного проектирования
радиоэлектронных устройств и систем.
По возвращенки из США в 1971 г. О. В. Алексеев с еще большей
энергией продолжает научную работу, привлекая к исследованиям не
только молодых преподавателей и научных сотрудников, но и сту-
дентов. Этот период биографии О. В. Алексеева можно охарактери-
зовать как начало создания его научной школы.
Талант ученого и организатора, широко эрудированного, интел-
лигентного человека был несомненно полезен институту, и в 1971 г.
О. В. Алексеев назначается проректором по международным связям.
В 1974 г. О. В. Алексеев обобщил результаты своих научных иссле-
дований в области широкополосного усиления в докторской диссер-
тации. В 1977 г. ему присвоено ученое звание профессора. В 1984 г.
профессор О.В.Алексеев назначается ректором СПбГЭТУ «ЛЭТИ», а
в 1989 и 1994 гг. был переизбран на эту должность коллективом со-
трудников и студентов. В 1988 г. по инициативе О. В. Алексеева на
базе кафедр радиопередающих и радиоприемных устройств была
организована кафедра радиоэлектронных средств, заведующим кото-
рой он оставался до конца своей жизни.
Благодаря активности, широкой эрудиции и организационно-
управленческому таланту ректора, профессора О. В. Алексеева уда-
лось добиться придания ЛЭТИ статуса государственного электро-
технического университета, создания на его базе ряда научно-
методических объединений, перехода на многоуровневую подготов-
ку специалистов, открытия докторантуры и подготовки специалистов
на всех уровнях по новым направлениям и специальностям (теле-
коммуникации, прикладная математика, менеджмент и др.), создания
8
гуманитарного факультета, участия СПбГЭТУ «ЛЭТИ» в государст-
венных, отраслевых и международных программах.
В то же время О. В. Алексеев продолжает научно-исследова-
тельскую работу, результаты которой внедрены при создании много-
численных новых промышленных изделий. Среди них широкую из-
вестность получили радиопередатчики нового поколения «Бриг»,
«Муссон», «Корвет», за разработку которых О. В. Алексееву в соста-
ве творческого коллектива в 1983 г. присуждена Государственная
премия. Результаты работ опубликованы более чем в 150 научных
трудах. Средн них получившие широкую известность монографии и
учебники: «Усилители мощности с распределенным усилением»
(«Энергия», 1968), «Широкополосные радиопередающие устройства»
(«Связь», 1978), «Электротехнические устройства» («Энергоиздат»,
1981), «Многоканальные частотно-разделительные устройства и нх
применение» («Радио и связь», 1985), «Спектральные методы анали-
за нелинейных радиоустройств с помощью ЭВМ» («Радио и связь»,
1985), «Проектирование радиопередающих устройств с применением
ЭВМ» («Радио и связь», 1987), а также многие статьи в ведущих оте-
чественных и зарубежных изданиях. В указанных монографиях и
статьях дается теоретическое обоснование разработанных методов и
основы инженерного проектирования радиопередающих комплексов.
Под руководством О. В. Алексеева подготовлено свыше 30 кан-
дидатов и докторов технических наук и, тем самым, им создана на-
учно-техническая школа. Научную школу профессора О. В. Алексе-
ева прошли сотрудники, аспиранты и преподаватели не только
СПбГЭТУ «ЛЭТИ», но многих других вузов Казани, Новосибирска,
Калининграда, Новгорода, Ульяновска, Екатеринбурга и других го-
родов нашей страны и научных центров других стран, и со всеми он
щедро делился результатами своих научных исследований и идеями.
О. В. Алексеев отличался не только глубокими знаниями в узкой об-
ласти радиоэлектроники, но и обладал чрезвычайно широкой эруди-
цией, умением быстро усваивать новые знания и идеи. В 1995 г.
О. В. Алексееву присвоено почетное звание «Заслуженный деятель
науки и техники РФ».
О. В. Алексеев был обаятельным, простым в общении и добро-
желательным человеком, вот почему к нему так тянулись люди, так
много у него было друзей, с которыми он щедро делился знаниями,
был всегда готов оказать им поддержку и помощь. Постоянную под-
9
держку н помощь на протяжении многолетней совместной работы
О. В. Алексеев оказывал и авторам настоящего учебного пособия.
О. В. Алексеев до последних дней вел большую научно-общест-
венную работу, он был избран академиком ряда общественно-
профессиональных Академий (инженерной, естественных наук,
высшей школы и др.), являлся членом и руководителем многочис-
ленных ученых и научных Советов АН РФ и Рособразования, членом
экспертного Совета по электронике ВАК, председателем экспертного
Совета по научному приборостроению н т. д. В 1990 г.
О. В. Алексеев был избран депутатом Ленгорсовета. Научная и об-
щественная деятельность профессора О. В. Алексеева отмечена го-
сударственными наградами: орденами Дружбы народов, Трудового
Красного Знамени, многими медалями.
ВВЕДЕНИЕ
Генератором радиосигнала называется устройство, в котором энер-
гия одного нли нескольких внешних источников преобразуется в энер-
гию высокочастотных колебаний (радиосигнала). Генератор всегда
включает нелинейный генераторный прибор, в котором и происходит
это преобразование, внешние электрические цепи и источники питания.
В качестве генераторных приборов (ГЛ) в генераторах радиосигна-
лов применяют электронно-вакуумные лампы; биполярные и полевые
транзисторы; полупроводниковые диоды; тиристоры; тиратроны; таси-
троны; твердотельные двухполюсные элементы (туннельные диоды,
диоды Ганна, лавннно-пролетные диоды); электронно-лучевые приборы
(клистроны, лампы бегущей волны и т. п.); приборы, в которых потоки
электронов движутся в скрещенных электрическом и магнитном полях
(магнетроны, платинотроны и т. п.) и другие нелинейные приборы, пе-
речень которых непрерывно расширяется. Во всех типах ГП посредни-
ками при преобразовании энергии внешних источников в энергию ра-
диосигналов являются элементарные носители зарядов: электроны и
дырки. В генераторных приборах обычно осуществляется и управление
параметрами радиосигналов (модуляция): амплитудой либо фазой.
Классификация генераторов весьма многообразна и может быть
выполнена:
• по принципу взаимодействия с внешними источниками сигнала
(можно выделить генераторы с внешним возбуждением, работающие
под управлением внешнего радиосигнала, и автогенераторы, осуще-
ствляющие преобразование энергия внешних источников в энергию
радиосигнала без внешнего управляющего высокочастотного коле-
бания);
• по назначению генераторов (генераторы для радиопередающих уст-
ройств, для промышленных установок, медицинские генераторы и
т. д.);
• по диапазонам частот генерируемых радиосигналов;
• по уровням мощности генерируемого радиосигнала (генераторы
малой, средней и большой мощности);
• по виду модуляции параметров генерируемого радиосигнала (в на-
стоящее время эта классификация весьма многообразна);
• по физическим процессам, определяющим преобразование энергии
внешних источников в энергию радиосигнала.
н
Каждая классификационная группа имеет определенную совокуп-
ность общих свойств, которая может быть предметом самостоятельного
рассмотрения, но -наибольшее значение для понимания процессов в ге-
нераторах и определения их характеристик имеет последняя.
Физические процессы в генераторных приборах в значительной мере
определяются видом внешних источников, энергия которых преобразуется
в энергию радиосигнала. По виду внешних источников генераторы можно
разделить на две основные группы: 1) генераторы, преобразующие в энер-
гию радиосигнала энергию источников постоянного тока, и 2) генерато-
ры, преобразующие в энергию радиосигнала энергию других высокочас-
тотных сигналов, поступающих от внешних источников. В прежнее время
использовались генераторы, преобразующие в энергию высокочастотного
сигнала механическую энергию, энергию дугового разряда и др. В на-
стоящее время такие генераторы практически не используются, поэтому
они ие будут рассматриваться в настоящем пособии.
• Генераторы первой группы целесообразно классифицировать по
методам преобразования энергии движущихся в них носителей. По это-
му принципу можно выделить следующие основные типы генераторов.
1. Генераторы, в активных элементах которых преобразование
энергии источников постоянного тока в энергию радиосигнала происхо-
дит за счет изменения потенциальной энергии носителей заряда при
перемещении их в межэлектродном пространстве. К этому типу генера-
торов относятся генераторы на электронно-вакуумных лампах, транзи-
сторах, туннельных диодах, тиристорах. К этой же группе генераторов
относятся генераторы на основе квантовых переходов электронов, ис-
пользуемые в верхней части миллиметрового диапазона длин волн и в
оптическом диапазоне: мазеры и лазеры. Особенностью этих активных
элементов является малое (много меньше периода генерируемого ра-
диосигнала) время взаимодействия носителей заряда с полем радиосиг-
нала. Генераторы этого типа могут работать с резонансными и нерезо-
нанснымн внешними электрическими цепями.
2. Генераторы, в ГП которых осуществляется преобразование энер-
гии источников постоянного тока в кинетическую энергию прямолиней-
но движущихся носителей заряда и далее - происходит преобразование
этой кинетической энергии в энергию радиосигнала путем торможения
носителей в поле радиосигнала. Типичными представителями вакуум-
ных активных элементов этого типа генераторов являются приборы
О-типа, в которых используются резонансные внешние цепи (пролетные
н отражательные клистроны и др.), а также приборы О-тапа с нерезо-
нансными цепями - лампы бегущей волны н обратной волны.
12
3. Генераторы, в которых энергия источников постоянного тока
преобразуется в кинетическую энергию вращательного движения элек-
тронов и далее путем торможения последних - в энергию радиосигнала.
Активные элементы этого типа могут иметь как резонансные внешние
цепи (гиромонотроны, гироклистроны), так и нерезонансные (гироЛБВ).
4. Генераторы и соответственно активные элементы, характери-
зующиеся преобразованием в энергию радиосигнала кинетической энер-
гии носителей заряда, движущихся через периодическую последова-
тельность высоких потенциальных барьеров в кристаллической решетке.
К твердотельным генераторам этого типа можно отнести генераторы иа
диодах Ганна и лавинно-пролетных диодах.
5. Генераторы со скрещенными электрическим и магнитным поля-
ми. Характерным для ГП этого типа является непрямолинейное движе-
ние носителей заряда и передача радиосигналу их потенциальной энер-
гии при сохранении во время движения среднего значения кинетической
энергии. Такие активные элементы называются приборами М-тнпа. В
зависимости от внешних колебательных систем их можно подразделить
на приборы с резонансными цепями (магнетроны, платинотроны, ми-
троны и др.) и приборы с нерезонаисными цепями - лампы бегущей н
обратной волн М-типа.
Генераторам 2 - 5-го типов присуще большое по сравнению с пе-
риодом радиосигнала время взаимодействия носителей заряда с высоко-
частотным полем. Они более разнообразны по видам физических про-
цессов, протекающих в них, чем генераторы 1-го типа, более сущест-
венно отличаются у них и внешние электрические цепи, которые обес-
печивают работу генератора.
К группе генераторов, преобразующих в энергию радиосигнала
энергию других высокочастотных сигналов, поступающих от внешних
источников, можно отнести умножители частоты радиосигнала, посту-
пающего от внешнего генератора, на нелинейных емкостях и резисторах
различной физической природы (на основе барьерной емкости обратно-
смещенного р-п-перехода, сегнетокерамических емкостях, s-n-
переходах и др.); смесители, преобразующие энергию двух или более
высокочастотных сигналов, поступающих от внешних генераторов, в
энергию радиосигнала заданной частоты, а также ряд других устройств.
В настоящем пособии изложение материала ведется в соответствии
с этой классификацией типов генераторов.
ГЛАВА 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ГЕНЕРАТОРОВ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ НА БЕЗЫНЕРЦИОННЫХ
ГЕНЕРАТОРНЫХ ПРИБОРАХ
§ 1. Общие сяедения о генераторах с внешним
возбуждением на безынерционных генераторных приборах
Генератор с внешним возбуждением (ГВВ) преобразует с помощью
ГП энергию источников питания в энергию высокочастотных электро-
магнитных колебаний прн управлении процессом этого преобразования
от внешнего радиосигнала. Если частота выходного радиосигнала сов-
падает с частотой управляющего сигнала, то такой ГВВ часто называют
усилителем мощности, в противном случае говорят об умножителях илн
делителях частоты внешнего сигнала.
Наиболее разработана к настоящему времени теория ГВВ на основе
трехполюсных генераторных приборов: электронных ламп, биполярных
н полевых транзисторов, т. е. генераторов 1-го типа. Несмотря на то, что
в этих ГП физические процессы, определяющие передачу энергии носи-
телей заряда генерируемому радиосигналу, существенно отличаются,
множество общих свойств у таких генераторов позволяет во многих
случаях рассматривать их совместно.
Обобщенная схема любого такого генератора может быть приведе-
на к виду, показанному на рнс. 1.1. Схема содержит генераторный при-
бор; входную цепь, согласующую ГП с источником внешнего управ-
ляющего сигнала £воз; выходную цепь, трансформирующую сопротив-
ление нагрузки ZH в сопротивление Z3H, необходимое для обеспечения
оптимального режима работы генераторного прибора; источники пита-
ния во входной Есм и в выходной £ВЬ1Х цепях, энергия которых преобра-
зуется в энергию радиосигнала; элементы защиты цепей источников
питания от радиосигнала Сб вх, Сб вых. Обычно входная и выходная цепи
14
содержат только недисснпативные элементы, чтобы не ухудшать энер-
гетические характеристики ГВВ. В каждом конкретном случае данные
цепи могут отличаться своей структурой, учитывающей ряд дополни-
тельных требований к ГВВ. Более подробно эти вопросы излагаются в
гл. 3.
В установившемся периодическом режиме напряжение на управ-
ляющем электроде генераторного прибора (рис. 1.1):
aBX(cot) = ECM + l/,nBxcoscot,
где Um вх - амплитуда гармонического входного напряжения; со - его
круговая частота; г - текущее время.
Под действием этого напряжения токи управляющего и выходного
электродов ГП также будут периодическими и их можно представить в
виде рядов Фурье
*вх ~ ^Овх + X ^лвх cos(nw^ + (Рлвх
rt=L <1л>
^Овых + £/„Вых СОв(яС1)Г + (рпвых),
П=1
где А) вх н А) вых ” постоянные составляющие входного и выходного
токов ГП, 1п вх, 1п ВЬ|Х, <ря вх, <ри ВЬ|Х - амплитуды и фазы м-й гармоники
входного и выходного токов ГП.
Напряжение на выходе ГП, определяемое напряжением источника
Евых? сопротивлением выходной согласующей цепи на различных гар-
мониках сигнала Z3H(nco) и выходным током, составит
ывых (cot)=
^вых Xlzэн (п/ш) \1
ПВЫХ cos(ttcoz+ <ривых + <рэ). (1.2)
Л=1
Обычно выходная цепь строится таким образом (см. гл. 3), что ее
входное сопротивление на всех частотах, кроме рабочей, близко к нулю.
Без потерн общности можно считать, что рабочей является первая гар-
моника входного сигнала, поэтому при анализе энергетических показа-
телей ГВВ выходное напряжение можно считать равным
мвых (“0= ^вых ^Аивых cos(wr + <plBbiX +фэ), (1.3)
15
где (7mBblx =|Z,H(j<o) | Лвых ~ амплитуда гармонического напряжения
на выходе элемента; Z3H(/co) - входное сопротивление выходной цепи по
первой гармонике; фэ - фазовый угол сопротивления выходной цепи
ГВВ. Для получения более высоких энергетических показателей ГВВ
обычно выходную цепь генератора выполняют таким образом, чтобы во
всем рабочем диапазоне частот (рэ= 0, а значит, hZ3H(/co) = Яэн(со).
Рассмотренный случай соответствует возбуждению ГП гармониче-
ским напряжением, прн этом входной и выходной токи ГП могут иметь
сложный гармонический состав, напряжение же на выходном электроде
близко к гармоническому. В ряде случаев (например, в ГВВ на биполяр-
ных транзисторах) возбуждение может осуществляться гармоническим
током iBX(r) = JQ вх + Im вх cos со t, при этом входное напряжение ГП име-
ет сложную форму и представляется рядом гармоник, а ток н напряже-
ние в выходной цепи будут зависеть от ее структуры. Однако этот слу-
чай ничего принципиально не изменяет при определении энергетиче-
ских показателей ГВВ на безынерционных активных элементах.
§ 2. Энергетические соотношения в генераторах
с внешним возбуждением
Основной задачей ГВВ является эффективное с энергетической
точки зрения преобразование энергии источников питания в энергию
радиосигнала. Естественно, что основными показателями генератора
являются выходная мощность на рабочей частоте - Р\, КПД - Т|, мощ-
ность, расходуемая во входной цепи на управление процессом преобра-
зования - Рвх и коэффициент усиления по мощности - КР.
Мощность, потребляемая от источника питания в выходной цепи,
равна усредненной за период колебаний мгновенной мощности при
произвольной форме выходного тока, описываемого уравнением (1.1):
1 71
Л) 1^вых гвых(°^)^= ^вых^Овых- (1-4)
-Я
Мощность радиосигнала в нагрузке на рабочей частоте при близком
к гармоническому выходном напряжении, определяемом выражением
(1.3), будет равна
16
1 я
='Х~ [мн(С0?Хых(сй^Сй? = 0.5t/WBbIX/]Bb[X, (1-5)
In J
-я
где /1вых - амплитуда первой гармоники тока выходного электрода ГП.
Выражение (1.5) показывает, что полезную мощность в нагрузке
создает лишь основная гармоника тока ГП, а высшие гармоники в ее
образовании не участвуют. Это следует из ортогональности членов ряда
Фурье.
Мощность, рассеиваемую в выходной цепи ГП, можно определить
на основании закона сохранения энергии, так как единственным источ-
ником энергии в выходной цепи является источник питания Евых, а
единственным потребителем - нагрузка ZH, подключенная через недис-
сипативную выходную цепь к активному элементу, либо путем усредне-
ния за период мгновенной мощности, выделяемой током 1вых(сог) на
выходном электроде активного элемента:
'Зг -Ррас [[^вых^О^выхС^)]^®^
2п J
-11 (1.6)
4i =^вых^0вых “6.5t7WBblxZjBbIX =Pq - Р].
у'* Мощность, теряемая во входной цепи ГВВ на управление током в
''выходной цепи, определяется мощностью источника управляющего
сигнала и мощностью, потребляемой от источника смещения. Эти мощ-
ности можно найти аналогично выражениям (1.4) - (1.6):
Лвв — О’^^ЛввЛвв cos(piBB ,
Л)вх ~ ^Овх •
Заметим, что если ГП требует отрицательного смещения (£см < 0),
то источник смещения превращается в потребителя мощности от источ-
ника управляющего сигнала.
Сумма Р1вх и Рсм определяет мощность рассеяния во входной цепи
ГВВ, т. е. практически мощность, рассеиваемую на входном электроде
генераторного прибора.
Отношение мощности рабочей гармоники в нагрузке Рн (например,
Рн ~ рр к мощности источника управляющего радиосигнала Р1ВХ опре-
деляет один из важнейших показателей ГВВ - коэффициент усиления по
мощности:
ВКВЛМТЕМ A'HV 17
им. И. =. Баумана
АСЕ
кР = ру/1\т.
КПД выходной цепи, определяющий эффективность преобразова-
ния энергии источника питания в энергию радиосигнала, равен отноше-
нию мощности в нагрузке к мощности, потребляемой от источника пи-
тания в выходной цепи:
И = Л/Л> =1-^- (1-7)
Л)
При конкретном типе генераторного прибора КПД зависит от его
режима работы, который определяется как характеристиками входной и
выходной цепей ГВВ, так и параметрами источников питания. Чтобы
выявить эти зависимости, представим (1.7) при работе ГВВ на резистив-
ную нагрузку в следующем виде: г| =0,5?! где У] = Лвых^Овых _ к0'
эффициент формы выходного тока на рабочей частоте; = UmBbIXZEBb)X -
коэффициент использования напряжения источника питания в выход-
ной цепи.
Если при возбуждении ГВВ гармоническим напряжением изменять
соотношение между Есм nUmBK, то будет изменяться форма выходного
тока ГП, а значит, и коэффициент формы yv
Так, если ток выходного электрода ГП протекает в течение всего
периода напряжения возбуждения, то он может быть представлен в виде
суммы гармонической составляющей амплитуды /1вь|Х и постоянной
составляющей /0 вых, причем /1вых < /0 вых. В этом случае yj < 1 и элек-
тронный КПД (без учета потерь в согласующей цепи) Т|э< 0,5 даже при
£->1.
Если же использовать режимы работы, когда ток в цепи выходного
электрода протекает только часть периода напряжения возбуждения, то
значения у{, а значит, и г|э могут быть увеличены. В пределе такой им-
пульс тока соответствует S-функции, имеющей коэффициент формы
тока yt = 2, а значит, и Вот почему для повышения эффективно-
сти преобразования энергии источников постоянного тока в энергию
высокочастотных колебаний в ГВВ стремятся использовать режимы
работы генераторного прибора с узкими импульсами тока, т. е. нелиней-
ные режимы работы.
Что касается влияния на КПД генератора значения то стремление
получить 1 очевидно.
18
Если 1, а время протекания тока стремится к нулю (5-функция),
ток в выходной цепи будет протекать только в те моменты времени,
когда напряжение на выходном электроде равно или близко к нулю, а,
следовательно, н Ррас-э 0, т. е. в выходной цепи генератора вся энергия
источника питания будет преобразовываться в энергию высокочастот-
ного сигнала.
Этот вывод справедлив и в более обшем случае, когда напряжения
и токи на выходе активного элемента отличаются от гармонических
(1.1), (1.2), как, например, при работе генератора в ключевом режиме,
позволяющем повысить КПД до 0,9 прн одновременном увеличении
выходной мощности.
§ 3. Параметры и характеристики безынерционных
генераторных приборов
Режим работы генераторного прибора определяется токами и на-
пряжениями на его входных и выходных электродах. Если взаимодейст-
вие носителей заряда с электромагнитным полем радиосигнала в ГП
происходит за время, значительно меньшее, чем период частоты гене-
рируемого сигнала, то ГП может считаться безынерционным. В безы-
нерционных ГП связь токов и напряжений на входе-выходе определяет-
ся статическими вольт-амперными характеристиками. Вольт-амперные
характеристики представляют зависимости токов управляющего и вы-
ходного электродов генераторного прибора от напряжений на этих элек-
тродах: iBX (мвх, мвь(Х), *ВЫх(ивх’ Ывых)-
Лампы и полевые транзисторы моГут считаться безынерционными в
большей части их рабочего диапазона частот, биполярные транзисторы
являются безынерционными приборами лишь примерно в 20% всей
области рабочих частот транзистора.
Статические вольт-амперные характеристики безынерционного ГП
рассмотрим на примерах электронной лампы, биполярного н полевого
транзисторов, включенных по схемам с общим катодом, эмиттером и
истоком. Входными электродами в этом случае являются сетка, база и
затвор, а выходными - анод, коллектор и сток соответственно. Примеры
статических характеристик iBblx (ию), iBX(uBX) при uBblx= const и <вь1Х(ивь1х)
прн uBX= const для электронной лампы, биполярного и полевого транзи-
сторов при указанных включениях показаны на рис. 1.2, а - в и 1.3, а - в
соответственно.
Как видно из приведенных рисунков, вольт-амперные характери-
стики имеют близкую форму.
19
На выходных вольт-амперных характеристиках *вых(мвь1х) (рнс. 1.3)
можно выделить три области. Первая область (I) характерна тем, что в
ней напряжение «вх практически линейно влияет на iBbIX, в то время как
выходное напряжение ивых практически на нем не сказывается. Эта
область (I) называется линейной или областью линейного усиления. Во
20
падающим по сравнению с мвх. В лампах эта область называется обла-
стью перенапряженного режима, в биполярных транзисторах - областью
насыщения, в полевых транзисторах - областью изменения дрейфовой
скорости. Области I и II разделяются на вольт-амперных характеристи-
ка £’вых(“вых) лннней граничного режима. Третья область (1П) на вольт-
амперных характеристиках всех приборов называется областью отсечки
и соответствует работе приборов в режиме малых (практически отсутст-
вия) токов выходного электрода.
Такое сходство вольт-амперных характеристик позволяет использо-
вать единую форму их аппроксимации, графически показанную на
рнс. 1.4. Аналитически эта аппроксимация может быть записана для
характеристики «Вых(ивх» “вых) следующим образом:
О при ивх < £вх;
*вых (“вх) “
5(ивх Еа ) прн Евх нвх < нвх,гр
£(“вх.гр ^вх) ПРИ “вх > “вх.гр’“вых < “вых гр-
(обл. III)
(обл. I)
(обл. II)
21
Рис. 1.3
Аналитическая запись для выходных характеристик соответственно
имеет вид
:вых \ивых
О при ивых <0;
5(ивх ~Евх )ПРИНВЫХ -нвых.гр>
*^гр мвых ПРН МВХ - Мвх.гр’ МВЫХ -Мвых.гр’
(обл. 111)
(обл. I)
(обл. II)
где S - крутизна проходной характеристики «ВЬ|Х(ивх); ^гр “ крутизна
линии граничного (критического) режима, разделяющей области I и II
на вольт-амперных характеристиках iBbIX( ивых); £ вх- напряжение отпи-
рания на характеристиках «ВЬ1Х(ивх); напряжения ивых-гр и ивх>гр связаны
равенством Srp ивых = S (ивх ф - £'вх).
В реальных ГП (особенно электровакуумных триодах) влияние вы-
ходного напряжения на ток гвых заметно даже в области I, что отражает-
ся на выходных характеристиках в виде их наклона по отношению к осн
абсцисс. Учет влияния выходного напряжения ГП производится путем
введения проницаемости D, определяемой как D = Девх/Девых прн
гвых ~ const-
Хотя значение проницаемости D для современных ГП невелико
(для триодов D ~ 0,05...0,1, а для пентодов н лучевых тетродов
D = 0,005...0,01), прн больших мощностях н соответственно больших
значениях выходного напряжения пренебрежение проницаемостью мо-
жет привести к значительным погрешностям в определении режима,
особенно входной цепи ГВВ.
Уравнение, описывающее эти характеристики, в данном случае
можно записать в виде
23
'вых “ ^мвх + ^нвых ^вхо)’ (1-8)
где £вх0 - напряжение приведения, определяющее напряжение запира-
ния £'вх при ивых = 0. Для произвольного (расчетного) напряжения
нвых — ^"вых имеем. Е'вх = £вх q — DERb!X.
Аналогично уравнениям (1.8) для выходного тока можно получить
уравнения семейства входных характеристик /вх(«вх). При аппроксима-
ции характеристик /вх(ивх) необходимо учитывать, что /вх существует
лишь в области II н принимается равным нулю в области линейного
усиления I. Прн ивых < 0 ток гвых будем считать равным нулю. При этом
семейство характеристик суммарного тока будем считать совпадаю-
щим с характеристиками входного тока: = iBX (ивых). Уравнение для
входного тока ГП в области II совпадает по форме с (1.8) и учитывает
реакцию выходной цепи:
'вх = ^вх(нвх_ £ вх О - ^вх WBbix)‘ (I -9}
Следует отметить, что в общем случае крутизны характеристик
входного (5ВХ) н выходного (5) токов могут быть различными. Так, для
биполярных транзисторов SBX « S.
В современных пентодах, лучевых тетродах н транзисторах стати-
ческие характеристики iBbIX (ивх) при малых токах сливаются практиче-
ски в одну, что вносит определенные трудности при аппроксимации и
прн расчете входной цепи ГВВ. Это весьма существенно для мощных
ГВВ, выполненных на мощных тетродах илн пентодах, для которых
режим сеточной цепи является определяющим фактором, ограничи-
вающим использование ГП по мощности. Для уменьшения погрешно-
сти расчета режима ГП разработаны алгоритмы для определения экви-
валентных параметров, таких, как S, S^, D, £вх на основе реальных
характеристик [I], [3].
Хотя кусочно-лннейная аппроксимация кажется довольно грубой,
но, тем не менее, ее точность достаточна для выполнения энергетиче-
ских оценок и инженерных расчетов генераторов. Более сложная и точ-
ная аппроксимация обычно применяется прн компьютерном проектиро-
вании генераторов, анализе нелинейных искажений сигнала и основана
на использовании электрических моделей генераторных приборов.
Аналогичную аппроксимацию можно выполнить и для других схем
включения генераторных приборов, например схем с общей сеткой,
общей базой и общим затвором.
24
Следует заметить, чТо на ход вольт-амперных характеристик, осо-
бенно биполярных транзисторов, сильно влияет температура. Увеличе-
ние температуры приводит к заметному росту коллекторного тока прн
малых напряжениях на базе и коллекторе транзистора. Разброс вольт-
амперных характеристик ГП от прибора к прибору также делает нецеле-
сообразной более точную аппроксимацию этих характеристик для рас-
смотрения процессов в ГВВ.
§ 4. Динамические характеристики н режимы работы ГВВ
Динамические характеристики в отличие от статических определя-
ют функциональную связь токов ГП с напряжениями на его электродах
прн одновременном изменении ивх и ивых. Причем, так как в реальном
ГВВ в выходную цепь включено сопротивление нагрузки Яэн, то изме-
нение входного напряжения ивх вызывает не только соответствующее
изменение тока iBbIX, но н выходного напряжения ивых, что в свою оче-
редь может привести при определенных условиях к изменению входного
тока . Степень влияния напряжений uBV и uD,1Y на токи t’ н iav раз-
ил г вх ВЫЛ ВЫХ Вл г
лична в зависимости от рассматриваемой области рабочих характери-
стик ГП и связана с напряженностью режима ГВВ. Существующая
функцирнальная связь между напряжениями мвх(со г) и ивых(соО н одно-
временная их зависимость от параметра со t позволяют определить 1вых
(илн iBX) как функцию лишь одного нз них (ивх нлн ивых). При гармони-
ческом характере изменении напряжений ивх и мвых
uBX(co г) = Евх + йвх cos со Г;
»вых(® 0 = ВВЬ1Х ~ин COSCOt,
где t/H = /]ВЬ1ХЯЭН.
При работе ГВВ в области линейного усиления I (недонапряженно-
го режима) из (1.8) с учетом (1.10) следует
'вых = S,£BX - + *(Ц,х- COS 0) t. (1.11)
Если нз соотношений (1.10) определить cos со t:
menu — Чвх (<ai)-E
вх _ ^вых цвых (“О
С U О (JJ 4 — ’ — ' ,
25
подставить в (1.II) и проделать необходимые преобразования, то полу-
чим уравнения динамической характеристики выходного тока в снсте-
мах координат iBbIX(uBX) н 1вых(ивых):
Выражения (1.12) и (1.13) показывают, что динамические характе-
ристики представляют собой прямые лннни, крутизна которых в области
J определяется коэффициентами, стоящими перед «вх в (1.12) и «вых в
(1.13) соответственно.
Во входной системе координат /вых (ивх) крутизна динамической
характеристики
5Д.ВХ= S(l-D^-) (1.14)
^ВХ
меньше крутизны статической характеристики S, причем уменьшается с
ростом С7Н, а следовательно, и с ростом Яэн.
В динамическом режиме с увеличением ивх и соответствующим
возрастанием выходного тока /ВЬ1Х напряжение на выходном электроде
ГП уменьшается, что и приводит к переходу рабочей точки с одной
статической характеристики (с большим напряжением £ВЫХ1) на другую
(с меньшим напряжением £ВЬ1Х о). При уменьшении проницаемости ГП и
стремлении ее к нулю крутизна динамической характеристики 5Д вх S.
В выходной системе координат /ВЬ1Х (ивых) крутизна динамической
характеристики определяется из (1.13):
5двых=-5|— -О |=-£двх— (I.I5)
(ин J и»
Как показывает последнее выражение, динамическая характеристи-
ка iBbIX (мвых) имеет отрицательную крутизну, т. е. ГП со стороны на-
грузки представляет собой отрицательное сопротивление (с ростом на-
пряжения ивых ток /вых уменьшается), или генератор переменного тока.
26
Наклон динамической характеристики, т. е. абсолютное значение
5Д вых» определяется не только сопротивлением нагрузки Яэн, но н ре-
жимом работы ГП.
Отметим, что для динамических характеристик суммарного тока is
выражения (1.14) и (1.15) справедливы не только для области недонап-
ряженного режима I, но н для области II, соответствующей перенапря-
женному режиму.
На рнс. 1.5 показана динамическая характеристика выходного тока
ГП в областях I и III, соответствующая недонапряженному режиму.
Импульс выходного тока в этом случае имеет форму отрезка косинусои-
ды и полностью определяется своей амплитудой и углом отсечки 0. Под
углом отсечкн понимают половину времени (выраженного в электриче-
ских градусах от частоты возбуждающего ГП радиосигнала) протекания
выходного тока генераторного прибора. Если 0 = 180°, то выходной ток
протекает в течение всего периода и говорят, что ГП работает в режиме
колебаний первого рода, нлн в классе А. При 0 < 180° выходной ток ГП
протекает только часть периода возбуждающего сигнала. Такой режим
является нелинейным, его называют режимом второго рода. Режим ра-
боты с 0 = 90° носит название класса В.
Верхняя точка динамической характеристики iBb]x (ивых) соответ-
ствует моменту времени со t = 0 и определяет режим ГВВ и максималь-
ные значения суммарного н выходного токов. Если выбором параметров
входной нли выходной цепи режим ГВВ устанавливается таким обра-
зом, что верхняя точка динамической характеристики *вых(«вых) распо-
27
Рис. 1.6
ложена на линнн граничного режима ЛГР (точка Г), то говорят о гра-
ничном (критическом) режиме, для которого можно выполнять расчеты
по идеализированным характеристикам (iBbIX = is, а гвх = 0). Все пара-
метры этого режима ГВВ будем отмечать индексом «гр» (£7Н гр, /вых
^Bbixmin гр и т- А-)*
При дальнейшем изменении параметров входной илн выходной
цепи, например при увеличении R3H, точка динамической характеристн-
ки ^вых (“вых)’ соответствующая моменту со t = 0, останется на лнннн
граничного режима, но не в ее верхней точке, а будет перемещаться по
ЛГР вниз. Импульс выходного тока при этом сначала уплощается, а
затем в нем за счет появления тока iBX появляется провал, характерный
для перенапряженного режима (рис. 1.6). В перенапряженном режиме в
области II характеристик ГП динамическая характеристика суммарного
тока is остается прямой линией, а ток в выходной цепи находится из
соотношения гВЬ1Х = - /вх .
Для определения выходного тока /вых в перенапряженном режиме
необходимо знание динамической характеристики входного тока /вх.
Прн определении крутизны динамических характеристик входного тока
5'двх во входной и выходной системах координат учтем, что (1.9) может
быть получено нз (1.8) формальной заменой D на Овх. Это позволяет не
проводя преобразований, описанных ранее, воспользоваться соотноше-
ниями (1.14) и (1.15) и сразу же записать:
Si.BX =s[ 1 + £>вх-^И-1. (1.16)
I ‘-'вх J
28
Сравнение соотношений (1.14) н (1.16) показывает, что
^д.вх > > Зд вх- Это объясняется тем, что в динамическом режиме в
области II необходимо учитывать сильную реакцию выходной цепи,
когда при возрастании напряжения ивх одновременно уменьшается на-
пряжение ивых и рабочая точка переходит с одной статической характе-
рнстнки <вх (£вых|) на другую /ВХ(ЕВЫХ-2), причем £вых2 < Евых1). Этот
переход н обусловливает резкое возрастание входного тока /вх.
§ 5. Гармонический анализ импульсов выходного тока
В большинстве практических случаев возбуждение ГВВ осуществ-
ляется квазнгармоническнм сигналом. Поэтому прн анализе энергетиче-
ских соотношений в ГВВ предположим, что на входе ГП действует на-
пряжение ивх = £вх + С/вх cos со t, а входное сопротивление выходной
согласующей цепи не содержит реактивной составляющей
(Z3(/co) = Яэн). В соответствии с кусочно-линейной аппроксимацией
статических характеристик ГП импульсы выходного тока симметричны,
а фазовый сдвиг всех гармонических составляющих тока равен либо
нулю, либо я, и разложение в ряд Фурье имеет вид
'вых (°30= ^выхО + выхл cos .
л=1
При этом в недонапряженном режиме импульс выходного тока
представляет собой отрезок косинусоиды, который полностью опреде-
ляется двумя параметрами: углом отсечки 0 и максимальным значением
1т. Используя выражение (1.8) н условие гармонического режима, полу-
чаем:
<вых (®?) = 5 [(Евх- Гвх) + (Е/вх- DUH) cos coz]. (1.17)
При со t = 6 ток
<.ых (0) = 0 = S [(Евх - + (UBX - DUJ cos 0]. (1.18)
Вычтя из (1.17) (1.18), получим:
'вых (° г) = $ DUa)(cos (nt - cos 0), (- 0 < со t < 0). (1.19)
Прн со t = 0 ток i вых(0) достигает максимального значения: ''
4blxm = 5([/BX-£»t/H)(l-coS0). (1.20)
29
Используя выражения (1.19) н (1.20), получим
, ч . cos ах-cos в
'.Мх(“>О=/т—,-------------—, (Os<at<0).
1-cos 0
Далее нз полученного выражения для /вых (со t) определим состав-
ляющие /вых0 ... /выхи по формулам для коэффициентов ряда Фурье:
1 9
вых О = ( * ВЫХ ’
715
29
/ BMxl=-J'BbK(‘»t)cos“td“t; U-2I)
яо
2е
1 ВЫХИ =- [> ВЫХ (<»0 cosnat d at.
по
После интегрирования (1.21) н последующего нормирования к
максимальному значению импульса тока получим следующую систему
коэффициентов:
= / выхи/-^»
выхО 1 sin9-0cos0 /ВЫХ1 1 в — 0,5 sin 28
СС л ™ ——— —— ” _, СС1 — ~~ ~ ,
1т Я I - COS 0 1т Я 1-COS0
I выхи 2 sinn0cos0-ncos n0sin0
а - -----------------,
1т 71 н(н -I)(1-COS0)
которые являются только функциями нижнего угла отсечки 0.
Зависимости коэффициентов разложения косинусоидального им-
пульса тока (коэффициенты А. И. Берга) приведены на рис. 1.7. Здесь же
показан график отношения у, (0) = cq (0) / а0 (0), названного коэффици-
ентом формы тока, значение которого также зависит только от угла
отсечки 0. Отрицательные значения коэффициентов сси (например, а3)
для некоторых значений 90° < 0 < 180° указывают, что для этих углов
отсечки ср„ = я.
Коэффициенты у„ (0), ап (0) подробно табулированы [I], [3] и по-
зволяют судить о гармоническом составе импульсов тока при различных
0. Графики на рис. 1.7 показывают, что при одном из крайних значений
30
0= 180° (колебания класса Л) амплитуда первой гармоники равна по-
стоянной составляющей (/вых j = ZBbIX 0), а амплитуды всех прочих гар-
моник п = 2, 3, ... равны нулю. Естественно, что для этого случая коэф-
фициент формы Yi (180°) = I.
По мере уменьшения угла 6 коэффициент монотонно убывает,
тогда как коэффициент oq несколько возрастает, достигая максимума
при 0 = 123°, а затем при дальнейшем уменьшении 6 спадает, но мед-
леннее, чем коэффициент а0, что обусловливает монотонный рост ко-
эффициента формы у[ (0). Коэффициенты ап для высших гармонических
тока в интервале 0 < 0 < 180° имеют экстремумы, соответствующие
значениям 0П гаах = 120° / п.
Для угла отсечки 0 = 0 все коэффициенты ад, ар а2, .... ая равны
нулю, а предельное значение коэффициента формы тока у, равно двум.
В слабоперенапряженном режиме форма импульсов выходного то-
ка более сложная и характеризуется не только нижним, но н верхним
углом отсечки 0j (см. рис. 1.6). Прн вычисления составляющих сложно-
го импульса расчет можно свести к нахождению алгебраической суммы
составляющих простых импульсов, нз которых слагается сложный нм-
31
пульс, поскольку преобразование Фурье есть линейный оператор. Так,
для представленного на рнс. 1.8 импульса / выходного тока ГП с ниж-
ним углом отсечки 0 и максимальным значением 1т постоянную состав-
ляющую /вых q и амплитуду первой гармоники /ВЫХ| можно определить
как алгебраическую сумму составляющих вспомогательных усеченных
косинусоидальных импульсов 1,2, 3:
?вых О О’) s ^выхО (1) “ ^выхО (2) “ ^вых 0 (3),
^вых 1 (?) = 7ВЫХ 1 (1) - /вых 1 (2) - /вых । (3).
Значения параметров составляющих импульсов (углы отсечки 0 и
©! и максимальные значения Zt, /2, /3) определяются режимом ГП и на-
ходятся в результате расчета:
Л = 5 (t/BX- Dt7Bblx) (I - cos 0); Z2 = S (t/BX - Dt7BbIX) (1 - cos ©j);
/3 =Jn> (' - ep; “S e = -^..-£-s-; cosei=^HE=bi.
(/вх - П»х 5
В сильноперенапряженном режиме провал в импульсе выходного
тока может не только достигнуть оси абсцисс (iBbIX (со г = 0) = 0), но при
дальнейшем увеличении напряженности режима привести к раздвоению
импульса и появлению внутреннего нижнего угла отсечки 02. Гармони-
ческий анализ импульсов выходного тока в этом случае проводится по
методике, рассмотренной ранее.
Однако в практике построения ГВВ сильноперенапряженнын ре-
жим встречается довольно редко, его в большинстве случаев стремятся
избежать, а, например, в транзисторных УМ он недопустим.
32
§ 6. Нагрузочные характеристики ГВВ
Под нагрузочными характеристиками ГВВ понимают зависимости
токов, напряжений, мощностей, КПД и других показателен ГВВ от эк-
вивалентного сопротивления нагрузки, определяемого входным сопро-
тивлением выходной цепи при неизменных значениях напряжений ис-
точников питания входной и выходной цепей, а также напряжения воз-
буждения.
Нагрузочные характеристики позволяют не только оценить показа-
тели ГВВ при изменении параметров нагрузки, но и произвести его
настройку, достигнув оптимальных характеристик.
Одной из простейших согласующих цепей является параллельный
колебательный контур с достаточно высокой добротностью, включен-
ный в выходную (анодную нли коллекторную) цепь ГВВ (рис. 1.9). При
этом контур обеспечивает не только согласование генератора с нагруз-
кой на резонансной частоте, но и малое сопротивление для высших гар-
моник тока *вых(со t), вследствие чего форма напряжения на нагрузке
становятся близкой к гармонической.
Рис. 1.9
2. Я-347
33
Действительно, эквивалентное сопротивление такого контура Z, на
частоте со с учетом его высокой нагруженной добротности
(SH = Р / R » 1) может быть представлено в виде
---^-г-т---------1>
*
Л
где сор =1 /-JL^Cк - резонансная частота контура; р = ^1^ / Ск - ха-
рактеристическое сопротивление; R = гк + гвн - полное резистивное
сопротивление контура с учетом собственного сопротивления контура
гк и вносимого нагрузкой сопротивления гвн.
Эквивалентное сопротивление настроенного в резонанс контура
(со=сОо) носит резистивный характер: Яэ = р2 р2 /R -р2 р QH, где
р = Lj / - коэффициент связи или включения.
Изменяя коэффициент включения прн постоянных LK и Ск контура
можно изменять сопротивление нагрузки для ГП без расстройки конту-
ра, что позволяет установить желаемый режим работы. Следует заме-
тить, что это справедливо лишь в случае, когда выходная емкость ГП
существенно меньше Ск. Для гармоник рабочей частоты п(й сопротивле-
ние контура
Z3 (псо) =*
-Jpn
п2-1
(1.22)
Выражение (1.22) как раз и показывает, что высшие гармоники вы-
ходного тока /вых (со 0, несмотря на их соизмеримость с основной гар-
моникой, не могут создать заметного падения напряжения на нагрузке.
Для определенности рассмотрим нагрузочные характеристики ГВВ, где
в качестве ГП используется электронная лампа (рис. 1.9), например
пентод, характеристики которого качественно весьма близки к характе-
ристикам генераторного транзистора. Качественно нагрузочные харак-
теристики можно получить, если воспользоваться динамическими ха-
рактеристиками в выходной (анодной) системе координат, построенны-
ми для нескольких значений сопротивлений нагрузки (рис. 1.10).
Прн малых значениях сопротивления R3 (Яэ0 < R3i < R3^) напряже-
ние на аноде мало (R3 - 0 соответствует короткому замыканию и
U& = 0), а импульс анодного тока имеет форму отрезка косинусоиды с
34
Рис. 1.10
практически неизменным максимальным значением. Из-за реакции
анодного напряжения (при D > 0) высота импульса лишь несколько
уменьшается прн переходе к граничному режиму (Яэ = Яэ2), что дает
основание представить эквивалентную схему УМ в недонапряженном
режиме в виде генератора тока (рнс. 1.11)
=/а1+/а1яэ/я;=
где Sj=S/af- - средняя крутизна по первой гармонике;
a, =I/[ai(l-cos 6)] - коэффициент приведения внутреннего сопротив-
ления; R] = Rja, - приведенное внутреннее сопротивление генератора,
зависящее от угла отсечки 6; Rj = \/(SD)
- внутреннее (выходное) сопротивление
ГП.
Поскольку в недонапряженном режи-
ме (0 < R3 < R3 гр) не меняется форма им-
пульса тока, а следовательно, и коэффи-
циент формы тока графики /а0 и /а1
идут параллельно друг другу (рнс. I.I2).
7а1
Рис. 1.11
35
Рис. 1.12
Напряжение на нагрузке с ростом R3 в недонапряженном режиме
возрастает практически линейно, так как U& = /а1 R3.
При дальнейшем увеличении R3 генератор переходит из недонап-
ряженного в граничный R3 и далее в перенапряженный режим. В ре-
альном ГВВ этот переход происходит не в одной точке, а в некоторой
области изменения R3 ~ R3 гр из-за плавности выходных характеристик
ГП. Поэтому для граничного режима уже характерно уплощение верши-
ны импульса выходного тока.
В перенапряженном режиме (R3 > R3rp) ь импульсе тока появляется
провал, который увеличивается с ростом Ry что приводит к быстрому
уменьшению как постоянной составляющей /а0, определяемой площа-
дью импульса, так и первой гармоники /а1, причем ток /а1 убывает даже
быстрее, чем /а0, так как значение /а1 в первую очередь зависит от сред-
ней части импульса, что определяет заметное уменьшение коэффициен-
та формы Yi (рис. 1.12).
В результате уменьшения тока /а1 в перенапряженном режиме на-
пряжение на нагрузке Ua прн R3 > R3 гр практически не возрастает, по-
этому эквивалентная схема УМ в слабоперенапряженном режиме может
быть представлена в виде генератора напряжения.
Прн дальнейшем увеличении R3 (Яэ4) амплитуда напряжения на на-
грузке достигает значения, при котором выполняется неравенство
t/a > £а, а коэффициент использования анодного напряжения £ стано-
вится больше I. При этом в течение части периода, когда ий (сот) < 0, ток
анода отсутствует (появляется внутренний угол отсечки 02)> нмпульс
36
выходного тока разделяется на две симметричные части, а в транзистор-
ных ГВВ - изменяет направление на противоположное. В сильнопере-
напряженном режиме напряжение на нагрузке практически не изменяет-
ся.
Полученные зависимости для составляющих тока /а0 и /ai, а также
напряжения U& позволяют определить зависимости мощностей Ро, Рр
Ра, т| и Кр от Рэ (здесь Ра - мощность, рассеиваемая на аноде лампы).
Действительно, так как £а неизменно, то график зависимости
= £а /а0 повторяет график /а0(Яэ). Полезная мощность
Р) = 0,5 Ua /а1 в области недонапряженного режима (Рэ < Рэ гр) возрас-
тает линейно с ростом Рэ и достигает максимального значения вблизи
граничного режима Pj гр = 0,5 иа /а1 , а прн переходе в перенапря-
женный режим начинает убывать. При принятой идеализации нагрузоч-
ных характеристик
|Агг ^э.гр ПРН - ^Э.гр ’
[^1 гр ^Э.гр / Р. ПРИ Рэ — ^э.гр
График мощности, рассеиваемой на аноде, определяется из соот-
ношения Ра = Pq - Pj При Рэ = 0 вся мощность, потребляемая от источ-
ника питания £а, рассеивается на аноде, так как полезная мощность
Pj = 0,5; /а12Рэ = 0. Вот почему настройку ГВВ осуществляют при по-
ниженных напряжениях источника £а и возбуждения Uc. График зави-
симости коэффициента ^(Яэ) повторяет зависимость [/а(Яэ). Коэффици-
ент формы анодного тока У| = /а1 / /а0, как это уже отмечалось, в недо-
напряженном режиме можно считать постоянным, а в перенапряженном
режиме с ростом Рэ он падает. Таким образом, т| = 0,5У] возрастает
практически линейно в недонапряженном режиме до граничного, имеет
тупой максимум в слабоперенапряженном режиме и убывает в сильно-
перенапряженном (рис. I.I2). Коэффициент усиления по мощности
Кр = Р[/Рзх возрастает в недонапряженном режиме по мере роста Рэ из-
за роста Pj и достигает максимального значения в граничном режиме, а
затем резко убывает в перенапряженном режиме из-за роста мощности
возбуждения Рвх = 0,5 Umc Zcl.
37
Анализ нагрузочных характеристик ГВВ позволяет заключить, что
по комплексу энергетических характеристик (Рр т|, КР) граничный ре-
жим является оптимальным.
§ 7. Особеииостн работы ГВВ на комплексную нагрузку
Одной нз задач выходной согласующей цепи является трансформа-
ция в общем случае комплексного сопротивления нагрузки ZH(/co) в оп-
тимальное для ГВВ сопротивление R3 = R3 не содержащее реактив-
ной составляющей. Однако выполнить это условие не всегда удается,
так как параметры нагрузки, например входное сопротивление антенны,
не только зависят от частоты, но и могут измениться в процессе на-
стройки и эксплуатации. Таким образом, режим работы ГВВ на ком-
плексную нагрузку является общим случаем, связан с изменениями ре-
жима ГП н, следовательно, с изменениями его энергетических показате-
лей.
В генераторе, работающем на резистивную нагрузку, все токи и на-
пряжения находятся в фазе или в противофазе, а при работе на ком-
плексную нагрузку фазовые соотношения между напряжениями и тока-
ми ГВВ могут быть самыми разнообразными и определяются, в первую
очередь, фазочастотной характеристикой нагрузки (рэ(со).
Для недонапряженного режима при анализе можно воспользоваться
эквивалентной схемой замещения ГВВ по первой гармонике /а1
(рис. 1.11), где приведенное внутреннее сопротивление R- остаётся ре-
зистивным, а сопротивление нагрузки становятся комплексным Z3. (/со)
Анодный ток генератора /а1 будет отставать от напряжения на входе при
индуктивном характере нагрузки на угол <р, определяемый выражением
tg (р = хэ / (R- + Яэ), а напряжение на нагрузке С'н будет его опережать
на угол фэ, причем tg фэ = х3 / R3. При емкостном характере нагрузки
напряжение на ней будет отставать от тока /а1 на угол <рэ. Колебательная
мощность в нагрузке в обоих случаях будет уменьшаться, так как
= 0.5 £/н/а1 совфэ.
Поскольку при работе на комплексную нагрузку фазовый сдвиг ме-
жду входным и выходным напряжениями не равен 180°, динамические
характеристики выходного (анодного или коллекторного) тока прини-
мают вид эллипсов. В перенапряженном режиме необходимо учитывать
входной (сеточный или базовый) ток, а это приводит к тому, что провал
38
Рис. 1.13
в импульсе анодного тока будет расположен не в середине импульса, а
справа или слева, в зависимости от знака <рэ (рис. 1.13). В этом случае
импульс анодного тока становится асимметричным, что вызывает появ-
ление дополнительного фазового угла между напряжением на входе t/BX
и первой гармоникой тока /а1.
Зависимости режима ГВВ, токов ГП, напряжений и мощностей от
характера нагрузки определяются его настроечной характеристикой.
Рассмотрим эти зависимости, например, для лампового ГВВ с про-
стейшей согласующей цепью в виде колебательного контура (см.
рис. 1.9). В этом случае настроечная характеристика снимается или не-
посредственно от частоты его настройки, или от его фазового угла (рэ.
Как правило, настроечные характеристики снимаются при пониженном
напряжении источника £а, что при постоянных напряжениях во входной
цепи и настроенной нагрузке (<рэ = 0) обеспечивает слабоперенапряжен-
ный режим ГП.
При расстройке колебательного контура резко изменяется режим
работы ГВВ, что связано с уменьшением сопротивления нагрузки Z3,
переходом ГП в недонапряженный режим, увеличением минимального
напряжения на аноде иа = £а - UH , ростом амплитуды импульса тока н
составляющих /а1, /а0 и уменьшением входного (сеточного) тока
(рис. I.I4). Прн этом напряжение на нагрузке UH = /а1 Z3 практически
повторяет резонансную характеристику контура н уменьшается с его
расстройкой. Если подводимая к генератору мощность = 4о-Еа» п0"
вторяя ход зависимости /а0-(фэ), возрастает с расстройкой, то полезная
мощность, развиваемая в нагрузке, уменьшается: Р{ = 0,5 cos срэ,
а мощность, рассеиваемая на аноде: Ра = PQ- Рр увеличивается до-
вольно резко. Одновременное возрастание подводимой мощности Ро и
39
уменьшение полезной мощности приводят к резкому снижению КПД,
росту потерь на аноде лампы Ра и могут являться причиной ее отказа.
Вот почему настройку генераторов рекомендуется производить при
пониженном напряжении Ей. Если при этом генератор в момент на-
стройки контура оказывается в перенапряженном режиме, то индикато-
ром настройки может служить максимум постоянной составляющей
сеточного тока (для тетродов и пентодов это в основном ток экранной
сетки/с2о) и минимум анодного тока/а0 (рис. 1.14).
ГЛАВА 2. ОСНОВЫ ТЕОРИИ И РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГВВ С УЧЕТОМ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
§ 1. Эквивалентная схема, граничные частоты
Если для электронных ламп инерционные процессы начинают ска-
зываться лишь на частотах, близких к их предельным, то для мощных
высокочастотных транзисторов область частот, где необходимо учиты-
вать, инерционные явления практически совпадает с рабочим диапазо-
ном частот транзистора.
При построении мощных сравнительно низкочастотных усилитель-
ных каскадов (например, усилителей звуковой частоты), так же, как и
маломощных высокочастотных, можно подобрать транзисторы, в кото-
рых инерционные явления проявляться не будут. В мощных высокочас-
тотных усилителях, как правило, транзисторы работают в той области
частот; где инерционные процессы проявляются очень существенно.
Связано это с тем, что стоимость мощных высокочастотных транзисто-
ров, являющихся, с точки зрения технологии их изготовления, больши-
ми (порой сверхбольшими) интегральными схемами, быстро возрастает
с увеличением предельных частот. Кроме того, для мощных высокочас-
тотных биполярных транзисторов существует нижняя граничная часто-
та, ниже которой мощностные характеристики транзисторов снижаются
на порядок, что Связано с явлением, вторичного пробоя в транзисторе.
Именно поэтому эти транзисторы не предназначены для работы без
отсечки коллекторного тока, т. е. в классе А.
41.
Частотные свойства транзисторов удобно характеризовать электри-
ческой эквивалентной схемой. Здесь можно воспользоваться так назы-
ваемой физической эквивалентной схемой (рис, 2.1), которая наглядно
иллюстрирует понятие о граничных частотах и связь их значений с па-
раметрами эквивалентной схемы. На схеме обозначены: Ir = SnUn -
генератор тока, управляемый напряжением на эмиттерном переходе Un ;
гб - сопротивление «тела» базы; Сэ - емкость открытого эмиттерного
перехода; гр == [30ге - сопротивление рекомбинации носителей в области
эмиттерного перехода; Ск = Ск а + Ск п - емкость коллекторного перехо-
да (компоненты активной и пассивной частей перехода); L6, LK, L3 -
индуктивности выводов базы, коллектора, эмиттера; 5П - крутизна тран-
зистора по переходу; re = 1/5п - сопротивление эмиттерного перехода;
Ро = ^21оэ “ низкочастотное значение коэффициента передачи тока в
схеме с общим эмиттером.
Усилительные свойства транзистора в эквивалентной схеме моде-
лируются включением источника тока, управляемого напряжением,
причем параметр 5‘п (крутизна транзистора по переходу) определяется
значением тока эмиттерного перехода /э и не зависит от типа транзисто-
ра: Sn = 1д/фт, где фт = kTn / q - так называемый температурный потенци-
ал; к = 1,3710~23 Дж/К - постоянная Больцмана; q - 1,6-10~19 Кл - эле-
ментарный заряд (заряд электрона); Тп - абсолютная температура пере-
хода транзистора. При Тп = 293 К (20 °C) потенциал фт = 0,025 В, при
Тп = 150 °C фт = 0,036 В. Рекомбинация и дрейф носителей в области
открытого р-п-перехода моделируются включением в эквивалентную
схему резистора и диффузионной компонентой в емкости перехода, а
накопление заряда в области перехода - зарядовой компонентой емко-
сти. Поэтому в эквивалентной схеме для активного режима работы
мощного транзистора в области коллекторного перехода отсутствует
резистор, определяемый рекомбинацией носителей, а емкости Ск вклю-
чают только зарядовые компоненты (для мощных транзисторов, ввиду
низкоомности нагрузки, можно также не учитывать влияние тока утечки
обратносмещенного р-п-перехода). При заходе в область насыщения
необходимо включать сопротивление рекомбинации и добавлять диффу-
зионную компоненту в емкость Ск. В эмиттерном переходе в состав
емкости Сэ включается зарядовая компонента Сэ 3, зависящая от напря-
жения на переходе, и диффузионная Сэд, определяемая током через
42
переход. При больших токах диффузионная емкость может на несколько
порядков превышать зарядовую, поэтому последнюю часто не учиты-
вают (С, = С„+ С. п = С, _). В области отсечки С\ = С_ „ а сопротивле-
ние рекомбинации отсутствует (очень велико).
Приведенная схема является приближенной в том смысле, что не
учитывается взаимно распределенный характер элементов гб, Ск, рас-
пределенный характер индуктивностей выводов, крутизна по переходу
$п считается чисто вещественной. Но н при этом условии приведенная
схема достаточно сложна для качественного анализа процессов в гене-
раторах.
Количественными характеристиками частотных свойств транзисто-
ров служат так называемые граничные частоты, которые определяются
по характеристикам прямой передачи в режиме короткого замыкания
выходных зажимов транзистора (у- и /i-параметры). При этом влияние
индуктивности выводов транзистора не учитывают. При эксперимен-
тальном определении граничных частот индуктивности выводов могут
быть скомпенсированы включением конденсаторов в соответствующие
цепи. Их влияние будет рассмотрено далее. В системе у-параметров
коэффициент прямой передачи для транзистора, включенного по схеме с
общим эмиттером, определяется как отношение коллекторного тока к
напряжению между базой и эмиттером:
>>213= №= = VO +>Ч ) (2-D
Здесь So = 5n[rp /(гб+гр)] ” крутизна передаточной характеристики
транзистора на низких частотах; = 1/тт = 1/Сэ[гб гр /(гб + гр)] - гранич-
ная частота транзистора по крутизне, определяемая постоянной времени
Ts цепи, образованной на эквивалентной схеме Сэ и параллельным со-
единением гб и Гр .
В системе /i-параметров аналогично определяется коэффициент пе-
редачи по току от базы к коллектору
^21э = ^к^б= Ро/(1+/ю/<0р)> (2.2)
где f30 = $п гр - коэффициент передачи по току транзистора, включенно-
го с общим эмиттером, на низких частотах; (Ор = 1/Тр = 1/(Сэ гр) - гра-
ничная частота транзистора по току, определяемая постоянной времени
Тр цепи, образованной на эквивалентной схеме элементами Сэ и гр.
43
Граничные частоты транзистора соу и сор определяются уменьшени-
ем модулей коэффициентов передачи у21э и ^21э на т- е- до УР0ВНЯ
0,707 от своих низкочастотных значений.
На частотах, существенно больших о)р, выражение для модуля ко-
эффициента передачи тока асимптотически приближается к зависимости
1*21э1= ₽0<0p/m=<ar/m- (2-3)
Стоящее в числителе произведение параметров |50 и сор носит на-
звание предельной частоты усиления тока в схеме с общим эмиттером и
обозначается С0р (или /т). Этот параметр наиболее широко используется
для оценки частотных свойств транзистора. Связано это с тем, что С0р
имеет сравнительно небольшой разброс от экземпляра к экземпляру
транзистора, в то время, как сор и могут изменяться в несколько раз.
Из соотношения (2.3) 03р может определяться как частота, на ко-
торой модуль коэффициента передачи тока транзистора в схеме с об-
щим эмиттером равен единице. Однако ввиду того, что частота <Ор
выходит за пределы области рабочих частот транзистора, в справоч-
ных данных на транзисторы обычно указывается величина модуля Л21э
на частоте ниже Шр, но существенно выше сор, т. е. на тех частотах,
где справедлива зависимость (2.3). Тогда частота С0р определяется как
произведение модуля коэффициента передачи тока на частоту, на ко-
торой выполнялось измерение. График на рис. 2.2 иллюстрирует при-
веденные соотношения.
44
при включении транзистора по схеме с общей базой коэффициент
передачи по току h2[Q может быть определен через аналогичный пара-
метр при включении транзистора с общим эмиттером:
Л216=А21/( Л21э +1) = “о А1 +№аа),
где а0= f30/(l + f30) - коэффициент передачи на низких частотах;
0)а= <0р(1 + |50) = <0/1 + f30)/ - граничная частота транзистора в схеме
с обшей базой, т. е. частота, на которой модуль коэффициента передачи
снижается до уровня 0,707ао.
Таблица 2.1
Граничная частота (йр Ч “а
о)& = 1/(Сэ гр) 1 Vs 1Л
= 1 f(C3S6r6 1 1/С₽Лв'-в>
4=S„/C, Ро PoV6 1 «0
ИЛ 1/а0 1
Для наглядности соотношения между граничными частотами све-
дены в табл. 2.1, где дополнительно введено обозначение: S6 =
= 1/(г§ + гр) - крутизна характеристики тока базы транзистора на низ-
ких частотах.
§ 2. Влияние емкости коллекторного перехода
Наибольшие трудности при анализе схем радиоэлектронных уст-
ройств возникают при наличии обратных связей. В эквивалентной схеме
транзистора, представленной на рнс. 2. 1, три элемента приводят к появ-
лению таких связей: индуктивность эмиттериого вывода ответственна за
последовательную обратную связь по току, а через емкости коллектор-
ного перехода осуществляется параллельная связь по напряжению. Как
любая обратная связь, указанные элементы изменяют входное и выход-
ное сопротивления транзистора, приводят к появлению дополнительных
прямого и обратного прохождений сигнала. В каждом конкретном слу-
чае степень изменения отмеченных параметров может быть различной.
Для качественного рассмотрения процессов в транзисторном генераторе
необходимо выявить те изменения, которые будут сказываться наиболее
сильно.
Приступая к исследованию влияния емкости коллекторного пере-
хода, прежде всего можно, не изменяя существенно процессы в транзи-
45
сторе, две емкости CunnCva заменить одной С,. = Си п + С,. я. Учитывая,
что в мощных высокочастотных транзисторах емкость Ск а в несколько
раз превышает Ск п, будем полагать суммарную емкость сосредоточен-
ной в активной области коллекторного перехода.
Как и ранее, положим индуктивности выводов нулевыми. Относи-
тельно L6 и LK это предположение оправдывается еше и тем, что их
можно отнести к внутреннему сопротивлению источника сигнала на
входе и к сопротивлению нагрузки в коллекторной цепи. Влияние ин-
дуктивности эмиттерного вывода (если она не скомпенсирована внеш-
ними цепями) требует отдельного рассмотрения. При таких предполо-
жениях эквивалентная схема транзистора на частотах выше со р прини-
мает вид, представленный на рис. 2.3.
Влияние емкости коллекторного перехода на входное сопротивле-
ние проявляется в добавлении ее к емкости эмиттерного перехода. В
активной области работы транзистора эмиттериый переход открыт, в
силу этого его емкость определяется диффузионной компонентой, кото-
рая на несколько порядков превышает зарядовую емкость коллекторно-
го перехода. Поэтому можно считать, что изменение входного сопро-
тивления будет весьма незначительным. Степень изменения оценивается
Рис.2.3
46
Аналогичные соображения можно привести и в отношении обрат-
ного прохождения сигнала, величина которого определяется коэффици-
ентом передачи делителя, образованного сопротивлениями коллектор-
ного и эмиттерного переходов, т. е. в активной области -Ск1 С^.
Прямое прохождение сигнала через сопротивление коллекторного
перехода по отношению к сигналу, обусловленному действием в эквива-
лентной схеме генератора, управляемого напряжением на эмитгерном
переходе, определяется отношением проводимости коллекторного пере-
хода к крутизне транзистора по переходу. В активной области это отно-
шение соСк / Sn = соСк / (сйрС^) даже меньше, чем изменение рассмотрен-
ных ранее параметров. Поэтому в активной области работы транзистора
изменение входного сопротивления, а также эффекты прямого и обрат-
ного прохождения сигнала учитывать не будем.
При переходе транзистора в область отсечки или в область насы-
щения изменение рассматриваемых параметров будет существенно
сильнее, так как в первом случае емкость эмиттерного перехода будет
состоять только из зарядовой, а во втором - коллекторная емкость уве-
личивается за счет диффузионной компоненты.
Наиболее сильно в активной области работы транзистора обратная
связь через емкость коллекторного перехода сказывается на выходном
сопротивлении транзистора. Для определения значения этого сопротив-
ления применим метод анализа, в какой-то степени моделирующий один
из способов экспериментального определения выходного сопротивле-
ния. Будем считать, что к выходным зажимам транзистора приложено
напряжение £7К. Напряжение может быть создано самим генератором
или внешним источником, что не повлияет на результат, пока элементы
эквивалентной схемы остаются линейными, не зависящими от напряже-
ния на коллекторном переходе. Это напряжение создает ток через
Ск (для упрощения выражений предполагаем, что £7П « UK)
4к “
Если считать, что сопротивление открытого эмиттерного перехода
существенно меньше гб, то ток /ск замкнется через эмиттерный переход
и создаст на нем напряжение £7П = /ск /(/соСэ) = UKCK / Су которое вызо-
вет ток генератора
Ir=SnUn=UKCKSn/C3=UK^CK. (2.4)
47
Таким образом, под действием напряжения UK в коллекторной цепи
будет протекать ток /к » /ск + /г. Первое слагаемое определяет емкост-
ную компоненту выходного сопротивления, вызываемую емкостью Ск.
Второе слагаемое коллекторного тока, совпадающее по фазе, как это
следует из (2.4), с напряжением на коллекторе, представляет резистив-
ную составляющую выходного сопротивления, обусловленную обратной
связью через емкость коллекторного перехода-'
7?i= 1/(0^). (2.5)
В результате проведенного анализа эквивалентная схема транзисто-
ра преобразуется к виду, представленному на рис. 2.3, б, где связь между
входом и выходом через Ск отсутствует, ио наиболее сильное ее прояв-
ление - увеличение выходной проводимости моделируется включением
резистора /?г. Следует иметь в виду, что /?, в эквивалентной схеме моде-
лирует уменьшение коэффициента усиления каскада за счет внутренней
обратной связи путем ответвления части тока внутреннего генератора.
Поэтому нельзя мощность, выделяемую в Rt, отождествлять с мощно-
стью, рассеиваемой на коллекторе транзистора. Основное правило со-
стоит здесь в том, что при определении баланса мощностей в коллек-
торной цепи транзистора нельзя отделять в эквивалентной схеме на
рис. 2.3, б внутренний генератор /г от внутреннего сопротивления
Хотя в некоторых ситуациях, например в случае воздействия на транзи-
стор внешней (наведенной) ЭДС, формально вычисленная мощность,
рассеиваемая в R-, соответствует реальному увеличению мощности,
дополнительно потребляемой транзистором от источника коллекторного
питания вследствие появления напряжения на эмиттерном переходе от
наведенной ЭДС. Кроме того, это сопротивление может проявлять себя
как реальный резистор и в других ситуациях, например, шунтируя коле-
бательную систему в коллекторной цепи транзистора, снижая тем самым
ее добротность.
Значение внутреннего сопротивления Яг, определенное по выраже-
нию (2.5), для мощных высокочастотных транзисторов обычно на не-
сколько порядков меньше сопротивления коллекторного перехода, оп-
ределяющего наклон статических характеристик в коллекторной систе-
ме координат. Например, для транзистора, с /т = 400 МГц и Ск= 100 пФ
сопротивление /?, составляет около 4 Ом. Если к тому же учесть, что
емкость Ск резко возрастает с уменьшением мгновенного напряжения на
48
коллекторе, можно прийти к выводу о снижении /?г в этой области на-
пряжений. Формально это эквивалентно снижению крутизны линии
граничного режима на статических характеристиках в коллекторной
системе координат. Из-за низкого значения и нелинейности Я. статиче-
скими характеристиками транзистора (следовательно, и параметрами их
аппроксимации) можно пользоваться лишь на частотах ниже/p. На бо-
лее высоких частотах эти характеристики весьма существенно изменя-
ются как в активной области, так и в области насыщения. Именно по-
этому в справочных материалах по мощным высокочастотным транзи-
сторам статические характеристики не приводятся.
С другой стороны, тот факт, что внутреннее выходное сопротивле-
ние транзистора, включенного с общим эмиттером, имеет резистивный
характер и по значению близко к сопротивлению нагрузки транзистора,
служит основанием для широкого применения такого включения тран-
зистора в выходных каскадах широкополосных радиопередатчиков. Это
свойство обусловливает малую степень изменения выходной мощности
передатчика при изменении сопротивления нагрузки.
Если в сопротивлении эмиттерного перехода учесть не только емко-
стную, но и резистивную компоненту (гр), то, выполнив преобразования,
аналогичные проведенным ранее, найдем, что в выходном сопротивлении,
вызванном обратной связью через Ск, последовательно d резистором Я,
необходимо включить конденсатор Сг = (5ОСК. Постоянная времени этой
цепи RtCj = 1/сор = Тр . Поэтому на частотах со > Зсор выходное сопротивле-
ние транзистора можно считать резистивным: R,= а на частотах
0) < (Ор /3 - емкостным с значением емкости р0Ск. Отсюда вытекает, что на
нйзких частотах обратная связь через емкость Ск приводит к увеличению
выходной емкости транзистора в (р0 + 1) раз.
Если резистивный характер выходного сопротивления нужно полу-
чить и на низких частотах, параллельно емкости Ск необходимо вклю-
чить резистор с таким сопротивлением, чтобы постоянная времени этой
цепи равнялась Тр.
§ 3. Влияние индуктивности эмиттерного вывода
Как уже отмечалось, индуктивность эмиттерного вывода (если
транзистор включен по схеме с общим эмиттером) приводит к появле-
нию последовательной обратной связи, за счет которой происходит
49-
изменение входного и выходного сопротивлений, появляются дополни-
тельные прямое и обратное прохождения сигнала. Задача нахождения
этих изменений может быть легко решена путем добавления сопротив-
ления индуктивности вывода к элементам матрицы z-параметров тран-
зистора. Чтобы понять физический смысл этих преобразований, вос-
пользуемся эквивалентной схемой, представленной на рис. 2.4, а. На
этой схеме устранена обратная связь за счет емкости Ск, но ее влияние
учтено включением сопротивления R,, как это сделано ранее. Помимо Ьэ
включены также индуктивности базы и коллектора.
Наиболее сильно влияние L3 проявляется в изменении входного со-
противления транзистора. Ток /б, протекающий в цепи базы, создает на
эмиттерном переходе напряжение С/п = /б /(fa Сэ), что приводит к появ-
лению тока внутреннего генератора lr= Сэ) . Ток генера-
тора будет замыкаться в основном через внутреннее сопротивление Rt и
через сопротивление нагрузки ZH. Поскольку транзистор, включенный
по схеме с общим эмиттером, используется на частотах ниже сйр влия-
нием части тока генератора, ответвляющегося в емкость Ск, по сравне-
нию с током через Rt = 1/(<йгСк) можно в первом приближении пренеб-
50
речь. В состав ZH может быть включена индуктивность коллекторного
вывода. Полагая также, что сопротивление нагрузки носит резистивный
характер (ZH = /?н), и принимая < RH, коллекторный ток можно опре-
делить в следующем виде:
/к = /г [R,/(Rt + Ян)] = V(1 + RJRt) --1^,
где kH = 1/(1 + Ru/Rj) - нагрузочный коэффициент.
Напряжение между базой и эмиттером транзистора в этом случае
представляется следующим образом:
^э = Ш + Мб+ 1/(/'<оСэ))+МД + /к)- <2.6)
Коллекторный ток, замыкаясь через Ly создает на ией дополни-
тельное напряжение, которое входит составной частью в напряжение
между базой и эмиттером транзйстора:
ЦЛ, = = /64н5пМэ/(/<оСэ) = /Д шД = /6гос
Необходимо отметить, что это напряжение совпадает по фазе с
входным током и поэтому должно проявиться как добавка к резистив-
ной компоненте входного сопротивления, обусловленная обратной свя-
зью гос = k^o\L3. Входное сопротивление транзистора с учетом выраже-
ния (2.6) определяется в следующем виде:
Z.X = ибэ1 А> = + “ЛА+> А+А - W® сэ)-
Емкостная составляющая сопротивления определяется емкостью
открытого эмиттерного перехода, в индуктивную входят индуктивности
выводов базы и эмиттера, а в резистивную помимо гб включается добав-
ка за счет обратной связи гос = &нй>гЬэ- Величина этой добавки может
быть весьма значительной. Так, например, у транзистора с граничной
частотой /т = 400 МГц даже при индуктивности эмиттерного вывода
2нГн это сопротивление составит 2...3 Ом (при £н = 0,4...0,6), что, как
правило, значительно превышает сопротивление базы. Поэтому можно
утверждать, что в мошиых высокочастотных транзисторах резистивная
составляющая входного сопротивления определяется, в первую очередь,
индуктивностью эмиттерного вывода, т. е. фактически корпусом транзи-
стора (его геометрией) и качеством конструктивного выполнения и мон-
тажа устройства.
51
Специфика сопротивления гос заключается в том, что мощность,
расходуемая входным сигналом в этом сопротивлении, не увеличивает
мощность, рассеиваемую в транзисторе, а передается в нагрузку. Собст-
венно, в этом и проявляется прямая передача сигнала со входа транзи-
стора на выход за счет обратной связи. Этот эффект может использо-
ваться как способ суммирования в нагрузке мощностей оконечного и
предоконечиого каскадов, например при построении высокочастотных
усилителей, когда коэффициент усиления каскада невелик.
На низких частотах (существенно ниже (Др), где сдвиг фаз между
токами базы и коллектора близок к нулю, обратная связь за счет индук-
тивности эмиттерного вывода приводит к увеличению индуктивной
составляющей входного сопротивления на величину Loc = В широ-
ком диапазоне частот во входное сопротивление нужно дополнительно
включить параллельную цепь из Loc и гос.
Влияние индуктивности эмиттерного вывода на выходное сопро-
тивление транзистора сводится в основном к включению ее в выходную
цепь последовательно с LK. Обратное прохождение сигнала, как прави-
ло, невелико, но, если его учесть необходимо, оно может быть опреде-
лено как обусловленное коллекторным током падение напряжения на
индуктивности эмиттерного вывода. Приведенные соображения позво-
ляют эквивалентную схему транзистора представить в виде, изображен-
ном на рис. 2.4, б, где индуктивность эмиттера как элемент обратной
связи отсутствует, а ее влияние учтено во входном и выходном сопро-
тивлениях.
§ 4. Диализ процессов в транзисторном генераторе
при возбуждении гармоническим напряжением
Для повышения коэффициента полезного действия генератора уси-
лительные приборы в нем работают с отсечкой коллекторного тока.
Применительно к транзисторам, где важнейшим ограничивающим фак-
тором является мощность, рассеиваемая на коллекторе, повышение КПД
означает одновременно и повышение выходной мощности. Кроме того,
для мощных высокочастотных транзисторов работа без отсечки коллек-
торного тока может быть недопустима из-за опасности вторичного про-
боя в транзисторе. Именно это явление служит основанием для введения
у этих транзисторов нижней граничной частоты даже при работе с от-
сечкой коллекторного тока. Тем более недопустима для них работа в
классе А, т. е. без отсечки коллекторного тока.
52
Анализ процессов в генераторе при работе транзистора в недонап-
ряжениом режиме удобно вести, основываясь на эквивалентной схеме
транзистора. Используя результаты преобразований, изложенные ранее,
можно представить эквивалентную схему транзистора при работе его с
отсечкой коллекторного тока в виде рис. 2.5. На схеме обозначены:
= L6 + L3, rT = гб + roc - индуктивная и резистивная компоненты вход-
ного сопротивления транзистора.
Возможность захода транзистора как в активную область, так и в
область отсечки на эквивалентной схеме обеспечивается введением трех
синхронно работающих ключей, управляемых напряжением на эмитгер-
ном переходе ип. Замкнутое состояние ключей соответствует работе
транзистора в активной области. Прн переходе транзистора в область
отсечки размыкание ключей моделирует уменьшение емкости эмиттер-
иого перехода (остается только зарядовая компонента) и «отсутствие
активности» т. е. отключение генератора тока и связанного с ним вы-
ходного сопротивления R-(. Ключи замыкаются, когда напряжение на
эмиттериом переходе превышает напряжение отсечки. Для упрощения
последующих выражений будем полагать напряжение отсечки нулевым.
Кроме того, не будем учитывать влияние зарядовой емкости эмиттерно-
го перехода, что существенно упростит анализ. О влиянии этой емкости
будет сказано позже.
Отсутствие в эквивалентной схеме элементов обратной связи суще-
ственно упрощает анализ процессов в транзисторе. Полагаем, что к вхо-
ду транзистора подключен источник синусоидального напряжения
мвх ~ ^Bxs*n ы*- Д° момента времени t = 0 транзистор закрыт, поэтому
напряжение на эмиттерном переходе 'мп совпадает (в силу того, что ие
учитывается емкость закрытого перехода) с ивк. При t = 0 напряжение на
переходе становится положительным и транзистор открывается. Для
входной цепи (рис. 2.6, а) составляется уравнение для мгновенных зна-
чений тока и напряжения на конденсаторе С3 (т. е. на переходе):
“вх = "п + гт «б = "п + ’'A dun /dt
53
Поскольку цепь содержит один реактивный элемент, порядок диф-
ференциального уравнения также равен единице. Общее решение полу-
ченного неоднородного дифференциального уравнения складывается из
двух компонент: частного решения неоднородного уравнения, выра-
жающего вынужденный режим, задаваемый источником ивх , и решения
однородного дифференциального уравнения, выражающего свободный
режим. В соответствии с этим для напряжения иа переходе получим
ип " мп.в + мп св-
Вынужденная составляющая находится как напряжение, устано-
вившееся в цепи после коммутации: ип в = Un в sin (сот - <рв), где
^П.В ” + (®^экв)2] ’ 9в = aiCtg(COT3[(B), "ЧкВ ~ ^®ЭКВ ” ~ посто-
янная времени входной цепи, определяющая эквивалентную граничную
частоту транзистора по крутизне, отличие которой от (см. (2.1)) вы-
звано влиянием индуктивности эмиттерного вывода.
Свободная составляющая зависит от характера самой цепи и для
дифференциального уравнения первого порядка имеет вид
“п.св= Л «Р <”Лэкв)-
Начальное значение экспоненты определяется из того условия, что
напряжение на конденсаторе С3 не может изменяться скачком, и поэто-
му суммарное напряжение должно быть равно тому значению, которое
54
оно имело перед коммутацией, т. е. кп(/ = 0) = 0. Отсюда вытекает соот-
ношение А = U„ , sin % и «п св = U„ „ sin ср, ехр(-(/тэкв).
Графики на рис. 2.6, б иллюстрируют процессы во входной цепи
транзистора. Пока напряжение на переходе положительно, ключи иа
эквивалентной схеме остаются замкнутыми. В тот момент (<р3=сог3),
когда напряжение изменяет знак, ключи размыкаются и напряжение на
переходе скачком (если не учитывается емкость закрытого перехода)
становится равным напряжению на входе, Если учитывать емкость за-
крытого перехода Сэз, то после размыкания ключей необходимо анало-
гичным образом решать задачу по нахождению переходного процесса
установления напряжения на закрытом переходе. Как правило, емкост-
ное сопротивление закрытого перехода существенно больше гб , поэто-
му вынужденная составляющая напряжения близка к входному напря-
жению и по амплитуде, и по фазе. Свободная составляющая достаточно
быстро затухает в силу того, что постоянная времени цепи г$С32 мала
(значительно меньше периода входного сигнала). Поэтому процесс пе-
резаряда емкости Сэз в области отсечки в мощных транзисторах (т. е.
при больших значениях коллекторного тока) не оказывает существенно-
го влияния на процессы в активной области. При небольших значениях
коллекторного тока, когда различие между зарядовой и диффузионной
компонентами емкости эмиттерного перехода уменьшается (за счет
снижения последней), переходный процесс в закрытом состоянии пере-
хода приводит к более позднему открыванию транзистора н, как следст-
вие, к приближению импульса коллекторного тока к косинусоидальной
форме.
Ток внутреннего генератора ir= Snun по форме повторяет положи-
тельную полуволну напряжения на переходе (рис. 2.6, в). Коллекторный
ток транзистора связан с током этого генератора: iK = kHir, где кн - на-
грузочный коэффициент (см. § 2).
Ток базы транзистора на отрезке времени от t = 0 до t = t3 может
быть найден из очевидного соотношения
("б — C3dun/dt — /б в+ ('б.св ’ (2.7)
г№ >6.в = с/“п,в/Л = ^п.в 0>C,costo - (р,); <6.св = СЭЛП Св/Л =
= ~[£7ПВ /гт] sin фв ехр(-г/тэкв) - вынужденная и свободная составляю-
щие тока соответственно (рис. 2.6, г).
55
Как видно из приведенных соотношений, иа низких частотах кол-
лекторный ток, отслеживающий напряжение иа переходе, стремится к
симметричному косинусоидальному импульсу с углом отсечки 90° (что
естественно при принятых значениях напряжений отсечки и смешения),
базовый ток стремится к нулю, в силу того, что при анализе не учтено
влияние рекомбинации носителей в области базы (сопротивление гр).
При повышении частоты уменьшается амплитуда коллекторного тока
(за счет снижения вынужденной составляющей ип) и увеличивается его
длительность (больше чем на <рв). Вследствие этого при постоянном
значении входного сигнала снижается выходная мощность. Увеличение
длительности импульса коллекторного тока приводит к уменьшению
коэффициента полезного действия генератора в силу того, что первая
гармоника коллекторного тока снижается быстрее, чем его постоянная
составляющая.
Базовый ток транзистора, как это следует из соотношений (2.7), ли-
нейно возрастает с ростом частоты. Рост базового тока н одновременное
снижение коллекторного тока обусловливают довольно резкое умень-
шение коэффициента усиления каскада на высоких частотах.
Параметром, определяющим ход частотных характеристик генера-
тора, является постоянная времени входной цепи: тэкв = Сэ(гб + гос) =
= Сэ(гб + Ан(йгЬэ), которая выступает в качестве нормирующего множи-
теля на оси частот. Анализ этого множителя приводит к интересным
выводам. Дело в том, что диффузионная емкость эмиттерного перехода
зависит лишь от тока эмиттера, т. е. в конечном итоге от значения мощ-
ности, отдаваемой транзистором. Поэтому марка транзистора (как и
фирма-изготовитель) никак на нее не влияет. Наоборот, резистивное
сопротивление, определяющее постоянную времени входной цепи, зави-
сит от типа транзистора (сопротивление и геометрии его корпуса, а
именно индуктивности эмиттерного вывода (сопротивление
Гос^и^^Лз)- В мощных транзисторах, у которых выходная мощность
превышает десятки ватт, сопротивление гос в несколько раз больше гб
(см. пример в § 3). Поэтому можно утверждать, что фактором, во мно-
гом определяющим характеристики генератора иа высоких частотах,
является конструкция корпуса транзистора. Именно этим объясняется
переход к полосковым выводам и увеличение числа выводов от эмит-
терного электрода у транзистора, предназначенного для использования в
схеме с общим эмиттером.
56
§ 5. Коррекция характеристик генератора
’ Как уже отмечалось, с увеличением частоты снижается коэффици-
ент формы импульса коллекторного тока, что приводит в частности к
уменьшению коэффициента полезного действия генератора. Парамет-
ром, определяющим степень проявления инерционных свойств транзи-
стора, выступает произведение рабочей частоты иа эквивалентную по-
стоянную времени входной цепи тэкв = Сэ(гб + гос) = Сэ(гб + kH(j\L3). Для
повышения КПД генератора постоянную времени тэкв необходимо
уменьшать.
В выражение для постоянной времени тэкв кроме сопротивления ба-
зы гб входит гос - сопротивление, обусловленное обратной связью через
индуктивность эмиттерного вывода. Поэтому энергетические характе-
ристики генератора могут быть существенно ухудшены при неграмот-
ном конструктивном его выполнении, приводящем к увеличению индук-
тивности в цепи эмиттера. При этом к увеличению гос приводит лишь
часть конструктивной индуктивности, по которой замыкаются одновре-
менно и входной, и выходной токи. Именно этим обстоятельством объ-
ясняется переход к полосковым выводам и увеличение числа выводов от
эмиттерного электрода у транзисторов, предназначенных для использо-
вания в схеме с общим эмиттером. Снижение тэкв за счет Сэ возможно
только при уменьшении выходной мощности генератора, так как диф-
фузионная емкость эмиттерного перехода определяется током эмиттера,
что при фиксированном напряжении эквивалентно мощности.
Уменьшить постоянную времени входной цепи можно введением
последовательной отрицательной обратной связи по току, включив в
цепь эмиттера резистор /?е или параллельную /?С-цепь (ReC^. Измене-
ние параметров транзистора при включении таких цепей можно свести к
адекватному изменению элементов эквивалентной схемы при сохране-
нии ее структуры. Изменения элементов эквивалентной схемы и пара-
метров транзистора при резистивной обратной связи и при включении
/?С-цепи с постоянной времени /?еСе = тт = 1/oij. отражены в табл. 2.2.
Введение последовательной обратной связи по току, естественно,
ие изменяет параметры коэффициента передачи тока транзистора, в
частности граничные частоты сор и Сйр (именно поэтому элементы экви-
валентной схемы Sn, гр и Сэ, определяющие эти частоты, изменяются
синхронно). Крутизна транзистора So за счет обратной связи снижается в
(I + Sq/?^ раз при увеличении граничной частоты транзистора по кру-
57
Таблица 2.2
Без коррекции R-коррекция ЯС-коррекция (ЯеСе = 1 /шт^
'6+«= гб
г₽ r|}+^e (Ро”1) г(! +Ле Ро
Q Ск Ск
Ск, c„/d + W ска
Ск„ Ск-Ска/(1+Ле/г6) Ск.„
С, <W"A~ c/p/MW
\ir0/(r|J+^ePo)
к
С,
so Mi + W W + W
Ро Ро Ро
Ч “Z1 +5Л>/(1 + Ле/гб> ча + W
“р (Dp
“т 0)т CDT
тизне. При /?С-коррекции (если /?еСе = -с,. = 1/ccQ увеличение граничной
частоты наибольшее. В этом случае «площадь усиления», определяемая
как произведение низкочастотного значения параметра на граничную
частоту, не уменьшается. Поэтому применение /?С-коррекнни предпоч-
тительнее.
Другой способ снижения постоянной времени входной цепи заклю-
чается во включении конденсатора Скор последовательно с базой тран-
зистора. В этом случае граничные частоты сор и со? увеличиваются в
(1 + Сэ/Скор) раз. Во столько же раз снижается значение крутизны тран-
зистора So (напряжение на эмиттерном переходе ип определяется коэф-
фициентом передачи емкостного делителя Скор, Сэ), т. е. «площадь уси-
ления» также не уменьшается. Таким образом, по степени снижения
усиления каскада коррекции характеристик транзистора за счет включе-
ния конденсатора в цепь базы или /?С-цепи в эмиттер эквивалентны.
Однако базовая коррекция ймеет несомненное преимущество при по-
строении мощных каскадов, так как значительная мощность, выделяе-
мая в резисторе /?е , ведет к увеличению индуктивности в цепи эмиттер-
ного вывода транзистора. Рост же этой индуктивности увеличивает по-
стоянную времени входной цепи, что в конечном итоге приводит к сни-
жению эффекта коррекции.
§ 6. Диализ процессов в транзисторном генераторе
при возбуждении гармоническим током
При возбуждении транзисторного генератора от источника с высо-
ким внутренним сопротивлением (в пределе от источника тока) принци-
пиальное влияние на характер процессов в генераторе оказывает сопро-
тивление закрытого эмиттерного перехода. Неучет зарядовой емкости
Сэз приводит к некорректности задачи - генератор тока оказывается
включенным на разрыв. С учетом емкости Сэз эквивалентная схема
входной цепи транзистора для частот выше (Ор представлена на
рис. 2.7, а. На рис. 2.7, б приведены временные диаграммы входного
тока и напряжения на переходе. Полагая входной ток (ток базы)
гармоническим ((6 = -/6sinay), из очевидного соотношения
«п = г-Рб d(p)t)+C вытекает, что напряжение на переходе представ-
еэ
ляется последовательностью двух косинусоидальных импульсов различ-
ной длительности и амплитуды. Положительный импульс определяет
форму тока генератора в эквивалентной схеме, а следовательно, и форму
тока коллектора (рис. 2.7, в). Амплитуды импульсов напряжения на
переходе обратно пропорциональны емкости эмиттерного перехода в
закрытом и открытом состояниях, т. е. Сэз и С3 (Сэ = Сэз + Сэд). Дли-
тельности импульсов определяются постоянной интегрирования С, ко-
торая, в свою очередь, зависит от напряжения смешения на базе. Если С
= /б0 /(соСр, угол отсечки коллекторного тока 0 = 90°, как на рис. 2.7, б.
Для получения произвольного угла отсечки 0 необходимо, чтобы
С= (/б0/(о>Сэ))(1 - cos в), а напряжение смещения Есм = - С + Еотс -
~^богб’ где ^отс - напряжение отсечки; /б0 - постоянная составляющая
тока базы.
Следует отметить, что индуктивная и резистивная составляющие
сопротивления входной цепи оказываются включенными последова-
тельно с источником входного тока и поэтому на формирование напря-
жения на переходе не оказывают никакого влияния. Но напряжение,
создаваемое иа них входным током, влияет на форму (в частности, на
амплитудное значение) напряжения на входных электродах транзистора.
58
59
Как уже отмечалось, коллекторный ток транзистора, повторяя фор-
му ип на положительной полуволне, будет иметь строго косинусоидаль-
ную форму. Это говорит о том, что коэффициент полезного действия
генератора не будет уменьшаться с ростом частоты. Инерционные свой-
ства транзистора проявляются лишь в том, что коллекторный ток отста-
ет от входного на четверть периода и уменьшается с ростом частоты,
что приводит, в свою очередь, к снижению коэффициента усиления и к
необходимости увеличения мощности входного сигнала. Следует обра-
тить внимание, что все сказанное об отставании коллекторного тока от
базового справедливо лишь при гармоническом характере входного
тока, в общем случае связь между ними определяется интегральным
соотношением.
Реализации в полной мере рассмотренного режима работы транзи-
стора препятствуют два обстоятельства. Во-первых, большая амплитуда
отрицательной полуволны напряжения на эмиттерном переходе может
привести к его пробою и к выходу транзистора из строя (предельно до-
60
пустимое обратное напряжение между базой и эмиттером у мощных
высокочастотных транзисторов обычно не превышает 4 В). Амплитуда
обратного напряжения на эмиттерном переходе уменьшается при увели-
чении емкости Сэз. Но подключить дополнительный конденсатор непо-
средственно к Сэз, естественно, нельзя, а подключение его между вы-
водами транзистора эквивалентно не увеличению емкости закрытого
перехода, а изменению выходного сопротивления источника возбужде-
ния. Здесь мы подходим ко второму обстоятельству, не позволяющему
реализовать режим возбуждения генератором тока. Реальные источники
возбуждения транзисторных генераторов имеют конечное выходное
сопротивление. Как известно, источник тока I -с параллельно включен-
ным внутренним сопротивлением Zr может быть преобразован к после-
довательному соединению источника ЭДС Е = IZr и сопротивления Zr.
Анализ работы генератора сводится при этом к рассмотренному ранее
варианту возбуждения генератора от источника напряжения, с учетом
того, что сопротивление Zr оказывается включенным последовательно с
элементами гт и Лт входной цепи транзистора. В зависимости от харак-
тера внутреннего сопротивления процессы в генераторе будут протекать
различно. Если внутреннее сопротивление источника возбуждения име-
ет емкостный характер, эквивалентная постоянная времени входной
цепи будет уменьшаться, что снижает проявления инерционных процес-
сов. Напротив, при резистивном характере внутреннего сопротивления
(Zr = /?г) эквивалентная постоянная времени входной цепи будет возрас-
тать, что приводит к затягиванию импульса коллекторного тока. Однако,
если суммарное сопротивление Rr + гт будет больше сопротивления
емкости закрытого эмиттерного перехода Сэз на рабочей частоте, ана-
лиз генератора, возбуждаемого источником напряжения, необходимо
проводить с учетом влияния этой емкости аналогично выполненному в
§ 5. Различие заключается лишь в том, что переходный процесс необхо-
димо находить не только при открывании эмиттерного перехода, но и
прн его закрывании. Кроме того, оба решения должны «сшиваться» в
моменты переключений,
ГЛАВА 3. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
§ 1. Принципы построения схем геиераторов
Построение схем ГВВ удобно проводить отдельно для выходной н
входной цепей. Выходную цепь генератора образуют три двухполюсных
элемента: источник электропитания (как правило, источник постоянного
напряжения), энергия которого преобразуется в высокочастотную энер-
гию, нагрузка - получатель этой энергии н генераторный прибор (его
выходные зажимы), управляющий процессом преобразования.
Ввиду того, что генераторный прибор работает в нелинейном ре-
жиме, т. е. с отсечкой коллекторного (анодного, стокового) тока, форма
тока, протекающего через него, не соответствует входному (гармониче-
скому) сигналу, поэтому, нагрузка должна подключаться к генератору не
непосредственно, а через избирательную цепь, на которую и возлагается
функция восстановления гармонической формы сигнала. В роли такого
«восстановителя» формы сигнала часто выступает параллельный коле-
бательный контур, к которому подключается тем или иным способом
нагрузка. Не затрагивая пока способы связи нагрузки с избирательной
системой, будем считать нагрузкой генератора параллельный колеба-
тельный контур LK, Ск.
Таким образом, если в выходную цепь генератора входят три ком-
понента, то возможны всего два варианта их соединения - параллельное
или последовательное. При непосредственном параллельном соедине-
нии указанных элементов (рис. 3.1, а) схема неработоспособна по двум
причинам. С одной стороны, источник постоянного напряжения (источ-
ник коллекторного питания) закорочен по постоянному току индуктив-
ной ветвью колебательного контура. С другой стороны, сам источник
закорачивает нагрузку иа частоте сигнала, поэтому первая гармоника
62
коллекторного тока будет в этой схеме замыкаться не через нагрузку
генератора, т. е. колебательный контур, а по цепи источника коллектор-
ного питания.
Устранение отмеченных дефектов схемы достигается включением
так называемых разделительных элементов. Чтобы устранить короткое
замыкание источника питания по постоянному току, не нарушив проте-
кания высокочастотных токов, необходимо в любом месте цепи нагруз-
ки (точки а, 45, в, г на рис. 3.1, а) установить разделительный конденса-
тор - элемент, обладающий малым сопротивлением Хс на высокой час-
тоте и очень большим - для постоянного тока. Степень «малости» со-
противления разделительного конденсатора определяется по отношению
к сопротивлению нагрузки R3.
Обычно Хс меньше R3 в 20...50 раз при высоких значениях сопро-
тивления нагрузки, характерных для ламповых генераторов. В транзи-
сторных генераторах обычно удовлетворяются соотношением в 10...20
раз, хотя иногда приходится довольствоваться и меньшим значением.
Здесь необходимо учитывать, что сопротивления конденсатора и на-
грузки складываются в квадратуре. Поэтому, если Хс составляет 20 %
от/?э, суммарное сопротивление нагрузки для генератора возрастет
лишь на 2 %. Но в любом случае резонансная частота разделительного
конденсатора с суммарной индуктивностью его выводов и индуктивно-
стью монтажа должна быть достаточно высокой, с тем, чтобы обеспе-
чить малое сопротивление этой цепи не только на основной частоте, но
и на частоте высших гармоник.
Для устранения замыкания токов высокой частоты по цепи источ-
ника коллекторного питания последовательно с ним (точки д или е на
рис. 3.1, а) необходимо включить разделительный элемент с большим
сопротивлением на высокой частоте. Чтобы исключить увеличение
мощности, затрачиваемой источником коллекторного питания, сопро-
тивление этого элемента должно быть минимальным по постоянному
току. Поэтому чаще всего используют катушки индуктивности, хотя в
маломощных каскадах не исключается применение резисторов (но толь-
ко в случае, если энергетические соотношения в генераторе не играют
определяющей роли). Сопротивление разделительной индуктивности XL
(или резистора) должно быть большим по отношению к сопротивлению
колебательного контура. Обычно XL = (1О...2О)/?э. В некоторых случаях,
в частности при высокой добротности разделительной катушки Lp, ее
индуктивность выбирают из условия £р ~ (10...20) LK, где LK - индуктив-
63
ность катушки колебательного контура. В любом случае Lp оказывается
включенной параллельно контурной катушке, поэтому по Lp будет про-
текать часть контурного тока и при конструктивной реализации генера-
тора необходимо обеспечить замыкание этого тока таким образом, что-
бы исключить (свести к минимуму) возможность возникновения меж-
каскадных связей через цепь источника коллекторного питания. Поэто-
му источник коллекторного питания блокируют дополнительно конден-
сатором С^л.
При построении схем генераторов необходимо кроме того обеспе-
чить пути протекания токов высших гармоник, неизбежно присутст-
вующих в нем при работе генераторного прибора в нелинейном режиме
(с отсечкой). Как правило, для высших гармоник токов стремятся обес-
печить малое сопротивление, чтобы они создавали напряжение, сущест-
венно меньшее переменного напряжения основной частоты. При ис-
пользовании в выходной цепи идеального параллельного колебательно-
го контура это требование выполняется, однако паразитные параметры
элементов приводят к усложнению схемы, что требует внимательного
анализа ее на частотах гармоник.
Выбор места включения разделительных элементов (из числа воз-
можных) определяется дополнительными соображениями, в частности
возможностью «заземления» элементов схемы по постоянному току и по
высокой частоте. В этом смысле точки а, б, д (на рис. 3.1, а) предпочти-
тельнее, чем в, г, е. Кроме того, нужно учитывать, что в точках бив
протекает контурный ток, который в «О» раз (Q - добротность контура)
выше тока, протекающего в проводниках, помеченных буквами а и г. С
учетом этих соображений схема генератора примет вид, показанный на
рис. 3.1, б. На схеме отмечены также пути протекания постоянной со-
ставляющей /к0 н первой гармоники /к1 коллекторного тока.
В последовательной схеме источник коллекторного питания, тран-
зистор и колебательный контур образуют последовательную цепь
(рис. 3.2, а). Порядок следования элементов в этой цепи определяется
конструктивными особенностями н схемой включения генераторного
прибора. В изображенной схеме постоянное напряжение от источника
коллекторного питания к транзистору подается через колебательный
контур, поэтому индуктивная ветвь контура не должна содержать после-
довательно включенных конденсаторов или резисторов (нагрузки). Если
это условие не выполняется, контур необходимо шунтировать блокиро-
вочной индуктивностью, но тогда целесообразнее использовать парал-
лельную схему питания выходной цепи.
64
Для исключения замыкания токов высокой частоты через цепь ис-
точника коллекторного питания необходимо предусмотреть подключе-
ние блокировочного (шунтирующего) конденсатора Сбл. При конструк-
тивном проектировании генератора нужно учитывать, что основная
функция блокировочного конденсатора - не защита источника коллек-
торного питания от прохождения высокочастотных токов, а обеспечение
замыкания этих токов по кратчайшему пути. Для защиты цепей источ-
ника питания обычно включают последовательно с ним разделительную
катушку индуктивности £р(рис. 3.2, б). Поскольку конденсатор С6л на
высокой частоте включен последовательно с нагрузкой, его емкость
выбирается из тех же соображений, что и в параллельной схеме. Резо-
нансная частота контура, образованного Lp и Сбл, должна быть ниже
рабочей частоты, с тем, чтобы он не разорвал цепь замыкания высших
гармоник коллекторного тока (эффект фильтра-пробки).
Выбор той или иной схемы выходной цепи генератора определяется
конструктивными или эксплуатационными соображениями. При этом
нужно учитывать, что в последовательной схеме колебательный контур
и, возможно, подключенная через него нагрузка находятся под постоян-
ным напряжением источника питания. Это может служить ограничени-
ем по применению данной схемы в случае мощных ламповых генерато-
ров, где напряжения могут достигать тысяч и десятков тысяч вольт. В
параллельной схеме этого недостатка может не быть (в зависимости от
вида колебательного контура), но в ней собственная емкость дросселя Lp
подключается параллельно емкости контура Ск. Этот факт необходимо
учитывать при проектировании высокоомных цепей на повышенных
частотах, где емкость контура мала.
3. Я-347
65
Во входную цепь генератора помимо цепи управления генераторно-
го прибора (база - эмиттер млн затвор - исток транзистора; управляю-
щая сетка - катод электронной лампы) и источника входного сигнала
(t/w) входит схема, обеспечивающая выбор рабочей точки генераторно-
го прибора по постоянному току, так называемая цепь подачи смещения
(Есм). Эти три компонента, как и в выходной цепи, могут быть соедине-
ны двумя способами, образуя параллельную или последовательную
схему. Эти схемы для генератора на транзисторе, включенном по схеме
с обшим эмиттером, представлены на рис. 3.3, а ,б. Блокировочные и
разделительные элементы формируют пути протекания постоянной
составляющей /б0 н первой гармоники /б1 базового тока. Сопротивление
разделительного конденсатора Ср в параллельной схеме и блокировоч-
ного - в последовательной должны быть существенно меньше вход-
ного сопротивления генератора на частоте сигнала. Соотношение между
этими сопротивлениями определяется конкретными условиями работы
каскада. Желательно иметь его в пределах 20...50, но зачастую прихо-
дится довольствоваться значением 5...10. Наиболее сложно выполнить
эти требования в генераторах на биполярных транзисторах на высоких
частотах, ввнду малости входного сопротивления транзистора.
§ 2. Схемы выхода генераторов
Под схемой выхода генератора понимается колебательная система,
включаемая между нагрузкой генератора и выходными зажимами гене-
раторного прибора. Система, эквивалентная одиночному колебательно-
му контуру, называется простой схемой выхода, более сложная (в част-
ности, приводящаяся к системе двух связанных контуров) - сложной
схемой выхода.
Схема выхода должна позволять выполнять настройку колебательной
системы в резонанс во всем рабочем диапазоне частот, с учетом возможного
66
изменения сопротивления нагрузки (например, антенны), обеспечивая при
этом уровень входного сопротивления, необходимый для работы генератора
в рассчитанном режиме. Кроме того, к схеме выхода предъявляются весьма
жесткие требования по обеспечению фильтрации высших гармонических
составляющих в нагрузке при необходимости получения высокого коэффи-
циента полезного действия схемы.
Простая схема выхода
В простой схеме выхода сопротивление нагрузки (например, сопро-
тивление антенны Za = ra +;Ха) включается непосредственно в выходной
контур генератора, как показано на рис. 3.4. Сопротивления, включен-
ные параллельно генератору - ZCB = rCB + jXCB и между генератором и
антенной ZH = rH + jXti , называют соответственно сопротивлением связи
и сопротивлением настройки. На рабочей частоте контур должен быть
настроен в резонанс, условие которого: Хсв + Хн + Ха = 0.
Для характеристики схем вводят следующие параметры:
• сопротивление контура в месте подключения генераторного при-
бора R, = (XCB)2/rK;
• сопротивление контура в месте подключения антенны
КЛ= 1гк’
• коэффициент полезного действия схемы выхода Т] = га / гк;
• коэффициент фильтрации, как отношение удельного веса высших
гармоник на входе и на выходе схемы Ф = (1пк//1к) / (/ла//]а).
В приведенных выражениях: гк = га + гсв + гн - суммарное рези-
стивное сопротивление по обходу контура, включающее сопротивление
антенны (часть которого - сопротивление излучения) и сопротивления
потерь в элементах связи и настройки, определяемые их добротностями;
Рис. 3.4
67
а б в
Рис.3.5
/п, /] - токи n-й н первой гармоник на выходе схемы - в цепи антенны
(индекс «а») и на входе - в коллекторной цепи генератора (индекс «к»).
В случае емкостного характера сопротивления антенны возможны
три варианта построения схем выхода, эквивалентные схемы которых
(по переменному току) изображены на рис. 3.5. В первой из схем
/?э < ЯА, во второй -Rj> RA. В третьей схеме R3 может быть и больше, и
меньше RA. В этом плане схема на рис. 3.5, в является универсальной.
Сравнивая схемы по коэффициенту полезного действия, нужно принять
во внимание, что добротности конденсаторов существенно выше доб-
ротностей катушек индуктивности. Поэтому в первой схеме, несмотря
на то что индуктивных элементов в ней два, их суммарное сопротивле-
ние Хд = Хсв + Хн = - Ха меньше, чем сопротивления единственных ка-
тушек индуктивности в схемах на рис. 3.5, б н в, соответственно равные
XL = Хсв = -(Ха + Хн) н XL = Хн = - (Ха + Хн). На этом основании можно
утверждать, что КПД схемы выхода на рис. 3.5, а самый высокий. Мож-
но показать, что для получения одинакового R3 сопротивление Хн в
третьей схеме должно быть больше, чем Хсв во второй, поэтому КПД
схемы на рис. 3.5, в наиболее низкий из всех трех схем.
С точки зрения фильтрации высших гармонических составляющих
третья схема на рис. 3.5 примерно в п2 раз (п - номер гармоники) пре-
восходит две первые, так как и в первой, и во второй схемах антенна
включается в емкостную ветвь контура (если смотреть со стороны гене-
ратора), в которой доля тока высших гармоник возрастает с увеличени-
ем номера гармоники. Иными словами, фильтрация высших гармоник
третьей схемой выше ввиду того, что она имеет структуру фильтра ниж-
них частот. Во всех схемах выхода коэффициент, фильтрации пропор-
ционален нагруженной добротности колебательной системы (добротно-
сти с учетом влияния сопротивления нагрузки). Однако в простой схеме
выхода, где сопротивление антенны включается в контур непосредст-
венно, возможности варьирования добротностью весьма ограничены.
Кроме того, необходимо учитывать, что добротность колебательной
системы однозначно связана с ее полосой пропускания.
68
В радиопередающих устройствах простая схема выхода находит ог-
раниченное применение (в основном, в простых маломощных устройст-
вах) ввиду низких фильтрующих свойств и сложности настройки - для
изменения рабочей частоты или сопротивления нагрузки для генератора
(/?э) необходимо одновременно перестраивать и элемент связи (Хсв), н
элемент настройки (Хн).
Сложная схема выхода
Обычно сложная схема выхода представляется в виде системы двух
связанных контуров - антенного с элементом настройки Хн и промежу-
точного (коллекторного, анодного). В качестве элемента связи между
контурами могут выступать конденсатор, катушка индуктивности или
взаимная индуктивность между катушками двух контуров, как показано
на эквивалентных (без цепей питания) схемах, приведенных на рис. 3.6,
а - в соответственно.
Сопротивление связи между контурами Хсв определяет сопротивле-
ние, вносимое из антенного контура в промежуточный: ZBH = (Хсв)2/ Za к,
где Za = гя „ + jX- гя к = гя + гн + г- ХЯК = ХЯ + Х„ + Хсъ - сопротивле-
а.к а.к J а.к1 а.к а н ив а.к а н св 1
ние антенного контура.
Прн настройке антенного контура в резонанс, когда Хак= 0, вноси-
мое в промежуточный контур сопротивление будет чисто резистивным:
^вн — гвн — (^Св) га к-
Эквивалентное сопротивление настроенного в резонанс промежу-
точного контура Я, п к = р„ к2/(гп к + гт) = Рп кйн, где р„ к> гп к - водно-
вое сопротивление и сопротивление потерь промежуточного контура;
в
Рис. 3.6
69
„ йн=Рпк«гпк+ %) - Доброт-
-—'In.к
__ _ность нагруженного промежу-
точного контура.
г_____Рг Вводя понятия коэффици-
। । ^\\/> ентов полезного действия про-
I [ а межуточного н антенного кон-
I I туров Т^п.к ~ гвн ^гп.к + гвн)’ ^а.к
О -------------у1—г-------------* = га/га к , можно найти мош-
Агр Aopt Асв
Рис 37 ность, передаваемую в антенну
при известной мощности Рг ,
отдаваемой генераторным прибором в промежуточный контур:
^а~ ^гЛп.к^а.к’
Преимущества сложной схемы выхода перед простой заключаются
в существенно лучшей фильтрации высших гармонических составляю-
щих, возможности получения большей полосы пропускания (при одина-
ковой добротности контуров) и более простой процедуре настройки
схемы. Обычно используют следующий порядок настройки сложной
схемы выхода.
1. Устраняется связь между контурами и настраивается в резонанс
промежуточный контур. Поскольку приХсв = 0 вносимое сопротивление
становится равным нулю н эквивалентное сопротивление промежуточ-
ного контура существенно возрастает, генератор переходит в заведомо
перенапряженный режим. Поэтому настройку контура в резонанс можно
контролировать, измеряя постоянную составляющую коллекторного
тока.
2. Установив связь между контурами минимальной, но обеспечи-
вающей возможность регистрации тока в антенне (антенном контуре),
изменением сопротивления Хн настраивается в резонанс антенный кон-
тур по максимуму тока в нем. Если на первом этапе не было возможно-
сти установления нулевой связи между контурами, то при настройке
антенного контура произойдет расстройка промежуточного (за счет
изменения реактивной компоненты вносимого сопротивления). В этом
случае может понадобиться повторная настройка сначала промежуточ-
ного контура (при уменьшенной связи), затем антенного.
3. Изменяя связь между контурами, добиваются максимального
значения тока в антенне, достижение которого и будет означать оконча-
ние процедуры настройки выходной цепи генератора.
Необходимо иметь в виду, что генератор в результате подбора оп-
тимальной связи переходит в слегка недонапряженный режим. Это по-
J0
ясняется графиками на рис. 3.7, иллюстрирующими процессы в генера-
торе при изменении сопротивления связи. Как уже отмечалось, прн от-
сутствии связи между контурами генератор работает в перенапряженном
режиме, отдавая некоторую мощность, которая целиком поглощается в
промежуточном контуре. В антенный контур мощность, естественно, не
поступает. При увеличении Хсв мощность, отдаваемая генератором (Рг),
возрастает, достигая максимума при Хсв = Хгр, когда генератор будет
работать в граничном режиме. Прн дальнейшем увеличении связи гене-
ратор переходит в недонапряженный режим, что сопровождается сни-
жением мощности Рг. Но часть этой мощности, поступающая в антен-
ный контур (Ра), зависит от коэффициента полезного действия проме-
жуточного контура, который монотонно растет с увеличением Хсв:
(^св2 + гп.кга.к)- В результате максимум мощности Ра дости-
гается при Хсв = Xopt (.Yopt > Хгр ), когда генератор работает в недонап-
ряженном режиме.
Если работа генератора в недонапряженном режиме по каким-либо
причинам нежелательна (или недопустима), связь между контурами
необходимо снижать до или меньше. Об изменении режима работы
генератора можно судить по изменению (в процессе настройки Хсв)
постоянной составляющей коллекторного тока транзистора.
§ 3. Параллельное соединение генераторных приборов.
Двухтактные схемы
При повышении выходной мощности генератора возможна ситуа-
ция, когда требования к параметрам генераторного прибора будут пре-
вышать его предельно допустимые характеристики по току или по мощ-
ности, рассеиваемой на нем. В этих условиях возникает естественное
решение о совместной работе нескольких генераторных приборов. Про-
стейшим примером такого решения служит параллельное соединение
однотипных приборов, когда одноименные электроды генераторного
прибора соединяются вместе. В качестве примера на рис. 3.8 приведена
схема генератора с внешним возбуждением при параллельном соедине-
нии двух биполярных транзисторов. Расчет характеристик каскада и
параметров общих цепей можно вести на одни эквивалентный генера-
торный прибор, подключенный к точкам «Б», «К», «Э» (рис. 3.8). Все
параметры эквивалентного генераторного прибора, имеющие размер-
ность токов, умножаются на число приборов, а параметры, имеющие
71
размерность напряжений, остаются без изменений. Поэтому для эквива-
лентного транзистора в схеме на рис. 3.8 крутизны и межэлектродные
емкости удваиваются, входные н выходные сопротивления вдвое
уменьшаются, а коэффициенты передачи тока и напряжения остаются
без изменения. Также без изменения остаются все граничные частоты
транзистора. Эквивалентные индуктивности выводов необходимо рас-
считывать с учетом индуктивностей соединительных проводников.
Сложнее обстоит дело с параметрами, определяющими режим от-
дельного прибора. Здесь необходимо учитывать взаимное влияние их
друг на друга. Например, в схеме на рис. 3.8 сопротивление по первой
гармонике (Z^ или Z*), на которое работает каждый из транзисторов
(т. е. сопротивление,. «ощущаемое» транзистором), определяется его
током /' или I* и напряжением {7КЭ = (/Ji + ^1)^3, создаваемым сум-
мой токов на общей нагрузке Z3.
Zk = I'Kl = Z,(1 + Z' = U„/rKl = Z3(1 + I'Kl I
Из приведенных соотношений следует, что сопротивление нагрузки
одного транзистора зависит и от тока другого транзистора. В частности,
прн отключении (например, при выходе из строя) одного из транзисто-
ров сопротивление нагрузки для другого уменьшается в два раза. При
наличии сдвига фаз между токами двух транзисторов даже в случае
72
настройки выходного контура в ре-
зонанс (или даже прн работе на рези-
стивную нагрузку) сопротивление
нагрузки для одного из транзисторов
будет иметь индуктивную реакцию, а
для другого - емкостную (см. век-
торную диаграмму на рис. 3.9).
При конструктивном воплоще-
нии генератора на параллельно
включенных приборах приходится
решать задачу по обеспечению сим-
метричного подключения нагрузки и
симметричного возбуждения генера-
торных приборов. Особенно трудно это сделать в низкоо'мных цепях,
где неодинаковость длин проводников, соединяющих генераторные
приборы, всего в несколько миллиметров или асимметрия их располо-
жения может полностью нарушить работу каскада. К примеру, провод-
ник длиной 10 мм имеет индуктивность около 10 нГн, что на частоте
30 МГц составляет сопротивление порядка 2 Ом. Поэтому параллельное
соединение генераторных приборов находит ограниченное применение.
Для транзисторов положение усугубляется довольно большим разбро-
сом их параметров, что при больших значениях крутизны характеристик
транзисторов приводит к сильному различию режимов их работы даже
прн идеальной симметрии схемы. Поэтому, несколько утрируя, можно
сказать, что транзисторы, особенно биполярные, у которых крутизны
характеристик на порядок выше, параллельно включать нельзя. Но, если
по каким-либо причинам это все-таки приходится делать, необходимо
принимать меры по выравниванию токов отдельных транзисторов.
Осуществить регулирование напряжения возбуждения для каждого из
параллельно включенных транзисторов довольно сложно, поэтому огра-
ничиваются обычно индивидуальным подбором напряжения смещения.
Универсальным способом уменьшения разброса параметров транзисто-
ров является введение последовательной отрицательной обратной связи
по току за счет включения резистора в цепь эмиттера. Однако использо-
вание этого приема в мощных каскадах (а именно об этом и идет речь,
73
так как включать параллельно маломощные транзисторы для повыше-
ния выходной мощности вряд ли целесообразно - проще применить
более мощный прибор) ограничено. Большая мощность, рассеиваемая в
резисторе, вынуждает увеличивать его габариты, что увеличивает ин-
дуктивность в цепи эмиттерного вывода, вследствие чего снижаются
выходная мощность генератора и его КПД, повышается требуемая мощ-
ность в цепи возбуждения.
Для объединения мощности двух генераторных приборов чаще ис-
пользуется двухтактная схема, один из вариантов которой приведен на
рис. 3.10, а. Напряжение возбуждения подается на входы транзисторов в
противофазе, в результате чего импульсы коллекторных токов транзи-
сторов оказываются сдвинутыми на половину периода (рис. 3.10, б), в
силу чего схему и называют двухтактной. Представив временные зави-
симости коллекторных токов транзисторов в форме ряда Фурье:
гк = ^к0 + /kjcos 0У+ Z^tos 2(fX + /'3 cos Зсог + ...,
ZK = IkO + ^K1 COS(wr + Л) + 1^2 COS[2(COt + л)] + cos[3(cor + л)] + ... =
= Z£o - /kjCOS (Ot + 1^2 COS 20У- 1'2, cos 3(ty + ...,
обнаружим основное свойство двухтактного генератора, заключающееся
в различных взаимных фазовых соотношениях между составляющими
коллекторных токов.
Первые гармоники токов, равно как и все нечетные, противофазны.
С учетом принятых на рис. 3.10, а положительных направлений коллек-
торных токов их первые гармоники замыкаются по последовательной
цепи, включающей оба транзистора и колебательный контур. По этой
причине схему иногда ошибочно называют схемой с последовательным
соединением генераторных приборов, забывая о наличии связи контура
с эмиттерами транзисторов. При идеальной симметрии схемы эта связь
не оказывает влияния на работу схемы, так как соединяет, точки с одина-
ковым (нулевым) потенциалом по частоте первой гармоники, однако
при нарушении симметрии, например при отключении одного из тран-
зисторов (по типу обрыва), коллекторная цепь по первой гармонике не
только не разрывается, но сопротивление нагрузки для оставшегося
74
a
Рис. ЗЛО
транзистора даже уменьшается в два раза (как прн параллельном соеди-
нении приборов). Высшие нечетные гармоники коллекторных токов
замыкаются по той же ц#1и, с тем лишь отличием, что по нагрузочному
контуру они протекают в основном через емкостную ветвь.
75
Четные гармоники коллекторных токов синфазны и поэтому долж-
ны замыкаться во внешней цепи не между коллекторами транзисторов, а
от коллекторов (которые оказываются таким образом синфазными) к
эмиттерам (при включении транзисторов по схеме с общим эмиттером).
Для того чтобы обеспечить замыкание этих токов, одна из точек колеба-
тельного контура по высокой частоте должна быть соединена с эмитте-
рами транзисторов. При этом целесообразно заземлять (как правило,
эмиттер в этой ситуации соединяется с общим проводом) среднюю точ-
ку емкостной ветви, а не индуктивной, чтобы сопротивление для замы-
кания четных гармоник было минимальным.
Нужно отметить, что в схеме на рис. 3.10, а нельзя подключать
блокировочный конденсатор к средней точке контурной катушки LK,
т. е. в место подключения к ней разделительного дросселя в цепи кол-
лекторного питания, так как заземлять в колебательном контуре можно
только одну точку. Если заземлить средние точки обеих ветвей, единый
контур распадается на два и двухтактная схема превращается в две воз-
буждаемые в противофазе и включенные последовательно независимые
друг от друга «однотактные». При перестройке такого контура каждую
его половину нужно настраивать в резонанс отдельно.
При описании фазовых соотношений между гармониками коллек-
торных токов транзисторов в двухтактном генераторе предполагалась
идеальная симметрия схемы. Если учитывать разброс параметров тран-
зисторов и напряжений возбуждения (как по амплитуде, так и по фазе),
правильнее будет говорить не о четных илн нечетных гармониках, а о
синфазных или противофазных составляющих в любой гармонике токов
двух транзисторов. Взаимное соответствие между амплитудами и фаза-
ми удобно представить в форме векторной диаграммы. На рис. 3.11
векторами Г и I" отображены коллекторные токи какой-либо гармо-
ники для транзисторов VT' и VT*.
Определяя синфазные и противофаз-
ные составляющие как полусумму и
полуразность векторов
г= (Г + /*)/2, /'=(Г-Г)/2,
можно разложить исходные векторы на
эти компоненты:
Г = Г+Г, Г = Г-Г.
Таким образом, при любом ам-
плитудном и фазовом соотношении
76
между коллекторными токами транзисторов в двухтактной схеме каж-
дую гармонику токов всегда можно представить в виде геометрической
суммы двух компонент так, что одна из них (/ +) образует пару синфаз-
ных, а другая (/ ") - противофазных составляющих, замыкающихся,
соответственно, «по пути» четных или нечетных гармоник. Этот момент
особенно важно учитывать при анализе процессов по первой и второй
гармоникам. Синфазные составляющие первой гармоники коллектор-
ных токов, замыкаясь на эмиттеры, не достигают нагрузки, что приво-
дит в конечном итоге к снижению выходной мощности. Противофазные
составляющие второй гармоники (как наиболее сильной из четных и
расположенной наиболее близко к спектру первой гармоники), напро-
тив, будут замыкаться через цепь нагрузки, ухудшая спектр выходного
сигнала. Именно по этой причине уровень второй гармоники на выходе
транзисторного двухтактного генератора часто не превышает -20...-
26 дБ, что требует установки дополнительных фильтрующих устройств.
При симметричной схеме выходной цепи генератора, характерной
для двухтактных схем, фазовые соотношения между коллекторными
токами различных гармоник определяют метод построения фильтрую-
щих цепей. Для фильтрации гармоник, находящихся в двух плечах схе-
мы в противофазе, например третьей, применяется схема обычного по-
следовательного колебательного контура, включенного параллельно
нагрузке. Чтобы не нарушать симметрии схемы, один из элементов
фильтра разделяется на два (фильтр C3L3C3 в схеме на рис. 3.12). Син-
фазные составляющие коллекторных токов не создают токов в симмет-
ричной нагрузке, например антенне, так как точки контура, к которым
она подключена, по этим составляющим эквипотенциальны. Однако
проводники симметричной линии передачи, соединяющей антенну с
генератором, находятся под потенциалом по этим гармоникам относи-
Рис. 3.12
77
тельно «земли». Поэтому задача последовательного колебательного
контура (C2L2C2 на рис. 3.12) - закоротить оба эквипотенциальных
проводника фидера на «землю». Резонансные частоты фильтров нахо-
дятся из очевидных соотношений:
(О3 — 1 / L/3C3 / 2 , g>2 — 1 /-f2L2C2
Возбуждение плеч двухтактной схемы должно осуществляться
симметричными противофазными напряжениями, что легко осуществ-
ляется при построения возбудителя также по двухтактной схеме илн при
использовании индуктивной связи между каскадами, как на рис. 3.10, а.
Если возбуждающий каскад выполнен по однотактной схеме и связь
между каскадами емкостная (что часто имеет место, так как при емкост-
ной связи наименьшие искажения входного сигнала, обусловленные
базовыми токами возбуждаемых транзисторов), можно использовать
схему, изображенную на рис. 3.13. Особенность схемы - в симметрич-
ном построении емкостной ветви контура, что приводит к частичному
включению контура в коллекторную цепь возбуждающего транзистора
(коэффициент включения 0,5), и в наличии дополнительного симметри-
рующего контур конденсатора Ссим, равного по емкости выходной ем-
кости транзистора Свь1Х.
Разновидностью двухтактной схемы является непосредственное
встречно-параллельное соединение (по переменному току) генератор-
ных приборов. Здесь выходные цепи генераторных приборов, например
транзисторов, включены (рис. 3.14, а) параллельно, но навстречу друг
другу (т. е. эмиттер одного по переменному току соединен с коллекто-
78
ром другого, и наоборот) н подключены параллельно нагрузке. В ба-
зовые цепи подается противофазное (относительно эмиттеров) возбуж-
дение. В результате коллекторные токи транзисторов в этой схеме
оказываются сдвинутыми по фазе на 180° и для них справедливы приве-
денные ранее выражения и графики на рис. 3.10, б. Нечетные (в том
числе первые) гармоники коллекторных токов обоих транзисторов, в
силу противофазное™ возбуждения н встречности включения, сумми-
руются в нагрузке (рнс. 3.14, б). Четные гармоники токов за счет
встречного включения транзисторов оказываются противофазными и
замыкаются друг на друга, минуя нагрузку (рис. 3.14, в).
Обеспечение режима коллекторной цепи по постоянному току мо-
жет быть достигнуто обычным способом, когда транзисторы и нагрузка
79
изолируются друг от друга по постоянному току включением раздели-
тельных конденсаторов, а каждый из транзисторов по параллельной
схеме подключается к своему источнику питания. Но чаще используется
последовательное включение транзисторов по постоянному току
(рис. 3.15), когда источник коллекторного питания (с удвоенным напря-
жением) включается между коллектором транзистора VT и эмиттером
транзистора VT" (см. эквивалентную схему на рис. 3.14, а). Однако та-
кое соединение транзисторов приводит к усложнению цепи возбуждения
и предъявляет дополнительные требования к построению источников
смещения в базовых цепях. При последовательном соединении постоян-
ные составляющие коллекторных токов двух транзисторов должны быть
одинаковыми. Поэтому напряжение источника коллекторного питания
распределяется между транзисторами обратно пропорционально их
сопротивлениям по постоянному току, которые зависят от параметров
транзисторов, напряжений возбуждения и смещения. Например, при
меньшем возбуждении одного из транзисторов (или меньшем его усиле-
нии) напряжение между его коллектором и эмиттером будет увеличи-
ваться, что должно послужить сигналом или для увеличения напряжения
возбуждения (что труднее выполнить технически), нли для соответст-
вующего изменения смещения (что значительно проще), приводящего к
большему открыванию транзистора. Описанная система автоматическо-
го выравнивания сопротивлений транзисторов по постоянному току
должна срабатывать при малых отклонениях коллекторных напряжений
80
от номинального значения (£к в схеме на рис. 3.15), чтобы избежать
сильного снижения коэффициента полезного действия генератора. По-
этому желательно регулирование осуществлять в цепях обоих транзи-
сторов, хотя достаточно и одного.
При использовании в двухтактной схеме на основе встречно-
параллельного соединения генераторных приборов комплементарных
пар транзисторов (т. е. п-р-п и р-п-р) построение цепей возбуждения
значительно упрощается - транзисторы по переменному току соединя-
ются параллельно. На рнс. 3.16, а приведена эквивалентная схема (по
81
Рис. 3.17
переменному току) такого соединения, а на рис. 3.16, б - ее реализация в
виде последовательного соединения по постоянному току.
В заключение нужно сказать, что классическая двухтактная схема
эквивалентна встречио-параллельному соединению генераторных при-
боров. Если используются приборы одного типа проводимости и эмит-
теры (истоки) транзисторов или катоды электронных ламп ие отрывают-
ся от «земли», встречный характер параллельного соединения достига-
ется за счет применения инвертирующего трансформатора, что иллюст-
рируется эквивалентными схемами (без цепей питания по постоянному
току) на рис. 3.17, а, б. В схеме на рис. 3.10, а функции инвертирующего
трансформатора выполняет параллельный колебательный контур.
§ 4. Схемы ключевых генераторов
Как было показано в гл. 1, коэффициент полезного действия кол-
лекторной цепи генератора с внешним возбуждением в самом общем
виде определяется соотношением Т| = уЕ, / 2, где у - коэффициент формы
импульса коллекторного тока; Е, - коэффициент использования коллек-
торного напряжения. Каждый из этих коэффициентов определяется
82
отношением первой гармоники к постоянной составляющей коллектор-
ного тока или напряжения иа коллекторе. При работе генераторного
прибора в линейном режиме (где у < 1 и £ < 1) КПД не может превы-
шать 50 %. Повышение КПД за счет искажения формы коллекторного
тока, т. е. переход на работу с отсечкой тока, позволяет теоретически
повысить КПД до 100 %. Достигается это, однако, при стремлении угла
отсечки к нулю, когда импульс коллекторного тока фактически стремит-
ся к дельта-функцин, а мощность в нагрузке, следовательно, к нулю.
Практически угол отсечки редко бывает меньше 70°, а КПД обычно не
превышает 80 %.
Дальнейшего повышения КПД можно достигнуть, только отказав-
шись от гармонического характера напряжения на коллекторе (одно-
временно с искажением тока), т. е. если получить £ > 1 не заходя в об-
ласть перенапряженного режима. Указанный эффект может быть дос-
тигнут, если к косинусоидальному напряжению на коллекторе
(рис. 3.18, а) добавить напряжение более высокой частоты, подобрав его
фазу таким образом, чтобы в момент минимума напряжения основной
частоты (со / = 0) дополнительное напряжение имело максимум н сум-
марное напряжение иа коллекторе приобрело в этой области уплощен-
ную форму. Такой режим можно обеспечить, включив в схему генерато-
ра (рис. 3.18, б) последовательно с нагрузкой (контуром, настроенным
иа основную гармонику) дополнительный колебательный контур, на-
строенный в резонанс на частоту высшей гармоники коллекторного
тока. В результате амплитуда первой гармоники напряжения на коллек-
торе может быть увеличена без захода в область перенапряженного
режима. С увеличением амплитуды напряжения первой гармоники воз-
растает выходная мощность каскада и снижается мощность, рассеивае-
мая иа коллекторе, которая к тому же уменьшается еще за счет мощно-
сти, выделяющейся в дополнительном контуре (в самом контуре и в
резисторе, к нему подключенном). При этом мощность, потребляемая от
источника питания, не изменяется.
Для получения требуемой фазировкн составляющая коллекторного
тока высшей гармоники должна быть в противофазе с первой гармони-
кой. По этой причине дополнительный контур нельзя настраивать на
вторую гармонику, так как коэффициент а2 в разложении косинусои-
дального импульса положителен прн любом угле отсечки. При исполь-
зовании третьей гармоники необходимо учитывать, что коэффициент а3
имеет отрицательный знак прн углах отсечки, больших 90°. Поэтому
повышение КПД за счет увеличения £ будет меньше ожидаемого, так
как при больших углах отсечки снижается коэффициент формы тока у.
83
Настроив контур на четвертую гармонику, угол отсечки можно выби-
рать в области оптимальных значений (70... 100°), так как в этой облас-
ти а4 отрицателен. Однако добавление в коллекторное напряжение чет-
ной гармоники приводит к его уплощению в окрестности нулевого зна-
чения cor и к увеличению мгновенного значения при ах - п, из-за чего
приходится снижать напряжение коллекторного питания. Учитывая
также сложности настройки генератора, особенно при работе в диапазо-
не частот, такой метод улучшения энергетических характеристик гене-
раторов находит ограниченное применение, хотя преимущества его
очевидны.
Дальнейшее развитие приведенных соображений подводит к идее
перевода генератора в так называемый ключевой режим (сам генератор
84
Рис. 3.19
называют при этом ключевым). Сущность этого режима заключается в
том, чтобы задачу формирования формы напряжения на коллекторе
возложить не на колебательную систему в цепи нагрузки генератора, а
на сам генераторный прибор. Действительно, если входным напряжени-
ем транзистор будет удерживаться в режиме насыщения (рабочая точка
будет находиться на линии граничного режима), напряжение иа коллек-
торе останется минимальным в течение всего времени, пока действует
входной сигнал.
В простейшем случае ключевой режим может быть реализован в
широкополосном генераторе, схема которого приведена на рис. 3.19, а.
На рис. 3.19, б, в представлены временные диаграммы напряжения на
коллекторе и коллекторного тока, иллюстрирующие работу схемы. На-
грузка генератора должна быть резистивной, с сопротивлением, не зави-
сящим от частоты. Поэтому генератор может работать в полосе частот
без какой-либо перестройки.
Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания,
мощность, рассеиваемая на коллекторе, и мощность первой гармоники,
поступающая в нагрузку, при угле отсечки 0 = 90° определяются соот-
ношениями:
85
е
Pq — ^Огкт^к = ^юп^к^, рк =2тс J ^кмк^(<й^) “ ^4тм0 = 2Гк>иМ0’
-е
Р1 = V ^(Ек - и0) = (4/я2)г^Ек(1 - «0 /Ек),
где 50 = 6/я, Sj = (2/z)sin 0 - коэффициенты разложения в ряд Фурье пря-
моугольного импульса с углом отсечки 0 при условии нормировки к ам-
плитуде импульса; м0 = _ остаточное напряжение на коллекторе.
В ключевых генераторах вводятся два значения коэффициента по-
лезного действия - КПД преобразования (т|п) и КПД по первой гармо-
нике Сгц)> определяемые как отношение, соответственно, полной мощ-
ности, поступающей в нагрузку, или только мощности первой гармони-
ки к мощности, потребляемой от источника коллекторного питания. В
рассматриваемом генераторе КПД преобразования может быть доста-
точно высок: яп = 1 - Рк /Pq - 1 - и0 /Ек, но КПД по первой гармонике
(Th = Pj ! PQ = (8/л2)(1 - ий/Ек) = 0,81т]п) не может превышать 81%.
Для выделения в нагрузке сигнала только первой гармоники можно
использовать диплексер, т. е. систему дополняющих фильтров
(рнс. 3.20), обеспечивающих во всей полосе частот резистивное по ха-
рактеру постоянное входное сопротивление. Нагрузка подключается к
выходу фильтра ннжних частот ФНЧ, а выход фильтра верхних частот
ФВЧ нагружается балластным резистором, в котором и рассеивается
19 % отдаваемой генератором мощности. Диплексер может быть вы-
полнен также на основе полосового и заграждающего фильтров. Следу-
ет отметить, что при установке диплексера генератор перестает быть
широкополосным в указанном ранее смысле. Диапазон частот, в кото-
ром генератор может работать без перестройки диплексера (если учесть
конечное значение крутизны фронтов импульса тока и появление за счет
этого в спектре тока четных гармоник), не может превышать октавы.
При большой крутизне фронтов перекрытие по частоте может прибли-
жаться к тройному.
Причина того, что КПД по первой гармонике меньше КПД преоб-
разования, заключается в том, что в коллекторном токе и в напряжении
иа коллекторе одновременно присутствуют составляющие с частотами
высших гармоник - их произведение и определяет мощность, посту-
пающую в балластную нагрузку. Поэтому, если обеспечить такой режим
работы генератора, при котором общими компонентами в спектрах кол-
лекторного тока и напряжения на коллекторе будут только постоянные
составляющие и первые гармоники, можно ожидать выравнивания зна-
чений обоих КПД. Кстати, подобная ситуация наблюдается и в генера-
торах с гармонической формой напряжения на коллекторе, где эти ко-
эффициенты совпадают, но при низкой эффективности преобразования.
Как следует из предыдущих рассуждений, КПД преобразования опреде-
ляется формой напряжения на коллекторе транзистора в состоянии на-
сыщения, которое, таким образом, нельзя изменять, чтобы не сни-
зить Т|п. Одно из двух возможных решений, удовлетворяющих этому
требованию, - использование напряжения прямоугольной формы. При
9 = 90° такое напряжение помимо первой гармоники содержит только
нечетные (3-ю, 5-ю и т. д.). Поэтому, если форму коллекторного тока
подобрать так, чтобы в нем помимо постоянной составляющей и первой
гармоники присутствовали только четные гармоники (в любом сочета-
нии), задача будет решена. Таким спектром обладает косинусоидальный
импульс с углом отсечки 90° (см. гл. 1). Если генератор построить по
двухтактной схеме, четные гармоники токов замкнутся минуя нагрузку,
в которую пройдет только первая гармоника. Чтобы исключить появле-
ние в токе нагрузки, а следовательно, и в коллекторных токах транзи-
сторов нечетных гармоник высших порядков, последовательно с нагруз-
кой необходимо включить, например, последовательный колебательный
контур. На рис. 3.21, а. б приведены два варианта двухтактных схем
(входные цепи показаны условно) ключевых генераторов - с 'трансфор-
матором, обеспечивающим короткое замыкание четных гармоник (точ-
нее, синфазных компонент коллекторных токов), и схема на основе
встречио-параллельного соединения транзисторов. Последовательно с
сопротивлением нагрузки включен последовательный колебательный
контур LKCK, настроенный на частоту первой гармоники.
87
86
a
Рис. 3.21
Для обеспечения работы в диапазоне частот нагрузку генератора
можно включать через полосовой фильтр ПФ или ФНЧ (рис. 3.21, в) при
обязательном условии, чтобы фильтр начинался с последовательно
включенной индуктивности, так как только при этом условии входное
сопротивление фильтра будет большим для высших гармоник.
Процессы в выходных цепях генераторов на рис. 3.21, б, в иллюст-
рируются временными диаграммами на рис. 3.22, по которым можно
определить основные характеристики каскада:
АсО = ~ 1кт^' ^к1 ~ =
(/K1 = 281EK-Uo, /?н = (/к1/2/к1;
рО=Ек1кО=^Ек‘^
Р! = 'к1 Цс!« = - WWEk)]. ри = 2Рр
л/2
/ ‘™«ocos2(“')rf(®t) = |wo .Р'^Р’’^,
-л/2
Ч„ = 1-2Р"к/Р0 = 1- (п/4)(и0/Ек), П1 = Р1/Ро = П11,
где C/Ki - амплитуда первой гармоники напряжения иа коллекторе; и0 =
“ 1кт гнас ~ W ” максимальное значение напряжения на коллекторе
открытого транзистора; гнас = 1/5^ - сопротивление транзистора в об-
ласти насыщения; Рн - мощность
В нагрузке. Анализ выполнен для
Идеализированной схемы, т. е. без
учета паразитных параметров и
инерционных свойств транзисто-
ров. Мощности Ро, Рр Рк опреде-
лены нз расчета иа один транзи-
стор. Учтено, что при 0 = 90° ко-
эффициенты разложения косину-
соидального -и прямоугольного
импульсов: а0=1/те, а] = 0,5,
8^0,5,5^2/л.
Приведенные временные диа-
граммы н аналитические соотио-
89
шения получены в предположении точной настройки колебательного]
контура LKCK на частоту переключения транзисторов (иа частоту вход-]
иого воздействия). При несовпадении этих частот появляется фазовый!
сдвиг выходного тока по отношению к входному сигналу и переключе-]
ние транзисторов уже не будет совпадать с моментом перехода тока в!
нагрузке через нуль. В результате коллекторные токи транзисторов]
должны стать двухполярными, т. е. часть времени течь в обратном на-1
правлении. Для предотвращения перехода транзисторов в инверсный]
режим параллельно их выходным зажимам включают диоды. Поэтому в!
схему иарнс. 3.21, в, где нагрузка подключается через фильтр (ФНЧ или!
ПФ), входное сопротивление которого в диапазоне частот неизбежно!
содержит реактивную, составляющую, включены диоды VD' и VD ". |
На рис. 3.23 приведена так называемая мостовая схема ключевого!
генератора, которую можно трактовать или как встречно-параллельное!
по цепи,нагрузки соединение двух схем по рис. 3.21, a (V7p VT3 и VT2’I
VT4), или как встречно-последовательное - схем по рис. 3.21, б (VTpl
VT2 и VT3, VT4). Замена биполярных транзисторов полевыми (МДП)|
осуществлена по принципу эквивалентности. При формировании сигна-|
лов с амплитудной модуляцией иа базе ключевых генераторов примене-1
ние МДП-транзисторов позволяет выводить генератор из активного]
режима изменением фаз возбуждающих транзисторы напряжений. Схе-|
ма носит название мостовой по графической ассоциации с измеритель-!
ным мостом, или с мостовым выпрямителем. Трансформатор не являет-1
ся принципиально необходимым, он включен для перехода от симмет-1
ричного (относительно «земли») выхода генератора к несимметричной]
нагрузке и для возможного включения генератора в общий контур сум-1
мнрования мощностей ряда подобных генераторов. Такой генератор!
используется прн построении мощных (десятки, сотни киловатт и более) I
радиопередатчиков, где в общем контуре, образованном последователь-
ным соединением вторичных обмоток выходных трансформаторов,
суммируются мощности большого числа (несколько десятков и сотен)
таких генераторов.
Как уже отмечалось, вариант с прямоугольной формой коллектор-
ного напряжения является только одним из возможных способов по-
строения ключевого генератора. Другое решение приводит к схеме
(рис. 3.24) с параллельным колебательным контуром в цепи нагрузки,
которая в какой-то степени дуальна предыдущей. Здесь ток имеет пря-
моугольную форму, а напряжение иа коллекторах - форму косинусои-
дальных импульсов. Переключение транзисторов, как обычно, осущест-
вляется прямоугольным входным воздействием, а дроссель Lp в цепи
коллекторного питания фиксирует постоянство суммы коллекторных
токов обоих транзисторов. Колебательный контур в коллекторной цепи
настроен иа частоту первой гармоники входного воздействия, поэтому
напряжение на его зажимах, а следовательно, и напряжение между кол-
лекторами транзисторов будут гармоническими. Учитывая также, что
напряжение на коллекторе открытого транзистора определяется его
сопротивлением насыщения (и0 = iK гнас), можно объяснить форму вре-
менных диаграмм (рис. 3.25), иллюстрирующих работу рассматривае-
мой схемы. Основные характеристики выходной цепи генератора опре-
деляются соотношениями:
I 7к0 = 50 ‘кт = 'кт1 2> = 51 ‘кт ~ ^^‘кт^к! = a\UK= Ск /2;
Ек = «О + = и0 + L/j/я, Ян = 2L/K / /к1 =
р 0 = £к7кО = Ек‘кт! 21 ~ ^kI^kI 1 2 = 1кт<-Ек~“0^1 2‘
90
91
к/2
рк=к J '™“« Л< = 2Л;
-тс/2
Лп = 1 ' ! Pq = 1 - (Mq / Ек);
П1=/’1^о=1-(«0/£к>т1п'
Как н предполагалось, и в этой схеме КПД по первой гармонике
стал равным КПД преобразования. Но, в отличие от предыдущей схемы
КПД, здесь несколько ниже - мощность, рассеиваемая на коллекторах
транзисторов (по отношению к Ро), выше в 4/яраз.
92
При работе в диапазоне частот, как н в схеме с последовательным
контуром (рис. 3.21), в рассматриваемой схеме параллельный колеба-
тельный контур в коллекторной цепи может быть заменен на ПФ или
ФНЧ с граничной частотой, равной верхней частоте рабочего диапазона.
При этом фильтр обязательно должен начинаться с емкости в парал-
лельной ветви, чтобы обеспечить малое сопротивление иа частотах
высших гармоник коллекторных токов. По той же причине и нз сообра-
жений фильтрации высших гармонических нижняя частота диапазона
работы генератора не может быть ниже 1/3 граничной частоты фильтра.
В противном случае в напряжениях на коллекторах появятся состав-
ляющие с частотой третьей гармоники, что приведет в пределе к режиму
с прямоугольной формой тока и напряжения, в котором Hi = 0,81т|п.
Интересно отметить, что схемное отличие ключевого генератора с
параллельным контуром от резонансного генератора заключается лишь
в том, что в контуре нет точки с нулевым потенциалом относительно
"земли" (несмотря на симметрию схемы). Поэтому устанавливать бло-
кировочный конденсатор в точке подсоединения дросселя Lp к контур-
ной катушке LK недопустимо, так как потенциал средней точки LK (как и
всех точек на оси симметрии контура и нагрузки) изменяется по закону
суммы четных гармоник напряжений иа коллекторах транзисторов (диа-
грамма «ср на рис. 3.25). Установка здесь блокировочного конденсатора
переведет генератор из ключевого режима в режим с гармоническими
напряжениями на коллекторах.
При одинаковой потребляемой мощности напряжение коллекторно-
го питания в генераторе с параллельным контуром примерно в полтора
раза меньше, а ток во столько же раз больше, чем в генераторе с после-
довательным контуром, что при большой мощности является его недос-
татком. Пик-фактор (отношение максимального напряжения на коллек-
торе к напряжению источника питания) в генераторе с параллельным
контуром также выше. Большим недостатком генератора с последова-
тельным контуром является возможность прохождения так называемых
сквозных токов, которые могут возникать в моменты переключения
транзисторов. Поскольку транзисторы не могут переключаться мгно-
венно, существует отрезок времени, когда оба транзистора оказываются
открытыми (один еще не закрылся, а другой уже начал открываться). В
результате к источнику коллекторного питания оказываются подклю-
ченными накоротко открытые транзисторы, что приводит к увеличению
мощности, рассеиваемой на транзисторах. Для предотвращения этого
явления необходимо использовать высокочастотные транзисторы (с
малым временем переключения) и принимать некоторые специальные
меры.
ГЛАВА 4. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
§ 1. Выбор схем широкополосных усилителей
Построение усилительного тракта на основе широкополосных ге-
нераторов с внешним возбуждением, чаще называемых широкополос-
ными усилителями, обеспечивает ряд преимуществ радиопередающим
устройствам. Отпадает необходимость в перестройке усилительного
тракта при переходе с одной рабочей частоты на другую, в крайнем
случае остается переключение октавных фильтров иа выходе. Появляет-
ся возможность работать с широкополосным сигналом или одновремен-
но с несколькими узкополосными сигналами при едином тракте усиле-
ния.
При построении выходных цепей мощных усилителей, работающих
без перестройки в некоторой полосе частот, приходится решать две ос-
новные задачи. Выходная цепь должна обеспечивать замыкание высших
гармоник тока генераторного прибора минуя нагрузку. В то же время
эта цепь должна во всей полосе усиливаемых частот обеспечивать необ-
ходимое для генераторного прибора сопротивление нагрузки по первой
гармонике. Первая задача - фильтрация высших гармонических состав-
ляющих коллекторного тока - легко решается, если полоса усиливае-
мых частот не превышает октавы. Выходная цепь усилителя в этом слу-
чае строится по схеме полосового фильтра. При этом даже вторая гар-
моника низшей частоты диапазона не попадает в полосу пропускания
фильтра. Для получения гармонической формы напряжения иа зажимах
генераторного прибора входное сопротивление фильтра должно иметь
малое значение иа частотах высших гармоник, поэтому фильтр обяза-
тельно должен начинаться с емкости в параллельной ветви.
Перекрытие по частоте полосового фильтра можно повысить почти
до трех, если в выходном токе генераторного прибора будет отсутство-
вать вторая гармоника, что имеет место, иапрнмер, при прямоугольной
форме импульса тока с углом отсечки 90°. Однако такой режим, легко
реализуемый на практике, характеризуется низким коэффициентом по-
лезного действия, так как относительная величина тока первой гармо-
ники (по отношению к амплитуде импульса) составляет 2/я = 0,637, а
относительная величина постоянной составляющей тока - 0,5. Отсюда
следует, что максимальное значение КПД не может превышать 63,7 %.
Радикальным способом построения широкополосных усилителей с
неограниченным (теоретически) перекрытием по частоте является ис-
пользование двухтактных схем при косинусоидальной форме импульса
тока генераторного прибора с углом отсечки 90°. В двухтактной схеме
94 .
Рис. 4,1
синфазные составляющие токов генераторных приборов компенсиру-
ются в нагрузке и для них обеспечивается режим короткого замыкания.
Такими составляющими являются (при противофазном возбуждении
приборов) четные гармоники токов. В нагрузку здесь проходят лишь
противофазные компоненты, т. е. нечетные гармоники токов генератор-
ных приборов. Но в косинусоидальном импульсе при 6 = 90° из нечет-
ных гармоник присутствует только первая, а 3-я, 5-я и более высокие
равны нулю. Все сказанное справедливо, конечно, лишь при идеальной
симметрии двухтактной схемы и при строго косинусоидальном импуль-
се тока. В реальных схемах достигается уровень второй и третьей гар-
моник иа 20...40 дБ ниже уровня первой.
Другим фактором, ограничивающим, но уже не относительную, а аб-
солютную полосу частот, является наличие реактивной составляющей в
выходном сопротивлении генераторного прибора. Количественные соот-
ношения определяются теоремой об интеграле сопротивления, так назы-
ваемым соотношением Боде. В случае, если выходную цепь генераторного
прибора можно представить в виде параллельного соединения генератора
тока с амплитудой первой гармоники Zj и емкости СВЬ1Х (рис. 4.1), а сопро-
тивление нагрузки 7?н подключено через четырехполюсник, содержащий
индуктивности, емкости и взаимные индуктивности - трансформаторы (L,
С, М), то вещественная составляющая входного (для генератора) сопротив-
ления ZBX. включающего н емкость СВЬ)Х, связана со значением этой емко-
сти соотношением
. jRe(ZBJ.)da> . (4.1)
0 ^^вых
Естественно, что в СВЬ1Х должны быть учтены и емкости коммута-
ционных приборов (например, ламповых панелек или коммутационных
реле), н емкости монтажа.
Физический смысл соотношения Боде заключается в том, что верх-
ний предел площади под. кривой частотной характеристики Re (ZBX) не
95
зависит от сопротивления нагрузки RH, а также от сложности и структу-
ры согласующего реактивного четырехполюсника. Назначение послед-
него заключается поэтому не в увеличении площади под кривой, а в
деформировании этой кривой (рнс. 4.2) таким образом, чтобы получить
максимальное значение сопротивления в заданной полосе частот (О...со^
или Дсо на рис. 4.2) или максимальную полосу при заданном сопротив-
лении. Число элементов в согласующем четырехполюснике определяет
лишь степень приближения к этому пределу. Таким образом,
max (Re(ZBX)] = /?вх max < л/(2ДсоСвых).
Если в согласующем четырехполюснике отсутствуют потери, мощ-
ность в нагрузке RH равна мощности, отдаваемой генератором в Re(ZBX):
^H = 0.5/„2«H = 0.5/12Re(Z1!x).
Учитывая соотношение (4.1), можно оценить максимальное значе-
ние мощности в нагрузке:
Р„ max = 0.5 ЛЧх max * (к/4)(/12/(Д<оСвых)). (4.2)
Из последнего соотношения следует, что при проектировании ши-
рокополосных усилительных каскадов выходная емкость генераторного
прибора является фактором, ограничивающим мощность в нагрузке.
Если полоса частот достаточно велика, Рн тах может оказаться сущест-
венно ниже типовой (паспортной) мощности генераторного прибора,
которую он мог бы обеспечить в узкополосном генераторе. Для боль-
шинства электронных ламп подобные ограничения начинают сказы-
ваться уже при полосе частот 10...30 МГц. Для транзисторов, в силу
того, что они являются приборами низковольтными, эта граница иа по-
рядок выше. Снижение выходной мощности имеет следствием умеиь-
96
шение коэффициента усиления и коэффициента полезного действия
каскада.
Параллельное соединение генераторных приборов (применяемое,
скорее, при использовании электронных ламп, нежели транзисторов) с
целью повышения выходной мощности приводит к пропорциональному
увеличению суммарных тока первой гармоники и выходной емкости.
Например, при параллельном соединении п приборов
/ls = n /], Свых Е = п СВЬ1Х.
Максимальная выходная мощность возрастает, как это следует из
(4.2), в такое же число раз:
тахХ < „(>t/4)(/12/(AcoCBbIX)) = п Ри гаах,
поэтому степень недоиспользования мощности генераторного прибора
остается при этом неизменной.
Повысить степень использования генераторного прибора по мощ-
ности при заданной емкости Свых можно, лишь сузив полосу усиливае-
мых частот. По такому принципу строятся усилители с коммутируемы-
ми полосовыми фильтрами в выходной цепи. Весь заданный диапазон
частот разбивается здесь иа отдельные поддиапазоны с полосой Дсо так,
чтобы в каждом из них сопротивление нагрузки генераторного прибора
было номинальным. Переход от одного поддиапазона к другому обес-
печивается переключением полосовых фильтров между генераторным
прибором и нагрузкой, причем реактивные сопротивления генераторно-
го прибора (выходная емкость, индуктивности выводов) и нагрузки яв-
ляются рабочими элементами фильтров. При таком решении, естест-
венно, недоступен режим усиления сигналов, занимающих полосу
больше Дсо, или одновременная работа иа нескольких частотах в раз-
личных поддиапазонах.
Возможен вариант построения усилителя (так называемые усили-
тели с раздельными полосами усиления), в котором рабочий диапазон
частот также разбивается на ряд поддиапазонов (в соответствии с соот-
ношением (4.1)). Для исключения коммутаций при изменении рабочей
частоты вход фильтра каждого поддиапазона подключен к отдельному
генераторному прибору (таким образом, число генераторных приборов
равно числу поддиапазонов). Выходы фильтров объединяются (без
коммутации), образуя частотио-суммирующее устройство (частотный
мультиплексор). Аналогичным образом иа основе частотно-
разделительных устройств строятся и входные цепи усилителя. Постро-
енный так усилитель обеспечивает равномерную частотную характери-
4. Я-347
97
стику и может поэтому работать с широкополосными сигналами. По1
степени использования мощности генераторных приборов ои эквнва-1
лентен их параллельному соединению, ио обладает несколько большим 1
КПД за счет повышенного коэффициента использования анодного иа-1
пряжения. 1
В теории электрических цепей доказывается, что при объединении 1
в одном усилительном каскаде нескольких генераторных приборов мо-1
жет быть получена мощность, большая, чем определяемая соотношени-1
ем Боде для параллельного соединения п генераторных приборов: |
^ншах - (4.3)1
Множитель п2 указывает иа то, что выходная мощность такого уси-1
лителя может превышать сумму выходных мощностей отдельных гене-1
раториых приборов, работающих в той же полосе, ио изолированно,!
независимо друг от друга. Этот эффект объясняется наличием взаимо-1
действия между отдельными генераторными приборами, иитенсифици-1
рующего их работу. Эффект взаимодействия повышается с ростом чис-1
ла генераторных приборов в каскаде. Простейшим и наиболее распро-1
страиеиным примером усилителя с взаимодействием отдельных генера-|
торных приборов служит усилитель с распределенным усилением, в|
котором уровень выходной мощности достигает 50 % от предельного I
значения,, определяемого из (4.3). I
В транзисторных усилителях в силу их большей широкополосное™I
(из-за низких сопротивлений нагрузки, необходимых для получения!
номинальной мощности) ограничения, накладываемые соотиошеии-1
ем (4.1), сказываются при существенно больших полосах усиливаемых!
частот. 1
Особенность проектирования транзисторных широкополосных I
усилителей определяется необходимостью учета сильной зависимости |
параметров транзистора от частоты и. сложностью построения иизкоом-1
иых согласующих и корректирующих цепей. |
§ 2. Усилители с распределенным усилением I
Усилитель с распределенным усилением является системой сложе-1
ния мощности нескольких генераторных приборов. Упрощенная элек-1
трическая принципиальная схема приведена иа рис. 4.3. Основу усили-|
теля, объединяющего п электронных ламп, составляют две искусствен-1
ные длинные линии. Входная (сеточная) линия образована катушкамй|
индуктивности Lc и емкостями Сс, составной частью которых являются 1
входные емкости ламп. Выходная (анодная) линия также состоит из |
98 ". |
катушек индуктивности La и емкостей Са, ио в отличие от сеточной ли-
нии здесь емкостные элементы целиком образуются выходными емко-
стями ламп. Если параллельно выходам ламп подключать дополнитель-
ные конденсаторы, то в соотношении (4.1) емкости этих конденсаторов
необходимо включать в Свых со всеми вытекающими отсюда последст-
виями.
Элементы L и С линий передачи образуют фильтры иижних частот,
волновые сопротивления р и граничные частоты которых при вве-
денных на схеме обозначениях определяются соотношениями:
ГГ 2
P = Vc' ^=jrF-
Как правило, граничные частоты обеих линий одинаковы и равны
верхней рабочей частоте усилителя: со^ = (хотя иногда для коррек-
ции частотной характеристики усилителя выбирают с> а, но это
различие ие велико - ие превышает нескольких процентов). Чтобы за-
тухание сигнала в линиях было минимальным, лампы должны работать
без токов управляющей сетки. Поэтому используются экранированные
лампы - тетроды и пентоды, ио ие триоды. Полагаем частотную харак-
теристику одного звена линий тождественной характеристике идеально-
го ФНЧ - амлитудно-частотиая характеристика в полосе пропускания
равномерна, а фазочастотная - линейна (рис. 4.4):
= 1 е">’“(х = 0...1),
где х = оУсОц, - относительная частота.
99
Р и С. 4.4
Источник сигнала на входе уси-
лителя U3X вызывает волну напряже-
ния, которая по мере распространения
вдоль входной линии создает на
управляющих сетках электронных
ламп напряжения, сдвинутые по фазе
в соответствии с временем задержки
звеньев входной линии. На противо-
положном конце входная линия на-
гружена на сопротивление Лс, равное
волновому сопротивлению линии рс, поэтому входной сигнал, пройдя
по. линии, поглощается вЛс без отражения. Анодная линия с обеих сто-
рон нагружена сопротивлениями, равными волновому сопротивлению
этой линии ра. Одно из нагружающих анодную линию сопротивлений
(показанное на схеме как Ян) является нагрузкой усилителя, другое - Яб
носит название балластного резистора. Напряжение на сетке г-н от вхо-
да лампы Uci = U3X возбуждает в этой лампе ток, первая гармоника
которого определяется выражением /а1 (= 5ср[/с/ = 5ср[/вх е
Входное сопротивление анодной линии в месте подключения каж-
дой лампы равно рд/2, так как нагрузка лампы представляется в виде
параллельного соединения двух частей линии с входным сопротивлени-
ем ра каждая. Поэтому анодный ток каждой лампы возбуждает в лнннн
волны, распространяющиеся в обе стороны. Волну, распространяю-
щуюся в сторону полезной нагрузки, называют прямой, а в сторону бал-
ластной - обратной. Анодный ток г-й лампы создает в нагрузке усили-
теля напряжение
U^i = 411 (Р./2) (а +1 “ Л = U.Ap(Pa/2) <" +1)-
В полученном выражении отсутствует зависимость от номера лам-
пы, следовательно, прямые волны от всех ламп в полезной нагрузке бу-
дут синфазны.
Аналогично, парциальное напряжение в балластной нагрузке от
действия г-й лампы
^61 = 411 (Ра'2) e-J™ = LFBXScp(pa/2) е-2/Ч
Суммарные напряжения в обеих нагрузках от действия всех ламп:
100
Ун = £Ун,=/<,! n(pa/2)e-j,u(»+1);
Z = 1
U6 = t U6i = X Au«(Pa '2) ‘"Jlnx‘ =
r=l Z=1
= /ai(Pa /2)[sin(nrex)/sin(jcx)]e 77LV”,
где /а1 = t/gx^p - амгиитуда первой гармоники анодного тока одной
лампы.
На рнс. 4.5 приведены частотные характеристики модуля напряже-
ния на балластной нагрузке (нормированные к С/н) прн различном числе
ламп в усилителе. На двух частотах при л = 0их=1(со=0, со = соД т. е.
на краях частотного диапазона усилителя, напряжение U6 равно напря-
жению на полезной нагрузке Ua. Но в средней части диапазона напря-
жение на балластной нагрузке существенно ниже, причем значение на-
пряжения снижается, а полоса частот, в которой оно мало, расширяется
с увеличением числа ламп. Так что при п > 5-6 мощность в балластной
нагрузке не превышает 10...15 % почти во всей полосе частот (часто
область частот около 0 н вблизи граничной частоты не используется).
Учитывая, что Лн = ра, найдем мощность в нагрузке:
(4.4)
Рн = К7нр/(2Я„) = /а12«2Ра/8-
101
Определив мощность, потребляемую усилителем от источника
анодного питания: Ро = Еа1аоп, получнм выражение для коэффициента
полезного действия каскада по анодной цепи
=РН/РО = (1/4)(/а1/у UJEJ = у^4, (4.5)
где Еа - напряжение источника анодного питания; /ао - постоянная со-
ставляющая анодного тока одной лампы; у = /а1//ао - коэффициент фор-
мы импульса анодного тока; £ = UnIEa - коэффициент использования
анодного напряжения.
Анализируя полученные соотношения, можно отметить два прин-
ципиальных момента:
• мощность в нагрузке пропорциональна квадрату числа ламп;
• КПД усилителя с распределенным усилением в два раза меньше, чем
в резонансном каскаде.
Увеличение мощности по сравнению с простым параллельным со-
единением генераторных приборов объясняется, как отмечалось ранее,
интенсификацией их работы за счет взаимодействия между ними. Каж-
дая из ламп, создавая в анодной линии волну напряжения, распростра-
няющуюся в сторону полезной нагрузки, увеличивает тем самым на-
пряжение на анодах последующих ламп, что н приводит к росту мощно-
сти, отдаваемой этими лампами. Поэтому в усилителе с распределен-
ным усилением первая лампа отдает в нагрузку небольшую мощность,
вторая - в 2 раза больше первой, третья - в 3 раза и т. д., так что мощ-
ность, отдаваемая ближайшей к нагрузке лампой, в п раз больше парци-
альной мощности первой лампы. Именно поэтому суммарная мощность
в нагрузке увеличивается быстрее, чем растет число ламп. Если соот-
ношение (4.4) сравнить с выражением для предельного значения выход-
ной мощности (4.3), можно увидеть, что эффективность рассмотренного
решения составляет около 30 %. Для повышения степени приближения
к предельному значению линии усилителя выполняются на основе
фильтров нижннх частот типа т. За счет введения магнитной связи ме-
жду катушками индуктивности соседних звеньев удается повысить вол-
новое сопротивление анодной линии, а следовательно, н выходную
мощность примерно в 1,4 раза. Разработаны схемы усилителей, более
эффективных, чем усилители с распределенным усилением (УРУ), но
они существенно сложнее в конструктивном нсполненни.
Причина снижения КПД в усилителе с распределенным усилением
кроется в том, что амплитуды напряжений на анодах ламп не одинако-
вы. Поэтому прн общем для всех ламп источнике анодного питания ко-
эффициент использования анодного напряжения минимален на аноде
102
первой лампы н линейно возрастает с увеличением номера лампы, так
что максимальный КПД, равный У;/2, имеет лишь одна последняя
лампа. Единственный способ повышения КПД усилителя - увеличивать
число ламп с высоким коэффициентом использования анодного напря-
жения. Достигается это применением так называемой неоднородной
анодной линии, в которой первая часть, содержащая ламп, имеет по-
стоянное волновое сопротивление, а во второй части из пг ламп волно-
вое сопротивление снижается с таким расчетом, чтобы амплитуда пря-
мой волны по мере продвижения к нагрузке оставалась постоянной. В
этом случае первые П\ ламп будут иметь общий КПД, определяемый
выражением (4.5), а последние п? будут работать с КПД, в 2 раза более
высоким. В итоге суммарный КПД всего усилителя определится соот-
ношением
§ 3. Усилители на биполярных транзисторах
Для широкополосных усилителей естественным является включе-
ние транзисторов по схеме с общей базой (ОБ) из-за высокой граничной
частоты транзистора соа прн таком включении. Коэффициент передачи
по току а0 транзистора в схеме с ОБ принципиально меньше единицы,
поэтому усиления по мощности можно достичь лишь при условии, что
сопротивление нагрузки каскада будет выше входного сопротивления.
Упрощенная эквивалентная схема мощного высокочастотного
транзистора при включении его с ОБ приведена на рис. 4.6. Входное
сопротивление транзистора можно считать чисто реактивным (индук-
тивным). Входная индуктивность в основном определяется конструк-
тивной индуктивностью эмиттерного вывода L3 транзистора.
Резистивной составляющей входного сопротивления в подавляю-
щем большинстве случаев при проектировании широкополосных уси-
лителей можно пренебречь. Выходное сопротивление транзистора по-
мимо конструктивной индуктивности коллекторного вывода LK включа-
Б о-----------------------------------о Б
Рис. 4.6
103
ет емкость коллекторного перехода Ск = Ск а + Ск п. Усилительные свой-
ства транзистора на эквивалентной схеме моделируются включением
генератора тока /к = б/э.
Одним из основных вопросов, возникающих при создании широко-
полосных усилителей, является построение входных, выходных и меж-
каскадных цепей связи и согласования, обеспечивающих получение
частотной характеристики нужной формы. Задача входных и межкас-
кадных цепей усилителей на транзисторах с ОБ заключается в обеспе-
чения постоянного в требуемой полосе частот тока эмиттера /э транзи-
стора через индуктивное сопротивление ZBX =. )cot3. Эта задача дуальна
известной в технике широкополосного усиления на электронных лампах
задаче создания постоянного в диапазоне частот напряжения на емко-
сти.
В принципе задача решается включением последовательно с вход-
ной индуктивностью балластного резистора RB с таким сопротивлени-
ем, чтобы ток определялся именно этим резистором во всей полосе уси-
ливаемых частот, т. е. ЛБ > соЦ. Однако такое решение не обеспечивает
получения от каскада максимального усиления. Целесообразнее вход-
ную индуктивность включать либо в фазовый контур, либо в продоль-
ную ветвь полосового или ннжнечастотного фильтра (рис. 4.7). Изобра-
женная на рнс. 4.7, а схема фильтра содержит пять реактивных эле-
ментов (5-элементный фильтр), что часто имеет место в межкаскадных
104
цепях усилителей. Прн этом в качестве индуктивности /2 используется
входная индуктивность возбуждаемого транзистора; с5 - выходная ем-
кость возбуждающего транзистора; /4 - индуктивность рассеяния меж-
каскадного трансформатора. Значения элементов фильтра могут быть
взяты из справочников.
Частотная характеристика фильтра, под которой обычно понимает-
ся квадрат модуля сопротивления (или проводимости) передачи
для пятиэлементного фильтра при чебышевской аппроксимации приве-
дена на рис. 4.7, б. Неравномерность частотной характеристики фильтра
оценивается величиной 8, которая обычно выражается в децибелах как -
101g(l-8).
Принципиальная схема двухкаскадного усилителя, межкаскадная
цепь которого построена по схеме фильтра (рис. 4.7, а), приведена на
рис. 4.8. Как уже отмечалось, усиление сигнала прн рассматриваемом
включении транзистора достигается лишь прн различии входного и на-
грузочного сопротивлений. Поэтому в межкаскадную цепь включен
понижающий трансформатор TV (коэффициент трансформации и < 1).
Конструкции трансформаторов могут быть различными. Чаще приме-
няются трансформаторы, обмотки которых для уменьшения индуктив-
ности рассеяния образованы несколькими скрученными или склеенны-
ми проводниками, намотанными на ферритовый сердечник.
Широкополосность скорректированного усилителя на транзисто-
рах, включенных по схеме с общим эмиттером (ОЭ), определяется гра-
ничной частотой по току сор (или по крутизне о\). Для получения рав-
номерной частотной характеристики усилителя до частот, значительно
больших сор (соД входную н выходную цепи его необходимо построить
таким образом, чтобы скомпенсировать сильные частотные завнсимостн
входного, выходного и передаточного импедансов транзистора.
Из частотной зависимости коэффициента передачи тока (2.2) может
быть получено соотношение, справедливое для частот выше граничной
частоты (Op-. IK = Irf&J j<&, откуда следует, что для постоянства 1К необ-
ходимо во входной цепи транзистора создать нарастающий с частотой
ток базы. Один из возможных способов построения входной цепи,
удовлетворяющей указанным требованиям, - включение конденсатора
Скор последовательно в базовую цепь транзистора (рнс. 4.9). Прн вы-
полнении условия
°V"bx ~ гвх
и выборе емкости конденсатора Скор из выражения
106
Сюр = С,С7(С,-О (4.7)
частотная характеристика модуля 1К достаточно равномерна (неравно-
мерность порядка 20 %) в полосе частот до <ов. В приведенных выраже-
ниях: С - 1/(й)в2£вх) = 1/(й)вгвх); сов - верхняя частота рабочего диапазо-
на усилителя; LBX = LT + LM ; rBX = rT = гб + kHo\L3 - входная индуктив-
ность н входное сопротивление транзистора (см. гл. 2); LM ~ индуктив-
ность монтажа входной цели.
Если условие (4.6) не выполняется, необходимо последовательно с
Скор в цепь базы включить либо резистор, либо индуктивность такой
величины, чтобы выполнить это условие. Вместо того чтобы включать
дополнительный резистор (это увеличивает индуктивность монтажа),
целесообразно изменить конфигурацию монтажных проводников вход-
ной и выходной цепей каскада (рисунок печатной платы) таким обра-
зом, чтобы прн неизменной суммарной индуктивности LBX увеличилась
индуктивность в цепи эмиттера L3, т. е. часть LM, по которой одновре'
менно замыкаются н входной, и выходной токи.
Для обеспечения постоянства и низкой добротности входного со-
противления каскада можно использовать параллельное подключение
балластной нагрузки. С целью получения от каскада большего усиления
балластную нагрузку целесообразно выполнять по типу дополняющей
цепи, как это сделано на рис. 4.9, где
^Б=гвх’ гвх > ^'Б=^'ГВХ-
Если нижняя граница рабочего диапазона частот сон ниже Фр, т°
для получения равномерной частотной характеристики усилителя в°
107
всем диапазоне рабочих частот необходимо параллельно конденсатору 1
Скор подключить резистор Лкор; 1
ЙКОр= ^(°^нСкОр) = Ро^^М-н^кор)- I
Выходная проводимость транзистора при таком построении вход- |
ной корректирующей цепи кроме емкостной составляющей соСк содер- 1
жиг при со > сор значительную резистивную - 0^. Это свойство дан- |
ной схемы является весьма ценным прн построении усилителей, рабо- 1
тающих на непостоянную во времени нлн по частоте нагрузку, что ха- 1
рактерно для выходных каскадов. . I
Особенности построения широкополосных усилителей на транзн- 1
сторах, включенных по схеме с ОЭ, иллюстрируются схемой двухкас- а
кадного усилителя, изображенной нарнс. 4.10. Для обеспечения равно- |
мерной частотной характеристики между нагрузкой усилителя и выхо- 1
дом последнего транзистора включается 3-элементный корректирую- 1
ший фильтр, элементами которого являются выходная емкость транзн- 1
стора, суммарная индуктивность выводов транзистора и индуктивность 1
рассеяния обмоток согласующего трансформатора TV г н конденсатор j
Сг- Прн нспользованнн схемы параллельного питания коллекторной 1
цепи по постоянному току корректирующий фильтр целесообразно вы- 1
поднять, по схеме полосового фильтра. В этом случае в качестве эпемен- I
тов фильтра, формирующих характеристику в области нижних частот, |
используются индуктивность дросселя питания, емкость разделительно- 1
го конденсатора и индуктивность намагничивания согласующего 1
трансформатора. 1
Входная цепь транзистора оконечного каскада включает конденса- |
тор Скор2 и цепь балластной нагрузки, выполненной по типу допол- I
няюшей цепи (ЯБ2, Lg2, СБ2). Нижняя граничная частота усилителя, |
схема которого изображена на рнс. 4.10, сок > со^. Это следует из того, |
что параллельно Скор2 не подключен корректирующий резистор. 1
Задача построения межкаскадных н входных цепей связи и согла- j
сования решается так же, как и для выходной цепи усилителя. Однако, 1
если емкость конденсатора цепи коррекции Скор выбирать меньше, чем I
это следует из условия (4.7), то построение входных н межкаскадных j
цепей существенно упрощается. В этом случае обеспечивается емкост-
ный характер входного сопротивления каскада, которое может быть 1
включено как емкостный элемент в схему фильтра. Если индуктивная 1
составляющая входного сопротивления транзистора велика, ее влияние
можно скомпенсировать, используя схему фильтра типа т (при т > 1), |
Рис-4.10
108
что н сделано во входной цепи усилителя на рис. 4.10. Следует, однако,]
иметь в виду, что уменьшение значения Скор по сравнению с условием]
(4.7) приводит к снижению коэффициента усиления каскада. ]
Сравнительный анализ усилительных свойств транзистора прн раз-
личных схемах включения показывает, что максимального значения)
коэффициент усиления каскада по мощности в заданной, полосе частот'
достигает при включении транзистора с ОБ. Однако реализация этого!
преимущества схемы с ОБ в полной мере часто затруднена из-за невоз-
можности достичь предельных значений Кр при небольшом числе эле-
ментов в фильтрах, а также из-за ограничений, накладываемых на зна-
чение нагрузочного сопротивления каскада при полном использовании
транзистора по мощности. Поэтому схему с ОБ можно применять в
сравнительно маломощных, промежуточных каскадах. В выходных же
каскадах, где сопротивление нагрузки выбирается не из условия полу-
чения максимального усиления, а из условия обеспечения в нагрузке
заданной мощности, целесообразно использовать схему включения
транзистора с ОЭ, так как в этом случае она зачастую обеспечивает
большее усиление.
Кроме того, для выходных каскадов важное значение имеет ход на-
грузочных характеристик, определяющих возможность работы усилите-
ля на несогласованную нагрузку. Выражение для мощности в нагрузке
усилителя, работающего без захода в область перенапряженного режи-
ма, можно привести к виду
где Рнс - мощность, отдаваемая в согласованную нагрузку Лнс;
5 = (ZH - Лн C)/(ZH + йн с) - коэффициент отражения от нагрузки ZH при
отклонении ее от Лн с, соответствующего состоянию согласования уси-
лителя с нагрузкой; - внутреннее сопротивление транзистора
Rj, нормированное к значению сопротивления нагрузки Лк , ощущаемо-
го транзистором при согласовании. Графики на рис. 4.11 иллюстрируют
зависимость (4.8) при вещественных значениях коэффициента отраже-
ния, определяющих пределы изменения мощности в нагрузке. Из при-
веденных графиков вндно, что при г, = 1 изменение мощности в нагруз-
ке минимально и не зависит от фазы коэффициента отражения. Прн
включении транзистора с ОБ внутреннее сопротивление велико (гг »1),
но
Рис.4.II
а при включении с ОЭ г, может быть выполнено близким к 1 (некото-
рым варьированием сопротивления нагрузки в процессе расчета), что
подтверждает сделанный ранее вывод о преимуществах схемы включе-
ния транзистора с ОЭ в выходных каскадах радиопередатчиков.
Приведенные ранее соотношения выведены в предположении, что
транзистор работает в классе А, т. е. без отсечки коллекторного тока.
Опыт проектирования мощных усилителей показывает, что с достаточ-
ной для инженерной практики точностью эти соотношения могут быть
использованы и в случае работы транзистора с отсечкой коллекторного
тока, если вести расчет по первой гармонике.
§ 4. Усилители на полевых транзисторах
В настоящее время в высокочастотных генераторах широко ис-
пользуются полевые транзисторы с изолированным затвором, часто на-
зываемые по типу структуры МДП-, или МОП-транзнсторамн. По срав-
нению с биполярными они имеют ряд преимуществ. Прежде всего сле-
дует указать на их повышенную температурную стабильность, ввиду
того, что с увеличением температуры транзистора ток выходного элек-
трода снижается, а не возрастает, как у биполярных транзисторов. От-
сутствует ток управляющего электрода, обусловленный рекомбинацией
ш
носителей, поэтому нет постоянной составляющей тока затвора. Это:
значительно облегчает построение цепей смешения, позволяет выпои-,
нять их маломощными, зачастую на основе высокоомных резистивных
делителей. До весьма высоких частот крутизну МДП-транзистора при
включении его с общим истоком можно считать постоянной, не завися-
щей от частоты.
Однако, как н биполярные, МДП-транзисторы - приборы низко-
вольтные, поэтому увеличение мощности транзисторов может идти
только за счет форсирования режима по току. Последнее обстоятельство
приводит к тому, что мощные МДП-транзисторы за счет влияния ин-
дуктивности вывода истока частично теряют свои положительные каче-
ства в части чисто реактивного входного сопротивления и частотной
независимости крутизны.
Упрощенная эквивалентная схема МДП-транзистора приведена на
рнс. 4.12, а. В нее включены междуэлектродные емкости, индуктивно-
сти выводов и источник тока, управляемый напряжением на емкости
Сзи. Здесь и далее индексы «с», «з», «и» относятся к электродам транзи-
стора - стоку, затвору, истоку. Преобразовав эквивалентную схему та-
ким образом, чтобы исключить внутренние обратные связи за счет эле-
ментов Сзс и Ди, но учесть в первом приближении их влияние, получим
схему, изображенную на рис. 4.12, б. На этой схеме: LBX = L3 + Ьи, LBbIX =
= LC + Ьи - индуктивности входной н выходной цепей; Свх = Сзи +
+ Сзс(1 + К^)-, Свых = Сси + Сзс - входная и выходная емкости транзи-
стора с учетом влияния тока, протекающего через проходную емкость
Сзс; = Сзи / 5Сзс - выходное сопротивление транзистора, обусловлен-
ное обратной связью через емкость Сзс; гвх = / Сзи - резистивная
составляющая входного сопротивления, вызванная индуктивностью
вывода истока, где кн = 1/(1 + 7?к//?г) - нагрузочный коэффициент; Як -
сопротивление нагрузки транзистора (по первой гармонике); Ку =
~ коэффициент усиления каскада по напряжению; UK - амплиту-
да напряжения между стоком и истоком; [/вх = IKi /S - амплитуда на-
пряжения на входе (между затвором н истоком); /к1 - первая гармоника
тока стока, S - крутизна характеристики *с=ЛС/зи)-
Анализируя преобразованную эквивалентную схему (рнс. 4.12, б),
можно заключить, что выходная цепь усилителя на МДП-транзнсторе
должна быть аналогичной выходной цепи усилителя на биполярном
транзисторе прн включении его с ОЭ. Поэтому все рекомендации § 3 по
построению входных н промежуточных маломощных каскадов справед-
ливы и в этом случае.
112
Принцип построения входной цепи усилителя определяется отно-
сительной величиной резистивной части входного сопротивления гвх,
обусловленного индуктивностью истокового вывода. Постоянная вре-
мени гвхСвх определяет фактически граничную частоту транзистора по
крутизне cos= l/(rBXCBX)= 1/5LJ1+ (1 + K,jiCv_l Сзи].
Если эта частота меньше верхней частоты рабочего диапазона
< сов), то построение входной цепи усилителя аналогично таковому
для биполярного транзистора с ОЭ вплоть до включения последова-
тельно в цепь затвора корректирующей /?С-цепн и параллельно входу
балластной нагрузки по типу дополняющей цепи.
Если со5 > сов, то входное сопротивление транзистора можно счи-
тать емкостным (о компенсации индуктивной составляющей сопротив-
ления см. далее). Задача входной цепи при этом заключается в создании
на емкостном входном сопротивлении транзистора постоянного в рабо-
чем диапазоне частот напряжения, при условии, что входное сопротив-
ление цепи должно быть резистивным и постоянным во всем диапазоне
частот. Эта задача может быть решена или включением входной емко-
сти в поперечную ветвь фильтра с равномерными в диапазоне частот
характеристиками, илн использованием во входной цепи фазового кон-
тура. Первый способ дуален (но аналогичен по методике) рассмотрен-
ному в § 3, а второй иллюстрируется схемой на рис. 4.13, где изображе-
нз
на входная цепь усилителя на МДП-транзнсторе. Если элементы фазо-
вого контура (в виде перекрытого Т-образного четырехполюсника) вы-
брать нз соотношений:
Л = 2й2/(ЧС=хЬ Со=Свхй1/(4й2),
L = 2й22/«о,2Свх ), М = «1 - b !/й2)/2 + LBX,
то неравномерность амплитудно-
частотной характеристики усилителя
не превысят заданного значения, а
входное сопротивление Квх будет
резистивным и равным R. В выраже-
нии для взаимной индуктивности
между частями катушки учтена
входная индуктивность транзистора.
Индуктивность каждой половины
катушки должна быть равна L, а ин-
дуктивность всей катушки Lo6lII =
= 2(L - М). Значения коэффициентов
bj н ПРИ аппроксимации характе-
ристик полиномом Чебышева с не-
равномерностью 5 приведены в таб-
лице.
В схеме на рис. 4.13 входная
индуктивность транзистора LBX включена как составной элемент фильт-
ра (включается последовательно с М). Если транзистор включается в
цепь, где индуктивность последовательно с емкостью отсутствует (на-
пример, в схему фильтра нижних частот), используется прием, предпо-
лагающий включение в емкостную ветвь фильтра отрицательной индук-
тивности, компенсирующей индуктивности выводов. Реализация этой
отрицательной индуктивности достигается введением магнитной связи
(соответствующего знака) между индуктивностями последовательных
ветвей фильтра, примыкающими к месту включения транзистора.
§ 5. Построение схем мошиых каскадов
Как уже отмечалось, для получения от транзисторного усилителя
большой выходной мощности сопротивление нагрузки должно быть
малым. Так, например, если напряжение коллекторного питания
Ек = 28 В, крутизна линии граничного режима = 1 A/В, угол отсечки
114
0 = 90°, амплитуда импульса коллекторного тока iKm = 7 А, то от двух-
тактного каскада можно получить выходную мощность порядка 70 Вт
(по 35 Вт аг каждого транзистора), но для этого необходимо обеспечить
мгновенное сопротивление нагрузки для каждого транзистора около
3 Ом (сопротивление по первой гармонике 6 Ом).
При таких низких значениях сопротивлений использование в вы-
ходных цепях широкополосных трансформаторов обычного типа прак-
тически исключено, так как даже при значении индуктивности рассея-
ния трансформатора 20 нГн сопротивление этой индуктивности на час-
тоте 30 МГц составляет почти 4 Ом. Если же учесть еще индуктивности
выводов транзистора и индуктивности соединительных проводников (а
из условий обеспечения хорошего теплоотвода транзисторы не могут
быть расположены очень близко), то сопротивление паразитных индук-
тивностей, включенных последовательно с нагрузкой, может превысить
сопротивление нагрузки. Говорить в этом случае о равномерной частот-
ной характеристике усилителя, работающего в диапазоне частот, не
приходится. Решить поставленную задачу можно лишь с использовани-
ем трансформаторов «типа длнннон линии».
Эквивалентная схема выходной цепи широкополосного двухтакт-
ного усилителя, использующего в качестве трансформатора отрезок
линии передачи с волновым сопротивлением W и электрической длиной
115
1У изображена на рис. 4.14, а. Здесь транзисторы представлены как ге-
нераторы тока и 12 с внутренними сопротивлениями Zti и Zi2
Основное назначение линии передачи в этой схеме - симметриро-
вание напряжения основной частоты на коллекторах транзисторов и
обеспечение цепи для замыкания четных гармоник коллекторных токов
с возможно малым по значению сопротивлением. Учитывая, что прн
противофазном возбуждении транзисторов четные гармоники будут
синфазны, входные сопротивления схемы для этих токов (/++) будут
определяться (для каждого плеча двухтактного усилителя) эквивалент-
ной схемой, приведенной на рнс. 4.14, б. В силу синфазности через со-
противление нагрузки эти токи не замыкаются, а входное сопротивле-
ние линии передачи для них определяется сопротивлением коротко-
замкнутой линии с длиной /э / 2, т. е.
X + ~jW tg(co/y2c0),
где с0 = 3-1О8 м/с - скорость света в вакууме.
Прн малых длинах линии (что имеет место в реальных схемах)
входное сопротивление ее носит индуктивный характер. Значение этой
индуктивности (в предположении равенства тангенса аргументу) опре-
деляется соотношением L+=X +(j(& ~ WlJ(2c0).
Индуктивность короткозамкнутой линии L+ совместно с индуктив-
ностью монтажа в цепи протекания четных гармоник коллекторного
тока LM образуют с выходной емкостью транзистора параллельный ко-
лебательный контур. Если резонансная частота этого контура попадает
в область частот, где могут находиться значительные по амплитуде чет-
ные гармоники коллекторного тока, то коллекторное напряжение с час-
тотой этих гармоник резко возрастает. Это может привести к заходу
транзистора в область насыщения и, как следствие, к увеличению уров-
ня искажений сигнала на выходе усилителя.
Эквивалентная схема по первой гармонике коллекторных токов
(точнее, по противофазным составляющим всех гармоник) приведена на
рнс. 4.14, в. Здесь входное сопротивление линии передачи по противо-
фазным составляющим определяется входным сопротивлением разомк-
нутой лнннн длиной IJ2 и носит прн малых длинах емкостный характер
X~ = -;Wctg(co/3/2c0). Значение этой емкости С~= 1/(/сйХ") ~ 13/2 cQW.
Она подключена параллельно транзистору и вместе с выходной емко-
стью транзистора Ск шунтирует нагрузку.
Геометрическая длина линии / связана с ее электрической длиной:
/ = /э/£у, где ку - коэффициент укорочения (как правило, fcy ~ 1,5).
не
Схема двухтактного широкополосного усилителя, реализующая
рассматриваемый принцип, приведена на рнс. 4.15, а. Транзисторы
здесь включены по схеме с общим эмиттером. Трансформатор в выход-
ной цепи усилителя включает в себя линии передачи (отрезки кабеля)
Ж, Линия И7] в соответствии с эквивалентными схемами на
рнс. 4.14 обеспечивает шунтирование четных гармоник коллекторных
токов транзисторов и симметрирование плеч схемы по первой гармони-
ке. С помощью линий W2 и W3 нагрузка каскада подключается к коллек-
торам транзисторов.
Волновое сопротивление линий W2 и Ж для обеспечения в них ре-
жима бегущей волны должно выбираться из условия
W2 = W3 = ЯК= Ян/2. Волновое сопротивление линии выбирается ис-
ходя из того, что прн уменьшении улучшается фильтрация четных
гармоник коллекторного тока, но одновременно увеличивается шунти-
рующее действие по первой гармонике на верхних частотах. Обычно
выбирается Wt = W2= W3. При определении волновых сопротивлений и
длин линий необходимо учитывать возможность возникновения в дан-
ной схеме резонансных явлений в линиях для синфазных составляющих
токов транзисторов, в частности для четных гармоник. Действительно,
сопротивление линии для синфазных составляющих коллекторных
токов носит индуктивный характер, сопротивление подключенных па-
раллельно выходам транзисторов линий W2 н W3 - емкостное (для син-
фазных составляющих токов линии оказываются разомкнутыми). По-
этому на частоте соо, где сопротивления линий Wj и W2 (W3) будут рав-
ны (с учетом емкостной составляющей выходного сопротивления тран-
зистора):
(1/W0 ctg(co0/31 / 2с0) = со0Ск +(1/W2) tg(co0/32/ 2с0),
сопротивление для синфазных составляющих (в частности, для четных
гармоник) коллекторного тока существенно возрастет. Внешне это про-
явится резким увеличением напряжения на коллекторах транзисторов,
что может привести даже к выходу их из строя. Напряжение на нагрузке
при этом возрастать не будет, так как нагрузочное сопротивление отде-
лено от транзисторов по синфазным составляющим токов большими
продольными сопротивлениями линий W2 и W3
Все три линии в выходном трансформаторе должны быть намотаны
на ферритовые сердечники. Для уменьшения габаритов выходного
трансформатора все три линии желательно наматывать на общий сер-
дечник. При этом числа витков, образуемых каждой из линий, должны
117
Рис.4.15
быть одинаковы, так как одинаковы н равны VK продольные напряже-
ния на всех трех линиях. Направления намогкн линий указаны на схеме
точками. Возможен вариант, когда какая-либо нз линий или все три бу-
дут иметь отдельные сердечники. Но в этом случае объем каждого нз
сердечников (для сохранения неизменной магнитной нндукцнн, опреде-
ляемой продольным напряжением) должен быть точно таким же, как и
объем сердечника с тремя линиями, а характернстнкн схемы в области
нижних частот диапазона будут хуже. Однако следует иметь в виду, что
при намотке лннин на отдельном сердечнике существенно уменьша-
ется содержание четных гармоник в выходном напряжении.
Во входную цепь усилителя включены корректирующе-
согласующие цепи КСЦ, два варианта которых приведены на рис. 4.16,
н входной трансформатор, обеспечивающий противофазное возбужде-
ние транзисторов и последовательное их соединение по входу. Волно-
вое сопротивление линий W4 и VV'5 должно равняться входному сопро-
тивлению транзисторов Явх с учетом цепей коррекции и согласования. К
длине этих лнннй жестких требований нет (кроме равенства длин линий
между собой), но нужно стремиться к тому, чтобы она была минималь-
ной. Если лнннн достаточно хорошо согласованы с сопротивлением Явх,
118
а б
Рис. 4.16
то они не вносят дополнительных частотных искажений на этих часто-
тах. Обе линии, как правило, наматываются на одни ферритовый сер-
дечник. Продольные индуктивности линий шунтируют вход ннжней (по
схеме) линии, вследствие чего на нижних частотах диапазона наблюда-
ется асимметрия в возбуждении транзисторов. Это приводит к пере-
грузке верхнего (по схеме) транзистора н ухудшению линейности уси-
лителя. Для устранения этого эффекта между входом усилителя и точ-
кой соединения на входе линий W4 и включается катушка индуктив-
ности, намотанная на общий с линиями сердечник и имеющая одинако-
вое с ними число витков. Конструктивно витки катушки располагаются
между витками одной нз линий. Направления намотки линий и допол-
нительной катушки указаны на схеме.
В схеме на рнс. 4.15, б для подключения нагрузки к коллекторам
транзисторов используется одна лнння W2 с волновым сопротивлением
И'2 = Ян. Продольное напряжение на линии W2, как н на линии Wj, равно
[/к. В конструктивном отношении эта схема проще рассмотренных ра-
нее, в ней практически исключена возможность резонанса в коллектор-
ной цепи усилителя по синфазным составляющим токов, но применима
она лишь в том случае, когда транзисторы расположены достаточно
близко друг к другу. Если же расстояние между транзисторами таково,
что сопротивления индуктивностей проводников, соединяющих коллек-
торы транзисторов с входными зажимами линии W2, соизмеримы с Ян,
схема должна быть дополнена (что и сделано на рис. 4.15, б) линиями
передачи W2 н W3,заменяющими эти проводники. Конструктивно линии
W3 и W4 часто выполняются в виде полосковых линий непосредственно
на монтажной печатной плате. Для обеспечения режима согласования
длины этих линий их волновые сопротивления должны быть одинако-
вы, причем W3 = W4 = Як = Ян/2.
119
Рис. 4.17
Бестрансформаторные (по выходу) широкополосные усилители мо-1
гут быть построены на основе встречно-параллельного соединения!
транзисторов (см. рнс. 3.14, а). Один нз вариантов такой схемы - с по-1
следовательным соединением транзисторов по постоянному току - при-|
веден на рис. 4.17. v 1
По высокой частоте оба транзистора в этой схеме соединены па-|
раллельно между собой и подключены параллельно нагрузке. Первые]
гармоники коллекторных токов транзисторов при противофазном нх]
возбуждении замыкаются по цепям: УТЬ С6, RH, С5 и VT2, Сб, Ян. Замы-1
какие четных гармоник в силу их синфазности осуществляется по цепи]
^2, УТ\, С5, мннуя нагрузку /?н. Для обеспечения малых сопротивлений]
соединительных проводников транзисторы в этой схеме необходимо]
располагать достаточно близко друг к другу, что приводит, в случае]
перекрывания тепловых полей транзисторов, к необходимости несколь- ]
ко снизить значение предельно допустимой мощности, рассеиваемой на|
коллекторе. |
Для коррекции частотных характеристик транзисторов использу-1
ются корректирующе-согласующие цепи, выполняемые по схемам, изо-]
браженным на рис. 4.16. Противофазность возбуждения транзисторов!
обеспечивается входным трансформатором, выполненным на линиях]
передачи IV( н 1У2. Особенность входного трансформатора состоит al
том, что продольное напряжение на линии IV, равно сумме входного н ]
выходного напряжений. Продольное напряжение на линии W2 отсутст-1
вует. Конденсаторы С| и С2 являются разделительными, предотвра-1
щающими замыкание по постоянному току проводниками линий и
W'2 цепей с различными потенциалами.
В усилителях с последовательным соединением транзисторов по
постоянному току разброс параметров транзисторов или неравномерное
их возбуждение от источника входного сигнала приводит к изменению
сопротивления транзисторов по постоянному току и, как следствие, к
неравномерному распределению по транзисторам напряжения источни-
ка коллекторного питания. Поэтому такие схемы нуждаются в дополни-
тельных цепях, поддерживающих путем воздействия на транзисторы
(один или оба) это распределение равномерным с заданной точностью.
Прн этом потенциал «средней» точки (точки соединения эмиттера тран-
зистора VTi с коллектором транзистора РТ2) будет поддерживаться
примерно равным половине значения напряжения источника коллек-
торного питания, т. е. Ек. В схеме иа рис. 4.17 применен простейший
способ стабилизации потенциала «средней» точки - введение отрица-
тельной обратной связи по постоянному току (цепи ЯрЯ2, Я3иЯ4,
Я5,Я6). Конденсаторы Сэ и С4 устраняют отрицательную обратную
связь по частоте сигнала. Наличие такой связи по высокой частоте при
работе транзистора в режиме с отсечкой коллекторного тока может'при-
вести к открыванию сигналом обратной связи эмиттерного перехода,
который входным сигналом должен закрываться. При этом существенно
возрастала бы постоянная составляющая коллекторного тока при одно-
временном уменьшении уровня первой гармоники.
Основные положительные свойства рассматриваемого усилителя
определяются отсутствием в схеме выходного трансформатора и заклю-
чаются в возможности использования методов гибридно-интегральной
технологии при изготовлении усилителей и существенном расширении
диапазона рабочих частот (за счет снижения йн). Также к числу досто-
инств следует отнести увеличение вдвое по сравнению со схемами на
рис. 4.15 значений напряжения источника коллекторного питания при
меньшем в два раза токе. Основным недостатком схемы являются слож-
ности с организацией термостабилизации режима транзистора VTt в
силу того, что его эмиттер находится под высокочастотным по-
тенциалом.
120
Г Л А В A 5. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ГЕНЕРАТОРОВ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
§ 1. Основные свойстве радиочастотных трактов,
построенных по принципу сложения мощности
При необходимости получения от генератора мощности большей,
чем может обеспечить один генераторный прибор, возникает задача
сложения мощностей нескольких генераторных приборов в общей на-
грузке. Особенно актуальна эта задача в транзисторных генераторах, где
для достижения требуемой выходной мощности приходится объединять
до нескольких сотен транзисторов.
В самом общем виде любая система сложения мощностей и генера-
торов может быть представлена в виде 2(п + 1)-полюсника, к 2п полю-
сам которого подключаются генераторы, а к двум оставшимся - нагруз-
ка (рнс. 5.1). В такой постановке поведение схемы удобно характеризо-
вать матрицей рассеяния (хотя в некоторых ситуациях применение мат-
рицы сопротивлений или матрицы проводимостей может быть и нагляд-
нее). Элементы матрицы рассеяния, часто называемые волновыми пара-
метрами, определяются таким образом, что характеристики схемы, важ-
ные с точки зрения передачи мощности от одних входов к другим, вы-
ражаются через них максимально просто:
Vr= SV,-,
(5.1)
где Vr - матрица-столбец отраженных волн, т. е. волн, распространяю-
щихся в направлении от многополюсника V; V, - матрица-столбец па-
дающих волн, т. е. волн, распространяющихся в направлении многопо-
люсника V; S - матрица волновых коэффициентов (матрица рассеяния).
Входы многополюсника N удобно разбить на две группы. К одной
из них отнесем те входы, к которым подклю-
чаются генераторы (и левых входов на
0- рнс. 5.1), к другой - нагрузка. Этот вход обо-
о— 1 значим индексом /. Тогда выражение (5.1)
° 2 приобретает следующий вид:
v 1 Гч ч .1 Tv
гп _ пп ^п‘ ги
vriJ’Lsln S„J[va
2 -—о где Vm, Vr/-матрицы отраженных, a V/n, V,/-
0 матрицы падающих волн со стороны группы
Рис. 5.1 п входов и входа / соответственно; S// - коэф-
(5.2)
122
фицнент отражения по входу /; S/n - матрица-строка (1 х и), определяю-
щая передачу мощности от генераторных входов к нагрузочному; S„/ -
матрица-столбец (и х 1), характеризующая передачу мощности от нагру-
зочного входа к генераторным, например перераспределение мощности
волны, отраженной от нагрузки; S„„ - квадратная (и х и) матрица, диаго-
нальные элементы которой являются коэффициентами отражения по
генераторным входам, а внедиагональные отражают взаимные связи
между генераторными входами.
Основные свойства и отличительные признаки различных схем
сложения мощности определяются внедиагональными элементами мат-
рицы S„n. Нулевые значения этих элементов означают отсутствие связи
между соответствующими генераторными входами. В схемах, для кото-
рых все внедиагональные элементы матрицы 8ЛЙ равны нулю (часто
называемых мостовыми), каждый генератор работает независимо от
других, на оптимальную для него нагрузку. Одним из положительных
проявлений взаимной изоляции генераторов является повышение устой-
чивости работы комплекса, объединяющего большое число генераторов.
Здесь исключается возможность неустойчивой работы комплекса в це-
лом, которая может появляться в больших системах даже при условии
устойчивой работы отдельных ее элементов.
Другой крайний случай, когда внедиагональные элементы матрицы
по модулю равны диагональным, соответствует непосредственному
соединению генераторов и нагрузки - параллельному или последова-
тельному в зависимости от знака внедиагональных элементов. Здесь,
может быть, нагляднее оперировать матрицами проводимости Ynn или
сопротивления Znn, определенными аналогично соотношению (5.2).
При прямом параллельном соединении (рис. 5.2) взаимные прово-
димости между генераторами равны собственным проводимостям, так
как ток какого-либо генератора создает напряжение, одинаковое на
зажимах всех генераторов. Поэтому эквивалентное сопротивление на-
грузки Z^ ощущаемое каждым из п идентичных генераторов, соединен-
ных параллельно, в п раз превышает сопротивление нагрузки ZH. вклю-
ченной в общий контур: Z3 = nZK (в сопротивлении ZH должны быть уч-
Рис 5.2
123
тены подключенные к нему параллельно выходные сопротивления все>
генераторов). Соответственно прн отключении части генераторов (на-
пример, при выходе их нз строя) сопротивление нагрузки для оставших-
ся будет уменьшаться, режим работы этих генераторов будет смещатьс;
в сторону недонапряженного режима.
Непосредственное последовательное соединение выходных цепе?
генераторов вызывает большие сложности при построении входные
цепей, поэтому обычно используется соединение с помощью трансфор-
маторной схемы (рис. 5.3), По свойствам эта схема дуальна предыду-
щей. Здесь Za = ZH/« н при отключении части генераторов сопротивление
нагрузки остальных будет увеличиваться. Если отключение генераторов
используется для регулирования выходной мощности устройства (на
пример, для формирования амплигудно-модулированного колебания i
ключевых генераторах), оно должно сопровождаться закорачиванием,
отключаемого генератора. >
Другие способы сложения мощности по свойствам занимают про
межуточные положения. Например, при сложении мощности в эфире
что имеет место при построении фазированных антенных решеток
влияние генераторов друг на друга будет определяться модулем и фазот
взаимного сопротивления (проводимости) компонентов антенной ре
щетки и в зависимости от фазы может приводить к увеличению или к
уменьшению сопротивления нагрузки или к расстройке выходной пеш
генератора.
§ 2. Общие свойства мостовых схем сложения мощности
В тех случаях, когда для увеличения выходной мощности устройст
ва не требуется взаимодействия
приборами,
наиболее
между
отдельными
генераторными
мощности,
перспективными представляются
схемы сложения
обеспечивающие взаимную
электрическую
развязку
отдель
124
иых генераторов. Прн использовании таких схем, часто называемых
мостовыми, или гибридными, каждый генератор работает независимо от
других на оптимальную для него нагрузку. Под взаимной электрической
развязкой генераторов понимается независимость работы' каждого из
них от режима работы остальных, вплоть до короткого замыкания (по
высокой частоте) или обрыва последних.
Наличие взаимной электрической развязки позволяет также изба-
виться от различных эффектов, связанных с неравномерным распреде-
лением нагрузки на отдельные усилительные элементы, вследствие чего
выходная мощность и надежность работы всего усилителя существенно
повышаются.
Как уже отмечалось, наличие взаимной электрической развязки
между генераторами требует, чтобы элементы матрицы рассеяния, оп-
ределяющие передачу мощности между генераторными входами в мос-
товой схеме сложения мощности, равнялись бы нулю, что эквивалентно
диагональности матрицы Sn„ в системе (5.2). Это единственное ограни-
чение, накладываемое на структуру матрицы требованием развязки ге-
нераторов. Соответствующим нормированием входных сопротивлений
можно добиться равенства нулю и диагональных элементов матриц Snn и
S//. Рассмотрев при этих условиях баланс мощности, поступающей в
многополюсник W (рис. 5.1) со стороны генераторов:
'’•jK’l'
и мощности, выходящей нз него и поступающей в нагрузку:
(5'3)
|£=1 I
можно заметить, что они будут равны лишь при вполне определенном
наборе значений элементов матрицы, т. е. при определенных значениях
мощностей н фазнровке генераторов (векторы, которым могут быть
поставлены в соответствие матрицы Vln и S/„, должны быть коллинеар-
ны). При отклонении от этого набора параметров мощность, поступаю-
щая в нагрузку, будет всегда меньше суммы мощностей генераторов,
отдаваемых в систему суммирования. Отсюда, в свою очередь, следует
очень важный вывод - в состав системы суммирования мощностей,
обеспечивающей взаимную электрическую развязку генераторов, долж-
ны входить резистивные элементы, так называемые балластные резн-
125
сторы. При этом общее количество независимых балластных резисторов
н нагрузочных сопротивлений (если их несколько) не может быть
меньше числа генераторов, подключаемых к схеме сложения. В против-
ном случае развязка генераторов в принципе не может быть подучена.
Наличие балластных резисторов ставит вопрос о введении понятия
коэффициента полезного действия схемы сложения как отношения оп-
ределенных ранее мощностей:
Полученное выражение можно использовать для определения па-
раметров схемы сложения при различных вариантах разбалансировки
генераторов, т. е. при отклонении выходных напряжений генераторов
(по амплитуде и по фазе) от значений, при которых мощность в полез-
ной нагрузке равна сумме мощностей, отдаваемых генераторами:
Рнтах=пРг. На рнс. 5.4 приведены графики изменения КПД схемы сло-
жения Т} = (п - т)/н и мощности в нагрузке Рентах= 1(п - w) /п}2 при
выходе из строя т из общего числа п идентичных генераторов. На
рнс. 5.5 показаны аналогичные зависимости для случая разбалансировки
генераторов по амплитуде выходных напряжений на ± е:
Г|= 1-е2, P„/PHnBX= (1-е2)2.
При разбалансировке генераторов по фазе на± Дер:
Л = Рн /Рн max = [ 1 + cos(2 Дф)]/2.
126
Это минимальные значения показателей, которые возможны лишь
при самых неблагоприятных (с точки зрения КПД) вариантах разбалан-
сировки генераторов. На практике снижение КПД и мощности в нагруз-
ке может быть существенно меньше. Для часто встречающегося случая
сложения мощности двух однотипных генераторов разбалансировка
одновременно н по амплитуде, и по фазе приводит к следующим зави-
симостям для КПД схемы сложения и мощности в нагрузке: .
Т) = 0.5 + [5/(1 + 52)]cos ср, Р„ = Рт(1 + 52 + 25 cos ср)/2,
где Рг - мощность того из генераторов, который отдает наибольшую
мощность; 5 - отношение амплитуд выходных напряжений генераторов;
(р - сдвиг фаз между ними. Графики на рис. 5.6 иллюстрируют приве-
денные соотношения.
Ввиду того, что мостовые схемы наиболее часто используются при
построении выходных каскадов радноусгройств, как правило, работаю-
щих на несогласованную нагрузку, необходимо рассмотреть изменение
свойств схемы при отклонении сопротивления нагрузки от расчетного
значения. Если положить, что в схеме на рис. 5.1 нагружающее выход /
сопротивление характеризуется коэффициентом отражения Si, из выра-
жения (5.3) можно определить матрицу отраженных волн от генератор-
ных входов:
Vrn = S,/S/S/MVM = S'V(n. (5.4)
Анализируя полученное соотношение, необходимо отметить два
принципиальных момента, справедливых для любой схемы, выполнен-
ной на взаимных элементах. Во-первых, генераторы теперь уже не со-
гласованы с многополюсником, так как диагональные элементы матри-
цы S' не равны нулю, и, во-вторых - взаимная электрическая развязка
127
Рис-5.6
генераторов нарушена ввиду того, что и внедиагональные элементы
матрицы S’ отличны от нуля. Если степень взаимной развязки генерато-
ров Н оценить значением переходного затухания между какими-либо
двумя генераторными входами, то для случая сложения мощности п
идентичных генераторов нз выражения (5.4) можно получить
Н = I п/5,12,
Графики на рис. 5.7 иллюстрируют это соотношение. Степень связи
между входами определяется модулем коэффициента отражения от на-
грузки. Прн полном отражении сигнала от нагрузки, т. е. при 1S; | = 1, по
степени связи между генераторами мостовая схема эквивалентна непо-
средственному соединению генераторов (в частности, последовательно-
му или параллельному в зависимости от фазы коэффициента отраже-
ния).
128
н, дБ
Рис. 5.7
Модуль коэффициента отражения по одному из генераторных вхо-
дов при наличии отражения от нагрузки
Is,! =(H«)ls,L
где к - число работающих генераторов. Если к схеме подключены все
генераторы (т. е. к = и), то модуль коэффициента отражения по каждому
из генераторных входов в любой мостовой схеме обязательно равен
модулю коэффициента отражения от нагрузки. Конкретная реализация
схемы определяет лишь дополнительный фазовый множитель в коэф-
фициенте отражения Sr.
Однако если к схеме подключены не все генераторы, то коэффици-
енты отражения, ощущаемые генераторами, будут меньше (по модулю)
коэффициента отражения от нагрузки. Это происходит за счет того, что
отраженная волна распределяется по всем генераторным входам вне
зависимости от того, подключены к ним генераторы или нет. Такое
явление можно использовать для' целен балластирования генератора.
Причем, в отличие от балластирования за счет подключения сопротив-
ления параллельно выходу генератора или последовательно с ним, бал-
ластирование с помощью мостовой схемы более универсально ввиду
того, что оно нечувствительно к фазе коэффициента отражения. В роли
поглотителя мощности выступают здесь балластные резисторы мосто-
вой схемы.
5. Я-347
§ 3. Построение мостовых схем сложения мощности
Существует достаточно большое число схем сложения мощности,
обеспечивающих взаимную электрическую развязку входов. Схемы
отличаются числом генераторных входов, диапазоном частот, относи-
тельной широкополосностью (от единиц - десятков процентов в узкопо-
лосных схемах до нескольких декад перекрытия по частоте в схемах
широкополосных), относительной фазировкой входных сигналов (син-
фазно-противофазные, квадратурные), элементной базой (на дискретных
элементах, на основе распределенных структур, комбинированные).
Взаимная электрическая развязка генераторов в схеме суммирова-
ния может достигаться в том случае, если схема, рассматриваемая как
четырехполюсник относительно каких-либо двух генераторных входов,
представляет собой цепь неминимально-фазового типа, признаком кото-
рой является наличие двух (или, точнее, более одного) каналов прохож-
дения сигнала. В одном из этих каналов расположена полезная нагрузка,
в другом (или в других - для многовходовых схем) - балластный рези-
стор.
Простейшим примером, иллюстрирующим эффект взаимной элек-
трической развязки подключенных генераторов и объясняющим наиме-
нование схем как мостовых, может служить схема на рис. 5.8. Если
мост, образованный резисторами 7?ь У?2 и катушками индуктивности Lit
La, сбалансирован, т. е. /?1/Я2 = L1/L2, то генераторы /ь /2, подключенные
к диагоналям моста, будут электрически изолированы один от другого.
В то же время их суммарная мощность будет выделяться в одном нз
резисторов - 7?ь если генераторы синфазны (как на рис. 5.8), или й2,
130
если они противофазны. В этой схеме развязка соблюдается в широком
диапазоне частот, но входные сопротивления (сопротивления нагрузки
для генераторов), имеющие значительные реактивные составляющие,
сильно зависят от частоты. Кроме того, генераторы работают в сущест-
венно различных условиях как по уровню входного сопротивления, так
и по возможности заземления одного из зажимов. Поэтому такая схема
на практике не применяется и приведена здесь (как уже отмечалось) для.
иллюстрации свойств мостовых устройств.
Примером узкополосного
устройства сложения мощностей
двух идентичных и синфазных
генераторов, выполненного на
дискретных элементах, может
служить схема, представленная
на рис. 5.9. Схема симметрична
относительно генераторных вхо-
дов. Взаимная развязка генера-
торов эквивалентна равенству
нулю переходного сопротивле-
ния между генераторными вхо-
дами, которое достигается при
выполнении условия Z 72 = 2Z +,
Z ’ = j2X ZB /(J2X + ZB), Z += ZH +
+ jX/2 - суммарное сопротивление для двух генераторов соответственно
прн их противофазном и синфазном возбуждении; ZB = yXB7?B/(/XB+Яв),
ZH = jXHRnKJXw + 7?н). Это условие выполняется при следующем выборе
сопротивлений элементов схемы на частоте сигнала: Х = ХН=/?Н-
7?б = Хв=2йн. При этом входное сопротивление по каждому генератор-
ному входу на этой частоте имеет чисто резистивный характер:
zBX=/x+2/гн(-дн)/(/г„-дв)=ян.
Очень распространена схема сложения мощности произвольного, в
общем случае, числа генераторов, реализуемая на отрезках линии пере-
дачи (полосковые линии, коаксиальные кабели и др.) и работающая в
узкой полосе частот. Для случая объединения мощности трех однотип-
ных генераторов схема приведена на рис. 5.10. Для получения развязки
генераторов и обеспечения их согласования при заданных сопротивле-
нии нагрузки Ян и требуемого для нормальной работы генераторов
входного сопротивления схемы сложения по генераторному входу (Явх)
необходимо сопротивление балластных нагрузок Яв и волновое сопро-
тивление линий передачи И7 выбирать из условий:
131
Rt=R.,, W =7nR„RBX .
где n - число генераторных входов.
На рабочей частоте электрические длины линий передачи должны
равняться четверти длины волны (фазовый набег в линии 90°). В зави-
симости от требований к параметрам схемы по степени развязки и со-
гласования входов относительная ширина рабочего диапазона может
составлять 10...30 %. За счет небольшого отклонения волнового сопро-
тивления линий передачи от указанного значения возможно некоторое
расширение полосы частот ценой ухудшения характеристик на цен-
тральной частоте диапазона.
Частотные характеристики подобных схем (на основе распределен-
ных элементов) носят периодический характер. Области рабочих частот,
в которых обеспечивается развязка генераторных входов, располагаются
не только там, где электрическая длина линий передачи составляет чет-
верть длины волны (Х/4), но н там, где в линиях передачи укладывается
нечетное число четвертьволновых отрезков, т. е. (3/4)Х, (5/4)Х и т. д.
Средн мостовых устройств, выполненных на отрезках линии пере-
дачи, существует класс устройств, у которых частотная характеристика
также имеет периодический характер, но смешена по частоте на поло-
вину периода по отношению к рассмотренной ранее. Таким образом,
получается, что первая рабочая зона у них располагается в той области
частот, где фазовый набег в линиях передачи стремится к нулю. Это
позволяет при меньшей даже абсолютной полосе рабочих частот полу-
чить большую относительную полосу. Такими свойствами обладает
схема сложения мощностей трех генераторов, приведенная на рис. 5.11.
132
Подобная схема также может быть реализована для сложения мощно-
стей произвольного числа генераторов, но на практике число генератор-
ных входов п редко превышает 3-4. В отличие от узкополосных схем
здесь существуют жесткие связи между входным сопротивлением (Янх) и
сопротивлениями полезной и балластных нагрузок, волновыми сопро-
тивлениями отрезков линий передачи. Для схемы на рис. 5.11 необхо-
димо выполнение соотношений; ЯБ= RBX R„ = nRBX волновые сопротив-
ления всех линий передачи IV должны выбираться равными RBX
В отличне от схемы на рис. 5.10 выходные зажимы линий передачи
соединяются здесь не параллельно, а последовательно, вследствие чего
на двух верхних линиях появляются продольные напряжения. Чтобы
уменьшить токи в линиях, обусловленные продольными напряжениями,
эти линии необходимо снабжать ферромагнитными сердечниками, т. е.
линии передачи применять в форме трансформаторов типа длинной
линии. Индуктивности намагничивания этих трансформаторов опреде-
ляют нижнюю граничную частоту схемы сложения. Сверху полоса ра-
бочих частот определяется ухудшением характеристик устройства, обу-
словленным ростом фазового набега в линиях, который, как правило, не
должен превышать 30.. .40°.
Среди широкополосных мостовых устройств существуют схемы
для сложения мощностей двух генераторов (в основном, это модифика-
ции классического моста), не обладающих периодичностью частотных
характеристик, например схема на рнс. 5.12. Здесь фазовый набег в ли-
ниях передачи уже не является фактором, ограничивающим верхнюю
J33
R-R=W=R ЯВх I s*bx2 = */2
Рис. 5.12
рабочую частоту. Схемы сохраняют работоспособность прн произволь-
ном фазовом набеге, поэтому онн являются наиболее широкополосны-
ми. В коротковолновом диапазоне в таких схемах достигается перекры-
тие по частоте до двух декад при уровне мощности в несколько кило-
ватт. Прн меньшей мощности шнрокополосность может быть даже вы-
ше.
ГЛАВА 6. ОСНОВЫ ТЕОРИИ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
§ 1. Назначение и области применения автогенераторов
Автогенераторы (АГ), так же, как н генераторы с внешним возбуж-
дением, являются преобразователями энергии постоянного тока в энер-
гию электромагнитных колебаний высокой частоты. В то же время
принципиальным отличием АГ от ГВВ является то, что в них сигнал
возбуждения не подается на генераторный прибор от внешнего источ-
ника, а частота и амплитуда генерируемых колебаний определяются
только свойствами самих АГ.
АГ находят широкое применение в возбудителях радиопередатчи-
ков [1], гетеродинах приемников, в радиолокационной и радионавига-
ционной аппаратуре, в устройствах измерительной техники, установках
промышленного использования токов высоких и сверхвысоких частот и
т. п. Естественно, что и требования, предъявляемые к АГ в зависимости
от их назначения, могут быть самыми разнообразными. Однако основ-
ным требованием, всегда предъявляемым к АГ вне зависимости от об-
ласти его применения, является стабильность частоты генерируемых им
колебаний.
Во многих случаях АГ должен допускать возможность целенаправ-
ленного изменения частоты генерируемых колебаний, например при
переходе передатчика с одной рабочей частоты на другую или в случае
использования различных видов угловой модуляции или манипуляции.
Основными элементами АГ гармонических колебаний, так же, как
и ГВВ, являются ГП и колебательная система (КС). В качестве ГП
обычно используются трех- и четырехполюсные генераторные приборы
(биполярные и полевые транзисторы, электронные лампы, микросхемы,
многокаскадные усилители) или двухполюсные ГП (диоды Ганна, ла-
винно-пролетные и туннельные диоды). Вне зависимости от типа ис-
пользуемого ГП его назначение - компенсировать затухание колебаний
в КС за счет введения в нее порций энергии от источника питания по-
стоянного тока, что можно трактовать как подключение к КС отрица-
тельного дифференциального сопротивления, компенсирующего сопро-
тивление потерь. В случае использования двухполюсного ГП источник
питания обеспечивает его работу на участке вольт-амперной характери-
стики с отрицательной крутизной. В трехполюсных ГП отрицательная
крутизна их динамических характеристик в выходной системе коорди-
нат создается за счет внешней положительной обратной связи.
КС в зависимости от диапазона частот строятся на основе сосредо-
точенных элементов либо - элементов с распределенными параметрами.
Прн повышенных требованиях к стабильности частоты в качестве КС с
135
высокими эталонными свойствами, т. е. со слабой зависимостью собст-
венных частот КС от внешних воздействий, могут использоваться квар-
цевые резонаторы, линии задержки или резонаторы на поверхностных
акустических волнах и резонаторы со сверхпроводимостью.
§ 2. Уравнение стационарного состояния автогенератора
Анализ установившегося режима работы АГ проведем примени-
тельно к автогенераторам с положительной обратной связью. Поскольку
амплитудные и фазовые соотношения в АГ лишь в незначительной сте-
пени будут определяться выбранной схемой питания по постоянному
току, в дальнейшем, там, где в этом нет необходимости, в схемах АГ
источники питания указывать не будем.
В связи с этим АГ можно представить в виде каскадного соедине-
ния двух четырехполюсников, первым из которых является ГП, а вто-
рым - КС. При этом выходные клеммы КС следует соединить с вход-
ными клеммами ГП (рис. 6.1).
Будем считать, что в АГ используется «идеальный» ГП, входная и
выходная проводимости которого близки к нулю. Для получения ГП с
такими свойствами достаточно включить указанные проводимости ре-
ального ГП в состав КС. Предположим также, что переменные состав-
ляющие напряжения ивх и ивых являются близкими к моногармониче-
скнм, а комплексная амплитуда первой гармоники выходного тока
7Вых] связана с комплексной амплитудой входного воздействия зави-
симостью /вь1Х1 = 5|t7BX, где 5|, как и ранее, - средняя крутизна гене-
раторного прибора.
Если ключ разомкнут, схема на рис. 6.1 полностью совпадает со
схемой генератора с внешним возбуждением. Подадим на вход такого
генератора гармоническое напряжение с комплексной амплитудой £/вх.
Кроме того, выберем такие параметры колебательной системы, чтобы в
установившемся режиме напряжение на выходе КС имело комплексную
амплитуду
Рис. 6.1
136
^выхКС- UBX. (6.1)
Тогда одновременное отключение источника возбуждения от ГП и
замыкание ключа не должно, по крайней мере в первый момент, при-
вести к изменению токов и напряжений в схеме. Иными словами, гене-
ратор останется в состоянии равновесия.
Рассмотрим, какими свойствами, кроме уже отмеченных, должны
обладать ГП и КС для выполнения условия равновесия (6.1). Для этого,
обозначив ивыхКС/йеых = -Кос и учитывая, что (/0ь1Х = -2н7Вых1.
нетрудно найти
ЦзыхКС = *$1 ^вх 2н Кос, (6.2)
где ZH — комплексное входное сопротивление КС; KQC - коэффициент
обратной связи.
Подставив (6.2) в (6.1), получим следующую форму записи уравне-
ния равновесия:
5|4^ос = 1- (6-3)
Часто более удобной оказывается другая запись уравнения (6.3):
S]Zy =1. (6.4)
Здесь Zy^Zn Кос - управляющее сопротивление, представляющее со-
бой параметр, характеризующий свойства линейной части АГ и имею-
щий размерность сопротивления.
В общем случае все сомножители, входящие в (6.3), являются ком-
плексными, т. е.
Si =5| expO'cpJ; Z„ =|Z„|expG'(p„); Кж =КЖ expCtyoc).
где (ps, <рн, <рос - соответственно фазовые углы средней крутизны,
эквивалентного сопротивления КС и коэффициента обратной связи.
Поэтому уравнение (6.3) является комплексным уравнением вида
51 |Z„ |ХМ ехр{/(ф J + <Р„ + <Рос )}=1
Запишем его в виде двух вещественных уравнений:
Sl|z„|xoc=l, (6.5а)
137
<Pj + <Ph +9oc «=0,1,2,... . (6.6a)
Аналогичным образом можно поступить и используя запись урав-
нения равновесия в форме (6.4), т. е.
Si|zy| = l; (6.56)
<р5 +<ру = 2яи, «=0,1,2,..., (6.66)
где <ру =<рн+(Рос-
"Уравнения (6.5 а} и (6.5 б) носят название уравнений баланса ам-
плитуд, а (6.6 а) и (6.6 б) - баланса фаз. Для большинства схем автоге-
нераторов п = 0. Исключение составляют АГ, в которых сигнал в цепях
ГП и КС запаздывает на одни или несколько периодов.
Полученные уравнения равновесия при любой форме их записи по-
казывают только возможность существования в АГ стационарного со-
стояния, и в этом смысле их выполнение является необходимым, но не
достаточным условием для длительного существования колебаний. Ре-
шение последнего вопроса может быть получено только на основе ис-
следования устойчивости состояния равновесия.
§ 3. Устойчивость состояния равновесия в автогенераторе
Поскольку переменные, входящие в состав уравнений баланса ам-
плитуд и баланса фаз, зависят как от амплитуды колебаний, так н от
частоты, определение значений токов и напряжений в схеме АГ и зна-
чения частоты генерируемых им колебаний требует совместного реше-
ния уравнений (6.5) и (6.6). Однако обычно частота генерируемого сиг-
нала близка к собственной резонансной частоте КС, что позволяет сна-
чала при известной частоте определить Sj, K0G и |ZH| и найти ампли-
туду колебаний, а затем, зная ее, решить уравнения (6.6) и уточнить
значение частоты.
В связи с этим при анализе устойчивости состояния равновесия
также раздельно рассмотрим вопросы устойчивости баланса амплитуд и
баланса фаз.
Условие устойчивости баланса амплитуд
При анализе амплитудных соотношений будем считать, что в АГ
используется безынерционный ГП (т. е. = 0), входная и выходная
проводимости н проводимость обратной передачи которого прак-
138
тическн не зависят от L/BX и t/BWX. Следовательно, уравнение равнове-
сия, записанное в форме (6.4), можно представить как S}Zy =1, где в
общем случае Zy=/?y + jXy. Однако, поскольку 5| - вещественная
величина, баланс фаз выполнится на частоте (Oq , прн которой Ху - 0, а
уравнение баланса амплитуд примет вид
51Яу(в>0)=1. (6.7)
Амплитуда колебаний в АГ может быть найдена нз уравнения (6.7).
Сделанные допущения позволяют считать, что нелинейный характер
уравнения баланса амплитуд определяется только нелинейной зависи-
мостью 5( = Sl(UBX). Воспользуемся графическим решением уравне-
ния (6.7). В этом случае амплитуда напряжения возбуждения в устано-
вившемся режиме будет определяться абсциссой точки пересечения
кривой с прямой 1/Лу. Зависимости нормированной
средней крутизны от амплитуды напряжения возбуждения, вычис-
ленные при кусочно-линейной аппроксимации статических характери-
стик ГП и различных значениях напряжения смещения Евх, представ-
лены на рис. 6.2. Поясним ход приведенных кривых.
139
При Евх - £вх0 >0 и U3X < Евх - Евх0 (здесь Евх0 - напряжение
запирания) ГП работает в классе А. Его средняя крутизна по первой
гармонике равна статической крутизне в выбранной рабочей точке S и
при кусочно-линейной аппроксимации характеристик ГП не зависит от
Uвх. Как только t/BX превысит значение (Евх-Ebxq), появится отсеч-
ка в импульсе выходного тока ГП, а средняя крутизна по первой гармо-
нике начнет уменьшаться.
При Евх = Еъу$ угол отсечки 0 = л/2 ив области недонапряжен-
ного режима не зависит от UBX. Поэтому график 5j(t/BX) = 0,55 пред-
ставляет собой горизонтальную линию.
Если Еъх<ЕвхО> то До тех пор» пока UBX не превысит
|ЕВХ ” ^вхо| > выходной ток ГП будет равен нулю. Будет равна нулю и
средняя крутизна. С дальнейшим ростом (7ВХ появится выходной ток,
угол отсечки начнет увеличиваться, стремясь к я/2 ,что будет сопрово-
ждаться ростом St.
Резкое уменьшение 5| прн t/BX > Г'вх гр объясняется переходом
ГП в перенапряженный режим.
Проведем на графике (рис. 6.2) горизонтальные линии через точки
с ординатами 1/(5Яу{). В зависимости от выбранных значений Ryi
возможны следующие случаи взаимного расположения графиков. Если
^вх>^вхо» баланс амплитуд может быть выполнен только при
1/ Ryt < S , а возможное значение Пвх (например, абсцисса точки а),
соответствующее состоянию равновесия - единственно. Если же
Ё’вх^^^'вхО» условие баланса амплитуд выполняется только для
1/Ау, cO.SS1 и при двух возможных значениях иъх>0, соответст-
вующих абсциссам точек b и с на рис. 6.2.
Для исследования устойчивости баланса амплитуд в полученных
точках равновесия поступим следующим образом. Введем понятие сум-
марного коэффициента передачи Ясум = Sj/?y = Г^хкс? ^вх • в общем
случае Ксум зависит не только от амплитуды и частоты существующих
колебаний, но и от воздействующих на АГ внешних дестабилизирую-
щих факторов. К последним можно отнести давление, температуру и
влажность окружающей среды, механические, динамические и статиче-
ские нагрузки, изменение напряжения источников питания и т. п. Под
их воздействием могут меняться как параметры ГП, так и КС.
140
Обозначим параметр, характеризующий влияние внешних воздей-
ствий, через %. Тогда при выполнении условия равновесия
^ум(^Вх.х) = 1- (6.8)
Пусть % получит малое приращение Дх • Условие равновесия при
этом нарушится и
^СуМ^ВХ’Х + Дх)= ^СуМ^ВХ’Х)'*'АХсум ’ (6-9)
причем, если ДХсум >0, то Z7BblXKC окажется больше, чем С/вх, т. е.
напряжение на входе генераторного прибора получит положительное
приращение &УЪК. Аналогичным образом, при ДХсум <0 ДС/ВХ <0.
Следовательно, отношение ДХсум/Д?7вх всегда положительно.
Будем считать состояние равновесия в АГ устойчивым по амплиту-
де, если при изменении внешних воздействий, нарушающих баланс ам-
плитуд, произойдет такое изменение амплитуды колебаний, что состоя-
ние равновесия вновь восстановится, т. е.
^сум(^вх+^.х.Х + Дх) = 1- (6.10)
Представим уравнение (6.10) в виде ряда по степеням малых при-
ращений Д С7ВХ и ограничимся при его рассмотрении только двумя пер-
выми членами. Тогда
^сум ВХ + А^ВХ ’Х + Дх) =
= ^сум (.U ВХ . X + Ах) + {«сум (('вх >Х +Л%) « ^вх } Д ^вх = 1 (6-11)
Подставив в (6.11) ^Сум(^вх’Х +Дх) из (6-9) и учтя, что в исход-
ном состоянии (т. е. при Дх = 0) выполнялось равенство (6.8), получим
-ЭКСуМ((/и,% +Д%)/Э1/м = Д^сум/ДЕ/вх. (6.12)
Ранее было показано, что правая часть равенства (6.12) всегда по-
ложительна. Следовательно, для его выполнения необходимо, чтобы
ЭКСуМ((/.х.Х+Дх)/Э1/вх<0, (6.13)
что и является условием устойчивости баланса амплитуд. Поскольку
#сум = S\Ry и Ry > 0 и не зависит от (7ВХ, из (6.13) следует, что усло-
вием устойчивости является выполнение неравенства
141
L
,dS}/dU3K<0.
(6.14)
При этом, чем больше [Э51/Э(7ВХ|, тем меньшие изменения ампли-
туды колебаний потребуются для восстановления баланса амплитуд.
Если ГП работает в недонапряженном режиме, увеличение |Э5] /Э{7ВХ|
достигается за счет уменьшения угла отсечки 0. Используя условие
(6.14), нетрудно убедиться, что на графиках (рис. 6.2) точки равновесия
a, cud устойчивы, а точка b - неустойчива.
Если £вх >Евх0 , то при (7ВХ =0 баланс амплитуд не выполнен,
так как Ксуы > 1. Поэтому при включении АГ сколь угодно малые
флуктуации напряжения на входном электроде ГП приведут к возраста-
нию амплитуды колебаний до установившегося значения, соответст-
вующего стационарному режиму. Процесс возникновения колебаний в
АГ в этом случае носит название «мягкого» самовозбуждения. При
этом, если 1 / Ry > 0,5$ (SRy < 2), ограничение роста амплитуды коле-
баний обусловлено падением средней крутизны за счет уменьшения
угла отсечки 0. При $Ry > 2 ограничение амплитуды колебаний про-
исходит за счет перехода ГП автогенератора в перенапряженный режим.
При Евх < Евхо и SRy > 2 в точке t/BX = 0 КйуЫ = 0. Поэтому
любые флуктуации входного напряжения с амплитудой, меньшей
[^вх _ ^вхо( ’ вообще не приведут к возникновению самовозбуждения.
Флуктуации с амплитудой, большей |ЕВХ - Евхо( > но меньшей абсциссы
точки неустойчивого равновесия (например, точки b на рнс. 6.2), будут
затухать. Для перехода в стационарное состояние с V вх * 0 необходи-
мо внешнее воздействие, амплитуда которого больше абсциссы точки
неустойчивого равновесия. В данном случае имеет место режим «жест-
кого» самовозбуждения, а ограничение амплитуды колебаний осущест-
вляется за счет падения крутизны с возрастанием напряженности
режима. Таким образом, в любом случае устойчивость стационарного
состояния и ограничение амплитуды колебаний в АГ определяются не-
линейными свойствами ГП и, в частности, уменьшением с ростом
t/BX при уменьшении угла отсечки или при переходе в перенапряжен-
ный режим.
142
Условие устойчивости баланса фаз
При анализе устойчивости баланса фаз, как и в предыдущем слу-
чае, воспользуемся понятием суммарного коэффициента передачи, яв-
ляющегося в общем случае комплексным числом А'сум =
~ ^сум ехР(уФс¥м)' В соответствии с уравнением баланса фаз (6.6) в
точке равновесия
Фсум=ф1+Фн+Фос=Фсум(“.х)=0. <б-15)
где %, как и ранее, учитывает воздействие внешних дестабилизирую-
щих факторов, но теперь уже на фазовые соотношения в АГ. Если при
изменении внешних условий параметр % получит приращение Д%, ус-
ловие (6.15) нарушится и
Фсум (ад + Дх) = Фсум («и) + Лфсум * 0 .
Поскольку фсум - фазовый угол между комплексными амплитуда-
ми напряжения на входе генераторного прибора и напряжения на выхо-
де колебательной системы, при Дфсум > 0 напряжение £7ВХ будет от-
ставать от вновь поступающего из цепи обратной связи напряжения
(7ВЫхКС- Частота генерируемых при этом колебаний должна возрасти.
Аналогичным образом, появление отрицательного значения Дфсум бу-
дет сопровождаться уменьшением генерируемой частоты, т. е. Дсо ста-
нет отрицательной.
Не повторяя полностью все рассуждения, изложенные ранее при
анализе устойчивости баланса амплитуд, сразу же сформулируем усло-
вие устойчивости баланса фаз.
Будем считать баланс фаз устойчивым, если при его нарушении под
воздействием внешних дестабилизирующих факторов частота колеба-
ний в АГ изменится таким образом, что баланс фаз восстановится, т. е.
Дфсум + {Эфсу„(ад + Д%)/ Эш/Дш=0.
Поскольку ДфсуМ н Дсо всегда одного знака, условие устойчивости
баланса фаз может быть записано в виде неравенства
143
ЭфсУм(ад+Лх)/э<»<о.
Учтя, что фсум = Ф5 +фн +фОс = Ф$ +Фу и ф^. практически не за-
висит от частоты в узкой области вблизи частоты генерации, оконча-,
тельно получим
Эфу/Эсо<0, (6.16)
где фу - фазовый угол управляющего сопротивления.
Таким образом, устойчивость баланса фаз в АГ определяется свой-
ствами его колебательной системы. Попутно отметим, что чем больше
модуль производной |Эфу/Зо)|, тем меньшие Дсо потребуются для вос-
становления баланса фаз, т. е. тем выше будет стабильность частоты
генерируемых колебаний.
Представим четырехполюсную колебательную систему (см. рис.
6.1) П*образной схемой замещения (рис. 6.3), содержащей двухполюс-
ники 2], z2, 2з. Полученная таким образом обобщенная схема АГ на-
зывается обобщенной «трехточечной схемой». Запишем для нее условие
устойчивости баланса фаз. Управляющее сопротивление для обобщен-
ной трехточечной схемы можно представить в виде
Zy ~—z\z2l[z\ + z2 + z3)=
= -(n + А )(гг + Az Hl +r2 + r3+j(xl+x2 + x3)}
Учтя, что в автогенераторах используются колебательные системы
с большой добротностью, т. е. q «|х> |, r2 «jx2|, «|x3|, последнее
выражение можно упростить:
Zy=Ry + jXy =*ix2/(r0 + jx0), (6.17)
144
где r0 = r-[ + r2 + Г3 и Xq = х\ + Х2 + х3 - резистивное и реактивное со-
противления колебательной системы при последовательном обходе
контура.
Фазовый угол управляющего сопротивления находится из соотно-
шения (6.17)
Фу = arctglxу / Ry )= -arctg(x0 / r0). (6.18)
Подставив фу из (6.18) в (6.16), получим
{г0 (3*0 / Эю)~ хо (Зго I Э<о)}/1{1+Uo / ro )2 }г02 ]> °-
При выполнении условия равновесия и малых значениях ф5 можно
считать, что Ху = 0. Следовательно, должно быть близким к нулю и
Хд. Поэтому окончательное выражение для условия устойчивости ба-
ланса фаз в обобщенной трехточечной схеме примет вид .
Эх0 / Эсо > 0. (6.19)
§ 4. Анализ стационарного режима автогенератора
! при фиксированном смещении
Основной задачей анализа работы АГ является установление связи
между токами и напряжениями в его цепях при известных параметрах
ГП и КС. Поставленная задача существенно упрощается, если ГП явля-
ется безынерционным. Далее (см. § 1 гл. 8) будет показано, что именно
в этом случае при прочих равных условиях удается реализовать макси-
мальную стабильность частоты генерируемых колебаний. Поэтому бу-
дем считать, что фу = 0.
Зависимости первой гармоники выходного тока ГП от амплитуды
высокочастотного напряжения на входном электроде 7Вых1 -
= /ВыХ](^вх)носят название колебательных характеристик (рис. 6.4).
Для их построения удобно воспользоваться зависимостями
=5t(t/BX) на рис. 6.2, умножив каждое значение на соответст-
вующее ему U&x. Для определения точек равновесия целесообразно в
поле колебательных характеристик построить линии управляющих со-
противлений в соответствии с соотношением (7ВХ = !Вых1Ку Точки
пересечения колебательных характеристик с линиями управляющего
145
сопротивления а, b, с и d на рис. 6.4, являющиеся точками равновесия,
соответствуют одноименным точкам рис. 6.2. Если учесть, что
St = ^вых! I ^вх > условие устойчивости баланса амплитуд (6.14) в дан-
ном случае можно представить в виде
3/вых|/ЭС/вх </ШХ1/С/вх . (6.20)
В соответствии с (6.20) точка равновесия является устойчивой, если
крутизна касательной к колебательной характеристике меньше крутиз-
ны линии управляющего сопротивления. Попутно отметим, что крите-
рий (6.20) позволяет рассматривать устойчивость состояния равновесия
и при UBK = 0+ , где справедливо равенство (6.1), но баланс амплитуд в
форме (6.5) не выполняется.
При принудительном изменении смещения точка равновесия будет
переходить по линии управляющего сопротивления с одной колеба-
тельной характеристики на другую. Естественно, будут изменяться и
VBX, и /ВЫХ1. Получающиеся при этом зависимости UBX = ^ВХ(Е'ВХ)
принято называть диаграммами срыва.
На рис. 6.5 представлены диаграммы срыва, построенные для двух
значений 5/?у. Поясним ход приведенных кривых.
146
Рис. 6.5
При 1 < SRy < 2 (рис. 6.5, а) колебания в АГ возникают в режиме
мягкого самовозбуждения, как только Евх превысит Евх0 . При этом на
начальном участке диаграммы в области недонапряженного режима
t/BX и Евх связаны линейной зависимостью. В сказанном нетрудно
убедиться, если учесть, что при кусочно-линейной аппроксимации ха-
рактеристик ГП Uвх = (Ebxq-EBX)/cos 0, а из условия баланса ампли-
туд следует равенство а( =l/[cq(l-cos 0)] = 57?у, т. е. а,-, а следова-
тельно, н cos 0 не зависят ни от (7ВХ, ни от Евх. Таким образом, на
начальном участке V ъх = С/ВХ(ЕВХ) _ прямая линия, наклон которой
определяется значением SRy . Ограничение амплитуды колебаний при
каждом конкретном значении Евх может осуществляться только за счет
уменьшения угла отсечки с ростом UBX, а значения угла отсечки в ста-
ционарном режиме лежат в пределах л>0>л/2. При больших значе-
ниях Евх, а значит, и t/BX ГП переходит в перенапряженный режим и в
импульсе выходного тока появляется провал, препятствующий росту
его первой гармоники. Поэтому дальнейшее увеличение Евх вызывает
лишь незначительное возрастание (7ВХ. Приближенно можно считать,
147
что UBX * К0СЕвьп , где ЕВЬ1Х - напряжение источника питания выход-
ного электрода ГП.
При SRy >2 (рис. 6.5, 6} колебания в АГ возникают также при
Евх ~ ^вхО» но ограничение амплитуды нарастающих колебаний теперь
осуществляется только за счет перехода ГП в перенапряженный режим
(точка/на рис. 6.5, б и 6.2). Поэтому UBK возрастает скачком до значе-
ния, близкого к КОСЕВЫХ, и при дальнейшем увеличении Евх лишь не-
значительно изменяется. Если после возникновения колебаний начать
принудительное уменьшение Евх , то срыв колебаний наступит при та-
ком смещении Еср, меньшем Евх0, при котором нарушится устойчи-
вость баланса амплитуд, т. е. тогда, когда соответствующая колебатель-
ная характеристика станет касательной к линии управляющего сопро-
тивления (точка е на рис. 6.5, б и 6.2). Таким образом, на диаграмме
срыва появится область гистерезиса, ширина которой будет возрастать с
ростом SRy . Зависимость UBX = t/BX(EBX) на Рис- 6-5, б соответствует
режиму «жесткого» самовозбуждения.
При недонапряженном режиме работы ГП гармонический анализ
его выходного тока может быть выполнен следующим образом. По из-
вестным значениям 5 и Ry из условия af=S/?y определяется угол
отсечки 0. Далее, задавшись Евх, можно найти UBX = (Евх0 - EBX)/cos 0,
/Вых1=г7вх^у и постоянную составляющую /вых0 =^Вых1^Т- При
работе ГП в перенапряженном режиме определение гармонического
состава выходного тока ГП требует решения системы трансцендентных
уравнений. Однако приближенно можно считать, что
/вых 1 ~ ^вых ^КС’ где ^КС ~ входное сопротивление колебательной
системы на резонансной частоте, равной частоте генерации.
В заключение отметим, что АГ с фиксированным смещением нахо-
дят весьма ограниченное применение.
§ 5. Особенности работы автогенератора
с автоматическим смешением
Как правило, высокая стабильность амплитуды, а значит, и частоты
колебаний в АГ обеспечивается при работе ГП в недонапряженном ре-
жиме с углом отсечки 0< тс/2 . Но, как это следует из анализа колеба-
тельных характеристик на рис. 6.6, точка «1», соответствующая этому
148
5[Яэ(Р0+1)+Яб] / Ро= 2
случаю, согласно критерию (6.20), является точкой неустойчивого рав-
новесия, а сам режим возникновения колебаний - жестким.
Однако указанное противоречие удается разрешить при использо-
вании автоматического смещения, например в АГ на биполярном тран-
зисторе, за счет базового и эмиттерного токов (рис. 6.7). Если напряже-
ние источника базового питания Еистб больше напряжения запирания
Еб0, колебания в АГ возникают в режиме мягкого самовозбуждения.
Увеличение амплитуды колебаний приводит к росту и сопровожда-
ется ростом базового и эмиттерного токов, в том числе и их постоянных
составляющих /go и ^эо- Это приводит к уменьшению напряжения
смещения в соответствии с соотношением
Еб =£,ист.6 _/эОЛэ - ^60^6 (6.21)
н при определенных значениях R3 и R6 - к уменьшению угла отсечки
и средней крутизны , что и ограничивает дальнейшее увеличение
амплитуды колебаний.
Рассмотрим, какие требования должны быть предъявлены к номи-
налам резисторов /?э и /?б ’ чтобы получающаяся точка равновесия
149
была устойчивой. Учтя, что Uq cos 0 = Еб0 - Eq , и подставив в это вы-
ражение Eq из (6.21), получим
Uq cos 0 = Еб0 — £ист,б + +1qqRq (6.22)
Поскольку /э0 =5£/6(l-cos е)ао(0о + 1)/ро, а 1№ =/эО/(0о + 1),
где Pq- коэффициент усиления транзистора по току в схеме с общим
эмиттером, равенство (6.22) можно представить в виде
Uq cos 0 = Eqq - Еист б + S'tTg(1 — cos 0)ct0[Л,(0O + 0+ ^]/Po- (6-23)
Далее допустим, что Uq получило малое приращение AUq . Соот- *
ветственно угол отсечки также получит малое приращение Д0. Подста-
вив новые значения Uq и 0 в (6.23) и отбросив слагаемые высших по-
рядков малости, нетрудно получить
M№ = NMJq/Uq, (6.24)
где М = sin 0 + 5[(0 + 1)йэ + 1?б][(1-со5 0)Эао/Э0 + аоsin©]/р0;
N = cos 0-5[(0 + 1)/?э + ]сс0(1—cos 0)/р0 . Учитывая, что М >0 при
любом 0, для получения разных знаков у Д0 и AUq (при этом выпол-
нится условие устойчивости состояния равновесия, поскольку знаки у
Д0 и Д$| всегда совпадают) необходимо, чтобы N было отрицатель-
ным. В соответствии с (6.24) это потребует выполнения неравенства
^[Фо +^б]/₽о >cos -cos ©)].
Результирующая колебательная характеристика АГ с автосмещени-
ем изображена на рис. 6.6 пунктирной линией. Нетрудно убедиться, что
150
в соответствии с (6.20) для этой колебательной характеристики точка
равновесия «1» является устойчивой.
Подчеркнем, что для получения подобной характеристики необхо-
димо, чтобы напряжение Eq успевало следить за изменением амплиту-
ды колебаний. Для этого постоянные времени цепей автоматического
смещения тэ = R3C3 и Tg = ^б^б должны быть меньше постоянной
времени колебательной системы тэ=2<2/сог, где Q - нагруженная
добротность колебательной системы; сог - частота генерируемых коле-
баний.
Если цепочка автоматического смещения обладает большой посто-
янной времени, АГ переходит в режим прерывистой генерации. В этом
случае при возникновении колебаний их амплитуда быстро нарастает до
значения C/gmax- Затем начинается заряд конденсаторов цепей автома-
тического смещения и постепенное уменьшение Uq и Eq до тех пор,
пока напряжение смещения между базой и эмиттером не достигнет зна-
чения Еб.ср > пРй котором наступает срыв колебаний. После того как
колебания прекращаются, начинается разряд конденсаторов Cg и Сэ и
напряжение Eq постепенно возрастает. При достижении смешением
значения Eq колебания АГ возникают вновь, и процесс повторяется.
На рис. 6.6 жирной линией показано перемещение рабочей точки АГ на
семействе колебательных характеристик при прерывистой генерации. В
приведенном на рис. 6.6 примере Eq ср = 0, a Eq ’ = Eq§
ГЛАВА 7. СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
§ 1. Одноконтурные автогенераторы
При синтезе схем одноконтурных АГ первоначально рассмотрим
случай, когда среднюю крутизну ГП можно считать вещественной вели-
чиной. Это позволяет представить уравнение стационарного состояния в
виде (6.7). Далее допустим, что, как и ранее, добротность КС достаточно
велика. Следовательно, остается справедливым выражение (6.17). По-
скольку для выполнения условия равновесия Zy должно быть вещест-
венным и положительным, из (6.17) следует, что
хо = х1 + х2 + х3 = О, (7.1)
а двухполюсники X] и х2 должны быть одного знака, т. е. либо оба быть
катушками индуктивности, либо конденсаторами. Знак реактивного со-
противления двухполюсника х3 должен быть противоположным, что вы-
текает непосредственно из уравнения (7.1). Сказанное позволяет постро-
ить две возможные схемы АГ, представленные на рис. 7.1, а, б и предпо-
лагающие, что в качестве ГП использован биполярный транзистор.
Схема на рис. 7.1, а носит название емкостной трехточки и в ней
xt < 0; х2 < 0; х3 > 0. В схеме на рис. 7.1, б > 0; х2 > 0; х3 < 0 и
она называется индуктивной трехточкой.
Из соотношения (7.1)также следует, что при принятых допущениях
частота генерируемых колебаний равна собственной резонансной часто-
те КС. Тогда ZH = /?эк , а коэффициент обратной связи в любой н схем
на рис. 7.1 с учетом (7.1) определяется соотношением
^ос =-Л2/(.Д2 + = (7-2)
б
Рис.7.1
152
Помимо рассмотренных к простейшим относится и трансформа-
торная схема, представленная на рис. 7.1, в. В этой схеме противофаз-
ность напряжений иа входном и выходном электродах ГП обеспечивает-
ся соответствующим включением обмоток трансформатора.
Особенностью схем АГ (рис. 7.1, а и б) является частичное включе-
ние контура в коллекторную цепь. Коэффициент включения р с учетом
(7.2) равен:
p = z1/(zl+x2)=l/(l + ^c)- (7.3)
При этом эквивалентное сопротивление контура, являющегося на-
грузкой транзистора, определяется соотношением R3K = p2pQ, где
р = |хз| = |xt + х2| -волновое сопротивление контура, а 0 = р/го -его
добротность. Подставив R3K в уравнение баланса амплитуд и учтя (7.3),
получим: 51р0К’ос/(1 + К’ос)2 =1. Поскольку последнее уравнение яв-
ляется квадратным, баланс амплитуд может быть выполнен при двух
значениях KGC:
кос1>2 = o,5(s1P<2 - 2)j\± ^-^(SipQ-z)2
В транзисторных АГ обычно Sjp<2»l (5t =5010-3 А/В;
р = 200...300 Ом; 0 = 50...100), поэтому, записав приближенное значе-
ние корня, окончательно найдем £ос1 ~ S^pQ » 1; К0С2 ~ MS&Q « 1 •
При KGG = Koci амплитуда напряжения на коллекторе UK « и при
работе транзистора в иедонапряженном режиме выходная мощность
оказывается чрезвычайно малой. При Кос = К0С2 U* >:> и Даже в
граничном режиме амплитуда первой гармоники коллекторного тока
окажется очень малой, что также снижает возможное значение выход-
ной мощности АГ.
Для увеличения выходной мощности и облегчения настройки АГ це-
лесообразно использовать такую схему его построения, при которой обес-
печивается возможность независимой регулировки коэффициента обрат-
ной связи и коэффициента включения. С этой целью последовательно с
включается дополнительный двухполюсник, реактивное сопротивле-
ние которого Х4 по знаку противоположно х3 и меньше его по модулю.
В этом случае р = 1/(1+ Кос + х4/xt). При выбранном Кос можно, из-
153
меняя Х4, подобрать такое значение р, при котором обеспечивается эф-
фективное использование транзистора и по току, н по напряжению.
s На рис. 7.2, а представлена принципиальная схема АГ (схема Клап-
па), отличающаяся от классической схемы емкостной трехточки наличи-
154
ем конденсатора С4 в индуктивной ветви контура. В АГ использовано
параллельное питание коллекторной цепи. Номиналы блокировочных и
разделительных элементов в коллекторной и базовой цепях выбираются
из тех же требований, что и в случае ГВВ. В базовой цепи используется
автоматическое смещение, особенности осуществления которого были
рассмотрены ранее (см. § 5 гл. 6). Подчеркнем, что наличие резистора
R3 позволяет также стабилизировать режим работы транзистора прн из-
менении температуры окружающей среды и напряжения источника пи-
тания.
Для рассмотренной схемы справедливы следующие соотношения:
Х1 = -1/((0гС]); х2 = -1 /(сОгСг); х3 - -1/(й)г^4)> ’
^oc=Ci/C2; р = 1/(1 + ^ос+С1/С4),
где сог=2я/г; fr =------.!... - частота генерируемых колебаний;
2тг^ЛзСк
Ск - полная емкость контура; 1 / Ск = 1 / +1 / С2 +1 / С4.
Принципиальная схема АГ, выполненного на полевом транзисторе
по схеме индуктивной трехточки, приведена на рис. 7.2, б. В этой схеме
XjSWrLj; x2=(£>rL2', х3 =-1/(согС3)+corL4 <0; A'oc = 2j2/L1;
P = (l + ^oc+i-4/i-l),rae “г = ~7=7=====7
7c3(L| +L2 + l4)
Сравнительный анализ простейших схем АГ показывает, что луч-
шими характеристиками с точки зрения стабильности частоты обладает
емкостная трехточечная схема, что и определяет ее широкое использо-
вание при создании автогенераторов.
При построении транзисторных автогенераторов метровых, и тем
более дециметровых волн зачастую не удается выбрать транзистор с
малым значением фазового угла средней крутизны. Рассмотренные ра-
нее схемы АГ в этих условиях не позволяют получить высокую стабиль-
ность частоты генерируемых колебаний. Сказанное обусловлено тем,
что при ф5 * 0 баланс фаз выполняется на частоте генерации, меньшей
резонансной частоты КС, и крутизна фазочастотной характеристики
Эфн /Эсо, а следовательно, и крутизна Эфу /Эсо меньше максимально
возможного значения. Более подробно влияние значения ф5 на неста-
бильность частоты АГ рассмотрено в § 1 гл. 8.
Лучшие результаты с точки зрения стабильности частоты и энерге-
тических показателей могут быть достигнуты при использовании схемы
155
АГ с полным фазированием, пред-
ставленной на рис. 7.3 и отличаю-
щейся тем, что в ней осуществляет-
ся взаимная компенсация фазовых
углов средней крутизны и коэффи-
циента обратной связи, т. е.
фЛ. + фос = 0 • При этом выполне-
ние баланса фаз требует, чтобы
фн = 0. Следовательно, контур,
являющийся нагрузкой транзистора, должен быть настроен в резонанс
на частоту сог. Крутизна фазочастотной характеристики эквивалентного
сопротивления контура на резонансной частоте будет максимальной,
что в свою очередь обеспечит высокую стабильность частоты.
Помимо сказанного в этой схеме возрастает мощность, отдаваемая
транзистором в нагрузку, поскольку фазовый сдвиг между первой гар-
моникой коллекторного тока и напряжением на нагрузке равен нулю.
Для создания необходимого фазового сдвига в цепи обратной связи
обычно включается фазирующая цепь из комплексных двухполюсников
Z4 и 25 • Часто в качестве двухполюсника 25 используется входное со-
противление транзистора.
§ 2. Кварцевые автогенераторы
Описанные ранее АГ с КС на LC-элементах обладают относительно
низкой стабильностью частоты (10-4... 10-5 ).
В тех случаях, когда требуется более высокая стабильность часто-
ты, в автогенераторах применяются механические колебательные сис-
темы, из которых наиболее широкое распространение получили кварце-
вые резонаторы (КвР).
Существование прямого и обратного пьезоэлектрических эффектов
в кварце, допускающих практически полное преобразование электриче-
ской энергии в механическую и обратно, делает удобным использование
КвР в качестве колебательной системы автогенератора.
КвР, имеющие обычно форму пластин, стержней или чечевин, вы-
резают из кристалла кварца, ориентируя определенным образом оси
симметрии резонаторов относительно кристаллографических осей. Это
позволяет получить резонаторы с заданными физическими свойствами
и, в первую очередь, с требуемым значением температурного коэффи-
циента частоты.
156
В КвР может быть возбуждено несколько видов механических ко*
лебаний. Наибольшее распространение в последнее время получили ко*
лебания сжатия и растяжения по длине и ширине, сдвига по толщине и в
меньшей степени по ширине; изгиба по ширине и толщине и крутильные
колебания по длине.
Частота собственных колебаний определяется скоростью распро-
странения упругих волн v и протяженностью их пути, т. е. расстоянием
между гранями отражения I: f = vl(2l). Как во всякой колебательной
системе с распределенными параметрами, в КвР наблюдается ряд частот
колебаний данного вида, число которых в общем случае бесконечно.
Колебания более высоких частот этого ряда называются обертонами
(модами). Обертоны, частоты которых находятся в почти кратных от-
ношениях с частотой низшего колебания, иногда называют механиче-
скими гармониками. Поскольку скорости распространения упругих волн
для разных видов колебаний различны, для расширения возможного
диапазона частот кварцевых резонаторов используют различные виды
колебаний, а в пределах одного вида - разные срезы, колебания на обер-
тонах, распространение упругих волн в направлении различных разме-
ров и, наконец, варьируют размеры самого резонатора. Прн этом диапа-
зон рабочих частот КвР простирается от сотен герц до сотен мегагерц.
Простейший КвР по своему устройству подобен плоскому конден-
сатору, помещенному в вакуумированный или герметизированный кор-
пус и состоящему из кварцевой пластины, противоположные грани ко-
торой покрыты слоем металлизации, и кварцедержателя, служащего для
крепления кварцевой пластины и осуществляющего электрический кон-
такт с металлизированной поверхностью, но не препятствующего меха-
ническим колебаниям резонатора.
Эквивалентная электрическая
схема КвР (рис. 7.4) может быть
представлена в виде параллельного
соединения емкости кварцедержате-
ля Со и, в общем случае, бесконеч-
ного числа 2^в Ск6 гкв -контуров,
резонансные частоты которых сов-
падают с частотами механических
колебаний кварцевой пластины. Од-
нако, поскольку КвР является высо-
кодобротной колебательной систе-
мой, при построении эквивалентной
схемы, справедливой для узкого
Рис. 7.4
157
диапазона, вблизи каждой из частот гармоник, влиянием всех последо-
вательных контуров, кроме одного, настроенного на эту частоту, можно
пренебречь.
К основным параметрам эквивалентной схемы КвР относятся ди-
намические индуктивность LKB и емкость Скв, емкость квариедержате-
ля Со, сопротивление потерь гкв, добротность резонатора
бкв = л/^кв / скв I гкв н коэффициент включения р = Скв / Cq .
Номиналы элементов эквивалентной схемы резонатора существен-
но отличаются от соответствующих элементов обычных колебательных
контуров. Так, =0,1..ДО3 Ги; Скв = 0,01...0,1 пФ; Со = 10...20 пФ;
гкв =10..ДО3 Ом; 2кв = 104...Ю7 . Недостижимое в обычных LC-
контурах такое значение добротности является одной из причин высо-
кой стабильности частоты АГ с кварцевыми резонаторами.
Эквивалентная схема КвР характеризуется двумя резонансными
частотами: частотой последовательного резонанса в динамической ветви
и частотой параллельного резонанса
А = —Г = Ав (1 + о.М.
2^ I ^-кв^'кв^'о
V + Со
Коэффициент включения р существенно меньше единицы
(р = 0,001... 0,01), Поэтому изменение параметров внешних по отноше-
нию к резонатору элементов, подключаемых параллельно емкости Со,
практически не влияет на значение /п. Прн рассмотрении эквивалент-
ного сопротивления резонатора 2ЭКВ его удобно представить в виде
последовательного соединения резистивного кв и реактивного X э кв
даухполюсников: Z3 KS =R3 KB + j Хэ кв ,
где
_______гкв____.
(1-aS)2 +52
(7-4)
158
X3 и = rm а 5- 5ct ; (7.5)
(1-аб)2 + 62
“ = би(1-/га2 / f2)~2Q№(f - fm)/ fa - обобщенная расстройка;
3 = 2я/квгквС0.
При выводе выражений (7.4) и (7.5) учитывалось, что в узком диа-
пазоне частот выполняются приближенные равенства
2я / Со = 2л /КВСО и /кв + f ~ 2/кв • Реактивное сопротивление квар-
цевого резонатора становится равным нулю при двух значениях обоб-
щенной расстройки, являющихся корнями квадратного уравнения
а-б-5а2 =0:
а, =^1-у]1-482 /(28)= 3 и а2 = ^1 +/^Дб2 ^/(28)= 1/8.
Этим значениям а соответствуют частоты /| » /кв + 0,5/квр32 и
/2 ~ /п-0,5/квр32. Внутри резонансного промежутка j\-fi экви-
валентное сопротивление КвР носит индуктивный характер, а вне его -
емкостный. На рис. 7.5 приведены частотные характеристики Z3 кв / гК8
(Яэ.к»/гкв: Хэга/гкв)и фэ кв = arctg(% э кв/Я, „), вычисленные для
резонатора со следующими параметрами: /кв =5 МГц; Скв =0,03 пФ;
Cq = 10 пФ; гкв =10,6 Ом; <2КВ =105 (сплошные линии) и <2КВ =Ю4
(пунктирные линии). С уменьшением <2КВ ширина резонансного про-
159
межутка (f2 -fi) уменьшается, В соответствии с (7.5) реактивное со-
противление резонатора может носить индуктивный характер, если
482 < 1. Учтя, что рЗ = 1 /бкв, последнее неравенство можно предста-
вить в виде бк0 > 2/ р . Прн <2КВ = 2/ р частоты f\ и /2 сливаются, а
при бкв < 2//> участок, на котором наблюдается индуктивное сопро-
тивление КвР, вообще отсутствует. Фазочастотная характеристика резо-
натора имеет наибольшую крутизну в узких диапазонах вблизи частот
Л и /2 (а, и а2), где |<йрэ Ю/Лх| = 1, а |Лрэ м/Лф= 22ка/шк11. Вы-
сокое значение крутизны фазочастотной характеристики КвР является
основной причиной, обеспечивающей высокую стабильность частоты
кварцевых АГ. Широко используемые иа практике схемы автогенерато-
ров с кварцевой стабилизацией, несмотря на их многообразие, можно
разбить иа две большие группы, К первой группе схем относятся те, в
которых КвР включается вместо одного из двухполюсников Zj, z2 или
zy в обобщенной трехточечной схеме АГ (рис, 7.6). Это так называемые
осцилляторные схемы. В них эквивалентное сопротивление КвР должно
носить индуктивный характер, а выход резонатора из строя приводит к
срыву колебаний, поскольку невозбуждеиный КвР имеет емкостный
характер эквивалентного сопротивления. В осцилляторных схемах час-
тота генерации /г удовлетворяет условию Д < /г < f2, Во вторую
группу схем можно включить схемы с КвР в цепи обратной связи и схе-
мы с КвР в контуре. Во всех этих схемах, как правило, помимо КвР име-
ется обычный колебательный контур, обеспечивающий выполнение ус-
ловий самовозбуждения. Отличительной особенностью схем второй
группы является возможность сохранения колебаний в автогенераторе
при закорачивании КвР, поскольку в них используется последователь-
ный резонанс кварца. Схемы с кварцем в цепи обратной связи могут
быть получены из схемы (рис. 7.6) путем включения КвР в одну из вет-
вей, соединяющих колебательный кон-
тур с эмиттером или базой транзистора,
а схемы с кварцем в контуре - включе-
нием КвР последовательно с одним нз
двухполюсников Z], z2 или Z3. В обеих
схемах генерация происходит на часто-
тах, близких к частоте f\. Возможные
осцилляторные схемы кварцевых АГ
представлены на рис. 7.7, а~в.
160
а б в
Рис.7.7
Схема на рис. 7.7, а при индуктивном характере эквивалентного сопро-
тивления резонатора сводится к емкостной трехточечйой схеме, а схемы
на рис. 7.7, б к в - к индуктивной. Из этих схем наибольшее применение
иа практике находит схема с КвР между коллектором и базой транзи-
стора, обеспечивающая наибольшую стабильность частоты. Последнее
обусловлено меньшим шунтированием кварцевого резонатора самим
транзистором, малым влиянием собственных емкостей транзистора на
резонансную частоту КС и тем, что высшие гармоники в базовом и кол-
лекторном напряжениях ослаблены емкостями С2 и Q .
Основные особенности процессов, происходящих в осцилляторных
схемах, рассмотрим на примере схемы АГ (рис. 7.7, а). Пренебрегая, как
и ранее, фазовым углом средней крутизны, для определения частоты
генерации можно воспользоваться соотношением (7.1), которое в дан-
ном случае приобретает вид
*0 ~*1 +х2 +ХЭКВ. (7.6)
Графическое решение (7.6) представлено на рис. 7.8. Из двух воз-
можных значений частоты генерации /ri и fr2 следует выбрать мень-
шее, поскольку только при fr = /г[ выполняется условие устойчивости
баланса фаз (6.19). Сформулируем требования к номиналам элементов
КС, обеспечивающим максимальную стабильность частоты АГ.
С этой целью подставим в (7.6) Хэкв из (7.5) и учтем, что вблизи
частоты последовательного резонанса (1 - ба)2 < б2. Тогда после соот-
ветствующих преобразований получим
8, =(1-8аг)2/(аг-8-8аг2), (7.7)
6. Я-347
161
где S] - гкв2л/КВСК ; Ск - С]С2 /(Cj + С2) - полная емкость КС;
аг = 2 <2КВ (fr - /кв)/ /кв - обобщенная расстройка, записанная для час-
тоты генерации. Решив квадратное уравнение (7.7) и взяв наименьший
из его корней, получим
„ - 28+81 [, I. 48(8+61)(l+88~J~ .
г 28(8 + 8,)[ у (2S + S,)2
Упростим последнее выражение, допустив, что 8j »3, т. е.
Ск » Со • Далее будет показано, что только в этом случае при прочих
равных условиях удается получить наибольшую стабильность частоты.
С учетом сказанного, пренебрегая 8 по сравнению с 8] и взяв прибли-
женное значение квадратного корня, нетрудно найти, что аг =1/8].
Далее, воспользовавшись соотношениями (6.17) и (6.18) и учтя, что для
рассматриваемой схемы r0 » R3 кв, получим ,
<ру = arctg (х0 /Яэкв)= arctg'jSa,2 + 8 - ar +1(1 - 8ar + 82 ]/ 8,};
<7сру/dar = 28ar -1-(1-8аг)28/5].
Подставив в последнее соотношение значение обобщенной рас-
стройки ar, соответствующее частоте генерации, окончательно найдем
162
dtfy/dar = -|1-2(8/8|)2]=4-2(Со/Ск)2]. (7.8)
Анализ соотношения (7.8) позволяет утверждать, что модуль крутиз-
ны фазочастотной характеристики управляющего сопротивления при
Ск » Со приближается к максимальному значению, равному 1, что пол-
ностью оправдывает сделанное ранее допущение. При этом, по крайней
мере потенциально, удается реализовать максимальную стабильность час-
тоты. Однако необходимо учитывать, что увеличение Ск затрудняет вы-
полнение баланса амплитуд, который в соответствии с соотношениями
(6.7) и (6.17) в данном случае может быть записан в виде
SyXyXi / = 1. Действительно, прн выбранном КвР (известном Лэ.кв)
увеличение Ск приведет к уменьшению xj и %2, что усложнит выполне-
ние последнего равенства. Попутно отметим, что выбор транзистора с
большей крутизной позволяет увеличить стабильность частоты генери-
руемых колебаний, поскольку при этом можно уменьшить Х[ и х2.
Пример схемной реализации АГ приведен на рис. 7.9. В этой схеме
коллектор транзистора заземлен по высокой частоте через конденсатор
С4, конденсаторы Q и С2 включены соответственно между коллекто-
ром и эмиттером и базой, и эмиттером транзистора, а КвР - между базой
163
и коллектором. Последовательно с КвР включены конденсатор и
катушка индуктивности Lj, служащие для коррекции отклонения часто-
ты генератора от требуемого значения при настройке АГ.
При построении АГ, работающих на частотах, превышающих
10 МГц, обычно используют КвР с колебаниями на высших механиче-
ских гармониках, Для исключения возможности генерации иа частотах
гармоник, отличных от заданной, схему генератора (рис. 7.7, а) прихо-
дится усложнять, включая, например, между базой н эмиттером транзи-
стора последовательный Ь2С2-коигур, а между эмиттером и коллекто-
ром - параллельный (LpCj). Нетрудно убедиться, что, если резонанс-
ные частоты каждого из контуров удовлетворяют неравенствам
^п< Этт Гг С~ < ^н+1 ’ ^л-1 < 9- /г Г < ^п'
27tU 27Су2^|С|
(здесь fn_it fn и fn+i - частоты гармоник с номерами (л-1), п и
(п + 1) соответственно), баланс фаз в АГ будет выполняться только
вблизи частоты n-й гармоники. Используя работу КвР на n-й механиче-
ской гармонике, необходимо также учитывать, что емкость в динамиче-
ской ветви Скв уменьшится в п2 раз по сравнению с ее значением иа
основной частоте. Это может нарушить неравенство <2кв > 2 / />, необ-
ходимое для реализации осцнлляторных схем. В подобных случаях тре-
буется нейтрализовать емкость кварцедержателя Q. Наиболее просто
этого можно добиться, подключив параллельно КвР катушку индуктив-
ности Lq , образующую с емкостью С$ параллельный контур, настроен-
ный на частоту генерации.
Одиако наиболее часто прн построении АГ, работающих на часто-
тах высших механических гармоник КвР, находят применение фильтро-
вые схемы и в первую очередь схемы с КвР в цепи обратной связи.
Принцип работы таких схем основан на том, что сопротивление кварце-
вого резонатора минимально вблизи частоты последовательного резо-
нанса /кв и резко возрастает при удалении от нее. Следовательно, усло-
вия самовозбуждения, выполняемые вблизи частоты /кв, будут нару-
шаться на всех других частотах. Отсутствие генерации на отличных от
требуемой гармониках обеспечивается собственной колебательной сис-
темой АГ. Для реализации высокой фиксирующей способности КвР, а
следовательно, и высокой стабильности частоты генерируемых колеба-
164
ннй /г необходимо, чтобы в цепи обратной связи последовательно с
КвР не включались элементы, сопротивления которых на частоте /кв
были бы сравнимы или больше гкв. С этой точки зрения более предпоч-
тительной оказывается схема, представленная иа рис. 7.10, а, в которой
база транзистора заземлена, а КвР включен в цепь, связывающую эмит-
тер с колебательной системой. Аналогичный результат можно получить
и используя схему на рис. 7.10, б, в которой для получения низкого
входного сопротивления транзистора в точке подключения КвР служит
балластный резистор R$ . Обеспечение высокой стабильности частоты
требует также минимизации выходного сопротивления КС, для чего
следует увеличить емкость С2. Однако при этом уменьшится коэффи-
циент обратной связи, что может нарушить баланс амплитуд. Указанный
недостаток можно устранить включением в цепь обратной связи эмит-
терного повторителя (рис. 7.11). В этой схеме высокая фиксирующая
способность КвР реализуется за счет низкого выходного сопротивления
Рис. 7.10
Рис,7.11
165
эмиттерного повторителя. Особенностью рассматриваемой схемы явля-
ется также простота нейтрализации емкости кварцедержателя Сд, реа-
лизуемая в широком диапазоне частот при выполнении условия
7? 2 Сн = 7?з Сд. Наибольшая стабильность частоты АГ в схемах на
рис. 7.10 и 7.11 достигается при равенстве резонансной частоты КС и
/кв. В этом случае максимальна и выходная мощность АГ. Еще одним
важным преимуществом рассматриваемых схем кварцевых АГ является
возможность их перестройки с частоты одной механической гармоники
на другую путем изменения резонансной частоты КС. В подобных АГ
удается возбуждать колебания на гармониках с номерами вплоть до
15-го. В заключение отметим, что в настоящее время все большее при-
менение находят АГ, использующие в качестве ГП аналоговые и цифро-
вые интегральные микросхемы. Имеются кварцевые АГ в гибридно-
интегральном исполнении и образцы полностью интегральных генера-
торов, в которых все элементы схемы размещены непосредственно на
пластине КвР.
§ 3. Автогенераторы с колебательными системами
иа поверхностных акустических волнах
При построении высокостабильных АГ на частотах вплоть до
1...2ГГц в настоящее время все большее применение находят линии
задержки и резонаторы иа поверхностных акустических волнах (ПАВ).
Такие АГ отличаются высокой технологичностью и большой механиче-
ской прочностью. Стабильность частоты их колебаний лишь на один-
полтора порядка хуже стабильности частоты кварцевых АГ.
Линия задержки на ПАВ (рис. 7.12) представляет собой полирован-
ную кварцевую пластину 1, на поверхность которой с помощью метал-
лизации нанесены два встречно-штыревых преобразователя (ВШП) 2 и
2
3
Рис.7.12
166
3. За счет существоааиия прямого и обратного пьезоэлектрических эф-
фектов кварца один из ВШП является преобразователем энергии элек-
трических колебаний в энергию ПАВ, а другой - преобразователем ме-
ханических колебаний в электрические, Расстояние между штырями
определяет собственную длину акустических волн ВШП Хо, т. е.
1 = Kq = 2nv/coo, где v ~ З Ю3 м/с - скорость распространения ПАВ}
coq - собственная частота ВШП (частота акустоэлекгрического синхро-
низма). Если частота внешнего воздействия совпадает с coq, эффектив-
ность преобразования достигает максимума и уменьшается при рас-
стройке. При этом крутизна спада коэффициента преобразования при
расстройке резко возрастает с увеличением числа штырей N в преобра-
зователе. Таким образом, линия задержки на ПАВ представляет собой
узкополосный фильтр, Его фазочастотная характеристика линейна, а ее
крутизна при одинаковом числе штырей во входном и выходном ВШП и
прн расстоянии между ними 1/2 равна 2тс/о>о. По крутизне фазоча-
стотной характеристики такая линия задержки эквивалентна колеба-
тельному контуру с добротностью Q = Nn. Практически удается реали-
зовать добротность, достигающую 104. При построении АГ обычно
используется одна из рассмотренных в предыдущем параграфе трехто-
чечных схем, а линия задержки включается в цепь обратной связи. Соб-
ственная КС АГ настраивается на частоту coq, что обеспечивает наи-
большую стабильность частоты генерируемых колебаний и максимизи-
рует уровень выходного сигнала. Кроме того, исключается возможность
самовозбуждения на частотах нечетных гармоник coq, В ряде случаев
для компенсации затухания в линии задержки может потребоваться
включение дополнительного усилителя в цепь обратной связи.
Одновходовый резонатор на ПАВ представляет собой кварцевую
пластину, в центральной части которой расположен ВШП, а по обе сто-
роны от него - отражатели, выполненные в виде напыленных иа по-
верхность кварцевой пластины параллельных друг другу металлических
полосок либо других неоднородностей, Коэффициент отражения от ка-
ждой из полосок невелик, но при большом их числе (порядка несколь-
ких сотен) удается реализовать коэффициент отражения, близкий к еди-
нице. Если расстояние между пластинами равно /2, все многократно
отраженные волны складываются синфазно. В результате этого на по-
верхности кварцевой пластины в области расположения ВШП возника-
ют стоячие волны ПАВ. Эквивалентная схема такого резонатора совпа-
167
дает с эквивалентной схемой КвР на рис. 7.4, с той лишь разницей, что в
ее состав входит резистор, подключенный параллельно емкости Cq.
Максимальная добротность резонаторов на ПАВ достигает 104. Схемы
АГ с резонаторами на ПАВ подобны схемам АГ с кварцевыми резонато-
рами. Помимо одновходовых при построении АГ могут быть использо-
ваны и двухвходовые резонаторы иа ПАВ. В двухвходовых резонаторах
между отражателями расположен не одни, а два ВШП - входной и вы-
ходной. Подобный резонатор, как и линия задержки, представляет собой
узкополосный фильтр. Основным его преимуществом перед линией за-
держки на ПАВ является больший коэффициент передачи. Схемы АГ с
двухвходовыми резонаторами аналогичны схемам с линиями задержки,
рассмотренным ранее.
Г Л А В A 8. СТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
§ 1. Влияние параметров колебательной системы
и генераторного прибора иа частоту
колебаний автогенератора
Как уже отмечалось, воздействие внешних дестабилизирующих
факторов на параметры КС и ГП, приводит к изменению одного или
нескольких фазовых углов, входящих в уравнение баланса фаз (6.6), что
сопровождается изменением частоты генерируемых колебаний. Для вы-
вода расчетных соотношений, связывающих отклонения соответствую-
щих параметров с изменением частоты генерации, воспользуемся урав-
нением равновесия (6.4). Учтя, что =Sj exp(j(ps) =
- cos ip5 (1 + j tg (ps), а при высокой добротности колебательной систе-
мы Q для Zy справедливо соотношение (6.17), морю получить
St cos <рлх2 (1 + j tg Ф,)/ [r0 (I + jx0 / r0 )] = I. (8.1)
В соответствии с (8.1) уравнение баланса фаз можно представить в
виде
tg <ps = *0! ro (82)
Как правило, tg (ру « 1, и частота генерируемых колебаний сог
близка к резонансной частоте КС . Следовательно, вне зависимости
от конкретной схемы каждого из двухполюсников, входящих в состав
КС, можно считать, что вблизи сог х0 = corLK-1/(согСк) =
= 2(й)г - <ок)/(ск(ок2), где LK и Ск - эквивалентные индуктивность и
емкость КС. Подставив найденное значение х0 в (8.2) и выполнив необ-
ходимые преобразования, найдем
“1 = a>K[l + tgq>s/(2e)]. <83)
Нетрудно заметить, что частота генерируемых колебаний тем бли-
же к , чем меньше и чем больше Q. Далее будем считать, что под
действием дестабилизирующих факторов сок, <р5 и Q получат малые
приращения Дсок, Д(р, и Д<2 соответственно. Результирующее изме-
нение частоты генерации Дп)г можно найти, представив его в виде ряда
по степеням малых приращений Дсок, Дср^ иД(2- Ограничившись
169
только членами ряда со степенью малых приращении не выше первой
(т. е. считая ряд быстро сходящимся), Получим
. . Эсог Эсог Эсо„
Дсо = ——А(0к + —f- AG +—-S- Аф^ . (8.4)
Э®к Дщк=0 Д£)=0 ^ф, Д<р,=О
Вычислив значения производных, продифференцировав (8.3) и под-
ставив их в (8.4), окончательно найдем
Ator tg95>AcoK. tg9f AQ [ Аф,. (g5)
(ог [ '2Q J сок 2Q Q 2£со82ф5
Анализ полученного выражения показывает, что с увеличением Q и
уменьшением ф5 ослабевает влияние относительного изменения фазо-
вого угла средней крутизны и добротности колебательной системы на
частоту генерируемых колебаний. Причина отмеченного явления заклю-
чается в том, что с ростом G увеличивается крутизна фазовой характе-
ристики |Эфу /Эсо| при со = сог ив соответствии с комментариями к
(6.16), уменьшается приращение Асог, обусловленное изменением фа- ,
зовых углов. Аналогичным образом можно пояснить и уменьшение чув-
ствительности сог к изменению ф^ при уменьшении абсолютного зна-
чения фазового угла средней крутизны, поскольку при этом сог стре-
мится к сок и |<Эф^ /Эсо| возрастает. Что же касается отклонения часто-
ты сог
от номинального значения, обусловленного изменением собст-
венной резонансной частоты КС, то оно, как это следует из (8.5), прак-
тически не зависит от значений фу и Q, и с достаточной точностью
можно считать, что А юг = А юк . Само изменение резонансной частоты
сок обусловлено изменением Ск и LK и в первом приближении равно:
Асок 1 (Эсок , г Эсо„ , ) 1(&LK АСК
сок сок Э LK дСк 2 LK Ск
Таким образом, обеспечение высокой стабильности частоты, т. е. не-
значительного изменения сог при изменении внешних воздействий, тре-
бует, в первую очередь, малой чувствительности сог к изменению пара-
метров ГП и КС. Поэтому при построении высокостабильных АГ следует
170
использовать усилительные элементы; в которых на частоте генерации
еще не проявляются инерционные свойства, и колебательные.системы с
высокой добротностью и эталонностью. Под эталонностью понимается
способность КС поддерживать постоянство собственной резонансной час-
тоты сок при изменении тех или иных внешних условий.
§ 2. Основные дестабилизирующие факторы
Основными внешними дестабилизирующими факторами, вызы-
вающими изменение частоты генерируемых в АГ колебаний, в боль-
шинстве случаев являются механические воздействия, изменение темпе-
ратуры деталей АГ, непостоянство напряжений источников питания,
изменение нагрузки генератора, изменение влажности и давления окру-
жающей среды, внешние электромагнитные поля.
Механические воздействия, представляющие собой вибрации и
удары, приводят к деформации деталей АГ, к изменению их взаимного
расположения и, как следствие, вызывают изменение паразитных емко-
стей и индуктивностей, что является непосредственной причиной откло-
нения частоты колебаний. Для придания конструкции АГ требуемой
устойчивости к механическим воздействиям используют литые или
сварные шасси, жесткое крепление элементов АГ, платы с печатным
монтажом, а в необходимых случаях весь блок АГ заливается компаун-
дом или специальными вспенивающимися смолами. Снизить ударные и
вибрационные нагрузки можно с помощью амортизаторов.
Изменение температуры деталей генератора может происходить
либо за счет изменения температуры окружающей среды, либо за счет
саморазогрева транзистора и элементов колебательной системы, обу-
словленного работой АГ. С ростом температуры деталей увеличиваются
их геометрические размеры и диэлектрическая проницаемость исполь-
зуемых изоляционных материалов. Поэтому рост температуры обычно
сопровождается увеличением индуктивностей катушек и соединитель-
ных проводников^ емкостей конденсаторов КС и паразитных емкостей,
что вызывает уменьшение частоты генерации.
При увеличении температуры транзистора его статические характе-
ристики сдвигаются влево, что приводит к уменьшению напряжения
запирания, росту коллекторного и базового токов и некоторому умень-
шению крутизны характеристик. Указанные явления сопровождаются
изменением фазового угла средней крутизны, обусловленным как рос-
том коллекторного тока и соответствующим увеличением постоянной
времени входной цепи, так и изменением гармонического состава базо-
171
вого напряжения. Кроме того, с “ростом базового тока увеличивается
входная проводимость транзистора, что приводит к соответствующему
изменению фазового угла коэффициента обратной связи.
Простейшей мерой, обеспечивающей температурную стабилизацию
режима работы транзистора, является включение цепочки автоматиче-
ского смещения R3, Сэ в эмиттерную цепь транзистора. Наиболее эф-
фективным способом стабилизации частоты АГ при изменении темпера-
туры является термостатирование, т. е. помещение всего АГ или наибо-
лее чувствительных к температуре его элементов , в термостат, где под-;
держивается заданная температура с требуемой степенью точности.
Изменение напряжения источника питания приводит к изменению
режима работы транзистора, сопровождающемуся изменением угла от-
сечки, амплитуды импульсов базового и коллекторного токов и их гар-
монического состава. Это, как уже отмечалось, приводит к соответст-
вующим изменениям фазовых углов <pf и фу . Кроме того, изменяются
и значения междуэлектродных емкостей транзистора, вызывая измене-1
ние фу и резонансной частоты КС. С целью стабилизации частоты АГ,
для его питания обычно применяется отдельный стабилизированный
источник.
Нагрузка генератора подключается к колебательному контуру и и?-;
менение ее параметров изменяет резонансную частоту КС и ее доброт- ,
ность. Влияние этих параметров на частоту колебаний было подробно-
рассмотрено в предыдущем параграфе. Кроме того, непостоянство на-
грузки может привести к изменению напряженности режима работы
транзистора, что, в свою очередь, вызывает изменение амплитуд и гар-
монического состава коллекторного и базового токов. Эти явления были!
рассмотрены ранее. Для уменьшения влияния нагрузки на частоту АГ
между ним и последующей схемой включается буферный каскад с высо-
ким входным сопротивлением.
Изменение влажности и атмосферного давления прежде всего приво-
дит к изменению диэлектрической проницаемости воздуха. При этом из-
меняются емкость воздушных конденсаторов и паразитные емкости меж-
ду проводниками и отдельными деталями АГ. При возрастании влажно-
, сти, помимо отмеченного, происходит увеличение поверхностной прово-
димости всех материалов, что приводит к уменьшению добротности коле-
бательных контуров. Поэтому в АГ не рекомендуется применять гигро-
скопичные материалы. Влияние влажности на частоту генератора в силь-'
ной степени снижается при использовании герметизированных деталей.
172
Воздействие внешних электрических и магнитных полей эквива-
лентно изменению емкостей и индуктивностей схемы АГ, что неизбеж-
но связано с изменением генерируемой частоты. Радикальным и единст-
венным методом борьбы с нестабильностью частоты, вызванной этими
причинами, является тщательное экранирование АГ и установка фильт-
ров в цепях питания.
§ 3. Кратковременная и долговременная
нестабильности частоты АГ
Воздействие внешних дестабилизирующих факторов и внутренних
шумов, сопровождающих любой физический процесс, приводит к тому,
что колебания на выходе АГ не являются монохроматическими и могут
быть представлены в виде узкополосного сигнала, амплитуда и фаза
которого медленно изменяются во времени. Мгновенная частота такого
колебания, определенная как со(г) = <7Ф(г)/Л = соо+Лсо*(г), где Ф(г) =
= ШрГ + ср (г) - полная текущая фаза колебаний; coq - не изменяющаяся
составляющая частоты; А со* (О = dy{i)l dt), содержит в своем составе
быстрые и медленные компоненты:
со(с)= соо + Асо(г)+ е(г)соо? (8.6)
Компоненты, описываемые вторым слагаемым в (8.6), обязаны своим
происхождением шумам, вибрациям, пульсациям питающих напряжений
и другим быстро изменяющимся воздействиям, носящим обычно случай-
ный характер. Третье слагаемое в (8.6) учитывает медленные изменения
частоты, имеющие в основном детерминированный характер и обуслов-
ленные в первую очередь старением деталей АГ, их саморазогревом и
изменением климатических условий. Для высокостабильных АГ
е(/)-10~9...10-11 сут-1, поэтому сколько-нибудь заметные изменения
частоты могут проявляться лишь за значительное время наблюдения Тн .
В соответствии со сказанным А со (г) можно рассматривать как слу-
чайный процесс, в первом приближении удовлетворяющий условиям
стационарности и эргодичности. Для его описания обычно используют
такие статистические характеристики, как корреляционная функция
1 f
Яди(5)= lim — [Асо(г)Асо(с-5)<*, (8.7)
Гн-»» 'и t'
т
где Тн = t*-t' -время наблюдения колебаний, и спектральная плот-
ность мощности мгновенного отклонения частоты
5Дш(п)=1{кДю(5)со8(й5И , (8.8)
%
связанные друг с другом преобразованием Фурье, и дисперсия
4й=*Дш(0)=2рДю(п)</а. (8.9)
О
Энергетический спектр и корреляционная функция дают полное
представление о характере процесса изменения частоты, описывая и его
интенсивность, и скорость. Дисперсия характеризует лишь интенсив-
ность процесса.
Измерение частоты всегда связано с усреднением за определенный
интервал времени х. Поэтому все частотомеры регистрируют не мгно-
венную, а среднюю частоту, определяемую как
®ср М = ~ J“(0^ ~ , (8.10)
где Г] - момент начала измерения, ат- интервал усреднения. Посколь-
ку Ф(г) на относительно небольших интервалах наблюдения - случай-
ная функция времени, госр (ff, х) также будет случайной функцией и т, и
?1 . Из (8.10) нетрудно найти
соСр(г,т)=со0+Д“СрО,'с),
где .
Асоср(^1,т) = [ф(г1+т)-ф(11)]/т (8.11)
- усредненное на интервале т уклонение частоты. Воспользовавшись
соотношениями (8.7) - (8.11) и учитывая, что время наблюдения всегда
конечно, для оценки дисперсии усредненного уклонения частоты можно
получить следующее соотношение:
174
°лп (-r,rH) = 2fSAt0(Qf51п0-5Ш
ACOepV ’ Н/ J ДИД 0.5QT
sin 0.5 Ти
. 0-5TH
t/й. (8.12) ,
Анализ полученного выражения показывает, что в зависимости от
конкретных значений х и Гн вклад отдельных составляющих энергети-
ческого спектра 5Дю(й) в значение дисперсии оказывается различным.
Так, за счет фильтрующего множителя (sin 0,5 Q 1/(0,SQt))2 сростом т
убывает влияние на значение дисперсии высокочастотных составляю-
щих мгновенного уклонения частоты. Уменьшение Тн приводит к тому,
что за счет множителя в квадратных скобках (8.12) из рассмотрения ис-
ключаются низкочастотные составляющие 5Дю(й).
Нетрудно заметить, что при оДю -»0, а при т-»0 и
ср
Тн -» °° Одю -» оДю, т. е. при увеличении интервала усреднения
дисперсия усредненного уклонения частоты убывает, стремясь к нулю, а
при уменьшении х - приближается к дисперсии мгновенного отклоне-
ния частоты.
В качестве количественной характеристики нестабильности часто-
ты во многих случаях удобно использовать именно дисперсию усред-
ненного уклонения частоты, зависящую как от времени наблюдения, так
и от времени усреднения. При этом в соответствии с приведенными ра-
нее соотношениями в зависимости от конкретных значений х и Ги бу-
дут учитываться быстрые или медленные составляющие в спектре
А со(г).
В связи с этим целесообразно ввести понятие кратковременной не-
стабильности частоты, определяемой при малых значениях х и Тн, и
долговременной, требующей для своего измерения больших интервалов
усреднения и наблюдения. Понятия кратковременной и долговременной
нестабильностей тем более целесообразны, поскольку, как уже отмеча-
лось, быстрые и медленные изменения частоты обусловлены разными
дестабилизирующими факторами, различны по физической природе и
по-разному влияют на работу тех или иных радиотехнических систем.
Так, при амплитудной модуляции быстрые изменения несущей час-
тоты в силу инерционных свойств контуров приемника и особенностей
работы амплитудного детектора не окажут заметного влияния на качест-
во принятого информационного сигнала. Напротив, быстрые флуктуа-
175
ции частоты будут наиболее опасны в случае передачи сигналов с час-
тотной модуляцией, поскольку сама полезная информация заложена в
изменении несущей частоты. В сетях синхронного радиовещания жест-
кие требования предъявляются и к долговременной, и к кратковремен-
йой нестабильностям частоты, так как в зоне интерференции угловая
модуляция одного из сигналов переходит в амплитудную модуляцию
сигнала в антенне приемника. В системах связи с передачей одной боко-
вой полосы также следует учитывать обе составляющие нестабильности
частоты. В доплеровских радиолокационных системах основное значе-
ние имеет кратковременная нестабильность, уменьшающая точность
измерения скорости и дальности объектов.
Введенные понятия кратковременной и долговременной нестабиль-
ностей носят качественный характер и не позволяют ввести количествен-
ные характеристики. Чтобы устранить этот недостаток, установлены стан-
дартные интервалы т и Гн . Для оценки кратковременной нестабильности
т обычно выбирается равным 0,001; 0,01; и 0,1 с при Тн = 100 с, а для
долговременной нестабильности т = 1 сут при Тн равном 1 месяц, 6 ме-
сяцев, 1 год. Для бблее полного описания нестабильности частоты вводят
также понятие средневременной нестабильности, измерение которой про-
водят при промежуточных значениях т и Тн,
При практических измерениях абсолютное значение кратковремен-
ной нестабильности частоты определяется с помощью соотношения
1 N
А “кр = о дЮср (т, тн) = J—1Л ®2ср (г,-, т),
где А соср (г,, т) = соср , т) - со0; N - число измерений усредненной час-
тоты; tj - момент начала г-го измерения; Гн = tN -4 , т. е. время на-
блюдения равно интервалу времени между началом первого и последне-
го измерений. Рассмотренную оценку нестабильности частоты при соот-
ветствующих т и Тн можно использовать и как количественную харак-
теристику абсолютной долговременной нестабильности. Однако наи-
большую роль в медленных изменениях частоты обычно играет детер-
минированная составляющая, обусловленная старением элементов гене-
ратора. По этой причине для оценки долговременной нестабильности
частоты на практике обычно используется следующая величина:
А Год — соСр + Тн, т) соСр (?], т)
176
где, как и ранее, f] - момент начала измерения. Если оценка долговре-
менной нестабильности производится А раз для одних и тех же значений
т и Тн, то в качестве меры нестабильности принимается величина
1 N г 1
Д “д = Е L“cp + Гн > - “ср (ti Л)1-
В ряде сл^шаев для оценки отличия сигнала на выходе АГ от моно-
гармонического вводят такие характеристики, как паразитное отклоне-
ние частоты (ПОЧ) и паразитное отклонение фазы (ПОФ).
ПОЧ - это среднеквадратичное значение суммы спектральных со-
ставляющих отклонения частоты, лежащих в заданной полосе частот
(QH...QB),T.e. Aco(QH,QB)= 2 [5Д(0(п)Ж,
11
где определено в соответствии с (8.8).
Отметим, что численное значение ПОЧ практически совпадает с
кратковременной нестабильностью частоты. Действительно, если поло-
жить в (8.12) t = 1/Fb, a TH=1/FH и аппроксимировать функцию
[sin х/х]2 как
sin х V _ f 1 при
х \ [0 при
X<1t
X > 71
нетрудно убедиться в справедливости приближенного равенства
Дсо(Г2н ,ПВ )~ А <йКр (т,Тн ).
Значение ПОФ можно вычислить с помощью соотношения
I QB £ \
Aq>(QH,ftB)= 2 где 5Ф(О) = -^-^.
1 Я„ Q
Справедливость этого соотношения вытекает из того, что
Асо(г) = <Ар(г)/Л, а дифференцирование во временной области соответ-
ствует умножению на Й в частотной (если речь идет об энергетических
характеристиках, необходимо умножать на Q2).
177
В качестве других оценок нестабильности частоты можно исполь-
зовать энергетический спектр бдш (£1), который непосредственно на-
блюдается спектроанализатором после частотного детектирования сиг-
нала с выхода-АГ, либо S (со), т. е. спектр самого сигнала на выходе АГ.
Рассмотренные характеристики нестабильности частоты носят ин-
тегральный характер, описывая реакцию АГ на одновременное воздей-
ствие нескольких дестабилизирующих факторов. В ряде случаев возни-
кает необходимость знания нестабильности частоты, обусловленной
каким-то одним из совокупности внешних воздействий, наиболее интен-
сивным в данных конкретных условиях эксплуатации. Поэтому зачас-
тую в технических характеристиках АГ помимо указания значений крат-
ковременной и долговременной нестабильностей частоты приводятся
абсолютные или относительные величины изменения частоты от каждо-
го из следующих воздействий: линейных- (центробежных) нагрузок, по-
ниженного или повышенного давления, циклических изменений темпе-
ратуры, повышенной влажности и- т. д.
Г Л А В A 9. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ
Синтезом частот называют процесс получения одного или несколь-
ких колебаний б заданным набором номинальных значений их частот из
конечного числа исходных колебаний, обычно создаваемых опорными
кварцевыми генераторами (ОКГ).
Комплекс устройств, осуществляющий синтез частот, называют
системой синтеза частот (ССЧ), а совокупность номинальных значений
частот, которые могут быть получены на выходе ССЧ и следуют друг за
другом через заданный интервал^ - сеткой частот. Если ССЧ выполнена
в виде конструктивно самостоятельного устройства, то ее называют
синтезатором частоты или синтезатором сетки частот. В дальнейшем
там, где конструктивное выполнение не является существенным, и для
синтезатора частоты, и для системы синтеза частот будем использовать
общую аббревиатуру ССЧ. В зависимости от требуемого для синтеза
числа ОКГ различают одноопорные и многоопорные ССЧ. ,
Сами ОКГ обычно не включаются в состав ССЧ. Современные син-
тезаторы, как правило, работают от одного ОКГ, что позволяет в про-
цессе синтеза обеспечить когерентность выходных колебаний ССЧ ис-
ходному колебанию ОКГ и, как следствие, приблизить стабильность
каждой из частот формируемой сетки к стабильности частоты ОКГ. 1
§1. Основные характеристики синтезаторов частоты
Технические характеристики различных видов ССЧ однотипны.
Основными из них являются следующие:
• интервал между ближайшими соседними значениями рабочих частот
(шаг сетки частот) - /ш. Шаг сетки частот обычно удовлетворяет
соотношению /ш =10/к Гц, где к - целое положительное или от-
рицательное число, или нуль. При этом значения частот, образую-
щих сетку, описываются соотношением
' т .
1=1
где все независимо друг от друга могут принимать любые целочис-
ленные значения от 0 до 9, а т - число значащих цифр в значении мак-
симальной частоты иа выходе синтезатора;
179
• минимальная (/вых mjn) и максимальная (/вых тах) частоты диапа-
зона, ширина диапазона рабочих частот (Д/д = /выхтах - /Выхтт) и
коэффициент перекрытия.диапазона кя = /выхmax//выхmin- В ши-
рокодиапазонных синтезаторах 1.2 < кд < 50... 100;
• общее число фиксированных частот в сетке N и шаг сетки связаны
соотношением /ш = (/ВЫХтах"/выхтт)/(^-1). Значение N ко-
леблется от 10 до 105...106 и более, а /ш - от долей герца до десят-
ков килогерц;
• нестабильность каждой из частот дискретного множества. Как
правило, задают кратковременную и долговременную нестабиль-
ности частоты, выраженные либо в абсолютных, либо в относи-
тельных единицах. Значения относительных кратковременной и
долговременной нестабильностей частоты Д// / обычно удовле- i
творяют условию 10 8<Д///^10 4. В тех случаях, когда отно-
сительная долговременная нестабильность частоты не должна
превышать 10-9...10“*°, вместо ОКГ используют квантовый стан-
дарт частоты;
уровень побочных колебаний D = 10lg(Pno6/ Рп), характеризующий
выраженное в децибелах отношение мощности побочного колеба-
ния Рпоб на выходе возбудителя к пиковой мощности Рп на рабо-
чей частоте. Обычно уровень побочных составляющих не должен
превышать —40...-60 дБ. В отдельных случаях необходим еще более
низкий уровень, например -100 или даже -140 дБ;
время перестройки гпер с одной рабочей частоты на другую. Под
znep следует понимать интервал времени между моментом окон-
чания команды перестройки (при дистанционном управлении) или
ручной установки органов управления частотой в нужное положе-
ние и моментом, после которого отклонение текущего значения
рабочей частоты от требуемого не превышает допустимого значе-
ния.
Помимо указанных к основным характеристикам синтезатора в за-
висимости от его назначения можно отнести следующие параметры:
мощность формируемого сигнала, массогабаритные характеристики,
требуемые условия эксплуатации, энергопотребление, надежность и
т. п.
180
Механизм формирования сетки дискретных частот реализуется с
помощью фильтров и конкретного набора нелинейных элементов, вы-
полняющих операции умножения, деления и алгебраического суммиро-
вания частот.
Системы синтеза частот, в которых селекцию синтезируемых час-
тот осуществляют пассивные фильтры, не содержащие автогенераторов,
относятся к классу систем пассивного синтеза частот. Системы синтеза
частот, в которых фильтраций? реализуют активные фильтры в виде ко-
лец частотной и фазовой автоподстройки (ФАП) частоты или компенса-
ционных колец, называют системами активного синтеза частот.
Системы обоих классов могут быть выполнены как на аналоговой
элементной базе, так и с применением цифровых устройств.
В цифровых синтезаторах можно реализовать те же алгоритмы час-
тотообразования, что и в аналоговых, и различия между ними будут
только в используемой элементной базе. Кроме того, при построении
пассивных цифровых синтезаторов применяют и специфические методы
синтеза, реализация которых на элементах аналоговой техники либо
невозможна, либо приводит к существенному усложнению синтезатора.
В частности, подобные методы синтеза положены в основу построения
двух- и многоуровневых синтезаторов, рассмотренных далее.
Системы пассивного аналогового синтеза частот обладают сле-
дующими важными достоинствами. Структуры этих систем в принципе
просты. Они могут включать в себя большое количество операционных
узлов, но все эти узлы пассивные. Их инерционность сравнительно не-
велика. Поэтому время установления частоты выходных колебаний мо-
жет быть доведено до микросекунд, десятков и даже единиц наносе-
кунд.
Использование систем пассивного цифрового синтеза, базирую-
щихся на широком применении интегральных и больших интегральных
схем, позволяет в полной мере реализовать преимущества современной
цифровой элементной базы В-части уменьшения массы и габаритов уст-
ройств, повышения их надежности и технологичности. Отмеченные
достоинства аналоговых систем пассивного синтеза присущи также и
цифровым синтезаторам.
Общим достоинством как аналоговых, так и цифровых систем пас-
сивного синтеза частот является и то, что уменьшение шага сетки час-
тот достигается в них без особых затруднений.
К недостаткам пассивных аналоговых синтезаторов необходимо
отнести худшую, по сравнению с активными, чистоту спектра выходно-
го колебания. Это связано с многократным преобразованием частоты в
тракте синтезатора. и, следовательно, с появлением побочных спек-
181
тральных составляющих, в том числе и попадающих в полосу полезного
сигнала. Обычно уровень побочных спектральных составляющих в по- 5;
лосе частот А/ = 3 кГц у таких синтезаторов составляет - 60...-70 дБ и )
мало зависит от отстройки.
У пассивных цифровых синтезаторов уровень побочных спек-
тральных составляющих в ряде случаев может превышать -50...-60 дБ. i
Кроме того, максимальная частота сигнала на выходе синтезатора огра- i
ничивается быстродействием используемых в нем микросхем и обычно
не превышает нескольких десятков мегагерц.
Основным преимуществом активных синтезаторов частоты являет-
ся низкий уровень побочных спектральных составляющих, достигаю-
щий -100...-120 дБ в полосе 3 кГц при малых отстройках от рабочей
частоты и уменьшающийся с увеличением отстройки. К недостаткам
систем активного синтеза, по сравнению с пассивными, относятся
большее время перестройки с одной рабочей частоты на другую и воз-
можность (особенно в случаях использования ФАП) генерации сигна-
лов, частота которых не соответствует установленному значению. По-
следнее возможно, например, при разрыве кольца ФАП. Уменьшение,
шага сетки частот в системах активного синтеза, как правило, требует
существенного усложнения схемы и сопряжено с увеличением инерци-
онности системы. Переход к цифровой элементной базе позволяет, как и
в пассивных синтезаторах, улучшить массогабаритные характеристики
системы синтеза, повысить ее надежность и технологичность, но снижа-
ет максимальное значение рабочей частоты.
Ни один из рассмотренных методов формирования дискретной сет-
ки частот не обладает абсолютными преимуществами перед остальны-
ми. Поэтому выбор того или иного метода зависит от требований,
предъявляемых к конкретному устройству, причем, как правило, наибо-
лее. совершенные технические решения удается получить при одновре-
менном использовании нескольких методов синтеза с оптимальным со-
четанием цифровой и аналоговой элементных баз [7].
§2 . Пассивные аналоговые ССЧ
Для построения простейшей схемы ССЧ воспользуемся соотноше-
нием (9.1), представив его в виде
/вых ~ иу/ш > (9.2)
182
где пу = £и110'~1 - коэффициент умножения частоты, принимающий
»=1
все целочисленные значения от «у min =/вых min ^/ш до
пу max = /вых max I fui •
Далее выберем частоту ОКГ /окг так> чтобы выполнилось условие
/ш =/окг^лд’ где пл ~ Целое число. Подставив /ш в (9.2) оконча-
тельно получим /вых = /окгпу / Нд Из последнего соотношения следу-
ет, что простейший ССЧ представляет собой каскадное соединение де-
лителя частоты с фиксированным коэффициентом деления пд и умно-
жителя частоты с переменным коэффициентом умножения пу. В свою
очередь умножитель частоты в простейшем случае может быть выпол-
нен в виде каскадного соединения генератора гармоник и переключае-
мого или перестраиваемого ПФ. В качестве генератора гармоник обыч-
но используется формирователь импульсов, преобразующий входное
гармоническое колебание в последовательность коротких импульсов
той же частоты. Спектр такого сигнала содержит интенсивные высшие
гармоники частоты входного воздействия (частоты /ш), нужная из ко-
торых выделяется ПФ.
Основным недостатком рассмотренного С£Ч являются значитель-
ные трудности, связанные с реализацией ПФ. Так, в частности, ПФ на
£С-элементах имеют полосу пропускания на уровне - 60 дБ не уже 5 %,
что позволяет выделять гармоники с номерами не более 20. Использо-
вание электромеханических фильтров дает возможность довести иутах
до 50, а кварцевых фильтров и фильтров на ПАВ - до 100...150.
Существенного увеличения числа частот в формируемой сетке
можно достигнуть за счет использования в алгоритме частотообразова-
ния не только операций деления и умножения, но и алгебраического
сложения частот. Для этого в тракт ССЧ вводятся сумматоры частот
а б
Рис. 9.1
183
(СЧ), представляющие собой каскадное соединение смесителя СМ и
неперестраиваемого ПФ (рис. 9.1, а). Если на входы 1 и 2 смесителя
поступают квазигармонические колебания с частотами /j и /2 соотг
ветственно, то сигнал на его выходе в общем случае будет содержать
комбинационные составляющие с частотами |g/j ±г/2|, где g и г - л10'
бые положительные целые числа, включая нуль. Амплитуды комбина-
ционных составляющих быстро убывают с увеличением их порядка
р = g + г : ПФ, подключаемый к выходу СМ, выделяет комбинацион-
ную составляющую второго порядка с частотой |/ - /2| или /j + /2.
Для упрощения начертания функциональных схем ССЧ в дальнейшём
будем пользоваться условным обозначением сумматора частот в виде,
представленном на рис. 9.1, б, где знаком + или - будем обозначать,
какая из комбинационных составляющих выделяется ПФ. Все комбина-
ционные составляющие, у которых р * 2, должны быть подавлены ПФ.
Однако если частоты f\ и /2 могут изменяться в некотором диапазоне
возможных значений, ряд комбинационных составляющих, у которых
р Ф 2, также может попасть в полосу пропускания ПФ и не будет от-
фильтрован. Тем не менее при определенном выборе значений частот
/1 и /2 можно добиться того, чтобы в полосу пропускания ПФ помимо
полезной комбинационной составляющей второго порядка попадали
лишь комбинационные составляющие порядка выше ^mjn, амплитуды
которых пренебрежимо малы [2].
Одним из простейших синтезаторов, содержащих в своем составе и
сумматоры частот, является интерполяционный ССЧ, функциональная
184
схема которого представлена на рис. 9.2. Принцип работы синтезатора
заключается в следующем. В датчике опорных частот ДОЧ из входного
квазигармонического сигнала с частотой /окг формируется т сигна-
лов с частотами /ш, 10/ш,.... Ют-|/ш. Эти сигналы поступают на ум-
ножители частоты с переменными коэффициентами умножения п\,
«2»•••, пт. На выходе каждого z-го умножителя (i < т-1) в зависимо-
сти от текущего значения частоты выходных колебаний ССЧ может
быть получен сигнал с одной из десяти частот с шагом 101-1 /ш
Л = Л min + Ю fui^i >
где к, =0,1, ...,9; /Jmin - минимальное значение /, выбираемое таким
образом, чтобы в полосу пропускания соответствующего ПФ сумматора
частот не попали комбинационные составляющие порядка ниже ^mjn
[2].
Следовательно, коэффициент умножения каждого г-го умножителя
может принимать 10 возможных значений от «imjn = /min /(101-1 /ш)' до
игтах ~ игтт + 9 , Т. е. И, = И/jnin + kf.
Возможные значения частоты сигнала на выходе последнего умно-
жителя определяются соотношением
ftn — /иг max ~ 1 ® fui > кт—0,1, ••>кттал.
Здесь &ттах - максимально возможное значение, цифры старшего раз-
ряда в записи /выхтах в десятичной системе счисления.
В соответствии с операциями над частотами входных воздействий,
осуществляемыми каждым из сумматоров частоты схемы на рис. 9.2,
нетрудно определить частоту сигнала на выходе ССЧ:
т-1 иг-1 иг-1
/вых='ХЛ-/иг= ХЛт1п+ Х(^10‘ /ш)-/пгтах + ^г10Ш-7ш-
г=1 г=1 г=1
Если при этом все/ min удовлетворяют условию
иг-1 иг
^/zrnin =/игтах> т0 /вых = 2^’10 fui <
г=1 г=1-
что с точностью до обозначений совпадает с формулой (9.1).
185
Анализ рассмотренной схемы ССЧ показывает, что хотя в ее соста- Я
ве имеются однотипные по своему функциональному назначению блоки Я
(например, сумматоры частот или умножители с переменными коэффи- я
циентами умножения), они не являются взаимозаменяемыми,, поскольку 1
работают в существенно различных диапазонах частот и, следовательно, |
могут отличаться и схемотехническими, и конструктивными решения- Д
ми. Я
Свободным от указанного недостатка является ССЧ, выполненный 1
по схеме (рис. 9.3) и содержащий ряд полностью идентичных декад ;1
(ИД), каждая из которых представляет собой каскадное соединение об- 1
щего для всех декад умножителя частоты в виде ДОЧ, сумматора частот .1
й делителя частоты. В таком ССЧ после ряда преобразований сигнала с I
частотой /окг в ДОЧ формируются колебания частоты /0 и десяти Я
частот Д = 9/0 + к Л. f, где к = 0,1,2, ...,9, а /о кратна А/. I
В сумматоре первой идентичной декады, в которой формируется 1
наиболее мелкий разряд сетки, одна из частот fk суммируется с часто- 1
той /о Колебания суммарной частоты выделяются фильтром этого J
сумматора и поступают на делитель. Таким образом, частота сигнала на J
выходе первой ИД может, принимать одно из десяти значений |
/, = О,1(/о + 9/0 + к\A f) = /о + 0,1 Л! A f (здесь к} = 0, 1, ..., 9), опреде- j
дяемых положением переключателя 5j. Частота сигнала на выходе вто-
рой ИД в зависимости от положения переключателя S2 будет иметь 1
186
значение /2 i= /о +O,OlfcjД/ч-ОД^А/> к\^2 = 0, •••,9, а на выходе,
т-й декады fm = f0 +Л f +10~^т~^к2Л f +...'+0,1 ктД f .
Таким образом, добавление каждой новой ИД позволяет уменьшить
шаг сетки в 10 раз и во столько же раз увеличить число частот в сетке.
Сам ССЧ и все ИД работают примерно в одинаковой полосе выходных
частот /q.../q + Д f, что позволяет выполнить их из полностью иден-
тичных элементов.
Для исключения непосредственного прохождения сигналов из ДОЧ
через ПФ сумматоров ИД необходимо, чтобы максимальная частота
сигнала, поступающего из ДОЧ, была меньше минимально возможного
значения частоты сигнала на выходе смесителя в сумматоре, т. е.
9/о + 9Д f < 10/о, или /о > 9Д f, Из приведенного неравенства следу-
ет, что построение синтезатора с ИД требует выделения в ДОЧ 10 гар-
моник частоты Д f с номерами не ниже 81, что может быть осуществ-
лено только с помощью кварцевых фильтров. Кроме того, относитель-
ная полоса частот, в которой формируется сетка, не может превышать
11%, так как Д ///0 < 0,11.
Ценой усложнения схемы ССЧ удается в несколько раз снизить
номера выделяемых гармоник и расширить относительную полосу воз-
можных значений частот. Сложность получения широкого диапазона
синтезируемых частот с кл » 1 приводит к тому, что подобные схемы
обычно используются как датчики мелкой сети [2], например в качестве
декад нескольких младших разрядов в схеме ССЧ (рис. 9-2).
В заключение рассмотрения пассивных аналоговых ССЧ подчерк-
нем, что в любом из них полоса пропускания ПФ у последующих каска-
дов, как правило, шире, чем у предыдущих. Это обстоятельство являет-
ся существенным недостатком схем пассивного синтеза с неперестраи-
ваемыми ПФ, Так как оно исключает возможность фильтрации в после-
дующих каскадах паразитных компонентов преобразования, возникших
в предыдущих. Использование же перестраиваемых узкополосных
фильтров существенно усложняет схему и конструкцию ССЧ и резко
увеличивает время смены рабочих частот.
§3 . Пассивные цифровые синтезаторы
Одна из простейших схем цифрового синтеза (схема двухуровнево-
го синтезатора) представлена на рис. 9.4. Принцип ее работы заключа-
ется в следующем. В формирователе импульсов ФИ из гармонических
187
Рис. 9.4
колебаний ОКГ формируется периодическая последовательность корот-
ких импульсов с частотой следования /0 = 1 / То, поступающая затем на
вход делителя с переменным коэффициентом деления ДПКД. Коэффи-
циент деления ДПКД выбирается так, чтобы частота следования им-
пульсов на выходе последнего была в два раза выше требуемой частоты
сигнала на выходе синтезатора. Этот поток импульсов подается на вход
триггера Т, создающего последовательность прямоугольных импульсов
со скважностью 2 и частотой следования, равной заданной. В пере-
страиваемом ПФ из этой импульсной последовательности выделяется
синусоидальный сигнал с частотой первой гармоники. Изменяя коэф-
фициент деления ДПКД и перестраивая ПФ, можно изменять частоту
выходных колебаний.
Очевидно, что в общем случае при некоторых значениях /вых тре-
буемый коэффициент деления ДПКД может оказаться нецелым числом.
Счетчиковые делители, на базе которых создается ДПКД, не могут по-
делить частоту на нецелое число, поэтому в подобных случаях посту-
пают'следующим образом. Положим, что коэффициент деления ДПКД
должен быть установлен равным (ид +1 / m), где нд, l,m- целые числа и
m > /, т. е. пд - целая часть коэффициента деления, а Нт - его дробная
часть. Для этого, например, в течение первых I циклов деления коэффи-
циент деления ДПКД устанавливается равным пд + 1, а в последующих
(т-1) циклах - равным пд. Тогда средний за т циклов коэффициент
деления
(n„ + l)l + n„(m-l) I
«д.ср = ----------------= «д + - •
т т
При этом сигнал на выходе синтезатора будет иметь нужную час-
тоту, но с некоторым колебанием фазы, изменяющейся по периодиче-
скому закону. Следовательно, спектр его будет содержать побочные,
составляющие. С достаточной степенью точности можно считать, что
уровень наибольших спектральных составляющих в выходном сигнале
188
не будет превышать Z>max S 201g(A777^p), где АТ - разность между
максимальным и минимальным значениями периода генерируемых ко-
лебаний, а Т^р =1/ /ср и /ср - средние значения периода и частоты [4].
При выводе приведенного соотношения учитывалось, что индекс полу-
чаемой фазовой модуляции существенно меньше единицы, а наиболь-
шая побочная составляющая обусловлена первой гармоникой в пред-
ставлении закона изменения фазы в виде ряда Фурье.
Если циклы с коэффициентами деления пд и ид + 1 чередуются так,
что А Т < То, двухуровневый синтезатор, отвечающий этому требова-
нию, называется оптимальным, a Z>max <-201g«fl cp. Управлять коэф-
фициентом деления ДПКД можно с помощью счетно-решающего уст-
ройства СЧРУ, вычисляющего получаемый временной сдвиг между
формируемыми и идеальными импульсами по известному отличию те-
кущего коэффициента деления от среднего. Совокупность ДПКД и
СЧРУ можно рассматривать как делитель с дробно-переменным коэф-
фициентом деления. В соответствии с приведенным для Z>max соотно-
шением требуемую чистоту спектра выходных колебаний синтезатора
можно реализовать только при больших коэффициентах деления. Учи-
тывая же, что максимальное значение /о ограничено быстродействием
существующих ДПКД, двухуровневые цифровые синтезаторы оказыва-
ются относительно низкочастотными. Нетрудно заметить, что при уве-
личении /вых (уменьшении /р и идСр) уровень побочных состав-
ляющих возрастает.
При введении в рассматриваемый синтезатор устройства коррекции
временного положения формируемых импульсов ценой усложнения
СЧРУ можно либо в Ураз увеличить Лыхтах, либо на 20 lg N умень-
шить Z>max, где N показывает, во сколько раз уменьшился временной
сдвиг между идеальными и формируемыми импульсами за счет введе-
ния корректирующего устройства.
Получить любую среднюю частоту и реализовать декадную установку
частоты в соответствии с соотношением (9.1) можно сложением не-
скольких потоков импульсов. Вариант структурной схемы соответст-
вующего устройства изображен на рис. 9.5.
Исходный поток импульсов с частотой /0 поступает последова-
тельно на ряд делителей на десять. Управляемые ключи Kj-Kw имеют
по два входа и одному выходу. На входы подаются потоки импульсов со
189
Рис. 9.5
входа и выхода соответствующего делителя. Выходные импульсы
каждого делителя служат метками времени, которые делят поток
входных импульсов на пачки по десять в каждой. Счетчики в клю-
чах, ориентируясь по этим меткам, ведут счет импульсов в каждой
пачке и в зависимости от нужной частоты пропускают требуемое
число импульсов (от одного до девяти), выбирая их так, чтобы
интервалы между ними как можно меньше отличались друг от друга.
Все потоки импульсов складываются на выходе схемы «ИЛИ». Если
каждый из ключей выделяет из десятиимпульсной пачки импуль-
сов (1 < i < N), то за время, соответствующее периоду колебаний на
выходе последнего делителя и равное 10N//0, на выходе схемы
«ИЛИ» появится k\lON~l+k210N~2+ ---+к^ импульсов. Следова-
тельно, средняя частота сигнала на выходе схемы «ИЛИ» /ср =
= (&1 /10+ к2/102 +... + kN. Включение на выходе ССЧ дели-
теля на 2М позволяет сформировать импульсы со скважностью,
близкой к 2, и средней частотой /ср ВЬ1Х = /ср /2М.
Основным недостатком простейших двухуровневых синтезаторов
является большая кратковременная нестабильность частоты, вызванная,
в общем случае, неравномерностью частоты следования выходных им-
пульсов.
Свободным от указанного недостатка является синтезатор с цифро-
вым накоплением фазы, упрощенная схема которого представлена на
рис. 9.6.
190
Рис. 9.6
В его состав помимо рассмотренных ранее блоков (ОКГ и ФИ) вхо-
дят вычислитель амплитуды ВА, выполненный на основе блока памяти
значений sin х и цифроаналогового преобразователя (ЦАП), частотный
регистр ЧР и накопитель фазы НФ, состоящий из «-разрядных бинарно-
го сумматора и регистра данных. В ЧР записан код дискрета фазы для
текущего значения частоты Дф = 2л/вых/(Адф/ш), где Адф - число
дискретов фазы.
С приходом каждого тактового импульса в сумматоре суммируют-
ся значения чисел, записанных в регистре данных и в частотном регист-
ре, и сумма переписывается вновь в регистр данных. Таким образом, в
накопителе формируется код текущей фазы мгновенного значения вы-
ходного колебания. Как только значение текущей фазы в накопителе
превысит 2л, произойдет переполнение, в регистр данных запишется
разность между последним значением текущей фазы и 2л и процесс
накопления фазы повторится. В соответствии с кодом числа в накопите-
ле вычислитель амплитуды вырабатывает импульс постоянной длитель-
ности 1 / /0, имеющий амплитуду U цдц sin (2л i /вых / /0) (I < /0 / /вых
- номер приходящего тактового импульса).
Непрерывная последовательность выходных импульсов ЦАП пред-
ставляет собой ступенчатую аппроксимацию синусоидального напря-
жения. Для изменения частоты выходного сигнала необходимо изме-
нить дискрет фазы, код которой записан в ЧР.
В соответствии с теоремой Котельникова частота тактовых им-
пульсов должна быть по крайней мере в два раза выше максимальной
частоты формируемых колебаний. Для облегчения фильтрации гармо-
ник тактовой частоты /о обычно выбирают из условия /о-^/выхтах-
Квантование фазы в блоке памяти и мгновенных значений напря-
жения на выходе ЦАП приводит к отклонениям синтезировайного коле-
бания от моногармонического, характеризуемого уровнями фазового
шума £>ш ф = 201g(^/VT2), где - шаг квантования фазы, и амйли-
191
тудного шума Ош а = 201g[l/-/6(2“-1)] (2“ - число уровней кванто-
вания амплитуды) [4].
§4 . Компенсационные синтезаторы ;
Основная идея, положенная в основу построения компенсационных
схем синтезаторов, заключается в первоначальном переносе спектра ^
формируемого сигнала в область низких частот, его фильтрации с по-
мощью неперестраиваемого фильтра и последующего возвращения в '
требуемый диапазон частот. Замена перестраиваемого фильтра или со-
вокупности переключаемых фильтров одним узкополосным непере- ;
страиваемым существенно упрощает подавление до требуемого уровня
побочных составляющих, возникающих в процессе формирования вы- ,
ходного сигнала ССЧ. ' ><
Одна из возможных схем ССЧ с общим кольцом компенсации 1
представлена на рис. 9.7. В ДОЧ этого синтезатора, как и в ССЧ по схе-
ме на рис. 9.2, из сигнала ОКГ формируется т сигналов с частотами ;
/ш’ М/т - Эти сигналы поступают на умножители с пе- 1
ременными коэффициентами умножения nt, и2> —> пт- На выходе
каждого г-го умножителя в зависимости от положения переключателя в <
192
его ПФ выделяется сигнал с одной из 10 частот = /min +М0‘"7ш;
к, =0,1, ...,9. Таким образом, на выходе каждого умножителя, как и в
схеме на рис. 9.2, выделяется одна из 10 гармоник частоты 10!-1/ш с
возможными номерами от nimin = /;min/(ю^'/ш) Д° «/max = «гmin + 9 •
Перестраиваемый генератор ПГ работает в диапазоне /пгпйп-/пгтах >
перекрывая полосу частот, равную ширине диапазона частот синтезато-
ра. В сумматорах частот C4m...C4i из частоты ПГ последовательно вы-
читаются частоты сигналов, поступающих с умножителей с перемен-
ными коэффициентами умножения. Выбираемые из условия
А /пФг = полосы пропускания ПФ, включенных в
каждом из сумматоров, убывают с уменьшением номера сумматора. В
первом сумматоре включен узкополосный фильтр (УПФ), полоса про-
пускания которого выбирается, исходя из заданной фильтрации нежела-
тельных комбинационных составляющих и требований к уменьшению
паразитной фазовой модуляции в выходном сигнале, обусловленной
нестабильностью частоты ПГ. Таким образом, в отличие от пассивных
ССЧ в рассматриваемом синтезаторе полосы пропускания каскадов по
мере формирования выходного сигнала ССЧ уменьшаются. После УПФ
включен дополнительный СЧ, возвращающий выделенную спектраль-
ную составляющую в требуемый диапазон частот. Частота колебаний на
выходе синтезатора будет равна разности частот сигналов, поступаю-
щих на выходной сумматор СЧВЬ1Х:
/вых ~ /пГ — (/УПФ + /доп ) > (9.3)
где /доп выбирается из условия /доП = £Лтш
1=1
Если при этом частота сигнала ПГ выбрана таким образом, что вы-
полняется равенство /упф = /пг “ X/i , то с учетом (9.3)
i=l
/вых =/пГ ~/пГ+L/i “/доп = Viu •
i=l
В противном случае сигнал на выходе ССЧ будет отсутствовать.
Последнее равенство справедливо лишь при условии, что фазовые
сдвиги между сигналами, поступающими на входы выходного суммато-
7. Я-347
193
ра частот, пренебрежимо малы. В этом случае нестабильность частоты
ПГ не влияет на нестабильность частоты сигнала на выходе ССЧ. Таким
образом, изменяя положения переключателей в умножителях с пере-
менными коэффициентами умножения и перестраивая ПГ так, чтобы
выполнялось равенство (9.3), на выходе синтезатора можно получить
любую из частот, формируемой сетки.
В рассмотренной схеме компенсационного синтезатора использу-
ется УПФ с низкой резонансной частотой, обычно не превышающей
нескольких сотен килогерц, и полосой пропускания А/УПф, опреде-
ляемой /ш. В то же время частота /пг оказывается равной
100...200 МГц. Поэтому нестабильность частоты ПГ должна быть не
хуже (2...5)-5, что требует усложнения схемы ПГ или введения в тракт
ССЧ систем автоподстройки частоты. Кроме того, малая полоса пропус-
кания УПФ приводит к ослаблению подавления паразитной фазовой
модуляции и шума ПГ. Для устранения этих нежелательных явлений
необходимо повысить резонансную частоту УПФ, расширить его поло-
су пропускания и снизить рабочие частоты ПГ.
Возможная схема синтезатора с /ш = 1 кГц, реализующая отме-
ченные рекомендации, приведена на рис. 9.8. В ней вместо умножите-
лей с переменными коэффициентами умножения, формирующих три
194
младших разряда значения синтезируемой частоты, введен датчик мел-
кой сетки ДМС, выполненный, например, по методу идентичных декад.
Все это позволяет не только увеличить /УПф и полосу пропускания
УПФ, а также снизить /Пг > н0 и сократить диапазон перестройки ПГ до
10 МГц при одновременном уменьшении задержки сигналов в петле
компенсации. Основные соотношения, связывающие частоты сигналов
в различных точках рассмотренной схемы, имеют вид:
3 i-1 3
• /дме =/дмстт + /ш ! А = Amin + А1 ° /ш >
i=l
А-Атах-/ш> Amin “*“ |/дМСтт ~ Атах ’
5 • ,
/упф = /пГ “А-/ДМС’’ /вых =/пг "/упф - А = /ш
i=l
§5. Синтезаторы с фазовой автоподстройкой частоты
При построении активных ССЧ широко используются методы, ос-
нованные на применении ФАП. С помощью устройств ФАП можно
осуществить алгебраическое суммирование частот ряда колебаний, де-
ление и умножение частоты.
Структурная схема простейшей системы активного аналогового
синтеза с ФАП представлена на рис. 9.9. '
Источником выходных колебаний в схеме является генератор G,
плавно перестраиваемый с помощью реактивного элемента РЭ, вклю-
ченного в его колебательную систему. В качестве РЭ обычно использу-
ется варикап, управляемый напряжением, подаваемым на него с выхода
фазового детектора ФД через ФНЧ и усилитель постоянного тока УПТ.
Совокупность генератора и РЭ образует генератор, управляемый на-
пряжением ГУН. В ФД происходит сравнение фазы колебаний, посту-
пающих с выхода эталонного генератора ОКГ и имеющих частоту /э, с
ГУН
Рис. 9.9
195
фазой колебаний ГУН, прошедших через ДПКД. Эталонный генератор
обычно выполняется в виде каскадного соединения кварцевого генера-
тора и делителя с фиксированным коэффициентом деления.
При моногармоническом эталонном сигнале в рассматриваемом
синтезаторе возможен стационарный синхронный режим, при котором
между колебаниями на входах ФД устанавливается постоянная разность
фаз, а их частоты оказываются равными, т. е.
/гун/пд = /э’ (9.4)
где /гуц - частота сигнала на выходе синтезатора; пд - текущее зна-
чение коэффициента деления ДПКД.
В том случае, когда равенство (9.4) не выполнено (режим биений),
на выходе ФД возникает переменное напряжение, так изменяющее ем-
кость варикапа, а следовательно, резонансную частоту колебательной
системы ГУН и частоту его генерации, чтобы переменная составляющая
текущей разности фаз [<РгУн(г)_Фэ(г)1 уменьшалась, стремясь к нулю,
а постоянная составляющая стремилась к значению, соответствующему
стационарному режиму.
Представив соотношение (9.4) в виде /гун = пд/э > нетрудно заме-
тить, что подобный синтезатор является умножителем частоты /э, а
изменяя Ид, можно получать дискретные значения /гуц с шагом
/ш = /э •
Для получения соотношений, описывающих основные свойства
синтезаторов с ФАП, учтем, что рассматриваемый ССЧ является систе-
мой с обратной связью и, следовательно, коэффициент передачи между
двумя любыми точками схемы определяется соотношением '
k3 = kp/(\ + kvn),
\
где к3 и кр - коэффициенты передачи между интересующими точка-
ми схемы при замкнутой и разомкнутой петле обратной связи соответ-
ственно; А?р п - полный коэффициент передачи по обходу разомкнутой
петли.
Коэффициент передачи разомкнутого кольца ФАП, во многом оп-
ределяющий свойства синтезатора, для рассматриваемой схемы равен:
^р.п=5фд(ф)^-Ку.ф(уа)5РЭ(Му)-^, (9.5)
д ->
196
где 5фд(<р) = U mdF[q>(f)]/d<p(t) - крутизна характеристики ФД, описы-
ваемой функцией вида ивыхфдО) = ^т^[ф(г)] (мвыхФД(^) - напряже-
ние на выходе ФД, a Um - его максимальное значение; |jF[q>(0]| 1); ф
и Q - соответственно фазовый угол между сигналами на входах ФД и
круговая частота его изменения; А?уф(/Т2) - коэффициент передачи
каскадно соединенных УПТ и ФНЧ; 5рэ(иу ) = Л°гун ^иу ~ крутизна
регулировочной характеристики РЭ; wy - управляющее напряжение,
поступающее с ФНЧ на РЭ; 1/у£2 - коэффициент передачи автогенера-
тора в ГУН.
Обозначая коэффициенты передачи на выход ССЧ ПОФ ГУН через
^ГУНз(У^) и ПОФ опорного (эталонного) колебания через Кэ з(/Й),
можно записать:
ЯГУН.3(/Я) =; ’ & 6)
1 + (1/пд)5фд5РЭку фО'О)—-
‘Уфд^рэ
/СЭ.3(;О) = —------------------J----(9.7)
1 + (1/Ид)5фд5рэ^у.ф(УО)—-
Анализ (9.6) и (9.7) показывает, что низкочастотные составляющие
ПОФ сигнала на выходе ГУН подавляются кольцом ФАП тем эффек-
тивнее, чем ниже <2 (при —> 0 КГУНз -> 0). С повышением частоты
Х’гунз возрастает, стремясь к единице. Что же касается К3 3, то его
изменения в диапазоне частот оказываются прямо противоположными.
Максимальное значение Кэ з, равное ид, будет наблюдаться при
Q -> 0, а с ростом частоты Кэ 3 будет уменьшаться, т. е. низкочастот-
ные составляющие ПОФ сигналов на входе ФД усиливаются кольцом
ФАП в ид раз.
Таким образом, в выходном сигнале синтезатора с кольцом ФАП в
режиме синхронизации эффективно подавляются те побочные состав-
ляющие, возникающие в ГУН, частоты которых близки к требуемому
значению синтезируемой частоты /вых, а удаленные от нее беспрепятст-
венно проходят на выход. Зато вблизи /вых появляются спектральные
197
составляющие, обусловленные нестабильностью частоты сигналов, по-
ступающих с эталонного генератора, и фазовым шумом ДПКД, тогда как
при больших отстройках от /вых эти составляющие будут подавлены.
Сказанное иллюстрируется графиками (рис. 9.10). Здесь изображе-
ны спектральные плотности среднего квадрата напряжений на выходах
эталонного генератора (рис. 9.10, а) и ГУН (рис. 9:10, б) при разомкну-
той петле фАП, а также спектральная плотность среднего квадрата на-
пряжения на выходе ГУН при замкнутой петле ФАП (рис. 9.10, в). При
выполнении графиков для наглядности считалось, что пд -1.
Коррекция частотных характеристик кольца ФАП, позволяющая
получить требуемое подавление побочных составляющих (в том числе,
обусловленных прохождением сигнала с выхода ОКГ на вход ГУН) во
всей области частот вблизи /вых, осуществляется с помощью выбора
соответствующей частотной характеристики Ку ф(у £2).
Помимо подавления побочных составляющих ФНЧ и УПТ должны
обеспечить устойчивость ССЧ. Для этого необходимо, чтобы модуль
коэффициента передачи разомкнутого кольца ФАП, определяемого вы-
ражением (9.5), был меньше 1 в области частот Q , где абсолютное зна-
чение его аргумента больше л.
Ширина полосы удержания, в пределах которой автоматически со-
храняется условие синхронизма при Отстройке ГУН, определяется мак-
симальным изменением частоты ГУН под воздействием управляющего
напряжения. Полоса захвата не превышает полосу удержания и в значи-
тельной степени определяется характеристиками ФНЧ.
Основной трудностью при реализации рассмотренной схемы ана-
логового ССЧ с ФАП является построение ДПКД, обеспечивающего
большое число возможных коэффициентов деления. Поэтому одним из
наиболее распространенных методов построения аналоговых ССЧ сле-
дует считать метод, основанный на использовании общего для всего
устройства кольца ФАП. Возможная структурная схема такого синтеза-
тора может быть получена из схемы на рис. 9.7 заменой кольца компен-
сации кольцом фазовой автоподстройки [2].
Отличительной особенностью цифрового синтезатора с ФАП является
замена аналоговых ФД и ДПКД соответственно на импульсно-фазовый
детектор (ИФД) и цифровой ДПКД. При этом между эталонным генера-
тором и ИФД, а также между выходом ГУН и входом ДПКД необходи-
мо включить формирователи импульсов, преобразующие гармониче-
ские сигналы в последовательность импульсов той же частоты.
198
По сравнению с рассмотренным аналоговым ССЧ активный цифро-
вой синтезатор обладает следующими достоинствами:
• просто достигается уменьшение шага сетки: достаточно увеличить
коэффициент деления ДПКД и уменьшить частоту сравнения;
199
• в схеме в основном используются стандартные элементы и детали
цифровой техники, а из аналоговых элементов - один неперестраи- Я
ваемый ФНЧ и один перестраиваемый генератор. Я
Вместе с тем схема обладает и некоторыми недостатками: Я
• верхняя граница диапазона используемых частот здесь ограничена 'Я
быстродействием ДПКД; 1
• возрастает время установления частоты колебаний; а
• из-за конечности и нестабильности длительностей фронтов выход- Я
ных сигналов ФИ и триггеров ДПКД фаза фронта выходного им- '
пульса непрерывно меняется, что эквивалентно внесению дополни- Я
тельного фазового шума в кольцо ФАП. я
Применение в кольце ФАП цифровых элементов превращает ССЧ в ... 1
систему с дискретным регулированием. Однако, учитывая, что длитель- Я
ность переходных процессов в синтезаторе при смене рабочих частот 1
даже при использовании ИФД типа «выборка - запоминание» и отсут- 1
ствии ФНЧ (при этом достигается максимальное быстродействие) зна- I
чительно превышает период следования импульсов опорного генерато- |
ра, допустимо рассматривать систему как непрерывную и воспользо- I
ваться соотношениями (9.6) и (9.7) [4]. 1
В цифровом синтезаторе определенный интерес будет представлять |
и коэффициент передачи фазового шума ДПКД ЛГДЗ, определяемый 1
тем же соотношением (9.7), что и Кэ 3. |
Полоса захвата в цифровых синтезаторах с ФАП достаточно вели- 1
ка. Последнее приводит к тому, что требования к нестабильности часто- I
ты ГУН относительно низкие, они не связаны с коэффициентом деления |
ДПКД и не ограничивают ни минимального значения /ш, ни макси- i
мального значения ’
При рассмотрении процесса перехода с одной рабочей частоты /0
ССЧ на другую /j поступим следующим образом. Для упрощения ана-
лиза будем считать, что в качестве ИФД используется детектор типа
«выборка-запоминание», имеющий линейную проходную характери-
стику и практически постоянный уровень выходного сигнала в проме-
жутке между импульсами, поступающими с выхода ДПКД; ФНЧ и УПТ
отсутствуют, а длительности опорных импульсов, формируемых ФИ, и
импульсов, поступающих с выхода ДПКД, существенно меньше перио-
да эталонного колебания.
Допустим, что текущий коэффициент деления ДПКД равнялся пд1
и, следовательно, круговая частота сигнала на выходе ГУН была равной
2лпд1/ш = 2л/о = 5РЭ(£/фд +[/п), где [/фд - напряжение на выходе
200
фазового детектора; Un - напряжение подставки, определяющее мини-
мальное значение частоты сигнала на выходе ГУН.
Пусть сразу же после прихода очередного импульса с выхода
ДПКД коэффициент деления последнего будет изменен и станет равным
Пд2 • При этом частота сигнала на выходе ГУН останется прежней и
равной ид1/ш до тех пор, пока на ФД не поступит следующий импульс
с выхода. ДПКД. После этого частота сигнала на выходе ГУН изменится
и примет значение:
А =пд1/ш + АЛ = /о + АРЭ^Фд/ш—-Г-
J0 /ш ?
Следующий импульс, поступивший на вход ФД с выхода ДПКД,
приведет к новому изменению частоты выходного колебания ГУН:
Гпл2. и
fl = f\ +АРЭ5Фд/ш -----
( 71 7ш t
Повторяя аналогичные рассуждения, нетрудно показать, что после
прихода 7-го импульса частота сигнала на выходе ГУН достигнет зна-
чения:
fk = fk-l + АРЭ5ФДЛшГ~---~ •
(Jk-l 7ш ,
Оставшаяся ошибка в значении частоты выходного сигнала Д/Ош*
после прихода 7-го импульса с выхода ДПКД:
Afouik = (лд2/ш — fk-l = А/ошХг-19 >
где q = 1 - 5рЭ5фд / fk_x.
Анализ последнего соотношения показывает, что с приходом каж-
дого 7-го импульса значение ошибки изменяется в q раз. При этом, если
О < q < 1, процесс установления частоты носит апериодический харак-
тер, а при -1 < q < 0 - колебательный. При |^| > 1 сходимость процесса
установления частоты нарушается, что говорит о нарушении условия
устойчивости в петле ФАП.
Сказанное иллюстрируется графиками (рис. 9.11), где изображен
процесс изменения частоты при переключении ДПКД.
201
Рис.9.11
Включение ФНЧ на выходе ИФД существенным образом влияет на
форму напряжения на выходе фазового детектора и может привести к
изменению характера процесса установления частоты.
Практически выходной сигнал любого ИФД, в том числе и типа
«выборка - запоминание», содержит значительные спектральные со-
ставляющие с частотой сравнения /э и ее гармоник, приводящие к час-
тотной модуляции напряжения на выходе ССЧ. Поэтому между ИФД и
ГУН всегда включается ФНЧ, выполненный в виде /?С-цепи, пропор-
ционально-интегрирующего или более сложного /?ГС-фильтра с гра-
ничной частотой, существенно меньшей /э = /ш. В этом случае значи-
тельно усложняются вопросы, связанные с устойчивостью кольца ФАП,
вб многом определяемые АЧХ и ФЧХ ФНЧ. Кроме того, уменьшение
/ш и необходимое при этом снижение граничной частоты ФНЧ будут
сопровождаться пропорциональным уменьшением полосы захвата и
увеличением инерционности синтезатора, приводящей к увеличению
времени перехода с одной рабочей частоты на другую.'
Разрешение указанного противоречия возможно при таком по-,
строении синтезатора, которое допускает выбор эталонной частоты
сравнения существенно большей, чем частота шага сетки /ш. Послед-
нее можно реализовать следующими способами:
• включением на выходе ССЧ делителя с фиксированным коэффици-
ентом деления (ДФКД);
• включением вместо ДПКД делителя с дробно-переменйым коэффи-
циентом деления;
202
• использованием в одном ССЧ нескольких колец ФАП с одинаковы-
ми или разными Частотами сравнения, но всегда большими /ш ;
• включением между ОКГ и ИФД делителя с переменным коэффици-
ентом деления, зависящим от значения частоты выходного сигнала
синтезатора.
Применение первого способа позволяет уменьшить /ш в «коэффи-
циент деления ДФКД» раз, но во столько же раз уменьшаются абсолют-
ный диапазон перекрываемых частот и сами рабочие частоты синтеза-
тора, что резко ограничивает возможности применения данного метода.
Второй способ, суть которого была подробно рассмотрена ранее
при изложении методов пассивного цифрового синтеза, зачастую не
обеспечивает требуемой кратковременной нестабильности частоты, по-
скольку коэффициент деления только в среднем имеет заданное значе-
ние, что также ограничивает область его применения.
Наиболее широко на практике используются методы третьей груп-
пы. Одна из возможных схем многокольцевого синтезатора с одинако-
вой для всех колец ФАП частотой сравнения приведена на рис. 9.12.
При выполнении условия Синхронизма в каждом из колец справедливы
следующие соотношения: /гун i =/эпдг + 0Д/гун (г-1) при г> 1 i
/ГУН 1 ~/эпд1 ’ /вых =/ГУН пг —/э хЕ^дг ), ГД6 лдг ~ коэффи-
' г=1
циент деления г-ro ДПКД.
Нетрудно заметить, что в рассматриваемом синтезаторе
/ш = /э/10^. Подставив это значение шага сетки в выражение для
частоты сигнала на выходе синтезатора, окончательно получим
/вых - /ш X (пд|' 10* 1)
г=1
Таким образом, усложнение схемы синтезатора, позволило существенно
увеличить частоту сравнения. Кроме того, резко снизились требования к
ДПКД, поскольку каждый из них имеет лишь 10 возможных значений
коэффициентов деления (пД!- = 0,1,2, ...,9), что снижает уровень триг-
герных шумов, и упростился алгоритм декадной установки частоты.
Необходимо отметить, что выбор пД( = 0 означает, что i-e кольцо
отключается и сигнал с выхода делителя на десять (i -1 )-го кольца по-
ступает на делитель г-го.
203
ИФД} ИФД2 ИФДт
Рис.9.12
Рис. 9.13
Использование микропроцессоров в трактах управления ССЧ по-
зволяет реализовать последний из названных ранее методов повышения
частоты сравнения, основанный на включении в кольцо ФАП двух де-
лителей с переменными коэффициентами деления. Функциональная
схема подобного синтезатора приведена на рис. 9.13. При установке
требуемого значения частоты выходного сигнала с помощью микропро-
цессора так выбираются коэффициенты деления каждого из ДПКД, что-
бы /вых пренебрежимо мало отличалась от заданной (на Д /вых доп), а
/э была существенно больше /ш . Процесс выбора значений коэффи-
циентов деления пд1 и ид2 приведен в [4] и заключается в следующем.
Первоначально требуемое значение отношения коэффициентов
пд21 Ид1 = /вых I /окг на основе алгоритма Евклида представляется в
виде конечной цепной дроби:
ид2 , 1
-----ь0 +-------------------------
"Д1 ь1 +--------------Ц---------
Ь2 +~.............
h+-.-----—
• Ьк~1+7Г
Ьк
Попутно по мере определения Ь, с помощью рекуррентных соот-
ношений
«дю = 1; «дн =Ъ\; «д2о=йо; «д21 =^i+1;
ид 1; ~ пд1(<-1)^< +идl(i-2)> ид21 = лд2(;-1)^г + ид2((-2)
205
рассчитываются приближённые значения коэффициентов деления nRli
и пД2; (2 < i < к) и определяется отклонение частоты выходного сигна-
ла ССЧ от номинального значения A , =
= /ОКГ (пд2; /na\i ~ пд2 /пд1) •
' Расчеты заканчиваются при выполнении неравенства
Д/вых; - Д/вых. доп• П°сле этого устанавливаются рассчитанные ко-
эффициенты деления делителей. ,
Описанные вычислительные процедуры осуществляются счетно-
решающим устройством, выполненным на основе микропроцессора и
управляющим коэффициентами деления ДПКДj и ДПКД2.
ГЛАВА 10. ГЕНЕРАТОРЫ СВЧ НА ЭЛЕКТРОННЫХ
ЛАМПАХ И ТРАНЗИСТОРАХ
§1. Особенности работы и конструкций
генераторных ламп в СВЧ-диапазоне
В диапазонах метровых, дециметровых и нижней части сантимет-
рового диапазона длин волн в качестве генераторных приборов большо-
го уровня мощности могут использоваться электронные лампы - триоды
и тетроды.
В этих диапазонах на работу генераторных ламп существенное
влияние оказывает инерционность электронного потока. Наглядно про-
цессы в электронной лампе на СВЧ отражаются пространственно-
временными диаграммами, представляющими зависимость координаты
электронов в межэлектродном пространстве от времени. Упрощенный
пример такой одномерной диаграммы для триода показан на рис. 10.1.
Здесь обозначено: dCK и dac - межэлектродные расстояния сетка -
катод и анод - сетка триода; ес и ic - напряжение и ток сетки; га - ток
анода.
Напряжение ес, действующее на сетке триода, представляет сумму
напряжения смещения £см и синусоидального возбуждающего напря-
жения амплитуды Uc . Сеточный ток возникает в момент q, когда сум-
марное напряжение на сетке ес достигает значения напряжения отпира-
ния Е'с0. Этот наведенный ток обусловлен движущимися в межэлек-
тродном пространстве катод - сетка электронами и увеличивается до
момента времени г2 , когда электроны начинают пересекать плоскость
сетки, так как электроны, движущиеся в промежутке сетка - анод, будут
наводить в сеточной цепи противоположно направленную составляю-
щую тока. Как только первые электроны пересекут плоскость сетки, в
момент г2 появится анодный ток, наводимый электронами, движущими-
ся в межэлектродном пространстве сетка - анод. На низких, частотах
промежуток г2 - мал по сравнению с периодом колебаний и сущест-
венного влияния на работу лампы не оказывает. Однако на СВЧ влияни-
ем конечного времени пролета межэлектродного пространства электро-
нами пренебрегать нельзя. '
В момент /з, когда первые электроны достигают анода, противопо-
ложно направленные составляющие сеточного тока, наводимые элек-
тронами, движущимися в межэлектродных пространствах сетка - катод
207
Рис. 10.1
и сетка - анод, становятся равными, и ток сетки уменьшается практиче-
ски до нуля.
В момент времени г4 суммарное напряжение на сетке уменьшается
до напряжения отпирания Е'с0 и электроны начинают тормозиться по-
лем сетки. Электроны, не успевшие пересечь плоскость сетки до этого
момента времени, начинают двигаться обратно к катоду. В результате
появляется отрицательная составляющая тока сетки, наводимая элек-
тронами, движущимися к катоду. Ток сетки прекратится в момент вре-
мени t6, когда последний электрон, вылетевший из катода в положи-
тельную полуволну напряжения возбуждения, вернется обратно на ка-
тод. Эти возвратившиеся на катод электроны, выделяя на нем свою ки-
208
нетическую энергию, вызывают добавочный разогрев катода и снижают
энергетические показатели генератора.
Ток анода прекратится в момент времени г5, когда последние элек-
троны, пересекшие плоскость сетки, достигнут анода. Как видно из ри-
сунка, импульс анодного тока затягивается, а его амплитуда уменьшает-
ся, что снижает амплитуду первой гармоники анодного тока и приводит
к появлению фазового сдвига между возбуждающим сеточным напря-
жением Uc и первой гармоникой анодного тока /а.
С увеличением времени пролета электронов растет первая гармони-
ка сеточного тока, что приводит к уменьшению входного сопротивления
лампы и к необходимости увеличения мощности возбуждения.
Конечно, реальные явления в лампах на СВЧ гораздо сложнее. Но
даже такой приближенный анализ позволяет сделать вывод, что пролет-
ные явления в лампе приводят к снижению выходной мощности генера-
тора, уменьшению КПД анодной цепи, увеличению мощности возбуж-
дения (снижению коэффициента усиления). Исследования показывают,
что для уменьшения влияния пролетных явлений на характеристики
генератора минимальная длина волны сигнала должна удовлетворять
соотношению A, > 4500 dCK / , где X, d - в мм; Uc - в В.
Индуктивности выводов лампы и межэлектродные емкости также
приводят к ухудшению энергетических характеристик. Особенно сильно
сказывается на них индуктивность общего катодного вывода лампы,
влияние которой очень напбминает воздействие индуктивности эмит-
терного вывода транзистора при работе последнего на высоких часто-
тах, подробно рассмотренное в гл. 2.
На рис. 10,2, а показана эквивалентная схема лампы с учетом межэ-
лектродной емкости Сск и индуктивности вывода катода LK , а на рис.
10.2, б - векторная диаграмма токов и напряжений на входном проме-
жутке лампы.
Первая гармоника суммарного катодного тока 1к (см. рис. 10.2, б)
в первом приближении может считаться в фазе с возбуждающим напря-
жением Uc. Напряжение на индуктивности катодного вывода UK опе-
режает ток 1к и напряжение Uc по фазе на 90°. Входное напряжение
U.BX определяется векторной суммой Uc и UK и сдвинуто по фазе от-
носительно тока катода 1к. Можно считать, что первая гармоника
входного тока 1вх , равная первой гармонике тока сетки лампы, опреде-
ляется межэлектродной емкостью Сск и будет опережать первую гармо-
209
нику напряжения Uc на 90°. Этот ток можно разложить на активную
составляющую Гвх, совпадающую по фазе с t/BX, и реактивную состав-
ляющую 1вх, ортогональную ему.
Активная составляющая входного тока Гвх является причиной по-
явления активной входной проводимости лампы gBX = со2LKS Сск, зави-
сящей от индуктивности вывода катода LK и межэлектродной емкости
Сск и возрастающей при увеличении частоты. Появление активной
входной проводимости у лампы свидетельствует о переносе части мощ-
ности входного сигнала в выходную цепь за счет наличия обратной свя-
зи, обусловленной индуктивностью общего вывода LK и межэлектрод-
ной емкостью Сск. Это приводит к снижению общего коэффициента
усиления лампового генератора.
Чтобы максимально уменьшить вредное влияние времени пролета
электронами межэлектродного пространства и паразитных параметров
прибора на энергетические характеристики генератора, для СВЧ-диапа-
зона были разработаны специальные конструкции металлокерамических
ламп с плоскопараллельными электродами. На рис. 10.3 показана ти-
пичная конструкция генераторного металлокерамического триода.
Для уменьшения времени пролета расстояния между электродами в
металлокерамических лампах делают небольшими - от сотых долей до
210
1 мм, а сами электроды имеют очень малую площадь. Это приводит к
необходимости увеличивать плотность токов в приборе, и в металлоке-
рамических триодах используются подогревные катоды, позволяющие
получать плотность тока более 2 А/см2. Большая плотность токов при
малых размерах электродов ламп требует, в свою очередь, принудитель-
ного охлаждения для нормальной работы мощного прибора. Поэтому
аноды ламп снабжают радиаторами для воздушного или водяного охла-
ждения.
Выводы металлокерамических ламп обычно выполняют в виде дис-
ков, колец иди цилиндров достаточно большого диаметра. Такая форма
выводов обеспечивает их минимальную индуктивность и удобное со-
пряжение с цепями связи коаксиального, полоскового или тороидально-
го типа. В самой лампе выводы электродов припаиваются к керамиче-
ским кольцам, с помощью которых и обеспечивается вакуумно-плотная
герметизация межэлектродного пространства, высокая точность уста-
новки электродов и механическая жесткость конструкции лампы. Кроме
того, высокочастотная керамика на основе оксидов алюминия или тита-
на имеет малые диэлектрические потери на СВЧ, что повышает собст-
веннук) добротность цепей связи генератора.
211
В настоящее время выпускаются металлокерамические генератор-
ные лампы, позволяющие получать в дециметровом диапазоне длин
волн мощности в несколько сотен киловатт при КПД 60...70 %. В сан-
тиметровом диапазоне ламповые генераторы обеспечивают уровни
мощности в сотни ватт в нижней части сантиметрового диапазона и
единицы ватт в трехсантиметровом диапазоне. В импульсных режимах
работы ламповые генераторы СВЧ позволяют получать мощности до
единиц мегаватт. Время наработки на отказ у современных металлоке-
рамических ламп составляет от нескольких тысяч до 10 тыс. ч.
§2. Особенности конструкций СВЧ-транзисторов
Физические процессы, определяющие инерционные свойства тран-
зисторов и подробно рассмотренные в гл. 2, особенно сильно проявля-
ются в СВЧ-диапазоне. Во-первых, частотный диапазон транзистора
ограничивается временем переноса заряда через транзистор. Во-вторых,
введение носителей заряда в обедненные области р-и-переходов сопро-
вождается накоплением заряда и напряжение на переходах устанавлива-
ется равным входному не сразу, а спустя некоторое время, определяемое
временем зарядки емкостей р-п-переходов. В-третьих, на СВЧ индук-
тивности выводов транзистора и паразитные емкости р-п-переходов
оказывают сильное влияние на частотные характеристики транзисторов.
В связи с этим в СВЧ биполярных транзисторах для уменьшения
времени переноса заряда через базу транзистора её толщину уменьшают
до десятых долей микрометра. Однако при этом снижается значение
предельно допустимого напряжения коллектор - база, поскольку напря-
женность электрического поля в коллекторном переходе транзистора не
может превосходить пробивного значения для материала. Снижение
допустимого напряжения коллектор - база ведет к уменьшению выход-
ной мощности транзистора. Кроме того, уменьшение толщины базы
ведет еще к одному нежелательному эффекту - увеличению сопротив-
ления базы в поперечном направлении, что приводит к росту постоян-
ной времени заряда емкости коллекторного перехода и эффекту оттес-
нения тока эмиттерного перехода к краю вывода эмиттера.
Конфигурация эмиттера и базы существенно влияет на верхнюю
граничную частоту транзистора. Транзистор должен иметь максималь-
ный периметр эмиттера при его минимальной площади. Первое требо-
вание объясняется необходимостью добиться равномерного распределе-
ния тока эмиттера, второе - стремлением уменьшить емкость эмиттера,
шунтирующую входной р-и-переход транзистора и снижающую уровень
инжекции.
212
Для борьбы с этими явлениями при изготовлении СВЧ-транзи-
сторов легирующие примеси в базе распределяют неравномерно, чтобы
обеспечить дрейфовый характер переноса зарядов через базу транзисто-
ра. Дрейфовая скорость переноса заряда может существенно превышать
скорость их диффузионного движения за счет наличия в базе внутренне-
го ускоряющего поля, обусловленного неравномерным распределением
примесей в базе транзистора. Эмиттер выполняют в виде большого чис-
ла отдельных узких полосок, между которыми располагают полоски
выводов базы. Это позволяет добиться более, равномерного распределе-
ния тока по ширине и длине эмиттера. Кроме того, в мощных транзи-
сторах используется объединение в одном кристалле множества отдель-
ных структур (до 150) . с сохранением большого значения отношения
периметр/плошадь. На рис. 10.4 показаны два наиболее часто исполь-
зуемых типа структур мощных СВЧ биполярных транзисторов, имею-
щих примерно одинаковые характеристики отношения пери-
метр/площадь. Для кремниевых транзисторов с такими структурами в
литературе приводится соотношение, связывающее выходную мощность
транзистора Р\ с его максимальной рабочей частотой f и входным
импедансом RBX : ДДВХ/2 <8-102Вт-Ом-ГГц2.
На практике значение этого произведения для транзисторов
СВЧ-диапазона составляет примерно половину от теоретическрго.
Схема включения мощных СВЧ биполярных транзисторов в гене-
раторах в большинстве случаев определяется их конструкцией. Боль-
шинство СВЧ-транзисторов конструктивно оформлены для работы в
схеме с общей базой. Это объясняется значительным уменьшением ко-
Рис. 10.4
213
эффициента усиления прибора в схеме с общим эмиттером за счет отри-
цательной обратной связи, обусловленной индуктивностью общего вы-
вода, и обратной связи через емкость коллекторного перехода. Меха-
низмы влияния на работу биполярного транзистора индуктивности
эмиттерного вывода и емкости коллекторного перехода подробно рас-
смотрены в гл. 2. В схеме с общей базой эти обратные связи отсутству-
ют, что позволяет создавать транзисторы с приемлемым коэффициентом
усиления.
СВЧ полевые транзисторы были разработаны позже биполярных. В
СВЧ-диапазоне в основном используются полевые транзисторы, имею-
щие затвор на основе барьера Шоттки.
У транзисторов с изолированным затвором невысокие рабочие час-
тоты, а транзисторы с затвором на основе р-п-перехода имеют низкие
допустимые напряжения и плохой теплоотвод. В качестве материалов
для изготовления СВЧ полевых транзисторов в основном используются
GaAs и InP из-за более высокой скорости дрейфа носителей Наряда в
них.
Для улучшения частотных свойств полевых транзисторов в них
стремятся уменьшить длину канала до величин, определяемых уровнями
технологии. Однако при изготовлении мощного полевого транзистора
необходимо получить затвор с высоким значением пробивного напря-
жения и низкоомные контакты истока и стока. Повышение пробивного
напряжения затвора достигается за счет умеренного легирования облас-
ти канала. Низкоомные контакты истока и стока получают путем вплав-
ления пленок на основе золота. Полевые транзисторы на основе GaAs и
InP могут работать на более высоких частотах, чем кремниевые бипо-
лярные транзисторы.
Ток транзистора и отдаваемую мощность повышают за счет увели-
чения ширины канала и создания многоканальных структур. В полевых
транзисторах используются сетчатые конструкции истока, аналогичные
сетчатому эмиттеру биполярного транзистора, и многоэлементные кон-
струкции затворов, аналогичные гребенчатой конструкции биполярного
транзистора.
Особенности конструктивного исполнения СВЧ-транзисторов по
сравнению с транзисторами более низких диапазонов частот (рис. 10.5)
состоят в том, что выводы электродов выполняют в виде широких ко-
ротких полосок, удобных для соединения с цепями связи на основе мик-
рополосковых и копланарных линий передачи. Для уменьшения индук-
тивности общего вывода и улучшения теплоотвода общий вывод тран-
зистора часто соединяют с корпусом прибора.
214
Рис. 10.5
Для повышения предельной частоты, КПД и коэффициента усиле-
ния по мощности в корпусах мощных СВЧ-транзисторов часто рядом с
кристаллом устанавливают схемные элементы, предназначенные для
согласования входного и выходного импедансов транзистора с 50-омной
линией передачи. Эти согласующие цепочки включают индуктивности
выводов транзисторного кристалла и паразитные емкости корпуса. При
этом исполнении требуется строгий контроль длины проволочных вы-
водов. Для выводов в согласующих цепях обычно используют алюми-
ниевую проволоку, а не золотую, поскольку она легче и не требует спе-
циальной опоры для фиксации ее положения в согласующей цепочке.
СВЧ-транзисторы с согласующими цепями удобно применять в
схемах балансных усилителей. Недостаток внутренней согласующей
схемы состоит в том, что она может обеспечить согласование только в
фиксированном диапазоне частот, обычно достаточно узком. Это объяс-
няется невозможностью размещения внутри корпуса транзистора сколь-
ко-нибудь сложных согласующих цепей. В то же время обычный тран-
зистор в корпусе может быть согласован при помощи внешних цепей
любой сложности в широком диапазоне частот.
§3. Схемы и конструкции ламповых и транзисторных
генераторов СВЧ
Не только лампы и транзисторы, но также и сами генераторы и ав-
тогенераторы имеют конструктивные и схемные особенности в диапазо-
не СВЧ. Рассмотрим эти особенности.
Схема включения лампы или транзистора обычно определяется
конструкцией прибора, в которой общий электрод выполняют с мини-
мальной индуктивностью. Триоды обычно выполйяются для схемы с
общей сеткой, тетроды могут выпускаться как. для схемы с общим като-
... 215
дом, так и общей сеткой. В транзисторах общий электрод обычно со-
единяют с корпусом прибора либо делают с двойным выводом для
уменьшения индуктивности. Биполярные транзисторы большой мощно-
сти по причинам, изложенным ранее, обычно выполняются для схемы с
общей базой (исключение составляют только специальные транзисторы,
предназначенные для автогенераторов), полевые транзисторы - для схем
с общим истоком.
Другой особенностью ламповых и транзисторных генераторов СВЧ
являются колебательные системы во входной и выходной цепях, выпол-
ненные из комбинаций сосредоточенных (межэлектродных емкостей
генераторных приборов, миниатюрных и специальных керамических
конденсаторов, плоских спиральных катушек индуктивности и т. п.) и
распределенных элементов (отрезков однородных и неоднородных ли-
ний передачи различных типов, объемных резонаторов). Выбор того или
иного типа распределенных элементов зависит от конструкции прибора
и рабочего диапазона частот генератора. Так, лампы СВЧ могут выпус-
каться с электродами, удобно соединяющимися с отрезками коаксиаль-
ных линий передачи и тороидальными резонаторами, либо с электрода-
ми, предназначенными для соединения с отрезками полосковых линий
передачи. Транзисторы обычно имеют выводы электродов, предназна-
ченные для соединения с микрополосковыми колебательными система-
ми.
Схематическое изображение ламповых триодных генераторов с ко-
аксиальными и Полосковыми колебательными системами приведено на
рис. 10.6. Как видно из рисунка, схемы генераторов в основном совпа-
дают по структуре со схемами генераторов более низких частот, рас-
смотренным^ в гл. 2. Контур в анодной цепи генератора коаксиальной
конструкции (рис. 10.6 а) состоит из межэлектродной емкости анод -
сетка лампы и отрезка короткозамкнутой коаксиальной линии, образован-
ной внутренней поверхностью трубы; соединенной с анодом, и внешней
поверхностью сеточной трубы, соединенной с сеткой. Внутренняя по-
верхность сеточной трубы является наружным проводником коаксиаль-
ной линии, образующей катодно-сеточный контур генератора, вторым
проводником которой служит внешняя поверхность трубы, соединенной
с катодом. Емкостью катодно-сеточного контура является емкость вход-
ного промежутка лампы.
По конструктивному выполнению отличаются не только индуктив-
ные элементы избирательных цепей, но и разделительные, и блокиро-
вочные конденсаторы, в качестве которых используются специальные
кольцевые керамические конденсаторы с пружинными контактами,
216
удобные для соединения с дисковыми или цилиндрическими выводами
приборов. Широко применяются также конструктивные цилиндрические
конденсаторы либо конденсаторы в виде дисков.
В качестве разделительных индуктивностей в СВЧ ламповых гене-
раторах чаще используются не катушки индуктивности, а1 отрезки ко-
роткозамкнутых четвертьволновых линий передачи, имеющие электри-
ческую длину, равную 90°, и обладающие высоким входным сопротив-
лением по высокой частоте.
Генераторы полосковой конструкции имеют близкую схему
(рис. 10.6, 6), однако здесь отрезки полосковых линий образуются про-
водниками, соединенными с анодом и катодом лампы, и внутренними
поверхностями корпуса. В таких генераторах также используются кера-
мические разделительные конденсаторы специальной конструкции,
которые удобно вписываются в конструкции генератора. Полосковые
конструкции генераторов особенно удобны при построении схем с об-
щим катодом на тетродах.
Параметры мощных СВЧ-транзисторов имеют ряд отличий по
сравнению с параметрами транзисторов на более низких частотах. К ним
относится более высокая добротность (отношение мнимой части импе-
данса к вещественной) входного и выходного сопротивлений транзисто-
ра при низких значениях вещественных составляющих сопротивлений,
сравнительно невысокие коэффициенты усиления, особенно вблизи
217
граничных частот усиления транзисторов, и сильная зависимость коэф- |
фициента усиления от частоты. В связи с этим при проектировании |
транзисторных усилителей СВЧ очень сложной задачей является расчет |
входной и выходной цепей усилителя, которые должны осуществлять |
трансформацию малой (доли или единицы ом) вещественной состав- |
ляющей входного и сопротивления нагрузки транзистора к уровню со- ]
противления тракта (обычно 50 Ом) и компенсировать высокое значение j
мнимой составляющей этих сопротивлений в рабочем диапазоне частот я
усилителя. Кроме того, во входной цепи обычно выполняется коррекция I
падения коэффициента усиления транзистора с ростом частоты. Эти |
трудности усугубляются большим разбросом параметров СВЧ-транзи-
сторов. Поэтому схемы входной и Выходной цепей транзисторных уси- 1
лителей СВЧ оказываются обычно гораздо сложнее, чём в ламповых Я
усилителях. •• 1
Для облегчения проектирования входной и выходной цепей транзи-
сторных усилителей большинство предприятий, выпускающих мощные j
СВЧ-транзисторы, приводят для них частотные зависимости входного
сопротивления и оптимального сопротивления нагрузки транзистора, а
также зависимости коэффициента усиления от частоты. Перечисленные J
характеристики обычно приводятся на диаграммах Смита и с их помо- '
щью методами параметрического синтеза на ЭВМ проектируются коле- Л
бательные системы мощных транзисторных усилителей СВЧ. В качестве ,
минимизируемой целевой функции, как правило, используются модули .
коэффициентов отражения на входе и выходе в рабочей полосе частот
усилителя, среднеквадратичное отклонение коэффициента усиления по
мощности от желаемого значения и т. п. В процессе такого проектиро- |
вания обычно учитываются ограничения на физически реализуемые
значения волновых сопротивлений и геометрических длин отрезков
линий передачи, образующих колебательную систему.
Транзисторы СВЧ наиболее удобно сочленяются с отрезками мик-
рополосковых линий передачи. В качестве элементной базы входной и
выходной цепей транзисторных усилителей СВЧ используются отрезки
однородных и неоднородных микрополосковых линий передачи, свя-
занные линии, трансформаторы типа длинной линии, а также элементы с
сосредоточенными параметрами: специальные миниатюрные безвывод- •
ные керамические и МОП-конденсаторы, плоскопечатные катушки ин-,
дуктивности и резисторы. С увеличением рабочей частоты усилителя
возрастают технологические трудности изготовления и использования
элементов с сосредоточенными параметрами и потери в них. Поэтому
область использования сосредоточенных элементов в транзисторных
усилителях СВЧ ограничена частотами 2...4 ГГц.
218
На рис. 10.7 приведены принципиальная схема транзисторного уси-
лителя СВЧ, ее эквивалентная схема с сосредоточенными элементами и
пример конструктивной реализации цепи в микрополосковом исполне-
нии. Как видно из рис. 10.7, б, эквивалентная схема транзисторного
генератора СВЧ с сосредоточенными элементами во многом похожа на
схемы генераторов более низких частот. Контур во входной цепи обра-
зован конденсатором С2, индуктивностью L3 и конденсатором С4,
параллельно которому подключено входное сопротивление транзистора,
также являющееся элементом избирательной цепи. Контур в выходной
цепи образуется емкостью коллектор - база транзистора, индуктивно-
стью Lg и конденсатором С9. Индуктивности L5 и Lq образуют путь
протекания' постоянной составляющей коллекторного и эмиттерного
токов транзистора.
в
Рис. 10.7
219
Одна и та же принципиальная электрическая схема на СВЧ может
иметь множество конструктивных вариантов исполнения. В приведенном
на рис. 10.7, в примере конструктивной реализации разделительные кон-
денсаторы Q и С10, блокировочный конденсатор С6, контурные кон-
денсаторы С2,С4,С9 - сосредоточенные типа К10-9, К10-17, К10-42.
Разделительные индуктивности Т5 и Lq выполнены в виде короткозамк-
нутых на одном из концов отрезков высокоомной микрополосковой ли-
нии, электрическая длина которой равна 90° на центральной частоте рабо-
чего диапазона генератора. Далее будет показано, что такие линии имеют
на рабочих частотах генератора очень высокое сопротивление (в идеале
бесконечное) в точке их подключения к цепи, т..е. являются эквивалентом
идеальной разделительной индуктивности.
Выводы базы транзистора, разделительных индуктивностей и Lq ,
блокировочного конденсатора С6 соединяются с землей, выведенной на
верхнюю сторону платы, обычно посредством пайки. Микрополосковая
. плата может быть выполнена из керамики с двухслойной металлизацией
(поликор, 22ХС , сапфир и др.) либо из органических диэлектриков на осно-
ве соединений фтора (флан, ФАФ и др.).
На рис. 10.8 показаны поперечные сечения отрезков линий передачи,
наиболее широко используемых в колебательных системах генераторов
СВЧ. Если допустить существование в линии только поперечной Т-волны,
то электрический расчет контуров с сосредоточенными и распределенными
элементами не будет зависеть от типа линии, различия проявятся лишь при
определении геометрических размеров проводников линий, так как волно-
вое сопротивление для каждого типа линии сложным образом зависит от
геометрических размеров ее поперечного сечения.
Как уже отмечалось, емкостная часть контура обычно образована
межэлектродной емкостью прибора Со. Графики распределения вдоль
линии СВЧ тока Т-волны /(х) и напряжения U(х) для короткозамкну-
той и разомкнутой на противоположном от емкости конце линий пока-
заны на рис. 10.9. Аналитически эти зависимости могут быть записаны
следующим образом:
7ТПТПТ7ТШ2ГПГ
iiiiiiiiiiininin
Рис. 10.8
ЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯЯ.
220
- для короткозамкнутой линии:
U(x)~ Um sin(2roc/Хл);
/(х)=/,исоз(2тгх/^л); (1Q.1)
т = 1 тР >
- для разомкнутой на противоположном от емкости конце линии:
U{x) = Um cos(2roc/Xл );
1(х)=1т 8т(2пх/Хл); (10.2)
U т =^тР ’
где х - координата вдодь длины линии, отсчитываемая от короткозамк-
нутого или разомкнутого концов; 1т - амплитуда тока на короткозамк-
нутом конце линии (в пучности тока); Um - амплитуда напряжения на
разомкнутом конце линии; Хл - Длина волны радиосигнала в линии;
р - волновое сопротивление линии.
Входное сопротивление короткозамкнутой линии длиной I из (10.1)
получим в виде
tg(27cZ/XJI). (10.3)
221
На заданной длине волны резонанс контура, образованного емко-
стью Со и отрезком короткозамкнутой линии, достигается выбором
такой длины линии I, при которой сопротивление конденсатора
Хс = 1/(усоСо) равно входному сопротивлению подключенного к нему
отрезка короткозамкнутой линии (10.3). Запишем это равенство:
l/(/coC0)+jp tg(27t//XJI)=0, (10.4)
I
где со = 2лгф/Хл - частота сигнала, соответствующая длине волны
сигнала в линии Хл ; Гф - фазовая скорость электромагнитной волны в
линии. Из (10.4) находим резонансную длину линии:
, Хл
1 '•
coCop
ч
+ и—
2
(10.5)
где п - 0, 1, 2, ... - количество полуволн, укладывающихся вдоль длины
линии I. На практике обычно используют отрезки линий с длиной, со-
ответствующей п = 0,1.
Если контур образован сосредоточенным конденсатором Со и от-
резком разомкнутой линии, то аналогично предыдущему случаю из
формул (10.2) нетрудно получить выражения для входного сопротивле-
ния отрезка разомкнутой линии и ее резонансной длины:
z(/)=-jpctg(27t//Xn);
/ >
, Хл 1
I = — arcctg--------
2л со Со р
(10.6)
Хл
+ и —.
2л
Как видно из (10.5), (10.6), при одном и том же значении емкости
сосредоточенного конденсатора Со может быть сконструировано бес-
численное множество отрезков короткозамкнутых или разомкнутых
линий, обеспечивающих резонанс контура на заданной частоте со и
отличающихся длиной линии I и волновым сопротивлением р (т. е.
геометрическими размерами либо формой поперечного сечения линии).
Из этих же формул следует, что такие контуры имеют бесконечное чис-
ло резонансных частот. Это следует учитывать при расчете генератора,
так как высшие гармоники на выходе генератора могут подчеркиваться
резонансами на частотах, соответствующих большим значениям п.
222
§4. Варакторные умножители частоты
' Ухудшение энергетических показателей транзисторных ГВВ уже на
частотах, измеряемых единицами гигагерц, является основной причиной
того, что в усилительных трактах СВЧ-сигнала требуемый радиосигнал
формируют на более низкой частоте, а затем используют варакторные
умножители частоты. В основе работы подобных умножителей лежит
свойство цепей с нелинейными реактивными элементами эффективно
преобразовывать мощность высокочастотного сигнала в мощность
высших гармоник. В качестве такого нелинейного реактивного элемента
в умножителях частоты используются нелинейные емкости р-и-перехода
полупроводникового диода, а сами диоды, в которых эффект нелиней-
ной емкости является превалирующим, носят название варакторов.
Эквивалентные схемы варактора в режимах закрытого и открытого
перехода представлены на рис. 10.10, а и б соответственно. В режиме
закрытого перехода варактор можно представить в виде последователь-
ного соединения нелинейной барьерной емкости Сб и линейных рези-
стора Rs, отображающего, потери в материале полупроводника и кон-
тактах диода, и индуктивности выводов диода Ls. Дифференциальную
емкость закрытого р-и-перехода можно описать вольт-фарадной харак-
теристикой
Сб(и)=^ = С0 , (10.7)
du <Ро~м J
где q, и — заряд и напряжение на переходе (и < 0); Со - емкость пере-
хода при запирающем напряжении и0 < 0; <р0 - контактная разность
потенциалов; у - коэффициент резкости р-и-перехода (у<1). Наличие
в эквивалентной схеме варактора сопротивления Rs обусловливает
потери в схеме умножителя и ограничивает верхнюю рабочую частоту.
Частота, при которой добротность варактора Q[ =l/(corpCCM/? J=l, но-
сит название граничной частоты (здесь Ссм - емкость варактора при
напряжении на переходе, равном заданному напряжению источника
постоянного смещения).
Максимальное обратное напряжение на варакторе ограничивается
пробивным напряжением <7пр.
При открывании перехода (рис. 10.10, 6) параллельно его барьер-
ной емкости Сб подключается значительно большая диффузионная ем-
223
кость Сдиф И переход шунтируется , резистивной проводимостью #диф ,
вызванной рекомбинацией неосновных носителей. В СВЧ-диапазоне эта
проводимость может быть значительно меньше реактивной проводимо-
сти Сдаф, поскольку период входного воздействия оказывается сущест-
венно меньше времени жизни неосновных носителей гж и последние не
успевают рекомбинировать. Потери в диоде в открытом состоянии
удобно характеризовать добротностью Qq = сооСднф / ^диф, которая в
первом приближении не зависит от приложенного к диоду напряжения.
Можно выделить диапазон частот /н.../в, внутри которого добротность
открытого перехода больше единицы. Снизу этот диапазон ограничива-
ется-рекомбинационными потерями и /и = 1/?ж Ограничение в области
верхних частот связано с инерционными потерями, вызванными тем,
что на все большую часть периода затягивается рассасывание неоснов-
ных носителей из базы при изменении направления тока через переход.
В первом приближении можно считать /в ~ 1/гв, где гв - время восста-
новления обратного состояния диода. Для снижения tB разработаны
специальные диоды с предельно уменьшенной толщиной базы и нерав-
номерным распределением примесей, создающих тормозящее поле
(диоды с накоплением заряда).
Простейшие схемы варакторных умножителей представлены на
рис. 10.11, а, б. Схема на рис. 10.11, а носит название параллельной, а на
рис. 10.11, б - последовательной. В каждой из схем контур LlCl на-
страивается на первую гармонику входного сигнала, а - на п-ю.
Таким образом, в параллельной схеме при идеальных контурах, т. е.
имеющих бесконечно большое сопротивление для всех частот, кроме
резонансной, через нелинейную емкость протекает периодический ток,
состоящий только из первой и п-й гармоник, а гармонический состав
напряжения на ней в общем случае не ограничен.
224
входного
сигнала
Рис. 10.11
входного
Сигнала б
В последовательной схеме напряжение на варакторе содержит
только постоянную составляющую, первую и и-ю гармоники.
К основным характеристикам умножителя частоты относятся: ко-
эффициент (кратность) умножения п, входная мощность PBXi, выходная
мощность Рвыхп и КПД т] = РВЫХл/РВХ1 • Отношение входной и выход-
ной мощностей иногда называется эффективностью умножителя или
коэффициентом передачи по мощности.
Анализ процессов в варакторном умножителе проведем на примере
умножителя, выполненного по параллельной схеме, имеющей ряд пре-
имуществ перед последовательной схемой, заключающихся в простоте
отвода мощности, рассеиваемой варактором, и компенсации индуктив-
ности выводов диода. ,,
Для пояснения работы умножителя частоты удобно исполосовать
вольт-кулоновую характеристику варактора (рис. 10.12), получаемую
после интегрирования зависимости (10.7) и аппроксимированную сте-
пенным полиномом
п
u=^amqm, (10.8)
m=l.
где п - максимальная степень
аппроксимирующего полинома,
равная кратности умножения.
Подобная аппроксимация дает
приемлемую точность как в
режиме работы умножителя с
закрытым р-и-переходом, так и в
режиме с небольшим частичным
открыванием.
225
8. Я-347
Считая контуры LjCj и LnCn идеальными, представим ток через
нелинейную емкость в виде суммы составляющих первой и и-й гармо-
ник:
i = IlCoscof + Zncos(n<ot + (p), (10.9)
где ф - фазовый угол между первой и и-й гармониками, причем
ф = -(и - 2)у при настройке выходного контура в резонанс на частоту
исо. Интегрируя последнее выражение, найдем заряд
q = sin coz + qn sin (ncoz + ф), (10.10)
где qo, q^ = Ij/ со и qn=Intnd) - постоянная составляющая, первая и
n-я гармоники заряда соответственно.
Далее подставим в уравнение (10.8) значение заряда из (10.10) и,
пренебрегая слагаемыми высших порядков малости, получим следую-
щие выражения для постоянной составляющей Есы, первой их и n-й ип
гармоник напряжения на нелинейной емкости:
П о п / о
&см = 'Ёат‘?о‘ +0.25^! /(/-1);
о т =1 1=2
у
“1 =»h+wic = bi/C(ECM)]sin(oz + ^ an?r-1?„/2”-1)coscof; (10.11)
ип = Un.s M/l.C =
= [qn /C(ECM)]sin (ncw + (p)-(finq" /2”-1)cos (ncoz + ф), (10.12)
где 1/С(Есм) = '^mamqo~i = du/, ; C(ecm) - значение диффе-
- m=l Z qq = qQ
ренциальной емкости в точке, соответствующей q = q0, а индексы <«» и
«с» у напряжения обозначают синусную и косинусную составляющие
соответственно. Сравнивая (10.9) и (10.11) нетрудно заметить, что пер-
вое слагаемое в (10.11) отстает от тока на угол , а второе - совпадает
с ним по фазе. Следовательно, по первой гармонике нелинейную ем-
кость можно представить,в виде .линейных емкости С1э и резистора
/?1Э, причем
226
Аэ ~ /сои] ~ ^CM ’
/ UJWls
о -Щс/ ^nanq\~2qn/
13 " /Л /co2"-1
(10.13)
(10.14)
Для тока и-й гармоники, как это следует из сравнения выражений
(10.9) и (10.12), нелинейная емкость представляет собой последователь-
ное соединение источника напряжения генератора и-й гармоники с ам-
плитудой Ет и емкости Сю =С1э = С(рсм):
Сказанное позволяет построить эквивалентную схему умножителя,
изображенную на рис. 10.13. На этом рисунке потери в варакторе и во
входном Рвх и выходном Рвых контурах учтены включением резисто-
ров R's =RS + RBX nR* = Rs+ Рвых, а Ри - сопротивление нагрузки ум?
ножителя. Элементы и LnCn выбираются из условия настройки
контуров в резонанс с учетом реактивных составляющих выходного
сопротивления генератора, нагрузки и эквивалентной емкости варактора
по первой и n-й гармоникам.
На основании эквивалентной схемы могут быть составлены уравне-
ния баланса мощностей по первой и n-й гармоникам:
Рвх1 = 0,5/2Р1Э +0,5/12/?; = + О,5?12со2Р' ; (10.15)
^выхи = 0,5/2/?н = Рп - 0,5<?2л2ю2/?;, (10.16)
где Pj - мощность первой гармоники, преобразуемая в мощность л-й
гармоники Р„:
227
Pl =0.5/127?1э =~Pn = 0.5InETn =n anqnYqnu/2n . (10.17)
Коэффициент полезного действия умножителя Г] = r]jT]2 , где
(10.18)
- КПД входной цепи; Т|2 = 7?н /(/?и + R”) - КПД выходной цепи.
Как видно из (10.14), (10.16) и (10.18), с ростом коэффициента ум-
ножения выходная мощность и КПД умножителя падают. УдвЬители
частоты с выходным сигналом, лежащим в сантиметровом диапазоне
волн, имеют КПД 60...80 %, утроители - до 60 %, учетверители - до
40 %, а в умножителе на 8 КПД составляет всего 12 %. С ростом часто-
ты в соответствии с (10.17) увеличивается и мощность преобразования
Pl =-Рп Однако уменьшение (см. (.10.18)) приводит к уменьшению
1)1 и, следовательно, к уменьшению полного КПД умножителя.
Анализ соотношений (10.13) - (10.18) показывает, что для опреде-
ления всех основных параметров умножителя частоты достаточно знать
параметры варактора (коэффициенты ат) и значения q0, q{ и qn. Для
определения постоянной составляющей и амплитуд первой и n-й гармо-
ник заряда необходимо составить систему из трех уравнений.
у качестве этих уравнений целесообразно использовать выражения
для Максимального <?max и минимального <?min значений зарядов на
. нелинейной емкости, рассчитанных по (10.10), и условие получения
максимального значения Рвых„ или 1). Отметим, что, как показывают
расчеты [8], условие получения максимальной выходной мощности
обеспечивает и достаточно высокий КПД, а потому является предпочти-
тельным.
Рассмотренную методику можно использовать и при анализе умно-
жителя, выполненного по последовательной схеме (рис. 10.11, б), с той
лишь разницей, что теперь вольт-кулоновую характеристику нелиней-
ной емкости целесообразно аппроксимировать зависимостью
п
? = ?(«)= > поскольку априорно известен гармонический состав
т =1
напряжения на нелинейной емкости.
Роста мощности преобразования, а следовательно, и выходной
мощности, можно достичь путем увеличения q{, qn и ап . Увеличение
гармоник заряда при оптимальном соотношении между ними требует
соответствующего роста <?min и <?тах . В рамках работы в режиме за-
228
крытого р-и-перехода |^min| <|^пр|, a <утах < О (см. рис. 10.12). Для
повышения ап целесообразно выбирать варакторы с возможно большей
нелинейностью вольт-фарадной характеристики, т. е. с большим у.
Дальнейшее увеличение гармоник заряда и ап возможно только за счет
выбора; gmax > 0, т. е. использования режима с частичным открыванием
перехода. В области отпирающих напряжений, как уже отмечалось,
параллельно барьерной емкости Сб будет подключаться диффузионная
емкость Сдиф » Сб, а напряжение на переходе будет практически рав-
но 0. В этом случае нелинейность вольт-кулоновой характеристики рез-
ко возрастает и будет в основном определяться ее участком, соответст-
вующим переходу из открытого состояния диода в закрытое. Поэтому
при работе варактора в режиме с частичным открыванием перехода
целесообразно воспользоваться кусочно-линейной аппроксимацией
вольт-кулоновой характеристики (пунктир на рис. 10.12), а для гармони-
ческого анализа применить коэффициенты разложения, аналогичные
коэффициентам а„(о), введенным ранее при анализе работы ГВВ. Сле-
дует подчеркнуть, что форма заряда на нелинейной емкости не синусои-
дальна, поэтому коэффициенты разложения будут зависеть не только от
угла отсечки 0, но и от отношения гармоник заряда q\lqn Особенно-
сти методики расчета умножителей, работающих в режиме с частичным
открыванием р-и-перехода, рассмотрены, например, в [3]. Пфтутно от-
метим, что, в соответствии с изложенным ранее, подобный режим целе-
сообразен только в том случае, если частота входного сигнала^/ > fH, а
nf < fB •
229
Существенное снижение энергетических характеристик простей-
ших варакторных умножителей частоты с ростом п заставляет при по-
строении умножителей высокой кратности использовать ненагруженные
(холостые) контуры, настроенные на промежуточные гармоники. Упро-
щенная схема утроителя с ненагруженным контуром, настроенным на
вторую гармонику, представлена на рис. 10.14. В таком утроителе рост
выходной мощности и Т] обусловлен тем, что Рвь(хз получается не
только непосредственным преобразованием первой гармоники в третью,
но и преобразованиями первой во вторую, а второй и первой - в третью.
В результате КПД утроителя достйгает значения, близкого к 70 %. В
умножителях произвольной кратности для получения наибольшего
эйергетического выигрыша целесообразно использовать (п-2) холостых
контуров. Однако при этом резко усложняются конструкция и настройка
умножителя, поэтому в практических схемах используют не более двух
холостых контуров.
1
$
ГЛАВА 11. ГЕНЕРИРОВАНИЕ РАДИОСИГНАЛОВ
В ПРИБОРАХ СО СВОБОДНЫМ ДРЕЙФОВЫМ
- ПРОСТРАНСТВОМ
§1. Физические основы работы пролетных клистронов
В основу работы приборов со свободным дрейфовым пространст-
вом положен принцип преобразования в энергию радиосигнала кинети-
ческой энергии прямолинейно движущихся носителей (генераторные
приборы второго типа). Группирование движущихся электронов в паке-
ты для усиления радиосигнала осуществляется за счет управления ско-
ростью дрейфа электронного потока. Взаимодействие электронов с по-
лем радиосигнала в этих приборах очень кратковременно по сравнению
с его периодом и происходит на нескольких сравнительно небольших
участках пути электронного потока. Группирование же электронов в
пакеты в таких ГП осуществляется на большей части пути электронного
потока в дрейфовом пространстве, где нет поля радиосигнала. Из гене-
раторов на таких приборах наиболее широкое распространение получи-
ли генераторы на пролетных клистронах, поэтому дальнейший материал
изложен применительно к этому типу генераторов. В литературе их
часто называют приборами типа О.
Схематическое изображение клистрона с двумя областями взаимо-
действия и одним пролетным пространством приведено на рис. 11.1, а.
Электронная пушка 1 создает равномерный пучок электронов, который
ускоряется потенциалом Ео и последовательно проходит через первую
область взаимодействия (емкостный зазор тороидального резонатора 2),
дрейфовое пространство 3 длиной I и второе пространство взаимодей-
ствия (емкостный зазор второго резонатора 4). После этого электронный
пучок попадает на коллектор 5.
Скорость дрейфа электронов, ускоренных напряжением питания
Ео, перед входом в емкостный промежуток первого резонатора будет
равна:
(Ц.1)
V т
где е , т - заряд и масса электрона.
В первый (входной) резонатор 2 подается усиливаемый радиосиг-
нал от внешнего источника. Соответственно на емкостном зазоре этого
резонатора возникает высокочастотное напряжение радиосигнала, кото-
рое складывается с напряжением питания, в результате чего электроны,
' ’ 231
пролетающие емкостный зазор первого резонатора, будут ускоряться
под действием суммарного напряжения:
М1(/)=£о + Ц sincor, (11.2)
где i - момент времени пролета электроном емкостного зазора первого
резонатора; Щ - амплитуда первой гармоники радиосигнала на емкост-
ном зазоре первого резонатора; со - частота радиосигнала.
232
Из (11.2) видно, что напряжение радиосигнала в течение положи-
тельных полупериодов вызывает дополнительное к Ео ускорение элек-
тронов в пучке, а в течение отрицательных - их торможение. Таким
образом, в дрейфовое пространство 3 электроны пучка попадают с раз-
личными скоростями, зависящими от времени пролета ими емкостного
зазора первого резонатора t. С учетом (11.1) и (11.2) эти скорости оп-
ределяются соотношением .
v
0 + U[ sin cor
<11.3)
Выражение (П.З) можно трактовать как временной закон модуля-
ции скорости электронов пучка перед попаданием в дрейфовое про-
странство.
В пространстве дрейфа в идеале электроны летят по инерции, так как
находятся в поле одинакового потенциала, вследствие чего электроны,
получившие добавочное ускорение в первом резонаторе, будут догонять
более медленные. В результате пролета дрейфового пространства равно-
мерный по плотности на его входе пучок электронов превращается на его
выходе в поток, состоящий из ряда пакетов. Вариация скорости электро-
нов на входе в дрейфовое пространство превращается на выходе из него в
вариацию электронного потока по плотности. Этот процесс группирова-
ния электронов отражен в виде пространственно-временной диаграммы на
рис. 11.1, б. Здесь изменение скорости движения электронов отражено
изменением наклона прямых, имитирующих процесс пролета дрейфового
пространства отдельными слоями электронов. Электронные слои, полу-
чившие дополнительное ускорение от поля радиосигнала, движутся более
быстро, время пролета ими дрейфового пространства будет меньше, чем
среднее ги0 =ljv^, определяемое только Eq. Поэтому путь этих элек-
тронных слоев отражается прямыми с меньшим наклоном. Для электро-
нов, замедленных полем радиосигнала, время пролета дрейфового про-
странства по сравнению с увеличится и их путь отражается прямыми с
большим наклоном.
Возникшие пакеты электронов при пролете емкостного зазора вто-
рого выходного резонатора 4 наводят на электродах переменное поле
радиосигнала. Это поле будет тормозящим для сгустков электронов и
ускоряющим, когда через зазор проходят разреженные части электрон-
ного потока. Такая фаза сигнала во втором резонаторе устанавливается
автоматически при его настройке в резонанс на частоту радиосигнала,
что следует из принципа требования минимума потенциальной энергии
233
в любой стационарной физической системе. Это отражено на рис.' 11.1,
б, где показано, что тормозящий полупериод поля во втором резонаторе
соответствует моментам прихода к нему электронных сгустков.
При торможении электроны отдают свою кинетическую энергию ра-
диосигналу в выходном резонаторе, который связан с нагрузкой. Частично
заторможенные в поле второго пространства взаимодействия электроны
проходят далее на коллектор 5 и, ударяясь в него, выделяют оставшуюся
кинетическую энергию в виде тепла, а при большой остаточной скорости
- и в виде жесткого электромагнитного излучения. .
Вследствие очень бодыпой скорости электронов при пролете ими ем-
костного зазора первого резонатора напряжение на нем не успевает суще-
ственно измениться и эти малые изменения не влияют на условия форми-
рования сгустков. Управляющее напряжение на первом резонаторе в те-
чение полупериода ускоряет электроны, отдавая им энергию, но в течение
следующего полупериода электроны тормозятся полем радиосигнала,
возвращая ему энергию. Поэтому источник возбуждения затрачивает свою
энергию практически только на потери во входном резонаторе и при вы-
сокой его добротности в клистронных усилителях могут быть получены
очень высокие коэффициенты усиления.
(§2. Энергетические соотношения в пролетных клистронах
Полная теория пролетных клистронных генераторов, учитывающая
влияние объемного заряда, пролетного времени пространств взаимодейст-
вия и боковых стенок дрейфового пространства, достаточно сложна, по-
этому сделаем следующие упрощающие допущения: плотность объемного
заряда мала и взаимодействие электронов внутри пакетов незначительно,
углы пролета электронами пространств взаимодействия практически ну-
левые, а амплитуда напряжения радиосигнала на емкостном зазоре вход-
ного резонатора существенно меньше напряжения питания: Щ « Ео.
Скорость электронов на входе в дрейфовое пространство определяет-
ся выражением (11.3). Поскольку (/j «Eq, (11.3) можно упростить, раз-
ложив подкорейное выражение в ряд Тейлора по степеням отношения
Ul « Ео и ограничиваясь только линейными членами разложения:
/ ч (, U\ sin cor'
v(r)=v0 1+-1—— •
I 2E0 J
Если принять скорость электронов в дрейфовом пространстве неизмен-
ной и равной той, с которой электроны входят в него, то время пролета ими
234
дрейфового пространства с учетом последнего соотношения определяется
как
_ I _ ( U\ sin (i>t'
(11.4)
где I - длина дрейфового пространства (см. рис. 11.1, а).
Из (11.4) следует, что электрон, пролетевший емкостный зазор пер-
вого резонатора в момент времени t, достигнет второго резонатора в
момент времени
f — t+tn — t + tnQ
€7 j sin coz
2£0
(H.5)
Если среднее значение тока в электронном пучке равно Iq, то за вре-
мя t...t + dt в дрейфовое пространство влетят электроны, имеющие сум-
марный заряд dq = Iо dt. Если пренебречь оседанием электронов на стен-
ках дрейфового пространства, то этот же заряд dq должен попасть в ем-
костный зазор второго резонатора в интервал времени t'... t’ + dt.
Пусть высокочастотное напряжение на емкостном зазоре выходного
резонатора сдвинуто по фазе относительно напряжения на первом резона-
торе на угол ср и суммарное напряжение на нем в момент •/' будет:
и2 (1) ~ + ^2 sin “ ф) > гДе ^2 ~ амплитуда напряжения радиосигнала
на емкостном зазоре второго резонатора. •’'
Поскольку высокочастотное напряжение на зазоре второго резонато-
ра для электронов является тормозящим, то заряд dq отдаст в Выходном
резонаторе часть своей энергии: dW - sin(coz’- q>)dq .
Учитывая, что dq = IQ dt, а также выражение (11.5), последнее соот-
ношение можно преобразовать к виду
, г, • I Л sin coz ,
dW =/ot/2sin °W + 6o—---------------l-7t-(ppZ,
(11.6)
2Е0
где 0O = co z„0 - средний угол пролета электронами дрейфового про-
странства в отсутствие высокочастотного напряжения в первом резона-
торе.
В соответствии с (11.6) средняя мощность, отдаваемая в выходной
резонатор за период высокочастотных колебаний Т = 1/ f :
235
Т/ Т/
п 1 Ljtiz № 2 С’ • ( 0qH 1S111 л
Д=— J dW = - - J sin cor———-----f-0o + 7t-cp dt.
T-Т/ T -Т/ I 2E0 ,
/2 /2
Переходя в последнем выражении к новой переменной tot, расклады-
вая подынтегральное выражение как синус суммы двух углов:
Qf/Asincof .
со/—1---------и л + 0О - ф и учитывая, что интеграл от синуса в симмет-
2Е0
ричных пределах равен нулю, преобразуем последнее выражение к виду,
более удобному для анализа:
„ /0[/2 . i г. Л (
Pj -..а8щ(л+0о-<р) I cos (Ot-
2л J
-л к
sin (Ot d(cot).
2Е0
(П.7)
Интеграл в (11.7) равен функции Бесселя первого рода, первого по-
00^1
рядка от аргумента -... .
2£0
Окончательно для выходной мощности генератора на пролетном
клистроне из (11.7) получим выражение
00^1 L ( Q \
51п(л + 0О-ф),
2Л0 ,
(И.8)
- функция Бесселя первого рода, цервого порядка.
Д 0(А
где Jff - -
\ 2Е0 J
Максимум Pj достигается, когда аргумент синуса будет равен л / 2,
т. е. при
л/2 + 0о-ф = 0. (11.9)
Физический смысл (11.9) состоит в том, что ф - это фазовый сдвиг на-
пряжения на емкостном зазоре выходного резонатора u2(t) относительно
напряжения радиосигнала на зазоре входного резонатора iq (/), при котором
ток в выходном резонаторе оказывается в противофазе с действующим на
нем напряжением. При работе клистрона такой фазовый сдвиг устанавлива-
ется автоматически, если резонаторы клистрона настроены на рабочую
частоту, а напряжение питания Е() и длина дрейфового пространства I
выбраны с учетом соотношения (11.9).
236
Максимальное значение функции Бесселя первого порядка равно 0.584
0 U
при значении аргумента 0 1 = 1.84 .
2^о
С другой стороны, выходную мощность генератора можно записать в
виде Pi = 2, гДе Л ~ амплитуда первой гармоники тока, наводимого в
выходном резонаторе сгруппированным электронным пучком.
Сравнив последнее выражение с (11.8) и (11.9), можно установить связь
между постоянной составляющей тока электронного луча /0 и амплитудой
первой гармоники Ц :
/1
= 2 Ji
Ж
2£0
Г0<1.17/0.
/
(11.10)
Амплитуда первой гармоники тока в пролетном клистроне оказывается
значительно ниже аналогичной амплитуды при косинусоидальном импульсе'
с углом отсечки 90° в электронных лампах и транзисторах (см. гл. 3). Это
объясняется тем, что не все электроны в таком простейшем пролетном клис-
троне группируются в сгустки, что, кстати, видно из пространственно-
временной диаграммы (рис. 11.1, б). Из рисунка видно, что хорошо группи-
руются только электроны, попавшие в первый резонатор в полупериод ус-,
коряющего напряжения, электроны же, попавшие в тормозящий полупери-
од, практически не участвуют в образовании сгустков. Это объясняет и не-
высокий предельный электронный КПД клистронных генераторов, который
с учетом (11.10) равен:
QptA
2Е0
---Д-Д<0.58.
Е^О
U2I0Ji
Л _
Ро
(ii.ii)
В действительности КПД оказывается еще в 2-3 раза меньше, чем най-
денный по (11.11), так как практически всегда —, — < 1, кроме того, в
Ео Eq
реальных условиях часть электронов оседает на емкостных зазорах резона-
торов и стенках дрейфового пространства. Полный КПД, учитывающий
потери во входном и выходном резонаторах, а также затраты на формиро-
вание электронного луча, оказывается еще ниже.
237
§3. Разновидности конструкций пролетных клистронов
Указанные в §2 недостатки двухрезонаторных клистронов с одним
пространством дрейфа явились причиной того, что такие простейшие
клистроны сейчас выпускаются только на малые и средние уровни мощ-
ности в верхней части сантиметрового и миллиметровом диапазонах длин
волн. Клистроны, рассчитанные на большой уровень выходной мощности,
обычно имеют более сложную конструкцию, усовершенствования кото-
рой направлены на улучшение группирования электронов, уменьшение
потерь электронного луча в дрейфовых пространствах, расширение рабо-
чей полосы частот, повышение энергетических показателей.
Улучшения группирования электронов и повышения коэффициента
усиления обычно добиваются использованием не двух, а большего числа
резонаторов, -разделенных дрейфовыми пространствами. Ненагружен-
ные промежуточные резонаторы обладают высокой добротностью, и
пр смодулированный во входном резонаторе поток электронов вызывает
в них колебания большой амплитуды. Под воздействием этих колебаний
происходит дополнительная модуляция потока электронов по скорости
перед входом его в последующие дрейфовые пространства. При прохо-
ждении каждого добавочного дрейфового пространства' улучшается
группировка электронов в пакеты, что повышает коэффициент усиления
и КОД генератора. Механизм группирования электронов в добавочных
пространствах дрейфа не отличается от рассмотренного ранее случая
клистрона с одним дрейфовым пространством.
При анализе многорезонаторный клистрон можно рассматривать
как последовательное соединение нескольких двухрезонаторных с об-
щим электронным потоком. Для получения хорошей группировки элек-
тронного потока промежуточные резонаторы немного расстраивают по
отношению к частоте входного сигнала либо один из промежуточных
резонаторов настраивают на вторую гармонику радиосигнала. Этим
достигается приближение формы суммарного управляющего напряже-
ния к наиболее оптимальной пилообразной. Использование даже одного
промежуточного резонатора и двух дрейфовых Пространств приводит к
повышению максимального КПД генератора до 0.73. Обычно число
резонаторов не превышает 5-6, так как дальнейшее его увеличение при-
водит лишь к незначительному улучшению параметров клистрона, но
существенно усложняет его конструкцию.
Для уменьшения оседания электронов на стенках дрейфовых про-
странств используют магнитную фокусировку потока постоянным маг-
238
нитным полем, направление силовых линий которого совпадает с на-
правлением распространения потока - осью дрейфового пространства,
либо электростатическую фокусировку.
Механизм магнитной фокусировки продольным магнитным полем
можно пояснить следующим образом. На электрон, движущийся в маг-
нитном поле, действует сила Лоренца: F = e (vxB), где г - скорость
движения электрона; В - вектор магнитной индукции фокусирующего
поля.
Как видно из этой формулы, сила действующая на электрон, будет
направлена перпендикулярно v и В . Если v и В совпадают по на-
правлению, то F = О и на движущийся электрон магнитное поле не дей-
ствует. Следовательно, если электрон движется по оси дрейфового про-
странства, то на его движении не сказывается наличие магнитного фоку-
сирующего поля. Если же у скорости электрона появляется составляю-
щая, перпендикулярная оси пространства дрейфа, то магнитное поле
создаст силу, перпендикулярную этой составляющей и вектору магнит-
ной индукции, т. е. оси дрейфового пространства. Под действием этой
силы электрон будет двигаться по спирали, удерживаясь внутри про-
странства дрейфа. Эти случаи показаны на рис. 11.2. Магнитное поле
может создаваться постоянными магнитами либо электромагнитами.
В случае электростатической фокусировки пространства дрейфа
выполняют с разрывом, в котором располагают фокусирующие электро-
статические линзы в виде кольцевых электродов, соединенных с элек-
тронной пушкой.
Схематическое изображение в разрезе многорезонаторных клис-
тронов с магнитной и электростатической фокусировками электронного
потока показано на рис. 11.3, а и б соответственно.
Коэффициенты усиления у клистронов с магнитной и электростати-
ческой фокусировками совпадают, а электронный КПД несколько выше
у клистронов с электростатической фокусировкой. Это объясняется тем,
что в них медленные электроны, отдавшие энергию высокочастотному
полю, удаляются из общего электронного потока и оседают на резона-
239
Рнс. 11.3
торах и стенках дрейфового пространства, немного увеличивая их ток. В
клистронах с магнитной фокусировкой все электроны удерживаются
магнитным полем до попадания на коллектор, при этом, пролетая резо-
наторы, они оказываются в ускоряющих полупериодах поля, забирая от
него энергию.
Генераторы на пролетных клистронах являются узкополосными с от-
носительной шириной рабочего диапазона частот 0.5... 1%. Для расшире-
ния рабочей полосы частот обычно используется расстройка относительно
рабочей частоты входного и промежуточных резонаторов. Добротность
выходного резонатора, как правило, значительно меньше добротностей
входного и промежуточного резонаторов, его расстройка не влияет на
группировку электронного потока, поэтому выходной резонатор не рас-
страивают. Естественно, что при расстройке резонаторов будет происхо-
дить ухудшение параметров прибора. Расстройкой входного и промежу-
240
точных резонаторов можно получить ширину рабочей полосы частот до
5 %.
Другой путь увеличения широкополосности клистронных генерато-
ров заключается в использовании электростатического принципа управле-
ния потоком для первоначальной модуляции электронов по скорости. Это
достигается установкой возле катода управляющей сетки, на которую
подается входной радиосигнал, как это делается в электройных лампах
СВЧ. Такой своеобразный гибрид ’триода и клистрона используется в
приборах среднего уровня мощности и позволяет получать рабочий
диапазон частот до 10 и даже 15 %. Однако коэффициент усиления и
КПД оказываются в 1,5...2 раза хуже, чем в приборах классической схе-
мы. Схематическое изображение триод-клистрона с одним дрейфовым
пространством показано на рис. 11.4.
Для повышения КПД и усиления пролетных клистронов использу-
ют также сложные многозазорные резонансные системы, представляю-
щие последовательность связанных резонаторов, схематическое изо-
бражение которых показано на рис. 11.5. Многозазорный резонатор
фактически является замедляющей системой, в которой устанавливается
стоячая волна радиосигнала. Обычно в ней используется тс-вид колеба-
ний, при котором напряжения на зазорах соседних резонаторов проти-
вофазны. Если при этом время пролета электронным потоком расстоя-
ния между зазорами соседних резонаторов равно Т/2 , то выполняются
условия для более глубокой модуляции электронов по скорости и, как
следствие, по плотности. В мощных клистронах с многозазорными ре-
зонаторами получены электронные КПД свыше 80 %.
Подобная замедляющая система может использоваться и в качестве
выходного резонатора, только в ней устанавливается не стоячая, а бегу-
щая волна напряжения. Клистроны, с такой выходной колебательной
241
системой называются твистронами. Работу выходной колебательной
системы твистрона можно пояснить следующим образом.
Время пролета пакетом электронов расстояния между резонаторами и
время пробега волной электромагнитных колебаний этого расстояния
выбираются равными. В результате пакет электронов, попавший в тормо-
зящее поле радиосигнала в первом резонаторе, попадет в зазор следующе-
го резонатора, когда там тоже будет тормозящий полупериод поля сигна-
ла, и отдаст полю больше энергии. По связанным выходным резонаторам
будет распространяться нарастающая волна радиосигнала, который сни-
мается с помощью элемента связи с последнего резонатора. Взаимодейст-
вие электронного потока с сигналом в выходной системе твистрона по-
добцб взаимодействию электронов и сигнала в ЛЕВ типа «О».
Ъбычно число связанных резонаторов в твистроне не превышает
2-5,. что позволяет, тем не менее, существенно замедлить электроны и
снизить их энергию, выделяющуюся на коллекторе. В подобных клис-
тронах получают рабочие полосы частот до 15 % при высоких уровнях
мощности и усиления.
Повышение КПД пролетных многорезонаторных клистронов дос-
тигается и путем рекуперативного торможения электронов вблизи кол-
лектора за счет снижения напряжения на нем примерно на 30 % по
, сравнению с напряжением на резонаторах и стенках дрейфовых про-
странств. При этом уменьшается мощность, рассеиваемая на коллекто-
ре, но несколько возрастают токи резонаторов. Тем не менее это позво-
ляет увеличить коэффициент усиления клистрона примерно на 20 % и
заметно повысить КПД. Схема клистрона с рекуперативным торможе-
нием электронов приведена на рис. 11.6.
В ряде случаев для повышения выходной мощности в одной конст-
рукции совмещают несколько приборов, создавая многолучевые клис-
троны. Каждый из электронных лучей проходи1! через свой ряд резона-
242
Рис. 11.6
торов. Резонаторы связаны друг с другом электромагнитной связью, что
обеспечивает синфазность выходного сигнала по каждому лучу. Исполь-
зование нескольких электронных потоков позволяет при том же уско-
ряющем напряжении и фокусирующей системе повысить суммарный
ток, а значит, и выходную мощность. Многолучевые клистроны могут
иметь десятки лучей, что позволяет в несколько раз снизить и напряже-
ние питания.
§4. Основные характеристики и режимы работы генераторов
на пролетных клистронах
Основными характеристиками генераторов ца пролетных клистронах
являются амплитудная (зависимость Рвых от частотная (зависи-
мость РВЬ1Х или Кр от частоты f ) и фазовая (зависимость фазы <р вы-
ходного сигнала от напряжения питания Eq и частоты f ).
Типичные амплитудные характеристики пролетного клистрона
показаны на рис. 11.7, а. Как видно из рисунка, выходная мощность
достигает своего максимального значения при некоторой входной;
соответствующей условию наилучшей группировки электронов. При
дальнейшем увеличении входной мощности электроны группируют-
ся в плотные пакеты, не долетая до выходного резонатора, и в вы-
ходной резонатор пакет электронов приходит уЖе не сгруппирован-
ным.
В области оптимальных значений выходной мощности КПД
прибора также максимален. При расстройке входного и промежу-
243
точных резонаторов амплитудная характеристика деформируется
(пунктир на рис. 11.7, а).
Частотная характеристика клистрона приведена на рис. 11.7, б. Рав-
номерность и форма характеристики в значительной мере определяются
настройкой резонаторов.
Фазовые характеристики клистрона показаны на рис. 11.7, в.
Сдвиг фаз между входным и выходным сигналами зависит от напря-
жения питания Ео, так как это напряжение в основном определяет
скорость пролета электронами межрезонаторного пространства.
Естественно, что с ростом Ео фазовый сдвиг уменьшается, так как
повышается скорость электронов. Крутизна наклона фазовой харак-
теристики (рис. 11.7, б) существенно зависит от числа резонаторов и
от их настройки.
Клистронные генераторы могут работать в режимах усиления
радиосигнала, умножения частоты и автогенератора. Модуляция
колебаний в клистронных генераторах обычно не производится.
В режиме усиления выходные мощности клистронных генерато-
ров могут достигать 1,0 МВт в дециметровом, 300...500 кВт в санти-
метровом й 10...20 кВт в миллиметровом диапазонах длин волн.
Коэффициенты усиления лежат в пределах 20...55 дБ, КПД - до
50 %, рабочие диапазоны частот - до 10 %.
В импульсном режиме работы значения выходной мощности
клистронных генераторов могут достигать в различных диапазонах
соответственно 100 МВт, 20...30 МВт и 100 кВт. Значения напряже-
ний питания Ео в клистронах достигают десятков киловольт, что
является существенным недостатком этих генераторов.
Такие большие уровни достижимой мощности радиосигнала в
клистронных генераторах объясняются тем, что электронная пушка
и коллектор конструктивно могут быть вынесены за пределы основ-
244
ного рабочего объема клистрона и вопросы отвода от них тепла можно
решить автономно.
При глубокой модуляций электронного потока в клистроне по
плотности ток, наводимый электронными сгустками в выходном резона-
торе, может иметь вид импульсов с очень малой по сравнению с перио-
дом входного сигнала длительностью. Такой импульс тока содержит
большое число высших гармоник входного сигнала, на чем и основано
использование пролетных клистронов для целей умножения частоты.
Обычно в качестве умножителей используют простейшие двухрезона-
торные пролетные клистроны, работающие на сравнительно невысоком
уровне входной мощности и позволяющие умножать частоту входного
сигнала до 10 раз.
Мощность, которую отдает клистрон в режиме умножения, можно
определить, если воспользоваться упрощающими допущениями, сде-
ланными при анализе в §2, и считать, что напряжение на зазоре выход-
ного резонатора u2(f)=Un sin(ncof + <p), где п - коэффициент умноже-
ния частоты; Un - амплитуда напряжения n-й гармоники на выходном
резонаторе.
Сделав-выкладки, аналогичные приведенным в §2, получим выра-
жение для выходной мощности умножительного клистрона в виде
где Jn - функция Бесселя первого рода n-го порядка. Максимальные
значения функций Бесселя уменьшаются сравнительно медленно. Таким
образом, даже при относительно высоких коэффициентах умножения
частоты клистроны имеют достаточно хорошие энергетические показате-
ли. Тем не менее использование коэффициента умножения выше 10 нера-
ционально, так как при очень коротких импульсах наведенного тока в
выходном резонаторе (электронных пакетах очень тонкой структуры)
начинают сильно сказываться силы электростатического расталкивания
электронов внутри пакета.
Клистронные генераторы могут использоваться и в режиме автоге-
нераторов, если клистрон снабдить внешней цепью обратной связи.
Генерируемая частота определяется частотой настройки резонато--
ров клистрона и существенно зависит от напряжения питания. Причиной
этого является сильная зависимость фазы выходного сигнала от напря-
жения питания (см. рис. 11.7, в), которая из (11.9) может быть получена
в виде
245
„ , т тс
<р = 0О + тс/2 = со/ —— +-
у 2&CQ 2
где т, е - масса и заряд электрона. Поэтому даже при небольших из-
менениях Ео, возникает значительный уход по фразе, приводящий в
соответствии с общей теорией автогенераторов к нестабильности часто-
ты.
Клистронные генераторы находят широкое применение в мощных
'передатчиках телевизионных, радиолокационных и связных систем
СВЧ-диапазона в качестве выходных усилителей радиопередающих
устройств.
Г Л AB A 12. ГЕНЕРИРОВАНИЕ РАДИОСИГНАЛОВ
В ПРИБОРАХ С НЕРЕЗОНАНСНЫМИ
КОЛЕБАТЕЛЬНЫМИ СИСТЕМАМИ ТИПА О
§1. Физические основы работы генераторных приборов
с нерезонансными колебательными системами
В генераторных приборах с нерезонансными колебательными сис-
темами осуществляется длительное взаимодействие электронного пото-
ка, распространяющегося вдоль линии передачи, с полем бегущей вол-
ны в этой линии, для которой выполняется условие фазового синхро-
низма с электронным потоком. Электроны могут взаимодействовать как
с «быстрыми» волнами, распространяющимися в линии передачи с фа-
зовой скоростью, равной или даже большей скорости света, так и с
«медленными», фазовая скорость которых меньше скорости света в ва-
кууме и меньше средней скорости электронного потока.
Взаимодействие электронного потока с «быстрыми» волнами осу-
ществляется в приборах гиротронного типа. В них используются волно-
водные линии передачи и криволинейные траектории движения элек-
тронов, отдающих кинетическую энергию вращательного движения
поперечным компонентам электрического поля радиосигнала, распро-
страняющегося в волноводе. Такие генераторы относятся к третьему
типу. ।
Взаимодействие с «медленными» волнами осуществляетед|в ЛБВ.
В них используются замедляющие системы, в которых фазовый скоро-
сти распространяющегося радиосигнала оказываются меньше вредней
скорости электронов, взаимодействующих с продольными компонента-
ми электрических полей радиосигнала. Направление распространения
волны, с которой взаимодействует электронный поток, может совпадать
или быть противоположным направлению электронного потока. В пер-
вом случае говорят о лампах прямой волны, во втором - о лампах об-
ратной волны. Обычно термин ЛБВ относят только к лампам прямой
волны.
В зависимости от типа замедляющей системы ЛБВ и ЛОВ разделя-
ют на приборы О- и М-типов. В приборах О-типа электроны распро-
страняются прямолинейно й группируются в сгустки продольной со-
ставляющей поля радиосигнала, отдавая свою кинетическую энергию
электромагнитной волне. Генераторы на основе ЛБВ и ЛОВ типа О от-
носятся ко второму типу генераторов*.
* О типах генераторов подробно см. во введении.
247
Рис. 12.1
В ЛБВ и ЛОВ М-типа электроны движутся по криволинейным тра-
екториям, группируясь в сгустки за счет взаимодействия с поперечной
составляющей электрического поля радиосигнала и отдавая свою по-
тенциальную энергию в результате взаимодействия с продольной со-
ставляющей электрического поля радиосигнала. Приборы М-типа, по-
добно магнетронам, работают в скрещенных постоянных электрическом
и магнитном полях, откуда и получили свое название. Генераторы на
ЛБВ и ЛОВ типа М являются типичными генераторами пятого типа.
Схематическое изображение ЛБВ О-типа приведено на рис. 12.1, а.
Все электроды прибора, кроме электронной пушки, находятся под од-
ним высоким электрическим потенциалом. Обычно они заземлены, а на
пушку подается высокий отрицательный потенциал.
Электронная пушка 1 создает равномерный пучок электронов, ко-
торой ускоряется приложенным к ней отрицательным потенциалом Ео
и проходит по оси прибора через ускоряющий электрод 2 и замедляю-
щую систему 3, после чего он попадает на коллектор 4. Электронный
поток взаимодействует с продольным электрическим полем волны ра-
диосигнала, фазовая скорость которой близка к средней скорости элек-
тронов v0, определяемой ускоряющим напряжением Eq .
Рассмотрим движение электронных слоев, попавших в замедляю-
щую систему в различные моменты бремени. Электроны слоя 1, попав-
шие в замедляющую систему во время полупериода, в котором про-
дольная составляющая электрического поля радиосигнала (рис. 12.1, б)
является для них ускоряющей, получают приращение скорости по срав-
нению с v0 . Электроны слоев 2 и 4, попавшие в систему, когда напря-
женность продольной составляющей поля радиосигнала равна нулю,
будут двигаться с прежней скоростью v0, а электроны слоя 3, оказав-
шиеся в системе в тормозящем полупериоде поля, замедляются. Таким
образом, продольная составляющая электрического поля радиосигнала в
замедляющей системе осуществляет модуляцию электронов по скоро-
сти, которая приводит к модуляции электронного потока по плотности.
248
По истечении некоторого времени пролета электронный поток будет
представлять собой ряд сгустков, центрами которых являются электро-
ны слоя 1, относительно которого продольная составляющая поля изме-
няется от ускоряющей на тормозящую.
Электронные сгустки усиливают в замедляющей системе бегущую
волну радиосигнала, отдавая ей свою кинетическую энергию, так как
оказываются в тормозящих полупериодах волны. Амплитуда волны ра-
диосигнала увеличивается, а сгустки, испытывая торможение, смеща-
ются к ускоряющим полупериодам волны радиосигнала. Попав в уско-
ряющий полупериод, сгустки будут догруппировываться под воздейст-
вием возрастающей амплитуды поля радиосигнала и опять сместятся в
полупериоды тормозящего поля.
Для повышения эффективности взаимодействия между волной ра-
диосигнала и электронными сгустками последние должны слегка обго-
нять волну, чтобы в течение всего времени пролета замедляющей сис-
темы находиться в тормозящем полупериоде сигнала.
Фазовая скорость волны в замедляющей системе определяется ее
дисперсионной характеристикой и зависит от частоты, поэтому требуе-
мое соотношение между скоростямй волны и электронов достигается
подбором ускоряющего напряжения.
Рассмотрим подробнее взаимодействие электронов, движущихся
вдоль периодической замедляющей системы, с продольной составляю-
щей электрического поля, распространяющегося в системе сигнала.
Если замедляющая система имеет период d, то продольную со-
ставляющую поля в ней можно представить в виде суммы ряда про-
странственных гармоник [6]:
E(z)= X^m.A.exp(-;(o)Z + pA.z)), (12.1)
к=—°°
где к- 0, 1,2- номера пространственных гармоник; = р0 + Ink Id -
фазовая постоянная к-й пространственной гармоники радиосигнала без
учета взаимодействия с электронным лучом; 0О - фазовая постоянная
нулевой пространственной гармоники; со - круговая частота радиосиг-
нала; Ет к - амплитуда к-й пространственной гармоники; z - коорди-
ната вдоль замедляющей системы.
Фазовая скорость к-й пространственной гармоники связана с фазо-
вой постоянной соотношением
249
(12.2)
_ <» _ f
V^~$k l/K+k/d’
)
где X = 2тс/р0 - замедленная длина волны нулевой пространственной
гармоники; f - частота радиосигнала.
В- отличие от высших гармоник периодического временного про-
цесса все пространственные гармоники имеют одинаковую частоту ко-
лебаний во времени f и разные скорости распространения вдоль за-
медляющей системы по координате z - . Групповая скорость всех
этих гармоник vrp^ = dio/d$k одинакова. Взаимодействие электронов
может осуществляться с любой из пространственных гармоник, фазовая
скорость которых тем ниже, чем выше номер гармоники.
Амплитуды пространственных гармоник Ет к зависят от конфигу-
рации замедляющей системы и убывают с ростом к, Обычно замед-
ляющую систему конструируют так, чтобы добиться максимума ампли-
туды выбранной пространственной гармоники. Отметим, что при взаи-
модействии электронного потока с какой-либо пространственной гар-
моникой происходит усиление не только данной гармоники, но и всех
остальных, а следовательно, усиливается амплитуда сигнала в замед-
ляющей системе.
Для оценки основных характеристик ЛБВ рассмотрим взаимодей-
ствие бегущей волны радиосигнала с электронным пучком, используя
метод малого параметра. При взаимодействии одной из пространствен-
ных гармоник Етк с электронным пучком происходит модуляция
электронов по скорости, которую можно представить в виде суммы по-
стоянной составляющей и зависящей от времени переменной:
v ~Vq +Vi(Emk). Модуляция электронов по скорости вызывает моду-
ляцию электронного пучка по плотности: р = р0 + р] (Ет к), где ро -
средняя плотность объемного заряда электронного пучка; р] - пере-
менная составляющая плотности объемного заряда.
С учетом взаимодействия электронов с радиосигналом перемен-
ные составляющие скорости электронов, плотности объемного заряда и
пространственной гармоники сигнала можно представить в виде бегу-
щих волн с постоянной распространения у: vl=vme~^(a,+'/z\ Pi =
= Ek=Emke~^t+^.
Взаимодействие электронного потока с полем радиосигнала приво-
дит к тому, что переменная составляющая конвекционного тока ЛБВ,
250
определяемая плотностью объемного заряда в лампе р, будет зависеть
от поля: 7]=<р(ЕЛ). Это уравнение описывает процесс группировки
электронов продольной составляющей поля в замедляющей системе.
В свою очередь, поле замедляющей системы в лампе из-за обмена
энергией с электронными сгустками будет зависеть от тока Ц:
Е^=ф(/[). Это уравнение описывает возбуждение электромагнитной
волны пр смодулированным по плотности электронным потоком в за-
медляющей системе.
Указанные уравнения в предположении vm <v0, рт <р0 можно
< записать на основании законов движения электронов в электрическом
поле, уравнений непрерывности и Пуассона, а также теоремы наведе-
ния. Совместным их решением можно получить уравнение для у (так
называемое самосогласованное решение) в следующем виде [5]:
1 (т-;Ц(у-Ж)Мл2] =Мэс2, (12.3)
PUJ о I еР0
э = — ; Рп = —; соп =, —— ; е, т - заряд и масса электрона;
v0 v0 ]тг0
- I 1
Eq - диэлектрическая проницаемость вакуума; С = з и -параметр
V 4£о
усиления; /0 - средний ток электронного пучка; £0 - ускоряющее на-
пряжение; Ясв - сопротивление связи замедляющей системы.
Уравнение (12.3) имеет три решения, одно из которых описывает
затухающую волну сигнала, второе - волну сигнала, распространяю-
щуюся без взаимодействия с электронным потоком, и лишь третье ре-
шение описывает постоянную распространения усиливаемой волны
сигнала. В приближении (3fc ~ |30 это решение может быть записано в
виде
у = а+;р = -0,5л/зСрэ+у(1 + 0,5С)рэ. (12.4)
Как видно из (12.4), волна сигнала в замедляющей системе имеет
экспоненциально нарастающую амплитуду, что и свидетельствует об
усилении сигнала в ЛБВ.
Оценим максимально возможные коэффициент усиления и КПД
простейшей ЛБВ. Если считать, что входной сигнал возбуждает все три
волны в замедляющей системе, то начальные потери мощности входно-
го сигнала за счет разделения его на три части составят:
251
Ao= 201g | = -9,54 дБ.
Усиление радиосигнала, обеспечиваемое полезной волной в замед-
ляющей системе длиной I, из (12.4) можно получить в виде
К = 201g(e-a/ )= 10V3Cp3Zlg е.
Кроме того, необходимо учесть потери сигнала в замедляющей'
системе, а также неидеальное согласование входных и выходных пере-
ходов. Обозначим эти потери (в децибелах) коэффициентом . Значе-
ние Ап в реальных ЛЕВ может достигать 10... 15 дБ. С учетом этих по-
терь формула для коэффициента усиления ЛЕВ (в децибелах) в линей-
ном режиме принимает вид
КЛБВ = Aq+K-A„ =-9,54-Ая+7,55С/рэ • (12.5)
При большом сигнале в ЛЕВ проявляются нелинейные эффекты,
обусловленные тем, что сгустки электронов, находящиеся под тормозя-
щим полупериодом сильного поля сигнала, при длительном взаимодей-
ствии настолько теряют скорость, что оказываются под последующим
ускоряющим полупериодом и начинают отбирать энергию от поля.
Кроме того, при сильной модуляции электронного пучка по плотности
происходит деформация сгустков, оседание электронов на замедляющей
системе вследствие поперечного расталкивания и т. д. Эти явления при-
водят к снижению коэффициента усиления по сравнению со значением,
определяемым формулой (12.5), и учитываются нелинейной теорией
ЛБВ.
КПД ЛБВ определяется той долей кинетической энергии электрон- '
ного потока, которую он отдает полю радиосигнала. Начальная скорость
электронов v0 примерно на 15 % выше фазовой скорости волны сигна-
ла Уф£ . Отдавая энергию полю, электроны тормозятся, и при равенстве
скоростей усиление сигнала прекращается. Из этих соображений для
оценки КПД можно записать соотношение
9 2
mv0 mv$k
= —(12’6)
2
где т - масса электрона.
252 . -
Из (12.2) - (12.4) получим v0 = УфЛ(1 + 0,5С). С учетом последнего
соотношения и того, что С «1, из (12.6) имеем: Т| = С .
Таким образом, теоретический КПД простейшей маломощной ЛБВ
О-типа не превышает 10... 15 %, реальный же оказывается еще ниже. В
более совершенных конструкциях мощных ЛБВ, о которых речь пойдет
в §2, удается увеличить КПД в несколько раз.
§2 . Разновидности конструкций ЛБВ типа О
и их характеристики
Генераторы на ЛБВ типа О используются для широкополосного
усиления радиосигналов как малой, так и большой мощности в им-
пульсном и непрерывном режимах в различных диапазонах частот
вплоть до миллиметрового. Как следует из §1, параметры ЛБВ во мно-
гом определяются характеристиками замедляющей системы. Наиболее
широкополосной замедляющей системой является спираль, которая ис-
пользуется в большинстве конструкций ЛБВ малой и средней мощно-
сти.
Для мощных ЛБВ замедляющая система в виде спирали обладает
рядом недостатков. Обычно спираль приходится крепить зажимая ее
между керамическими или кварцевыми поддержками или вставляя в
калиброванную диэлектрическую трубку, что затрудняет теплоотвод от
нее. При больших ускоряющих напряжениях и высоких скоростях элек-
тронов спираль малоэффективна, так как при малом замедлении шаг
спирали оказывается близким к ее диаметру. В редкой спирали с боль-
шим диаметром велики амплитуды высших пространственных гармо-
ник, а поле основной волны ослаблено. При уменьшении же диаметра
спирали для снижения влияния высших гармоник ограничиваются дос-
тижимые значения тока и толщины электронного луча.
Поэтому в мощных ЛЕВ обычно используют замедляющие сис-
темы, имеющие конструкцию, не нуждающуюся в диэлектрических
опорах и обеспечивающую высокую интенсивность продольной со-
ставляющей электрического поля радиосигнала. К таким конструк-
циям относятся различного типа диафрагмированные волноводы,
состоящие из связанных через щели цепочек цилиндрических резо-
наторов с колебаниями типа ЕОю, при которых получается макси-
мальная концентрация продольной составляющей электрического
поля радиосигнала вдоль оси, где имеется пролетный канал. Данные
системы имеют крутую дисперсионную характеристику, и мощные
ЛБВ будут узкополосными. Примеры таких замедляющих систем
приведены на рис. 12.2.
253
V- Рнс. 12.2
На рис. 12.2, а показана замедляющая система с радиальными ще-
лями в разделяющих резонаторы стенках и выступами в резонаторах,
получившая название «кленовый лист». Основной в этой системе явля-
ется прямая волна. Соответствующая этой системе ЛБВ может иметь
относительный рабочий диапазон частот до 20 %.
Более проста в выполнении замедляющая система с секторными
отверстиями магнитной связи, показанная на рис. 12.2, б. Расположение
секторных отверстий в общих стенках резонаторов повторяется через
один резонатор, поэтому система является двухступенчатой и ее дис-
персионная характеристика имеет две ветви. Для работы ЛБВ обычно
используется первая пространственная гармоника прямой волны, на
которой дисперсионная характеристика имеет пологий участок. ЛБВ с
подобной замедляющей системой может иметь рабочий диапазон частот
до 15 %.
В ЛБВ миллиметрового диапазона в основном используются за-
медляющие системы гребенчатого и лестничного типов как наиболее
технологичные (рис. 12.2, в). Такие замедляющие системы обеспечива-
ют рабочие полосы частот до 5...7 % относительно центральной частоты
рабочего диапазона.
254
2
В малогабаритных ЛБВ используются плоские замедляющие сис-
темы на диэлектрических подложках. В них могут использоваться вы-
полненные на керамических пластинах методами пленочной технологии
замедляющие системы типа «меандр», «зигзаг», «плоская .спираль»,
«концентрические кольца с перемычками». Такие конструкции можно
выполнить как линейными, так и дисковыми. Примерная конструкция
линейной ЛБВ показана на рис. 12.3. ЛБВ содержит электронную пушку
1, формирующую ленточный электронный поток, плоские ускоряющие
электроды 2, кбллектор 3. Замедляющая система 4 в виде плоской ме-
таллизации типа «меандр» или «зигзаг», нанесенной на керамическое
основание, расположена на стенке корпуса лампы. Для фокусировки
электронного потока используется магнитная фокусирующая система из
плоских прямоугольных магнитов, расположенных с обеих сторон на
внешних стенках корпуса лампы.
ЛБВ с плоскими замедляющими системами используются в деци-
метровом и нижней части сантиметрового диапазона длин волн с уров-
нями мощности до 100...500 Вт. Такие ЛБВ технологичны и дешевы в
производстве, особенно при массовом выпуске. Они могут обеспечить
высокие коэффициенты усиления, КПД и широкие рабочие диапазоны
частот. Недостатком их является малый срок службы вследствие запы-
ления печатных замедляющих систем продуктами с катода, поэтому
наиболее широко они используются в качестве приборов разового при-
менения.
Для предотвращения самовозбуждения ЛБВ из-за обратной волны,
отраженной от выходного разъема, в замедляющей системе размещают
локальный поглотитель, с помощью которого уменьшается обратная
255
связь при отражении сигнала от выхода замедляющей системы. Для это-
го необходимо, чтобы локальный поглотитель вносил в отраженный
сигнал ослабление, превышающее коэффициент усиления. Естественно,
что при этом ослабляется прямой сигнал, распространяющийся от входа
к выходу ДЕВ. Схематическое изображение ЛБВ и распределение ам-
плитуды сигнала вдоль замедляющей системы показаны на рис. 12.4.
Локальный поглотитель обычно размещается в средней части за-
медляющей системы, ближе к входу. На входном участке замедляющей
системы до поглотителя образуются электронные сгустки, движущиеся
вместе с бегущей волной. Участок поглотителя сгустки проходят почти
не расфокусировавшись. За поглотителем сгустки интенсивно наводят
высокочастотное поле в выходной части замедляющей системы. В ре-
зультате прямой сигнал ослабляется всего на 3...5 дБ. Обратная волна,
распространяющаяся от выходного разъема замедляющей системы; по-
глощается раньше, чем она успеет эффективно промодулировать
встречный электронный поток по скорости. Иногда замедляющую сис-
тему выполняют двухсекционной с поглотителем в каждой секции.
Одним из способов повышения КПД ЛБВ является рекуперация,
рассмотренная в гл. 11 применительно к пролетному клистрону. В ЛБВ
также используется несколько источников питания, подключенных к
замедляющей системе и нескольким секциям коллектора. Последова-
тельное понижение потенциала секций коллектора приводит к тому, что
медленные электроны оседают на первых секциях с высоким напряже-
256
Вход Выход
нием, а быстрые - на дальних секциях, где напряжение питания меньше,
а значит, и меньше выделяемая ими. на коллекторе мощность. Варианты
конструкций коллектора довольно разнообразны.
Другим путем повышения КПД ЛЕВ является последовательнее
уменьшение фазовой скорости волны радиосигнала, бегущей вдоль за-
медляющей системы. Уменьшение скорости волны необходимо для
поддержания синхронизма движения электронных сгустков с полем.
Закон изменения фазовой скорости выбирается таким, чтобы электроны,
отдающие свою кинетическую энергию полю и теряющие скорость,
оставались в замедляющей фазе поля радиосигнала на протяжении всего
пути вдоль замедляющей системы. Такие ЛЕВ называются изохронны-
ми. ’., , '
На рис. 12.5 показана замедляющая система с переменным шагом и
закон изменения фазовой скорости волны радиосигнала вдоль замед-
ляющей системы. На практике часто используют замедляющие системы
не с плавным, а со скачкообразным изменением фазовой скорости за
счет использования нескольких секций с различными коэффициентами
замедления. На эти секции можно подавать различное напряжение,
уменьшающееся по мере возрастания замедления волны радиосигнала.
Одновременное использование методов рекуперации и изохронности
позволяет повысить КПД ЛБВ типа О до 50 %, что делает эти генера-
торные приборы конкурентоспособными с приборами М-типа.
Фокусировка электронного потока в ЛЕВ типа О обычно осуществ-
ляется с помощью магнитной фокусирующей системы. Наибольшее
распространение получили пакетированные конструкции ЛЕВ, в кото-
рых используется периодическая магнитная фокусирующая система,
состоящая из набора кольцевых постоянных магнитов с чередованием
9. Я-347
257
полюсов и шайб из магнитомягкого материала, выполняющих роль по-
люсных наконечников.
Генераторы ’на ЛБВ О-типа выпускаются от дециметрового до
верхней части миллиметрового диапазона волн включительно. Им-
пульсные ЛБВ позволяют получить выходные мощности от нескольких
мегаватт в дециметровом диапазоне волн до нескольких киловатт в
миллиметровом диапазоне. В режиме непрерывного генерирования эти
мощности составляют 100 и 1 кВт соответственно. Значения коэффици-
ента усиления обычнб лежат в пределах 20...60 дБ, относительные рабо-
чие полосы частот - в пределах 1.0...0.1. Выпускаются маломощные и
малошумящие ЛБВ.
Рабочими характеристиками ЛБВ являются амплитудные (зависи-
мости выходной мощности Рвых, коэффициента усиления Кр и фазо-
вого сдвига Дф от уровня мощности входнбго сигнала Рвх ), характери-
стики взаимодействия (зависимости Рвых от напряжения питания Ео
при различных уровнях Рвх) и частотные характеристики (зависимость
Рвых от частоты f при постоянной Рвх). Примерный вид этих харак-
теристик показан на рис. 12.6.
Амплитудная характеристика ЛБВ имеет ярко выраженные линей-
ный и нелинейные участки (рис. 12.6, а). Уменьшение коэффициента
усиления на нелинейном участке объясняется торможением электрон-
ных сгустков при увеличении мощности входного сигнала, нарушением
синхронизма и переходом их под ускоряющий полупериод поля, когда
уровень входного сигнала становится чрезмерно большим.
Из характеристик взаимодействия (рис. 12.6, б) видно, что для каж-
дого уровня мощности существует оптимальное значение ускоряющего
напряжения, когда электронный поток наиболее эффективно взаимо-
действует с полем сигнала. Этот максимум является достаточно плав-
258
ным, что позволяет не предъявлять высоких требований к стабильности
источника питания ЛБВ. Однако нестабильность Ео приводит к неста-
бильности фазы выходного сигнала.
Вид частотной характеристики ЛБВ (рис. 12.6, в) в основном опре-
деляется дисперсионной кривой замедляющей системы. Рабочая полоса
частот может также ограничиваться недостаточной широкрполосностью
согласующих устройств на входе и выходе ЛБВ. Согласование замед-
ляющей системы осложняется еще и потому, что ее входное и выходное
сопротивления по-разному зависят от частоты. Поэтому согласующие
устройства в ЛБВ часто снабжают элементами подстройки и конструк-
ции их весьма сложны и многообразны.
§3 . Генераторы радиосигналов на лампах обратной волны
В лампах обратной волны типа О осуществляется взаимодействие
электронного потока с замедленной волной радиосигнала, распростра-
няющейся навстречу электронному потоку. Иногда такие генераторные
лампы называют «карсинотронами».
Принцип действия ЛОВ типа О можно пояснить с помощью упро-
щенного схематического изображения лампы, показанного на
рис. 12.7, а. Здесь обозначено: 1 - катод, 2 - магнитная система, фоку-
сирующая электронный поток, 3 - ускоряющий электрод, 4,- замед-
ляющая система в виде экранированной спирали, 5 - коллектор с по-
глощающей нагрузкой замедляющей системы, 6 - устройство вывода
энергии.
Электронный пучок, сформированный электронной пушкой 1, ус-
коряющим электродом 3 и фокусирующей системой 2, со скоростью v0
поступает в замедляющую систему 4. Вследствие того, что волна сигна-
ла, распространяющаяся в замедляющей системе от нагрузки к выходу
6, направлена навстречу электронному потоку, между последним и ра-
диосигналом возникает внутренняя обратная связь, в результате кото-
рой часть энергии радиосигнала возвращается электронному потоку,
модулируя его по плотности, что и является причиной возникновения
автоколебательного режима.
Образование петли обратной связи иллюстрирует рис. 12.7, б. Од-
ним из участков этой петли является электронный поток, вторым - за-
медляющая система, вдоль которой распространяется волна радиосиг-
нала. Электромагнитное поле, возникшее в результате флуктуации в
замедляющей системе, распространяясь от нагрузки к выходу, 'модули-
рует электронный пучок по плотности. Модулированный пучок, двига-
ясь вдоль замедляющей системы по направлению к нагрузке и попадая в
259'
6
2
4
б
Рис. 12.7
тормозящие полупериоды поля, в свою очередь, еще более усилит элек-
тромагнитное поле сигнала, которое осуществит еще более глубокую
модуляцию электронного пучка по плотности. Так будет продолжаться
до тех пор, пока ЛОВ не достигнет установившегося режима работы..
Для наиболее эффектийного взаимодействия используется первая
пространственная гармоника’обратной волны, имеющая максимальную
фазовую скорость, так как при этом сопротивление связи максимально.
Условие баланса фаз в ЛОВ при слабом взаимодействии электро-
магнитной волны и электронного пучка можно записать в следующем
виде: Р1/+Рэ/ = 2тог, т-1,2,3,..., где fJj и |3Э - постоянные распро-
странения первой пространственной гармоншси волны сигнала в замед-
ляющей системе без учета взаимодействия сигнала и электронного пуч-
ка; I - длина той части замедляющей системы, на которой осуществля-
ется эффективное взаимодействие электронного пучка с волной сигна-
ла.
С учетом того, что электронный поток распространяется навстречу
электромагнитной волне, это равенство можно записать в виде
260
(12.7)
Pl Pl’
/
С другой стороны, из (12.1X12.3) следует, что v*i=-^- и
Pl
со L е „ „ „ „
Vo = — = J2—Ео > гДе £0 _ напряжение на замедляющей системе. Эти
Рэ V т
соотношения записаны в пренебрежении взаимодействием волны с
электронным потоком.
Из (12.7) и приведенных соотношений следует, что
—. (12.8)
Vo Рф1;
тт кг
Число длин волн радиосигнала N = , укладывающееся вдоль
2л
замедляющей системы в стационарном режиме генерирования, должно
быть целым. В этом режиме фазовая скорость электромагнитной волны
в замедляющей системе для первой пространственной гармоники об-
ратной волны определится из (12.8):
t Из (12.9) следует, что баланс фаз возможен при Уф] >Vq
В отличие от ЛБВ в ЛОВ обычно используют замедляющие систе-
мы с неравномерной дисперсионной характеристикой (рис. 12.8). При
изменении ускоряющего напряжения £0 изменяется скорость элек-
тронного потока и баланс фаз для ЛОВ (12.9) в стационарном режиме
генерирования будет выполняться на другой частоте. Это и определяет
ценное свойство генераторов на ЛОВ - возможность электронной пере-
стройки частоты при изменении ускоряющего напряжения.
Естественно, что для самовозбуждения ЛОВ необходимо и наличие
баланса амплитуд, который достигается при увеличении тока электрон-
ного пучка до пускового значения 7пуск. При дальнейшем увеличении
тока луча выходная мощность генератора на ЛОВ монотонно возраста-
ет. Электронный КПД для линейного режима работы ЛОВ можно оце-
1
261
нить соотношением Т| ~ 0,84С, где С = св ; 7?св - сопротивле-
ние связи замедляющей системы.
Таким образом, при обычных значениях коэффициента замедления
электромагнитной волны КПД ЛОВ не превышает нескольких процен-
тов. Это объясняется тем, что электроны группируются в сгустки ближе
к концу замедляющей системы,, где расположена балластная нагрузка;
Распространение волны сигнала навстречу электронному пучку приво-
дит к тому, что сгустки электронов взаимодействуют со слабым полем '
радиосигнала и не могут отдать-ему большую часть сроей кинетической
энергии. Поэтому обычные ЛОВ имеют невысокий уровень выходной
мощности.
Существенного увеличения КПД (в несколько раз) добиваются в'
релятивистских ЛОВ, где используются малые коэффициенты замедле-
ния волны и большие скорости движения электронов. Такие ЛОВ по-
зволяют получить уровень выходной мощности генерируемого радио-
сигнала до нескольких десятков киловатт. В качестве замедляющих сис-
тем в ЛОВ обычно используют одно- и двухзаходные спирали, различ-
ные штыревые системы.
Уровни выходной мощности ЛОВ типа О обычно не превышают
десятков милливатт, диапазон электронной перестройки рабочей часто-
ты генератора при изменении ускоряющего напряжения достигает окта-
вы и более.
Основными характеристиками ЛОВ являются зависимости частоты
и выходной мощности прибора от ускоряющего напряжения (рис. 12.9).
Зависимость частоты генерируемого радиосигнала от ускоряющего
напряжения на коллекторе Ео имеет нелинейный характер. Это объяс-
няется тем, что скорость электронов в пучке пропорциональна корню
квадратному из Eq. Наличие отражения СВЧ-радиосигнала от поглб-
262
щающей нагрузки и устройства вывода энергии приводит к некоторой
немонотонности этой зависимости.
При увеличении ускоряющего напряжения уровень выходной
мощности ЛОВ также повышается за счет роста подводимой к электро-
дам мощности постоянного тока и увеличения скорости электронов в
пучке. Однако после некоторого значения напряжения рост выходной
мощности прекращается и возможно даже ее снижение. Это объясняет-
ся уменьшением разности между пусковым и рабочим значениями тока
электронного луча и оседанием электронов на стенках и замедляющей
системе при больших напряжениях. Для получения равномерной зави-
симости выходной мощности от частоты в генераторах на ЛОВ прихо-
дится применять системы автоматического регулирования выходной
'мощности.
§4 . Генераторные приборы на основе циклотронного резонанса
В миллиметровом и субмиллиметровом диапазонах волн размеры ре-
зонаторных и замедляющих систем приборов типа О очень малы, что при-
водит к ограничению уровня мощности в этих диапазонах. Данное огра-
ничение преодолено в приборах на циклотронном резонансе, генерирова-
ние СВЧ-сигналов в которых основано на преобразовании кинетической
энергии вращательного движения электронов в энергию электромагнитно-
го поля. Такие приборы относят к третьему типу генераторных приборов -
к гиротронам. В настоящее время известны следующие основные типы
гиротронов: гиромонотрон - генераторный прибор с одиночным резонато-
ром открытого типа; гироклистрон - прибор, содержащий два или более
резонаторов и пространств дрейфа; гироЛБВ - прибор с электродинамиче-
ской системой, в которой распространяется бегущая волна радиосигнала.
+д02-
а б
Рис. 12.10
263
Принцип действия гиротронов рассмотрим на примере гиромонотро-
на, схематическое изображение которого показано на рис. 12.10, а. Гиро-
монотрон включает электронную пушку 1, создающую кольцевидный
электронный поток, кольцевые ускоряющие электроды 2 и 3, цилиндриче-
ский резонатор открытого типа 4, выходной волновод 5, служащий одно-
временно коллектором электронного потока, вакуумное окно 6. Для фор-
мирования электронного потока используется продольное магнитное поле,
создаваемое соленоидом.
Вылетевший с катода электрон оказывается под действием одно-
родного продольного статического магнитного поля В, ускоряющего
однородного статического электрического поля Ео , создаваемого уско-
ряющими электродами, и азимутального электрического поля резонато-
ра . Ес = Ет cos сог, создаваемого радиосигналом (волна Я01 j цилинд-
рического резонатора). Распределение электрического поля в сечении
цилиндрического резонатора при волне Но11 показано на рис. 12.10, б.
Траектория электрона в таких полях представляет собой спираль'
(см. гл. 13). Радиус спирали R , время одного оборота электрона по спи-
рали Тц и циклотронная частота вращения соц определяются соотноше-
ниями:
Я = -^;
еВ
Т - 2nR - 2 Km-
“ еВ’
2л еВ
ц Тц . m
(12.10)
где ул - линейная скорость вращательного движения; В - индукция
магнитного поля; е и m - заряд и масса электрона.
Поступательное движение электрона вдоль силовых линий магнит-
ного поля со скоростью v0 характеризуется величиной прододьного
перемещения электрона за время одного оборота (так называемой цик-
лотронной длиной волны):
4 = ^0 (12.11),
ек>
По своему геометрическому смыслу Хц в (12.11) представляет шаг
спирали, по которой движется электрон.
264
Рис. 12.11
Значения Ео, Ес, В выбираются таким образом, чтобы радиус ци-
линдрического электронного пучка был примерно равен половине ра-
диуса резонатора, радиусы спиралей - гораздо меньше радиуса резона-
тора, шаг спирали - много меньше рабочей длины резонатора, а частота
поля СВЧ-сигнала была близкой к циклотронной частоте электрона.
Сечение траекторий движения электронов показано на рис. 12.11, а.
На рис. 12.11, б представлена увеличенная элементарная площадка,
содержащая круговую орбиту электрона и силовые линии электрического
поля для момента времени, когда азимутальная составляющая электриче-
ского поля резонатора достигает своего максимального значения. На орби-
те выделено 4 характерных положения электронных групп, для которых и
рассмотрим взаимодействие с полем.
Для группы электронов 2 поле СВЧ-сигнала является тормозящим, ее
линейная скорость вращательного движения будет уменьшаться, а угловая
- возрастать (12.10), что приведет к ее смещению в сторону группы элек-
тронов 1 при одновременном уменьшении радиуса спирали. Для группы
электронов 4 электрическое поле СВЧ-сигнала, наоборот, будет ускоряю-
щим. Линейная скорость вращательного движения этой группы будет воз-
растать, угловая - уменьшаться, что приведет к увеличению радиуса спира-
ли и смещению ее в сторону группы 1.
Группы 1 и 3 не изменят скорость своего вращения, так как поле сиг-
нала для них является ортогональным, и будут двигаться по траекториям,
близким к статическим. Эти изменения траекторий электронов показаны на
рис. 12.11, в. Как видно из рисунка, вблизи азимутальной плоскости, кото-
рая вращается синхронно с электронами первой группы, постепенно будет
образовываться электронный сгусток. Для того чтобы сгруппированные
электроны отдавали свою энергию электрическому полю сигнала, необхо-
димо, чтобы сгустки электронов собирались в той стороне, где они будут
испытывать торможение, т. е. в месте где первоначально находились элек-
троны группы 2. Для Этого циклотронная частота электронов должна быть
несколько больше частоты СВЧ-сигнала со = соц(1 - е), где е «1.
10. Я-347
265
Анализ и экспериментальные данные показывают, что при однород-
ном распределении азимутальной составляющей СВЧ-поля вдоль резона-
тора максимально достижимый КПД гиромонотрона составляет 40 %. Это
значение можно существенно повысить путем оптимального распределе-
ния напряженности азимутальной составляющей электрического поля
СВЧ-сигнала вдоль резонатора. При оптимальном распределении амплиту-
да поля должна медленно нарастать в начале резонатора, обеспечивать бы-
строе нарастание в его средней части и такой же быстрый спад в конце.
При таком распределении в слабом нарастающем поле в начале резонатора
происходит скоростная модуляция и группировка электронного пучка, а
большая амплитуда поля в средней части резонатора обеспечивает эффек-
тивный отбор энергии от сгруппированного электронного пучка. Это по-
зволяет получить теоретическое значение электронного КПД прибора
близкий к 90 %. На практике сказывается разброс скоростей отдельных
электронных пучков, который приводит к-ухудшению взаимодействия
электронов пучка и поля СВЧ-сигнала и, как следствие, к уменьшению
КПД. Реально достижимые значения КПД гиромонотронов близки к 60 %.
В конструктивном отношении гироклистроны отличаются от гиромо-
цотронов только устройством электродинамической системы. На
рис. 12.12, а показано схематическое изображение двухрезонаторного ги-
роклистрона. Гироклистрон включает электронную пушку 1 с эмитирую-
щим пояском, которая совместно с кольцевыми ускоряющими электродами
2 создав! кольцевой электронный поток, первый резонатор 3, пролетное
пространство 4, выходной резонатор 5, коллектор 6, выходное окно с сек-
цией внешнего волновода 7.
На всем протяжении электродинамической системы гироклистрона ,
траектории движения электронов в нем имеют такой же вид, как и в гиро-
монотроне. При возбуждении радиосигналом первого резонатора в нем
устанавливается режим стоячих волн. Электроны, пролетая резонатор,
взаимодействуют с азимутальной составляющей электрического поля в
нем, получая при этом модуляцию по скорости, механизм которой описан
ранее. Основное группирование электронов по плотности осуществляется в
пролетном пространстве, после которого поток электронов поступает в
выходной резонатор и возбуждает в нем электромагнитное поле типа
Я0]!. Взаимодействие этого поля с электронами в процессе их поступа-
тельно-вращательного движения обеспечивает преобразование кинетиче-
ской энергии электронов в энергию СВЧ-поля.
Устройство гироЛБВ схематически показано на рис. 12.12, б. Как и в
случае гироклйстрона, основное отличие конструкции гироЛБВ от гиромо-
нотрона определяется устройством электродинамической системы прибора.
266
Последняя представляет собой отрезок регулярного круглого волновода 1,
который возбуждается от внешнего источника через вход сигнала 2. Поле
СВЧ-сигнала, взаимодействующее с электронным потоком, имеет вид бе-
гущей волны Я-типа. Взаимодействие поля и бегущей волны сигнала в на-
чале волновода приводит к модуляции электронного потока пр поперечной
скорости и к дальнейшей их азимутальной группировке. Сгруппированный
электронный поток, взаимодействуя с СВЧ-сигналом на конечном участке
волновода, отдает ему часть своей кинетической энергии, что приводит к
усилению распространяющейся по направлению к коллектору 3 волны
сигнала. Вывод усиленного СВЧ-сигнала осуществляется через выходное
окно 4.
Гироприборы являются самыми мощными генераторами в диапазо-
не частот от 30 до 200 ГГц. В этих приборах получены уровни мощно-
сти до нескольких киловатт в непрерывном режиме и сотен киловатт - в
импульсном, а их КПД существенно зависит от конструктивного вы-
полнения и лежит в пределах 10...60 %.
Г Л А В A 13 ГЕНЕРАТОРЫ НА ПРИБОРАХ /
МАГНЕТРОННОГО ТИПА
§1. Физические основы работы магнетронных генераторов
В настоящее время для генерации мощных СВЧ-колебаний широко
используется класс приборов, в которых взаимодействие электронного
потока с полем замедляющей системы, состоящей из связанных между
собой резонаторов, происходит в скрещенных статических электриче-
ском и магнитном полях. Такие генераторы получили название магне-
тронов или генераторов типа М. Кроме классических магнетронов, кон-
струкция которых была разработана Н. Ф. Алексеевым и Д. Е. Маляро-
вым еще в 1936-1937 гг., к этому классу относятся платинотрон, ми-
трон, ЛОВМ и ЛБВМ и др.
Схематически устройство магнетрона показано на рис. 13.1. Анод- !
ный блок 1 с резонаторами 3 и сегментами 4 образует свернутую в коль-
цо замедляющую систему. Вывод СВЧ-энергии в нагрузку осуществля-
ется с помощью элемента связи 5, расположенного в одном из резонато-
ров. В центре анодного блока находится катод с подогревателем 2, под-
держиваемый катодными выводами. На концах катода установлены
торцевые диски, улучшающие структуру электрического поля между
катодом и анодом. Постоянное электрическое поле создается источни-
ком питания Еа, подключенным между анодом и катодом. Из конструк-
тивных соображений анодный блок обычно заземляется, а на катод по-
дается отрицательное напряжение. Прибор помещается между полюса-
ми постояйного магнита, магнитное поле которого направлено в про-
странстве взаимодействия параллельно оси катода.
Рис. 13.1
268
Для пояснения принципа работы магнетрона рассмотрим движение
электронов в скрещенных электрическом и магнитном полях в диоде с
плоскими бесконечно протяженными электродами, отстоящими на рас-
стояние d , при отсутствии СВЧ-поля (рис. 13.2). Траекторию движения
электронов определим в предположении, что электрическое и магнитное
поля постоянны, однородны и характеризуются соответствующими
векторами напряженности электрического поля Е, магнитно^ индукции
В и анодным напряжением ЕЛ=Е d.
На электрон, вылетевший из катода, будут одновременно действо-
вать две силы: электрического поля F3 - -еЕ и магнитного поля
FM =-е (vxB), направленная перпендикулярно скорости электрона,
т. е. оси анод - катод диода. На всем протяжении движения электрона
сила электрического поля F3 остается постоянной как по значению, так
и по направлению. Сила же магнитного поля FM зависит от скорости
электрона у. Сила магнитного поля FM возрастает с увеличением ско-
рости электрона v, искривляя траекторию его движения, при этом на
значение скорости она не влияет, таю как направлена перпендикулярно
вектору скорости. Движение электрона при одновременном воздействии
электрического и магнитных полей описывается уравнением Лоренца:
F = ma = F3+FM =-е (E + [vxB]),: (13.1)
где а - ускорение электрона; т, е - масса и заряд электрона.
Решение уравнения (13.1) в декартовой системе координат имеет
вид
269
d2y ( „ dx „У d2x dy „ '
m—— = -e -E + — В , m——-e—B. (13.2)
dt2 ( dt J. dt2 dt ;
Решая полученные уравнения (13.2) относительно х и у для нуле- ?
вых начальных условий: v(0)=0 найдем: j
y=Z?(l-cos С£>цг); (13.3)
x = Z?(cour-sin Юцг), (13.4)
D тЕ Е ( х
где R = —- = --; Юц - (е / т)В - угловая скорость движения по ок-
еВ2
ружности (циклотронная частота).
Выражения (13.3) и (13.4) являются уравнениями циклоиды, а соот-
ветствующие траектории изображены на рис 13.2. При движении элек-
трона изменяется его потенциальная энергия, она максимальна
=^а) у катода и обращается в нуль возле анода. При движении i
электрона по циклоиде часть потенциальной энергии переходит в кине-
тическую, которая достигает максимального значения в момент прохо-
ждения электроном вершины циклоиды (соцг = л), где скорость электро-
на ve = 2гц = 2Е / В, a WKm = 2mv^ . Затем электрон начинает движе-
ние вниз поэтому электрическое поле оказывается для него уже тормо-
зящим. Это приводит к уменьшению скорости и магнитной силы FM до
тех пор, пока в момент соцг = 2л электрон не достигнет катода с потен-
циалом исходной точки движения, для которой v = 0 и WK = 0.
Выражения (13.3), (13.4) показывают, что с увеличением магнитной
индукции В радиус кривизны траектории уменьшается. Переносная ско-
рость электрона (одновременно являющейся и средней скоростью) равна
скорости движения центра образующего циклоиду круга радиусом R :
Уц=уе=Е/5. (13.5)
В зависимости от соотношения между напряженностью электриче-
ского поля Е и магнитной индукцией В электрон может попасть на
анод или возвратиться вновь на катод, не достигнув анода. Граничным
следует считать тот режим, когда траектория электрона касается плос-
кости анода, т. е. 2R = d . Значения магнитной индукции и анодного
напряжения Еа, соответствующие этому режиму, называются критиче-
скими (Вкр,Еакр):
270
Вкр = ^2тЕ/(ed) = J—Ea Kp (13.6)
d V e
Если В > Вкр , то электрон, вылетая из катода, возвращается на не-
го вновь и все множество электронов образует пространственный заряд,
вращающийся с угловой скоростью а>ц. Если В<Вкр, то электрон
попадает на анод. Записав уравнение (13.6) относительно анодного на-
пряжения Еа = Ed в функции от В, получим параболу критического
режима (рис. 13.3). Если анодное напряжение и магнитное поле соответ-
ствуют точке, находящейся в заштрихованной области, то в анодной
цепи протекает ток эмиссии катода. В остальных точках анодный ток
отсутствует. В магнетронных генераторах используется статический
режим с отсутствием анодного тока.
При цилиндрической конструкции электродов магнетрона значение
напряженности постоянного электрического поля изменяется при при-
ближении к аноду, что приводит к изменению переносной скорости
электронов. Решение задачи о движении электронов в скрещенных по-
лях в приборах с цилиндрическими электродами может быть проведено
аналогично плоскому диоду, если использовать цилиндрическую систе-
му координат. Электроны в цилиндрической системе движутся по эпи-
циклоидам, т. е. по кривым, которые описывает точка на поверхности
круга, катящаяся без скольжения по поверхности цилиндрического ка-
тода с радиусом
R~--r h-B2. (13.7)
е ta-rK)
271
a б в
Рис.'13.4
Для критического режима цилиндрического магнетрона без учета
пространственного заряда связь анодного напряжения £а.кр с магнит-
ным полем определяется выражением
2 12т
BKp=-J—Еа.кр • (13.8)
га V е
Обычно отношение радиусов анода га и катода гк магнетрона со-
ставляет га/гк <1.5...2.5, и изменения в характере движения электронов
по сравнению с выражениями (13.3) - (13.6) для плоского диода не су-
щественны.
Конструкции резонаторных систем магнетронов весьма разнооб-
разны (риС. 13.4). Наиболее широко в сантиметровом диапазоне волн
используктгся резонаторные системы типа «щель - отверстие»
(рис. 13.4, а) и лопаточного типа (рис. 13.4, б), между которыми сущест-
вует сильная электромагнитная связь. Резонаторы образуют замкнутую
замедляющую систему для пространственной электромагнитной волны.
Каждый цилиндрический резонатор с щелью можно рассматривать
как виток индуктивной катушки, нагруженный на плоский конденсатор.
Силовые линии магнитного СВЧ-поля замыкаются через соседние резо-
наторы, обусловливая их взаимосвязь, а силовые линии электрического
поля концентрируются в основном в щели резонатора и за счет краевых
эффектов выходят в пространство взаимодействия с электронным пото-
ком. Так как резонаторная система магнетрона замкнута, то ее эквива-
лентную схему можно представить в виде электрической цепи, состоя-
щей из сосредоточенных LC-элементов, где L - эквивалентная индук-
тивность одиночного резонатора; С - эквивалентная емкость щелевой
272
Рис. 13.5
части резонатора; Ссв - емкость связи между соседними резонаторами
через пространство взаимодействия (рис. 13.5, а).
Рассматриваемая сложная колебательная система имеет не одну, а
несколько резонансных частот, причем на резонансной частоте вдоль
анодного блока должно укладываться целое число длин волн или перио-
дов СВЧ-колебаний, так как система резонаторов образует замкнутое
кольцо. Фазовый сдвиг <рп между колебаниями в соседних резонаторах
определяется выражением, называемым условием цикличности СВЧ-по-
ля магнетрона:
Ф„=2л^, (13.9)
где п = 0,1, 2,... - номер вида колебания; N - число резонаторов, обра-
зующих колебательную систему магнетрона.
Резонансные частоты эквивалентной схемы (рис. 13.5, а) определя-
ются следующим выражением [1,6]:
/_ =__________1_________
/о 1 [
2 (1-cos 2nn/N)
(13.10)
где /0 = l/(2nVZc).
Выражения (13.9) и (13.10) показывают, что каждому номеру п ви-
да колебаний соответствует не только свой фазовый сдвиг <рп, но и своя
собственная частота системы, поскольку при одинаковых параметрах
273
резонаторов соответствующий новому номеру п фазовый сдвиг <рп
можно обеспечить лишь на другой частоте f . В общем случае в систе-
ме из N связанных резонаторов имеется N различных собственных
частот (видов колебаний), но в строго симметричной системе, когда
N - четное, фазовые сдвиги сри видов колебаний с n = 0,...,N/2-1
совпадают с точностью до знака с фазовыми сдвигами для
n = lV/2 + l,...,N. Таким образом, при четном N число возможных
видов сокращается до W / 2 +1.
При нулевом или синфазном виде колебаний (п = 0) фазы колеба-
ний во всех резонаторах совпадают, в то время как при наиболее рас-
пространенном противофазном, или так называемом те-виде колебаний
(n-N/2), колебания в соседних резонаторах находятся в противофазе.
На рис. 13.5, б показано распределение длин волн X (частот) раз-
личных видов колебаний в симметричной колебательной системе магне-
трона с восьмью резонаторами. Как видно, из рисунка (кривая 1), час-
тотное разделение видов колебаний друг от друга ухудшается с увели-
чением номера. Это может привести к неустойчивой работе магнетрона
и снижению его основных энергетических показателей: выходной мощ-
ности и КПД. Частотное разделение уменьшается до нескольких единиц
процентов с увеличением числа резонаторов, поэтому без принятия
специальных мер их количество в магнетроне обычно не превышает
восьми. ,
Следует отметить, что характер распределения резонансных частот
может и отличаться от приведенного на рис. 13.5, б, так как зависит от
преобладания индуктивной или емкостной связи между резонаторами.
Однако проблема частотного разделения видов колебаний остается, так
как частота противофазного вида колебания, наиболее эффективного,
обеспечивающего при наименьшем анодном напряжении максимальные
электронный КПД и мощность, отстоит от ближайшей частоты другого
вида колебаний, как правило, всего на 2...3 %. При этом даже небольшие
изменения анодного напряжения или сопротивления нагрузки могут
привести к скачкообразному изменению частоты (длины волны)
СВЧ-колебаний.
Повышение устойчивости режима магнетрона, удаление собствен-
ных частот колебательной системы друг от друга достигается увеличе-
нием связи между резонаторами путем установки связок-проводников,
соединяющих сегменты резонаторов с одинаковым потенциалом, или с
помощью разнорезонаторной системы (рис. 13.4, в).
274
Связки вносят в колебательную систему магнетрона дополнитель-
ные реактивности. Значения-вносимых емкостей и индуктивностей зави-
сят не только от размеров связок и их расположения относительно анод-
ного блока, но и от структуры СВЧ-поля. Например, при противофазном
виде колебаний связки вносят существенную емкость в резонаторную
систему, а внесение индуктивной реакции исключено ввиду малости
уравнительных токов, протекающих вдоль связок. В результате вноси-
мой в резонаторы дополнительной емкости частота генерируемых маг-
нетроном колебаний типа л понижается. При возбуждении же в колеба-
тельной системе колебаний других типов появляется разность потенциа-
лов между сегментами, соединенными связками. Это приводит к
уменьшению вносимой связками в резонаторы емкости и увеличению
вносимой индуктивности из-за возрастания уравнительных токов вдоль
связок. Вносимая индуктивность параллельна собственной индуктивно-
сти резонаторов, что приводит к уменьшению, результирующей индук-
тивности и повышению частоты колебаний других типов, отличных от
вида л.
Эффективность применения связок отражена на графике (кривая 2
на рис. 13.5, б), показывающем изменение длины волны СВЧ-колебаний
от значения п. Из графика видно, что применение связок позволяет
существенно (до 10... 15 %) увеличить разность частот колебаний вида л
(n = N / 2) и соседнего с ним вида колебаний п = NJ 2 -1.
Для магнетронов, работающих в коротковолновой части сантимет-
рового диапазона (X < 3 см), характерно возрастание числа резонаторов
до 18, а в миллиметровом диапазоне - даже до 48 при одновременном
уменьшении их размеров. Это сопровождается возрастанием высокочас-
тотных потерь и понижением эффективности связок. Поэтому при
Х<3 см для разделения видов колебаний используют разнорезонатор-
ную колебательную систему (рис. 13.4, в).
В разнорезонаторном анодном блоке смежные резонаторы изготав-
ливают разными по размерам, так что половина резонаторов оказывают-
ся настроенными на более короткую волну, а остальные - на более
длинную по сравнению с резонаторами обычного блока. При этом все
возможные типы колебаний распадаются на две группы. В длинновол-
новой группе фазы колебаний в больших и малых резонаторах одинако-
вы, а в коротковолновой распределение частот практически такое же,
как и в резонаторной системе со связками, т. е. характеризуется боль-
шим частотным разносом. Использование разнорезонаторной колеба-
тельной системы позволяет увеличить размеры анодного блока, а следо-
вательно, и энергетические характеристики магнетрона без ухудшения
устойчивости работы.
275.
Взаимодействие электронного потока с СВЧ электромагнитным по-
лем колебательной системы магнетрона можно рассматривать на основе
метода пространственных гармоник (см. §1 гл. 12).
При симметричной колебательной системе магнетрона пространст-
венное распределение амплитуд электрического поля в резонаторах
описывается периодической функцией Ех (х) с периодом системы
L = 2nra /N :
E(x + L)ejy-X+L) =Е(х)е^°-\ (13.11)
где р0 = (р„ IL - постоянная распределения волны; х - координата
вдоль образующей резонатора.
В произвольной точке замедляющей системы с координатой х вы-
ражение для проекции электрической составляющей поля на ось х (Ех)
(13.11) с учетом временной зависимости имеет вид
Ex(x,t)=Emx(x) е^хе^‘, (13.12)
где - амплитуда основной пространственной гармоники.
Характер распределения электрической составляющей зависит от
конструкции резонаторов и вида колебаний. В предельном случае из
(13.12) следует, что распределение поля вдоль образующей анодного
блока для колебаний л-вида будет близким к синусоидальному
(рис. 13.6):
Е, (М)= Етх sin (Ы -«-*') г*. (13.13)
Выражение (13.13) показывает, что поле в замедляющей системе
для колебаний л-типа с синусоидальным распределением можно пред-
ставить в виде пульсирующей во времени стоячей волны или в ваде
суммы двух встречных волн, соответствующих значениям Р > О иР < 0.
Эти волны распространяются по замедляющей системе с одинаковой
фазовой скоростью Гф = со/ро.
В пространстве взаимодействия СВЧ электрическое поле (13.13) с
амплитудой можно разложить на две составляющие: радиальную
Ег, направленную по радиусу, и тангенциальную Ех, направленную
вдоль поверхности анода параллельно направлению средней скорости
электронов ve. Из рис. 13.6 видно, что для колебаний л-типа тангенци-
?76
АнОд
альная составляющая поля Ех имеет максимальное значение в середине
зазора и минимальное - в середине сегмента. В то же время радиальная
составляющая Ег принимает максимальное значение в середине сег-
мента и минимальное - в середине зазора.
При отсутствии высокочастотных колебаний в магнетроне устанав-
ливается режим, соответствующий отсутствию анодного тока (закрити-
ческий режим). При этом электронный поток образует кольцо (втулку)
пространственного заряда, вращающегося вокруг катода.
Механизм возникновения незатухающих СВЧ-колебаний в магне-
троне, как и в других типах автогенераторов, связан с выполнением
условий самовозбуждения и наличием флуктуаций электронного потока,
возбуждающих резонансную систему. При этом всякое первоначальное
колебание, возникающее в резонаторной системе магнетрона, будет
нарастать до тех пор, пока не начнут появляться нелинейные эффекты
взаимодействия электронного потока с неоднородным электрическим
полем вблизи щелей резонаторов.
Для эффективной передачи энергии вращающимся электронным
потоком СВЧ-полю резонаторной системы магнетрона необходимо,
277
чтобы электроны длительное время двигались в тормозящем электриче-
ском поле. Это условие достигается, если средняя скорость электрона
совпадает по модулю и направлению с фазовой скоростью волны вдоль
замедляющей системы, т. е. ve = Гф, а сам электронный поток сгруппи-
рован в сгустки, время прохождения которых вблизи зазоров резонато-
ров соответствует тормозящей фазе СВЧ электрического поля одной из
пространственных гармоник. При этом передача энергии электронами
при взаимодействии с остальными пространственными гармониками
практически отсутствует, так как последние испытывают одинаковое
число импульсов ускорения и торможения в пространстве взаимодейст-
вия.
Под воздействием радиальной составляющей СВЧ-поля происходит
модуляция электронного потока по скорости и плотности. За счет изме-
нения направления радиальной составляющей электрического поля в
середине сегмента изменяется результирующее значение напряженности
электрического поля Е, действующего на электроны. Как видно из
рис, 13.6, отстающие электроны, попавшие в сильное результирующее
электрическое поле Е , увеличивают свою скорость и движутся по цик-
лбиде с меньшим радиусом, а опережающие оказываются под влиянием
меньших значений Е, их скорость уменьшается, а радиус циклоиды
увеличивается. Это приводит к образованию вокруг электронов, нахо-
дящихся гюд центром зазоров в пучности тангенциальной составляющей
электрического поля, областей с повышенной плотностью пространст-
венного йряда в форме «спиц» (рис. 13.7, а). Электроны в этих областях
испытывает максимальное торможение со стороны тангенциальной
составляющей СВЧ электрического поля.
Число «спиц» зависит от числа резонаторов N и вида колебаний.
Для противофазного типа колебаний число резонаторов всегда четное, а
число электронных «спиц», формирующихся в пространстве взаимодей-
ствия, равно числу максимумов амплитуды поля Е , соответствующих
тормозящей фазе поля, т. е. n = N/2. Электрическое поле пространст-
венной гармоники, с которой осуществляется взаимодействие электрон-
ного потока, распространяется вдоль поверхности анодного блока с
фазовой скоростью Гф. Поскольку «спицы» жестко связаны с фазой
тангенциальной составляющей электрического поля, то и они вращают-
ся с такой же скоростью.
Если в момент вылета какой-то части электронов в данной области
пространства взаимодействия Ех противоположно ve, то эти электро-
ны ускоряются, приобретая дополнительную кинетическую энергию, и
278
Рис. 13.7
попадают вновь на катод с ve > 0 , создавая обратную бомбардировку
(рис. 13.7,’б).
Действующий в магнетроне механизм фазовой фокусировки обес-
печивает группирование электронов в «спицы» в пределах областей
пространства взаимодействия, где направления Ех и ve совпадают.
Электроны в этих областях тормозятся под действием тангенциальной
составляющей, передавая часть энергии СВЧ-полю.
Электроны, оказавшиеся в тормозящем поле, теряют часть кинети-
ческой энергии и поэтому не могут вернуться обратно на катод, а начнут
следующий цикл на некотором расстоянии от него (рис. 13.7, б). В ре-
зультате электрон будет двигаться по укороченным с одного конца цик-
лоидам, постоянно поднимаясь вверх по направлению к аноду. Движе-
ние электрона в сторону анода сопряжено с получением им энергии от
источника анодного напряжения, пропорциональной пройденной разно-
сти потенциалов. Таким образом, потеря кинетической энергии из-за
тормозящего характера СВЧ-поля компенсируется соответствующим
поглощением энергии от источника анодного напряжения Еа. Следова-
тельно, кинетическая энергия участвует в процессе взаимодействия с
СВЧ-полем, но служит лишь посредником, так как ее значение периоди-
чески восстанавливается. Отметим, что при движении электронов по
укороченным эпициклоидам внутри движущихся электронных «спиц»
их средняя скорость остается неизменной, а значит, Не нарушаются их
условия синхронизации с СВЧ-полем. Энергия СВЧ-поля поддержива-
ется в магнетроне за счет потенциальной энергии электронов, а не кине-
тической, как в клистронах или приборах О-типа. .
Для обеспечения многократного взаимодействия электрона с СВЧ-
полем, а значит, высоких КПД и мощности магнетрона необходимо,
чтобы магнитное поле было значительно сильнее, чем критическое зна-
279
чение Вкр. При критическом режиме (В = Вкр) тормозимый и уско-
ряемый электроны отдают и поглощают одинаковую энергию и, следо-
вательно, мощность СВЧ-колебаний в нагрузке равна нулю. В динами-
ческом режиме при генерации СВЧ-колебаний в анодной цепи протекает
ток, несмотря на то что магнитное поле больше критического.
Механизм взаимодействия СВЧ-поля и электронного потока в ци-
линдрическом магнетроне (га ~ гк) не отличается от плоской модели
электродов. При этом средняя скорость движения электронов также
определяется соотношением vecp=E/B, а средняя фазовая скорость
волны в пространстве взаимодействия при работе на основной про-
<о(гя + гк) Л
странственнои гармонике: Уфср = — . ®тсюда условия синхро-
низма (vecp = Уфср ) в принятых ограничениях можно записать в виде
£а=£к(га2~гк)д (1314)
п 2
Отношение £а/ В есть величина постоянная для данного магне-
трона при заданном п. Постоянное анодное напряжение Еа, при кото-
ром бесконечно малая амплитуда СВЧ-колебаний в резонаторной сис-
теме обеспечивает попадание электронов на анод в случае В > Вкр,
называется пороговым напряжением магнетрона Еа п . Если проанали-
зировать условия самовозбуждения колебаний в цилиндрическом мно-
горезонаторном магнетроне с учетом центробежной силы, действующей
на электрон в направлении анода, то выражение (13.14) можно записать
в виде
2 2 2 / \2
£а.п=-Га 7К.....• (13Л5)
п 2 2е ( п )
Это выражение называется уравнением Хартри.
Между линией Хартри и параболой критического режима находит-
ся зона генерации СВЧ-колебаний магнетроном (см. рис. 13.3). При
напряжениях Еа < Еа п анодный ток равен нулю, так как все электроны,
эмитированные катодом, возвращаются на него. Если Еа п < Еа < £а кр ,
выполняется условие синхронизма, анодный ток при увеличении Еа и
неизменной индукции магнитного, поля В быстро нарастает, что ведет к
280
возбуждению СВЧ-колебаний в магнетроне. В случае Еа ~ £а кр падает
КПД магнетрона, и при Еа -Еакр последний переходит в докритиче-
ский режим, что приводит к срыву СВЧ-колебаний противофазного
вида. Выражение (13.15) показывает, что противофазному виду колеба-
ний соответствует наименьшее значение порогового напряжения Еа п и
при возрастании Еа возможен даже переход к другому виду колебаний,
а не только их срыв. Для каждого вида колебаний пороговая прямая
Еап = /(в) имеет только одну общую точку касания с параболой кри-
тического режима с координатами
Постоянное напряжение Еас (называемое иногда напряжением
синхронизации) и соответствующее значение индукции Вс - это мини-
мально возможные значения параметров, при которых выполняются
условия самовозбуждения магнетрона. Таким образом, для возбуждения
! в магнетроне устойчивых СВЧ-колебаний противофазного вида при
фиксированном значении индукции В необходимо, чтобы анодное на-
пряжение Еа было больше порогового для противофазного, вида коле-
банцй, но меньше для ближайшего к нему паразитного вида с номером
n = N)2-\ (см. рис. 13.5, б). ।
§2. Параметры и характеристики многорезонаторных
магнетронов
Параметры магнетрона определяют номинальные и предельные ре-
жимы его использования в качестве генератора СВЧ-колебаний. Основ-
ными параметрами магнетронов являются рабочая частота /0 или диа-
пазон рабочих частот, полезная мощность СВЧ-колебаний (непре-
рывная или импульсная). Если магнетрон предназначен для работы в
импульсном режиме, то в качестве параметров указываются минималь-
ная и максимальная длительности импульса, максимально допустимая
частота повторения импульсов и др. '
Одним из наиболее важных параметров магнетрона является его
полный КПД ц = ЛеПк, равный произведению электронного КПД - и
КПД колебательной системы - Т|к. Значение t]k лежит в пределах
281
0.9...0.6 и определяется выражением т)к = 1-<2н/<2хх , где QH и <2ХХ -
нагруженная и собственная добротности резонаторов замедляющей
системы магнетрона. Собственная добротность в сантиметровом
диапазоне имеет порядок 1000, а значение нагруженной добротности
2Н выбирается из диапазона 50.. .300 с учетом допустимого затягивания
частоты магнетрона.
Для конкретного магнетрона коэффициент полезного действия ко-
лебательной системы т)к практически не зависит от анодного тока 1а и
магнитной индукции В,, поэтому полный КПД определяется исключи-
тельно электронным КПД. Значение г\е магнетрона можно оценить,
исходя из баланса энергии в приближении одного электрона.
Потенциальная энергия электрона, которую он теряет, пролетая
пространство взаимодействия, 1КП = |е|Еа. Максимальная кинетическая
энергия 1VK, рассеиваемая электроном на аноде, соответствует макси-
мальной скорости его движения в верхней точке петли эпициклоиды
vem
ту _ mvem _ 2тЕл
К 2 (, _г )2р2-
Разность Wn - 1VK при нулевой кинетической энергии электрона на
катоде передается СВЧ-полю, и, следовательно, электронный КПД в
приближении одиночного электрона
Пе=К-^к)/^П=1- —
(13.16)
Ь______
а-гк)2В2 ’
Уравнение (13.16) можно преобразовать, используя критические
параметры £акр и Вкр (13.8), показывающие связь КПД с режимом
работы магнетрона:
#кр
а.кр ( В
(13.17)
Рост электронного КПД магнетрона при увеличении магнитной ин-
дукции В и соответствующем повышении анодного напряжения Еа
объясняется уменьшением мощности, рассеиваемой электроном на ано-
де. Выражение (13.17) показывает возможность самого эффективного
преобразования электрической энергии источника Еа в энергию
282
СВЧ-поля в магнетроне. В целом это подтверждается и реально достиг-
нутыми КПД магнетронов = 90 %, работающих в дециметровом
диапазоне.
Рабочие характеристики магнетрона - это зависимости мощности в
нагрузке Р_ , КПД, частоты колебаний f и анодного напряжения Еа от
. постоянной составляющей тока анода /а . Рабочие характеристики (в
частности, вольт-амперная характеристика Еа = f(Ia)) магнетрона
снимаются при неизменной нагрузке, соответствующей режиму согла-
сования при различных значениях магнитной индукции В = const
(рис 13.8, а).
При заданном значении В и повышении Еа анодный ток вначале
очень мал и медленно возрастает. Эта часть рабочих характеристик
соответствует области закритического режима (Еа < Еп). При даль-
нейшем относительно небольшом увеличении Еа анодный ток резко
возрастает.и в рабочей области возбуждаются СВЧ-колебания. В этой
области вольт-амперная характеристика определяется эквивалентным
статическим сопротивлением = Еа / /а магнетрона постоянному
току и динамическим (дифференциальным) сопротивлением
7?д = А£а / Д7а, определяющим требования к параметрам импульсного
модулятора. Предельный ток анода ограничен разогревом анодного
блока и эмиссионной способностью катода. При возрастании магнитной
индукции В для достижения исходного значения тока необходимо уве-
личить анодное напряжение Еа . При этом следует отметить, что в прак-
тике наиболее часто используются пакетные магнетроны, позволяющие
изменять только напряженность электрического поля, но при неизмен-
ной индукции магнитного поля.
При малых анодных токах магнетрон работает неустойчиво и с низ-
кими энергетическими показателями, так как вследствие малой интен-
сивности СВЧ-колебаний электроны слабо группируются в «спицы» и
условия синхронизма выполняются лишь для небольшой части электро-
нов. При увеличении 1а до значений, близких к номинальным, возрас-
тает СВЧ-поле в пространстве взаимодействия, улучшается процесс
группирования электронов и, следовательно, возрастают КПД и мощ-
ность Р_ . Однако при дальнейшем росте тока КПД хотя и не резко, но
283
Рис. 13.8
падает за счет увеличения кинетической энергии электронов при соуда-
рении с анодом и вследствие ухудшения их группирования из-за взаим-
ного расталкивания. Повышение магнитной индукции В приводит к
росту КПД, но предполагает соответствующее увеличение напряжения
284
Еа , а работа с очень большими значениями В и £а связана с техниче-
скими трудностями.
Увеличение генерируемой'мощности с ростом тока /а легко объ-
ясняется исходя из зависимости Р_ = т)Еа/а Если предположить, что в
рабочей области характеристик т] изменяется мало, то линии равной
мощности (Р_ = const) также мало отличаются от правильных гипербол
(рис. 13.8, а).
Особое значение для характеристики устойчивости СВЧ-колебаний
имеет зависимость генерируемой частоты от режима магнетрона, назы-
ваемая электронным смещением частоты и оцениваемая количественно
по измейению рабочей частоты в мегагерцах, приходящемуся на 1 А
приращения анодного тока. Зависимость генерируемой частоты от на-
пряжения Еа и тока 1а (рис. 13.8, б) объясняется тем, что из-за отста-
вания центра «спицы» от максимума первой гармоники тангенциальной
составляющей СВЧ-поля электронная проводимость магнетрона кроме
отрицательной активной составляющей #е(со,Е_), компенсирующей
потери мощности в колебательной системе, имеет и реактивную - емко-
стную составляющую бе(со,Е„). С увеличением анодного напряжения
Еа и тока 1а растет средняя скорость движения электронов ve в про-
странстве взаимодействия, уменьшаются фазовый угол и емкостная
составляющая электронной проводимости Ье(со,Е ), в результате чего
происходит увеличение генерируемой частоты до значения, при котором
выполняется условие синхронизма (13.14).
На характер зависимости электронного смещения частоты влияет
также изменение распределения плотности пространственного заряда
вблизи катода и, следовательно, изменение напряженности радиальной
составляющей поля в пространстве взаимодействия при изменении ре-
жима магнетрона или эмиссионной способности катода.
При больших значениях тока 1а рост частоты СВЧ-колебаний за-
медляется или даже вовсе прекращается из-за уменьшения собственной
частоты резонаторов магнетрона вследствие их разогрева.
Рабочие характеристики определяют требования не только к значе-
нию анодного напряжения или к амплитуде импульса, но и к таким его
параметрам, как допустимое изменение или нестабильность напряжения
во время импульса, а также длительности времени нарастания и спада.
Так, при затягивании фронтов импульсов возможно возбуждение пара-
зитных низковольтных видов колебаний, а при спаде напряжения на
285
вершине импульса - йеустой-
чивая работа, связанная с не-
стабильностью частоты и мощ-
ности СВЧ-колебаний [1].
Нагрузочные характери-
стики магнетронов (рис. 13.9)
показывают зависимость вы-
ходной мощности и часто-
ты f колебаний магнетрона от
модуля коэффициента отраже-
ния |i| от нагрузки (КСВ = т) и
его фазы ср при номинальных
значениях магнитной индукции
В и анодного тока 7а .
Анализ нагрузочных характеристик магнетрона можно провести на
основе эквивалентной схемы (рис. 13.10), учитывающей как собствен-
ные электрические проводимости контуров резонаторной системы:
. XK(co)=gK(co)+А(со),
так и реактивную £>е(со,Е_) и отрицательную активную #е(со,Е_) про-
водимостщ вносимые электронным потоком:
Ye (со,Е_) = ge (со,Е_ )+ jbe (со,£_),
а также проводимость нагрузки Ун(со), пересчитанную к выходному
фланцу магнетрона:
(со)-«н.(®)+^н («)•
В стационарном режиме для эквивалентной схемы (рис. 13.10)
Можно составить уравнения баланса активных и реактивных проводимо-
стей:
8е (“- Е~)+ gк (“)+ gH (“) = 0;
be (со, £_ )+Ьк (со)+ Ь'н (со) = 0,
(13.18)
где.6к(со)=соС-1/(со£) = 2^-^р, p = VZ7c; C0q = 1/VZc .
ю0
286
Рис. 13.10
Если пренебречь зависимостью проводимостей Ье и ge от ампли-
туды , то из уравнений (13.18) можно определить частоту со и мощ-
ность СВЧ-колебаний, поступающих в нагрузку.
Мощность и частота колебаний магнетрона представляются на на-
грузочных характеристиках как функции модуля |j|=i и фазы ср коэф-
фициента отражения (i = | j| e~J<9) в линии передачи, соединяющей маг-
нетрон с нагрузкой, или как функции коэффициента стоячей волны т,
связанные соотношением = (m - l)/(m +1).
Фаза коэффициента отражения ф характеризует положение мини-
мумов стоячей волны вдоль линии
I X
ф = 2л——— сон +срн, (13.19)
с Хв
где I - длина передающей линии; Хв - длина волны в линии; фн - фа-
зовый угол, обусловленный нагрузкой; с - скорость света.
Проводимости нагрузки можно выразить через модуль |s| и фазу ф
коэффициента отражения:
&Н ~ / \
+ + 2.scos ф) (13 20)
,, ' 2s sin ср
Ь" 1 2 Г ’
+ i +2.scos ф^
где W - волновое сопротивление фидера.
287
Подставляя выражение (13.20) в (13.18) можно получить уравнение
для относительного изменения частоты магнетронного генератора:
Aco/coq =“(&н(ф)+^)- .(13.21)
Влияние нагрузки на режим и частоту колебаний магнетрона раз-
лично при короткой (/ / X) «1 и длинной линиях передачи.
При короткой линии в выражении (13.19) можно считать, что
<р ~ фн. В предположении, что запас по самовозбуждению в генераторе
велик и амплитуда СВЧ-колебаний в резонаторной системе слабо зави-
сит от проводимости нагрузки, мощность в нагрузке определяется вы-
ражением Р_н =0.5 С7_2^н(ф) -
В этом случае расчетные линии равных мощностей Р_н ~ const и
частоты со - const На круговой диаграмме определяются активной и
реактивной проводимостями (13.20) соответственно. В практических
задачах, когда требуются количественные оценки показателей генерато-
ра СВЧ, нагрузочные характеристики обычно не рассчитываются, а
непосредственно измеряются при постоянных параметрах режима маг-
нетрона 7а (Еа) и В.
Нагрузочные характеристики показывают, что если правильно по-
добрать фн, то можно получить большую мощность, чем в режиме
согласования. В то же время при изменении фн примерно на л можно
получить режим с более высокой стабильностью частоты за счет сниже-
ния мощности (рис. 13.9). Заштрихованная часть диаграммы на рис. 13.9
является нерабочей, так как работа магнетрона здесь неустойчива по
частоте.
Экспериментальные результаты исследования нагрузочных харак-
теристик удобно изображать в виде семейства кривых на графике в пря-
моугольных координатах, по осям которого отложены частота, мощ-
ность и фаза коэффициента отражения (рис. 13.11). Нагрузочные харак-
теристики позволяют определить коэффициент затягивания частоты F3
как максимальное отклонение частоты при модуле коэффициента отра-
жения |s| = 0.2 (m = 1.5). Для произвольного т значение F3 определяет-
ся выражением
т2-1
F3=1.2F302-------. (13.22)
т
288
Полученные соотношения являются приближенными, так как не
учитывают зависимости электронной проводимости от нагрузки, чТо и
приводит к нарушению симметрии кривой Ьн (ф) относительно точки
Ф = п. Как уже отмечалось, затягивание частоты тем меньше, чем выше
добротность <2Н резонаторной системы генератора: F3 = 1.2соо/бн.
При этом требование малого затягивания не совпадает с условием отда-
чи максимальной мощности и делает необходимым поиск компромисс-
ных решений. . '
В большинстве практических случаев выход магнетрона соединяет-
ся с нагрузкой достаточно длинной линией передачй, что обусловливает
зависимость фазы коэффициента отражения на входе линии от частоты
СВЧ-колебаний и длины линии (13.19). В узком диапазоне изменения
частоты отношение Х/Хв приближенно можно считать постоянным, а
при условии фн = const уравнение (13.19) определяет линейную зави-
симость фазы ф от частоты генератора со.
В общем случае частота генератора определяется совместным ре-
шением уравнений (13.19) и (13.21). Решение этих уравнений может
быть выполнено аналитически или графически.
При графическом способе решения результат соответствует точкам
пересечения кривой (13.21) и прямой (13.19), причем для коротких ли-
ний (/ = /]) имеется лишь одно решение, а при большей длине линии
(/>Z2) возможно наличие нескольких решений (рис. 13.12). В послед-
289
нем случае устойчивыми являются решения, для которых выполняется
условие ( 8оз/ 5<р ) линии больше (8со/ 5<р ) генератора.
Если наклон фазовой характеристики линии превышает наклон ка-
сательной к кривой затягивания в точке ф = л, имеет место несколько
решений (рйс. 13.12). ,
,, При критической длине линии /кр фазовая характеристика совпа-
дет с касательной к кривой затягивания в точке ф=л:
$. *кр = 5 ТХ л^0.2 (т2 - •
й * Л-
Критическая длина линии /кр возрастает с уменьшением коэффи-
циента стоячей волны т и коэффициента затягивания частоты Fo 2 .
При произвольной длине линии / > /кр и ф = л (2и -1) (и = 1,2,3)
в режиме непрерывной генерации возможны скачки частоты и мощно-
сти СВЧ-колебаний из-за эффекта «длинной линии». В случае импульс-
ной работы генератора при />/кр и ф - л наблюдается скачкообраз-
ное, нерегулярное от импульса к импульсу, изменение частоты и мощ-
ности СВЧ-колебаний. При этом в спектре радиоимпульса появляются
боковые «лепестки», уменьшается энергия, сосредоточенная в главном
«лепестке», и расширяется энергетический спектр излучения. Основным
методом снижения реакции длинной линии на СВЧ-генератор является
улучшение согласования нагрузки с линией передачи и использование
развязывающих устройств - циркуляторов. -
290
§3. Разновидности конструкций приборов М-типа
Простейшие многорезонаторные магнетроны характеризуются, с,
одной стороны, сравнительно низкой стабильностью частоты генери-
руемых колебаний, связанной с электронным смещением и затягивани-
ем частоты, а с другой - трудностями осуществления перестройки рабо-
чей частоты. Эти недостатки в значительной мере преодолены в некото-
рых разновидностях магнетронных генераторов.
Механическая перестройка частоты в магнетронах осуществляется
изменением собственной частоты резонаторов за счет возвратно-
поступательного перемещения кольцевых коронок относительно торца
резонаторной системы. При этом происходит изменение или емкости
между связками, или индуктивности за счет введения в отверстия резо-
наторов медных штырей, закрепленных на кольцевой коронке. Сущест-
вуют конструкции коронок и способы их перемещения, позволяющие
изменять одновременно и емкость, и индуктивность резонаторов коле-
бательной системы магнетрона, перестраивая таким образом частоту
СВЧ-колебаний в относительно широком диапазоне (до 10 %). Пере-
стройку частоты магнетронов в узких пределах достаточно просто осу-
ществить и с помощью перестройки одного внешнего резонатора. В
этом случае к дополнительному выводному устройству магнетрона под-
ключают резонатор, частоту которого можно изменять непрерывно либо
дискретно электронным или механическим способом.
Стабильность частоты колебаний, генерируемых магнетроном, оп-
ределяется эталонностью и нагруженной добротностью резонаторной
системы магнетрона. При этом для обеспечения высокого значения
полного КПД генератора необходимо увеличивать собственную доброт-
ность колебательной системы. Возможности для этого не беспредельны
и ограничиваются требованием к резонаторной , системе обеспечить
максимум взаимодействия СВЧ-поля с электронным потоком. Высокая
стабильность частоты генерируемых колебаний достигается в коакси-
альных и обращенных коаксиальных магнетронах, в конструкцию кото-
рых входит высокодобротный стабилизирующий резонатор, связанный с
«внутренней» резонаторной системой магнетрона. В качестве высоко-
добротного (2хх>Ю00) стабилизирующего резонатора применяют
полуволновые цилиндрические или коаксиальные объемные резонаторы
с колебаниями типа Но11. При необходимости их можно легко пере-
страивать изменением длины с помощью бесконтактных поршней.
По сравнению с обычными магнетронами, работающими в санти-
метровом и миллиметровом диапазонах волн, коаксиальные и обращен-
291
ные коаксиальные магнетроны отличаются не только более высокой
стабильностью частоты и широким диапазоном перестройки (до
15.. .20 %), но и более высокими значениями КПД и мощности.
Как уже отмечалось, для обычных магнетронов характерно элек-
тронное смещение частоты, позволяющее в узких пределах (0.1...0.3 %)
из-за высокой добротности резонаторной системы осуществлять пере-
стройку частоты изменением напряжения на аноде Еа . Однако при этом
изменяются не только условия взаимодействия электронного потока с
СВЧ-полем, но и значения анодного тока /а и мощности Р_ .
Широкий диапазон электронной перестройки при относительно ма-
лом изменении мощности СВЧ-колебаний достигается в оригинальной
разновидности приборов магнетронного типа - митроне.
Главной отличительной особенностью митрона является устройство
колебательной системы и эмитирующего электроны катода (рис. 13.13).
Замкнутая в кольцо низкодобротная резонаторная система встречно-
штыревого типа 5 помещается во внешний низкодобротный резонатор
(QH ~ 2...10), подключаемый к кольцевым выводам 6. Для ограничения
анодного тока катод .1 (в форме вольфрамовой спирали) вынесен из
пространства взаимодействия вниз по оси прибора и окружен управ-
ляющим электродом 2 в виде усеченного конуса с отверстием в центре.
В центре Цитрона помещен холодный катод 7, в отличие от обычного
Рис. 13.13
292 '
магнетрона не являющийся источником электронов. Вся система митро-
на механически соединена с помощью керамических шайб 3 и помещена
между полюсами постоянного магнита 4. Анодная резонаторная система
обычно заземляется, на катод подается отрицательное напряжение £а, а
на управляющий электрод - тоже отрицательное £у, но несколько
меньшее по значению.
Низкая добротность соответствует снижению уровня энергии, запа-
саемой в резонаторной системе. Это приводит к уменьшению реактив-
ной составляющей тока, а следовательно, и амплитуды СВЧ-колебаний.
Для обеспечения эффективности процесса формирования и фазовой
фокусировки «спиц» необходимо снизить плотность объемного заряда в
пространстве взаимодействия, что и осуществляется за счет регулирова-
ния потенциала управляющего электрода £у. Таким образом, увеличение
анодного напряжения в митроне не вызывает существенного роста
анодного тока.
При изменении анодного напряжения в митроне, так же, как и в
магнетроне, нарушаются условия синхронизма СВЧ-поля и электронных
«спиц». Появляется сдвиг фаз между электрическим полем и электрон-
ным током, что соответствует возникновению реактивной электронной
проводимости, а это, в свою очередь, приводит к изменению частоты
колебаний:
Е N '
/ =-------f...i.., (13.23)
2л(га2-гк2)В
где N = 6... 12 - число штырей в резонаторной системе.
Таким образом, меняя напряжение Еа , можно не только изменять
частоту генерируемых митроном колебаний (13.23), но и осуществлять
частотную модуляцию (рис. 13.14, а).
Изменяя напряжение на управляющем электроде £у, можно регу- -
лировать плотность электронного потока, анодный ток, а следовательно,
и генерируемую мощность. Это позволяет осуществлять амплитудную
модуляцию (рис. 13.14, б).
Современные митроны обеспечивают в непрерывном режиме в де-
циметровом диапазоне волн при относительно широкополосной пере-
стройке в октаву и даже более мощность в несколько сотен ватт.
Все магнетронные генераторы, рассмотренные ранее, имеют замк-
нутую резонаторную систему. К настоящему времени разработан целый
класс магнетронных приборов с разомкнутой колебательной системой,
293
обладающих рядом полезных свойств. Одним из таких приборов являет-
ся платинотрон.
Платинотроны по своей конструкции и процессам взаимодействия
электронного потока с СВЧ-полем относятся к приборам магнетронного
тиИа, у которых электронный поток замкнут, но замедляющая (резона-
торная) система - разомкнута. Конструкция платинотрона отличается от
магнетрона тем, что имеет два вывода, образованных путем подсоеди-
нения их к разрыву кольцевых связок в одном из резонаторов, причем на
один из них поступает входной сигнал, а к другому подключается на-
грузка (рис^ 13.15, а).
Разомкнутая замедляющая система платинотрона, согласованная со
стороны входа и выхода, обеспечивает практически полное отсутствие
отражений, а следовательно, й резонансных явлений в широкой полосе
частот. Для того чтобы предотвратить возбуждение основных для маг-
нетрона противофазных колебаний, число резонаторов в платинотроне
выбирается нечетным (9...21). Противофазное возбуждение связок пла-
тинотрона обусловливает распространение вдоль замедляющей системы
поперечной волны, вызывающей глубокую модуляций электронного
потока и приводящей, как и в магнетроне, в результате фазовой фокуси-
/ ровки в пространстве взаимодействия к образованию целого числа
«электронных спиц».
Если колебания в магнетроне возбуждаются при точном выполне-
нии услбвия синхронизма, то в платинотроне усиление входного сигнала
осуществляется в полосе частот, для которой фазовое рассогласование
не превышает ±л/2 для каждой зоны генерации. Следует отметить, что
направление вращения «спиц» в платинотроне противоположно направ-
лению распространения энергии волны в замедляющей системе, что
соответствует взаимодействию «спиц» с одной из обратных пространст-
венных гармоник, характерному для ЛОВ типа О.
294
Платинотрон может работать как мощный генератор с внешним
возбуждением (усилитель) или в режиме автогенератора. В первом слу-
чае его называют амплитроном, а во втором - стабилотроном.
Особенность рабочих характеристик амплитрона (рис. 13.15, б) за-
ключается в наличии порогового значения мощности'возбуждения Рпор,
зависящее от постоянной мощности Ро = /0 Uo. Значение Ро - параметр
амплитудных характеристик на рис. 13.15, б. При низком уровне мощ-
295
ности возбуждения (Рвх > ) происходит захватывание частоты re- j
нерации амплитрона и выходной сигнал в нагрузке воспроизводит вход-
ной с коэффициентом усиления Кр =5...20 дБ и определенным фазо-
вым сдвигом. Коэффициент усиления амплитрона обычно невелик, со- '
ставляет 17...20 дБ при Рвх ~ Рпор и падает до 3...5 дБ при значительном
увеличении Рвх. Так как замедляющая система амплитрона хорошо
согласована в полосе рабочих частот и вносит очень малые потери, то
мощность Рвх практически полностью проходит на выход, что необхо-
димо учитывать при определении его КПД: = (Рвых - Рвх )/ Pq .
Особенно эффективно использование в мощных радиопередатчиках '
СВЧ двух амплитронов в каскадном соединении. При этом входной
амплитрон работает в режиме большого коэффициента усиления
(Кр = 15... 17 дБ) при относительно низком КПД, в то время как выход-
ной каскад, работающий при пониженном Кр =6... 10 дБ, обеспечивает . j
Дшьшую мощность (до единиц мегаватт в непрерывном режиме) при ’
высоком КПД до 85...90 %, определяющем энергетическую эффектив-
( ность всей? радиопередающего комплекса.
В режиме стабилотрона к входу платинотронного генератора 1 под-
ключаю^" через фазовращатель 2 высокодобротный резрнатор 3 с по-
глощающей нагрузкой 4, а на выход - электрическую неоднородность 5
для отражения части СВЧ-сигнала и через ферритовый вентиль 6 - по- <
лезную,нагрузку 7 (рис. 13.16).
Движущаяся навстречу сгруппированному электронному потоку
нарастающая по амплитуде волна СВЧ-сигнала частично отражается от ;
включенной на выходе неоднородности 5 и распространяется через
замедляющую систему в обратном направлении, практически не испы-
тывая затухания и не взаимодействуя с электронным потоком. Достиг-
нув высокодобротного резонатора 3, сигнал, совпадающий по частоте с
частотой настройки резонатора, отражается полностью от него и рас-
пространяется обратно по замедляющей системе, модулируя встречный
Рис. 13.16
296
электронный поток по плотности и усиливаясь при взаимодействии с
ним. Нежелательные виды колебаний, частота которых отличается от
частоты настройки резонатора, поглощаются включенной за ним на-
грузкой 4..
Баланс амплитуд в стабилотроне достигается подбором значения
энергии, отражаемой от включенной на выходе электрической неодно-
родности. Для выполнения баланса фаз необходимо равенство целому
числу 2л фазовых набегов в стабилотроне за счет отражения сигнала от
резонатора, прохождения им резонаторной системы в прямом и обрат-
ном направлениях, фазового сдвига при отражении сигнала от электри-
ческой неоднородности на выходе прибора, фазового набега за счет
двойного прохождения сигналом фазовращателя и соединительных
отрезков волновода.
По сравнению с многорезонаторным магнетроном стабильность
частоты генерируемых колебаний в стабилотроне оказывается выше на
1-2 порядка, что объясняется крутой фазовой характеристикой высоко-
добротного резонатора' и зависимостью от частоты фазового набега
вдоль замедляющей системы.
§4. Лампы бегущей волны М-типа
Конструктивно лампа бегущей волны М-типа (ЛБВМ) Линейной
конструкции почти не отличается от ЛБВ О-типа с гребенчатой замед-
ляющей системой. Схематическое изображение такой ЛБВМ показано
на рис. 13.17, а. Она состоит из электронной пушки с ускоряющим элек-
тродом 1, гребенчатой замедляющей системы 2 с подошвой 4, коллекто-
ра 3. Подошва является отрицательным электродом по отношению к
ламелям замедляющей системы. Электронная пушка должна быть экра-
нирована от воздействия поперечного магнитного поля на электронный
пучок до ввода его в замедляющую систему.
Отличительной особенностью ЛБВМ от ЛБВ О-типа является то,
что электронный поток движется в скрещенных постоянных электриче-
ском Е и магнитном В полях по циклоидальным траекториям, как в
магнетронах (рис. 13.17, а), т. е. в них радиосигналу передается потен-
циальная энергия электронов при сохранении во время движения сред-
'него значения их кинетической энергии (генераторы пятого типа по
нашей классификации).
Циклоидальная траектория электронов нежелательна, так как для
получения высоких энергетических показателей электронный поток
должен двигаться вдоль замедляющей системы. Прямолинейная траек-
11.Я-Ч7 ' 297
Рис. 13.17 1
тория является частным случаем циклоиды, ибо она соответствует тра-
ектории движения центра круга, катящегося по отрицательному элек-
троду (р^с. 13.17, б). Электройы будут двигаться по прямолинейной
траекто^ри, если их начальная скорость по абсолютному значению и
направижию совпадет с переносной скоростью, равной скорости дви-
жения центра образующего циклоиду круга (ve - Е / в), и влетят в за-
•W . тЕ
медляющую систему на расстоянии а = R =---- от отрицательного
W
электрода (см. §1). Таким образом, начальная скорость электронов при
попадании их в замедляющую систему >
v0
12еЕ.л _ E.dl+Ea2
у т dB
Eai + Ея2
где Еа =----q ~ напРяженность постоянного электрического поля
внутри межэлектродного пространства; D - межэлектродное расстояние
(см. рис. 13.17, б). Соотношение между напряжениями источников пи-
heE
тания должно удовлетворять условию: £а1 +£а2 = , а элек-
V т
тронный пучок должен быть достаточно узким.
298
Как и в магнетронах, электроны в ЛБВМ группируются под дейст-
вием поперечной компоненты электрического поля радиосигнала, рас-
пространяющегося по замедляющей системе. Электроны будут соби-
раться в пакеты на участках, где поперечная компонента высокочастот-
ного поля оказывается нулевой, а продольная компонента является для
них тормозящей.
Электроны, оказавшиеся в ускоряющей фазе продольного высоко-
частотного поля, отклоняются к подошве замедляющей системы, где
продольная составляющая поля уменьшается до нулевого значения на
поверхности электрода, поэтому их влияние на КПД не велико. Группи-
ровка электронов в пакеты показана на рис. 13.17, б.
В конце замедляющей системы электронные пакеты постепенно
оседают на ее поверхности либо на коллекторе.
В ЛБВМ группировка электронов и отбор энергии от них более эф-
фективны, чем в ЛБВО, а фазовая фокусировка пакетов обеспечивает
наилучшим образом передачу энергии электронов полю радиосигнала,
который их формирует. Кроме того, в процессе взаимодействия электрон-
ные пакеты смещаются к замедляющей системе, теряя свою потенциаль-
ную энергию. Приближаясь к поверхности замедляющей системы, элек-
троны попадают в более интенсивное тормозящее поле, и эффективность
взаимодействия возрастает. Отметим (см. §1), что в приборах типа М
потери кинетической энергии электронами в тормозящей фазе высокочас-
тотного поля непрерывно восстанавливаются за счет ускорения электро-
нов в скрещенных постоянных электрическом и магнитном полях. Поэто-
му средняя скорость электронов вдоль замедляющей системы и их усред-
ненная кинетическая энергия остаются постоянными при смещении элек-
тронов к замедляющей системе, выполняющей роль анода.
Оценим предельные значения КПД в ЛБВМ: Поскольку кинетиче-
ская энергия электрона при взаимодействии в скрещенных полях в
среднем не изменяется, а электрон теряет лишь свою потенциальную
энергию, то при достижении им замедляющей системы электрон отдаст
полю энергию 1ГП =eEd, где Ed - потенциал электрического поля в
точке влета электронов в замедляющую систему. Энергия, сообщаемая
электрону от источника питания, определяется анодным напряжением:
Wa = еЕа. Так как потенциал в точке влета и анодное напряжение в
ЛБВМ с плоскими электродами связаны соотношениями:
Ed =Е (р -d) и Еа = ED, где Е - напряженность постоянного элек-
трического поля в межэлектродном пространстве ЛБВМ, то для пре-
дельного значения КПД получим:
299
Wn , d
f] = —П- —1-
Wa D
d
Следовательно, чем ближе к подошве замедляющей системы ин-
жектируются электроны, тем выше будет КПД прибора. Однако умень-
шение d требует увеличения магнитной индукции и соответственно
роста £а , кроме того, ухудшается взаимодействие электронного потока
с полем радиосигнала. Поэтому на практике приходится искать компро-
мисс между противоречивыми требованиями и обычно значение КПД в
ЛБВМ составляет 20...35 %.
В реальных условиях чаще используются не линейные, а цилиндри-
ческие конструкции ЛБВМ, фактически представляющие свернутые в
незамкнутое кольцо линейные конструкции. Это позволяет упростить
реализацию магнитных систем прибора, уменьшить его габариты.
Коэффициент усиления ЛБВМ обычно’лежит в пределах 15...30 дБ,
уровни выходной мощности - от нескольких киловатт в режиме непре-
рывного генерирования до 100...300 в импульсном, рабочие диапазоны
частот могут достигать октавы. ЛБВМ работают практически во всем
СВЧ-диапазоне от дециметрового до верхней части миллиметрового.
Кроме ламп прямой волны выпускаются лампы обратной волны
М-типа (ЛОВМ), конструкция которых отличается тем, что в них ис-
пользую® обратноволновую замедляющую систему, а поглотитель рас-
полагае|Ья на месте коллектора. В мощных ЛОВМ поглотитель может
быть ржйоложен вне вакуумной части лампы в виде согласованной
нагрузюж подключенной к соответствующим выводам замедляющей
систем^'
Выходная мощность ЛОВМ, в отличие от ЛОВО, достигает 1 КВт в
дециметровом диапазоне при КПД до 50 %. В нижней части сантимет-
рового диапазона уровни выходной мощности ЛОВМ достигают не-
скольких сотен ватт при КПД 20...30 %. Диапазон электронной пере-
стройки частоты автогенераторов на ЛОВМ находится в пределах
20...30 % qt центральной частоты.
ЛБВМ и ЛОВМ широко используют в станциях космической связи
и системах радиопротиводействия.
Г Л А В A 14. ГЕНЕРАТОРЫ НА ДИОДАХ ГАННА
И ЛАВИННО-ПРОЛЕТНЫХ ДИОДАХ
§1 . Элементы теории распространения электронов
в твердых телах
Четвертый тип генераторных приборов характеризуется преобразо-
ванием в энергию радиосигнала кинетической энергии носителей заря-
да, движущихся через периодическую последовательность высоких
потенциальных барьеров в кристаллической решетке. Физические про-
цессы в твердотельных генераторах с группированием электронов го-
раздо сложнее и многообразнее, чем в вакуумных. Для пояснения неко-
торых механизмов генерации колебаний в твердом теле рассмотрим
зонную модель твердого тела.
На электроны в твердом теле помимо внешнего электрического по-
ля оказывает сильное влияние периодическое электрическое поле кри-
сталлической решетки. Движение электрона в твердом теле описывается
волновой функцией, произведение которой на крмплексно-сопряженную
величину определяет вероятность нахождения электрона в точке: Элек-
троны в периодическом потенциале кристаллической решетки могут
иметь не любые, а только разрешенные значения энергий (см.
рис. 14.1, а). В молекулах значения энергий, лежащие внутри заштрихо-
ванных на рисунке разрешенных зон (так называемых зон Бриллюэна),
из-за взаимодействия атомов разбиваются на ряд дискретных уровней. В
кристаллических телах взаимодействие атомов столь велико, что разре-
шенные зоны энергий оказываются практически сплошными, состоя-
щими из большого числа близко расположенных уровней, каждый из
301
'которых могут занимать только два электрона с противоположными
спинами (принцип Паули).
В твердом теле зоны разрешенных уровней энергии для электрона
чередуются с запрещенными зонами, значения энергий в которых для
электронов недоступны. Чтобы перейти из одной разрешенной зоны в
другую, электрону необходимо получить энергию, не меньшую ширины
запрещенной зоны. При изменении внешнего поля ширины разрешен-
ных и запрещенных зон энергий электрона могут изменяться, что облег-
чает переход электронов из зоны в зону.
Чтобы разместить по энергиям все электроны в твердом теле, необ-
ходимо ими заполнить все допустимые состояния вплоть до самых вы-
соких из разрешенных уровней энергии. Энергетический уровень,
вплоть до которого заполнены все энергетические состояния в атоме,
называется уровнем Ферми. Полностью заполненные зоны разрешенных
уровней энергии называются валентными. Если одна из зон заполнена
не полностью, она называется зоной проводимости. В проводниках уро-
вень Ферми расположен внутри одной из разрешенных энергетических
зон, которая, таким образом, является зоной проводимости и заполнена
лишь частично. Находящиеся в ней электроны могут под влиянием теп-
ловых процессов или внешнего электрического поля изменять свои
уровни, т-f е. являются свободными. Дрейфовать в твердом теле под
влияниеЛ&нешнего электрического поля в нормальных условиях могут
только эдактроны, находящиеся в зоне проводимости, так как они спо-
собны п$ц действием поля переходить на более высокие, чем уровень
Ферми, разрешенные уровни в зоне проводимости, что эквивалентно
покиданию атома.
В диэлектриках уровень Ферми совпадает с верхней границей од-
ной из разрешенных зон, поэтому все зоны заполнены полностью и
свободные носители заряда отсутствуют. В полупроводниках ширина
запрещенной зоны между последней валентной зоной и зоной проводи-
мости мала и электроны могут преодолевать этот потенциальный барьер
за счет теплового либо электрического возбуждения.
Электрон, движущийся в твердом теле, для удобства анализа харак-
теризуют подвижностью ц и эффективной массой тэф . Подвижность -
отношение скорости дрейфа носителей к напряженности электрического
поля, вызвавшего этот дрейф. Эффективная масса характеризует движе-
ние электрона в периодическом поле кристаллической решетки, как если
бы он двигался в свободном пространстве. Понятие эффективной массы
является условным. Для свободного электрона она совпадает с массой
покоя т, для электрона, движущегося в периодическом поле решетки,
302
значение тэф может существенно отличаться от т в ту или другую
сторону.
В слабых электрических полях для плотности электрического тока,
протекающего через твердое тело, можно записать выражейие
J = (14.1)
i
где ц,, п( - подвижность и. концентрация i-й группы свободных носи-
телей заряда; е - заряд электрона; Е - напряженность приложенного
внешнего поля; v(e) - дрейфовая скорость носителей; п0 - равновес-
ная концентрация носителей в твердом теле: В выражении (14.1) сумми-
рование ведется по всем видам свободных носителей заряда и всем
энергетическим уровням свободных электронов. Эта формула будет
справедлива и когда электрический ток обеспечивается только одним из
видов свободных носителей заряда, например электронами или дырка-
ми. Для упрощения изложения будем рассматривать электроны.
В слабых электрических полях скорость дрейфа электронов возрас-
тает прямо пропорционально приложенному внешнему полю (участок 1
на рис. 14.1, б) и ток подчиняется закону Ома. С увеличением поля вы-
ше некоторого значения возрастает число столкновений электронов с
атомами решетки и прямая пропорциональность между скоростью элек-
тронов и приложенным внешним полем нарушается (участок 2 на
рис. 14.1,6). Когда напряженность электрического поля становится
выше поля насыщения Es, вероятность электрон-фононного взаимодей-
ствия, т. е. передачи энергии от электронов атомам решетки, значитель-
но увеличивается, что связано с большой потерей энергии электронами.
Это приводит к ограничению средней скорости дрейфа электронов в
твердом теле или даже к ее падению (участок 3 на рис. 14.1, 6). Значение
скорости насыщения vs дрейфа электронов в полупроводнике оказыва-
ется во много раз меньше скорости пролета электронов под действием
электрического поля в вакууме. Явление насыщения дрейфовой скоро-
сти электронов в кристаллах используется для группирования электро-
нов в лавинно-пролетных диодах.
^Благодаря особому строению кристаллической решетки в зоне про-
водимости некоторых полупроводниковых соединений (GaAs, GaP,
daSb и др.) имеется две группы разрешенных уровней энергии для элек-
тронов, или, как говорят, две долины (рис. 14.2, а). Электроны, находя-
щиеся на уровнях энергий, соответствующих нижней долине зоны про-
водимости, имеют среднюю эффективную массу т1эф и подвижность
зоз
Hl. Верхней долине зоны проводимости,, соответствует эффективная
масса электронов т2эф и подвижность ц2 > причем т2эф >> т^ф и
соответственно ц2 « щ.
' При малых значениях электрического поля электроны, в соответст-
вии с принципом минимума потенциальной энергии, находятся в основ-
ном в нижней долине. В достаточно сильном электрическом поле энер-
гии элеронов возрастают, часть из них приобретают энергию, боль-
тую (рис. 14.2, а), и переходят из нижней долины в верхнюю.
Плотное» тока через образец определяется электронами, находящимися
как в ветаней, так и нижней долинах зоны проводимости, и с учетом
(14.1) 1
J =eE(n1p.1 + n2p.2)=en0v(E), (14.2)
где пх, - концентрации электронов, находящихся в нижней и верх-
ней долинах зоны проводимости (щ + п2 = и0); v(e) - средняя дрейфо-
вая скорость электронов,
Из (14.2) видно, что при ц2 « щ с ростом электрического поля Е
средняя дрейфовая скорость электронов v(e), а значит, и плотность
тока через образец J будут уменьшаться, если v(f) уменьшается быст-
рее, чем возрастает напряженность электрического поля. Это видно из
рис. 14.2, б. При дальнейшем увеличении внешнего электрического поля
в полупроводнике все электроны постепенно перейдут из нижней доли-
ны зоны проводимости в верхнюю и дрейфовая скорость электронов
v(e), а также плотность тока через образец J начнут вновь возрастать,
304
но менее интенсивно, как показано на рис. 14.2, б. Этот эффект может
использоваться для группирования электронов в образце и генерирова-
ния радиосигналов.
В сильных электрических полях (Е > £пр) (см. рис. 14.1, б) велико
число свободных электронов, которые при столкновении с атомом ре-
шетки могут передать электронам, находящимся в валентной зоне, энер-
гию, достаточную для перехода в зону проводимости, при этом в ва-
лентной зоне остается дырка. Таким образом появляется пара электрон -
дырка. При Е »Епр число электронов с энергией, достаточной для
ионизации атомов решетки, велико, вероятность рождения пары элек-
трон - дырка за время жизни свободных носителей стремится к 1 и в
твердом теле наступает электрический пробой, характеризующийся
лавинным увеличением числа свободных носителей заряда и тока через
кристалл. Если при этом не ограничить плотность тока, то лавинный
пробой перейдет в тепловой.
Процесс ударной лавинной ионизации характеризуется коэффици-
ентами ударной ионизации электронов а и дырок [3, равными числу
пар ионов, рождаемых одним электроном на единице длины пути. Ко-
эффициенты ударной ионизации а и [3 сильно зависят от напряженно-
сти электрического поля. Физически это объясняется увеличением час-
тоты ионизирующих столкновений электронов с атомами решетки с
ростом напряженности поля в образце.
В некоторых типах полупроводников для генераций радиосигналов
также, используется явление ударной лавинной ионизации и дальнейше-
го.группирования носителей полем высокочастотного сигнала.
§2 . Вольт-амперные характеристики диодов Г айна
Рассмотрим протекание тока через однородный образец полупро-
водникового материала, имеющий две долины в зоне проводимости.
Такие образцы называют диодами Ганна по имени первооткрывателя
этого эффекта.
Пусть к образцу приложено внешнее электрическое поле, близкое к
£кр (рис. 14.2, б), при котором начинается переход электронов из ниж-
ней долины зоны проводимости в верхнюю. При однородном образце
электрическое поле в нем распределится однородно и протекающий
через образец ток будет равномерным потоком электронов, движущихся
от катода к аноду со средней скоростью, как показано на рис. 14.3 (пря-
мая 1). Предположим, что в каком-нибудь сечении образца вблизи като-
305
да вследствие флуктуации или малой неоднородности поле превысит
£кр, что можно трактовать как возникновение флуктуации плотности
электронов в этом сечении образца (рис. 14.3, кривые 2).
Поскольку поле образца оказывается больше критического, то на-
ходящиеся здесь электроны начнут переходить из нижней долины зоны ;
проводимости в верхнюю и в соответствии с рис. 14.2, б их средняя
скорость дрейфа v(e) на этом участке уменьшится. К этим замедлив- ;
шимся электронам, догоняя их, начнут притекать электроны, находя-
щиеся ближе к катоду. Первоначально образовавшаяся флуктуация объ- ;
емного заряда будет увеличиваться, что приведет к еще большему росту
поля и расширению области, занимаемой объемным зарядом, т. е. будет ,
306
Рис. 14.3
происходить группирование движущихся через образец электронов. При
этом поле вне области объемного заряда, естественно, будет уменьшать-
ся (рис. 14.3, кривые 3), а сама область, называемая обычно доменом
сильного поля, под действием электрического поля будет непрерывно
дрейфовать от катода к аноду.
Нарастание поля и заряда в домене прекратится, когда скорости
электронов в домене и вне его сравняются. Очевидно (рис. 14.2, б), что
это равновесие установится при скорости электронов vл, меньшей чем
v кр, а значит, и меньшей плотности тока через образец. В равновесном
режиме по образцу с постоянной скоростью будет двигаться стабильный
домен сильного поля (рис. 14.3, кривые 4), при этом плотность тока В
образце определится скоростью дрейфа электронов в пространстве меж-
ду катодом и доменом: /д = е nov д (Е д).
Дойдя до анодного контакта, домен сильного поля исчезает, поле
внутри образца и плотность тока через него по мере ухода домена воз-
растут до прежних значений, после чего вся описанная картина повто-
рится сначала. Как правило, в образце возникает всего один домен силь-
ного поля, так как напряженность поля между доменом и катодным
контактом оказывается меньше Екр и флуктуации объемного заряда
здесь не увеличиваются. Флуктуации же концентрации электрднов вбли-
зи анодного контакта достигают анода раньше, чем успевает Сформиро-
ваться домен сильного поля.
Для образования домена необходима как высокая концентрация
свободных электройов в образце п0, так и достаточная длина образца
L. Параметр п0£ определяет время формирования домена в образце
тд и время пробега домена через образец тп = -£-. Еслй величина
v;i
eva - -
n0L » n0Lr =-----(е _ диэлектрическая проницаемость образ-
4 ле—
dE
ца; дм(Е )/с1Е = цд - дифференциальная подвижность электронов в об-
разце), то в образце выполняются условия возникновения и существова-
ния домена сильного поля. Рассмотрим вид вольт-амперной характери-
стики (ВАХ), соответствующей этому случаю.
Если напряжение, приложенное к образцу, таково, что поле внутри
него оказывается меньшим напряженности Екр (рис. 14.2, б), то ток на
начальном участке ВАХ подчиняется закону Ома (рис. 14.4, а, кривая 1).
307
,, Рис. 14.4
По мере приближения поля к Екр средняя дрейфовая скорость электро-
нов уменьшается и крутизна статической ветви ВАХ образца падает.
Когда поле становится равным £кр, в образце полупроводника форми-
руется домен сильного поля.
Если пренебречь временем формирования домена тд, то рабочая
точка..со статической ветви ВАХ скачком должна перейти на ветвь, со-
ответствующую непрерывно распространяющемуся в образце домену
сильного поля. Эту ветвь (кривая 2 на рис. 14.4, а) назовем динамиче-
ской. При дальнейшем увеличении приложенного к образцу напряжения
будет расти и поле в домене, причем падение напряжения на нем растет
быстрее, чем приложенное к образцу напряжение, поэтому поле в об-
разце вне домена и плотность тока через образец будут уменьшаться,
что отражено падающим участком на кривой 2 рис. 14.4, а.
При уменьшении напряжения на образце с доменом ВАХ имеет вид
кривой 3 на рис. 14.4, а. Этот своеобразный гцстерезис между порого-
выми напряжениями возникновения Uкр и исчезновения домена Ur
308
объясняется тем, что для рассасывания домена необходимо, чтобы поле
внутри него оказалось меньше Екр, а для этого напряжение Ur должно
быть заметно меньше L7Kp. ВАХ на рис. 14.4, а соответствуют домен-
ным режимам работы генераторов Ганна.
Когда для образца полупроводникового материала выполняется со-
отношение n0L < и0Г], домен не успевает полностью сформироваться, и
при тд >Т (Т - период генерируемого радиосигнала) в образце будут
распространяться нарастающие волны объемного заряда, который выде-
ляется на анодном контакте. Если поле в образце однородное и накоп-
лением объемного заряда можно пренебречь, то ВАХ образца в этом
случае будет повторять зависимость дрейфовой скорости от напряжения
(рис. 14.2, б) и примет вид, показанный на рис. 14.4, б. Такой режим
работы диодов Ганна называется режимом ограничения накопления
объемного заряда (ОНОЗ).
В изложенной упрощенной физической картине предполагалось, что
дрейфовая скорость электронов мгновенно следует за полем. Такое пред-
положение справедливо, когда физические процессы, определяющие пе-
редачу энергии поля электронам, происходят за время, значительно мень-
шее периода генерируемого радиосигнала. Естественно, что при повыше-
нии рабочей частоты скорость электронов начинает заметно отличаться от
скорости, определяемой статической кривой (рис. 14.2, б), что приводит к
заметному изменению ВАХ. На очень высоких частотах режим ОНОЗ
становится совсем невозможным, поскольку в течение всего периода ко-
лебаний подвижность носителей не изменяется и проводимость диода на
частоте генерации остается положительной. Это ограничивает верхнюю
частоту существования режима значением 120 ГГц.
§3 . Основные режимы работы генераторов на диодах Ганна
Материал предыдущего параграфа показывает, что диоды Ганна,
представляющие собой однородные (без р-п-переходов) образцы полу-
проводникового материала с двумя долинами в зоне проводимости,
имеют А-образные ВАХ. В соответствии с гл. 6 устойчивые режимы
генерирования радиосигналов могут быть получены, если к диоду кроме
напряжения смещения приложено близкое к гармоническому высоко-
частотное напряжение, т. е. при работе в параллельном колебательном
контуре. Такая схема генераторов является наиболее распространенной
в настоящее время, хотя и известны аномальные режимы работы диодов
Ганна в последовательном колебательном контуре. Рассмотрим основ-
ные режимы работы генераторов на диодах Ганна.
309
Наиболее часто на практике используются пролетные режимы ра-
боты, когда в образце, за период высокочастотного напряжения успевает
полностью сформироваться домен сильного поля, т. е. времена форми-
рования домена и его ухода на анод намного меньше периода генери-
руемого сигнала. Эти режимы, в свою очередь, можно разделить на две
группы: с резистивной нагрузкой, когда к диоду приложено практически
только напряжение смещения и частота генерируемых колебаний опре-
деляется временем пролета домена через диод; с колебательной нагруз-
кой, когда к диоду кроме смещения приложено близкое к гармониче-
скому высокочастотное напряжение. Эта группа режимов является наи-
более энергетически выгодной и ее в зависимости от соотношения меж-
ду периодом высокочастотных колебаний Т и временем пролета домена
тп можно разделить на режимы с запаздыванием (задержкой) домена, с
гашением домена и гибридные.
В режиме генерирования с запаздыванием формирования домена
время его свободного пролета через образец должно удовлетворять
соотношению Т/2<тп <Т, напряжение постоянного смещения, при-
ложенное к образцу: Ео > Ur , а амплитуда высокочастотного напряже-
ния Ux > Ео - Ur.
Упрощенная картина работы генератора в этом режиме показана на
рис. 14.5’.; В момент t0, когда действующее на образец суммарное на-
пряжений и = Ео - Щ cos <ог0 > L/Kp , вблизи катода практически мгно-
венно формируется домен сильного поля, который начинает двигаться к
аноду. Рабочая точка в этот момент переходит со статической ветви
ВАХ на динамическую (рис. 14.5) и ток через диод уменьшается до
значения /т,п, сохраняя его до момента, пока распространяющийся в
образце домен не достигнет анода. При этом рабочая точка движется по
динамической ветви ВАХ. Домен исчезает, достигнув анода, в момент
времени =/0 + тп.
Действующее в этот момент на образец суммарное напряжение
и = Ёо - Щ cos (ОГ) < J7Kp. Новый домен не формируется, и диод ведет
себя как омическое сопротивление. Рабочая точка практически мгно-
венно переходит с динамической ветви ВАХ на статическую, ток через
диод возрастает и его изменение в промежутке времен f| - ?3 определя-
ется приложенным к образцу напряжением и наклоном статической
ветви ВАХ. В момент г3=г0 + Т напряжение на диоде
и = Ео - Щ cos cof3 > L/Kp, в образце опять формируется Домен сильного
310
поля и рабочая точка перемещается на динамическую ветвь ВАХ. Час-
тота генерируемого радиосигнала в этом режиме определяется внешним
резонатором и должна быть меньше пролетной: /0 <1/тп.
Если амплитуда переменного электрического напряжения доста-
точно велика (L/j > Ео -UT), а период радиосигнала и время пролета
ЗТ
домена связаны соотношением — < тп < 2Т , то сформировавшийся в
образце в момент т0 домен сильного поля исчезает в момент времени
т2 , когда суммарное напряжение на образце становится равным напря-
жению гашения: и, = Ео - L/j cos ш?2 - U? 1 при котором домен рассасы-
вается (рис. 14.5). При этом рабочая точка переходит с динамической на
статическую ветвь ВАХ и будет находиться на ней до момента времени
т3, когда суммарное напряжение на образце достигает критического
значения, в нем вновь формируется домен и описанный ранее процесс
повторяется. Этот режим носит название режима с подавлением Или
гашением домена. Частота генерируемого радиосигнала, как и в режиме
с задержкой домена, определяется внешним резонатором и может быть
как выше, так и ниже пролетной частоты.
311
Для оценки предельных энергетических параметров и инженерных ]
расчетов пролетных режимов диодов Ганна используется кусочно- j
линейная аппроксимация ВАХ [2], показанная на рис. 14.5. Напряжение И
на диоде будем считать .суммой постоянного напряжения смещения Ео |
и синусоидального сигнала с амплитудой Щ и круговой частотой со. |
Пренебрегая временами формирования и рассасывания домена по j
сравнению с периодом сигнала, в соответствии с рис. 14.5 для тока через |
диод в режиме с задержкой домена в промежутки времени t0 - и |
- С3 можно записать выражения:
7 = Anin (143
I = Алах — (Алах ~ Anin)coso^’ Й’АЬ
Разлагая ток, определяемый системой (14.3), в ряд Фурье, получим
выражение для первой гармоники тока диода. Амплитуда активной со-
ставляющей, находящейся в противофазе с напряжением:
Аа (Anax-^min)- (14.4)
Ввиду несимметричности импульсов тока первая гармоника содер-
жит такж^.реактивную (емкостную) составляющую /]р, амплитуда ко-
торой ма^ по сравнению с/1а :
> 1 Г _ Л2
Ар 3 j’ 1 j (Алах ""Anin)" (14.5)
Постоянная составляющая тока через диод /0 практически равна
/min • Это с учетом (14.4) и (14.5) позволяет определить КПД генератора
на диоде Ганна, работающего в пролетном режиме:
„ _ 1 Аа^А __ 1 ^А А_А Апах ।
2 IqEq 3 Eq Т Zmin ,
В пределе — -> 1, ——— , тогда из (14.6) получим:
П = ~
11/ 1
1 'max j
6 ^min ,
(14.7)
312
Значение отношения /max^min в основном определяется материа-
лом диода. В частности, для прибора из GaAs максимальное значение
/max/Anin <2 и максимальный КПД генератора Ганна в пролетном
режиме из (14.7) не превышает 17 %, что хорошо согласуется с экспе-
риментальными данными.
Как было показано в §2, если для диода Ганна n0L < n0L|, а период
радиосигнала меньше пролетного времени домена и сравним со време-
нем формирования домена сильного поля, то домены в образце форми-
роваться не успевают и при суммарном напряжении на образце
и = Ео + Щ cos <ог2 > Uкр по нему будет распространяться нарастающая
волна объемного заряда, а ВАХ образца повторяет по форме зависи-
мость дрейфовой скорости электронов в материале от поля
(см. рис. 14.4, б).
Поскольку ВАХ соответствует А-образной кривой, то как и в пре-
дыдущем случае, устойчивое генерирование радиосигнала в ОНОЗ-
режиме возможно только, если к диоду кроме напряжения смещения
приложено близкое к гармоническому высокочастотное напряжение,
т. е. при работе в параллельном колебательном контуре.
Генерирование в ОНОЗ-режиме возможно лишь в сравнительно уз-
ком диапазоне изменения амплйтуд гармонического сигнала, приложен-
ного к диоду, поэтому на практике приходится предусматривать специ-
альные устройства для ввода генератора в режим ОНОЗ. Обычно это
достигается за счет первоначального возникновения в генераторе про-
летного режима на другой частоте, который по мере возрастания ампли-
туды колебаний переходит в режим ОНОЗ. Практически не бывает чис-
того ОНОЗ-режима и генераторы работают в гибридном режиме;
КПД генераторов, работающих в ОНОЗ-режиме, в несколько раз
превышает КПД генераторов Ганна в пролетном режиме. Это объясня-
ется тем, что отношение токов /щах^тш Д’13 ВАХ'в ОНОЗ-режиме
примерно в два раза выше, чем в пролетном.
§4. Основные режимы работы генераторов
на лавинно-пролетных диодах
В настоящее время наиболее широко используются два режима ра-.
боты лавинно-пролетных диодов (ЛПД): пролетный (IMPATT) и режим
с захваченной плазмой (TRAPATT). Оба они основаны на группирова-
нии носителей, образовавшихся в результате лавинного пробоя
р-м-перехода полем радиосигнала.
313
Рис. 14.6
Рассмотрим упрощенную картину рабЬты ЛПД в IMPATT-режиме.
Для этого воспользуемся ЛПД со структуройр+ - п - п+, распределение
напряженности электрического поля в которой при обратном смещении
показано на рис. 14.6, а. Напряженность электрического поля макси-
мальна в области обратносмещенного р-«-перехода, где в основном и
происходит процесс лавинного пробоя. В пролетном пространстве (8 на
рис. 14.6, а) напряженность поля меньше значения пробоя £пр, процесс
ударной лавинной ионизации практически отсутствует и носители дви-
жутся с дрейфовой скоростью насыщения v = v5 (см. рис. 14.1, б).
Как tv-в случае генераторов Ганна, устойчивое генерирование ра-
диосигнале в IMPATT-режиме возможно, если к диоду кроме напря-
жения см^цения Ео приложено близкое к гармоническому высокочас-
тотное наряжение (рис. 14.7) амплитуды Щ , т. е. при работе в парал-
лельном колебательном контуре. Если напряжение смещения Ео < С7пр,
то процесс ударной лавинной ионизации в области р-п-перехода начнет-
ся в момент t0 , когда суммарное напряжение на диоде превысит значе-
ние пробоя: u(to)= Eq + Щ cos (ofo > С/пр. Электрическое поле в облас-
ти перехода будет изменяться синусоидально и практически в такт с ним
будут изменяться коэффициенты ионизации электронов и дырок (см.
§1). Генерация носителей в области пробоя определяется не только на-
пряженностью поля, но и числом свободных носителей с энергией, дос-
таточной для ионизации. Поэтому концентрация носителей в области
пробоя продолжает возрастать, даже когда суммарное напряжение на
диоде, пройдя через максимум, начинает убывать. Максимум концен-
трации носителей достигается примерно к моменту времени, когда сум-
марное напряжение на диоде снизится до своего среднего значения
314
и(?1 )=Ео, что соответствует моменту времени <0Г] = л . Это показано на
рис. 14.7.
Электроны, генерируемые в слое умножения, практически без за-
держки инжектируются к анодному контакту в «-область пролетного
пространства, а дырки инжектируются в р+-область, создавая ток ин-
жекции, временная зависимость которого показана на рис. 14.7.
Инжектированные в «-область электроны со скоростью насыщения
уЛ проходят пролетное пространство, создавая наведенный ток во
внешней цепи. Длина пролетного пространства на рабочей частоте соот-
_ соб „
ветствует пролетному углу 0П = — = л, и наведенный ток прекратится
V.v
в момент , когда последний слой электронов достигнет анодного кон-
такта. Временная зависимость наведенного тока показана на рис.“14.7.
Именно наведенный ток, находящийся в противофазе с напряжением
радиосигнала, и определяет процесс генерации.
КПД ЛПД IMPATT-генератора зависит от частоты. Это обусловле-
но двумя причинами: инерционностью лавинного пробоя, хараюгеризуе-
315
мого временем нарастания лавины тл, и зависимостью от частоты угла
пролета носителей через пролетное пространство 0П. При малом тл
электроны, двигаясь Через пролетное пространство, будут создавать
наведенный ток не только во время отрицательного полупериода напря-
жения, но и части положительного. Если же тл будет велико
(тл >Т /2), то за время- положительного полупериода напряжения ра-
диосигнала лавинный пробой ^-«-перехода не успевает развиться и ЛПД
не сможет работать в IMPATT-режиме.
Наибольшая эффективность работы ЛПД в IMPATT-режиме дости-
гается на частоте, соответствующей 0П = л, когда пролет максимально-
го числа электронов приводит к появлению переменной составляющей
наведенного тока, которая сдвинута по фазе на л по отношению к на-
пряжению радиосигнала.
Для определения максимального КПД генератора на ЛПД, соответ-
ствующего оптимальному пролетному углу 0П '= л и времени нараста-
ния лавины сотл =л/2, аппроксимируем инжекционный и наведенный
токи диода в установившееся режиме генерирования [2]:
i (f)=/^L(i_Cos(0f) te [f0,f]];
Z r 1 ЦЧ.»)
i(t}=I te
1 V/ 7 max
где /max -Амплитуда импульса наведенного тока (см. рис. 14.7).
Разлагая ток, определяемый системой (14.3), в ряд Фурье, получим
выражешЖщя первой гармоники и постоянной составляющей тока диода:
-Ла- ^тахЛр = ^тах/4, Iq — 3/тах /4, (14.9)
где /]а - амплитуда активной составляющей первой гармоники тока
диода, находящейся в противофазе с напряжением; Zlp - реактивная
(емкостная) составляющая тока первой гармоники; 10 - постоянная
составляющая тока диода.
Постоянная составляющая тока /0 в режиме максимальной мощно-
сти равна предельно допустимому току через диод: 10 = /доп . Из (14.6)
с учетом (14.9) для максимального КПД IMPATT-генератора получим:
1 Ла^Л 2 „ „
Г| = —1S-L = — = 0,2 .
(14.10)
2 10Е0 Зл
316
Выражение (14.10) дает несколько завышенную оценку КПД из-за
идеализации формы токов через диод, принятой в (14.8). Эксперимен-
тально для диодов со структурой р+ - п - п+ получено значение КПД
15 %. ,
Рассмотренная здесь структура IMPATT-дйода является наиболее
простой технологически, но не оптимальной с энергетической точки
зрения. В настоящее время используются диоды со структуройр+ - п-
i-n+ и двухпролетные диоды со структурой р+ - р - п - п+
(рис. 14.6, б). Достоинством последних является наличие двухпролетных
участков, благодаря которым для создания наведенного тока использу-
ется пролет носителей обоих типов, образующихся в слое умножения.
Для изготовления IMPATT-диодов используют Ge, Si, GaAs.
Физические процессы при работе ЛПД в TRAPATT-режиме гораздо
сложнее, чем в IMPATT-режиме. Для удобства их рассмотрения вновь
воспользуемся диодом со структурой р+ - п - п+ (см. рис. 14.6, а). Пусть
в начальный момент времени 1] на диод подается прямоугольный им-
пульс тока (рис. 14.8, а), при этом максимальная напряженность поля в
обедненной области р-и-перехода Е < Епр. В этом случае обедненную
область можно рассматривать как плоский конденсатор с. постоянным
расстоянием между электродами. Согласно уравнениям Максвелла, в
таком конденсаторе возникает ток смещения и напряженность . поля
будет линейно увеличиваться до момента времени , когда она достиг-
нет пробивного значения Епр и начнется процесс ударной лавинной
ионизации.
Поскольку плотность тока через диод поддерживается постоянной,
то фронт ударной лавинной ионизации будет двигаться через «^область
полупроводниковой структуры со значительно большей скоростью, чем
v y (рис. 14.8, б), и в момент t3 диод окажется заполненным электрон-
но-дырочной плазмой с высокой концентрацией свободных носителей,
находящихся под действием напряженности поля Еост. Положение
фронта ударной лавинной ионизации в «-области в промежуточные
моменты времени t' и t" показано на рис. 14.8, б. Вследствие высокой
проводимости плазмы напряжение на диоде уменьшится до значения
иост = 8Е0СТ (рис. 14.8, б). Поскольку Еост « Епр, то скорость дрейфа
носителей в «-области также уменьшится.
В промежутке времени ?3 - г4 обедненная область диода будет за-
полнена нейтральной электронно-дырочной плазмой. Плотность тока
через диод остается в этот период постоянной и равной плотности тока
317
проводимости: J-e (np\ip +ппр,п), где р.„ - подвижности ды-
рок и электронов; пр, пп - концентрации дырок и электронов в плазме.
Под действием приложенного напряжения электроны и дырки будут
вытягиваться из «-области, в первую очередь из участков, расположен-
ных вблизи контактов. Вследствие непрерывного уменьшения простран-
ственного заряда напряженность поля в этих областях увеличивается и
скорость дрейфа носителей будет возрастать. Все носители будут удале-
ны из обедненной области за время восстановления тв = f4 - f3. Из-за
малой скорости дрейфа носителей в слабом поле £ост время восстанов-
ления тв в TRAPATT-режиме оказывается много больше времени про-
лета в IMPATT-режиме при той же толщине «-области 8. Поэтому
TRAPATT-режим оказывается принципиально более низкочастотным,
чем IMPATT-режим.
Следующая часть периода высокочастотных колебаний f4 -15 оп-
ределяется формой тока через диод, которая, в свою очередь, зависит от
внешней цепи. Если цепь обеспечивает близкие к прямоугольным им-
318
пульсы тока, то в этот промежуток времени ток через диод уменьшается
практически до нуля, а напряжение на нем возрастает до начального
значения (рис. 14.8, а).
Особенностями TRAPATT-режима являются большая плотность
тока через диод (более 104 А/см2), необходимая для получения высокой
скорости движения фронта ударной лавинной ионизации через диод, и
высокие скорости нарастания напряжения на диоде и тока через него,
что достигается определенными соотношениями между амплитудами и
фазами гармоник радиосигнала, формируемого внешней цепью. КПД,
выходная мощность и сопротивление диода определяются не только его
параметрами, но и внешней цепью. Идеальная внещняя цепь должна
формировать прямоугольные импульсы тока, по форме близкие к меан-
дру, что предполагает работу диода в схеме последовательного контура.
Для оценки энергетических характеристик генератора на ЛПД в
TRAPATT-режиме формы тока через диод и напряжения на нем можно
принять за меандр (рис. 14.8, а). При такой форме токов и напряжения
отношение первых гармоник к постоянным составляющим
® ~ • Следовательно, предельный КПД TRAPATT-генера-
тора
П=^-=4<0,8. (14.11)
2 IqEo п
Подобно (14.10) оценка КПД по формуле (14.11) соответствует
идеализированным формам кривых тока и напряжения на TRAPATT-
диоде и является несколько завышенной. Помимо рассмотренной струк-
туры в TRAPATT-диодах могут использоваться структуры типа p-i-n и
двухпролетные диоды. Последние обладают теми же достоинствами, что
и двухпролетные IMPАТТ-диоды. Материалом для TRAPATT-диодов
служит Si, Ge, 3 GaAs практически не используется.
§5. Схемы и конструкции генераторов
на лавинно-пролетных диодах и диодах Ганна
Генераторы на диодах могут работать как автогенераторы в авто-
номном и синхронизированных внешним сигналом режимах, усилители
и умножители частоты.
Конструкция диодных генераторов включает рез'онансную систему,
элементы связи с нагрузкой и элементы подачи питания на диод. При
этом генераторы на диодах Ганна и лавинно-пролетных диодах в
319
IMPATT-режиме по эквивалентной схеме должны соответствовать ра-
боте диода в параллельном резонансном контуре, а генераторы на ла-
винно-пролетных диодах в TRAPATT-режиме - в последовательном
контуре. Резонансные системы генераторов могут быть выполнены на
основе коаксиальных, микрополосковых или волноводных резонаторов.
Упрощенное изображение волноводной конструкции при работе
диода в параллельном контуре показано на рис. 14.9, а. Бескорпусный
диод 1 установлен на широкой стенке волноводного резонатора, образо-
ванного короткозамкнутым участком волновода и участком от диода до
винта 4. Напряжение смещения подается на диод через низкоомный
коаксиальный четвертьволновый фильтр 2 и штырь 3, с помощью кото-
рого также осуществляется связь резонатора с диодом. Для регулировки
связи с нагрузкой служит винт 4, настройка резонатора на требуемую
частоту осуществляется изменением длины короткозамкнутого участка
волновода. Такая конструкция соответствует параллельному колеба-
тельному контуру, ее эквивалентная схема показана на рис. 14.9, б.
На рис. 14.10, а показана возможная топология микрополоскового
диодного генератора. Здесь диод 1, в зависимости от исполнения уста-
новленный планарно или вертикально, присоединен к резонансной сис-
теме, образованной полуволновым отрезком микрополосковой линии 2
и подстроечным шлейфом 3. Миниатюрный конденсатор 4 используется
для связи .резонансной системы с нагрузкой. Для подачи на диод напря-
жения питания служат четвертьволновый дроссель 5, блокировочный
конденсатор 6 и контактная площадка 7. Эквивалентная схема генерато-
ра показана на рис. 14.10, б.
Рис. 14.9
320
Гораздо более сложными являются схемы и конструкции генерато-
ров на TRAPATT-диодах. Это объясняется необходимостью фазирова-
ния высших гармоник для получения близких по форме к меандру им-
пульсов тока. Возможная коаксиальная конструкция TRAPATT-
генератора показана на рис. 14.11, а. Диод 1 установлен в торцевой час-
ти резонатора, образованного конденсатором 2 и отрезком коаксиальной
линии 3. Фильтр нижних частот 4 обеспечивает короткое замыкание для
высших гармоник тока и необходимые фазовые соотношения для полу-
чения близких к прямоугольным импульсов тока, протекающих через
диод. Для подачи питания используется четвертьволновый коаксиаль-
ный фильтр 5, связь с нагрузкой осуществляется через конденсатор свя-
зи 6: Слабая связь резонатора с нагрузкой обеспечивает его высокую
добротность, что позволяет амплитудам напряжения и тока на диоде
быстро достигать значений, необходимых для существования
TRAPATT-режима. Эквивалентная схема генератора показана на
рис. 14.11,6.
Усилители на диодах Ганна и ЛПД обычно выполняются по отра-
жательной схеме, проходная схема из-за двунаправленности на СВЧ
используется редко. Структурные схемы отражательных диодных уси-
лителей приведены на рис. 14.12. Для устойчивого усиления диод дол-
жен иметь стабильную отрицательную проводимость в широком диапа-
зоне частот. Это достигается выбором режима работы диода и парамет-
ров согласующей цепи либо подбором характеристик диода.
Например, в диодах Ганна при значениях произведения
n0L>1012 см2 и напряжении питания Eq = (3...4)t/Kp движущиеся до-
мены в образце самопроизвольно не возникают и диод имеет отрица-
тельную проводимость в широком диапазоне частот. Это позволяет
реализовывать на них усилители с полосой частот порядка октавы, ко-
эффициентом усиления до 20 дБ и выходной мощностью, близкой к
выходной мощности в автогенераторном режиме.
321
а б
Рис. 14.12
Работа умножителей частоты на диодах Ганна и лавинно-пролетных
диодах основывается либо на принципе синхронизации автогенератора
частотой, близкой к субгармонике собственной частоты генерации, либо
на выделении одной из высокочастотных гармонических составляющих
тока или напряжения диода.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства - М.: Сов. ра-
дио, 1969.-720 с.
2. Проектирование радиопередающих устройств: Учеб, пособие для вузов /
О. В. Алексеев, А. А. Головков, А. Я. Дмитриев и др.; Под ред. О.В. Алексеева.
- М.: Радио и связь, 1987. - 392 с.
3. Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Учеб, для ву-
зов/ Л. А. Белов, В. М. Богачев, М. В. Благовещенский и др.; Под ред. Г. М. Ут-
кина, В. Н. Куляшова и М. В. Благовещенского,- 2-е изд., перераб. и доп. - М.:
Радио и связь, 1991.-416 с.
4. Шапиро Д. Н., Пайн А. А. Основы теории синтеза частот- М.: Радио и
связь, 1981.-264 с.
• 5. Кацман Ю. А. Приборы СВЧ. Теория, основьГрасчета и проектирования
электронных приборов: Учеб, для вузов.- М.: Высш. шк., 1983. -368 с.
6. Электронные приборы СВЧ,: Учеб, пособие для вузов./ В. М. Березин,
В. С. Буряк, Э. М. Гутцайт, В. П. Марин - М.: Высш, шк., 1985 - 296 с.
7. Судовые радиопередающие устройства: Учеб, для вузов/ Э. К. Путрайм,
А. А. Соловьев, В. Н. Вябышкин, С. Н. Булкин. - М.:Транспорт, 1985.-335 с' ;•
8. Широкополосные радиопередающие устройства (радиочастотные трасты
на полупроводниковых приборах) / О. В. Алексеев, А. А. Головков, В. В. Поле-
вой, А. А. Соловьев; Под ред. О. В. Алексеева,- М.:Связь, 1978.-304 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Список использованных аббревиатур......................................3
Предисловие.......................................................... 5
Введение..............................................................11
Глава 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
НА БЕЗЫНЕРЦИОННЫХ ГЕНЕРАТОРНЫХ ПРИБОРАХ........................14
§ 1. Общие сведения о генераторах с внешним возбуждением
на безынерционных генераторных приборах.......................... 14
§ 2. Энергетические соотношения в генераторах с внешним возбуждением.16
§ 3. Параметры и характеристики безынерционных генераторных приборов.19
§ 4. Динамические характеристики и режимы работы ГВВ..................25
§ 5. Гармонический анализ импульсов выходного тока....................29
§ 6. Нагрузочные характеристики ГВВ............................. .....33
§ 7. Особенности работы ГВВ на комплексную нагрузку...................38
Глава 2. ОСНОВЫ ТЕОРИИ И РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГВВ С УЧЕТОМ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ.........................................41
§ 1. Эквивалентная схема, граничные частоты..........................41
§ 2. Влияние емкости коллекторного перехода..........................45
§ 3. Влияние индуктивности эмиттерного вывода........................49
§ 4. Анализ процессов в транзисторном генераторе при возбуждении
гармоническим напряжением...................................... 52
§ 5. Коррекция характеристик генератора...........................;..57
§ 6. Анализ процессов в транзисторном генераторе при возбуждении
гармоническим током...............................................59
Глава 3. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ........................62
§ 1. Принципы построения схем генераторов........................... 62
§ 2. Схемы выхода генераторов.........................................66
§ 3. Параллельное соединение генераторных приборов. Двухтактные схемы.71
§ 4. Схемы ключевых генераторов.......................................82
Глава 4. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ...................................................94
§ 1. Выбор схем широкополосных усилителей............................ 94
§ 2. Усилители с распределенным усилением.......................... 98
§ 3. Усилители на биполярных транзисторах............................103
§ 4. Усилители на полевых транзисторах...............................111
§ 5. Построение схем мощных каскадов .................................114
Глава 5. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ГЕНЕРАТОРОВ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ .......................................122
§ 1. Основные свойства радиочастотных трактов, построенных
по принципу сложения мощности......................................122
§ 2. Общие свойства мостовых схем сложения мощности................. 124
§ 3. Построение мостовых схем сложения мощности......................130
324
Глава 6. ОСНОВЫ ТЕОРИИ АВТОГЕНЕРАТОРОВ................................135
§ 1. Назначение и области применения автогенераторов..............135
§ 2. Уравнение стационарного состояния автогенератора.............136
§ 3. Устойчивость состояния равновесия в автогенераторе.......... 138
§ 4. Анализ стационарного режима автогенератора при фиксированном
смещении..................................................... 145
§ 5. Особенности работы автогенератора с автоматическим смещением.148
Глава 7. СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ....................................... 152
§ 1. Одноконтурные автогенераторы........................'........152
§ 2. Кварцевые автогенераторы ................................... 156
§ 3. Автогенераторы с колебательными системами на поверхностных
акустических волнах............................................. 166
Глава 8. СТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ.........................169
§ 1. Влияние параметров колебательной системы и генераторного прибора на
частоту колебаний автогенератора................................ 169
§ 2. Основные дестабилизирующие факторы...........................171
§ 3. Кратковременная и долговременная нестабильности частоты АГ...173
Глава 9. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ......................................... 179
§1 . Основные характеристики синтезаторов частоты.................179
§2 . Пассивные аналоговые ССЧ....................................182
§3 . Пассивные цифровые синтезаторы.............................. 188
§4 . Компенсационные синтезаторы.................................192
§5 . Синтезаторы с фазовой автоподстройкой частоты............... 195
Глава 10. ГЕНЕРАТОРЫ СВЧ НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
И ТРАНЗИСТОРАХ.......................................................207
§1 . Особенности работы и конструкций генераторных ламп в СВЧ-диапазоне.207
§2 . Особенности конструкций СВЧ-транзисторов....................212
§3 . Схемы и конструкции ламповых и транзисторных генераторов СВЧ.215
§4 . Варакторные умножители частоты............................ 223
Глава 11. ГЕНЕРИРОВАНИЕ РАДИОСИГНАЛОВ В ПРИБОРАХ
СО СВОБОДНЫМ ДРЕЙФОВЫМ ПРОСТРАНСТВОМ.................................231
§1 . Физические основы работы пролетных клистронов................231
§2 . Энергетические соотношения в пролетных клистронах...........234
§3 . Разновидности конструкций пролетных клистронов...........’...238
§4 . Основные характеристики и режимы работы генераторов
на пролетных клистронах..........................................243
Глава 12. ГЕНЕРИРОВАНИЕ РАДИОСИГНАЛОВ В ПРИБОРАХ
С НЕРЕЗОНАНСНЫМИ КОЛЕБАТЕЛЬНЫМИ СИСТЕМАМИ
ТИПА О....................................................... 247
§1 . Физические основы работы генераторных приборов
с нерезонансными колебательными системами........................247
§2 . Разновидности конструкций ЛБВ типа О н их характеристики....253
§3 . Генераторы радиосигналов на лампах обратной волны............259
§4 . Генераторные приборы на основе циклотронного резонанса.......263
325
Глава 13. ГЕНЕРАТОРЫ НА ПРИБОРАХ МАГНЕТРОННОГО ТИПА.......................268
§1 . Физические основы работы магнетронных генераторов................268
§2 . Параметры и характеристики многорезонаторных магнетронов.........281
§3 . Разновидности конструкций приборов М-типа........................291
§4 . Лампы бегущей волны М-типа.......................................297
Глава 14. ГЕНЕРАТОРЫ НА ДИОДАХ ГАННА
И ЛАВИННО-ПРОЛЕТНЫХ ДИОДАХ................................................301
§1 . Элементы теории распространения электронов в твердых телах.......301
§2 . Вольт-амперные характеристики диодов Ганна..................305
§3 . Основные режимы работы генераторов на диодах Ганна.............. 309
§4 . Основные режимы работы генераторов на лавинно-пролетных диодах..313
§5 . Схемы и конструкции генераторов на лавинно-пролетных диодах и диодах
Ганна............................................................319
Список литературы..................................................... 323
Учебное издание
|Алексеев Олег Васильевич!
Головков Александр Алексеевич
Митрофанов Александр Васильевич
Полевой Валентин Васильевич
Соловьев Анатолий Антонович
ГЕНЕРАТОРЫ ВЫСОКИХ И СВЕРХВЫСОКИХ
ЧАСТОТ
Редактор Е.Н. Рожкова
Художник А.А. Лукьяненко
Технический редактор Л.А. Овчинникова
Корректор О.Н. Шебашова
Лицензия ИД № 06236 от 09.11.01.
Изд. № РЕНТ-9. Сдано в набор 31.01.03. Пода, в печать 15.04.03.
Формат 60 х 881/! g. Бум. газетная. Гарнитура «Таймс». Печать офсетная.
Объем 20,09 усл. печ. л. 20,59 усл. кр.-отт. 17,84 уч.-изд. л.
Тираж 4000 экз. Заказ № Я-347
ФГУП «Издательство «Высшая школа»,
127994, Москва, ГСП-4, Неглинная ул., 29/14.
Тел.: (095) 200-04-56
E-mail: info@v-shkola.ru http://www.v-shkola.ru
Отдел реализации. (095) 200-07-69, 200-59-39; факс: (095) 200-03-01.
E-mail: sales@v-shkola.ru
Отпечатано в типографии ГУП ПИК «Идел-Пресс».
420066, г. Казань, ул. Декабристов, 2.