БИБЛИОТЕКА ПО АВТОМАТИКБ
Выпуск 506
В. П. БУДЯНОВ
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ
ГЕНЕРАТОРЫ-
ИМПУЛЬСНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
НЕЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
ВЕЛИЧИН
К1
554
«ЭНЕРГИЯ» О МОСКВА 1974

6П2.12
Б 90
УДК 621.374
Редакционная коллегия:
И. В. Антик, Г. Т. Артамонов, А. Я. Бертинов, А. А. Воронов,
Л. М. Закс, В. С. Малое, В. Э. Низе, Д. А. Поспелов,
О. В. Слежановский, Б. С. Сотсков, Ф. Е. Темников,
М. Г. Чиликин, А. С. Шаталов
Будянов В. П.
Б 90 Релаксационные генераторы — импульсные пре-
образователи неэлектрических величин. М., «Энер-
гия», 1974.
160 с. с ил. (Б-ка по автоматике. Вып. 506).
Работа посвящена вопросам построения импульсных преобразова-
телей неэлектрических величин на базе релаксационных генераторов
прямоугольных колебаний. В качестве генераторов использованы муль-
тивибраторы с коллекторно-базовыми связями и блокинг-генераторы.
Подробно освещены вопросы управляемости подобных генерато-
ров. Дается оценка различных способов включения чувствительных
элементов в участки схемы преобразователей. Рассмотрены вопросы
применения нелинейных цепей управления, а также оптических связей
для изменения параметров преобразователей.
Книга рассчитана на инженеров и научных работников, занимаю-
щихся вопросами импульсной техники, автоматики; может быть ис-
пользована студентами вузов соответствующих специальностей.
30407-063
Б 051(01)-74
238-74
6П2.12
©
Издательство «Энергия», 1974 г.

ПРЕДИСЛОВИЕ
Преобразование неэлектрических величин таких к примеру, как
температура, освещенность, перемещение, влажность и др., в пара-
метр электрического импульса приобретает все большее распростра-
нение. Для этих целей могут быть применены импульсные преобра-
зователи неэлектрических величин [Л. 1].
Импульсным преобразователем неэлектрической величины назы-
вают устройство, преобразующее неэлектрическую величину, воздей-
Импульсный
предоразоВа -
тель
ХВь/х
неэлектри vec-
ки х
Величин
а)
1—
Импульсный преобразобатель
неэлектри чески х Вели чи н
~j
*бх |
В Веко -
преобразо-
ватель
Звене-
моВулятор
1 *
1
_ j
f;_
Импульсный преобразователь неэлектрических Величин
ЗВено - преобразователь
*Вх
ЗВено
механическое]
ЗВено
Электрическое
3 Вено-
модулятор
1
9)
J
*Вх
ЗВено
механическое
ЗВено электрическое
ЧуВстВи-
тельный
элемент
МоВулируе-
мый элемент
ж
ЗВено -
модулятор
*Вы
Рис. 1. Структурная схема импульсного преобразователя неэлектри-
ческих величин.
ствующую на его вход, в параметр периодического импульсного
сигнала, снимаемого с его выхода (рис. 1,а). Под импульсным пара-
метром периодического электрического сигнала принято понимать сле-
дующие величины: частоту повторения /, период следования импуль-
3

сов Г, скважность Y, коэффициент заполнения /Сзап, длительность
импульса /и, длительность паузы tn.
С точки зрения энергетических преобразований [Л. 1] рассматри-
ваемый импульсный преобразователь может быть представлен в виде
простейших звеньев, выполняющих различные функции. Основными
звеньями преобразователя можно считать звено-преобразователь и
звено-модулятор (рис. 1,6).
Звено-преобразователь выполняет функцию преобразования
входной неэлектрической величины в значение того или иного па-
раметра электрической цепи. Такими параметрами цепи могут быть
активное или реактивное сопротивление цепи (емкость или индуктив-
ность), ток или уровень источника энергии в цепи. Звено-преобразо-
ватель будем считать электрическим датчиком неэлектрической ве-
личины, которое в общем случае само состоит из двух звеньев: ме-
ханического и электрического (рис. 1,в). В конкретных схемах
импульсных преобразователей электрический элемент звена-преобра-
зователя (датчика), первым воспринимающий неэлектрическую вели-
чину и осуществляющий первичную операцию его преобразования
в значение параметра электрической цепи звена-преобразователя,
будем называть чувствительным элементом схемы. Электрическое
звено в целом может состоять из чувствительного элемента, вклю-
ченного на его вход, и модулируемого элемента, являющегося его
выходом. Модулируемый элемент датчика включается непосредст-
венно в формирующие цепи звена-модулятора импульсного преобра-
зователя (рис. 1,г).
Звено-модулятор обеспечивает преобразование параметра элек-
трической цепи звена-преобразователя при воздействии периодиче-
ского импульсного сигнала.
Звено-модулятор импульсного преобразователя может работать
в автогенераторном или ждущем режиме. Основой звена-модулятора
является импульсный генератор. В технике в настоящее время широ-
ко применяются импульсные генераторы прямоугольных колебаний:
мультивибраторы и блокинг-генераторы (Л. 12]. Основными метода-
ми управления подобными генераторами являются: а) изменение па-
раметров разрядной цепи; б) изменение перепада напряжения на
хронирующих конденсаторах; в) изменение уровня смещения на
базах ключевых транзисторов схемы. Такие устройства применяются
в системах контроля, измерения, регулирования, а также в автома-
тизированных системах управления.
Непрерывно увеличивающийся поток описаний новых импульс-
ных преобразователей неэлектрических величин и расширение кон-
кретной сферы их применения свидетельствует о достаточной акту-
альности вопроса.
Все это потребовало еще раз обратиться к управляемым мульти-
вибраторам, использующимся в качестве звеньев-модуляторов
импульсных преобразователей неэлектрических величин.
Рассмотренные в книге устройства построены на полупроводни-
ковых элементах. Основное внимание уделено транзисторным муль-
тивибраторам с коллекторно-базовыми связями.
Основной объем экспериментальных исследований был выпол-
нен на кафедре автоматики МИСИ им. В. В. Куйбышева. Автор
благодарен А. И. Кривоносову, А. В. Мосолову, А. С. Розину,
В. В. Балабанову за помощь при проведении экспериментальных
исследований, а также Н. Т. Милохину за ряд ценных замечаний,
сделанных им при редактировании рукописи.
Автор
4

Глава первая
ПРИНЦИПЫ УПРАВЛЕНИЯ РЕЛАКСАЦИОННЫМИ
ГЕНЕРАТОРАМИ
1. Емкостные цепи RC
Основной частью импульсного преобразователя неэлектрических
величин является релаксационный генератор прямоугольных колеба-
ний, мультивибратор или блокинг-генератор.
Прежде чем переходить к рассмотрению конкретных вопросов
управления мультивибраторами, целесообразно остановиться на осо-
бенностях емкостных цепей RC применительно к принципу действия
основных схем мультивибраторов.
Исходя из анализа работы наиболее распространенных схем
мультивибраторов, можно выделить два основных вида емкостных
цепей: цепь заряда хронирующих конденсаторов до уровня напряже-
ния заряда £зар и цепь перезаряда хронирующих конденсаторов от
уровня £3ар до уровня £Пер. Различные способы управления време-
нем заряда и разряда (перезаряда) конденсаторов в таких цепях
представлены в табл. 1.
Емкостные цепи RC могут быть линейными (/?=const, С—const
не зависят от приложенного напряжения), нелинейными (вида Ri.C
или RuC) и комбинированными (синтез линейных и нелинейных эле-
ментов). Электрическая емкость С во всех случаях считается линей-
ной. Как известно, к нелинейным элементам типа Ri относят такие
элементы, вольт-амперная характеристика которых может быть
представлена участком, параллельным оси напряжения, а к элемен-
там типа Ru такие, у которых вольт-амперная характеристика мо-
жет быть представлена участком, параллельным оси токов. К эле-
ментам первого вида относят транзисторы в обычном включении и
полупроводниковые диоды в обратном включении, ко второму ви-
ду — варисторы, стабилитроны.
В табл. 1 представлены некоторые способы управления временем
переходных процессов в емкостных цепях RC. Каждый из них рас-
сматривается для трех видов емкостных цепей, соответствующих
использованию линейного резистора R, нелинейного резистора типа
Ri и нелинейного резистора типа Ru. В этой же таблице для всех
рассматриваемых случаев приведены основные формулы для опреде-
ления времени разряда ?раз и времени заряда £3ар. Данные формулы
соответствуют тем основным случаям, с которыми приходится стал-
киваться при анализе работы различных схем мультивибраторов.
В табл. 1 показаны также графики переходных процессов в емкост-
ных цепях RC.
5

&9
SB
с
к
н
н
я
CD
I
ф
и
о
So?
1? к
0£ Я"
1
181 «
§ о
- s е*
•«» н и
<у CD
к «
So
щ1
5 §
, 3 я
S ..-в*
£ « (Я
о) ^ и
§ я к
03 ^ О) -
• й я а 8
S 91 с
S§ I
&
о
&5
«8
с
я
н
я
CD
ч
I
С*
к 0£
Я
CD ...
go?
то
5 «*
4 Q
о s
of к
к
w
<L>
e
о
I
я
•в*
0)
к
я
и
+i
i
I*:
+
p?
"4
+

Ч
1-Й
н s s
£ <L> § Cu.„
Н К д. (U
S D ^
о *^ л 5
О Си се И
§ £ к * £
$ | С 8Я ео
e^tq § s х
чГ Л ^ S £ S
п О Г1 Л ^
к
с?
S
а.
с
о
О О и, - ~
н си ч я
5 « 2
jg Си О CQ о
t ш
1
J\
1 у
^1
1}
+1
+
ft
И
\fl
] r
V/
J 4?
"if
I4W9X0

ft}
+1
03
cq
+
n
5
of
J2, с%
я
о
н
S
&
+1
ft}
+
п
t
я
г
н
S
о.
8Wl
сб
О}
«
S Св
Я н
ff S
Is
gen
2 о
i i
^ Sac
ill
s я н
^1
si
со
n
&
в a
Sg
3s
о ч
ев ff>
«
lis
*?l
+
l*?
+
ft}
ft?
04
ft?
Л
«6
ft?
Ю
9

Из табл. 1 следует, что временем разряда /раз, отнесенным
к определенному фиксированному значению напряжения разряда
£/раз, можно управлять следующими способами: а) за счет измене-
ния параметра x=RC (причем как за счет изменения значения /?,
так и за счет изменения значения С, а также и обоих вместе); б) за
счет тока разряда /раз; в) за счет изменения уровня заряда конден-
сатора £3ар*, г) за счет изменения уровня перезаряда конденсато-
ра £Пер.
Анализ линейных цепей RC подробно описан в [Л. 2].
Под идеальной цепью RiC будем понимать емкостную цепь
с нелинейным резистором типа Ri> ток насыщения /н которого не
зависит от приложенного напряжения. В подобных цепях, как это
следует из формул, представленных в табл. 1, время заряда /Зар и
время разряда /раз конденсатора С прямо пропорционально напря«
жению заряда или напряжению разряда и обратно пропорционально
току разряда /раз или току заряда /Зар, где ток заряда или ток раз-
ряда определяется током насыщения /н. В реальных схемах мульти-
вибраторов чаще всего приходится сталкиваться с неидеальными це-
пями RiC. В этом случае анализ емкостных цепей RiC затрудните-
лен. Для получения достаточно приемлемых результатов расчета
времени переходных процессов может быть применен метод линейно-
кусочной аппроксимации или метод графического интегрирования
{Л. 3]. Сущность метода линейно-кусочной аппроксимации заключа-
ется в том, что определяется время переходного процесса по отдель-
ным участкам, а затем, суммируя их, находят общее время переход-
ного процесса в виде
п
£ fu 2, 3..., (1)
i=l
где ti — время переходного процесса по отдельным участкам аппро-
ксимации; п — число участков аппроксимации.
Более удобным методом расчета времени переходных процессов
в неидеальных цепях Ri С является метод, основанный на синтезе
нелинейного элемента типа Ri. Его сущность, как это следует из
рис. 2, состоит в том, что неидеальный элемент типа Ri элемента R'i
Рис. 2. Синтез нелинейной цепи RiC.
а — принципиальная электрическая схема; б — синтезированная цепь;
в —переходные процессы в цепи RjC.
12

может быть представлен в виде параллельного соединения идеаль-
ного элемента типа ^ и линейного резистора R. В этом случае мож-
но ^считать, что заряд или разряд конденсатора С определяется сум-
мой двух токов: /н и i9 где /н — ток насыщения идеального элемента
типа Ri\ i — ток, протекающий через линейный резистор R. В связи
со сказанным изменение напряжения на элементах Ri и R может
быть представлено в виде следующих выражений:
где t=RC.
По выражениям (2) и (3) строятся графики переходных про-
цессов. Производится их графическое суммирование. Время полного
переходного процесса находится как точка пересечения полученного
графика (и'+а") и линии, определяющей уровень напряжения
С^макс или нулевой уровень (можно брать уровень 0,95С/М акс ИЛИ
0,99£/Макс).
Для предварительных расчетов мультивибраторов в ряде слу-
чаев реальные элементы типа Rj могут быть представлены идеаль-
ными с током насыщения /н.
В связи с тем, что анализ нелинейных цепей RuC затруднителен,
прикидочный расчет времени переходных процессов в подобных
цепях может быть произведен по выражениям, приведенным
в табл. 1.
В нелинейных электрических цепях RuC значение внутреннего,
сопротивления элемента типа Ru является функцией напряжения
[Л. 7]. В силу этого параметр т в любой момент времени есть ве-
личина переменная, зависящая от значения сопротивления нелиней-
ного элемента Ru, и понятие «постоянная времени» для таких цепей
неприемлемо. Кривые / и 2 на рис. 3,6 показывают зависимость
i=ty(U) (для электрической цепи, состоящей из последовательно
включенных варистора и линейной емкости — рис. 3,а). Кривые /, 2
(рис. 3,6) являются также омическими характеристиками варистора.
Вольт-амперные характеристики используемых варисторов приведены
на этом же рисунке в виде кривых <?, 4, причем кривая 1 соответст-
вует цепи с варистором, которому соответствует вольт-амперная ха-
рактеристика, обозначенная на рис. 3,6 цифрой 5, а кривая 2 —
варистору с вольт-амперной характеристикой, обозначенной циф-
рой 4. На рис. 3,в представлены графики переходных процессов
£/c3ap=i|5(/) цепи RuC для ряда значений £/Макс при использований
варистора, вольт-амперная характеристика которого изображена на
рис. 3,6 в виде кривой 3. Графики дают представление о зависимо-
сти длительности переходного процесса от уровня напряжения цепи.
Переменная т усложняет расчет переходных процессов в таких
цепях. В этом случае может быть применен метод кусочно-линейной
С
(2)
или в виде
(3)
13

аппроксимации или метод графического интегрирования [Л. 3], осно-
ванный на подсчете определенного интеграла.
Сущность графического метода заключается в следующем. Со-
ставляем дифференциальное уравнение электрической цепи
U=UR + UC\ (4)
UR = U-UC; (5)
U = UC + R(UC)^-; (6)
я я
г щис) Г
'= U-Uc dq=\F(q)dqi (7)
О о
где UR — падение напряжения на варисторе; Uc— падение напря-
жения на линейной емкости; R(Uc) =<ty(Uc) =ty{q)—зависимость
внутреннего сопротивления варистора от уровня напряжения на кон-
денсаторе при заданном значении напряжения питания цепи; q — за-
ряд конденсатора.
Обозначив зависимость R(Uc)/(U—Uc) через F(q), производим
ее построение в функции заряда q. Затем производим графическое
интегрирование зависимости F(q) и определяем зависимость заряда
q в функции времени t. Используя полученную функцию #=г|)(0,
можно построить зависимость напряжения в функции времени 0=
=i|)(0» т. е. график переходного процесса в рассматриваемой элек-
трической цепи RuC. Применяя выражение
U — Uc и — ис
7« = R(U) = R{q) ' (8)
14

можно определить зависимость тока в цепи в функции времени t,
Т. е. ПОСТРОИТЬ ЗавИСИМОСТЬ /зар = 'Ф(0-
Учитывая характер процессов в электрической RuC цепи при
заряде и разряде конденсатора — непрерывное перераспределение
напряжения между элементами цепи, можно считать, что в течение
всего времени заряда или разряда конденсатора величина т непре-
рывно изменяется по закону, весьма близкому к омической характе-
ристике варистора. Поэтому можно считать, что кривые /, 2 на
рис. 3,6 выражают также и зависимость T=i|)(£/), но в ином мас-
штабе. Применение варисторов в емкостных цепях RuC позволяет
получить большие скорости изменения напряжения на конденсаторе
dU/dt в начальные моменты заряда или разряда конденсатора и
низкие значения скорости dU/dt в конечной фазе переходного про-
цесса. Для рассматриваемых цепей характерна сильная зависимость
времени переходного процесса от уровня напряжения заряда или
уровня напряжения перезаряда. Это в первую очередь и определяет
специфику подобных цепей.
2. Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями
и управлением по уровню заряда конденсатора
Широкое распространение в импульсной технике получили муль-
тивибраторы, построенные по схеме, представленной в табл. 2. В этой
же таблице показаны цепи заряда и перезаряда хронирующих кон-
денсаторов, графики переходных процессов, сопровождающих заряд
и перезаряд хронирующего конденсатора. Для расчета основных па-
раметров схемы, построенной на основе линейных цепей управления,
могут быть использованы зависимости табл. 2, где приведены пара-
метры цепей RC. Указанные зависимости получены исходя из осо-
бенностей работы данного мультивибратора и на основе анализа ли-
нейных емкостных цепей RC. Анализ данной схемы мультивибратора
подробно изложен в работах (Л. 4, 12, 23].
Для получения соответствующих характеристик вход-выход5 рас-
сматриваемого генератора по частоте f или периоду Т следования
генерируемых импульсов при использовании его как модулятора-пре-
образователя импульсного преобразователя неэлектрических величин
в качестве чувствительных элементов следует включать базовые ре-
зисторы Rqi и #62 (при этом изменение сопротивления резисторов
#6i и #62 должно иметь один знак при одинаковом воздействии не-
электрического параметра). При преобразовании неэлектрической ве-
личины в скважность изменение сопротивлений этих резисторов при
одинаковом воздействии преобразуемой неэлектрической величины
должно иметь противоположный знак. Все сказанное полностью при-
емлемо и для включения в качестве чувствительных элементов хро-
нирующих конденсаторов С.
Преобразование в длительность импульса осуществляется путем
применения одного чувствительного элемента {резистора Rei или
#62, конденсатора С).
Дальнейшим развитием рассмотренной типовой схемы 1 является
схема 2 (табл. 3). В отличие от исходной схемы в ней можно изме-
нять уровень -напряжения заряда. Эквивалентные цепи заряда и
перезаряда хронирующих конденсаторов аналогичны первой типовой
схеме. В табл. 3 представлены параметры цепей RC и график пере-
ходного процесса при перезаряде конденсатора.
15

16

18

На рис. 4 показаны зависимости: кривая / t/A = \n (1+£зар/£);
кривая 2 t/B=R6C=xy где 4=#6C=const; B=ln (1+£заР/£).
Условимся понимать под чувствительностью схемы степень изме-
нения выходного импульсного параметра АХВЪ1Х преобразователя
при соответствующем изменении входной неэлектрической величины.
В соответствии с местом включения чувствительного элемента в схе-
ме преобразователя воздействие входной неэлектрической величины
может приводить к изменению параметров цепи разряда, уровня на-
пряжения заряда £зар, уровня напряжения разряда £раз, к ком-
плексному воздействию на указанные величины.
Сравнивая оба графика, представленные на' рис. 4, между собой,
видно, что степень изменения длительности генерируемого импульса
при одинаковой степени воз-
1,0
0,5
t/A
У
t
н
>
-Л
%5
0,5
Рис. 4. Зависимость длительности
генерируемых импульсов от раз-
личных управляющих факторов.
действия то различным це-
пям управления (по уровню 1,5
напряжения заряда и по значе-
нию т=#бС) различна. Мож-
но сказать, что чувствитель-
ность схемы выше при управ-
лении по цепи разряда (чув-
ствительный элемент #б или С,
или то и другое вме-
сте).
При управлении in о yipoe-
ню напряжения заряда чув-
ствительность «схемы ниже и
она ухудшается по мере увеличения значения £зар/£. Для рас-
сматриваемой (схемы максимальным значением напряжения £зар
является уровень источника (питания Е. В этом случае схема
вырождается в типовую схему 1 табл. 2. Возможный диапазон изме-
нения напряжения £зар в данной схеме (табл. 3, тип 2а) определя-
ется значением £зар/£=0 и £зар/£=1. Минимальное значение напря-
жения £зар характеризуется условием /мин^зар, где £Мин — мини-
мальное время разряда хронирующих конденсаторов. При нарушении
этого условия схема перестает генерировать.
Как следует из формул табл. 3, при управлении по уровню на-
пряжения заряда £зар можно изменять следующие импульсные па-
раметры схемы: длительность генерируемого импульса t, период сле-
дования генерируемых импульсов Г, частоту генерации f. На осталь-
ные параметры схемы (скважность и коэффициент заполнения)
влияние изменения уровня напряжения заряда не сказывается.
Введением делителя напряжения R\R2 осуществляется изменение
уровня напряжения заряда £зар. Одновременно увеличивается со-
противление цепи заряда конденсатора, что приводит к увеличению
времени заряда конденсатора, ухудшению формы выходного импуль-
са и уменьшению диапазона работы схемы. Исходя из сказанного,
делитель напряжения RiR2 следует брать по возможности более
низкоомным. Таким образом, управление по уровню напряжения
заряда более целесообразно при малых значениях отношения
£зар/£.
В рассматриваемой схеме генератора при использовании его как
звена-модулятора импульсного преобразователя //#, так же как и
в схеме генератора типа 1 (табл. 2), в качестве чувствительных
элементов могут быть включены резисторы #еь #62 и конденсаторы
и, кроме того, элементы делителя напряжения RiR2 с учетом сказан-
2*
19

ного выше. В зависимости от места включения чувствительных эле-
ментов в делителе RiR2 можно либо увеличивать чувствительность
схемы, либо уменьшать ее. Включение резистора R2 делителя напря-
жения RiR2 увеличивает чувствительность схемы, а включение рези-
стора Ri — уменьшает чувствительность схемы. При этом считаем,
что изменение сопротивления всех чувствительных элементов имеет
один знак ори одинаковом
$к*Ур25Я/ном внешнем воздействии иеэлек-
/ ИД трического (параметра иа входе
1Щ5 преобразователя.
' Другим вариантом типовой
охемы 2 является 'схема муль-
тивибратора типа 26 ((табл. 3).
В отличие от -предыдущей в
данной схеме мультивибратора
изменение «уровня заряда #зар
хронирующих конденсаторов
осуществляется делителями на-
пряжения RkRi, где резистор
Ri включен между коллектором
и эмиттером ключевых транзи-
сторов Т{Г2. Уровень напряжения заряда £зар определяется как
значением резистора Ri, так и значением резистора RK- На рис. 5
представлены зависимости напряжения заряда £зар в функции зна-
чения сопротивления резистора Ri при постоянных значениях сопро-
тивления резистора RKl полученных расчетным путем:
F <Ъ
Рис. 5. Зависимость уровня на-
пряжения заряда от значения со-
противления плеч делителя RiRK.
3. Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями
и управлением по уровню напряжения перезаряда
Схемы мультивибраторов, в которых осуществляется управле-
ние уровнем напряжения перезаряда хронирующих конденсаторов
£пер, представлены в табл. 4. Здесь даны два возможных варианта
схем мультивибраторов и зависимости, определяющие импульсные
параметры схемы и параметры цепей RC.
Рассмотрим типовую схему За (табл. 4). Изменение уровня пе-
резаряда конденсатора £Пер достигается за счет разделения коллек-
торной нагрузки ключевых транзисторов TiT2 на две части: R'K R"k-
Это приводит к следующим особенностям схемы: а) уменьшается
сопротивление цепи заряда Язар, что приводит к уменьшению вре-
мени заряда хронирующих конденсаторов и к увеличению диапазона
работы схемы; б) увеличивается значение разрядного сопротивле-
ния #раз.
Наличие делителя напряжения R'kR"k обеспечивает изменение
уровня перезаряда конденсатора С, что влияет на все импульсные
параметры схемы: t — длительность генерируемых импульсов; Т —
период следования импульса; / — частоту; у — скважность; /Сзап —
коэффициент заполнения.
В зависимости от соотношений сопротивлений резисторов R'K и
R"K схема может вырождаться в схему типа 1, а при условии R'K =
=0 в схеме отсутствует процесс релаксации, так как петля обратной
связи оказывается разорванной.
20

Длительность генерируемых импульсов для рассматриваемой
схемы равна:
'■=Ч**+*?^)Ч, + £г);
Е
i = С 2 ^#62
+
" К2 + '
(10)
или в несколько ином виде
U = RmiCl i» (2 + 5£) _ х ш (2 + ;
(11)
^2 = #раз2^2
На рис. 6 представлен график зависимости tlx=ty(R"KIR'K) для
выражений (10), (11), из которого видна низкая чувствительность
схемы при управлении по уровню напряжения перезаряда £Пер-
Если R6>R\, то #б>#экв=#,к/?,,к/(#,к+/?,,к). В этом случае
изменение импульсных параметров схемы будет определяться только
уровнем напряжения перезаряда £Пер и величиной т=#бС, а такие
параметры, как скважность у и коэффициент заполнения /Сзап, не
будут зависеть от уровня напряжения £Пер. Если коллекторная на-
t
г
rk/rk
0,5
10
1,5
2,0
Рис. 6. Зависимость длительно-
сти генерируемых импульсов
от уровня напряжения переза-
ряда.
Рис. 7. Мультивибратор
с управлением по уровню
напряжения перезаряда.
грузка соизмерима со значением сопротивления базового резистора
Яб, что может быть при малых значениях коэффициента усиления Р
ключевых транзисторов TiT2, то изменение импульсных параметров
схемы будет определяться как уровнем напряжения £Пер, так и зна-
чением сопротивления /?Экв, которое изменяет значение разрядного
сопротивления #раз.
При использовании рассмотренного мультивибратора как звена-
модулятора ИП в качестве чувствительных элементов, как и обычно,
могут быть включены базовые резисторы R^i и Rq2, конденсаторы
Си С2, а также отдельные части коллекторной нагрузки RK (R'K и
R"K). Если включен резистор #"к и его сопротивление соизмеримо
с сопротивлением резистора #бь то для увеличения чувствительно-
сти схемы последовательно с резистором R'K следует включить
23

диод Д (рис. 7). При этом значение эквивалентного сопротивления
Яэкв становится равным R"K.
Перейдем к рассмотрению типовой схемы 36, представленной
в табл. 4. В отличие от рассмотренной в данной схеме изменение
уровня напряжения перезаряда £Пер осуществляется делителем на-
пряжения RiR2. Основные расчетные выражения для импульсных
параметров схемы и для параметров цепей RC представлены
в табл. 4. Сравнивая выражения для длительности импульса
с выражениями (10), (11), можно видеть их полную аналогию. Это
говорит о полной идентичности данной схемы и предыдущей.
4. Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями
и управлением по уровню смещения на базы ключевых
транзисторов
Управлять свойствами мультивибратора можно и за счет изме-
нения напряжения смещения, подаваемого на базы ключевых тран-
зисторов, и одновременным изменением напряжения перезаряда £Пер
хронирующего конденсатора С. Схемы мультивибраторов с подоб-
ным принципом управления представлены в табл. 5 (типовые схе-
мы). В этой же таблице для каждой рассматриваемой схемы приве-
дены основные расчетные формулы параметров емкостных цепей RC
и основных импульсных параметров схемы.
Отличительной особенностью схемы мультивибратора (табл. 5,
тип 4) является возможность управления его свойствами за счет
изменения уровня отрицательного напряжения смещения, подавае-
мого на базы ключевых транзисторов Т{Г2, создаваемого делителями
напряжения ReiR' и R^R", и за счет одновременного изменения
уровня перезаряда £Пер конденсатора С. Уровень напряжения пере-
заряда £пер определяется делителем напряжения RbiR' и /?б2#".
Наличие отрицательного напряжения смещения в подобных схемах
обеспечивает более раннее отпирание закрытого ключевого транзи-
стора TiT2, чем в обычных схемах мультивибраторов, построенных,
например, по типу 1—3 (табл. 2—4). График переходного процесса,
представленный в табл. 5 для данной схемы, подтверждает сказан-
ное. В данной схеме режим насыщения транзисторов Т±Т2 создается
базовыми резисторами /?б, а разрядное сопротивление Яраз пред-
ставляет собой параллельное соединение резисторов Re и R.
Длительность генерируемых импульсов в этой схеме опреде-
ляется:
(12)
24

э
I
8.
s
s
s
ев
a>
С
о
0)
В
+
+
+
о
a
о
г»
+
ох
•с
of
+
+ Ъ
СО
ос
|ох
+
>Ч а?
of
+
о?
II II
о?
? S
14 0?
1
&
ох
t? II
26

i
t:
2
S
3
ю
о
H
о
H
о
H
о
+
+
as
OS
+
+
a?
+
Id
+
s
+
и
c?
CM
+1
S3
• H
£ S § •«
S51 ^
18.5 5
о я
•а ч
II
I
а
li II
I! II
27

Of
+i
a?
с
ox
ox
+
1С?
+
QX
1
Of
+
Of
+ 7
+
la; >r
+
•5 О
* a?
и «o
a; ar
ar
Of
+
a?
ox
1
ox
"Г
c?
1
1
2
a
II
II
ox
II
ем
to
II
II
ox
II
и
&r
II
II
ox
II
Of
I is 1
ДО*
-a-
-I—h-

ИЛИ
4 о г i 1 Л. /?«' + ^ V
2 R" J'
t2 — /?раз2^2 1и
(13)
Значения периода Г, частоты скважности у и коэффициента
заполнения /С3ап представлены в табл. 5.
Рассмотрим способы включения чувствительных элементов в схе-
му мультивибратора. Для этого определим степень влияния измене-
ния сопротивления резисторов Rq и R на величину разрядного сопро-
0,5
t
с
А2
г j
Рис. 8. Графики зависимостей #раз, A, t/C от #б/#б.ном;
А от E/Uct.
тивления Яраз и на длительность генерируемого импульса по форму-
лам (12), (13).
На рис. 8,а и б представлены зависимости (в виде сплошных
кривых)
Яраз —
RtR ( R* \
R6+R ~ф|ч /?б.ном ;
R J - Ф \ /?б.ном )
Д = In — ( 1 -'
для различных значений сопротивления резистора R. Из графиков
видно, что с возрастанием значения R при одних и тех же значе-
ниях сопротивления Rq сопротивление /?раз увеличивается, а значе-
29

ние параметра А\ уменьшается. На основе графиков (рис. 8,а и б)
построены графики зависимости (рис. 8,в)
Из вышесказанного можно сделать следующие выводы: а) вклю-
чение чувствительных элементов Re или R не дает преимуществ по
чувствительности схемы относительно исходной (табл. 2, тип 1).
Изменение длительности генерируемых импульсов практически про-
порционально изменению сопротивления чувствительных элементов;
б) максимальная чувствительность схемы будет в том случае, если
чувствительные элементы Re и R работают согласно, т. е. положи-
тельному приращению сопротивления Re соответствует положитель-
ное приращение сопротивления R (зависимость /?раз в функции
RelRuou показана штриховой линией на рис. 8,а). В этом случае на-
пряжение смещения постоянно и не зависит от изменения Re и R.
Схема становится аналогичной схеме типа 1 (табл. 2), но с иным
диапазоном работы.
Если цепь разряда отделить от цепи смещения, т. е. исключить
влияние плеча R делителя напряжения ReR на значение разрядного
сопротивления #раз, то возможно увеличение чувствительности
схемы.
На рис. 8,а (в виде штрихпунктирной линии) показана зависи-
мость /?pa3=#6=i|)(#6/#6.HOM). Так как она линейна, графики функ-
ции Л:=^(RefRe.^oM) остаются без изменения.
На рис. 8,г представлено семейство кривых tlC=^(Re/Re.nom)
при различных значениях резистора R.
Из анализа графиков видно, что чувствительность схемы воз-
росла по сравнению с предыдущим случаем, причем чувствительность
растет по мере уменьшения сопротивления резистора R относительно
номинального значения резистора Rq.
В табл. 5 в виде типовой схемы 46 дана схема мультивибрато-
ра, в котором осуществлено разделение цепи разряда от цепи сме-
щения. Это достигается с помощью разделительных диодов Ди ко-
торые включены в прямом направлении по цепи смещения и в обрат-
ном направлении по цепи разряда. Расчетные формулы для опреде-
ления импульсных параметров схемы аналогичны предыдущему
случаю с учетом /?раз=/?б.
В случае применения данной схемы мультивибратора как звена-
модулятора ИП наиболее удобно включение чувствительных элемен-
тов Rq. В этом случае длительность генерируемых импульсов опре-
деляется согласно рис. 8,г. Наибольшей чувствительности в данной
схеме можно добиться при одновременном включении чувствитель-
ных элементов Re и R, но с учетом того, что приращение их сопро-
тивления при одинаковом воздействии преобразуемой неэлектриче-
ской величины должно иметь противоположные знаки. Зависимость
длительности генерируемых импульсов в этом случае будет опреде-
ляться штриховой линией на рис. 8,г. Чувствительность схемы типа 46
(табл. 5) в случае включения чувствительного элемента в качестве
резистора R ниже, чем в схеме типа 1 (табл. 2) (рис. 8,6).
Дальнейшим развитием рассмотренной схемы является типовая
схема 4в (табл. 5). Отличительной особенностью данной схемы от
предыдущей является применение управляемого стабилитрона Дг,
включенного вместо резистора R в схеме типа 46 (табл. 5). Основ-
30

ные расчетные формулы по определению импульсных параметров
данной схемы и параметры цепей RC представлены в табл. 5. Чув-
ствительность схемы при использовании ее в качестве звена-моду-
лятора ИП может быть охарактеризована графиком (рис. 8,д).
представляющим зависимость А2=^(£/£/ст) и определяющим сте-
пень влияния изменения напряжения на длительность генерируемых
импульсов. Напряжение стабилизации UCt в данном случае изме-
няется под действием чувствительного элемента, включенного в цепь
управления стабилитрона Дг. Чувствительный элемент может быть
включен в этом случае также в качестве резистора Re.
К рассматриваемой типовой схеме мультивибратора с одновре-
менным управлением по напряжению смещения UCm и напряжению
перезаряда £Пер может быть отнесена схема мультивибратора ти-
па 4г, представленная в табл. 5, где приведены также все основные
параметры емкостных цепей RC и основные расчетные формулы для
определения импульсных параметров схемы ty Г, у, Кзап, Отличи-
тельной особенностью рассматриваемой схемы от схемы типа 4а
является включение резистора R\ между средней точкой делителя
напряжения R^R и базой ключевого транзистора Г, причем точка
подсоединения обкладки хронирующего конденсатора перенесена
к базе ключевого транзистора Т.
Наибольший интерес схема представляет в том случае, когда
сопротивление резистора Rx много больше эквивалентного сопротив-
ления #экв=#б#/(#б+/?), т. е. #1>/?экв. При этом значением со-
противления Яэкв при расчетах времени длительности генерируемых
импульсов t можно пренебречь, в силу чего выражения для них за-
пишутся в следующем виде:
При использовании данной схемы мультивибратора как звена-
модулятора ИП чувствительными элементами могут быть: а) рези-
стор Ri. Значение напряжения £/см и .спер при этом постоянны и
определяются установочными значениями сопротивления резисторов
/?б и R. По чувствительности схема близка к схеме мультивибрато-
ра типа 1 (табл. 2), но с иным диапазоном работы; б) резистор Ru
резисторы Rq и R делителя напряжения ReR. Максимальная чувст-
вительность схемы будет в том случае, если уменьшению напряже-
ния смещения £/см и напряжения перезаряда £Пер будет соответст-
вовать увеличение сопротивления резистора Ri при внешнем воздей-
ствии, т. е. изменению ±Д£/См должно соответствовать изменение
=FA#i. При /?1<С#экв данная схема сводится к ранее рассмотренной
схеме типа 4а.
Все варианты рассмотренной типовой схемы при несимметричном
исполнении могут быть использованы для преобразования неэлектри-
ческого параметра в скважность генерируемых импульсов у или
в величину коэффициента заполнения /Сзап. При этом максимальная
чувствительность будет получена в том случае, если изменение дли-
тельности генерируемых импульсов ti и t2 под действием внешнего
преобразуемого неэлектрического параметра будет происходить
с противоположным знаком. Для этого чувствительные элементы
(14)

должны быть включены в цепь формирования каждого импульса
длительностью t\ и t2.
Сравнительно близкими по принципу своего действия к рассмо-
тренным схемам четвертого типа являются схемы мультивибраторов,
представленные в табл. 6. Их отличительной особенностью является
наличие отдельных управляемых источников- напряжения смещения.
Наличие отдельных источников напряжения смещения приводит
к изменению уровня перезаряда хронирующих конденсаторов. Пара-
метры цепей RC и основные формулы для расчета импульсных па-
раметров схемы приведены в табл. 6 для каждой рассматриваемой
схемы. В этой же таблице представлены и графики переходных про-
цессов.
Оценим степень влияния на длительность генерируемых импуль-
сов t изменения уровня напряжения управляемого источника отри-
цательного напряжения смещения Е2 в схеме типа 5а (табл. 6).
Представим выражение длительности генерируемого импульса в виде
t = R6C In ^2 - = BxRtC.
(15)
Зависимости t/ReC = i|)(£2/^i), где ReC = const, и t/Bi =
=я|)(#б/#б.ном), где 5=const, представлены на рис. 9,а и б. Из
0,5
t
~RJC
t
a)
t
St
^HOM
г з
6)
Рис. 9. Графики зависимо-
стей tfR6C от E2/Ei\ t/B от
Re/Re.uoM.
S)
графиков следует, что максимальное изменение, длительности гене-
рируемых импульсов можно получить при одновременном увеличе-
нии сопротивления базового резистора Re и уменьшении отношения
Е2\Е\. В соответствии со сказанным при использовании данной схе-
мы мультивибратора как звена-модулятора ИПХ в качестве чувст-
вительного элемента следует включить резистор Re и ввести его
в цепь управления источника Е2, причем их действие должно быть
противоположным, т. е. изменению значения сопротивления ±ARe
должно соответствовать изменение отношения ^pA/E2/Ei при нали-
чии одинакового внешнего воздействия. Диапазон возможных изме-
нений отношений Ei/E2 в рассматриваемой схеме равен AE2/Ei=Q+1.
При отношении E2/Ei=l схема неработоспособна (здесь следует
отметить, что в схеме возможен срыв генерации значительно рань-
ше, когда нарушается условие /зарюмив).
32

+
£ц ьц ь{
^ о fc<
<w n n О
^ ^ 5 5 +
QS
+
^ сц cq
..117 b?
£^ ^ II, ...
^ II I! и н g е II II н ~ "
3 °Ч
СО
2 -О
^ ^ § 1
к 5 > 8
g ^ l *
к
О S ^
О ^ -
« .. II
^ II
S
к
<5 s
2 s
о
&«
s s
я
ж
Си 03
5 *
! S
о
сц
г в 5 s s §
^ ^ OS QS
(S
QS
||
II
и
с?
II
и
с?
в ft]
3-365
33

С2
s §
36

Схема типа 56 (табл. 6) отличается от рассмотренной выше
наличием управляемого положительного источника напряжения сме-
щения. Цепь перезаряда конденсатора и график переходного про-
цесса представлены в табл. 6, где приведены данные по всем параме-
трам цепей RC рассматриваемой схемы и даны формулы для опреде-
ления основных импульсных параметров схемы. Представим выраже-
ние для длительности генерируемого импульса в данной схеме
в виде
где #6C=const.
Зависимость t/(R6C) =ty(E2/Ei) представлена на рис. 9,в.
Из анализа графиков можно сделать заключение, что в случае
применения данного мультивибратора как звена-модулятора ИП
для получения максимальной чувствительности схемы в качестве
чувствительных элементов следует включать резисторы Rq и вводить
их в цепь управления источника Е2. При этом требуется, чтобы
внешнее неэлектрическое воздействие вызывало бы изменение сопро-
тивления резистора Re одного знака с изменением значения отноше-
ния Е2/Еи т. е. ±А/?б должно соответствовать ±AE2/Ei.
В обеих рассмотренных схемах чувствительность можно увели-
чить, если чувствительные элементы включать в цепи управления
источников Ei и Е2 так, чтобы они при внешнем неэлектрическом
воздействии обеспечивали бы изменение уровня напряжения данных
источников питания с противоположными знаками, т. е. изменению
±АЕ2 соответствовало бы изменение +A£i.
Объединив две предыдущие схемы в одну, получим схему муль-
тивибратора, соответствующую типовой схеме 5а, представленной
в табл. 6, где показаны графики переходных процессов при переза-
ряде хронирующих конденсаторов С{ и С2 и основные формулы для
определения импульсных параметров схемы. В отличие от ранее
рассмотренных в данной схеме управление возможно как по вели-
чине разрядного сопротивления Re, так и по уровню трех источни-
ков питания, каждый из которых может быть управляемым.
5. Мультивибратор с несколькими источниками питания
В предыдущем параграфе были частично рассмотрены мультиви-
браторы с несколькими источниками питания. Введение дополнитель-
ных источников питания изменяет свойства мультивибраторов, в ча-
стности обеспечивается более широкий диапазон управления.
В табл. 7 представлена схема мультивибратора типа 6а. Схема
имеет два источника питания Е\ и Е2, которые обеспечивают различ-
ные уровни напряжения заряда £3ар и напряжения перезаряда £Пер.
При анализе работы подобных схем рассмотрим случаи, когда:
а) напряжение Ei больше напряжения Е2, б) напряжения Е{ и
Е2 равны между собой; в) напряжение Е2 больше напряжения Е\.
Случай «а» соответствует схеме с одним источником питания и
управляемым уровнем напряжения перезаряда £Пер хронирующих
конденсаторов.
Случай «б» идентичен схеме типа 1 (табл. 2). Наиболее интере-
сен случай «в». Основные зависимости, определяющие импульсные
параметры схемы, представлены в табл. 7, где также приведен гра-
(16)
37

а;
■-• см
О о
о
S
CU
X
а
СО
X
6Г
к
I
со
•я ^
СО <м
н
s S
|-
Ю СО
о в
К
S н
S
о
CQ
о
S
S
3J 3
+
•
«к
с*
ЗУ
СМ
+
+ *■
* +
£ I!
СМ т*
- с?|с?
II +
as
В. с
<у S
1а
tq cq cq ^ с*? ^
9 * § I
Pi СО М Я
cq tq tif tq
о? о< с* с%
tq tq tq Ц c£
ю
3 <?
со со H и Or
cq cq cq cq ^
s
a
vo
CD
ffi
CD
39

40

фик переходного процесса 6 щели
RC, характеризующий перезаряд
конденсатора. Как следует из фор-
мул табл. 7, управляемость схемы
по параметрам у и /Сзап соответ-
ствует схеме типа 1. Представим
выражение для длительности гене-
рируемых импульсов t в следую-
щем виде:
t
>
'—1
2 Е,/Ег,£2/Е,
а)
= Я6С1п (l+-|^. (17)
4
Рис. 10. Зависимость импульс-
ных параметров схемы муль-
тивибратора с несколькими
источниками питания от уров-
ня напряжения этих источни-
ков.
График зависимости t/ReC—
=/ф,(Ё1/£2), пде R&C=const, пока-
зан на рис. 10,а (кривая /). Ис-
пользование данного мультивибра-
тора вхоставе ИП (позволяет уве-
личить его чувствительность по
сравнению со схемой типа 1, если
чувствительные элементы включены
также в цепи управления источни-
ков Ei и Е2 таким образом, чтобы
изменение значения, резистора Re
и соответствующее изменение соот-
ношения Et/Ez (было бы -одного зна-
ка, т. е. изменению dzARe соот-
ветствовало бы изменение dz<AEi/E2 (чувствительные элементы в це-
пях управления источников Ei и Е2 следует включать так, чтобы
при соответствующем изменении преобразуемой неэлектрической ве-
личины положительному приращению напряжения источника Е\ со-
ответствовало бы отрицательное приращение напряжения источни-
ка Е2).
Схема мультивибратора с двумя источниками питания Е\ и Е2
может быть построена и по типу 66 (табл. 7). В данной схеме на-
пряжение заряда £3ар и напряжение перезаряда Ядер каждого хро-
нирующего конденсатора равны друг другу, вследствие чего длитель-
ность генерируемых импульсов в схеме равна:
*ifi*0,7/?6iCi;
4^0,7#б2С2.
В этом случае схема по своим свойствам аналогична схеме ти-
па 1 (табл. 2).
Схема мультивибратора типа 6в (табл. 7) характеризуется дву-
мя источниками питания £4 и Е2у обеспечивающими различные значе-
ния напряжения заряда £3ар и напряжения перезаряда £Пер для
каждого из хронирующих конденсаторов С\ и С2. Длительность ге-
нерируемых импульсов для рассматриваемой схемы
t1=RulC1 ln(
>
(18)
41

Зависимости /i/#6iCi=iK£i/£2) и ^2/^62^2=^(^2/^1), где
#6iCi = const, /?62C2=const, представлены на рис. \0,а (кривые /
и 2). Формулы для определения остальных параметров схемы при-
ведены в табл. 7. Отличительной особенностью данной схемы от пре-
дыдущей является возможность управления по скважности у (сле-
довательно, и по коэффициенту заполнения /Сзап) в симметричной
схеме, чего не удается добиться в других схемах, где для симме-
тричных схем скважность равна 2. График зависимости скважности
у в функции управляющего воздействия EJE2 представлен на
рис. 10Д Данный график построен на основе графиков рис. 10,а
с учетом зависимости
представленной в таблице для симметричной схемы рассматриваемо-
го мультивибратора.
Отличительной особенностью схемы мультивибратора типа 7
(табл. 8) является наличие четырех отдельных источников питания.
Все основные расчетные формулы для определения импульсных па-
раметров схемы представлены в табл. 8. Зависимость длительности
генерируемых импульсов в функции управляющего воздействия EJE2
или Ез/Еь представлена кривой 1 на рис. 10,а. Чувствительность
данной схемы по скважности меньше, чем в предыдущей схеме. При
этом принимается, что приращения отношений EJE2 и Ез/Еь имеют
разные знаки при наличии одинакового внешнего воздействия.
Схема мультивибратора с тремя источниками питания Е\\ Е2; Ез
представлена в табл. 8 (тип 8). В данной схеме мультивибратора
заряд каждого хронирующего конденсатора С\ и С2 осуществляется
до значения, определяемого уровнем напряжения источников пита-
ния Ез и Е2. Напряжение перезаряда обоих конденсаторов опреде-
ляется уровнем напряжения источника питания Ei. Основные зависи-
мости, определяющие импульсные параметры схемы, представлены
£ табл. 8 для линейных цепей заряда и разряда. При использовании
данной схемы мультивибратора как звена модулятора ИП неэлек-
трических величин в качестве чувствительных элементов могут быть
использованы базовые резисторы /?б, конденсаторы С, базовые рези-
сторы Rq и коллекторные резисторы RK вместе, все названные эле-
менты одновременно, а также в цепи управления источников Ei—E3.
6. Мультивибратор с нелинейными цепями управления
Под нелинейными цепями управления в схемах мультивибрато-
ров будем понимать наличие нелинейных элементов типа Ri (по
току) и Ru (по напряжению) в прямых цепях управления мультиви-
браторов. Такими цепями в мультивибраторах являются: цепь заря-
да, цепь разряда, цепь смещения. Ряд особенностей нелинейных
емкостных цепей был описан выше. Особенности нелинейных емкост-
ных цепей создают существенные различия в свойствах мультивибра-
торов с линейными и нелинейными цепями управления. Эти отличия
в первую очередь заключаются в диапазоне управляемости и ста-
бильности работы.
42

с*
к
ю
>>
в
s
S
tq
tq
+
tq
tq~
+
+
II
1п(
с
' см
см
см
+
с?
о?
ii
II
II
||
см
!1
д
к
си tq cq tq
^ cq сц
+ + +
cq
+1
со
+
+
+
ООО
\d >q \q
ftX QZ С*
+ +
со
ii
п
tq
II
" см
tq
п
ii
II
см
ii
II
ем
о,
св
ft
со
&
о
ец
<3
со
со
<q
и
tq
а
tq
ем
ос
ft?
о?
ft?
ft?
II
1!
II
см
ю
9
см
ос
см
ft?
<а
~м
^ со
ос
со
II
II
ft?
43

+
CM
+
ем i
!! II
«м
+
+ +
s
id
ce
+ +
+
•
*
CM
>-
1
CM
CO
CM
CM
в
Сб
+
+
+
+
К"
ln(
С
g
+
+
1
"l
1
ani
ем
к"
CM
II
CM
о
II
II
%
у
CM
о
Л
a<
co
II
со
to
u
oo

Под диапазоном управляемости будем понимать степень изме-
нения импульсных параметров схемы при наличии определенного
внешнего воздействия. Стабильность работы в основном определяет-
ся изменениями питающего напряжения (вольтовая стабильность)
и колебанием окружающей температуры. Анализ схем мультивибра-
торов будем проводить в том же порядке, в котором были рассмо-
трены типовые схемы мультивибраторов с линейными цепями управ-
ления. При таком подходе к анализу схем можно более четко под-
черкнуть основные различия в свойствах мультивибраторов с линей-
ными и нелинейными цепями управления. В качестве нелинейных
элементов первоначально будем использовать токовые элементы ти-
па Ri. Как известно, к элементам подобного типа относятся полу-
проводниковые диоды и термодиоды в обратном включении, фото-
диоды, биполярные и униполярные транзисторы в нормальных
режимах работы и т. д. Элемент типа Ri можно характеризовать
током насыщения /н, не зависящим от приложенного напряжения.
В цепях RiC ток заряда или ток разряда будет определяться током
насыщения /н.
Мультивибратор с нелинейными цепями управления, построен-
ный по типу 1 (табл. 2), представлен в табл. 9. В этой же таблице
показан график переходного процесса при перезаряде конденсатора,
и приведены все основные формулы для определения импульсных
параметров схемы: длительности генерируемого импульса t, периода
Г, частоты /, скважности y и коэффициента заполнения /Сзап, а так-
же представлены основные виды нелинейных элементов типа Ri.
Воспользуемся выражением для длительности генерируемого
импульса
. C(E/MaKG-E/P) _ СЕ
t = т т > (iyj
lTSL 7Н
где Е — значение напряжения источника питания; /н=/раз — разряд-
ный ток конденсатора С.
Последнее выражение показывает, что длительность генерируе-
мого импульса t зависит не только от параметров разрядной цепи,
но и от уровня напряжения питания схемы Е. Для сравнения отме-
тим, что в аналогичной схеме мультивибратора с линейными цепями
управления длительность генерируемых импульсов определяется
только параметрами разрядной цепи RqC. Особенностями типовой
схемы 1 с нелинейными цепями управления являются: а) низкая
стабильность схемы по напряжению; б) увеличение чувствительности
схемы при включении в цепь управления источника питания Е чув-
ствительного элемента, обеспечивающего увеличение уровня питаю-
щего напряжения при одновременном уменьшении разрядного тока
/р при наличии одинакового внешнего воздействия и наоборот;
в) увеличение термостабильности схемы; г) зависимость импульс-
ных параметров схемы от уровня напряжения заряда £3ар хрони-
рующих конденсаторов.
Выражение (19) можно представить в виде
t = (£/макс - ^р) = Г"* af/p = (£заР"Т U^' (20>
Знак «минус» соответствует отрицательному смещению на базе
ключевого транзистора Т\Т2, знак плюс соответствует положительно-
му напряжению смещения. Выражение (20) справедливо для всех
45

со

«2
I
о
<l>
X
о
*
03
s
tr
s
a.
H
<L>
s
2
к
(J
cq
ft3
1+
II
ем
II
СО со Ои
ас н л со
£ о н с
о* 2 w 5
н а я н
\0 О ев
ю ю to
47

Hi
HI
tq
CM
cq
CM
CM
CM
CM
Я
я
Я
Я
я
•f
Я
^5
+
CM
ем
Я
я
+
+
tq
tq
II
<J
II
1
>-
1
ем
>—
ев
*>
ем
+
II
ем
V
я
Он
Г-Н ^ CD
s
2
к
U
+
cq
* +
«i ем
tq tq
II II
II
гн ем
СО сб
со со
сц sq
ft
се
_ со
ос
ос
II
ем
II

S3
S
tq
I
tq
CM
tq
I
ем ^
jq
см
w
I
й> ...
§ jjj
в к
CO s
В Д
+
2
Я
О-
+
См
Si
«tq
o-
2 s
« я
«o <L>
tq s
о
см S
cq «
0?
1 ем см
tq
w Cj
CO
Ю
4—365
49
ем X
>- О

к
tr
s
Си
H
<D
s
2
s
cq
+ ,
cq '
cq
+ .
cq
s
cq
,+
cq
О
см
cT
II
еб
*"
CN
cq ^ II
cq

tq
+
cq '
ем
tq
I
cq
~ +
И cq
,tq tq
I I
cq jqi
CM *l
F4
+
И"
"t L
+
И
еб
I 1 1
Я
v
К
Си
н
<L>
S
S
б
+
+
а" со
3 &
II II
ем ем
со
II I
я О
*q
tq
tq
ем
+
ем
И
i^q
ем
+
iq tq
tq щ
g s
m
10
51

I
<3* cj
+ +
s
si
2 о.
0*
<q
tq
см
О
+
ем
Я
со
+
СМ
Я
СО
ем
•
И
tq~
ем
tq
со
tq
tq
CJ
ем
+ +
ftT О* Ч
|| II II5II &ч
tq сц ^ g ^ g g
s
я
«а
S <l)
52

типовых схем мультивибраторов с коллекторно-базовыми связями,
в которых ток разряда /раз можно принять равным току насыще-
ния /н. В этом случае элементы типа Ri включены в разрядную цепь
конденсатора в качестве базового сопротивления. В типовой схеме 1
(табл. 9) в качестве базового сопротивления, обеспечивающего ток
разряда конденсатора, использованы диоды Д в обратном включе-
нии. В схемах типа 2 (табл. 3) последовательно с нелинейным эле-
ментом типа Ri, используемым в качестве базового резистора, мо-
жет быть включено дополнительное сопротивление /?Экв, величина
которого определяется согласно
Для схем типа 4а, б, в (табл. 5) необходимым условием являет-
ся разделение цепей разряда от цепей смещения. Для схемы типа 4г
(табл. 5) необходимо отметить следующее: а) значение сопротивле-
ния R9kb=R6RI(Rg+R) должно соответствовать условию (21);
б) в случае разделения цепей разряда и цепей смещения справедли-
во условие $б^£пер//н, где /н — ток разряда, определяемый сопро-
тивлением типа Ri, включенным вместо резистора R±.
В табл. 9* представлены схемы мультивибраторов, в которых
использовано управление ,по уровню напряжения смещения, пода-
ваемого на базы ключевых транзисторов Т1Т2, и применены нелиней-
ные элементы типа Ri в базовых цепях этих транзисторов; даны со-
ответствующие формулы для определения импульсных параметров
схемы типа 5 (табл. 9).
Рассмотрим особенности схем мультивибраторов с несколькими
источниками питания и нелинейными цепями управления (элемент
типа Ri включен в качестве базового, сопротивления ключевых тран-
зисторов Т{Г2) (в табл. 9 подобным схемам соответствует тип 6—8,
а в качестве базовых элементов типа Ri использованы диоды Д).
Длительность генерируемых импульсов для схемы мультивибратора
с двумя источниками питания £i и Е2 (табл. 7, тип 6а) и нелиней-
ной разрядной цепью (вместо резистора Rq использован нелинейный
элемент типа Ri) определяется в соответствии со следующим вы-
ражением:
Мультивибратор с двумя источниками питания Е\ и Е2, построен-
ный по типу 66 (табл. 7), и нелинейными разрядными цепями RiC
представлен в табл. 9 (тип 66). В качестве базового сопротивления
использован нелинейный элемент типа Ri (диод Д в обратном вклю-
чении). Длительность генерируемых импульсов определяется:
Зависимости, определяющие импульсные параметры схемы, пред-
ставлены в табл. 9.
(21)
t
(22)
(23)
* Тип схем в табл. 9 соответствует типу схем в табл. 2—8.
54

В отличие от схемы с линейными цепями управления рассматри-
ваемая схема обладает широким диапазоном управляемости. В ка-
честве управляющего параметра могут быть использованы как раз-
рядные токи /н, так и уровни напряжений источников питания Е\
и Е2. Наибольший интерес данная схема представляет для преобра-
зования управляющего неэлектрического воздействия в скважность
генерируемых импульсов (соответственно и в значение коэффициента
заполнения) в случае, если оно воздействует таким образом, что
отклонения значений EijE2 и /hi//h2 имеют один знак. Значение
скважности в этом случае может быть представлено следующим
образом:
Y2=l +
С 2 Ех /н
В,
Вг
/н2
Ав2
Вг /,
Сказанное следует понимать таким образом, что под влиянием
изменения внешнего воздействия X (неэлектрический параметр), на-
пример, ток /hi и напряжение источника Ех возрастают; а ток /Н2
и напряжение Е2 уменьшаются или наоборот. Например, десятикрат-
ное изменение отношений Ei/E2 и /hi//h2, что вполне реально, позво-
ляет достаточно легко изменять скважность от значения 2 до значе-
ния 101, не выходя из мягкого режима работы. Диапазон изменения
периода следования генерируемых импульсов определяется диапазо-
ном изменения длительности генерируемых импульсов.
Рассмотрим особенности мультивибратора с двумя источниками
питания, выполненного по схеме типа 6в (табл. 7) с элементами
типа Ri (тип 6в, табл. 9, диоды д в обратном включении) в базовых
цепях. Все формулы для определения импульсных параметров схемы
представлены в табл. 9. Анализ данной схемы показывает, что по
своим свойствам она полностью аналогична рассмотренной схеме
типа 66 (табл. 7). Так же как и схема типа 66 (табл. 9), схема
типа 6в с элементами вида Ri в качестве базовых сопротивлений
может быть использована преимущественно для преобразования
внешнего неэлектрического воздействия в скважность у генерируе-
мых импульсов при условии, что элементы типа Ri являются чувст-
вительными элементами и, кроме того, чувствительные элементы
введены в цепи управления источников питания Ех и Е2.
Оценим возможности мультивибратора с четырьмя источниками
питания, схема которого соответствует типу 7 (табл. 8), а в раз-
рядных цепях использованы нелинейные элементы вида Ri — дио-
ды д в обратном включении (табл. 9, тип 7). Все формулы, опреде-
ляющие импульсные параметры схемы, даны в табл. 9.
Анализ схемы показывает, что по своим свойствам она полностью
аналогична двум предыдущим схемам типа 66 и 6в (табл. 9) с дву-
мя источниками питания. Так же как и две предыдущие схемы,
данная схема может быть преимущественно использована для пре-
образования неэлектрического параметра в скважность генерируемых
импульсов при тех же условиях, что и в предыдущем случае.
Схема мультивибратора с тремя источниками питания Е\—Ез
представлена в табл. 9 (тип 8). Рассматриваемая схема мультиви-
братора построена на нелинейных элементах типа Ri (диоды д),
которые включены вместо базовых сопротивлений. Схема обладает
большими возможностями по диапазону преобразования неэлектриче-
55

Импульсные параметры мультивибратора
_
°с
и ^«
ем
Я
>-
II ^ в s „ о
- - Ч^ ^Ч J « - *Г «
-" a^-ft* 5 г:-" 8-! -s8" J
ч ~- + + ^ ! J i i
" 'i 7 7 1 i ^ — и
Параметры цепей заряда и
перезаряда
чн ч и 5 ^ оса a ffl
в Cd _ el) м CD
о? а «а- 2 м £
8 ^ ^ | &
Схема
+
Г7®-
Принцип
управления
Управле-
ние по
цепи
разряда и
напряже-
нию за-
ряда

ского параметра в скважность генерируемых импульсов, причем чув-
ствительные элементы могут быть включены как в цепь разряда хро-
нирующих конденсаторов С, так и в цепи управления источниками
питания Ei—Е3.
Нелинейный элемент типа Ri наряду с включением вместо базо-
вого резистора Rq может быть использован также в цепях управле-
ния напряжением заряда. Подобная схема мультивибратора пред-
ставлена в табл. 10, где даны основные соотношения для импульс-
ных параметров схемы. Рассматриваемая схема мультивибратора
соответствует типу 26 (табл. 3). В данном случае в схеме мультиви-
братора вместо резисторов Rei Rqz R'i R'\ использованы фотодиоды
Mi и Д2, однако можно применять любые элементы типа Ri. Из
выражений, представленных в табл. 10, следует, что для получения
максимальной чувствительности по длительности генерируемого
импульса периода следования генерируемых импульсов Т и часто-
те генерации / приращения токов насыщения диодов Mi и Дг
должны иметь разные знаки при наличии одинакового внешнего воз-
действия. В случае преобразования неэлектрического параметра
в скважность у приращения токов Г и и 1Н\ должны иметь один
знак, а приращения токов /"н и 1В2 — Другой знак при наличии оди-
накового внешнего воздействия.
Анализ схемы показывает, что чувствительные элементы могут
быть включены также и в качестве коллекторной нагрузки RK. Схема
мультивибратора (табл. 3, тип 26) при малых значениях коллектор-
ной нагрузки Rk обладает низкой чувствительностью при управлении
по напряжению заряда £зар, когда в качестве чувствительного эле-
мента Ri использован элемент типа Ri, например фотодиод, как это
показано в табл. 10. Для увеличения чувствительности в этом случае
необходимо либо увеличить значение коллекторной нагрузки RK, что
нерационально, так как сужается диапазон работы схемы и ухуд-
шается форма выходного сигнала, либо в качестве резистора Ri
использовать усилительный элемент типа Ri. В этом случае чувстви-
тельный элемент включается на вход данного усилительного элемен-
та типа Ri. Но можно поступить иначе. Вместо резистора R\ можно
применить управляемый стабилитрон.
В управляемом стабилитроне напряжение стабилизации UCt •
изменяется под действием внешнего воздействия. Схема подобного
мультивибратора представлена в табл. 11, где даны зависимости для
определения импульсных параметров схемы. Напряжение стабилиза-
ции управляемого стабилитрона в данной схеме определяет уровень
напряжения заряда £3ар. В качестве управляемого стабилитрона
может быть использован биполярный транзистор типа п-р-п или ти-
па р-п-р при соответствующем включении. Транзисторы в указанном
включении и их выходная вольт-амперная характеристика представ-
лены в табл. 11. Управляемый стабилитрон на основе транзистора
обладает высокоомным входом (базовая цепь), а напряжение стаби-
лизации Uс т на выходе (коллекторная цепь) равно напряжению Uu
приложенному между базой и эмиттером данного транзистора. Схе-
ма мультивибратора, напряжение заряда в котором обеспечивается
управляемым стабилитроном на основе биполярных транзисторов,
представлена в табл. 11. В данной схеме управляемый стабилитрон
реализован на основе биполярного транзистора (Т3Ть) типа п-р-п,
включенного по схеме с общим эмиттером. Управляемый стабили-
трон может быть реализован и на основе включения транзистора по
схеме с общим коллектором (табл. 11). Напряжение стабилизации
57

к
vo
+
ем rj
с +
a" +
, см ем
+ ь
и <J.
b +
lo „а
к
03
EC
cr
s
Cu
H
cu
s
s
s
U
о*
II
и
!<
II
1^
CM
«q ||
ll g
ft? II
A
сб
03
О
К
M ^ £э ОС
P а и и ii
CQ 11
s
II cu
ft «
« cu
■4
s
см ем
s
CU О св !
Ч й И _
;i
8 <u я 5 s*
к и £ a,S,
58

Uct управляемого стабилитрона определяется напряжением £/4 меж-
ду базой и эмиттером транзистора, на котором построен стабили-
трон. Напряжение Ux создается делителем напряжения RiRz> кото-
рый может быть построен как на линейных, так и на нелинейных
элементах. Чувствительные элементы в данном случае включаются
в делитель напряжения R2R3. Если делитель линейный, то напряже-
ние определяется в виде следующего выражения:
"'-ТБ^РсГ (24)
В случае нелинейного делителя напряжения R2R3 напряжение U\
определяется согласно выражению
Ui=URb (25)
если резистор R2 линейный, а резистор R3 нелинейный типа Ri, либо
в виде
Ui-E-UR* (26)
если резистор R3 линейный, а резистор R2 нелинейный типа Ri.
Здесь /н — ток насыщения используемого элемента типа Rj, Е —
уровень напряжения источника питания. Могут быть нелинейными
элементами оба резистора R3 и R2.
Отличительной особенностью последней схемы при управлении
по напряжению заряда Е3&р является постоянное насыщение ключе-
вых транзисторов Т\Т2 во всем диапазоне работы от максимального
значения £зар.макс, которое соответствует уровню напряжения источ-
ника питания £, до минимального значения £3аР.мин, которое опре-
деляет границу работы данной схемы (при нарушении нижеприве-
денного условия генерация срывается),
, ^^зар.мин ^ .
гмин — 1 ^ гзаР*
Так как схема может управляться при постоянном коэффициенте
насыщения ключевого транзистора, желательно оценить возможный
диапазон работы подобной схемы. Под коэффициентом насыщения
транзистора понимают отношение тока в коллекторной цепи, опреде-
ляемого величиной коллекторной нагрузки и уровнем источника пи-
тания, к коллекторному току, определяемому базовым током транзи-
стора. Диапазон работы можно оценить по отношению максимальной
длительности генерируемого импульса /Макс к минимальной длитель-
ности генерируемого импульса ?Мин. Значение tM ин определяется
условием заряда конденсатора С до уровня напряжения £3ар, т. е.
^мин == / ^мин — 5/?кС, (27)
где ./н — неуправляемый ток насыщения базовых резисторов Rq (он
же является входным базовым током ключевого транзистора).
Граница зоны насыщения транзистора определяется условием
(28)
где р — коэффициент усиления транзистора; Е — напряжение источ-
ника питания.
59

Значение ^Макс определяется условием
С
^макс — ~7 Е • (29)
' н
Отсюда возможный диапазон управляемости данной схемы
равен:
4^ = 0,2?. (30)
^мин
При нелинейной коллекторной нагрузке RK (используется сопро-
тивление типа Ri) с током насыщения /н.к = |3/н диапазон управляе-
мости схемы определяется условием
-Т^М. (31)
На рис. 11 представлена схема мультивибратора, обеспечивающе-
го линейное преобразование уровня напряжения заряда £3ар в дли-
тельность генерируемых импульсов /. Напряжение заряда устанавли-
Рис. И. Мультивибратор с управлением по напряжению за-
ряда конденсатора.
вается с помощью управляемого стабилитрона, построенного на
основе транзистора типа п-р-п (транзисторы ГзГ4). Напряжение ста-
билизации рассматриваемых стабилитронов характеризует напряже-
ние заряда и определяется напряжением Ui на входе транзисто-
ров Г3Г4.
В рассматриваемой схеме мультивибратора использована нели-
нейная коллекторная нагрузка, которая обеспечивает расширение
диапазона управляемости схемы. В качестве коллекторной нагрузки
использованы транзисторы типа п-р-п Т$ и Г6, коллекторный ток
в которых можно устанавливать с помощью делителя напряжения
R3Rit. В качестве базового сопротивления использованы транзисторы
типа п-р-п Г7Г8, которые обеспечивают постоянный разрядный
ток /н. Уровень разрядного тока 1Н устанавливается напряжением U2,
подаваемым на базы транзисторов Trf8.
Рассмотренная схема обеспечивает линейное преобразование на-
пряжения U\ в длительность генерируемого импульса t при неизмен-
60

ном разрядном токе /н (коэффициент насыщения схемы постоянен).
Схема обеспечивает линейное преобразование напряжения U2 в ча-
стоту генерируемых импульсов / при постоянном уровне напряжения
заряда £3ар (уровень насыщения ключевых транзисторов Т\Т2 ме-
няется), что уменьшает реальный диапазон управляемости схемы.
Нелинейные цепи управления в мультивибраторах могут быть
построены на основе нелинейных элементов типа Ru (такими эле-
ментами являются стабилитрон и варистор). Частично этот вопрос
был уже рассмотрен ранее при анализе схем, управляемых по уров-
ню отрицательного напряжения смещения на базы ключевых тран-
зисторов и напряжением перезаряда при наличии одного источника
питания.
Проведем более полный анализ возможностей использования
элементов типа Ru для управления импульсными параметрами муль-
тивибратора.
В схеме мультивибратора, построенного по типу 1 (табл. 2), ва-
ристоры могут быть включены вместо базовых резисторов Re. По-
добный мультивибратор обладает ярко выраженной зависимостью
генерируемой частоты от уровня напряжения источника питания Е
(частота растет с ростом питающего напряжения). В данной схеме
варисторы могут быть также включены вместо коллекторной нагруз-
ки RK. В этом случае их роль сводится к расширению диапазона
работы схемы при наличии управляющего воздействия, которым
является напряжение питания схемы. Использование данного генера-
тора в качестве звена-модулятора ИП возможно в следующих слу-
чаях: а) чувствительный элемент включен в цепь управления источ-
ника питания Е\ б) варистор, включенный в качестве резистора Re,
является чувствительным элементом.
Мультивибратор, построенный по схеме типа 2 (табл. 3) на
варисторах, включенных вместо резисторов Re, обладает всеми осо-
бенностями, присущими рассмотренной выше схеме типа 1 (табл. 11).
Увеличение напряжения источника питания Е или увеличение напря-
жения заряда £3ар увеличивает частоту генерации схемы. При ана-
лизе данной схемы можно использовать выводы, полученные при
анализе нелинейных цепей RuC в первом параграфе. Сказанное пол-
ностью приемлемо к схемам мультивибраторов, построенных по ти-
пу 3 и 46 (табл. 4, 5) с использованием варисторов, включенных
вместо базовых резисторов Re. Данный вывод приемлем и для схе-
мы мультивибратора, построенного по типу 4г (табл. 5), в случае
включения варистора вместо резистора Ri.
Для импульсных быстропротекающих периодических процессов
можно считать, что уровень напряжения заряда емкостной цепи,
состоящей из последовательно включенных конденсатора, стабили-
трона Д с напряжением стабилизации Uc? и источника питания Е,
определяется согласно условию
■£зар==£—Уст- (32)
Сказанное касается и разрядных цепей. Включение стабилитрона
в цепь заряда или цепь разряда, а также в цепи смещения мульти-
вибратора приводит к определенным особенностям этих схем. Рас-
смотрим эти особенности на примере схемы мультивибратора типа 1
(табл. 2). В схеме мультивибратора цепь заряда конденсатора С
линейна. В цепь разряда последовательно с базовым линейным ре-
зистором Re (или нелинейным резистором типа Ru) включен стаби-
литрон Д с напряжением стабилизации UCT. В этом случае длитель-
61

ность генерируемых импульсов можно представить ё следующем
виде:
t = ЯбС In2eZu™9 W
Включение стабилитрона в цепь разряда последовательно с ба-
зовым резистором Rq равносильно уменьшению уровня напряжения
перезаряда £Пер на величину напряжения стабилизации UCt. По
своим свойствам подобная схема эквивалентна схеме мультивибра-
тора с управлением по уровню напряжения перезаряда. Такой схеме,
как известно, соответствует схема типа 3 (табл. 4).
При включении стабилитрона Д последовательно с коллекторной
нагрузкой RK в схеме мультивибратора, построенной по типу 1
(табл. 2), напряжение заряда £3ар определяется согласно условию
(32). Длительность генерируемых импульсов в подобных схемах
с линейными разрядными цепями определяется согласно следующему
выражению:
t = RtC ln2E~Uor. (34)
Длительность генерируемых импульсов в аналогичных схемах
с нелинейными цепями RiC с разрядным током /р=/н определяется
с помощью выражений
*= 4-(£-*/„). (35)
1 н
Схемы мультивибраторов, соответствующие каждому рассмо-
тренному виду, представлены в табл. 12, где даны основные форму-
лы для определения импульсных параметров схемы. При использо-
вании рассмотренных схем мультивибраторов в составе ИП неэлек-
трических величин в дополнение к уже рассмотренным выше случаям
чувствительными элементами могут быть сами стабилитроны Д. Кро-
ме того, чувствительные элементы могут быть включены в цепи
управления указанных стабилитронов Д.
7. Диапазон работы мультивибратора
Одним из параметров, характеризующих качество ИП, является
его динамический диапазон работы, под которым будем понимать
отношение максимального импульсного параметра схемы ХМакс
к минимальному импульсному параметру схемы Амин:
8ЛГ = факс_ (36)
^МИН
Производить оценку динамического диапазона той или иной схе-
мы ИП удобнее всего на примере длительности генерируемого
импульса t.
Максимальное значение длительности генерируемых импульсов
*макс в первую очередь зависит от значения минимального базового
тока /б.мин ключевых транзисторов T\T2i а также от изменения пе-
репада напряжения на хронирующих конденсатооах С и может быть
62

63

НИН
-aireedmC
иипнийц
§4

выражено при линейных разрядных цепях RC или при нелинейных
разрядных цепях RiC в виде
^макс = ^б.маке^ *п 77 » (^~)
Up
С С
^макс = "Г (^макс — ^р) = "Т ^р-
7 б.МИН 1 б.мин
Минимальный базовый ток /б мин при наличии линейного базо-
вого резистора R$ определяется уровнем напряжения источника пи-
тания базовой цепи £б и может быть представлен в виде /б.мин =
= £б/#б.макс, а при наличии нелинейного базового резистора ти-
па Ri характеризуется минимальным током насыщения /н.мин дан-
ного элемента типа Ri. Минимальный базовый ток /б.мин и коэффи-
циент усиления р ключевых транзисторов Т{Г2 определяют границу
зоны насыщения ключевых транзисторов Т при известной коллек-
торной нагрузке /?к, которая может быть представлена в виде
д Лрис, (39)
Рмин
если базовый резистор Ro является линейным, или в виде
*к = т—7К- . (40)
Рмин ' б.мин
если в качестве базового резистора R& использован нелинейный эле-
мент типа Ri, где £к — источник коллекторного напряжения.
Минимальную длительность генерируемых импульсов /Мин мож-
но характеризовать временем заряда конденсатора /зар.макс, воз-
можным в данной схеме мультивибратора. Время заряда конденса-
тора ?зар может быть выражено в виде
^зар~5^?кС
при линейных цепях заряда RC и в виде
С
^з?р= / ^заР> (41).
' заР
при нелинейных цепях RiC заряда, где зарядный ток /Зар опреде-
ляется согласно следующему условию:
/зар==/н.к ==,Рмин/б.мин
и соответствует току насыщения /н.к используемой нелинейной кол-
лекторной нагрузки типа Ri.
Выражение (41) с учетом базового резистора Rq и с учетом ска-
занного выше запишется в виде
^заР^^б.макс
-бРмин
, ~зар^«мз.макс //10Ч
'3аР = ^бРмин (42)
при линейном базовом резисторе Rб, подключенным к источнику
с уровнем напряжения Еб, и в виде
*зар = й/ ЗЗР » (43)
Р'б.мин
при нелинейном базовом резисторе Ri с током насыщения
/н = / б.мин.
5-365 65

Таким образом, для четырех возможных случаев зарядных и
разрядных цепей зависимости, определяющие диапазоны работы
мультивибратора по длительности генерируемых импульсов, могут
быть определены:
а) для линейных зарядных и разрядных цепей
«. = "И- = °>2Р«ин In(44)
*мин х 7
б) для линейных разрядных цепей и нелинейных RjC зарядных
цепей
, ^макс
5— In —
'заР
&4 о 0 1 ^макс . , .-ч
™2 = Рмин ~~р ~~ ш —77—» (45)
в) для схемы мультивибратора, в котором использованы нели-
нейные RiC зарядные и нелинейные RiC разрядные цепи
AUV
«• = ь«н(46)
^заР
г) для линейной зарядной цепи и нелинейной RjC разрядной
цепи
^4 = 0,2рмин-^« (47)
Диапазон изменения остальных импульсных параметров схемы
можно характеризовать с помощью следующих выражений:
*,» ^макс ^макс
о/ = 1 т — ot\
/мин * мин
^маке
1 +
(48)
oY = — - = -— = 8t;
Тмин t . *мин « , 1
1 + 1 1 +"sT
'маке ot
«ч^г -^зап.макс Тмакс
О Азап = ~к v — Ot. ■
зап. мин Тмин «/
Анализируя полученные зависимости (44) — (48), можно сделать
следующий вывод.
Возможный диапазон изменения импульсных параметров схемы
ЬХ определяется рядом параметров схемы конкретного мультивибра-
тора, а именно: значениями коэффициентов усиления р ключевых
транзисторов Г, максимальным значением напряжения источников
энергии емкостной разрядной цепи £/Макс, уровнем напряжения раз-
ряда £/р, который соответствует моменту отпирания одного транзи-
стора и запирания другого, значением напряжения Eq базового и
коллекторного Ек источников питания, а также уровнем напряжения
заряда £3ар хронирующих конденсаторов. В соответствии с этим,
варьируя значениями указанных параметров, можно в определенных
66

Пределах изменять диапазоны работы конкретных схем. При этом
необходимо учитывать, что ключевые транзисторы должны работать
в режиме насыщения.
Определим возможный диапазон работы схемы мультивибрато-
ра 1 (табл. 2). Для этой схемы можно принять £/Макс=2£; £/Раз=£;
£б=£; £3ар=.Е; AUV—E\ ЕК=Е, где Е — значение напряжения
источника питания данной схемы. В соответствии с этим, основы-
ваясь на зависимостях (44) — (47), диапазон изменения длительности
генерируемых импульсов для различных случаев будет равен:
^1 = 0,14рмин;
«1 = 0,7Ьжн;
^4 = 0,2?мин.
Рассмотрим возможный диапазон работы мультивибратора, по-
строенного по типу 26 (табл. 3). В рассматриваемой схеме генера-
тора коллекторная нагрузка RK определяется согласно условиям
(39), (40) и, как и обычно, характеризует границу зоны насыщения
при минимальном токе базы ключевых транзисторов. Сопротивление
цепи заряда определяется согласно условию
*зар!= Re + #i ' (49)
а уровень напряжения заряда £3ар определяется в соответствии
с выражением
RtE
£заР== Rk + Ri (50)
для линейных резисторов RK и A*i и в виде
^зар = ^1/н.к = /?1Р/б.мин (51)
для нелинейных резисторов RK типа Ri и линейных резисторов R±.
Максимальная длительность генерируемых импульсов определяется:
'маке — Ru.m&kqC I*1 ^1 "Т~ _|_ Д> ^ '
(52)-
а минимальная длительность генерируемых импульсов
'мин = 5(7 RRK+Rl • <53>
В соответствии с записанными выражениями для длительностей
генерируемых импульсов (52), (53) возможный диапазон работы
схемы б/i выразится в виде
«»-°.*-5^ь(,+Т^М (54>
или в несколько более простой форме записи
Stt=-^- = 0,2?A3ln(l + A),
'мин
где
Аз" R« + R*
5*
67

0,1
Аз
0,25 0,50 0,75
Рис. 12. График изменения
относительной длительности
генерируемых импульсов.
На рис. 12 представлена за-
висимость 6//Р рассматриваемой
схемы от значения Аз (а так как
значение коллекторной нагрузки RK
неизменно, то практически в функ-
ции значения резистора Ri). Как
следует из данного графика, диа-
пазон работы схемы несколько
выше, чем для схемы типа 1 табл. 2
(-при линейном резисторе Rq и
линейной коллекторной нагрузке
RK). При линейной коллекторной
нагрузке RK и нелинейном базовом
резисторе типа Ri диапазон ра-
боты 6*4 полностью соответствует диапазону работы предыдущей
схемы для аналогичных цепей заряда и разряда. В случае нелиней-
ной коллекторной нагрузки RK типа Ri и нелинейного базового рези-
стора Re типа Ri диапазон работы получается несколько выше, чем
для схемы типа 1 (табл. 2). При наличии диода Д, разделяющего
цепь делителя напряжения RKRu определяющего уровень напряже-
ния заряда, от цепи заряда, диапазон работы 6/4 полностью соответ-
ствует предыдущей схеме для соответствующего случая.
Схема мультивибратора, построенная по типу 2а (табл. 3), по-
зволяет в целом получить несколько меньший диапазон 6* изменения
работы, чем схема типа 1 (табл. 2).
Для схемы мультивибратора, построенной по типу За (табл. 4),
диапазон изменения длительности генерируемых импульсов б/i вы-
ражается в виде
8tt =
R* .макс + R"
5R'
In (l +
(55)
^пеР J '
Из выражения (55), учитывая особенности работы подобной
схемы, следует, что диапазон работы данной схемы при линейных
базовых резисторах и линейной коллекторной нагрузке будет выше,
чем в схеме типа 1 (табл. 2). Например, при напряжении £Пер=0,5£,
где Е — уровень напряжения источника питания схемы, что соответ-
ствует случаю R'k=R"k=0,5Rk, учитывая выражение (39), получаем
диапазон работы, равный 6/1=0,22рмИн вместо 6/i=0,14Pmhh для
схемы типа 1 (табл. 2). При линейном резисторе RK и нелинейном
резисторе Re типа Ri диапазон работы 6/4 определяется в соответ-
ствии со следующим выражением:
Рмин^к /ссч
dt*= 5#'к ' <56)
откуда для рассмотренного выше примера диапазон работы будет
равен: 6*4=0,4рмин вместо 6*4=0,2рМин для схемы типа 1 (табл. 2).
Включая в качестве резистора R'K в схеме мультивибратора типа За
(табл. 4) нелинейный элемент типа Ri и учитывая соотношения
-^зар = Е\
£-Е СЛ •
^заР — "
Рмин'б.мин
СЕ
68

где /н.к — ток насыщений используемого элемента типа Ri, получаем
значение диапазона изменения длительности генерируемых импуль-
сов б/3 = р. Отсюда следует, что диапазон работы схемы в данном
случае одинаков со схемой типа 1 (табл. 2).
Переменим местами линейную и нелинейную часть коллекторной
нагрузки RK в рассматриваемой схеме, т. е. резистор R"K возьмем
нелинейным типа Ri с током насыщения /н.к, а резистор R"K возь-
мем линейным. В этом случае диапазон изменения длительности ге-
нерируемых импульсов определится в виде
5Я'К '
т. е. соответствует выражению (56), здесь RK соответствует значе-
Е
нию Rk — -jj . Следовательно, варьируя величиной RrK, можно
Р* б.мин
расширять диапазон работы схемы за счет увеличения верхнего ра-
бочего предела.
Схема мультивибратора типа 36 (табл. 4) по своим свойствам
занимает промежуточное положение между схемой За (табл. 4) и
схемой 1 (табл. 2). В мультивибраторе с линейными цепями заряда
и разряда расширение диапазона возможно лишь за счет некоторого
изменения соотношения £/£Пер. Такая же картина будет наблюдать-
ся и в случае линейных разрядных цепей и нелинейных RiC заряд-
ных цепей.
Схемы мультивибраторов типа 46 (табл. 5) с линейными цепями
заряда и нелинейными RiC цепями разряда обладают диапазоном
изменения длительности генерируемых импульсов, равным
btt = 0,2? (l (57)
При наличии нелинейных RiC цепей заряда и разряда диапазон
изменения длительности генерируемых импульсов будет равен:
«, = p(l—(58)
Рассматриваемая схема мультивибратора при наличии линейных
цепей заряда и разряда обладает следующим диапазоном изменения
длительности генерируемых импульсов:
a^ = ot2pin EnjUfm' (59>
Как следует из сказанного, схемы мультивибраторов с отрица-
тельным напряжением смещения типа 46 (табл. 5) обладают более
низким диапазоном изменения длительности генерируемых импульсов,
который уменьшается с увеличением отрицательного напряжения
смещения.
Схемы мультивибраторов типа 5а (табл. 6) обладают следую-
69

щими диапазонами изменения длительности генерируемых импуль-
сов в зависимости от цепей заряда и разряда:
а) зарядные и разрядные цепи линейны
«1 =0,2рмин In
где Е\ — уровень напряжения источника питания схемы; £2 — уро-
вень напряжения источника смещения;
б) зарядные цепи линейны, разрядные цепи RiC
^ = 0,2^.(1
в) зарядные и разрядные цепи нелинейные RiC
«.=p(i—%)•
В данной схеме, как и в предыдущей, наличие источника сме-
щающего напряжения уменьшает диапазон работы схемы.
Рассмотрим схемы мультивибраторов с двумя источниками пи-
тания и положительным смещением типа 56 (табл. 6). При наличии
линейных зарядных и разрядных цепей диапазон изменения длитель-
ности генерируемых импульсов равен:
^1 = 0,2рмин in
При наличии линейной зарядной цепи и нелинейной RiC раз-
рядной цепи рабочий диапазон выразится:
«4 = 0.2Ь
Если зарядная и разрядная цепи нелинейны RiCy то диапазон
изменения длительности генерируемых импульсов можно представить
в .виде
8,з=^=р л+_!^у (60)
'м ин \ 1 /
Последние зависимости для 6*1, 6*з, 6/4 показывают, что в схе-
мах мультивибраторов с положительным смещением возможно рас-
ширение рабочего диапазона за счет изменения уровня напряжения
источников Ei и Е2. '
Мультивибраторы типа ба (табл. 7) при линейных зарядных и
разрядных цепях имеют следующий диапазон изменения длительно-
сти генерируемых импульсов:
(61)
При наличии линейных зарядных и нелинейных R\C разрядных
цепей диапазон работы определяется: 6/4=*макс/*мин=0,2рМин; при
нелинейных цепях заряда и разряда (цепи RiC) имеем 6/3=iPMHh.
Диапазон работы мультивибратора типа 66 (табл. 7) полностью
соответствует типу 1 (табл. 2) при линейных зарядных и разрядных
70

цепях. При нелинейных цепях заряда и разряда (RiC) диапазон
изменения длительности генерируемых импульсов определяется со-
гласно
«.-Ьшн-ТП» (62)
если уровень напряжения источника Е2 больше уровня напряжения
источника Еи и выражением
й*з = Рмин "/Г"» (63)
если уровень источника Ех больше уровня источника Е2 (последние
выражения получены из условия Сх=С2у /б.мин1=/б.мин2, Pi = Р2) •
Диапазон работы схемы типа 6в (табл. 7) соответствует диапазону
работы схемы типа 1 (табл. 2).
Кроме динамического диапазона работы, в ИП важно иметь
минимальное время фронта *фР выходного прямоугольного импульса.
Передний фронт прямоугольного импульса характеризуется в первую
очередь переходным процессом, сопровождающим заряд конденса-
тора С.
В работе [Л. 23] показан один из способов, позволяющий умень-
шить как время фронта *фР, так и увеличить диапазон работы схемы.
Сущность метода заключается в том, что уровень заряда конденса-
тора с напряжением £3аР фиксируется с помощью специальных
диодов на уровне дополнительного источника Е2у меньшего чем уро-
вень напряжения питания схемы мультивибратора Е\. Связь между
этими двумя источниками может быть представлена в виде Е2=пЕи
где п<\. Время заряда в схеме мультивибратора с фиксирующими
диодами определяется:
'заР= #КС Iny^ = - ДКС1П(1 -П).
Динамический диапазон работы такой схемы, характеризующий
возможный диапазон изменения длительности генерируемых импуль-
сов 6*ь определится в виде
w _S '"(! + «)
«»i = Рмин 1 •
1пТ^7Г
При я=0,5 6/1=0,5рмин, т. е. диапазон работы подобной схемы
расширяется одновременно с уменьшением времени фронта выход-
ного прямоугольного импульса.
На рис. 13 представлена схема мультивибратора, в котором
использованы запирающие диоды Д\—Д4, позволяющие уменьшить
время заряда конденсаторов и соответственно увеличить крутизну
выходного прямоугольного импульса. Наличие запирающих диодов
Ди Д2 позволяет производить заряд конденсаторов через резисторы
AV, Rs с малыми сопротивлениями. Диоды Д3, Да необходимы для
уменьшения влияния малых сопротивлений Ri, Rs на время разряда
конденсаторов при наличии резисторов R5, Re, значения которых
близки к значениям сопротивлений резисторов Rlt R2y Резисторы
#5, R$ введены в схему с целью увеличения сопротивлений коллек-
71

Рис. 13. Схема мультивибратора с отключающими
диодами.
торных нагрузок при наличии шунтирующих малых сопротивлений
резисторов Ri, R&.
В соответствии со сказанным данная схема будет характеризо-
ваться следующими соотношениями:
*зар ~&RjCi = 5Тзар;
*pa3 = 0,7i?/6Ci,
где #'б=#з+#5.
Коллекторная нагрузка RK будет определяться в соответствии
с выражением
R. + R. + R, •
Предельные значения времен /раз.мин и ^раз.макс, а также зна-
чения величин AT будут иметь вид:
^раз.мин — 5i\VC;
*раз.макс =0,7!/?б.макс^;
, ^б.макс
ДГ = 0,14-
Я7
Те же соотношения справедливы и для другого плеча мультивиб-
ратора.
8. Режимы работы транзисторного мультивибратора
Свойства транзисторного мультивибратора как преобразователь-
ного устройства в значительной степени определяются режимом его
работы. Различают следующие режимы работы мультивибратора:
мягкий режим самовозбуждения и жесткий режим самовозбуждения
с насыщением, мягкий режим самовозбуждения без насыщения
[Л. 11, 14, 15]. Генераторы в мягком режиме самовозбуждения
[Л. 16] работают при любых начальных условиях. Работа в жестком
режиме характеризуется определенными начальными условиями. Для
возбуждения генератора в этом случае обычно требуется наличие за-
72

Пускающего импульса. Жесткий режим раооты генератора обычно
определяется значительным насыщением транзисторов.
Ключевые транзисторы в мультивибраторах желательно исполь-
зовать в режиме насыщения [Л. 11, 14]. В этом случае схема более
термостабильна, выше коэффициент использования уровня питаю-
щего напряжения, меньше зависит от колебаний питающего напря-
жения. iB режиме насыщения мяг-
кий режим работы (мультивибрато-
ра возможен до значений козффи- | | rk1 \\R6i \ \ к*бг й*г \
циента насыщения, (равных 3—4
[Л. 20]. Под коэффициентом на-
сыщения .понимают следующую
зависимость:
Рис. 14. Мультивибратор
с шунтирующими диодами для
уменьшения насыщения клю-
чевых транзисторов.
где /к — -коллекторный ток клю-
чевого транзистора на границе на-
сыщения.
При 'более высоких значениям
коэффициента насыщения генера-
тор переходит в жесткий режим
работы {Л. 10], при достаточно
высоких значениях коэффициента насыщения генерация срывается.
По этой причине не удается использовать теоретический диапазон
работы мультивибратора, о котором было сказано выше и который
удобнее определять как - статический диапазон работы. Реальный
диапазон работы схемы с учетом насыщения ключевых транзисторов
желательно характеризовать как динамический. Для расширения
динамического диапазона работы преобразователя необходимо под-
держивать коэффициент насыщения ключевых транзисторов на по-
стоянном уровне, если используется управление по базовому току
ключевых транзисторов, либо применять иные методы управления
преобразователя, о некоторых из которых было сказано выше.
Уменьшить значение коэффициента насыщения ключевых тран-
зисторов при управлении по базовому току можно путем включения
полупроводниковых диодов [Л. 4], шунтирующих переход коллек-
тор—база ключевого транзистора при достижении порога насыще-
ния. Это позволяет примерно в 2 раза расширить диапазон работы
мультивибратора в мягком режиме при насыщении. Включение шун-
тирующих полупроводниковых диодов показано на рис. 14.
Расширение динамического диапазона работы возможно в слу-
чае применения управления работой преобразователя за счет измене-
ния уровня напряжения заряда. В качестве примера можно рас-
смотреть преобразователь, построенный на основе мультивибратора,
схема которого представлена в табл. 9 применительно к первому
типу.
Пусть минимальное время длительности генерируемого импульса
'—'зар, где *зар характеризует время заряда конденсатора. В этом
случае управляющий ток /н максимален, т. е. /н=/у.макс. Указанный
ток пусть соответствует допустимому коэффициенту насыщения
&н=5. При этом минимальный ток управления будет равен /у.Мин=
=0,2/умакс Минимальное напряжение заряда £3ар, которое обеспе-
чивает минимальную длительность генерируемого импульса, равно
73

Значению напряжения питания схемы Ё. Максимальное значение
напряжения заряда определяется допустимыми рабочими напряже-
ниями используемых транзисторов. Например, если степень измене-
ния напряжения заряда определяется значением, равным десяти
(минимальное напряжение 5 б и максимальное —50 в), то в этом
случае коэффициент перекрытия по длительности генерируемого
импульса будет равен пятидесяти.
Достаточно простым способом уменьшения насыщения ключевых
транзисторов при управлении по базовому току является одновре-
менное изменение базового тока ключевых транзисторов Т\Тъ и зна-
чения коллекторной нагрузки RK. В этом случае управляющее воз-
действие, пропорциональное контролируемой неэлектрической вели-
чине, должно одновременно управлять как током базы ключевых
транзисторов, так и значением коллекторной нагрузки RK.
Основой данного метода является поддержание коэффициента
насыщения кш ключевых транзисторов 7\Г2 в схеме преобразователя,
построенного на основе мультивибратора типа 1 (табл. 2), близкого
к постоянному уровню, при изменении тока управления, который
является базовым током ключевых транзисторов, в п раз, где зна-
чение п определяется:
/"у _/'У+А/у , , Л/у
И=77Г_ /'у ==1+/'у'
/у — первоначальный ток управления.
На рис. 15,а представлены графики, поясняющие предложенный
метод. Исходя из них можно записать следующее:
/•',=Р /'У; /•"» = р/-"у = Р (/'у + а/у);
Е Е
it • in •
v Р7'**'. ьп Р(/'у+А/у)(/?к-А*к).
Из последнего условия получается выражение, определяющее
приращение значения сопротивления коллекторной нагрузки при со-
ответствующем изменении тока управления
jr g п J
Д#к = Rk — ff7 + д/у = Як— • (65)
Исходя из последней зависимости (65), можно получить измене-
ние значения сопротивления коллекторной нагрузки при соответ-
ствующем изменении тока управления в п раз:
Я", /'у 1
Я'к /'у+Д/у Я'
При использовании в качестве коллекторной нагрузки RK нели-
нейного элемента типа Ri значение тока /к определяется током на-
сыщения данного нелинейного элемента. Записывая значения коэф-
74

*к
i
Т*'
Ik'
I
ь
Рис. 15. Графики, поясняющие принцип поддержания на-
сыщения ключевых транзисторов на постоянном уровне,
а —за счет изменения коллекторной нагрузки; б—-за счет изме-
нения уровня питающего напряжения.
фициента насыщения кн при значениях тока управления, равного /у
и равного /у+Л/у, учитывая равенство коэффициентов насыщения
при изменении тока управления, получаем условие, определяющее
приращение коллекторного тока /к (тока насыщения нелинейного
элемента типа Rj) в соответствии с приращением тока управле-
ния /у:
Л/к=/к(я-1).
Другим способом, позволяющим поддерживать значение коэф-
фициента насыщения kH ключевых транзисторов на постоянном уров-
не, является одновременное изменение уровня коллекторного напря-
жения Е транзисторов Т{Г2 при изменении управляющего тока /у.
В этом случае управляющее воздействие, пропорциональное кон-
тролируемому неэлектрическому параметру, воздействует и на
источник £, и на значение тока /у.
Графики, представленные на рис. 15,6, поясняют смысл данного
способа. Записывая выражения для коэффициентов насыщения при
различных токах управления, с учетом постоянства значений коэф-
фициента насыщения кн,
Р(/'у + А/у)/?к
Е* + АЕ
где Р — коэффициент усиления ключевых транзисторов Т\Т2; Е' —
значение коллекторного напряжения при токе управления /у, в за-
ключение получаем условие приращения коллекторного напряжения
транзисторов Т\Т2 в соответствии с изменением тока управления /у:
АЕ=Е/п—Е'=Е(п—1).
(66)
Последний способ применяется только при линейной коллектор-
ной нагрузке.
Кроме рассмотренных способов можно использовать их комби-
нацию, а также применять управление по емкости хронирующих
конденсаторов и управление по изменению уровня положительного
напряжения смещения на базы ключевых транзисторов импульсного
преобразователя.
75

9. Стабильность мультивибратора
На точность работы импульсных преобразователей неэлектриче-
ских величин значительное влияние оказывает нестабильность рабо-
ты самих преобразователей. Нестабильность работы преобразовате-
лей определяется в первую очередь двумя факторами: нестабиль-
ностью по температуре и нестабильностью по напряжению. Влияние
этих факторов на точность работы импульсных преобразователей не-
электрических величин можно оценить на примере генератора,
построенного по типовой схеме 1 (табл. 2). Рассмотрим влияние тем-
пературных факторов.
а) Под нестабильностью работы преобразователя по температу-
ре понимают изменение генерируемой частоты или других импульс-
ных параметров схемы, вызванное колебанием температуры окру-
жающей среды. Частота генерации рассматриваемого устройства
определяется согласно выражениям (табл. 2). При получении данных
зависимостей влиянием коллекторных и базовых токов запертых
транзисторов можно пренебречь. Определим влияние этих токов на
частоту генерации устройства. Для симметричной схемы мультивиб-
ратора частота генерации может быть записана в следующем виде:
f !
Как следует из записанного выражения, частота генерации опре-
деляется значениями R, С, 1/макс и Uv, каждое из которых в той
или иной степени зависит от окружающей температуры. Это прихо-
дится учитывать при построении любой схемы генератора. Значение
напряжения £/Макс определяется суммой значения напряжения заря-
да конденсатора и значением напряжения перезаряда этого же кон-
денсатора
^макс =,£Лзар пер-
Напряжение заряда U3av> с учетом тока /ко определяется:
£/зар = £-/кО#к, (67)
где RK — сопротивление коллекторной нагрузки ключевого транзи-
стора; Е— значение напряжения питания схемы.
Зависимость напряжения заряда £/зар от температуры окружаю-
щей среды в первом приближении может быть представлена в виде
С/зар = £-/?к/к0(1+«9Ае)' (68>
где ад — температурный коэффициент изменения обратного коллектор-
ного тока /ко; /ко — обратный ток коллекторного перехода при ка-
кой-то номинальной температуре; Л9 — изменение окружающей тем-
пературы.
Из выражения (68) следует, что уменьшить влияние окружаю-
щей температуры на величину напряжения (£/3ар можно двумя путя-
ми: уменьшением температурного коэффициента а9 и уменьшением
коллекторного сопротивления а к. Минимальное значение коллектор-
ного сопротивления ограничивается известным условием $к=А*б/Р,
которое берется при определенном значении питающего напряже-
ния Е. Выход из создавшегося положения может быть найден в при-
менении в качестве коллекторной нагрузки нелинейного сопротивле-
76

ния типа Ri (например, может быть использован транзистор обрат-
ного типа проводимости по сравнению с используемым ключевым
транзистором). При этом требуется, чтобы при запертом ключевом
транзисторе Т\(Т2) транзисторы, включенные в качестве коллектор-
ной нагрузки, работали бы в линейном режиме, т. е. на крутом
участке вольт-амперной характеристики транзистора. Указанное
условие означает, что ток /ко должен быть меньше тока насыщения
коллекторной нагрузки. В этом случае влияние окружающей темпе-
ратуры на уровень заряда £/зар можно свести практически к нулю,
так как линейное сопротивление транзисторов составляет единицы
и десятки ом.
В работе [Л. 23] для рассматриваемой схемы генератора в слу-
чае ее симметрии с учетом токов запертых транзисторов период ге-
нерации устройства определяется:
Т = 2RC In 2Д'7У'' + /?/'" , (69)
ск ~Г *\' ко
где /ко — обратный ток коллекторного перехода ключевого транзи-
стора; /'ко — обратный ток базового перехода ключевого транзисто-
ра. Эти токи соизмеримы. При R^>RK членом 1^к/ко в выражении
(69) можно пренебречь. Зависимость тока /'ко от температуры среды
приводит к изменению периода генерации в соответствии с (69).
Уменьшить влияние' тока /'ко на период генерируемых импульсов
в зависимости от температуры окружающей среды можно либо
уменьшением значения базового сопротивления Re, либо включением
в качестве базового (разрядного) сопротивления Re элемента
типа Ri, ток насыщения которого больше тока /ко. В этом случае
период генерируемых импульсов будет определяеться выражением
вида
СЕ
Т= . ,„ , (70)
1 н тГ 1 ко
где /н — ток насыщения разрядного элемента типа Ri (ток раз-
ряда).
Как следует из данных выражений, избавиться указанными ме-
тодами от температурного влияния тока /'к0 на период генерируе-
мых импульсов полностью не удается. За счет соответствующего
выбора элементов схемы можно только уменьшить это влияние.
Включением фиксирующего диода [Л. 23] в цепь заряда конден-
сатора можно добиться практически полного устранения темпера-
турного влияния тока /к<>.
Зависимостью изменения момента отпирания транзистора от
температуры на длительность периода генерируемых импульсов
можно пренебречь, так как изменение уровня отпирания транзистора
определяется долями вольта, а напряжение питания схемы состав-
ляет обычно единицы и десятки вольт.
При работе с кремниевыми транзисторами приходится считаться
с температурной зависимостью момента отпирания транзистора.
В этих случаях приходится использовать специальные меры стабили-
зации генерированной частоты, описанные, например, в [Л. 9].
б) Под нестабильностью работы преобразователя по напряже-
нию будем понимать зависимость параметров импульсных устройств,
от колебания, питающего напряжения. Рассматривая этот вопрос*
следует отметить различную вольтовую стабильность устройств, по-
77

строенных е использованием линейных времязадающих цепей
и построенных с использованием нелинейных времязадающих цепей.
Стабильность линейных преобразователей более высокая, чем у не-
линейных. Это можно объяснить тем, что в линейных мультивибра-
торах (линейные цепи \RC) частота определяется в основном элек-
трической постоянной времени цепей заряда и разряда конденсато-
ров, которая от уровня питающего напряжения не зависит. Сказан-
ное подтверждается зависимостями, полученными выше для
различных схем линейного мультивибратора, определяющими период
и частоту генерации того или иного устройства.
Схемы нелинейных мультивибраторов (генераторы с нелинейны-
ми время-задающими цепями), особенно на основе \RiC цепей, полу-
ду Ю *)
Рис. 16. Мультивибратор с базовой омической связью.
чили широкое распространение в технике. Для подобных схем
характерна прямая зависимость между периодом генерируемых ко-
лебаний и уровнем питающего напряжения, что подтверждается со-
ответствующими зависимостями для различных схем генераторов,
рассмотренными выше. При работе с подобными нелинейными гене-
раторами требуется увеличить ста-
бильность питающего напряжения,
что усложняет и удорожает схему
всего преобразователя в целом.
:В связи с этим представ-
ляют интерес схемы мультиви-
браторов с омическими связями
между базами транзисторов.
Принципиальная схема подобного
генератора представлена на
рис. 16,а. Особенностью данной
схемы является применение оми-
ческой связи между базами ключе-
вых транзисторов, осуществляе-
мой с помощью резистора /?з,
/ 2 3 ¥ 5 а также применением в разрядных
J— -frz -jrz—*-т* цепях стабилитронов Ди Дг. Цепь
OfZ 0,4- и,о и,б 77и за(ряда подобного мультивибрато-
ра ничем не отличается от цепи
Рис. 17. Зависимость длитель- заряда для типовой схемы 1
ности генерируемых импуль- (табл. 2). Цепь разряда конденса-
сов для .мультивибратора тора и ее эквивалентная схема
с базовой омической связью. представлены на рис. 16,6, е.
76

Значение напряжения Ё0 определяет, с одной стороны, уровень
перезаряда конденсатора, а с другой стороны> характеризует вели-
чину отрицательного смещения на базу ключевого транзистора TiT2.
Отрицательное напряжение смещения, как было сказано, определяет
момент отпирания транзистора. Значение напряжения Е0 может
быть определено:
Е ER*
° #3 + Яд2
ИЛИ
Eq = E—'(/ст>
где /?д — сопротивление стабилитрона; Е0 — напряжение питания
схемы; UCT — напряжение стабилизации стабилитрона.
Время разряда конденсатора, определяющее момент отпирания
транзисторов, может быть выражено в виде
, гп., Е° + Е
Ч?аз= АС 1П 2£ •
Обозначив k'u=E/Ucl! и k"u=\UcilEt после соответствующих
преобразований получим выражение для длительности генерируе-
мых импульсов в виде
t==HC ln 2{E-Um) '
которое через коэффициенты k'u и k"u может быть представлено
следующим образом:
t = RC ln k, x = RC In A; (71)
2 k'r
t=RC\n 2(1 _kn ) = RC In #. (72)
Для выяснения степени зависимости длительности генерируемых
импульсов от значений Е или £/Ст на рис. 17 в виде кривых 1 и 2
представлены соответственно кривые
В выражениях (71), (72) значение сопротивления А* представ-
ляет собой параллельное включение сопротивления резистора Rz и
сопротивления стабилитрона Л?д2. При значениях напряжения
E+Eo>Ucl! сопротивление открытого стабилитрона будет, шунтиро-
вать резистор Rz и схема работать не будет. Кроме того, из-за боль-
ших токов, протекающих через стабилитрон, в момент перезаряда
конденсатора он может выйти из строя. Поэтому последовательно со
стабилитроном требуется включать ограничительный резистор
79

Л5(Л4), как это и показано на рис. 18,л. В этом случае значение
напряжения Е0 выразится:
E0 = E—uot— £з + #4;
(Е- VG1)R3
Еа —
где URi=ERJ(R3+Ri) — падение напряжения на резисторе Яь.
С учетом последних зависимостей, получаем после преобразо-
ваний
/ £ #3 + Я4 \
Значение сопротивления Я в соответствии с рис. 18,6, на кото-
ром изображена цепь разряда конденсатора, может быть представ-
лено:
Rs + R*
при условии, что падение напряжения на этом сопротивлении всегда
больше напряжения Uc? и величина иСт/Яз мала.
Вводя обозначение кн=Яг/Яь к'и=ЕриСт и k//u = UCT/E и вос-
пользовавшись последней зависимостью для сопротивления Я, после
Рис. 18. Мультивибратор с базовой омической связью и опорными
элементами в разрядных цепях.
а — принципиальная электрическая схема; б — эквивалентная цепь разряда;
в — вольт-амперные характеристики элементов цепи разряда; /?4 — вольт-
амперная характеристика резистора с постоянным сопротивлением.
80

соответствующих преобразований получим выражение для длитель-
ности импульса t в следующем виде:
Характер этих зависимостей от параметров fc'u и k"u близок
к кривым / и 2 на рис. 17, которые при различных значениях &я
могут сдвигаться либо вверх, либо вниз (вверх при увеличении,
вниз при уменьшении).
Вместо резистора i/?3 можно использовать сопротивление типа
Ri, например, два полупроводниковых диода, включенных встречно
относительно друг друга, или два фотодиода, включенных анало-
гично. В этом случае можно считать, что ток разряда постоянен,
если значение сопротивления аМлЧ) близко к значению дифферен-
циального сопротивления Ядифф элемента типа Ri (в соответствии
со схемой рис. 18,а).
При значительных разрядных токах и высоких значениях диф-
ференциального сопротивления обеспечение названного выше усло-
вия приводит к низким значениям Ео, которое может стать рав-
ным и нулю. В этом случае работа схемы аналогична работе
мультивибратора, построенного на электронных лампах с заземлен-
ной сеткой.
Если же значение сопротивления аМ-#4) много меньше, чем
Ядифф элемента типа Ri, то значение Е0, как это следует из рис. 18,в,
определяется согласно условию
Ео=Е—iUct—/разА*4, (73)
где /раз — значение тока насыщения элемента типа Ri.
В качестве сопротивлений Rs(Ra) можно использовать элемен-
ты типа Ri (например, полупроводниковые диоды в обратном
включении, у которых ток насыщения /н больше тока насыщения
/'н элемента /?з). Принципиальная электрическая схема подобного
преобразователя представлена на рис. 19,а, а соответствующая дан-
ной эквивалентной схеме цепь разряда конденсатора показана на
рис. 19,6. В данном случае значение тока разряда конденсатора /раз
равно сумме токов /н и /'н, т. е.
/ раз — /н + /н',
откуда длительность генерируехмых импульсов выразится в виде
CUCT
<=тгит- (74)
Из анализа данного выражения следуют следующие выводы:
1) колебания питающего напряжения не сказываются на параметрах
схемы рис. 19; 2) колебания температуры окружающей среды сказы-
ваются на параметрах схемы в значительно меньшей степени, чем,
например, в схеме рис. 18, так как и числитель и знаменатель зави-
сят от температуры окружающей среды.
6—365 81

Некоторое уменьшение значений t с (юстом температуры можйб
объяснить тем, что в знаменателе имеются два термозависимых чле-
на, а в числителе только один. Это можно компенсировать включе-
нием последовательно со стабилитроном небольшого переменного
подстроечного резистора, что приведет к некоторому уменьшению
значения Ео и соответственно к увеличению Т.
01
У.Дз ИДч
-W-N-
Ъ Д5 Дв
Рис. 19. Мультивибратор с базовой омической связью и нелинейны-
ми цепями разряда.
В связи с рассмотрением схемы рис. 19,а сделаем некоторые
выводы по возможностям ее применения в качестве преобразователя
неэлектрических величин. Схема может быть использована:
1) как датчик температуры, если в качестве термоэлемента
использовать сопротивления элементов ДъДаДьДь или Д1Д2Д3Д4Д5Д6
одновременно;
700
гц
600
500
¥00
f
Е=25в
&
О Z0 ¥0 60 80 100 °с
10 1¥ 18 22 26 в
Рис. 20. Выходные частотные характеристики для мультивиб-
ратора с базовой омической связью.
2) как фотопреобразователь, если в качестве фотоприемника
применить фотодиоды Дз, Да или Д5, Дб одновременно. Преобразо-
ватель в этом случае обладает повышенной термостабильностью и
стабильностью по напряжению;
3) как датчик разности температур двух сред, если в качестве
термоприемника температуры одной среды использовать элементы
Д5, Де или Дз, Да, а в качестве другой Дь Д2;
4) как преобразователь других неэлектрических величин, в том
числе и таких, информация с которых снимается с помощью низко-
омных датчиков. В этом случае сигнал должен быть предварительно
усилен и затем либо по световому каналу воздействовать на фото-
82

приемники Д3. Да или Дь, Дб, либо электрически управлять значе-
нием напряжения МСт.
На рис. 20,а и б представлены зависимости частоты от темпера-
туры окружающей среды и от питающего напряжения для схемы
мультивибратора, представленной на рис. 19,а.
Из сказанного видно, что применение различных схемных ре-
шений позволяет повысить как стабильность по напряжению, так и
температурную стабильность схемы мультивибратора.
Глава вторая
ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НЕЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
10. Термопреобразователи
На базе рассмотренных мультивибраторов с коллекторно-базо-
выми связями могут быть построены импульсные преобразователи
температуры (ИПТ) 9 измеряемой (контролируемой) среды. Темпе-
ратура 6 может быть преобразована в любой импульсный параметр
схемы. В импульсный параметр может быть также преобразована
разность температур двух сред 6i и @2, и, кроме того, в импульсный
параметр может быть преобразовано и отношение температур двух
сред Gi/e2.
Проведенный в первой главе анализ способов управления
импульсными параметрами мультивибраторов позволяет применять
при построении ИПТ рассмотренные типовые схемы мультивибрато-
ров с учетом особенностей их работы как звена-модулятора ИПТ.
В табл. 13 приведены схемы ИПТ, построенные на основе типо-
вых схем, рассмотренных ранее, и с учетом сказанного о режимах
работы транзисторных мультивибраторов. В качестве чувствительных
элементов в ИПТ, представленных в табл. 13, использованы термо-
приемники с отрицательным температурным коэффициентом следую-
щих видов: терморезистор, работающий в линейном режиме, термо-
приемники на основе электронно-дырочного перехода в прямом и
обратном смещении (термодиоды, термотриоды). В качестве термо-
приемников могут быть использованы и другие виды известных
в настоящее время термоэлементов.
В табл. 13 показаны некоторые принципиальные электрические
схемы ИПТ. Для каждой из схем ИПТ приведены качественные за-
висимости генерируемой частоты f от контролируемой температу-
ры 0, воспринимаемой термоприемниками, включенными в различ-
ные участки схемы. В примечаниях отмечаются особенности схем.
Схемы ИПТ, представленные в табл. 13, построены на основе
мультивибраторов типов 1—6 (табл. 2—7), рассмотренных в первой
главе. Схемы ИПТ]—ИПТю предназначены преимущественно для
преобразования температуры среды 8 в частоту f генерируемых
импульсов или в период Т их следования. Схемы ИПТц и ИПТ^
построенные на основе мультивибраторов типа б табл. 7, предназна-
чены преимущественно для преобразования температуры среды 0
в скважность у генерируемых импульсов или в величину /Сзап=1/у.
Схемы ИПТ, основой которых являются мультивибраторы типа 7, 8
6* 83

В
4
vo
VO
o-o
к
CO e«
tq Cu
к * 1 •
к, w £ н
д С-ч В О
<p >> О
l^c °
= § I =
§■« §
S О S
О s ^
H й Л CC
к в к в
d а ш а
S Си 03 в
Я" Н Си Н
с н
о о
в о
н о
VO
О) в
СО Ч
CQ cq
a; U
в
, ^ Си о
> в о в
I В S ч
§1
О Си
\о
Си см
о
со о
2 =
С си
СО О)
3 s
S £ g
<и П ~
х о «
О § И
О jr
2 £ а
Си «
со
К О
в П
в о
CU S
\
\
84
ГШЭХЭ оДО

6
I
с:
.Л
as
ршэхэ оде
ла со
Ч
£ S
s
о Е
о о
S
Си si
Н о
о
Я
CQ • 1 '
О- Си *д
к о о» а
я н н У
saf ч0£
5 Ч
CQ « •
О О «
о. н О
- О Си
CQ
S S §
<u cu £
И «
н « 2
а я я
ST »Я И
я о о
м я
о «
Я Я -
СО М 2
я я О
О
С
я^
со
н л
Я С
*=* 2
о я
2 £ о
a си
- о _
<u cd са
д Си Я
Я g
о <У
'SB
Си
Я Si S
Си со
Я Н CQ
но
М Н /-ч
О) >>Й S
: О
: н
• о
О) К
Я ч
Си
С -
S*?
Си
я
ч
ю _
н ТО
о W
<и я «
у я0£
11
85

1.
^1»
CD и Я
Seal
8С ё
s « я
ф eg
s « о
1-3 а
v ,л
О Си
CQ CQ
н о
О « Д
<и s о
v я со
в Э £ к
f 8 Й «
о х О и
s ° g о
О. Сч СО
оГ л о £
м о я о
ч •
R О Н S
U h CJ О
h S Св £
<и ю t* к
к н л 2
Я о-
СЬ О»
с н
о
CD *~
(X я
со Я
О Я
ч
©4
03 О)
ч
к к
со со
н я
о а
g3 о
Ч
g Ф с
2 х о
Sow
8 | g
о s й
и к с
h 5 о «
о 2 о
л ш 9
СьЧ Н *
я о £
н я а> ч
S у о 2
ft я н ь
ir_ о
н о» со
>> СЗ Я
са w я
/
^1
\
IS
I4W3XD ofsf
86

а;
I
а.
к,
la
О. 3*
НИЭХЭ ojsf
О
-К
к
а>
2
си
Си
П
О
I
Си
5 о
Я со
си В
I*
н я
3»
о <и
н
СУ
>>
CQ
Н
О
о
о
о
S;
1 i
(-4 Г*
5 1
6 С
О
Я
1=3 а>
О) «
Н 53
К Ч
0 0
•А
Ч
О
Н
се
К
Я
2
а>
Я
Си
С
о
s
Си
а>
О
н
.4
87

1
о
■в
1ЧШХЭ
О
О
S « £ со
и
5 Я Ф
со s ф я
я 2 я
5 £ со
s 5 д о
sS|s
со HU С
ей Ф ' 6
м я я и
Я и
я л* н
й Я >> 2
S со 2; „
о- о S л
2 и о
S s *
о s ч £
са со ф ч
н ф ш ф
О Ри Н
Я со
&> J3
я ч
со о
со Я
о я
• 1 £
О-. _н
- О о
А со
Ч Си ф
О СО
Н 6Г
- »
СО о ч
М со О
4 м
88

о
S
ГШЭХЭ оДО
ь S
CD «
CQ £
о «
о 2
о 2
§
ё*|
н я
С CQ
н
о
Си
с
о
Си «
со £
ь §
CD Н
CQ
is*
CQ CD S
Л л

I
53
е
н
ь|
о> К
сп я
ь 2
о со
88
И s
>>
со
• н
S ч
о) к
к
р. -УО
О
^§
о» сб К
сг м
cd S Г,Г
су
.4
*4 Л
t "Ч
. У
л
и.
|л1
л
Л!
33
14 И ЭХ О ojsf
90

Я СО
Си Си
С VO
О
О <D
я си
со с
со
Си
о ^
о
Ч н
£J я
О)
£.5-5
CO I
о- •
CD ^
I 8 j
_ Си
И СУ со
g н С
н о ж у
2 со И S
К X CQ
s а §
CD ^ 5
ш я s
£ я си
о ч я
CD CD Си
tr Я И
8 с:
1*
О
ч
О?
я
Си
к
о
S.I
о
н
с?
92

(табл. 8), также в основном предназначены для преобразования тем-
пературы среды Э в скважность генерируемых импульсов y или в ве-
личину /(зап.
В табл. 14 для всех схем ИПТ, представленных в табл. 13, при-
ведены обобщенные формулы для определения основных импульс-
ных параметров, в которые преобразуется температура среды 0.
Формулы даны для линейных и нелинейных разрядных цепей. Здесь
же приводятся основные формулы, необходимые для расчета се-
мейств вольт-амперных характеристик линейных и нелинейных тер-
моприемников на основе методик, изложенных в работах [Л. 13, 22].
Преобразователи ИПТ\—ИПТ^ (табл. 13) построены на основе
типовой схемы 1 (табл. 2), особенности которой были рассмотрены
в первой главе. Схемы отличаются друг от друга количеством термо-
приемников и местом их включения, диапазоном работы и чув-
ствительностью.
Схема ИПТи представленная в табл. 13, описана в [Л. 2].
Принцип действия данного преобразователя основан на изменении
параметров времязадающей цепи ReiC\ и R6nC2 пропорционально
изменению температуры контролируемой среды. Термоприемники
(терморезисторы) в данной схеме ИПТ\ включены в качестве рези-
сторов Rq\ и R§2 и находятся в среде с контролируемой температу-
рой 0. В этом случае схема предназначена для преобразования из-
меряемой температуры в частоту / электрических прямоугольных
импульсов (соответственно и в период Т генерируемых импульсов).
Данная схема ИПТ\ может быть применена и для преобразования
290 310 330 °К 290 310 330 °К
а) 6)
Рис. 21. Зависимости, характеризующие работу ИПТ\.
температуры среды 0 в скважность генерируемых импульсов у или
в величину коэффициента заполнения /(зап. В этом случае следует
использовать либо резистор Reu либо резистор (#62-
Термоприемники в рассматриваемой схеме преобразователя ИПТ
могут быть включены и в качестве конденсаторов С. Зависимость
генерируемой частоты / в функции контролируемой температуры 0
/=-ф(0) в этом случае аналогична включению резистора Re. Вклю-
чение одновременно резистора Re и конденсатора С как термоприем-
ников увеличивает чувствительность схемы. Это расширяет возмож-
93

я
VO
• л « 6
<o £ 5 o-
g x §
v ~ о
cd к 5
CD
slls
СиЧ rt
с »=t я
О О fl>
д я о
о £ «
о S л
о- Я я
° л н
° «в 2
О Си О
3 £ Н
л 5j g я
<=5 5 S cd
О Л CD В
н я н
2
й>
н
су
о
ОС
Си £
су Я
£ <у
5 05
CD Си
£ g
о
я
CD
В
Я
<У ,п
я Я
CD В
S аз
в g
Си-*
CD
i S.2
^ о
VO
• о «
) я
1 я
> о
; - со
5 я л
" о я
) о в
: я t=t
о
о
я
а ■
0 I
1 ,
Я ■
о -
I
X
<0 ^
ос
X
X
с
S
CM
СО
vo £
94

о
СО •
я с
я I
ч о
S °
я >>
СО ю
с >*|
2 *§
я « я
И К U3
<D Я Ч
Sri Я <L>
ill
с <и ж
л s о
я о ч
н я
о
»ЯС<
<U
ч S
2 =
о- о>
С я
Си
с
»я g
о VO
я <и
CQ Си
со Н
8 <и
а и
Си
8*г
СО О И ь
^ н £ ч о
я
я
я - а
си 3
Ьп? 5 о
Си g СО
к 2 §
^ § 5 5 о
со Си О со
С С Я С О
О
е-
о
8 *
I
I
!
Си
сгэ
еа
«
1+
СО-
S3
оо
со £
S
jq
си
о
о
н
CD
О
Е-*
'—-
-—.
tq
см
tq
tq
W
ем
•*
I
еб
I
+ +
СП
Е-
К
Ж
— tq
^q
II в
к X
х ~
+ +
+
со Н
со н
к
+
ад
+
Я
95

ный диапазон работы схемы и улучшает форму выходного прямо-
угольного импульса.
На рис. 21,6 представлены графики зависимостей генерируемой
частоты / (кривая 1) и периода Т (кривая 2) от измеряемой тем-
пературы G.
Схема построена на ключевых транзисторах Т{Г2 типа П104
с коэффициентом усиления Рмин = 10, термодиодах типа Д7Г, вклю-
ченных вместо резисторов Re\Re% конденсаторах СХС2 емкостью
2 500 пф и коллекторной нагрузке RK, равной 20 ком, напряжение
источника питания £п=20 е.
Минимальная частота генерации, при которой, удовлетворяется
условие #к=£/(Рмин/б.миН), соответствует частоте f = 1 ООО гц.
Здесь Рмин — минимальный коэффициент усиления ключевых тран-
зисторов; /б.мин — минимальный ток базы этих транзисторов, кото-
рый соответствует минимальной измеряемой температуре.
Динамический диапазон работы такого устройства определяется
выражением (44) при резисторной коллекторной нагрузке RK и ра-
вен примерно двум для данной схемы и для тех исходных элементов,
которые в ней использованы. В этом случае диапазон измеряемых
температур мал (290—315 °К). Для расширения динамического диа-
пазона работы схемы в качестве коллекторной нагрузки следует либо
взять нелинейный элемент типа Ri, либо использовать ключевые
транзисторы TiT2 с более высоким коэффициентом усиления рМии.
В схеме ИПТ2, представленной в табл. 13, использована нелинейная
коллекторная нагрузка RK типа Ri (транзистор Г3Г4) с одновремен-
ным применением шунтирующих диодов (Д4—Д4), которые введены
в схему с целью снижения коэффициента насыщения ключевых
транзисторов Т\Т2.
Для данной схемы динамический диапазон расширяется при-
мерно в 10 раз [см. выражения (45) и (46)], что позволяет измерить
температуры порядка 290—340 °К. В схеме ИПТ2 использованы де-
лители R\R2 и R3R4, которые служат для выбора соответствующего
режима работы коллекторных транзисторов Г3Г4 (транзисторы типа
П101). Влияние изменения температуры окружающей среды, в кото-
рой находится преобразователь, практически на качестве работы
преобразователя не сказывалось. Это объясняется малыми значе-
ниями обратных токов запертых электронно-дырочных переходов
ключевых транзисторов Т{Г2 (коллекторного и базового), которые
на несколько порядков были меньше минимальных базовых токов,
определяемых температурой измеряемой среды.
Применяя методику, изложенную в работах [Л. 13, 22], можно
провести аналитический расчет зависимости /=^(6), а также про-
вести предварительный расчет всего преобразователя. Расчет пре-
образователя сводится к выбору ключевых транзисторов, подбору
соответствующих емкостей и коллекторной нагрузки, определения
динамического диапазона работы устройства, построения выходной
частотной характеристики, учета влияния изменения температуры
окружающей среды в заданном диапазоне и учета влияния колеба-
ния питающего напряжения. Для расчета необходимо знать значе-
ния минимальной измеряемой температуры, минимальной частоты
генерации, вольт-амперной характеристики термодатчика, измерен-
ные при двух значениях температуры и двух значениях падения на-
пряжения на термодатчике.
Рассчитанный динамический диапазон работы подобного пре-
образователя может оказаться несколько ниже реального. Это
96

объясняется тем, что режим работы преобразователя выходит за
пределы, определяемые условиями /\>к=£/(Рмин/б.мин). В этом слу-
чае ключевой режим работы транзисторов Ти Т2 нарушается, что
нежелательно, так как при этом ухудшается температурная ста-
бильность схемы и стабильность схемы по напряжению.
На рис. 21,6 (график /) показаны графики разброса выходной
характеристики /=,ф(6) при колебании питающего напряжения
±10% от номинального.
Если в качестве термоприемников Яб&б2 в рассматриваемых
схемах использованы полупроводниковые терморезисторы, то при
расчете ИПТ можно воспользоваться методикой, рассмотренной
в [Л. 22]. Применительно к рассматриваемому случаю
р ^б.макс.
^к.мин — (3 >
Рмин
здесь Рмин — минимальный коэффициент усиления ключевого тран-
зистора Т\Т2\
#б = #оо ехР ("г); ]
•In
(75)
Яб.мин^оовхр (rj^);
( вмин )'
Яб.макс = ^оо ехР
(76)
где 0 — текущее значение измеряемой температуры; 6i и 02 — значе-
ния температуры, при которых определены значения сопротивления
терморезистора Ri и R?;
В
In Rt.uuu = In Rw + -0-
ln /?б.макс = In + q
В
маке
В
1п/?б.мин -
В
1п#л
(77)
1п/?б.:
■1пЯ„
ДО — Омакс—OmhhJ
T=\AR6C;
л макс — .макс*-»»
Т'мин^ 1,4/?б.мин^;
/макс :
1
7-365
1 макс
97

Схема ИПТ3, представленная в табл. 13, отличается от предыду-
щих ИПТ наличием четырех термоприемников, включенных в каче-
стве коллекторного RK и базового резистора Re. Чувствительность
данной схемы аналогична предыдущим схемам преобразователей и
зависит только от термочувствительности используемых приемников.
Данная схема преобразует значение температуры 9 в частоту или
период генерируемых импульсов. Термоприемники, включенные в ка-
честве коллекторных резисторов, использованы в данной схеме толь-
ко для расширения динамического диапазона работы преобразовате-
ля за счет автоматического поддержания насыщения ключевых тран-
зисторов на одном уровне. Все термоприемники находятся в одина-
ковой среде.
Использование в схемах преобразователей термоприемников на
основе электронно-дырочного перехода n-р (например, транзисторов),
включенных вместо базовых резисторов Re, позволяет повысить пре-
образовательную чувствительность схемы. Для расширения динамиче-
ского диапазона работы в этом случае вместо коллекторного резисто-
ра RK необходимо включение элемента с такими же термочувстви-
тельными свойствами, как термоприемники с электронно-дырочным
переходом n-р. Удобнее всего вместо резисторов Re и RK исполь-
зование транзистора противоположной структуры по отношению
к используемым ключевым транзисторам. Схема подобного преобра-
зователя представлена в табл. 13 в виде ИПТ4. Применение термо-
триода вместо резистора Re и RK позволяет повысить чувствитель-
ность схемы по сравнению со схемой ИПТ$, в которой были исполь-
зованы терморезисторы. Включение термоприемников вместо рези-
сторов Ri и Rz, входящих в состав делителей напряжения R\R2 и
RzRb обеспечивающих необходимый начальный режим транзисто-
рам ТЪТ4, позволяет повысить преобразовательную чувствительность
схемы по сравнению с только что рассмотренным случаем. При этом
транзисторы Г3Г4 используются в качестве промежуточных усилите-
лей. Включение термоприемников вместо резисторов R2, R4 позво-
ляет получить близкую к предыдущему случаю чувствительность схе-
мы. Приращение выходного импульсного параметра при этом полу-
чается с противоположным знаком по отношению к предыдущему
случаю. Если для контроля температуры 61 использовать в качестве
термоприемников резисторы Ru R3, а для контроля температуры 82
применить в качестве термоприемников резисторы R2R4, то схема
в этом случае приобретает возможность преобразования разности
температур двух сред в частоту генерируемого импульса.
Одним из условий нормального функционирования данной схемы
является равенство температурных коэффициентов приемников, ис-
пользуемых в базовых и коллекторных цепях, равенство коэффи-
циентов усиления Р транзисторов TzT4.
Расчет ИПТ, построенных на основе мультивибраторов типа один
(ИПТ\—ИПТ4), не представляет особых затруднений. К известным
способам расчета мультивибраторов следует добавить методику рас-
чета семейств вольт-амперных характеристик полупроводниковых
элементов согласно [Л. 13, 22] с учетом сказанного в гл. 1 по осо-
бенностям работы отдельных схем мультивибраторов.
На рис. 22 представлена схема ИПТ, построенная на основе
мультивибратора типа 1 (табл. 2) с термотриодами Г3, Т4 и с линей-
ной коллекторной нагрузкой RK. Применение в схеме термотриода
вместо термодиодов позволяет получить более высокую термочув-
ствительность, возможность настройки на заданный режим работы —
98

возможность работы в различных диапазонах измеряемой темпера-
туры, более высокую стабильность по напряжению. Термотранзисто-
ры TzTi и ключевые транзисторы Th Т2 должны быть противополож-
ной структуры. Делители R'\Rf2 и R"vR"2 введены в схему для осу-
ществления возможности ее настройки на заданный режим работы.
Кроме того, они позволяют стабилизировать работу схемы при коле-
баниях питающего напряжения Е.
Для получения возможности преобразования широкого диапазо-
на контролируемых температур в схеме использована переменная
коллекторная нагрузка RK, переключаемая в зависимости от диапа-
Рис. 22. Схема ИПТ на основе мультивибратора
первого типа табл. 2.
зона измеряемых температур одновременно с переменными резисто-
рами R'2, R"2. Рассмотрим основные соотношения, определяющие
работу данной схемы как преобразователя. Период Т и частота ге-
нерации / устройства в случае симметрии схемы определяются со-
гласно
2СЕ
Т--
I Раз
/
Раз
2СЕ
Ток разряда /раз в данном случае является коллекторным то-
ком транзистора Тг(Т4) и в соответствии с этим определяется:
/раз = Р/б,
откуда для малых приращений получаем:
А/зар = РЛ/б,
где Р — коэффициент усиления транзисторов Т3(Т4)\ /б—базовый
ток транзисторов Г3, Г4.
Приращение тока базы можно представить в виде
99

где #д — Динамическое сопротивление базы рассматриваемого тран-
зистора. Ток базы /б и соответственно коллекторный ток /к транзи-
стора Тз(Т4), который определяет разрядный ток /раз при условии
пренебрежения малым падением напряжения отсечки тока базы и
замене нелинейного сопротивления базы линейным Яд, выразится
в виде
f U™ _ ER9 .
Rjs. ^д (#э + R2) 9
I
Кэ + #2 '
v**-Rz (R* + R*)'
Изменение уровня питающего напряжения Е на величину АЕ=
=kEE, где kE определяет степень изменения напряжения питания,
приводит к изменению значения напряжения смещения VCm в соот-
ветствии с
А
Rq + R2
откуда можно получить изменение тока базы и разрядного тока
А/ AER*
$EkER9
А/раз = #д(Яэ + Я2) '
где
Л| + /?д #
Изменение периода генерируемых колебаний запишется:
Подставляя в данное выражение полученные выше зависимости
и проводя некоторые простейшие преобразования, получаем выраже-
ние для периода генерации при условии изменения питающего на-
пряжения на величину AE = kEE:
т 2С/?Д (/?, + /?,) _ 2CRAR* + R*)
Из последнего выражения следует, что колебания питающего
напряжения не сказываются на периоде генерируемых импульсов,
а соответственно и на частоте генерации. (В реальных условиях не-
которая зависимость параметров Т и / от колебания питающего на-
пряжения наблюдаться будет, что определяется неучетом нелинейно-
сти входной характеристики транзистора ТгТА.)
Для рассмотренной ранее схемы преобразователя период гене-
рации зависит от колебания питающего напряжения, что следует
100

из йЬфа>кения
т 2СЕ п \ь\
1 Е±ЬЕ- /раз U ±*£)'
Диапазон работы данной схемы преобразователя можно менять
за счет одновременного изменения значения резисторов R2 и RK, что
позволяет расширить динамический диапазон работы устройства за
счет изменения насыщения транзистора Т{Г2.
Для расчета температурной характеристики /=^(0) может быть
применена методика, рассмотренная в [Л. 13] применительно
к термотранзисторам. Методика основана на расчете температурной
характеристики /pa3=^(0) при заданном начальном токе базы тран-
зисторов Г3Г4. В данной схеме термопреобразователя термоэлемент
может быть включен и в цепь делителей Ri\R2.
Для повышения чувствительности преобразования в настоящее
время широко используют метод промежуточного усиления [Л. 15],
как, например, в схеме ИПТ4, если термоприемники включать в це-
пи делителей напряжения RnR2 и R$R4. Вместо биполярных транзи-
сторов в подобных схемах ИПТ удобно применять полевые транзи-
сторы, отличающиеся высокоомным входом. В табл. 15 показаны
некоторые схемы ИПТ с полевыми транзисторами, включенными
в разрядные цепи. В данных схемах не учитывается насыщение клю-
чевых транзисторов Т{Г2.
Проведем краткий анализ этих схем. Схема 1 построена на осно-
ве полевого транзистора с МОП-структурой, обладающего /г-каналом
и работающего в режиме обогащения. Используемые полевые тран-
зисторы Т3Г4 управляются напряжением, снимаемым со средней точ-
ки термоуправляемого делителя напряжения #1, R2.
В табл. 16 показаны основные типы применяемых в настоящее
время полевых транзисторов и их сток-затворные характеристики.
Ток стока можно выразить через крутизну сток-затворной характе-
ристики 5, напряжение питания Е и значения статических сопротив-
лений делителя напряжения
/«=Sf/-=-^fbr- <78)
В данной схеме термоприемники могут быть включены как
в одно из плеч делителя напряжения, так и в оба вместе. В зависи-
мости от этого схема ведет себя по-разному. В табл. 15 для каждо-
го из возможных случаев включения термоприемника в цепь делите-
ля напряжения показан характер получаемой в эотом случае выход-
ной частотной характеристики.
Из представленных графиков следует, что рассматриваемая схе-
ма может быть использована как термопреобразователь температуры
измеряемой среды, а также термопреобразователь температур двух
сред. В случае использования термоприемников, расположенных
в одной измеряемой среде, в обоих плечах делителя напряжения ге-
нерируемая частота не зависит от измеряемой температуры 0.
В качестве ключевых транзисторов Т{Г2 применены транзисторы
типа п-р-п. Применение полевых транзисторов Г374, обладающих вы-
соким входным сопротивлением, позволяет обойтись одним термо-
управляемым делителем напряжения.
101

102

104

Схема 2 преобразователя аналогична только чтб рассмотренной.
Отличие в том, что в этой схеме использован полевой транзистор
МОП-структуры с каналом типа р, работающим в режиме обогаще-
ния, что позволяет применить в качестве ключевых транзисторов би-
полярные транзисторы типа р-п-р. Ток стока полевого транзистора
определяется согласно записанному выше выражению. Частота гене-
рации имеет следующий вид:
f= 2С(/ч\ + #2) • (79)
Термоприемники включаются так же, как и в предыдущей схеме
(табл. 15).
В схеме 3 использованы полевые транзисторы с каналом я-типа
(транзисторы ТъТь), работающие в режиме обеднения. Включение по-
левых транзисторов в этом случае несколько отличается от ранее рас-
смотренных. Отличие состоит в том, что затвор относительно истока
должен находиться под отрицательным потенциалом. При наличии
одного источника питания этого можно добиться за счет включения
в цепь истока дополнительного сопротивления Rz{Ra)< В этом случае
напряжение смещения на затворе определяется:
Um = IcR3- Rf+Rt • (80)
Ток стока в этом случае может быть выражен:
ESR1
/с== + ' (81)
а частота генерации устройства в случае его симметричности
f ЗД,
Г - 2С(1 — 5/?3) (Rt + R2y
В данной схеме термоприемник может быть включен либо в одно
Ио плеч делителя напряжения RvR2, либо вместо резистора Rz(R&).
Характер изменения частоты генерации, получаемый при соответ-
ствующем включении термоприемников, показан в табл. 15. Как
следует из графиков, характер изменения частоты генерации в за-
висимости от места включения термоприемника не меняется для
разных схем.
Использование в разрядных цепях МОП-транзисторов с каналом
р-типа, работающим в режиме обеднения, показано на примере
схемы 4 табл. 15. В качестве ключевых транзисторов Т{Г2 использо-
ваны биполярные транзисторы типа п-р-п. Характер изменения часто-
ты генерации в зависимости от места включения термоприемника
в схему показан в табл. 15. Частота генерации определяется так же,
как и в предыдущей схеме. В случае применения линейных термо-
приемников, как следует из данного выражения, она не зависит от
колебания питающего напряжения.
В схеме преобразователей могут быть использованы и полевые
транзисторы с электронно-дырочным переходом. Учитывая, что дан-
ные транзисторы могут работать только в режиме обеднения,
включать их в схему при наличии одного источника питания следует
105

аналогично схемам 3 и 4 (табл. 15), причем транзисторы с р-каналом
по схеме 4, а транзисторы с /г-каналом — по схеме 3.
Представленные схемы термопреобразователей могут быть ис-
пользованы для измерения малых девиаций температуры с охватом
всего динамического диапазона работы (порядка единиц градусов
и даже долей градусов).
Рассмотрим схему 1 (табл. 15).
Сток-затворная характеристика используемого полевого тран-
зистора представлена на рис. 23,а. Схема построена на следующих
элементах: ключевые транзисторы Т{Г2 типа ПН с коэффициентом
усиления Р=50, конденсаторы CVC2 емкостью 0,0025-Ю-6 ф, кол-
лекторная нагрузка #к=4 ком, сопротивление i?i = 125 ком. Термо-
датчик включен в делитель напряжения вместо резистора R2. В ка-
честве термодатчика использован -полупроводниковый диод типа
Д7Г, включенный в обратном направлении, температурная характе-
ристика тока насыщения которого представлена на рис. 21,а. Мини-
ма
1,0
0,5
1с
/
Е
■го
и
/
>
, i
Н
и9
кги,
б
Ч
г
f
в
О Ч 8 12 16 6 290 295 300 °К
а) 6)
-8-
0)
Рис. 23. Преобразователь с оптическими свя-
зями.
мальная измеряемая температура соответствовала 0Мин=29О К,
максимальная 0макс = 305°С. Выходная частотная характеристика
/=<ф(0), соответствующая рассматриваемому случаю, представлена
на рис. 23,6.
Диапазон измеряемых температур можно регулировать с по-
мощью переменного резистора Ru Например, при значении сопро-
тивления /?i = 32 ком диапазон измеряемых температур меняется
от 0мин=330° до 0макс=346°К, причем выходная статическая ха-
106

рактеристика f=t|)(6) практически совпадает с представленной на
рис. 23,6.
Диапазон измеряемых температур можно значительно умень-
шить, если в качестве подстрочного сопротивления Ri использовать
нелинейное сопротивление типа Ri. Для удобства настройки схемы
на требуемый диапазон измеряемых температур можно использовать
фотодиод Ди находящийся в оптической связи со светодиодом Д,
включенным последовательно с подстроечным резистором R4y пока-
занным на рис. 23,0.
11. Фотопреобразователи
К импульсным фотопреобразователям ИФП относятся устрой-
ства, преобразующие световой поток Ф или освещенность е
в импульсный параметр. Все сказанное в предыдущем параграфе
о принципах построения и схемном выполнении ИПТ полностью
относится и к ИФП. В схемах могут быть использованы фоторези-
сторы ФР, фотодиоды ФД, фототранзисторы Ф7\ фотополевые тран-
зисторы ФПТ и другие известные фотоприемники.
Схемы ИФП, построенные на основе мультивибраторов типа 1, 2
(табл. 2, 3), особенности которых рассмотрены в гл. 1, представлены
в табл. 17. Здесь световой поток Ф (или освещенность е) преобра-
зуется в частоту генерируемых импульсов /. Фотоприемники вклю-
чаются как непосредственно в цепи разряда вместо резисторов Re,
так и в цепи управления промежуточных преобразующих элементов,
в качестве которых использованы полевые транзисторы с изолиро-
ванным затвором и полевые транзисторы с затвором типа п-р,
а также биполярные транзисторы.
Схема ИФП\ (табл. 17) преобразует разность световых потоков
Ф\ и Ф2, воспринимаемых фотодиодами Д\ и Д2, в частоту генери-
руемых импульсов /. Фотодиоды Д\ и Д2 образуют фоточувствитель-
ный делитель напряжения [Л. 6], который управляет полевыми тран-
зисторами Т3Ть с изолированным затвором и каналом типа р,
работающим в режиме обогащения. Схема обладает высокой чувстви-
тельностью по входному сигналу, но диапазон работы ее сравни-
тельно мал, так как определяется насыщением ключевых транзисто-
ров ТХТ2.
Подобного недостатка лишена схема ИФП3 (табл. 17). В данном
преобразователе для расширения диапазона работы при сохранении
высокой чувствительности применен способ, позволяющий автома-
тически поддерживать степень насыщения ключевых транзисторов
ТХТ2 на одном уровне. Это достигается за счет включения в качестве
коллекторной нагрузки транзисторов Г5Г6, управляемых делителями
напряжения Д3 и Д4, Дз и Д5, причем фотодиоды Д3, Дь Дъ воспри-
нимают световой поток Ф2, а три других — световой поток Фь Фото-
диоды Дз—Дб на чувствительность схемы влияния не оказывают.
Для подстройки схемы в делителях может быть использован пере-
менный резистор; #Ф#4 и ИФП5 построены на неуправляемых фото-
приемниках (фоторезисторах и фотодиодах), которые включены
вместо резисторов Rei и Re2.
Зависимость частоты генерации f от внешней освещенности 8
при постоянной внешней температуре и постоянном значении питаю-
щего напряжения для подобных фотопреобразователей показана на
рис. 24,а. Каждая кривая соответствует определенному типу фото-
107

приемника: кривая 1 — фоторезистору типа ФСК-1, кривая 2 — фото-
резистору типа ФСК-2, кривая 3 — фотодиоду типа ФДЗА, кри-
вая 4 — фотодиоду типа КФДМ. Для ф^оторезисторов разметка мас-
штаба дана слева от оси частот /; для фотодиодов — справа от нее.
Схема была испытана при температуре окружающей среды 20 °С и
значения питающего напряжения 20 в. Емкость С взята равной
0,001 • Ю-6 ф.
Фотопреобразователи могут быть построены и на основе мульти-
вибраторов с отрицательным напряжением смещения на базы ключе-
вых транзисторов. Схема подобного преобразователя представлена
в виде ИФП9 в табл. 17.
В данной схеме фотоприемники (фоторезисторы типа ФСК-1)
включены вместо базовых резисторов #б. Резистор i/?=200 ком,
емкость Ci = C2=0,001 • Ю-6 ф. Схема была проверена при температу-
V 0,8
и*
f
3 ~f
if
т 1
1г
4^
e
К2Ц
О ZOO ¥00 ЛК О ZOO ¥00 ЛК
a) d)
Рис. 24. Выходные характеристики фотопреобразователя.
ре окружающей среды 20 °С и напряжении питания 20 в. Зависи-
мость генерируемой частоты / в функции внешней освещенности. 8
для рассматриваемой схемы представлена на рис. 24,6. Сравнивая
полученный график с аналогичным графиком на рис. 24,а (кри-
вая /), видно, что чувствительность последнего значительно выше,
чем в первом случае.
Для сравнения свойств различных схем преобразователей мож-
но пользоваться как понятием абсолютной чувствительности, так и
понятием относительной чувствительности. Под абсолютной чувстви-
тельностью понимают приращение сигнала (частоты /) на выходе
схемы к соответствующему приращению входного сигнала (освещен-
ности е). В соответствии со сказанным абсолютная чувствительность
для рассматриваемого случая выразится:
&f /макс f мин /опч
af=~Te 1 ~е ' (82)
ае емакс емин
Чувствительность фотопреобразователя ЯФЯ4 будет равна ct/ =
= 15 гц/лк (см. рис. 24,а, кривая 2).
Под относительной чувствительностью понимают отношение
относительного изменения сигнала на выходе схемы (>Д/У/) к отно-
109

сительному изменению сигнала на входе схемы (Ае/е):
Л-
f _ в Af_
01 - Ае f йе '
(83)
Относительная чувствительность для указанной схемы будет рав-
на а=0,75. Для преобразователя ИФП9 эти показатели соответствен-
но равны ct/=88 гц/лк и а=1,75.
Для преобразования малых приращений светового потока или
внешней освещенности [Л. 6] могут быть предложены более слож-
ные схемы фотопреобразователей с промежуточным усилением. По-
добному преобразователю соответствует схема ИФПю, представлен-
ная в табл. 17. Преобразователь построен на основе мультивибратора
типа 1 (табл. 2) с ключевыми транзисторами TiT2 типа n-p-п. Вместо
базовых резисторов Rz\R§2 использованы полевые транзисторы Г3Г4
с каналом р-типа и электронно-дырочным затвором. Напряжение на
затвор каждого транзистора снимается со средней точки фоточув-
ствительного делителя напряжения, подключенного к отдельному
источнику питания Е2.
Если делитель напряжения образован фотоприемниками, напри-
мер фотодиодами Д1Д2, размещенными в средах с различной осве-
щенностью, то данный фотопреобразователь позволяет преобразо-
вывать в частоту или период генерируемых импульсов разницу
световых потоков или освещенности. Это возможно, так как при
использовании однотипных фотоприемников уровень напряжения,
снимаемого с делителя, зависит в основном только от разности
освещенности или световых потоков, воздействующих на фотоприем-
ники. Вместо одного из фотоприемников может быть использован
подстроечный резистор R. В этом случае схема позволяет преобра-
зовывать в частоту или период генерируемых импульсов значение
освещенности или светового потока.
Схемы ИФП2 и ИФП6 (табл. 17) построены с использованием
управляемых базовых сопротивлений /?б, причем вместо базового
резистора У?б применен фотополевой транзистор ФПТ (Г3Г4) в схе-
ме ИФП2, а в схеме ИФПв использован фототранзистор ФТ (Г3Т4)
со смещением.
Схема ИФП7 (табл. 17) интересна тем. что в ней в качестве
фотоприемников ФП применен фотодиод Д, работающий в генера-
торном режиме. Фотодиод Д включен на вход полевых транзисто-
ров Г3Т4 с каналом типа р и затвором n-р, используемых вместо ба-
зовых резисторов
Фотопреобразователь ИФП8 характерен тем, что диапазон рабо-
ты его не зависит от насыщения ключевых транзисторов Т{Г2. Это
достигается применением в схеме ИФП& управления по уровню на-
пряжения заряда £3ар хронирующих конденсаторов С. Период сле-
довании генерируемых импульсов С в подобной симметричной схеме
определяется:
2С 2С
Т = 7— £зар = stj— "ст. (84)
'Раз &из.и
где напряжение стабилизации UCT определяется делителями напря-
жения R\R2 и R3R4', S — крутизна сток-затворной характеристики
полевых транзисторов Г3Г4; £/3.и — напряжение между затвором и
ПО

источником используемых полевых транзисторов Т3Т4. Ток разря-
да /раз, определяемый полевыми транзисторами, постоянен. Транзи-
сторы Т5Т6 использованы в качестве управляемых стабилитронов,
напряжение стабилизации которых <£/Ст управляется в зависимости
от светового потока, воспринимаемого фотоприемниками ФЯ, вклю-
ченными в цепь делителей напряжения R1R2 и RzR4.
Во всех схемах ИФП (табл. 17) диапазон работы, за исключе-
нием оговоренных случаев, может быть расширен либо за счет диа-
пазонного изменения значения коллекторного резистора RKi либо
путем введения в коллекторную цепь сопротивлений, управляемых
преобразуемым световым потоком.
Кроме рассмотренных выше фотопреобразователей с двумя
времязадающими цепями могут быть построены ФЯ с одной время-
задающей цепью. Подобные преобразователи строятся на основе
блокинг-генераторов, в которых положительная обратная связь
с выхода на вход генератора осуществляется с помощью импульсно-
го трансформатора. Блокинг-генераторы БГ отличаются высокой
скважностью генерируемых импульсов, а наличие трансформаторно-
го выхода позволяет получить на выходе преобразователя амплитуду
выходного импульса, превосходящую по величине значение напря-
жения источника питания. В БГ длительность импульса, который
соответствует открытому состоянию транзистора, определяется
в основном временем перемагничивания сердечника импульсного
трансформатора. Время промежутка между импульсами (время за-
крытого состояния транзистора) определяется временем разряда
конденсатора по цепи: земля, вторичная обмотка трансформатора,
конденсатор, базовый резистор Re, минус источника питания. Кон-
денсатор разряжается от уровня, определяемого напряжением на
вторичной обмотке трансформатора, и стремится перезарядиться
до уровня источника питания. В момент времени, когда напряжение
на обкладках конденсатора становится равным нулю, происходи!
отпирание транзистора Т. Процесс отпирания транзистора происхо-
дит лавинообразно, что обспечивается наличием положительной
обратной связи. В этот момент конденсатор быстро заряжается до
уровня, определяемого напряжением на вторичной обмотке транс-
форматора, через открытый переход эмиттер—база. В момент,
когда происходит полное насыщение сердечника трансформатора,
индуктируемая э. д. с. на вторичной обмотке становится равной
нулю, начинается разряд конденсатора. Под действием разрядного
тока конденсатора транзистор запирается. Основные способы управ-
ления параметрами генерируемых электрических импульсов следую-
щие: а) изменение времени разряда конденсатора посредством изме-
нения параметров конденсатора С или резистора Re; б) изменение
уровня насыщения сердечника трансформатора, что можно осуще-
ствить изменением тока базы транзистора в его открытом состоянии
или изменением тока постоянного подмагничивания сердечника
трансформатора при помощи дополнительной обмотки подмагничива-
ния; в) при наличии нелинейной цепи ReC управление возможно
изменением значения напряжения источника питания и изменением
значения э. д. с, индуктируемой на вторичной обмотке трансформа-
тора, за счет изменения числа витков вторичной обмотки; г) изме-
нением магнитных свойств сердечника трансформатора; д) за счет
изменения напряжения смещения на базу ключевого транзистора Т.
В табл. 18 представлены некоторые схемы ИФП, построенные на
основе транзисторных блокинг-генераторов с управлением по цепи
111

Таблица 18
N/N Сх
2
0-
i
N/N
5 j
С
J
Схема
*•
0
ijiC
0 ^
0
■III
1
► 0
1С
If,
;—
з 0-г-
иR
0-4—
+
ill
7
1С
j
in
12* *
+
1С
* £
a
0 *
48
1С

разряда. Все представленные схемы ЙФП предназначены для пре-
образования светового потока Ф в частоту / генерируемых импуль-
сов (при этом всегда изменяется и скважность y) путем изменения
длительности паузы tn между генерируемыми импульсами. Управ-
ляющим элементом в цепи разряда использовано базовое сопротив-
ление Rq, в качестве которого применены фоторезисторы ФР, фото-
диоды ФД, фототриоды ФТ, фотополевые транзисторы ФПТ.
В схемах преобразователей ИФП^ и ИФП2 (табл. 18) вместо ба-
зовых резисторов Rq использованы фоторезисторы ФР и фотодио-
ды ФД. Чувствительность подобных преобразователей определяется
только чувствительностью используемых фотоприемников ФП.
Более чувствительными являются схемы преобразователей
ИФПЪ и ИФП4. В качестве фотоприемников в них использованы
фототранзисторы ФТ (ИФП&, транзистор Т2) и фотополевые транзи-
сторы ФПТ (ИФП4, транзистор Т2) со смещением. Применение ука-
занных ФП со смещением повышает стабильность их работы, соот-
ветственно и стабильность всей схемы.
Для увеличения чувствительности ИФП может быть применен
метод промежуточного преобразования (усиления), как это и сдела-
но в схемах преобразователей ИФП% и ИФЛт. В данных преобразо-
вателях вместо базового резистора Rq использован полевой транзи-
стор Т2 с изолированным затвором (МОП-транзисторы).
В рассматриваемом случае полевые транзисторы Т2 выполняют
роль промежуточных преобразователей светового потока, восприни-
маемого фотоприемником, включенным в цепь управления полевого
транзистора. Цепь управления полевого транзистора Т2 создается
делителем напряжения, в одно из плеч которого и включается ФП.
Делитель напряжения ДТг построен на нелинейных элементах типа
Ri (фотодиод Д, транзистор Гз), что позволяет увеличить чувстви-
тельность делителя по напряжению (под чувствительностью по на-
пряжению следует понимать отношение приращения выходного на-
пряжения делителя AU, снимаемого с плеча Д к вызвавшему его
внешнему возмущению АЛ"). В качестве нелинейных элементов
в делителе применен фотодиод Д и биполярный транзистор Г3.
По своим свойствам оба преобразователя ИФПв и ИФП7 очень
близки. Отличаются они составными элементами схемы. В ИФП в
применен МОП-транзистор Т2 с каналом /?-типа, работающий в ре-
жиме обогащения. В ИФП7 применен МОП-транзистор с каналом
/г-типа, также работающий в режиме обогащения. Для указанных
на схемах включений фотодиодов Д генерируемая частота / будет
пропорциональна воспринимаемому световому потоку Ф.
Схема преобразователя ИФП5 отличается от предыдущих тем,
что в ней использован фотодиод Д, работающий в генераторном ре-
жиме. Фотодиод Д подключен к затвору полевого транзистора T2l
используемого вместо резистора Rq. Полевой транзистор 7г имеет
канал типа р и затвор на основе электронно-дырочного перехода.
Преобразователь ЯФЯ8 позволяет преобразовывать в частоту
генерируемых импульсов разность световых потоков Ф\ и Ф2, вос-
принимаемых фотодиодами, включенными в цепь управления напря-
жением затвора полевого транзистора Г2 с изолированным затвором.
Наличие делителя напряжения на основе двух фотодиодов Д\ и Д2
обеспечивает высокую чувствительность к изменению значения раз-
ности световых потоков Ф\ и Ф2. При неизменных световых потоках
Ф\ и Ф2 или при изменении их в одну сторону напряжение на за-
творе полевого транзистора не меняется.
8—365
113

Так же как и ё рассмбтренных быше схемах преобразователей
ИФП на основе мультивибраторов, в данных схемах ИФП может
быть в качестве фотоприемников использован конденсатор С (фото-
конденсатор), а также совокупность конденсатора С и базового ре-
зистора #б.
12. Преобразователи информации низкоомных датчиков
Одной из важных задач измерительной техники является необ-
ходимость преобразования в импульсный параметр сигнала, сни-
маемого с низкоомного датчика. В предыдущих параграфах были
рассмотрены преобразователи, построенные на основании использо-
вания высокоомных датчиков.
Если чувствительный элемент является низкоомным, то исполь-
зование его непосредственно в разрядных цепях невозможно. Необ-
ходимо обязательное преобразование электрического сигнала, сни-
маемого с низкоомного датчика, в параметр разрядной цепи (ток
разряда, значение сопротивления базового резистора Яб) или в пара-
метр цепи смещения, цепи заряда или цепи перезаряда. Удобнее
всего осуществить указанную операцию с помощью усилительных
элементов с высокоомным входом. Таким элементом, например,
является полевой транзистор с изолированным затвором (МОП-тран-
зистор) и полевой транзистор с электронно-дырочным затвором п-р.
В табл. 19 представлен ряд схем импульсных преобразователей
ИП, позволяющих преобразовывать информацию, снимаемую с низко-
омного моста, в частоту генерируемых импульсов. Схемы построены
на основе мультивибраторов типа 1 (табл. 2).
Схема преобразователя ИПи представленная в табл. 19, обеспе-
чивает преобразование в частоту генерируемых импульсов / напря-
жение MJ разбаланса измерительного моста, построенного на рези-
сторах R\—Я*. Вместо резисторов Яб применены полевые транзи-
сторы Гз, Та, с изолированным затвором и каналом типа п.
Измерительный мост запитан от отдельного источника питания Е2
постоянного тока. Полевые транзисторы с изолированным затвором
могут работать в режиме обеднения либо в режиме обогащения либо
в обоих режимах одновременно. Если полевой транзистор может
работать как в одном, так и в другом режимах, то в подобных пре-
образователях можно преобразовывать в частоту генерируемых
импульсов разбаланс измерительного моста обоих знаков. Если
используемый полевой МОП-транзистор с каналом /г-типа работает
в режиме обогащения, то схема реагирует только на отрицательное
напряжение разбаланса моста, если полевой транзистор работает
в режиме обеднения, то схема реагирует на положительное напря-
жение разбаланса моста. Качественная картина зависимости гене-
рируемой частоты от напряжения на затворе полевого транзистора
представлена в табл. 19 для рассматриваемой схемы ИП\. Чтобы
преобразователь мог чувствовать разбаланс обоих знаков (при
использовании полевых транзисторов, работающих только в одном
режиме), необходимо на затвор полевого транзистора ТЪТ± при на-
пряжении разбаланса Д£/=0 подать предварительное напряжение
смещения U3. Подобный принцип использован в ЯЯ3, в котором, как
и в ИПи применен полевой транзистор Т3Т4 с каналом типа п, рабо-
тающий в режиме обогащения. Напряжение на затворе данного поле-
114

Таблица 19
8*

вого транзистора определяется:
Ut = U№±bU= RR£Rs ±Ш. (85)
где знак «плюс» соответствует отрицательному приращению, а знак
«минус» соответствует положительному приращению. Если в схеме
данного преобразователя использовать полевой транзистор, работаю-
щий в режиме обеднения, то для создания напряжения смещения на
затвор полевого транзистора потребуется третий источник.
Преобразователь ИП2 по своим свойствам полностью аналоги-
чен схеме ИПи но построен на других схемных элементах. В частно-
сти, использованы МОП-транзисторы Т3Т4 с каналом типа р и клю-
чевые транзисторы Т{Г2 типа п-р-п. Графики, характеризующие ка-
чественную картину преобразования напряжения разбаланса моста
в частоту, представлены в табл. 19 для соответствующих случаев
схем преобразователей. Смещение на затворы полевых транзисторов
в схеме ИП2 может быть создано таким же способом, как и в схеме
##3. Применение в аналогичных схемах преобразователей вместо
базовых резисторов полевых транзисторов с каналом типа п или р,
но работающих в режиме обеднения, требует наличия дополнитель-
ного источника питания (если необходимо обеспечить напряжение
смещения на затворы транзисторов).
В ряде случаев уровень сигнала, снимаемого с измерительного
моста, недостаточен для получения соответствующей чувствительно-
сти преобразования. В этом случае требуется дополнительное усиле-
ние сигнала. В качестве примера можно привести схему преобразо-
вателя ИП4 (табл. 19). Отличие этой схемы от предыдущих
заключается в применении двух дополнительных МОП-транзисторов
Г5Г6, аналогичных транзисторам ТЪТ4. В принципе здесь могут быть
использованы любые другие типы полевых транзисторов, в частности
с затвором электронно-дырочным. Оба эти транзистора создают
управляемый делитель напряжения. Управление осуществляется по
цепи затвора одного из этих транзисторов напряжением разбаланса,
снимаемым с измерительной диагонали моста R\—#4. Напряжение
с делителя Т$Т% подается на затвор разрядных транзисторов
ТЪТ4. Подстроечный резистор i/?5 используется для настройки дели-
теля T5Tq на заданный режим работы.
13. Импульсные преобразователи влажности
Измерение и контроль влажности является одной из актуальных
задач современной измерительной и преобразовательной техники. Су-
ществует ряд принципов контроля влажности. Один из них —
емкостный. Сущность его заключается в том, что при измерении
влажности используется зависимость диэлектрической проницаемо-
сти материала конденсатора, а соответственно и емкости от значения
влажности среды, в которой он находится. Это позволяет строить
импульсные преобразователи влажности при включении подобного
конденсатора во времязадающие цепи. Недостатком подобного прин-
ципа является малая точность преобразования подобных преобразо-
вателей, что определяется зависимостью емкости конденсатора как
от температуры окружающей среды, так и от значения влажности.
Разделить их между собой достаточно трудно.
116

Более приемлемым является способ, основанный на использова-
нии линейных и нелинейных свойств полупроводниковых терморези-
сторов. Известно, что в нелинейном режиме терморезистор работает
в области перегрева своего тела относительно окружающей среды.
Температура перегрева зависит от коэффициента рассеивания термо-
резистора. Увеличение коэффициента рассеивания приводит к умень-
шению температуры перегрева, а уменьшение коэффициента рассеи-
вания приводит к увеличению температуры перегрева. Изменение
влажности характеризуется изменением значений коэффициентов
рассеивания (увеличение влажности приводит к увеличению коэф-
фициента рассеивания и наоборот). Сопротивление полупроводнико-
вого терморезистора при "работе в линейном режиме {Л. 22] зависит
только от значения температуры окружающей среды. Выбрав соот-
ветствующие участки вольт-амперных характеристик терморезисто-
ров, работающих в разных режимах, включим их в цепь делителя
напряжения. Если участки выбраны правильно, изменение сопротив-
ления терморезисторов, работающих в линейном и нелинейном ре-
жимах при изменениях окружающей температуры, будет одина-
ковым. Это значит, что напряжение, снимаемое с делителя с его
средней точки, не будет изменяться при изменении температуры
окружающей среды. В то же время изменение влажности окружаю-
щей среды приводит к изменению сопротивления терморезистора,
работающего в нелинейном режиме, в то время как сопротивление
терморезистора, работающего в линейном режиме, остается неиз-
менным. Это приводит к изменению напряжения, снимаемого с де-
лителя, пропорционально изменению влажности окружающей
среды.
Рассмотренный принцип контроля влажности может быть
использован при построении импульсных преобразователей влажно-
сти. Некоторые схемы преобразователей представлены в табл. 20,
где для каждой схемы показаны ее преобразовательные характери-
стики. Схема ИП\ (табл. 20) позволяет преобразовывать влажность
в частоту f или период Т генерируемых импульсов. В зависимости
от места включения терморезистора, работающего в нелинейном
режиме, в цепь делителя напряжения R\R2 преобразователь ИПХ
обеспечивает либо пропорциональное преобразование влажности
(R2 работает в нелинейном режиме), либо обратно пропорциональ-
ное преобразование (R\ работает в нелинейном режиме). Схема ИПХ
при общей простоте обладает недостатками, присущими всем схемам
преобразователей, построенным на основе мультивибраторов типа 1
(табл. 2): ограниченный рабочий диапазон, связанный с насыщением
ключевых транзисторов схемы. От этого недостатка свободна схема
преобразователя ИП2 (табл. 20). Она управляется по напряжению
заряда £3ар хронирующих конденсаторов CiC2 и диапазон ее работы
не зависит от уровня насыщения ключевых транзисторов. Диапазон
работы Определяется уСЛОВИеМ /раз.мин^4ар.макс, ГДе ^зар.макс —
максимальное время заряда конденсатора в данной схеме. Делитель
напряжения, измеряющий влажность окружающей среды, включает-
ся на вход схемы (делители R3R4 и RsRg). Напряжение делителя,
снимаемое с его средней точки (напряжение их), управляет уровнем
напряжения заряда соответствующего хронирующего конденсатора.
Схема позволяет преобразовывать влажность как в частоту f или
период Г, так и в значение скважности у. В первом случае термо-
резисторы, работающие в линейном режиме, включены в качестве
резисторов R4Re или RtRs, а работающие в нелинейном режиме —
117

в" Качестве резисторов $3i/?5 или #4$ б соответственно. Транзисторы
Г57б работают в качестве управляемых стабилитронов.
Схема ИПг по своим свойствам близка только что рассмотрен-
ной, но позволяет получить более широкий диапазон изменения
в случае преобразования влажности в скважность генерируемых
импульсов. При этом терморезисторы, работающие в линейном и
нелинейном режиме должны включаться следующим образом. Когда
терморезисторы R$ и Re работают в нелинейном режиме, терморези-
сторы R4 и i/?5 работают в линейном режиме и наоборот.
14. Преобразователи магнитного поля
Импульсные преобразователи ИП могут быть с успехом исполь-
зованы и для преобразования индукции В (напряженности) магнит-
ного поля. С необходимостью измерения параметров магнитного
поля приходится часто сталкиваться при измерениях скорости, уско-
рения, перемещения, деформации, внутренних усилий в металлах
и т. д.
В качестве датчика магнитного поля широкое применение нашли
датчики Холла (ДХ). В них выходной сигнал в виде э. д. с. пропор-
ционален индукции В магнитного поля, в котором находится датчик
(при условии, что ток, протекающий по токовой цепи датчика, по-
стоянен). Датчик Холла является источником напряжения с малым
внутренним сопротивлением. Уровень выходного сигнала датчика
порядка нескольких десятков милливольт. Включение датчика непо-
средственно в разрядные цепи мультивибратора невозможно.
В табл. 21 приведено несколько принципиальных электрических
схем ИП магнитного поля при использовании в качестве чувстви-
тельных элементов датчиков Холла. Схема ИП\ является наиболее
простой и обычной. Схема преобразует значение индукции В магнит-
ного поля, в котором находится датчик, в ток разряда конденсато-
ра /раз и соответственно в частоту / генерируемых импульсов. Вы-
ходные зажимы датчика Холла включены в цепь затвора полевых
транзисторов Г3Г4 с электронно-дырочным переходом, работающим
в режиме обеднения. Напряжение предварительного смещения U0
необходимо для установки начального разрядного тока. Токовая
цепь датчика Холла может быть подключена через переменный огра-
ничительный резистор к источнику питания Е\. Зависимость генери-
руемой частоты от индукции магнитного поля В для этого же случая
представлена в табл. 21.
Значение индукции магнитного поля В может быть преобразова-
но в значение скважности генерируемых прямоугольных импульсов
(табл. 21, схема ИП2).
Отличительной особенностью схемы ИП2 является использова-
ние в разрядных цепях полевых транзисторов Г3Т4, используемых
вместо резисторов #б, причем полевой транзистор Г3 имеет затвор
электронно-дырочный и работает в режиме обеднения, а транзи-
стор Т4 имеет изолированный затвор и работает в режиме обогаще-
ния. Датчик Холла включается в цепь затвора полевых транзисто-
ров Г374. Напряжение U0 служит для выбора первоначального тока
разряда /р. Токовая цепь датчика Холла может быть включена через
ограничительный переменный резистор к источнику питания Ех. Не-
достатком подобного преобразователя является ограниченный диа-
пазон работы,^ определяемый насыщением ключевых транзисторов
120

о, ^
S
со
К 3 S
g £
2 я cdQQ О
2 О. ее _
2 в вв-э- р
a as п о
о . а- " «
аГ^Г и
Я * Is
« В о - в
7 S s 8*3
4
/
о *
§~
H CQ
s _
OS'S
1ЧРМЭХЭ
I2i

схемы Т{1\, а также сравнительно невысокая преобразовательная
чувствительность схемы.
В табл. 21 (схема ИП3) приведена принципиальная электриче-
ская схема преобразователя, обладающая высокой преобразователь-
ной чувствительностью и широким диапазоном работы, не завися-
щим от насыщения ключевых транзисторов Т{Г2. Схема управляется
по напряжению заряда хронирующих конденсаторов СХС2. Ток раз-
ряда /Р устанавливается с помощью переменных резисторов Я3Я4,
которые определяют напряжение на затворе полевых транзисто-
ров TZTA. С помощью делителя напряжения R\R2 устанавливается
постоянное значение напряжения заряда конденсатора С\. Транзи-
сторы Т5Т6 используются в качестве управляемых стабилитронов,
напряжение стабилизации которых определяется напряжением меж-
ду базой и коллектором этих транзисторов. Делитель напряжения,
образуемый полевыми транзисторами 7Vr8, является нелинейным.
Коэффициент чувствительности подобных делителей по напряжению
определяется динамическим сопротивлением составляющих элемен-
тов (транзисторов). Резистор Re служит для выбора рабочего ре-
жима данного делителя. Выходные зажимы датчика Холла включе-
ны в цепь затвора транзистора Т7. Токовая цепь датчика Холла через
ограничительный переменный резистор Rs подключена к источнику
питания схемы Е.
В зависимости от выбранного режима схема обеспечивает либо
пропорциональное преобразование значения магнитного поля в ча-
стоту f, либо в обратно пропорциональное преобразование. Соот-
ветствующие поясняющие графики представлены в табл. 21. Схема
может обеспечивать и преобразование значения индукции магнитно-
го поля В в значение скважности генерируемых импульсов Y- На
базе рассмотренных ИП магнитного поля может быть создан широ-
кий класс ИП неэлектрических величин.
15. Преобразователи на основе мультивибраторов с омическими
связями между базами транзисторов
Выше были рассмотрены преобразователи (табл. 5, тип 4) на
основе мультивибраторов с коллекторно-базовыми связями и отри-
цательным смещением на базы ключевых транзисторов Т{Г2.
В табл. 22 представлена схема преобразователя ИПХ на основе
мультивибратора с прямой омической связью между базами ключе-
вых транзисторов Т{Т2, близкая по своим свойствам схеме мульти-
вибратора типа 4 (табл. 5), но отличается от нее меньшим количе-
ством элементов. Прямая омическая связь между базами транзисто-
ров Т{Г2 осуществляется с помощью резистора R. Заряд
хронирующего конденсатора осуществляется через открытый пере-
ход база—эмиттер одного из транзисторов и коллекторную нагрузку
другого (закрытого) транзистора. Уровень перезаряда конденсатора
характеризуется значением напряжения £о=£пер, определяемого де-
лителем напряжения R5R (RaiR для конденсатора С{ и R, Re2 для
конденсатора С2). Падением напряжения на открытом базовом пере-
ходе пренебрегаем. Цепи перезаряда конденсаторов СХС2 представ-
лены в табл. 22, где также показан график переходного процесса
при перезаряде конденсатора.
Если резисторы RqR рассматриваемой схемы ИП\ линейны, то
при анализе свойств данной схемы можно воспользоваться следую-
123

ч
\о
СО
Н
+
I
ос
-э- -э-
8 ^
QC
ос ^
coo
ос g
ос
+
ос
Of
+
о?
+
+
с?
II
о?
+
+
о S
s s
4 в*
„ о
cv о к
S "
о ч
I ь
к р
CQ Г
о S
8
Я
S
CQ
У
о я
й X о
Й со я
S « Cf
vo s
ш
^ S
00 о о
о ч g
^ Чч
' СП
о
! « *
8
Си Я Я
s 5 «
5. * о
£ о
я vo
2 Я
* ч
2
*8
124

щими зависимостями:
Dr R*(R + R**) . р, R62 (R + Rtt) ,я~
Кб1^~ Rti + Rt2 + R 9 Нб2~ R6i + R*2 + R9 т
где R'eu Rf62 — значения базовых сопротивлений транзисторов Т\Т2,
определяющие их статический режим работы (характеризуют уро-
вень базового тока).
Значение напряжения Е0, характеризующее уровень напряжения
перезаряда конденсатора С, может быть выражено в виде
Еп
RE
R6 + R '
Разрядное сопротивление #Раз может быть определено:
R* = Яраз = ^ (87)
и представляет собой параллельное включение резисторов Re и R.
Длительность генерируемых импульсов t и время заряда конденса-
тора ^зар для рассматриваемой схемы мультивибратора выражается
в виде
t = СРраз In 2£ >
^зар ~5uRkC
Наличие отрицательного напряжения смещения на базу каждого
ключевого транзистора повышает стабильность работы преобразо-
вателя при наличии нестабильности параметров отдельных элемен-
тов схемы. Так как ток базы ключевого транзистора создается па-
раллельным включением резисторов Re\ и Res, то при одном и том
же исходном значении сопротивления резистора Re (по сравнению
со схемой мультивибратора типа 1) можно уменьшить значение
коллекторной нагрузки Як, что позволяет улучшить форму выход-
ного прямоугольного импульса.
Данная схема генератора может быть использована в качестве
звена-модулятора ИП неэлектрических величин (например, темпера-
туры, освещенности, деформации, влажности, индукции магнитного
поля и т. д.). При этом воспринимающий элемент может быть вклю-
чен несколькими способами. Во-первых, в качестве резисторов Re',
во-вторых, в качестве резисторов R\ в-третьих, в качестве резисто-
ров Re и R; возможно также использование в качестве чувствитель-
ных элементов ключевых транзисторов TiT2, их коллекторной на-
грузки RK и конденсаторов С, причем как по отдельности, так и
вместе.
Проведем краткий анализ работы данной схемы мультивибрато-
ра, используемого в качестве звена-модулятора ИП неэлектрических
величин, и оценим влияние на стабильность ее работы изменения
температуры окружающей среды и колебаний питающего напря-
жения.
Влияние температуры сказывается двояким образом. Во-первых,
изменяется значение уровня напряжения заряда конденсатора С;
во-вторых, изменяется значение уровня напряжения перезаряда кон-
130

денсатора Е0=Епер. На значение уровня заряда конденсатора влияет
ток /ко закрытого коллекторного перехода транзистора Т\Т2у а на
значение уровня напряжения перезаряда Е0=ЕПер влияет значение
тока /бо закрытого базового перехода. Уровень напряжения заряда
£зар и уровень напряжения перезаряда £пер в зависимости от обрат-
ных токов коллекторного и базового переходов в функции температу-
ры окружающей среды 9 с учетом методики, изложенной в [Л. 13],
может быть представлен в следующем виде:
/ В В \
£зар = Е — /к0/?к = Е — #К/К0Н1 ехр (т ); (88)
RE _ RE
+ Rthom ехр
где /конь и /бон1 — обратный ток насыщения коллекторного и базо-
вого переходов при температуре Оь
В соответствии с указанными зависимостями длительность гене-
рируемых импульсов t выразится:
/ ГО In ^заР + ^пеР гт> . £ + £пеР — АЕ + А£пеР
* = С/?Раз In 2£пер = CtfPa3 In 2 (£пер + д^ер) , (90)
где АЕ и Д£пер характеризует изменение уровня заряда и перезаря-
да конденсатора С.
Учитывая, что значение сопротивления коллекторного резисто-
ра RK значительно меньше значения сопротивления базового резисто-
ра /?б и что /ко~/бо, значением АЕ в выражении (90) можно пре-
небречь, тогда
In £ + ^пеР + А£пер
r_Ctfpa3in 2(£пер+Д£пер) •
Из последнего выражения следует, что с ростом значения тем-
пературы 0 период генерируемых импульсов T—tl-\-t2 уменьшается,
вследствие чего возрастает частота генерации f.
Для расчета основных импульсных параметров схемы могут быть
использованы зависимости, представленные в табл. 5 для мульти-
вибраторов четвертого типа, к которому очень близок рассматривае-
мый генератор. В соответствии со сказанным можно считать, что
в симметричной схеме генератора скважность генерируемых импуль-
сов у и значение коэффициента /Сзап не зависят от изменения тем-
пературы окружающей среды.
В схеме генератора с линейными цепями перезаряда значение
напряжения перезаряда £пер:
Е ER
прямо пропорционально уровню питающего напряжения Е. В соот-
ветствии с этим длительность генерируемых импульсов t не зависит
ст уровня напряжения питания Е:
t = CRHf In (l
У* 131

Рассмотрим возможности применения данного генератора в ка-
честве звена-модулятора ИП неэлектрических величин. Выясним,
каким образом удобнее включать воспринимающие элементы неэлек-
трических величин в схему ИП на основе рассматриваемого мульти-
вибратора. В данном случае можно говорить о следующих возмож-
ных случаях включения приемников в схему: в качестве резисторов
Яб и Я, конденсаторов С, транзисторов Т{Г2, коллекторной нагруз-
ки Як.
При анализе работы схемы следует учитывать, к какому виду
(нелинейных или линейных) сопротивлений можно отнести исполь-
зуемые чувствительные элементы. Отметим следующие случаи: а) ли-
нейное сопротивление Я; б) нелинейное сопротивление типа Яг,
в) нелинейное сопротивление типа Яи. Большинство известных чув-
ствительных элементов неэлектрических величин могут быть отнесе-
ны к указанным трем видам сопротивлений.
Используем в качестве чувствительных элементов линейные со-
противления. К подобным элементам можно отнести, например, тер-
морезистор в линейном режиме, фоторезистор. Включим указанные
элементы в схему ИП вместо резисторов Яб. Пусть ими будут термо-
резисторы, работающие в линейном режиме. Оценим термочувстви-
тельные свойства данной схемы ИП й схемы ИП, построенного на
основе мультивибратора типа 2 (табл. 2) с аналогичным включением
термоприемников (все сказанное полностью приемлемо и для фото-
приемников) .
Длительность генерируемых импульсов t в рассматриваемой схе-
ме ИП и сравниваемой схеме ИП может быть выражена:
Фаз ш о/7 „ >
/=0,7С#б.
Здесь сопротивление i?pas является функцией температуры и
определяется согласно (87), где Яб — сопротивление термоприемни-
ка. Напряжение перезаряда £Пер также является функцией темпера-
туры. В соответствии с последним выражением длительность гене-
рируемых импульсов i рассматриваемой схемы ИП характеризуется
наличием двух термозависимых членов, а период генерации исход-
ной схемы ИП характеризуется только одним термочувствительным
элементом. Это положение должно обеспечить данной схеме пре-
образователя более высокую термочувствительность по сравнению
с исходной схемой рис. 22,а при включении термоприемников вместо
элемента Яб. Следует учитывать, что значение Е0 изменяется про-
порционально росту температуры измеряемой среды 0 при использо-
вании термоприемников с отрицательным температурным коэффи-
циентом.
Для расчета подобного преобразователя требуется иметь ряд
данных. Например, должны быть заданы термоприемники, тип, их
температурная характеристика, диапазон изменения температур,
частотный диапазон работы схемы. Далее следует задаться значе-
нием сопротивления Я. После этого можно приступить к расчету
основных параметров схемы. Коллекторная нагрузка Як может быть
132

выбрана с учетом (86)
Ак1~ Р HR6i + R*2 + R)
о ^62 _ R*2(R + R6i)
*к2~ Р " P№i + /?6i + «)
(91)
где Р — минимальный коэффициент усиления выбранных транзисто-
ров Т{Г2.
Следующим этапом является определение верхней допустимой
частотной границы рассматриваемого генератора. Границу характе-
ризует время, необходимое для полного заряда конденсатора, кото-
рое определяется из условия ^раз.мин^зар.макс Далее производит-
ся расчет зависимости £зар = ф(0) и по ней определяются все осталь-
ные параметры. Если значение *раз.мин=^зар.макс будет лежать
внутри заданного температурного диапазона, следует ввести второй
рабочий диапазон. Для этого необходимо уменьшить значение рези-
стора Rk в соответствии с подстановкой в (91) значения Re, при
котором было получено условие £раз.мин = ^зар.макс, а также можно
уменьшить значение R. К сказанному следует добавить, что расчет
выходной статической характеристики ^=-ф (9) или /=<ф(9) может
быть проведен аналитическими методами. В случае использования
терморезисторов приемлема методика расчета температурной харак-
теристики термоприемника #=я|5(0), изложенная в работе [Л. 22].
Применение указанной методики позволяет получить длительность
генерируемых импульсов t в функции измеряемой температуры 0:
CRR„ exp -j- 2R + RQ0 exp -f-
'= - g-ln £ , (92)
R + tf00exp-y
где 0 — текущее значение измеряемой температуры; В и Re* — по-
стоянные параметры, определяемые согласно
Mi - #i
в = 02_01 1пТ?7 щ
21 21 (93)
#оо = #i ехР
Здесь Ri и #2 — значения сопротивления терморезистора, изме-
ренные на температурах 0i и 02. Для схемы ИП, построенной на
основе мультивибраторов типа 1 (табл. 2), длительность генерируе-
мых импульсов выразится:
* = 0,7С/^ехр(-!-\ (94)
Определим диапазон изменения длительности импульса t при
изменении температуры от 0Мин до 0Макс для рассматриваемой схе-
мы ИП и для исходной. При этом воспользуемся значением дина-
мического параметра
. ^макс
bf=-f '
133

где /макс соответствует минимальной температуре 8Мин; /мин-
максимальной температуре Эмакс.
С учетом (92) запишем значение Д* в следующем виде:
В
w
^+^ooexP"i:
• expY-А г~г) X
у °мин °макс J
мин
In
X ■—в <95>
* + *~ехр ТйГ-
ln -
или
R + /?макс
in—5—
1П jj
где Ямин соответствует бмакс", Ямакс соответствует 9мин, а для
схемы ИП, построенной на основе мультивибратора типа 1а
(табл. 2), имеем:
( в В \
;ехр -s s )• (96)
\ °мин °макс J
Первый сомножитель в выражении (95а) меньше единицы, тре-
тий сомножитель больше единицы. В целом рассматриваемая схема
чувствительней исходной схемы ИП в
R -f- /?макс
In 5
R + #маке , R + #мин
ln-
R
Пример. Рассчитаем выходную статическую характеристику и
определим динамический диапазон работы преобразователя по сле-
дующим данным: Д=3 000°К; #=100 ком; (/?Макс = Ю0 ком; #Мин =
= 53,5 ком; еМин=300°К; 0Макс = 32О°К; С=1 000 пф. Определяем
значение Roo и производим расчет выходной статической характери-
стики ^^(О)" по формулам (92), (94). По характеристике £=i|)(0)
рассчитываем зависимость /=i|>(0). Рассчитанные зависимости t=
=i|)(0) и /=г|р (0) для обоих схем ИП представлены на рис. 25 со-
ответственно в виде кривых IV и / для исходной схемы ИП и кривых
// и /// для рассматриваемой схемы ИП. Оценка чувствительности
обеих схем показывает, что последняя схема чувствительнее исход-
ной в 1,5 раза.
Включим воспринимающий элемент, например терморезистор,
вместо резистора R. Проведем анализ основных свойств рассмат-
134

риваемой схемы ИП при указанном включении чувствительных
элементов. Для этого воспользуемся выражением (87) /=
= С#Раз In (l+i?6/2#).
С учетом указанных выражений длительность генерируемых
импульсов может быть записана:
/ = г» 1П
1+ R
где сопротивление резистора R является термочувствительным.
Из последнего выражения видно, что разрядное сопротивление
и значение логарифма при колебаниях контролируемой температуры
50
¥0
30
го
10
\к *
—с
>И
) I
>ш
9
сек
х10"3
0,05
0,04
0,03
0,02
0,01
300
305
310
315
320
Рис. 25. Выходные характери-
стики преобразователя на
основе мультивибратора с ба-
зовой омической связью.
изменяются в противоположные стороны. В соответствии с этим
рассматриваемая схема ИП при включении чувствительного элемента
(термоприемника) в качестве резистора R является менее термо-
чувствительной по сравнению со случаем включения чувствительного
элемента в качестве резистора Rc. При определенных условиях мож-
но получить достаточно полную термостабилизацию схемы.
Вернемся к ранее рассмотренному примеру. В качестве резисто-
ра R используем терморезистор с параметрами £=3 000°К; Лмакс =
= 100 ком; /?мин=53,5 ком; 0Мин=ЗООоК; 0Макс = 320°К; Яб =
= 100 ком. Полученная для этого случая зависимость tf=i|)(0) пред-
ставлена пунктиром на рис. 25 в виде кривой VI. Следовательно,
включение термоприемника в качестве резистора R можно использо-
вать для термостабилизации преобразователя, если чувствительные
элементы неэлектрических величии включены в качестве резисто-
ров Re.
В табл. 22 для схемы преобразователя ИП\ показаны качествен-
ные выходные зависимости f=ty(X)t где X— входной неэлектриче-
ский параметр для различных мест включения чувствительных эле-
ментов в схему. Чувствительные элементы относятся к классу
линейных сопротивлений и имеют отрицательный коэффициент.
135

Здесь же приведены основные формулы для определения парамет-
ров схемы ИПи которые отличны от соответствующих параметров
в схеме ИП, построенного на основе мультивибратора первого ти-
па, основные расчетные зависимости для которого представлены
в табл. 2.
Рассмотрим возможности применения в качестве чувствительных
элементов в схеме преобразователя ИП\ нелинейных сопротивлений
типа Ri, к классу которых относятся полупроводниковые диоды
з обратном включении, фотодиоды, транзисторы и т. п. В целом свой-
ства рассматриваемой схемы ИП от включения чувствительных эле-
ментов подобного класса вместо резисторов R6R по сравнению со
случаем использования линейных чувствительных элементов не ме-
няются. При расчете следует учитывать нелинейные свойства приме-
няемых сопротивлений. Это в первую очередь проявляется в трудно-
сти применения аналитического метода расчета основных парамет-
ров и характеристик схемы. Основной метод расчета в данном слу-
чае—графоаналитический (с учетом допущений, о которых было
сказано в § 1, можно в этом случае использовать и аналитические
методы расчета). Применяя известные методики расчета семейства
вольт-амперных характеристик [Л. 13] термодиода или используя се-
мейство вольт-амперных характеристик применяемого элемента
типа Ri при различных температурах окружающей среды, снятых
экспериментально, можно получить зависимость £3ар=,Ф(Э) графи-
ческим способом. Применяя методы расчета переходных процессов
в нелинейных RiC цепях, производим расчет зависимости /=г|>(9) и
по ней всех остальных параметров и характеристик схемы.
Следует отметить некоторые особенности, связанные с примене-
нием сопротивлений типа Ri в указанных схемах. Если в качестве
сопротивления типа Ri применены элементы с одним электронно-
дырочным переходом (полупроводниковый диод в обратном включе-
нии), то следует включать два аналогичных элемента навстречу друг
другу (в том случае, если они включены вместо резисторов R). Дру-
гая особенность подобной схемы — применение в качестве чувстви-
тельных элементов сопротивлений типа- Hi, включенных вместо
резисторов Rc, и термостабилизирующего резистора типа Ri, вклю-
ченного вместо резистора R, позволяет получить высокую преобра-
зовательную чувствительность схемы при одновременной термоста-
билизации ее.
Схемы подобных преобразователей представлены в табл. 22, где
приведены также качественные зависимости генерируемой частоты
в функции неэлектрического параметра X. Схема ИП2 характери-
зуется применением вместо резистора R нелинейных сопротивлений
типа Ri, например двух полупроводниковых диодов Д, включенных
навстречу друг другу. Подобная схема обладает низкой чувстви-
тельностью.
В схеме, ЯЯ3 в качестве чувствительных элементов применены
полупроводниковые диоды Д в обратном включении, используемые
вместо базовых резисторов Rq. Схема обладает значительно более
высокой преобразовательной чувствительностью, чем схема ИП2.
Длительность генерируемых импульсов в схеме Я/74 может быть
определена зависимостью в виде
t =
С (Е — £деР)
.Д2
(97)
136

где /н.д1. и /н.д2 —токи насыщения соответственно диодов Д\ (вклю-
чены в качестве резистора Я) и диодов Д2 (включены вместо рези-
сторов Яб). Качественные характеристики, отражающие свойства
используемых воспринимающих элементов и свойства всей схемы
в целом, представлены в табл. 22 для рассматриваемой схемы ИП4.
Рассмотрим возможности применения элементов типа Яи в ка-
честве чувствительных в схемах ##, построенных на основе генера-
тора с омической связью между базами ключевых транзисторов.
Наибольший интерес представляет применение стабилитрона с на-
пряжением стабилизации i£/Ct либо вместо резистора Я, либо вместо
резисторов Яб. Остановимся на первом случае (стабилитрон включен
вместо резистора Я). При этом получаем схему генератора, близкую
схеме мультивибратора типа 4в (табл. 5). В соответствии с этим
все зависимости, представленные в табл. 5 для схемы мультивибра-
тора типа 4в, приемлемы и для рассматриваемой схемы генератора,
представленной в табл. 22 в виде ИП5.
В данной схеме ИП5 в качестве резисторов Яб использованы ли-
нейные элементы. Резистор Яд включен для ограничения разрядного
тока. Качественные графики, характеризующие свойства схемы в за-
висимости от места включения чувствительных элементов, представ-
лены в табл. 22 для рассматриваемого случая.
Включим стабилитроны вместо резисторов Яб, а вместо резисто-
ра Я используем элемент типа JRi. Схема #776, представленная
в табл. 22,1 соответствует подобному включению элементов. Рези-
стор Я\ включается для ограничения разрядного тока. В первом при-
ближении длительность генерируемых импульсов t может быть пред-
ставлена в виде
CU
*=^Р=-, (98)
'Раз
где /раз — ток насыщения используемого элемента типа Ri
(диод Д\). Ограничительный резистор Я\ может быть линейным или
нелинейным типа Если резистор Я\ линейный, то его минималь-
ное значение выбирается, исходя из условия
Яг
где /н —ток насыщения элемента типа включенного вместо ре-
зистора Я (диоды Д\).
Качественные характеристики, определяющие свойства схемы
в зависимости от места включения чувствительных элементов, пока-
заны в табл. 22 для рассматриваемой схемы преобразователя.
Если в качестве ограничительного резистора Я\ использованы
нелинейные элементы типа то в этом случае следует выполнить
условие, при котором ток насыщения /нц токового элемента Я
(диод Д\) больше, чем ток насыщения /Н2 токового элемента Яь При
этом длительность генерируемых импульсов t выразится в виде
+ (")
Схема ##7, построенная на указанных элементах, представлена
в табл. 22, где приведены также качественные зависимости генери-
руемой частоты в функции неэлектрического параметра X в зависи-
мости от мест включения чувствительных элементов в схему. В ка-
137

честве элементов типа Ki использованы полупроводниковые диоды
в обратном включении. Подобная схема обладает высокой стабиль-
ностью по напряжению.
Если в качестве ограничительных резисторов R\ и резисторов R
взяты линейные сопротивления, то их следует выбирать согласно
условию
E — UCT Е — UCT
Ri < д-52-- (ЮО)
В этом случае разрядное сопротивление #раз определяется
в основном значением сопротивления резистора R, а длительность
генерируемых импульсов может быть определена:
t=CR\nUcv. (101)
Преобразователь, построенный по схеме ЯЯз, представленной
в табл. 22, отличается от схемы ЯЯ7 наличием управляемых стаби-
литронов типа р-п-р (TzT4). Напряжение стабилизации подобных ста-
билитронов £/Ст определяется напряжением Um, снимаемым с дели-
теля напряжения $ц/?2, и может быть представлено:
Ri + R2
В отличие от предыдущей схемы ЯЯ7 в схеме ЯЯз чувствитель-
ные элементы неэлектрических величин могут быть включены в цепь
делителя напряжения RiR2.
В табл. 22 представлены качественные зависимости f=ty(X) для
различных мест включения чувствительных элементов в схему. Дли-
тельность генерируемых импульсов t определяется в соответствии
с (99) при условии, что /н.дз>/н.дь где /н.дз и /н.д1 — соответственно
ток насыщения диодов Дг и Д\ в обратном включении.
Так же как и в ранее рассмотренных схемах ИП, в преобразо-
вателях на основе генератора с омической связью между базами
ключевых транзисторов Т{Г2 в качестве чувствительных элементов
могут быть использованы конденсаторы С. Для.расширения динами-
ческого диапазона работы схемы ИП может быть использовано
включение в качестве чувствительных элементов коллекторной на-
грузки RK наряду с включением резистора Rq.
Глава третья
СПОСОБЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ОПТИЧЕСКИХ СВЯЗЕЙ
В ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ НЕЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
16. Использование оптических связей для уменьшения числа
приемников
В преобразователях, построенных на основе релаксационных ге-
нераторов с двумя времязадающими цепями с коллекторно-базовы-
ми связями, например мультивибраторов типа 1 (табл. 2), чувстви-
тельный элемент включается обычно в обе времязадающие цепи.
При использовании только одного приемника в подобных преобразо-
вателях ухудшается чувствительность преобразования. Используя
оптические связи, можно при минимальном числе работающих прием-
138

ников получить достаточно высокую чувствительность и стабиль-
ность. В качестве излучателей могут быть использованы, например,
светодиоды, а в качестве приемников излучения — фоторезисторы,
фотодиоды, фототранзисторы и др.
В табл. 23 представлено несколько принципиальных электриче-
ских схем импульсных преобразователей температуры ИПТ, по-
строенных на основе мультивибраторов типа 1 (табл. 2) с одним чув-
ствительным элементом. В схеме ИПТ\ использован терморезистор
#62, светодиод Д и фоторезистор #бь Между диодом Д и фоторези-
стором i?6i существуют динамическая и статическая оптические свя-
зи. Когда происходит перезаряд конденсатора Сг, осуществляется
ДОС. При заряде конденсатора С2 осуществляется СОС. СОС ха-
рактеризуется статическим базовым током /с.т транзистора Т2. Изме-
нение статического тока /с.т, протекающего через излучатель Д> за-
висит от значения сопротивления базового резистора #62 и значения
напряжения источника питания схемы Е:
I с.т — As:
#62 *
где /Сд — ток светодиода Д.
За счет наличия оптической связи между диодом Д и фоторези-
стором l#6i его сопротивление будет зависеть от значения напря-
жения питания Е и значения сопротивления #62- Передаточная ха-
рактеристика указанной оптической пары может быть представлена
в виде
Е
#фр = #т — £и_п/сд = #т — £и_п дб2 » О02)
где Rt—темновое сопротивление фоторезистора #6i; &и-п — переда-
точный коэффициент цепи излучатель-приемник (это значение
в общем случае переменно).
В соответствии с известным выражением для температурной ха-
рактеристики терморезистора [Л. 22] для данного случая можно
записать:
#62 = #о е*Р
где #о — значение сопротивления терморезистора #62 при температу-
ре Of, В — постоянный коэффициент. С учетом последней зависимо-
сти выражение (102) перепишется в следующем виде:
Е f В В \
#ФР = #х - *и-п X" ехР ("8 17") ' (103)
где 0 — текущее значение температуры контролируемой среды.
Статический расчет температурной характеристики фоторези-
стора для данного преобразователя #фР=,ф(0) может быть проведен
графически. Его сущность ясна из рис. 26. На рис. 26,а представлена
температурная характеристика #62=,Ф(0) терморезистора #бг> а на
рис. 26,6 в первом квадранте в виде кривых 1—3 — температурные
характеристики излучателя /Сд=,ф(0), построенные в соответствии
с температурной характеристикой терморезистора #62, соответствую-
щие различным значениям напряжения питания Е цепи, состоящей
139

из последовательно включенных терморезистора и светодиода Д. Во
втором квадранте рис. 26,6 представлена передаточная характери-
стика пары светодиод-фоторезистор (кривой 4), а в третьем квад-
ранте этого же рисунка показаны статические температурные харак-
теристики #фр=,Ф(6) фоторезистора Roi для различных значений
напряжения питания (кривые 5—7). Построение этих зависимостей
показано на примере точки а.
В некоторых случаях желательно иметь динамическую харак-
теристику !/?фр='ф(0» выраженную через параметры цепи излучения,
которая может быть представлена для ЯЯГц в виде
Дфр = _ *и_п/сд = я, _ eipt—J. (104)
где т=(/?б2^2 — электрическая постоянная времени цепи разряда
#62^; t — текущее время. Чтобы воспользоваться выражением (104),
необходимо знать текущее значение коэффициента передачи £и-п.
Динамическая зависимость i?<j>P=i|)(/) сравнительно легко может
260 280 300 320 °К
а)
Рис. 26. Графический расчет характеристики #фр = г|?(0).
быть построена графически при постоянном значении питающего
напряжения Е и постоянном значении измеряемой температуры 0.
Сущность метода ясна из графиков, представленных на рис. 27.
В первом квадранте дана зависимость /сд=,Ф(0 в виде кривой У,
построенной на основе выражения
(105)
Во втором квадранте показана передаточная характеристика
/?фр=,ф(/сд) (кривая 2). Используя обе названные характеристики,
построена зависимость #фР=,ф(^) (на примере точки а) для напря-
жения питания £=10 в, температуры среды 0=300 °К и емкости
141

С = 1 ООО пф. Разметка на рис. 27 дана как в относительных едини-
цах (долях электрической постоянной времени тг), так и в секундах.
В соответствии со сказанным по схеме ИПТ\ (табл. 23) можно
отметить, что ИПТ с оптической связью, построенные на основе ли-
нейных цепей перезаряда, ухудшают свою стабильность по напря-
жению по отношению к аналогичной схеме ИПТ, но без оптической
связи, что объясняется зависимостью тока излучателя от уровня
напряжения питания схемы.
Схема ИПТ2 (табл. 23) построена на линейных (цепь Rq\Cx) и
на нелинейных (цепь Д2С2) цепях перезаряда. В ней в качестве чув-
Ж
MCL
I
zj
0,16
d 0— -
0,1 Z
(1
0,06
/
Repp
1 1
1
f
0,04
t '
Mom
1 i
0,1
Ot4T
¥0
0,8Г,
во;
r/zt
120
1,6 V
160
'1
г
0,4-V
/
/
У
r
ofer
ш1
1
1,ZV
t
Ш
Рис. 27. Графический расчет характеристики
ствительного элемента использован термодиод Д2. Для данного пре-
образователя время разряда конденсаторов Сх и С2 выразится соот-
ветственно в виде /1 = 0,7Cii?6i и t2=CE/In, где /п — ток насыщения
термодиода Д2 (он же и ток светодиода Д1—/Сд).
Выражение (104) можно записать:
%6i = Кф]? = #т — ^H-i/ н-
Из зависимостей для t и Ro\ очевидно, что введение оптической
связи в схему ИПТ с комбинированными цепями перезаряда не ухуд-
шает стабильности схемы по напряжению по отношению к аналогич-
ной схеме ИПТ без оптической связи, но и не улучшает ее.
Схема ИПТ3 построена на основе нелинейных цепей перезаряда
типа RiC Введение оптической связи в данную схему ИПТг не
ухудшает стабильности преобразователя по напряжению. Для схемы
142

ИПТ4 (табл. 23) можно записать следующие зависимости:
С2£
/фд — ^и.г/ш
где /н, /фд, /н.т—соответственно ток насыщения термодиода Дг,
фотодиода Дз и транзистора Г3; $ — коэффициент усиления Г3. Ста-
бильность по напряжению данной схемы аналогична ИПТ% (табл. 23).
Преобразователь ИПТ5 (табл. 23) характеризуется введением
в цепь базы транзистора Г3 фоторезистора #. Для данного преобра-
зователя можно записать:
С2£ .
^2 = ~7 » #ФР = #т ^и-г/н» ^н.т "
•* я
#ФР
(#т ^и-г/н)»
откуда следует, что стабильность по напряжению схемы ИПТ5 выше,
чем схемы ИПТ4.
В схеме преобразователя ИПТв (табл. 23) использована оптиче-
ская связь с помощью световодов между светодиодом Д и фото-
резисторами RkU #61 и /?К2.
В данной схеме ИПТв нали-
чие ДОС уменьшает уровень
насыщения транзистора Ti,
а наличие СОС уменьша-
ет значение сопротивления
коллекторной нагрузки по
цепи заряда конденсатора
С%. Во время заряда кон-
денсатора Ci между диодом
Д и фоторезиетором RK2
действует ДОС, а когда
транзистор Тг открыт —
действует СОС, уменьшаю-
щая его насыщение. Для
уменьшения значения сопро-
тивления коллекторной на-
грузки ори малых значениях
засветки (при малых токах
излучателя) параллельно
фотоприемникам в коллекторные цепи включены
(табл. 23) линейные резисторы R' и R"
Рис.
28. Термопреобразователь
оптическими связями.
в схеме ИПТп
Введением дополни-
тельной оптической связи между излучателем Д и конденсаторами
в схеме ИПТЪ можно добиться увеличения чувствительности схемы
ИПТ по сравнению с ранее рассмотренными.
Схема преобразователя, представленная на рис. 28, характери-
зуется следующими зависимостями:
С2£/Стд2 . ^м^стд*
* 2 — / > 11 — /
/и л = k„
*1 =
Фд — ""и-п' сд
^М^СТД4
/ СП — ^и-гУн>
143

где £/Стд2 и £/СТд4 — соответственно напряжение стабилизации ста-
билитронов Д2 и Д\\ /н, /фд и /н.т — соответственно ток насыщения
термодиода Дз, фотодиода Д\ и транзистора Tz\ Р— коэффициент
усиления транзистора 7з. Из выражения для t\ и /2 следует, что
стабильность схемы по напряжению выше рассмотренных ранее.
В схеме преобразователя ИПТ9 табл. 23 использованы линейные
(цепь ЯьД\С2) и нелинейные (цепь Д2С{) цепи перезаряда конден-
саторов. Для этой схемы имеем ^2=0,7С2#б:
Л&д = K-iJсд — U = ЕС1//фл = С#б/£и_п,
где /фД —ток насыщения фотодиода Д2, откуда следует, что ста-
бильность подобной схемы по напряжению выше, чем схемы ИПТ2
(табл. 23), построенной тоже на линейных и нелинейных цепях пере-
заряда.
Схема преобразователя ИПТю (табл. 23) отличается от схемы
преобразователя ИПТ9 введением фотодиода Д2 в базовую цепь
транзистора Г3. Схема ИПТю по сравнению с предыдущей обладает
более высокой чувствительностью, что и подтверждается следующи-
ми зависимостями:
t1=s^-; t2 = 0t7CR6.
Р^и-п
17. Методы повышения стабильности работы
преобразователей с оптическими связями
Основным недостатком преобразователей, построенных на осно-
ве мультивибраторов типа 1 (табл. 2) при использовании в качестве
разрядных резисторов Rq нелинейных элементов типа RrRu, являет-
ся их низкая стабильность по напряжению, для повышения которой
могут быть использованы оптические связи. Рассмотрим некоторые
возможности их использования. Начнем с преобразователей, по-
строенных на основе мультивибраторов типа 1 (табл. 2).
1. Преобразователь на основе мультивибратора с линейными
цепями перезаряда.
Подобная схема преобразователя обладает хорошей стабиль-
ностью по напряжению и недостаточной термостабильностью, кото-
рая определяется обратными токами запертого ключевого транзи-
стора и зависимостью сопротивления используемых чувствительных
элементов i/?6i<#62 (если применены полупроводниковые элементы) от
температуры. Уменьшить влияние обратных токов базы закрытого
транзистора можно за счет применения в качестве ключевых транзи-
сторов Т{Г2 транзисторов с малым значением этих токов (напри-
мер, кремниевых транзисторов). Для повышения термостабильности
рассматриваемой схемы преобразователя может быть также приме-
нена и оптическая связь. Пример использования оптической связи
для подобных цепей представлен на рис. 29,а, где в качестве сопро-
тивления R применен терморезистор с положительным температур-
ным коэффициентом. В рассматриваемой схеме оптическая связь
может быть реализована также между излучателем Д и обоими
фоторезисторами с помощью световодов. При этом наблюдается
более качественная термостабилизация схемы. Так как ток свето-
диода Д зависит от значения напряжения питания схемы, то ста-
бильность по напряжению рассматриваемой схемы преобразователя
144

в) в)
Рис. 29. Виды оптических связей в преобразователях;
ухудшится. Для того чтобы этого не происходило, в качестве термо-
приемника R с положительным температурным коэффициентом сле-
дует использовать токостабилизирующий элемент.
2. Преобразователь на основе мультивибратора с нелинейными
цепями перезаряда.
а) В качестве разрядных сопротивлений #6i#62 использованы
пассивные элементы типа Ri или активные элементы типа Ri с не-
зависимым источником питания по цепи управления. Стабильность по
напряжению подобного преобразователя может быть улучшена по-
средством схемы, представленной на рис. 29,6, где резистор R
является подстроечным. Если в качестве сопротивления R использо-
вать терморезистор с положительным температурным коэффициен-
том, то можно добиться и повышения термостабильности схемы.
Применение в качестве сопротивления R варистора увеличивает ста-
бильность схемы по напряжению.
Рассмотрим схему рис. 29,в. Делитель напряжения R1R2 и рези-
стор 1/?з обеспечивают необходимое напряжение на затворе транзи-
стора, что определяет ток излучателя Д. Для рассматриваемой схе-
мы можно записать следующие выражения:
ERz в
(*, + /?,) (SR3-\)
SER2
i,-su,- № + ^i)(S/?3_1)
(107)
10-365
145

где S — крутизна сток-затворной характеристики используемого по-
левого транзистора; Е — напряжение питания схемы. Из этих выра-
жений следует возможность стабилизации генерируемой частоты
при колебаниях питающего напряжения за счет соответствующего
изменения напряжения на затворе транзистора Т и соответственно
тока стока /с. Используемый транзистор Т обладает положительным
температурным коэффициентом, что позволяет повысить термоста-
бильность схемы по генерируемой частоте. В случае необходимости
Рис. 30. Термостабильный преобразователь
с оптической связью.
термостабилизирующий элемент может быть включен в цепь управ-
ления напряжения на затворе данного транзистора.
б) В качестве разрядных сопротивлений Яб\Яб2 в рассматривае-
мой схеме ИП использованы управляемые активные сопротивления
типа !/?/, включенные в схему так, как это показано на рис. 29,г
146

(транзисторы Т\ и Т2). Схема с подобным включением элементов
характеризуется хорошей стабильностью по напряжению и низкой
температурной стабильностью. Для увеличения термостабильности
схемы могут быть применены все известные методы термостабили-
зации рабочей точки биполярного транзистора.
в) В качестве разрядных сопротивлений #6i#62 в схеме ИП
использованы варисторы. Стабильность по напряжению подобного
преобразователя недостаточна. Термостабильность схемы определяет-
ся в основном обратными токами /ко закрытого базового перехода
ключевых транзисторов Т{Г2.
Рассмотрим возможности термостабилизации ИП, построенного
на основе мультивибратора с омическими связями между базами
ключевых транзисторов. Схема подобного преобразователя представ-
лена на рис. 30,а. Воздействие оптической связи на значения сопро-
тивлений |/?2#з при изменении температуры окружающей среды
должно быть противоположным по сравнению с изменением этих со-
противлений под воздействием этого же изменения температуры.
В качестве термочувствительного элемента использован токовый эле-
мент (транзистор Тг) с положительным температурным коэффициен-
том. Делитель \RtRs и резистор Re служат для создания соответствую-
щего напряжения смещения на затвор транзистора Г3. Вместо дан-
ного делителя можно использовать дополнительный независимый
источник питания, как это, например, сделано в схеме преобразова-
теля рис. 30,в. В рассматриваемой схеме преобразователя использо-
ваны фоторезисторы с дополнительной подсветкой, осуществляемой
с помощью излучателя Д.
Смысл термокомпенсации с помощью данной схемы заключается
в том, чтобы компенсировать изменение сопротивления фоторезисто-
Ж
Vz lh
ша ]\;
В=300°А
/
/ зХ-А—
0,¥ 1
и !
—г -
6 / I 1
У 1 1
£ Uir-i
0,2 1
1
—
1
1
1
А
Мом 0,3 0,2 0,1 0,5 0,7 Оу9 1,1 В
*1 *z ui иг
Рис. 31. Передаточная характеристика оптрона.
ров R2R3 соответствующим изменением тока излучателя Д. Измене-
ние передаточной характеристики фоторезисторов #фр=,ф(/сд) при
изменении температуры окружающей среды может быть представле-
но в виде соответствующих кривых а и б (рис. 31), каждая из ко-
торых соответствует своей температуре окружающей среды [с воз-
растанием температуры характеристика #фр='Ф(/сд) сдвигается
вниз]. Подобная картина наблюдается при постоянном токе излуча-
теля. Пусть течка 1 определяет первоначальное значение сопротив-
ления фоторезистора R\ при какой-то номинальной температуре 0ь
При увеличении температуры от 9i до 02 значение сопротивления
10* 147

фоторезистора уменьшается от значения R\ до значения R2 (точка 2
на кривой б). Чтобы компенсировать изменение сопротивления фото-
резистора, вызванное колебаниями окружающей температуры, тре-
буется уменьшить ток излучателя от значения 1\ до значения 12.
С этой целью в качестве токостабилизирующего элемента в цепи
с излучателем использован полевой транзистор Т5 с положительным
температурным коэффициентом. Следует отметить, что в области
малых токов термочувствительность такого транзистора уменьшается.
Это накладывает определенные ограничения на применение полевого
транзистора в качестве термостабилизирующих элементов в подоб-
ных схемах. Поэтому в подобных схемах возможно использование
термочувствительного элемента, например терморезистора, включен-
ного в цепь управления напряжения затвора полевого транзистора.
18. Способы расширения диапазона работы преобразователей
с оптическими связями
Выше было отмечено, что для расширения динамического диапа-
зона работы ИП в сторону верхних частот требуется уменьшение
времени заряда хронирующих конденсаторов. При этом необходимо
учитывать насыщение ключевых транзисторов. При работе импульс-
ных преобразователей, построенных на транзисторах, желательно
поддерживать уровень насыщения ключевых транзисторов близким
к постоянному значению во всем диапазоне работы схемы. Этого
можно добиться путем изменения значения коллекторной нагрузки
одновременно с изменением параметров чувствительных элементов,
включенных в разрядные цепи, либо изменением значения питающего
напряжения в соответствии с изменением значения сопротивления
чувствительного элемента, либо того и другого вместе. Для решения
указанных целей с успехом могут быть применены оптические связи:
статические или динамические, что позволяет: а) уменьшать время
заряда конденсатора за счет уменьшения коллекторной нагрузки или
увеличения зарядного тока; б) поддерживать значение насыщения
ключевых транзисторов на одном уровне; в) уменьшать время фрон-
та выходного прямоугольного импульса.
В табл. 24 представлен ряд схем ИП, построенных на основе
мультивибраторов типа 1 (табл. 2) с применением оптических свя-
зей, обеспечивающих решение указанных выше задач. В качестве
чувствительных элементов включены базовые резисторы Re, которые
могут быть как линейными, так и нелинейными; в качестве излуча-
телей — световые диоды, включенные в прямом направлении.
В табл. 24 представлена схема преобразователя ИПи в которой
светодиоды Д\Д2 находятся в цепи перезаряда хронирующих конден-
саторов С\С2. Транзисторы Г3Г4 использованы в качестве коллектор-
ной нагрузки RK ключевых транзисторов Т\Т2. В схеме преобразова-
теля ИП\ динамическая оптическая связь ДОС используется при
перезаряде одного из хронирующих конденсаторов для более уско-
ренного заряда другого хронирующего конденсатора (ДОС суще-
ствует только во время переходных процессов в цепи). Когда
осуществляется процесс пепезаряда одного из конденсаторов, на-
пример Си между диодом Д\ и фоторезистором R\ существует ДОС.
В это же время между диодом Д2 и фоторезистором R2 осуще-
ствляется статическая оптическая связь (СОС), которая не зависит
от переходных процессов в цепи. В момент перезаряда конденсато-
J48

4S 4j
Hi
44
-Me—
таг
an
14
111-
-5)1
14
x
L®

pa Сi зарядный ток конденсатора С2, определяемый транзисто-
ром Г3, увеличивается за счет наличия оптической связи между
диодом Д\ и фоторезистором R\. При перезаряде конденсатора С2
между диодом Д2 и фоторезистором \R2 осуществляется ДОС, а меж-
ду диодом Д2 и фоторезистором Ri осуществляется СОС. Наличие
ДОС между диодом Д2 и фоторезистором \R2 приводит к увеличению
зарядного тока конденсатора Сь Использование оптических связей
в рассматриваемой схеме преобразователя ИП\ позволяет расши-
рить динамический диапазон работы схемы в сторону верхних ча-
стот, увеличить крутизну выходного прямоугольного импульса и по-
зволяет поддерживать насыщение ключевых транзисторов Т{Г2
на постоянном уровне. СОС в данном случае позволяет автоматиче-
ски поддерживать насыщение ключевых транзисторов Т\Т2 на по-
стоянном уровне при изменении значения сопротивления базовых
резисторов #б1#б2- Применение варисторов вместо разрядных рези-
сторов #6i#62 увеличивает эффективность использования ДОС рас-
сматриваемого преобразователя.
Применение составного транзистора в качестве коллекторной на-
грузки использовано в схеме преобразователя рис. 32. Составные
транзисторы Г3Г4 и Т5Те включены в качестве коллекторной нагрузки
ключевых транзисторов Т{Г2. Диоды Д' и Д" использованы для
получения надежного отпирания и запирания составного транзистора
[Л. 15]. Использование составных транзисторов в данной схеме
позволяет значительно увеличить крутизну выходного прямоугольно-
го импульса за счет наличия ДОС в схеме, а наличие СОС позволяет
поддерживать насыщение ключевых транзисторов на постоянном
уровне.
В схеме преобразователя ИП2 (табл. 24) осуществлена оптиче-
ская связь между светодиодом и фотодиодом. Принцип работы дан-
ного преобразователя полностью подобен схеме преобразовате-
ля ИПХ. В схемах преобразователей ИПЛ и ИПЛ (табл. 24) с целью
облегчения настройки схемы на начальный режим работы использо-
ваны переменные резисторы R' и R"% включенные параллельно фото-
приемникам.
Фотоприемники могут быть включены непосредственно в каче-
стве коллекторной нагрузки RK ключевых транзисторов рассматри-
ваемого преобразователя. Схема подобного преобразователя пред-
ставлена в табл. 24 в виде ИП$. Прямое использование в коллек-
150
£
Рис. 32. Преобразователь с оптическими связями.

торных цепях ключевых транзисторов Т\Т2 фотоприемников RK
(фоторезистор), • оптически связанных с излучателями, расположен-
ными в разрядных цепях преобразователя, упрощает его схему. Но
в этих случаях из-за низкого значения коэффициента передачи излу-
чатель-фотоприемник трудно обеспечить необходимое значение со-
противления коллекторной нагрузки. Для облегчения настройки схе-
мы преобразователя на начальный режим работы вводится дополни-
тельный резистор R, включенный параллельно фоторезистору /?к.
В качестве коллекторной нагрузки RK могут быть использованы и
фототранзисторы, как это и сделано в схеме преобразователя ЯЯ6
табл. 24. В отличие от ранее рассмотренных схем каждый фото-
приемник (фототранзистор Т3Т4) в любой момент времени находит-
ся в ДОС с одним из излучателей и в СОС с другим из излучате-
лей. Это увеличивает степень воздействия оптических связей на пара-
метры преобразователя.
В схеме ЯЯ7 (табл. 24) использована дополнительная подсветка
рабочих фотоприемников. С помощью переменного резистора R мож-
но задавать ток излучателей подсветки Д3Д4, оптически связанных
с фотоприемниками R\ и R2. Схема по своим свойствам соответ-
ствует схемам преобразователей ИП\—ИПЪ9 Преобразователь ЯЯ8
(табл. 24) построен на использовании транзисторов Т{Г^ включенных
в качестве коллекторной нагрузки ключевых транзисторов Т{Т2,
В данном преобразователе оптическая связь между фоторезисто-
ром Ri и R2 с излучателями Дз и Д4 является только динамической.
В данном преобразователе, когда, например, открыт транзистор Ти
ДОС действует между фоторезистором Ri и R2 и излучателем Дз.
ДОС с фоторезистором R2 ускоряет процесс заряда конденсатора С\
и увеличивает крутизну фронта выходного прямоугольного импуль-
са за счет увеличения коллекторного тока транзистора 7Y ДОС
между излучателем Дз и фоторезистором Rx уменьшает насыщение
ключевого транзистора Т\ и тем самым способствует расширению
динамического рабочего диапазона. Когда транзистор Т2 открыт,
ДОС существует между излучателем Д4 и фоторезисторами R\ и R2.
Излучатели Д\ и Д2 в данном преобразователе обеспечивают как
ДОС, так и СОС, причем СОС между излучателями Д1Д2 и фоторег
зисторами R\R2 обеспечивает уменьшение времени заряда конденса-
торов С\С2, а ДОС между излучателями Д1Д2 и фоторезисторами
RiR2 уменьшает насыщение ключевых транзисторов Т3Т4.
Схема преобразователя, представленная на рис. 33, построена на
четырех транзисторах Ti—Tit двух светодиодах Д2Дз основной опти-
ческой связи и одного Д\ или двух светодиодов, обеспечивающих
в случае необходимости предварительную засветку фотоприемников
Rx и Rs обратной связи. В качестве чувствительных элементов вклю-
чены базовые резисторы RaRs- Разряд конденсатора, например Сь
осуществляется через сопротивление базового резистора R4 и кол-
лекторный переход открытого транзистора Г3, который находится
в режиме насыщения. Режим насыщения указанного транзистора
обеспечивается соответствующим выбором коллекторной нагруз-
ки R2 и соответствующим базовым током, величина которого опре-
деляется фоторезистором Ru находящимся в оптической связи со
световым диодом Д2. При разряде конденсатора С\ транзистор Т2
запирается, в соответствии с чем диод Д3 перестает излучать, и че-
рез фоторезистор i?8, находящийся с ним в оптической связи, проте-
кает темновой ток, под действием которого транзистор Т4 запирается.
В то же время транзистор Т\ открыт за счет наличия отрицательно-
151

го смещения, осуществляемого с помощью резистора Rs. При этом
происходит заряд конденсатора С2 через открытый переход база—
эмиттер транзистора Т\ и через коллекторную нагрузку транзисто-
ра 7Y Открытое состояние транзистора Г3 поддерживается диодом
Д2. Когда транзистор Т2 отпирается, отпирается и транзистор Т4.
Начинается разряд конденсатора С2, транзистор Т\ запирается и
одновременно запирается транзистор Г3. Подобные процессы в схеме
повторяются периодически. Значение коллекторной нагрузки тран-
зистора Т{Г2 в данной схеме преобразователя выбирается из условия
обеспечения достаточного тока, протекающего через излучающий
Рис. 33. Схема преобразования на транзисторах и
светодиодах.
диод Д2Д3, необходимого для надежного обеспечения режима насы-
щения транзистора Т3Т4 в зависимости от его коллекторной нагруз-
ки #2#7. Следует отметить, что в данной схеме преобразователя
транзисторы TiT2 могут работать как в режиме насыщения, так и
в линейном режиме. Данный преобразователь в принципе работает
в режиме жесткого возбуждения. Для надежного запуска схемы не-
обходимо подать на базу одного из транзисторов Т3Т4 запирающий
импульс (можно и на базы обоих), вызывающий первоначальный за-
ряд конденсаторов С\С2. По окончании действия запускающего
импульса схема начинает генерировать за счет наличия существую-
щих в ней обратных связей.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Кроме рассмотренных ранее импульсных преобразователей, реа-
лизованных на основе транзисторных мультивибраторов типов 1—8
(табл. 2), возможно построение импульсных преобразователей не-
электрических величин на основе мультивибраторов, в эмиттерные
цепи ключевых транзисторов которых включены управляемые стаби-
литроны. В этом случае управление импульсными параметрами воз-
можно за счет введения воспринимающих элементов в цепи управле-
ния стабилитронов.
Управляемые стабилитроны могут быть реализованы на транзи-
сторах типа п-р-п, и типа р-п-р, включенных по схемам с общим
эмиттером, с общим коллектором и с общей базой. Стабилитроны
могут быть включены как в эмиттерную цепь одного ключевого тран-
зистора, так и в эмиттерную цепь обоих ключевых транзисторов.
В качестве примера рассмотрим возможность построения им-
пульсного преобразователя неэлектрических величин (температуры)
на основе транзисторного мультивибратора первого типа (табл 2).
В качестве ключевых транзисторов в подобном преобразователе тем-
пературы используем транзисторы типа р-п-р. Остановимся на пер-
вом случае, когда управляемые стабилитроны на основе транзисто-
ров типа п-р-п, включенные по схеме с общим эмиттером, находятся
в эмиттерных цепях обоих ключевых транзисторов Г1Г2. Напряжение,
стабилизации £/Ст стабилитронов определяется значением напряже-
ния между базой и эмиттером транзистора. Это напряжение созда-
ется делителем напряжения R1R2, в одно или оба плеча которого
могут быть включены воспринимающие элементы (применительно
к рассматриваемому случаю это термоприемники: терморезисторы,
термодиоды, термотриоды и т. д.). Схема позволяет преобразовы-
вать в значение импульсного параметра как температуру среды, так
и разность температур двух сред, а также отношение значений тем-
ператур двух сред.
При подобном включении стабилитронов управление импульсны-
ми параметрами преобразователя осуществляется за счет изменения
напряжения стабилизации £/Ст путем изменения напряжения заряда
■Езар хронирующего конденсатора С и напряжения его перезаряда
£пер- Время t\ разряда конденсатора Ci для рассматриваемой схемы
преобразователя выразится в виде
2 (Е — U'CT)
^i=°6ib1ln р 9//'._ '
а время t2 разряда конденсатора С2 в виде
153

где U'CT = ER'il(R'i+R'2) и L^T=£#"i/(#"i +R"2) -соответственно
напряжения стабилизации стабилитронов, включенных в цепь эмит-
тера транзистора Т2 и транзистора Г4; Е — напряжение питания
схемы; Ri и #2 — соответственно резисторы/ включенные в нижнее
и верхнее плечо делителя напряжения. Приведенные выражения для
времени tit t2 справедливы для линейных разрядных цепей RqC.
При использовании в качестве термоприемников терморезисторов
с отрицательным ТКС при их включении в верхние плечи делителей
напряжения в качестве резисторов Rz с ростом значения контроли-
руемой температуры Э длительность генерируемых импульсов воз-
растает.
Для рассматриваемого преобразователя с нелинейными цепями
разряда RqC (цепи вида RiC) выражения для времени ti и U при-
мут вид:
(E-U'^C, _ ECXR'2 .
(£-£/"CT)C2 ECtW'%
h- /"н ' (R"i + R"2)/"n '
где I'u и 7"h — соответственно ток разряда конденсаторов С\ и С2.
Используя последние зависимости, можно получить выражения для
скважности генерируемых импульсов
Yi = T"=14
СгЯ'г (*'г + #'2) /f»
*2 ' + c./?',(/?,1 + */i)/'h •
откуда для симметричной схемы мультивибратора получим:
Д",(/У, + /Га).
Yl ~ 1 + #'2 + Я".) 9
Rr2 (R"i + R"2)
Rn2 (*'i + #'2r
Y2 = l +
Из приведенных зависимостей видно, что включение термопри-
емников на основе терморезисторов с отрицательным ТКС в качестве
резистора R2 приводит к уменьшению времени ti и h при возраста-
нии температуры 9 контролируемой среды.
Сравнение импульсных параметров рассматриваемого преобра-
зователя для случая с линейными и нелинейными цепями разряда
говорит об определенном преимуществе преобразователя с нелиней-
ными цепями разряда при управлении по напряжению стабилиза-
ции Управление импульсными параметрами преобразователя
по напряжению стабилизации позволяет поддерживать насыщение
ключевых транзисторов на постоянном уровне. Это, как следует из
сказанного ранее, позволяет значительно расширить динамический
диапазон работы подобного преобразователя,
154

Остановимся на втором случае. В качестве управляемого ста-
билитрона в преобразователе используем транзистор типа р-п-р. При
этом требуется иметь дополнительный источник положительной по-
лярности. Делитель напряжения R1R2 будет подключаться к этому
дополнительному источнику питания. Воспринимающие элементы, как
и в предыдущем случае, включены в цепи делителей напряжения
в качестве резисторов Ri или R2. Значения времени /1 и h преобра-
зователя при наличии нелинейных разрядных цепей типа RiC выра-
зятся в виде
/'ж /'h(#'i + #'2) '
(E + U»„)C9 EC%VR\ + R"t)
h" /"н /"н(#"1 + #"2) '
Остановимся на последнем случае. Одновременно использованы
стабилитроны на основе транзисторов типа п-р-п и типа р-п-р. Каж-
дый из указанных стабилитронов включен в цепь эмиттера одного
из ключевых транзисторов TiT2. При этом длительность импульса ti
соответствует случаю использования в эмиттерной цепи транзистора
Т2 стабилитрона на основе транзистора типа п-р-п, а длитель-
ность t2 соответствует случаю использования в эмиттерной цепи
транзистора Т± стабилитрона на основе транзистора типа р-п-р.
В соответствии с этим изменяется выражение для скважности,
а также для других импульсных параметров преобразователя.
Применяя принципы управления, рассмотренные в данной работе,
к двухтранзисторным мультивибраторам с коллекторно-базовыми
связями, можно строить импульсные преобразователи неэлектриче-
ских величин и на основе мультивибраторов других типов, например
на основе мультивибраторов с межэмиттерной емкостью, на основе
мультивибратора с коллекторно-базовой и эмиттерной связью, на
основе мультивибратора с эмиттерной связью и на основе мульти-
вибраторов некоторых других видов. Указанные принципы управле-
ния могут быть с успехом применены и для построения преобразо-
вателей на основе ждущих мультивибраторов.
Рассмотренные принципы управления можно применить и при
построении преобразователей на основе динисторов и тиристоров
(в том числе запираемых). При этом в качестве воспринимающих
элементов могут быть использованы также сами тиристоры и дини-
сторы.
Совмещая преобразователь на основе мультивибратора и тири-
сторный переключатель, можно получить импульсный преобразова-
тель с силовым выходом. Это значительно облегчает использование
рассмотренных преобразователей в системах автоматического регу-
лирования.
Безусловно, что построение импульсных преобразователей на
основе названных устройств имеет некоторые свои специфические
особенности, которые могут быть учтены только при их специальном
рассмотрении. Но, тем не менее, рассмотренные принципы управле-
ния являются достаточно общими и могут быть применены для
построения широкого класса импульсных устройств, в том числе и
на оонове генераторов пилообразных импульсов.
Из приведенного выше материала следует, что имеют полное
право на существование преобразователи как с линейными цепями
155

управления, так и с нелинейными, причем как первые, так и вторые
имеют большой резерв неиспользованных возможностей построения
импульсных преобразователей с улучшенными характеристиками.
При их построении могут ^ыть использованы как динамические, так
и статические цепи управления (линейные и нелинейные), а также
оптические связи.
Импульсные преобразователи, построенные на основе рассмо-
тренных выше принципов управления, характеризуются достаточно
высокой чувствительностью, точностью преобразования и стабиль-
ностью, что позволяет их применять достаточно широко в качестве
первичных преобразователей при автоматизации различных техноло-
гических процессов для контроля и измерения неэлектрических пара-
метров. Это приобретает особенно важное значение в связи с ин-
тенсивным развитием систем АСУ.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Агейкин Д. И., Костина Е. Н., Кузнецова Н. Н. Датчики кон-
троля и регулирования. М., «Машиностроение», 1965.
2. Атабеков Г. И. Теоретические основы электротехники. М.,
«Энергия», 1964.
3. Бессонов П. А. Нелинейные электрические цепи. М., «Высшая
школа», 1964.
4. Будинский Я. Транзисторные переключающие схемы. М.,
«Связь», 1965.
5. Будянов В. П., Кривоносое А. И. Преобразователь темпера-
туры в частоту. — «Приборы и системы управления», 1967, № 1.
6. Будянов В. П., Кривоносое А. И. Частотный преобразователь
разности световых потоков. А. С. № 282765 (СССР). Опубл. в бюл.
«Открытия. Изобретения. Пром. образцы. Товарные знаки», 1970,
№ 30.
7. Будянов В. П. Элементы автоматики на варисторах. М.,
«Энергия», 1969.
8. Будянов В. П., Кривоносое А. И. Частотный фотопреобразо-
ватель. А. С. № 284453 (СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобре-
тения. Пром. образцы. Товарные знаки», 1970, № 32.
9. Бураков О. Н., Тищенко А. М., Штерк М. Д. Температурная
стабилизация длительности импульса мультивибратора на кремние-
вых транзисторах. — В кн.: «Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи», под ред. И. Ф. Киколаевской. М., «Связь», 1970,
вып. 6.
10. Виткевич В. В. Жесткий режим самовозбуждения релакса-
ционного автогенератора. — «ЖТФ», 1946, т. 16, вып. 3.
11. Торонкин Е. Ф. Режимы самовозбуждения симметричного
полупроводникового мультивибратора. — «Радиотехника и электро-
ника», 1960, № 7.
12. Ицхоки Я. С. Импульсная техника. М., «Советское радио»,
1949.
13. Кривоносое А. И. Термодиоды и термотриоды. М., «Энер-
гия», 1970.
14. Кузьмин В. А., Виноградов Б. Н. О влиянии режима насы-
щения в полупроводниковых триодах на работу мультивибратора. —
«Радиотехника и электроника», 1960, № 3.
15. Куликов С. В. Управляемые мультивибраторы. М., «Энер-
гия», 1966.
16. Куликов С. В. Об условиях самовозбуждения двухемкостных
мультивибраторов. — «Радиотехника», 1971, № 3.
17. Мурза В. И. Симметричный мультивибратор на транзисто-
рах. А. С. № 255349 (СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобрете-
ния. Пром. образцы. Товарные знаки», 1969, № 33.
157

18. Свиршев В. Л., Таранов Г. В. Управляемый мультивибратор.
А. С. '№ 245174 (СССР). Опубл. в бюл. «Открытия. Изобретения.
Пром. образцы. Товарные знаки», 1969, № 19.
19. Справочник радиолюбителя. Под редакцией А. А. Куликов-
ского. М., Госэнергоиздат, 1961.
20. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзистор-
ных схем. М., «Энергия», 1967.
21. Туричин А. М. Электрические измерения неэлектрических ве-
личин. М., «Энергия», 1966.
22. Удалов Н. П. Полупроводниковые датчики. М., «Энергия»,
1965.
. 23. Яковлев В. Н. Импульсные генераторы на транзисторах.
Киев, «Техника», 1968.
(24. Graichen G. Astabiler Multivibrator mit spannungsgesteuerter
Impulsbreite.— «Radio— Fernsehen— Electronik», 1968, № 17.
«25. Graichen G. Spannungsgesiteuerter Multivibrator. — «Radio
Fernsehen — Elektronik», 1969, № 8.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие 3
Глава первая. Принципы управления релаксационными
генераторами 5
1. Емкбстные цепи RC 5.
2. Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями и
управлением по уровню заряда конденсатора ... 15
3. Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями и
управлением по уровню напряжения перезаряда . . 20
4. Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями и
управлением по уровню смещения на базы ключевых
транзисторов 24
5. Мультивибратор с несколькими источниками питания . 37
6. Мультивибратор с нелинейными цепями управления . 42
7. Диапазон работы мультивибратора 62
8. Режимы работы транзисторного мультивибратора . . 72
9. Стабильность мультивибратора 76
Глава вторая. Импульсные преобразователи неэлектриче-
ских величин 83
10. Термопреобразователи 83
И. Фотопреобразователи 107
12. Преобразователи информации низкоомных датчиков . 114
13. Импульсные преобразователи влажности 116
14. Преобразователи магнитного поля 120
15. Преобразователи на основе мультивибраторов с омиче-
скими связями между базами транзисторов . . . . 123
Глава третья. Способы использования оптических связей
в импульсных преобразователях неэлектрических величин . 138
16. Использование оптических связей для уменьшения чис-
ла приемников 138
17. Методы повышения стабильности работы преобразова-
телей с оптическими связями 144
18. Способы расширения диапазона работы преобразовате-
лей с оптическими связями 148
Заключение 153
Список литературы 157

Владимир Павлович Будянов
Релаксационные генераторы — импульсные
преобразователи неэлектрических величин
Редактор Я. Т. Милохин
Редактор издательства Г. В. Лихачева
Художественный редактор Д. Я. Чернышев
Технический редактор О. Д. Кузнецова
Корректор В. С. Антипова
Сдано в набор 27/VIII 1973 г.
Подписано к печати 27/II 1974 г. Т-02992
Формат 84X108V32 Бумага типографская № 2
Усл. печ. л. 8,4 Уч.-изд. л. 8,57
Тираж 9 ООО экз. Зак. 365 Цена 43 коп.
Издательство «Энергия», Москва, М-Т14,
Шлюзовая наб., 10.
Московская типография № 10 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета
Министров СССР по делам издательств,
полиграфии и книжной торговли. Москва, М-114,
Шлюзовая наб., 10.