МАССОВАЯ
РАДИО
БИБЛИОТЕКА
Б. А. СЕРЕГИН
ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
В УСИЛИТЕЛЯХ
МАССОВАЯ
РАДИО
БИБЛИОТЕКА
Основана в 1947 году
Выпуск 1064
Б. А. СЕРЕГИН
ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
В УСИЛИТЕЛЯХ
МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1983
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие
ГЛАВА ПЕРВАЯ. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ...............................
1.	Понятие обратной связи................. ...
2.	Способы получения и виды обратной связи........................
3.	Типовые схемы и основные показатели каскадов усиления..............
ГЛАВА ВТОРАЯ ИЗМЕНЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ И ХАРАКТЕРИСТИК УСИ
ЛИТЕЛЯ ПОД ВЛИЯНИЕМ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ....................................
4.	Коэффициент усиления каскада и коэффициент передачи цепи обратной связи
5.	Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики...............
6.	Амплитудная и динамическая характеристики, нелинейные искажения
7.	Входное и выходное сопротивления усилителя ........
8.	Устойчивость работы, стабильность параметров и характеристик усилителя .
ГЛАВА ТРЕТЬЯ- ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ПРАКТИЧЕ
СКИЕ СХЕМЫ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ
9.	Общие сведения.............................
10.	Стабилизация статических режимов каскада
11.	Селективные усилители.....................
12.	Составные транзисторы.................
13.	Тонкомпенсированиый регулятор громкости	.	.
14.	Регуляторы тембра ....................
15.	Предварительные усилители звуковых частот................
16.	Бестрансформаторные усилители звуковых частот
17.	Эмиттерный и истоковый повторители .	.	•
18.	Фазоинверсный каскад...............................................
19.	Коррекция амплитудно-частотной характеристики посредством частотио-зависи
мой обратной связи ................................... ....
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ. ПОЛОЖИТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ПРАКТИ
ЧЕСКИЕ СХЕМЫ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ.................................................
Стр.
3
4
4
6
10
16
16
19
21
24
26
29
29
30
33
34
3G
38
42
43
44
46
47
48
20.	Основные свойства ПОС, используемые в практических схемах усилителей	48
21.	Регенеративный каскад усиления .	.	.	.51
22.	Умножители добротности ......	......	55
ГЛАВА ПЯТАЯ. КОМБИНИРОВАННАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И СХЕМЫ ЕЕ
ПРИМЕНЕНИЯ........................................................ ....	57
23.	Общие сведения ................	57
24.	Нейтрализация в цепи напряжения смещения базы для получения высокого вход-
ного сопротивления каскада .................. 59
25.	Активные фильтры............................. 61
26.	Регенеративный каскад повышенной	стабильности.67
ГЛАВА ШЕСТАЯ- МНОГОПЕТЛЕВАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И ПРАКТИЧЕ-
СКИЕ СХЕМЫ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ....................69
27.	Бестрансформаторные усилители звуковых частот............................ 69
28.	Усилители звуковых частот с непосредственной связью каскадов	71
29.	Усилители звукоНых частот с малым выходным сопротивлением	72
30.	Компенсация одного вида обратной связи другим .....	.	73
ГЛАВА СЕДЬМАЯ. ПАРАЗИТНЫЕ ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ И СПОСОБЫ ИХ
УСТРАНЕНИЯ................................................................ 74
31.	Основные виды паразитной обратной связи ...	74
32.	Внутритранзисторные обратные связи и их компенсация .	.	«	75
33.	Паразитная обратная связь через общий источник электропитания ...	78
34.	Электростатические (емкостные) и магнитные (индуктивные) обратные связи 81
ГЛАВА ВОСЬМАЯ. ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ НА ИНТЕГРАЛЬ-
НЫХ МИКРОСХЕМАХ И ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ИХ ПРИМЕНЕНИЯ	82
35.	Общие сведения............................................................ 82
36.	Усилители иа основе интегральных микросхем с одним сигнальным входом .	.	84
37.	Дифференциальные усилители на основе интегральных микросхем с двумя сигналь-
ными входами и выходами................................................ ....	86
38.	Операционные усилители с дифференциальным входом .	88
39.	Операционные усилители с инвертирующим входом	92
40.	Операционные усилители с неиивертирующим входом ...	94
Заключение.................................................................... 96
Список литературы........................................................ .	96
ББК 32.846
С32
УДК 621.375.13
Редакционная коллегия:
БЕЛКИН Б. Г., БОРИСОВ В. Г., БОНДАРЕНКО В. М., ГЕНИШТА Е. Н„
гороховский а. в., ельяшкевич с. а., жеребцов и. П„ КО-
РОЛЬКОВ В. Г.. СМИРНОВ А. Д„ ТАРАСОВ Ф. И.. ХОТУНЦЕВ Ю. Л.,
чистяков н. и.
Серегин Б. А.
С32 Обратная связь в усилителях. — М.: Радио и
связь, 1983.—96 с., ил.— (Массовая радиобиблиоте-
ка; Вып. 1064).
55 к.
Приведены общие сведения об обратной связи в цепях электронных
усилителей, ее видах’ влиянии иа параметры и характеристики отдельных
каскадов и усилителя в целом. Даиы характерные примеры полезного
применения обратной связи в электронных усилителях и методы расчета
этих усилителей. Рассмотрены паразитные обратные связи, способы их
обнаружения и устранения.
Для широкого круга радиолюбителей.
2402020000-090
046(01)-83
163-83
ББК 32.846
6Ф2.124
РЕЦЕНЗЕНТ: каид. техи. наук В. В. НИКИФОРОВ
Редакция литературы по электронной технике
Борис Александрович Серегин
ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ
Редактор Е. А. Богатырев
Редактор издательства Н. В. Ефимова
Художественный редактор Г. Н. Кованое
Обложка художника В. Д. Козлова
Технический редактор А. Н. Золотарева
Корректор 3. Г. Галушкина
ИБ № 579
Сдано в набор 27.01.83	Подписано в печать 4.04.83
Т-07734 Формат 60Х90Ав Бумага кн-журн. Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 6,0 Усл. кр.-отт. 6,5 Уч.-изд. л. 7,61
Тираж 50 000 экз. Изд. № 19465 Зак. № 18 Цена 55 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Главпочтамт, а/я 693
Типография издательства «Радио и связь» Госкомиздата СССР
101000 Москва, ул. Кирова, д. 40
© Издательство «Радио и связь», 1983
ПРЕДИСЛОВИЕ
Применение обратной связи (ОС) в радиолюбительской практике на-
чалось еще на заре ламповой радиотехники. Тогда с помощью положительной
обратной связи (ПОС) в регенеративных усилителях удавалось добиться улуч-
шения чувствительности и селективности. Несколько позже, когда стали обра-
щать больше внимания на качество воспроизведения сигналов, особенно в об-
ласти звуковых частот, появился интерес к отрицательной обратной связи
(ООС), началось широкое теоретическое и практическое развитие ее разлкт
ных видов. В настоящее время ООС широко используется для улучшения не-
которых качественных показателей усилителей.
За два последних десятилетия иа смеиу электровакуумным лампам при-
шли полупроводниковые приборы. В радиолюбительских конструкциях все
реже встречаются лампы — усилительные триоды, пентоды. Их можно увидеть
лишь в давно изготовленных или приобретенных электрофонах, радиоприем-
никах, магнитофонах, которые требуется частично переделать, чтобы добиться
более высокого качества воспроизведения. В настоящей «ниге практическим схе-
мам усилителей с ОС иа лампах уделено небольшое внимание. Изложенные в
первых двух и предпоследней главах теоретические основы действия ОС помо-
гут радиолюбителю самостоятельно разобраться в различных ее видах и схе-
мах усилителей с ОС, встречающихся в радиотехнической аппаратуре, а так-
же рассчитать основные параметры и характеристики таких усилителей.
В остальных главах наряду с изложением конкретных свойств различных
видов ОС приведены практические схемы резонансных усилителей высоких час-
тот (УВЧ), промежуточных частот (УПЧ), и усилителей низких частот (УНЧ),
применение ОС в которых позволяет существенно улучшить их параметры н
характеристики. Отдельно рассмотрены усилители с ОС на основе интеграль-
ных микросхем. Зная общие свойства того или иного вида ОС, радиолюбитель
может самостоятельно оценить пригодность применения ее в своей, уже дей-
ствующей конструкции и возможность достижения с ее помощью заданных по-
казателей создаваемого усилителя. Описание практических схем отдельных ка-
скадов усиления и усилителей с ОС составлено так, чтобы радиолюбитель мог
повторить любой из них, пользуясь соответствующей схемой.
Основой при написании книги, особенно в части практических схем уси-
лителей, послужила отечественная и зарубежная информация, содержащаяся
в популярных журналах и книгах по радиоэлектронике за последние 15—
20 лет.
Задача этой книги — показать, какие широкие возможности целенаправ-
ленного изменения свойств усилителей при сравнительно простых средствах
их осуществления скрыты в ОС. Эксперименты с ОС представляют радиолюби-
телю широкий простор для проявления его творческих способностей.
Отзывы и замечания по книге направляйте по адресу: 101000, Москва,
Главпочтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь», Массовая радиобиблиотека.
Автор
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
1.	ПОНЯТИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
При конструировании усилительной аппаратуры радиолюбитель часто
испытывает трудности в получении заданных характеристик и параметров при
использования современных электронных приборов, радиодеталей и простых
схем их соединения. Одним из распространенных и достаточно эффективных
способов, позволяющих значительно изменять качественные показатели усили-
теля, является использование ОС.
В общем случае ОС можно определить как связь выходной цепи усилите-
ля или каскада усиления с его входной цепью. Она образуется тогда, когда
усиленный сигнал с выхода отдельного каскада усилителя или усилителя в
целом передается на его вход через цепи, дополнительно вводимые для этого
(внешняя ОС) или уже имеющиеся в нем для выполнения других функций
(внутренняя ОС). К последним, например, относятся общая цепь источника
питания усилителя, межэлектродпые емкос-
ти в электронных приборах.
В большинстве случаев внутренняя ОС
и непреднамеренно возникшие цепи внеш-
ней ОС (например, из-за близкого распо-
ложения при монтаже деталей, соедини-
тельных проводов входных и выходных це-
пей усилителя) вызывают так называемую
паразитную ОС. В реальных устройствах
Рис. 1
паразитная связь, как правило, приводит к изменению их свойств в худшую
сторону и возникновению других нежелательных явлений (в частности, генера-
цию паразитных колебаний, частоты которых значительно выше или ниже час-
тот усиливаемых колебаний), часто трудно поддающихся контролю и устра-
нению.
На рис. 1 приведена структурная схема усилителя с коэффициентом уси-
ления К, охваченного внешней цепью ОС с коэффициентом передачи р. Цепь
вместе с усилителем, к которому она подключена, образует замкнутый контур,
называемый петлей ОС. Стрелками показаны направления прохождения
сигнала.
Часть усиленного внешнего сигнала с выхода усилителя (прямая цепь пе-
редачи сигналов) поступает по цепи ОС на его вход и складывается там с
внешним сигналом. При таком сложении амплитуд сигналов (внешнего и ОС)
на входе усилителя возможны два принципиально отличных по конечному дей-
ствию случая: либо сумма амплитуд сигналов больше амплитуды внешнего сиг-
нала (фазы колебаний с одинаковой частотой на выходе цепи ОС и входного
4
сигнала совпадают, сдвиг фаз равен 0°), либо меньше его (их фазы противо-
положны, сдвиг фаз равен 180°). В первом случае говорят о ПОС, во втором —
об ООС.
Часто усиливаемый сигнал представляет собой не простое гармоническое ко-
лебание (с определенной частотой), а несколько колебаний с разными часто-
тами и фазами, образующих так называемый спектр частот сигнала. При про-
хождении сигнала по петле ОС последняя на различных частотах колебаний,
составляющих спектр сигнала, может вносить различные фазовые сдвиги, до-
стигающие многих сотен градусов. Это приводит к тому, что на каких-то час-
тотах ООС может стать положительной и наоборот.
Во избежание терминологических ошибок вводимую в устройство ОС при-
нято называть положительной или отрицательной по тому, какой она является
на средней частоте полосы пропускания усилителя, где коэффициент петлевого
усиления рК выражен действительным (вещественным) числом, т. е. не зави-
сит от частоты.
Как уже было сказано, при прохождении сигнала через усилитель и цепь
ОС изменение амплитуды и сдвиг по фазе, вносимые цепью ОС, могут оказаться
различными на разных частотах колебаний, т. е. ОС приобретают свойства, не-
прерывно изменяющиеся с частотой. По этому признаку различают частотно-
зависимую (или комплексную) ОС и частотно-независимую ОС. Последняя оди-
наково изменяет только амплитуду всех колебаний спектра частот сигнала.
Другое название ОС (комплексная) дано потому, что коэффициент ОС и дру-
гие ее параметры математически выражаются комплексными числами.
Обычно при расчетах параметров и характеристик усилителя, состоящего из
одного или нескольких усилительных каскадов на активных элементах — АЭ
(транзисторах, интегральных микросхемах, электровакуумных лампах) и пас-
сивных (резисторах, конденсаторах и катушках индуктивности), исходят из
предположения, что усилитель представляет собой линейную систему. Усили-
ваемый сигнал любой сложной формы можно представить суммой простых гар-
монических колебаний с различными амплитудами и частотами. Их прохожде-
ние через линейную систему можно рассматривать для каждого из гар-
монических колебаний в отдельности. Этот известный принцип независимости
(или суперпозиции) действия отдельных составляющих сложного колебания в
линейной системе (цепи) позволяет упростить рассмотрение различных свойств
усилителей с ОС, сводя его к 'рассмотрению прохождения через усилитель каж-
дой спектральной составляющей сложного сигнала в отдельности с последую-
щим суммированием их. Обычно полосу пропускания усилителя выбирают так,
чтобы каждая составляющая сигнала усиливалась одинаково. Поэтому в боль-
шинстве случаев достаточно определить параметры усилителя для одной час-
тоты в полосе пропускания, каи. .правило, средней (для УЗЧ и широкополосных
усилителей) или резонансной (для узкополосных усилителей).
В большинстве случаев цепь ОС также можно отнести к линейным си-
стемам. В простейшем виде она состоит из одного или нескольких пассивных
элементов, соединенных между собой определенным образом. Поэтому напря-
жение ОС на выходе цепи ОС прямо пропорционально напряжению на ее вхо-
де. Коэффициент пропорциональности Р, равный коэффициенту7 передачи цепи
ОС, в общем случае может быть комплексным. Он показывает, какая часть
выходного напряжения (на нагрузке) каскада усиления и с каким дополнитель-
ным фазовым сдвигом подана на его вход. Чаще всего в цепи ОС применяют
5
только резисторы, образующие частотно-независимый делитель напряжения ОС.
Если выходная и входная цепи соединены непосредственно, т. е. делитель на-
пряжения отсутствует, то коэффициент передачи такой цепи ОС равен едини-
це, при этом говорят, что каскад охвачен 100%-ной ОС.
В дальнейшем при теоретическом рассмотрении работы усилителей с ОС
для простоты, но не в ущерб принципиальным положениям, значения парамет-
ров усилителя и источника сигнала считаются чисто вещественными. Это верно
для средней или резонансной частоты, а также, без больших погрешностей, для
всех частот в полосе пропускания усилителя. Когда зависимость параметров
от частоты существенна или намеренно вводится для получения частотно-зави-
симых параметров и характеристик цепей, это допущение будет нарушаться и
специально оговариваться.
Введение цепи ОС существенно изменяет процесс работы и первоначальные
свойства усилителя. Они определяются теперь свойствами собственно усилите-
ля и цепи ОС, а также видом ОС, обусловленным различным принципом ее
действия, зависящим от полярности (знака) или (в общем случае) от фазы на-
пряжения ОС, складывающегося с напряжением сигнала на входе усилителя,
и способом присоединения цепи ОС ко входным и выходным цепям усилителя.
2.	СПОСОБЫ ПОЛУЧЕНИЯ И ВИДЫ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Напряжение ОС, снимаемое с выхода усилительного каскада и пода-
ваемое на вход цепи ОС, можно получить несколькими способами в зависимо-
сти от схемы присоединения цепи ОС к выходной цепи каскада. Различают
следующие способы снятия ОС: по напряжению, по току и смешанную, или ком-
бинированную.
На рис. 2—6 показаны структурные и принципиальные схемы каскада уси-
ления с различными способами присоединения цепи ОС. На рис. 2,а вход цепи
ОС подключен параллельно сопротивлению нагрузки /?н. В этой схеме напря-
жение на входе цепи ОС 1/Св равно выходному напряжению UB (на нагрузке
Кв) усилительного каскада. Таким образом создается ОС по напряжению.
Рис. 2
На рис. 3,а напряжение на вход цепи ОС UCB поступает с резистора
включенного последовательно с сопротивлением нагрузки RB (один конец ре-
зистора RT подключен к выводу от электрода, общего для входной и выходной
цепей АЭ). Это напряжение ОС пропорционально току /Св, протекающему по
Rb и Rt- Так образуется ОС по току.
Кроме рассмотренных способов получения входного напряжения ОС (со
стороны выхода усилительного каскада) различают аналогичные способы вве-
дения напряжения ОС с выхода цепи ОС на вход каскада усиления: либо
сложением напряжений сигналов входного Uc и на выходе цепи ОС Uoc (рис.
3,а), либо сложением токов 1С и /ос, пропорциональных этим напряжениям, иа
общем входном сопротивлении каскада (см. рис. 2,а). Последнее обычно состо-
ит из соединенных параллельно внутреннего сопротивления RB источника сиг-
налов, входного сопротивления RSI активного элемента и сопротивления ре-
зистора Rp, включаемого на входе каскада для создания проводимости по
постоянному току.
Рис. 3
При последовательном соединении источника входного сигнала, выхода
цепи ОС и входа усилительного АЭ образуется последовательная ОС (рис. 3,а),
а при параллельном их соединении — параллельная ОС (см. рис. 2,а). Таким
образом, с точки зрения схемного построения усилителей с ОС можно разли-
чить следующие четыре простых вида ОС Каждый из них позволяет в зави-
симости от различия или совпадения полярностей входного сигнала и сигнала
на выходе цепи ОС получить либо ООС, либо ПОС.
Параллельная ОС по напряжению (см. рис. 2,а) образуется при параллель-
ном соединении входа и выхода через цепь ОС. Принципиальная схема тран-
зисторного каскада усиления с параллельной ОС по напряжению, образуемой
резистором Roc, приведена на рис. 2,6. Для этого вида ОС характерно умень-
шение ее действия с уменьшением сопротивлений нагрузки, источника сигнала,
входного сопротивления АЭ и полное ее прекращение при коротком замыкании
выхода или входа каскада.
Последовательная ОС по току (рис. 3,а) образуется при последовательном
соединении входа и выхода через цепь ОС. На рис. 3,6 показана принципиаль-
ная схема транзисторного каскада усиления с последовательной ОС по току.
Ее действие уменьшается с увеличением сопротивлений нагрузки и источника
сигнала, с уменьшением сопротивления резистора /?т и входного сопротивления
АЭ. Очевидно, что оно прекращается в режиме холостого хода (разрыв цепи)
во входной или выходной цепях каскада, так как в них токи, создающие на-
пряжения ОС, равны нулю.
Возможны и гибридные соединения цепи ОС с каскадом усиления. В пер-
вом из них вход цепи ОС подсоединен последовательно к выходу каскада, а
ее выход — параллельно входной цепи каскада. Так получается параллельная
ОС по току (рис. 4,а). Принципиальная схема транзисторного каскада усиле-
ния с таким видом ОС приведена на рис. 4,6. Этот вид ОС характеризуется
тем, что с уменьшением сопротивлений источника сигнала, входного сопротив-
ления АЭ и увеличением сопротивления нагрузки RBz ее действие уменьшается,
а при коротком замыкании на входе или холостом ходе на выходе каскада —
прекращается.
7
Другое гибридное соединение, при котором вход цепи ОС подсоединен па-
раллельно выходу каскада, а выход цепи ОС — последовательно ко входной
цепи каскада, образует последовательную ОС по напряжению (рис. 5,а). Иллю-
стрирующая ее принципиальная схема приведена на рис. 5,6. С увеличением со-
противления источника сигнала и уменьшением сопротивлений входного (у АЭ)
и нагрузки Ru ее действие уменьшается, а в режиме холостого хода на входе
и короткого замыкания на выходе каскада она перестает действовать.
Рис. 4
При подключении входа цепи ОС к нагрузке RB и резистору RT, как это
показано на рис. 6, напряжение на входе цепи ОС образуется одновременно
под действием части напряжения на концах RB, снимаемого с концов резисто-
ра Roc2 делителя напряжения из резисторов ^Oci и /?осг, и тока, протекающе-
S)
го в цепи нагрузки и по /?т. Таким способом получается смешанная (комби-
нированная) ОС по выходу. Аналогично получается комбинированная ОС по
входу (рис. 6).
Смешанная ОС по одной из цепей (входной или выходной), а тем более
по обеим цепям одновременно сравнительно редко применяется на практике.
Это вызвано тем, что этот вид ОС достаточно сложен в настройке, а также и
тем, что ОС по напряжению и ОС по току, одновременно входящие в этот
Рис. 6

вид ОС, изменяют свойства усили-
тельного каскада противоположио,
взаимно ослабляя действие друг
друга.
Смешанную ОС (см. гл. 5) не
следует путать с ОС по напряже-
нию и ОС то току, действующими
либо в .разных цепях каскада или
каскадов усилителя, либо в одной
8
цели, но на равных частотах или диапазонах частот. Последние составляют мно-
гопетлевую ОС (см. гл. 6). В сложных случаях смешанную ОС от мпогопет-
левой можно отличить по выполнению цепи ОС. У смешанной эта цепь имеет
один (общий) вход и один (общий) выход, а у многопетлевой их несколько
и они разные (иногда частично перекрывающие один другой). одни для ОС
по напряжению, другие для ОС по току.
Следует отметйть, что рассмотрение видов ОС проведено при ряде допуще-
ний, обычно хорошо оправдываемых на практике. Основные из них — прене-
брежение прямой передачей сигнала со входа усилительного каскада через
цепь ОС на его выход (однонаправленность передачи цепи ОС) и отсутствие
влияния входного и выходного сопротивлений цепи ОС соответственно на вы-
ходную и входную цепи усилителя
Знание основных особенностей рассмотренных видов ОС поможет радио-
любителю выбрать тот или иной ее вид и использовать для целенаправленного
изменения параметров и характеристик вновь конструируемого или подлежа-
щего переделке усилителя. Этими же особенностями можно воспользоваться на
практике для определения вида примененной ОС. Так если при мысленном за-
корачивании нагрузки каскада (режим короткого замыкания) напряжение на
входе цепи ОС сохранится, то в каскаде действует ОС по току, а если станет
равным нулю, то это — ОС по напряжению. Если же в аналогичных условиях
напряжение ОС сохранится частично, то это означает, что применена смешан-
ная ОС по выходу. Подобный анализ можно провести и для определения по-
следовательной, параллельной или смешанной ОС по входу.
К перечисленным сравнительно простым видам ОС практически сводится
все их многообразие. Кроме них известны более сложные ОС, выполненные по
балансным схемам, схемам с многократной ОС и др. Ввиду большой сложности
в изготовлении отдельных цепей и настройке в целом усилители с такими ОС
большого практического распространения не получили и в настоящей книге
рассматриваться не будут.
В заключение следует сказать несколько слов об усилителях с многопет-
левой ОС, состоящих из двух, трех и более каскадов усиления, в которых
встречается несколько петель ОС, охватывающих один каскад (местная петля
ОС) и весь усилитель (общая петля ОС). Петли ОС могут быть независимыми,
а также частично или полностью входить одна в другую. Поэтому необходимо
учитывать действие общей ОС на местные ОС при расчете и выборе парамет-
ров последних. В многокаскадных усилителях чаще всего общей петлей ОС ох-
ватывается не более двух каскадов, а в остальных каскадах, если требуются
высокие электрические показатели, применяются местные петли ОС (рис. 7).
Рис 7
9
При охвате петлей ОС нескольких каскадов усилителя могут возникнуть
фазовые сдвиги сигнала из-за влияния реактивных элементов в каскадах, что
при определенных условиях (см. гл. 2, § 8) может привести к самовозбуждению
усилителя. Не следует забывать, что ОС изменяет свойства только той части
усилительного устройства, которая охвачена петлей ОС. Характеристики и па-
раметры остальных каскадов, не входящих в петлю ОС, не изменяются. Это
нужно иметь в виду при расчете показателей всего устройства.
Прежде чем перейти к рассмотрению влияния ОС на основные показатели
каскада усиления, кратко напомним, каковы они у каскада в отсутствие внеш-
них цепей ОС.
3.	ТИПОВЫЕ СХЕМЫ И ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ
КАСКАДОВ УСИЛЕНИЯ
Среди многочисленных электронных приборов, способных усиливать
сигнал, наибольшее распространение в радиолюбительской практике получили
биполярные транзисторы. Все большее применение находят полевые транзисто-
ры, интегральные микросхемы, и все реже используют усилительные электро-
вакуумные лампы — триоды и пентоды. В современной усилительной аппарату-
ре последние почти вытеснены полупроводниковыми приборами — транзистора-
ми и интегральными микросхемами, пришедшими на смену им в начале- 60-х
годов.
Существенно отличаясь от биполярного транзистора (БТ) по усилительным
свойствам, параметрам и характеристикам, полевой транзистор (ПТ) и усили-
тельная электронная лампа имеют много сходного и с точки зрения действия
ОС могут рассматриваться одинаково, т. е. все сказанное об усилителе на ПТ,
приведенные расчетные формулы для него без больших погрешностей верны и
для усилителя на триодах и пентодах (при подстановке в эти формулы ана-
логичных параметров). В дальнейшем рассмотрение усилителей с различными
видами ОС будет проводиться главным образом для БТ; для ПТ в большин-
стве случаев будут отмечаться их особенности и приводиться окончательные
результаты для аналогичных условий работы.
Усилительные свойства БТ обусловлены тем, что слабый ток / Б, протека-
ющий в промежутке база — эмиттер транзистора, управляет во много раз боль-
шим током /к, протекающим в промежутке эмиттер — коллектор, или близким к
нему (по значению) током в цепи эмиттера /э=/к+/Б- Обычно источник сиг-
нала, подлежащего усилению, подключается ко входным электродам «база» и
«эмиттер», на нагрузку /?н в выходной цепи присоединяют так, чтобы через
нее протекал ток /к или /д, не превышающий допустимого тока /к доп (рис.
8,а,б). Для нормальной работы транзистора необходимо подать на его электро-
а)
Рис. 8
б)
Рис. 9
10
ды начальное напряжение постоянного тока соответствующей полярности. От-
носительно эмиттера оно должно составлять на базе около 0,15—0,25 В (для
германиевых транзисторов) и 0,6—0,7 В (для кремниевых), а на коллекторе —
(3—9) В и ие превышать напряжения Uk э доп. В отмеченных условиях тран-
зистор в общем случае обладает способностью усиливать напряжение, ток и
мощность. Предельные значения параметров /к доп и С/кэдоп, а также макси-
мально допустимой рассеиваемой на коллекторе мощности Рк доп, обычно при-
водятся в справочниках.
У ПТ с р-п переходом управление током истока или равным ему током
стока осуществляется напряжением источника сигнала, приложенным к про-
межутку затвор — исток или затвор — сток. Для нормальной работы начальное
напряжение постоянного тока соответствующей полярности должно быть на за-
творе 1/зи = (1—3) В, а на стоке {?си = (6--9) В. Их предельные значения,
</зи макс и Uсз каке, а также U3H отс — напряжение отсечки, /с Нач — на-
чальный ток стока (при 1/зи =0) и Рмакс — максимально допустимая мощность,
рассеиваемая на стоке даны в справочниках. При включении нагрузки в цепь,
по которой протекает ток истока, у ПТ, как и у БТ, создается возможность уси-
ливать напряжение, ток и мощность. Подробнее о работе, выборе режима БТ
и ПТ, электронной лампы в каскаде усиления см. в [1—3], а об усилителях
на основе интегральных микросхем — в [4, 5].
В каскаде усиления сигналов транзистор подключается к остальным цепям
•с помощью трех выводов. Один из них, как правило, общий для входной и вы-
ходной цепей усилителя. Смотря по тому, какой вывод является общим, разли-
чают типовые схемы включения транзистора в усилительный каскад. Практи-
чески применяются три схемы включения: с общим эмиттером (ОЭ), с общей
•базой (ОБ) и общим коллектором (ОК) — для БТ и аналогично с общим ис-
током (ОИ), общим затвором (ОЗ) и общим стоком — для ПТ. Обычно пара-
метры БТ соответственно способам его включения принято помечать дополни-
тельным индексом «Э», «Б», «К». Поскольку наиболее распространена схема
с ОЭ, то для упрощения в дальнейшем тексте в большинстве случаев индекс
«Э» опускается.
Усилительные свойства каскадов чаще всего характеризуются следующими
основными показателями: способностью поворачивать фазу выходного сигнала
относительно входного на 180° (инвертирующий каскад) или оставлять ее не-
изменной (неинвертирующий каскад); значениями коэффициента усиления по
напряжению, по току и по мощности; значениями входного и выходного сопро-
тивлений; формой амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик; уро-
внем нелинейных искажений.
Определим эти характеристики и параметры усилительного каскада для
малых сигналов при различных способах включения АЭ.
Наиболее распространенная схема резисторного каскада с ОЭ приведена
на рис. 9. Входное напряжение здесь приложено к выводам базы и эмиттера,
а выходное напряжение снимается с коллектора и эмиттера; входным током
является ток базы, а выходным — ток коллектора.
При подаче на базу п-р-п транзистора переменного напряжения Uc пол-
ное напряжение на базе (при мгновенной положительной полярности сигнала)
Vc+E^ увеличивается. Это приводит к возрастанию коллекторного тока и
напряжения на сопротивлении нагрузки RH. Следовательно, напряжение на кол-
лекторе, равное Ее—1кРв, уменьшается. Это указывает на то, что фаза выход-
11
него напряжения (/ВЫх противоположна фазе напряжения Uc. Отсюда следу-
ет, что каскад с ОЭ и аналогичный ему каскад с ОИ являются инвертиру-
ющими.
Коэффициент усиления по току Кт каскада с ОЭ в режиме короткого за-
мыкания выходных зажимов, т. е. при 7?в=0, Кт=^к//Б=Л21, где Лл— коэффи-
циент передачи тока базы при Кн=0; он приводится в справочных данных па-
раметров транзисторов и составляет десятки, иногда сотни единиц.
Если	то для любого Кв коэффициент усиления по току (динамиче-
ский)
К,. д = Л21 /?вых/(^вых + Rh) .
где Rbui — выходное сопротивление транзистора при обрыве входной цепи (ре-
жим холостого хода на входе).
Наибольший коэффициент усиления по току в каскаде с ОЭ Кт.л=Ьц по-
лучается в режиме короткого замыкания выходных зажимов; при RH-+oo (ре-
жим холостого хода) Кт.д-»-0.
При любом сопротивлении нагрузки коэффициент усиления по напряжению
для БТ
К = £/вых/£/цх = Кт Кн//?вх 40 Rn
где /?вх — входное сопротивление транзистора при короткозамкнутом выходе,
равное 1/39/Б [9, с. 356] или, с учетом того, что /Б =1к/Кт, Кт/39 /к, где
/к — в миллиамперах;
для ПТ (при выполнении условия ЯвыхЖи)
K = SRa,	(1)
где S—“крутизна характеристики ПТ.
При /?в=0 также и К=0, а при /?в->-оо теоретически (при сделанных до-
пущениях) К->-оо. Практически К можно получить от нескольких десятков до
нескольких сотен единиц.
При оценке усилительных свойств каскада в установившемся режиме ра-
боты представляет интерес определение отношения его выходного напряжения
Пвых к напряжению источника внешнего сигнала Ев, поступающего на вход
каскада, т. е. так называемый сквозной коэффициент усиления КСкв. Этот по-
казатель наиболее полно характеризует усилительные свойства каскада, так
как учитывает ослабление внешнего сигнала, возникающее при передаче его во
входную цепь усилителя из-за того, что внутреннее сопротивление источника
сигнала /?я=/=0. По определению
„ Пвых Н„х Пвых Пцх
А скв — т~,	—	г. — р А »	(2)
где Пвх — напряжение сигнала на входе усилительного каскада.
Отношение Ивх/Еи, показывающее ослабление сигнала во входной цепи
каскада, определяется выражением:
I/ вх	^вх
а =-----=-----------,
и *и + Rbx
где Rbi — входное сопротивление усилительного каскада.
Для каскада с БТ оно чаще всего равно входному сопротивлению тран-
зистора. В усилителях на ПТ входное сопротивление каскада с ОИ (обычно
112,
равное сопротивлению резистора, включаемого во входную цепь для обеспе-
чения режима работы каскада по постоянному току) значительно превышает
Rh и, как следствие,	(или я=1) и КСкв=К. Для усилителей на БТ
Кскв всегда меньше К.
Таким образом, каскад с ОЭ, обладая способностью усиливать напряже-
ние и ток, позволяет получить значительный коэффициент усиления по мощ-
ности.
KP = W =ft«gl / (-^- + ^-}^40h21RHlK.
I \«ВЫХ АН /
Его значение достигает нескольких тысяч и даже десятков тысяч единиц.
Входное сопротивление БТ, как это было сказано при определении К
каскада с ОЭ, равно
Rnx = UBX/IEX = ftu « 0,025/7Б = 0,025(й21 + 1)//к,
где Ли — входное сопротивление транзистора при короткозамкнутом выходе. У
маломощных БТ оно составляет несколько сотен ом, а у мощных—менее
10 Ом. Полевые транзисторы имеют входное сопротивление 10е—1012 Ом.
Выходное сопротивление /?Вых транзистора в каскаде с ОЭ .можно опреде-
лить приближенно по формуле 7?Вых=С,вых//к» 1/^22, где h22 — выходная про-
водимость при разомкнутом входе, значение которой приводится в справочни-
ках параметров транзисторов.
У маломощных БТ выходное сопротивление составляет несколько десятков
килоом. Выходное сопротивление ПТ в режиме насыщения или (что то же)
его внутреннее сопротивление переменному току R, равно нескольким сотням
килоом. Так как оно обычно значительно превышает сопротивление нагрузки,
то для определения коэффициента усиления по напряжению (1) необходимо
знать лишь крутизну характеристики, которая и приводится в справочных таб-
лицах.
Выходное сопротивление АЭ не следует путать с выходным сопротивлени-
ем усилительного каскада. Последнее равно сопротивлению параллельно
соединенных Лвы1 и RB. В многокаскадных усилителях это сопротивление слу-
жит сопротивлением источника сигнала R„ для последующего каскада.
Амплитудно-частотная характеристика позволяет определить полосу про-
пускания усилителя. Предельно ограничение полосы пропускания усилителя со.
стороны высоких частот f'B обусловлено в основном двумя причинами: инер-
ционностью физических процессов, происходящих в транзисторе, и шунтирую-
щим действием проходных (между выводами транзистора) емкостей, в частнос-
ти, коллекторного перехода Ск в БТ и емкости Сзс в ПТ.
В каскадах на БТ коэффициент Кт и, следовательно, /г21 с повышением ча-
стоты уменьшаются и становятся равными единице на частоте fT, характеризу-
ющей предельную частоту усиления тока. Другим параметром, ограничивающим
верхний предел полосы пропускания, является .параметр /мь Эго—верхняя гра-
ничная частота, на которой значение Л21 в | 2 рае меньше (или составляет
0,707) своего номинального значения, взятого вблизи нулевой частоты. Эти
параметры связаны между собой следующим соотношением:	Иног-
да в справочных таблицах вместо fT или fh2i приводится минимальное значе-
ние h'2l на частоте f', много большей fh2t. Тогда fT определяется по формуле:
13
Для ПТ fT можно определить по следующей формуле: fT =
•=5/2лСзс.
..Следует отметить, что значения fT, fhzi, h'u определяются при Rb-О Если
Яв¥=0, то на f'B сказывается влияние емкости коллекторного перехода Са.
Хотя емкость Ск обычно во много раз меньше емкости база — эмиттер Ссо, но
при «н>0 благодаря действию возникающей ООС по напряжению между кол-
лектором и базой часть входной емкости каскада, вносимой транзистором, воз-
растает со значения (С6э+Ск) (при 7?н=0) до значения Свх ос=С6э+ (1 +
+К)С к, т. е. приблизительно в КСк/С(,я раз.
Таким образом, при выборе транзистора с fT, больше заданной f'B, огра-
ничение последней, например в резисторных усилителях звуковых и видеочас-
тот, может наступить из-за большой емкости СВХОс, включенной параллельно
входному сопротивлению каскада, как это обычно представляется эквивалентной
схемой транзистора в области высоких частот. То же ограничение практичес-
ки наблюдается и в каскадах усиления с ОИ на ПТ. Для них (по аналогии с
БТ) Свх.ос — Сзи + (1 + К) Сзс и возрастает в KC3c/C3a раз. В справочниках приве-
дены значения входной емкости С11и = СзИ+Сзс, измеренной между затвором и
истоком при коротком замыкании по переменному току на выходе в схеме
с ОИ.
В каскаде с ОБ напряжение приложено к эмиттеру и базе, а выходное
напряжение снимается с коллектора и базы (рис. 10). Каскад является неин-
вертирующим.
Рис. П
Работу каскада с ОБ как усилителя легче понять, если представить его как
каскад с ОЭ, охваченный 100%-ной параллельной ООС по току. Поскольку
здесь нет делителя тока, то весь выходной ток /к протекает и во входной це-
пи, т. е. коэффициент передачи тока по цепи ОС рт=1-
Такое представление дает возможность определить параметры каскада с
ОБ через параметры каскада с ОЭ с учетом действия ОС.
При любом сопротивлении нагрузки коэффициент усиления по току кас-
када с ОБ
К _-^=	1121 ^выхб	/04
тдБ~'Э 1+Й21^ыхб + ^н-
Из (3) видно, что при /?Е=0 коэффициент Кт.дВ становится максималь-
ным, но меньшим единицы, а при увеличении RB до бесконечно большого зна-
чения он убывает до нуля. Следовательно, такой каскад не дает усиления тока,
а наоборот несколько ослабляет его.
14
Коэффициент усиления по напряжению КБ каскада с ОБ на единицу
больше, чем у каскада с ОЭ (при равных параметрах транзистора и 7?в):
*Б = (УБЭ + ^КЭ^БЭ = 1 + *т.д ^вх = 1 + К « 40 RH /д.
Соответственно для каскада с общим затвором на ПТ коэффициент усиле-
ния напряжения
= 1 + SRh & SRH.
Коэффициент усиления по мощности каскада с ОБ
^.ДБ = о + Ю	~40 R«	(4)
В схеме с ОБ коэффициент усиления мощности Л'рБ больше, чем в схе-
ме с ОЭ.
Входное сопротивление транзистора
Явхб = иъ'1э =	= Л«/(1 +	= 0-025"Э
достаточно мало вследствие потребления большого тока от источника сигнала,
и практически не зависит от RB. Оно существенно меньше, чем входное сопро-
тивление транзистора в каскаде с ОЭ: у маломощных транзисторов 7?Вх с со-
ставляет несколько десятков ом, а у мощных — меньше 1 Ом.
При включении ПТ по схеме с ОЗ входное сопротивление ЛВх.3«1 /S.
Выходное сопротивление каскада с ОБ несколько больше, чем у каскада
с ОЭ:
Л б ~ ^ВЫХ (1 4" ^21 ^и/^вх)-
Выходное сопротивление каскада с ОЗ
^вых-з = R‘ +	(1 + SRt) к Ri + SR„ Ri = Ri(l+ SR„).
Значение верхней границы полосы пропускания f'B каскада с ОБ и каскада с
ОЗ наибольшее по сравнению с другими схемами и приближается к ft. С уве-
личением RB (при 7?Bx=const) действие ООС усиливается, что способствует
расширению полосы пропускания, верхнюю границу которой можно принять
равной ft.
В каскаде с ОК (рис. 11) входное напряжение приложено к базе и кол-
лектору, а выходное снимается с эмиттера и коллектора. Этот и аналогичный
ему каскад с общим стоком являются неинвертирующими. Его так же как
и каскад с ОБ можно представить в виде усилительного каскада с ОЭ, охва-
ченного 100%-ной последовательной ООС по напряжению. Ее действие и свой-
ства рассмотрены в предыдущем параграфе и в гл. 2 и 3.
Коэффициент усиления по току каскада с ОК Лт д к~1 + Лтд. Он всегда
превышает единицу и максимален при /?н=0. Коэффициент усиления по напря-
жению
Кк = UK/U3 = ^(1 + К) <, 1,	(5)
каскада с общим стоком
Kq ~ SRa/(l + SRh).	(6)
Из формул (5) и (6) следует, что такие каскады не способны усиливать
напряжение.
15
Так как Лк~1. а Кт.дк>1, то для БТ коэффициент усиления по мощ-
ности Крк каскада с ОК может быть больше единицы. Определим его так
^РК = ^.дК/<К = (,+^.я)^1+	‘	' •;
Входное сопротивление БТ в каскаде с ОК
Квх.к =	+ ик)/1Б =	+ (‘ + *21) Ян-	(7)
Оно сравнительно велико и заметно превышает RBB каскада с ОЭ, при усло-
вии, что J?B не слишком мало.
Входное сопротивление ПТ в каскаде с общим стоком очень велико, зна-
чительно больше, чем для каскада с ОИ.
Выходное сопротивление каскада с ОК
^вых.к + Яи)/(1 + *21)-	(8)
мало, если /?п не очень велико, и по значению близко к Лвх.в, особенно при
Выходное сопротивление 7?ВЫх.с каскада с общим стоком определяется по
следующей формуле: Явых.с~1/5.
При /?и->-0 и Кв-*00 ОС получается более глубокой. Поэтому полоса про-
пускания каскада с ОК расширяется, но при этом f'B несколько меньше, чем fT.
Так как каскад с ОК — неинвертирующий, то часть его входной емкости Свх.ос,
вносимая транзистором, равна СВ1.оС=Ск+СбЭ(1—Кк).
Отрицательный знак перед Кк показывает, что ОС через емкость Сса не-
положительна, а так как Кк«1, то можно считать, что она уменьшает СВ1.0<;
до Ск.
Поскольку выходное напряжение, снимаемое с эмиттера БТ или истока ПТ
по уровню и фазе очень близко к входному и как бы повторяет его, то такой
каскад принято называть эмиттерным или потоковым повторителем, об их ра-
боте см. в гл. 3, § 17.
В заключение отметим, что в данной и последующих главах при рассмот-
рении усилительного каскада с различными схемами включения транзистора не
учитывается действие внутритранзисторных ОС. В наиболее распространенных
резисторных УНЧ они не влияют существенно на работу каскада усиления. Од-
мако в широкополосных усилителях, УПЧ и УВЧ пренебрежение ими может
привести к нестабильной работе, а иногда и к генерации колебаний вместо их
усиления. О нейтрализации некоторых из такого рода ОС рассказано
в гл. 7, § 32.
ГЛАВА ВТОРАЯ
ИЗМЕНЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ И ХАРАКТЕРИСТИК УСИЛИТЕЛЯ
ПОД ВЛИЯНИЕМ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
4.	КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ КАСКАДА
И КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ ЦЕПИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
В усилителях с ОС напряжение на входе усилительного каскада из-
меняется за счет действия цепи ОС и, следовательно, изменяется его первона-
чальный (до введения ОС) коэффициент усиления. Как происходит это изме-
нение можно проследить на примере схемы последовательной ОС по напряже-
нию (см. рис. 5,а) с пассивной цепью ОС.
16
Поданное на вход усилителя с ОС напряжение от внешнего источника сиг-
нала £и ослабляется в а раз, а затем усиливается в К раз и выделяется на
сопротивлении нагрузки RB. Так как цепь ОС непосредственно присоединена к
выходу усилительного каскада, то напряжение на ее входе UCK равно выход-
ному напряжению каскада 1/вых=1/н. Тогда напряжение на выходе цепи ОС
(Лю = i Р 1/вых •	(9)
и называется напряжением ОС.
Иначе говоря, выходное напряжение, измененное в р раз, возвращается
обратно на вход каскада.
В зависимости от разности фаз внешнего сигнала и сигнала на выходе цепи
ОС, фаза которого по отношению к внешнему сигналу может изменяться при
прохождении по петле ОС, коэффициент р принимает различный знак. Так, при
разности фаз. равной 0° (ПОС), он принимает положительный знак и изменя-
ет свое значение от 0 до +1, а при разности фаз, равной 180° (000), знак
его отрицательный и значение изменяется от 0 до —1.
Так как напряжение на входе усилительного каскада слагается из напря-
жения внешнего источника и напряжения ОС, в общем случае уменьшенных в
а раз, то, принимая во внимание (9). получаем
= Д £и 4*11 (± Р вых) >
откуда
о Еа = Пвх — о (i Р Пвых)-
Подставив значение Еп в (2) и разделив числитель и знаменатель на 1/вх,
получим
„	_ ________а________ (/вых
свв.ос - 1_(±рс(Увых/£/вх) ивх 
Тогда в окончательном виде выражение для сквозного коэффициента усиления
каскада с ОС
КСквос = ^вв/[1-(±₽Кскв)].	(10)
Знак при произведении рЛсив, называемом коэффициентом петлевого уси-
ления, совпадает со знаком, соответствующим положительной или отрицатель-
ной ОС. Поэтому выражение (10) перепишем в виде
для ПОС
^скв ос = ^скв/(1—РЛГс.кв).	(Н)
для ООС
*скВ0 =*снв/(1 +₽^скв) = Кскв/Ескв-	(12)
Выражения (11) и (12) определяют изменение усиления от введения ОС и
зависимость свойств усилителя от параметров цепи ОС. Они являются основ-
ными для расчета усилителей с любым видом ОС (в зависимости от способа введе-
ния и снятия ОС изменяется только формула определения коэффициента ОС).
Знаменатель выражения (12) £Скв= 1+РЛскв показывает, на сколько изменя-
ется сквозной коэффициент усиления каскада при введении ОС и называется
глубиной ОС. От его абсолютного значения, как это будет показано далее,
существенно зависят все основные параметры усилителя, изменяясь пропорци-
17
онально ему. При расчетах обычно задаются первоначальным значением Ес к в
от 2 до 4. При Fckb<2 ОС сравнительно мало влияет на свойства усилителя,
а при Л'скв>4 значительно уменьшается первоначальный коэффициент усиления.
Так как для усилителей на ПТ Кскв=К, то соотношение (И) и (12) со-
ответственно принимают вид
Хос = /С/(1-р/С)	(13)
и
Koc==K/(l+₽K) = K/f.	(14)
где Кос — коэффициент усиления каскада на ПТ с ОС; F — глубина ОС.
В ряде случаев цепь ОС можно представить в виде Г-образного делите-
ля, состоящего из двух элементов (резисторы Roc и R? на рис. 5,а). Если цепь
ОС включает в себя несколько резисторов, конденсаторов и катушек индуктив-
ностей, то объединив их в параллельную и последовательную ветви ее ОС мож-
но представить также в виде Г-образной эквивалентной схемы делителя.
Как следует из (12) и (14), при ООС коэффициент усиления напряжения
для каскада или каскадов, охваченных ОС, уменьшается в Ескв или F раз и,
следовательно, выходное напряжение усилителя также уменьшается и стано-
вится равным ПВЫх.ос=£иКскв.ос или иВы1.ос=ЕяКОс. Поэтому для сохра-
нения на выходе каскада прежнего (до введения ОС) значения напряжения
Пвых следует увеличить напряжение сигнала на входе усилителя в FCKB или
F рае. Кстати, новые свойства усилителя с ОС и проявляются при условии,
ЧТО Uв ы х.ос — Ев ы х-
На рис. 12 приведено семейство зависимостей для определения Кос в со-
ответствии с формулами (13) и (14). Если известен коэффициент а, то этими
графиками можно воспользоваться для определения Кскв.ос как функции
ОТ Кскв.
Рис. 12
18
На рис. 12 правее прямой линии р=0 (соответствующей усилителю без ОС)
расположены кривые, характеризующие ООС. При больших значениях
рК (РК»1) соотношение (14) можно записать в упрощенном виде:
Кос = /С/(1+РЮ~1/р.	(15)
Это также следует из рассмотрения зависимостей рис. 12 для различных зна-
чений р, где каждая кривая с увеличением К асимптотически приближается к
значению, определяемому согласно (15). Если в усилителе с ОС это условие
выполняется, то свойства такого усилителя определяются главным образом
свойствами цепи ОС и, как видно из (15), его АЧХ и ФЧХ определяется по
закону, обратному закону изменения АЧХ и ФЧХ цепи ОС.
Левее линии р=0 расположены кривые, характеризующие ПОС в соответ-
ствии с (13). С увеличением К (для любого выбранного значения р) Кос так-
же увеличивается сначала сравнительно плавно, а затем при подходе к крити-'
ческому значению рКр=1/Х резко стремится к бесконечности. Последнее озна-
чает, что при достижении значения рк₽ усилитель теряет способность усили-
вать и превращается в автогенератор электрических колебаний.
5.	АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНАЯ И ФАЗО-ЧАСТОТНАЯ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
Амплитудно-частотная характеристика усилительного каскада представля-
ет собой зависимость его коэффициента усиления К от частоты f усиливаемых
колебаний (рис. 13). Фазо-частотная характеристика усилительного каскада
представляет собой зависимость вносимого им фазового сдвига <р от частоты
колебаний f (рис. 14).
Реактивные элементы — конденсаторы, катушки индуктивности, содержа-
щиеся в усилителе, а также частотные свойства самого АЭ обусловливают за-
висимость коэффициента усиления от частоты и возникновение фазового сдви-
га. Вызванное их влиянием неравномерное усиление в диапазоне частот приво-
дит к частотным и фазовым 'искажениям.
Частотные искажения оценивают по отклонению реальной АЧХ от горизон-
тальной прямой. Это отклонение выбрано мерой частотных искажений, ограни-
чивающей весь диапазон частот от (0 до оо) определенной полосой их пропус-
кания с граничными частотами f„ на левом склоне полосы пропускания и fs
на правом. Середине полосы пропускания отвечает средняя частота fcp=
fBfB- В области частот от fB до fB (область так называемых средних частот)
19
считают, что коэффициент усиления имеет постоянное значение и все остальные
параметры можно принять не зависимыми от частоты. Обычно нижняя гра-
ничная частота fB и верхняя граничная частота fB выбираются на уровне, на
котором усиление меньше в 1/2 (0,707) раз, или на 3 дБ, чем его значение на
средней частоте /ср. Для УНЧ за среднюю обычно принимают частоту 1 кГц.
Левее области средних частот расположена область нижних, простираю-
щаяся от нуля примерно до fB, а правее — верхних частот, простирающаяся
примерно от /а до бесконечности.
В области нижних частот ограничение полосы пропускания резисторных
УНЧ обусловлено разделительными и развязывающими конденсаторами. При
fu->0 фазовый сдвиг стремится к л/2.
В области верхних частот предельное ограничение полосы пропускания ре-
зисторных УНЧ вызвано ухудшением усилительных свойств транзистора, а так-
же наличием паразитных, монтажных емкостей. С повышением частоты емкост-
ное сопротивление падает, стремясь к нулю при	При fB->-oo фазовый
сдвиг стремится к —л/2.
При усилении сигналов звуковых частот частотные искажения приводят к
изменению тембра звука, а при усилении телевизионных и других сложных
сигналов они могут существенно изменить форму выходного сигнала.
Оценку частотных искажений проводят по нормированной АЧХ, у которой
по оси ординат отложены отношения коэффициента усиления на любой часто-
те к коэффициенту усиления на средней частоте. Тогда отсутствие частотных
искажений выражается прямой линией, проходящей на единичном уровне нор-
мированной АЧХ. Так же нормируют и частоту, откладывая обычно по оси
абсцисс отношение текущей частоты к одной из граничных частот /в или fB
(для УНЧ), либо к резонансной частоте (для УВЧ или УПЧ).
Предположим, что без ОС каскад усилителя имеет АЧХ и ФЧХ, показанные
соответственно на рис. 13 (кривая А) и рис. 14 (кривая Л). Под действием ОС
согласно формуле (10) изменяется коэффициент усиления каскада, а следова-
тельно, и напряжение на его выходе. Последнее приводит к изменению напря-
жения ОС и результирующего напряжения на входе каскада. Однако изменение
усиления каскада даже с частотно-независимой ОС происходит неравномерно
в полосе частот и на ее краях. Это объясняется тем, что глубина ОС получа-
ется неодинаковой в пределах полосы частот и на ее краях. На средних час-
тотах коэффициент усиления максимален. Следовательно, максимально и на-
пряжение как ПОС, так и ООС. Поэтому увеличение усиления (при ПОС) и
его уменьшение (при ООС) будут наибольшими. На краях полосы, где коэф-
фициент усиления падает, уменьшается и напряжение ОС. Поэтому коэффици-
ент усиления на краях повышается (при ПОС) или снижается (при ООС)
меньше, чем в области средних частот. В результате происходит сужение поло-
сы пропускания при ПОС (кривая В на рис. 13) и ее расширение при ООС
(кривая Б на рис. 13). Чем больше петлевое усиление тем эффективнее
•проявляется действие ОС: при ООС АЧХ становится равномернее и при ПОС
сильнее сужается. Естественно, что граничные частоты, определяющие полосу
пропускания, становятся иными, чем без ОС.
Увеличение глубины ООС приближает форму АЧХ к идеальной. Однако
следует иметь в виду, что при большом числе каскадов и достаточно глубокой
ООС может произойти подъем усиления на крайних частотах полосы пропуска-
ния (даже при спаде усиления на этих частотах до введения ОС). Этот подъ-
20
ем вызван появлением в этом случае ПОС (см. гл. 4). При охвате ОС меньше-
го числа каскадов (одного-двух) или при не очень глубокой ОС выбросы по-
лучаются небольшими. Их можно использовать полезным образом для некото-
рого расширения полосы равномерно пропускаемых частот.
В том случае, когда АЧХ усилителя без ОС имеет подъем усиления в од-
ной из областей полосы пропускания, действие ПОС и ООС противоположно:
первая увеличивает подъем, а вторая спрямляет его. Указанные свойства ПОС
и ООС широко используют на практике. Когда нужно получить более узкую
полосу пропускания, например в резонансных каскадах усиления, используют
ПОС и, наоборот, для расширения полосы, например в высококачественных
УНЧ или усилителях видеосигналов, используют ООС. Рассмотренные свойства
ООС и ПОС используют также и при нейтрализации паразитных ОС (см.
гл. 6 и 7).
Такое воздействие частотно-независимой ОС на АЧХ более характерно длй
ОС по напряжению, чем для ОС по току. Последняя в меньшей степени влия-
ет на частотные искажения, а в УЗЧ и широкополосных усилителях ОС может
вызвав увеличение частотных искажений в области верхних частот из-за уве-
личения выходного сопротивления каскада. Если же цепь ОС сделать частотно-
зависимой, то можно добиться не только спрямления АЧХ (при ООС), но и
подъема ее на заданном участке.
Действие ОС на ФЧХ аналогично действию ее на АЧХ. Положительная
ОС увеличивает фазовые искажения, а ООС уменьшает. Обычно при удовле-
творении условий получения необходимой АЧХ одновременно удовлетворяют-
ся и требования к ФЧХ.
При широкополосном усилении сигналов представляет интерес параметр,
называемый площадью усиления. Он определяется как произведение коэффициен-
та усиления на полосу пропускания или на fB (при fB>fH) и характеризует уси-
лительные способности каскада на выбранном АЭ. Конечность значения площади
усиления накладывает ограничение на получение максимального усиления при
заданной полосе пропускания или максимальной полосы пропускания при задан-
ном коэффициенте усиления. Использование частотно-независимой ОС не изменя-
ет площадь усиления каскада, а частотно-зависимая ОС при некоторых услови-
ях может дать даже небольшой выигрыш в площади усиления.
6.	АМПЛИТУДНАЯ И ДИНАМИЧЕСКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКИ,
НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Зависимость выходного напряжения (тока) усилительного каскада или уси-
лителя от входного напряжения (тока) выражается амплитудной характеристи-
кой (рис. 15). На значительном участке она представляет собой прямую линию,
начинающуюся почти из начала координат (от уровня собственных шумов уси-
лителя 1/ш) и доходящую до таких амплитуд сигнала 1/В1.макс, при которых
заметно сказывается нелинейность характеристик АЭ. Таким образом, амплитуд-
ная характеристика дает возможность определить пределы изменения напряже-
ний L/BT и 1/Вых (тока /вт и /ВЫ1), для которых усилитель с заданной точностью
можно рассматривать как линейную систему (согласно рис. 15 в пределах
1/ш<С t/цыг UБых.маис ).
Для упрощения рассмотрения действия ОС на амплитудную характеристику
предположим, что входной сигнал представляет собой колебание си-нусоидаль-
21
ной формы с постоянной амплитудой и частотой. Допустим, что напряжение на
выходе усилителя искажено: отрицательная полуволна имеет амплитуду мень-
шую, чем положительная. Если усилитель охватить ООС по напряжению, то
напряжение на выходе цепи ОС также будет иметь несимметричные полуволны:
большая — положительная, меньшая — отрицательная. Поэтому в результате дей-
ствия ООС больше ослабится положительная полуволна и меньше — отрицатель-
ная и, как следствие, форма колебания на выходе усилителя станет более сим-
метричной, т. е. нелинейные искажения сигнала уменьшатся.
Влияние ООС на амплитудную характеристику усилителя несложно пояс-
нить графическим способом (ПОС увеличивает нелинейность амплитудной ха-
рактеристики и поэтому не представляет практического интереса). Характеристи-
ка цепи ОС представляет собой прямую с углом наклона <р (рис. 15), который
можно найти из уравнения
Ctg ф = ₽ = 1У0С/£7вых ос_	(16)
При действии ОС для восстановления на выходе усилителя прежнего значе-
ния напряжения t/вых необходимо напряжение от источника сигнала увеличить
на значение напряжения Uoc. Следовательно, амплитудную характеристику уси-
лителя с ОС можно получить из амплитудной характеристики усилителя без ОС
смещением вправо абсцисс последней на значения UOc- Из такого построения не-
посредственно следует линеаризующее действие ООС.
При сильной ОС, когда Кос = 1/Р, амплитудная характеристика усилителя на
значительном участке представляет собой прямую линию с углом наклона, оп-
ределяемым из (16).
Как следует из графика на рис. 15 и уравнения 1/вых.ос/Пвых= 1 + рКСКв =
= Ecfb, ОС позволяет при заданной степени искажений увеличить входную «
выходную амплитуды в ЕСКв раз.
Используя экспериментально снятые амплитудные характеристики усилителя
с ОС и без нее, можно определить: глубину ОС (при условии Ub* = Ubi..oc —
= COnst); коэффициент ОС (При УСЛОВИИ t/Bblx = t/BBix.oc = COnst).
Это позволит в конечном итоге сравнить параметры и характеристики, по-
лученные путем расчета и экспериментально.
22
Как известно, отклонение амплитудной характеристики усилителя от линей-
ного закона приводит к нелинейным искажениям, суть которых заключается в
том, что в выходном сигнале появляются колебания с частотами, которые отсут-
ствуют в первоначальном сигнале, и тем самым изменяется спектральный состав
и форма усиленного выходного сигнала.
Наибольшие нелинейные искажения вносит оконечный каскад усилителя, так
как он работает при достаточно больших амплитудах входного сигнала.
Уровень нелинейных искажений оценивают коэффициентом гармоник kT. Не-
линейные искажения на слух незаметны, если kr мал (/гг<0,2—0,5%). В усили-
телях среднего качества Л,.=3—5%, а высшего качества йг=0,5—1%.
Рассмотрим влияние ООС по напряжению на работу оконечного каскада уси-
лителя. Вследствие нелинейных искажений в выходном сигнале каскада наря-
ду с колебаниями, содержащимися во входном сигнале, появляется ряд высших
гармоник — продукты нелинейности.
Поскольку ток ОС представляет часть выходного тока, то создаваемое им-
напряжение ОС также содержит продукты нелинейности. Вследствие того, что-
напряжение ООС подается на вход АЭ в противофазе с входным сигналом, то-
выходной ток, вызванный напряжением ОС, будет также в противофазе с выход-
ным током каскада. В результате это уменьшит нежелательные амплитуды выс-
ших гармонических колебаний. Так с помощью ООС уменьшаются продукты не-
линейности, создаваемые АЭ в каскаде усиления. Одновременно с их уменьшени-
ем снижается и мощность усиливаемого сигнала на выходе усилителя. Для ее-
восстановления на вход усилителя следует подать напряжение сигнала, увели-
ченное в Теки раз. При этом амплитуда выходного сигнала восстанавливается
до прежнего значения, т. е. до значения, которое она имела бы в отсутствие ОС.
Однако рост нелинейных искажений, который казалось бы, мог возникнуть с уве-
личением амплитуды входного сигнала, на самом деле не происходит, так как
результирующее напряжение на входе активного элемента 17ВХОс останется та-
ким же, как и до введения ОС. Следовательно, амплитуды всех гармоник вы-
ходного тока, возникающих за счет нелинейности, также будут уменьшены в
Лкв раз. Таким образом, ООС уменьшает kr прямо пропорционально глубине-
ОС, т. е. коэффициент гармоник каскада с ОС kr.oc=kr/FCKB-
В каскаде с БТ образование продуктов нелинейности вызывается в основ-
ном двумя причинами: нелинейностью входной цепи транзистора и нелинейностью-
проходной и выходной его характеристик. На уровень нелинейных искажений
влияют также амплитуда входного сигнала- и сопротивления источника сигна-
ла Ru и нагрузки RB.
На рис. 16 приведена'зависимость kr от сопротивления источника сигнала Ra
для трех схем включения транзистора, с ОЭ, ОБ и ОК- Как видно из рассмот-
рения рис. 16, БТ вносит наибольшие нелинейные искажения при использова-
нии его по схеме с ОЭ. Наименьших нелинейных искажений можно добиться,,
включая его по схемам с ОБ и с ОК. Поэтому в оконечных каскадах высоко-
линейных усилителей желательно применять схему включения с ОБ или с ОК,
а включение транзистора по схеме с ОЭ целесообразно использовать в пред-
варительных каскадах, где отдаваемая ими мощность и напряжение сигнала го-
раздо меньше, чем в оконечном каскаде.
Следует заметить, что нелинейные искажения, возникающие из-за перегруз-
ки оконечного каскада при сильных входных сигналах, ограничивают дина-
мический диапазон изменения их выходных амплитуд, определяемый отноше-
2г
нием [/„игмакс/^ш (см. рис. 15). Для усиления всего диапазона входных на-
пряжений, динамические диапазоны по входу и выходу должны быть по край-
ней мере равны. Однако чаще всего динамический диапазон изменения входных
сигналов больше динамического диапазона усилителя, что приводит к появле-
нию нелинейных искажений ири усилении сигнала. Расширение динамического
диапазона усилителя можно получить с помощью ООС. Это расширение будет
прямо пропорционально глубине ОС.
7.	ВХОДНОЕ И ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ
Прежде чем перейти к рассмотрению влияния ОС на входное сопротивле-
ние усилителя, напомним некоторые из известных положений. Входным сопро-
тивлением усилительного каскада или усилителя в целом называют сопротивле-
ние переменному току между зажимами, на которые поступает напряжение сиг-
нала. Входное сопротивление последующего каскада усилителя обычно подклю-
чается параллельно сопротивлению нагрузки предыдущего и, шунтируя послед-
нее, уменьшает усиление предыдущего каскада. Это характерно для усилитель-
ных каскадов на БТ, входное сопротивление которых соизмеримо, а иногда и
меньше сопротивления нагрузки. При использовании ПТ и электронных ламп,
имеющих входное сопротивление, значительно большее, чем сопротивление на-
грузки, влияние входного сопротивления можно не учитывать.
В отсутствие ОС входное сопротивление АЭ определяется свойствами его
межэлектродного промежутка, на который поступает сигнал от источника сиг-
нала или предыдущего каскада. Чаще всего входное сопротивление АЭ в обла-
сти верхних частот можно представить в виде параллельного соединения рези-
стора и конденсатора, имитирующего межэлектродную и монтажную емкости
на входных зажимах АЭ. Поэтому с повышением частоты входное сопротивле-
ние каскада без ОС уменьшается и его шунтирующее действие на сопротивление
нагрузки предыдущего каскада проявляется сильнее. Это вызывает падение уси-
ления с повышением частоты входного сигнала.
Как уже было сказано ранее (см. гл. 1, § 2), действие внешней ОС на вход-
ное сопротивление зависит только от способа подачи напряжения ОС на вход
усилителя (последовательная или параллельная ОС). Определим входное со-
противление для схемы с последовательной ОС по напряжению (рис. 5,а).
Обозначим входное сопротивление каскада с учетом действия ОС /?вх.ос =
= Пвх.ос//вх и в отсутствие ее /?bx = £A>x//bx. Полагая, что под действием ОС
напряжение сигнала не изменяется, имеем
^.00 = ^ =^вх-(±1/ос),
где [/ос — напряжение на выходе цепи ОС. Знак ( + ) соответствует ПОС, а
знак (—) — ООС.
Разделим все члены предыдущего уравнения на Iвх, тогда получим
^ВХ.ОС _ UWL _______________________ (± Uос)
^вх ^вх 7ВХ
Обозначим [/ос//вх=/?ос, тогда
^ВХ.ОС = ^ВХ -	= «вх П -- (i Roc)/Rbx] =
= Ввх П — (± (7oc)/[/BXJ = Rbx [I — (± P Kcbb)1-	(17)
24
Таким образом, под действием ОС произошло изменение входного сопро-
тивления каскада на значение /?Ос=7?вхР/Аскв. С физической точки зрения та-
кое изменение входного сопротивления обтясняется изменением тока во вход-
ной цепи каскада вследствие того, что напряжение сигнала, прикладываемое
непосредственно ко входу АЭ, изменилось под действием напряжения ОС.
Для ПОС соотношение (17) принимает вид
^вх.ос = ^вх — ^ос =	(1 — Р Аскв) •	(18)
а для ООС
^вх.ос = ^вхН- Roc — ^вх(* + Р Кскв)-	(19)
Насколько изменилось входное сопротивление в результате действия ОС,
нетрудно определить из (17) делением его членов на J?BX. Тогда Rbx.oc/Rbx =
= 1 — (^РАскв) ИЛИ ДЛЯ ПОС Rbx.cc/Rbx~ 1—РАскв И ДЛЯ ООС Rbx.cc/Rb
= 14" РКскв-
Выражение (18) показывает, что последовательная ПОС уменьшает вход-
ное сопротивление, при определенных значениях оно может стать равным ну-
лю или даже отрицательным. Последний эффект связывают с понятием «отри-
цательного» сопротивления, которое связано с отдачей энергии и, следователь-
но, в общем случае, с генерированием колебаний (см. гл. 4). Последовательная
ООС, как это видно из (19), увеличивает входное сопротивление, что полезно
используется на практике (см. гл. 3).
При параллельной ОС, как это следует из рассмотрения рис. 2,а, резуль-
тирующий входной ток определяется из уравнения
/вх.ос = /“ —/ос’
где 1Ос — ток в цепи ОС, а 1Ъх=1с-
При неизменном значении UBx увеличение тока (при ПОС) означает умень-
шение входного сопротивления каскада, а уменьшение тока (при ООС) — его
увеличение.
Представим (20) в следующем виде:
,	.	, ,	, l^BX--(+(7вых)
'вх.ос _'вх ±'ос — р + р
Лвх	Кос 1
Обозначив входную проводимость каскада без ОС Ybx=1/Rbx и проводи-
мость цепи ОС Уос = 1//?Ос, выразим входную проводимость каскада с учетом
действия ОС
I	1	1 — (4- UBb,x/UBx)
Гвх ос =	+------ р	= Гвх + Гос [1 - (± Кскв)1 (21)
о'вх Кцх	Кос
или для ПОС
^ВХ.ОС = ^вх + ^*>С U — ^скв) = У’вХ — I'oc (Аскв — 1)	(22)
и для ООС
^вх.ос = ^вх + ^ОС (1 + Кскв) •	(23)
Таким образом, действие параллельной ОС на входное сопротивление вы-
зывает эффект, противоположный действию последовательной ОС. Так, парал-
лельная ПОС, как это видно из (22), увеличивает входное сопротивление кас-
када до бесконечно большого значения [при Увх = УОс(Кскб—1)] и можно по-
25
лучить отрицательное сопротивление, подобно последовательной ПОС. В то же
время параллельная ООС уменьшает входное сопротивление каскада.
Выходное сопротивление усилительного каскада или усилителя в целом —
это сопротивление переменному току между его выходными зажимами, с ко-
торых снимается усиленное напряжение сигнала. Влияние ОС на выходное со-
противление зависит только от способа присоединения цепи ОС к выходной
цепи (ОС по напряжению или ОС по току).
Выходное сопротивление для схем ОС по напряжению (см. рис. 2,а) и ОС
по току (см. рис. 3,а) можно найти способом, аналогичным тому, которым
было найдено входное сопротивление для последовательной и параллельной
схем ОС. Однако нахождение окончательного выражения представляет некото-
рые математические трудности. Поэтому, опуская промежуточные выкладки, за-
пишем окончательные выражения для определения выходного сопротивления
Квыг.ос усилительного каскада:
для ПОС по напряжению
^вых.ос ~ ^'вых/^ — ₽7ССкв).	(24)
для ООС по напряжению
^вых.ос = ^'вых/О + Р *скв),	(25)
для ПОС по току (без учета RH, подключаемой параллельно Явых.ос)
^вых.ос = (-^вых + ^т) (1 — Р ^скв) >	(26)
для ООС по току (без учета RB, подключаемой параллельно /?ВЫх.ос)
/?вых ос = ^вых + /?т) (1 + Р Кскв)-	(27)
Сравнивая действия ОС на выходное сопротивление усилительного каскада
без ОС согласно (24)—(27), приходим к следующим выводам: для ПОС по
напряжению с возрастанием Кскв (при постоянных остальных параметрах)
выходное сопротивление вначале увеличивается, далее становится бесконечно
большим (при рКскв=1), а затем приобретает отрицательное значение, умень-
шающееся по абсолютному значению; при ООС по напряжению выходное со-
противление с возрастанием Кскв падает; положительная ОС по току с увеличе-
нием Кскв (при постоянных остальных параметрах) вначале уменьшает выход-
ное сопротивление, затем оно становится равным нулю и далее приобретает
отрицательное значение, которое с ростом Кскв увеличивается по абсолютному
значению; при ООС по току выходное сопротивление с увеличением КСкв воз-
растает.
8.	УСТОЙЧИВОСТЬ РАБОТЫ, СТАБИЛЬНОСТЬ ПАРАМЕТРОВ
И ХАРАКТЕРИСТИК УСИЛИТЕЛЯ
Во избежание потери устойчивости и превращения усилителя с ОС в
автогенератор необходимо удовлетворить некоторым требованиям к амплитуде
и фазе колебаний при прохождении последних по петле ОС. Из теории коле-
баний известно, что самовозбуждение в электрической системе с ОС наступает
при двух определенных условиях: в замкнутой цепи (петле ОС) коэффициент
передачи (усиления) должен быть равен единице (₽Кскв=1), а сумма всех фа-
зовых сдвигов 6q>, которые получает колебание при одноразовом обходе петли
26
ОС, должна быть равна 2kn (где k—i, 2, п — натуральный ряд чисел), т. е.
0°, 360°, 720° и т. д.[1]. Частота, на которой последнее условие выполняется,
и есть частота возникающих колебаний. Если не выполняется хотя бы одно из
условий (баланса амплитуд или баланса фаз), то самовозбуждение не насту-
пает, и система способна усиливать сигналы.
Рассматривая уравнения (11) и (12), можно прийти к следующим выводам.
Частотно-независимая ООС, в принципе, не вызывает генерирования колебаний,
так как для нее не выполняется условие фазового баланса. Генерирование мо-
жет возникнуть в определенных выше условиях только при ПОС, и опасность
его возникновения в усилителе те.м больше, чем ближе значение петлевого уси-
ления рЛ'скв к единице.
Как уже было отмечено при рассмотрении влияния ОС на АЧХ и ФЧХ, за-
висимость коэффициента передачи (усиления) и фазового сдвига от частоты
обусловлена реактивными элементами, присутствующими в цепях межкаскаД-
ной связи и АЭ. Кроме того, фазовый сдвиг зависит от типовой схемы вклю-
чения АЭ (инвертирующий или неинвертирующий каскад). В наиболее распро-
страненных резистивных широкополосных усилителях на достаточно низких ча-
стотах (значительно ниже /н) каждой цепью, состоящей из разделительного
конденсатора и резистора межкаскадной связи, вносится сдвиг по фазе, в пре-
деле равный 90°, а на высоких частотах (значительно выше fB) каждый каскад
вносит сдвиг по фазе, в пределе равный —90° и определяемый входной емко-
стью каскада и выходным сопротивлением нагрузки предыдущего каскада. Сле-
довательно, суммарный сдвиг фазы не превышает 270°. Поэтому однокаскад-
ный резистивный УНЧ работает стабильно и практически не возбуждается при
любой глубине ОС.
Двухкаскадные резистивные усилители включают по крайней мере, две
разделительные цепи связи, вызывающие на низких частотах предельный сдвиг
фазы 180°, а также две цепи, действующие подобным образом и на высоких
частотах. Это (с учетом сдвига фаз, который может внести типовая схема
включения АЭ) принципиально может привести к трансформации в некоторой
области как низких, так и высоких частот одного вида ОС в другой, например
отрицательной в положительную.
Если усилитель состоит из нескольких (двух и более) каскадов, то обычно
стремятся охватить ОС весь усилитель. При этом существенно усложняется вы-
полнение условий устойчивости усилителя из-за возрастания суммарного фазово-
го сдвига в петле ОС, особенно при использовании трансформаторов, обладаю-
щих индуктивностью рассеяния. Известно, что трансформатор в зависимости от
согласованного или встречного включения его обмоток может внести сдвиг фаз,
соответственно равный 0° или 180°. Индуктивность рассеяния трансформатора,
особенно при емкостной нагрузке на его выходе, приводит к такому дополни-
тельному сдвигу фаз в области высоких и превышающих их во много раз час-
тотах, что при введении ОС на этих частотах могут создаться условия генери-
рования колебаний даже в двухкаскадно.м УНЧ.
Таким образом, чем большее число каскадов охватывается ООС, тем боль-
ше вероятность получения дополнительного фазового сдвига 180° на частотах,
близких к границам полосы пропускания, и, следовательно, больше опасность
самовозбуждения. Это сильно ограничивает эффективность применения общей
ООС в многокаскадном усилителе и тесно связано с проблемой обеспечения
устойчивости его работы. Практически установлено, что двухкаскадный рези-
27
стивный усилитель работает устойчиво в любых условиях при глубине ООС,
равной не более 5—6, трехкаскадный — не более 4—5.
Следует заметить, что действие ПОС при удовлетворении только фазового
условия приводит на соответствующих частотах и вблизи них к подъему АЧХ,
возрастающему с приближением коэффициента петлевого усиления к единице.
Итак, чтобы усилительный каскад выполнял свои прямые функции линейного
усиления, нужно избегать таких условий его работы, при которых напряжение
ОС, возникающее во входной цепи или вводимое в нее намеренно, было равно
напряжению на входе АЭ и совпадало с ним по фазе. При ООС (правее линии
Р=0, рис. 12) изменение коэффициента усиления Кос уменьшается с ростом ко-
эффициента усиления собственно усилителя К- Это соответствует повышению
стабильности усилителя. Графически поясним это на примерах изменения коэф-
фициентов усиления Кос и К, верных при любом р. Так, возьмем кривую с
Р=0,1 (см. рис. 12) и первоначальный коэффициент усиления К=5. Допустим,
что от изменения температуры и напряжения питания коэффициент усиления
снизился до 4, т. е. изменился в 1,25 раза. При этом, как это видно из графи-
ка, Кос -изменился только в 1,18 раза. При увеличении К в 1,2 раза коэффициент
Кос изменится в 1,12 раза. Таким образом, при действии ООС Кос изменяется
меньше, чем К. Это уменьшение изменения Кос становится заметнее с ростом К
и р. При значениях этих параметров, лежащих правее пунктирной линии (см.
рис. 12), практически при любом К изменение Кос не превышает 10%, и можно
принять, что Аос = 1/р. Следовательно, введение ООС повышает стабильность
работы усилителя.
При ПОС (левее линии Р=0) характер изменения Кос при вариации К
обратный. При том же коэффициенте ОС (Р=(),1) и тех же пределах измене-
ний К (в 1,2 раза) Кос изменяется больше (в 1,5 раза), ч-ом К, и при опреде-
ленном условии (Х=1/Р) эти изменения становятся бесконечно большими, что
приводит к самовозбуждению. Таким образом, ПОС увеличивает нестабильность
усиления.
В общем случае стабильность параметров усилителя с ООС увеличивается
в Гскв раз, будучи различной в зависимости от формы АЧХ для разных час-
тот. Повышение стабильности усилителя с ООС по напряжению означает, в ча-
стности, меньшую зависимость 17ВЫх.ос от изменения сопротивления нагрузки
Rh, т. е. стабилизацию выходного напряжения. Для схемы с ООС по току име-
ет место аналогичная стабилизация выходного тока.
Следует отметить одно из свойств ООС: чем больше изменения К, тем эф-
фективнее она действует на них, сглаживая неравномерности АЧХ; при
Аос=1/Р АЧХ усилителя определяется только АЧХ цепи ОС. Если цепь ОС
содержит только пассивные элементы, то усиление при выполнении этого усло-
вия становится практически независимым от напряжения источника электро-
питания, старения и изменения параметров АЭ, т. е. становится более стабиль-
ным. При этом следует обратить особое внимание на повышение стабильности
элементов цепей ОС, тем более, что сама ОС на их стабильность не влияет.
Для уменьшения фазовых сдвигов необходимо принимать специальные меры
при конструировании каскадов усиления. Например, желательно сводить к ми-
нимуму влияние реактивных элементов, особенно таких, как индуктивность рас-
сеяния обмоток трансформатора. Избежать этого можно только исключив транс-
форматор из петли ОС. В большинстве УНЧ напряжение ОС снимается со вто-
ричной обмотки выходного трансформатора для того, чтобы уменьшить вноси-
28
мые им нелинейные искажения. Тогда необходимая фаза сигнала на выходе
цепи ОС обеспечивается правильным подключением выводов обмоток транс-
форматора к цепям усилителя. Напомним, что при согласованном включении об-
моток фаза не изменяется, а при встречном она изменяется на 180°, т. е. по-
меняв выводы одной из обмоток, можно изменить фазу иа 180°. Это пра-
вило следует использовать при отладке собранного усилителя с ОС. Напряже-
ние ОС чаще всего подается в цепь эмиттера или истока транзистора, что ока-
зывается возможным .и удобным при любом числе каскадов.
В сложных многокаскадных усилителях, особенно собранных на основе ин-
тегральных микросхем, обеспечение устойчивой работы при больших значениях
петлевого усиления (глубокая ОС) представляет трудную задачу. Ее решение
требует применения различных специальных цепей из резисторов и конденсато-
ров, вносящих необходимое затухание и сдвиг фазы на частоте возникновения
генерации. Они, в общем случае, могут и не входить в состав цепи ОС, охва-
тывающей весь усилитель, а составлять часть цепи местной ОС в отдельных
его каскадах. Ту же функцию выполняют и корректирующие резистивно-емкост-
ные цепи, особенно распространенные в усилителях на интегральных микросхе-
мах (см. гл. 8). Действие их в простейшем случае сводится к ограничению
(уменьшению) полосы пропускания >и уменьшению фазового сдвига со стороны
высоких частот АЧХ в отдельных каскадах усилителя.
В усилителе ОС (положительная или отрицательная) может возникать так-
же из-за паразитных связей: емкостных, индуктивных, гальванических и др. Та-
кие связи, как правило, не поддаются расчету, поэтому их (в основном ПОС)
ослабляют различными способами (см. гл. 7).
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
И ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ
9.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Рассмотрение в предыдущих главах влияния ОС на параметры и
характеристики отдельных усилительных каскадов и усилитель в целом позво-
ляет сделать обобщающие выводы о некоторых практически полезных свойст-
вах ООС. Использование ООС снижает все виды искажений, в том числе ли-
нейные, связанные с неравномерностью АЧХ и ФЧХ, и нелинейные, вызываемые
нелинейностью амплитудных характеристик усилителя. Кроме того, она пони-
жает' уровень внутренних (внутри петли ОС) помех, таких как шумы элемен-
тов усилителя, фон от источника питания и т. п.
Введение ООС повышает стабильность характеристик и параметров усили-
теля, делая их малозависимыми или независимыми от смены или старения АЭ,
изменения внешней температуры, колебаний сопротивления нагрузки или на-
пряжения питания и других факторов. Все это достигается простыми средст-
вами, без применения сложных устройств автоматической регулировки, в чем
большое преимущество ООС перед другими видами стабилизации.
Следует заметить, что все показатели усилителя с ООС и без нее сравни-
ваются при условии, что их выходные напряжения одинаковы, а для этого
входное напряжение в усилителе с ООС нужно повысить в ЕСкв раз. Такое
29
увеличение входного напряжения или, что то же, понижение коэффициента уси-
ления каскада является своеобразной «платой» за улучшение всех других па-
раметров и характеристик усилителя. Однако это понижение усиления в боль-
шинстве случаев не является существенным препятствием для широкого исполь-
зования ООС: его можно компенсировать некоторым повышением усиления в
предыдущих (предварительных) каскадах, где уровень сигналов и, как следст-
вие, вносимые ими искажения незначительны.
При выборе того или иного вида ОС лучшие результаты дает использова-
ние последовательной ОС по напряжению, особенно в оконечных каскадах УНЧ
на транзисторах. Это связано с тем, что такая ОС увеличивает входное и
уменьшает выходное сопротивление каскада, что улучшает условия согласова-
ния его параметров с параметрами предыдущего и последующего каскадов или
нагрузкой на выходе усилителя. Типичными усилителями с таким видом ОС
являются транзисторные каскады с ОК или общим стоком, называемые эмит-
терным и истоковыми повторителями. Без них не обходится, за редким исклю-
чением, ни один многокаскадный усилитель.
В практических схемах УНЧ широко применяется как последовательная,
так и параллельная ОС по напряжению, реже — местная последовательная ОС
по току, обычно в виде незашунтированного емкостью резистора в цепи эмит-
тера или истока транзистора [6]. В большинстве многокаскадных УЗЧ чаще
всего встречаются частотно-независимая ООС, при которой коэффициент пере-
дачи р цепи ОС выражается действительным числом, т. е. не зависит от часто-
ты. Ее использование для улучшения тех или иных показателей усилители при-
водит одновременно к не,нужному избыточному расширению полосы пропуска-
ния. Учитывая, что площадь усиления не зависит от такого вида ОС, можно
понижение усиления, вызванное действием ООС (особенно в широкополосных
усилителях), компенсировать увеличением сопротивления нагрузки до такого
значения, при котором полоса пропускания и усиление каскада или усилителя
с ОС станут такими, какими они были до введения ОС. При этом сохраняются
все остальные свойства каскада с ООС.
Еще большими возможностями воздействия на АЧХ и ФЧХ обладает час-
тотно-зависимая ООС. Она изменяет АЧХ усилителя по закону, обратному за-
кону изменения коэффициента передачи р цепи ОС от частоты. Этим объясняет-
ся ее широкое использование в усилителях для разнообразных изменений их
АЧХ и ФЧХ, в частности, для корректирования (исправления) АЧХ в области
нижних и верхних частот УНЧ и широкополосных усилителей, получения ста-
бильных резонансных характеристик и др.
10.	СТАБИЛИЗАЦИЯ СТАТИЧЕСКИХ РЕЖИМОВ КАСКАДА
Для стабилизации режима работы транзистора можно ,пр,Их\1е1икгь цени, соз-
дающие ООС по постоянному и переменному току. Данная ОС позволяет ста-
билизировать режим каскада усиления на постоянном токе, т. е. ослабить влия-
ние на его работу разброса параметров и характеристик транзистора, а также
изменений теплового режима и питающих напряжений.
Рассмотрим схему усилительного каскада с ОЭ (рис. 17). В нем стабили-
зация режима работы осуществляется поддержанием выбранных значений то-
ков коллектора и базы. Для этого необходимо, чтобы изменения первоначаль-
ных токов коллектора и базы (или напряжения на ней) были противоположны
30
по знаку и пропорциональны по значению. Полной аналогией в этом отноше-
нии является принцип поддержания постоянства тока стока ПТ в схеме с ОИ,
когда приращение тока стока компенсируется противоположным по знаку и
соответствующим по значению приращением напряжения на затворе. Подобная
связь между выходной и входной цепями усилительного каскада — параллель-
ная ООС по напряжению, влияющая на значение постоянных токов во вход-
ных и выходных цепях транзистора.
Рис. 17
Рис. 19
Рис. 18
Предположим, что из-за повышения температуры или напряжения питания
первоначальный ток коллектора увеличился. При этом падение напряжения па
сопротивлении нагрузки RB повысится и через резистор i?ocl на базу транзис-
тора будет подано уменьшенное напряжение, которое вызовет снижение тока
базы. Последнее приведет к тому, что ток коллектора также уменьшится, поч-
ти сохранив свое первоначальное значение.
Для расчета эффективности стабилизации режима в таком усилительном
каскаде можно воспользоваться формулами (12) и (14). Как видно, эффектив-
ность зависит от сопротивления резистора R„. При малых его значениях напря-
жение на коллекторе изменяется незначительно и поэтому слабо влияет на ток
базы. Сопротивление резистора в цепи ОС Root определяется из условия полу-
чения рабочего значения постоянного тока базы / Б0
/?ос1 = (%-1/Б0)//Б0>	(28)
где Ско и С’Б0 —постоянные напряжения соответственно на коллекторе и базе
транзистора, определяющие режим работы усилительного каскада.
В большинстве случаев при расчете Roci значением t/E0 из-за его малости
по сравнению с Uко практически можно пренебречь, округляя полученное зна-
чение Roci до ближайшего меньшего, соответствующего номинальному значе-
нию выпускаемых резисторов.
Для стабилизации режимов транзисторов на постоянном токе этот вид ОС
можно использовать и в многокаскадном усилителе. Например, в трехкаскад-
ном усилителе такая ОС может быть осуществлена включением резистора Roci
между коллектором последнего каскада и базой первого.
Для стабилизации режима АЭ используют и последовательную ООС по
току (рис. 18). Здесь ОС по переменному и постоянному току осуществляется
включением резистора Ra в цепь эмиттера. Как известно (см. гл. 1, § 2), дей-
ствие такой ОС по переменному току увеличивает входное сопротивление кас-
када, благодаря чему облегчаются условия межкаскадного согласования, а ее
действие по постоянному току стабилизирует режим каскада. Так при увеличе-
нии тока коллектора возрастает падение напряжения на сопротивлении резис-
31
тора R3, вследствие чего напряжение и ток базы уменьшаются, что препятству-
ет увеличению тока коллектора. В схеме рис. 18 ОС по переменной составляю-
щей может быть устранена шунтированием резистора Ra конденсатором боль-
шой емкости.
Повысить эффективность рассмотренных схем стабилизации режима рабо-
ты можно применением усилителя постоянного тока (УПТ) с так называемой
автоподстройкой режима транзисторов одновременно в нескольких каскадах.
На рис. 19 приведена принципиальная схема такого УНЧ. Каскады с ОЭ на
транзисторах Т2 и ТЗ составляют собственно усилитель, а усилительный каскад
на транзисторе Т1 обеспечивает усиленную параллельную ООС по постоянному
напряжению, с помощью которой стабилизируется режим работы транзисторов
Т2 и ТЗ усилителя. Цепь ОС состоит из УС-фильтра низких частот (резистор
R3 и конденсатор С2), пропускающего лишь постоянный ток и его медленные
изменения с выхода усилителя (нагрузочный резистор R4) через усилительный
каскад на транзисторе Т1 и резистор R1 на вход усилителя.
Стабильная работа такого усилителя при значительных колебаниях окру-
жающей температуры и питающего напряжения достигается тем, что каскад ав-
топодстройки на транзисторе Т1 фактически контролирует выходное напряже-
ние на коллекторе транзистора ТЗ и с помощью транзистора Т2 изменяет его
режим. Здесь впервые встречается активная цепь ОС, т. е. цепь, в которой на-
пряжение ОС усиливается дополнительным активным элементом. Так как ста-
бильность цепей ОС нельзя изменять с помощью самой ОС, то следует обра-
тить внимание на выбор режима каскада на транзисторе Т1.
Принципиальная схема УНЧ с автоподстройкой режима транзисторов, пред-
ложенная И. Т. Акулиничевым, приведена на рис. 20. В этой и других схемах
транзисторы ранних выпусков можно заменить более современными. Звездочкой
(*) помечены элементы, параметры которых могут изменяться в процессе под-
бора режима работы конкретного транзистора Такой усилитель хорошо рабо-
тает в радиоприемнике, телевизоре или электропроигрывателе.
Первый каскад УНЧ собран на транзисторе с ОЭ, второй выполнен на
составном транзисторе ТЗ—Т4 (см. § 12). В коллекторную цепь последнего
включен выходной трансформатор Тр1. В качестве сопротивления нагрузки в
коллекторной цепи транзистора Т2 применен резистор R2.
Третий каскад на транзисторе Т1 осуществляет подстройку режима пер-
вых трех транзисторов по постоянному току. Для этого падение напряжения
Рис. 20
32
Рис. 21
на первичной обмотке выходного трансформатора Тр1 через делитель напряже-
ния на резисторах R4* и R5 подается на базу транзистора Т1 и используется в
качестве управляющего напряжения. Сопротивление постоянному току первич-
ной обмотки трансформатора Тр1 примерно 5 Ом. При прохождении коллек-
торного тока транзистора Т4, равного примерно 200—250 мА, возникает паде-
ние напряжения постоянного тока, равное 1—1,25 В (током маломощного тран-
зистора ТЗ можно пренебречь, так как он значительно меньше тока выходного
транзистора Т4). Конденсатор С2 в цепи ОС шунтирует цепь управления ре-
жимом на частотах входного сигнала, т. е. усиленный сигнал не проходит по
цепи ОС.
Рассмотренный усилитель прост в налаживании, которое заключается в
подборе сопротивления резистора R4*. Выходной трансформатор Тр1 намотан
на магнитопроводе из трансформаторной стали сечением 4 см2. Его первичная
обмотка содержит 300 витков (провод ПЭЛ 0,33), вторичная (для громкогово-
рителя 1ГД-9) — 100 витков (провод ПЭЛ 0,51).
При изменении напряжения источника питания в 2—3 раза от номиналь-
ного усилитель с автоподстройкой режима сохраняет высокую работоспособ-
ность в отличие от обычных, которые при изменении напряжения питания, на-
пример на ±15%, значительно изменяют свои номинальные показатели.
11.	СЕЛЕКТИВНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Простой селективный усилитель в диапазоне звуковых частот на ПТ мож-
но собрать по схеме, приведенной на рис. 21. Поступающий на верхний (по схе-
ме) затвор транзистора Т1 сигнал усиливается и через конденсатор С7 подается
на вход следующего каскада усиления. С выхода каскада (резистор R4) сиг-
нал через двойной Т-образный мост, состоящий из резисторов R6—R8 и кон-
денсаторов СЗ—С5, подается на другой, нижний (по схеме) затвор. Так обра-
зуется частотно-зависимая цепь отрицательной ОС по напряжению. Ее глубина
устанавливается резистором R5. Квазирезонансная частота усилителя определя-
ется параметрами моста и в небольших пределах ее можно изменять перемен-
ным резистором R7. Для сопротивления резистора R7, равного ПО кОм, емко-
сти конденсаторов СЗ—С5 и соответствующие квазирезонансные частоты мож-
но найти из табл. 1.
Таблица 1
Емкости конденсаторов, пФ	Квазирезонансная частота, Гц						
	150	300	600	1200	2400	4800	9600
СЗ, С5	5600	2700	1300	680	330	160	82
С4	12000	6200	3000	1500	750	360	180
Для сужения полосы пропускания УПЧ с повышенной средней частотой
(более нескольких мегагерц) можно также использовать ООС. В резонансном
усилителе, схема которого приведена на рис. 22, селективным элементом явля-
ется широкополосный пьезокерамический фильтр. Он включен в обычный кас-
кад усиления с ОЭ между коллектором и базой транзистора Т1 и образует
2-18	33
цепь параллельной ООС по напряжению. Благодаря действию ООС, глубина
которой минимальна на резонансной частоте и увеличивается пропорционально
уходу от нее в ту или другую сторону, полоса пропускания усилителя сужает-
ся. Переменным резистором 4?/ можно в небольших пределах изменять глубину
ООС и тем самым регулировать усиление и полосу пропускания. При исполь-
зовании пьезокерамических фильтров типов ПФ1П со средней частотой
465±2 кГц полоса пропускания получается в пределах 500—1000 Гц. Внутрен-
нее сопротивление источника сигнала должно быть равным нагрузочному со-
противлению фильтра со стороны выхода (для ПФ1П — 1 кОм).
12.	СОСТАВНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Некоторые свойства БТ можно существенно улучшить, соединив их по два
или более так, как это показано на рис. 23. В результате получается как бы
один эквивалентный транзистор с тремя внешними выводами электродов: базы,
эмиттера и коллектора, который, как и обычный БТ, для усиления сигналов
•можно включать 'по схемам с ОЭ, ОК или ОБ. Однако свойства такого соеди-
нения транзисторов, называемого составным транзистором, отличаются от
свойств отдельных транзисторов, в нее входящих.
Наибольший интерес представляет составной транзистор при включении
отдельных БТ по схемам с ОЭ (назовем такое соединение — составной транзис-
тор с ОЭ) (рис. 23,а) и с ОК (назовем такое соединение — составной транзис-
тор с ОК) (рис. 23,6). Статические коэффициенты передачи тока базы для со-
ставного транзистора с ОЭ
Л21 сост = Л21Э1 + Л2132 +	31 Э2	(2®)
и с ОК
^21 К сост = ”21 еост । ~ Л21 сост >	(30)
где индексы «Э1» и «Э2» указывают на отношение параметра к первому и вто-
рому каскадам с ОЭ.
Согласно (29), (30) усиление тока составным транзистором с ОЭ и с ОК
может достигать нескольких тысяч единиц при использовании обычных БТ, у
которых й21>40. Однако в распоряжении радиолюбителя часто имеются БТ,
такие, как П13—П15, М.П39 П401, П423А, со значительно меньшим коэффи-
циентом передачи тока й21 = 10—20. В обычных схемах усиления такие транзи-
сторы потребуют большего числа каскадов, что может привести к усложнению
конструкции, неустойчивой работе из-за появления ОС через источник питания
34
и другим нежелательным последствиям. Более целесообразно использовать ил
как элементы составных транзисторов. Это эквивалентно применению в усили-
тельном каскаде БТ, параметры которого не уступают параметрам БТ с боль-
шим коэффициентом передачи тока базы. Для этого БТ должны работать в
нормальном режиме по постоянным токам и напряжениям. Однако для однотип-
ных транзисторов это условие не выполняется, так как ток IЭ1 должен быть
при этом равен току ^Б2, который в нормальном режиме работы значительно
меньше токов /Э1 и 1Э2 (приблизительно в h2l раз). Такой режим (с понижен-
ным /д1=/Б2) приведет к уменьшению усиления тока составным транзистором
и, следовательно, к ухудшению других его свойств, например к снижению гра-
ничной частоты fT-
Практически это затруднение устраняется несколькими способами. При од-
нотипных БТ между эмиттером Т1 — базой Т2 и общим заземляемым проводом
включают транзистор ТЗ, коллекторный ток которого равен (/эг~^Б2) (рис. 24),
или резистор, через который протекает ток, равный (/gi—/Б2). Последний спо-
соб менее желателен, так как несколько ухудшает параметры составного тран-
зистора. При разнотипных транзисторах второй БТ можно выбрать более мощ-
ным (с большими токами), но с током базы, равным току эмиттера предыду-
щего БТ.
Входное сопротивление составного транзистора с ОЭ при небольшом со-
противлении нагрузки RB на низких частотах
^вх.сост Л11Э2 Э1»
а при тех же условиях входное сопротивление составного транзистора с ОК
^ВХ к сост w 1	Л22 Э2»
где й2тэ2 — коэффициент передачи тока базы вторым БТ.
Выходное сопротивление составного транзистора с ОЭ
^ВЫХ.СОСТ W 1 ^21 Э2 ^22 Э2	(33)
и с ок
^вых к сост =	~ 2) ГЭ2-
где га2 — сопротивление эмиттерного перехода транзистора Т2 (оно обратно
пропорционально току эмиттера и при токе эмиттера 1 мА составляет около
25 Ом); й22Э2—выходная проводимость второго БТ.
Как видно из формул (31)—(34), значения входных сопротивлений получа-
ются значительно большими, чем у каждого из используемых БТ.
Следует помнить, что одним из недостатков составного транзистора являет-
ся большой остаточный (начальный) ток коллектора, который с повьпиением
температуры может нарушить нормальную работу усилительного каскада. Для
уменьшения остаточного тока целесообразно выполнять составной транзистор
иа БТ разной мощности или использовать кремниевые транзисторы, у которых
остаточный ток на 2—3 порядка меньше, чем у германиевых. Кроме того,
уменьшению остаточного тока помогает шунтирование цепи эмиттер Т1 — база
Т2 однотипных БТ резистором или транзистором ТЗ (см. рис. 24).
Граничная частота составного транзистора с ОЭ или с ОК немного ниже
наиболее низкочастотного из примененных. Хотя произведение йгюост на гра-
ничную частоту fhstcocT составного транзистора с ОЭ много больше каждо-
2*
35.
го из использованных ® схеме БТ, составной транзистор не позволяет усиливать
более высокие частоты, тем одиночный, так как его усиление с ростом частоты
падает много быстрее. Резкое падение усиления затрудняет корректирование
АЧХ составного транзистора, что препятствует использованию его в широкопо-
лосных усилителях.
Рис. 25
Рис. 24
На составном транзисторе с ОК (или составном эмиттерном повторителе)
можно собрать простейший оконечный усилитель звуковых частот, схема кото-
рого приведена на рис. 25. Для получения высокого входного сопротивления
(более 300 кОм) транзисторы Т1 и Т2 выбраны с большим значением й21 На-
грузкой усилителя служит громкоговоритель Гр1 с сопротивлением 5 Ом. Уси-
литель развивает выходную мощность 0,2 Вт при напряжении питания 6 В.
13.	ТОНКОМПЕНСИРОВАННЫЙ РЕГУЛЯТОР ГРОМКОСТИ
Один из существенных недостатков простейшей схемы регулирования
усиления (громкости) переменным резистором с большим сопротивлением во
входной цепи УНЧ связа<н с тем, что при уменьшении усиления одинаково умень-
шается напряжение всех звуковых частот сигнала. На высоких частотах воз-
можно значительное уменьшение напряжения из-за влияния входной емкости
АЭ. Это существенно нарушает верность воспроизведения, зависящую от осо-
бенностей нашего слуха.
Известно, что чувствительность уха к звуковым колебаниям зависит от их
частоты и уровня громкости. При различных уровнях громкости низшие и выс-
шие звуковые частоты воспринимаются хуже, чем средние. Поэтому на них тре-
буется больше звуковое давление для получения одинаковой громкости. Вы-
сокая верность воспроизведения получается тогда, когда одновременно с из-
менением уровня громкости изменяется форма АЧХ усилителя в соответствии
с кривыми равной громкости (см. рис. 28).
Для этого схему регулирования громкости усложняют, вводя в нее до-
полнительные частотно-зависимые цепи коррекции. Такие регуляторы называют-
ся тонкомпенсированными, так как позволяют скомпенсировать ослабление чув-
ствительности к низким и высоким частотам при малых уровнях громкости.
На рис. 26 и 27 приведены предложенные В. В. Долгих и В. И. Дол-
гих практические схемы транзисторного и лампового каскадов с компенсирован-
ным регулированием усиления. Они позволяют построить простой высококаче-
ственный регулятор громкости. Его действие основано на одновременном изме-
нении усиления и глубины частотно-зависимой ООС, охватывающей усилитель-
36
ный каскад, при перемещении движка переменного резистора R1. На рис. 28 по-
казаны АЧХ такого каскада с компенсированным регулированием (пунктирные
линии) и кривые равной громкости (сплошные линии).
Необходимая частотная зависимость в области низших звуковых частот
определяется емкостью конденсатора СЗ, а емкость конденсатора С1 влияет на
Рис 26
Рис 27
нее в области высших звуковых частот. Для уменьшения ослабляющего влия-
ния ОС на высших частотах переменный .резистор R1 подключается ко входу
усилителя через ограничительный резистор R2. Для стабилизации режима уси-
лительного прибора применяется ООС по току с помощью .резистора R6 в цепи
эмиттера (см. рис. 26) или R4 в
цепи катода триода (см. рис. 27). д дд
Она не влияет на характеристики, ’
задаваемые тонкомпенснрованной
цепью ОС, так как является ча-
стотно-независимой ОС.
Одной из особенностей каска-
да с тонкомпенсацией является
зависимость его входного сопро-
тивления от положения движка
переменного резистора R1. Приме-
нение такого каскада непосредст-
венно на входе УНЧ приводит к
нежелательному взаимному изме-
нению его регулировочных и ча-
стотных характеристик и частот-
ных характеристик источников
20.
90
80
70
60
50
00
30
Уровни
громкости
20 50 100 200 500 10002000 5000 Г, Гц
звукового сигнала (радиоприем- рис. 28
ник, звукосниматель, магнитофон).
Исключить такое влияние можно включением развязывающего (буферного) ка-
скада между источником сигнала и входом каскада с тонкомпенсацией. При
сравнительно большом напряжении, поступающем от источника сигнала, наилуч-
шим развязывающим каскадом будет соответственно эмиттерный, истоковый или
катодный повторитель.
37
Другой особенностью является снижение плавности регулирования при
малых и больших уровнях усиления. Поскольку минимальными и максима ль*
ними громкостями пользуются сравнительно редко, а при средних громкостях
плавность регулирования повышается, то это облегчает пользование регулято-
ром громкости, в котором используется переменный резистор типа А.
На рис. 29 приведена другая, более сложная схема двухкаскадного усили-
теля, в котором при регулировании громкости переменным резистором R1 полу-
чается практически полная тонкомпенсация. Это достигнуто введением между
первым каскадом УНЧ, выполненным по схеме с ОК (эмиттерным повторите-
R2 U,7h R0 Ь7н
Л74 510
МП39Б
\0,38
R5
3,9н
,R8
\12Н
1ЛН 2,2Дсе 0,38
03\\1,0
Выход
ГТ310А
R9 R11
270н 12н
<В
\R15
05" 0.022
R13DR15
120 U 220Н
Рис. 29
лем) на транзисторе 77, и вторым, выполненным по схеме с ОЭ на транзисто*
ре Т2, двух цепей ОС: частотно-зависимой между точками А и В (в основном»
через конденсаторы СЗ—С5 и резисторы R6, R7, R9, R11) и частотно-незави-
мой между точками Б и Г (в основном через резисторы R2, R5, R8, R10). Па-
раметры элементов цепи частотно-зависимой ООС должны как можно меньше
•отличаться от указанных на рис. 29. В последнем каскаде также применена
местная частотно-независимая ООС по току (резистор R13). В описанном уси-
лителе можно применить практически любые ВТ соответствующей полярности
с малым уровнем шума.
14.	РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
При прослушивании радиопередач или звукозаписей часто для дости-
жения высокохудожественного звучания приходится подбирать положение ре-
гулятора тембра по низким и высоким частотам. Заметное на слух изменение
тембра передачи звука происходит, если регуляторы тембра позволяют изме-
нять усиление на данной частоте не менее чем на 6 дБ (в 2 раза). Чтобы мож-
но было в широких пределах изменять тембр звучания, регуляторы тембра дол-
жны обеспечивать изменение усиления до 15—20 дБ на крайних частотах зву-
кового диапазона.
При конструировании регуляторов тембра следует помнить о том, что кас-
кад, в котором регулирование тембра осуществляется частотно-зависимыми це-
пями ООС, не должен охватываться никакими другими петлями ОС, так как.
действие последних отрицательно скажется на глубине регулирования тембра*.
Зв
Для раздельного регулирования тембра по высоким и низким частотам
звукового диапазона можно применить предложенную О. Артюховым схему,
приведенную на рис. 30. В этом УНЧ каскад на транзисторе Т1 охвачен двумя
цепями глубокой частотно-зависимой ООС по току, которая создается напря-
жением ОС на резисторе R4 в цепи эмиттера.
02
2000 ±
Рис. 31
°,1Р1 2н
Вход
„Низние
Р2 50н
Од
5000
5000
Р6 47Д'
Z751/7J Юн
0,OZt\pif
05
’ 'М5 МПЗ8
5---5Он
Высоние”
С<?ц Выход
~ +"1,0* 20В
±07
5000
В области верхних частот регулирование тембра осуществляется потенцио-
метром R7. В верхнем положении его движка ОС максимальна и усиление па-
дает. Кроме того, ослабление высоких частот вызвано тем, что емкость конден-
сатора С4 и небольшое сопротивление резистора R8 шунтируют сопротивление
нагрузки каскада (резистор R3). В нижнем (по схеме) положении его движка
сопротивление резистора R4 шунтируется емкостью конденсатора СЗ и неболь-
шим сопротивлением резисторов R6 и R8.
Регулирование в области нижних частот осуществляется потенциометром
R9. В левом (по схеме) положении его движка резонансный контур, образован-
ный последовательным соединением конденсатора С2 и катушки индуктивности
L1, через небольшое сопротивление резистора R5 шунтирует сопротивление ре-
зистора R4, а в правом — через небольшое сопротивление резистора R10 — со-
противление нагрузки R3 транзистора ТI.
Таким способом можно регулировать уровень нижних и верхних частот по-
лосы пропускания усилителя в весьма широких пределах (±15 дБ) практиче-
ски без взаимного влияния корректирующих цепей ОС. В области средних час-
тот, где нет частотной коррекции, усиление каскада по напряжению близко к
единице.
При налаживании цепей регулирование тембра к выходу каскада следует
подключать резистор, сопротивление которого равно входному сопротивлению
•последующего каскада усиления.
Другая схема транзисторного каскада усиления с раздельным регулирова-
нием тембра приведена на рис. 31. Как и в предыдущей схеме, регулирование
основано на использовании двух частотно-зависимых цепей для создания ООС
по напряжению как в области верхних (цепочка из конденсаторов СЗ, С6, С7
и резисторов R5 и R7), так и в области нижних частот (цепочка из конденса-
торов С4, С5, и резисторов R2, R3). В крайних правых положениях движков
переменных резисторов R2 и R5 глубина ОС наибольшая и, следовательно, мак-
симально ослабление как в области нижних, так и в области верхних частот.
В ламповых усилителях также возможно регулирование тембра с использо-
39
ванием частотно-зависимой ООС по напряжению. Схема такого усилителя при-
ведена иа рис. 32. Вследствие глубокой ОС коэффициент усиления каскада, вы-
полненного на лампе Л2, на средней частоте звукового диапазона близок к
единице. Цепь ОС в области верхних частот образована конденсаторами С4,
С6 и резистором R6, а в области нижних частот — конденсаторами СЗ, С5, С6 и
резисторами R3—R5, R7. Когда движки потенциометров R4 (регулятор нижних
частот) и R6 (регулятор верхних частот) находятся в среднем положении, АЧХ
усилителя прямолинейна в рабочей полосе частот. По мере их перемещения
влево или вправо уменьшается или увеличивается глубина ОС, а это, в свою
очередь, приводит к увеличению или уменьшению усиления в соответст! ующих
областях частот полосы пропускания усилителя. Следует отметить, что даже
при максимальных подъемах АЧХ на краях звукового диапазона глубина ОС
остается достаточно большой, что обеспечивает минимальные нелинейные иска-
жения.
§ Я2
^2,7к
Рис. 32
Л1,Л2-оН2П
& R3 Р4 R7
100 и 1М 100 н
1оок\\
Л1
47ОЛ
'4700
HF-
0,25
07 0,1
Л2
+200Б
S
08
5О,О200В
Рис. 33
Раздельное регулирование тембра с помощью цепей ООС по току можно
также осуществить в первом каскаде двухтранзисторного усилителя, схема ко-
торого предложена А. Синельниковым и приведена на рис. 33. Как и в схеме
транзисторного усилителя на рис. 30, в рассматриваемом усилителе напряже-
ние ООС по току снимается с резистора R4 в цепи эмиттера каскада на тран-
зисторе 71. Частотно-зависимая ООС в области верхних частот образуется це-
пью, состоящей из конденсаторов СЗ, С4 и резисторов R6, R7, а в области ниж-
них частот — цепью, состоящей из конденсаторов С2, С5 и резисторов R5, R8 и
катушки индуктивности L1.
При перемещении движка потенциометра R7 влево (по схеме) сопротивле-
ние резистора R4 шунтируется емкостью конденсатора С4, глубина ОС в облас-
ти верхних частот уменьшается и создается подъем АЧХ в этой области. При
его перемещении вправо емкость конденсатора СЗ шунтирует сопротивление
нагрузки каскада (реаи.стор R3), что приводит к «завалу» АЧХ в области верх-
них частот.
Аналогично действует и потенциометр R8 в области нижних частот, созда-
вая подъем АЧХ (в .крайнем нижнем положении движка) или ее «завал» (в
крайнем верхнем положении движка). На форму АЧХ в области верхних час-
тот положение движка потенциометра R8 влияет мало, так как к движку под-
46
ключена катушка индуктивности L1, имеющая большое сопротивление для вы-
соких частот и малое для низких.
Если движки потенциометров R7 и R8 находятся в средних положениях,
коэффициент усиления каскада на транзисторе Т1 из-за глубокой ООС прибли-
зительно равен 1,5.
Емкости конденсаторов С2—С5 должны как можно точнее соответствовать
обозначенным на сх?ме. Рабочее напряжение электролитических конденсаторов
не менее 6 В. Постоянные и переменные резисторы могут быть любых типов.
Катушка индуктивности L1 намотана на тороидальном ленточном магнитопро-
воде ОЛ 10/16-6,5 из пермаллоя марки 79НМ, толщина ленты 0,05 мм и содер-
жит 380—420 витков провода ПЭВ-2 диаметрам 0,15—0,25 мм. Ее индуктив-
ность 0,5—0,6 Г.
При резонансном подъеме части АЧХ усилителя в некотором диапазоне ча-
стот, дополнительно усиливающем спектр частот, характерных для человеческо-
го голоса, происходит выделение его из окружающего музыкального или шумо-
вого фона. Голос становится более выразительным и разборчивым; у слушателя
создается впечатление, что человек находится перед ним (совсем рядом),
т. е. присутствует в одном помещении. Отсюда это явление получило название
«эффекта присутствия».
Весьма заметный «эффект присутствия» можно создать с помощью срав-
нительно простого усилительного устройства, принципиальная схема которого
приведена на рис. 34. Основой его является усилительный каскад на транзис-
Рис. 34
Рис. 35
торе Г/, охваченный частотно-зависимой цепью ООС. Дополнительный подъем
усиления на 12 дБ (максимально) на средней частоте 2,5 кГц обеспечивается
Двойным Т-образным мостом, образованным резисторами R5—R7 и конденсато-
рами С2—С4 в цепи ОС. Резистором R3 регулируется желаемое значение подъ-
ема, максимум которого ограничивается й21Э тРанзист0Ра- Желательно выбрать
транзистор с h2i ^50.
Усилительный каскад выполняется как один из узлов многокаскадного УНЧ
или в виде приставки к нему и включается между источником звукового сигна-
ла и первым каскадом УНЧ. Налаживание сводится к выбору сопротивления ре-
зистора RЮ, устанавливающего режим работы транзистора Т1 на постоянном
токе.
4>1
15.	ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
Повышение требований к качеству воспроизведения стереофонических
грамзаписей привело к применению электромагнитных звукоснимателей, отлича-
ющихся значительно более равномерной АЧХ, но, к сожалению, и меньшей от-
дачей, чем распространенные пьезокерамические звукосниматели. Использование
электромагнитного звукоснимателя дает заметный эффект, если ко входу ос-
новного усилителя подключить предварительный усилитель с соответствующей
АЧХ. Он должен обладать очень малым собственным шумом, большим усиле-
нием и не вносить заметных искажений даже при работе с максимальным сиг-
налом. Вследствие неравномерности АЧХ звукоснимателя своеобразной должна
быть и АЧХ усилителя. Она должна иметь равномерный подъем нижних час-
тот и «завал» верхних относительно характерной точки на частоте 1 кГц (в этой
точке относительное выходное напряжение Мх, взятое в децибелах, принима-
ется равным нулю), как это показа-
но на рис. 35.
На рис. 36 приведена схема пред-
варительного усилителя, в котором
применена частотно-зависимая после
довательная ООС по напряжению
из коллекторной цепи транзистора Т2
в цепь эмиттера транзистора Т1. Цепь-
ООС состоит из конденсаторов СЗ—
С5 и резисторов R3—R5. Коэффици-
ент усиления по напряжению (на ча-
стоте 1 кГц) около 90 (или 39 дБ)
и входное сопротивление около-
47 кОм. Усиление на частотах ниже
и выше 1 кГц скорректировано так,
что результирующая АЧХ звукосни-
мателя и предварительного усилите-
ля оказывается равномерной в поло-
се частот от 20 Гц до 20 кГц. Для стабилизации режима работы транзисторов TU
и Т2 использована параллельная ООС по току (резисторы R8, R9, R6).
Рис. 37
42
Предварительный усилитель можно собрать на малошумящих транзисторах
зю другой схеме, приведенной на рис. 37. Применение глубокой частотно-зависи-
мой ООС по току (резистор R6) и по напряжению (цепь из конденсаторов С6,
С7 и резисторов 7?9, 7? 12*) позволило ие только скорректировать АЧХ усили-
теля, но и стабилизировать режим работы транзисторов. Рассмотренный усили-
тель обладает следующими параметрами: коэффициент усиления по напряжению
100 (или 40 дБ), максимальное выходное напряжение сигнала (при коэффици-
енте нелинейных искажений 1%) 4,5 В, динамический диапазон изменения вы-
ходной мощности (от уровня внутреннего шума до максимального выходного
напряжения) 85 дБ, потребляемый ток 5 мА.
16.	БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
Отсутствие выходного трансформатора в усилителе позволяет значи-
тельно уменьшить его массу и габариты, исключает подбор или самостоятель-
ное изготовление трансформатора, улучшает АЧХ, уменьшает нелинейные ис-
кажения, упрощает изготовление усилителя и его наладку. Поэтому не случаен
повышенный интерес к бестрансформаторным транзисторным усилителям. При-
менение ОС в таких усилителях улучшает их характеристики и стабильность ра-
боты.
На рис. 38 показана схема простейшего двухтранзисторного бестрансформа-
торного усилителя. Сигнал, поступающий в цепь базы транзистора Т1, предва-
рительно усиливается им и затем подается непосредственно (без разделитель-
ного конденсатора) на базу транзистора Т2, выполняющего функцию двухтакт-
ного выходного каскада.
(Рис. 38
Рис. 39
Усилите 1ь охвачен частотно-зависимой ООС по напряжению, подаваемой с
эмиттера транзистора Т2 через цепь R3, С2, R1 на вход усилителя. Чем больше
<емкость конденсатора С2, тем меньше глубина ОС и больше усиление в обла-
сти верхних частот. Изменяя значение С2, можно получать АЧХ с различным
значением полосы пропускания (вплоть до 35 кГц). При емкости конденсатора
‘С2, равной 0,05 мкФ, АЧХ практически прямолинейна на частотах выше 1 кГц;
«а частоте 500 Гц усилитель имеет уровень частотных искажений 2 дБ, а затем
АЧХ круто падает так, что на частоте 100 Гц наблюдается полный «завал»
43
АЧХ (усиление равно нулю). При усилении 35 дБ выходная мощность усилите-
ля, собранного на транзисторах МП41А, составляет 35 мВт.
Для получения выходной мощности около 1 Вт следует несколько видоиз-
менить схему предыдущего усилителя и применить в выходном каскаде более
мощные транзисторы, например БТ типов П607 или П214. В остальном эти уси-
лители отличаются несущественно, и сказанное выше про первый усилитель от-
носится и ко второму, схема которого приведена на рис. 39.
Оба усилителя работают достаточно стабильно в интервале температур от
—10 до +55° С. Их входное сопротивление составляет несколько сотен ом. При
подключении усилителей к высокоомным источникам сигнала желательно при-
менить эмиттерный повторитель.
17.	ЭМИТТЕРНЫЙ И ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛИ
Свойства и параметры каскада с ОК и с общим стоком кратко были
.рассмотрены в гл. 1, § 3. Как уже было сказано, повторители относятся к ка-
тегории усилителей с последовательной ООС по напряжению и поэтому обла-
дают большим входным и малым выходным сопротивлениями. Этим свойством
широко пользуются в многокаскадных усилителях для согласования каскадов с
резко отличающимися входным и выходным сопротивлениями, например каска-
да с ОБ, особенно при широкополосном усилении сигналов. Кроме того, глубо-
кая ООС в повторителях позволяет использовать их для получения устойчивого
усиления на высоких и промежуточной частотах и создания активных фильтров.
О .последних будет рассказано в гл. 5, § 25.
На рис. 40 приведена схема эмиттерного повторителя на транзисторе Т1,
особенность которого — использование в его эмиттерной цепи источника тока,
образованного транзисторами Т2 и ТЗ. Такое соединение транзисторов обеспечи-
Рис. 41
вает на динамической нагрузке (транзистор Т2) максимальный размах напряже-
ния, почти равный напряжению источника электропитания Ео. Мощность рассе-
иваемая на нагрузке, может достигать значения, равного 0,25 Ео Imai, где
/шах — максимальный ток транзистора Т2. Эмиттерный ток транзистора Т1 од-
новременно является коллекторным током транзистора Т2 и может быть рас-
считан по формуле: / Э1 = (Ер—где U ЪЭа —напряжение база —эмит-
тер транзистора ТЗ.
44
На рис. 41 приведена схема УПЧ, обладающего большим коэффициентом
устойчивого усиления без цепей нейтрализации и стабильно работающего в ши-
роком диапазоне температур. Частотно-зависимая последовательная ООС по току
здесь образуется последовательным колебательным контуром, включенным в
цепь эмиттера БТ. На резонансной частоте, равной промежуточной частоте
465 кГц, колебательный контур L1, СЗ представляет малое сопротивление, рав-
ное сопротивлению высокочастотных потерь в контуре. При этом на резонанс-
ной частоте ООС по току минимальна, а усиление каскада максимально. С от-
ходом от резонансной частоты ® ту или другую сторону сопротивление конту-
ра возрастает и глубина ОС увеличивается соответственно форме резонансной
кривой колебательного контура.
Коэффициент усиления такого каскада зависит от емкости контура СЗ. При
ее изменении от 100 до 400 пФ коэффициент усиления соответственно возрас-
тает с 20 до 80 и расширяется полоса пропускания до 20—25 кГц. В качестве
резонансного можно использовать контур УПЧ от любого транзисторного при-
емника.
Схема двухкаскадного УПЧ на эмиттерных повторителях, предложенная
В. Демьяновым и И. Акулиничевым, приведена на рис. 42. Нагрузка первого
каскада (повторителя на транзисторе Т1) образована параллельным соедине-
нием выходного сопротивления транзистора Т1, сопротивлением резистора R3
и резонансным сопротивлением последовательного контура LI, С4. Аналогично
образована и нагрузка второго каскада. Для согласованной работы каскадов
сигнал поступает на базу транзистора Т2 с части витков катушки индуктивно-
сти L1 и с выхода этого транзистора подается на детектор (также с части вит-
ков катушки индуктивности L2). Обычно отвод делается от половины вит-
ков Такое включение позволяет уменьшить добавочные потери на частоте сиг-
нала, вносимые последующими цепями в резонансные контуры.
Высокая устойчивость работы такого усилителя и, как следствие, отсутст-
вие необходимости в цепях нейтрализации значительно облегчают настройку
каскадов, мало зависящую от смены транзисторов и изменений их параметров
в процессе эксплуатации. Резонансные контуры LI, С4, и L2, С6, настроенные
на промежуточную частоту 465 кГц, можно использовать от любого транзис-
торного радиоприемника. При полосе пропускания около 10 кГц коэффициент
усиления такого усилителя достигает 200—400.
Рис. 42
Рис. 43
45
18.	ФАЗОИНВЕРСНЫЙ КАСКАД
В радиолюбительской аппаратуре, особенно в оконечных каскадах
УНЧ, широкое применение получили усилители, выполненные по двухтактной
схеме. Нормальная работа двухтактного каскада возможна при условии, что
на его вход подаются два напряжения одинаковой амплитуды и противополож-
ной фазы, т. е. фазы отличаются на 180°. Для их получения используют так
называемый фазоинверсный каскад.
Среди различных схем фазоинверсных каскадов следует отметить каскад с
разделенной нагрузкой (рис. 43). Это простой каскад на одном транзисторе, по
структуре аналогичный каскаду с ОЭ. Благодаря глубокой ООС в цепи эмит-
тера, ои обладает хорошей стабильностью работы и достаточной симметрией
(при h2l»1) противоположных по фазе напряжений, снимаемых с коллектора
и эмиттера БТ. Здесь нагрузка разделена на две равных части: в цепи кол-
лектор — резистор R„, а в цепи эмиттер — резистор R:1, сопротивления которых
обычно выбирают одинаковыми.
Со стороны коллекторного выхода каскад с разделенной нагрузкой можно
рассматривать как каскад с последовательной ООС по току, а со стороны
эмиттерного выхода — как каскад с последовательной ООС по напряжению
(эмиттерный повторитель). Поэтому расчет параметров и характеристик такого
каскада следует производить по формулам для обычного резисторного каскада,
но с учетом действия ООС, различных для коллекторной и эмиттерной цепей-
Каскад с разделенной нагрузкой можно выполнить по аналогичной схеме и на
ПТ, и на триоде.
Так как выходное сопротивление БТ со стороны эмиттерной цепи значи-
тельно меньше выходного сопротивления со стороны коллекторной цепи, то при
одинаковых сопротивлениях нагрузки полоса пропускания первой цепи обычно
значительно шире, чем второй, и, кроме того, нелинейные искажения, вносимые
этими цепями в последующий двухтактный усилитель, различны, что увеличи-
вает коэффициент гармоник последнего. Для устранения этого недо-
статка уменьшается разница выходных сопротивлений и вводится в эмиттерную
цепь резистор Rc> так, как это показано на рис. 43 пунктиром.
Так как сопротивление резистора Д, в цепи эмиттера БТ (соответственно
истока ПТ) определяет одновременно базовое смещение БТ (соответственно
смещение на затвор ПТ), то его выбор ограничен (для схемы на рис. 41) до-
пустимым смещением. Для БТ чаще всего это ограничение не наступает. Оно
более характерно для ПТ и ламповых триодов, у которых сопротивление на-
грузочного резистора обычно выбирается в 2—3 раза больше их внутреннего
сопротивления. Тогда схему фазоинверсного каскада со стороны истока ПТ
(катода лампового триода) видоизменяют так, как это показано на рис. 44.
Резистор R„ и шунтирующий его конденсатор Си образуют цепь смещения толь-
ко для постоянного тока. Постоянное напряжение смещения поступает на за-
твор (сетку лампового триода) через резистор Rp и во избежание замыкания
через источник сигнала отделяется от источника конденсатором Ср. Сопротивле-
ния нагрузки (/?i,i=/?h2) теперь не определяются напряжением смещения и мо-
гут быть выбраны в зависимости от требуемой АЧХ и коэффициента передачи
фазоинверсных напряжений.
К недостаткам каскада с разделенной нагрузкой следует отнести отсутст-
вие усиления сигналов благодаря действию глубокой ООС. Коэффициент пере-
46
дачи напряжения по коллекторной и эмиттерной цепям БТ будет почти одина-
ков и определяется по формуле (5). Другие параметры каскада с разделенной
нагрузкой можно рассчитать. Входное сопротивление вследствие действия по-
следовательной ООС, возрастает и может быть определено согласно (7). Вы-
ходное сопротивление со стороны коллекторной цепи можно найти согласно
(25), а со стороны эмиттерной цепи по (8).
Рис. 44	Рис. 45
Возрастание активной части входного сопротивления с одновременным
уменьшением входной емкости каскада благоприятно влияет на его сквозной
коэффициент усиления и АЧХ. Входная емкость каскада снижается за счет
уменьшения ее так называемой динамической составляющей, вызванной ПОС со
стороны эмиттерной цепи, частично компенсирующей динамическую составляю-
щую емкости, вызванную ООС со стороны коллекторной цепи (см. гл. 7, § 32).
19.	КОРРЕКЦИЯ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОСРЕДСТВОМ ЧАСТОТНО-ЗАВИСИМОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Как уже было сказано (см. гл. 2, § 5), частотно-зависимая ООС мо-
жет несколько расширить площадь усиления каскада. Кроме того, она позво-
ляет увеличить максимально возможное произведение амплитуды выходного
напряжения на полосу пропускания.
Преимущества применения ООС в выходных каскадах усилителей, особен-
но широкополосных, можно показать на примере сравнения двух простых рези-
стивных каскадов (один — без ОС, другой — с ОС), имеющих одинаковую прин-
ципиальную схему, приведенную на рис. 45 (для случая с ОС). Их отличие
состоит в том. что емкости конденсатора Си и Си.ос в цепи истока ПТ и сопро-
тивления нагрузки 7?н и /?НОс .выбирают исходя из различных условий. В кас-
каде без ОС для исключения паразитной ОС во всей полосе пропускания ем-
кость Си выбирают такой, чтобы ее реактивное сопротивление на нижней гра-
ничной частоте [„ было в 10—20 раз меньше, чем сопротивление /?и- Отсутствие
же конденсатора Си приводит к появлению последовательной ООС по току.
Тогда усиление такого каскада, равное для каскада без ОС, благодаря
влиянию последней уменьшится в (1+SRH) раз. Если теперь в каскаде с ОС со-
47
противление нагрузки /?я увеличить во столько же раз, а емкость конденсатора
С’и.ос выбрать в соответствии с формулой
^и.ос = Св“х Ян (1 + ^Яи)/Яи »	(35)
где СВых — выходная емкость каскада, то усиление и полоса пропускания ста-
нут почти такими же, как и для каскада без ОС.
Как это видно из (35), в каскаде с ОС емкость конденсатора Си.ос резко
уменьшается, и ее значение не зависит от fR. Так для каскада без ОС на по-
левом транзисторе КП307В (5=8 мА/B) при полосе пропускания 10 МГц и
выходной емкости 20 пФ сопротивление нагрузки
Ян = 1/2л/вСВЬ1Х = 1/2л-107-20-10-12 = 800 Ом.
При /?и=200 Ом и fH=20 Гц шунтирующая емкость конденсатора
Си = 20/2 л fH RK = 20/2 л-20-200 = 800 мкФ.
При введении ОС сопротивление RB следует увеличить в (1 +57?и) =2,6 ра-
за, т. е. Ля.ос =800-2,6^2 кОм и C„.oc = 20-2000/200 = 200 пФ.
Таким образом, увеличение нагрузочного сопротивления в 2,6 раза и шун-
тирование /?и конденсатором емкостью 200 пФ позволили при той же площади
усиления расширить АЧХ в области низших частот вплоть до 0 (постоянный
ток), избавиться от конденсатора большой емкости, .равной 800 мкФ, и полу-
чить в 2,6 раза большей предельную амплитуду выходного напряжения.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ПОЛОЖИТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
И ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ
20.	ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА ПОС, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ
В ПРАКТИЧЕСКИХ СХЕМАХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Если частотно-независимая ООС, рассмотренная в гл. 3, уменьшает
усиление и выравнивает АЧХ, расширяя полосу пропускания усилителя, то час-
тотно-независимая ПОС действует прямо противоположно. Поэтому наряду с
увеличением усиления она вызывает обострение резонансных свойств систем,
т. е. сужает ее полосу пропускания. В технике радиоприема (главным образом
в УВЧ и УПЧ) уже издавна пользуются этим свойством ПОС, получившим на-
звание регенерации.
Действие ПОС можно представить как частичную компенсацию потерь вы-
сокочастотной (ВЧ) энергии в колебательном контуре (регенеративное усиле-
ние). В результате возрастает добротность контура (или уменьшается его
затухание), что приводит к повышению чувствительности и селективности.
Повышение чувствительности при регенеративном усилении связано с тем, что
напряжение сигнала пропорционально добротности контура, а напряжение шу-
мов контура — квадратному корню из его добротности. Селективность колеба-
тельного контура растет, а полоса пропускания уменьшается с ростом его доб-
ротности. Возрастание последней, естественно, приводит к значительному ослаб-
лению нежелательных сигналов как по соседнему, так и по зеркальном)
каналам приема, а также к уменьшению перекрестных помех.
48
Исходя из требуемой полосы пропускания 6/ для радиовещательных (dft =
= 10 кГц) и радиолюбительских станций при работе телефоном (6/2=6,8 кГц),
в табл. 2 приведены значения необходимых добротностей колебательного кон-
тура во входной цепи УВЧ усилителя, вычисленные по формулам Qki =
Qia=fpl^f2 и реально получаемые QK в радиоприемных устройствах.
Таблица 2
Диапазоны частот	<?К1	^К2	Ск
Длинные волны (150—408 кГц) Средние волны (525—1605 кГц) Дскаметровые волны (3,5—30 МГц)	15 — 40 50—160 350 — 3000	520 — 4420	20 — 40 40 — 60 60 — 80
При сравнении расчетных и экспериментальных данных можно сделать следую-
щие выводы. Применение ПОС на длинных волнах (ДВ) нецелесообразно, на
средних волнах (СВ) можно применить небольшую постоянную (без регули-
рования) ПОС, увеличивающую исходную добротность контура QK в 2—3 раза.
Существенное же улучшение параметров может дать использование ПОС в де-
каметровом диапазоне волн (КВ) и на ультракоротких волнах (УКВ). Для это-
го, как видно из табл. 2, QK нужно увеличить в несколько десятков раз. Полу-
ченное таким образом увеличение добротности можно охарактеризовать коэф-
фициентом регенеративного усиления Kp.y=QslQK (где Q3 — эквивалентная
добротность контура, приобретаемая им в результате регенерации).
При выборе той или иной схеме регенеративного каскада усиления (реге-
нератора) следует иметь в виду, что вполне удовлетворительная устойчивость
работы (отсутствие резких колебаний коэффициента усиления и ширины поло-
сы пропускания, а также хаотических вспышек генерации) получается в нем
при Кр.у = 3—4. Такое небольшое значение Кр.у вызвано также тем, что реге-
нератор в радиоприемниках одновременно выполняет ряд других, побочных
функций (детектирование сигналов, усиление продетектированных сигналов), не
совместимых с получением оптимального режима для наибольшего устойчивого
регенеративного усиления. Во время приема слабых сигналов для повышения
чувствительности допускают КРУ=50—100, но при этом приходится мириться
со значительной неустойчивостью усиления и введением отдельной ручки для
плавного регулирования глубины ОС или принимать меры, подчас сложные, по
стабилизации отдельных параметров регенератора, определяющих его коэффи-
циент петлевого усиления. Несколько больший устойчивый КРУ=20—40 можно
получить с регенераторами, называемыми умножителями добротности (см.
§ 22).
Кроме прочих достоинств, регенеративное усиление позволяет уменьшить
число обычных (без ОС) каскадов усиления (в среднем на один или два). Но
при высоких усилительных качествах современных ЛЭ повышение усиления
представляет второстепенный интерес. Однако значительное сужение полосы
пропускания и соответствующее повышение селективности в УВЧ без ПОС
может быть получено ценой значительного усложнения конструкции колеба-
тельных контуров, увеличения их количества и усложнения схемы селектив-
ных цепей, особенно входных. Поэтому при конструировании радиоприемников
49
следует больше обращать внимание на возможность улучшения его параметров
посредством введения цепей ПОС.
В практической работе с регенераторами, выполненными .как в виде от-
дельных каскадов в радиоприемниках, так и приставок к уже имеющимся, сле-
дует учитывать некоторые особенности обращения с ними. Прослушивание стан-
ций ведется в режиме сравнительно далеком от порога генерации и поэтому та-
кой регенератор не создает помех работе другим приемникам. Цепь ОС наря-
ду с активным отрицательным сопротивлением гОб также вносит в контур реак-
тивное сопротивление, вызывающее уход резонансной частоты (расстройку)
контура. Кроме того, благодаря высокой добротности контура, его настройка на
станцию будет очень острой, и при малейшей расстройке уровень сигнала при-
нимаемой станции может значительно уменьшится или даже пропасть. Поэтому
при большом перекрытии диапазона частот конденсатором переменной емкости,
особенно на КВ, последний должен иметь хороший верньер или параллельно
подключенный подстроечный конденсатор с небольшими пределами изменения
емкости отдельной ручкой.
В некоторых случаях для приема телеграфных радиосигналов на слух, а
также радиостанций, работающих незатухающими колебаниями (CW7) и на од-
ной боковой полосе (SS1F), или только для поиска радиовещательных и радио-
любительских радиостанций, работающих в телефонном режиме, может быть
кратковременно использован режим работы регенератора за порогом генерации.
При точной настройке на частоту сигнала последний слышен не будет, так как
оба колебательных процесса в контуре (вынужденный — под влиянием сигнала
и собственный), имеют равную частоту, давая «нулевые» биения. Но когда
контур будет расстроен в ту или иную сторону от резонанса, частоты сигнала
и собственных колебаний контура будут отличаться, и детектор выделит час-
тоту биений между ними в виде звука определенного тока (свиста) изменяю-
щегося при расстройке контура. По высоте тона можно судить о точности на-
стройки: чем ниже тон, тем точнее настройка.. Не следует забывать, что в этом
режиме регенератор является источником излучения через антенну и, тем са-
мым, источником помех радиоприему. Поэтому при таком использовании реге-
нератора обязателен хотя бы один каскад усиления ВЧ, ослабляющий мешаю-
щее излучение. Не следует злоупотреблять работой в таком режиме и вести
поиск желаемых радиостанций по всему диапазону волн, а ограничить поиск
только узким участком диапазона волн, в котором предположительно должна
находиться искомая радиостанция, и после настройки на нее уменьшать глуби-
ну ОС до тех пор, пока не исчезнет генерация.
Таким образом, значительное увеличение усиления, селективности и улуч-
шение связанных с ними других параметров регенератора сопровождается сни-
жением устойчивости его работы, а из-за генерации колебаний, неизбежной при
перестройке с одной радиостанции на другую и подборе оптимального значе-
ния глубины ОС, создаются помехи радиоприему. Эти .недостатки и явились
причиной незначительного применения регенераторов в промышленной радио-
приемной аппаратуре.
В современных радиоприемных устройствах использование ПОС для реге-
нерации встречается редко, главным образом в простых радиолюбительских кон-
струкциях переносного типа, где небольшие габаритные размеры, масса и эко-
номичность потребления электроэнергии играют решающую роль. Применение
одной ПОС в УНЧ не встречается. Однако ее использование совместно с ООС
50
позволяет улучшить работу регенератора и некоторые параметры УНЧ (см.
гл. 5, § 26 и гл. 6, § 29).
Явление самопроизвольной регенерации нередко наблюдается в усилитель-
ных устройствах. Оно вызвано образованием паразитных ОС и может быть
причиной искажений сигналов, а также возникновения нежелательной генера-
ции. О мерах борьбы с ней рассказано в гл. 7.
Известны десятки практических схем регенераторов. Их разнообразие свя-
зано со многими факторами: с различием способов введения ПОС, ее регули-
рования, с использованием ПОС в диапазоне частот или на одной фиксирован-
ной частоте и т. д. В современных радиолюбительских приемных устройствах
мекоторое распространение получили простые схемы регенераторов с внешней
цепью ПОС и так называемые усилители добротности или Q-умножители. Рас-
смотрим их работу и характерные свойства.
21.	РЕГЕНЕРАТИВНЫЙ КАСКАД УСИЛЕНИЯ
Принцип работы генератора можно легко уяснить из рассмотрения
простейшей схемы усилительного каскада с последовательной ПОС по напря-
жению, приведенной на рис. 46. Колебательный контур, состоящий из катушки
индуктивности L, конденсатора С и активного сопротивления г, обобщенно ха-
рактеризующего потери ВЧ энергии в контуре, включен в цепь базы БТ и свя-
зан с внешним источником ВЧ сигнала Ес и индуктивно с катушкой индук-
тивности ТОб, включенной в коллекторную (выходную) цепь транзистора. Внеш-
ний сигнал с амплитудой Ес и круговой частотой со наводит в контуре ЭДС
Elc=EcQK, где QK— добротность контура. Эта ЭДС прикладывается к зажимам
база — эмиттер БТ и вызывает в его коллекторной цепи ВЧ ток с амплитудой
/к- Этот ток, проходя по катушке индуктивности LDs, наводит в контуре ЭДС,
амплитуда Uon и фаза которой зависит соответственно от сопротивления связи
<оМ (М — коэффициент взаимоиндукции) и согласного или встречного включе-
ния концов катушек индуктивности L и БОб, образующих трансформатор Tpl.
Если в контуре фазы ВЧ колебаний, поступающих от внешнего источника и на-
веденных из коллекторной цепи, совпадают (это происходит при встречном
включении концов катушек индуктивности L и БОб), то колебания в контуре
усиливаются (действует ПОС); если они противоположны, то колебания ослаб-
ляются (действует ООС).
Рассмотрим более простой режим регенерации колебаний, когда их ампли-
туда настолько мала, что занимает небольшой линейный участок сквозной ха-
рактеристики транзистора около выбранной рабочей точки, задаваемой напря-
жением смещения Е£Э, а крутизна характеристики в рабочей точке не за-
висит от амплитуды сигнала. При этих условиях регенератор можно рассматри-
вать как линейную систему, для которой верны следующие выводы.
В стационарном режиме амплитуду тока I в контуре, резонансная частота
которого <ор=2л/р соответствует частоте принимаемых колебаний со, можно оп-
ределить (без учета реакции входной цепи транзистора) так:
/ = (1/с + </об)/г.	(36)
Пренебрегая реакцией выходной цепи на входную через сам транзистор,
определяем ток /к в его коллекторной цепи из формулы
= Sq Uc — Sq I!\ cop C,
51
где Uc — амплитуда колебаний ВЧ напряжения на конденсаторе С или на
зажимах база — эмиттер; l/j<opC — реактивное сопротивление конденсатора С;
модуль которого равен характеристическому сопротивлению контура р; So —
крутизна характеристики транзистора в рабочей точке.
Амплитуда вводимого в контур напряжения ОС
1/об = + j MI„ = ± j u>pMl ----®— = + ------1.
14	jWpC С
Подставив это выражение в (36) и решив последнее относительно тока I, по-
лучим

(37)
Случай, когда значение MSJC положительно (при ООС), интереса не
представляет, а потому и здесь, и в дальнейшем не рассматривается.
При отрицательном его значении, соответствующем ПОС, как это видно
из (37), сопротивление потерь г контура уменьшается на это значение. Таким
образом, действие ПОС эквивалентно внесению в колебательный контур «от-
рицательного» сопротивления. С его помощью эквивалентное сопротивление
потер! регенеративного контура ,га=г—rO6=r~(MS0/C) можно уменьшить
до нуля — критическая ОС (и даже сделать отрицательным), а эквивалентную
добротность Оэ=р/гэ, следовательно, увеличить до бесконечности. В этом слу-
чае эквивалентное затухание da и полоса пропускания
бой следующей формулой: f>f=dafp, можно
уменьшить до нуля (рис. 47). При отрицатель-
ном значении га рассматриваемая система из-
меняет свое качественное состояние: из усили-
тельной становится генераторной.
6f, связанные между со-
2(Qz)
Рис. 47

7а/
Рис. 46

Коэффициент регенеративного усиления или коэффициент усиления ВЧ сиг-
налов регенератором
р г г	I
= i-Ms0/rc •	(38)
Следовательно, напряжение сигнала Ес, благодаря регенерации, возраста-
ет в Ар.у раз, и наведенная в регенерированном контуре ЭДС становится
равной
(7с=АруСк^с<	(39)
52
Селективность и чувствительность регенератора в режиме усиления будут
тем лучше, чем ближе он к порогу генерации или самовозбуждения, соответст-
вующему равенству
MS0/r С = 1.	(40)
Если значения М, So, г и С, входящие в выражение (40), можно было бы
сделать стабильными, то, выбрав значение MS0/rC сколь угодно близким к еди-
нице, оказалось бы возможным получить сколь угодно большое Q3 и необыч-
но острую резонансную кривую контура. Однако на практике реализовать ука-
занные достоинства регенератора в полной мере не представляется возможным,
так как устойчивое усиление достигается лишь при условии, что ОС в регене-
раторе будет значительно меньше критической. Виной тому нестабильность па-
раметров, входящих в (38), при ПОС, близкой к критической (когда наиболее
полно реализуются достоинства регенератора), и нелинейный характер одного
из .них (крутизны характеристики So), проявляющийся с ростом амплитуды ко-
лебаний в контуре. Все это ограничивает предельно возможное усиление реге-
нератора. При больших амплитудах входного напряжения во всех ранее выве-
денных в этом параграфе расчетных формулах необходимо вместо крутизны
характеристики So подставлять среднюю крутизну характеристики Scp, опреде-
ляемую как отношение амплитуды первой гармоники выходного тока ЛЭ к ам-
плитуде напряжения на его входе.
Нелинейный характер процессов в регенераторе влияет и на форму резо-
нансной характеристики (пунктирная кривая 3 на рис. 47). Она в верхней час-
ти становится более плоской и тем сильнее, чем больше амплитуда колеба-
ний в контуре. Так как амплитуда тока в контуре зависит теперь не только
от напряжения сигнала, а и от Scp, то возникают нелинейные искажения сиг-
нала. В реальных устройствах крутизна характеристики обладает наибольшей
нестабильностью. Поэтому обеспечению ее постоянства нужно уделять особое
внимание.
Из сказанного о регенераторе следует сделать следующий вывод: использо-
вание регенератора наиболее эффективно для усиления слабых сигналов, т. е.
в входной цепи УВЧ, преобразователя частоты или в первом каскаде УПЧ.
Как видно из (38), изменение коэффициента регенеративного усиления и
связанных с ним параметров колебательного контура регенератора можно по-
лучить различными способами: изменяя коэффициент взаимоиндукции М (меха-
нически или регулируя реактивное сопротивление в выходной цепи регенера-
тора, так называемая емкостная регулировка ПОС), крутизну характеристики
So в рабочей точке транзистора, активное сопротивление контура г и емкость
колебательного контура С. Последняя при приеме в диапазоне частот обычно-
бывает переменна, что связано с широко применяемой перестройкой резонанс-
ной частоты колебательного контура конденсатором переменной емкости. Это
следует учитывать при выборе пределов изменения того параметра ОС, кото-
рый определяет глубину регулирования ПОС.
В регенераторе с емкостным регулированием ОС (рис. 48) ПОС, обуслов-
ленная взаимоиндукцией между катушками L и £,Об, остается неизменной, а с
изменением емкости конденсатора Сов изменяется ООС через емкость база —
коллектор, которая в большей или меньшей степени «гасит» действие первой.
Параметры цепей ОС выбираются так, чтобы во всем рабочем диапазоне час-
тот емкостное сопротивление конденсатора Сое преобладало над индуктивным
53
сопротивлением катушки Loe. Для регенератора, собранного по этой схеме, ха-
рактерны простота и надежность регулирующего элемента в сочетании с до-
статочной плавностью регулирования ОС.
Изменением постоянного напряжения на коллекторе БТ или стоке ПТ с
•помощью резистора J?oc можно достаточно плавно менять крутизну характери-
стики и глубину ПОС. Схема такого регенератора приведена на рис. 49. Его
предварительная настройка сводится к следующим операциям. Вначале уста-
навливают минимально допустимые постоянное напряжение на соответству-
ющем электроде (переменным резистором 7?0о) и емкость конденсатора С. За-
тем механически перемещают катушку индуктивности Loc относительно катуш-
ки индуктивности L до тех пор, пока коэффициент взаимоиндукции М не ста-
нет близким к Л1кр. Это состояние получают увеличением коэффициента взаи-
моиндукции до значения немного большего ЛСР и последующим уменьшением
его до момента срыва генерации колебаний. Далее устанавливают емкость кон-
денсатора С максимальной и изменением постоянного напряжения проверяют
возможность получения генерации.
Достаточно простые практические схемы регенераторов с индуктивной связью
'приведены ниже. Радиовещательную приставку-регенератор для приема сиг-
налов в СВ диапазоне можно собрать по схеме на рис. 50. Последовательно
включенные транзисторы Т1 (по схеме с ОК) и Т2 (по схеме с ОЭ) образу-
ют ВЧ каскад усиления с динамической нагрузкой. Усиленные им ВЧ сигналы
затем детектируются диодом Д1, после чего выделенные сигналы звуковых ча-
стот поступают на выходной каскад приставки, собранный на транзисторе ТЗ
по схеме эмиттерного повторителя. Малое выходное сопротивление его позво-
ляет подключать приставку к любому устройству, имеющему УНЧ, например к
проигрывателю грампластинок или магнитофону.
Высокая чувствительность приставки (около 1 мВ/м) во всем СВ диапазо-
не достигается благодаря применению ПОС (цепь последовательно соединенных
конденсатора С4 и катушки индуктивности L3). Выбор оптимальной глуби-
нны ПОС производится полупеременным конденсатором С4 типа КПК-1. Изме-
нением его емкости добиваются возникновения генерации на частоте, соответ-
ствующей началу диапазона СВ (в его коротковолновой части). Если генерация
не возникает, то следует приблизить катушку индуктивности L3 к катушке ин-
дуктивности L2 или поменять местами концы ее. После получения генерации,
.изменяя плавно ту же емкость С4, добиваются момента срыва генерации. На
этом настройка цепи ПОС заканчивается. Следует иметь в виду, что с пони-
жением напряжения электропитания глубина ОС уменьшается, а с его увели-
чением выше номинального может возникнуть генерация.
S4
Антенная катушка индуктивности L1 имеет 70 витков, катушка связи с
входным каскадом L2 — 8 витков и катушки ОС L3 — 10 витков, намотанных
проводом ПЭЛШО 0,1 мм. Все катушки индуктивности размещают рядом на
ферритовом стержне марки 600 НН диаметром 8 мм и длиной 100 мм. Расстоя-
ние между ними подбирают экспериментально. Ток потребляемый приставкой^
около 1 мА.
Рис. 51
Однако фиксированная ОС, подобная той, которая использовалась в пре-
дыдущем регенераторе, не может создать оптимальные условия для приема
радиосигналов во всем СВ диапазоне. Поэтому несколько лучшие результаты
можно получить с регулируемой ОС, хотя придется мириться с тем, что на
передней панели радиоприемника появится дополнительная ручка регулирова-
ния глубины ОС. Простая схема, по которой можно собрать или переделать в
имеющемся радиоприемнике входную часть, приведена на рис. 51. Первый кас-
кад (на транзисторе Т1) апериодически усиливает ВЧ сигнал, а второй каскад
(на транзисторе Т2) его детектирует. Кроме того, с помощью катушки индук-
тивности L2, находящейся в его коллекторной цепи, создается ПОС. Плавное
регулирование глубины ее осуществляется резистором R3. В верхнем положе-
нии его движка ПОС практически отсутствует, так как конденсатор С4 закора-
чивает коллекторную цепь транзистора Т2 на частоте ВЧ сигнала. При частич-
но введенном (или в нижнем положении) его движка часть (или весь ток) ВЧ
сигнала будет протекать через катушку индуктивности L2, создавая ПОС.
Входной контур LI, С1 и остальные катушки индуктивности можно взять та-
кими же, как и в предыдущем примере. Расстояние между ними также подби-
рают экспериментально по получению генерации во всем диапазоне принимае-
мых волн и возможности ее срыва вращением движка резистора R3. Если ге-
нерация не возникает при самом близком расстоянии между катушками индук-
тивности, то следует поменять местами концы катушки индуктивности L2.
22.	УМНОЖИТЕЛИ ДОБРОТНОСТИ
Обычно регенераторы, ранее распространенные в радиолюбительской
практике, кроме своей прямой функции регенеративного усиления—выполняли
ряд побочных функций, например детектирования и усиления сигналов звуковых
5&
частот. Как уже было сказано, такое совмещение функций существенно ограни-
чивало достижение больших коэффициентов регенеративного усиления и всех
связанных с ним преимуществ регенератора. Поэтому наряду с такими регене-
раторами получили некоторое распространение так называемые умножители
добротности или Q-умножители. Это чаще всего отдельный усилительный кас-
R2 22н R3 18н
Рис. 52
кад, выполняющий только функции регенератив-
ного усиления. Он слабо связан с тем колебатель-
ным контуром (в каскаде усиления высокой или
промежуточной частоты), добротность которого
надо увеличить. Действие умножителя добротно-
сти на колебательный контур аналогично внесению
в него «отрицательного» сопротивления, как это
происходит в обычном регенераторе. Такое отде-
ление его от линейки каскадов основного усиления
сигналов позволяет создать оптимальные условия
работы цепи ПОС и таким образом повысить ста-
бильные значения коэффициента регенеративного
усиления.
Добротность любой приемной контурной катушки индуктивности антенны
Ан1, намотанной на ферритовом стержне, можно повысить, собрав умножитель
добротности по схеме, приведенной на рис. 52. Катушки индуктивности L1 и
L2 содержат по 10 витков провода ПЭЛ 0,5 мм, которые наматываются на рас-
стоянии приблизительно 20 мм один от другого на каркасе из плотной бумаги.
Каркас длиной около 50 мм располагают поверх приемной контурной катушки
индуктивности L3. Ее добротность регулируют переменным резистором R1. При
наладке, как и в предыдущих схемах регенераторов, нужно обратить внимание
на правильное включение концов катушек индуктивности L1 и L2. Эту схему
удобно использовать на КВ, когда входные контура наматывают на ферритовом
стержне.
На рис. 53,а приведена еще одна схема простого умножителя добротности,
позволяющего увеличить селективность контура УПЧ. В коллекторную цепь
S)
транзистора Т1 включен колебательный контур L1, СЗ, настроенный на проме-
жуточную частоту 1,5 МГц. Положительная ОС осуществляется конденсатором
С2, а глубина ее регулируется переменным резистором Rl. С помощью кон-
56
денсатора связи С4* (его емкость подбирается при начальном регулировании^
регенерированный контур L1, СЗ параллельно присоединяется к контуру УПЧ,
имеющему сравнительно широкую полосу пропускания (рис. 53,6, кривая а).
В результате на некотором ее участке, определяемом узкой полосой пропуска-
ния регенерированного контура и его резонансной частотой, резко увеличится
усиление и селективность (рис. 53,6, кривая 6). Если при подключении умножи-
теля добротности несколько изменится резонансная частота контура УПЧ, то ее
можно подстроить до прежнего значения изменением его индуктивности.
Для высокоселективного приема радиосигналов в декаметровом диапазо-
не волн можно собрать умножитель добротности на ПТ по схеме, приведенной
на рис. 54. Принятый сигнал из антенны поступает через катушку индуктивной
связи L1 в колебательный контур L2, СЗ и затем через конденсатор С4 подает-
ся на затвор транзистора Т1. Его сток на частоте сигнала (через конденсатор
С 2) подключен к антенной катушке
Рис. 54
индуктивности, образуя таким образом
петлю ПОС. Глубина ПОС регулируется
переменным резистором R2. Индуктив-
ность дросселя Др1 в цепи стока ПТ
равна 80 мкГ. Для уменьшения влияния
антенны на устойчивость действия ПОС
применяется конденсатор С1 неболь-
шой емкости.
Рис. 55
ГЛАВА ПЯТАЯ
КОМБИНИРОВАННАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
И СХЕМЫ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ
23.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Кроме рассмотренных в предыдущих главах сравнительно простых ви-
дов ОС в практике радиолюбителя может встретиться и более сложная комби-
нированная ОС. Остановимся подробнее на вопросе о ее свойствах и действии
на параметры и характеристики усилительного каскада. Так как комбинирован-
ная ОС допускает множество сочетаний цепей ОС, отличающихся полярностью
(ПОС или ООС) и способами введения или снятия напряжения ОС, то в даль-
нейшем будет рассмотрено только два из них, которые встречаются в радиолю-
бительских конструкциях.
Схема первого сочетания — последовательной ООС комбинированной по
выходу, содержащей одновременно ООС по току и по напряжению, дана на
рис. 55.
57
Здесь напряжение 1/т = Ят/Вых на резисторе Дт (ООС по току), включен-
ном последовательно с сопротивлением нагрузки /?н, вместе с частью напряже-
ния, в р раз меньшей падения напряжения на нагрузке t/H = p/?ii/Bbix (ООС по
напряжению), образует полное напряжение ОС
f/oc = U-r + 1/н = /?т /вых + Р Rh /вых.
тде
P = /?2/(/?L + /?2).
Это напряжение ОС вводится во входную цепь усилителя так, что напря-
жение на входных зажимах
(/вх = Uc — Uoc = Uс — [(Дг + Р Rh) f вых] >	(41)
тде Uс — напряжение источника сигнала; /ВЫх — ток в выходной цепи усили-
теля.
Для простоты математических выкладок проведем их для усилительного
каскада на ПТ, имея в виду, что конечные результаты верны также и для уси-
лительного каскада на БТ
Определим Iвых» пользуясь следующим уравнением:
/вых = 11 ^вх/(Д« + Rh + Rt) >
тде ц — коэффициент усиления ПТ; Ri — внутреннее сопротивление ПТ.
Подставив сюда значение 1/вх из (41) и проделав несложные преобразо-
вания, получим окончательное уравнение для выходного тока
/	=___________Р/Р +Р10_____________
ВЫК «i[l+S/?T(l-P)]/(l+p(x)+/?H+/?T‘	1 1
Из сравнения последних двух уравнений видно, что комбинированная ОС
изменяет параметры р. и Ri до новых значений
ц	1+£Ят(1— Р)
И°с-1+р|л(42) и	1+р^	.	(43)
Им соответствует и новое значение крутизны характеристики
SOc — Рос/Ri ос — S/[l + S/?T (1 — Р)].	(44)
Таким образом, усилитель с такой комбинированной ОС эквивалентен уси-
лителю без ОС, имеющему параметры, определяемые соотношениями (42) — (44).
Возвращаясь к схеме рис. 55, следует особо отметить режим работы, когда
выполняется условие S7?t(1—Р)=рР или Дт(1—Р) =р/?ь
При этом внутреннее сопротивление Ri и резистор RT, а также резисторы
R1 и R2 делителя напряжения образуют настроенный мост (рис. 56). Для него
/?т//?< = Р/(1—P)=/?2/Ri- В одной диагонали этого моста находится сопротивле-
ние нагрузки RH, а с другой снимается напряжение ОС. Известно, если мост
настроен, то изменение сопротивления нагрузки RH не влияет на напряжение
ЮС, и поэтому выходное сопротивление каскада остается таким же, каким оно
было без ОС, т. е. RiOc=Ri [см. (43)], а цОс и Soc — в (1 + Рц) раз меньше
соответственно ц и 5 активного элемента.
Интересное свойство такого режима — отсутствие влияния последующих
каскадов, подключаемых к сопротивлению нагрузки, на предыдущий. Исполь-
зование этого свойства представляет значительный интерес в транзисторных
-усилителях ввиду того, что им присуща сильная внутренняя ОС. Последняя
58
ощутимо влияет на режим и настройку всех каскадов, особенно резонансных^
при налаживании любого отдельного каскада усилителя.
Другое сочетание цепей ОС, представляющее собой комбинированную ОС.
по входу, содержит одновременно последовательную ООС по напряжению (или,
по току) и параллельную ПОС по напряжению (или по току). Такая комби-
нированная ОС по входу используется в усилительных каскадах с повышенны»
входным сопротивлением, в активных фильтрах и селективных усилителях.
Рис. 58
Рис. 56
Рис. 57
24.	НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ В ЦЕПИ НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ
БАЗЫ ДЛЯ ПОЛУЧЕНИЯ ВЫСОКОГО ВХОДНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ КАСКАДА
Для получения высокого входного сопротивления усилительного кас-
када с ОЭ, работающего в широком диапазоне температур, цепь для получе-
ния напряжения смещения базы, представляющую собой делитель напряжения
на резисторах R1 и R2, выполняют по так называемой схеме с нейтрализацией
(рис. 57). В этой схеме при помощи конденсатора С2, включенного между
эмиттером транзистора Т1 и общей точкой соединения резисторов Rt—R3, в
рабочей полосе частот образуется параллельная ПОС по току в дополнение к
уже имеющейся последовательной ООС по току, создаваемой резистором R4 в
эмиттерной цепи транзистора. Благодаря этому увеличивается эквивалентное
входное сопротивление каскада и уменьшается шунтирующее действие делите-
ля напряжения на него.
Емкость конденсатора С2 выбирается такой, чтобы его сопротивление по
переменному току было незначительным во всей полосе рабочих частот. В
противном случае увеличение напряжения сигнала на С2 приведет к увеличе-
нию тока в цепи: конденсатор С2 — резистор R3 — промежуток база—эмиттер,
и, как следствие, к уменьшению входного сопротивления каскада. Поскольку
недостаточная емкость конденсатора С2 является единственной причиной сни-
жения входного сопротивления каскада 7?вх.Ос, ее выбирают из условия обес-
печения заданной неравномерности входного сопротивления в области нижних
частот.
Для определения емкости конденсатора С2 удобно ввести (по аналогии с
коэффициентом частотных искажений) понятие коэффициента изменения вход-
ного сопротивления усилителя на нижних MBR и верхних MBR частотах, опре-
делив их как отношение входного сопротивления на средних частотах к вход-
59’:
иым сопротивлениям соответственно на нижних и верхних частотах. Тогда ем-
кость конденсатора С2, обеспечивающая заданное значение MBR, рассчитывает-
ся из условия
Са > Ла! 7?4/2 л /н Ri (R1 + /?а) Л4анУ? — 1 •
Емкость разделительного конденсатора С1 выбирают из следующих усло-
вий. С одной стороны, минимальное значение ее определяется допустимым ко-
эффициентом частотных искажений Мв на нижней рабочей частоте fB
G = 1 /2 л fa RBx ос )/Л42н-1 ,	(45)
с другой — при достаточно малой емкости конденсатора С1 на АЧХ вслед-
ствие действия ОС может появиться подъем. Отсутствие подъема (монотон-
ность АЧХ) определяется выбором С/ из условия
Ci > С2 Rs Rt2/(RS + ₽12)2,	(46)
где /?12 — сопротивление параллельно соединенных резисторов R1 и R2. Окон-
чательно выбирают наибольшее значение емкости Ci, найденное по (45) и (46).
Для усиления сигналов с очень низкими частотами вместо нейтрализующе-
го конденсатора С2 можно использовать полупроводниковый диод Д1 (как по-
казано иа рис. 57 пунктиром). Эффективность такой цепи нейтрализации осо-
бенно заметна с понижением частоты и при миниатюризации усилителя. В этом
случае емкость конденсатора С1 определяется только по выражению (45), а
АЧХ каскада всегда является монотонной. Диод Д1 обеспечивает необходимый
исходный режим работы каскада и достаточно эффективно закорачивает по
переменному току общую точку резисторов R1—R3 и эмиттер транзистора.
Чтобы нелинейные свойства диода не сказывались на динамическом диапазоне
каскада, необходимо меньшее из сопротивлений резисторов Rl, R2 или R3 вы-
бирать значительно больше сопротивления резистора R4.
Входная проводимость такого каскада на низких и средних рабочих часто-
тах достаточно мала. Ее можно определить следующим образом:
1	__У^п 4~ 1/Дз Л12
^ВХ.ОС 1 +	Лц
Однако с ростом частоты она сравнительно быстро увеличивается в основ-
ном вследствие сильного возрастания входной проводимости транзистора. Если
задано допустимое снижение MBR, то предельное значение частоты, на которой
1/(?вх.ос возрастает не более, чем в Мвя раз,
/в ~ fhai М2вд — 1 ,	(^7)
где fhm — граничная частота усиления БТ в схеме с ОЭ.
При помощи (47) можно определить /л21 и по ней выбрать транзистор,
обеспечивающий заданную неравномерность входного сопротивления (проводи-
мости) каскада на верхней частоте fB. Если, например, выбрать транзистор
МП41, среднее значение параметров которого fhai=l МГц и Л21=45, то при
Мвк=1,1 (неравномерность 7?вХ.ос составляет 10%) каскад, собранный по схе-
ме рис. 57, позволяет реализовать заданную неравномерность 7?Вх.ос в полосе
частот ниже 10 кГц.
По схеме с нейтрализацией, приведенной на рис. 58, можно собрать двух-
каскадный транзисторный повторитель на полевом Т1 и биполярном Т2 тран-
«• 1
зисторах. В нем, благодаря наличию цепи ПОС по напряжению с выхода эмит-
терного повторителя через конденсатор С2 на сток ПТ, увеличивается эквива-
лентное сопротивление резистора R2 и уменьшается емкость затвор—сток. Ана-
логично действует и ПОС по напряжению, образуемая конденсатором СЗ. Она
увеличивает эквивалентные сопротивления резисторов R3 в цепи затвора ПТ и
R5 в цепи его истока. Одновременно в каждом каскаде действует последова-
тельная ООС по напряжению, образуемая резисторами R5—R7 в цепях истока
и эмиттера. Для устранения возможного самовозбуждения повторителя в его
входную цепь включается резистор R1*, сопротивление которого подбирается
экспериментально.
Входное сопротивление такого повторителя равно 55 МОм на частоте
100 Гц и падает до 18 МОм на частоте 10 кГц. Среднеквадратическое напря-
жение собственных шумов в полосе частот от 150 Гц до 20 кГц составляет
700 мкВ при разомкнутом входе и несколько микровольт при замкнутом. Кон-
струируя такой повторитель, следует обратить внимание на уменьшение мон-
тажных и паразитных емкостей, снижающих полное входное сопротивление.
25.	АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Одним из направлений конструирования частотно-избирательных фильт-
ров, широко развившимся за последние годы, стали так называемые активные
фильтры (АФ). Применяя цепочку из резисторов и конденсаторов, соединенных
по определенным схемам, и усилительный каскад с ПОС для компенсации за-
тухания, вызванного сопротивлениями резисторов, можно создать фильтры низ-
кой частоты (ФНЧ), высокой частоты (ФВЧ), а также полосовые (пропускаю-
щие или заграждающие) фильтры. Они не уступают по своим параметрам
фильтрам, реализованным на катушках индуктивности и конденсаторах, а
иногда и превосходят их, особенно в области частот звукового диапазона. От-
сутствие катушки индуктивности открывает широкие перспективы применения
АФ в малогабаритных радиолюбительских конструкциях.
Простейшие 7?С-цепи пассивных ФНЧ — Г-образная и Т-образная пред-
ставлены соответственно на рис. 59,а, б, ФВЧ — на рис. 60,а, б, полосового
заграждающего фильтра, состоящего из параллельно соединенных Т-образных
цепей ФНЧ и ФВЧ (двойной Т-образный мост), — на рис. 61. Частоту, на ко-
торой сопротивления резистора и конденсатора равны, называют граничной ча-
стотой /ф или частотой среза:
/ф=1/2л7?С» 1/6,ЗЯС.	(48)
Затухание звена 7?С-фильтра определяется соотношением сопротивлений
резистора R и конденсатора 1/соС. Например, у ФНЧ на тех частотах, для ко-
торых сопротивление конденсатора значительно больше, чем сопротивление ре-
зистора, затухание, вносимое фильтром, мало, и напряжение на выходе RC-
фильтра почти равно входному. С увеличением частоты сопротивления конден-
сатора резко уменьшается. Это приводит к уменьшению выходного напряжения
и увеличению затухания фильтра. Крутизна спада АЧХ простейшей однозвен-
ной цепи очень мала и составляет 6 дБ/октава. Для ее увеличения применяют
чаще всего два или три звена.
Определение /ф и элементов /?С-фильтра верхних частот, а также резонанс-
ной частоты /р=|ф и элементов полосового /?С-фильтра производят так же.
61
как и /?С-фильтра нижних частот. Следует иметь в виду, что в полосовом за-
граждающем /?С-фильтре наиболее узкая полоса пропускания получается при
условии, когда Ci=C2=0,5C3 и 7?i=7?2=2/?3. Параметры пассивных элементов
фильтров следует подбирать с точностью ± 1 % от расчетной. При подборе эле-
ментов необходимо учитывать их температурную нестабильность. В активных
фильтрах лучше использовать резисторы типа МЛТ или УЛМ с двойным-трой-
ным запасом по мощности рассеяния и слюдяные конденсаторы, обладающие
наименьшим температурным коэффициентом емкости.
Так как пассивные RC-фильтры имеют малую крутизну спада АЧХ и боль-
шое затухание (потери энергии сигнала) в пределах полосы пропускания, то
для повышения крутизны спада и уменьшения затухания к ним подключают
активные элементы — транзисторы. Поэтому такие частотно-избирательные
/?С-фильтры и называются активными. В простейшем случае транзисторы в иих
включены по схеме с эмиттерным (рис. 62,а, б) или истоковым повторителем.
Рис. 62
Так как повторитель не меняет фазы входного сигнала, то пассивное 7?С-звено
включается в цепь ПОС, благодаря чему компенсируются потери энергии сиг-
нала и тем самым повышается крутизна спада АЧХ фильтра в целом. Сам же
эмиттерный повторитель (см. гл. 1, § 3) представляет собой каскад со 100%-ной
последовательной ООС по напряжению во всей полосе пропускания.
Поскольку в цепь ОС включены конденсаторы С2 и СЗ (рис. 62,а), то
ПОС и ее глубина получаются частотно-зависимыми, что сильно влияет на ко-
эффициент передачи ФНЧ. В области средних частот сигналы ослабляются ма-
62
ло. С увеличением частоты (в области верхних частот) входной сигнал начи-
нает сильнее ослабляться пассивным фильтром, но одновременно усиливается
действие ПОС, компенсируя это ослабление. При дальнейшем повышении ча-
стоты коэффициент передачи фильтра резко уменьшается. Скорость его умень-
шения (крутизна спада АЧХ) определяется одновременно увеличением затуха-
ния, вносимого пассивным фильтром, а также ослаблением ПОС с увеличением
частоты. Благодаря ПОС крутизна спада и полоса пропускания у активного
фильтра больше, чем у пассивного. Аналогично работает и активный ФВЧ
(рис. 62,6).
Несмотря на ПОС, рассмотренные активные фильтры обладают достаточной
устойчивостью и стабильностью характеристик, так как в каскаде на эмиттер-
ном повторителе одновременно действует сильная ООС. Его коэффициент пере-
дачи, а следовательно, и петлевое усиление обычно меньше единицы и мало за-
висят от дестабилизирующих факторов.
Если какой-либо из рассмотренных пассивных 7?С-фильтров включить в цепь
ООС одного или нескольких усилительных каскадов, то его действие на АЧХ
усилителя будет противоположным тому, когда он включен в межкаскадную
цепь прямой передачи сигнала. Так, ФНЧ, не пропускающий в цепи ОС часто-
ты выше [ф (на них ОС отсутствует, и поэтому усиление каскада максималь-
но), действует как ФВЧ и наоборот. Заграждающий полосовой ДС-фильтр —
действует как пропускающий и наоборот.
Практические схемы сравнительно простых однокаскадных активных ФНЧ
и ФВЧ представлены соответственно на рис. 62,а, б. Первый (ФНЧ) с часто-
той среза около 3400 Гц состоит из двухзвенного пассивного /?С-фильтра (R3,
С2 и R4, СЗ) п активного элемента — эмпттерного повторителя на транзисторе
Т2. Часть выходного напряжения с резистора R6 через конденсатор фильтра
С2 подается на базу транзистора Т2, создавая таким образом частотно-зависи-
мую ПОС. Выбором сопротивления резистора R5 можно регулировать в не-
больших пределах глубину ОС, а с ней — коэффициент передачи эмиттерного
повторителя и неравномерность АЧХ вблизи области среза. С увеличением со-
противления резистора R5 глубина ОС уменьшается. Так как входное сопротив-
ление фильтра невелико, то для его повышения (до 250 кОм) использован
эмиттерный повторитель на транзисторе Т1.
Другой (ФВЧ) с частотой среза около 270 Гц также состоит из двухзвен-
иого пассивного /?С-фильтра (7?3, С2 и R4, СЗ) и активного элемента — эмит-
терного повторителя на транзисторе Т2. Функции остальных цепей аналогичны
функциям предыдущего ФНЧ. Исключение составляет цепь, состоящая из дели-
теля напряжения на резисторах R5 и R6 и конденсатора С4. Она выполняет
функцию цепи смещения и межкаскадной разделительной цепи по постоянному
току.
При расчете элементов и характеристик рассмотренных активных /?С-фильт-
ров следует руководствоваться приводимыми ниже соотношения'ми и гра-
фитами.
Семейства зависимостей коэффициентов передачи ФНЧ — Мв и ФВЧ —
Мв от частоты йн и йв Для различных коэффициентов затухания ён и бв
представлены в нормированном виде на рис. 63,с, б.
Для ФНЧ коэффициент затухания бн= (ав+Ь)/2, где ав = 1 + R3/Rt и Ь=
= 1—Кк, где Кк — коэффициент передачи эмпттерного повторителя.
Для ФВЧ коэффициент затухания 6в = (ав + 6)/2, где ав=1+Сэ/С2.
63
Как видно из рис. 63, с уменьшением коэффициента затухания крутизна
спада АЧХ растет. При бн^0,6 или 6в^0,6 крутизну можно принять равной
12 дБ/октава для одного каскада, но при этом увеличивается и неравномер-
ность АЧХ.
На одном и том же уровне отсчета 7ИСзн, МСз.в каждому значению коэф-
фициента затухания соответствует своя частота среза fC3.H (ФНЧ), fC3,B (ФВЧ).
Заданная частота среза и граничная частота С-цепи н (ФНЧ) или f$.B
(ФВЧ) связаны соотношениями
/ф.н = 1/2л^3С2= 1/2л/?4Сз = /сзн/Йсэн и
/ф.в = 1/2л/?зС2= 1/2л/?4С3= /сз в/Йса в,
где Йсз.н и Йсз.в — коэффициенты, зависящие соответственно от 6П и 6В для
выбранного уровня отсчета MC3H и МСз.в. Их можно определить из графиков
на рис. 63 для принятого уровня отсчета (обычно —3 дБ, пунктирная прямая
на рис. 63).
На практике расчеты по приведенным формулам и графикам дают удов-
летворительные результаты при условии, что входное сопротивление эмиттерно-
го повторителя в 10—20 раз превышает суммарное сопротивление резисторов
R2, R3 и R4 для ФНЧ и в 10—20 раз превышает сопротивление резистора R6
для ФВЧ. Для ФНЧ с истоковым повторителем сумма сопротивлений последо-
вательно соединенных резисторов в цепи затвора не должна превышать макси-
мально допустимого сопротивления (обычно около 10 МОм). При расчете эле-
ментов не следует задаваться очень большими сопротивлениями резисторов,
так как это может привести к неустойчивой работе каскада.
Повышение крутизны спада АЧХ активных /?С-фильтров, а также реали-
зация разделительного или полосового фильтра легко достигается составле-
нием их из нескольких одинаковых или различных (один ФНЧ, а другой
ФВЧ — для разделительного или полосового фильтра) звеньев. Причем согла-
64
сования звеньев между собой не требуется: вход последующего каскада RC-
фильтра подключается непосредственно к выходу предыдущего.
Для ориентировочного нахождения числа одинаковых каскадов — ФНЧ
или ФВЧ требуемую крутизну спада АЧХ следует разделить на 12 дБ/октава
(крутизна спада АЧХ для одного каскада). При этом следует учитывать, что
частота среза многокаскадного активного 7?С-фильтра изменяется, так как она
зависит от числа каскадов. Частота среза однокаскадного фильтра fca и задан-
ная частота среза л-каскадного фильтра [Сзп как для ФНЧ, так и для ФВЧ
связаны соотношением: fcan=dfc3, где d — коэф-
фициент, учитывающий число каскадов. Его зна-
чения приведены в табл. 3.
На рис. 64 приведены схемы двух других ак-
тивных /?С-фильтров, имеющих частоты среза АЧХ
7с8.и=80 Гц и f0 8.в=4500 Гц, с большой крутиз-
ной спада АЧХ (не менее 80 дБ на октаву для
ФНЧ и не менее 60 дБ на октаву для ФВЧ). Пас-
сивные фильтры в них состоят из двух секций.
Первая (основная) образована трехзвенной RC-
цепью ФНЧ R2, Cl; R3, С2-, R5, СЗ (на рис. 64,а)
или ФВЧ RI, Cl; R2, С2\ R4, СЗ (на рис. 64,6).
Таблица 3
О	0.6	0,7	0,8
n	d	d	d
1	0,87	0,99	1,15
2	1,01	1,24	1,54
3	1,08	1,37	1,82
4	1,12	1,47	2,05
5	1,15	1,67	2,50
Вторая секция представляет собой двойной Т-образный мост, состоящий из R6,
R9, С5 и С4, С6, R8 (на рис. 64,а) или R6, R8, С5 и С4, С6, R7 (на рис. 64,6).
Она предназначена для увеличения крутизны спада АЧХ.
<г'9В
<-9В
RZ R3 R5
0,51 0,51 0,51
-----ЕЭТЕО-
02 03
С1_
52ОО\520ОУ 820
0R1	R6
0,51	2,2
1Н и
а)
R8 1,1
Т1
2П1ОЗВ
1 05 2100
И R6
уевн R8 68к
1050 " "СО §
R7 34*7} 7O5O+i§
В)

Рис. 64
По принципу действия данные активные фильтры аналогичны предыдущим.
Некоторым схемным отличием является то, что напряжение ПОС с выхода
истокового повторителя вводится на его вход (затвор транзистора Т1) через
два первых звена трехзвенной (а не через одно двухзвенной, как в предыду-
щем случае) А’С-цепи.
Расчетные соотношения между пассивными элементами отдельных секций
ФНЧ или ФВЧ и двойного Т-образного моста, обеспечивающие максимально
возможную крутизну спада АЧХ при неравномерности в плоской части ее менее
±1 дБ, таковы: Ri=Rs=Rs, С;=С2; Сз= (0,15—0,16)Сь Re=Rg; R8=0,5R6; С<=
=С8; Сд=2С< (для ФНЧ) и R\—R?', Rt — (5,5—5,6)7?;; С1—С2—С3', Re=R&\ Rj=^
=0,57?8; С^=Сд', Cg=2C< (для ФВЧ).
3—18
65
Граничные частоты н и /ф.в трехзвенной /JC-цепи и двойного Т-образного
моста (/т) определяются по формулам:
/ф.н — 1/2 л /?2 Ci ; /ф в — 1/2 л Ri ; /т — 1/2 л /?в С^.
Экспериментально снятые графики АЧХ активных ФНЧ и ФВЧ с трехзвен-
ными /?С-цепями изображены на рис. 65,а, б. На рис. 66 изображен аналогич-
ный график для двойного Т-образного моста
'Соответствующим смещением графиков рис. 65 и 66 по шкале частот мож-
о подобрать результирующую АЧХ с весьма крутым спадом в переходной
области (от пропускания сигнала до его полного затухания). Эксперименталь-
но установлены следующие наиболее оптимальные соотношения между часто-
тами ft, н, /ф.в, Л и частотами среза (сз.а и fC3.B (на уровне —3 дБ) всего
фильтра в целом: /ф.н=0,75/:сз.п; ft = l,5fc3.B; /ф.н = 0,5/т (для ФНЧ) и /ф.в =
= 1,33/са.в; Л=0,5^сз.в; /ф.в=2,66/т (для ФВЧ).
На рис. 65,а, б пунктиром показаны АЧХ активных ФНЧ и ФВЧ, парамет-
ры которых рассчитаны согласно приведенным формулам.
Рис. 67
хбб
Полосовые активные 7?С-фильтры нашли применение не только как про-
пускающие сигналы, но и как задерживающие (заграждающие) их в опреде-
ленной полосе частот. Они «вырезают» в АЧХ узкую полосу частот, и тем самый
позволяют избавиться от мешающего сигнала или фона, частота (или частоты^
которого находятся в этой полосе. Схема такого фильтра с двойным Т-образ-
ным мостом приведена на рнс. 67. Эмиттерный повторитель на транзисторе ТI
сводит к минимуму влияние источника сигнала иа активный /?С-фильтр, а эмит-
терный повторитель на транзисторе Т2 является активным элементом самого
фильтра. При указанных на рис. 67 сопротивлениях резисторов R3—R5 и ем-
костей конденсаторов С2—С4 фильтр
настроен на резонансную частоту 100 Гц
и его добротность равна 20.
Болес простой активный полосовой
фильтр можно также собрать на одном
ПТ. На рис. 68 показана его принципи-
альная схема. Входной сигнал на затвор
полевого транзистора Т1 поступает че-
рез частотно-зависимую цепь, состоящую
из резисторов Rl, R2 и конденсаторов
С2, СЗ. Эта цепь образует ФНЧ с часто-
той среза 3400 Гц. Фильтр верхних ча-
стот образуется Т образной цепью, состоящей из резистора R5 и конденсаторов'
С4, С5. Резистор R3 обеспечивает развязку между цепями фильтров. В полосе
пропускания частот 300—3400 Гц (при неравномерности АЧХ 0,9 дБ) такой
фильтр имеет коэффициент передачи по напряжению 0,65 и крутизну спада АЧХ.
22 дБ/октава за частотой среза 3400 Гц. На его вход можно подавать напряже-
ние сигнала до 1 В.
26.	РЕГЕНЕРАТИВНЫЙ КАСКАД ПОВЫШЕННОЙ
СТАБИЛЬНОСТИ
Как уже было сказано в гл. 4, увеличение глубины ПОС в резонанс-
ных усилителях для улучшения их характеристик ограничивается возрастаю-
щей нестабильностью работы и возможностью самовозбуждения. Для повыше-
ния стабильности такого регенеративного усилителя можно ввести ООС, посто-
янную по глубине и практически нс зависящую от частоты в широком диапазо-
не. Обычно для этого в эмнттерную цепь БТ регенератора (см. рис. 46) вклю-
чают не зашунтированный конденсатором резистор Ra, который, кроме задания
режима БТ на постоянном токе, создает последовательную ООС по току. Та-
кое сочетание параллельной ПОС по току и последовательной ООС по току
(комбинированная ОС по входу) позволяет значительно повысить селективные
и усилительные свойства регенератора без ухудшения их стабильности [7].
Для регенератора с такой комбинированной ОС коэффициент регенератив-
ного усиления
к	 (49)
pv <?К	1 4-5(7?э-7И/Сг)
Выражение (49) показывает, что зависит в основном от соотношения
слагаемых, входящих в скобки. При R-^M/Cr коэффициент КР у«1, при pa-
s’	67
вепстве действий П С и ООС (Ra=M/Cr), т. е. в условиях, эквивалентных от-
сутствию ОС, Кр.у = 14-5/?э и при Ra*g.MjCr К$.у возрастает до больших зна-
чений. Из выражения (49) также можно видеть, что по сравнению с обычным
контуром (отсутствие ОС) действие комбинированной ОС по входу увеличивает
его добротность в (1+Х)?э) раз; одновременное увеличение глубины ООС и
ПОС приводит к увеличению эквивалентной добротности, сохраняя стабиль-
•ность параметров прежней. Таким образом, подбором параметров слагаемых
в выражении (49) можно добиться требуемой эквивалентной добротности н,
следовательно, селективности. Экспериментально установлено, что введение та-
кой комбинированной ОС в регенератор позволяет увеличить QK в 100—120 раз
при удовлетворительной стабильности его работы.
Принципиальная схема регенератора, в котором используется комбинирован-
ная ОС по входу, приведена на рис. 69. Транзисторы Т1 и ТЗ включены по
схеме эмиттерного повторителя и необходимы для уменьшения влияния сосед-
них каскадов на регенератор, собранный на транзисторе Т2. Последовательная
Рис. 69
ООС по току в нем осуществляется резистором R7, а параллельная ПОС по
току — автотрансформаторным включением цепи эмиттера Т2 в контурную ка-
тушку индуктивности L1. Полоса пропускания и QK колебательного контура
L1, СЗ, настроенного на частоту 12 кГц, зависят от сопротивления резистора
R5* и дифференциального сопротивления (сопротивления переменному току)
диода Д1, смещенного в прямом направлении подачей начального отрицатель-
ного напряжения на его катод через резистор R4. Изменением управляющего
напряжения 1/упр можно изменять дифференциальное сопротивление диода Д/,
шунтирующего колебательный контур, и, как следствие, ширину полосы пропу-
скания регенератора. При увеличении его сопротивления полоса пропускания
уменьшается. Предельное сопротивление, шунтирующее контур, ограничивается
сопротивлением резистора R5*, выбираемым из условий отсутствия самовоз-
буждения и требуемой минимальной полосы пропускания, которая в рассматри-
ваемом регенераторе изменяется в пределах 8—200 Гц.
Конденсатор СЗ колебательного контура составлен из двух конденсаторов,
емкостью по 0,01 мкФ каждый (обязательно с малым температурным коэффи-
циентом емкости). Катушка индуктивности L1 имеет 143 витка с отводом от
28-го витка, считая от нижнего по схеме вывода. Она намотана проводом ПЭВ-1
диаметром 0,23 мм и помещена в броневой ферритовый магнитопровод марки
Б18М1500НМЗ с внутренним зазором 0,05 мм и подстроечным сердечником из
феррита марки 800 НН.
68
ГЛАВА ШЕСТАЯ
МНОГОПЕТЛЕВАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
И ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ
27.	БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
Сравнительно простые схемы бестрансформаторных усилителей с при-
менением только одной цепи ООС были рассмотрены в гл. 3, § 16. Применение
нескольких цепей как отрицательных, так и положительных ОС дает возмож-
ность улучшить некоторые показатели и свойства таких усилителей.
Особенность УНЧ, схема которого приведена на рис. 70, состоит в том, что
в нем использованы оба типа ОС: ООС по току, охватывающая каждый кас-
кад на транзисторах Tl, Т2 и ПОС по напряжению, охватывающая каскады на
транзисторах Т2—Т4, т. е. практически весь усилитель. Благодаря этому дости-
гается хорошая линейность и малые
искажения усиливаемого сигнала, а в
двухтактном выходном каскаде возмож-
но использовать транзисторы ТЗ и Т4
без подбора их по параметрам.
Рис. 71
Рис. 70
Усилитель работает следующим образом. Входной сигнал подается на кас-
кад предварительного усиления, собранный на транзисторе Т1. Нагрузка этого
каскада (резистор R4) подключена к общей точке громкоговорителя Гр1 и
разделительного конденсатора СЗ. Возникающее при этом на сопротивлении
звуковой катушки громкоговорителя напряжение ООС поступает через коллек-
торную цепь транзистора Т1 в цепь базы транзистора Т2 с п-р-п проводимостью
(в отличие от проводимости остальных транзисторов), чем снижается влияние
емкости конденсатора СЗ на граничную частоту в области нижних частот. На-
пряжение ПОС поступает со звуковой катушки громкоговорителя через рези-
стор R7 на базу транзистора ТЗ выходного каскада.
Режим фазоинверспого каскада на транзисторе Т2 устанавливается рези-
сторами R5 и R6 так, чтобы напряжение на эмиттерах транзисторов Т2 и ТЗ
составляло половину напряжения источника питания. В каскаде на транзисто-
ре Т2, благодаря сопротивлению в цепи эмиттера, образованному параллельным
соединением диода Д1, резистора R7 и внутреннего сопротивления транзистора
ТЗ, создается глубокая ООС по току.
69
Напряжение сигнала, поступающего с фазоинверсного каскада на базу
транзистора Т4, в отрицательный полупериод сигнала открывает его. В отсут-
ствие же сигнала этот транзистор находится практически в закрытом состоянии. '
Усиленный им по мощности сигнал через разделительный конденсатор СЗ пода-
ется на громкоговоритель Гр1. Появляющееся в это время на сопротивлении
диода Д1 (в прямом направлении) напряжение запирает транзистор ТЗ. Это
соответствует одному такту работы двухтактного выходного каскада на тран-
зисторах ТЗ и Т4. В положительный полупериод сигнала (другой такт) транзи-
стор Т4 закрывается, а сигнал усиливается транзистором ТЗ.
Наибольшая выходная мощность такого бестрансформаторного усилителя
достигает 250 мВт. Его усиление по току около 103 раз (60 дБ) при хорошей
температурной стабильности работы. При выходной мощности, равной 95% от
максимальной, искажения на частоте 1 кГц составляют около 0,3%. При на-
пряжении источника питания 6 В ток покоя равен 10 мА, максимальный ток — I
80 мА.
На рис. 71 приведена схема другого бестрансформаторного УНЧ, расчет и
изготовление которого выполнили С. Бать и А. Буденный. Оконечный каскад
усилителя построен на двойных эмиттерных повторителях (транзисторы Т2—
75). Благодаря 100%-ной ООС по напряжению оконечный каскад не критичен
к разбросу параметров транзисторов и имеет коэффициент усиления по напря-
жению несколько меньше единицы, поэтому для получения номинальной мощ-
ности на его вход необходимо подавать напряжение с амплитудой близкой Е/2.
С предварительного каскада на транзисторе Т1 можно получить без искажений
амплитуду напряжения около Е/3. Для расширения его амплитудной характе-
ристики используется параллельная ПОС по напряжению. Для этого один из
концов резистора R3 подключается к точке соединения сопротивления нагрузки
Л'к и конденсатора С4, где напряжение относительно общего заземляемого про-
вода усилителя при номинальной мощности превышает напряжение источника
питания £. Петля ПОС, образуемой сопротивлением нагрузки R„, охватывает
резистор R3 и оконечный каскад на транзисторах Т2—Т5.
Через резистор R2 с выхода усилителя на его вход подается напряжение
ООС. В результате такого включения конденсатор С4 оказывается внутри пет-
ли параллельной ООС по напряжению. Это улучшает АЧХ в области низких
частот, и выходное сопротивление усилителя существенно снижается. Использо-
вание в оконечном каскаде транзисторов с разным типом проводимости (тип
проводимости транзистора Т2 отличается от остальных) позволяет подавать
двухполярный сигнал с каскада предварительного усиления на транзисторе Т1
на вход оконечного каскада (транзисторы Т2—Т5) без применения фазоинверс-
ного каскада или трансформатора.
Некоторая особенность схемного соединения транзисторов оконечного кас-
када — при подаче напряжения питания громкоговорители должны быть под-
ключены во избежание выхода из строя транзисторов оконечного каскада.
При номинальной выходной мощности 1 Вт усилитель потребляет от источ-
ника питания ток 140 мА и имеет КПД 60%. В качестве нагрузки на выходе
усилителя установлены два последовательно соединенных громкоговорителя
типа 1ГД-9, имеющие каждый сопротивление звуковой катушки 6 Ом (7?н=
= 12 Ом).
70
28.	УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ КАСКАДОВ
Применением нескольких ОС различного вида в усилителях с непо-
средственной связью между каскадами можно достичь значительного улучше-
ния качественных показателей: высокой температурной стабильности работы,
малой чувствительности к изменению напряжения источника питания, сущест-
венного уменьшения нелинейных искажений, отсутствия необходимости в спе-
циальном подборе транзисторов и др.
Кроме того, такие усилители имеют более равномерную полосу пропуска-
ния, начинающуюся от постоянного тока (fH=0) и до некоторой fB, повышенное
входное сопротивление, малый уровень собственных шумов и содержат мень-
шее количество деталей, в том числе крупногабаритных электролитических кон-
денсаторов, а также имеют лучшую экономичность. Этого можно достичь лишь
при введении нескольких цепей глубокой ООС по постоянному току, охваты-
вающих как весь усилитель, так и отдельные его каскады.
На рис. 72 приведена схема двухтранзисторного усилителя, эксперименталь-
но исследованная К. Качуриным и примененная им в качестве усилительного
звена в различных радиолюбительских конструкциях. Исследования показали,
что двух-, трех- и даже четырехкаскадные усилители такого рода работают
устойчиво. 6S- 3‘ 28
Рис 72
В рассматриваемом усилителе можно выделить две цепи ООС; первая —
цепь параллельной ООС по постоянному току (резистор R1, входное сопротив-
ление транзистора 77); и вторая — цепь последовательной ООС по напряже-
нию (резисторы R3 и R4). При таком сочетании ООС весьма эффективна. Для
установления исходного режима покоя достаточно подобрать сопротивление
резисторов R2* или R6*. Так как резистор R3 не зашунтирован конденсатором,
то в усилителе кроме ООС по постоянному току присутствует ООС по перемен-
ному току, уменьшающая искажения сигнала. Применяя такой усилитель в ка-
честве предварительного, можно собрать УНЧ по схеме, приведенной на рис. 73.
В нем, как и в ранее рассмотренном усилителе (см. рис. 72), последовательная
71
ООС по напряжению образуется резисторами R3 и R7, а параллельная ООС по
постоянному току — резистором R1 и входным сопротивлением транзистора
Т1. Исходный режим работы устанавливается подбором сопротивления резисто-
ра R5*. Следует отметить наличие в усилителе параллельной НОС по напря-
жению, образованной резистором R6 и входными сопротивлениями комплемен-
тарных (дополняющих) транзисторов ТЗ и Т4. Нагрузкой является звуковая
катушка громкоговорителя 0.5ГД-14. Эта ПОС способствует повышению напря-
жения в цепи коллектора транзистора Т2 и лучшей работе транзистора Т4 при
максимальном значении отдаваемой выходной мощности. Усилитель имеет сле-
дующие параметры: полоса пропускания от 100 Гц до 10 кГц, входное сопро-
тивление 7 кОм, ток покоя 2,2 мА, КПД около 70%, максимальная выходная
мощность 80 мВт при входном напряжении сигнала 30 мВ.
29.	УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
С МАЛЫМ ВЫХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ
Неспособность громкоговорителя точно воспроизводить электрический
сигнал объясняется возникновением колебаний на собственных (резонансных)
частотах его подвижной системы. Присоединение звуковой катушки громкогово-
рителя к выходу усилителя оказывает на подвижную систему демпфирующее
действие и тем большее, чем меньше выходное сопротивление усилителя. Это
связано с тем, что при движениях звуковой катушки с диффузором кроме тока
сигнала в ней появляется так называемый наведенный ток, вызванный ее соб-
ственными колебаниями в постоянном магнитном поле. Направление его тако-
во, что возникает сила, противодействующая перемещениям катушки. С умень-
шением выходного сопротивления усилителя увеличивается наведенный ток и
сила торможения (демпфирование), создаваемая им.
При малом демпфировании собственные колебания подвижной системы
громкоговорителя затухают достаточно долго (0,1—0,15 с). Это может привести
к наложению последующего сигнала на предыдущий и значительно исказить
воспроизводимый сигнал.
Для уменьшения выходного сопротивления оконечный каскад выполняют
по схеме эмиттерного повторителя или на ламповых триодах с малым внутрен-
ним сопротивлением, а также применяют глубокую ООС по напряжению. В
идеальном случае выходное сопротивление усилителя должно быть равно нулю.
При этом условии напряжение на его выходе будет постоянным, несмотря на
изменение сопротивления нагрузки. При одной ООС достижение нулевого вы-
ходного сопротивления невозможно, так как для этого необходимо иметь глу-
бину ОС, близкую к бесконечной [см. (25)]. Однако выполнение этого усло-
вия можно добиться более простым способом — применением ПОС по току.
С ее помощью легко получить нулевое или даже «отрицательное» выходное
сопротивление [см. (25), (26)]. Практически применяют одновременно как
ПОС по току, так и ООС по напряжению небольшой глубины (около 2—4 или
7—12 дБ). Последняя улучшает устойчивость усилителя и уменьшает искаже-
ния! При введении ПОС заметно улучшается качество воспроизведения звука,
особенно в области низших частот: звук становится «мягче» и ближе к естест-
венному.
Этот способ улучшения звучания можно применить к любому несложному
транзисторному или ламповому УНЧ радиоприемника, магнитофона или элек-
72
трофона. Схема включения дополнительных цепей ООС и ПОС при ламповом
варианте усилителя приведена на рис. 74. Напряжение последовательной ПОС
по току снимается с резистора проволочного типа R7, включенного через вто-
ричную обмотку выходного трансформатора Tpi последовательно с нагрузкой,
и подается в катодную цепь входного каскада предварительного усиления. Глу-
бина ПОС регулируется переменным резистором R4. Цепь последовательной
ООС по напряжению, снимаемой со вторичной обмотки выходного трансформа-
тора Tpi, образована резисторами R8, R3 и R4. Недостатком такого способа
получения «нулевого» сопротивления на выходе усилителя является повыше-
ние уровня шумов: примерно в 2 раза при наибольшей глубине ПОС.
виаш
DMntLzahfija шг
30. КОМПЕНСАЦИЯ ОДНОГО ВИДА ОБРАТНОЙ СВЯЗИ ДРУГИМ
Многопетлевые схемы ОС компенсационного действия можно исполь-
зовать для уменьшения искажений, возникакйцих в громкоговорителе из-за соб-
ственных колебаний его подвижной системы, не соответствующих подаваемому
на него напряжению сигнала. Компенсацией сигнала на выходе усилителя в
цепи его ОС и подаче на вход усилителя с помощью цепи ООС только напря-
жения искажений можно значительно уменьшить последние.
Такая компенсация несложно осуществляется в двухкаскадном ламповом
УНЧ, схема которого приведена на рис. 75. На резисторе R7* создается на-
пряжение ОС, вызванное, с одной стороны, падением напряжения от проте-
кающих по нему катодных токов ламп усилителя, главным образом тока вы-
ходной (пентодной части) лампы 6ФЗП (ПОС), и, с другой — подачей на не-
го через резистор R6 напряжения со звуковой обмотки громкоговорителя Гр1
(ООС). Сопротивления резисторов R7* и R6 подобраны так что эти два напря-
жения ОС (на резисторе R7*) равны и сдвинуты по фазе на 180° (находятся в
противофазе) м тем самым нейтрализуют одно другим при отсутствии искаже-
ний в громкоговорителе При этом условии напряжение ОС, подаваемое на вход
усилителя, равно нулю.
Если в звуковой катушке громкоговорителя при подаче на нее большого
сигнала индуктируется напряжение, обусловленное собственными колебаниями
диффузора, оно подается на резистор R7 без компенсации, так как в анодном
токе выходной лампы соответствующей составляющей нет. Благодаря тому,
что резистор R7 входит в катодную цепь лампы первого каскада, напряжение
73
искажений прикладывается между ее сеткой и катодом, что и создает последо-
вательную ООС по напряжению, которая компенсирует в F раз только искаже-
ния, возникающие в громкоговорителе, и не уменьшает усиление сигнала. Кро-
ме того, противофазное подключение обмоток трансформатора снижает суммар-
ный ток подмагничивания выходного трансформатора.
Этот способ улучшения воспроизведения звуковых сигналов можно приме-
нить в любом двухкаскадном усилителе, в том числе выполненном на транзи-
сторах по аналогичной схеме.
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
ПАРАЗИТНЫЕ ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ
И СПОСОБЫ ИХ УСТРАНЕНИЯ
31.	ОСНОВНЫЕ ВИДЫ ПАРАЗИТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Нередко радиолюбитель, построив радиоприемник или УЗЧ, сталкива-
ется с явлением самопроизвольного возникновения колебаний при его включе-
нии. В наиболее распространенном типе радиоприемника — супергетеродинном,
в котором усиление сигналов происходит последовательно в отдельных его уз-
лах на высокой, промежуточной и звуковой частотах, самовозбуждение может
возникнуть при определенных условиях (см. гл. 2, § 8) в любом из перечислен-
ных узлов. Распознать самовозбуждение подчас бывает трудно, особенно когда
оно проявляется на высокой или промежуточной частотах и не воспроизводит-
ся громкоговорителем в виде свиста различного тона или переменной амплиту-
ды, периодически повторяющихся редких щелчков или частого треска, харак-
терных для паразитных колебаний на звуковых частотах.
Паразитные ОС в усилителе не обязательно приводят к его самовозбуж-
дению. Чаще всего они искажают АЧХ и ФЧХ, изменяют отдельные парамет-
ры, создают режим неустойчивой работы, зависящей от интенсивности прини-
маемого сигнала или подключения измерительных приборов. Выявление таких
ОС является сложной задачей. Это относится как к положительной, так и к
отрицательной паразитным ОС. Так как последняя не приводит к заметному
ухудшению показателей усилителя, а даже может их несколько улучшить, то
на нее обычно не обращают особого внимания и все усилия сосредоточивают
на устранение паразитной ПОС [8].
Известно, что одним из условий возникновения колебаний является выпол-
нение равенства рХ=1 или {3=1/К. Следовательно, чем больше усиление в пет-
ле ОС, тем меньше значение (3, которое необходимо для возникновения пара-
зитных колебаний. Поэтому при конструировании усилителей следует обращать
особое внимание на то, чтобы не образовывались паразитные петли ОС, в кото-
рых усиление колебаний с одинаковой частотой достигает больших значений.
В первую очередь это относится ко входным цепям и первым каскадам усили-
теля, которые являются его самым чувствительным местом, так кек сигнал, по-
даваемый на вход усилителя, получает наибольшее усиление, и тогда даже при
очень малых значениях р могут появиться паразитные колебания.
Возникающие в усилителе паразитные ОС обусловлены многими причина-
ми. Основные из них сводятся к следующим: резистивно-емкостная проводи-
74
мость между электродами активных элементов; внутреннее сопротивление об-
щего источника питания; емкостное и индуктивное взаимодействие между ра-
диоэлементами и монтажными проводами входных и выходных цепей; цепи
глубокой ООС, способствующие возникновению ПОС на частотах вне полосы
пропускания (см, гл. 2, § 8).
32.	ВНУТРИТРАНЗИСТОРНЫЕ ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ
И ИХ КОМПЕНСАЦИЯ
Как было показано в гл. 1, § 3, благодаря наличию электрической про-
водимости между электродами транзистора входные и выходные цепи усили-
тельного каскада могут оказаться связанными сильной ОС. При такой связи
изменение режима выходной цепи значительно отражается на режиме входной
цепи и наоборот. Эта внутренняя двухсторонняя ОС приводит к взаимозависи-
мости настроек входной и выходной цепей как отдельных каскадов, так и мно-
гокаскадного усилителя в целом, искажению формы АЧХ, зависимости входно-
го сопротивления каскада от частоты, что особо сказывается на устойчивой
работе многокаскадных УВЧ. В ПТ активные составляющие межэлектродных
сопротивлений велики по сравнению с реактивными составляющими, которые
обусловлены наличием межэлектродных емкостей. Поэтому при рассмотрении
действия внутренних ОС в этих приборах учитывают только последние. Неред-
ко удовлетворяются учетом действия только межэлектродных емкостей и в
каскадах на БТ, например, при нейтрализации внутренних ОС.
В большинстве практических случаев нейтрализация внутренних ОС осуще-
ствляется введением внешних цепей ОС. Рассмотрим два часто встречающихся
способа такой нейтрализации.
В УНЧ возрастание входной емкости до СВХОс приводит не только к
ограничению полосы пропускания, как об этом было сказано в гл. 1, § 3, но
и к появлению нежелательных резонансов, когда на входе используются ин-
дуктивные элементы, такие как магнитная головка, трансформатор и т. п. На-
пример, появление нежелательного, четко выраженного подъема АЧХ в обла-
сти 6—8 кГц может быть вызвано резонансом колебательного контура, образо-
ванного индуктивностью магнитной головки и входной емкостью усилителя.
Простой расчет показывает, что в этом случае для универсальной головки
ЗД24Н.21.0 с индуктивностью 80 мГ входная емкость каскада с ОЭ может со-
ставлять около 6—7 нФ. В низкочастотных БТ емкость Ск составляет несколько
десятков пикофарад. В усилителях с коэффициентом усиления по напряжению,
равном нескольким десяткам, входная емкость резко возрастает и может дости-
гать нескольких нанофарад. Аналогичный эффект наблюдается и в усилителях,
выполненных на ПТ, но на более высоких частотах (обычно выше рабочей по-
лосы пропускания УНЧ) вследствие того, что емкость Сзс сравнительно неве-
лика и обычно равна нескольким пикофарадам.
• Применяя схему компенсации, приведенную на рис. 76, можно уменьшить
ту часть емкости Свх.ос, которая вызвана действием ОС, так называемую ди-
намическую емкость. Известно (см. гл. 1, § 3), что в УНЧ у каскада с ОЭ
входная емкость Свхос=Сбэ+Ск(1+А), а у каскада с ОК Св1.ос=Ск +
+ССэ(1—Кк). В случае коллекторно-эмиттерной нагрузки, входная емкость та-
кого каскада Свк.ос = С6э + Ск+СкА—СваКк. При выполнении равенства
Ск К — Ogg /С к
(50)
75
входная емкость каскада становится равной сумме только статических емко-
стей. Аналогичное равенство можно написать и для ПТ.
Коэффициенты усиления напряжения каскадом по коллекторной Кк и эмит-
терной Кэ цепям можно определить как:
Ак = ^ВЫх/^ВХ = ^Кн/б^вх и к = t/вых/^вх = Aj Rq/^BI‘
Тогда при 1к~1 э равенство (50) можно представить в виде
Ск Ra = Сбэ R3 или Срэ/Ск = Rn/Ra-	(51)
Соответственно для ПТ
Сас Ra	или Сди/^-ас — Rh/Rri	(52)
где RB и — сопротивления резисторов соответственно в цепях эмиттера и
истока. Эти сопротивления обычно или указываются в справочных данных на
АЭ или вычисляются, исходя из режима его работы на постоянном токе. Внут-
ритранзисторные емкости также связаны с конкретным типом АЭ. Тогда опре-
деляемым остается только сопротивление нагрузки в цепи коллектора или сто-
ка, которое можно найти из (51) и (52).
ДЛЯ ST Rb= ((-<>:>/С^) Ra,
Для ПТ Rb— (Сэи/Сзс)^?и-
Соотношения (51) и (52) выражают условия полной компенсации (ней-
трализации) динамической емкости транзистора. При этом усиление каскада
К«.в=Сбз/Ск или Кк.н=Сан/Сзс. Этот способ дает ощутимый эффект тогда, ког-
да отношение емкостей в последних уравнениях значительно больше единицы.
Чем оно больше, тем выше усиление каскада, при котором происходит нейтра-
лизация динамической емкости. При незначительном отличии емкостей усиление
каскада мало и применять рассмотренный способ нецелесообразно. Однако и в
этом случае можно применить частичную компенсацию, исходя из минимально
допустимого коэффициента усиления каскада.
Несмотря на распространенность схем УВЧ и УПЧ на транзисторах с ОЭ
и параллельным контуром в качестве нагрузки в цепи коллектора, их усили-
тельные свойства используются далеко не полностью. Этому мешает сильная
виутритранзисторная связь между коллектором и базой, резко уменьшающая
предельное значение коэффициента устойчивого усиления каскада Куст.
76
Коэффициент Куст для многокаскадного резонансного усилителя на БТ вы-
ражается достаточно сложной формулой, анализ которой показывает, что он за-
висит от активных и реактивных составляющих внутритранзиторных межэлек-
тродных проводимостей. Для ПТ при любом числе каскадов и полностью вклю-
ченных одинаковых резонансных контурах Куст=О,Б|/ -$/ыСзс, где S — крутиз-
на характеристики ПТ; С3с — проходная емкость (емкость затвор—сток) ПТ;.
<о — круговая частота усиливаемого сигнала.
Одно из направлений лучшего использования усилительных свойств тран-
зисторов основано на введении частотно-зависимых элементов (например, резо-
нансных контуров) в цепь внешней ООС усилительного каскада (см. гл. 3,
§ 17). Другое направление — нейтрализация внутритранзисторной ОС цепями
внешней ОС.
Рассмотрим конкретную схему каскада резонансного усиления с внешней
нейтрализующей цепью ОС (рис. 77), нашедшую определенное практическое
применение в УПЧ. Так как через внутреннюю емкость Сн транзистора возни-
кает паразитная ОС, то входной (LI, С1) и выходной (L2, С2) колебательные
контуры каскада (а в многокаскадных усилителях и различных каскадов) ста-
новятся взаимосвязанными. Это следует иметь в виду при первоначальной на-
стройке их и последующей подстройке во время эксплуатации усилителя.
Для устранения такого влияния использована нейтрализующая цепь, пред-
ставленная на схеме рис. 77 конденсатором Ск.н. Ее назначение — создать в
катушке связи LCBl первого контура такой ток, значение которого должно
быть равно, а направление противоположно току через цепь внутренней ОС.
Для получения противофазного нейтрализующего тока конденсатор Ск.н одним
концом соединен с катушкой связи £Cbi, а другим — с катушкой связи £c«i
второго контура, напряжение на которой сдвинуто по фазе относительно на-
пряжения на катушке контура L2 на 180°. Для этого концы катушек индуктив-
ности L2 и £Св2, образующие высокочастотный трансформатор с коэффициентом
трансформации и, должны быть включены встречно. Необходимый нейтрали-
зующий ток достигается при условии, что емкость Ск.н будет в п раз меньше
соответствующего значения Ск.
Так как внутренняя ОС в транзисторах зависит не только от частоты, но
и от изменения напряжения питания и температуры, добиться ее полной ней-
трализации в широком диапазоне частот в условиях нормальной эксплуатации
довольно трудно.
Возможна удовлетворительная нейтрализация посредством простых элемен-
тов с постоянными параметрами в неперестраиваемой полосе частот, обладаю-
щей шириной несколько сотен килогерц. Следует также учесть, что качество
нейтрализации со временем ухудшается и требует постоянного контроля. На
практике применение схем нейтрализации позволяет увеличить Куст каскада не
более, чем в 2—3 раза. В широкополосных транзисторных усилителях высокой
и промежуточной частот применять такую схему нейтрализации нецелесообразно.
Для нейтрализации ОС через межэлектродную емкость Сзс ПТ в диапазо-
нах КВ и УКВ можно применить схему, приведенную на рис. 78. С помощью
трансформатора Тр1 инвертируется фаза переменного напряжения на стоке
транзистора Т1. Конденсатор С1*, нейтрализующий внутреннюю емкость Сзс,
обеспечивает баланс (равенство) токов, протекающих через конденсаторы С1*
и Сзс, в широкой полосе частот. Усилитель с такой нейтрализацией работает
77
более устойчиво, чем при обычно используемой радиолюбителями «индуктив-
ной» нейтрализации. Емкость конденсатора С1* подбирают равной емкости С3<!
конкретного экземпляра транзистора. Для этого конденсатор С1* целесообраз-
но взять подстроечным типа КПК. Трансформатор Tpi содержит 2X3 витка
провода ПЭВ-1 диаметром 0,1—0,2 мм, намотанных на кольцевом магнитопро-
воде К 10X7X3 из феррита 50 ВЧ. Параметры трансформатора не очень кри-
тичны, но для достижения хороших результатов обмотки должны быть выпол-
нены с высокой степенью симметрии. Последняя сравнительно легко достигает-
ся при использовании ферритовых колец, на которых обмотки размещают со-
гласно схеме, изображенной на рис. 79.
Следует помнить, что свойства феррита необратимо ухудшаются при его
намагничивании. Подмагничивающий ток нельзя допускать более 100 мА на
один виток (на два витка — соответственно 50 мА и т. д.). Поскольку емкость
коллекторного перехода БТ зависит от постоянного напряжения на коллекторе,
то в качестве нейтрализующего конденсатора целесообразно применить закры-
тый переход однотипного транзистора Т1 (рис. 80), который обеспечит нейтра-
лизацию при изменении режима.
Фис. 78
Рис. 79
Рис. 80
33.	ПАРАЗИТНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
ЧЕРЕЗ ОБЩИЙ ИСТОЧНИК ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Большинство транзисторных многокаскадных усилителей имеют общий
источник электропитания постоянного тока. Через его внутреннее сопротивление
Rbh протекают токи сигнала всех каскадов, и на его концах появляется напря-
жение сигнала UB Ос- Хотя это напряжение ничтожно мало по сравнению с на-
пряжением, например, па нагрузке /?нз оконечного каскада усилителя, но, попав
по цепям электропитания на вход усилителя, оно может при выполнении опре-
деленных условий резко изменить свойства усилителя или даже превратить пос-
ледний в генератор паразитных колебаний.
Рассмотрим влияние внутреннего сопротивления источника электропитания
на примере работы трехкаскадного транзисторного усилителя, схема которого
дана на рис. 81. Паразитное напряжение ОС 17я.Ос через делители напряжения
смещения в цепях баз транзисторов и их коллекторные цепи поступает на базу
«каждого транзистора. Число образуемых петель ОС равно числу каскадов уси-
лителя. В каждой из петель ОС ее петлевое усиление зависит от RBB и ко-
эффициента усиления каскадов, охваченных петлей. Естественно, что при RBB =
=0 эта паразитная ОС отсутствует.
78
Так как ток и соответствующее ему падение напряжения UB на нагрузке
RBS оконечного каскада наибольшие по сравнению с другими каскадами, то зна-
чение ос пропорционально UB, а их полярности (фазы) совпадают. Тогда в
петле ОС, охватывающей один оконечный каскад, напряжение 1/« ос, поступив-
шее иа базу транзистора ТЗ через делитель напряжения (резисторы RB?, R5,
конденсатор Ср и резистор R6) .и усиленное этим транзистором, выделяется на
нагрузке, изменив фазу на 180°. Следовательно, конечное значение RSB вызыва-
ет в петле ОС, охватывающей оконечный каскад усиления с ОЭ, отрицательную
ОС. Так как коэффициент усиления К оконечного каскада сравнительно неве-
лик, то и глубина ООС также небольшая.	к
Рис. 81
Рис. 82
При охвате петлей ОС двух последних каскадов на транзисторах Т2 и ТЗ
напряжение на базу транзистора Т2 поступает через делитель напряжения, об-
разуемый резисторами RB\, R3, конденсатором Ср и резистором R4. Затем уси-
ленное обоими каскадами с двукратным изменением фаз на 180° оно выделяет-
ся на RB3 оконечного каскада, сохранив свою полярность. Следовательно, в этой
петле образуется положительная ОС. Следует заметить, что когда отсутствует
каскад на транзисторе Т1 и цепи смещения напряжения базы транзистора Т2,
то в таком двухкаскадном усилителе ОС такая же, как и в предыдущем одно-
каскадном.
Нетрудно убедиться, что в петле ОС, охватывающей все три каскада, об-
разование напряжения Un oc и поступление его на базу транзистора Т1 через,
делитель напряжения (резисторы R1 и R2) приведет к возникновению ООС.
Так как усиление в этой петле ОС наибольшее, то и ее влияние па свойства
усилителя также наибольшее.
Аналогично можно рассмотреть влияние паразитной ОС через общий источ-
ник электропитания и в многокаскадных УВЧ и УПЧ. В отличие от низкочастот-
ного резистивного усилителя, где каждое звено, содержащее четное число кас-
кадов, считая от оконечного каскада ко входному, образует петлю ПОС, а не-
четное — петлю ООС, в усилителях высокой и промежуточной частот с транс-
форматорной связью возможно подобрать наилучший вариант присоединения
концов обмоток трансформаторов ко входным и выходным цепям каскадов,
дающий минимально возможное действие паразитных ПОС. Схема такого трех-
каскадного усилителя приведена на рис. 82. Присоединяя концы обмоток транс-
форматоров Tpi—ТрЗ так, как это показано на схеме, получаем петли ООС.
которые охватывают или все каскады, или два последних, т. е. петли ОС с
наибольшими усилениями. Первый и третий каскады, образующие через общий
7»
источник электропитания петлю ПОС, можно легко развязать с помощью про-
стого резистивно-емкостного фильтра.
Таким образом, вызванные наличием 7? вн положительные и отрицательные
паразитные ОС, даже при отсутствии самовозбуждения многокаскадного уси-
лителя, приводят к изменению его параметров и характеристик. Это изменение
может быть существенным. Поэтому подчас недостаточно подавить возникшую
генерацию в усилителе и необходимо обеспечить такие условия его работы,
при которых паразитная ОС через источник электропитания не изменяла бы
свойства усилителя больше, чем это допустимо для его нормальной работы.
Для защиты от паразитных ОС через источник электропитания применяют
ряд мер. Первая из них — уменьшение /?вн. Батарейные источники электропи-
тания имеют сравнительно небольшое /?вн — несколько ом на каждый «све-
жий» элемент. Для батарей при напряжении 9—12 В оно составляет около
10 Ом. Однако это сопротивление может повышаться с увеличением времени
разряда, т. е. к концу его нормальной эксплуатации. Уменьшить R вн МОЖНО,
подключив к источнику конденсатор большой емкости, обычно электролитиче-
ский. Кроме того, в выпрямителях такой конденсатор в цепи фильтра позво-
ляет лучше сгладить пульсации напряжения. Некоторый недостаток конденсато-
ра большой емкости, как и всех конденсаторов, — повышение его реактивного
сопротивления с понижением частоты. На очень низких частотах реактивное
сопротивление конденсатора, даже очень большой емкости, настолько возра-
стает, что он перестает выполнять свои прямые функции в выпрямителе. В этом
случае хорошие результаты дает включение вместо или наряду с конденсатором
полупроводникового стабилитрона. Фильтр со стабилитроном, в отличие от
конденсаторного, имеет очень низкое сопротивление (несколько ом) во всем
диапазоне низких частот, начиная от постоянного тока. Поэтому такой выпря-
митель особенно пригоден для усилителей постоянного тока. Лучшим является
выпрямитель с электронным стабилизатором напряжения на выходе. Его внут-
реннее сопротивление RBn может составлять доли ома.
Вторым наиболее употребительным способом ослабления паразитной ОС яв-
ляется включение в выходные цепи каскадов усилителя развязывающих рези-
стивно-емкостных фильтров (на рис. 81 показаны пунктиром /?ф, Сф). В много-
каскадном усилителе их можно включить последовательно, параллельно и сме-
шанно. На практике чаще всего применяют последовательное включение (см.
рис. 81), так как оно уменьшает петлевое усиление цепей паразитных ОС. Это
означает, что чем больше петлевое усиление, тем больше в петле ОС встреча-
ется последовательно соединенных цепей развязывающих фильтров, общее
ослабление паразитного сигнала которыми равно произведению ослаблений
каждым из них.
Если допустить, что изменение коэффициента усиления напряжения К в
любой петле ОС не должно превосходить 1%, то любая фильтрующая, развя-
зывающая цепь должна уменьшать напряжение паразитной ОС не менее-чем в
100 К раз. Отсюда можно рассчитать сопротивления и емкости звена развязы-
вающего фильтра. Подробно этот вопрос освещен в работе [1].
Недостатки последовательного включения развязывающих фильтров: уве-
личение падения постоянного напряжения на них с увеличением числа звеньев
и, как следствие, уменьшение постоянного напряжения на электродах транзи-
сторов первых каскадов усилителя: сильное влияние на АЧХ усилителя в обла-
сти низких частот, что может нарушить действие резистивно-емкостной цепоч-
80
ки низкочастотной коррекции АЧХ, часто применяемой в широкополосных уси-
лителях. Если емкость конденсатора развязывающего фильтра в 20—30 раз
превышает емкость конденсатора корректирующей цепи, то коррекция АЧХ не
нарушается. В противном случае, когда напряжения на транзисторах первых
каскадов получаются меньше тех, которые обеспечивают их нормальную рабо-
ту, и нарушается действие цепей низкочастотной коррекции, следует использо-
вать источник электропитания с электронной стабилизацией или фильтры в от-
дельных каскадах, входящих в петлю ПОС.
Ослабить паразитную ОС через источник электропитания можно примене-
нием двухтактного усилительного каскада (особенно оконечного), работающего
в режиме класса А, в котором переменная составляющая тока сигнала, проте-
кающая через цепь электропитания и определяющая паразитную ОС, уменьша-
ется примерно в пять раз по сравнению с одпотактным каскадом.
34.	ЭЛЕКТРОСТАТИЧЕСКИЕ (ЕМКОСТНЫЕ)
И МАГНИТНЫЕ (ИНДУКТИВНЫЕ) ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ
Известно, что между любыми проводниками тока или металлическими
элементами (точки А и Б на рис. 83), имеющими разный электрический потен-
циал, существует электрическое поле и образуется емкость Спар- Эта емкость
при определенных условиях может привести к нежелательным связям, нару-
шающим устойчивую работу многокаскадного усилителя. Рассмотрим эти
условия.
Если в точке А напряжение сигнала равно Ев, то в точке Б наведенное
напряжение сигнала
Енав—ЕиЕпр Р2пр+Х2пар,
(53)
ГДе Хпар — 1/<оСпар.
Как видно из (53), влияние паразитной емкостной связи увеличивается с
повышением частоты, так как хпар уменьшается. Емкостные связи также уве-
личиваются из-за размещения вблизи входа усилителя посторонних металличе-
ских деталей, проводов и сближения первого каскада с последним.
В УНЧ паразитная емкостная ОС обычно проявляется
слабо, и ее часто не принимают во внимание. В УВЧ и
УПЧ эта связь становится заметной. Если принять хПарЭ>
»/?пр, что соответствует незначительной «паразитной емко-
сти (доли пикофарад), то усилитель может самовозбудить-
ся (с учетом выполнения фазовых соотношений), когда
КЕпрюСпар = 1. Отсюда достаточная для самовозбуждения
усилителя
Рис. 83
Спар = V® К/?пр.
(54)
В качестве примера возьмем УПЧ (fnp=465 кГц) с коэффициентом усиле-
ния напряжения Д=104 и сопротивлением входной цепи 7?Пр=103 Ом. Согласно
(54) достаточное для самовозбуждения значение Спар = 1/2л-465-103-104-103=
= 1/93л-10п=0,034 пФ.
Для того, чтобы характеристики УПЧ заметно не изменились, Спар долж-
на быть хотя бы на порядок (т. е. в 10 раз) меньше вычисленной согласно
(54), т. е. не должна превышать 0,0034 пФ. Такой емкостью обладает конден-
сатор, образованный двумя токопроводящими дорожками толщиной Ю0 мкм
81
и длиной 5 мм, расположенными на расстоянии 1 мм. Столь малая емкость по-
казывает, какое серьезное внимание нужно уделять правильному размеще-
нию соединительных проводов и металлических деталей при навесном монтаже
на шасси или панели и соединительных токопроводящих дорожек на печатной
плате.
В многокаскадном усилителе наряду с паразитными емкостными связями
при определенных условиях могут возникнуть паразитные индуктивные связи,
обусловленные взаимоиндукцией между проводниками и элементами, по кото-
рым протекает ток сигнала, главным образом между катушками индуктивности
и трансформаторами. Такие связи проявляются значительно реже, чем гальва-
нические (т. е. через общее сопротивление) и емкостные. Они тем сильнее, чем
выше частота сигнала и больше взаимоиндуктивность. Наиболее опасна индук-
тивная связь между магнитной головкой, микрофонным трансформатором и по-
добными элементами на входе многокаскадного усилителя и выходным транс-
форматором.
Паразитные емкостные и индуктивные связи можно ослабить, если при-
держиваться следующих основных правил:
длина всех соединительных проводов и токопроводящих дорожек, по кото-
рым протекают токи сигнала, должна быть минимальной. По возможности сле-
дует обходиться без соединительных проводов, используя вместо них непосред-
ственно выводы деталей. Это резко уменьшит емкости монтажа, индуктивности
соединительных проводов и взаимосвязь между элементами усилителя;
выводы конденсаторов, резисторов, катушек индуктивности и других дета-
лей следует заземлять, соединять с металлическим корпусом (шасси) в точке,
наиболее близко расположенной к детали;
провода и детали входных и выходных цепей усилителя нужно распола-
гать как можно дальше один от другого, от общих проводов, например, прово-
да электропитания. Это требование может быть выполнено соответствующим
конструированием каскадов, экранированием входной цепи металлической стен-
кой, соединенной с корпусом непосредственно или коротким проводом;
катушки индуктивности и трансформаторы во входных и выходных цепях
УЗЧ размещают возможно дальше один от другого и так, чтобы оси их обмо-
ток были перпендикулярны;
использовать магнитопроводы только с очень высокой магнитной прони-
цаемостью (пермаллой, феррит и т. п.) и тороидальной конструкции, сущест-
венно уменьшающих магнитный поток рассеяния, а следовательно, и магнитное
взаимодействие.
Более подробные сведения о паразитных ОС и способах их уменьшения и
устранения можно найти в [8].
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ
В УСИЛИТЕЛЯХ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
И ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ИХ ПРИМЕНЕНИЯ
35.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Широкое внедрение в радиоэлектронную аппаратуру полупроводнико-
вых приборов и дальнейшее совершенствование технологии их получения дали
82
возможность резко уменьшить габаритные размеры и массу как отдельных уз-
лов, блоков, так и всего устройства в целом. Дальнейшая миниатюризация эле-
ментов радиоэлектронных устройств привела к созданию так называемых ин-
тегральных микросхем (ИМС). В небольшом объеме кристалла полупроводника
и на его поверхности размерами в несколько квадратных миллиметров или на
поверхности диэлектрической подложки таких же размеров объединены (ин-
тегрированы) десятки—сотни активных и пассивных элементов ИМС. Они со-
единены между собой по различным схемам, конкретным для каждого типа
ИМС. Изготавливаются ИМС по единой технологии, что обеспечивает высокую
идентичность ИМС и входящих в них элементов. Для ИМС характерно отсут-
ствие в них конденсаторов и катушек индуктивности больших номиналов. По-
этому связь между отдельными каскадами в ИМС обычно гальваническая, что
позволяет на основе ИМС легко собрать усилитель постоянного тока.
Подключая к выводам ИМС внешние цепи электропитания и различные
другие цепи, в том числе и цепи ОС, возможно получить функциональный узел
(например, усилитель с двумя—четырьмя каскадами усиления), блок (напри-
мер, УНЧ, УПЧ) или их типовые части. На одной и той же ИМС можно со-
брать маломощные миниатюрные устройства, выполняющие различные функции
или одинаковые функции, но имеющие разные характеристики и параметры.
Все выпускаемые типы ИМС, а их несколько сотен, сгруппированы в от-
дельные серии, насчитывающие до десятка различных типов ИМС. Последние,
в свою очередь, могут включать до пяти модификаций, различающихся по ко-
эффициенту усиления, диапазону рабочих частот, напряжению электропитания
и другим параметрам. Отличаясь существенно по областям преимущественного
применения, функциональному составу и количеству входящих в них типов
ИМС, серии в совокупности представляют широкий выбор ИМС для удовлетво-
рения практически всем требованиям при создании большинства маломощных
функциональных узлов современных усилительных устройств с использованием
цепей ОС.
При создании ИМС наряду с решением многих схемных, технологических
и конструктивных проблем получения отдельных активных и пассивных эле-
ментов, их соединений была решена и проблема ослабления внутренних пара-
зитных ОС между ними. Насколько последняя была важна можно приближен-
но судить по примеру, приведенному в § 34. Один из путей ее решения заклю-
чался в использовании в самой ИМС цепей ООС и подключении извне к ее
соответствующим выводам компенсирующих цепей, изменяющих АЧХ и ФЧХ
усилителя, собранного на основе этой ИМС (см. § 8). Рекомендуемые для раз-
личных конкретных типов ИМС цепи коррекции, состоящие из резисторов и
конденсаторов, обычно рассчитываются на стадии их проектирования, и затем
параметры этих цепей и схемы включения их элементов приводятся в руковод-
ствах по применению ИМС.
Благодаря таким достоинствам, как широкая номенклатура серий и типов
ИМС, многофункциональность, идентичность (по параметрам) транзисторов, пар
транзисторов одного типа в однотипных ИМС, малые габаритные размеры и
энергопотребление, высокая надежность и повышенный срок службы, перед ра-
диолюбителем открываются новые творческие возможности в конструировании
высококачественной усилительной аппаратуры с применением ОС.
Следует отметить, что монтаж ИМС в усилительное устройство требует от
радиолюбителя иного подхода, чем привычный монтаж с навесными элемента-
83
ми. Так, ИМС, особенно со входными каскадами на ПТ с р-п переходом или
изолированным затвором, могут быть повреждены на стадии монтажа, еще до
первого включения электропитания. Это вызвано возможным действием зарядов
статического электричества, которые могут образовываться на теле человека,
различных изолированных предметах (одежде, паяльнике и др.) и попадая на
ИМС, приводят к ее частичному или полному разрушению. Поэтому при монта-
же ИМС необходимо предусмотреть ряд мер с тем, чтобы не вывести их из
строя [4].
Применяемые в радиолюбительской практике ИМС, на основе которых
.можно создать умилительные устройства, разделяют на две большие группы:
ИМС с одним входом, на который подается сигнал, подлежащий усилению, а
получаемое выходное напряжение пропорционально входному; ИМС с двумя
входами, на которые подаются сигнал или сигналы, подлежащие усилению, а
выходное напряжение пропорционально разности входных напряжений. Послед-
ние составляют основу группы дифференциальных (разностных) усилителей и
многочисленную группу так называемых операционных усилителей (ОУ). В
свою очередь, ОУ также .можно разделить на три большие группы: ОУ с диф-
ференциальным входом, инвертирующим входом и неинвертирующим входом.
Прежде чем перейти к рассмотрению работы конкретных схем усилителей
на основе ИМС по отдельным группам, следует еще раз напомнить радиолюби-
телям, не имеющим опыта работы с ИМС, о том, что самостоятельно браться
за их монтаж можно только после тщательного изучения и соблюдения правил
обращения с ИМС или лучше под контролем опытного радиолюбителя или спе-
циалиста.
Достаточно подробные сведения по схемотехнике ИМС, об их типовых па-
раметрах, характеристиках и применению в радиоэлектронной аппаратуре мож-
но найти в работах [4, 5].
36.	УСИЛИТЕЛИ НА ОСНОВЕ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
С ОДНИМ СИГНАЛЬНЫМ ВХОДОМ
Большинство ИМС с одним сигнальным входом содержат два-три уси-
лительных каскада с гальванической связью. Наибольший интерес для радиолю-
бителей могут представить ИМС серий К118, К122, К722, К174, К175, К224.
Первые три серии одинаковы по составу. Входящие в них однотипные ИМС
имеют одинаковые параметры и различаются лишь по конструктивному оформ-
лению и маркировке выводов.
В качестве примера рассмотрим простую ИМС с одним входом типа
К122УН1Б (прежнее обозначение К1УС221Б). Ее принципиальная схема при-
ведена на рис. 84. На основе этой ИМС можно собрать двухкаскадный уси-
литель постоянного тока. Усиливаемый сигнал подводится к выводам 4 и 1, а
усиленный снимается с выводов 9 и 1 (при этом выводы 8 и 9 закорачива-
ются или между ними включается дополнительный резистор) или 11 и 1. Каскад
на транзисторе Т1 можно включить по схеме с ОЭ, закорачивая вывод 3 иа
общий провод (вывод 1) непосредственно или через внешний конденсатор (пос-
леднее только для переменного напряжения). Транзистор Т2 может использо-
ваться как в схеме с ОЭ (подключением внешнего конденсатора к выводам
11 и 1), так и в схеме с ОК (закорачиванием выводов 7 и 9 и использованием
в качестве нагрузки резистора R7 — выводы 11 и /).
84
Возможность получения цепей параллельной ООС по напряжению или по току
реализуется за счет резисторов R3 и R5 (глубину ООС можно регулировать
подключением переменного резистора к выводу 5) и последовательной ООС по
току — резисторов R2 и R7 в их эмиттерных цепях. Выводы 3 и 11 возможно
использовать для подсоединения к ИМС внешних корректирующих цепей, из-
меняющих или устраняющих ООС, создающих новые цепи ОС, позволяющие
регулировать режим транзисторов по постоянному току и т. д. Вывод 10 преду-
смотрен для подключения конденсатора корректирующего АЧХ. К выводам 8
и 9 можно подключить резистор, изменяющий сопротивление нагрузки каскада
на транзисторе Т2. Следует отметить, что все приводимые на схемах напряже-
ния в цепях ИМС берутся относительно общего провода, который обычно со-
единяется с цепями «заземления» усилительного устройства.
Рис. 84
+12,5'В<>
ИМС1
Н122УН1В 7
съп1ооо
\И1
7.5.У
Оход^. £
015,0
tf Выход
02
150,0
Рис. 85
Принципиальная схема ИМС типа К122УН1 и ей подобные имеют много
общего с принципиальными схемами усилителей и их отдельных узлов, которые
широко используются при создании радиолюбительских конструкций на дискрет-
ных элементах. Поэтому большинство схем усилителей с ОС, приведенных в
предыдущих главах книги, можно собрать на ИМС. Однако при их использова-
нии в первых каскадах усилителей необходимо тщательно продумать место при-
соединения общего вывода к «земляному» проводнику устройства. В противном
случае может появиться фон, так как ИМС имеют только один общий вывод.
Принципиальная схема простого УНЧ, выполненного па основе ИМС типа
К122УН1В, приведена на рис. 85. В диапазоне рабочих частот (на уровне
—6 дБ) от 25 Гц до 200 кГц он имеет коэффициент усиления 70—75 и входное
сопротивление 4,6—6,5 кОм. Его максимальное выходное напряжение
2 В при потребляемом токе не более 6 мА. Коэффициент
определяется сопротивлением резистора R1
каскада усилителя, и не зависит от изме-
нения напряжения электропитания в преде-
лах от —30‘до +10%. Для ограничения по-
лосы рабочих частот со стороны высоких
частот следует параллельно резистору R1
подключить конденсатор СЗ (на рис. 85 по-
казан штриховыми линиями). При емкости
конденсатора СЗ, указанной на схеме, верх-
няя граница полосы рабочих частот пони-
жается до 40 кГц (на уровне —6 дБ).
в
цепи ООС,
равно
усиления практически
охватывающей оба
R2 9,1 к ,
"+С5
\10,0
' И ~т
'8УН1Д
Н118УН1Д
Вход
С1 10,0
Рис. 86
/ га—Ю,0
''Выход
[Z__гр
85
Принципиальная схема другого УНЧ на основе ИМС1 типа КН8УН1Д
приведена на рис. 86. Полоса пропускания частот его от 30 Гц до 20 кГц, ко-
эффициент усиления равен 100. Введение последовательной ООС достаточной
глубины (резистор R2 и конденсатор С5) и ПОС (конденсатор СЗ, компенси-
рующий шунтирующее влияние внутренней ООС) позволило повысить входное
сопротивление усилителя с 2 до 50 кОм. Для предотвращения самовозбужде-
ния усилителя на высоких частотах применен конденсатор С4, а на низких ча-
стотах при малом входном сопротивлении источника сигнала — резистор R1.
На рис. 87,а, б показаны принципиальная схема и АЧХ усилителя компенса-
ции частотных предыскажений при грамзаписи, предназначенного для совмест-
ной работы с электромагнитным звукоснимателем. Он выполнен на основе
ИМС1 типа К122УН1Д и имеет коэффициент усиления, равный 30 (на частоте
1000 Гц), относительный уровень помех —50 дБ. Подъем АЧХ в области низ-
ших звуковых частот происходит в результате действия частотно-зависимой
ООС, образуемой цепью, состоящей из резисторов RI, R2 и конденсаторов СЗ,
С4. Постоянные времени ее равны 300 мкс (для RI, С4) и 3000 мкс (для R2,
С4). «Завал» АЧХ в области высших звуковых частот осуществляется цепью
VUC 8/
37. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
НА ОСНОВЕ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
С ДВУМЯ СИГНАЛЬНЫМИ ВХОДАМИ И ВЫХОДАМИ
Выпускаемые отечественной промышленностью ИМС с двумя сигналь-
ными входами и выходами, как правило, состоят из каскада усиления на двух
транзисторах и цепей токовой и температурной стабилизации его работы. Уси-
лители с такими ИМС называются дифференциальными усилителями и пред-
назначаются главным образом для усиления разности двух входных напряже-
ний. Для этого радиолюбитель может воспользоваться такими типами ИМС,
как К118УД1, К122УД1, К722УД1, К175УВ2, К175УВ4, К198УТ1, К198УН1.
На рис. 88 приведена принципиальная схема простой ИМС типа К122УД1
(прежнее обозначение К1УТ221), на основе которой можно собрать однокаскад-
ный дифференциальный усилитель постоянного тока. В нем транзисторы Т1 и
86
Т4, составляющие два плеча дифференциального каскада, обеспечивают основ-
ное усиление входного сигнала. Включенный в их общую эмиттерную цепь
транзистор Т2 вместе с резистором R2 образует цепь генератора стабильного
тока. Задание его начального режима работы и температурной стабилизации
обеспечивает цепь базового смещения, состоящая из транзистора ТЗ, включен-
ного диодом, и резисторов R3, R4, R6, соответственно подключенных к выво-
дам 8, 11 и 12. Базы транзисторов Т1 и Т4 (выводы 4 и 10) служат входами
усилителя. При симметричном подключении нагрузки, т. е. между коллекторами
транзисторов Т1 и Т4 выходное напряжение снимается с выводов 5
и 9, а при несимметричном — с выводов 5 в 11 или 9 и 11, т. е. с одного
(любого) из коллекторов Т1 или Т4 и общего провода (обычно вывода 11).
При появлении между входами усилителя разно-
сти напряжений его ток, оставаясь в сумме по-
стоянным и равным стабилизированному коллек-
торному току транзистора ТЗ, будет перераспре-
деляться между транзисторами Т1 н Т4, вызывая
между их выходами усиленную разность напря-
жений. При подаче на вход усилителя одинако-
вых (по амплитуде и фазе) напряжений, при из-
менениях напряжений электропитания, температу-
ры окружающей среды разность входных и, сле-
довательно, выходных напряжений усилителя
остается постоянной. Постоянное напряжение
электропитания цепей дифференциального усили-
теля (выводы 7 и 1) чаще всего подается от двух
источников напряжения разной полярности. Это позволяет получить различные
уровни входного и выходного напряжений, в том числе и близкие к нулю, что
облегчает его согласование с предыдущим и последующим каскадами усиления по.
постоянному току и применение цепей ООС, стабилизирующих его работу на по-
стоянном токе.
Рассматривая выходное напряжение 1УВых (между выводами 5 и 9) как
алгебраическую (с учетом фазы колебаний одинаковой частоты) сумму двух
независимых напряжений (симметричный выход), одно из которых обусловлено
сигналом 17вх1 (между выводами 4 и 11), а другое — сигналом 1/М2 (между
выводами 10 и 11), получаем при их сложении
Пвых — (- вх 2 ^yL2 —	1 ^yL’b	(55)
где Куv\ — коэффициент усиления по напряжению первого плеча каскада;
Kyvz — коэффициент усиления по напряжению второго плеча каскада.
При одинаковых амплитудах ((7BIi = Ubx2=Ubio) или изменениях напряже-
ний на вхбдах 1 и 2, когда усиливается общий (противофазный) для обоих
входов сигнал
^вхо(Куи2-Ку1;1),	(56).
а при одинаковых плечевых коэффициентах усиления каскада (Kyvi = KyV2=
= Kyvo)
^ВЬ)Х = (^ВХ2 - ^BXl)KyUQ.	(57)
87
Как видно из формулы (57), выходное напряжение изменяется пропорцио-
нально разности напряжений сигналов на входах 1 и 2 и не зависит от их аб-
солютного значения. Таким образом, дифференциальный усилитель не усиливает
общий (синфазный) для обоих входов сигнал.
Однако практические параметры активных и пассивных элементов, состав-
ляющих оба плеча дифференциального каскада, не могут быть идеально 'одина-
ковыми. Поэтому, согласно формуле (56), на выходе дифференциального кас-
када будет синфазное напряжение, значение которого прямо пропорционально
разности плечевых коэффициентов усиления. Одним из качественных показате-
лей работы дифференциальных усилителей является коэффициент ослабления
синфазного входного напряжения [5]
^ос.сф=	— ^yui) = (^уиг + ^yui)/(^yU2~ ^yui)-
Он обычно равен 103 (или 60 дБ).
К недостаткам рассмотренного простейшего дифференциального усилителя
на ИМС с БТ следует отнести низкое входное сопротивление, приводящее к за-
висимости его плечевых коэффициентов усиления от внутренних сопротивлений
источников сигналов, и трудности регулировки коэффициента усиления в боль-
ших пределах.
На базе дифференциального каскада, выполненного на ИМС, могут быть
построены усилители, в том числе и ОУ, для выполнения самых разнообразных
функций в радиолюбительской аппаратуре. Варианты применения усилителей с
дифференциальными каскадами на входе приведены в последующих пара-
графах.
38.	ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
С ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫМ ВХОДОМ
Наиболее многочисленную группу представляют ИМС для применения в
ОУ. Радиолюбителю можно рекомендовать ИМС таких серий, как КИО, К153,
К284, К740.
Термин «операционный усилитель» возник в вычислительной технике, где
так называют усилители, предназначенные для выполнения различных матема-
тических операций (суммирования, вычитания, интегрирования и т. д.) в анало-
говых вычислительных машинах. В настоящее время операционным называют
усилитель постоянного тока с дифференциальным входом (сокращенно ДОУ),
обладающий весьма большим коэффициентом усиления (до 105 или 100 дБ),
(юльшой шириной полосы пропускания (от постоянного тока до 100 МГц), вы-
соким (до тысячи мегаом) входным и низким (десятки ом) выходным сопро-
тивлениями.
Большинство ДОУ содержат, как правило, входной усилительный каскад,
выполняемый всегда по дифференциальной параллельно-симметричной схеме,
несколько каскадов усиления напряжения, каскад алгебраического (с учетом фа-
зы) сложения напряжений, цепь сдвига уровня напряжения, выходной каскад
усиления тока (эмиттерный повторитель) и цепи согласования каскадов между
собой. По такой структурной схеме построены все выпускаемые ДОУ широко-
го применения. Различие между ними лишь в схемотехнике составных частей.
На рис. 89 даны условное обозначение и назначение основных выводов
ДОУ, имеющего два основных входа и один выход. Вход 1 (на схеме обозна-
88
чен знаком «—») называют инвертирующим, сокращенно И-входом. Изменения
сигнала на этом входе и выходного сигнала ДОУ противоположны по фазе.
Вход 2 (на схеме обозначен знаком «+») называют неинвертирующим, сокра-
щенно Н-входом. Изменения сигнала на этом входе и выходного сигнала ДОУ
совпадают по фазе. На Н- и И-входы ДОУ можно подавать сигналы от одного
источника с незаземленным выходом или от двух разных источников, имеющих
одну общую точку. И в том, и в другом случае входное напряжение ДОУ пред-
ставляет собой разность напряжений на Н- и
И-входах (IAsxz—l7Mi).
Для получения выходного напряжения как по-
ложительной, так и отрицательной полярности
ДОУ питают от двух разнополярных источников
равного постоянного напряжения (+1/и.п и —1/и п
ла рис. 89). Это позволяет получить нулевые
уровни входного н выходного напряжений при от-
сутствии входного сигнала, что создает хорошую
развязку ДОУ как от источников сигнала (по це-
пи входа), так и от последующих узлов усилителя
такой режим работы ДОУ дает возможность легко согласовать его входное и
выходное напряжения по постоянной составляющей сигнала, что необходимо,
когда ДОУ охватывается ОС, пропускающей на вход постоянную составляющую
выходного сигнала.
Рис. 89
(по цепи выхода). Кроме того,
Рис. 90
В качестве примера рассмотрим приведенную на рис. 90 принципиальную
схему ИМС с двумя входами типа К140УД1 (прежнее обозначение К1УТ401),
на основе которой можно собрать простейший ДОУ. Его первый (на транзисто-
рах Т1 и Т2) и второй (на транзисторах Т4 и Т5) усилительные каскады вы-
полнены по дифференциальной параллельно-симметричной схеме. Эмиттерные
89
токи транзисторов Т1 и Т2 стабилизированы генератором тока на транзисторах
ТЗ н Тб. Коллектор последнего замкнут на базу, и транзистор используется в
качестве термостабплизирующего диода. Такое применение генератора тока
совместно с действием ООС позволяет значительно снизить чувствительность
ДОУ ко входному синфазному сигналу, т. е. иначе говоря, усиливать только
алгебраическую разность напряжений на входах (выводы 9 и 10), а не сами
эти напряжения
Полный (с двух входов ДОУ) сигнал, усиленный каскадами, выделяется на
нагрузке (резистор R8) в коллекторной цепи транзистора Т5. Переход от диф-
ференциального выхода первого каскада (резисторы R1 и R3) к одиночному
выходу второго (резистор R8) осуществляется включением транзистора Т4 по
схеме эмиттерного повторителя. Таким образом к выводам эмиттер—база
транзистора Т5 приложен практически полный сигнал с выхода первого каска-
да. С коллектора транзистора Т5 усиленный сигнал поступает на вход следую-
щего каскада, выполненного на транзисторе Т7 по схеме эмиттерного повтори-
теля, и далее на выходной каскад на транзисторе T9 также выполненный по
схеме эмиттерного повторителя.
Напряжение ООС по синфазному сигналу выделяется на последовательно
соединенных резисторах R5—R7 и эмиттерном переходе транзистора Тб в цепи
эмиттеров транзисторов Т4 и Т5 и поступает на базу транзистора ТЗ. При со-
единении общего вывода 4 с «земляным» проводом устройства, в котором ис-
пользуется ДОУ, действие рассмотренной ООС нарушается и, естественно, по-
вышается чувствительность ДОУ к синфазному сигналу Смещение некоторого
уровня постоянного напряжения на коллекторе транзистора Т5 второго диффе-
ренциального каскада или, что то же, на базе транзистора Т7 до нулевого
уровня на выходе ДОУ (эмиттер транзистора T9) происходит в результате па-
дения напряжения на резисторе R9, через который течет строго определенный
ток. Требуемый стабильный ток обеспечивается генератором тока, выполненным
на транзисторе Т8. Транзистор Тб выполняет функции термостабилизирующего
диода и для этого генератора.
Для снижения выходного сопротивления ДОУ введена ПОС по току с
эмиттера на базу транзистора T9 через цепь ОС, образуемую резисторами R10,
R12 и транзистором Т8.
Выводы 2, 3 и 12 предназначены для подключения внешних корректирую-
щих цепей, обеспечивающих его устойчивую работу (см. § 8). Так, включение
между выводами 1 и 12 цепи из последовательно соединенных резистора и кон-
денсатора вызывает частотно-зависимое шунтирование нагрузки транзистора Т5
и- приводит к уменьшению общего коэффициента усиления. Конденсатор, вклю-
ченный между выводами 2 и 3, уменьшает фазовый сдвиг сигнала в ДОУ.
В реальных ДОУ с коэффициентом усиления в несколько сотен или тысяч
раз кроме внутренних цепей ОС в самой ИМС, как правило, используют внеш-
нюю цепь или цепи ОС. В большинстве случаев ДОУ охватывается внешней
цепью ООС с выхода на вход. Свойства такого ДОУ, как было показано в
§ 4 [см. (15)] и § 8, определяются в основном элементами внешних цепей и
практически не зависят от его собственных параметров Это дает возможность
построить самые разнообразные высокостабильные усилительные устройства, по-
зволяет легко изменять их характеристики, варьируя параметры небольшого
числа внешних элементов цепи ОС.
90
Типовая функциональная схема простейшего ДОУ с внешними цепями ОС
приведена на рис. 91. Его выходное напряжение
[I —и	Л	и —
а если принять условие дифференциальное™ RilR2=R:>iRt, то
UВЫХ = (t/вх 2 — ^ВХ 1) Ri/Rl'
Таким образом, выходное напряжение этого устройства прямо пропорцио-
нально разности напряжений UBI2 и t/Bxi, а его коэффициент усиления (при
попарном равенстве сопротивлений резисторов R1 и R2, R3 и R4) определяется
лишь соотношением сопротивлений резисторов R2 и R1.
ИМС1 Н153УД1А
Рис. 92
К недостаткам простейшего ДОУ следует отнести сравнительно низкие
входные сопротивления и трудность регулирования усиления, характерные, как
это уже было сказано в предыдущем параграфе, для дифференциальных кас-
кадов усиления.
В качестве практической схемы применения ДОУ рассмотрим принципиаль-
ную схему простого селективного усилителя, приведенную на рис. 92. Он вы-
полнен на основе ИМС1 типа К153УД1А. Входной сигнал подается во входную
цепь второго каскада ДОУ (на вывод /, предназначенный для подключения це-
пи коррекции). Цепи ОС состоят из резистора R2 и конденсатора С2 (с выхода
на И-вход) и резисторов R1 и R3 (с выхода на Н-вход). Сопротивления пос-
ледних подобраны так, что самовозбуждения не происходит. Кроме того, рези-
стором R1 можно изменять полосу пропускания и эквивалентную добротность
селективного усилителя. Его резонансная ча-
стота
А>«0,03/ У/?2С8С2 -
Выбором емкости С2 (во избежание неста-
бильности работы ДОУ ее не следует выбирать
менее 1000 пФ) можно предварительно зада-
вать резонансную частоту, а выбором сопро-
тивления резистора R2 изменять ее в некото-
рых пределах. На рис. 93 приведена АЧХ уси-
лителя, имеющего резонансную частоту
91
I кГц (при J?2=35 кОм, СЗ=0,01 мкФ, С2=2,2 мкФ). Для нормальной работы
усилителя выходное сопротивление предшествующего ему каскада не должно
превышать 1 кОм. Большие уровни входного напряжения могут вызвать его
самовозбуждение.
Другими примерами применения ОС в ДОУ могут служить ОУ с инверти-
рующим и неинвертирующнм входами, которые будут рассмотрены в последую-
щих параграфах.
39.	ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
С ИНВЕРТИРУЮЩИМ ВХОДОМ
Принцип построения операционного усилителя с инвертирующим входом
(ИОУ) рассмотрим на примере функциональной схемы, показанной на рис. 94,а.
В таком усилителе фазы входного и выходного сигналов сдвинуты на 180°, с
выхода ИОУ на И-вход подана параллельная ООС по напряжению. Для него
справедливы следующие соотношения:
/1 = (ПВ11 — (7вх)/•	(58)
^2 = (t^BX- ^ВЫх)/^2-	(59)
Считая, что при входном токе, равном нулю (в реальных ИОУ он значительно
меньше токов и /2 и близок к нулю), токи и /2 равны, а напряжение t/BI
бесконечно мало, получаем выражение для коэффициента усиления ИОУ с ООС
^иоу = ^вых/^вх = —Rz/Rt-	(60)
Следовательно, коэффициент усиления такого усилителя определяется лишь
отношением сопротивления резистора R2 цепи ОС к сопротивлению R1 во вход-
ной цепи (резистор R1 может представлять собой, например, внутреннее сопро-
тивление источника сигнала UBXi). Знак минус в правой части выражения (60)
указывает на противоположность фаз сигналов на входе и выходе ИОУ.
При Ubi равном нулю Ii = Ub*i/Ri. Это означает, что полное входное со-
противление ИОУ определяется лишь сопротивлением резистора R1.
Выходное сопротивление ИОУ, охваченного ООС,
Явых-ос^вых/а+РКуи),	(61)
где Rbui — выходное сопротивление ОУ без ОС; fi=Rtl(Ri+R2) — коэффи-
циент передачи цепи ОС; Куи — коэффициент усиления по напряжению ОУ, не
охваченного ООС.
Так как входной ток реального ИОУ отличается от нуля, то падения на-
пряжений, создаваемые им на резисторах R1 и R2, могут внести погрешности
в работу усилителя. Для ее исключения Н-вход ИОУ соединяют с общим про-
водом не непосредственно, а через резистор, сопротивление которого равно со-
противлению параллельно включенных резисторов R1 и R2 (при	его
можно принять равным /?,). Тогда падения напряжения, создаваемые входны-
ми токами на резисторах, подключенных к Н- и И-входам ОУ, оказываются
равными, и ИОУ не реагирует на синфазные сигналы. Это является его достоин-
ством, так как позволяет не учитывать влияние конечного значения коэффициен-
та ослабления синфазного сигнала на выходное напряжение усилителя и делает
возможным усиление больших входных напряжений, в том числе и превышаю-
щих напряжение электропитания ИОУ.
92
Учитывая рассмотренные свойства ИОУ, следует отметить, что его целесо-
образно применять тогда, когда необходимо инвертировать входной сигнал,
когда к усилителю не предъявляется требование иметь высокое входное сопро-
тивление или когда нужно просуммировать несколько входных сигналов. Пос-
леднее свойство представляет определенный интерес для радиолюбителей, за-
нимающихся звукозаписью. Поэтому остановимся на нем несколько подробнее.
При подключении к И-входу нескольких источников сигнала их токи не за-
висят один от другого, так как потенциал общей точки сложения токов близок
к нулю. Поскольку входной ток ИОУ равен нулю, ток в цепи ОС равен сумме
токов источников. Приняв во внимание, что напряжение UEI равно нулю, мож-
но определить из соотношений (58) и (59) при трех источниках входного
напряжения (см. рис. 94,6) выходное напряжение такого усилителя
ЦвЫХ = ——(^BX I ^«/^1 + ^ВХ 2 ^1/^2^ВХ 3 Ч" ^/^з)-
Из данного уравнения следует, что можно построить усилитель-сумматор со
сложением на его входе сигналов от трех и более (теоретически от неограничен-
ного числа) источников при практически полном отсутствии влияния одного на
другие. Входные напряжения от каждого источника сигнала можно сложить и
затем усилить с разными масштабными коэффициентами (с разным ослабле-
нием)» Для этого достаточно лишь выбрать соответствующее отношение сопро-
тивления резистора R4 к сопротивлениям резисторов R1—R3.
Сумматор сигналов может использоваться в таком универсальном предва-
рительном усилителе высококачественного воспроизведения звука, как микшер
(смеситель сигналов звуковых частот), рассчитанный на одновременное под-
ключение микрофона, звукоснимателя и магнитофона. Его практическая схема
на основе ИМС типа К140УД1Б (прежнее обозначение К1УТ401Б) приведена
на рис. 95.
Цепь ОС с выхода ИОУ на его И-вход образована цепями регулирова-
ния тембра по высоким и низким звуковым частотам (между точками а и 6)
и резистором R6. Возникновение самовозбуждения усилителя на высоких зву-
ковых частотах можно устранить подбором емкостей конденсаторов С1* и С2*.
Усилитель имеет следующие электрические параметры: чувствительность (при
выходном напряжении 1 В) и входное сопротивление соответственно 200 мВ и
1 МОм (на входах XI и Х2), 20 мВ и 100 кОм (на входе ХЗ) и 1 мВ и 5 кОм
(на входе Х4); уровень шумов (при поминальном напряжении электропитания)
не хуже —70 дБ; пределы регулирования тембра ±18 дБ (на частоте 31,5 Гц)
и ±14 дБ (на частоте 18 кГц). Его можно подключить ко входу любого УНЧ
чувствительностью 0,5—1,0 В и входным сопротивлением не менее 10 кОм.
93
40.	ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
С НЕИНВЕРТИРУЮЩИМ ВХОДОМ
Схема операционного усилителя с неинвертирующим входом (НОУ)
приведена на рис. 96. Здесь входной сигнал подается на Н-вход ОУ, на И-вход
поступает часть выходного напряжения с помощью резистивного делителя
R2IR1, чем создается последовательная ООС по напряжению. В таком усили-
теле фазы входного и выходного напряжений сигналов совпадают и коэффи-
циент усиления Л ноу= 1Как и в ИОУ, он зависит лишь от параметров
элементов внешней цепи ОС, в отличие от ИОУ, в НОУ он не может быть
меньше единицы. Так как коэффициенты усиления НОУ и ИОУ отличаются на
единицу, то при больших коэффициентах усиления в ОУ практически они оди-
наковы.
R1 1,0
R2 1,0
а RB 200н СЗ Ц 100,0
R7
С1 L
+12,ВВ
2,7У
-Т- СВ
0,035
•fe
ст V,
Выход
Х4
r 10
ИМС1
Н100УД1Б
~1Z,BB
Рис- 95
У4 4,Zv
7
^2
Если выходные сопротивления НОУ и ИОУ одинаковы и определяются од-
ной и той же формулой (61), то их входные сопротивления отличаются сущест-
венно. Входное сопротивление НОУ может быть очень большим, что видно из
следующей формулы: /?Вх.ноУ=/?з+Яв1(1 +{Иуи), где /?вх — входное сопро-
тивление ОУ с разомкнутой цепью ОС. Однако R вх ноу реальных НОУ не мо-
жет быть больше входного сопротивления ОУ для синфазного сигнала.
Неинвертирующий ОУ для усиления переменного напряжения можно со-
брать по принципиальной схеме, показанной на рис. 97. Благодаря наличию
конденсатора С1 создается 100%-ная ООС по постоянному току и обеспечивает-
ся поддержание постоянной составляющей выходного напряжения ОУ на уров-
не, близком к нулевому. Поскольку напряжения на И- и Н-входах НОУ прак-
тически одинаковы и сопротивление переменному току конденсатора С1 доста-
точно мало в рабочей полосе частот, то напряжения на обоих выводах рези-
стора R3 оказываются почти равными. Поэтому ток через резистор R3 будет
малым, а входное сопротивление НОУ — большим.
При подаче на И-вход НОУ всего выходного напряжения усилитель стано-
вится повторителем напряжения с коэффициентом передачи, равным единице,
высоким входным (несколько мегаом) и низким выходным (несколько десятков
ем) сопротивлениями.
При выполнении функций, аналогичных функциям эмиттерного повторите-
ля, НОУ выгодно отличается от него тем, что его коэффициент передачи всегда
94
равен единице, и он может передавать и напряжение постоянного тока без
сдвига уровня напряжения.
Практическая схема такого повторителя напряжения приведена на рис 98.
Его входное сопротивление — несколько мегаом, коэффициент передачи в поло-
се частот 0—500 кГц равен единице. Он может быть рекомендован в качестве
ИМС1
К140УД1А
Вход
Рис. 98
I о+6,33
[3 S?
zf/2 Выход
’-L-C2
2200
0R2
100
А 4
1

5
входного каскада осциллографа, УЗЧ, где источник сигнала — пьезоэлектриче-
ский звукосниматель, конденсаторный микрофон и т. п.
На рис. 99 приведена схема НОУ, собранного на основе ИМО типа
К140УД1А. Цепь частотно-зависимой ООС с выхода усилителя на его И-вход
образуется резисторами RI, R4 и конденсаторами С1, СЗ. Верхняя граница
полосы пропускания частот зависит от емкости конденсатора СЗ, нижняя — от
емкости конденсатора С1. Для устранения самовозбуждения усилителя на вы-
соких частотах между выводами 1 и 12 включена корректирующая цепь, со-
стоящая из резистора R5 и конденсатора С5. С этой же целью непосредствен-
но к выводам 1 и 7 присоединяется конденсатор С4. Параметры усилителя сле-
дующие коэффициент усиления равен ЮО, полоса рабочих частот — от 10 Гц
до 70 кГц (на уровне — 6 дБ), входное сопротивление — 100 кОм, напряже-
ние шумов на выходе (при коротком замыкании входа) не превышает 6—7 мкВ.
Применение НОУ в активных фильтрах низких и инфранизких частот упро-
щает их схему и налаживание. Схема активного фильтра низких частот, имею-
щего верхнюю частоту среза 14 Гц и крутизну спада АЧХ (за частотой среза)
27 дБ/октава, приведена на рис. 100. Для компенсации затухания сигнала в пас-
сивной полосозадающей цепи (резисторы RI, R2, R4 и конденсаторы С1—СЗ)
Рис. 99
Рис. 100
95
на входе НОУ применяется частотно-зависимая ПОС с выхода на вход усили-
теля через конденсатор С2. Конденсатор С4 и резистор R5 образуют компенси-
рующую цепь. Другая компенсирующая цепь, включенная на выходе НОУ, об-
разуется резисторами R7, R8 и конденсатором С5.
Налаживание активного фильтра заключается в подборе глубины ООС, оп-
ределяющей крутизну спада АЧХ. Это можно сделать изменением сопротивле-
ния резистора R6. При увеличении его сопротивления, например до 24 кОм,
крутизна возрастает до 30 дБ/октава.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Разнообразно применение ОС в электронных усилительных устройст-
вах, накопилось большое количество теоретического и практического материала
по ее использованию. Его, естественно, невозможно уложить в рамки одной
небольшой книги. Из множества опубликованных схем усилителей и отдельных
усилительных каскадов с ОС в качестве примеров были отобраны несложные
усилительные устройства и их отдельные узлы на полупроводниковых приборах
и, частично, на электронных лампах. С дальнейшим развитием полупроводнико-
вой электроники в радиолюбительскую практику постепенно стали входить раз-
личные сборки на активных полупроводниковых элементах и ИМС. Следует
отметить, что достаточной компенсацией за повышенную сложность обращения
с ИМС могут быть многочисленные возможности экспериментирования с ними
и сравнительно простое получение на их основе усилительных устройств с по-
вышенными качественными показателями.
Применяя в устройствах ОС, можно простыми средствами изменять боль-
шинство свойств и показателей различных усилительных устройств. Если эта
книга в какой-то степени поможет радиолюбителю создавать высококачествен-
ные усилительные устройства, у автора будут все основания считать, что его
труд был не напрасным.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Цыкин Г. С. Усилители электрических сигналов. — 2-е изд. — М.: Энергия,
1969. — 384 с.
2.	Войшвилло Г. В. Современная техника усиления сигналов. — М.: Сов. ра-
дио, 1978. •— 104 с.
3.	Бочаров Л. Н., Жебряков С. К., Колесников И. Ф. Расчет электронных уст-
ройств на транзисторах. — М.: Энергия, 1978. — 56 с.
.4	. Микросхемы и их лрименение/В. А. Батушев, В. Н. Вениаминов, В. Г. Кова-
лев и др. — М.: Энергия, 1978. — 248 с.
5.	Аналоговые интегральные микросхемы: Справочник/Б. П. Кудряшов,
Ю. В. Назаров, Б. В. Тарабрин, В. А Ушибышев. — М.: Радио и связь,
1981. — 160 с.
6	Попов П. А. Обратная связь в транзисторных усилителях. — М.: Энергия,
111969. — 64 с.
7.	Барсуков Ф. И. Генераторы и селективные усилители низкой .частоты. —
М.: Энергия, 1969. — 64 с.
8	Волин М. Л. Подавление внешних паразитных связей в усилителях. — М.:
Энергия, 1976. — 56 с.
9.	Батушев В. А. Электронные приборы. — М.: Высшая школа, 1969. — 608 с.
96