жптей©™
на интегральных микросхемах

В.Ф.Голиков И.Н.Грель ЕАДесницкий В.И.Кузьмич
^©Т1?>©Й©'й’1Ё^
на интегральных микросхемах
Минск "Беларусь" 1997
УДК 1621.396.6:621.3.049.77] (035.5)
ББК 32.844я2
Г 15
ISBN 985-01-0099-0
© В. Ф. Голиков, И. Н. Грель, Е. А. Десницкий, В. И. Кузьмич, 1997
Введение
В отличие от цифровых устройств некоторые импульсные устройства, например формирователи и генераторы импульсов различной формы, производить серийно в виде интегральных схем (ИС) экономически не выгодно. Перспективен другой путь — построение импульсных устройств на ИС широкого применения (логических элементах, операционных усилителях, компараторах и др.) совместно с навесными элементами. Это способствует унификации элементной базы и эффективному использованию преимуществ комплексной миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры (высокая надежность, малые габариты и масса, низкая стоимость и потребляемая мощность).
При использовании ИС по прямому назначению их параметры, приводимые в справочной литературе, являются достаточными для правильного проектирования устройства. При использовании ИС с навесными элементами обычно требуются дополнительные данные. Чаще всего это входная, выходная и передаточная характеристики, которые получают экспериментально либо в результате анализа принципа работы ИС и ее справочных параметров.
Выпускаемые в настоящее время интегральные логические элементы принято подразделять на три группы: I группа — элементы транзисторной логики с непосредственными, резистивными и резистивно-конденсаторными связями (НСТЛ, РСТЛ и РКСТЛ); II группа — элементы диодно-транзисторной логики (ДТЛ) и элементы транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ); III группа — элементы транзисторной логики на переключателях тока (ПТТЛ).
Простейшие (базовые) логические элементы I и III групп выполняют операцию ИЛИ-HE и имеют входные токи втекающего типа, которые с ростом входного напряжения увеличиваются (рис. 1). Логические элементы (ЛЭ) II группы Выполняют операцию И-НЕ и имеют входные токи вытекающего типа, которые с ростом входного напряжения уменьшаются (рис. 2).
Втекающие токи I'Bx, имеющие место у ТТЛ-элементов, незначительны, и их можно не учитывать [1].
Из рис. 1 и рис. 2 видно, что входные характеристики всех ЛЭ имеют три особых участка. На участке АВ (tAix < f/nop) логический элемент находится в выключенном (закрытом) состоянии. При этом входной ток /вх ЛЭ I и III групп близок к нулю, входное активное
,, AL/rX сопротивление /<вх = очень велико.
У элементов II группы /вх и /?вх определяются резистором диодной сборки ДТЛ-элемента или резистором в цепи базы многоэмиттерного транзистора ТТЛ-элемента.
На участке ВС С'!!(,Р < Unx < U'mp ЛЭ работает в активном режиме. Коэффициент усиления Ки=
Ас/вх обычно составляет десятки.
Участок СД (Двх > Дп<.Р) соответствует включенному (открытому) состоянию ЛЭ: t/Bh,x = Двых- При этом у ЛЭ I группы, вследствие насыщения транзисторов, /?вх мало, составляет сотни Ом. У элементов III группы оно значительно выше — десятки кОм. Для ЛЭ II группы характерно то, что вначале, на небольшом интервале СС', с ростом t7BX продолжается уменьшение /вх. Это обусловлено тем, что степень насыщения транзистора инвертора ЛЭ больше единицы. На остальном участке СД находится в области единиц МОм.
Приведенные характеристики позволяют легко обеспечить требуемый режим работы ЛЭ. Так, для создания на входе ЛЭ I или III групп постоянного напряжения смещения, близкого к /7пор, необходимо этот вход подключить через резистор /? к источнику напряжения Е (к шине питания коллекторной цепи или источнику логической единицы) (рис. 3). Для ЛЭ II группы это можно сделать подключением резистора R к общей шине или источнику логического нуля (рис. 4). Чтобы определить значение этих сопротивлений, необходимо совместно решить уравнения входной цепи (рис. 5) и входной характеристики ЛЭ: |	^вх’
Графическое решение показано на рис. 6.
В заключение отметим, что логические элементы обладают свойством двойственности. Поэтому нет необходимости рассматривать импульсные устройства отдельно на ЛЭ И-НЕ и отдельно на ЛЭ ИЛИ-НЕ. Схемные отличия устройств обусловлены лишь способом создания необходимого смещения на входах ЛЭ. А качественные отличия состоят в том, что все логические уровни напряжений на входах и выходах ЛЭ поменяются на противоположные.
Рис. 3. Схема логического элемента ИЛИ-НЕ
Рис. 4. Схема логического элемента И-НЕ
Рис. 5. Схема формирователя типа «меандр»: и — условное графическое обозначение; б — принципиальная схема с простым и сложным инвертором
Рис. 6. Характеристики логического элемента:
а — передаточная; б — входная; в, г — временные диаграммы ег; д—временная диаграмма выходного напряжения
1.	ФОРМИРОВАТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ НА ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТАХ
1.1.	ФОРМИРОВАТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ НЕРЕГЕНЕРАТИВНОГО ТИПА
Под формирователями импульсов будем понимать устройства, вырабатывающие под действием входного сигнала импульсы с заданными параметрами. Входным сигналом может быть перепад напряжения, синусоидальное или импульсное напряжение и др.
Особенностью формирователей нерегенеративного типа является то, что в них логические элементы используются как усилители-ограничители без цепей положительной обратной связи. Поэтому такие формирователи обычно находят применение в тех случаях, когда входной сигнал имеет достаточно большую крутизну фронтов, а также когда длительность формируемых импульсов невелика.
Наибольшее распространение получили формирователи прямоугольных импульсов из синусоидального напряжения (амплитудные ограничители), а также формирователи коротких и относительно длинных импульсов.
1.1.1.	Формирователи прямоугольных импульсов из синусоидального напряжения
Как известно, для получения прямоугольных импульсов из напряжения произвольной формы, в том числе из синусоидального, необходим усилитель-ограничитель. При этом желательно, чтобы коэффициент усиления был большим. Такими свойствами обладают логические элементы (например, коэффициент усиления ТТЛ-элементов в активном режиме составляет 30—50).
Рассмотрим формирователь меандра, представленный на рис. 5, а. Чтобы форма выходного напряжения соответствовала меандру, необходимо на входе ЛЭ
создать постоянное смещение, близкое к Unop. Для этого сопротивление резистора R должно быть приблизительно равно Rnop.
В качестве примера определим численное значение RnoP для ТТЛ-элемента 133-й серии. С этой целью можно воспользоваться, например, его усредненными передаточной и входной характеристиками, показанными на рис. 6, а, б. При отсутствии входного сигнала ег напряжение UBX = Unop и ток /вх = /пор. Отсюда
одЛо^-1’85140-
Если упомянутые характеристики отсутствуют, сопротивление Rnop можно оценить с помощью данных, приводимых в справочной литературе. В частности, удобно воспользоваться значением входного тока, определяемого выражением
О   П. макс бБЭ бвых	/1 \
увх	,	1 )
где
Ей. п. макс — максимальное напряжение питания ЛЭ;
Ебэ—падение напряжения на открытом эмиттер-ном переходе транзистора;
R1 —сопротивление резистора в цепи базы много-эмиттерного транзистора VT1 (рис. 5,6).
Отсюда при допуске 20 % среднее значение
Г> 1	£"и. П. макс ^БЭ 6вых
------
(2)
(Для ЛЭ 133-й серии R1 ~ 3,8 кОм.) Учитывая, что

и пор и. п — иБэ —
(3)
^вор ____ Ей. П — Цвэ — t/nop
р0 Г\ пор находим
р0
-«х пор —
Так как степень насыщения транзистора VT2 близка к двум, а ДЕПОр мало (около 0,2 В), то Дор — 0,5/jJop. Следовательно,
R'op ~ 2R°>P.	(4)
Сопротивление
RnOp — l,3RnoP-	(5)
При подаче на вход формирователя синусоидального напряжения ег ток 1ВХ ЛЭ изменяется, следовательно, изменяется и UBblx. Минимальная амплитуда &г. tn. мин, достаточная для полного переключения ЛЭ из одного логического состояния в другое, соответствует изменению тока /вх за пределы (/„ор 4- /пор)-
Оценку ег. т. мнн можно сделать с помощью рис. 6,б,г.
Предельная область изменения /вх ограничена заштрихованной полосой. Из графиков видно, что //flop //пор Сг m мин
~/	/'
1 пор	'пор
Отсюда
£р. т. мии — (Дпор /?иор)/иор-
Для элементов 133-й серии еТ. т. мнн ~ 0,7 В.
Чем больше амплитуда ег. т. мин, тем меньше длительность перепадов выходного напряжения. Максимальное значение ег. т ограничено допустимым положительным напряжением на входе ЛЭ и допустимым током его аптпзпоппых диодов. Практически er т siC Ем. п. макс =
!>,!> В.
Вели л мил в гуда входного сигнала мала или постоянная составляющая его значительно отличается от нуля, целесообразно использовать формирователь, схема которого представлена на рис. 7. Здесь при достаточно большой емкости разделительного конденсатора С напряжение еГ передается и суммируется с UBOp без потерь (рис. 7).
Длительность фронта меандра на выходе формирователя (рис. (>.()) зависит от соотношения Hiiipnni.i оОластн переключения А/7пор и амплитуды иконного напряжения ег.т. При ег.m
,	_9/Л//пор Г„\ Д/4ор Т„	(6)
/ф. ВЬ.Х - г |	J - —— • —,
где Т„ период колебаний входного напряжения (рис. 6, г).
Максимальная амплитуда еГ т ограничена главным образом допустимым током открытых антизвонных диодов ЛЭ и составляет около 2,5 В.
Для повышения крутизны фронтов выходных импульсов можно к выходу формирователя подключить еще один или два последовательно соединенных ЛЭ.
Рис. 7. Схема формирователя для входного сигнала малой амплитуды
При необходимости получать последовательность импульсов со скважностью, отличной от двух, можно увеличивать или уменьшать R, т. е. изменять смещение на входе ЛЭ.
1.1.2.	Нерегенеративные формирователи коротких импульсов (укорачивающие формирователи)
Эти формирователи находят применение, когда требуется укорочение или получение прямоугольного импульса из перепада напряжения. В основу традиционного для дискретной схемотехники принципа построения таких устройств положено совместное применение укорачивающих (дифференцирующих) цепей (RC и др.) и порогового элемента (ключа). Последний осуществляет нормирование выходного сигнала по длительности фронтов и амплитуде.
Поскольку ЛЭ — это ключ (при объединении входов), реализация на его основе традиционного принципа не имеет особенностей. На рис. 8,а показана схема простого укорачивающего формирователя. Он содержит два ЛЭ и /?С-цепь. Первый ЛЭ служит для согласования источника входного сигнала с дифференцирующей цепью, а второй ЛЭ — для нормирования импульса.
Нормальная работа формирователя может быть обеспечена при R < /?поР и при R > R\op. В последнем случае стабильность длительности формируемого импульса оказывается очень низкой, часто не приемлемой для практических целей.
Значительно выше стабильность при R < 7?пОр. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу формирователя для этого случая, показаны на рис. 8, б. В исходном состоянии напряжение на входе ЛЭ2
IJ _____Ей. П—
Ь'исх --- ^>1 |	’-'пор,
Рис. 8. Схема формирователя с целью RC: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
где иъэ—напряжение на переходе база — эмиттер; /?1—сопротивление в цепи базы многоэмиттерного транзистора, поэтому t/4 = t/Lx-
При поступлении входного сигнала Ui = 1/°х ЛЭ1 выключается и с его выхода перепад напряжения Д(/ передается на вход ЛЭ2. Последний включается — Д4 = U°m. Далее происходит процесс заряда конденсатора С, определяющий длительность выходного импульса. По мере заряда конденсатора напряжение U3 уменьшается; когда U3 достигает уровня U„op, ЛЭ2 переключается в исходное состояние.
Для определения зависимости длительности выходного импульса и длительности фронта от параметров элементов дифференцирующей цепи воспользуемся эквивалентной схемой цепи заряда конденсатора (рис. 9). Здесь ЛЭ представлен генератором
ег. m = Ди. П — 2Пбэ — Иных
и выходным сопротивлением
^вых.лэ С
Рис. 9. Эквивалентная схема цепи заряда конденсатора
где R2 — сопротивление резистора инвертора ТТЛ-элемента; /121э3— статический коэффициент усиления тока транзистора VT3 (рис. 5, б).
После выключения ЛЭ1 напряжение
II /[Сг. т Т ^с(О)]	C(Rl I /Д
U з (f) =-------:------—— - Re с
/?вых + R
где 17с(0) = 17ИСх определяется выражением (7). Учи тывая, что U3(tu) = t7nOp, находим
t„ = C(/?L,x + Я) In (£и п -	+ t/„cx) R (8)
O' пор (а вых + Я)
Сопротивление R'Bblx мало (десятки Ом), а t/2blxяг ~ 0 (так как /вых. исх ~ 0). Поэтому для большинства практических случаев, когда R film, можно пользоваться приближенной формулой
1„ Ен п — 21/Бэ + UKCX
(9)
Примечание. При экспоненциальном процессе длительность его любого участка может быть определена без составления и анализа описывающих этот процесс выражений. Достаточно знать постоянную времени процесса т, его начальный (при t=0) и конечный (при t= со) уровни. В частности, любой начальный интервал экспоненты 0 можно определить по следующему выражению:
t = т In ^С00)— и(°)
'	t/(oo) -u(tiY
(10)
Здесь (7(оо)—1/(0)—весь размах экспоненты, а П(оо)— Щб) — оставшаяся после h часть экспоненты.
В последующем с целью сокращения времени анализа будем широко пользоваться этим правилом.
Рис. 10. Временная диаграмма выходного напряжения
Длительность фронта выходного импульса формирователя можно представить как
= ^01 4~
где t01 — интервал времени, в течение которого переключается ЛЭ при условии идеального перепада напряжения на его входе (справочный параметр);
t<s> кс — интервал времени, в течение которого входное напряжение. Дз(0 меняется в пределах [7jop 4- С/поР (на рис. 10 это t\ 4- G).
Для повышения стабильности выходного импульса и уменьшения длительности его фронта необходимо повышать крутизну £7з(/) на интервале Ппор 4-(7!!ор. Это можно сделать путем уменьшения сопротивления R и емкости С. Однако следует иметь в виду, что нижний предел R ограничен нагрузочной способностью ЛЭ. В связи с этим практический диапазон изменений составляет
Таким образом, традиционные формирователи типа (рис. 8) имеют сравнительно узкий диапазон перестройки tK. При выполнении их на ТТЛ-элементах приемлемые форма и стабильность выходных импульсов получаются при длительности десятки... сотни нс.
В настоящее время находят широкое применение формирователи нерегенеративного типа, строящиеся по принципу, иллюстрируемому рис. 11. В основу их построения положено выделение интервала времени совпадения двух единичных сигналов: незадержанного входного и задержанного инвертированного Uz. Длительность формируемого импульса при этом опре-
Рис. 11. Формирователь с линией задержки: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
деляется в основном временем задержки и инвертирования входного сигнала /зд. Разновидность схем таких формирователей зависит от способа построения инвертирующего элемента задержки.
В качестве элементов задержки могут выступать сами ЛЭ (рис. 12). Число ЛЭ в цепи задержки должно быть нечетным (в данном случае п = 3). Если считать, что время задержки распространения сигнала всех ЛЭ одинаково и составляет t3a. р. ср, то tK — nta д. р. ср.
Достоинства формирователей с цепью задержки на ЛЭ заключаются в том, что, во-первых, длительности фронта и спада выходного импульса не зависят от его длительности (составляют /°1 и £10) и, во-вторых, отсутствуют навесные элементы.
Однако вследствие большого технологического разброса времени переключения ЛЭ для получения импульсов с большой длительностью нужно увеличивать число ЛЭ в цепи задержки, что экономически не выгодно. Поэтому такие формирователи целесообразно применять в тех случаях, когда не требуется строго фиксированная длительность импульсов, а ЛЭ цепи задержки одновременно используются еще и в других устройствах аппаратуры. Другими словами, для формирования импульсов не нужно специально создавать цепь задержки: можно использовать аппаратурную задержку каких-либо функциональных устройств, работающих по входным сигналам формирователя.
a
Рис. 12. Формирователь с логическими элементами задержки: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
В тех случаях, когда нужно получить импульсы достаточно большой длительности и с небольшим технологическим разбросом, можно рекомендовать формй-рователь, представленный на рис. 13, а. В нем цепь задержки содержит ЛЭ1, диод VD и конденсатор С, подключенный между входом ЛЭ и общей шиной.
В исходном состоянии U] — Ubk- Следовательно, (J3 — U= (/Lx (рис. 13, б). Напряжение на втором входе ЛЭ1 U2 близко к напряжению отпирания диода е0, соответствующему точке перелома вольт-амперной характеристики при кусочно-линейной аппроксимации. При поступлении положительного перепада Ui эмит-терный переход МЭТ по входу U\ и диод закрываются. Конденсатор С начинает заряжаться входным током ЛЭ1, стремясь к уровню (£ц. п — ^бэ)- В течение времени заряда до уровня t/nop на выходе ЛЭ1 сохраняется высокий уровень напряжения, а на выходе ЛЭ2 — низкий. В соответствии с (10) длительность выходного импульса
/н = С/?1 In
Рис. 13. Формирователь с диодом в цепи задержки: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
£и.П— 6бэ— во
П 6бэ ^лор
Чтобы при заданной емкости С увеличить размах экспоненты и тем самым увеличить tK, нужно применять диоды с малым напряжением отпирания ео, например германиевые.
Пример. При С= 100 пФ, е = 0,1 В, ЛЭ серии 133 длительность /и ~ 230 нс.
Поскольку напряжение Uz на интервале, соответствующем активному режиму работы логического элемента, усиливается дважды, длительность фронта выходного импульса значительно слабее зависит от крутизны этого напряжения. Поэтому формирователи рассматриваемого типа более широкодиапазонны по /н (единицы нс ... единицы мкс), чем формирователи с простой дифференцирующей цепью (рис. 8). Кроме того, здесь используется крутой начальный участок
экспоненты (рис. 13, б), обусловливающий лучшую стабильность tK. Достоинством является также малое время восстановления исходного состояния устройства (разряд конденсатора происходит через диод VD и небольшое выходное сопротивление ЛЭ1).
Для получения импульсов большой длительности (единицы микросекунд) с приемлемой абсолютной нестабильностью желательно линеаризовать весь процесс заряда (разряда) накопительного конденсатора. Для этого конденсатор можно подключить между выходом и вторым входом ЛЭ1, как показано пунктиром на рис. 13, а. Временные диаграммы, поясняющие работу формирователя, представлены на рис. 14.
Исходное состояние и действие положительного перепада U\ аналогичны ранее рассмотренным. Отличие состоит в том, что в течение всего времени последующего перезаряда конденсатора логический элемент ЛЭ1 работает в активном режиме (причем его выходное напряжение изменяется почти по линейному закону), а функцию порогового элемента выполняет ЛЭ2.
Работа формирователя состоит в следующем. При запирании диода VD и эмиттерного перехода МЭТ ЛЭ1 по входу (7( напряжение на втором входе ЛЭ1 (/2 практически скачком достигает величины (/Sop- Это объясняется тем, что первоначально сопротивление цепи перезаряда конденсатора (выходное сопротивление выключенного ЛЭ1 по втекающему выходному тоКу и входное сопротивление включенного ЛЭ2) очень велико. Перепад напряжения (/Sop — е0 передается через конденсатор, поэтому исходное значение напряжения (/з(/о) = (/Lx + (/Sop — ео. При достижении (/г уровня (/Sop ЛЭ1 переходит в активный режим, и через конденсатор С замыкается цепь отрицательной обратной связи. Конденсатор при этом начинает перезаряжаться по цепи: вход ЛЭ1 — С— выход ЛЭ1. Длительность выходного импульса, таким образом, определяется временем изменения (/з от начального уровня (7з((о) до уровня (/з((и) = Unop- Этому соответствует изменение входного тока ЛЭ1 (тока перезаряда конденсатора) в пределах (/Sop 4- /ПоР) и входного напряжения — ((/Sop -г- Дпор). Поскольку эти изменения незначительны (см. характеристики рис. 6), то в первом приближении можно считать —_ ~	~ const.
dt dt
Заметим также, что при формировании выходного
Рис. 14. Временные диаграммы напряжений
импульса используется практически весь логический перепад: t73(A) —	= U'Bblx— е0, что позволяет при
заданной емкости С повысить длительность /и. Для оценки /н будем считать, что ток заряда 1вх(?о 4- tH) = == ^пор и ^2(^0 “г- А) — Uпор- Тогда £73(/о) Uз(А) — — ^вых ““ е0 — Агорой- Отсюда
t«	(12)
J пор
Пример. При С= 100 пФ на ЛЭ серии 133 получается tK ~ 500 нс, что примерно вдвое больше, чем у формирователя без отрицательной обратной связи.
Разработчиков аппаратуры, особенно измерительной, часто интересуют формирователи импульсов высокостабильной длительности. К ним относятся формирователи, в цепях задержки которых применяются линии задержки с распределенными или сосредоточенными параметрами (рис. 13). Для исключения многократных отражений линия задержки согласуется с нагрузкой (/?„ ~ рл).
Максимальная длительность формируемых импульсов составляет единицы микросекунд. Стабильность длительности импульсов 10~2..,10-4 и выше при
(з а. р. ср-
Наряду с указанными достоинствами, в том числе и с очевидной схемной простотой, эти формирователи
несколько громоздки. Однако работы над миниатюризацией линий задержки ведутся успешно.
1.1.3.	Нерегенеративные формирователи длинных импульсов (расширители)
Формирователи-расширители предназначены для удлинения входных импульсов. Принцип построения их иллюстрируется рис. 16. Суть принципа состоит в том, что с помощью элемента ИЛИ осуществляется логическое суммирование двух сигналов: входного
Рис. 16. Формирователь-расширитель: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
незадержанного Ut и задержанного t/г- При этом должно обеспечиваться перекрытие сигналов.
Пример реализации такого расширителя показан на рис. 17.
Здесь роль элемента задержки выполняет накопительный конденсатор С, который, как и в ранее рассмотренных формирователях (рис. 17), может подключаться параллельно входу ЛЭ или между его входом и выходом (пунктирная связь). Логическое суммирование сигналов <7| и U2 осуществляется на первом элементе И-НЕ. Для этого, очевидно, сигналы должны представляться в негативной логике. Второй ЛЭ выполняет функции нормирующего устройства, особенно при подключении конденсатора вторым способом (рис. 18).
Длительность выходного импульса /и = Л + /зд, где — длительность входного импульса;
t3R — время задержки, определяемое в соответствии с формулами (11) и (12).
Отметим важную особенность формирователей нерегенеративного типа. Все они, как укорачивающие, так и расширяющие, обладают одним недостатком, который проявляется при небольшой крутизне сигнала на входе логического элемента, т. е. когда время изменения входного напряжения в пределах {7°ор — значительно больше его задержки переключения. Логический элемент, обладая в активном режиме большим коэффициентом усиления и нелинейным входным со-
о
Рис. 17. Формирователь с накопительным конденсатором;
а — схема; б — временные диаграммы напряжений
Рис. 18. Временные диаграммы напряжений
противлением, в определенных условиях может воз-буждаться. Вследствие чего фронт (спад) выходного импульса может быть асциллирующим. Поэтому на
практике нерегенеративные формирователи применяются для получения импульсов с длительностью до единиц мкс.
Указанного недостатка лишены регенеративные формирователи.
1.2.	ФОРМИРОВАТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ РЕГЕНЕРАТИВНОГО ТИПА
Регенеративные формирователи предназначены для получения импульсов прямоугольной формы с крутыми фронтами. Они, как и формирователи нерегенеративного типа, содержат обычно один реактивный элемент, например конденсатор, емкость которого совместно с активными сопротивлениями определяет длительность выходного импульса (рис. 19, а). Отличительной особенностью их является использование положительных обратных связей, которые при работе логических элементов в активном режиме обеспечивают большую крутизну входного напряжения и тем самым короткий фронт (спад) выходного импульса.
После запуска мультивибратора наступает режим квазиустойчивого равновесия, при котором происходит заряд конденсатора С с выхода ЛЭ1 через резистор /?. Входной ток ЛЭ2 при этом практически равен нулю. По мере заряда конденсатора протекающий через него ток ic уменьшается, вследствие чего уменьшается и обусловленное им падение напряжения на резисторе /?, стремясь к нулевому уровню. Когда это напряжение йз достигает значения Unov, происходит обратное переключение мультивибратора: ЛЭ1 включается, а ЛЭ2 выключается. После этого наступает этап восстановления исходного состояния, обусловленный разрядом конденсатора.
Вначале, в течение времени /вь разряд осуществляется главным образом через антизвонные диоды логического элемента ЛЭ2, а затем (£в2) входным током ЛЭ2 и током, протекающим через резистор /?.
Для оценки времени заряда конденсатора, т. е. длительности формируемого импульса, воспользуемся соответствующей эквивалентной схемой. Она аналогична цепи заряда в формирователе с простой дифференцирующей цепью (рис. 9). Поэтому длительность выходных импульсов ЗМВ (У2 и без учета вре-
Рис. 20. Эквивалентная схема заряда конденсатора заторможенного мультивибратора
мени задержки переключения логических элементов определяется по формуле (8), т. е.
tH = Т 1П ( £и п ~ 2^бэ ~	. -—----\
'	U вор	Квых-рК/
где т = С(7?вых + /?) соответствует выражению (7); t/Lx ~ 0.
Поскольку логические элементы — это разновидность инвертирующих резистивных усилителей, то регенеративные формирователи, выполненные на их основе, называют еще заторможенными (ждущими) мультивибраторами (ЗМВ).
Временные диаграммы, поясняющие его работу, представлены на рис. 19, б.
По своей структуре он идентичен известному мультивибратору на двух транзисторных ключах ОЭ с коллекторно-базовыми связями, причем одна из них потенциальная (непосредственная), а другая — через времязадающий конденсатор С (рис. 19, а). Отличие состоит в том, что в ЗМВ на рис. 19, а используются логические элементы И-НЕ, поэтому резистор R подключен к общей шине.
Рассмотрим работу ЗМВ (рис. 19, б). В исходном состоянии ЛЭ2 выключен — Ut = ULx- Для обеспечения такого состояния нужно, чтобы R < /?поР (£Д < < Unop). На входе ЛЭ1 напряжение U\ = t/Lx, поэтому U2 z= Uвых-
Запуск ЗВМ осуществляется путем подачи кратковременного отрицательного импульса (£71) на вход ЛЭ1. Последний выключается. Его выходной перепад напряжения Д(/ передается через конденсатор С на вход ЛЭ2, который включается. Отрицательный перепад U4 с выхода ЛЭ2 подается на вход ЛЭ1, обеспечивая выключенное состояние его после окончания импульса Ui. Считая, что емкость конденсатора достаточно велика и за время запуска напряжение на нем изменяется незначительно, нетрудно убедиться в аналогичности процесса переключения ЗВМ процессу переключения /?5-триггера, а также параметров запускающего импульса: минимальная длительность его составляет 2/зд. р.ср.
Если R » /?вых, что обычно имеет место, то
tH ~ CR 1п£(1П~^бэ+^"сх-.	(14)
С>ПОр
Разряд конденсатора при восстановлении исходного состояния, как отмечалось выше, вначале происходит через антизвонные диоды. При этом цепь разряда имеет вид рис. 20. Здесь токи, протекающие через резисторы R и R1, значительно меньше тока ipa3p,
поэтому ими можно пренебречь. Поскольку начальное напряжение на конденсаторе 7с(0) = t7a(0)—{>з(0)~ ~ Ь'вых — Uпор ~ п — 4(7БЭ достаточно велико (более 2В), а падение напряжения на диодах VD\, VD2 не превышает 1 В, напряжение икэ транзистора V75 ЛЭ1 получается выше напряжения насыщения {7КЭнас, то есть транзистор 1/75 не насыщен, следовательно, ток ipa3p почти постоянный (Л21Э/Б5)  При некотором значении Uc транзистор Е75 переходит в режим насыщения, после чего разряд продолжается уже изменяющимся током (через насыщенный транзистор VT5 и диоды УТИ, Г7)2).
При оценке tBt будем считать, что гразр const вплоть до запирания диодов. Такое допущение приемлемо, поскольку сопротивление цепи разряда при насыщенном транзисторе достаточно мало и средний ток /Разр соизмерим с током /12|э^б5. Таким образом,
। _Q М(0) —	 £и. и — 4С'бэ —	-|- ер (15)
/121э)в5
На второй стадии восстановления диоды закрыты, поэтому
/в2 — ЗС
RR\
R + R\‘
(16)
Пример. ЗМВ выполнен на ИС 133-й серии, С — = 100 пФ, R =810 Ом. Расчеты показывают, что для него время /в) ~50...80 нс (что соизмеримо с /зд. р.ср), a tB2 — 2 мс, т. е. tB = tB\ + tBp ~ tB2. Длительность формируемого импульса близка к 0,2 мкс, т. е. 1В >
Отсюда следует, что вышерассмотренный ЗМВ целесообразно применять тогда, когда допустимо большое время восстановления (большая скважность выходных импульсов).
Если нужно иметь малое время восстановления, можно использовать ЗМВ, схема которого представлена на рис. 21, а. В нем, в отличие от предыдущего ЗМВ, времязадающий конденсатор подключен между двумя входами ЛЭ2, а связь между одним из входов ЛЭ2 и выходом ЛЭ1 сделана непосредственной. Благодаря этому в исходном состоянии почти весь входной ток ЛЭ2 протекает через выходную цепь открытого ЛЭ2 и не течет через резистор R. Исходное напряжение ~ 0, и конденсатор С полностью разряжен.
Это означает, что длительность второй стадии восстановления мультивибратора, которая начинается в момент запирания антизвонных диодов, весьма мала, так как напряжение на конденсаторе в этот момент времени отличается от исходного (нулевого) всего лишь на величину напряжения отпирания диода е0. Справедливость такого утверждения тем выше, чем меньше во. Поэтому, несмотря на наличие в ЛЭ антизвонных диодов, целесообразно применять дополнительно навесной диод (рис. 21, а) с малым е0, например германиевый.
Рассмотренный ЗМВ по сравнению с его аналогом имеет несколько выше стабильность длительности импульсов, поскольку при их формировании используется более крутой начальный участок экспоненты (t/3(/))- Однако по этой же причине при одинаковой емкости конденсатора С он уступает в длительности импульсов. Действительно, как видно из рис. 20,
пор
С(/?'Ых + R) In	*	(| 7)
t>nop	<х вых -t-к
ИЛИ при R > /?вих и U вых — О
поэтому ими можно пренебречь. Поскольку начальное напряжение на конденсаторе t/c(O) = £72(0)—{>з(0)~ ~ Ь'вых — Uпор ~ п — 4(7Бэ достаточно велико (более 2В), а падение напряжения на диодах VD\, VD2 не превышает 1 В, напряжение 67кэ транзистора V75 ЛЭ1 получается выше напряжения насыщения 77КЭнас, то есть транзистор 1/75 не насыщен, следовательно, ток ipa3p почти постоянный (Л21Э/Б5)  При некотором значении Uc транзистор Е75 переходит в режим насыщения, после чего разряд продолжается уже изменяющимся током (через насыщенный транзистор VT5 и диоды 1/7)1, Г7)2).
При оценке <Bi будем считать, что гразр ш const вплоть до запирания диодов. Такое допущение приемлемо, поскольку сопротивление цепи разряда при насыщенном транзисторе достаточно мало и средний ток /разр соизмерим с током Ь.2\31ъъ. Таким образом,
।  Q М(0) —	 £и. п — 4£)бэ —	-|- ер (15)
/121э)в5
На второй стадии восстановления диоды закрыты, поэтому
/в2 — ЗС
RRI
R + RI ‘
(16)
Пример. ЗМВ выполнен на ИС 133-й серии, С = = 100 пФ, R =810 Ом. Расчеты показывают, что для него время tBi~5O...8O нс (что соизмеримо с 7,д. р.ср), a tB2 — 2 мс, т. е. tB = tBi + /в2 ~ tB2. Длительность формируемого импульса близка к 0,2 мкс, т. е. 1В >
Отсюда следует, что вышерассмотренный ЗМВ целесообразно применять тогда, когда допустимо большое время восстановления (большая скважность выходных импульсов).
Если нужно иметь малое время восстановления, можно использовать ЗМВ, схема которого представлена на рис. 21, а. В нем, в отличие от предыдущего ЗМВ, времязадающий конденсатор подключен между двумя входами ЛЭ2, а связь между одним из входов ЛЭ2 и выходом ЛЭ1 сделана непосредственной. Благодаря этому в исходном состоянии почти весь входной ток ЛЭ2 протекает через выходную цепь открытого ЛЭ2 и не течет через резистор R. Исходное напряжение U3 ~ 0, и конденсатор С полностью разряжен.
Это означает, что длительность второй стадии восстановления мультивибратора, которая начинается в момент запирания антизвонных диодов, весьма мала, так как напряжение на конденсаторе в этот момент времени отличается от исходного (нулевого) всего лишь на величину напряжения отпирания диода е0. Справедливость такого утверждения тем выше, чем меньше во. Поэтому, несмотря на наличие в ЛЭ антизвонных диодов, целесообразно применять дополнительно навесной диод (рис. 21, а) с малым е0, например германиевый.
Рассмотренный ЗМВ по сравнению с его аналогом имеет несколько выше стабильность длительности импульсов, поскольку при их формировании используется более крутой начальный участок экспоненты (t73(/))- Однако по этой же причине при одинаковой емкости конденсатора С он уступает в длительности импульсов. Действительно, как видно из рис. 20,
пор
ад„.х + R) 1П	(| 7)
t>nop	<х вых -t-к
ИЛИ при R > /?вих и U вых — О
tK ~ CR In	,	(18)
*Люр
что меньше, чем tK, определенная соответственно по формулам (13) и (14).
Максимальная длительность выходных импульсов у ЗМВ (рис. 21,6) ограничена допустимыми значениями R и С. Сопротивление R, как отмечалось ранее, должно быть менее (?Йор. Последнее для ТТЛ-элементов различных серий составляет сотни Ом ... единицы кОм. Емкость конденсатора С определяет энергию, рассеиваемую логическим элементом (ЛЭ1) в течение времени восстановления /в), когда антизвонные диоды открыты. При больших емкостях ЛЭ может выйти из строя из-за сильного перегрева локальных участков его кристалла. В связи с этим максимальное значение емкости составляет тысячи пикофарад. Кроме того, при большой емкости С заметно ухудшается форма импульса на выходе ЛЭ1.
Практически максимальная длительность формируемых импульсов составляет единицы микросекунд.
Если нужно получать импульсы с длительностью десятки микросекунд, целесообразно применять ЗМВ, представленный на рис. 22, а.
Работа мультивибратора иллюстрируется временными диаграммами на рис. 22, б. В исходном состоянии конденсатор С заряжен до напряжения Us = U'Km ~ — Еи.п — 267бэ- При поступлении запускающего импульса (t/i = 1/2ых) все ЛЭ переключаются. Конденсатор начинает разряжаться, напряжение на его обкладках стремится к нулю. При достижении уровня (7пор происходит обратное переключение ЛЭ и восстановление исходного состояния (заряд С). Таким образом, |1/4(оо)- С74(0)| ~Еи.п-2(/бэ<//(Л(оо)- СЛ(/„) = = (7ПОр- В соответствии с (10)
/„== т In~ 247,33,	(19)
*-'пор
где т = С(/?°ых + /?). Так как R » R^,K, то xxRC.
В данном ЗМВ заряд и разряд конденсатора происходит через резистор R(R<Rnop). Поэтому на его емкость нет ограничений, обусловленных допустимой рассеиваемой энергией ЛЭ. Приемлемые параметры формируемых импульсов получаются при емкости конденсатора до одной микрофарады.
Рис. 22. Заторможенный мультивибратор с большой длительностью импульса:
а — схема; б — временные диаграммы напряжений
Время восстановления
мультивибратора /в~ 3CR.
(20)
Если нужно уменьшить tB, можно шунтировать R диодом, как показано на рис. 22, а пунктиром. При этом опасности выхода из строя ЛЭ нет, так как ток заряда конденсатора ограничивается резистором R (рис. 22, а), специально введенным в состав ЛЭ для ограничения выходного вытекающего тока. Суммарное активное сопротивление цепи заряда С с учетом R у ЛЭ разных серий составляет сотни Ом.
В заключение отметим, что все рассмотренные выше ЗМВ на ЛЭ могут запускаться также импульсами, длительность которых больше длительности формируемых. В этом случае длительность импульса на выходе ЛЭ1 (67г) равна длительности запускающего. Длительность же импульса на выходе ЛЭ2 не зависит от длительности запускающего. Поэтому выходом ЗМВ должен служить выход ЛЭ2.
1.3.	ГЕНЕРАТОРЫ ПРЯМОУГОЛЬНЫХ ИМПУЛЬСОВ
Генераторы импульсов предназначены для генерирования последовательности импульсов с заданными параметрами. Ниже рассмотрены генераторы только прямоугольных импульсов. Они, как и формирователи, подразделяются на регенеративные и нерегенеративные.
1.3.1.	Нерегенеративные генераторы импульсов (рециркуляторы)
Принцип построения таких генераторов состоит в том, что инвертирующий ключевой элемент охватывается цепью задержанной обратной связи (рис. 23).
Поясним принцип работы генератора. Пусть в момент времени t0 (рис. 23) напряжение Ui на входе инвертора стало равным t/Lx, тогда на его выходе U2 — С^вых- Этот сигнал подается на цепь задержки и появляется на ее выходе в момент времени t\. Теперь на входе инвертора t7i = t7Lx, а на выходе t/2 = — и'вък- Задержанный перепад t/вых появится на входе инвертора в момент времени /2, и все повторится сначала. Таким образом, период повторения
Тп = 2/зд,	(21)
где /зд — суммарное время задержки прохождения сигнала в замкнутом контуре.
Генераторы, реализующие данный принцип, называют еще рециркуляторами или кольцевыми генераторами.
Простейший кольцевой генератор можно выполнить на п замкнутых в кольцо инверторах (например, ЛЭ ИЛИ-HE или И-НЕ с объединенными входами) (рис. 24, а).
Для самовозбуждения необходимо выполнить следующие условия: во-первых, число инверторов в кольце п должно быть нечетным; во-вторых, суммарное время задержки прохождения сигнала в кольце /зд должно быть не менее длительности фронта (спада) выходного импульса логического элемента. Последнее необходимо, чтобы формируемые импульсы имели полный размах по амплитуде и форму, близкую к прямоугольной.
Суммарное время задержки /зд = п/зд. р.ср, поэтому
Тп - 2/зд — 2 • nt3 д. р< ср.
Отметим ряд особенностей кольцевого генератора. Он представляет собой источник импульсных последовательностей, сдвинутых относительно друг друга на 4д.р.ср- Скважность импульсов равна двум (меандр). Стабильность периода Т„, определяемая стабильностью 4д. Р. сР, невысокая. При необходимости получить большой (по сравнению с 4д. Р. сР) период повторения Тп генератор экономически не выгоден — нужно много ЛЭ. Однако в ряде случаев генераторы с большим Тп все же находят применение. В частности, они оказались незаменимыми при точном измерении 4д. Р. ср быстродействующих и сверхбыстродействующих ЛЭ: измерив Тп, определяют
Цд.р.ср — 2 п.
Чтобы повысить стабильность Тп, в качестве элемента задержки часто применяют линию задержки (ЛЗ). На рис. 25, а показана схема генератора с ЛЗ
Рис. 25. Кольцевой генератор с управляющим входом:
а — схема; б — временные диаграммы напряжений
с сосредоточенными параметрами. Здесь
Тп   2 /зд — 2 (4д. р. ср Ч” 4 д. лз),
(22)
где 4д.лз — время задержки распространения сигнала в ЛЗ.
При /Зд.лз^>/Зд.р.ср стабильность Тп может быть весьма высокой.
В любом кольцевом генераторе можно предусмотреть специальный управляющий вход V, с помощью которого осуществляется остановка и разрешение генерации. Так, при подаче на вход V логического нуля (рис. 25, а) генератор не работает — находится в ждущем режиме. При подаче же уровня t/Lx происходит запуск генератора. Причем первый импульс последовательности Ui жестко связан во времени с перепадом на входе V, а запуск происходит практически без переходных процессов. Вследствие этого кольцевые генераторы могут успешно применяться, например, в преобразователях время-код, когда необходимо фазирование (привязка) начала пачки импульсов с циклом измерения.
Здесь уместно отметить еще одну особенность приведенных выше рециркуляторов, которую обычно относят к категории недостатков. Оказывается, если ^зд р.ср *С Гп, то при воздействии помехового сигнала в них возникает незатухающее периодическое воспроизведение его. Это положение иллюстрируется эпюрами напряжений (рис. 25, б) с момента времени /|, когда на входе V возник помеховый импульс с амплитудой, достаточной для переключения ЛЭ. Однако упомянутое свойство рециркуляторов можно использовать с пользой. Так, например, можно легко создавать периодические сигналы с требуемой временной структурой, легко менять эту структуру.
Чтобы повысить помехоустойчивость, т. е. исключить длительное воспроизведение помеховых импульсов, достаточно кольцо генератора выполнить, например, на инвертирующих расширителях импульсов. Такой генератор показан на рис. 26. Он содержит три расширителя, описанные в 1.1.3 (рис. 17). Временные диаграммы, поясняющие работу генератора, представлены на рис. 27.
Устойчивость генератора к помеховым импульсам объясняется свойством расширителей сглаживать действие помехи. Оказывается, если процесс формирования выходного импульса не окончен, то помеховый импульс не прерывает работу расширителя, а только удлиняет. В результате на его выходе получается не несколько импульсов, а один — лишь длиннее обычного. При этом в генераторе возникает кратковременный сбой, после которого параметры последовательностей импульсов восстанавливаются.
Из временных диаграмм (рис. 27) следует, что длительность импульса на выходе любого расширителя равна сумме времен заряда своего и предыдущего конденсаторов до уровня Unop, а также времени задержки переключения всех трех ЛЭ (3/зд. р. ср) - Время заряда конденсатора определяется по формуле (10). Таким образом,
/И1 = Cl R\ 1п/ип-ивэ~Со +
£и.П— <>пор— С/Бэ
+ СЗ/?1 1п-/ип-^-ео +3/зяр.ср, £и. П — <Люр — С/БЭ
где R1 — сопротивление резистора в цепи базы МЭТ ТТЛ-элемента.
V о-
Рис. 26. Помехоустойчивый кольцевой генератор
Обозначив ,/?и" //бэ—^— = А, запишем в более Си.п — U пор — Ь'БЭ компактном виде
tHi = R1 (Cl + СЗ) In Л + 3/зд.р. ср,	(23)
/и2 = /?1(С1+С2)1пД+3Up.ep, (24) Сз = 7?1(С2 + СЗ)1пД+34д.Р.ср.	(25)
Период повторения
7'П = 7?1(С1 +С2 + С3)1п A +6Up.cp. (26)
Из выражений (23) ...(26) видно, что данный генератор позволяет получить последовательности импульсов с одинаковым периодом следования, но с различной скважностью. Поэтому генератор может находить применение в специальных устройствах радиоэлектронной аппаратуры, предназначенных для синхронизации и нормирования продолжительности работы ее других составных устройств.
1.3.2.	Регенеративные генераторы импульсов
Наибольшее распространение среди генераторов регенеративного типа на логических элементах получили автоколебательные мультивибраторы (АМВ). Обычно они содержат один или два времязадающих конденсатора. В первом случае как процесс заряда, так и процесс разряда конденсатора используется для фиксации соответственно одного и другого квази-устойчивого состояния АМВ. Во втором случае для этой цели используется только заряд или только разряд конденсаторов.
На рис. 28, а представлена схема АМВ с одним конденсатором. Она в основном аналогична рассмотренной ранее схеме ЗМВ (рис. 19). Отличие состоит в том, что для обеспечения генерации резистор R подключен не постоянно к источнику напряжения t/вых (к общей шине), а периодически (синхронно с зарядом к разрядам конденсатора) переключается к источникам t/вых и t/вых- Эту операцию выполняет инвертор лэз..
Работа АМВ поясняется временными диаграммами (рис. 28, б). Переключение мультивибратора происходит при сравнении напряжения на входе ЛЭ1 с уровнем t/nop. Пусть в момент времени /0 ЛЭ1 вклю-
Рис. 28. Автомультивибратор: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
чился, а ЛЭ2 выключился. Положительный перепад Д/з передается через конденсатор С на вход ЛЭ1. Так как при этом U4 — t/вых, то конденсатор начинает заряжаться по цепи: выход ЛЭ2 — С —R — выход ЛЭЗ.
Ток заряда гзар уменьшается, напряжение U\ стремится к нулю. При достижении уровня t7nop мультивибратор переключается в другое состояние. Таким образом, время нахождения АМВ в предыдущем состоянии /н) определяется временем изменения напряжения U\ от исходного значения 77i(/0) до уровня t7noP.
Напряжение U\(t0) найдем с помощью эквивалентной схемы заряда конденсатора, представленной на рис. 29. Здесь ЛЭ1 показан генератором Ей.п — 2Lfe3 с внутренним сопротивлением 7?Lx, а ЛЭ1 — выходным сопротивлением '7?выХ. Отсюда напряжение
jj // \_ £и. п —2С4э+б^сЛоНпО ।
(М —	,	о---("вых + R),
А вых “Г А “Г А вых
где Uc(t0) — напряжение на конденсаторе в момент to, составляет t7nop-
В соответствии с выражением (10)
/и! = ОДых + R + /?Lx) In
(£ц. п — 2 С7бэ	Unop) (R + Явьв)
^Л1Ор(/?ВЫХ + Я + Я2ш) (27)
Обычно R 3> (Явых + Явых), тогда
/Н1 ~ CR In—2Чбэ) + 2С/бэ = CR In (28) isпор	Uпор
Во втором состоянии конденсатор перезаряжается в обратном направлении. Если не учитывать /?вых, эквивалентная схема цепи перезаряда имеет вид рис. 30, а.
Вначале конденсатор разряжается через открытые антизвонные диоды. Считая, что время разряда (до уровня запирания диодов ео) мало и им можно пренебречь, цепь перезаряда можно упростить, приведя ее к виду рис. 30, б. В ней
Дкв = Еи.п — 2Цвэ — рУр R — Еи.п — 2Цбэ, А 1 “И А
г, = RRi -
Кзкъ Я 4-ЯГ
Тогда время перезаряда конденсатора до уровня С/Пор составит
/и2 = CR3KB In	(29)
^ЭКВ пор
Период повторения импульсов без учета задержки переключения самих ЛЭ
Тп = tnl + tn2-
Рис. 29. Эквивалентная схема цепи заряда конденсатора
30. Эквивалентная схема цепи перезаряда конденсатора:
а — полная; б — упрощенная
Особенность генератора состоит в том, что скважность импульсов получается небольшой, а изменять ее можно в небольших пределах только с помощью резистора R. Например, при малых R, когда 7?экв ~ R, т
отношение ~ 3,5 при любых С. tn2
Несколько большие возможности имеют мультивибраторы с двумя времязадающими конденсаторами. Простейшая схема такого АМВ показана на рис. 31, а.
Для упрощения анализа положим, что 7?1 = /?2== — R и Cl = С2 = С, т. е. /И1 = Ъя (скважность q = 2). Величина R должна быть не больше Rnov. При этом асимптотический уровень напряжения на входах ЛЭ ас (соответствующий установившимся входным
б
t
Рис. 31. Автомультивибратор с двумя время-задающими конденсаторами:
а — схема; б — временные диаграммы напряжений
напряжениям, например, при разрыве цепи обратной связи) меньше Unop. Как известно из (7),
б^исх. ас
Ен, п — Уьэ
R,„. + R ’
(30)
где 7?вх — входное сопротивление ЛЭ по постоянному току (сопротивление резистора в цепи базы много-эмиттерного транзистора ТТЛ-элемента).
Отметим, что процессы, происходящие в АМВ (в частности, заряд и разряд конденсаторов), в целом аналогичны процессам, происходящим в ЗМВ (рис. 19, б). Допустим, что в момент времени /0 ключевой инвертор ЛЭ2 выключился, его выходное напряжение (?4 скачком увеличилось на А(Л (рис. 31, б). Этот скачок через конденсатор С1 передается на вход ЛЭ1. Чтобы при этом ЛЭ1 включился, напряжение на его входе должно превышать Unop:
Uy (t0) = £H.n-2t/E3-6Lx + Uc?. W . R > Unop, (3 j j /?вых “I” R
где t/„cxi(/o) — напряжение Uy к моменту времени to (до переключения мультивибратора). В дальнейшем конденсатор С1 заряжается. Цепь заряда: выход ЛЭ2 — С1 —/?1. По мере заряда напряжение Uy уменьшается, стремясь к нулю. При достижении уровня t7nop ЛЭ1 выключается и с его выхода перепад напряжения Д(72 передается через С2 на вход ЛЭ2, включая его. В силу симметричности схемы мультивибратора заряд С2 протекает так же, как заряд С1. Таким образом,
Ец п — 2 £7бэ —~ ^вых Ч~ ^исх1 (to) .
Упор	R вых “
.	, р ....
ги = т In I—1----------
где т = С(/?вых + R)-
При 7?>7?вых И (/вых
/и ~ CR In п — 2 ^БЭ ~Ь ^нсх1 (М
£Люр
} (32)
(33)
В выражениях (31)...(33) (7исх1((о) =# U„cx.ac, так как за время формирования импульса на конденсаторах не успевает восстановиться их исходное асимптотическое значение напряжения. Считая восстановление заряда конденсатора аналогичным восстановлению заряда в ЗМВ (рис. 19, б), т. е. tB = (Bi + (в2 — (В2, и аппроксимируя характеристику диода принятой ранее кусочно-линейной функцией, можно оценить величину (Лсх1((о).
__д
(/нсх1((о) — (Цнсх. ас + Со) (1 —С Т" )— Со, (34)
z. RRml
R + Rmt'
где тв
где Rm\ — сопротивление R1 на рис. 31.
Таким образом, при заданном сопротивлении R длительность импульса tK можно определить лишь в результате совместного решения уравнений (32) и (34), что требует применения численных методов.
Поскольку значение подлогарифмической дроби в (33) обычно близко к 3, а тв<т, то для грубой оценки /и при <7 = 2 можно положить, что недовосстанов-ление заряда конденсатора составляет около 20 %. Тогда
/и — CR In
Ей. п — 2С/БЭ + 0,8UmK. ас
(35)
1Лтор
При условии С1 =+ С2 (R1=R2) конденсатор с большей емкостью недовосстанавливается больше, так как время, отводимое на его восстановление, определяется меньшей емкостью (меньшей длительностью /и). В пределе это приводит к существенному уменьшению Ut(to) и нарушению условия колебаний в АМВ (31). Практика показывает, что предельное значение q близко к 20.
Анализируя влияние сопротивлений Rl, R2 (обычно R1=R2) на параметры выходных импульсов и возбуждение колебаний, можно рекомендовать следующее. Значение R целесообразно выбирать ближе к максимально возможному Rnop, так как с ростом R уменьшается влияние RBUX на длительность генерируемых импульсов (соответственно уменьшается разброс /и, обусловленный разбросом параметров ИС), уменьшается неравномерность вершины импульсов, улучшаются условия мягкого самовозбуждения АМВ. Последнее существенно, так как при малых R в ряде случаев автоколебания могут и не возникнуть. Это может произойти, например, при включении источника питания, когда при относительно медленном нарастании напряжения питания заряд конденсаторов Cl, С2 будет происходить медленно, при слабых токах, и возможно, что ни на одном из резисторов Rl, R2 напряжение не превысит Опор. Оба ЛЭ окажутся в устойчивом выключенном состоянии: U2=	= U'Bbni.
Избежать указанного явления можно путем выбора R близким к /?пор. Однако технологический разброс параметров логических элементов достаточно велик,
Рис. 32. Автомультивибратор с мягким самовозбуждением
и обусловленный им подбор сопротивления R нежелателен.
На практике применяют более совершенные варианты схем АМВ, в которых гарантируется мягкое возбуждение и при R < /?!тоР. Так, в схеме на рис. 32 резисторы 7?1, R2 подключены не к общей шине, как раньше, а к выходу элемента И (его можно выполнить в виде двух последовательно соединенных ЛЭ И-НЕ). При нормальной работе АМВ на одном из входов ЛЭЗ всегда имеет место уровень /7°ых. Исключение составляют кратковременные (в течение /3д.Р. сР) совпадения уровней 6?вых во время переключения ЛЭ1, ЛЭ2. Поэтому почти всегда — t/Lx, что можно отождествить подключению резисторов к общей шине. Отсюда ясно, что все процессы, протекающие в данном АМВ, такие же, как в предыдущем АМВ.
Если по какой-либо причине генерации нет, т. е. U2= U4= ULx, то U5= t/вых- Следовательно, t7i, U2 превышает U„op, и автоколебания возбуждаются.
Другой вариант АМВ, отличающийся от предыдущих возможностью формировать импульсы с повышенной скважностью, представлен на рис. 33. Большая скважность достигается главным образом включением
конденсатора С2 в цепь обратной связи ЛЭ2 и уменьшением его тока заряда за счет резистора R2. Для нормальной работы АМВ необходимо, чтобы С7Л2 > > ^пор-
Резистор R1 обеспечивает мягкое возбуждение генератора. Оптимальное сопротивление его для различных серий ИМС различно и составляет от 200 Ом до 20 кОм.
Диод VD желательно иметь с малым е0.
Пример. АМВ выполнен на ЛЭ 133-й серии, С1 = = 51 пФ, 02 = 510 пФ, R 1=470 Ом, длительность импульсов U5 составляет 100 нс, а скважность изменяется от 20 до 200 при изменении сопротивления резистора R2 от 5,1 кОм до 1,6 кОм. Приемлемая стабильность длительности импульсов и периода их следования получается при q <1 50.
В ряде случаев, когда необходима высокая стабильность периода следования импульсов (порядка 10~5 или 10-6), применяют кварцевую стабилизацию генераторов.
На рис. 34 показана схема стабилизированного генератора на ТТЛ-элементах. Резисторы RI и R2 обеспечивают активный режим работы ЛЭ1 и ЛЭ2 и тем самым мягкое возбуждение генератора. Как известно, для вывода ЛЭ в активный режим необходимо, чтобы входное напряжение, создаваемое протекающим через резистор R1 (R2) входным током элемента, удовлетво-
Рис. 34. Автомультивибратор с кварцевой стабилизацией
ряло неравенству С7йор < UBX. р. т < U'„op. С другой стороны, чтобы через резистор R1 (7?2) протекал входной ток, нужно обеспечить UBx.p.m> UBax.p.m. Тогда
/?1
вх. р. т k'Bux. р, т I вх. р. т
Совместное удовлетворение указанных условий, как видно из передаточной и входной характеристик ЛЭ (см. рис. 6, а, б), возможно при
О'Пор г;° г>вых
4 х. р. т < Uop,
^вых. р. т £Л1ор.
Отсюда
tArop — f/вых D 1 макс П — /\пор« * пор
Минимальное же сопротивление резистора R1 (R2) ограничено минимально допустимым входным сопротивлением ЛЭ, охваченного цепью отрицательной обратной связи через этот резистор.
Инвертор (ЛЭЗ) является буферным.
Конденсатор С1 (обычно емкостью до 200 пФ) подавляет высокочастотные колебания на фронтах импульсов. При отсутствии С1 и соответствующем кварцевом резонаторе частота генерации может достигать 10 МГц и более. Нижний предел частоты составляет десятки кГц.
Конденсатор С2 служит для подстройки частоты в небольших пределах.
В заключение данному разделу следует отметить, что для всех рассмотренных формирователей и генераторов на логических элементах, за исключением специально стабилизированных, характерна сравнительно низкая стабильность длительности формируемых импульсов и периода их следования (для генераторов). Обычно —р~, составляет 10...20 % и обусловлена главным образом температурным и временным дрейфом таких параметров ЛЭ, как ЕБэ, Enf,p, RKtM.w, 4Д. р. ср, а также изменениями питающего напряжения Ей. п-
2.	ФОРМИРОВАТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ И КОМПАРАТОРАХ
Значительно более высокую стабильность параметров выходных сигналов могут иметь импульсные устройства, выполненные на основе операционных усилителей или специальных интегральных компараторов (сравнивающих устройств).
Малые входные токи, малое напряжение смещения нуля, высокий коэффициент усиления и высокая температурная стабильность интегральных операционных усилителей (ОУ) и компараторов (ПК) делают их перспективными для построения импульсных устройств со стабильной длительностью импульсов и стабильным периодом их следования.
В настоящее время ОУ применяются преимущественно в секундном и миллисекундном диапазонах длительностей. Применению в устройствах микросе-кундного диапазона пока препятствует относительно низкое быстродействие ОУ. Кроме того, существуют трудности и общетехнического характера. Так, ОУ для питания требуют два разнополярных напряжения, обычно отличающихся от напряжения питания логических ИМС. Это обусловливает необходимость специального электрического согласования между ОУ и ЛЭ.
Что касается интегральных компараторов, то выходное напряжение их обычно соответствует типовым логическим уровням, а быстродействие несколько выше. Последнее позволяет применять ПК в устройствах, формирующих импульсы микросекундного диапазона (от ~0,1 мкс и более).
2.1.	ФОРМИРОВАТЕЛЬ ИМПУЛЬСОВ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ
В формирователе, представленном на рис. 35, а, используется резисторно-конденсаторный мост {R, С, Rl, R2), ОУ или ПК, ^S-триггер на ТТЛ-элементах
Рис. 35. Формирователь импульсов на ОУ: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
(ЛЭ1, ЛЭ2) и управляющий транзистор VT1. Резистор ограничивает ток базы насыщенного транзистора VT\. Резистор /?Огр и диод VD1, подключенный к источнику напряжения t/Lx, служат для согласования ОУ с ЛЭ2. В случае применения компаратора (например, 252СА1) элементы согласования не нужны.
Принцип работы формирователя поясняется с помощью рис. 35, б. В исходном состоянии (7з — и'вых транзистор VT1 насыщен. При этом С74= ^кэ„ас<
Е
<US = П1 , Выходное напряжение операцион-А 1 + R^
ного усилителя Us соответствует максимальному положительному значению иШс, которое обычно больше уровня логической единицы UBBIX ТТЛ-элемента. Поэтому диод VD1 открыт, а напряжение на входе ЛЭ2 и'вых ~ и7.
При запуске триггер переключается в другое состояние, напряжение на выходе ЛЭ2 принимает значение С7вых — 0. Транзистор VT1 запирается, начинается заряд конденсатора С через резистор R. Когда напряжение на инвертирующем входе ОУ достигает уровня Us, выходное напряжение его уменьшается. В результате /?Х-триггер переключается в исходное состояние. На выходе его получается импульс длительностью /и, определяемой в основном временем заряда конденсатора t3ap. Время заряда можно получить с помощью схемы рис. 35, б-.

^зар — ER 1П	г, , ,, ,
£экв уЕ dz О'см
(36)
где ЕЭкв — Е (I«во Io6p)R >
/кбо — неуправляемый ток коллектора транзистора VTI;
/обр’ — обратный ток закрытого инверсного входа ОУ (ток входного транзистора ОУ);
(7СМ — напряжение смещения нуля (разность входных напряжений ОУ, при которой выходное напряжение равно нулю);
у = —А!—.— коэффициент деления делителя /?1, R1 -г R^
R2.
Предполагается, что ток делителя значительно больше входного тока ОУ, поэтому коэффициент у от входного тока ОУ не зависит.
Учитывая, что 1см~0, и если (/Кбо — l^R < Е, ^кэ„ас < Е, то время
/Зар CR 1П -j-5-.
1 —V
При этом /Зар определяется только параметрами элементов моста. От напряжения питания моста Е оно практически не зависит.
Время восстановления исходного состояния формирователя tB складывается из времени разряда конденсатора через транзистор VT1 и времени переключения ОУ, являющегося справочным параметром. Если считать, что весь процесс разряда происходит при ненасыщенном транзисторе VTl, т. е. постоянным током коллектора
J __ Z ____ t, Увых t/вэ
х К — «2 |Э»Б — «21Э-,
то время разряда конденсатора
4.	~ г УЕ _г yERb
tpa3p _ С - С ^э{и^_иБэу
Обычно tB <С tB, что является достоинством данного формирователя.
Для получения импульсов с длительностью секундного диапазона необходимо применять ОУ с очень малыми входными токами (например, 140УД6). Это позволяет увеличить предельное значение R. Кроме того, можно идти по пути увеличения коэффициента у. Однако при этом сравнение напряжений (74 и Us происходит на конечном участке экспоненты (С74), где скорость изменения напряжения мала, что ведет к ухудшению стабильности длительности формируемого импульса.
Примечания. 1. Сопротивление резистора 7?огр выбирается исходя из условий: IBXRorp < U,7Kc и ROTp > Ruon. оу» где ^макс максимальное отрицательное напряжение на выходе ОУ, 1ВХ — входной ток ЛЭ при UBX. лэ = О, 7?Доп. оу—минимальное допустимое сопротивление нагрузки ОУ.
2.	Транзистор VT1 и резистор /?Б можно исключить, если /?3-триггер выполнить на ЛЭ с открытым коллекторным выходом.
2.2.	ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Простейшая схема генератора на ОУ представлена на рис. 36, а. В основу построения его положен резистивно-конденсаторный мост (/?, С, R1, 7?2), питающийся от знакопеременного выходного напряжения ОУ. Момент переключения источника, соответствующий равенству напряжений в плечах моста, определяется с помощью ОУ.
Для рассмотрения работы генератора воспользуемся временными диаграммами на рис. 36, б. Цикл работы генератора можно разбить на две медленные (заряд и разряд конденсатора С) и две быстрые (регенеративное переключение ОУ) стадии.
На стадии заряда С напряжение Ut на инверсном входе ОУ меньше напряжения (7г на прямом входе, а напряжение на выходе ОУ (73 равно максимальному положительному значению f/Щс- Когда напряжение (7ь по мере заряда С, достигает уровня уПШс, зада
ваемого коэффициентом деления у =
R2
RI + R2' напРяже‘
ние на выходе ОУ начинает уменьшаться. Разность напряжений на его входах меняет свой знак и растет,
что ведет, в свою очередь, к уменьшению выходного напряжения. Таким образом, замыкается петля положительной обратной связи и возникает быстрый регенеративный процесс переключения ОУ, скорость которого ограничена лишь максимальной скоростью изменения выходного напряжения ОУ I . После переключения ОУ напряжение на его выходе устанав-
ливается равным максимальному отрицательному значению Lfc/c, и конденсатор С начинает перезаряжаться через резистор R. Когда напряжение на нем достигает значения yLt,?c, ОУ вновь переключается и т. д.
Учитывая, что асимптотический уровень заряда конденсатора Е^— иШ? + I^R, а пороговый уровень lh(t3av) = yI/UkI ± Цсм, получим
f ____ /’П /„ Цакс 4~ /обр)? ~Ь уЦакс	/оп\
ЗЭР К	- уЦак’е ±	[ ’
Поскольку ток закрытого входа 1(ъср ~ 0 и £7СМ _ ~ 0, то
Рис. 36. Генератор импульсов на ОУ: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
t/+>c +Tt/Ые РЩс —
^зар — С R If!
(40)
Аналогично время разряда
^зар —- CR Itl
Lfaic + yUt’c Uric — yUric ’
(41)
Если ОУ обладает строго симметричной передаточной характеристикой, т. е. L/Йкс = б4гКс, то
/зар = ^разр=С^ 1п±±|.	(42)
При этом стабильность периода колебаний Т„ = — t3ap + /разр МОЖеТ бЫТЬ ВЫСОКОЙ.
К сожалению, у некоторых ОУ напряжение Uht}c сильно отличается от t/макс (например, у ОУ 1УТ401 это отличие составляет примерно 1,5 раза). Поскольку напряжения МХс и ULric зависят от питающих напряжений, температуры, нагрузки и имеют существенный технологический разброс, то период повторения Тп может быть довольно нестабильным (например, температурный уход Тп в рабочем диапазоне температур ОУ может достигать нескольких процентов).
Указанный недостаток может быть существенно ослаблен применением на выходе ОУ симметричного двухстороннего ограничителя на сдвоенном стабилитроне или диодном мосте со стабилитроном в диагонали (рис. 37).
Чтобы получить скважность импульсов, отличную от двух, цепи заряда и разряда конденсатора С разделяют. Разделение можно сделать с помощью диодов EDI, VD2, как показано на рис. 38.
Расчетные соотношения для /эар и /разр аналогичны (40) и (41). Отличие состоит лишь в постоянных времени Тзар = CR' И Тразр = CR".
В другой модификации (рис. 39) резистором R' можно менять скважность импульсов, не меняя периода Тп, а резистором R" — период колебаний.
Рис. 37. Генератор импульсов с симметричным выходом и двусторонним ограничителем:
а — на сдвоенном стабилитроне; б — на диодном мосте со стабилитроном в диагонали
Рис. 38. Генератор импульсов с переменной скважностью
Рис. 39. Генератор импульсов с переменной скважностью и периодом колебаний
3.	ГЕНЕРАТОРЫ
ПИЛООБРАЗНОГО НАПРЯЖЕНИЯ (ГПН)
В разделе рассматриваются генераторы пилообразного напряжения на интегральных логических элементах (ИЛЭ), интегральных операционных усилителях (ИОУ), интегральных дифференциальных усилителях (ИДУ), а также фантастронные генераторы импульсов на ИДУ.
3.1.	ГЕНЕРАТОРЫ ПИЛООБРАЗНОГО НАПРЯЖЕНИЯ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТАХ
3.1.1.	Простейшие генераторы пилообразного напряжения
Схема простейшего ГПН на ИЛЭ типа И-НЕ изображена на рис. 40, а временные диаграммы напряжений — на рис. 41.
Исходное состояние. Логический элемент И-НЕ выполняет роль электронного ключа. На входе действует напряжение логической единицы 6'вх = ДВх и элемент И-НЕ открыт.
Конденсатор С заряжен до напряжения = =	« 0.
Прямой ход. Отрицательный импульс длительностью /Пр, соответствующий напряжению логического нуля, закрывает ЛЭ И-НЕ. Конденсатор С начинает заряжаться по цепи:	Я'вых, где R'Bb}x — выходное
сопротивление закрытого элемента.
Напряжение на конденсаторе С во время прямого хода будет изменяться по закону
итх = Ub.x(l - е с«™).
Обратный ход. После окончания действия входного импульса элемент И-НЕ открывается и конденсатор С разряжается через открытый элемент И-НЕ.
Рис. 41. Временные диаграммы напряжений в простейшем ГПН
Рис. 40. Простейший ГПН на ЛЭ И-НЕ
Рис. 42. Простейший ГПН на ЛЭ И-НЕ с открытым коллектором
Так как небольшое выходное сопротивление здесь играет роль зарядного резистора, то для получения заданной амплитуды UmC необходимо увеличивать емкость конденсатора С, что ведет к увеличению времени восстановления. Поэтому на практике используют ЛЭ И-НЕ с открытым коллектором (рис. 42).
Для ГПН (рис. 40) значения коэффициента нелинейности е, времени восстановления tB и амплитуды пилообразного напряжения определяются выражениями:
е =
Д = ЗС/?2ыХ; итс= t/вых- е.
Для схемы ГПН (рис. 42) эти параметры соответственно равны:
^пр , с/г
е —
tB — ЗС7?выХ; UmC = Пвых • е.
3.1.2.	Генератор пилообразного напряжения с отрицательной обратной связью на логических элементах И-НЕ
Схема ГПН с ООС по напряжению изображена на рис. 43, а временные диаграммы напряжений — на рис. 44.
Схема собрана на двух логических элементах И-НЕ с открытым коллектором.
Элемент ЛЭ1 выполняет роль электронного ключа, а элемент ЛЭ2 — роль усилителя. Резисторы 7? 1, R2 и конденсатор С — навесные элементы.
Исходное состояние. В исходном состоянии UBX = = U'm и элемент ЛЭ1 открыт ((До = t/вых), а элемент ЛЭ2 закрыт ((/вь,х = (/Lx). Конденсатор С заряжается до напряжения (/со — (/вых — (/вых по цепи: +ЕП-+ ^Rl^C-^R'BM^-En.
Так как t/Lx < и'вы*=Еп, то Uco — —Е„.
Прямой ход. При подаче на вход схемы прямоугольного импульса отрицательной полярности и длительности /пр элемент ЛЭ1 закрывается, напряжение t/i скачком становится положительным и элемент ЛЭ2 открывается. Этот положительный скачок величиной Д(/ через заряженный конденсатор С передается на выход схемы. После отпирания элемента ЛЭ2 конденсатор С начинает перезаряжаться по цепи:
+ En^R 1 -> С^/?“ь,х^ - Еп.
В это время действует емкостная отрицательная обратная связь, которая стабилизирует ток перезаряда Если ток перезаряда ic уменьшится, то напряжение t/j увеличится, а выходное напряжение UBBn уменьшится, что приведет к увеличению тока перезаряда ic.
|	14: I f (^вых j' j
Так как полной стабилизации тока перезаряда ic нет, то ток перезаряда /с со временем уменьшается, напряжение (/> увеличивается, а напряжение (/ВЫх уменьшается по закону, близкому к линейному.
t/вых = (/вых(О) - (—+ (/вых(О)) (1 -	),
1 +71Г
Рис. 44. Временные диаграммы напряжений ГПН с ООС по напряжению
где f7Bbix(O) — выходное напряжение в начале прямого хода после скачка, t/BHX(0) = L/Lx + At/;
---коэффициент передачи элемента ЛЭ2;
UC/bx
RBX — входное сопротивление открытого элемента ЛЭ2.
Обратный ход. По окончании действия входного импульса элемент ЛЭ1 открывается, а элемент ЛЭ2 закрывается.
Напряжения U\ и Uвых скачком уменьшаются на величину AL/1. Конденсатор С восстанавливает свой заряд по цепи:
где 7?°ых — выходное сопротивление открытого элемента ЛЭ1. Время восстановления tBm3CR2.
Недостатками данной схемы являются:
— большое время восстановления tB > /пр;
— наличие скачков выходного напряжения в нача ле и конце прямого хода. Для уменьшения этих скачков последовательно с конденсатором С включают резистор R, сопротивление которого подбирают экспериментально.
Коэффициент нелинейности пилообразного напряжения
(l-t-A)CTl ’
Амплитуда пилообразного напряжения
^Лп.вых—
+ Пвых(О))

где £7Вых(0) = Двых + АД гк Двых-
Время восстановления /В«ЗС7?2.
Как показывает опыт, сопротивления резисторов Ли R2 лежат в пределах от единиц до десятков кОм. Для расчета ГПН с ООС обычно известно: Еп, Um.Bm, tBf, tB. Выбрав ЛЭ типа И-НЕ, например 155-й серии, из справочника по ИС, можно определить такие параметры, как К, Rbx, Umx- Задавшись в указанных выше пределах сопротивлениями резисторов R1, R2, можно определить значения параметров С, е,
3.2.	ГЕНЕРАТОРЫ ПИЛООБРАЗНОГО НАПРЯЖЕНИЯ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
3.2.1.	Генератор пилообразного напряжения с конденсатором в цепи отрицательной обратной связи
Схема ГПН с конденсатором в цепи ООС показана на рис. 45, а, а временные диаграммы напряжений — на рис. 45, б.
Интегрирующая цепь RC в данной схеме включена в цепь отрицательной обратной связи (ООС).
Исходное состояние. Напряжение близко к нулю, U& — dE1Rd"p ~ 0, где /?д.пр — сопротивление ди-К I Ад.пр
ода VD в прямом направлении, a U{Bt' = yE, где у = — ш ^2п<> > превышает напряжение (7(в7) и ИОУ нахо-дится в режиме ограничения. Выходное напряжение положительно и равно -\-Е.
Конденсатор С заряжен до напряжения —Е по цепи:
(Дых С—> /?д.пр Корпус —R пых, где 7? вых — выходное сопротивление ИОУ.
Uсо = (7с(0) = U& - (7ВЫх =Q—E=—E.
Таким образом, знак минус находится на левой обкладке конденсатора С.
Прямой ход. При подаче на вход схемы положительного прямоугольного импульса длительностью Др диод VD запирается. Напряжение (УОТ скачком возрастает до значения (7^7) = р^др°бр—> ПРИ котором ИОУ А Ад. обр начинает переходить в режим усиления и интегриро-вать постоянное напряжение Е, являющееся для него входным	Заряженный конденсатор С начина-
ет сравнительно медленно перезаряжаться почти постоянным током по цепи:
Е——>С—>/?вых-
Рис. 45. ГПН на ИОУ с конденсатором в цепи ООС: а — схема; б — временные диаграммы напряжений
В схеме действует отрицательная обратная связь, которая стабилизирует ток перезаряда ic.
Iq j- *"б/Вх t >"Бвых| f
Так как ООС стопроцентной быть не может, то ток 1С постепенно уменьшается, напряжение медленно возрастает и обусловливает в К раз большее уменьшение выходного напряжения почти по линейному закону. Длительность прямого хода /пр и постоянная времени t = RC должны быть рассчитаны так, чтобы при t = — tup Uc(tпр) = UВЫХ — —Е.
Обратный ход. В момент окончания действия входного импульса диод VD резко отпирается и напряжение —	— ЕР
Ubx скачком уменьшается до значения 1/вх = —	,
Р 4" Ад.Пр при котором ИОУ выходит из режима усиления. Конденсатор С с большой скоростью, зависящей от сопротивления /?д „р, заряжается до исходного напряжения 17с(0)=
Расчетные соотношения. Определим постоянную времени т — RC при заданном времени /пр. Будем считать, что в течение времени прямого хода ток перезаряда конденсатора почти постоянен и равен ic — 1с — £(1 — у)	,,
— —- —- , а напряжение на конденсаторе С за это же р
время изменится на величину, примерно равную 2Е.
Используя формулу kq = CMJc, получим /с/пр = 2С£. Откуда т = RC = <пр(12~т) .	(3.1)
Так как в этих схемах обычно 1, то можно счи-тать, что т = RC ~ 0,5/пр.	(3.2)
Время восстановления tB = 4,6С(/?ЛГ1р -ф £вых). (3.3) Коэффициент нелинейности пилообразного напряжения
(3.4)
где К — коэффициент усиления ИОУ.
Так как К— единицы — десятки тысяч, схема позволяет получить очень малое значение е.
Для получения нулевого коэффициента нелинейности в интеграторе наряду с ООС используют и положительную обратную связь, создаваемую с помощью делителя R2, R3 (рис. 45, а). Если выполнить условие
Yl R2 +/?3 ~ К’	(3’5)
то во время £р напряжение UBX= const, а требуемое для уменьшения ивы>1 изменение £ДИф будет происходить вследствие уменьшения напряжения t/Bx = Yi £Лых-Тогда ток перезаряда ic = Ic = const, а коэффициент нелинейности е=0.
Примерный порядок расчета. При расчете ГПН исходными данными обычно являются:
/пр — длительность прямого хода;
tB — время восстановления исходного состояния; Дт.вых— амплитуда пилообразного напряжения;
е — коэффициент нелинейности пилообразного напряжения.
В результате расчета необходимо выбрать тип ИОУ и определить значения навесных элементов схемы: R, С, Rl, R2, R3.
1.	Определяем напряжение источника питания
£ = -^1, где В = (0,6 4- 0,8).
2.	По напряжению £ и заданному значению коэффициента нелинейности е —	, где К — коэффициент
усиления ИОУ, выбираем тип ИОУ по справочнику для аналоговых ИС [2] и определяем значение £пЫх.
3.	Зная /в, /?д.пр и RВыХ, находим емкость конденсатора С:
4,6(7?д.Пр + Rвых)
4.	Сопротивление резистора R рассчитаем по формуле
г, 0,5Л,р
К — с 
5.	Задавшись значением коэффициента у = (0,1 4-
4- 0,2), находим сопротивления резисторов Rl, R2:
R2
Y «1 4-7?2 ’
6.	По формуле (3.5) находим сопротивление резистора R3:
R3 = R2(K — V) ~ KR2.
3.2.2. Генератор пилообразного напряжения с конденсатором в цепи положительной обратной связи
Для получения линейно нарастающего выходного пилообразного напряжения интегрирующую цепь RC включают в цепь положительной обратной связи (ПОС) ИОУ. Схема данного ГПН показана на рис. 46, а, а временные диаграммы напряжений — на рис. 46, б.
Исходное состояние. Диод VD открыт, и конденса-.	er
тор С заряжен до напряжения U& ~ р ~ 0.
-j- Т\д.пр
Напряжение (/Д —	0, так как R1" <С R1'
-f- к 1
и ИОУ находится в режиме ограничения с ивых— —Е. Для этого необходимо выполнить условие:
£о = _Е_
R\ R2 ’
где Ео = уЕ; R1 = yR'l, у =
— элементы эк-
вивалентной схемы инвертирующего входа ИОУ (рис. 46, в). Резистор R2 обеспечивает ООС, а резистор R3 — ПОС.
Прямой ход. При подаче на вход схемы положитель-
Рис. 46. ГПН на ИОУ с конденсатором в цепи ПОС:
а — схема; б — временные диаграммы напряжений; в — эквивалентная схема инвертирующего входа
ного прямоугольного импульса длительностью /пр диод VD запирается, конденсатор С начинает заряжаться
Е Е
током ir = ii—1’2=777 —так как t/c(O)~O, а R4 R3	' '
JAbixo = —Е. По мере заряда конденсатора С ток й будет уменьшаться, напряжение — увеличиваться, напряжение L/Bblx — увеличиваться, а ток й — уменьшаться.
Если рассчитать соответствующим образом параметры схемы, то можно добиться Ай = Ай- Тогда ток ic — Ic = const.
Обратный ход. По окончании действия входного импульса диод VD откроется и конденсатор С быстро разрядится через него. Выходное напряжение упадет до значения —Е.
Расчетные соотношения. Определим условия, при ко-
торых коэффициент нелинейности е —0. Из рис. 46, а следует, что
= Е-и£> . . = U1’-t/вых R4 ’ 2	/?3
Откуда аи^ — Е~ -
cdlAV dt
,	--- I 1	1%
//(+)_ 7 7
ВХ	вых
~dt CR4 ~ ёда ’
Из эквивалентной схемы (рис. 46, в) видно, что
(3.6)
и7> = £п
7?1(£о — t/вых) R1 +R2
Так как в режиме усиления Uffl ~ U\,x\ получим
С7ВЫх =	(1 +	.	(3.7)
Подставляя выражение (3.7) в формулу (3.6), получим
dt/<+> _	1 / Е	E0R2	//<+>	,	U&R2 \
dt	С\ R4	R1-R3	R4	'	R1  R3 )'
Для получения коэффициента нелинейности е = 0 необходимо, чтобы производная —~~ = const. Тогда напряжение = Uc будет изменяться строго по линейному закону. Это возможно при условии R1, R3 = = R3, R4.
Тогда ток ic — Ic будет равен
r г dU^ Е E0R2	,,fi.
lc=C~dT~=-R4~ RTTR3- (3-8)
С другой стороны, как было показано выше, . _ Е_____________£
С~ R4	R3 '
(3.9)
Приравнивая выражение (3.8) и (3.9), получим
E0R2 Е	Ео Е уЕ Е
R3 ’	R1 R2 ’ R\ R2 ’
/?1	В результате имеем R'l =R2.
Напряжение на конденсаторе С за время /пр возрастет до величины
= Uc(t.r) =	^(Д- - Д-).
Напряжение t/L > при t = /пр равно
•	ч р । Rl(E— Ео)
1Ах '(/пр) = Ео +	или
Овх 1/npJ — 1	'
Так как в режиме усиления Utm '> — lAt\ то
2тЕ t„p[c
1+т ~ С 
Время восстановления генератора равно
tB = 4,6С(/?д.пр Ц- /?ВЬ1Х).
Примерный порядок расчета. При расчете ГПН обычно известны:
£пр	— длительность прямого хода;
tB	— время восстановления исходного состояния;
итеых — амплитуда пилообразного напряжения;
е — коэффициент нелинейности пилообразного напряжения.
В процессе расчета необходимо выбрать тип ИОУ и определить значения навесных элементов схемы: R'l, R"\, R2, RS, R4, С, VD.
1.	Определяем напряжение источника питания Е:
Е = где g = (0,6 4- 0,8).
б
2.	По данному напряжению Е в справочнике для аналоговых ИС выбираем тип ИОУ и определяем значение выходного сопротивления RBtAx.
3.	Выбрав тип полупроводникового диода, исходя из обеспечения основного требования Дд.о6р Ra.np, и найдя 7?д.пр, определяем емкость конденсатора С =
= h
4,б(Ед пр + Евых)
4.	Задаваясь значением коэффициента у =(0,14 4-0,2), находим сопротивления резисторов и R"l.
R"1
V R'l +Е"1 '
Обычно сопротивление резистора /?"1 = (14- 5)кОм.
Для заданного ГПН условием получения коэффициента нелинейности е = 0 являются равенства:
Rl, R3 = R2, R4 и R'\ = R2.
5.	Эквивалентное сопротивление /?1 = у/?'1.
6.	Ток перезаряда 1С можно определить по формуле
. _ 2уЕ  с
С ~ (1 +т)Лф ’
7.	Задаемся значением сопротивления резистора /?4 из условия /?4 /?д.Пр и по формуле (3.8) определяем сопротивление резистора /?3:
7?3 =
£Я4
E-lcRi ‘
3.3.	ГЕНЕРАТОРЫ ПИЛООБРАЗНОГО НАПРЯЖЕНИЯ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
(ИДУ)
Наличие генератора стабильного тока (ГСТ) в ИДУ обеспечивает возможность построения на них генераторов пилообразного напряжения, принцип работы которых основан на заряде (разряде) времязадающего конденсатора постоянным током. В качестве такого тока может быть использован ток /о генератора стабильного тока (ГСТ).
3.3.1.	Генератор пилообразного напряжения с генератором стабильного тока на дискретных элементах
Рассмотрим работу и элементы электрического расчета генератора пилообразного напряжения с генератором стабильного тока на дискретных элементах, принципиальная схема которого представлена на рис. 47, а, временные диаграммы напряжений — на рис. 47, б, а эквивалентная схема заряда конденсатора С — на рис. 47, в.
Генератор пилообразного напряжения работает следующим образом.
При небольшом положительном (почти нулевом) входном сигнале и при наличии на входе схемы смещающего диода транзистор VTI и диод VD2 закрыты, транзистор 1/7'2 открыт и конденсатор С заряжается почти постоянным по величине током коллектора транзистора 1/7'2, равным а!0.
По мере заряда конденсатора напряжение на коллекторе транзистора VT2 уменьшается по линейному закону. Емкость конденсатора С рассчитывается так,
Рис. 47. ГПН с ГСТ:
а — принципиальная схема на дискретных элементах; б — временные диаграммы напряжений; в — эквивалентная схема заряда конденсатора; г — схема включения ИДУ типа 198УН1
чтобы к моменту прихода входного импульса положительной полярности конденсатор успел зарядиться до максимального напряжения U(рис. 47,6).
Во время действия входного импульса положительной полярности длительностью tH конденсатор С сравнительно быстро разряжается через открывшийся транзистор VT1, диод VD2 и резистор Дк-
Конденсатор при этом разряжается до напряжения
I/ Смин = £к — ^вх .макс + 2 t/ц.пр 4~ £/вэ1>
где [/вх.макс — амплитуда входного импульса;
L/a,пр — напряжение на открытом диоде VD2\ //БЭ)	— напряжение на участке база-эмиттер
транзистора VT1.
Таким образом, в интервале между двумя входными импульсами, равном /пр (время прямого хода), напряжение на конденсаторе изменяется на величину
&Uc~ U Смаке	UСмин   t/вх.макс 2/7д,рр ^БЭ1-
Для определения величины емкости конденсатора С воспользуемся известной формулой
г—
MJc' где \q — количество электричества, полученное конденсатором при заряде;
Д(/с — изменение напряжения на конденсаторе при заряде;
\q — alot„v. Отсюда С= ^”р~
*	Дос
или
^вх.макс 2(7Д „р С^БЭ1
Коэффициент нелинейности пилообразного напряжения е определяется непостоянством тока /о, обусловленным, в свою очередь, непостоянством напряжения на ГСТ и влиянием сопротивления нагрузки /?н, подключаемой к выходу схемы. Изменение напряжения на ГСТ [2] равно пренебрежимо малому изменению напряжения на участке база-эмиттер транзистора VT2, которое можно не учитывать. Поэтому основной причиной нелинейности пилообразного напряжения можно считать влияние нагрузки /?н- Эквивалентная схема заряда конденсатора С показана на рис. 47, в, где транзистор 1/72 представлен генератором тока al о-
Коэффициент нелинейности е определим по формуле
с... АД,
/с.нач
где Д/с — Д/н =	— изменение тока заряда за время
"н
/пр;
1с.кач — начальный ток заряда;
At/c — изменение напряжения на конденсаторе за время /пр или амплитуда напряжения на конденсаторе Um.c.
Начальный ток заряда
г„ ____„ел. —	г । А1/с
* С.нач — С4/0 -|	5--— (X/ о Н  •
АН	Кн
Подставляя входящие в формулу для е величины, получим
£ = &Uc ~	= ЦтС ~ fnp
oc/q/^h “р А^с оЩ)/?н <х/у/?н CRh
Так как обычно а/0/?н » АПС.
Пример: при а~1, /о = 2-1О~3А, /?н = 50 кОм,
AUс — 5 В получим е « 5 %.
3.3.2.	Генератор пилообразного напряжения с генератором стабильного тока на интегральном дифференциальном усилителе (ИДУ)
Схема включения ИДУ типа 198УН1 в качестве генератора пилообразного напряжения с ГСТ, рассмотренного выше, представлена на рис. 47, г.
Переменный резистор R (рис. 47, г) в цепи смещения ГСТ позволяет регулировать ток /о и амплитуду пилообразного напряжения Um.c.
Примерный порядок расчета. При расчете ГПН обычно известны:
е — коэффициент нелинейности;
Двх.макс — амплитуда входного импульса;
/пр — время прямого хода;
Rh — сопротивление нагрузки.
Необходимо определить ток 1о и по нему выбрать тип интегрального дифференциального усилителя, а также рассчитать значение емкости конденсатора С. Полупроводниковые диоды Г£>1 и VD2 выбираются исходя из обычных известных требований, предъявляемых к ним.
Пример. Даны е = 5 %, Ei = 6 В, 67Вх.макс = 6 В.
/пр ==100 мкс. /?н=50 кОм.
Амплитуда пилообразного напряжения равна
ит.с=\ис=ивх.макс — 21/д.пр — Пбэь
Обычно [2] Г/Л.пр = ЕБЭ1 — 0,7 В.
Um C = S — 2-0,7 — 0,7 = 3,9 В.
/0== _^£_; а = 0,98.
ае/<н
] ___ Uт С____
° ае/?н
_______3,9_______
0,98-0,05-50 • 103
= 0,59 мА.
Выбираем ИДУ типа 198УН1, для которого известно [2]:
/о = 1,7 мА; Е, =Е2 = 6 В; #1 =5 кОм; R2 = 12 кОм;
#3 = 10 кОм; Д4 = 3 кОм; а = 0,98; Д5 = 0,8 кОм;
#6 = 4,7 кОм.
Стабильный ток для ИДУ типа 198УН1, равный 10= 1,7 мА, обеспечит получение коэффициента нелинейности е<е3 = 5 %.
3,9
q____ trials ____ 100-10 6 - 0,98 - 1,7 • 10 3 __ 4 2 7 • 1 0 — ® ф
Чт.С
По ГОСТу С =0,043 мкФ.
3.4.	ФАНТАСТРОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Фантастроны представляют собой генераторы пилообразного напряжения, в которых управляющие импульсы прямоугольной формы вырабатываются в самом генераторе, работающем в автоколебательном или ждущем режиме.
Так как в схеме интегрального дифференциального усилителя (ИДУ) имеется два эмиттерных повторителя, ГСТ и собственно дифференциальный каскад, то появляется возможность построения на нем фантастрона, который можно использовать и как генератор пилообразного напряжения, и в качестве устройства временной переменной задержки на время, пропорциональное управляющему напряжению.
3.4.1.	Фантастрон с одним источником питания
Принципиальная схема фантастрона на базе ИДУ представлена на рис. 48, а, временные диаграммы напряжений — на рис. 48, б, схема включения ИДУ типа 198УТ1 в качестве фантастрона — на рис. 48, в.
На транзисторах VT1, VT4 собраны эмиттерные по-
a
Рис. 48. Фантастрон с одним источником питания: а— принципиальная схема на дискретных элементах; б — временные диаграммы напряжений; в — схема включения ИДУ типа 198УТ1
вторители, а на VT2, VT3, VT5 — интегрирующий усилитель. Собственно фантастрон можно было бы собрать на транзисторах V7"2, VT3 и VT5. Применение же еще и эмиттерных повторителей на транзисторах VTl, VT4 обеспечивает улучшение характеристик фан
тастрона. Например, эмиттерный повторитель на транзисторе VTI повышает нагрузочную способность фантастрона, выходное напряжение которого (рис. 48, б) имеет форму прямоугольных импульсов положительной полярности с длительностью t„, пропорциональной управляющему напряжению.
Эмиттерный повторитель на транзисторе VT4 значительно уменьшает время восстановления tB. Второй источник напряжения питания ИДУ ( — £2) в данной схеме фантастрона не используется.
Эмиттер транзистора VT5 (ГСТ) заземляется. Поэтому эмиттерный резистор R5 и резистор R4 базового делителя со стабилизирующим диодом VD2 оказываются включенными последовательно между собой и параллельно участку база-эмиттер транзистора VT5.
Управляющее напряжение Uynp через диод VDI подается на коллектор транзистора VT3 и базу эмиттер-ного повторителя на транзисторе VT4.
Принцип работы данного фантастрона с одним источником питания в ждущем режиме ничем не отличается от принципа работы фантастрона такого типа на дискретных элементах.
Исходное состояние. До прихода запускающего импульса в исходном состоянии переходные процессы, вызванные действием предыдущего запускающего импульса, уже закончились, и ток через конденсатор С равен нулю.
Транзистор VT5 открыт и насыщен, так как его база через резистор R подключена к источнику +£ь Напряжение на коллекторе этого транзистора £кэ5, а следовательно, и потенциал эмиттера транзистора VT2 1/Э2 малы и близки к нулю. Поэтому с помощью делителя R7, R2 транзистор VT2 удерживается в состоянии насыщения. Напряжение t/3 на эмиттере транзистора VT1 эмиттерного повторителя мало, так как его база соединена с коллектором насыщенного транзистора VT2. Делитель R8, R2 подбирается таким образом, чтобы потенциал базы транзистора VT3 был близок к нулю и в режиме отсечки, то есть закрыт.
Потенциал коллектора транзистора V73 из-за наличия диода VD1 не достигает напряжения источника питания -|-£i, а почти равен управляющему напряжению 1/упр. Выходное напряжение эмиттерного повторителя на транзисторе VT4 мало отличается от напряже
ния Uynp, и поэтому в исходном состоянии конденсатор С заряжен до максимального напряжения:
=== Цупр ЦБ Цупр.
Цепь заряда конденсатора С:
И- Е1 —*• R вых —*- С-*- г вх —— Е ।,
где /?вых — выходное сопротивление эмиттерного повторителя на транзисторе VT4;
/"вх — входное сопротивление открытого и насыщенного транзистора VE5.
Запуск и первое опрокидывание. Короткий прямоугольный импульс отрицательной полярности через разделительный конденсатор С1 поступает на базу эмиттерного повторителя VT4, выделяется на его выходе и через заряженный конденсатор С, как ускоряющий, подается на базу транзистора VT5, призакры-вая его.
Потенциал коллектора транзистора VT5 и эмиттера транзистора VT2 возрастает, напряжение С/БЭ2 этого транзистора уменьшается, и он подзапирается.
Подзапирание транзистора VT2 ведет к повышению потенциала его коллектора, а следовательно, и потенциала эмиттера 17э эмиттерного повторителя на транзисторе VT1. Возрастание напряжения 17э вызывает увеличение напряжения база-эмиттер транзистора VT3 и его отпирание. Потенциал коллектора 1/к транзистора VT3 уменьшается. Это уменьшение через эмиттерный повторитель VT4 и заряженный конденсатор С поступает на базу транзистора УТЬ, вызывая дальнейшее понижение напряжения С'Б. Таким образом, замкнулась цепочка петли положительной обратной связи (ПОС):
[U	Цкб f	ЦБЭ2!	Цэ t-» ЦБЭ	t/к! ]
Во время действия петли ПОС транзисторы VT2, VT3 и VT5 оказываются в активном режиме. Процессы развиваются лавинообразно.
В результате первого опрокидывания транзистор VT2 и диод VD\ оказываются закрытыми, а транзистор 1/7'5 — в активном режиме при малых токах базы и коллектора, то есть на границе с режимом отсечки.
Запускающий импульс в это время должен закончиться.
Временно-устойчивое состояние равновесия. В этой стадии конденсатор С перезаряжается почти постоянным током ic по цепи:

Постоянство тока перезаряда обеспечивается тем, что транзисторы VT3, VT4, VT5 образуют интегрирующий усилитель, в цепь отрицательной обратной связи которого включен конденсатор С, а на вход этого усилителя подается постоянное напряжение, снимаемое с делителя, образованного резистором R и резисторами в цепи базы транзистора VT2. В этой стадии действует обратная отрицательная связь:
|—>-	Uк t-*"	t/вЭЗ t-£Аых4 I
которая стабилизирует ток перезаряда 1С.
Так как полной стабилизации быть не может, то ток ic постепенно уменьшается, потенциал базы Ub возрастает, а потенциал коллектора t/K и напряжение на конденсаторе С уменьшаются почти по линейному закону. Уменьшается также потенциал эмиттера транзистора VT5. Таким образом, создаются предпосылки для перехода в режим насыщения транзисторов VT3 и VT5. Когда напряжения на участках база-эмиттер этих транзисторов возрастут, а на участках коллектор-эмиттер уменьшатся настолько, что они оба (или один из них) начнут переходить в режим насыщения, интегрирующий усилитель начнет терять усилительные свойства и отрицательная обратная связь перестанет действовать. На этом заканчивается стадия временно-устойчивого состояния равновесия и начинается стадия второго опрокидывания.
Второе опрокидывание. Так как цепочка ООС оборвалась, ток перезаряда ic конденсатора С стал неста-билизируемым и по мере перезаряда конденсатора С быстро убывает. Это вызывает возрастание Ub, уменьшение потенциала коллектора транзистора VT5, уменьшение потенциала эмиттера транзистора VT2, а следовательно, и его отпирание. Отпирание транзистора VT2 вызовет призапирание транзистора VT3 и повышение напряжения t/к и, следовательно, напряжения Ub- Таким образом, снова замыкается цепочка петли ПОС: t/в	-* Ub32 t-*"	£^э| ТЛбзФ -* Uy. f
Процесс перехода транзисторов VT2 и VTb в режим насыщения, таким образом, сопровождается лавинообразным повышением напряжений 14 и и уменьшением напряжения Ua.
Стадия второго опрокидывания заканчивается переходом транзисторов VT2 и VT5 в режим насыщения, а транзистора VT3 в режим отсечки. Перезаряд конденсатора С и стадия формирования импульса U3 прямоугольной формы с длительностью /„ на этом заканчивается и начинается стадия восстановления исходного состояния.
Восстановление исходного состояния. В этой стадии конденсатор С быстро заряжается по цепи:
+Ei^EBbix—^C^rBX—^ —Ei.
На этом физические процессы заканчиваются, и все повторяется с приходом очередного запускающего импульса.
Расчетные соотношения. Для расчета фантастрона необходимо получить выражение для длительности формируемого прямоугольного импульса положительной полярности ta, времени восстановления tB и коэффициента нелинейности пилообразного напряжения е.
Изобразим отдельно базовую цепь транзистора VT5 (рис. 49) при условии, что сопротивление диода VD2 равно нулю, и применим к точкам 14-1 теорему об эквивалентном источнике. Получим
F ^ЭКВ
Ei-R' . D _ R-R' R-R' ’ У<экв R+R' ’
где
R3 (Я4 + R5)
ЯЗ + Я4 +Я5
Эквивалентная схема базовой цепи транзистора VT5 примет вид, изображенный на рис. 50.
Определение временных параметров. Определим ток перезаряда конденсатора С, считая его постоянным:
; _____ г ____ ЯЭКБ	£экв _____ Я,
С	С	р	р	р •
/\экв	Аэкв i\
За время /и напряжение на конденсаторе С изменится на величину:
AUc ^Смакс ' " ^4? мин»
где
£4? макс
^упр>
£4? мин ~ 0.
Рис. 49. Базовая цепь транзистора VT5
Рис. 50. Эквивалентная схема базовой цепи транзистора VT5
Тогда CMJc « tJc, откуда
RCUy„p
Ei
В течение времени восстановления tB происходит заряд конденсатора С по закону
t7c = E.(l-e т’),
где т3 = С (R ВЫХ + f вх);
/?вых =2---выходное сопротивление эмиттерного
р
повторителя VT4;
гвх = /гиэ—входное сопротивление транзистора VT5.
В момент, когда t = tB, напряжение на конденсаторе С равно
Uc {7уПр = Е1(1 — е т>),
откуда
.	1	Ei
tB = Т3 1П -р-г.-.
f-'ynp
Для нормальной работы фантастрона необходимо соблюдать условие:
Т tK + tB-
Определение коэффициента нелинейности е. Для определения е найдем сначала изменение напряжения А£7Б на базе транзистора У75. Из рис. 50 следует, что
MJb = ЯЭкв(А/с - А/б),
где Al с — уменьшение тока перезаряда конденсатора за время /и;
Л Т	s'
Л/б =--------увеличение тока базы за это же время.
f ЕХ
Тогда
J — А//б(<вх ~Ь /?экв)  А/б(Гвх Ч~ /?»кв) Гвх • R экв	кв
Увеличение тока базы транзистора ЕГ5 на величину А/б вызывает увеличение тока коллектора транзистора VT3 на величину А/к = офД/Б,
где р — коэффициент усиления тока базы транзистора ЕГ5;
а — коэффициент усиления тока эмиттера транзистора VT3.
Если считать, что входное сопротивление эмиттерного повторителя на транзисторе ЕГ4 очень велико, что на практике имеет место, то изменение напряжения UK на коллекторе транзистора ЕГЗ к моменту времени, когда I = /и, составит
A t7K « t/ynp « Я1 А/к = сфА/в Я1.
Откуда А/в =
буПр ар/?1
//упр
"pH ’
А/с
//уПр(^*вх +А? экв)
РА, А,™
Тогда коэффициент нелинейности
Д/с / с
в
/АупрА? (г + /?экв) p/?l£i
Если бы в цепи базы транзистора УТб не было резисторов R3, R4, R5, то R3KB = R и коэффициент нелинейности е' был бы меньше, чем е.
/ __ //упр(свх 4~ А 1 ) р/?1£.
Однако при выполнении условия R9KBЭ- гвх это увеличение незначительно.
Расчет фантастрона с одним источником питания. Порядок расчета фантастрона состоит в следующем:
1.	По заданному значению коэффициента нелинейности е рассчитывают сопротивление резистора R.
2.	По заданной длительности tB при постоянной ее
величине или по заданным пределам изменения tK управляющим напряжением определяют необходимую емкость конденсатора С.
3.	Определяются сопротивления резисторов R7, R8, которые должны обеспечить нужное исходное состояние схемы — транзистор VT8 закрыт, а транзистор 1/72 открыт и близок к режиму насыщения.
В исходном состоянии транзистор VT5 насыщен, поэтому напряжение на его коллекторе равно £/кэ = — ^кэ„ась- Для обеспечения закрытого состояния транзистора V73 необходимо выполнить условие:
82 ^КЭнас5»
где R2 — нижнее плечо делителя R8, R2.
Напряжение UR2 равно
Ur2 ~ А2 +’ ^-мин = ^Э1|аС2 + ^КЭ„ас5 = ^БЭЬ
Тогда
no -> jR2(1 — t/sai) ^кэнас5 ’
Для обеспечения насыщенного состояния транзистора VT2 необходимо выполнить условие Р*б2 > *кг, где 1Б2> *К2 — токи базы и коллектора транзистора VT2, откуда
((/'А’2 — иБЭ ^2^кэ нас5) (R7 +R2)	Ex — UK3 Hacs
Р	R7R2	R\ ’
г по
U'R2 — ‘у После преобразования получим
а* 4" А-^
П7 ____________$RlR2(Ei — ЦБЭ —з^кэ,ia J______
1 (иБэ „а;2 + ^кэ нас6) + R2 (Ех — иБЭ	кэ нас5)
Пример. Рассчитать параметры дополнительных элементов фантастрона, собранного на ИДУ типа 198УТ1, если задано:
7 = 500 мкс, 8 = 5%, /и.мии = 300 мкс, <и.макс = 450 мкс.
Для ИДУ типа 198УТ1 известно:
R1 = 10 кОм, R2 = 24 кОм, R8 — 7 кОм,
/?4 = 2,3 кОм, /?5 = 2,5 кОм, R6 = 7 кОм,
a = 0,98, p = 49, £/бэ.иас~0,7 В, 17кэ. нас~0,5 В, Ei = 6 В.
1.	Определение максимального и минимального управляющего напряжения.
Зададимся максимальным управляющим напряжением £7упр. макс — 5 В. Тогда
р ___ ^и. макс£1 _ 450- 10 6-6 _ СИЛ
/\ С/ —— -j-j	—	—	— о4и мкс.
Uупр. макс	о
fj	__ ^и. мин* ^упр. макс
1>упр. МИИ-----	“
^и. макс
300-10~6-5
450-10~6
3,3 в.
2.	Определение сопротивления резистора R и емкости конденсатора С.
7?3(/?4 + K5)(ep7?l£i Гвх * ^упр. макс) [/цх(7?3 + R4 + А15) + А’3(А’3 + £5)]7/упр.макс
7 • 103(2,3 + 2,5)103(0,05 - 49- 104 - 6 — 3 - 1035)	q
— [3 - 103(7 + 2,3 + 2,5)103 + 7-103(2,3 + 2,5)103]5~ К М’
где гВх = 3 кОм. Емкость конденсатора С’
с== 540•10~6
540- 10~6
13 • 103
40 нФ.
3.	Расчет сопротивления резистора R8.
Так как напряжение на базе Т/Бэ1 транзистора VTI, находящегося на грани режима отсечки, составляет около 0,2 В, находим:
/?8 > Я20
^БЭ1
^КЭиас5
14,4 кОм.
Принимаем по ГОСТу /?8 = 15 кОм. 4. Расчет сопротивления резистора R7.
пу ________________Р£ 1 А’2 (£i — Т/БЭ Н2 — 7/кэ Н5)_______
р А’ 1 (£БЭ „ас2 + 7/Кэ нас5) + А’2 (£i — С/БЭ нас21/кэ нас5)
49-104 - 24-103(6 — 0,7 — 0,5)	„„ (
~ 49 • 104(0,7 0,5) + 24 • 103(6 — 0,7 — 0,5) К
С учетом неравенства принимаем по ГОСТу R7 = = 51 кОм.
5. Проверка времени восстановления.
7 CR1 i„ E>
Ib	о	p ___ JJ
P	*-'упр. макс
40 • 10~9 • 10~4 .	6
In-^----=- ~ 14 мкс.
6 — 5
49
Условие Г — tH маКс > tB выполняется:
500 • 10 6 — 450 - 10 *‘ > 14 • 10“6.
3.4.2. Фантастрон с двумя источниками питания
Этот фантастрон со стабилизированным вторым источником питания Е2 (рис. 51) обеспечивает стабильность работы ГСТ на транзисторе VT5.
Исходное состояние. В исходном состоянии транзисторы VT2 и VT5 открыты и насыщены. Режим насыщения транзистора VT2 определяется делителем R7, R2. Ток коллектора транзистора VT2 протекает через транзистор VE5, так как транзистор VT5 находится в режиме отсечки, который обеспечивается делителем /?8, R2. Напряжение Ёэ мало, так как транзисторы VT2 и УТЬ — в режиме насыщения.
Конденсатор С заряжен до напряжения ЕСмакс = = Еупр + Е2 по цепи:
"Т Е1 —► /?вых~*С—> Квх —>	Е2,
где /?вых — выходное сопротивление эмиттерного повторителя на транзисторе VE4;
Гвх — входное сопротивление открытого и насыщенного транзистора КЕБ.
Запуск и первое опрокидывание. Короткий прямоугольный запускающий импульс отрицательной полярности через разделительный конденсатор С1 поступает на базу эмиттерного повторителя КЕ4, выделяется на его выходе и через заряженный конденсатор С, как ускоряющий, подается на базу транзистора КЕ5, выводя его из режима насыщения. Эмиттерный ток транзистора КЕ5 уменьшается, а напряжение на коллекторе увеличивается. Транзистор VT2 при этом начинает призакрываться, а транзистор КЕЗ — приоткрываться. Транзисторы КЕ2, КЕЗ и КЕ5 оказываются в активном режиме, и в фантастроне развивается лавинообразный процесс первого опрокидывания, который можно записать в виде цепочки ПОС:
I —► С4<Э5	Пэ2 t —> ПбЭ2| —> Ё<2 t —► Пэ f —
a
Рис. 51. Фантастрон с двумя источниками питания: а — принципиальная схема на дискретных элементах; б — временные диаграммы напряжений; в — полная эквивалентная схема базовой цепи VT5; г — упрощенная эквивалентная схема базовой цепи VT5
-*-^7бэЗ|-*~^7к|-*-^/вых4| I
Лавинообразный процесс первого опрокидывания заканчивается с переходом транзистора VT2 в режим отсечки.
Временно-устойчивое состояние равновесия. В этой стадии происходит процесс перезаряда конденсатора С почти постоянным током ic по цепи:
+ -Ei—>/?вых—»—Ег-
В этой стадии в схеме действует отрицательная обратная связь, которая стабилизирует ток перезаряда конденсатора С. Предположим, что ток ic уменьшился, тогда
|-*-Ц<5|->Пбэз|->Ц<|-*-ПВых4|—|
Однако ООС не может быть 100 %, поэтому со временем ток перезаряда конденсатора ic постепенно уменьшается, напряжение на базе медленно увеличивается, а напряжение на коллекторе уменьшается по закону, близкому к линейному.
Когда конденсатор разрядится почти.до нуля, а ток перезаряда перестает стабилизироваться, напряжение на базе Lfe начнет возрастать быстрее. Начинается стадия второго опрокидывания.
Второе опрокидывание. Напряжение Us начинает возрастать, потенциал коллектора транзистора УТБ при этом уменьшается настолько, что транзистор V7"2 начинает отпираться и переходить в режим усиления. Напряжение Us уменьшается, вызывая запирание транзистора УТБ. Процесс идет лавинообразно и заканчивается переходом транзистора УТБ в режим отсечки. Представим действие петли ПОС в виде цепочки:
Г->Пб|-^-С7к5'|’—»-Пэ2|->ЦзЭ2|—>-Пк24->-Е^4-^Бэ| — Hr)"
Восстановление исходного состояния. В этой стадии конденсатор С заряжается по цепи:
Ч- Е\—>/?вых—-С—*-/"вх—* -Ei-
На этом физические процессы заканчиваются, и все повторится с приходом очередного запускающего импульса.
Расчетные соотношения. Для расчета фантастрона
с двумя источниками питания необходимо получить выражение для длительности импульса t„, времени восстановления и коэффициента нелинейности пилообразного напряжения е.
1. Определение временных параметров
Если для базовой цепи транзистора VT5 применить теорему об эквивалентном источнике, то она будет выглядеть так, как показано на рис. 51, в'.
__ E\R2 .	_ R • £3
экв — R + R2 ’ экв — R + R3 ’
Затем полученную эквивалентную схему упростим еще раз и приведем к виду, показанному на рис. 51, г, где
р _ R4(E'3K„ + £2) _________ 77 . Г) ______ ^экв • R4
а^экв —	777 i 77л	А экв —
Я£кв + Я4	+ R4 ’
или, после подстановки значений Е'экв и R'3KB и пренебрегая сопротивлением диода VD2 в прямом направлении, получим
р _	(Е1Я4 — Е2Я)ЯЗ . „	_ RR3R4
экв RR3 + RR4+R3R4’ Кэкв RR3+RR4+R3R4'
Током базы «б и напряжением иЪЭ5 практически можно пренебречь, так как в начале перезаряда транзистор ЁГ5 находится на границе режима отсечки.
Начальный ток перезаряда 1С равен:
J ~ (Езкк + Е2) ~ Et , £2 | Ег с~ R™	~ R “Г R R3'
За время длительности формируемого импульса tK напряжение на конденсаторе изменяется на величину Д Ос-
М1С— Е^Смакс	U упр -|- Е2.
Так как С • &UC = tBIc, то получим
_______о р R^ ~Ь ^Аг|р) 1и~ ElR3 + E2(R + R3y
Напряжение на конденсаторе С во время заряда изменяется по закону:
Uc = (£, + £2) (1 - е~ “), где т3 =	+ гвх).
Если учесть, что за время tB конденсатор С заряжается почти от нулевого напряжения до С7Смакс~ ~ АС/с, из выражения для Uc получим
Чт +
'“) |п (г А )
/	\£ 1 + Е2 — MJc)
Откуда
дадамда-
2. Определение коэффициента нелинейности е
Определяем приращение напряжения на базе (рис. 51, г):
A Ct = 7?экв(А/с — А/б),
где А/с — уменьшение тока перезаряда;
А/б —увеличение тока базы за время tH.
С другой стороны, ACt = А/Бгм, где гвх — входное сопротивление транзистора VT5.
Тогда
I J  А/вО?эКВ Гвх) /?экв
Учтем, что за время tw напряжение на коллекторе изменяется на величину АС/К = офА/Б/?1 « С7упр + Ег.
Из выражения для АС7Б и АС7К получим:
д ]	(Супр -р £g) (/?ЭКВ Т Гвх)
с	сф/? I Рзкь
Коэффициент нелинейности е при а» 1 равен:
___ А/с	(Супр Т £g) _ (/?экв + Гвх)_R • /?3_
~ 1с ~	' R E1R3 + E2(R + R3)'
или с учетом окончательно имеем
= (Ц„Р + £2) [RR3R4 + ГВХ(£/?3 + RR4 + /?3/?4)] VRlRilE'RZ+EztR + RZ)]
Методика расчета данного фантастрона на ИДУ (рис. 52) такая же, как и фантастрона с одним источником питания (см. рис. 48, в).
Рис. 52. Схема включения ИДУ типа 198УТ1
4.	ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ТАЙМЕРАХ
Интегральный таймер представляет собой многофункциональную схему и используется для построения различных электронных и импульсных устройств. Применение таймеров способствует унификации узлов радиоэлектронной аппаратуры, сокращению сроков и стоимости их разработки.
4.1.	ИНТЕГРАЛЬНЫЙ ТАЙМЕР КР1006ВИ1 (М1006ВИ1)
Функциональная схема таймера представлена на рис. 53. В ее состав входят два компаратора (сравнивающих устройства) К1 и К2, созданных на основе операционных усилителей, асинхронный RS-триггер, инвертор, разрядный VTi и блокирующий VT2 транзисторы.
Компараторы управляют работой RS-триггера. На неинвертирующий вход компаратора К1 подано небольшое положительное напряжение:
п — и R'A 1	п7?1 -f-7?2-|-’
Так как R1 = R2 — R3 = 5 кОм, то £Л = О,33£7П.
Компаратор К1 срабатывает при низком входном напряжении	Следовательно, на выходе К1
создается положительный перепад, соответствующий логической единице.
На инвертирующий вход компаратора К2 подано положительное напряжение
т/  и № 4~	_ 2 г,
U2	Un Pl +7?2-f-7?3	3 Un'
Поэтому компаратор срабатывает тогда, когда на неинвертирующий вход будет подано входное напряжение высокого уровня UBX2 > U2.
На выходе компаратора К2 также создается положительный перепад, соответствующий логической единице.
Рис. 53. Интегральный таймер КР1006ВИ1
7?5-триггер имеет прямые статические входы, следовательно, управляющим сигналом является уровень логической единицы.
Инвертор выполняет роль выходного каскада.
Транзистор VT2 типа р — п — р служит для блокировки работы таймера. На эмиттер этого транзистора подается положительное напряжение Uon, формируемое внутренними элементами таймера. Если на базу (вывод 4) VT2 подано напряжение низкого уровня, то работа таймера блокирована, так как транзистор VT2 насыщен и представляет собой короткое замыкание.
Если на входе действует напряжение выше уровня £7оп, то транзистор VT‘2 закрыт и на работу таймера не влияет.
Разрядный транзистор VT1 управляется сигналами с прямого выхода 7?5-триггера.
Если Q=l, то VT1 открыт, если Q = 0, то VT1 закрыт.
Условные обозначения таймера и выводов даны на рис. 54.
Напряжение питания U„ таймера лежит в пределах от 5 до 15 В.
Рис. 54. Условное обозначение таймера
4	5
4.2.	АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ МУЛЬТИВИБРАТОР
Существует несколько вариантов автоколебательных мультивибраторов на основе таймера. На рис. 55 приведена схема одного из вариантов мультивибратора, для построения которого, кроме таймера, требуется всего лишь два навесных элемента: конденсатор С и резистор R времязадающей цепи.
Функциональная схема мультивибратора представлена на рис. 56.
Рассмотрим физические процессы в схеме, иллюстрируя их временными диаграммами рис. 57.
На базу блокировочного транзистора VT2 типа р — п — р подано положительное напряжение U„.
Транзистор VT2 закрыт, поэтому на рис. 55 он не показан. До подачи напряжения питания Un конденсатор полностью разряжен, т. е. С7с = 0.
При подаче питающего напряжения U„ на выходе компаратора К1 будет действовать напряжение высокого уровня {Дых, так как > kt? = Uc, следовательно, R = 1.
На выходе компаратора К2 будет действовать напряжение низкого уровня (Дых, так как	=
= Uc = 0, следовательно, S = 0. При таких сигналах 7?5-триггер будет находиться в открытом состоянии, и Q = 0. На выходе инвертора будет действовать напряжение t/вых. макс. Начинается заряд конденсатора С через резистор R от напряжения макс- Как только напряжение Uc превысит уровень U\, напряжение на выходе компаратора К1 скачком упадет до уровня b'Lx- Теперь R = 0. Однако состояние 2?5-триггера при R = S — 0 не изменится. Но когда Uc превысит второй порог U2, выходное напряжение компаратора К2 скач-
—1_	Рис. 56. Функциональная схема
ком поднимется до уровня t/Lx, и S станет равным 1.
При сигналах S = 1 и R = 0 триггер примет состояние Q=l. Выходное напряжение инвертора упадет до уровня /Лых. мин- Начнется перезаряд конденсатора С через резистор R к уровню 77Вых. мии. Как только Uc станет меньше U\, триггер снова опрокинется. Затем начнется заряд конденсатора С и т. д.
На выходе мультивибратора формируются прямоугольные импульсы.
Период колебаний Т = /зар + /разр.
Для расчета времени заряда конденсатора С находим Тзар CR, Uc (0) — 77], Uc ( СО ) = С7ВЫх. макс, t/cf^aap)^^
= UZ, тогда t3ap = CR In	.
Для расчета времени разряда имеем тразр
Uc(O) = UUc(oo) = Цзых. мии>	Uc (^разр) = Uf, ТОГДИ
/	_ /"’О 1t-i ^вых. мин ^2
1разр   П1 ---------F7-'•
ВЫХ. МИН
Период колебаний
Г = С7?рп
Uвых, макс	U 1	| ^вых. мин
Uвых. макс	^2	Vвых. мин
Приближенно МОЖНО принять £УВых. макс = Un, 17вых.мии = 0, [7i=0,33L/n, (72 = 0,66f7n.
Следовательно, Т = C7?(ln^|f + 1п^6)~ \,4CR.
* U,oo	U,oo J
Проведенный анализ показывает, что период колебаний мультивибратора практически не зависит от величины напряжения источника питания 1/п, что ведет к повышению стабильности периода колебаний.
Пример. Требуется рассчитать автомультивибратор, если задано
ит. вых > 8 В, Т = 100 мкс.
Выбираем по ГОСТу Un — 10 В.
Сопротивление резистора R обычно в пределах от 1 кОм до 100 кОм.
Беоем R = 20 кОм.
Тогда С= — =	=3,57- 10“9 Ф =
1,4/?	1,4-20- 103
= 3570 пФ.
По ГОСТу С = 3600 пФ.
4.3.	ЖДУЩИЙ МУЛЬТИВИБРАТОР
Схема ждущего мультивибратора представлена на рис. 58. Функциональная схема и временные диаграммы, поясняющие работу мультивибратора, даны на рис. 59, 60.
До подачи питающих напряжений конденсатор С полностью разряжен, т. е. Uc = 0.
В момент подачи напряжения питания логический сигнал R = 0, так как входное напряжение UBX превышает пороговое напряжение Ui.
Сигнал S также равняется 0, так как L43P — = Uc- В этом случае состояние R S-триггера будет неопределенным. Если Q= 1, то транзистор VT1 будет открыт и насыщен. Напряжение Uc = ^кэ„аС1 — 0, и ждущий мультивибратор готов к работе. Если Q = 0, то транзистор VT1 закрыт. Начинается заряд конденсатора С от + Un через резистор R. Как только (ЛхУ = = Uc станет равным порогу U2, сигнал S становится равным 1. 7?5-триггер принимает состояние Q=l, и транзистор VT1 открывается. Конденсатор С начинает разряжаться через открытый транзистор VT1. После разряда конденсатора ждущий мультивибратор готов к работе, т. е. к запуску.
Под действием отрицательного запускающего импульса сигнал R становится равным 1. ^S-триггер опрокидывается и принимает состояние Q = 0. Начинается заряд конденсатора С через резистор R от напряжения U„. Как только Uc = lAw станет равным порогу U2, триггер снова опрокидывается и принимает состояние Q=l. Транзистор VT1 открывается, и конденсатор С быстро разряжается через открытый транзистор VT1.
Длительность импульса находим на основании следующих соотношений: Uc(0 = Пкэ„ас ~ 0, Дс(оо) = = + U„, Uc{tK)=U2, x — CR.
Тогда Д = CR In U" -т.
Так как С,2 = 0,661/п, то tH — CR In ~ 1,1 CR.
Подавая на вывод 5 регулирующее напряжение, можно плавно изменять порог срабатывания U2 и, следовательно, длительность импульса.
Для предотвращения ложного срабатывания ком-
Рис. 58. Ждущий мультивибратор
Рис. 59. Функциональная схема ждущего мультивибратора
Рис. 60. Временные диаграммы напряжений
паратора К2 от помех вывод 5 через конденсатор фильтра Сф соединяется с общей шиной схемы.
Пример. Требуется рассчитать ждущий мультивибратор, если задано tK— 100 мкс, Птвых^8 В. Принимаем по ГОСТу U„= 10 В.
Сопротивление резистора R обычно лежит в пределах от 1 кОм до 1 МОм.
Берем R = 51 кОм, тогда
С =	100‘10--63 » 1780 пФ.
1,1/?	1,1-5,1 -103
По ГОСТу С = 1800 пФ.
4.4.	ГЕНЕРАТОР ПИЛООБРАЗНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Схема генератора пилообразного напряжения с положительной обратной связью и временные диаграммы напряжений представлены на рис. 61, 62.
Таймер выполняет роль ключа. Конденсатор С1 и резистор Rk образуют зарядную цепь. На транзисторе VT и резисторе Ra собран повторитель. Положительная обратная связь замыкается через конденсатор С2.
Рис. 61. Генератор пилообразного напряжения с ПОС
изт
t
Рис. 62. Временные диаграммы
Функционирует ГПН следующим образом. В шчпп ном состоянии разрядный транзистор в таймере oihpi.ii Конденсатор С1 полностью разряжен, т. е. /Ли (I Напряжение па выходе повторителя f7B,,,xo ~ 0. Kihijk-ii сатор 02 заряжен до напряжения
U t.m = 1)„ — ил. |1(, — Двых0.
Для упрощения расчетов можно принять падение напряжения на открытом диоде равным нулю. В ном случае

Под действием запускающего импульса разрядный транзистор закрывается. Начинается заряд конде.п сатора CI через диод и резистор Д’к. Напряжение £7„,.,х и потенциал точки Л U^== Z7ni.,x-| U(--> будут возрастать. Как только Uh станет равным L7„, диод закроется. В дальнейшем заряд конденсатора С1 будет идти за счет разряда конденсатора С2. Благодаря положительной обратной связи заряд конденсатора С1 идет почти постоянным током. Как только напряжение Uci достигнет порога Uz, таймер опрокинется. Разрядный
транзистор таймера открывается, и конденсатор С1 быстро разряжается через открытый транзистор. После того как конденсатор С1 практически полностью разрядится, откроется диод и начнется заряд конденсатора С2 через диод и выходное сопротивление повторителя.
Расчетные соотношения для ГПН с положительной обратной связью подробно изложены в работе [1, 3].
Рассмотрим эти соотношения применительно к рассматриваемому ГПН.
Во время рабочего хода напряжение на конденсаторе С1 определяется формулой
t
Uci — Псю+
о
Так как t/сю — О и ici — const, то
В данном ГПН амплитуда пилообразного напряжения Umc\ всегда равна U2, поэтому длительность рабочего хода
. _ t/2CI ip —	.
*С1
U	2
Ток заряда k — (А = у Е'п, тогда
(Р — 4-О
(4-1)
Коэффициент нелинейности согласно [1, 3] будет (1 -Ю<р определяться выражением е = ci^K ' * где
Д' _ / Д' _ 61 \ ____Rbh. П___
Л — кЛп С2 ) Rm tt + Rmx.„ + RK’
где /?вх п — входное, /?выхп—выходное сопротивления повторителя.
Если транзистор VTI имеет большой коэффициент усиления h2l3, то приближенно можно принять К„ — 1, /?вх.„> (Як + Явых.п), следовательно,
Время восстановления исходного состояния схемы в основном определяется временем заряда конденсатора С2.
Чтобы во время заряда конденсатора С2 повторитель не потерял свои свойства, в эмиттерную цепь транзистора включен источник Е@.
В этом .случае Д ~ ЗС2 (7?д. пр +/?вых.п)-
Пример. Требуется рассчитать ГПН, если задано:
£р = 20 мкс, t7mBblx = 4 В, 7 = 30 мкс, е^10%.
1.	Выбор напряжений источников питания U„ и Еэ. Напряжение Ua находим, исходя из следующих соображений. Так как Um = U? = у Ua, то Vn = ~ Um вых = = 6 В. Напряжение источника £э обычно в пределах (1-т-З) В. Принимаем Еэ = 2 В.
2.	Выбор транзистора и диода.
Для интегрального ГПН целесообразно взять интегральную схему 1НТ988Б, содержащую три транзистора типа п — р — п, у которых Un — 6,3 В, й21э — = (60 ~ 300).
Один транзистор используют в качестве диода, а из двух других образуют составной транзистор VT2 — VT3 с коэффициентом усиления /г21э. Теперь схема ГПН примет вид, как показано на рис. 63.
3.	Выбор сопротивления резистора А?к-
Обычно /?к лежит в пределах (5	20) кОм. Возь-
мем = 15 кОм.
4.	Выбор сопротивления R3.
На практике R3 обычно берут в пределах от 3 до 10 кОм.
Возьмем R3 = 5,1 кОм.
5.	Расчет емкости конденсатора С1.
На основании (4.1) имеем:
С1 = —	— 3 -20 10-6
2 Лк
6.	Расчет емкости конденсатора С2.
Согласно (4.2) е
2 • Г5Т103- = 2000 ПФ’
/Р n ~> следовательно, к
__	20 • 10 6	।
~ е • RK ~ 10 • 102- 15 • 103 ~ 3 500 ПФ’
По ГОСТу С2 = 15 000 пФ.
7.	Расчет времени восстановления исходного состояния.
Время восстановления/в = ЗС2(/?д .Пр + Квых. п). Практически (/?д.пр + /?вых.,.) составляет (100-?-200) Ом. Примем 7?д. пр + Квых.п— 150 Ом, тогда /В = 3-15Х X Ю-9 • 150 ~ 6,7 мкс, что меньше Т — /в=10 мкс.
4—2041
5. ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Делителем частоты называется электронное устройство, предназначенное для деления частоты следования входных импульсов в заданное число раз, т. е. f ВХ == Ад/" вых,
где fBx, /"вых — частота следования входных и выходных импульсов;
Ад— коэффициент деления (Ка= 1, 2, 3...).
Для построения делителей могут быть использованы интегральные триггеры или интегральные счетчики.
5.1. ПОСТРОЕНИЕ ДЕЛИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ТРИГГЕРАХ
Принцип построения делителя зависит от величины Ад и типа используемых триггеров.
5.1.1. Делители частоты с коэффициентом деления 2"
Для построения делителя с коэффициентом деления Ад = 2", где и = 1, 2, 3..., могут быть использованы схемы асинхронного и синхронного делителей частоты на Г-триггерах.
Асинхронный делитель частоты с последовательным переносом на Г-триггерах изображен на рис. 64. Число триггеров в делителе равно величине п. Переключение триггеров идет последовательно. Быстродействие такого делителя определяется максимальной частотой переключения одного триггера;
f ______	1
/вх. макс— ,	 , f
' вх. мин ”Г *пер
где /вх.мин — минимально допустимая длительность входного импульса;
Рис. 64. Асинхронный делитель частоты с последовательным переносом сигнала
^пер — время переключения триггера после окончания действия входного импульса.
Основным недостатком асинхронного делителя с последовательным переносом сигнала является накапливание времени запаздывания выходного импульса относительно входного:
Лзл ~ И/зд. т,
где 4Д. т — время задержки сигнала одним триггером. Время задержки можно уменьшить параллельным переносом сигнала.
Асинхронный делитель частоты с параллельным переносом сигнала на Т-триггерах изображен на рис. 65. Число триггеров в таком делителе также равно п. Временные диаграммы, поясняющие работу делителя, изображены на рис. 66.
Предположим, что в исходном состоянии все триггеры находятся в состоянии 0, т. е. Qi = Q2 = <2з = 0. Тогда на выходе каждой схемы И сигналы yi = у2 = — у3 = 0. Входной импульс поступает одновременно на счетный вход Г-триггера и схему Иь Так как на второй вход схемы И] подается Qi = 0, то у\ = 0. После окончания действия первого входного импульса на выходе схемы Ht появится 1 (t/i = l), которая поступает на вход триггера Т2. После окончания действия этого импульса на входе Т2 этот триггер переключается в состояние Q2=l, а триггер Т| возвратится в исходное состояние Qi = 0. На одном из входов схемы И2 теперь действует сигнал Q2 = 1. С окончанием действия третьего входного импульса переключается только триггер Т] в состояние Qi = 1, что снова обеспечит разрешение на прохождение сигнала через схему И1 на схему И2, а затем — на счетный вход триггера Тз и т. д. Таким образом, через элемент И] проходит каждый второй входной импульс, через И2 —
Рис. 65. Асинхронный делитель частоты с параллельным переносом сигнала
Рис. 66. Временные диаграммы напряжений асинхронного делителя частоты с параллельным переносом сигнала
каждый четвертый, через И3 — каждый восьмой. Задержка выходного импульса делителя по отношению к входному определяется лишь суммарной задержкой схем И, которая в 2—3 раза меньше суммарной задержки сигнала триггерами делителя с последовательным переносом сигнала.
Синхронные делители отличаются от асинхронных тем, что входные импульсы подаются одновременно на входы всех триггеров.
Синхронный делитель частоты с последовательной передачей импульсов переноса на //С-триггерах изображен на рис. 67.
Число триггеров в таком делителе равно п. Временные диаграммы, поясняющие работу делителя, изображены на рис. 68. Предельная частота входных импульсов делителя определяется максимальной частотой переключения одного триггера, а задержка выходного импульса — задержкой последнего триггера.
Синхронный делитель частоты с параллельным переносом импульсов на /Л-триггерах изображен на рис. 69.
Рис. 67. Синхронный делитель частоты с последовательной передачей импульсов и с /<д= 16
Рис. 68. Временные диаграммы напряжений синхронного делителя частоты с последовательной передачей импульсов и с /(д = = 16
Рис. 69. Синхронный делитель частоты с параллельной передачей импульсов и с Кд = 8
Таким образом, для построения делителя частоты с Ад = 2" можно использовать одну из схем, приведенных выше. Поскольку Г-триггеры в интегральном исполнении не выпускаются, то следует использовать D-триггеры или //(-триггеры, включенные в режиме Т-триггеров. При этом если нет жестких требований
к времени задержки выходных импульсов относительно входных, то предпочтение следует отдать схеме асинхронного делителя с последовательным переносом, как наиболее простой. В противном случае следует выбрать одну из трех оставшихся схем, которые по своим параметрам являются примерно одинаковыми.
Пример. 1. Необходимо построить делитель частоты с коэффициентом деления Кд = 4. Допустимое время задержки выходного импульса делителя t3a. макс — — 500 нс.
Поскольку Лд = 4, то величина Кд может быть представлена как Лд = 22, следовательно, п = 2. Выберем в качестве делителя асинхронный делитель с последовательным переносом, построенный на двух Г-триг-герах. Для создания Г-триггеров можно использовать D-триггеры. Поскольку делитель содержит два триггера, то его целесообразно собрать на интегральной микросхеме типа 155 ТМ2, представляющей собой два комбинированных D-триггера. Для включения такого триггера в режим Г-триггера необходимо инверсный выход триггера соединить со входом D, а на входы S, R подать единичные уровни (оставить их неподключенными) .
Схема делителя изображена на рис. 70. По справочнику для 155ТМ2 определяем: /’i°p = 40 нс, /зД'р = = 25 нс.
Задержка выходного импульса одним триггером равна:
,1.0 I .0.1
/зл.т = Гзл-ррзд р- = 32,5 нс.
Задержка выходного импульса всем делителям равна:
•' /зд = 2^зд.т = 65 нс.
Так как /ЗД<4Д. макс, то схема асинхронного делителя с последовательным переносом удовлетворяет заданному требованию.
2. Необходимо построить делитель частоты с коэффициентом деления Ка = 8. Допустимое время задержки выходного импульса делителя £зд. макс =100 нс, рабочая частота входных импульсов fр = 500 кГц.
Поскольку Кд = 8, то величина Кд может быть представлена как Кд = 23, следовательно, п = 3. Как
Рис. 70. Делитель частоты на 155ТМ2 с Лд = 4
следует из предыдущего примера, схема асинхронного делителя с последовательным переносом не обеспечивает требуемую минимальную задержку выходного импульса делителя. Поэтому в качестве схемы делителя берем схему синхронного делителя с параллельным переносом. В качестве триггера выбираем /(-триггер типа 155ТВ1, представляющий собой комбинированный //(-триггер с логикой на входе ЗИ. Выбор такого типа триггера позволяет реализовать схему параллельного переноса без использования дополнительных логических элементов И. Рабочая частота переключения такого триггера равна fp = 100 МГц, 4д.т — __ w-p-t- зд.р  32,5 нс. Для реализации режимов 1 Т-триггера и параллельного переноса сигнала входы //(-триггеров необходимо соединить так, как показано на рис. 71, а на входы S, R подать единичный уровень (оставить их неподключенными). Синхронизирующие входы всех триггеров следует соединить между собой и подать на них входные импульсы.
Рис. 71. Делитель частоты на 155ТВ1 с /<д —8
5.1.2.	Делители частоты с коэффициентами деления: п, 2п, 2п — 1
Для построения делителя с коэффициентом деления, равным произвольному числу п, а также четному числу 2п или нечетному 2п — 1, могут быть использованы схемы синхронных кольцевых делителей на 7/С-триггерах.
Синхронный кольцевой делитель с коэффициентом деления Кл = п содержит п 7/(-триггеров, соединенных последовательно, причем выход последнего триггера соединен со входом первого (рис. 72).
Работа такого делителя происходит следующим образом. Допустим, что все триггеры, кроме последнего, находятся в состоянии Qi = Q2 = ••• == Qn-1 = О, а последний триггер — в состоянии Qn = 1. Следовательно, первый и последний триггеры подготовлены к переключению. Первый находится в режиме счетного запуска 7 = 7(=1, последний — в режиме синхронной установки «О», 7 = 0, /< = 1, Q — 1, а остальные переключаться не будут (7 = 0, Л= 1, Q = 0), так как они уже переключены. Таким образом, после 1-го входного импульса переключаются первый и последний триггеры. Первый триггер выдает единицу на вход 7 второго триггера. Последний — нуль на вход 7 первого триггера. После действия второго входного импульса первый триггер переключится в состояние Qi = 0, а второй — в состояние Q2 = 1 и даст разре-
Рис. 72. Синхронный кольцевой делитель с Л'д = 12
шение на переключение третьего триггера. После действия третьего импульса триггеры Т| и Т3 переключаются в состояние Q1 = Q3=1, триггер Т2— в состояние Q2 = 0 и будет подготовлен к переключению четвертый триггер. Следовательно, переключение последнего триггера Тп произойдет после подачи п-го входного импульса.
Временные диаграммы, поясняющие работу такого триггера при п = 4, изображены на рис. 73. Основным недостатком синхронного кольцевого делителя с Ка = = п является большое количество триггеров, необходимых для реализации заданного Лд.
Для уменьшения числа триггеров в схеме делителя с четным целесообразно использовать синхронный кольцевой делитель с перекрестными связями. Схема такого делителя изображена на рис. 74. Связь между //(-триггерами в данном делителе прямая, двухпроводная и осуществляется таким образом, что выходы Qi-i и Qi-i (предыдущего) триггера подключены ко входам Ji, Kt (последующего) триггера. Однако между двумя произвольно выбранными триггерами осуществлена перекрестная связь, так что выходы Q и Q предыдущего триггера подключены соответственно ко входам К и J последующего триггера.
Для уменьшения числа триггеров в схеме делителя с нечетным коэффициентом деления (Ка = 2п — 1) может применяться более сложная перекрестная связь (рис. 75). При этом выход Q триггера Т(-_г и выход Q триггера Т,_ t подключены соответственно ко входам К и J триггера Т,.
Синхронные кольцевые делители имеют предельную частоту входных импульсов, равную максимальной частоте переключения одного триггера.

t
Рис. 73. Временные диаграммы напряжений синхронного кольцевого делителя с Кд = 4
Рис. 74. Синхронный кольцевой делитель с перекрестными связями Кд = 2п
Рис. 75. Синхронный кольцевой делитель с перекрестными связями Кд = 2п — 1
Рис. 76. Синхронный кольцевой делитель с Кл = 6
Пример расчета. Необходимо построить делитель частоты с коэффициентом деления Кд = 6.
Поскольку /Сд = 6, то величина Лд может быть представлена как ЛД = 2ХЗ, следовательно, п = 3. Выберем в качестве делителя синхронный делитель с перекрестными связями на триггерах типа 155ТВ1.
Схема делителя изображена на рис. 76.
5.1.3.	Делители частоты с коэффициентом деления 2п+ 1
Для построения делителей частоты с коэффициентом деления 3, 5, 9, 17, 33, ..., т. е. с Лд = 2" + 1, могут быть использованы схемы комбинированных делителей. Способ построения таких делителей состоит в подключении к делителю с коэффициентом деления /(', = 2" дополнительного триггера, что повышает коэффициент деления на единицу. Схема подключения дополнительного триггера показана на рис. 77.
Принцип увеличения коэффициента деления на 1 рассмотрим на примере делителя с Лд = 3. Число 3 представим как 2* + 1. Следовательно, число триггеров в делителе с коэффициентом деления Лд равно п = 1. Берем еще один триггер и соединяем их согласно рис. 7v. Пусть оба триггера находятся в состоянии 0. Тогда на вход I первого триггера с выхода Q2 второго триггера подана 1. Триггер Ti подготовлен к переключению. На входе I триггера Т2 действует запрещающий сигнал Qt = 0. После первого входного импульса де-
Рис. 77. Комбинированный делитель частоты с Кд = 2" + 1
Рис. 78. Комбинированный делитель частоты с Кд — 3
литель устанавливается в состояние Q1 = l, Q2 = 0. После второго входного импульса триггер Ti переключается в состояние Q1 = 0, а триггер Т2 в состояние Qi = 1. В этом положении на входы J триггеров Tt и Т2 поступает 0, что подготавливает триггер Т2 к переключению в состояние 0. После третьего входного импульса делитель возвращается в исходное состояние (Qi = = 0, Q2 = 0).
5.1.4.	Делители частоты с произвольным коэффициентом деления
Для построения делителя частоты с произвольным коэффициентом деления могут быть использованы делители частоты с Ка = 2" и обратными связями с выхода последнего триггера на предыдущие. При наличии обратных связей коэффициент деления определяется формулой
Кл = 2п- (а,2° + а221 + ... + щ2;! “ *).
Если на r-й триггер подана обратная связь, то а«=1, если не подана, то щ = 0. Необходимое число триггеров для получения заданного коэффициента деления определяется условием 2"“' < Кл < 2П. На рис. 79 показана схема делителя частоты с обратными связями для Дд=Ю. Схема содержит четыре комбинированных //(-триггера. Обратная связь с выхода последнего триггера подана на второй и третий триггер.
Достоинством делителей частоты с обратными связями является сравнительно небольшое число триггеров, входящих в делитель. Недостатком является то, что для некоторых типов триггеров необходимо в обратную связь включать элементы задержки импульсов.
Рис. 79. Делитель частоты с обратными связями Кд = 10
5.2. ПОСТРОЕНИЕ ДЕЛИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ДЕЛИТЕЛЯХ ЧАСТОТЫ И СЧЕТЧИКАХ
Делители частоты следования импульсов могут быть построены на интегральных делителях или счетчиках.
На рис. 80 изображена схема делителя частоты на интегральном счетчике 193ИЕ2 с коэффициентом 10 или 11. Для получения Кд= 10 необходимо на выводы 14, 15 подать сигналы логического нуля, при других комбинациях сигналов на этих выводах делитель дает Лд = 11. Питание на делитель ([/„== 5,2 В + 5 %) подается на вывод 16, вывод 8 — общий. Промышленность выпускает интегральные делители частоты с различным фиксированным значением Ка, например, 193ИЕЗ имеет Лд = 32, и с управляемым Лд, например, 155ИЕ8 имеет Лд = 2 4-32. На рис. 81 изображена схема интегрального счетчика 155ИЕ7. Данный счетчик имеет следующие режимы:
обнуление (R = 1, С= 1);
предварительная запись по входам D1...D8 (С=0);
прямой счет (на вход +/ подаются отрицательные импульсы, на входы —1 и С подается уровень логической единицы);
обратный счет (на вход —1 подаются отрицательные импульсы, на входы -\-1 и С подается уровень логической единицы).
Выходом счетчика является: вывод ^15 при прямом счете (суммировании входных импульсов); вывод <10 при обратном счете (вычитании).
Данный счетчик может использоваться в режиме
Рис. 80. Делитель частоты с Кл= 10 или /Сд = 11
Рис. 81. Интегральный счетчик 155ИЕ7
Рис. 82. Схема соединения счетчиков для увеличения Л'л
делителя с произвольным коэффициентом деления. Величина коэффициента деления устанавливается путем записи числа, равного коэффициенту деления, по входам DI, D2, D4, D8. Счетчик при этом используется в режиме обратного счета. Для обнуления счетчика необходимо проинвертированный сигнал с 0 подать на входы R и С. Для увеличения коэффициента деления последовательно включается несколько счетчиков. При этом выводы 0,	15 предыдущего триггера
соединяются с выводами —1, -ф/ последующего. Входы /?, С всех счетчиков объединяются (рис. 82).
Приложения
1.	ЭЛЕКТРОННЫЙ СИГНАЛИЗАТОР ДАВЛЕНИЯ МАСЛА
На приборной панели каждого автомобиля имеется датчик масляного давления. Как показывает практика, не все водители во время движения обращают внимание на показания этого прибора, хотя известно, что утечка масла из системы или отсутствие давления приводят к быстрому выходу из строя двигателя автомобиля. Предлагаемый электронный сигнализатор заставит водителя своевременно обратить внимание на неполадки в системе маслоснабжения. Сигнализатор не требует установки дополнительного датчика — используется тот, который уже имеется в автомобиле.
В основу работы сигнализатора положена зависимость частоты замыкания контактов датчика масляного давления от значения давления масла.
Электронный сигнализатор дает возможность перед выездом проконтролировать состояние масляной системы автомобиля. Если она исправна, то при включении зажигания должен замигать светодиод, а при запуске двигателя — погаснуть. Если же мигание не прекратилось, то это свидетельствует об аварийном состоянии системы (утечка масла, неисправность в масляном насосе и т. д.).
Принципиальная схема сигнализатора приведена на рис. П1. Он состоит из генератора импульсов на микросхеме DD\, счетчиков DD2, DD3, триггера DD4, узла индикации (НЫ, /?6) и стабилизатора напряжения VT\, VD2.
Импульсы с датчика через преобразователь уровней (VD1, R3, /?4) поступают на входы RQ счетчика DD2 и вход С1 счетчика DD3. Сопротивление резистора R4 определяют из расчета, что ток, протекающий через него, при сигнале низкого уровня на входах RQ счетчиков DD2, DD3 не должен создавать на нем падение напряжения более чем 0,4 В. Сигнал высокого
007 К155ЛАЗ;
002,003
К155ИЕ5
5/0	С!
1.5к
VD1 КС 156А
К датчику
11
12
9
ODO К155ТВ1
ИЗ 200 R0 130
К быв. HDDl'DM, К выб. 5DD2.DD3
VT1
КТВ15А
 &
-10
!ЬД
OD3
L1
ни оАЛ307А о	j
К быв. 7001, 009, К выб.10002, 003
702	Л+С2
-уКС736А^ 970 '3_50мк*25В
+12,6...
...П,2В
6
с
т
в
ГН. Принципиальная схема электронного сигнализатора
уровня, появляющийся на резисторе /?4, равен разности между напряжением на аккумуляторной батарее и падением напряжения на стабилитроне VD1 и резисторе R3. При указанных па схеме номиналах элементов сигнал высокого уровня па выходе преобразователя равен примерно 2,7 В.
Импульсы с генератора частотой около 500 Гц заполняют счетчик DD2, а приходящие с датчика устанавливают его в нулевое состояние. Логический уровень на выводе 11 счетчика DD2 изменяется в том случае, если датчик сформирует импульсы длительностью около 100 мс с паузой около 20 мс (это происходит при неработающем двигателе или неисправной системе смазки). При поступлении на вход С триггера DD4 импульса с выхода 8 счетчика DD2 триггер переключится в единичное состояние и загорится светодиод Н1Л. Свечение прекращается, когда па вход R триггера придет импульс со счетчика DD3. Если давления масла в системе недостаточно, то на выходе счетчика DD2 вновь появится импульс и светодиод опять загорится.
При поступлении с датчика импульсов длительностью около 10 мс и паузой около 4 мс (двигатель работает, система смазки исправна) на вход R0 счетчик DD2 не успевает заполниться импульсами с гене
ратора и на выходе 8 счетчика DD2 сохранится сигнал низкого уровня. Светодиод в этом случае не горит.
Изменяя коэффициент деления счетчика DD3, можно подобрать нужную частоту мигания светодиода HL\. При указанном на схеме подключении коэффициент равен шестнадцати, но при желании его можно сделать равным восьми или четырем. Для этого необходимо использовать соответствующий выход микросхемы DD3.
В устройстве использованы резисторы МЛТ. Конденсатор С1-КМ6, С2-К50-6. Микросхемы К155ИЕ5 можно заменить на К155ИЕ2, К155ИЕ4.
Налаживание устройства сводится к подбору резистора R2, которым устанавливают требуемую частоту генератора. Она должна быть такой, чтобы при работе двигателя на холостых оборотах наблюдалось мигание светодиода, а при небольшом увеличении оборотов мигание прекращалось. Если этого не удается достичь подбором резистора R2, то необходимо уменьшить емкость конденсатора С2.
Смонтированный сигнализатор помещают в металлический экран и устанавливают в салоне под приборной панелью автомобиля. Светодиод размещают в непосредственной близости от указателя давления масла. Устройство подключают к бортовой сети автомобиля после замка зажигания [1, 4].
2.	ТРЕХКАНАЛЬНЫЙ ЭЛЕКТРОННЫЙ КОММУТАТОР
Проверяя и налаживая различные устройства с цифровыми ИС, нередко бывает нужно «взглянуть» на процессы, происходящие одновременно в нескольких точках того или иного каскада. В большинстве случаев можно обойтись двухканальным коммутатором, позволяющим контролировать сразу два процесса. Но значительно удобнее пользоваться многоканальной приставкой-коммутатором, на вход которой можно сразу подавать три сигнала. Тем более, что экран осциллографа позволяет наблюдать и три, и четыре, и большее число сигналов.
Трехканальный коммутатор может быть приспособлен к осциллографам с открытым входом усилителя вертикального отклонения.
Принципиальная схема трехканального коммутатора приведена на рис. П2. На транзисторе V7T и эле-
К вы6.ЮОО1-ООЗ
К 6b/S. 7001~DD3
R1-R6 22к~Х"	угк
/?9П КГ3151
XS1 Л7 Ц	zr
~^97мк*16В	5В
Юк	XS9.
к. /7
ЛУ
\О6
OD2 3 9- 8**
<S,
&
VT3
УГ315Б£йЪ f№ З^И.
fig
XS5 *
10 9
DD2.1
и
odi.i z? p -1т
001.2 6
001.3
001.9
&
7117970
vn
КТ315Б
R13 2к
007,202 096
072 Зк
vt№-КТ315Б
=^07330
07 Юк
003
007, DD2 К755ЛАЗ
БОЗ К155ТМ2
П2. Принципиальная схема коммутатора
ментах DD1.3, £>£>1.4 выполнен генератор импульсов, частота следования которых зависит от номиналов деталей Cl, R7 ив данном случае составляет 100... 200 кГц.
С генератором соединен делитель частоты на триггере DD3. С выходов генератора и делителя импульсы поступают на дешифратор, в котором работают элементы DDl.l, DD1.2 и DD2A. Дешифратор управляет усилительными каскадами, собранными на транзисторах VT2...VT4. На вход каждого каскада поступает свой исследуемый сигнал, который будет виден в дальнейшем на той или иной линии развертки осцил
лографа. В коллекторных цепях транзисторов стоят инверторы (DD2.2...DD2.4), выходы которых подключены через резисторы (/?8.../?10) к гнезду XS4 —его соединяют с входным щупом осциллографа, работающего в режиме открытого входа.
Работает коммутатор так. В начальный момент на одном из входов элементов дешифратора будет уровень логического 0, а значит, на их выходах, т. е. на эмиттерах транзисторов усилительных каскадов,— уровень логической 1. Если при этом на входные разъемы XS1...XS3 не будет подан сигнал (т. е. на входах коммутатора будет уровень логического 0), транзисторы окажутся закрытыми. Поскольку отсутствие входного тока элементы ТТЛ логики воспринимают как наличие на входных выводах уровня логической 1, на выходах всех инверторов будет уровень логического О. Если же при проверке режимов работы цифрового устройства на входы коммутатора будут поданы уровни логической 1 (3...4 В для ТТЛ и 6... 15 В для КМОП логики), транзисторы откроются, но на входы инверторов по-прежнему будут поступать уровни логической 1 и на выходах их сигнал не из'менится.
Такое возможно лишь в первоначальный момент, пока генератор не включился в работу. Когда же генератор начнет работать, на входах дешифраторов будут появляться различные комбинации логических уровней. Как только, скажем, на входах элемента £>2)1.1, управляющего усилительным каскадом первого канала, появится уровень логической 1, на его выходе установится уровень логического 0, и эмиттер транзистора VT2 практически окажется подключенным к общему проводу коммутатора (минус источника питания). Кроме того, уровень логической 1 с выхода элемента DD2.1 поступит через делитель R12, R13 на вход осциллографа и сформирует линию развертки, соответствующую «нулевому» уровню (около 1 В) первого канала коммутатора.
Если в это время на разъеме XS1 окажется уровень логического 0, линия останется на месте. При подаче же на разъем уровня логической 1 линия отклонится.
Как только уровни логической 1 окажутся на входах элемента DD1.2, вступит в действие второй канал коммутатора. В этом случае с общим проводом окажется соединенным эмиттер транзистора VT3, в результате чего параллельно резистору будет подключен резистор
ЛИ и постоянное напряжение на разъеме XS4 упадет. Сформируется «нулевая» линия развертки (около 0,5 В) второго канала.
Далее уровни логической 1 будут на входах элемента DD2.1, в результате чего с общим проводом окажется соединенным только эмиттер транзистора VT4. На экране осциллографа появится «нулевая» (0 В) линия третьего канала коммутатора.
«Расстояние» между линиями каналов определяется номиналами резисторов R1 1 и Л13, а входное сопротивление каналов — номиналами резисторов R1...R3.
Хотя максимальная частота переключения каналов составляет 200 кГц, а частота исследуемого сигнала не превышает 10 кГц, вместе с контролируемым сигналом на экране осциллографа могут быть видны и моменты переключения каналов в виде светлого фона. Чтобы этот фон был слабее, нужно максимально уменьшить длину соединительного провода между коммутатором и осциллографом, а также уменьшить яркость изображения. Помогает и уменьшение частоты генератора увеличением вдвое-втрое емкости конденсатора С1.
В коммутаторе можно использовать транзисторы КТ315А...КТ315Е, КТ301Д...КТ301Ж, КТ312А, КТ312Б, а также транзисторы старых выпусков МП37 и МП38, диоды — Д9Б...Д9Ж, Д2Б...Д2Е, конденсатор С1-КТ, КД или БМ, С2-К50-3 или К50-12 емкостью 10... 50 мкФ на номинальное напряжение 5... 15 В, резисторы — МЛТ-0,125.
Налаживания правильно смонтированный коммутатор не требует. При желании повысить чувствительность коммутатора к уровню логической 1 достаточно уменьшить сопротивление резисторов R1...R3. Правда, при этом упадет входное сопротивление коммутатора [1, 4].
3.	ЭЛЕКТРОННЫЙ ЗВОНОК
Известно, что частота широко распространенного генератора, выполненного на элементах И-НЕ, в значительной мере зависит от напряжения питания микросхемы: изменяя его, нетрудно получить частотно-мо-дулированные колебания.
Это свойство и положено в основу электронного звонка, схема которого приведена на рис. ПЗ. Он вы-
01 100мк*бВ
001.1	001.2

001.3
К Выб.НИН
0015
10
9
8
ВЗ 1к сз
К6ыВ.ПОО2
&
SB1 СВ1-33 55В
R12,7к
С21мкх6В
DD2.3
DD2.1	002.2
002.9
8
85 5,1к
82 2,7к
ПЗ. Принципиальная схема электронного звонка
R5* 22
DD1,DD2 К 155ЛАЗ
VT2 КТ395А
КМ? -001,002
BAI
И
2

полнен на двух микросхемах и стольких же транзисторах. На элементах DD1.1 ...DD\ .3 собран генератор колебаний малой частоты — 0,5...20 Гц, а на элементах £)£>2.1 ...£>£>2.3— тональный генератор. Элементы £>£>1.4 и DD2A необходимы для согласования генераторов с последующими транзисторными каскадами.
На транзисторе VT1 выполнен электронный ключ, через который питание подается на микросхему £)£>2, а на VT2 — усилитель мощности, нагруженный на динамическую головку ВА1. Включенный последовательно с головкой резистор R5 ограничивает громкость звука.
При нажатой кнопке SB1 (это звонковая кнопка) электронный ключ периодически (с частотой следования импульсов первого генератора) открывается и подает питание на второй генератор. Благодаря конденсатору СЗ напряжение на втором генераторе плавно и быстро нарастает, а после закрывания ключа плавно и медленно спадает. Поэтому, во-первых, в головке не прослушиваются щелчки от работающего ключа, а во-вторых, осуществляется частотная модуляция сигнала тонального генератора — такой сигнал и воспроизводит динамическая головка.
Транзистор VT1 может быть любой из серии КТ315, a VT2 —любой из серий КТ345, КТ361. Конденсаторы С1, СЗ — К50-6, К50-16: С2 — КМ, К73-9. Подстро
ечные резисторы /? 1, ₽2 — СПЗ-16, постоянные — МЛТ-0,25 или МЛТ-0,125. Источник питания — батарея 3336.
При налаживании звонка подстроечными резисторами подбирают желаемую окраску звука, а подбором резистора 05 устанавливают нужную громкость звука. Продолжительность звучания звонка зависит от емкости конденсатора СЗ, поэтому для увеличения продолжительности следует установить конденсатор большей емкости (например, 1000 мкФ) на номинальное напряжение не ниже указанного на схеме [1,4].
4.	МЕЛОДИЧНЫЙ АВТОМАТ
Существуют самые разнообразные электронные устройства, издающие мелодии по заранее заданной программе. В них звучит одна и та же мелодия, что, несомненно, со временем надоедает.
Другое дело, если мелодия всякий раз при включении автомата будет случайной, т. е. будет «программироваться» по случайному закону. Схема такого автомата приведена на рис. П4.
Принцип работы автомата основан на том, что тональность каждого звука мелодии определяется делением частоты опорного генератора тона на целое число раз. А коэффициент деления, в свою очередь, в каждом такте выбирается автоматом случайно. На слух последовательное воспроизведение подобных сигналов воспринимается гармоничным — ведь тона мелодии являются целочисленными производными одной и той же опорной частоты.
На элементах 002.1 и 002.2 собран тактовый генератор, определяющий темп исполнения мелодии. Сигнал с выхода элемента DD2.2 (вывод 8) подается на триггер DD3.1, являющийся в данном случае делителем частоты на два. На время, когда на выходном выводе 5 триггера присутствует уровень логической 1 (такт паузы), открывается элемент 2И-НЕ (DD1.3), и через него проходят импульсы с «кодирующего» генератора, собранного на элементах 001.1 и 001.2. Эти импульсы поступают на вход буферного счетчика 004, на входах установки которого (выводы 1 и 2) постоянно присутствует сигнал разрешения счета.
За время такта паузы счетчик многократно переполняется, поскольку емкость счетчика составляет 15 им-
.Cl 0,033мк
R1E80''R2680
005
DDLS
DDl.l DDl.Z
нзбво мезо
DD3.2
C3 OJmk
85680 E6680
K1.1
VT7 [
R8 680
К Cb/EJODDl-DDS; выв. ODA; EbiS.16DD5
cz
у50мк*70В
DDZ.1\DDZ.Z
fJDZ^WZ.A
EOT W%7/ryi/r
10мкхЮа *--------~
DOI, 002К155ЛАЗ
DOS K155TM2
ODA К155ИЕ5
DD5 К155ИЕ7
Л.С5
i?,~Q,01MK
~\SB1
5B
Кбыб. 7DD1-DD3;
6ы& 10.DOO, быб. 6OD5
П4. Принципиальная схема мелодичного автомата
пульсов, а отношение периодов тактовых (0,5... 1 с) и «кодирующих» (0,02...0,04 с) импульсов значительно превышает это число.
По окончании паузы элемент DD\.3 закрывается и на разрядных шинах счетчика остается двоичный код, соответствующий какому-то случайному числу (от 0 до 15). Этот код, поступающий на входы предварительной установки реверсивного счетчика DD5, определяет коэффициент деления этим счетчиком частоты опорного тонального генератора, выполненного на элементах DD2.3 и DD2.4. Одновременно на прямом выходе триггера DD3.1 (вывод 5) появляется уровень логического 0, разрешающий работу счетчика DD5. Импульсы опорного тонального генератора поступают на реверсивный вход счетчика (вывод 4) и начинают вычитаться из числа, записанного ранее в него (от «кодирующего» генератора).
В какой-то момент времени счетчик обнуляется и на выводе 13 его появляется уровень логического 0, который поступает на вход С (вывод 11) и разрешает запись информации с D-входов в собственные двоичные разряды. А эта информация — не что иное, как полученный во время такта паузы случайный код. Из него вновь будут вычитаться импульсы опорного тонального генератора.
Таким образом, на выводе 13 счетчика DD5 будут появляться импульсы опорного тонального генератора, частота следования которых окажется уменьшенной в целое (но случайное) число раз. Но подавать такой сигнал наусилительЗЧ ещерано, поскольку коэффициент деления счетчика может быть и нечетным. Тогда появится неравенство длительностей импульсов и пауз между ними, что отразится на характере звучания. Чтобы исключить подобное, между счетчиком DD5 и усилителем мощности на транзисторе VT2 (он нагружен на динамическую головку ВА1) включен дополнительный триггер DD3.2, позволяющий «симметрировать» сигнал.
На транзисторах VTl, VT3 выполнено реле времени, удерживающее мелодичный автомат включенным в течение 7...8 с после нажатия кнопки пуска SB1. В момент же нажатия кнопки почти мгновенно заряжается конденсатор С4, открывается транзистор VT3 и срабатывает реле К1. Контакты К11 отключают источник питания от зарядной цепи и блокируют кнопку. Конденсатор С4 начинает разряжаться через резистор /?9.
Как только напряжение на конденсаторе, а значит, на истоке транзистора V71, уменьшится до определенного значения, закроется транзистор VT3 и отпустит реле К1. Автомат отключится от источника питания.
В автомате применены резисторы МЛТ-0,125, конденсаторы КМ (С1, СЗ), К53-1 (С2), К50-6 (С4). Транзисторы VT2, VT3 могут быть любые из серий КТ801, КТ815 и даже КТ315; VTI —любой из серий КП302, КПЗОЗ. Реле— РЭС10 паспорт РС4.524.304, РС4.524.317. Динамическая головка — любая мощностью до 1 Вт.
В налаживании автомат практически не нуждается, если исправны детали и нет ошибок в монтаже. При необходимости можно подобрать конденсаторы С2 и СЗ для получения иной длительности воспроизведения звуков мелодии либо частотного диапазона звукового сопровождения.
Иногда в реле времени приходится подбирать резистор У? 10 в зависимости от стока полевого транзистора. Тогда временно отпаивают от деталей С4, 7?9, К1.1 вывод затвора полевого транзистора и соединяют его с общим проводом (минус источника питания). Включив автомат, измеряют падение напряжения на резисторе R10 и подбором этого резистора устанавливают его равным примерно 0,5 В, т. е. таким, при котором ток в цепи коллектора
транзистора V73 будет ниже тока отпускания реле К1 [1,4].
5.	РЕГУЛИРОВАНИЕ
ЯРКОСТИ ЦИФРОВОГО ИНДИКАТОРА
Устройства с люминесцентными индикаторами (стационарные электронные часы, информационные табло и др.) удобны в пользовании только при большом контрасте светящихся сегментов.
Схемотехнический вариант решения автоматического управления яркостью индикатора широтно-импульсным методом показан на рис. П5.
Между катодом индикатора и общей шиной питания включено регулирующее звено. Оно представляет собой мультивибратор, реализованный по схеме таймера. Резистор R3 включен между управляющим входом и выходом микросхемы в цепь, которая определяет время заряда конденсатора С1 до уровня 0,66 UB. К этой цепи подключен и фоторезистор Ra, от степени освещенности которого зависят скорость заряда конденсатора и скважность генерируемых колебаний. При малой освещенности фоторезистора Ra~ время, в течение которого уровень сигнала на выходе (вывод 3) низкий, существенно меньше по сравнению со временем, в которое сигнал имеет высокий уровень. При сильной освещенности процесс обратный. Без диода VD1 длительность низкого уровня составляет 50 % от периода колебаний, а его подключение позволит увеличить это время до 95 %. Так как темповое сопротивление фоторезистора порядка нескольких МОм, то, чтобы избежать мерцания индикатора, параллельно фоторезистору необходимо подключить резистор с сопротивлением 470 кОм.
П5. Принципиальная схема автомата по управлению яркостью цифрового индикатора
6.	УСТРОЙСТВО ПЕРИОДИЧЕСКОГО ОТКЛЮЧЕНИЯ НАГРУЗКИ В ЦЕПИ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Устройство, схема которого показана на рис. П6, можно использовать для периодического подключения и отключения нагрузки в цепи переменного тока, например, в световой рекламе, новогодней гирлянде, звуковом сигнализаторе и др. Включение нагрузки осуществлено через симметричный тиристор (симистор) VS1, который управляется через транзистор VTI от генератора на микросхеме DD\ (таймер). Частота генератора устанавливается выбором параметров конденсатора С2 и резисторов 1, R2 и определяет интервалы включения нагрузки. О состоянии включения нагрузки можно судить по работе светодиодного индикатор a HL 1 ,он же помогает осуществить контроль частоты генератора даже при отключенной нагрузке.
В конструкции возможно использовать трансформатор питания с мощностью до 5 Вт.
Использование устройства требует особого внимания, так какэлементы нагрузки и их соединительных цепей находятся под фазовым напряжением питающей сети переменного тока. Поэтому требуется тщательное соблюдение мер безопасности, а само устройство следует разместить в пластмассовом корпусе.
П6. Принципиальная схема устройства отключения нагрузки
7.	ЗАМЕДЛЕННОЕ ОТКЛЮЧЕНИЕ ОСВЕЩЕНИЯ В САЛОНЕ АВТОМОБИЛЯ
Устройство реле времени (рис. П7) осуществляет замедленное (па К)—15 с) отключение освещения в салоне автомобиля после закрывания дверей. В течение этого времени водитель может спокойно оглядеть приборную доску и вставить ключ в замок зажигания.
При закрытых дверях автомобиля контакты ЗД 1 разомкнуты и лампа освещения ELI не светится. Конденсаторы С1 и С2 заряжаются соответственно через цепи 1/DI R3 и I ’D I R4. Поддержание напряжения на конденсаторе 02 защищает таймер от ложных срабатываний из-за импульсных помех при запуске двигателя и при его работе. После заряда конденсатора 01 па выводе 3 таймера КРЮ06ВИ1 (1006) напряжение близко к нулю и транзисторы 1/7’1 ...VT3 закрыты.
При открывании дверей контакты 5Д 1 замыкаются, лампа в салоне ELI светится, конденсатор 01 разряжается через цепь 1/02 7? 1, а конденсатор С4 —через цепь /?1 R4. При закрывании дверей конденсатор 04 заряжается быстрее, чем 01, обеспечивая на выходе 3 микросхемы 1006 уровень логической единицы и соответственное открывание транзисторов. Через транзистор VT2 поддерживается питание на микросхеме, а через 1/71 —цепь включения лампы EL\. После того как напряжение на конденсаторе С1 достигнет порогового уровня срабатывания таймера, устройство возвращается в первоначальное состояние и лампа гаснет.
Г17. Принципиальная схема реле времени
8.	ТЕРМОМЕТР ЦИФРОВОЙ
Цифровой термометр предназначен для измерения температуры в диапазоне от 0 до 99,9 °C. Он может быть использован для быстрого измерения температуры тела человека, температуры растворов, воздуха и т. д. Принципиальная схема цифрового термометра приведена на рис. П8.
Прибор состоит из следующих составных частей: датчика температуры — VZ)5, преобразователей—VD3, У£>4, 1/72, VT3, DA2, генератора импульсов — DA1, УП, VD1, VD1, счетчика с дешифратором — DD\, DD3, индикатора — HIA...HL3.
Преобразователь преобразует прямое падение напряжения на датчике температуры в частоту. Импульсы с выхода преобразователя заполняют промежуточные импульсы с генератора и поступают на счетчик, который преобразует пакеты импульсов в код управления семисегментарными индикаторами. Во время счета импульсов индикаторы не горят — они заперты сигналом, приходящим с генератора, который также вырабатывает сигнал сброса показаний в конце цикла индикации.
Датчикприбора — германиевый точечный диод VD9. Его выводы согнуты в одну сторону, припаяны к кабелю с фторпластовой изоляцией, на половину корпуса надета трубка из полихлорвинила. Когда датчик опускается в токопроводящую среду, нужно следить, чтобы
П8. Принципиальная схема цифрового термометра
он не погружался более чем на половину длины корпуса. Для измерения температуры агрессивной среды датчик следует защитить эпоксидной смолой, обеспечивающей его изоляцию и хорошую теплопроводность.
Для калибровки от базы транзистора VT3 отсоединяют генератор и к коллектору VT3 подключают осциллограф. Предварительно резистором R15 устанавливают ток через датчик |/Д5, равный 1мА. Затем датчик помещают в кипящую воду, резистором R14 выставляют частоту на коллекторе VT3, равную 1000 Гц. Датчик охлаждают до 0 °C (тающий снег) и резистором /?13 срывают колебания — частота 0 Гц. Присоединяют генератор к базе транзистора VT3 и резистором R2 устанавливают показания счетчика при t = 100 °C равными 99,9 °C.
Использованная литература
1.	Богданович М. Н., Грель И. Н., Прохоренко В. А., Шалимо В. В. Цифровые интегральные микросхемы. Справочник. Мн.: Беларусь, 1991.
2.	Булычев А. Л., Г алкин В. И., Прохоренко В. А. Аналоговые интегральные схемы. Ми.: Беларусь, 1993.
3.	Импульсные устройства РЭС. Под ред. Е. А. Десшщкого. Мн.: ВИЗРУ, 1984.
4.	Горошков Б. И. Элементы радиоэлектронных устройств. М.: Радио и связь, 1988.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение . .	......................................3
1.	Формирователи и генераторы импульсов на логических элементах ...................................................8
1.1.	Формирователи импульсов нерегенеративного типа . . —-
1.1.1.	Формирователи прямоугольных импульсов из синусоидального напряжения..............................—
1.1.2.	Нерегенеративные формирователи коротких импульсов (укорачивающие формирователи)	....	11
1.1.3.	Нерегенеративные формирователи длинных импульсов (расширители)..........................20
1.2.	Формирователи импульсов регенеративного	типа	.	.	23
1.3.	Генераторы прямоугольных импульсов...........30
1.3.1.	Нерегеиеративные генераторы импульсов (рециркуляторы) ............................................—
1.3.2.	Регенеративные генераторы импульсов.........35
2.	Формирователи и генераторы импульсов на операционных усилителях и компараторах................................46
2.1.	Формирователь импульсов на операционном усилителе —
2.2.	Генераторы импульсов на операционных усилителях 50
3.	Генераторы пилообразного напряжения (ГПН).............54
3.1.	Генераторы пилообразного напряжения на интегральных логических элементах ............................. —
3.1.1.	Простейшие генераторы пилообразного напряжения —
3.1.2.	Генератор пилообразного напряжения с отрицательной обратной связью на логических элементах И-НЕ...............................................56
3.2.	Генераторы пилообразного напряжения на операционных усилителях........................................59
3.2.1.	Генератор пилообразного напряжения с конденсатором в цепи отрицательной обратной связи . . —
3.2.2.	Генератор пилообразного напряжения с конденсатором в цепи положительной обратной связи . . 62
3.3.	Генераторы пилообразного напряжения на интегральных дифференциальных усилителях (ИДУ).................66
3.3.1.	Генератор пилообразного напряжения с генератором стабильного тока на дискретных элементах . . —
3.3.2.	Генератор пилообразного напряжения с генератором стабильного тока на интегральном дифференциальном усилителе (ИДУ)...........................69
3.4.	Фантастронные генераторы импульсов на интегральных дифференциальных усилителях...........................70
3.4.1.	Фантастрон с одним источником питания .... —
3.4.2.	Фантастрон с двумя источниками питания .... 80
4.	Импульсные устройства на интегральных таймерах .... 86
4.1.	Интегральный таймер КР1006ВИ1 (М1006ВИ1) ... —
4.2.	Автоколебательный мультивибратор................88
4.3.	Ждущий мультивибратор...........................91
4.4.	Генератор пилообразного напряжения..............93
5.	Делители частоты....................................98
5.1.	Построение делителей частоты на интегральных триггерах ................................................—
5.1.1.	Делители частоты с коэффициентом деления 2" . . —
5.1.2.	Делители частоты с коэффициентами деления: п, 2п, 2п—1.............................................104
5.1.3.	Делители частоты с коэффициентом деления 2"+1 107
5.1.4.	Делители частоты с произвольным коэффициентом деления..........................................108
5.2.	Построение делителей частоты на интегральных делителях частоты и счетчиках.............................109
Приложения.............................................111
1.	Электронный сигнализатор давления масла............—
2.	Трехканальный электронный коммутатор.............113
3.	Электронный звонок...............................116
4.	Мелодичный автомат...............................118
5.	Регулирование яркости цифрового индикатора.......121
6.	Устройство периодического отключения нагрузки в цепи переменного тока....................................122
7.	Замедленное отключение освещения в салоне автомобиля . 123
8.	Термометр цифровой...............................124
Использованная литература.........................125
Голиков В. Ф. и др.
Г 15 Простейшие устройства на интегральных микросхемах: Справ, пособие / В. Ф. Голиков, И.Н.Грель,Е.А.Десницкий,В.И.Кузьмич.— Мн.: Беларусь, 1997.— 127 с.
ISBN 985-01-0099-0.
Приведены методика и примеры расчета ряда простейших устройств на интегральных микросхемах широкого применения: формирователей и генераторов импульсов, генераторов пилообразного напряжения и фантастронных генераторов импульсов, делителей частоты входных импульсов. Эти устройства являются основными элементами для создания многих других: цветомузыки, электронных часов, реле времени, электронных музыкальных инструментов и т. д. Некоторые из них приведены в приложении.
Для радиолюбителей, специалистов, а также студентов, специализирующихся по электронике и вычислительной технике.
Б БК <32.844я2
Справочное издание
Голиков Владимир Федорович Грель Иван Николаевич Десницкий Евгений Алексеевич Кузьмич Владимир Ионович
ПРОСТЕЙШИЕ УСТРОЙСТВА НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
Редактор Д. В. Василенко Художник Г. И. Красинский Художественный редактор В. Г. Мищенко Технический редактор И. П. Кастецкая Корректоры Р. П. Иваненко, Л. Г. Кузьмина
Сдано в набор 11.05.95. Поди, в неч. 22.04.97. Формат 84ХЮ8'/з2. Бумага тин. № 2. Гарнитура литературная. Высокая печать с ФПФ. Усл. неч. л. 6,72. Усл. кр.-отт. 6,93. Уч.-изд. л. 6,17. Тираж 10 000 экз. Зак. 2041.
Ордена Дружбы народов издательство «Беларусь» Государственного комитета Республики Беларусь по печати. Лицензия ЛВ № 2. 220600, Минск, проспект Машерова, 11.
Минский ордена Трудового Красного Знамени полиграфкомбииат МППО им. Я. Коласа. 220005, Минск, Красная, 23.