Радио предавателна техника - Тихчев Х., Томов Т., Василев В.

Author: Тихчев Х. Томов Т. Василев В.

Tags: електроника издателство техника българско издателство техническа литература инженерни науки учебници по техника специализирани издания научна литература машиностроене

Year: 1968

Similar

Технически речник Техника на автоматизацията английско-немско-френско-руско-български

Радиопредавателна техника и радиорелейни линии

Речник по електроника

Ръководство за упражнения по основи на радио- и съобщителната техника

Text

УЧЕБНИК ЗА III К У Р С НА ТЕХНИКУМИТЕ ПО СЛАБОТОКОВА
ЕЛЕКТРОТЕХНИКА, СПЕЦИАЛНОСТ „РАДИО И ТЕЛЕВИЗИЯ"
X. ТИХЧЕВ
т. ТОМОВ
В. ВАСИЛЕВ
РАДИО
ПРЕДАВАТЕАНА
ТЕХНИКА
Инж. ХРИСТО Г. ТИХЧЕВ Инж. ТОМА Н. ТОМОВ
Инж. ВАСИЛ Б. ВАСИЛЕВ
РАДИОПРЕДАВАТЕЛНА
ТЕХНИКА
УЧЕБНИК ЗА III КУРС НА ТЕХНИКУМИТЕ ПО СЛАБОТОКОВА
ЕЛЕКТРОТЕХНИКА, СПЕЦИАЛНОСТ РАДИО И ТЕЛЕВИЗИЯ
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО .ТЕХНИКА*
СОФИЯ - 1968
УДК 621.396.61 (075.3)
В книгата се дават основни сведения по теорията и
изчисленията на всички стъпала на лампови и транзистор-
ам радиопредавателни устройства.
Книгата е предназначена за учениците от техникумите
по слаботокова електротехника, специалност радио и теле-
визия за редовно, вечерно и задочно обучение. Тя може
да се използува като помагало също и от техници и ин-
женера, работещи в областта на радиопредавателната тех-
ника.
Инж. Христо Тихчев написа гл. 2, 3, 5, 6, 7, 17 и 19;
инж. Васил Василев — гл. 13, 15, 16, 18 и 20; инж. Тома
Томов — гл. 1, 8, 9, 10. 11, 12, 14, 21, 22 и 23.
37 (075)
ПЪРВА ЧАСТ
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
ПЪРВА ГЛАВА
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
1. ПРЕДМЕТ И ЗАДАЧИ. РАЗВИТИЕ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНАТА
ТЕХНИКА В ЧУЖБИНА И У НАС
Предмет и задача. Радиопредавателната техника представлява
онзи дял от радиотехническата наука, който се занимава с методите,
начините и средствата за получаване, усилване и управление на високо-
честотните трептения с оглед на тяхното по-нататъшно използуване
като носители на полезна информация или на високочестотна енергия.
При това и полезната информация и в. ч. енергия се предават обикно-
вено по безжичен път както на малки, така и на големи разстояния.
Радиопредавателната техника намира широко приложение за все по-
пълното задоволяване на културните нужди на съвременното общество,
а именно за съобщения (радиотелефония, радиотелеграфия, радиофототе-
леграфия, т. е. предаване на неподвижни образи), за радиоразпръскване
(предаване на програма с говор и музика за ползуване от широк кръг слу-
шатели), за телевизионно разпръскване — телевизия (предаване на подвиж
ни образи за ползуване от широк кръг зрители) и т. н. Една характер,
на особеност в случая е възможността за връзка не само между
неподвижни, а и с подвижни обекти. Радиопредавателната техника
придобива все по-голямо значение и в редица специални области на
радиоелектрониката. Такива например са радиолокацията (определяне
мястото на различии, обикновено подвижни обекти — самолети, кораби,
спътници, пяанети и т. н.), радионавигацията (ориентиране и водене на
подвижни обекти — кораби, самолети и др., с помощта на излъчване
от специални радиопредаватели сигнали), радиотелемеханиката (управ-
ление на механизми и апарати по радиото, например спътници на зе-
мята, космически апарати, ракети) и радиотелеметрията (измерване на
различии физически, електрически и други параметри и предаване на
съответните резултати по радиоканали на големи разстояаия).
Във връзка с общото определение на предмета и приложението
на дисциплината радиопредавателна техника става ясно, че тя може
3
да бъде изучавана успешно само въз основа на придобити вече знания
по някои общи и специални дисциплини като математика, електротех-
ника, основи на радиотехниката, електровакуумни прибори и др.
Целта на настоящий курс, предназначен за техникумите Цо слабо-
токовата електротехника, е курсистите да придобият знания по всички
основни и някои специални въпроси на радиопредавателната техника,
да получат представа и някои сведения за съответните съоръжения и
в известна степей — умение за тяхното поддържане. За постигане на
по-сигурни знания и практически умения теоретическият материал е
допълнен с числени примери и схемни решения, а така също — и с
указания за провеждане на лаборатории упражнения.
Посредством материала, изложен в гл. 23 на учебника, курсистите
ще имат възможност да се запознаят в общи черти и с някои допъл-
нителни звена на комплексния предавателен тракт за радиоразпръск-
ване.
Развитие на радиопредавателната техника. След откриването на
практически начин за получаване на електромагнитни вълни (от Хайн-
рих Херц в 1885 г.) през 1895 г. Александър Степанович Попов демон-
стрира приемане на такива вълни на разстояние. Само една година по-
късно (1896 г.) той осъществил и предаване по безличен път на
първата в света радиограма. В последвалото развитие на радио-
предавателната техника се отбелязват два основни етапа с условна
граница между тях 1920 г. Характерного за първия етап е преимуще-
ственото развитие на искровите, дъговите и машинните предаватели.
Вторият етап, който продължава и в наше време, се характеризира с
появата, бързото усъвършенствуване и развитие на ламповите пре-
даватели.
Искрови предаватели. Такива са били първите предаватели,
използувани за съобщителни цели. Особеното на искровите предава-
тели е, че антенният кръг е включен към едно искрище, управлявано'
чрез Морзов (телеграфен) ключ. В такт с управлението на това искри-
ще в антенния кръг възникват затихващи в. ч.трептенияс честота, коя-
то се определи от параметрите на резонансния кръг на антената. Енер-
гията на получените трептения се излъчва в пространството във вид
на електромагнитни вълни.
Искровите предаватели били използувани само за телеграфна ра-
бота. Те имат редица сериозни недостатъци, като нисък коефициент
на полезно действие (к.п.д.), широк честотен спектър на излъчване, го-
ляма честотна нестабилност и невъзможност за предаване на говор.
Тези недостатъци определят и безперспективността на искровите пре-
даватели, въпреки че имат просто устройство.
Дъгови предаватели. Дъговите предаватели се характери-
зират с това, че към трептящия кръг на генератора е включена елек-,
трическа (водтова) дъга, захранвана от специален токоизточник. Вслед-
ствие на способността на ел. дъга да компенсира неизбежните загуби
на енергия в трептящия кръг, при тях се получават за първи път неза-
тихващи в. ч. трептения. За предаване на полезна информация високо-
честотните трептения се управляват чрез изменение на големината на
4
индуктивността на трептящия кръг (посредством телеграфен ключ),
т. е. по същество се извършва честотна телеграфия манипулация.
Дъговите предаватели били използувани след 1900—1902 г. пре-
димно за телеграфна работа и имали к. п. д. до 60% и мощност до
1500 kW. Въпреки че това представлявало напредък в сравнение с
искровите предаватели, все още не могли да бъдат отстранени някои
съществени недостатъци, като например излъчването на смущаващи
честоти, малката честотна стабилност, невъзможността за работа на
къси вълни и т. н.
Машинни предаватели. Получаването на в. ч. токове при
тези предаватели отначало е ставало чрез въртящи се преобразуватели,
наречени машинни индукционни генератори или алтернатори. Увелича-
ването на честотата е било пОстигано с увеличаването на оборотите
и броя на полюсите на алтернаторите. С такива машини са били по-
стигнати мощности до 200 kW и честоти до 200 kHz. По-късно са
били използувани статистически машинни преобразуватели. При тях
високите честоти се получават по принципа на умножение, като се
използуват хармоничните на дадена основна честота /. Хармоничните
честоти се получават в последователно свързани трансформаториг с
наситени магнитопроводи, като накрая работната честота n.f се отфил-
трува в един междинен кръг (С, Ц L'). Към този кръг се включва
антената (фиг. 1.1).
Машинните предаватели се използували както за телеграфия, така*
и за телефония. Управлението им се извършва с телеграфен ключ (П)
или микрофон, с конто се изменя подмагнитването (насищането) на
трансформатора Тр, Вследствие на това с някаквд стойност ДА' се
променя и общата индуктивност на междинния кръг и неговата резо-
нансна честота. Въз основа на избирателните свойства на този кръг се
осъществява амплитудна телеграфна манипулация или амплитудна мо-
дулация.
К. п. д. на машинните предаватели е голям (до 80—90 %) и затова
те намирали широко приложение до създаването на мощните лампови
предаватели. Освен невъзможността да сеработи в обхвата на късите
вълни характерен недостатък на тези предаватели е и трудното изме-
*5
нение на ргботната честота, както и невъзможността да се постигне
дълбока модулация.
Лампови предаватели. След откриването на електронната
лампа и нейното използуване като детектор, а след това като усия-
вател през 1913 г. за първи път е бил създаден лампов генератор на
незатихващи трептения по схема с индуктивна обратна връзка. За
кратък период от време били открити и останалите генераторни схеми —
индуктивна триточкова (1915 г.), схема с два трептящи кръга (1917 г.)
и капацитивна триточкова схема (1918 г.). Едновременно с това били
установени и две основни предимства на ламповия генератор — лесно
управление на трептенията и възможност за получ*аване на такива< в
широк честотен обхват. Откачало се строели едностъпални предаватели
по т. нар. „Проста схема", при която антената се включвала направо
към трептящия кръг на генератора. Голямата честотна нестабилност
в случая наложила преминаването към двукръговата т. нар. „Сложна
схема". Това довело пък до намаляване на к. п. д. и мощността на
предавателите. През 1915 г. бил създаден многостъпалният предавагел
с междинни резонансни усилвателни стъпала, включени между генера-
тора и антената. По такъв начин било избягнато напълно влиянието на
антената върху честотата на генератора и станало възможно да се из-
ползува цялата мощност на лампите.
Строежът на мощни лампови радиопредаватели започва от 1920 г.
най-напред в СССР — 2 kW (1920 г.), 12 kW (1922 г.), 40 kW (1927 г.)
и т. н. Постепенно се преминало и към използуване на късовълновия
обхват. Тук трябвало да бъдат решавани и въпросите за осигуряване
на усилвателните стъпала против самовъзбуждане. Работата с мощни
лампови предаватели наложила пък да се търсят средства за увели-
чаване на стабилността на тяхната честота.
Развитието на методите за управление на в. ч. трептения е след-
вало развитието на самите лампови предаватели. Старите методи били
изоставени още с появата на първите лампови предаватели и вместо
тях започнало последователно приложение™ на решетъчната модулация,
анодната модулация, както и специалните видове модуляции — ав-
тоанодната, Дохерти и др. С овладяването на УКВ-, а след 1930 г. и
на СВЧ- обхвати е започнало и практического използуване на честот-
ната, фазовата и импулсната модулация.
Понастоящем се строят радиопредаватели за различните честотни
обхвати и единична мощност до 1000 kW. Все по-голямо развитие по-
лучава телевизията и радиолокацията.
В развитието на радиопредавателната техника и при проектирането
на съответните съоръжения понастоящем, главно по съображения за
по-икономична и сигурна експлоатация, се налагат някои общи тенден-
ции, като: а) увеличаване на мощността чрез паралелно включване на
еднотипни крайни стъпала и чрез сумиране на мощности в анодния
фидер или на електромагнитните вълни в пространство™, б) използу-
ване на лампи с активирани катоди (с големи стръмности) и охлаж-.
дане чрез изпарение, в) въвеждане на автоматизирано управление,
г) използуване на силови полупроводникови прибори и др.
6
Развитие на радиопредавателната техника у нас.
Първите експериментални предавания у нас са цроведени през 1903 г.
с радиотелеграфен предавател. В 1910 г. е пуснат в действие за слу-
жебно ползуване от флотата един искров предавател с мощност 2,5 kW.
Три години по-късно е доставен за нуждитена съобщенията втори
искров телеграфен предавател на дълги вълни с мощност 7,5 kW. През
1929 г. международните радиотелеграфии връзки на страната се про-
веждат вече с два лампови предавателя, монтирани до тара София —
единият за къси, а за другият за дълги вълни. Преди 9. IX. 1944 г. у
нас имаше само един по-мощен радиоразпръсквателен предавател (край
с. Вакарел с мощност 60 kW),KofiTO не беше в състояние да осигури
достатъчно силно електромагнитно поле за цялата страна.
Особено бързо развитие и внедряване получи радиопредавателната
техника след 9. IX. 1944 г. За периода от 20 години нашите радио-
предаватели по вид и сумарна мощност на излъчване се увеличиха
многократно. Понастоящем у нас се намират в експлоатация мощни и
модерни радиоразпръсквателни предаватели на средни вълни като
тези край Плевен, Пловдив и Благоевград (за I програма на Радио
София); Вакарел, Варна и Ст. Загора (за II програма); Шумен и Кър-
джали (програма за турското население у нас). С помощта на мощни
късовълнови предаватели и модерни антенни съоръжения към тях
нашата страна осъществява понастоящем радиовръзки и радиораз-
пръскване с най-отдалечените страни на земята. За подобряване на ка-
чеството на радиоразпръскването през последната петилетка влязоха
в експлоатация УКВ-ЧМ предавателите в София и Пловдив. През
1953 г. заработи първият в нашата страна експериментален телевизионен
предавател, а през 1959 г. — и първият редовен такъв на VII канал.
От края на 1965 г. се намирет в експлоатация още два мощни УКВ-
ЧМ предаватели и централният телевизионен предавател на в. Ботев,
който работа на XI канал.
В областта на многоканалното радиопредаване чрез въвеждане на
мрежа от радиорелейни линии (РРЛ) от 1956 г. досега е постигнато също
чувствителен напредък в увеличаване на броя и качеството на теле-
графните, телефонните и радибканалите. От няколко години посред-
ством специалната РРЛ София—Букурещ—Москва нашата телевизия
извършва редовен обмен на телевизионни програми с Интервизията и
Евровизията.
След 9. IX. 1944 г. в НРБ се провежда с нарастващи темпове кон-
структорски и изследователска работа в областта на радиопредава-
телната техника. В редица института, заводи и ведомства се разра-
ботват и строят радиопредаватели с различно предназначение и мощност
2. КЛАСИФИКАЦИЯ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
ПО ВИДОВЕ. ОСНОВНИ ТЕХНИЧЕСКИ ПОКАЗАТЕЛИ
Класификация. Обикновено класифицирането на радиопредавате-
лите става по следните характерни признацигработенвълнов (честотен)
обхват ,високочестотна мощност, вид на работа, предназначение и др
7
Работният обхват на предавателите може да бъде за:дълги
вълни (30-4-300 kHz), средни вълни (300 4-3000 kHz), къси вълни
(3 4-30 MHz), ултракъси или метрови вълни (304-300 MHz), дециме-
трови вълни (300-г-3000 MHz) и сантиметрови вълни (3.1034-30.
. 103 MHz). Предавателите на дълги, средни и къси вълни се изпол-
зугат нормално за радиоразпръскване, радиовръзка и навигация, тези
на метрови — за УКВ-ЧМ радиоразпръскване, радиовръзка и телеви-
зионно разпръскване (1и III телевиз. обхват), а'дециметровше и сантимет-
ровите вълни — предимно за многоканално радиопредаване и радиоло-
кация. Напоследък' долната част на дециметровия обхват вече се из-
ползува и за нуждите на телевизията (IV и V телев. обхват).
По отношение на мощността строго разграничаване няма. Обаче
за удобство са възприети следните категории предаватели: маломощни
(до 100 W), със средна мощност (от 100 W до 3 kW), мощни (от 3 kW
до 100 kW) и свръхмощни (над 100 kW).
Предавателите се използуват главно за четири вида работа: теле-
графен, импулсен, телефонен и телевизионен вид работа. Телеграф ният
вид работа или телеграфната манипулация може да бъде
амплитудна или честотна. В първия случай при манипулирането се изменя
амплитудната стойност на излъчваните трептения, а във втория — тях-
ната честота. Амплитудната манипулация се извършва или с незатих-
ващи трептения, или с тонално-модулирани трептения. Понастоящем
най-широко се използува честотната манипулация. поради големите
технически предимства, конто тя има пред амплитудната — голяма ско-
рост на телеграфиране, тясна честотна лента и нечувствителност към
смущения. Радиотелеграфията се използува освен за предаване на ин-
формация чрез известните телеграфии знаци все повече и за предаване
на неподвижни образи — снимки (фототелеграфия) и при директно
буквопечатане (телепис). Импулсният вид работа се характери-
зира с това, че времето на излъчване на в. ч. трептения е много
кратко (0,1 -г- Ю (is) и много по-малко от времето, когато предавате-
лят е запушен (200 4-5000 pts\ Този режим на работа е характерен за
радиолокационните предаватели. Телефонният вид работа се
постига чрез амплитудна модулация—AM, или честотна модулация'—ЧМ,
на високочестотните трептения с нискочестотни сигнали (съответству-
ващи на говор или музика). При амплитудна модулация заеманата
честотна лента е много по-тясна в сравнение с тая при честотната
модулация. Това основно предимство на амплитудната модулация
обяснява най-широкото й прилагане в предавателите за дълги, средни
и къси вълни. Недостатък при нея е силната й уязвимост от сму-
щения и ниският к. п. д. на предавателите (2O4-5O?/o). AM намира из-
ключително приложение в радиоразпръскването й отчасти в съобще-
нията и телевизията. При честотна модулация средната (носещата) че-
стота се изменя в плюс и минус — пропорционално на моментната
стойност на модулиращия н. ч. сигнал, а амплитудата на в. ч. трепте-
ния се запазва постоянна. Честотната лента тук е значително по-голяма
и това е основната причина за използуване на този вид модулация
изключително при честоти, по-големи от 30 MHz. ЧМ практически е
8
нечувствителна към смущаващи сигналя, което я правя приложима за
висококачествеко радиоразпръскване на УКВ. Наред с това тя се из-
ползува в телевизията и съобщенията. Характерного за телевизионния
вид работа е, че в. ч. трептения са модулирани по амплитуда от
съответствуващи на предавания образ електрически сигнали, наречени
видеосигнали, конто съдържат и синхронизиращи импулси. Звуковият
съпровод при телевизионного предаване е с честотна модулация. Поради
широката честотна лента, заемана при телевизионния вид работа
(6—7,5 MHz) за целите на телевизията се използува метровият и част
от дециметровия вълнов обхват.
По предназначение радиопредавателите биват:за радиоразпръскване,
за телевизионни предавания, за радиосъобщения и за специални цели,
като например за радионавигация, телеуправление и телеизмер-
ване и др.
По условията на експлоатацията представителите биват стациокарни,
подвижни (корабки, автомобилни, самолетни и др.) и преносими.
Предавателите се характеризират още и с начина на захранването
им, което може да бъде от електрическа мрежа, бордова мрежа, ба-
терия или смесено.
Основни технически показатели. В зависимост от класификацията
изискванията към различните видове предаватели са различии. Тези
изисквания определят съответните технически показатели Според ха-
рактера си те се подразделят на три групи: електрически-електроаку-
стични, експлоатационни и кокструктивни. Електрическите и електро-
акустичните показатели (мощност, работна честота или обхват, к. п. д.,
изкривявакия и др.) характеризират предаватели като електрическо
съоръжение. Експлоатационните показатели (като време за пренастройка
по обхват и вид на работа, степей на автоматизация, УБС-систама
и защита, контролно-измерителна апаратура и т. к.) отразяват степента
на удобство, сигурност и икокомичност в експлоатацията на предава-
теля. Конструктивните показатели дават информация за размерите,
теглото, вида на конструкцията и използуваните материали и т. н.
Като основни технически показатели, коитгёсе откасят за почти
всички радиопредаватали, са мощност, к. п. д., работка честота (обхват),
стабилност на честотата, различните видове изкривявания и собст-
вен шум.
Мощността на предавателя се определи от променливотоковата
мощност, която постъпва във входа на фидеркия кръг Рфк или във
входа на антекния кръг Р\к. Ако се знае мощността в трептящия кръг
на крайното стъпало Р19 мощността на предавателя се определи
с израза
РАк = Р1 ИЛИ Рфк e Pi ,
където
7]к е к. п. д. на трептящия кръг на крайното стъпало, включи-
телно филтровете и съгласуващите кръгове;
7}ф — к. п. д. на фидера, който свързва антената с изхода на
предавателя.
9
Променливотоковата мощнест Р&к (Рфк) за телефонен вид работа се
дава за режим на мълчание, т. е. при излъчване на немодулирани треп-
тения, а за телеграфен — при излъчване на телеграфии знаци (в режим
на натиснат ключ-манипулатор). Мощността на предавателя е фактор,
конто при равни други условия определи разстоянието (района) на
действие и стабилността (качеството) на радиоприемането.
Общият (промишлен) коефициент на полезно дейст-
вие на предавателя се изразява с отношението на променливотоковата
мощност РАк и мощността, която предавателят консумира от захран-
ващия токоизточник (ел. мрежа и пр.) РКонс, т. е.
*)пр= ^-100 [%].
'коне
Стойността на т}пр зависи от редица фактори като:вида на работа
и модулацията, избрания режим на отделните стъпала и мощноегта
на предавателя. При предаватели със средни и големи мощности
т]пр = 204-50%, а при маломощни — ^Прв 10 ч-20 %.
Работната честота (обхват) на съвременните предаватели
се избира според предназначснието им, необходимата далечина на пре-
даване и други технически изисквания. При това може да се използува
или непрекъсната плавна настройка, или чрез стъпално превключване
на определен брой фиксирани честоти от обхвата.
Стабилността на честотата има извънредно'голямозначение
за сигурността на радиовръзката и качеството на работата. Специално
за предавателите, работе щи в обхватите за дълги, средни и къси
вълни, където техният брой е голям, а заеманите честотни ленти
(радиоканали) са сравнително тесни (9 kHz), изискванията са особено
строги. Във връзка с това стойностите на допустимата честотна ие-
стабилност са определени от съответни международни организации и
са задължителни за всички държави. Изискванията по отношение на
стабилността се обуславят главно от вида, мощността, предназначе-
нието и работната честота на предавателите.
Изкривяванията в радиопредавателите влошават главно каче-
ството на предавания полезен сигнал, така че при приемането става
невъзможно да се възпроизведе точно неговата първоначална форма
или характер. Основните изкривявания, уловими от слуха, са: нели-
нейни — вследствие появата на хармонични на модулиращите честоти,
и линейни (честотни) — от неравномерната пропускваемост на различ-
ите модулиращи честоти. При качествените радиопредаватели -с
амплитудна модулация например нелинейните изкривявания за дълбо-
чина на модулацията 90 % не трябва да са по-големи от 24-3%, а ли-
нейните — от ± (1 ч- 2) dB.
Към основните показатели спада и т. нар. .собствен шум" на
предавателя. Той се дължи предимно на променливите отоплителни
напрежения или на недоброто изглаждане на постоянните захранващи
напрежения и се проявява като паразитна (смущаваща) модуляция на
10
предавателя. Високо качество на радиопредаването се постига при не-
значителна паразитна модулация — когато тя е поне — (55 4- 60) dB
спрямо дълбочина на модулацията 100%, извършвана с полезен
сигнал.
3. БЛОКОВА СХЕМА НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛ И НА ТРАКТА
СТУДИО-ПРЕДАВАТЕЛНА АНТЕНА
В най-общия случай радиопредавателите съдържат два основни ка-
нала: високочестотен канал и канал на управляващите (телеграфии,
н. ч. модулиращи и др.) сигнали. Високочестотният канал се състои от
стъпала за генериране, усилване и евентуално за умножение и моду-
лиране на в. ч. трептения. В управляващия канал слабите сигнали, по-
лучавани от телеграфного бюро, микрофона или съответното студио,
се усилват и евентуално преобразуват (при телеграфия), така че да е
възможно извършването на ефективно управление, респ. 100% модулация
на в. и. трептения. Нормалната работа на предавателите в зависимост от
тяхната мощност се осигурява от повече или по-малко развити допълни-
телни системи като: система за управление, блокировка и сигнали-
зация, охладителна система, редовно и аварийно електрозахранване и
др. Последните не се разглеждат в настоящий учебник, тъй като са
обект на специален курс.
В зависимост от предназначението, мощността, честотния обхват и
вида на управление на в. ч. трептения основните канали на радиопре-
давателите може да имат различно решение по брой и видове на
Допълнцтел-
ни система
♦
В. У. канал —*•
Н. У. канал —►
I Електро-\ \0хладител-\ [управление !
'мхрам6ане\ \на система \ \олокира6ка и
L j [_ J 'сигнализация J
Антенна-
—-1 фидерна
кръгобе
Фиг. 3.1
стъпалата. Блоковата схема на един мощен предавател за радио-
разпръскване с амплитудна модулация е дадсна на фиг. 3.1. В генера-
тора се получават стабилни високочестотни трептения. За избягване
неблагоприятного влияние на следващите стъпала върху честотната
стабилност на генератора непосредствено след него по принцип се
включва едно отделителио (буферно) стъпало с голямо входно съпро-
11
тивление и без решетъчен ток. Понякога в отделителното (буферного)
стъпало се извършва и умножение на честотата. Броят на умножител-
ните стъпала зависи от работния честотен обхват на предавателите и
при къси вълни може да бъде голям. Използуването на умножение на
честотата благоприятствува за постигане на по висока честотна ста-
билност на предавателите, поради което се прилага в повечето случаи.
Високочестотният усилвател осигурява стабилно възбуждане на край-
няя мощен усилвател, който определи мощността на предавателя.
За отдаване на възможно по-голяма част от променливотоковата мощ-
ност към антената (фидера) крайното стъпало трябва да бъде съгла-
сувано с антената. За тази цел служат антенно-фидерните кръгове.
Обикновено управляващият нискочестотен сигнал има стомност, по-
малка от 1 V. Това налага той да бъде предварително усилен от един
краен усилвател. Към този усилвател нормално се предвиждат и въз-
можности за изравняване на честотната характеристика на н. ч. тракт
и за ограничаване до една максимална стойност (съответствуваща на
дълбочина на модулацията 100%) на н. ч, сигнал. Основного усилване
на управляващия н. ч. сигнал се получава в нискочестотния усилвател,
който посредством подмодулатора възбужда крайния н. ч. усилвател на
мощност, наречен модулатор.
Модулирането на в. ч. трептения се извършва в крайното и евен-
туално в предпоследното в. ч. стъпало. При предавателя с по-малка
мощност е допустимо модулирането да става и в никое по-предно
стъпало, тъй като свързаното с това намаление на общия к. п. д. няма
да има особен икономически ефект.
Телеграфните предаватели имат значително опростена блокова схема,
тъй като управляващият канал при тях се състои само от един мани-
пулятор (фиг. 3.2). Обикновено се използуват електронни манипулатори
Фиг. 3.2
конто съдържат н. ч. усилвател, постояннотоков усилвател и елек-
тронно реле за управление на трептенията във в. ч. тракт. С манипу-
латор от този вид може да се извършва амплитудна манипулация
чрез н. ч. сигнали (60 J-? 5000 Hz) или постояннотокови импулси с
единична или двойка полярност. Управлението на в. ч. трептения се
12
извършва в някое от стъпалата след генератора посредством измене-
ние на режима на съответната лампа. При известии условия висока
стабилност на честотата може да се получи и чрез управление на в. ч.
трептения в самия генератор, при което се постига по-голяма чистота
(по-малки смущения) на радиоканала.
Фиг. 3.3
При честотна модуляция и манипуляция управлението на в. ч. треп-
тения се извършва най-лесно и удобно в генераторното стъпало. Това
става посредством един честотен модулятор съответно манипуля-
тора (фиг. 3 3), в който постъпват полезните електрически сигнали
на съобщението (говор, музика или телеграфии знаци).
За избягване на създаването на силни електромагнитни полета,
пречещи на нормалното приемане, като правило предавателите с го-
лима мощност се строят на значителни разстояния от населените места
<5-4-15 km). В други случай с оглед използуването на по-благоприятни
междични усилбатеАни g у. фидер
станции
Фиг. 3.4
условия за разпространение на слектромагнитните вълни или по други
причини предавателите може да бъдат отдалечени от студиото (радио-
бюрото при телеграфно предаване) на десетки и стотици километри.
В този случай са необходими допълнителни съоръжения към предава-
теля. На фиг. 3.4 е дадена блокова схема на тракта Студио-предава-
13
телна антена. Началният пункт на този тракт е студиото. То е съоръ-
жено със специална апаратура за качествено преобразуване, записване,
възпроизвеждане, усилване и контролиране на програмата, конто трябва
да се излъчва. Получените от студиото електрически нискочестотни
сигналы (съответствуващи на предаваната програма) се изпращат към
радиопредавателя посредством специални радиофонични канали РФК с
високо качество. РФК може да бъдат кабелни, кабелни с междинни
усилвателни станции, чрез радиорелейни линии и смесени (от трите ос-
новни вида РФК).
Модулираните в. ч. трептения в предавателя се подават на антената
за излъчване, чрез специален в. ч. фидер, който в някой случай е със
значителна дължина (2004- 300 т). Фидерът е ©размерен с известна
резерва за максималната мощност на предавателя и в зависимост от
нея и работната честота може да бъде с различна конструкция —
симетрична двупроводна линия (при къси вълни), коаксиален въздушен
фидер или коаксиален маслен кабел (при средни и дълги вълни). Излъчва-
нето на в. ч. енергия е желателно да става с възможно по-висок к. п. д.
За целта трябва да се осигури добро съгласуване между антената А и
в. ч. фидер. Необходимите за това елементи на антенно-фидерните
кръгове (кондензатори, вариометри и др.) се монтират непосредствено
до антенния излъчвател в специално помещение или шкаф.
Съоръжаването и експлоатацията на един предавателен тракт като
описания е свързано с големи инвестиции и разходи по поддържането
му. Поради тази причина такива решения се използуват за предаватели
с голяма мощност и отговорна програма. За обикновените случаи пре-
давателният тракт е опростен, като излолзуваните съоръжения са по-
малко по обем и с по-ниски показатели:
ВТОРА ГЛАВА
ПРЕДАВАТЕЛНИ РАДИОЛАМПЫ
Въпроситс, конто се разглеждат в курса по радиопредавателни
устройства, могат да се разделят на две основни групи. Към първата
се отнасят въпросите, свързани с режимите на предавателните лампи,
конто се явяват основни елементи на всеки лампов радиопредавател.
Към втората трупа спадат въпросите, отнасящи се до елементите във
външните вериги на лампите. Поради първостепенното значение, което
има първата трупа въпроси, необходимо е в началото да бъдат раз-
гледани особеностите на предавателните лампи, статичните им характе-
ристики и тяхната идеализация независимо от това, че тези въпроси
са били разтлеждани и в предшествуващия курс по електронни и
йонни лампи.
14
4. ОСОБЕНОСТИ НА ПРЕДАВАТЕЛНИТЕ РАДИОЛАМПИ И ИЗИСКВАНИЯ,
КОНТО СЕ ПРЕДЯВЯВАТ КЪМ ТЯХ
Лампите, предназначени аа използуване във високочестотните стъ-
пала на предавателите, се наричат генераторни, а тези, предназначени
за използуване в модулаторните стъпала — модулаторни. По принцип
на действие тези лампи не се раэличават от приемно-усилвателните,
но по конструкция и геометрични размери често съвсем не приличат
на тях.
Генераторни лампи
К ласиф акация. Те могат да се класифицират по няколко при-
энаци: по броя на електродите — триоди, тетроди (предимно
лъчеви) и пентоди; по вида на охлаждането — с естествено
охлаждане (до 2 kW), с принудително въздушно охлаждане (до
100 kW) и с принудително водно охлаждане (до 500 kW); по типа
на катода — с директно отопление (чисто волфрамов катод, кар-
бидиран — ториран волфрамов катод или оксиден катод) и с инди-
ректно отопление (оксиден катод); по номинална мощност,
под която се разбира променливотокова мощност при работа в опти-
мален граничен режим клас С — малоиощни (от единици вата до
100 W), средномощни (над 100 W до 3 kW) и мощни (над 3 kW до
500 kW).
Широкият диапазон на мощности на генераторните лампи обуславя
и голямото им различие по отношение на емисионен ток и анодно за-
хранващо напрежение. Докато маломощните лампи имат емисионен
ток няколко десетки милиампери и анодно напрежение няколко сто*
тици волта, и най-мощиите лампа имат емисионен ток стотици ампери
и анодно напрежение, достигащо до 15-5-18 kV.
Изисквания. Нека се спрем върху основните изисквания, конто се
предявяват към генераторните лампи.
1. Лампите, конто се използуват във високочестотните усилватели
на мощност, трябва да имат колкото се може по-висок к о е ф и -
циент на усилване по мощност. Това позволява да се на-
мали броят на стъпалата на предавателя. Висок коефициент на усил-
ване по мощност притежават тези лампи, конто имат голяма стръм-
ност на статичните характеристики на анодния ток и позволяват въа-
можно най-пълно използуване както на анодния ток, така и на анод-
ното напрежение. Измежду лампите с малка и средня мощност най-
висок коефициент на усилваае по мащност притежават генераторните
пентоди. При тях в режим, близък до оптималния (при който се по-
лучава максимална променливотокова мощност), токът на управлява*
щата решетка е малък. Освен това те позволяват доста пълно иэ-
ползуване както на анодния ток, така и на анодното напрежение.
Горното може да се обясни с това, че статичните характеристики
ia=f при пентодите са винаги значително по-наляво, отколкото
15
05
Фиг. 4.1
[ Генераторам трард
при триодите, поради влиянието на постоянного положително напре-
жение на екранната решетка. За получаване на едка и сына ампли-
туда на импулса на анодния ток /ам при равни останали условия
токът във веригата на управляващата решетка на пентода е по-малък
в сравнение с този на триода (фиг. 4.1).
2. Второго основно изискване към генераторните лампи е да имат
малък проходен капацитет И тук пентодите, а след
тях и лъчевите тетроди се оказват по-подходящи в сравнение с трио-
дите. Поради наличието на екранна решетка, която играе ролята на
електростатичен екран между управляващата решетка и анода, про-
ходният капацитет Cag се получава значително по-малък. Това позво-
лява усилвателните стъпала с пентоди и тетроди да се изпълняват
без неутрализация на вредного влияние на проходния капацитет. Лип-
сата на неутрализация опростява както схемата на стъпалото, така и
процеса на регулиране и настройване на същото.
3. Трето основно изискване към генераторните лампи е да имат
слаба зависимост на тока във веригата на управля-
ващата решетка от изменението на анодного напре-
жение. И тук предимство имат пентодите и тетродите, тъй като
при тях управляващата решетка е екранирана от полето на анода и
влиянието на последното е слабо. Това се вижда от сравнението на
статичните характеристики на тока във веригата на управляващата
решетка на един генераторен триод и генераторен пентод (или тетрод)
с еднаква номинална мощност.
4. Друго изискване е лампите от един и същ тип да имат малко
отклонение на параметрите си и по-специално на стръм-
ността на статичните характеристики на анодния ток.
5. Освен това към всички лампи се предявява изискването за п о -
голяма продължителност на работа. Под продължител-
яост на работа се разбира интервалът от време, в течение на който
се гарантира запазване на вакуума и намаление на електронната емисия
с не повече от 15% от номиналната й стойност. По такъв начин към
края на продължителността на работа на лампата е възможно нама-
ление на променливотоковата мощност на стъпалото до 30%. Не
трябва да се забравя, че дългото пазене на лампите на склад съкра-
щава продължителността им на работа, тъй като с течение на времето
с възможно влошаване на вакуума в балона на лампата.
Към лампите, работещи на къси вълни, освен горните изисквания
трябва да се прибавят още и следните:
6. Малък изходен капацитет на лампата, за да може да
се осъществи трептящ кръг с високо характеристично съпротивление
и висок к. п. д. (на трептящия кръг).
7. Минимална индуктивност на катода и екранната
решетка (при триодите на управляващата решетка)
и техните изводи за намаляване на връзката между входната и
изходната верига на стъпалото.
8. Малки загуби в стъклото, изолаторите и цо-
къла на лампата при високи честоти.
2 Раднонредавателна техника
17
9. Малко активно съпротивление на изводите на
анода, решетката и катода за високочестотните то-
ков е. При работа на къси вълни изводите на електродите тряб^а
да бъдат оргзмерени така, че да издържат тази част от кръговия ток,
която се ожлонява през капацитивната проводимост на лампата.
10. Колкото се може по-малко отклонение на
стойността на йзходния капацитет на лампите от
един и същ тип, предназначени за работа в стъпалата със спрег-
нато управление на кръговете, за да може смяната на лампите да не
предизвиква значителна разстройка на кръговете.
11. Генераторната лампа трябва да работи с възможнд по-ниско
номинално анодно захранващо напрежение и възможно
по-голям емисионен ток, което обуславя ниско оптимал-
но товарно съпротивление. Това позволява в едно изходно
високочестотно стъпало по сложна схема да се получи по-висок к.п.д.
на междинния трептящ кръг.
Специалните изисквания към лампите, предназначени за работа в
СВЧ-обхват, са разгледани отделно в глава 9.
В заключение може да се каже, че почти всички съвременни лам-
пови предаватели с малка и средна мощност, конто работят в обхва-
тите на дълги, средни, къси и метрови вълни, използуват във високо-
честотните си стъпала изключително генераторни пентоди и лъчеви
тетроди с икономични високоефективни катоди (оксидни и торирани-
карбидирани). Понастоящем генераторни пентоди се произвеждат с
номинална мощност до 2 kW, а генераторни лъчеви тетроди — до
30 kW. Производството на такива лампи с мощности, по-големи от
указаните, се ограничава от редица конструктивни затруднения. Поради
тази причина мощните и свръхмощните предаватели, конто работят в
указаните обхвати, използуват в последните си високочестотни стъ-
пала (от около 10 kW нагоре) само генераторни триоди. Същите се
изработват напоследък почти изключително с карбидирани-торирани
катоди (дори и най-мощните 500-киловатни триоди) и се характери-
зират с повишена емисия на катода и голяма стръмност на статич-
ните характеристики на анодния ток (достигаща при най-мощните
триоди до 300 mA/V).
Модулаторни лампи
Модулаторните лампи (наричат се още мощни усилвателни лампи)
по външен вид и конструкция на електродите почти не се различават
от генераторните лампи. Тези лампи в радиотелефонните предаватели
се използуват в усилвателните стъпала на модулатора. Модулаторните
лампи се изработват обикновено като триоди (особено тези с голяма
и средна мощност). Това, което ги отличава от съответните по мощ-
ност генераторни триоди, е, че те имат леви статични характери-
стики, разположени почти изцяло в областта на отрицателните реше-
тъчни напрежения. Последното от своя страна позволява работа на
18
лампата без решетъчен ток и получаване на усилване без нелинейни
изкривявания, което е едно съществено изискване към модулаторните
триоди. За получаване на леви статични характеристики модулатор-
ните триоди се изработват с голяма проницаемост D, съответно малък
коефициент на усилване р. Докато съвременните генераторни триоди
имат |i = 30-?100, модулаторйите триоди имат обикновено р. = 6-:-10.
Голямата проницаемост се постига чрез по рядка решетка на лампата.
5. СТАТИЧНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА ПРЕДАВАТЕЛНИ РАДИОЛАМПИ
И ТЯХНАТА ИДЕАЛИЗАЦИЯ
Необходимост от статични характеристики. Една и съща пре-
давателна лампа може да се постави в различен режим на работа.
Това зависи от изискванията към стъпалото, в което тя се използува.
За определяне на подходящ режим на работа на лампата е необхо-
димо да се познават още и нейните електронни свойства, т. е. зависи-
мостите на токовете в различните вериги на лампата от действува-
щите напрежения в тях. При работа на свърхвисоки честоти, когато
започва да се проявява инерцията на електроните, тези зависимости
се усложнявэт извънредно много. Но при не много високи радио-
честоти електронните процеси,в лампата се определят достатъчно
пълно от нейните статични характеристики. Поради това последните
се явяват основа за изчисление режима на работа на предавателните
лампи в обхвата на дълги, средни, къси и метрови вълни.
Статични характеристики. Статичните характеристики
изобразяват в графичен вид зависимостта на тока
в една от веригите на лампата от н а пр е ж е н и я та,
действуващи в статичен режим във всичките й ве-
риги, при липса на товарни
Под напрежение, действуващо в ста-
тичен’ режим, тук се разбира постоянно
напрежение е = £*, стойността на кое-
то е неизменна, или се измени извън-
редно бавно «фиг. 5.1). Статичните ха-
рактеристики за всяка конкретна лампа
се определят само по опитен път.
Всеки от токовете на лампата зави-
си едновременно от напреженията във
всичките й вериги или, както се казва
още, се явява функция на всички тези
съпротивления в тях.
напрежения. За да може тази функция да се изобрази графично в една
равнинна координатна система, необходимо е за независима промен-
лива да се избере едно от напреженията, а на останалите да се да-
дат постоянни стойности, т. е. да се приемат за параметри. При да-
вазе на различии стойности на един от параметрите се получават раз-
личии статични характеристики, който образуват едно семейство
19
по отношение на този параметър. Най-голямо приложе-
ние намират семействата статични характеристики, при конто за
независима променлива се използува едно от напреженията eg или ел.
Фиг. 5.3
Фиг. 5.2
Такива семейства характеристики се наричат съответно решетъчни
илианоднй. На фиг. 5.2 са дадени за пример решетъчни семейства
статични характеристики на катодния, анодния и решетъчния ток на
един генераторен триод, а на фиг. 5.3 — тези на катодния, анодния,
екранния и решетъчния ток на един генераторен пентод. Характе-
ристиките на генераторните лъчеви тетроди са подобии на тези на ге-
нераторните пентоди.
20
Основного различие между статичните характеристики на един
генераторен триод и един генераторен пентод (или лъчев тетрод) се
състои в това, че семействата решетъчни характеристики на катодния
и анодния ток на триода са
десни (фиг. 5.2), докато тези
на пентода (или лъчевия тетрод)
са леви (фиг. 5.3). Това от своя
страна определи малката стой-
ност на тока във веригата на
управляващата решетка на пен-
тода в сравнение с този на
триода (фиг. 4.1).
Напрегнатост на режима
по дадена решетка. Нека се
спрем първо на генераторния
триод и разгледаме характери-
стиките му в решетъчна коор-
динатна система (фиг. 5.2.). На
всяка стойност на параметъра
на характеристиките еа съот-
ветствува по една характери-
стика на токовете ik, ia и ig.
На фиг. 5.4 е дадена такава
тройка характеристики. В по-
лете на характеристиките е
прекарана пунктирана верти-
кална права. Тя разделя всяка от характеристиките на анодния ток
на два участъка. Първият участък (/) започва от —О их се про-
стира дотам, докъдето с увеличение на решетъчното напрежение анод-
ният ток се увеличава. Този участък съответствува на отрицателни и
не много големи положителни стойкости на egi при конто решетъч-
ният ток или липсва, или е сравнително малък. Поради това анодният
ток в този участък се различава незначително от катодния
Вторият участък (//> е разположен вдясно от първия и съответствува
на сравнително големи положителни стойкости на её. Характеризира
се с това, че с увеличение на eg престава нарастването на анодния
ток ia, а започва рязко увеличение на решетъчния ток Първият
участък, на конто съответствува малък решетъчен ток или липсва
такъв, се нарича участък на ненапрегнат режим по управ-
ляващата решетка. Вторият участък, който съответствува на
голям решетъчен ток, се нарича участък на напрегнат режим
по управляващата решетка. Границата между двата участъка
се нарича точка на граничен режим по «управляващата
решетка. Тази граница между ненапрегнат и напрегнат режим не е
изразена точно и се определи ориентировъчно. Обикновено при триод-
ните лампи последните думи „по управляваща решетка" се изпускат,
но се подразбират. Казаното дотук за тази тройка характеристики на
катодния, анодния и решетъчния ток се отнася и за всички останали
21
тройки характеристики. За всяка от тях може да се посочи точка на
граничен режим, която разделя характеристиката на анодния ток на
споменатите два участъка. Линията, прекарана през точките на гра-
ничен режим на отделните ста-
тична характеристики на анод-
ния ток, се нарича линия на
граничен режим в реше-
тъчна координатна си-
стема. Тя разделя полето на
статичните характеристики на
две области: облает на ненапрег-
нат режим наляво от нея и
облает на напрегнат режим на-
дясно от нея (фиг. 5.2 б).
На фиг. 5.5 е дадена една
тройка статични характеристики
на генераторен триод 4, ia и ig
в анодна координатна система.
И тук характеристиката на анод-
ния ток може да бъде разде-
лена на два участъка. В уча-
стъка на ненапрегнат режим (Z)
анодният ток ia намалява бав-
но с намаление на анодното напрежение еа, а решетъчният ток ig е
малък или липсва. В участъка на напрегнат режим (II) с намаление
на анодното напрежение анодният ток рязко намалява, а решетъч-
ният — рязко се увеличава. Точката на граничен режим и тук е гра-
ницата между двата участъка' на характеристиката. Линията, която
съединява точките на граничен режим на отделните статични характе-
ристики на анодния ток в това поле, се нарича линия на гра-
ничен режим з анодна координатна система. Надясно
от тази линия е областта на ненапрегнат режим, а наляво от нея —
областта на напрегнат режим.
Казаното дотук се отнася за генераторен триод. Същото може да
се повтори и за генераторен пентод (или генераторен лъчев тетрод) с
тази разлика, че в областта на напрегнат режим рязко нараства не
токът във веригата на управлявагцата решетка, а токът във веригата на
екранната решетка. Затова при тези лампи се говори за напрегнат
режим по екранна решетка. Обикнове'но токът във веригата на управ-
ляващата решетка е относително много малък, поради което режимът
по тази решетка е ненапрегнат. Когато при един пентод или лъчев
тетрод се говори за напрегнатост на режима, без да се уточнява по
отношение на коя решетка става въпрос, трябва да се разбира, че
напрегнатостта на режима се отнася за екранната решетка. Ако е не-
обходимо да се определи напрегнатостта на режима по управлявагцата
решетка, това специално се подчертава.
Идеализация на статинните характеристики. Съществуват
два основни метода за начисление на режима на работа на лампата в
22
едно стъпало: графоаналитичен и аналитичен. При графоаналитичния
метод изчислението на режима се извършва непосредствено по ста-
тичните характеристики, снети опитно. Този метод обезпечава висока
точност, но обикновено не се използува, тъй като изисква много
сложим графични построения. При аналитичния метод първо се из-
вършва така наречената идеализация (апроксцмация) на характеристи-
ките. Опитно снетите статични характеристики, конто представляват
криви линии с доста сложна форма, се заменят с други по-прости
линии. Последните се различават в известна степей от първите, но
затова пък се описват със сравнително прости аналитични изрази.
След това с помощта на тези аналитични изрази изчислението на ре-
жима на работа на лампата се извършва изцяло в аналитична форма,
без каквито и да е графични построения. Този метод, макар и прибли-
зителен, се е наложил като основен метод при изчисление на стъпа-
лата на радиопредавателните устройства, тъй като е значително по-
прост в сравнение с графоаналитичния.
При аналитичния метод идеализацията на реалните статични харак-
теристики може да се извърши посредством различии видове линии:
аркустангенсоида, полукубическа парабола, начупена линия и др., при-
ближаващи се повече или по-малко към реалните характеристики. От
тях най-голямо приложение поради простотата си е намерила идеали-
зацията чрез начупена линия. Тази идеализация позволява да се опише
зависимостта на кбй да е от токовете на лампата във функция от
междуелектродните напрежения във вид на линейни уравнения и да
се получат много прости изчи-
слителни формули.
Линейна идеализация на
характеристиките на анод-
ния ток. Като се замени накло-
нената част на решетъчната
характеристика с права и като
се приеме, че наляво от точ-
ката й на пресичане с абсцис-
ната ос токът е равен на нула,
а в областта на напрегнат ре-
жим има постоянна стойност,
се получава опростена характе-
ристика във вид на начупена
линия, показана на фиг. 5.6.
На същата фигура с прекъсна-
та линия е показана реалната
характеристика. Най-прост вид
семейство идеализирани характеристики се получава, ако се приеме, че:
1. Стръмността на наклонените участъци на характеристиките за
различии стойности на параметъра еа е една и съща.
2. Наклонените участъци на характеристиките се изместват наляво
ла еднакви разстояния при еднакви нараствания на еа. При тези две
условия решетъчното семейство идеализирани характеристики на
23
анодния ток la=f(e^ има вида, показан на фиг. 5.7. В областта на
ненапрегнат режим идеализираното семейство характеристики има неиз-
менни параметри:
; D=( =
\Mg )еа=солм \ ’ 1 \^zfl/^=const-
ненапр мап?-
режим* / режим
Фиг. 5.7
характеристики на анодния ток, е
(при тетроди и пентоди трябва
да се добавят още и условията
ega = const и = const).
Трябва да се има пред вид, че
реалните статични характеристики
/в=f(eg) на генераторните лампи са
разходящи (ветрилообразни), а не
паралелни една на друга и следова-
телно параметрите им 5, D и R,
са променливи. Обаче при прави-
лен избор на параметрите на се-
мействата идеализирани характери-
стики грешките, конто се получа-
ват при изчисление на режима на
анодната верига на лампата, се
оказват в допустими граници (5-4-
4-10%). На фиг. 5.8 е дадено
едно анодно семейство идеализи-
рани характеристики на анодния
ток ic=f(ea\
Преди съставяне на уравнение-
то, описващо семейството статични
необходимо да се припомни поня-
тието у правлявзщо напрежение на лампата. Последното се опре-
дели като анодно напрежение на един фиктивен еквивалентен диод,
който има същия катоден ток, както и реалната лампа. При това
анодът на еквивалентния диод може да бъде разположен на мястото
на анода или на една от решетките на лампата. Тук ще приемем, че
той е разположен на мястото на първата решетка. Следователи© управ-
ляващото напрежение. приложено към първата решетка на лампата,
създава такъв катоден ток, какъвто създават общо напреженията,
действуващи върху всички електроди на лампата (фиг. 5.9). При опре-
деляне на управляващото напрежение потенциалите на анода, защит-
ната и екранната решетка се пренасят преизчислени върху управля-
ващата решетка. Преизчисляването им се свежда до тяхното намаление
в съответствие с проницаемостта D «а решетките между този елек-
трод и катода. Тази проницаемост характеризира отслабването на
действието на потенциала на дадения електрод върху катодния ток
на лампата в сравнение с потенциала на управляващата решетка.
В най-общ случай управляващото напрежение се дава с израза
е,—+^1^2+DtDteti 4-
24
където
Dlf D* Dg са проницаемостите съответно на управляващата,
екранната и защитната решетка, а
^2, egs и еа са моментните стойкости на напреженията на елек-
тродите на яампата. При триодите«липсват втора и трета решетка и
еу = е& + Dea, където D = DV При тетродите липсва защитна решетка и
е1=eg + Dxeg2 + Зависимостта на катодния ток от управляващото
напрежение 4=/(еу) за генераторните лампи е дадена на фиг. 5.10. От
нея се вижда, че при отрицателни стойкости на управляващото напре-
жение катодният ток е равен на нула. При неголеми положителни
стойкости еу характеристиката 4=/(еу) има криволинеен участък. При
големи стойкости на еу зависимостта на ik от еу става близка до линейна.
При много големи стойкости на еу ходът на характеристиката има
различен вид в зависимост от типа на катода на лампата. При волфра-
мов катод (крива /) катодният ток достига стойност на насищане
25
1k нас, след което остава практически постоянен при увеличение на £у-
При ториран-карбидиран катод (крива 2) областта на насищане на-
стъпва при по-големи стойности на еу и не е изразена така ясно. При
оксидни катоди (крива 3) облает на насищане практически не се до-
стига, а катодният ток се ограничава от допустима за него стойност
Лдоп» над която той започва да се руши. Тъй като съвременните гене-
раторни лампи се правят с оксидни или торирани-карбидирани катоди,
облает на насищане при тяхната работа не се достига. Идеализи-
рана характеристика на катодния ток е дадена на фиг. 5.11 (с пре-
късната линия е дадена реалната характеристика). Възходящият уча-
стък на идеализираната характеристика се описва с уравнението
— S(e, ^уо) г
където
S е стръмността на идеализираната характеристика, а
fyo—параметър на идеализацията.
Оттук лесно може да се получи уравнението на семейството идеа-
лизирани характеристики на анодния ток за областта на ненапрегнат
режим. Като се вземе пред вид, че в ненапрегнат режим ia^ik и като
се замести управляващото напрежение със съответния му израз, се
получава:
за пентод + + — fyo);
за тетрод ia « 4=S(eg + ел — E^);
за триод ia^lk=S(eg + Dea—Е^).
26
Тъй като при пентод и триод обикновен о eg2 — const; егзж^, = 0»
може да се напише
за пентод ia = S(eg + ВХЕ&2 -^В{В.2В3еа — fу0);
за тетрод la = S(eg+BxEg2 -|- BtB2ea — EyQ).
Друг важен параметър на лампата, който се изволзува много при
изчисленията е напрежението на запушване Eg на онази идеализирана
характеристика la = f(eg)9 конто съответствува на стойността на пара-
метъра еа = Еа. Този параметър може да се определи за триод, тетрод
и пентод от последните три уравнения, като се замести в тях /а=0;
еа = Еа и eg=Eg\
за пентод Eg + BxEg2 + В^В^а — fy0=0,
откъдето Eg = fуо — D^E# — ВХВ^В3ЕЛ;
за тетрод Etg+В^^+В^В^Еа — fyo = O,
откъдето Eg=EyQ—BYEg2~ВхВ^Еа;
за триод Eg^BEa — fyo = O,
откъдето Ее=Еу$ — ВЕа.
Като се използува Eg9 се получава следното уравнение на статичните
характеристики на анодния ток чрез заместване на EyQ=Eg + BEa:
ia = S^eg — Eg+B(ea — fa)], където
при триод B — Br
при тетрод В = ВХВ>
при пентод В = ВГВ2В3.
В областта на напрегнат режим всички идеализирани характеристики
на анодния ток в анодна координатна система се сливат в една един-
ствена права — линията на граничен режим. Последната се характе-
ризира със своята стръмност, конто се бележи с 5гр и се явява
един от иай-важните идеализирани параметри на всяка генераторна
лампа.
Уравнението на линията на граничен режим се явява уравнение на
идеализираните статични характеристику на анодния ток в напрегнат
и в граничен режим
Za =
Начинът, по който се определят идеализираните параметри на гене-
раторните лампи S, 5ip, Eg, В и £у0, се дава в първото изчислително
упражнение (т. 6*).
27
6. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ — ОПРЕДЕЛЯНЕ НА ПАРАМЕТРИТЕ
НА ИДЕАЛИЗИРАНИТЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
НА ПРЕДАВАТЕЛНИТЕ РАДИОЛАМПИ
I. Генераторни триоди
Определянето на основните идеализирани параметри на генера-
торните триоди S, 5гр, D и Еуъ се извършва по следния начин.
След избора на лампата първоначално се приема стойността на анод-
ното й захранващо напрежение Еа- След
Фиг. 6.1
това се определя ориентировъчно стой-
ността на амплитудата на импулса на
анодния ток Дм. Така например, ако е из-
вестна анодната променливотокова мощ-
ност Pv която се изисква от лампата,
1ам може да се намери по следния при-
близителен израз (валиден за режим, бли-
зък до граничен):
1. Определяне на стръмносгпта S. От
семейството статични характеристики на
анодния ток на лампата в решетъчна
координатна система се избира характери-
стиката, съответствуваща на анодно на-
Е
прежение еа^-^ (фиг. 6.1). През точката върху тази характеристика
с ордината 1а = 1ам се прекарват две прави линии. Първата права се
прекарва като допирателна към характеристиката в споменатата точка.
Втората права се прекарва през тази точка и началото на разглеж-
даната характеристика. След това се определят стръмностите на двете
прави, съответно S' и S". Идеализираната стръмност се получава като
Sf 4- S"
средно аритметична стойност на S' и S": S=—
2. Определяне на стръмносгпта на линията на граничная ре-
жим 5гр. Върху семейството статични характеристики на анодния ток
в анодна координатна система на ниво ia=Ia^^ прекарва права, успо-
редна на абсцисната ос (фиг. 6.2). Определя се коя от всички харак-
теристики се пресича от тази права в точката й на граничен режим
(средата на криволинейния участък на характеристиката). През тази
точка (с координати 1а = 1ам и efl = earp) и началото на координатната
система се прекарва права линия, която се явява линия на граничен
режим. Нейният ъглов коефициент представлява търсената стойност
28
3. Определяне на проницаемостта D. Върху семейството ста-
тични характеристики на анодния ток в решетъчна координатна си-
стема на ниво 1а« -у- се прекарва права, успоредна на абсцисната ос
(фиг. 6.3). Определят се точките, в конто тази права пресича харак-
теристиките с аиодно напрежение съответно еа^Еаъ е"а еа гр(стой-
ността на еа гр се взема от точка 2). След това се отчитат стойностите
а абсцисите на тези две точки съответно eg и eg. Стойността на иде-
ализираната
израз:
проницаемост D се определи с помощта
на
следния
Ае_
D =
еш — <

29
4. Определяне на напрежението на запушване Eg на идеалами-
раната характеристика с параметър еа = Еа. От семейството харак-
теристики на анодния ток в решетъчна координатна система се избира
характеристиката, съответствуваща на ано дно напрежение еа = Еа. През
точка от тази характеристика, имаща ордината
ia^Iau (фиг. 6.4), се прекарват две прави линии
‘‘ £ по същия начин, както при определянето на стръм-
// ността S (виж точка 7). Определят се точките
уТ на пресичане на тези две прави линии с абсцис-
# * ната ос, съответно eg и eg, Напрежението на за-
/// чг1™ пушване Eg се определи като средно аритме-
//д тична величина на eg и e"g:
Фиг. 6.4 е 2
5. Определяне на параметъра £уо. Този параметър на идеализи-
раните характеристики се определи с помощта на израза
EyQ = Eg+DEa.
Така определените параметри на семействата идеализирани статични
характеристики на анодния ток 5, 5гр, Eg, D и £уо могат да се из-
ползуват за изчисление на режимите на генераторната лампа при
условие, че работните стойности на Еа и /ам не се отклоняват повече
от 10—15 % от изходните стойности, използувани при определяне на
параметрите. В противен случай се налага ново изчисление на идеали-
зираните параметри, като за изходни стойности на ЕЛ и /ом се вземат
работните такива.
П. Генераторни лъчеви тетроди и пентоди
Определянето на идеализираните параметри 5, Srp, D и Eg се из-
вършват по същия начин, както за генераторните триоди. Fyo се опре-
дели с помощта на израза Еуь=Eg 4- DxEg2-\-DEa. Допълнително се налага
определянето на идеализираната приницаемост на управляващата
решетка за напрежението на екранната решетка.
6. Определяне на параметъра Dv Това се извършва по следния
начин. Вземат се две статични характеристики на анодния ток в реше-
тъчна координатна система, съответствуваща на едно и също анодно
напрежение еа^Еа и на две различии напрежения на екранната ре-
шетка eg2 и E'g2 (фиг. 6.5). Обикновено е& се приема равно на номи-
налното захранващо напрежение на екранната решетка (е&=Е&ном). На
30
ниво ia^ се прекарва права, успоредна на абсцисната ос. След
това се отчитат стойностите на абсцисите е&» и eg на пресечните точки
на тази права с двете статични характеристики. DY се определя чреа
израза
Z)1 =
ee~eg
е2 ~ е&
Пример, Да се определят па-
раметрите на идеализираните ста<
тични характеристики на генера
торния пентод ГУ-50 при изходна
променливотокова мощност Рг =
-60 W.
Тъй като изискваната анодна
променливотокова мощност Р} е
равна на номиналната мощност ‘за
дадената лампа Р1НОм, трябва да
се изберат със стойкости на анод-
ното и экранного захранващо на-
прежение, равни на номиналните. За този тип лампа те са £’анОм =
= 1000 V и £^яоМ = 250 V.
Определяне на приблизителната стойност на 1ам'
ам
5Р, -5.60
Еа ~ 1000
= 0,3 А.
Де«2
1. Определяне на S, От решетъчната статична характеристика (на
лампата ГУ-50), съответствуваща на параметър еа~ —?-=~2“=500 \г
се получават съответно S" = 5 mA/V и S' = 10 mA/V.
г» S" 5 4“ 10 *7 Г д
Оттук 5 = ——=—7>—= 7,5 mA/V.
2. Определяне на STp. В полето на анодните статични характе-
ристики на анодния ток прекарваме права, успоредна на абсцисната осг
на ниво /а=/вм = 0,3 А. Тази права пресича статичната характеристика
с параметър eg=5 V в точката на граничен режим с ордината
ia = Лм = 300 mA и абсциса ^ = ^Гр=70 V. През тази точка и коор-
динатного начало се прекарва линията на граничен режим. Нейната
стръмност Srp се получава
Srp = =^= 0,0043 A/V = 4,3 mA/V.
еа гр /и
3. Определяне на проницаемостта D. В полето на решетъчните
характеристики на анодния ток се прекарва права, успоредна на абс-
цисната ос, на ниво 4=—^-=^ = 0,15 А. Точките, в конто тази права
31
пресича статичните характеристики с параметри съответно £<,=£<,=1000 V
= еогр = 70 V, имат абсциси съответно е'е = — 25 V и ее = — 21 V.
За проницаемостта D се получава
г_____g _
• — Е
а гр а
D =
— 21 — (— 25)
" 70 — 1000
= 0,0043.
4. Определяне на Es. Върху решетъчната статична характеристика
на анодния ток, съответствуваща на параметър ев=£в = 1000 V, опре-
деляме точката с ордината /д = /лм = 300 mA. След прекарване на
двете прави (едната допирателна в тази точка, а другата през тази
точка и началото на характеристиката) отчитаме es = —34 V и
ef = — 56 V. Стойността на Е\ се получава
34 ~ 56=—45 V.
5. Определяне на Ejo
Б#-Е'е + DlEg2+DEa= -45 +0,2.250 + 0,0043.1000 = 9,3 V«9 V.
6. Определяне на проницаемостта на първата решетка Dt. Върху
решетъчното семейство статични характеристики на анодния ток с
параметър екранно напрежение се прекарва права успоредна на абс-
цисната ос на ниво ia——^-=^=0,15 А. Пресечните точки на тази
права с двете характеристики с параметри съответно е#=Е& = 250 V
h«*j = 150 V имат следните абсциси: et = —25 V и ^= — 6 V. Стой-
остта на се получава
32
ВТОРА ЧАСТ
ТЕОРИЯ, ИЗЧИСЛЕНИЕ И СХЕМИ НА РЕЗОНАНСНИ
УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
ТРЕТА ГЛАВА
ЛАМПОВИ РЕЗОНАНСНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
7. ПРИНЦИП НА ДЕЙСТВИЕ НА РЕЭОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ
НА МОЩНОСТ
Ламповиятрезонансен усилвател на мощност пред-
ставлява радиотехническо устройство, което пре-
образува постояннотоковата енергия на анодния то-
коизточник в енергия на променливия ток, честотата
«а който се определя от честотата на възбудител-
ното напрежение.
Съвременният радиопредавател съдържа обикновено няколко резо-
нансни уснлвателя на мощност. Този от тях, който се явява последно
стъпало на предавателя и който има за полезен товар предавателната
антена, се нарича изходен или краен усилвател. Останалите се
наричат междинни, тъй като са включени между генератора и край-
няя усилвател. Понякога междинните усилватели се използуват Като
умножители на честота.
Принципната електрическа схема на един резонансен усилвател на
мощност с пентод е показана на фиг. 7.1. Той се състои от следните
основни елементи: генераторна лампа, аноден товар (паралелен трептящ
кръг) и източници на анодно, екранно, решетъчно и отоплително за-
хранване. Усилвателят има две основни електрически вериги: верига
на управляващата решетка (или входна верига) и анодна
(или изходна) верига. Веригите на екранната и защитната решетка
в случая играят спомагателна роля.
Верига на управляващата решетка. Във веригата на управлява-
щата решетка (фиг. 7.1) е включена бобина £св> наречена свърз-
ваща, тъй като играе ролята на елемент на връзка с предното стъ-
чало. Посредством свързващата бобина във веригата на управляващата
3 Радиоиредаватьдна техника
33
решетка постъива възбудително променливо напрежение ug от
предното стъпало. То се изменя по хармоничен закон с амплитуда Ug
(фиг. 7.2). Моментната му стойност може да се определи чрез израза
= Ug COS 0) t,
Фиг. 7.1
когато са известии стойностите на амплитудата Ug и на текущата
фаза ш/.
Освен променливото напрежение на управляващата решетка се
подава още и постоянно отрицателно напрежение Eg, което се нарича
преднапрежение. То е необходимо за определяне на положението
на началната работна точка върху полето на статичните характеристики.
Под начална(изходна) работна точка или работна точка
на покой се разбира работната точка, която се установява в стати-
чен режим (т. е. при включени постоянни захранващи напрежения, но
при липса на възбудително напрежение). Източникът на преднапреже-
ние е блокиран с кондензатор, който създава късо съединение за
високочестотния ток, възникващ във веригата на управляващата ре-
шетка под действието на променливото напрежение ug. При липса на
този кондензатор променливият ток ще протича'през източника на пред-
напрежение и ще се получи загуба на променливотокова мощност в
неговото вътрешно съпротивление.
Резултантното моментно напрежение eg ,действуващо между управля-
ващата решетка и катода, се дава с израза
eg = Eg + Ug cos co t.
Тъй като преднапрежението в най-общ случаи може да бъде както
отрицателно, така и положително, Eg тук се използува като алгебрична
величина, която съдържа съответния знак в себе си. На фиг. 7.2 е
показана графиката на моментното напрежение eg във функций от
текущата фаза <о /. При w t = 0 eg достига максималната си стойност
eg макс = -|- Ug; при (Dt = ~ eg = Eg; при со t = тс eg = Eg^Ug =
= ^£мин J при (о t = ~2~ eg = Eg .
34
Фиг. 7.2
35
Верига на екранната решетка. На екранната решетка се подава
положително напрежение Eg^ величината на което зависи от типа на
лампата. За да изпълнява основното си предназначение на електроста-
тичен екран, екранната решетка по променлив ток се съединява на-
късо с катода посредством подходящ кондензатор. Поради това на
екранната решетка липсва променливо напрежение.
Верига на защитната решетка. Обикновено защитната решетка
има нулев потенциал по отношение на катода, поради което се
свързва директно с него.
Анодна верига. В анодната верига са включени паралелен трептящ
кръг (настроен обикновено в резонанс с честотата на възбудителното
напрежение) и източник на постоянно захранващо напрежение Еа. Пред-
назначението на последний е да доставя постояннотокова енергия в
анодната верига на лампата за преобразуването й във високс честотна
енергия. Блокиращият кондензатор, поставен паралелно на анодния
токоизточник, изпълнява същата роля, както и този в решетъчната
верига. Общо прието е анодният трептящ кръг да се нарича това-
ре н кръг или накратко товар на усилвателя. В същност полезен
товар на изходния резонансен усилвател на предавателя се явява
активного съпротивл°ние на антената, а на междинните резонансни
усилватели — активного входно съпротивление на следващото усилва-
тедно стъпало.
Паралелният трептящ кръг при резонансния усилвател изпълнява
две основни функции. Първо, трансформира стойността на съпро-
тивлението на полезния товар в съответна стойност, необходима за
нормалната работа на усилвателя. Второ, филтрира всички ненужни
хармонични на анодния ток, като върху него се получава падение на
напрежение само от тази хармонична, на честотата на която е настроен
(в режим на усилване това е първата хармонична, а в режим на умно-
жение на честотата — някои от висшите хармонични). Наличието на
висши хармонични в анодния ток на резонансния усилвател на мощ-
ност се дължи на пълното 'използуване на лампата по мощност (едно-
временно и по ток, и по напрежение). При това работнага точка на-
влиза и в нелинейните участъци на статичните характеристики на анод-
ния ток. В такъв режим на работа, въпреки че възбудителното напре-
жение се изменя по хармоничен закон, анодният ток представлява
периодично нехармонично трептене. Същият може да се представи в
най-общ случай като сума от една постоянна съставяща и безброй
много хармонични трептения с честоти, кратни на честотата на възбу-
дителното напрежение:
1а = la9 4“ = 1а9 "1“ 1ах + 1а2 + * * ’ + Lan + • • • =
= 1а. 4- /О1 COS О) / + 1а, COS 2 (1) t 4" lan COS П CD t H-,
където
ia e моментната стойност на анодния ток,
1а9 — постоянната му съставяща,
ia_ — моментната стойност на променливата му съставяща,
36
iUx и /О1 — съответно моментната стойност и амплитудата на първата
хармонична,
iai и /Л1 — моментната стойност и амплитудата на втората хармо-
нична,
ian и 1ап — моментната стойност и амплитудата на л-тата хармонична.
За постоянната съставяща на анодния ток /а> трептящият кръг
представлява много малко съпротивление (обикновено от порядъка на
0,1 -ь 0,01 2). За хармоничната, на която е настроен трептящият кръг,
последният представлява активно съпротивление с доста голяма стой-
ност :
Re = Q~r — р Q •
к к
За всички останали хармонични на анодния ток съпротивлението на
трептящия кръг обикновено е пренебрежимо малко (фиг. 7.3).
В режим на усилване, когато трептящият кръг е настроен на често-
тата на първата хармонична со, падението на напрежение върху него
се дава с израза
iQi = Re IQi cos co t = t/M cos co t.
От казаното дотук се вижда, че резонансният усилвател притежава
една важна особеност, която го отличава съществено от апериодич-
ните усилватели. Тя се състои в това, че дори и тогава, когато усил-
вателят работа в силно нелинеен режим (който се характеризира с
възникване на висши хармонични на анодния ток), падението на напре-
жение ик върху трептящия кръг (поради избирателните свойства на
последний) се оказва хармонично трептене, както и възбудителното
напрежение ug.
Моментною напрежение еа между анод и катод на лампата пред-
ставлява алгебрична сума от две събираеми Еа и . Преди да се
даде израза за напрежението еа, необходимо е да се уточни фазата
на променливата му съставяща.
37
През положителния полупериод на възбудителното напрежение ug
първата хармонична на анодния ток ZOl протича в посока катод, токо-
източник, трептящ кръг, анод и създава върху трептящия кръг паде-
ние на напрежение с полярност плюс към токоизточника и минус
към анода (т. е. с посока, обратна на посоката на Еа\ Следователно в
този полупериод еа се равнява на разликата от Еа и и* (на фиг. 7.1
условната положителна посока на съответствува на положителния
полупериод на иё\
През отрицателния полупериод на иё токът iai сменя посоката си.
Посоката на ик също се сменя и тя се оказва еднаква с тази на Еа.
В този полупериод еа се равнява на сумата от Еа и ик. Следователно
променливата съставяща на анодното напрежение е равна по големина
и противоположна по фаза на падението на напрежение върху трептя-
щия кръг иа = — . Моментното анодно напрежение се представя с
израза
еа = Еа — ик = Еа — UK cos (О t.
На фиг. 7.2 са дадени графиките на моментните стойности на eg
ia , iO1, ики еа,от който се виждат фазовите отношения между тях.
Така например от фигурата се вижда, че когато eg минава през макси-
мум 1а също минава през максимум, а еа минава през минимум. Обратно,
когато eg минава през минимум, еа минава през максимум.
.Отношение™ на амплитудата на напрежението
върхуанодниятрептящ кръг към аноднотозахран-
ващо напрежение Еа се нарича коефициент на изпол-
зуване на анодното напрежение и се означава със сим-
вола
8. РЕЖИМИ НА РАБОТА НА РЕЗОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
Съществуват два основни вида класификации на режимите на ра-
бота на ламповия резонансен усилвател на мощност: 1) класификация
в зависимост от положението на началната работна точка и 2) класи-
фикация по напрегнатост на режима.
1. Класификация на режимите в зависимост от полэжениепго
на началната работна точка. При този вид класификация основният
признак, по който се определя режимът на усилвателя, е положението
на'началната (изходната) работна точка върху динамичната характе-
ристика на усилвателя (подробно разглеждане на въпроса за динамич-
ната характеристика е дадено в т. 10). Въз основа на гореспоменатия
признак режимите на работа на усилвателя биват два вида:
а) Режим на трептения от първи род, при който анодният
ток протича през целия период на възбудителното напрежение ий.
Променливата съставяща на анодния ток има форма на вт^збуди-
38
телното напрежение ug. Така например, ако ug се измени по косинусо-
идален закон, графиката на ia~ е непрекъсната косинусоида (фиг. 8.1).
б) Режим на трептения от втори род, при който анод-
ният ток става равен на нула в течение на част от периода на възбу*
Фиг. 8.1
дителното напрежение ug. Ако ug се измени по косинусоидален закон,
графиката на анодния ток представлява последователност от импулси
с форма на част от косинусоида (фиг. 8.2, 8.3 и 8.4).
Свойствата на режима на трептения от втори род зависят от съот-
ношението на продължителността на целия период и тази част от
него, в течение на която протича аноден ток. За охарактеризиране на
това съотношение се въвежда попятието ъгъл на отсечката 9.
Подъгъл на отсечката на анодния ток 9 се разбира
половината от фазовия ъгъл, в течение на който про-
тича аноден ток през лампата. От определението на 9 следва,
че при трептения от първи род ъгълът на отсечката има максимал-
ната възможна стойност 9 = 180э (9 = тс rad), а при трептения от втори
род същият има стойчост в интервала 0 <9 <180° (или в радиани
О < 9 < тс).
Основно преимущество на режима на трептения от първи род се
явява възможността за получаване на малки нелинейни изкривявания,
тъй като работният участък на динамичната характеристика на лам-
пата е значително праволинеен. Недостатък на този режим на работа
ниският к. п. д. на анодната верига (обикновено т) = 20 -?25°/0).
39
Фиг. 8.2

Фиг. 8 3
40
Важно предимство на режима на трептения от втори род се явява
възможността за получаване на значително висок к. п. д. на анодна
верига (т) = 70-г 80 ®/0). Недостатък на този режим са големите не-
линейни изкривявания.
При резонансните усилватели на мощност нелинейните изкривявания-
нямат съществено значение, тъй като висшите хармонични, конто се
появат, се филтрират от анодния трептящ кръг и не дават падение на
напрежение върху него. Обаче к. п. д. на анодна верига 7) се явява
основен показател на този вид усилватели. Затова при тях най-голямо
приложение намира режимът на трептения от втори род.
Съществува и една по-'подробна класификация от горната. При нея
режимите на усилвателя в зависимост от положението на началната
работна точка се разделят на четири вида.
а) Режим клас А (фиг. 8.1). При него анодният ток протича
през целия период на възбудителното напрежение и има форма на
непрекъсната косинусоида. Ъгълът на отсечката има максималната
възможна стойност 0= 180° (0 = rcrad). Този режим съответствува на
режим на трептения от първи род при предната класификация.
б) Режим клас В (фиг. 8.3). При този режим анодният ток
протича през половината от периода и представлява последователност
от импулси с форма на половин косинусоида. Ъгълът на отсечката е
0 = 90° (б = -J rad) •
в) Режим клас АВ (фиг. 8.2). Този режим се явява междинен
по отношение на режимите клас А и клас В. При него анодният ток
41
представлява последователност от косинусоидални импулси с ъгъл на
отсечката 9О°<Г0<18О° (или в радиани
г) Режим клас С (фиг. 8.4). При този режим анодният ток про-
тича през по-малка част от половин период и представлява последова-
телност от косинусоидални импулси с ъгъл на отсечката 0<9СГ
(в радиани 0<^)-
Режимите клас ЛВ, В и С съответствуват по предната класифика-
ция на режим на трептения от втори род. Установяването на нужния
режим се извършва чрез съответен подбор на стойността на пред-
напрежението Eg.
Всеки един от режимите А, АВ, В и С от своя страна може да
се раздели на два вида в зависимост от това, дали тече или не тече
ток във веригата на управляващата решетка. При липса на такъв ток
(ig = 0) към символа на съответния режим се поставя индекс „1“
(Лг, АВ1У Вг, CJ, а при наличие на ток (ig > 0) — индекс п2“
(Л2, ЛВ2, В2, С2).
Семейството статични характеристики ig = f(eg) е разположено из-
цяло в областта на положителните стойности на решетъчното напре-
жение (eg>0). Поради това може да се каже, че когато е изпълнено
условието гамаке = Eg + Ug < 0, т. е. когато | Eg I > Ug, то липсва ток
в управляващата решетка, /^ = 0 (фиг. 21 и 22). Когато е изпълнено
условието г^гмакс = Eg 4- Ug > 0, т. е. \Eg\<zUg, винаги протича реше-
тъчен ток ig > 0 (фиг. 8.3 и $.4).
2. Класафпкация на режима по напрегнатост. При този вид кла-
сификация основен признак, по който се определи режимът на усилва-
теля, е големината на решетъчните токове на лампата в сравнение с
анодния ток. По този признак режимите се разделят на три вида:
а) ненапрегнат, б) граничен и в) напрегнат.
а) Ненапрегнат режим по дадена решетка се нарича
този, при който токът на решетката е малък в сравнение с анодния
ток или въобще липсва решегъчен ток.
б) Напрегнат режим по дадена решетка се нарича този,
при който токът на решетката представлява значителна част от анод-
ния ток.
в) Граничен режим по дадена решетка се нарича този,
който е на границата между първите два режима.
При триодите, понеже решетката е една, когато се говори за на-
прегнатост на режима обикновено се изпуска определението „по
управляваща решетка". При тях режимът се смята за граничен, когато
4« = (0,1 0,2) /ам, напрегнат, когато 4„ < (0,1 -н 0,2) /ам, и ненапрегнат,
когато 4м >(0,1 4-0,2)/ам.
При тетродите и пентодите, понеже решетките са повече от една,
е необходимо да се уточни за коя решетка става въпрос, когато се
говори за напрегнатост на режима. По принцип са възможни ненапрег-
нат, граничен или напрегнат режим както по управляваща решетка,
така и по екранна решетка, а също така и по трета решетка. Но тъй
42
като третата решетка е или свързана към маса (с нула напрежение^
или има отрицателно напрежение (при модулация по трета решетка),
токът й е винаги равен на нула, т.
режим. Режимът по управляваща
е. тя работи в силно ненапрегнат
решетка обикновено също е не-
напрегнат, тъй като токът й не
надминава стойност 5 4- 8 % от
тази на анодния ток. Режимът по
екранна решетка бива както гра-
ничен, така и напрегнат, а поня-
кога и ненапрегнат. Това зависи
от изискванията към стъпалото,
в което работи лампата. Най често
генераторните тетроди и пентоди
работят в граничен режим по ек-
ранна решетка при съотношение
на токовете /£2м = (0,15 4-0,2б)/ам.
Фиг. 8.5
Освен по съотношението на токовете напрегнатостта на режима
може да се определи и по съотношението на напрсженията върху
електродите на лампата. Така например за напрегнатостта на режима
на един триод може да се съди по съотношението на ^Ма«с и £аМин.
При гамин = (1,5 4 2)^иакс режимът е граничен. Ако еамин> (1,5 4-2) ^макс,
режимът е ненапрегнат, а ако < (1,5 4-2) ^макс, то режимът е
напрегнат. На фиг. 8.5 а е показан случай на напрегнат режим, на
фиг. 8.5 6 — леко напрегнат режим, а на фиг. 8.5 в — силно напрегнат
режим.
При тетроди и пентоди за иапрегнатостта на режима по иървата
решетка се съди от съотношението между и Е&. Ако
Et2 = (1,2 1,4) egM,Kc — режимът е граничен;
при £’г2>(1,2-г-1,4)е<маке—режимът е ненапрегнат,
а при Eg? <(1,2 4- 1,4) egMaKC — режимът е напрегнат.
За иапрегнатостта на режима по екранна решетка при пентоди
имаме:
при гомин = (0,2 4- 0,4) Eg? — граничен режим;
при гомин > (0,2 4- 0,4) Eg? — ненапрегнат режим;
при елмин < (0,2 4- 0,4) Et? — напрегнат режим.
Когато при един тетрод или пентод се говори за напрегнатост на
режима, без да се споменава спрямо коя решетка,’ трябва да се под-
разбира напрегнатост на режима по екранна решетка.
Иапрегнатостта на режима може да се определи още по стойността
на коефициента на използуване на анодното напрежение £, който се
определи от отношението на амплитудата на променливото напрежение
върху анодния трептящ кръг UK и постоянного анодно захранващо на-
прежение Еа-
Р — Е Е
а амин _____ j амин
Обикновено в граничен режим при генераторните триоди £гр == 0,7 4 0,85,
а при генераторните пентоди и лъчеви тетроди £гр = 0,85 4- 0,95. Ако
то режимът е ненапрегнат, а ако 5>5гР — напрегнат.
Освен това въпросът за иапрегнатостта на режима е в тясна
връзка с въпроса за формата на импулса на анодния ток. В ненапрег-
нат режим с достатъчно приближение може да се приеме, че импулсът
на анодния ток има формата на част от косинусоида. В граничен
режим се появява едно леко притъпяване на върха на импулса. В на-
прегнат режим, когато започва рязкото нарастване на тока 4 (при
триоди) или на Zg2 (при тетроди и пентоди), в средата на импулса на
анодния ток се появява падина (седловина), която се задълбочава с
увеличение на иапрегнатостта на режима. Когато амплитудата на напре-
жението върху трептящия кръг стане равно на постоянного анодно
напрежение = Еа , при което §= = 1, а еа^н = Еа — U* = 0, то
падината в импулса на анодния ток достига до основата му и импул-
сът се раздели на две части.
Ако UK стане по-голямо от Еа (т. е. a формата на
импулса на анодния ток придобива вида, показан на фиг. 8.5 в, което
съответствува на силно напрегнат режим.
Максималната стойност на Е, която практически може да се до-
стигне в един резонансен усилвател на мощност, е около
(т. е. UK^ 1,2 Еа).
44
9. РАЗЛАГАНЕ НА АНОДНИЯ ТОК НА УСИЛВАТЕЛЯ
НА СЪСТАВЯШИТЕ ГО ХАРМОНИЧНИ
За получаване на по-висок к. п. д. високочестотните усилвателни
стъпала на предавателите работят обикновено в режим клас С. При
такъв режим на работа, както бе вече пояснено в предния параграф,
анодният ток на лампата протича само през част от всеки период на
възбудителното напрежение ug. Анодният ток представлява една по-
следователност от импулси, следващи с честотата на възбудител-
ното напрежение. С други думи, анодният ток се явява една перио-
дична нехармонична функция на времето. Такива функции, както е
известно от математиката, могат да бъдат представени в безкраен
тригонометричен ред на Фурие, състоящ се от една постоянна съ-
ставяща и хармонични синусоидални и косинусоидални съставящи с
честоти, равни на основната и кратни на нея.
у («t) = Ло + cos to t 4- Л2со5 2(о t 4-Ап cos •••
... 4-^i sin <et + B2sin 2(o t-\-\-Bn sin•••
ЧукЛ0, Alt Л2,..., Лл,..., Blf B2,..., са коефициенти от реда
на Фурие и представляват амплитуди на съответните хармонични.
Разлагането на импулсния аноден ток в ред на Фурие може да се
опрости, ако се използува свойството на четната функция, а именно
у ((о/) = j/(— со/).
Ако се приеме, че анодният ток е четна функция (която се полу-
чава при избиране началото на координатната система да съвпада със
средата на токовия импулс, както е показано на фиг. 9.1), синусо-
идалният ред изчезва, тъй като коефициентите В стават равни на
нула. В такъв случай анодният ток може да се представи в след-
ния вид:
ta (со 0 = Ло + la\ cos (О t +1 а2 COS 2(0 t 4“ ’ * ’ 4" Ian COS П (0 t 4-
Постоянната съставяща /ао, както иамплитудите на отделните хармо-
нични 1а\, 1а2, 1аз и т. н. се определят с помощта на интегрални изрази,
който тук не са дадени. В частния случай, когато импулсите на анод-
ния ток представляват отсечени косинусоиди, какъвто е случаят при
идеализирани характеристики, и когато лампата работи в ненапрегнат
или граничен режим, пресмятането на споменатите интегрални изрази
се извършва сравнително лесно.
Обикновено тези изрази са пресметнати и се дават в учебниците и
другите помагала по радиопредавателни устройства под формата на така
наречсни коефициенти на разлагане на косинусоидални
импулси, във функция от ъгъла на отсечката 6 и амплитудата на
импулса на анодния ток /ам. Постоянната съставяща и амплитудите
45
46
на хармоничните на анодния ток се определят с помощта на следните
формули:
/дО = «0 (в) Iам j
/д1 = (0) /дм j
/д2 = ОСд (0) /ам »
/ап — <*п (0) /ам •
Тук ао(0), ах(0),... са гореспоменатите коефициенти на разлагане съ-
ответно за постоянната съставяща, първата, втората и т. н. хармонични.
Графиките на тези коефициенти на разлагане във функция от ъгъла
на отсечката 0 са дадени на фиг. 9.2. Както се вижда от тази фигура,
коефициентът на разлагане а0 се увеличава непрекъснато от 0 до 0,5
при изменение на 0 от 0 до 180°. Всички останали коефициенти започ-
ват от нула при 0 = 0° и получават максималните си стойности при
0=^-, където п е номерът на съответната хармонична. След макси-
мума с увеличаване на 0 до 180° и а9 спа дат плавно, съответно
на 0,5 и до нула. Коефициентите на разлагане на остацалите хармо-
нични а3, а4 и т. н. след максимума също спада до нула, при някаква
междинна стойност на 0, след което приемат отрицателни стойности,
минават през един слабо подчертан минимум и при 0 = 1®0° стойността
им отново става нула.
Отрицателните стойности на коефициентите на разлагане а3, а4>...
означават, че съответните хармонични са дефазирани на 180° спрямо
първата хармонична.
Тъй като коефициентите на разлагане а се явяват коефициенти на
пропорционалност между амплитудите на съответните хармонични на
анодния ток /а0, Л1, /д2,... и амплитудата на импулса на анодния
ток /дМ, от наблюдението на графиките, дадени на фиг. 9.2, могат да
се направят следните заключения:
1. Стойността на първата хармонична на тока 1а\ е винаги по-
голяма от постоянната съставяща /а0.
2. Най-голяма променливотокова мощност в режим на усилване се
получава при ъгъл на отсечката на анодния ток 0= 120°, в режим на
удвояване на честотата — при 0 = 60°, в режим на утрояване на често-
тата при 0 = 40° и т. н.
3. С увеличаване номера на хармоничната се намалява максимал-
ната стойност на коефициента на разлагане, а следователно и макси-
малната стойност на амплитудата на тази хармонична.
4. При 0 = 180° Л1 = /до.
б. При стойност на ъгъл на отсечката 0 = 90° амплитудата на пър-
вата хармонична има същата стойност, както при 0 = 180°, но стой-
ността на постоянната съставяща е значително по-малка. Това означава,
че коефициентът на полезно действие при 0 = 90° е значително по-
висок в сравнение с 0 = 180°.
47
Освен разгледаните коефициенти на раэлагане а използуват се
още и коефициентите на разлагане (3 и у, а също така и коефициентите
на формата g. Определянето на хармоничните на анодния ток е удобно
да се извършва с помощта на коефициентите (0), когато е известен
Фиг. 9.2
ъгълът на отсечката 0 и преднапрежението на стъпалото Eg. Коефи-
циентите уп(0) пък се явяват по-удобни$ когато са известии ъгълът 0
и амплитудата на възбудително напрежение Ug. Коефициентът на
формата ga (0) за n-тата хармонична представлява отношение на амплн-
тудата на тази хармонична към постоянната съставяща на тока
gn (9) = ’ Стойностите на всички споменати коефициенти на раз-
лагане на косинусоидални импулси са дадени в таблица 9.1 за стой-
кости на ъгъла 0 през 5 градуса в интервала от нула до 180°.
48
Таблица 9.1
Таблица на коефнциентите на разлагане на косинусен импулс
о- а. (0) at (0) а. (0) а, (0) V. (0) V» (0) 0, (0) £1 (0) Е, (0)
0 0,000 0,000 0,000 0,000 0,0000 0,0000 0,0000 2,00 2,00
5 0,018 0,037 0,037 0,037 0,0000 0,000) 0.0000 2,00 2.00
10 0,036 0,073 0,073 0,071 0,0005 0,0010 0,0005 2,00 2,00
15 0,055 0,110 0,108 0,104 0,0019 0,0038 0,0019 2,00 1,96
20 0,074 0,146 0,141 0,132 0,0045 0,0088 0,0047 1.97 1,91
25 0,093 0,181 0,171 0,155 0,0087 0,0170 0,0006 1,95 1,84
30 0,111 0.215 0,198 6,172 0,015 0,029 0,017 1,94 1,79
35 0,129 0,248 0,221 0,181 0.023 0,045 0,028 1,92 1,71
40 0,147 0,280 0,241 0,185 0,034 0,066 0,045 1,90 1,64
45 0,165 0,311 0,256 0,181 0,048 0,091 ' 0,068 1,88 1,55
50 0,183 0,339 0.267 0,171 0,065 0,121 0,101 1,85 1,46
55 0.201 0,366 0,273 0.157 0,086 0,156 0,150 1,82 1,36
60 0,218 0,391 0,276 0,138 0,109 0,196 0,218 L80 1,27
65 0,236 0,414 0,274 0,116 0,136 0,239 0,322 1,76 1,16
70 0,253 0,436 0,267 0,091 0,166 0,288 0,486 1,73 1,06
75 0,269 0,455 0,258 0,067 0,199 0,337 0,765 1,69 0,96
80 0,286 0,472 0,245 0,043 0,236 0,390 1,365 1,65 0,86
85 0,302 0,487 0,230 0,020 0,276 0,445 3,168 1,61 0,78
90 0,319 0,500 0,212 0,000 0,319 0,500 1,57 0,66
95 0,334 0,510 0,193 —0,017 0,363 0,554 —4,279 1.53 0,578
100 0,350 0,520 0,172 —0,030 0,411 0,611 —2,366 1,49 0,492
105 0,364 0,526 0,152 —0,039 0,458 0,662 —1,769 1,45 0,418
НО 0,379 0,531 0,131 —0,045 0,509 0,713 —1,488 1,40 0,346
115 0,392 0,534 0,111 —0,047 0.558 0,760 — 1,323 1.36 0,284
120 0,406 0,536 0,092 —0,046 0,609 0,805 —1,218 1,32 0,227
125 0,419 0,536 0,074 —0,042 0,659 0,843 — 1,149 1,24 0,176
130 0,431 0,534 0.058 —0.0 17 0.708 0,878 —1,101 1,24 0,135
135 0,443 0,532 0,044 —0,031 0,756 0,908 — 1,069 1,20 0.099
140 0,453 0,528 0,032 —0,024 0,801 0,934 — 1,046 1,17 0,071
145 0,463 0,525 0,022 —0,018 0,842 0,955 —1,028 1,13 0,048
159 0,472 0,520 0,014 —0,012 0,881 0,970 —1,017 1,10 0,030
i 155 0,480 0,515 0,008 —0,008 0.917 0,983 - 1,012 1,07 0,017
16 J 0,487 0,510 0,004 —0,004 0,944 0,989 — 1,006 1,05 0,008
' 165 0,492 0,506 0,002 —0,002 0,967 0,996 — 1,001 1,03 0,004
1 170 0,496 0,502 0,001 —0,001 0,985 0,997 — 1,000 1,01 0,002
175 0,499 0,500 0,000 0,000 0,996 0,999 —1,000 1,00 0,000
180 0,500 0,500 0,000 0,000 1,000 1,000 —1,000 1,00 0,000
10. ДИНАМИЧНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА РЕЗОНАНСНИЯ
УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
Както е известно, анодният ток на лампата- зависи от напреженията
на всичките й електроди. Така например при една петелектродна лампа
(пентод) имаме ia = eg3, еа). При работа на лампата в едно
усилвателно стъпало ^независимо дали тя е триод, тетрод или пентод) в
динамичен режим обикновено се променят само напреженията на управля-
4 Радиопредавателна техника
49
ващата решетка eg и на анода еа. Напреженията на останалите елек-
троди (при тетрод и пентод) са постоянни. Следователно в динамичен
режим ia се явява функция на две независими променливи eg и
ea\ia = ф (^, еа)]. Статичните характеристики на анодния ток, например
тези в решетъчна координатна система ia = изобразяват графично
зависимостта на ia само от eg. Но тъй като тези характеристики се
дават не единично, а във вид на семейства за различии стойности на
параметъра еа, с тяхна помощ може да се определи стойността на ia в
динамичен режим. Ако се знае за всеки момент стойностите на eg и
еа може да се определи моментната стойност на ia. В един опреде-
лен момент от времето съответните стойности на eg, еа, ia определят
в полето на семейството статични характеристики една точка, която
се нарича моментна работна точка (а понякога само работна
точка). През време на работа на усилвателя (в динамичен режим)
моментната работна точка се премества в полето на семейството ста-
тични характеристики, преминавайки от една статична характеристика
на друга. Линията, която се описва в динамичен (работе н)
режим от моментната работна точка в полето на ста-
тичните характеристики, се нарича динамична (ра-
ботна) характеристика на анодния ток. В зависимост от
вида на семейството статични характеристики, в полето на конто с
построена динамичната характеристика, имаме динамична харак-
теристика в анодна координатна система и динамична
характеристика в решетъчнакоординатна система.
Тъй като идеализираните статични характеристики представляват
начупени линии, и динамичната характеристика, построена върху
тях, е също начупена линия (фиг. 10.1). В действителност както ста-
тичните характеристики, така и динамичната характеристика на анодния
ток са криви линии.
Доту к ставаше въпрос за динамичната характеристика на анодния
ток. Всичко казано обаче е в сила и за динамичните характеристики
на тока във веригата на управляващата решетка, на тока във веригата
на екранната решетка и на катодния ток. И те се построяват върху
съответните семейства статични характеристики на тези токове. От
всички споменати динамични характеристики най-голямо значение имат
тези на анодния ток.
На фиг. 10.1. са показани няколко идеализирани динамични харак-
теристики на анодния ток в решетъчна и анодна координатна система.
Вдясно от тях са показани и съответните импулси на анодния ток.
Под всяка от динамичните характеристики в решетъчна координатна
система" е показан положителният полупериод на променливото реше-
тъчно напрежение, а под динамичните характеристики в анодна коор-
динатна система — отрицателният полупериод на променливото анодна
напрежение.
За да се построй динамичната характеристика на анодния токг
трябва да се проследи как се изменят моментните стойности на реше-
тъчното и анодното напрежение eg и еа за един период на възбуди-
телното напрежение ug и да се потърсят съответните стойности на
SO
Si
анодния ток. С други думи, трябва да се намерят съответните поло-
жения на моментната работна точка, която описва динамичната харак-
теристика.
Нека да спрем вниманието си на първия случай, показан на фиг. 10.1.
Този случай, а също така и останалите три съответствуват на режим
на трептения от втори род, по-точно режим клас В. Характерното за
режим клас В е това, че анодният ток протича само през половината
от периода Т на възбудителното напрежение ug (през време на поло-
жителния полупериод на това напрежение). Да проследим движението
на моментната работна точка върху полето на статичните' характери-
стики на анодния ток в решетъчна координатна система. През време
на отрицателния полупериод на ug лампата е запушена (1а = 0) и мо-
ментната работна точка се слива с абсцисната ос. Най-лявата точка от
динамичната характеристика е точката от абсцисната ос с абсциса
^мин = Eg — Ug. След това работната точка се движи надясно по
абсцисната ос до отпушване на лампата. В разглеждания случай (клас В)
това съответствува на стойност на решетъчното напрежение eg = Eg,
т. е. на момента, когато променливото решетъчно напрежение u,g ми-
нава през нула. В този момент променливото анодно напрежение също
минава през нула и имаме еа = Еа- Режимът на лампата, когато eg = Eg
и еа = Еа (т. е. когато променливите съставящи ug и иа са равни на
нула) се нарича режим на покой, а съответната работна точка —
работна точка на покой. В разглеждания случай това е точка
от абсцисната ос с абсциса e.g = Eg, през която минава статичната
характеристика с параметър еа = Еа. Възходящият участък на дина-
мичната характеристика е отсечка от права линия. Следователно за
неговото построяване е достатъчно да познаваме две точки, през който
преминава тази права линия. Като една от необходимите две точки
можем да използуваме току-що споменатата работна точка на покой.
За втора точка е удобно да вземем моментната работна точка, която
съответствува на ^Макс = Eg + Ug и = Ea — UK. Тази точка нами-
раме, като изд*йгнем перпендикуляр от точката ^ = е<Макс върху
абсцисната ос до пресичането му със статичната характеристика на анод-
ния ток, която има стойност на параметъра еа = £аИин.
Вдясно от динамичната характеристика в решетъчна координатна
система е представена динамичната характеристика в анодна коорди-
натна система. Нейното построяване се извършва по аналогичен начин.
Работната точка на покой в тази координатна система е точката
върху абсцисната ос с абсциса еа = Еа. Надясно от нея динамичната
характеристика върви по абсцисната ос, докато достигне най-дясната
си точка. Това е точка с абсциса еа = ^макс = Еа Ч- UK. Наляво от
работната точка на покой е разположен възходящият участък на
динамичната характеристика. Той започва от работната точка на покой
и завършва с моментната работна точка, която съответствува на е^акс
и £ймин. Последната точка се получава, като се прекара перпендикуляр
от точката еа = гамин върху абсцисната ос до пресичането му с онази
статична характеристика, която има стойност на параметъра eg = е^макс •
Разглежданият дотук първи случай от фиг. 10.1 съответствува на
52
ненапрегнат режим на работа на усилвателя, тъй като горният край
на динамичната характеристика не достига линията на граничен
режим (ЛГР).
Вторият случай, показан на фиг. 10.1, съответствува на граничен
режим. Горният край на динамичната характеристика допира линията
на граничен режим.
Третият и четвъртият случай, показани на фиг. 10.1, съответству-
ват на напрегнат режим. След достигане на линията на граничен ре-
жим динамичната характеристика при тези два случая прави чупка и
възходящият участък се сменя със спадащ участък. В анодна координатна
система спадащият участък се слива с линията на граничен режим.
Изменението на иапрегнатостта на режима в показаните на фиг. 10.1
четири случая е получено само с изменение на еквивалентното анодно
товарно съпротивление /?е при постоянни захранващи напрежения.
С увеличаване на /?е се увеличава падението на променливо напреже-
ние върху трептящия кръг UK. Това води до намаляване на стой-
ността на еамин. Тъй като ^макс остави неизменно, намалява отноше-
g
нието амин , а това от своя страна води до увеличаване на напрегна-
^макс
тостта на режима. С нарастването на /?е расте и коефициентът на из-
ползуване на анодното напрежение 5 = Специално в четвъртия
случай той достига стойност Е = 1, тъй като UK = Еа- При много го-
леми стойности на /?е може да се получи £> 1. От сравнението на
четирите случая, показани на фиг. 10.1, се вижда, че с увеличение
на /?е намалява наклонът на динамичните характеристики, намалява
амплитудата на импулса на анодния ток /ам. Откачало, докато режи-
мът е ненапрегнат, 1ам намалява бавно с увеличение на Re. След на-
влизане в напрегнат режим 1ам започва да намалява значително по-
бързо и освен това се появява падина (седловина) в импулса на анод-
ния ток. Всичко това води до рязко намаление на първата хармонична
на анодния ток 1а} в напрегнат режим. В четвъртия случай, показан
на фиг. 10.1, при който = Еа и 5=1, падината в импулса на
анодния ток достига до основата на същия, а спадащият участък на
динамичната характеристика до абсцисната ос.
Динамичните характеристики на анодния ток ни дават ясна картина
за режима на работа на даденото усилвателно стъпало. По техния вид
може да се определи както класът на работа (Л, АВ, В и С), така и
иапрегнатостта на режима (ненапрегнат, граничен и напрегнат).
Уравнението на анодния ток в динамичен режим се получава, като
в уравнението на идеализираните статични характеристики на анодния
ток се заместят eg и еа със съответните им изрази в динамичен режим.
В т. 6 бяха получени следните две уравнения на анодния ток в ста-
тичен режим:
а) в ненапрегнат и граничен режим ia = — Eg + D (еа — 2:л)р
б) в граничен и напрегнат режим ia = 5Гр еа •
Тези уравнения са в сила, докато стойността на анодния ток се
53
получава положителна или равна на нула (ia 0). Ако се получи отри-
цателна стойност на анодния ток (ta < 0), фактически тя е равна на
нула (ia = 0).
В динамичен (работен) режим напреженията на управлявагцата ре-
шетка и анода на усилвателя, трептящият кръг на който е настроен
на честотата на първата хармонична на анодния ток, се определят със
следните изрази:
eg = Eg + Ug cos co t;
ea = Ea — UK cos co t.
Ако се заместят тези изрази на eg и еа в първото уравнение на
статичните характеристики на анодния ток, се получава уравнението
на анодния ток в динамичен режим, което е в сила само за ненапрег-
нат и граничен режим:
ia = — Eg + (Ug — DUK) cos co/].
И тук трябва да се отбележи, че уравнението е в сила за ia 0. Ако
се получат отрицателни стойкости за ia, трябва да се знае, че факти-
чески ia = 0.
Ако се замести изразът на еа във второто уравнение на статичните
характеристики на анодния ток, се получава израз за анодния ток,
който е в сила само за тази част от периода на възбудителното на-
прежение, за която се получава падина в импулса на анодния ток.
С други думи, това уравнение описва само падината в импулса на
анодния ток (ако съгцествува такава), а останалата част от импулса
се описва от първото уравнение. Уравнението, което описва падината
в импулса на анодния ток, е
1>а == *^гр (Еа COS (О /).
От казаното дотук следва, че графиката на импулса на анодния
ток може да се получи с помогцта на графиките на последните две
уравнения. На фиг. 10.2 са нач^ртани с тънка линия графиките на тези
уравнения за три различии случаи на напрегнатост на режима на усил-
вателя: а) ненапрегнат, б) граничен и в) напрегнат.
В първия случай (ненапрегнат режим) графиките на двете уравне-
ния не се допират, тъй като краят на динамичната характеристика не
достига линията на граничен режим. Изцяло е в сила уравнението,
което описва анодният ток в ненапрегнат режим. На него съответст-
вува долната графика. Тя представлява косинусоида с амплитуда
5 (Ug — DUK ). Импулсът на анодния ток в случая се явява частта от
тази косинусоида, която е над абсцисната ос. Тази част е начертана
с дебела линия. Тя е отсечена от косинусоидата на ниво 5 (Eg — Eg).
При клас С (както е в случая) 5 (Eg — Eg) < 0, а в клас BS(Eg —
— Eg) = 0. През останалата част от периода, в течение на който коси-
нусоидата е разположена под абсцисната ос, анодният ток е равен на
нула (ia = 0), т. е. графиката му съвпада с абсцисната ос.
54
«л
Фиг. 10.2
Във втория случай (граничен режим) двете графики се допират в
една точка. Това е точката на граничен режим. В тази точка динамич-
ната характеристика достига линията на граничен режим. Само за тази
точка, т. е. само за един момент от периода на възбудителното на-
прежение, са в сила и двете уравнения. В останалата част от периода
е в сила само уравнението за ненапрегнат режим, т. е. долната гра-
фика. Импулсът на анодния ток се получава от долната косинусоида
по същия начин, както в първия случай (ненапрегнат режим).
В третия случай (ненапрегнат режим) двете графики се пресичат
в две точки. Това са точките, в конто в течение на един период дина-
мичната характеристика достига линията на граничен режим. В частта
от периода, ограничена между тези две точки, динамичната характе-
ристика има спадащ участък. На този спадащ участък съответствува
падина в импулса на анодния ток. Само в тази част от периода е в
сила уравнението на анодния ток за напрегнат режим, т. е. графиката
на горната косинусоида. За останалата част от периода е в сила урав-
нението на анодния ток за ненапрегнат режим, т. е. долната косинусо-
ида. За точките на пресичане (точките на граничен режим) са в сила
двете уравнения. Графиката на импулса на анодния ток на разглежда-
ната фигура е изобразена с дебела линия.
На същата фигура отдолу са показани и динамичните характери-
стики на анодния ток за трите случая на напрегнатост.
11. ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ*
ИЗСЛЕДВАНЕ НА ТОКОВИТЕ ИМПУЛСИ И ДИНАМИЧНИТЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
НА РЕЗОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ С ПОМОЩТА НА
^СЦИЛОГРАФ
I. Цел на упражнение™
Целта на упражнение™ е да се онагледи и потвърди на практика
преминатият преди това теоретичен материал върху формата на им-
пулейте и .динамичните характеристики на токовете във веригата на
катода, управляващата решетка, екранната решетка и анода. Също
така чрез упражнението се показва опитно влияние™ на захранващите
напрежения върху иапрегнатостта на режима на резонансния усилвател.
II. Опитна постановка
На фиг. 11.1 е показана схемата на опитната постановка, която се
използува за изеледване на токовите импулси и динамичните характе-
ристики. Характерного за опитната постановка е това, че резонансният
усилвател работи в областта на звуковите честоти. Изборът на ниск&
работна честота на усилвателя се на лага с цел да не се получи иа-
56
кривяване във формата на осцилограмите на отделните токове, коита
протичат съответно през съпротивленяята R19 /?2, R3 и /?4, поради
влиянието на междуелектродните капацитети на усилвателната лампа
и монтажните капацитети на схемата. Друга особеност на схемата е
това, че анодният трептящ кръг на резонансния усилвател работи на
Фиг. Ц.1
една фиксирана честота. Настройката на усилвателя в резонанс с въз-
будителното напрежение тук се извършва не чрез изменение на
или Ск на неговия трептящ кръг, а чрез изменение на честотата на
подаваното от тонгенератора напрежение. Като индикатор за настрой-
ката в резонанс се използува ламповият волтметър ЛВ2. Съпротивле-
нията /?а, R3 и /?4 са нискоомни (от порядъка на 50 Q). Те са
необходими за преобразуване на изследваните токове на лампата в
пропорционални на тях напрежения, за да могат след това да се на-
блюдават с помощта на осцилограф.
Паденията на напрежения върху измервателните съпротивления са-
отведени до буксите й/“к, „/%, „/“f2, „iug, откъдето по избор могат
да се подадат за наблюдение към вертикалния усилвател на осцило-
гРафа. При това за хоризонтално отклонение на лъча на осцилографа
използува вътрешният генератор на развиващо трионообразно напре-
жение. На екрана на осцилографа се наблюдава формата на импулса
из съответния ток на лампата.
За да се премине от наблюдение на формата на импулса на даден
57
ток към наблюдение на формата на динамичната характеристика на
този ток, трябва развиващото трионообразно напрежение да се из-
ключи, а на негово място да се подаде отвън напрежението eg. Тогава
върху екрана на осцилографа се появява динамичната характеристика
на дадения ток в решетъчна координатна система. За препоръчване
е входът на хоризонталния усилвател на осцилографа да бъде по-
стоянно свързан с буксата „e*g на макета на изследвания резонансен
усилвател. Изключването на трионообразното напрежение и включва-
нето на решетъчното напрежение eg към хоризонтално-отклонителните
плочи на осцилографа става с превключване на ключа „хоризонтален
усилвател" (намиращ се върху лицевата плоча на осцилографа) от
положение „вътр“ в едно от трите положения „0,2 V/cm“, „1 V/cm“
„5 V/cm“.
Необходима апаратура
1. Макет на нискочестотен резонансен усилвател на мощност.
2. ТГ — тонгенератор тип ТГ-2 или друг подобен. Служи като
възбудител на изследвания резонансен усилвател. Използува се него-
вият директен изход, който се включва последователно във веригата
на управляващата решетка.
3. ЛВ1 — лампов волтметър тип ЛВ-3. Служи за измерване на
амплитудата на възбудителното напрежение Ug.
4. ЕЛО — електроннолъчев осцилограф тип ОГ-1. Служи за наблю-
дение на формата на токовите импулси и динамичните характеристики
на резонансния усилвател.
5. ЛВ2 — лампов волтметър тип ЛВ-*3. Служи за измерване на
амплитудата на променливото анодно напрежение Ua-
6. РСТг — регулируем стабилизиран токоизправител тип ЗС-1.
Използува се като източник на преднапрежение Eg. Двете системи се
включват насрещно, така че да може да се получи преднапрежение
от нула до —150 V.
7. РСТ2 — регулируем стабилизиран токоизправител тип 3C-L Из-
ползува се като източник на постоянно екранно напрежение Egr За
да може същото да се регулира от нула до +159 V, двете системи
се включват насрещно.
8. РСТ3 — регулируем стабилизиран токоизправител тип ЗС-1. Из-
ползува се като източник на постоянно анодно напрежение Еа=0-т-
300 V. Двете системи се влючват насрещно за получаване на
£^ = 04-150 V, а след това поотделно.
9. шАг — милиамперметър за постоянен ток с обхват 25 mA.
10. шА2 — милиамперметър за постоянен токе обхват 50 mA.
И. шА3 — милиамперметър за постоянен ток с обхват 100 mA.
III. Задание
1. Да се проучи опитната постановка, предназначението на всеки
уред и работата с него.
2. Да се извърщи монтаж на опитната постановка според фиг. 11.1.
3. Да се включат измервателните уреди ЛВР ЛВ2 и ЕЛО.
58
4. Да се включат захранващите напрежения към резонансния усил-
вател в следната последователност: преднапрежение £’^= —150 V,
отопление t7OT=12,6 V, анодно напрежение £д=150 V и най-накрая
£*£2 = 75 V. Преднапрежението да се регулира плавно, докато лампата
се отпуши и се получат някакви показания в милиамперметрите, който
измерват /ао и Zg20. След това се включва тонгенератора ТГ, като се
установява Ug = ...N (стойността на Ug се задава преди упражне-
ние™).
5. Осцилографът се включва за наблюдение на импулса на анодния
ток (вертикалният му вход се свързва с букса „1иа на макета).
6. Настройва се усилвателят в резонанс чрез изменение на честотата
на тонгенератора (по максималното показание на ЛВ2). След това
осцилографът се синхронизирва така, че върху екрана да се получат
осцилограмите на два последователни токови импулса. Чрез регули-
ране на преднапрежението Eg се нагласява граничен режим, като се
наблюдава формата на импулса на анодния ток (началото на появата
на падина в него).
7. Да се изследва последователно влиянието на йсяко едно от
захранващите напрежения върху формата на токовите импулси и ди-
намичните характеристики. За тази цел да се изменят последователно
и поединично, както следва:
a) Ug = (0,5 ч-1,2) Ugr?t където t7grp е стойността на Ug в граничен режим;
Eg= (0>5 — 1,5) Fgrp, „ Egrp » Eg п
в) Eg2= (0,5 — 1,5)£garp, „ Е&гр » Eg% „
Г) Ea = (0,5 — 1,5) £дгр, » Earp „ Ea „
3 а бе л e ж к а. При изменение на едно от захранващите напрежения всички
оста нал и се поддържат постоянни и равни на изходните им стойности в граничен
режим.
8. Да се начертаят осцилограмите на токовите импулси и динамичните характе-
ристики на /к, ia, ig2, ig, като се спазят амплитудните съотношения помежду им. Да
се направи тълкувание на влиянието на всяко едно от захранващите напрежения
върху напрегнатостта на режима на резонансния усилвател.
12. ТОВАРНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА РЕЗОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ
НА МОЩНОСТ
Товарно съпротивление на един резонансен усилвател на
мощност се явява еквивалентното съпротивление на паралелния
трептящ кръг, включен в анодната му верига эаедно с входното
съпротивление на следващото стъпало. При определяне на общото
еквивалентно товарно съпротивление /?е на усилвателя влиянието на
следващото стъпало се отчита чрез тъй нареченото внесено съпро-
тивление гвн. Ако стъпалото е крайно, чрез гвн се отчита влиянието
на следващите трептящи кръгове (включително и антенния), който са
свързани с първия трептящ кръг.
59
Общото еквивалентно товарио съпротивление Rt (фиг. 7.1) се опре-
дели със следния израз:
= p'tQ-
Н \ К DM/ К DM
Фиг. 12.1
Тук LK, Ск, гк са собствените параметри на трептящия кръг, аре
коефициентът на включване на трептящия кръг към анодната верига
на усилвателната лампа. През време на работа на усилвателното стъ-
пало /?е може да се измени. Както се вижда от горния израз, това
може да стане по три различии начина: 1) чрез изменение на коефи-
циента на включване р\ 2) чрез изменение на внесеното съпротив-
ление гвн и 3) чрез изменение на характеристичного съпротивление р.
Последният случай се прилага при обхватните (диапазонните) усилва-
тели, когато същите се пренастройват от една работна честота на
друга. Изменението на товарного съпротивление /?е на усилвателя
води до изменение на неговия режим на работа, което е свързано
с изменение на неговите енергийни показатели.
Товарните характеристики на един усилвател се
наричат зависимостите на неговите енергийни пока-
затели Ръ PQ9 Ра, т)к, а също така L/K, % > Л11> и т. н. от
товарного съпротивление /?е при неизменни захран-
ващи напрежения Ut, Ее, Eta, E# и Еа.
Основни енергийни показатели на един резонансен усилвател на
мощност са: мощностите Ри Ро, Рв, Ptv коефициентът на полезно
60
действие i), променливото напрежение върху анодния трептящ кръг
коефициентът на използуване на анодното напрежение § и токовете
Ли» Ajo> ^£20> ^£0*
За да видим какво влияние оказва изменението на /?е върху раз-
личните енергийни показатели на усилвателя, ще си послужим с ди-
намичните характеристики. На
фиг. 12.1 са показани динамичните
характеристики за пет различии
стойности на Ре,' построени при
постоянни захранващи напрежения.
Всички те минават през работ-
ната точка на покой (точката Л),
която нафиг. 12.1 е показана под
абсцисната ос, тъй като режимът
е клас С. Краищата на всички ди-
намични характеристики лежат
върху статичната характеристика
с параметър eg=eg макс = Eg + Ug.
Ъгълът на наклона на дина-
мичните характеристики намалява
при увеличение товарното съпро-
тивление /?е.
При /?е = 0 динамичната харак-
теристика е перпендикулярна на
абсцисната ос и на нея съответ-
ствува ийпулс на анодния ток с
най-голяма амплитуда /ам- Това
означава, че постоянната съставя-
ща /дЭ и амплитудата на първата
хармонична /а1, на конто се разла-
га анодният ток, са най-големи
при /?е = 0. Амплитудата на про-
менливото напрежение върху треп-
тящия кръг UK е равна на нула,
тъй като еквивалентното му съпро-
тивление /?е е равно на нула. То-
варните характеристики /аэ (/?е);
= и UK= f (/?е) са представени на фиг. 12.2. От тях се
вижда, че при /?е = 0 товарните характеристики/О1» Д/?е) и Ло—/(^е)
имат най-голяма стойност, а товарната характеристика (7к^/(/?е) за-
почва от нула. Но щом напрежението (А = 0, променливотоковата
мощност Pj също е равна на нула, тъй като Рг= ~ UKIai. Следова-
телно товарната характеристика P1=f(R&} започва от нула. От друга
страна, знаем, че мощността, разсейвана от анода на лампата Ра, е
равна на Pa = PQ — Рг. При /?е = 0 Рг=09 следователно Pa = PQ> т. е.
цялата мощност, консумирана от анодния токоизточник Ро, се раз-
сейва като топлина от анода на лампата.
61
Режимът на работа на усилвателя при /?е = 0 се нарича режим
на късо съединение. Както се вижда от товарната характери-
стика Pa=f(Re), показана на фиг. 12.2, режимът на късо съединение
се явява най-тежък за анода на лампата и обикновено е гибелен за
нея, тъй като мощността, разсейвана от анода, се оказва по-голяма
от допустимата. Затова продължителна работа на усилвателя в този
режим не трябва да се допуска. На практика такъв режим се полу-
чава при силно разстроен трептящ кръг. Поради тази причина прена-
стройването на мощните усилвателни стъпала от една работна честота
на друга се извършва при понижени захранващи напрежения. Включ-
ването на номинални захранващи напрежения се извършва едва след
като трептящият кръг е настроен в резонанс.
От товарните характеристики за токовите във веригата на екран-
ната и управляващата решетка Zgc0=/(/?e) и /g0=/(^e) (фиг. 12.2) се
вижда, че при /?е = 0 токовете /g20 и lg0 имат малки стойности. Това
означава, че режимът на късо съединение е силно напрегнат по отно-
шение на тези две решетки, а следователно и загубните мощности,
който се разсейват от тях, са много малки, т. е. решетките работят в
силно облекчен режим.
С увеличение на /?е (фиг. 12.2) отначало 1а1 и /ао спадат много
бавно. Това продължава до достигане на граничен режим (по екранна
решетка при пентод и тетрод и по управляваща решетка при триод).
На фиг. 12.1 е показано, че при 7?е = А?егр краят на динамичната харак-
теристика, движейки се по статичната характеристика eg=eg„aKC, до-
стига нейната точка на пречупване, (т. е. точката на граничен режим.
На фиг. 12.2 от точката /?е=А?егр върху абсцисната ос е издигнат
перпендикуляр с пунктирна линия. Тази пунктирна линия в полето на
товарните характеристики представлява линията на граничен режим.
Наляво от нея имаме ненапрегнат режим 7?е<^?егр, а надясно — на-
прегнат реЖИМ 7?е>/?егр.
Товарната характеристика на напрежението върху кръга UK—f{R^
в областта на ненапрегнат режим представлява- приблизително права
линия. Това се обяснява със следното. Първата хармонична на анод-
ния ток 1а1 в областта на ненапрегнат режим намалява незначително с
растенето на /?е> т. е. може да се приеме, че Л const. Оттук следва,
че UK, което е равно на UK = IaLRe, в областта на ненапрегнат режим
се явява линейна функция на товарного съпротивление 7?е.
Промен ливотоковата мощност Рг в областта на ненапрегнат режим е
също линейна функция на товарного съпротивление R^ тъй като
Рi = 2*^i^Zcj з const.
При преминаване в напрегнат режим (7?е>/?егР) в импулса на
анодния ток се появява падина, която е * толкова по-дълбока, колкото
по-напрегнат е режимът, т. е. колкото по-голяма е стойността на Rt
спрямо /?егР (фиг. 12.1). Появата на'падина в импулса на анодния ток
води до рязко намаление на стойностите на Л, и 1ао в областта на
напрегнат режим (фиг. 12.2). В резултат на това растенето на напре-
жението върху кръга в областта на напрегнат режим се забавя и
62
може да се приеме, че приблизително остава постоянно UK const-
Това от своя страна води до намаление на променливотоковата мощ-
ност в областта на напрегнат режим, тъй като UK остава почти по-
стоянно, а /а1 рязко намалява с растенето на /?е.
Коефициентът на използуване на анодното напрежение 5 е пропор-
ционален на UK където Еа = const J, следователно неговата
товарна характеристика £=/(/?е) има същия вид, както товарната
характеристика f(Re)- В областта на ненапрегнат режим 5 е прибли-
зително линейна функция на 7?е, а в напрегнат режим нараства не-
значително с увеличението на /?е-
Товарната характеристика на консумираната мощност от анодния
токоизточник Р0=/(/?е) е подобна на товарната характеристика /по =
= /(/?е), тъй като Ро тук е линейна функция на IaQ (Ро=Еа-1ао, където
Еа = Const).
Тъй като загубната мощност, разсейвана от анода Ра, е равна на
Ра=Рц—Р^ товарната характеристика Рс=/(Ре) се получава като
разлика на ординатите на двете товарни характеристики PQ=f(JRt) я
Л=Ж).
Коефициентът на полезно действие на анодната верига на усилва-
р
теля е равен на ч = Оттук следва, че неговата товарна характе-
*о
ристика = /(7?е) се получава от товарните характеристики Рх = /(/?е)
и Р0 = /(/?е) чрез разделяне на съответните им ординати. Тъй като
при /?е = 0 променливотоковата мощност Рх=0, следва, че и т]=0,
т. е. началото на товарната характеристика 7]=/(/?е) съвпада с коор-
динатного начало (фиг. 12.2). В областта на ненапрегнат режим товар-
ната характеристика т)=/(/?е) е почти права линия. Максималната си
стойност у дрстига в леко напрегнат режим, след което започва да
спада много бавно.
От сравнението на товарните характеристики на двата най-важни
енергийни показателя Рг и у се вижда, че най-подходящ режим по
напрегнатост за един резонансен усилвател на мощност се явява гра-
ничният режим, тъй като при него Рх и т) имат най-големи стойности-
13. МЕТОДИ ЗА ИЗМЕНЕНИЕ НА РАБОТНАТА ЧЕСТОТА НА ОБХВАТНИЯ
РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
В по-голямата си част съвременните предаватели са обхванати
(д и а п а з о н н и), т. е. предназначени са да работят в някакъв плавен
честотен обхват, ограничен между една минимална честота /мин и една
максимална честота /мякс. Останалата част от предавателите са пред-
назначени за работа само на няколко фиксирани честоти (в редки слу-
чаи само на една честота).
И в единия, и в другия случай при преминаване от една работна
честота на предавателя на друга се налага пренастройване на треп-
63
тящите кръгове на всичките му резонансни усилватели. Под работна
честота на предавателя се разбира честотата на носещото трептене
«а изхода на
Под работна
а
предавателя, т. е. в последното му усилвателно стъпало.
честота на кой да е от резонансните усилватели на пре-
давателя се разбира че-
стотата на носещото треп-
тене в анодната верига
на този усилвател. Тъй
като в предавателите се
използува много често ум-
ножение на честотата, ра-
ботните честоти на от-
деляйте резонансни усил-
ватели могат да не съв-
падат помежду си. Във всеки случай обаче може да се каже, че ра-
ботната честота на всеки следващ усилвател е равна или кратна
на честотата на предните усилватели.
За нормална работа на всеки резонансен усилвател се изисква
собствената честота на анодния му трептящ кръг да съвпада с работ-
ната честота, т. е. с честотата на усилваното трептене. В този слу-
чай се казва, че усилвателят (по-точно неговият трептящ кръг) е на-
строен в резонанс с честотата на усилваното носещо трептене.
Насгройването на един трептящ кръг в резонанс с желана работна
честота се извършва чрез установяване на подходящи стойности на
неговите реактивни елементи — индуктивност LK и капацитет Ск. Из-
менение™ на собствената честота на трептящия кръг може да се
извърши принципно по три различии начина: а) чрез изменение само
на индуктивността му при постоянен капацитет £K = var; Ск = const
(фиг. 13.1а); б) чрез изменение само на капацитета му при постоянна
индуктивност LK = const; CK = var (фиг. 13.16); в) чрез едновременно
изменение и на индуктивността, и на капацитета му Z,:< = var; CK = var
(фиг. 13.1 в).
Отношение™ на най-голямата към най-малката от работните честоти
на един обхватен предавател (или на кой да е от неговите резо-
нансни усилватели) се нарича коефициент на покритие на
пълниячестотен обхват на предавателя) или съответно
на резонансния усилвател) и се означава с Кобх = . Тъй
j мин
като работният честотен обхват на предавателя съвпада с обхвата на
крайния му резонансен усилвател, съвпадат и техните коефициенти на
обхвата. Останалите резонансни усилватели могат да имат същия или
по-малък коефициент на покритие на обхвата. Последното се постига
чрез използуване на някои от междинните усилвателни стъпала веднъж
в режим на усилване, а след това в режим на умножение на че-
стотата.
Коефициентът на покритие на пълния честотен обхват на различ-
ните предаватели може да бъде различен. Максималната му стойност
достига (при късовълновите предаватели) до /Собх = 10-4-20. В слу-
64
чайте, когато коефициентът на обхвата е по-голяи от /СОбх> 2-4-3,
налага се честотният обхват на предавателя (следователно и този на
неговите резонансни усилватели) да бъде разделен на няколко под-
обхвата. Причините, поради конто се налага това, са няколко. Поради
конструктивни затруднения не могат да бъдат създадени променливи
кондензатори, а също така и вариометри, капацитетът и индуктив-
ността на конто да се изменят в много по-широки граници. Това от
своя страна ограничава честотния обхват, който може да се покрие
с тях. От друга страна, изменението на LK или Ск, с конто се постига
изменение на собствената честота на трептящия кръг, предизвиква
изменение на останалите параметри на кръга. От тях най-чувствително
-тч-. Изменението на
Р предизвиква изменение на еквивалентното съпротивление напразен.ход
на кръга А?епх = р<?пх. Известно е, че при изменение на настройката на
кръга неговият качествен фактор на празен ход Qnx се изменя незна-
чително. Поради това може да се приеме, че /?епх се изменя пропор-
ционално на р. Изменението на /?епх от своя страна причинява измене-
ние на енергийния режим на усилвателя и в частност изменение на
неговата променливотокова мощнрст Рг. Колкото е по-голям коефи-
циентът на покритие на обхвата на усилвателя (т. е. колкото в по-големи
граници се изменя LK или Ск), толкова в по-големи граници се из-
меня /?епх> а заедно с това режимът и променливотоковата мощност
на усилвателя. Тъй като изменението на променливотоковата мощ-
ност не трябва да превишава определени допустими граници, же-
лателно е коефициентът на обхвата да не бъде много голям. Ето
защо пълният честотен обхват на усилвателя се разделя на подобхвати
в границите, на конто работната честота на усилвателя се изменя
плавно в не много големи граници, а премйнаването от един подобхват
в друг се извършва стъпално. Най-малката честота в дадения под-
обхват се означава с /мин л, а най-голямата — с /максп, където л=1,2,3...
е номерът на подобхвата. Отношението-^^— = Лгподобх се нарича кое-
фициент на покритие на подобхвата. На практика се пре-
поръчва същият да се иэбира в границите Кподобх = 1Л1,7. 'Обикно-
вено /Сподобх «ма една и съща стойност за всички подобхвати на усил-
вателя. Ако броя на подобхватите означим с т, връзката между кое-
фициента на покритие на пълния честотен обхват на усилвателя и
коефициентът на покритие на всеки от неговите подобхвати се дава
със следния израз: ^Обх = А^добх.
Обикновено премйнаването от един подобхват в друг се извършва
чрез стъпално изменение на един от реактивните елементи на кръга,
а плавната настройка в подобхвата — чрез плавно изменение на другия
реактивен елемент.
На фиг. 13.2 е показана схемата на резонансен усилвател с три
подобхвата. Премйнаването на един подобхват в друг се извършва
чрез стъпално изменение на индуктивността на кръга £к, а плавната
5 Радиопредавателна техника
65
настройка във всеки от подобхватите се осъществява чрез променлив
кондензатор Ск. Връзката между най-голямата и най-мЯДката стойност
на кръговия капацитет и коефициента на покритие на подобхвата се
Q
дава с формулата /<подобх = кма—. На фиг. 13.3 е показано как се иа-
'"'к мин
менят £к, Ск и 7?епх във функция от собствената честота на кръга.
Фиг. 13.2
На фиг. 13.4 е показана схемата на резонансен усилвател, при който
преминаването на един подобхват в друг се извършва чрез стъпално
изменение на стойността на кръговия капацитет, а плавната настройка
във всеки подобхват — чрез плавно изменение на кръговата индук-
тивност. Връзката между максималната и минималната индуктивност
и коефициента на покритие на подобхвата се определя с формулата
1/2 _ макс
Аподобх = 7 •
ьк мин
Нафиг. 13.5сапоказанизависимостите £к = ф(/), Ск=<р(/) и /?еПх = <p(ty
Най-често плавна настройка с вариометър се прилага в предавав
телите с голяма мощност, а плавна настройка с променлив конден-
затор — в маломощните предаватели. Причината за това е, че при
големи мощности конструкцията на вариометъра се оказва с по-малки
размери и по-евтина в сравнение с тази на променливия кондензатор.
При малки мощности се получава точно обратного — гореспоменатите
предимства минават на страната на променливия кондензатор. При
средни мощности подчертани предимства няма нито променливият кон-
дензатор, нито вариометърът, поради което се прилагат и единият, и
другият. В тези случаи трябва да се имат пред вид още и следните
предимства и недостатъци на тези настройващи елементи. Вариоме-
66
Фиг. 13.3
67
търът позволява работа с минимален начален капаЦитет на кръга.
Това се явява особено важно предимство при работа в късовълновия
обхват, тъй като позволява да се увеличи еквивалентното съпротив-
ление на трептящия кръг на празен ход, а чрез него и к, п. д. на
кръга. С вариометър може да се получи по-голям коефициент на по-
критие на йодобхвата (ако, разбира се, това се налага) в сравнение с
променливия кондензатор. Недостатък на настройката с вариометър
се явява значително по-голямата неравномерност на скалата на настрой-
ващия орган. Освен това, ако е необходимо да се направи спрегната
плавна настройка на няколко последователни усилвателни стъпала на
предавателя, т. е. настройката им да се извършва само посредством
един настройващ орган, това много по-лесно се постига при използу-
ване на променлив кондензатор. Недостатък на настройката с варио-
метър се явяват и възникващите трудности, когато трябва да се осъ-
ществи трансформаторна или автотрансформаторна връзка със след-
ващото стъпало.
Въпррсът за разделяне на пълния честотен обхват на подобхвати
се пояснява със следния пример.
Пример. Да се извърши разделяне на подобхвати на пълния
честотен обхват на един резонансен усилвател, който е зададен
/мин = 2 MHz И /макс = 8 MHz.
1) Коефициентът на покритие на пълния честотен обхват
1<Г — •'макс _ 8 _ ,
Аобх— f — п —
* -'мин z
2) Приемаме еднакъв коефициент на подобхватите
А’подобх — 1,45.
68
Фиг 13.5
3) Определяне на броя на подобхватите
_ _ 1g 4 Q 7С
/72 --j-7^--- -- 7 . . - *с~ 3,7 о.
^подобх ^Ь45
4) Закръгляме полученото число за броя на подобхватите до
най-близкото по-голямо цяло число. В случая закръгляме т = 4.
5) Уточняване на коефициента на покритие на подобхватите
Аподобх — VAjd6x — = ],41.
6) Разделяне на пълния честотен обхват на подобхвати:
1-ви подобхват: /мин i = 2 MHz;
/макс 1 = /мин 1 • Лподобх = 2 . 1,41 = 2,82 MHz,
2-ри подобхват: /МИН2 = 2,82 MHz;
/макс 2 = /мин 2 Атюдобх = 2,82.1,41 = 4 MHz
3-ти подобхват: /мин 3 = 4 MHz;
/макс 3 ~ /мин 3 ^Сподобх = 4.1,41 = 5,64 MHz J
4-ти подобхват: /Мин4 = 5,61 MHz;
/макс 4 = /мин 4 Аподобх = 5,64.1,41 =8 MHz.
7) Прието е за осигуряване на производствени толеранси грани-
чите на всички подобхвати да се разширяват отдолу и отгоре с по
2-? 5 %, при което се получава частично препокриване помежду им.
В случая приемаме разширение с 5 % от двете страни на всеки под-
обхват.
2
1 -ви подобхват: /мин i=У05- = 1 & MHz;
/м.кс 1 = 1,05.2,82 = 2,96 MHz;
2 82
2-ри подобхват: /М1Ш 2 = =2,69 MHz;
/макс2= 1,05.4 =4,2 MHz;
3-ти подобхват: /МИнз = y^g-=3,8 MHz;
/макс 3 - 1,05.5,64 = 5,92 MHz;
5 64
4-ти подобхват: /мин4 =-р^-^б.Зв MHz;
/макс4 = 1,05.8 = 8,4 MHz.
Окончателната стойност на коефициента на подобхвата се получава
/<подобх=1,053. 1,41 = 1,56.
70
14. ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ — СНЕМАНЕ НА ТОВАРНИТЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ НА РЕЗОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
I. Цел на упражнением
Целта на упражнением е да се усвой настройката на резонансен
усилвател на мощност и опитно да се провери влиянието на анодното
товарно съпротивление върху режима на работа на резонансния
усилвател на мощност.
II. Опитна постановка
На фиг. 14.1 е начертана принципната електрическа схема на опит-
ната постановка, която се използува за снемане на товарните харак-
теристики на резонансен усилвател на мощност. Характерно за опит-
Фиг. 14.1
яата постановка е това, че изменението на еквивалентното товарно съ-
противление /?е на усилвателя се постига чрез едно променливо съ-
противление, което е включено паралелно към трептящия му кръг.
Съпротивлението може да се изменя стъпално през 50 й в границите
от нула до 20 кй. На схемата това съпротивление е означено с /?т.
71
Необходима апаратура
1. РУМ — макет на резонансен усилвател на мощност с аноде и
трептящ кръг, който може да се настройва в честотния обхват от
1 до 2,5 MHz.
2. ВЧВ — високочестотен възбудител с честотен обхват от 0,9
до 2,8 MHz. Използува се за възбуждане на изследвания усилвател.
3. ЛВХ — лампов волтметър тип ЛВ-3. Използува се за измерване
на ефективната стойност на възбудителното напрежение Ug еф.
4. ЛВ2 — лампов волтметър тип ЛВ-3. Използува се за измерване
на ефективната стойност на променливото анодно напрежение
5. PCTj — регулируем стабилизиран токоизправител тип ЗС-1. Из-
ползува се като източник на преднапрежение Ev Двете системи на
токоизправителя са включени насрещно, за да може да се получи
напрежение от нула до —150 V.
6. РСТ2 — регулируем стабилизиран токоизправител тип ЗС-1. Служи
като източник на постоянно екранно напрежение Е& и постоянно
анодно напрежение Еа. Двете системи на токоизправителя се изпол-
зуват поотделно.
7. mAj — милиамперметър за постоянен ток с обхват 25 mA.
8. гпА2 — милиамперметър за постоянен ток с обхват 50 mA.
9. mA3 — милиамперметър за постоянен ток с обхват 100 mA.
10. /?т — товарно съпротивление, стъпално регулируемо от нула
до 20 kQ през 50 Q.
III. Задание
1. Да се проучи добре схемата на опитната постановка, пред-
ыазначението на всеки уред и работата с него.
2. Да се изчисли граничен режим на работа на резонансен усил-
вател на мощност с лампа ГУ-50 при следните изходни данни: £^=300 V;
£^2=150 V; £^3 = 0; ^ = 10 W; 0=... (стойността на 0 се задава от
ръководителя на упражнението). Параметрите на идеализираните ста-
тични характеристики на лампата 5, 5гр, Е^ D се определят по ме-
тода, разгледан в т. 6. Еквивалентното товарно съпротивление на
празен ход на трептящия кръг /?епх се дава преди упражнението кон-
кретно за лабораторния макет, с който ще се нровежда упражнението.
В резултат от изчислението трябва да бъдат определени: Uat 1а\, 1ао,
Igpfh Eg, PQ, Plt Pa> T], Perp) Pt-
Забележка: тази точка се изпълнява предварително.
3. Да се извърши монтаж на опитната постановка съгласнофиг. 14.L
Стойността на външното товарно съпротивление /?т да се установи
такава, каквато е получена в точка 2 ра.
4. Да се включат ламповите волтметри JIBj и ЛВ2 и да се подадат
към макета на РУМ необходимите отоплително напрежение и пред-
напрежение със стойности, определени в точка 2-ра.
5. Да се включи генераторът и да се подаде към усилвателя по-
степенно увеличаващо се възбудително напрежение до протичане на
72
слаб решетъчен ток 1& за да се провери правилността на включване
жа решетъчната верига. След това възбудителното напрежение се на-
малява до нула.
6. Да се включи източникът на постоянно анодно напрежение Еа и
се установи стойност на Еа> получена от изчисленията в точка 2-ра.
След това същото да се направи с токоизточника за Е&.
7. Постепенно да се увеличи възбудителното напрежение до про-
тичане на аноден и екранен ток, като се внимава стойностите на 1^ ул
lt2Q ж не превишат допустимите, определени от Рацы-=Еа1ао доп = 40 W
и Pg2 доп — E!g2 7^2 доп — 5 W. Да се настрои анодният трептящ кръг на РУМ
в резонанс с честотата на възбудителното напрежение. Да се усвой
добре настройката на РУМ по показанията на уредите, който измерват
Ло, /^20 И /gQ.
8. Да се установи изчислената в точка 2-ра стойност на Ug. Да
се отчетат стойностите на t7a, 7ао, /й2о, и се сравнят със съответ-
жите стойности, изчислени в точка 2-ра.
9. Да се снемат товарните характеристики на усилвателя: Ua=f(R^\
IaQ = f(ReY, и 7^ = /(/?е). Изменението на еквивалентното
съпротивление на усилвателя /?е се получава чрез изменение на /?т.
Последното се изменя стъпално от нула до 20 kQ, като за всяка ие-
гова стойност се изчислява стойността на Rt по формулата
О _ ^епх •
*в"*епх"+<
Получените данни от опита да се нанесат в таблица и въз основа
жа тях да се начертаят товарните характеристики.
IV. Контролни въпроси
1. Как се изменя Ua при изменение на кръговия капацитет Ск ?
2. Как се изменя /ао при изменение на кръговия капацитет Ск?
3. Как се изменя Ig?Q при изменение на кръговия капацитет CR?
4. Как се изменя 7fo при изменение на кръговия капацитет Ск ?
5. По какви начини може да се изменя /?е?
6. По какъв начин може да се регулира токовият ъгъл 0?
7. Как по показанията на инструментите, измерващи 1ао и lg2Q на
РУМ (когато същият е настроен в резонанс) може да се съди за
мпрегнатостта на режима ?
15. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА АНОДНАТА ВЕРИГА
НА РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
При работа на усилвателя в неговата анодна верига се извършва
преобразуване на постояннотоковата мощност Ро, получавана от анод-
ния токоизточник, в променливотокова мощност Plt която се отдел»
в анодния трептящ кръг на усилвателя.
73
Постояннотоковата мощност, която анодната верига на усилвателя
получава от анодния токоизточник, е равна на произведението на
постоянната съставяща на анодния ток Ло> която протича от токоиз-
точника, по работното напрежение Еа на същия:
Променливотоковата мощност върху трептящия кръг Рг се съз-
дава само от първата хармонична на анодния ток 1аЬ на честотата на
който е настроен кръгът. За останалите хармонични кръгът представ-
лява практически късо съединение (нула съпротивление), поради което
те не създават върху него променливотокова мощност.
Променливотоковата мощност която се съэдава върху кръга
от първата хармонична на анодния ток може да се представи със
следния израз:
ЛЦйЯе.
Ако се замени Ia\Rt чрез £/к> получава се
ИЛИ Р'~ 2 ’ /?е ’
При работа на усилвателя електроните, излъчвани от катода, пре-
литат пространството катод—анод и достигат анода с някаква ско-
рост, т. е. с някаква кинетична енергия. Тази кинетична енергия при
удара на електроните в анода се превръща в топлина, поради което
същият се загрява. Мощността, която се отделя като топлина върху
анода на лампата (наричана още загубна мощност), се бележи със
символа Ра. Тази мощност Pat както и мощността Рг се получават за
сметка на мощността Ро. Следователно вкараната в анодната верига
постояннотокова мощност PQ от анодния токоизточник се преобразува
в променливотокова 3 мощност върху анодния кръг Рг и в топлина,
разсейвана от анода на лампата:
Pq = Pi+Ра-
Оттук се получава, че
Pa = PQ-PV
За всеки тип лампа съществува определена максимално допустима
мощност, която може да бъде разсеяна като топлина от анода й без
опасност от нарушаване на нормалната работа на лампата. Тази мощ-
ност се означава с РаЛоП и зависи от конструкцията на лампата и от
начина на нейното охлаждане.
При нормална работа на лампата винаги трябва да се изпълнява
условието
Ра Ра доп •
74
Ако в продължителен режим на работа мощността Pat разсейвана
като топлина от анода на лампата, превишава допустимата мощност за
дадения тип лампа РадОп, то температурата на анода се повишава над
допустимата и лампата може да се повреди (например може да се
стопи анодът й) или рязко да се съкрати продължителността на рабо-
тата й.
Коефициентът на полезно действие на анодната верига на усилва-
теля се определя като отношение на полезната променливотокова мощ-
ност към мощността Ро, вкарвана в тази верига от анодния токо-
източник:
Коефициентът на полезно действие може да се изрази и по друг
начин, ако се замести с Pt=y [а\ £4 = у «JmfcEa, а Ро с Р*—
= <х01а„Еа- Тогава затесе получава
о" а^ам^а . .
_ * _ * ®1 Е_ 1 Е
Т ё1 1
Последният израз представя като произведение на — коефициента
йа формата на анодния ток, по — коефициента на използуване на
анодното напрежение. Следователно, за да се получи висок к. п. д.
на анодната верига на едно усилвателно стъпало, необходимо е ре-
жимът му на работа да бъде така подбран, че и § да се получат
колкото се може по-големи.
За да се получи висок коефициент на използуване на анодното на-
ик
прежение <;=-₽- при Еа = const, трябва UK да бъде колкото се може
по-голямо.Лова може да се постигне, ако еквивалентното резонансно
съпротивление на трептящия кръг е достатъчно голямо.
Оказва се обаче, че тези две величини й и са взаимно свързани,
и то така, че постигането на много големи стойност» на едната от
тях става за сметка на намалението на другата. Така например полу-
чаването на стойкости на 5» по-големи от §гр — 0,75 4- 0,85, се съпро-
вожда с преминаване на усилвателното стъпало в напрегнат режим,
т. е. режим с падина в средата на импулса на анодния ток. Тази деформация
на импулса на анодния ток причинява намаление на коефициента на фор-
мата на анодния ток gr. Получава се дори така, че с навлизането в по-силно
напрегнат режим (когато 5^1) увеличението на I; се съпровожда с
по голямо намаление на поради което т]а започва да намалява.
Максималната стойност на 7]а се получава в леко напрегнат режим,
т. е. за стойности на 5, малко по-големи от ^гр Тук е необходимо да
се отбележи, че работата на стъпалото със стойности на много по-
големи от £Гр, не е за препоръчване и от други съображения. Такъв
режим на работа се съпровожда с големи токове във веригата на
75
управляващата решетка (при триоди) или във веригата аа екравната
решетка (при тетроди и пентоди) и с големи загубни мощности, раз-
сейвани като топлива от тези решетки, и могат да бъдат превишени
допустимите им стойности и лампата да се повреди.
Сега да разгледаме другата величина, която определи к. п. д. на
анодната верига, а именно коефициента на формата на анодния ток gv
Този коефициент зависи от ъгъла на отсечката на анодния ток и от
напрегнатостта на режима. При островръх косинусоидален импулс на
анодния ток зависимостта на gx (9) от ъгъла 0 е дадена графично на
фиг. 9.2. От тази графика се вижда, че gx расте с намаление на О,
като максималната си стойност ^ = 2 достига при ъгъл 9, клонят към
нула. Използуването на много малък токов ъгъл е нецелесъобразво
по редица съображения. От една страна, при много малки стойности
на 9 са необходими голямо преднапрежение Es (по абсолютна стойност)
и голяма амплитуда на възбудителното напрежение Ug. От друга
страна, при много малки стойности на 9 намалява полезната промен-
ливотокова мощност' Ръ която може да се получи от лампата. Ней-
ната максимална стойност се получава при 9= 120е. Като оптимална
стойност на ъгъла на отсечката на анодния ток, при която се полу-
чава добър к. п. д. т)а и достатъчно голяма променливотокова мощ-
ност се препоръчва 9 = 60 4- 120е.
Общият коефициент на полезно действие на едно усилвателно
стъпало се определя като отношение на полезната променливотокова
мощност Р19 която се отдели в анодния трептящ кръг, към сумата от
всички мощности, изразходвани в различните вериги на стъпалото:
. _ Ъ
Ро + Р£20 + Pei + Л.ТОПЛ ’
Коефициентите на полезно действие г^и У)Общ имат особено голямо зна-
чение за последните (най-мощните) усилвателни стъпала на предава-
теля, тъй като главно те определят общия к. п. д. на целия пре-
давател.
16. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ВЕРИГИТЕ НА УПРАВЛЯВАЩАТА, ЕКРАННАТА И ;
ЗАЩИТНАТА РЕШЕТКА НА РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
1. Верига на управляващата решетка
На фиг. 16.1 е показана принципната схема на веригата на управля-
ващата решетка на едно усилвателно стъпало. В тази верига дей-
ствуват две напрежения: а) променливо напрежение (наричано още
възбудително напрежение) ug = Ug cos w /, което се получава от анод-
ната верига на предното стъпало, и б) постоянно отрицателно напре-
жение (наричано още преднапрежение) Eg, което се получава или от
76
външеи източник, или автоматично чрез решетъчния ток /г0 или ка-
тоджня ток 4®.
Формулите, по конто се определят необходимите стойности на
Ug и Ег, се извеждат по следния начин. Изхождаме от уравнението
на анодния ток в динамичен режим:
ia = S[Es — Eg + {Ug — DUK ) cos co/].
Известно e, че анодният ток става ра-
вен на нула {ia = 0), когато фазовият
ъгъл со t стане равен на ъгъла на отсеч-
ката на анодния ток 0. Ако положим
в горното уравнение ia =* 0, получаваме
0 = 5 [£> - Eg+{Ug - DUK) cos 0)
Фиг. 16.1
По тазнеформула може да определим стойността на ъгъла 0, ако са
известии напреженията Eg, Ug и UK {Eg се определи още с избора на
лампата, поради което винаги се смята за известно). От последний
израз се получава формулата за определяне на преднапрежението Eit
когато са известии 0, Ug и UK :
Eg = £g—{Ug — DUK) cos 0.
Ако определим Eg — Eg от последното уравнение
Eg-E'g =—{Ug — DUK) cos0
и го заместим в първото уравнение за ia, се получава
ia =S{Ug — DUK) (cosco / — cos 0).
Амплитудата на импулса на анодния ток {ia = /ам) се получава от по-
следняя израз, ако положим в него фазовия ъгъл со/, равен на нула
(ш/=0):
1а* = S {Ug - DUK) (1 - cos 6).
Оттук може да се определи амплитудата на възбудителното напре-
жение, когато са известии /ам, 0 и UK. Като се реши последният израз
спрямо Ug, се получава
=S(1-cos 0)+^-
Обикновено режимът на работа на резонансния усилвател на мощ-
ност е такъв, че Ug>\Eg\, т. е. максималната стойност на решетъч-
ното напрежение е положителна egMaKC = Eg + Ug >0. Това позволява
да се получи по-голяма променливотокова мощност от лампата. Но
77
навлизането на решетъчно напрежение eg в областта на положител-
ните стойности се съпровожда с протичане на ток във веригата на
управляващата решетка (фиг. 8.3 и 84).
Амплитудата на импулса на решетъчния ток/^ се
определи с помощта на семейството статични характеристики на
Фиг. 16.2
същия ток в една от двете координатни системи (ig, eg) или (ig,/gM
се явява функция на е£макс и елмин. Техните стойности се явяват винаги
известии, преди да започне определянето на IgtA. На фиг. 16.2 са да-
дени едновременно и двете семейства статични характеристики на ig
и е показано как във всяка една от тях може да се отчете стойност-
та на амплитудата на импулса на решетъчния ток ZgM, когато са из-
вестии стойностите на е£МЯКс и £амин-
След като се определи ZgM, могат да бъдат определены постоян-
ната съставяща на решетъчния ток Z£0 и амплитудата на първата му
хармонична Ig\. Ако се приеме, че импулсът на решетъчния ток е ко-
синусоидален, могат да се използуват формулите
Zgi = 04 (0^) IgM •
Тук a0 и аг са коефициенти на разлагане на косинусоидален импулс,
чиито стойности се отчитат от таблицы или графики за съответната
стойност на ъгъла на отсечката на решетъчния ток 0£.
Стойността на ъгъла 0£ се определи чрез формулата
a
COS 0a «г-77- •
6 и
78
В действителност формата на импулса на решетъчния ток не е
косинусоидална и се различава значително от нея. На фиг. 15.2 е по-
казан реалният импулс с непрекъсната линия, а идеализираният коси-
нусоидален импулс — с прекъсната линия. За да се увеличи точността.
на горните формули, с конто се определят /£о и в тях се въвеж-
дат коригиращи коефициенти и :
7go = kgQ Kq (0£) ;
^gl = kg* *1 ) ^gM •
За коригиращите коефициенти и kgi се препоръчват следиите
стойности:
а) при генераторни триоди ^ = 0,65; Л^ = 0,72;
б) при генераторни тетроди и пентоди Ago = £gi=0,55.
Токът във веригата на управляващата решетка натоварва источ-
ника на възбудителното напрежение ug (предното усилвателно стъ-
пало) с някаква променливотокова мощност. Тя се нарича възбуди-
телна мощност и се бележи със символа Pgl. Тя се определя
с израза
Pgl = ~2~ l&Ug'
Една част от тази мощност се изразходва в източника на предна-
прежение. Тя се определя с израза
Pg0~ Ig^Eg*
Останалата част от възбудителната мощност се разсейва като топ-
лива от управляващата решетка: Pg = Pg\ —Pgo-
Коефициентът на усилване по мощност на даденото
усилвателно стъпало се определя като отношение на променливотоко-
вата мощност, която се отделя в анодния трептящ кръг Р19 към въз-
будителната мощност Pgi във веригата на управляващата решетка:
2. Вериги на екранната и защитната решетка
На екранната решетка се подава постоянно положително напрежение
Eg2. За да се изпълнява ролята си на електростатичен екран, тази ре-
шетка е свързана по променлив ток с маса чрез блокиращ конден-
затор. Поради това върху втората решетка липсва променливо на-
прежение.
Амплитудата на импулса на тока на екранната решетка /£2м се оп-
ределя по аналогичен начин, както амплитудата на тока на управля-
ващата решетка. За тази цел е необходимо да се разполага със ста-
79
тичните характеристики на екранния ток в една от двете координатни
системи eg) или еа) и със стойностите на ^макс и ^^мия, конто
са известии от предната част на изчислението на сгьпалото.
Постоянната съставяща и амплитудата на първата хармонична на ек-
ранния ток се определят с помощта на формулите
/g20 = ^g20 &Q (Qgfl) Iglм J
/^21 = (652) •
Тук 6Г2 е ъгъл на отсечката на екранния ток, а0 и — коефициенти
на разлагане на косинусоидален импулс, kg2o и kg2i — коригиращи кое-
фициенти. За болшинството от генераторните пентоди и лъчеви те-
троди статичните характеристики на анодния ток la =f (eg) и екранния
ток igt=pf(eg) започват при едно и също решетъчно напрежение, пе-
ради което 0g2^0. Стойността на коригиращите коефициенти се пре-
воръчва да се приема
0,6.
Постояннотоковата мощност, която се вкарва във веригата на ек-
ранната решетка от източника на постоянного напрежение ,
е равна на
Pg20 = Ig20^*£2*
Цялата тази мощност се разсейва като топлина Р& от екранната
решетка.’Във всички случаи трябва да бъде спазено условието тази
мощност да бъде по-малка от допустимата:
Р g2 = Рg20 Р£2доп •
При по-старите типове генераторни пентоди на защитната решетка
се подава слабо положително напрежение. То увеличава стръмността
на линията на граничния режим 5гр, променливотоковата мощност Д,
к. п. д. на анодната верига на усилрателя и в известна степен на-
малява екранния ток. Обаче токът в защитната решетка при такова
слабо положително напрежение даже и в най-мощните пентоди не
превишава няколко милиампера, поради което същият не се изчис-
лява. Съвременните генераторни пентоди работят с нула напрежение
на защитната решетка. В случайте, когато се извършва модулация в
защитната решетка, режимът на мълчание и амплитудата на модули-
ращото напрежение се избират така, че ^змакс е равно на нула, поради
което ig3 ~ 0.
80
17. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ — ИЗЧИСЛЕНИЕ НА РЕЖИМА НА РАБОТА
НА РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
За да се започне изчислението на едно стъпало, е необходимо да се
разполага с някакви изходни данни. В зависимост от тях редът на
изчисление на стъпалото може да бъде един или друг, т. е. възможни
са различии варианти на изчисление. Така например при резонансните
усилватели на мощност в повечето случаи се използува един от след-
ните четири варианта на изчисление:
1) изчисление при зададена променливотокова мощност в анодната
верига на усилвателя Рх;
2) изчисление при максимаЛно използуване на лампата по мощност;
3) изчисление при зададена постояннотокова мощност в анодната
верига на усилвателя Ро;
4) по зададена амплитуда на импулса на анодния ток 1ам.
Изчислението на всички междинни усилвателни стъпала на преда-
вателя ее извършва обикновено по първия вариант. Изчислението на
крайното усилвателно стъпало най-често се извършва по първия ва-
риант. Вторият вариант се използува, когато предварително е зададена
лампата на крайното стъпало и се иска от нея да се получи номинал-
ната й (максималната) мощност. Третият вариант се използува, когато
предварително е задйден анодният токоизточник на крайното стъпало,
например при реконструкция на стар предавател или при проектиране
на подвижен (портативен) предавател, за който предварително са оп-
ределени източниците на захранване.
Освен споменатите четири варианта понякога се налага използув.а-
нето и на пети вариант — изчисление при зададено анодно товарно
съпротивление /?е, чиято стойност е определена например от изисква-
нето да бъде пропуснат широколентов честотен спектър на модули-
рано трептене (телевизионни и импулсни предаватели).
Нека върху един конкретен пример да разгледаме най-често из-
ползувания първи вариант на изчисление на режима на работа на ре-
зонансен усилвател на мощност.
Задание
Да се изчисли граничен режим на работа на резонансен усилвател
на мощност при зададена променливотокова мощност P13aA=650W и
работна честота f= 1 MHz. Схемата на усилватеая е еднотактна с
общ катод.
/. Избор на лампата
1. При изчисление на усилвателя по зададена променливотокова
мощност Р1зад се избира лампа с намалена променливотокова мощност,
не по-малка от зададената PiH0M Р]3ад. В нашия случай най-под-
ходяща се оказва лампата ГУ-81. Тя е генераторен пентод, предназ-
6 Радиопредавателна техника
81
начен за генериране на трептения и усилване на мощност в честотния
обхват до 12 (50) MHz. Има естествено охлаждане. Номиналните й
данни са: /^ihom = 750AV\ £*аном = 2000V= 600V^^зном = 0^
PaAon = 450W; Pg2aon=120W; /^on=10W.
2. Избор на стойността на захранващите напрежения на лампата.
Ако зададената променливотокова мощност е близка до номиналната
^1зад PiHOM, то стойностите на захранващите напрежения Еа, Egz и
Еёз се избират номинални (£,fl=£,aH0M; Е& = Е^™ и £^3 = ^зном). Ако
зададената мощност е по-малка от номиналната, препоръчва' се да се
избере Еа<Еаым' Ако Р1ззл е значително по-малка от Р1НОм» то целе-
съобразно е заедно с Еа да се намали и стойността на Е^ спрямо
номиналната (Еа < ^ном и сЕ^ном).
Тъй като в разглеждания случай зададената променливотокова
мощност е близка до номиналната, приемаме номинални захранващи напре-
жения на лампата: Еа =£'аном = 2000 У;£^=^2ном=600 У;£^3 = £^3нОм=0.
3. Определяне на идеализираните параметри на лампата. Като се
използува методът за определяне на идеализираните параметри на
генераторните лампи, описан в т. 6, се получават 5 = 6,5 mA/V;
5гр=4 mA/V; Fg = -170V; D=0,004.
II. Начисление на режима на анодната верига на усилвателя
4. Избор на ъгъла на отсечката на анодния ток 6. Ъгълът на от-
сечката 6 се избира в граничите 6 = 70 4- 90°. Приемаме 0=85э. От
таблица за коефициентите на разлагане на косинусоидални импулси
отчитаме (85е) = 0,487; а0 (85°) = 0,302.
5. Определяне на коефициента на използуване на анодното напре-
жение в граничен режим
5рр=0,5+<0,25--^г - + = 0,788.
6. Определяне на амплитудата на променливото напрежение върху
анодния трептящ кръг UK —^ГрЕа =0,788.2000= 1580V.
7. Определяне на амплитудата на първата хармонична на анод-
ния ток
/ _2р1гр_ 2.650 д
/al-~UK---Л580“ = °’82А-
8. Определяне на импулса на анодния ток
9. Определяне на постоянната съставяща на анодния ток
1м=а0 (9) ZflM=0,302.1,68=0,507 А.
82
10. Определяне на консумираната мощност от анодния токоиа-
точник
Ро=Еа /ао = 2000.0,507 = 1014 W.
11. Определяне на загубната мощност върху анода на лампата
Рв =Р0—Рв = 1014 - 650 = 364 W. Същата не превишава Ралоп’,
Ра = 364 W < РЙДОП = 450 W.
12. Определяне на коефициента на полезно действие на анодната
верига
Рj 650 лйсо
rJ = K = T014 =°’658-
13. Определяне на еквивалентното съпротивление на трептящия
кръг, което е необходимо за реализиране на изчисления режим:
Pe=~-=^-=193°Q.
*а\
III. Изчисление на режима на веригата на управляващата решетка
14. Определяне на амплитудата на възбудителното напрежение
U‘ - SV'Z^>+DU- = + "°04•1580 “290 V-
15. Определяне на преднапрежението
S(1 — cos 6) "C0S 0= —170~6,5.10-3(l—0.087У •°»087 = — 195 V.
16. Определяне на максималното напрежение на управляващата
решетка
^ямакс = Eg 4- Ug = — 19о -|~ 290 = 95 V.
17. Определяне на минималното (остатъчното) напрежение на анода
^мин = Еа - UK = 2000 - 1580 = 420 V.
18. Проверка за импулса на анодния ток. От анодните статични
характеристики на анодния ток за ^MaKC = 95V и ^MMH = 420V отчитаме
стойност за анодния ток около 1,65 А, което е приблизително равна
на стойността на изчисления импулс на анодния ток /ам=1,68А.
19. Определяне на импулса на тока във веригата на управляващата
решетка. От статичните характеристики на тока във веригата на упра-
вляващата решетка с помощта на напреженията гамин и £вМакс отчитаме
4м = 0,075 А.
20. Определяне на ъгъла на отсечката на тока във веригата на
управляващата решетка
cosGg =-&-=—= 0,682 =47° ;а1(47°) = О,322;ао(47,) = О,172.
83
21. Определяне на постоянната съставяща на ig
Igv = 0,55 а0 (0g ) IgM = 0,55.0,172.0,075=0,007 А «= 7 mA.
22. Определяне на амплитудата на първата хармонична на тока ig
lgi = 0,55 ai(0g ) IgM = 0,55.0,322.0,075 = 0,013 A = 13 mA.
23. Определяне на възбудителната мощност
PgI=X Ug Ig\ = 2 290 • °-013 = !>9 W-
24. Определяне на коефициента на усилване на мощност на стъ-
палото
25. Определяне на мощността, изразходвана в източника на пред-
на прежение:
Pgo = Eg 4о=— 195.0,007 = — 1,35 W.
26. Определяне на загубната мощност върху управляващата ре-
шетка
Pg = pgl+PgQ = 1,9-1,35 = 0,55 W<PgAOn = 10W.
IV. Изчисление на режима на екранната решетка
27. Определяне на импулса на екранния ток. От статичните характе-
ристики на екранния ток с помощта на £амин и гамаке отчитаме импулса
на екранния ток 4гм = 0,75 А.
28. Определяне на постоянната съставяща на екранния ток
/g20 = 0,6 «о (6^) 42м =0,6.0,302.0,75 = 0,136 А.
Забележка. Ъгъла на отсечката на екранния ток приемаме равен
на ъгъла на отсечката на анодния ток.
29. Определяне на мощността, консумирана от източника на по-
стоянно екранно напрежение:
Р^о= Е& Ig2Q=600.0,136 = 82 W.
Цялата тази мощност се отделя като топлина върху екранната решетка,
Рв2=Р|г2о=82<Р^2доп = 120 W.
84
Ч ЕТВЪРТА ГЛАВА
СХЕМИ НА ЗАХРАНВАНЕ НА ВЕРИГИТЕ НА ЛАМПОВ
РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
18. ОБЩИ ПРАВИЛА ЗА СЪСТАВЯНЕ НА СХЕМИТЕ НА РЕЗОНАНСНИТЕ
УСИЛВАТЕЛИ
Съставянето на схемата на всеки резонансен усилвател почива
върху няколко общи принципа. За конкретност ще разгледаме прин-
ципите за съставяне на схемата на анодната верига на усилвателя.
Същите обаче остават в сила и при съставяне на схемата на веригата
на управляващата решетка.
Изискванията към схемата на анодната верига се определят от
предназначението и режима на работа на съответното усилвателно
стъпало. Токът в анодната верига на резонансния усилвател 1а може
да се разглежда като съставен от три части: а) постоянна съставяща
/до, б) първа хармонична ia\ ив) висши хармонични ^2+^3-Н-- Всяка
една от тях предявява различии изисквания към схемата на анодната
верига. Поради това изискванията могат да бъдат разделени съответно
на три групи:
а. Затворената верига на първата хармонична на анодния ток /Д1
трябва освен участъка анод—катод на усилвателната лампа да
включва още и полезния товар на усилвателното стъпало (анодния
трептящ кръг, свързан с входната
верига на следващото стъпало).
Включването на полезния товар във
веригата на тока ia\ е необходимо,
за да може токът ia\ да отдели вър-
ху него полезна променливотокова
мощност PL = Всяко до-
пълнително съпротивление, вклю-
чено във веригата на /а\, е нежела-
телно, тъй като води до безполез-
но падение на променливо напре-
жение и до безполезна загуба на
променливотоковата мощност. В
частност нежелателно е протича-
нето на ia\ през източника на по-
стоянною анодно напрежение Еа
Фиг. 18.1
Една идеална схема на анодна
верига на резонансен усилвател, валидна само за първата хармонична
на анодния ток, има вид, показан на фиг. 18.1. Тук чрез гВн е пред-
ставено внесеното в трептящия кръг активно съпротивление на вход
ната верига на следващото стъпало.
б. В затворената верига на висшите хармонични на анодния ток
а2-Н*аз + .«. трябва да влиза само участъкът анод—катод на лампата.
85
С други думи, това означава, че външната част на анодната верига на
лампата трябва да представлява късо съединение за висшите хармо-
нични на анодния ток. Всяко съпротивление, включено във външната
част на анодната верига, по която протичат висшите хармонични на
анодния ток, ще води както до падение на променливо ^напрежение
Фиг. 18.3
<с честотите на тези хармонични), така и до загуба на съответна про-
менливотокова мощност. И едното, и другото е нежелателно, като се
има пред вид предназначението на резонансния усилвател, а именно
да осъществява избирателно усилване само по отйошение на първата
хармонична на анодния ток. Една идеална схема на анодната верига
на усилвателя, валидна само еа висшите хармонични, трябва да има
вид, показан на фиг. 18.2. Тъй като за висшите хармонични на анодния
ток външната част на анодната верига представлява късо съединение,
то падението на напрежение от тези хармонични е равно на нула
(иач= иаз = ' •. = 0). Поради това променливото анодно напрежение иа на
един идеален резонансен усилвател е равно на падението на напре-
жение само от първата хармонична на анодния ток (иа = иа\). По на-
татък за простота вместо иа\ ще пишем иа, като индексът 1 ще се
подразбира.
в. В затворената верига на постоянната съставяща на анодния ток
Ло трябва освен участъка анод—катод на усилвателната лампа да бъде
включен и източникът на постоянно захранващо напрежение Еа . Включ-
ването на каквото и да е активно съпротивление в тази верига е неже-
лателно, тъй като върху него ще се получава излишно падение на
постоянно напрежение и излишна загуба на постояннотокова мощност.
Една идеална схема на анодната верига на усилвателя, валидна само
за постоянната съставяща на анодния ток Ло, трябва да има вид, по-
казан аа фиг. 18.3.
От казаното дотук следва, че схемата на анодната верига (а също
така и схемите на веригите на останалите електроди) на усилвателя
може да се разглежда като съчетание на три по-прости схеми:
а) схема, валидна само за първата хармонична на тока ia\;
86
б) схема, валидна само за висшите хармонични /02+^3 + . и
в) схема, валидна само за постоянната съставяща на тока Лю-
В повечето случаи обаче се налага пълната схема на усилвателя
да се разглежда като съчетание не на три, а на две по-прости схеми:
една, валидна за всички променливи съставящи на токовете и напре-
женията — наричана променливотокова схема, и друга, валидна
за постоянните съставни на токовете и напреженията — наричана п о-
стояннотокова схема. Променливотоковите схеми се използуват
доста често. Те са по-прегледни, тъй като не са свързани с включва-
ното на захранвайщте източници. Променливотоковите схеми трябва
да удовлетворяват едновременно изискванията, изложени в точки
а и б.
Едновременното изпълнение на всички изисквания, споменати в точ-
ките а, б и в, при съставяне на схемата на един реален усилвател,
е невъзможно. Възможно е обаче те да бъдат изпълнени с достатъчно
за нуждите на практиката приближение. За тази цел се използуват
така наречените блокиращи елементи. Едни от тях трябва да
представляват безкрайно голямо съпротивление за постоянния ток и
късо съединение за променливия ток, а други, обратно — късо съе-
динение за постоянния ток и безкрайно съпротивление за променливия
ток. С тяхна помощ в различии участъци на дадена електрическа
верига можем да преградим пътя на постоянния ток и да пропуснем
променливия или обратното,т. е. да създадем различен път за постоянния
и променливия ток. Като блокиращи елементи в електрическите вериги
се използуват индуктивности (наричани дросели) и капацитети. На
практика обаче те не представляват идеални блокиращи елементи с из-
ложените по-горе свойства. Не е възможно да се изработи кондензатор,
който да има безкрайно голямо съпротивление за постоянен ток и
нула съпротивление за променлив ток, а също така индуктивност,
която да представлява нула съпротивление за постоянен ток и без-
крайно голямо съпротивление за променлив ток. Но за практическите
нужди това не е необходимо. Достатъчно е тези изисквания да се
изпълняват с известно приближение. Във всеки конкретен случай, ко-
гато се избира стойността на даден блокиращ елемент (индуктивност
или капацитет), необходимо е ясно да си представяме с какво съпро-
тивление трябва да се сравнява неговото съпротивление, за да може
последното да се смята за много малко (практически късо съединение)
или пък за много голямо (практически прекъсната верига).
Също така необходимо е да се знае големината на падението на
напрежение, което ще се получи върху дадения блокиращ елемент, и
силата на тока, който ще протича през него.
При съставяне на схемата на усилвателя трябва да се обърне спе-
циално внимание паразитният капацитет, който схемата внася паралелно
към трептящия кръг, да бъде колкото може по-малък. Това изискване
е особено важно за високочестотните усилвателни стъпала на преда-
вателите на къси и метрови вълни.
Обикновено една от точките на схемата на усилвателното стъпало
•се съединява с екрана на стъпалото или, както още се казва, се „зазе-
87
мява“. Най-често това е точка от схемата, която е обща за няколка
вериги. При това всички останали съединителни проводници и елемен-
тите на схемата ще имат някакъв капацитет към екрана на стъпалото,,
т. е. към земя. Капацитетът към земя е една от съставните части на
общия паразитен капа-
fl 6 6 цитет. За да се получи
Фиг. 18.4
минимален паразитен ка-
пацитет към земя, тряб-
ва да се заземи тази
точка на схемата, капа-
цитетът на която спрямо
земя е най-голям. В за-
висимост от това коя
от точките на схемата
се заземява, се различа-
ват три основни схеми
на усмлвателни стъпала:
а) схема със заземен (общ) катод (фиг. 18.4 а);
б) схема със заземена (обща) решетка (фиг. 18.4 6);
в) схема със заземен (общ) анод (фиг. 18.4 в).
Схемите на споменатите фигури са дадени само за променлив ток.
В радиопредавателните устройства най-голямо приложение намира схе-
мата със заземен катод. Значително по-рядко се употребява схемата
със заземена решетка и почти никак схемата със заземен анод.
Обикновено източникът на захранване (токоизправител, акумулатор
и др.) има голям паразитен капацитет спрямо земя. Поради тази при-
чина неговото включване трябва да остава в такъв участък на вери-
гата, потенциалът на който по висока честота спрямо земя е равен на
нула.
Трябва да се има също така пред вид, че и блокиращите елементи
притежават паразитен капацитет. Затова трябва да се стремим да ги
включваме в дадената верига по такъв начин, че паразитният капацитет,
който те внасят, да бъде минимален.
19. СХЕМИ НА ЗАХРАНВАНЕ НА АНОДНАТА ВЕРИГА НА РЕЗОНАНСЕН
УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
Основните елементи на анодната верига на резонансния усил-
вател са:
а) участък анод—катод на лампата;
б) аноден товар (трептящ кръг) заедно със свързаната към него
входна верига на следващото стъпало;
в) източник на постоянно захранващо напрежение Еа .
Според начина, по който са съединени помежду си тези три основни
елемента на анодната верига, се получават две основни схеми: по-
следователна схема и паралелна схема на анодно
захранване.
88
При последователната схема (фиг. 19.1) лампата, трептящият кръг
и източникът на захранване са съединени последователно, а при пара-
лелната схема (фиг. 19.2) — паралелно един на друг. За по-голяма пре-
гледност на тези две фигури не са показани необходимите блокиращи
Фиг. 19.2
елементи. Нуждата от тях и мястото им на включване в схемата ще
разгледаме по-подробно, като изходида от общите правила за съ-
ставяне на схемата на резонансния усилвател, изложени в т. 18. За
конкретност ще имаме пред вид схемата на усилвателно стъпало със
заземен катод (фиг. 18.4 а), тъй като тя се използува най-много.
Последователно, схема на анодно захранване. За’да не внася па-
разитен капацитет паралелно на трептящия кръг, източникът на по-
стоянно захранващо напрежение Еа трябва да се включи в такъв
участък на анодната верига, потенциалът на който по променлив ток
спрямо земя е равен на нула. При схемата със заземен катод на това
условие отговаря участт^кът на анодната верига между катода на лам-
пата и трептящия кръг (фиг. 19.3). Пример за неправилно включване
89
на захранващия източник е показан на фиг. 19.4. Тук източникът на
постоянно напрежение Еа t включен между анода на лампата и треп-
тящ ия кръг и паразитният му капацитет спрямо земя Спар шунтира
трептящия кръг. За да не се получава падение на напрежение и загуба
на мощност от промен-
ливата съставяща на
анодния ток във вътреш-
ното съпротивление на
захранващия токоизточ-
ник, трябва да не се
допуща протичането на
променливия аноден ток
през него. За тази цел
се използува разделящ
филтър, който се съ-
стои от два блокиращи
елемента: капацитет Сб
и индуктивност Z.6 (фиг.
19.3). Този филтър раз-
дели постоянната и про-
менливата съставяща на
анодния ток и през не-
го те протичат по два различии пътя. Постоянният ток Ло протича
от полюса на захранващия* токоизточник през дросела , през индук-
тивността на трептящия кръг LK, през веригата анод—катод на лам-
пата и през минуса на захранващия токоизточник. Променливият ток
ia~ протича от* катода на лампата през блокиращия кондензатор Сб,
през трептящия кръг и анода на лампата. За да може да се смята, че
променливият ток протича само през блокиращия капацитет Сб , трябва
съпротивлението му за първата хармонична на анодния ток да бъде
много малко (практически късо съединение) в сравнение със съпро-
тивлението на веригата, състояща се от дросела L6 и захранващия
токоизточник. Съпротивлението на захранващия токоизточник може да
бъде различно, но в най-общия случай е неизвестно. За да не се съо-
бразяваме с неговата стойност, трябва съпротивлението на дросела Аб
да бъде значително по-голямо в сравнение със съпротивлението на
Сб . В такъв случай каквото и да е съпротивлението на токоизточника,
общото съпротивление на веригата —токоизточник ще бъде значи-
телно по-голямо от съпротивлението на Сб. Обикновено се препоръчва
следното съотношение между съпротивленията на Сб и А6 :
о)Аб 200 -
От друга страна, трябва да се
анодно напрежение ил се разпределя
ращия капацитет Сб пропорционално
хармонична на анодния ток. За да
върху Сб малка част от иа, трябва j
1___
о)Сб
има пред вид, че променливото
между трептящия кръг и блоки-
на съпротивленията им за първата
бъде падението на напрежение
ха бъде спаэено следното съотно-
90
шение между съпротивлението на Сб и това на трептящия кръг (7?е )>’
Тъй като изчислението на /?е обикновено предшествува изчисле-
нието на блокиращите елементи, първо се определи Сб и след това/^:
г 200 f 200
Сб="а)/?е’ £б = ш»С6*
При диапазонни предаватели горните съотношения трябва да се изпъл-
няват за най-малката работна честота. Както се вижда от фиг. 19.3,
изходният капацитет Сизх последователи© с Сб се включва паралелно
към трептящия кръг. Това означава, че част от кръговия ток протича
през СИ1х и Сб. В обхвата на дълги и средни вълни отклонението на
една част от кръговия ток през Сизх и Сб може да не се отчита, тъй
като Свзх << Ск. В обхвата на късите вълни Ск има малка стойност и
СИЗх става съизмерим с него. В някои случаи в края на късовълновбя
обхват се прави Ск = 0, т. е. като кръгов капацитет се използува Сизх
(тук под СИЗх се разбира пълният паразитен капацитет). В тези слу-
чаи кръговият ток през Сизх и Сб не може да се пренебрегва и
за да не се получи голямо падение на напрежението от него върху
Сб, налага се последният да удовлетворява още и следното съотно-
шение:
Сб — 200 СИЗх •
Като окончателна стойност на Сб се приема по-гоиямата от стойно-
стите, изчислени по това и горното неравенство. След това се опре-
дели стойността на L6 .
Необходимо е да се отбележи, че така определените стойности на
Сб и имат ориентировъчен характер. В зависимост от наличните
детайли, с конто се разполага, се допускат значителни отклонения в
стойностите им, тъй като това не нарушава работвта на схемата. Бло-
киращият кондензатор се избира не само по капацитет, но също така
и по тип, работна честота, работно напрежение и допустим ток или
мощност. Типови дросели обикновено не се произвеждат от промишле-
ността. Налага се те да се проектират за всеки конкретен случай
съобразно работната честота, работното напрежение и тока, протичащ
през дросела.
Предимство на последователната схема на захранване е, че
включването на блокиращите елементи не предизвиква увеличение на
паразитния капацитет. Недостатък на схемата е, че елементите на
трептящия кръг LK и Ск се намират под постоянно напрежение Еа
спрямо земя. Това налага те да бъдат изолжрани от земя. Когато
напрежението Еа е голямо и бобината £к има големи размери (при
големи мощности и дълги вълни), изолирането на бобината от земя
се оказва трудна конструктивна задача. В случайте, когато се налага
роторът на променливия кондензатор да бъде съединен по постоянен
ток със земя (при спрегната настройка на няколко последователни
стъпала), се използува вариантът на последователна схема, показана
на фиг. 19.5.
91
Схемата на последователно анодно захранване се прилага обикно-
вено в стъпалата на късовълновите предаватели и в маломощните
стъпала на дълговълновите и средновълновите предаватели. В мощните
стъпала, работещи на дълги и средни вълни, използуването й не се
препоръчва.
Паралелна схема на анодню захранване. Опростена принципна
схема с паралелно анодно захранване без блокиращите елементи е
показана на фиг. 19.2, а пълна принципна схема — на фиг. 19.6. От
последната фигура се вижда, че постоянният аноден ток не протича
през индуктивността на трептящия кръг. За 1ао е създаден отделен
път. Елементите на трептящия кръг LK и Ск не се намират под
постоянного захранващо напрежение спрямо земя. В конструктивно
отношение това се явява предимство на тази схема спрямо схемата с
последователно захранване.
Сега да разгледаме предназначението на блокиращите елементи
и Сб. Те и тук образу ват един разделящ филтър, който има пред-
назначение да раздели постоянния аноден ток от променливия. Постоян-
ният аноден ток /«о протича от полюса на захранващия токоизточник
през дросела £б, през участъка анод—катод на лампата и през минуса
на захранващия токоизточник. Пътят на 1ао през трептящия кръг се
прегражда от блокиращия кондензатор C6i. Променливият аноден ток
протича от катода на лампата през трептящия кръг, през блокиращия
кондензатор Сб и през анода на лампата. Пътят на 1а~ през захранва-
щия токоизточник се прегражда от дросела L6. Ако се даде накъсо
блокиращият дросел L6 t ще се получи късо съединение по промен-
лив ток на външната част на анодната верига, тъй като трептящият
кръг ще се окаже шунтиран от нискоомното съпротивление на захран-
ващия токоизточник. Ако пък се даде накъсо блокиращият капаци-
тет Сб, ще се получи късо съединение на захранващия токоизточник
92
през иискоомното съпротивление (по постоянен ток) на кръговата
бобина Лк.
От казаното дотук се вижда, че като основен признак за разпозна-
ване на вида на схемата на анодното захранване може да служи про-
тичането или непротичането на постоянния ток До през трептящия
кръг. При протичане на Ло през трептящия кръг схемата е последова-
телна, а в противен случай — паралелна.
При определяне на стойностите на L6 и Сб се изхожда от след-
ните съображения. Дроселът L& по променлив ток се явява включен
паралелно на кръговата бобина LK. Колкото индуктивността на дро-
села £б е по-голяма спрямо индуктивността LK , толкова по-малка част
от кръговия ток ще протича през дросела. От друга страна, с увели-
чение на индуктивността на дросела расте неговият паразитен капаци-
тет, а той от своя страна намалява блокиращите свойства на дросела.
Освен това увеличението на индуктивността се съпровожда и с уве-
личение на дължината на проводника /пр, с който е навит дроселът.
Ако дължината на проводника стане съизмерима с дължината на въл-
ната X на усилваното трептене, дроселът започва да се проявява като
дълга линия, дадена накъсо в единия си край. Такава линия има без-
крайно много честоти на последователен и паралелен резонанс. За
честотите на последователен резонанс дроселът ще дава практически
накъсо двата края на трептящия кръг и нормалната работа на усилва-
телното стъпало се нарушава. За да се избегне гореспоменатото вредно
явление, е необходимо при конструирането на дросела да се изпълнява
условието При диапазонни предаватели за X се взема стой-
ността на Хинн.
93
Като оптимална стойност на индуктивността на дросела се препо-
ръчва тази, определена с израза
Ц ж (15 -?30) £к.
Блокиращият кондензатор Сб не трябва да се избира извънредно го-
лям, тъй като се у величава паразитният му капацитет към земя. При
определяне на Сб, се препоръчва спазване на следното съотношение:
1 , ю
или Сб^-н--
О) сб к ш
Блокиращият кондензатор, включен паралелно на клемите на захранва-
щия токоизточник Сб може да се определи от съотношението
1^1 г 200
---7, ш ИЛИ Сб - » г— •
<oC6 200 — <«2£б
Стойностите на блокиращите елементи при паралелната схема са
също така некритични, както и при последователната схема. Предим-
стеото на паралелната схема беше изтъкнато по-горе. Недостатък
на схемата е, че блокиращите елементи Ц и Сб увеличават паразитния
капацитет на схемата и че съществува опасност от резонансни явления
в дросела. Поради това тази схема не е подходяща за работа в късо-
вълновия обхват. Тя се използува обикновено в мощните усилвателни
стъпала, работещи в обхвата на дълги и средни вълни.
Ако се направи сравнение между двете схеми на захранване, се
вижда, че при последователната схема блокиращият дросел £б работи
при сравнително леки условия. Върху него пада съвсем малко про-
менливо напрежение, възникващо върху блокиращия кондензатор Сб .
При паралелната схема върху блокиращия дросел пада практически
цялото променливо напрежение ик, което се получава върху анодния
трептящ кръг. Дроселът L6 заедно с блокиращия кондензатор Сб обра-
зува верига, паралелна на трептящия кръг. Поради това той работи
при съществено по-тежки условия в сравнение с дросела при последо-
вателно захранване. Затова и изискванията, който се предявяват към
него, са по-големи.
20. СХЕМИ НА ЗАХРАНВАНЕ НА ВЕРИГИТЕ НА УПРАВЛЯВАЩАТА,
ЕКРАННАТА И ЗАЩИТНАТА РЕШЕТКА И ОТОПЛЕНИЕТО
НА РЕЗОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ
1. Схеми на захранване на решетъчната верига
Основните елементи на веригата на управляващата решетка са:
а) вход на лампата (участък решетка—катод);
б) източник на възбудително напрежение ug (т. е. елементът на
връзка — индуктивност £св или капацитет Ссв) и
94
в) източник на постоянно отрицателно напрежение (преднапреже-
ние) Eg.
Според начина, по който тези елементи са съединени помежду си,
се получават две основни схеми: последователна схема и
паралелна схема на захранване на управляващата
решетка. При последовател-
ната схема (фиг. 20.1) участъ-
кът решетка—катод, източникът
на възбуждане и източникът на
Фиг. 20. Э
UjCOSQjtt'V
Фиг. 20.1
Фиг. 20.2
преднапрежение са съединени последователно, а при паралелната схе-
ма (фиг. 20.2) — паралелно един на друг. За по-голяма прегледност
схемите са показани без необходимите блокиращи елементи.
Последователна схема на решетъчно захранване. На фиг. 20.3 са
показани две схеми на последователно захранване на управляващата
решетка. В тях има само един блокиращ елемент — капацитетът Сб.
Неговото предназначение е да шунтира по променлив ток източника на
преднапрежение Eg. Предимство на последователната схема е нейната
простота. Тя може да се използува преди всичко в случайте, когато
95
връзката с предното стъпало е трансформаторна. Както се вижда от
фиг. 20.3 5, схемата може да се използува и при автотрансформаторна
връзка с предното стъпало, но само в случайте, когато анодната му
верига е изпълнена по паралелна схема. Втората схема има предимство
пред първата с това, че при нея не е нужен трансформатор, който е
конструктивно по-сложен и по-скъп елемент. Но тя има и. недостатъка,
че не позволява да се заземи по постоянен ток трептящият кръг на
предното стъпало (ако това е необходимо). Последователно захранване
на управляващата решетка е невъзможно при капацитивна- връзка с
предното стъпало.
Паралелна схема на решетъчно захранване. На фиг. 20.4 са
показани три схеми на паралелно захранване на управляващата решетка.
Те съответствуват на трансформаторна, автотрансформаторна и капа-
цити.чна връзка с предното стъпало. На фиг. 20.4 а и 20.4 б схемата на
захранване съдържа три блокиращи елемента: L& , Сб и С6, а схемата
на фиг. 20.4 в — два: С6 и £б. Общо взето, паралелната схема на захран-
ване съдържа повече блокиращи елементи от последователната, което
е неин недостатък. Блокиращият капацитет Сб изпълнява същата
функция, както при последователната схема. Предназначението на бло-
киращите елементи Сб и се вижда най-добре, ако последователно
96
Фъдат изключени от схемата. Така например, ако се даде накъсо бло-
киращият кондензатор С6, възбудителното напрежение ug остава, но
преднапрежението Eg изчезва. Източникът на Eg се дава накъсо през
Лб и £св, тъй като тяхното съпротивление по постоянен ток е практи-
чески нула. Ако пък се даде накъсо блокиращият дросел Лб , пред-
напрежението Eg се запазва, но изчезва възбудителното напрежение ug.
Елементът на връзка LCB (върху който се получава ug) се дава накъсо
от блокиращите капацитети Сб и Сб , тъй като тяхното съпротивле"
ние по променлив ток е извънредно малко. Дори и да липсва блоки*
ращият капацитет Сб, източникът на възбудителното напрежение
пак ще даде накъсо през вътрешното съпротивление на източника на
преднапрежение Egi което по променлив ток е обикновено много
малко.
Освен показаните по-горе схеми на захранване на управляващата
решетка, в конто се използува външен източник на преднапрежение Eg,
използуват се и схеми, при конто Eg се получава автоматично. При
резонансните усилватели на мощност автоматично преднапрежение се
получава най-често с помощта на постоянната съставяща на решетъч-
ния TOK IgQ.
За тази цел във веригата на постоянната съставяща на решетъчния
ток Zg0 се включва съпротивление Rg (фиг. 20.5) с подходяща стойност,
I Е I
определена с израза Rg = .
На фиг. 20.5 а е показана последователна схема, а на фиг. 20.5 б —
паралелна £хема на решетъчно захранване с автоматично решетъчно
преднапрежение. Много рядко в резонансните усилватели на мощност
се използува автоматично катодно преднапрежение. На фиг. 20.6 са
показани две схеми на решетъчно захранване с катодно автоматично
преднапрежение. Стойността на съпротивлението Rk се определя с
помощта на формулата Rk = ’ , — * Понякога в резонансните усилватели
*7 Радиопредавателна техника
97
на мощност се използува смесено преднапрежение. Една част от
необходимата стойност на преднапрежението Eg се получава от вън-
шен източник, а останалата част — автоматично (най-често чрез 4о).
2. Схеми на захранване на веригата на екранната решетка
На екранната решетка на генераторните пентоди и тетроди се
подава постоянно положително захранващо напрежение Eg2- В зависи-
мост от типа на лампата неговата стойност може да бъде различна, но
във всеки случай тя е по-малка от стойността на постоянното анод-
но напрежение Еа . Обикновено съотношението между Ер и Еа се
намира в следните граници:
£g2«(0,2 -?0,8)Ffl.
Фиг. 20.7
В зависимост от начина на получаване на Ер са възможни три
различии варианта схеми за захранване на екранната решетка. Същите
са показани на фиг. 20.7. В първата схема (фиг. 2Э.7л) напреже-
нието Ер се получава от източника на анодното напрежение Еа с
98
помощта на гасящо съпротивление Ug2. Стойността на това съпро-
тивление се определи с помощта на следната формула:
Във втората схема напрежението ,Eg2 се получава също от анодния
токоизточник, но с помощта на делител на напрежение, съставен от
двете съпротивление и Rg2- Тази схема има преимущество в срав-
нение с предната, че осигурява по-стабилна стойност на екранното
напрежение Eg<2, но има и недостатък, че е по-неикономична от нея.
За да се получи стабилно екранно напрежение Eg2, независещо от
изменението на режима на работа на лампата, трябва токът през де-
лителя /дел да бъде значително по-голям от постоянната съставяща на
екранния ток /л2о. Това обаче е свързано с допълнителен разход на
постояннотокова мощност. Обикновено при определяне на стойностите
на и Rg2 се изхожда от следното съотношение:
/дел = (3 — 5) 1g20 •
Схемите, показани на фиг. 20.7 а и 20.7 б, се използуват в случайте,
когато Eg2 е близко по стойност с Еа . Когато Еа е значително по-
голямо от Eg2 (при по-мощните генераторни тетроди и пентоди , за-
хранването на екранната решетка се извършва от отделен източник на
постоянно напрежение (фиг. 20.7 в). В този случай, както се вижда от
фигурата, се използува ограничително съпротивление /?0Гр, което има
предназначение да ограничи стойността на екранния ток Ig^o в режим,
когато липсва постоянно анодно напрежение (Еа = 0). За да може да
изпълнява ролята си на електростатичен екран, който раздела входната
от изходната верига на усилвателя, необходимо е екранната решетка
да бъде свързана „на късо“ с маса по променлив ток. За тази цел
между екранната решетка и маса се свързва блокиращ конденза-
тор Сб. Неговата стойност се определи така, че да са изпълнени едно-
временно следните условия:
<оСб<;/^2;
Сб Сизх + Свх •
Изпълнението на тези условия обезпечава почти пълно отсъствие на
високочестотно променливо напрежение между екранната решетка и
маса. (Тук Сизх и Свх са съответно изходният и входният капацитет
на лампата.)
3. Верига на защитната решетка
Обикновено на защитната решетка се дава нулев потенциал. За
тази цел тя се свързва директно към маса (фиг. 20.8 а). В по-старите
типове генераторни пентоди на защитната решетка е необходимо да се
99
подава слабо положително напрежение. Примерна схема за този случай
е дадена на фиг. 20.8 б. Когато в резонансния усилвател на мощност
се извършва амплитудна модулация чрез защитната решетка, се налага
а
захранването на тази решетка от източник на постоянно отрицателно
напрежение, с помощта на който се определя режимът на мълчание.
Примерна схема на захранване за този случай е показана на фиг. 20.8 в.
4. Отоплителна верига
Маломощните и средномощните генераторни лампи имат катоди с
индиректно отопление, а мощните — с директно отопление. Захранва-
нето на отоплителната верига на лампата може да се извършва от
източник на постоянно или променливо напрежение. Във всички съвре-
менни стационарни предаватели (от най-маломощните до най-мощните)
захранването на отоплителната верига на лампите се извършва от
100
източник на променливо напрежение (отоплителни трансформаториу
конто преобразу ват напрежението на електрическата мрежа в необхо-
димо™ отоплително ^напрежение). В подвижните предаватели захранва
а
Фиг. 20.9
О
нето на отоплението се извършва от акумулаторни батерии или от
източник на променливо напрежение. На фиг. 20.9 а е показано пара-
лелно захранване на отоплителните вериги на предавателни лампи. При
това лампата с най-ниско 'отоплително напрежение (в случая лам-
пата Д) се включва към веригата на захранване с помощта на допъл-
нително съпротивление /?, в което се получава падение на излишната
част от захранващото напрежение. Тук захранването се извършва от
общ източник на постоянно напрежение £Отопл. На фиг. 20.9 6 е пока-
зано захранване на същите лампи от отоплителен трансформатор, като
за всяка лампа е използувана отделна отоплителна намотка. В някои
случаи, когато отоплителното напрежение на отделните лампи е ед-
накво, може да се използува само една отоплителна намотка, към
която отоплителните вериги на лампите се включват в паралел. В по-
мощните усилвателни стъпала на предавателите обикновено всяка
лампа се захранва от отделен отоплителен трансформатор. При захран-
ване на лампите с директно отопление от източник на променливо
отоплително напрежение може да се появи фон с честотата на захран-
ващото напрежение, тъй като се създава паразитна амплитудна моду-
лация (фиг. 20.10 а). За намаляване на фона схемата на захранване на
такива лампи се прави със средна точка (фиг. 20.10 6 и 20.10 в). При
наличие на средна точка върху двата края на отоплителната жичка
спрямо маса се получават две напрежения с еднакви амплитуди и
обратни фази. Фонът, причиняван от тях, се взаимно компенсира.
В схемата на фиг. 20.10 6 средната точка е създадена чрез специален
извод от средата на отоплителната намотка. Това значително услож-
нява конструкцията на трансформатора. На фиг. 20.10 в средната точка
е създадена с помощта на съпротивлението /?. Този вариант е по-прост
от конструктивна гледна точка, но е по-неикономичен, тъй като съпро-
101
тивлението /? консумира допълнително някаква мощност. Стойността
на съпротивлението /? се препоръчва да се определи с помощта на
формулата

2 U
* ^отопл
4о +
Трябва да се има пред вид, че върху съпротивлението /? се създава
и автоматично преднапрежение
Eg = — у /?(/аэ+ /go),
102
което трябва да се взема пред вид при определяне на общото пред-
напрежение на стъпалото.
Блокиращите кондензатори С\ и С2 на фиг. 20.10 б и 20.10 в имат
за цел да свържат по-висока честота накъсо с маса двата края на
Фиг. 20.11
отоплителната жичка на лампата. По-точно те трябва да оказват незна-
чително съпротивление за променливата съставяща на анодния ток.
При захранване на мощните усилвателни лампи с мрежово напре-
жение освен фона с 50 Hz се появява още и фон с честота 100 Hz.
Той се дължи на така наречения магнетронен ефект. За борба с този
4>он се използуват лампи с трифазен катод. При използуване на обик-
новени лампи с еднофазен катод се прилага специална схема на
свързване на отоплителните вериги на лампите, намиращи се в едно
стъпало (последните трябва да бъдат четно число), с което се нама-
лява значително гореспоменатият фон. На фиг. 20.11 е показана схема
на захранване на отоплителните вериги на две лампи в едно усилва-
телно стъпало с отоплителни напрежения, изместени по фаза на 90э.
Това се постига чрез специално включване на първичните намотки на
двата отоплителни трансформатора към трифазна мрежа.
103
•ПЕТА ГЛАВА
МЕЖДИННИ ЛАМПОВИ УСИЛВАТЕЛИ В
РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
21. МЕЖДИННИ ЛАМПОВИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
1. Общи изисквания
Меж дин ни усилватели на един предавател се наричат усил-
вателните стъпала, конто се намират между първото стъпало (генера-
тора) и последното стъпало (крайняя усилвател на мощност) (фиг. 21,1).
Фиг. 21.1
По принцип предавателят може да бъде построен и без междинни
усилватели, т. е. той може да се състои само от генератор и крайно
усилвателно стъпало и дори само от генератор. Това обаче се прави
в много редки случаи, когато предавателят е носим и негови най-
важни технически показатели са малките размери и тегло.
Повечето от съвременните предаватели са сложни многостъпални
устройства, при конто между генератора и крайното стъпало са вклю-
чены известен брой междинни усилвателни стъпала. Основного пред-
назначение на последните е да се увеличи стабилността на честотата
на произвежданите от предавателя високочестотни носещи трептения.
Висока стабилност на честотата може да се получи, ако генерато-
рът, който произвежда високочестотните трептения, е маломощен и
добре защитен от различните дестабилизиращи фактори, един от конто
е влиянието на включените след него стъпала.
Колкото по-голяма е мощността на едно усилвателно стъпало, тол-
кова по-голяма е и абсолютната нестабилност на неговия входен ка-
пацитет. Особено голяма е нестабилността на входния капацитет на
крайното стъпало поради нестабилността на параметрите на антената,
която се явява негов аноден товар. Освен това мощните усилвателни
стъпала и особено крайното, за постигане на по-висок к. п. д. като*
правило работят с решетъчен ток. Те се явяват като товар за пред-
ното стъпало, при това много нестабилен, тъй като зависи от режима
на усилвателя.
104
От дотук изложеното става ясно, че включването на крайното усил-
вателно стъпало непосредствено след генератора би намалило силно>
стабилността на честотата на последний. Ето защо между генератора
и крайното стъпало се включват междинни усилвателни стъпала, броят
на който е толкова по-голям, колкото по-мощно е крайното стъпало..
Така например при свръхмошните предаватели, където мощността на
крайното стъпало може да бъде стотици киловати, а мощността на
генератора е от порядъка на един ват, се използуват пет-шест и по-
вече междинни усилвателни стъпала.
Едно от основните изисквания на междинния усилвател е да има^
колкото се може по-слаба връзка между рсшетъчната (входната) и
анодната (изходната) верига. За осигуряване на това изискване в тези.
стъпала трябва да се използуват лампи, който имат малък проходен
капацитет Са& .
Друго изискване, което се предявява към междинния усилвател, е
токът във веригата на управляващата му решетка да не зависи от
изменението на анодното товарно съпротивление, т. е. режимът на
работа на анодната верига да не оказва влияние върху режима на
работа на решетъчната верига. За изпълнение на това изискване също
така за предпочитане са пентодите и тетродите, на който токът във
веригата на управляващата решетка зависи съвсем слабо от измене-
нието на анодното напрежение. Осигуряването на това условие е осо-
бено важно за първото междинно стъпало, което следва непосредст-
вено след генератора. То трябва да работи в силно ненапрегнат
режим по управляваща решетка, т. е. без решетъчен ток. Такъв
режим на работа се нарича разделителен или буферен режим.
Междинният усилвател трябва да осигурява колкото е възможно
по-голям коефициент на усилване по мощност:
1 &
Тук/\е променливотоковата мощност в анодната верига на усилвателя,
a Pg\ — променливотоковата мощност, която се подава във веригата
на управляващата му решетка (наричана още възбудителна мощност).
Колкото по-голям коефициент на усилване Кр осигурява всеки един
от междинните усилватели, толкова по-малък ще бъде техният брой в
предавателя.
Освен голям коефициент на усилване по мощност междинният
усилвател трябва да осигурява върху анодния си товар променливо
напрежение с амплитуда, достатъчна за възбуждане на следващото
след него усилвателно стъпало, т. е. трябва да има достатъчно голям
коефициент на усилване по напрежение:
Ки~ Ug
Към обхватния (диапазонния) междинен усилвател се предявява и
много важното изискване — амплитудата чна променливото му анодно
105
напрежение Ua да бъде колкото се може по-постоянна в целия рабо-
тен честотен обхват. Това изискване може да се реализира по няколко
различии начина: а) чрез използуване на напрегнат режим; б) чрез из-
ползуване на автоматично регулиране на усилването на напрежение;
в) чрез използуване на трептящ кръг със специална настройка на че-
стотата (едновременно изменение на LK и Ск), позволяваща поддър-
жане на почти постоянно еквивалентно съпротивление, и г) чрез из-
ползуване на усилвател с апериодичен товар.
Като се вземат пред вид всички гореспоменати изисквания към
междинните усилватели, се оказва, че за тях най-подходящи са пенто-
дите и лъчевите тетроди. Поради наличието на екранна решетка те
имат малък проходен капацитет Cag. Пентодите и лъчевите тетроди в
сравнение с триодите осигуряват по-голям коефициент на усилване по
мощност, тъй като поради по-левите си характеристики имат по-малък
решетъчен ток ig. Освен това при тях решетъчният ток ig се изменя
незначително при изменение на анодното напрежение. Друго важно
предимство на тези лампи спрямо триодите е, че те могат да работят
в напрегнат режим по екранна решетка, осигурявайки постоянство на
променливото анодно напрежение Ua, като едновременно с това ре-
жимът на управляващата решетка се запазва ненапрегнат, а при нужда
дори буферен. Използуването на триоди в междинните усилвагелни
стъпала може да се допусне само в случайте, когато липсват под-
ходящи пентоди и лъчеви тетроди (при много голяма мощност на
стъпалото или при много високи честоти).
В междинните усилвателни стъпала се използува най-често схемата
със заземен катод, а като товар в анодната верига — настроен треп-
тящ кръг или апериодична система (дросел с паралелно включено към
него съпротивление).
2. Резонансен усилвател, използуван като междинно
усилвателно стъпало
Усилвателно стъпало, което работи по схема със заземен (общ)
катод и за товар в анодната му верига е включен настроен трептящ
кръг, има максимално възможен (при зададена лампа) коефициент на
усилване по мощност и по напрежение. Освен това използуването на
трептящ кръг намалява съдържанието на хармонични в състава на
изходното напрежение (поради фйлтриращите свойства на кръга).
Резонансният усилвател може да се използува освен като усилвател и
като умножител на честота. Той осигурява също така и висок коефи-
циент на полезно действие на анодната верига.
За повечето от междинните стъпала това не е от съществено
значение, но може да се окаже съществено за предпоследните стъпала
на мощните и свръхмощните радиопредаватели.
Като недостатък на такъв вид усилвател (с настроен товар) се
явява нуждата от пренастройване на собствената честота на анодния
му товар при сменяне на работната честота. Освен това при работа в
106
честотен обхват коефициентът на усилване по напрежение се изменя.
Като се вземе пред вид, че в тези усилватели се използуват предимно
пентоди или лъчеви тетроди, конто имат голямо вътрешно съпротив-
ление, може да се приеме, че коефициентът на усилване по напреже-
ние се определя с израза
Ku = . /?е .
При = const коефициентът на усилване Ки е право пропорцио-
нален на еквивалентното съпротивление на трептящия кръг /?е • Ако
се приеме, че качественият фактор на кръга Q е постоянен, измене-
нието на /?е е право пропорционално на честотата при настройване с
капацитет и обратно пропорционално на честотата при настройване с
индуктивност.
Обезпечаванего на постоянен коефициент на усилване по напрежение
в целия честотен обхват най-често се постига чрез поставяне на стъ-
палото в граничен режим за най-малката стойност на /?е • За всички
останали стойности на /?е, конто се явяват по-големи от /?егР, стъпа-
лото преминава в напрегнат режим, при което Ua се увеличава незна-
чително (фиг. 21.2). Ако освен това в следващото стъпало се приложи
автоматично получаване на преднапрежението с помощта на Igo, въз-
будителното му напрежение се получава още по-постоянно.
Основните схеми на връзка между отделните стъпала на предава-
теля са показани на фиг. 21.3. Ако при първите две от тях (фиг. 21.3 а
и 21.3 б) се вземе под внимание входният капацитет на следващото
стъпало Свх, получава се двукръгова схема. Вторият кръг е образуван
от индуктивността LCB и капацитета Сях и не може да се настройва.
Това води до значително изменение на възбудителното напрежение на
следващото стъпало дори и тогава, когато анодното напрежение Ua на
предното стъпало е постоянно в целия работен честотен обхват.
Поради това тези схеми на междустъпална връзка се използуват при
стъпала, който работят на фиксирана честота или в тесен честотен
обхват. В диапазонните предаватели най-голямо приложение намира
третата схема (фиг. 21.3 в).
107
Фиг. 21.3
3. Апериодичен усилвател, използуван като междинно
усилвателно стъпало
На фиг. 21.4 е показана принципната схема на апериодичен усил-
вател със заземен (общ) катод, която намира приложение в никои
междинни усилвателни стъпала,
генератора. Основно предимство
на тази схема се явява това, че
тя е сравнително проста и не
изисква пренастройване при из-
менение' на работната честота
на предавателя. Друго предим-
ство на тази схема е това, че
нейният коефициент на усилва-
не по напрежение може да бъ-
де направен малко зависещ от
работната честота. Недостатък
на схемата се явява значително
по-малката стойност на коефи-
циентите на усилване по мощ-
нбст и по напрежение, конто
са толкова по-малки, колкото
по-голямо е постоянството им
в работния честотен обхват.
Друг недостатък на тази схема
е, че тя има значително по-
най-често първото, следващо след
Фиг. 21.4
малък к. п. д. и значително по-големи амплитуди на висшите хармо-
нични в изходното напрежение, отколкото схемата с настроен товар
(резонансния усилвател). Трябва да се подчертае и това, че схемата
е неприложима в междинните стъпала, където трябва да се получи
умножение на честотата.
Товарът в анодната верига на апериодичния усилвател е образу-
ван от паралелно включените дросел А, съпротивление /?ш и капаци-
тет Спар- Последният се състои от изходния капацитет на лампата,
паразитния капацитет на дросела, входния капацитат на следващото
стъпало и монтажния капацитет. Общият паразитен капацитет Спар
заедно с индуктивността L на дросела образуват трептящ кръг със
собствена честота
1
2^1Спар’
Активного съпротивление /?ш, което шунтира споменатия трептящ
кръг, се поставя, за да се притъпят резонансните свойства на кръга
и да се получи по-голямо постоянство на коефициента на усилване по
напрежение в работния честотен обхват. Поради. тази причина стой-
ността на съпротивлението /?ш се избира не много голяма. Изборът
на стойността на L определя собствената честота на кръга, тъй
109
като Спар има постоянна стойност. При избора на собствената че-
стота /0 са възможни три случая (фиг. 21.5).
а) Собствената честота /0 е средногеометрична на крайните честоти
на обхвата /0 = V/мин/макс (фиг. 21.5 а).
Фиг. 21.5
б) Собствената честота f0 е значително по-малка от най-ниската
честота на обхвата /0< (0,3-? 0,5) ZMllH (фиг. 21.5 6). Този случай обик-
новено намира приложение при работа на къси вълни.
в) Собствената честота /0 е значително по-голяма от най-високата
честота на обхвата /0 > (2?- 3)/м™с (фиг. 21.5 в), Този случай обикно-
вено се използува при работа на дълги и средни вълни.
22. ЛАМПОВИ УМНОЖИТЕЛИ НА ЧЕСТОТА
В съвременните късовълнови предаватели широко приложение на-
мират умножителите на честота с коефициент на умножение на
честотата цяло число пъти (най-често два или три пъти). Като такива
се използуват някои от междинните стъпала на предавателя.
ПО
Умножителят на честотата, това е резонансен усилвател на мощности
анодният трептящ кръг на който е настроен в резонанс с някой от
висшите хармоници на анодния ток. Много често дори се налага една
и също междинно стъпало да се използува в едни от честотните под-
обхвати като усилвател, а в останалите — като умножител на честота.
Това се извършва чрез съответно пренастройване на собствената че-
стота на анодния трептящ кръг ту на основния, ту на някой от
висшите хармоници на анодния ток.
Използуването' на едно междинно стъпало последователно в режим
на усилване и след това в режим на удвояване на честотата позво-
лява получаването на изхода му два пъти по широк честотен обхват
в сравнение с този на входа му. Ако след него се използува още
едно такова стъпало (работещо последователно в режим на усилване
и в режим на удвояване), честотният обхват би се разширил нагоре
още два пъти или общо след второто стъпало би се получил четири
пъти по-широк честотен обхват. Това е извънредно полезно, тъй като
позволява при широкообхватните (широкодиапазонните) предаватели
да се стесни честотният обхват на генератора, а с това да се увеличь
стабилността на честотата му.
Умножението на честотата се използува дори и в случайте, когато
не е необходимо разширение на коефициента на покритие на обявата,
тъй като то позволява да се понижи работната честота на генератора.
С това се увеличава неговата стабилност, тъй като се намалява ролята
на нестабилните паразитни параметри на схемата.
Използуването на умножението на честотата намалява влиянието
на анодната верига на стъпалото
също така подобрява стабилност-
та на честотата на генератора, тъй
като се намалява влиянието върху
него на следэащите стъпала.
Умножението на честотата в
ЧМ предаватели позволява да се
увеличи честотното отклонение (де-
виацията на честотата), получена
в генератора. Принципната схема
на едно стъпало за умножение
на честотата (фиг. 22.1) по нищо
не се различава от схемата на
едно усилвателно стъпало.
Изчислението на умножителя на
честота се извършва по начин,
аналогичен на този, прилагай при изчисление на усилвателно стъпало»
Моментната стойност на анодния ток на умножителното стъпало*
има вида
1а = 5 ( Eg — Eg + Ug cos со/ — DUK cos n co /).
Ако проницаемостта на лампата e много малка, с достатъчна точност
може да се приеме, че формата на импулса на анодния ток е косину-
111
•соидална и може да се използуват коефициентите на разлагане на
косинусоидални импулси.
От горното уравнение се получават формулите за определяне на
щреднапрежението и амплитудата на възбудителното напрежение:
Eg=-Eg — Ug cos 0 + DUK cos n 0;
r v _ ам ____ ^ам
g ~~ S (1 — cos 0) “ 5 an (0) (1 — cos 0)
Коефициентът на използуване на анодното напрежение % при умно-
жение на честотата се определи по формулата
F « 1------,
5гр%(е)^
където ап = а2 при удвояване и ап = а3 при утрояване на честотата
При една и съща лампа к. п. д. на анодната верига се получава
по-малък в режим на умножение в сравнение с режима на усилване.
Максимална променливотокова мощност при удвояване се получава
при стойност на ъгъла на отсечката 0 = 60°, а при утрояване при
8 = 40э, тъй като коефициентите на разлагане а2 и а3 имат максимум
съответно при горните стойности на ъгъла 0. Тъй като максимумите
на тези коефициенти са доста тъпи, за намаляване на стойностите на
възбудителната амплитуда Ug и преднапрежението Eg се препоръчват
следните стойности на ъгъла на отсечката 0: а) при удвояване 0 = 70°;
б) при утрояване 0 = 50°. При това променливотоковата мощност на-
малява незначително спрямо максималната си стойност, а намалението
на Eg и Ug се получава значително.
Максималната променливотокова мощност, която може да се получи
в режим на умножение, е приблизително около п пъти по-малка от тази,
която може да се получи в режим на усилване, т. е. от номиналната
променливотокова мощност на лампата РЛмакс « Pihom •
За запазване на граничен режим по напрегнатост при умножение
на честотата се налага да се увеличи еквивалентното съпротивле-
ние /?е на трептящия кръг толкова пъти спрямо режима на усилване,
колкото се намалява съответният коефициент на разлагане ал спрямо
коефициента cq.
Понижението на променливотоковата мощност и к. п. д., конто мо-
гат да се получат в режим на умножение, а също така и нуждата от
по-голямо съпротивление на трептящия'кръг са съществени недоста-
тъщг на този режим на работа.
Най-подходящи лампи за използуване в умножителните стъпала са
пентодите на лъчевите тетроди с бхсиден катод, при конто се полу*
яава голям импулс на анодния ток.
.112
Използуването на двутактната схема е приложимо само при умно-
жение на честотата нечетно число пъти. При умножение на честотата
четно число пъти може да бъде използувана схемата, показана на
<фиг. 22.2. При нея четните хармонични на анодните токове на двете
лампи се събират, а нечетните се изваждат.
ШЕСТА ГЛАВА
КРАЙНИ ЛАМПОВИ УСИЛВАТЕЛИ В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ
УСТРОЙСТВА
23. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА КРАЙНИТЕ УСИЛВАТЕЛИ. ЕДНОТАКТНИ КРАЙНИ
УСИЛВАТЕЛИ С ПРОСТА СХЕМА
1. Общи сведения за крайните усилватели
Краен или изходен усилвател на предавателя се на-
рича усилвателното стъпало, изходът на което е свър-
зан с предавателната антена.
Основно предназначение на крайното стъпало е да създаде в анте-
ната необходимата променливотокова мощност, определена от техни-
ческите показатели на предавателя, при възможно най-голям коефи-
циент на полезно действие. Крайното стъпало е най-мощното стъпало
на предавателя и консумира основната част от цялата енергия на
източниците на електрозахранването. Това стъпало има най-големия
а Радиопредавателна техника
113
дял по отношение на всички стъпала на предавателя в определяне на
общия к. п. д. на последния. Ето защо върху енергийните показатели
на крайното стъпало се обръща извънредно голямо внимание. Те са
негови основни технически показатели и играят първостепенна роля
при определяне на режима му на работа.
Друга важна задача на крайното стъпало е да обезпечи необхо-
димата филтрация на висшите хармонични. Съгласно международните
норми мощността на коя да е висша хармонична, излъчена от преда-
вателната антена, не трябва да превишава едно определено максимално
допустимо ниво (25 mW) независимо от мощността на предавателя.
Това означава, че колкото по-мощен е предавателят, толкова по-голяма
трябва да бъде филтрацията на висшите хармонични в крайното стъ-
пало. Необходимата степей на филтрация се явява един от определя-
щите фактори при избора на схемата на крайното стъпало.
Крайните стъпала на предавателите се класифицират по различии
признаци. Така например в зависимост от схемата на включване на лам-
пите в стъпалото се различав^: а) еднотактни крайни стъпала и
б) двутактни или противотактни стъпала.
В зависимост от схемата на включване на предавателната антена
крайните стъпала се разделят на: а) крайни стъпала с проста схема
и б) крайни стъпала със сложна схема. Схемата се нарича проста,
ако антената е включена непосредствено в кръга на анодната верига
на лампата (фиг. 23.1). В случайте, когато връзката между антената и
анодната верига на лампата е осъществена не непосредствено, а чрез
един или повече трептящи кръгове (наречени междинни), схемата се
нарича сложна (фиг. 23.2).
В зависимост от схемата на изхода на крайното стъпало се разли-
чават: а) крайни стъпала със симетричен изход и б) крайни стъпала с
несиметричен изход. Схемата на изхода се определя от типа на пре-
давателната антена. Обикновено, когато предавателят е предназначен
за работа само на симетрична антена, крайното стъпало се прави по
двутактна схема, която може да осигури най-добре симетричен изход.
114
При работа само на несиметрична антена най-често се използува едно-
тактна схема. Има случаи обаче, например при мощните и свръхмощ-
ните предаватели, където за подобряване на филтрацията на хармо-
ничните крайното стъпало се прави като правило двутактно дори и в
случайте, когато антената е несиметрич-
на. В други случаи се налага преда-
вателят да може да работа както на
симетрична, така и на несиметрична
антена. Такъв е например случаят с ня-
кои подвижни късовълнови предавате-
ли. При тях се налага използуването
на съгласуващи устройства, когато из-
ходът на крайното стъпало и входът
на антената не си съответствуват. На-
пример на фиг. 23.3 е представена схе-
ма на такова съгласуващо устройство,
подходящо в случайте, когато изходът
на крайното стъпало е несиметричен,
а входът на антената — симетричен. Съгласувашото устройство, пока-
зано на горната фигура, представлява един Т-четириполюсник, който
има несиметричен вход и симетричен изход.
2. Еднотактни крайни усилватели с проста схема
Основно преимущество на крайния усилвател с проста схема е, на
първо място, неговата простота както по отношение на схемата, така
и по отношение на конструктивното му оформяване. Друго важно
преимущество на тази схема е високият к. п. д., който може да бъде
постигнат с нея поради това, че са избягнати загубите на енергия в
междинните трептящи кръгове, конто тук липсват. Наред с прсочените
преимущества простата схема има и следните съществени недостатъци.
При работа в широк честотен обхват тя не позволява добро съгласу-
ване на активного съпротивление на антената с необходимого товарно
съпротивление, което лампата изисква, за да може да работи в опти-
мален режим (режим, при който тя отдава максималнд мощност при
максимален к. п. д.). Друг важен недостатък на простата схема е мал-
ката степей на филтрация на висшите хармонични, което се дължи на
това, че при нея в анодната верига на лампата се намира един един-
ствен трептящ кръг, един от елементите на който е и самата антена.
Също така съществен недостатък се явява и това, че при прекъс-
ване на антената анодният трептящ кръг се разстройва, променливо-
токовата мощност спада почти до нула, а загубната мощност върху
анода рязко се увеличава и става почти равна на мощността, консу-
мирана от анодния токоизточник Ро. Такъв режим се оказва обии-
новено гибелен за лампата.
За да може крайното стъпало с проста схема да обезпечи макси-
мална мощност в антената, необходимо е останалите елементи на треп-
115
тящия кръг да се подберат така, че, първо, кръгът да е настроен в
резонанс и, второ, резонансното му съпротивление да е равно на
/?е гр (товарного съпротивление, което лампата изисква, за да работи в
граничен режим). Тези изисквания могат да бъдат изпълнени, ако
трептящият кръг (фиг. 23.4) съдържа поне два регулируемы елемента—
единия за настройване на трептящия кръг в резонанс, а другия Ха
за регулиране на товарного съпротивление на лампата.
Крайните стъпала с проста схема почти не намират приложение в
съвременните предаватели. В редки случаи те се използуват в някои
маломощны носими предаватели.
24. ЕДНОТАКТНИ КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ СЪС СЛОЖНА СХЕМА
В анодната верига на крайното стъпало със сложна схема има два
или повече свързани трептящи кръгове. От тях последният съдържа в
себе си като реактивен елемент предавателната антена, поради което се
нарича антенен кръг. Всички останали трептящи кръгове (един
или повече), който са включени между антенния кръг и лампата, се
наричат междинни кръгове. По-голямата частот предавателите
(почти всички маломощни и средномощни предаватели) имат крайно
стъпало с два свързани трептящи кръга. Повече от два трептящи
кръга в крайното стъпало се използуват обикновено само в мощните
и свръхмощните предаватели поради необходимостта от по-голяма
филтрация на хармоничните при тях.
В сравнение с крайното стъпало с проста схема стъпалото със
сложна схема има редица важни предимства. Едно от тях е, че край-
ното стъпало със сложна схема може да работи в широк честотен
обхват и с най различни видове антени. Това се дължи на по-добрите
му възможности за съгласуване на активного съпротивление на анте-
ната с необходимого товарно съпротивление /?е на лампата. Друго
важно предимство на сложната .схема е това, че тя осигурява по-
116
добра филтрация на висшите хармонични поради по-големия брой
трептящи кръгове. Към съществените предимства трябва да се при-
бави и това, че при прекъсване на антената сложната схема осигу-
рява автоматична защита на лампата в крайното стъпало. При прекъс-
ване на антената антенният кръг се прекъсва, внесеното съпротивле-
ние в междинния кръг става нула и неговото еквивалентно съпротив-
ление 7?е се увеличава. Това довежда до увеличение на напрегна-
тостта на режима на лампата в крайното стъпало и до намаление на
загубната мощност, разсейвана от анода й. Разбира се, токът и съот-
ветно загубната мощност на управляващата решетка (при триоди) се
увеличават, но за тяхното ограничаване може да се използува авто-
матично решетъчно преднапрежение. Ако пък лампата е пентод или тет-
род, може да се използува гасящо или ограничително съпротивление
във веригата на екранната решетка, което да ограничава нарастването
на екранния ток.
Недостатъци на крайното стъпало със сложна схема се явяват
по-сложната схема, по-сложното конструктивно оформяване на стъпа-
лото, а също така и по-сложната настройка през време на експлоа-
тация. Сложността на настройката се увеличава с увеличение на броя
на междинните трептящи кръгове.
Нека разгледаме по-подробно схемата на крайно стъпало с два
свързани трептящи кръга, която намира най-голямо приложение в
предавателите. В най-общ принципен* вид тази схема е показана на
фиг. 24.1. Съпротивлението, означено на схемата със Za, определя
връзката между анодната верига на лампата и междинния трептящ
кръг и се нарича елемент на анодна връзка. Съпротивле-
нието ZCB
определя връзката между междинния трептящ кръг и ан-
тенния трептящ кръг. На-
рича се елемент на
антенна връзка. Съ-
противлението Zkh служи
за настройване на меж-
динния трептящ кръг в
резонанс и се нарича на-
стройващ елемент
на този кръг. Съпротивле-
нието ZaH се използува за
настройване в резонанс на
антенния * трептящ кръг.
Често пъти изброените по-
горе елементи на схемата не са разграничени така, както е показано на
фигурата. Може да се случи един и същ елемент да изпълнява двой-
ка функция (да служи и като свързващ, и като настройващ елемент).
Нека сега разгледаме основните енергийни съотношения в слож-
ната двукръгова схема. Променливотоковата мощност Рг, която се
развива в анодната верига на лампата, се предава в антенния кръг не
направо, а посредством междинния трептящ кръг. Това предаване е
свързано с известна загуба на мощност, която се разсейва като топ-
117
лина в активного съпротивление на междинния кръг. Ефективността
на предаване на променливотоковата мощност от този кръг се харак-
теризира с неговия к. п. д. Последният се определи с израза
Тук РАк е променливотоковата мощност, предадена в антенния кръг.
Една част от тази мощност се разсейва като топлина в свързващия и
настройващия елемент на антенния кръг, а останалата част РА по-
стъпва в антената. Коефициентът на полезно действие на антенния
кръг се определя с израза
^Ак— п
ГАк
От теорията на свързаните кръгове е известно, че влиянието на
втория кръг върху първия може да бъде отчетено чрез така нарече-
ното внесено съпротивление ^вн« То се прибавя последова-
телно към собственото съпротивление на първия кръг при кръговото
му обхождане. Внесеното съпротивление в най-общ случай е ком-
плексно, т. е. състои се от активна и реактивна съставна част и се
определя с израза
Тук ZA е съпротивлението на антенния кръг при кръговото му об-
хождане.
Ако елементът на антенна връзка е чисто реактивен (т. е.
2Св=/Хв) и антенният кръг е настроен в резонанс, внесеното съпро-
тивление е чисто активно:
хз
св
7 - Г - —
^ВН — • ВН — _
г Ак
Обикновено двата свързани кръга са настроени в пълен резонанс,
т. е. и междинният, и антенният кръг поотделно (когато другият кръг
е прекъснат) са настроени в резонанс. В този случай еквиватентното
съпротивление на междинния кръг, като се вземе пред вид внесеното
съпротивление в него от антенния кръг /*вн, е равно на
№
а
където г е общото активно съпротивление на междинния кръг, съ-
стоящо се о г собственото му загубно съпротивление гк и внесеното
съпротивление гвн. Съпротивлението, определено с горния израз, се
явява товар в анодната верига на лампата на крайното стъпало. От
118
израза се вижда, че товарного съпротивление /?е се намалява толкова
повече, колкото по-голяма е стойността на внесеното съпротивле-
иие гвн, т. е. колкото по голяма (по-силна) е връзката между антенния
и междинния кръг. Максимално товарно съпротивление /?емакс се по-
лучава, когато внесеното съпротивление стане нула (гвн=0), т. е. ко-
гато липсва връзка между антенния и междинния кръг. Това съпро-
тивление се нарича съпротивление на празен ход на междинния
трептящ кръг и се означава с /?е пх-
Като се използува внесеното съпротивление, к. п.д. на междинния
кръг може да се изрази още и по следния начин:
1
_^Ак___ ^Ак 2 Г®н _____ Гвн
4" ^Ак_____________________________— р r I .L/2 г_4” Гвн
Връзката между товарного съпротивление 7?е и съпротивлението
на празен ход 7?е пх, като се използува к. п. д. на междинния кръг, се
дава с израза
= ^?епх (1 = Р Qnx (1 ^к)«
Тук Qnx е качественият фактор на междинния кръг при празен ход
на същия.
Стойността на съпротивлението на елемента на антенна връзка yVCB
може да се определи с помощта на формулата
^св — Лп2 г.гк •
▼ опт Ак
Фиг. 24.2
Фиг. 24.3
Тук //опт се нарича оптимален параметър на връзка и се определи с
израза
«опт = °-5[а + V (а - 1)’+3]-
Участвува»щият тук параметър а е равен на отношението на еквива-
лентното съпротивление на празен ход на междинния трептящ кръг
119
/?е пх към необходимого товарно съпротивление на лампата в граничен?
режим /?егР:
Възможни са различии варианти на схеми на крайни стъпала с
два свързани трептящи кръга. Най-употребяваните от тях са показани
на фиг. 24.2, 24.3 и 24.4.
25. ФИЛТРАЦИЯ НА ВИСШИТЕ ХАРМОНИЧНИ В КРАЙНИМ
УСИЛВАТЕЛ НА ПРЕДАВАТЕЛЯ
Крайното усилвателно стъпало на предавателя като правило ра-
боти в режим с отсечка на анодния ток (9 = 604-90°) с цел да се
получи по-висок к. п. д. При такъв режим на работа обаче в състава
на анодйия ток освен променливата съставяща с основната честота
се появяват и други променливи съставящи, наричани висши хармо-
нични. Амплитудите на висшите хармонични зависят от формата и
амплитудата на импулса на анодния ток и в някои случаи могат да
бъдат много големи. От друга страна, с международни норми е огра-
ничена максимално допустимата мощност на коя да е от висшите
хармонични, излъчени от антената на предавателя (не повече от
25 mW). Поради това към крайното усилвателно стъпало на предава-
теля наред с другите изисквания се предявява и изискването за до-
статъчна филтрация на висшите хармонични.
Като товар в анодната верига на крайното усилвателно стъпала
на предавателя се използува обикновено един трептящ кръг (при стъ-
пало с проста схема) и два или повече свързани трептящи кръгове
(при стъпало със сложна схема). Една от основните задачи на тези
трептящи кръгове се явява филтрацията на висшите хармонични. Под
филтрация на хармоничните от един трептящ кръг се раз-
бира неговата способност да отдели при сложна форма (сложен
състав) на тока хармонична с необходимата честота. Под коефи-
120
циент на филтрация на л-тата хармонична е прието да се
разбира отношението на кръговия ток с основната честота /К1 към
тока на л-тата хармонична в кръга 1КП9 разделено на отношението на»
токовете със същите честоти в анодната верига:
К1
ап
Понеже реактивните съпротивления на двата клона на трептящия1
кръг за висшите хармонични са различии Хщ Ф ХСп, токовете на
тези хармонични в индуктивния клон /KZ7z и в капацитивния клон /клс
не са равни помежду си. От това следва, че коефициентът на филт-
рация по отношение на коя да е от висшите хармонични ще бъде раз-
личен за индуктивния и капацитивния клон на кръга.
Коефициентът на филтрация на индуктивния клон се определя с
израза
к
^ап
^L = ~j = J------7— >
ах л*пЬ 1 ах
а коефициентът на филтрация за капацитивния клон —
Фс
/к, . ап
кпС 1а\
Ако се пренебрегнат активните съпротивления в клоновете по от-
ношение на реактивните, може да се напише, че
UKn — Jan Х^п — 1кп1Х1л
Тук UKn е амплитудата на напрежението на л-тата хармонична
върху трептящия кръг;
Xin — реактивного съпротивление на индуктивния клон на трет
тящия кръг за л-тата хармонична;
ZQn — еквивалентното съпротивление на трептящия кръг за л-тата
хармонична.
Падението на напрежение върху трептящия кръг за хармоничната
с основната честота е
ик = /а, = /а, Р2 р Q = Л, Р2 Г, = /к, р р ,
Гк "Г 'вн
откъдето се получава
A<i _ р о
I * г г
ах к 'вн
121!
Ако се приеме, че Z^n^X^n и след като се вземат пред вид по-
горните изрази, за коефициента на филтрация на индуктивния клон се
получава
_ ДР XLn _ р XLn+XCn
г + г X + ХСп
К Вп СЛ4 * on
Формулата е дадена в общ вид
и е в сила за всякакъв трептящ
кръг.
По аналогичен начин се полу-
чава изразът и за коефициента на
филтрация на капацитивния клон
на трептящия кръг:
<&с=р
р
ГК "t" гвн
XLn+XCn
XLn
Фиг. 25.1 И тази формула е в сила за вся-
какъв вид паралелен трептящ кръг.
Ще поясним определянето на коефициента на филтрация на една
конкретна схема на трептящ кръг, например за трептящия кръг от
първи вид (фиг. 25.1), с параметри гк-ЬгВн, Ск и LK. За трептящ кръг
от този вид имаме
X[^i — п (о£ к j Ac«--------„
П 0) ск
Изразът за коефициента на филтрация на индуктивния клон на кръга
.придобива вида
т 1
П (О L-----------------
к п оо С
___1
по)Ск
=<2(л2—1),
а изразът за коефициента на филтрация на капацитивния клон —
Фс =
______р__
Г к Н-'* вн
r 1
п со L—-------------—
к п О) Ск
пт L
л2 — 1
= Q
От сравнението на последните два израза се ви^кда, че коефициентът
на филтрация на индуктивния клон е п2 пъти по-голям от коефици-
ента на филтрация на капацитивния клон.
Ако крайният усилвател е със сложна схема, в анодната верига
на лампата имаме не един, а два или повече свързани трептящи кръ-
гове. От,тях последният кръг е антенният, а всички останали се на-
ричат междинни трептящи кръгове. Общият коефициент на филтрация
на цялата система от свързани трептящи кръгове е равен на произве-
122
дението от коефициентите на филтрация на отделяйте трептящи кръ-
гове. Така например, ако имаме система от два свързани трептящи
кръга (един междинен кръг и антенния кръг), както е показано на
фиг. 25.2, общият коефициент на филтрация ще се определи като произ-
ведение от коефициента на филтрация на първия (междинния) кръг
Фк и коефициента на филтрация
на втория (антенния) кръг Фа •
Ф = Фк. ФА .
От своя страна всеки от тях
ще се представи с един от по-
следните два израза.
Нека за пример да разгле-
даме схемата на фиг. 24.3. Тъй
като връзката между междин-
ния и антенния кръг се осъще-
ствява от индуктивния клон на междинния трептящ кръг, коефици-
ентът на филтрация на последний ще се определи с израза
Фк=<?к (п2—1).
От друга страна, антената е включена в капацитивния клон на ан-
тенния трептящ кръг, поради което коефициентът на филтрация на
последний ще се определи с израза
Общият коефициент на филтрация ще бъде
Ф = ФК.ФА = QK(я2 — 1) Qx—- = Qk.Qa (n2j ‘-)2--
По аналогичен начин се получава, че общият коефициент на филт-
рация на схемата на фиг. 24.4 ще бъде
Ф = Фк. ФА = Qk (л2- 1) Qa (п2-1) = QK. Qa ("2 - 1 )2 •
Ако се сравнят тези две схеми, се вижда, че схемата на фиг. 24.4
има по-добър коефициент на филтрация от схемата на фиг. 24.3.
Схемата на фиг. 24.2 има еднакъв коефициент на филтрация със схе-
мата на фиг. 24.3.
26. СЪВМЕСТНА РАБОТА НА ПРЕДАВАТЕЛНИТЕ РАДИОЛАМПИ
ВЪРХУ ОБЩ ТОВАР
(ПАРАЛЕЛНО И ПРОТИВОТАКТНО ВКЛЮЧВАНЕ)
Обикновено усилвателните стъпала на предавателя работят с по
една лампа. Понякога в някое от стъпалата на предавателя (най-често
крайното) се налага използуването на повече от една лампа (две, три
или четири). Всичките работят съвместно върху един и същ общ
123
аноден товар (трептящ кръг или система от свързани трептящи
кръгове).
Такива стъпала в зависимост от схемата на включване на лампите
се разделят на два основни вида:
а) стъпала с паралелна съвместна работа на лампите;
б) стъпала с двутактна (противотактна) съвместна работа на лампите.
1. Стъпало с паралелна съвместна работа на лампите
На фиг. 26.1 е показана принципна схема на резонансен усил-
вател на мощност, който работи с две лампи. Те са свързани в пара-
лел както по отношение на входните (решетъчните) вериги, така и по
Фиг. 26.1
отношение на изходните (анодните) вериги. Възбудителното напре-
жение Ug, което постъпва от предното стъпало, се подава между
управляващата решетка и катод едновременно и на двете лампи. Под
въздействието на Ug в двете лампи протичат променливи анодни то-
кове. Техните първи хармонични i'al и i'ai са във фаза и се събират
в общата анодна верига.
Амплитудата на първата хармонична на общия променлив токг
който протича през анодния товар, е равна на сумата от амплитудите
/д1 и 1а\ на токовете на двете лампи:
lai =lal + Ia\-
124
Амплитудата на падението на напрежението, което токът 1а\ съз-
дава върху трептящия кръг, е
Ua~Ia\Rf
Тук /?е е еквивалентното резонансно съпротивление на трептящия
кръг. При определянето му е взето под внимание внесеното в него
съпротивление гвн.
Ако се замести в последний израз токът !а\ със сумата 1а\ + 4ь се
получава
Ua = (l'aX + Ia^ = lai ( 1 + Vе X
Х 1 al 1
Привидното товарно съпротивление, което изпитва в анодната си
верига първата лампа при съвместна паралелна работа на двете
лампи, се определи като отношение на анодното напрежение Ua на
тази лампа към тока !а\, протичащ през нея:
R*
Ug
'al '
Ако се замести тук Ua с равностойния му израз, даден малко по-
тере, за /?е се получава
' 41 '
По аналогичен начин се получава, че привидното товарно съпро-
тивление, което изпитва в анодната си верига втората лампа Л2, е
равно на
4 41 '
От изразите за Re и може да се направи следното заключение.
При съвместна работа на двете лампи й Л2 привидното товарно
съпротивление, което изпитва всяка една от тях (съответно /?е и /?е),
зависи не само от резонансного съпротивление на трептящия кръг Re,
но още и от анодните токове и 1а\ на двете лампи. Тук са въз-
можни три характерни случая:
а. Ако двете лампи имат еднакви параметри, и токовете им ще.
бъдат равни: 1а\ = 1а\- Тогава привидното товарно съпротивление, което
изпитва в анодната си верига първата лампа Лх, ще бъде
/?е — 1 +
'al '
125
то е два пъти по-голямо от резонансного съпротивление на трептя-
щия кръг. Същото съпротивление като товар в анодната си верига
ще изпитва и втората лампа Л2:
/?"= ( 1 + /?е = (1 + 1)/?е = 2/?е.
И така получава се 7?е = /?е = 2/?е, т. е. в общата анодна верига
на двете лампи е включено резонансного съпротивление на трептящия
кръг — /?е, а всяка една от двете лампи (при тяхната съвместна ра-
бота) изпитва като товар съпротивление, два пъти по-голямо от него.
б. Ако едната лампа, напр. Л2, бъде изключена, т. е. нейният ток
стане равен на нула (/^ = 0), и остане да работи само едната лампа Ла
товарного съпротивление, което тя ще изпитва в анодната си верига
ще бъде равно на
/?е'= ( 1 + (1 + -3-^ ^е = 7?е.
4 \ 1 а\ /
В този случай рабртещата лампа Лх изпитва като товар съпро-
тивление, което е равно на резонансного съпротивление на кръга.
Получава се това, което ни е вече известно при работа на една лампа
в усилвателното стъпало.
в. Трети и най-често срещан е случаят, когато работят и двете
лампи и Лъ но техните параметри не са напълно еднакви, т. е
токовете им 1а\ и 1а\ се различават помежду си:
41 =^= 4ь
Тогава те изпитват в анодната си верига товарни съпротивления с раз-
личии стойности. Лампата с по-малък аноден ток изпитва по-голямо
товарно съпротивление от 2/?е, а лампата с по-голям аноден ток из-
питва по-малко товарно съпротивление от 2/?е.
2. Стъпало с двутактна съвместна работа на лампите
На фиг. 26.2 е представена схема на резонансен усилвател на мощ-
ност с две лампи Лг и Л2, включени в противотактна съвместна ра-
бота с общ аноден товар. Към управляващите решетки на двете лампи
постъпват въэбудителни напрежения, дефазирани на 180° и с еднакви
амплитуди Ug.
Моментните анодни,токове ia и ia на двете лампи са показани на
фиг. 26.3. Тези токове имат формата на косинусоидални импулси, де-
фазирани един спрямо друг на 180°.
Поради това и техните нечетни хармонични (първа, трета, пета и
т. н.) също са дефазирани на 180; а четните им хармонични (втора,
четвърта и т. н.) са във фаза.
126
127
На фиг. 26.3 са показани за нагледност само първите и вторите
хармонични, на който се разлагат токовете ia и ia на двете лампи.
Тъй като анодните токове i'a и i'a протичат през общия трептящ
кръг в противоположна посоки, резултантният ток в него ще бъде
равен на разликите на двата тока:
1а — 1а 1а*
Като се вземат пред вид фазите на отделните хармонични, полу-
-чава се следната картина. Първите (и всички нечетни) хармонични на
двете лампи протичат през трептящия кръг в еднаква посока (фиг. 26.5).
Създадените от тях напрежения върху трептящия кръг се събират.
В общата верига (веригата на токозахранването, означена на фиг. 26.5
с пунктир) тези токове протичат в противоположим посоки и ако са
равни, не създават падение на напрежението.
Вторите (и всички четни) хармонични на двете лампи протичат
през трептящия кръг в противоположни посоки. Ако те са равни, съз-
дадените от тях падения на напрежения взаимно се компенсират и
резултантното напрежение с честотата на тези хармонични между
анодите на двете лампи е равно на нула. В общата верига (веригата
на захранването) тези хармонични (фиг. 26.6) и постоянните съставящи
(фиг. 26.4) се сумират.
И при двутактната схема, както при паралелната, привидното то-
варно съпротивление /?'е, което изпитва всяка една от лампите, зависи
не само от съпротивлението на трептящия кръг Re (фиг. 26.7), но и
от анодните токове на двете лампи.
Ако двете ламци имат еднакви анодни токове 1а\= 1аъ всяка една
от тях ще изпитва в анодната си верига товарно съпротивление R^
два пъти по-голямо от действителното •
/?'е = 2/?е.
128
Тъй като действителното товарно съпротивление /?е на всяка една
ют лампите, т. е. съпротивлението на трептящия кръг между анод и
земя (коефициентът на включване на трептящия кръг към всяко рамо
е р=0,5), е равно на1/^ от мак-
сималното съпротивление
кръг от анод до анод:
— — R
— 4 *\е макс ,
привидното съпротивление /?е ще бъде равно на 1/2 от максималиото
съпротивление на кръга /?е макс:
Re — 2J?e = 2 • макс ж ~с£ Re м акс*
Ако прекъсне едната лампа (т. е. ако нейнуят аноден ток стане
равен на нула), останалата лампа ще изпитва товар, равен на действие
телния (у/?е макс ).
Ако се сравнят двете схеми на съвместната работа на предава-
телни лампи (паралелната и двутактната схема), се вижда, че първата
изисква аноден трептящ кръг с четири пъти по-малко еквивалентно
резонансно съпротивление в сравнение с втората.
27. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ — ИЗЧИСЛЕНИЕ [НА КРАЕН
РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ СЪС СЛОЖНА СХЕМА,
РАБОТЕЩ В ПЛАВЕН ЧЕСТОТЕН ОБХВАТ
Изчислението на всеки радиопредавател започва обикновено с на-
числение на неговото крайно стъпало. Изчислението на последното се
състои от две основни части: а) изчисление на режима на работа на
лампата и б) изчисление на стойностите на елементите на схемата на
9 Радиопредавателна техника
129
стъпалото. Изчислението се подчинява на основните изисквания, конто
се предявяват към крайното усилвателно стъпало на предавателя, а
именно да бъде обезпечена необходимата мощност в антената при
Фиг. 27.1
максимален к. п. д. на стъпалото
и при необходимата филтрация
на хармоничните. Ако усилвателят
е обхватен (диапазонен), към гор-
ните изисквания се прибавя още
и следното: да бъде осигурена
допустимата неравномерност на
мощността в антенния кръг. Нека
за конкретен пример да разгледаме
реда на изчисление на един краен
резонансен усилвател на мощност
със сложна схема, работещ в пла-
вен честотен обхват.
Задание
Да се изчисли краен резонан-
сен усилвател на мощност със
сложна схема, предназначен за ра-
бота в телеграфен режим, при
следните изходни данни:
а) Работен честотен обхват
/*мин = 2 MHz И /^макс=8 MHz.
б) Мощност в антенния кръг
^Акзад = 550 W.
в) Допустима неравномерност
на мощността в антенния кръг
р
Ак зад
г) Антена — пръчковидна, с височина 77=6 ш. Зависимостите на
активната и реактивната съставяща на входного съпротивление на
дадената антена във функция от работната честота са представени
чрез графики на фиг. 27.1.
д) Схемата на стъпалото е двукръгова с регулируема трансфор-
маторна връзка между антенния и междинния трептящ кръг (фиг. 24.2\
I. Избор на лампа
1. Приемане на к. п. д. на междинния трептящ кръг Коефи-
циентът на полезно действие на междинния трептящ кръг се приема
в границите т]к = 0,7 <-0,98. Долната граница се отнася за високи ра-
ботни честоти (от порядъка на десетки мегахерци и повече) и при
относително малки мощности (от порядъка на единици вата и по-малко\
130
Горната граница се отнася за ниски честоти (от порядъка на единицы
мегахерци и по-малко) и големи мощности (от порядъка на десетки и
стотици киловати).
В случая приемаме 7]к = 0,85.
2. Определяне на променливотоковата мощност в анодния кръг на
усилвателя:
3. Избираме лампа за усилвателното стъпало, която да има номи-
нална променливотокова мощност PiH0M, не по-малка от изчислената
в точка 2. В случая подходяща се оказва лампата ГУ-81 със следните
номинални данни:
PiKOm = 750 W; FflHoM = 2000 V; Eg2ном = 600 V;
£^зИом = 0; доп = 450 W; P^aoH=120W; Редоп = 10 W.
4. Избор на стойността на захранващите напрежения на лампата.
Тъй като променливотоковата мощност, която се изисква от лампата,
е близка до нейната номинална мощност (РхР\ «ом), избираме номи-
налните стойности на захранващите напрежения.
5. Определяне на идеализираните параметри на лампата. По метода,
описан в т. 6, определяме следните идеализирани параметри на
лампата:
5 -= 6,5 mA/V; 5rp=4mA/V; E'g = - 170 V; D=0,004.
II. Изчисление на режима на работа на лампата
на усилвателя
Тъй като стъпалото е предназначено за работа в телеграфен режим,
най-подходящ по напрегнатост е граничният режим. Той обезпечава
максимална мощност при максимален к. п. д. на стъпалото. Изчисле-
нието на режима на работа на усилвателното стъпало се състои в
изчисление на режимите на анодната верига, екранната верига и вери-
гата на управляващата решетка. Това изчисление е дадено подробно
за избраната лампа в т. 6. В резултат на изчислението за граничен
режим на стъпалото се получават: /?егр= 1930 й; 7эОгР=1014 W;
Рагр = 364 W; т}гр = 0,658.
III. Изчисление на елементите на схемата на крайното стъпало
Изчислението на елементите на схемата на крайното стъпало се
разделя на следните части:
а) Разделяне на пълния честотен обхват на подобхвати.
б) Изчисление на елементите на междинния' трептящ кръг.
в) Изчисление на елементите на антенния кръг.
г) Изчисление на елементите на връзка между двата кръга.
131
д) Определяне на мощностите в анодната верига на лампата и в
антенния кръг в работния честотен обхват (за /мин> /ср и /М1КС на
всеки подобхват).
а. Разделяне на пълния честотен обхват
на подобхвати
Разделянето на пълния честотен обхват на подобхвати като
правило се прави така, че да се получи за всички подобхвати еднакъв
т_________________________________________________________________
коефициент на подобхвата. Той се определяло формулата 7<подобх = \1Коб* >
където т е броят на подобхватите. За разглеждания случай разделя-
нето на подобхвати е дадено в примера към т. 13,,като се получават
следните четири подобхвата:
1-ви подобхват: /МИн1 = 1,9 MHz; /макс1 = 2,96 MHz;
2-ри подобхват: /МИн2 = 2,69 MHz; /М8Кс2 = 4,2 MHz;
3-ти подобхват: /мин 3 = 3,8 MHz; /макс 3 = 5,92 MHz;
4-ти подобхват: /МИн 4=5,38 MHz; /Макс4 = 8,4 MHz,
при коефициент на подобхвата, еднакъв за всички подобхвати,
Аподобх = 1 ,56.
б. Изчисление на елементите на междинния
трептящ кръг
Изчислението на елементите на междинния трептящ кръг зависи
от начина, по който се извършват стъпалната и плавната му настройка.
В случая, когато плавната настройка се извършва с променлив кон-
дензатор, налага се преди всичко да се пресметне минималният капа-
цитет на кръга CKMBH. Той се състои от следните съставящи капаци-
тети: начален капацитет на променливия кондензатор Снач, изходен
капацитет на лампата Сизх, паразитен капацитет на кръговата бобина Сбоб
и монтажей капацитет См. Може да се приеме, че в късовълновия
обхват Смин е от порядъка на 50 до 100 pF, а в у. к. в.-обхвата —
Смин = 8-?-15 pF. След това се определят максималният капацитет на
кръга Смакс = /СподобхСмин и индуктивностите за всеки един от подоб-
хватите по формулата L = —«---------
W С
макс мин
При плавна настройка в подобхватите с помощта на вариометър се
налага да се определи минималният капацитет на кръга Смин за най-
високочестотния подобхват. След това се определят минималната и
максималната стойност на индуктивността на вариометъра по фор-
мулите
^мин = о J ^макс — ^Сподобх^мин,
О) С
макс
4
където со.макс е максималната честота в най-високочестотния подобхват,
а С—стойността на кръговия капацитет за този подобхват.
132
Едва след това могат да бъдат намерени стойностите на кръговия
капацитет за останалите подобхвати.
След определянето на стойностите на индуктивността и капацитета
на кръга за различните подобхвати трябва да се определи стойността
на еквивалентното съпротивление на празен ход на трептящия кръг /?е пх
за три честоти от всеки подобхват. Определя се и собственото за-
губно съпротивление на междинния трептящ кръг по формулата
гк = ту-— също за три честоти от всеки подобхват. Качественият фак-
Ч пх
тор на празен ход на междинния трептящ кръг Qnx се задава в за-
висимост от честотата и мощността на усилвателното стъпало в гра-
ничите Qnx = ЮО-ьЗОО. В разглеждания случай (фиг. 24.2) имаме плавна
настройка на честотата във всеки от подобхватите с помощта на про-
менлив кондензатор и стъпална настройка (т. е. прсминаване от един
подобхват в друг) с помощта на стъпално изменяема индуктивност.
1. Определяне на минималния капацитет на трептящия кръг Смин:
ОМин — Онач “1“ ^*изх 4” Обоб + С„ = 33+23+4+20=80 pF.
2. Определяне на максималния капацитет на трептящия кръг Смаке:
Смаке = А"подо6хСмин = 1 ,562.80 = 200 pF.
3. Определяне на индуктивността на трептящия кръг за всеки от
четирите подобхвата:
1 * г 25300 25300 о. о u
l-ви подобхват LKi = -г ,2---= 34,8 pH;
c(i>fh [MHz] 2UU,1>S
2-ри подобхват Z.k2=............... 9i^^a = 17’4 5
£\J\J • £ Ovz
O z? r 25300 Q *7 IT*
3-ти подобхват £к3=............~~'2C0.3 8Г==8,7
л * 1 25 300 . Q- u
4-ти подобхват Ak4=............=200. 5 3~8*=4,35
4. Приемане на стойността на качествения фактор на празен ход на
междинния трептящ кръг Qnx. Тъй като качественият фактор се из-
меня незначително в работния честотен обхват, приемаме за простота
на изчислението, че същият остава постоянен.
В дадения случай приемаме Qnx=100.
5. Определяне на /?еПх за три честоти (минимална, средна и макси-
мална) от всеки подобхват по формулата.
1-ви подобхват:
/?е пх мин = <0минАк1 <?„х = 6,28.1,9.106.34,8.10-6.100 = 41,5 к2;
Яепхср =0>сР£к1 Qnx=6,28.2,43.10е.34,8.10-е. 100 = 53 kS;
/?е пх макс = ШмаксДнQnx = 6,28.2,96.10е . 34,8.10~6 . 100 = 65 М2.
133
Изчислението на /?епх за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват се извършва
по аналогичен начин.
р
6. Определяне на параметъра а= .5е— •
гр
1-ви подобхват:
_Я.
Лмин- р
гр
____ пх ср
аср-~R
е их мин 41,5 . 103 q- -
1930
= 53J^ = 274-
егр 1930. ZZ’*’
___пх макс _ 65. 10»
Лмакс- - i930 -03,0.
Изчислението на а за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват е аналогично.
7. Определяне на загубното съпротивление на междинния кръг.
1-ви под обхват:
____ Рср ___ пх ср _____ 41,5.10» j 1 е о .
cp^Qnx ~ О2 ~ 104 ~4’1&
<?’х
г"""=0’5(1 + ^)г-"ад(, + гаг)'4’15=3’4а:
гмакс — 0,5 (1 -|- /Сюдобх)^ср — 0,5 (1 -|-1,56). 4,15—5,3 Q.
Изчислението на г за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват е аналогично.
в. Изчисление на елементите на антенния кръг
Изчислението. на елементите на антенния кръг се извършва в съот-
ветствие с избраната му схема (фиг. 24.2).
1. Приемане на качествения фактор на свързващата и настройва-
щата бобина на антенния кръг QH = 80.
2. Определяне на активната и реактивната съставяща на входното
съпротивление на антената за трите честоти на всеки подобхват от
графиките, да дени на фиг. 27.1.
1-ви подобхват:
га мин — 5 Q; Л'а мин — 1050 Q \
га ср = 5,25 Q j Ла ср — — 925 Q ;
г а макс= 5,5 Q ; Ла макс= 800 Q.
По аналогичен начин се отчитат стойностите на гА и Ла и за
останалите три подобхвата.
134
3. Определяне на загубното съпротивление на бобините за връзка
и настройка на антенния кръг за трите честоти на всеки подобхват.
1-ви подобхват:
_| ^А мин | _Ю50_п q
Гн мин-
г = 1^Аср1 ю^25 —11 5 О-
Гн ср= - « 80 - 11,0 U,
Гн макс —
А макс |_800 _ . л q
80'“1U
Фн
Изчислението на гн за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват е аналогично.
4. Определяне на активного съпротивление на антенния кръг.
1-ви подобхват:
Гак мин = Гд мин 4" Гд мин = 54“13 = 18 2 J
ГАкср = га ср + Гнср =5,25 + 11,5 = 16,75 2;
ГАк макс = Гд макс 4“ Гн макс = 5,5 4“ 10 = 15,5 2.
Изчислението на гАк 'за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват е аналогично.
5. Определяне на к. п. д. на антенния кръг.
1-ви подобхват:
__ ГК МИН 5 __ЛОО.
^Ак мин — ~ ZTr =Тя —»
ЛА мин • гк мин 10
^Дкср=|0 75 =0,31 ; ^Ак макс = уу^_ = 0,35.
Изчисленията на т}ак за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват е аналогично.
г. Изчисление на елементите на връзка между
антенния и междинния кръг
Изчислението на елементите на връзка се извършва за крайните
честоти (минималната и максималната) на всеки от подобхватите.
1. Определяне на оптималния параметър на връзка, обезпечаващ
максималната мощност в антенния кръг:
Лопт=0,5[а 4- 7 (а-I)2 4*3];
Л2ПТ = 0,5 [21,5 -I- 7(21,5-1)2 + 3] = 21,1;
«опт = 0,5 [27,4 + V(27,4-l)2 4-3] = 27,2;
л*пт=0,5 [33,6 4- 7(33,6- I)2+3] = 33,5.
Определянето на Лопт за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхнат е аналогично.
135
2. Определяне на съпротивлението на връзка ACB=vn2Qnlr.r^
1-ви подобхват:
Хвмии=\/21,1.3,4.18«36 2; хсвср = 43,4 2;
Асв макс = 52,4 2.
Определянето на хсв за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват е аналогично-
Хсв
3. Определяне на взаимната индуктивност Л4 = 0,159-у-*
1-ви подобхват:
Мтя = 0,159 g = 3 нН; Л4С₽ = 2,84 |аН ; /Ииа„ = 2,8 цН.
Определянето на Л4 за 2-ри, 3-ти и 4-ти подобхват с аналогично.
СЕДМА ГЛАВА
РЕЗОНАНСНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
С ПОЛУПРОВОДНИКОВИ ПРИБОРИ
28. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ПОЛУПРОВОДНИКОВИТЕ ТРИОДИ И ИДЕАЛИЗАЦИЯ
НА ТЕХНИТЕ СТАТИЧНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИ ИЗПОЛЗУВАНЕТО ИМ
В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
Общи сведения
11роизводството на полупроводниковите триоди е сравнително младо.
Първите полупроводникови триоди започват да се произвеждат през 1948 г.
Отначало поради малката им мощност и лошите им честотни свойства
те се използуват само за усилване или генериране на слаби електри-
чески сигнали с ниски честоти. Постепенно с увеличаване на мощ-
ността и на горната граница на работния им честотен обхват се разши-
рява и областта на приложението им.
В радиопредавателните устройства до неотдавна те се използуваха
главно в нискочестотните и маломощните стъпала. Напоследък се поя-
виха полупроводникови триоди с мощност от порядъка на стотина вата
в обхвата на късите вълни, няколко десетки вата в обхвата на метро-
вите вълни и няколко вата в обхвата на дециметровите вълни. Това
позволява малойощните предаватели в споменатите вълнови обхвати и
136
на вълни, по-дълги от тях, да се правят изцяло с полупроводников»
прибори.
Такива предаватели притежават редица важни предимства в срав-
нение със съответните предаватели, изпълнени с електронни лампи.
Гк>важните от тези предимства са: 1) малко тегло; 2) малки размеры;
3) по-голяма надеждност на работата; 4) по-високи к. п. д., който се
дължи главно на липсата на отопление; 5) по-голяма устойчивост
срещу механични сътресения и вибрации; 6) мигновена готовност за
работа и 8) могат да работят при малки захранващи напрежения.
Споменатите предимства са причина съвременните маломощни но-
симы и отчасти возимите предаватели да се произвеждат почти из-
ключително само с полупроводникови прибори. Мощността на полу-
проводникови предавателите ще се увеличаваот година на година успо-
редно с увеличението на мощността на високочестотните полупроводни-
кови триоди.
Статични характеристики на полупроводниковите триоди
и тяхната идеализация
Полупроводниковите триоди, наричани още транзистори, се състояг
от три области — емитер, база и колектор. Тези области образуват
два р-п прехода — емитерен и колекторен, за който средната облает
(базата) е обща. Край-
ните области (емитер и
колектор) имат еднаква
проводимост, а средна-
та — противоположна на
тях. В зависимост от
от вида на проводимо-
стите на трите области
различаваме два вида
транзистори: а) р-п-р
транзистор, при който
емитерът и колекторът
имат дупчеста проводи-
мост, а базата елек-
тронна проводимост, и
б) п-р-п транзистор, при
който емитерът и колек-
торът имат електронна
проводимост, а базата
дупчеста проводимост.
На фиг. 28.1 са показани
двата вида транзистори
ските схеми.
По своите функции трите области на транзистора (емитер, база и
колектор) в значителна степей са аналогични на трите електрода на
и тяхното условно означение в електриче-
137
ламповия триод — катод, решетка и анод, въпреки че физичните про-
цеси, протичащи в транзисторите и електронните лампи, се различават
коренно помежду си. Така например подобно на катода на електрон-
ната лампа емитерът на' транзистора е източник на основни носители
на тока, дупки или електрони в зависимост от вида на транзистора
а
(р-п-р или п-р-п). Базата на транзистора подобно на решетката на
електронната лампа управлява потока от дупки или електрони, който
преминават през емитерния p-п преход. Това управление се извършва
посредством изменение на напрежението, действуващо между базата и
емитера. Функцията на колектора е също така аналогична на тази на
анода. Колекторът „събира" носителите на тока, преминали от емитера
в базата.
Включването на транзисторите в електрнческите схеми подобно на
електронните лампи може да стане по три различии начина. Схемите
на включване са показани на фиг. 28.2. Схемата а се нарича схема
с общ емитер ОЕ, тъй като последният е включен в общата точка на
входната и изходната верига на транзистора. По същата причина схе-
мата б се нарича схема с обща база ОБ, а схемата в — схема с общ
колектор ОК. Свойствата на тези три схеми на включване на транзис-
торите се различават помежду си. В табл. 28.1 са дадени ориентиро-
въчно стойностите на основните показатели на схемите. Ако се направи
сравнение, се вижда, че схемата с обща база (ОБ) има най-малко входно
съпротййление /?Вх и най-голямо изходно съпротивление /?ИЗх. Коефи-
циентът й на усилване по мощност КР заема междинно място в срав-
нение с останалите две схеми. Схемата с общ колектор (ОК) има най-
голямо входно съпротивление и най-малко изходно съпротивление. Кое-
фициентът й на усилване по мощност е най-малък в сравнение с оста-
налите схеми. Схемата с общ емитер (ОЕ) по отношение на входно
и изходно съпротивление заема междинно положение, а по отноше-
ние на коефициент на усилване по мощност — първо място.
В усилвателните стъпала на радиопредавателните устройства най-
голямо приложение намира схемата с общ емитер главно поради това,
че тя осигурява най-голям коефициент на усилване по мощност. Освен
138
Таблица 28.1
Вид на схемата Съпротивле ние Коефициенти на усилване
входно ^вх ИЗХОДИО ^изх на ток Ki на напрежение «и на мощност КР
ОБ Единици и десетки ома Стотици килоома <1 Стотици пъти Стотици пъти (при пълно съгласуване)
ОЕ Стотици ома Единици и десетки килоома - 100 Десетки и стотици пъти Хиляди пъти (при пълно съгласуване)
ОК Десетки килоома Стотици ома — 10 < 1 Десетки пъти (при пълно съгласуване)
това при тази схема слабо се проявява реакцията на изходната верига
върху входната.
За нормалната ‘ работа на транзисторите от двата вида — р-п-р и
п-р-п, е необходимо към емитерния им р-п преход напрежението да се
подава в права посока (плюс към р облает и минус към п облает),
а към колекторния р-п преход — в обратна посока (минус към р об-
лает и плюс към п облает). От това следва, че захранващите токоиз-
точници се включват с противоположен поляритет при р-п-р и п-р-п
транзисторите (фиг. 28.3). Също така и посоките на токовете, протичащи
в емитерната, базовата и колекторната верига при двата вида тран-
зистори, са противоположни едни на други. Противоположността на посо-
р-п-р
Фиг
ките на токовете и напреженията при двата вида транзистори би до-
вела до това, че някои от формулите, изведени за схема с единия вид
транзистор, биха се различавали със знак „минус" от формулите за съ-
щата схема, но използуваща другия вид транзистор. За да се избегне
това различие във формулите за двата вида транзистори, а също така,
за да се получат статичните им характеристики в един и същ квад-
139
рант на координатните системи, приемаме различии условии положи-
телни посоки за токовете и напреженията така, както са показани на
фиг. 28.4. Горното приемане има и още едно предимство, че се полу-
чава сходство между статичните характеристики на транзисторите и
лампите.
Изчислението на отделните стъпала на предавателя, в конто се из-
ползуват транзистори, се извършва по аналогичен начин на изчисле-
нието на ламповите стъпала. За тази цел се използуват тези статични
характеристики на транзистора, конто са подобии на обикновените
характеристики на лампите. Както при лампите, така и при транзисто-
рите най-често се използува линейна идеализация на статичните харак-
теристики на колекторния и базовия ток. Определянето на параметрите
на идеализираните статични характеристики се извършва по начин,
аналогичен на този при електронните лампи.
При изчисление на режима на работа на колекторната верига на
един резонансен усилвател на мощност или на един генератор са не-
обходими статичните характеристики на колекторния ток на транзис-
тора /к в зависимост от напрежението между база и емитер при
параметър напрежението между колектор и емитер ек (характеристи-
ките iK = /(^б) при ек = const). Те са аналогични при лампите на ста-
тичните характеристики на анодния ток в решетъчна координатна
система —ia =/(^)при еа = const. Тези характеристики се използуват
за определяне на идеализираната стръмност 5 и напрежението на за-
пушване на колекторния ток Е’ь . Определянето на стръмността на
линията на граничния режим 5гр се извършва от статичните характе-
ристики на колекторния ток /к = /(гк) при ев = const, конто са анало-
гични при лампите на статичните характеристики на анодния ток в
анодна координатна система.
На фиг. 28.5 е дадено семейство статични характеристики на колек-
торния ток в базова координатна система (zK , ) при ек = const на
един транзистор. Под семейството реални статични характеристики е
представена неговата идеализация посредством само една начупена
линия. Основание за това да заменим цялото семейство статични харак-
140
теристики само с една единствена идеализирана характеристика ни
дава малката проницаемост на D на транзистора (статичните характе-
ристики на колекторния ток в базисна координатна система са разпо-
ложени близко една до друга). Възходящият участък на идеализира-
ната характеристика започва от напрежението Е'6, което е аналогично
^(е^при ек=const
1
15
5-
Област
на отсичане
/ 10
- Активна облает
I t I I I
S = 50 т Aft
Eg —0,25V
‘‘к S(ef fyl
О 0,1 0,2 0,3 O,tf 0,5 0,6 0,7 0,8 eg [/]
Фиг 28 5
на напрежението на запушване £'б при лампите. Областта, лежаща
надясно от напрежението £*'б при транзисторите, бе прието да се на-
рича активна облает (ев ). В активната облает идеализира-
ната характеристика на колекторния ток се описва с линейното урав-
нение :
4 = 5 (еб — Е'6 ).
141
Областта, лежаща наляво от напрежението Е'ъ, се нарича облает на от-
сичане (ев<£'б). В тази облает напрежението към емитерния р-п
преход се подава в обратно направление и емитерният ток става равен
на нула. С това се анулират и базисният, и колекторният ток.
На фиг. 28.6 е дадено семейство статични характеристики на ко-
лекторния ток в колекторна координатна система (/к ,гк) при = const.
Под тях са дадени същите характеристики, но в идеализиран вид. И
тук, както при ламповите характеристики, се използува понятието
линия на граничния режим. Надясно от линията на граничния
режим е разположена така наречената активна облает, за която стана
въпрос малко по-горе. Наляво от линията на граничния режим е раз-
положена областта на насищане, която при лампите се нарича
облает на напрегнат режим. В тази облает базисните токове нарастват
142
силно, тъй както при лампите в областта на напрегнат режим нараства
силно решетъчният ток. В областта на насищане напрежението на
базата почти не влияе върху колекторния ток, така както при лампите
в областта на напрегнат режим решетъчното напрежение почти не
Фиг. 28.7
влияе върху анодния ток. В областта на насищане идеализираните
статични характеристики на колекторния ток се сливат в една един-
ствена линия — линията на граничен режим, която минава през коор-
динатного начало. Уравнението на линията на граничния режим е
= 5гр вк •
Тук 5гр е стръмността на идеализираната линия на граничен режим.
За изчислението на веригата на базата са необходими статичните
характеристики на базовия ток в едната от двете координатни сис-
143
теми — базова или колекторна, т. е. статичните характеристики =
=f(e6 ) при ек = const или /б =/(^к) при ев = const. На фиг. 28.7 е пока-
зано семейството статични характеристики на базовия ток на един
транзистор в базова координатна система. Под реалните статични ха-
рактеристики е представена една начупена линия, с която е идеализи-
рано горното семейство реални характеристики. Възходящият участък
на идеализираната характеристика на базовия ток започва от напре-
жението Е'б и се описва с линейного уравнение
it = (^б —-£'б )•
Тук S6 е стръмността на идеализираната характеристика на базовия
ток. Понякога за по-голяма точност характеристиките на базовия ток
в базова координатна система се идеализират с квадратна парабола
вместо с права линия.
Влияние на температурата върху статичните
характеристики на транзистора
Статичните характеристики на транзистора зависят в голяма степей
от температурата на неговите р-п преходи. Обикновено статичните
характеристики се дават при температура на преходите «= -|-20оС. На
фиг. 28.8 е показано влиянието на температурата върху статичните
характеристики на колекторния ток в колекторна координатна система
при схема с общ емитер. На фигурата са показани статичните харак-
теристики, снети при три различии температуря на р-п преходите:
4- 20°С, -I- 60сС, + 85°С. Оттук може да се направи изводът, че с уве-
личение на температурата съответните характеристики се преместват
по-нагоре и се увеличава малко техният наклон. Изменението на ста-
тичните характеристики под влияние на температурата води до неста-
билност на положението на работната точка в покой, а така също и
до изменение на амплитудата на импулса на колекторния ток при не-
изменни захранващи напрежения. Така например от фиг. 28.8 се вижда,
че увеличението на температурата от 4-20 С на 4*60 С води до уве-
личение на амплитудата на импулса на колекторния ток от 8,5 mA на
16,5 mA. С точка А тук е означен горният край на динамичната харак-
теристика. На фиг. 28.9 а е показано влиянието на температурата върху
статичните характеристики на колекторния и базовия ток в базова
координатна система. За простота тук е показана само една характе-
ристика на колекторния ток и една характеристика на базовия ток.
При увеличение на температурата от + 20°С на 4-60°С се намаляза
•стръмността както на характеристиката на колекторния ток 5, така и
на характеристиката на базовия ток S6. Освен това напрежението
£*'б се отмества по-наляво. На същата фигура вдясно (фиг. 28.9 б) са
показани същите статични характеристики, но идеализирани. На
фиг. 28.10 е показана зависимостта на основните идеализирани параметри
на статичните характеристики на транзистора 5, 5гр £'б от изменението
144
Фиг 28.8
10 Радиопредавателна техника
145
на температурата в интервала от — 40°С до +60°С. От фигурата се
вижда, че с увеличение на температурата тези параметри намаляват
примерно по линеен закон. Този линеен характер на изменение на
идеализираните параметри на статичните характеристики от темпера-
турата опростява изчисленията на транзисторните усилватели и гене-
ратори, работещи в широк температурен интервал. Достатъчно е да се
знаят стойностите на тези параметри при две температури, за да могат
да се изчислят техните стойности при производна температура от ра-
ботния температурен интервал.
146
За да се намали влиянието на температурните изменения на статич
ните характеристики върху работата на схемите с транзистори, из пол
зуват се специални методи на температурка стабилизация.
29, ТРАНЗИСТОРНИ РЕЗОНАНСНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
Общи сведения
Транзисторният резонансен усилвател на мощност по сыцество не
се различава от ламповия. Като особеност тук трябва да се изтъкне
нуждата от непълното включване на трептящите кръгове в изходната
и във входната верига на усилвателя. Причина за това са ви сокото
входно и изходно съпротивление на транзисторите. Друга особеност е
силната вътрешна обратна връзка между изходната и входната верига
на транзистора. При известии условия тя може да стане причина за
неустойчива работа и самовъзбуждане на транзисторния резонансен
усилвател.
Принципът на построяване на схемите на транзисторните резонансни
усилватели на мощност е същият, както при ламповите усилватели. На
фиг. 29.1а е показана Цринципната схема на резонансен усилвател на
мощност с общ емитер и р-п-р транзистор. На фиг. 29.1 б е показана
същага схема с п-р-п транзистор. Режийът на работа на транзисторния
резонансен усилвател, както и при ламповия зависи от стойностите на
постоянните и променливите напрежения. Режимът на покой (клас Д,
клас АВ, клас В или клас С) се определя от стойността на предна-
прежението £б на базата. Както при ламповите усилватели, така и тук
най-често се използува режим клас С, тъй като той осигурява най-
висок к. п. д. на колекторната верига. По напрегнатост и тук различаваме
три режима: ненапрегнат, граничен и напрегнат. От енергийна гледна точ-
ка най-подходящ е граничният режим. Той осигурява максимална промен-
ливотокова мощност в колекторната верига F\ при най-висок к. п. д. 7)
Напрегнат режим при транзисторните усилватели като правило не
се прилага, тъй като той се характеризира с малка променливотокова
мощност, по-малък к. п. д. и малък коефициент на усилване по мощ-
ност КР . Последното се дължи на голямо увеличение на базовия ток
/б1, а оттам и на възбудителната мощност Рб1 във веригата на базата.
Ненапрегнатият режим не е за препоръчване, тъй като той се харак-
теризира с малък к. п. д. и голяма загубна мощност, отделяна в ко-
лектора Рк*.
Ъгълът на отсечката на колекторния ток 9 се препоръчва да се
избира в границите между 70 и 90 . При по-малки стойности на ъгълаЭ
к. п. д. на колекторната верига нараства, но коефициентът на усилване
<ю мощност КР рязко започва да намалява. При по-големи стойности
на 9 коефициентът на полезно действие г; има сравнително малки стой-
ности.
147
Изчислението на режима на работа на транзисторния усилвател може
да се извършва по същия метод, разработен при ламповите усилватели.
Трябва да се има пред вид обаче, че методът за изчисление чрез из-
ползуване на статичните характеристики на транзистора е валиден само
Фиг 29 1
в такъв честотен обхват, при който могат да се пренебрегват инерцион-
ните свойства на транзистора, т. е. само в така наречената „ниско-
честотна облает" на транзистора. Горната граница на нискочестотната
облает за различните транзистори е различна и в зависимост от типа
на транзистора може да бъде от порядъка на няколко килохерца до
няколко десетки мегахерци. С усъвършенствуване на производство™
на транзисторите тази граница ще се придвижва все по-нагоре.
148
Принцип на действие
Нека да разгледаме резонансния усилвател,показан нафиг. 29.1 б. Във
веригата на базата на тринзистора действува постоянното захранващо
напрежение (преднапрежение) Е6 и променливото възбудително напре-
жение ив = L^cosait. Моментната стойност на напрежението, действу-
ващо между база и емитер е6, е равна ,на алгебрйчната сума на двете
напрежения:
ев = Еб + cos со/.
През положителният полупериод на възбудителното напрежение ив
(фиг. 29.2), когато моментната стойност на еб стане по-голяма от Е'б,
започва да тече колекторен ток. Максималната стойност /км на колек-
торния ток се достига при ^бмакс — Еб + . След това колекторният
ток започва да намалява и става равен на нула, когато моментната
стойност на напрежението вб стане по-малка от напрежението Е'б. В
колекторната верига на транзистора токът iK протича под формата на
косинусоидални импулси (фиг. 29.2). Той съдържа постоянна съставяща
/ко и променливи съставящи с честоти, кратни на честотата на възбу-
дителното напрежение: /К1 cos +/К2 cos 2 (о/Ч- При протичане на
първата хармонична на колекторния ток /к през паралелния трептящ
149
кръг, който за нея представлява съпротивление с максимална стойност
/?е» създава върху него променливо падение на напрежение ик =
= UK cost!)/. Моментната стойност на напрежението, което действува
между колектор и емитер ек , се дава с израза ек =ЕК —UK cos со/. По-
лезната променливотокова мощност, която се получава в колекторната
верига се определи с израза
Л=4- /к.г/к.
В ъзбудителната мощност, която се подава във веригата на базата на
транзистора от предното стъпало, е равна на Рб,= -у /б.Us • Тук /б1 е
първата хармонична на базовия ток, a i76 — амплитудата на възбудител-
ното напрежение. Коефициентът на усилване по мощност на резонан-
сния усилвател е равен на
Ред на изчисление на резонансния усилвател на мощност
със заземен емитер
Като изходни величини обикновено се дават:
а) променливотокова мощност в колекторната верига
б) работната честота на усилвателя /;
в) температура на околната среда
Тук ще да дем реда на изчисление при работна честота, лежаща в
нискочестотната облает на транзистора, и при фиксирана температура.
1. Избор на транзистор. От каталозите трябва да изберем
транзистор, който на първо място да удовлетворява изискването работ-
ната честота на усилвателя да лежи в нискочестотната облает на тран-
зистора. Обикновено в каталозите се дава стойността на граничната
честота fa на транзистора. Това е честотата, при която модулът на
коефициента на усилване по тока а при схема с обща база спада до
0,7 от стойността му при ниски честоти. Горната граница на ниско-
честотната облает /н е евързана с граничната честота посредством
зависимостта
20 4- 100 ’
Тъй като по условие работната честота на усилвателя f трябва да
лежи в нискочестотната облает на транзистора, т. е. /</н , избраният
транзистор трябва да удовлетворява условието
fa >(204-100)/.
От всички транзистори, конто удовлетворяват изискването за /а
се спирамс на такъв, който да може да осигури необходимата про-
150
менливотокова мощност Рг След избора на транзистора извършваме
идеализация на статичните му характеристики и определяме парамет-
рите 5, 5гр и Еб'-
2. Напрегнатост на режима. Приемаме граничен режим на
работа на усилвателя.
3. Ъгъл на отсечката на колекторния ток 0. Стой-
ността на ъгъла 9 се избира в границите 9 = 704-90°. След уточняване
стойността на 9 отчитаме от таблици стойностите на коефициентите
на разлагане на косинусоидален импулс: ах(9), а0(9), Yo(9) и Yi(®)-
4. Коефициент на използуване на колекторното на-
прежение в граничен режим £гр:
с =_1_+ 1 </1~ 8Р1 -1 2Р1
” 2 ТУ $грв1(в)£2 Srpa^O) Е$
5. Постоянно захранващо напрежение иа колектор Е*:
р Доп .
2
6. Амплитуда на променливото колекторно напреж е-
ние UK:
UK = Jjrp Ек.
7. Амплитуда на първата хармонична на колектор-
ния то к /к1:
I
1к'~и
° к
8. Амплитуда на импулса на колекторния т ок /км
/ —.
1 КМ — „
а1 (°)
9. Постоянна събтавяща на колекторния ток/ко:
7кО = ^о (®) Л<м •
10. Консу миран а постоян нотокова мощност от ко-
лекторния токоизточник Ро:
Pq = ^к •
И. Мощност, резсейвана като топлина в колектора
(загубна мощност на колектора) Рк:
Рк =Р0-Л.
12. Общазагубна мощност на транзистора. Обикновено
се приема, че мощността, разсейвана като топлина в базата (загубната
мощност в базата), представлява 10 % от тази, разсейвана в колек-
тора. Тогава
+ -1,1 Рк .
151
13. Коефициент на полезно действие на колектор-
пата верига у:
14. Необходимо товарно съпротивление във вери-
гата на колектора/?*:
15. Амплитуда на възбудителното напрежение Uq:
71W
Тук 5 е стръмността на идеализираната характеристика на колек-
торния ток.
16. Преднапрежение във веригата на базата Еб:
Е6 =—U6 cosO + Еб.
17. Максимално напрежение на базата и минимално
напрежение на колектора:
^бмакс = Е& ^6 >
^кмин ~ Ек UK .
18. Опре деляне на амплитудата на импулса на ба-
зовия ток по статичните характеристики на същия:
/бм =?= / (^бмакс , &кмин )•
Ако липсват статични характеристики на базовия ток, стойността
на амплитудата на импулса на базовия ток /бМ с достатъчна точност
може да се определи чрез израза
/бм (1 а) /км •
19. Ъгъл на отсечката на базовия т о к 0б.
С достатъчна за практиката точност ъгълът на отсечката на ба-
зовия тск може да се приеме равен на този на колекторния ток:
0б ~е.
20. Постоянна съставяща на базовия ток/б0:
/б0 = «0 (вб) /бм .
21. Амплитуда на първата хармонична на базовия
ток /б1:
/б1 = «1 (06 ) /бм*
152
22. Възбудителна м о щ н о с т fti •
Pei =-2“ .
23. Мощност, консумирана от източника на п р е д н а-
жрежение във веригата на базата:
РбО= £б4().
24. Схема на транзисторни резонансни усилватели
На фиг. 29.3 е показана схема на резонансен усилватал на мощност
с температурка стабилизиция на режима на усилвателя. Във веригата
на преднапрежението има потенциометър, който се състои от съпро-
Фиг 29.3
тивленията R и /?т, от конто второго е температурнозависимо. С из-
менение на температурата се изменя стойността на съпротивлението
/?т, а с това и стойността на преднапрежението Е6. Тук важно ус-
ловие за температурната стабилизация за режима на транзистора е
подходящият избор на съпротивлението RT и на неговата топлинна
константа.
На фиг. 29.4 са показани четири различии схеми на междустъпална
връзка при резонансните усилватели на мощност. Те са подобии на
съответните лампови схеми. На фиг. /9.5 са показани две схеми на
крайно стъпало с проста схема. Схемата а е схема с капацитивна
връзка между антенния трептящ кръг и колекторната верига на
транзистора, а схемата б — с индуктивна връзка. На фиг. 29.6 е по-
казана сложна схема на крайно стъпало с транзистор с индуктивна
връзка между междинния трептящ кръг и антенния кръг.
153
a
г
Фиг. 29.4
154
Фиг. 29.5
Фиг. 29.6
155
ТРЕТА ЧАСТ
ГЕНЕРАТОРИ. СТАБИЛИЗИРАНЕ НА ЧЕСТОТАТА
О С М А ГЛАВА
ЛАМПОВИ ГЕНЕРАТОРИ НА ДЪЛГИ, СРЕДНИ И КЪСИ ВЪЛНИ
30. ПРЕДНАЗНАЧЕНИЕ НА ГЕНЕРАТОРИТЕ И ИЗИСКВАНИЯ КЪМ ТЯХ
Ламповият генератор (автогенератор) е преобразувател на един вид
енергия в друг. Обикновено енергията на постоянния ток се преобра-
зува в енергия на променливи токове без въздействието на външен
токоизточник на променлива е. д. с. Като енергиен преобразувател той
се явява и първоизточник на високочестотни трептения. Ламповият ге-
нератор представлява една нелинейна система, която във всички слу-
чаи съдържа следните основни елементи: електронна усилвателна
лампа, трептящ кръг, верига за обратна връзка и токоизточник. Че-
стотата на трептенията се определят автоматично от самия генератор
и зависят от параметрите на неговите елементи. При радиопредавате-
лите ламповият генератор се използува за получаване на стабилни по
честота и амплитуда високочестотни трептения с малка мощност,
конто служат за последователно възбуждане на следващите стъпала в
предавателя. Той намира широко приложение и в промишлената елек-
троника и по-специално като генератор за диелектрично и индук-
ционно нагряване. В този случай е необходимо да се получат високо-
честотни трептения с голяма мощност, с не особено голяма стабил-
ност на честотата и амплитудата. Освен в горепосочените случаи лам-
повият генератор се използува широко и в радиоприемната техника,
измервателната техника и т. н.
Предявяваните към тях изисквания са най-разнообразни и се оп-
ределят от мощността, работния обхват, предназначението и някои
други характеристики на устройството, в което ще бъде използуван
даден генератор. Специално при радиопредавателите изискванията се
отнасят до работния обхват, стабилността и точността на честотата,
собствения шум (паразитната модулация) и постоянстеото на високо-
честотното напрежение на генератора.
Работният честотен обхват на генератора се определя
от този на радиопредавателя и характеризира възможността на по-
156
следния за работа на повече от една честота. Поради използуването
в повечето от случайте на междинни умножителни стъпала работната
честота на генератора трябва да бъде значително по-ниска от излъч-
ваната такава. Това дава възможност да се работи с по-малки че-
стотни изменения в трептящия кръг на генератора (/макс-г-/мин), което
пък е изгодно с оглед на постоянството на в. ч. напрежение. Когато
общият обхват е голям, той се разделя на отделни подобхвати при
съответен коефициент на препокриване. Настройката за съответните
работни честоти от даден обхват или подобхват може да бъде плавна
или стъпална, като се извършва чрез подходящо изменение на ос-
новните електрически параметри на трептящия кръг на генератора —
индуктивност и капацитет. В много случаи, като например при радио-
разпръскването, радиозръзките и др., се работи на точно определена
вълна и тогава е изгодно да се използуват генератори с фиксирана
честота. Последното благоприятствува за получаването на едно по-ефи-
касно стабилизиране на честотата.
Постиганетона висока стабилност и достатъчно голяма
точност на честотата на генератора е основно, а в някои
случаи и най-важно изискване при радиопредавателите. Колкото че-
стотната стабилност е по-висока, толкова изменението на честотата
за по продължително време е по-малко. Точността на честотата едно-
временно със запазването на една висока стабилност на същата га-
рантира използуването на чисти (без смущения) и стабилни радиока-
нали. Изпълнението на това изискване е възможно чрез прилагане на
специални схеми и конструктивни решения при построяване на гене-
ратора. В случая трябва да се намали или компенсира дестабилизира-
щото действие, което оказват измененията на редица фактори (като
температура, влага, захранващо напрежение, товар на следващите
стъпала и др.) върху честотата. За установяване на точната честотна
настройка на генератора се използуват специални системи за управ-
ление— механически (оптически) или електронни.
Паравитната модулация на генератора влошава качестве-
ните показатели на целия радиопредавател. Това е изразено особено
силно при многостъпалните предаватели, където генераторът е на-
таяно звено на в. ч. канал и неговият паразитно модулиран в. ч. сиг-
нал се усилва от всички в. ч. стъпала. Поради тази причина допусти-
мого ниво на паразитна модулация тук е по-малко от това на целия
предавател и трябва да е в граници от — 65 dB до — 80 dB. Изисква-
нията в случая са по-големи за радиоразпръсквателните предаватели
с концертна програма и по-малки за специалните предаватели и тези
за съобщителни цели.
Изискването за постоянство на в. ч. напрежение на гене-
ратора се налага от необходимостта да се осигури стабилно възбуж
дане на включените след генератора стъпала и запазване на техните
режими. От друга страна, евентуалните изменения на в. ч. напрежение
ще причинят и съответни изменения на еквивалентния товар на ге-
нератора, което ще влияе неблагоприятно върху стабилността на
честотата.
157
Специално към промышленное генератори, конто работят обикно-
вено със средна и голяма мощност (0,1 ч- 100 kW), се поставят две
основни язисквания — да имат висок к. п. д. и незначителни излъчвания.
В зависимост от типа и установения работен режим на генератора
стойността на к. п. д. се движи в граници от 40 до 80 %. Поради това,
че промишлените генератори като правило се използуват в предприятия,
намиращи се в населени места, се създават условия за силно смуща-
ване на радиоприемането. По тази причина са установени норми за
максимално допустимата напрегнатост на ел. м. полета, създавани от
генераторите, за спазването на конто следят специални контролни
служби.
31. ОСНОВНИ ПОЛОЖЕНИЯ В РАБОТАТА НА ЛАМПОВИТЕ ГЕНЕРАТОРИ
Принцип на рабста. При разглеждане на принципа на работа на
ламповия генератор са характерни два основни процеса — самовъз-
буждане с преходен процес и установяване на стационарен режим.
Стационарният режим се характеризира с това, че при него трепте-
нията имат постоянна амплитуда и генераторът може да се разглежда
като особен вид резонансен усилвател, при който напрежението за
усилване (ug) се взема не от външен източник, а от трептящия кръг,
включен в анодната верига на лампата (фиг. 31-1). И тук се запазват същите
фазови съотношения, по-специално дефазирането между анодното (иа)
Фиг. 31.1
и решетъчното (и£) напрежение (180 ), както при обикновения усил-
вател. Разликата е в това, че при усилвателя въпросното дефазиране
е следствие, а при генератора то е необходимо условие. Както дефа-
зирането, така и прехвърЛянето на част от напрежението на анодния
кръг в решетъчния се постига чрез веригата за обратна връзка.
158
Процесъ'у на самовъзбуждане е характерен само за генераторите.
Той може да възникне при наличието или създаването на някакви
първични трептения, който може да имат различен произход. Известно
е, че всеки реален трептящ кръг е средище на т. нар. флуктуационни
токове, конто представляват безпорядъчно движение на - свободни
електрони с топлинен произход. Макар и незначителни по стойност,
тези токове предизвикват непрекъснато съответни трептения, който
поради неизбежното загубно съпротивление на кръга (гк) бързо за-
тихват. Прилагането в този случай на усилвателната система с об-
ратна връзка (фиг. 311) при нормално токозахранване дава възмож-
ност за развитие на следния процес: прехвърлените чрез веригата на
обратната връзка в решетъчния кръг електрически трептения се усил-
ват, част от усилените трептения постъпват отново в решетъчния
кръг, усилват се отново и т. н. По такъв начин се установява един
преходен процес на постепенно нарастване на амплитудата на трепге-
нията в трептящия кръг. Това нарастване в края на краищата се ог-
раничава от известии фактори като: нелинейност на ламповата харак-
теристика, автоматично изместване на работната точка на лампата в
областта на по-отрицателните решетъчни напрежения, достигане тока
на насищане и др. В резултат на това в трептящия кръг се устано-
вяват незатихващи трептения с постоянна амплитуда. Процес на само-
възбуждане може да настъпи и при самото включване на анодното
напрежение на лампата (при нормално загрят катод). За този случай
може да се даде следното обяснение. В момента на включване на
напрежението през кръговата бобина протича постоянен аноден ток
с бързо изменяща се стойност; вследствие на това върху бобината
се получава известно напрежение, което зарежда кръговия конденза-
тор Ск. Това е достатъчно условие за възникване на затихващи треп-
тения в анодния трептящ кръг. Поради наличието на веригата за об-
ратна връзка обаче описаният преходен процес се повтаря и тук, така че
накрая се установяват и поддържат за сметка на доставяната от то-
коизточника ел. енергия незатихващи трептения с постоянна ампли-
туда — стационарен режим.
Процесът на самовъзбуждане на ламповия генератор може да бъде
сравнен с този на генераторите за постоянен ток (динамомашините).
Така например създаденото от остатъчния магнетизъм на статорните
полюси магнитно поле съответствува на първичните (затихващите)
трептения на трептящия кръг; изразходваната механическа енергия за
въртене на котвата (ротора) на динамомашината, при което се.полу-
чава е. д. с. на ел. енергия, изразходвана от ламповия генератор за по-
лучаване на усилени незатихващи трептения, и накрая включването на
възбудителната система на динамомашината към получената в котвата
е. д. с. при спазване на необходимата полярност за еднопосочно (с
остатъчния магнетизъм) намагнитване на псйпосите, има ефект, една-
къв с този на обратната връзка при ламповия генератор.
Условия за самовъзбуждане. Съгласно разгледания принцип на
работа на ламповия генератор при известии условия затихващите
трептения може да се превтрнат в незатихващи, т. е. може да въз-
159
никне и се поддържа един нормален процес на самовъзбуждане. Ус-
ловията за правилно протичане на този процес с оглед постигане на
стационарен режим на трептения може да бъдат определени, както
следва.
1. Загубите в трептящия кръг, поради който трептенията затихват,
трябва да се компенсират непрекъснато чрез внасяне на допълии-
телна енергия, количествено равностойна на тази, изразходвана в за-
губното съпротивление на кръга. Тази допълнителна енергия есте*
ствено е за сметка на токоизточника. Тъй като в случая се касае за
количествено енергийро равновесие (баланс) на трептящия кръг, това
условие е известно под названието условие за баланс на ам-
плитуд и те. То се постига чрез подбиране на стойността на коефи-
циента на обратната връзка. За схемата на фиг. 31.1 това става с
изменение на взаимната индуктивност М между кръговата бобина Ьл
и бобината за обратна връзка £ов (ug =ZK. сог. М).
2. Внасянето на допълнителната енергия в кръга за компенсиране
на загубите (затихването на трептенията) трябва да става точно в
определен момент (фаза на трептенето), така че това да има за ефект
едно увеличаване на общата енергия. Като се има пред вид, че носител
на допълнителната енергия е първата хармонична на анодния ток zab
следва изводът, че за целта тя трябва да се изменя еднопосочно с
напрежението върху кръга (ик) или в идеалния случай да бъде във
фаза с него, т. е. да бъде в противофаза с иа. Неспазването на това
условие ще влоши още повече енергийното сьстояние на трептящия
кръг и затихването на трептенето ще се ускори. Разглежданото ус-
ловие явно се отнася до установяване и запазване на определени фа-
зови съотношения в генератора и поради това то се нарича условие
за баланс на фазите. Реализирането му става чрез подходяще
включване на краищата на бобината £Ов към решетъчния кръг на ге-
нератора— за схема с индуктивна обратна връзка (фиг. 31.1), или
чрез включване на решетката на лампата към такава точка на треп-
тящия кръг, която има противоположен по знак потенциал спрямо
този на анода — за останалите генераторни схеми.
При всяка трептяща система съществуват две равновесии със-
тояния — устойчиво и неустойчиво. Първото се характсризира с това,
че при малки отклонения от състояние на равновесие трептящата сис-
тема се връща отново в изходното си положение. При неустойчиво
равновесно състояние дори незначителни отклонения от него привеж-
дат постепенно трептящата система в някакво ново (устойчиво) със-
тояние. Нафиг. 31.2а е даден механически аналог на равновесното
състояние на трептяща система: при положение 1 равновесието е
неустойчиво, а при положение 2 — устойчиво. Допълнително условие
за правилно протичане на процеса на самовъзбуждане на ламповия
генератор е теэи две равновесии състояния да бъдат използувани по
следния начин. В началния момент на самовъзбуждането генераторът
трябва да се намира в неустойчиво равновесие, така че и най-малки
случайни трептения (породени от флуктуацията или при включването
на анодното напрежение) да могат да го изведат от това му състоя-
160
аие чрез непрекъснато нарастване на амплитудата на трептенията в
трептящия кръг. На фиг. 31.2 б е показан процесът на установяване на
трептенията в трептящия кръг; за времето tr имаме преходен процес
на нарастване на трептенията, а за — стационарен режим на треп-
тенията. Стационарното съ-
стояние на генератора тряб-
ва да бъде устойчиво с ог-
лед при малки отклонения
от стационарните стойно-
сти на токовете и напре-
женията режимът на гене-
ратора да може бързо да се възстанови. Получаването на автоматично
отрицателно решетъчно преднапрежение чрез активно съпротивле-
ние за сметка на решетъчния ток на генератора значително спомага
за постигането на това условие.
Количествени съотношения. За съществуването на един нормален
стационарен режим на генератора важно условие е да се познават и
поддържат някои количествени съотношения. В стационарен режим
генераторът може да се разглежда като резонансен усилвател, което
ще ни улесни при изводите. Нека приемем, че анодният трептящ кръг
на усилвателя е настроен на първата хармонична и за нея той пред-
ставлява определено съпротивление — /?е. Напрежението върху на-
строения кръг, както е известно, се получава за сметка на първата
хармонична на анодния ток с амплитудна стойност Iai- Същото на-
прежение върху кръга може да се получи, ако усилвателната лампа
(с коефициент на усилване pi) се замести с един равностоен на нея
токоизточник с напрежение U=p.Ug(Ug е въэбудителното напрежение
на лампата) и вътрешно съпротивление R^Rity— също еднакво с
това на лампата. Тук а, е т. нар. коефициент на привеждане (съот-
ветно Ri — приведено вътрешно съпротивление), с който се държи
сметка за изменението на мьтрешното съпротивление на лампата Rt
от големината на ъгъла на отсечката. При такава постановка по от-
ношение на тока 1а\ може да се състави т. нар. заместителна или
още еквивалентна схема на усилвателя. За тази схема, дадена на
фиг. 31.3, може да се напише изразът
1а\ = 7-----f ИЛИ 1а\ =—п—ТБ---. ' Б 'Т~ ’
11 Радиопредавателна техника
161
Оттук може да се определи амплитудната стойност на напрежението
в решетъчния кръг на лампата, необходима за осигуряване на ста-
ционарен режим на генератора:
Фиг. 31.3
= Л1
Ug = .Ri.он4~D. Re) =
( 4+£>.₽е^ = /в1 (-Л" '}-D.
\ 6 / \ 6ср
където —=г>Ср е средната (приведената)
стръмност на ламповата характеристика.
От друга страна, тъй като се касае за
самовъзбуждане, това напрежение трябва да
бъде еднакво с напрежението във веригата
за обратна връзка:
Ug = /Сов • UK = /Сов . /?е • 1<А •
(Км = U'g‘. Uк — коефициент на обратна връзка; UK —• амплитудна стой -
ноет на напрежението върху трептящия кръг), т. е.
/а! ---\~Dt Rej = /Сов • Re • /аЬ
Въз основа на последното равенство се получава и окончателният
математически израз на първото условие за самовъзбуждане — баланс
на амплитудите:
или поради това, че в повечето случаи
и петодни лампи):
/Сов • SCp • Ri
0^0 (особено при тетродни
= 1.
С последните два израза се определя най-малката стойност на коефи-
циента на обратната връзка, при която е възможно самовъзбуждане
на генератора.
Зависимостта на Iai от Ug при установен режим на захранване
(Еа, Eg = const) се нарича колебателна характеристика. Нейният израз
се получава от съответния израз за Ug при D 0 и има следният вид:
lai Sep. Ug »
Тъй като Sep зависи от избрания работен режим (0 = 90 4-180°) и
в най-общия случай тази зависимост е нелинейна, то и колебателната
характеристика за всеки отделен случай (режим) ще представлява
някаква индивидуална крива. Типични колебателни характеристики се
получават за работна точка в праволинейния участья на ламповата
характеристика 4 — f(eg) (режим I род) и за такава в долния закривен
у^астък на характеристиката (режим II род). Първият случай е пока-
162
зан на фиг. 31.4. С увеличаване на стойността на Ug се вижда, че
отначало стръмността 5ср е най-голяма и с навлизането в закривените
участъци на характеристиката (при нарастване на Ug) тя постепенно
намалява (фиг. 31.4 а). Съответно на изменението на 5ср кривата на
колебателната характеристика се получава иэпъкнала с най-голям
наклон в началото — за малките стойности на Ug (фиг. 31.4 5). Случаят
с работна точка в закривената част на ламповата характеристика е.
представен на фиг. 31.5. Тук 5ср отначало нараства до един максимум;
след което намалява (фиг. 31.5 а). Във връзка с това колебателната
характеристика има форма на буква S — с вдлъбнат и изпъкнал
участък, и най-голям наклон за определени средни стойности на Ug ,
за конто 5ср е максимална (фиг. 31.5 б).
163
Зависимостта на напрежението Ug9 получено чрез веригата на
обратната връзка от тока 1а\ за определена стойност на /Сов и , е
линейна. На фиг. 31.6 е дадено семейство прави линии на обратната
връзка за различии стойности на 7СОв« В случая правите с по-малък
наклон съответствуват на по-големите стойности на /СОв.
Р’азглеждането на колебателната характеристика и на правите на
обратната връзка в една обща равнинна координатна система (Ia\, Ug)9
дава възможност за удобно графично анализиране на процеса на само-
възбуждане при генераторите.
Случаят с характеристиката на фиг. 31.4 е представен на фиг. 31.7,
където пресечната точка 1 е решение на уравнението, представляващо
условието за баланс на амплитудите при обратна връзка /Сов (начал-
ната т. О е също решение, но то не представлява интерес). Нека
приемем, че при включване на генератора в неговия трептящ кръг
възникнат слаби токове, конто вследствие на обратната връзка обусла.
вят едно възбудително напрежение, напр. l/g . В съответствие с коле-
бателната характеристика последното предизвиква ток //i, който чрез,
обратната връзка обуславя едно по-голямо възбудително напреже-
ние— Ug9 и т. н., докато трептенията нараснат по амплитуда до т. 19
Ако при включването на генератора в кръга възникне силен ток
който би създал голямо възбудително напрежение, например Ug , про-
цесът протича в обратен ред, като амплитудата на трептенията нама-
лява отново до т. /. В тази точка следователно се установява устой-
чиво равновесно състояние, при което токът и напрежението достигат
съответните стационарни стойности — Ia\c н Ugt, т. е. за ней е изпъл-
нимо както условието за баланс на амплитудите, така и това за
устойчиво равновесие. От графиката се вижда, че изменението на
обратната връзка се следва от плавно изменение на съответните ста-
ционарни стойности на трептенията — т. /, 2 и т. н. Самите трептения
прекъсват напълно при достигане на обратна връзка /Сов, където пра-
вата тангира в началото на колебателната крива. Разгледаният режим
Г64
на работа, при който самовъзбуждането настъпва и изчезва постепенно
и амплитудата на трептенията може да се изменя плавно чрез обрат-
ната връзка, се нарича режим на меко самовъзбуждане. Той
може да възникне и при извънредно слаби първоначални токови
импулси, поради което се използува за първоначално пускане на
генератора.
На фиг. 31.8 е предста-
вен случаят със 5-образната
колебателна характеристика
за три характерни стойности
на обратната връзка /Сов :
1. При /Св = К™ общо
решение е точката на танги-
ране 2. Тук условието за ба-
ланс на амплитудите е из-
пълнено, но равновесното съ-
стояние е неустойчиво и по-
ради това при изменение на
амплитудата на трептенията
последните затихват и нор-
мално самовъзбуждане е не-
възможно.
2. При Ков = /Сов съще-
ствуват главно две решения,
конто удовлетворяват условието за баланс на амплитудите — т. 1 и 3.
В т. 1 обаче равновесното състояние е неустойчиво и при най-малки изме-
нения на тока (намаляване или увеличаване) трептенията съответно пре-
късват напълно или пък нарастват до стационарната стойност'в т. 3.
Равновесното състояние в т. 3, напротив, е устойчиво (както при т. 1
на фиг. 31.7), но за неговото достигане е необходимо значително по
стойност начално възбудително напрежение, т. е. Ug^Ug. Такова на-
прежение практически може да се получи, когато анодното напрежение
се включва изведнъж. Напротив, при неговото постепенно повишаване
и при /Сов < Коъ самовъзбуждане няма да се получи.
3. При /Сов /Сов обратната връзка е много силна и при наличие
дори на съвсем слаби начални трептения се установява мигновено
стационарен режим (устойчиво равновесно състояние) в т. 4. Ако след
това обратната връзка бъде намалена, трептенията ще същёствуват
до т. 2 и при /Сов < Ков те прекъснат внезапно.
Такъв режим на работа, при който самовъзбуждането на генера-
тора става при силна обратна връзка с мигновено нарастване на
амплитудата, а при намаление на обратната връзка трептенията пре-
късват внезапно, се нарича режим натвърдо самовъзбуждане.
Този режим се използува по-рядко именно поради тежките пускови
условия, независимо че при него к. п. д. е значително по-висок.
В практиката обикновено се прилага меко самовъзбуждане на гене-
ратора (режим I род), след което стационарното състояние се под-
165
държа при режим II род. Това става чрез въвеждане на автоматично
отрицателно решетъчно напрежение Eg ---фиг. 31.9. Стойността на
последното нараства за сметка на решетъчния ток IgQ при самовъз-
буждането и преходния процес на установяване на амплитудата на
трептенията, а с това се осъществява и преминаването от единия в
другая режим на работа. Такова решение е много изгодно и за про-
ми шлените генератори, при конто постигането на висок к. п. д. е
важно изискване.
Количественото изражение на условието за баланс на фазите се
дава с израза
фКов 4- фК = о ИЛИ ФК = — фКов ,
където
фков е фазовият ъгъл на коефициента на обратна връзка, опре-
делят дефазирането между напреженията Uk и Ug, а
Фк— фазовият ъгъл в анодния трептящ кръг, определящ де-
фазирането между I а\ и Uk-
За доказване на това условие ще направим следното разсъждение.
Да приемем, че генераторът от фиг. 31.1 работи с малка разстройка
на трептящия си кръг, т. е. че /г=^=/0. Тогава еквивалентното съпро-
тивление на кръга освен активна ще има и реактивна съставяща. Въз
основа на това между 1а\ и създаденото от него напрежение върху
кръга — Uk, ще възникне определено дефазиране.с ъгъл ук—толкова
по-голям, колкото е по-голяма разстройката Д f = fQ — fT. От друга
страна, индуктираното напрежение в бобината за обратна връзка £Ов е
по-малко или повече дефазирано спрямо напрежението на кръга, т. е.
466
между t/к и Ug съществува фазов ъгъл, напр. <р/сов. Но напрежението
обуславя тока Iai, чието изменение е във фаза с това на Ug(D^O).
При стационарния режим обаче този ток (1а\) трябва да бъде екви-
валентен на първоначалния ток, с който започнахме разглеждането на
фазовите отношения в трептящия кръг, т. е. двата тока 1а\ трябва да
са еднакви по големина и фаза. Последното може да бъде постигнато
само при пълно взаимно компенсиране на двата фазови ъгъла — ук и
фков, т. е. при реализиране на условието за баланс на фазите. Поради
това, че честотата на трептенията и ъгълът ук са взаимно зависими, е
явно, че в генератора може да възникнат трептения с такава честота,
за която е изпълнено посоченото условие за баланс на фазите. Освен
това стойността на ф/<ов нараства едновременно с активните загуби в
кръга и решетъчния ток на генератора, при което разликата между
генерираната и резонансната честота се увеличава. В частния случай,
когато липсват загуби и решетъчни токове, ср/<ов = 0, откъдето и
ук = 0, т. е. генерираната честота става еднаква с резонансната такава
на трептящия кръг (/г = /о)- В практиката има много малка стой-
ност поради което се приема, че резонансната честота на кръга
определя и честотата на генератора.
Изменението на загубите и решетъчния ток като фактор за про-
мяна на условието за баланс на фазите, а с това и на честотата на
генератора трябва да се има пред вид, когато се отнася до генератори
с висока честотна стабилност. За прстигане на устойчив фазов баланс
се използуват трептящи кръгове с висок качествен фактор Q.
32. СХЕМИ НА ЕДНОКРЪГОВИ ГЕНЕРАТОРИ
Схемите на тези генератори съдържат само един трептящ кръг
поради което и генераторите се наричат „еднокръгови", а схемите
им — прости. Особеност на еднокръговите генератори е, че те се въз-
буждат на една единствена честота, определена главно от параметрите
на трептящия кръг. Тези схеми имат най-широко приложение и се из-
ползуват не само в приемно-предавателната техника, но и в редица
други приложни области на в. ч. техника.
Токозахранването на анодния и решетъчния кръг на генераторната
лампа и тук, както при резонансните усилватели, може да бъде и
последователно и паралелно, а в някои случаи и смесено.
Трептящият кръг при всички случаи се свързва с основните елек-
троди на лампата — анод а, решетка g и катод k, и в зависимост от
начина, по който се осъществява обратната връзка, са известии няколко
вида схеми на еднокръгови генератори.
Схема с трансформаторна (индуктивна) обратна връзка е пока-
зана на фиг. 31.9. По-пълна схема с паралелно захранване на анодния
и решетъчния кръг на генераторната лампа е дадена на фиг. 32.1.
За получаване на по-голяма променливотокова мощност трептящият
ръг винаги се включва в анодния кръг на лампата.
167
Обратната връзка тук се реализира с решетъчната бобина Lg *
която е свързана индуктивно с кръговата бобина LK. Условието за
баланс на фазите, респ. положителната обратна връзка, се постига чрез
обратно навиване на двете бобини една спрямо друга или чрез обръ-
щане на краищата на едната от тях — например 1—2 на Le. Условието
Фиг. 32.1
за баланс на амплитудите пък се постига чрез изменение на големи*
ната на обратната връзка Ков • Количествено Ков се определя с израза
ZK.u)Al м
Дов
В този израз загубното съпротивление гк на бобината LK може да се
пренебрегне, понеже е много по-малко от съответното индуктивно
съпротивление coZ,K (rK<^:(bLK).
Големината на Ков се регулира чрез взаимоиндукцията М9 като се
изменя положението на бобината Lg спрямо бобината LK. Обикно-
вено Lg има 2ч-5 пъти по-малък брой навивки, отколкото LK и кон-
структивно се изпълнява така, че да може да се върти в бобината
или да се измества по нейната ос.
Честотата на генератора f и еквивалентното товарно съпротивление
на анодния кръг /?е се определят с изразите
1
-------------и
Re = р . Q
гк
Регулирането на f се извършва чрез изменение на капацитета на
комдензатора Ск, а на 7?е — чрез изменение на големината на индук-
тивността LK .
Основно предимство на тази схема е, че обратната връзка може да
се изменя съвсем плавно, а с това да се нагласява удобно и режимът
на генератора, без да се променя честотата. Схемата има най-голяма
универсалност и по отношение на захранването на анодния и реше-
168
тъчния кръг — възможно е паралелно, последователно или смесено>
захранване.
Към недостатъците на схемата спадат: невъзможността да се по-
лучи силна обратна връзка, наличие на големи паразитни капацитети и
склонност към възбуждане на паразитни честоти и изменение на /?€
Фиг. 32.2
при регулиране на честотата. Наличието на тези недостатъци е при-
чина схемата да се използува само за Л > 80 метра.
Схема с автотрансформаторна (кондуктивна) обратна връзка.
Характерного при тази' схема (фиг. 32.2) е, че условието за баланс на
фазите (правилното дефазиране между анодното и решетъчното про-
менливо напрежение) се получава автоматически при спазване на види-
мия признак: катодът на лампата да бъде включен в такава точка на
трептящия кръг k9 която се намира между точките на включване на
анода а и на решетката g на лампата. Тук големината на обратната
връзка Лов може да се регулира чрез изместване на точките на включ-
ване — a, k и g. Така например, ако т. k се премести към т. g, Ков
намалява и обратно. Както е известно, количественият израз на тази
зависимост е от вида
„ Lgk + M_Lgk
Дов ~ "а 'к • <*> + *) “ + M~Lak'
Тук взаимоиндукцията М между двете части на бобината е много*
малка в сравнение с и Lak и за практически разчети не се взема
под внимание. Тъй като при равни други, условия големината на<
индуктивността на цилиндричните бобини зависи от броя на навив-
ките п9 в практиката се използува и изразът
Лов
nak
169'
Изчисляването и регулирането на честотата на генератора става по
същия начин, както при схемите с трансформаторна обратна връзка.
Еквивалентното товарно съпротивление тук има стойност
/?е = Р2 . Р . Q = Р2
(«.£к)2
------->
където р = —-—<1 е коефициентът на включване на кръга*
л общо
/?е се регулира чрез изместване на т. а спрямо т. k. При това се из-
меня и големината на обратната връзка /Сов , а честотата практически
се запазва, Тази зависимост между /СоВ и 7?е е нежелана, тъй като
води до усложняване на настройката на генератора. Затова на прак-
тика се използува и схемата, дадена на фиг. 32.3 При нея регулира-
нето на /<ов чрез изместване на т. g не предизвиква изменение нито
на /?е, нито на честотата.
Предимства на схемата са: опростена конструкция поради използу-
ване само на една бобина, лесно самовъзбуждане поради силната
обратна връзка, може да се използува и при къси вълни (при последо-
вателно захранване на анода).
Схемата притежава следи ите недостатъци: големината на обратната
връзка не може да се регулира плавно и роторът на настройващия
кондензатор не може да се заземява. В редица случаи последният
недостатък* е свгрзан със сериозни практически неудобства, поради
което се използува и модифицираната схема, дадена на фиг. 32.3 6.
При нея анодът на лампата високочестотно е заземен, а това позво-
лява да бъде заземен и роторът на кондензатора Ск.
Схема с капацитивна обратна връзка (фиг. 32.4). При тази схема
точките на включване — л, k9 g9 лежат в капацитивния клон на трептя-
щия кръг. Правилната обратна връзка, респ. условието за баланс на
фазите, се постига, като взаимного разположение на тези точки се
170
запазва същото, каквото беше в схемите с автотрансформаторна обратна
връзка. Като се държи сметка за капацитивния характер на съпроти-
вленията, определящи големината на обратната връзка Ков, може да
се стигне до следния израз за нейното ораз-
меряване:
Ug * Сак
Лов " иа - ik 1 - cek •
°>-Cak
Фиг. 32.4
Обикновено Ков = 0,1 4- 0,3.
Оттук се вижда, че регулирането на об-
ратната връзка може да става с изменение
на капацитетите на делителя. Например за
увеличаване на Ков трябва да се намали Cg*
или да се у величи Cak и обратно. Вин аги
това е свързано с изменение на еквивалентното товарно съпротивле-
ние /?е и честотата на генератора, което представлява сериозен не-
достатък на схемата. На фиг. 32.5 а е даден един вариант с капаци-
тивен делител, съставен от повече кондензатори. При него Ков може
да се регулира сТъпално, като се изместват точките на включване на
кръга, без да се променя честотата. Когато е необходимо плавно регу-
лиране на честотата при постоянна стойност на Ков , се използуват
схемите, дадени на фиг. 32.5 б — с допълнителен променлив конденза-
тор С или с кръгова бобина с променлива индуктивност (варио-
метър) £в.
9
6
Фиг. 32.5
Честотата при тази схема се определя с израза
1
171
в който Ск е резултантният кръгов капацитет, включен към боби-
ната LK. Еквивалентното товарно съпротивление Rt може да се опре-
дели, както при схемата с автотрансформаторна връзка:
= р2,р Q Q=pt-^Q.
Тук р = 7^- < 1 е коефициентът на включване на кръга, а Сд* — резул-
^ak
тантният капацитет на делителя, включен между анода и катода. От
горния израз се вижда, че регулирането на /?е изисква изменение на
параметрите р, LK, Ск. Това е свързано или с изменение на Коъ , или
с изменение на честотата f и във всички случаи затруднява настрой-
ката на генератора. Към недостатъците на схемата може да се прибави
и това, че решетъчният кръг на лампата може да бъде захранван само
по паралелната схема.
Основного предимство на схемата с капацитивна обратна връзка е,
че тя осигурява голяма стабилност на честотата. Причина за това е
слабата връзка между трептящия кръг и лампата, респ. силно намале-
ното влияние на ламповите параметри върху параметрите на кръга.
На фиг. 32.6 е дадена често използуваната схема на Клап с капа-
цитивна обратна връзка и високочестотно заземен анод. С нея се
постига най-високата стабилност за АС-генераторите, а същевременно
роторът на настройващия кондензатор С може да се заземява. Катод-
ният дросел Аб служи да затвори веригата на постоянния ток на лам-
пата. Неговото индуктивно съпротивление трябва да бъде достатъчно
голямо, за да не влошава параметрите на трептящия кръг.
Фиг. 32.6
Фиг. 32.7
Понеже трептящите кръгове на схемите с автотрансформаторна и
капацитивна обратна връзка се включват към ламповите електроди в
три точки, тези схеми се наричат още „индуктивна триточкова" и
„капацитивна триточкова". За тях може да се състави една обобщена
триточкова схема като показаната на фиг. 32.7. В нея Zak, Zgk и Zag са
съпротивленията на съответните участъци на трептящия кръг, включени
172
към електродите на лампата. За да се осъществи генериране на опре-
делена честота, за нея трябва да е спазено и условието 2 Z = 0, т. е.
геометричната сума на съпротивленията да е нула.
Обобщената триточкова схема се използува често при анализиране
на различните генераторни схеми.
33. СХЕМИ НА ДВУКРЪГОВЙ ГЕНЕРАТОРИ
В никои случаи съпротивленията Zo*, Zg*, Zag на трептящия кръг
на обобщената триточкова схема (фиг. 32.7) може да са еквивалентни
съпротивления на отделяй AC-кръгове. Тогава се получава? генератори
с два свързани помежду си трептящи кръга (/ и II) — така наречените
„двукръгови генератори" със сложна схема. Обикновено връзката
между кръговете е капацитивна и се осъществява чрез капацитета Сов •
На фиг. 33.1 са показани еквивалентните схеми на три често срещани
в практиката варианта на двукръгови генераторни схеми: а) с общ
катод; б) с общ анод и в) с обща решетка. В тези случаи съответните
лампови електроди са общи за двата в. ч. кръга и може да бъдат
заземявани. Тук се отнася до високочестотно заземяване, при което
върху „заземения" електрод може да е приложено постоянно напре-
жение.
Високочестотното заземяване в такива случаи се извършва с подхо-
дящи в. ч. кондензатори.
Вече се изтъкна съгласно теорията, че необходимо условие за само-
възбуждане при триточковите схеми, а в частносг същото важи и за
двукръговите такива, е сумата от реактивните кръгови съпротивления
и това на обратната връзка на схемата да бъде нула. Въз основа на
Фиг. 33.1
последното може да се определи какъв характер би следвало да имат
отделните съпротивления на кръговете — индуктивен, капацитивен и
пр. Така например за схемата с общ катод — фиг. 33.1а, където
Zag= , \' има капацитивен характер, е необходимо съпротивленията
ш • сов
на двата кръга — / и //, да имат едновременно индуктивен характер
173
за работната честота со. В противен случай няма да бъде изпълнено
условието за баланс на фазите и няма да възникнат трептения. Прак-
тически индуктивен характер на съпротивленията може да се получи
чрез подходяща разстройка на кръговете, като се намаляват техните
капацитети до реализиране на условието
а)/ , (О// (О ИЛИ (О <С (0Кр мин f
където
со/, (Оу/ е честотата на първия, респ. на втория кръг;
(Окрмин — по-малката от двете честоти.
Тук трябва да се изтъкне, че една по-голяма от необходимата раз»
стройка на анодния кръг // е нежелана, тъй като 'се намалява него-
вото реактивно съпротивление Zak, а с това — и еквивалентното съпро-
тивление /?е. При по-голяма разстройка пък на решетъчния кръг / от
намалението на Zgk ще намалее и коефициентът на обратната връзка.
Вследствие всичко това е затруднено самовъзбуждането на генератора.
За останалите две схеми по аналогичен път се правят изводи за
необходимия характер, който следва да имат съпротивленията на
кръговете. По такъв начин може лесно да се установи, че двукръго-
вите генератори работят при известна разстройка на кръговете спрямо
работната честота. Това е тяхна основна характерна черта, която ги
отличава от обикновените еднокръгови генератори, работещи в усло-
вия на практически точна настройка.
Много често, особено при генериране на по-високи честоти, не се
използуват кръгове със съсредоточени капацитети, а напълно доста-
тъчни се явяват междуелектродните лампови капацитети — Са£, С^,
Caki и паразитните схемни капацитети. При наличието на-последните и
съответна настройка (разстройка) на двата трептящи кръга в съответст-
вие с казаното по-преди може да се получи както полезно (желано),
така и паразитно самовъзбуждане. Във връзка с това на фиг. 33.2 а е
показана една разновидност на схемата от фиг. 33.1 а, при която обрат-
ната връзка се постига не чрез външен капацитет (Сов), а чрез про-
ходния капацитет на лампата — Cag. При по-високи честоти може да
не се наложи поставянето на допълнителен капацитет в решетъчния
кръг —(фиг. 33.2 б). Тук кръгът се образува от бобината Lg и капа-
174
цитета Cg — съставен от паразитния капацитет на схемата и входния
капацитет на лампата Cgk- Установяването на необходимата обратна
връзка при тази схема може да стане или с промяна на индуктив-
ността на Lg, или с включване на малък допълнителен капацитет
между анод и решетка на лампата. За къси вълни може да се по-
лучи електрическа трептяща система, представена с еквивалентната
схема на фиг. 33.2 в. При нея освен характерного за схемата от
фиг. 33.2 б трябва да се каже и тона, че анодният кръг е образуван
от бобината La и сборния капацитет Са (съставен също от паразитния
схемен капацитет и изходния капацитет на лампата Сач). Еквивалент-
ният капацитет за обратната връзка С'ов е съставен от проходния капа-
цитет Cag и евентуално допълнителен външен такъв. Още много разно-
видности на двукръгови генератори са възможни и за схемите от
фиг. 33.1 б и 33.1 в.
От теорията на двукръговите генератори е известно, че те може
да бъдат възбудени на две честоти, при което и двете са различии
от съответните честоти на кръговете. Поради това, че не е възможно
едновременно изпълнение на условията за самовъзбуждане и за двете
честоти, системата може да трепти само на избраната от двете че-
стоти. Този избор се прави чрез целесъобразна взаимна разстройка
на двата в. ч. кръга. Генерираната честота се определи предимно от
честотата на един от кръговете и зависи от изпэлзуваната схема,
като се има пред вид и условието за възможно най-малко влияние
върху режима от генератора (честота, изходно в. ч. напрежение и т. н.)
от включените след него стъпала (отделително, умножително и пр.). Така
например при схема с общ катод следващите стъпала се включват обик-
новено към анодния кръг на генератора. За да се сведе до минимум не-
благоприятного влияние върху режима на генератора в този случай и по-
специално върху стабилността на честотата, анодният кръг се раз-
стройва на една честота о)л, по-висока от тази на решетъчния кръг о>л,
но така, че да е изпълнено и условието < wg, т. е.
(0 < (Dg < О)д .
При това положение меродавен за честотата на генератора о> е реше-
тъчният кръг и всички влияния на товара върху анодния кръг практи-
чески не ще влияят на честотата со.
Независимо от предимството на двукръговите генератори, което те
имат по отношение стабилността на честотата, тяхното приложение е
сравнително ограничено. Последното се дължи на необходимостта от
използуване на два трептящи кръга и сравнително сложната настройка
на работния режим. Същевременно обаче трябва да се подчертае, че
двукръговите генераторни схеми с техните разновидности имат голямо
значение при изучаване на въпросите, свързани с анализирането и бор-
бата с паразитните възбуждания не само в генераторите, но и в резо-
нансните усилватели (виж гл. 14).
175
34. ДВУТАКТНИ ГЕНЕРАТОРИ
Подобно на случая при резонансните усилватели и тук е възможно
посредством подходящо свързване на два схемно еднакви еднотактни
генератора, изпълнени по коя да е от разгледаните схеми, да се по-
лучат такива на двутактни генератори.
Фиг. 34.1
монични честоти и удвояване на
Условията и самият процес на
самовъзбуждане при двукръговите
генератори остават същите, как-
вито бяха и при еднотактните.
В случая са характерни само ня-
кои особености, конто са типични
въобще за двутактните схеми (виж
т. 26). Така например токовете с
основна честота и нечетните хар-
монични в двете рамена на гене-
ратора се намират в противофаза,
докато тези на четиите хармонич-
ни— във фаза. В резултат на то-
ва при пълна симетрия на схемата
и при еднакви лампови системи в
кръга се получава пълно унищо-
жаване на токовете с четни хар-
токовете с основна и нечетни хармо-
нични честоти.
След тези общи сведения е уместно да се разгледат някои типични
схеми на двутактни генератори. На фиг. 34.1, 34.2 и 34.3 са показани
варианти на три такива схеми: 1) с индуктивна (трансформаторна)
обратна връзка; 2) с автотрансформаторна обратна връзка и 3) дву-
тактна двукръгова схема за къси вълни.
Схемата на фиг. 34.1 има • големи паразитни (схемни) капацитети,
поради което се използува за по-нмски честоти. При нея обикновено
точките на захранване на анодните и решетъчните кръгове — т. 1 и 2,
са електрически среди на бобините La и Симетрично спрямо
тези точки се включват съответно двата анода и двете решетки на
лампите. В тази схема, която може да има и някои разновидности,
постоянного решетъчно напрежение се получава автоматично и за
двете лампи върху групата Rg Cg . Индуктивната обратна връзка тук
се постига също както при съответната еднотактна схема с решетъч-
ната бобина Lg . При това с оглед изпълнението на условието за ба-
ланс на фазите, и то едновременно за двете лампи на генератора, тя
трябва да се свърже по начин, осигуряващ дефазиране от 180° между
решетъчните и анодните напрежения. Тогава автоматически се полу-
чава и необходимого за противотактната схема дефазиране веднъж
между в. ч. напрежения на двете решетки и втори път между в. ч. на-
прежения на двата анода (спрямо маса—земя). Условието за баланс
на амплитудите (необходимата големина на обратната връзка) се по-
стига с изменение големината на взаимоиндукцията М между Lg и La.
За целта на практика най-често се използува такова конструктивно
176
решение, при което La и Lg се изпълняват като цилиндрични бобини.
Бобината Lg е с по-малки размери, монтира се в бобина La (с оглед
намаляване на разсейването и постигане на по-силна връзка) и чрез
въртене може да изменя положението си спрямо това на La . Този
начин на удобно и плавно регулиране на М в някои случаи, като напр.
при мощни генератори за специални цели, може да се използува за
регулиране и на изходната високочестотна мощност (разбира се, при
променлив к. п. д. на генератора).
От схемата с автотрансформаторна обратна връзка (фиг. 34.2) се
вижда, че условието за фазов баланс се постига автоматически чрез
кръстосаното включване на решетките към трептящия кръг между
анодите на двете лампи симетрично спрямо средната точка СТ. Ампли-
тудният баланс, осигуряващ стабилна работа на генератора, се постига
пък с подходящ избор на точките на включване на двете решетки към
анодния трептящ кръг, разбира се, винаги при спазване необходимата
симетричност спрямо т. СТ. По отношение на анодния кръг и в зави-
симост от конкретното предназначение
автотрансформаторна обратна връзка се
конто в рамките на настоящий курс
не е уместно да бъдат разгледани.
Получаването на постоянного реше-
тъчно напрежение при тази схема
е индивидуално за отделните решет-
на генератора за схемата с
срешат и някои разновидности,
Фиг 34 3
Фиг. 34.2
ки, като захранването на решетъчните кръгове става по паралелната
схема. Последователно на съпротивленията Rg се включва и по един
в. ч. дросел — в случайте, когато анодният трептящ кръг е с голямо /?е,
или трябва да се намалят загубите.
Интерес представлява и схемата на фиг. 34.3, тъй като при нея се
използуват извънредно малък брой схемни елементи. Това е една дву-
кръгова схема (произлязла от тази на фйг. 33.2 в), еквивалентните кръ-
гове на която се образуват от Lg и La със съответните монтажни и
12 Радиопредавателяа техника
177
входни лампови капацитети, респ. с монтажните и изходните капаци-
тети на двете лампи. Обратната връзка тук се постига чрез проход-
имте капацитети на лампите:
OoBt = ^ов, = •
При противотактните схеми и в частност при последната такава
паразитните и входните, респ. изходните, лампови капацитети се
явяват свързани последователно, т. е. резултиращият еквивалентен
кръгов капацитет намалява. Тази особеност позволява противотактните
схеми въобще и специално тази, дадена на фиг. 34.3, да се използуват
с успех за много високи честоти, включителыо и когато се касае до
сравнително големи мощности.
Друго характерно предимство на противотактните генераторни
схеми е естественото осигуряване на по-добра филтрация на хармо-
ничните честоти (главно на втората, която е и най-мощна). Това пре-
димство се използува широко както в ^предавателите, така и в про-
мишлените в. ч. генератори за намаляване на паразитните (смущаващите)
излъчвания.
Двутактните генераторни схеми намират голямо приложение при
строежа на различии по предназначение и мощност генератори в об-
хвата на късите вълни, а напоследък все повече и в метровия и деци-
метровия вълнов обхват.
35. МЕТОД НА ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ГЕНЕРАТОРИТЕ
Изчисляването на даден генератор се провежда след уточняване
или приемане на основните изходни данни, конто пряко или косвено
характеризират генератора. Такива са: допустима нестабилност на
честотата, променливотоковата мощност на генератора или възбуди-
телната мощност на буферного стъпало, работна честота или често-
тен обхват, входно съпротивление и входен капацатет на буферного
стъпало и др. Самото изчисляване обхваща както режимът на генера-
торната лампа, така и параметрите и елементите на трептящия кръг.
Методиката, която се прилага при цялостното изчисляване на гене-
раторите, обхваща в една логична последователност следниге етапи на
работа:
1. Във връзка с предназначениетй на генератора се определят
всички изходни данни.
2. Въз основа на изходните данни се избират най подходящият ре-
жим за генератора, типът на лампата и накрая се изчислява самият
режим на генераторната лампа.
3. Определяне на коефициента на обратната връзка Ков и проверка,
дали е изпълнено при съответен резерв условието за самовъз-
буждане.
4. Изчисляване на елементите на трептящия кръг и на връзката с
буферного стъпало.
178
5. Изчисляване на групата RgCg и на останалите схемни елементи,
с конто се осигурява нормалният режим и токозахранване на гене-
ратора.
Самото изчисляване не се отличава от това при резонансните усил-
ватели, поради което ще разгледаме само специфичните особености и
съображения.
При избора и изчисляване на режима се изхожда от след-
ните два основни случая:
а) необходимост от- постигане на максимална или предварително за-
дадена променливотокова мощност Рг и
б) необходимост от постигане на максимална стабилност на че-
стотата.
Първият случай е типичен за генераторите с голяма мощност, но
понякога, когато е известна възбудителната мощност на включеното
към генератора буферно стъпало, се прилага и за предавателите.
Основно и най-често изискване в случая е да се осигури висок к. п. д.
на генератора. Тук, както и при резонансните усилватели, за добро
използуване на лампата по мощност е най-подходящ граничен режим,
като ъгълът на отсечката се приема 0 g: 90°.
Към втория случай спадат повечето от предавателите, тъй като
едно основно изискване към тях е да се осигури работа при висока
честотна стабилност. В този случай е по-изгодно да се избере нена-
прегнат режим, като генераторната лампа се използува слабо по ток.
Последното е причина за протичане на много малки решетъчни токове
и незначителна зависимост на честотата от режима на лампата. Ако
обаче едно от условията е и запазване на постоянна амплитуда на
в. ч. напрежение, то се налага избор на напрегнат режим. Както е из-
вестно, при такъв режим решетъчните токове имат значителна стой-
ност, поради което загубите в кръга, а с това и нестабилността на
честотата нарастват. Поради това, когато се избира напрегнат режим,
вместо триодни се използуват пентодни лампи — при тях дори при на-
прегнат режим по втора решетка токовете в кръга на първа решетка
са незначителни.
Неблагоприятно влияние върху стабилността на честотата оказват
и наличните хармонични честоти, конто са продукт на режима. Поради
това за намаляване на последните, а оттам и на влиянието им на че-
стотата най-благоприятен е един режим с 0 = 180°. Такъв режим обаче
е сравнително тежък и неприемлив за генераторните лампи, тъй като
загубната мощност в тях е голяма. Това значително намалява стабил-
ността на електрическите параметри на лампите, а наред с това се
влошава чувствително и к. п. д.
Въз основа на направените разсъждения се вижда, че едно компро-
мисно решение е наложително и наистина по отношение на ъгъла на
отсечката обикновено стойността се избира в границите 90° 5g 0 120\
Често в практиката се възприема и второ компромисно решение,
като се избира граничен режим. При него се получават задоволителни
резултати по отношение на стабилността едновременно както за често-
тата, така и за напрежението.
179
Ако при изчисляване на режима се изходи от втория случай, по-
лезната променливотокова мошност Рх се изразходва само за покри-
ване на загубите в трептящия кръг, за самовъзбуждане Pgir и за
възбуждане на буферното стъпало Pgi6- Тъй като трептящият кръг
на генератора обикновено се избира с висок качествен фактор, загу-
бите в него са незначителни, а буферното стъпало работи практически
без решетъчен ток — възбудителната му мощност е също малка. Като
се има пред вид значително малкият коефициент на предаване по мощ-
ност между генератора и буферното стъпало
Гр, = -^«0,05^020*,
следва, че в повечето от случайте в практиката 5gl W.
Изборът на подходяща лампа при изчисляване на генера-
тор с толкова малка мощност изобщо не е проблема, тъй като по-
вечето от тях имат по-голяма от 1 W типова мощност. Това дава въз-
можност генераторните лампи да работят в лек режим при понижени
захранващи напрежения, което благоприятствува получаването на по-
висока стсбилност на режима и честотата.
След изчисляване на режима на лампата трябва да се направи про-
верка за стойността на коефициента на обратната
връзка Ков • За тази цел се използуват изчислените стойности за Ug
и Uа, конто се заместват в израза Уов За да бъде изпълнено
условието за баланс на амплитудите, е необходимо така получсната
стойност за Ков да е най-малко равна на съответната й критична
стойност, определена от изразите Ков = с 1 р + D или Ков5ср7?е = 1.
дср^е
При нужда се прави съответна корекция, като режимът се преизчи-
слява така, че за Ков да се получи стойност, по-голяма от критичната.
По-нататък следва да се изчислят елементите на трептя-
щия кръг. Това изчисление до известна степей е специфично за от-
делните генераторни схеми, но то е свързано само с известии елемен-
тарни изчисления. Схемните елементи, участвуващи във веригата за
обратна връзка, се изчисляват и проверяват, като се изхожда и от
основните изрази за Ков при различните схеми.
Обикновено най-напред се определя големината на кръговия капа-
цитет Ск. Изискванията и тук са противоречиви. От една страна, за
постигане на по-голямо резонансно съпротивление и качествен фак-
тор QK трябва да се приеме по-малка стойност на Ск, от друга страна,
за да се намали неблагоприятното влияние, което оказват измененията
на монтажния капацитет и междуелектродните капацитети на лампата
върху стабилността на честотата, се налага Ск да има сравнително го-
* Избирането на малка стойност на v)n е необходимо за постигане на по-голяма ста
билност на режима и честотата на генератора.
180
ляма стойност. На практика се постигат приемливи решения, ако голе-
мината на капацитета се приеме в граници според израза
Ск [pF] = (1 ~ 2). А[т].
При известна стойност на Ск се изчислява индуктивността на кръ-
говата бобина LK, еквивалентното съпротивление на трептящия кръг
/?к е, точките на включване на кръга към лампата, като се изходи от
стойностите на Коъ и изчисленото за режима еквивалентно анодно
съпротивление Re. Накрая се оразмерява връзката между гене-
ратора и буферного стъпало. При това оразмеряване трябва
да се държи сметка за големината на възбудителното напрежение
и съответната мощност Pfii6. На практика се използуват схемяите
варианти, дадени за междустъпалната връзка на резонансните усил-
ватели.
Последният етап е изчисляването на схемните елементи,
който осигуряват нормалния,! режим и токозахранване на генератора.
Особеност в този случай представлява само изчисляването на реше-
тъчната трупа Rg Cg. Най-често постоянного решетъчно напрежение Eg
се получава автоматично върху съпротивлението Rg за смегка на ре-
шетъчния ток Igo (фиг. 32.2), т. е.
е, че такива
Фиг 35.1
Тук стойностите на Eg и съответствуват на изчисления стационарен
режим на генератора. Кондензаторът Cg не се избира производно, а
по съображения да не се получават нестабилни генерации — с перио-
дическо възникване и затихване на трептения. V
може да се получат при големи стойности
на Rg и Cg, т. е. при голяма времеконстан-
та т = Rg .Cg , когато кондензаторът Cg не j
може да се разрежда достатъчно бързо през I
съпротивлението Rg. Може да се установи, I
че добри резултати и стабилни генерации се *
получават за стойности на Cg , определени
с израза
7-? ю
в който f е работната честота на генератора.
Когато решетъчният ток Igo има незначи-
телна стойност, за получаване на необходимого
ние Eg не бива да се прибягва до прекомерно увеличаване на Rg.
Причина за това е опасността от възникване на нестабилни генерации,
като тези при големи стойности на Cg. В такива случаи се изпол-
зува едно катодно съпротивление Rk, върху което за сметка на
целия ток на лампата (Ik) се получава по-голямата част от стойност-
та на Е (фиг. 35.1). Останалата част се получава върху решетъчното
напреже-
181
съпротивление Rg. Този начин на получаване комбинирано реше-
тъчно напрежение се прилага и в случайте, когато генераторните
лампи имат леви характеристики.
Двутактните генератори се изчисляват по същата методика, както
еднотактните, но само за едното рамо. Получените данни след това се
коригират със съответните коефициенти, като се използуват установе-
ните зависимости при двутактните резонансни усилватели.
36. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ — ИЗЧИСЛЕНИЕ ЕА ГЕНЕРАТОР
С КАПАЦИТИВНА ОБРАТНА ВРЪЗКА
За по-пълно усвояване на метода за изчисляване на генераторите
нека да разгледаме един конкретен пример, при който изходните
данни се определят със следното задание.
Да ее изчисли генераторно стъпало за Араб= 150 ш, като се изпол-
зува дадената на ₽фиг. 36.1 схема с капацитивна обратна връзка.
За товар на генератора ще служи едно буферно стъпало с входни
параметри is 0, /?вх = 70 kQ, Свх = 6 pF и амплитудна стойност на
възбудителното напрежение Ug б = 40 V.
Фиг. 36.1

С тези данни се определи възбудителната мощност на буферното
стъпало:
W.
От същия порядък приемаме и променливотоковата мощност, не-
обходима за самовъзбуждане на генератора Ptu, така че цялата мощ-
182
ноет, която се взема от трептящия кръг на генератора, ще бъде при-
близително
Pi = pgl6 + pglr 25.10-3 W.
За по-голяма стабилност на режима и на честотата на генератора
разчетната стойност на мощността в кръга се определи за най-мал-
ката стойност на коефициента на предаване на кръга т]п, при което
ще получим
При ниските стойности на т)п не се налага допълнително увеличаване
на Рх за компенсиране на собствените загуби на трептящия кръг.
По-нататък изчисляването се провежда според дадения в т. 35
порядък.
1. Избиране на режима на лампата на генератора.
При избирането на режима изхождаме едновременно от изискванията
за стабилност на честотата и стабилност на възбудителното напрежение
на буферного стъпало. Тук като компромисно и оптимално решение
приемаме режим, близък до граничен. Лампата ще изберем, като изхо-
дим главно от мощността Рг. Тъй като в нашия случай тя е едва 0,5 W,
а работната честота — сравнително ниска (2 MHz), може да се изпол-
зува с успех всяка в. ч. усилвателна лампа, която има допустима
анодна мощност поне 1 W.
Избираме пентодната лампа 10Ж1Л с; номинални данни: EaMil =
250 V, £g2B0M = 225 V, £в3ном = 0, Ядоп = 2 W, Р£2доп = 0,7 W.
При такива данни мощността, която може да се получи от лампата, е
Р1НОМ « 0,56 РадОп = 0,56.2 = 1,12 W,
т. е. значително по-голяма от необходимата (0,5 W). Това позволява
да изберем по-лек от номиналния енергиен режим на лампата, с което
ще се површи обшата стабилност на генератора. Нека да приемем
Еа = 150 V, £^2=75 V и £^ = 0 и да използуваме общ токоизточник
на стабилизирано напрежение £б=150 V.
2. Определяне параметрите /ам, Sep, 5гр, Е'& и D на
идеализираните лампови характеристики. Тези пара-
метри може да се определят, като се използуват статичните графични
характеристики на лампата съгласно методиката, дадена в т. 6. Ако
не се разполага с графични характеристики, същите параметри може
да се вземат наготово от табличнитс характеристики за приетия режим
на генераторната лампа. Параметрите имат следните стойности:
/«.= 16,6 mA, Scp= 1,5 mA/V, Srp= 1 mA/V, E'=-4,5 V и D = 0,05.
3. Изчисление на режима на генератора. Най-напред
избираме големината на ъгъла на отсечката 0. За тази цел изхождаме
183
от съображенията, дадени в т. 35, и приемаме 9 = 90 (аэ=0,319 и
а1=0,500). По-нататък режимът се изчислява по начина, даден за ре-
зонансните усилватели (т. 17).
В резултат на проведените изчисления се получават следните данни
за режима на генератора:
Ua= 135 V, /а1 = 7,5шА, /ам=15 тА«/ам от т. 2, Ло = 4,8 mA, Ро=
=0,72 W, 7} = 0,7, Ра = 0,22 W, което е по-малко от Z%on, Re=18
Ug = 16,8 V, Eg= -4,5 V,ZgM = 1,5 mA, /g0=0,22 mA,Zgl=0,375 mA, Z%r =
= 3,2.10-3 W, т. e. по-малко от първоначално приетата стойност, което
е благоприятно, Zg2M = 3mA, Ig2Q = 0,6 mA, /^20 = 45.10~3 W, което е
много по-малко от Pg2AOn-
Може да се провери, че така изчисленият режим е наистина гра-
ничен.
4. Оценка на големината на обратната връзка за
изчисления режим. Поддържането на стационарния режим е
възможно за една минимална стойност на /Сов, която се дава с
израза
/Со. мин = + D = I 5i )0_з 18 лоз + 0,05 = 0,087.
От друга страна, действителната стойност на Ков за изчисления
режим е
*0. = ^ = 4Й- = °>125 ИЛИ = ]’43 Ко™™
Този резерв (43% по-голяма от минималната обратна връзка) е
необходим, за да се осигури нормална работа на генератора незави-
симо от влиянието на страничните фактори, каквито са разликите в
параметрите на лампите (напр. при смяна или нормално дтареене), не-
стабилност на схемните елементи, нестабилност на захранващите нап-
режения, неточност при изчислението и т. н.
Проверката, дали условието за самовъзбуждане е изпълнено с доста-
тъчен резерв, може да се направи освен по отношение на Коз още и по
отношение на 7?е* За тази цел от израза (Ков—D).Scp ./?емин = 1 се
определя големината на 7?емин, след което се проверява дали е изпъл-
нено условието
Z?e > (2 -г- 3) /?е мин*
За нашия случай получаваме
мин = (Ков — D).S^ = [(0.125-0,05). 1,5. 10-3 = 8,9 k 2
или /?е=18 kS = 2,02 Re мин, т. е. условието за поддържане на стацио-
нарния режим е постигнато с необходимия резерв.
Нормалното възникване на процеса на самовъзбуждането при
включване на анодно-екранните напрежения на генератора за изчис-
184
ления режим също е осигурено. Това е очевидно, като се има пред
вид, че в момента на включване на тези напрежения все още Eg=0 и
съответната стръмност е по-голяма от 5ср, т. е. че S<Eg=o) > +>
5. Изчисляване на елементите на трептящия кръг.
Най-напред уточняваме сумарния капацитет на трептящия кръг Ск.
Той се състои от капацитета на кръговите кондензатори Cv Cit С3 и
С4, от монтажния паразитен капацитет и приведените в кръга лам-
пови капацитети Сп. Оптималната стойност на Ск трябва да бъде в
граници
Ск= (1 4-2). Х= 150 -300 pF.
Приемаме Ск = 250 pF.
След това определяме индуктивността на бобината на трептящия
кръг LK:
= шЛСГ = (2^Т2Г10«)2.250 . 10-^ = 25,5
За постигане на точната работна честота е предвидено трептя -
щият кръг да може да се донастройва с променливия конден-
затор С4. Капацитетът на този кондензатор се избира така, че да е
достатъчен за^компенсиране на разликите между действителните и
приетите при "изчислението монтажни и приведени капацитети (виж
по-нататък). В случая можем да приемем един керамичен конденза-
тор-тример с капацитет 20+15 pF (С4 = 5... 35 pF), като установим
първоначалния му капацитет на 20 pF.
При определените стойности на Ск и L* трябва да се реализира
трептящ кръг с възможно по голям качествен фактор QK. На прак-
тика за f = 2 MHz сравнително десно може да се постигне QK = 180
(обикновено QK= 1004-250).
Еквивалентното съпротивление на кръга за £к = 25,5 р,Н, CK = 250pF
и QK=180 ще бъде
/?k;=Pk.Qk = wAk.Qk = +- Qk=320.180 = 57,5 kQ.
(О GK
Понеже /?ке >/?е (57,5 kQ> 18 kQ), трептящият кръг трябва да се
включи непълно към лампата, а това е благоприятно за получаването
на по-голяма стабилност на честотата. Приблизителният коефициент
на включване ще има стойност
р------V57,5.10s
ке
Високочестотния ток в трептящия кръг за такова непълно включ-
ване ще определим с израза
/ _ __ ^1* ^е- ?_ Г ^ке п—/ Г) „
— 2 —^1* ° P — Ia^Qb-P-
Рк • Р ГК -Р рк
Той има стойност /к = 7,5.10-3.180.0,56--0,755 А.
185
Вследствие наличието на кондензаторите С4 (20 pF), монтажния и
приведения капацитет (с приета обща стойност Сп=10 pF) токът в
капацитивния делител на трептящия кръг, т. е. токът през кондензато-
рите Сх, С2 и С3, ще има по-малка стойност от /к, а именно
/'= /к. Ск~^4~Сп = 0,755250~Д°п~ 10 = 0,665 А.
к С к z Эи
Тази стойност на тока Гк ще използуваме за оразмеряване на
останалите ксндензатори на трептящия кръг Сх, С2, С3, С'2 и С". Тук
ще използуваме и известните стойности на напреженията Ug,
Uа И Ug6‘-
С1= <oUg = 2л.2.10ГТб;8- = 3150 pF;
^ = ^7=-2^П§71з^=392 ₽F-
Еквивалентният капацитет на последователно свързаните кондензатори
Q и С2 е
с“-7т^-348 pF-
Ct може да се определи от израза
г _с с _ ^1» • Сз _ _ 220 =* 348 •
Ск С4 Сп С12 + Сз т. е. 22U 348 + Сз
откъдето намираме С3 = 596 pF.
Задължително трябва да направим п р о в е р к а, дали с така изчисле-
ните стойности на кондензаторите е възможно да се постигнат необ-
ходимее стойности на ЛОв и Р.
За схема с капацитивна обратна връзка ЛОв = С2/С1 (фиг. 36.1)
или в случая ще получим /Сов = 392/3150 = 0,124.
1
а) Су Ск ^4 Сп 220 а гг
Р= 1 ~~ — =-----------Q------=-392~ =°’56-
<1>(СК Ci Сп)
Двата коефициента имат еднакви с изчислените по-преди стой-
ности и следователно оразмеряването на кондензаторите може да се
приеме, че е извършено правилно.
Нека сега да начислим и връзката с буферното стъпало. Като
държим сметка за големината на възбудителното напрежение Ug69
можем да приложим няколко варианта. Ще се спрем на един от тях,-
който е най подходящ за случая, а именно — с включване на управля-
ващата решетка на лампата на буферното стъпало директно в капа-
цитивния клон на трептящия кръг. Във връзка с това вместо конден-
186
затора С2 ще включим двата последователно свързани конденза-
тора С' и С2'. Техният резултантен капацитет еле два да бъде еднакъв
с този на за да не се измени режимът на генератора. Решетката
ще включим вт./ — между двата кондензатора. Като използуваме
изразите
изчисляваме съответните стойности С';=1320 pF и С'2 = 558 pF.
За така оразмерената връзка между двете стъпала може да се
провери, че внесените в трептящия кръг входно съпротивление и
входен капацитет на буферного стъпало (С'х и /?'х) имат извънредно
малки стойности. Това показва, че буферного стъпало практически
няма да оказва влияние върху стабилността на режима и честотата
на генератора.
6. Изчисляване на схемните еле’менти, с конто се
осигурява нормалният режим и токозахранване на
генератора. Постоянного напрежение на управляващата решетка
се получава автоматично изцяло за сметка на постоянния решетъчен
ток, поради което Rg ще има стойност
»=^=Т5Йо=-.-2О-5()оа <“2°
Тази стойност, приведена паралелно в трептящия кръг, е многократно
по голяма от /?ке и практически няма да причини влошаване на него-
вия качествен фактор Q. Именно за това не се налага включването
на допълнителен дросел последователно на съпротивлението Rg.
След като Rg е известно, изчисляваме и стойността Cg:
Cg= Rg,f = 20 . 10s.2. IO5"= (^75-j-250) pF.
За по-голяма сигурност приемаме C^=150 pF,
Екранната решетка се захранва от тоизточника за анодно напре-
жение 150 V. Налага се да намалим напрежението до 75 V. Това ще
направим чрез последователно включване на съпротивлението Rg2.
Такова решение е по-просто и в случая е допустимо, тъй като за-
хранващото напрежение Еб е стабилизирано. Тогава стойността на R&
ще бъде
р — ~~ — 150 ~ 75 — 125 kQ
fg2o "0,6.10-3 ~ 120
Останалите схемни елементи — Св19 Сб2, Сб3, Аб, се изчисляват съ-
гласно дадените в гл. 4 указания и формулы, т. е. по същия начин,
както при резонансните усилватели.
187
ДЕБЕТА ГЛАВА
ЛАМПОВИ ГЕНЕРАТОРИ НА МЕТРОВИ И ДЕЦИМЕТРОВИ ВЪЛНИ
37. ОСОБЕНОСТИ НА РАБОТА НА ПРЕДАВАТЕЛНИТЕ ЛАМПИ ПРИ СВЧ
От 15—20 години насам предавателите на метрови и дециметрови
вълни получиха много бързо развитие. Това се дължи преди всичко
на нарастващата необходимост от използуване за различии цели на
радиоканали с широка честотна лента (многоканални съобщения, теле-
визия и пр.). Бързото развитие на предавателната техника на СВЧ
несъмНено има за основа и големия напредък, постигнат при изуча-
ване на процесите, който възникват в лампите при такива високи
честоти.
Получаването, усилването и пр. на трептения в обхвата на СВЧ е
свързано с различии трудности. Последните са толкова по големи,
колкото е по-висока честотата. Установено е, че.основните причини
за възникване на тези трудности са:
1. Индуктивността на изводите на електродите на лампите.
2. Вътрешните (междуелектродните) капацитети на лампите.
3. Времето за преминаване на електроните между електродите на
лампите.
Когато честотата се увеличава, основните параметри на трептящия
кръг — индуктивност L и капацитет С, се намаляват. При СВЧ стой-
ностите на тези параметри стават толкова малки, че вече се чувст-
вува влиянието на междуелектродните капацитети и индуктивностите
на изводите на лампите. Една триодна лампа, разгледана при СВЧ,
може да се представи с еквивалентна
Фиг. 37.1
се използува. Дори при
лампата от съответната
даване „накъсо
еквивалентна схема
схема от вида на показаната
на фиг. 37.1 а. Индуктивности-
те на ламповите изводи —
Lg, Ьь и междуелектродните ка-
пацитети Cag, Cgk, Cak участву-
ват заедно с параметрите на
външния кръг, така че за об-
щата система се получава една
честота, която винаги е по-ниска
от резонансната честота на
външния кръг. Затова всяка
лампа има една гранична че-
стота, над която тя не може да
изводите на електродите на
(фиг. 37.1 б) може да се
види, че се получава една трептяща система от свързани помежду
си кръгове. Собствената честота на тази система характеризира ре-
зонансната честота на лампата а>р и от нея пряко зависи граничната
честота, до която същата може да бъде използувана.
188
За един вариант на схемата, напр. анод и решетка, съединени накъсо, се получава
следният израз за определяне на тази честота :
1
шр
ak Cgk
Тук (La 4- е общата мндуктивност на изводите на решетката и анода, а
/ ^ak • С0k\
[ q __—*2 I — резултантният капацитет, включен паралелно на тази индук-
\ Cak~^Cgk'
тивност.
Разглежданите капацитети и индуктивности на лампите при СВЧ
може да причинят нежелани обратни връзки и фазови отклонения,
така че да се получат и паразитни трептения.
Може да се докаже също, че тези капацитети и индуктивности
са причина за възникв^не на допълнителни активни загуби в реше-
тъчния кръг на лампите. Така напр. установено е, че с израза
RmL &Lk . S . Cgk
(Lk — индуктивност на катода, 5 — стръмност на лампата) може да се
определи големината на съответното активно входно съпротивление.
В случая то се получава за сметка на Lk и Cgk и създава в. ч.
загуби.
Междуелектродните капацитети създават при високите честоти и
един значителен капацитивен товар. Така например, ако приемсм за
една лампа, че има входен капацитет С£* = 3 pF, то за /=2000.106 Hz
капацитивното съпротивление ще бъде Лс = 1/а)С=26,5 Q. Вижда се,
че дори при много малко възбудително напрежение съответният вре-
ден капацитивен ток, който, ще протече през това съпротивление, ще
има значителна стойност.
От изложеното дотук е ясно, че както междуелектродните капа-
цитети на лампите, така и индуктивностите на техните изводи имат
съществено значение за възникване на допълнителни загуби на в._ ч.
енергия в лампите, намаляване мощността и к. п. д. на генераторите и
усилвателите на СВЧ.
При дълги, средни и къси вълни времето, за което електроните
изминават разстоянието между катода и анода на лампата, е толкова
малко в сравнение с периода на трептенията на променливото реше-
тъчно напрежение, че може да се пренебрегне. Обратно, при СВЧ
това време е от един и същи порядък с периода на трептенията и
затова инертността на електроните в лампата тук оказва съществено
влияние.
Въз основа на изследвания е установено, че това влияние започва
да се проявява от определена гранична честота (дължина на вълната),
дадена с израза
Xrp^3,4. 10*^-,
189
където
АГр е граничната дължина на вълната в сантиметри;
dka — разстояние между катод и анод в сантиметри;
Еа — анодно напрежение във волтове.
Инерцията на електроните може да се пренебрегва само за вълни
с дължина А > АГр-
В интерес на по-пълно изясняване на особеностите на работа на
лампите при СВЧ ще разгледаме и понятията за конвенционен и ин-
дукционен ток.
Конвенционният ток се дължи на свободно преминаващите
през междуелектродното пространство на лампата електрони. Това е ос-
Фиг. 37.2
използуваме схемата
новният ток на лампата при работа на обик-
новените вълнови обхвати. Големината на
конвенционния ток зависи от количество-
то на електрическия заряд, което преии-
нава през напречното сечение ($) на между-
електродното пространство на лампата
за 1 секунда. Тя се дава с израза ZK=
= s.^.p, в който скоростта на електро-
ните v и обемната плътност на електри-
ческия заряд р се приемат за постоянни.
За изясняване на физическата същ-
ност на индукционния ток нека да
на фиг. 37.2. Да предположим, че отрицателният
електрически заряд q, разпределен равномерно в тънък плоскостей
слой с, се движи от катода k към анода а (аналогична са разсъж-
денията и по отношение на третия електрод — решетката). Въз основа
на теорията този заряд индуктира в анода и катода съответни поло-
жителни заряди qa и qk и то така, че =
Големината на индуктираните заряди зависи обратно пропорционално
от разстоянието между слоя със заряд q и съответните елек-
троди, т. е.
qa:qk^x-.(d — х).
След решаване на системата от последните две уравнения се получава
Следователно при движението на заряда q qa нараства, a q^ — нама-
лява и през външната верига в означената на фигурата посока протича
индукционният ток /н.
Стойността на индукционния ток in зависи от скоростта, с която се
изменя зарядът. Например за qa тази стойност ще бъде
. _ ЧЧа Ч dx _q.v
lu~~dFxd ~df~~dT
(v — скорост на движение на заряда).
190
Въз основа на изложеното дотук се вижда, че токът /и започва
да тече още с отделянето на първите електрони от катода на лам-
пата и постепенно нараства с доближаването на електроните към
анода. Когато електроните попаднат върху анода, вече се появява и
конвекционният ток, при което двата тока (/и, iK) се изравняват по
стойност.
След направеното разглеждане на конвекционния и индукционния
ток да видим конкретно как влияе инерцията на електроните при
СВЧ - когато времето за предвижване на електроните tka и пе-
риодът на изменение на решетъчното напрежение Т са от един
порядък.
За съответствуващия на даден слой електрони конвекционен ток
(/к) в непосредствена близост до катода може да се приеме, че той е
въвфаза с решетъчното напрежение ug. В процеса на преместване на
електронния слой към решетката обаче напрежението на последната
успява да се измени (поради малката стойност на периода Т) и по
такъв начин токът 1К изостава по фаза от ug. Колкото този слой е
пО'близо до решетката, толкова е по-голям фазовият ъгъл между
напрежението на решетката, напрежението на анода и определения от
слоя конвекционен ток. Движещите се слоеве с електрони индуктират
в анодния и решетъчния кръг токове с различна фаза, вследствие
на което общият индукционен ток в тези кръгове е дефазиран спрямо
съответните напрежения. Доказано е, че вследствие на дефазирането
индукционният ток в решетъчния кръг има не само капацитивна, но и
активна съставяща. Последната е причина за възникване на допълни-
телни загуби на енергия в решетъчния кръг.
Инерцията на електроните влияе отрицателно и на анодния кръг
на генератора, тъй като създава известно дефазиране между реше-
тъчното напрежение Ug и основната хармонична на анодния ток /а1
(респ. в. ч. напрежение върху анодния кръг UK). За да може да се
изпълни условието за баланс на фазите (Ug и UK да съвпадат по
фаза), се налага анодният кръг да бъде разстроен. Известно е обаче,
че при работа на генератора с разстроен кръг полезната мощност
и к. п. д. намаляват значително.
.Пред вид всички разгледани влияния, а също и някои други осо-
бености на работата на предавателните лампи при СВЧ за осигуряване на
високи енергетически показатели на радиопредавателните устройства
за СВЧ са разработени и се използуват специални видове лампи.
38. ГЕНЕРАТОРИ НА МЕТРОВИ ВЪЛНИ
Съвременните генератори на метрови вълни се строят на триоди,
лъчеви тетроди и пентоди. За намаляване на разгледаното неблаго-
приятно влияние на междуелектродните капацитети, индуктивността
на изводите на електродите и инерцията на електроните при тези
лампи се вземат специални (главно конструктивни) мерки. Например
191
влиянието на инерцията на електроните се намалява, като се намалява
разстоянието между електродите, вграждат се ускоряващи електроди,
повишава се анодното напрежение за имулсен режим и т. н. От друга
страна, електродите не се извеждат на цокъл, както при обикнове-
ните лампи, а директно — по най-късия път през балона на лампата;
самите изводи са къси, плоски и значително
уширени. Специално за двутактни генерато-
ри се използуват и двойни лъчеви тетроди.
Те имат много добро вътрешно електроста
тическо екраниранс на решетъчната и анод-
вата верига, както и висока електрическа и
механическа стабилност. Като правило като-
дите на лампите за СВЧ се конструират с
голяма специфична емисия, което дава въз-
можност за постигане на импулсни мощно-
сти от десетки киловати при сравнително
малки размери на лампите. В генерато-
рите на метрови вълни се използуват треп-
тящи кръгове със съсредоточени параметри (главно индуктивности) за
А > 5*метра. При по-късите вълни за такива се използуват кръгове с
разпределени параметри, отрязъци от двупроводни линии и т. н.
Характерна особеност в работата на тези генератори с невъзмож-
ността да се постигне оптималната'стойност на еквивалентнотб съпро-
тивление на товара. Причина за това е намаляването на входного и
изходното съпротивление на лампата при СВЧ и съответното влияние
върху трептящия кръг. Поради непълно съгласуване на генератора с
кръга полезната мощност и к. п.д. намаляват.
Основните елементи в схемата на генераторите на метрови вълни
са ламповите капацитети и индуктивностите на изводите La, L& и Lk•
С оглед на едно увеличаване на еквивалентното съпротивление на
трептящия кръг в него не се включват допълнителни капацитети, а
само индуктивности. Последните са последователно включени на ин-
дуктивностите La. Lg, Lk. така че общага еквивалентна схема на ге-
нератора може да се състави, като се изходи от тази на лампата
(фиг. 37.1 а) и се да дат накъсо включените към електродите допълни-
телви индуктивности (фиг. 38.1)* От така получената обща схема на
генератора при изменение на стойностите на индуктивностите La. Lg и
Lk в граници от 0 до оо се получават различии варианти на схемата.
Например, когато £*=оо (липсва индуктивност), се получава обикно-
вената триточкова схема с капацитивна обратна връзка (фиг. 38.2);
когато Z4=O, получава се двукръговата схема с общ катод (фиг. 33.2 в);
когато £д = 0, получава се двукръговата схема с общ анод (фиг. 33.1 б)
когато Lg=0, получава се двукръговата схема с обща решетка
(фиг. 33.1 в) и т. и.
От показаните варианти най-много се използуват схемите с общ
анод и обща решетка. Изборът на едната или другата се прави в за-
висимост от необходимата обратна връзка, която при тези схеми се
192
«определи главно от стойността на капацитетите Cgk и СвЛ. Схемата с
общ катод се използува само в отделните случаи за по-ниски честоти.
Това се дължи на големите капацитети, конто имат анодът и решет-
ката спрямо заземения катод, при което неизбежно се влошават и па-
раметрите на кръговете. При това положение катодът се явява под
в. ч. потенциал спрямо земя, затова е необ-
ходимо той да се изолира от нея чрез
в. ч. дросели.
На фиг. 38.3 са дадени принципните
електрически схеми на два еднотактни
генератора — единият по схема с обща
решетка (а), а другият по схема с общ
анод (б). Поради това, че в кръговете не
се използуват кондензатори със , съсре-
доточен капацитет, всички настройки на
генераторитс се извършват чрез измене-
ние на индуктивностите.
Фиг 38.2
Фиг 38.3

В стремежа за получаване на все по-високи честоти кръговите ин-
дуктивности (напр. Ls и —фиг. 38.3) се намаляват непрекъснато по
стойност. Много малки индуктивности се получават, когато бобините
се заместват с къси проводници (шини), включени между анода и ре-
шетката на лампата. При тези малки индуктивности главно поради
незначителните геометрични размери на кръговите „бобини" става
много трудно, ако не и невъзможно, да се проведе нормалната на-
стройка на генератора. В такива случаи (за Л < 2 ш) вече се изпол-
зуват отрязъци от двупроводни линии. С тях механическата конструк-
ция на генераторите се опростява значително, а индуктивността и
наред с нея и настройката може да се изменят съвсем удобно.
Схемата на един генератор с двупроводна линия, включена между
решетка и анод, е дадена на фиг. 38.4. Изменението на индуктивността
в тази схема става чрез различна степей на скъсяване на линията
посредством изместване на скъсяващия елемент. В случая за такъв
елемент се използува един кондензатор с голям капацитет Сб, с което
едновременно се осигурява и отделяне на решетката от постоянното
анодно напрежение. Използуването на линия вместо обикновен трептящ
13 Радиопредавателиа техника
193
кръг има и това предимство, че благодарение на по-високото й резо-
нансно съпротивление става възможно избирането на по-благоприятен
режим на генератора и се постига висока стабилност на честотата.
Много често генераторите на метрови вълни се строят по дву-
тактни схеми. Причина за това е възможността за получаване (при
Фиг. 38.4
Фиг. 38.5
почти равни други условия) на значително по-къси вълни. Както беше
изтъкнато вече (гл. 8), последното се дължи на намаляването на ек-
вивалентните капацитети при тези схеми.
Фиг 38.6
Характерно изискване при двутакт-
ните генератори е постигането на много
добра симетрия между двете рамена на
генератора. Това е свързано с подбиране
на лампите по електрически параметри и
симетрично електроконструктивно и мон-
тажно изпълнение на генератора. Незави-
симо от тези мерки пълна симетрия е
трудно постижима, поради което малко
или повече „средните" точки на схемите
обикновено се намират под някакъв в. ч.
потенциал спрямо земя и затова се отде-
лят посредством дросели (/б).
Дадената на фиг. 38.5 ел. схема е на
генератор с обща решетка. Тук решет-
ката на двете лампи са свързани с една
шина практически накъсо. Честотата при
тази схема може да се изменя с измене-
ние на индуктивността в анодния кръг La.
Големината на обратната връзка пък се
регулира чрез изменение на индуктивно-
стите, включени в катодите на лампата (Lk). Запазването на симе-
трията при това регулиране, макар и много трудно, е също необходимо.
На схемата е показана и връзката на генератора с товара. В слу-
чая тя е индуктивна, а товар е симетричният антенен фидер АФ (съ-
194
гласував с кръга на генератора^ чрез конто в. ч. енергия се подава
към антената. Естествено тази връзка може да се направи и капаци-
тивна (симетрично спрямо т. СТ) направо от кръга, но нагаждането
на фидера към генератора в такъв случай би станало значи телно
по-трудно.
При двутактните генератори аналогично на еднотактните се полу-
чават значително по-добри резултати, когато се използуват двупро-
водни линии. Много по-лесно при тях се постига е 1ектрическата си-
метрия, а и настройката се опростява значително.
Схемата на един генератор, в който се използуват две двупроводни
линии, построен по схема с общ анод, е показана на фиг. 38.6. Тук
линията в катодите замества съответните регулируеми дросели, като
обратната връзка може да се изменя удобно с подвижния скъсяващ
мост 7ИК на линията. Втората линия е включена между решетките на
лампите. Изменението на нейната индуктивност чрез моста Mg е свързано
с изменение на честотата на генератора.
Показаните схеми са само част от многото варианти на генера-
тори, конто се използуват в практиката на метровите вълни и пред-
ставляват най-типичните случаи за илюстриране на разглеждания
материал.
39. ГЕНЕРАТОРИ НА ДЕЦИМЕТРОВИ ВЪЛНИ
Уместно е при тези генератори най-напред да бъдат разгледани
накратко двете основни системи, конто се използуват — генерат орната
лампа и трептящата система. В обхвата на дециметровите вълн и много
голямо значение придобива и влиянието на инерцията на електроните.
Поради това по конструкция
лампите за този обхват се
различават чувствително от
обикновените.
Използуват се най-често
триодни лампи в метало-
стъклено или метало-керамич-
но изпълнение. Електродите
на лампите са оформени като
плоски дискове, а технчте
изводи представляват или
цилиндри, или дискове, за-
вършващи с цилиндри или
дискове — продължение на
електродите. На фиг. 39.1 е
Фиг. 39.1
дадено принципното устройство на една металостъклена дискова лам-
па а и на една металокерамична лампа б със следните означения:
k — катод, g—решетка, а — анод, И—изолация между изводите, О —
отопление, БР— болт за закрепване на охладителен радиатор. При
195
метало-стъклените лампи изолационният материал между електродите
е стъкло, а при метало-керамичните — в. ч. керамика с незначителни
диелектрически загуби. С такава конструкция на електродите и изво-
дите паразитните индуктивности практически се избягват напълно и се
осигурява удобно директно включване на лампите към коаксиалната
линия (трептящата система).
Първият вид лампи имат по-малка мощност и се използуват пре-
димно в приемните устройства, а металокерамичните лампи — в преда-
вателите. Напоследък бяха конструирани и металокерамични тетроди.
С екранната решетка при тях скоростта на електроните се увеличава
значително и се намалява още повече неблагоприятного влияние на
инерцията на електроните при СВЧ.
Съвременните металокерамични лампи работят при добър к. п.д. до
вЪЛни от порядък на Х = 5—10 cm и имат полезна в. ч. мощност при
непрекъсната работа от цорядък на стотици вата или десетки ки-
ловати импулсна мощност (за кратко време).
За трептящи системи при генераторите на дециметрови вълни най-
често се използуват отрязъци от коаксиални линии, затворени в еди-
ния край, а понйкога (Л < 10 — 20 ст) и обемни резонатори (гл. 12).
Много ценно качество на коаксиалните линии е, че получените от тях
трептящи системи са еквивалентни на паралелен трептящ кръг с висок
качествен фактор. Освен това настройката на една такава система е
много проста и става с изменение на геометричната дължина на от-
рязъка от линията.
Големината и характерът на входного съпротивление на линията
се определят от съотношението на нейната геометрична дължина I и
дължината на вълната X съгласно израза
Лх «= — / р ctg 2 тс ,
където
р= 138 1g ~ е вълновото съпротивление на линията при диелектрик
въздух (D — диаметър на външната тръба, d — диаметър на вътреш-
ната тръба).
Въз основа на това, когато е необходимо ZBX да цма капацитивен
характер, I трябва да има стойност в граници от А/4 до Х/2. Обратно,
за индуктивен характер на ZBXI трябва да бъде по-малко от Д/4. По
такъв начин може да стане точно съгласуване на линията към товара,
а сътцо и към генераторната лампа.
При свързването на линията с товара (съгласуван коаксиален фи-
дер) и с лампата на генератора нейните параметри (Q и Re) неиз-
бежно се влошават (намаляват). Причина за това са входного и из-
ходното съпротивление на лампата и внесеното от товара в кръга
съпротивление. Колкото стойността на еквивалентния качествен фактор
е по-малка, толкова стабилността на честотата и к.п.д. на предаване
на в. ч. енергия са по-ниски. Във връзка с това едно добро съгласу-
ване е крайно наложително.
196
Схемите, по конто се строят генераторите на дециметрови вълни
зависят от вида на използуваната лампа и на трептящата система.
Освен това поради известните предимства, конто има при тези честоти
схемата с обща решетка, тя е намерила най-широко
ложение както за генераторите, така и за усил-
вателите.
При схемата със обща решетка е известно,
че се използуват два трептящи кръга—ано-
ден и катоден, като обратната връзка се по-
стига за сметка на капацитета между анода и
катода на лампата — Cak (фиг. 33-1 в).
Реализирането на такава схема в случая бА'
става с две коаксиални линии, конто се включ-
ват директно (без междинни тоководещи еле- ;
менти), едната към изводите на катода и
решетката, а другата към тези на анода
и решетката на лампата. На фиг. 39.2 е да-
дена схема на генератор с малка мощ-
ност и металостъклена дискова лампа. От
схемата се вижда, ч^. към всеки електрод е
включен по един коаксиален цилиндър на об-
щата трептяща система. Цилиндърът g, вклю-
чен към решетката, участвува като елемент едновременно и на двете
коаксиални линии. В случая катодният трептящ кръг се образува от
индуктивността на коаксиалната линия g—k и паралелния на нея капа-
цитет '„решетка — катод" на лампата. Анодният кръг пък се образува
от индуктивността на втората коаксиална линия g — а и съответния
капацитет „анод — решетка".
Настройването на двете линии чрез изменение на тяхната дължина
се извършва съответно с буталата Ба и Б*. Нормално възбуждане
при схемата с обща решетка е известно, че може да се получи, ако
Zgk има капацитивен характер, a Zag — индуктивен. Следователно на
линията g—k трябва да се осигури дължина а на ли-
нията g — а — 1< при което честотата на катодния кръг ше
стане по-ниска от честотата на анодния кръг т. е. u)g* <
Честотата на генератора е близка до u>ag и може да се изменя с на-
стройка на анодния кръг (буталото Ба). Обратната връзка, а с това
и режимът се регулират с настройката на катодния кръг (буталото Бк).
Тъй като капацитетът „анод — катод" при лампите за СВЧ е много
малък, в някои случаи може да се окаже, че обратната връзка е не-
достатъчна. Допълнителна капацитивна обратна връзка може да се
постигне чрез доближаване на сондата С към анода (увеличаване на
Cak)- В. ч. енергия при тази схема се подава индуктивно по коаксиал-
ния фидер (кабел) АФ към антената.
Една схема на генератор за по голяма мощност, реализирана с ме-
талокерамична лампа, е показана на фиг. 39.3. Особеното в тази схема
197
е тоза, че за по-добро охлаждане на анода тук той е свързан към
външния концентричен цилиндър на трептящата система, а катодът —
към вътрешния. Освен това връзката с антенния фидер' АФ е капа-
цитивна.
Токозахранването на генераторите за дециметрови вълни може да
стане с перед схемите, дадени на фиг. 39.4. При схемата а трите ци-
Фиг. 39.3
линдъра се намират под различно постоянно напрежение, което налага
буталата* за скъсяване на коаксиалните линии да бъдат реализирани
като разделителни кондензатори С. Това, макар и възможно, е евър-
зано със значително усложняване на конструкцията. При схема б
решението е по-просто, тъй като се използуват разделителни конден-
затори при самите електроди (анод и катод\ а всички цилиндри се
намират под едно и също постоянно напрежение.
В заключение може да се отбележи, че за дециметрови вълни се
строят също и двутактни генератори. При тях обаче принципни осо-
бености няма и поради това не се налага да бъдат разглеждани.
ДЕСЕТА ГЛАВА
ГЕНЕРАТОРИ С ПОЛУПРОВОДНИКОВИ ПРИБОРИ
40. ПРИНЦИП НА РАБОТА. СХЕМИ НА ГЕНЕРАТОРИ
С ПОЛУПРОВОДНИКОВИ ПРИБОРИ
Значителното сходство на полупроводниковите прибори с електрон-
ните лампи, що се касае до начина на използуването им, както и из-
вестимте предимства, конто те имат, са причина за тяхното приложение
и във в. ч. генератори на различии видове и типове предаватели.
198
Засега най-широко приложение имат плоскостните германиеви и
особено силициевите транзисюри. Често в леки носими предаватели
с малка мощност се използуват и т. нар. диоди с тунелов ефект (ту-
нелни диоди).
Генераторите, изпълнени на транзистор и, подобно
на ламповите се състоят от следните основни елементи: усилвателен
елемент, трептящ кръг, система за положителна обратна връзка и то-
козахранване.
Усилвателният елемент, в случая транзисторът, подобно на елек-
тронната лампа изменя някои от основните си параметри при измене-
ние на работната честота. Разликата е в това, че при лампите тези
изменения настъпват, общо взето, при много високи честоти (глава 9),
докато при транзисторите като правило те настъпват при многократно
по-ниски честоти. Причините за този факт са обект на друга дисцип-
лина, но тук се изтъква, за да се подчертае, че при транзисторите
максималната честота, до която те може да се използуват в генера-
торите (/гмакс), е важен параметър.
Тази честота може“ да се определи приблизително и конкретно за
всеки тип транзистор с формулата
f 10-з v а ,
/гмакс '—' iv у «л г ’
О J . гб . скб
където
/а е граничната честота на усилването по ток (MHz);
Гб —високочестотното (вътрешно) съпротивление на базата (Q);
Скб-капацитет на прехода „колектор—база* (pF).
В интерес на една по-голяма стойност на /ГМакс, и СКб трябва да
са с малки стойности. Установено е, че за /а < 5 MHz, /Гмакс^(2н-4)/«
и също за /а > 20 MHz, /гмакс« Л .
За получаване на генерации и тук са задължителни условияга за
баланс на амплитудите и баланс на фразите. Във връзка с това ще
разгледаме специфичните особености на транзисторния генератор, като
изхождаме от най-често прилаганата схема на включване на транзис-
тора— схемата с общ емитер (фиг. 40.1). Приетата схема е с авто-
трансформаторна обратна връзка, но всички разсъждения са валидни и
за останалите схеми.
Поради наличието главно на съпротивлението Гб при тези генера-
тори се различават два коефициента на обратна връзка: външен /С0В1
и вътрешен
Външният коефициент на обратна връзка се определи с отноше-
ние™ на амплитудата на възбудителното напрежение, респ. напреже-
нието на обратната връзка, приложено на външните клеми на емитер —
база £7б, към амплитудата на променливото напрежение върху колек-
торния трептящ кръг UK:
199
Вътрешният коефициент на обратна връзка се определя от отно-
шението на амплитудата на възбудителното напрежение върху вът-
решния преход емитер — база към амплитудата на променливото
напрежение върху колекторния трептящ кръг U*:
Аов2~ UK
Вътрешният коефициент на обратна връзка може да се преобра-
зува в следния вид:
„ Чк <4 _ „ к
Лов2 — Леб . Лов!»
където #еб=£Аб/£Л с коефициент на предаване на напрежението
във веригата емитер — база.
Сега вече условието за баланс на амплитудите, приложено за кон-
кретния случай, ще се представи с израза
където
•Sep —
иб
е средната стръмност на тока на колектора за
ра-
ко-
рд
ботната честота;
Ze =ра./?е cos—стойност на еквивалентното съпротивление на
лекторния кръг (ненастроен в резонанс);
/?е —еквивалентно съпротивление при настроен в
зонанс колекторен кръг;
p*=*UK/U'K —коефициент на включване на трептящия кръг към
колектора (за оптимално съгласуване/;= 0,5 ч 0,8);
—фазов ъгъл между колекторния ток /К1 и напре-
жението на кръга
От този израз се вижда, че условието за баланс на амплитудите
може да се реализира удобно чрез промяна на стойността на А70в1
и Ze. Практически обратната връзка /Сов i може да се изменя, както и
при ламповите генератори с автотрансформаторна връзка чрез измест-
ване на точката на включване 2 спрямо точката на захранване 1.
се изменя пък съответно чрез изместване на т. 3.
Знаем, че условието за баланс на фазите при ламповите генератори
е ф;сов + ф№=0, тъй като стръмността 5Ср там има реална стойност, с
изключение за СВЧ. При транзисторните генератори инертните свой-
ства на полупроводниковия слой на транзистора се проявяват при
значително по-ниски честоти (подобно на лампите при СВЧ) и затова
5Ср ще има комплексен характер. Тази особеност естествено трябва да
бъде отразена и в условието за баланс на фазите, което тук ще има
вида
Тл ОВ1 + ФХ + ср = о.
200
Новият член в този израз — qpscp, е фазовият ъгъл между колектор-
ния ток /К] и напрежението на обратната връзка t/6. Той се нарича
фаэов ъгъл на средната стръмност.
Фазовият ъгъл на коефициента на обратната връзка ср#овь който
изразява степента на дефазирането между напрежението на кръга UK
и напрежението на обратната връзка £7б, има много малка стойност
в сравнение с ср# и фзср и може да се пренебрегне. Тогава условието
за баланс на фазите се измени в следния вид:
фя+фЗср^О ИЛИ Ср#^—Ср$ср.
Това показва, че за по-високите честоти (където ф$ср е по-голямо)
условието за баланс на фазите може да бъде изпълнено при съответно
по-голяма разстройка (ср#) на трептящия кръг в колектора на тран-
зистора.
Вследствие инертността колекторният ток /К] изостава от напреже-
нието, което го предизвиква ((7б), така че ср < 0 \ тогава, за да бъде
изпълнено условието за баланс на фазите, е необходимо ук > 0, т. е.
колекторният кръг трябва да се разстрои на такава честота (/к) спрямо
честотата на генератора (/г), така че неговото еквивалентно съпро-
тивление Ze да има индуктивен характер. С увеличаване на честотата
на генератора все по-голямо става неравенството fK > /г, т. е. необхо-
дима е по-голяма разстройка на кръга LC. Но тъй като ср# може да
приема най-много стойност ти/2, и максималната стойност на <р$ср е
ср макс ~ ТС/2.
От друга страна, поради директната зависимост на ср$ср от често-
тата последното условие може да се използува по обратен ред за опре-
деляне на стойността на /ГМакс, за която все още е постижим баланс
на фазите.
Работа на генератора при голяма разстройка на кръга е нежелана,
тъй като полезната мощност Рг и к. п. д. (т;) намаляват. Че това е
така, може да се види от съответните изрази:
P^OjSZ/k./ki.cos ср#
и
р U I.
^=pL=0,5-]-£-| • т-А- cos^^0,55-’ соэфл-,
I I , Ук0 I ао
в който участвува и множителят cos ср#. Енергийното състояние на
генератора при това се влошава и от факта, че загубната мощност
върху колектора— Рк= Р{— P1 = \EKJKo\— 0t5UKJK} .coscpK, нараства.
Друго неблагоприятно последствие от една голяма разстройка е нама-
ляването на еквивалентното съпротивление на кръга Ze, респ. възбу-
дителното напрежение от което самовъэбуждането се затруднява.
Ако във веригата на базата на транзистора се включи последо-
вателно една реактивност, която да причини дефазиране с обратен
знак на tpscp, резултиращата стойност cpscp ще бъде по-малка и тогава
е възможно да се работи или на по-висока честота, или при по-малка
201
разстройка на кръга. В практиката този метод на компенсиране се
прилага с успех.
Транзисторните генератори се изпълняват принципно по схемите
на ламповите генератори, както по отношение на обратната връзка,
така и по отношение на захранването. Освен схемата на фиг. 40.1

Фиг. 40.1 Фиг. 40 2
место употребявани схеми са и показаните на фиг. 40.2 и 40.3. Пър-
вата е капацитивна триточкова с паралелно захранване на колекторния
кръг. Преднапрежението на базата (£б) се получава по паралелната
схема автоматично върху съпротивлението /?б за сметка на постоянно-
токовдта съставяща на тока на базата /бо. При тази схема използува-
нето на блокиращите кондензатори Сб не е наложително. Големината
на еквивалентното съпротивление на кръга Ze и на коефициента на
обратната връзка А70в1 тук може да се променя (макар и не много
удобно) чрез стойностите на кондензаторите С^Сги Ся.
Схемата, дадена на фиг. 40.3 а, е с индуктивна обратна връзка, а
захранването на колектора и преднапрежението на базата са по после-
дователна схема. Оптимал-
ната стойност на Ze се
установява с изместване на
точката на включване на
транзистора към трептя-
щия кръг (т. 1), т. е. с
промяна на стойността на
коефициента на включва-
не р. Един вариант на та-
зи схема, който предлага
удобството за по-лесно
установяване на оптимал-
ната стойност на Ze и при който настройващият кондензатор С не е
под напрежение, се получава при индуктивна връзка между колек-
торната верига и трептящия кръг — фиг. 40 3 d. Изменението на
връзката става обикновено за сметка на броя на навивките на колек-
торната бобина Лк.
Фиг. 40.3
202
Независимо от вида на схемата големината на преднапрежението
на базата на транзистора Ев се изчислява съгласно израза
Еб=Иб. До.
Друга характерна особеност на показаните схеми с общ емитер е, че
съгласно разгледания принцип на работа трептящият кръг при тях се
настройва на по-висока честота от тази на генератора.
Основно изискване към транзисторните генератори е също получа-
ването на достатъчно стабилно по честота и амплитуда в. ч. напре-
жение. За целта широко се използуват (както и при ламповите гене-
ратори) схемите с кварцови кристали. Поради значителната темпера-
турка зависимост на параметрите на транзистора (за разлика от
лампите) тук като правило се вземат мерки и'за автоматично стаби-
лизиране (поддържане) на оптималния режим. Много добри резултати
се получават при стабилизиране едновременно на напрежението на
базата Е6 и на колекторния ток /к0. Това се постига както при усил-
вателите с постояннотоков делител за Е6 и обратна връзка по ток,
която се получава чрез едно съпротивление (блокирано за високата че-
стота), включено между емитера на транзистора и на токоизточника.
В особени случаи освен тези се вземат и някои допълнителни
мерки, като стабилизиране на захранващото напрежение, поставяне на
генератора в термостат, а понякога и въвеждане на автоматична до-
настройка. Тогава може да се -постигне нестабилност на честотата,
каквато доскоро се постигаше само с лампови генератори — от порядък
на 10~7 за 24 часа.
Действието на генераторите с тунелни диоди се основава на една
особеност в характеристиката на тези диоди. На фиг. 40.4 е показана
волт-амперната характеристика на тунелния диод. От нея се вижда, че
от 0 до определена стойност на прилага-
ното върху диода напрежение Ua токът
през него // непрекъснато расте до макси-
малната си стойност. Този участък на ха-
рактеристиката видимо се подчинява на за-
кона на Ом, така че може да се определи
някакво реално (положително) съпротивление
на диода, напр. = По-нататъш-
ното увеличаване на4Д напр. с + ДС7* вече
е причина за едно отрицателно нарастване
(намаляване) на Л със стойност — ДЛ/. С дру-
ги думи, за падащия участък на-характери-
стиката а—б законът на Ом не е ва-
лиден. За този участък се определя така на-
реченото „отрицателно еквивалентно съпротивление" = До-
като /?+ като всяко активно съпротивление е свързано със загуби,
наличието на R~ може да служила компенсиране на такива загуби,
напр. в един в. ч. трептящ кръг. Ако това компенсиране е достатъчно
203
пълно и се покривят всички загуби, в един такъв кръг се създават
условия за възникване на незатихващи трептения.
За илюстрация на разгледания принцип и на приложението на ту-
нелните диоди на фиг. 40.5 е дадена
L схемата на един генератор, който се из-
А ползува в преносим джобен предавател
с честотен обхват 100-4-150 MHz. Тук
4 И
Фиг 40.5
диодът TDUN2940) е включен паралелно
на трептящия кръг LC, Неговият режим
се установява за една работна точка от
падащия участък на характеристиката чрез
реостата /?2, включен в делител със съ-
противлението /?j(/?2 = 2kQ, /?1 = 100 Q).
Честотната настройка на предавателя се
извършва с променливия кондензатор на
трептящия кръг С. Блокиращият конден-
затор Сб има капацитет 4 nF.
ЕДИНАЛЕСЕТА ГЛАВА
СТАБИЛИЗИРАНЕ НА ЧЕСТОТАТА
41. НЕОБХОДИМОСТ И ИЗИСКВАНИЯ ЗА СТАБИЛИЗИРАНЕ
НА ЧЕСТОТАТА. СЪЩНОСТ НА ЧЕСТОТНАТА НЕСТАБИЛНОСТ
Ефективността на предавателите се оценява по това, доколко с тях
може да се поддържа непрекъсваема, стабилна и чиста от смущения
(изкривявания) радиовръзка или разпръскване на програма. Независимо
от вида на работата и предназначението на съответното устройство
стабилността на честотата е важен фактор в това отношение. Така
например при голяма честотна нестабилност на даден предавател
освен че приемного устройство трябва да се донастройва непрекъс-
нато (понякога свързано и с прекъсване на радиовръзката), но е въз-
можно да се получат и силни смущения от предавателите, работещи
на близки честоти. Напротив, когато честотата на даден предавател е
стабилна, тези нежелани последици се избчгват, качеството на рабо-
тата се подобрява и става възможно да се работи с по-малки мощ-
ности. По такъв начин работата на предавателите при оптимална ста-
билност става изгодна и по икономически съображения.
Понастоящем се намират в експлоатация най-различни по вид, пред-
назначение, мощност и работна честота предаватели, конто биха на-
правили практически невъзможна работата на радиовръзките, радио-
раэпръскването и пр., ако допустимата най-голяма нестабилност на
204
честотата за всяка трупа от тях не се нормира. По силата на между-
народни споразумения такива норми съществуват и специални контрольо-
измервателни центрове следят непрекъснато за тяхното спазване.
На следващата таблица са дадени нормите за допустимата чес-
тотна нестабилност на някои видове предаватели.
Честотен обхват Вид на предавателите Мощност (W1 Допустима нестабилност
10-?535 kHZ самолетни (подвижни) — q = 500. 10-е
10-7-1605 kHZ радиоразпръсквателни — Д/- 10 Hz
44-29.7 MHZ радиоразпръсквателни — q — 15. IO'6
44-29,7 MHZ самолетни (подвижни) — q = 500 (100). IO'»
29,74-100 MHZ стационар ни (общо) <15 (> 15) q = 50 (20). IO'»
29,74-100 MHZ подвижни <5 (>5) q = 100 (50). IO’6
• 29.74-100 MHZ радиоразпръсквателни (УКВ) <50 (>50) q = 50 (20). IO"6
29,74-100 MHZ телевизионни <100 (>100) q = 100. 10“6 (5OO.Hz)
100 4-470 MHZ радиоразпръсквателни, стационарни (брегови) — 4 = 20. 10-6
1004-470 MHZ подвижни (самолетни) и др. — q = 50 . iO’6
1004-470 MHZ телевизионни <100 (>100) 4=100.10-e (1000 Hz)
От таблицата може да се види, че изискванията са по-строги за
предаватели с по-голяма мощност, стационарно изпълнение и фикси-
рани честоти. Най-висока стабилност се изисква за радиоразпръсква-
телните (вкл. и за УКВ) и телевизионните предаватели с голяма мощ-
ност. Това е напълно логично, като се има пред вид, че тези преда-
ватели работят в най-плътно използувани (засега) честотни обхвати,
където опасността от взаимни смущения е най-голяма. Строги са също
и изискванията при предаватели с еднолентова модулация, където
v-io-7.
В практиката се борави с два вида нестабилност на чебтотата:
абсолютна Д/ и относителна q. Абсолютната нестабилност
представлява най-голямото отклонение на честотата на генератора /г
от нейната номинална стойност /0 и има стойност Д/=/г —/0- Отно-
сителната нестабилност пък отразява относителното измене-
205
ние на честотата, т. е. абсолютната нестабилност, отнесена към една
от двете честоти — /г или /0, ^ = Д///0« Д///г.
За да се изясни същността на изменението на честотата, трябва
да се изходи от условието за баланс на фазите: ук~ — <(ков-
Нека да разгледаме зависимостта на фазовите ъгли и <рдОв от
честотата, чиито графики са дадени на фиг. 41.1. Фазовият ъгъл <рд,
Фиг. 41.1
циента на обратната връзка ср^ов
както е известно, силно зависи от
честотата и може да се изрази
чрез реактивната и активната съ-
ставяща на еквивалентното съпро-
тивление на трептящия кръг Ze с
уравнението
<PK=arctg-~
Построената графика на този из-
раз минава през началото на коор-
динатната система, определено с
една честота /0, на която трептя-
щият кръг остава постоянно на-
строен. Фазовият ъгъл на коефи-
1иси изключително от фазовите съ-
отношения, конто се установяват поотделно в рсшетъчната верига и
трептящия кръг на генератора и по-точно — от загубите в тях (тъй
като влиянието на малките изменения на честотата в случая е незна-
чително и е напълно пренебрежимо). За даден кръг и едните, и другите
загуби са постоянни, поради което ср^ов се представя чрез една права
линия, успоредна на оста f и отместена от нея съответно на абсо-
лютната стойност. Общото решение на двете графики е т. 1 и за
нея условието за баланс на фазите е изпълнено. Съответната честота
на генератора ще бъде /гь
При съпоставянето на двете графики се вижда, че за всяка нова
стойност или ср/сов ще се получат нови общи решения — т. 2, 3.4
и т. н., на конто ще съответствуват и нови честоти на генератора —
/г2, Аз, /г4 И т. н. Вижда се също, че отклонението на честотата на
генератора Д/7 е толкова по-голямо, колкото е по-голям фков и кол-
кото е по-малък наклонът (стръмността) на графиката на ср# и об-
ратно. Ако кръгът се пренастрои на нова честота, напр. /о, поради
това, че графиките на <р* и ср^ов ще претърпят (практически) само
едно линейно успоредно изместване, ще бъде в сила и следната за-
висимост :

т. е. съществува права пропорционалност между измененията на често-
тата на генератора и тази на трептящия кръг.
Въз основа на изложеното доттук може да се направят следните
изводи:
206
а. При всички случаи, когато се нарушава дадено установено уело
вие за баланс на фазите, настъпва и съответно изменение на честотата
на генератора.
б. Изменението на честотата е 'толкова по-малко, колкото е по-
малка стойността на ср^Ов, т. е. колкото са по-малки загубите в реше-
тъчната верига (Jg—*0) и в трептящия кръг (висок качествен фак-
тор Q); също така колкото е по-голяма стръмността на ср/c (условие,
което се постига за по-висок качествен фактор Q на трептящия кръг).
в. От зависимостта Д/О^Д/Г е явно, че нестабилността на често-
тата ще бъде толкова по-малка, колкото по-стабилни са параметрите
на трептящия кръг на генератора.
42. ДЕСТАБИЛИЗИРАЩИ ФАКТОЙ1 И МЕТОДИ ЗА НАМАЛЯВАНЕ
НА ТЯХНОТО ВЛИЯНИЕ ВЪРХУ ЧЕСТОТАТА
При разглеждане на този въпрос е логично да се изходи от поз-
натия от теорията израз, определящ честотата на трептящия кръг на
генератора:
^0== О Q®)-
Както се вижда, освен от основните параметри L и С честотата зависи
и от качествения фактор Q на кръга. Грешката, която се допуска при
изчисляването на L и С на кръга, като не се държи сметка за Q
(поради това, че в повечето случаи Q > 50), е незначителна. Когато
обаче се касае до нестабилност на честотата, където се работи със
стойности от порядък на 10“4 4- 10-6, влиянието на Q вече не може
да се пренебрегва.
При ползуването на израза за /0 едновременно с условието за
баланс на фазите и след известии математически преобразувания може
да се получи количественият израз за относителната нестабилност:
л Д/_Д/0,Д^ов
А/п
където е относителното изменение на честотата на трептящия кръг,
/о
което се дължи на изменението на параметрите L и С, включително
и всички паразитни капацитети (монтажни, лампови и др.) и паразитни
индуктивности. Относителното изменение на честотата на кръга се
определи с израза

т. е. зависи от относителните нестабилности поотделно на L и С. Вто-
Д'Уа'оп
рият член —0ПРеДеля относителното изменение на честотата на
207
генератора, което се дължи на загубите в решетъчната верига и в
анодния кръг на лампата. От разгледаните изрази се вижда, че за
намаляване на нестабилността е необходимо използуването на треп-
тящ кръг с висок качествен фактор Q. При това е установено, че по
м Афд'он Д/о
стойност нестабилността —е много по-малка от •
Jo
Фактори, който имат същесувено значение за нестабилността на
честотата на генераторите, са: механическите, температурните и атмо-
сферните влияния и влиянието на режима на генератора.
Механическите влияния се проявяват при сътресения, удари,
вибрации и др. (особено при преносими предаватели), когато се съэ-
дават условия за изменение на пространствените взаимоотношения на
детайлите и свързаното с това изменение на £С-параметрите на екви-
иалентния трептящ кръг. Тези влияния са особено големи при неста-
билно механическо изпълнение или закрепване на бобините, промен-
ливите кондензатори, екраните и другите схемни елементи. Във връзка
с това както при изработването на детайлите, така и при монтажа на
генераторите се вземат специални мерки.
Температурните изменения влияят директно както на
геометричните размери на бобините и кондензаторите, така и на ди-
електрическата константа на използувания при тях диэлектрик, актив-
ного съпротивление на бобините, паразитните лампови и схемни капа-
цитети и индуктивности. Поради това се изменят и основните пара-
метри (£ и С) на еквивалентния трептящ кръг на генератора, а от-
тук — и честотата. Прието е изменението на честотата, което съот-
ветствува на промяна на температурата с 1°С (Д/ = 1°С), да се нарича
температурен коефициент на честотата. Този коефициент се означава с
TKf
д/
3f. ы
и съгласно израза эа Д/о//о има стойност
TKc).
Тук съставящите TKl и ТКс са съответно температурният коефи-
циент на индуктивността и температурният коефициент на капацитета.
Малка стойност на TKl може да се постигне при използуване на
специален материал за бобината и прилагане на съответна технология
за нейното изготвяне. Проводникът на бобината трябва да е от мате-
риал с малък температурен коефициент на разширение, а тялото, върху
което тя се навива — от материал (най-често в. ч. керамика) с не-
значително линейно разширение и едновременно — с постоянна диелек-
трична константа. На практика стойностите за TKl на използуваните
в генераторите бобини се намират в граници от 4-5.10~6 (най-качест-
вени бобини) до 4-20Э.10~6.
По отношение на ТКс в общи линии важи казаното вече за дие-
лектрика и материала, от който е изготвен кондензаторът. Нещо повече-
при кондензаторите (с въздушен диелектрик) влиянието на темпера,
208
турния коефициент на разширение причинява изменение както на площта
на кондензаторните плочи, така и на разстоянието между тях; поради
това изменението на капацитета им е значително.
Понастоящем най-често се използуват въздушни и керамични кон-
дензатори. Голямо предимство на керамичните кондензатори е, че в
зависимост от вида на диелектрика те могат да се произвеждат с раз-
личии стойности на температурния коефициент (77<с =:—1500.10~6-н
-+-150.10~G). С тоза се осигурява възможност за удобна температурка
компенсация на трептящите кръгове и за нам.ляване на ТК/ * Наистина
от израза за TKf се вижда, че малка стойност на същия може да се
постигне не само чрез намаляване поотделно на TKl и ТКс, но и
чрез използуване на кондензатори с отрицателен 77(с, с който може
да се компенсира положителният TKl • При необходимое? от особено
висока стабилност на честотата (напр. при предаватели за радиораз-
пръскване с голяма мощност и др.) се прилага и термостатиране на
трептящия кръг, с което всички негови елементи, а понякога и целият
генератор се поставят при неизменни температурни условия. За избяг-
ване на неблагоприятного влияние от температурного изменение на
ламповите капацитети и индуктивности обикновено генераторната лампа
не се изключва от захранване (предаватели с голяма мощност) или
лък се включва предварително за установяване на стационарен темпе-
ратурен режим.
Към атмосферните влияния се отнасят измененията на влаж-
ността и налягането. Те влияят на честотата чрез диелектричната кон-
станта на диелектрика. Тези влияния може да се избягнат, като се
използува нехигроскопичен изолационен и диелектричен материал, ва-
куумни или керамични кондензатори, термостатиране на генератора
и т. н.
Непостоянство™на режима на генератора влияеначестотата
главно чрез изменение на фазовите съотношения, т. е. влияе на стой-
Афд' В
ността на - от израза за q. Конкретни фактори, от конто зависи
степента на нестабилност на даден режим, са нестабилността на за-
хранващите напрежения и влиянието на следващите стъпала на преда-
вателя. Влиянието на първия фактор не се нуждае от допълнителни
пояснения, но може да се изтъкне, че за неговото намаляване освен
стабилизиране на напреженията се прилага и автономно захранване на
генератора. От усилвателните стъпала на предавателя най-голямо е
влиянието на първото (наречено отделително или буферно), евързано
с генератора и определящо неговия товар. Всяко изменение на ре-
жима на решетъчния кръг на това стъпало автоматически предиз-
виква и съответна промяна на товара на генератора. За намаляване
на неблагоприятного влияние връзката с генератора се прави съвсем
слаба, а режимът на буферного стъпало се установява така, че то да
работи практически без решетъчен ток. Най-лесно това се постига, ко-
гато буферного стъпало работи едновременно и като умножител на че-
стотата — изпълнен на пентодна лампа. Поради незначителния пре-
ходен капацитет на лампата в този случай се отстранява и влиянието
14 Радиопредавателна техника
209-
на стъпалата след буферното стъпало. Против индуктирането на в. ч.
напрежения от мощните стъпала на предавателя в генератора (свързано
също с изменение на режима) целият генератор се поставя в електро-
статичен екран.
С прилагането едновременно на всички посочени методи за нама-
ляване влиянието на дестабилизиращите фактори засега може да се
пос^йгде обща нестабилност на честотата от порядъка на q= ±(1 -?5). 10 4^
Това е сравнително голяма нестабилност, която е допустима сама
при предаватели с по-обикновено предназначение.
43. ДВУКРЪГОВИ ГЕНЕРАТОРИ С ЕЛЕКТРОННА ВРЪЗКА
Схемата на такъв генератор е била приложена за първи път през
1934 г. от Б. К. Шембел. Отличителната особеност на тези генератори
в сравнение с обикновените е, че имат значително по-висока честотна
стабилност. Затова те намират широко приложение както в маломощните
едноетъпални предаватели, така и в големите многостъпални радио-
предаватели за радиоразпръскване, радиосъобщения и др. Повишаване
на честотната стабилност се постига благодарение на наличието на
два трептящи кръга, който разделят функциите генериране на трепте-
нията и отделяне на полезната мощност. При това първият кръг служи
само за генериране на трептения и се нарича възбудителен, а вторият
кръг, наречен товарен, е включен в анодната верига на лампата и
служи за отдаване на полезната мощност или за директно излъчване
или за усилване от следващите стъпала на предавателя Обикновено
връзката между двата кръга е много слаба, благодарение на което
значително намалява влиянието на товара и нестабилността на захран-
ващите напрежения върху честотата на трептенията, създавани във
възбудителния кръг.
За постигане на слаба връзка между двата трептящи кръга е не-
обходимо генераторът да има малки стойности: на междуелектродните
лампови капацитети Cak и Cga (Cg2a), на монтажния капацитет на то-
варния кръг (капацитета му спрямо земя), на взаимната индуктивност
на бобините на двата кръга и на връзката, осъществявана чрез вътреш-
ното съпротивление на усилвателната лампа. Въз основа на това става
понятно, че триодните лампи са неподходящи за такива схеми, поради
което на практика се използуват изключително пентоди и понякога
тетроди.
На фиг. 43.1 е дадена еквивалентната (високочестотната) схема на
най-често използувания двукръгов генератор с електронна връзка, из-
пълнен с пентодна лампа. Първият кръг заедно с катода, управлява-
щата решетка и екранната решетка (която служи за анод) образуват
генератор по триточкова схема с автотрансформаторна обратна връзка
(обратната връзка може да бъде и от друг вид), в който възникват
първоначалните трептения. Честотата на тези трептения се определи
от параметрите на възбудителния кръг LC. По време на работа тази
210
честота. По този начин
Фиг. 43.1
част от схемата създава променливо напрежение върху управляващата
решетка, което служи за управляване на анодния ток на лампата. За-
щитната и екранната решетка са свързани директно с един добре из-
пълнен екран £*, който е зазенен по е
се отстранява влиянието на проходния
капацитет Cg2at монтажния капацитет на
товарния кръг и взаимната индуктив-
ност между кръговете.
Връзката между двата кръга, която
се дължи на вътрешното съпротивле-
ние на лампата, може да се намали,
като се избере лампа с по-високо въ-
трешно съпротивление и се постави в
подходящ режим на работа. Най-под-
ходящ е режимът, избран между кри-
тичен и слабо ненапрегнат режим, при
който измененията на анодния ток вслед-
ствие влиянието на товара и анодното
напрежение са незначителни. Оттук
следва, че и влиянието върху честотата ще бъде също незначително.
Както се вижда от схемата, при /(f2)t << /в1, с достатъчно прибли-
жение може да се приеме, че през двата кръга протича един и същ
променлив ток 1е^1а^ затова връзката между тях се нарича елек-
тронна. От това следва, че променливотоковата мощност, която се от-
дели върху всеки един от тях, ще зависи от големината на съответ-
н»ите еквивалентни съпротивления /?е1 и /?е2. На практика променливо-
токовата мощност, която се отнема от генератора (върху е много
по-голяма от тази, необходима за поддържане на самовъзбуждането
(върху откъдето следва и неравенството Re2>Ree
Възможността да се намали променливотоковата мощност върху
възбудителния трептящ кръг, като се намали /?в1, чрез увеличаване на
капацитета на кръга допринася също за постигане на по-висока ста-
билност на честотата. И наистина при по-малка мощност загряването
на елементите на кръга ще бъде по малко, а с това и съответните
температурки изменения на неговите параметри (£ и С) ще бъдат по-
малки. От друга страна, относителното влияние на неизбежните про-
мени на ламповите и монтажните капацитети е толкова по-малко, кол-
кото е по голям кръговият капацитет. При това разделяне на функциите
на двата трептящи кръга на генератора е възможно постигането на
един оптимален режим на работа. В този случай възбудителният кръг 1
работи с постоянни параметри, което е необходимо за получаване на
стабилна честота, докато тов^рният кръг 2 осигурява отнемането на по-
голямо количество променливотокова енергия, с което се постига висок
к. п. д. на генератора.
Две практически схеми на генератори от разгледания вид (със за-
земена по висока честота екранна решетка, която служи за анод на
генераторната част на схемата), са показани на фиг. 43.2 и 43Л Пър-
вата схема е с последователно захранване, а самият генератор (въз-
211
будителят) ,е построен по триточкова схема с автотрансформаторна
обратна връзка. Втората схема, напротив, е с паралелно захранване на
анода на лампата, докато възбудителят е също по триточкова схема,
но при капацитивна обратна връзка. И в двата случая анодът на нъз-
будителя е заземен по
Фиг. 43.2
висока честота чрез кон-
дензатора Сй2. Поради то-
ва, че катодът на генера-
торната дампа (едновре-
менно с отоплителната жич-
ка) и при двете схеми се
намира под в. ч. потенциал
спрямо земя, а същевре-
менно чрез него следва да
се затвори и кръгът на
постоянная ток, той (и
краищата на отоплителната
жичка при индиректно за-
гряван катод) се включва
през в. ч. дросел (Лб2,
£бз). На фиг. 43.2 дросе-
лът £б1 не е необходим.
Изчисляването на режима
на двукръговия генератор
е свързано с някои особе-
ности, конто го отличават
от това на обикновените
еднокръгови генератори.
По-горе се изтъкна, че про-
менливотоковата мощност
се разпределя в двата треп-
тящи кръга — съответно
Р' и Р", въз основа на
което изразът за пълната
променливотокова мощ-
ност ще бъде
1 0,5/^.Яе,
но тъй като за предварителното изчисление може да се приеме 1а<
то
М®+1И +1И = G?+'И-
Коефициентът К = изразяващ съотношението между
212
съответните величины на вторил и първия кръг, се избира в зависи-
мост от предназначението на генератора. Когато последният ще се из-
ползува в качеството на възбудител, т. е. когато основного изискване
е осигуряване на възможно по-голяма честотна стабилност :
К = 0,5 ~ 2 ;
напротив, при необходимост от по-голяма входна мощност
Л = 6-? 7.
В посочените изрази Л/ представлява сума от мощността на из-
лъчване в антената (или мощността, необходима за възбуждане на
следващото стъпало) и мощността, необходима за покриване на соб-
ствените загуби на втория кръг. След като Рг" е известно, за избрана
стойност на коефициента К лесно се определя и общата променливо-
токова мощност на генератора — Рг По-нататък изчисляването в общи
линии става по обикновения начин, като при това се държи сметка за
действителните токове в двата кръга (/ej и Zai) и разпределението на
общото променливо напрежение Ua върху тях :

Ua
1+к
Uа . К
\+К ‘
и £7а =
Много често в практиката вторият кръг (2) се настройва на някоя
хармонична на честотата на кръга /. Тогава, макар и при значително
намалена изходна променливотокова мощност, двукръговият генератор
служи и като честотен умножител. При такъв режим стабилността на
честотата е още по-висока.
44. ГЕНЕРАТОРИ С КВАРЦОВО СТАБИЛИЗИРАНЕ НА ЧЕСТОТАТА
При съвременните радиопредаватели относителната нестабилност на
честотата е много по-малка от 1.10-4, като в някои случаи тя е от
порядък на 1 . 10-7. Такава и още по-малка нестабилност се получава
чрез прилагане на кварцово стабилизиране на честотата. За тази цел
се използуват кварцови кристали с пиезоелектрически ефект.
Последният се състои в това, че когато върху кристала се приложат
механически усилия, върху неговите стени се появяват електрически
заряди. Това е т. нар. прав пиезоелектрически ефект. За
стабилизиране на честотата се използува едновременно и т. нар. об-
ратен пиезоелектрически ефект, при който с прилагането
върху стените на кварцовия кристал някакво електрическо напрежение
в кристала настъпват механически деформации (свиване, разтягане
и т. н.).
Когато напрежението, което се прилага, е периодично променливо,
213
със същия период протичат и съответните механически деформации
на кристала, т. е. кристалът извършва механически трептения.
В качеството си на трептяща система кварцовият кристал трябва
да има достатъчно високи еталонни качества — стабилност на меха-
Фиг. 44.1
ническите и електрическите параметри, температурна
независимост, висок качествен фактор и т. н. Най-
добре на тези изисквания отговаря естественият кварц,
който се среща под формата на самородки при-
стали. Формата на един такъв кристал е показана
на фиг. 44.1а, откъдето се вижда, че той представ-
лява една шестстенна призма с две шестстенни пи-
рамиди върху двете й основи.
На сътцата фигура (44.1 б) са показани и геоме-
тричните оси на симетрия на кварцовия кристал: ос
z — минаваща през двата върха, оси х — през сре-
щуположните ръбове на призмата и перпендикуляр-
но на оста z и оси у — през срещуположните стени
на призмата и перпендикулярно на оста z. Устано-
вено е, че пиезоелектрическият ефект се проявява
само в направление на осите х и у.
За стабилизиране на честотата обикновено от
кварцовия кристал се изрязват пластинки с опреде-
лени размери и ориентация на плоскостта на сряз-
ване спрямо геометричните оси на кристала. От прие-
тата ориентация зависят силно параметрите на квар-
цовата пластинка. Така например, когато пластин-
ката се изреже по такъв начин, че нейната плоскост
да е перпендикулярна на оста х или на оста у
(т. нар. просто срязване), параметрите, а с това и
честотата й са силно зависими от температурата.
Когато пък плоскостта на пластинката е успоредна
на осите х и у и под някакъв наклон спрямо оста z
(т. нар. сложно срязване), съответната температурна
зависимост е много по-малка. С подбирането на
ъгъла на наклона в последняя случай е възможно
постигането дори на нулев температурен коефициент.
Поради тези причини в предавателите се използу-
ват изключително кварцови пластинки със сложно
срязване.
Обичайната форма на пластинките е правоъгълна,
кръгла или квадратна и от нея, както и от нейните размери и начина на
срязването, се определя видът и честотата на механическите трептения.
Най-често се използуват кварцови плантинки с правоъгълна форма и
трептения от вида на свиване и разтягане по дебелина или дължина —
фиг. 44.2. При това трептенията са възможни както на собствената,
така и на хармонични честоти. Тези честоти се определят с израза
/ = (16004-3600)
214
в който п е номерът на хармоничната честота;
а — размерът на пластинката по посока на трептенето й (свиване
и разпускане).
Във връзка с последний израз дължината на вълната на съответ-
ните електрически трептения за основната честота (п=1) ще бъде
Л= (83 — 188)) а (Л в метри, а в милиметри).
Юттук може да се направят следните изводи:
а. При дълги вълни е целесъобразно да
се използуват трептения по дължина на пла-
стинката, а при къси вълни — по дебелина.
б. Използуването на кварцови пластинки
за директно стабилизиране на много къси
вълни е невъзможно поради трудности по
изработването на много тънки пластинки (на-
пример за Л= 10 m дебелината на пластин-
ката трябва да е 0,124-0,053 mm).
За да стане годна за включване и изпол-
зуване в електрически схеми на генератори,
кварцовата пластинка К се подлага на пре-
цизна обработка (установяване на точните
размери, респ. честотата чрез фино шлайф-
ване, метализация и др.), след което се за-
крепва в специален държател с изводи за
включване към схемата — фиг 44.3. Обикно-
вено цялата тази система (наричана квар-
цов резонатор) се поставя в херметично
затворен съд ХС, с което се осигурява по-
голяма стабилност на нейните параметри.
При лодаване на променливо напрежение
на кварцовия резонатор под влиянието на про-
менливото електрическо поле се получават
механически трептения. Благодарение на пра-
вия и обратния пиезоефект във веригата на
кварцовия резонатор възниква променлив
електрически ток (пиезоток). Характерът на
зависимостта на пиезотока от честотата дава
основание кварцовата пластинка да се раз-
Фиг. 44.2
Фиг. 44.3
глежда като последователен трептящ кръг с
еквивалентни електрически параметри Lq, Фиг. 44.4
Cq и rq. При това тези параметри зави-
сят не само от качеството на кварцовата
пластинка, но и от конструкцията на държателя. Еквивалентната елек-
трическа схема на кварцовия резонатор е дадена на фиг. 44.4. Пара-
лелният капацитет в тази схема — Cg (5 4- 50 pF), се определя от екви-
валентния кондензатор (кварцодържателя) с диелектрик самата кварцова
пластинка.
215
В сравнение с обикновените трептящи кръгове кварцовите резона-
тори имат много по-голям качествен фактор Qq (IQ4-? 10б1). Причина за
това са голямата стойност на еквивалентната индуктивност Lq (в някои
случаи тя достига до 3 Н) и малката стойност на еквивалентния капа-
цитет Cq (0,01 4- 0,05 pF), докато загубното съпротивление rq има стой-
ност от няколко ома до няколкостотин ома.
В резултат на въздействието на променливото електрическо поле
върху кварцовата пластинка и получения при това пиезоелектрически
ефект през кондензатора Cg (кварцовата пластинка) протича променлив
ток. Големината на този пиезоток зависи от съотношението на соб-
ствената честота на пластинката и честотата на електрическото поле.
Подобно на обикновения трептящ кръг и тук при иэравняване на двете
честоти настъпва резоцанс, при който амплитудите на електричеките и
механическите трептения на кварцовия резонатор стават най-големи.
Като се изходи от схемата на фиг. 44.4, се стига до извода, че
кварцовият резонатор има две резонансни честоти. Едната:
f ъ 1 ,
/посЛ 2k/L^C~
се отнася за последователния резонанс на левия клон на схемата, а
втората:
/1 Z-» Гл . С
fnap ж — Г——, където Со = '
р 2r^Lq.CQ и Cq + Cg
съответствува на паралелния резонанс на целия трептящ кръг. Често-
тата /пар > /пос, понеже Со < Q, но разликата между тях е малка, тъй
като CQ^Cq.
Голямата стойност на качествения фактор [QQ = 2nfv()C.Lq:rq]f от
една страна, и незначителната връзка на еквивалентния кръг на квар-
цовата пластинка със схемата на генератора (коеф. на връзка kq =
= Cq:Cg — 1. 10”24- 2.10-4!}, от друга, позволяват да се реализира
един трептящ кръг с много стабилни параметри. Кварцовият резонатор
може да се използува за генериране и стабилизиране на честотата
само когато неговото еквивалентно съпротивление има индуктивен
характер. Това е така, понеже само в този случай се получава меха-
нически и електрически резонанс на системата с максимални стойности
на амплитудите на механическите и електрическите трептения. Ако се
изследва честотно-импедансната характеристика на еквивалентния
кръг — Z=F(f), мъжъ да се види, че съпротивлението Z е индуктивно
само в честотния интервал /пар4-/посл- Доказано е, а и на практика
се потвърждава, че по-ефективно стабилизиране се получава, когато
се работа на честота, близка до /посл, и особено до /пар.
Стабилизиращото действие на кварцовия кристал се подобрява, ко-
гато интервалът между /пар и /ПОСл се стеснява (чрез намаляване на /пар)-
Това е така, понеже се намалява неблагоприятното влияние на неста-
билните монтажни и други капацитети върху резонансната честота, а
216
оттам и върху генерираната такава. На практика това се постига чрез
включване паралелно на Cg (кварца) един стабилен кондензатор, при
което се намалява още повече коефициентът на връзка kg. С този кон-
дензатор е възможно едновременно и коригирането на честотата в из-
вестии малки граници.
Фиг. 44 5
На фиг, 44.5 са дадени две типични схеми на генератори с квар-
цбво стабилизиране на честотата. Ако се вземе пред вид еквивалент-
ната схема на кварца от фиг. 44.4, се вижда, че по същество това са
схеми на двукръгови генератори (т. 33). При схема а кварцовият резо-
натор е включен между решетка и катод на лампата. Съгласно каза-
ното по-преди тук самовъзбуждане ще се получи, когато съгрэтивле-
нието на решетъчния кръг и едновременно това на анодния кръг имат
индуктивен характер. Тези две условия се постигат съответно за
честоти, близки до резонансните честоти на кварца, в интервала от
/поел' до /11ар и за аноден кръг, настроен на честота, значително по-
висока от тази на генератора. В случая анодният трептящ кръг може
да бъде заменен и само с една индуктивност. Включването обаче на
индуктивност (дросел) в решетъчния кръг, напр. на мястото на реше-
тъчното съпротивление или последователно на него, е недопустимо
поради опасност от възникване на електрически трептения, дори без
наличие на кварц.
Тази схема се използува с успех в обхвата на средните и 'късите
вълни. За честоти, по-ниски от 300 kHz, често между анод и решетка
на лампата се включва допълнителен капацитет. Това е необходимо,
тъй като за тези честоти проходният капацитет на лампата Cag е
малък (за получаване на необходимата за самовъзбуждане обратна
връзка.
При схемата б кварцовият резонатор е включен между решетка и
анод на лампата. Подобно на разсъжденията при схема а и като се
има пред вид, че тук обратната връзка се осъшествява чрез капаци-
тета Cgk9 се стига до извода за необходимост от капацитивен характер
на съпротивлението на анодния кръг. С други думи, самовъзбуждане
може да се получи за същите честоти, както при а, но с аноден треп-
тящ кръг, настроен вече на честота, по-ниска от честотата на генера-
тора. Тук анодният трептящ кръг може да бъде заменен с кондензатор
или съпротивление.
Решетъчното съпротивление Rg (както и в първия случай) служи
217
за получаване на автоматично преднапрежение за решетката на гене-
раторната лампа.
Схемата с кварц, включен между решетка и анод, осигурява по-
добра стабилност на честотата. Обаче недостатъкът й в сравнение
със схема а е, че кварцът работи при
по-тежки енергийни условия (променли-
вото напрежение върху него е много-
кратно по-голямо) и това трябва да се
има пред вид при оразмеряването на
генераторната схема.
Разгледаните схеми се изпълняват
и с пентодни или тетродни лампи. На
фиг. 44.6 е дадена една съвременна
схема на генератор за t = 0,8 • • • 20 MHz
с кварц, включен между първа решетка
и анод. При нея анодният трептящ кръг е заменен с кондензатора
Са = 60 pF (вкл. монтажния капацитет), а кондензаторът Cg = 60 pF
(вкл. монтажния и входния капацитет на лампата) определя обрат-
ната връзка.
Стабилизирането на честотата с кварцов резонатор се прилага и
при двукръговите генератори с електронна връзка (Шембел), построени
с пентоди. В този случай се съчетават предимствата и на двете
схеми.
Особен вид схеми, с който се постига по-висока честотна стабил-
ност и при конто за разлика от предишните схеми е възможно лесно
самовъзбуждане на хармонични на кварца честоти, са така наречените
мостови схеми. За едни от тях например (фиг. 44.7) във веригата
за обратна връзка на генератора се включва един мост, чиито рамена
се образуват от кварца К, неутрализиращия кондензатор Cw (за ком-
пенсиране на капацитета С,7) и елементи на трептящия кръг (в слу-
чая L! и Л"). Този мост се балансира
за всички честоти освен за тези, конто
са равни или близки на /ПОСл (или на
^•/посл^ За последните еквивалентното
съпротивление на кварца става много
малко, мостът се разбалансира и се
реализират условията за самовъзбуж-
дане на схемата (последователен резо-
нанс). Известии са различии варианти
на мостови, а и на други схеми, при
конто се използуват винаги избирател-
ните свойства на кварца.
Независимо от схемата на кварцо-
вите генератори за постигане и поддържане на възможно по-висока
точност и стабилност на честотата на радиопредавателите се прилагат
и някои допълнителни мероприятия, като подбиране на кварцове с ма-
лък температурен коефициент, индивидуално калиброване на същите
по честота и поставянето им при оптимален температурен режим (в
218
термостат), стабилизиране на захранващите напрежения, установяване
на слаба връзка със следващото стъпало, което трябва да работи-
в буферен режим, и т. н.
45. ДИАПАЗОННИ КВАРЦОВИ ГЕНЕРАТОРИ (ВЪЗБУДИТЕЛИ)
Известно е, че разпространението на късите вълни има някои осо-
бености, което налага често сменяване на честотата на радиопредава-
телите, работещи на такива вълни. Явна е оттук и необходимостта
такива предаватели да може да работят в един по-широк честотен
обхват. При съвременните радиопредавателни устройства с голяма
мощност като правило се осигурява възможност за работа с коя да е
честота от късовълновия обхват. Това става, като се използуват т. нар.
диапазонни кварцови възбудители.
На фиг. 45.1 е дадена блоковата схема на такъв възбудител. Той
се състои от генератор 1 с постоянна честота, стабилизирана с кварц fqy
генератор 2 с честота, която може да се измени плавно в известен
интервал (f = /мин ч- /макс) и смесител 3. Както се вижда от схемата,
трептенията с честота fq и /' се подават на входа на смесителното
стъпало. Поради нелинейната характеристика, която смесителят има,
на неговия изход ще се получат различии честоти /д според израза
Л = n.fq±m.f',
където /я, п = 1, 2, 3,... означават номерата на съответните хармо-
нични честоти. Чрез подходящо оразмеряване на схемата и избиране
на режима на смесване на изхода на смесителното стъпало се полу-
чават само комбинационни честоти от вида
Л = Л ± /'*
Фиг. 45.1
С други думи, на изхода на диапазонния кварцов възбудител ще се
получат следните два непрекъснати честотни обхвата:
fД1 = (fq /макс) ~ (fq /мин) J
/д3 = (fq 4" f м«н) ~ (fq 4" f макс)*
219
При това се получава едно прекъсване на общия честотен обхват в
интервала (Д — /мин) 4- (fq + /мин). За постигане на непрекъснатост по
целия работен обхват се използува в зависимост от ширината на
обхвата кварцов генератор с 2 или повече фиксирани честоти (стабили-
зирани чрез отделяй кварцови резонатори).
Избирането на една определена честота от целия честотен спектър
става, като тя се отфилтрира във включените след възбудителя 'усил-
вателни и умножителни стъпала на радиопредаватели.
Стабилността на честотата на диапазонния кварцов възбудител е
по-ниска от тази на използувания кварцов генератор и чувствително
по-висока от стабилността на генератора с плавно изменяема честота.
Това се доказва с един елементарен извод за относителната нестабил-
ност на честотата /д на изхода на диапазонния възбудител. Общата
нестабилност се определи като сума от нестабилностите на двата
генератора спрямо честотата /д, т. е.
А/+ __ А/'
/д“ /д ~fq±f'+fq±r'
но тъй като /д ~ fq (обикновено /^>> /')> може да се напише
където
+ г ’ f9
е относителната нестабилност на кварцовия генератор;
fq
А/'
-у,--тази на генератора с променлива честота.
Обикновено 4 < 1, откъдето следва, че тук
*q Л J
Въз основа на това и в интерес на една по-голяма честотна стабил-
ност на практика честотата на нестабилизирания генератор /' се из-
бира многократно по-ниска от тази на кварцовия генератор. В стре-
межа към по-голямо намаляване на /' обаче не бива да се отива и
много далече поради появата на трудности по отделянето (филтрира-
нето) на нежеланите честоти. В такива случаи най-често се приемат
компромисни решения, при което се постига обща нестабилност, не
по-лсша от 10~5. Такава ниска нестабилност е непостижима за /С-ге*-
нератори с плавно изменяема честота.
Основен недостатък на тези възбудители въпреки използуването
при тях на сложни филтри е проникването в работния обхват на ре-
дица хармонични или комбинационни честоти. От това може да се
получат електрически биения, който смущават нормалната работа на
радиопредавателя, а същевременно пречат и за едно чисто радио-
прнемане.
Друг вид диапазонни възбудители са тези за така наречените
„дискретни честоти“ с кварцова стабилизация. Тяхното устройство
220
позволява да се получат извънредно голям брой (стотици и хиляди)
фиксирани стабилни честоти през малки честотни интервали (междини)
за целия работен обхват. В голяма степей те не притежават недсста-
тъците на птрвия вид възбудители. За сметка на това обаче те имат
значително по-сложно устройство. За потвърждение на голямата им
сложност може да се изтъкне само, че блоковата схема на такива
възбудители наред с кварцовия генератор, генератора с плавно изме-
няема честота и смесителя съдържат и една сложна система от гене-
ратори на хармонични честоти, избирателни филтри, блок за автома-
тична донастройка и т. н.
ДВАНАДЕСЕТА ГЛАВА
ГЕНЕРАТОРИ НА САНТИМЕТРОВИ ВЪЛНИ
46. ДВУКРЪГОВИ КЛИСТРОНИ
Видяхме по-горе, че основните причини, от конто се затруднява
получаването и усилването на трептения в обхвата на СВЧ, са пара-
зитните капацитети и индуктивности на използуваните лампови системи
и неблагоприятното влияние на времето за преминаване на електроните
между електродите на същите. В сравнение с метровия и дециметро-
вия обхват трудностите вследствие тези причини в обхвата на санти-
метровите вълни са значително по-големи, поради което при тях се
налага използуването на коренно различии по устройство и начин на
действие системи — трептящи кръгове и лампи.
За трептящи кръгове тук се използуват изключително обемни резо-
натори. Те представляват затворени с метална повърхност кухини
(резонаторни кухини) с различна форма — цилиндрична, сферична,
тороидална и т. и. Характерна особеност на тези резонатори е, че
имат извънредно висока собствена честота (поради малките им капаци-
тети и индуктивности), а качественият фактор Q достига до 10000.
За разлика от обикновените трептящи кръгове обемните резонатори не
излъчват, тъй като външните цм стени имат нулев потенциал и по тях
не тече в. ч. ток. Поради това не се налага те да се екранират или
изолират. Настройването на тези резонатори става, като се изменя
техният обем посредством бутало (напр. на фиг. 46.1 б) или болт.
Лампите, намерили промишлено приложение в обхвата на санти-
метровите вълни, са клистроните, магнетроните и лампите
с бягаща вълна.
Клистрона представлява съчетание на електронна лампа с обемен
резонатор в единна трептяща система, при която са избягнати напълно
221
междинните свързващи елементи (проводници и др.). Познати са два
основни вида клистрони: двукръгови и еднокръгови, чието основно
приложение е в областта на радиорелейните връзки и радиолокацията.
На фиг. 46.2 е показано схематично устройството на дву-
кръговия клистрон, принципът на работа на който почива на
взаимодействието между електронен поток с променлива плътност и
елсктрическото поле на обемния резонатор. Съставни елементи на
клистрона са един електронен прожектор, който съдържа източник на
електрони (катода k) и венелтов циляндър за концентриране на същите
(решетката g\ ускоряващ електрод у, два обемни резонатора, наричани
групировач (OPJ и уловител (ОР2), и анод а. В случая срещуполож-
ните стени (дъната) на резонаторите са изпълнени като решетки —
£i, £2, ёз и 'позволяващи свободно преминаване на електроните.
Накратко, п ри н ципът на действие на клистрона се свежда
до следното. Отделените от катода k електрони се формират като лъч,
след което се ускоряват в електрическото поле, създадено между
катода и ускоряващия електрод у; за целта върху последняя е при-
ложено постоянного напрежение Еу. По-нататък те преминават през
решетките на първия резонатор gx — g2 с поляризиращо напрежение Еор
(при скорост напр. г/0), през пространството за групиране на електро-
ните ПГ между двата резонатора (за предпазване от външни влияния
то е затворено в метална тръба, през решетките на втория резонатор
ёз — gi с напрежение също £*оР и накрая достигат до анода а (колек-
тор на клистрона), към който е приложено напрежение Еа .
При възбуждане на резонатора ОРГ с един външен в. ч. източник
(чрез проводника за свръзка /) върху решетките gA и g2 ще се появи
в. ч. напрежение = Ug sin to Z, което ще определя в пространството
между тях съответно променливо електрическо поле. Важно следствие
от този факт е, че в зависимост от момента на преминаване през
групировача ОРг електроните ще получават различно допълнително
222
ускорение (положително или отрицателно) и ще постъпват в простан-
ството за групиране вече не с еднаква, а с различии скорости.
И наистина, ако приемем, че в определен момент решетката g2 има
положителен потенциал спрямо решетката gx ^валидно за всички мо-
ментни стойности на положителния полупериод на напрежението аД,
то преминаващите в този момент
електрони ще получат допълни-
телно положително ускорение и
тяхната скорост ще се увеличи
= vQ + A v). Обратно, когато g2
има отрицателен потенциал спря-
мо gr, ускорението ще бъде от-
рицателно и скоростта на преми-
наващите в момента електрони ще
намалява (г/2 = vQ — А т/).. Тези
електрони, който преминават про-
странството между двете решет-
ки в момент, когато us = 0, ще
запазят скоростта, която са имали
преди това (^0). По такъв начин
електроннияг поток се подлага на
своеобразна скоростна мо- Фиг. 46.3
д у л а ц и я.
Поради това, че решетките g$ — g± на резонатора ОР2 (уловителя)
имат еднакъв постоянен потенциал с решетките g^-gs, в простран-
ство™ за групиране /7Г електроните запазват различните скорости,
конто са получили при напускане на решетката g2. Следователно се
създават условия електрсните с по-голяма скорост да застигат тези с
по-малка скорост, т. е. в пространство™ за групиране да се образуват
зони на сгъстяване и разреждане на електронният поток. Явно е (въз
основа на това оэяснение), че получената по такъв начин модула-
ция по гъстотана електронния поток ще бъде определена функция
на амплитудата и честотата на възбудителното напрежение ug.
Направените дотук разсъждения може да се онагледят чрез гра-
фично представяне на процесите, което е направено на фиг. 46.3. По
абсцисната ос е нанесено времето (/), а по ординатната — пътят на
електроните ($). В зависимост от възбудителното напрежение ug са
А 5
дадени с различен наклон правите линии на скоростта v = , която
са получили електроните 1, 2, 3, 4,... и т. н. при преминаването им
през пространството между решетките gx — g2. От фигура^а се вижда
ясно процесът на формиране иа сгъстяванията и разредяванията, при
което > v2 > va.
Ако вторият резонатор ОР2 (уловителят) се постави на такова раз-
стояние от първия (ОР^, че центровете на сгъстяване на електроните
да пожаднат точно в пространството между решетките g3— g±, импул-
сите на конвекционния ток на клистрона ще индуктират в нето (уло-
вителя) токови импулси с честотата на напрежението ug, т. е. в ОР2
22 3
ще възникнат в. ч. трептения. Последимте, а едновременно с това и
в. ч. мощност ще бъдат най-големи, когато обемният резонатор е
настроен точно на честотата, която има и % . Фазата на напрежението
между решетките g3 — е такава, че между тях се образува електри-
ческо поле, -което пречи на движението на електроните към анода.
При това с намаляването на скоростта се намалява кинетичната енер-
гия на електроните, което става за сметка на енергията, която те
отдават на резонатора ОР2. Тази полезна в. ч. енергия се извежда от
уловителя чрез връзката 2 (фиг. 46.2) и се получава естествено за
сметка на токоизточника Еор. Малка част от електроните достигат
анода на клистрона и отдават остатъчната си енергия върху него под
формата на топлина. Такъв е принципът на действие на клистрона
като резонансен* усилвател.
Ако възбуждането на групировача стане не от страничен източник
на в. ч. трептения, а с такива, взети от уловителя, клистронът може
да се превърне в автогенератор. Необходимо условие за това,
както и при обикновените генератори, е постигане на условието за
баланс на амплитудите и фазите. Практически обратната връзка се
реализира чрез свързване на двата резонатора — директно (пунктира-
ната линия ОВ на фиг. 46.2) или чрез коаксиален кабел. -
Поради импулсния характер на индуктирания в уловителя ток,
последният е богат на хармонични трептения. Една настройка на уло-
вителя на определена хармонична честота дава възможност клистронът
да се използува и като умножител на СВЧ.
Двукръговите клистронни генератори се използуват за мощности
до няколко вата в непрекъснат режим и до няколко десетки MW в
импулсен режим. Те имат висока стабилност на честотата — до 10“б, а
,при кварцова стабилизация — и до 10“7. Техен съществен недостатък
е сравнйтелно ниския к. п. д. (15-4-35%), необходимостта от използу-
ване на много високи напрежения (до 150—200 kV) и др. Чрез поста-
вяне между групировача и уловителя на допълнителни резонатори
(т. нар. многорезонаторни клистрони) може да се получат импулсни мощ-
ности до 200 MW при к. п. д. до 45 %, а в непрекъснат режим —
до 1 kW.
47. ОТРАЖАТЕЛНИ (ЕДНОКРЪГОВИ) КЛИСТРОНИ
Този вид клистрони се използуват предимно за генератори с мощ-
ност до 1 W и когато е необходимо да се работи в широк честотен
обхват, напр. при сигналгенератори, преобразуватели на приемници за
сантиметрови вълни и пр. Съществено предимство, което този кли-
строн има пред двукръговия, е, че може да се работи с много ниски
напрежения.
Принципна разлика в устройството на отражателния клистрон —
(фиг. 47.1) е наличието само на един обемен резонатор ОР, който
едновремено изпълнява функциите и на двата резонатора при двукръ-
224
говия клистрон. Освен това тук анодът се използува като отража-
тел (Рф) на електроните, поради което неговият потенциал (спрямо
катода) вече е отрицателен.
Принципът на действие и тук
с някои
от електрони, сформиран в
се запазва същият, само че
особености, който ще разгледаме. Снопът
«електронната пушка k—g, се уско-
рява под влияние на електриче"
ското поле, създадено между ка-
тода k и обемния резонатор ОР, и
след като премине през решетки-
те g, — g2, попада в пространството
на спиращото електрическо поле
(СП) на отражателя. Ако при това
® резонатора ОР съществуват
в. ч. трептения, както и при дву-
-кръговия клистрон, създаденото
между решетките gi—електри-
'ческо поле ще изменя по аналоги-
чен на описания преди начин ско-
ростта на преминаващите елек-
трони.
Под влияние на спиращото елек-
трическо поле, напрегматостта на
което се определи от напрежението между резонатора ОР и отража-
теля Рф (£* = Е>р — Z?p(p, електроните изминават различен път по по-
сока на отражателя, докато техните скорости станат нула. След това
те се връщат обратно към решетката g> на резонатора, която е по-
ложителна спрямо отражателя. Вследствие различните скорости на
електроните и тук те претърпяват прегрупцране, свързано с изменение
на плътността на електронния поток (модулация по гъстота). С под-
биране на стойността на напрежението Е напрегнатостта на спиращото
електрическо поле може да се установи така, че групираните елек-
тони да се връщат едновременно към решетката g2 и с това да се
получи отново един импулсен конвекционен ток. Ако импулсите съв-
падат по време с наличието на едно спиращо електрическо поле
между решетките gi~g2 (такова се получава, когато gt е отрицателна
спрямо g2>, електроните ще намаляват скоростта си и ще отдават в. ч.
енергия на резонатора ОР, като ще поддържат и неговите трептения.
От разгледания принцип на действие се вижда, че еднокръговият
клистрон може да се използува само като генератор.
За получаване на максимален к. п. д и най-голяма в. ч. енергия в ре-
зонатора на генератора е необходимо импулсите на конвекционния ток
да съвпадат с максималната стойност на напрежението между решетките
gi—gz- Това е възможно при спазване на следните изисквания:
1. Ъгълът на излитане на електроните от решетката^ в простран
ството на спиращото поле СП, когато напрежението между gY и g2 е
нула, да бъде
<Ро = 2re(«--i-)y«
15 Радиэжредаватыиа техника]
225
2. Времето на преминаване на електроните в пространството между
резонатора и отражателя да бъде

където п е номерът на хармоничната.
При неспазване на тези изисквания условието за баланс на фазите*
не ще бъде изпълнено за честотата на резонатора (а за някаква друга*
такава), честотата на генератора ще се измени, а мощността и к. п. д..
ще намалеят значително.
От второто изискване произлиза важната при този вид клистрони
обратна зависимост на честотата / от времето t. Тъй като t може да
се установява по желание чрез изменение на стойността на отрицател-
ното напрежение, прилагано върху отражателя (2?Гф), това се явява.
практичен начин за удобно изменение на честотата на генератора.
Големината на относителното изменение на честотата се дава с израза
теп —
А/_
f ~ Q
Д£РФ
^ор А^рф
в който
Д/Грф е изменението на напрежението на отражателя;
£Ор — напрежението м^жду катода и обемния резонатор;
Q — качественият фактор на резонатора.
Зависимостта на честотата от напрежението на отражателя позво-
лява да се извършва лесно честотна модулация на гене-
ратора. Това качество на отражателния клистрон се използува ши-
роко в радиорелейните станции.
Когато се разглежда въпросът за стабилността на честотата на
Д/
генератора, уместно е да се излезе отново от израза за тъй като
в него фигурират основните фактори, от който зависи честотната не-
стабилност. Така очевидно е, че при равни други условия и тук, както
при обикновените генератори, по-малка нестабилност ще се получи*,
ако качественият фактор Q на резонатора е по-висок, т. е. когато
връзката между товара и трептящата система е по-слаба. Освен това
прилагането на по-високо напрежение на резонатора и стабилно отри-
цателно напрежение на отражателя (малка стойност на ДЕрф) са също-
важни мероприятия, конто способствуват за постигане на тази цел~
В сравнение с двукръговия клистронен генератор действителният
к. п. д. на генераторите с отражателни клистрони е извънредно нисък —
от порядъка на няколко процента — и се определя с израза
0,04 ~~ 0,07
71 ~ п — 0,25
при това той намалява още повече, когато се използуват хармонични!
честоти.
226
За повишаване на к. п. д. през последно време се работи по съз
даването на клистрони с многократно движение на електроните в по-
лето на резонатора, при което става по-пълно отдаване на тяхната
енергия. Наред с това при многократните клистрони се разширява и
честотният обхват, в който те може да се пренастройват.
48. МАГНЕТРОННИ ГЕНЕРАТОРИ
Общи сведения. Понастоящем магнетроните се използуват
като основен тип мощни генератори на сантиметрови вълни в об-
хвата 0,8-?-50 ст (/<37 GHz) и намират голямо приложение за нуж-
Дите на радиорелейните връзки и радиолокацията, а също и в про-
мишлеността и медицината. Те работят с успех както в непрекъснат
режим, така и най-често в импулсен, при което може да се достигнат
импулсни мощности от порядък на 10—20 MW. За разлика от клистро-
ните, к. п. д. на магнетроните е значително по-висок, като в някои случаи
достига до 60%. Анодните напрежения, който се използуват тук,
може да бъдат както достатъчно ниски (няколкостотин волта), така
и от порядък на десетки киловолти.
Съществена особеност на магнетроните представлява техният прин-
цип на действие. Той се основава на едновременното въздействие върху
електронния поток на постоянно и променливо електрическо поле и
постоянно магнитно под£. В резултат на това въздействие електроните
получават такова движение, при което отдават многократно енергията
си на електромагнитното поле на няколко резонатора. С това се под-
държат и високочестотните
трептения в тях.
Устройство на маг-
нетрона. Принципното
устройство на един магнетрон
с няколко резонатора (каме-
ри) е дадено на фиг. 48.1.
Той е съставен от два основ-
ни елеме^та: катоц k и ме-
дей аноден блск АЬ, в който
се намират цилиндрични обем-
ни резонатори ОР. Между
тях е затворено т. нар. про-
странство на взаимодействие
(ПВ). Последното е свързано с всеки обемен резонатор посредством успо-
редни на оста на магнетрона и радиално прокарани процепи. Количест-
во™ на рёзонаторите може да бъде различно, но във всички случаи
техният брой е 4. Освен цилиндрични резонатори се изработват и
такива с правоъ1ълно и трапецовидно сечение.
Включването на товара към магнетрона става чрез коаксиален кабел
или вълновод при използуване на проводника (бримката за свръзка ПС),
поставен в един от резонаторите.
227
Обемният резонатор има еквивалентна електрическа схема като тази
на обикновения високочестотен кръг. Еквивалентните схемни пара-
метри — капацитет С и индуктивност £, се определят съответно от
успоредните стеки на обемния резонатор и образуващата му повърх-
ност. Оттук както тези параметри, така и собствената честота на
Фиг. 48.3
Фиг. 48.2
всеки резонатор ще зависят едновременно от формата и размера на
неговото напречно сечение.
Обемните резонатори са свързани помежду си. Връзката се осъще-
ствява веднаж чрез техните електрически полета Е, установени в
юбщото пространство на взаимодействие, и втори път — чрез техните
магнитни полета Н, силовите линии на конто пресичат елементите ^на
чзъседните резонатори (фиг. 48.2).
Еквивалентната електрическа схема на целия аноден блок следова-
телно може да се представи като един затворен сложен кръг, съста-
вен от еквивалентните схеми на отделните резонатори (с параметри
L и С) и елементите, конто определят електрическата (Ссв) и магнит-
ната (Л4) връзка между тях (фиг. 48.3).
По разчетен път е получен изразът за основната честота на треп-
тенията на целия аноден блок :
където
/0 «=—?= е собствената честота на единичен резонатор;
2* ^LC
Ct — сквивалентният капацитет на електрическата връзка между
резонаторите;
—брой на резонаторите в анодния блок;
л = 0, 1, 2, 3,...
Наличието на повече от един трептящи кръгове в анодния блок с
малко или повече различаващи се една от друга собствени честоти
228
може да бъде причина цялата система да проявява склонност къи
трептене и на честоти, различии от собствената честота — f (т: нар.
многочестотна система).
Установено е, че магнетронът може да има най-висок к. п. д., когато броят на
резонаторите е четно число (N = 4, 6, 8, 10 и т. н.). Тогава в него възникват т. нар.
противофазни трептения. В тези случаи обаче се пслучава и известна много*
честотност на системата, при което съседните честоти на основната — /, са Юлкова блиэо
до нея, че нормалната работа на магнетрона се нарушава; настъпват незакономерни
скокообразни изменения на честотата, намалява силно к. п. д. и т. н.
За избягваке на тизи неблагоприятно влияещ ефект се вземат някои мерки, конто
способствуват за отдалечаване на най-близките до f честоти. Последното от своя страна
води до запазване на високия к. п. д. и до псстигане на добра честотна стабилност на
магнетрона. При по-дългите вълни се прибягва до увеличаване на връзката между отдел-
ните резонатори. Това става посредством метален пръстен, поставен близо до вътреш-
ната повърхмост на анодния блок. Понякога за избягване на влиянието на електриче-
ското поле, създадено от тази допълнителна връзка върху пространството на взаимо-
действие. пръстените се поставят в екраниращи канали, издълбани в анодния блок.
При много късите вълни (А 3 ст) по-ефикасно средство за съшата цел е да се-
използуват в анодния блок резонатори с различна форма'и параметри така, че собстве-
ните честоти на съседните резонатори да се различават значително помежду см.
На фиг. 48.4 са показани разгледаните два варианта — с допълнителна връзка между
резонаторите, създадена чрез пръстена ПР (л) и при използуване на аноден блок с
разнородни резонатори (б).
Катодът е рсновният източник на електрони в магнетрона. Поради това в интерес
на по-голяма симетричност на електрическото поле в пространството на взаимодействие
той има цилиндрична форма и дължина, съобразена с тази на обемдите резонатори.
Принципното устройство на катода е дадено на фиг. 48.5, откъдето се вижда, че то
е подобно на това при обикновените лампи с индиректно загряване. За да се осигурл
получаванего на големи стойности на тока (за импулсен режим на магнетрона), обик-
новено катодите се активират със специални окиси Ок, при което може да се постигне
Фиг. 48.4
Фиг. 48.5
специфична емисия до 100 А/ст2 от активната повърхност на катода. Особеност пред-
ставлява използуването на двата странични метални диска (Д} , Д2), с конто с г нама-
лява разсейванеао на ел. поле в двата края на анодния блок, т. е. подобрява се хомсь
генноста на това поле.
Постоянною магнитно поле на магнетрона е насочено по посокф
на оста на анодния блок, т. е. перпендикулярно на електрическото
поле между него и катода. Неговата индукция е различна за отдел-
яйте типове магнетрэни и се движи приблизително в границ»!
В= 1100 4-8000 Gs.
22»
Фиг. 48.6
На фиг. 48.6 е показана в разрез една комплектна магнетронна
система, съставена от магнита N—S, анодния блок АБ и катода К,
както и евакуирания от въздух съд Б, в кой го аа поместени основ-
ните елементи на магнетрона.
Принцип на действие на магнетрона. Когато в магнетрона
съществува само електрическо поле Е, създадено от приложеното
между анодния блок (анода) и катода постоянно на-
прежение Еа, той действува като обикнэвена диод-
на лампа и анодният ток е функция само от поло*
жителното анодно напрежение. Върху електроните
следователно ще действува познатата сила Fe =е .Е
с посока към анода. Тъй като Fe = const, скоростта
на електроните v ще нараства.
Ако се приложи и едно перпендикулярно на по
лето Е магнитно поле Н, върху електроните ще за*
почне да действува и магнитната сила F^ — e.B.v, като за постоян-
на стойност на магнитната индукция В тя ще се изменя право прр-
порционално на скоростта v на електроните. Поради това траекториями
на електроните ще се отклони от правата посока към анода.
Типични варианти на траектории за една система с плоско-успо-
реден анод и катод (а) и за един магнетрон с цилиндрични повърх-
ности на анода и катода (б) са показани на фиг. 48.7. Траекторията 1
се получава при наличието само на електрическо поле (5 = 0) и следва
силовите му линии. Траекториите 2, 3 и 4 се получават при
едновременно действие върху електроните и на електрическо Еа = const),
и на магнитно поле. В зависимост от големината на индукцията В на
магнитного поле силата FM променя големината си, а от това се из-
•Фиг. 48.7
меня и големината на отклонение*™ на траекторията. Характерна се
явява траектория 3, която едва не тангира към повърхността на анода
и има най-голяма дължина. Тя се получава за определена стойност
на магнитната индукция, наречена критична (5КР). За 5 = 0...5кр
електроните достигат до анода и анодният ток 1ао има постоянна стой-
230
Фиг. 48.8

се
като
ноет. Когато В«Вкр, Ло бързо намалява и при В>Вкр (траектория 4)
електроните не достигат анода, а се връщат обратно към катода,
поради което анодният ток изчезва (Ло = О). По нататък този процес
се повтаря. В последняя случай дъгата на траекторията ще бъде тол-
кова по-малка, колкото В е по-голяма от Вкр1
траекторията* нараства едновременно с индук-
цията В.
В съответствие с изложеното на фиг. 48.8
е дадена статичната характеристика на магне-
трона. Тя изразява зависимостта на анодния
ток /ао от големината на магнитната индукция В
при постоянно електрическо поле {Еа = const).
Зоните и точките /, 2, 3 и 4, означени на ха-
рактеристиката, съответствуват на разгледаните
траектории.
Обичайният режим на магнетрона се избира
при В > ВАр и в случай че липсва променливо
електрическо поле (в. ч. трептения), Ло = О.
Такъв режим обаче е опасен за магнетрона, тъй
към катода електрони го бомбардират и температурата му се пови-
лпава в някои случаи до недопустим граници. Вследствие на това
може да се получи и едно форсирано излъчване на електрони и недо-
пустимо увеличаване на анодния ток. За избягване на тази опасност
магнетронът се поставя в специален режим, а след пускането му в
действие отоплителното напрежение се намалява.
Динамичният режим на магнетрону (за В > Вкр) се по-
стига при въздействието върху електроните и на третото по вид поле,
а именно високочестотното електрическо поле, създадено от трепте-
ъията на отделните резонатори. Под влияние на това поле траекто-
риите се изменят така, че част от електроните вече достигат анода и
се появява аноден ток. В общи линии механизмът на действие на про-
менливото електрическо поле за прегрупиране на електронния поток
и получаване на сгъстявания в него е подобен на този при клистрона.
Зоните на сгъстяване се движат в пространството на взаимодействие
на магнетрона със скорост, която съответствува на честотата на в. ч.
трептения. Важно условие тук е това движение да става синхронно,
така че зоните на сгъстяване да преминават едновременно срещу п*роце-
пите на резонаторите, и то в момент на максимална стойност на про-
менливото електрическо поле. Същевременно фазата на електрическото
'поле трябва да е такава, че да се получава спиращо действие на
<електронния поток. Тогава енергията, отдавана от електроните на* по-
лето на резонаторите, ще бъде най-голяма и в магнетрона ще се по-
лучат незатихващи в. ч. трептения.
Условието за синхронност се постига при настройката на режима
на магнетронния генератор. Това става, като се избира едно под-
ходящо съотношение между анодното напрежение Еа и магнитната
индукция В според израза
Еаа2гс (Га — rl) ;
231
тук га и rk са радиусите съответно на анода и катода. Еап се на-
рича „прагово анодно напрежение", тъй като по стойност то е най-
малкото, при което е възможно самовъзбуждане. Обикновено се из-
бира Еа Еап •
Изменението на работната честота на магнетрона може да стане-
по два начина. При единия се прави механическа настройка на самите
резонатори, като се влияе на техните електрически параметри (Z, С, Q).
При втория начин това става чрез електронна настройка на плътността
на електронния поток. В зависимост от честотата обхватът на прена-
стройване е 10 4-50%.
При практического изпълнение на магнетронните генератори анодният
блок се заземява, а катодът остава изолиран и на него се прилага
отрицателният потенциал (— Еа \ Импулсният режим на работа се по-
стига, като се прилага анодно напрежение на импулси.
49. ЛАМПИ С БЯГАЩА ВЪЛНА
Лампите с бягаща вълна (ЛБВ) пре цставляват съвършено нов тип
електровакуумни прибори. При тях се избягват някои от същест-
вените недостатъци на клистроните, като тясна лента на пропускане,
голям собствен шум, малко усилване, нисък к. п. д. и др. Тези лампи
намират приложение като усилватели, смесители, умножители и гене-
ратори както в предавателни, така и в приемки устройства. При тях
не се използуват резонансни кръгове, поради което те могат да ра-
ботят в доста широк честотен обхват.
В ЛБВ се използува взаимодействието на електронен поток с ви-
сокочестотно електромагнитно поле (е. м. п), при което и тук се
получава скоростна модулация на потока. Типично за тези лампи е и
това, че е осигурено доста продължително взаимодействие между
електронния поток и е. м. п. В зависимост от честотата на това поле
времето на взаимодействие съответствува на десетки и стотици пе-
риоди. Така електроните отдават по-пълно своята енергия (получена
за сметка на поддържаното от токоизточника електрическо поле) на
е. м. п., като се достига достатъчно голямо усилване и по-висок к. п. д.
на лампата.
Принципно устройство на ЛБВ е показано на фиг. 49.1 ~
Тя се състои от една дълга стъклена тръба 1\ с уширение в нача-
лото и с висок вакуум. В широката част на тръбата е поместен елек-
тронният прожектор, съставен от електродите: катод k с индиректно
загряване, фокусиращ електрод-решетка g с малък отрицателен по-
тенциал спрямо катода и анодите а2; към който се прилага поло-
жително напрежение. В останалата част йа стъклената тръба по про-
дължение на нейната ос е поставен спиралевидно навит проводник
(т. нар. <закъсвителна линия") С. По оста на спира'лата преминава фор-
мираният от прожектора електронен поток и достига до колектора Кс
в края на лампата. Напрежението на колектора е еднакво с това на
232
втория анод а2. Тази част на стъклената тръба е поставена в
метален екран— тръба с кръгло или квадратно сечение Г2, в двата
края на която се намират вълноводите В} и 5а. При по-дълги вълни
вместр вълноводи се използуват коаксиални линии. За по-добро фо-
кусиране на електронния поток по оста на тръбата 7\ около екрана Т2
се поставя допълнителна фокуси-
раща система (ФС) от постоянен
магнит или бобина.
Високочестотните сигнали, кон-
то трябва да бъдат усилени от
лампата, се подават чрез входния
вълновод Вг на началото на ли-
нията С като електромагнитни въл-
ни. Усилените сигнали се извеж-
дат в края на линията чрез втория
вълновод В2. За постигане на по-
висок к.п.д. и тук съгласуването
на закъснителната линия с двата
вълновода трябва да е достатъчно Фиг. 49.1
добро с оглед получаване на бя-
гаща вълна по нея. По тази при-
чина към системата са предвидени настройващите елементи Бх и Б2.
При изясняване на начина на работа на ЛБВ спираловид-
ният проводник С следва да се разглежда като активен елемент на
коаксиалната линия, образувана от него, и металния екран Т2. Когато
в началото на линията се подаде в. ч. енергия, в нея възникват елек-
тромагнитни трептения, конто се разпространяват по дължината й
във вид на бягащи електромагнитни вълни. Едновременно по оста на
линията преминава и фокусираният поток от електрони, идващ от
електронния прожектор. Осъществява се взаимодействие между елек-
троните и електромагнитната вълна, при което енергията на послед-
ната постепенно нараства (електроните й отдават част от своята енер-
гия), т. е. постига се ефект на усилване.
Най-голямо усилване очевидно може да се получи, когато скорост-
та на електроните (г/е) и ^скоростта на напредване на електромагнит-
ната вълна ) по линията са почти еднакви. В действителност раз-
ликата между тези две скорости е много голяма и наистина за обик-
новено използуваните анодни напрежения (до 2 kV):
ге «=« 6.106V£= 2,7.10’ m/sec (за £=2000 V),
докато
=?= 3.108 m/sec (г0 e скоростта на светлината).
Оттук се вижда необходимостта от забавяне на движението на
бягащата вълна на е. м. п. Намаляването на скоростта ив става в ли-
нията С и се постига чрез подбиране на стъпката и диаметъра на
спиралите на тази „закъснителна линия". Колкото диаметърът на
спиралата (Dc) е по-голям, а стъпката h — по-малка (по-голяма гъстота
233
на спиралата), толкова закъснителното действие на линията ще бъде
по-голямо; последното се характеризира с т. нар. „коефициент на за-
късненне* :
Сл тс . Dc
/, со ,—, _____z_
/v3 - V ~
в
(v'B е намалената скорост на напредване на вълнатаЧ
При взаимодействието между електроните и електромагнитната
вълна по дължината на коаксиалната спирална линия електроните се
подлагат на познатата
ни „скоростна модуля-
ция “. Така постъпващи-
те с постоянна скорост
в началото на линията
електрони попадат след
това в зони на ускоря-
ване (положителната по-
лувълна) или в зони на
запиране (отрицателната
пол/вълна), вследствие
на което тяхната скорост
съответно се увеличава
или намалява. Настъпва
прегрупиране на елек-
троните и в електронния поток се образуват сгъстявания и раз-
реждания.
За да се изясни физическата същност на процеса „усилване“ при
ЛБВ, както и условията за правилно протичане на този процес, нека
да разгледаме трите характерни случая на прегрупиране на електро-
ните : при ve = vB, < vB и > vB (фаг. 49.2).
Когато z/e = T/B, електроните ще останат във взаимодействие с
едни и същи полувълни по цялата дължина на линията. В резултат
на това електроните от зоните, означени с „ —а, ще изостават, а тези
от зоните, означени с „ + ще избързват. Следователя© сгъстяването
ще става около местата на преходите от положителна към отрица-
телна полувълна (т. /, 2, 3, 4), а разредяванията — обратно—в т. 2', 3'.
В този случай енергията, която половината от електроните отдават на
електромагнитната вълна в зоните на запиране „ — ще бъде еднаква
на енергията, която останалата половина електрони приема от вълната
в зоните на ускоряване В резултат на това в. ч. енергия на елек-
тромагнитната вълна не нараства, а напротив, постепенно ще намалява
поради загубите в линията. При този случай лампата* явно не може
да усилва.
Когато ve < vB, сгъстяванията на електронния поток ще станат в
началото на линията, ще изостават спрямо вълната и ще попаднат в
зоните на ускоряване „ + а. Тук те ще поемат енергия от вълната,
като ще увеличат своята кинетична енергия. И в този случай не само че
234
няма да има усилване, но напротив, в сравнение с първия случай (ve =^в)
вълмата ще затихне много по бързо.
В третия случай, при който скоростта на електронния поток е
малко по-голяма от тази на ел. м вълна (г/е > vB)f сгъстяванията ще из-
преварват вълната, като ще позаднат в зоните на запиране „ — “.Сега
вече електроните ще отдават енергия на ел. м. вълна, така че накрая
на коаксиалната линия в. ч. моцяост на вътната ще бъде зяачитечно
по-голяма от тази на нейния вход. Този случай е типичен за усилва-
телен режим на ЛБЗ.
Усилването при ЛБЗ е толкова по-голямэ, колкото е по-силно по-
лето в зоните на запиране. Освен това то се явява и функция на
честотата на електромагнитната вълна. При по-ниски честоти А е по-
голямо и следователно за дадена лампа „добавянето“ на енергия от
електроните ще стане за по малко периоди на вълната, а оттам й
изходната мощчост, респ. усилването, ще бъдат по-малки. С нарастването
на честотата ефекгът е обратен—усилването нараства до една оп-
тимална честота (/опт), след коего отновэ намалява. Намаляването на
усилването при много високите честоти се дължи на изкривяване на
-е. м п. в линията и оттай намаляване на впимодействието с елек-
тронния поток. Пзради тази причина в обхвата на милиметровите
вълни вече не се използуват спираловидните закъснителни линии, а та-
кива с коренно различна конструкция (напр. гребеновидна и др.).
Понастоящем се строят ЛБЗ, конто имат мощност от 0,1 W до
няколкостотин вата, честотна лента Д/=(0,2 -4-0,3)/Опт, усилване до
35 4-40 dB, собствен шум ^5 dB и к. п. д. ^10%.
50. ГЕНЕРАТОРИ С ЛАМПИ С БЯГАЩА ВЪЛНА
За да може една ЛБВ да се изпотзувз за генератор на СВЧ, е
необходимо между нейния вход и и вход да се възеде обратна връзка,
при което да бъдат спаэени и услэвията за самовъзбуждане —баланс
на амплитудите и фазите. Баланс на амплитудите се постига, когато
в стационарен режим бъдат компенсирани загубите на активна енергия
в эакъснигелната линия на лампата, веригата за обратна връзка и то-
варния кръг. За постигане на фазов баланс е необходимо в. ч. трепте-
ния, постъпващи чрез веригата за обратна връзка, да са във фаза с
тези, съществуващи на входа на лампата. Това е възможно, когато в
затворения кръг „закъснителна линия — система за обратна връзка“
съществуват цяло число вълни.
Генераторите, използуващи ЛБЗ, са дз1 типа. При едните се из-
ползува връзката между електронния поток и напредващата с него
основна вълна. В зависимост от вида на обратната връзка от този
тип са известии генератори с вътрешна и генератори с външна об-
ратна връзка. При втория тип генератори се използува връзката между
електронния поток и обратната на него вълна. Поради никои кон-
структива особености на използуваните в случая лампи тези генера-
трри се наричат генератори с лампи с обратна вълна.
235
Генератори с ЛБВ и вътрешна обратна връзка. Об-
ратната връзка при тези генератори се реаливира чрез спираловидната
закъснителна линия С (фиг. 49.1), по която се връща отразената в
нейния край вълна. Енергията на тази вълна зависи от степента на
разсъгласуване на линията с изходния вълновод 52. Самовъзбужда-
нето от гледна точка на баланса на амплитудите се постига по-лесно
при лампи с по-голямо усилване, тъй като при тях и енергията на
отразената вълна, достигаща до входа на линията, при разни други
условия е по-голяма. Тъй като електронният поток влияе на големината на
усилването, очевидно е, че за възникването на генерации е необходимо
да се осигурй една минимална стойност на анодния ток на ЛБВ.
Балансът на фазите в съответствие с необходимостта от наличие
на цяло число вълни в кръга „закъснителна линия — верига за об-
ратна връзка" може да се постигне, когато сумата от фазовите ъгли
на напредващата с електронния поток и отразената вълна в закъсни-
телната линия е също цяло число, т. е. когато
Фн + Фо = 2 ти т,
където
срн е фазовият ъгъл на напредващата вълна;
фо = фо +71—фазовият ъгъл на отразената вълна, включително дефа-
зирането на 180° (л), при отражението;
т = 1, 2, 3, . . .
или оттук
фн'+фо=(2т — 1).ти = 7с, Зтг, 5тг,.. .
Вижда се, че условието за фазов баланс ще се изпълнява не само-
за една определена честота, а за цял нарастващ (с т) ред от честоти.
Разбира се, едновременно при всички тези случаи амплитудният ба-
ланс си остава като необходимо условие за възникване на генерации.
Ако фазовите ъгли срн и ф0 се изразят посредством честотата ft
действуващата дължина на спиралната закъснителна линия I и скоро-
стите на настъпващата и отразената вълна — v3 и гфв, тогава условието*
за баланс на фазите ще се определи с израза
2л/./ , 2nf.l _ 1Ч
—------1--— = \2т- 1) к.
V V
в ов
Поради това, че разликата между скоростите vn и т4в може да се при-
еме за незначителна, а от друга страна, в повечето случаи на практика
2 пг > 1, се получава
Тази зависимост представлява друга форма на баланса на фазите и се
нарича права на обратната връзка. На фиг. 50.1 са показани
три такива прави за m=lt 2 и 3. Те се пресичат с кривата v'O3 = F(J)9
изразяваща зависимостта на скоростта на отразената вълна от често-
236
тата (изследванията са доказали съществуването на такава зависимост
и тя е известна под името дисперсия).
Зоните около пресечните точки на правите с кривата на диспер-
сията определят съответните честотни зоии, в конто може да сътце-
ствуват генерации; такива са зоните около честотите /п /2 и /з-
Установено е, че изменението на .ускоряващото анодно напрежение
(Еа) на ЛБВ причинява изменение на честотата в дадена зона на ге-
нериране. Отначало това изменение става плавно, а след това — ско-
кообразно, като преминава в друга честотна зона. Причината за това
е нарушаването на синхронизма между електронния поток и вълната
и установяването на нов синхронизъм съответно при новата честота
(фиг. 50. L).
Изменението на честотата на генератора посредствОхМ ускорява-
щото напрежение се нарича електронна настройка. При генера-
торите с вътрешна обратна връзка обхватът на електронната настройка
е малък ( < 1 % спрямо средната честота). Това се дължи на факта,
че кривата на дисперсията при ЛБВ има малък наклон, тъй като при
спиралната закъснителна линия зависимостта на честотата от скорости
на вълната (а последната се влияе от ускоряващото напрежение) е
сравнително малка.
От казаното дотук се вижда, че генераторите с ЛБВ и вътрешна
обратна връзка притежават редица, и то съществени недостатъци.
Някои от тях в резюме са склонност към генериране на голям брой
честоти, опасност от незакономерно скокообразно изменение на често-
тата, тесен честотен обхват на настройка и т. н. Поради тези прицини
генераторите с вътрешна обратна връзка практически не намират
приложение.
Генератори с ЛБВ и външна обратна връзка. Както
може да се види от фиг. 50.3, обратната връзка при тези генератори
се осъществява чрез външна верига, в която са включени СВЧ линия
(вълновод, коаксиална или закъснителна линия), дефазатор ср и често-
тен лентов филтър Ф. За осигуряване на ефикасно действие на об-
237
Фиг. 50.3
ратната връзка трябва да се намали влиянието на неизбежната вът-
решна паразитка обратна връзка и на отразената вълна в лампата.
В голяма степей това може да се постигне, ако закъснителната линия
на лампата се натовари с определен съсредоточен товар (Т) с голямо
затихване за тези два фактора.
Принципът на действие и тук е същият,
както при генераторите с вътрешна обратна
връзка. За избягване обаче на скокообраз-
ното изменение на честотата при пренастрой-
ка на генератора се използува включеният
във веригата за обратна връзка селективен
лентов филтър Ф. Този филтър пропуска
всички честоти от дадена зона на генериране
и напротив, има голямо затихване за често-
тите извън нея така, че за тях се наруша-
ват условията за самовъзбуждане. Дефазаторът ср е предназначен да
изменя фазовия ъгъл на вълната, подавана на входа • на лампата,.
когато се налага преминаване от една честотна зона в друга, а
също и за избиране на желаната стойност на' т.
Независимо от въведените подобрения обхватът на електронната
настройка и тук е все още малък и се двпжи от 2,5% > (А = 3 ст) до
1О°/о(А=]О ст). При това зависимостта на изменението на честотата
от изменението на ускоряващото напрежение е линейна и се определя
в размер на 1 2 MHz;V.
В сравнение с генераторите с вътрешна обратна връзка тези с
външна такава имат по-малко загуби (главно във веригата за обратна
връзка\ поради което техният к. п. д. е по-висок.
51. ГЕНЕРАТОРИ С ЛАМПИ С ОБРАТНА ВЪЛНА
Лампите с обратна вълна (ЛОВ) представляват разновидност» на*
лампите с бягаща вълна. За разлика от тях обаче те работят на прин-
ципа на взаимодействие между електронен поток и обратна електро-
магнитна вълна. Съществено предимство на ЛОВ е, че могат да се
пренастройват в значително по-широк обхват, поради което намират
особено широко приложение като генератори на СВЧ. Електронната
настройка и тук, както при ЛБВ, се извършва удобно и плавно чрез
изменение на ускоряващото напрежение.
Нека да разгледаме в общи линии отличителните особености на
този вид лампи, конто може да се използуват като усилватели или
генератори на СВЧ. За разлика от ЛБВ входът на ЛОВ се намира
откъм колектора, а изходът — откъм електронния прожектор. Поради.
това вълната на в. ч. трептения, подадени на входа на ЛОВ за усил-
ване, ще се движи от колектора към прожектора, т. е. обратно (на-
срещно) на движението на електронния поток. Поради взаимодейст-
вието на обратната вълна с електронния поток и тук ще настъпи.
238
прегрупиране на електроните — ще се образуват сгъстявания и разреж-
дания, конто те имат най-голяма концентрация на електрони в нача-
лото на електронния поток три изхода на електронния прожектор).
Процесът на прегрупиране е напълно идентичен с този при ЛБВ.
За осигуряване на ефективно предаване на енергията на сгъстява^
нията от електрони на обратната вълна е необходимо през време на
движението тези сгъстявания да се намират в непрекъснато макси-
мално взаимодействие със запиращата (отрицателната) полувълна на
е. м. п. Постигането на това условие е свързано пряко със скоростта
на напредване на обратната вълна по дължината на закъснителната
линия. Установено е, че тази скорост трябва да е многократно по-
голяма от скоростта на електронния поток или все едноелектрон-
ният поток да се движи много по бавно от обратната вълна. При
ЛБВ тези скорости бяха почти еднакви.
ЛОВ, предназначени за работа като генератори, нямат вход, а само
един в. ч. изход, разположен от страната на електронния прожектор.
От това следва, че при тях се използува вътрешна обратна връзка.
Тя се осъществява чрез електронния поток, който, к^кто и при
усилвателната ЛОВ, взаимодействува с обратната вълна и увеличава
(по посока на изхода) нейната енергия. При достатъчно голямо усил-
ване в лампата ще възникнат в. ч. трептения, честотата на конто ще
зависи от големината на ускоряващото напрежение. Този факт може
да се обясни по следния начин. В електронния поток съществуват
непрекъснато малки незакономерни изменения на плътността на елек-
троните и вследствие на това в лампата възникват шумови вълни с не-
прекъснат спектър от честоти. Съответно се получават, макар и слаби,
обратни вълни. За всяка от тях при определена скорост на електрон-
ния поток (т. е. за определена големина на ускоряващото напрежение)
се постигат необходимите оптимални условия на взаимодействие; от
това пък възникват в ч. трептения, който се усилват и постепенно
преминават в стационарни.
За правилното протичане на описания процес на самовъзбуждане
и еле 1 това за поддържането на стационарния режим важна роля
играе големината на електронния поток, т. е. токът на ЛОВ Чрез из-
бирането на тази големина се реализира условието за баланс на ам-
плитудите.
Съществуването в ЛОВ на сравнително широк, и то непрекъснат
спектър от шумови вълни, дава възможност в съответствие с напра-
веното току-що обяснение чрез плавно изменение на ускоряващото
напрежение да се постигне и плавно изменение на честотата на гене-
ратора. Тук честотната настройка може да става в широки граници.—
до 35% от средната честота. Във връзка с това може да се при-
помни, че при генераторите с ЛБВ получаването на отделни зони на
генерация с възможност за пренастройка в тесни граници, а не в не-
прекъснат честотен обхват се дължеше на необходимостта от едно-
фазност между основната и отразената вълна на входа на лампата.
Това е друга съществена разлика между генераторите с ЛОВ и ЛБВ.
При ЛОВ се използуват закъснителни линии с голяма дисперсия,
239
при която честотата на генератора нараства с увеличаването на уско-
ряващэто напрежение.
На фиг. 51.1 е показано устройството на една лампа с обратна
вълна, основните елементи на която са електронен прожектер /7, със-
тавен от обичайните електроди, закъснителна линия (от т. нар.
Фиг. 51.1
гребеновиден тип) ЗЛ, в. ч. изход И, колектор /Со, втулка за поглъ-
щане на вълните в права посока Вт и фокусираща система на елек-
тронния поток ФС (същата, както е при ЛБВ). При тази конструкция
на ЛОВ електронният поток се движи към колектора по права линия.
Съществуват обаче и други конструкции на ЛОВ, при конто закъсни-
телната линия има формата на незатворена окръжност, по която се
движи и електронният поток.
Генераторите с лампа с обратна вълна имат най-висок к. п. д. от
всички генератори на СВЧ — до 50 %, което, съчетано с широкия че-
стотен обхват на настройка, прави тези лампи особено перспективни
в развитието на СВЧ техника.
240
ЧЕТВЪРТА ЧАСТ
УСТОЙЧИВОСТ НА РАБОТАТА НА РЕЗОНАНСНИТЕ
УСИЛВАТЕЛИ
ТРИНАДЕСЕТА ГЛАВА
НЕУТРАЛИЗАЦИЯ
52. ВЛИЯНИЕ НА ПАРАЗИТНАТА ВРЪЗКА МЕЖДУ АНОД
И УПРАВЛЯВАЩАТА РЕШЕТКА
Досега при разглеждане на действието на резонансния усилвател
на мощност се приемаше, че между анодната и решетъчната верига
не съществува никаква друга връзка освен познатата от принципа на
«електронните лампи връзка чрез анодния ток, т. е. решетъчното напре-
жение управлява анодния ток на лампата. За резонансните усилватели
на мощност в дълговълновия обхват това до голяма степей е вярно.
За средновълновите, късовълновите и особено ултракъсовълновите
усилватели обаче това не е точно така. При тях освен споменатата
нормална връзка се прибавя и нова, дължаща се на капацитета между
управляващата решетка и анод. Този тъй наречен проходен капацитет е
причина за редица нежелани явления, по-съществени от конто са:
к Пряко преминаване на високочестотната енергия от реше-
тъчната в анодната верига. Това явление може да се разбере
много лесно, като си представим, че лампата на резонансния усил-
вател (фиг. 52.1) е запушена чрез Eg или още по-добре, че отопле-
нието й е прекъснато. При това положение катодът е студен. Еми-
сионен ток в анодната верига на лампата липсва. Би следвало, че и
върху трептящия кръг в анодната верига не трябва да има напреже-
ние. В действителност обаче, ако източникът за възбудително напре-
жение Ug е включен, върху Za ще се появи напрежение. Появата на
високочестотно напрежение £7пр в краищата на Za в случая се дължи
на протичането на високочестотен ток през Cag- Веригата на този тъй
наречен ток на пряко преминаване /пр е показана на фиг. 52.1 б. Оче-
видно е, че напрежението на прякото преминаване (6/пр =ZnpZa) при
•определена стойност на Ug и Za е толкова по-голямо, колкото е по-
голям капацитетът Cag и по-висока честотата а).
16 Радиопредавателиа техника 24 Ь
Наличието на ток на пряко преминаване е свързано с пряко
прехвърляне на високочестотна енергия от решетъчния в анодния
кръг. Това налага необходимостта от увеличение на мощността на
възбудители. Така например при честота от порядъка на 5—6 MHz
мощността на прякото преминаване надхвърля 3—4 пъти мощността,.
необходима за покриване на собствените загуби в решетъчната верига
на лампата. При по-високи честоти енергията на прякото преминаване
нараства още повече и използуването на триодите без вземане на
специални мерки (специални схеми) става невъзможно. Прякото пре-
минаване на енергията е особено вредно при работа на предавателя в
телеграфен режим. При този режим вследствие на прякото премина-
ване предавателят ще продължава да излъчва и през паузите (в ин-
тервалите между телеграфните знаци).
При амплитудна модулация прякото преминаване влошава качест-
вото (линейността) на модулационната характеристика.
2. Обратна реакция на анодната верига върху решетъчната.
Това явление се проявява само когато усилвателят е включен в нор-
мално действие. Еквивалентната схема от фиг. 46.1 а в този случай е
показана на фиг. 52.1 б. Тук анодният трептящ кръг, в краищата на
който вследствие на действието на усилвателя се създава напреже-
ние Uay е представен като генератор с полюсно напрежение Ua.Z^ е
импедансът на решетъчната верига. Под действието на електродвиже-
щата сила на този еквивалентен генератор във веригата протича ток
/обр и върху импеданса Zgk между решетката и катода на лампата
освен нормалното възбудително напрежение Ug се появява и допъл-
нително Д Ug. Това е напрежението на обратната връзка през Cag. В
зависимост от фазата спрямо Ug обратната връзка може да бъде по-
ложителна — Ug да се увеличи и усилвателят евентуално да се само-
възбуди, или отрицателна — Ug да се намали и изходната мощност да
спадне. Както първото, така и второто явление са нежелателни. Те се
проявяват толкова по-силно, колкото е по-голям проходният капацитет
и по-висока честотата.
3. Обратна реакция на анодната верига на усилвателя върху
анодната верига на възбудителното стъпало. Понеже решетъчната
верига на усилвателя е свързана с анодната верига на възбудителя,
изменението на напрежението вследствие на .обратната реакция дава
242
отражение върху режима на възбудителното стъпало; изменя еквива-
лентното му товарно съпротивление. Ако възбудителното стъпало
е генератор (осцилатор;, вследствие на обратната реакция се изменя
честотата на произвежданото напрежение — увеличава се нестабилност-
та на честотата.
За намаляване на прякото преминаване и обратната реакция се
използуват следните начини:
1. Намаляване на проходния капацитет Cag чрезупотреба
на екранирани лампи (тетроди и пентоди). Проходният капацитет на
тези лампи е десетки и стотици пъти по-малък от проходния капа-
цитет на триодите.
2. Използуване на схе<ми за умножение на често-
тата. В този случай двата кръга в решетъчната и в анодната верига
са настроени на различии честоти, при което прякото преминаване и
обратната реакция са силно намалени. Стъпалата, работещи в режим
на умножаване, обаче имат нисък коефициент на полезно действие,
поради което този режим не се препоръчва за мощни стъпала.
3. Неутрализация. Използуват се специални схеми, при конто
вредните влияния на проходния капацитет са силно намалени. Неутра-
лизацият^ намира приложение в мощните стъпала на предавателите^
където се налага употребата на триоди.
4. Използуване на схема на резонансен усилвател
със заземена (обща) решетка.
Първият и вторият начин за премахване на вредните влияния от
проходния капацитет не се нуждаят от специални пояснения. Тук по-
подробно ще бъдат разгледани само третият и четвъртият начин.
53. СХЕМИ НА НЕУТРАЛИЗАЦИЯ
Общата идея, която се използува във всички схеми на неутрали-
зация, е да се неутрализира влиянието на проходния капацитет CQg
чрез въвеждане на допълнителна верига за неутрализация. Напре-
жението, подадено чрез тази верига, трябва да бъде равно по голе-
мина и обратно по фаза на създаденото напрежение чрез проходния
капацитет Cag. Така двете напрежения взаимно ще се унищожат и
вредното влияние ще бъде отстранено. При еднотактните усилватели
се прилагат главно два вида схеми на неутрализация:
1. Решетъчна неутрализация, Особеното при нея е, че напреже-
нието на неутрализация се взема от решетъчния кръг. За цел га кръго-
вият капацитет е разделен на две части Ст и Са (фиг. 53. 1^. В
краишата на капацитетите възникват противни по фаза напрежения
Ug и UK. Първият предизвиква ток на прякото преминаване /пр, а вто-
рого — ток на неутрализацията /н. Чрез регулиране на капацитета на
неутродинния кондензатор Сн тези два тока могат да се изравнят по
големина. Тогава създаваните от тях напрежения върху анодния кръг
ще се изравнят и понеже са противни по фаза, гЦе се унищожат.
243
Обяснението на решетъчната неутрализация може да стане още,
като схемата на фиг. 53.1 а се начертае във вид на еквивалентна
мостова схема (фиг. 53.1 б). Капацитетите Сь Са, Са и Сн образуват
рамена на капацитивен мост. Решетъчната бобина Lg и анодният
кръг La Са са включени в двата диагонала на моста. Ако мостът е
ag
уравновесен, т. е. ако е изпълнено условието напрежението
с2 сн
Utg върху бобината Lg не може да се прехвърли върху кръга La Са
м обратно — напрежението Ua върху анодния кръг не може да се
преУвърли върху Lg. С други думи, липсва пряко преминаване върху
LaCa и обратна реакция върху Lg.
Решетъчната неутрализация не е съвършена. При нея при пълно
уравновесяване на моста те премахват прякото преминаване на енер-
гията от решетъчната в анодната верига и обратната реакция върху
анодната верига на възбудителното стъпало, свързано с Lg. Обратната
реакция обаче върху възбудителното напрежение на усилвателя не се
отстранява, понеже пространството решетка—катод (съответно ка-
пацитетът CJ не е включено в диагонала, а в едно от рамената на
моста.
2. Анодна нейтрализация. При тази схема вместо капацитета на
решетъчния кръг е разделен капацитетът на анодния кръг. На фиг.
53.2 а е показана опростена схема при анодна неутрализация и съот-
ветната еквивалентна мостова схема (фиг. 53.2 б). Напреженията Ua и
Ua създават равни противоположни токове през Lg, Cg, като по този
начин се унищожава обратната реакция върху възбудителното напре-
жение Ug и върху възбудителя. Понеже кръгът Lg, Cs е включен в
диагонала на моста, в краищата му липсва напрежение на прякото
преминаване.
От мостовата схема (фиг. 53.2 б) може лесно да се напише усло-
1 ^ag
вието за неутрализация:
с2 сн
Разгледаните мостови схеми на решетъчна и анодна неутрализация
244
са опростени. При решетъчната неутрализация не е взето пред вид
входного съпротивление на усилвателя —шунтиращо С19 и загубното
съпротивление на La, а при анодната — еквивалентното вътрешно
съпротивление на лампата. Наличието на тези активни съпроти-
вления пречи на пълното фазово уравновесяване на схемата, а
оттам и на пълната компенсация на прякото преминаване и обратната
реакция.
3. Неутрализация на двутактно стъпало.. Най-съвършена по
отношение възможностите за неутрализация е двутактнага схема.
(фиг. 53.3). Симетрията на схемата позволява да се получат дефази-
рани точно на 180° напрежения и пълна компенсация както на пря-
кото преминаване, така и на обратната реакция. При тази схема уело*’
вието за неутрализация е Cagl = Cag2 = Сщ = Сн2. Освен това при мон-
тажа трябва да се държи сметка за паразитните капацитети къмг
рамената, така че да бъде спазено и условието С'{ = С'2 и С1 = С^
245
За качеството на неутрализацията може да се съди по показа-
нията на амперметрите, включени в анодната и решетъчната верига
на стъпалото. При добра неутрализация, при настройване на анодния
кръг (например чрез въртене на оста на настройващия кондензатор
Са около резонансного положение) минимумът на анодния ток съвпада
с максимума на решетъчния ток (фиг. 53.4 а). При лоша неутрали-
зация тези две екстремни стойности не съвпадат (фиг. 53.4 б).
54. РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ С 05 Щ А (ЗАЗЕМЕНА) РЕШЕТКА
Схемата на обыкновения резонансен усилвател (фиг. 54.1) се харак-
теризира с това, че входного напрежение t7BX се прилага между ре-
Фиг. 54.1
шетка и катод, а изходното 67к се получава между анод и катод на
лампата. Общият електрод за двете вериги в случая е катодът, който
се свързва със земя. Анодният ток не минава през решетъчния
трептящ кръг.
246
При схемата с обща решетка източникът на възбудителното
напрежение се включва пак между решетка и катод, но в катодната
верига на лампата (фиг. 54.2 а). По този начин общ електрод за двете
вериги става решетката. Тя се свързва с нулевия потенциал — земята.
Фиг. 54 2
Анодният ток минава през входния трептящ кръг. Ако се вземат
пред вид знаците на моментното напрежение между анода и катода
на лампата Ua и катодът и решетката на лампата Ug9 ще се види, че
напрежението върху трептящия кръг UK е равно на сумата от Ua и
Ug. В случая пространството анод—катод може да се разглежда
като генератор на променливо напрежение Ua, решетъчният кръг —
като втори генератор с полюсно напрежение Ug. Тези два генератора
действуват синфазно (фиг. 54 2 б).
Токовете на прякото преминаване и обратната реакция в тази
схема (на фиг. 54 2 а са показани с пунктир) са силно намалени по-
ради това, че свързващият капацитет между входната и изходната
верига (между входния и изходния кръг, АВХСВХ и LC) вече не е Cag,
а Сак- Последният е много пъти по-малък от Cag- Управляващата ре-
шетка в случая кграе роля на електростатичен екран между входната
и изходната верига на усилвателя (фиг. 54.2 в). Затова решетките на
лампи, предназначени за такива усилватели, се правят гъсти и с
малка индуктивност на изводите.
В енергийно отношение усилвателят с обща решетка се характе-
ризира с някои особености:
1. Входна мощност. Понеже през входния трептящ кръг протича
както нормалният решетъчей ток 1ё1, така и анодният 1а1 и тези два
тока при настроени кръгове са във фаза, изразходваната мощност от
възбудителя е по-голяма, отколкото при обикновения усилвател.
При усилвател със заземен катод РВЪЗб = Pgi = 0,5 UgIgl.
При усилвател със заземена решетка Рвъзб = Pg± + Рг =
= 0,5 . Ug-jjgi H-О,5 Ug .
Вторият член 0,5 Ugla\ е няколко пъти по-голям от първия.
Следователно мощността на възбудителя при еднакви други усло-
вия трябва да бъде неколкократно пъти по-голяма, отколкото при
схема със заземен катод.
247
2. Изходна мощност. При усилвател със заземен катод
= 0fiUKIal = 095UaIal,.
При усилвател със заземена решетка Рх = 0,5 UK Iai =
~ 0,5 (Ua + t7g) Л1 = 0,5 и а Iax+0,5 uglax.
Изходната мощност при усилвател със заземена решетка при
еднакви други условия е с 0,5 UgIgl по-голяма в сравнение с усил-
вател със заземен катод, т. е. тя се е увеличила точно с толкова, с
колкого се е увеличила входната възбудителна мощност на стъпалото.
Тези резултати показват, че допълнителната мощност, изразходвана
от възбудителя, не се е разсеяла ненужно като топлина от някои от
електродите на лампата или елементите на схемата, а е постъпила
директно в изходния трептящ кръг, с което се е увеличила изходната
мощност на стъпалото. Оттук при по-точно изследване може да се
докаже, че усилвателите с обща решетка работят с по-нисък коефи-
циент на усилване по мощност, отколкото усилвателите с общ катод.
Необходимостта от по-голяма възбудителна мощност, както и по-
ниският коефициент на усилване по мощност ^Кр= j са същест-
вени недостатъци на усилвателите със заземена решетка. Въпреки
това обаче този вид усилватели намират широко приложение в мощ-
ните диапазони късовълнови и ултракъсовълнови предаватели.
ЧЕТИРИНАДЕСЕТА ГЛАВА
ПАРАЗИТНИ ТРЕПТЕНИЯ
55. ПАРАЗИТНО САМОВЪЗБУЖДАНЕ
Понякога във в ч. усилватели и генераторите на радиопредавате-
лите възникват производно трептения на различии честоти. Това
явление се дължи на появата на самовъзбуждане, при което са изпъл-
нени (за съответната честота) условията за баланс на амплитудите и
баланс на фазите. Такива честоти и самовъзбужданията, който ги по-
раждат, се наричат паразитни, понеже водят до някои неблаго-
приятни последний като:
1. Намаляване на полезната променливотокова мощност, к.п.д. и
някои други показатели на съответното устройство.
2. Излъчване чрез антената на паразитни трептения с една че-
стота или цял спектър, което води до нарушаване на международ-
ните конвенции за радиовръзките, радио-и телевизионноторазпръскване.
3. Изважцане от строя на скъпи детайли или цели стъпала от
комплектного предавателмо устройство (при интензивни паразитни
248
самовъзб) ждания), особено при по-големи инсталирани мощ-
ности, и т. н.
Паразитните самовъзбуждания може да възникнат не само в нови
устройства, но и при такива, намиращи се в експлоатация, и то в
някои случаи само при смяна на лампи, изменение положението на
органите за настройка и т. н. Те може да имат различна интензивност,
включително до пълната номинална мощност на съответното стъпало.
Наблюдаваните в практиката случаи и варианти на паразитни самовъзбуждания
намират своето теоретично обяснение при анализа на представените графично в една
обща равнинна координатна система (/а1, Ug) колебателни характеристики и прави
линии на различна по големина обратна връзка (фиг. 31.7 и 31.8). Оттам може да се
види, че съществуват практически неограничен брой варианти на общи решения на
тези зависимости. Оттук и неограниченият брой на възможни паразитни възбуждания :
по мощност, трайност, периодичност и т. н. Всичко това усложнява значително въпроса
за една ефикасна борба с тях.
В зависимост от отношението на честотата на паразитного треп-
тене /п и работната честота /р са възможни следните видове пара-
зитни трептения:
a) — паразитни трептения с работна честота;
б) /п//р < 1 — нискочестотни паразитни трептения;
в) /п//р>1 — високочестотни паразитни трептения.
Освен това в зависимост от вида на реализираните за паразитните
трептения еквивалентни схеми те може да бъдат еднотактни и дву-
тактни.
Паразитните трептения с работна честота въз-
никваг обикновено в усилвателните стъпала на радиопредавателите.
Причина за това е нарушаването ца условията за стабилна работа. За
постигането на тези условия се държи сметка още при проектирането
и конструирането на съответните устройства. Така напр. освен взема-
нето на мерки за избягване на паразитни обратни връзки от нецеле-
съобразен монтаж се използуват усилвателни лампи с голяма стръм-
вост и малък проходен капацитет (Cag) или се използуват схеми за
компенсиране на вредного влияние на този капацитет (така нар. „не-
утрализация"), коефициентът на привеждане аг-трябва да има по-малка
стойност и т. н. Изискванията във връзка с това често са противо-
речиви. Ето един пример: за малка стойност на а/ трябва да се из-
бере режим с 0 > 90°; при мощните стъпала обаче това е недопу-
стимо поради ниския к.п.д. В такива случаи се прибягва до компро-
мисни решения.
Нискочестотните и високочестотните паразитни трептения може да
възникнат както в усилвателни, така и в генераторни стъпала и имат
за първопричина образуването на паразитни трептящи кръгове в анод-
ната или решетъчната верига. Такива кръгове се получават най често от
разпределените индуктивности и капацитети на схемните елементи:
изводи на лампите и използуваните радиочасти (съпротивления, кон-
дензатори и пр.), монтажни проводници, в. ч. захранващи дросели и
междуелектродните лампови капацитети.
Ниско°естотните паразитни трептения (/П</Р) се
249
появяват най-често в стъпала със захранване на анодните и решетъчните
кръгове на лампите през в. ч. дросели. От многото възможни варианти
като пример на фиг. 55.1 е показано едно стъпало с анодна неутрали-
зация (а) и неговата еквивалентна схема за паразитни трептения (б).
Фиг. 55.1
За /п << /р индуктивното съпротивление на кръговите бобини е много
малко и може да бъде пренебрегнато. Вследствие на това конденза-
торите Сх и С2 се явяват включени паралелно на индуктивността на
анодния дросел Let, т. е. образува се паразитният аноден кръг, озна-
чен на еквивалентната схема. Съответно решетъчният паразитен кръг
се образува от индуктивността на решетъчния дросел Аб2, неговия
собствен капацитет и входния лампов капацитет Q*. От схемата се
вижда, че в случая върху големината на обратната връзка влияе (и то
неблагоприятно) и капацитетът на неутродинния кондензатор Ся.
При високочестотните паразитни трептения (/п>/р)
кръговите бобини се проявяват вече като в. ч. дросели, а капаците-
тите имат незначително съпротивление, така че влиянието и на едните,
и на другите може да се пренебрегне. Еквивалентните в. ч. кръгове
за /п тук се образуват от индуктивността на изводите на лампите и
монтажните проводници и
ламповите и монтажните капа-
цитети. При такава постанов-
ка на въпроса на фиг. 55.2 е
представена еквивалентната
схема за паразитните трепте-
ния на едно противотактно
в. ч. стъпало с неутрализа-
ция. В случая електродите
на двете лампи се явяват
включени в паралел. Тогава
^анодният кръг се образува от резултантната индуктивност на анод-
ните монтажни проводници (0,5 Аам) и сумарния капацитет в изхода на
лампите (2. СаА). Аналогично елементите на решетъчния кръг ще имат
стойност 0,5 AgM и 2. Cgk • Паразитната обратна връзка при тази схема
се осыцествява през еквивалентния капацитет 2 (Cag + Ся).
250
Борбата с паразитните самовъзбуждания се свежда до прилагане на
такива мероприятия, конто способствуват за нарушаване на условието
за баланс на амплитудите — чрез намаляване на паразитната обратна
връзка /<Овп и еквивалентното съпротивление на паразитния кръг /?вп,
т. е. до реализиране на обратного условие:
/<овп.5ср./?еп < 1 (за тетроди и пентоди),
или
(Ковп — D). 5ср. Ren < 1 (за триоди).
/<овп може да се намали значително чрез намаляване на паразитните
капацитети и индуктивности — при целесъобразно изпълнение на мон-
тажа, екраниране на кръговете, избягване употребата на дросели и др.
Ефикасно средство е също така включването на допълнителен конден-
затор в решетъчния кръг (за намаляване на /?Вх) и намаляването на
качествения фактор Q на паразитните кръгове чрез увеличаване на
тяхното загубно съпротивление.
За /п < /Р намаляването на Q се постига чрез паралелно включ-
ване към кръговете на активни съпротивления, което естесггвено е
свързано и със загуба на променливотокова енергия. За /п > /Р е
намерено по-добро решение, при което се използуват т. нар. антипара-
зитни £/?-групи — фйг. 55.3. Една такава трупа е съставена от пара-
лелно свързани индуктивност L и безиндуктивно (обемно) графитно
съпротивление R = 10 4- 100 Q. Нейното оразмеряване се извършва
така, че тя да има значително съпротивление за /п и
т. е.
2 nfn .L^> R и 2 ти/р . А0.
Антипаразитните групи се включват в решетъч-
ните и анодните изводи на лампите и в кръга на
неутродинния кондензатор.
Информативно може да се съобщи, че освен
разгледаниге паразитни самовъзбуждания в практиката съществуват
и редица други, като напр. тези, дължащи се на „Динатронен ефект"
в лампите (а не на паразитна обратна връзка), на наличието на па-
разитно съпротивление (вследствие лошо заземяване, увеличено кон-
тактно съпротивление, увеличено вътрешно съпротивление на общ то-
коизточник) и др.
При разработката и строежа на радиопредавателите се отделя из-
вънредно голямо внимание на този въпрос. Най-често особено при
обхватни (диапазонни) предаватели на къси вълни с голяма мощност
се прилагат едновременно повечето от разгледаните, а и някои други
мероприятия за борба с паразитните самовъзбуждания.
почти и за 7Р
Z R
Фиг. 55.3
251
ПЕТА ЧАСТ
УПРАВЛЕНИЕ НА ТРЕПТЕНИЯТА
ПРИ РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
ПЕТНАДЕСЕТА ГЛАВА
АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ
56. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА АМПЛИТУДНАТА МОДУЛАЦИЯ
1. Основни положения. От основния курс по радиотехника се знаег
че за да може да се предаде каквото и да било съобщение посред-
ством радиовълни, е необходимо антената на радиопредавателя да се
захрани с високочестотен ток, управляван по някакъв начин от ниско-
честотция сигнал, съдържащ съобщението.
В зависимост от това, кой от трите параметъра на високочестотния
ток — амплитуда, честота или фаза, се изменя в такт с нискочестотния
сигнал, съществуват трите вида модулация — амплитудна, честотна и
фазова.
При амплитудната модулация амплитудата на високочестотния ток
се изменя в такт с нискочестотния сигнал, и то така, че във всеки
момент отклонението на амплитудата от средната й стойност да бъде
пропорционално на съответната моментна стойност на нискочестотния
сигнал.
Стъпалото, е което се извършва модулацията, се нарича модула-
ционно. В модулационното стъпало следователно постъпват два сиг-
нала—високочестотен и нискочестотен.
В зависимост от това, на кой от електродите на лампата, работеща
в модулационното стъпало, се прилага нискочестотният сигнал, който
извършва модулацията, се различават следните видове амплитудна
модулация: решетъчна, анодна и комбинирана.
От своя страна решетъчната модулация бива: модулация чрез първа
(управляваща), чрез втора (екранна) и чрез трета (защитна) решетка.
Обикновено високочестотният сигнал се подава винаги на първа ре-
шетка. Модулация само чрез втора решетка (екранна) почти не на-
мира приложение поради някои недостатъци, който притежава.
Когато модулиращото напрежение действува само върху един от
електродите на лампата, модулацията се нарича единична или проста.
252
Единичната модулация не намира широко приложение поради енер-
гийни и други недостатъци, конто ще бъдат разгледани по-нататък.
Най-широко приложение са получили комбинираните начини на моду-
лация. При тях едновременно с изменението на модулиращото напре-
жение, приложено върху един от електродите, се осъществява прину-
дително или автоматично изменение на напрежението и на друг някой
електрод или електроди. По този начин се постигат по-добри енергийни
показатели на модулационното стъпало и по-висококачествена моду-
лация.
Нека сега припомним познатите от основния курс по радиотехника
съотношение за модулирания ток, напрежение и мощност, като ги
напишем във вид, в който те се използуват за анодната верига на
модулационното стъпало.
Изразът за амплитудно модулирания ток е
i = /0 (1 + т sin 21) sin (оо t,
където
I е моментна стойност на модулирания ток;
/0 — средна стойност на амплитудата на модулирания ток или
амплитуда на високочестотния ток при липса на модулация
(т = 0);
т = — коефициент на дълбочина на модулация;
Й = 2 к F — ъглова честота на модулиращия ток (ниска честота);
<оо = 2тс f — ъглова честота на модулирания ток (висока честота).
Изразът за амплитудно модулирания ток, написан за първата хар-
монична на анодния ток на модулационното стъпало, независимо от
това, каква е модулацията (решетъчна, анодна и пр.), при липса на
нелинейни изкривявания е
iai = Л1н (1 + т sin 21) sin u)01 = Iai sin w0t,
където
ia\ e моментна стойност на модулирания ток в анодната верига;
1а\п— средна амплитуда на модулирания ток в анодната верига
с честота, равна на първата хармонична на анодния ток,
или амплитуда на първата хармонична на анодния ток
при т = 0.
Изразът Л1н(1 + т sin 2 /) = Iai 9пределя амплитудата на първата
хармонична на анодния ток в който и да било момент. Максималната
и минималната стойност на тази амплитуда са
1а\ макс = AzlH (1 "Ь > ZaJ мин ~ I а]н (1
Високочестотната мощност, която 1а\ създава в анодния трептящ
кръг на модулационното стъпало, се изменя по квадратичен закон:
Рг = 0,5 /ai Re = 0,5 [/an, (1 -f- т sin Q /)]2 Re = Pm (1 + m sin Q Z)4.
Тука Rih = 0,5/2a]HRe e мощността, постъпваща в анодния трептящ
кръг в момента t = 0 или при т = 0.
253
2. Режима при модулационните стъпала. В процеса на модулация
режимът на модулационното стъпало се изменя в известии граници,
който зависят от коефициента на модулация. При това най-често се
налага да се разграничат четири типични режима на работа на стъпа-
лото: режим на носеща честота, максимален, минимален и среден.
Първите три режима отговарят на три момента от периода на модули-
ращото напрежение.
По-нататък в тази глава с индексите макс, мин, н и ср ще се
означават стойностите на величините в съответните режими — макси-
мален, минимален, на носеща честота и среден, а не максималните,
минималните и пр. стойности на тези величини. Максималните стой-
ности на величините ще се бележат с индекса м. Така например мо-
ментната максимална стойност на анодния ток в максимален режим
ще се означава с /аМмакс, а моментната максимална стойност на анодния
ток в минимален режим с /ДМмин-
а) Режим на носеща честота. Такъв е режимът, когато
нискочестотното модулиращо напрежение има моментна стойност нула
(sin Q t = 0) или изобщо липсва (момент на мълчание пред микрофона)
Този режим често се нарича режим на мълчание. При него
Zal = Лпн > Ua = t/ан = АннИ /^1н = 1а\ъ Rt*
б) Максимален режим. Той съвпада с момента, когато моду-
лиращото.напрежение има максимална стойност (sinQZ = 1). При макси-
мален коефициент на модулация максималният режим за повечето от
познатите схеми на модулация съвпада с граничния. Тогава модула-
ционното стъпало създава максимален ток, напрежение и мощност в
товарния трептящ кръг.
в) Минимален режим. Той съвпада с момента, когато моду-
лиращото напрежение има минимална (максимална отрицателна) стой-
ност (sinQ/ = — 1). В минимален режим токовете, напреженията и мощ-
ностите са минимални :г
^al “ Zal мин = 1а\н (1 Ul) J
Uа = Uа мин = Uau (1 т) j
Л = ^1мин = Р1к(1-/П)2.
г) Среден режим при модулация. Той се отнася до сред
ните стойности на мощностите за време от един период на ниската
честота, с която е модулирано трептенето. При някои схеми на моду-
лация този режим е меродавен за степента на нагряването на отдел-
яйте електроди на лампата при продължителна работа. Средната
(модулираната) изходна мощност е
1 Както се вижда от формулите за минимален режим, при т = 1 и идеална моду-
лационна характеристика тези величини са нули.
254
57. ТЕХНИЧЕСКИ ИЗИСКВАНИЯ КЪМ МОДУЛАЦИОННИТЕ СТЪПАЛА
Основните зависимости, конто съществуват между амплитудите,
средните стойности и пр. на тока, напрежението или мощностите при
амплитудно модулираното трептене, се разглеждат в общия курс по
радиотехника. Тук ще бъдат изброени само главните технически
изисквания, на конто трябва да отговаря едно модулационно стъпала
за амплитудна модулация.
/. Статична модулационна характеристика на стъпалото, Тя
представлява зависимостта на амплитудата на първата хармонична на
анодния ток 1а\ или на никоя друга величина (Ло, Ua , /А и др.), про-
порционална на 1а\ в зависимост от модулиращия фактор. На фиг. 57.1
са показани статичните модулационни характеристики при решетъчна
модулация Ia\ = f (Eg) (фиг. 57.1 а) и при анодна модулация Iai =
(фиг. 57.1 б}.
При решетъчна модулация модулиращият фактор е преднапреже-
нието на лампата Eg, нанесено по абсцисата, а при анодна — анодното
напрежение Еа, нанесено също по абсцисата. По ординатата се нанася
най-често 1а\ или /А, а понякога и До, тъй като постоянната съставяща
на анодния ток е приблизително пропорционална на 1а\ и се измерва
много лесно с постояннотоков амперметър.
Статичната модулационна характеристика не отразява точно процеса
на модулацията, тъй като модулиращият фактор при снемането й
(Её или Еа) не се изменя в такт с ниската честота, а много по-бавно.
Напреженията Eg или Еа просто получават определени постоянни стой-
ности, докато се отчете съответният ток. При такова бавно изменение
на модулиращия фактор липсват влиянията на преходните процеси в
реактивните елементи на схемата, липсват страничните честоти /с + /*
и /q — F и изобщо липсва процесът модулация. Независимо от това
обаче статичната модулационна характеристика дава редица удобства
255
яри разглеждане на модулационните процеси, поради което намира
широко приложение.
По формата на статичната модулационна характеристика може да
се съди за правилността на режима на работа на модулационното стъ-
пало и за степента на нелинейните изкривявания, възникнали в процеса
на модулацията. Обикновено работната точка при покой (липса на
модулиращо напрежение) трябва да се подбере в средата на линейния
участък на модулационната характеристика. Тогава нелинейните изкри-
вявания ще бъдат минимални.
Снемането на горната част на статичната модулационна характе-
ристика при анодна модулация е свързано с известии трудности по-
ради това, че източникът за анодно напрежение Еа не може да
достави по-високо захранващо напрежение и мощност от нормалните.
Освен това, ако тези трудности се преодолеят по някакъв начин, про-
дължителното задържане на повишено анодно напрежение не е жела-
телно поради това, че анодът на лампата може да се прегрее и лампата
да дефектира.
Подобии трудности се явяват и при снемането на статичната харак-
теристика при другите схеми на модуляция.
2. Амплитудна модулационна характеристика. Тя представлява
зависимостта на коефициента на дълбочина на модулация т на изхода
на модулационното стъпало от амплитудата на модулиращото напре-
жение Uq при постоянна ниска честота F: т — /(/%) при F = const.
Графически тази характеристика е почти права линия, минаваща
през координатното начало с известно намаление на стръмността
(изкривяване) в горния участък (фиг. 57.2). Амплитудната модулационна
юлява да се съди приблизително за степента
на нелинейните изкривявания, внасяни от мо-
дулационното стъпало или целия предавател
в обвиващата крива на модулирания ток или
напрежение. Точката Л, в която модулацион-
ната характеристика се отклонява от пра-
вата линия, определи максималния коефи-
циент на модулация /имакс и максималната
амплитуда на модулиращото напрежение Uq,
при конто нелинейните изкривявания са все
още незабележими. Колкото по-голям е пра-
волинейният участък на характеристиката,
толкова по-малки са нелинейните изкривя-
вания, внасяни от стъпалото при максима-
лен коефициент на модулация.
3. Честотна характеристика. Честотна-
та характеристика представлява зависимостта
на коефициента на модулация от честотата нд
модулиращото напрежение при постоянна амплитуда на същото:
m = f(F) при Uq = const (фиг. 57.3). Най-често се говори за обща
честотна характеристика на модулационното стъпало с модулатора.
Колкото по-постоянен е коефициентът на модулация в спектъра на
характеристика също
т
Фиг. 57.2
256
звуковите честоти, толкова по-малки са честотните изкривявания, тол-
кова по-вярно е възпроизвеждането на говора и музиката. Обикновено
честотната характеристика има спадане за най-високите и най-ниските
звукови честоти, което се дължи преди всичко на реактивните еле-
менти в схемата на модула-
тора. Освен това спадането
на честотната характеристика
за висохите звукови честоти
се увеличава и от селектив-
мите свойства на трептящи-
те кръгове, включени в мо-
дулационното стъпало. Това
е особен^ валидно за трептя-
щите кръгове с малка лента
на пропускане при дълговъл-
нови предаватели.
Известно е, че всяко ам-
плитудно модулирано треп-
тене (при предаване на говор
или музика) заема честотна лента около 9 kHz, като най-високите
звукови честоти са честотно най-отдалечени от носещата честота.
Следва, че при преминаване на амплитудно модулираното трептене
през трептящ кръг, ако лентата на пропускане на трептящия . кръг
В = е по-малка от 9 kHz, трептящият кръг ще „отреже* преди
всичко най-високите честоти. Това значи, че трептящият кръг на мо-
дуляционного стъпдло ще внесе честотни изкривявания.
4. Висок коефициент на полезно действие на стъпалото при
средни стойност на коефициента на модулация (т = 0,2 до 0,5).
Този показател има особено голямо значение, когато модулацията се
извършва в мощно стъпало — на високо ниво — крайно стъпало. Тук
стойността на промишления к п. д. на щелия предавател зависи до
голяма с!епен от к. п. д. на модулационното стъпало, а от него се
определят и експлоатационните разходи на цялото предавателно
устройство.
5г Малко съотношение методу номиналната мощност на монти-
раните в модулационното стъпало и модулатора лампи към изход-
ната мощност на предавателя. Този показател също има особено
значение при модулация на високо ниво. Чрез него могат да бъдат
снижена производствените и експлоатационните разходи на предавателя.
Така например не е без значение колко струват лампите на предава-
теля (цената се определя от номиналната им мощност) за единица
мощност в анодния кръг на модулационно стъпало.
17 Радиопредавателна техника
257
58. РЕШЕТЪЧНА МОДУЛАЦИЯ ЧРЕЗ УПРАВЛЯВАЩАТА РЕШЕТКА
Общи сведения
На фиг. 58.1 е показана принципна схема на решетъчна модулация
чрез управляващата решетка.
В решетъчната верига на модулационното стъпало са включени
Фиг. 58.1

последователно три източника на напрежение: преднапрежението Egn,
което трябва да бъде ста-
билно; източник за моду-
лиращото напрежение
(то постъпва от модулато-
ра през модулационния
трансформатор) и източник
за високочестотното напре-
жение, идващо през C6i от
анодния трептящ кръг на
подмоду лационното (въз-
будителното) стъпало.
Принципното действие на
схемата е разгледано в ос-
воения курс по радиотех-
ника. Важен извод, койзд
там се прави, е, че изме-
нението на амплитудата на
първата хармонична на
анодния ток 1а\ в такт с
ниската честота, т. е. ам-
плитудна модулация, може да се осъществи само ако лампата ра-
боти в нелинейния участък на характеристиката си ia = f(l^. Изво-
дите на формулите в радиопредавателните устройства най-често се
правят и важат за линейно идеализираните характеристики на лам-
пите, като кривата линия се заменя с начупена линия. Реше-
тъчна модулация при това положение може да се осъществи само ако
се работи с ъгъл на отсечката на анодния ток 0, по-малък от 180°.
Това не е в противоречие, а напротив — в пълно съгласие с направе-
ните по-преди изводи. При неудачно подбиране на стойността на въз-
будителното напрежение Ug и захранващите напреженйя, така че да се
работи без отсечка на анодния ток през целия период на ниската
честота, амплитудна модулация изобщо ще липсва.
На фиг. 58.2 е показан правилен подбор на напреженията и съот-
ветно на това правилен подбор на ъгъла на отсечката — нормален
режим на решетъчна модулация. От фигурата се вижда, че вследствие
на промяна на преднапрежението около средната му стойност под
влияние на модулиращото напрежение Uq при условие, че Ug е по-
стоянно, импулсите на анодния ток изменят амплитудата и време-
траенето си — ъгълът на отсечката 0 (фиг. 52.2 б). В максимален режим
258
импулсите имат най-голяма амплитуда и най-голямо времетраене, а в
минимален тези величини имат най-малки стойности, клонят към нула.
В съответствие с това се изменя и амплитудата на първата хармо-
нична на анодния ток, тъй като нейната големина се определи от
Фиг 58.2
израза /Л1 = Zoh«i(0)1. В максимален режим /ам и а^б) имат най-голяма
стойност, а оттам и тяхното произведение ще бъде най-голямо:
макс = Лм макс ai(9MiKc). В минимален режим /^м и ах(0) имат минимални
стойности, на което отговаря и минимална стойност Ia\, Ia\wm =
= 1ам мак саг(9 мин)'
И така изменението на 1а\ при решетъчна модулация се дължи
както на изменението на амплитудата на аноднотоковия импулс, така
също и на изменението на времетраенето му, определено чрез 20. При
това, понеже през целия период на нискочестотното напрежение ре-
жимът е ненапрегнат, формата на импулса на анодния ток се запазва
винаги като о\:тровръх отрязък от синусоида. За да липсват нелинейни
изкривявания обаче, не е достатъчно амплитудата 1а\ изобщо да се
измёня от модулиращото напрежение , а във всеки момент да бъде
пропорционална на него.
При добре подбран режим на работа на стъпалото средата на ста-
тичната модулационна характеристика Ia\ = f(E^) е праволинейна, което
съответствува на 0 = 60 -4-120. С увеличение на което съответ-
ствува на увеличение на т, се навлиза в нелинейния участък (фиг. 58.3).
Точките, в който модулационната характеристика се изкривява, опре-
1 (0) нараства почти линейно, когато 0 расте от нула до около 110°.
259
делят максималния коефициент на модулация /zzMaKC, при който нели-
нейните изкривявания са все още незначителни. Обикновено
^макс = 70—80 0/q.
Едновременно с изменението на амплитудата на първата хармо-
нична на анодния ток под влияние на променящото се в такт с нис-
Фиг 58.3
ката честота преднапрежение се изменя и постоянната съставяща на
анодния ток (фиг. 58.3 с). Изменението на /а0 в известен участък
е линейно подобно на изменението на анодния ток при усилване на
нискочестотно напрежение клас А. При това във всеки момент постоян-
ната съставяща е почти пропорционаяна на първата хармонична на
анодния ток /а1. Ето зато много често за удобство вместо зависн-
мостта Ia\=f(JEg) за модулационна характеристика се използува зави-
симостта Ia(}—f<Eg\ която има приблизително същия ход.
На фиг. 58.3 е показана нагледно връзката между модулиращото’
напрежение uq (съответно Eg=EH-\- иЬ) и 1аъ I&.
Ако режимът е правилно подбран, средната стойност на анодния ток
за един период на ниската честота /аср ще се запази равна на стой-
ността на тока при мълчание /ан.
Ако при включване на модулиращото синусоидално напрежение
постоянната съставяща на анодния ток се увеличи или намали в сравне-
ние със стойността при мълчание, следва, че точката при покой Н
върху модулационната характеристика е подбрана неудачно. Тогава
модулацията е несиметрична.
260
59. ЕНЕРГИЙНИ СЪОТНОШЕНИЯ ПРИ РЕШЕТЪЧНАТА МОДУЛАЦИЯ
Всяко модулационно стъпало в режим на решетъчна модулация
представлява резонансен усилвател на мощност, на който предвапре-
жението се измени в известии граници. В анодната верига са налице
трите мощности: вход на PQ=Ia^Eo, изходна /^ = 0,5/21 Ri и загубна
Ра — Pq — Pv Разликата се състои в това, че докато при обикновения
резонансен усилвател на мощност Ро, Р2 и Ра остават постоянни за
неопределено дълго време, при модулационните стъпала тези мощ-
ности се изменят в зависимост от моментната стойност на модули-
ращото напрежение (фиг. 59.1).
Тъй като анодното захранващо напрежение Еа при решетъчна моду-
лация е постоянно, входната мощност ще бъде пропорционална на /а0,
т. е. ще се изменя линейно през периода на модулиращото напрежение.
Средната й стойност за един период на ниската честота при симет-
рична модулация ще се запази равна на входната мощност в режим
на носеща честота: Роср=£'а4оя = Изходната мощност ще се из-
меня квадратично с изменението на преднапрежението, тъй като тя е
пропорционална на квадрата на амплитудата на анодния ток.
261
Разликата между моментната входна и изходна мощност определя
моментната мощност, превърната в топлина от анода на лампата —
загубната мощност Ра.
О г фиг. 59.1 се вижда, че заедно с изменението на Рх и Ро през
периода на модулиращото напрежение се изменя и Ро. При това ме-
родавна за загряването на анода на лампата в процеса на модула-
цията не е моментната стойност на мощността, а средната стойност
на Ра за един период на ниската честота Ра^> Тази мощност може
да се изчисли от очевидного равенство Р2Ср=Роср — РИзхсР = Роср —
— (^н4-Рстр.ч)• Тук РИзхср=Р\н4-р.ч е общата изходна мощност на
стъпалото, равна на сумата от мощността в режим на носеща честота
и мощността, дължаща се на страничните честоти: РС1р.ч =—-—.Най-
голяма загубна мощност върху анода на лампата при решетъчна моду-
лация се отделя в режим на мълчание (/п = 0). Тогава при запазване
на същата входна мощност (РОср = РОя) се намалява изходната (РИЗхсР =
= Р\^ защото мощността на страничните честоти е нула.
Р
Коефициентът на полезно действие = н1 в различните моменти
от периода на модулиращото напрежение е различен. Той има най-
голяма стойност в максимален режим: т}макс = ^гР~ 0,6->0,7. В режим
на мълчание или плитка модулация ц спада чувствително: ^м =
= 0,5т)ма1<с 0,3 -г-0,35. Понеже средният коефициент на модулация при
предавателите за говор и музика е нисък — тср^0,2— 0,3, следва
че и среднйят коефициент на полезно действие на модулационното стъ-
пало ще бъде нисък. Това е един от съществените недостатъци на
решетъчната модулация.
Врешетъчната верига на модулационното стъпало протича
решетъчен ток под форма на импулси с различна амплитуда и време-
траене (фиг. 58.2 в). Амплитудата им се изменя от IgM макс до нула, а
ъгълът на отсечката — от 0gMaKC до нула. Този импулсен решетъчен ток
може да се разглежда като съставен от сума от високочестотни,
нискочестотни променливи синусоидални токовс и една постоянна
(средна) съставяща. Високочестотната съставяща с честота, равна на
първата хармонична, и амплитуда /gi създава товар за възбудителното
стъпало, като консумираната мощност в този случай е P^i = •
Тази мощност се доставя от възбудителното стъпало. Тя има макси-
мална стойност в максимален режим при зададения коефициент на
модулация. Максималната мощност Романе служи за база при подбора
на лампа за подмодулационното стъпало.
Друга величина, която се взема пред вид при изчислението на под-
модулационното стъпало, е входного съпротивление на модулацион-
Ug о
ното стъпало гвх = -7--. Входного съпротивление също се изменя, тъй
като в процеса на модулацията Ig\ се изменя. Минималната стойност
Ц,
на гвх се получава в максимален режим Гвх макс — г *
' gl макс
62
Постоянната съставяща на решетъчния ток за един период на ви-
соката честота не е постоянна за целия период на нискочестотното
напрежение. Тя се изменя с ниска честота в границите от нула до
макс и следователно създава товар за източника на нискочестотното
напрежение — модулятора. Нискочестотната мощност, която модула-
торът в този случай трябва да достави в решетъчната верига на мо-
дулационното стъпало, е приблизително
D (IgO макс ^Он)
2 ~ 2
Тази мощност зависи от коефициента на модулация — има макси-
мална стойност при максимален коефициент на модулация. Тъй като
през модулатора протича нискочестотен импулсен ток, за да не се
създават изкривявания в модулиращото напрежение, е необходимо
вътрешното' съпротивление на модулатора да бъде по възможност
по-ниско. Ако подаването на нискочестотното напрежение в решетъч-
нати верига става чрез трансформатор, той. трябва да бъде понижаващ.
Постоянната съставяща на решетъчния ток за един период на
ниската честота се нарича средна стойност на решетъчния ток. Сред-
ната стойност на решетъчния ток създава отрицателен товарл за из-
точника на преднапрежение Eg. Мощността, която* се съсредоточава
в този случай в източника, е Pg0 = — EgvJg ср. Източникът за предна-
прежение трябва да бъде с ниско вътрешно съпротивление. В про-
тивен случай изменението на /gcp при модулация ще предизвика из-
менението на полюсното му напрежение Egn. Това при решетъчна
модулация е нежелателно, тъй като ще се появят допълнително не-
линейни изкривявания и нестабилност на амплитудата в режим на
носеща честота в сравнение с режим на модулация. Стабилизация
на EgH понякога се постига чрез шунтиране на полюсите на източника
с постоянно съпротивление.
60. СХЕМИ, ПРЕДИМСТВА, НЕДОСТАТЪЦИ И ПРИЛОЖЕНИЕ
НА РЕШЕТЪЧНАТА МОДУЛАЦИЯ
На фиг. 58.1 е показана една от често срещаните схеми на реше-
тъчна модулация. Съществен недостатък на тази схема е наличието
на модулационен трансформатор. Последният внася честотни изкривя-
вания както за ниските, така и за високите звукови честоти. Осо-
бен© вредна при него се явява индуктивността на разсейване Ls (съз-
, дадена от разсеяния магнитен поток), която увеличава еквивалентното
съпротивление на модулатора за висшите хармонични на звуковия
обхват честоти и по този начин способствува за увеличение на не-
линейните изкривявания в модулиращото напрежение. Използуването
на модулационен трансформатор има още и този недостатък, че транс-
форматорът внася големи фазови изкривявания за граничните звукови
263
честоти. Това прави трудно и практически невъзможно прилагането
иа отрицателна обратна връзка по обвиваща крива на модулираното
напрежение1.
На фиг. 60.1 е показана схема, при която горните недостатъци са
накалены. Трансформаторният усилвател е заменен с АС усилвател.
Нискочестотното модулиращо на-
прежение се създава в краища на
дросела La. През същия дросел
преминава постоянната съставяща
на решетъчния ток.
Схема на решетъчна модула-
ция с катоден повторител е пока-’
зана на фиг. 60.2. Вътрешното съ-
противление на модулатора за зву-
ковите честоти в този случай е
твърде ниско:
р .
мод 1
МОД — 1 , ~ —о J
1 I ^мод ^мод
където
Ri МОд е вътрешно съпро-
Фиг. 60 1 тивление на моду-
латорната лампа;
Нмод — коефициент на усилване на модулаторната лампа;
£мод — стръмност на лампата.
Това способствува за намаление на нелиыейните изкривявания в
модулиращото напрежение.
Употребата на катоден повторител позволява прилагане на дълбока
отрицателна обратна връзка по модулиращо напрежение и по обви-
ващата крива на модулираното напрежение.
Тази схема намира приложение в телевизионните предаватели за
предаване на образа.
Основни предимства на решетъчната модулация чрез управля-
ващата решетка е, че тя се осъществява с маломощен модулатор и мо-
дулиращото напрежение има сравнително ниска стойност.
Недостатъците, кои±о ограничават приложението й, са
следните:
1. Модулационната характеристика има твърде нелинеен характер.
Нелинейните изкривявания се увеличават особено много, когато кое-
фициентът на модулация т надхвърля стойност 0,8 до 0,85.
2. Нисък коефициент на полезно действие в режим на мълчание
или плитка модулация. Това прави решетъчната модулация неудобна
1 Отрицателна обратна връзка по обвиваща крива на модулираното напрежение
се разбира детектИране на изходното модулирано напрежение (полученият яискочес
тотен сигнал има форма на обвиващата крива) и прилагане на нискочестотното напре-
жение с обратна фаза във входа на модулатора с цел да се намалят нелинейните и
честотните изкривявания.
264
за прилагане в мощните предаватели, конто трябва да работят с висок
коефициент на полезно действие. Ако се приложи решетъчна моду-
лация в някое от маломощните стъпала на мощен предавател, след-
ващите стъпала до антената трябва да работят в режим на усилване
на модулирани трептения, който е неикономичен. Ако модулацията се
Фиг. 60.2
мзвърши в крайното стъпало, същото при среден процент на модула-
ция т = 0,3 трябва да работи неикономично, а оттам и коефициентът
а полезно действие на целия предавател ще бъде нисък.
Поради изтъкнатите недостатъци решетъчната модулация намира
приложение преди всичко в онези маломощни предаватели, за-
хранвани от мрежата, за конто проммшленият коефициент на полезно
действие няма особено важно значение и в телевизията.
61. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ — ИЗЧИСЛЕНИЕ
НА РЕШЕТЪЧНАТА МОДУЛАЦИЯ
7. Избор на лампи
Изборът на лампите става по максималната мощност, която стъпалото
трябва да отдаде в товарния кръг. Максималната мощност се полу-
чава в максимален режим, при който Pi макс = Р1н(1+/я)3. Обикновено
мощността в режим на носеща честота PiH и максималният коефи-
G65
циент на модулация т са зададени. След изчислоние на макс типът
и броят на лампите се определя по формулата nPi ном Р\ макс, където
Р\ ном е номиналната мощност на една лампа, а п е броят на всичките
лампи в стъпалото. Освен Pi Ном от каталога на радиолампите се вземат
и всички останали данни за избрания тип лампи: Едном, Радон,
Eg и пр.
За решетъчна модулация са подходящи лампите с леви харак-
теристики.
II. Изчисление на максимален режим
Понеже максималният режим при решетъчна модулация съвпада с
граничния, изчислението му се провежда по същия начин и ред, по
който се провежда изчисление на резонансно усилвателно стъпало,
работещо в граничен режим при зададена изходна мощност Pj = PiMai<c
Приема се <?макс = 90° 4- 110°.
III. Изчисление на режим на носеща честота
Стойностите на токовете, напреженията и мощностите в режим
на носеща честота се получават от максимален режим чрез преиз-
числение по формулите:
j ___ ^а! макс г ___ 4z0 макс , г г макс е
/а1н - “утр - - > 'аОн - “Т+^Г ’ Ш ’
р
Р1 макс „
1н~ (1 +т)2 И ПР’
Ъгълът 0н се определя чрез коефициента 74(6) по формулата
ZQ \ _ ^я1н Анн
- S{Ug-DUan) ~ SU~ •
Тъй като величините в дясната страна на равенството са вече опре-
делени, след заместването им се получава стойността на коефициента
Т1(®н) в режим на носеща честота, а от него чрез таблиците за разла-
гане на синусоидален импулс се определя ъгълът 0Н и cosO„.
IV. Допълнителни данни за веригата
на управляващата решетка
За определяне на токовете /^омакс и 41Макс, а оттам и съответните
максимални мощности Р&\ макс и Р& могат да се използуват емпирич-
ните съотношения :
/Г0 макс —(0,1 -4-0,15) /до макс — При ТрИОД;
4о макс (0,03 4- 0,08) /до макс — при пентод;
/^0макс — (0,05 4-0,10)/домакс — при тетрод;
/gl макс 2/^ Омаке •
266
Максималната високочестотма мощност, доставена от предшеству-
ващото стъпало в решетъчната верига на модулационното стъпало, е
Рмакс = 0,5 £441 макс *
Амплитудната нискочестотна мощност, доставяна от модулатора, е
Рл = 0,5 UqIq «0,5 Uq (IgQ макс - /дон)-
Тук f/Q = £gMaKc — Ega И понеже 4он<< 4о макс, за да се предвиди из-
вестен резерв от мощност, може да се приеме, че
Pq «^ 0,5 CJq . /go макс-
Числен пример
Да се направи електрическо изчисление на модулационно стъпало,
работещо в режим на решетъчна модулация чрез първа решетка при
изходна мощност в режим на носеща честота Р1н = 15 W и коефи-
циент на модулация т = \.
1. Избор на лампи
1. Мощност в максимален режим:
Р1 макс = Р1Н(1 +тГ = 15(1 + 1У = 60 W.
2 Номинал на мощност на лампите в стъпалото:
ПР{ ном = Pl макс ~ 60 W.
При п=1 избираме пентода ГУ50 със следните номинални данни:
Рцном-60 W; FflHOM = 800 V; ^2ном=250 V; РаДоп = 40 W;
Р^ поп 5 W; Pgi доп = 1 W; 5=8 гпА/V;/ко доп = 230 шА*, /4==—50
5гр = 5 mA/V; D = 0,02.
//. Изчисление на максимален режим
1 Приемаме Омаке = Н0°, за който от таблиците за разлагане на
косинусоидален импулс на съставящи намираме
«о (Омаке)=0,379 ; cci (Омаке )=0,531; cos(0MaKC) = 0,342.
2. Коефициент на използуване анодното напрежение:
с _е _ 1 2^1 макс _ ,__________2 J50_____—OQ4
^гр-^макс- 1 —— 2 -1 0,531.5.10-3.80е2
а1\°макс,огрса
3 Амплитуда на анодното напрежение :
Ua макс = Еа максЁмакс *= 800.0,93 «740 V.
267
4. Амплитуда на първата хармонична на анодния ток:
г 2^1 макс 2.60 ICO mA
*а\ макс = -ту---= "740- ~ 1 ГПА.
иа макс
S. Амплитуда на импулса на анодния ток:
/ __ Аймаке _ 162 тд
/flM макс ~ а1(вмакс ) “0,531 mA-
6. Постоянна съставяща на анодния ток:
/а0 макс =&о (®макс) ^ам макс = 0,379.305= 115 П1А.
7. Постояннотокова мощност в анодната верига:
Ро макс = £Ло макс = 800.115.10“* = 94 W.
8. Анодна загубна мощност:
Ра макс ~ Ро макс — Р1 макс = 94—60 = 34 W.
9. Коефициент на
10. Еквивалентно
верига:
полезно действие на анодната верига:
макс 60 г\ с л
Чмакс — р — од — 0,64.
г0 макс
съпротивление на трептящия кръг в анодната
Uа макс 740 .-«л х-ч
11. Амплитуда на решетъчното (възбудителното) напрежение:
ц-а,. >+°и‘ — °». .о-?» - Г- з«)г+°’°2 74°-13'3 v
12. Преднапрежение:
Е? = Ее—(Ug — DUa) cos Омаке а 50 —
- (43,3 - 0,02.740) ( — 0,342) = - 40,3 V.
III. Изчисление в режима на носеща честота
1. Постоянна съставяща на анодния ток:
г АгОмакс 115 г<т е „ а
/в0н=-ТТ^-=ПП=:57’5 гаА-
2. Амплитуда на първата хармонична на анодния ток:
Г 41 макс 162 О1 А
/О1Н-Г+т---ПИ"81 тА-
268
3. Амплитуда на анодното напрежение:
IJ _ иаткс _ 740 _g7n у
Um~ l+m ~1-|-1_'5/U *•
4. Коефициент на използуване на анодното напрежение:
е ^макс 0,93 п лсК
5"=г+^-=т=0’465-
5. Коефициентът ft за режим на носеща честота:
= S(Ug — DUa) =8.10"3(43,3—0,02.370) =0,288’
На у1,(9«) = 0,288' по таблиците за разлагане на косинусоидален
импулс отговаря 0н = 70° и cos 70° = 0,342.
6. Постояннотокова мощност в анодната верига:
^он-:₽^- = т^1 = у = 47 W.
7 Променливотокова (изходна) мощност в анодната верига:
О ^*1 макс 60 _। г щ
Pl" = (1+«)а =(Г+Т?~15 W
8. Анодна загубна мощност :
Лж = Нн-Р1Я =47- 15 = 32 Ш<Радоп = 40 W.
9. Коефициент на полезно действие на анодната верига в режим на
носеща честота:
(Ф 7)H = ^-=g=0,32.
*0н
10. Преднапрежение:
Ega = Eg—(Ug — DUa^ cos 0H = — 5O —
— (43,3— 0,02.370)0,342 =—62,2 V.
IV. Допълнителни данни за веригата
на управляващата решетка
1. Постоянна съставяща на решетъчния ток във веригата на птрва
решетка в максимален режим:
go макс '~:=' 0,05/до макс = 0,05.115 = 5,75 mA.
2. Амплитуда на първата хармонична на решетъчния ток в макси-
мален режим:
7^1 макс 2/^0 макс = 2.5,75 = 11,5 шА.
269
3. Възбудителна мощност в максимален режим:
Рмакс = O,5t/g . Ig\ Макс = 0,5.43,3.11.
По тази мощност следва да се избере мощността на възбудител-
ното стъпало, след като се вземе пред вид коефициентът на полезно
действие на междустъпалната връзка.
4. Амплитуда на модулиращото напрежение:
UQ = Eg макс - Egn = - 40,3 - (- 62,2) = 21,9 V.
5. Модулираща нискочестотна мощност:
РQ 0,5Z7q (4о макс IgQii) 0,5 Uq I go макс =
= 0,5.21,9.5,75.10~3 = 0,63 W.
Забележка. IV част на изчислението има ориентировъчен характер. Изчисле-
ните по този начин величини обикновено са по-големи от действителните.
62. ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ. ИЗСЛЕДВАНЕ НА АМПЛИТУДНА
МОДУЛАЦИЯ ЧРЕЗ УПРАВЛЯВАЩАТА РЕШЕТКА
I. Цел на упражнението
Цеята на упражнението е да се потвърдят на практика изводите,
направени в теоретичните уроци, курсистите да получат опит при из-
следване и регулиране на стъпало, работено в режим на амплитудна
модулация и да затвърдят теоретичните си познания в тая облает. II.
II. Описание на опитната постановка
На фиг. 6.21 е показана опитната постановка при изеледване на ампли-
тудната модулация чрез управляваща решетка.
Необходима апаратура
РУМ — използува се познатият макет от упражнението за изелед-
ване на товарните характеристики на резонансен усилвател на мощност.
2. ТГ — тонгенератор тип ТГ2 или друг. Служи за модулатор. Той
се включва последователно във веригата. на управляващата решетка
на лампата и създава модулиращото нискочестотно напрежение.
3. ВЧВ — високочестотен възбудител. Използува се познатият макет
от упражнението за изеледване на товарните характеристики на РУМ.
Той създава високочестотното (възбудителното) напрежение.
4. ЛВх — високочестотен лампов волтметър тип ЛВЗ. Служи за из-
черпване на възбудителното напрежение.
5. ЛВ2 — високочестотен лампов волтметър тип ЛВЗ. С него се из-
мерва изходното високочестотно напрежение.
270
6. ЕЛО — електроннолъчев осцилограф тип ОН2. Използува се за
визуално наблюдение на формата на модулираното напрежение и из-
мерване на коефициента на дълбочината на модулацията.
7. /?т — високочестотно регулируемо товарно съпротивление с допу-
стима мощност 7\on = 20W и максимално съпротивление /?т=40А2-
Фип 62.1
В това съпротивление се изразходва почти цялата високочестотна
енергия, произведена от РУМ. Чрез изменението му се нагажда не-
обходимого товарно съпротивление /?е = /?егР-
8. PCTi — регулируем стабилизиран изправител за анодно и екранна
напрежение тип ТС или ЗС1. Двете системи се използуват самостоя-
телно.
9. РСТ2 — регулируем стабилизиран токоизправител за преднапре-
жение тип ТС или ЗС1. Двете системи се включват насрещно и дават
регулируемо напрежение от 0 до 150 V.
За контролиране режима на стъпалото се използуват трите мили-
амперметъра към макета за решетъчните и анодните токове lg20 и
/ао, волтметрите към стабилизирания токоизправител и волтметърът към
тонгенератора за измерване на модулиращото напрежение.
271
Задание
1. Да се проучи опитната постановка за извършване на упражне-
жмето, предназначението на всеки уред и работата с него.
2. Да се изчисли максимален режим и режим на носеща честота
при решетъчна модулация чрез управляващата решетка с лампата ГУ50
със следните изходни данни1 : Еа «•30QV; £g8=150V; т ж 1 > ®макс —
110°; D = 0,01; 5=5,6 mA; £'g = -26V; />6W; 5rp=2,5mA/V;
Яепх « 40 k Q.
Тази точка се изцълнява предварително.
2. Да се свърже схемата според фиг. 62.1 и да се осъществи мак-
сымалният режим, изчислен в т. 2. Да се отчетат /*оМаКС и Ua макс-
4. Като се намалява преднапрежението Eg през 2V от Д®
^зап, да се снемат модулационните характеристики Ua и
= f(Eg) и се начертаят върху милиметрова хартия.
5. Да се идеализира модулационната характеристика Ua ~f (Eg ) с
права линия и да се определят £гмаКо ^мию ^н = 0,5 (£gMaKC4-£gMIIII) и
= 0,5(£gMaKC £дмин)«
6. Да се установи режим на носеща честота при £^1Н, намерено в
в т. 5, и Ug, начислено по т. 2.
7. Да се включи модулиращото напрежение , изчислено по т. 5,
и чрез получения неподвижен образ на модулираното напрежение върху
екрана на осцилографа да се измери коефициентът на модулация /пмакс •
£> 8. Да се изменя стойността на Uq и се наблюдава върху екрана на
осцилографа как се изменя образът на модулираното напрежение.
При какъв коефициент на модулация се ’появяват нелинейни изкривя-
вания ?
Указание за изпълнение на заданието
Максималният режим при решетъчна модулация съвпада с граничния
Настройването в граничен режим на резонансен усилвател на мощност
е обяснено в предишните упражнения.
Снемането на модулационните характеристики Ua = f(Eg ) и /^ =
= f(Eg ) може да се извърши по следния ред:
1. Възбудителната амплитуда Ug, захранващото напрежение Еа и
Egi, както и RT се поддържат постоянни, равни на установените стой-
ности в граничен режим.
2. Тонгенераторът при снемането трябва да бъде изключен, т. е.
uQ =0.
3. Преднапрежението Eg се понижава през 2 V, като се почне от
^макС = £^гр или от Eg =Egrp +2 V и се стигне до Eg33n напрежение,
при което Uа = 0 и 1а0 = 0. За всяка отделяя стойност на Eg се от-
читат Ua и Ло. Получените резултати се подреждат в следната таб-
лица (табл. 62.1).
1 Захранващите напрежения Еа и Eg, са значително понижени в сравнение с но-
миналниге. Това дава отражение и върху другите параметри на лампата S, Е'g и пр.
272
Таблица 62.1
Ей. -8 — 10 —12 —14 -18 -22 —26 -30 -34 -36 -38 -40 Eg зап
U» eft [V]
Ua [V]
/до [mA]
По данните от таблицата се построяват модулационните характе
ристики и се определят E&KiM, Е&кяя, Е&я, Uq по начина, показан на
фиг. 62.2.
Измерването на коефициента на модулация т (т. 5 от заданието)
<е удобно да стане по следния начин. От екрана на осцилографа с мили-
метрова хартия се измерват раз-
мерите А и В (фиг. 62.3). т
се изчислява по формулата
А — В
т ~ л+в ‘
Контролни въпроси
1. Съвпадат ЛИ величините Ломакс, ^Лмакс , Лон И СЛн, отчетени по
съответните измерватслни уреди, с изчислените по точка 2? Ако не
съвпадат, кои са причините?
2. На какво се дължат изкривяванията във формата на обвиващата
крива във върха и в низината на модулираното напрежение при увели-
чение на Uq над изчисленото за зададената стойност на /иМакс.
3. В каква посока трябва да се изменя преднапрежението Ega, ако
18 Радиопредавателна техника
273
модулацията е несиметрична със сплескване във върха (фиг.62.4а)?
А ако сплескването е в визината (фиг. 62.45)?
4. Може ли, като се включва и изключва модулиращото напрежение
Uq при Eg =» EgB по уреда за Дю, да се познае симетрична ли е модула-
цията или не е симетрична?
5. Съдейки по показанията на същия уред (1а о), може ли чрез регу-
лиране на Egn модулацията да се направи симетрична?
63. УСИЛВАНЕ НА АМПЛИТУДНО МОДУЛИРАНИ ТРЕПТЕНИЯ
При усилване на амплитудно модулирани трептения амплитудата
на постъпващото високочестотно напрежение се измени в съответствие
с модулиращото напрежение, а преднапрежението Eg на усилвателната
лампа се запазва постоянно. Това в същност е и основната разлика
между решетъчната модулация и усилването на модулирани трептения.
Схемата на усилвател на модулирани трептения не се различава от
схемата на обикновен резонансен усилвател на мощност.
В зависимост от подбора на работната точка в режима на мълча-
ние са възможни четири режима на работа на усилвателя: клас А
(0 > 180°), клас АВ (9 > 90°), клас В (9 — 90е) и клас С (9 < 90°). : «
На фиг. 63.1 са показани зависимостите Ia{ = f (Ug) при различните
класове, т. е. модулационните характеристики.
В режим клас А (фиг. (63.2) през целия период на модулиращото
напрежение при максималната стойност на коефициента на модулация,
за която е изчислен даденият усилвател, анодният ток на лампата не
се прекъева. Модулационната характеристика е праволинейна в голям
участък и с най-голяма стръмност (фиг. 63.1, крива /). В този режим
при сравнително ниско възбудително напрежение може да се получи
значителна амплитуда на анодния ток и съответно значителна изходна
мощност. Коефициентът на полезно действие обаче е нисък, поради
което този вид усилване на модулирани трептения намира приложение
274

Фиг. 63.2
275
само в маломощ1ите ^усилвателни стъпала, за конто коефициентът на
полезно действие не е от голямо значение.
Прибрежии клас АВ (фиг. 63.3) модулационната характеристика
Л1 = ) има изпъкналост в началото си (фиг. 63.1, крива 2). Това
Фиг. 63.3
понякога се използува за компенсация на нелинейните изкривявания,
възникнали при решетъчна модулация в предшествуващото стъпало.
Най-често използуваният режим за усилване на модулирани треп-
тения в предавателите е клас В (фиг. 63.4). Модулационната характе-
ристика при него се получава праволинейна и усилването е свързано
с незначителни изкривявания (фиг. 63.1, крива 3). Коефициентът на по-
лезно действие е по-висок, отколкото при клас ’Л и клас АВ. В режим
на мълчание или плитка модулация коефициентът на полезно действие
е около 334-35%.
Модулационната харакгеристика при режим клас С (0 < 90°) (фиг.
64,5) притежава кривина в долния си участък (фиг. 63.1, крива 4). Тази
кривина може да се използува за увеличение на коефициента на моду-
лация. На фиг. 63.6 е показана идеализираната модулационна характе-
ристика Iai^f(Ug) в този случай. Ако с тё означим коефициента на
възбудите'лното напрежение Ug, можем да напишем следното равен-
ство, валидно за максималния коефициент на модулация в решетъчната
верига:
------- ^£макс_____~~ ^£мин 1
е__________________ йн <
От чертежа се вижда, че при така подбраните стойности на вели-
чините съответният максимален коефициент на модулация в анодната
276
Фиг. 63.5
277
верига та ще бъде по-голям от коефициента на модулация
тъчната верига:
______ А11макс Az/h_ мин \
ff^CL_т_____________т •
Jain
в реше
Фиг. 63.6
В практиката увеличението на коефициента на модулация, т. е. за^
дълбочаване на модулацията, се прави в случайте, когато предшеству-
ващото стъпало с цел да се намалят нелинейните изкривявания работи
в-режим на решетъчна модулация с понижен коефициент на модула-
ция — пг = 0,70 до 0,75.
Процесите в анодната верига на усилвателя на модулирани треп-
тения са напълно аналогични с процесите в анодната верига при ре-
шетъчна модулация. И тука изменението на амплитудата на анодния
ток 1а\ се дължи на изменението на амплитудата и ъгъла на отсечката
на аноднотоковия импулс. През целия период на ниската честота ре-
жимът е ненапрегнат, като при максимума на модулиращото напреже-
ние за максималния коефициент на модулация става граничен. Формата
на импулса на анодния ток е островръх отрязък от синусоида. Разла-
гането на такъв импулс на съставящи става с познатите от по-предя
съотношения. В енергийно отношение усилването на модулирани треп-
тения притежава същите недостатъци, каквито има и решетъчната мо-
дулация — нисък коефициент на полезно действие на анодната верига
в режим на мълчание или плитка модулация и значителна стойност на
нелинейните изкривявания.
Усилването на модулирани трептения се прилага най-често в мощни
278
предаватели за амплитудна модулация, при конто поради едни или
други причини модулацията не се извършва в крайното стъпало, а в
някои от предшествуващите стъпала. Всички следващи стъпала до
антената при това положение следва да работят в режим на усилване
на модулирани трептения.
64. АНОДНА МОДУЛАЦИЯ- ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Основните недостатъци на решетъчната модулация и усилването
на модулирани трептения (нисък коефициент на полезно действие и
недостатъчна линейност на модулационната характеристика) до голяма
степей са избягнати при анодната модулация. За анодна модулация се
използуват само триоди.
Анодната модулация се осъществява, като в анодната верига по-
следователно на източника за анодни напрежения се включи модули-
ращото нискочестотно напрежение Uq (фиг. 64.1). По този начин мо-
Фиг. 64 1
ментната стойност на захранващото напрежение Еа се изменя прину-
дително в такт с нискочестотното напрежение в границите от Еа =
= Гамаке=Eavl + Ua до Еа=Eawvm = Eaii—U&. Това обаче не е достатъчно
условие да се осъществи анодна модулация. Така например, ако стъ-
палото работи без отсечка на анодния ток клас А (фиг. 64.2), изме-
279
нението на Еа ъъьъжж само до изменение на постоянната съставяща'
на анодния ток /ао, но не и до промяна на амплитудата на първата
хармонична на анодния ток /а1, т. е. амплитудна модулация изобща
липсва.
По отношение на режима на работа на модулационното стъпало
съществуват няколко вида анодна модулация:
Фиг. 64.2
1. Анодна модулация в ненапрегнат режим с постоянно преднапре-
жение Eg и постоянна амплитуда на възбудителното напрежение Ug —
единична анодна модулация в ненапрегнат режим. Ог
фиг. 64.3 се вижда, че изменението на първата хармонична /а1 в този
случай става за сметка на изменението на амплитудата и ъгъла на от-
сечката на импулса на анодния ток поради промяна на анодното на-
прежение. Формата на импулса е винаги островръх отрязък от сину-
соида, тъй като режимът е ненапрегнат. Колкото по-голяма е прони-
цаемостта на лампата, толкова по-голямо е отместването на характе-
ристиката ia = f (eg) при изменение на Еа и толкова по-ефикасна е
модулацията.
Тъй като в предавателното устройство се използуват лампи с малка
проницаемост, този вид анодна модулация не е намерила широко при-
ложение.
2. Анодна модулация в напрегнат режим с постоянно преднапре-
жение Ее и постоянна амплитуда на възбудителното напрежение Ug —
единична модулация в напрегнат режим.
Изменението на амплитудата на първата хармонична при този вид.
анодна модулация се дължи преди всичко на промяната на амплиту-
дата и формата на импулса на анодния ток (фиг. 64.4). Строго по-
гледнато, в малки граници се изменя и ъгълът на отсечката 0 вслед-
ствие на изменение на Еа-
280
Фиг. 64.3
Фиг. 64.4
281
Този вид модулация също не е намерила широко приложение поради
това, че в минимален режим решетъчният ток много силно нараства,
а модулационната характеристика /а1 = f(Ea) има кривина — изпъкна-
лост в долния си участък (фиг. 64.5), т. е. нелинейните изкривявания
са значителни.
3. Анодна модулация в напрегнат режим с автоматично изменящо
се преднапрежение Eg и постоянна амплитуда на възбудителното на-
прежение Ug — комбинирана, двойка анодна модулация.
Този вид анодна модулация е получила широко приложение, понеже
модулационното стъпало има сравнително проста схема, работи с висок
коефициент на полезно действие и кривината в долния участък на
модулационната характеристика е почти избягната (фиг. 64.6).
4. Анодна модулация в напрегнат режим с изменящо се автома-
тично преднапрежение Eg и модулирано възбудително напрежение
Ug — комбинирана, трой-на анодна модулация.
Тройната анодна модулация има високи качествени показатели, но
при нея схемата е значително усложнена. Използува се най-често в
мощни предавателни устройства.
По-подробно ще бъде разгледана двойната анодна модулация поради
това, че тя намира най-широко приложение.
65. АНОДНА МОДУЛАЦИЯ В НАПРЕГНАТ РЕЖИМ С АВТОМАТИЧНО
ИЗМЕНЯЩО СЕ ПРЕДНАПРЕЖЕНИЕ И ПОСТОЯННА АМПЛИТУДА
НА ВЪЗБУДИТЕЛНОТО НАПРЕЖЕНИЕ
Схемата на такъв вид модулация е показана на фиг. 64.1.
Съпротивлението Rg и кондензаторът Сб2 служат за получаване на
преднапрежение чрез решетъчния ток на лампите. Сбз играе роля на
развързващ капацитет за високата честота на анодната верига. През
него затварят веригата си всички токове с висока честота. Той трябва
да представлява голямо съпротивление на нискочестотното модулиращо
282
напрежение Uq. Дроселът L62 прегражда пътя на високата честота към
модулатора. Модулаторът е включен в анодната верига на модулацион-
ното стъпало чрез модулационния трансформатор Тр.
На фиг. 65.1 е даден чертеж, който пояснява действието на моду-
лационното стъпало. В процеса на модулацията приложеното захран-
ut
(dt
Е.= if аг
<7
Фиг. 65.1
ващо напрежение между анода и катода на лампата Еа (сумарното
Еа = Еш + се изменя в такт с ниската честота в граничите от
£'ЛмИн~0 ДО £амакс~2 Eaw Първото напряжение отговарят на мини-
мален режим, а второго — на максимален. В съответствие с това се
изменя положението и формата на динамичната характеристика, а от-
там — големината и формата на аноднотоковия импулс. На фиг. 65.1
са показани динамичните характеристики на анодния ток и решетъч-
ния ток, както и съответните им импулси за три характерни стойности
на Еа — ЕамаКС, Еамин и Еан- В максимален режим динамичната харак-
теристика ia=f(eg) е най-наляво, права линия. Съответният импулс е
почти без падина, има най-голяма амплитуда /вммакс и най-голям ъгъл
283
на отсечката 6мгкс^90о. На този импулс съответствува най-голяма'
стойност на амплитудата на първата хармонична на анодния ток (Ди =
= (0макс) Лммакс)- Максималният режим в повечето случаи съвпада
с граничния или е съвсем слабо напрегнат. Това е показано на чертежа.
В режим на мълчание анодното напрежение Еа се намалява наполо
вина — Еап«0,5 Еаыакс, ако /и^1, а съответната му динамична ха-
рактеристика се пречупва и премества надясно. Режимът става по^
напрегнат. Намаляването на анодното напрежение предизвиква пови-
шаване на решетъчния ток за сметка на анодния, понеже настъпва
преразпределение на електроните между решетка и анод. Амплиту-
дата на импулса на анодния ток се намалява и в средата се появява
значителна падина. Увеличението на решетъчния ток lgQ води до уве-
личение (по абсолютна стойност) на преднапрежението — Е«= lKQRSr
и съответно до намаляване на ъгъла на отсечката на анодния ток.
9Н <0маКС- Ъгълът на отсечката 0 се намалява и поради отместването
на динамичната характеристика ia = f (eg) по-надясно в съответствие
с понижаването на анодното напрежение. Това отместване обаче е
твърде малко, понеже проницаемостта D на използуваните в предава-
телите лампи е малка.
В минимален режим при максимален коефициент на модулация
т^\ анодното напрежение на лампата е минимално — близо до нула:
£’Лмин = Еап— Uq- Височината на аноднотоковия импулс намалява, амплиту-
дата му е минимална, падината е максимална и импулсът е разделен фак-
тически на две части. Долният ъгъл на отсечката на аноднотоковия
импулс 0мИН в минимален режим е най-малък, защото преднапрежението
по абсолютна стойност е най-голямо и характеристиките на анодния
ток са отместени най-надясно. Амплитудата на първата хармонична на
анодния ток в този импулс е минимална — почти нула.
От казаното дотук следва, че разглежданият вид анодна модулация
е комбинирана, двойка, защото принудително, в такт с ниската
честота се измени анодното напрежение Еа, а автоматично, пак в такт
с ниската честота се измени преднапрежението на лампата.1 При това
възбудителната амплитуда Ug може да се счита постоянна. Измене-
нието на първата хармонична на анодния ток през периода на ниско-
честотното напрежение се дължи на изменението на амплитудата на
аноднотоковия импулс, на времетраенето му и на изменение във фор-
мата му.
Модулагионната характеристика la}=f{Ea) или lQo*=f(Ea) от ми-
нимален до максимален режим е почти права линия (фиг. 64.6). Това
съответно отгсваря и на минимална стойност на нелинейните изкри-
вявания. Използуването на автоматично преднапрежение е необхо-
димо условие за получаване на нелинейна модулационна характери-
стика, за стабилизация до известна степей на решетъчния ток и за
смекчаване на напрегнатостта на режима.
1 През кондензатора Сб1 трябва да преминава само високочестотната съставяща на
решетъчния ток.
284
66. ЕНЕРГИЙНИ СЪОТНОШЕНИЯ ПРИ АНОДНАТА МОДУЛАЦИЯ
Начинът, по който се изменят моментните мощности Ро и Ра в
анодната верига на модулационното стъпало при анодна модулация
през периода на модулиращото напрежение, се различава от начина,
по който се изменят тези мощности при решетъчна модулация. При-
Slt
Фиг. 66.1
чината за това е, че докато при решетъчна модулация анод-
ното напрежение Еа остава вннаги постоянно, а се изменя само /ai
и /ао, при анодна эаедно с изменението на Iai и /«о се изменя и Еа в
границите от FaM„=0 до EaKiKe = 2 Ет.
Нека ыай-напред разгледаме модулационните характеристики, пока-
зани на фиг. 66.1. Ако се приеме, че в използувания участък те са
права линии, минаващи през координатного начало, отношението на
която и да било производно избрана моментна стойност на анодното
напрежение Еа към съответствуващата му стойност от анодния ток
Е ЕЕ
1а\ или/ао е величина постоянна. Например — — _ const,
*а1мин *а1я 'а1макс
285
F
АМИН __
АхОмин
катети
замени
вид, че
ан__ ^Mex_c_==^0 = const> защото величините Еа, 1а\ или Лосаг
'оОн 'оОмакс
на подобии триъгълници. Ако в първото отношение се
1 а\
- ' V Uа
величината Еа с равенството и Еа = -g- и като се има пред
-^- = /?е, ще се получи
Еа
"а *е
= const.
В това равенство е еквивалентно съпротивление на трептящия
кръг в анодната верига, което е постоянна величина, независима от
Еа. Следва, че и J е постоянна величина, независима от Еа. Коефи-
циентът на формата^ (ОД) = -7^- е също постоянна величина, която не
зависи от Еа.
Е
/?0 “ ~г~ е постояннотоковото съпротивление на модулационната
7а0
лампа. Вижда се, че през периода на модулиращото напрежение то
£
не се изменя. От този израз следва, че •
Сега могат да се определят мощностите в анодната верига, както
следва:
входна мощност Ро = 1аоЕа = Еа = Е9а;
Ад aq
D
изходна мощност Рг — —~—= ---
С2Р2
2L ° ____F2 •
(2Re
Е2 ^2Е2 / ] 5" \ 2 2
загубна мощност Ра = Ро—Л = ~ Ra={
понеже 5 и /?0 са постоянни величини. Следователно с нарастването
на Еа всички моментни мощности нарастват по параболичен закон
(фиг. 66 2), като в максимален режим имат четири пъти по-голсми
стойности в сравнение с режим на носеща честота. Понеже § и^(в,91)
са постоянни, коефициентът на полезно действие на модулационното
стъпало е постоянен и висок, равен на коефициента на полезно дей-
ствие в максимален (граничен) режим:
= 0,5 g (9,9i) £ = const.
286
Ако 0 = 0макс« 90°, g (90 ) = 1,57 и 0,95 ч- 1
(напрегнат режим), за tj се получава стойността
Ч = Чмакс = 0,5 g (Омаке) 5=0,5.1,57 • 0,95=0,75.
От фиг. 66.1 се вижда, че в анодната верига на модулационното
стъпало тече нискочестотен ток с амплитуда /q. Този ток преминава
през вторичната страна на модулационния трансформатор и определи
товара на модулатора. В краицата на модулационния трансформатор
действува моду.-иращо нискочестотно напрежение с амплитуда L/q.
Тогава еквивалентнвто товарно съпротивление, което модулационното
стъпало представлява за модулатора, ще бъде =
От фиг. 66.1 е очевидно, че коефициентът на модулация може да
се представи с изразите т = - и т = -г—, а от тях се получава
'оОн
£7Й /о
— и /аОн=-^-. Като се замести в израза за 7?0> Ще се получи
£_н mlL U о
— = — у—= — Ra~ const. Това показва, че модулаторът е на-
Уа0н mJQ Ja
287
товарен с постоянно съпротивление /?q, което не завися от коефи-
циента на модулация. Това е съществено предимство на анодната мо-
дулация пред решетъчната.
Нискочестотната мощност, която модулаторът отдава в анодната
верига на модулационното стъпало, е
Pq = 0,5 Uq /q = 0,5 тЕан . mla^ = 0,5 /л2Р0н = 0,5 т? —»
PjH
понеже ----------• Ако се приеме т = 1 и ^ = 0,7,
т2Р1и Р/>
Ра =0,5—^ = 0,5 -^5-«-0,7Р1я.
Като се вземе пред вид и коефициентът на полезно действие на мо-
дулационния трансформатор за изходната мощност на модулатора, се
получава
Ро 0,7 7*
Рмод = ~ 0,9 Р1И. Тук Чтр=0,8.
Следователи© изходната мощност на модулатора Рмол трябва да е
почти равна на изходната мощност на модулационното стъпало в режим
.на мълчание. Или ако един предавател с анодна модулация в крайното
стъпало развива мощност в антенния кръг PiH = 100 kW, изходната
мощност на модулатора трябва да бъде от порядъка на 100 kW.
Необходимостта от мощен модулятор, съответно мощен моду-
лационен трансформатор, е един съществен недостатък на анодната
модулация, особено ако се сравни с решетъчната. За да се на-
мали до известна степей този недостатък, модулаторите при
мощните предаватели с анодна модулация по правило се строят по
двутактна схема и работят в режим клас В. Този режим се харак-
теризира с висок коефициент на полезно действие.
67. СХЕМИ, ПРЕДИМСТВА, НЕДОСТАТЪЦИ И ПРИЛОЖЕНИЕ
НА АНОДНАТА МОДУЛАЦИЯ
Разгледаната схема на фиг. 64.1 е принципна. Освен последова-
телно, както е показано, анодното захранващо напрежение и вторич-
ната на модулационния трансформатор могат да бъдат включени па-
ралелно към модулационното стъпало (фиг. 67.1). Блокиращите еле-
менти /б2 и Сб2 възпрепятствуват проникването на високочестотни
токове в модулационния трансформатор и в анодния токоизточник.
Кондензаторите Сб2 и Сб4 щунтират модулационния трансформатор и
оказват влияние върху честотната характеристика на модулационното
стъпало. Те предизвикват снижение' на честотната характеристика за
високите звукови честоти. Това трябва да се има пред вид при оп-
ределяне на техните стойности.
Двете разгледани схеми имат този недостатък, че сюстоянната
.288
съставяща на тока на модулационното стъпало минава през модула-
ционния трансформатор и подмагнигва желязната сърцевина. Това
става причина за увеличение на нелинейните изкривявания от модула-
Фиг. 67.1
ционния трансформатор. За да се намали постояннотоковото подмаг-
нитване, се налага трансформаторът да се прави по-голям, което
увеличава цената му.
Фиг. 67.2
В днешните мощни предаватели с анодна модулация се прилага
схема, в която тоя недостатък е избягнат (фиг. 67.2). Модулаторът и мо-
дулационното стъпало са построена по двутактна схема. Постоянната
19 Радиопредавателиа техника
289
съставяща на тока на генераторните лампи тече през дросела L62f а
не през трансформатора. Кондензаторът Сбз предпазва източника за
анодно напрежение от късо съединение през вторичната страна на
модулационния трансформатор. Капацитетът му трябва да бъде такъв,
1
че реактивното съпротивление — и за наи-ниските, звукови честоти
WL63
да бъдат достатъчно малко.
Анодната модулация има следните преимущества пред реше-
тъчната :
1. Малки нелинейни изкривявания.
2. Висок коефициент на полезно действие на модулационното
стъпало в режим на носеща честота и плитка модулация.
Някои от по-съществените недостатъци са:
1. Необходимост от мощен модулатор.
2. Мощен, обемист и скъпо струващ модулационен трансформатор
и модулационен дросел.
3. Високи моментни напрежения и опасност от пробиви. Момент-
ната максимална стойност на напрежението между анод и катод на
лампата при стопроцентова модулация достига стойност, четири пъти
по-висока от Еап.
Анодната модулация с модулатор клас В намира широко прило-
жение в съвременните мощни предавателни устройства за амплитудна
модулация.
68. ИЗЧИСЛЕНИЕ НА АНОДНА МОДУЛАЦИЯ
/. Избор на лампи
Както при решетъчна модулация, така и тук изчислението се за-
почна от максимален режим. P\^kc = Pih (1 + /п)2. Типът и броят на
лампите се определя пи формулата
р
„О _ р ___
1ном — * 1макс /1 । с
(1 -\-т)Ьан
Ако номиналното напрежение на лампата е Евном < Ю kV, приема
се £,аи = £’дном- За да се избягнат много високи моментни стойности на
аноднзто напрежение и евентуални пробиви, при ^ном 10 kV приема
се Еан = 10 kV. Броят на лампите не е желателно да бъде повече от
четири.
II. Максимален режим
Прави се пълно изчисление на стъпалото при зададена мощносг
^макс по-известния начин, като се приема, че максималният режим
съвпада с граничния. При това Еа^кс = Еап (1 + т) и 0макс = 80 90\
290
111. Режим на носеща честота
От получените стойности на токовете, напреженията и мощностите
в максимален режим се преизчисляват стойностите на същите вели-
чини в режим на носеща честота чрез съотношенията
» Аз 1макс г _ ЛхОмакс г г ^амакс
<а1н — —1 I > *аом — > Man — 1 . „ ’
1 + т 1 -f- tn 1 + tn
PPP
Г) _ Омаке /-> _ 1макс D _ ' амакс
^он“ (1 -t-m)*"' Пн~ (1 + тр> т~ (1 4-/П)2 ‘
Най-голяма разсеяна мощност от анода на лампата се получава в мак-
симален режим. Максималният режим обаче е краткотраен, поради
което не е правилно да се счита, че температурата на анода на лам-
пата ще съответствува на разсеяната от анода мощност в максимален
режим. Допустимата мощност на лампата РаЛоп трябва да се сравни
със средната мощност, разсеяна от анода на лампата за един период
на ниската честота:
р —р I1 4-—| < р
*аср —г ан \ 1 I 2 I ~ адоп»
IV. Данни за модулатора
Изчисляват се амплитудите на тока и напрежението със звукова
честота във вторичната страна на модулационния трансформатор по
формулите: 1^^т1ап\ Uq =тЕац. Съответната нискочестотна мощност
е Pa = 0,5/n2PflH. Еквивалентното съпротивление на модулационното
стъпало за ниската честота е Rq = -т— • Ако се приеме коефициентът
на полезно действие на модулационния трансформатор 7]гр, може да
се изчисли изходната мощност на модулатора PjM =---
^тр
V. Мощност на възбудителното стъпало
За изчисление на предшествуващото високочестотно стъпало е не-
обходимо да се знае най-голямата мощност, която модулационното
стъпало консумира в решетъчната си верига. Тази мощност се полу-
чава в минимален режим, тъй като тогава при дадената постоянна
амплитуда на възбудителното напрежение Ug решетъчният ток Ig\vnn
има максимална стойност. Тук 41МИН може да се изчисли по следните
приблизителни формули: Ломин = (1,54- 2) /£ома».с; 41мИН = 24оМИн. Мощ-
ността ще бъде PgiMHH = •
Съпротивлението Rr\ се изчислява по данните от максимален режим
Rti= .е"*к- , а капацитетът Cg — от условието-^-7,—> (10 4-20)/?и.
'^Омакс 41
291
В9. АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ ПРИ УСИЛВАТЕЛИ
С ТЕТРОДИ И ПЕНТОДИ
а) Общи сведения
Амплитудната модулация чрез управляващата решетка намира при-
ложение и при усилвателите с тетроди и пентоди. Явленията и начи-
ните за изчисление са еднакви с тези при триодите. Употребата на
тетрод или пентод за амплитудна модулация чрез управляващата ре-
шетка има това предимство, че тези лампи изискват по-малка високо-
честотна възбудителна мощност в сравнение с триодите.
Ако модулиращото напрежение вместо на управляващата решетка
се приложи на защитната решетка на пентода, се получава тъй наре-
чената пентодна модулация. Пентодната модулация намира много ши-
роко приложение в маломощните предаватели.-
Единичната (простата) анодна модулация (при по-
стояно възбудителни напрежения t/g, преднапрежение Eg и екранно
напрежение Egz) както при тетродите, така и при пентодите на прак-
тика не намира приложение. Причините и за двата типа лампи са едни
и същи: топлинно претоварване на втора решетка поради големите
решетъчни токове в минимален режим и недостатъчна линейност на
модулационната характеристика.
Единична (проста) екранна модулация (при постоянни
Ug и Eg) на практика също така не намират приложение. Тя
лритежава недостатъците на модулация чрез първа решетка, а освен
това изисква и мощен модулатор.
Широко приложение в съвременните предаватели с изходна мощ-
ност до около 1000 W е намерила комбинираната (тройната)
.анодно-екранна модулация.
б) Решетъчна модулация чрез защитната
решетка (пентодна модулация)
Схемата на решетъчна модулация чрез защитна решетка е показана
зда фиг. 69.1.
Модулиращото напрежение е включено последователно на източ-
ника за отрицателно преднапрежение на трета решетка Е^п. Екран-
ното напрежение се подава чрез гасящо съпротивление от източника
.за анодно напрежение. Преднапрежението на управляващата решетка
•е автоматично чрез решетъчния ток . При модулация напрежението
на трета решетка се изменя в такт с ниската честота в граничите от
^Змжкс до ^Змин • Обикновено ^азмакс се приема равно на номиналното,
което за повечето от лампите е нула. /^змин при стопроцентова мо-
дуляция е равно на запушващото напрежение по трета решетка.
При такава схема изменението на напрежението на трета решетка
шредизвиква синхронно и синфазно изменение на напрежението на
:292
първа и втора решетка поради изменение на постоянната съставяща
на токовете във веригите на тези решетки. Следователно разглежда-
ният вид пентодна модулация е принудителна по трета решетка и,
автоматична по втора и първа.
Фиг. 69.1
Модулационните характеристики 1а\ = /(£^з) и /ао = (^з) при авто-
матично преднапрежение на първа и втора решетка са показани на
фиг. 69.2. На същата фигура са показани измененията на постоянните
съставящи на токовете във веригата на управляващата и екранната!
решетка.
Решетъчната модулация чрез защитната решетка има това предим-
ство пред модулацията чрез първа решетка, че модулационната ха-
рактеристика лежи за повечето от лампите изцяло в областта на от-
рицателните напрежения на трета решетка. При това положение през>
целия период на модулиращото напрежение ток в третата решетка не
тече — модулаторът не отдава почти никаква мощност във веригата.
Пентодната модулация обаче изисква по-големи стойности на ампли-
тудага на модулиращото напрежение U&, което е неин недостатък. В
енергийно отношение по висока честота тя не притежава предимства
пред решетъчната модулация чрез първа решетка.
Редът на изчисление на пентодната модулация е подобен,
на този при решетъчна модулация чрез управляващата решетка.
I. Избор на лампи. Изборът на лампите се извършва чрезг
формулата пР\М9л^Р\п(\ 4- т)2. Приемат се номиналните данни от
каталога за радиолампите.
II. Максимален режим. Прави се пълно изчисление на мак-
симален режим, който при пентодна модулация съвпада с граничники
©макс се подбира в границите от 70-?90° и Eg3 = ^зном •
293
IIL Режим на носеща честота. Получените величины в мак-
симален режим се преизчисляват в режим на носеща честота по поз-
латите от решетъчна модулация чрез управляващата решетка съот-
ношения.
е
необходимо да се
IV. Минимален режим. В този режим
определи напрежението на запушване на анодния път по трета решетка.
Е
То е равно на Eg33tn =----• Ако се приеме, че Fg3MaKc = 0 или/й3 = 0,
Из
при т=1 се получава 5^3» = 0,5 Еозмин и амплитуда на модулира-
ращото напрежение Uq = |. Тези равенства са очевидны от фиг. 69.2.
Мощността, която се подава от модулатора в случая е Pq = 0, понеже
/g3 = 0.
Токът във веригата на
жение може да се приеме
мощност модулационното
^!мин в 0,5 Ug Ig\ мин •
Тук 41 мин 2 4омнн •
първа решетка при автоматично прсднапре-
/йОмин~ 1,5 Ломакс - Най-голяма възбудителна
стъпало консумира в минимален режим.
в. Анодно-екранна модулация
При анодно-екранна модулация изменението на амплитудата на
анодния ток 1а\ се предизвиква от едновременното изменение в такт
с ниската честота на анодното напрежение Еа, екранното напрежение
Е& и преднапрежението Eg. При това анодното напрежение се изменя
294
винаги принудително, а екранното — принудително (фиг. 69.3) или ав-
томатично чрез изменението на решетъчния ток /g2o (фиг. 69 4). Пред-
напрежението Eg също се измени, понеже се създава от решетъчния
ток /go, който съдържа нискочестотна съставяща.
Фиг. 69.3
Формата на импулса на анодния ток в повечето случаи може да се
приеме през целия период на нискочестотното напрежение като ост-
ровърх отрязък от синусоида.
Ъгълът на отсечката 0макс се подбира от енергийни съображения
и е от порядъка на 70—90 \ а 0Н се получава около 60—70°.
Принципът на действие на модулационното стъпало в режим на
анодно-екранна модулация може да се разбере от фиг. 69.5. Измене-
нието на екранното напрежение при пентодите, например Ермаке до
295
296
^2мин, води прсди всичко до отместване на анодно-решетъчните ха-
рактеристики наляво. Изменението на анодното напрежение от своя
страна заедно с екранното от -Самаке до Самин предизвиква само из-
менение (намаление) на
Едновременното намале-
ние на Еа и най-вече
на Eg2 водят до увели-
чение на постоянната съ-
ставяща на решетъч-
ния ток Igo, а оттам до
увеличение на отрица-
телното преднапреже-
ние. В резултат на тези
изменения анодно-токо-
вият импулс в максима-
лен режим има най-
голяма амплитуда и най-
голяма широчина (вре-
метраене), отразена в
ъгъла 2 0макс, а в ми-
нимален — най-малка ви-
сочина и широчина. По-
неже първата хармонич-
стръмността на характеристиките ia=f(eg\
yz’at
утакс
мсоумщия
Фиг. 69.6
на на анодния ток е
1а\ = 1ам<*1 (0), И тя ще се
измени. При подходящ
подбор на захрамващо
напрежение
/?е и Rg изменението на 1а\ може
да се направи право пропорционално на
Еа, т. е. да се получи право-
линейна модулационна характеристика.
Изследванията на анодно-екранната модулация показват, че в за-
висимост от коефициента на модулация на екранното напрежение
^2Й ^аЙ
= » на анодното та=~— и от отношението на постоянните
съставящи на токовете а = уа0 макс са възможни три вида режими на
*£20 макс
работа на модулационното стъпало, т. е. три вида анодно-екранна
модулация: принудителна, автоматична и преходна (междинна).1
Модулацията е принудителна, ако rng2
ат
1 -4- ат ’
автоматична^
. ат ат
ако /п£2 < 1+а + от ’ и преходна, ако т# =
Модулационните характеристики /а1 = /(Еа) за трите случая са
показани на фиг. 69.6. Графиката /ai = t(Ea) е най праволинейна в
случай на преходна анодно-екранна модулация. Токът 7g2 тогава почти
не се изменя и е равен на Ig2макс през целия период на модулиращото
напрежение.
1 Принудителна и преходна модулация може да се осъществи по схемите за при-
нудително изменение на (фиг. 69.3), а автоматична — по схемата на фиг. 69.4.'
297
Анодно-екранната модулация има следните предимства пред реше-
тъчната и анодната:
1. Благодарение на едновременното изменение на анодното и екран-
ното напрежение при нея се получава най-добро използуване на лам-
пата по мощност. При някои съвременни лампи с по-голяма емисия
на катода Аном 0,33 Pi
макс •
2. Модулационната характеристика може да бъде почти права
линия.
3. Коефициентът на полезно действие при среден коефициент на
модулация е по-висок, отколкото при решетъчна модулация.
Като недостатък на анодно-екранната модулация може да се по-
сочи това, че при нея е необходим модулатор със значителна мощност.
Изчислението на анодно-екранна модулация от преходен вид може
да се извърши по следния ред:
I. Избор на лампи. При зададена Р[н и та се изчислява мощ-
ността Р1макс = Pin (1 4- /и)2. Броят на лампите се определя от съотно-
шението лР]ном — 0,5 PiМакс > а за някои лампи с активиран катод —
Р1ном 0,33 Р1макс •
II. Максимален режим. Изчислява се максимален режим при
0макс~7О—90° и изчислената от т. I Р1Макс .
III. Режим на носеща честота. Този режим се получава от
максималния чреЗ преизчисление с познатите формули:
г 7а1макс Оамакс ____
Л1н = -1 , ; иан = . . • и пр.
1 + т 1 -f- т 1
IV. Минимален режим. Това изчисление се прави само за токо-
вете и мощностите във веригата на управляващата решетка. Начинът
на изчислението е подобен на начина, който се използува при анодна
модулация.
V. Среден режим. В среден режим се изчисляват разсеяните
мощности от електродите на лампата с цел да се провери при начи-
сления вече режим не става ли топлинно претоварване на някои от
електродите.
70. ИЗЧИСЛИТЕЛНО УПРАЖНЕНИЕ — ИЗЧИСЛЕНИЕ НА АНОДНО-
ЕКРАННА МОДУЛАЦИЯ
Да се направи електрическо изчисление на модулационно стъпало
в режим на анодно-екранна модулация, преходен вид, при изходна
мощност в режим на носеща честота Лн = 30 W и /п=1.
Приемаме схемата на фиг. 69.3 6.
/. Избор на лампа
1. Мощност в максимален режим
Р1макс = Р1н (1 + ту = 30 (1 + I)2 = 120 W.
298
2. Номинална мощност на лампите в стъпалото
лР1ном > (4 4- 4) Лмакс = у • 120 = 60 W.
При п = 1 избираме пентода ГУ50 със следиите номинални данни:
Р1ном = 60 W; £аном = 800 V, £г2ном = 250 V; Ролоа = 40 W;
Рв2доп — 5 W; Рг1ДОп = 1 W; Л-одоп = 230 mA; Ее =—50; S = 8 mA/V;
5rp = 5 mA/V; £> = 0,02.
II. Изчисление на максимален режим
1. Анодно-захранващо напрежение в максимален режим
Яшакс = S.HOM = 800 « 1130 V < £адоп = 3000 V.
2. Приемаме QMaKC = 80°, за който
а0 (80=) = 0,286; ах (80°) = 0,472; cos 80° = 0,174.
3. Коефициент на използуване на анодното напрежение в грани-
чен режим:
с 1____________2^1макс_______ «________2 120_______ Л Q9
5гр а,(й \S Е2 0.472.5.10-8.11302
1 'макс / гр а.макс
4. Коефициент на използуване на анодното напрежение в максима-
лен режим:
^макс — 0,96 £гр 0,885.
Намаляването на коефициента на използуване на анодното напре-
жение §пр с З-г-5% се прави с цел да се осигури леко ненапрегнат
режим.
5. Амплитуда на променливото^анодно напрежение:
^Лгмакс = Гамаке ?макс = 1130.0,885 = 1000 V.
6. Амплитуда на първата хармонична на анодния ток:
г 27>1макс 2.120 ___ njn д
/в1макс- и - 1000 - 24 0 mA.
7. Амплитуда на импулса на анодния ток:
7 __ Л1М1КС 240 __ д
7аммакс — ~п — 010 И1А.
а1 (0макс) °’472
8. Постоянна съставяща на анодния ток:
Люмакс = ^аммакс (Омаке) = 0,286.510 = 145 П1А.
299
9. Постояннотокова мощност в анодната верига:
Т^Омакс — /оОмакс • ^лмакс — 145. ИЗО. 10—3 = 164 W.
10. Анодна загубна мощност:
Раите = Т^Омакс— Plume = 164— 120 = 44 W.
11. Коефициент на полезно действие на анодната верига:
Чмакс = Jg4 ~ 0,735.
12. Еквивалентно съпротивление на трептящия кръг в анодната
верига:
р _ ^амакс _ 1000 — 4170 О
7О1макс ~~ 240 • 10-3 41 7U U’
13. Амплитуда на решетъчното напрежение:
“ 5(1 - coseMaKC) + ^вмакс = 8. 10-3(1—0.174) + 0,02 • 103 ~98 V.
14. Преднапрежение:
£^,KC = (t/g—£И/вмакС)соз0макс=—50—(98—0,02.103)0,174 = —63 V.
15. Постоянна съставяща на тока във веригата на първа решетка:
Ломакс (0,03 — 0,08) /домакс= 0,07.145 10 mA.
16. Амплитуда на първата хармонична на решетъчния ток:
7^1 макс 2/gOwaKC = 2.10 = 20 П1А.
17. Съпротивление за преднапрежение:
^,=^--1Лрг-<Ука
‘‘«Омаке * ’
18. Постоянна съставяща на тока във веригата на втора решетка
7^20\<акс в (0,15 4- 0,25) /дОмакс 0,2.145 = 29 mA.
19. Постоянна съставяща на катодния ток:
Ломакс ~ ТдОмакс + /романс + Ломакс = 145 + 29 + 10 = 184 mA < Аодоп ►
20. Коефициентът а:
„ АкОмакс е
а = -------= 5.
gJOwanc
21. Коефициентът т&-.
! = °>715-
1 а +т 1+5+1 ’
300
III. Изчисление на режим на носеща честота
1. Амплитуда на първата хармонична на анодния ток:
/в1я = 4^- = ¥=,2° mA.
1 4~ т
2. Постоянна съставяща на анодния ток:
/a0n = 4zT- = ^^72 mA'
1 4- т 2
3. Амплитуда на променливото анодно напрежение:
it ^лмакс 1000 кал XT
^-=тт^ = т+т = 50° v-
4. Анодно напрежение:
г? ^амакс ИЗО w
^"=TTm =ТТГ = 565 v-
5. Постояннотокова мощност в анодната верига:
Р __ ^Омакс 164 __ hi
6. Анодна загубна мощност:
п _ Л^акс _ 44 _ - - ш
^«-(i 4-^)2 “(! + 1)2“ 11 W-
7. Коефициент на полезно действие на анодната верига:
7)н = 7)макс = 0,735.
8. Напрежение на втората решетка:
Е- ^£2макс 250 1 ЯД V
^2н = = 'Г'. П71< = 140 V.
1 “г 1 4“ и,71о
9. Постоянна съставяща на тока във веригата на втора ре-
шетка: /б20н = 420макс а 29 mA — понеже режимът е преходен.
10. Мощност, разсеяна от втора решетка:
Р^он = Е^ /^он » 146.29.10“3 = 4,26 W < Р^доп = 5 W.
И. Гасящо съпротивление във веригата на втора решетка:
565-146 = 14>5 kQ
yg20H 29
Тук Е£2изт е напрежението на източника за захранване на екран-
ната решетка. В схемата на фиг. 69.3 = Еая = 565 V.
301
IV. Минимален режим
1. Първа хармонична на решетъчния ток:
/б1мин (1,5 4- 2) ZgiMaxc — 1,5.20 = 30 mA.
2. Възбудителна мощност:
Р^мин = 0,5 /^1мии Ug = 0,5.30.10-3.98 = 1,46 W.
V. Изходни данни за изчисление на модулатора
1. Амплитуда на модулиращото напрежение в анодната верига:
Ua& = тЕап = 1.565 » 565 V.
2. Амплитуда на нискочестотната съставяща на анодния ток:
Лй = /пДон =1.72 mA = 72 mA.
3. Нискочестотна мощност, консумирана от анодната верига:
Pq = 0,5 Ua*. » 0,5.565.72 = 20,6 W.
4. Амплитуда на нискочестотния ток в екранната верига:
7g2Q = Т^20макс Ig20n “ 29 29 = 0.
5. Мощност, консумирана от веригата на втора решетка:
/й2й = ---- — О.
Решетъчната верига на втора решетка при преходен вид анодно-
екранна модулация не консумира нискочестотна мощност от моду-
латора.
6. Обща нискочестотна мощност:
Яод = = ТУ = 25,6 W.
*)тр и’3
V/. Средни мощности за един период на ниската честота
1. Средна загубна мощност на анода на лампите на модулацион-
ното стъпало:
РаеР = Ра„ (1 + "2) = П (1 + -j ) = 165 W < Радоп.
2. Средна загубна мощност на екранната решетка на лампите на
модулационното стъпало:
РЁ2сР = Р«2н = 4,25 W < />доп = 5 W.
302
ШЕСТНАДЕСЕТА ГЛАВА
ЕДНОЛЕНТОВА МОДУЛАЦИЯ
71. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ЕДНОЛЕНТОВАТА МОДУЛАЦИЯ
Известно е, че всяко амплитудно модулирано трептене е сложно ;
то представлява сума от една носеща честота и две странични ленти
от честоти, разположени симетрично от двете страни на носещата
(фиг. 71.1 а).
Фиг. 71.1
Ако се приеме за опростяване, че трептенето е модулирано само с
един чист тон, с едно синусоидално напрежение с честота Л, странич-
ните честоти ще бъдат две: горна fr^fn + F и долна /д = /н — F
(фиг. 71.1 б). Амплитудата на напрежението или тока на всяка една от
страничните честоти при т = 1 е равна на половината от амплитудата
на напрежението или тока с носеща честота. От израза за средната
(модулираната) мощност при т = 1 следва, че
Pep = Ан ( 1 + 2= Ан 4" “7 Ан = Ан + Атр ИЛИ РСТр— — Р1н— — Рср ,
т. е. мощността на страничните честоти е равна на една трета част
от средната мощност на модулираното трептене за един период на
ниската честота. При това съобщението, което трябва да се предаде,
се съдържа не в носещата честота, която е постоянна и с постоянна
амплитуда, а в двете странични честоти или в двете странични ленти
от честоти. Всяка една от страничните ленти съдържа информация за
303
предавания сигнал, която се определя от моментните стойности на
коефициента на модулация и страничните честоти за съответното мс*
дулиращо напрежение. Щом като информацията се съдържа в стра-
ничните честоти, а не в носещата (при това носещ'ата честота заема 2/3
от модулираната мощност на предавателя), възниква въпросът не може
ли предавателят да излъчва само страничните честоти или още по-
добре само едната странична лента от честоти. По този начин при
една лента би било възможно да се създадат двойно по-голям брой
радиовръзки и мощността на предавателите би се използувала по-
рационално.
За да се отговори на този въпрос, нека се разгледа фиг. 71.2.
На фиг. 71.2 б е показана графиката на амплитудно модулирано
трептене със синусоидално напрежение при tn = 1. На следващите
фигури е показано как се изменят графиките на същото модулирано
трептене, когато му се отнеме носещата честота (фиг. 71.2 £), една от
страничните (фиг. 71.2 г) и една от страничните плюс носещата
(фиг. 71.2 д).1
От съпоставянето на отделяйте графики се вижда, че формата на
обвиващата крива на модулираното трептене съвпада с формата на
модулиращото напрежение Uq само в първия случай (фиг. 71.2 б).
Във всички останали случаи са налице големи нелинейни изкривя-
вания. Нелинейните изкривявания при предаване на една от странич-
ните ленти плюс носещата честота (фиг 71. 2 г) могат да се намалят
до допустима стойност, ако амплитудата на носещата честота в пре-
давателя се увеличи спрямо амплитудата на страничните честоти.
Това обаче е икономически неизгодно и не се използува.
Широко приложение в съвременните служебни радиовръзки е на-
мерило еднолентовото предаване — предаване само на едната стра-
нична честота (фиг. 71.2 д) или едната странична лента от честоти.
При такава радиовръзка обаче е необходимо в приемника да се
възстанови чрез местен генератор (хетеродин) отстранената в преда-
вателя носеща честота и се създаде биене между нея и постъпващата
през входа на приемника странична честота. При това обвиващата
крива на получените биения (фиг. 71 2 г) по форма почти ще съот-
ветствува на модулиращия сигнал (фиг. 71.2 а), ако: 1) амплитудата
на възстановената носеща честота бъде значително по-голяма (на-
пример около 10 пъти) от амплитудата на постъпващия еднолентов
сигнал и 2) честотата на възстановената носеща да съвпада с но-
сещата честота на предавателя. Изпълнението на второто условие на
практика се оказва много трудно. Ето защо в някои предаватели,
построени за еднолентова радиовръзка, сигналът с носеща честота не
се подтиска напълно, а се излъчва с понижена амплитуда. Обикно-
вено остатъкът на носещата честота представлява 10—20 % от нор-
малната амплитуда на носещата.
1 Амплитудата и честотата на останалата странична честота в случая (фиг. 71.2 г)
са постоянни, защото е приет постоянен коефициент на модулация т=\ и постоянна
честота на модулиращото напрежение.
.304
Фиг. 71 2
20 Радиопредавателяа техника
05
Този тъй наречен пилот-сигнал се използува в приемника за автома-
тично управление на честотата на хетеродина. Честотата на получе-
ното напрежение от хетеродина с помощта на автоматичната дона-
стройка може да се направи почти равна на честотата на излъчения
от предавателя пилот-сигнал. Преди детектирането става смесване
на напрежението от хетеродина с усиленото напрежение на странич-
ната лента. Ако напрежението на хетеродина е 8—10 пъти по-високоот
напрежението на постъпващия сигнал, нелинейните изкривявания в обви-
ващата крива на получените биения ще бъдат от порядъка на 4—5%.
Серйозна трудност при съвременните еднолентови предаватели1
представлява отделянето на едната странична лента от носещата че-
стота и от другата странична лента. Само с обикновени филтри при
високи носещи честоти това изобщо е невъзможно, понеже разликата
между носещата честота и съседните странични честоти е много
малка. Малка е относителната разстройка между честотите, конто
трябва да се разделят чрез филтри.
За отделяне на едната странична лента са получили разпростране-
ние няколко метода: 1) чрез многократна балансна модулация и фил-
три; 2) чрез многофазна модулация и 3) комбинирани.
72. МОДУЛАЦИОННИ УСТРОЙСТВА ЗА ЕДНОЛЕНТОВА МОДУЛАЦИЯ
а) Баланс ни модулатора
За подтискане (отстраняване) на носещата честота в едноленто-
вите предаватели се използуват балансни модулатори.
Схемата на балансния модулатор представлява две модулационни
стъпала за амплитудна модулация, работещи върху общ товар —
настроен трептящ кръг. Съществуват две основни схеми: с несимет-
ричен кръг (фиг. 72.1) и със симетричен кръг в анодната верига
(фиг. 72.2). Всяка една от лампите работа в режим на решетъчна
модулация. Нискочестотното напрежение и в двете схеми се подава
противофазно на решетките на лампите Л' и Л", в резултат на което
в анодната верига, на всяка една от лампите протичат амплитудцо
модулирани токове с противоположни фази на обвиващите им криви
(фиг. 72.3 а). Високочестотното напрежение се подава противофазно,
когато анодният кръг е несиметричен спрямо земята (фиг. 72.1), и
сийфазно, когато кръгът е симетричен (фиг. 72.2). Изходното напре-
жение ще бъде пропорционално на сумата (фиг. 72.1) от двата тока
и 1'^ , конто са противоположни. На фиг. 72.4 са показани вектор-
ните диаграми на анодните токове на двете лампи преди сумирането
им (фиг. 72.4 а) и след сумирането им (фиг. 72.4 б). Токовете с но-
сеща честота Г и I", конто при пълна симетрия на схемата са равни
и с противни фази, се унищожават. Получената сума следователно
представлява само сума на токовете със странични честоти /' стр 4-/"crf>
306
Фиг. 72.1
307
и /«.стр +Zwrp. • Сумата от моментните стойности на тези четири тока
във функция от времето са показани на фиг. 72. З.в. Изходното нап-
режение при схемата на фиг. 72.2 е пропорционално на разликата
(кръгът е включен насрещно спрямо анодите на Л' и Л") на токовете
Фиг. 72.3
f и i'ai ’ които са синфазни. Получения? резултат е еднакъв с този на
схемата на фиг. 72.1. Приемането на първата или втората схема се
определя преди всичко от конструктивни съображения.
При ниски носещи честоти лампите Л' я Л' могат да бъдат заие-
нени с медноокисни или други вентили (фиг. 72.5). С това основният
принцип на действие на схемата не се изменя.
308
309
В еднолентовите предаватели место се налага да се модулират
твърде ниски честоти (10 — 40 kHz), наречени подносещи честоти. При
тези случаи балансната модулация по разгледаните схеми е свързана
със значителни нелинейни изкривявания, конто са крайне нежелателни
Фиг 72.6
при еднолентова радиовръзка. За намаляването им се из юлзува схе-
мата на пръетенов балансен модулатор (ринг-модулатор) (фиг. 72.6).
Диодите Дг и Д2 образуват обикновен балансен модулатор. Диодите
Д3 и Д4 образуват втори балансен модулатор, евързан в паралел на
първия. В резултат на съвместното действие на двата модулатора не-
четните хармонични на модулиращото напрежение се унищожават и
нелинейните изкривявания в изхода на модулатора се намаляват.
б) Многофазна модулация
С помощта на балансните модулатори се постига подтискане само
на носещата честота, докато токовете на двете странични ленти от
честоти се сумират. За отделяне само на едната странична лента е
необходимо след балансния модулатор да се употребят кварцови или
електромеханични филтри, конто значително усложняват и оскъпяват
предавателя.
В съвременните радиопредавателни устройства намират приложение
и други методи и схеми, с помощта на конто може да се получи
еднолентов сигнал направо от изхода на модулационното стъпало без
употребанз филтри. Това сатъй наречените многофазни методи (схеми) за
получаване на еднолентов сигнал. Характерна особеност на многофазните
310
методи е тази, че при тях е необходимо нискочестотно и високочестотно
напрежение с число на фазите повече от две.
Тук ще раэгледаме самах принципа на действие на трифазната
система за получаване на еднолентова модулация. При нея във входа
на модулационното стъпало по-
стъпват три високочестотни сиг-
нала на носещата честота с
еднакви амплитуди, но дефази-
рани помежду си на 120", и три
нискочестотни модулиращи сиг-
нала, различаващи се помежду
си също само по фаза на 1203.
Векторната диаграма на три-
те амплитудно модулирани сиг-
нали е показана на фиг. 72.7.
Векторите ОА, ОВ и ОС съот-
ветствуват на напрежението с
носеща честота. Както се виж-
да от чертежа, фазовата разли-
ка между тях е 120э. Напре-
жението на всяка една от фа-
зите е амплитудно модулирано.
Понеже трите модулиращи на-
прежения са дефазирани помеж-
ду си на 120°, то и съответ-
ствуващите чш вектори на стра-
ничните честоти са дефазирани
по отношение на напрежението
на вектора на съответната носеща честота на ъгъл ф, ф + 1204, ф+240э.
Тук с ф е означена моментната стойност на ъгъла. Ако сега се съ-
•берат тези вектори, ще се види, че резултиращият вектор представлява
сума само на три от векторите (фиг. 72.7 б), съответствуващи на стра-
ничните честоти R= 1 +3+5. Резултиращият вектор на трите напре-
жения с носеща честота — СМ + ОВ + ОС, както и резултантният
вектор на трите напрежения със странични честоти, ще бъде
2 + 4 + 6 = 0.
На фиг. 72.8 е показана блокова схема на еднолентов предавател,
в който получаването на еднолентовия сигнал става по метода на
трифазната модулация. Предназначението на отделяйте блокове е по-
казано на самата схема и не се нуждае от специални пояснения.
В сравнение с метода на балансната модулация фазовият метод
позволява предавателят да бъде опростен; отпадат кварцовите или
електромеханичните филтри за отдедяне на страничната лента. Много-
фазният метод позволява да се получи еднолентов сигнал направо за
работната честота, докато при използуването на балансови модула-
тори получаването на желаната странична лента става след много-
кратно преобразуване на честотата1.
1 Този въпрос е разгледан в следващата точка,
311
Ре дом с тези преимущества многофазната модулация има и някои
съществени недостатъци:
1. Сложна и трудна настройка на предавателя поради необходи-
мостта от точно дефазиране между напреженията с носеща честота и
между напреженията с модулираща честота.
Фиг 72.8
2. Повишени изисквания към детайлите, употребени в отделяйте
възли на предавателя.
3. Обикновено на практика трудно може да се постигне под-
тжскане на носещата честота и страничните честоти повече от 40 dB.
73. БЛОКОВ А СХЕМА НА ЕДНОЛЕНТОВ РАДИОПРЕД АВ АТЕЛ
За подтискане на носещата честота и една от страничните ленти
в съвременните предаватели за еднолентова модулация широко прило-
жение е намерил методът, при който се използуват многократвата
балансна модулация и филтри.
Балансьа модулация на все по-високи носещи честоти се прилага
многократно, три-четири пъти, с цел да се получи последователно от-
далечаване на страничните честоти, с което се създават условия за
отделяне с филтри на желаната лента.
Блоковата схема на еднолентов предавател, построен по този
принцип, е показана на фиг. 73.1. В първия балансен модулатор БМ1
постъпва нискочестотното напрежение, което при телефония е
F= 200—3500 Hz. Това напрежение модулира първата подносеща че-
стота която се подбира значително ниска (например /\ = 10000 Hz)-
312
За да се намалят нелинейните изкривявания, първият модулатор се осъ-
ществява обикновено по схемата на пръстенов балансен модулатор с
медноокисни или други вентили. В изхода на БМ1 се получават две
странични ленти /i+Fh ti~F Понеже при такава ниска подносеша
f +F
честота отношението у е достатъчно голямо, двете странични че-
Фиг. 711
стоти могат да се разделят с обикновени или сложни електрически
филтри. Филтърът Ф1 пропуска към БМ2 горната страничка лента
/14-F, а спира долната /х—F. В БМ2 се извършва за вторн път ба-
лансна модулация. Честотите h + F в случая модулират нова подно-
сеща честота /2, която е от 10 до около 30 пъти по висока от /х.
Независимо от това, че втората подносеша честота е доста висока
(например /2 = 300 000 Hz), получените две странични ленти f^fy+F
и /а— (/j+F) пак могат да се отделят с филтри. Разликата между
тях е /2+A+F-[/2-(/1 + F)] = 300000+10000 + 200 — [300000 —
— (10000+200)] = 310 200 — 289 800 = 20 400 Hz, а отношението на
горната странична лента към долната е достатъчно голямо.
След филтъра Ф2, който. пропуска горната странична лента fi+fi+F,
313
следва Б М3 с още по-висока подносеща честота (например /3=1000).
С получената горна странична лента след ФЗ се модулира честотата
/4. Тъй като честотата /4 е твърде висока, затова тя се получава
обикновено след неколкократно умножение (стъпалата УМНна фиг. 73.1)
на честотата на кварцов генератор Г4.
За да се получи в антената зададената носеща честота /, често-
тата Д трябва да се определи от израза /4 = /— (Л + /2 + A) ~ f—
— 1310 kHz. След филтъра Ф4 следват резонансните усилватели на мощ-
ност РУМ, от конто се изисква да работят с минимални нелинейни из-
кривявания.
Стабилността на работната носеща честота на предавателя f се
определи от стабилността на честотите f4, f3, f2 и fv Ето защо гене-
раторите Г4, ГЗ, Г2 и Г1, конто произвеждат тези честоти, трябва
да бъдат високостабилни — кварцови генератори, със стабилизирани
захранващи напрежения, околна, температура и пр.
74. ЕФЕКТИВНОСТ, ПРЕДИМСТВА И НЕДОСТАТЪЦИ НА ПРЕДАВАНЕТО
С ЕДНА СТРАНИЧНА ЛЕНТА
В сравнение с обикновената амплитудна модулация еднолентовата
модулация без носеща честота1 прите жава значителни предимства:
1. Привеждането на един предавател от обикновена амплитудна
модулация в еднолентова е равностойно на четирикратно повишение
на мощността му. За доказателство нека се разгледа
векторната диаграма на амплитудно модулираното
трептене със синусоидално напрежение при т =
= 100% в момент, когато трите вектора на носе-
щата UaH и на двете странични £Л.стр и t/д.стр са
съпосочни (фиг. 74.1). Нека приемем, че
макс == Uan-[-Uг. стр 4“ t/д. стр = £Ан4"£Л:тр = 2 С7Стр
е максималната амплитуда, която крайното стъпало
на амплитудно модулирания предавател може да
създаде върху товара — изходния трептящ кръг с
дадено /?е. При преминаване към еднолентова моду-
лация Uа макс запазва стойността си, a t7aH и напре-
жението на една от страничните честоти, например
Фиг 74 1 долната, стават нула. Тогава напрежението на оста-
иг налата странична честота Ur. стр за сметка на Uan и
(7Д. стр, може да се увеличи по стойност Ua макс, т. е.
Ц. стр, което пренася информацията, да стане два пъти по-голямо от
сумарното t/стр при обикновената амплитудна модулация.
1 В случая влиянието на пилот-сигнала, ако има такъв, се пренебрегва, защото
амплитудата му в сравнение с амплитудата на страничните честоти е значително по-
малка.
314
Тъй като мощността е пропорционална на квадрата на напреже-
нието, следва, че удво.яването на амплитудата на страничните честоти
съответствува на четирикратно повишение на мощността им.
2. Приемниците за еднолентова модулация могат да се направят с
двойно по-тясна лента на пропускане. Това намалява нивото на сму-
щението и повишава отношението на сигнала към шума. Еквивалент-
ното повишаване на мощността на предавателя в случая е два пъти.
3. Поради особеността на разпространение на късите вълни в мя
стото на приемането при обикновената амплитудна модулация се на-
рушава фазовото съотношение между носещата, честота и страничните
честоти. Това явление довежда до намаление на напрежението със
звукова честота в приемника или в крайна сметка е еквивалентно на
намаление на мощността на предавателя. При еднолентовата моду-
лация, която намира широко приложение в обхвата на късите вълни,
този недостатък липсва, понеже носещата честота не се предава, а се
произвежда в самия приемник. Опитно се доказва, че това е равно-
стойно на повишение на мощността на предавателя два пъти.
4. Мощните стъпала в предавателите за еднолентова модулация
като усилватели на една странична лента работят в режим клас В,
който при среден процент на модулация т = 25 % е по-икономичен,
отколкото усилвателите на модулирани трептения и модулационните
стъпала при решетъчна и анодна модулация. Еквивалентното повише-
ние на мощността в случая е не по-малко от 1,25 пъти.
При постоянно отношение на сигнал/шум общото еквивалентно по-
вишение на мощността ще бъде 4X2X2X1,25 = 20 пъти.
Излъчването на пияот-сигнала намалява до известна степей така
изчислената еквивалентна мощност.
Еднолентовата модулация освен енергийни има и други преиму-
щества пред обикновената амплитудна модулация, а именно:
I. Позволява да се поместят в един и същи обхват по-голям брой
радиовръзки.
2. Запазва се тайната на радиотелефонирането, понеже при приема-
нето на една странична лента с обикновен радиоприемник се получава
пълна неразбираемост на разговора, който се води.
3. Селективното затихване на носещата честота, което е характер-
но за късите вълни, при радиовръзка с една странична честота липсва.
Освен енергийните предимства, за конто вече се говори, това води
до намаление на нелинейните изкривявания.
Главен недостатък на еднолентовата радиовръзка е сложността
както на радиопредавателите, така и на радиоприемниците за едно-
лентова работа.
Еднолентовата модулация намира широко приложение в късовъл-
новите предаватели за служебни радиовръзки, в многоканалните ра-
диорелейни предаватели, който работят на ултракъси вълни, и в теле-
визионните предаватели за прздаване на образа.
315
СЕДЕМНАДЕСЕТА ГЛАВА
ЧЕСТОТНА И ФАЗОВА МОДУЛАЦИЯ
75. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ЧЕСТОТНАТА И ФАЗОВАТА
МОДУЛАЦИЯ (ЧМ И ФМ)
1. Приложение на ЧМ и ФМ.
При честотната модулация се извършва принудително изменение на
честотата на високочестотното носещо трептене по закона на моду-
лиращия сигнал, а при фазовата модулация — на фазата.
Честотната модулация намира приложене в голяма част от съвре-
менните радиопредаватели. Фазовата модулация се прилага също така
много често, но не за получаване на фазово модулирани трептения, а
като косвен метод за получаване на честотно мрдулирани трептения.
С честотно модулирани трептения работят всички ултракъсовъл-
нови предаватели, предназначени за качествено радиоразпръскване,
както и почти всички телевизионни предаватели за звуковия съпровод.
С честотно модулирани трептения работят и почти всички съвременни
служебни приемно-предавателни радиостанции, предназначени за връзка
на близки разстояния (до няколко десетки километра). Такива са
например приемно-предавателните радиостанции, който обслужват
диспечерските служби на аерогарите, жп. гарите, бърза помощ и др.,
а така също и тези, използувани за военни и други специални цели.
Честотно модулираните трептения намират приложение и в радиорелей-
ните линии, предназначени за предаване на телевизионни программ или
на многоканална телефония, а също така и в някои видове радиолока-
ционни станции.
2. Свойства на ЧМ и ФМ трептения.
а) Немодулирани хармонични трептения. Гокът в антенния кръг
на радиопредавателните устройства при липса на модулация представ-
лява високочестотно хармонично трептене и се изразява със следното
уравнение:
i = Z0cosy = Z0cos(<o0Z + <р0) = Z0cos(2jt ft + cp0) = Zocos• t + ?0j •
Тук /0 e амплитуда на трептенето.
ср = ю t 4- ср0 е фазов ъгъл или накратко фаза на немодулираното
трептене в произволен момент Z' Той е линейна функция на времето
и се измерва в радиани [rad].
ср0 е начален фазов ъгъл или накратко начална фаза на трепте-
нето. Началният фазов ъгъл представлява стойността на фазовия
ъгъл ср в началния момент на отчитане на времето (при t = 0).
о у* 2 тс
(о0 = 2п fQ = е ъглова скорост или кръгова честота иа немоду-
лираното трептене. Това е скоростта на изменение на фазовия ъгъл
във времето. Ъгловата скорост се измерва в радиани за секунда [rad/s].
При модулация тя се нарича носеща или средна кръгова честота.
316
TQ e период на немодулираното трептене. Периодът представлява
продължителността на едно пълно трептене и се измерва в секунди [s],
z I IT
е честота на немодулираното трептене. Честотата пред-
ставлява броят на трептенията или периодите в единица време и се
измерва в херци [Hz]. При модулация тя се нарича носеща или средни
честота.
Нулевите индекси означават, че съответните параметри на трепте-
нето са постоянни във времето
б) Връзка между честота и фаза. Между кръговата честота и
фазата на всяко едно трептене съществува взаимна връзка. Тя се
състои в това, че кръговата честота е скорост на изменение на фазата.
Но скоростта на изменение на всяка величина представлява първа
производна на същата величина. Оттук следва, че изменението на фа-
зата във времето по какъв да е закон ср(/) е еквивалентно на измене-
d ср
ние на кръговата честота по закона со = От последното пък
следва обратната зависимост, че изменението на кръговата честота във
времето по какъв да е закон со (Q е еквивалентно на изменение на
ф зата по закона ср = J' a)dt.
От взаимната зависимост между кръговата честота и фазата следва,
че всяка принудителна модулация на фазата предизвиква автоматична
модулация и на честотата. Обратно, всяка принудителна модулация на
честотата предизвиква автоматична модулация и на фазата. Следова-
телно както при ЧМ, така и при ФМ се извършва едновременно моду-
лиране и на честотата и фазата на високочестотното трептене.
Прието е модулацията да се смята за честотна, ко-
гато модулиращият сигнал причинява принудителна из-
менение на честотата (независимо че едновременно с това се из-
меня и фазата). Когато пък модулиращият сигнал причи-
нява принудителна изменение на фазата, модулацията се
смята за фазова (независимо че при това се изменя и честотата).
Казва се, че едно трептене е честотно модулирано,
ако отклонением на моментната честота со спрямо
стойността й при липса на модулация ш0 е пропор
ционално на напрежението на модулиращия сигнал uq-
« = <»о + &чм Uq .
Тук е коефициент на пропорционалност.
Трептенето е фазово модулирано, ако отклонението
на моментната фаза ? спрямо стойността й при липса
на модулация соо t -|- <р0 е пропорциона л но на запреже-
нието на модулиращия сигнал Uq\
ср = wo + фо + ^ф.м >
където АфМ е коефициент на пропорционалност.
317
Взаимната зависимост между честота и фаза на всяко трептене ни
подсказва, че честотно модулирани трептения могат да се получат не
само по пряк начин, т. е. чрез честотна модулация, но и по косвен
начин — чрез фазова модулация. Възможно е също така получаването
и на фазово модулирани трептения не само по пряк начин, т. е. чрез
фазова модулация, но и по косвен начин — чрез честотна модулация.
Тъй като на практика в радиосвързочните линии се използуват пре-
димно честотно, а не фазово модулирани трептения, по-голям интерес
представлява разглеждането на прекия и косвения начини за получа-
ване на честотно модулирани трептения. Тези два начина са разгле-
дани съответно ^ри „Честотни модулатори" и „Фазови модулатори\
Нека да приемем, че напрежението на модулиращия сигнал пред-
ставлява хармонично трептене от вида
uq = Uq cos Qt
и да разгледаме едновременното изменение на честотата и фазата
при ЧМ и ФМ.
в) Честотно модулирани т р е п т е н и я. При честотна моду-
лация моментната честота, изменяща се пропорционално на модулира-
щото напрежение, се определя с израза
со = (оо + Лчм cos Ш = (d0 + До)чм cos Q t.
Тук Д(очм = k4M Uq представлява амплитуда на отклонение на
честотата при ЧМ спрямо стойността й при липса на модулация <d0.
Вижда се, че при честотна модулация Дючм зависи само от амплиту-
дата на модулиращото напрежение Uq и е пропорционално на същата.
Моментната фаза при ЧМ се определя с израза
/Асо
mdt = й)0/ + + ~2^sinQ I = соо/ + ср0 + A<p,Msin2/ =
= о)01 -г Фо 4- /Ичм sin Q t.
Тук тчм = Дфчм = —— е амплитуда на отклонение на
фаз ат а при ЧМ спрямо стойността й при липса на модулация и се
нарича индекс на модулация при ЧМ. От последняя израз се
вижда, че индексът на модулация при ЧМ тчм зависи не само от
амплитудата на модулиращото напрежение, но също така и от често-
тата на същото.
На фиг. 75.1 а са показани зависимостите на Д&Чм и /пчм от често-
тата на модулиращия сигнал Q. От тях се вижда, че при ЧМ ампли-
тудата на честотното отклонение Да)1 не зависи от стойността на
честотата Q, а индексът на модулация т намалява с увеличение на
честотата Q.
Като се знае изразът за моментната стойност на фазата на едно
1 Много често за краткост Д<о се нарича девиация па честотата или просто де
виация.
318
трептене, лесно може да се напише изразът за моментната стойност
на самото трептене: t = /0cos<p. Следователно изразът на моментната
стойност на едно честотно модулирано трептене ще бъде
i = /0 cos ср = /0 cos (соо t + «р0 + тчм sin 2t).
Графиката на моментната стойност на такова честотно модулирано
трептене е показана на фиг. 75.2.
Фиг. 75.2
г)фазово модулирани трептения. Моментната фаза при
фазова модулация, която е пропорционална на напрежението на моду-
лиращия сигнал, се определя с израза
= о)о t + Фо + ^Фм Ua cos 21 = <i)01 -h <p0 + Дффм cos 21 =
= cooz' 4- Фо + /ИфмС0$2/.
31»
Тук ДффМ = /ПфМ = Uq представлява амплитуда на отклоне-
ние на фазата при ФМ спрямо стойността й при липса на моду-
лация. Нарича се още индекс на модулация при ФМ. От послед-
ний израз се вижда, че индексът на модулация при ФМ /пфм зависи
само от амплитудата на модулиращото напрежение Uq и е пропорцио-
нален на същата. За разлика от честотно модулираното трептене при
фазово модулираното трептене индексът на модулация не зависи от
честотата Q на модулиращия сигнал. Това е една от съществените
разлики между тези два вида трептения.
Моментната честота при фазова модулация се определи с израза
ш = (оо — Q £фм Uq sin Q t ~ соо — Q /пфм sin Q t = —- До>фм sin Q t.
Тук Да)фм = Q/пфм = Q&фмUq представлява амплитуда на откло-
нение на честотата на ФМ спрямо стойността й при липса на
модулация. Вижда се, че при фазова модулация Д<офм зависи не само
от амплитудата Uq , но и от честотата Q на модулиращото напрежение.
Фиг 75.3
Графиките на /п и Дю в зависимост от честотата Q на модулира
щия сигнал при ФМ са показани на фиг. 100 б. От тях се вижда, че
при ФМ индексът на модулация т не зависи от мрдулиращата
честота Q, а амплитудата на честотното отклонение Дю расте линейно
с увеличение на честотата Q.
Изразът за моментната стойност на фазово модулираното трепте-
не е
i =* IQ cos ср = /0 cos (а>01 4- ср0 + 'тфы cos Q /).
320
На фиг. 75.3 е показана графиката, изобразяваща моментната стойност
на фазово модулирано трептене. С непрекъсната линия е изобразено
немодулираното високочестотно трептене, а с прекъсната — фазово
модулираното. През положителния полупериод на модулиращото напре-
жение модулираното трептене изпреварва по фаза немодулираното,
т. е. фазата на модулираното трептене се увеличава спрямо тази на
немодулираното. През отрицателния полупериод на модулиращото
напрежение модулираното трептене изостава по фаза спрямо немоду-
лираното, т. е фазата на модулираното трептене се намалява спрямо
тази на немодулираното.
3. Честотен спектър на ЧМ и ФМ трептения. Амплитудно мо-
дулираното високочестотно трептене при модулация с хармоничен
сигнал Ид = Uq cos 2 Ft се състои от три съставящи хармонични треп-
тения: трептене с носеща честота f0 и две нови трептения със стра-
нични честоти f 0 — F и J'q + F. Честотно и фазово модулираните треп-
тения при същия модулиращ сигнал се състоят теоретически от без-
брой много съставящи хармонични трептения: трептене с носеща
честота /0 и безброй много трептения със странични честоти /0 — F,
f0 — 2F,.... и f0+F, f0 + 2F,...
При амплитудно модулираното трептене ширината на честотния
•спектър, състоящ се от споменатите три съставни хармонични трепте-
ния, е равна на удвоената честота на модулиращия сигнал: В = 2 F,
където В е ширината на честотния спектър, a F—честотата на моду-
лиращия сигнал. При честотно и фазово модулираните трептения шири-
ната на честотния спектър теоретически ё безкрайно голяма. Странич-
ните честоти са разположени две по две симетрично от двете страни
на носещата (средната) честота. Разликата на честотите на кои да са
две съседни странични честоти е равна на честотата на модулиращия
сигнал F. Оттук следва, че както при ЧМ, така при ФМ, ако модули-
ращата честота F се понижава, гъстотата на честотния спекттр се
увеличава (страничните честоти се разполагат по-близко едно до друго).
Обратно, ако модулиращата честота се повишава, гъстотата на честот-
ния спектър намалява (отстоянието между съседните странични честоти
се увеличава).
За разлика от амплитудно модулираното трептене при честотно и
фазово модулираните трептения амплитудата на носещата честота н е
остава постоянна в процеса на модулация. Амплитудите както
на носещата, така и на страничните честоти при модулация се изменят
като функция на индекса на модулация т. На фиг. 75 4 са показани
кривите на тези зависимости за носещата честота и първите пет стра-
нични честоти. О г фигурата се вижда, че амплитудата на тези честоти
периодически се анулира при различии стойности на индекса на моду-
лация, т. е. съответната честота изчечва от честотния спектър.
Тъй като амплитудата на немодулираните и модулираните високо-
честотни трептения при ЧМ и ФМ се запазва постоянна, това означава,
че и мощността, която носи трептенето, не се изменя при премина-
ване на режим на носеща честота в режим на модулация. Поради това
появата на странични честоти при модулация трябва да предизвиква
21 Радиопредавателна техника
321
преразпределение на мощността между страничните честоти и носе-
щата честота. С това се обяснява и намалението на амплитудата на
носещата честота при нарастване на
амплитудите на страничните
честоти. В случайте, когато
носещата честота изчезва
(например при /и = 2,4 и др,
виж фиг. 75.4), цялата мощ-
ност се разпределя само
между страничните честоти.
На фиг. 75.5 са показани
честотните спектри на ЧМ
или ФМ трептения за три
различии стойности на ин-
декса на модулация т и за
една и съща честота на мо-
дулиращия сигнал F. Различ-
ните странични честоти имат
различии амплитуди. Тези от
тях, чиито амплитуди са
много малки, играят несъщест-
вена роля в пренасянето на
енергия от предавателя до
приемника. Отстраняването им
от спсктъра на модулираното
трептене практически нс се
отразява върху качеството
на предавания сигнал. Това
позволява при предаване на
едно ЧМ и ФМ трептене да
се ограничи неговият често-
тен спектър до една крайна
ширина, достатъчна за из-
искваното качество на пре-
даване на модулиращия сиг-
нал. Ако се пренебрегнат
всички странични честоти с
амплитуда под 1 % от амплитудата на немод/лираната носеща честота^
ширината на честотния спектър може да се определи с помощта на
формулата В = 2/^(1 4- т + \/ап). Тук F^KC е най-високата модули-
раща честота, а т е индекс на честотна или фазова модулация. Шири-
ната на честотния спектър, определена по тази формула, е напълно
достатъчна за висо<окачествено предаване и приемане на ФМ и ЧМ
трептения. Например при качествено УКВ—ЧМ радиоразпръекване
честотният спектър на модулиращия сигнал е F = 20 -4- 15 000 Hz.
Максималната амплитуда на честотното отклонение Д f при ЧМ, която
съответствува на най-голямата амплитуда на модулиращото напреже-
ние, съгласно международните норми е Д/макс = 50 kHz. При това
322
индексът на честотна модулация за най-високата
модулираща честота
се получава
т =
Д/-50.103
F “ 15. ИР —
f= const -t т - Van
Фиг. 75.5
В този случай ширината на ефективния честотен спектър, определена
по горната формула, се получава
в = 2.F„aKC (1 + т + у/т) = 2.15000.(1 + 3,3 +
+ ^3,3)^2.15000.6 = 180 kHz.
При служебнике радиостанции се използува Д /маис = 10 4-20 kHz
и 200 4000 Hz. При тях ефективната ширина на честотния спек-
тър се получава значително по-малка.
На фиг. 75.5 е показано нагледно как эависи ефективната ширина
на честотния спектър на едно ЧМ или ФМ трептене, когато често
тата на модулиращия сигнал остава постоянна, а се изменя индексът
на модулация. Ст фигурата се вижда, че при индекс на модулация
т = 2 броят на двойките странични честоти, който имат амплитуда
над 1 % от амплитудата на немодулираната носеща честота, е п = 4.
Ефективната ширина на лентата на честотния спектър е равна на B=&F,
където F е честотата на модулиращия сигнал. При т = 4 ширината
323
на честотния спектър е B=\4F, а при т — 8 същата се получава
равна на В = 22 Л.
Една от съществените разлики между ЧМ и ФМ се състои в ши-
рината на честотния спектър на модулираното трептене. При честотна
модулация ширината на честотния спектър В почти не зависи от
честотата на модулиращия сигнал, а при ФМ тя зависи и се изменя в
много широки граници. Ако се поддържа постоянна амплитуда на
модулиращия сигнал U& = const, а се изменя неговата честота Л, то
при ЧМ се запазва постоянна амплитудата на честотното отклоне-
ние Д/, а при ФМ — амплитудата на фазовото отклонение Др, т. е.
индексът на модулация пг. Това означава, че при ЧМ с увеличение
на F индексът на модулация т = се намалява, тъй като Д/ - const.
Поради това ширината на честотния спектър В се запазва почти една
и съща. При ФМ, понеже т = ~ = const, с увеличение на F се уве-
личава и Д/, от коего следва, че едновременно с това се увеличава и
ширината с честотния спектър В, Трва е един съществен недостатък
на ФМ. Лентата на пропускане на приемного устройство се определя
от най-високата мэдулираща честота FMaKc* За по-ниските от нея моду-
лиращи честоти тази лента на пропускане се явява излишно широка и
се намалява отношение го сигнал — шум на изхода на приемника.
4. Сравнение между Ч VI и А VI. Основного преимущество на ЧМ
в сравнение на AM се съсгои в по-голямата й шумоусгойчивост. Из-
ползуването на ЧМ позволява да се намали значително вредНото влия-
ние на промишлените и атмосферните шумове върху радиоприемането,
както и на соэствениге шумове. Друго важно преимущество на ЧМ е
възможността за предаване на полезния сигнал със значително по-малки
нелинейни изкривявания, т. е. използуването на ЧМ позволява по-висо-
кокачествено предаване на полезния сигнал.
Основен недостатък на ЧМ в сравнение с AM се явява значително
по-голямата ширина на честотния спектър В на модулираното треп-
тене. Поради тази причина ЧМ се прилага в радиол,)едавателите,
работещи на честоги, по-големи от 25 4-30 MHz. При по-ниски честоти
ЧМ се използува само за предаване на телеграфии сигнали, при конто
ширината на честотния спектър се потучава не много голяма.
Друга разлика между AM и ЧМ се явява големината на ам-
плитудите на страничните честоти. Докато при AM амплитудите на
страничните честоти са винаги по-малки о г амплитудата на носещата
честота, при ЧМ (и при ФМ) амплитудите на страничните честоти
могат да превъзхоЖдат амплитудата на нозещата честога. Докато
при AM амплитудата на носещата честота остава неизменна в процеса
на модулацията, при ЧМ (и при ФМ) тя се измени, дори нещо повече,
при определени стойности на индекса на модулацая >п (фиг. 75.4) тя
-става равна на нула. В тези случаи трептенето с носеща честота
язчезва и оставят само трептенията на страничните честоти.
324
76. ЧЕСТОТНИ МОДУЛАТОРИ
Честотно модулирани трептения могат да бъдат получени по два
принципно различни начина:
а) пряк (непосредствен) начин — чрез честотна модулация;
б) косвен начин — чрез фазова модулация.
Тук се разглежда първият начин, а вторият ще бъде разгледан при
„Фазови модулатори".
Непосредствената честотна модулация може да се извършва по-
средством изменение на собствената честота на трептящия кръг на
генератора. Ако трептящият кръг има индуктивност LK и капацитет
Ск, неговата собствена честота е равна на
/ =___1
70 2n>jLK Ск
Относителното изменение на собствената честота на кръга ^4 при
JQ
малки изменения Д С и- Д L на неговите реактивни параметри Ск и LK
е свързано с тях посредством следната формула:
А / ______
/о “ 2 UK + LJ ’
От тази формула се вижда, че относителното изменение на собстве-
ната честот^ на кръга е линейна функция на относителните изме-
рь
нения на неговите параметри 7- и . Изменението на собствената
честота на кръга може да се извършва посредством отделно или едно-
временно изменение на параметрите на кръга (фиг. 76.1).
Фиг. 76.1
За да може да се получи неизкривена честотна модулация,
трябва ДС и Д£ да бъдат линейна функция на напрежението на моду-
лиращия сигнал.
Понастоящем най-голямо приложение за извършване на честотна
модулация намират така наречените реакт.ивни електронни
лампи. Те представляват обикновени електронни лампи, поставени в
325
такъв режим, при който анодната им верига (участъка анод—катод) е
еквивалентна или на индуктивност, или на капацитет, който може да се
изменя практически безинерционно и в линейна зависимост от напре-
жението на модулиращия сигнал, подаден във веригата на управлява-
а
Фиг. 76.2
щата им решетка. Принципната схема на една реактивна лампа в най-
общ вид е показана на фиг. 76.2. На схемата за простота не са по-
казани източниците на постоянните захранващи напрежения Еа и Е&.
Не е показано също така как се подава напрежението на модулиращия
сигнал uq към реактивната лампа. Схемата пояснява само принципно
как се формира еквивалентната реактивност на веригата между анод—
катод на лампата Л.
Както се вижда от споменатата фигура, реактивната лампа пред-
ставлява един двуполюсник с изводи 1 и 2. Променливото напрежение
Ua между тях постъпва от трептящия кръг на генератора, към който те
се включват. Това напрежение се оказва включено между електродите
анод и катод на лампата Л. За да бъде веригата между тези два
електрода еквивалентна на индуктивност или капацитет, трябва токът
1а\, който протича през тях, да бъде дефазиран на плюс или минус 90°
спрямо напрежението Ua, приложено между тях. Дефазирането на
анодния ток 1а\ се извършва с помощта на дефазиращия четирипо-
люсник. Той дефазира на ъгъл плюс или минус 90° възбудителното на-
прежение Ug на лампата спрямо анодното й напрежение Ua . Ако про-
ницаемостта на лампата е много малка (7)^0), анодният й ток 1а\ е
почти във фаза с възбудителното напрежение, т. е. той също се оказва
дефазиран на 90° спрямо анодното напрежение Uа .
Съществуват различии схеми на реактивни лампи, който се разли-
чават помежду си по схемата на дефазиращия четириполюсник. Най-
голямо разпространение имат реактивните лампи, при който дефази-
ращият четириполюсник има вида на делител на напрежение, съставен
от един активен и един реактивен елемент. На фиг. 76.3 е представена
схемата на реактивна лампа с такъв делител. Елементите му са озна-
чени в най общ вид със Z4 и Z5. На фиг. 76.4 са показани четирите
възможни варианта на тази схема.
Нека разгледаме схемата на фиг. 76.3. Схемата на реактивната
326
лампа е обградена с пунктирна линия. Проводимостта на анодната
верига на лампата Л2 се определя с израза
у SAUg + DUg) о 7g/ D\
РЯ’ Ug Ug 1 \Ug
Честотен модулятор
Фиг. 76.3
Отношението на възбудителното напрежение Ug към анодното на-
прежение Uа се нарича коефициент на обратна връзка на
реактивната лампа и се означава с /?=£*-. Той представлява
Ua
комплексна величина и се определя от елементите на делителя на на-
прежението г4 и z5 с израза
k ==-5=- = k cos <fk+jk sin ср*.
г5+г4
Ако се замести k в израза за проводимостта, се получава
Крл=^1 (* + D} = (k cos ср* + D) -F jSi k sin
От този израз се вижда, че характерът на проводимостта на анод-
ната верига на реактивната лампа се определя от фазовия ъгъл на
коефициента на обратна връзка Ако той е равен на = ± 90э и
2? = 0, проводимостта на анодната верига се оказва чисто реактивна.
327

328
Тази проводимост мож^ да бъде с индуктивен или с капацитивен ха-
рактер в зависимост от знака на yk •
Грл = ± JS^k.
Фазовият ъгъл на коефициента на обратната връзка е толкова по-
близък до 90°, колкото модулът на импеданса z4 е по-голям от този
на импеданса (|z4| |гб|). Ако е спазено горното неравенство, се
получава следният опростен израз за коефициента на обратната връзка:
Ако се заместят в този израз на местата на |гб| и |г4| конкретните
значения на съпротивленията за различните схеми на делителите, пред-
ставени на фиг. 76.4, се получават следните формули:
схема a) k = j со С4 /?5,
схема 6) k=—j
схема в) k=—j
------г----- 9
На фиг. 76.4 към всяка от четирите схеми на реактивни лампи са
показани и съответните векторни диаграми на токовете и напреженията
в тях, а също така еквивалентната заместителна схема на реактивната
лампа и изразите за еквивалентната реактивност и еквивалентното
активно съпротивление.
Нека да разгледаме векторната диаграма, съответствуваща на схема
а) от фиг. 76.4. Приемаме вектора на анодното напрежение U(l като
изходен. Това напрежение създава ток през делителя на напрежение
С4, /?б, означен на схемата с /деЛ. Последният изпреварва по фаза Ua,
затова на векторната диаграма неговият вектор е пред вектора на Un.
Тъй като по условие съпротивлението в горното рамо на делителя е
много по голямо от това в долното рамо, токът /дел ще изпреварва Ua
с бл'изо 90°. Падението на напрежение, създавано от тока /деЛ върху
съпротивлението 7<б, се явява възбудително напрежение Ug за лам-
пата. То е във фаза с ток /дел. Анодният тск на лампата 1а\ е във
фаза с възбудителното напрежение Ug (при D = 0), поради което неговият
вектор има еднаква посока с вектора на Ug. Тъй като векторът /а1
изпреварва вектора Uat анодната верига на лампата има проводимост
с капацитивен характер. Еквивалентната й заместителна схема е пред-
ставена на фиг. 76.4 чрез последователно свързани капацитет Се
и съпротивление Re -2-.
329
При схема б) на фиг. 78.4 делителят на напрежение също е съ-
ставен от съпротивление и капацитет с тази разлика, че съпротивлението
което се намира в горното рамо на делителя, е много по-голямо
от съпротивлението на капацитета Сб. Поради тази причина векторът
на тока през делителя /дел ще изпреварва много малко вектора на на-
Генератор
Фиг. 76.5
прежението Ua- Векторът на възбудителното напрежение Ug изостава
по отношение на вектора /дел с 90°, тъй като Ug се получава като па-
дение на напрежение от тока /дел върху капацитета Сб. Векторът на
анодния ток /въ който съвпада по посока с вектора Ug9 изостава от
вектора на анодното напрежение Ua с близо 90'. Поради това тази
схема на реактивна лампа е еквивалентна на индуктивност. По анало-
гичен начин се обясняват векторните диаграми и на останалите две
схеми на фиг. 76.4.
Освен реактивни лампи в качеството на честотни модулатори се
използуват така наречените реактивни превключватели, в конто се из-
ползуват полупроводникови диоди. На фиг. 76.5 е показана схема на
такъв вид честотен модулатор. Принципът на действие на тази схема
се състои в следното. Паралелно към трептящия кръг на генератора е
включена верига от последователно съединени помежду си реактивност
(в случая Ао), диод и източник на модулиращо напрежение. Токът в тази
верига, създаван от високочестотно напрежение върху трептящия кръг,
ще има формата на островърхи импулси с ъгъл на отсечката, който
зависи от моментната стойност на модулиращия сигнал. Това е екви-
валентно на паралелно включване към трептящия кръг на една реак-
тивност (в случ; я индуктивност) с променлива стойност, която зависи
от моментната стойност на модулиращия сигнал.
Основен недостатък на тази схема се явява значителното намаляване
на качествения фактор Q на кръга на генератора и сравнително големия
коефициент на паразитна амплитудна модулация. Схемите на реактивни
превключватели се използуват като честотни модулатори в схемите за
получаване на честотна телеграфия.
330
В радиотелефонията по-големи предимства имат схемите на честотни
модулатори, използуващи зависимостта на капацитета на закрития р-п
преход на полупроводниковите диоди от стойността на запушващото
напрежение. Например схема на такъв честотен модулатор е показана
на фиг. 76.6. Към диода на тази схема са приложени следните напре-
Геигра тор
Частотен модулатор
I---------------------------1
Фиг. 76 С
Генератор
Фиг. 76 7
жения: постоянно запушващо напрежение ^ап, модулиращо напрежение
с амплитуда Uq и високочестотно напрежение, постъпващо от трептя-
щия кръг на модулирания генератор UB4. Стойността на тези напреже-
ния се подбира така, че диодът да бъде винаги запушен:
£зап + U& 4“ С/вч <С о.
331
Капацитетът на закрытия р-п преход на диода се изменя в съответ-
ствие със стойността на модулиращото напрежение и създава честотна
модулация.
На фиг. 76.7 е показана схема на друг вид честотен модулатор,
при който се използува изменението на динамичния входен капацитет
на един резонансен усилвател на мощност. Ако анодният му трептящ
кръг е настроен в резонанс към статичния входен капацитет, се при-
бавя още и допълнителен такъв, определен с израза
дсвх = ад +А) = са&(\ + ад).
Това означава* че този допълнителен капацитет зависи от средната стръм-
ноет на лампата в динамичен режим Като се изменя под въздей-
ствието на модулиращото напрежение Uq се изменя динамичният входен
капацитет на стъпалото, което от своя страна предизвиква честотна
модулация. Тази схема може да осигурява не много голяма амплитуда
на честотното отклонение, поради което се използува за теснолентова
честотна модулация.
77. СТАБИЛИЗИРАНЕ НА СРЕДНАТА ЧЕСТОТА ПРИ ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ
Включването на реактивната лампа към трептящия кръг на генера-
тора увеличава нестабилността на неговата честота. Изменението на
захранващите напрежения на реактивната лампа предизвиква изменение
на честотата, така както и полезного модулиращо напрежение. Нафиг.
77.1 е показана двулампова схема на честотен модулатор, при който
едната лампа <ЛХ) е еквивалентна на индуктивност, а другата (772) —
на капацитет. Тази схема позволява да се намали влиянието на захран-
ващите напрежения върху честотата. Ако в схемата са подбрани
еднакви по модул коефициенти на обратната връзка за двете лампи,.
при синфазно изменение на решетъчните напрежения на двете лампи
честотата йяма да се изменя. За да може да се получи честотна мо-
дулация от полезния модулиращ сигнал, последният трябва да се подава
към управляващата решетка на двете лампи в противофаза. В резултат
на това се получава двойно по-голяма амплитуда на честотното от-
клонение Д/ в сравнение с една реактивна лампа. Друго преимущество
на тази схема е това, че при нея липсва паразитна амплитудна мо-
дулация.
За стабилизиране на средната честота на честотно модулирани»
генератор заедно с прилагане на двуламповата схема на честотен мо-
дулатор се прилага още и автоматично регулиране на средната честота
(АРЧ). На фиг. 77.2 е показана блокова схема на радиопредавател
332
с честотна модулация, в който е приложено регулиране на средната
честота. Към един смесител се подават напрежеция от изхода на бу-
ферния усилвател на предавателя и от един опорен кварцов генератор.
Флг. 77.1
Фиг. 77.2
На изхода на смесителя се получава междинна честота, равна на раз-
ликата от двете честоти. Ако честотата на модулируемия генератор е
равна на номиналната стойност, която тя трябва да има, честотата на
333
изхода на смесителя има такава стойност, при която напрежението
на изхода на дискриминатора /Гупр е равно на нула. При изменение на
средната честота на модулируемия генератор под или над номиналната й
стойност на изхода на дискриминатора се появява постоянно напре-
жение /Гупр с положителна или отрицателна полярност, зависеща от
знака на отклонението на честотата Напрежението от изхода на дис-
криминатора през филтър се подава последователно с модулиращия
сигнал на решетката на реактивната лампа. При това честотата на
произвежданите от генератора трептения се изменя в направление,
обратно на първоначалното. Филтърът е необходим, за да не могат
бързите изменения на честотата, причинени от полезната честотна мо-
дулация, да задействуват системата за автоматично регулиране. За тази
целлентата на пропускане на филтъра се избира по-ниска от най-ниската
честота на полезния модулиращ сигнал. Така например при служебните
радиотелефонии предаватели, при конто спектърът на модулиращите
трептения е от 300 3000 Hz, лентата на пропускане на филтъра
трябва да бъде от нула до 100-?200 Hz.
78. ФАЗОВИ МОДУЛАТОРИ
Използуването на фазовата модулация в съвремениите радиопреда-
ватели като косвен метод за получаване на честотно модулирани треп-
тения има известии преимущества пред прекия начин за получаване
на такива трептения. Този начин позволява да се получава по-висока ста-
билност на носещата честота със значително по-прости средства. Тъй
като честотата на задавашия генератор не трябва да се изменя, за
нейното стабилизиране може да се използува схема с кварц. Фазовата
модулация се извършва в някои от следващите след генератора усил-
вателни стъпала. Поради това задаващият генератор не е подложен на
действието на модулиращото напрежение и неговата носеща честота
не зависи от постоянство™ на параметрите на фазовия модулатор Не-
достатък на фазовата модулация се явява това, че получаването й без
изкривявания е възможно само ако тя не е много дълбока. За задъл-
бочаването й се налага да се използува многократно умножение на че-
стотата. Поради това предавателят се получава с по-голям брой стъ-
пала — умножители на честотата, отколкото при ЧМ.
На фиг. 78.1 е показана блокова схема на предавател с косвена
честотна модулация, т. е. с използуване на фазов модулатор. Преди
подаване към фазовия модулатор модулирашият сигнал се пропуска
през интегриращ четириполюсник за предварително преобразуване. В
резултат на това в изхода на стъпалото, където се извършва фазова
модулация, се получава честотьо вместо фазово модулирано трептене.
Съществуват различии схеми на фазови модулатори. На фиг. .78.2 е
показана една от тях. Прйнципът на действието й се състои в след-
ното. Към управляващите решетки на лампите Д и Л2, работеши върху
общ товар, се подават високочестотни трептения, изместени по фаза
334
на 90°. Това се постига с помощта на втори трептящ кръг, наречен-
дефазиращ кръг. Ако дефазирещият кръг е настроен в резонанс,
токът в него е изместен по фаза на 90° спрямо тока в предния кръг,
с който той е свързан индуктивно.
Фиг. 78.1
На същия ъгъл 90 ще бъдат изместени по фаза високочестотните
възбудителни напрежение и първите хармонични на анодния ток на
двете лампи Л± и Л2. Модулацията чрез защитните решетки на двете
лампи се цзвърщва в противофаза. Първите хармонични на модулира-
।__________।
Цнтегриращ
четириполюсник
Фиг. 78 2
ните анодни [токове се събират в общ аноден трептящ гкръгггНа
фиг. 78.3 е показана векторната диаграма, илюстрираша процеса на
фазовата модулация в тази схема. Векторите, изобразяваши амплиту-
дите на първите хармонични на анодния ток на лампите, са*разполо-
жени под ъгъл £0°. При липса на модулация те са равни. Сумарният
335
вектор О А се получава изместен на 45°. Тъй като амплитудната моду-
лация се извършва в противофаза, при нарастване на анодния ток на
едната лампа 1а\ анодният ток на другата лампа Га\ съответно сена-
Режим на
носеща честота
ai мин
Максимален
режим за Л1
Минины
режим за
Фиг. 78.3
Фиг. 78.4
малява. Сумарният вектор ОА се завърта около точката О към стра-
ната на по-големия вектор Ia\. С изменение на модулиращия сигнал
се изменят амплитудите на анодните токове 1а\ и l'a\ в обратна по-
сока и сумарният вектор се завърта обратно към t'a\. Така под дей-
ствието на модулиращия сигнал се изменя фазата на резултантния
вектор, с което се получават трептения, модулирани по фаза. За полу-
336
яаване на по-малки нелинейни изкривявания се използува отклонение
jwa фазата на резултантния вектор на не повече от 35°(^Ф'акс < 35°).
Схема на фазов модулятор с по-добри качествени показатели от
Фиг. 78.5
Фиг. 78.6
«първата е показана на фиг. 78.4. При нея трептенията, който постъпват
•от възбудителното стъпало, се подават през кондензатора С3 към
анодния трептящ кръг. Това са носещи трептения без амплитудна
модулация. Освен това през дефазиращ четириполюсник, съставен от
елементите Cif С2 и същите трептения се подават на управлява-
'22 Радиопредаватели» техника
337
щата решетка на лампата, но изместени по фаза на ъгъл 45°. Тези
трептения са подложены в лампата на амплитудна модулация (чрез
защитната решетка). Лампата изменя фазата на усилваните модулирани
трептения на 180°, поради което в анодния трептящ кръг те постъп-
ват изместени по фаза на ъгъл 135° спрямо немодулираните трептения.
На фиг. 78.5 е показана векторната диаграма, съответствуваща на
тази схема на фазов модулатор. Схемата позволява да се получи
амплитуда на фазовото отклонение до 90° при малки нелинейни изкри-
вявания. На фиг. 78.6 е показана схема за получаване на фазова моду-
лация с помощта на реактивна лампа. Модулацията се извършва в
един междинен усилвател с настроен трептящ кръг, паралелно към
който е включена реактивна лампа. Под действието на модулиращото'
напрежение се изменя реактивного съпротивление на реактивната лампа.
Това води до изменение на настройката на трептящия кръг и фазата на
променливото напрежение върху него. По този начин се получава на-
прежение, модулирано по фаза. При всички описани дотук схеми, за
да се получат честотно модулирани трептения, модулиращият сигнал'
предварително се прекарва през ийтегриращ четириполюсник, след,
което се подава на изхода на фазовия модулатор.
79. ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ — ИЗСЛЕДВАНЕ
НА ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ С РЕАКТИВНА ЛАМПА
I. Цел на упражнението
Целта на упражнението е запознаването със схемите на две реак-
тивни лампи, едната работеща като еквивалентен капацитет, а дру-
гата — като еквивалентна индуктивност. Също така с помощта на
упражнението опитно се установява какъв е ходът на статичните мо-
дулационни характеристики на двете реактивни лампи.
П. Опитна постановка
На фиг. 79.1 е дадена принципната електрическа схема на опитната
постановка, с помощта на която се снемат статичните модулационни
характеристики Д/ - за всяка една от двете реактивни лампи
поотделно, а също така и за двете заедно. Обектът на цзследване
представлява макет на един генератор, изпълнен по индуктивна три-
точкова схема, към трептящия кръг на който са включени двете реак-
тивни лампи. При снемане на статичната модулационна характеристика
Д/=ф(£*б) на схемата на еднотактен честотен модулатор едната реак-
тивна лампа се запушва чрез подаване към нея на преднапрежение,
по-голямо от преднапрежението на запушването й | Е& | > | Eg |. За тази
цел първоначално посредством изменение на съпротивлението /?2 се
338
установява такова общо падение на променливо напрежение t7n при
което сумата от преднапреженията от двете лампи се получала
I £g4i 4“ ^л21 2 | Eg I-
Ако след това чрез плъзгача на съпротивлението Rx направим прел-
напрежението на една от лампите по-малко (по абсолютната стойност)
Фиг. 79.1
от напрежението на запушване, тя се отпушва, а другата остава запу-
шена. При снемането на статичната модулационна характеристика из-
меняме преднапрежението на отпушената лампа от нула до стойност,
при която лампата се запушва. При снемането на статичната модула-
ционна характеристика на двутактен честотен модулатор трябва и
двете лампи да бъдат отпушени. За тази цел първоначално с помощт^
на съпротивлението /?2 се установява такова напрежение че сумаха
от преднапреженията на двете лампи да бъде равна на
I Е^л\ + £^Л21 = 2 | Egu I.
Тук Egn е преднапрежението на всяка една от двете реактивни ламии
в режим на носеща честота. То се определя от положението на работ-
ната точка (при липса на модулация), която се избира в средата на
статичната модулационна характеристика. След това снемането на ста-
тичната модулационна характеристика се извършва, като плъзгачът на
339
съпротивлението /?г се премества стъпално от единия до другия край.
Отчитането на честотното отклонение А/ се извършва посредством
хетеродинен вълномер и честотомер.
Необходима апаратура
1. Макет на честотно модулиран генератор с две реактивни лампи.
2. РСТ — регулируем стабилизиран токоизправител тип ЗС-1. Служи
за захранване с постоянно напрежение на анодните и екранните вериги
на генератора и двете реактивни лампи.
3. — волтметър за постоянно напрежение с обхват 3 V.
4. У2 — волтметър за постоянно напрежение с обхват 3 V.
5. — жично променливо съпротивление 1200/0,63 А.
6. ' /?2 — жично променливо съпротивление 1200,0,63 А.
7. ХВ — хетеродинен вълномер тип 526У.
8. ТС — телефонии слушалки 2 х 2000.
9 ИЧ— измервател на честота (директно показващ честотомер)
тип ВМ.
III. Задание
1. Да се разучат схемата на опитната постановка, използуваните
в нея измервателни уреди и начинът на работа с тях.
2. Да се припомни изучаваният в курса по радиоизмерване метод
ва измерване на честота с помощта на хетеродинен вълномер и ди-
ректно показващ честотомер.
3. Да се извърши монтаж на опитната постановка съгласно схемата
ха фиг. 79.1.
4. Да се снеме статичната модулационна характеристика на лам-
лата Л± и получеНите резултати да се нанесат в табл. 79.1.
Таблица 79.1
р V -3 -2,75 — 2,5 -2 — 1,5 -1 -0,5 0,25 0
F kHz
1 д/ kHz 0 i
5. Да се повтори същото за втората реактивна лампа <Д2.
6. Да се снеме статичната модулационна характеристика при едно-
временна работа на двете реактивни лампи (образуващи двутактен
честотен модулатор . Съпротивлението 1?2 Да се регулира така, че
сумата от показанията на волтметрите Ц и 1/2 Да бъде равна на 3 V.
Преднапрежението на двете реактивни лампи да се изменя посредством
плъзгача на съпротивлението Rx през 0,5 V в границите от нула до—
3 V. Резултатите да се нанесат в табл. 79.2.
340
Таблица 7Я1
V -3 -2,75 -2,5 —2 -1.5 — 1 -0,5 -0,25 0
V -0 —0,25 —0,5 — 1 -1.5 —2 —2,5 —2,75 —3
F kHz
д/ kHz 0
7. Въз основа на опитните резултати да се начертаят графиките не
статичните модулационни характеристики за трите случая (точки 4, 5, 6)-
8. Да се направи тълкувание на получените опитни резултати.
IV. Контролен въпроси
1. Да се начертае принципната електрическа схема на реактивна-
лампа, еквивалентна на капацитет, и да се обясни принципът на
работата й.
2. Да се начертае схемата на реактивна лампа, еквивалентна на
индуктивност, и да се обясни принципът на работата й.
3. Как заврси амплитудата на честотното отклонение Д/М1К< от
статичната стръмност 5 на лампата?
4. Как зависи амплитудата на честотното отклонение от стойността
на коефициента на обратната връзка на реактивната лампа йрл.
5. Защо за реактивна лампа се предпочита пентод или тетрод
вместо триод?
ОСЕМНАДЕСЕТА ГЛАВА
ТЕЛЕГРАФНА МАНИПУЛАЦИЯ В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ
УСТРОЙСТВА
80. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ. ЧЕСТОТЕН СПЕКТЪР
НА МАНИПУЛИРАНОТО ВИСОКОЧЕСТОТНО ТРЕПТЕНЕ
Освен чрез модулация на високочестотен сигнал предаването на
съобщения посредством радиовълни може да се осъществи й чрез
телеграфна манипуляция на сигнала.
Радиотелеграфната манипуляция е особен вид модулация, при която
високочестотният сигнал пренася условните телеграфии знаци, т. нар.
34*
телеграфен код. Пренасян телеграфен код може да бъдат например
днаците (точки и тирета) на Морзовата азбука (неравномерен код)
(фиг. 80.1 а), телеграфните импулси при далекопишещите машини, сиг-
яалите при черно-бяла телеграфия без полутонове и пр.
t
Фиг. 80.1
Разпространение засега са получили няколко вида радиотелеграфии
манипуляции:
1. Амплитудна манипулация на немодулирани трептения —
немодулирана, безтонова телеграфия, означавана за краткост Д1.
При нея амплитудата на немодулираното в. ч, трептение в съответ-
342
ствие с манипулиращия сигнал (телеграфните импулси) се изменя рязко
в границите от нула до определен максимум (фиг. 80.1 б).
2. Манипулация на модулирани трептения (тонална манипу-
лация} — А2 (фиг. 80.1 в).
Двата вида амплитудна манипулация се осъществява обикновено
чрез изменение на напрежението на някои от електродите на лампите
на предавателя, и то така, че при натиснат морзов ключ лампата да
получава нормално захранващо напрежение и предавателят да излъчва
нормално, а при отворен ключ лампата да се запушва и излъчването
на предавателя да се преустановяза.
3. Честотна манипулация. При честотна манипулация в паузите
между отделяйте телеграфии знаци предавателят продължава да из-
лъчва, но на друга честота. При това амплитудата на сигнала не се
изменя (фиг. 80.1г).
4. Фазова манипулация. При нея в паузите между два телеграфии
знака предавателят излъчва същата честота, но с обратна, обикновено
обърната на 180°, фаза. Амплитудата се запазва постоянна.
Най-широко приложение засега намира немодулираната телеграфия,
понеже се осъществява много лесно, схемата на предавателя е твърде
пероста и енергийните показатели на предавателите за немодулирана
т лег рафия са високи. Като недостатък на немодулираната телеграфия
трябва да се посочи това, че сигналите не могат да се приемат с
обикновен приемник. За получаване на биене със звукова честота,
която може да се възпроизвежда от радиослушалките, е потребен
су пер хетеродинен приемник с втори осцилатор пред детектора. Прие-
мането на такива сигнали може да стане и чрез регенеративен при-
емник в режим на генерация.
Амплитудно модулираните телеграфии сигнали от своя страна имат
предимство пред немодулираните, че се приемат по-уверено при на-
личие на силни атмосферни смущения.
Напоследък честотната манипулация намира все по-широко прило-
жение особено при бързодействуващи буквопечатащи телеграфии апа-
рати за далечни радиовръзки. Честотната манипулация е значително
по-шумрустойчива от амплитудната. Изследванията показват, че пре-
минаването от амплитудна манипулация към честотна е еквивалентно
на 4- до 9-кратно увеличение на мощността на предавателя.
Честотният спектър, който заема телеграфно манипулираният сигнал,
зависи от скоростта на телеграфирането и от вида на манипулацията—
амплитудна, честотна и пр., и от формата на телеграфните импулси.
Скоростта на телеграфирането от своя страна се определя от броя на
думите, предадени за една минута. Тъй като думите са различно дълги
и съдържат различен брой телеграфии знаци (телеграфии импулси), в
международната телеграфия е прието понятието „стандартна дума“,
която се състои от пет букви, съдържащи 48 елементарни знака. На
фиг. 80.1 а времетраенето на един елементарен знак е означено с бук-
вата т. От фиг. 80.2 е очевидно, че основната честота на манипулира-
нето при скорост на предаване една стандартна дума за една минута
е F=48 полупериода (24 периода) за минута. Основната честота в
343
херцищебъде = 0,4 Hz. Ако скоростта на телеграфирането е №
думи за минута, основната честота на манипулацията ще бъде
/7=0,4^ Hz. За да се получи обаче обвиващата крива на манипули-
раното трептене по-близка до правоъгълната, необходимо е освен
основната честота на телеграфи-
ране да се предадат и нейните
висши хармонични, конто се съ-
държат в правоъгълен Импулс.
Техният брой обаче е безкрайно
голям. Оттук следва, че ампли-
тудно манипулираното трептене
с правоъгълни импулси ще заема
безкрайно широка лента от често-
ти. Това е недопустимо. Ето за-
що на практика се приема за до-
статъчно освен основния сигнал

Фиг. 80.2
да се предаде и третата му хармонична. Тогава формата на обвива-
щата крива ще бъде близка до правоъгълната, а широчината на зае-
маната лента от манипулираното трептене ще бъде В = 2.'3. F=
= 2.3.0,4 /V=2.4 М
При ръчна манипулапия скоростта на телеграфирането достига до
около 25 думи за минута, или 5-2,4 2,4.25^= 60 Hz. При бързо-
действуваша автоматична телеграфия със скорост 400 думи в минута
се получава 5=1000 Hz.
При честотна манипулация ширината на честотния спектър зависи
от индекса на модулация, от формата на телеграфните импулси и от
тяхната закръгленост. Общо взето, обаче ширината на честотния спек-
тър при честотна манипулация е по-малка от ширината на честотния
спектър при амплитудна манипулация.
81. СХЕМИ НА АМПЛИТУДНА МАНИПУЛАЦИЯ
Съвременните телеграфии предаватели се състоят обикновено от
3—4 и повече стъпала. Първият въпрос, който трябва да се реши пр»
проектиране на схемата на предавателя за радиотелеграфна манипу-
лация, с в кое от стъпалата да се извършва тя.
1. Манипулацията не е удобно да се извършва в осцилатора (за-
даващия генераторi, а даже и в буферното стъпало. Преходните про-
цеси и паразитните капацитети при манипулация в тези две стъпала
са свързани с нарушение на стабилността на честотата.
2. Манипулацията не е желателно да бъде и в последното стъпало,.
защото обикновено там напреженията са твърде високи, а токовете —
силни. Включването на телеграфен ключ или манипулационно теле-
графно реле във верига с високо напрежение е опасно за телегра-
344
фиста, а ако във веригата тече силен ток, контактите на ключа или
релето ще получават нагар.
От казаното следва, че най-удобно е манипулацията да се извършва
в междинните стъпала на предавателя. При мощни многостъпални пре-
даватели за по-сигурно запушване на предавателя през време на паузите
едно-
в две
може да се приложи
временна манипулация
или три стъпала.
За извършване на теле-
графната манипулация се из-
ползуват телеграфен
(морзов) ключ, директно
управляван от ръката на*те-
леграфиста, поляризова-
но реле или електрон-
но реле (л а м п а). Управ-
лението на последните две
става чрез телеграфии токови
импулси, идващи от специал-
ни автоматични телеграфии
устройства : трансмитери, те-
леграфии и фототелеграфии
апарати и др., намиращи се в
радиобюрото. При мощните
Фиг. 81.1
обикновено радиобюрото е разполо-
жено на 30—50 km от радиопредавателя.
Схемата за получаване на амплитудната манипулация се осъще-
ствява, като с един от гореизброените уреди се прекъсва някоя от
захранващите вериги на лампата или се включва високо отрица-
телно напрежение на управляващата решетка, така че лампата да се
запуши. При някои схеми за телеграфна манипулация за по сигурно
запушване се прилагат и двата способа едновременно.
На фиг. 81.1 е показана една много често използувана схема за
амплитудна манипулация чрез преднапрежението на управляваща
решетка. При отпуснат ключ k (както е показано на схемата) лампата
е запушена, защото върху управляващата й решетка е приложено
високо отрицателно напрежение от източника за преднапрежение Eg
(фиг. 81.2 а) Тогава предавателят не излъчва (момент на пауза). При*
натискане на ключа точка „аи се свързва с катода, при което стъпалото се
отпушва и предавателят започва да излъчва (фиг. 81.2 о). Преднапре-
жението в този случай се установява автоматично чрез решетъчния
ток на лампата. Съпротизлението /?2 предпазва източника Eg от късо
съединение през манипулационния ключ.
Тази схема има две предимства пред останалите: позволява да се
работи със сравнително ниско напрежение и дава възможност единият
контакт на ключа да бъде свързан със земя.
На фиг. 81.3 е показана схема на комбинирана амплитудна теле-
графна манипулация — чрез управляващата и екранната решетка. При
345
отпуснат ключ лампата е запушена, защото чрез делителя на напре-
жение /?г, R2, R3 на управляващата й решетка е подадено високо
отрицателно напрежение, а на екранната — понижено положително.
При натискане на ключа съпротивлението /?2 се Дава накъсо и напре-
женията добиват нормалниТе си стойности. Лампата се отпушва.
Телеграфният ключ в тези схеми може да бъде заменен с поля-
ризовано реле. Скоростта на манипулация при поляризовано реле до-
Фиг. 81.3
стига до 150—200 думи в минута. При по-големи скорости механич-
ните релета са неподходящи поради явлението преобладание. Пре-
обладание™ се състои в това, че вследствие електромеханичната
346
инертност на релето времетраенето на излъчването при манипулация
се намалява, а времетраенето на паузите се увеличава.
При скорости на телеграфиране над 200 думи в минута се изпол-
зуват лампи, конто изпълняват роля на електронни релета (фиг. 81.4).
Фиг. 81.4
Електронното реле действува по следния начин.
В управляващата решетка на лампата Д постъпват телеграфии
импулси с отрицателен поляритет, идващи например от трансмитера
в радиобюрото. Преднапрежението на лампата Д в момент на покой
(пауза при предаването или пауза между отделяйте импулси) се
подбира с такава стойност, че тя да бъде отпущена. Нейният аноден
ток 1а0 създава върху съпротивлението Д достатъчно голямо падение
на напрежение Eg = faoRx, поради което лампата Л2 е запушена. Ко-
гато постъпи от трансмитера отрицателен импулс, Лх сезапушва, а пред-
напрежението на Л2 намалява по абсолютна стойност. Тогава лампата Л2
се отпушва и предавателят започва да излъчва. Това състояние про-
дължава, докато трае отрицателният импулс върху решетката на Д.
След това се възстановява изходното положение — отпушена Д и
запушена Д.
82. СХЕМИ НА ЧЕСТОТНА МАНИПУЛАЦИЯ
Основно изискване от схемите за честотна манипулация е те да
осигуряват стабилна девиация на честотата А/ = — Тук fx и /2
са честотите, конто отговарят на телеграфните импулси и на паузите
между тях. Освен това самите честоти поотделно трябва да бъдат
стабилни. За носеща (средна) честота в случая се смята честотата
/ср=—— средната аритметична честота между тях.
Честотна манипулация може да се осъществи с помощта на два
генератора с различии честоти — един за телеграфните знаци (изпраща-
347
нето), а друг за паузите (фиг. 82.1). Схемите, построени на този прин-
цип, обаче нямат широко приложение поради това, че при превключ-
ването на генераторите фазата на трептенията се изменя рязко, при
което честотната лента, заемана от предавателя, се разширява. Освен
Фиг. 82.1 Фиг. 82.2
това, понеже честотите ft и /2 са високи, не може да се осъществи
достатъчно постоянство на тяхната разлика — девиацията.
На фиг. 82.2 е показана сравнително проста схема за честотна
манипулация, осигуряваща достатъчна стабилност на носещата честота
и на честотната девиация. При затворен ключ К честотата на кварцовия
генератор (схемата представлява генератор с кварцов кристал между
решетка и катод) се определя преди всичко от геометричните размери
на кварцовата пластинка и от капацитета на кварцодържателя. При
отворен ключ последователно на кристала се включва индуктивността Z,
която изменя честотата на генератора. Честотната девиация в този слу-
чай не може да бъде много голяма. За да се увеличи честотната де-
виация, след задаващия генератор се използуват умножителни стъпала-
Освен по този начин изменението на честотата на кварцовия генера-
тор може да се постигне, като бобината L се включва паралелно на
кварца или се изменя капацитетът на кварцодържателя.
В съвременните телеграфии предаватели за честотна манипулация
в качеството на регулируема индуктивност се използува реактивна
лампа (фиг. 82.3). В тази схема индуктивността L от фиг. 82.2 е заме-
нена с реактивна лампа Л19 която е еквивалентна на индуктивност.
Стъпалото с лампа работи като кварцов генератор. Конденза-
торът С3 увеличава проходния капацитет Cag на генераторната лампа
(в случая тя е пентод), с което се увеличава коефициентът на
обратната връзка до необходимата стойност за самовъзбуждане. Кон-
дензаторите Сб1 и С62 блокират постоянната съставяща на анодното
напрежение на лампата Лх, така че то да не попадне на управлява-
щата решетка на Лх и върху пластинките на кварца. Съпротивле-
нието блокира високочестотното напрежение спрямо маса. и Сх
348

образу ват делител за високочестотното напрежение. Тех-
ните стойности определят еквивалентната индуктивност на лампата Л
т Cr С, /?! С, е S
чрез израза Ze = -J-1 = , където 5ср = =
а/
Фиг. 82.3
=“а1(^ — cos 9) е средната стръмност на реактивната лампа. Импулсите
на манипулиращото напрежение £7М постъпват през потенциометъра R3
и съпротивлението Z?2 на решетката на Лг и изменят ъгъла на отсеч-
ката 9. С това се изменя средната стръмност на лампата и съответно
Cl Д 1
еквивалентната индуктивност Ако вместо телеграфии импулси
‘\р
върху управляващата решетка на Лх се приложи нискочестотно напре-
жение, при подходяща начална стойност на преднапрежението тази
схема се превръща в схема за честотна модулация.
Тъй като началната честотна девиация е малка (около 500 Hz)
след манипулационното (модулационното) стъпало, и тук се прилага
умножение на честотата.
349
ДЕВЕТНАДЕСЕТА ГЛАВА
ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ
УСТРОЙСТВА
83. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ИМПУЛСНАТА МОДУЛАЦИЯ
В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
Видове импулсна модулация
При радиовръзките като носител на полезния сигнал се използува
високочестотно хармонично трептене, наричано носещо трептене.
Основните видове модулации на такова носещо трептене (конто са
разгледани подробно в предните глави) са амплитудна (AM), честотна
(ЧМ) и фазова (ФМ). Всичките спадат към така наречената ед не-
кратна модулация, тъй като при тях процесът на модулацията
при формиране на модулираното трептене се извършва еднократно.
При тях полезният сигнал въздействува непосредствено върху един
от параметрите на високочестотното носещо трептене: амплитуда,
честота или фаза.
Импулсната модулация в радиопредавателните устройства, предна-
значени за предаване на съобщения, спада към така наречената дву-
кратна модулация. При нея полезният сигнал модулира една
Фиг. 83 1
периодична последователност от импулси, която играе роля на първично
носещо трептене (извършва се първична модулация). След това така
модулираната последователност от импулси на свой ред модулира
едно високочестотно хармонично трептене, което играе ролята на
вторично носещо трептене (извършва се вторична модулация). Вторич-
ната модулация (модулацията на високочестотното хармонично треп-
тене) може да бъде един от трите основни вида: AM, ЧМ или ФМ
3*0
Най-често вторичната модулация е амплитудна (AM). При нея в антен-
ния кръг на предавателя се възбуждат периодически високочестотни
трептения в течение на къси интервали от време, разделени с относи-
телно по-дълги интервали от време, в течение на който липсват треп-
тения, т. е. в антенния кръг се възбуждат периодически радиоимпулси
(фиг. 83.1).
Нека се спрем по подробно на първичната модулация, т. е. на
модулацията на периодичната последователност от импулси. Парамет-
рите на такава последователност от импулси (фиг. 83.2) са:
1. Височина (амплитуда) на импулсите h.
2. Продължителност (ширина) на импулсите /и.
3. Честота на следване на импулсите ^и.
4. Положение на импулсите във времето спрямо тяхното положе-
ние в немодулираната последователност — така наречена фаза на
импулсите.
Фиг. 83.2
Всеки от тези параметри може да бъде изменяй под въздействие
на полезния модулиращ сигнал. В зависимост от това, върху кой от
параметрите на импулсите се въздействува при модулацията, могат да
се получат следните четири основни вида първична импулсна мо-
дулация, а именно:
1. Амплитудио-импулсна модулаця АИМ (изменя се висо-
чината на импулса).
3*1
2. Модулация на импулсите по продължителност (по ширина), на-
ричана обикновено широчинно‘импулсна модулация ШИМ
(изменя се ширината или продължителността на импулса).
3. Честотно импулсна модулация ЧИМ (изменя се често-
тата на следване на импулсите).
4. Фазовоимпулсна модулация ФИМ (изменя се относител-
ното положение на импулсите, т. е. фазата им, спрямо немодулира-
ните импулси).
Предполага се, че при всички видове импулсна модулация (ИМ)
изменението на модулируемия параметър е пропорционално на стой-
ността на модулиращия сигнал. На фиг. 83.2 са показани немодулира-
ната последователност от импулси, модулиращият сигнал и формата
на модулираните импулси при четирите рсновни вида импулсна мо-
дулация.
Ако модулацията се състои не в изменение на параметрите на по-
следователност от единични импулси, а в изменение на параметрите
йа комбинация от няколко импулса-, тя се нарича кодово импулсна
модулация (КИМ).
Честотният спектър при различните видове ИМ се определя както
от формата на носещите импулси, така и от модулиращия сигнал.
Желателно е използуването на носещи импулси с правоъгълна форма*
тъй като те притежават максимална енергия при зададена ампли-
туда в сравнение с всички останали видове импулси. Получаването на
идеални правоъгълни импулси на ток или напрежение в реални елек-
трически системи е невъзможно. Нарастването и спадането на тока
или напрежението винаги се
извършват в течение на край-
ни промеждутъци от време,
наричани съответно прЬдъл-
жителност на предния и
задния фронт на импулса
(фиг. 83.3). По определение
продължителност на предния
фронт на импулса £Пф е вре-
мето, в течение на което то-
кът или напрежението на-
раства от 0,1 до 0,9 от стой-
ността на амплитудата на
импулса. Продължителност
на задний фронт /зф се на-
рича времето, в течение на
което токът или напрежението се намалява от 0,9 до 0,1 от стой-
ността на амплитудата на импулса. Желателно е получаването на им-
пулси с достатъчно малки продължителности на предния и задния
фронт (не по-големи от 10—15% от продължителността на им-
пулса). В такъв случай реалните импулси с достатъчно за практиката
приближение могат да се приемат за идеално правоъгълни.
При липса на модулация честотният спектър на периодичната по-
352
следователност от носещи правоъгълни импулси има вида, показан на
фиг. 83.4 а. При модулация около всяка спектрална линия на носещите
импулсни трептения се поязяват странични ленти (фиг. 83.4 б}. Техният
<троеж зависи от вида на импулсната модулация. Както се вижда от
<фиг. 83.4, амплитудите на хармоничните, честотата на който е кратна
ма са равни на нула. На практика честотата на хармоничната с
най-малък номер, амплитудата на който е равна на нула, се приема
за горна граница на честотния спектър:
р = J-.
* макс — х
‘’и
Честотният спектър на периодическа последователност от радио-
импулси, получени в резултат от вторичната модулация (която обикно-
вено е амплитудна), е показан на фиг. 83.5. Ширината на честотния
спектър тук, както при всяка амплитудна модулация, е два пъти по-
23 Радноиредавателяа техника
353
голяма от честотната лента на модулиращия сигнал. При продължи-
телност на носещите импулси /и = 4 р-S ширината на модулиращия
спектър се получава FMaKC = -^- = 1 MHz, а ширината на честотния
спектър на радиоимпулсите — Д/ = 2FMaKc = 2 MHz.
При импулсните многоканални радиорелейни линии, предназначени
за предаване на говор с честотна лента от 300 до 3000 Hz, често-
тата на следване на носещите импулси обикновено се избира = 8 kHz.
При това резстоянието между съседните импулси, което се определя
от техния период (фиг. 83.2), е равно на Тп « 100 ps. Интервалите,
свободни от импулси, могат да се използуват за предаване на импулси
на други канали. На мястото на приемане импулсите; на различните
канали се разделят с помощта на съответни устройства. В това се
състои принципът на многоканалната импулсна модулация. За синхро-
низация на работата на устройството, разделящо различните канали в
приемния пункт, е необходимо да се предава един синхронизиращ
импулс, който тоябва да се различава от каналните импулси например
със своята ширина.
За да може в интервала между съседните импулси на даден
канал да се поместят достатъчно количество импулси от другите
канали, ширината на каналните импулси трябва да бъде достатъчно
малка. От друга страна, продължителността на импулсите определя
ширината на честотната лента, която трябва да бъде пропускана през.
съответните вериги на предавателя и приемника, през конто трябва да
преминават импулсите. Ако се използуват импулси с извънредно малка
продължителност, лентата на пропускане на предавателя и приемника
трябва да се разшири много. Това би довело до увеличение на шумо-
вете, тъй като тяхната мощност нараства пропорционално с разшире-
ние на лентата на пропускане на приемного устройство, което в крайна
сметка би влошило качеството на възпроизвеждания сигнал.
Стръмностите на предния и задния фронт на импулсите се опре-
делят от времето на установяване, т. е. от продължителността на пре-
ходните процеси на веригите, през който преминават импулсите. Вре-
мето на установяване Zy от своя страна зависи от лентата на
пропускане А/и се изразява чрез нея със следната формула: ty =
Ако времето на установяване е значително по-малко от продължител-
ността на импулса /у < Z„, изкривяванията на импулсите, причинени от
преходните процеси, са малки. Така например, ако ширината на импул-
сите е /и = 1 fis, лентата на пропускане трябва да бъде не по-малка
от 1 MHz. Такива ленти на пропускане могат да се получат в обхвата
на метровите, дециметровите и по-късите от тях вълни. Поради това
импулсните методи на модулация се използуват като правило в пре-
давателите на дециметрови или сантиметрови вълни или на по къси
от тях.
Импулсните видове модулация се използуват в случайте, когато е
необходимо да се получи голяма шумоустойчивост. Те се прилагат в.
системите за радиоуправление, радиотелеизмерване и за многоканално
354
предаване на телефонии и телеграфии сигнали в радиорелейните
линии.
Освен описаните по-горе видове импулсна модулация, при конто
йредаваните от радиопредагателното устройство радиосигнали съдър-
жат в себе си полезната информация, използува се и друг вид им-
пулсна модулация. Става въпрос за импулсната модулация в преда-
вателите на радиолокационните станции ФЛС). При радиолокационните
предаватели се произвеждат периодични радиоимпулси с неизменни
параметри. За тази цел в тях се извършва еднократна импулсна моду-
лация. Периодична последователност от еднакви много краткотрайни
импулси, разделени с големи еднакви паузи, превишаващи продължи-
телността на импулсите стотици и дори хиляди пъти, модулира ампли-
тудно високочестотното носещо хармонично трептение. Получените в
резултат от импулсната модулация радиоимпулси не съдържат в себе
си полезна информация. Полезната информация се получава посред-
ством измерване на интервала от време между излъчваните и приема-
ните радиоимпулси. От казаното дотук следва, че еднократната им-
пулсна модулация в радиолокационните предаватели по принцип е
значително по-проста от двукратната импулсна модулация, прилагана
в радиосвързочните предаватели.
84. ОСОБЕНОСТИ НА РАБОТАТА НА ПРЕДАВАТЕЛНИТЕ ЛАМПИ
В ИМПУЛСЕН РЕЖИМ
Тук ще разгледаме особеностите на работата на лампите във
високочестотните стъпала на предавателя, конто се използуват в импул-
сен режим. При работа в импулсен режим от дадена лампа може да
се получи значително по голяма мощност, отколкото при работа в
непрекъснат режим. Максималната полезна мощност, която може да
се получи от една лампа, се определя от допустимата мощност, която
може да бъде разсеяна от нейния анод, от емисионните свойства на
катода и от електрическата здравина на нейната конструкция. При
импулсните режими на работа лампата работи в течение на непродъл-
жителни интервали от време, следвани от паузи с по голяма или по-
малка продължителност. Температурата на анода на лампата се опре-
деля от средната за един период на следване на импулсите мощност
на разсейване Раср- Тази мощност е значително по-малка от мощността,
разсейвана от анода през време на импулса Раи. Връзката между сред-
ната и импулсната мощност на разсейване се дава с формулата
Р t
р — ои и — „р
г а ср — ? — \Га и»
1 и
Тук -=- е коефициент на запълване, който представлява отношение
1 и
на продължителността на импулса към периода на повторение на
импулсите. Лампата се избира въз основа на средната мощност на
355
разсейване PdCp доп, а през време на импулса мощността на раз-
сейване Раи може да се получи значително по-голяма спрямо допусти-
мата мощност на разсейване в непрекъснат режим РадОп. Така напри-
мер една лампа с допустима мощност на разсейване в непрекъснат
режим Ра доп = Ю W може да бъде използувана в импулсен режим с
мощност, разсейвана от анода през време на импглса Pa* = 10 kW,
ако продължителността на импулсите е /и = 1 jis, а периодът на повто-
рение™ им е Ги = 0,001 s (който съответствува на честотата на по-
вторение на импулсите Рк = 1000 Hz):
> 'и_10.103.10-6
аср~ 7Т~“ 10-3
W<
Казаното за мощността, разсейвана от анода, се отнася и за разсей-
ваната мощност от всички елементи на схемата на даденото стъпало.
Това позволява стъпалата на предавателя, работещи в импулсен режим,
да имат лампи и елементи със сравнително не много големи размери
и тегло при значителна импулсна мощност на стъпалото.
Намаляването на размерите на елементите и детайлите в дадено
високочестотно стъпало, работещо в импулсен режим, е възможно още
и поради това, че в импулсен режим се повишава електрическата
здравина на лампата и на останалите елементи и детайли в стъпалото.
Причината за това се състои в следното. Електрическият пробив се
дължи на йонизацията, която представлява инерционен процес и при
много малка прэдължителносг на импулса /„ тя не успява да се раз-
мене до пробив. Това позволява да се намали изолацията на високо-
ъолтовата апаратура, работеща в импулсен режим, а заедно с това и
размерите и теглото на същата.
Установено е, че специфичната емисия на катода на дадена лампа,
работеща в импулсен режим, е много по-голяма от тази в непрекъснат
режим. При малък коефициент на запълване у тя може да преви-
шава специфичната емисия на катода в непрекъснат режим стотици
и повече пъти. За получа'ване на по-голяма емисия от катода лампите,
предназначени за работа в импулсен режим, се правят с активирани
катоди (торирани или оксидни). Импулсните лампи с оксидни катоди
се използуват за работа с много краткотрайниимпулси (/„<104-15 jjls).
При работа с по-продължителни импулси се получава „отравяне" на
оксидния катод и неговата емисионна способност рязко се понижава.
При тези случаи за предпочитане е да се използуват лампи с тори-
рани катоди. Те имат още и това преимущество, че могат да работят
устойчиво и при значително високи анодни напрежения.
За лампите, използувани във високочестотните стъпала на преда-
вателя в импулсен режим, може да се каже още и следното. При по-
вишаване на работните напрежения на електродите на лампата, особено
при увеличаване на възбудителното напрежение, се намалява времето
за прелитане на електроните. Поради това всички вредни последствия
от инерционността се проявяват значително по-слабо. Така може да се
обясни, че граничната честота, до която може да работи една преда-
.356
вателна лампа, в импулсен режим е значително по-висока, отколкото в
непрекъснат режим.
Стойността на анодното захранващо напрежение Еа на високо-
честотното стъпало на предавателя, в което се извтршва амплитудна
импулсна модулация, зависи от това, на кой електрод се подава им?
пулсното модулиращо напрежение.
При решетъчна модулация анодът на лампата се намира непре-
къснато под напрежението на захранване Еа. През време на паузите
между импулсите модулируемото високочестотно стъпало е запушено
с голямо отрицателно преднапрежение на управляващата решетка Eg.
Модулиращите импулси постъпват във веригата на управляващата
решетка с положителен знак и отпушват стъпалото.
При анодна модулация анодното захранващо напрежение Еа се подава
във вид на импулси, като през време на паузите между импулсите то
е равно на нула (£'а = 0). При тези условия електрическата здравина
на вакуума в лампата значително се повишава, поради което може
да се повиши анодното захранващо напрежение Еа- Освен това при
анодна модулация много по-слабо се проявяват вредните последствия
от термичния ток на решетката. Той се дължи на това, че при лам-
пите с активиран катод върху решетката се натрупват разпрашени
активни частици от катода и тя придобива свойството да излъчва
електрони. При решетъчна модулация през време на паузите между
импулсите между решетка и анод действува постоянно напрежение
Eag=Ea — Eg^>0 (т. е. сумата от стойностите на двете напрежения,.
като Её е отрицателно), което увлича към анода излъчваните от ре-
шетката електрони. Решетъчният термоток създава доцълнителна мощ-
ност, разсейвана от анода. При това тази допълнителна мощност на
разсейване може да се окаже значителна, тъй като решетъчният тер-
моток, макар и малък, протича непрекъснато. При анодна модулация
през греме на паузите анодното напрежение е равно на нула и напре-
жението между решетка и анод ci- оказва равно на преднапрежението-
взето с обратен знак Eag— — Egi т. е. значително по-малко, отколкото
при решетъчна модулация. Термотокът се получава много по-малък в
сравнение с решетъчна модулация. Ако преднапрежението се направи
автоматично, то през време на паузите Eg= 0 и напрежението £^=0),
термотокът на управляващата решетка ше бъде приблизително равен
на нула. Поради изтъкнатите по-горе причини лампата при анодна
модулация с импулсен модулиращ сигнал може да работи с по-високо
(около два пъти) захранващо анодно напрежение Еа в сравнение с
решетъчна модулация, като при това отдава съответно по-голяма
променливотокова мощност.
Като недостатък на анодната модулация се явява нуждата от
мощен импулсен модулатор. Въпреки този недостатък мощните им-
пулени предаватели се правят обикновено по схема с анодна моду-
лация.
Във високочестотните стъпала на импулсните предаватели, пред-
назначени за целите на многоканалните радиовръзки и радиолокацията,
се използуват различии типове импулени предавателни триоди (в по-
357
вечето случаи металокерамични), а също така различии типове магне-
трони, клистрони, лампи с бягаща (напредваща) вълна и лампи с
обратна вълна.
В заключение трябва да се отбележи, че всички особености на
импулсния режим на предавателните лампи се проявяват в пълна сила
само при работа с малък коефициент на запълване у. В някои случаи
коефициентът на запълване на последователността на модулиращите
импулси може да се окаже голям (близък до единица). Тогава импулс-
ната работа на стъпалото ще наподобява работата при телеграфна
манипулация и изчислението на режима на работа на лампата трябва
да се извършва така, както в непрекъснат режим.
85. ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ В ПРЕДАВАТЕЛИТЕ, ПРЕДНАЗНАЧЕНИ
ЗА МНОГОКАНАЛНИ РАДИОВРЪЗКИ
От различните видове първични импулсни модулации АИМ, ШИМ,
ЧИМ, ФИМ и КИМ най-голямо приложение в импулсните предаватели,
предназначени за многоканални радиовръзки, намират последните два
вида — ФИМ и КИМ, тъй като те притежават най-голяма шумоустой-
чивост. Най-малка шумоустойчивост има АИМ поради това, че тя един-
ствена от всички видове импулсни модулации по принцип не допуска
прилагането на амплитуден ограничител. Широчинно импулсната моду-
лация (ШИМ) също не намира голямо приложение поради следния
недостатък. При нея лентата на пропускане на приемника се определя
от най-тесните импулси, тъй като те изискват най-широка лента на
пропускане. За всияки останали импулси, който имат по-голяма ши-
рина, тази лента на пропускане се оказва излишно широка. Това води
до намаление на отношението сигнал—шум на изхода на приемника.
При фазово импулсната модулация (ФИМ) ширината на импулсите
се запазва постоянна през време на модулация, поради което необхо^
димата лента на пропускане се запазва същата, както при немодули-
раните импулси. По шумоустойчивост тя отстъпва само на кодово-
импулсна модулация (КИМ\ но последната изисква по-голяма лента
на пропускане в сравнение с нея.
Нека да разгледаме по-подробно ФИМ в импулсните предаватели,
предназначени за многоканални радиовръзки На фиг. 85.1 е показана
опростена блокова схема на един триканален импулсен предавател.
Той се състои от следните две основни части: а) високочестотна част
и б) нискочестотна част (наричана обикновено упчътняващо устройство).
В много случаи уплътняващото устройство се оформява конструктивно
в отделен блок. На фиг. 85 1 споменатите две части са обградени с
пунктирана линия.
Уплътняващото устройство има толкова входове, колкото е броят
на каналите (в нашия случай три) и един изход, от който излиза ком-
плектен импулсен сигнал, носещ в себе си информация за съобщенията,
подадени във всичките входове. Върху формирането на комплектния
358
сигнал ще се спрем малко по-долу. Тук само ще споменем, че при
формирането му е приложена първична импулсна модулация (в на-
шил случай ФИМ). Комплектният импулсен сигнал се подава на входа
на високочестотната част на предавателя за извършване на модулация
на високочестотните носещи трептения. Тази модулация се нарича
Канали за предаване
на сьобщения
1 2 3
СИ
7 2
Moi
3
ii
си
м
Фиг. 85.1
вторична и в нашия случай тя е AM. От изхода на високочестот-
ната част на предавателя към предавателната антена постъпват високо-
честотни импулсни токове (наричани обикновено радиоимпулси). Тяхна
обвиваща крива се явява комплектният импулсен сигнал, фэрмиран в
уплътняващото устройство.
Нека да спрем вниманието си върху уплътняващото устройство.
Основно стъпало в него се явява генераторът на периодически цосле-
359
дователност от правоъгълни импулси. Тези импулси могат да бъдат
получени или непосредствено от релаксационен импулсен генератор,,
или от генератор на синусоидални (хармонични) трептения чрез пре-
образуването им с помощта на специални формиращи схеми.
По-голямо приложение намира вторият начин на получаване на
правоъгълни импулси. Например на фиг. 85.2 е показана блокова схема
на устройство, с помощта на което се получават желаните импулси^
Под блоковата схема са показани осцилограмите на напреженията в.
определени възли на това устройство. Генераторът на синусоидално
напрежение, наричан тук генератор на тактова честота, обик-
новено е един кварцов генератор, използуван заради високата ста-
билност на произвежданите от него трептения. Полученото от него
синусоидално напрежение се подава на входа на усилвател — дву-
странен ограничител, от изхода на който се получава последовател-
ност от трапецовидни импулси. Те се подават на входа на диферен-
цираща верига, от изхода на която се получават островърхи кратко-
трайни импулси с редуваща се положителна и отрицателна полярности
360
Положителните импулси съответствуват на предния фронт, а отрица-
телните — на задния фронт на трапецовидните импулси. Импулсите,,
получени след диференцирането, се подават на втори усилвател-
ограничител, където от положителните островърхи импулси се фор-
мира последователност от краткотрайни правоъгълни импулси чрез
ограничение отдолу и отгоре.
Последователността от тези правоъгълни импулси се използува
като носещо трептение в отделните канали на уплътняващото устрой-
ство. За тази цел те се подават на входа на едно дефазиращо устрой-
ство, означено на фиг. 85.1 като дефазатор на каналните импулси. То
може да бъде изпълнено по различии начини. Върху неговата схема
тук няма да се спираме. Ще подчертаем само, че неговото основно
предназначение е да дава на изходите си, конто са толкова на брой,
колкото са каналите, последователности от носещи канални право-
ъгълни импулси, дефазирани една спрямо друга на равни интервали
от време (фиг. 85.1), Тези интервали на дефазиране се избират така,
че в един период, определен от тактовата честота, да могат да се
поместят един синхронизиращ импулс и следваши след него толкова
работни импулси, колкото е броят на каналите на предаване.
Нека сега разгледаме един от каналите на уплътняващото устрой-
ство. Устройство™, в което се извършва фазово импулсна модулация
на посетите импулси в този канал, в блоковата схема на фиг. 85.1 е
означено като I модулационно стъпало (ФИМ). На входа на това устройст-
во постъпват последователността от немодулирани правоъгълни
носещи импулси и модулиращият сигнал, съответствуват на дадения
канал. На изхода на устройство™ се получава същата последовател-
ност от правоъгълни импулси, но вече модулирана по фаза.Нафиг.85.3
е показана фазово импулсна модулация на носещите правоъгълни им-
пулси във втори канал под въздействието на синусоидално модули-
ращо напрежение. Първи и трети канал са показани на тази фигура,
в режим на мълчание. На същата фигура е показан защитният интер-
вал между импулсите от съседните канали Д/за1Ц и максималната
амплитуда на изместването на импулсите във времето под въздействие
на модулиращия сигнал A/MaKC. Устройство™, в което се извършва
фазово импулсна модулация на носещите канални импулси, може да
бъде реализирано по различии начини. Голямо разпространенце намира
косвеният начин за получаване на ФИМ, състоящ се в получаване
първо на амплитудно модулирани импулси, а след това в преобразуването
им в широчинно модулирани, който посредством диференциране и огра-
ничаване се преобразуват в импулси, модулирани по фаза.
Модулираните канални импулси от всички канали се подават в
сумиращо устройство (фиг. 85.1), на изхода на което се получава
комплектният импулсен сигнал, съдържащ модулираните импулси от
всички канали. Той представлява последователност от импулси, подре-
дени по следния начин: синхронизиращ импулс, следвцн от един им-
пулс от първи канал, един импулс от втори канал и т. н. по един
импулс от всички следващи канали. След завършване на тази серия
от единични импулси следва нова, започваща със синхронизиращ им-
361
"пуле, и толкова единични импулси, колкото е броят на каналите, и
т. н. Времето между два съседни синхронизиращи импулса е равно на
периода, определен от тактовата честота.
Синхронизиращите импулси се правят различии от каналните им-
яулси (на фиг. 85.3 са показани като двойни импулси), за да могат да
бъдат отделени при приемането. Те са необходими за синхронизиране
на това устройство в радиоприемника, което разделя последовател-
ностите от импулси на отделните канали.
Схемите и електрическите процеси в импулсните предаватели, пред-
назначени за многоканални радиовръзки, са доста сложни и подробного
им изучаване излиза извън рамките на настоящий курс. Все пак раз-
гледаната опростена блокова схема на триканален предавател дава
представа за работата на този вид предаватели.
86. ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ В РАДИОЛОКАЦИОННИТЕ ПРЕДАВАТЕЛИ
Радиолокационните предаватели са предназначени да прэизвеждат
периодически повтарящи се краткотрайни радиоимпулси, разделени с
относително дълготрайни паузи. Обикновено продължителността на
паузите превишава тази на импулсите стотици и дори хиляди пъти.
362
Параметрите на последователността от радиоимпулси трябва да бъдат
неизменни. За получаването им в радиолокационния предавател се из-
вършва еднократна импулсна модулация. Ако тя се сравни с модула-
цията в свързочните импулсни предаватели, вижда се, че е значително
яо-проста от последната. Може да се каже, че в радиолокационните
Фиг. 86.1
предаватели се извършва само вторична импулсна модулация без пър-
вична, т. е. немодулирана последователност от еднакви правоъгълни
импулси, модулира амплитудно (AM) високочестотните хармонични
трептения, играещи ролята на носещи такива.
Произвежданите от радиолокационния предавател радиоимпулси се
използуват в качеството на сондиращи сигнали. Те не съдържат в
себе си полезна информация какъвто е случаят при свързочните им-
пулсни радиопредаватели. Тук полезната информация се получава по-
средством измерване на интервала от време между излъчваните и
приеманите радиоимпулси.
На фиг. 86.1 е показана опростена блокова схема на един радио-
локационен предавател. Той се състои от генератор на пускови, нари-
чани още управляващи, импулси, импулсен модулатор и високочестотен
генератор.
Генератор на пускови импулси. Генераторът на пускови импулси,
наричан още синхронизатор, съдържа в себе си като основно стъпало
един кварцов генератор на синусоидално напрежение, който се нарича
генератор на тактова честота. Обикновено след него се използуват
стъпала, извършващи деление и умножение на честота, с помощта на
конто се получават високостабилни честоти. Едни от тях се използуват
за управление на работата на модулатора, т. е. определят честотата
на следване на радиоимпулсите. Други се използуват за синхронизация
на предавателя с приемника и т. н. По такъв начин генераторът на
пускови импулси координира във времето работата на всички възли
на радиолокационната станция.
Модулатор. Предназначението на модулатора е да управлява им-
пулсната работа на високочестотния генератор. За тази цел под въз-
действието на пусковите импулси, постъпващи от синхронизатора,
модулаторът формира мощни видеоимпулси с необходимата амплитуда,
форма и продължителност, конто се използуват за модулация на ви-
сокочестотния генератор. Честотата на модулиращите видеоимпулси
се определи от честотата.на постъпващите пускови импулси.
363
През време на излъчване на радиоимпулсите, т. е. през време на
действието на модулиращите видеоимпулси, предавателят изразходва
голяма импулсна мощност (стотици и хиляди киловата). Осигуряване
на такава голяма мощност непосредствено от източника на захранване
би довело до нуждата от много мощен токоизточник с големи раз-
Фиг. 86.2
мери и тегло. Това в случая се явява неоправдано, тъй като неговата
мощност не би се използувала рационално. Той ще работи само в те-
чение на кратки интервали от време и трябва да почива в следващите
след тях паузи, който имат продължителност, стотици и хиляди пъти
по-голяма от тази на импулсите. Ето защо модулаторите на радиолока-
ционните предаватели имат специални елементи, наричаии натрупва-
тели. Те натрупват енергия от захранващия източник през време на
паузите и я отдават на генератора през време на импулсите. Това
позволява да се намалят извънредно много мощността, размерите и
теглото на захранващия токоизточник.
Като натрупвател на енергия може да се използува кондензатор,
бобина или изкуствена линия, ^образувана от последователно включени
звена, състоящи се от кондензатори и бобини.
В най-общ вид скелетната схема на импулсния модулатор в радио-
локационния предавател може да се представи с блоковата схема^
показана на фиг. 86.2. Както се вижда от тази схема, основни съставни
части на модулатора се явяват източник на анодно захранване (ви-
соковолтен токоизправител), натрупвател на електрическа енергия^
ограничител и комутатор. Източникът на анодното захранване на моду-
латора се явява едновременно и източник на анодно захранване на
генератора.
Натрупвателят на електрическа енергия позволява да се получат
мощни краткотрайни видеоимпулси, като се използува сравнително
маломощен токоизточник. Ограничителям служи за ограничаване на
зарядния ток на натрупвателя и за предпазване на токоизточника от
късо съединение при разреждане на натрупвателя. Като ограничител
обикновено се използува съпротивление или дросел. Дроселът се
явява по-икономичен от съпротивлението, тъй като поради неголямото
364
си активно съпротивление консумира значително по-малко енергия.
Освен това с помощта на дросел може значително да се повиши на-
прежението върху натрупвателя.
Комутагпоръпг представлява най-важната част на модулатора. Той
периодически затваря за много кратко време анодната верига на гене-
Кргр
Катод
генератор
Анод

^раз
Катод
генератор
Анод
3QD
Фиг. 86.3
ратора, 'свързана последователно с натрупвателя. При това напреже-
нието, действуващо върху натрупвателя, се подава към електродите
на генераторната лампа. Извършващият се частичен разряд на натруп-
вателя през генераторната лампа обезпечава последната с енергия,
необходима за генериране на радиоимпулса. След изтичане на интер-
вала от време, определен като продължителност на радиоимпулса, кому-
таторът прекъсва разрядната верига на натрупвателя, с което изчезва
напрежението между електродите на генераторната лампа и радио-
импулсът се прекратява.
В модулаторите се използуват следните видове комутатори: елек-
тровакуумни лампи (триоди или тетроди), газонапълнени лампи (тира-
трони), а в някои случаи електромеханични устройства. Електроваку-
умните и газонапълнените лампи се отпушват (комутаторът се затваря)
с помощта на положителни импулси на напрежение, формирани в
модулатора.
На фиг. 86.3 е показана опростена принципна схема на модулатор
с капацитивсн натрупвател. В схема а е показан модулаторът в
режим на пауза когато се извършва зарежцане на капацитивния на-
трупвател с електрическа енергия от захранващия токоизточник (кому-
таторът k е отворен). В схема б модулаторът е показан в режим
на формиране на видеоимпулса (комутаторът k е затворен).
365
На фиг. 86.4 е показана опростена принципна схема на модулатср'
с лампов комутатор. През време на пауза между импулсите комути-
ращата лампа е запушена с голямо отрицателно напрежение, което се
подава от източник на преднапрежение. Натрупвателят на енергия
(кондензаторът С») се зарежда през съпротивленията /?огр и /?зар от
ЯЮв Натрупвател
^=Ь-^-АХ-------о—
^исомвол-
тоВ токо-
изпраВител
Модул
лампа
Сд
Пусков
импулс
#3ар
Магнетрон
свч
изход
н
о

Фиг. 86.4
високоволтовия изправител. Магнетронът не работи, тъй като към
електродите му се подава падението на напрежение върху /?3>р от за-
реждащия ток, което напрежение се явява отрицателно за веригата
анод—катод на магнетрона.
При постъпване на пусковия импулс в решетъчната верига на ко-
мутаторната лампа последната се отпушва и нейното съпротивление
става извънредно малко (от порядъка на стотина ома). Положител-
ният електрод на кондензатора Сн се заземява през нискоомното съ-
противление на веригата анод —катод на ламповия комутатор. Кон-
дензаторът се оказва включен паралелно към електродите на магне-
трона, при това с плюс към анода и минус към катода. Тогава маг-
нетронът започва да генерира високочестотни трептения. След пре-
кратяване на пусковия импулс ламповият комутатор се запушва, вери-
гата на разреждане на кондензатора се прекъсва и работата на маг-
нетрона се прекратява.
Изменението на напрежението върху натрупвателя Сн през време
на формиране на видеоимпулса е много малко 'около 1-? 5%). Това се
дължи на сравнително голямата стойност на капацитета и краткотрай-
ността на импулса. В паузите между импулсите кондензаторът въз-
становява изразходвания електрически заряд.
В някои случаи, когато изискванията за правоъгълност на обвива-
щата крива на радиоимпулсите не са много големи, радиолокацион-
ните предаватели се правят, без модулатор. Това е възможно в слу-
чайте, когато високочестотният генератор е изпълнен с триод или с
клистрон. Тогава генераторът се поставя да работи в режим на пре-
късната генерация. Този режим на работа се нарича още автоматична
импулсна модулация. Ако високочестотният генератор е магнетронен,
по принцип е невъзможен такъв принцип на работа. Повечето от съ-
366
временните радиолокационни предаватели използуват модулатор, тъй
като той позволява да се получи по-добра форма на генерираните ра-
диоимпулси.
Понякога освен модулатор се използува и подмодулатор, включен
между генератора на пускови импулси и модулятора. В такъв случай
модулаторът се явява усилвател на видеоимпулсите, формирани от под-
модулатора. Използуването на подмодулатор още повече подобрява
формата на видеоимпулсите, а следователно и тази на радиоимпул-
сите. Освен това се опростява управлението на тяхната продължи-
телност.
Високочестотен генератор. В зависимост от предназнечението и
типа на радиолокационен предавател във високочестотния генератор
се използува СВЧ-генераторни триоди, магнетрони, клистрони, лампи с
бягаща вълна и др. Триодите се използуват основно в предавателите^
работещи в метровия и дециметровия обхват. Магнетроните се изпол-
зуват предимно за работа в сантиметровия обхват, но са приложими и
в част от дециметровия и в милиметровия обхват. Напоследък във
връзка с повишаване на мощността на произвежданите клистрони, а
също така и поради повишените изисквания, който се предявяват към
стабилността на честотата на радиолокационните предаватели, магне-
троните започват да отстъпват мястсто си на клистроните, тъй като
те позволяват автоматично регулиране на честотата на генерираните'
трептения.
ДВАДЕСЕТА ГЛАВА
МНОГСКАНАЛНО РАДИОПРЕДАВАНЕ
87. СЪЩНОСТ НА МНОГОКАНАЛНИТЕ РАДИОРЕЛЕЙНИ ЛИНИИ
Електрическият път, по конто преминава едно съобщение, се на-
рича електрически свързочен кг нал или по-просто свързочен канал.
Всеки свързочен канал започва от източника и свършва до получа-
теля на съобшението. В зависимост от вида на съобщението, което
се пренася по един канал, се различават следнитс видове канали:
телефонен, телегргфен, фототелеграфен, ра диофоничен, телеви-
зионен и пр.
Един или няколко свързочни канала образуват свързочна линия.
В зависимост от техническите средства, който се използуват, се раз-
личават главно два вида свързочни линии: проводникови линии (про-
водникови връзки) и радиолинии (радиовръзки).
Досега се разглеждаха радиоустройства, конто са предназначени за
предаване само на едно съобщение (използуват само един канал).
367
Такива радиовръзки се наричат едноканални, а предавателите — едно-
канални предаватели. Едноканалните предаватели за амплитудна мо-
дулация могат да бъдат еднолентови (еднолентова модулация) и дву-
лентови (обикновена амплитудна модулация). За да не се смесват
съобщенията на различните едноканални предаватели, те трябва да
работят на различии носещи честоти и заеманите от тях при модула-
ция честотни ленти да не се припокриват (застъпват). С други думи,
прилага се тъй нареченото уплътняване на обхватите, определени за
радиовръзки. Ако се приеме, че за всеки радиопредавател е необхо-
дима лента от kHz, в обхвата на дългите вълни (30—300 kHz) ще се
„поберат" най много 27 канала; в обхвата на средните вълни (300—
3000 kHz) — 270 канала, а на късите (3—30 MHz) — 2700 канала. От
посочените цифри се вижда, че възможностите за създаване на
радиовръзки в обхвата на дългите, средните и късите вълни са огра-
ничени. Това е наложило използуването на честоти, по-високи от
30MHz(Z< 10 ш)'—обхватът на ултракъсите вълни (УКВ).
Радиовръзките в този обхват се характеризират с някои осо-
бености:
1. Предавателните антенн могат да се направят със силно насочено
действие.
2. Сигурна връзка може да се постигне на разстояние, не по-го-
лямо от видимия хоризонт —50—60 km.
Насоченото действие на УКВ антени дава възможност да се из-
ползува по-рацнонално мощността на предавателя: с малка мощност
да се създаде връзка на по-голямо разстояние. Насоченото действие е
равностойно на повишение на мощността на предавателя в дадена
посока.
За увеличение на разстоянието на действие на подходящи високи
места на 50—100 km от предавателя се монтират междинни приемно-
предавателни станции, препредавателни станции, наречени релейни1.
Оттук произлиза и названието на самата линия — радиорелейна линия.
Използуването на обхвата на ултракъсите вълни, особено на де-
циметровия и сантиметровия, при предавателите за радиорелейни линии
позволява да се излъчва широка честотна лента от няколко десетки,
даже и стотици мегахерца.
Тази широка честотна лента от своя страна дава възможност в
предавателя да се извърши модулиране едновременно с много сигнали
и посредством една и съща носеща честота да се осъществят голям
брой съобщения (канали), без те да си пречат взаимно. В този случай
се казва, че използуваната честотна лента е уплътнена с много ка-
нали, а радиолинейната линия се нарича многоканална. Каналите могат
да бъдат телефонии, телеграфии, телевизионни и др. По една радио-
линейна линия могат едновременно да се предават телефонии, теле-
графии съобщения и телевмзионна програма.
И тъй многоканалните радиорелейни линии, при конто се изпол-
зуват антени със силно изразено насочено действие, дават възможност
1 От английската дума relay.
.368
с два приемника и два сравнително маломощни предавателя в два на-
силени пункта (двупосочна връзка) да се осъществят едновременно пре-
давания на много, стотици, даже хиляди телефонии, телеграфии и други
съобщения. Чрез тях може да се пренася и телевизионна програма от те-
левизиоцното студио до телевизионния предавател или да се обменя
телевизионна програма между два населени пункта. По този начин
радиорелейните линии играят роля на свързващи междуградски теле-
фонии, телеграфии или телевизионни кабели. Затова многоканалните
радиорелейни линии се наричат още и херцови кабели.
В радиорелейните линии най-често се използува честотна или фа-
зово-импулсна модулация.
Първата радиорелейна линия е построена преди 30 години.
В България първата телефонна радиорелейна линия между София
и Пловдив бе пусната в експлотация на 18 януари 1956 г.
Днес една голяма част от телефонниге, телеграфните и телевизион-
ните съобщения у нас преминава по б ьрзо разширилата се радиоре-
лейна мрежа. Нашата радиорелейна мрежа е свързана с Източноевро-
пейската телевизионна радиорелейна мрежа, наречена Интервизия.
Чрез Интервизията се осъществява редовна обмяна на телевизионна
«фограма между социалистическите страни.
88. УПЛЪТНЯВАНЕ НА РАДИОРЕЛЕЙНИТЕ ЛИНИИ
а. Обща блокова схема при уплътняване
На фиг. 88.1 е показана схема на многоканална еднопосочна ра-
диовръзка между две съседни станции.
Преобразователят на съобщението в електрически сигнал в преда-
вателния пункт може да бъде микрофон на телефонен ай^рат, теле-
графен апарат и пр. Нискочестотният електрически сигнал, идващ от
всеки отделен преобразовател, постъпва в предавателната част на апа-
ратурата за уплътняване. Тук по точно определен*начин от всички
сигнали се формира един общ сигнал, наречен трупов сигнал. Излиза-
щият от уплътняващата апаратура трупов сигнал модулира честотно
или амплитудно носещата честота в предавателя. Последният излъчва
с насочена гнтена към приемния пункт.
Приемникът усилва, детектира приетия сигнал и го подава в прием-
ната част на апаратурата за уплътняване. Груповият сигнал, който се
получава след детектора, съответствува на груповия сигнал, който е
извършил модулация в предавателя. Приемната част на апаратурата
за уплътнение разделя груповия сигнал на отделни сигнали, конто
съответствуват на сигналите, излизащи от преобраэователите в преда-
вателя. Всеки сигнал се изпраща към съответно възпроизвеждащо ус-
тройство, телефонна слушалка, телефонен апарат и пр.
24 Радиопредавателна техника
369
В радиорелейните линии се използуват главно два метода за раз*
деляне на каналите един от друг и за уплътняване на каналите: че*
стотно уплътняване и уплътняване по време.
1,2,3... п -Възпроизве-
'исдащи* устройства.
/, U, /#... Л/- Получатели на
съовщения
Фиг. 88.1
б. Честотно уплътняване
Основен принцип, залегнал в честотното уплътняване на каналите,
е пренасянето на честотния спектър на всеки отделен нискочсстотен
канал на точно определен за този канал честотен интервал и наела*
гването на тези спектри един до друг по скалата на честотите. Това
пренасяне трябва да стане така, че честотните ленти на пренесените
канали да не се застъпват помежду си, т. е. да не се препокриват. За
сигурност винаги се предвижда известен незает честотен интервал
между два съседни канала, за да се избегне евентуално смесване.
Пренасянето (транслацията) на каналите се осъществява чрез ба*
лансна модулация и филтри.
Честотното уплътняване е илюстрирано на фиг. 88.2. Блоковата
схема на предавателния и приемния тракт на радиорелейната връзка,
осъществена по метода на честотно разделяне (уплътняване) на кана-
лите, е показана съответно на фиг. 88.3 а и б.
На фиг. 88.2 а са показани честотните спектри на четири сигнала,
идващи например от четири телефонии поста. В уплътняващото ус-
тройство с помощта на балансни модулатори БМ1, БМ2 и пр. и
филтри Ф19 Ф2 и пр. (фиг. 88.3 а) се осъществява еднолентова моду*
лация. При това подносещите честоти на различните канали Д, /?, /3,
/4 и пр. се избират различии, с постоянна разлика, малко по-голяма от
ширината на звукочестотния спектър, който при телефония заема че*
стотите от 200 [до 3400 Hz. Например /i=12 kHz, /,= 16 kHz, /3 =
370
= 20 kHz и пр. — разлика 4 kHz. От наслагването на страничните ленти
след уплътняващото устройство се получава честотният спектър на
груповия сигнал, показан на фиг. 88.2 б.
Фиг. 88.2
Фиг. 88.3
В приемния пункт (фиг. 88.3 d) след детектирането се получава
същият трупов сигнал. Тука отделянето на различните канали ст
спектъра на груповия канал се извършва с филтри Ф/, Ф2 и пр. След
371
това посредством балансна детекция, при която се възстановява съот-
ветната подносеща честота Д, /2, /3 и пр., страничните честоти, съдър-
жащи се във всеки канал, се превръщат отново в нискочестотни и се
изпращат към телефонната слушалка.
в. Уплътняване по време
При уплътняването по време се използува импулсна модулация,
която може да бъде амплитудна импулсна модулация, импулсна мо-
дулация по ширина, фазна импулсна модулация, честотна импулсна
модулация и кодова импулсна модулация.
Фиг. 88.4
На фиг. 88.4 а е показан нискочестотен сигнал, еъответствуващ на
съобщението на един от каналите, а на фиг. 88.4 б — съответният ка-
нален сигнал след амплитудна импулсна модулация. При получаване
в приемния пункт тези импулси могат с достатъчна точност да въз-
произведат първоначалния сигнал (фиг. 88.4 а). Ако интервалите между
импулсите на един канал се запълнят с импулсите на други канали,
амплитудно модулирани с нискочестотно напрежение, отговарящо на
други съобщения, ще се получи трупов сигнал при амплитудна им-
пулсна модулация.
На фиг. 884а е показан трупов сигнал на три канала. Импулсите.
съответствуващи на един канал, са означени с един и същи начин
За разделянето на отделните канали при уплътняването по време
линията се заема последователно от всеки канал посредством кому-
тационно устройство в предавателния и приемния пункт (фиг. 88.5).
През краткотрайното време на заемане по линията се изпраща сигнал-
ммпулс от груповия сигнал, еъответствуващ на информацията по този
372
канал в дадения момент. Изпратеният сигнал постъпва във веригата
на определения получител в приемния пункт, тъй като комутационните
устройства в приемния и предавателния пункт се включват син-
хронно към един и същи канал, в един и същи момент, отговарящ на
предаването на импулсите на този канал.
За превключване (комутиране) на каналите са намирали приложе-
ние два вида комутационни устройства: специални електронни кому-
татори и лампови (респ. транзисторни) схеми за комутиране. В радио-
релейниге уредби, използувани у нас, намират приложение вторият
вид комутатори.
89. БЛОКОВА СХЕМА НА РАДИОРЕЛЕЙНАТА ЛИНИЯ
На фиг. 89.1 е показана блоковата схема на радиорелейна линия,
уплътнена с телефонии канали.
КС1 и КС2 са двете крайни странции на линията, между конто е
установена многоканална дуплексна радиовръзка. С MCI и МС2 са
означени съоръженията на двете междинни станции. В съвременните
радиорелейни линии броят на междинните станции може да бъде мно-
го повече от две. Във всяка междинна станция има по два предава-
теля и два приемника, означени съответно с /7д и Пм9 а в крайните —
по един предавател и един приемник. На схемата не са показани ре-
зервните предаватели и приемници, с конто е съоръжена* всяка меж-
динна и крайна станция. Резервните съоръжения се включват в дей-
ствие най-често автоматически при повреда на работещите.
Апаратурата за уплътняване АУ на всяка крайна станция е свър-
зана чрез телефонии вериги с телефониата централа ТЦ, а тя от
своя страна — с телефонните постове.
373
Важно съображение,което трябва да се има пред вид при проектирането
на радиорелейна линия, е да се избягнат взаимните смущения между
предавателите и приемниците на междинните н крайните станции. Пре-
Фиг. 89.1
давателите на всяка крайна или междинна станция трябва да излъч-
ват на различии носещи (средни при честотна модулация) честоти от
честотата, на която са настроени приемниците на същата станция. Ако
не се спази това условие, независимо че антените на предавателите и
приемниците са насочени, напълно възможно е между тях да съще-
ствува паразитна, нежелана връзка.
При подбиране на носещите честоти трябва да се има пред вид, че
могат да възникнат и други паразитни връзки. Така например, ако при
недостатъчно ефикасно насочване на антената на десния предавател
на MCI се излъчва с честота /а вместо с /4, както е в схемата
(фиг. 73.1), може да се получи нежелателна връзка или с приемника
на КС1 (ако предавателната антена на MCI излъчва назад), или с
десния приемник в МС2, настроен на честотата /2 (ако антената му
приема назад). Ето защо честотата на десния предавател на MCI не
трябва да бъде /а.
Фиг. 89.2
Но и при добра диаграма на насоченост на антените, ако станциите
са разположени по една права линия, пак е възможно да се получи
паразитна връзка между тях. При висококачествени антенн с добра
диаграма на насоченост (само напред) на предавателните и приемните
антенн може да се осъществи дуплексна връзка с радиорелейна ли-
ния само на две носещи честоти според схемата на фиг. 89 2. Стан-
374
циите в такъв случай обаче не трябва да бъдат разположени в една
права линия, защото в някои случаи дециметровите и сантииетровиге
вълни могат да се разпространят на по-голямо разстояние от видимия
горизонт. Тогава лъчът от предавателя MCI с честота /2 може да по-
падне в лявата приемка антена на МС4. При това положение в левия
приемник на МС4 ще постъпят два сигнала — единият от МСЗ, а вто-
рият от MCI. Понеже пътищата, конто са изминали тези сигнали, са
с различна дължина, то и фазите на двата сигнала ще бъдат различии.
В резултат пэлучената информация ще бъде с големи изкривявания,
а работата — неустойчива. Този недостатък може да се иззегне, ако
станцните се разположат зигзагообразно по прэтежение на линията,
както е показано на фиг. 89.3.
375
ШЕСТА ЧАСТ
РАДИОПРЕДАВАТЕЛИ
ДВАДЕСЕТ И ПЪРВА ГЛАВА
ОСОБЕНОСТИ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
90. ПОСТРОЯВАНЕ НА СХЕМАТА НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
ЗА ДЪЛГИ И СРЕДНИ ВЪЛНИ
Предавателите за дълги и средни вълни имат редица особености,,
конто оказват влияние при построяване на тяхната схема. Така на-
пример поради ниската работна честота почти не се налага използу-
ването на умножителни стъпала; обхватът на честотна настройка е
сравнително тесен (/ма»с-/мин = 2-т-3,5); елементите на трёптящите
кръгове (L и С) имат големи стойности, поради което влиянието на
паразитните — монтажните и междуелектродните лампови капаци-
тети обикновено не се взема под внимание. При всичко това много
по-лесно се постига и неутрализация на отделяйте стъпала, а борбата
с паразитните трептения е по-ефикасна. Тези особености позволяваг
предавателите за средни и дълги вълни да имат по-прости схемни реше-
ния, отколкото тези за къси вълни. Характерна особеност предимно
за предавателите с по-голяма мощност е, че голяма част от в. ч. стъ-
пала се монтира не в екраниращи метални шкафове, а открито в по-
мещенията. Основната причина за това е преди всичко големият обем„
който имат при такива мощности елементите на стъпалата — бобини,
вариометри, дросели, кондензатори.
Уместно е да се изтъкнат и някои важни съображения, за коит(>
се държи сметка в практиката. Известно е, че усилвателите на в. ч.
мощност в интерес на по-голям кпд. (особено при по-големи мощ-
ности) работят в режим клас В или С, при който обаче съществуват
и редица хармонични честоти. Тези честоти не трябва да се излъчваг
и затова в предавателите се използуват специални филтрови кръгове^
Много добър ефект за намаляване на четните хармонични честоти има
използуването на двутактни стъпала, при конто същевременно и не-
утрализацията се извършва значително по-лесно. Освен това, когато
се касае за предаватели с много големи мощности, е нецелесъобразно
и икономически неизгодно построяването на единични лампи за такива
376
мощности. И в този случай се налага използуване на двутактна схема,
а понякога едновременно и паралелно включване на лампи (обикно-
вено до 4 лампи на стъпало). Затова почти е правило мощните в. ч.
усилватели в предавателите с голяма мощност да се строят по дву-
тактна схема с триодни лампи.
Фиг. 90.1
Що се касае до усилвателите в н. ч. канал на предавателя, там’
също има предпочитание двутактната схема главно поради високия
к.п д. и по-удобното въвеждане на отрицателна обратна връзка за
компенсиране на нелинейните изкривявания.
При проектирането на съвременнитс предаватели се ползуват
известии ориентировъчни съотношения между мощностите на съсед-
ните стъпала на в. ч. канал. Така например това съотношение за моду-
лируемого стъпало и неговия възбудител се движи в граници
5:14-20:1; за усилватели на модулирани трептения — 15:14-20:1 и
дори по-малко; за усилватели на немодулирани трептения — 20:1 4-30:1.
Когато се използуват тетродни или пентодни лампи. а това е почти
винаги за стъпала с мощност до няколко киловата, тези съотношения.
се завишават 1,5-4-2 пъти. Установено е, от друга страна, че съотно-
шенията намаляват с увеличаване на мощностите и честотите.
Като илюстрация на фиг. 90.1 е показана основната част от бло-
ковата схема на един предавател . за средни вълни с мощности във
входа на фидера 250 kW и анодна модулация в крайното в. ч. стъ-
пало. Обикновено при съставянето на блоковата слема се излиза от
крайното стъпало, чиято мощност се задава по условие. В случая се
вземат под внимание неизбежните загуби в анодния трептящ кръг
(5.1) и в кръговете за филтрация на хармоничните честоти и загубите
при съгласуване на стъпалото с фидера, водещ към антената (5.2).
Общо тези загуби са от порядъка на 8-4-10%, така че стъпалото е
оразмерено за мощност 1,08.259 = 270 kW. То е реализирано с 4 броя
триодни лампи SRW357 (с типова променливотокова мощност 100kW),
включени в двутактна схема и по две паралелно. Неговото възбуди-
телно стъпало 4 е устроено по същия начин, но има в. ч. мощност
35 kW, поради което се използуват 4 броя лампи тип SRL05 —
също триоди. Високочестотният, усилвател на мощност 3 съдържа
377
2 броя пентодни лампи тип SRS 502 с типова мощност 800 W, вклю-
чени в двутактна схема при обща мощност 1,5 kW. Предните стъ-
пала — възбудителят 1 с изходна в. ч. мощност 1 W и усилвател-
ното стъпало 2 (лампа SRS552) с мощност 50 W, са изпълнени вече
по еднотактна схема.
От блоковата схема се вижда, че нискочестотният канал е съставен
също от двутактни стъпала: двустъпалния усилвател НЧУ /, на който
заедно с усилвателя НЧУ 2 се пада основната част от усилването;
подмодулатора ПМ с нискоомен катоден изход (най-често е дросел)
и накрдя самия модулатор М с мощност, почти еднаква на тази на
крайното в. ч. стъпало, при режим на носеща честота. И тук, както
изобщо е прието в интерес на по-лесно поддържане и експлоатация
на предавателите, броят на типовете на лампите е намален чрез из-
ползуване на едни, и същи лампи в някои стъпала с близки по стой-
ност мощности. За намаляване на нелинейните и други изкривявания
в н. ч. канал се въвеждат редица отрицателни обратни връзки, обхва-
щащи едновременно няколко, а също и отделяй стъпала.
С пунктирани линии са показани и основните токоизточници за
захранване на съответните стъпала — тези, осигуряващи анодните
напрежения. Това, което трябва да се отбележи тук, е използуването
на отделни регилируеми токоизправителни групи високо напрежение
(в. н.) за двете последни стъпала на в. ч. и н. ч. канал на предавателя.
Необходимостта от регулиране на тези токоизправители произтича от
опасността за повреда на същите и на мощните лампи при импулсно
пълно включване на анодните напрежения. При предаватели с по-
малка мощност такова регулиране не се прави и едновременно с това
е възможно всички мощни стъпала да бъдат включени към един
общ изправител в. н. Изобщо при малый мощности броят на различ-
ните по стойност напрежения, а с това и на токоизправителните
групи е значително намален. В повечето случаи обаче в интерес на
по-висока стабилност на честотата възбудителят (кварцов и диапа-
зонен), а понякога и отделителното (буферното) стъпало имат само-
стоятелно и резервно токозахранване.*
Важен етап при построяването на схемата на даден предавател е
определянето на схемата на трептящите кръгове на отделните стъпала,
начина на настройването им и връзката между тях. Основни сведения
по тези въпроси се дават в глави 3, 5 и 6 на учебника и те могат
да се използуват при съставянето на схемите на предавателите. Прие-
мането на едно или друго от възможните решения се определя глав-
но от мощността и предназначението на радиопредавателя. Освен
това може да се допълни, че в интерес на една по-добра филтрация
на хармоничните честоти и като ефикасна мярка против паразитните
самовъзбуждания в усилвателите междустъпалната връзка много
често се избира капацитивна според фиг. 90,2. Свързващият конден-
затор С2 в този случай се монтира непосредствено между решетка и
катод на лампата и служи едновременно като допълнително капаци-
тивно съпротивление, което намалява паразитната обратна връзка в
стъпалото.
378
Въпросът за точната настройка и пренастройването на многостъ-
палните предаватели (с голяма мощност) е важен и доскоро беше
свързан . със значителни трудности и много загуба на време. Пона-
стоящем в модерните предаватели се прилагат някои нови методи и
средства, с конто този въпрос се решава успешно. Като пример на
фиг. 90.3 са дадени прин-
ципните електрически схеми
на един фазов индикатор за
<р = 180э (а) и на друг за
<р-90° (б).
Индикаторът за 180° се
използува за точна настрой-
ка и контрол на симетрия-
та на двете половини на
трептящия кръг на противо-
Фиг 90.3
Фиг. 90 2
тактни стъпала и работи по следния начин. В. ч. трансформатори 7\ и
Т2 се монтират в двете страни на анодния трептящ кръг, като всеки
от тях доставя едно в. ч. напрежение, пропорционално на протичащия
в съответния клон на кръга в. ч. ток. Двете напрежения се подават
паралелно върху диода Д за детектиране. Когато токовете са еднакви
и дефазирането между тях е точно 180°, през кръга на диода (след
симетриране с потенциометъра R) няма да протече ток, понеже при-
лаганите върху него напрежения са също дефазирани на 180э и са
еднакви. Обратно, при настъпване на' асиметрия в стъпалото в краи-
щата на диода ще се получи променлива потенциална разлика и през
него и инструмента И ще протече постоянен ток. Големината на този
ток (отклонението на стрелката на инструмента) ще бъде пропорцио-
нална на големината на настъпилата асиметрия в стъпалото.
При настройването на взаимно свързани кръгове, каквито са слож-
ните кръгове в крайните стъпала на предавателите, се използува фазо-
индикаторното устройство за 90 чиято снимка е дадена на фиг. 90.4.
И тук се използуват два в. ч. трансформатора — по един във всеки
кръг (7\ и Т2\ Доставяните от тях в. ч. напрежения при точна на-
стройка на свързаните кръгове, както е известно от теорията, са де-
379
фазиранн на 90° помежду си. Напрежението, получено от трансформа-
тора Т1, се прилага противофазно на двата диода Д—Да, а това,
получено от трансформатора Т% — синфазно чрез средната точка на
7\. При така съставената схема се вижда, че върху съпротивленията
/?! и /?2 ще се получат еднакви по стойност и противоположив по знак
постоянни напреже-
ния, така че през ин-
струмента Иняма да
протече ток само ко-
гато двата кръга са
точно настроени на
работната честота
(<р= 90). В обратния
случай равновесието
на схемата ще се на-
руши и това ще се
,индикира от инстру-
мента И, чиято скала
следва да бъде с
нула в средата.
Освен тези фазо-
индикаторни устрой-
ства в предавателите
(вкл. тези за къси
Фиг. 90.4
вълни) се използуват и такива за непрекъснато измерване и контрол
на променливотоковата мощност, коефициента на съгласуване на
фидера (антената) с крайното в. ч. стъпало и др. Всички тези системи
дават възможност за осъществяване на един непрекъснат и ефика-
сен дистанционен контрол върху състоянието на съоръженията от
едно централно мйсто (пулт за управление), а също и за автоматично
изключване на предавателя при недопустими разстройки.
При предавателите с много голяма мощност се използуват скъпи
лампи, който работят в доста тежки енергийни условия. Освен това
променливите напрежения в кръговете на крайното стъпало, настрой-
ващите антенни елементи и в самата антена често достигат до няколко
десетки киловолта. Всичко това, а при открито монтирани кръгове и
вследствие запрашване, прелитане на насекоми и пр. облагоприятствува
получаването на нежелани диелектрични пробиви (ел. дъги), конто
може да доведат до тежки повреди на съответните съоръжения.
Поради тази причина при построяването на схемата на такива преда-
ватели се използуват и специални бързодействуващи (електронни>
защити. При нужда последните изключват кратковременно (за 1—2
секунди) предавателя и след изгасване на възаикналите електрически
дъги го включват автоматично отново в нормален режим.
380
91. ПОСТРОЯВАНЕ НА СХЕМАТА НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
ЗА КЪСИ ВЪЛНИ
Редица фактори, конто при дълги и средни вълни можеше да
бъдат пренебрегнати, при предавателите за къси вълни вече имат съ-
ществено значение. Поради това те трябва да се вземат под внимание
при построяване на съответната схема и след това при самия
монтаж.
На пъово място, с нарастването на работната честота индуктив-
ността и капацитетът на резонансните кръгове намаляват, а влиянието
на монтажните капацитети и индуктивности, обратно, се увеличава.
Последните може да станат причина не само за паразитни обратни
връзки, водещи до намаляване на стабилността на усилвателите, но и
за стесняване на обхвата за настройка на резонанснйте кръгове. На-
лага се следователно поради това да се прилага един добре изпълнен
и предварително обмислен монтаж на предавателите.
Междуелектродните капацитети на лампите, а понякога и неутро-
динните капацитети при къси вълни вече участвуват и като елементи
на решетъчните и анодните трептящи кръгове. Следователно част от
в. ч. ток на тези кръгове неизбежно ще се отклони през тях, а това
ще доведе до известии загуби. При лампите с по-голяма мощност
общите, приведени към кръговете капацитети може да имат доста
голяма стойност и поради това характеристичного съпротивление на
тези кръгове р = 1/соС ще намалее значително. Известно е, че в такива
случаи намалява и к.п.д. на стъпалото.
В голяма степей тези недостатъци се избягват чрез прилагане на
схемата с обща (заземена по висока
(фиг. 91.1) се използува в мощните
в. ч. стъпала на всички модерни къ-
совълновй предаватели. Ще припом-
ним, че тя се характеризира със
следните особености:
а) осигурява по-малък начален
капацитет нд резонансните кръгове,
с което се разширява обхватът за
настройка и се намаляват загубите
в тях;
б) постига се по-устойчива работа
на усилвателите, и то при по просто
схемно решение в сравнение с кла-
сическата схема (заземен катод);
В4 за сметка на по-голяма възб
стъпало) се получава по-висок к.п.д< и по-голяма в. ч. мощност в из-
хода на крайното стъпало на предавателя.
Понастоящем по схемата със заземена решетка се строят преда-
ватели, конто имат вълнов обхват в границите 11,5-? 100 m, т. е. с кое-
фициент на препокриване ЛМакс:Лмин>8 и промишлен к.п.д. т] = 35—40%.
Практического реализиране на толкова широк обхват при всички
честота) решетка. Такава схема
6--
1
Uusx
Фиг. 91.1
мощност (от
а
381
случаи е свързано с използуването на няколко умножителни стъпала.
Това се дължи на факта, че кварцовите генератори почти никога не
се строят за директната работна честота на предавателя и че диапа-
зонните възбудители (в интерес на по-висока стабилност на честотата)
имат тесен честотен обхват на настройка. Поради ниския к.п.д.,
който имат умножителните стъпала, с цел да не се намали силно
общият к.п.д. на предавателя умножението на честотата се извършва
в първите няколко маломощни стъпала непосредствено след
възбудителя.
При предавателите с малка и средна мощност стъпалата се
строят както по еднотактна схема (за несиметрични антени или коак-
сиален фидер), така и по двутактна (за симетрични антени или дву-
проводен въздушен фидер). При предавателите с голяма мощност край-
ните стъпала се лзпълняват винаги по двутактна схема, известните
предимства на която в този случай се използуват оптимално.
Същсствена особеност при построяване на схемата на к. в. преда-
ватели е, че се използува изключително последователната схема на
захранване на анодните вериги. Използуването на паралелна схема има
това практическо неудобство, че блокиращите дросели и кондензатори
поради значителния си капацитет спрямо земя (особено за стъпала с
по-голяма мощност) са причина за стесняване на обхвата на настройка
или дори за невъзможност на настройка на по-високите работни
честоти.
Блоковата схема на в. ч. канал на един к. в. предавател с типова
мощност 50 kWедаденана фиг.91.2. Тъй катон.ч. канал, включително
и модулаторът, по строеж на схемата не се различава от случая при
средни и дълги вълни, на схемата той не е показан. От блоковата
схема се вижда, че макар и за по-малка изходна мощност тук се из-
ползуват повече стъпала, отколкото при средновълнювия предавател с
мощност 250 kW. Работният честотен обхват е Л= 11,5-нЮО т. Въз-
будителят 1 е диапазонен (виж т. 45) с непрекъснат честотен обхват
Фиг. 91.2
от 2,4 до 5,6 MHz и кварцова стабилизация. Генераторът, който
влиза в комплекта на възбудителя, е с плавна настройка в честотния
обхват /=200 ... 400 kHz. Във възбудителния блок е включено и от-
делителното (буферното) стъпало. Предварителният в. ч. усилвател 2 е
двустъпален и е изпълнен по еднотактна схема, като за по-голяма
изходна мощност в неговото второ стъпало се използуват 2 броя
пентодни лампи ГУ50, свързани паралелно. За част от работния об-
хват усилвателят работи и като честотен удвоител, поради което не-
говите кръгове при достатъчен резерв може да се настройват на че-
382
по двутактна схема с
Фиг. 91.3
стоти /=2,8-?13 MHz. Стъпало 3 е построено също по еднотактна'
схема с мощния пентод ГУ80 и осигурява полезна променливотокова
мощност 25U W. Това стъпало се използува и за повторно умножение
в обхвата 11,54-30 гл (26ч-10 MHz). Всички останали стъпала работят
само в режим на усилване и са изпълнени
лампи, както са означени на схемата. В край-
ното стъпало 6 лампите са включени освен
двутактно и по две паралелно. Освен това
поради известните причини стъпала 5 и 6
работят по схема със заземена (обща) ре-
шетка. Отделните усилвателни стъпала са
©размерены за следните в. ч. мощности:
4~™—1,4 kW, 5-°-10 kW и 6°-60 kW.
В. ч. мощност във входа на двупроводния
симетричен фидер Ф е SO kW.
Когато предавателят е предназначен за
работа не на фиксирани честоти, а в цял
обхват — понякога с доста голямо отноше-
ние на граничните честоти, какъвто е слу-
чаят при разгледаната схема, тогава този об-
хват се разбива на отделни подобхвати.
В последний случай се осигурява задължи-
телно застъпване на съседните подобхвати, с
което се постига и непрекъснатост от /мин до /макс. Установяването на
подобхватите се извършва чрез превключване на кондензатори (или
кондензаторни батерии) или на бобини с отклонения на навивките, а в
стъпала с малка мощност — и на цели отделни бобини. Плавната на-
стройка в различните подобхвати се осъществява рядко с променливи
кондензатори (поради влошаване параметрите на трептящия кръг,
респ. к п.д. на стъпалото), и то само в стъпала с незначителна мощ-
ност. Обикновено за настройка се използуват вариометри или бобини
с плъзгащи се по намотките контакти. Първите се използуват по-
често в радиостанцииге с малка мощност, докато вторите намират
изключително приложение за плавна настройка в предавателите със
средна и особено в тези с голяма мощност. От фиг. 91.3 може да се
види как се извършва настройката на анодния трептящ кръг на едно
двутактно стъпало при използуването на двойка бобина с плъзгащи
контакта ПК\ и ПК* Тези контакти се предвижват едновременно към
точките 1 (за намаляване на L) или към точките 2 (за увеличаване
на £). За избягване на диелектрични пробиви вследствие на прена-
прежения и за отстраняване на влиянието на паразитния капацитет на
неизползуваните части на бобината ПК^2 и ПК^-2 последимте се
дават „накъсо“ посредством допълнителна контактна система.
Връзката между отделяйте в. ч. стъпала на късовълновите преда-
ватели се осъществява по автотрансформаторна схема или още по-
Ч2сто чрез капацитивни делители. На фиг. 91.4 е показана автотранс-
форматорната връзка между две двутактни стъпала. В нея раздели-
телните кондензатори Ср отделят свързващата бобина £св и с това
383
.решетките на лампите във второто стъпало от анодното напрежение
на първото стъпало. Големината на връзката тук се -измени със
симетричното изместване на плъзгачите J7lt П>,
В крайните стъпала на предавателите в. ч. енергия се подава на
«фидера обикновено при капацитивна връзка, която конструктивно е
гнай-удобна за реализиране. Както се вижда от фиг. 91.5, за тази цел
между анодите на лампите Лх и Л2 се създава капацитивен делител.
Той се образува от неподвижните плочи Л1, А2 и 3 и подвижните
такива—Фг и Ф2. При едновременно преместване на и Ф2 към
анодните плочи А19 А2 връзката се увеличава и обратно, при тяхното
доближаване до заземената плоча 3 връзката между фидера Ф и
стъпалото намалява. Реализираната по такъв начин връзка, освен че
може да се изменя съвсем плавно, има и друго съществено пре-
димство — при нея практически не се получава разстройка на анодния
трептящ кръг на стъпалото.
92. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА В. Ч. ДЕТАЙЛИ, ИЗПОЛЗУВАНИ
В РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ ЗА ДЪЛГИ, СРЕДНИ И КЪСИ ВЪЛНИ
В радиопредавателите за дълги, средни и къси вълни се използуват
разнообразии в. ч. детайли и възли. Една част от тях, като конденза-
тори, бобини, вариометри, дросели и др., са основни схемни елементи,
тъй като без тях функционирането на ел. схеми принципно е невъЗ’
можно. Друга също така важна трупа представляват т. нар. крепежни и
помощни детайли и елементи — изолационни елементи за носене на
монтажа, различии видове изолатори, изолационни тръби и др. Те имат
спомагателна функция, но допринасят за по-правилно функциониране
и по-рационално използуване на схемите.
Значението, което има материалът, от който се изготвят въпросните
384
в. ч. детайли, е голямо. От качеството на този материал зависят пряко
стабилността и в. ч. ззагуби, с това и редица други показатели на
предавателните съоръжения. Понастоящем най-използувани изолационни
материали са в. ч. керамика (стеатит, радиофарфор, калит), микалекс,
стирофлекс и полиетилен. Поради голямата електрическа и механически
якост, която имат различ-
ните видове в. ч. керами-
ка, тя се използува най-
много както при строежа
на възли (напр. на бобини
и вариометри), така и за
крепежни и помощни еле-
менти. На фиг. 92.1 е да-
ден един проходен изола-
тор (а) и една тръбна сер-
пентина (б) за охладител-
ната вода при лампи с го-
ляма мощност. С такава
серпентина едновременно
се изолира и анодът от обикновено заземената система за охлаждане.
Използуваният и в двата случая керамичен материал за тези елементи
е калит. Стирофлексът и полиетиленът, макар че са добри в. ч. изола-
тори, имат по-ограничено приложение поради слабата им топлинна
устойчивост (не повече от 60—70 С). От полиетилен например в някои
радиопредаватели- са изготвени изолационните тръби (шлангове), с
който се подвежда дестилираната вода за охлаждане на мощните
лампи.
За проводников материал обикновено се използува електролитна
мед, от която се изготвят различните видове проводници за4бобините,
вариометрите и дроселите. При дълги вълни и за дроселите при
средни вълни се използува литцендрат. При средни и къси вълни в
зависимост от мощността на стъпалото може да се използува или
меден посребрен проводник (напр. за реализиране на по-голям Q-фактор
на трептящия кръг на генератора), или плътен меден проводник с
кръгло, квадратно или правоъгълно сечение (за в. ч. ток до 10 4- 15 А),
а също и медни тръби със същия профил и диаметър до 304-40 mm
(за в. ч. ток, по-голям от 10 А).
Освен въздушни кондензатори с постоянен и променлив капацитет,
имащи сравнително най голям обем, в предавателите все повече се
използуват керамични и вакуумни кондензатори или с газов пълнеж под
налягане (при к. в. предаватели). Широко използуваните в миналото
слюдени и някои други видове кондензатори поради това, че са яодло-
жени на стареене, свързано с изменение на параметрите им, намират
сравнително ограничено приложение в стъпала с малка мощност и във
филтрови вериги.
Керамичмите кондензатори в зависимост от типа на използувания
в. ч. керамичен диелектрик може да имат съвсем стабилни параметри,
практически те не подлежат на стареене, имат малки в. ч. загуби
.25 Радиопредавателна техника
385
(Qc = l/tg8 = 10004- 10000!) и сравнително ниска производствена цена
Освен това те може да се произвеждат в най-различни варианти по капацитет
(С 5000 pF), мощност (Uc С 40 kVA), напрежение (Uc 20 и
повече kV) и форма (тръбни, дискови, чашкообразни, проходни и др.),
което има голямо значение при конструирането на предавателите. Един
дисков керамичён кондензатор за
високо напрежение е показан на
фиг. 92.2 а. Големината на капаци-
тета му зависи от размера на ме-
тализираните повърхности 1—2 и
дебелината на керамичната сте-
на k. За по-голямо удобство при
монтажа към кондензатора може
да се залепи и подходяща мон-
тажна стойка с. На същата фигу-
ра (92.2 б) е показано уетройството
и на един чашкообразен конден-
затор за в. н. с идентично означе-
ние на неговите елементи. При
нужда от по-големи капацитети и
при по-големи работни напреже-
ния еднотипните керамични кон-
дензатори се свързват удобно в
батерии — паралелно в първия слу-
чай и последователно във втория.
Специалио в късовълновите пре-
даватели освен керамични се изпол-
зуват често и вакуумни конденза-
тори. Последните по същество се
това, че са монтирани в съд (обик-
новено стъклен) с висок вакуум. Тази особеност позволява при сравни-
телно малък обем да се постигнат работни напрежения и реактивна
мощност съответно до 25 kV и 120 kVA при капацитети до 200 pF.
В някои случаи, като например в крайни стъпала на мощни преда-
ватели за дълги вълни, се употребяват и кондензатори, в конто за
диелектрик служи някакъв инертен газ под налягане (обикновено
азот Ю-т-15 atm). Достигнатата при това диелектрична якост е по-
голяма, което позволява да се работи с напрежения до 30—40 kV;
освен това диелектричните загуби са малки, благодарение на което за
дадена стойност на реактивната мощност този вид кондензатори (дори
за капацитет до няколко хиляди pF) имат значително по-малки размери
от другите кондензатори.
Конструкцията на бобините, вариометрите и дроселите зависи
главно от работната честота и мощността на съответното стъпало. При
дълги вълни например поради голямата стойност на индуктивността
(£^0,5<5 mH) бобините се правят многослойни, като се навиват
върху изолационни цилиндри. За постигане на по-малък собствен капа-
цитет (за по-малки в. ч. загуби) и по-ниско напрежение между съсед-
Фиг. 92.2
различават от въздушните само по
386
ните навивки на бобината (по-малка вероятност от диелектрични про-
биви) се прилага специален начин на навиване. При средни и къси
вълни бобините се правят еднослойни с по-малка или по-голяма стъпка^
като навиването най-често се извършва върху носеща конструкция от
в. ч. керамика. Специално към блокиращите в. ч. дросели за дълги и
средни вълни изискванията по отношение на
загубите, респ. Q-фактора, са по-малки и по-
ради това най-често те се навиват върху ци-
линдри от пресшпан (за по-малки мощно-
сти) или върху дървени носещи конструк-
ции, импрегнирани в подходящи изолационни
смоли и лакове. Бобините с променлива ин-
дуктивност (вариометрите) осигуряват плавна
настройка на трептящите кръгове в широк
обхват. Необходимата за целта голяма стой-
ност на Д L = Амакс — Лиин се постига чрез
силна връзка между статорната (с) и ротор-
ната (р) намотка на вариометъра (фиг. 92.3)
при въртенето на ротора около оста (о). Кое-
фициентът на препокриване
= ^макс • Лмин
,5
Фиг. 92.3
може да достигне най-голяма стойност (~ 10) при^сферцчни варис-
метри като този на фиг. 92.3. На същата фигура е дадена и екви-
валентната му електрическа схема и са означени точките на свързване
на ротора и статора. Когато вариометърът трябва да работи при
по-големи токове, по-леко
за практическо изпълнение е конструктивного
решение, показано на фиг. 92.4. При него'
статорната намотка е цилиндрична, а само
роторната — сферична; първата се закрепва
върху вертикални керамични държатели КДГ
а втората — върху керамични сегменти (реб-
ра) КС, скрепени към оста на въртене. Ва-
ргсметърът с цилиндрйчна намотка има по-
малък коефициент /<п.
Много често както при средни, така и
при къси вълни вместо обикновени варио-
метри се използуват бобини с плъзгащи кон-
такти. Представа за конструкцията на та-
кава бобина може да се получи от фиг. 92.5.
Ако работната вълна на предавателя съв-
падне със собствената вълна на иеизползу-
ваната част на бобината, то освен че в образуванйя вторичен треп-
тящ кръг ще се получат значителни загуби на в ч. енергия, но има
опасност и ст настъпване на диелектрични пробиви от пренапрежение
и повреда на бобината. За избягване на последнего в новите конструк-
ции свободната част от бобината винаги се дава „на късо“ чрез спе-
циална контактна система.
387
Конструктивного оразмеряване на бобините, вариометрите и дросе-
лите се извършва не само с оглед на електрическите параметри на
тези елементи, но и от гледна точка на неизбежните загуби в тях:
Лаг — 2 Q ’
където
U и 1 са напрежение-
то и токът на
бобината, а
Q — качественият
фактор.
Докато за бобините Q
5g 200 -г- 300, то за вариоме-
трите Q < 150-5- 250. От този
израз следва и неизбежното
увеличаване на размерите на
елементите с увеличаване на
ило обаче има и изключения.
Така например при голяма мощност и къси вълни размерите на бо-
бините не може да се увеличават много, тъй като паразитните капа-
цитети ще нараснат и ще се затрудни настройката в по-късовълно-
вата част на обхвата. В такива случаи размерите на бобините се взе-
мат по-малки, но за осигуряване на добро охлаждане загубите в
тях, отделени под форма на топлина, се отвеждат чрез допълнител-
но водно или въздушно охлаждане.
93. ПРЕДАВАТЕЛИ НА МЕТРОВИ И ДЕЦИМЕТРОВИ ВЪЛНИ
Предавателите на метрови и дециметрови вълни се използуват в
УКВ-ЧМ радиоразпръскване, телевизията, радиорелейните линии,
радиолокацията и в редица други области. Особеностите, конто раз-
гледахме при генераторите на такива вълни, остават валидни в по-
голяма степей и при усилвателните стъпала на в. ч. канал на предава-
телите. Ще припомним само, че двете принципни особености тук са
използуването на все повече трептящи кръгове с разпределени пара-
метри (отрязъци от двупроводни или коаксиални линии, обемни резо-
натори) и използуването на специални видове в. ч. лампи.
Известно е, че при тези вълни оказват влияние схемните и лампо-
вите капацитети и индуктивности. За намаляване на това влияние, а
също и за по-добра неутрализация следователно е явна необходимостта
от използуването на двутактни усилватели. Последното пък е свързано
с реализирането на трептящи кръгове с по-голямо резонансно съпро-
тивление (/&) — толкова по-голямо, колкото е по-малка мощността на
съответното стъпало. В болшинството случаи на практика е невъзможно
388
да се конструират трептящи кръгове, имащи изчислената стойност на
съпротивлението (А'е), и това води до непълно използуване на лампите
по мощност. Последнего се подсилва и от факта, че за намаляване на
разнообразие™ на използуваните лампи в няк эи стъпала (виж фиг. 93.1
и 93.21) се използуват лампи с по-голяма от необходимата мощност
при понижено анодно напрежение. Порада тези причини в. ч. стъпала
с голяма мощност обикновено се строят по двутактни схеми, докато
за тези с малка мощност се предпочитат еднотактните схеми. Наред
с непълното използуване на лампите в обхвата на метровите и деци-
метровите вълни силно нарастват както загубите в решетъчния кръг,
така и обратната реакция на оледващите стъпала. Вследствие на всичко
това коефициентът на усилване на отделните стъпала по мощност е
доста нисък: 2 4- 5 за триоди и 3-4-10(15) за тетроди и пентод и.
Същевременно за една и съща мощност на предавателя броят на
стъпалата във в. ч. канал нараства значително в сравнение със случая
при къси вълни.
При съставяне на блоковата схема на предавателя и тук се излиза
от зададената мощност в антената (фидера), т. е. започва се от край-
ното в. ч. стъпало и се завършва с възбудителя. Същият ред се
запазва и за н. ч. канал, като се започва‘от модулатора. Общият брой
на стъпалата се определи главно от в. ч. мощност на предавателя.
В някои случаи (напр. за в. ч. край на дециметровия обхват) необхо-
димата мощност е толкова малка, че е напълно достатъчно единстве-
ното стъпало на генератора. В този случай товарът (антената) се
включва направо. Поради известии отпреди съображения обикновено
усилвателните лампи се включват по схема със заземена решетка. Ка-
то изключение при лампи с голям изходен капацитет (Cak) се изпол-
зува класическата схема с неутрализация.
Представлява интерес да бъдат разгледани блоковите схеми на
предаватели. конто имат най-известно приложение — за радиоразпръск-
ване, телевизия и за радиорелейни връзки (РРВ\
Понастоящем за радиоразпръскване на метрови вълни (УКВ) и за
звуков съпровод в телевизията се използуват предаватели с честотна
модулация (ЧМ). Известно е, че съществуват различии начини за
получаване на ЧМ в тези предаватели:
а) чрез реактивна лампа или варикап (диод, който изменя капаци-
тета сц в зависимост от приложеното върху него напрежение) и обик-
новен генератор;
б) чрез реактивна лампа и генератор с кварцова стабилизация на
средната му честота;
в) при сумиране в изхода на едно смесително стъпало, на един
високочестотен сигнал, стабилизиран с кварц, с втори такъв, който има
много по-ниска честота от първия и е модулиран по честота чрез
реактивна лампа или варикап в отделен генератор.
Широко приложение има първият начин, при който се получава
достатъчно качествена модулация. Средната честота на генератора в
този случай се поддържа автоматично от ел. механическа система,
която съдържа спорен кварцов генератор, смесител и честотен дискри-
389
минатор или други системи. При втория начин не се налага автома-
тична донастройка, поради което схемата е значително по-проста. За
сметка на това обаче е невъзможно да се получи достатъчно голяма
девиация и трябва да се използуват повече умножителни стъпала или
да се работи с теснолентова модулация.
Фиг. 93.1
Блоковата схема на един УКВ-ЧМ предавател за радиоразпръскване
с мощност 4 kW и честота 70 MHz е показана на фиг. 93.1. След
честотно модулирания генератор (/) с честота /срг = 3,9 MHz
следват три умножителни стъпала. От тях първото (2) работи като
удвоител, а следващите две (3 и 4) поради това, че са изпълнени по
двутактна схема, се използуват като утроители. По-нататък следват
три двутактни усилватели на мощност. Честотният модулатор 9 (с два
броя лампи 6ПЗ) се управлява от н. ч. сигнал (говор или музика с
честота F = 30 ч- 15 000 Hz) след предрарително усилване на последний
в един краен н. ч. усилвател. (S). Усиленият сигнал от своя страна
изменя средната честота на генератора (/срг) при девиация:
А /' = Д /норм: п = 75. 103:18 = 4,17 kHz,
където п е коефициент на умножение на честотата. За намаляване на
влиянието на дестабилизиращите фактори върху честотата на генера-
тора за /срг се приема доста ниска стойност — обикновено в гра-
ници З-чб MHz. Освен това в разглеждания пример е приложена и
система за автоматична донастройка на честотата, с което общата
относителна нестабилност се получава от порядъка на 10~5. Тази
система използува метода на биене и функционира по следния начин.
В смесителя 10 (изпълнен с лампа от типа на 6Л7) се подава сиг-
нал /срг от изхода на генератора 1 и от опорния кварцов генератор И
(с лампа 6С5). Получените на изхода на смесителя биения при неста-
билност на /срг се изменят по честота, а в дискриминатора 12 (с двоен
диод от типа на 6X6) тези изменения се превръщат в изменения на
стойността на едно управляващо напрежение. То въздействува на
честотния модулатор 9 по такъв начин, че се извършва обратна корек-
ция на настъпилото изменение на /срг.
Получаването на честотна модулация по някои от другите начини
390
се отразява основно само на схемата на ЧМ възбудители, докато оста-
налата част от блоковата схема на предавателя принципно се запазва.
В някои УКВ предаватели при нужда за подобряване на филтрацията
на висшите хармонични между антената (фидера) и крайното стъпало
се включва един допълнителен филтър Ф.
Фиг. 93 2
пре-
kW.
На фиг. 93.2 е дадена блоковата схема на един телевизионен
давател (само за образа) за I и II обхват с мощност Рак = 6
Известно е, че при тези предаватели се използува амплитудна модула-
ция, и то решетъчна — в крайното' или някое от междинните стъпала
на в. ч. канал. В нашия случай модулацията се извършва в крайното
стъпало (8). При построяването на в. ч. канал след генератора (7) са
използувани едно удвоително стъпало (2), две утроителни (3 и 4) и
четири усилватели на м*ощност (5, 6, 7 и 8). Честотата на генератора
е стабилизирана с кварц и се приема в граници 5-? 10 MHz.
Комплексният телевизионен сигнал след усилване в крайния усил-
вател 9 се усилва последователно в още пет стъпала (10.., 14). Ха-
рактерно е, че в този видеочестотен канал на предавателя броят на
стъпалата е голям. Причина за ’това е малкият коефициент на усилване
в отделяйте стъпала, което се дължи на основного изискване, предя-
вявано към целия канал — да се усили с незначително изкривяване
комплексният телевизионен сигнал, заемащ доста широка честотна
лента (Д F = 6 4- 7,5 MHz). Обикновено това изискване се постига чрез
система от обратни връзки и фазови коректори в стъпалата. Друга
особеност на предавателите за телевизионно изображение с модулация
в крайното стъпало е използуването в изхода на филтър (Ф) за сряз-
ване на долната странична лента на телевизионния сигнал. Наличието
на този филтър и използуването на сложен трептящ кръг в края на
предавателя (за получаване широка лента на пропускане) са причина
общият к.п.д. на тези елементи да е много нисък (т?к « 0,6). Поради тази
причина и като се има пред вид, че к.п.д. на антенния
7]ф = 0.90 4-0,95, крайното стъпало е оразмерено за в. ч.
Л = — - = ЛО6ЛА =11 kW.
1 Чф • Чк 0.9 • 0,6
Ако се приложи модулация в едно от предните стъпала
вателя, схемата на видеоканала ще се опрости вследствие необходимата
фидер е
мощност
на преда-
3)1
по-малка мощност на модулатора и същевременно филтърът Ф ще
отпадне. За сметка на това обаче ще се появят трудности по намаля-
ване на изкривяванията на телевизионния сигнал във в. ч. усилватели
на модулирани трептения. На практика се прилагат и двете решения.
Всяка телевизионна станция съдържа както предавател за образа,
така и втори предавател — за звука. За да може да се осъществи
Фиг. 93.3
работа на двата предавателя с обща антена и което е по-важно —в
интерес на опростяването на телевизионните приемници, средната
честота за звука /срзв се избира близо до горния край на честотната
лента за образа, а именно на 6,5 MHz от /ОбР- Така ширината на из-
лъчваната от антената честотна лента за един телевизионен канал
става 8 MHz (по стандарт ОПР). За избягване на взаимното влияние
между двата предавателя техните в. ч. фидери се включват към антен-
ния фидер през специален разделителен филтър.
Предавателите за РРЛ с ЧМ се строят принципно по две блокови
схеми, имат мощност от порядъка на ватове и честоти изключително
от дециметровия обхват. Според едната схема (фиг. 93.3 а) честотната
лента на полезния сигнал заедно с една контролна (пилотна) честота
се усилва в груповия усилвател /, след което постъпва в честотния
модулатор 2 и модулира директно генератора на предавателя (3). Ге-
нераторът (построен с отражателен клистрон или с триодна лампа)
обикновено работи на номиналната честота на предавателя, поради
което след него са включени направо усилвателят на СВЧ мощност 4 и
антенният фидер Ф. Поради директното модулиране на генератора при
тази схема за намаляване на честотната нестабилност се използува и
допълнителна система за автоматична донастройка (5).
При втората схема (фиг. 93.36) се използува третият начин (в) за
получаване на ЧМ. Тук се модулират не трептенията на СВЧ генератор 1
(/н), а трептенията с много по-ниска междинна честота /м (/м f н ),
конто се получават в отделен генератор 2. За модулиране на послед-
ний се използува честотният модулатор 3 със съответния трупов усил-
вател 4, В стъпалото 5 се извършва смесване на сигнала с честота
/н и модулирания сигнал със средна честота /м . Благодарение на из-
бирателните свойства на трептящия кръг на СВЧ усилвател на мощ-
ност 6 в изхода на предавателя (настроен на честота /н 4- /м ) че-
стотният спектър, получен при модулацията, се пренася в обхвата на
СВЧ.
392
При последната схема честотната нестабилност може да се намали
значително, ако /н се получи чрез кварцов генератор и няколко умно-
жителни стъпала, а /м се приеме достатъчно ниска. В действителност
най-често използувани стойности за /м са 35 и 70 MHz. Оттук се вижда,
че условието /м << /н се запазва и както при диапазонните възбудители,
реалната относителна нестабилност ще бъде доста малка.
В някои предаватели за РРЛ вместо ЧМ се използува импулсна мо-
дулация. При тях генераторът работи само през време на импулсите,
конто постъпват от модулатора. Благодарение на това тук е възможно
да бъдат постигнати значително по-големи СВЧ мощности с един и
същи лампи.
94. СХЕМИ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИ
В заключение на изучавания досега в курса материал ще бъдат раз-
гледани две принципни електрически схеми на радиопредаватели. При
това функционалното предназначение и устройство на отделни въэли и
детайли тук няма да се разглежда, тъй като това вече е известно
било от настсяшия курс или от други изучавани дисциплини.
Радиопредавател за средна и къси вълни
На фиг. 94.1 е дадена без излишни подробности ел. схема на един
предавател, предназначен за радиотелефонна и радиотелеграфна връзка
на средни и къси вълни. В случая се използуват три фиксирани чес-
тоти от обхвата 0,5 4- 8 MHz, който се превключват с комутатора
едновременно за всички стъпала. Благодарение на това е избягната
пренастройката на отделните стъпала на в. ч. канал и се опростява
извънредно много експлоатацията на предавателя, особено при необхо-
димост от честа смяна на вълните. В. ч. мощност на предавателя е
15 W, поради което неговата схема е доста опростена. Целият в. ч.
канал се състои само от три стъпала — генератор-възбудител (с лампа
отделително (буферно) стъпало (с лампа Л2) и крайно стъпало
(с лампи Л3, Л4). Н. ч. канал пък съдържа един предусилвател (Л7) и
двутактен модулатор (Л5.6).
В генератора се използува кварцова стабилизация на трите честоти
А, ,/з) посредством отделни кварцови резонатори. Последните се
включват между решетка и анод, както за анод на генератора в случая
се използува втората решетка на лампата В. ч. трептения, конто
се получават върху първа и втора решетка на генераторната лампа,
се усилват в анодния кръг на същата и се отделят върху анодното
съпротивление 7?3, след което през блокиращия кондензатор С3 се
подават на първа решетка на лампата Л2 в буферното стъпало. По-
следнего представлява резонансен усилвател, като за всяка честота се
използува отделен трептящ кръг —L^CG и Z3C7. Тези кръгове
се настройват еднократно на съответните честоти (jlf /3) чрез полу-
промен ливите кондензатори Сб, С6, С7.
393
Фиг. 94.1
За да може да изпълнява предназначението си на буферно стъпало,
т. е. да се намали максимално влиянието на крайното стъпало и товара
(антената) върху генератора, лампата Л2 работи с достатъчно голямо
отрицателно напрежение на управляващата решетка (—Eg ). Последното
се подава през съпротивлението /?4 и за предотвратяване появата на
решетъчен ток неговата стойност се избира така, че потенциалът на
решетката да остава винаги отрицателен, т. е.
Е^-\- Ug < 0.
Крайното стъпало е резонансен усилвател на мощност, съставен от
паралелно свърэаните лампи Л3, Л4 — 6П21С (за получаване на по-
голяма мощност). Трептящият кръг е с обща индуктивност Z4 и пре-
включващи се за съответните честоти кондензаторни групи (С]0, Сп
С12, С1з) и (Си, С1э)« Токозахранването на анодния кръг, както и при,
буферното стъпало, е последователно и тук става през в. ч. блокиращ
филтър Аб,С16.
Възбуждането на крайното стъпало се осъществява при автотранс-
форматорна връзка с трептящите кръгове на буферното стъпало през
блокиращия кондензатор С8. Отрицателното решетъчно напрежение на
лампите Л3 и Л4 се получава комбинирано върху съпротивлението /?1б.
Една част от него се дължи на решетъчния ток Ig9, който има значи-
телна стойност при нормално възбуждане. Останалата част се полу-
чава за сметка на напречния ток през делителя /?5, 7?1б, към който е
приложено постоянно напрежение 150 V от токоизправителя ТИР Този
начин на захранване на решетъчния кръг е избран по съображение за
сигурност на лампите. И наистина, ако решетъчното напрежение се
получаваше автоматично само за сметка на тока при нормално въз-
буждане, то при повреда на буферното или възбудителното стъпало
лампите Л3, Л4 биха останали без отрицателно напрежение на решет-
ките. Това би довело до прекомерно увеличаване на анодния ток и
загубната анодна мощност и съответно до повреда на лампите. При
избраната схема и подобен случай опасност няма, тъй като остава из-
вестно отрицателно напрежение на решетката (—40 V), което ограни-
чава анодния ток до една безопасна стойност.
Както се вижда от схемата, в изхода на предавателя се използуват
допълнителни кръгове (сложна схема) при индуктивна връзка с анод-
ния кръг на усилвателя. Тези кръгове се настройват чрез вариометрите
Z6, и превключваните с комутатора 7<3 кондензатори С17-?С21. Бла-
годарение на тази сложна схема се осигурява добра филтрация на
хармоничните честоти на предавателя.
Когато предавателят работи на телефония, се осъществява анод-
но-екранна амплитудна модулация в крайното стъпало. За целта моду-
лационният трансформатор Тр2 има две вторични намотки, през конто
последователно се подават и постоянните напрежения 230 V (за вто-
рите решетки) и 460 V (за анодите).
Входът на н. ч. канал на предавателя е оразмерен за включване
на микрофона М. Тук е вграден специалният филтър Z8, С28, С29, С3о,
395
който пропуска само модулиращите писки честоти. За получаване на
малки нелинейни изкривявания и дълбока модулация (до т = 100%),
в модулатора се използува двутакт^на схема и сравнително мощните
пентоди ГУ50. Като особеност и тук може да се отбележи, че се из-
ползува комбинирано получаване на отрицателното решетъчно напрежение
на лампите — от специалния токоизправител ТИг (—150 V) и в катод-
ната трупа /?6С24 (за сметка на общия катоден ток на лампите). В слу-
чая това се налага с оглед на една ефикасна автоматична защита на
стъпалото и за установяването на режим клас Д който е най-иконо-
мичен в енергийно отношение. Връзката между предусилвателя (Л^) и
модулатора (ЛБ,6) е трансформаторна (TpJ. Това осигурява необходи-
мого симётрично възбуждане на модулатора.
При работа на телеграфия чрез манипулация с морзовия ключ (МК)
комутаторът А*4 се поставя в ляво положение. С това, от една страна,,
се изключват анодно-екранните напрежения на лампите Лм>ъ а от другаг
се прекъсьат делителите Д6, Т?14 и /?б, 7?1б. Последното е причина за
пълно зап}шване на лампите в буферною и крайното стъпало, тъй
като на решетките км се подава напрежение Eg = —150 V. При на-
тиснат морзов ключ отрицателното напрежение се подава чрез дели-
телите към лампите и те се отп^шват — постига се максималният
режим и излъчване на телеграфен знак.
На стщата схема е дадена и мрежовата част на предавателя. Както'
се вижда от схемата, към трансформатора Тр3 са свързани отделни
токоизправители — ТИЪ ТИЪ ТИ3, съответно за: отрицателното реше-
тъчно напрежение Eg (— 150 V), анодно-екранните напрежения на лам-
пите с малка мошност (+230V) и анодно-екранните напрежения на
лампите в крайното в. ч. стъпало и модулатора ( + 450 V). За намаля-
ване на паразитната модулация на предавателя с честотата на мрежата
или 100 Hz (т. н. фон) се използува двупътно изпр-авяне и следващо
качествено филтроване на постоянного напрежение чрез /<С-филтри
(Ajt, С32, С33) при малки токове и АС филтри (ЛРп Сз4, Сзб и
JJp?, С36, С37) при големи токове. Поради същата причина ото-
плевието на предните стъпала на в. ч. и н. ч. канал на предавателя
става чрез постоянно напрежение (нефилтрирано). За тази цел служи
допълнителният изправител ТИ±.
Радиопредавател на УКВ с честотна модулация
На фиг. 94.2 е показана схемата на такъв предавател с малка мощ-
ност, предназначен за телефонна радиовръзка на една фиксирана че-
стота от обхвата (/ = 33 — 45 MHz). Понеже работната честота заема
долната част на УКВ-обхвата, тук не се използуват умножителни стъпала..
От друга страна, изискванията по отношение стабилността на средната
честота за поде бни предаватели не са особено високи и за това авто-
матична донастройка на тази честота в схемата не се прилага. При
тези съображения решението на предавателя, както се вижда и от
схемата, е значително* опростено. Освен възбудителя се използуват
още само три усилвателни стъпала — две междинни и един крае»
усилвател на мощност, всички изпълнени по еднотактна схема.
396
я ------------------ - - -.......... —
Фиг. 94.2
397
Възбудителят е двустъпален и е построен с лампите Д и Д. При
него се използува принципът на смесването на един в. ч. сигнал (/н),
стабилизиран с кварца, и втори сигнал със значително по-ниска честота
(/м), който се модулира честотно при предаване на говор.
Генераторът с честота /М(Д) е построен по триточкова схема с
автотрансформаторна обратна връзка и последователно захранване чрез
развързващия филтър С7. Честотната модулация се извършва чрез
промяна на стойността на капацитета на трептящия кръг Д, С4, Сб
в такт с модулиращия н. ч. сигнал (£/q). За тази цел паралелно на
кръга през блокиращия кондензатор С2 са включени два капацитивни
диода — варикапите Д, Д (с един диод би се получила малка деви-
ация). Капацитетът на последните се изменя от напрежението Uq, което
постъпва през трансформатора Тр, делителя R> и в. ч. блокиращ
дросел Дрг.
Кварцовият генератор (Д) с честота /н е построен по обикновена
схема, като кварцът е включен между първа решетка и повдигнатия
спрямо земя (чрез дроселите Др7, Др^) катод. За анод на генератора
служи екранната решетка на лампата. Генераторната лампа тук се
използува и като смесител, при което сигналът /м се подава (през С6)
на нейната трета решетка. Работната честота на предавателя (/ср =
= /н+ /м)> съответно модулирана, се получава в трептящия кръг L2r
£12» С13*
Междинните усилвателки стъпала са изпълнени с пентодни лампи
(Л3, Л4} по една и съща схема — с паралелно захранване на кръга
на управляващата (първа) решетка и последователно — на анодния
кръг.
Крайното стъпало е построено по проста схема, като и тук за-
хранването на анодния кръг е последователно. Включването на анте-
ната към трептящия кръг (£б, С34, С5) е автотрансформаторно. Кон-
дензаторът С37 служи едновременно като блокиращ (предйазва антената
от постоянного анодно напрежение) и за настрюйване на антената. От
схемата се вижда, че на трета решетка на лампата Д (1П2ЧБ) чрез
делителя /?19, /?21 се подава известно положително напрежение (около
10V). Това спомага за увеличаване на изходната в. ч. мощност на
стъпалото.
За постигане на по-голяма експлоатационна сигурност лампите в
усилвателните стъпала — Д, Д, Д, работят с постоянно отрицателно
напрежение на управляващите решетки ( — Egt). Това напрежение, а
също и —Eg3 на смесителната лампа Д се в^ема от общ токоизточ-
ник. Във връзка с последното за избягване на паразитни връзки и
евентуално междустъпално самовъзбуждане в схемата се използуват
развързващите филтри /?1oQG, /?14^ 2? и /?18С30. По идентични
съображения отоплението на отделните лампи се осъществява през
високочестотните филтри Д?4С17, Др3С2± и Др^С.А1.
398
ДВАДЕСЕТ И ВТОРА ГЛАВА
ИЗПИТВАНЕ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
95. ЦЕЛ НА ИЗПИТВАНЕТО. ВИДОВЕ ИЗПИТВАНИЯ
Всяко радиопредавателно устройство в зависимост от основното*
му предназначение трябва да отговаря на определени изисквания. По-
следниТе се отразяват обикновено в техническите условия, конто се
изготвят преди разработването на съответното устройство. Така на-
пример в техническите условия след общата характеристика на пре-
давателя се излагат подробно неговите електрически — електроакус-
тични показатели, експлоатационните и конструктивните особености.
В специален раздел на техническите условия се уточняват редът и ме-
тодите на изпитване на предавателя.
Целта на изпитването следователно е да се установи доколко по-
казателите на даден радиопредавател съответствуват на техническите
условия и изисквания.
На практика се провеждат главно три вида изпитвания: заводски^
при приемане-предаване на предавателя и експлоатационни Завод-
ските изпитвания се извършват както през време на разработ-
ването, така и при окончателното завършване на предавателя. Поради
това, че от качеството на използуваните възли и елементи в значителна
степей се определи и експлоатационната стабилност на предавателя,
към заводските изпитвания се отнасят и тези на основните елементи и
възли. При предаватели с малка мощност, конто се произвеждат по-
массво (серийно], се допуска изпитванията да се провеждат по намален
брой показатели, но така, че да може да се установи със сигурност
съответствието на всеки предавател от серията с разработения обра-
зец (модел).
При предавателите с голяма мощност и отчасти при тези със средня
мощност след извършването на монтажа на предавателя (извън завода-
производител)се провеждат т. нар. приемно-предавателни из-
питвания. Редът за провеждането им и техният обем (по брой на
показателите) се определят изключително от предназначението на пре-
давателя и неговата мощност. Един примерен план за такива изпитвания
обхваща следните точки:
а. Проверка на окомплектуването на предавателя по специфика-
цията на доставката, механического изпълнение на монтажа и състоя-
нието на отделяйте елементи (извършва се чрез оглеждане).
б. Изпитване на системата за управление, блокировка и сигнализа-
ция (УБС) и различните видсве защити на предавателя.
в. Проверка на честотния обхват и възмокността за препокриване
(застъпване) на съседните подобхвати, времето за пренастройване от
една честота на лруга и отсъствието на паразитни трептения и само-
възбуждания във и извън работния сбхват на предавателя.
г. Изпитване на продължителна работа, напр. в продължение на
399
24 часа, непрекъснато за нормални екоплоатационни условия или в про-
дължение на 1 час при форсиран (утежнен) режим. При това изпитване
се следи за стабилността на установените режими на отделните стъ-
пала, а накрая се проверяват ел.-акустичните показатели и това, дали
нагряването на отговорните възли и детайли не надвишава допусти-
аиите граници.
д. Измерване на електрическите — електроакустичните, показатели
на предавателя — мощност, к.п.д., точност и стабилност на честотата
и интензивност на излъчването на хармонични честоти, възможност за
модулиране до т = 100%, нелинейни и линейни изкривявания, ниво
на шум и др.
е. При телеграфните предаватели с амплитудна и честотна мани-
пулация се проверява формата на сигналите при максимална скорост
на телеграфиране, големината на девиацията и пр.
ж. Проверка на експлоатационните показатели на предавателя-време
за пълно включване на предавателя, смяна на вълна, вида на работа,
преминаване от нормално на резервно (аварийно) токозахранване, смяна
на лампи. Тук спада и проверката на точността на контролно-измер-
вателните прибори и устройства, чрез конто се осъществява непре-
къснатият или периодичен контрол на режима и на техническите по-
казатели на радиопредаватели — волтметри, амперметри, честотомери,
осцилографи, н. ч. и в. ч. генератори, измерители на нелинейни изкри-
вявания, на девиация, фазоиндикаторы, в. ч. мостове за измерване на
комплексны съпротивления и др.
През време на експлоатация на радиопредавателните устройства
може да настъпят редица промени на нормалния режим на работа
било вследствие изменение на електрическите параметри на отделни
елементи (напр. съпротивления, кондензатори), било при смяна на де-
фектирали лампи, ремонт на бобини и вариометры и пр. Във връзка с
това при предавателите с по-голяма мощност се провеждат и експлоа-
тационниизпитвания. Те са ежедневны, периодичны и
аварийны. Обемът на ежедневните изпитвания е най-малък. За тях
не се извършва предварителна подготовка, тъй като се провеждат в
началото или в края на работата (програмата) на предавателя. Така
например за един радиоразпръсквателен предавател ежедневните из*
питвания (проверки) обхващат най-често следните показатели: в. ч.
мощност, дълбочина на модулацията, нелинейни изкривявания, режим
на стъпалата (КПД) и евентуално ниво на шум.
Периодичните експлоатационни изпитвания имат профилактичен ха-
рактер и обхващат всички електрически — електроакустични и експлоа-
тационни показатели на предавателя. Те се провеждат по определен
план-график за всеки предавател. За провеждането на тези изпит-
вания е необходим значителен по обем състав от разнообразна измер-
вателна апаратура и специалисти с по-висока квалификация. Поради
това за целта към ведомствата се организират специални лаборатории.
При аварийни случаи почти винаги се налага подмяна на елементи
или възли на предавателя, а след това — настройка на съответното
стъпало. В зависимост от това, за какъв елемент (респ. стъпало) се
400
жасае, може да се получи нарушаване на нормалните режими или по-
казатели. Именно във връзка с констатирането и отстраняването на
това ненормално състояние след всички подобии случаи се провеждат
т. нар. аварийни изпитвания. При леки случаи те се провеждат от
експлоатационния персонал на предавателя, а при тежки — от специал-
ната лаборатория.
Значението на изпитванията на радиопредавателите е голямо. То е
•свързано със сигурността на експлоатацията, икономичността на съ-
щата (особено при големи мощности) и качеството на радиопредава-
лията, радиовръзките и т. н.
96. ИЗПИТВАНЕ НА ОСНОВНИТЕ ВИДОВЕ РАДИОПРЕДАВАТЕЛИ
Като се изходи от направената в началото на курса класифика-
щия на радиопредавателите, е целесъобразно да бъде разгледано общо
изпитването на следните основни видове предаватели: телефонии
{радиоразпръсквателни), телеграфии и телевизионни. Трябва да се от-
€ележи, че характерните особености и различия за отделните видове
засягат в по-голяма степей изпитването на електрическите — електро-
акустични показатели. Някои от изпитванията, като например за в. ч.
мощност, к. п. д, паразитн'о излъчване и др., са общовалидни и се
провеждат по еднакви методи за всички видове предаватели, поради
което те няма да се разглеждат като особеност на някоя от тях.
Телефонии радиопредаватели. Тук спадат всички предаватели за
телефонна радиовръзка, радиоразпръскване на дълги, средни, къси
и ултракъси вълни и за звуковия съпровод на телевизионното раз-
пръскване. Изпитването се отнася както за амплйтудна, така и за
честотна модулация. В случая то се свежда до снемане на характе-
ристики и измерване на показатели, от конто зависи качеството на
работа на телефонния предавател. По-важните от тях са например:
1. Снемане на амплитудната модулационна характеристика.
2. Снемане на честотната характеристика.
3. Измерване на коефициента на нелинейните изкривявания за раз-
личии модулиращи честоти и при различна дълбочина на модулацията.
4. Измерване нивото на шум.
Амплитудната модулационна характеристика изра-
зява зависимостта на дълбочината на модулацията т (при амплитудна
модулация) или на девиацията Д/ (при честотна модулация) от моду-
лиращото напрежение на входа на н. ч. канал на предавателя при
постоянна честота на това напрежение (£7q), т. е. т = /((7й), респ.
Д/ = /'(Uq). Тази характеристика се снема за стойности на т от О
до 100%, а за девиацията А/—до прекратяване на нарастването й
независимей от увеличаването на 6/й и е меродавна за наличието на
нелинейни изкривявания. На фиг. 96.1 е показана една модулационна
характеристика за нелинейчия участък, на която (точките 1—2, съот-
ветствуващи на т = 80—100%) се получават нелинейни изкривявания
*26 Радиопредавателна технака
401
Честотната характеристика на предавателя изразява зави-
симостта на дълбочината на модулацията (или на девиацията при
честотна модулация) от честотата на модулиращото н. ч. напреже-
ние Q при постоянна стойност на последното на входа на н. ч. канал
на предарателя, т. е. т = /(Q), респ. Д/ = /' (Q). Честотната характе-
Фиг. 96.1
Фиг. 96.2
ристика на един амплитудно модулиран предавател е дадена на фиг. 96.2.
Обикновено за ниските и високите модулиращи честоти се получава
малък завал на характеристиката. Неравномерността на честотната
характеристика, отнесена към една средна честота от звуковия обхват
(най-често спрямо 10С0 или 800 Hz), характеризира т. нар. линейни
(честотни) изкривявания и се изразява в децибели съгласно израза
/У = 201g
ш1000
Измерване на коефициента на нелинейните изкривя-
вания. Това измерване, както и снемането на амплитудната модула-
ционна характеристика, се извършва на няколко вълни от работния
обхват на предавателя, Изкривяванията са толкова по-големи, колкото
е по-голямо отклонението на функцията т = / (£7р) (фиг. 96.1) от пра-
вата линия. Причина за такива изкривявания може да бъде ниско-
честотният канал на предавателя (поради причини, иденти^ни на тези
при н. ч. усилватели) или високочестотният такъв (напр. поради недо-
статъчна.в. ч. мощност на модулируемото стъпало или на неговото
възбудително стъпало).
Нелинейните изкривявания са основен електроакустичен показател
на телефонните предаватели и затова неговото измерване се извършва
при определени честоти от целия звуков обхват (напр. 60, 110, 250,
500, 800, 1000, 2000, 3000, 5000, 8000, 10 000 Hz) и дълбочини на
модулацията т = 30, 5?, 80, 90 и 95(100)%.
Коефициентът на нелинейни изкривявания на предавателя се дава
в % и се определя с отношението
k =
\1ц1 + и* + • • •
• 100%,
402
където
е демодулираният от изхода на предавателя в. ч. сигнал с
основна честота, а
U2, U3,... демодулираните напрежения с хармонични честоти.
Измерване на нивото на шум на предавателя. Нивото на шум
е също един важен ел. акустичен показател, който се възприема обек-
тивно при радиоприемането, най-често като бръмчене (фон). От голе-
мината на шума зависи най-малката дълбочина на модулацията, при
която може да се използува даден предавател. Поради тези причини
и с цел да не се стеснява динамиката (интервалът между най-силните
и най-слабите полезни сигнали, който може да се излъчат от предава-
теля), особено при радиоразпръсквателните предаватели, нивото на шум
трябва да бъде достатъчно ниско.
Основна причина за възникването на шума е недоброто филтриране
на анодно-екранните и постоянни решетъчни напрежения на предава-
телите, както и използуването на променливо напрежение за отопле-
ние на лампите. До голяма степей нивото на шум може да се намали,
като се използуват ефективни филтрови групи, симетрично заземяване
на отоплените жички на лампите и използуване на постоянно напре-
жение за отоплението на лампите в първите стъпала на в. ч. и н. ч.
канал на предавателите (фиг. 94.1—Д, Л2, Лзл, Л7). Много ефикаска
мярка за намаляване на шума е въвеждането на отрицателна обратна
връзка по висока честота (фиг. 96.3. За целта се използува един
демодулатор Д, свързан индуктивно с трептящия кръг на в. ч. крайне
Фиг 96.3
стъпало, а полученият на неговия изход нискочестотен сигнал (полез-
ният и шумовият) се подават на входа на н. ч. канал на пре-
давателя. При удачно построяване на тази обратна връзка може да
се намалят и изкривяванията на предавателя.
Нивото на шум количествено се определя с израза
В = 201g Д ИВ1.
Vine
403
| । I
Фиг 96.4
Тук UQ е абсолютната стойност на напрежението на шум, получено в
изхода на един амплитудно линеен демодулатор, когато входът на
н. ч. канал на предавателя е натоварен със съпротивление, равно на
това на линията (кабела), по която се пренасят полезните сигнали—
обикновено Ra = 600 Q; Z7100 е абсолютната
стойност на н ч. сигнал, получен също на из-
хода на демодулатора, но когато предавате-
лят е модулиран с честота 400 4- 1000 Hz и
т — 100%.
Телеграфии радиопред лвлтели. Изпитва-
нето на телеграфните радиопредаватели се от-
нася главно до проверка на формата на
сигналите при максималната, предписана в
паспорта на предавателя скорост на телегра-
фиране. Идеалната форма на сигналите е право-
ъгълната с леко’ заобляне на краищата —
фиг. 96.4(a). Всяко отклонение от тази форма представлява нежелано
изкривяване (б). Някои факторы, който може да бъдат причина за
изкривяванията, са:
а. Преходните процеси в токозахранващите кръгове (анодни и ре-
шетъчни), когато мощността на токоизправителите е недостатъчна или
пък е налице някаква неизправност в тях.
б. Остатъчното излъчване през време на пауза, дължащо се на
непълно запушване на стъпалото, в което се извършва манипулацията,
паразитна връзка между стъпалата или лоша неутрализация.
в. Честотните изкривявания в трептящите кръгове при дълги вълни.
г. Външни фактори — голям капацитет на линията между телеграф-
ного бюро и предавателя^ изкривявания на механичните и електронните
релета на телеграфната апаратура и т. н.
Качеството на телеграфния сигнал се оценява по т. нар. коефи-
циент на преобладаване, който се дефинира с израза
където
е времето на излъчване (сигнал), а
т2 — времето на пауза при запушен предавател.
При големи скорости на телеграфиране се получава значително из-
кривяване на двете страни на сигнала, при което настъпва съответно
изменение и на преобладаването. Това означава, че реалното време на
паузата намалява, като се получава в известна степей сливане на
телеграфните знаци. Максимално допустимата големина на коефициен-
та на преобладаване ЛГпр за скоростна телеграфия е 5—6%.
При предавателите с честотна модулация се проверява формата на
модулирания импулс, напр. на входа на реактивната лампа на възбуди-
теля. За самата проверка на входа на предавателя се подават с опре-
делен период еднакви и неизкривени телеграфии знаци (обикновено
404
точки). Честотата на следване се установява в съответствие с техни-
ческите изисквания за предавателя.
Телевизионни предаватели. Предавателите за черно-бяла телевизия
се подлагат на значително по-голям брой изпитвания, което се дължи
на факта, че при тях се работи с комплексен (по-сложен) сигнал. Освен
че излъчваната лента тук е много по-широка в сравнение с другите
предаватели, съществена особеност се явява още и влиянието на
фазовите изкривявания. Докато при телефонните предаватели
тези изкривявания изобщо не се улавят от човешкия слух, при преда-
ване на телевизионно изображение те се чувствуват най-осезателно.
Наред с обичайните измервания и изпитвания, като напр. на в. ч.
мощност, честотната характеристика и нивото на шум (подобно на
случая при телефонните предаватели\ ще отбележим и няколко специ-
фични за телевизионните предаватели изпитвания.
Едно основно изпитване е проверката на формата на телеви-
зионния сигнал в изхода на предавателя. Това става с помощта
на специален осцилограф при линейна развивка по време с честотата
на ливиите и картините (кадрите). Получената върху екрана на осци-
лографа форма на сигнала съдържа пълна информация за работата на
отделните групи на комплексного предавателно устройство. При неиз-
правност в някое от тях се получава в съответна степей и изменение
на формата на сигнала.
Независимо от тази възможност за провеждане на контролни из-
питвания с помощта на специална измервателна апаратура, макар и
много по-бавно (но затова пък с една по-голяма точност) може да се
направи измерване или проверка
на показателите на отделните
функционално свързани групи.
Текуща проверка на каче-
ството на изображението
се провежда по време на самото
предаване посредством специално
видеоконтролно устройство. Макар
че оценката на качеството, в този
случай има и еубективен характер,
тази проверка се използува ши-
роко, тъй като се извършва най-
бързо. Във връзка с това за нама-
ляване на влиянието на субектив-
ния фактор при бързата оценка
на работата на даден предавател
Фиг. 96Т
се използуват известните стандартизирани телевизионни изпитателни
таблици (ТИТ). На фиг. 96.6 е показана изпитателната таблица, която
се използува от нашата телевизия.
Друго важно изпитване при телевизионните предаватели, което се
извършва периодически, е установяването настепента на съгла-
суване на антенния фидер с антената. Количествено степента
на съгласуване се характеризира с коефициента на бягаща вълна
КвЛ
-- Uмин • tAflKC
405
(t/мич И t/макс са съответно най-малкото и най-голямото в. ч. напре-
жение, същгствуващи по дължината на фидера вследствие непълното
съгласуване). При малка стойност на този коефициент или при голяма
стойност на реципрочния нему коефициент на стояща вълна
се получава допълнително (второ) изображение, което влошава каче-
ството на сигнала. Поради тези причини се вземат мерки за възможно
най-добро съгласуване, независимо че при излъчваната широка честотна
лента това не е лесно постижимо. В практиката се работи при коефи-
циент на стоящи вълни в границите Кс.в = 1,05 4-1,25.
97. ИЗМЕРВАНЕ НА ОСНОВНИТЕ ТЕХНИЧЕСКИ ПОКАЗАТЕЛИ
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
Високочестотна мощно ст. Това е основен показател за
всички предаватели. За неговото измерване се използуват няколко раз-
личии метода, като ва всеки конкретен случай се прилага най-под-
ходящият от тях.
Когато е известно активното съпротивление на антената /?А или
на настроения антенен фидер — 7?ф, променливотоковата мощност може
да се определи след измерване на ефективната стойност на тока в
тях — /д, респ. /ф, в съответствие с изразите
Рак=='а-/?а и Рфк = ^ф./?ф [W, А, й].
Измерването се извършва според схемата на фиг. 97 1, в която СА е
еквивалентният капацитет на антената. Често вместо излъчвателна

антена се използува еквивалентна антена, която
представлява чисто активно съпротивление със
стойност съгласно техническите условия или
равна на /?А. Същият резултат ще се по тучи,
ако вместо тока /А се измори в. ч. напрежение
върху еквивалентната антена t/A:
Рак = ъ- [W, Veff, 2].
аА
Фиг. 97.1
Този метод е сравнително най-прост, но се
прилага за сравнително ниски честоти (до
10—15 MHz). Причина за това е, че с нарагтването на честотата се
увеличававлиянието на паразитните индуктивности и капацитети
на монтажа на измервателните прибори, от което намалява и точността
на измерване.
Най-подходящи прибори за това измерване сатермиччите ампер- и ми-
лиамперметри, ламповите волтметри й електростатичните киловолтметри.
406
Друг много прилагай метод е този, почиващ на енергийния баланс
на предавателя. При него се използува постановката, че подадената в
крайното в. ч. стъпало постояннотокова мощност PQ = До. Еа, се из-
разходва за получаване на променливотокова мощност Ркк(Р^ и за
тюкриване на анодните загуби на лампите в крайното стъпало (Ра) и
в. ч. загуби в анодния и междинен трептящ кръг на същото Ркр, т. е.
Pq = Рак + Ра + Ркр •
Оттук следва, че търсената мощност РАк ще бъде
РАк = Pq (Ра + Ркр)«
Тъй като в много случаи мощността се изчислява според
израза
Рак = Р0 Ра = 1ай • Еа Ра •
Докато До и Еа се измерват удобно посредством магнитоелек-
трични системи — волтмери и ампермери, измерването на Ра е по-
сложно и става по няколко индиректни метода: калориметрически
(за предаватели с водно охлаждане на лампите), чрез термоелементи,
лирометри или термометри, монтирани в непосредствена близост до
лампата на крайното стъпало.
Първият метод е сравнително най-точен. При него в същност се
измерва цялата мощност, която се отдели от всички електроди на
лампата под формата на топлина и отива за загряване на охладител-
ната вода. Тук се прави . измерване' на температурната разлика ДГ,
която се установява между температурите на входната (студена) и
изходната (загрята) охладитедна вода и на дебита на последната—Q.
След това Ра се изчислява с израза
= 4.166. Q. ДГ [kW, литри/сек, СС].
В интерес на по-голяма точност така получената стойност на Ра
следва да се намали със загубите, конто са за сметка на отоплението
и решетките на лампите.
Калориметрическият метод може да се използува за точно измер-
ване на Рл;<(Рфк) ив случайте, когаго за товар може да се включи
еквивалентна антена с голяма мощност и водно охлаждане.
Разработени са и се намират в експлоатация и измерзателни при-
бори за непрекъснато и директно измерване на променливотоковата
мощност ®а предавателите.
Коефициент на полезно действие — к. п. д. Тозц коефи-
циент представлява отношение на променливотоковата мощност на
предавателя към мощността, която се консумира от токозахранващата
система (мрежа). Когато се взима пред вид консумацията само на край-
ното стъпало — отоплителна мощност Рот> постояннотокова мощност PQ
и решетъчна мощност PgQ, се получава к. п. д. на крайното стъпало
TJkc ---
Рак
Р» -f" Pgo Рот
•100 [%].
407
Стойността, която се постига за т)кс, на практика е 50-н70%. Ако се
вземе пред вид пълната мощност, която предавателят консумира от
мрежата (РКОнс), се получава промишленият к. п. д. на предавател®
>1пр= 4^-100 [%].
/конс
Стойността на т]Пр е значително по-малка от тази на т)кс и в зависи-
мост от вида на модулацията за предаватели с голяма мощност се
движи в граници 20—25 % —при решетъчна модулация, и 30—50%—
за анодна модулация.
Когато променливотоковата мощност на предавателите е малка,,
промишленият коефициент на полезно действие има още по-малка
стойност от посочените.
Измерването на променливотоковата мощност и определянето на
к. п. д. се извършва в зависимост от вида на предавателя.
При телеграфии предаватели тези показатели се отнасят за макси-
мален режим, т. е. при излъчване на телеграфен знак.
За телефонии предавателите се определят в режим на „мълчание*
т. е. при дълбочина на модулацията т = 0, Специално при предавате-
лите с анодна модулация е по-правилно к. п. д. да се определя за една
средна дълбочина на модулацията, напр. /я = 30 %. Това пройзтича от
факта, че при такава мо-
дулация разходваната в мо-
дулатора обща мощност е
от един и същи порядък
със съответната за моду-
лируемого стъпало и сле-
дователно неправилно е тя
да се пренебрегва.
Мощността на телеви-
зионните предаватели с
амплитудна модулация се
определя пък при макси-
мален режим, т. е. при
/71=100%.
Амплитудна моду-
.лационна характе-
ристика. Тази характе-
ристика се снема при из-
ползуване на блоковата схе-
Фиг. 97.2
ма, дадена на фиг. 97.2. При номинална в. ч. мощност на изпитвания пре-
давател ПД на входа на неговия нмскочестотен канал се подават от ниско-
честотен генератор (НЧГ) постепенно нарастващи напрежения с честота
Й= 1000(800) Hz. Стойността на тези напрежения Uq се контролира
посредством точен лампов волтметър (ЛВ). Дълбоч'ината на модула-
цията /п, при която се модулира в. ч. сигнал на предавателя, респ. де-
виацията Д/ (за ЧМ предаватели), се измерват или определят с под-
408
ходящи измервателни уреди, свързани индуктивно (както е на схе-
мата) или капацитивно с изхода на предавателя. В зависимост от на-
яичната апаратура е възможно както директно измерване на тези пока-
затели—например чрез стрелкови измерители на модулацията (ИМ) и
такива на честотната девиация [ИЧД),
така и индиректво’ по осцилографиче-
ски и други методи.
Дълбочината на модулацията на
амплитудно модулирани предаватели
много често се определи с осцилограф.
Ако на входа за верт^кално- отклонение
на лъча на осцилографа се подаде
в. ч. модулиран сигнал от изхода на
предавателя, а хоризонталното отклоне-
ние се синхронизира по честота с н. ч.
модулиращо напрежение Uq , на ек-
рана се получава стоящият образ на модулираното в. ч. напрежение —
фиг. 97.3. Обвиващата крива на това напрежение при липса на нели-
нейни изкривявания следва точно формата на н. ч. напрежение, с
което е модулирана носещата честота на предавателя. Дълбочината на
модулацията в този случай се изчислява след измерване на големи-
ната на двойните амплитуди А и Б според израза
т=т^-1001%1-
В случай че хоризонталното отклонение на лъча на осцилографа става
с външно напрежение — модулиращото (Uq — взето от н. ч. генератор),
в зависимост от дълбочината на модулацията се получават образите
според фиг. 97.4. Съответно на случайте а, б и в дълбочината на мо-
дулацията /пе<100=100 и >100% и може да се определи с
посочения вече израз. При случая г се получават значителни нелинейни.
изкривявания.
Фиг. 97.4
Много точни измервания на т и снемане на модулационната ха-
рактеристика може да се извършат, ако се разполага с качествен ли-
неен демодулатор — фиг. 97.2, ЛД (без собствени нелинейни и че-
стотни изкривявания и много нисък шум). Полученото на изхода на
демодулятора н. ч. напрежение' Uq% се измерва също с точен волтме-
409<
тър (JIB) — най-добре чрез превключване на този, с който се контро-
лира модулиращото напрежение U& .
В резултат на получените при измерването данни се съставя след-
ната таблица:
Ua 1 V
m (Uag) % (V)
kHz
От нея по-нататък лесно се построява графиката на самата модула-
ционна характеристика m =/(£7q) —фиг. 96.1, или &f = ?(£/□).
Честотна характеристика. Честотната характеристика на
даден предавател се измерва според постановката от фиг. 97.2 с тази
разлика, че тук с н.ч. генератор НЧГ се подават модулиращи напре-
жения с различии честоти Q, но с постоянна стойност. Тази постоянна
стойност съответствува обикновено на една средна дълбочина на мо-
дулацията (30 или 50 %), респ. на девиацията и честотата на модули-
ращото напрежение 1000 Hz —zn1000 . Получените Посредством измери-
телите ИМ и ИЧД данни за т(т&) и Af се използуват за построя-
ване на графиката на честотната характеристика т = /(й), респ.
Д/= ср (й)— фиг. 96.2, или за определяне на честотната неравномерност
Н. Ако пък се използува линеен демодулатор, най-напред се измерва
демодулираното напрежение за /п1соэ—Цооог, а след това и тези при
различните модулиращи честоти — (7^. Неравномерността на честот-
ната характеристика в тези случаи се изчислява според израза
Н = 201g [dB].
и1000£
При измерването се попълва примерно следната таблица:
2 _Hz_ (30) 60 110 250 500 1000(800) 2000 3000 5000 8000 10000
^ШОО % 50 (30)
(V)
1 5 1 JO 1 %
(V)
H dB
За предавателите с честотна модулация изследваният обхват се про-
дължава до 15 000 Hz, при което в честотния демодулатор (ЧД)
трябва да се въведе компенсация на умишлено въведената неравно-
го
мерное? в горната част на честотната характеристика на предавателите .
Понастоящем се използуват и някои модерни технически сред*
ства, с помощта на конто е възможно да се получи бързо, директно,
и то автоматично честотната
Фиг. 97.5
характеристика на целия преда-
вател. В този случай се изпол-
зува измервателната блокова
•схема на фиг. 97.5. Тук носе-
щата честота на предавате-
ля ПД се модулира чрез т. нар.
нискочестотен вобелгенератор
НЧВГ, който си изменя авто-
матично и сравнително бързо
честотата в целия обхват 304-
10000 (15 000) Hz при съот-
ветно установено постоянно ниво
на сигнала (напрежението). Мо-
дулираният в. ч. сигнал на предавателя след демодулиране в линей-
ния демодулатор ЛД се използува за вертикално отклонение на лъча
на осцилографа OSZ. Хоризонталното отклонение на осцилографа се
синхронизира с модулиращия сигнал от НЧВГ. В резултат на това
отава възможно да се наблюдава и изеледва цялата честотна харак-
теристика на предавателя. Допустимата неравномерност на тази харак-
теристика за предаватели с амплитудна модулация е ±(1,54-2) dB, а
за ЧМ предаватели ± 1 dB(30 4- 15 000 Hz).
Нелине й ни изкривявания. Груба оценка на нелинейните
изкривявания може да се направи с помощта на осцилограф, като се
наблюдава дали образуващата крива на модулирания в. ч. сигнал (както
при измерването на пг) е правилна синусоида. В случая много съще-
ствено условие е н. ч. напрежение, което се подава на входа на н. ч.
канал на предавателя за модулиране, да бъде с незначигелни изкривя-
вания (£ < 0,5 %). Този осцилографичен
метод се използува за бърз
и непрекъснат контрол на
качеството на модулация-
та в предавателите с по-
голяма мощност.
Когато се касае за точ-
но количествен© определя-
не на нелинейните изкри-
вявания най-често се из-
ползува блоковата схема
на фиг. 97.6. Носещата честота на предавателя се модулира с качествен
сигнал от генератора НЧГ при честоти и стойности* на коефициента
т съгласно казаното по-преди (т. 96). Модулираният в. ч. Ьигнал
от изхода на предавателя се детектира в линейния демодулатор ЛД
и полуценият н. ч. сигнал се подава на измерителя на нелинейни изкри-
вявания (клирфактор-измерител КИ), Отчитането става направо в %
по специална скала. Понякога клирфактор-измерителят и нискочестот-
Фиг. 97.6
411
ният генератор са обединени като общ измервателен уред. Вместо
клирфактор-измерител за определяне -на А може да се използува и
честотен анализатор, с конто се измерват висшите хармонични на-
прежения на изкривения н. ч. сигнал.
При измерването на нелинейните изкривявания се съставя след-
ната таблица, която дава възможност за удобно извършване на срав-
Нелинейните изкривявания нарастват едновременно с дълбочината
на модулацията. Според съшествуващи норми за радиоразпръсквател-
ните предаватели при т = 100 % те не бива да са по-големи от А = 2% за
средните честоти и А=5% за крайните честоти от обхвата 40 4- 10 000 Hz.
При предавателите за радиовръзка се допуска А = 10% (m=lG0%).
При ЧМ предаватели вместо линеен детектор се използува честотен
демодулатор (ЧД\ и изкривяванията се измерват при максималната
девиация на честотата. Допустими стойности са А < 1 % за средните
честоти и А< 1,5% за крайните честоти на обхвата 304- 15 000 Hz~
Ниво на шум. То характеризира т. нар. паразитна модулация
на предавателя и за неговото измерване се прилага също схемата на
фиг. 97.6, като на мястото на клирфактор-измерителя КИ се включва
течен лампов волт/миливолтметър с отношение на обхватите поне
1000 :1. След измерване на напреженията UQ и t/100 нивото на шум в
децибели се определя по познатия начин (виж т. 96).
Резултатите от измерването на електроакустичните показатели на
предавателите често могат да бъдат в по-голяма или в по-малка сте-
пей погрешни поради влиянието на силните е£ м. полета върху из-
мервателната апаратура. Това влияние може да бъде директив — през-
металните кутии на уредите, или индиректно — през токозахранващите
проводници. Поради това в предавателите с голяма мощност, където,
и тези влияния са по-значителни, се обзавеждат специални измерва-
телни помещения — клетки. Една такава клетка по същество пред-
ставлява Фарадеев кафез с двойно екранирани и с идеално заземяване
стени, в която се разполага цялата измервателна апаратура. Токоза-
хранването на последната се извършва посредством специални в. ч-
филтри, а полезните н. ч. и в. ч. сигнали се извеждат (въвеждат) с
подходяще ширмовани кабели.
Когато радиопредавателят е снабден и с изкуствена антена, а та-
кива са почти винаги случайте при големи мощности, измерването на
техническите показатели се извършва не при излъчване, а при вклю-
чена изкуствена антена (фиг. 97.2).
412
СЕДМА ЧАСТ
НИСКОЧЕСТОТЕН ТРАКТ НА РАДИОРАЗПРЪСКВАТЕЛЕН
ПРЕДАВАТЕЛ
ДВАДЕСЕТ И ТРЕТА ГЛАВА
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА РАДИОРАЗПРЪСКВАТЕЛНО СТУДИО,
РАДИОФОНИЧНИ КАНАЛИ И КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ
В системата за радиоразпръскване трактът „Студио-предаватсл" има
важно значение. Това е така, понеже с него се осигурява при високо
качество подходяще техническо и художествен© оформяване, а след
това и пренасяне на радиопрограмата до входа на н. ч. канал на пре-
давателя.
Известно е, че се излъчва най-разнообразна програма—било в момента
на изпълнение (в театри, концертни зали, различии студиа, на открито
и т. н.) или от магнетофонни и грамофонни записи. При почти всички
тези случаи първичната програма може да има някои художествени
или технически недостатъци, който се налага да бъдат отстраиени.
Окончателното оформяване на програмата при вьншни предавания и
цялостното такова при предаване от студиото се извършва в радио-
студиото. За тази цел последното е съоръженэ със специална
студийна апаратура.
Както беше изтъкнато (глава 1, т. 3), предавателите за радиоряз-
пръскване се строят извън населени места, понякога на значитслни
разстояния от тях. Напротив, радиостудиата, за да бъдат близо до
разнообразните иаточници на радиопрограма, винаги се изграждат в
по-големите културни и икономически центрове на дадена страна.
Оттук изпъква необходимостта от радио фо нични канали, по
конто да се пренася програмата от радиостудиото до съответния ра-
диопредавател.
Наличието на значителна, по обем апаратура и кабелни участъци
с голям капацитет в разглеждания н. ч. тракт на звуковото раднораз-
пръскване може да бъде причина за влошаване на общата честотна
характеристика на тракта, вкл. до антената на предавателя. Във
връзка с това на края на радиофоничния канал се включва т. нар.
краем (също кабелей или линеен) усилвател. С този
413
коригиращ усилвател може да се извърши линеализиране на честот-
ната характеристика било само на н. ч. тракт, било на целия предава
телен тракт до антената (в случайте, когато и самият предавател има
по-големи честотни изкривявания). Освен за това крайният усилвател
служи и за предварително усилване на н. ч. сигнали, постъпвати от
радиофоынчйия канал, и за тяхното ограничаване (при внезапно пови-
шаване на нивото) над определено ниво — съответствуващо на макси-
малната • дълбочина на модулацията (AM) и на девиацията (ЧМ) на
предавателите. Липсата на ограничаване би довело не само до рязко
увеличаване на нелинейните изкривявания в такива случаи, но и до
позреди в предавателите с амплитудна модулация. Последното се
дължи на появата на преходни процеси и големи пренапрежения в
различии елементи на предавателите.
В много случаи крайният усилвател и ограничителното устройство
се явяват елементи на комплексното радиопредаватели© устройство.
98. БЛОКОВИ СХЕМИ НА СТУДИЙНО ОБЗАВЕЖДАНЕ
Когато говорим за студиото като елемент на обшия предавателен
тракт, трябва да разбираме комплекс от псхмещения, обзаведени със
специа^на студийна апаратура. Едки от тях сл>жат за апаратни, а
други имат специална акустична обработка, снабдеви са с микрофони
и в тях се изпълнява живата грограма, т. е. това са отделните сту-
диа за говорители, за малки и големи изпълнителски състави и др.
Предаванията на звукозаписи обикновено се провеждат от апаратните.
Без да засягам^ въпроса за акустичната обработка на отделните сту-
дии, което е обект на дисциплината „Електроакустика", тук ще раз-
гледаме най-типичните блокови схеми на обзавеждането на апаратните
помещения.
От схемата, дадена на фиг. 98.1, може да се получи обща пред-’
става за функционалната връзка между отделните звена, включени в
комплекта на едно радиоразпръсквателно студио. След преобразува-
нето на звуковите трептения (от говор или музыка) в електрически
сигнали чрез микрофоните на студиата Ст № 1, Cm № 2 и Ст № 3
те постъпват в съответните апаратни АС № 1, АС № 2 и АС № 3.
От апаратните сигналите на програмата се подавят към централната
ап кратна ЦА.
В ЦА може да се получават също така и оформените программ
от апаратните за външни предавания АВП (от театри, концертни зали,
на открито и т. н.). Записването на дадена програма, която се под-
Готвя за излъчване, или на такава, която се излъчва в даден момент,
става в апаратните за звукозапис АЗ № 1, АЗ № 2, конто също са
свързани с ЦА. Предаването пък на записана програма се провежда
пак от апаратните за звукозапис, но во втора връзка с централната
апаратна. От ЦА започват радиофоничките канали РФКХ1 РФК^ и т. н.
за съответните радиопредаватели ПД № 1, ПД № 2 и т. н.
414
Апаратната към всяко студио се раэполага в непосредствена бли-
зост с него при ос5^гурена видимост чрез звукоизолиращ прозорец. В нея
се извършва първоначално усилване на сигналите, регулиране на дина-
мичного ниво и контро-
лиране на програмата.
Блоковата схема на ед-
на студийна апаратна
е дадена на фиг. 98.2.
Усилването за всеки ми-
крофонен канал става
чрез отделен микрофо-
нен усилвател МУ) при
възможност за плавни
регулиране на нивото
посредством самостоя-
телен ниво-регулатор(Р).
След смесване на от-
деляйте канали има но-
ва възможност за регу-
лиране на общото ни-
во (динамиката на про-
грамата) чрез един общ
Фиг. 98.1
потенциометричен регу-
лятор ОР. По-нататък
е включен един студиен усилвател СУ, който е свързан с централ-
ната апаратна. Контролирането на програмата се извършва визуално
посредством ниво-измерителя ,,dBa, включен на изхода на СУ, и ед-
новременно слухово чрез контролен високоговорител или слушалки
Фиг. 98.2
{КВГ—Сл\ включени след контролния усилвател КУ. Регулирането
на нивото и първоначалният крнтрол се извършват от звукооператор,
при което за удобство съответните контролни и регулиращи елементи
са монтирани на общо работно място, наречено операторски (сме-
сителей) пулт. При изготвяне на комбинирани программ към сме-
415
сителния пулт се предвиждат и отделки канали, идващи от апаратните
за звукозапис.
На фиг. 98.3 е показана блоковата схема на една централна апа-
ратна. Тя е съставена принципно от няколко основни елементи. С по-
лощта на входното комутиращо поле ВКП отделимте източ-
ници на програма може да се превключват към различимте работни
или резарвни линейни усилватели (<77У). Посредством второ
(из ход но) комутиращо поле ИКП техните изходи се пре-
включват към съответните консуматори (РФК на пре'давателите). Чрез
системата от въртящ превключвател В/7, ниво-измерител „dB“, кон-
тролен усилвател КУ и контролен високоговорител КВГ диспечерът в
централната апаратна има възможност всеки момент да проконтро-
лира качеството» на отделяйте программ, който се подават към консу-
маторите (предавателите). Когато няколко консуматори използуват
обща програма, техните радиофонични канали се включват паралелно
през разделителни усилватели с коефициент на усилване А
За поддържане на оперативна връзка между диспечера на ЦА и отдел-
имте звена в радиостудиото, както и с предавателите, излъчващи от-
говорка програма, задължително се устройват и директни слул^ебни
телефонии канали (ТФК). Накрая в ЦА са съсредоточени и някои
системи за сигнализация (СС): за неизправност на* съоръжеиията в
ЦА, електроэахранването в радиостудиото, а понякога и за прекъсване
на излъчването на националните радиопредаватели.
Разгледаните блокови схеми на студийно обзавеждане са примерки.
В зависимост от това, дали се касае за районно студио (предназна-
чено за работа с определен предагател) или за централно радиостудио
(обслужващо много предаватели), обемът на съоръжеиията и техните
видове може да се изменят в значителни граници.
416
99. РАДИОФОНИЯМИ КАНАЛИ И КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ
В гл. 1, т. 3 бяха посочени основните видове радиофонични ка-
нали. Тук ще разгледаме накратко някои техни особености.
Кабелните РФК като съоръжение имат най-просто устройство
и практически не се нуждаят от постоянно поддържане. За целта се
използуват нискочестотни кабели с възможно по-малко затихване (из-
мервано в непери на километър — N/km) за целия обхват 50 10 000 Hz.
Характерна особеност в случая е неизбежният, и то значителен по
стойност капацитет на кабела между отделните проводници и спрямо
земя. Този капацитет е причина за голямо изкривяване (завал) на че-
стотната характеристика на РФК за високите честоти от цитирания
обхват, Честотната неравномерност следователно ще нараства с уве-
личаване на дължината на кабела. От друга страна, неравномерност,
по-голяма от 15—20 dB, е трудно да се компенсира и това
(заедно с общото затихване на кабела за всички честоти) не позволява
на практика да се използуват по-дълги кабелни РФК от 30—40 km.
Построяването на н. ч. кабелна връзка по начало е свързани с големи
разходи и за това при тези РФК се използуват комбинирани кабели —
поне с два самостоятелно екранирани чифтове за работен и резервен
РФК и дбпълнителни чифтове за всички телефонии връзки между
предавателя и радиостудиото, ПТТ станция и т. н.
Когато радиопредавателят се намира на по-голямо разстояние от
студиото, се използуват вече не пасивни РФК (какъвто бете разгле-
даният), а такива с междинни н. ч. усилвателни пунктов е.
Чрез последните става компенсиране на затихването и евентуално ыа
честотните изкривявания в отделните участъци на РФК Началният и
крайният усилвателен пункт в този случай обикновено се устройват в
най-близките до радиостудиото (ЦА) и предавателя (Пд) ПТТ станции.
Фиг. 99.1
На фиг. 99.1 е дадена блоковата схема на РФК от този тип заедно с
диаграма за’изменението на нивото, т. нар. „Пегелдиаграма". На входа
на предавателя трябва да се осигури нормално ниво на сигнала—не по-
малко от 0,7 V (~0 dB за 1000 Hz).
Организирането на РФК по тази схема може да стане (и то е най-
често) и чрез уплътняване на съществуватци телефонии
линии при използуване на известните в т. т. техника в. ч. уредби.
27 РаднопредаЪателна техника
417
Едно такова решение е по-икономично и затова при възможност се
предпочита.
Напоследък широко се използуват и РФК чрез радиорелейни
линии. Те имат това предимство, че се построяват сравнително най-
Фиг. 99.2
бързо и веднаж построени, са независими от теренните условия и из-
менения, както е при разгледаните проводници РФК. От тази гледна
точка те са по сигурни. Освен това почти винаги РР съоръжения за
РФК се монтират в РР станции, предназначени за други цели (теле-
графии, телефонии, телевизионни връзки и т. н.) и сеобслужват от общ
персонал. Това е причина при по-голям брой на РР-канали тези
РФК да са икономически най-изгодни.
И тук, както при втория вид РФК, се използуват крайни и меж-
динни станции (фиг. 99 2). Разликата между тях се състои в това, че
всяка междинно станция съдържа пълен комплект съоръжения — при-
Фиг. 99.3
емник (/7k), предавател (/7д) и антени (Л) за дециметрови вълни. На-
чалната станция има само предавател с антена, а крайната — приемник
(* антена. Естествено и тук, когато РР— РФК е единствен за даден
предавател, всички съоръжения се дублират и се поддържа резервен
РФК, който при повреда на основния може да се включва автома-
тически. В зависимост от конкретните условия на видимост между съ-
седните станции те се установяват на различии междинни разстоя-
418
ния — от 30 до 120—150 кт. В благоприятны случаи крайната РРС
за РФК може да се установи в района на самия предавател. Както се
вижда, синусоидата е с отрязани върхове, поради което и нелинейните
изкривявания ще бъдат големи. При втория вид ограничители регули-
рането на нивото се извършва чрез автоматично изменение на стръм-
ността и съответно на коефициента на усилване на лампата. Тук се
използуват специални лампи с променлива стръмност. Устройството на
ограничителите от този вид, известии и под името „компресори", е
значително по-сложно. За сметка на това при тях не се получават
допълнителните изкривявания, характерны за първия вид ограничители.
ЛИТЕРАТУРА
1. Агафонов, Б. С. Теория и расчет радиотелеграфных режимов генераторных ламп.
Изд. .Советское радио" — 1954.
2. Агафонов, Б. С. Теория и расчет радиотелефонных режимов генераторных ламп.
Изд. .Советское радио" — 1955.
3. Аршинов, С. С. Расчет ламповых генераторов. Изд. «Госэнергоиэдат* — 1955.
4. Бетин, Б. М. Радиопередающие устррйства. Изд. «Высшая школа" — 1965.
5. Гавриленко, И. Я. Радиопередающие устройств'а. Изд. .Морской транспорт" — 1963.
6. Ганчев, Ив. Радиопредавателни устройства. Изд. .Техника" — 1966.
7. Ганчев, Ив., Хр. Тихчев. Радиопредавателни устройства — ръководство за лабора-
тории упражнения. Изд. .Техника" — 1963.
8. Денисов, И. Д. Генераторы и усилители колебаний радиочастот. Изд. .Госэнерго-
издат" — 1963.
9. Модель, 3. И. Радиопередающие устройства. Изд. .Связьиздат" *- 1961.
10. Нейман, М. С. Курс радиопередающих устройств. Изд. «Советское радио" — 1965.
11. Окунь, Е. JJ. Радиопередающие устройства. Изд. «Судостроение" — 1967.
12. Радиопередающие устройства. Под ред. В. П. Терентьева Изд. .Связьиздат" — 1962.
13. Персон, С. В. и др. Теория и расчет амплитудно-модулированных ламповых гене-
раторов. Изд. .Советское радио" — 1955.
419
СЪДЪРЖАНИЕ
Първа част
Общи сведения
Първа глава Общи сведения за оадиопредаеателните устройства
1. Предмет и задачи. Развитие на радиопредавателната техника в чужбина и
у нас................................................................... 3
2. Класификация на радиопредавателните устройства по видове. Основни тех-
нически показатели ................................................... 7
3. Блокова схема на радиопредавател и на тракта „Студио-предавателна ан-
тена" .............................................................. 11
Втора глава. Предавателни радиолампа
4, Особености на предавателните радиолампи и изисквания, конто се пред-
явяват към тях......................................................... 15
5. Статични характеристики на предавателните радиолампи и тяхната идеа-
лизация ................................................................19
6. Изчислително упражнение—определяне на параметрите на идеализираните
характеристики на предавателните радиолампи.............................28
Втора част
Теория, изчисление и схеми на резонансни усилватели на мощност
Y р е т а глава. Лампови резонансни усилватели на мощност
7. Принцип на действие на резонансния усилвател на мощност ...............33
8. Режим на работа на резонансния усилвател на к*ощност ..................38
9. Разлагане на анодния ток на усилвателя на съставящите го 'хармонични . 45
10. Динамични характеристики на резонансния усилвател на мощност .... 49
11. Лабораторно упражнение—изеледване на токовите импулси и динамичните
характеристики на резонансния усилвател на мощйост с помощта на осци-
лограф .................................................................56
12. Товарни характеристики на резонансния усилвател на мощност.............59
13. Методи за изменение на работната честота на обхватния резонансен усил-
вател на мощност........................................................63
14. Лабораторно упражнение — снемане на товарните характеристики на резо-
нансния усилвател на мощност 71
15. Изчисление на анодната верига на резонансен усилвател на мощност 73
16. Изчисление на веригите на управляващата, екранната и защитната решетка
на резонансен усилвател на мощност...................’..................76
17. Изчислително упражнение—изчисление на режима на работа на резонансен
усилвател на мощност....................................................81
420
Четвърта глава. Схеми на захранване на веригите на лампов резонансен
усилвател на мощност
18. Общи правила за съставяне на схемите на резонансните усилватели ... 85
19. Схеми на захранване на анодната верига на резонансен усилвател на мощ-
ност .....................................................................88
20. Схеми на захранване на веригите на управляващата, екранната и защитната
решетка и отоплението на резонансния усилвател............................94
Пета глава. Междинни лампови усилватели в радиопредавателните устройства
21. Междинни лампови усилватели на мощност..............................104
22.. Лампови умножители на честота........................................ПО
Шеста глава. Крайни лампови усилватели в1 радиопредавателните устройства
23. Общи сведения за крайните усилватели. Еднотактни крайни усилватели с
проста схема............................................................. ИЗ
24. Еднотактни крайни усилватели със сложна схема ......................116
25. Филтрация на висшите хармонични в крайния усилвател на предавателя . 120
26. Съвместна работа на предавателните радиолампи върху общ товар (пара-
лелно и противотактно включване).........................................123
27. Изчислително упражнения—изчисление на краен резонансен усилвател на
мощност със сложна схема, работещ в плавен честотен обхват...............129
Седма глава. Резонансни усилватели на мощност с полупроводникови прибори
28. Общи сведения за полупроводниковите триоди и идеализация на техните
статични характеристики при използуването им в радиопредавателните
устройства..............................................................136
29. Транзисторни резонансни усилватели на мощност.......................147
Трета част
Генератори. Стабилизиране на честотата
Осма глава. Лампови генератори на дълги, средни и къси вълни
30. Предназначение на генераторите и изисквания към тях..............156
31. Основни положения в работата на ламповите генератори...............158
32. Схеми на еднокръгови генератори....................................167
33. Схеми иа двукръгови генератори................................’ . . 173
34. Двутактни генератори...............................................176
35. Метод на изчисляване на генераторите . . ..........................178
36. Изчислително упражнение—изчисление на генератор с капацитивна обратна
връзка..................................................................182
Девета глава. Лампови генератори на метрови и дециметрови вълни
37. Особености на работа на предавателните лампи при СВЧ ..............188
38. Генератори на метрови вълни........................................191
39. Генератори на дециметрови въдии ...................................195
Десета глава. Генератори с полупроводникови прибори
40, Принцип на работа. Схеми на генератори с полупроводникови прибори . . 198
Единадесета глава. Стабилизиране на честотата
41. Необходимост и изисквания за стабилизиране на честотата. Същност на
честотната нестабилност.................................................204
42. Дестабилизиращи фактори и методи за намаляване на тяхното влияние
върху честотата.........................................................207
421
43. Двукръгови генератори с електронна връзка........................210
44. Генератори с кварцово стабилизиране на честотата.................213
45. Диапазонни кварцови генератори (възбудители).....................219
Дванадесета глава. Генератори на сантиметрови вълни
46. Двукръгови клистрони........................................... 221
47. Отражателни (еднокръгови) клистрони .............................224
48. Магнитронни генератори ..........................................227
49. Лампи с бягаща вълна.............................................232
50. Генератори с лампи с бягаща вълна ...............................235
51. Генератори с лампи с обратна вълна...............................238
Четвърта част
Устойчивост на работата на резонансните усилватели
Тринадесета глава. Неутрализация
52. Влияние на паразитната връзка между анод и управляваща решетка . . 241
5 3. Схеми на неутрализация........................................243
54. Резонансен усилвател с обща (заземена) решетка ..................246
Четиринадесета глава. Паразитни трептения
55. Паразнтно самовъзбуждане ........................................248
Пета част»
Управление на трептенията при радиопредавателните устройства
Петнадесета глава. Амплитудна модулация
56. Общи сведения’за амплитудната модулация........................ 252
57. Технически изисквания към модулационните стъпала.................255
58. Решетъчна модулация чрез управляващата. решетка. Общи сведения . . • 258
59. Енергийни съотношения при решетъчна модулация....................261
60. Схеми, предимства, недостатъци и приложение на решетъчната модулация 263
61. Изчислително упражнение—изчисление на решетъчна модулация .... 265
62. Лабораторно упражнение—изследване на амплитудна модулация чрез управ-
ляващата решетка .................................................. 270
63. Усилване на амплитудно модулирани трептения.....................274
64. Анодна модулация. Общи сведения............................... . • 279
65. Анодна модулация в напрегнат режим с автоматично изменящо се напре-
жение и постоянна амплитуда на възбудителното напрежение.............282
66. Енергийни съотношения при анодната модулация ....................285
67. Схеми, предимства, недостатъци и приложение на анодната модулация . . 288
68. Изчисление на анодна модулация...................................290
69. Амплитудна модулация при усилватели с тетроди и пентоди..........292
70. Изчислително упражнение—изчисление на анодно-екранна модулация . . 298
Шестнадесета глава. Еднолентова модулация
71. Общи сведения за еднолентовата модулация.........................303
72. Модулационни устройства за еднолентова модулация................306
73. Блокова схема на еднолентов радиопредавател.....................312
74. Ефективност, предимства и недостатъци на предаването с една странична
лента.............................................................. 314
Седемнадесета глава, Честотна и фазова модулация
75. Общи сведения за честотната и фазовата модулация (ЧМ и ФМ) . . . .316
76, Честотни модулатори.............................................325
77. Стабилизиране на носещата честота при честотна модулация........332
78. Фазрвц модулатори...............................................334
79. Лабораторно упражнение—изследване на честотна модулация с реактивна
лампа.............................................................. 338
422
Осемнадесета глава. Телеграфна манипулация в радиопредавателните
устройства
80. Общи сведения. Честотен спектър на манипулираното високочестотно треп-
тене. ............................:....................................341
81. Схеми на амплитудна манипулация....................................344
82. Схеми на честотна манипулация.................................... 347
Деветнадесета глава. Импулсна модулация в радиопредавателните устрой-
ствата
83. Общи сведения за импулсната модулация в радиопредавателните устройства 350
84. Особености на работата на предавателните лампи в импулсен режим . . . 355
85. Импулсна модулация в предавателите, предназначени за многоканални радио-
връзки ................................................................358
86. Импулсна модулация в радиолокационните предаватели.................362
Двадесета глава. Многоканално радиопредаване
87. _Същност на многоканалните радиорелейни линии......................
88/ Уплътняване на радиорелейни линии................................ 369
89. Бломова схема на радиорелейна линия ............................. 373
Шеста част
Радиопредаватели
Двадесет и първа глава. Особености на радиопредавателите
90. Построяване на схема на радиопредавателите за дълги и средни вълни . 376
91. Построяване на схемата на радиопредавателите за къси вълни.........381
92. Общи сведения за в. ч. детайли, използувани в радиопредавателите задьлги,
средни и къси вълни.................................................. 384
93. Предаватели за метрови и дециметрови вълни . ....................388
94. Схёми на радиопредаватели...................................... 393
Двадесет и втора глава. Изпитване на радиопредавателите
95. Цел на изпитването. Видове изпитвания..............................399
96. Изпитване на основните видове радиопредаватели .................. 401
97. Измерване на основните технически показатели на радиопредавателите . . 406
Седма част
Нискочестотен тракт на радиоразпръсквателен предавател
Двадесет и трета глава. Общи сведения за радиоразпръсквателно студио,
радиофоничен канал и крайни усилватели
98. Блокова схема на студийно обзавеждане .............................414
99. Радиофонични канали и крайни усилватели ...........................417
423
РАДИОПРЕДАВАТЕЛНА ТЕХНИКА
инж. Христо Г. Тихчев, инж. Тома И. Томов
инж. Басил Б. Василев
Рецензенти
инж. Н. Г. Янков, инж. Дим. Дим. Шилев
Научен редактор
инж. Пенко В. Пенков
Худ. редактор Л. Басарева Художник М. Горанова
Техн, редактор М. Сталянова Коректор Д. Григорова
Печатни коли 26,50 Тираж 5060 Издат, коли 26,50
Формат 65/92/16 Те мат № 15 Издат. коли 4278/1-3
Дадена за набор на 26. II. 1968 г.
Подписана за печат на 13- V. 1968 г.
Цена 1.32 лв.
Държавно издателство „Техника*
Печатиица „Тодор Димитров*, кл. 1
Цена 1,32 лв.