/
Author: Варакин Л.Е.
Tags: электротехника усилительные устройства электроника радиотехника справочник усилители издательство радио и связь
Year: 1984
Text
Л. Е. ВАРАКИН
БЕСТМНСФОРМАТОРНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Л. Е. ВАРАКИН
БЕСТРДНСФОРМАТОРНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
СПРАВОЧНИК
Е
Москва «Радио и связь» 1984
ББК 32.846.2
В18
УДК 621.375.4(031)
Варакин Л. Е.
В18 Бестрансформаторные усилители мощности: Спра-
вочник.— М.: Радио и связь, 1984.— 128 с., ил.
45 к.
Приведены материалы для расчета высококачественных бестрансфор-
маторных усилителей мощности и их типовые схемы. Даны методика
расчета и схемы реальных базовых усилителей. Обобщены справочные
материалы по биполярным и полевым мощным транзисторам, транзисторам
средней мощности и др.
Для широкого круга инженерно-технических работников, интересую-
щихся радиотехникой
2402020000-224 „„ „ ББК 32.846.2
В--------------КБ—33—13—84
046(01)-84 6Ф2.12
Рецензенты: канд. техн, наук М. С. ТВЕРЕЦКИИ,
канд. техн, наук Г. В. ВОИШВИЛЛО
Редакция литературы по радиотехнике
Леонид Егорович Варакин
БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Редакторы А. И. Шмыгин, И. С. Балашова
Обложка художника В. Б. Григорьева
Художественный редактор Л. Н. Сильянов
Технический редактор А. Н. Золотарева
Корректор Н. М. Давыдова
ИБ № 903
Сдано в набор 17.07.84 Подписано в печать 21.09.84
Т-15172 Формат бОхЭО/щ Бумага писч. № 1 Гарнитура литературная Печать высокая
Усл. печ. л. 8,0 Усл. кр.-отт. 8,25 Уч.-изд. л. 8,60 Тираж 22 000 экз. Изд № 20788
Зак. № 69 Цена 45 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 5 ВГО «Союзучетиздат»
101000 Москва, ул. Кирова, д. 40
© Издательство «Радио и связь>, 1984
ПРЕДИСЛОВИЕ
Бестрансформаторные усилители мощности (БТУ) широко используются в раз-
личных радиотехнических устройствах, предназначенных для усиления звуковых
сигналов. Они обладают рядом преимуществ перед трансформаторными уси-
лителями и поэтому привлекают особое внимание разработчиков усилительной
аппаратуры и радиолюбителей. Принципы работы отдельных типов БТУ и ос-
новные расчетные соотношения приведены в ряде учебников и учебных посо-
бий, например в [1... 5], а также в [6... 11] для подготовленных радиолю-
бителей. Необходимо особо отметить брошюры [6, 11] и комплект статей [7],
в которых рассматриваются различные схемы БТУ и их свойства. Брошюра
[6] является первЫхМ систематизированным трудом по данным усилителям. На
практике были отобраны наиболее перспективные схемы БТУ [9... 14], однако
методика их расчета не была сконцентрирована в одном учебнике или учебном
пособии. Поэтому автором было подготовлено учебное пособие [15], с мо-
мента написания которого в периодической литературе было опубликовано
много различных материалов по БТУ, но принципы их построения остались
практически теми же. В данном издании обобщен накопленный материал.
Отзывы и пожелания просим направлять по адресу: Москва, Почтамт,
а/я 693; издательство «Радио и связь>.
1. СОВРЕМЕННЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
Системы высококачественного звуковоспроизведения нашли широкое рас*
пространение, особенно повысился спрос на аппаратуру высшего класса или ка-
тегории Hi-Fi*. Тонкого ценителя музыки, как правило, удовлетворяет толь-
ко большая мощность звука при едва заметных искажениях. Поэтому быто-
вая звуковоспроизводящая аппаратура по техническим характеристикам долж-
на приближаться к профессиональной.
Современные звуковоспроизводящие устройства категории Hi-Fi являются
либо стереофоническими, либо квадрафоническими комплексами. Типичная
структурная схема [8, 14, 16] одного канала подобного комплекса приведена
на рис. 1.
z
Рис. 1. Структурная схема одного канала усилительного комплекса клас-
са Hi-Fi
На входы микрофонов /ь магнитофона 1% звукоснимателя Л (электромаг-
нитного или пьезоэлектрического) и тюнера /4 указанного комплек-
са подаются сигналы, для выравнивания уровней которых используются спе-
циальные усилители напряжения. Например микрофонный усилитель 2. С по-
мощью входного коммутационного блока 3 потребитель может выбрать
любой сигнал и подать его в предусилитель < который состоит из блока ре-
гуляторов громкости, баланса и тонкорректора 5, блока регулятора тембра 69
усилителя напряжения 7, фильтров нижних 8 и верхних 9 частот. Последние
включаются переключателями S1 и S2.
Усиленный по напряжению сигнал поступает на усилитель мощности 10>
а затем на громкоговоритель 11. Для защиты усилителя мощности и громко-
говорителя от перегрузок и короткого замыкания служит блок защиты 12. Вы-
Hi-Fi, т. е. High-Fidelity, что означает «высокая верность».
ключатель S3 служит для автоматического отключения громкоговорителя при
перегрузках. Выпрямитель 13 обеспечивает питание всех усилителей.
Одним из ответственных узлов любой звуковоспроизводящей аппаратуры
является усилитель мощности. Он должен обеспечить требуемую мощность
сигнала, подводимую к громкоговорителю, при наименьших искажениях. Рас-
смотрим более подробно параметры бестрансформаторных усилителей мощ-
ности.
Длительное время технические параметры аппаратуры категории Hi-Fi не
были точно определены, и в разных странах использовали различные стандар-
ты. Только в 1979 г. Международная электротехническая комиссия (МЭК),
членом которой является Советский Союз, приняла единый стандарт [17].
В Советском Союзе для бытовых усилителей низкой частоты категории
Hi-Fi принят ГОСТ 24388—80, действующий в странах СЭВ как стандарт
1079—78 [18]. Кроме того, в странах СЭВ действуют стандарты [19...21] на
бытовую радиоэлектронную аппаратуру категории Hi-Fi, определяющие тех-
нические требования, методики измерения параметров и позволяющие объеди-
нять радиоэлектронные устройства (усилители, тюнеры, магнитофоны, видео-
магнитофоны и т. д.) в единые комплексы. В стандартах [17, 18] определены
минимальные требования к параметрам указанной бытовой усилительной ап-
паратуры.
Некоторые минимальные вначения параметров усилителей мощности согла-
сно стандарту [18] приведены в табл. 1. В третьей ее колонке указаны пара-
метры ряда отечественных (см. табл. П1.1) и зарубежных (см. табл. П1.2)
Таблица 1. Параметры усилителей мощности
Параметр Значение параметра
согласно стандарту [18] реальных усилителей мощности
Диапазон эффективно вос- производимых частот От 40 Гц до 16 кГц с не- равномерностью ±1,5 дБ Нижний предел 5; 10; 20; 25; 40; 63 Гц. Верхний предел 16; 18; 20; 30; 31; 50; 60; 70; 80 кГц
Коэффициент общих гармо- нических искажений в диа- пазоне от 40 Гц до 16 кГц, % 0,5 0,009; 0,01; 0,03; 0,05; 0,07; 0,1; 0,17; 0,2; 0,3; 0,4; 0,5; 0,7 0,8; 1,0
Коэффициент общих иска- жений интермодуляции, % 2
Номинальная выходная мощность канала на часто- те 1000 Гц, Вт 10 10; 1.5; 20; 40; 50> 54; 56; 60; 75; 80; 85; 100; ПО; 115; 130; 150; 169; 182j 200
Отношение сигнал-невзве- шенный шум, дБ 81 в»
5
усилительных устройств (следует отметить, что сведения, приведенные в
табл. П1.1 и П1.2, не претендуют на полноту представления).
Из данных табл. 1 видно, что параметры реальных усилителей значительно
отличаются от рекомендованных и изменяются в больших пределах, что никак
не оправдано и преследует только рекламные цели и повышение конкуренто-
способности.
Некоторое расширение эффективного диапазона в области верхних частот
за пределы чувствительности человеческого уха повышает стабильность дейст-
вия отрицательной обратной связи в диапазоне воспринимаемых частот и спо-
собствует улучшению воспроизведения коротких звуков и резких звуковых пе-
репадов. Однако целесообразность расширения верхней границы до частот
60 ... 80 кГц, а в некоторых усилителях до 100 ... 150 кГц в настоящее время
не доказана. Вместе с тем следует иметь в виду, что расширение полосы про-
пускания усилителя мощности всегда сопряжено с большими техническими труд-
ностями.
Уменьшить искажения до 0,009... 0,01% можно только при применении
очень глубокой отрицательной обратной связи. В результате усилители с та-
ким малым коэффициентом искажений воспроизводят звуки с «металлическим»
оттенком из-за возникающих динамических искажений. Подробнее это будет
рассмотрено в гл. 16.
Особенно актуальным является вопрос о номинальной выходной мощности
усилителя (некоторые фирмы выпускают усилители с выходной мощностью
300... 500 Вт). Широкий диапазон изменения выходной мощности усилителей
(10... 500 Вт) затрудняет их практический выбор при приобретении. Вопрос о
выборе мощности усилителя неоднократно обсуждался в литературе [8, 14. 16,
22 ...24].
Рост выходной мощности усилителей объясняется следующими обстоятель-
ствами. При воспроизведении музыкальных записей необходимо принимать во
внимание динамический диапазон источника звука. Например, динамический
диапазон симфонического оркестра 50... 60 дБ, а у группы поп-музыки — око-
ло ПО дБ. Однако звуки максимальной интенсивности бывают редкими и
кратковременными, но для передачи их без искажений необходимо иметь боль-
шой запас мощности. При выборе выходной мощности усилителя необходимо
принимать во внимание эффективность громкоговорителя, с которым он рабо-
тает. Например, если эффективность 5%, то для получения мощности 70 Вт
акустических создаваемых симфоническим оркестром, необходимо иметь элект-
рическую мощность 1,4 кВт, что неприемлемо для бытовых условий. Выбор
выходной мощности усилителя зависит также и от его частотной характери-
стики. Если номинальный диапазон частот у двух усилителей одинаков, то уси-
литель с большей выходной мощностью имеет большую абсолютную мощность
на краях диапазона и поэтому лучше воспроизводит нижние и верхние ча-
стоты [22].
Необходимая для высококачественного воспроизведения выходная мощ-
ность зависит также от объема и акустических свойств помещения, в котором
установлены громкоговорители.
Методом экспертных оценок [22] определены ориентировочные значения
выходной мощности для высококачественного звуковоспроизведения в жилой
комнате объемом около 60 м3:
нет мягкой мебели, ковров, занавесей—15... 20 Вт;
6
небольшое количество мягкой мебели — 30... 40 Вт;
большое количество мягкой мебели, ковров, плотных занавесей — 50 ...
...60 Вт.
Для комнаты объемом 70... 80 м3 выходная мощность может колебаться
в пределах от 20... 28 до 90... 100 Вт.
Однако нельзя считать, что использование усилителя только в режиме мак-
симальной мощности дает высококачественное звуковоспроизведение. По оцен-
кам экспертов [22], для помещений объемом 60... 80 м3 достаточной является
мощность 3...5 Вт, а рекомендуемые большие мощности необходимы для ком-
пенсации завалов частотных характеристик усилителя и громкоговорителя,
уменьшения нелинейности чувствительности человеческого уха, а также для
неискаженной передачи звуков максимальной интенсивности.
При выборе выходной мощности усилителя необходимо учитывать эконо-
мические и этические аспекты. Например, типовой стереоусилитель категории
Hi-Fi при 75 Вт на канал потребляет мощность 560 Вт. Поэтому стремле-
ние иметь в домашних условиях усилитель со значительной выходной мощ-
ностью приводит к неоправданно большим экономическим затратам. Кроме то-
го, эксплуатация усилителей при максимальной громкости приводит к превы-
шению допустимых норм уровня шума <в жилых помещениях. В [23] обсуж-
дался вопрос об автоматическом регулировании уровня громкости звуковос-
произведения, однако до настоящего времени он не решен.
Таким образом, при выборе выходной 'мощности усилителя необходимо ис-
ходить из вида и объема помещения, эффективности громкоговорителей, ча-
стотной характеристики усилителя, уровня шума в соседних жилых помеще-
ниях.
Широкое распространение бытовой радиоэлектронной аппаратуры катего-
рии Hi-Fi [24 ... 26] привело к необходимости поиска новых технических ре-
шений, в том числе и в области мощных усилителей низкой частоты с высо-
кой верностью воспроизведения звука. Одним из таких решений явилось со-
здание мощных бестрансформаторных усилителей, в короткое время завоевав-
ших признание специалистов радиоэлектронной техники.
2. ДОСТОИНСТВА И НЕДОСТАТКИ
БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Усилитель мощности (рис. 2) обычно состоит из нескольких каскадов:
входного /, предоконечного 2 и оконечного 3. Его технические параметры во
многом определяются оконечным каскадом. В ламповых усилителях оконеч-
ный каскад заканчивается мощным выходным
трансформатором, основное назначение которо-
го состоит в согласовании низкоомного сопро-
тивления нагрузки (громкоговорителя) с высо-
коомным выходным сопротивлением ламп око-
нечного каскада и в максимизации выходной
мощности. При этом трансформатор должен
)—1 —) 2 —) J —>
Рис. 2. Функциональная схема
усилителя мощности
иметь малые потери.
С появлением мощных транзисторов с низкоомным выходным сопротивле-
нием необходимость в выходном трансформаторе отпала. В приложении 1 при-
ведены данные отечественных громкоговорителей и динамических головок. Их
7
сопротивления изменяются в пределах 4... 16 Ом, что хорошо согласуется с
выходным сопротивлением мощных транзисторов. Поэтому и появились БТУ.
В БТУ нет выходного трансформатора. Выходной трансформатор мощного
усилителя является нетехнологичным элементом и обычно имеет большие мас-
су и габариты, что не позволяет выполнять трансформаторные усилители в
виде интегральных микросхем. Кроме того, выходной трансформатор является
источником значительных частотных искажений в области как нижних, так и
верхних частот, сильных наводок, а также снижает общий коэффициент по-
лезного действия всего усилителя из-за потерь в нем. Таким образом, по срав-
нению с трансформаторным бестрансформаторный усилитель обладает рядом
достоинств: состоит из технологичных элементов массового производства; име-
ет меньшие габариты и массу, а также частотные искажения; имеет несколько
больший коэффициент полезного действия; может быть выполнен в виде ин-
тегральной микросхемы.
Кроме того, при массовом производстве переход к БТУ дает существен-
ную экономию меди и трансформаторной стали, уменьшает общую трудоем-
кость изготовления. В некоторых случаях, особенно в радиолюбительской
рантике, питание БТУ можно осуществлять от источников с повышенным в
2 раза напряжением, но с меньшим в 2 раза током, так как транзисторы
включены последовательно по постоянному току.
Современные БТУ выполняются только на транзисторах, что и определяет
их недостатки. Основные из них вызывают необходимость:
термостабилизации тока покоя транзисторов оконечного каскада для пред-
отвращения теплового пробоя;
стабилизации напряжения на транзисторах оконечного каскада (стабилиза-
ция напряжения в средней точке — напряжения покоя) для предотвращения
ограничения сигнала на выходе;
защиты транзисторов оконечного каскада от короткого замыкания на-
грузки;
подбора (в отдельных случаях) транзисторов оконечного и предоконечного
каскадов с близкими характеристиками;
подбора (в ряде случаев) источника питания с двумя выходами и зазем-
ленной средней точкой.
В настоящее время известно много способов для устранения недостатков.
Они основаны на вводе в БТУ цепей стабилизации и защиты, что приводит
к увеличению общего числа транзисторов. Одиако из-за того, что БТУ могут
быть выполнены в виде интегральных микросхем, перспективность их оче-
видна.
Так как основные характеристики БТУ зависят от свойств оконечного кас-
када, то необходимо подробнее рассмотреть последний.
3. ПРИНЦИП РАБОТЫ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
Рассмотрим возможные типы оконечных каскадов, их общие черты и прин-
цип работы.
Основные типы оконечных каскадов БТУ приведены на рис. 3 и 4. В них
используются два транзистора, которые могут иметь разные (п-р-п и р-п-р)
или одинаковые проводимости. В первом случае транзисторы называют комп-
лементарными или транзисторами с дополнительной симметрией. На этих ри-
8
сунках коллекторные и эмиттерные цепи транзисторов соединены последова-
тельно с источником питания (или с двумя источниками питания) так, что об-
разуют замкнутую цепь по постоянному току. Для этого направления стрелок
эмиттеров транзисторов должны совпадать с направлением постоянной состав-
ляющей тока от источника питания.
Нагрузка 7?н включена между средней (или общей) точкой М и корпу-
сом. На рис. 3,а и 4,а нагрузка подключена к точке М через конденсатор С
(емкостная связь), а на рис. 3,6 и 4,6 — непосредственно (гальваническая или
непосредственная связь). При непосредственной связи необходимо иметь два
источника питания (или один со средней точкой).
Транзистор управляется базовым током, который, в свою очередь, явля-
ется функцией напряжения между базой и эмиттером. Для требуемого ре-
жима работы между базой и эмиттером должно быть обеспечено необходимое
напряжение смещения Е^ . Между этими электродами должно быть также при-
ложено напряжение управляющего сигнала u(t), подлежащего усилению. Та*
ким образом, на входе транзисторов должно быть
«Бэ1(<) = £вэ1 + «х(0; (1)
Не рассматривая, каким образом создаются необходимые напряжения
и базовые токи, будем полагать, что они именно такие, какими они должны
быть для нормальной работы оконечного каскада. Напомним, что оконечные
каскады мощных усилителей работают по двухтактной схеме в режиме клас-
са В (в дальнейшем — в режиме В), который обеспечивает наибольший КПД.
Режим устанавливают выбором напряжения смещения
Для обеспечения двухтактного принципа работы необходимо так выби-
рать фазы управляющих сигналов Ui(0 и U2(t), чтобы транзисторы VI и V2
работали поочередно. При этом необходимо учитывать проводимости транзи-
сторов. Напомним, что п-р-п транзистор открывается положительным, а р-п-р
транзистор—отрицательным напряжением. На рис. 3 и 4 символически пока-
заны управляющие напряжения на базах в виде одного периода синусоидаль-
ного колебания. Тот полуперяод, в течение которого открыт соответствующий
транзистор, затемнен (в течение светлого полулериода транзистор закрыт).
Как следует из рис. 3, для комплементарных транзисторов управляющие на-.
* Реальные оконечные каскады работают в режиме АВ. При этом для
сильных управляющих сигналов имеет место режим В, а для слабых — режим
А, что позволяет уменьшить нелинейные искажения слабых сигналов. В ультра*
линейных мощных усилителях оконечные каскады работают в режиме А.
пряжения должны быть синфазны, т. е. Ui(O=“z(O> а для транзисторов оди-
наковой структуры (рис. 4) — противофазны, т. е. п2(0-
Синфазное (или противофазное) управление называют также синфазным
(противофазным) возбуждением.
Рис. 4. Оконечный каскад
на транзисторах одинако-
вой проводимости с емко-
стной (а) и непосредствен-
ной (б) связью
При правильном выборе управляющих сигналов всегда ток в нагрузке
hi = iKi *К2, (2)
где iKi и 1*К2 — переменные составляющие коллекторных токов транзисторов
VI и V2.
Рассмотрим некоторые особенности оконечных каскадов.
При емкостной связи оконечного каскада с нагрузкой (рис. 3,а и 4,а) не-
обходим источник питания с напряжением Е. Для того чтобы уменьшить по-
тери полезной мощности на разделительном конденсаторе С, емкость послед-
него должна выбираться такой, чтобы его сопротивление на нижней гранич-
ной частоте <он было много меньше сопротивления нагрузки, т. е.
1/о>н С ’С ₽н. (3)
Например, если /?н = 8 Ом, fH=<oH/2n=2iO Гц, то из равенства С =
= 10/2л/н</?н следует, что емкость конденсатора велика и составляет 104 мкФ.
Отметим также, что в оконечных каскадах с емкостной связью стабилизация
напряжения в точке М вызывает большие трудности, чем в каскадах с не-
посредственной связью. Кроме того, электролитические конденсаторы в фильт-
ре источника питания должны быть рассчитаны на удвоенное напряжение.
Во многих высококачественных усилителях мощности используются схемы
рис. 3,6 и 4,6 с двумя источниками питания и заземленной общей точкой.
Если все связи в усилителе мощности непосредственные (гальванические), то
нижняя граничная частота определяется только емкостями конденсаторов на
входе усилителя и в фильтре выпрямителя.
Для обеспечения симметрии плеч оконечного каскада лучше использовать
комплементарные транзисторы (см. рис. 3), так как они будут включены по
одинаковым схемам с общим коллектором (ОК). Для каскадов с очень боль-
шой мощностью не всегда можно подобрать пару комплементарных транзи-
сторов. В этом случае используются кремниевые п-р-п транзисторы (см. рис. 4),
из которых один работает по схеме с ОК, а другой — по схеме с общим эмит-
тером (ОЭ).
Рассмотрим принцип работы оконечного каскада БТУ. Отметим, что прин-
цип работы оконечных каскадов, схемы которых изображены на рис. 3 и 4,
10
одинаков. Использование транзисторов с одинаковыми или различными про-
водимостями не имеет принципиального отличия. В этом можно убедиться, рас-
смотрев, например, работу оконечного каскада с емкостной связью (рис. 3,а).
Как было отмечено ранее, коллекторный ток /к транзистора определяется
базовым током, а последний — напряжением иБЭ между базой и эмиттером
и сопротивлением между ними. Зависимость iK от напряжения иБЭ между ба-
зой и эмиттером, построенная для определенного значения нагрузки и напря-
жения на коллекторе, называется проходной динамической характеристикой.
На рис. 5 она изображена при условии, что ЭДС источника питания оконеч-
ного каскада равна Е, на один транзистор приходится Е/2В. Проходная ди-
намическая характеристика хорошо аппроксимируется прямой линией (на рис. 5
она спрямлена штриховой линией). Обозначим напряжение отсечки коллектор-
ного тока через £БЭ0- Тогда кусочно-линейная аппроксимация динамической
характеристики записывается в виде
• __ р(мвэ ЕБЭ о) ПРИ МБЭ>£БЭ0’ Z.V
I О ПРИ МБЭ < ^БЭО *
В (4) через 5 обозначена крутизна
стики (для рис. 5 5=2,3 А/В).
Ранее было отмечено, что оконечные
возможно, если проходная динамическая
проходной динамической характери-
каскады работают в режиме В. Это
характеристика линейна (4), а на-
пряжение смещения равно напряжению отсечки, т. е. о- Если управ-
ляющий сигнал равен нулю, то через транзистор протекает ток покоя /ко-
Уменьшая напряжение смещения ЕБЭ, можно уменьшить ток покоя. При ма-
лых токах покоя транзистор работает в режиме
Рис. 5. Проходная динами-
ческая характеристика мощ-
ного кремниевого транзи-
стора КТ805А при /?н =
= 8 Ом, Е/2 = 25 В
АВ, близком к В, что обусловлено нелинейностью
реальной проходной динамической характеристики
в области малых токов.
Поэтому, когда нет управляющего сигна-
ла, через транзисторы VI, V2 (см. рис. 3) про-
текает ток покоя /к о, который заряжает раз-
делительный конденсатор С до напряжения Е/2.
На рис. 6 изображена эквивалентная схема
оконечного каскада с емкостной связью в ре-
жиме покоя. Транзисторы заменены эквива-
Рис. 6. Эквивалентная схема оконечного ка-
скада, изображенного на рис. 3, в режиме
покоя
11
лентными резисторами /?к.м=/?к.э=£/21. При этом потенциал точки М
на рис. 3, 4 равен Е/2. Следовательно, и конденсатор С будет заряжен до
напряжения Е/2. Поскольку емкость разделительного конденсатора С велика,
то при подаче управляющего напряжения потенциал в точке М не меняется
и конденсатор С является источником питания с ЭДС, равной Е/2.
На рис. 7,а изображена эквивалентная схема верхнего плеча оконечного
каскада с емкостной связью (см. рис. 3,а), в котором разделительный конден-
сатор С заменен источником питания с нулевым внутренним сопротивлением
Рис. 7. Исходная (а) и приведенная (б)
эквивалентные схемы верхнего плеча
оконечного каскада, изображенного на
рис. 3,а
Рис. 8. Исходная (а) и приведен-
ная (б) эквивалентные схемы ни-
жнего плеча оконечного каскада,
изображенного на рис. 3,а
и ЭДС Е/2. Общая ЭДС в замкнутом контуре верхнего плеча равна Е—(Е/2) =
=Е/2, поскольку обе ЭДС включены встречно. Этому соответствует вторая эк-
вивалентная схема каскада (рис. 7,6), в котором действует источник питания
с ЭДС Е/2. На рис. 8,а изображена эквивалентная схема нижнего плеча око-
нечного каскада с емкостной связью (см. рис. 3,а), в котором разделитель-
ный конденсатор С также заменен ЭДС Е/2. На рис. 8,6 эта же эквивалентная
схема изображена аналогично схеме рис. 7,6.
Из эквивалентных схем рис. 7,6 и 8,6 следует, что каждое плечо пред-
ставляет замкнутую цепь, состоящую из транзистора, нагрузки и ЭДС Е/2.
Точно такое же положение имеет место и для оконечных каскадов, изображен-
ных на рис. 3,6 и 4,6. Это и является подтверждением того, что принцип ра-
боты оконечных каскадов, изображенных на рис. 3 и 4, одинаков. Поэтому
изложение дальнейшего материала относится в равной мере ко всем оконечным
каскадам.
Рассмотрим временные диаграммы (рис. 9), характеризующие совместную
работу обоих транзисторов оконечного каскада. Будем считать, что проход-
ные динамические характеристики транзисторов идеальны, а смещение выбра-
но так, чтобы обеспечить режим В, т. е. оно равно напряжению отсечки £вэ0 -
На рис. 9,а изображены проходная динамическая характеристика )
транзистора VI с крутизной S, управляющим напряжением
Ui (/) = i/max sin со f (5)
и временной диаграммой коллекторного тока Zki. Угол отсечки 6 = л/2, что-
соответствует режиму В. При этом импульсы коллекторного тока существуют
только в те полупериоды, в течение которых управляющее напряжение поло-
жительно, т. е. отрицательные полупериоды срезаются. Длительность импульсов
коллекторного тока, определенная на нулевом уровне, равна половине периода
12
управляющего напряжения. Согласно (1), (5) и рис. 9,а напряжение между
базой и эмиттером
иБЭ1 = ЕБЭо + и^&1а<й{- <6>
Подставляя (6) в (4), получаем, что импульсы коллекторного тока Zki=®
s=S£7max sin <о/, что справедливо в течение положительных полупериодов си*»
нусоиды sinco/. Из (6) находим, что амплитуда импульсов коллекторного то-
ка /к maxl=SUmax«
Рис. 9. Временные диаграммы
цвухтактного оконечного каскада
с п-р-п (а), р-п-р (б) транзисто-
рами и их суммарный коллектор-
ный ток (в)
Рис. 10. Временные диаграмма
двухтактного оконечного каскада
с п-р-п транзисторами (а, б) и
их суммарный коллекторный
ток (в)
На рис. 9,6 изображены проходная динамическая характеристика 1к»=-
=И«5Э2 ) транзистора V2 с крутизной S, управляющее напряжение u2(t)=»
и временная диаграмма импульсов коллекторного тока 1кг- Управля-
ющее напряжение и2(0 взято синфазным напряжению «1(0, что соответст-
вует комплементарным транзисторам. Импульсы коллекторного тока описыва-
ются выражением ZK2=5</max sin со/, которое справедливо в течение отрица-
тельных полупериодов sin cat. Амплитуда импульсов коллекторного тока /к maxj=
13
Таким образом, если крутизны проходных динамических характери-
стик транзисторов VI, V2 одинаковы, то для обоих транзисторов амплитуды
коллекторных токов
Ток в нагрузке iB согласно рис. 3, 4 и (2) равен разности коллекторных
токов. Он изображен на рис. 9,в для случая полной симметрии плеч. Поэто-
му в режиме класса В его можно описать синусоидой
*н = 5 [/max sin со t = /к sin со t, (8)
которая не содержит высших гармоник L
Ток, потребляемый оконечным каскадом от источника питания, равен по-
стоянной составляющей импульсов коллекторного тока, изображенной на
рис. 9, а, б. В соответствии с разложением в ряд Фурье постоянные составля-
ющие этих импульсов
4р = ^ср 1 = /ср 2 = /к тах/л •
Временные диаграммы рис. 9 соответствуют использованию в оконечном
каскаде комплементарных транзисторов. Таким же образом можно построить
временные диаграммы и для оконечного каскада на транзисторах с одина-
ковой проводимостью (рис. 10). В этом случае используется противофазное
возбуждение. Все остальные временные диаграммы, отображающие изменение
токов, идентичны диаграм,мам рис. 9. Это еще раз подтверждает, что все око-
нечные каскады работают одинаково. При этом имеются в виду их выходные
цепи, в то время как возбуждение определяется выбранными транзисторами.
При анализе двухтактных оконечных каскадов широко пользуются прин-
ципом совмещения проходных динамических характеристик транзисторов
(рис. 11). Совмещенная проходная динамическая характеристика представляет
собой прямую линию с крутизной S, проходящую через начало координат.
На этом же рисунке изображены управляющий сигнал u(t) и ток в нагрузке
1н(0, который, естественно, совпадает с токами нагрузки, изображенными на
рис. 9,в и 10,в.
Совмещенная проходная динамическая характеристика будет прямой толь-
ко в том случае, если проходные динамические характеристики транзисторов
идеальны (т. е. аппроксимируются прямыми линиями) и напряжение смещения
выбрано равным напряжению отсечки. Реальные характеристики имеют нели-
нейные участки при малых и больших коллекторных токах. Если транзисторы
работают без смещения, то из-за нелинейности их характеристик в области
1 Следует отмстить, что сигналы звукового вещания представляют собой
реализации случайного процесса. Поэтому анализ усилительных устройств в
общем случае производится методами статистической радиотехники. Вместе с
тем широко распространен детерминированный анализ усилительных устройств
на основе использования гармонических (в том числе и синусоидальных) сиг-
налов. Такой анализ позволяет достаточно просто выявить основные особенно-
сти прохождения сигналов через усилитель и получить расчетные соотношения.
Использование гармонических сигналов для анализа усилительных устройств
тем более оправдано, поскольку измерительная аппаратура (генераторы, изме-
рители нелинейных искажений и т. п.) предназначена для испытаний с гармо-
ническими сигналами.
14
малых токов совмещенная проходная динамическая характеристика будет не-
линейна, что и отображено сплошной линией на рис. 12. Это приводит к ис-
кажениям тока в нагрузке в области малых токов, которые называют иска-
жения схождения или искажения типа ступеньки. Штриховой линией изобра-
жена идеальная совмещенная проходная динамическая характеристика. При-
Рис. 11. Временные диа-
граммы двухтактного око-
нечного каскада при сов-
мещении проходных дина-
мических характеристик
транзисторов
Рис. 12. Временные диаграммы
двухтактного оконечного каскада
при совмещении проходных ди-
намических характеристик тран-
зисторов, работающих без сме-
щения
чем при одном и том же управляющем напряжении амплитуда тока в на-
грузке при идеальной характеристике больше. Правильным выбором смеще-
ния, т. е. при равенстве его 'напряжению отсечки, можно устранить названные
искажения. Этот случай иллюстрируется характеристиками и диаграммами
рис. 13. Реальные характеристики транзисторов и соответствующие им токи
изображены жирными линиями, а сов-
мещенная характеристика и ток в на-
грузке — тонкими. Как видно из рис. 13,
ток в нагрузке описывается синусои-
дой, т. е. так же, как и управляющий
сигнал.
Рис. 13. Временные диаграммы двух-
тактного оконечного каскада при
совмещении проходных динамиче-
ских характеристик транзисторов,
работающих со смещением
15
4. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
Для определения энергетических характеристик оконечного каскада БТУ
обратимся к его выходной динамической характеристике. На рис. 14 изобра-
жены статические и динамические выходные характеристики одного плеча око-
нечного каскада на транзисторе КТ805А, а также временные диаграммы для
напряжения и тока /к. Для бестрансформаторного усилителя, как и для
трансформаторного, расчеты будем проводить для одного плеча, поскольку, как
установлено ранее, процессы, происходящие в коллекторных цепях транзисто-
ров, одинаковы. Для построения выходной динамической характеристики была
выбрана нагрузка Ом и ЭДС источника питания £=50 В. На каждый
транзистор приходится £/2=25 В. В режиме покоя через транзистор течет
ток покоя /ко» который для режима В много меньше амплитуды импульса кол-
лекторного тока /к max. Обычно полагают /ко«= (0,01,... 0,02)/к max. Поэтому в
первом приближении током покоя пренебрегаем и будем полагать, что точка
окоя G лежит на оси абсцисс в точке и ^=£/2=25 В. Нагрузочная прямая
проходит через точки G и D. Последняя лежит на оси ординат на уровне
£/22?ж. Для оконечных каскадов, изображенных на рис. 3 и 4, динамическая
выходная характеристика изображается той же прямой GD на рис. 14.
При изменении управляющего напряжения (5) от нуля до максимального
значения [/max базовый ток /в будет изменяться от значения, равного об-
ратному коллекторному току, который положим равным нулю, до максималь-
ного значения в точке G. В этой точке коллекторный ток достигает своего
максимального значения /к max- Импульсы коллекторного тока изображены
справа от характеристик транзистора.
Для коллекторной цепи (см. рис. 7,6 и 8,6) справедливо равенство
+ (10)
Рис. 14. Выходные характеристики и ди-
аграмма работы одного плеча двухтак-
тного оконечного каскада в режиме
класса В на транзисторе КТ805А
Рис. 15. Зависимость потребля-
емой, полезной и рассеиваемой
мощностей и КПД от коэффи-
циента использования напря-
жения питания 5 (от ампли-
туды управляющего сигнала
[/max) при a = 2RnS/E
16
Левая его часть —это ЭДС источника питания для одного плеча, правая —
сумма падений напряжений на транзисторе и на нагрузке.
Напряжение между коллектором и эмиттером сранзистора и^э=Е/2—
—/кЕн будет изменяться в соответствии с нижней диаграммой.
Обозначим остаточное напряжение на коллекторе через икэ mIn. Тогда на-
пряжение на нагрузке
Uh = in. Ен* (11)
Подставляя (8) в (11), получаем
= Ra жах sin со * = Ua max sin о (12)
где амплитуда напряжения на нагрузке
max = Ен/j^max == Енотах, (13)
a (/max и S — амплитуда управляющего напряжения и крутизна проходной
характеристики.
Введем коэффициент использования напряжения источника питания
5 = (/н max/0>5 Е == 2 (7Н тах/Е. (14)
Если остаточное напряжение на транзисторе min=0, то |(/Нтах=Е/2
и 5 = 1. Если UB тах=0, то £=0. Пр и и^э mIn>0 коэффициент использования
напряжения 0<5^£тах<1, а
£тах = 2 (0,5 Е «кэ т1п) /Е.
Подставляя (13) в (14), получаем
5 = 2тах Ен/Р = 2 (7тах Ен 5/Е» (15)
т. е. коэффициент использования напряжения пропорционален амплитуде им-
пульсов коллекторного тока /к max и амплитуде управляющего сигнала. Из
(15) находим амплитуду импульса коллекторного тока
/Ктах=^/2«и- (16)
При g = l имеем
/Ктах = £/2«н- <17)
Перейдем к нахождению мощностей, характеризующих работу оконечного
каскада. Сначала определим мощность, потребляемую оконечным каскадом от
источника питания. Каждое плечо потребляет мощность Pi=P2=/cpE/2, рав-
ную произведению постоянной составляющей тока на напряжение источника
питания. Полная потребляемая мощность Ро=Р1+Рг, т. е.
Ро=/ср/£. (18)
Подставляя (9) в (18), получаем
Р» = /Ктах£/Я- <19>
Выражая /к max из (16) через 5 и другие параметры, находим
Р0 = 5Е2/2лРн. (20)
Как следует из (20), потребляемая мощность растет линейно с увеличе-
нием 5, т. е. с увеличением амплитуды управляющего сигнала. При 5 = 1
имеем
Ро max Е2/2л Ен* (21)
17
На рис. 15 представлена зависимость потребляемой мощности от £ в норми-
рованном виде (РО/Ро тах = 5) •
Мощность усиленного сигнала в нагрузке, т. е. полезная мощность,
^1-^2нтах/2Ян. (22)
Подставляя U2n max из (14) в (212), находим
РН = 52£2/8ЯН. (23)
Как следует из (23), полезная мощность в нагрузке изменяется по квад-
ратичному закону. Эта зависимость представлена на рис. 15 в нормированном
виде Рн/Ротах = л52/4. При 5=1 из (23) имеем
Рн = £2/8/?н. (24)
Коэффициент полезного действия
(25)
Подставляя (20) и (23) в (25), находим
П = &*/4. (26)
Это линейная функция от 5; она также приведена на рис. 15.
При g=l коэффициент полезного действия максимален:
Птах = л/4« 0,785. (27)
Мощность, рассеиваемая на коллекторах двух транзисторов, 2Рк = Р;—Рн-
Полагая, что на каждом транзисторе рассеивается одинаковая мощность, и за-
меняя Ро, Рн согласно (20), (23), после преобразований находим, что на кол-
лекторе одного транзистора рассеивается мощность
РК = (Ро~Р*М2 = Е2 (45 —я52)/16 л /?н. (28)
Дифференцируя правую часть (28) по 5 и приравнивая нулю первую про-
изводную, находим, что максимум рассеиваемой мощности имеет место при
5 = 2/л«0,637 и равен
РК max = £2/4 я2 ~ £2/40 <29>
Зависимость (28) приведена на рис. 15 в нормированном виде
Vomax=(4 5-^2)/8. (30)
Как следует из рис. 15, зависимость Рк от 5 при 5 >0,25 меняется сла-
бо. Это позволяет при расчетах использовать (29) при всех значениях 5.
Из (29) видно, что Р2=4л2РнРк max. Подставляя это значение в (23), по-
лучаем
^ = ^2рКтах/2. (31)
Полагая, что Рктах<Рнтах и 5 = 1, находим полезную мощность в нагрузке
Рн<4,93 Рк max* Отсюда следует, что полезная мощность может превышать
в 4,93 раза мощность, рассеиваемую транзистором. Обычно полагают
Рн = (4...5)РКюах, (32)
что соответствует 5 = 0,9. Выражение (32) позволяет по заданной Рн опреде-
лить ориентировочно Рк max и выбрать транзистор по допустимой мощности
рассеивания на коллекторе.
18
На рис. 16 приведена номограмма для расчета энергетических параметров
оконечного каскада в виде зависимостей амплитуды импульса тока коллектора
/кmax (17), полезной мощности Рн (24) и мощности Рк (30), рассеиваемой
на коллекторе, от напряжения Е источника питания. Параметром является со-
противление 'нагрузки Рн. Номограмма позовляет определить энергетические па-
раметры оконечного каскада при изменении напряжения источника питания и
сопротивления нагрузки.
Показатели основных характеристик сведены в табл. 2 (значения мощно-
стей приведены в нормированном виде относительно параметра E2/Rn).
Как следует из графиков рис. 15 и значений табл. 2, всегда целесообраз-
но стремиться к полному использованию напряжения, т. е. применять режим
с ^->1. При ^ = 1 полезная мощность в 7,35 раза превышает мощность, рас-
сеиваемую на коллекторе. Однако на практике реализовать режим с 5=1 не
удается, поскольку приведенные расчеты не учитывают дополнительных по-
терь, существующих в реальных схемах. Поэтому для ориентировочных рас-
четов необходимо использовать 5~0,9 и оценку (32).
Рис. 16. Номограмма для расчета энергетических параметров оконечного кас-
када
19
Таблица 2. Энергетические параметры оконечного каскада
Параметр Обозначение Значение параметра при значениях £
0,5 2/Л=0,64 1 1
Потребляемая мощность Ро/(£2^н) 0,079 0,101 0,16
Полезная мощность Рв/(Е2/Ян) 0,031 0,051 0,125
Рассеиваемая мощность Pk/(BWh) 0,076 0,025 0,117
Коэффициент полезного дей- ствия П 0,39 0,5 0,785
Отношение полезной мощно- сти к рассеиваемой Рн/Рк 1,31 2 7,35
5. НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
Нагрузочной характеристикой оконечного каскада называется зависимость
полезной мощности Ри от сопротивления нагрузки 7?н. Из (23), (24) сле-
дует, что уменьшение сопротивления нагрузки приводит к увеличению полез-
ной мощности. Но при выводе этого соотношения не учитывалось изменение
выходных характеристик 1*к(и^э) транзисторов оконечного каскада при из-
менении сопротивления нагрузки. Обратимся к рис. 14. При уменьшении со-
противления нагрузки рн нагрузочная прямая DG поворачивается вправо во-
круг точки G. В пределе при Рн=0 нагрузочная прямая принимает вертикаль-
ное направление. Если максимальное значение управляющего базового тока
постоянно (например, /Б=200 мА), то при уменьшении 7?н нагрузочная пря-
мая пересекается с характеристикой 1Б =200 мА. Очевидно, что при умень-
шении сопротивления нагрузки 7?н и переходе на участок характеристики с
меньшей крутизной будет несколько увеличиваться амплитуда импульса кол-
лекторного тока /к max и резко уменьшается амплитуда напряжения на на-
грузке (/Нтах. Поскольку при 7?н = 0 амплитуда t/Hmax = 0, то и полезная мощ-
ность равна нулю. Следовательно, при изменении сопротивления нагрузки /?в
от нуля до очень больших значений полезная мощность, отдаваемая оконечным
каскадом, будет максимальной Рнтах. Соответствующее сопротивление на-
грузки называется оптимальным и обозначается Рн.опт.
Вид нагрузочной характеристики Ри(Рн) определяется выходными харак-
теристиками /к(икэ) транзистора оконечного каскада. В настоящее время на
практике используется большое число различных мощных транзисторов (ем^
табл. Ш.6.). Их характеристики могут аппроксимироваться различным обра-
зом. На рис. 17 в левой колонке приведены различные способы аппроксима-
ции выходных характеристик мощных транзисторов, а в правой — соответст-
вующие нагрузочные характеристики. В табл. 3 приведены формулы для ап-
проксимации выходных характеристик транзисторов и формулы, определяющие
нагрузочные характеристики, т. е. зависимости полезной мощности Рн от со-
противления нагрузки Рн. В этой же таблице даны значения оптимального со-
противления нагрузки Рн.опт и максимума полезной мощности РНшах.
На рис. 17,а изображена линейная выходная характеристика транзистора
с крутизной G. Такая характеристика может быть только у очень мощных
транзисторов. Для линейной выходной характеристики в соответствии с
20
(33).
рис. 17,а имеем два уравнения, связывающие амплитуду напряжения на на-
грузке t/втах, амплитуду импульса коллекторного тока /к шах, крутизну ха-
рактеристики транзистора G и сопротивление нагрузки RB'-
'к max = ° (°’5 E~UK max): /к ша1 = U* mai/7?H.
Из уравнений (33) находим амплитуду
{/Ктах = £0/?н/2(1+0/?я)-
Подставляя (34) в (22), получаем
С/?н
я~ 8 (14-О/?в)2*
(34)
(35>
Эта формула и приведена в первой строке табл. 3. Зависимость (35) дей-
ствительно является нагрузочной характеристикой, так как в ее правой части*
все параметра постоянны, за исключением сопротивления нагрузки. Находя.;
Рис. 17. Линейная (а), постоянная (б), линейно-постоянная (в), полигональная*
(а), параболическая (д) выходные характеристики транзисторов и соответству-
ющие нагрузочные характеристики оконечного каскада
21
Таблица 3. Нагрузочные характеристики оконечного каскада
Характеристика транзистора (на рис. 17) Формула
Аппроксимации характеристики транзистора Ян.ОПТ р н max
Линейная (17,а) ‘k = G“K9 E2G GRn 8 (1 + G/?H)2 1/G £2G/32
Постоянная (17,6) ik — Ivl max На I участке /2к тахЕн/2 На II участке Е2/&/?н Е/2/К max Е/к тах/4
Линейно-постоянная (17,в) На I участке гк=/ктах при “кэ На II участке /к = С«Кэ На I участке /2к n&xRvlZ На II участке E2G GRy 8 (1+ОЯн)2 (Е—2Екр)/2/к max (Е—2Екр) /к тах/4
Полигональная (17,г) На I участке /к = 7ктах + + //(ц^э —ЕкР) На II участке 1к=6иКЭ На I участке |7ктах+Я(0,5Е— -5кр)]2Ян/2(1+едн)2 На II участке £2G27?H/8(1+ + G/?„)2 1/Н ИЛИ (Е— —2Екр)/2/*К max 7К max (Е—2Екр) /4
Параболическая (17,6) f К = /к шах—4/К max/E2 X X (^кэ—0,5Е)2 — X 128 4 max x ]/"1 +16 /к£™ах R* — — И2 "|/~ЗЕ/4/К max Е/ктах/бД/ 3
♦ Выбирают меньше.
максимум правой части (35), видим, что /?н.опт = 1/6, т. е. оптимальная на-
грузка соответствует одинаковым встречным наклонам характеристики транзи-
стора и нагрузочной прямой. Соответственно максимум полезной мощности бу-
дет £2G/32. При больших сопротивлениях нагрузки, когда полезная
мощность (35) изменяется по гиперболическому закону
Рн = £2/8/?н. (36)
что совпадает с (24). Отметим, что общий характер этого соотношения под-
тверждается формулами табл. 3 для полезной мощности при больших RB.
В табл. 3 приведены формулы для аппроксимации каждой характеристи-
ки, причем Я —крутизна характеристики рис. 17,г на I участке. В формулах
аппроксимации полагается Так же как и для линейной характеристи-
ки, для остальных найдены выражения для оптимальных сопротивлений на-
грузки и максимумы полезной мощности.
Нагрузочные характеристики для рассмотренных случаев аппроксимации
приведены на рис. 18. При построении характеристик предполагалось, что
G, /к max, £кр одинаковы. Наибольшую мощность будут обеспечивать транзи-
сторы с линейной и постоянной характеристиками. Отметим также, что для
названных характеристик спад полезной мощности при увеличении сопротив-
ления нагрузки относительно ₽н.Опт более резкий, чем для других. При боль-
ших Рн все характеристики асимптотически стремятся к гиперболе E2/8RB (36).
Рис. 18. Идеальные нагрузочные характери-
стики оконечного каскада
Нагрузочные характеристики реальных зарубежных усилителей приведены
на рис. 19. Точками обозначены значения полезной мощности RB при 4; 8;
16 Ом, приводимые в паспортных данных указанных усилителей. Между этими
точками проведены аппроксимирующие кривые. Можно выделить три типа кри-
вых. Первый тип —кривые для Рн>70 Вт. Для них отношение Рн(4Ом)/
Рн(8 Ом) «1,5. По-видимому, в усилителях этого типа транзисторы обладают
характеристиками, изображенными на рис. 17,а или б. Второй тип — кривые
для Рн<70 Вт. Для них указанное соотношение равно примерно 1,2. В уси-
2Э
жителях этого типа транзисторы обладают характеристиками, изображенными на
рис. 17, в и г. И, наконец, третий тип, единственным представителем которого
является усилитель RC-120, имеет ярко выраженный, но все же «тупой», мак-
симум Ритах при Рн = 8 Ом. По-ВИДИ-
мому, в усилителе этого типа исполь-
зуются транзисторы с полигональной
характеристикой, изображенной на
рис. 17,г.
При снятии нагрузочных характе-
ристик необходимо внимательно следить
за тем, чтобы при малых сопротивлени-
ях нагрузки не была превышена макси-
мально допустимая мощность рассеяния
на коллекторах транзисторов оконеч-
ного каскада во избежание выхода их
из строя.
Рис. 19. Нагрузочные характеристи-
ки реальных усилителей
6. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
В настоящее время известно большое число различных БТУ. Они разли-
чаются входными, предоконечными и оконечными каскадами. Если пренебречь
несущественными особенностями, то каскады БТУ можно классифицировать сле-
дующим образом (в скобках число транзисторов в каскаде).
Входной каскад: простой (1); дифференциальный (2); дифференциальный с
транзисторным источником тока (3).
Предоконечный каскад: простой (1); простой с транзисторным источником
гока (2); дифференциальный с двойным транзисторным источником тока (4);
двойной дифференциальный (7).
Оконечный каскад: комплементарный (2); составной комплементарный (4
транзистора; мощные выходные транзисторы — комплементарные); составной
квазикомплементарный (4 транзистора; мощные выходные транзисторы обладают
одинаковой проводимостью); на полевых транзисторах.
Число транзисторов в оконечном каскаде может быть и больше четырех. На-
пример, в ряде усилителей используют не составные пары, а составные трой-
ски и даже четверки. Соответственно число транзисторов в оконечном каскаде бу-
дет равно 6 и 8.
Как следует из классификации каскадов, число транзисторов однозначно оп-
ределяет вид каскада. Поэтому тип усилителя можно характеризовать, указав
последовательно число транзисторов покаскадно. Для того чтобы дополнительно
подчеркнуть проводимость мощных транзисторов оконечного каскада, целесооб-
разно ввести обозначения: С — составной комплементарный, Q—»составной ква-
24
зикомплементарный, F — на полевых транзисторах. При этом комплементарный
оконечный каскад не имеет буквенного обозначения. Например, последователь-
ность 3-2-4 означает, что усилитель имеет дифференциальный входной каскад
с транзисторным источником тока, простой предоконечный каскад с транзистор-
ным источником тока, составной комплементарный каскад на четырех транзи-
сторах.
Следует отметить, что реальный усилитель может иметь большее число тран-
зисторов, поскольку в усилителе имеются цепи стабилизации тока покоя око-
нечного каскада, цепи защиты и т. п. Но эти цепи не определяют принципи-
альных свойств усилителей и поэтому в данной главе не рассматриваются.
Необходимо иметь в виду, что реальные усилители содержат определенные
комбинации входного, предоконечного и оконечного каскадов. Перечень типо-
вых усилителей приведен в табл. 4.
Таблица 4. Типовые БТУ
Тип усилителя (номер рисунка) Характеристика каскадов
входного предоконечного оконечного
1-1-2 (20) Простой Простой Комплементарный
1-1-4С (21) Простой Простой Составной компле- ментарный Составной квазиком- плементарный Комплементарный
1-1-4Q (22) Простой Простой
2-1-2 (23) Дифференциала ный Простой
2-4-4Q (24) Дифференциаль- ный Дифференциальный с двойным транзистор- ным источником тока Составной квазиком- плементарный
3-2-4Q (25) Дифференциаль- ный с транзистор- ным источником тока Простой с источником тока Составной квазиком- плементарный
3-7-4С (26) Дифференциаль- ный с транзистор- ным источником тока Двойной дифференци- альный Составной компле- ментарный
2-3-2F (27) Дифференциаль- ный Дифференциальный с транзисторным источ- ником тока На полевых транзи- сторах
Принципиальная схема усилителя 1-1-2 с комплементарными транзистора-
ми в оконечном каскаде показана на рис. 20. Он является наиболее простым
и в то же время высококачественным (при условии, что используются хорошие
транзисторы). Это наиболее распространенный тип БТУ. Для простоты его на-
зывают усилителем на комплементарных транзисторах. Обладая высокими ха-
рактеристиками, он служит основой для построения более сложных БТУ в тех
случаях, когда необходимо иметь большую мощность при малом уровне иска-
жений.
Комплементарный усилитель или усилитель 1-1-2 выполнен на четырех тран-
зисторах и состоит из простого входного каскада V/, простого предоконечного
25
каскада V2 и оконечного каскадов V3, V4. Входной сигнал через разделитель-
ный конденсатор С1 поступает на базу транзистора VI. Напряжение смещения
на базу этого транзистора (точка В1) подается с помощью делителя из ре-
зисторов R1 и (R2+R3), причем цепочка из конденсатора С2 и резистора R3
служит развязывающим фильтром. Нагрузкой транзистора VI является парал-
лельное соединение резистора R4 и базовой цепи следующего транзистора V2.
В эмиттерной цепи транзистора VI последовательно включены резистор R5 и
конденсатор СЗ. Для переменного тока в рабочей полосе частот сопротивление
конденсатора СЗ можно считать равным нулю. Поэтому по переменному току
нижний конец резистора R5 имеет нулевой потенциал. Кроме того, через этот
резистор осуществляется местная отрицательная обратная связь (ООС). По-
стоянная составляющая тока эмиттера проходит через резистор R6, а затем
через резистор R10 и транзистор V4. Через резистор R6 осуществляется ООС
по постоянному току, необходимая для стабилизации напряжения покоя око-
нечных транзисторов в точке М. Напряжение в этой точке должно равнять-
ся Е/2. Через цепочку R6R5C3 осуществляется также общая ООС по пере-
менному току, необходимая для стабилизации коэффициента усиления всего
усилителя и для уменьшения нелинейных искажений и интермодуляционных
помех.
Рис. 20. Схема усилителя 1-1-2
Рис. 21. Схема усилителя 1-1-4С
Полезный сигнал с коллектора транзистора VI поступает на базу транзи-
стора V2 (точка В2). Следует отметить, что транзистор VI практически не
усиливает сигнал, а транзистор V2 обеспечивает усиление, что будет подробно
рассмотрено в дальнейшем. Усиленный сигнал с коллектора транзистора V2 по-
ступает на базы транзисторов V3 и V4 оконечного каскада. Нагрузкой транзи-
стора V2 являются базовые цепи транзисторов V3 и V4, параллельно которым
подключена цепь из диода V5 и резисторов R7, R8 и Ra. Цепь из диода V5
и резистора R7 необходима для создания постоянного смещения на базах око-
нечных транзисторов V3, V4 (точки ВЗ, В4) и для стабилизации тока покоя
оконечных транзисторов.
Резистор R8 создает положительную обратную связь (ПОС). Он необхо-
дим для увеличения амплитуды управляющего сигнала на входе оконечного
каскада и выравнивания переменных напряжений в точках ВЗ, В4.
Оконечный каскад собран на комплементарных транзисторах V3 и V4.
Возбуждение обоих транзисторов синфазное. Резисторы R9, R10 являются це-
26
пями эмиттерной стабилизации. Значение сопротивлений резисторов R9, R10
обычно мало, поэтому коэффициент эмиттерной стабилизации также невелик.
Вместе с тем резисторы R9, R10 создают местную ООС, что позволяет не-
сколько снизить требования к идентичности параметров транзисторов V3 и V4.
Оба транзистора включены по схеме ОК, т. е. являются эмиттерными повто-
рителями. Резистор RH является нагрузкой. Связь между оконечным каскадом и
нагрузкой емкостная через конденсатор С4. Конденсатор С5 является сглажи-
вающим и предназначен для уменьшения уровня фона, поступающего от источ-
ника питания с напряжением Е.
Необходимо отметить, что на схеме рис. 20 не показаны элементы, не-
обходимые для устранения возбуждения паразитных колебаний на высоких ча-
стотах. В последующих схемах эти элементы и схемы защиты также будут опу-
щены. Полные принципиальные схемы ряда реальных усилителей мощности при-
ведены в гл. 21.
Принципиальная схема усилителя 1-1-4С представлена на рис. 21. Отличие
данной схемы от схемы рис. 20 только в том, что в оконечном каскаде ис-
пользуются составные транзисторы V3, V5 и V4, V6. Резисторы RU, R12 слу-
жат для обеспечения смещения на базах транзисторов V5, V6 и для повыше-
ния стабильности из-за местной ОСС. Составные транзисторы включены по схе-
ме ОЭ-ОК. Известно, что составной транзистор можно заменить одним эквива-
лентным транзистором с новыми параметрами. Этот вопрос будет рассмотрен
более подробно в дальнейшем. Здесь же отметим, что эквивалентный транзи-
стор имеет проводимость и расположение электродов такое же, как и у пер-
вого составного транзистора. Поэтому, если заменить составные транзисторы
эквивалентными и присоединить их к точкам ВЗ, В4, М, к корпусу и к плюсо-
вому выводу источника питания, то схема рис. 21 преобразуется в схему
рис. 20. Следовательно, расчет обеих схем можно вести по одинаковой мето-
дике, имея в виду, что в случае составных транзисторов надо использовать па-
раметры эквивалентного транзистора.
Усилитель 1-1-4С используется, когда необходимо получить большую мощ-
ность, чем может обеспечить усилитель на
рис. 20). Когда нельзя подобрать компле-
ментарные транзисторы на еще большую
мощность, в оконечном каскаде используют
мощные транзисторы с одинаковой прово-
димостью. При этом составные транзисторы
являются квазикомплементарными.
Принципиальная схема усилителя
1-1-4Q на составных квазикомплементар-
ных транзисторах приведена на рис. 22.
Первое его отличие от схемы рис. 21
заключается в том, что мощные тран-
зисторы V5, V6 имеют одинаковую про-
водимость. Это транзисторы п-р-п, в
качестве которых обычно используются
мощные кремниевые транзисторы. Второе отличие сводится к тому, что состав-
ные транзисторы в верхнем и нижнем плечах рис. 22 построены по разным схе-
мам. Верхний составной транзистор (транзисторы V3, V5) построен по схеме
ОК-ОК, а нижний составной транзистор (транзисторы V4, V6) — по схеме
комплементарных транзисторах (см.
Рис. 22. Схема усилителя 1-1-4Q
27
ЮЭ-ОК. Как будет показано в дальнейшем, разница между параметрами экви-
валентных транзисторов незначительна. Поэтому методика расчета схемы рис. 22
совпадает с методикой расчета схемы рис. 21 и, следовательно, с методикой
/расчета схемы рис. 20.
Отметим, что в схемах рис. 20... 22 иногда присоединяют к корпусу поло-
жительный вывод источника питания. При этом схемы остаются прежними, но
изображаются «перевернутыми зеркально» относительно центральной линии AM.
Принципиальная схема усилителя 2-1-2 представлена на рис. 23. Дифферен-
циальный входной каскад выполнен на транзисторах V/, V2, предоконечный
Рис. 23. Схема усилите-
ля 2-1-2
каскад — на транзисторе V3, оконечный каскад — на комплементарных транзи-
сторах V5, V6. Цепь V4R10R11 предназначена для постоянного смещения на
базах транзисторов оконечного каскада V5, V6 (точки ВЗ, В4) и для стаби-
лизации тока покоя этих транзисторов. Полезный сигнал со входа (точка В1)
поступает на транзистор VI, а затем с коллекторного резистора R3 (точка В2)
поступает на транзистор V3 предоконечного каскада. Усиленный сигнал с кол-
лекторной цепи транзистора V3 поступает на базы оконечных транзисторов
V5, V6 (точки ВЗ, В4). Оконечные транзисторы — комплементарные и вклю-
чены по схеме ОК. Нагрузка Rn через резисторы R12, R13 подключена к эмит-
терам оконечных транзисторов. Резисторы R12, R13 обеспечивают относительно
небольшую эмиттерную стабилизацию оконечного каскада и соответствуют сим-
метричности плеч из-за местной ООС. Точка М должна иметь нулевой потен-
циал по постоянному току, так как усилитель питается от источника с
тремя выводами: +EI2 О, —Е]2. Вывод О имеет нулевой потенциал и при-
соединяется к общему проводу (корпусу). Необходимая для стабилизации на-
пряжения покоя оконечных транзисторов в точке М ООС по постоянному току
•подается через делитель R6, R5 в точку А — базу транзистора V2. Транзистор
V2 необходим для увеличения развязки цепи входа и цели ООС *. Транзисто-
* Развязка между входом усилителя и цепью ООС необходима для устра-
нения взаимного влияния этих цепей друг на друга, а также для получения
возможности независимого выбора параметров цепей входа и ООС.
28
ры VI, V2 имеют общее эмиттерное сопротивление R4. Поэтому сигнал обрат-
ной связи поступает через R4 в транзистор VI, затем выделяется в коллектор-
ном резисторе R3 и поступает на транзистор V2, после чего в оконечные тран-
зисторы V5, V6. Через делитель R6, R5 осуществляется также ООС по пере-
менному току, необходимая для стабилизации коэффициента усиления всего уси-
лителя и для уменьшения искажений. Через конденсатор С4 и делитель R8, R9
в коллекторную цепь транзистора V3 вводится ПОС, необходимая для увели-
чения амплитуды управляющего сигнала на входе оконечного транзистора.
Сравним схемы, изображенные на рис. 20 и 23. Между ними имеются не-
которые отличия, которые не вносят принципиальных отличий. Во-первых, тран-
зистор V2 на схеме рис. 23 является эмиттерным повторителем, т. е. по сути
дела напряжение ООС поступает в коллекторную цепь транзистора так же, как
и в схеме на рис. 20. Во-вторых, схема рис. 23 является зеркальным отобра-
жением схемы рис. 20 относительно середины (линии ДМ). В-третьих, питание
в схеме рис. 20 осуществляется от источника с двумя выводами, а в схеме
рис. 23 — от источника с тремя выводами (со средней точкой). Поскольку эти
отличия не являются принципиальными, то расчет схемы рис. 23 можно прово-
дить аналогично расчету схемы рис. 20 с добавлением дифференциального вход-
ного каскада.
Принципиальная схема усилителя 2-4-4Q (рис. 24), состоящего из дифферен-
циального входного каскада на транзисторах VI, V2, дифференциального пред-
оконечного каскада на транзисторах V3, V4 с источником тока на транзисторах
Рис. 24. Схема усилителя 2-4-4Q
V5, V6 и оконечного каскада на составных квазикомплементарных транзисторах
V8, V10 и V9, VII. Транзистор VI совместно с резистором R14 служит для
создания постоянного смещения на базах оконечных составных транзисторов
(точки ВЗ, В4) и для стабилизации тока покоя оконечных транзисторов. По-
лезный сигнал проходит от входа (точка В1) через транзистор VI, с коллек-
тора которого (точка В2) он поступает на базу транзистора предоконечного
каскада V4. Усиленный сигнал с коллектора транзистора V4 поступает на базы
составных оконечных транзисторов (точки ВЗ, В4), усиливается по мощности
и выделяется в нагрузке /?я. В схеме имеется также вспомогательная цепь про-
29
хождения полезного сигнала. Из эмиттерной цепи транзистора VI через рези-
стор связи R5 полезный сигнал поступает на базу транзистора V2 (точка Л)
и с коллектора этого транзистора поступает на базу транзистора V3 (точка
В2'). Коллекторный ток транзистора V3 проходит через транзистор V5 и по-
ступает в транзистор V6, который включен в коллекторную цепь транзистора V4.
Транзисторы V5, V6 являются источниками тока. Их соединение называется
«токовым зеркалом». Вспомогательная цепь из транзисторов V2, V3, V5, V6 не-
Рис. 25. Схема усилителя 3-2-4Q
обходима для повышения стабильности работы предоконечного каскада. Через
делитель RIO, R9 ООС подается с точки М в точку А так же, как и <в схеме,
представленной на рис. 23.
Принципиальная схема усилителя 3-2-4Q (рис. 26) состоит из входного диф-
ференциального каскада на транзисторах Vlf V2 с источником тока на тран-
зисторе V3 предоконечного каскада на транзисторе V4 с источником тока на
транзисторе V5 и оконечного каскада на составных квазикомплементарных тран-
зисторах V7, V9 и V8, V10. Транзистор V6 служит для создания напряжения
смещения на базах транзисторов оконечного каскада и для ста-
билизации тока покоя этих транзисторов. Наличие источников тока на тран-
зисторах V3, V5 повышает стабильность работы входного и предоконечного кас-
кадов, но не меняет принципа работы усилителя. Поэтому усилитель 3-2-4Q
(рис. 25) рассчитывается аналогично усилителю 2-1-2 (см. рис. 23), а послед-
ний— аналогично усилителю 1-1-2 (см. рис. 20).
Принципиальная схема усилителя 3-7-4С приведена на рис. 2б. Входной
дифференциальный каскад выполнен на транзисторах с источником тока на
транзисторе V3. Предоконечный каскад состоит из двух дифференциальных кас-
кадов: первый — на транзисторах V4, V5 с источником тока на транзисторе V5
и второй — на транзисторах V7, V8 с «токовым зеркалом» на V9, V10.
Оконечный каскад собран на составных комплементарных транзисторах V12,
V14 и V13, V15. Транзистор VII и резисторы R27, R28, R29, R31, R32 служат
30
для создания напряжения смещения на базах транзисторов оконечного каскада
и для стабилизации тока покоя оконечных транзисторов. Снимается ООС по
переменному и постоянному току с делителя R38, R39 и через R11 подается
на базу транзистора VI. На нижних ПОС частотах снимается с R41 и через
резисторы R42, R13, R14 подается на вход транзистора V2. Элементы С3\ R10
и С4\ R17 и С6\ С8\ R37 и С9\ L1 и R40 служат для стабилизации работы
усилителя и для подавления паразитных колебаний на высоких частотах. Ста-
Рис. 27. Схема усилителя 2-3-2F
31
билитроны V16, V17, V19 и диод V18 служат для стабилизации питающих на-
пряжений. В отличие от всех предыдущих схем на рис. 26 изображены и не-
обходимые элементы, которые не являются принципиальными с точки зрения
работы по переменному и постоянному току, но без которых работа усили-
теля не будет устойчива. Схему усилителя 3-7-4С, так же как и предыдущие,
можно свести к базовой схеме 1-1-2 (см. рис. 20).
Принципиальная схема усилителя 2-3-2F с мощными полевыми транзистора-
ми на выходе показана на рис. 27. Входной дифференциальный каскад выпол-
нен на транзисторах VI, V2. Предоконечный дифференциальный каскад выпол-
нен на транзисторах V3t V4 с источником тока на транзисторе V5. Оконечный
каскад выполнен на мощных полевых транзисторах V6, V7. Цепочка
R12R13V8V9V10V11 служит для создания смещения на затворах полевых тран-
зисторов оконечного каскада и для стабилизации тока покоя оконечного каскада.
ООС через делитель R7, R6 подается на базу транзистора V2. В целом принцип
работы данного усилителя не отличается от принципа работы ранее рассмотрен-
ных усилителей. Поэтому расчет БТУ с мощными полевыми транзисторами в
оконечном каскаде также можно свести к расчету усилителя 1-1-2 с учетом от-
личия параметров мощных полевых и биполярных транзисторов.
7. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРОВ
При проведении расчетов удобно заменять транзистор его эквивалентной
схемой. Рассмотрим эквивалентные схемы некоторых биполярных транзисторов.
Полная эквивалентная схема биполярного транзистора для переменного
тока [27] при включении транзистора по схеме ОЭ показана на рис. 28.
Напряжения иВх и пВых действуют на входе и выходе. На схеме обозна-
чены токи базы /в, эмиттера 1*э, коллектора и указаны их направления.
Внутренние сопротивления транзистора: базовое
Гб, эмиттерное гэ и пересчитанное сопротивление
коллектора г*к. Внутренние емкости эмиттера Сэ
и коллектора С*к. Значения сопротивлений и ем-
костей определяются по известным соотношениям
[27]. Усилительные свойства транзистора харак-
теризуются генератором тока hn9iБ, где Л21э —
коэффициент передачи тока в схеме ОЭ. Напом-
ним, что проводимость генератора тока равна ну-
лю 4. Отметим, что в дальнейшем все расчеты бу-
дут проводиться для области средних частот. В
этой области емкости С8 и С*к не оказывают влия-
1 Здесь и далее широко используются так называемые малосигнальные па-
раметры транзисторов, которые хорошо характеризуют работу последних при
приращениях токов и напряжений. Эти параметры обычно приводятся в спра-
вочной литературе. Использование малосигнальных параметров позволяет на
практике достаточно точно расчитывать такие параметры усилителя, как коэф-
фициент усиления, входное сопротивление, коэффициенты гармоник. Вместе с
тем надо иметь ввиду, что при больших сигналах (в мощных каскадах) пара-
метры транзисторов зависят от значения тока коллектора (например, коэффи-
циент передачи тока плавно уменьшается с ростом тока коллектора). Но по-
скольку транзисторы обладают большим разбросом по параметрам, такой учет,
как правило, не обеспечит точных результатов. Поэтому использование мало-
сигнальных параметров оправдано и в мощных усилителях.
32
Рис. 28. Эквивалентная схе-
ма биполярного транзистора
ния на работу транзистора, и поэтому их можно исключить из эквивалентной схе-
мы. Сопротивление коллектора г*к и генератор ЭДС цэк«вых обусловливают об-
ратную реакцию напряжения на выходе (между коллектором и эмиттером) на
входную цепь. Глубина внутренней обратной связи через г*к определяется отно-
шением Гэ!г*к. Обычно г*к>г0, и поэтому для упрощения расчетов сопротивление
г*к не учитывают, так как оно дает малые поправки. Имеет место и неравенство
Цэк^вых<С/э гэ. Поэтому ЭДС ИэкМвых также пренебрегают. Отметим также, что в
справочниках по транзисторам, предназначенным для усилителей мощности,
эти параметры не приводятся.
В результате сделанных предположений эквивалентная схема биполярного
транзистора в области средних частот имеет вид, изображенный на рис. 29,а.
Ток коллектора
— ^21 э (37)
а ток эмиттера
Рис. 29. Эквивалентные схемы биполярного транзистора в области средних ча-
стот (а), схемы с общим эмиттером (б) и схемы с общим коллектором (в)
Проиллюстрируем применение эквивалентной схемы рис. 29,а для расчета
основных параметров усилителя на транзисторе, включенного по схеме ОЭ
для области средних частот (рис. 29,6). Присоединим нагрузку 7?н и источник
сигнала в виде генератора тока так, как это показано на рис. 29,6. Напряже-
ние на входе
ивх — *Б гб + гэ • (39)
Коллекторная цепь не влияет на входную, так как источник тока представляет
собою разрыв цепи. Подставляя в (39) ток эмиттера (38), получаем
wbx == кб + (^21 э + 1) гэ] = %вх (40)
где входное сопротивление транзистора
^ВХ = Гб + (^21 + 1) Г9* (41)
Напряжение на выходе
Ивых = Ян == Ян ^21 э (42)
Коэффициент усиления напряжения
К = явых/(43)
Подставляя (40), (42) в (43), находим
К = Agi э 7?н/^вх‘ (44)
2—69 33
Коэффициент усиления прямо пропорционален коэффициенту передачи ток^
К<=1кЛ’Б =^21э и отношению сопротивлений Rh/Rbx. Коэффициент усиления мощ-
ности
Кр—К Ki — ^2i9/?h/^bx- (45)
На рис. 2\в представлена эквивалентная схема каскада с включением
транзистора по схеме ОК — эмиттерного повторителя. Точно таким же мето-
дом, как и для схемы рис. 29,0, находим:
коэффициент передачи тока
^-Л21э+1:
(46)
входное сопротивление
Явх = Гб + (^219 4“ 1) (г9 + /?н);
коэффициент передачи напряжения
/<=(*213+1)-^ = ( 1 +-jf-+(/i _L И D ) ’
AflX \ Аа ^иТЧАН/
Обычно rd^Rn и Гб<^Л21э/?н. Коэффициент передачи напряжения
Коэффициент усиления мощности
KP = KKi^h219. (49)
В дальнейшем для анализа отдельных каскадов БТУ используют эквива-
лентные схемы, изображенные на рис. 29,6, в. Некоторые параметры этих схем
приведены в табл. 5.
(47)
(48)
Таблица 5. Формулы определения параметров схем ОЭ и ОК
к
«i
Я»
кцэЛя/Лвх^-Кн/Г э
Схема
hzta I
Схема
^2ie+ 1 ^hzia
ОЭ
Л221э/?н//?вх5!!5
ок
I Гб+(^21э4-1)^Э
Rh
Гб
-1
(AW.+ l)tfj
& 1
v+f4
\ АН
4--------
(^21 а+0^н
X (&21 э+ 1) ^21 Э
Гб+ (^21эЧ“ 1) X
Х (гэ + ^н) 5=5=5
-1
Примечание. Формулы соответствуют следующим условиям: для схемы ОЭ Л219^>1;
Л21вгэ>гб: для схемы °К h2i3>'> h213r3^>r6> рн>гэ-
Полевой транзистор имеет полную эквивалентную схему, представленную
па рис. 30. Клеммы транзистора означают: з—затвор, «-—исток, с—сток. Усили-
тельные свойства полевого транзистора определяются генератором тока Sti3T, где
S—крутизна транзистора или коэффициент передачи напряжения затвора в
84
ток стока. Приведенные на рис. 30 внутренние сопротивления и конденсаторы
имеют различные значения в зависимости от типа полевого транзистора и его
мощности.
Например, мощные полевые транзисторы, используемые в усилителе с
выходной мощностью 100 Вт [28], имеют эквивалентную схему, приведенную
на рис. 31,а, с параметрами г3=65 Ом,
Сз.ж = 600 пФ, Сз.с“30 пФ, Сс.и =
= 100 пФ, Гс.ж = Ю0 Ом, S=1 A/В. На
средних частотах можно пренебречь
емкостями. В этом случае эквивалент-
ная схема принимает иной вид (рис. 31,6).
Входная и выходная цепи разделены,
выходная не оказывает влияния на
входную. Входное сопротивление комп-
лексно:
^вх == + V] ®С9 и. (50)
Рис. 30. Эквивалентная схема поле-
вого транзистора
Однако для точного расчета нагрузки предыдущего каскада на верхних
частотах (для расчета мощности этого каскада) необходимо учитывать полное
входное сопротивление в соответствии с эквивалентной схемой рис. 31,а.
Рис. 31. Эквивалентная схема мощного полевого транзистора (а) и его вход-
ной и выходной цепей (6)
Коэффициент усиления напряжения в схеме с общим истоком (ОИ) мож-
но найти, подключив нагрузку 7?н параллельно гс.и на выходной части схемы
рис. 31,6. В результате
/С = 5/?н^с.и/(^н+ /’с.и). (51)
Так как в мощных УНЧ /?н<гс и, то коэффициент усиления напряжения
K^SRH. (52)
Для схемы с общим стоком (ОС)
К==$М1+($ + Си)>нЬ (53)
При 5»1/гс.ж
К ~5Ян/(1 +5₽н), (54)
а при коэффициент К«1.
Расчет остальных параметров усилительного каскада на полевом транзисто-
ре следует вести в соответствии с эквивалентными схемами рис. 30 и 31 с
учетом значений параметров используемых транзисторов.
2*
35
8. СОСТАВНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Составные транзисторы широко используются в БТУ (см. рис. 21, 22, 24. 25,
26). Эти транзисторы выполняются в виде двоек, троек и четверок, но в основ-
ном используются двойки и тройки.
Схемы соединений двух транзисторов показаны на рис. 32. Проводимость
составного транзистора определяется первым транзистором (входным).
Рис. 32. Составные транзисторы (двойки), построенные по схемам ОЭ-ОК (а, б)
и ОК-ОК (в, г)
Составной транзистор можно заменить эквивалентным. На рис. 32 буквами
Б, Э и К отмечены база, эмиттер и коллектор эквивалентного транзистора
(ниже будут определены его параметры).
На рис. 33 представлены четыре принципиальные схемы включения состав-
ного транзистора ОЭ-ОК в оконечный каскад усилителя мощности для пита-
ния как от положительного Е/2У так и от отрицательного —Е/2 полюса источ-
ника.
Рис. 33. Разновидности схем включения составного транзистора ОЭ-ОК в око-
нечный каскад БТУ
На схеме рис. 33,а резистор R1 и конденсатор С1 являются цепью эмиттер-
ной стабилизации транзистора VI. Резистор R2 совместно с базовой цепью
транзистора V2 является нагрузкой транзистора VI. Резистор R3 и конденсатор
С2 являются цепью эмиттерной стабилизации транзистора V2. Нагрузка состав-
ного транзистора Rn является нагрузкой усилителя и включена между средней
36
точкой М и корпусом. Отметим, что в БТУ конденсаторы С/, С2 обычно не
используются (см. рис. 33, в,г). Схема рис. 33,6 аналогична схеме рис. 33,а,
за исключением полярности источника питания. Схемы, приведенные на рис.
ЗЗ.в.г, имеют лишь коллекторный резистор R1 и эмиттерный резистор R2 (по-
следний обеспечивает эмиттерную стабилизацию составного транзистора в
целом). Схема, представленная на рис. 33,г, аналогична схеме рис. 33,0.
На рис. 34 приведены принципиальные схемы включения составного тран-
зистора ОК-ОК в оконечный каскад усилителя мощности. На рис. 34,а,б даны
схемы, в которых резисторы R1 и R2 являются цепями эмиттерной стабилизации
транзистора VI и V2 соответственно. На рис. 34,0,г даны схемы, в которых
в качестве цепи эмиттерной стабилизации составного транзистора используется
резистор R2.
Рис. 34. Разновидности схем включения составного транзистора ОК-ОК в око-
нечный каскад БТУ
В БТУ могут использоваться любые пары составных транзисторов при ус-
ловии, что они имеют разные проводимости или питаются от источников на-
пряжения различной полярности. Выбор пар в основном определяется послед-
ними (выходными) транзисторами, так как они могут быть либо комплемен-
тарными, либо с одинаковой проводимостью (мощные кремниевые транзисторы
имеют проводимость типа п-р-п).
На рис. 35 изображены два составных транзистора, представляющих сое-
динение трех транзисторов. Буквами Б, Э и К отмечены база, эмиттер и кол-
лектор эквивалентного транзистора. Принципиально могут быть работоспособны-
ми и другие комбинации троек, но на практике нашли применение только
представленные на рис. 35, что определяется проводимостями выходных тран-
зисторов V3 (п-р-п). Включение составного транзистора в оконечный каскад
БТУ по схеме ОЭ-ОК-ОК показано на рис. 36, а по схеме ОК-ОК-ОК — на
рис. 37. Резисторы Rl, R2 совместно с цепями последующих транзисторов яв-
ляются нагрузками транзисторов VI, V2, а резистор R3 служит для эмиттер-
ной стабилизации составного транзистора.
Для определения параметров составного транзистора необходимо заменить
транзисторы, входящие в составной транзистор, их эквивалентными схемами
и, используя общие законы электротехники, выразить напряжение и ток на вы-
ходе составного транзистора через напряжение и ток на его входе. При исполь-
37
зойании эквивалентной схемы биполярного транзистора (см. рис. 29,а) были со-
ставлены эквивалентные схемы составных транзисторов (рис. 38... 41), а их
параметры сведены в табл. 6.
В табл. 6 через hz\ Э1 и A2i 32 обозначены коэффициенты передачи тока
транзисторов VI и V2 соответственно. Если параметр 6<С1, R2<g.Rat
Рис. 36. Схема
включения состав-
ного транзисто-
ра ОЭ-ОК-ОК в
оконечный кас-
кад БТУ
Рис. 37. Схема
включения состав-
ного транзистора
ОК-ОК-ОК в око-
нечный каскад
БТУ
Рис. 35. Составные транзисторы
(тройки), построенные по схемам
ОЭ-ОК-ОК (а) и ОК-ОК-ОК (б)
Гви и г'вх1СЛ21 экв/?н, то точные выражения заменены приближенными. При-
ближенные формулы совпадают для обеих схем, поэтому:
коэффициент усиления напряжения
(55)
коэффициент усиления тока
Aj = ^21 ЭКВ ~Т*21 Э 1 ^21 Э 2*> (56)
коэффициент усиления мощности
Кр « &21 Э 1 ^21 В 2» (57)
входное сопротивление
/?вх ^21 Э 1 ^21 Э 2 (58)
В табл. 7 приведены параметры составных транзисторов ОЭ-ОК-ОК и
ОК-ОК-ОК. Коэффициенты передачи тока транзисторов VI, V2, V3 равны
^21э1, ^21э2, й21эз. В табл. 7 даны точные и приближенные формулы, полученные
при тех же условиях, что и в табл. 6. Приближенные формулы совпадают для
обеих схем, поэтому:
коэффициент усиления напряжения
(59)
коэффициент усиления тока
Ki & экв ~ Л21 Э 1 ^21 э 2 ^21 э sJ (60)
38
•коэффициент усиления мощности
Кр « h2l Э 1 ^21 В 2 ^21 9 «5
(61)
входное сопротивление
/?вх Ж h2l э 1 ^21 Э 2 ^21 э 8 • (62)
Сравнивая (55) ... (58) с (59) ... (62), замечаем, что параметры «тройки» от-
личаются от параметров «двойки» умножением на коэффициент передачи третьего
’транзистора Л21эз, а коэффициент усиления напряжения в обеих схемах близок
я единице.
Рис. 38. Эквивалентная схема со-
ставного транзистора ОЭ-ОК, изо-
браженного на рис. 33,в
Рис. 39. Эквивалентная схе-
ма составного транзистора
ОК-ОК, изображенного на
рис. 34,в
Рис. 40. Эквивалентная схема составно-
го транзистора ОЭ-ОК-ОК, изображен-
ного на рис. 36.
Рис. 41. Эквивалентная схема
составного транзистора ОК-
ОК-ОК, изображенного на
рис. 37.
39
о Таблица 6. Формулы определения параметров составных транзисторов ОЭ-ОК и ОК-ОК
К ^г“^21экв Кр •^вх Обозначение
/ 1 R 2^ /'вх 1 * /*2131^2132 (1 + 6)-1 + + (^2131 + 1) ^^2131^2132 (/*2131 + 1) (/^2132 + 1) X Схема 0 ^2131^2132 о-ок /?21энв (-/?н + /?2) X б = Гвхг//?1;
\ Rh ^219KB^H / 1 R2 Схема С ^2131^2132 X [ 1 + (^21зкв (Rh + R2))— Ч ~ ^21экв(,/?и+'/?2) ^/^Iskb/^h ж-ок /^21экв (Rh + R2) Ч-Г'вх!^ f' вхА—Г 61+ (/^2131+ 1) ГэЦ /'вх2 = ^62 + (^2132+ 1)^Э2 6 = Гвхг//?1;
\1+^+ ^21ЭКВ^Н / ХЦ+б^+^гш + рХ X ( 1 +6)-1 «^2131^2132 ~/^21экв (^?и + R2) ^hzidKtRji Гвх1=Гб1+ (/^21э1 + 1)^э1; ^вх2 = П52+ (/^21э2+ 1)^ э2", ^вх! —f'BXl + (/^2131 + 1) X Xd+fi)-1^
Таблица ?. Формулы определений параметров составных транзисторов ОЭ-ОК-ОК и ОК-ОК-ОК
К ^гв^21экв Кр ^вх Обозначение
(+F+ + -Гвх1 V’«i ^21 ЭКВ ₽Н / ^2131 (^21эг+ 1 ) ^21ЭЗ ( 1 Ч~ 61) — 1 X X (1 +62) -1 +/*2131^2192 X Х(1+61)“1+ (^2191 + 1 ) « «^2131^2132^2193 Схема ОЭ-ОК-О ^2131^2192^2133 к ГВХ1 + ^21экв (Rs. + R3) « «^21экв/?н О ГВХ 2 ® f ВХ 3 . fiI .J 5,— KV. Гвх! = Гб1 + (^2131 + 1) Гэ15 ГBX2 = f62 “Ь (^2132+ 1 )Гэ21 ГХвх2 = Гвх2 + (^2132 + 1) X X (1 -Ьдг)”1/'вхз; г вхз = Гбз+ (^2183+ 1)^эЗ
Схема1 ОК-ОК-ОК
(+F+ (^2131 + 1) (^2132“b 1) (Л21Э3+ 1) X ХО+бО-ЧИ-бг)-1-!- + 62 (^2131 + 1 ) (^2132 + 1 ) X хи+бО-ЧИ-^)-1-!- + 61 (^21Э1 + 1) (l+fil)"*13^ «^2131^2132^2193 ^2131^2192^2133 ГХВХ1 + ^21эквХ X (Ra +^?3) « «^213KbRh 61=г вхг/^1; ГХвх1 = Гвх! + (^2131 + 1) X X (1 +61) "^г'вхг
^21 ЭКВ Rh '
1 Обозначения те же, ’ что и для ОЭ—ОК—ОК за исключена [ем 61 и г'вх1.
9. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
И ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Коэффициент усиления напряжения и входное сопротивление являются од-
ними из главных параметров усилителя и определяют многие его свойства. Ко-
эффициентом усиления напряжения или просто коэффициентом усиления назы-
вают отношение напряжения на выходе к напряжению на входе:
К == ^вых/ ^вх • (63)
Входным сопротивлением называют отношение напряжения на входе к
входному току:
2?вх = авх/iBX. (64)
В (63), (64) необходимо подставлять переменные составляющие напряжений
и токов.
Как было отмечено в гл. 6, все типовые схемы БТУ с точки зрения прин-
ципа работы можно свести к усилителю на комплементарных транзисторах (смо
рис. 20). В гл. 8 были определены параметры эквивалентных транзисторов, ко-
торыми можно заменить составные транзисторы оконечных каскадов усилителей^
изображенных на рис. 21, 22 и др. Поэтому в дальнейшем анализируется общая
схема усилителя на
Цсрь обратнойсвязи
комплементарных транзисторах (см. рис. 20). Она охва-
чена общей ООС, действующей между точками М и А че-
рез цепь R6R5, а конденсатор СЗ на частотах полезного-
сигнала служит коротким замыканием.
При использовании ООС применяют усилитель с коэф-
фициентом усиления К и цепь обратной связи с коэффици-
ентом передачи £ (рис. 4'2). Известно, что коэффициент
усиления усилителя с ООС [1]
Рис. 42. Усили-
тель с обратной а ег0 вхоДное сопротивление
СВЯЗЬЮ Я,х ос = Rbx (1 + ₽ Ю . (66).
где К и RBI — коэффициент усиления и входное сопротивление усилителя с
разомкнутой цепью обратной связи. Величину F=1+PK называют глубиной
обратной связи.
Перейдем к определению К, 7?Вх, Р, Кос, йхос для усилителя на компле-
ментарных транзисторах.
Эквивалентная схема по переменному току БТУ (см. рис. 20) на компле-
ментарных транзисторах приведена на рис. 43. При замене транзисторов были
использованы эквивалентные схемы рис. 29,б,в. Все конденсаторы на рис. 20
заменены закорачивающей перемычкой. Источник сигнала представлен ЭДС ея
с внутренним сопротивлением R*. Сопротивление делителя
R = RH\R2 == R1R2KR1 + R2).
(67)
Транзистор VI заменен согласно эквивалентной схеме рис. 29,6. В его
эмиттерную цепь включен резистор R5, в коллекторную — резистор R4 и в ба-
зовую — V2. В свою очередь, транзистор V2 также заменен эквивалентной схе-
мой рис. 29,6. Коллекторная цепь V2 подключена непосредственно к базовой
цепи транзистора оконечного каскада. Поскольку в оконечном каскаде два
42
транзистора V3 и V4 работают поочередно, то их можно заменить одним, но
с линейной амплитудной характеристикой (см., например, рис. 11). Параметры
такого эквивалентного транзистора для усиливаемого сигнала совпадают с па-
раметрами одного из транзисторов V3 или V4. Поэтому на эквивалентной схе-
ме усилителя транзисторы оконечного каскада заменены транзистором V3 в со-
ответствии с эквивалентной схемой рис. 29,в. При этом полагаем коэффициенты
Исигша \ Транзистор Я | Транзистор V2 | Транзистор V3 | Нагрузка
Рис. 43. Эквивалентная схема БТУ 1-1-2 на комплементарных транзисторах,
изображенного на рис. 20
передачи тока Л21эз=^21э4 и входные сопротивления /?вхз=/?вх4. На рис. 43 не
показана цепь V5R7R8, которая по переменному току подключена параллельно
участку база — эмиттер оконечных транзисторов и обладает значительно боль-
шим сопротивлением, чем 7?вх3 или /?вх4.
Рассмотрим работу усилителя при разомкнутой цепи обратной связи. Для
этого отключим резистор R6 от точек А и М.
Найдем усиление первого транзистора VI. Коэфициеит усиления
Для напряжения на входе
ивх == f6i *Б1 + /“эх + /? 5 /б . (68)
Но при разомкнутой цепи ООС Г5=/эз = (йгшЧ-1)*Б1. Подставляя это вы-
ражение в (68) и обозначая входное сопротивление транзистора VI через
Явх 1 == ГБ1 + №i э 1 + О (гэ1 + Я5), (69)
находим
мвх == ^вх 1 ^Б1. (70)
Напряжение на выходе транзистора VI
иВЫХ1 = #ВХ 2 (71)
где 5
RbX2 == "4“ (^21 Э 2 + О Г9 2‘ (72)
В свою очередь, токи базы iB2 и коллектора Zki согласно рис. 43 связанм
соотношением
^21 э 1
‘«52 “ Явх2 + /?4 = RBx^ + R4 ‘bi- (73)
43
Подставляя (73) в (71), получаем
ивых 1 ~ ^21 э 1 Явх 2 *Б1’ (74)
где
^BX2 = ^BX2IIW. (75>
Разделив (74) на (70), находим коэффициент усиления первого каскада
=/&21 Э 1 ^ВХ 2^ВХ 1‘ (76}
Входное сопротивление (согласно рис. 43) определяется как отношение
«вх//вх и равно параллельному соединению сопротивлений резистора R (67) и
входного Яви (69) транзистора VI. Поэтому входное сопротивление усили-
теля
/?вх = Явх1НЯ- (77)
Рассмотрим, как влияет выбор резистора R5 на коэффициент усиления пер-
вого транзистора (76) и на входное сопротивление (77). Резистор R5 (см.
рис. 20 и 43) создает местную ООС во входной цепи первого транзистора. Чем
больше R5, тем больше глубина обратной связи. Сделаем ряд предположений,
упрощающих анализ и обычно имеющих место на практике. Пусть h2\3i^ 1;.
/?^>/?вхь и
^61 ^21 э 1 R5 • (78}
В этом случае
/?вх ^вх 1 ^21 э 1 R5 > (79}
т. е. входное сопротивление тем больше, чем больше Л21э1 и сопротивление ре-
зистора R5. Заменяя в (77) /?Bxi на приближенное значение (79), находим
К1«^х2/^- (80}
Таким образом, коэффициент усиления первого каскада не зависит от ко-
эффициента передачи тока, а зависит только от отношения сопротивлений. Это*
общий результат, справедливый для всех усилителей с глубокой ООС. Но для
того чтобы результат имел место, необходимо выполнение (78). Это означает,
что Л21э1 должна иметь большое значение, чтобы
На практике оказывается, что сопротивления /?'ВХ2 одного порядка с R5.
Поэтому коэффициент усиления Ki мал (обычно он равен нескольким едини-
цам). Так как оконечный каскад является эмиттерным повторителем и не
усиливает сигнал по напряжению, то основным усилителем сигнала по напря-
жению является транзистор V2.
Используя эквивалентную схему рис. 43, можно таким же путем определить,
коэффициент усиления (63) всего усилителя:
К = ^21 Э1 ^21 Э 2 (^21 Э 3“М) п ’ (81}
^ВХ 2 КВХ 1
Если R4^>R3X2, ТО /?'Вх2~Явх2 И
К & h2l э 1 ^21 8 2 (^21 Э 8 + 1) *н/*ВХ 1 • (82}
44
Если считать, что J?Bxi определяется в основном R5 согласно (79)
^21эз >1, то из (82) получаем
и
К ^21 э 2 ^21 Э 3 (83)
Из (83) следует, что коэффициент усиления усилителя тем больше, чем
больше коэффициенты передачи тока и сопротивление i/?H, и тем мень-
ше, чем больше R5. То, что К растет с ростом Л21Э2, естественно. Обратимся
к Л21эз. Хотя эмиттерный повторитель на V3 или V4 не усиливает сигнал по
напряжению, но его коэффициент передачи тока Л21ЭЗ входит в формулу для /С,
так как чем больше Л21ЭЗ, тем больше сопротивление нагрузки транзистора V2,
равное приближенно Л21ЭЗ/?Н, которое пересчитывается с выхода усилителя к
входу транзисторов V3 или V4. Коэффициент К уменьшается с ростом R5, так
как увеличивается глубина местной ООС во входной цепи транзистора VI.
Коэффициент усиления по току для всего усилителя
Ki == *н/Иэх = *эз/*вХ‘ (84)
Можно показать, что
/^=-/<Явх/Яш (85)
где 7?вх определено согласно (77), а К—согласно (81). Подставляя (81) в
(85), находим
, ,, . «ч ^вх2 /?вх
Ki == Л21 э 1 ^21 Э 2 (^21 Э 3 + 0 п ’ (86)
АВХ 2 Авх 1
Если ПОЛОЖИТЬ, ЧТО 7?'вх2^^вх2; /?вх~7?вх1, а Лз1Э3^1> ТО
Ki « ^21 Э1 ^21 Э2 ^21 э 3 » (87)
т. е. в коэффициент усиления по току входят коэффициенты передачи тока всех
транзисторов.
Рассмотрим усилитель с замкнутой ООС, т. е. при включенном между точ-
ками А и М резистором R6. В этом случае
Ц = /Э1+/в; ^ = «вЫХ/(/?5+/?6). (88); (89)
Положим, что 1б<О’н, т. е. нВых не изменилось при включении R6. Для этого
необходимо, чтобы
R5 + R6^Rh- (90)
Коэффициент передачи цепи ООС равен отношению woc=/&R5 к ивых, т. е.
f> = R5/(R5 + R6). (91)
При R6^>R5
р « R5/R6. (92)
Глубина ООС
F=l+p/<. (93)
Подставляя (83), (91) в (93), получаем
F « 1 + h21 э 2 *21 9 3 Fb/(R5 + R6). (94)
Для стабилизации коэффициента усиления, повышения входного сопротив-
ления усилителя и уменьшения нелинейных искажений целесообразно выбирать
45
глубину ООС большой, что означает согласно (94) необходимость выполнения
неравенства
Л21 Э 2 ^21 Э 3 R& "b RG • (95)
Таким образом, для выбора цепи обратной связи необходимо учитывать
условия (9'0) и (95).
Если имеет место неравенство (95), то Пренебрегая единицей по
Сравнению с рК, из (65) получаем
Кос == 1 /Р (К5 + R6)/R5 « R6/R5. (96)
Из (96) следует, что коэффициент усиления не зависит от усилительных
свойств транзисторов, а определяется только отношением сопротивлений рези-
сторов в цепи ООС. Поскольку сопротивления резисторов R5, R6 существенно
стабильнее, чем параметры транзисторов, то, следовательно, стабильность ко-
эффициента усиления БТУ с глубокой ООС будет значительно выше по срав-
нению с усилителем базы ООС. Однако при этом нельзя забывать о том, что
усиление БТУ с разомкнутой ООС должно быть значительным в соответствии
с (95).
Коэффициент усиления тока не зависит от наличия ООС по напряжению
на схеме рис. 43 и определяется (87).
Коэффициент усиления мощности
KpOC=^OC^«Zl2131/l21^,l2133P 1 ^21 3 1 ^21 8 2 ^21 Э з R6/R5. (97)
, Входное сопротивление усилителя можно найти согласно (66), (77), (81),
(91):
Лвх.ОС —^bx
. I . , ,, . , х ^ВХ2 Rw R5
1 "Г «21 Э 1 «21 а 2 («21 с» 3 ”Г Ч „ „ I
AfiX 2 Авх 1 'AU-j-KO
Полагая, что имеет место (78), К'вх2«Квх2 из (98) получаем
^вх. ОС ^21 э 1 ^21 э 2 h 21 э 3IR6 — RS Rh Ki/RS .
(98)
(99)
Таким образом, чем больше коэффициент усиления тока, тем больше вход-
ное сопротивление. Кроме того, для увеличения входного сопротивления не-
обходимо увеличивать отношение R5/R6, но при этом уменьшается коэффици-
ент усиления (96). При проектировании необходимо выбирать компромиссное
решение.
Приближенные соотношения (83), (87), (90), (95), (96), (99) необходимы
для эскизного расчета БТУ.
Если в оконечном каскаде используются составные транзисторы, то рас-
четные формулы и соотношения остаются теми же, но только вместо парамет-
ров оконечного каскада (УЗ или V4) необходимо подставлять параметры со-
ставных транзисторов согласно табл. 6, 7. В частности, коэффициент передачи
тока Л21эз надо заменять на Л21экв, определяемый точными формулами табл. 6, 7
или (56), (60). Нагрузкой предоконечного каскада является входное сопротив-
ление оконечного каскада /?вх, определяемое точными формулами табл. 6, 7
или (58), (62).
46
10. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
В предыдущей главе был подробно рассмотрен наиболее простой (по числу
элементов) усилитель мощности 1-1-2 на комплементарных транзисторах (си.
рис 20). По этому типу усилителя построены по сути дела более сложные уси-
лители мощности, которые отличаются дифференциальными входными и пред-
оконечными каскадами, наличием составных транзисторов в оконечных каска-
дах. Поскольку составные транзисторы подробно изложены в гл. 8, то в дан-
ной главе рассмотрим дифференциальные каскады.
Схема входного дифференциального каскада, аналогичная такому каскаду
в схеме БТУ 2-1-2 (см. рис. 23), показана на рис. 44. Входной дифференци-
альный каскад собран на транзисторах VI, V2. Полезный сигнал с входа
(точка В1), изображенный для простоты в виде положительного импульса,
проходит через транзистор VI, и с его коллектора отрицательный импульо
(точка В2) поступает на базу транзистора V3 предоконечного каскада (см. рис.
23). После усиления полезного сигнала по напряжению и по мощности он по-
ступает в нагрузку (точка М), а часть его с помощью делителя ООС R6, R8
возвращается обратно на вход усилителя. Импульс в цепи ООС имеет индеке
«F». На базу транзистора VI он возвращается в противофазе, что и соответ-
ствует ООС.
Рис. 44. Входной дифференциаль- Рис. 45. Эквивалентная схема входного диф-
ный каскад ференциального каскада
Эквивалентная схема входного дифференциального каскада, в которо!
часть БТУ между точками В2 и М заменена четырехполюсником с входным со-
противлением Rei и коэффициентом усиления —Кг (знак минус учитывает фаза
напряжений).
Для наглядности проведем подробно анализ схемы, для чего запишем
ряд уравнений для напряжения uBxi и для токов:
ивх 1 = <Б1 ^6i + Гэ1 + (100)
*Э1 = №1 э 1 + 1НБ1; «Э2 = (Й21»г + ।) «Б2; = i31 + <Э2.
(101); (102); (103)
47
Можно показать, что входное сопротивление в точке В1 при разомкнутой це-
пи ООС ^вх 1 = r6i + tai э 1 + 1) tai + R4) • (101)
При этом из (100) при включенной ООС можно получить мвх 1 = *Б1 [#вх 1 + ( *Б2/ 1Б1) tai Э 2 + 0 W]. (Ю5)
Поскольку входное сопротивление при ООС 7?вх1Ос = Ивх1Л'Б1, то ^вх 1 ОС=^ВХ1 Р + tai Э2 + 0 ( /б2^Б1) (^4/#bx (106)
Обозначим параллельное соединение Я*1 = tfeillW = Rei R3/(Rei + R3). (Ю7)
Напряжение на выходе транзистора VI мвых 1 == —1Б1 ^21 э 1 Яе1. (Ю8)
По определению, модуль коэффициента усиления четырехполюсника = 1^н1 / |ивых 11 • (Ю9)
Поэтому напряжение на нагрузке Ин = —Къ ^ВЫХ 1 == *Б1 ^21 31 . (1Ю)
Чтобы определить коэффициент передачи напряжения от точки М к точке
А, необходимо определить входное сопротивление транзистора V2. Аналогично
выкладкам для VI можно показать, что входное сопротивление V2 с разомк-
нутой ООС #ВХ 2 = Гб2 + tai 32 + 0 (ГЭ2 + W) > (111)
а при замкнутой ООС ^ВХ 2 ОС Явх 2 + ( гБ1/(’Б2) (Л21 э 1 + 1) R4. (И2)
Соответственно Ивх 2 = *Б2 [#вх 2 + ( tai 3 1 + !) #4]. (ИЗ)
Обозначим ** = *bx20cII^- (114)
Тогда напряжение на входе транзистора, поступающее через цепь ООС,
«ВХ 2 = «н [/?*/(/?* + /?£)] - ин Р*, (И5)
где коэффициент передачи цепи ООС (через делитель R6, R5) Р* = «*/(/?*+ W). (116)
Если 7?5<J?bx20c, то R*~R5 и из (115), (116) находим МВХ 2 = ИН Р , (117)
где коэффициент передачи цепи ООС $ = R5/(R5 + R6) (118)
совпадает с (91). Подставляя в (Н5) значение иа (110), получаем ивх 2 = ig! Л21 al К2 Р* Яе|. (119)
48
Выделим в (119) коэффициент усиления Ki транзистора VI. По определению
и в соответствии с табл. 5
К1 = Ивых 1/«вх 1 == ^21 Э1 ^е1/^вх 1* (120)
Используя (120), из (119) находим
«ВХ2 = ^Б1/?ВХ1КР, (121)
где коэффициент усиления
== 1 2 • (122)
Далее из (113) необходимо найти ток /Б2; в полученном выражении за-
менить «вх2 согласно (121) и затем результат подставить в (105). После пре-
образований получим зависимость
"вх 1 = *Б1 /?вх 1 [1 + К Р* а2 (1 —ах/К р*)], (123)
где коэффициент передачи по эмиттерной цепи VI
ai = fei э i + 1) (^//?Вх 1), (124)
а коэффициент передачи по эмиттерной цепи V2
a2 = (/i2i3 2+l)(W?Bx2). (125)
Наличие множителя 1—(cti/Кр*) определяется местной ООС в каскаде на
транзисторе VI. Если R4^>r9l и /i2i3i/?4»r6i, то из (104) следует, что
Поскольку ЛР*»1, то ai/Kp в (123) можно пренебречь. Аналогично можно
положить и а2^4. В результате из (123) получаем
«вх 1 = 1Б1 RBX ос,
где входное сопротивление усилителя при включенной ООС
*вх ОС ~ *вх 1 о + К р* а2) ~ Явх I (1 + * ₽*).
Сравнивая (125) с (66), замечаем, что при условии ai« 1, a2«l и
ai<CKp* полученное выражение не отличается от общего.
Выразим входное сопротивление /?Вхос через параметры усилителя. Мож-
но показать, что коэффициент усиления К (122) в соответствии с (110), (120)
и равенством uh = IhRh
К = hzi экв (Кц/Квх 1) > (126)
а эквивалентный коэффициент передачи тока равен произведению коэффициен-
тов передачи тока всех транзисторов, входящих в цепь передачи сигнала от
входа до нагрузки. Например, для схемы на рис. 23.
^21 8КВ == ^21 Э1 h2i э 3 ^21 Э 5 , (127)
где индексы указывают номера транзисторов.
Полагая Кр*»1, р* ~р~ R5/R6 и подставляя Р* и (126) в (125), нахо-
дим
*вх ос ^21 экв (/?5Яп/7?0, (128)
что совпадает с (99) для усилителя 1-1-2 на рис. 20.
Наличие дифференциального входного каскада принципиально не отража-
ется на работе усилителя, но, как будет показано в дальнейшем, дает боль-
шие возможности разработчику звукоусилительной аппаратуры.
49
Аналогично можно найти коэффициент усиления напряжения. Из (110),
(124) с использованием (120), (122), 125) аналогично (424) находим
К = Uh/Ubx 1 » *Б1 Явх 1 киъ1 Явх I (1 + к 0* а2) (129}
или
Кос~Л7(1+#0*а2). (130У
Сравнивая (130) и (65), замечаем, что первое удовлетворяет усилителю с
ООС. Наличие дифференциального входного каскада сводится к а2 (и к at
в (123)). При а2~ 1
+ (131)
при Л0*>1, что всегда имеет место на практике. При 7?5<7?вх2ос; ко-
эффициент усиления (131) совпадает с коэффициентом усиления (96) усилите-
ля 1-1-2.
Таким образом, наличие входного дифференциального каскада не вносит
принципиальных отличий в работу БТУ, но дает разработчику ряд дополни-
тельных возможностей. Во-первых, получается большая развязка по постоян-
ному току между входом усилителя и выходом цепи обратной связи (выход
делителя R6, R5). Во-вторых, возможно повышение входного сопротивления
за счет увеличения сопротивления резистора R4. Действительно, если R4^>r9i
и /121э1^»Гбь то из (104) и (125) при К0*>1
<132>
Чем больше R4, тем больше входное сопротивление. Однако рост со-
противления резистора R4 ограничивается падением на нем постоянного на-
пряжения. При очень больших R4 потребуется источник питания с очень высо-
ким напряжением. Поэтому в усилителях с требуемым большим входным со-
противлением вместо резистора R4 применяют транзистор, используемый в ка-
честве источника тока.
Включение транзистора V3— источника тока в эмиттерные цепи транзис-
торов VI, V2 дифференциального каскада показано на рис. 46. Режим по по-
стоянному току выбирается с помощью резисторов Rl', R2'. Резистор R4' слу-
жит для эмиттернсй стабилизации. На рис. 47 изображена выходная характеристи-
ка транзистора V3. Его сопротивление по постоянному току будет равно отноше-
нию Ц^эз/^кз в точке покоя С, определяемой базовым током который оа«>
тается постоянным. Сопротивление по переменному току определяется накло-
Рис. 46. Источник тока на
транзисторе для дифференци-
ального каскада
Рис. 47. Выходная характери-
стика транзистора V3, изо-
браженного на рис. 46
50
ном выходной характеристики в окрестности рабочей точки С. Поскольку на-
клон характеристики мал, то сопротивление по переменному току может быть
значительным. На рис. 48 изображена эквивалентная схема транзисторного
источника тока. На ней транзистор V3 заменен эквивалентной схемой [с учетом
сопротивления г*к3 (см. рис. 28), которое и влияет на наклон характеристики
на рис. 47]. Поэтому вместо R4 в (129) необходимо подставлять эквивалент-
ное сопротивление
#4ЭКВ » гч3 + Гэз +« Гкз, (133)
которое может быть много больше R4 в схеме на рис. 44. При этом устраня-
ется необходимость увеличения входного сопротивления за счет увеличения
напряжения источника питания.
Для уменьшения воздействия фона на вход усилителя иногда используют
двойной дифференциальный каскад (рис. 49). Схема усилителя с подобной ком-
бинацией двух дифференциальных каскадов изображена на рис. 26. Для про-
стоты анализа подобной схемы положим, что сопротивления всех резисторов
Рис. 48 Рис. 49 Рис. 50
Рис. 48. Эквивалентная схема транзисторного источника тока
Рис. 49. Двойной дифференциальный каскад
Рис. 50. Эквивалентная схема входного каскада, изображенного на рис. 49
на схеме рис. 49 существенно больше входных сопротивлений соответствующих
транзисторов. Поэтому эти резисторы не учтены на эквивалентной схеме (рис.
50), построенной на основе эквивалентной схемы рис. 29,а. Входные сопротив-
ления транзисторов V5, V6 обозначены как /?ВХ5, Явхб. Входные сопротивления
транзисторов VI, V2 без учета местной ООС
^BX1=='’61+(^213 1+ О (ГЭ1 + ^5); (131)
Явх 2 = гб2 + (Л21 э 2 + 1) ('эз + ^). (135)
Обозначим отношения
<Х1==(Л21э1+ 1)ВДВХ1; (136)
а2 = (h21 эг2 + 1) R3/(RBX 2 + W); (137)
а12 = (^21 Э 1 4“ О^Л^ВХ 2 4“ . (138)
51
Можно показать, что коэффициент усиления цепи В1, В4, В6 (т. е. транзи-
стор VI — транзистор V4)
ИВЫХ 4 ,
== “21 3 1
UBX 1
^21 34
*вх 6
^вх 1 (1 а1 аг)
(139}
а коэффициент усиления цепи B1R3B2B3B5 (т. е. транзистор VI — транзистор»
V2 — транзистор V3)
г, ^ВЫХ 8 L. t ^ВХ 5 а12
Л2 = —“21 Э2 “21 93 г, ч
ивх 1 ^вх 1 О а1 аг)
Если положить, что транзисторы тщательно подобраны (/12191=^2192; /12193=^2194;
/?вх5=/?вхб), ТО из сравнения (139), (140) можно сделать следующие выводы.
Во-первых, коэффициенты усиления отличаются только на множитель сиз (138),
который при /22131 = ^2132» 1 составит
(140)
aj!2 ~ /121 3 1 R3/ (/*21 3 2 R3 “Ь R6) •
(141)
При h2io2R3^>R6 коэффициент ai2~/. Поэтому коэффициенты усиления по обе-
им цепям близки. Во-вторых, в (139), (140) в знаменателях стоит множитель
1—0102. Поскольку oi<l и а2<1, то 1—ага2>0. Но при увеличении oi, а2 раз-
ность 1—0102 даст резкое увеличение коэффициента усиления. Это определяется
тем, что прямой сигнал (положительный импульс на входе), пройдя через R3
на базу V2 (точка В2), возвращается на базу VI в той же полярности (штри-
ховой импульс), т. е. в такой цепи имеет (место ПОС. Поскольку произведение
ai«2<l, то самовозбуждение на средних частотах не происходит. Но так как
схема при aia2->l неустойчива, то необходимо применять дополнительные меры
для предотвращения самовозбуждения. Обычно для этой цели используют бло-
кировочные конденсаторы.
В предоконечных дифференциальных каскадах БТУ для повышения ста-
бильности работы как по постоянному, так и по переменному току в качестве
источника тока используют так называемый отражатель тока или «токовое зер-
кало» [29, 30]. Краткий анализ таких источников тока можно найти в [25, 31,
33]. Схемы усилителей с данными источниками тока приведены на рис. 24, 26.
Двойной дифференциальный каскад показан на рис. 51. Транзисторы V/,
V2 с источником тока на транзисторе V3 составляют входной каскад. Транзпс-
Рис. 51
Рис. 52
Рис. 53
Рис. 51. Двойной дифференциальный кас-
кад с отражателем тока
Рис. 52. Отражатель тока на двух тран-
зисторах
Рис. 53. Эквивалентная схема отражателя
тока, изображенного на рис. 52
52
(143)
(144)
(145)
(146)
торы V4, V5 с источниками токов на транзисторах V6, V7 составляют пред-
оконечный каскад. Сигнал от входа i(точка В1) проходит через транзистор
VI и затем поступает на вход предоконечного каскада (база транзистора V5—
точка В2). Усиленный транзистором V5 сигнал поступает на базы оконечных
транзисторов (точка ВЗ, В4). Цепь ООС через делитель подает напряжение-
с нагрузки (точка JW) на базу транзистора V2 (точка А).
Соединение транзисторов V6, V7 и представляет собой отражатель тока
или «токовое зеркало». Такое название оно получило потому, что токи этих тран-
зисторов равны. Поэтому нестабильность по постоянному и переменному токам
в цепи оконечных транзисторов слабо сказывается на работе усилителя, так
как ток предоконечного каскада (ток транзистора V5) будет равен току тран-
зистора V4, а ток этого транзистора не зависит от режима работы оконечных
транзисторов.
Схема источника стабильного тока показана на рис. 52. Транзистор VI
включен по схеме диода. Токи
(142>
с высокой степенью точности, причем точность повышается с увеличением коэф-
фициентов передачи тока транзисторов У2. На рис. 53 представлена эквива-
лентная схема этого отражателя тока. Ток
13 == *Б1 + |ФБ2*
В свою очередь, токи
h = *К1 + == (^21 э 1 + 1)*Б1 + *Б2;
*2 == *К2 = ^21 3 2 *Б2.
Отсюда отношение токов
t2^21 32 *Б2
*1 (^21Э 1+ 1) 1’Б1 + *Б2
Если транзисторы подобраны, Т. е. /z2ia2 = ^213!=^213 и *Б2=*БГ ТО
_Ц_ = *21э -------------!----«1-—. (147)
^21э + 2 1 +(2//i2ia) ^21э
Очевидно, что если Л21э>2, то имеет место равенство (142). Условие
Ь1 D®
можно получить, рассмотрев замкнутый контур на рис. 53, включающий эмит-
терные и базовые цепи транзисторов VI, V2. Падения напряжений вправо и
влево относительно точки О равны, поэтому
*Б1 ГГ61 + (^21 3 1 + 0 0э1 + R1)] == *Б2 ГГб2 + (^21 Э 2 + 1) (ГЭ 2 + #2)] ,
откуда при Й21эьЯ/>Гбь 7?2>гэ2, /121э^>/’б2 и при равенстве /i213! —
= /?21э2 имеем
1bi^ = ‘b2^- (148)
Поскольку равенство R1=R2 можно выполнить с высокой точностью, то и ба-
зовые токи также будут равны с высокой точностью. А это совместно с под-
бором транзисторов и определяет точность равенства (142).
Рассмотрим схему отражателя тока на трех транзисторах (рис. 54) и его
53-
эквивалентную схему (рис. 55). В соответствии с эквивалентной схемой можно
показать, что
* 2____________/*21 3 2 П 4~ (/*21 9 8 4~ 1) £]___________
* 1 /*21 9 1 (^21 9 2 + 0 + [1 4" (/*21 9 3 + 1)5]
где 5=*Б8/*Б1. Полагая, что iB3^iB1, ^2101=^2133, из (149) находим
* 2 ~ _________/*21 9 2 (/*21 9 14~2)_________
* 1 /*21 9 1 (/*21 9 2 4- 1) 4" /*21 8 1 4" 2
Полагая также, что /*21э1=/*21э2=/*21э» 1 и отбрасывая малые более
порядка, из (150) находим
(149)
(150)
высокого
(151)
Рис. 54. Отражатель тока на трех транзисторах
Рис. 55. Эквивалентная схема отражателя тока,
изображенного на рис. 54
Сравнивая (151) с (147), замечаем, что различие в токах дополнительно
уменьшается в h2i9 раз. Поскольку Л21э» 1, то i\=iz с высокой точностью. Этим
и характерен источник стабильного тока типа отражателя тока или «токового
зеркала». Ток i2 питает базовые цепи оконечного каскада. При нестабильностях
по постоянному току, особенно при нестабильностях тока покоя, в обычных
схемах базовые токи оконечного каскада изменяются. Но в случае источника
тока в виде отражателя тока это исключено, так как в силу равенства *2=и
ток 12 может измениться только при изменении Ц. Но последний от базовых
токов оконечного каскада не зависит и остается постоянным. Поэтому и ток
i2 не зависит от изменения нагрузки. Тем самым повышается стабильность тока
покоя оконечного каскада.
11. СТАБИЛИЗАЦИЯ ТОКА ПОКОЯ
ТРАНЗИСТОРОВ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
В усилителях постоянного тока, к которым принадлежит и БТУ (от точки
В1 до точки М. на рис. 20... 27), особое внимание необходимо уделять стабили-
зации рабочих режимов транзисторов по постоянному току. Любое изменение
режима, возникшее в первом транзисторе, усиливается и оказывает влияние на
режим работы всех остальных. В БТУ имеется два параметра, нестабильность
которых сказывается на работе всего усилителя — это ток и напряжение по-
коя транзисторов оконечного каскада.
Ток покоя — коллекторный ток, проходящий через транзисторы оконечного
каскада при отсутствии управляющего сигнала. Если бы характеристики тран-
54
зисторов были идеальными (см., например, рис. 9... 11), то при работе в режи-*
ме В ток покоя можно было бы выбрать равным нулю. Но характеристики тран-
зисторов нелинейны (см. рис. 5), поэтому реальные транзисторы работают в ре-
жиме АВ с малым током покоя /к. Необходимость стабилизации тока покоя
вызвана тем, что без принятия специальных мер с возрастанием температуры
окружающей среды ток покоя может лавинообразно увеличиваться, что, в свою
очередь, приводит к тепловому пробою. Дело в том, что с увеличением тока по-
коя из-за повышения температуры среды увеличивается рассеиваемая на кол-
лекторе мощность, что приводит к увеличению температуры перехода в тран-
зисторе, а это влечет за собой увеличение коэффициента передачи тока и даль-
нейшее повышение тока покоя, пока не наступит тепловой пробой.
Нестабильность коллекторного тока Д/к в общем случае зависит от неста-
бильностей обратного или теплового тока коллектора Д/КБ0> напряжения меж-
ду базой и эмиттером и коэффициента передачи тока Д/121» следующим
образом [27]:
Д/к = £
*х
а/кбо
^21 б
А иБЭ . A/l218
#бэ 1 4“ ^21 8 ^21 8
(152)
где /?бэ=/?б+Яэ; Яэ — сопротивление резистора в цепи эмиттера; Ra— сопро-
тивление резистора в цепи базы; feia и /1216 — коэффициенты передачи тока в
схемах ОЭ и ОБ; I& — ток эмиттера; D — коэффициент нестабильности;
D — Л21 э/£1 “Ь ^21 8 R& (Я9 + R&) (153)
В (152) все источники нестабильности Д/к зависят от температуры, причем
довольно сложным образом. Поэтому расчет по этой формуле обычно дает
только приближенные результаты, но позволяет выявить основные источники.
Так, у германиевых транзисторов это тепловой ток, а у кремниевых — неста-
бильность коэффициента передачи тока [27]. Чем меньше коэффициент неста-
бильности D (153), тем лучше, так как при этом ток коллектора изменяется в
меньших пределах. Если то Anin ~/i2i6, а если то D =
Таким образом, в обычных усилительных каскадах для уменьше-
ния коэффициента нестабильности увеличивают сопротивление резистора Rv
эмиттерной стабилизации.
В оконечном каскаде увеличивать RQ невыгодно, так как при этом умень-
шается КПД каскада. Поэтому для стабилизации тока покоя транзисторов око-
нечного каскада используют другой принцип: параллельно базовым цепям око-
нечных транзисторов (V3, V4 на рис. 20) подключают термозависимую цепь из
диода V5 и резистора R7. На рис. 56 приведены различные диодно-резисторные
схемы стабилизации тока покоя, которые нашли применение на практике. На
рис. 56, а... г изображены схемы стабилизации для усилителя на комплемен-
тарных транзисторах (два транзистора в оконечном каскаде), а на рис. ббДе.яс—*
аналогичные схемы на составных транзисторах (четыре транзистора в оконеч-
ном каскаде). На практике считают, что число диодов должно равняться числу
переходов в базовых цепях транзисторов оконечного каскада. При двух тран-
зисторах имеется два перехода, поэтому в схеме стабилизации целесообразно
использовать два диода (рис. 56,6). Аналогично при четырех транзисторах це-
лесообразно применять четыре диода (рис. 56,д). Однако для подстройки це-
пи стабилизации вместо одного или нескольких диодов на практике использу-'
ют переменные резисторы сопротивлением 18... 200 Ом, в зависимости от типов
55
транзисторов оконечных каскадов и схемы стабилизации (рис. 56,а, в, г, е, ж).
В ряде схем вместо диодов применяют терморезисторы, сопротивление которых
падает с ростом температуры (рис. 56,в), а иногда используют и диоды, и тер-
морезистор совместно (рис. 56,г).
Рис. 56. Варианты диодно-резисторных схем стабилизации тока покоя транзи-
сторов оконечного каскада
Характеристики цепи из п последовательно включенных диодов (рис. 57)
показывают, что с увеличением п падение напряжения на диодной цепи увели-
чивается в п раз по сравнению с падением напряжения на одном диоде.
Принцип диодной стабилизации тока покоя основан на том, что с ростом
температуры падение напряжения на диоде уменьшается, так как характеристи-
ка диода смещается влево [27]. На рис. 58 изображены две характеристики
диода при температурах 7\ и T2'>Ti. Допустим, что ток коллектора /кг тран-
зистора V2 (на рис. 20... 22), который поступает на базы транзисторов V3, V4
я в цепь стабилизации, неизменный или меняется в очень малых пределах, чем
можно пренебречь. В любом случае
/К2=/Б+/Д’ <154>
где /Б— базовый ток; /д — ток через диод.
£6
Обозначим через /?вх = С/БЭ//Б входное сопротивление транзистора по по-
стоянному току. Падение напряжения на диоде равно напряжению между ба-
зой и эмиттером:
^д = /БТ?вХ. (155)
Совместное решение (154), (155) представлено на рис. 58 для двух значе-
ний температур в виде точек пересечения характеристики диода с прямой 1Д —
= /к2— (^д/7?вх), уравнение которой находится из (454), (155). С ростом
температуры падение напряжения на диоде уменьшается, а ток через диод
увеличивается (/дг>/д1). При /K2 = const базовый ток уменьшается, т. е.
/б2</б1. Соответственно, уменьшение коллекторного тока Д/к = Д/Бй21э дол-
жно компенсировать увеличение коллекторного тока Д/к (152), вызванное уве-
личением теплового тока Д/Кб0 и ростом коэффициента передачи тока Д/г21э.
В целом процессы, происходящие в цепи стабилизации тока, более сложны, так
как с уменьшением тока базы /Б увеличивается входное сопротивление
не остается постоянным коллекторный ток /кг и т. п. Как показывают экспери-
ментальные исследования [34], диодно-резисторные схемы ста-
билизации (см. рис. 56) удовлетворительно работают лишь при
незначительных (10... 30° С) изменениях температуры, т. е. в
комнатных условиях. При этом диоды необходимо располагать
в непосредственной близости от транзисторов оконечного ка-
скада (лучше всего — на их радиаторах). Если вместо диодов
использовать кремниевые стабилитроны [34], то такая схема
стабилизации будет удовлетворительно работать при темпера-
турах 0 ... 40° С. Для дальнейшего расширения температурных
пределов работы БТУ необходимо использовать схемы стаби-
лизации на транзисторах [6, 7, 34]. Пример такой схемы при-
веден на рис. 59. Допустимые пределы изменения температуры
от —20 до +50° С. Суммарное сопротивление резисторов R1,
R2, R3 примерно 1 кОм. Принцип работы транзисторной схемы
стабилизации такой же, как и диодной, но она позволяет регу-
лировать ток в более широких пределах. Схемы усилителей
тока покоя с помощью транзистора изображены на рис. 23... 26. Для более
высокой стабильности целесообразно использовать предоконечный каскад с ис-
точником тока типа отражателя тока.
Л7
/Г2
ЛЗ
VI
Рис. 59. Тран-
зисторная схе-
ма стабилиза-
ции тока покоя
со
12. СТАБИЛИЗАЦИЯ НАПРЯЖЕНИЯ ПОКОЯ
ТРАНЗИСТОРОВ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
Постоянное напряжение между серединой схемы оконечного каскада (точка
М на рис. 20, 21... 24) и корпусом называется напряжением покоя. В нормаль-
но работающей схеме напряжение покоя Ет должно равняться половине на-
пряжения питания, т. е. Е/2 (или должно быть равно нулю (рис. 23, 25... 27)
при питании от симметричного источника с клеммами +Е/2 и —Е/2). При из-
менении Ет относительно Е)2 (или относительно нуля) происходит
перераспределение напряжений смещений между базами и эмиттерами
оконечных транзисторов — на одном транзисторе напряжение смещения
увеличивается, на другом —- уменьшается. В результате углы отсечки коллектор-
ного тока транзисторов V3, V4 не равны л/2 и различаются между собой. Им-
57
еторе R6 и напряжения база — эмиттер
Рис. 60. Эквивалентная схема усилите-
ля (изображенного на рис. 20) на
комплементарных транзисторах с ра-
зомкнутой ООС на постоянном токе
системы регулирования. В случае БТУ
пульсы коллекторных токов оконечных транзисторов имеют различные углы от-
сечки и различные амплитуды, из-за чего резко возрастают нелинейные и ин-
термодуляционные искажения.
Изменение напряжения покоя может бть вызвано различными причинами,
но основной из них является изменение напряжения на коллекторе транзистора
V2. Это напряжение близко к Ет = Е/2, поскольку оконечные транзисторы яв-
ляются эмиттерными повторителями. В свою очередь, напряжение на коллекто-
ре транзистора V2 может изменяться при изменении температуры, питающего
напряжения Е (особенно при питании от аккумуляторов или батарей).
Для стабилизации напряжения покоя используется глубокая ООС по по-
стоянному току. Она осуществляется через резистор R6 (см. рис. 20) и цепь
эмиттер —база транзистора V2. Цепь R5C3 на ООС по постоянному току не
оказывает влияния, поскольку конденсатор СЗ является разрывом цепи. Напря-
жение в точке В1 устанавливается с помощью делителя из резисторов Rl, R2,
R3\ оно превышает напряжение покоя на сумму падения напряжения на рези-
транзистора VI. Напряжение в точке
В1 является опорным. При изменении
напряжения покоя ЕШах изменяется
напряжение в точке А и, как следст-
вие этого, напряжение база — эмиттер
транзистора VI, что, в свою очередь,
приводит к изменению коллекторного
тока этого транзистора, а затем и к
изменению напряжения на коллекторе
V2 и напряжения покоя. Можно убе-
диться в том, что в данной схеме дей-
ствует ООС, в результате которой лю-
бые отклонения Ет от Е/2 уменьша-
ются. Из теории автоматического ре-
гулирования [35] известно, что любые
рассогласования (возмущения) после
окончания переходного процесса
уменьшаются в 1+Ко раз, где Ко —
коэффициент усиления разомкнутой
рассогласованием является отклонение
ЛЕ=Ет—Е/2. При замкнутой ООС остаточная ошибка будет
А^ОС^^/О+^о). (156)
Определим Ко и выясним его зависимость от параметров схемы усилителя,
эквивалентная схема которого приведена на рис. 60. Схема соответствует при-
ращениям напряжений и токов. Для приращений ДЕВХ транзистор VI включен
по схеме с общей базой (ОБ). Сопротивление
R = R1\\(R2 + R3). (157)
Для напряжения на входе транзистора VI справедливо равенство
А Евх = (R6 + гэ1) /Э1 + (гб1 + R) СБ1. (158)
Так как =* Б1 (^2131 +1), то
ЛЯвх = Явх*Б1, (159)
58
где входное сопротивление
^ВХ = # + Г61 + (^21 9 1+0 (R6 + ГЭ1)‘ ( 1 60>
Пренебрегая уменьшением усиления из-за резистора R4, положим, что
^21 Э 2 ГБ2 ^21 32 1К1 ~ ^21 а 1 ^21 92 (161)
Для выходной цепи положим хБ8=/р4> 1эз^Э4, 62193 = 62194, xk2=iB8 +
-Нд==1’б4_Нд=$8 > W х’д — ток диода в цепи диодно-резисторной стабилизации
тока покоя. Напряжение на выходе согласно рис. 60
А ^вы1= (R10 + гэ4) 1Э4 + гб4 /Б4 + R8 ig. (162)
Ток 1Э4 =(62134+1)/^ =(621эз+1)х’Б8 . Ток диода • Поэтому
i8=ik2«x бз • Производя замены токов и учитывая, что R9—R10, получаем
Л £вых = #ВЫХ *£2» (163)
где
Явых = + гб8 + (62193+ О (Я9 + гэз). (164}
Коэффициент усиления при разомкнутой ООС по постоянному току
К — А £вых/А £вх* (165}
Подставляя в (165) выражения (159), (163) с учетом (161), после преоб-
разований получаем
Kg = h2l 8 1 621 9 2 (Явых/Явх) • (166}
В формулах для входного и выходного сопротивлений внутренними сопро-
тивлениями транзисторов в первом приближении можно пренебречь, т. е. по-
лагать
/?вх К + 621 9 1 R6; /?ВЫХ « + 621 9 8 R9.
Подставляя (167), (168) в (166), находим
Kg 621 9 2
621 9 1 (R8 -|- Л21 9 3
62I 9 1 R6 + Я
(167); (168)
(169)
Из (169) видно, что Ко растет пропорционально коэффициенту передачи то-
ка 621э2 второго транзистора V2. Коэффициент передачи тока 621э1 транзистора
VI входит как в числитель, так и в знаменатель и поэтому слабо влияет на
значение Ко. Что касается резистора R8, то для повышения Ко надо его уве-
личивать, но из режима транзистора V2 по постоянному току резистор R8 вы-
бирается однозначно:
J?S«E/2 7K2, (170)
где /кг — постоянная составляющая тока коллектора транзистора V2. Поэтому
сильно изменять R8 нельзя. Целесообразно, насколько это возможно, уменьшать
R6 и R. Но R6 входит в цепь обратной связи по переменному току, поэтому с
его уменьшением уменьшается коэффициент усиления БТУ (96). Уменьшение
R приводит к значительному потреблению тока в цепи делителя R1... R3.
Таким образом, для увеличения Ко в первую очередь надо выбирать тран-
зистор V2 с большим коэффициентом передачи тока 62192. В этом случае можно
получить Ко «10... 15, что вполне достаточно.
59
13. ПОЛОЖИТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО ПИТАНИЮ
Положительная обратная связь (ПОС) по питанию1 осуществляется с по-
мощью резистора R8 (см. рис. 20... 22), нижний конец которого присоединен к
сопротивлению нагрузки 7?н- По входу — это последовательная ПОС. В резуль-
тате ПОС часть переменного напряжения нагрузки поступает на коллектор
транзистора V2 в той же фазе, что и существующее на нем напряжение. Поэто-
му переменное напряжение на коллекторе V2 и, следовательно, на базах тран-
зисторов V3, V4 повышается, что необходимо по следующей причине. Ампли-
туда полезного сигнала на нагрузке равна UB max (см. рис. 14). Так как тран-
зисторы V3, V4 не усиливают напряжение, то амплитуда переменного напряже-
ния на их базах и на коллекторе транзистора V2 также должна быть равна Е/2.
Поскольку питающее напряжение равно Е, то это означает, что напряжение па
коллекторе транзистора V2, который работает в режиме А, должно изменяться
от нуля (транзистор полностью открыт) до Е (транзистор открыт). Обеспечить
такой режим невозможно, так как минимальное напряжение на коллекторе
^КЭ min 2 всегДа существенно больше нуля. Поэтому, если не использовать
ПОС, то амплитуда переменного напряжения на коллекторе будет значительно
.меньше Е/2. В этом случае оконечный каскад не сможет отдать максимальную
[Мощность. Включение ПОС приводит к тому, что амплитуда переменного напря-
жения на коллекторе будет существенно увеличена. Покажем это.
Упрощенная эквивалентная схема оконечного каскада с ПОС приведена на
рис. 61. Предоконечный каскад заменен генератором коллекторного тока /к2 =
= const. Схема приведена для переменных составляющих токов и напряжений
Рис. 61. Эквивалентная схема Рис. 62. Эквивалентная схема
цепи последовательной ПОС цепи параллельной ПОС по
по питанию питанию
верхнего плеча усилителя на комплементарных транзисторах (см. рис. 20). Ниж-
ний конец резистора R8 присоединен к нагрузке в точке N, что и обеспечивает
включение ПОС. Если нижний конец резистора R8 присоединить к корпусу в
точке N' (штриховая линия на рис. 61), то цепь ПОС разрывается. Анализ ра-
боты усилителя рис. 61 для включенной и выключенной ПОС показывает, что ог-
1 Использование ПОС по питанию вызвано тем, что до настоящего вре-
мени нет транзисторов с необходимыми параметрами, специально предназна-
ченных для работы в предоконечном каскаде БТУ.
60
ношение напряжения Г/кгос на коллекторе с ПОС к напряжению t/кг без
ПОС
2 ОС ^5 + ^вхЗГ I п | ЯнЯвхз
Т =-----77---= по”“ ”-------- ("21 э 3 + О ----
^Кг ^ + ^вхз [ /?вх3 ^5/?вх3
где
^вх з = гвз + (^21 ЭЗ + О (ГЭЗ +
#вх 3 = ГВЗ + №1 Э 3 + 1) (''ЭЗ + ^ + #«) •
I ^вх 3
/?вх 3
• (171)
(172)
(173)
Если в (172), (173) в первом приближении пренебречь внутренними сопро-
тивлениями, то
^вх з ^21 э з #Вх з ^^21 э э (Ян + W) • (174); (175)
Подставляя выражения (174), (175) в (171) и отбрасывая малые более
высокого порядка, находим, что
Т«1+А21Эз/?н/Я5. (176)
Расчеты для реальных усилителей показывают, что с помощью ПОС мож-
но добиться повышения переменного напряжения на коллекторе транзистора
V. Например, если /121эз = 50, 7?н = 8 Ом, J?S=i5(M) Ом, то из (176) у»'1,8, т. е.
переменное напряжение на коллекторе увеличится на 80%. Из (176) следует,
что чем меньше R8, тем лучше действует ПОС. При этом следует помнить, что
для повышения стабильности напряжения покоя сопротивление резистора R8
надо увеличивать согласно (169). На практике выбирают компромиссное реше-
ние, ориентируясь на значение \R8 в соответствии со (170). Однако в любом слу-
чае в оконечном каскаде необходимо использовать транзисторы с повышенным
коэффициентом передачи тока.
Кроме последовательной в БТУ используется параллельная ПОС по пита-
нию (см. рис. 23). Для введения ПОС от точки М к точке № используется
конденсатор С4 и резистор R8. На рис. 62 приведена эквивалентная схема це-
пи параллельной ПОС по питанию, в которой транзисторы V3, V5 заменены
их эквивалентными схемами, а конденсатор С4 замкнут накоротко. Ток по це-
пи ПОС обозначен через /ос. Ток коллектора /кз транзистора V3 полагается
постоянным как при включенной, так и при выключенной ПОС. Можно пока-
зать, что отношение напряжения «кзос на коллекторе при включенной ПОС к
напряжению «кз на коллекторе при выключенной ПОС
= R9RBxt R8 + R9 + R'bx5 г RhR8
Y ЯР + Явх5 (R8 + R9)RBXi L + Явх5(Ян + Яв)
RBR8 1
+ R9(Rh + R8) ]’
где
RBX 5 = Гб5 + (^21 Э в + 1) (ГЭ5 + R13);
RBx 5 = "Ь (^21 э в + 1) (гэ5 + R13 + Ra).
Полагая, что
R8^Ra; R9^Ra,
(177)
(178)
(179)
(180)
61
а входные сопротивления (178), (179) описываются выражениями
*ВХ 5 ~ ^21 Э 5 (ГЭ5 + R13); (181)
^вх5«Л21эб(Гэ5 + ^ + /?н), (182)
подставляя далее (181), (182) и используя условие (180), из (177) находим
, ~ 1 + Л21 а 5 (гэ8 + R13 + R«) (R8 + R9)~l
V ~ « (183)
1 + A2i э б Оэб + Л/5) (ЛР)
Например, если /i2i35=50, гЭ5+^/5=1 Ом, /?н = 8 Ом, J?8=l кОм, /?9 = 2 кОм,
то т. е. переменное напряжение на коллекторе повысилось примерно на
10%, что иногда бывает достаточно для хорошего возбуждения оконечного кас-
када. Поскольку вторые слагаемые и в числителе, и в знаменателе меньше еди-
ницы, то (183) преобразуется:
’ 1 t и ₽ Zi + ™ \ iit, /1ол\
RB Г1+Аи” (184)
Из (184) следует, что для увеличения эффективности ПОС необходимо вы-
бирать оконечные транзисторы с повышенным коэффициентом передачи тока.
Уменьшать R8 и R9 можно только до определенного предела, поскольку R8
шунтирует нагрузку /?н, и R9 шунтирует цепь база — эмиттер оконечного тран-
зистора. Сравнивая (176) и (184) для эффективности последовательной и па-
раллельной ПОС по питанию, замечаем, что они имеют одинаковый вид. Но
в случае последовательной ПОС сопротивление резистора R8 меньше, чем сум-
марное сопротивление резисторов R8 и R9. Поэтому при одинаковых тран-
зисторах в оконечном каскаде последовательная ПОС более эффективна, чем
параллельная. Однако в некоторых усилителях из-за несимметрии подключения
нагрузки и источника питания использовать ее нельзя.
14. ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Границы рабочего диапазона частот согласно стандартам [17, 18] опре-
деляются на уровне ±1,5 дБ и колеблются для усилителей категории Hi-Fi от
40 Гц до 16 кГц. Внутри указанного диапазона коэффициент общих гармони-
ческих искажений не должен превышать 0,5% для усилителей мощности на ди-
скретных элементах и 0,7% для усилителей мощности в интегральном испол-
нении.
Частотная характеристика БТУ (сплошная линия на рис. 63) в виде зави-
симости выходной мощности т. е. полезной мощности в нагрузке, от ча-
стоты f. На средних частотах характеристика имеет плоский участок с номи-
нальным значением мощности Рн, а в области нижних и верхних частот харак-
теристика спадает до пуля. Нижняя fH и верхняя границы рабочего диапа-
зона частот (или нижняя и верхняя предельные частоты) определены на уров-
не —1,5 дБ, что соответствует значению 0,7Рн. Штриховой линией изображена
зависимость коэффициента гармоник Rr. В пределах рабочего диапазона Кг<
<10,5%, что соответствует требованию отмеченного стандарта.
Рассмотрим поведение частотной характеристики на примере комплемен-
тарного усилителя мощности 1-1-2 (см. рис. 20). Зависимость выходной мощ-
ности полностью определяется коэффициентом усиления мощности /Ср, по-
62
скольку Рн=КрРж. где Рв* — мощность сигнала на входе. Коэффициент уси-
ления мощности.
Kp^KKi. (185)
где К — коэффициент усиления напряжения; Kt — коэффициент усиления тока.
Из (99) следует, что в области средних частот Кр равен произведению ко-
эффициентов передачи тока транзисторов на отношение сопротивлений R6IR5
в цепи ООС. Именно поэтому КР является постоянным и не зависит от часто-
ты, т. е. частотная характеристика в этой области плоская.
Рис. 63. Частотная характеристика усили-
теля
Рис. 64. Корректирую-
щая цепочка для обла-
сти верхних частот
В области нижних частот спад частотной характеристики определяется тре-
пля конденсаторами (см. рис. 20): разделительными на входе С1 и на выходе
С4 и блокировочным в цепи ООС СЗ. Каждый из этих конденсаторов совместно
со своими резисторами образует фильтр со своей частотой среза, определяемой
'В общем случае как <оСр с== 1/RC. При этом считаем, что транзистор не вно-
сит искажений.
Для фильтра с разделительным конденсатором С1 и входным сопротивлени-
ем усилителя 1?вх ос частота среза
“ерс/ = 1/^вхосс/: (186>
для фильтра с блокировочным конденсатором СЗ и резистором R5
(187)
для фильтра с разделительным конденсатором С4 и сопротивлением нагруз-
ки /?'н
d88)
В (186) входное сопротивление определяется согласно (98) или (99): при
выводе (187) предполагается R5CR6-, в (188) эквивалентное сопротивление на-
’грузки
=/?н + Явых. (189)
где /?вых — выходное сопротивление оконечного каскада. Обычно С4^>СЗ, но
наиболее жесткие требования предъявляются к стабильности емкости конден-
сатора СЗ, так как любая нестабильность (из-за утечки и т. п.) вызовет неста-
бильность коэффициента усиления. Поэтому емкость конденсатора СЗ выбира-
ют наименее возможной. Для этого полагают, что частота среза равна нижней
63
рабочей частоте усилителя, т. е. <оСр сз = й)Ср, а частоты среза (Ocpi<CiCDcp и
(Оср С4СОср.
В результате получим следующие расчетные формулы для указанных кон-
денсаторов:
СЗ=1/сосрЯ5; С/ = Л/й)Ср/?вхОС; С4 = Л/(оСР^. (190) ... (192)
Здесь коэффициент Л ^10. Для практических расчетов достаточно положить
Л = 10.
На спад частотной характеристики в области нижних частот влияют так-
же фильтрующие конденсаторы на выходе источника питания. Для их выбора
можно использовать соотношение (192), заменив 7?'н на выходное сопротивление
источника питания. Обычно емкости фильтрующих конденсаторов выбирают
близкими к емкости разделительного конденсатора С4.
Рассмотрим область верхних частот. Спад частотной характеристики в этой
области в первую очередь определяется спадом коэффициента передачи тока
транзисторов. По этой причине необходимо выбирать такие транзисторы, у ко-
торых предельная частота Но в этом случае могут возникнуть авто-
колебания на высоких частотах из-за наличия цепи обратной связи, причем чем
больше требуемая глубина обратной связи, тем выше должна быть предельная
частота транзисторов [36, 37].
Для устранения автоколебаний на высоких частотах применяют различ-
ные корректирующие цепочки. Одна из них (рис. 64) подключается параллельно
нагрузке. Частота среза корректирующей цепочки RC совместно с 7?н выбира-
ется равной верхней рабочей частоте сов усилителя.
При этом корректирующий конденсатор имеет емкость
С—l/coBjZ Я*—Я2. (193)
Корректирующий резистор R<iRa. Его значение
Я=ЯнП/2. (194)
Из (193) получаем
C = 2/aBRn. (195)
По (194), (195) находим параметры корректирующей цепочки.
В сложных БТУ используется ряд корректирующих цепочек. Они приведе-
ны в схемах реальных усилителей (см. гл. 21).
15. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Практически любые усилители являются нелинейными, а транзисторные —
в особенности. Искажения сигналов, вызванные нелинейностью проходной ди-
намической амплитудной характеристики усилителя, объясняются нелинейными
гармоническими и интермодуляционными искажениями.
Коэффициент гармоник [18] измеряют, подавая на вход напряжение гар-
монического сигнала, равное номинальному значению при номинальной выход-
ной мощности. При необходимости измерения производят при различных по-
ложениях регулятора громкости. На выходе усилителя должен быть предусмо-
трен фильтр для подавления основной частоты. Из-за нелинейности амплитуд-
64
ной характеристики на выходе усилителя кроме полезной составляющей на
частоте f возникают гармоники входного сигнала на частотах 2/, 3f, ... , nf с
различными амплитудами. Кроме измерения выходного напряжения l/внх про-
изводят измерение выходного напряжения [/'вых при подавленной основной ча-
стоте f. Коэффициент гармоник (в%)
^ = (^ых/^вых)-100, (L96>
где (/'вых — действующее значение выходного напряжения с подавленной основ*
ной частотой; 1/Вых — выходное напряжение.
Если известно, что одна из гармоник наиболее значительна, например вто*
рая, то используют определение
Ктг = (<4« 2^вых)-100, (197)
где (/'вых 2 — значение напряжения второй гармоники на выходе при подав-
ленной основной частоте.
Коэффициент искажений интермодуляции [18] измеряют при подключения
на вход усилителя двух генераторов сигнала через развязывающий контур. Пер-
вое напряжение источника подается с частотой fi=250 Гц и устанавливается
равным 0,8 номинального выходного напряжения. Второе напряжение источник
ка подается с частотой f2 = 8 кГц и устанавливается равным 0,2 номинального
выходного напряжения. После установки напряжений оба генератора включа-
ют для совместной работы. К выходу усилителя подключают октавный полосо*
вой фильтр со средней частотой f2. К выходу фильтра подключают амплитуд*
ный демодулятор, на выходе которого измеряют постоянное напряжение и деЙ-
ствующее значение модулированного напряжения сигнала. Коэффициент иска-
жений интермодуляции (в%)
КиНТ == ((/ВЫХ^^вых=) • 100, (198)
где (/'вых — значение модулированного напряжения сигнала на выходе ампли-
тудного демодулятора; £/Вых = постоянное напряжение на выходе амплитудно-
го демодулятора.
К современным качественным усилителям мощности, входящим в быто-
вые радиоэлектронные комплексы категории Hi-Fi, предъявляются весьма высо-
кие требования к наличию нелинейных искажений. В соответствии с междуна-
родным стандартом [17] коэффициент гармоник не должен превышать 0,5%
для БТУ на дискретных элементах и 0,7% для интегральных БТУ. Это озна-
чает, что суммарный коэффициент нелинейных искажений
К = Кг + /Синт /Со > (199)
где Ко- допустимое значение.
По поводу суммирования Кг и Кинт можно заметить следующее. Так как
воспроизведение музыки сопровождается гармоническими и интермодуляцион-
ными искажениями, то возможно суммирование нежелательных гармоник и ин-
термодуляционных колебаний. Рассмотрим причины гармонических и интермоду-
ляционных искажений, возникающих в БТУ, и способы борьбы с ними.
Одной из главных причин их возникновения является нелинейная зависи-
мость тока базы х’Б транзистора от напряжения иБ& между базой и эмиттером.
На рис. 65. показана входная характеристика /Б=Я«БЭ )• Допустим, что точ-
ка покоя выбрана с помощью постоянного смещения Е^. Тогда при подаче
3—69
65
переменного гармонического напряжения ток базы (/) имеет резко вы-
раженную несинусоидальную форму. Поскольку транзистор управляется током
базы, го наличие гармоник в последнем приведет к появлению гармоник в то-
ке коллектора и т. д. Для анализа искажений, обусловленных нелинейностью
входной характеристики транзистора, предположим, что в окрестности рабочей
точки входная характеристика аппроксимируется наиболее простой нелинейно-
стью — параболой
1б = 5“бэ + С“бэ, (20°)
причем будем полагать, что квадратичный член .
Рассмотрим возникновение искажений во входной цепи транзистора VI
(см. рис. 20). На эквивалентной схеме рис. 43 напряжение приложено ме-
жду точками В1, А. Тогда в соответствии с законом Ома для входной цепи VI
е* — Rn + uB3 + R51Э, (201)
причем индекс «1» у токов отброшен. Ток = (Лг1э+1 )ii’B.
Из (200) можно найти иБЭ=ф(*Б)- Подставляя значения и и&3 в
(201) и используя условие малости квадратичного члена в (200), после пре-
образований получаем
где входное сопротивление
Явх = Яи + (1/5) + (Л21 э + 1) R5. (203)
Если положить еи — U sin <о/, то из (202) (можно найти амплитуду второй
гармоники и соответственно коэффициент гармоник
/Cra«Ql7/27^xS». (204)
Как показывают расчеты, коэффициент гармоник во входной цепи транзи-
стора может достигать 3...5%. Из (204) следует, что КГ2 увеличивается с ро-
стом нелинейности характеристики, определяемой отношением Q/S3. Это оче-
видный результат. Но из (204) следует также, что Кгг уменьшается с ростом
Лвх> причем по квадратичному закону. Следовательно, для уменьшения гармо-
нических искажений необходимо увеличивать входное сопротивление каскада.
(203). Хотя при этом уменьшается и полезная составляющая тока — первое
слагаемое в (202), но вторая гармоника с ростом RBx уменьшается быстрее.
Если положить еи = 0,8[/sin <Oi/+0,2t7 sin <о2/, то можно найти интермо-
дуляционное колебание и соответственно коэффициент искажений интермоду-
ляции
Кинг ~ 0,8QU/R^S». (205)
Интермодуляционные искажения в 1,6 раза больше гармонических. Для их
уменьшения целесообразно также увеличивать входное сопротивление /?вх, на-
пример, с помощью местной ООС, осуществляемой резистором R5. Чем боль-
ше глубина местной ООС, тем больше входное сопротивление (203). Увели-
чения входного сопротивления можно добиться, используя ООС (цепь R6R5
на рис. 20, 43). При этом в соответствии с (66) входное сопротивление возра-
66
стает в (1+0Л) раз. Для усилителя на рис. 20 входное сопротивление с ООС
определяется (98), (99).
Поскольку сопротивление резистора R5 в схеме рис. 20 нельзя резко уве-
личивать, то целесообразно разделить входную цепь и цепь общей ООС. Имен-
но по этой причине и используется на входе БТУ дифференциальный каскад.
В схеме усилителя 2-1-2 на рис. 23 местная ООС выполнена на резисторе R4„
а цепь общей ООС определяется делителем на резисторах R6, R5. Таким обра-
зом, параметры общей и местной ООС (входного сопротивления) можно выби-
рать независимо, что позволяет оптимизировать параметры усилителя.
Рие. 65. Искажения тока
базы
Рис. 66. Нелинейная проходная динамическая ха*
рактеристика оконечного каскада
Рис. 67. Структурная схема усилителя с обратной
связью
Другой главной причиной возникновения гармонических и интермодуляци-
ционных искажений является различие характеристик и параметров транзисто-
ров оконечного каскада. В идеальном случае, когда эти транзисторы идентичны
проходная динамическая характеристик оконечного каскада линейна (см. рис. 11)-
Но реальные транзисторы могут иметь отличающиеся параметры. Например,,
для мощных кремниевых транзисторов различие между коэффициентами пере-
дачи тока может достигать 1,5... 4 раз. Естественно, при конструировании уси-
лителей необходимо подбирать пары транзисторов с близкими значениями па-
раметров, но даже в этом случае некоторое различие остается. Проходная диг-
намическая характеристика оконечного каскада с транзисторами, имеющим»
различные параметры, нелинейна (рис. 66). Здесь Si и S2 — крутизна положиг
тельной и отрицательной частей характеристики, причем в общем случае?
Si^S2. При нелинейной проходной динамической характеристике основной яв-
ляется вторая гармоника. Известно, что
4 |3,—За|
Зя 3,+3а '
Можно показать, что общий коэффициент искажений интермодуляции
„_____________________________16 |SX—S2|
ЛиНТ~ Зя2 + •
Например, если S2=2Si, то /Сг2~-14%, Ли нт ~ 18%, т. е. усилитель. будет
обладать существенными гармоническими и интермодуляционными искажениями.
В целом учет названных искажений является сложной задачей, решение
(206)
(207)
3*
6?
которой к тому же всегда очень приближенно. На практике полагают, что сум-
марные гармонические и интермодуляционные искажения в реальных усилителях
без глубокой общей ООС могут достигать 10... 20%. Уменьшения их до тре-
буемых значений (меньших 0,5%) можно добиться только применением глу-
бокой общей ООС (например, цепочкой R6R5 на рис. 20). Ее влияние на коэф-
фициент усиления и входное сопротивление усилителя было рассмотрено ранее.
Известно [1], что если в усилителе возникают гармонические или интермодуля-
ционные искажения с коэффициентом, то при введении глубокой общей ООС
этот коэффициент уменьшится до значения
Кгос = Кг/(1 + РК). (208)
Например, если Кг=15% и требуется иметь Кг ос =0,15%, то глубина об-
ратной связи F=l+(3K=30 (что соответствует 30 дБ). Как следует из (208),
увеличением глубины ООС можно добиться любого уровня нелинейных или
цнтермодуляционных искажений. Однако на практике глубину ООС не дела-
jdt больше 30 дБ, так как при этом появляются специфические (динамические)
Искажения [29, 36... 44], которые проявляются при резких перепадах входного
.сигнала в виде искажения перепадов сигнала. Чем больше глубина ООС, тем
.больше динамические искажения.
16. ДИНАМИЧЕСКИЕ ИСКАЖЕНИЯ
В первых разработках мощных БТУ разработчики стремились сделать
ООС очень глубокой для того, чтобы уменьшить нелинейные искажения. В это
время появились усилители с коэффициентом гармонических искажений .0,01 %
и даже меньше. Для этого использовалась ООС порядка 80... 100 дБ. Однако
воспроизведение высококачественных записей показывало, что звук на выходе
Подобных усилителей имеет «металлический», «жесткий» оттенок. После тща-
тельных исследований была найдена причина новых специфических искажений,
характерных только для мощных БТУ, охваченных глубокой ООС [29, 36].
Эти искажения были названы динамическими. Они относятся к нелинейным,
ибо вызваны ограничением сигнала во время переходных процессов.
Чтобы объяснить причину динамических искажений, обратимся к структур-
ной схеме усилителя (рис. 67), состоящего из предусилителя /, усилителя мощ-
ности 2, цепи ООС 3 с коэффициентом передачи (3. На рис. 68 изображена
функциональная схема усилителя мощности, на которой к блоку 2t отнесены
входной и предоконечный каскады, к блоку 2г — оконечный каскад. Цепь ООС
обозначена цифрой 3. Интегрирующая цепочка RC определяет запаздывание
сигнала в прямой ветви усилителя. Резистором R в схеме является сопротивле-
ние базы, а конденсатором С — сумма входной емкости оконечного транзисто-
ра, емкости монтажа и т. п. Коэффициент усиления напряжения оконечного
цаскада близок к единице. В таком случае коэффициент усиления блока 21
равен коэффициенту усиления всего усилителя мощности. Поскольку инерцион-
ность усилителя мощности выделена в цепочку RC, то считаем блоки 21, 2г
безынерционными.
Динамические искажения возникают во время резких звуковых перепадов,
поэтому их анализ проводится с помощью скачка напряжения. Подадим на
цход усилителя (см. рис. 67), т. е. на предусилитель, скачок напряжения Ui(Z),
68
изображенный на рис. 69. Допустим, что полоса пропускания предусилителя до-
статочна, чтобы пропустить скачок с малыми временными искажениями. Тогда
напряжение на выходе предусилителя w2(Z) будет иметь фронт с конечной дли-
тельностью. Напряжение w2(/) поступает через сумматор на вход усилителя
мощности. В стационарном режиме, когда переходной процесс от скачка за-
кончится, на сумматор поступают два сигнала: с выхода предусилителя и с
О
Рис. 68. Функциональная схема
усилителя мощности
о\^
Рис. 69. Переходные процессы в
усилителе мощности
выхода цепи ООС. При глубокой ООС их разность, т. е. сигнал на входе уси-
лителя мощности, во много раз меньше сигнала на входе. Положим, что коэф-
фициент усиления БТУ на средних частотах и на постоянном токе равен
при разомкнутой ООС. При замкнутой ООС его коэффициент усиления в соот-
ветствии с (65) будет /<ос = /<о/(1+рКо). Если скачок на входе усилителя мощ-
ности равен 1, то по замкнутой ООС на его вход должен поступить сигнал
1—(14-КоР)"1 для того, чтобы на выходе получился уровень Kof(1+КоР). Та-
ким образом, в стационарном режиме два напряжения на входе усилителя в
значительной мере компенсируют друг друга и на вход поступает их разность,
т. е. (1+ЯоР)-1.
Иначе будет протекать переходной процесс. Допустим, что скачок м2 по-
ступил на вход усилителя мощности (из на рис. 69), но сигнал из цепи ООС
еще не поступил из-за наличия инерционного звена RC (см. рис. 68). Поэтому
сигнал на входе усилителя мощности в начале переходного процесса ничем не
компенсируется и может в первом каскаде значительно превысить стационарное
значение. Именно поэтому напряжение и3(1) имеет вначале резкий выброс, ко-
торый начинает уменьшаться по мере того, как сигнал Ui(t) с выхода усили-
теля поступает на его вход через цепь ООС. Но наличие резкого выброса в на-
пряжении из(Р) приведет к тому, что во время его действия усилительные ка-
скады будут перегружены. Более того, этот выброс на некотором уровне бу-
дет ограничен (штриховая линия на рис. 69,в), что и придает звуку «металли-
ческий» оттенок. Амплитуда выброса прямо пропорционально зависит от глуби-
ны ООС. Приближенно можно считать, что максимально возможная амплиту-
да выброса равна Ко при единичном скачке на входе, в то время как в стаци-
онарном режиме уровень равен Ко/(l-f-КоР), т. е. в (1+КоР) раз меньше. Таким
образом, использовать очень глубокую ООС нельзя, так как она приведет к
значительным динамическим искажениям. Однако кроме уменьшения глубины
ООС необходимо стремиться к уменьшению инерционности усилителя мощно-
сти, т. е. выполнить его максимально широкополосным. Этот вопрос подробно
изложен в [38].
69
Рассмотрим логарифмические амплитудно-частотные характеристики
(ЛАЧХ) предусилителя (рис. 70,а) и усилителя мощности (рис. 70,6). Обозна-
чим верхнюю граничную частоту рабочего диапазона через f3. Например, для
усилительных устройств класса Hi-Fi частота fB^16 кГц. ЛАЧХ предусили-
теля имеет плоскую часть, равную по величине его усилению в дБ, и линейно»
падающий участок (например, со скоростью падения —40 дБ/дек). Частота со-
пряжения toci должна быть выше верхней граничной частоты сов = 2л/в, чтобы
Рис. 70. Логарифмические амп-
литудно-частотные характери-
стики предусилителя (а) и
усилителя мощности (б)
с наименьшими искажениями пропустить как
гармонические составляющие, так и возмож-
ные перепады звука. ЛАЧХ усилителя мощно-
сти с разомкнутой ООС (плоская часть имеет'
значение Ао) и с замкнутой ООС (плоская,
часть имеет значение Ко/(1+рАо)), ЛАЧХ име-
ет спад —20 дБ/дек. что соответствует инер-
ционному звену RC на рис. 68. Для того чтобы,
усилитель мощности не был инерционным для.
скачка при разомкнутой ООС, необходимо, что-
бы частота сопряжения усилителя мощности
Wc2>toci (в [38, 39] подробно рассмотрен слу-
чай, когда (Ос2<о)с1, и показано, что чем мень-
ше отношение (ВсгМсь тем больше длитель-
ность переходного процесса в усилителе мощ-
ности и тем больше динамические искажения;,
именно поэтому на рис. 70 положено G)c2e<o«i)..
При замыкании цепи ООС усиление усилителя мощности снизится до Х»/(14-
4-РЯо), а его частота сопряжения соСз увеличится в (1+р/<о) раз по сравнении*
с <0сг, т. е. усилитель мощности станет более широкополосным.
Таким образом, для уменьшения динамических искажений необходимо при-
менять неглубокую ООС (считаются допустимыми значения 20... 30 дБ) и стре-
миться к увеличению верхней граничной частоты усилителя мощности при ра-
зомкнутой ООС.
Чтобы определить наличие динамических искажений, используют специ-
альный испытательный сигнал (рис. 71,а), состоящий из суммы прямоугольных
VWV
Рис. 71. Испытательный сигнал для
входе (а) и искаженный
обнаружения динамических искажений на?
сигнал (б) на выходе усилителя
импульсов (меандр) с наложенным гармоническим колебанием с частотой?
5... 10 кГц. Если испытательный сигнал проходит без искажений, то динамиче-
ских искажений нет. Если сигнал на выходе гринимает вид, изображенный на
рис. 71,6, то динамические искажения присутствуют, так как фронт, во время
которого ООС не действовала, срезан.
70
Был предложен ряд решений для борьбы с динамическими искажениями
(40... 44], но в их основе лежит схема, приведенная на рис. 72. Подробное
«описание этой схемы дано в [29]. Основые идеи схемы заключаются в следу-
ющем.
Рис, 72. Усилитель с минимальными динамическими искажениями
1. Обеспечение высокой линейности усилителя с разомкнутой ООС приме-
нением глубокой местной ООС в каждой ступени усилителя. Это минимизиру-
ет общую ООС и одновременно уменьшает глубокую отсечку усилителя с ра-
зомкнутой общей ООС.
2. Применение ступеней высокой мощности по схеме с заземленным кол-
лектором (эмиттерные повторители) для расширения их частотных характери-
стик.
3. Использование схем только с компенсацией по опережению, что дово-
дит длительность фронта переходной функции до 1 мкс. Это делает возможным
создание устойчивого усилителя.
4. Схема строится полностью на гальванических связях с одинаковой об-
ратной связью как для постоянного, так и для переменного тока. Это исклю-
чает обычные проблемы динамического смещения уровня постоянного тока,
которые обусловливают несимметричное ограничение усиливаемых сигналов.
5. Во всех каскадах используются полностью симметричные схемы без
шунтирующих или эмиттерных конденсаторов. Это значительно снижает огра-
ничение усилителя и улучшает его перегрузочные характеристики. Кроме того
71
улучшает линейность усилителя, особенно на высоких частотах, где даже гар-
моники обычно становятся первым источником искажений.
6. Все каскады используются в режиме А. Исключением являются мощные
транзисторы. Они работают в режиме АВ с высоким значением начального то-
ка, чтобы обеспечить работу усилителя мощности для большего времени дей-
ствия сигнала в режиме А. Это полностью устраняет перекрестные искажения
и асимметрикгв’критической области низких мощностей.
Значение общей ООС равно 20 дБ, а усиление составляет 32 дБ, что впол-
не достаточно для обеспечения входной чувствтельности —6 дБ (т. е. 0,35 В
эффективного значения).
Полное усиление открытой петли было распределено следующим образом:
13 дБ (для V/, V2), 8 дБ (для V4, V5), 11 дБ (для V7\ V8). Измерения про-
водились между дифференциальным входом и дифференциальным выходом.
Три первых полюса передаточной функции расположены между частота-
ми 0,2... 1 МГц и имеют компенсацию по опережению, обеспечиваемую по-
средством С4, R43, С2 и С6. Полная частотная характеристика открытой цепи
усиления после компенсации опережения имеет снижение —3 дБ на частоте
1 МГц. Окончательный наклон (20 дБ/дек) производится схемой компенсации
по запаздыванию, построенной на C1R6, которая /расположена вне петли ООС.
Возможности этой схемы составляют —3 дБ на 100 кГц; компенсация прекра-
щается с помощью R6 на частоте 1 МГц. Так как срез частоты открытой пет-
ли лежит вне звукового диапазона, интермодуляционные искажения не воз-
никают. Запас по фазе петли обратной связи превышает 80° на частоте 1 МГц.
Усилитель является инвертирующим с одинаковым коэффициентом отрицатель-
ной обратной связи для переменного и постоянного токов.
Стабильность по постоянному току достигается использованием входного
каскада с хорошей температурной стабильностью. Сдвоенный транзистор с мак-
симальным отклонением напряжения дрейфа около 3 мВ/K используется для
VI и V2. Отклонение выходного напряжения в пределах максимальных темпе-
ратурных отклонений ±6 мВ, что незначительно по сравнению с нормальным
значением выходного сигнала. Резистор R13 используется для подстройки нуля
выходного напряжения по постоянному току.
Для хорошей линейности и достижения высокой частоты среза выходного
каскада базы транзисторов V12 и V15 должны управляться по возможности
симметричным и относительно низким полным электрическим сопротивлением.
Это обеспечивается схемой на транзисторах V7 ...VII и резисторах R18...R27.
Транзисторы V7 и V8 являются нормальной дифференциальной парой; V9 и
V10— одна из форм «токового зеркала». Ток, протекающий через транзистор
V10, имеет то же значение, что и через транзистор V9. Кроме того, транзисто-
ры V8 и V10 характеризуются симметричным токовым действием. Нагрузка
этих двух источников тока определяется цепью V11R23R24R25, а также двумя
резисторами R26 и R27. Эта цепь поддерживает постоянным напряжение между
базами транзисторов V12 и V15. Амплитуда напряжения раскачки на этих ба-
зах равна разности токов между V8 и V10, умноженной на значения R27 и R26.
Транзисторы V12 и V15, таким образом, управляются симметричным ис-
точником с полным электрическим сопротивлением 1,1 кОм. Достаточно боль-
шие сопротивления эмиттерных резисторов R18... R22 необходимы для хорошей
линеаризации неравных напряжений между базой и эмиттером транзисторов
72
V7 ...V10. Это создает большое падение напряжения для предохранения вы-
ходных транзисторов от перегрузок.
Используем второй источник питающего напряжения с большим напряжени-
ем для предварительных ступеней усиления. В этой схеме напряжение ±30 В
используется для предварительных каскадов усиления и ±24 В — для оконеч-
ного каскада.
Транзисторы V12 и V15 работают в режиме А. Когда выходные транзисто-
ры вводятся в режим В и переключаются противоположно, транзисторы V12 и
V15 остаются проводящими, так что заряд в базо-эмиттерных переходах выход-
ных транзисторов может легко стекать через низкое выходное полное электри-
ческое сопротивление VI2 и VI5.
Ток покоя в выходных ступенях равен 600 мА. При нагрузке 4 Ом в ре-
жиме А достигается мощность 3 Вт. Это на 13 дБ ниже максимальной выход-
ной мощности (таким образом, выполняется требование работы усилителя в те-
чение большего времени в режиме А).
Высокочастотные помехи в линиях питания подавляются конденсаторами
С8...С15. Демпфирующие резисторы R39 ...R42, включенные последовательно с
некоторыми конденсаторами, усиливают подавление.
Цепи защиты от перегрузок и коротких замыканий состоят из обычной
двухтранзисторной схемы, включаемой между базами мощных транзисторов и
базами транзисторов предоконечных каскадов (на рис. 72 эти цепи не показа-
ны).
Частотная характеристика усилителя — плоская, в пределах 0 ...—0,05 дБ,
а фазовая характеристика имеет наклон 3,5° в частотном диапазоне от 0 до
20 кГц. Усилитель имеет следующие параметры:
Параметры усилителя
Номинальная выходная мощность, Вт...............50
Нагрузка, Ом..........................................4
Коэффициент демпфирования, более......................50
Входное сопротивление, Ом............................. 3400
Входная чувствительность для номинальной выходной
мощности, В 0,35
Коэффициент обратной связи, дБ........................20
Неравномерность частотной характеристики, дБ:
для разомкнутой цепи ООС в пределах 100 кГц 3
для замкнутой цепи в пределах 20 кГц плоская . . —0,05
отклонения на частоте 1 МГц.......................—3
Полоса частот при номинальной мощности для 0,2%
Коэффициент гармоник, кГц................................35
Фазовая характеристика в полосе 0... 20 кГц, град . . 3,5
Скорость нарастания фронта импульса, В/мкс . . . 100
Ток покоя выходных ступеней, А........................0,6
Мощность в точке перехода из режима А в режим В
(при нагрузке 4 Ом), Вт..................................2,9
Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц при выход-
ной мощности 50 Вт, %.................................Менее 0,2
Коэффициент искажений интермодуляции при испытатель-
ных сигналах с частотами. 250 Гц и 7 кГц и выходной
мощности 25 Вт на частоте 250 Гц, %...................0,15
Уровень шума ниже полной номинальной выходной мощ-
• ности, дВ . . ...........................: : —106
Примечание. Все измерения проведены при закороченной индук-
тивности.
73
При обычно используемых критериях визуального ограничения усилитель
имеет полосу мощности до 500 кГц. С критерием 0,2% полных гармонических
искажений полоса мощности становится равной 35 кГц, что вполне удовлетво-
рительно даже для источника сигнала с верхним срезом частоты 30 кГц.
Гармонические искажения на малой мощности для частот до 10 кГц ма-
лы. Отсутствуют перекрестные искажения благодаря работе в режиме А при
малых мощностях сигнала.
Кривая искажений до 30 кГц исключительно хорошая, особенно с учетом
того, что она получена с общей ООС всего в 20 дБ. Интер модуляционные ис-
кажения оказались ниже 0,15% от максимальной мощности усилителя. В каче-
стве измерительного сигнала были использованы сигналы частот 7 кГц и
250 Гц в соотношении 1 :4. Усилитель имеет хорошую амплитудную и фазовую
линейность и безусловную стабильность.
При подаче сигнала с верхним срезом частоты до 60 кГц усилитель не ис-
пытывает внутренних переходных перегрузок и соответственно не проявляет пе-
реходных динамических искажений.
Были произведены подробные испытания данного усилителя с синусоидаль-
ным, шумовым, музыкальным и измерительным (см. рис. 71,а) сигналами. Ис-
пытания показали хорошие характеристики усилителя, поэтому он послужил
основой для ряда разработок (см., например [30, 42, 43]).
17. ВЫБОР ТРАНЗИСТОРОВ
Выбор транзисторов является основной задачей проектирования БТУ. Тран-
зисторы должны обеспечивать требуемое усиление сигнала в заданной полосе
частот и иметь необходимую электрическую прочность по допустимым напря-
жениям, токам и рассеиваемой мощности.
Для обеспечения требуемого усиления сигнала по напряжению и мощностю
в первую очередь необходимо выбирать транзисторы с максимально возможным
коэффициентом передачи тока, h2i9- Чем больше /hia, тем меньше 'амплитуда тока»
базы транзистора, поскольку
max ~ max/^21» * (2W)
где /к max—амплитуда тока коллектора.
Поэтому, чем больше коэффициент передачи тока тем меньше требуе-
мая выходная мощность предыдущего каскада. Как следует из (87), коэффи-
циент усиления по току равен произведению коэффициентов передачи тока всех
трех транзисторов VI, V2, V3 (V4) усилителя на комплементарных транзисторах
(см. рис. 20). В дальнейшем будем рассматривать только эту схему в силу ее
общности. Поэтому целесообразно выбирать все транзисторы с максимально»
возможным коэффициентом передачи тока, но наиболее жесткие требования
предъявляются ко второму и третьему (и четвертому) транзисторам по следую-
щим причинам. Для повышения стабильности напряжения покоя согласно (169)
необходимо выбирать второй транзистор с максимально возможным коэффи-
циентом передачи тока, а для стабилизации коэффициента усиления усилителя
с ООС надо повышать его коэффициент усиления при разомкнутой ООС, т.
в соответствии с (83) выбирать второй и третий (четвертый) транзисторы с мак-
74
симально возможными коэффициентами передачи тока. При этом увеличиваются
глубина ООС (94) и входное сопротивление усилителя (99).
Таким образом, транзисторы всегда необходимо выбирать с максимально
возможными коэффициентами передачи тока. Но, кроме этого, транзисторы
должны обеспечивать требуемую мощность сигнала на выходе. При выборе
транзисторов оконечного каскада по заданным мощности в нагрузке Рн, сопро-
тивлению нагрузки Рн и выбранному напряжению питания можно однозначно
найти максимальную мощность рассеяния на коллекторе Рк max в соответствии
< формулой (32). Для того чтобы транзистор не вышел из строя, максимальная
<Рк max не должна превышать максимально допустимую мощность рассеяния,
т. е. должно всегда выполняться условие
сектах. (210>
Условие (210) должно выполняться для всех транзисторов усилителя. Для
’оптимального использования мощных транзисторов необходимо обеспечить ин-
тенсивный отвод тепла от нагретого коллекторного перехода. С этой целью
применяют теплоотводы (радиаторы), расчет которых приведен в литературе по
проектированию транзисторных усилителей [2, 3].
Транзистор может выйти из строя не только из-за перегрева, но и вслед-
ствие электрического пробоя при превышении максимально допустимых значений
напряжений на его электродах. Поэтому выбранные транзисторы должны обла-
дать определенным запасом по электрической прочности. Для каждого типа
транзисторов из [415...48] известны максимально допустимые (или предельные)
значения напряжений, приложенных к электродам транзистора, и токов, проте-
кающих через него. Обычно в справочниках приводятся максимально допусти-
мые значения напряжения между коллектором и эмиттером wK9max, напряже-
ния между базой и коллектором UKB max и тока коллектора Ik max. При выборе
транзистора необходимо, чтобы максимально действующие значения напряжений
ж тока (нкзтах, ыКвтах, Мдзтах, max) были меньше максимально допусти-
мых значений с некоторым запасом (1О...21О%). Следовательно, транзистор надо
выбирать так, чтобы максимально действующие напряжения и ток удовлетво-
ряли следующим неравенствам:
«кэ<(0,8...0,9)Г/КЭ1|1ах; «Кв<(0,8...0,9)икБюах; (211); (212)
иБЭ<(0.8...0.9)Г/Квтах; «к<(0.8...0,9)/Ктах. (213); (214)
При выборе транзистора помимо усилительных, энергетических и электричес-
ких параметров особое внимание следует уделять его частотным свойствам.
Любой усилитель должен работать в некоторой полосе частот. БТУ охвачен
глубокой ООС, что приводит к различным требованиям к полосе пропускания
отдельных каскадов усилителя и транзисторов. Для обеспечения требуемой
устойчивости усилитель должен состоять из узкополосных и широкополосных
каскадов [5]. Предельные частоты широкополосных /в.ш и узкополосных fB.y
каскадов должны удовлетворять соотношению [5]
— = 2 10^ <F-1), (215)
У "
где Н — запас по устойчивости в дБ; п — число каскадов; F — глубина ООС.
Для БТУ (см. рис. 20, 21, 22) л=3.
75
Полагая запас по устойчивости // =—10 дБ и F»l, из (21i5) получаем
/в.ш//в.у«4/?- (216)
Например, если F=32 (т. е. 30 дБ), то предельная частота широкополосного
каскада /в.ш должна быть в 428 раз шире предельной частоты узкополосного
каскада /в.у. Именно по этой причине затруднено использование более глубокой
ООС [5, 37...44]. Особое значение устойчивость усилителя в целом и отдельных
его каскадов имеет для уменьшения динамических искажений (см. гл. 16).
В транзисторных усилителях предельная частота усилительного каскада оп-
ределяется в основном предельной частотой /л21э коэффициента передачи тока
транзистора. Напомним, что /л21э соответствует частоте, на которой коэффициент
передачи по току в схеме с ОЭ h2i уменьшается в *|Л 2 раз. В справочниках
по транзисторам [45...48] приводятся и другие характерные частоты: предельная
частота коэффициента передачи тока! в схеме с ОБ /л21б, граничная частота /гр.
Предельная частота /лгю соответствует частоте, на которой коэффициент пере-
дачи тока в схеме с ОБ уменьшается в ]/"2 раз, а граничная частота соответ-
ствует частоте, на которой /л21э=1. Между упомянутыми частотами существуют
зависимости
fh 21 Э — fh 21 б/(1 + ^21 э); (2-17^
/гр & fh 21 б- (218}
При /121э> 1 из (.217), (218) имеем
fh 21 Э « fh 21 б/^21 Э /гр/^21 Э* (219)
Из (219) следует, что использование транзисторов с очень большим коэф-
фициентом передачи тока foia при ограниченных значениях /Гр (или /лг1б) при-
водит к резкому уменьшению fh2ia и соответственно к уменьшению высшей ра-
бочей частоты усилителя. Это обстоятельство надо иметь в виду при выборе
транзисторов, но при прочих равных условиях необходимо выбирать более вы-
сокочастотные транзисторы.
В БТУ из трех каскадов наиболее трудно подобрать мощные транзисторы
оконечного каскада с высокой предельной частотой коэффициента передачи то-
ка fh2i9. Поэтому оконечный каскад обычно является узкополосным, но предель-
ная частота его транзисторов должна быть в 2...3 раза выше верхней рабочей
частоты, т. е.
/Л21эз»(2---3)/в. (220)
Такой запас необходим потому, что при меньшей предельной частоте тран-
зисторов оконечного каскада возникает сдвиг по фазе между управляющим
напряжением на базе транзистора и током коллектора. В результате [6] резко
ухудшаются энергетические характеристики оконечного каскада (уменьшается
полезная мощность в нагрузке, возрастает потребляемая мощность). Если пре-
дельная частота транзисторов оконечного каскада выбрана в соответствии с
(220), то предельные частоты первого и второго транзисторов должны быть
выбраны согласно (216):
fh 2i э 1 fh 21 э 2 (в. • .12) « 10 F f3. (221)
При таких значениях предельных частот особые трудности вызывает выбор
второго транзистора V2, поскольку он должен обладать большим коэффициен-
том передачи тока и высокой электрической прочностью, так как максимально
76
возможного напряжения между его коллектором и эмиттером достигает напря-
жение источника питания.
На рис. 73,а—в приведены значения максимально допустимого напряжения
коллектор—эмиттер ^КэтаХ’ коэффициент передачи тока /121а, граничная чао
Рис. 73. Параметры мощных биполярных транзисторов
7?
тэта frp2i3 и максимально допустимая мощность рассеяния на коллекторе Рк max.
Точками с номерами отмечены параметры мощных транзисторов, сведения о
которых приведены в табл. П16. На рис. 73 при заданной мощности в нагрузке,
т. е. при требуемой мощности рассеяния, можно выбрать необходимые тран-
зисторы.
18. БЛОК ПИТАНИЯ
БЕСТРАНСФОРМАТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Расчет блока питания необходимо проводить в соответствии с общеприня-
тыми методами [49]. Особенности расчета блока питания транзисторных усили-
телей звуковых сигналов можно найти в [1, 5, 7, 8]. Основные требования к
блоку питания определяются типом и мощностью усилителя, условиями его
работы. Они включают в себя:
напряжение на выходе блока питания и допустимые пределы его 'изменения;
максимальный и минимальный токи нагрузки;
выходное сопротивление для переменного и постоянного токов;
допустимое напряжение пульсаций;
пределы изменения окружающей температуры.
Напряжение на выходе блока питания, ток и выходное сопротивление опре-
деляются в основном схемой и режимом работы транзисторов оконечного кас-
када.
Для расчета блока питания БТУ необходимо знать требуемое постоянное
напряжение Е и полный средний потребляемый ток Z, который включает в себя
постоянные составляющие токов транзисторов оконечного, предоконечного и
входного каскадов, а также токи всех резистивных делителей. Потребляемая
БТУ мощность
Рпотр = ^/« (222)
Именно эту мощность и должен обеспечить блок питания. В (222) не входит
мощность предусилителя, поскольку в современных усилителях категории Hi-Fi
предусилитель питается от отдельного стабилизированного источника питания,
что будет рассмотрено более подробно в дальнейшем.
Рассмотрим две схемы блоков питания. Первая из них (рис. 74,а) исполь-
зуется для создания блока питания БТУ с подключением нагрузки через разде-
лительный конденсатор, а вторая (рис. 74,6) — для создания блока питания
БТУ с непосредственным подключением нагрузки (при этом блок питания имеет
три выходных вывода). Трансформаторы в схемах изменяют переменное напря-
жение сети до необходимого уровня .во вторичных обмотках, к которым под-
Рис. 74. Функциональные схемы блоков питания с несимметричным (а) и с
симметричным (б) выходами
78
ключены одной диагональю диодные выпрямительные мосты. С другой диаго-
нали снимается выпрямленное напряжение, пульсации которого фильтруются
конденсатором (рис. 74,а) или последовательным соединением двух конденса-
торов (рис. 74,6). Для уменьшения уровня пульсаций (фона) используются
либо конденсаторы большой емкости, либо фильтры (конденсаторы и дроссели),
либо стабилизаторы.
В настоящее время в мощных БТУ для питания оконечных каскадов (или
для питания БТУ в целом) используются нестабилизированные блоки питан 1я.
Это объясняется следующим. В любом стабилизаторе должен быть регулирую-
щий транзистор, пропускающий полный ток всего усилителя. Для блоков пи-
тания с симметричным выходом необходимо иметь два стабилизатора, т. е. два
мощных регулирующих транзистора. Последние должны иметь большие мощ-
ность рассеяния и электрическую прочность, чем мощные транзисторы оконеч-
ного каскада. По этой причине стабилизация напряжения питания БТУ исполь-
зуется только в усилителях средней мощности [7, 8].
Подтверждением этому служит функциональная схема блока питания од-
ного канала стереофонического усилителя ТА-7В фирмы Sony (рис. 75). Вы-
ходная мощность одного канала усилителя 100 Вт. Для питания мощного уси-
лителя на МОП-транзисторах используется нестаби лизированный источник.
Трансформатор выполнен на тороидальном сердечнике, что позволяет повысить
его КПД. В качестве 'фильтрующих используются конденсаторы емкостью
22 000 мкФ. Для питания предусилителя используется стабилизированный ис-
точник, в котором в качестве фильтрующих применяются конденсаторы емко-
стью 1000 мкФ.
Рис. 75. Функциональная схема блока питания одного канала стереофониче-
ского усилителя
Таким образом, для питания современных бестрансформаторных усилителей
большой мощности категории Hi-Fi используются дестабилизированные блоки
питания.
19. СХЕМЫ ЗАЩИТЫ
Для обеспечения надежной работы БТУ должны быть снабжены схемами
защиты мощных оконечных транзисторов от перегрузок и короткого замыкания
нагрузки. Известно, что при коротком замыкании награзки оконечные транзи-
сторы пропускают максимально возможный ток при действии на транзистор
79
напряжения питания, равного £/2. Поэтому рассеиваемая мощность на коллек-
торе превышает допустимую и транзисторы выходят из строя. Для предотвра-
щения этого необходимо применять схемы защиты, которые либо резко огра-
ничивают управляющий (полезный) сигнал на базах оконечных транзисторов,
либо отключают источник питания. Перегрузки транзисторов оконечного кас-
када возможны по ряду причин, в том числе и из-за реактивного характера
нагрузки — динамических громкоговорителей. Такие громкоговорители представ-
ляют собой сумму активного и реактивного (индуктивного) сопротивлений.
Поэтому между переменными составляющими тока оконечного каскада и нап-
ряжением на нагрузке возможен сдвиг по фазе, что, в свою очередь, может
привести к увеличению мощности рассеяния на коллекторах оконечных тран-
зисторов и выходу последних из строя.
Схемы защиты, основанные на отключении источника питания при пере-
грузке, по быстродействию уступают схемам защиты с ограничением управ-
Рис. 76. Диодная схема
защиты
Рис. 77. Диодная схема за-
щиты
ляющего сигнала. Кроме того, они отбирают часть мощности от источника
питания и поэтому широкого распространения не получили.
Схемы защиты с ограничением управляющего сигнала выполняются на дио-
дах, транзисторах и герконовых переключателях [12].
На диодной схеме защиты (рис. 76) показаны только элементы схемы за-
щиты (V1...V3) и оконечный каскад. Диоды VI, V3 ограничивают выходной
ток в положительном пол упер иоде, а диоды VI, V2 — в отрицательном. Огра-
ничение выходного тока обусловлено ограничением управляющего сигнала на
базах оконечных транзисторов V4, V5. Например, при положительном полу-
периоде и коротком замыкании нагрузки ток через транзистор V4 увеличивается.
Поэтому растет падение напряжения на резисторе R1, вследствие чего откры-
вается диодная цепь VIV3, которая и ограничивает уровень управляющего
сигнала на базе транзистора V4.
Другая диодная схема защиты приведена на рис. 77. Как и предыдущая,
она работает от увеличения падений напряжения на эмиттерном резисторе R1
(или R2).
Несмотря на то что диодные схемы и обеспечивают хорошую защиту, они
обладают небольшой чувствительностью к началу процесса перегрузки, так как
не усиливают приращения напряжения на эмиттерном резисторе R1 или R2.
Поэтому большей эффективностью обладают схемы защиты, в которых проис-
80
ходит усиление приращения напряжения, «вызванного перегрузкой. К ним отно-
сятся схемы с защитными транзисторами и с усилителем «и герконовыми пере-
ключателями.
Один из возможных вариантов транзисторной схемы защиты (рис. 78) вы-
полнен на транзисторах VI, V2. Диоды V7, V8 увеличивают точность фикса-
ции порогового напряжения, начиная с которого начинает действовать схема
защиты. Вместо диодов V7, V8 можно использовать -резисторы. Если возникает
перегрузка «или короткое замыкание, то увеличивается падение напряжения на
резисторе R5 (или R6). Начиная с некоторого порогового уровня, равного сумме
напряжений отсечек диода- V7 (или V8), и участка |бава«—эмиттер транзистора
VI (или V2) происходит отпирание транзистора VI (или V2) и наступает огра-
ничение уровня управляющего сигнала. Чувствительность транзисторной схемы
защиты выше, чем диодной, так как транзистор усиливает приращение напря-
жения и более резко уменьшает значение своего выходного сопротивления.
Аналогичные транзисторные схемы защиты можно найти в [6...8].
Рис. 78. Транзисторная
схема защиты
Рис. 79. Транзисторная схе-
ма защиты
Например, на рис. 79 приведена транзисторная схема защиты, в которой
ограничение тока происходит в основном аналогично описанному на рис. 78.
Однако через диоды V9, V10 на базы транзисторов защиты V3 и V4 подается
обратное напряжение, зависящее от управляющего сигнала. Конденсатор С1
служит для получения определенной задержки при возврате схемы в исходное
положение после перегрузки и, кроме того, предотвращает склонность к само-
возбуждению на высоких частотах. Конденсаторы С2 и СЗ уменьшают порог
срабатывания схемы защиты на высоких частотах (более 2«0 кГц), компенсируя
этим увеличение мощности рассеяния на высоких частотах. Выбором сопротив-
лений резисторов R3... R9 устанавливаются -порог срабатывания и значение
максимального тока в случае короткого замыкания.
На рис. 80 представлена схема защиты в виде электронного реле с герко-
новыми переключателями (герконовое реле К1) и усилителем на транзисторе V5
[50]. Сигнал перегрузки на вход электронного реле (на базу транзистора V5)
поступает через выпрямитель на диоде V6. При нормальной работе оконечного
81
Рис. 80. Схема защиты с герконовыми
переключателями
каскада диод V6 закрыт и схема защиты отключена. Режим работы диода V6
определяется подбором сопротивления резистора R9. При коротком замыкании
нагрузки положительное напряжение, поступающее с нагрузки Rl на диод V6
через диод V7 и резистор R9, резко уменьшится, а отрицательное, поступающее
с эмиттера транзистора V4 через резистор R8, увеличится. В результате диод V6
откроется, на базу транзистора V5 будет подано отпирающее напряжение и
реле К1 сработает. Его контакты К1/1 и К1/2 замкнутся, и транзисторы VI я
V2 закроются. Время задержки отпу-
скания реле определяется постоянной
времени следующей цепи: конденса-
тор С2, резистор R10 и входное сопро-
тивление транзистора V5. Время за-
держки примерно в 100 раз превыша-
ет время срабатывания реле, поэтому
при возникновении короткого замыка-
ния транзисторы V3, V4 не успевают
нагреться до температуры теплового
пробоя, чем и обеспечивается их за-
щита в переходных режимах. Данная
схема обладает еще и тем преиму-
ществом, что обеспечивает защиту
при перегрузке реактивного характе-
ра, когда имеется сдвиг по фазе меж-
ду током и напряжением в выходной
цепи усилителя. Из-за сдвига по фазе
отрицательное напряжение, поступаю-
щее с эмиттера транзистора V4 на
диод V6, не полностью компенсируется положительным напряжением, поступают
щим с нагрузки, и поэтому схема защиты также срабатывает.
Следует отметить, что наибольшее распространение на практике нашли
транзисторные схемы защиты, примеры которых приведены на рис. 78, 79.
В высококачественных (и дорогих) усилителях категории Hi-Fi иногда исполь-
зуют двухкакжадные схемы защиты [12], в которых приращение напряжения
перегрузки на эмиптерных сопротивлениях оконечного каскада усиливается
двумя транзисторами, что приводит к увеличению чувствительности названных
схем.
Однако необходимо помнить, что введение схемы защиты (диодной или
транзисторной) приводит к ухудшению частотной характеристики оконечного
каскада вследствие подключения к базам транзисторов оконечного каскада вы-
ходных емкостей защитных диодов или транзисторов. Эти дополнительные
емкости могут привести, во-первых, к потере устойчивости усилителя на высоких
частотах, и, во-вторых, к задержке процесса ограничения управляющего сигнала
относительно начала, перегрузки. Поэтому всегда необходима проверка работы
усилителя совместно со схемой защиты на высоких частотах.
20. МЕТОДИКА РАСЧЕТА
БЕСТРАНСФОРМАТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Общие сведения. Как следует из гл. 6, существует много различных схем
БТУ, но все они в той или иной степени сводятся к схеме усилителя типа
1-1-2, изображенной на рис. 20. Поэтому автор счел нецелесообразным приво-
дить методику расчета схем всех типов, а ограничился лишь методикой расчета
названного усилителя.
Для расчета БТУ необходимы следующие данные: Рн — мощность в на-
грузке; Ян — сопротивление нагрузки; /н—нижняя рабочая частота; fB — верх-
няя рабочая частота; Кг — коэффициент гармоник; Линт— коэффициент интер-
модуляционных искажений; /min-./max— рабочий диапазон температур; AEf —
уровень фона.
По этим данным необходимо выбрать схему усилителя и типы транзисторов,
рассчитать все элементы, входящие в схему, и найти входное сопротивление
усилителя и напряжение на его входе.
При расчете отдельных каскадов на транзисторах надо иметь в виду сле-
дующее обстоятельство. Параметры транзисторов, особенно коэффициент пере-
дачи тока, имеют большие разбросы. Поэтому при расчете элементов схемы
БТУ высокая точность расчетов не требуется, тем более, что все ответственные
элементы схемы (особенно в цепях обратных связей) подбираются при настройке
усилителя.
Для каждого транзистора, входящего в БТУ, должны быть рассчитаны
следующие параметры: /к — ток коллектора в рабочей точке; —напря-
жение на коллекторе в рабочей точке; /к max — амплитуда переменной состав-
ляющей .тока коллектора; Uk max — амплитуда переменного напряжения на кол-
лекторе; /Ср — постоянная составляющая тока коллектора; Ро— мощность, пот-
ребляемая коллекторной цепью от источника питания; Ре— полезная мощность,
отдаваемая в нагрузку; Рк max — максимальная мощность рассеяния на кол-
лекторе; /Б — ток базы в рабочей точке; UE& —напряжение на базе в рабочей
точке; /Бтах —амплитуда переменной составляющей тока базы; ^БГПах —ам-
плитуда переменного напряжения на базе; РБ — мощность сигнала в базовой
цепи.
В справочниках по транзисторам [45...48] для коэффициента передачи тока
часто приводятся либо границы изменения, либо гарантированная нижняя гра-
ница. В первом «случае целесообразно использовать для расчетов среднее зна-
чение /1219= (А21э тах + ^21э min)/2, ВО ВТОрОМ Случае Я21э min.
Расчет БТУ целесообразно вести в следующей последовательности.
20.1. Расчет напряжения источника питания. Напряжение источника пита-
ния £, мощность в нагрузке Рн и сопротивление нагрузки Ян жестко связаны
зависимостью (45). Поэтому при задании Рн и Ян напряжение источника пи-
тания определяется однозначно. В эмиттерной цепи транзисторов оконечного
каскада (см. рис. 20...22) стоят стабилизирующие резисторы R9^=R10.
С учетом этих резисторов напряжение «источника! питания по аналогии с (23)
Е = 1/8/?нРн (1 + R9/Rn) £-1 , (223)
где £ — коэффициент иопальзования напряжения (14). Обычно полагают
R9 = R10 = 0,C5Ra.
(224)
83
Если положить £«0,95, то приближенно из (223) имеем окончательно
£«У10Ря/?н- (225)
20.2. Расчет коллекторной цепи транзисторов оконечного каскада. Полагая
£=•1 согласно (14) (амплитуда напряжения на эмиттере)
УЭта1»«^в«£/2; (.226)
максимальное напряжение между коллектором и эмиттером “кэ max ~ Е’ (227)
импульс тока коллектора согласно (46) 'ктахЗ~£№ (228)
постоянная составляющая тока коллектора, согласно (9) Еср 3 = 7К max з/я; (229)
потребляемая мощность от источника' питания согласно (20) Р0з Е2/2п (230)
максимальная мощность рассеяния на коллекторе согласно (30) ^тахЗ = £2/4я2*н~*н/4- (231)
Ток в рабочей точке /кэтах полагают равным нулю. Предельную частоту
транзисторов V3, V4 (или V5, V6) определяют по (2(20).
20.3. Выбор транзисторов оконечного каскада. По рассчитанным данным
UK этах’ тах3’ тах3’ /Л21эз выбираем транзисторы оконечного каскада. Из
[45...48] или по табл. П.4 выбираем комплементарные транзисторы .с макси-
мально возможным коэффициентом передачи тока. Транзисторы должны удов-
летворять условиям (210), (211). Определяем необходимость применения ра-
диаторов. Из справочников находим Нцэ и характеристики выбранных транзи-
сторов (если они есть). По выходным характеристикам транзисторов оконечного
каскада определяются амплитуда базового тока /Бтахз ,и остаточное напря-
жение ^кэш1п- Затем уточняется коэффициент использования напряжения £.
Если £>0,85, то энергетические характеристики не пересчитываются. Если
£<0,85, то коллекторную цепь оконечных транзисторов необходимо пересчитать
в соответствии с точными формулами гл. 4.
Если подобрать мощные комплементарные транзисторы не представляется
возможным, то надо выбрать транзисторы одинаковой проводимости (см.
рис. 22). Если мощность усилители велика, то 2—4 транзистора можно соеди-
нять параллельно. При этом необходимо подбирать транзисторы с близкими
параметрами.
20.4. Расчет базовой цепи транзисторов оконечного каскада. По входным
характеристикам выбираем рабочую точку транзистора оконечного каскада для
режима АВ и определяем амплитуду переменного напряжения ^Бтах3 на его
базе (или между базой и эмиттером). Мощность, потребляемая базовой цепью
от предыдущего транзистора,
?Бз 0 >5 UB тах31Б тах 3. (232)
Если характеристик нет, то приближенно
1Б max з ГК max з/Аз1 a s’. (233)
^БЗ ~ э 8* (234)
84
20.5. Расчет коллекторной цепи второго транзистора. Полезная мощность,
которую отдает транзистор V2, должна быть на ГО...20% больше той, которая
потребляется базовой цепью транзисторов оконечного каскада, т. е.
РН2 « (1,1.. .1,2) РБЗ, (235)
так как часть мощности теряется в цепи смещения (см. рис. 23).
Амплитуда переменной составляющей тока коллектора.
/Кю.х2«(1-1...1.2)/Бта13. (236)
Транзистор V2 работает в режиме А, поэтому постоянная составляющая
тока коллектора равна току в рабочей точке, т. е. /Ср2=/к2. Из-за нелиней-
ности характеристик транзистора целесообразно выбирать
\2=(1-l--l-2)/Kmax2- <237>
Приближенно
/К2«(1,1...1,2)_Е/2РнЛ21эз- (238)
Максимальный ток коллектора
‘к max ZK2 + 7 К max 2 & 2 1К 2- (239>
Амплитуда переменного напряжения на коллекторе
^Ктах2~£/2' <240>
а максимальное напряжение между коллектором и эмиттером
«КЭтах«£- <241>
Мощность, потребляемая коллекторной цепью транзистора от источника пи-
тания,
Р02 = « (1,1... 1,2) л Р08/Л21 э 8. (242)
Мощность, рассеиваемая на коллекторе,
= Р02 Рн2 0,75 Pqz 4 Pos/hzi 8 8* (243)
Мощность Ркг можно выразить и через мощность в нагрузке:
^К2 ^н/^219 3‘ (244)
Предельную частоту /л21эг транзистора V2 определяем согласно (221).
20.6. Выбор второго транзистора. По рассчитанным в § 20.5 /ктах, ^КЭтах,
Ркг, /&21э2 необходимо выбрать транзистор V2 с максимально возможным коэф-
фициентом передачи тока. Если такой транзистор можно найти, то усилитель
следует строить по схеме, изображенной на рис. 14. Если же такого’ транзистора
нет, то надо применять составные транзисторы. Схемы усилителей с составными
транзисторами приведены на рис. 21, 22. Используя формулы и рекомендации
§ 20.1...20.5, надо произвести новые расчеты, введя в (221), (238), (239), (243),
(244) вместо эквивалентный коэффициент передачи тока, который согласно
(56) Л21экв^^21эз/121э5, где /121эз, ^21э5 — коэффициенты передачи тока транзи-
сторов V3, V5 на рис. 21, 22. При этом надо рассчитать коллекторные цепи
обоих транзисторов в соответствии с § 20.2, выбрать транзисторы согласие
§ 20.3, рассчитать базовую цепь составного транзистора в соответствии с § 20.4
и (58) и снова пересчитать коллекторную цепь транзистора V2, после чего выб-
рать транзистор V2.
85
Резистор R8 в коллекторной цели транзистора V2 рассчитываем соглас-
но (,170).
После выбора транзистора V2 определяем амплитуду тока базы /вшах2 °0
характеристикам, если они есть в спрагвочниках, и находим коэффициент пере-
дачи тока /121э2 выбранного транзистора.
20.7. Расчет базовой цепи второго транзистора. По входной характеристике,
если она имеется, выбираем рабочую точку транзистора, V2 в режиме А и оп-
ределяем ток в рабочей точке /в2. Амплитуда переменного тока базы опре-
деляется либо из характеристик, либо по приближенной формуле
max 2 max 2^81 • 8* (245)
По справочным данным находим входное сопротивление транзистора V2.
Если это сделать затруднительно, то для ориентировочных расчетов можно
положить входное сопротивление Т?вх2 равным нескольким сотням ом.
Сопротивление резистора
/?4«(10...20)₽вха. (246)
Амплитуда, переменного напряжения на базе
^Б max 2 шах ^вх 8 ’ (247)
а мощность сигнала, потребляемая базовой цепью,
^Б2 = °max 2 ^Б max 2* (248)
20.8. Расчет коллекторной и базовой цепей первого транзистора и его выбор.
Расчет этих цепей производится так же, как и для второго транзистора. По-
лезная мощность
РН1«(1,1...1,2)РБ2, (249)
амплитуда переменной составляющей тока коллектора
(250)
Постоянная составляющая тока коллектора /к1>/ктах1. Если /ктш<
<С1 мА, то надо положить /ki=(1...5) мА. Если /к maxi« (1...5) мА, то надо
положить
/К1«(1,1...1,2)/Ктах1. (251)
Мощность, потребляемая от источника питания, практически равна мощности
рассеяния на коллекторе
^Ki ~ ^01 = & ^К1* (252)
Максимальное значение коллекторного тока
,Ктахя#2/К1: (253)
максимальное напряжение между коллектором и эмиттером
УКЭтах«£/2’ <254)
а предельная частота определяется в соответствии с (221). Этих данных доста-
точно, чтобы выбрать транзистор.
Ток базы
^Б1 ^К1/^81э (255)
где /&21э1—коэффициент передачи тока первого транзистора.
86
20.9. Расчет цепи отрицательной обратной связи. Расчет данной цепи необ-
ходимо начинать с определения требуемой глубины ООС по заданному зна-
чению коэффициентов нелинейных, интермодуляционных и динамических иска-
жений. Из (208) F=1 + PK«i2i0...30 (см. гл. Г5, 16). После этого из (94) на-
ходим сопротивление резистора
/?6 « ^21 Э 2 ^21 Э 8 (256}
Так как коэффициент усиления Кос (96) и входное сопротивление Явх.оа
(99) зависят от отношений R6/R5 и R5/R6, то отношение R6/R5 находится иэ
компромисса между требованиями увеличения коэффициента усиления и вход-
ного сопротивления. Наиболее часто отношение /?б//?5«20...100. При этом надо
иметь в виду, что сумма сопротивлений R5+R6 должна удовлетворять нера-
венствам (85), (90), объединяя которые находим
Rh R5 "Ь RG Л21 э 2 Л21 э з (257}
20.10. Расчет делителя в цепи базы первого транзистора. Напряжение в
точке В1 (см. рис. 20...22) не должно зависеть от температурных изменений
тока базы и теплового (обратного) тока коллектора транзистора. Для этого
необходимо, чтобы коэффициент нестабильности (153) Z)~2...4. Для повышения
стабильности можно положить, что ток делителя /д равен току коллектора /ki,
т. е. ток делителя в /12191 раз превышает ток базы. В этом случае общее сопро-
тивление делителя
Rl + R2 + R3 == Е/I К1. (258>
Напряжение в точке В1
иБ1-иБЭ1 + !к^6+Е/^ (259>
где U ggj—напряжение между базой и эмиттером первого транзистора. Но
UBi=EpRl = IkaR1. Отсюда
<2в0>
Таким образом, из (256) ...(260) можно найти сопротивления R1 и R2+R3.
Разделение между R2 и R3 следует делать из .условия фильтрации фона, по-
падающего на вход усилителя [5]. Обычно R2= (2...5)R3.
После такого выбора резисторов необходимо найти коэффициент нестабиль-
ности D (153), полагая Re=Rl\\ (R2+R3)*, RQ=R6. Если D«2...4, то расчет
делителя на этом заканчивается, а если существенно больше этих значений, то
надо увеличить ток делителя и снова рассчитать его.
20.11. Выбор цепи стабилизации тока покоя. Цепь стабилизации тока покоя
транзисторов оконечного каскада выбирается в соответствии с рекомендациям»
гл. II и рис. 56, 59.
20.12. Расчет конденсаторов. Расчет конденсаторов С/, СЗ, С4 производится
согласно рекомендациям гл. 14 по (190)... (492). Фильтрующие конденсаторы
С 2, С5 рассчитываются по заданным требованиям к фильтрации фона [5].
20.13. Требования к мощности источника питания. Суммарный ток, потреб-
ляемый от источника питания,
+ /К2 + ,СР 8 2 \1 + ^К2 + А>р 3’ (261}
а потребляемая мощность
Р — Е!.
(262)
87
f 20.14. Расчет результирующих характеристик усилителя. После того как
выбраны транзисторы и рассчитаны все элементы схемы, надо уточнить основ-
ные характеристики усилителя, пересчитав их по точным формулам, а именно:
коэффициент усиления по напряжению К с разомкнутой ООС (81);
коэффициент усиления по току Ki (86);
глубину ООС F (93);
коэффициент усиления напряжения Кос с разомкнутой ООС (65);
коэффициент усиления по мощности Крос (97);
входное сопротивление RBx ос (i66);
напряжение и мощность сигнала на входе по известным напряжению и
мощности сигнала на выходе и коэффициентам усиления.
Следует отметить, что практические схемы БТУ содержат ряд дополнитель-
ных элементов, которые либо рассчитываются обычным способом, либо подби-
раются опытным путем.
21. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
В настоящее время в литературе описан ряд схем БТУ. Эти усилители
прошли необходимые испытания и могут быть воспроизведены опытными радио-
любителями. В табл. 8 приведены схемы только тех усилителей, которые по
своим характеристикам являются типичными представителями усилителей ка-
тегории Hi—Fi. В таблице указаны только такие параметры усилителей, кото-
рые приведены в соответствующих публикациях. Причем в первой ее строке
указан тип усилителя по числу транзисторов во входном, предоконечном и око-
нечном каскадах (транзисторы, входящие в цепи стабилизации тока покоя и
в схемы защиты, не учитываются в обозначении типа усилителя).
Как следует из ранее приведенных схем и схем рис. 81...91, большинство
из них сложны, так как включают в себя цепи местных и общей ООС, цепи
ПОС и различные корректирующие звенья. Вместе с тем наиболее простой
является схема усилителя 1-1-2 (ом. рис. 20), которая содержит всего четыре
транзистора. Поэтому дальнейшее развитие высококачественных БТУ большой
мощности, по-видимому, будет развиваться не по пути усложнения схем в
Рис. 81. Принципиальная схема усилителя 1-1-4 [41]
88
Таблица 8. Параметры схем бестрансформаториых усилителей мощности
Параметр усилителя и дополнительные сведения Значение параметра для усилителей
1-1-4 Q 1-4-4 2-4-4 Q 4-7-4 2-5-4 Q 2-2-2 1-1-4 Q 3-4-4 Q 3-3-4 Q 3-3-6 Q 3-4-6
Источник Номер рисунка Номинальная вы- [41] 81 8 [51] 82 8 [42] 83 20 К” 20 й3' 25 [52] 86 25 ё’1 25 30 й11 35 [55] 90 50 Ь“' 70
ходная мощность, Вт Нагрузка, Ом Номинальный диа- 8 4 20... 8 16...10» 8 20...5-10* 4 20...2-104 8 20...2-104 20.. .2.104 8 20...2.104 8 20... 2.104 8 15... 4 5...
пазон частот, Гц Неравномерность ...1,5-Ю6 0,5 2,5...5 ...2,5-10* ...3,5-104
— — — 3 1 1 — 1 0,5
АЧХ, дБ 0,3 0,05
Коэффициент гар- моник, % Коэффициент ин- 0,2 0,03 0,35 0,47 0,53 0,8 0,3 0,5 0,1 0,045
— — — — — - — — — — 0,1
термодуляционных искажений, % 0,45 0,43
Номинальное на- пряжение на вхо- де, В Входное сопротив- 0,3 1 1 — 0,7 0,775 0,775
350
-- — — 40 — — — — — 10
ление, кОм z Отношение сиг- нал-шум, дБ — 80 —60 —75 — 70 —60 —78 — 98
целях повышения их устойчивости, а по пути создания мощных тран-
зисторов с большим коэффициентом усиления. В этом направлении имеются
две возможности. Во-первых, создание мощных составных комплементарных
транзисторов [9, 52] с мощностью рассеяния 40... 150 Вт и коэффициентом
/передачи тока hn9>750... 1000 и, во-вторых, создание мощных комплементарных
полевых транзисторов [28, 57, 58] с мощностями [рассеяния 40...100 Вт и уси-
лением по мощности 100... 100*0. Создание таких транзисторов позволит получать
«большие выходные мощности с помощью простых и устойчивых схем.
Рис. 82. Схема усилителя 1-4-1 [51]
КТ203К
/7
К2
6,8к\
61203А
V2
СО
\юо,о*
±*15В
м р/да
2,7л~Г1.х^[
1 К/21
К9\Л 6,Вк
№г
1000
V5 КТ6086
С122 №
ь/1л7/
/77
22к
4 КЗ
Щк
65
39к
Д’ КТ203К
ЗО,о'15В ™ %
/л
___1471-JL^
ку (2Н-1
KT20J^.--
КШ2П Д^А
К22
51
/74
> КТ8МВ
У8Д219А •
Ш 7/г
l\ I П Л77
£/ U 15к
V12<-^-y
VJO
КТ606Б\
625
0,39
v VJ2
У-Д21 9А
---- T.CI0
К26 Т 0Д22
0,39 Ы К28
(проб) U 30
V16
КТ908А
К23
10
81601"
|Ш ГИ27
Li 51 и 0,39
(. ‘
_ 09
I J>°
(проб)
-2581
-7-Д219А
+255
Рис. 83. Схема усилителя 2-4-4 [42]
90
0,1
21ВДП ЛЛ5П кз\
-\дв1ш Ул7 у/ддаЦ по\
I £ "" пп"
86
22м
22н
08510
VI
КП302Б
CJ 85
81 П 82 [\2,2 6,8м
150nU 680 U
Wt,V5-61HT5915
V6,V9-t(TJ426
V7,V8 -81675916
V12,Vlk-HT81^6
Vl3W5,V16-K76026
Vlt-6T8156
V16-K78K6
V19-KT8196
V20-K78186
У10-НД5226
У11-Д8145
VIZ.
68
/я
Л4
Им уц
I//J
УЮ
100,0*68
Ё Тот
67
0,1
H0\
817 06
П618 619Г]
LI 330 3301]
620 330
822 Ш
V6
627
1.5
6281м
826 1.Ш7
НО У 7±
0100,1
V17
+25&
V19
V14
2 мм Гн
V20
t V21
I2M
T.cufj
635
1,1м
V21
^КД20ЬВ
I
8
-268
[836
\i,1m
V15
СП СП
6^22,2
631
0,5
VJ8
638
0,5
06kO
2,2м
Puc. 84. Схема усилителя 4-7-4 [30]
Рис. <з5. Схема усилителя 2-5-4 [43]
9>
Рис. 86. Схема усилителя 2-2-2 [52]
Рис. 87. Схема усилителя 1-1-4 [53]
92
Рис. 88. Схема усилителя 3-4-4 [54]
Рис. 89. Схема усилителя 3-3-4 [44]
93
Рис. 90. Схема усилителя 3-3-6 [55]
820 U
Cl
30,0*250
Ltf7
\820
J__V6
KT502E
VI
ЛТ503Д
39ft |
4
гШ
100ft
20,0^61
j25H[+\
V3 A
V2
НТ503Д
810
\ltt
811 616 Г
100 33 t
V7ET502E
нН
\0,033
613 47
•18ft
68 612 h
39ft 680 И
Z74 J +
W00t0 =r=
*168 J.
V
--Д2236
5 7 У5
--Д223Б
f<2i П
^2 47 4,7*U^
V8
НТ503Е
819
560
820
1ft
621
120
06
~0,1
V14
Д2236.
V13
ИТ502А,
82341
V9
HT503E
_сз
T^7
617390
8183,3ft
81418ft
8151к
Vll 5
Д2236
V12\
ИТ503А
V10
KT503A
826.
62
82922
828
22
/744 ±40$
V19
КТ818ГМ
6251
62 I
836
10
830П 832П634
560 У 100 Uo,i
F2 44 ~40$
/ГЛГ1 633П635[:
560 И /ДОЦЯ/Е
V16
KT502E
827 Г]
47ft LI
Puc. 91. Схема усилителя 3-4-6 [56]
94
ПРИЛОЖЕНИЕ 1. ПАРАМЕТРЫ УСТРОЙСТВ И ИХ ОБОЗНАЧЕНИЯ
Таблица П1.1. Отечественные усилительные устройства
Название Тип Номинальная мощность, Вт Сопротивле- ние нагрузки, Ом Номинальный диапазон ча- стот, Гц Коэффициент искажений, % Громкоговори- тель
«Аллегро-002-стерео» Электрофон 2 x50х) 4 40... 18000 0,7 35АС-1
«Арктур-003-стерео» Электрофон 2X25 4 40.„20000 0,7 25АС-2
«Бриг-001 -стерео» УКУ 2 2X50 — 20...20000 0,5
«Вега -104М-стерео»3 Электрофон 2X10 4 63... 18000 0,7 15АС-4
«ВЭФ-101-стерео» УНЧ4 2X10 4 40... 18000 0,7 6МАС-4
«Импульс-80» Эстрадный УНЧ 60 20.„20000 0,3
«Одиссей-302-стерео» УНЧ 2X20 — 20...30000 0,7 —
«Радиотехника-020-стерео» УКУ 2X50 4 20.„30000 0,7 35АС-1
«Романтика-108-стерео» Стереокомплекс 2X10 8 63... 16000 0,8 10МАС-1М
«Трембита -002-стерео» УНЧ 2X40 16 20...20000 1 20АС-1
«УО-27» Эстрадный УНЧ ПО 7 30... 15000 1 —
«УЭМИ-50» Эстрадный УНЧ 50 20.„20000 1 АСЭМИ-50
« Феникс-001 -стерео» Электрофон 2X15 16 40... 18000 1 20АС-2
«Электроника Б1 -01 -стерео» Электрофон 2X60 16 40... 18000 1 20АС-1
«Электроника Д 1-014-квадро» УНЧ 4X25 — 20...31500 0,5 —
«Электроника Т 1-002-стерео» УНЧ 2x25 — 20.„20000 0,3 —
«Юпитер-квадро» УНЧ 4X15 16 20...20000 1 20АС-1
1 2X50 — соответствует двум каналам по 50 В в каждом.
2 УКУ — усилительно-коммутационное устройство.
8 Данные усилителя «Вега-104М-стерео» совпадают с данными устройств «Вега-108-стерео» и «Вега-117-стерео».
4 УНЧ — усилитель низких частот.
co
О)
Таблица П1.2. Зарубежные усилительные устройства
Марка Тип Стра на -изготовитель, фирма Номинальная выходная мощность, Вт Сопротивление нагрузки, Ом Номинальный диапазон частот, Гц Коэффициент искажений, %
Alfa-5 Стереоусилитель Япония, Nikko 2X100 — —...70000 0,009
AVA-BOOOE > Япония, NEC 2X75 4 5...45000 0,05
2X65 8 25...45000 0,05
AU-717 > Япония, Sansui 2X150 4 0...20000 1,0
2X105 8 20...20000 1,0
2X65 16 20...20000 1,03
CA1000-II » Япония, Yamaha 33(A)1» 4 10...60000 0,03
23(A) 8 10...60000 0,07
169(B)2 4 10...60000 0,17
117(B) 8 10...60000 0,1
JA-S71 > Япония, JVC3 2X130 4 20...70000 0,1
2X85 8 20...70000 0,1
JA-S31 > Япония, JVC 2X60 4 10.„80000 0,2
2X45 8 10.„80000 0,2
JA-X9 Квадроусилитель Япония, JVC 4X31 4 5...20000 0,4
4X25 8 5.„20000 0,4
2X56 8 5.„20000 0,4
Playmaster Forty Стереоусилитель Англия, Playmaster 2X54 4 25...20000 0,3
Forty-stereo 2X40 8 25...20000 0,3
2X24 16 25.„20000 0,3
Revac/Classic RC-120 > Италия, Revac 2X48 4 20...20000 1,0
2X75 8 20...20000 1,0
2X50 16 20...20000 1,0
SA-95O0II > Япония, Pioneer 2x80 8 5...30000 0,05
Марка Тип Страна-изготовитель, фирма
STR-V7 ЧМ-АМ-стерео-радио- приемник Япония, Sony
STR-V6 >
STR-V5 >
TA-5650 Стереоусилитель Япония, Sony
TA-2650 » >
TA-8650 Япония, Sony
TA-N86B » Япония, Sony
1 (A) — класс A.
2 (В) — класс В.
’ JVC —Victor Company of Japan.
Окончание табл. П1.2
Номинальная выходная мощность, Вт Сопротивление нагрузки, Ом Номинальный диапазон частот, Гц Коэффициент искажений, %
2X150 8 20...20000 0,07
2ХП5 8 20...20000 0,07
2X85 8 20...20000 0,07
2X50 8 20...20000 0,1
2X43 8 20.„20000 0,2
2X182 4 20...20000 0,2
2X120 8 20.„20000 0,2
2X18 (А)) 8 20.„20000 0,01
2X80 (В) 8 20.„20000 0,01
200 (моно) 8 20.„20000 0,01
Таблица П1.3. Отечественные громкоговорители
Марка громкоговорителя Мощность, Вт Диапазон вос- производимых частот, Гн Электри- ческое сопротив- ление, Ом Головки
35АС-1 35 30...20000 4 ЗОГД-1, 10ГД-35,
15ГД-11
ЗбАС-208 35 31,5...20000 4 ЗОГД-1, 15ГД-11, 6ГД-13
28АС-2 25 40...20000 4 25ГД-26, 6ГД-6, ЗГД-31
25АС-9 25 40...20000 4 25ГД-26, 15ГД-11,
ЗГД-31
25АСА-11 25 40...20000 4 25ГД-26, 6ГД-6, ЗГД-31
25АС-16 мини 25 63...20000 4 25ГД-32, 2ГД-36
Корвет 20 40...20000 4 2Х10ГД-30Е, 6ГД-13
20АС-1 20 63...18000 16 4Х4ГД-43Е, 2ХЗГД-31
20АС-2 20 40...18000 16 2Х10ГД-30Е, 4ХЗГД-31
15АС-1 15 63...20000 4 2Х6ГД-6, ЗГД-31
15АС-4 15 63...20000 4 25ГД-26, ЗГД-31
15АС-6 мини 15 100...20000 4 15ГД-13, 2ГД-36
10МАС-1М 10 63...18000 8 ЮГД-ЗОЕ, ЗГД-31
10АС-7 10 63...20000 4 10ГД-36
ЮАС-9 10 63...18000 4 10ГД-34, ЗГД-2
8АС-2 8 40...18000 4 8ГД-1, 4ГД-6, ЗГД-2
8АС-3 8 100...10000 2 2Х4ГД-35
ЗА С-4 8 100...10000 8 2Х4ГД-35
6АСЛ-1 6 63...18000 4 6ГД-6, ЗГД-31
6АС-2 6 63...18000 4 10ГД-34, ЗГД-31
6МАС-4 6 63...20000 4 10ГД-34, ЗГД-31
6АС-9 6 63...20000 4 10ГД-34, ЗГД-31
6АСШ-2 6 100...12500 4 6ГД-6, 6ГД-11
4АС-2 4 125...16000 4 4ГД-43, ЗГД-31
4АС-4 4 80...12500 4 4ГД-35
ЗАС-5 3 100...10000 4 ЗГД-40
ЗАС-З 3 125...10000 4 ЗГД-38Е
Таблица П1.4. Параметры отечественных динамических головок
Марка головки динамической Номинальный диапазон воспроизводимых частот, Гц Номинальная мощность, Вт Полное электри- ческое сопротив- ление, Ом
2ГД-36 2000.. ..20000 2 8
ЗГД-31 3000.. ..18000 3 8
6ГД-6 63.. ..5000 6 4
6ГД-11 3000.. ..20000 6 8
10ГД-34 63.. .5000 10 4
10ГД-35 3000.. ..25000 10 15
15ГД-11 200.. ..5000 15 8 и 15
25ГД-26 40.. ..5000 25 4
ЗОГД-1 30. ..1000 30 4
98
Таблица П1.5. Обозначения параметров транзисторов
Параметр и единица измерения Обозначение
Максимально допустимая мощность рассеяния на коллекторе, Вт Максимально допустимая мощность рассеяния, Вт, на коллекторе с теплоотводом Максимальная суммарная рассеиваемая мощность, Вт Тепловое сопротивление переход — окружающая :реда, °С/Вт Тепловое сопротивление переход — корпус, °С/Вт Допустимая температура окружающей среды, °C Рк max Р*К max Р max Rt п —с Rt п —к Т
Максимально допустимая температура перехода, °C Т и шах
Допустимая температура корпуса, °C Максимально допустимый постоянный (импульс- ный) ток коллектора, А Максимально допустимое постоянное (импульс- ное) напряжение коллектор — эмиттер Максимально допустимое постоянное напряжение коллектор — эмиттер, В (при заданном /?б.э) Максимально допустимое напряжение коллектор — эмиттер (при /в = 0), В Напряжение насыщения коллектор — эмиттер, В Максимально допустимое постоянное напряжение эмиттер — база, В Начальный ток коллектора,. А (при разомкнутой цепи базы) Обратный ток коллектора, А Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером в режиме большого сигнала Граничная Частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером, МГц Постоянный ток базы, А Внешнее сопротивление между базой и эмитте- ром, Ом Г.. /к тах(Гк и max)'! Укэ гпзх (f/кэитах: t/КЭ max f/КЭ 0 max t/КЭ нас max’ /КЭ 0 /КБО ^21-4 f ГР /б Ябэ
4
99
Таблица П1.6. Характеристики
№ п/п Тип РК тах^Р К max (Р ), Вт max н о Т, °C т п max ос Т к К max А
и 1 с оГ м 1 с к
7 Китах
1 2 КТ801А КТ801Б —40—85 2 2
3 КТ802А (50) /2,5 -25-100 150/(—25-100) 5
4 КТ803А (60) —/1,66 -60-100 150/(—55-100) 10
5 КТ805А 30/— —/3,3 -60-100 150/(—50-100) 5/8
6 КТ805В —— — — —
7 КТ807А 10/- (8 -40-85 150/(—40-100) 0,5/1,5
8 КТ807Б 10/- (8 -40-85 150/(—40-100) 0,5/1,5
9 КТ808А (5)/(50) /2 —60-100 150/(—40-100) 10
10 11 12 13 КТ814А КТ814Б КТ814В КТ814Г 1/10 — 125/(—40-100) 1.5/3
14 КТ815А
15 16 17 КТ815Б КТ815В КТ815Г 1/10 125/(—40-100) 1,5/3
18 19 20 21 КТ816А КТ816Б КТ816В КТ816Г 1/25 1/25 — 150/(—60-180) 150/(—60-100) 3/6 3/6
22 23 24 25 КТ817А КТ817Б КТ817В КТ817Г 1/25 — 150/(—60-100) 3/6
100
транзисторов большой мощности
^КЭтах* ^КЭОтэх^ ^КЭ ₽ max 1 * ^КЭ и тах^’ В CQ ш СЛ с • Б ЭБ max 7кв о ^кэо’' мкА А21Э frP. МГц Структура, материал Номер чертежа корпуса в приложена! 2
[80] [60] — 2,5 2,5 (10) (10) 13-50 20-100 10 10 1 1
[130] 5 3 60 15 10 2
«6 .=100 Ом [60]. [80] 2,5 4 (5) 10-70 20 2
Лб.в<10 Ом [160]. [160] [180]. [135] 2,5 5 5 (60) 15 20 n-p-n, Si 2 2
Яб.э<10 Ом, [ 100], [120] То же 1 4 (5) 15—45 5 3
1 4 (5) 30-100 5 3
«б.9=10 Ом, [120], [250] 2,5 4 (3) 10—50 7 2
«б.э<100 Ом. (25). [40] (40), [50] (60), [70] (80), [100] 0,6 5 50 40 40 40 30 3 р-п-р, Si 4
/?б Ом, 25, 40 n-p-n, Si
[40] 40, [50] 60, [70] 80, [100] Яб.»<1000 Ом,25, [40] 0,6 5 50 40 40 30 3 n-p-n, Si 4
45, 60, 80, [45] [60] [100] 0,6 0,6 5 5 100 100 25 25 3 3 p-n-p, Si 4 4
«б.э=Ю< [4( 45, 60, 80, ) Ом, 25, >1 [45] [60] [ЮО] 0,6 5 100 25 3 n-p-n, Si 4:
101
р* К max , Вт р с о ! Г т п max lK max А
№ п/п Тип О 1 ж 1 т, °с , т * W ZK max
8 е к а, о, ~ с Е» * С * 1л
26 27 КТ818А КТ818Б 1,5/60 корпус Т0220 125/(—40...Ю0) ТО220 КТ11
28 29 КТ818В КТ818Г 2/100 корпус КТ11 10/15 15/20
О
СЧ ~
30 31 32 33 КТ819А КТ819Б КТ819В КТ819Г 1,5/60 Т0220 2/100 КТ11 — 125/(—40...100) 10/15 ТС 15/20 К1
34 КТ902А 30 —/3,3 -/(-60... 125) 5/-
35 36 КТ903А КТ903Б 30/60 —/3,33 — —/(—40... 185) 3/10
37 38 КТ904А КТ904Б 5 — /16 —40...85 —40... 120/(85) 0,8/1.5
39 40 КТ907А КТ907Б 13,5 -/7,5 —40...85 —40... 120/(85) 1/3
41 42 КТ908А КТ908Б 50 — /2 -60... 125 150/(—55...100) 10/-
43. 44 КТ909А КТ909Б 25 50 — /5 /2,5 —40...85 120/— 2/4 4/8
45 46 КТ909В КТ909Г 25 50 — /5 /2,5 2/4 4/8
47 48 49 50 КТ911А КТ911Б КТ911В КТ911Г 3 — /33 —40...85 120/— 0,4/—
51 52 53 КТ940А КТ940Б КТ940В 1,2/10 104/10 — 150/(—45... 85) 0,1/0,3
54 55 56 57 58 KI943A КТ943Б КТ943В КТ943Г КТ943Д 25 /5 — 150/(—45...85) 2/6
59 КТ945А 50 /2 — | 150/(—45...100) 15/-
♦ С теплоотводом.
102
Продолжение табл. П1.6
^КЭтах* ^КЭОтах^’ [С7КЭЯтах Ь и тах^ со CS М Ф ь* УЭБ щах ’ В 7КБ0’ (/кэоь мкА Л21 Э (гр. МГц Структура, материал Номер чертежа корпуса в 1 приложении 2
100 0м (25), [40] (40), [50] (60), [70] (80), [90] 2 5 1000 15 20 15 12 3 р-п-р, Si 5
Яб э^ ЮО Ом (25), [40] (40), [50] (60), [70] (80), [100] 2 5 1 15 20 15 12 3 п-р-п, Si 5
(ЮО) — 5 10 15 I | 35 6
[60], [80] — 4 (10) 15...70 40...180 120 6
[60], (70), 70 Лб.э< ЮО Ом, [60], (70), 70 — 4 (1.5) 300 350 н? 7
60, [70], /?б.э < Ю0 Ом — 4 (3) — 350 300 7
₽б.э = 10Ом, [100] /?б. э=250 кОм, [60] 1,5 5 (25) (50) 8...60 20 50 2
Яб.э^ЮОм, [60] — 3,5 (30) (60) (30) (60) — 350 500 300 450 8
э — 0 [40] [30 [30 . [40] — 3 5 — 1000 800 1000 800 9
/?бэ<Ю кОм, 300 250 160 1 5 0,05 25 25 25 — 4
Пб.э — io [60 [80 [80 [60 Ом, [45] 0,6 0,6 0,6 1,2 1,2 5 100 100 100 1000 1000 40...200 40...160 40...120 20...60 30...100 — 10
р?б.8=10 Ом, [150] — 5 1 - 1 ю — 11
103
Таблица П1.7. Характеристики транзисторов средне* мощности
с Тип С к § I и со Б • К а. с о 3 о $ « а ь.° с С X i я CQ . К S § а к х Й ь-1 CQ о я И CQ К ё е а? 1 '"о о ё Л «с ef 2* А и Структура, материал
1 КТ601А 0,25/0,5 —40.. .85 0,03/— роо] — 2 (0,5) 16 40 п-р-п, S1
2 3 4 5 КТ602А КТ602Б КТ602В КТ602Г 0,85/2,8 150/45 —40...85 0,075/0,5 ПОО] [100] [70] [70] — 5 0,07 20...80 50 15...80 50 150
6 7 8 9 10 11 КТ603А КТ603Б КТ603В КТ603Г КТ603Д КТ603Е 0,5/— 200/- -40...85 0,3/0,6 [30] [30 [15] [15] [Ю] [Ю] — 3 0,01 0,01 0,005 0,005 0,001 0,001 10...80 60 10...80 60 20...80 60...200 200
12 13 КТ604А КТ604Б 0,8/3 J50/40 —25... 100 0,2/— [250] — 5 (0,05) 10...40 30...120 40
14 15 КТ605А КТ605Б 0,4/— 300/— —25... 100 —/0,2 [250] — 5 0,1 10...40 30...120 40
Номер чертежа
корпуса в
приложении 2
12
1
12
1
12
SOI s 8 tss? ND ND ND ND СЛ 4b CO ND ND ND »— О СО 00 SO № п/п
КТ618А KT617A KT616A КТ616Б о о о о i—• ►—* ►-» • КТ610А КТ610Б 1 КТ608А КТ608Б КТ606А КТ606Б Тип
0,5/— 0,5/— О co T 0,8/3 bi т 0,5/— ND Си т Р к max , Вт max
—zoos' 215/— 260/— cn о о х Со о 200/— —/44 , ’С/Вт Тп-к
—40... 85 —40...85 -40...85 —25... 100 1 о СП о 4b О 00 СЛ —40... 120 Т, °C
i 1 1 1 00 сл т 1 85/— тп max >с гй
о — 1 0,4/0,6 0,4/0,6 —/1‘0 о со т о о 00 о о 00 max .. » А и max
loss! losl (051 СЛСП 00 со 120] [60] [09] ^КЭ max’ В ^КЭттЛ В
1 1 1 I 1 1 1 иКЭ нас
сл 4b 4b со 4ь 4ь 4ь и . В КБ max ’
(0,05) SI0‘0 0,015 0,2 0,05 0,01 (1.5) (/__л ), мкА КБ0 КЭО
S co о ND 4b OlO Со >— со •— оо оо ЬОО ЬОО о о 25...80 50...160 20...80 40...160 1 Л21 э
$ 150 200 о о 200 350 frp, «Г»
п-р-п, SI Структура, материал
4b со ND Номер чертежа корпуса в приложении 2
Продолжение табл. П1.7
фь со ьо 40 41 СО со ООО 36 37 СО СО СО СО СОСО СП Ф СО ЬО —О № п/п
|гТ612А | П609 П609А П608 П608А П607 П607А КТ928А КТ928Б хххххх чннннч ОООООО СО СО СО со СО СО оо о о о о ЕЙ ЕЛ> Тип
О Со О1 СП о о 00 К max
о “ “ * > Вт
1 1 т max
со ьо т п~~с °С/Вт
т RT п-к
1 СП СП <к СП сл СП 1 сл сл 1 СП о Т, °C
.70 09* .60 09* .85 .125
| 1 1 1 150/— —/031 Уп max оС Т к
о о со о со о со о 00 К max к
ьо т о ъ о о о о NO То L, К и шах
1 [25] 1 [25] [25] [60] о оо сл to to ОООООО иКЭ max’ В ^КЭЯтахЬВ
1 1 1 1 0,3 иКЭ нас ’ В
0,2 3*1 9*1 СП сл СЛСЛ СЛ*Ч *4^1 ^ЭБтах * В
| 0,01 0,3 о со 0,3 сл /__ ’ (/ ’ )» мкА КБ 0 КЭ 0
40. 80. 40. 80. •09 •ог СЛ Ю оо О 00 ф. 00 Ф- оооооо
1 ..120 ..240 tO — Ф- to о о ЬО 00 §° ..100 ..200 Ф ю — — to — Q0 Ф tO ЬО Ф tO оооооо Л21Э
1 1500 120 о о 8 сл о /Гр. мг«
"СЗ
J3 О о Структура, материал
00 3> сл Номер чертежа корпуса в приложении 2
901
Окончание табл. IL
Таблица П1.8. Мощные полевые транзисторы
Параметр Обозначение Значение параметра транзисторов
КП90г| КП9011 КП9041 КП905 КП907
Крутизна, мА/В S 20 ’140 450 30 200
Входная емкость, пФ С11И 6,5 40 180 6 20
Выходная емкость, пФ Сгги 4 20 85 2,0 5
Проходная емкость, пФ Максимальная рабочая частота, МГц Выходная мощность, Вт С12и 0,5 2,5 8 0,4 1,5
f 400 100 100 1000 1000
Р вых 10 50 1...1,5 4...8 на 400 МГц
Скорость изменения на- пряжения стока (dUcldt^raax 55,6 88,9 80,6 158 385
Максимальный ток сто- ка, А Максимально-допустимое напряжение сток — ис- ток, В Максимально-допустимое напряжение сток — за- твор, В /с max 0,25 2,0 7,5 0,3 2,1
^С—И max 70 85 100 60 60
^С—3 max 85 100 20 70 70
Максимально допустимое напряжение затвор — ис- ток, В Максимально допустимая рассеиваемая мощность, Вт, при Т=+25°С ^3—И max 30 30 30 30 30
Р max 3,5 20 75 4,0 И
Тепловое сопротивление, °С/Вт Рт 16 4 1,5 12 3,0
ПРИЛОЖЕНИЕ 2. ЧЕРТЕЖИ КОРПУСОВ ТРАНЗИСТОРОВ
БОЛЬШОЙ И СРЕДНЕЙ МОЩНОСТЕЙ
1. КТ801А, КТ801Б, КТ604А, КТ604Б, КТ611А...КТ611В, КТ602А...КТ602Г
Тип транзистора. 1 2 J
КТ502 ' 1 КТбОЬ.КТбП J 3 К 5
Б /Г
107
2. КТ8О2А, КТ8ОЗА, КТ805А, КТ805Б, КТ808А, КТ908А, КТ908Б
3. КТ807А, КТ807Б
4. КТ814А...КТ814Г, КТ815А...КТ815Г
КТ816А...КТ816Г, КТ817А...КТ817Г
KT94i0A...KT94OB
5. КТ818А...КТ818Г, КТ819А...КТ819Г
108
6. КТ902А, КТ903А, КТ903Б
7. КТ904А, КТ904Б, КТ907А, КТ907Б,
КТ606А, КТ606Б
8. КТ909А...КТ909Г
11. КТ945А
ВидА
10. КТ943А...КТ943Д
109
12. КТ601А, КТ603А...КТ603Е,
КТ605А, КТ605Б, КТ608А,
КТ608Б
13. КТ610А, КТ610Б
15- КТ630А...КТ630Е
14. КТ616А, КТ616Б, КТ617А,
КТ618А
16. КТ928А, КТ928Б
17. П607, П607А, П608,
П6О8А, П609, П609А
18. ГТ612А
К Б
110
ПРИЛОЖЕНИЕ 3. ТИПОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРОВ
БОЛЬШОЙ И СРЕДНЕЙ МОЩНОСТЕЙ ПРИ /атЬ=20°С
ПЗ.Т. Входные характе- ИЗ.2. Выходные характе-
ристики КТ801А, КТ801Б ристики КТ801А, КТ8О1Б
с зоной разброса для
95% приборов
ПЗ.З. Максимальная сум-
марная рассеиваемая мо-
щность КТ802А
П3.4. Входные характе- ИЗ.5. Выходные характе-
ристики КТ802А ристики КТ802А
П3.6. Выходные характери-
стики КТ803А
111
П3.7. Входные харак- П3.8. Максимальная суммарна^ П3.9. Входные харак-
теристики КТ803А рассеиваемая мощность КТ803А теристики КТ805А,
КТ805Б
П3.10. Выходные ха-
рактеристики КТ805А,
КТ805Б
П3.11. Максимальная
суммарная рассеивае-
мая мощность КТ805А,
КТ805Б
П3.12. Максимальная мощ-
ность, рассеиваемая на кол-
лекторе КТ807А, КТ807Б
П3.13. Входные ха-
рактеристики КТ807А,
КТ807Б
П3.14. Выходные ха-
рактеристики КТ807А
П3.15. Входные ха-
рактеристики КТ808А
112
П3.16. Выходные характе- П3.17. Максимальная сум- П3.18. Входная ха-
ристики КТ808А марная рассеиваемая мощ- рактеристика в схе-
ность КТ808 ме с общим эмитте-
ром КТ814А... КТ814Г
ПЗЛ9. Начальный участок а и активная область б выход-
ных характеристик КТ814А... КТ814Г в схеме с общим
эмиттером
П3.20. Входная ха-
рактеристика
КТ815А... КТ815Г
в схеме с общим
эмиттером
118
П3.21. Начальный участок (а) и активная область (б) П3.22. Входная харак-
выходных характеристик в схеме с общим эмиттером теристика КТ816А ...
КТ815А... КТ815Г ... КТ816Г в схеме с
общим эмиттером.
П3.23. Начальный участок а и активная область б выход- П3.24. Входная ха-
ных характеристик КТ 81 в А ... КТ81.6Г в схеме с общим рактеристика'
эмиттером КТ817А... КТ817Г
в схеме с общим
эмиттером
П3.25. Начальный участок а и активная область б выходных характеристик
КТ817А... КТ817Г в схеме с общим эмиттером
П3.26. Начальный участок а и активная область б входных характеристик
КТ818А... КТ818Г в схеме с общим эмиттером
П3.27. Начальный участок а и активная область б выходных характеристик
КТ818А ... КТ818Г в схеме с общим эмиттером
П3.28. Начальный участок а и активная область б входных характеристик
КТ819А... КТ819Г в схеме с общим эмиттером
115
П3.29. Начальный участок (а) и активная область (б) типовых выходных ха
рактеристик КТ819А... КТ819Г в схеме с общим эмиттером
П3.32. Выходные характеристики КТ903А, .
КТ903Б
ПЗ.ЗО. Выходные ха-
рактеристики КТ902А
П3.31. Входные ха-
рактеристики
КТ902А
ПЗ.ЗЗ. Входные ха-
рактеристики
КТ903А, КТ903Б с
зоной разброса для
100% приборов
116 '
П3.34. Максимальная мощность,
рассеиваемая на коллекторе
КТ904А, КТ904Б
П3.36. Выходные характеристики П3.35. Входные характеристики
КТ904А, КТ904Б КТ904А, КТ904Б
П3.37. Максимальная мощ-
ность, рассеиваемая на кол-
лекторе КТ907А, КТ907Б
П3.38. Входные харак-
теристики КТ907А,
КТ907Б в схеме с об-
щим эмиттером
П3.39. Входные характе-
ристики КТ907А, КТ907Б
в схеме с общей базой
117
П3.40. Выходные характе- П3.41. Выходные характе-
ристики КТ907А, КТ907Б ристики КТ907А, КТ907Б в
в схеме с общим эмит- схеме с общей базой
тером
П3.42. Максимальная мощ-
ность, рассеиваемая на кол-
лекторе КТ908А, КТ908Б
П3.43. Входные характе-
ристики КТ908А, КТ908В
П3.44. Выходные харак-
теристики КТ908А,
КТ908В
П3.45. Максимальная мо-
щность, рассеиваемая на
коллекторе КТ909А,
КТ909В(1) и КТ909Б,
КТ909Г (2)
118
П3.46. Входные характеристики КТ909А... КТ909Г
2k, мА
Ik, мА
П3.47. Выходные характеристики КТ909А ... КТ909Г
119
П3.48. Максимальная мощ-
ность, рассеиваемая на кол-
лекторе КТ911А ... КТ911Г
П3.49. Входные ха-
рактеристики
КТ911А ... КТ911Г
в схеме с общим
эмиттером
П3.50. Входные ха-
рактеристики
КТ911А ... КТ911Г
в схеме с общей
базой
П3.51. Выходные характеристики
«Т911А ... КТ911Г в схеме с общим
эмиттером
П3.52. Выходные характеристики
КТ911А... КТ911Г в схеме с общей
базой
П3.53. Входные харак-
теристики КТ94ОА...
... КТ94ОВ в схеме с
общим эмиттером
П3.54. Выходные характеристи-
ки КТ940А... KT94QB в схеме
с общим эмиттером
П3.55. Входные харак-
теристики КТ943А ...
... КТ943Д в схеме с
общим эмиттером
120
П3.56. Начальный участок (а) и активная область (б)
выходных характеристик КТ943А... КТ943Д в схеме с
общим эмиттером
П3.57. Входные ха
рактеристики в схе
ме с общим эмит
тером КТ943А ..
... КТ943Д
П3.58. Выходные
характеристики
КТ945А в схеме с
общим эмиттером
П3.59. Входные
характеристики
КТ601А
П3.60. Выходные
характеристики
КТ601А
П3.61. Входные характеристики
КТ602А ... КТ602Г
П3.62. Выходные характеристик»
КТ602А ... КТ602Г
121
П3.63. Входные характеристики КТ603А... КТ0ОЗЕ
П3.64. Выходные характеристики КТ603А... КТ603Е
(сплошные линии — допустимая область примене-
П3.65. Входные харак-
теристики КТ604А,
КТ6О4Б и зоны их
разброса
П3.66. Выходные харак-
теристики КТ604А,
КТ604Б
П3.67. Входные ха-
рактеристики
КТ605А, КТ605Б
и зоны их разброса
П3.68. Выходные ха-
рактеристики КТ605А,
КТ605Б
>22
П3.69. Максимальная П3.70. Входные ха-
мощность, рассеивае- рактеристйки КТ606А,
мая на коллекторе КТ606Б
КТ606А, КТ606Б
П3.71. Выходные, ; характера- П3.72. Входные ха- П3.73. Выходные ха-
стики КТ606А, КТ606Б рактеристики КТ608А, рактеристики КТ608А,
КТ608Б КТ608Б
П3.74. Максимальная мо-
щность, рассеиваемая на
коллекторе КТ610А,
КТ610Б
П3.75. Входные характеристики КТ610А,
КТ610Б
(23
1\г,мА k
♦П5.76. Начальный участок (а) и активная
I область (б) выходных характеристик
КТ610А, КТ610Б
П3.77. Начальный участок (а) и активная область (б) входных характеристик
КТ 63 О А... KTG3OE в схеме с общим эмиттером
124
П3.78. Начальный участок (а) и активная область (б) выходных характеристик
КТ630А... КТ630Е в схеме с общим эмиттером
П3.79. Входные
характеристики
КТ928А,
КТ928Б в схе-
ме с общим
эмиттером
П3.80. Начальный участок (а) и активная область (б)
выходных характеристик КТ928А, КТ928Б в схеме с
общим эмиттером
125
П3.81. Входные характеристики с зо-
нами разброса П607... П609
П3.82. Выходные характеристики
П607... П609
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Цыкин Г. С. Усилительные устройства. — М.: Связь, 1971. — 367 с.
2. Шафер Д. В. Регулировка, испытания и проверочные расчеты транзистор-
ных усилителей. — М.: Связь, 1971.— 312 с.
3. Проектирование усилительных устройств на транзисторах/Под ред. Г. В. Вой-
швилло.— М.: Связь, 1972.— 384 с.
4. Войшвилло Г. В. Усилительные устройства. — М.: Связь, 1975. — 384 с.
5. Проектирование транзисторных усилителей звуковых частот/Под ред.
Н. Л. Безладнова. — М.: Связь, 1978. — 368 с.
6. Синельников А. X. Бестрансформаторные транзисторные усилители низкой
частоты. — М.: Энергия, 1969. — 56 с.
7. Salomon Р. Eiselose Hochleistung-NF-Verstarker mit Transistoren. — Funkama-
teur, 1973, № 11, S. 538—541; № 12, S. 588—591; 1974, № 1, S. 14—19.
8. Хлупнов А. И. Любительские усилители низкой частоты. — М.: -Энергия,
1976. —80 с.
9. Dance J. В. Principles of Power Amplifier Design-high Quality Circuits using
Power Darlingtons. — Australian Electronics Engineering, 1976, N 12, p. 18—22.
10. Czirr E. Kurzschlubsicherer 100-W-HiFi-Leistungsverstarker. — Radio Fernse-
hen Electronik, 1977, № 18, S. 590—594.
11. Левинзон Г. Л., Логинов А. В. Высококачественный усилитель низкой ча-
стоты. — М.: Энергия, 1977. — 1'20 с.
12. Ленк Дж. Справочник по современным твердотельным усилителям: Пер. с
англ./Под ред. И. Н. Теплюка. — М.: Мир, 1977. — 500 с.
13. Curtis S. Ultra-Fidelity Amlifier Design Principles. — Electronics Today Inter-
national, 1978, № 9, p. 63—76.
14. Кинг Г. Руководство по звукотехнике: Пер. с англ.— Л.: Энергия, 1980. \
384 с. V
15. Варакин Л. Е. Бестрансформаторные усилители. — М.: ВЗЭИС, 1978. —
70 с.
16. Дюков В. Усилитель низкой частоты современного радиокомплекса (по ма-
териалам зарубежных источников). Выл. 58. — М.: ДОСААФ, 1977, с. 42—51.
17. High fidelity audio equipment and systems: Minimum performance reguire-
ments. Part 6: Amplifiers, International Electrotechnical Commission. IEC
Standard. Publication 581—6. First edition. 1979, p. 5—19.
18. ГОСТ 24388—80 (СТ СЭВ 1079—78). Усилители низкой частоты бытовые
высокой верности воспроизведения (категории Hi-Fi). Основные параметры
и методы измерения.
126
19. ГОСТ 24387—80 (СТ СЭВ 1357—80). Изделия бытовой радиоэлектроники
высокой верности воспроизведения (категории Hi-Fi). Технические требова-
ния и методы измерения.
20. ГОСТ 24307—80 (СТ СЭВ 7356—78). Изделия бытовой радиоэлектроники.
Системы акустические и громкоговорители высокой верности воспроизведения
(категории Hi-Fi). Технические требования. Методы измерения и испыта-
ний.
21. СТ СЭВ 1080—78. Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Входные и вы-
ходные импедансы, уровни сигналов и схемы соединений.
22. Красов Ю., Черкунов В. О выборе выходной мощности усилителя НЧ. —
Радио, 1975, № 12, с. 56, 57.
23. Мишенков С. Л. О мощности бытовых усилителей звуковой частоты. — Ра-
диотехника, 1976, № 8, с. 78.
24. Рачев. Вопросы любительского высококачественного звуковоспроизведения:
Пер. с болг. — Л.: Энергоиздат, 1981. — 184 с.
25. Конокотин Ю. Звуковоспроизводящая аппаратура. — Радио, 1980, № 3,
с. 39—42.
26. Видениекс П. О., Семенов Б. С. О перспективах и тенденциях развития бы-
товой радиоэлектронной аппаратуры. — Радиотехника, 1981, № 5, с. 6—44.
27. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. — М.:
Энергия, 1977. — 674 с.
28. Sampei Т., Ochi S. 100 Watt Super Audio Amplifier Using New MOS De-
vices.— IEEE Transactions on Consumer Electronics, 1977, № 3, p. 409—417.
29. Lohstron J., Ottala M. Audio Power Amplifier for Ultimate Quality Requi-
rements.— IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, 1973, № 6,
p. 545—551.
30. Астахов В. Усилитель с высокими динамическими характеристиками. — Ра-
дио, 1979, № 3, с. 29,, 3'0.
-31. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппарату-
ре.— М.: Сов. радио, 1979. — 368 с.
32. Гребен А. Б. Проектирование аналоговых интегральных схем: Пер. с англ./
Под ред. Е. X. Караерова. — М.: Энергия, 1976. — 256 с.
33. Ленк Дж. Руководство для пользователей операционных усилителей: Пер.
с англ./Под ред. И. Н. Теплюка. — М.: Связь, 1978. — 328 с.
34. Ерофеев М. Повышение стабильности работы бестрансформаторных усили-
телей мощности. — Радио, 1974, № 14, с. 37, 38.
35. Бессекерский В. А., Попов Е. П. Теория систем автоматического регулиро-
вания. — М.: Наука, 1966. — 992 с.
36. Ottala М. Transient Distortion in Transistorized Audio Power Amplifiers. —
IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, 1970, № 3, p. 234—239.
'37. Майоров А. Динамические искажения в транзисторных усилителях НЧ. —
Радио, 1976, № 4, с. 41, 42.
38. Ottala М., Leinonen Е. Extension of the Theory of Transient Intermodulati-
on Distortion. — Ant. Electron Conv., 1977, p. 577—580.
'39. Ottala M. Non — Linear Distortion in Audio Amplifiers. — Wireless World,
1977, № 1493, p. 41—43.
40. Майоров А. Еще раз о динамических искажениях в транзисторных усилите-
лях.—Радио, 1977, № 5, с. 45—47.
41. Зуев П. О динамических искажениях в транзисторных усилителях НЧ.—
Радио, 1978, № 8, с. 33—35.
42. Буриков И., Овчинников А. Усилитель мощности с малыми динамическими
искажениями. — Радио, 1978, № 11, с. 36, 37.
43. Майоров А. Звуковой усилитель мощности. — Радио, 1979, № 2, с. 38—40.
44. Витушкин А., Телеснин В. Устойчивость усилителя и естественность звуча-
ния. — Радио, 1980, № 7, с. 36, 37.
45. Полупроводниковые приборы: транзисторы. Справочник/Под ред. Н. Н. Го-
рюнова.— М.: Энергоиздат, 1982. — 904 с.
46. Транзисторы/Под ред. А. А. Чернышова. — М.: Энергия, 1975.— 142 с.
47. Нефедов А. В., Гордеева В. И. Отечественные полупроводниковые приборы
и их зарубежные аналоги. —М.: Энергия, 1978. —208 с.
48. Транзисторы для аппаратуры широкого потребления. Справочник/Под ред.
Б. Л. Перельмана. — М.: Радио и связь, 1981.
<127
49. Справочник по радиоэлектронным устройствам. Т.2/Под ред. Д. П. Линде.—
М.: Энергия, 1978. — 328 с.
50. Иванов Б. И. Защита усилителей НЧ от перегрузок. — Радио, 1975, № 10,
с. 44, 45.
51. Акулиничев И. Качество звучания при малых уровнях громкости. — Радио,
1'979, № 4, с. 26, 27.
52. Audio Power Amplifiers with Darlington Output Transistors — Part II.—
Electronic Application News, 1977, № 3, p. 14—20.
53. Зыков H. Hi-Fi стереоусилитель. — Радио, 1975, № 1, с. 25—27.
54. Гаревских И. Широкополосный усилитель мощности. — Радио, 1979, № 6,
с. 43.
55. Шушурин В. Высококачественный усилитель мощности. — Радио, 1978, № 6,
с. 45, 46.
56. Шушурин В. Усилитель мощности. — Радио, 1980, № 11, с. 27—31.
57. Мощные недорогие V-МОП-транзисторы.—Электроника, 1980, № 5, с. 108,
109.
58. Бачурин В. В., Дьяконов В. П. Мощные МДП-транзисторы в усилителях
мощности звуковых и ультразвуковых частот. — Электросвязь, 1980, № 8,
с. 52—54.
59. Белов И. Ф., Дрызго Е. В., Суханов Ю. И. Справочник по бытовой приемно-
усилительной радиоаппаратуре. — М.: Радио и связь, 1981. — 616 с.
60. Адаменко Б., Демидов О., Усачева Е. Громкоговорители для бытовой радио-
аппаратуры.— Радио, 1979, № 1, с. 35, 36.
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие............................................................ 3
1. Современные усилители мощности звуковых частот............... 4
2. Достоинства и недостатки бестрансформаторных усилителей мощности 7
3. Принцип работы оконечного каскада........................... 8
4. Энергетические характеристики оконечного каскада............16
5. Нагрузочные характеристики оконечного каскада................20
6. Основные схемы бестрансформаторных усилителей................24
7. Эквивалентные схемы транзисторов............................32
8. Составные транзисторы........................................36
9. Коэффициент усиления напряжения и входное сопротивление усилите-
ля мощности.....................................................42
10. Дифференциальные каскады....................................47
И. Стабилизация тока покоя транзисторов оконечного каскада . 54
12. Стабилизация напряжения покоя транзисторов оконечного каскада 57
13. Положительная обратная связь по питанию.....................60
14. Частотная характеристика усилителя мощности.................62
15. Нелинейные искажения........................................64
16. Динамические искажения......................................68
17. Выбор транзисторов..........................................74
18. Блок питания бестрансформаторного усилителя мощности .... 78
19. Схемы защиты................................................79
20. Методика расчета бестрансформаторного усилителя мощности ... 83
21. Практические схемы бестрансформаторных усилителей мощности . . 88
Приложения 1. Параметры устройств и их обозначения.....................95
Приложение 2. Чертежи корпусов транзисторов большой и средней мощ-
ностей ...........................................................107
Приложение 3. Типовые характеристики транзисторов большой и средней
мощностей при /атЬ=20°С......................................111
Список литературы.....................................................126
128
45 к.