ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие ..................................................3
Глава 1. Силовые полупроводниковые приборы....................5
1.	Принципы работы силовых полупроводниковый приборов ...	5
2.	Режимы работы силовых полупроводниковых приборов .' . . . 10
3.	Групповое включение полупроводниковых приборов . . .  . . 17
Глава 2. Выпрямители и зависимые инверторы...................21
1. Назначение, основные составные части и классификация выпрями-
телей. Основные расчетные параметры выпрямителей.................21
2.	Основные схемы выпрямления и их расчетные соотношения «. . 24
3.	Управляемые выпрямители . . . .........................38
4.	Инверторы, ведомые сетью...............................52
5.	Энергетические показатели выпрямителей и зависимых инверторов
и способы их повышения..............*.............................59
6.	Компенсационные выпрямители и инверторы, ведомые сетью 66
7.	Влияние силовых полупроводниковых преобразователей на питаю-
щую сеть...............'.......................................  .	75
8.	Аварийные режимы работы преобразовательных устройств ... 82
Глава 3. Автономные инверторы и статические преобразователи час-
тоты .............................1................................89	-
1. Способы коммутации (запирания) тиристоров автономных инверто-
ров ................. ?..................'.......................89
2.	Классификация автономных инверторов......................-90
3.	Инверторы тока....................,.......................94
4.	Резонансные инверторы....................................112
5.	Инверторы напряжения на полностью управляемых вентилях . . 128
6.	Структура узлов принудительной коммутации тиристоров в инвер-
торах ..........................................................137
7.	Инверторы напряжения на	тиристорах......................143
8.	Преобразователи частоты..................................158
9.	Регулирование и улучшение качества выходного напряжения ав-
тономных инверторов.............................................163
10.	Требования, предъявляемые к автономным инверторам и преобра-
зователям частоты. Общие указания по их выбору..................171
Глава 4. Импульсные преобразовательные устройства ..........175
1.	Широтно-импульсные преобразователи постоянного напряжения 175
2.	Схемы управления широтно-импульсными-преобразователями . . 187
3.	Методика расчета широтно-импульсных преобразователей посто-
янного напряжения . •...........................................190
4.	Бесконтактные переключающие устр.ойства..................196
5.	Стабилизаторы напряжения и тока..........................199
Глава 5. Системы управления, контроля и защиты полупроводниковых
преобразовательных устройств . . ч..............................212
1.	Общие сведения- об управлении силовыми полупроводниковыми
приборами.....................................................  212
2.	Принципы построения и классификация систем управления .	.214
3.	Элементы систем управления............................217
4.	Системы управления полупроводниковыми преобразовательными
устройствами ...................................................227
5.	Системы защиты и контроля силовых полупроводниковых преобра-
зователей ......................................................238
6.	Силовой полупроводниковый преобразователь как элемент систе-
мы автоматического регулирования..............................  248
7.	Устойчивость систем авторегулированйя с вентильными преобра-
зователями .......................................................256
8.	Переходные процессы и синтез замкнутых 'систем с вентильными
преобразователями............................................... 264
Глава 6. Конструирование полупроводниковых пр образовательных
устройств (ППУ) ................................................ 272
1.	Основные требования к конструкциям ППУ....................272
2.	Конструирование, силовых узлов............................276
3.	Конструирование блоков систем управления, защиты, сигнализа-
ции ........................................................ ....	282
4.	Конструирование систем охлаждения ППУ....................287
 5. Конструирование трансформаторов и Дросселей ППУ . . . . 290
6. Разработка	конструкторской	документации...................301
Глава 7. Комплектующие изделия полупроводниковых преобразова-
тельных устройств	........................................304
1.	Полупроводниковые	приборы................................304
2.	Резисторы	 .......................................314
3.	Конденсаторы .......................... . ................316
4.	Предохранители........................................... . 319
5.	Индикаторные лампы.....................................  323
6.	Выключатели, переключатели, автоматические выключатели и
быстродействующие разъединители .................................324
7.	Трансформаторы и дроссели................................326
Глава 8. Технические характеристики полупроводниковых преобразо-
вательных устройств.................г............................329
1.	Общие сведения...........................................'	. 329
2.	Преобразователи для электроприводов постоянного тока . . . 329
3.	Тиристорные преобразователи для электроприводов постоянного
тока с импульсным управлением....................................376
 4. Преобразователи для электроприводов переменного тока . . . 377
5.	Преобразовательные устройства для железнодорожного, промыш-
ленного и городского электротранспорта.........................  389
6.	Преобразовательные устройства для электроэнергетических уста-
новок ...................................................... . . 396
7.	Преобразователи, используемые для электроустановок граждан-
ской авиации, морского и речного флота...........................403
8.	Преобразователи для электролиза .......................404
9.	Преобразователи для гальваники и станков электрокоррозййной
обработки металлов ............................................. 408
*	10, Преобразователи вакуумно-дуговых, индукционых печей и эле-
ктротермии ....................................................  412
11.	Выпрямительные установки для сварки и резки металлов . . .418
12.	Преобразователи для зарядки аккумуляторных батарей . . . 425
13.	Источники питания общего применения, тиристорные стабилиза-
торы . . . ...................................................  427
14.	Устройства защитно-коммутационные бесконтактные . . . . 430
Список литературы ........................................  .	439
ПРЕДИСЛОВИЕ
Решения XXV съезда КПСС предусматривают рост про-
изводства электрической энергии в стране в течение десятой
пятилетки на 29—33%,
Намечено обеспечить в 1980 г. производство 1340—1380
млрд. кВт • ч электроэнергии, ввести в действие мощности
на электростанциях 67—70 млн. кВт. Дальнейшее повыше-
ние производительности труда во многом зависит от опере-
жающего роста энерговооруженности труда, системы распре-
деления и качества подводимой к приемникам электрической
энергии.
Электрическая энергия вырабатывается в основном на
переменном токе при частоте 50 Гц. Вместе с тем наблюдает-
ся тенденция к повышению удельного веса электроэнергии,
потребляемой на постоянном токе или на переменном токе
нестандартной частоты. Интенсивно разрабатываются и
внедряются мощные преобразовательные устройства на
базе силовых полупроводниковых вентилей, предназначен-
ные для использования в электротехнологических установ-
ках, электроприводе, на транспорте и т. д. Предполагается
дальнейшее расширение областей применения преобразо-
вательных устройств, в том числе в самой электроэнергети
ке — для создания оптимальных условий генерирования,
передачи и распределения электрической энергии.
Выполняя свое основное назначение, вентильные пре-
образователи вместе с тем загружают электрические сети
значительной реактивной мощностью с высшими гармоника-
ми тока, что приводит к колебаниям сетевого напряжения
по амплитуде и искажениям его формы, уменьшению про-
пускной способности сетей, увеличению потерь н отрица-
тельно сказывается на работе остальных потребителей, пи-
тающихся от этих сетей. Поэтому при выборе или проекти-
ровании преобразовательных устройств необходимо не толь-
ко обеспечить требуемое качество электрической энергии
у потребителя, но и стремиться свести к минимуму ухудше-
ние качества сетевого напряжения, происходящее за счет
работы преобразовательных устройств.
Несмотря на большое количество публикаций в области
преобразовательной техники, до сих пор, насколько нам
известно, не было справочных изданий. Настоящий справоч-
ник представляет собой попытку систематизировать и сжато
изложить теорию и опыт технических разработок силовых
преобразовательных устройств для различных отраслей
промышленности.
Работа по написанию справочника распределилась меж-
ду. авторами следующим образом: гл. 1 и 5 написали
П. Д. Андриенко, В. С. Остренко, Н. Г. Приходько, В. П. Та-
тарин и В. П. Шипилло (гл. 5), гл. 2— И. М. Чиженко,
Ю. Ф. Выдолоб, А. А. Баран и В. П. Шипилло, гл. 3—
И. М. Чиженко, И. А. Курило и В. И. Сенько, гл. 4—
В. С. Руденко и А. И. Денисов, гл. 6 и 7 — В. В. Трнфо-
нюк и гл. 8 — И. Ф. Рябокрис.
Отзывы и замечания просим направлять по адресу:
252601, Киев, 1, ГСП, Крещатик, 5, издательство «Тех-
никах.
Глава 1
СИЛОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
1. ПРИНЦИПЫ РАБОТЫ
СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ. ПРИБОРОВ
Начиная с 1962 г., отечественная силовая преобразовательная техника
получила качественно новое направление развития, основанное на широком
применении силовых полупроводниковых приборов (диодов, тиристоров,
симисторов) на токи 10—1000 А и на напряжения до 2500 В. Разработка и
производство современных полупроводниковых приборов стали возможными
благодаря успехам, достигнутым в исследовании и производстве новых по-
лупроводниковых материалов. Силовые полупроводниковые приборы изго-
тавливаются на основе монокристаллического кремния, имеющего очень
высокую степень чистоты, поэтому малейшие примеси (менее 0,001%) су-
щественным образом изменяют его электрофизические свойства. При произ-
водстве силовых полупроводниковых приборов широко применяются две
группы примесей: фосфор, сурьма, мышьяк (донорные примеси) и алюминий,
бор (акцепторные примеси).
Примесный атом фосфора обычно замещает основной атом в- узлах кри-
сталлической решетки. При этом четыре валентных электрона атома фосфора
вступают в связь с четырьмя валентными электронами соседних четырех
атомов кремния, образуя устойчивую оболочку из восьми электронов. Пя-
тый валентный электрон атома фосфора оказывается слабо связанным" со
своим атомом и под действием внешних сил (тепловые колебания решетки,
внешнее электрическое поле) легко становится свободным, создавая повышен-
ную концентрацию свободных электронов. Кристалл приобретает электрон-
ную.проводимость или проводимость n-типа. При этом атом фосфора, лишен-
ный электрона, жестко связан с кристаллической решеткой кремния положи-
тельным зарядом, а электрон является подвижным отрицательным зарядом.
При отсутствии действия внешних сил они компенсируют друг друга, т. е.
в кремнии n-типа количество свободных электронов проводимости опреде-
ляется количеством введенных донорных атомов примеси.
Атом алюминия, имеющий только три валентных электрона, не может са-
мостоятельно создать устойчивую восьмиэлектронную оболочку с соседними
атомами кремния, так как для этого ему необходим еще один электрон, кото-
рый он отбирает у одного из атомов кремния, находящегося поблизости.
Atqji кремния, лишенный электрона, имеет положительный заряд и, так как
он может захватить электрон соседнего атома кремния, его можно считать
подвижным положительным зарядом, не связанным с кристаллической ре-
шеткой, называемым дыркой. Атом алюминия, захвативший электрон, ста-
новится отрицательно заряженным центром, жестко связанным с кристал-
лической решеткой. Электропроводность такого полупроводника обуслов-
лена движением дырок, поэтому он называется дырочным полупроводни-
ком p-типа. Концентрация дырок соответствует количеству введенных ато-
мов акцепторной примеси.
При контакте слоев с различными типами проводимости (р- и п-слоев)
часть электронов проводимости переходит из n-слоя в p-слой и происходит
их рекомбинация с дырками. Часть атомов акцепторной примеси (алю-
миния, бора), имеющих отрицательный заряд, не компенсируется положи-
тельным зарядом дырок, и в этой области p-слоя возникает отрицательный
объемный заряд. Электроны, ушедшие из n-слоя, пересг юомненсирать
положительный заряд атомов донорной примеси (фосфор, сурьма, мышьяк),
и в n-слое образуется положительный объемный заряд. Таким образом,
вблизи границы р- и n-слоев возникает двойной электрический слой (рис. 1.
1, а). Область двойного слоя электрических объемных зарядов называется
электронно-дырочным переходом, или р-п-переходом. Объемные заряды
препятствуют дальнейшему диффузионному движению электронов из п-слоя
в p-слой и дырок из p-слоя в n-слой. В результате возникновения объемных
зарядов образуется потенциальный барьер, высота <рй которого определяется
соотношением концентраций примесных атомов в p-n-переходе и обычно
составляет 0,6—0,9 В.
Если .подключить положительный полюс внешнего источника ЭДС к
p-слою, а отрицательный — к п-слокц то потенциальный барьер снижается
Рис. 1.1. Распределение носителей
заряда, потенциала и объемного за-
ряда р-п-перехода, находящегося в
нейтральном (а), прямосмещенном
(б) и обратносмещенном (в) состо-
янии •

на величину приложенного напряжения (рис. 1. 1,6). При этом большая
часть электронов проводимости и дырок обладает энергией, достаточной для
преодоления потенциального барьера р-п-перехода, и ток через переход
резко возрастает. Поступление электронов из внешней цепи в n-слой и уда-
ление их из p-слоя обеспечивают электрическую нейтральность этих слоев.
Такое приложенное напряжение называется прямым, а состояние полупро-
водниковой структуры — прямым проводящим состоянием. Электрод, под-
ключенный к p-слою, называется анодным выводом (анодом), а к п-слоИ^—
катодным (катодом).
Если изменить полярность источника ЭДС так, что положительный по-
люс окажется соединен с n-слоем, а отрицательный — с p-слоем (рис. 1.1,в),
то переход дырок из p-слоя в n-слой и электронов из n-слоя в p-слой сокраща-
ется. Более того, дырки, ранее перешедшие из p-слоя в n-слой и неуспевшие
прорекомбинировать с электронами, будут оттягиваться полем р- п-перехо-
да в p-слой. Аналогичным образом электроны проводимости, перешедшие
из n-слоя в p-слой, будут оттягиваться полем р-п-перехода в n-слой. При
этом через полупроводниковую структуру протекает значительный ток
(единицы — сотни ампер в зависимости от режима нагрузки), ограниченный
только сопротивлением внешней цепи и противоположный по направлению
ранее протекавшему прямому току. Такое состояние полупроводниковой
структуры называется обратным проводящим состоянием, а протекающий
ток — током восстановления запирающих свойств. пустя некоторое время
обычно несколько десятков микросекунд, концентрация избыточных носите-*
лей в окрестности р- «-перехода уменьшается до нуля и ток через полупровод-
никовую структуру также уменьшается. Потенциальный барьер р- «-пере-
хода увеличивается на величину приложенного напряжения. Такая поляр-
ность прилагаемого напряжения называется обратной, а состояние полупро-
водниковой структуры после восстановления запирающих свойств — обрат-
ным запертым состоянием.
. Изменение электропроводности р-
«-пёрехода в зависимости от полярности
приложенного напряжения лежит в ос-
нове всех силовых полупроводниковых
приборов. Рассмотренная простейшая
полупроводниковая структура является
основой неуправляемого диода (в даль-
нейшем называемого просто диодом),
вольт-амперная характеристика кото-
рого показана на рис. I. 2. В первом
квадранте показана прямая ветвь ха-
рактеристики, описывающая состояние
высокой проводимости диода при при-
ложенном к нему прямом напряжении,
которая линеаризуется кусочно-линей-
ной функцией
Рис. 1.2. Вольт-амперная характе-
ристика диода
к — U3
(1.1)
где и — напряжение на вентиле при прохождении тока i; Uo— пороговое
напряжение; 7?д — динамическое сопротивление.
В третьем квадранте находится обратная ветвь вольт-амперной харак-
теристики, описывающая состояние низкой проводимости при приложенном
к диоду обратном напряжении. В состоянии низкой проводимости ток через
полупроводниковую структуру практически не протекает. Однако это спра-
ведливо только до определенного предела напряжения. При -обратном напря-
Рис. 1.3. Распределение областей объемного заряда р-п-р-п-сгруктуры в ней-
тральном (а), прямосмещенном запертом (б) и обратносмещенном (в) состоянии
жении, когда напряженность электрического поля в р- «-переходе достигает
порядка 10s В/см, это поле может сообщить подвижным носителям заряда —
электронам и дыркам, постоянно возникающим во всем объеме полупровод-
никовой структуры в результате термической генерации,— кинетическую
энергию, достаточную для ионизации нейтральных атомов кремния. Обра-
зовавшиеся дырки и электроны проводимости, в свою очередь, ускоряются
электрическим полем р- «-перехода и также ионизируют нейтральные атомы
кремния. При этом происходит лавинообразное нарастание обратного тока,
т- е. лавинный пробой. Напряжение, при котором происходит резкое повы-
шение обратного тока, называется напряжением пробоя U3.
Четырехслойная р-«-р-«-структура, содержащая три р- «-перехода, явля-
ется основой управляемых вентилей—тиристоров (рис. 1.3, а). Прин-
ципиальное отличие тиристора от неуправляемого вентиля состоит в том, что
тиристор сохраняет состояние низкой проводимости не только при приложен-
ном обратном, но и прямом напряжении. Если плюс источника внешней
ЭДС приложен к-слою pl, а минус — к слою п2, повышается потенциальный
барьер перехода j2, а переходы jl и /3 находятся в прямом проводящем со-
стоянии. Полупроводниковая структура оказывается в прямом запертом
состоянии (рис. 1.3,6), которое сохраняется до тех пор, пока от вспомогатель-
ного источника ЭДС через управляющий вывод на переход j3 не будет подано
прямое напряжение. При этом потенциальный барьер перехода j3 понижается
и в цепи вспомогательного источника ЭДС протекает ток /у. При достаточно
большом токе (десятки миллиампер) часть электронов проводимости слоя п2,
преодолевших потенциальный барьер перехода j3 и попавших в слой р2,
захватывается электрическим полем пространственного заряда перехода /2
и переводится в слой til, нарушая его электрическую нейтральность. Это
приводит к понижению потенциального барьера перехода //.Часть дырок из
слоя pl преодолевает потенциальный барьер перехода jl, достигает перехода
/2, захватывается его электрическим полем и переводится в слой р2, пони-
жая потенциальные барьеры переходов /2 и /3. В результате ток через полу-
проводниковую структуру лавинообразно возрастает. Это продолжается
до тех пор, пока сопротивление внешней цепи не ограничит проходящий ток,
т. е. тиристорная структура включится в прямое проводящее состояние.
Наименьший ток управления, необходимый для включения тиристора,
называется отпирающим током управления /упр мин.
Время от момента подачи тока управления до момента, когда ток через
тиристор достигает 90% от своего установившегося значения, называется вре-
менем включения.
Во включенном состоянии тиристора соотношение дырочного и электрон-
ного токов через переход /2 такое, что на нем устанавливается прямое сме-
щение, и ток через тиристор продолжает протекать, если даже ток в цепи
управляющего электрода прекратится. Тиристор остается включенным,
пока параметры внешней цепи не изменятся таким образом, что ток через
тиристор уменьшится до значения, неспособного поддерживать требуемое
соотношение дырочного и электронного тока через переход /2 и на нем поя-
вится обратное смещение. При этом потенциальный барьер перехода /2 резко
возрастет, в результате чего ток в цепи скачком прекратится. Минимальный
ток через тиристор при разомкнутой цепи управляющего вывода, при кото-
ром тиристор еще находится в открытом (включенном) состоянии, называ-
ется током удержания.
Если напряжение, прикладываемое к тиристору, находящемуся в закры-
том состоянии, увеличивать, то оно будет приложено в основном к переходу
/2, смещая его в обратном направлении. При некотором значении этого на-
пряжения в переходе /2 может возникнуть лавинное умножение носителей
заряда — явление, аналогичное лавинному пробою в вентиле. При этом ток
через переходы jl и /3 возрастает, стимулируя дальнейшее умножение носи-
телей заряда в переходе /2. Этот процесс лавинообразно возрастает и при до-
статочно большом токе (десятки миллиампер), называемом током переклю-
чения /пер, соотношение дырочного и электронного тока через переход /2
становится таким, что на нем устанавливается прямое смещение и тиристор
переключается в состояние высокой проводимости. Протекание тока в цепи
управления тиристора значительно уменьшает напряжение переключения.
При смене полярности питающего напряжения, когда к тиристору при-
ложено обратное напряжение (плюс — на катод, минус — на анод), восста-
новление его запирающих свойств проходит так же, как у диода. Через ти-
ристор проходит значительный обратный ток (единицы — сотни ампер в за-
висимости от режима нагрузки), удаляя из приконтактных областей перехо-
дов jl и /3 избыточные носители заряда. Через незначительный промежуток
времени (десятки микросекунд) избыточный накопленный заряд будет уда-
лен, ток восстановления через переходы спадет до нуля и тем самым на ти-
ристоре восстановится обратное напряжение. При этом области простран-
ственных зарядов переходов jl, /3 соответствуют обратносмещенному со-
стоянию (рис. 1.3,в),и процесс восстановления запирающих свойств тири-
стора в обратном направлении считается законченным. Однако в этот момент
в приконтактных областях перехода ]2 ещ« имеется большое количество носи-
телей заряда и, если к тиристору вновь приложить прямое напряжение, пе-
реход ]2 не восстановит запирающих свойств в обратном направлении и ти-
ристор переключится в состояние высокой проводимости. Подать прямое
напряжение на тиристор можно только тогда, когда в результате рекомби-
нации концентрация избыточных носителей заряда в приконтактной области
перехода j2 спадет до нуля. Время от момента, когда прямой ток через тири-
стор, снижаясь, достигает своего нулевого значения,- до момента, когда'
тиристор способен выдерживать, не переключаясь, прикладываемое прямое
напряжение, называется временем выключения.
Конструктивно тиристоры изготавливают таким образом, что напряже-
ние пробоя перехода /3 составляет 20—30 В и все обратное напряжение,
практически, приложено к переходу jl. Обратная ветвь вольт-амперной ха-
рактеристики тиристора (рис. 1.4,а) такая же, как у диода.
Рис. 1.4. Вольт-амперные характеристики тиристора (а) и симистора (б)
• Если к тиристору прикладывается прямое напряжение с большой ско-
ростью его нарастания (десятки — сотни вольт за микросекунду), то проте-
кающий емкостный ток, аналогичный по воздействию току управления, мо-
жет вызвать самопроизвольное включение тиристора, получившее название
эффекта duldt. Максимальная скорость нарастания прямого напряжения,
при которой тиристор не переключается при заданном напряжении и разом-
кнутой цепи управляющего вывода, называется критической скоростью
нарастания прямого напряжения.
При включении тиристора током управления размеры области первона-
чального включения очень невелики, примерно 0,1—0,15 мм. Поэтому, если
параметры внешней цепи таковы, что скорость нарастания тока при включе-
нии^ очень велика (десятки — сотни ампер за микросекунду), то может про-
изойти такое локальное повышение температуры области первоначального
включения, при котором кремний в этом месте расплавится и тиристор вый-
дет из строя. Это явление получило название эффекта di/dt. Максимальная
скорость нарастания прямого тока через тиристор, при которой не возникают
необратимые процессы в р-п-р-п-структуре и связанные с ними ухудшения
электрических параметров, называется критической скоростью нарастания
прямого тока.
В последнее время применяется еще один способ управления состоянием
проводимости тиристоров — включение светом. Свет направляется на неболь-
шой участок катодной поверхности тиристорной структуры, лишенной ме-
таллизации. Если фотоны света обладают энергией, достаточной для иони-
зации атомов кремния, то в полупроводниковой структуре происходит ге-
нерация электронно-дырочных пар и структура включается так же, как
при подаче тока управления. Тиристоры, управляемые светом, называются
фототиристорами. В качестве источника света обычно используется светодиод—
полупроводниковый прибор, который при прохождении электрического тока
излучает свет. Комбинация фототиристора и светодиода в одном корпусе
называется ойтронным тиристором (оптроном). Используя оптроны и фото-
тиристоры, можно, потенциально развязать систему управления от силовой
цепи.
Для применения в цепях переменного тока разработан симметричный
тиристор — симистор, основой которого является п-р-п-р-п-структура,
представляющая собой1 две встречно-параллельно включенные тиристорные
структуры с общей цепью управления. Статическая вольт-амперная харак-
теристика симистора показана на рис. 1.4,6. В зависимости от типа симисто-
ра ток управления должен быть только положительной полярности (плюс —
на управляющем электроде-, минус — на катоде) для обоих полупериодов
или биполярным (полярность тока управления совпадает с полярностью
тока через симистор).
2 РЕЖИМЫ РАБОТЫ
СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
МАКСИМАЛЬНО ДОПУСТИМЫЕ НАПРЯЖЕНИЯ
Силовые полупроводниковые приборы не допускают работу при напря-
жении пробоя- или при напряжении переключения. Исключение составляют
лавинные приборы,.которые допускают кратковременную работу на участке
лавиннога пробоя.. Поэтому напряжен и§, которое можно прикладывать к
Рис. 1.5. Форма напряжений, воз-
действующих на силовой полупро-
водниковый прибор
сил овому полупроводниковому прибору,
должно быть ниже предельных значе-
ний напряжения по его вольт-ййперной
характеристике. Коэффициент запаса
определяется предприятием-изготови-
телем исходя из условий "Обеспечения
заданной надежности работы прибора.
В зависимости от условий воздействия
напряжения на силовой полупроводни-
ковый прибор регламентируется три
вида максимально допустимых значений
напряжения: рекомендуемое рабочее,
повторяющееся и неповторяющееся
(рис. 1.5).
Рекомендуемое рабочее напряже-
ние Up — амплитудное значение на-
пряжения синусоидальной формы, дли-
тельно прикладываемое к прибору в об-
ратном или прямом (для тиристоров и симисторов) направлении в номи-
нальном режиме работы, при котором обеспечивается заданная надежность
работы прибора, исключая все повторяющиеся и неповторяющиеся напря-
жения.
Повторяющееся напряжение Un— наибольшее мгновенное значение
напряжения, прикладываемое к прибору в закрытом состоянии в обрат-
ном или прямом (для тиристоров и симисторов) направлении с учетом всех
повторяющихся переходных напряжений, но исключая все неповторяю-
щиеся переходные напряжения*. Повторяющееся напряжение обычно яв-
ляется функцией схемы преобразователя (например, выбросы при восста-
новлении обратного или прямого напряжения после коммутации) и увели-
чивает мощность, рассеиваемую в приборе.
Неповторяющееся напряжение Un— наибольшее мгновенное значение
любого неповторяющегося переходного напряжения, прикладываемого
к прибору в обратном или прямом (для'тиристоров и симисторов) направле-
лии в закрытом состоянии*. Неповторяющееся переходное напряжение
обычно обусловлено внешней по отношению к преобразователю причиной
(например, грозовые илй внутренние перенапряжения.в питающей сети пе-
ременного тока), и предполагается, что его влияние полностью исчезает
перед следующим прикладываемым извне перенапряжением.
В зависимости от значения повторяющегося напряжения силовые по-
• лупроводниковые приборы подразделяются на классы. Класс прибора со-
ответствует числу сотен вольт максимально допустимой амплитуды повто-
ряющегося напряжения, которая определяется индивидуально для каждо-
го прибора при контрольных испытаниях на предприятии-изготовителе.
МОЩНОСТЬ ПОТЕРЬ
При работе силового полупроводникового прибора в результате потерь
мощности в его полупроводниковой структуре выделяется тепло. Потери
мощности в полупроводниковых приборах относительно невелики, но так
как тепло выделяется в очень малом объеме, то температура полупроводни-
ковой структуры существенно повышается. Чтобы температура полупровод-
никовой структуры используемых приборов не превышала максимально
допустимой, требуется обоснованный выбор режима работы полупроводни-
кового прибора.
Потери мощности в силовом полупроводниковом приборе делятся на
основные Госн, обусловленные протеканием силового токй, и дополнитель-
ные, состоящие из потерь мощности за счет протекания прямого тока утеч-
ки и обратного тока в состоянии низкой проводимости, потерь при комму-
тации (при включении и выключении) и потерь мощности, обусловленных
протеканием тока управления.
' В нормальных режимах работы на частоте до 200 Гц основные потери
мощности составляют 95—98% от полных потерь и для тиристоров, сими-
сторов и диодов определяются следующим выражением:
^осН=^ср + ^Х ’	(1-2)
где Uo и 7?д — пороговое напряжение и динамическое сопротивление вольт-ам-
перной характеристики прибора в открытом состоянии (см. рис. 1.2);	=
= /Эф//ср — коэффициент формы тока; /ср и 1Э$ — среднее по модулю и эффек-
тивное значения силового тока через прибор.
Дополнительными потерями обычно пренебрегают. Однако, если при-
бор работает на повышенных частотах, необходимо их учитывать по методи-
ке, изложенной в работе [10].
ТЕПЛОВОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
В ^установившемся тепловом режиме все тепло поступает в основание
прибора, а затем через охладитель в окружающую среду. Тепловой поток
от полупроводниковой структуры в окружающую среду проходит через
конструктивные элементы из различных материалов: слои олова, вольфрама,
медное основание, медную токосъемную пластину, силуминовый охлади-
тель. Каждый из этих слоев оказывает сопротивление тепловому потоку.
В результате создается температурный перепад между полупроводниковой
структурой и охлаждающей средой, пропорциональный тепловому потоку
и полному тепловому сопротивлению. Так как у приборов штыревой кон-
струкции сопротивление тепловому потоку в сторону гибкого вывода вели-
ко, то около 97% мощности потерь в приборе отводится через основание и
охладитель. Поэтому можно считать, что приборы штыревой конструкции
"Повторяющееся и неповторяющееся напряжение в прямом и обратном (для симисторов)
^правлениях отнесено к заданному значению скорости нарастания напряжения при разомкну-
той цепи управляющего вывода.
имеют одностороннее охлаждение в отличие от приборов таблеточной конструк-
। ни, которые могут иметь двухстороннее охлаждение. Часто для выполне-
ния тепловых расчетов используются аналоговые электротепловые схемы
приборов (рис. 1. 6). Общее тепловое сопротивление 7?т 0 системы прибор —
охладитель с односторонним охлаждением (рис. 1. 6,а)—это отношение
превышения, температуры полупроводниковой структуры Тстр над темпе-
ратурой окружающей среды Тс к рассеиваемой мощности Р в установив-
шемся режиме, и состоит оно из теплового сопротивления самого прибора
/?т и охладителя ROXJ[-
«т.с=^+/?охл = (7’стр-Гс)/^
Рис. 1.6. Аналоговые электро-
тепловые схемы замещения для
приборов с односторонним (а) и
двусторонним (б) охлаждением
Приборы таблеточной конструкции с
двухсторонним охлаждением обладают теп-
ловым сопротивлением в- сторону анода
/?тА и в сторону катода соответствен-
но (рис. 1.6, б):
ЯтА^стр-Т’каУ/’а!
^К = (Гстр-7’кк)/РК.
где 7’кД и ТкК — температуры анодного и ка-
тодного оснований прибора; РА и Р^ —-
мощность потерь, отводимая, в сторону анода
и катода прибора.
Если значения РА и Рк неизвестны, то
тепловое сопротивление можно определить
по формулам
т _____т
г,	стр кА
р
р _ 7"СТР (
КтК--------р (
Общее тепловое сопротивление таблеточного
прибора
= ^тА^тк/(^тА + ^тк)-
При воздействии кратковременной на-
грузки Р кривые нагрева и охлаждения по-
казаны на рис. 1.7.
Температуру полупроводниковой струк-
туры в неустановившемся тепловом режиме
можно определить с помощью так .называе-
мого переходного теплового импеданса
ZT (0 — отношения мгновенного превышения
температуры полупроводниковой структуры
над температурой охлаждающей (окружаю-
щей) среды в данный момент времени
Д^нагр (О к мощности Р, которая ' вызвала
это превышение:
2т(0 = Д7’нагр(0/Р. (1.3)
7’кЦ 7с ^охл А
Л<А ^’с^охлЮ
^кА с Врхл к\
ТцК. #охл А'
Рис. 1.7. Нагрев и охлаждение
полупроводниковой структуры
при воздействии прямоугольного
импульса- ' мощности большой
длительности
Совокупность всех значений тепловых импедансов образует кривую изме-
нении теплового импеданса во времени, которая приводится в информаци-
онных материалах на прибор. По существу, кривая теплового импеданса ха-
растеризует любую конкретную конструкцию силового полупроводникового
прибора с точки зрения аккумулирования тепла и сопротивления отводя
щемуся тепловому потоку. При установившемся тепловом режиме переход-
ный импеданс достигает своего предельного значения, которым является
тепловое сопротивление.
МАКСИМАЛЬНО ДОПУСТИМЫЙ ТОК НАГРУЗКИ
Основным критерием, ограничивающим ток нагрузки силовых полу-
проводниковых приборов, является температура полупроводниковой струк-
туры, которая во всех режимах работы, за исключением аварийных, не долж-
на превышать максимально допустимого значения. Основными исходными
данными Для определения допусти-
мого режима нагрузки силового по-
лупроводникового прибора являют-
ся: максимально допустимое значе-
ние температуры полупроводнико-
вой структуры [Гетр], которое опре-
деляется типом применяемого при-
бора; значение максимальной тем-
пературы охлаждающей среды [Г ],
которая определяется условиями экс-
плуатации преобразовательного аг-
регата; коэффициент формы тока че-
рез прибор Кф, который определя-
ется схемой и режимом работы пре-
образователя; параметры вольт-ам-
перной характеристики прибора
в открытом состоянии Uo, Rr; кри-
вая переходного теплового импедан-
са ZT(t) и тепловое сопротивление
прибора с охладителем RT с при за-
данных условиях охлаждения [6,
'8, 9].
При постоянной нагрузке, когда
распределение температурного поля
в силовом полупроводниковом при-
боре станет стационарным, допусти-
мое значение тока нагрузки для дио-
дов и тиристоров
Рис. 1.8. Замена реальных импульсов
мощности (а), воздействующих на си-
ловой полупроводниковый прибор, эк-
вивалентными полубесконечными им-
пульсами мощности (б) и изменение
_F^+4R^P-L/o
ср 2*Л
При воздействии на силовой по-
лупроводниковый прибор импульса	температуры	полупроводниковой
мощности, длительность которого t структуры (в)
меньше времени установления стаци-
онарного теплового режима, максимально допустимое значение рассеивае-
мой мощности
P = ([7’cTp]-7’o)/ZT(0,
гДе То—исходная температура полупроводниковой структуры.
Температуру полупроводниковой структуры при воздействии серии пря-
Угольных импульсов мощности можно определить по методике [12], где

I. исновные соотношения для определения температуры
Нагрузка
('рафик потерь мощности
Крива», нарастания
температуры полупро-
водниковой структуры
Однократный импульс на-
грузки
Короткий ряд импульсов
нагрузки с одинаковой
амплитудой
if f2 Ч f5
Серия импульсов нагрузки
с неодинаковой амплитудой
to f2 fj *5
Длинный ряд импульсов
с одинаковой амплитудой
(приближенное решение)
полупроводниковой структуры и потерь мощности
Расчетные формулы
T^PZ^t^ + T^,
Т2^Р [ZT (t2) - ZT (t2 - ZJ] + Tc;
 ZT(tx)
T^PZ^ + T^
TS = P [ZT (te) - ZT - /J + ZT (f8 - ^)] + 7C;
T6 = P [ZT (Q - ZT (t6 - tf) + ZT (t5 - t2) - ZT (Z8 -t9) + ZT (/8 - Z4)] + Tc
и T. Д.
T3 = Pi [ZT (t3) - ZT (ts - G)] + P£, (ts - t2) + Tc;
Тъ ~ Pi [ZT (f5) - ZT (t3 - G)1 + P2 [ZT (t5 -t2) - ZT (t5 - Z3)] + P3ZT (/8-/4)+
+ TC
Ты = P R“ RT c + (1 - ) ZT (tn + tu) - ZT (tn) + ZT.(fJ + Tc;
Lln	\ ln I	J
T ___T
p _______________________M c_______________________
RT C + (1 _ у ZT (tn + tu) - ZT (tn) + ZT (tu)
Ti = РЛг. c + (^nep - FH) Zt (tt) + Tc;
T‘ = Рн^т c + Pu\(t - S') Zt ‘ - r)	~ ZT +
LVn	ru>	\ m /
+ zT(u] + 7’c;
Tt- tc-p^ c
 fe “ Й) Zt (Zi) + (1 “ Й Zt {tn + <u) ~ Zt (Zf,)+Zt (z,j
любой сложный процесс выделения тепла представлен в виде элементарных
процессов с Р = const. Суммируя тепловое воздействие от элементарных
процессов, составляют модель теплового процесса в целом и определяют
температуру полупроводниковой структуры в различные моменты времени.
Например, при воздействии трех импульсов мощности различной амплиту-
ды (рис. 1.8,с) каждый из них заменяют двумя полубесконечными ступенча-
тыми импульсами мощности положительной и отрицательной полярности
с амплитудой, равной амплитуде заменяемого импульса. При этом ступен-
чатый импульс положительной полярности начинается одновременно с
реальным импульсом мощности, а ступенчатый импульс отрицательной по-
лярности — одновременно с окончанием реального импульса (рис. 1.8,6).
Алгебраическая сумма двух ступенчатых импульсов равна реальному им-
пульсу мощности, а тепловое воздействие каждой пары эквивалентно теп-
ловому воздействию заменяемого импульса. Таким образом, в любой момент
времени можно считать, что на силовой полупроводниковый прибор действу-
ет некоторое количество непрерывных (без провалов) импульсов мощности
а	й
Рис. 1.9. Аппроксимация импульсов мощности произвольной формы (а)
с помощью прямоугольных импульсов (б)
положительной и отрицательной полярности. Повышение температуры по-
лупроводниковой структуры от каждого этого эквивалентного импульса мощ-
ности можно определить по формуле (1.3). К моменту времени t2 на прибор
действуют два импульса мощности: один с амплитудой -|- Рг и длительно-
стью <2— 4, а второй с амплитудой — Рг и длительностью t2— tx. Применяя
принцип суперпозиции результирующую температуру полупроводнико-
вой структуры определяют как алгебраическую сумму тепловых воздей-
ствий от каждого простого (непрерывного к рассчитываемому моменту вре-
мени) импульса мощности. Так, для момента времени t2 температура полу-
проводниковой структуры
Т’стр ((2) = Р^т (4 - 4) - P1Z-T (4 - 4).
где Zr(t2— 4)~~ тепловой импеданс системы прибор — охладитель в момент
времени t = t2— t0; ZT(t2—t^)—тепловой импеданс в момент времени t =
= t2— if. Графики изменения температуры полупроводниковой структуры
при воздействии каждого ступенчатого импульса мощности показаны на рис.
1.8,в (штриховые линии). На этом же рисунке сплошной линией показан
результирующий график изменения температуры при суммарном тепловом
воздействии всех импульсов мощности.
Расчетные соотношения, полученные на основе изложенной методики
для наиболее распространенных видов нагрузки, приведены в табл. 1 [93].
В большинстве практических случаев импульсы мощности потерь не
имеют прямоугольной формы, поэтому реальную форму импульсов мощности
следует преобразовать в прямоугольную (рис. 1.9). Эквивалентный прямо-
угольный импульс должен иметь такие же значения амплитуды Рмакс и сред-
ней мощности Рср, как и реальный импульс, чтобы сохранить прежнее со-
отношение между амплитудным и средним значениями мощности [И] и дли-
тельность импульса Ntn = С^ср^^макс^я' С помощью экспериментально
полученной кривой теплового импеданса достаточно просто определить
температуру полупроводниковой структуры при любом сложном характере
изменения рассеиваемой мощности в полупроводниковом приборе.
3. ГРУППОВОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
В мощных преобразовательных установках, ввиду ограниченных воз-
можностей полупроводниковых структур, применяются параллельное и
последовательное соединения полупроводниковых приборов: диодов, тири-
сторов. Неидентичность Характеристик полупроводниковых приборов вы-
зывает существенный разброс токов и напряжений при групповом соеди-
нении.
Для выравнивания токов между параллельно включенными вентилями
необходимо либо подобрать вентили с одинаковыми прямыми вольт-ампер-
ными характеристиками и с одновременным симметрированием конструк-
ции токопОДводящих шин, либо применить средства принудительного еы-
равнивания токов при помощи резисторов или индуктивных делителей.
.При первом способе существенно упрощается конструкция, уменьшают-
ся массо-габаритные показатели и стоимость преобразователей, более высо-
кий КПД установки, обеспечивается равномерное токораспределение неза-
висимо от частоты переменного тока, а также на постоянном токе.
Недостатком этого способа является то, что при выходе из строя одного
из полупроводниковых 'приборов последний необходимо заменить только
идентичными, что неудобно в эксплуатации. Кроме того, для обеспечения
параллельной работы тиристоров повышаются требования к выходным кас-
кадам систем импульсно-фазового управления в части увеличения крутизны,
амплитуды и длительности управляющих импульсов. По мере совершенство-
вания технологии изготовления полупроводниковых приборов имеется реаль-
ная возможность реализации параллельного соединения при помощи подоб-
ранных вентилей. ГОСТ 14069—72 предусматривает поставку тиристоров
(Диодов) с заданным разбросом прямых падений для параллельной работы.
Индуктивные делители при сравнительно малых потерях уменьшают
крутизну нарастания тока и коммутационные потери в тиристорах, что
особенно важно при наличии /?С-цепочек, обеспечивают надежное отпирание
тиристоров и снижают требования к крутизне и амплитуде тока импульсов
Управления.
В установках средней и большой мощности распространены индуктив-
ные делители с магнитной связью и без.магнитной связи — без сердечника
(воздушные) и с сердечником (дроссели).
На рис. 1.10, а показана схема включения индуктивных делителей ез
магнитной связи, на рис. 1.10,6 — расчетная схема замещения.
При анализе влияния параметров схемы на неравномерность токораспреде-
ления в параллельной ветви сделаны следующие допущения: индуктивности
параллельных ветвей равны £к = £; исследуемая ветвь работает в наиболее
нагруженном режиме, т. е. /?г = /?2 === Rn_t = R, a Ri/RK = Ьг > 1; ток
нагрузки идеально сглажен; тиристоры включаются одновременно и мгновенно;
индуктивностью соединительных шин' можно пренебречь.
Мгновенное значение тока в исследуемой ветви
/к = *	+ bi (1 -e~AtlT^ +^e~Ai^,	(1.4)'
к А \ RK 1 п /	п	'
i=n
где Д С7ср =	,Uoi — n(7oKj ; Тк = Lk/Rk — постоянная времени исследуе--
мой ветви; А = 1 + [(^ — 1)/и]; ld — максимальное значение тока группы
тиристоров.
Среднее значение тока в исследуемой ветви
,* п,сР. к Г 1	, ..	А/ -Лт/ЛА] ~
'ср. к = -77-=йг[-л (^+61)T-------------------‘М1-6 ф (L5>
Рис. 1.11. Зависимости отклонения среднего
значения тока в параллельных ветвях при раз-
бросе времени включения тиристоров
где т — интервал проводимости
тиристора; Ки = &Ucpn/(RKld).
. Отклонение среднего значе-
ния тока в ветви от среднеариф-
метического для трехфазной мо-
стовой схемы при А = 1
Д'с*р.К=(*</+*1-1)Х
X Р — 150Тк (1 —
(1-6)
Отклонение тока в иссле-
дуемой ветви (рис. 1.11) зави-
сит от разброса порогового
напряжения Д(7 тиристоров
и тока через тиристор (коэф-
фициента Ку)', разброса и абсо-
лютной величины активного
сопротивления и параллельных
ветвей (коэффициентов Ку и
6Х); постоянной времени па-
раллельных ветвей Т , т. е. от
индуктивности делителей.
Наличие конечного време-
ни коммутации 7 тока нагруз-
ки, а также неодновременнорть
включения тиристоров вызы-
вают ухудшение токораспреде-
ления.
Токораспределение в мощных преобразователях в значительной сте-
пени зависит от конструкции. Влияние индуктивного Lm и активного г соп-
ротивления токоподводящей системы шин оказывается настолько велико,
что при большом числе параллельно включенных вентилей оно (в зависи-
мости от конструкции) является одним из основных факторов, влияющих
на токораспределение (рис. 1.12),
В зависимости от расположения ввода и вывода тока различают: схе.му
с односторонним расположением выводов тока (подвод тока показан сплош-
ными линиями) и схему с диагональным расположением выводов тока, яв-
ляющейся наиболее предпочтительной (подвод тока показан штриховыми
линиями).
При показанной форме тока через тиристоры (рис. 1.13) среднее значе-
ние систематической составляющей тока через вентиль при условии, что
динамические сопротивления и пороговые напряжения тиристоров равны
между собой,
'ер« - Т 7	12(1	+ «-<>+*) -
- е-тьг ( J _	__	+ е(гН)Ь2)] + J .	(1.7)
о0 )
Рис. 1.13. Расчетная форма тока через
тиристоры
Рис. 1.12. Расчетная схема
замещения параллельных це-
пей с индуктивными дели-
телями без магнитной связи
с учетом ошиновки
при четном
При выполнении условия = LR это
выражение
/ . SK
примет вид /ср N = ~~ — т, где
вк=аЛ; лк = L + а,Лш; ло = nL+
+ ар£нр во = nR + apRm> 62= ло/во- Следо-
вательно, при выполнении условия =
=LR систематическая составляющая тока зави-
сит только от активных сопротивлений цепи.
Коэффициенты ак, ар определяются по
следующим формулам.
Для схемы с односторонним расположением
выводов:
aK=)V(tf-l); йр = [JV (№ - 1)]/3.
Для схемы с диагональным расположением
выводов:
числе- параллельных ветвей
ак = k (/г — 1); йр = п (0,25л2 — 1)/3,
где fe = Л/ — п/2 при N > п/2; k — (л/2 + 1) — N при N < п/2,
при нечетном числе параллельных ветвей
aK = (k-\)\ ар = п (л2 — 1)/12,
где‘А = /у — (л — 1)/2 при /V >(л + 1)/2; £ = [(л + 1)/2 + 1] — N при W < (л+
В общем случае активные сопротивления, пороговые напряжения и теп-
ловые сопротивления тиристоров являются величинами случайными. По-
этому для решения задачи — определения оптимальной величины индуктив-
ности делителей, обеспечивающих минимальные потери в тиристорах — не-
обходимо применение методов теории вероятности, определяющих взаим-
ную связь случайных величин. Такой подход к решению задачи обеспечи-
вает удовлетворительные результаты при h 6.
Как при параллельном, так и при последовательном соединении тири-
сторов и диодов требуется применение принудительных средств выравнива-
ния прямых и обратных напряжений. Подбор тиристоров по вольт-амперным
характеристикам не может обеспечить равномерного распределения напряже-
ния в течение переходного про-
цесса нарастания напряжений.
Кроме того, характеристики ти-
ристоров могут существенно изме-
няться в процессе эксплуатации.
Одним из наиболее распро-
страненных методов выравнива-
ния напряжения на последователь-
но соединенных вентилях являет-
ся шунтирование последних ак-
тивным сопротивлением, которое
определяется из условия обеспе-
чения распределения напряже-
ния с заданной точностью (рис.
114).
Шунтирующее сопротивление
определяется  по формуле
п__ 1 — fei 1 — &2 ^обр
1 + kz ^обр
Рис. 1.14. К пояснению процесса вырав-
нивания напряжений при последователь-
ном соединении тиристоров
где /ег— коэффициент, учитываю-
Рис. 1.15. Схема включения /?С-цепочек щий неравномерность распреде-
при последовательном соединении тирис- ления напряжения; k2— коэффи-
Т0Р0В	циент, учитывающий точность
изготовления, резисторов.
Метод имеет ряд недостатков: на активном сопротивлении выделяются
дополнительные потери мощности, что приводит к снижению КПД установ-
ки; увеличивается число элементов в схеме; не обеспечивается равномерное
деление в момент нарастания прямого и обратного напряжения.
Применяя в схеме вместо резисторов конденсаторы, можно уменьшить
потери мощности и обеспечить равномерное распределение напряжения во
всех режимах. Емкость конденсатора определяется из выражения
С=2/(ш/?в)
где RB — сопротивление вентиля в прямом или обратном направлении (выби-
рается наименьшее значение).
Применение конденсаторов для выравнивания напряжения приводит
к существенному увеличению скорости нарастания прямого тока.
Поэтому необходимо последовательно с конденсатором включать ре-
зистор (рис. 1.15). Сопротивление резистора определяется из двух условий:
ограничения скорости нарастания прямого тока и исключения резонанса
между емкостью.и индуктивностью питающей сети. Схема рис. 1.15 обеспе-
чивает равномерное распределение напряжения во всех режимах и, в случае
согласования параметров RC-цепочек с параметрами питающей сети, огра-
ничивает скорость нарастания прямого напряжения на тиристорах. Для
обеспечения наибольшей эффективности работы ^С-цепочки следует по мере
возможности применять малоиндуктивные резисторы и уменьшать индуктив-
ность петли соединительных проводов. Чтобы исключить влияние активного
сопротивления на скорость нарастания прямого напряжения на тиристо-
рах, резистор шунтируют диодом (на рис. 1.15 показано штриховыми ли-
ниями).
Если потери в шунтирующих резисторах оказываются недопустимо ве-
лики, вместо резисторов устанавливают полупроводниковые приборы с конт-
ролируемым лавинообразованием (стабилитроны). Комбинации и количество
стабилитронов могут, изменяться в зависимости от требований к ограничению
прямого и обратного напряжений. Однако применение стабилитронов не
исключает применения /?С-цепочек для обеспечения работоспособности ти-
ристоров в переходных режимах.
Глава 2
ВЫПРЯМИТЕЛИ И ЗАВИСИМЫЕ ИНВЕРТОРЫ
1. НАЗНАЧЕНИЕ, ОСНОВНЫЕ СОСТАВНЫЕ ЧАСТИ
И КЛАССИФИКАЦИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ.
ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Производство и распределение электрической энергии в основном осу-
ществляется на переменном токе. Однако значительная часть производимой
электрической энергии (примерно 25—30%) используется на постоянном
токе.
Ранее для выпрямления электрического тока использовались вращаю-
щиеся электрические машины, а также преобразователи с механическими
и ионными (главным образом, ртутными) вентилями. В последние годы их
заменяют полупроводниковыми вентилями с высокими энергетическими харак-
теристиками, малыми размерами, большой эксплуатационной надежнос-
тью и высоким КПД, они просты по конструкции и обслуживанию.
Выпрямители с полупроводниковыми
управляемыми вентилями (тиристоры) кро-
ме выпрямления электрического тока обес-
печивают простое и удобное регулирование
выпрямленного напряжения в широких
пределах.
Выпрямитель можно представить в ви-
де структурной схемы (рис. 2.1), в которую
входят:	силовой преобразовательный
трансформатор СТ, вентильный блок ВБ,
фильтрующее устройство ФУ, цепь на-
грузки Н. В управляемом выпрямителе
Рис. 2. Г. Структурная схема
выпрямителя
в структурную схему входит еще блок
СУ, содержащий систему управления вентилями и систему автоматичес-
кого регулирования. Для защиты выпрямителя от повреждения в аварийных
режимах в его схему входит еще система защиты и сигнализации СЗС.
Силовой трансформатор служит для согласования входного и выходного
напряжений выпрямителя. Возможны различные соединения обмоток транс-
форматора соответственно различным схемам выпрямления. Напряжение
вторичной обмотки трансформатора определяет значение выпрямленного
напряжения в неуправляемом режиме.
Трансформатор одновременно электрически разделяет питающую сеть
и сеть нагрузки. В некоторых выпрямителях наличие трансформатора не
обязательно — вентильный блок присоединяется непосредственно к сети.
Вентильный блок выпрямляет переменный ток, подключая в каждую
Данную часть периода вторичное "напряжение соответствующей фазы тран-
сформатора к цепи постоянного тока. В вентильном блоке могут использо-
ваться ионные или полупроводниковые вентили (управляемые и неуправля-
емые). Соотношения между напряжениями и токами на стороне сети перемен-
ного тока и в нагрузке определяются схемой выпрямления.
К основным показателям, определяющим целесообразность использо-
вания схемы выпрямления в конкретных случаях, относятся: стоимость,
КПД, масса и размеры выпрямителя (зависят, в основном, от количества
и параметров вентилей и от мощности трансформаторного оборудования),
форма кривой выпрямленного напряжения, энергетические показатели вы-
прямителя со стороны сети переменного тока — коэффициент мощности,
гармонич^ркий состав тока первичной обмотки трансформатора.
Фильтрующее устройство обеспечивает требуемый уровень высших гар-
моник в выпрямленных напряжении и токе, т. е. оно уменьшает пульсации
выпрямленного тока в цепи нагрузки. В качестве фильтрующих устройств
используются последовательно включаемые сглаживающие дроссели и па-
раллельно включаемые конденсаторы. Для снижения уровня высших гармо-
ник в цепи нагрузки можно также применять многофазные схемы выпрям-
ления.
Кроме основных составных частей выпрямитель может иметь специаль-
ные устройства для компенсации реактивной мощности. Для поддержания
необходимого теплового режима работы вентилей в мощных выпрямителях
применяются специальные системы охлаждения.
Полупроводниковые выпрямители можно классифицировать по следую-
щим основным признакам.
По выходной, мощности: малой (единицы киловатт), средней (десятки
киловатт) и большой мощности. Такое деление в количественном отношении
имеет условный характер.
По числу фаз источника питания: однофазного и трехфазного тока.
В зависимости от схемы включения вентилей и схемы соединения обмо-
ток трансформатора: однотактные и двухтактные. К однотактным относят
выпрямители, у которых по вторичным обмоткам трансформатора ток про-
текает один раз за полный период (полупериод или его часть). Отношение
частоты пульсаций выпрямленного напряжения к частоте сети в этих выпря-
мителях равно числу фаз вторичной обмотки трансформатора. В однотакт-
ных схемах (кроме простейшего однофазного однополупериодного выпрями-
теля) обязательно выводится нулевая точка трансформатора.
К двухтактным (мостовым) относят выпрямители, у которых в каждой
фазе вторичной обмотки трансформатора ток протекает дважды за один пе-
риод, притом в противоположных направлениях. Кратность пульсаций вы-
прямленного напряжения в таких схемах вдвое больше, чем число фаз вторич-
ной обмотки трансформатора. В мостовых выпрямителях ток во вторичной
цепи всегда проходит последовательно по двум вентилям.
По числу пульсаций в кривой выпрямленного напряжения за период
питающего напряжения: однофазные (простейший однополупериодный вы-
прямитель, несимметричная схема удвоения напряжения), двухфазные (од-
нофазный выпрямитель с нулевым выводом, однофазный мостовой выпрями-
тель, симметричная схема удвоения напряжения), четырехфазные, шести-
фазные (трехфазный мостовой выпрямитель, шестифазный выпрямитель с
нулевым выводом, двойной трехфазный выпрямитель с уравнительным реак-
тором) и т. д. Выпрямители с двенадцатифазными и более пульсациями обыч-
но представляют собой последовательное и параллельное соединения пре-
дыдущих схем. Возможны различные модификации схем выпрямителей—
с включением вторичных обмоток трансформатора в зигзаг, несимметрич-
ные схемы, схемы с нагрузкой, шунтированной диодом, и др.
По регулированию: неуправляемые и управляемые.
Основными величинами, характеризующими эксплуатационные свой-
ства выпрямителей, являются:
средние значения выпрямленного напряжения и тока (7d,
коэффициент полезного действия Т);,
коэффициент мощности £м;
внешняя характеристика — зависимость выпрямленного напряжения
от тока нагрузки Ud = f(Id);
регулировочная характеристика — зависимость выпрямленного напря-
жения от угла регулирования {/</ = /(«);
коэффициент пульсаций — отношение действующего значения гармони-
ческих составляющих выпрямленного напряжения (тока) к среднему значе-
нию выпрямленного напряжения (тока):
kn =	= У^дайств-(2-1)
коэффициент искажения, равный отношению действующего значения
тока основной гармоники к действующему значению полного тока первич-
ной обмотки трансформатора,
Ли=/1(1)//ь	(2-2)
коэффициент гармоник, равный отношению действующего значения высших
гармоник к действующему значению основной гармоники тока. При отсутствии
постоянной составляющей
*г = 1/ГЛ>и.	(2.3)
Режим работы и параметры отдельных элементов выпрямителя опре-
деляются заданными условиями работы потребителя постоянного тока.
Поэтому основная задача расчета выпрямительных устройств сводится к
определению соотношений, позволяющих по заданному режиму работы
потребителя найти электрические параметры вентилей и трансформатора
выпрямителя, а также параметры фильтрующих, стабилизирующих и регу-
лирующих устройств, и-затем выбрать эти элементы пр каталогу или, если
это необходимо, рассчитать их.
Исходными данными для расчета выпрямителя являются средние зна-
чения выпрямленных напряжения и тока, а также действующие значения
напряжения и тока питающей сети. Величины, подлежащие определению
в процессе расчета, можно разделить на две группы: характеризующие ра-
боту вентилей и определяющие параметры силового трансформатора.
К первой группе относятся:
среднее /рср и действующее Iv значения тока, протекающего через
вентиль при номинальной нагрузке и возможных перегрузках;
максимальное значение обратного напряжения на вентиле в непроводя-
щую часть периода t/o6p m;
максимальное значение прямого напряжения на вентиле Unpm (в случае
применения управляемых вентилей).
Ко второй группе относятся:
действующие значения напряжения и тока вторичной (вентильной)
обмотки трансформатора U2$ и /2;
действующее значение тока первичной обмотки трансформатора Ц;
мощности каждой из обмоток и S2 и полная расчетная (типовая) мощ-
ность трансформатора ST._
Активное сопротивление элементов выпрямителя, а также прямое паде-
ние напряжения на вентиле и его обратный ток невелики, и ними обычно
пренебрегают, особенно при анализе и расчете мощных выпрямителей. Для
Упрощения расчетных соотношений при анализе работы выпрямителей коэф-
фициент трансформации обычно принимают равным единице, т. е. рассмат-
ривают трансформатор, у которого вентильная обмотка приведена к сетевой.
И ИХ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
ОДНОФАЗНАЯ ДВУХПОЛУПЕРИОДНАЯ СХЕМА
ВЫПРЯМЛЕНИЯ С НУЛЕВЫМ
ВЫВОДОМ (рис. 2.2,а) (т = 2)
Выпрямитель по существу является двухфазным, так как вторичная об-
мотка трансформатора с нулевой точкой создает две ЭДС, равные по величи-
не и сдвинутые по фазе на 180 эл. град.
Вентили VI и V2 пропускают ток поочередно: в течение первого полу-
периода положительный потенциал имеет анод вентиля VI, поэтому ток
Я	к
Рис. 2.2. Однофазные двухполупериодная (а) и мостовая (б) схемы выпрямле-
ния и временные диаграммы их токов и напряжений (в—к)
проходит через этот вентиль, сопротивление нагрузки и половину вторич-
ной обмотки трансформатора (левую по схеме на рис. 2.2,а). В течение второго
полупериода положительный потенциал имеет анод вентиля V2, ток прохо-
дит через другую половину обмотки, вентиль V2 и сопротивление нагрузки
в том же направлении, что и в первый полупериод.
Таким образом, хотя выпрямленный ток проходит по нагрузке в тече-
ние обоих полупериодов переменного тока, каждая из половин вторичной
обмотки трансформатора оказывается нагруженной током только в течение
полупериода. Встречное направление намагничивающих сил постоянных
составляющих токов вторичных полуобмоток исключает вынужденное намаг-
ничивание магнитопровода трансформатора. В трансформаторах со стерж-
невым магпитопроводом как первичная обмотка, так и каждая из вторичных
полуобмоток разбиваются на две секции, размещенные на разных стержнях.
Для сглаживания пульсации выпрямленного тока последовательно с
нагрузкой включается дроссель, индуктивность которого обычно принимают
бесконечно большой; выпрямленный ток при этом полагают идеально сгла-
женным (рис. 2.2,д), что позволяет получить простые соотношения для токов
в схеме выпрямителя.
Коммутация тока (переход тока с одного вентиля на другой) происходит
в тот момент времени, когда ЭДС полуобмотки трансформатора, подключен-
ной к очередному вентилю, становится положительной. Если не учитывать
индуктивности рассеяния трансформатора и питающей сети, коммутацию
можно считать мгновенной. Каждый вентиль проводит ток в течение полови-
ны периода (рис. 2.2, е, ж). Среднее значение тока вентиля равно половине
среднего значения выпрямленного тока:
(2-4)
Максимальное значение тока вентиля, равное максимальному значению
тока вторичной обмотки трансформатора, зависит от характера нагрузки
и составляет: для активно-индуктивной нагрузки (индуктивность сглажи-
вающего дросселя бесконечно велика)
IVm=hm = Id,	(2-М
для активной нагрузки (сглаживающий дроссель отсутствует)
1ут = 1цп — d№ — l$7Id.	(2 <б)
Кривые тока вентиля для обоих случаев показаны на рис. 2.2, е, ж.
Действующее значение тока вентиля, равное действующему значению тска
вторичной обмотки трансформатора, составляет: для активно-индуктивпсй
нагрузки
= /2 =	(1/2л) J /^ = Id/V2 = 0,7071d,	(2.6а)
О
для активной нагрузки
IV=I2= у (1/2л) { lymsin2Ш = n!d/4 = 0,7857d.	(2.66)
о
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора при коэф-
фициенте трансформации, равном единице (рис. 2.2, и, к),
11= ЬгУУ 2=1^2,	(2.7)
для активно-индуктивной нагрузки
=	(2.7а)
для активной нагрузки
/1=^/2/2= 1,11/^	(2.76)
Кривая выпрямленного напряжения (рис. 2.2,в) состоит из однополяр-
ных полуволн фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора.
Пульсации этого напряжения происходят с двойной частотой. Соответствен-
но, в выпрямленном напряжении содержатся высшие гармоники с номерами,
кратными двум — вторая, четвертая, шестая и т. д.
Среднее значение (постоянная составляющая) выпрямленного напря-
жения
Ud = (1/л) С У 2(72ф sin ЫЬ = 2 У 2(72ф/я = 0,9(72ф.	(2.8)
2. Основные расчетные
	Однофазная двух пол у период- ная с нулевым выводом (рис. 2.2, а)	Однофазная мостовая (рис. 2.2, б)	Трехфазнвя с нулевым выводом (рис. 2.3)
Md	1/1/2 = 0,707 * л/4 — 0,785 **	_1 л/2 1/2 = 1,11 **	1/1/3 = 0,577
1у ср Id	0,5		0,333
lym "77	1 * л/2 = 1,57 **		1 * 2л/3 1/3 = 1,21 **
ivHa	1/1/2 = 0,707* л/4 = 0,785 **		1/1/3 =
I'iHd (Ят=1)	1 * л/2 1/2 = 1,11 **		1/2/3 = 0,471
tl	1, 3, 5, 7, 9, 11, 13, 15, ...		1, 2, 4, 5, 7, 8, ...
k*	0,9		0,827
*г	0,484		0,68
Ud	2 j/2/л = 0,9		3 1/б/2л= 1,17
lJVm Ud	л = 3,14	л/2 = 1,57	2л/3 = 2,09
P	2		3
kn	0,483		0,18
kn	0,471		0,177
Ъ/Pd	л/2 = 1,57 * л2/4 1/2=-],74**	л/2 У 2 = 1,11* л2/8 = 1,23 **	2л/3 1/2 = 1,48 4л/31/б= 1,71 ****
Si/Pd	л/2]/2= 1,11 * л2/8 = 1,23 **		2л/3 У 3 = 1,21
st/p,1	п(1 + ]/2)/4 /2= 1,34* л2( 1+1/2)/161/2= 1,48**	л/2 ]/2 = 1,11 ** л2/8 = 1,23 **	л(1/3+/2)/31/б= = 1,345 л (1/2+ 1)/31/3 = = 1 46 ****
* Для активно-иидуктивной нагрузки.
** Для активной нагрузки.
*** Сетевой ток преобразователя.
*** При соединении вторичной обмотки в зигзаг.
соотношения схем выпряли it я				
Трехфазная мостовая (рис. 2.4)	Двойная трехфазная с уравнительным реактором (рис. 2.5)	У ел овно-двенадцати- фазная последова- тельная (рис. 2,6, а)	Условн о-двенадцати- фазная параллельная (рис. 2.6, б)
/2/3 = 0,817	1/2 /3 = 0,289	/2/3 = 0,817	I//6 = 0,408
	0,167	0,333	0,167
л/3 = 1,045 **	0,5* л/6 = 0,522 **	1	0,5
0,577	1/2/3 = 0,289	1//3 = 0,577	1/2 /3 = 0,289
/2/3 = 0,817	1//б = 0,408	/2/3 = 0,817 V 4/3 + 2/1/ 3 = = 1,577***	1//б = 0,408 0,789 ***
1, 5, 7, 11, 13, 17, ....		1, 11, 13, 23, 25, ...	
0,955		0,989	
0,311		0,152	
3 / 6/л = 2,34	3 /б/2л = 1,17	6 / 6/л = 4,68	3/6/л = 2,34
л/3 = 1,045	2л/3 = 2,09	л/6 = 0,523	л/3 = 1.045
6		12	
0,042		0,0102	
0,0404		0,0102	
л/3 = 1,05	2л/3 / 2 = 1,48	л/6 = 0,523	
л/3 = 1,05			
л/3 =1,05	л (1 + /2)/б= 1,26		
Действующее значение выпрямленного напряжения
Ud действ = ]/ I ‘ /Я) J 2(72ф sin» Ш = и2ф.	(2.9)
О
Коэффициент пульсаций, численно характеризующий переменную состав-
ляющую выпрямленного напряжения,
действ7^) - 1 = V т - 1 = °>483-	(2-1°)
Амплитуда второй (самой низкой) гармоники выпрямленного напряжения
и(2)т = (2/я) и2ф sin 8 cos 2М8 = 2(7d/3 = 0,667[/d.
о .
Коэффициент пульсаций, вычисленный по второй гармонике,
k^= U^m/V2 Ud = 1/2/3 = 0,471.	(2.11)
Напряжение на проводящем вентиле считают равным нулю. Напряжение
на непроводящем вентиле определяется согласно второму закону Кирхгофа
как разность ЭДС фазы, в которую включен вентиль, и ЭДС проводящей
в данный момент фазы (рис. 2.2,з, кривая/). Максимальное значение обрат-
ного напряжения. на вентиле
- 17обрт = 2/21/2ф = 2,831/^=3,14^.	(2.12)
Мощность первичной обмотки трансформатора при номинальной нагрузке
(коэффициент трансформации равен единице): для активно-индуктивной нагрузки
«1 = ^1ФЛ =	/2 = 1,1 lPd,	(2.13а)
для активной нагрузки
Sx = лРй/8 = l,23Pd.	(2.136)
Суммарная мощность двух вторичных обмоток
S2 = 2(7 2ф/2,	(2.14)
для активно-индуктивной нагрузки
S2 = jtPd/2 = l,57Pd,	(2.14а)
для активной нагрузки
S2 = ji2Pd/4 /2 = 1,74Pd.	(2-146)
Типовая мощность трансформатора
ST = 0,5 (Si -ф- Sg),	(2.15)
для активно-индуктивной нагрузки
8Т = л (1 + j/2) Pd/4 /2 = l,34Pdr	(2.15а)
для активной нагрузки
\ = л2 (1 + /2) Pd/16 =» l,48Pj.	(2.156)
На рис. 2.2,а вентили VI и V2 объединены катодами, образуя так назы-
ваемую «катодную» группу. Если поменять полярность вентилей так, что
объединенными окажутся их аноды, получим выпрямитель анодного типа.
Расчетные соотношения для рассмотренной схемы приведены в табл. 2.
ОДНОФАЗНАЯ МОСТОВАЯ СХЕМА ВЫПРЯМЛЕНИЯ (рис. 2. 2, б)
Мостовой выпрямитель состоит из двухобмоточного трансформатора
и комплекта вентилей VI, V2, V3, V4. Переменное напряжение подводится
к одной диагонали моста, а нагрузка подключается к другой — между точ-
кой соединения катодов двух вентилей, образующих катодную группу (VI,
V5), и точкой соединения анодов двух вентилей, образующих анодную группу.
Вентили, пропускающие ток попарно (V/— V4 и V2— V3), соединены
между собой и с нагрузкой последовательно. В каждую пару входит один
вентиль из катодной группы и один —из анодной. Пропускает ток та пара,
у которой в данный момент времени анод вентиля катодной группы имеет
более высокий потенциал, а катод вентиля анодной группы — более низкий.
Выпрямленный ток проходит по нагрузке в течение обоих полупериодов
переменного тока, вторичная обмотка трансформатора оказывается загру-
женной током также в течение всего периода. Вынужденного намагничива-
ния магнитопровбда у трансформатора нет.
Мостовой выпрямитель можно подключать к сети и без трансформатора,
если напряжение сети соответствует заданному выпрямленному напряжению.
Используя в этом выпрямителе трансформатор с нулевым выводом, можно
получить два значения выпрямленного напряжения: номинальное и вдвое
меньшее. Коммутация тока с одной пары вентилей на другую происходит в
тот момент времени, когда напряжение вторичной обмотки трансформатора
проходит через нуль. Каждый вентиль проводит ток в течение половины пе-
риода (рис. 2.2, е, ж).
Кривая выпрямленного напряжения в мостовом выпрямителе имеет ту
же форму, что и в однофазном выпрямителе с нулевым выводом (рис. 2.2, в),
поэтому выпрямленное напряжение в мостовой схеме имеет такой же гармо-
нический состав, а его среднее и действующее значения можно определить
по выражениям для однофазного выпрямителя с нулевым выводом. При от-
сутствии сглаживающего дросселя выпрямленный ток по форме повторяет
выпрямленное напряжение (рис. 2.2,а). Если сглаживающий дроссель имеет
бесконечно большую индуктивность; выпрямленный ток получается идеаль-
но сглаженным (рис. 2.2,д). Максимальное значение обратного напряжения
на вентиле (рис. 2.2,з, кривая 2) равно амплитуде напряжения вторичной
обмотки трансформатора. Расчетные соотношения (табл. 2) выводятся так
же, как для однофазной двухполупериодной схемы выпрямления с нулевым
выводом.
В однофазном мостовом выпрямителе требуется в два раза больше вен-
тилей, но с обратным напряжением, в два раза меньшим, чем в однофазном
выпрямителе с нулевым выводом при тех же выпрямленных напряжении и
токе. Сравнивая типовую мощность питающих трансформаторов для мостового
выпрямителя и однофазного выпрямителя с нулевым выводом, можно от-
метить, что в мостовом выпрямителе эффективность использования транс-
форматора значительно выше.
ТРЕХФАЗНАЯ СХЕМА ВЫПРЯМЛЕНИЯ
С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ (рис. 2. 3, а)
В каждый момент времени ток проводит тот вентиль, потенциал анода
которого, определяемый ЭДС соответствующей фазы вторичной обмотки
трансформатора, имеет наибольшее значение по отношению к нулевому вы-
воду трансформатора (для случая соединения вентилей в катодную группу).
Выпрямленный ток в нагрузке (рис. 2.3,в, г) всегда имеет одинаковое направ-
ление. При бесконечно большой индуктивности дросселя этот ток будет
идеально сглаженным.
В трехфазном выпрямителе с нулевым выводом при соединении первич-
ной обмотки трансформатора в звезду намагничивающие силы стержней
трансформатора не уравновешивают ^друг друга. В каждый момент времени
ток первичной обмотки (рис. 2.2,з) не равен току соответствующей фазы
вентильной обмотки (.рис. 2.3,е), что приводит к появлению больших пото-
ков вынужденного намагничивания, насыщающих трансформатор; в сталь-
ной арматуре возникают тепловые потери за счет вихревых токов, индукти-
руемых переменной составляющей потока вынужденного намагничивания.
Таким образом, явление вынужденного намагничивания магнитопровода
трансформатора в этом выпрямителе приводит к нежелательным последст-
виям, избежать которые можно, увеличивая сечение магнитопровода транс-
форматора, а следовательно, и его типовую мощность (т. е. уменьшая ам-
плитуду магнитной индукции в магнитопроводе по сравнению с расчетной).
Для устранения дополнительных потерь,- вызванных переменной состав-
ляющей потока вынужденного намагничивания, первичную обмотку транс-
форматора соединяют в треугольник. Для устранения в магнитопроводе
трансформатора постоянной составляющей потока вынужденного намагни-
чивания каждую фазу вторичной обмотки расщепляют на две части с после-
дующим соединением шести обмоток способом «зигзаг». Кривые первичного
тока для этого случая показаны на рис. 2.3, и при соединении первичной об-
мотки в звезду и на рис. 2.3,к при соединении в треугольник.
Коммутация тока с одного вентиля на другой происходит в тот момент
времени, когда ЭДС очередной (вступающей в работу) фазы становится рав-
ной ЭДС предыдущей (выходящей из работы) фазы. Вследствие симметрии
ЭДС вторичной обмотки трансформатора каждый вентиль проводит ток в
течение трети периода (рис. 2.3, д, е). Расчетные соотношения (табл. 2) вы-
водятся так же, как для однофазной двухполупериодной схемы выпрямле-
ния с нулевым выводом.
Кривая выпрямленного напряжения (рис. 2.3, б) в каждый момент вре-
мени совпадает с кривой ЭДС той фазы вторичной обмотки трансформатора,
где эта ЭДС наибольшая. Значения выпрямленного напряжения полностью
повторяются через треть периода питающего напряжения, т. е. пульсации
этого напряжения происходят с частотой 150 Гц (здесь и в дальнейшем приня-
то, что выпрямитель питается от сети с частотой напряжения 50 Гц). Соответ-
ственно, в выпрямленном, напряжении содержатся высшие гармоники с но-
мерами, кратными трем,— третья, шестая, девятая и т. д.
Напряжение на вентиле в непроводящую часть периода формируется
ЭДС питающего трансформатора. Так, после выхода из работы вентиля VI
его напряжение, пока проводит вентиль V2, составляет еа— еь, а когда про-
водит вентиль V3—еа—ес. Соответствующие напряжения на рис. 2.3, б за-
штрихованы. Кривая напряжения на вентиле показана на рис. 2.3, ж.
Выполнение вторичной обмотки трансформатора в зигзаг приводит к
ухудшению использования ее по мощности; в результате ухудшается исполь-
зование меди вторичной обмотки. Эго является одной из причин редкого не-
посредственного практического использования трехфазного выпрямителя с
нулевым выводом. Этот выпрямитель применяется в качестве составной
части более сложных схем выпрямления.
ТРЕХФАЗНАЯ МОСТОВАЯ СХЕМА ВЫПРЯМЛЕНИЯ (рис. 2. 4)
В мостовом выпрямителе от одной вторичной обмотки трансформатора
питаются две трехфазные группы вентилей. Такой выпрямитель можно рас-
сматривать как соединение двух трехфазных выпрямителей с нулевым вы-
водом, один из которых анодного, а другой катодного типа; трансформаторы
этих двух выпрямителей совмещены в один.
Коммутации тока происходят между вентилями VI, V3, V5 выпрями-
теля катодного типа (.катодная коммутирующая группа) и вентилями V4,
V6, V2 выпрямителя анодного типа (анодная коммутирующая группа.) В ка-
тодной коммутирующей группе ток проводит тот, вентиль, потенциал анода
которого, определяемый ЭДС соответствующей фазы вторичной обмотки
трансформатора, имеет наибольшее значение относительно нулевой точки
трансформатора, а в анодной группе — вентиль, потенциал катода которого
имеет наименьшее значение. Ток каждой фазы вторичной обмотки трансфор-
матора равен разности токов соответствующих вентилей анодной и катодной
групп.
В отличие от трехфазного выпрямителя с нулевым выводом ток вторич-
ной обмотки в мостовом выпрямителе не имеет постоянной составляющей, так
как протекает по обмотке дважды за период, причем в противоположных
направлениях. Ток первичной' обмотки (рис. 2.4, ж) по форме повторяет ток
вторичной обмотки. На рис. 2.4, з показан ток (сетевой) трансформатора при
соединении его первичной обмотки в треугольник. Вынужденное намагничи-
вание магнитопровода трансформатора отсутствует. Режимы работы мосто-
вого выпрямителя на активную и активно-индуктивную нагрузку отлича-
ются незначительно, поэтому при анализе выпрямителя его ток полагают
идеально сглаженным (рис. 2.4, в, г, д).
Коммутация тока с одного вентиля на следующий (очередной в данной
группе) происходит в моменты пересечения синусоид фазных напряжений
вторичной обмотки трансформатора, т. е. прохождения через нуль синусоиды
линейного напряжения (рис. 2.4, б). Каждый вентиль проводит ток в течение
трети периода (рис. 2.4, а, б).
Выпрямленное напряжение трехфазного мостового выпрямителя (рис.
2.4, в) равно сумме выпрямленных напряжений катодного и анодного трех-
фазных выпрямителей с нулевым выводом. Пульсации выпрямленного на-
пряжения происходят с шестикратной частотой 300 Гц (такие преобразова-
тели принято называть условно-шестифазными). Они имеют меньшую ампли-
туду по сравнению с пульсациями выпрямленного напряжения каждого из
трехфазных выпрямителей с нулевым выводом и лучше поддаются фильтра-
ции. Соответственно, в выпрямленном напряжении содержатся высшие гар-
моники с номерами, кратными шести,— шестая,, двенадцатая, восемнадца-
тая и т. д.
Расчетные соотношения (табл. 2) выводятся так же, как для однофаз-
ной двухполупериодной схемы выпрямления с нулевым выводом.
Трехфазная мостовая схема выпрямления широко используется во мно-
гих отраслях техники. Это объясняется ее хорошими технико-экономически-
ми показателями: эффективным использованием трансформатора, малой ве-
личиной обратного напряжения на вентиле, сравнительно малым коэффици-
ентом пульсаций, высоким КПД и др. Трехфазная мостовая схема выпрямле-
ния используется так же, как элемент более сложных комбинированных
схем выпрямления.
Рис. 2.4. Трехфазная мостовая схема выпрямления (а) и временные диа1раммы
ее токов и напряжений (б—з)
ДВОЙНАЯ ТРЕХФАЗНАЯ СХЕМА ВЫПРЯМЛЕНИЯ
С УРАВНИТЕЛЬНЫМ РЕАКТОРОМ (рис. 2. 5,а)
Выпрямитель, как и трехфазный мостовой, содержит две коммути-
рующие группы вентилей: VI, V3, V5 и V4, V6, V2. В данном случае обе
коммутирующие группы либо анодного, либо катодного типа. Коммутация
тока с вентилей одной группы на вентили другой невозможна вследствие
большой индуктивности уравнительного реактора. Последний обеспечивает
независимую работу каждого трехфазного выпрямителя с нулевым выводом.
В результате продолжительность работы вентилей такая же, как и в трех-
фазной схеме выпрямления с нулевым выводом, но частота пульсаций выпря-'
мленного напряжения получается шестикратной по сравнению с частотой
напряжения сети, так что двойной трехфазный выпрямитель с уравнитель-
ным реактором-, как и мостовой, является условно-шестифазным.
Уравнительный реактор Lyp (рис. 2.5, б) представляет собой дроссель
с замкнутым ферромагнитным сердечником, имеющий две одинаковые обмот-
ки, включенные к общему узлу разноименными зажимами. Обычно при ана-
лизе работы описываемого выпрямителя полагают намагничивающий ток
уравнительного реактора равным нулю. Это дает возможность исклю-
чить из рассмотрения процессы, происходящие в выпрямителе при нагруз-
ках ниже критической, т. е. такой минимальной нагрузки выпрямителя, при
которой постоянная составляющая выпрямленного тока становится соиз-
меримой с намагничивающим током уравнительного реактора. Коэффициент
полезного действия описываемого выпрямителя выше, чем у трехфазной
Рис. 2.5. Двойная трехфазная схема выпрямления (а) с уравнительным
реактором (б) и временные диаграммы ее токов и напряжений (в — к)
мостовой схемы выпрямления, так как здесь работающие вентили включены
по отношению к нагрузке параллельно. Выпрямитель с уравнительным ре-
актором широко применяется в установках большой мощности, для которых
повышение КПД является одним из важных требований.
Трансформатор в таком выпрямителе имеет две трехфазные вторичные
обмотки, каждая из которых соединена в' звезду; ЭДС их соответствующих
фаз сдвинуты на 180 эл. град. Таким образом, системы напряжений вторич-
вых обмоток сдвинуты по фазе на угол л/3. Первичная обмотка трансфор-
матора соединена либо в звезду, либо в треугольник.
Коммутация тока осуществляется только между вентилями одного трех-
фазного выпрямителя. При идеальных условиях коммутация осуществля-
ется мгновенно, поэтому в каждом трехфазном выпрямителе с нулевым вы-
водом в любой момент времени ток пропускает только один вентиль и, следо-
вательно, во всей схеме — два вентиля. Каждый вентиль проводит ток в те-
чение трети периода. Токи вентилей (рис. 2.5, д, е) по форме такие же.^как и
Для мостового выпрямителя, однако значения их вдвое меньше при том же
выпрямленном токе. Ток вторичной обмотки трансформатора совпадает с
током вентиля, подключенного к данной фазе обмотки. Ток каждой фазу
первичной обмотки трансформатора (рис. 2.5,н) равен разности токов соот-
ветствующих фаз вторичных обмоток трансформатора (при коэффициенте
трансформации, равном единице). На рис. 2.5, к показан сетевой ток выпря-
мителя при соединении первичной обмотки в треугольник.
В любой момент времени намагничивающие силы в каждом стержне
магнитопровода трансформатора уравновешиваются, поскольку вторичные
обмотки, расположенные на одном стержне, обтекаются токами противопо-
ложного направления; вынужденное намагничивание, таким образом, отсут-
ствует.
Режимы работы выпрямителя с уравнительным реактором на активную
и активно-индуктивную нагрузку отличаются незначительно, поэтому при
анализе выпрямителя его ток полагают идеально сглаженным (рис. 2.6, а).
Индуктивности двух фаз уравнительного реактора равны между собой, по-
этому мгновенное значение потенциала точки О равно среднему арифмети-
ческому мгновенных значений потенциалов точек 0х и 02 (рис. 2.5, б). Соот-
ветственно, выпрямленное напряжение всего преобразователя равно сред-
нему арифметическому выпрямленных напряжений элементарных трехфаз-
ных выпрямителей с нулевым выводом (рис. 2.5, г):
ud = 0,5 (udi + UdJ-	(2.16)
Кривая выпрямленного напряжения по форме повторяет соответствую-
щую кривую в трехфазном мостовом выпрямителе, однако ординаты этой
кривой в выпрямителе с уравнительным реактором при тех же ЭДС вторич-
ной обмотки трансформатора вдвое меньше, чем в мостовом. Пульсации вы-
прямленного напряжения происходят с шестикратной частотой. Соответ-
ственно, номера высших гармоник в этом напряжении кратны шести —
шестая, двенадцатая, восемнадцатая и т. д.
Обратное напряжение на вентиле вследствие независимой работы обеих
трехфазных схем выпрямления с нулевым выводом ничем не отличается от
обратного'напряжения вентиля в трехфазном выпрямителе с нулевым выво-
дом (рис. 2.5, ж). Расчетные соотношения (табл. 2) выводятся так же, как
для однофазной двухполупериодной схемы выпрямления с нулевым вы-
водом.
Напряжение на двухфазном уравнительном реакторе Lyp (между точ-
ками Oi и О2, рис. 2.5,6) в каждый момент времени равно разности двух фаз-
ных ЭДС тех фаз вторичных обмоток, в которых включены проводящие вен-
тили (в левой части рис. 2.5, в эта разность заштрихована). Это напряжение
(рис. 2.5, з) изменяется с тройной частотой (150 Гц).
Действующее значение напряжения двухфазного уравнительного реак-
тора
7 V6	.
U = 1/ (6/л) j 21/|фэша
о
= V1—3 /з/2л и2ф = 0,41602ф = 0,356(4	(2.17)
Существенное значение имеет среднее значение этого напряжения за положи-
тельный пол у период, так как от него зависит максимальное значение магнит
ного потока в сердечнике двухфазного реактора:
It/б
%р. ср = (б/я) У /2 (72ф sin Ш =
О
= (1 — /3/2) 6 /2 У2ф/л = 0,362(72ф = 0,309(7d.	(2.18)
Напряжение ^typ приводится к эквивалентному синусоидальному напряжению,
действующему при частоте питающей сети, следующим образом:
</ЭКв=%р.ср^ф/3 = 2я(1 —/3/2) t/d/3/б = 0,1145(/d,	(2.19)
где л/2/2 = 1,11 —коэффициент формы для синусоиды: коэффици-
ент 3 отражает пересчет с тройной частоты, на которой работает двухфазный
уравнительный реактор, на частоту сети.
Типовая мощность двухфазного уравнительного реактора может быть
подсчитана по формуле
SLyp_ ср =	= я (1.- /3/2) kcPd/6 /6 = 0,0286/JcPd.	(2.20)
Коэффициент kc > 1 учитывает работу стали сердечника двухфазного уравни-
тельного реактора на тройной частоте в реальной схеме. Обычно принимается
1гс = 2. Тогда типовая мощность двухфазного уравнительного реактора
S, = 0,0572Pd.
'-ур
Схема соединения обмоток двухфазного уравнительного реактора (рис.
2.5, б) исключает его подмагничивание выпрямленным током вследствие того,
что токи, равные Id/2, в обеих половинах реактора направлены встречно;
потоки рассеяния уменьшены за счет соединения в зигзаг каждой половины
обмотки.
Уравнительный реактор может иметь и трехфазное исполнение. При
этом он обеспечивает одновременную работу трех вентилей выпрямителя,
что соответствует параллельной работе трех двухфазных систем.
УСЛОВНО-МНОГОФАЗНЫЕ ВЕНТИЛЬНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ
Условно-многофазные схемы применяются в тех случаях, когда необхо-
димо уменьшить высшие гармоники тока питающей сети и выпрямленного
напряжения, а также при необходимости создания выпрямительных агре-
гатов на большие установленные мощности.
К собственно многофазным относятся схемы, у которых одна трехфазная
сетевая обмотка и все вентильные обмотки (соединенные в сложный зигзаг)
трансформатора расположены на общей магнитной системе.Условно-много-
фазные схемы получают последовательным или параллельным включением
условно-шестифазных выпрямителей. Первичные или вторичные обмотки пи-
тающих трансформаторов каждого из выпрямителей соединяются -по разным
схемам, в результате чего увеличивается частота пульсаций выпрямленного
напряжения. При анализе условно-многофазных схем необходимо учитывать,
что процессы в каждом -из выпрямителей, составляющих комбинированную
схему, протекают независимо, и это дает возможность использовать соотно-
шения, полученные для условно-шестифазных схем.
На практике широко применяют условно-двенадцатифазные схемы вы-
прямления, образуемые соединением двух трехфазных мостовых выпрями-
телей. Трансформаторы каждого мостового выпрямителя выполняются с
различными группами соединения (звезда — звезда и треугольник—звезда).
При таком соединении фазные напряжения вторичных обмоток трансформа-
.торов сдвинуты относительно друг друга на 30 эл. град. (рис. 2.6,а,6).
При последовательном соединении трехфазных мостовых выпрямителей
(рис. 2.6, а) выпрямленные напряжения отдельных мостов и токи первич-
ных обмоток трансформаторов суммируются. Сложение двух равных выпрям-
ленных напряжений, имеющих шестикратную пульсацию и смещенных на
30 эл. град (рис. 2.6,в, г), дает в результате кривую напряжения с периодич-
ностью пульсаций в 1/12 часть периода, что соответствует двенадцатифаз-
ной схеме выпрямления,
(7d=2/7d/ = 2i7d/r	(2.21)
При коэффициенте трансформации трансформатора Т1 (звезда—звезда),
равном единице (по линейным напряжениям), коэффициент трансформации
трансформатора Т2 (треугольник— звезда) по фазным напряжениям равен
3 (коэффициенты трансформации по линейным напряжениям у обоих транс-
форматоров одинаковы). Амплитудное значение первичного фазного тока
трансформаторов Т1 (рис. 2.6, н) равно Id, a Т2—/d/^3. Линейный ток
трансформатора Т2 (рис. 2.6,о) равен разности фазных токов. Результирую-
щий ток, потребляемый всей схемой выпрямления из сети (рис. 2.6,и), по
форме приближается к синусоидальному.
При параллельном соединении трехфазных мостовых выпрямителей
(рис. 2.6,6) эуи установки включаются через двухфазный уравнительный
реактор £ур, так как амплитуды мгновенных значений выпрямленного на-
пряжения каждого из мостовых выпрямителей сдвинуты во времени
(рис. 2.6,г, 3). Мгновенное значение выпрямленного напряжения всей схемы
(рис. 2.6,яс) равно полусумме мгновенных значений выпрямленных напря-
жений каждого из мостов, среднее значение — среднему значению выпрям-
ленного напряжения отдельных мостовых выпрямителей, число пульсаций
равно двенадцати (за период напряжения питающей сети).
Очередность вступления в работу вентилей в каждой установке такая
же, как в трехфазном мостовом выпрямителе (рис. 2.6, и—м). В любой проме-
жуток времени из катодной группы проводит ток вентиль, на анод которого
подается наибольшее положительное фазное напряжение, а из анодной груп-
пы — вентиль, к катоду которого подводится наибольшее отрицательное
фазное напряжение (рис. 2.6, в).
Двухфазный уравнительный реактор принимает на себя разность пере-
менных составляющих выпрямленного напряжения обоих трехфазных мос-
товых выпрямителей. Напряжение уравнительного реактора (рис. 2.6, в)
имеет частоту, в шесть раз большую частоты питающей сети, амплитудное
значение напряжения равно разности максимйльного и минимального зна-
чений выпрямленного напряжения каждого из мостовых выпрямителей:
%рт = /бУ2ф(1-/3/2).	(2.22)
Напряжение двухфазного уравнительного реактора содержит гармоники
с порядковыми номерами 6, 18, 30 и т. д. Такие же гармоники имеет и намаг-
ничивающий ток реактора, который, минуя цепь нагрузки, циркулирует
между параллельно включенными выпрямителями.
Сетевой ток в условно-двенадцатифазной схеме выпрямления (рис.
2.6, п) формируется из фазного тока, потребляемого первичной обмоткой,
соединенной в звезду, и линейного тока, потребляемого первичной обмоткой,
соединенной в треугольник. Основной особенностью сетевого тока описыва-
емого выпрямителя по сравнению с сетевым током в условно-шестифазных
выпрямителях является отсутствие в нем пятой и седьмой гармоник. Формы
кривых выпрямленного напряжения и сетевого тока полностью соответству-
ют форме кривых двенадцатифазмой схемы выпрямления лишь в том случае,
когда -трехфазные мостовые выпрямители, входящие в схему, делят нагрузку
выпрямителей и ее временные диаграммы токов и напряжений (в—п)
поровну. При неравенстве нагрузок кривые результирующих напряжения
и тока искажаются, приближаясь в пределе (когда один из трехфазных мос-
товых выпрямителей полностью разгружен) к кривым условно-шести фаз кого
выпрямителя.
Анализ условно-двенадцатифазных схем выпрямления показывает, что
ток вторичной обмотки трансформатора, помимо постоянной составляющей,
содержит все гармоники, кроме кратных третьей; первичные токи трансфор-
маторов содержат гармоники с порядковыми номерами би ± 1 (и — 0, 1,2,
. 3...), сетевой ток — с порядковыми номерами 12n ± 1 (и — 0, 1, 2, 3...).
Типовые мощности обоих трансформаторов равны между собой (табл. 2).
Мощность, потребляемая из питающей сети,
Sc = 3(Vc=1.012Pd.	(2.23)
Суммарная мощность обоих трансформаторов оказывается больше мощности,
потребляемой выпрямителем из сети, что объясняется наличием мощности
искажения, обусловленной высшими гармониками и циркулирующей между
первичными Обмотками трансформаторов.
Сочетание фазосдвигающего трансформатора с условно-двенадцатифаз-
ными схемами выпрямления позволяет получать выпрямители с еще большей
частотой пульсаций выпрямленного напряжения.
3. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
«г
Одним из основных требований, предъявляемых к преобразователям
электрической энергии, в том числе и к выпрямителям, является регулиро-
вание их выходного напряжения, которое осуществляется двумя способами:
а) на стороне переменного.тока, когда регулируется переменное напря-
жение, подводимое к неуправляемому вентильному блоку;
б) управляющими электродами вентилей (тиристоров) при неизменной
величине переменного напряжения, подводимого к вентильному блоку.
Для регулирования переменного напряжения необходимы дополнитель-
ные регулирующие устройства либо усложнение выпрямительного трансфор-
матора, что связано с дополнительными затратами на оборудование и' потеря-
ми энергии. Регулирующие устройства (особенно когда они являются кон-
тактными) требуют специального ухода и изнашиваются быстрее другого
оборудования, в результате чего снижается надежность всего выпрямителя.
Системы регулирования переменного напряжения обычно характеризуются
малым быстродействием и плохо поддаются автоматизации. При этом невоз-
можно изменять полярность выпрямленного напряжения и направление по-
тока энергии. Системы регулирования переменного напряжения в боль-
шинстве случаев обеспечивают не плавное, а ступенчатое регулирование,
и имеют относительно низкий КПД.
При регулировании выпрямленного напряжения с помощью управляю-
щих электродов тиристоров (фазовое регулирование) повышаются пульса-
ции выпрямленного напряжения, увеличивается начальный скачок обратного
напряжения на вентиле, выходящем из работы. Для фазового регулирования
необходимы специальные системы управления тиристорами, что снижает
надежность всего выпрямителя в целом. При фазовом регулировании пони-
жается коэффициент мощности выпрямителя за счет сдвига основной гармо-
ники первичного тока относительно напряжения сети. В выпрямителях с
двухфазными уравнительными реакторами, кроме того, повышается напря-
жение на этих реакторах. Иногда одновременно используют оба способа ре-
гулирования.
Ступенчатое регулирование переменного напряжения. Переключая со-
единение обмоток выпрямительного трансформатора из треугольника в
звезду, можно изменять вторичное напряжение в отношении ]/3 : 1.
Переключающее устройство довольно просто и не требует больших затрат
Рис. 2.7. Схемы включения дросселя насыщения в пер-
вичную обмотку силового преобразовательного транс-
форматора (а); во вторичную обмотку силового транс-
форматора (б); в вентильный блок трехфазного мос-
тового выпрямителя (в); в двойной трехфазный выпря-
митель с двухфазным уравнительным реактором (г)
для своего осуществления. В момент переключения потребитель на некоторое
время теряет питание.
При переключении первичной обмотки потери напряжения во вторичной
обмотке трансформатора при том же ее токе не изменяются; когда первич-
ная обмотка соединена звездой, вторичное напряжение меньше в /3, соот-
ветственно, относптельпое значение потерь напряжения увеличивается так-
же в ]/3.
При таком способе регулирования изменяются витковое напряжение,
а также магнитный поток в магнитопроводе. При соединении звездой маг-
нитопровод используется неполностью, а при соединении треугольником
может произойти его насыщение. При переключении вторичной обмотки
магнитный поток в магнитопроводе не изменяется, однако в наиболее часто
применяемых понижающих трансформаторах для переключений на вторич-
ной стороне требуется аппаратура, рассчитанная на больший ток.
Если одна из обмоток выпрямительного трансформатора состоит из
двух секций, то включая их последовательно или параллельно, добивают-
ся изменения переменного, а значит, и выпрямленного напряжения в отно-
шении 1 : 2. Если секционированы первичная и вторичная обмотки, можно
получить диапазон регулирования 1 : 4.
Как первичная, так и вторичная обмотки могут иметь отпайки (анцапфы),
переключением которых можно добиться многоступенчатого регулирования
напряжения.
Плавное регулирование переменного напряжения можно осуществить
с помощью индукционного потенциал-регулятора или с помощью регулиро-
вочных автотрансформаторов со скользящими контактами, которые пере-
двигают вручную или с помощью специального моторного привода. Регули-
рование напряжения оказывается практически плавным.
Если верхний предел регулируемого переменного напряжения не сов-
падает с напряжением сети, целесообразнее использовать добавочный авто-
трансформатор без скользящих контактов либо дополнительную обмотку
на том же автотрансформаторе. Для регулирования напряжения в цепь
переменного тока включаются дроссели насыщения, которые в течение части
периода, обладая большим индуктивным сопротивлением, практически от-
ключают вентильный блок от источника переменного напряжения. Регули-
руя ток подмагничивания дросселя, изменяют момент насыщения его и, сле-
довательно, изменяют напряжение (71т на обмотке (рис. 2.7,а). Схемы вклю-
чение дросселей насыщения в трехфазный мостовой выпрямитель и в двой-
ной трехфазный выпрямитель с уравнительным реактором показаны на рйс.
-2.7, б—г.
РЕГУЛИРОВАНИЕ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
С ПОМОЩЬЮ УПРАВЛЯЮЩЕГО ЭЛЕКТРОДА
.	'	ВЕНТИЛЕЙ (ТИРИСТОРОВ)
Процессы при регулировании выпрямленного напряжения с помощью
управляющего электрода рассмотрим на примере трехфазного выпрямителя
с нулевым выводом (рис. 2.8,а). Тиристор, анод которого имеет наиболее
высокий потенциал, вступит в работу,- если на его управляющий электрод
будет подан отпирающий импульс. Подавая этот импульс позже момента,
когда потенциал анода данного тиристора, равный ЭДС соответствующей
фазы вторичной обмотки трансформатора, стал наибольшим, можно задер-
живать начало протекания тока через этот тиристор (рис. 2.8,6—г). Если
выпрямленный ток идеально сглажен (индуктивность сглаживающего дрос-
селя бесконечно велика), форма токов вентилей (рис. 2.8,в) и первичной об-
мотки трансформатора при этой задержке не изменяется. Соответственно,
не изменяются и выражения для действующих значений этих токов (табл. 2).
Выпрямленное напряжение преобразователя (рис. 2.8,6) изменяется, по-
скольку уменьшается часть периода, в течение которой вторичное напряже-
ниё'трансформатора присоединяется к цепи постоянного тока, пульсации
выпрямленного напряжения увеличиваются.
’ Среднее значение выпрямленного напряжения
t/j = (3/2я) J ]/2 1/2ф sin М® = 3 ]/б cos а/2л =
я/б-ра
= 1,17(7 2ф COS а = Ud0 COS а,
(2.24)
где Uао — выпрямленное напряжение н неуправляемом режиме, т. е. при угле
регулирования а = 0.


iv
irf V1\7 uv
Рис. 2.8. Временные
диаграммы токов и на-
пряжений управляемо-
го трехфазного вы-
прямителя с нулевым
выводом
‘а.
I
'г,
I Л
с
о
аля/6
о
'а
-0
/и
0
'V2
а<л/6
1Я
La=0
9
L<t-0
#~“а
I 1уз
в
Зл (Я
9
La=O
0
0
«V
о



А
а
а
b


Если угол регулирования а > л/6, в кривой выпрямленного напряже-
ния появляются отрицательные значения (рис. 2.8,5), и в эти промежутки
времени ток протекает в направлении, противоположном направлению ЭДС
трансформатора, за счет ЭДС самоиндукции сглаживающего дросселя (рис.
2.8,е).
При отсутствии сглаживающего дросселя в цепи постоянного тока кри-
вая этого тока повторяет кривую выпрямленного напряжения. Соответ-
ственно изменяется форма тока тиристора (рис. 2.8,з). После достижения вы-
прямленным напряжением нуля ток в нагрузке прекращается и отсутствует
в цепи до открытия очередного тиристора, т. е. выпрямленный ток становит-
ся прерывистым.
В те промежутки времени, когда выпрямленный ток равен нулю, равно
нулю и выпрямленное напряжение (рис. 2.8,ж). Среднее его значение
ТС
Ud == (31<2/2л) J У2ф8‘п = з /2 (72ф [1 + cos (л/6 + а)]/2л. (2.25)
тс/б-Ь»
Если в цепи выпрямленного тока имеется дроссель с конечной индуктив-
ностью, длительность разрывов в режиме прерывистого тока зависит от ве-
личины индуктивности сглаживающего дросселя.
Обратное напряжение вентиля заштриховано на рис. 2.8,6 и показано
отдельно на рис. 2.8, и и к. В отличие от напряжения на вентиле в неуправ-
ляемом режиме (см. рис. 2.3,ж) здесь появляются положительные участки
К тиристору, выходящему из работы, мгновенно прикладывается значитель-
ное отрицательное напряжение, равное 6t/^sin а,поэтому для ограничения
скорости нарастания напряжения на тиристоре du/dt требуется принятие
специальных мер (см. гл. 5).
Отмеченные особенности управляемого режима характерны и для других
схем выпрямления, рассмотренных в гл. 2,2. В частности, во всех схемах
выпрямления в режиме непрерывного выпрямленного тока среднее значение
выпрямленного напряжения является косинусоидальной функцией угла ре-
гулирования а. Во всех схемах выпрямления возможен режим прерывистого
 тока, который наступает при тем больших углах регулирования, чем больше
кратность пульсаций выпрямленного напряжения преобразователя. Регу-
лировочные характеристики выпрямителей при различной кратности пуль-
саций р показаны на рис. 2.9.
ПРОЦЕСС КОММУТАЦИИ В ВЫПРЯМИТЕЛЯХ,
ЕГО ВЛИЯНИЕ НА ВЫПРЯМЛЕННОЕ НАПРЯЖЕНИЕ
При наличии в выпрямительном трансформаторе и питающей сети ин-
дуктивности рассеяния процесс коммутации протекает в течение некоторого
конечного промежутка времени. В схемах выпрямления, состоящих из не-
скольких трехфазных коммутирующих групп, коммутация в одной из групп
через общий трансформатор влияет на другие группы.
Например, в трехфазном мостовом выпрямителе (рис. 2.10,а) в рассмат-
риваемый момент времени ток проходит через тиристоры VI и V2, и подан
управляющий импульс на тиристор УЗ. Начинается коммутация тока с ти-
ристора VI на тиристор УЗ. Схема замещения выпрямителя для этого случая
показана на рис. 2.10,6, где L —сумма индуктивностей рассеяния выпря-
мительного трансформатора, сети переменного тока, шин, соединяющих
трансформатор с вентилями, а также дросселей, если они включены последо-
вательно с вентилями для ограничения токов короткого замыкания, ско-
рости нарастания токов вентилей di/dt, регулирования напряжения (дроссели
насыщения) и т. п. Для контура коммутации справедлива система уравнений
еа — = Ldia/dt — Ldih/dt = (diald$ — dib/dW)\ 1
I4 = la + ib-	i
Рис. 2.10. Управляемая трехфазная мостовая схема выпрямителя (а), его схема
замещения (6) и временные диаграммы токов и напряжений (в — ж)
Если Id — постоянная величина (Ld=oo), то
_____________________________________9 dia
еа — еь —	.
Приняв за начало отсчета времени момент начала коммутации (рис, 2.10, в),
получаем закон изменения ЭДС в фазах трансформатора:
еа ~ V 2 (/2ф sin -|- л + а} ; еь — У 2	sin + -g- + “j 1
еа — еъ — — Уб U2ф sin (& + а) — 2хф .
Токи вентилей в процессе коммутации (рис. 2.10, г) с учетом начальных усло-
вий (при & = 0, ia =
{а = Id + /6 (72ф [COS (» + «) — cos а]/(2хф);
lb = ld — !а = '/б [COS а — cos (& + а)]/(2хф).
Рис. 2.11. Зависимость углов ком-
мутации управляемых условно-шес-
тифазных схем выпрямления от от-
носительного значения тока нагруз-
ки при фиксированных значениях
угла управления
Коммутация продолжается до тех пор, пока ток вентиля, выходящего из работы,
не станет равным нулю при & = у, тогда
cos а — cos (7 + а) = 27йхф/( /б U2ф).	(2.27)
По полученному уравнению (2.27) по-
строены кривые угла коммутации у
(рис. 2.11) в функции тока нагрузки.
Выпрямленное напряжение элемен-
тарного трехфазного выпрямителя, в ко-
тором протекает в данный отрезок вре-
мени коммутация,
udi = (еа + е&)/2 = ]/2 (72ф sin X
* (а+г+“)/2,
ИЛИ
dif)	di()
и<И~еа + хф^~еь — хф^,
откуда коммутационные пики напряжения
(на рис. 2.10, в заштрихованы)
их = dty/dt — x^dlb/d^ — 0,5 (еа — еь).
На рис. 2.10, д показано напряже-
ние и2ф вторичной обмотки трансфор-
матора с коммутационными пиками. Эти
же пики оказываются в напряжении
вентиля в непроводящую часть периода,
равном разности двух фазных напря-
жений (рис. 2.10, ж). При вычислении среднего значения выпрямленного
напряжения необходимо учитывать величину коммутационной площадки
7
s = J 0,5 (eb — еа) d% = ldx^ = ]Лб	[cos а — cos (а + 7)].	(2.28)
о
Среднее значение (постоянная составляющая) выпрямленного напряжения
мостового преобразователя (рис. 2.10, в) с учетом коммутационной площадки
5тс/б4-а
ud = s( у. /gl/^sin&d» —/йхф)/л =
it/6+а
= 3 [/б2ф (cos а — 1ахф/У&U2(t)/n. = 3 Уб и2ф [cos а + cos (а + у)[/2я. (2.29)
Если в последнее выражение ввести относительное значение реактивного
сопротивления трансформатора и питающей сети, совпадающее с относитель-
ным значением напряжения короткого замыкания трансформатора,
4 = Хф/хб,	. (2.30)
где хб = U 1ф. н/Лн = и2ф/У 2/3 /л, = /6 У2ф/.2/йн — базисное сопротивление
-трансформатора, то
Ud = 3 ]/б У2ф (cos а — 0,5Хф1а/1ан)/т1.
Для любой схемы выпрямления может быть получено аналогичное выра-
жение внешней характеристики:
'	-	^=^o(cosa-^*Zd/7dH).	(2.31)
При постоянном угле управления а характеристика выпрямителя Ud =
= fUd) является прямой линией, наклон которой определяется коэффи-
циентом А, зависящим от схемы выпрямления. Так, для трехфазного выпря-
мителя с нулевым выводом А — 0,866, для условно-шестифазных выпря-
мителей А = 0,5.
Если угол коммутации у достигает значения л/3, в процессах, происхо-
дящих в выпрямителе, могут появиться особенности, связанные с тем, что во
время коммутации тока в одной трехфазной группе условия для начала ком-
мутации в другой группе ухудшаются. Так, во время коммутации тока с ти-
рисгора VI на тиристор V3 (рис. 2.10) потенциал катода тиристора V4 отно-
сительно нейтральной точки трансформатора равен не еа, a ea~h их =	2 (72ф х
X sin (& + я/2 -ф а)/2. Этот потенциал становится ниже потенциала катода пре-
дыдущего тирисгора V2 ес~ 0,5 ]/2 sin (& — я/2 + а) лишь при & + а> л/2.
Если последнее условие не выполняется, тиристор V4 не может вступить
в работу, и в течение всего периода в работе находятся три вентиля; это
означает, что,  независимо от величины тока Zd, угол коммутации у — л/З.
Однако с' увеличением тока /d угол коммутации у, определяемый полученным
выше уравнением (2.27), должен увеличиваться. Поэтому вступление в работу
очередного тиристора задерживается на угол а', и уравнение (2.27) принимает
вид
COS (а + а') — COS (л/3 + а + а') = 2/ хф/(]/б 6/2ф),
откуда может быть определен угол задержки коммутации а'.
Среднее значение выпрямленного напряжения в описываемом режиме
Ud = 3 ]/б 6/2ф [cos (а 4~ а') -|- COS (я/3 4- а + а')].
Исключив из двух последних уравнений угол а-|-а', получим уравнение
внешней характеристики преобразователя в этом режиме:
[4/Уф/(6U*ф)] 4-	1621/2ф)] = 1,	(2.32)
представляющее собой уравнение эллипса, одна полуось которого направлена
по оси Id и равна [/2ф/2хф, а вторая — по оси Ud и равна 9 ]/2 U^/2n.
Коэффициент наклона внешней характеристики А на этом участке — перемен-
ная величина.
С дальнейшим увеличением выпрямленного тока и, соответственно, угла
а’ сумма а 4~ «' превышает п/3 (еще до окончания коммутации & 4- а 4~ «'>
> л/2), и создаются условия для вступления в работу тиристора V4 {еа 4-
+ wx<; ес). В течение некоторой части периода в работе находятся одновре-
менно четыре тиристора, угол коммутации превышает я/3. Уравнение внеш-
ней характеристики -выпрямителя для этого режима
Ud = 9 /2 (72ф [1 - /й%ф/(/21/2ф)]/я.	(2.33)
На рис. 2. 12 показано семейство внешних характеристик для' различ-
ных значений угла регулирования а. Если а < я/6, то при определенном
токе ld возникает задержка коммутации на угол а', а при больших значениях
выпрямленного .тока ld угол регулирования а на электромагнитные процессы
в трехфазном выпрямителе не влияет. Если л/6 < а'< л/3, эллиптический
участок из внешней характеристики исключается, она состоит из двух пря-
молинейных участков с разными наклонами. При а > л/3 характеристика
прямолинейна с коэффициентом А = 0,5.
В общем случае при m-фазном выпрямлении среднее значение напряже-
ния с учетом коммутационной площадки при отсутствии взаимного влияния
коммутационных процессов в различных группах в'ентилей
(it/2+к/тЦ-а)
t/d = т ( У V 2 Д2ф sin	— “Фг)/(2 л) =
(л/2—
= т [У 2 U2^ sin (л/m) cos а — to|j/2]/n.
(2.34)
Рис. >2.12. Внешние характеристики
условно-шестифазных выпрямителей
при фиксированных значениях угла
управления
Это выражение справедливо при ли-
нейных и нелинейных индуктив-
ностях на стороне переменного тока
выпрямителя. Если индуктивность
линейная, то
= u>Lld = Idx^,
Ud = m [1^2 и2ф sin (л/т) cos a —
— Jdx^/2\ln-
В некоторых схемах выпрямле-
ния ток коммутируется одновремен-
но в двух группах вентилей, питаю-
щихся от одного трансформатора.
При этом вдвое увеличивается ком-
мутационная площадка и падение
выпрямленного напряжения каждой
коммутационной группы:
Ud~m [1^2U2фsin (к/m) cos а —
—Jdx^/T-
Например, в симметрично управляемом однофазном мостовом выпрямите-
ле за время коммутации, одновременно происходящей в обеих парах вен-
тилей, токТвторичной обмотки трансформатора изменяется в пределах от
—Id до +/j. Соответственно, выпрямленное напряжение моста, равное уд-
военному выпрямленному напряжению каждой коммутирующей группы,
ud = 4 (У 2 Д2ф cos а — !аХф — 0,5/^ в),
где хш в — реактивное сопротивление шин, включенных последовательно с вен-
тилями выпрямителя, которое не входит в хф.
Для упрощения расчетов иногда целесообразно приближение заменить
истинный закон изменения коммутационных токов вентилей более простым:
квадратичным для неуправляемых выпрямителей
rB = /dF/^	(2.35)
и линейным для управляемых выпрямителей
iB = W-	(2.36)
Аппроксимация точной зависимости приближенной позволяет легко вы-
числить, например, действующее значения токов трансформатора. Так, для
трехфазного мостового выпрямителя действующее значение токов первич-
ной и вторичной обмоток трансформатора (при коэффициенте транеформа
нии, равном единице)
За счет процесса коммутации действующее значение тока уменьшается.
ПАДЕНИЕ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
ЗА СЧЕТ АКТИВНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ
В ЦЕПЯХ ВЫПРЯМИТЕЛЯ
Выпрямленный ток, протекая по цепям выпрямителя, вызывает в них
падение напряжения = Idr< гДе г — суммарное активное сопротивление
цепей выпрямителя между полюсами подсоединенной к нему нагрузки.
При коммутации путь протекания тока через выпрямитель изменяется
несколько раз в течение периода, однако вследствие симметрии выпрямителя
сопротивление всех этих путей одинаково. Уменьшение падения напряже-
ния на активных сопротивлениях элементов выпрямителя во время комму-
тации за счет уменьшения токов в фазах мало влияет на величину среднего
значения ки^.
Суммарное активное сопротивление цепей выпрямителя включает:. i
а) сопротивление шин выпрямленного тока и сглаживающего дросселя
гша> падение напряжения на этих элементах
^drmd ~	—
где / — действующее значение плотности тока, определяющее выделение
тепла в шине (для медных шин / = 2 А/мм2, для алюминиевых / = 1 А/ммг);
р — удельное сопротивление шин и обмотки дросселя; при t = 75°С для
меди р = 0,02 Ом • мм/м, для алюминия р = 0,0325 Ом • мм/м; /Шб!—их сум-
марная длина. Падение’напряжения на 1 м медных проводов и шин состав-
ляет 0,02 В, алюминиевых — 0,0325 В;
б) сопротивление шин и дросселей, включенных последовательно с вен-
тилями; падение напряжения на этих элементах
где g — число параллельных коммутирующих групп, питающихся от отдельных
обмоток трансформатора; lv — действующее значение тока вентиля (для двух-
фазных коммутирующих групп	для трехфазных — 7д//р=иЗ);
в) сопротивление вторичных обмоток трансформатора, а также шин и дрос-
селей, включенных последовательно с этими обмотками; падение напряжения
на - этих элементах
т2/8	/Р^ш.
где /2 — действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора.
Выпрямленное напряжение преобразователя уменьшается также за счет
прямого падения напряжения на вентилях A(/dv,sns, где Д/7= 0,7...
...1,2 В_— прямое падение напряжения на одном вентиле; s — число после-
довател'ьно соединенных коммутирующих групп; tis — число вентилей, по-
следовательно соединенных в плече.
Все другие потери'активной мощности ДРдоб в цепях выпрямителя,
в первичной обмотке трансформатора и в питающей сети переменного тока,
связанные с работой выпрямителя, вызывают добавочное падение выпрям-
ленного напряжения:
d доб ^p,o6^d"
ПУЛЬСАЦИИ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ.
СГЛАЖИВАНИЕ ВЫПРЯМЛЕННЫХ. ТОКА И НАПРЯЖЕНИЯ
На рис. 2.13,а показана кривая выпрямленного напряжения преобра-
зователя, построенная без учета процесса коммутации. Эта кривая состоит
из участков синусоид и поэтому неизбежно содержит переменную составля-
ющую, которую можно представить в виде гармонического ряда. Период
пульсаций выпрямленного напряжения в целое число т раз меньше периода
напряжения питающей сети переменного тока; соответственно, в выпрям-
ленном напряжении имеются лишь гармонические составляющие с порядками
л = km, где /гит — целые числа.
Амплитуда n-й гармонической синусного ряда
2к/т
Uatnfm — т 1^2 (72ф J cos (9 — п/m -|- a) sin km &
о
= 2 и2фкт2 sin (л/m) sin а/[я (k2m2 — 1)].	(2.38)
Амплитуда пЛ гармонической косинусного ряда
._ 2л/т
UdlnJtn = т V 2 и2ф j cos (9 — п/т + a) cos kftM$=
О
= 2 1^2 U2$km2 sin	cos а/[г. (k2m2 — 1)].	(2.39)
Полная амплитуда n-н гармонической
UdMm = У^Ыт+иМт = 2Ud У i+Wi^/{k2m2 - 1). (2.40)
Из выражения (2.40) следует, что отношение UaWm/Ua не зависит от ве-
личин k и т в отдельности, а зависит лишь от их произведения п = km. Сле-
довательно, у выпрямителей с различной кратностью пульсаций кривые
выпрямленного напряжения отличаются лишь порядками гармоник; отно-
сительное же значение существующих гармоник одинаково во всех схемах
выпрямления. На рис. 2.13,6 показаны графики относительных значений
амплитуд гармонических первых восьми порядков, существующих в кривой
выпрямленного напряжения трехфазных выпрямителей. Эти графики можно
также использовать для условно-шестифазных и условно-двенадцатифазных
выпрямителей. Как видно из графиков, амплитуды гармонически-х состав-
ляющих с увеличением угла регулирования а существенно возрастают.
При учете процесса коммутации в выпрямителе кривая его выпрямлен-
ного напряжения несколько сглаживается, и амплитуды гармоник в основ-
ном уменьшаются; графики 6-й и 12-й гармоник для этого случая показаны
на рис. 2.14.
Существует несколько способов сглаживания выпрямленных тока и на-
пряжения.
1.	Сглаживание последовательно включенным дросселем (в выпрямите-
лях средней и большой мощности). Требуемая индуктивность сглаживающе-
го дросселя при заданных коэффициентах пульсации выпрямленного напря-
жения и тока, рассчитанных по их низшей гармонике,
knu(l) ~	и ^nt(l) — !d{tn)lld	(2.41)
(^d(m) и ^d{m) — действующие значения гармонических составляющих выпрям-
ленного напряжения и тока порядка т) может быть рассчитана по формуле
Ld = Ud	(2.42)
Рис. 2.13. Кривая выпрямлен-
ного напряжения без учета про-
цесса коммутации (а) и графи-
ки относительных значений ам-
плитуд гармонических кривых
выпрямленного напряжения
трехфазных выпрямителей от
угла управления (б)
2.	Включение на выходе выпрями-
теля сглаживающего конденсатора па-
раллельно сопротивлению нагрузки
(в выпрямителях малой мощности).
Рис. 2.14. Кривая выпрямлен-
ного напряжения с учетом про-
цесса коммутации (а) и графи-
ки зависимости относительных
значений амплитуд 6-й и 12-й
гармоник кривой выпрямленно-
го напряжения трехфазпых вы-
прямителей от тока нагрузки, (б)
3.	Включение Г-образного фильтра (рис. 2.15,а—в), сочетающего в себе
фильтрующее действие индуктивности и емкости. За счет индуктивности
значительно уменьшается переменная составляющая тока нагрузки выпря-
мителя, изменяющая заряд конденсатора, в результате чего напряжение на
выходе фильтра оказывается более сглаженным. Коэффициент пульсаций
тока нагрузки (2.41) совпадает с коэффициентом пульсаций выходного на-
пряжения фильтра. Если не учитывать проводимость нагрузки (которая на
частоте m<±> обычно гораздо меньше проводимости конденсатора С), действу-
ющие значения гармонических составляющих выпрямленного напряжения
порядка т на выходе фильтра
U(Цт) вых = ^<S(ra)/0	m2to2LC),
откуда
ДС=(^(1)/^(1>+1)/(^2)-
Индуктивность дросселя выбирается из условия непрерывности тока в нем;
« ^(3)/(тю£) < ld = UdjRd,
в	г	а
Рис. 2.15. Схемы включения сглаживающих фильтров
откуда
L > иdwfalWdt™*} =
Степень сглаживания повышается при каскадном соединении нескольких
Г-образных фильтров.
Вместо индуктивности в Г-образном фильтре может быть использован
резистор, что применяется, однако, очень редко вследствие падения выпрям-
ленного напряжения и потерь мощности в этом сопротивлении (рис. 2.15,6).
Рис. 2.16. Схема включения параллельных колебательных контуров для
фильтрации гармоник выпрямленного напряжения
Широкое практическое применение (в частности, на тяговых подстан-
циях электрифицированных железных дорог) нашли Г-образные фильтру
в которых вместо конденсаторов используются один или несколько парал-
лельно включенных последовательных резонансных контуров (рис. 2.15,3).
Каждый из контуров настраивается в резонанс на частоте определенной гар-
моники. При этом его сопротивление для данной гармоники оказывается
чисто активным, равным г, -I- гг и незначительным. Напряжение со-
ответствующей гармоники на нагрузке практически отсутствует, а прикла-
дывается к индуктивности Ln. Параллельно включенный конденсатор С
(изображен штриховой линией) служит для фильтрации тех гармоник,
для которых нет последовательных контуров.
4.	Включение П-образного фильтра (рис. 2.15,г). Конденсаторе/ вклю-
чен непосредственно на выходе выпрямителя и предварительно сглаживает
напряжение, подаваемое на вход Г-образного фильтра LC2.
5.	Использование параллельных колебательных контуров, включенных
последовательно (рис. 2.16). Эквивалентное сопротивление контура, настро-
енного на частоту определенной гармоники,
^экв т ~ L. “Ь rC. )
0	к tTI	к т
является чисто активным и значительным. Если не учитывать сопротивление
остальных контуров на той же гармонике, которое относительно мало, ампли-
туда n-й гармоники напряжения (и = km) на нагрузке составляет /?(/гэквт +
+ Rd — часть амплитуды той же гармоники на входе фильтра.
Недостатками резонансных фильтров являются необходимость индиви-
дуальной настройки каждого фильтра и снижение коэффициента фильтрации
при изменении частоты внешнего источника питания. Для высокой фильтра-
ции определенной гармоники используют параллельный и последовательный
колебательные контуры совместно.
ОБЩИЕ УКАЗАНИЯ
ПО ВЫБОРУ ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Для правильного выбора типа выпрямителя необходимо знать харак-
тер нагрузки, режимы работы и условия эксплуатации. Требования, предъ-
являемые к выпрямителям, существенно отличаются по выходным парамет-
рам, диапазону регулирования, точности и быстродействию, по энергети-
ческим показателям и т. п. Выполняя эти требования, можно получить
различные технические решения.
При выборе среднего значения выпрямленного напряжения учитывают:
необходимость стабилизации выпрямленного напряжения при измене-
ниях тока нагрузки и при колебаниях напряжения питающей сети перемен-
ного тока;
ди	апазон регулирования выпрямленного напряжения;
.т	очность и быстродействие при стабилизации и регулировании выпрям-
ленного напряжения;
необходимость реверса выходного напряжения. В зависимости от требо-
ваний к величине бестоковой паузы необходимо выбирать схему реверсиро-
вания: двухкомплектную либо с переключателем в цепи выпрямленного
тока.
При выборе среднего значения выпрямленного тока учитывают:
необходимость стабилизации или ограничения тока на заданном уровне;
величину и длительность возможных перегрузок;
точность и быстродействие при стабилизации или ограничении тока;
необходимость реверса тока.
Коэффициент пульсаций и волнистость кривой выпрямленного напряжения
wu = U^йДейств/^/d зависят от фазносги т выпрямителя, а также от глубины
и способа регулирования выпрямленного напряжения.
Коэффициент пульсаций и волнистость кривой выпрямленного тока wt =
~ di&tietJld зависят от фазности схемы выпрямления т, а также вида на-
грузки: активная, актйвно-индуктивная, с противоЭДС и т. п. Здесь /^действ
н ^действ — действующие значения выпрямленных тока и напряжения.
Для правильного выбора комплектности выпрямителя, а также парамет-
ров входящих в него блоков и устройств, помимо упомянутых выше величин,
необходимо знать о потребителе: график нагрузки, параметры цепей нагруз-
ки, наличие протнвоЭДС.
Конструкция выпрямителя должна обеспечивать также работоспособ-
ность всего устройства в заданном температурном режиме при определенных
условиях окружающей среды и минимально влиять на работу других уст-
ройств. При наличии токопроводящей пыЛи, паров и газов, вызывающих
коррозию металлических частей, необходимо применять герметизированные
конструкции. Необходимо также принимать меры к подавлению радиопомех,
излучаемых выпрямителями, для исключения их влияния на линии связи
и телемеханики.
4. ИНВЕРТОРЫ, ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ
Инвертирование представляет собой процесс преобразования постоян-
ного тока в переменный, т. е. процесс -передачи электрической энергии из
цепи постоянного тока в цепь переменного тока с помощью управляемых вен-
тилей.
а
Рис. 2.17. Трехфазная мостовая
схема инвертирования (а) и вре-
менные диаграммы токов и напря-
жений (6 — д)
Если угол регулирования л/2, то среднее значение выпрямленного
напряжения согласно выражению (2.29) становится отрицательным и в вы-
прямителе (рис. 2.10) ток невозможен. Если в цепи постоянного тока вклю-
чен дополнительный источник ЭДС (рис. 2.17,а), то ток будет протекать под
действием этой ЭДС при отрицательной величине выпрямленного напряжения.
Временные диаграммы преобразователя при а- > л/2 (рис. 2.17,6—6)
показывают, что в течение большей части периода ЭДС фазы вентильной об-
мотки направлена против тока. Мгновенная мощность фазы вентильной об-
мотки трансформатора ра= eaia в течение большей части периода (или всего
периода) отрицательна; отрицательными являются среднее значение мощ-
ности за период (активная мощность вентильной обмотки) и средняя мощность
в цепи постоянного тока. Это означает, что мощность передается из цепи
постоянного’ в цепь переменного тока, происходит инвертирование тока.
Внешняя характеристика инвертора описывается уравнением (2.31)
и представляет собой прямую линию, наклон которой зависит от схемы инвер-
тора (коэффициента Д) и индуктивности на стороне переменного тока инвер-
тора и не зависит от угла регулирования а (рис. 2.18).
Для инверторов вводят понятие угла опережения р (рис. 2.17,6), т. е.
электрического угла между моментом начала коммутации и моментом време-
ни, когда ЭДС коммутирующих фаз вентильной обмотки трансформатора
становятся равными между собой. Угол опережения
р = it — а.	(2.43)
Уравнения управляемого выпрямителя справедливы и для инверторного
режима, если подставить а — л — р. Тогда уравнение внешней характери-
стики
= —3 (]/б O'2(J)cos р + /дХф)/л.	(2 44)
Так как напряжение С/д пре- G?
пятствует протеканию тока, вызы-
ваемого внешним источником в цепи
постоянного тока, ТО — на И — С/д
часто называют соответственно мгно-
венным ги средним значениями про-
тивоЭДС инвертора.
Уравнение для определения угла
коммутации
cos (р — 7) — cos р — 2!dx^(V 6С/2ф).
(2.45)
Характерной особенностью ра-
боты инвертора является то, что в те-
чение времени, большего половины
непроводящей части периода, напря-
жение на вентиле положительно (рис.
2.17,<?), и вентиль удерживается в за-
пертом состоянии лишь управляю-
щим электродом. Эта особенность
имеет место во всех инверторах, по-
скольку отрицательная постоянная
Рис. 2.18. Внешние характеристики
трехфазного мостового преобразова-
теля в выпрямительном и инвертор-
ном режимах при фиксированных зна-
чениях угла управления
составляющая выпрямленного напряжения t/д может уравновешиваться
лишь положительной постоянной составляющей напряжения на вентиле.
Выходящий из работы вентиль должен успеть восстановить свои запи-
рающие свойства за промежуток времени (электрический угол б), в течение
которого напряжение на нем остается отрицательным (рис. 2.17,0). В против-
ном случае вентиль вновь вступает в работу и проводит ток. ЭДС вентильной
обмотки при этом не препятствует, а содействует протеканию тока. Поэтому
ток под действием двух согласно направленных ЭДС — вентильной обмотки
трансформатора и внешнего источника цепи постоянного тока — резко воз-
растает. Этот режим является аварийным и называется опрокидыванием
инвертора. Для устойчивой работы инвертора необходимо, чтобы угол 6
превышал угол восстановления запирающих свойств тиристора, который при
частоте 50 Гц находится в пределах 0,2...2 эл. град. Угол
(2.4G)
6 = ₽ — Y,
что справедливо для любых схем инверторов (кроме компенсационных).
С увеличением тока нагрузки Id приданном угле опережения f угол комму-
тации у возрастает и, следовательно, угол б уменьшается и может достигнуть
при определенном токе минимально допустимого значения. Это и определя-
ет допустимый ток инвертора, превышение которого приводит к опрокиды-
ванию инвертора. Угол 6 уменьшается также при постоянном id, уменьшении
угла р и соответствующем увеличении противоЭДС инвертора. Следователь-
По, чем больше противоЭДС, тем меньше допустимый инвертируемый ток.
Зависимость противоЭДС инвертора Ud от допустимого инвертируемого рока
при 6 = const называют ограничительной характеристикой, выражение
которой	•<►
ч Ud = — 3 (V& ^2фсо8 В — /йХф)/л.	(2.47)
Ограничительные характеристики показаны на рис. 2.18 штриховыми линия-
ми для двух значений угла 6. Сравнение выражений (2.47) и (2.29) показы-
вает, что ограничительная характеристика является зеркальным изображе-
нием внешней характеристики того же преобразователя в выпрямительном
режиме относительно оси токов, если угол 6 ограничительной характеристики
равен углу регулирования а внешней характеристики выпрямителя.
Внешние характеристики преобразователя, построенные при постоянстве
угла регулирования при выпрямлении (или угла опережения при инвертиро-
вании, рис. 2.18), называются естественными. Если преобразователь, в осо-
бенности инвертор, оснастить так называемом компаундирующим устройст-
Рис. 2.19. Внешние характеристики питающего источника постоянного
напряжения и компаундированного инвертора
вом, то можно изменять угол опережения р при изменении тока. При этом
изменяется и противоЭДС инвертора, зависимость которой от тока представ-
ляет собой искусственную внешнюю характеристику. Систему компаунди-
рования обычно настраивают так, чтобы она с ростом тока увеличивала угол
опережения инвертора, препятствуя тем самым уменьшению угла 6, или
поддерживала 6 = const. В последнем случае искусственная внешняя ха-
рактеристика будет совпадать с ограничительной.
Работа инвертора на искусственной характеристике может оказаться
неустойчивой. При идеальном источнике постоянного напряжения внешняя
характеристика UT = f(Jd) представляет собой горизонтальную прямую
линию (рис. 2.19,а).
Напряжение источника должно равняться противоЭДС инвертора, и ток
Id системы «источник— инвертор» Определяется точкой пересечения их внеш-
них характеристик. Если по случайным причинам ток увеличится на неболь-
шую величину A/d, то это приведет к увеличению угла р и, соответственно,
уменьшению противоЭДС инвертора, что вызовет дальнейшее увеличение
тока, уменьшение -противоЭДС и т. д. Ток возрастает, пока инвертор не от-
ключится защитными устройствами. Так же развивается процесс, если ха-
рактеристика источника падающая, но ее наклон меньше, чем у внешней
характеристики инвертора.
Для устойчивой работы инвертора необходимо, чтобы жесткость внеш-
ней характеристики источника питания была меньше жесткости внешней
характеристики инвертора (рис. 2.19,6), т. е. источник должен быть с до-
статочно большим внутренним сопротивлением. Тогда при случайном уве-
личении тока напряжение источника уменьшается в большей степени, чем
противоЭДС инвертора, что приводит к уменьшению тока до значения, соот-
ветствующего току в точке М.
Напряжение на неработающем вентиле (рис. 2.17,5) определяет условия
работы вентилей в инверторе. Максимальное напряжение на вентиле uVm
определяет необходимый класс тиристоров в инверторе и равно амплитуде
междуфазной ЭДС вентильной обмотки трансформатора У^^гф'
В напряжении вентиля имеются два пика (положительный й отрицатель-
ный), обусловливаемые коммутациями в соседней коммутирующей группе.
Эти пики напряжения, возникая в вентильной обмотке трансформатора за
счет его индуктивности рассеяния, прикладываются и к вентилям группы,
не коммутирующей в данный промежуток времени, но соединенной с той же
обмоткой трансформатора. Если не принимать специальных мер по ограниче-
нию скорости нарастания переднего фронта пика duvldt, то первый (по вре-
мени) из этих коммутационных пиков может вызвать открытие тиристора.
Это приводит к аварии — опрокидыванию инвертора.
Открытию тиристора в момент действия первого коммутационного пика
могут способствовать высокочастотные колебания, возбуждаемые при скач-
кообразном изменении напряжения в контуре «индуктивность рассеяния
трансформатора — паразитные емкости». Для борьбы с этими колебаниями,
а также для ограничения duv!dt используют цепочки RC, подключаемые не-
посредственно к вентилям либо к вентильным обмоткам трансформатора.
Начальный скачок напряжения
I «ц'нач I = У®и2ф5'т (₽ — 7) = /6 l/^sin 8
определяет скорость нарастания обратного напряжения на тиристоре при
званных параметрах цепочек RC. С уменьшением угла инвертирования р
уменьшаются напряжение «унач и угол 6, увеличивается вероятность опроки-
дываний инвертора (вследствие недостаточной величины угла 6).
ОСОБЕННОСТИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
С УРАВНИТЕЛЬНЫМИ РЕАКТОРАМИ
В преобразователях с параллельным соединением коммутирующих групп
используются уравнительные реакторы, предотвращающие возможность
кбммутации тока между отдельными коммутирующими группами..Рассмотрим
двойной трехфазный преобразователь с двухфазным уравнительным реак-
тором (рис. 2.20, а), работающий в инверторном режиме, предполагая
коммутацию тока мгновенной.
Напряжение на двухфазном уравнительном реакторе, (рис. 2.20, в) =
= ий1 — udi, и магнитный поток при известном и
Ф, = 1/щ,	\ ur dt.
Sp St J ур
Построение временной диаграммы напряжения uL (заштриховано)
выполнено на рис. 2.20, б.	ур
Если токи двух фаз уравнительного реактора равны, то результирующая
намагничивающая сила реактора равна нулю (ампер-витки двух фаз реак-
тора направлены встречно). Для создания магнитного потока в реакторе,
противодействующего приложенному к нему напряжению, ток одной из фаз
реактора должен быть равен Zd +	, а Другой —	• Если намаг-
ничивающий ток пренебрежительно мал (бывает в реальных установ-
ках), электромагнитные процессы в инверторе с уравнительным реактором
протекают так же, как в мостовом инверторе. Если по каким-либо причинам
ток i, становится соизмеримым с током Г., подобие нарушается. В режи-
*-ур
мах, близких к холостому ходу, или при заниженной мощности двухфазного
уравнительного реактора (при работе его в режиме насыщения) токи 1а и
i. могут быть величинами одного порядка, кривая тока i, приобретает
ьур	,	УР
характерную пикообразную форму, соответственно искажаются токи венти-
лей и обмоток трансформатора (рис. 2.20,г, д). Действующие значения токов
обмоток трансформатора при одном и том же значении Id возрастают, уве-
личиваются и потери мощности в трансформаторе. Если сетевая обмотка
трансформатора соединена
звездой, то имеет место вынужденное намагни-
АВС
а
Рис. 2.20. Двойная трехфазная схе-
ма инвертирования с двухфазным
уравнительным реактором (а) и вре-
менные диаграммы токов и напря-
жений (б — д)
е,и
чивание сердечника трансформатора. Когда максимальное значение намагни-
чивающе.го тока j, достигает значения 1а, наступает режим прерывистых
токов каждого трехфазного преобразователя с нулевым выводом при непре-
рывном токе всего инвертора в целом — в преобразователе наступает
шестифазный режим. Среднее значение противоЭДС инвертора резко пада-
ет — некоторую часть периода ток проводит только элементарный трехфаз-
ный инвертор с меньшим мгновенным значением противоЭДС.
Внешние характеристики инвертора с насыщающимся двухфазным урав-
нительным реактором в режиме прерывистых токов можно получить, рас-
сматривая инвертор как одну шестифазную коммутирующую группу и счи-
тая, что в каждую фазу этой группы включена фаза двухфазного уравнитель-
ного реактора. При переходе от трехфазного режима к шестифазному вслед-
ствие смещения начала отсчета угол регулирования а и, соответственно,
угол инвертирования р необходимо изменить на л/6. Используя при т = 6
выражение (2.34) с учетом (2.43), получаем
Цг = -3 V 21/2ф [cos (₽ - л/6) + «МаНУ 2 172ф)) /л,	(2.48)
где — потокосцепление двухфазного уравнительного реактора, когда
по одной его фазе протекает весь выпрямленный ток Id, а во второй фазе
тока нет.
На рис. 2.21 построены внешние характеристики инвертора; первая
составляющая каждой характеристики — постоянная величина, пропор-
циональная cos (Р + л/6); вторая составляющая не зависит от угла инверти-
рования р (угла регулирования а в выпрямительном режиме), повторяет
по форме вебер-амперную характеристику реактора (Id) и, соответствен-
но, кривую намагничивания стали магнитопровода реактора. На характеристи-
ке крестиком отмечена точка перехода к режиму прерывистых токов. По оси
абсцисс отложены относительные значения выпрямленного тока; здесь xL —
индуктивное, сопротивление ненасыщенного двухфазного реактора при.час-
тоте 300 Гц.
г« В инверторе с насыщающимся реактором пропуск отпирания очеред-
ного ^вентиля может и не вызвать опрокидывания инвертора, так как
коммутация происходит через на-
сыщенный уравнительный реак-
тор на вентиль соседнего трех-
фазного инвертора с нулевым
выводом.
। В случае неравенства посто-
янных составляющих токов фаз
реактора насыщение двухфазного
уравнительного реактора может
происходить и при достаточной
его мощности. Нарушение симмет-
рии работы инвертора вызывает-
ся несиммстрией его схемы управ-
ления, разбросом параметров вен-
тилей, несимметрией напряжений
сети переменного тока и т. п.
В таких случаях иногда воздей-
ствуют на систему управления
инвертора через специальное сим-
метрирующее устройство.
Рис. 2.21. Внешние характеристики двой-
ной трехфазной схемы инвертирования с
двухфазным уравнительным реактором
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
И ЗАВИСИМЫХ ИНВЕРТОРОВ В РЕВЕРСИВНОМ
ЭЛЕКТРОПРИВОДЕ ПОСТОЯННОГО ТОКА
В электроприводе постоянного тока широко применяются тиристорные
преобразователи, работающие как в выпрямительном (двигательный режим),
так и в инверторном (при рекуперативном торможении двигателя) режимах.
Переход в режим рекуперации привода связан с изменением направления
тока, протекающего через электрическую машину. Для этого необходимо
либо переключать под током полярность двигателя, либо использовать два
преобразователя, включенные встречно-параллельно.
При встречно-параллельном включении двух преобразователей приме-
няют два способа управления — раздельное или совместное. При раздель-
ном управлении на одном из встречно-параллельных преобразователей бло-
кируются управляющие импульсы. После уменьшения тока двигателя до
нуля требуется 5—10 мс для деблокирования импульсов соседнего преобра-
зователя; в течение этого времени якорь двигателя обесточен.
При совместном управлении одновременно подаются управляющие им-
пульсы на оба преобразователя, причем фазировка импульсов в одном из них
соответствует выпрямительному режиму, а в другом — инверторному. При
совместном согласованном управлении а + аи= л, т. е. ав= р, где ав и аи —
Углы регулирования соответственно выпрямителя и инвертора. При таком
соотношении между углами средние значения выпрямленных напряжении
выпрямителя и инвертора равны по величине и противоположны по знаку,
Однако мгновенные значения этих напряжений не равны друг другу, и в
контуре, образуемом двумя преобразователями, протекает уравнительный
ток. Его ограничивают с помощью уравнительных дросселей., индуктивность
которых выбирается такой, чтобы уравнительный ток не превышал 10% но-
минального тока.
Рис. 2.22. Схемы ре-
версивного тиристор-
ного преобразователя:
а — встречно-параллель-
ная; б — перекрестная:
в — //-схема
В схеме рис. 2.22,а используются четыре уравнительных дросселя, ма-
гнитопроводы которых рассчитываются на уравнительные токи. Если ток
нагрузки насыщает сердечники дросселей, индуктивность их при этом резко
падает, и необходимо включать четыре дросселя. При протекании тока на-
грузки по преобразователю I уравнительные дроссели L1 и L2 насыщаются,
a L3 и L4 остаются ненасыщенными и ограничивают уравнительные токи
между соответствующими трехфазными коммутирующими группами тири-
сторов. Если уравнительные дроссели не насыщаются током нагрузки, доста-
точно применение двух дросселей (например, L1 и L3). В этом случае дроссели
служат и для сглаживания пульсаций тока нагрузки (индуктивность уравни-
тельных дросселей обычно достаточна для этой цели), поэтому потребность
в специальном сглаживающем дросселе Ld отпадает.
В реверсивном электроприводе применяется и так называемое пере-
крестное включение преобразователей (рис. 2.22,6), при котором не/ уравни-
тельных токов между отдельными трехфазными группами, однако может
протекать ток между мостовыми преобразователями в целом и для его огра-
ничения достаточно двух уравнительных дросселей.Если дроссели не насы-
щаются током нагрузки, то отпадает потребность в сглаживающем дросселе
Напряжение, прикладываемое к уравнительным дросселям, имеет вдвое
большую частоту и вдвое меньшую амплитуду по сравнению со схемой на
рис. 2.22,а. В перекрестной схеме необходим более сложный трехобмоточ-
ный трансформатор, типовая мощность которого составляет 1,262	=
= 1,262 Uijl/jfB схеме рис. 2.22,а типовая мощность трансформатора состав-
ляет 1,05 Pd).
Возможно включение двигателя и двух преобразователей по так называ-
емой //-схеме (рис. 2.22, в), в которой включается один ненасыщающийся урав-
нительный дроссель между нулевыми точками вторичных обмоток трансфор-
матора. Так как по нему одновременно с током нагрузки протекают уравни-
тельные токи обоих контуров, то этот дроссель одновременно выполняет роль
и уравнительного и сглаживающего. В //-схеме используется трехобмоточ-
ный трансформатор, у которого напряжение каждой вторичной обмотки со-
ответствует полному выпрямленному напряжению.
При совместном несогласованном управлении углы регулирования вы-
прямителя и инвертора выбираются таким образом, что противоЭДС инвер-
тора превышает выпрямленное напряжение выпрямителя. При изменении уг-
ла регулирования выпрямителя угол опережения инвертора поддержива-
ется неизменным. При несогласованном управлении возможно протекание
уравнительных токов: чем меньше угол опережения инвертора, тем меньше
уравнительный ток. Для ограничения уравнительных токов требуются урав-
нительные дроссели, однако во всех рассмотренных выше.схемах индуктив-
ность этих дросселей меньше, чем при согласованном управлении.
В реверсивных тиристорных электроприводах применяются все рассмот-
ренные выше способы управления. Каждый из них обладает своими достоин-
ствами и недостатками, поэтому применение того или иного способа обосно-
вывается в каждом конкретном случае. Согласованное управление позволяет
получить-наилучшие динамические показатели, но приводит к увеличению
массы и габаритных размеров электропривода. Несогласованное управление
можно применять в приводах, где не предъявляются жесткие требования к
динамическим показателям электропривода.
5. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ
ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ И ЗАВИСИМЫХ ИНВЕРТОРОВ
И СПОСОБЫ ИХ ПОВЫШЕНИЯ
Выпрямитель характеризуется коэффициентом мощности
кы = pi/si = 11 (1 )/Zi = Vos ?(1).	(2 •49)
где Р^З//^/, (i)COS<f>([) и 51- = 3/71ф/х — активная и полная мощность, по-
требляемая из сети первичной обмоткой‘трансформатора; /] (1)—действующее
значение основной гармоники первичного тока трансформатора; — угол ее
сдвига по фазе относительно напряжения сети.
В неуправляемых выпрямителях при мгновенной коммутации основная
гармоника первичного тока совпадает по фазе с приложенным напряжением,
т. е. <р(,) = 0 (см. рис. 2.4 и 2.5). При регулировании выпрямленного напря-
жения (см. рис. 2.8) первичный ток смещается относительно приложенного
напряжения на угол регулирования и, соответственно, = а.За счет
процесса коммутации также происходит сдвиг основной гармоники первич-
ного тока; при линейной коммутации (2.36) этот сдвиг равен у/2, поэтому
= а + у/2 и коэффициент мощности
kM = Vos (“ + 7/2) •	(2.50)
При глубоком регулировании выпрямленного напряжения из сети потреб'
ляется значительная реактивная мощность
Qi= Pitg(« + ?/2).	(2.51)
Так как сопротивление, сети является, в основном, индуктивным, то
именно реактивная мощность, потребляемая выпрямителем, вызывает сни-
жение напряжения сети. Если мощность выпрямителя соизмерима с мощ-
ностью короткого замыкания сети, это снижение напряжения может быть
значительным. Изменения нагрузки выпрямителя и угла его регулирования
приводят к колебаниям напряжения сети переменного тока.
Форма кривой первичного тока трансформатора выпрямителя отлична
от синусоидальной, поэтому по отношению к сети переменного тока выпрями-
тель является источником высших гармоник тока (коэффициент искажения
тока 1).
В зависимых инверторах, в отличие от выпрямителей, активная мощ-
ность передается из цепи постоянного в сеть переменного тока, и эту мощ-
ность следует считать отрицательной. Соответственно, поскольку в инвер-
торах а > л/2, угол <Р(!) > л/2 и cos <p<i> также является отрицательным.
Одиако коэффициент мощности всегда считается положительной величиной,
поэтому в выражение (2.49) следует подставлять абсолютные значения Рг
и cos <р<1). С учетом а — л — р для зависимого инвертора
feM = feHcos(₽ —7/2)-	(2.52)
Для повышения коэффициента мощности инвертора следует стремиться,
чтобы инвертор работал с меньшими углами инвертирования р. Однако умень-
шение угла р приводит к уменьшению угла запаса 6 = р — у и, соответ-
ственно, к снижению устойчивости инвертора.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
С НЕСИММЕТРИЧНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
Применяя несимметричное рёгулирование, можно достичь существен-
ного улучшения энергетических показателей преобразователей.
При замене части тиристоров диодами можно получить несимметрич-
но регулируемый полууправляемый выпрямитель, в котором диоды служат
только для выпрямления напряжения, а тиристоры—для выпрямления и
регулирования выпрямленного напряжения преобразователя в целом. При
заданном диапазоне регулирования выпрямленного напряжения увеличи-
вается требуемый диапазон изменения углов регулирования тиристоров;
обычно он должен быть максимально возможным: регулирование начинается
с неуправляемого режима (а = 0), затем тиристоры переводятся в инвертор-
ный режим (а > л/2). Дальнейшее увеличение угла а ограничивается лишь
опасностью опрокидывания инвертора: амакс = л —-у —6МИН, где 6МИН —
угол восстановления запирающих свойств тиристора (взятый с определенным
запасом). Замена части тиристоров диодами удешевляет и упрощает выпря-
митель в целом за счет удешевления вентильного блока и исключения со-
ответствующих каналов управления.
Преобразователь с несимметричным регулированием можно получить,
применяя поочередное регулирование: на каждом данном диапазоне регу-
лируется один из последовательно соединенных выпрямителей, а в осталь-
ныл выпрямителях углы регулирования неизменны (равны нулю либо <хмакс).
На другом диапазоне регулируется другой выпрямитель и т. д.
На рис. 2.23, а, в показаны полууправляемые однофазные мостовые вы-
прямители, а иа рис. 2.23,6, а — графики мгновенных значений токов, иллю-
стрирующие работу этих выпрямителей. В выпрямителе рис. 2.23,а каждая
коммутирующая группа-состоит из двух однотипных вентилей —тиристоров
или диодов, и при любых углах регулирования каждый вентиль проводит ток
в течение половины периода. В выпрямителе рис. 2.23,в в каждую коммути-
рующую группу входят тиристор и диод; коммутация с тиристора на диод
Рис. 2.23. Схемы и временные диаграммы токов и напряжений полу-
управляемых однофазных мостовых выпрямителей
происходит при а — 0, а с диода на тиристор — при угле а, задаваемом си-
стемой управления тиристоров. Таким образом, диод проводит ток в течение
времени, соответствующего углу л + а, а тиристор — в течение времени,
соответствующего углу л — а.
В обеих схемах (рис. 2.23, а, в} в течение времени, соответствующего
углу а, ток протекает по последовательно включенным вентилям, минуя
питающую сеть переменного тока, что уменьшает действующее значение се-
тевого Тока
I =	]/1 — а/л. 	(2.53)
Первая гармоника сетевого тока отстает по фазе от приложенного на-
пряжения на угол (₽(!)= а/2 (рис. 2.23, б, г), т. е. вдвое меньше, чем в сим-
метричном выпрямителе.
Рис. 2.24. Схемы несимметричных выпрямителей:
а— трехфазного мостового; б — двухмостового; в — четырехмостового; г» д — условно двена*
дцатифазных двух- и четырехмостового
Аналогично протекают процессы в несимметрично регулируемых трех-
фазных мостовых выпрямителях (рис. 2.24, а), а также в многомостовых
выпрямителях (рис. 2.24,6—д).
В любом преобразователе выпрямленное напряжение одной симмет-
рично регулируемой коммутирующей группы тиристоров пропорционально
косинусу угла регулирования этой группы, а выпрямленное напряжение
преобразователя в целом равно сумме выпрямленных напряжений последо-
вательно соединенных коммутирующих групп или более простых преобра-
зователей.
Рис. 2.25. Графики, характеризующие
их несимметричном регулировании
преобразователи рис.
2.24, гид, при
Отдельное регулирование трехфазных групп существенно ухудшает гар-
монический состав тока, потребляемого преобразователем из сети: в нем по-
являются четные гармоники. Эти гармоники отсутствуют, если регулиру-
ется условно-шестифазная группа тиристоров, т. е. все тиристоры одного
моста или одного условно-шестифазного преобразователя с уравнительным
реактором (рис. 2.24, б, в) имеют одинаковые утлы регулирования. На рис.
2.25 показаны графики, характеризующие преобразователи рис. 2.24, г и д
при их несимметричном регулировании: действующих значений первой гармо-
ники сетевого тока и самого сетевого тока /с, коэффициента сдвига
cos (pd) и коэффици ента мощности feM. Кривые 1 соответствуют симметричному
регулированию одного моста в преобразователе рис. 2.24,а, кривые 2 — по-
очередному регулированию двух трехфазных коммутирующих тиристор-
ных групп в преобразователе рис. 2.24,г (регулирование одной группы обес-
печивает снижение общего выпрямленного напряжения от максимального
значения до половины Максимального, регулирование второй группы—от
половины максимального до нуля), кривые 3 — поочередному регулированию
двух мостовых выпрямителей в преобразователе рис. 2.24, д. При постро-
ении графиков рис. 2.25 предполагалось, что угол регулирования а увеличи-
вается до амакс = л; угол восстановления запирающих свойств тиристора g
принимался равным нулю, а коммутация считалась мгновенной. На тех же
рисунках для сравнения показаны графики соответствующих величин в сим-
метрично управляемых условно-шестифазном и условно-двенадцатифазном вы-
прямителях (т = 6 и т=12). По осн абсцисс всех графиков отложена отно-
сительная величина выпрямленного напряжения преобразователя в целом.
Рис. 2.26. Ступенчатый несимметричный выпрямитель
При соответствующих законах регулирования характеристики преобра-
зователя рис. 2.24, б подобны характеристикам преобразователя рис. 2.24, г,
а характеристики преобразователя рис. 2.24, в — характеристикам преобра-
зователя рис. 2.24, д. Отличие между ними состоит в том, что в преобразог
вателях рис. 2.24, г и 2.24, д часть вторичных обмоток трансформаторов со-
единена треугольником. Преобразователь рис. 2.24, г условио-двеиадцати-
фазный, и в нем отсутствуют пятая и седьмая гармоники при одинаковых
углах регулирования двух мостов, а преобразователь рис. 2.24, б становит-
ся условно-двенадцатифазным, когда углк регулирования двух его условно-
шестифазных частей отличаются на л/6.
Характеристики, показанные на рис. 2.25, справедливы и для инвер-
торного режима, когда вместо диодов в преобразователях (рис. 2.24) будут
включены тиристоры с углами регулирования, равными л.
В ступенчатых преобразователях (рис. 2.26) отдельные коммутирую-
щие группы тиристоров питаются от обмоток трансформатора с различным
напряжением. При этом появляются дополнительные возможности для обес-
печения минимальной реактивной мощности при заданном значении выпрям-
ленного напряжения' преобразователя в целом.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С НУЛЕВЫМИ. ДИОДАМИ
Энергетические показатели можно повысить включением диода парал-
лельно цепи постоянного тока выпрямителя — нулевого диода VO (рис.
2.23, а и 2.24, а). Когда мгновенное значение выпрямленного напряжения
положительно, нулевой диод не влияет иа процессы, происходящие в выпря-
мителе, когда мгновенное значение выпрямленного напряжения достигает
нуля, происходит коммутация тока с тиристоров выпрямителя на нулевой
диод. Мгновенное значение выпрямленного напряжения не может стать от-
рицательным. На некоторые промежутки времени преобразователь и питаю-
щая сеть разгружаются от тока
иа
P
О
‘VI
О 
fl
Рис. 2.27. Схема и времен-
ные диаграммы однофазного
двухполупериодного выпря-
мителя с нулевым выводом
при активно-индуктивной
нагрузке, шунтируемой ну-
левым вентилем
нагрузки и повышается коэффициент мощ-
ности преобразователя.
Схема и временные диаграммы одно-
фазного двухполупериодного выпрямителя
с нулевым выводом, нагрузка которого за-
шунтирована нулевым диодом, показаны
иа рис. 2.27. График мгновенного значе-
ния тока Т\ полностью совпадает с графи-
ками соотвествующих токов на рис. 2.23,
б, г. Выражение для действующего значе-
ния этого тока (2.53) также остается
справедливым. В выпрямителе рис. 2.23, в
2я fl
0
if
Рис. 2.28. Зависимость коэффи-
циента сдвига однофазных и
трехфазных схем выпрямления
с нулевым вентилем от относи-
тельной величины выпрямлен-
ного напряжения


ООО
роль нулевого диода выполняют диоды
V3—V4 двух смежных плеч выпрями-
тельного моста.
В однофазных выпрямителях нуле-
вой диод действует всегда при регули-
ровании выпрямленного напряжения.
В трехфазных выпрямителях мгновен-
ное значение выпрямленного напряже-
ния достигает нуля (и нулевой диод на-
чинает проводить ток) лишь при угле
регулирования а > л/6 (а = <р), в
условно-шестифазных — при а > л/3
(рис. 2.28). За счет действия нулевых
диодов при глубоко зарегулированном
выпрямленном напряжении повышается
нагрузочная способность преобразова-
теля по выпрямленному току: действующие значения токов элементов
преобразователя не превышают допустимых при ббльших значениях вы-
прямленного тока.
Аналогичными свойствами обладает выпрямитель (рис. 2.29), в кото-
ром функции выпрямления и регулирования напряжения разделены меж-
ч<--------------—н<н
Рис. 2.29. Выпрямитель с управ-
ляемыми вентилями в цепи пере-
менного тока
ду диодным выпрямительным мостом и тремя фазными группами встречно-
параллельных тиристоров. При угле регулирования а < л/3 процессы
в этом преобразователе оказываются такими же, как в тиристорном мосто-
вом выпрямителе. Токи тиристоров равны соответствующим полуволнам (по-
ложительной и отрицательной) сетевого тока преобразователя. Напряжение
на тиристоре в неработающей в данный момент времени фазе определяется
как напряжение в месте обрыва одной из фаз симметричной трехфазной
цепи, амплитудное значение этого напряжения в полтора раза превышает
амплитуду фазного напряжения сети.
При а > л/3 мгновенное значение выпрямленного напряжения дости-
гает нуля, и ток нагрузки замыкается через три параллельные пары после-
довательно соединенных диодов, выполняющих роль нулевого диода. Сете-
вой ток в соответствующие промежутки времени равен нулю.
6.	КОМПЕНСАЦИОННЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
И ИНВЕРТОРЫ, ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ
Радикальным способом улучшения энергетических показателей полу-
проводниковых преобразователей электрической энергии как в выпрями-
тельном, так и в инверторном режимах является применение компенсацион-
ных преобразователей, характерная особенность которых — включение
в контур коммутации дополнительного источника напряжения (напряжения
на коммутирующем конденсаторе).
Схемы компенсационных преобразователей, отличающиеся способом
включения конденсаторов в цепь преобразователя, можно разделить на три
группы.	 .
1.	Компенсационные преобразователи, у которых ток и напряжение
коммутирующих конденсаторов (их максимальное, действующее и среднее
значения, от которых зависят напряжения на всех элементах преобразова-
теля)'пропорциональны выпрямленному току. В контуры коммутации таких
преобразователей конденсаторы включаются последовательно и значитель-
но влияют на процесс коммутации. При холостом ходе преобразователя на-
пряжение иа конденсаторах равно нулю и они ие используются, при малых
нагрузках конденсаторы используются неполностью. Улучшая коэффици-
ент сдвига тока преобразователя, конденсаторы в преобразователях такого
типа практически не влияют на форму тока, т. е. не изменяют коэффициент
искажения тока. В компенсационных преобразователях этой группы часто-
та тока (и напряжения) конденсаторов может быть различной. Эффектив-
ность использования конденсаторов — выигрыш в реактивной мощности
при данной установленной мощности конденсаторов — обычно повышается
с ростом частоты тока в них. Схемы компенсационных преобразователей
этой группы показаны на рис. 2.30,а—е.
2.	Компенсационные преобразователи, в которых конденсаторы включа-
ются параллельно преобразователю (рис. 2.31, а). Напряжение конденсато-
ров равно напряжению на входе преобразователя, мало отличается от ЭДС
трансформатора и незначительно изменяется с изменением выпрямленного
тока. За счет действия конденсаторов входной ток преобразователя оказы-
вается более близким к синусоидальному, следовательно, уменьшаются иска-
жения напряжения сети переменного тока.
В преобразователях этой группы коммутация тока в вентилях оказы-
вается мгновенной.
3.	Компенсационные преобразователи, у которых напряжение конден-
саторов состоит из двух составляющих: независимой и зависимой от вы-
прямленного тока. К таким преобразователям-относится двухмостовой с па-
раллельно включенными конденсаторами (рис. 2.31, 6).
В компенсационных преобразователях первой группы при достаточно
большом выпрямленном токе в случае использования неуправляемых вен-
тилей наступает режим повторного вступления вентилей в работу. В тече-
ние части периода к конденсатору приложено напряжение трансформато-
pa, а в течение остальной части периода по конденсатору протекает ток,
пропорциональный выпрямленному. Действующее значение напряжения кон-
денсаторов в этом режиме не пропорционально выпрямленному току; оно
возрастает медленнее, чем этот ток. В режиме повторного вступления вен-
Рис. 2.30. Схемы компенсационных преобразователей, в которых ток комму-
тирующих конденсаторов пропорционален выпрямленному току
тилей в работу компенсационные преобразователи первой группы превра-
щаются в компенсационные преобразователи третьей группы.
Двойной трехфазный компенсационный преобразователь (рис. 2. 30, е),
разработанный в Киевском политехническом институте, представляет со-
бой параллельное' (через двухфазный уравнительный реактор) соединение
Двух трехфазных компенсационных преобразователей с нулевым выводом.
Каждый из них отличается от обычного (см. рис. 2.5) трехфазным уравнитель-
ным реактором, который делит выпрямленный ток на три равные части, и
трехфазной группой конденсаторов.
Выпрямительный режим. Коммутация тока за счет заряженного конден-
сатора (рис. 2.32,а) может осуществляться до момента начала коммутации
в обычном трехфазном выпрямителе с нулевым выводом, т. е. до точки Кинд
на рис. 2.32,6, в которой еа — еь- Предположим, что катодная индуктив-
ность бесконечно велика, а индуктивность рассеяния фазы трансформа-
тора £ф равна нулю, тогда анодные токи ia, ib, и ic имеют прямоугольную
форму (рис. 2.32, в). Если в данный момент времени пропускает ток вентиль
VI, то от одной из фаз трехфазного уравнительного реактора ток поступает
к нему непосредственно, от. двух остальных — через конденсаторы СЬа и
Сса. При работе вентиля VI конденсатор Сьа заряжается и его напряжение
Рис. 2.31. Трехфазные мостовой (а) и двухмостовой (б) компенсационные
преобразователи с параллельно включенными конденсаторами
иСЬа складывается с ЭДС еь. Условием коммутации тока с вентиля VI на
вентиль V2 в случае идеальных вентилей
еа = еь + ис .	(2.54)
Ьа
Момент, соответствующий равенству (2.54) (точка Кемк на рис. 2.32, б),
наступает раньше момента, при котором еа = еь, т. е. данная схема способна
работать в емкостном режиме, так как основная гармоника тока в фазе а
может опережать ее ЭДС иа угол <рх (рис. 2. 32, б, в). Подбирая соответствую-
щую емкость конденсаторов, можно изменять напряжение на них, а следо-
вательно, и положение точки коммутации Кемк в ту или иную сторону. В ре-
зультате изменяется среднее значение выпрямленного напряжения. С по-
мощью переключения конденсаторов можно регулировать выпрямленное
напряжение в определенном диапазоне даже в выпрямителе с неуправляе-'
мыми вентилями.
С помощью системы управления можно регулировать выпрямленное
напряжение в широком диапазоне. При этом выпрямитель может генериро-
вать реактивную мощность в сеть (активно-емкостная нагрузка), потреб-
лять реактивную мощность из сети (активно-индуктивная нагрузка), а так-
же работать с коэффициентом мощности, равным единице (активная нагруз-^
ка). Реактивная мощность, генерируемая трехфазным компенсационным'
выпрямителем с нулевым выводом, больше мощности конденсаторов схемы
в £Эф = 1,37 раз. С точки зрения генерирования реактивной мощности дан-
ный выпрямитель не является эффективным. Использование трехфазного
уравнительного реактора и коммутирующих конденсаторов (коммутирую-
щего устройства) в более сложных схемах выпрямления (с т2= 6 и выше)
эффективнее.
В двойном трехфазном компенсационном выпрямителе (рис. 2.32, е) трех-
фазные выпрямители с нулевым выводом по отношению- к общим для них
Рис. 2.32. Схема и временные диаграммы токов и напряжений трехфазных
компенсационных преобразователей с нулевым выводом (а — д) и двойного
(в — и)
конденсаторам представляют, собой источники токов прямоугольной формы
(рис. 2.32, ж), сдвинутых между собой по фазе на 180 эл. град. Токи в конден-
саторах двойного трехфазного компенсационного выпрямителя и напряже-
ния на конденсаторах показаны на рис. 2.32, з—и. По форме токи и напряже-
ния конденсаторов такие же, как и в трехфазном компенсационном выпря-
мителе с нулевым выводом, но частота их вдвое больше. Амплитуда тока
конденсаторов равна трети выпрямленного тока одного элементарного
выпрямителя. 
Одному и тому же значению опережающего угла сдвига фаз <Pt= а в эле-
ментарном и двойном трехфазных компенсационных выпрямителях соот-
ветствует одинаковое максимальное напряжение на конденсаторах. В связи
с удвоенной частотой в двойной схеме выпрямления емкость должна быть
уменьшена вдвое. Генерируемая реактивная мощность при этом увеличива-
ется вдвое вследствие удвоения тока. Поэтому коэффициент использования
конденсаторов в двойном трехфазном компенсационном выпрямителе в че-
тыре раза больше, чем в выпрямителе с нулевым выводом.
На рис. 2.32, д показано обратное напряжение вентиля компенсационно-
го выпрямителя (сплошная линия) и обычного выпрямителя (штриховая
линия). После выхода вентиля из работы его отрицательное обратное на-
пряжение возрастает по абсолютной величине в компенсационном выпрями-
теле медленнее, чем в обычном, поскольку в компенсационном выпрямителе
это напряжение равно разности линейного напряжения трансформатора
Рис. 2.33. Характеристики двойного трехфазного ком-
пенсационного преобразователя с учетом режима по-
вторной работы вентилей
и напряжения конденсатора. При достаточно большом выпрямленном токе
скорость изменения напряжения на конденсаторах достигает скорости из-
менения линейного напряжения трансформатора. Предыдущий вентиль
не выходит из работы сразу после вступления в работу очередного вентиля —
длительность работы вентилей увеличивается. За счет действия индуктив-
ностей рассеяния, которое при построении кривых (рис. 3.32, д) не учитыва-
лось, предыдущий вентиль выходит на некоторое незначительное время из
работы, а затем вновь вступает в работу. Такой режим работы выпрямителя
получил название режима повторного вступления вентилей в работу. В этом
режиме напряжение конденсатора, включенного между теми фазами, в ко-
торых находятся одновременно проводящие ток вентили одной трехфазной
группы, равно соответствующему линейному напряжению трансформатора;
напряжения на двух остальных конденсаторах содержат переменные состав-
ляющие, пропорциональные току.
На рис. 2.33 показаны зависимости различных параметров от тока
в двойном трехфазном компенсационном выпрямителе с неуправляемыми
вентилями с учетом повторной работы вентилей: U Ст и Uc— амплитудное
и действующее напряжения конденсаторов; Uj— среднее значение выпрям-
ленного напряжения; <р — угол сдвига фаз между первой гармоникой вход-
ного тока выпрямителя и напряжением сети (опережающий); Q — реактив-
ная мощность, генерируемая выпрямителем; Qc— установленная мощность
конденсаторов; QlQc— коэффициент эффективности использования
конденсаторов; /ги— коэффициент искажения входного тока выпрямителя.
Напряжения’ и мощности построены в относительных единицах. За базисные
величины принятыг^амплитуда линейного напряжения вентильной обмотки
трансформатора ]/6(/2ф и мощность S6= ]/61/2ф/ц. Как видно из графиков,
за счет повторного вступления вентилей в работу напряжение на конденса-
торах растет медленнее тока, что приводит к более равномерному использо-
ванию конденсаторов при изменяющемся токе нагрузки.
Инверторный режим. В компенсационных преобразователях в инвер-
торном режиме (как и в выпрямителях) напряжение конденсаторов способ-
ствует коммутации. С ростом тока это напряжение увеличивается, коммута-
ция происходит быстрее, т. е. угол коммутации в компенсационном инвер
торе меньше, чем в обычном. Кроме того, после окончания коммутации
наприжение конденсаторов увеличивает отрицательное напряжение на вен-
тиле, вышедшем из работы; увеличивается отрезок времени, в течение кото-
рого напряжение вентиля остается отрицательным. В компенсационных
инверторах, в отличие от обычных, Р — у. С увеличением тока угол б
уменьшается в компенсационных
инверторах гораздо медленнее,
чем в обычных, и при малых ем-
костях даже возрастает (рис.2.34).
Режим С =оо соответствует зако-
роченным конденсаторам, т. е.
обычному инвертору.
Компенсационный инвертор
может работать при значительно
меньшем (по сравнению с обыч-
ным инвертором) угле опереже-
ния р, потреблять из сети пере-
менного тока меньшую реактив-
ную мощность и иметь более
высокий коэффициент мощности.
При надлежащем выборе емкости
коммутирующих конденсаторов
компенсационный инвертор рабо-
тает устойчиво с неизменным
углом опережения как при пе-
Рис. 2.34. Зависимости угла запаса ком
пенсационного инвертора от величины
инвертируемого тока при фиксированных
значениях емкости коммутирующих кон-
денсаторов
регрузках, так и при уменьшении напряжения в сети переменного тока.
Вследствие малого угла опережения в компенсационном инверторе мож-
но получить более высокое среднее значение противоЭДС. Внешние харак-
теристики такого инвертора жестче (при работе с неизменным углом инверти-
рования), так как угол коммутации невелик и меньше изменяется с измене-
нием тока, чем в обычном инверторе.
Компенсационный инвертор может работать и с генерированием реак-
тивной мощности в сеть переменного тока (при отстающем или очень малом
опережающем угле инвертирования Р). При этом ЭДС трансформатора пре-
пятствует коммутации тока, производимой коммутирующими конденсато-
рами. Поэтому работа компенсационного инвертора с генерированием
реактивной мощности возможна лишь при напряжении конденсаторов
(и пропорциональном ему инвертируемом токе), превышающем некоторые
минимально допустимые величины. Такой режим может быть осуществлен
в установках, где инвертируемый ток с течением времени изменяется мало,
в противном случае необходимо применение быстродействующей автомати-
ческой системы, переводящей компенсационный инвертор в область опере-
жающих углов инвертирования р при уменьшении инвертируемого тока.
Двойной трехфазный компенсационный преобразователь может быть
использован как элемент более сложных схем преобразования при необхо-
димости увеличения установленной мощности агрегата и регулирования вы-
ходного напряжения в широких пределах.
КАСКАДНЫЙ КОМПЕНСАЦИОННЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
При последовательном соединении двух условно-шестифазных компен-
сационных выпрямителей (рис. 2.32,е) получается условно-двенадцатифаз-
ный каскадный компенсационный выпрямитель (рис. 2.35, с). Один из после-
довательно соединенных условно-ше'стифазных компенсационных выпря-
мителей — анодного типа, другой — катодного. Выпрямители соединены
между собой в точках подключения компенсационного звена, состоящего из
трехфазной уравнительной катушки (показана штриховыми линиями) и ком-
мутирующих конденсаторов. Токи от двух последовательно соединенных вы-
прямителей протекают по трехфазной уравнительной катушке встречно и
в случае их равенства взаимно компенсируют друг друга. Поэтому необхо-
димость в применении трехфазной уравнительной катушки (довольно гро-
Рис. 2.35. Схема (с) и временные диаграммы (б — а) каскадного компенсаци-
онного выпрямителя
моздкой части условно-шестифазного компенсационного выпрямителя) от-
падает. В этом заключается существенное преимущество каскадного ком-
пенсационного преобразователя.
ЭДС вентильных обмоток анодной и катодной частей выпрямителя сдви-
нуты на л/2, что достигается соединением первичных обмоток трансформа-
торов этих частей выпрямителя в звезду и треугольник. По отношению к ком-
мутирующим конденсаторам две условно-шестифазные части преобразова-
теля являются источниками токов 1Сл и icil прямоугольной формы (рис. 2.
32, з), которые сдвинуты между собой по фазе на л/2 и направлены встреч-
но. По результирующему току конденсаторов ‘с~ ^С1—1СИ на Рис- 2-
35, г построено напряжение конденсаторов, которое и обеспечивает комму-
тацию в выпрямителе с опережающим углом сдвига фаз а.
Свойства каскадного компенсационного выпрямителя качественно не
отличаются от описанных выше свойств условно-шестифазного компенсаци-
онного преобразователя рис. 2.32, е в выпрямительном и инверторном ре-
жимах. К положительным качествам каскадного преобразователя можно
отнести отсутствие в сети переменного тока при любых режимах его работы
пятой, седьмой, одиннадцатой и тринадцатой высших гармоник.
РЕГУЛИРОВАНИЕ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
В КОМПЕНСАЦИОННЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ
Выпрямленное напряжение неуправляемого трехфазного (рис. 2.32, а)
и условно-шестифазного (рис. 2.32, е) компенсационных выпрямителей можно
регулировать изменением емкости коммутирующих конденсаторов, от кото-
рой зависит момент коммутации, и, соответственно, угол регулирования а.
Изменяя емкость коммутирующих конденсаторов, можно регулировать вы-
прямленное напряжение на 33% вниз от его максимального значения. Значе-
ние выпрямленного напряжения зависит от отношения IJC; если выпрям-
ленный ток изменяется пропорционально емкости конденсаторов, то регу-
лирование отсутствует, емкостное регулирование невозможно также при
холостом ходе выпрямителя (Jd= 0.).
Если в выпрямителе рис. 2.32, е вместо диодов использовать тиристоры,
то выпрямленное напряжение можно регулировать изменением угла а. Глу-
бокое регулирование можно осуществлять с отстающим углом а, т. е. с
потреблением реактивной мощности как и в обычных тиристорных выпря-
мителях. При глубоком регулировании выпрямленного напряжения с гене-
рированием реактивной мощности каждому значению выпрямленного на-
пряжения и обеспечивающему это значение углу регулирования соответст-
вует определённое значение выпрямленного тока: его увеличение вызывает
перенапряжения на конденсаторах и других элементах выпрямителя, а умень-
шение — срыв коммутации, резкое уменьшение угла а и возрастание выпря-
мленного напряжения. Таким образом, условно-шестифазный и каскад-
ный компенсационные выпрямители не обеспечивают глубокого регулиро-
вания выпрямленного напряжения с высокими энергетическими показате-
лями в условиях изменения выпрямленного тока в достаточно широких
пределах.
Для. глубокого регулирования выпрямленного напряжения при высо-
ких энергетических показателях можно рекомендовать более сложные схе-
мы, между отдельными составными частями которых существует разделение
функций регулирования выпрямленного напряжения и компенсации реак-
тивной мощности.
Двухмостовой компенсационный выпрямитель с коммутирующим зве-
ном (рис. 2.36, а), состоящим из трехфазной уравнительной катушки и
конденсаторов, представляет собой последовательное соединение двух услов-
но-шестифазных преобразователей — компенсационного и обычного, тири-
сторного. Неуправляемый компенсационный преобразователь (в нем исполь-
зованы диоды) обеспечивает генерирование наибольшей реактивной мощ-
ности и, соответственно, наиболее эффективное использование коммутирую-
щего звена. Угол регулирования обычного преобразователя изменяется от
нуля до близкого к л. В этой схеме в сетевом токе нет четных
manC
гармоник.
Четырехмостовой компенсационный выпрямитель (рис. 2.36, б) пред-
ставляет собой последовательное соединение неуправляемого каскадного
компенсационного условно-двенадцатифазного выпрямителя, который наря-
ду с выпрямлением напряжения осуществляет генерирование реактивной
мощности при высоком коэффициенте использования конденсаторов, и двух
обычных условно-шестифазных регулируемых выпрямителей с двухфазными
уравнительными реакторами.
Компенсационные преобразователи (рис. 2.36, а и б) могут работать и
в инверторном режиме при несимметричном регулировании противоЭДС
инвертора от максимального значения до нуля. Компенсационная часть
инвертора работает с неизменным небольшим углом инвертирования р.
Угол инвертирования изменяется от минимально допустимого значения до
180 эл. град (последняя величина соответствует неуправляемому выпрями-
тельному режиму).
Если нагрузка ниже номинальной, а сеть переменного тока нуждается
в реактивной мощности, целесообразно использовать двухмостовой компен-
сационный преобразователь с параллельно включенными конденсаторами
(рис. 2.31,6), в котором одна половина (условно-шестифазный пребразова-
тель) является неуправляемой, а угол регулирования другой половины из-
меняется от нуля до л. Преобразователь работает с генерированием реактив-
ной мощности во всем диапазоне изменения выпрямленного напряжения и
тока нагрузки. Реактивная мощность генерируется как за счет емкостной по
характеру составляющей холостого хода тока преобразователя, так и за
счет того, что в компенсационной части ток опережает напряжение.
За счет протекания по вентильной обмотке трансформатора емкостного,
по характеру тока холостого хода преобразователя выпрямленное напря-
жение компенсационного преобразователя больше, чем у обычного, при
Рис. 2.36. Двухмостовой (а) и условно-двенадцатифазный (6) компенса-
ционные выпрямители
одних и тех же значениях тока нагрузки и угла управления. Поэтому тре-
буется меньшая ЭДС вентильной обмотки трансформатора, а следователь-
но, и меньшая установленная мощность самого трансформатора.
У всех рассмотренных регулируемых компенсационных преобразова-
телей выходные характеристики обладают различной крутизной в зависи-
мости от значений угла регулирования и емкости конденсаторов. Это дает
возможность формировать требуемые статические характеристики потреби-
теля путем выбора соответствующих значений этих величин.
7.	ВЛИЯНИЕ СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА ПИТАЮЩУЮ СЕТЬ
Процессы коммутации, приводящие к скачкообразным изменениям пара-
метров цепей, принципиально отличают вентильный преобразователь от дру-
гих приемников или генераторов энергии переменного тока. При питании вен-
тильного преобразователя от сети соизмеримой мощности происходит иска-
жение напряжения сети, что воздействует на другие потребители, а также
на сам преобразователь через его систему управления.	'
Рис. 2.37. Эквивалент-
ная однолинейная схе-
ма замещения сети,
питающей вентильный
преобразователь
Степень искажения формы питающего преобразователь напряжения
определяется жесткостью сети. Однолинейная схема замещения сети, кото-
рая может быть преобразована к виду (рис. 2.37), включает генераторы и ак-
тивные потребители (синхронные двигатели и компенсаторы). Все реак-
танцы приведены к условному фазному напряжению, действующее значение
которого равно Д2ф. Реактанц сети хс = 1/2(1/хг) может быть выражен через
полную мощность короткого замыкания SK 3:
хс = 3^2ф/^к.з-	(2.55)
При отсутствии проектных данных можно приблизительно оценить мощ-
ность КЗ системы, исходя из того, что ЭДС короткого замыкания питающих
систему трансформаторов находится в пределах 10...17%, а сверхпереходный
реактанц синхронных машин обычно равен 20...25%: 8к 3 к (6...10) 5тр +
4-(4...5)SCM, где STp и Sc м — соответственно суммарные установленные мощ-
ности питающих трансформаторов и синхронных машин.
В качестве базовой схемы тиристорного преоб-
разователя принимается трехфазная мостовая схема
выпрямления, так как схемы большей фазности
строятся как эквивалентные. Приведенный реактанц
трансформатора преобразователя можно определить
через мощность на стороне выпрямленного тока
Pd~ UaJd и относительную величину реактивного
сопротивления'трансформатора (2.30); в дальней-
шем удобнее пользоваться суммарной относитель-
ной величиной реактивного сопротивления всей цепи
коммутаций
-	' Хф = хф.тр + хф.с =хф.тр (’ + хс/хтр)>
откуда хтр + хс = ЗхсХф5к В/Рап-
Процессы коммутации в тиристорном преобра-
зователе сопровождаются режимами короткого за-
мыкания. Относительное значение коммутационного
напряжения
их = «х/«2ф = Мхс + *Тр) = (л/ЗХф) (Л//5К.3)-	(2-56)
Степень искажения напряжения сети зависит не только от мгновенного
значения коммутационного пика [выражение (2.56)], но и от его длитель-
ности — угла'коммутации у, определяемого по'формуле (2.27). Величина ком-
мутационной площадки [выражение (2.28)], определяющая спектральный
состав искажений напряжения сети в относительных единицах, f
4 = xcldlV^2 = (л/2 Vз) (^/«„.з).
На рис. 2.38, а—в показаны диаграммы напряжений питающей сети при рабо-
те вентильного преобразователя. Кривую линейного напряжения (рис. 2.38, б)
можно* представить в виде суммы неискаженной синусоиды с амплитудой
6 (72ф и кривой коммутационных искажений (рис. 2.38, в). Основная гармо-
ника кривой коммутационных искажений отстает от кривой линейного напря-
жения на угол 0, зависящий от углов а и 7. Относительная амплитуда первой
гармоники этой кривой
О =	+ Ь*2 =	]/ [7 — sin ycos (2а -|- 7)]2 4- sin?7sin3 (2а -f- 7),
1	* Z3T
где Oj и fc* — относительные амплитуды соответственно косинусной и синусной
составляющих,
напряжению
Фазовый сдвиг первой гармоники по отношению к линейному
6
- Ht
Cji
= arctg = arctg
bi
sin 7 sin (2a -f- 7)
7 — sin 7COS (2a + 7)
sin (2a + 7)
1 — cos (2a 4- 7)
-2 +“+ 2 ‘
arctg
Рис. 2.38. Временные диаграммы на-
пряжений питающей сети при работе
вентильного преобразователя
ной мостовой схемы выпрямления (т
Спектральный состав кривой
коммутационных искажений, помимо
первой гармоники, ограничен гар-
мониками, имеющими порядок k =
= 6р 4 1, где р — 1, 2, 3,...
Достаточная точность определе-
ния спектрального состава кривой
коммутационных искажений полу-
чается при аппроксимации импуль-
сов равновеликими прямоугольника-
ми той же продолжительности у.
При такой аппроксимации амплиту-
ды всех гармоник подчпня!ртся соот-
ношению
< = (Pd/SK,3} [sin (fe7/2)/(fe7/2)]. .
(2.57)
Зависимость от угла управления a
и номера гармоники k практически
не проявляется до тех пор, пока до
пустима приближенная замена sinx
X(fe7/2) ~ ky/2.
Аналогичный результат получа-
ется при рассмотрении коммутаци-
онных искажений фазного напряже-
ния сети. Несмотря на то что в фа
зном .напряжении за период наблю-
дается четыре коммутационных пика
(а не шесть, как у линейного), вы-
ражения, характеризующие относи-
тельный спектральный состав, оста-
ются теми же.	А
Выражение для относительной
амплитуды fe-й гармоники кривой
коммутационных искажений (2.57)
справедливо не только для трехфаз-
=' 6), но и для эквивалентных схем
с числом фаз, кратным шести, так как компенсация некоторых гармоник
первичного тока не изменяет амплитудного состава остающихся гармоник.
Относительное' действующее значение высших гармоник напряжения
питающей сети
Д^в.г = [К2л/ (my) — 1 Prf]/SK а.
(2.58)
При уменьшении угла коммутации действующее значение высших гармоник
в напряжении сети увеличивается при данной величине коммутационной пло-
щадки, так как в соответствии с выражением (2.57) с ростом порядка гармо-
ники происходит более медленное уменьшение их амплитуд. Для получения ,
наибольшего возможного значения АД* г в формулу (2.58) необходимо подстав-
л ять минимально возможное значение угла коммутации соответствующее
углу управления а = л/2 — Тмин/2» когда в соответствии с выражением (2.27)
2sin (7мин/2) = *ф-
Учитывая, что обычно-значения Хф не превосходят 15%, возможна замена
(с погрешностью не более долей процента) » хф, тогда
дС7в.г = [V 2л/(шх;) - 1 Л/М.З-
(2.59)
Отсюда можно определить
требуемое соотношение между
мощностью тиристорного преобра-
зователя и мощностью короткого
замыкания сети, при котором
действующее значение высших
гармоник сетевого напряжения
не превосходит допустимого
А^в.г.доп:
SK.3lPd IV2л/(тХф) —
1]/Л{/вгЛоп.
По нормам ГОСТ 13109 — 67
ЛЦз.г.доп = что дает для н0’
минального режима
Sk 3/PdH > 20 V2л/(тХф И) — 1.
(2.60)
По формуле (2.60) рассчитана
граничная зависимость SK 3/PdK
в функции величины тХф н/2л
(рис. 2.39). При меньшей мощности
Рис. 2.39. Зависимость требуемой кратности
мощности короткого замыкания питающей
сети от параметров вентильного преобра-
зователя
энергосистемы, чем граничная, не-
обходим переход к схемам выпрям-
ления большей эквивалентной фаз-
ности.
Нормы качества электричес-
кой энергии (ГОСТ 13109—67).
оговаривают допустимые колеба-
ния действующего значения напряжения сети при толчковой нагрузке.
В связи с этим необходимо определение снижения действующего значения
напряжения сети при питании от нее тиристорного преобразователя.
Обычно при расчете уменьшения действующего значения напряжения
сети принимают во внимание реактивную мощность преобразователя, кото-
рая максимальна при а = эт/2—у/2, и относят ее к мощности короткого
замыкания сети
A^=^/Sk.3.
(2.61)
т. е. рассматривают преобразователь как обычный потребитель реактивного
тока. Фактическое снижение действующего значения напряжения может
несколько отличаться от значений, рассчитанных по формуле (2.61).
Рассматривая искаженное коммутациями линейное напряжение сети
(рис. 2.38) по интервалам, можно получить точное значение относительного
действующего напряжения:
U* = 1^1 — Зих (2 — их) [у — sin ycos (2а 4* 1)]/2л.
Наименьшее значение Д* возможно при 7 = 7МИН ~ хф- когда 2а-}-7 = л.
Учитывая, что отклонения U* от единицы невелики,
Д(7* к Зих (2 — йх) Хф/2л = (1 — йх/2) Pd/SK 3 =
= (l-^d/6x;SK.3)Pd/SK.3.	(2.62)
Таким образом, фактическое снижение действующего значения напряжения
согласно выражению (2.62) будет меньше, чем по формуле (2.61) в 1/(1 —
— йх/2)раза. За счет высших гармоник коммутационных пиков действую-
щее значение напряжения Uc увеличивается. При вычислении действующего
значения напряжения Uc, когда их -»-0, действующие значения высших гар-
моник, возводимые в квадрат, являются величинами второго порядка ма-
лости, поэтому формулы (2.61) и (2.62) совпадают.
Для сетей металлургических заводов ГОСТ 13109—67 лимитирует ко-
лебания действующего значения напряжения в пределах до —1,5%, что
требует больших значений кратности SK JP# особенно если иметь в виду,
что большинство установок, работающих при толчковой нагрузке, имеют
2...2,5-кратные перегрузки.
Решая неравенство
(1 лР<г/6Хф5к з) Pd/SK 3 < Л^с,д0п.
получаем
S«.-JPd > (1 + V1 -2лДПс.доп/Зх;)/(2ДС/с.Доп).
Принимая Д6/*доп =0,01-5, для Хф = 10% и двухкратной перегрузки получаем
SK3/Pd^ 128, что требует очень жесткой сети.
При питании от одной сети нескольких преобразователей анализ влия-
ния преобразовательных агрегатов на питающую сеть нельзя провести путем
элементарного суммирования влияния каждого из них, так как состав пре-
образователей является неоднородным по мощности, а временные диаграммы
углов управления и нагрузок отдельных преобразователей не совпадают.
В этом случае необходимо применять вероятностные методы.
Использование аппарата теории вероятностей предполагает корректную
постановку задачи. Для этого весь состав преобразователей должен быть
разбит на однородные группы, внутри каждой из которых преобразователи
имеют одинаковый порядок мощности и работают по подобным диаграммам
управления и нагрузки. Если диаграммы работы отдельных преобразовате-
лей однородной группы функционально связаны между собой во времени,
вероятностный подход не применим.
Относительное действующее значение высших гармоник в напряжении
питающей сети, вызванных коммутационными искажениями, при работе
однородной группы из п вентильных преобразователей, является случайной
величиной, определяемой соотношением
AtZB.r = I/ S c*kf>k , k = pm ± 1, p = 1, 2, 3 .
' k~m—l
Здесь с* — коэффициенты относительных амплитуд гармоник, вычисляемые со-
гласно (2.57), а р/г — относительные модули векторов k-x гармоник. Случайная
величина ДПВГ может быть количественно оценена при помощи основных па-
раметров распределения — математического ожидания, дисперсии и, при необ-
ходимости, высших моментов.
Процесс усреднения высших гармоник необходимо рассматривать от-
дельно для каждой из гармоник. При этом возможно применение общего
метода, основанного на том, что усреднение происходит на угловом интерва-
ле 2jt/fe, где k — порядок гармоники. Для преобразователей с интер-
валы усреднения высших гармоник по углу регулирования оказываются
настолько небольшими, что вполне правомерно допущение о равномерном
распределении фазовых сдвигов гармоник одного порядка, генерируемых
однородной группой преобразователей, вне зависимости от того, по каким
временным диаграммам изменяются углы регулирования этих преобразо-
вателей.
При указанном допущении параметры распределения результирующего
значения любой fe-й гармоники оказываются одинаковыми, вследствие чего
и параметры распределения случайного значения ДДВ г будут такими же.
Для частного случая п одинаково нагруженных вентильных преобразовате-
лей фаза результирующей fe-й гармоники коммутационных искажений сете-
вого напряжения оказывается равномерно распределенной в интервале 0,2л.
Относительный модуль результирующей Л-й гармоники
Рй =
COS <fi ,
(2.63)
где с* = п\/(п — 2)12! = п (и — 1)/2.
Непосредственное определение параметров распределения pft в соот-
ветствии с выражением (2.63) при 2затруднительно, поэтому представ-
ляется целесообразным найти вначале параметры распределения р|, а затем
воспользоваться методом линеаризации.
Математическое ожидание и дисперсия квадрата относительного моду-
ля fe-й гармоники определяются выражениями
М (р2) =3₽п;	(2.64)
О(Рр - М {IP®- М (р®)]2} = п(п- 1).	(2.65)
Параметры распределения функции р* = ф (Р^) = Vp| в первом (линейном)
приближении
М (pft) ® ф.[Л4 (р|)] =	(2.66)
D (pft) к {ф' [Л4 (р|)]}* D (р*) = (п - 1)/4.	(2.67)
Среднеквадратичное отклонение от математического ожидания
° (Pft) = VD (Pft) = °>5 V^—1-
Из определения дисперсии D (pfc) = М (р2) — [Л4 (pfc)]2 следует точное вы-
ражение, связывающее искомые параметры распределения М (pft) и D (pft) с
известной величиной М (р2):
м(Pft) = Vai (р2)_п(рА).	. (2.68)
Из сравнения выражений (2.66) и (2.68) видно, что оценка по (2.66) дает не-
сколько завышенный результат, так как всегда D (р^) > 0. При помощи со-
отношения (2.67) можно ввести поправку к линейному приближению
М (Ра) ~ /п —(я—1)/4 = ]Z3»+ 1/2. ’	(2:69)
Соотношение (2.69) эквивалентно применению метода параболической интер-
поляции. Линейное приближение с параболической поправкой дает вполне
достаточные для практических целей результаты (погрешность при опреде-
лении математического ожидания не превосходит нескольких процентов).
При дальнейшем увеличении точности необходимо вычислять моменты треть-
его и четвертого порядков:
D (pft) » {ф' [М (p^)J)*D (р*) + 0,25 {ф" [М (рр] }а № (Р> -
- ID (р£)]2} + Г [Al (p£f Г [М (р£]./И3 (р^),	(2.70)
где Ms (р*) = М {[р® — М (р2)]3} = 0;
Мл (р*) = М {[р|-М (р£р} = 0,75я (п - 1) [1,5я (я - 1) + 1].
Подставляя значения высших моментов в выражение (2.70), получаем уточнен-
ное значение дисперсии.
D (Pfe) « ±=Ц+	1) [|n(n_ 1) + 1] _„2 (П_ 1)2),
вычислив которое, можно уточнить согласно (2.68) математическое ожида-
ние М (р/г).
При большом числе п одновременно работающих с одинаковой нагрузкой
преобразователей математическое ожидание относительного действующего зна-
чения высших гармоник и среднеквадратичного отклонения от него подчиня-
ются соотношениям М (р/с) х 0,87 ]/ я; о (pfe) х 0,5 п.
Физическая интерпретация полученных результатов состоит в том, что
математическое ожидание действующего значения высших гармоник воз-
растает с увеличением числа одинаково нагруженных преобразователей од-
нородной группы п не линейно, а гораздо медленнее, пропорционально п.
В общем случае относительная нарузка t-ro преобразователя az- может
отличаться от единицы, поэтому квадрат модуля результирующего значе-
ния k-й гармоники запишется в *1йде
Pfe= ( S ?icos<p()?'+	=
*е=1	i=I
п	п
==!]«+ 2	5] apa9cos (<рр —<р9).	(2.71)
1—1	р=1, ?=1
P+q
Математическое ожидание второй суммы в (2.71) равно нулю, поэтому М (1ф=
п
Количественную оценку М (р^) и, следовательно, М (pft) можно сделать
без знания законов изменения во времени каждого из значений о,- (Z). Так как
среднеквадратичная нагрузка каждого из преобразователей не превышает • но-
/~ 1 с минальной, то 1 / =- 1 аг. (/) dt < |/ т J ‘	J 1, где Т — интервал усреднения.
Отсюда следует, что
М. (а2) <1 и М (	а2) < п.
1=1
Таким .образом, оценка (сверху) математического ожидания квадрата
действующего значения высших гармоник при переменных нагрузках пре-
образователей оказывается аналогичной выражению (2.64). Поэтому в дан-
ном случае справедлива и оценка (сверху) действующего значения высших
гармоник, полученная из выражения (2.69).
При одновременной работе группы вентильных преобразователей от
одной питающей сети следует пользоваться не строгим выражением (2.62),
характеризующим максимальное толчковое снижение действующего значения
напряжения сети при работе одиночного преобразователя, а более простым
соотношением (2.61), дающим небольшой запас.
Если считать срщ = а, зависимость снижения действующего значения
напряжения сети в функции угла регулирования приобретает вид
ЛИ* = Pdsin a/SK 3. _	(2.72)
Случай одновременной работы нескольких преобразователей отличает-
ся тем, что каждый из преобразователей в данный момент времени имеет
свои параметры (мощность Pdi и угол регулирования"»/). Поэтому нельзя го-
ворить о толчкообразном снижении действующего значения напряжения сети,
необходимо рассматривать среднеквадратичное отклонение от среднего зна-
чения (Д1/*)ср. Величину снижения действующего значения напряжения
сети, вызываемого работой t-ro преобразователя, можно рассматривать как
функцию двух случайных величин аналогично выражению (2.72).
Среднее снижение действующего значения напряжения при работе груп-
пы, состоящей из п преобразователей, равно математическому ожиданию
суммы выражений (2.72):
(<)сР = /И(Е Р^1па//5Кз).
1=1
Это значение определяет только относительный средний уровень сетевого
напряжения. Колебания действующего значения напряжения сети вокруг
этого значения, лимитируемые ГОСТ 13109—67, могут быть количественно
оценены как среднеквадратичное отклонение от (Д(/*)ср:
откуда находится требуемое значение мощности короткого замыкания пита-
ющей сети
«к.з^ 1/	[ S pd«sin <4 - м ( £ Pd,sin а/)]2 / Д<доп. (2.73)
'	1=1	1=1
Применение методов теории вероятностей при расчетах Д[/* и SK 3 со-
гласно полученным соотношениям возможно, если рассматриваемая группа
преобразователей является однородной как по мощности, так и по однотип-
ности диаграмм управления. Если при этом для каждого из преобразова-
телей имеется функциональная связь между параметрами Pdt и а/, то она
Должна быть учтена при расчетах. В этом случае можно говорить о реактив-
ной мощности i-ro преобразователя как случайной функции лишь одного
параметра и переписать (2.73) в виде
«к.з> М [ S - М ( £	/ At/c. доп.
Если существует функциональная взаимосвязь между диаграммами реак-
тивной мощности всех преобразователей, входящих в группу, то в этом слу-
чае необходимо просто рассматривать временную диаграмму суммарной ре-
активной мощности группы и по ее максимальным отклонениям от среднего
значения определять колебания действующего значения напряжения пита-
ющей сети:
^Гмакс^^с. доп'
При этом требование однородности группы снимается.
8.	АВАРИЙНЫЕ РЕЖИМЫ РАБОТЫ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
ВИДЫ АНОМАЛЬНЫХ РЕЖИМОВ РАБОТЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
К аномальным режимам работы полупроводниковых преобразователей
относят: внешние короткие замыкания; нарушение вентильных свойств по-
лупроводникового вентиля, т. е. потерю способности вевтиля выдерживать
обратные напряжения; нарушение запирающих свойств тиристора в прямом
направлении; пропуск включения отдельных тиристоров.
В выпрямителях первые два вида аномальных режимов работы сопро-
вождаются возникновением сверхтоков и перенапряжений во всех силовых
элементах, поэтому они являются тяжелыми аварийными режимами. Вто-
рые два вида аномальных режимов в выпрямителях вызывают ухудшение
формы кривых выпрямленного напряжения и тока, потребляемого 'выпрями-
телем из сети, перегрузку отдельных вентилей по току, что может привести
к пробою вентиля. В инверторах все виды аномальных режимов приводят
к опрокидыванию инвертора, т. е. к тяжелому аварийному режиму. Для
предотвращения повреждений элементов преобразователей при аномаль-
ных режимах работы в них предусматриваются специальные защитные
устройства.
Перенапряжения на вентилях могут возникатьне только при аварийных,
но и в обычных режимах. Электрические цепи с вентилями, как правило,
содержат реактивные элементы — дроссели, конденсаторы, индуктивности
рассеяния трансформаторов и питающей сети. При коммутациях вентилей
в контурах-, образуемых этими реактивными элементами, возникают коле-
бательные процессы. Вследствие этого на элементах схемы могут возник-
нуть значительные коммутационные перенапряжения, представляющие
опасность для полупроводниковых вентилей и других элементов. Поэтому
для уменьшения перенапряжений в контурах с вентилями необходимо пре-
дусматривать низкоомные цепи, способные быстро поглотить энергию сво-
бодного режима, либо другие специальные меры, способствующие уменьше-
нию амплитуды напряжения переходного процесса.
Перенапряжения в цепях с вентилями возникают также при различного
рода включениях, отключениях, переключениях в схеме с помощью специ-
альных переключающих устройств, контакторов, реле и др. Для уменьше-
ния таких перенапряжений необходимо обеспечить правильный выбор
местоположения переключающих элементов и соответствующую последо-
вательность их переключения, выбор оптимальной скорости прерывания
тока, использование специальных разрядников, снимающих эти перёнапря-’
жения.
Полупроводниковые вентили весьма чувствительны к перегрузкам по
току, что связано с технологическими особенностями их изготовления и экс-
плуатации. Необходимо, поэтому, предусматривать в преобразователе защиту
полупроводниковых вентилей от перегрузок, вызванных сверхтоками. За-
щиту от сверхтоков можно осуществлять с помощью различных устройств
в завиримости от характера перегрузки. Если перегрузки возникают при на-
личии в схеме достаточно больших индуктивных сопротивлений, ограничи-
вающих нарастание тока в течение нескольких периодов, необходимую за-
щиту можно выполнять в виде плавких предохранителей и контакторов;
можно также применять защиту, в которой используются запирающие
характеристики тиристора. В последнем случае при установлении обратной
связи с нагрузкой управляющий сигнал можно снять с тиристора, и тири-
стор надежно запирается в течение последующего цикла после возникнове-
ния аварийного режима.
Если перегрузка вентиля возникает при наличии незначительных ин-
дуктивных сопротивлений в схеме (режим глухого короткого замыкания
. на выходе преобразователя или внутреннего короткого замыкания вслед-
ствие пробоя вентиля), в результате чего сверхток достигает максимального
значения в течение одного полупериода, необходимо применять быстродей-
ствующие защитные устройства, способные прервать ток прежде, чем он
достигнет опасного значения, т. е. в течение небольшой доли периода. Для
этой цели применяют специальные предохранители, срабатывающие в тече-
ние нескольких миллисекунд, а также различные быстродействующие авто-
матические выключатели.
ВНЕШНИЕ КОРОТКИЕ ЗАМЫКАНИЯ В ВЫПРЯМИТЕЛЯХ
НА СТОРОНЕ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Для анализа установившихся процессов в неуправляемых (диодных)
выпрямителях при коротких замыканиях на стороне постоянного тока эф-
фективен метод малых активных сопротивлений.
Для постоянных составляющих напряжений рассматриваются уравнения
ко второму закону Кирхгофа для замкнутых контуров, проходящих через
место короткого замыкания. Если считать активные сопротивления элемен-
тов выпрямителя бесконечно малыми, постоянные составляющие напряже-
ний на них также бесконечно малы, следовательно, бесконечно малы и посто-
янные составляющие напряжений на диодах, находящихся в рассматрива-
емых контурах. Положительного напряжения на диоде быть не может, сле-
довательно, для того чтобы постоянная составляющая (среднее значение)
напряжения на диоде была бесконечно малой, отрицательное напряжение
на нем также должно быть бесконечно малым. Мгновенное значение напряже-
ния на диоде при оговоренных выше условиях в любой момент времени прак-
тически равно нулю. Это означает, что при вычислении переменных состав-
ляющих токов, вызываемых источниками переменных ЭДС (сетью синусои-
дального тока) и ограничиваемых индуктивностями выпрямителя (индук-
тивностями рассеяния трансформатора, сети переменного тока и т. д.), диоды
следует считать закороченными.
При определении результирующих токов диодов (с учетом постоянных
составляющих) следует учитывать следующие особенности.
1.	Токи по диодам могут протекать лишь в одном направлении.
2.	Так как активные сопротивления элементов выпрямителя малы (в
пределе бесконечно малы), но не равны нулю, то не равны нулю и постоянные
составляющие напряжений на них. Значит, уравновешивающие их (в соот-
ветствии со вторым законом Кирхгофа для постоянных составляющих напря-
жений) обратные напряжения на диодах также не равны нулю, и диоды долж-
ны на-некоторое (хотя бы бесконечно малое) время выходить из работы;
кривая тока в каждом диоде должна, по крайней мере, касаться оси абсцисс.
3.	Если последовательно с.диодамй выпрямителя непосредстенно не
включены индуктивности (индуктивности находятся в других ветвях), токи
диодов оказываются неопределенными, и могут возникнуть трудности при
определении числа диодов, одновремевно проводящих ток.
Токи .диодов можно связать уравнениями с известными токами, про-
текающими по ветвям с индуктивностями (уравнения составляются по пер-
вому закону Кирхгофа либо из условий магнитного равновесия трансфор-
маторов выпрямителей). Минимальное количество токов диодов, отличных
от нуля, совпадает с количеством независимых уравнений, которые можно
составить.
Рассмотрим установившиеся процессы при коротком замыкании в од-
нофазном однополупериодном и трехфазном мостовом выпрямителях, в ко-
торых используются диоды типа ВК2-200 (вольт-амперная характеристика
такого диода в прямом направлении аппроксимирована ломаной линией
на рис.' 2.40, б).
Рис. 2.40. Схема и временные диаграммы токов и напряжений одвофазного
однополупериодного выпрямителя при внешнем коротком замыкании
Однофазный одиополупериодный выпрямитель (рис. 2.40, а).
1. Активные сопротивления бесконечно малы. Согласно изложенному
выше при определении амплитуды и фазы переменной составляющей тока
диод следует считать закороченным. Тогда 1т~ UmlaLz, а переменная состав-
ляющая тока сдвинута по фазе относительно приложенного напряжения
на л/2. Постоянная составляющая тока должна равняться 1т, тогда резуль-
тирующий ток будет касательным к оси абсцисс (рис. 2.. 40, в).
 2. Активное сопротивление цепи конечно,но гораздо меньше реактивного
(при построении на рис. 2.40, а принято U = 220 В', 1т = 6000 А, г = 0,0010м;
учтена также постоянная составляющая прямого падения напряжения на
диоде Ue— 1,02 В). Для постоянных составляющих напряжений в цепи
должен выполняться второй закон Кирхгофа:- прямые падения напряжения
на активном сопротивлении цепи и на диоде уравновешиваются обратным
напряжением на диоде в ту часть периода (угол 6), когда ток в цепи отсут-
ствует:
( irad& + l/02n+ f uM = 0.	(2.74)
'о'	2тг—е
Верхний предел в первом интеграле равен 2л, поскольку 6 < 2л; послед-
нее слагаемое уравнения (2.74) соответствует обратному напряжению диода,
равному (при отсутствии тока в цепи) сетевому напряжению: и — i/msin 0.
Учитывая, что ток i практически не изменился по сравнению с предыдущим
случаем, после интегрирования получим
2л/,пга + 2я(/0 + Um (cos 0 — 1) = 0.	(2.75)
Из последнего уравнения найден угол 0 к 31°.
Трехфазный мостовой выпрямитель (рис. 2.41, а).
1. Активные сопротивления бесконечно малы. Аналогично предыдущему
случаю, токи в трансформаторе (они имеют лишь переменные составляющие)
определяются при закороченных диодах; амплитуда токов равна Uml<£>L&.
Рис. 2.41. Схема и временные диаграммы токов и напряжений трехфазного
мостового выпрямителя при внешнем коротком замыкании
Каждый ток отстает по фазе от соответствующей ЭДС иа л/2. Ток Id не имеет
переменной составляющей, даже если индуктивность конечна — эта индук-
тивность зашунтирована диодами.
Составим уравнения, связывающие найденные токи трансформатора
la> ibi ic с токами Диодов:
— /4 = /а; is — ie = if,} i6 — i2 = ic't it + is + is ==
= Id< h + + le — Id-	(2.76)
Из этих пяти уравнений лишь четыре являются независимыми, если учесть,
что 1а ib _[_ ic = о. Следовательно, одновременно проводят ток не менее че-
тырех диодов. Рассмотрим промежуток времени, когда ток проводят диоды VI,
\V2, V3 и V4 (на рис. 2.41,6—д этот промежуток выделен штриховыми вер-
тикальными линиями).
• Из системы (2.76) находим i3 = г ь, i2 — —ic, i± = Id — ib, i4 = ld -|- ic.
I» начале рассматриваемого промежутка времени i4 = 0, ic ——Im, откуда
следует, что Id = 1т. По этим выражениям и построены токи четырех диодов
(рис. 2.41, в) в данном промежутке времени. В связи с симметрией выпрями-
теля в другие промежутки времени значения токов повторяются.
2.	Учтены падения напряжения на проводящих ток диодах в соответствии
с вольт-амперной характеристикой рис. 2.40, 6. Уравнение наклонной части
этой характеристики и= 1,02 + 2,081- Ю*4!. Амплитуда тока короткого
замыкания в трансформаторе принята равной 7000 А. Фазное вапряжение
вторичной обмотки трансформатора U2^= 220 В.
По найденным ранее токам диодов с использованием их аппроксимиро-
ванной характеристики для рассматриваемого промежутка времени на рис.
2.41, г построены кривые падений напряжения на диодах. Сумма падений на-
пряжения на диодах VI и V4 дает с обратным знаком выходное (выпрямлен-
ное) напряжение — щ.
Разность напряжения — ud и напряжения на диоде V2 дает напряжение
на диоде V5 (на рис. 2.41, г заштриховано). Разность — ud— uvs = -uv6.
На рассматриваемом промежутке времени.напряжение на диодах V5 и V6
не достигает величины 170 и, следовательно, эти диоды ток не проводят—
сделанное ранее предположение подтверждается: одновременно прово-
дят ток четыре диода, т. е. каждый диод проводит ток в течение
2/3 периода.
При разбросе вольт-амперных характеристик диодов, а также за счет
отличия истинной вольт-амперной характеристики от аппроксимированной
диод V5 (в конце рассматриваемого промежутка времени) и диод V6 (в на-
чале этого промежутка), могут проводить небольшие токи; тогда показанные
на рис. 2.41, в токи остальных диодов также изменятся. Токи трансформатора
(рис. 2.41, б) остаются неизменными независимо от вольт-амперных харак-
теристик диодов, если только напряжения на диодах несоизмеримо малы по
сравнению с ЭДС трансформатора.
3.	Полярность полученного на рис. 2.41, г напряжения ud не соответ-
ствует направлению тока ld. Падение напряжения на сглаживающем дрос-
селе Ld за счет активного сопротивления последнего принято равным 15 В.
Выполнение второго закона Кирхгофа для постоянных составляющих
напряжений с учетом падения напряжения на активном сопротивлении дрос-
селя возможно лишь в том случае, если в течение некоторого промежутка
времени на диодах было отрицательное (обратное) напряжение; для появле-
ния такого напряжения необходимо, чтобы проводили ток не четыре, а три
диода, т. е. каждый диод проводил ток не в течение 2/3 периода, а несколько
меньше.
Пусть диод VI вышел из рабочего состояния, после чего проводят ток
диоды V2, V3 и V4. Примем потенциал нейтральной точки 0 трансформатора
равным нулю. Найдем потенциалы точек а, b и с:
<РС = еа — Ldia/dt\ уь--=еь — Ldibldt-,
<Рс = «с — Ldijdt.
Поскольку ib — is = ld = const, <p6 = eb, вследствие одновременного прохожде-
ния тока по диодам V2 и V4 ^а~Ц>с', учитывая, что ic+ic =— (*’г+У =
= — Id и {dijdt + dijdt) — 0, получаем <рс = <рс = — еь/2. Выпрямленное на-
пряжение ud = <рй — <РС = Зе6/2; напряжение на каждом из неработающих диодов
uvi ~ UV5 = UV6 ~ ud~ Ч/2-
Когда ЭДС еь становится равной нулю, одновременно достигают нуля
напряжения на трех диодах (VI, V5, V6) и каждый из них может начать
проводить ток. Однако, исходя из уравнений по второму закону Кирхгофа
для контуров, состоящих из диодов, можно убедиться, что фактически про-
водить ток начнет диод V5, а напряжения на диодах VI и V6 будут меньше
70. В течение периода обратное напряжение каждого диода оказывается рав-
ным 3/2 соответствующей фазной ЭДС.
Чтобы определить угол 6 (рис. 2.41, д), составим уравнения для постоян-
ных составляющих напряжений по второму закону Кирхгофа для соответ-
ствующего контура:
2тс
J («VI + uvi) d» +2Л/drd = 0.
о
В напряжении (uvl + uV4) кроме составляющей, соответствующей проводящему
состоянию четырех диодов и равной примерно 2,5С/0.(рис. 2.41, г), необходимо
учитывать также шесть промежутков времени (длительность каждого из них
соответствует углу 6), когда к одному из диодов VI, V4 приложено обратное
напряжение:
2л • 2,5l/0 + 2n/drd + 6 (cos 6 — 1) ЗЕт/2 = 0,
откуда в я! 16°, т. е. длительность работы каждого из диодов соответствует
углу 224°.
Аналогично производится анализ режимов короткого замыкания и в
других, более сложных выпрямителях. Найденные токи короткого замыка-
ния позволяют правильно выбрать защитную аппаратуру.
ВНУТРЕННИЕ КОРОТКИЕ ЗАМЫКАНИЯ
В ВЫПРЯМИТЕЛЯХ
Пробой полупроводниковых вентилей в выпрямителях, возникающий в
результате перегрева р-п-переходов от перегрузок или при перенапряжениях,
сопровождается аварийными режимами, называемыми внутренними корот-
кими замыканиями. При пробое полупроводникового вентиля в нем возни-
кает ток короткого замыкания, величина
которого определяется ЭДС и сопротивле-
ниями данного выпрямителя, а в случае
параллельной работы выпрямителей — так-
же токами подпитки от других выпрями-
телей. В последнем случае ток в повреж-
денном вентиле нарастает с большой ско-
ростью ине проходит через нулевые зна-
чения (рис. 2.42). В таких режимах защита
по цепи управления неприменима, необ-
ходимы быстродействующие отключающие
устройства, обеспечивающие отключение
Рис. 2.42. Характер нарастания
тока внутреннего короткого за-
мыкания при параллельной ра-
боте выпрямителей
выпрямителя в начале первого всплеска
тока короткого замыкания.
Внутреннее короткое замыкание для
неуправляемых выпрямителей наиболее
часто возникает либо в момент окончавия
коммутации вентиля, либо в момент мак-
симального обратного напряжения на вентиле. Режим внутреннего корот-
кого замыкания для неуправляемого двойного трехфазного выпрямителя
с уравнительным реактором при отсутствии токов подпитки, если короткое
замыкание возникло в момент окончания коммутации вентиля, характерен
тем, что в течение первого периода трехфазный выпрямитель с исправными
вентилями не оказывает существенного влияния на ток короткого замы-
кания пробитого вентиля второго трехфазного выпрямителя вследствие
большого реактивного сопротивления уравнительного реактора. Поэтому эк-
вивалентная схема для расчета токов при внутреннем коротком замыкании
будет иметь вид, показанный на рис. 2.43, а. Здесь не учитываются падения
напряжения на вентилях, а также предполагается, что ха га (справедливо
Для мощных полупроводниковых выпрямителей).
Если произошел пробой вентиля VI в момент, соответствующий началу
координат.диаграммы рис. 2.43, б, то в первый момент возникает двухфазное
короткое замыкание между фазами а и Ь, т. е. мк0 = 0; при этом в фазе с
ток не проходит. Поэтому напряжение на вентиле V3 определяется ЭДС ес.
Как только ЭДС ес станет положительной, вентиль V3 начнет пропускать ток и в
схеме наступит режим трехфазного короткого замыкания. Этот режим длится до тех
пор, пока ток в вентиле V2 не станет равным нулю. Затем опять наступает режим
двухфазного короткого замыкания между фазами а и с. Вентиль V 2 начнет повтор-
но пропускать ток с момента прохождения ЭДС еь через нулевое значение,
в результате чего опять начнется режим трехфазного короткого замыкания.
На рис. 2.43, в показаны кривые токов фаз в относительных единицах, постро-
Рис. 2.43. Схема и временные диаграммы токов и напряжений при внут-
реннем коротком замыкании неуправляемого двойного трехфазного выпря-
мителя
енные на основе анализа процессов в эквивалентной схеме для первого периода
после пробоя вентиля VI. Ток короткого замыкания в первой фазе достигает
наибольшего значения, равного 2,366 /кт. в момент, соответствующий углу
{1 = 210° при выбранном отсчете времени. Здесь /кш = E2m!xz — максимальное
вначение тока короткого замыкания трансформатора. В первый период, если
не учитывать га, вентиль V2 пропускает ток в течение Х2 = 261°, а вентиль
V3 — в течение Х3 = 312°. Максимальное значение тока вентиля V2 равно
{Ьт = Ь366 /кт, а тока вентиля V3 — im = 1,99 1кт.
В процессе развития аварийного режима длительность работы неповреж-
денных вентилей эквивалентной схемы увеличивается; при квазиустановив-
шемся процессе в идеальном случае она равна полному периоду, а максималь-
ное значение тока поврежденной фазы составляет 3/кт.
Таким же будет режим внутреннего короткого замыкания и в трехфаз-
ном мостовом выпрямителе, если происходит пробой только одного вентиля
(катодной или анодной группы). Если происходит одновременный пробой
двух вентилей —одного в анодной, а другого в катодной группе, что практи-
чески маловероятно, то необходимо учитывать действие источников ЭДС,
находящихся в цепи нагрузки, т. е. внешнюю подпитку.
Глава 3
АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
И СТАТИЧЕСКИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
1.	СПОСОБЫ КОММУТАЦИИ (ЗАПИРАНИЯ)
ТИРИСТОРОВ АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
г Автономные инверторы (АИ) — это устройства, преобразующие постоян-
ный ток в переменный с постоянной или регулируемой частотой и работаю-
щие на автономную нагрузку. В отличие от инверторов, ведомых сетью,
у автономного инвертора на стороне переменного тока нет другого источ-
ника энергии.
Отсутствие в питаемой сети автономного инвертора источников электри-
ческой энергии не позволяет, в отличие от зависимого инвертора, осуществ-
лять естественную коммутацию вентилей за счет ЭДС сети переменного тока.
В автономном инверторе необходимо применять полностью управляемые
вентили, выполняющие функции ключей, которые поочередно подключают
фазы нагрузки в цепи переменного тока к положительному и отрицательному
полюсам источника постоянного тока. При использовании обычных (одно-
Операционных) тиристоров возникает необходимость в принудительной ком-
мутации (запирании) тиристоров. Сущность принудительной коммутации
заключается в том, что за счет пропускания через проводящий тиристор об-
ратного тока прямой ток его уменьшается до нуля, а точнее — до значения
тока удержания, а затем к тиристору прикладывается отрицательное анод-
ное напряжение на время, достаточное для восстановления его запорных
свойств.
Способы коммутации однооперационных тиристоров можно разделить
на следующие группы.
1.	Коммутация с помощью конденсатора или LC-контура, подключаемого
Другим силовым тиристором (рис. 3.1, с). При протекании тока через тиристор
VI конденсатор С заряжается с указанной полярностью. При включении
тиристора V2 конденсатор С разряжается через тиристоры VI и V2, выклю-
чая первый. После этого конденсатор перезаряжается и подготавливаются
условия к выключению тиристора V2.
2.	Коммутация с помощью последовательного колебательного LC-кон-
тура, включенного последовательно с тиристором (рис. 3.1,6). При открытии
тиристора V конденсатор С заряжается, а в цепи идет колебательный про-
цесс. При спадании тока LG-контура (анодного тока тиристора) до нуля про-
исходит естественное выключение тиристора. Резистор R служит для раз-
ряда конденсатора к моменту очередного включения тиристора. В связи с тем,
что нагрузка входит в состав колебательного контура, ее величина очень
влияет на условия коммутации.
3.	Коммутация с помощью последовательного колебательного LC-кон-
тура, включенного параллельно тиристору (рис. 3.1, в). Когда тиристор V
заперт, конденсатор С заряжается с полярностью, указанной на рисунке
(без скобок). При включении тиристора V происходит перезаряд конденса-
тора. Через полпериода собственной частоты LC-контура полярность конден-
сатора изменяется на обратную, и в следующий полупериод собственных
колебаний нарастающий ток перезаряда конденсатора, протекая навстречу
току нагрузки, выключит тиристор (в момент равенства нулю суммарного тока
через него). Изменяя начаЛ>ное значение магнитной индукции сердечника
дросселя, можно регулировать длительность открытого состояния тиристора.
4.	Коммутация с помощью конденсатора или LC-контура, подключаемого
к основному тиристору с помощью вспомогательного (рис. 3.1, г). Конденса-
тор С заряжается, когда тиристор V2 открыт. При включении тиристора VI
происходит перезаряд конденсатора через цепочку, состоящую из диода V3
и дросселя L. Тиристор VI выключается при включении тиристора V2. Дан-
ная схема коммутации представляет собой тиристорный аналог полностью
управляемого вентиля. Вспомогательный тиристор позволяет в широких
пределах регулировать длительность открытого состояния основного ти-
ристора.
5.	Коммутация с помощью внешнего источника энергии, подключаемого
параллельно или последовательно с тиристором. Тиристор можно запереть,
если подключить к нему (рис. 3.1, д) с помощью транзистора или двухопера-
ционного тиристора источник постоянного напряжения. Тиристор можно
выключить также с помощью трансформатора, одна из обмоток которого
включена последовательно с ним (рис. 3.1, е), а на другую — от генератора
импульсов (Г44) подаются импульсы соответствующей полярности.
6.	Естественная коммутация с помощью сети переменного тока.
В реальных схемах автономных инверторов часто сочетается несколько
принципов коммутации.
2.	КЛАССИФИКАЦИЯ АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
По схеме преобразования различают схемы одновентильную (схема пре-
рывателя) (рис. 3.2, а); однофазную двухтактную (полумостовая) с нулевым
выводом нагрузки (рис. 3.2, 6); однофазную двухтактную (полумостовая)
с нулевым выводом источника питания (рис. 3.2, в); однофазную мостовую
(рис. 3.2, г); трехфазную мостовую (рис. 3.2, 6); трехфазную с нулевым выво-
дом (рис. 3.2, е). Все остальные схемы являются производными перечислен-
ных групп. Наиболее распространены в преобразовательной технике мосто-
вые схемы.
По способу коммутации автономные инверторы можно разделить на
несколько групп.
1.	Инверторы с индивидуальной коммутацией. Коммутирующее устрой-
ство инвертора служит для запирания одного тиристора (вентильного плеча)
инвертора. К данному типу инверторов относятся и инверторы на полностью,
управляемых вентилях — двухоперационных тиристорах и силовых тран-
зисторах.
2.	Инверторы с пофазной коммутацией. Коммутирующее устройство ин-
вертора служит для попеременного запирания тиристоров двух вентильных
плеч, относящихся к одной фазе инвертора.
3.	Инверторы с групповой коммутацией. В таких инверторах для запи-
рания всех вентильных плеч одной группы (анодной или катодной) служит
отдельное коммутирующее устройство.
4.	Инверторы с общей коммутацией. Коммутирующее устройство явля-
ется общим для всех вентильных плеч инвертора. В коммутирующем устрой-
стве инвертора содержится один коммутирующий конденсатор.
5.	Инверторы с междуфазовой коммутацией. В таких инверторах запи-
рание каждого рабочего тиристора происходит при отпирании следующего
по порядку работы тиристора другой фазы, но этой же группы.
По способу управления различают инверторы с самовозбуждением и с
внешним (независимым) возбуждением. В инверторах с самовозбуждением
Рис. 3.2. Схемы преобразования
управляющие импульсы, подаваемые на тиристоры, формируются из выход-
ного напряжения инвертора. Частота выходного напряжения определяется
параметрами нагрузки.
В инверторах с независимым возбуждением управляющие импульсы
формируются внешним генератором, который и задает частоту выходного на-
пряжения. Ввиду того, что частота выходного напряжения не зависит от па-
раметров нагрузки, данный тип инверторов широко применяется в преобра-
зовательной технике.
В некоторых случаях применяется также комбинированное возбуждение,
при котором в составе системы управления АИ имеются как назависимые
(внешние) генераторы, так и устройства, связанные с выходным напряже-
нием [81].
В зависимости от особенностей протекания электромагнитных процессов
автономные инверторы могут быть разделены на три основных типа: инвер-
торы тока (рис. 3.3, с); инверторы напряжения (рис. 3.3, в); резонансные ин-
верторы (рис. 3.3, д).
Для инверторов тока характерно то, что в результате переключения ти-
ристоров в нагрузке формируется ток определенной формы (*ВЬ1Х), а форма
и фаза выходного напряжения зависят от параметров нагрузки (рис. З.ЗЛ,б).
Источник постоянного тока работает в режиме генератора тока, для
чего во входной цепи включен реактор La с большой индуктивностью. Кроме
того, реактор La выполняет функции фильтра высших гармонических напря-
жений, так как к нему в любой момент времени прикладывается разность
между неизменным напряжением источника питания и пульсирующим на-
пряжением на входе инвертора; препятствует разряду конденсатора на источ-
ник питания во время коммутации тока в тиристорах и обеспечивает апери-
одический режим работы инвертора, характерный малыми пульсациями вход-
ного тока. Следует отметить, что при питании инвертора от источников с ха-
рактеристиками, близкими к источнику тока, реактор Lj может отсутство-
вать.
Рис. 3.3. Схемы инверторов тока (а), напряжения (в), резонансных (<Э)
и их временные диаграммы токов и напряжений (б, г, е)
При активно-индуктивном характере потребителя баланс реактивной
мощности обеспечивается коммутирующими и компенсирующими конденса-
торами. Конденсаторы по отношению к нагрузке могут быть включены па-
раллельно, последовательно, последовательно-параллельно.
Для инверторов тока характерен энергообмен между коммутирующими
и компенсирующими конденсаторами, включенными в цепи переменного тока,
реактивностями цепи нагрузки и реактором цепи входного тока. В режиме
холостого хода параллельный инвертор тока неработоспособен вследствие
роста амплитуды обратных и прямых напряжений на тиристорах. При пере-
грузках его работа затруднена из-за недостаточного времени для восстанов-
ления запирающих свойств тиристоров. Инверторы тока имеют близкую к
синусоидальной кривую выходного напряжения, относительно малые пуль-
сации входного тока, возможность реверса направления потока мощности без
изменения направления тока (при переходе в выпрямительный режим). Внеш-
няя характеристика параллельного инвертора тока «мягкая».
В инверторах напряжения в результате переключения тиристоров на
нагрузке формируется напряжение определенной формы (мвых), а форма и
фаза тока зависят от характера нагрузки (рис. 3.3, г). Источник питания ин-
вертора напряжения работает в режиме генератора напряжения. Если ин-
вертор питается от выпрямителе то на входе ставится конденсатор СО доста-
точно большой емкости для обеспечения проводимости источника постоян-
ного напряжения в обратном направлении. Это необходимо, когда в составе
нагрузки имеются реактивные элементы любого типа. Через обратный выпря-
митель (V' 1— V'4) осуществляется энергообмен между накопителями, имею-
щимися в составе нагрузки, и источником питания или конденсатором СО,
а в многофазных инверторах — также и энергообмен между фазами нагрузки.
Конденсатор СО выполняет функции фильтра высших гармонических тока,
так как по нему протекает разность между выходным и постоянным в преде-
лах полупериодов входным током. Инвертор напряжения может работать
в режиме холостого хода. Работоспособность инвертора напряжения в режиме,
близком к короткому замыканию, определяется коммутационными свой-
ствами полностью управляемых вентилей или принятым способом коммута-
ции и параметрами коммутирующих элементов обычных тиристоров. Инвер-
торы напряжения характеризуются относительной стабильностью выходного
напряжения при изменении выходной частоты в широких пределах. Комму-
тационные процессы в.них мало влияют на форму кривой выходного напря-
жения, а установленная мощность коммутирующих элементов сравнительно
небольшая. Внешняя характеристика инвертора напряжения сравнительно
«жесткая».
Инверторы тока и напряжения применяются в стабилизированных по
выходным параметрам преобразователях частоты; во вторичных источниках
питания переменного тока; в установках частотно-регулируемого электро-
привода. Резкой границы между инверторами тока и напряжения на практике
не существует, в большинстве случаев инверторы работают в режимах, близ-
ких к промежуточным.
В резонансных инверторах нагрузка, имеющая, как правило, значитель-
ную индуктивность, образует с реактивными элементами схемы инвертора
колебательный контур. В отличие от инверторов тока в резонансных инвер-
торах ток управляемого вентиля в течение всего времени проводимости из-
меняется во времени по колебательному закону. Выключаются тиристоры
инвертора благодаря плавному спаданию этого тока до нуля на каждом по-
лупериоде (рис. 3.3, е). Собственная частота контура должна быть выше или
равна рабочей частоте инвертора. Конденсаторы, входящие в состав колеба-
тельного контура, могут быть включены последовательно с нагрузкой, парал-
лельно ей или последовательно-параллельно, а дроссели — в цепи входного
тока, в анодных цепях вентилей или последовательно с нагрузкой.
При работе для резонансных инверторов характерен интенсивный энер-
гообмен между накопителями, входящими в состав схемы. Резонансные ин-
верторы могут питаться от источников, работающих в режиме генератора
ЭДС (инверторы с открытым входом) или тока (инверторы с закрытым
входом).
Резонансные инверторы имеют близкие к синусоидальным кривые на-
пряжения и тока в нагрузке, плавное нарастание (в большинстве схем без
обратных диодов) и спад тока через вентили, что обеспечивает малые комму-
тационные потери мощности в последних. Данный тип инверторов целесооб-
разно применять при повышенных частотах выходного напряжения (кило-
герцы, десятки килогерц).
Конкретные схемы автономных инверторов (АИ) в зависимости от соот-
ношения параметров, режима работы обладают одновременно признаками
разных классификационных групп. Существует большое количество схем-
ных модификаций АИ, отличающихся входными и выходными характеристи-
ками, формой кривых напряжения или тока в нагрузке, условиями работы
элементов силовой схемы, построением системы управления, динамическими
и пусковыми качествами, устойчивостью работы. Последний показатель имеет
особое значение для инверторов, выполненных на однооперационных тиристо-
рах. Определенный запас коммутационной устойчивости (т. е. отношение
времени, предоставляемого схемой для-восстановления запирающей способ-
ности, к собственному времени восстановления тиристоров) необходимо обес-
печить во всех рабочих, а иногда и аварийных режимах. Стремление повысить
запас коммутационной устойчивости приводит, как правило, к увеличению
установленных мощностей элементов силовой части инвертора и, следова-
тельно, к снижению технико-экономических показателей преобразователя.
Оптимальный выбор схемы автономного инвертора, способной удовлетворить
заданным техническим требованиям, должен основываться на сопоставлении
основных показателей различных схем и видов автономных инверторов.
3.	ИНВЕРТОРЫ ТОКА
ОДНОФАЗНЫЙ ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНВЕРТОР ТОКА
На управляющие электроды тиристоров VI и V2 однофазного параллель-
ного инвертора с нулевым выводом (рис. 3.4, а) от системы управления СУ
поступают импульсы управления соответствующих амплитуды и частоты
с относительным сдвигом фаз в 180°. В цепь источника питания введен дрос-
сель Lj, индуктивность которого достаточно велика (в пределе = <х>),
благодаря чему входной ток можно считать идеально сглаженным, а ток
через тиристоры имеет прямоугольную форму. При отпирании, например,
тиристора VI в его анодной цепи начинает протекать ток, определяемый
током заряда конденсатора С1 и током в одной из полуобмоток трансформа-
тора Т. Вследствие явления взаимоиндукции при прохождении возрастаю-
щего тока ц в одной из полуобмоток выходного трансформатора Т в другой
полуобмотке возникает равная по величине ЭДС (при условии, что коэффи-
циент .связи между полуобмотками равен единице). Конденсатор к концу по-
лупериода оказывается заряженным до напряжения ис (полярность указана
без скобок). При включении тиристора V2 создается контур для разряда
конденсатора через тиристор VI. Под действием разрядного тока конденсато-
ра, направленного встречно с анодным током тиристора VI, последний запи-
рается. Коммутация тока происходит практически мгновенно (рис. 3.4, б),
так как индуктивности рассеяния обмоток трансформатора находятся вне кон-
тура коммутации. Конденсатор С1 через тиристор V2 начинает перезаря-
жаться, приобретая противоположную полярность (полярность указана в
скобках). В результате через вторичную обмотку трансформатора проходит
переменный ток. Следует отметить, что при включении очередного тиристора
одновременно с разрядом конденсатора по контуру двух открытых тиристо-
ров, происходит также его разряд на первичную обмотку трансформатора
и, следовательно, на нагрузку. При этом часть энергии переходит в энергию
индуктивностей контура, а часть рассеивается в его активных сопротивле' -
ниях.
При отпирании тиристора VI весь процесс повторяется.К выходящему
из работы тиристору оказывается приложенным напряжение перезаряжаю-
щегося конденсатора, который в течение времени tc (рис. 3.4, б) поддержи-
вает на,тиристоре отрицательное напряжение.
Если <вос, то с восстановлением положительного анодного напря-
жения тиристор VI (V2) (рис. 3.4, 6) останется запертым вплоть до прихода
следующего импульса управления. Если же этого времени окажется недоста-
точно, то тиристор VI(V2) опять включится. Одновременно включенное со-
стояние тиристоров VI и V2 означает короткое замыкание в цепи постоянного
тока (срыв инвертирования). Коммутирующий конденсатор может быть вклю-
чен параллельно первичной или вторичной обмотке трансформатора (как
показано штриховой линией на рис. 3.4, с).
На рис. 3.4, в показан мостовой вариант схемы однофазного параллель-
ного инвертора. Управляющие импульсы подаются одновременно на вентили
VI и V2 со сдвигом во времени на половину периода по отношению к моменту
подачи импульсов на вентили V3 и V4. Схема допускает бестрансформаторное
включение нагрузки. В остальном принцип действия схем 3.4, айв анало-
гичен.
В зависимости от соотношения индуктивности входного дросселя L^,
сопротивления и индуктивности нагрузки £н, частоты выходного напря-
жения f и емкости коммутирующего конденсатора С возможны три режима
работы параллельного инвертора:
входной ток ia непрерывен и идеально сглажен (рис. 3.5, а);
входной ток непрерывен, но имеет пульсации (рис. 3.5, 6);
входной ток ia прерывистый (рис. 3.5, в).
При расчете инвертора пользуются его эквивалентной схемой замеще-
ния, справедливой в течение полупериода выходной частоты, которая полу-
чена в предположении, что трансформатор Т является идеальным = w2,
активное сопротивление дросселя и прямое падение напряжения на тири-
сторах равны нулю (рис. 3.4, а). Постоянная составляющая напряжения на
дросселе отсутствует.
Для активной нагрузки (LH = 0) и идеально сглаженного --входного тока
(t'd =	= const), что соответствует бесконечно большой индуктивности Ld,
мгновенные значения величин ин, ix, i2, Id получаются в следующем виде:
“н __	1 4-б-*/* _ 2e~&/fe
Ud ~ (1 + е“л/*) — (2kln) (1 — e-x/ft) ’
1 4- e-^ e~&/fe
Ud ~ (1 4- e~K/k) — (2k/n) (1 — e~K/k) ’
__________________e~&/fe________________
ud (1 + e~^/k) — (2/г/л) (1 — e~’c/ft) ’
ЛЛ, _________________1 4- e~K/fe_____________
Ud (1 4-e“x/fe) — (2/г/л) (1 — e~x//i) ’
где k — wC7?H; C = 4CX = C2; 8 = to/ = 2nft — 2nt/T; f и T — соответственно
частота и период выходного напряжения.
Рис. 3.6. Однофазный параллельный инвертор:
а — кривые токов и напряжений; б — напряжение и ток на выходе при активной
нагрузке
Согласно выражениям (3.1)—(3.4) на рис. 3. 6, а построены кривые токов
и напряжений на различных элементах параллельного инвертора. Напря-
жение на нагрузке изменяется по экспоненциальному закону. С увеличением
нагрузки кривые тока 1С приближаются к прямоугольной, а напряжение на
конденсаторе и нагрузке — к треугольной формам (рис. 3.6, б). Амплитуда
этого напряжения увеличивается, так как площади, заштрихованные на рис.
3.6, б, должны оставаться равными (среднее значение напряжения на нагруз-
ке за время работы одного вентиля равно Ud).
Рис. 3.7. Входной ток и выходное
кого инвертора
Действующее значение напряжения на нагрузке (U^) определяется из
соотношения
lUtf /1+е-^У	+
\Ud) = \_ e—/k) л ! _ e-*fk:	№
Момент коммутации, т. е. момент прохождения инвертируемого тока
iH+ ic через нуль, опережает’напряжение на нагрузке на время tc, предостав-
ляемое тиристорам для восстановления управляемости. В течение этого вре-
мени — времени запирания — к тиристору, ранее проводившему ток, при-
кладывается отрицательное напряжение. Угол запирания
2
Р = со/ = » = k In------------j-
с с 1 е-*/*
(3.6)
Угол запирания увеличивается с увеличением сопротивления нагрузки. Если
RB -> оо, то UH со и Id -> оо и коммутация оказывается невозможной. При
Рн -> О коммутация оказывается невозможной вследствие уменьшения р.
При конечной величине Ld выражения для ын, if, i2, i^. Р становятся очень
громоздкими и мало пригодными для анализа. Для расчета инвертора использу-
ются кривые, построенные для различных значений величин / = v>Ld/RBw k=v>CRB
с помощью ЭВМ (рис. 3.7, а—г). Из кривых видно, что при уменьшении Ld
напряжение на конденсаторе (нагрузке) приобретает колебательный характер,
причем максимальное значение этого напряжения может значительно превышать
напряжение источника Ud. При малых Ld (J) и увеличении RB (k) наступает
‘н
а	6
Рис. 3.8. Схема замещения (с) и век-
торная диаграмма (б) инвертора
режим прерывистого тока, когда ток че-
рез тиристор проходит через нуль до
момента t/T — 0,5 и в течение некоторого
времени ток от источника не потребляется
(рис. 3.7, г). Инвертор становится резо-
нансным (см. гл. 3,4).
Если нагрузка инвертора активно-
индуктивная, то в большинстве практи-
ческих случаев при расчете ограничи-
ваются учетом лишь основных гармоник
токов и напряжений. При этом харак-
теристики, полученные методом основ-
ной гармоники, особенно при анализе
многофазных схем, мало отличаются от
характеристик, полученных решением дифференциальных уравнений (рас-
хождение меньше 10—15%).
Схема замещения и векторная.диаграмма для основных гармоник токов
и напряжений инвертора показаны на рис. 3.8, а, б. В схеме -замещения ем-
кость С' = 4С1/(п)2— пересчитанная на сторону нагрузки емкость, комму-
тирующих конденсаторов инвертора, изображенного на рис. 3.4, а.
Форма тока источника i при достаточно большой индуктивности Ld мо-
жет считаться прямоугольной (кривая iH+ ic на рис. 3.6, а). Действующее
значение первой гармоники этого тока с учетом коэффициента трансформации
п.= wjwi инверторного трансформатора
Л1) = (2 ]/2/л) (Jd/n).	(3.7)
Поскольку коммутация в параллельном инверторе мгновенна, угол сдвига
фаз между основными гармониками инвертированного напряжения и тока
равен углу запирания р.
Из векторной диаграммы на рис. 3.8, б
tg р =, Цс _ /н siп <рн)/(/н cos Р) = (t?c — (?Н)/РН,	(6.8)
где Qc — реактивная мощность конденсатора; QH — реактивная мощность на-
грузки; Рн — активная мощность нагрузки.
При расчете инвертора .обычно пользуются понятием степени нагрузки,
которая определяется как отношение проводимости нагрузки к проводимости
коммутирующих конденсаторов, пересчитанных на сторону нагрузки:
в = Ун/Ус = Ун/ыС'-	(3-9)
Тогда Ва = В cos <рн- и Вр = В sin <рн — степени активной и реактивной нагрузок
соо гветственно.
Из выражений (3.8) и (3.9) получаем
1/cosf = К((1 — В sin <рн)/(В cos <рн)]2 -ф 1.	(ЗЛО)
Уравнение баланса мощностей на стороне постоянного и переменного тока
инвертора при отсутствии потерь
uJd = cos ₽•
(3-11)
Рис. 3.9. Выходные (а) и входные (б) характеристики параллельного инвертора
Используя выражения (3.7) и (3.11), получаем уравнение внешней (выходной)
характеристики инвертора (рис. 3.9, с)
VH(V)KanUd> = 1/cos Р,	(3.12)
где а = л/2	2 — коэффициент схемы.
Записывая уравнение баланса мощностей в виде
^Л=ун(1)г/нс°8фн>
с учетом формул (3.9), (3.10) и (3.12) получаем выражение для входной харак-
теристики инвертора (рис. 3.9, б)
а‘гп2иач>С'
В cos <рн
1 —В sin <рн\2
В cos <рн I
(3.13)
+ 1
Выражение (3.12) справедливо для инвертора тока, собранного по любой
схеме. С изменением схемы меняется только коэффициент а, например, для
трехфазной мостовой схемы а = л/3]Лб.
Отличительной особенностью внешних характеристик является крутой
спад в области малых значений'В. Рост напряжения 17 н при уменьшении В
о ъясняется тем, что при холостом ходе и идеальных элементах схемы инвер-
тора в нем не расходуется энергия. При каждой коммутации тиристоров от
источника питания потребляется дополнительная энергия, идущая на пере-
заряд конденсатора. Эта дополнительная энергия накапливается в магнитном
поле дросселя и электрическом поле коммутирующего конденсатора С1.
Так как между дросселем и конденсатором С1 происходит непрерывный об-
мен энергией, амплитуда напряжения на конденсаторе, ’ а следовательно,
и на тиристорах, все время возрастает, в результате чего происходят пробой
тиристоров И срыв инвертирования. При возрастании В, т. е. уменьшении
ен, уменьшается время разряда конденсатора на нагрузку, снижается напря-
жение на нагрузке и уменьшается угол запирания. Рассматривая параллель-
ное соединение коммутирующего конденсатора и сопротивления гв как
нагрузку инвертора, видим, что необходимый угол запирания может быть
обеспечен лишь при работе на общую емкостную нагрузку.
а
Рис. 3.10. Схема параллельного инвертора тока с отсекающими диодами (а)
и кривые тока .и напряжения коммутирующего конденсатора (б)
Таким образом, параллельный инвертор тока нормально работает только
в определенном диапазоне изменения коэффициента нагрузки В: при малых
значениях В возникает опасность появления перенапряжений, при больших
значениях В угол запирания становится недостаточным и происходит срыв
инвертирования.
Входные характеристики параллельного инвертора тока имеют две
ветви: левую — нисходящую и правую — восходящую. При В = 1 входной
ток минимален, а при приближении к холостому ходу и короткому замыка-
нию входной ток стремится к бесконечности.
Максимальное значение прямого напряжения на тиристоре параллель-
ного инвертора тока равно амплитуде выходного напряжения (в многофазных
схемах-линейного) и определяется из выражения
Uпр. макс =	Р,
где о — коэффициент, зависящий от схемы инвертора. Коэффициент о имеет
те же значения, что и коэффициент обратного напряжения для соответствую-
щих схем выпрямления (о ='3,14—для однофазной с нулевым выводом,
о — 1,57 — для однофазной мостовой, о = 2,09 — для трехфазной с нуле-
вым выводом, о = 1,05 — для трехфазной мостовой).
Индуктивность Lj, обеспечивающая практически сглаженный ток в цепи
источника питания, в первом приближении выбирается из соотношения
Ld> (Т/т) (Ud/P„),
где Т — период выходной частоты; т — число переключений тиристоров за
период (для схем на рис.. 3.4 т = 2, для трехфазной мостовой схемы т = 6
и т. д.).
При переходе к низким частотам преооразования в параллельном инвер-
торе тока требуется значительно увеличивать емкость коммутирующего кон-
денсатора, что необходимо для выполнения условия компенсации реактивной
мощности нагрузки. Определенного улучшения частс-тных свойств параллель-
ного инвертора можно добиться, отделяя коммутирующий конденсатор от
нагрузки «отсекающими» диодами.
На рис. 3.10, а показана однофазная схема параллельного инвертора тока
с отсекающими диодами (Vol и Н02). При работе инвертора в режимах, когда
зарядный ток конденсатора в течение полупериода переходит через нуль,-
отеекающие диоды отделяют конденсатор от нагрузки. При этом заряд кон-
денсатора прекращается раньше, чем заканчивается полупериод, и напряже-
ние на конденсаторе остается постоянным (рис. 3.10, 6). При низких частотах
инвертирования конденсатор отключается отсекающими диодами на большую
часть полупериода, что. позволяет уменьшить величину емкости коммутирую-
щего конденсатора по сравнению со схемой без отсекающих диодов. Кроме
того, применение отсекающих диодов препятствует разряду конденсатора на
источник питания и соседние фазы в многофазных инверторах.
Форма кривой выходного напряжения в инверторе с отсекающими дио-
дами искажена больше, чем в обычном параллельном инверторе, поэтому для
получения синусоидального напряжения на нагрузке требуется установка
выходного фильтра.
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ И ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО-ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ
ИНВЕРТОРЫ ТОКА
В последовательном инверторе тока коммутирующий конденсатор вклю-
чен последовательно с нагрузкой. На рис. 3.11, а, б показаны два варианта
схемы однофазного двухполупериодного инвертора тока — мостовая й нуле-
вая (полумостовая) со средней точкой нагрузочного трансформатора. В ре-
зультате поочередного отпирания вентилей VI, V4 и V2, V3 в первой' схеме
и VI и V2 во второй на ‘нагрузке формируется переменное напряжение. При
достаточно большой входной индуктивности Ld ток id имеет незначительные
пульсации. Считая в первом приближении коммутацию тока, вентилей мгно-
венной и пользуясь методом основной гармоники, как это делалось при рас-
смотрении параллельного' инвертора, выходную характеристику последователь-
ного инвертора получаем в виде выражения (3.12).-
Из векторной диаграммы для основных гармоник токов и - напряжений
последовательного инвертора (рис. З.Г1,в)
tg Р = (В — sin <pH)/cos <рн.	(3.14)
Напряжение на нагрузке (потребителе)
Uu = naUd/cos <рн.	(3.15)
С увеличением степени нагрузки В (т. е. с увеличением проводимости нагруз-
ки) и при cos <рн = const напряжение на выходе последовательного инвертора
возрастает, угол запирания также увеличивается, а напряжение на зажимах
потребителя остается неизменным. С уменьшением проводимости нагрузки
уменьшается запас коммутационной устойчивости последовательного инвертора
(уменьшается угол Р). Существует предельное минимальное значение В, зави-
сящее от коэффициента мощности нагрузки, при котором угол запаса инвертора
становится равным минимально допустимой величине:
вмин = ₽мин cos % + sin <рн.
При нагрузках, меньших, чем предельная, условие Р > Рмин нарушается и
может наступить срыв инвертирования.
При больших нагрузках инвертор может стать неработоспособным
вследствие сильного возрастания напряжения на выходе, а следовательно,
на коммутирующем конденсаторе и на тиристорах.
В последовательно-параллельном, инверторе тока имеется-два конденса-
тора: один (С2) включен параллельно нагрузке, а другой (С1) — последо-
вательно с выходной цепью (рис. 3.12, а). На рис. 3.12, б показана векторная
диаграмма последовательно-параллельного инвертора. Угол сдвига фаз (Р)
между основными гармониками напряжения ин и тока iH на выходе инвертора
определяет запас коммутационной устойчивости. В режимах холостого хода и
короткого замыкания последовательно-параллельный инвертор превраща-
ется в параллельный. При значительном'увеличении или уменьшении нагруз-
ки угол р возрастает, являясь минимальным при некотором промежуточном
значении нагрузки. Выбирая соотношение между параметрами коммутирую-
щих конденсаторов и нагрузки, можно добитьсн так называемой «абсолютной
устойчивости», когда при любых сбросах и набросах нагрузки угол запаса р
не становится меньше минимально допустимого.
Для последовательно-параллельного инвертора имеем следующие соот-
ношения, полученные методом основной гармоники,
^И(1) = UK(l)KaUd> = Vcos ₽;	(3.16)
^H(i)=^H(i)/<ct/d)= l/cos.pH;	(3.17)
tg Фи = 1cos Фн) — tg <рн;	(3-18)
tg ₽ = tg<pH+(BC2/C J (cos фн/соза фи),	(3.19)
где В — Ук/ч>С2.
На рис. 3.13, а—в построены характеристики последовательно-параллель-
ного инвертора тока в функции степени загрузки В. Значения В, при которых
имеют место минимумы р и совпадают и равны:
Минимальный угол запаса, соответствующий ВМИН1 определяется из выра-
жения
Кривая [/*(1) = f {В) также имеет минимум, положение которого зависит
от коэффициента мощности нагрузки Выин — 1/sin фн.
При больших коэффициентах мощности имеется определенный диапазон
изменения нагрузки, при котором выходное напряжение изменяется не-
значительно. Если г/нз1пфн<соС2, то нагрузочные характеристики парал-
лельного и последовательно-параллельного инверторов совпадают. Последо-
вательно включенный конденсатор не влияет на величину напряжения на
нагрузке, а следовательно, и на величину входного тока инвертора, входная
характеристика параллельного инвертора справедлива и для последова-
тельно-параллельного.
Последовательный конденсатор обеспечивает устойчивую работу инвер-
тора на пологих участках нагрузочных характеристик, что является преиму-
ществом последовательно-параллельного инвертора.
Повышение напряжения на элементах схемы последовательно-параллель-
ного инвертора наблюдается как при уменьшении нагрузки, так и при ее уве-
личении (рис. 3.13, б, в), поэтому допустимый диапазон изменения нагрузки
должен быть ограничен с обеих сторон. По сравнению с параллельным инвер-
тором этот диапазон значительно шире.
ТРЕХФАЗНЫЕ АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ ТОКА
В' преобразовательной технике применяются автономные инверторы
тока в многофазном исполнении. По принципу действия они не отличаются
от однофазных. На рис. 3,14 изображены схемы трехфазных мостовых авто-
номных инверторов с параллельными,последовательными и последовательно-
параллельными конденсаторами. Нагрузка может быть включена как непо-
Рис. 3.14. Трехфазные авто-
номные инверторы тока:
а — параллельный; б — последо-
вательный; в — последовательно-
параллельный
средственно на выходе инвертора, так и через трансформатор. Тиристоры
отпираются поочередно через 1/6 периода выходной частоты в последователь-
ности, соответствующей йх обозначениям на рис. 3.14. При следующих до-
пущениях: напряжение на выходе инвертора имеет синусоидальную форму;
коммутация тока с вентиля на вентиль мгновенна; потери в элементах схемы
отсутствуют; ток- на входе инвертора идеально сглажен (Ld -> оо); нагрузка
симметрична, связь между входным и выходным напряжениями такая же, как
и для однофазных инверторов и определяется выражением (3.12). Под Ыи(ц.
следует понимать действующее значение фазного напряжения на выходе пре-
образователя, а под Р — угол сдвига фаз между первой гармоникой тока на
выходе преобразователя (iH) и выходным напряжением (ии).
Все расчеты, произведенные для однофазных инверторов тока, могут
быть использованы и для трехфазных. Необходимо только учитывать, что
длительность работы тиристоров и форма инвертированного тока у трехфаз-
ных инверторов будут иными, чем у однофазных. Поэтому при расчете вход-
ных и выходных фильтров и установленных мощностей элементов оборудова-
ния для трехфазных инверторов следует принимать во внимание действитель-
ное содержание гармоник. Порядок гармоник на входе и выходе определя-
ется так же, как и для соответствующих схем выпрямления. Характер электро-
магнитных процессов в преобразователе целиком определяется числом его
фаз и схемой соединения вентилей и фактически не зависит от того, в каком
режиме — выпрямительном или инверторном — он работает,
Наибольшее распространение получили автономные инверторы тока,
построенные на базе трехфазной мостовой схемы с отсекающими диодами
(рис. 3.15, о). Отсекающие диоды введены для повышения устойчивости ком-
мутации на низких частотах при уменьшенных по сравнению с обычным па-
раллельным инвертором емкостях коммутирующих конденсаторов. В момент
времени /0 (рис. 3.15, б) открыты тиристоры VI, V6, диоды V7, V12 и ток про-
текает в фазах Л и С. Коммутирующие конденсаторы заряжены до напряже-
ний, полярность которых указана на рис. 3.15, а, конденсаторы С2 и С4 раз-
ряжены. При подаче управляющего импульса.на тиристор V2 (момент вре-
мени tj) он открывается, и ток нагрузки фазы А, ранее протекающий через
VI, переходит в группу коммутирующих конденсаторов С1—СЗ, причем
Рис. 3.15. Трехфазный инвертор
тока с отсекающими диодами- (а)
и формы кривых токов и напряже-
ний его (б)
через конденсатор С1 протекает ток, равный 21^/3, а через последовательно
включенные конденсаторы С2 и СЗ — ток /d/3. Тиристор VI запирается,
к нему прикладывается напряжение перезаряжающегося конденсатора С1.
Конденсатор в начале процесса коммутации перезаряжается с постоянной
скоростью, поскольку ток фазы Л остается неизменным и равным Id. После
Того, как напряжение на С1 изменит знак и достигнет величины линейного
напряжения между фазами Л и В, начинается коммутация тока с фазы Л на
фазу В. В течение времени tc — к тиристору VI приложено обратное
напряжение и он восстанавливает свои запирающие свойства. В течение вре-
мени Д/ = -у/ш= ti — t3 ток в фазе Л уменьшается до нуля, а ток в фазе В
возрастает до установившегося значения, так что в любой момент времени
на данном интервале сумма токов iA -f- Гв = I d — const. В связи с тем, что иа
этом интервале открыты диоды V7 и V8, конденсатор С1 продолжает переза-
ряжаться. В момент времени /4 заканчивается коммутация тока с фазы. Л
на фазу В. Конденсатор СУ перезаряжен до напряжения-]- С^макс; конден-
сатор С2 заряжен до. напряжения — ^сиакс а конденсатор СЗ разряжен до
нуля. До включения тиристора V3 отсекающие диоды препятствуйт разряду
конденсаторов на нагрузку. Все последующие циклы аналогичны рассмотрен-
ному. Схема обеспечивает устойчивую работу в широком диапазоне частот
при неизменной емкости коммутирующих конденсаторов. Это позволяет ис-
пользовать ее в преобразователях частоты, предназначенных для регулиро-
вания скорости вращения двигателей переменного тока. Естественные вход-
ные и выходные характеристики инвертора аналогичны характеристикам па-
раллельного инвертора без отсекающих диодов.
КОМПЕНСАЦИОННЫЕ АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ ТОКА
Компенсационные автономные инверторы, в отличие от ранее рассмот-
ренных, способны работать на нагрузку индуктивного характера, т. е. гене-
рировать реактивную мощность. При результирующем индуктивном харак-
тере нагрузки коммутация тока вентилей должна начинаться в момент, когда
напряжение фазы, вступающей в работу, больше, чем напряжение фазы,
Рис. 3.16. Схема однофазного инвертора тока с введением дополнительного
коммутирующего напряжения, получаемого от внешнего генератора (а) или 
создаваемого с помощью конденсатора (б)
выходящей из работы. Разность этих напряжений препятствует коммута-
ции. Для коммутации необходимо ввести в контур дополнительное напряже-
ние противоположного знака, которое обеспечило бы перевод тока на очеред-
ной вентиль. Это напряжение можно получить от внешнего генератора, часто-
та которого кратна частоте читаемой сети, и ввести в контур коммутации
через трансформатор (рис. 3.16, а). Подбирая амплитуду и фазу напряжения
генератора, принципиально можно осуществлять коммутацию тока вентилей
во всем диапазоне углов фазового управления от нуля до 360 эл. град. Поэто-
му такой инвертор приобретает способность работать как при опережающем,
так и при отстающем коэффициентах мощности пассивной нагрузки. В качест-
ве источника дополнительного коммутирующего напряжения может быть
использован конденсатор, периодически перезаряжаемый током нагрузки
или его частью (рис. 3.16,6).
При двухступенчатом принципе коммутации ток выходящего из работы
тиристора переводится на вспомогательный тиристор и предварительно заря-
женный конденсатор. Под действием напряжения перезаряжающегося кон-
денсатора осуществляется коммутация тока на очередной рабочий тиристор
(рис. 3.17, а). Инвертор имеет шесть основных (рабочих) тиристоров VI—V6
и шесть вспомогательных тиристоров VI— V'6, которые вместе с конден-
саторами С1—СЗ производят коммутацию тока в основных тиристорах и в
фазах нагрузки.
Полагая, что выходное напряжение синусоидально, инвертируемый ток
идеально сглажен, коммутация тока вентилей мгновенна, и выбирая начало
отсчета времени с момента вступления в работу вентиля VI, рассмотрим кривые
токов и напряжений (рис. 3.18, с—д) на различных элементах инвертора.
При активно-индуктивной нагрузке первая гармоника	фазного тока
iA отстает от фазного напряжения иА на некоторый угол <ри (рис. 3. 18, б).
В момент времени линейное напряжение иАВ имеет отрицательный знак,
поэтому под действием этого напряжения коммутация тока с основного тири-
стора VI на основной тиристор V5 произойти не может. Для осуществления
коммутации предварительно, в момент времени отпирается вспомогатель-
ный тиристор VI. Эквивалентная схема электрического состояния инвертора,
соответствующего моменту времени Uj, показана на рис. 3,19, а. Конденса-
тор С1, включенный между основным Vi и вспомогательным VI вентилями,
4/ z*
в результате предыдущей работы схемы заряжен до напряжения Uco с ука-
занной на рисунке полярностью. При отпирании вспомогательного тиристора
VI ток рабочего тиристора мгновенно уменьшается до нуля и ток нагрузки
переводится в контур, содержащий вспомогательный тиристор VI, конден-
сатор С1, нагрузки фаз Л и С, тиристор V2, цепь постоянного тока инвертора
(рис. 3.19, а). Конденсатор С1 перезаряжается постоянным током нагрузки
пр линейному закону от напряжения Uco до — 17 £0. Длительность интерва-
ла X, в течение которого происходит перезаряд конденсатора, можно опреде-
лить из выражения
Uco ~ 1^/2<пС.
Эквивалентная схема для интервала перезаряда конденсатора показана
на рис. 3.19, б. Во время перезаряда конденсатора С1 к основному тиристору
VI прикладывается напряжение конденсатора. В течение первой половины
этого интервала напряжение на тиристоре VI имеет отрицательный знак,
следовательно, время, предоставляемое тиристору VI для восстановления
запирающей способности, составляет Х/2 (рис. 3.18, г). В момент временно
отпирается вентиль V3. В схеме инвертора образуется коммутационный
контур С1—VI—" V3— фазы Ви А нагрузки — С1 (рис. 3.19, в). Если напря-
жение на конденсаторе в момент И2 больше линейного напряжения нагрузки,
т. е. с7С0> илт$1п<рн, то под действием разности этих напряжений ток ком-
мутируется со вспомогательного вентиля VI на вентиль V3.

in
4?
tvS
0
0
о
u,i
2л»
2я _
га I?
2л .
s' »
ft!
0
2л »
Ц‘
4,1
V
“сг иы uu
Ua
0
2л»
в 11
Рис. 3.18. Кривые токов и напряжений в
инверторе тока с двухступенчатой ком-
мутацией
1 2л
После окончания коммутации
эквивалентная схема инвертора
приобретает вид, показанный на
рис. 3.19, г. В результате комму-
тации конденсатор С1 перезаря-
жен до напряжения обратной
полярности. Это напряжение ис-
пользуется через половину пе-
риода для коммутации тока в вен-
тиле V4. Аналогично протекает
Процесс коммутации тока венти-
лей в других фазах инвертора.
Если считать коммутацию
мгновенной, то напряжение на
вышедшем из работы вспомога-
тельном тиристоре VI при усло-
вии отсчета времени с момента &г
(рис. 3.18, в, д и рис. 3. 19, г)
UV'I ~ UAB — UСО ~
= sin (*+<₽н)- исо-
Угол запаса вспомогательного
тиристора определяется из урав-
нения:
t/CO = ^JImSin(B' + <pH)- (3-2°)
Для надежного восстановле-
ния запирающей способности вспо-
могательного тиристора требуется
соблюдать условие 6' > /ин. где
®мин — минимальный угол запаса
вентиля при данной частоте.
Длительность протекания, то-
ка через основные тиристоры
меньше, чем в мостовой схеме
преобразователя без дополнитель-
ных коммутирующих устройств,
а суммарная продолжительность
протекания тока через основные
тиристоры и соответствующие им
вспомогательные тиристоры оди-
накова в обеих схемах. Следова-
тельно, для данной схемы
/н = (3/л) /2/3 1а;
Uu = л //(3 У 6 cos <рн);
sin (<рн + В') = (лЛ/12) (ун/о>С),
где ун — модуль комплексной проводимости нагрузки (полная проводимость
нагрузки).
Выходное напряжение инвертора определяется коэффициентом мощности
нагрузки и не зависит от величины ее проводимости. Угол запаса вспомога-
тельных тиристоров 6' уменьшается по мере уменьшения нагрузки. Предель-
ное наименьшее значение полной проводимости нагрузки, при которой ин-
вертор работает с минимальным углом запаса,
уи мин = 112<оС/(лХ)] sin (<рн + ь;ин).
Угол запаса основных тиристоров равен, как было показано выше, по-
ловине времени перезаряда конденсатора и от нагрузки не .зависит. При уве-
личении нагрузки инвертора углы запаса вспомогательных вентилей увели-
чиваются, однако одновременно возрастают напряжения на коммутирующих
Рис. 3.19. Эквивалентные схемы инвертора тока с двухступенчатой ком-
мутацией для различных интервалов времени
конденсаторах и вентилях, что является определенным недостатком схемы.
Инвертор с двухступенчатой коммутацией по своим свойствам напоми-
нает инвертор с последовательными конденсаторами, однако в отличие от по-
следовательного инвертора здесь имеется возможность ограничить напряже-
ния на конденсаторах с ростом нагрузки за счет уменьшения длительности
(Л) интервала перезаряда конденсаторов.
На рис. 3.17, б, в показаны схемы автономных инверторов с двухступен-
чатой коммутацией, осуществляемой при помощи двух вспомогательных ти-
ристоров V7 и V8 и одного (рис. 3.17,6) или трех (рис. 3.17, в) коммутирую-
щих конденсаторов.
В автономных инверторах тока, в которых дополнительные коммути-
рующие напряжения на конденсаторах, пропорциональные току нагрузки,
создаются в результате переключений основных вентилей схемы, вспомога-
тельные вентили отсутствуют. Простейший однофазный вариант такого ин-
вертора представлен на рис. 3.16,6. Конденсатор С включен через двухоб-
моточный реактор L. При достаточно большой индуктивности реактора ток,
протекающий в каждой его половине, непрерывен и равен половине тока Iа,
потребляемого инвертором от источника питания. Когда открыт тиристор
VI, конденсатор заряжается током 1^/2.
К моменту включения вентили V2 полярность напряжения на конденса-
торе такова, что способствует переводу тока с тиристора VI на тиристор V2.
После- запирания тиристора VI конденсатор С перезаряжается током 7^/2,
протекающим через левую полуобмотку дросселя, до напряжения противо-
положной полярности, и таким образом создаются условия для. следующей
коммутации.
Рис. 3.20. Двухмостовой автономный инвертор тока (а), его схема замещения
(б) и кривые токов и напряжений (в — к)
Амплитуда коммутирующего напряжения на конденсаторе Дсмакс ~
— (Zd/2) (л/toC). Частота этого напряжения равна выходной частоте инвертора.
Конденсаторы используются более эффективно в многофазных схемах
автономных инверторов, реализующих рассматриваемый способ коммутации.
Двухмостовой инвертор с двумя группами коммутирующих конденсаторов,
в котором может быть осуществлено также регулирование процесса преобра-
зования при помощи системы управления (рис. 3.20, а), состоит из двух
вентильных мостов, соединенных параллельно при помощи двухфазных урав-
нительных реакторов L1 и L2 на стороне постоянного тока и последователь-
но, с совмещением оомоток инверторного трансформатора, на стороне пере-
менного тока. Отпирающие импульсы на управляющие электроды одноимен-
ных тиристоров верхнего и нижнего мостов подаются со сдвигом на 180 эл.
град. Система управления должна допускать смещение во времени на элект-
рический угол а(0 < а < 180°) отпирающих импульсов четной группы вен-
тилей по отношению к импульсам нечетной группы. При таком управлении
соединенные последовательно вентили разных мостов в каждой фазе нагруз-
ки (например, VI и V 4, V3 и V'6 и т. д.) отпираются не одновременно, а со
сдвигом на угол регулирования а.
' Эквивалентная схема одной фазы автономного инвертора при условии,
что соединение конденсаторов треугольником преобразовано в звезду, пока-
зана на рис. 3.20, б.
При а 0 токи £ф н и 1ф н неодинаковые по форме, так как отрицатель-
ная полуволна тока 1$ н и положительная 1ф П сдвигаются в сторону' отста-
вания на угол а (рис. 3.20, г, д). В токах г'ф н и г'ф п появляются четные
гармоники, которые замыкаются через конденсаторы, создавая на них допол-
нительные напряжения, используемые для целей коммутации при индуктивном
характере нагрузки. При а = О инвертор можно представить состоящим кз
двух совмещенных преобразователей, посылающих в фазу нагрузки токи,
такие же по форме, как и у преобразователя в целом, но уменьшенные по
величине вдвое (рис. 3.20, в). При регулировании ток одного из них сдвигается
по фазе относительно тока другого на угол а (рис. 3.20, е, ж). Суммарный ток
i (рис. 3.20, з) имеет форму, изменяющуюся при изменении угла -а. При а 0
появляется также замыкающийся через конденсаторы (рис. 3.20, к) ток =
— (ф н — i—i — 1ф н, частота которого.удвоена по сравнению с частотой пре-
образования. Следовательно, на конденсаторах создаются напряжения удвоен-
ной частоты, способствующие коммутации (рис. 3.20, к). Коммутирующие на-
пряжения на конденсаторах пропорциональны току нагрузки, поэтому инвертор
обладает повышенной коммутационной устойчивостью при перегрузках. Однако
при этом могут значительно возрастать напряжения не только на конденсато-
рах, но и на других элементах инвертора. Для ограничения этих напряжений
необходимо принимать специальные меры, в частности, можно использовать
обратные выпрямители, возвращающие энергию источнику постоянного тока,
когда напряжения превысят заданный уровень. Гармонический состав выход-
ного напряжения инвертора определяется током i, который содержит только
нечетные, не кратные трем гармоники.
Нагрузочная характеристика идеализированного преобразователя выражается
соотношением
^ = (2n/3/6)pd
где Пф — действующее значение выходного, напряжения инвертора; cos <рэ -—
коэффициент мощности эквивалентйой нагрузки инвертора (потребитель и ком-
мутирующие" конденсаторы).
.Изменением угла а можно регулировать в определенных пределах вы-
ходное напряжение инвертора при заданном и неизменном напряжении
источника постоянного тока на входе.
В трижды двухфазной каскадно-мостовой схеме (рис. 3.21, а) каждый из
вентилей работает полпериода и через конденсаторы Ск замыкаются токи гар-
моник, кратных трем, не имеющие выхода в трехфазную сеть (соединение
нагрузки звездой без нулевого провода). На конденсаторах напряжения трой-
ной частоты суммируются с напряжением основной частоты и благодаря это-
му становится возможной коммутация при результирующем индуктивном
характере нагрузки. Для данной схемы инвертора характерны устойчивая
работа при перегрузках и хорошие динамические качества. Однако КПД
у каскадной схемы ниже, чем у мостовых схем, а установленная мощность
трансформатора примерно на 30% выше.
а
COS фэ COS
В схеме на рис. 3.21,6 конденсатор С периодически перезаряжается с
«рехкратной. частотой по сравнению с частотой выходного напряжения.
Амплитуда напряжения на конденсаторе пропорциональна току нагрузки.
Недостаток схемы — плохое использование вентилей и трансформатора, обус-
ловленное тем, что каждый тиристор работает только 1/6 периода.
Рис. 3.21. Схемы автономных инверторов
тока:
а — трижды двухфазная каскадно-мостовая; б —
трехфазная нулевая с разделительным реактором
и коммутирующим конденсатором
В режиме автономного инвертора тока с одноступенчатой коммутацией
могут работать все схемы компенсационных преобразователей, используе-
мых в режимах выпрямителя и зависимого инвертора.
4.	РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОР
Схема мостового однофазного резонансного инвертора (рис. 3.22, а)
аналогична схеме параллельного инвертора тока, однако индуктивность
дросселя L~d в резонансном инверторе имеет значительно меньшую вели-
чину.
При отпирании тиристоров VI и V2 (на рис. 3.22, б момент Sr) коммути-
рующий конденсатор С заряжается от источника постоянного напряжения
Ud. Параметры элементов схемы выбираются таким образом чтобы заряд кон-
денсатора происходил по колебательному закону и ток тиристоров спадал
к нулю (момент &2) раньше момента отпирания следующей пары тиристоров
(момент ®3). В течение интервала &2 — ®з ни один из тиристоров не проводит
ток и входной ток irf = 0. Напряжение на тиристорах VI и V2 при этом равно
полуразности напряжений источника питания Ud и коммутирующего «кон-
денсатора ис. Напряжение на интервале ®з должно превышать U d,
чтобы напряжение на тиристорах VI и V2 в течение, этого интервала остава-
лось отрицательным.
В момент &3 отпираются тиристоры V3 и V4 и к тиристорам VI и V2
прикладывается напряжение ис. Конденсатор перезаряжается, и напряже-
ние на тиристорах VI и V2 меняет полярность. Угол запирания тиристоров
Р состоит из двух составляющих: угла непроводимости тиристоров инвертора
Pj и собственного угла запирания р2. В момент времени ток через тиристоры
V3 и V4 прекращается, и напряжение на коммутирующем конденсаторе из-
меняется по такому же закону, что и в интервале Э2 —S3 (но с противополож-
ным знаком). При отпирании тиристоров VI и V2 (момент 86) цикл работы
инвертора повторяется.
Анализ работы, параллельного резонансного инвертора при активно-
индуктивной нагрузке очень сложен, но он значительно упрощается (при
приближенных расчетах), если использовать метод основной гармоники.
Принимаются следующие допущения: напряжение на коммутирующем кон-
денсаторе и нагрузке является синусоидальным, а ток тиристора представ-
ляет собой синусоидальный импульс с амплитудой /т:
lV “ т s*n “</ (0 ** “W < X),
где и0 =	+ L)l(LdLC) — [1/(4/?2С2)] —собственная частота контура заря-
да коммутирующего конденсатора.
Угол проводимости тиристоров
X = юл/соо = л/|/ (1/F) — (В2/4),
где В=1/(ч>С/?)— коэффициент нагрузки; F = w2LLdC/(Lrf + L) — частотный
коэффициент.
Амплитуда основной гармоники инвертированного тока
.	_Fsin (л/2 + X/2) sin (л/2 — Х/2)1
'm(l)- Л2 [	1_|_ 1/л Т 1—Х/Л ]‘
Среднее значение входного тока Id = 2Х/т/л2.
Отношение действующего значения основной гармоники инвертирован-
ного тока /(р к среднему значению входного тока зависит от угла проводи-
мости X:
, _£())_ 1 Г sin (л/2 -|- X/2)	sin (л/Х — Х/2)1
X	|/ 2 L Х/л 1 — Х/л J
При отсутствии потерь в схеме инвертора входная и выходная мощности
равны и действующее значение напряжения на нагрузке
Ц, = UdWd c°s tyi))>
гдеф(1) — угол сдвига фаз между основными гармониками инвертированного
напряжения и инвертированного тока:
В режиме прерывистого входного тока напряжение на нагрузке, ком-
мутирующем конденсаторе и на тиристорах зависит не только от параметров
нагрузки, рабочей частоты, емкости коммутирующего конденсатора, но также
и от величины угла проводимости X. Входная характеристика
Vo = F,( cos <fH/(t»C^ cos2 ф(1)),
где /0 = UdaC
Собственный угол запирания (рис. 3.22,6) определяется выражением
>	Р2— Ф(1) — Р1/2 = Ф(1) — (Л — Х)/2.
Если в течение всего интервала 82 — 83 напряжение на коммутирующем
конденсаторе ис превышает по абсолютной величине напряжение источника
питания Ud, то полный угол запирания
Р = Pi+ Ра — (я — Х)/2 + ф(!>.
Если параметры схемы инвертора подобраны неудачно, то напряже-
ние ис на интервале 82— 83 может становиться меньше U& и полярность
напряжения на выключившихся тиристорах становится положительной
(рис. 3. 22,в). При этом угол запирания значительно уменьшается, что может
привести к опрокидыванию инвертора, и определяется выражением
₽' = ('я + W2 + Ф(1; ~ arcsin (t7d/L7„ макс).
Максимальные значения прямого и обратного напряжений на тиристо-
рах:
^пр. мако ~ /2^н; ^обр. макс ~ ^2 s’n ₽2‘
В резонансном инверторе скорость нарастания тока тиристора сравни-
тельно мала, так как форма импульса тока синусоидальна, и поэтому не тре-
буется специальных устройств для ограничения
di/dt. Следовательно, резонансный инвертор мо-
жет быть использован при высокой выходной
частоте. Кроме того, в резонансном инверторе
можно получить большие значения углов запи-
рания за счет уменьшения относительной дли-
тельности тока управляемых вентилей.
Для резонансного инвертора предпочтитель-
нее нагрузка, изменяющаяся в незначительных
пределах, так как изменение параметров нагруз-
ки может привести к переходу из обычного ре-
жима к режиму с уменьшенным углом запирания.
Рис. 3.22. Однофазный мостовой резонансный инвертор:
а — схема; б, в — формы токов и напряжений
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОР
Принцип работы несимметричной схемы инвертора с последовательным
подключением коммутирующего конденсатора и с открытым входом, пока-
занной на рис. 3.23,с, заключается в следующем. После подачи управляю-
щего сигнала тиристор VI отпирается, конденсатор С начинает заряжаться
от источника постоянного напряжения так, что его верхняя обкладка полу-
чает положительный потенциал. В следующий полупериод при подаче управ-
ляющего сигнала отпирается тиристор V2, и конденсатор С разряжается
через цепь Дн, L2, следовательно, через нагрузку Ra протекает переменный
гок.
Параметры элементов схемы инвертора подбираются таким образом,
чтобы ток тиристора в течение всего межкоммутационного промежутка из-
менялся по колебательному закону.
Дроссель инвертора выполнен в виде двух одинаковых магнитосвязан-
ных катушек. Это дает возможность отпирать один из тиристоров до того,
как ток в другом тиристоре снизится до нуля. В момент отпирания, например,
тиристора V2 в обмотке L1 индуктируется напряжение, запирающее тиристор
VI и поддерживающее на его аноде отрицательный потенциал по отношению
к катоду в течение времени, необходимого для восстановления запирающих
свойств.
Работа инвертора на активную нагрузку. В-зависимости от соотношения
собственной частоты инвертора соо и рабочей частоты со возможны три режима
работы последовательного инвертора: соо> со— режим естественного выклю-
чения тиристоров. В этом режиме ток открытого тиристора спадает до нуля
раньше, чем отпирается очередной тиристор, ток нагрузки получается пре-
рывистым; соо== со — граничный режим. В этом режиме ток открытого тирис-
тора спадает до нуля в момент отпирания очередного тиристора, ток нагрузки
начально непрерывен; со0< со — режим принудительной коммутации.
Рис. 3.23. Последовательный резонансный
инвертор (а), его расчетная схема заме-
щения (б), временные диаграммы токов
и напряжений (в)
В этом режиме ток открытого тиристора в момент коммутации отличен от
нуля, и напряжение на нагрузке имеет форму, близкую к прямоугольной,
ток нагрузки непрерывен.
При расчете инвертора пользуются эквивалентной- схемой замещения
(рис. 3.23,6), которая справедлива в течение полупериода выходной частоты,
когда включен тиристор VI, a L — В режимах соо^ со схема замещения
соответствует включенному состоянию тиристора V2 при О и L — Lz.
Мгновенные значения токов и напряжений инвертора в интервале вре-
мени работы тиристора
i =	е—><M2Q) sin f	(3.21)
“oL	°’
UL = udp V1 + 1/<4Q2)	cos (cooz + Ф);	(3.22)
где w0 = ]/~[l/LC)j — [7?n/(4L2)j; Q =	— добротность контура;
p = 1/(1 —	ф = arctg [ 1/(2Q)].
Напряжение на вышедшем из работы тиристоре в случае, когда коэффи-
циент магнитной связи между обмотками дросселя равен единице и Lj =
== L,
uv=Vd- 2uL = Ud-2Ud<,> V1 + 1/(4Q«)e-“o^2Q> X
X cos (соо/ + ф).	(3.23)
Собственное время запирания тиристора ta можно получить из уравнения
1 = 2р V1 + 1/(4Q2) e-“^/(2Q) cos(w0<G + Ф)<
При соо > со полное время запирания тиристора t3 = t0 + /п.
Во время паузы tn на выходящем из работы тиристоре поддерживается
постоянное напряжение, равное разности напряжений источника t7 j и кон-
денсатора. Для нормальной работы инвертора необходимо, чтобы конденсатор
заряжался до напряжения, большего напряжения источника, что всегда
имеет место при колебательном характере Наряда.
С уменьшением сопротивления нагрузки (увеличением добротности) соб-
ственное время запирания тиристоров возрастает
Q	1	1,25	1,57	1,88	2,2
W0/c	0,6	0,72	0,85	0,94 .	1,02
Действующее значение напряжения на нагрузке: для граничного режима
(“о = °>)
гр j_e-x/(20|/ Q i + i/(4Q2)'	(3’24)
для режима естественной коммутации (соо >. со)
^ = Пн.гР/^0.	(3.25)
Выходное напряжение инвертора при = const и <в/соо= const зависит
от добротности контура Q. Для стабилизации действующего значения выход-
ного напряжения при изменении 7?н и высоких значениях, добротности необ-
ходимо соответственно регулировать частоту управления с целью поддер-
жания неизменной величины <о/<о0.
Если собственная частота инвертора меньше, чем рабочая частота (со0<
< со), то наблюдается режим с перекрытием токов, входной ток инвертора
непрерывен, и такой инвертор не резонансный.
Работа инвертора на активно-индуктивную нагрузку. При активно-
индуктивной нагрузке эквивалентная схема замещения последовательного
инвертора аналогична показанной на рис. 3.23,6, где индуктивность L равна
сумме индуктивностей коммутирующего дросселя и нагрузки, а также спра-
ведливы все основные соотношения, полученные для случая чисто активной
нагрузки. Напряжение между анодом и катодом тиристора
UV ~ Ud — ^ыдр = ^d — 2ы/Лг/(^-н "Ь ^i)-	(3.26)
Подставив в выражение (3.26) значение uL - из (3.22) и приравняв (3.26)
нулю, можно получить уравнение для определения собственного времени
t0 запирания тиристора.
Внешняя характеристика инвертора при активно-индуктивной нагрузке
ив. гр(¥) = ии. гр /^Ч/COS Фн,
где UH гр определяется согласно выражению (3.24).
При уменьшении активного сопротивления нагрузки последовательного
резонансного инвертора возрастают входной ток, напряжения на конденса-
торе и тиристорах, а также время tc. При увеличении сопротивления нагруз-
кн время /с резко уменьшается. Следовательно, в режимах, близких к корот-
кому замыканию, работоспособность инвертора ограничена существенным
возрастанием напряжений на элементах-схемы, а в-режимах, близких к хо-
лостому ходу, инвертор неработоспособен вследствие резкого уменьшения
времени /с.
Таким образом, последовательный инвертор так же, как и параллель-
ный, без дополнительных устройств регулирования сохраняет работоспособ-
ность только в определенном диапазоне изменения сопротивления нагрузки.
При этом влияние 7?н в обоих инверторах противоположное; уменьшение RH
в последовательном инверторе вызывает такое же воздействие на режим ра-
боты, как увеличение RH в параллельном, т. е. короткое замыкание последо-
вательного инвертора аналогично холостому ходу параллельного.
Последовательные резонансные инверторы с открытым входом могут быть
выполнены по схемам, показанным на рис. 3.11,а, би рис. 3.24,а, б.
Рис. 3.24. Полумостовые схемы последовательного резонансного инвертора
с разделенной (а) и неразделенной (б) коммутирующей емкостью
На рис. 3.23,в показаны временные диаграммы токов и напряжений,,
иллюстрирующие работу последовательных инверторов в режиме естествен-
ного выключения тиристоров (для сравнения схем кривые токов показаны
в одном масштабе). В полумостовой (i^), мостовой и нулевой (Zrfl) схемах ток
от источника питания потребляется в течение обоих полупериодов, а в одно-
тактной схеме (irf3j — в течение одного полупериода. Полумостовые схемы
предпочтительнее однотактной несимметричной схемы (рис. 3.23,а), так как
обеспечивают более благоприятные условия для источников питания, у них
меньшее соотношение между максимальным и средним значениями входного
тока. Для всех схем, кроме полумостовых, входной ток является одновремен-
но током нагрузки. В полумостовых схемах (рис. 3.24,а, б) ток нагрузки ра-
вен сумме токов двух конденсаторов одинаковой емкости, включенных в плечи
полумоста.
Так как сумма напряжений на конденсаторах постоянна и равна U
а постоянная составляющая на каждом из конденсаторов равна 1/^/2, то
переменные составляющие напряжений на этих конденсаторах также оди-
наковы по величине (иС1= — исг)- Следовательно, одинаковы и токи кон-
денсаторов, ток нагрузки распределяется между емкостными плечами полу-
моста, и в каждый момент времени ток каждого плеча равен половине тока
нагрузки. Входной ток полумостовой схемы равен току конденсатора соот-
ветствующего плеча, поэтому в интервалах проводимости каждого из венти-
лей мгновенные значения входного тока полумостового инвертора 1^ = г'н/2.
В рассмотренных схемах последовательных инверторов нагрузка вклю-
чена в цепь инвертированного тока и выходная частота совпадает с частотой
управления. Если необходимо удвоить выходную частоту инвертора,- то
нагрузку включают через трансформатор во входные цепи мостовой или
нулевой схемы, либо в анодные цепи вентилей любой ячейки (рис. 3.25,а, б).
В этом случае интервалу времени между моментами отпирания тиристоров
соответствует полный период тока в цепи нагрузки.
Последовательные резонансные инверторы выполняют также по много-
фазным схемам с трансформаторным (рис. 3.26,а) и бестрансформаторным
(рис. 3.26,6) выходами с наличием нулевого провода, соединяющего нуле-
вую точку нагрузки с отрицательным зажимом либо со средней точкой источ-
ника.и без нулевого провода. При этом нагрузка соединена в звезду или тре-
угольник.’""
°	S
с удвоением частоты
Рис. 3.25. 'Схемы инверторов
Рис. 3.26. Трехфазные схемы последовательных
резонансных инверторов
Q
В трехфазных'мостовых параллельном и последовательном инверторах
на управляющий электрод .каждого тиристора один раз за период подаются
два следующие друг за другом через 60 эл. град управляющих импульса.
Это обеспечивает запуск и работу схемы, так как всегда открыто по одному
тиристору из нечетной и четной групп.
В схеме без нулевого провода при любом соотношении частот со и соо
одновременно открыты не менее двух тиристоров. При со0= со продолжитель-
ность открытого состояния тиристоров равна 180° и одновременно открыта
три тиристора: два нечетных и один четный или два четных и один нечетный.
При соо> Зсо/2 продолжительность открытого состояния тиристоров .стано-
вится меньше 120° и поэтому одновременно открыты два тиристора —четный
и нечетный (если пренебречь углом коммутации).
МНОГОЯЧЕЙКОВЫЕ ИНВЕРТОРЫ
Многоячейковые схемы последовательных резонансных инверторов
применяются в тех случаях, когда необходимо получить выходную частоту,
превышающую предельную частоту одноячейкового инвертора, или повысить
выходную мощность без применения последовательного и параллельного
соединения тиристоров. В первом случае ячейки отпираются поочередно,
во втором — одновременно. Рассмотрим многоячейковые инверторы с повы-
шением предельной частоты. Возможные способы соединения отдельных
ячеек, каждая из которых представляет собой последовательный инвертор,
собранный по мостовой, нулевой, полумостовой или несимметричной схемам,
показаны на рис. 3.27.
Нагрузка многоячейкового инвертора однофазная и может включаться
либо в выходные (рис. 3.27,а, б), либо во входные (рис. 3.27, в) цепи вентиль-
Рис. 3.27. Структурные схемы
многоячейковых инверторов с
включением нагрузки в выход-
ные (а, б) и входные (в) цепи
ных ячеек. В последнем случае выходные цепи вентильных ячеек закора-
чиваются. Входные цепи ячеек могут соединяться параллельно, последова-
тельно, последовательно-параллельно, а также по мостовой, нулевой, полу-
мостовой и несимметричной схемам. Соединенные одним из указанных
способов ячейки образуют ячейковые звенья, входные цепи которых, в свою
очередь, могут включаться последовательно или параллельно. Последо-
вательное соединение вентильных ячеек осуществляется с помощью емкост-
ного делителя, включенного на выходные зажимы источника постоянного
напряжения Ud (рис. 3.27,6).
Принцип работы многоячейкового инвертора с открытым входом рас-
смотрим на примере двухъячейковой схемы с соединением входных цепей
мостовых ячеек по полумостовой схеме (рис. 3.28,а). Считаем, что емкости
конденсаторов входного фильтра — делителя бесконечно велики и делят
входное напряжение пополам. Временные диаграммы, иллюстрирующие
работу инвертора, показаны на рис. 3.28,в. Тиристоры каждой ячейки откры-
ваются попарно в такой последовательности: VI й У2; V5 и V6; V3 и V4;
V7 и V8 и т. д. При включении нагрузки во входную цепь ячеек положитель-
ный полупериод тока нагрузки соответствует включению любой из пар
тиристоров нижней ячейки, а отрицательный полупериод — любой из пар
тиристоров верхней ячейки. Следовательно, интервалу времени между
моментами включения обеих пар тиристоров одной и той же ячейки соответ-
ствует один период тока нагрузки iH и половина периода тока коммутирую-
щего конденсатора ic. Выходная частота получается вдвое выше частоты
ячейки: <о — 2«оя. Если число ячеек инвертора п и нагрузка включена без
удвоения частоты, то выходная частота <о = ntajq, гке q — количество од-
новременно отпираемых ячеек.
а
Рис. 3.28. Двухъячейковые резонанс-
ные инверторы с включением нагруз-
ки во входные цепи («, б) и времен-
ные диаграммы токов и напряжений (в)
Если параметры схемы подобраны так, что обратное напряжение тири»
стора не достигает нулевого значения в интервале проводимости вентилей
другой ячейки, то угол запирания
₽з ~ п (”/? 1) + Рп + Рс>
где Рп = л—Л; рс— собственный угол запирания."
При увеличении числа ячеек угол f53 может быть сделан каким угодно
большим. Этим создаются условия для обеспечения устойчивой работы ин-
вертора при высокой частоте. В подобных схемах частотные свойства улуч-
шаются за счет ухудшения использования тиристоров, относительное время
проводящего состояния которых составляет малую часть периода.
Принцип работы двухъячейкового инвертора с соединением входных
цепей нулевых ячеек по нулевой схеме (рис. 3.28,6) аналогичен рассмотрен-
ному выше. Дроссели (LI, L2) с выводом средней точки обеспечивают проте-
кание по конденсатору половины тока или i^.
На рис. 3.29,о, б показаны схемы многоячейковых инверторов с откры-
тым входом и включением нагрузки в выходные цепи ячеек. Порядок пере-
ключения тиристоров ячеек и ток в нагрузке показаны на рис. 3.29,в для
случая, когда соо= со.
РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ С ЗАКРЫТЫМ ВХОДОМ
В простых схемах инверторов с закрытым входом коммутирующие кон-
денсаторы одновременно являются и разделительными, и постоянный ток че-
рез нагрузку не протекает. В сложных схемах имеется две группы конденса-
торов: одна выполняет коммутирующие функции, другая — разделительные.
Простейшим инвертором с закрытым входом является несимметричная
схема, показанная на рис. 3.30,а. Если потери в схеме отсутствуют, т. е.
элементы схемы идеальны и индуктивность дросселя Ьф бесконечно большая,
то /4= const. При запертом тиристоре конденсатор заряжается постоянным
током /j (на рис. З.ЗО.о полярность указана без скобок). При отпирании ти-
ристора (момент происходит разряд конденсатора по контуру L, С через
нагрузку zH. При этом ток конденсатора ic = ld— fy.
Параметры контура выбираются так, чтобы разряд конденсатора носил
колебательный характер (рис. 3.30,6). Через полпериода собственных коле-
баний ток в контуре спадает до нуля, тиристор выключается (момент Э2),
и к этому времени конденсатор перезаряжается (на рисунке полярность ука-
зана в скобках). В интервале 92—конденсатор перезаряжается постоян-
ным током ld и напряжение на нем изменяется по линейному закону, напря-
жение на тиристоре uv равно алгебраической сумме напряжения на.нагрузке
и конденсаторе и изменяется по такому же закону, как и ис (рис. 3.30,6)-
Недостатком рассмотренной схемы является малое-время запирания, а
также несимметричная кривая тока нагрузки, содержащая большой процент
высших гармоник.
а	о
. t	uv
Рис. 3.30. Несимметричная схема по-
следовательного	инвертора с закры-	О
тым входом (о) и временные диаграм-
мы токов и напряжений (6)
Чтобы улу-чшить форму кривой тока нагрузки, приблизив ее к синусо-
идальной, а также повысить предельную частоту инвертора и его мощность,
применяют инверторы с параллельным (рис. 3.31,о, 6) и последовательным
(рис. 3.31,в, г, д) соединениями ячеек, каждая из которых представляет
собой простую несимметричную схему. Тиристоры ячеек отпираются пооче-
редно. Дроссель Ld обеспечивает равномерное распределение постоянного
тока между ячейками. Частота основной гармоники тока, в нагрузке вдвое
больше частоты управления в схемах рис. 3.31, а, г, д и равна частоте управ-
ления в схемах рис. 3.31,6, в.
На рис. 3.32 показаны сложные схемы инверторов с закрытым входом.
Конденсатор Ср, включенный последовательно с нагрузкой, является разде-
лительным, а конденсатор Ск — коммутирующим. Емкость разделительного
конденсатора обычно значительно больше емкости коммутирующего. Так же,
как и в простой несимметричной схеме, ток нагрузки iH= !d — iv несинусо-
идален (рис. 3.32,в). Выходная частота инвертора вдвое выше, чем-частота
одной вентильной ячейки, так как одному и тому же направлению тока в
цепи нагрузки соответствует разное направление тока в цепи коммутирую-
щего конденсатора. При уменьшении сопротивления нагрузки токи и напря-
жения на реактивных элементах схемы и тиристорах, а также собственный
угол запирания резко возрастают ((Зс90°). При Дн -> оо инвертор превра-
щается в параллельный инвертор тока в режиме холостого хода и также воз-
никают значительные перенапряжения в схеме, a (Зс->- 90°.
Преимуществом инвертора является возможность поддержания доста-
точно большого угла запирания при изменении параметров нагрузки в ши-
роких пределах. В многоячейковых'схемах инверторов с закрытым входом,
состоящих из и поочередно работающих ячеек, угол запирания независимо
от параметров нагрузки не может быть ниже суммарного интервала проводи-
мости п — 1 ячеек.
Основным недостатком рассмотренного инвертора по сравнению с инвер-
тором с открытым входом Является более высокое напряжение, приклады-
ваемое к тиристорам и реактивным элементам.
Рис. 3.31. Двухъячейковые схемы инверторов с закрытым входом
Рис. 3.32. Сложные схемы инверторов с закрытым входом (а, б) и временные
диаграммы токов и напряжений (в)
РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ С ОБРАТНЫМИ ДИОДАМИ
Для снижения напряжения на элементах схемы и получения жесткой
внешней характеристики в инверторах часто предусматривается возможность
отвода излишней реактивной мощности нагрузки или коммутирующего кон-
тура в цепь источника питания через обратные диоды, включенные встречно-
параллельно с тиристорами. Так же, как и бездиодные, такие инверторы мо-
гут быть последовательными, параллельными, последовательно-параллель-
ными, выполняться по мостовой, нулевой, полумостовой, несимметричной
схемам,с нагрузкой, включаемой с удвоением и без удвоения частоты, нако-
нец, могут быть одно- и многоячейковыми. Индуктивность, обеспечивающая
колебательный характер тока через вентили, в резонансных инверторах мо-
жет быть включена в цепь пульсирующего тока (входного тока инвертора
или анодного тока тиристоров) или в цепь переменного (инвертированного)
Рис. 3.33. Резонансные инверторы с открытым входом и обратными диодами
тока. Если в бездиодных инверторах для создания обратного напряжения на
вентилях обязательно наличие индуктивности в цепи постоянного (пульси-
рующего) тока, то в инверторах с обратными диодами практически вся индук-
тивность коммутирующего контура включается в цепь переменного (инвер-
тированного) тока.
Поскольку в резонансных инверторах с обратными диодами интервалы
передачи энергии из цепи постоянного тока в элементы колебательного кон-
тура, содержащего нагрузку, чередуются с интервалами передачи энергии
через диоды в обратном направлении, источник питания должен обладать
двухсторонней проводимостью либо входные зажимы инвертора должны быть
за шунтированы’ конденсатором СО достаточно большой емкости. Схемы та-
ких резонансных инверторов аналогичны схемам инверторов напряжения,
но принципиально отличаются способом запирания тиристоров и формой
тока через вентили.
На рис. 3.33 показаны некоторые схемные модификации последова-
тельных (рис. 3.33, о, б), параллельных (рис. 3.33,в, г) и последовательно-
параллельных (рис. 3.33,5) резонансных инверторов с открытым входом
и обратными диодами. -
Последовательный мостовой резонансный инвертор с открытым входом
и обратными диодами (рис. 3.33, о) наиболее широко распространен на прак-
тике для питания высокодобротных нагрузок индуктивного характера с
низким коэффициентом мощности. В зависимости от соотношения собствен-
Рис. 3.34. Временные диаграммы токов и напряжений в схеме
рис. 3.33, а в режиме прерывистого (о) и непрерывного (б) тока
нагрузки
ной частоты коммутирующего контура соо и частоты управления со возмож-
ны два режима работы инвертора: прерывистого и непрерывного тока на-
грузки.
Режим прерывистого тока в нагрузке (рис. 3.34, а). При отпирании
тиристоров VI и V2 (момент 9j) коммутирующий конденсатор Ск (рис. 3.33,о)
заряжается от источника питания через индуктивность £.ки zH. Параметры
колебательного контура выбираются таким образом, что соо > 2со.
В момент ток с тиристоров VI и V2 переходит на обратные диоды
V'l и V 2 и коммутирующий конденсатор разряжается на нагрузку и источ-
ник питания до тех пор, пока ток диодов не достигнет нуля. Если соо > 2со, то
полуволна тока через обратные диоды, следующая за полуволной тока через
тиристоры, успеет снизиться до нуля прежде, чем будет открыта следующая
пара тиристоров (либо в нулевой или полумостовой схемах—один следую-
щий тиристор). В режиме прерывистого тока время, в течение которого про-
водят ток;уиристоры и обратные диоды, одинаково. При включении следую-
щей пары тиристоров УЗ и V4 процесс повторяется.
В этом режиме может применяться любой вариант включения комму-
тирующей индуктивности: в цепи пульсирующего тока — входного тока
инвертора (Lj) или анодного тока тиристоров (L), или в цепи переменного тока
(LK). Кривая тока каждого тиристора, как и в резонансных инверторах без
обратных диодов, близка к полуволне синусоиды с плавным нарастанием
и спадом, однако напряжение на нагрузке последовательного инвертора
сильно искажено. Поэтому в таком режиме целесообразно использовать или
параллельные (рис. 3.33, в г), или последовательно-параллельные (рис. 3.33,
д) инверторы.
Режим непрерывного тока в нагрузке (рис. 3.34, б). Режим непрерыв-
ного тока имеет место при со < со0 < 2<о. В этом режиме следующая пара
тиристоров (тиристор в нулевой или полумостовой схеме) отпирается до
момента окончания полуволны тока через обратные диоды (например, .на
рис. 3.34, б момент времени 93). Входной ток периодически изменяет свое
направление и не является непрерывным. Ток через тиристоры в момент
Рис. 3.35. Несимметричная схема резонансного инвертора с закрытым вхо-
дом и обратным диодом (а) и временные диаграммы токов и напряжений (б)
коммутации нарастает скачком, и углы проводимости тиристоров и диодов
не равны. В этом режиме существенно возрастает коэффициент использова-
ния элементов инвертора (вентилей).
В режиме непрерывного тока в нагрузке мргут работать инверторы по-
следовательного, параллельного и последовательно-параллельного типа,
вся индуктивность колебательного контура которых сосредоточена на стороне
переменного тока и для которых соблюдается условие соо > со. Если соо
становится меньше со, то в момент отпирания одной пары "тиристоров другая
пара проводит ток, и нормальная коммутация при отсутствии индуктивности
в цепи пульсирующего тока нарушается. Следовательно, увеличение 7?н выше
некоторого критического значения приводит к короткому замыканию источ-
ника питания. Режим холостого хода не достижим.
Основными преимуществами резонансных инверторов с открытым вхо-
дом и обратными диодами по сравнению с другими инверторами являются:
меньшее прямое напряжение на тиристорах, равное напряжению источника
питания при включении всей коммутирующей индуктивности на переменном
токе; меньшая загрузка тиристоров по току (при данной мощности нагрузки)
и обусловленное обоими факторами лучшее использование тиристоров по
мощности.
По сравнению с бездио'дными резонансными инверторами такие инвер-
торы обладают следующими недостатками: общее число полупроводниковых
приборов больше; необходим конденсатор в цепи постоянного тока, шунти-
рующий источник питания по переменной составляющей; скорости нараста-
ния тока через тиристоры при отпирании в режиме непрерывного тока,
а также Нарастания прямого напряжения на запирающихся тиристорах
достаточно велики; обратное напряжение на тиристорах на интервале восста-
новления управляемости близко к нулю, что увеличивает их реальное время
восстановления (оба последних недостатка можно ослабить, если в цепи об-
ратных диодов включить небольшую индуктивность).
Включение обратных диодов в схемы резонансных инверторов с закры-
тым входом меняет режим работы инверторов.
Рис. 3.36. Варианты схем резонансных инверторов с закрытым входом и обрат-
ными диодами (а — в) и временные диаграммы (а, д),
На рис. 3.35, а показаны схема и диаграммы простого несимметрич-
ного инвертора с закрытым входом и обратным диодом. Принцип работы ин-
вертора аналогичен принципу работы схемы на рис. 3.30, а. При наличии
обратных диодов конденсатор в основном перезаряжается во время работы
тиристора и диода, а дозаряжается во время паузы; напряжение на тиристоре
в течение времени проводимости диода равно падению напряжения на ди-
оде, а затем скачком возрастает; угол запирания тиристора |3 определяется
углом проводимости диода; тдк как происходит непрерывный подзаряд кон-
денсатора от источника питания, то углы проводимости тиристора и диода
не одинаковы. При изменении сопротивления нагрузки 7?н угол запирания
р и амплитудное значение напряжения на вентилях мало изменяются из-за
слабого влияния на собственную частоту контура (при достаточно высокой
добротности колебательного контура). Инвертор неработоспособен в ре-
жиме холостого хода и сохраняет работоспособность при /? -> 0.
Недостатком схемы является то, что при со ~ соо интервал проводимости
вентилей (X + |3) близок к 2л и при этом напряжение на конденсаторе и вен-
тилях во много раз превышает напряжение источника питания.
На рис. 3.36 показаны варианты сложных схем инверторов с закрытым
входом и мостовой вентильной ячейкой с обратными диодами. Характерные
режимы инвертора — поочередная проводимость тиристоров и диодов
и повторное отпирание диодов —иллюстрируются временными диаграммами
(рис. 3.36, а и д), построенными при <ОР~ Ск-
Если Ср > Ск, то реактивная мощность Ск в 4—5 раз превышает актив-
ную мощность нагрузки [85]. Поэтому на практике для заметного снижения
реактивной мощности выбирают Ср^Ск. При эгом конденсатор Ср выпол-
няет- роль не только разделительного, но и коммутирующего, и результирую-
щая коммутирующая емкость равна СкСр/Ск-|-Ср.
При относительно небольших значениях сопротивления нагрузки RB
имеет место режим поочередной проводимости тиристоров и диодов и напря-
жение на запертом тиристоре все время положительно. Режим, при котором
происходит повторное отпирание обратных диодов, возникает при больших
значениях сопротивления нагрузки, когда в определенный момент времени
на запертых тиристорах напряжение становится отрицательным (рис. 3.36, д).
При этом ток циркулирует между реактивными элементами, минуя нагрузку,
а мощность инвертора снижается.
Переход от одного режима к другому зависит также от места включения
индуктивности LK. В схеме рис. 3.36, б режим повторной проводимости диодов
наступает при больших сопротивлениях нагрузки RH, чем в схеме рис. 3.36, а.
В схеме рис. 3.36, в минимальное сопротивление RH, при котором возникает
этот режим, увеличивается с уменьшением L"/L^.
Возможны также режимы непрерывного тока вентильной ячейки, если
со > О,5соо. В этом случае включение индуктивностей LK по схемам на
рис. 3.36, б, в является более предпочтительным, поскольку создаются усло-
вия для ограничения скорости нарастания тока включаемых тиристоров.
Основными преимуществами данных инверторов являются: работоспособ-
ность при изменении сопротивления нагрузки в широких пределах от холос-
того хода до короткого замыкания; малая зависимость угла запирания
и напряжения на тиристорах от сопротивления нагрузки; удвоение выходной
частоты. Недостатком является то, что обратное напряжение на тиристорах
на интервале восстановления управляемости близко к нулю (равно падению
напряжения на открытом диоде).
5.	ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
НА ПОЛНОСТЬЮ УПРАВЛЯЕМЫХ ВЕНТИЛЯХ
При анализе инверторов полагаем: вентили (двухоперационные .ти-
ристоры и транзисторы) идеальными ключами с односторонней прово-
димостью; время переключения вентилей равно нулю; внутреннее сопротив-
ление источника равно нулю и источник обладает двухсторонней проводи-
мостью; активное и индуктивное сопротивление соединительных проводов
равно нулю.
ОДНОФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ИНВЕРТОР НАПРЯЖЕНИЯ
Схема однофазного мостового инвертора напряжения (рис. 3.37, о)
характерна тем, что в каждом плече включены два встречно-параллельных
вентиля. Это необходимо потому, что при нагрузке, содержащей реактивную
компоненту, в инверторе напряжения каждое плечо должно пропускать ток
в обоих направлениях (рис. 3.37, б). Если в первом полупериоде (0 < &	&2)
вентили VI и V2 открыты, то нагрузка подключается к истоднику питания
(путь тока показан сплошной линией). В момент времени 8 = Э2 вентили
VI, V2 и V3, V4 переключаются. При активно-индуктивной нагрузке в пер-
вый момент после переключения (Э2 < 9 <7 Э;1) за счет ЭДС самоиндукции ток
в нагрузке сохраняет свое прежнее направление, а ток в цепи источника
питания изменяет знак. Запасенная в нагрузке энергия возвращается в ис-
точник питания. Вентили VI—V4 должны быть полностью управляемыми,
так как во всем интервале времени, соответствующем непроводящему'со-
стоянию каждого из этих вентилей, к ним приложено прямое напряжение
Uj. Вентили VI—V4 могут быть неуправляемыми (диоды). На интервале
92 < 9 <7 93 ток нагрузки (штриховая линия на рис. 3.37, а) протекает
через обратные диоды V3 и V 4.
Рис. 3.37. Однофазный мостовой инвертор напряжения (а) и временные
диаграммы токов и напряжений (б)
Если в качестве питающего источника применен выпрямитель, то вход
инвертора должен быть зашунтирован конденсатором достаточно большой
емкости, иначе невозможен возврат энергии из выходной цепи инвертора на
интервалах времени, когда ток пропускают обратные диоды.
При активно-емкостной нагрузке управляемые вентили VI и V2 про-
пускают ток в начале первого полупериода, а диоды V' 1 и V'2 вступают
в работу в конце, после того, как ток в тиристорах спадет до нуля. В течение
интервала проводимости диодов на управляемых- вентилях сохраняется
небольшое отрицательное напряжение, равное прямому падению напряже-
ния на диодах. При включении следующей пары управляемых вентилей
V3 и V4 напряжение источника прикладывается к диодам VI и V2 в обрат-
ном направлении, в результате чего диоды выключаются. Одновременно
с выключением диодов появляется прямое напряжение на вентилях VI и V2.
Следовательно, при активно-емкостном характере нагрузки в инверторе
напряжения могут быть в принципе применены неполностью управляемые
вентили-тирнсторы при условии, что время", когда напряжение на них отри-
цательно, достаточно для восстановления запирающих свойств.
При активно-индуктивной нагрузке ток iH определяется как реакция цепи
нагрузки на периодическое напряжение ин кусочно-прямоугольной формы
(рис. 3.37, б):
1Н = /0 [1 -	+ й3)] (0 < & < л)„	(3.27)
где 1В ~	— базисный ток; k = RH/(o>LH) — параметр нагрузки (для много-
фазных схем под и LH понимаются сопротивление и индуктивность одной
фазы); 9 = ю/— переменный временной угол; а =	— коэффициент.
Основные „характеристики цепи нагрузки, цепи источника питания, а также
приборов, входящих в инвертор, целесообразно определять при различных па-
раметрах цепи нагрузки k.
Действующее значение напряжения на нагрузке Дн = Ud.
Действующее значение тока нагрузки
1 = /0 V1 + {2(a8-l)/(fei{a«+l)J}.	(3.28)
Максимальное значение тока нагрузки
Zm = Zo (1 — о3)/(1-|~ а3).	(3.29)
Момент прохождения тока нагрузки через нуль (на рис. 3.37, б точка
= о):
о == (1//г) In [2/(1 + дЗ)}.	(3.30)
Среднее и действующее значения токов обратных диодов на интервале
О < 9 <С о	.
,	/0 Г 1 — а3 1
*	/у'сР 2л р (1+й3)	а]:	(3-31>
,	, l/’l Г1.+ 2а3 —За6 1
IV ° V 2л ['2fe (1 + я3)?	]*	(3‘32)
Среднее и действующее значения токов тиристоров на интервале а<9 < л
,	1В Г	1 — а3 1
ZVcp	2л [” ° k (1 -j- а)3] ’	(3-33)
lv~'° V 2й[л~°~ 2fe(l+’o») f	(3-34)
Среднее значение тока источника питания
,	/ Г. I 2 («® — 1) 1
/d== /о1* + w + ^J‘	(3-35)
Активная мощность нагрузки определяется мощностью, потребляемой от
источника питания
Полная мощность нагрузки	2 (с3 — Г) ] /гл (1 + »3)J *	(3.36)
s=uHi = udioj/^ Коэффициент мощности нагрузки	2 а3 1 kn 1	а3- ’	(3.37)
cos <рн =	= fl	, 2 («3 — 1) 1 ksi (1 + а3) ’	(3.38)
Напряжение и ток нагрузки, выраженные в виде гармонических рядов:

М») =
sin (<?& — фе)
[1-(-!)«],
где <₽9 = arctg (дсоЬн/7?н).
Считая допустимое повышение напряжения на входном конденсаторе Д(7С
небольшим (обычно принимают ^Uc^.0,\Ud) и пренебрегая изменением тока
нагрузки от повышения напряжения на конденсаторе, получаем, что мгновен-
ный ток конденсатора равен мгновенному току нагрузки:
 /Л г duc . ,л UdL 2e~RntlLK \
ic^~Co dt -‘нСО-р 1	-^77(^2))’
(3.39)
Со =
а емкость Со с учетом времени заряда конденсатора
Udx /1—е-ТА^)	2	.
- R„ дис{! _|_ е-Г/(2г) , П ! + е-Г/(2.)/
где ис (t) — напряжение на конденсаторе; т = Rll/Ra— постоянная времени цепи
нагрузки.
Емкость конденсатора при заданных величинах Ud, Rlt,4ii &Uс зависит
от пределов изменения частоты переменного тока. С уменьшением частоты
емкость конденсатора увеличивается.
ТРЕХФАЗНЫЕ ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
В преобразовательной технике наибольшее распространение получили
трехфазные автономные инверторы, выполненные по мостовым схемам: по
схеме Ларионова и схеме из трех однофазных мостов.
Электромагнитные процессы
в трехфазных инверторах зави-
сят от характера нагрузки, спо-
соба соединения обмоток транс-
форматора, способа управления
инвертором, типа источника пи-
тания, схемы инвертора.
Нагрузка инвертора, состоя-
щего из трех однофазных инвер-
торов, может быть подключена
либо через три разделительных
однофазных трансформатора, ли-
бо непосредственно (в этом слу-
чае все шесть концов нагрузки
должны быть выведены отдель-
но). Вторичные обмотки транс-
форматора такого инвертора со-
единяются звездой, так как при рис_ 3.38. Схема трехфазного мостового
соединении треугольником будут инвертора напряжения
протекать токи гармоник, крат-
ных трем, что приводит к увели-
чению мощности трансформатора и дополнительному нагреву обмоток. На-
грузка может соединяться как треугольником, так и звездой.
Нагрузка инвертора, собранного по схеме Ларионова, может быть соеди-
нена как треугольником, так и звездой и подключена или через разделитель-
ный трансформатор, или без него.
При анализе электромагнитных процессов в трехфазных инверторах
считают, что система напряжений симметричная, выходной трансформатор
идеальный (пренебрегают индуктивностью рассеяния и током намагничива-
ния трансформатора), коэффициент трансформации п = w2/wj = 1. Эти до-
пущения практически не влияют на точность полученных выражений, но
позволяют упростить их.
Работа инвертора, собранного по схеме Ларионова (рис. 3.38), на актив-
но-индуктивную нагрузку. Если продолжительность открытого состояния
рабочих тиристоров соответствует половине периода (% = 180°) (на рис. 3.39,а
Рис. 3.39. Диаграммы работы вентилей (а), временные диаграммы токов
и напряжений (б, в) трехфазного инвертора при соединении нагрузки
звездой и Х = 180°, эквивалентные схемы при соединении нагрузки тре-
угольником (г) й звездой (б)
цифрами показаны открытые состояния соответствующих рабочих тиристо-
ров), то возможны шесть независимых сочетаний открытых и закрытых со-
стояний. Причем всегда одновременно открыты три рабочих тиристора.
Анализ эквивалентных схем (рис. 3.39 а, 5) показывает, что при соеди-
нении нагрузки треугольником к каждой фазе нагрузки либо приклады-
вается напряжение источника питания, либо в течение 60° фаза оказывается
замкнутой сама на себя, т. е.'фазное напряжение имеет прямоугольную
форму с определенной скважностью.
При соединении нагрузки звездой каждая фаза либо включена парал-
лельно с другой фазой и последовательно с третьей, либо последовательно
с двумя другими фазами, соединенными параллельно. Поэтому к каждой
фазе прикладывается напряжение, равное /7^/3 или 2/7d/3 (при равных
сопротивлениях фаз), и фазное напряжение на нагрузке имеет двухступен-
чатую форму.
Соединение нагрузки в звезду. Действующее значение фазного напря-
жения
иф = V2Ud/3.	(3.40)
Мгновенные значения фазного тока на отдельных интервалах (рис. 3.39, б, в)
i ^Г| (! + а)(2 —О)	л \
=	------1 + йз е	. (3-41)
•	Г„ (1 + а)2 _ь&1 / л . _ 2л\
‘л(») = з^[2-т$^-е ](з-<*<-г);	(3-42)
•	Ц/Г, । (1 + °) (1—2а) _ь&1/2л - п - \
^(&) = 3^[1 + 1"^Т+^-------е	(3.43)
Действующее значение тока нагрузки
'ф = Л.=^ЛЛ
где А = ]Л1 - [3/(2йл)] [(1 - а<)/(1 - а + а»)].
Так как в течение каждого интервала, равного л/3, соответствующая фаза
включена последовательно с источником питания, мгновенное значение
тока в цепи источника питания определяется выражением (3.42).
Среднее значение тока в цепи источника питания
/Л=(2/3)/ОА?.
Активная мощность нагрузки
P = Udld = (2/3} Ud/BA2
Полная мощность нагрузки
$ = ЗПф/ф = (2/3)1/^.
Коэффицициент мощности нагрузки
cos <рн = P/S = А.
В первый момент после переключения, например, момент выключения
вентиля V4 и включения вентиля VI (рис. 3.38), ток iA, поддерживаемый
ЭДС самоиндукции этой фазы, сохраняет свое прежнее направление, замы-
каясь через вентили VI, V5 и фазу С. Таким образом, реактивный ток фазы
А составляет часть тока фазы С, и от источника потребляется ток, меньший
на величину этого реактивного тока. При этом, если реактивный ток пере-
ключаемой фазы А (ток /д) больше, чем ток в фазе С (ток ic), то в момент
коммутации ток источника питания меняет знак. В случае, если инвертор
питается от выпрямителя, на его входе ставится конденсатор Со, принимаю-
щий реактивную энергию нагрузки и снимающий возможные перенапряже-
ния.
Ток в источнике питания не изменяет направления, если выполняется
условие
Нл(& = о)|<|/С (» = 0) I,
которое соблюдается при
0,53 < cos <рн	1 >0.
(3.44)
(3.45)
При значениях параметров цепи нагрузки, соответствующих условию
(3.45), реактивный ток нагрузки полностью замыкается между фазами.
При 0 < cos <рн < 0,53 ток в цепи источника питания меняет направле-
ние, при этом лишь часть реактивного тока переключаемой фазы ответвля-
ется в другую фазу, остальная часть проходит через источник питания.
Емкость конденсатора Со, включенного на входе инвертора, можно опреде-
лить по формуле (3.39), подставляя вместо iH(Z) значение iA(t) согласно вы-
ражению (3.42).
Максимальное значение тока через рабочие вентили:
при 0,53 < cos <рн «С 1 ,0
. 1т = (Ud/3RH) [(2 - а) (1 - а2)/(1 + а3)],
при 0 < cos <рн < 0,53
Im = (Ud/3Ra) [(1 + а) (1 - п2)/(1 + а3)].
Линейный ток изменяет знак в точке о (рис. 3.39, б, в), которая определяется
при cos <рн > 0,53
о = (1/Л) In [(2+а-с2)/(1 +с3)];
при cos <рн < 0,53
о = (l/k) In [<1 + 2н + о2)/(1 + а3)].
Распределение токов между рабочими вентилями и обратными диодами за-
висит от величины cos <рн. Ток через обратные диоды протекает в интервале
О < < о, а через рабочие вентили — в интервале о < 8 <я. Интегрируя токи
на соответствующих интервалах, можно получить /Гср, /у, Zcp д, /д для раз-
личных значений cos <рн.
Соединение нагрузки в треугольник. Действующее значение напряжения на
нагрузке
=	(3-46)
Мгновенные значения фазных токов
. Udi, 1 + а _ыА /„ 2лД
=	(3-47)
Пн 11 — а2- —/2п	„	\
=	(3.48)
Фазные токи ica (/) и (/) определяются с учетом угла сдвига по фазе
Л-2?
&	3 ’
Линейные токи при соединении сопротивлений нагрузки треугольником и
звездой находятся из соотношения
У *Лд (®) — !Л а
Нагрузкой трехфазных инверторов, как правило, является асинхронный
двигатель. Для выяснения степени ухудшения его рабочих характеристик
рри питании несинусоидальным напряжением исходная функция расклады-
вается в гармонический ряд и определяется влияние каждой гармоники в от-
дельности с последующим суммированием результатов. В выходном напряже-
нии трехфазного инвертора, собранного по схеме Ларионова, отсутствуют
гармоники, кратные трем. Исследования показывают, что при питании
асинхронных двигателей напряжением ступенчатой формы без гармоник,
кратных трем, рабочие характеристики ухудшаются незначительно [7, 76,
77, 79].
При длительности открытого состояния рабочих вентилей X — 120°
в трехфазном мостовом инверторе одновременно открыты лишь два рабочих
вентиля (рис. 3.40, а). Возможны шесть независимых сочетаний открытых
и закрытых состояний тиристоров.
Анализ эквивалентных схем (рис. 3.40, в, г) показывает, что при актив-
ной нагрузке, соединенной звездой (рис. 3.40, б), одна фаза отключена, а две
другие соединены последовательно, т. е. фазное напряжение имеет прямо-
угольную форму со скважностью такой же, как при нагрузке, соединенной
треугольником, и А = 180°. Амплитуда фазного напряжения равна 77^/2.
ль
ХГ	х,	Рис. 3.40. Диаграммы работы вентилей (а), временные
?в\ ||(а ?с\ кг диаграммы токов и напряжений (б) трехфазного инвер-
^у	у	зЬра при Х= 120° к эквивалентные схемы при различных
сочетаниях открытых и закрытых вентилей (б — д)
д
При соединении активной нагрузки треугольником (рис. 3.40, г) к каждой
фазе прикладывается напряжение, равное 77j и так как к одной фазе
подключаются две другие, соединенные последовательно. Фазное напряжение
имеет двухступенчатую форму, как для случая Х.= 180° и соединения на-
грузки звездой.	
В случае активно-индуктивной нагрузки форма фазного напряжения
изменяется в зависимости от характера нагрузки. При соединении нагрузки
звездой (начало отсчета примем в момент выключения вентиля V5 и включе-
ния вентиля VI) ток ic, поддерживаемый ЭДС самоиндукции, продолжает
протекать в том же направлении, что и до выключения вентиля V5, замы-
каясь через обратный диод V'2 и подключая фазу С параллельно фазе В
(рис. 3.40, д). Если энергия, запасенная в индуктивности фазы нагрузки, рас-
сеивается за время < 776, то'после спада ее тока до нуля две другие фазы
будут соединены последовательно (рис. 3.40, б). Изменение параметров на-
грузки приводит к изменению формы напряжения. Временные диаграммы
показаны на рис. 3.40, б.
Если 0,53 < cos <рн < 1, то соблюдается условие < Т/6. При cos <рн <
< 0,53 форма фазного напряжения такая же, как и при длительности включен-
ного состояния рабочих вентилей X = 180°. Токи в фазах нагрузки в этом
случае определяются выражениями (3.41) — (3.43).
Если при X = 120° время протекания тока через обратные диоды обозна-
.	.,	.	j, "I / зх -4- Д _.
чить через Л, то действующие значения фазного напряжения 1/ф = у - и<Ь
Рис. 3.41. Эквивалентные схемы
трехфазного инвертора при работе
на активно-емкостную нагрузку
« ГТ 1 А Г 1	'
линейного ил = |/ — ' Ud. Изменение
времени протекания тока через обратные
диоды приводит к изменению и фазного,
и линейного напряжений, тогда как при
X = 180° они не изменяются.
При работе трехфазного инвертора
на активно-индуктивную нагрузку и
X = 180° форма напряжения и схема
замещения в межкоммутационные ин-
тервалы не зависят от коэффициента
мощности нагрузки, а в случае Л = 120°
форма напряжения зависит от коэффи-
циента . мощности нагрузки, и при
0,53 < cos <рн< 1,0 схемы замещения
изменяют свою структуру.
В случае симметричной статической
активно-емкостной нагрузки, .соединен-
ной в звезду, при X = 180° независимо от величины нагрузки всегда
открыты три рабочих вентиля. Эквивалентная схема инвертора показана на
рис. 3.41, а, а форма фазного напряжения такая же, как и для' активно-
индуктивной нагрузки (рис. 3.39, б, в) и не зависит от параметров Rv и С.
Мгновенные значения токов в фазах на интервале времени 0 t TfG:
.	U $	2 — b _м
гА=^]—W;	(3.49)
Ud 1+6
lB = -^Hnz6 + 6?e-M;	(3.50)
Ud 1—26
1С = -^Т^ь^е~Ы,	(3.51)
где S = ^C’ b =
При X = 120° и co.RHC;> 1,51 эквивалентная схема инвертора такая же,
как и при X = 180° (рис. 3.41, а), только вместо тиристора V5 открыт диод
V'5- Токи определяются выражениями
(3.49) — (3.51). Форма фазного напря-
жения изменяется при изменении с+н‘С.
При- X = 120° и <nRHC < 1,51 экви-
валентная схема инвертора показана
на рис. 3.41, б, а токи
Рис. 3.43. Трехфазный инвертор, со-
стоящий из трех однофазных
(3.52)
Формы токов нагрузки при X =
= 180°иХ = 120° показаны соответ-
ственно на рис. 3.42, а и б. В интер-
вале 0 < &	180° на рис. 3.42, а и
в интервале 0 «С &	120° на рис. 3.42, б ток протекает через рабочие ти-
ристоры (двухоперационные), а в интервале —60° + & + 0 — через обрат-
ные диоды.
Широко применяются трехфазные инверторы, состоящие из трех одно-
фазных инверторов (рис. 3.43), рабочие вентили которые управляются со
сдвигом по фазе в 120°. Инверторы рассчитываются по формулам (3.27)—•
(3.38). Активная и полная мощности трехфазного инвертора, а также среднее
значение тока источника питания в три раза больше, чем для однофазного
инвертора.
6. СТРУКТУРА УЗЛОВ
ПРИНУДИТЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИИ ТИРИСТОРОВ
В ИНВЕРТОРАХ
Анализ процессов и расчет инверторов напряжения на однооперацион-
Ных тиристорах значительно упрощается, если рабочие и коммутационные
процессы рассматривать раздельно.
К рабочим относятся те процессы, которые занимают основную часть
периода выходного напряжения инвертора. Они зависят от схем (нулевая,
мостовая), числа фаз, способа подключения нагрузки, последовательности
переключения тиристоров и видов нагрузки (активная, активно-индуктив-
ная, активно-емкостная). Рабочие процессы влияют на спектральный состав
кривой выходного напряжения инвертора и на его зависимость от парамет-
ров нагрузки, на внешнюю характеристику, на токи вентилей и ряд других
показателей. Их рассматривают без учета электромагнитных процессов, свя-
занных с запиранием (коммутацией) однооперационных тиристоров, т. е.
исследуют процессы в схемах на полностью управляемых вентилях (идеали-
зированные схемы).
Коммутационные процессы связаны с наличием в схемах автономных
инверторов конденсаторов и дросселей, необходимых для осуществления
коммутации. К коммутационным относятся не только процессы, непосред-
ственно связанные с переключением вентилей, но и процессы, связанные
с изменением тока и напряжения на коммутирующих элементах. Коммута-
ционные процессы занимают обычно небольшую долю периода выходного на-
пряжения (30—300 мкс) при рабочих частотах 300—500 Гц.
Протекание коммутационных процессов зависит от структуры комму-
тационного узла, параметров коммутирующих конденсаторов и дросселей
и порядка переключения коммутирующих вентилей. Коммутационные про-
цессы определяют: предельную нагрузку инвертора, при которой еще воз-
можна нормальная работа схемы (коммутационная способность инвертора);
диапазон регулирования или стабилизации выходного напряжения; значе-
ния напряжений на всех элементах схемы. КПД инвертора, его полная регу-
лировочная характеристика и переходные процессы зависят как от рабочих,
так и от коммутационных процессов.
При анализе коммутационных процессов принимают следующие допуще-
ния: ток нагрузки постоянен и равен /н0 в течение всего периода коммутации
(нагрузка активно-индуктивная и индуктивность нагрузки достаточно ве-
лика); тиристоры, диоды и трансформатор идеальные; источник постоянного
тока обладает нулевым внутренним сопротивлением.
Принудительная конденсаторная коммутация может быть одно- и двух-
ступенчатой. В инверторах с одноступенчатой коммутацией ток, протекаю-
щий через тиристрр перед его запиранием, переводится на открывающийся
рабочий тиристор другой фазы (инвертор с межфазной коммутацией) или
на открывающийся рабочий тиристор собственной фазы (инвертор с пофазной
коммутацией). Число тиристоров в таких инверторах минимальное.
В инверторах е двухступенчатой коммутацией (рис. 3.44), кроме рабочих
тиристоров V/, имеются коммутирующие (вспомогательные) тиристоры V2,
входящие в состав колебательных контуров запирания (LKCK). Рабочий
тиристор запирается при включении коммутирующего тиристора. При этом
подключается колебательный контур, изменяющий полярность напряжений
на запираемом тиристоре.
Схемы с принудительной конденсаторной коммутацией делятся на схемы
с параллельной и последовательной коммутацией [32J.
При параллельной коммутации предварительно заряженный конденса-
тор при помощи кдюча (тиристора V2, транзистора и т. п.) подключают либо
параллельно выключаемому тиристору VI, либо параллельно нагрузке
ZH (рис. 3.44, а, б, е, ж, з). В результате после запирания тиристора ком-
мутирующий конденсатор полностью или частично перезаряжается током
нагрузки (нагрузка активно-индуктивная).
При последовательной коммутации импульс выключающего напряже-
ния вводится последовательно в цепь, содержащую рабочий тиристор VI,
нагрузку ZH и источник питания. Это осуществляется введением дросселя
LK в цепь рабочего тока (рис. 3.44, в, г, д) и подачей на него импульса напря-
жения при перезарядке коммутирующего конденсатора. Контур перезаряда
конденсатора (выделен на рис. 3.44) на интервале коммутации отделен от
цепи нагрузки запертым тиристором, и ток нагрузки не участвует в переза-
ряде конденсатора,
Схемы узлов принудительной коммутации разделяются на две группы:
схемы без приложения (рис. 3.44, а, б) и схемы с приложением (рис. 3.44,
в—э) к запираемому тиристору обратного напряжения. В схемах первой
группы рабочий тиристор VI шунтируется обратным диодом V' 1 (рис. 3.45, а).
Тиристор VI восстанавливает запирающие свойства в течение времени, когда
ток коммутирующего контура 1С, протекающий навстречу току нагрузки
в запираемом тиристоре, превышает его (рис. 3.45, в). Рабочий тиристор
запирается при небольшом отрицательном напряжении Uv, равном падению
напряжения на обратном диоде.
Ко второй группе относятся как схемы с параллельной (рис. 3.44, е, з),
так и с последовательной (рис. 3.44, в—д) коммутацией. В схемах с приложе-
нием обратного напряжения (рис. 3.45, б, г) рабочий тиристор запирается
при приложении к нему .значительного обратного напряжения.
Расчетная схема коммутационных узлов показана на рис. 3.46, где
напряжение источника постоянного тока, входящего в контур коммутации,
Рис. 3.44. Схемы принудительной конденсаторной коммутации тиристоров
в зависимости от структуры вспомогательной цепи может принимать значе»
ния: Е = 0; Е = ± Ud.', Е — ± Ud№- Расчетная схема соответствует времени
сохранения отрицательного напряжения на запираемом тиристоре для схем
(на рис. 3.44, в—з), а для схем на рис. 3.44, а, б расчетная схема действительна
и для интервала времени спадания прямого тока рабочего тиристора до
нуля.
Начальное напряжение «^(0) (напряжение на конденсаторе в момент
приложения к рабочему тиристору обратного напряжения) для схем рис. 3.44,
е—ж может быть принято равным значению напряжения на конденсаторе
перед коммутацией Для схемы на рис. 3.44, з включение дросселя
LK2 затягивает процесс спадания до нуля прямого тока рабочего тиристора, а
иС (°) — р' иС0 — Лю •
(3.53)
Для схем первой группы начальный ток iL (0) — 0, а для схем второй группы
lL(0) = Лю-
Рис. 3.45. Коммутация без приложения (а, б) и с приложением (в, г) обрат-
ного напряжения к запирающемуся тиристору
Процесс перезаряда конденсатора согласно расчетной схеме описывается
уравнением
Ьк + -Q I icdt + ric = Е,	(3.54)
Рис. 3.46. Расчетная схема комму-
тационного узла
где г — сопротивление, учитывающее потери в коммутационном контуре,
т. е. в вентилях, дросселе, конденсаторе
и соединительных проводах.
Напряжение Е может входить в
уравнение (3.54) со знаком плюс, когда
полярность источника совпадает с по-
лярностью начального напряжения на
конденсаторе, и со знаком минус, когда
полярности указанных напряжений не
совпадают.
Решение уравнения (3.54) с учетом
начальных условий записывается в сле-
дующем виде:
---- sin u>Bt — 1к0 (cos шв( — Ь sin	ё~“о6(,	(3.55)
где Р = ]/Л£-К/Ск — волновое сопротивление контура; о)о = l/]/LKCK — собст-
венная частота контура; 8 = г/2р = r/(2o)oLK)— приведенный коэффициент за-
тухания; Q — l/28 = o)oLK/r — добротность контура.
Напряжение на конденсаторе
ис (t) = E — [(£ — ис (0)) (cos о>0( + 6 sin Wgt) — р/н0 sin o)o/J (3.56)
В случае идеальных элементов схемы выражения (3.55) и (3.56) упро-
щаются:
»с (0 = ,во У + 1 sin (“°Z + arctg ’
иС (0 — — Ud + Ео cos + arct6 j + Е,
где v. — p/KC/Ed — безразмерный коэффициент нагрузки; е0 = [Б + «с
Для различных схем на рис. 3.44 значения безразмерного параметра е =
s= (Е 4- Uco)/Ud и выражения для расчета углов запирания р (х) силовых ти-
ристоров приведены в табл. 3.
3. Коммутационные параметры схем принудительной
коммутации
Схема на рис. 3.44	е	i ₽(*)
а	Есо	P = 2 arctg V	— 1	(3.57)
б	U со — Е/ d	
	Ed	
в	Eco Ed	
г	Eco + Ed Ed	x У E2 -|~ x2 — 1 -J- e
д	Eco + O,5Ud	
	Ed	
е	Eco Ed	P — arctg (e/x)	(3.59)
ж	Eco Ed	
3	Eco * Ed	P=arctgj/' (£/x)a—Lk1/(Lk14-Lk2)	(3.60)
Коммутационные характеристики узлов принудительной коммутации
показаны на рис. 3.47, а—г. Большей коммутационной способностью обла-
дают схемы, коммутационным кривым которых при одинаковых значениях
начального напряжения на конденсаторах соответствуют.большие значения
угла р, а сами кривые идут под меньшим наклоном к оси абсцисс. В таких
коммутационных узлах при одинаковых режимах работы требуется мень-
шая емкость коммутирующего конденсатора.
Недостатком коммутационных узлов (рис. 3.44, а, б) является близкое
к нулю обратное напряжение на рабочем тиристоре на интервале запирания.
С целью устранения этого недостатка последовательно с обратным диодом
можно включить дроссель с индуктивностью, меньшей, чем LK.
В схемах с последовательной коммутацией длительность всего процесса
перезаряда конденсатора в 3—5 раз превышает время восстановления запи-
рающих свойств тиристора.
Рис. 3.47. Коммутационные характеристики схем, показанных на рис. 3.44,
а, б(а), е(5), з(в), в — д(г)
На рис. 3.48, а показана схема усовершенствованного коммутационного
узла, содержащего дополнительную цепь ускоренного (форсированного) пере-
заряда коммутирующего конденсатора: дроссель = LK/(5 ., . 10) и тиристор
V3. Для запирания тиристора VI в момент времени ti (рис. 3.48, б) подается
сигнал на включение коммутирующего тиристора V2. Напряжение конден-
сатора Ск прикладывается к обмотке дросселя LK и тиристор VI запирается.
Тиристор V3 отпирается после коммутирующего тиристора V2 с задержкой,
равной или несколько большей расчетного времени восстановления запирающих
свойств рабочего тиристора (Z2— ^^>/ЕОССТ). Начиная с момента ^отпирания
тиристора V3, перезаряд конденсатора идет с круговой частотой ш0 = 1 Г3СК>
где Дэ= (А.к1ф)/(1к4-Z-ф)- Общая продолжительность процесса перезаряда
конденсатора в схеме значительно меньше, чем при отсутствии форсирующего
контура (на рис. 3.48, б штриховая кривая). Форма импульса напряжения на
конденсаторе мало зависит от тока /н0 и напряжения Ud. Применение данного
коммутационного узла целесообразно при высокой частоте коммутации (свыше
100—300 Гц).
Рис. 3.48. Коммутационный узел с цепью форсированного перезаряда конден-
сатора (о) и его временная диаграмма (б)
7. ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ НА ТИРИСТОРАХ
ИНВЕРТОРЫ С МЕЖДУФА30В0Й КОММУТАЦИЕЙ
В однофазном инверторе напряжения (рис. 3.49, а) переменное напряже-
ние в нагрузке возникает в результате работы тиристоров VI и V2, которые
поочередно подключают обмотки (0—1 и 0—2) выходного трансформатора
Т через дроссель L к источнику питания постоянного тока. Через обратные
диоды v'l и V'2 реактивная анергия возвращается в источник постоянного
тока. При включении очередного тиристора обе полуобмотки трансформатора
оказываются включенными через тиристоры VI и V2 встречно по отношению
к источнику питания и не оказывают сопротивления току. Поэтому приме-
нение дросселя L является обязательным, так как он предотвращает срыв
инвертора, а также препятствует быстрому нарастанию тока через коммути-
рующий конденсатор С. Временные диаграммы токов и напряжений показаны
на рис. 3.49, в.
Относительный ток в цепи источника Ud на интервале коммутации
G (з
= 2р* sin ы07 + 2 cos u>of — 1,	(3.61)
410
где «>0 = 1/2)/LC; р* = 2Ud/(ln0 )/L/C)— относительное коммутационное со-
противление нагрузки, начало отсчета времени берется с момента
Относительное напряжение на кондесаторе
2
ис (t)/2Ud = 2 cos o>0t — —- sin и>0/ — 1.
Угол запирания
р*
В — (£>ntr = arcsin r — — arcsin —r	... = e
C /ПНР*)?	2/l + (p*)§
(3.62)
(3.63)
р*
Относительный ток коммутирующего дросселя достигает максимума в мо-
мент времени t = /3:
^A = 2/l+W-l-	(3-64)
Время полного перезаряда коммутирующего конденсатора
т = (arctg р*)/соо.
(3.65)
Схема на идеальных элементах (рис. 3.49, а) неработоспособна, так как в
коммутационном периоде ток в дросселе L возрастает: в начале коммутации
(момент /j) коммутирующая индуктивность обладает запасом энергии WL] =
Рис. 3.49. Однофазные тиристорные инверторы напряжения с нулевым
выводом (а, б) и временные диаграммы токов и напряжений (в)
= Ы%0/2, а в конце коммутации (момент t3)WLS = Lijm/2. Для того чтобы
схема была работоспособной, избыточную энергию L — WLg — WLI необхо-
димо либо рассеивать в активном сопротивлении, либо возвращать в источник
постоянного тока. В противном случае от коммутации к коммутации ток в
дросселе будет возрастать, уменьшаться время, в течение которого к выходя-
щему из работы тиристору приложено обратное напряжение. Такой процесс
будет продолжаться до тех пор, пока не наступит срыв коммутации.
После того, как ток через конденсатор Iq спадает до нуля, ток дросселя
if = ILm начинает циркулировать в коцтуре L—V'2—V2—L и при идеаль-
ных элементах он не затухает. Для гашения тока в контур необходимо либо
ввести активное сопротивление, либо отдать его в источник питания, что
позволит увеличить КПД инвертора. Возврат энергии, накопленной в ком-
мутирующем дросселе в период перезаряда конденсатора, осуществляется
через обратные диоды, подключенные к отпайкам выходного трансформатора
(рис. 3.49, б). В контур L—V'2—V2—L в этом случае вводится противоЭДС
£	—n)t где n — ш{/шр Оптимальный коэффициент трансформа-
ции n = 0,1...0,2, причем большие значения п следует брать при меньших
напряжениях источника питания и большей рабочей частоте.
Выражения (3.61)—(3.65) справедливы и для схемы рис. 3.49, б, так как
в течение периода коммутации тока в тиристорах обратные диоды, а следо-
вательно, и устройства возврата не работают. Однако время полного пере-
заряда конденсатора несколько возрастает.
Коммутационные элементы (С и L) рассчитываются из условия минимума
реактивной энергии, запасаемой в дросселе в длительном режиме работы
инвертора. Относительное коммутационное сопротивление нагрузки р необ-
ходимо выбирать примерно равным единице. Тогда
С = ^с^нОмакс/О • W; L = W(0,425/'Омакс),
где /н'омакс — наибольшее значение тока нагрузки в момент коммутации, при-
веденное к вентильной полуобмотке трансформатора.
Рис. 3.50. Однофазные тиристорные
мостовые инверторы напряжения
с отсекающими диодами
В однофазном мостовом инверторе напряжения с отсекающими диодами
(рис. 3.50, а) напряжение на коммутирующих конденсаторах примерно равно
напряжению источника питания Е/д. Коммутирующий конденсатор подклю-
чается параллельно нагрузке только в моменты его перезаряда. При высоких
частотах (свыше 400 Гц) влияние отсекающих диодов (V5—V8) уменьшается,
так как время перезаряда конденсаторов становится соизмеримым с перио-
дом переменного напряжения на выходе инвертора. Кроме того, при оконча-
нии коммутации тока коммутирующий дроссель L оказывается закороченным
через вентили. Например, при переводе тока с тиристоров VI и V2 на ти-
ристоры V3 и V4 коммутирующие индуктивности будут закорочены: верх-
няя индуктивность закорачивается через вентили V3, V7, V'3, а нижняя —
через V4, V4, V6. Схема на идеальных элементах неработоспособна, так
как в коммутационном периоде ток в индуктивностях Е несколько возрастает.
Это объясняется тем, что после этого интервала индуктивность будет зако-
рочена вентилями, и к началу следующей коммутации ток в индуктивности
не изменится. В следующий период коммутации ток опять несколько воз-
растает и т. д., что приводит к беспрерывному возрастанию тока в индуктив-
ности. А так как этот ток определяется скоростью перезаряда конденсатора
С, то при большом токе времени для восстановления управляющих свойств
вентилей остается мало' и происходит срыв инвертора.
С увеличением рабочей частоты инверторов возрастает скорость накопле-
ния электромагнитной энергии в индуктивностях, что приводит к увеличе-
нию потерь, а следовательно, и уменьшению КПД инвертора. Улучшить
работу инвертора можно за счет введения в схему цепей, предотвращающих
накопление электромагнитной энергии в индуктивности. Такие цепи пока-
заны на рис. 3.50, а штриховыми линиями (резисторы Rl, R2 и вентили
V9, V10).
В инверторе с отсекающими вентилями и последовательным включением
коммутирующей индуктивности L и конденсатора С (рис. 3.50, б) КПД боль-
ше. Электромагнитная энергия в индуктивности не накапливается, так как
через индуктивность протекает переменный ток. В такой схеме с ростом
тока нагрузки наблюдаются большие скорости нарастания напряжения на
тиристорах и повышение напряжения на коммутирующих конденсаторах,
а значит, и на тиристорах.
В схеме инвертора на рис. 3.50, в указанных недостатков нет, а напря-
жение на коммутирующих конденсаторах и тиристорах приблизительно равно Ud,
на вентилях
На рис. 3.51 показана схема трехфазного инвертора, состоящая из
тиристоров VI—V6, обратных диодов VI—V'6, отсекающих диодов Ко/—Vo6,
коммутирующих конденсаторов С1—С6 и дросселей L1 и L2. Длительность
открытого состояния тиристоров инвертора X = 2я/3, а порядок переключе-
ния их такой же, как и в трехфазной мостовой схеме выпрямления. Если
открыты тиристоры VI и V6, а конденсаторы С1—С6 заряжены с полярностью,
указанной на рисунке, то для запирания тиристора VI достаточно открыть
тиристор V3. При этом образуется контур V7—V3 для разряда конденсатора
С1, в результате чего тиристор VI запирается и на нем поддерживается отри-
цательное напряжение в течение времени разряда до нуля конденсатора G1.
В связи с тем, что в схеме остается открытым тиристор другой фазы, образу-
ется контур перезаряда коммутирующих конденсаторов через этот тиристор.
Например, при отпирании тиристора V3 и запирании VI, кроме контура
V3—С1—VO1—VI—L1—V3, образуется контур Ud—L1—V3—-C3—Vo5—Vo6—
—V6—L2—Ud.
Коммутирующие дроссели могут быть вынесены из цепи постоянного
тока и включены так, как показано на рис. 3.50, б или в.
Так как длительность открытого состояния тиристоров равна 2л/3, то
форма выходного напряжения зависит от коэффициента мощности нагрузки.
ИНВЕРТОРЫ С ПОФАЗНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
Трехфазный мостовой инвертор с пофазной коммутацией (инвертор
Мак-Муррея) показан на рис. 3.52, а. Для коммутации тиристоров исполь-
зуются двухобмоточные дроссели и конденсаторы С1—С6. Длительность
Рис. 3.52. Трехфазный инвертор с пофазной одноступенчатой (а) и двухсту-
пенчатой (б) коммутацией
открытого состояния тиристоров X — я, в результате чего форма выходного
напряжения не зависит от коэффициента мощности нагрузки. Порядок отпи-
рания тиристоров: V1—V6—V3—V2—V5—V4—V1.
Когда открыт тиристор VI, то тиристор V2 и обратные диоды V'l и V2
не проводят ток. Если пренебречь падением напряжения на дросселе и
тиристоре V/.то напряжение на конденсаторе С1 в этот момент будет равно
нулю, а на конденсаторе С2—Ud. Тиристор VI запирается при отпирании
тиристора V2. При этом к нижней обмотке дросселя прикладывается напря-
жение Uс2 = Ud, а на верхней половине дросселя индуктируется ЭДС, рав-
ная Ud (если коэффициент магнитной связи между обмотками равен 1),
которая через конденсатор С1 прикладывается к тиристору VI в обратном
направлении. Тиристор запирается, а ток из него переходит в конденсатор
С1. В течение времени, пока конденсатор С1 заряжается, а С2 разряжается,
к тиристору приложено обратное напряжение, и он восстанавливает запи-
рающие свойства. После разряда конденсатора С2 до нуля и заряда конден-
сатора С1 до Ud ток нагрузки и ток дросселя замкнутся через обратные
диоды, причем энергия, запасенная в дросселе, будет циркулировать в кон-
туре L—V2—V'2—L. Интенсивность накопления избыточной энергий в ком-
мутирующих дросселях возрастает с увеличением выходной частоты, а сле-
довательно, растут потери в инверторе, выполненном на реальных элемен-
тах. Улучшить энергетические показатели схемы можно, включив обратные
диоды на отпайки выходного трансформатора, как ' показано на схеме
рис. 3.49, б.
Угол запирания
о*	р*
В = юп/„ = arcsin	— — arcsin —.	 - -,
_	Г(Р*)?+ 1	2Г(Р*)1 2+1
*	^d 1/~ С
где р* = -^-= 1/ гу-относительное коммутационное сопротивлении нагрузки;
'иО ' L -	.
<оо - 1/У LC.
Преимуществом инвертора является хорошая форма выходного напряже-
ния и низкое напряжение на тиристорах (Пумакс ~ Ud).
Инвертор с двухобмоточным
дросселем может быть выполнен
и в однофазном варианте (рис.
3.53).
В трехфазном инверторе
с параллельной двухступенчатой
емкостной коммутацией (рис.
3.52, б), кроме рабочих тиристо-
ров VI—V6, используются и ком-
мутирующие тиристоры V7—V12,
которые обеспечивает запирание
каждого рабочего тиристора в от-
дельности в любой момент вре-
мени. Схема может работать при
двух законах переключения ра-
бочих вентилей.
Рис. 3.53. Однофазный мостовой инвертор
напряжения с коммутирующим двухобмо-
точным дросселем
1. Время открытого состояния рабочих тиристоров равно половине
периода выходной частоты (если пренебречь временем восстановления управ-
ляющих свойств тиристоров). Импульсы управления подаются одновре-
менно на один рабочий и один коммутирующий тиристоры. Например, для
того чтобы запереть рабочий тиристор VI, импульс управления подается
на коммутирующий тиристор V7 и одновременно на рабочий тиристор V2.
Тиристор VI запирается, а -коммутирующий конденсатор С разряжается по
контуру С—VI—L—V7—С.
2. Время открытого состояния рабочих тиристоров меньше половины
периода выходной частоты: X = л(1 — t,J Т), где t3 — время задержки импуль-
са, подаваемого на рабочий тиристор, которое выбирается больше времени
перезаряда конденсатора в колебательном контуре (Z3 ~
Когда открыт рабочий тиристор VI, конденсатор С заряжен с полярностью,
указанной на рисунке без скобок. Если отпирается тиристор V7, то под дей-
ствием разрядного тока конденсатора С тиристор VI запирается, ток нагрузки
переходит в цепь V7—С, а на тиристоре VI поддерживается отрицательнее
напряжение в течение времени разряда конденсатора по контуру С—VI—L—
—V7—С. Напряжение на фазе А сохраняет величину и полярность,’ так как
через обратный диод V'1 сопротивление гА подключено к источнику Ud-
В конце перезаряда (ic = 0) конденсатор будет иметь полярность, указан-
ную на рисунке в скобках, и тиристор V7 запрется. Ток фазы А замыкается
через обратный диод V2, уменьшаясь до нуля, и при перемене знака перехо-
дит в тиристор V2.
В связи с тем, что конденсатор перезаряжается через дроссели L, обла-
дающие начальным запасом энергии, напряжение на нем превышает напря-v
жение источника питания. В определенные моменты времени в схеме созда-
ется короткозамкнутый контур коммутирующего дросселя (например, при
запирании тиристора VI создается короткозамкнутый контур нижнего ком-
мутирующего дросселя L—W2—V2), и при высоких частотах необходимо
Рис. 3.54. Схемы подзаряда коммутирующего конденсатора
применять энергопоглотитель, который обеспечивает возврат энергии ком-
мутирующих дросселей в источник питания. В схеме на рис. 3.52, б он со-
стоит из дополнительной обмотки на коммутирующем дросселе и диодов
V13, V14. Коэффициент трансформации контура возврата n= UjAU —
= wplwc, где AU — сумма падения напряжения на рабочем тиристоре и об-
ратном диоде; юр, wc — соответственно число витков рабочей и обмотки
сброса. Так как в отдельные моменты времени на коммутирующем дросселе
может быть напряжение Urf/2, то вследствие большого коэффициента транс-
формации к диодам V13 и V14 могут прикладываться значительные обратные
напряжения. Поэтому такой энергопоглотитель может быть применен для
схем с относительно низким напряжением питания (Ud — 50... 100 В).
С учетом обмотки сброса напряжение на конденсаторе в момент коммута-
ции Uco = 2Ud (1 -ф п), а угол запирания
₽ = “ozc = arct§ Р* 0 + Л)>
где р* = Ud/(lu0 VLfCY, = 1//LC-
В данной схеме при снижении напряжения Ud и увеличении тока устой-
чивость коммутации падает. Независимость напряжения на коммутирующем
конденсаторе от напряжения питания можно обеспечить, применяя подзаряд
конденсатора от посторонних источников (Un) через тиристоры подзаряда
после окончания коммутации тока в основных тиристорах (рис. 3.54,о)
или от источников (Un), входящих непосредственно в контур коммутации
(рис, 3.54, б), или применяя в цепи возврата реактивной мощности коммута-
цию тиристоров с регулируемым моментом включения.
Такой инвертор применяют в преобразователях частоты с широтно»
импульсным и амплитудным регулированием выходного напряжения. К по-
ложительным свойствам инвертора относятся: большая перегрузочная спо-
собность (малый спад коммутационной способности с увеличением тока на-
грузки); к запираемому тиристору приложено обратное напряжение на всем
интервале восстановления запирающих свойств; плавное нарастание тока
через рабочие тиристоры при переходе тока с обратных диодов и при срыве
инвертирования.
. V Основным недостатком инвертора является значительная установленная
мощность коммутирующих дросселей, включенных в цепи рабочих тири-
сторов.
В инверторах с параллельной двухступенчатой коммутацией коммутирую-
щие дроссели могут быть вынесены из силовой цепи в цепь конденсатора
(рис. 3.55). Предположим, что ток нагрузки протекает через тиристор VI и
коммутирующий конденсатор заряжен с полярностью, указанной без скобок.
Для запирания рабочего тиристора V] отпирается коммутирующий тиристор
Рис. 3.55. Трехфазный инвертор с пофазной двухступенчатой коммутацией '
и дросселем в цепи конденсатора
VI. Так как последовательно с конденсатором включен дроссель L, то ток
нагрузки, имеющий в этот момент времени значение 7н0, не мгновенно пере-
ходит в цепь VI—L — C, а по мере вытеснения тока из тиристора VI. Как
только ток коммутирующего4 контура станет равен току через рабочий тирис-
тор VI, последний запирается и отпирается обратный диод VI. При этом
i'c ;>/и0 и напряжение на тиристоре VI равно нулю (в реальных схемах к ти-
ристору приложено небольшое отрицательное напряжение, равное падению на-
пряжения на обратном диоде). Конденсатор перезаряжается током ic, часть
которого, равная /н0, протекает по цепи С — zH — V4 (V6) — Ud — V"1 — L — С,
а остальная часть (ic — /н0) замыкается через обратный диод VI. Напряже-
ние на нагрузке zH сохраняет свою величину и полярность, так как она через об-
ратный диод VI и тиристор V4(V6) включена на источник питания Ud. При
1С = /н0 обратный днод V1 запирается, и конденсатор заряжается постоян-
ным током 7н0 по цепи VI — L — С — zH — V4 (V6) — Ud — V'l. При ис = Ud
отпирается обратный диод V2, и энергия, запасенная в дросселе, отдается в
конденсатор. Заряд конденсатора продолжается по контуру L — С—V'2—
— Ud — V"! — 7. до тех пор, пока ic = f 0.
С момента запирания тиристора VI и до момента запирания обратного
диода V'l тиристор VI восстанавливает запирающие свойства. Угол запира-
ния р определяется выражением (3.57). Данвая схема значительно менее
устойчива к изменениям нагрузки, чем схема рис. 3.52,6.
При росте тока нагрузки увеличивается напряжение на конденсаторе:
Для ограничения амплитуды колебания напряжения на конденсаторе могут
быть использованы диодно-резисторные цепи сброса избыточной энергии из
контура коммутации (рис. 3.56, а). После окончания процесса коммутации,
связанного с запиранием, например, тиристора VI, коммутирующий конденса-
тор Ск, заряженный до напряжения, превышающего напряжение Ua, разря-
жается по цепи Ск —/?р — VC1—Ud— V'2— LK — Ск до напряжения Ud.
Для установления начального напряжения на конденсаторе, когда от-
сутствует та часть необходимой для коммутации энергии, которая опреде-
ляется током нагрузки, примеряют цепи заряда и подзаряда конденсатора
от источника питания (рис. 3.56,6). Контуры заряда и подзаряда создаются
накрест лежащими рабочими (VI, V2) и зарядными (V31, V32) тиристорами.
Резистор £?р обеспечивает апериодический характер процесса заряда и под-,
заряда, что позволяет поддерживать напряжение на конденсаторе перед ком-
мутацией неизменным и равным Ud во всех режимах работы инвертора.'^
» Основные преимущества схемы инвертора с дросселем в цепи конденса-
тора: небольшая установленная мощность коммутирующих дросселей, так
Рис. 3.56. Цепи сброса (а), заряда и подзаряда (б) коммутирующего конден-
сатора
как они вынесены из силовой цепи; прямые напряжения на рабочих тири-
сторах незначительно превышают напряжение источника питания; отсут-
ствие короткозамкнутых контуров; плавное нарастание тока в коммутирую-
щих и спад тока в силовых тиристорах.
Недостатками схемы являются: малая перегрузочная способность [кру-
то падающие коммутационные характеристики (см. рис. 3.47, а)]; близкое
к нулю обратное напряжение иа рабочих тиристорах на интервале восста-
новления запирающих свойств, что приводит к увеличению их реального
времени восстановления в 2—5 раз; высокая скорость нарастания прямого
напряжения (du/dt) после запирания тиристоров, что требует рациональ-
ного выбора ДВС-цепочек, ограничивающих скорость нарастания прямого
напряжения на тиристорах.
ИНВЕРТОРЫ С ИНДИВИДУАЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
Особенностью схемы трехфазного инвертора напряжения с параллель-
ной двухступенчатой индивидуальной коммутацией (рис. 3.57) является
то, что каждый рабочий тиристор VI •— V6 имеет специальное коммутирую-
щее устройство, состоящее из дросселя L1, конденсатора С, тиристоров
V7 — V12 и диодов V13 — V18. Для запирания, например, рабочего тиристо-
ра VI отпирается и под действием разрядного тока конденсатора включает-
ся коммутирующий тиристор V7, Ток нагрузки переходит на тиристор V7,
и конденсатор перезаряжается по контуру С — V7 — V19 — L2 — VI —С
До напряжения, равного напряжению источника питания (полярность ука-
зана в скобках). Тиристор V7 запирается, а ток нагрузки переходит на об-
ратный диод V'2, что обеспечивает обмен реактивной энергии между фа-
зами А и В. Энергия, запасенная в дросселе L2 в момент коммутации, воз-
вращается через обратные диоды VI и V2 в источник питания. Диоды
V19—V24 предотвращают разряд конденсаторов на нагрузку. Угол запи-
рания Р определяется выражением (3.59). Инвертор с индивидуальной комму-
тацией обладает хорошей коммутационной способностью.
Для последующей коммутации полярность напряжения на конденса-
торе изменяется следующим образом. При отпирании рабочего тиристора
VI образуется контур С — VI — V13 — L1. Так как активное сопротив-
ление контура мало, то происходит колебательный процесс, в результате
которого конденсатор перезаряжается (полярность без скобок). Напряже-
ние, до которого зарядится конденсатор, зависит от добротности контура и
приблизительно равно первоначальному напряжению. Схема обеспечивает
выключение любого рабочего. тиристора в любой момент времени, что по-
зволяет использовать инвертор в преобразователях частоты с широтно-им-
пульсным регулированием выходного напряжения. Однако для нормальной
работы схемы требуется предварительная подготовка ее к пуску, т. е. вна-
чале необходимо зарядить коммутирующие конденсаторы.
Рис. 3.57. Трехфазный инвертор с двухступенчатой индивидуальной коммута-
цией
ИНВЕРТОРЫ е ГРУППОВОЙ КОММУТАЦИЕЙ
Схема трехфазного инвертора с групповой двухступенчатой последова-
тельной коммутацией показана на рис. 3-58. Анодная (V/, V3, V5) и катод-
ная (V2, V4, V6) группы рабочих тиристоров имеют отдельный групповой
коммутирующий узел: Cl, LK1, V7 и С2, Lk2,' VS. Диоды V7 — V’8 и дрос-
сели Lal, La2 предназначены для заряда коммутирующих конденсаторов
С1 и С2. Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы зарядные дрос-
сели имели индуктивность, намного превышающую индуктивность коммути-
рующих дросселей, т. е. La > LK.
Для запирания анодной группы тиристоров отпирается коммутирующий
тиристор V7 й к коммутирующему дросселю LK1 прикладывается импульс
напряжения при перезаряде конденсатора С1, а к тиристорам VI, V3, V5 —.
импульс обратного напряжения, запирающий открытый тиристор. Анало-
гично запираются рабочие тиристоры катодной группы. Контур перезаряда
коммутирующих конденсаторов на интервале коммутации отделен от цепи
нагрузки запертым рабочим тиристором, и ток нагрузки не участвует в пе-
резаряде конденсатора.
Угол запирания определяется из выражения (3.58).
хема инвертора, в котором коммутирующие конденсаторы заряжаются
от источников вспомогательного коммутирующего напряжения	пока-
еана на рис. 3.59, а. Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы заряд-
ные дроссели L31 и L32 имели индуктивность, превышающую индуктивность
коммутирующих дросселей LK1 — Ly6 на один-два порядка. Индуктивность
L31 и L32 выбирается из условия обеспечения заряда конденсатора до напря-
жения Uco к моменту отпирания очередного коммутирующего тиристора. В
схеме имеются узлы коммутации для рабочих тиристоров анодной и катодной
групп. Так как в узле коммутации наблюдается явление накопления энергии,
то коммутирующие дроссели LK1 — LK6 снабжены цепями сброса (отвода) из-
быточной энергии в источник питания. Первичные обмотки общего трансфор-
матора сброса Т подсоединены с помощью диодов V7 — V12 к коммутирую-
щим дросселям, имеющим по одной обмотке и выполняемым без сердечников.
Рис. 3.58. Трехфазный инвертор с групповой двухступенчатой последователь-
ной коммутацией
Рабочий тиристор VI коммутируется отпиранием тиристора Р'7. При этом
образуется контур перезаряда СК1 — V'l — LK1 — СК1 конденсатора, заряжен-
ного до напряжения Uco с полярностью, указанной на рис. 3.59, а. Тиристор
VI запирается и к нему прикладывается обратное напряжение Uco — иа,
действующее в течение времени /с, пока напряжение Uc не уменьшится до
величины Ud. При уменьшении напряжения Uc до 1>'к1 отпирается диод V13
и образуется контур из двух дросселей '~L31 и LK1, в котором ток 1К нара-
стает медленно, так как L3l > Lvl. Когда ток через коммутирующий тиристор
V'l становится равным нулю (iyr'i=iK— ic = 0), он запирается, а конден-
сатор заряжается от источника (7к1 по цепи (7к1—Ск/— Lal — V13—Uk1
После запирания коммутирующего тиристора V"! ток коммутирующего дрос-
селя Lyl перёходит в диод V7 и обмотку wl трансформатора сброса, и избыток
энергии коммутации возвращается в источник питания. Угол запирания р для
данной схемы определяется выражением (3.58).
Рассмотренная схема универсальна в отношении реализации способов
регулирования выходного напряжения. Она допускает использование ши-
ротного, широтно-импульсного способов, методов широтно-импульсной мо-
дуляции, способа регулирования выходного напряжения по цепи питания.
Инверторы данного типа могут быть выполнены с одним источником
вспомогательного коммутирующего напряжения (рис. 3.59,6). Для комму-
тации тока рабочих тиристоров анодной и катодной групп применены соот-
ветственно коммутирующие тиристоры У7 и VS. Для предотвращения на-
Рис., 3.59.. Трехфазный инвертор с зарядом коммутирующих конденсаторов от
вспомогательных источников:
а — Двух; б — одного
копления избыточной энергии в дросселях L, особенно на повышенных часто- -
тах, в схему введены цепи (резисторы /? и диоды V'7, V'8), шунтирующие
дроссели.
ИНВЕРТОРЫ С ОБЩЕЙ КОММУТАЦИЕЙ
Рабочие тиристоры в схеме рис. 3.60,а коммутируются с помощью устрой-
ства, представляющего собой своеобразный выключатель постоянного тока
и состоящего из дросселей L1 и L2, тиристоров V5 — V8 и коммутирующего
конденсатора С. Чтобы запереть рабочий тиристор VI, отпирают тиристоры
V5, V6. Конденсатор С начинает разряжаться по контуру V6 — V4' — VI
— V5. Когда тиристор заперт, то конденсатор перезаряжается от источника
питания по контуру L1 — V5 — С — V6 от напряжения + 1/со до на-
пряжения, превышающего — (7С0, так как в контуре, кроме источника
питания, имеется дроссель. Перед началом коммутации дроссель обладает
запасом энергии Z.x/|0/2, которая переходит в конденсатор, т. е. в контуре
коммутации наблюдается процесс накопления энергии. Для устранения
этого явления в дросселях L1 и L2 применяется устройство сброса, состоя-
щее из дополнительных обмоток и диодов V9 и V10. Устройство сброса
фиксирует напряжение на конденсаторе, отдавая избыточную энергию дрос-
селя в источник постоянного тока. Напряжение на конденсаторе Uco всег-
да больше напряжения Ud, что необходимо учитывать при рассмотрении
принципа работы устройства сброса. При перезаряде конденсатора до нап-
ряжения —Uс0 ток в контуре коммутации поддерживается только за счет
дросселя L1. Максимальное напряжение на коммутирующем конденсаторе
ll^col = ^d (1 + п)> гДе и — w-Jw-2— коэффициент трансформация между
рабочей и дополнительной обмотками.
При отпирании диода V9 (V/0) напряжение на рабочей обмотке дрос-
селя L1 не может превысить значение Udn, а на конденсаторе —Ud (1 + я),
и ток /д переходит из рабочей обмотки в магнитно-связанную с ней допол-
нительную обмотку (обмотку сброса). При этом тиристоры V5 и V6 запира-
ются. Ток iL при запирании этих тиристоров под действием противоЭДС
источника питания начинает спадать, замыкаясь через диод V9.
Мгновенные значения токов и напряжений на интервале коммутации:
г'ц/;но = Р* (2 + «) sin Kot + cos cVj	- (з.бб)
uclUd = (2 + «) cos oDt-~ sin (i>ot — 1,	(3.67)
p
где w0 = 1//LC; p* = UdKI^
Угол запирания можно определить из выражения (3.67), учитывая, что
ис = 0 при t tc:
р*
₽ =	= arcsin  . 	— ------—
/[1/(2+п)]^+(р*)?
р*
— arcsin---------г ............ .
(2 +И)/1/(2+ »)?+(₽*)?
Для запирания рабочего тиристора V2 отпираются тиристоры V7 и V8
И процесс повторяется. В инверторе общее коммутирующее устройство ис-
пользуется- для одновременной коммутации тока во всех тиристорах анод-
ной или катодной группы.
Для данного типа инвертора характерным является многократный за-
ряд и разряд конденсатора С за один период (для однофазной схемы —
четырехкратный, для трехфазной — шестикратный), и поэтому такие ин-
верторы применяются при сравнительно низких частотах.
Рис. 3.61. Трехфазный инвертор напряжения с тиристорами в цепи сброса
Для повышения коммутационной устойчивости инвертора при умень-
шении напряжения источника питания и увеличении тока нагрузки в схеме
следует обеспечить независимость напряжения на коммутирующем конден-
саторе от напряжения питания. Такой инвертор может быть использован
в преобразователе частоты с амплитудным регулированием выходного на-
пряжения для питания глубокорегулируемого электропривода.
Уменьшить количество коммутирующих конденсаторов можно, ис-
пользуя среднюю точку источника питания (рис. 3.60,6). Для запирания
тиристоров анодной и катодной групп служат соответственно коммутирую-
щие тиристоры V7 и V8. При отпирании тиристора V7 (конденсатор при этом
заряжен в результате предыдущей работы схемы до напряжения, превыша-
ющего {7^/2, с полярностью, указанной на рисунке) рабочий тиристор VI
{V3, V5) запирается. Конденсатор перезаряжается по контуру С — Ud/2—
— L — V7 — С. К концу перезаряда конденсатор зарядится до напряжения,
несколько большего начального, и после нескольких циклов перезаряда
напряжение на конденсаторе может оказаться в несколько раз больше напря-
жения источника питания (напряжение иа конденсаторе ограничивается
добротностью контура конденсатор — дроссель). Для ограничения напря-
жения на коммутирующем конденсаторе в схеме применены диоды У'7,
V'8 и дополнительные обмотки (обмотки сброса) на коммутирующих дрос-
селях L. Через цепи сброса энергия, запасенная в магнитном поле комму-
тирующих дросселей, отдается в источник питания, и нарастание напряже-
ния на коммутирующем конденсаторе прекращается.
Ud	f
2
Рис. 3.62. Трехфазный инвертор напряжения с контурами форсированного
перезаряда .конденсаторов (а) и с общим трансформатором в цепях сброса (б)
В качестве вентилей сбрасывающей цепи инвертора можно применить
тиристоры VS и V10 (рис. 3.61). Импульс управления на тиристор V8 {V10}
подается с некоторым запаздыванием по отношению к импульсу управле-
ния тиристора V7(V9). Для ограничения напряжения на коммутирующем
конденсаторе в конце перезаряда отпирается тиристор V8 или V10, и часть
запасенной энергии в дросселе L отдается в источник питания. Изменяя
момент отпирания этих тиристоров, можно поддерживать напряжение на
коммутирующем конденсаторе на максимально возможном уровне, незави-
симо от величины входного напряжения, и регулировать напряжение на
конденсатор^, обеспечивая постоянным угол запирания р рабочих тиристо-
ров при изменении частоты и тока нагрузки.
К недостаткам схемы следует отнести некоторую сложность системы
управления инвертором.
Для работы инвертора на повышенных частотах можно использовать
коммутационный узел е ускоренным (форсированным} перезарядом конден-
сатора [32]. На рис. 3.62,а,б показаны схемы, в коммутационных узлах
которых к основному (коммутирующему) контуру добавлен контур уско-
ренной (форсирующей) перезарядки конденсатора.
Элементами основного контура, соответственно анодной и катодной
групп, являются коммутирующий дроссель L1(L4), коммутирующий тири-
стор V"2(V"1) и конденсатор Ск. В форсирующем контуре используется
дроссель L2(L3), индуктивность которого в 5—10 раз меньше индуктивно-
стей дросселя L1{L4), и дополнительный тиристор V"4(V"3)..
Коммутирующие и форсирующие дроссели снабжены цепями сброса
избыточной энергии из коммутационного узла: обмотка сброса wc на ко-
мутирующих и форсирующих дросселях и диоды V7 — V10 (рис. 3.62,а);
общий трансформатор Т, первичные обмотки которого wl — 2 и wl — 1
связаны с коммутирующими и форсирующими дросселями диодами V7 —
V10 (рис. 3.62,6).
Коммутирующий конденсатор выбирается в зависимости от соотноше-
ния параметров в схеме на напряжение (0,85 — 1,1)17^, а все тиристоры
схемы — на максимальное прямое напряжение (1,35— 1,6)	[7]. Схемы
позволяют осуществить широтно-импульсное регулирование выходного на-
пряжения инверторов [75].
8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Различают пребразователи частоты: с промежуточным звеном постоян-
ного тока, с непосредственной связью питающей сети и цепи нагрузки (цикло-
конверторы), с промежуточным звеном переменного тока (циклоинверторы).
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
С ПРОМЕЖУТОЧНЫМ ЗВЕНОМ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Переменное напряжение питающей сети (рис. 3.63) выпрямляется с по-
мощью 'управляемого выпрямителя В, фильтруется LC-фильтром Ф и по-
Рис. 3-.63. Структурная схема иреобразо-
вателя частоты с промежуточным звеном^
постоянного тока
дается на автономный инвертор
АИ. Функции регулирования ча-
стоты выходного напряжения осу-
ществляет инвертор, а напряже-
ния — выпрямитель. Иногда обе
функции осуществляет инвертор,
а выпрямитель, выполняется не-
управляемым.
Преобразователи с промежу-
точным звеном постоянного тока
позволяют регулировать выход-
ную частоту с помощью системы
управления инвертора СУИ в ши-
роком диапазоне как вверх, так
и вниз от частоты питающей сети.
В качестве автономного инверто-
ра может быть использована одна из ранее рассмотренных схем инверторов.
Недостатком преобразователей с промежуточным звеном постоянного
тока является двойное преобразование энергии, что приводит к уменьшению
КПД, к увеличению установленной мощности и массы преобразователя.
Однако такой тип преобразователя частоты и схема управления им проще,
чем преобразователя с непосредственной связью.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ С НЕПОСРЕДСТВЕННО СВЯЗЬЮ
Преобразователи частоты с непосредственной связью могут выполняться
с естественной и принудительной коммутацией.
На рис. 3.64,а показана схема непосредственного преобразователя ча-
стоты, осуществляющего преобразование трехфазного тока с частотой в од-
нофазный ток с частотой fz. Преобразователь состоит их двух трехфазных
схем выпрямления, первая из которых присоединена к фазам трансформатора
анодами тиристоров VI — V3 (группа Г), а вторая — катодами тиристоров
V4 — V6 (группа II),
Рис. 3.64. Трехфазно-однофазиый преобразователь частоты »с непосредст-
венной связью (а), временные диаграммы токов и напряжений (б—г) и мос-
товая схема (д)
Положительный полупериод выходного напряжения формируется при
поочередной подаче отпирающих импульсов на тиристоры группы I; отри-
цательный — при подаче отпирающих импульсов на тиристоры группы II.
Открывая поочередно вентили групп / и II, получаем на выходе перемен-
ное напряжение с частотой (рис. 3.64, б—а). Если принять, что нагрузка
активная, и не учитывать потери в вентилях и трансформаторе, то выходное
напряжение на нагрузке
^2 = («Л У 2t/^sin
— cos а |/л,
OTj /
где — число фаз первичной сети; а — угол регулирования выпрямителя.
Частота выходного напряжения fa ниже, чем частота питающей сети fa,
и при отсутствии паузы между полупериодами низкой частоты (рис. 3.64,6)
/а = Zimi/(2n 4~ wij),	(3.68)
где п = 0, 1, 2, 3,...
Частота fa регулируется дискретно. Для плавного регулирования часто-
ты преобразователя необходимо вводить паузу tn между выключением и
включением / и II групп тиристоров (рис. 3.64,в). Эта пауза необходима даже
при активной нагрузке для предотвращения одновременной проводимости
выключающегося вентиля группы, выходящей из работы, и вентиля груп-
Рис. 3.65. Трехфазные схемы преобразователей частоты с непосредственной
связью
пы, вступающей в работу. Длительность паузы должна быть не меньше вре-
мени восстановления запирающих свойств вентилей (^п< fa). При активно-
индуктивной нагрузке длительность паузы определяется временем спада-
ния до нуля тока вентиля, проводившего ток в момент прекращения подачи
управляющих импульсов на работающую группу. В этом случае выходная
частота
fz = fam^ll^n 4- от,) + <pnmil>
где <рп= й>1/п— пауза, выраженная в угловых единицах.
При работе преобразователя на активно-индуктивную нагрузку энергия,
накопленная в магнитном поле нагрузки, может быть возвращена обратно
в первичную сеть. Для передачи энергии в первичную сеть тиристоры
Рис. 3.66. Регулирование угла отпи-
рания тиристсров в преобразователях
частоты с непосредственной связью
непосредственных преобразователей
мощности при регулировании выход-
I и II групп переводятся в инверторный режим: первые — при отрица-
тельном, вторые — при положительном напряжении (рис. 3.64,г). Перевод
групп из выпрямительного режима в инверторный осуществляется системой
управления при увеличении угла регулирования а до значений, больших
90 эл. град.
Непосредственный преобразователь трехфазного тока с частотой в од-
нофазный с частотой f2 может быть выполнен и по мостовой схеме (рис. 3.64,5).
Преобразователь имеет две группы тиристоров: I(V1—V6) и II(V7—V12),
включенных встречно-параллельно через уравнительные реакторы L, кото-
рые предназначены для ограничения уравнительного тока, возникающего во
внутреннем контуре преобразователя при согласованном управлении. В от-
личие от раздельного, суть согласованного управления состоит в том, что
управляющие импульсы подаются на обе группы вентилей одновременно,
но в одной группе угол регулирования aj соответствует выпрямительному
режиму, а в другой <х2— инвертор-
ному, причем ai— л — <х2. Уравни-
тельный ток возникает вследствие
того, что при согласовании управ-
ления обеими группами мгновенные
значения ЭДС выпрямителя и ин-
вертора не равны между собой, хотя
их средние значения одинаковы.
При активной нагрузке в течение
одного полу пер иода выходной часто-
ты открыты тиристоры I группы, а
в течение другого — II группы. На-
пряжение на нагрузке в два раза
больше, чем в схеме на рис. 3.64, а.
Для получения многофазного
непосредственного преобразователя
частоты (рис? 3.65, а, б) используют
т2 схем, показанных на рис. 3.64,0,5.
При этом импульсы управления соот-
ветствующих групп тиристоров дол-
жны быть сдвинуты на угол 2л/т2.
Недостатком рассмотренных схе
частоты является низкий коэффициен
нрго напряжения вследствие изменения угла регулирования и несииусои-
дальная форма кривой выходного напряжения, для улучшения которой
должен быть применен фильтр, увеличивающий установленную мощность
всего преобразователя. Такой преобразователь применяется в тех случаях,
когда требуется низкая выходная частота напряжения (при /2< /Д, т. е.
когда преобразователи с промежуточным звеном постоянного тока имеют
значительные массу и габаритные размеры.
Если изменять углы открытия тиристоров групп / и II- (рис. 3.64,5)
по определенному закону с заданной частотой f2, то на выходе преобразо-
вателя можно получить напряжение, изменяющееся по любому закону.
Для получения кривой выходного напряжения, близкой к синусоидальной
!рис. 3.66,с), углы регулирования, в выпрямительном (cq) и инверторном
ац) режимах должны изменяться по закону:
ам — arccos («sin <о2/);
а2 = arccos (—vsin ы2/),
где ч = (72m/(72m0; U2m я Д2т0— амплитудное и наибольшее значения выход-
ного напряжения, соответствующие полностью открытым тиристорам (без учета
высокочастотных пульсаций).
При v = 1 закон изменения углов а и Р в обеих группах должен быть
линейным (рис. 3.66,6).
В течение первой половины полупериода формируется восходящая
часть положительной полуволны выходного напряжения, что соответству-
ет работе группы / в выпрямительном режиме, а группы II— в инверторном
режиме. При формировании отрицательной полуволны выходного напряже-
ния 1 группа переходит в инверторный режим, а II группа — в выпрями-
тельный.
Кривая выходного напряжения содержит основную гармонику частотой
/2 и пульсирующее напряжение зубчатой фор мы,пульсации которого умень-
шаются с увеличением частоты Д относительно частоты /2. Такой способ по-
лучения синусоидального выходного напряжения связан со значительным
усложнением системы управления и уменьшением коэффициента мощности
преобразователя. При v = 1 и cos q>2= 1 в однофазных преобразователях
частоты коэффициент мощности значительно ниже, чем в трехфазных (хх~
0,7 —для однофазных и х~0,83—для трехфазных). Для увеличения
коэффициента мощности на первичной стороне преобразователя устанавли-
вают компенсирующие конденсаторы.
Рис. 3.67. Однофазный непосредственный преобразователь частоты с принуди-
тельной коммутацией
На рис. 3.67,0 показана схема однофазного непосредственного преобра-
зователя частоты с принудительной коммутацией автономного инвертора.
Для обеспечения'работы инвертора в положительный и отрицательный по-
лупериоды питающего напряжения применено встречно-параллельное вклю-
чение тиристоров в каждом плече инвертора. Тиристоры инвертора выклю-
чаются с помощью коммутирующего конденсатора С. При положительном
питающем напряжении работают тиристоры V2 и V3, при отрицательном —
тиристоры VI и V4. Направление тока нагрузки в преобразователе не зависит
о.т полярности первичного напряжения иг. Выходное напряжение (рис.
3.67,6) преобразователя промодулировано синусоидальным напряжением
е частотой питающей сети.
Благодаря принудительной коммутации в преобразователе можно по-
лучить выходную частоту f2 не только меньшую (как в преобразователях с
естественной коммутацией), но и большую, чем fj. Преобразование частоты
f, в частоту f2 можно осуществить и с помощью инверторов с принудительной
двухступенчатой коммутацией. Пр и этом инверторы в преобразователе вклю-
чаются встречно-параллельно, т. е. один работает при положительном, а вто-
рой — при отрицательном питающем напряжении.
• Надежность работы преобразователя с искусственной коммутацией до-
статочно высока. Например, при срыве инвертора в обратный полупериод
питающего напряжения открытая пара тиристоров автоматически запирает-
ся, так как анодное напряжение становится отрицательным.
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
С ПРОМЕЖУТОЧНЫМ ЗВЕНОМ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Преобразователи с промежуточным звеном переменного тока имеют
следующие составные части:
1)	выпрямитель, преобразующий напряжение промышленной частоты
в постоянное напряжение;
2)	автономный инвертор, преобразующий постоянное напряжение в
переменное напряжение промежуточной повышенной частоты;
3)	непосредственный преобразователь частоты, формирующий в выход-
ной сети напряжение заданной регулируемой или нерегулируемой частоты.
Чем больше отношение тем более плавным является регулирование
частоты и напряжения, и тем более равномерная'загрузка'тиристоров, проще
обеспечивается близкая к синусоидальной форма кривой выходного напря-
жения. Повышение промежуточной частоты ограничено частотными возмож-
ностями тиристоров, силовых трансформаторов, дросселей и конденсаторов,
что обусловлено значительным увеличением потерь в этих элементах при
высоких частотах.
Существенными недостатками преобразователей частоты с промежуточ-
ным звеном переменного тока являются: тройное преобразование энергии,
что сказывается на КПД, относительная сложность силовой схемы и систе-
мы управления, что приводит к уменьшению надежности.
Одной из разновидностей преобразователей частоты с промежуточным
звеном переменного тока являются преобразователи модуляционного типа.
Выпрямленное напряжение питающей сети здесь инвертируется при помощи
двух автономных инверторов, на выходах которых получаются напряжения
двух близких друг к другу промежуточных частот. Выходные напряжения
инверторов, складываясь, образуют напряжение высокой частоты, модули-
рованное низкой разностной частотой. При помощи реверсивного выпрямите-
ля на нагрузке выделяется напряжение с частотой биений. В подобных систе-
мах предъявляются повышенные требования к стабильности частоты про-
межуточных инверторов для получения достаточно стабильной выходной
частоты. Преимуществом преобразователей частоты модуляционного типа
является возможность получения близкой к синусоидальной формы кри-
вой напряжения на нагрузке при низких частотах.
9. РЕГУЛИРОВАНИЕ И УЛУЧШЕНИЕ
КАЧЕСТВА ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
Регулировать либо стабилизировать выходное напряжение инвертера
можно амплитудным, фазовым, широтным и широтно-импульсным способами.
Амплитудный способ регулирования с помощью управляемого одно-
или трехфазного выпрямителя, питающего инвертор, имеет ряд недостат-
ков. При глубоком регулировании коэффициент мощности со стороны питаю-
щей- сети резко снижается; для сглаживания пульсаций необходимо иметь
фильтр с большим коэффициентом сглаживания, что увеличивает массу,
размеры и ухудшает динамические показатели инвертора.
При использовании тиристорного импульсного регулятора постоян-
ного тока на входе инвертора с нерегулируемым первичным источником
питания (аккумуляторная батарея, неуправляемый выпрямитель) рабочую
частоту можно выбрать выше частоты первой гармоники выпрямленного
напряжения при питании выпрямителя от сети. Это значительно снижает
размеры сглаживающего фильтра и улучшает быстродействие системы. Коэф-
фициент мощности преобразователя со стороны питающей сети значительно
лучше, чем при регулировании выпрямителем. Импульсный регулятор мо-
жет выполнять функции быстродействующего выключателя при перегруз-
ках и срывах инвертирования.
Рис. 3.68. Инвертор с геометрическим
суммированием напряжений (а) и его век-
торная диаграмма (6)
Вольтодобавочное устройство, применяемое при амплитудном способе
регулирования, /представляет собой автономный инвертор, выполненный по
одной из приведенных схем. Напряжение на вторичной обмотке трансфор-
матора вольтодобавочного инвертора рассчитывают, исходя из диапазона
регулирования выходного напряжения. Вольтодобавочное устройство можно
включать последовательно или параллельно основному инвертору. При по-
следовательном включении КПД всего устройства выше, а габаритные раз-
меры фильтра при одинаковых пульсациях меньше, чем при параллельном
включении. Выходное напряжение вольтодобавочного устройства можно
регулировать с помощью управляемого выпрямителя, включенного на вы-
ходе инвертора, однотактного ключа, или по цепям управления вольто-
добавочного устройства. Установленная мощность вольтодобавочного инвер-
тора- незначительна при небольшом диапазоне регулирования выходного
напряжения.
Амплитудный способ регулирования можно, также осуществить изме-
нением коэффициента трансформации выходного трансформатора, примене-
- нием на выходе инвертора насы-
щающихся реакторов, магнит-
ных усилителей, индукционных
регуляторов.
Фазовый способ регулирова-
ния реализуется с помощью до-
.волнительного инвертора, тири-
сторного регулятора переменного
напряжения, обратного управля-
емого выпрямителя, дополнитель-
ных регулируемых реактивных
элементов, вводимых в состав на-
грузки.
Регулирование напряжения в
схемах с дополнительным инвер-
тором, выходные обмотки транс-
форматора которого включены по-
следовательно с обмотками транс-
форматора основного инвертора
(инвертор с геометрическим суммированием напряжений) (рис. 3.68), дости-
гается изменением угла сдвига фаз импульсов управления дополнительного
инвертора относительно основного.
Битиристорные регуляторы переменного напряжения включаются по-
следовательно с нагрузкой.
Принцип регулирования с помощью обратного управляемого выпрями-
теля (рис. 3.69,а) заключается в следующем. При колебаниях выходного
напряжения или при изменении нагрузки система автоматического регули-
рования изменяет угол регулирования обратного выпрямителя (вентили
V5—V8), что приводит к изменению потребляемой реактивной и активной
мощности, а следовательно, и к изменению напряжения на нагрузке. Индук-
тивности LB в цепи выпрямителя выполняют роль фильтра. Применять трех-
обмоточный трансформатор не обязательно. Выпрямитель может подклю-
чаться к отпайкам инверторного трансформатора.
Чтобы регулировать выходное напряжение параллельного инвертора
тока при неизменном входном напряжении, необходимо изменять угол р,
т е. изменять угол сдвига фаз между током и напряжением на выходе ин-
вертора. Это можно осуществить с помощью индуктивности £р (рис. 3.69,6),
включенной параллельно нагрузке через встречно-параллельные тиристоры
V5 и V6. Изменяя угол регулирования тиристоров, можно регулировать
величину эквивалентной индуктивности, а следовательно, и угол р.
При широтном и широтно-импульсном способах регулирования выход-
ного напряжения функции инвертирования и регулирования совмещены
в одной силовой части, что позволяет увеличить КПД, уменьшить габарит-
ные размеры и массу всего устройства. Сущность способов: в процессе работы
инвертора изменяется длительность включенного и выключенного состоя-
ния рабочих тиристоров (транзисторов), что изменяет напряжение на выходе
инвертора. Способы применимы только для инверторов напряжения. В ав-
тономном инверторе напряжения, выполненном по схеме на рис. 3.53, при
регулировании система управления должна допускать временной сдвиг
моментов отпирания тиристоров V4 и V3 относительно моментов отпирани'я
тиристоров VI и V2 на электрический угол в. Моменты отпирания тиристо-
ров V3 и V4 всегда сдвинуты на угол л. Идеализированная форма кривой
выходного напряжения показана на рис. 3.70,а.
,	4Иа па	, _ -
Амплитуда напряжения п гармоники Urnn= ^^cos-jj-, Где л=1, 3, 5,
7, ... , а действующее значение выходного напряжения U = Ud ]/ (л— 6)/л.
Рис. 3.69. Инвертор гока с обратным выпрямителем (а) и с регулируемой
индуктивностью (б)
Увеличивая угол в от нуля до л, можно регулировать выходное напря-
жение от максимального значения, определяемого t/j, до нуля. Однако при
увеличении угла в изменяется относительное содержание высших гармони-
ческих составляющих в кривой выходного напряжения и для обеспечения
его синусоидальности при больших в требуется применение более громоздких
фильтров, поскольку амплитуды высших гармоник становятся сопостави-
мыми с амплитудой основной гармоники. На рис. 3.71 показаны зависимо-
сти действующих значений основной и первых трех высших гармонических
составляющих выходного напряжения, выраженных в долях действующего
значения первой гармоники при fl = 0, от угла 6.
Гармонический состав выходного напряжения можко улучшить, если
кривую выходного напряжения формировать из пакета импульсов (см. рис.
3.70,6,в). Таким образом можно исключить все гармоники с частотами ниже
частоты следования импульсов. Длительность импульсов в порядке их
следования может модулироваться по любому, в частности, синусоидаль-
ному, закону, как показано на рис. 3.70, в. Регулируется напряжение одно-
временным изменением длительности всех импульсов при поддержании не-
изменной частоты повторения импульсов. Возможно также изменение частоты
следования импульсов, причем ее можно синхронизировать с основной
рабочей частотой инвертора, а можно задавать независимо. -
-Способы широтно-импульсной модуляции (ШИМ) наиболее'просто реали-
зуются в инверторах напряжения с индивидуальной коммутацией. При этом
кривая выходного напряжения будет содержать высокочастотные гармони-
ки, которые легко отфильтровать. Однако система управления инвертором
л	2л&
Рис. 3.70. Широтная и широтно-
импульсная мэдуляция выходного
напряжения ,
напряжения, можно осуществить
получается громоздкой, а высокая частота переключений тиристоров при-
водит к увеличению коммутационных потерь.
Одним из важных вопросов является улучшение формы кривой выход-
ного напряжения автономных инверторов. Наиболее просто получить синусо-
идальное выходное напряжение, применяя электрические фильтры: внутрен-
ние или внешние. Внутренняя филь-
трация может осуществляться в после-
довательных и параллельных инвер-
торах тока. В последовательных инвер-
торах конденсатор и дроссель, необхо-
димые для .коммутации, обеспечивают
также и фильтрацию. Если мощность
последовательного колебательного кон-
тура велика по сравнению с мощностью
нагрузки и величина и характер на-
грузки изменяются незначительно, фор-
ма кривой выходного напряжения близ-
ка к синусоидальной. Последователь-
ное соединение коммутирующего кон-
денсатора и дросселя образует резо-
нансный контур, который имеет боль-
шое сопротивление для высших гармо-
ник и малое —для основной.
В параллельном инверторе тока
фильтрацию, обеспечивающую получе-
ние близкого к синусоиде выходного
коммутирующим конденсатором и реак-
тором в цепи источника постоянного тока. В этом случае инвертор имеет
относительно большую установленную мощность колебательного контура.
В инверторах напряжения синусоидальность выходного напряжения
обеспечивается с помощью внешних фильтров (рис. 3.72). Параллельный
элемент фильтра увеличивает общий ток нагрузки инвертора, последователь-
ный — увеличивает потери выходного напряжения от тока нагрузки, про-
ходящего через него. К основным недостаткам простых LC-фильтрбв (рис.
3.72,с) относятся падение напряжения на дросселе и повышенная нагрузка
инвертора за счет тока конденсатора. Резонансные контуры в последова-
тельном и параллельном элементах позволяют частично компенсировать
указанные недостатки. Например, последовательный контур L1C1 (рис.
3.72,6), настроенный в резонанс на основную частоту, сводит до минимума
падение напряжения от тока основной частоты. Параллельный резонансный
контур (рис. 3.72,в), представляющий большое сопротивление току основной
частоты и малое — току высших частот, служит для уменьшения дополни-
тельной нагрузки на основной частоте. Наилучшими фильтрующими свой-
ствами обладают полосовые фильтры (рис. 3.72,а), передающие в нагрузку
первую гармонику практически без ослабления и максимально ослабляющие
высшие гармоники. Оба звена фильтра настраиваются на первую гармонику
выходного напряжения [88, 89, 112]. Общим недостатком рассмотренных
фильтров является их большая установленная мощность, а следовательно,
большие габаритные размеры и масса.
Для обеспечения более высоких коэффициентов фильтрации применяют
многозвенные фильтры. Коэффициент фильтрации увеличивается с увели-
чением количества звеньев в фильтре. Однако в большинстве фильтров по-
Рис. 3.72. Электрические
фильтры, применяемые
для улучшения гармони-
ческого состава выход-
ного напряжения инвер-
торов
требность в ослаблении гармоник удовлетворяется не более чем двумя звенья-
ми. Поэтому, если коэффициент фильтрации меньше 26, то применяют од-
нозвенный фильтр, а если больше, то многозвенный [13].
Удовлетворительную фильтрацию при относительно небольших габаритных
размерах фильтра обеспечивает однозвенный фильтр с последовательным ре-
зонансным контуром (рис. 3.72, д). Форма напряжения на нагрузке тем ближе
к синусоидальной, чем больше волновое сопротивление рк =у LK/CK. Однако
с увеличением рк растут активные потери в резонансном контуре, определя-
емые в основном, потерями в стали дросселя фильтра.
Включение фильтра влияет на форму выходного напряжения, которая
зависит от величины и характера нагрузки. В инверторах с регулируемой
частотой выходного напряжения необходимо перестраивать фильтры с из-
менением частоты.
1 Векторный способ синтезирования синусоидального напряжения за-
ключается в том, что выходное напряжение преобразователя формируется
из выходных напряжений нескольких инверторов, имеющих соответствующие
фазу и частоту и включенных последовательно на стороне переменного тска.
При таком способе можно получить на выходе синусоидальное напряжение
с любой наперед заданной точностью при различных вариантах соединения
выходных цепей инверторов. Вариант схемы выбирается с учетом различных
факторов: массы, количества вентилей, удобства построения системы управ-
ления, точности аппроксимации выходного напряжения. При' отсутствии вы-
ходных фильтров масса и габаритные размеры установки уменьшаются.
Улучшаются переходные процессы, уменьшается выходное сопротивление,
повышается симметрия трехфазного напряжения. Наиболее удобно инвер-
торы с векторным синтезированием строить на запираемых тиристорах и
транзисторах. Инверторы на обычных тиристорах значительно усложняют
Рис. 3.73. Получение синусоидального на-
пряжения с помощью двух трехфазных ин-
верторов (а, б) и кривые напряжения на вы-
ходе каждого инвертора и на нагрузке (й)
Рис. 3.74. Схема составного трехфазного инвертора о соединением обмоток
одного из выходных трансформаторов в зигзаг
схему и увеличивают массу и габаритные размеры устройства. К недостат-
кам подобных инверторов можно отнести.усложнение схем управления.
На рис. 3.73,0 показана схемная реализация векторного способа полу-
чения синусоидального напряжения с помощью двух трехфазных инверто-
ров, состоящих из однофазных мостов.
Каждый выходной трансформатор инверторов (II — II') имеет две выход-
ные обмотки. Вентили в инверторах II, II' отпираются со сдвигом на 30 эл.
град по отношению к соответствующим вентилям инверторов I и Г. Коэф-
фициент трансформации на одну вторичную обмотку в-)/3 раз меньше коэф-
фициента трансформации трансформаторов инверторов I и г.
Порядок соединения выходных обмоток иллюстрируется векторной
диаграммой (рис. 3.73,6). Выходное напряжение инвертора не содержит
гармоник ниже одиннадцатой при любом угле регулирования в каждого из
однофазных мостов, входящих в схему. На рис. 3.73, в показаны идеализи.
ИМ
рованные кривые выходного напряжения отдельных инверторов и напряже-
ния на нагрузке для в =60°. Коэффициент трансформации трансформаторов
инверторов I — Г принят равным I.
 • Для такого преобразователя коэффициент гармоник выходного напряже-
ния приблизительно равен 15%, действующие значения ступенчатого на-
пряжения и его первой гармоники отличаются примерно на 1%.
На рис. 3.74 показана схема инвертора, состоящая из двух трехфазных
мостов (ИН1, ИН2). Выходные обмотки трансформаторов Т1 и Т2 включены
по схеме зигзаг,-причем коэффициент трансформации Т2 в уЗ раз меньие,
чем коэффициент трансформации Т1. В выходном напряжении преобразова-
теля отсутствуют гармоники, кратные трем, а также пятая и седьмая, и коэф-
фициент гармоник приблизительно равен 15%.
В автономных инверторах тока переход к многофазным схемам с большим
числом коммутации вентилей за период также дает возможность ради-
кально улучшить форму кривой выходного напряжения путем исключения
гармоник низкого порядка.
Получить синусоидальное выходное напряжение можно, если склады-
вать прямоугольные напряжения различных частот. Это достигается тем, что
инвертор напряжения основной частоты на стороне переменного тока соеди-
няется последовательно с инверторами, работающими на частотах 3/т, 5ft,...
й имеющими соответствующие фазу и амплитуду выходного напряжения,
так, чтобы результирующее напряжение было близко к синусоидальному
(рис. 3.75). Число исключенных гармоник зависит от числа включенных по-
следовательно инверторов. Однако установленная мощность такого преобра-
зователя получается большой, и возникает необходимость в обеспечении
синхронной работы инверторов.
При векторном способе синтезирования выходного напряжения преоб-
разователь может работать при изменении частоты в широких пределах, а
также можно регулировать выходное напряжение без существенного измене-
ния гармонического состава кривой выходного напряжения.
Содержание высших гармоник в выходном напряжении инверторов
можно снизить, используя импульсную модуляцию прямоугольного напря-
жения по синусоидальному закону. Точность отображения синусоидального
сигнала зависит от вида модуляции..
В однофазном мостовом инверторе можно улучшить гармонический со-
став выходного напряжения способом двухполярной ШИМ (рис. 3.76,а).
Этот способ npif четырех дополни-
л
тл,
180$с$
Ззг/2
360°-аг —I
ZF
тельных коммутациях в течение по-
лупериода дает возможность исклю-
чить две гармоники (например, тре-
тью и пятую, пятую и седьмую).
Амплитуда напряжения п-й гармо-
ники кривой (рис. 3.76,а)
360°-otf-------
Рис. 3.76. Кривая выходного напря-
жения инвертора, сформированная спо-
собом двухполярной (а) и однополярной
(б) широтно-импульсной модуляции
..	4 Vd 1 — cos пах 4- 2cos па2
V"M = зГ 2	п
(3.69)
где п = 1, 3, 5, 7,...
Для исключения третьей и пятой
гармоник необходимо, чтобы выпол-
нялись условия а1= 23,62°, а а2=
= 33,30°. Для исключения пятой
и седьмой гармоник необходимо,
чтобы а^= 16,25°, а а2= 22,07°.
Гармоники от седьмой и выше имеют большую амплитуду, чем при пря-
моугольной форме волны, однако высокая частота этих гармоник позволяет
легко отфильтровать их. Выбирая определенное число переключений за по-
лупериод, можно исключить и другое
Рис. 3.77. Структурная схема замкну-
той импульсной системы автомати-
ческого регулирования для получения
синусоидального напряжения на вы-
ходе
инвертора (не требуется увеличения
число гармоник.
Выходное напряжение регули-
руется соединением выходов двух ин-
верторов последовательно со сдвигом
импульсов управления друг относи-
тельно друга на регулируемый угол 0.
При отсутствии третьей и пятой гар-
моник во всем диапазоне регулирова-
ния амплитуда первой гармоники
Uml = (Wd/n) 0,839cos (6/2).
На рис. 3.76,6 показана кривая
выходного напряжения, сформиро-
ванная из однополярных импуль-
сов, длительность которых изменяет-
ся по синусоидальному закону.
Преимуществами ШИМ являют-
ся: простота схемы силового каскада
установленной мощности элементов);
получение низких частот, включая и нулевую.
К недостаткам ШИМ относятся: сложность цепей управления преобра-
зователя и высокая частота переключений запираемых тиристоров и транзи-
еторов, в результате чего снижаются энергетические показатели преобразо-
вателя.
Близкое к синусоидальному выходное напряжение можно получить
при использовании замкнутых импульсных систем автоматического регулиро-
вания. На рис. 3.77 показана одна из возможных функциональных схем
такой системы". Задающий генератор ЗГ вырабатывает эталонный синусои-
дальный сигнал, частота и форма которого должны воспроизводиться в блоке
нагрузки Б Я преобразователя. Орган сравнения ОС сопоставляет мгновенные
значения эталонного и выходного напряжений, и сигнал рассогласования
поступает в систему управления СУР импульсного регулятора Р, который
изменяет напряжение, подаваемое на инвертор И. Форма кривой выходного
напряжения «следит» за формой эталонного синусоидального напряжения.
Кроме того, в систему автоматического регулирования входят: источник пи-,
тання ИП, сглаживающий фильтр Ф и система управления инвертором СУ И.
Указанный способ позволяет получить сравнительно низкий коэффи-
циент гармоник, однако схемы, используемые при его реализации, сложны
в настройке и имеют недостатки, свойственные схемам ШИМ (большая частота
переключения вентилей).
10. ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К АВТОНОМНЫМ
ИНВЕРТОРАМ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМ ЧАСТОТЫ.
ОБЩИЕ УКАЗАНИЯ ПО ИХ ВЫБОРУ
К автономным инверторам и преобразователям частоты предъявляются
следующие основные требования:
обеспечение максимального КПД;
минимальная установленная мощность отдельных узлов и элементов;
возможность регулирования выходного напряжения;
обеспечение синусоидальной или близкой к синусоидальной формы
кривой выходного напряжения;
возможность регулирования в определенных пределах выходной частоты,
что прежде всего необходимо в установках вентильного электропривода;
возможность работы в режиме холостого хода;
обеспечение заданных показателей надежности и срока службы;
обеспечение требуемых динамических характеристик;
обеспечение снижения уровня радиопомех и шумов до норм, устанавли-
ваемых стандартами и ГОСТами;
  конструкция автономных инверторов и преобразователей частоты должна
обеспечивать работоспособность при требуемых условиях эксплуатации с точки
зрения климатических и механических воздействий;
возможность параллельной работы однотипных агрегатов на общую на-
грузку.	-
В зависимости от конкретного назначения автономного, инвертора или
преобразователя частоты требования, предъявляемые к ним, уточняются и
Дополняются. Оптимальный вариант схемы инвертора или СПЧ необходимо
выбирать, учитывая специфику работы питающихся от него нагрузок.
К автономным инверторам и преобразователям частоты, предназначен-
ным для питания электропривода переменного тока, предъявляются следую-
щие требования:
простота обслуживания;
возможность независимого регулирования напряжения в широких пре-
делах;
минимальное внутреннее сопротивление для сохранения естественных
Регулировочных и механических характеристик электрической машины;
исключение возможности возбуждения двигателя за счет конденсаторов
инвертора;
обеспечение удовлетворительного гармонического состава выходного
напряжения;
обеспечение согласованного регулирования напряжения и частоты по
принятому закону в системе преобразователь — двигатель;
ТПС
устойчивость коммутационных токовых режимов в рабочем диапазоне
частот;	2	.	»
обеспечение возможности перевода двигателей в генераторный режим
или обеспечение возможности динамического торможения;
малая инерционность по каналам регулирования.
Функциональная схема статического преобразователя частоты (СПЧ),
питающего двигательную нагрузку, показана на рис. 3.78,а,
Регулятор напряжения PH в зависимости от питающей сети можно вы-
полнить по схеме управляемого выпрямителя при питании СПЧ от сети пе-
ременного тока илн по схеме полупроводникового широтно-импульсного ре-
гулятора при питании автономного инвертора от нерегулируемого источника
(аккумуляторная батарея, генератор постоянного тока, нерегулируемый
выпрямитель) постоянного тока. Регулятор напряжения PH через фильтр
цепи постоянного тока Ф подключен к трехфазному мостовому инвертору
И на тиристорах.
Система управления регулятором напряжения состоит из выходных уси-
лителей— формирователей импульсов управления тиристорами УФ, фазо-
сдвигающего устройства ФУ и блока защиты БЗ.
Система управления и автоматического регулирования инвертором И
состоит из выходных усилителей — формирователей импульсов управления
тиристорами УФ, кольцевого распределителя импульсов РИ, генератора
переменной частоты ГПЧ, схемы сравнения СС и задающего органа 30.
Сигналы от датчиков тока 1, потока Ф и скорости п системы автоматиче-
ского регулирования преобразователь частоты — асинхронный двигатель
и других датчиков, определяемых законом регулирования, выступают в ка-
честве управляющего напряжения, регулирующего соответственно выходную
частоту и напряжение преобразователя. В зависимости от требований к элект-
роприводу схема позволяет регулировать скорость двигателя с постоянной пе-
регрузочной способностью, с постоянным абсолютным скольжением, с мини-
мальными потерями на всех частотах и разных моментах на валу. В некоторых
случаях между инвертором и двигателем ставится промежуточное устройство,
включающее фильтры по переменному току, компенсаторы, регуляторы пе-
ременного напряжения. При использовании преобразователя с непосредствен-
ной связью функции регулятора напряжения и инвертора совмещены в од-
ном звене.
Одна из функциональных схем стабилизированного статическою преоб-
разователя частоты СПЧ, предназначенного для работы в установке беспере-
бойного (гарантированного) питания особо ответственных потребителей, по-
казана на рис. 3.78,6.
Выпрямитель Ви преобразует переменное напряжение сети в постоянное.
По исполнению выпрямитель может быть как однофазный, так и многофазный.
Зарядный выпрямитель ЗВ предназначен для подзаряда блока аккумулятор-
ной батареи СВ, которая обеспечивает бесперебойное питание нагрузки на
период исчезновения напряжения питающей сети.
Быстродействующий тиристорный ключ ТК подключает аккумуляторную
батарею к инвертору И.
В схеме СПЧ потребители питаются от сети через тиристорный ключ «сеть»
ТПС, инвертор И работает в режиме холостого хода. При исчезновении на-
пряжения питающей сети нагрузку потребителя питает инвертор, подключа-
емый посредством тиристорного ключа ТК к батарее, при этом на нагрузке
возможно кратковременное до 30% падение напряжения. При аварии в ин-
верторе нагрузка потребителя специальным тиристорным переключателем
«инвертор» ТПИ отключается от инвертора и подключается к сети через пере-
ключатель ТПС.
Схема СПЧ обладает относительно высоким КПД. Для обеспечения го-
вышенной стабильности напряжения на потребителе ш качества фермы кри-
вой выходного напряжения в преобразователе СПЧ предусматривается
регулятор выходного напряжения с фильтром РНФ.
К автономным инверторам и преобразователям частоты, применяемым
в качестве стабилизированных по выходным параметрам вторичных источ-
ников питания, предъявляется ряд специфических требований.
1.	Рекомендуемые номинальные значения входных напряжений должгы
. быть :
а)	при питании автономных инверторов и СПЧ от постоянного напряже-.
ния.27, ПО, 220, 440 В;
б)	при питании СПЧ от сети переменного тока 115, 220, 380, 660 В часто-
той 50 Гц.
2, Номинальные значения выходного переменного напряжения 28,5;
183; .230; 400; 690 В.
3, Номинальные значения мощности автономных инверторов и преобра-
зователей частоты должны выбираться из следующего ряда: 2, 4, 8, 12, 20,
30, 50, 75, 100, 125, 160, 200, 250, 320, 400, 500, 630, 800, 1250, 1600,
2000 кВ • А.
. 4. Выходные частоты: 50, 100, 150, 200, 400, 500 Гц.
5.	Стабильность выходного напряжения автономных инверторов и СПЧ
должна соответствовать следующему ряду значений: 1, 2, 3, 5, 10% при из-
менении напряжения питающей сети входа на ±5%, ± 10%-и нагрузки
от холостого хода до номинальной.
6.	Стабильность частоты на выходе автономных инверторов и СПЧ
0,1; 0,5; 1; 2%.
7.	Коэффициент несинусоидальности кривой выходного напряжения при
номинальном режиме работы должен выбираться из следующих значений:
5, 8, 10, 16, 20%.
8.	Коэффициент низкочастотной модуляции в зависимости от нагрузки,
параметров энергосистемы, мощности и частоты автономного инвертора и пре-
образователя частоты принимается из .следующих значений: 0,5; 1; 3; 5%.
9.	Перегрузка по току на 5, 10, 25% от номинального значения.
10.	Коммутационная устойчивость должна обеспечиваться при пусковых
токах, превышающих (2...2,5) 1Н.
11.	Коэффициент полезного действия преобразователя частоты для мощ-
ностей до 100 кВ • А не ниже 85 — 90%.
12.	Автономные инверторы и преобразователи частоты должны обеспе-
чивать регулирование выходного напряжения в пределах следующих зна-
чений: ± 3, ± 5, ± 10, ± 20% от номинального.
Выбор типа автономного инвертора и преобразователя частоты зависит
-от технически обоснованных данных по характеру нагрузочных режимов
работы и условий эксплуатации.
Определяющими для выбора типа автономного инвертора и преобразо-
вателя частоты в зависимости от области их применения являются:
номинальная и максимальная мощности SHOM, SMaK0;
коэффициент мощности нагрузки cos <рн;
кратность пусковых, длительных токовых перегрузок /п;
номинальные значения входных и выходных напряжений и частот t/BX1
^ВЫХ> fsx' ^вых’
диапазон регулирования выходного напряжения и частоты 17вых, fBbIX;
стабильность выходного напряжения и частоты;
отклонения напряжения питающей сети;
согласование входной и выходной сети;
качественные показатели выходного напряжения, к которым относятся:
коэффициент гармоник кривой выходного напряжения, коэффициент низко-
частотной модуляции;
динамические характеристики и точность поддержания заданного режима
системой автоматического регулирования при дестабилизирующих факторах,
качество переходных процессов при пусках и изменениях нагрузки;
характер внешней (нагрузочной) характеристики 6/вых = f(Ia);
устойчивость к внешним коротким замыканиям;
коэффициент полезного действия;
возможность параллельной работы;
бесперебойность в питании потребителей, время допустимого перерыва
или переключения;
масса и габаритные размеры;
надежность и срок службы;
климатические условия эксплуатации.
Глава 4
ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
1.	ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Широтно-импульсиые преобразователи (ШИП) постоянного напряжения
предназначены для регулирования среднего значения напряжения на на-
грузке.
Диапазон выходных мощностей ШИП достаточно широк: от единиц ватт
до сотен киловатт; их применение связано с промышленным электроприво-
дом, электротранспортом, стабилизацией постоянного напряжения.
Основными преимуществами ШИП являются высокие КПД и cos<p
при питании от сети переменного тока через неуправляемый выпрямитель.
В качестве коммутирующего ключа в зависимости от величины выходной мощ-
ности применяются силовые транзисторы или тиристоры.
Применение тиристоров — приборов с неполным управлением — обус-
ловливает необходимость их принудительного запирания посредством узлсв
коммутации.
Узлы коммутации, являющиеся неотъемлемой частью тиристорных ШИП,
определяют их основные характеристики: диапазон регулирования и пере-
грузочную способность.
Улучшение данных характеристик связано с обеспечением достаточной
величины и продолжительности существования обратного напряжения на
тиристоре при его запирании в широком диапазоне изменения нагрузки и
выходного напряжения.
Узлы коммутации ШИП могут включаться последовательно или парал-
лельно с рабочим тиристором, который, в свою очередь, может быть включен
последовательно или параллельно нагрузке.
Отмеченные особенности положены в основу классификации тиристорных
ШИП (рис. 4.1).
Применение тиристорных ШИП для регулирования реверсивных элект-
роприводов требует изменения полярности их выходного напряжения. Дан-
ную задачу решают реверсивные широтно-импульсные преобразователи
(РШИП). Поскольку РШИП строятся на основе автономных инверторов
напряжения, нет необходимости в их подробной классификации по способу
включения узла коммутации. Вследствие этого достаточно рассмотреть под-
робную классификацию нереверсивных ШИП.
НЕРЕВЕРСИВНЫЕ ШИП
Данную группу тиристорных ШИП делят на два больших класса —
последовательные и параллельные. В последовательных ШИП (рис. 4.2,с)
рабочий тиристор VI включен последовательно с нагрузкой.
Выходная часть устройства состоит из фильтрующего дросселя на-
грузки 7?пи диода Уф. На входе схемы включен блокировочный конденсатор
Свх, емкость которого определяется внутренним сопротивлением источника
питания и частотой коммутации [124]. Диод Уф можно включить к отпайке
фильтрующего дросселя (на рис. 4.2,а показано штриховой линией), что
позволяет получить режим работы со значительным отношением ^ВХ/ПВЬИ.
Обе секции дроселя £ф включены последовательно с нагрузкой, что дает воз-
можность снижать броски тока через тиристор VI, когда он работает в режиме
больших нагрузок и малых скважностей. Включение диода Уф по схеме ав-
тотрансформатора (рис. 4.2,6) возможно в тех случаях, когда напряжение
на нагрузке не регулируется до значений, близких к нулевым. При таком
включении имеется возможность скомпенсировать внутренние потери напря-
жения в схеме.
Тиристорные
ШИП
Рис. 4.1. Классификация импульсных преобразователей постоянного напряжения на тиристорах
Характерной особенностью последовательных импульсных преобразова-
телей является то, что в устройствах нельзя получить среднее значение
напряжения на нагрузке, превышающее напряжение источника питания.
Последовательные ШИП с зависимыми узлами коммутации. Схема
последовательного ШИП с зарядом конденсатора через рабочий тиристор
и с параллельной емкостной коммутацией [88]
показана на рис. 4.3, а. При отпирании рабочего
тиристора VI ток протекает через нагрузку, кон-
денсатор С заряжается до напряжения источника
питания через тиристор VI и резистор Дк. После
отпирания коммутирующего тиристора V2 кон-
денсатор разряжается через рабочий тиристор,
в результате чего тиристор запирается. Данную
схему не рекомендуется применять на емкост-
ную нагрузку или другие виды нагрузок с про-
тивоЭДС, так как процесс коммутации может
сопровождаться недопустимо большим током.
Существенным недостатком ШИП с парал-
лельной емкостной коммутацией является то, что
в процессе переключения мгновенные значения
Рис. 4.2. Схемы последо-
вательных ШИП;
а — основная (с диодом V ф(
включенным к отпайке дрос-
селя); б — с автотрансформа
торным включением диода Гф

напряжения на нагрузке могут достигать удво-
енных значений питающего напряжения. Для дан-
ной схемы характерны большие коммутационные
потери.
В схеме последовательного ШИП с резонанс-
ной коммутацией [94] в течение интервала ком-
мутации напряжение на нагрузке меняется ме-
нее чем на 2 В. При включении рабочего тири-
стора VI (рис. 4.3,6) конденсатор заряжается от источника через коммути-
рующий дроссель LK и резистор RK (полярность напряжения на конденса-
торе указана без скобок). При включении коммутирующего тиристора V2
через него и рабочий тиристор, зашунтированный диодом VI, происходит
резонансный перезаряд конденсатора, запирается рабочий тиристор и кон-
денсатор далее перезаряжается через дио.д_ VI. Повторное отпирание ти-
ристора VI вызывает новый перезаряд конденсатора и т. д. Временные ди-
аграммы, иллюстрирующие коммутацию в рассмотренной схеме, показаны
на рис. 4.3, в.
Схемы ШИП с резонансной коммутацией требуют сложной настройки
резонансного контура и большого числа элементов.
В ШИП с автотрансформаторной коммутацией (рис. 4.3, г) коммути-
рующий конденсатор заряжается не только за счет резонанса, но и вследствие
магнитной связи обмоток автотрансформатора, что обусловливает более устой-
чивую коммутацию при изменениях нагрузки. Схема обеспечивает возмож-
ность коммутации значительных токов при меньшей емкости коммутирую-
щего конденсатора С, менее чувствительна к вибрациям, не требует сложной
настройки и удобна в эксплуатации.
Так как коммутирующие конденсаторы рассмотренных схем заряжа-
ются через рабочий тиристор, то это может служить причиной срывов ком-
мутации ШИП в результате ухудшений условий перезаряда конденсатора
при уменьшении скважности.
Схемы ШИП с зарядом конденсатора через нагрузку выполняются с вспо-
могательным коммутирующим тиристором или с насыщающимся дросселем
[138]. Импульсный преобразователь с вспомогательным коммутирующим ти-
ристором показан на рис. 4.4, а. К моменту отпирания рабочего тиристора
VI коммутирующий конденсатор заряжается до напряжения источника пи-
Рис. 4.4. Схема ШИП с вспомогательным коммутирующим тиристором (в)
н закономерность изменения тока и напряжения на коммутирующем конден-
саторе (б)
тания через £к, V'2, L$, /?н. При отпирании рабочего тиристора появляется
ток в цепи нагрузки. После включения (с небольшим сдвигом по времени)
коммутирующего тиристора V2 образуется колебательный контур LK, С, V2.
В течение первого полупериода колебаний (рис. 4,4, б) ток разряда кон-
денсатора протекает через тиристор V2 в прямом направлении, конденсатор
перезаряжается. Диод V 2 не сможет пропускать ток до тех пор, пока не из-
менится знак напряжения на конденсаторе, а ток в колебательном контуре
ие достигнет нулевого значения. Такой момент наступает через полпериода
(точка С). Напряжение на конденсаторе к этому моменту достигает значения
Ц,х, а ток через тиристор V2 становится равным нулю. Поэтому можно счи-
тать, что тиристор V2 восстанавливает запирающие свойства и его сопротив-
ление току в обратном направлении становится значительным. Напряжение
на диоде V'2 с момента, соответствующего точке С, положительно, поэтому
диод V'2 открывается, в результате чего образуется новый короткозамкну-
тый контур, ток которого уменьшает ток через рабочий тиристор до нуля.
С этого момента конденсатор начинает разряжаться через нагрузку.
Так как индуктивность дросселя в цепи нагрузки значительная, ток раз-
ряда конденсатора мало изменит постоянный ток в цепи нагрузки. Разряд
конденсатора и его последующий заряд от источника питания характеризу-
ются примерно постоянной скоростью изменения напряжения на конденсаторе
(линия DE). Закономерность изменения обратного напряжения на тиристоре
VI, который запирается в результате колебательного процесса в узле ком-
мутации, будет той же.
Схемы с колебательным перезарядом конденсатора имеют существенные
недостатки: колебания нагрузки влияют на диапазон регулирования выход-
ного напряжения и на величину запирающего напряжения, прикладываемого
от конденсатора к рабочему тиристору; схемы неустойчиво работают на на-
грузку с противоЭДС. Для расширения диапазона регулирования и обеспе-
чения устойчивой коммутации в зоне малых нагрузок рабочий тиристор шун-
тируют цепочкой, состоящей из диода и дросселя.
Преобразователь с колебательным характером коммутирующего тока»-
устойчиво работающий на нагрузку с противоЭДС, показан на рис. 4.5.
Импульсным преобразователям
с колебательным процессом в узле
коммутации присущ общий недо-
статок— при переключениях ампли-
туда тока через коммутирующий ти-
ристор превышает максимальные зна-
чения амплитуды тока рабочего ти-
ристора; особенно сильно эта зави-
симость проявляется при работе ШИП
на повышенных частотах. Вследствие
Рис. 4.5. Улучшенная схема ШИП с
колебательным процессом в узле ком-
мутации
емкостной коммутацией и насыщаю-
этого приходится увеличивать уста-
новленную мощность коммутирую-
щего тиристора, т. е. увеличивать
установленную мощность всего уст-
ройства.
Схема ШИП с одноступенчатой
щимся коммутирующим дросселем показана на рис. 4.6, а. Дроссель насы-
щения £нас выполняет те же функции, что и элементы V2, LK, V1 в предыду-
щей схеме. Кроме того, дроссель обеспечивает задержку времени, которую
в предыдущих схемах обеспечивала цепь управления тиристором V2. Когда
дроссель £нас не иасыщей, напряжение на конденсаторе остается равным
Рис. 4.6. Схема ШИП с насыщающимся коммутирующим дросселем
(а) и временные диаграммы токов и напряжений (б)
напряжению источника питания. В результате насыщения дросселя цепь
коммутации действует так же, как и в схеме рис. 4.4, когда V2 и V2 находят-
ся в проводящем состоянии. Рассчитывается дроссель 1нас таким образом,
чтобы его индуктивность в насыщенном состоянии была равна индуктивности
1К предыдущей схемы. Время, в течение которого сердечник переходит из
положительного насыщения в отрицательное, выбирается равным половине
минимальной длительности периода работы схемы.
К моменту включения тиристора VI напряжение на конденсаторе равно
Пвх, дроссель £нас находится в положительном насыщенном состоянии.
При включении VI под действием напряжения конденсатора начинается пе-
ремагничивание сердечника дросселя. На данном временном интервале его
индуктивность велика, и напряжение как на конденсаторе, так и на индук-
тивности изменяется мало. Как только сердечник дросселя перейдет в область
отрицательного насыщения (точка А, рис. 4.6,6), индуктивность дросселя
резко уменьшится и станет равной La, в результате чего начнется колебате-
льный процесс в контуре С, LHac, VI,
Когда ток перезаряда конденсатора станет равным нулю (на рис. 4.6, б
точка Сг), напряжение на конденсаторе будет примерно равно t/BX, но проти-
воположное по знаку. С этого момента сердечник дросселя может перемагни-
чиваться в обратном направлении, поэтому его индуктивность резко возрас-
тает. Когда сердечник достигает положительного насыщения (точка Сг),
индуктивность дросселя снова станет равной LK. В контуре опять развивается
колебательный процесс, но ток перезаряда конденсатора течет в направлении,
противоположном току в тиристоре VI, который в результате этого начинает
закрываться.
Схема характеризуется эффектом стабилизации при колебаниях вход-
ного напряжения. Недостаток схемы — необходимость высококачествен-
ного насыщающегося дросселя, установ-
ленная мощность которого значительна,
поскольку ток протекает через дроссель
в течение каждого коммутационного ин-
тервала: заряда, перезаряда, разряда.
Так как интервал проводимости рабо-
I чего тиристора определяется парамет-
рами дросселя насыщения, то схема
допускает. только частотное регулиро-
вание. »
. Схема ШИП скомбинированной ком-
Рис. 4.7. Схема ШИП с комбини- мутацией состоит из коммутирующего
рованной коммутацией	тиристора, линейного дросселя LK и
' дросселя насыщения £нас, объединен-
ных в один контур (рис. 4.7). При комбинированной коммутации обес-
печиваются преимущества обоих рассмотренных ранее ШИП с зарядом кон-
денсатора через нагрузку. Схема более экономична, так как используемые
в ней дроссель насыщения и тиристор V2 меньшей мощности, чем в предыду-
щих схемах. Введение дополнительного.диода V2 не приводит к существен-
ному удорожанию1 устройства. Диод V"2 отсекает обратный ток через дрос-
сель £нас, предотвращая срыв колебаний в коммутирующем узле схемы.
Перед включением VI конденсатор С заряжается до напряжения источ-
ника питания через нагрузку так же, как и в схемах на рис. 4.4,-а и 4.6, а.
После включения VI диод V'2 разрывает цепь заряда конденсатора, напря-
жение на котором остается равным UBX. При включении V2 конденсатор пе-
резаряжается через элементы V 2, LK, V2. Время перезаряда в ШИП с ком-
бинированной коммутацией можно задавать в пределах 50—500 мкс (в схе-
ме иа рис. 4.4, а продолжительность данного интервала порядка 30 мкс)
[139].
В результате увеличения времени перезаряда конденсатора максималь-
ное значение тока через тиристор V2 для схемы с комбинированной коммута-
цией примерно в 10 раз меньше, чем для схемы с дополнительным тиристором.
Габаритные размеры, масса и стоимость тиристора V2 вместе с его теплоот-
водами в ШИП (рис. 4.7) составляют примерно 30% от аналогичных величии
для схемы на рис. 4.4, а. Снижение мощности V2 в ШИП с комбинированной
коммутацией достигается без увеличения емкости конденсатора, что явля-
ется преимуществом схемы.
До включения тиристора VI дроссель £нас находится в области положи-
тельного насыщения. В первый момент после отпирания VI напряжение на
Гнас равно напряжению на LK. В результате перезаряда конденсатора сердеч-
ник дросселя £нас, проходя область отрицательного насыщения, снова возвра-
щается в область положительного насыщения. Ток разряда конденсатора, про-
текая через Енас и V"2, запирает рабочий тиристор. Ток через дроссель Днао
протекает только на интервалах заряда и разряда конденсатора и гораздо
меньше, чем в ШИП с одним насыщающимся дросселем.
Установленная мощность дросселя LHac в схеме ШИП (рис, 4.7) состав-
ляет 10% установленной мощности дросселя насыщения в схеме на рис. 4.6, а,
ток в его обмотке соответственно в два раза меньше.Применяя комбинирован-
ную коммутацию, можно снизить установленную мощность схемы до 30%
в сравнении с мощностью в схеме на рис. 4.6, а, а габаритные размеры дрос-
селя насыщения уменьшить примерно в 10 раз. Несмотря на то, что в им-
пульсном преобразователе с комбинированной коммутацией используется
число элементов большее, чем в любой из схем (рис. 4.4, а, 4.6, а), такой пре-
образователь все же оказывается более экономичным и малогабаритным [138].
Общим недостатком трех последних схем является связь контура комму-
тации с цепью нагрузки. Эта особенность затрудняет коммутацию в режимах
малых нагрузок и делает невозможной работу устройства на холостом ходу.
Преимуществом рассмотренных схем является возможность довольно
быстрого их превращения в схемы с независимой коммутацией. С этой целью
достаточно ввести в контур коммутации зарядные цепочки L3, V3 (показаны
штрихами на каждой из рассмотренных схем), а рабочий тиристор зашун-
тировать встречным диодом V' 1 и дросселем. Последнее не всегда дает нуж-
ный эффект, так как в схеме существует несколько параллельных ветвей,
по которым возможен перезаряд коммутирующего конденсатора. Из рис.
4.7 видно, что после перезаряда конденсатора С через тиристор V2 сущест-
вуют три контура перезаряда: через нагрузку, через цепь V'2, LH, V1 и цепь
L3. V3.
Отмеченное обстоятельство приводит к снижению времени существо-
вания обратного напряжения на рабочем тиристоре. Значение обратного
напряжения, прикладываемого к тиристору VI, снижается, так как цепи
перезаряда конденсатора через V' 1 и через нагрузку появляются после пере-
магничивания нелинейного дросселя £нас. Снижение значения обратного
напряжения на тиристоре VI приводит к увеличению времени восстановле-
ния его управляющих свойств. Если учесть, что время существования запи-
рающего напряжения также снижается, то следствием отмеченных факторов
будет неустойчивая коммутация ШИП.
Использование тиристора вместо диода Е3 с сохранением цепи LI, VI
несколько повышает устойчивость коммутации.
Импульсные преобразователи с независимыми коммутирующими узлами
позволяют обеспечивать устойчивую работу систем питания в широком ди-
апазоне нагрузок и отличаются хорошей перегрузочной способностью.
В схемах независимых ШИП в качестве источника запирающего напря-
жения используется отдельный источник либо предварительно заряженный
конденсатор. Однако первые не нашли широкого применения ввиду необхо-
димости иметь отдельный источник питания.
Независимость контура коммутации можно обеспечить параллельным
(как это имеет место во всех выше рассмотренных схемах) или последователь-
ным запиранием (коммутацией) рабочего тиристора.
Схемы ШИП с последовательной коммутацией отличаются широким ди-
апазоном изменения скважности (приближается к единице) при наличии вы-
сокой перегрузочной способности [22]. К ним относится ШИП с трансформа-
торной коммутацией (рис. 4.8, а). При подаче напряжения UK в контуре ком-
мутации происходит резонансный заряд конденсатора через диод V'2 и пер-
вичную обмотку импульсного трансформатора Т. Рабочий тиристор VI от-
пирается по цепи управления, в результате чего ток протекает через нагрузку
От источника питания Двх. Для запирания рабочего тиристора включается
тиристор V2, после чего конденсатор разряжается через него и первичную
обмотку импульсного трансформатора. В результате разряда на вторичной
обмотке наводится напряжение, противоположное по знаку питающему на-
пряжению и превосходящее его по величине.Ток в цепи рабочего тиристора
прерывается. Коммутирующий тиристор V2 начинает запираться после того,
как ток заряда достигает нулевого значения.
К недостаткам схемы относятся большое число элементов и необходи-
мость дополнительного источника UK для питания коммутирующих цепей.
Для данной схемы, как и для всех ШИП с независимым контуром заряда
конденсатора, характерен эффект накопления энергии в узле коммута-
ции [22],
В схеме независимого ШИП (рис. 4.8,6) вместо трансформатора исполь-
зуется дроссель Сд; процесс коммутации данной схемы аналогичен ранее
рассмотренной.
Рис. 4.8. Схемы ШИП с последовательной трансформаторной (а) и дроссель-
ной (6) коммутацией
Рис. 4.9. Схемы независимых ШИП с коммутирующим контуром:
а — параллельным; б — двойным
Независимый ШИП с параллельным контуром коммутации показан на
рис. 4.9, а. Преимущество данного ШИП — отсутствие дросселя или же транс-
форматора в силовой цепи. Запирание рабочего тиристора происходит в ре-
зультате перезаряда конденсатора С через V2, L^, VI, VI, L'. В процессе
перезаряда конденсатора на рабочем тиристоре существует меньшее обратное
напряжение, чем в схемах рис. 4.8, а, б. Следствием этого является повышение
времени восстановления его управляющих свойств, а значит, менее устой-
чивая коммутация при колебаниях нагрузки.
Для питания динамической нагрузки (привод электрокаров, электро-
мобилей) применяются ШИП с двойным коммутирующим LC-контуром (рис.
4.9, б). Схема состоит из рабочего тиристора Ё/ и четырех коммутирующих
тиристоров V2, V'2, V3, V3 для обеспечения надежного запирания рабочего
тиристора. По цепи управления отпирается рабочий тиристор, и на' нагрузке
появляется напряжение источника питания. Чтобы запереть тиристор ЕД
одновременно отпираются два вспомогательных тиристора V2 и V 3, в резуль-
тате чего происходит резонансный заряд коммутирующего конденсатора С1
(подготавливаются условия для очередной коммутации). Конденсатор С'1,
предварительно заряженный при включении тиристоров V3 и V'2, разря-
жается через тиристор VI, который запирается. После запирания VI конден-
сатор С'1 разряжается через нагрузку. По окончании паузы вновь откры-
вается VI, отпирается следующая пара вспомогательных тиристоров V2 и
V3, обеспечивающая его запирание, и т. д.
Импульсные преобразователи с двойными коммутирующими узлами обес-
печивают надежную работу в режимах малых нагрузок, позволяют получать
высокую гибкость и плавность регулирования в широком диапазоне скоро-
стей электропривода [142]. К недостаткам схемы относится сложность ком-
мутирующего узла и системы управления тиристорами.
Параллельные нереверсивные ШИП. Характерной особенностью таких
ШИП является возможность получать напряжение на нагрузке, превосходя-
Рис. 4.10. Схемы параллельных ШИП:
а — основная; б — с диодом Уф. включенным к отпайке дросселя; в — с автотранс-
форматорным включением диода Уф
щее по своей величине напряжение источника питания.В качестве импульс-
ного элемента параллельных ШИП используется тиристор V, который ге-
риодически замыкает источник питания на дроссель (рис. 4.10, а). В процессе
размыкания рабочего тиристора на этом дросселе наводится ЭДС, направлен-
ная согласно напряжению источника питания, в результате чего через диод
Иф и выходной конденсатор Свых течет ток, который имеет треугольную или
трапецеидальную форму. Напряжение на нагрузке при этом равно сумме
напряжений на Ьф и источника питания.
Возможно несколько схемных решений параллельных ШИП. В некото-
рых случаях диод Уф подключается к отпайке фильтрующего дросселя (рис.
4.10, б). При таком включении можно снижать потери мощности на коммута-
цию (за счет снижения dta/dt), однако степень повышения выходного напря-
жения при этом также снижается. Схема применима в тех случаях, когда тре-
буетея стабилизация выходного напряжения при изменениях нагрузки [125].
В случае необходимости иметь широкий диапазон регулирования выход-
ного напряжения применяется схема с включением рабочего тиристора к
отпайке фильтрующего дросселя (рис. 4.10, в). Однако такая схема имеет
худшие энергетические показатели, так как обладает большими коммутаци-
онными потерями.
РЕВЕРСИВНЫЕ ШИП
Реверсивные широтно-импульсные преобразователи (РШИП) представ-
ляют собой однофазные мостовые инверторы с регулированием напряжения
на нагрузке посредством широтно-импульсной модуляции и применяются в
регулируемом электроприводе постоянного тока.
Для РШИП постоянного напряжения характерны режимы симметрич-
ной и несимметричной коммутации [23]. При симметричной коммутации источ-
ник питания непрерывно подключен к нагрузке, в процессе регулирования
изменяется только полярность его включения.Форма напряжения на нагруз-
ке имеет вид двухполярных импульсов без паузы, что обусловливает зна-
чительиые пульсации тока в нагрузке. Несимметричная коммутация харак-
теризуется наличием однополярных импульсов на нагрузке. Скважность дан-
ных импульсов регулируется.При прочих равных условиях несимметричная
коммутация обеспечивает пульсаций тока в нагрузке вдвое меньше,чем при
симметричной.
На рис. 4.11 показана схема [138] мостового инвертора с двухступенча-
той емкостной коммутацией, по зволяюшая осуществлять широтно-импулЬс-
Рис. 4.11. Реверсивный ШИП по схеме мостового инвертора
ную модуляцию напряжения на нагрузке. Тиристоры VI—V4 выполняют
функцию регулирования напряжения на якоре электродвигателя и его ре-
верса. Тиристоры V5 — V8 — коммутирующие, они позволяют осущест-
влять необходимый закон ШИМ. Для запирания тиристора VI включается
коммутирующий тиристор V5. Коммутирующий конденсатор С1 перезаря-
жается, в результате чего тиристор VI запирается, ток нагрузки переводится
а,	а — основными; б — основным и вспомогательным
на тиристор V5, а избыточный ток перезаряда конденсатора переводится на
диод V'l. Тиристор V2 запирается аналогично при включении тиристора V6,
Диапазон регулирования выходного напряжения в данной схеме ограничен
временем перезаряда коммутирующего конденсатора: tn = эт]/L1C1.
Реверсивные широтно-импульсные преобразователи могут выполняться
и по принципу последовательной коммутации силовых тиристоров. Схема
РШИП с двумя основными коммутирующими узлами, которые осуществ-
ляют поочередную коммутацию рабочих тиристоров, показана На рис. 4.12, а.
Тиристоры Vi—V4 — рабочие. Два коммутирующих узла LK2, С2, V8
и LK1, Cl, V'6 последовательного поочередного гашения рабочих тиристо-
ров включаются коммутирующими тиристорами V5, V6. Запирающее напря-
жение для рабочих тиристоров выделяется на дросселях LI, L2. При вклю-
чении напряжения происходит резонансный заряд конденсаторов Cla С2
через дроссели LK1, LK2. Допустим, что проводят ток рабочие тиристоры
VI, V2. Включение коммутирующего тиристора V5 приводит к резонансному
перезаряду конденсатора С2 через дроссель L1. Тиристор VI попадает под
обратное напряжение и запирается. Энергия, накопленная в индуктивности
якоря двигателя, рассеивается в контуре, образованном диодом V'4, дроссе-
лем L1 и тиристором V2.
В следующий период коммутации включается тиристор V6 и выключает-
ся рабочий тиристор V2. Обмотка якоря двигателя закорачивается цепью;
образованной диодом V'3, тиристором VI, дросселем L2. Коммутирующие
узлы работают поочередно, через период, что Обеспечивает равномерную за-
грузку рабочих и коммутирующих тиристоров преобразователя. При ревер-
се включается следующая пара рабочих тиристоров: V3, V4. Эти тиристоры
необходимо включать после полного запирания тиристоров VI, V2. Обычно
время задержки включения очередной пары рабочих тиристоров должно быть
не менее двух периодов коммутации [23].
Основным недостатком рассмотренной схемы является наличие двух
коммутирующих дросселей LI, L2 в силовой цепи преобразователя, что при-
водит к дополнительным потерям мощности и к увеличению габаритных раз-
меров РШИП, особенно при больших мощностях нагрузки.
Схема РШИП с последовательной коммутацией с основным и вспомога-
тельными коммутирующими узлами показана на рис. 4.12,6. Основной комму-
тирующий узел (LK2, V", С2, V7), являющийся последовательным, питается от
отдельного источника (/к2. Два вспомогательных коммутирующих узла L3, V5
и L2, V6 имеют общий конденсатор С1 с цепью заряда через дроссель LK1,
диод V" от источника — (7к1. Вспомогательные коммутирующие узлы осуще-
ствляют параллельное гашение соответствующих рабочих тиристоров. При
этом из силовой цепи исключаются дроссели L2, L3.
Основной последовательный коммутирующий узел гасит рабочий тири-
стор V4 или же V2 на интервале каждого, периода. Вспомогательное комму-
тирующее устройство гасит тиристоры VI, V3 при реверсе.
Процесс коммутации протекает в следующей последовательности. При
включении питания конденсаторы Cl, С2 заряжаются от источников—I/ ,,
—Дк2 через V", LKl и V", LK2 соответственно. Допустим, что включены тирн-
-сторы VI, V2. В установившемся режиме выходное напряжение регулируется
изменением момента подачи запускающего импульса на тиристор V7 ochobhoso
коммутирующего узла, который является общим для тиристоров анодной
группы моста.
При реверсе снимаются импульсы управления с ранее включенных ти-
ристоров (VI, V2) и подаются на управляющие электроды тиристоров V3,
V4 с временной задержкой, равной двум-трем периодам коммутации [23].
В середине интервала задержки включаются тиристоры вспомогательных
коммутирующих узлов V5, V6. В результате перезаряда емкости гасится ра-
ботавший тиристор катодной группы VI (V3). Таким образом, при реверсе
гасятся оба работавшие тиристора, а в нормальном режиме гасится только
один. После выключения тиристоров VI, V2 энергия, накопленная в индуктив-
ности обмотки якоря, передается в источник питания через диоды V'3, V'4
обратного моста.
. МНОГОФАЗНЫЕ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Для снижения пульсаций входного и выходного тока применяются много-
фазные ШИП, принцип построения которых можно уяснить на примере
трехфазного ШИП (рис. 4.13, а). Каждый импульсный преобразователь имеет
свой сглаживающий дроссель, цепь нагрузки Ео, Lo является общей для всех
ЩИП. На рис. 4.13,6 показаны временные диаграммы токов нагрузки в от-
дельных фазах, а также тока на входе ШИП. Ток нагрузки является суммой
токов'отдельных фаз и пульсирует с частотой в три раза большей, чем частота
тока в отдельных фазах. Входной ток, импульсный характер которого явля-
ется причиной значительных искажений напряжения питающей сети, пульси-
рует также с тройной частотой, а его пульсации в значительной мере подав-
лены уже до фильтра. В результате этого LC-фильтр на входе ШИП более эф-
фективно сглаживает пульсации тока от источника, что приводит к снижению
радиопомех.
В многофазных ШИП масса и габаритные размеры фильтрующих дрос-
селей значительно меньше, чем в однофазных. В двухфазном импульсном
прерывателе общая масса сглаживающих дросселей составляет 42%, а в
трехфазном — 25,5% по отношению к
массе фильтрующего дросселя однофаз-
ного импульсного преобразователя при
равных мощности и пульсациях тока
в нагрузке [141].
При работе ШИП на повышенных
напряжениях применяют последователь-
ное включение тиристоров (рис. 4.14).
Для выравнивания ..напряжений на
Vol
ти-
Lup
R'l R'2	R'3	R'4 .
Рис. 4.14. Схема последователь-
ного включения тиристоров
Со
Рис. 4.15. Двухфазный ШИП с об-
щим узлом коммутации
ристорах используется уравнительный дроссель в сочетании с /?-и ДС-дели-
телями постоянного напряжения. При таком включении можно обеспечить
надежную работу ШИП при напряжении питания до 4000 В [141].
Схема двухфазного ШИП с общим узлом коммутации [30], которая при-
меняется в электроприводе подвижного состава, показана на рис. 4.15.
Тиристоры V/, V2 — рабочие; тиристоры V3—V6 — коммутирующие. Дрос-.
сели LI, L2 служат для ограничения скорости нарастания тока тиристоров,
дроссели Тф/, £ф2—разделительные.
В начале пуска электродвигателя осуществляется режим частотно-им-
пульсного регулирования эа счет попарного отпирания коммутирующих
тиристоров V3, V4 и V5, V6. Конденсатор С перезаряжается через якорную
цепь двигателя н источник питания. На следующем этапе пуска схема пере-
водится в режим широтно-импульсного регулирования, что осуществляется
поочередным отпиранием рабочих тиристоров VI, V2 с частотой переключения
пар коммутирующих тиристоров. Рабочий тиристор VI запирается после
отпирания тиристоров V5, V6 в результате перезаряда конденсатора С. После
запирания VI избыточный ток перезаряда конденсатора замыкается через
диод VI и частично через нагрузку. Тиристор V2 запирается аналогично
после отпирания коммутирующих тиристоров V3, V4.
Основным преимуществом схемы является возможность получения пони-
женной начальной частоты коммутации при малых скоростях вращения тяго-
вого двигателя.
2.	СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ
ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
Основное назначение систем управления ШИП •— обеспечить нужную
расстановку во времени в соответствии с осуществляемым законом регулиро-
вания и формирование управляющих импульсов силового и коммутирую-
щего тиристоров. Необходимо, чтобы импульсы управления ШИП отвечали
требованиям, предъявляемым к крутизне нарастания фронтов мощности и про-
должительности импульса. Схемы управления должны предусматривать
специальные синхронизирующие цепи для предотвращения возможных сры-
Рис. 4.16. ШИП с насыщающимся коммутирующим дросселем:
а — система управления; б — временные диаграммы
вов коммутации в результате изменения условий перезаряда коммутирующего
конденсатора. Кроме того, устройства управления должны быть малогаба-
ритными, экономичными, надежными, технологичными и удобными в эксп-
луатации.
Для управления ШИП с частотным регулированием, например, со схе-
мой с насыщающимся коммутирующим дросселем (рис. 4.6), можно исполь
зовать схему, показанную на рис. 4.16 [148]. Система управления получает
питание от источника питания силовых цепей преобразователя. Напряжение
питания цепей управления стабилизируют кремниевыми стабилитронами V/
и V2. На однопереходном транзисторе V4 собран релаксационный генератор,
выходные импульсы которого усиливаются усилителем на транзисторе V5
и подаются на управляющие электроды тиристоров. Импульсные трансфор-
маторы Т1 и Т2 выполняют функцию согласования выходного сопротивления
схемы управления с входным сопротивлением тиристора (по цепи управления),
а также функцию размножения запускающих импульсов, если силовой ти-
ристор состоит из нескольких, соединенных параллельно.
Частота управляющих импульсов регулируется изменением постоянной
времени цепи заряда конденсатора С2 (изменением сопротивления резистора
7?2). Резистор JR3 ограничивает максимально возможную частоту импульсов
при полностью выведенном резисторе R2. Резистор R4 предназначен для
разряда конденсатора С2 в случае размыкания ключа S1, в результате чего
предотвращается срабатывание системы управления после выключения на-
пряжения питания. Резистор RS предназначен для термостабилизации V4,
диод V8 шунтирует первичные обмотки импульсных трансформаторов.
При высокой частоте запускающих импульсов коммутирующий конденса-
тор ШИП может не успевать перезаряжаться, что приводит к срыву коммута-
.	ции. Для предотвращения такого слу-
чая в схеме управления предусмотрены
специальные синхронизирующие цепи,
которые задерживают момент срабаты-
вания V4 при возникновении опасности
сбоя в работе устройства. Схема син-
хронизации работает следующим обра-
зом. Дроссель насыщения ШИП (см.
рис. 4.6, а), кроме силовой обмотки
ш2„ас, имеет обмотку ау/нас для пита-
ния цепей синхронизации. Напряже-
ние, снимаемое с данной обмотки, име-
ет прямоугольную форму. Его вели-
чину можно регулировать изменением
сопротивления резистора R7.
В момент t2 (рис. 4.16, б) вклю-
чаются рабочие тиристоры ШИП; на
первичной обмотке Ш2нас появляется
отрицательное напряжение	.
Следовательно, диод V3 заперт, и схе-
ма синхронизации не воздействует на
цепь формирования импульсов. После
насыщения дросселя LHac (момент <8)
Рис. 4.17. Структурная схема много-
фазного ШИП
коммутирующий конденсатор ШИП С
перезаряжается, и напряжение на обмотке щ/нас становится положительным
(интервал t3 — tt). Если напряжение между движком потенциометра R7 и отри-
цательным полюсом источника питания больше нуля, но меньше U в, диод V7
находится под обратным напряжением. Если напряжение, снимаемое с R7,
больше Uв, но меньше U А, диоды ИЗ, V6 заперты, диод V7 открыт и начи-
нается заряд конденсатора СЗ.
Напряжение питания V4 может быть любым в диапазоне Uв — U А. Если
напряжение, снимаемое с R7, больше U А, то диоды ИЗ, V7 открыты, а диод
V6 закрыт. Отпирание V4 (следовательно, и формирование запускающего им-
пульса) возможно только в том случае, если отношение его базового напря-
жения к напряжению на эмиттере составляет 0,56—0,68. При междубазовом
напряжении, равном UA, V4 не может открываться, хотя напряжение на кон-
денсаторе Cl Ub = 0,5Ua. Только после исчезновения напряжения на обмот-
ке w/Hac возможно включение V4.
Конденсатор СЗ препятствует быстрому изменению блокирующего меж-
дубазового напряжения V4 и задерживает появление очередного запускаю-
щего импульса.Защита ШИП от возможных срывов коммутации обычно сво-
дится к задержке запускающих импульсов при возникновении аномальных
условий для перезаряда конденсатора [140].

Принцип построения систем управления многофазных ШИП [73J пока-
зан на рис; 4.17 и 4.18, где даны схемы только двух фаз устройства, так как
соединение каналов управления между собой остается неизменным и не за-
висит от числа фаз.
Система управления представляет собой кольцо из каналов управления
отдельными фазами, каждый из которых состоит из ждущего мультивибра-
тора ЖЛ4г блока временной задержки ВЗ и формирующих каскадов Ф-К
(рис. 4.17).
Ждущий мультивибратор первой фазы ЖМ1 (транзисторы V106, V107)
запускается при разряде конденсатора С (рис. 4.18) через пусковую кнопку
S на вход V106. Импульс с выхода ЖМ1 запускает формирующий каскад
первой фазы ФК1, который состоит из двух блокинг-генераторов на транзи-
сторах разной проводимости (VI10, VU4). Первый блокинг-генератор (тран-
зистор VI10) запускается передним фронтом импульса с ЖМ.1, второй — его
задним фронтом. Выходные импульсы блокинг-генераторов запускают по-
очередно рабочий и коммутирующий тиристоры ШИП первой фазы. Если
применять ШИП с колебательным перезарядом коммутирующего конденса-
тора, то используется только одна выходная обмотка второго блокинг-гене-
ратора. Импульс с данной обмотки поступает на вход каскада временной
задержки n-й фазы ВЗп. Он представляет собой фантастронный генератор
(транзисторы V201, V203, V204) с длительностью задержки, приблизительно
равной п//к, где п — число фаз, fK— частота коммутации фазы. Импульс
с выхода ВЗп запускает ЖМп (транзисторы V206.V207). Ждущий мульти-
вибратор и-й фазы запускает собственный формирующий каскад (транзисторы
V210, V214) по^аналогии с первой фазой.
Если ШИП имеет две фазы, то выходной импульс блокинг-генератора
(транзистор V214) через усилитель мощности (транзистор V301) поступает
иа вход B3I (транзисторы V101, V103, V104), который запускает ЖМ1. Та-
ким образом, кольцо системы управления замыкается.
Временная задержка импульсов с выхода фантастронных генераторов
регулируется одновременным изменением напряжения на их входах. Эту
функцию выполняет управляющий каскад (транзисторы V304, V307).
3.	МЕТОДИКА РАСЧЕТА
ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
ШИП С КОМБИНИРОВАННОЙ ДРОССЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
ПРИ СТАТИЧЕСКОЙ НАГРУЗКЕ (рис. 4.8)
При расчете ШИП заданными величинами являются диапазоны изменения
нагрузки и выходного напряжения.
В зависимости от конкретных требований к устройству частоту переклю-
чения рабочего тиристора следует выбирать либо из условия получения мак-
симального КПД, либо из условия широкого диапазона регулирования,
минимальных габаритных размеров и массы импульсного преобразователя.
В первом случае частота коммутации ШИП вполне однозначна и ее можно
рассчитывать по методике, изложенной в работе [21], а расчетная частота пе-
реключения, как правило, не превышает 1 кГц. Второе условие можно обес-
печить за счет повышения частоты переключения, что снижает КПД'. После
выбора частоты переключения ШИП рассчитывают по следующей методике.
1.	Определяют индуктивность фильтрующего дросселя (расчет произво-
дят из условия непрерывности тока нагрузки)	,
£ф>О,97’()?н+7?о),	(4.1)
где Т — период переключения рабочего тиристора; RH — сопротивление на-
грузки; 7?0 = 7?ф + Ry$ — сумма сопротивлений фильтра и прямого динами-
ческого сопротивления диода Уф.
Индуктивность £ф в дальнейшем можно уточнить с учетом условия по-
лучения необходимого коэффициента пульсаций напряжения на нагрузке.
Большая индуктивность дросселя фильтра может явиться причиной сбоев
в работе ШИП в том случае, когда длительность запускающего импульса
меньше времени установления подхватывающего тока тиристора, а увеличе-
ние длительности запускающего импульса приводит к возрастанию мощности
выходных каскадов системы управления.
2.	Определяют напряжение источника питания
Е	Uк. НОм/[ТГнОМ (°^“нОм) \юмЬ
где Un ном — напряжение на нагрузке при номинальной скважности уном —
= 0,5; коэффициенты оном, >ном, аном соответствуют номинальному режиму ра-
боты ШИП:
°НОМ
/	^ф^
“"ном 11 + г Гном
1— е '	-и!
| с °п. ном
Тном)
“ном = ТРн.	Х — I */(1 + Яф/#ном)] — [1/(1+ Ro/Rn. ном)1;
“н. НОМ = “ном [1 + Ro/Rn. НОМ +ом Ы R^i/RK. иом1‘
3.	Определяют емкость коммутирующего конденсатора
^восст^н. макс/^»
где /восст — время восстановления управляющей способности тиристора, mkcj
/„ макс — максимальный ток нагрузки, А; Е — напряжение источника пита-
ния, В.
4.	Тип и класс рабочего тиристора выбирают, исходя из максимальных
тока нагрузки и напряжения, равного удвоенному напряжению источника пи-
тания, и частоты переключения.
'5. Определяют максимальные напряжение и ток для коммутирующего ти-
ристора
где <ок = и>кТ, Тк = Тк/4 — приведенные угловая частота и период собствен-
ных колебаний контура перезаряда конденсатора (обычно 7К= 100. i. 600 мкс);
с = Рг^/Ж); Р2 = T/(RKCy, ₽2 = 77(£КС); RK — активное сопротивление кон-
тура перезаряда; LK = Q/?H0M/'°K — индуктивность контура перезаряда конден-
сатора; Q — добротность колебательного контура, обычно принимаемая равной
10 ... 15.
6.	Вычисляют количество витков дросселя перезаряда, выполненного на
тороидальном сердечнике,
tt) = j/10s£KOM/(2p/iln^2//?1),
где h — высота сердечника; Rz— внутренний и внешний радиусы сер-
дечника.
При повышенных частотах коммутации с целью снижения коммутацион-
ных потерь рационально выполнять линейные коммутирующие дроссели
без ферромагнитных сердечников.
7.	Индуктивность дросселя насыщения определяют из условия, чтобы он
насыщался за время <нас -С 0,257’к.
Число витков дросселя насыщения
щ = ^нас/(23В5),
где S — сечение сердечника; Bs — значение индукции насыщения для материа-
ла сердечника.
8.	Определяют максимальные значения обратного напряжения и тока дио-
да Уф:

1
*н+ Яо
Д’
макс
~”п. макс
““макс
Хе
где
^макс
+ -к U /макс)
”н. мин/
амакс
.1 —е
“макс> “п. макс* Кмакс соответствуют- максимальной нагрузке и скважности в
процессе регулирования.
9.	Определяют динамические характеристики тиристоров:
рабочего
dUa ^макс . dia ^макс
ЧГ “ ~7Г : ~dt ~	’
где Lc — индуктивность цепи рабочего тиристора,
коммутирующего
dU д  ^макс . dig ^макс
dt “Ю’ dt ~ LKOM
10.	Регулировочную характеристику преобразователя рассчитывают по фор-
мулам
и к = f (7); Ц, = Е [7 — (о/a) X].
11.	Внешнюю характеристику ШИП строят согласно выражению
ии = Е1-1„
ШИП С АВТОТРАНСФОРМАТОРНОЙ КОММУТАЦИЕЙ (см. рис. 4. 4, г}
1.	Определяют емкость коммутирующего конденсатора
^ВОССТ^Н . МИНСКЕ
и минимальную ширину импульса выходного напряжения
^и. мнн ^ЕгС,
где £2= 16- 109//2C — индуктивность вторичной полуобмотки автотрансформа-
тора, мкГ; f— предельная частота коммутации, Гц; С — в мкФ.
2.	Автотрансформатор рассчитывают из условия
«ГМ =1/7=1/ LJLi.
где w2 — число витков полуобмоток автотрансформатора; Lf = L2/49 — ин-
дуктивность первичной полу обмотки автотрансформатора..
3.	Сечение стали сердечника автотрансформатора выбирают из условии
w*S = £2/6.
4.	Максимальная индукция сердечника В = 15Е L2C/w1S не должна
превышать индукцию насыщения.
5.	Средний ток коммутирующего тиристора равен сумме токов конденса-
тора, второй полуобмотки автотрансформатора и диода V:
Лф = НС£ + 2/нмакс]/ад. 10-».
6.	Определяют максимальные значения напряжения, прикладываемого к
тиристорам VI, V2 и диоду V3,	и максимальное обрат-
ное напряжение на диоде V: Um2 = Umlw2/w1.
7.	Определяют динамические характеристики тиристоров;
рабочего
du/dt = /н макс/С; diafdt = E/Ly,
коммутирующего
dua!dt ~ Еdialdt ~ UtnilL-ft,
где — суммарная индуктивность цепи, образованной тиристорами VI, V2 и
конденсатором С.
ШИП С НЕЗАВИСИМОЙ КОММУТАЦИЕЙ [23]
Выбор типа коммутации (параллельной или последовательной) опре-
деляется требуемой перегрузочной способностью. ШИП с независимой по-
следовательной коммутацией отличаются более устойчивой работой при пе-
регрузках.
При расчете заданными величи-
нами являются:, ток нагрузки номи-
нальный /н ном, А, кратность внезап-
ной перегрузки Кп, напряжение источ-
ника питания Е = Ul(1, В, частота
коммутации f, Гц.
Независимый ШИП рассчитывают
по следующей методике:
1.	Выбирают способ коммута-
ции (параллельная или последова-
тельная) из условия заданной пере-
грузочной способности и диапазона
регулирования.
2.	Рассчитывают относительный
номинальный ток, ‘исходя из мини-
мума установленной мощности комму-
тирующих дросселя и конденсатора
(£д, С). _
Ток /н ном рассчитывают по кри-
вым, показанным на рис. 4.19,
Зс+5Д =/(/„. ном)- Расчетное зна-
чение 1 н. ном Должно соответство-
Рис. 4.19. Зависимости относитель-
ных установленных мощностей комму-
тирующего оборудования для ШИП
с параллельным (—) и последователь-
ным (--------) гашением:
Ксп = 1.25;	=20 мкс; то =
4 зап	**посл	-°парал
= 40 мкс; f 1 кГц; £>д = 0,2; £>д/Од =
= 2; Д, = 1,0; Кд < 0,1
Рис. 4.20. Характеристики без-
размерной емкости ШИП:
I — параллельное, гашение; 2 — по-
следовательное гашение
вать минимуму Sc+5Д, где 5С= 17Сэф7Сэф/Е/н и 5Д= 17д макс7д. эф/(1^2£7н)““
относительная установленная мощность соответственно коммутирующего кон-
денсатора и дополнительного дросселя £д; 17Сэф, 1С эф — эффективные значе-
ния напряжения и тока конденсатора С; (7Д макс— максимальное напряжение
на дросселе Ед; /дэф—эффективное значение тока дросселя £д; Е — напря-
жение источника питания; /н — ток нагрузки.
3.	Определяют волновое сопротивление
контура разряда конденсатора С
Рд =	ном’
где UK — напряжение питания узла комму-
тации.
4.	По кривой = f (С), 7Н= f (Сн)
(рис. 4,20) находят относительную емкость
коммутирующего конденсатора. При этом
относительный ток нагрузки 7Н = КН7И ном-
Относительную емкость для ШИП с мед-
ленно изменяющейся нагрузкой выбирают
по кривым 7Н = f (С). Если в процессе ра-
боты преобразователя возможны внезапные
изменения нагрузки, относительную емкость
коммутирующего конденсатора выбирают по
кривым /н = f (С^).
5.	Определяют емкость коммутирующего конденсатора
С = ^зап^восет^к’
где Кзап=1,15 ... 1,3—коэффициент запаса; /н П=ЛП/Н ном — ток преобразова-
теля в режиме перегрузки;  индуктивность коммутирующего дросселя £д =
= Срд. Угловая частота контура разряда конденсатора <ор = 1/рдС. Время раз-
ряда конденсатора f = л/ыр.
6.	Определяют время заряда ком-
мутирующего конденсатора t3 = КтТ—
—tp, где Т =l/f — период коммутации;
К т = (Г	(обычно Кт =
= 0,75 . Г. 0,95); 7р и Т3 = 2/3 — пе-
риод .колебания контура соответствен-
но разряда и заряда конденсатора С.
7.	Определяют угловую частоту
Контура заряда “3 = 2п/Т3 и индук-
тивность зарядного дросселя LK =
= 1/Cw
8.	Определяют ток, напряжение
и мощность нагрузки ШИП в номи-
нальном режиме при -у = умакс = 1.
Рис. 4.21. Характеристики ШИП:
а — углов действия обратного напряжения;
б — максимальных координат предельного
цикла перезаряда; Рд ~ 0,2; РдуР^ = 2;
KL < 0,1;	= 1
По кривым рис. 4.21 определяют максимальные координаты предельных
циклов перезаряда конденсатора Хтд, ХтС, Утл. YтС для случая 7Н-
9,	Вычисляют относительную емкость в номинальном режиме
с = спк/я3/В0ССТ/н.
10.	Определяют максимальные напряжение, ток, средний ток и установлен-
ную мощность тиристоров ШИП:
рабочего
U-г. макс (I “Ь	Лг.. ср ЛЛмакс’	~ ^т. макс^т. ср’
коммутирующего
^т. макс EX-mjJKu' Л-. макс тд^п'
^т. ср = ЦЛтд7’р/Рдя7’1 St = U't. мак+г. ср'
где Ки = Е/ик.
11.	Рассчитывают мощность, потребляемую коммутирующим устройством
ШИП,
Рк = ик1к. ср'' 7н =
где рк = LJC — волновое сопротивление цепи заряда конденсатора.
12.	Определяют эффективные ток, напряжение и установленную мощность
коммутирующего конденсатора:
I — 1 К ' 1 / ^з^воссг Y
1С эф — 7нЛУ, L |/ -------- ЛГ W
Uc^XT^JK
?С = 1С эф^С эф*
где
Ку, l = V1 +	(Гтк/Утд)2; KL = £д/(£д + £к);
Кхт = рЛ(1 - /<А)2 + 2(1- Кт) (1 - Кх)* + (1 -	(1 + /<х)?;
/<х = хтв/хтк.
13.	Определяют действующие значения тока и установленную мощность
коммутирующего дросселя
I = / 1 / у 4- ю/<3<восст £- у2 
Д- эф 'н |/ I '	4 /н 1 тд
S« = Ц^тд/д. эф/V^2; ^д = £д/£-/н-
14. Тиристоры ШИП выбирают с учетом максимально возможных напря-
жений на них в процессе коммутации. С этой целью по кривым на рис. 4.21
определяют максимальные координаты макс д» У п.макс д* ^п.макс к* ^п.макск
предельных циклов перезаряда емкости для тока в режиме перегрузки /н п=
~	НОМ’
Максимальное напряжение на тиристорах:
рабочем
^т. макс = О + ^п. макс. д/^<Л
• коммутирующем
^т- макс //’/Qi. макс.„к*
,15. Определяют максимальную мощность, коммутируемую ШИП,
Р = FI
макс ^'н. п’
4. БЕСКОНТАКТНЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Рис. 4.22. Схема тиристорного ключа
с предварительным зарядом конден-
сатора
Бесконтактные ключи постоянного
Бесконтактные ключи постоянного и переменного тока предназначены
для коммутации .различного рода электрических цепей.Основными характе-
ристиками коммутационных аппаратов'являются надежность функциониро-
вания, чувствительность, избирательность, быстродействие, изоляция цепей.
В отличие от электромеханических тиристорные ключи ие имеют механизмов
для передачи усилий и движений контактов, что повышает их надежность
и срок службы, снижает частоту профилактических осмотров и ремонтов,
хотя частота включения тиристорных ключей на несколько порядков выше,
чем электромеханических.
Надежность тиристорных ключей зависит от запасов по допустимой тем-
пературе перегрева, максимальному току, напряжению его отдельных эле-
ментов.
Чувствительность тиристорных ключей зависит от типа схемы и значи-
тельно выше, чем электромеханических. Мощность управления измеряется
долями ватта.
Время срабатывания тиристор-
ных ключей достигает нескольких
десятков микросекунд, а время от-
пускания — также весьма незначи-
тельно.
Ввиду малой мощности управле-
ния бесконтактные реле защиты по-
зволяют значительно повысить изби-
рательность, что очень важно для
устройств защиты, работающих по
принципу сравнения: в предельных
случаях они позволяют различать
максимальное и минимальное значе-
ния тока короткого замыкания. •
Бесконтактные тиристорные клю-
чи не являются идеальными, а име-
ют конечные сопротивления замкну-
тых и разомкнутых состояний. При
отключении сети они обеспечивают
худшую, чем электромеханические
ключи, изоляцию цепей.
тока предназначены для включения
и отключения нагрузки в цепях постоянного тока. Одновременно они могут
выполнять функцию импульсного регулирования напряжения на нагрузке.
В качестве бесконтактных ключей постоянного тока можно использовать
любую из схем зависимых ШИП, рассмотренных выше. Недостатком данных
схем является неустойчивость работы в режимах, близких к холостому ходу
и короткому замыканию, так как процесс перезаряда коммутирующего кон-
денсатора осуществляется через цепь нагрузки. Это можно устранить вклю-
чением дополнительного источника питания для заряда коммутирующего
конденсатора. В схеме предусматривается блокировка, запрещающая вклю-
чение схемы до окончания заряда конденсатора (рис. 4.22) [52].
Кнопкой «пуск» включается рабочий тиристор VI. Конденсатор СО
заряжается до суммы напряжений ERon + Е полярностью, указанной на
схеме. При коротком замыкании в цепи нагрузки увеличивается падение
напряжения на сопротивление шунта /?ш, включается коммутирующий ти-
ристор V2. В результате разряда конденсатора СО рабочий тиристор запира-
ется, и цепь короткого замыкания разрывается. Коммутирующий тиристор
может бЬ1ть включен кнопкой «стоп». В этом случае падение напряжения на
сопротивлении RBcn открывает V2 и отключает цепь нагрузки.
Напряжение на конденсаторе СО не может быть меньше, чем Едоп.
Этим обеспечивается надежная работа ключа в широком диапазоне измене-
ния нагрузки. Для уменьшения емкости коммутирующего конденсатора меж-
ду анодом VI и отрицательным зажимом нагрузки включается небольшая
(порядка 100 мкГ) индуктивность L. При большой частоте коммутации в схему
включают конденсатор С2 (емкость порядка 1000 мкФ), показанный на схеме
штриховыми линиями, который при включении V2 подключается параллель-
но цепи с сопротивлением R. Конденсаторы С/, С'1 предотвращают возмож-
ность ложных срабатываний схемы.
Рассмотренный принцип введения дополнительного источника заряда
конденсатора может быть осуществлен для схем зависимых ШИП при исполь-
зовании их в качестве прерывателей постоянного тока.
Бесконтактные ключи переменного тока предназначены для коммутации
в цепях переменного тока. Одно из основных требований, предъявляемых к
Рнс. 4.23. Схемы включений тиристоров:
а — встречно-параллельного; б — встречного; в — в диагонали диодного моста
Рис. 4.24. Схемы трехфазных ключей
ключам переменного тока, заключается в том, чтобы их включение происхо-
дило при нулевых значениях напряжения (тока). В качестве силовых элемен-
тов ключей переменного тока используют симметричные или обычные тири-
сторы. Силовая схема ключа может иметь несколько различных модификаций.
1.	Встречно-параллельное включение тиристоров (рис. 4.23,а). Система
управления (СУ) формирует последовательность импульсов необходимой
мощности, сдвинутых на 180°. Тиристоры могут включаться в любой момент
времени в течение полупериода напряжения сети.
Гармонический состав тока нагрузки определяется ее характером, а
также величиной угла включения тиристоров. При работе ключа на нагрузку
индуктивного характера возможны затруднения в момёнт включения тиристо-
ров вследствие конечной длительности управляющих импульсов. С этой
целью рекомендуется шунтировать нагрузку активным сопротивлением,
обеспечивающим ток тиристор.а не ниже удерживающего [17].
При емкостной реакции нагрузки включение тиристора сопровождается
бросками тока с высокой скоростью нарастания. Включение небольших ин
дуктивностей последовательно с нагрузкой приводит к снижению скорости
изменения тока тиристора при его включении.
2.	Встречное включение тиристоров (рис. 4.23,6). Преимущество данного
включения тиристоров заключается в том, что обратное напряжение на каж-
дом из них не может превышать половину амплитуды напряжения сети при
одинаковом обратном токе утечки тиристора. В процессе работы напряжение
на каждом из тиристоров блокируется диодами V3, V4. Среднее значение тока
через тиристор составляет 0,45 действующего значения. К недостаткам схе-
мы по сравнению с предыдущей можно отнести наличие диодов V3 и V4.
3.	Включение тиристора в диагональ диодного моста (рис. 4.23,в). Пре-
имуществом схемы является отсутствие обратного напряжения на тиристоре.
В отличие от предыдущей схемы среднее значение тока через тиристор со-
ставляет 0,9 действующего значения. Схема имеет худшие энергетические
характеристики, так как потери мощности в ней в 2—3 раза больше.
Трехфазные ключи переменного тока могут быть выполнены на основе
рассмотренных выше однофазных схем. Тиристорные трехфазные ключи мо-
гут выполняться как с нулевым выводом (рис. 4.24, а), так и без него (рис.
4.24,6). В первом случае тиристоры работают при меньших обратных напря-
жениях. Во втором случае в режимах замыканий нагрузки любой из фаз
тиристоры защищены от тока короткого замыкания. В схеме рис. 4.24, б для
включения тиристоров может быть использована единая система управления.
Более экономичной схемой трехфазного ключа является схема на рис.
4.24,в [17], где используются всего три тиристора. Недостаток схемы: все
тиристоры находятся под линейными напряжениями.
ТИРИСТОРНЫЕ ПУСКАТЕЛИ, СЕРИЙНО ВЫПУСКАЕМЫЕ
•	ОТЕЧЕСТВЕННОЙ ПРОМЫШЛЕННОСТЬЮ
Завод «Электровыпрямитель» (г. Саранск) серийно выпускает тиристор-
ные пускатели типов ПТ-16-380-45 и ПТ-40-380-45 для дистанционного управ-
ления трехфазными электродвигателями. Каждый тип пускателя имеет два
исполнения: пускатели исполнения 1 предназначены для эксплуатации во
взрывоопасных условиях, пускатели исполнения 2 — для общепромышлен-
ного применения.
Тиристорные пускатели снабжены токовой защитой, срабатывающей
при 9-10-кратном номинальном токе, и тепловой защитой от перегрузок
при достижении температуры корпуса тиристора 105рС.
Основные технические характеристики тиристорных пускателей приве-
дены в табл. 4.
4. Тиристорные пускатели серии ПТ
Параметр, характеристика	Тип	
	ПТ-16-380-95 ПТ-16-380Р-95	ПТ-40-380-95 ПТ-40-380Р-95
Напряжение трехфазной питающей сети, В	380 +*®%	380 +зд%
Частота питающей сети, Гц	50	50
Номинальный' ток, А	16	40
Ток в продолжительном режиме работы при тем- пературе окружающей среды до 35° С, А	25	63
Минимальный ток, А	0,18	0,18
Ток включения в течение 0,4 с ц режиме ПВ, А	100	200
Срок службы, ч	' 10 000	10 000
Пускатели выполнены в.виде единых блоков. Принципиальные электри-
ческие схемы пускателей унифицированы и отличаются между собой только
количеством элементов и типом силовых тиристоров.
Тиристоры управляются широтно-импульсным методом, причем импуль-
сы управления формируются из анодных напряжений тиристоров. На рис.
4.25 показана схема одной фазы нереверсивного пускателя. Если на аноде
тиристора VI положительная полуволна напряжения, то при замыкании кон-
тактов S реле через диод V4 и резистор R1 протекает ток управления тири-
стора VI. Тиристор VI открывается и автоматически снимает сигнал управ-
ления, так как прямое падение напряжения на открытом тиристоре незна-
чительно. При изменении полярности напряжения сети аналогично вклю-.
чаются тиристор V2 и цепь его управления.
Таким образом, импульсы управления поступают на тиристоры синхрон-
но с напряжением сети в начале каждого полупериода. Длительность импуль-
сов управления зависит от интервала проводимости тиристоров и автомати-
чески устанавливается оптимальной в зависимости от изменения тока на-
грузки.
Схема пускателя показана на рис. 4.26. При подаче напряжения на за-
жимы Л1—ЛЗ включается трансформатор Т. Его вторичное напряжение
выпрямляется и подается на схему защиты. Напряже-
ние на схему управления поступает только при
включении кнопок «вперед» или «назад».
При замыкании соответствующей кнопки включа-
ется реле /(/ или К2, замыкаются их контакты в це-
пях управления тиристорами. При отключении реле
снимаются импульсы управления тиристоров, нагрузка
отключается. 
Блок защиты предназначен для отключения пу-
скателя в аварийных режимах. Резистор R6 предна-
значен для регулирования порога срабатывания мак-
симальной токовой защиты, резистором R5 регули-
руется порог срабатывания тепловой защиты от пере-
грузки. В исходном состоянии транзисторы V3, V6 за-
крыты. Увеличение напряжения на резисторе R6 или
R7 до величины опорных напряжений стабилитронов
V5, V6 приводит к отпиранию транзисторов V3, V6.
Переход эмиттер —- база транзистора V37 шунтируется
транзистором V3 черед диод VI.
Запирание транзистора V36 приводит к отключению реле К1 или R2
и нагрузка отключается. Транзистор V36 остается открытым до возвращения
схемы в исходное состояние, для чего необходимо отключить напряжение
сети на входе пускателя.
версивного тири-
сторного пускателя
5. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Стабилизаторы подразделяются иа параметрические и компенсацион-
ные.
В параметрических стабилизаторах напряжения нелинейные элементы
(стабилитроны, термисторы, дроссели и др.) имеют вольт-амперную харак-
теристику, удовлетворяющую условию V = const, а в стабилизаторах тока
(барретеры и др.) —• условию I = const.
Компенсационные стабилизаторы представляют собой замкнутую си-
стему с измерительным элементом, где стабилизируемая величина сравни-
вается с эталонной и вырабатывается сигнал рассогласования. Этот сигнал
затем преобразуется, усиливается и поступает на регулирующий элемент,
изменяя его состояние таким образом, чтобы поддерживать стабилизируе-
мое значение напряжения или тока с требуемой точностью. Регулирующий
элемент может работать либо в непрерывном, либо в импульсном режиме.
В компенсационных стабилизаторах стабилизация обеспечивается при сум-
марном воздействии дестабилизирующих факторов, в качестве регулирую-
щего элемента используются управляемые нелинейные элементы (транзисто-
ры, тиристоры, электронные лампы и т. д.).
Рис. 4.26. Схема реверсивного тиристорного пускателя типа ПТ-16-380 Р
Основными параметрами стабилизатора являются коэффициент стаби-
лизации и выходное сопротивление. Коэффициент стабилизации — это от-
ношение относительного изменения дестабилизирующей величины к вызван-
ному им относительному изменению стабилизируемой величины. Например*
коэффициент стабилизации тока по входному напряжению
Ki = ^s^sx/KISba!/lwx.
Выходное сопротивление стабилизатора — это отношение изменения на-
пряжения на выходе стабилизатора к вызвавшему его изменению тока нагруз-
ки при постоянном входном, напряжении при неизменных других дестабили-
зирующих факторах:
Ri = — A^Bblx/A/Bi,lx-
Знак минус показывает, что с ростом тока нагрузки выходное напряжение
уменьшается н наоборот.
В зависимости от назначения систем электропитания н специфики их
работы к стабилизаторам предъявляются следующие требования: высокий
КПД; минимальные пульсации выходного напряжения (тока); высокое быст-
родействие; малая чувствительность к изменениям температуры; высокий
коэффициент стабилизации; возможность плавной регулировки выходного
напряжения (тока); минимальные габаритные размеры и масса.
КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
С РЕГУЛИРУЮЩИМ ЭЛЕМЕНТОМ ИМПУЛЬСНОГО ДЕЙСТВИЯ
Если регулирующий транзистор компенсационного стабилизатора ра-
ботает в непрерывном режиме, то на нем выделяется значительная мощность,
что ухудшает КПД и требует интенсивного охлаждения регулирующего тран-
зистора. Более экономичными, а поэтому н малогабаритными, являются им-
пульсные стабилизаторы, в которых ре-
гулирующие элементы работают в клю-
чевом режиме.
Наиболее распространены два типа
импульсных стабилизаторов: стабили-
заторы с широтно-импульсной модуля-
цией н релейные (стабилизаторы с двух-
позицнонным регулированием).
На рнс. 4.27 показана структурная
схема стабилизатора с ШИМ. Выпрям-
ленное напряжение через фильтр или
непосредственно с выпрямителя пода-
ется на регулирующий элемент РЭ, а
затем через фильтр Ф — на выход ста-
билизатора. Выходное напряжение ста-
билизатора Г7ВЬ1Х сравнивается с опор-
Рис. 4.27. Структурная схема ста-
билизатора с широтно-импульсной
модуляцией
ным напряжением UQn, а затем сигнал разности Д(7 подается на вход уси-
лителя постоянного тока УПТ. Усиленный сигнал поступает на модули-
рующее устройство МУ, преобразующее сигнал постоянного тока в импуль-
сы с определенной длительностью. Длительность импульсов изменяется
пропорционально сигналу разности между опорным и измеряемым напряже-
ниями. С модулирующего устройства сигнал поступает на регулирующий
элемент РЭ, который периодически переключается. Среднее значение на-
пряжения на выходе РЭ Ucp = ?(7ВХ. где 7 = t,]T — скважность импуль-
сов; tn— время открытого состояния; Г — длительность периода.
При изменении напряжения на выходе стабилизатора изменяется сигнал
постоянного тока, а следовательно, и соотношение между паузой и импуль-
сом. В результате среднее значение выходного напряжения возвращается
к первоначальному значению.
Напряжение разности можно преобразовать в импульсы относительной
длительности различными методами, например, при помощи модулятора на
базе автогенератора с магнитной связью по двухтактной несимметричной
схеме, управляемых релаксационных генераторов и др.
На рис. 4.28, а показана схема импульсного стабилизатора с двухпозици-
ояяым регулированием. Когда транзистор V открыт, конденсатор С заряжа-
ется через резистор R6. Как только напряжение на конденсаторе С до-
стигнет определенного верхнего уровня Ur (рис. 4.28,6), пороговый модуля-
тор ПМ закрывает транзистор V. Конденсатор С начинает разряжаться
через нагрузку гд и напряжение на нем снижается. Как только оно становится
равным нижнему пороговому значению 1/2, модулятор открывает транзистор
V и конденсатор С снова начинает заряжаться, т. е. цикл повторяется.
Выходное напряжение стаби-
лизатора колеблется в пределах
от t/x до U2, а частота этих коле-
баний определяется в.еличинами
R6, rd, С н разностью напряжений
А (7 = — U2. Значения С и A U
не должны быть очень малыми во
избежание высокой частоты пере-
ключения транзистора.
Поскольку регулирующим
фактором в ключевых схемах явля-
ется время tn, они мало чувстви-
тельны к воздействию температу-
ры и к изменению параметров
транзисторов. К недостаткам отно-
сятся: большие пульсации выходного напряжения, в результате чего необ-
ходимы громоздкие сглаживающие фильтры; недостаточное быстродействие;
плохие параметры при работе на динамическую (импульсную) нагрузку.
Необходимость применения сглаживающих фильтров приводит к тому,
что в структурной схеме стабилизатора появляются звенья с большими по-
стоянными времени. Наличие таких инерционных звеньев вызывает значи-
тельные фазовые сдвиги сигналов, преходящих по цепи обратной связи на
вход стабилизатора, что может привести к его неустойчивости при соответ-
ствующих условиях. Во избежание самовозбуждения схемы усиление по
цепи обратной связи ограничено, что обусловливает невысокий коэффициент
стабилизации импульсных стабилизаторов без применения специальных кор-
ректирующих цепей.
Вследствие резких отсечек тока при коммутации регулирующего эле-
мента и возможных переходных процессов импульсный стабилизатор явля-
ется источником высокочастотных помех. Эту особенность необходимо учи-
тывать при разработке и конструировании импульсных стабилизаторов, осо-
бенно сильноточных, для питания радиоэлектронной аппаратуры.
Рис. 4.28. Импульсный стабилизатор с
двухпозиционным регулированием (а) и
временная диаграмма выходного напря-
жения (6)
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
С ТИРИСТОРНЫМ КЛЮЧОМ
При значительной мощности нагрузки (свыше 2—3 кВт) применяют
стабилизаторы с тиристорными ключами.
К их системам управления предъявляются жесткие требования в отноше-
нии симметрии запускающих импульсов, так как при несимметрии импуль-
сов управления в первичной обмотке силового трансформатора таких стаби-
лизаторов появляется ток вынужденного намагничивания, что снижает КПД
устройства и коэффициент мощности, повышает пусковой ток.
Это вызывает необходимость принимать меры для автоматической кор-
рекции угла включения тиристоров, что усложняет устройства стабилиза-
ции, увёличивает их габаритные размеры и массу.
Компенсационные стабилизаторы, в которых отводы низшей и высшей
ступеней регулирования силового трансформатора коммутируются тиристо-
рами, обладают рядом недостатков.
Такая система стабилизации является иногда неудовлетворительной,
так как трансформаторно-тиристорный регулятор, являющийся исполни-
тельным органом стабилизатора, представляет собой звено с фиксированным
запаздыванием: открытые тиристоры могут закрываться только при измене-
нии направления тока, протекающего через них. Величина запаздывания
может достигать продолжительности одного полупериода питающего напря-
жения. Для обеспечения устойчивой работы стабилизатора с высоким быстро-
действием в каждом конкретном случае следует производить синтез регуля-
тора, реализующего целесообразный закон управления.
Устойчивость таких стабилизаторов резко ухудшается при работе на
индуктивную нагрузку с малым активным сопротивлением: во время переход-
Рис. 4.29. Схемы трансформаторно-тиристорных стабилизаторов перемен-
ного напряжения:
а — с тиристорными ключами; б — с тиристорными ключами и вольтодобавочным
трансформатором
ных- процессов при появлении в выходном напряжении постоянной составля-
ющей возбуждаются соответствующие переходные процессы с апериодиче-
скими колебаниями в индуктивной нагрузке.
Этих недостатков лишены трансформаторно-тиристорные стабилизаторы
напряжения с параметрической схемой управления. Параметры схемы из-
меняются в результате воздействия измерительного органа, подключенного
ко входу стабилизатора. При этом исключаются‘все неблагоприятные явле-
ния, связанные с неустойчивостью замкнутых систем регулирования. Стаби-
лизаторы подобного типа могут быть построены на основе схем рис. 4.29,а,б.
Схема с вольтодобавочным трансформатором Т (рис. 4.29, 6) предпочти-
тельнее, так как позволяет получать высокие выходные напряжения. Однако
в этой схеме при одновременном открытии тиристоров VI, V4 или V2, V3
закорачивается обмотка. При низких значениях cos ср Нагрузки, когда на-
пряжение сети и ток нагрузки значительно отличаются по фазе, ток коротко-
го замыкания может вызвать пробой тиристоров. С целью повышения надеж-
ности стабилизаторов обоих типов необходимо применять специальные меры
для обеспечения четкой коммутации тиристоров.
Схема однофазного трансформаторно-тиристорного стабилизатора на-
пряжения показана на рис. 4.30. Нагрузка к двум регулировочным отводам
автотрансформатора Т1 подключается через две пары встречно-параллельно
включенных тиристоров. В положительные полупериоды напряжения откры-
ты вентили V2 и V4, в отрицательные — вентили VI и V3.
Принцип стабилизации состоит в том, что в течение каждого полуперио-
да соответствующим включением тиристоров коэффициент трансформации
трансформатора Г/ изменяется так, чтобы выходное напряжение стабилиза-
тора поддерживалось иа заданном уровне с заданной точностью.
Рис. 4.30. Принципиальная схема однофазного трансформаторно-тиристор-
ного стабилизатора переменного напряжения
Для обеспечения безаварийной коммутации тиристоров в схеме трансфор-
матора предусмотрена фазочувствительная система, реагирующая на направ-
ление тока по отношению к напряжению и разрешающая формирование и
подачу управляющих импульсов на тиристоры.
Фазочувствительную систему образуют две цепочки. Первая цепочка
состоит из последовательно включенных транзистора V26, диода V25, транс-'
форматора Тб, диода V31, вторая — из транзистора V29, диода V30, транс-
форматора Т7, диода V32, Эмиттерно-базовые переходы транзисторов V26,
V29, зашунтированные диодами, включены последовательно, базы их под-
соединены к диодам V7, У8.
В зависимости от направления тока, протекающего по диодам V7, У8,
будет насыщаться транзистор V26 или У29. На трансформаторы Тб и Т7 по-
дается напряжение с обмоток w4 н w4 трансформатора Т2. Взаимная фази-
ровка обмоток w4, w4 трансформатора Т2 и подключение баз транзисторсв
У26, У29 к диодам V7, V8 производится так, чтобы в положительный полу-
период напряжения при положительном вторичном токе напряжение этих
обмоток подавалось на первичную обмотку трансформатора Тб, а в отрица-
тельные полупериоды при отрицательном вторичном токе — на первичную
обмотку трансформатора 7’7.
Если в положительный полупериод ток, проходящий по диодам V7t
У8, отрицательный, то обе цепочки фазочувствительной системы закрыты.
Транзистор V26 разрывает цепь, так как его эмнттерно-базовый переход
находится под обратным напряжением, а напряжение обмотки ш'4 отсека-
ется диодом УЗО. Соответственно в отрицательный полупериод при положи-
тельном вторичном токе эмиттерно-базовый переход транзистора У29 нахо-
дится под обратным напряжением, а напряжение обмотки w4 отсекается ди-
одом V25, по отношению к которому это напряжение является запирающим.
Если ток и напряжение не совпадают по направлению, то на выходе вто-
ричных обмоток трансформаторов Т4, Т5 и после диодов V31, V32 напряже-
ние будет равно нулю, так как оба транзистора V26, V29 закрыты.
Транзистор V45 насыщается током, протекающим в его базе (подключен
к минусу источника питания усилителя постоянного тока — диодам V34...
...У37), и шунтирует транзистор V42, в результате чего задерживаются фор-
мирование и подача управляющих импульсов на тиристоры УЗ, У4. Разреше-
ние на подачу управляющих импульсов к тиристорам УЗ, V4 будет только гри
наличии выходного напряжения трансформаторов Т4, Т5 в проводящих
для диодов V37, V32 направлениях.
Напряжение вторичных обмоток трансформаторов Тб, Т7 через диоды
У31, У32 подается на эмиттерно-базовый переход транзистора V45 в обрат-
ном направлении и запирает его.
Система обеспечивает четкую и устойчивую работу стабилизатора гри
любом характере нагрузки.Нестабильность выходного напряжения по дей-
ствующему значению ± 2% и среднему ±1% при изменении первичного
напряжения на ± 10... 15% от номинального значения. Указанная неста-
бильность выходного напряжения обеспечивается при работе как на актив-
ную, так и на реактивную нагрузки (coscp 0,7) при температуре окружаю-
щей среды до 50°С.
УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ,
СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ ПО НАПРЯЖЕНИЮ
Стабилизаторы постоянного напряжения, стабилизцрущ|цими элемента-
ми которых являются управляемые выпрямители, строятся по компенсацион-
ным схемам.
Ё стабилизаторе (рис. 4.31,а) регулирующий элемент — управляемый
выпрямитель — выполнен по однофазной мостовой схеме. Анодная группа
выпрямителя собрана на диодах VI, V2, катодная группа — на тиристорах
УЗ, У4. Напряжение с выхода выпрямителя фильтруется LC-фильтрбм и
поступает на нагрузку.
Часть выходного напряжения, снимаемого с измерительных потенциометров
Р4 — R6, сравнивается с опорным напряжением стабилитрона V12, н разность
этих напряжений поступает на транзистор V13 усилителя. Транзистор У13 и
Диоды У14 —V17 образуют одно из плеч фазового моста; остальные плечи места
образуются двумя полуобмотками трансформатора Т2 и конденсатором С4.
В диагональ моста включена первичная обмотка трансформатора ТЗ. Напря-
жение вторичной обмотки управляет транзисторами V5 и V6, которые вклю-
чаются поочередно и подают запускающие импульсы на управляющие элект-
роды тиристоров. Транзисторы V5 и V6 питаются от выпрямителя, собранного
на диодах V8 — VII. При отклонении выходного напряжения от установив-
шегося значения изменяются фаза управляющих напряжений и угол регу-
лирования. В результате выходное напряжение остается неизменным. Кон-
денсатор СЗ устраняет возможность автоколебаний.
Мощные стабилизаторы постоянного напряжения, выполненные по дан-
ному принципу, имеют управляемые анодную и катодную группы вентилей
(рис. 4.31,6). Регулирующий' элемент системы стабилизации постоянного
напряжения выполнен по схеме Ларионова (тиристоры VI — V6). Схема
управления имеет шесть каналов, синхронизированных от сети посредством
трансформатора Т2. Каждый из каналов выполнен по вертикальному принци-
пу. Электрическая схема одного канала показана на рис. 4.31,6 (I канал).
 Формирователь пилообразного напряжения, собранный на транзисторе
V12, управляется импульсами с синхронизатора. Пилообразное напряжение
формируется на интервалах закрытого состояния транзистора V12. Транзи-
стор V15 в исходном состоянии открыт током смещения, который определя-
ется сопротивлением резисторов R9, R10. Пилообразное напряжение явля-
ется запирающим для транзистора V15. Как только это напряжение превы-
сит напряжение управления иу, которое подается на резистср R8, транзистор
Vt5 закрывается. Таким образом, момент перехода транзистора V15 из ре-
жима насыщения в режим отсечки определяется напряжением управления
и может регулироваться по фазе в диапазоне 0...4 л/3 относительно заднего
фронта импульсов синхронизации.
Диод V14 служит для ограничения отрицательного напряжения на базе
транзистора V15. Диод V13 препятствует короткому замыканию источника
напряжения управления через насыщенный транзистор V15 и разряженный
конденсатор С1.
Выходной каскад канала управления выполнен на тиристоре V17 и кон-
денсаторе СЗ. Включение тиристора V17 приводит к разряду конденсатора
СЗ и, следовательно, к появлению запускающего импульса на выходе канала
управления.
Выходные каскады вырабатывают систему двойных импульсов, необхо-
димых для включения тиристоров и обеспечения нх работы в режиме преры-
вистых токов нагрузки. Например, в режиме прерывистых токов тиристор
V17 в схеме на рис. 4.31,6 выключается раньше момента прихода импульса
Рис. 4.31. Стабилизатор- постоян
а — несимметричным; б — снимет
а
на управляющий электрод тиристора VI. Поэтому включающий импульс
с первого канала поступает не только на тиристор VI, но и на тиристор V6
для его повторного включения. Выходное напряжение.стабилизируется сле-
дующим образом.
. Допустим, что напряжение на выходе возросло.В результате увеличи-
вается напряжение между точками d—е делителя Rl, R2. Данное напря-
жение приложено к последовательно соединенным стабилитрону V7 и пере-
ходу база •—эмиттер транзистора V9. Сигнал рассогласования практически
прикладывается ко входу транзистора V9 и вызывает увеличение базового
тока. В результате увеличивается ток коллектора транзистора V9 и напряже-
ние на его нагрузке R3. Базовый и эмиттерный токи эмиттерного повторителя
(транзистор V8) увеличиваются, что приводит к увеличению напряжения на
его нагрузке. Нагрузкой являются параллельно соединенные резисторы Л8
всех шести каналов генератора. Увеличение напряжения на- резисторе
п-:гэ напряжения с выпрямителем:
ричным трехфазным мостовым
R8 вызывает увеличение угла включения тиристоров выпрямителя и, таким об-
разом, снижение напряжения на его нагрузке. Система стабилизирует выход-
ное напряжение при воздействии возмущений как по входу, так и по выходу
устройства за счет отрицательной обратной связи;
СТАБИЛИЗАТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
С ТИРИСТОРНЫМ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ
При питании аппаратуры от источников постоянного напряжения (ге-
нераторов постоянного тока или химических источников тока) целесообразно
применять стабилизаторы, регулирующими элементами которых являются
тиристорные ШИП. Функциональные схемы таких стабилизаторов показаны
на рис. 4.32,а, б, где ИП — источник питания ШИП, а Н — нагрузка.
Рис. 4.32. Функциональные схемы стабилизатора постоянного напряже-
ния с тиристорным ШИП;
а — компенсационного; б — параметрического
В схеме рис. 4.32,о ШИП переключаются каналами формирования за-
пускающих КЗ И и гасящих КГИ импульсов. Оба канала синхронизированы
через управляющие каскады УК1, УК2 генератором пилообразного напря-
жения ГПН со стабилизированной частотой.
Напряжение нагрузки сравнивается с эталонным, разность этих напря-
жений поступает на вход усилителя рассогласования УР, выход которого
управляет частотой следования импульсов гашения. Таким образом, в рас-
смотренной структурной схеме осуществлен принцип компенсационной ста-
билизации.
В схеме рис. 4.32,6 для питания КГИ используется выходное напряже-
ние, колебания которого приводят к соответствующим изменениям частоты
следования гасящих импульсов. Стабилизатор данного типа относится к
классу параметрических и является стабилизатором с непосредственной,свя-
зью, у которого одинисточник служит для питания нагрузки и системы уп-
равления. Это приводит к тому, что выходное напряжение стабилизатора ог-
раничено значением напряжения питания системы 'управления.
Принципиальная электрическая схема стабилизатора с непосредственной
связью показана на рис. ‘4.33. При включении напряжения питания запуска-
ется генератор пилообразного напряжения, собранный на транзисторе V2
и тиристоре УЗ. При разряде конденсатора С7 на индуктивности L1 образу-
ется короткий импульс, который через эмиттерный -повторитель (транзистор
.V8) поступает на вход формирователя запускающих импульсов — транзи-
стор V9. Выходной каскад можно также выполнить и на основе ждущего
блокинг-генератора.
Импульс с транзистора У9 запускает тиристор V14, и на нагрузке появ-
ляется напряжение источника. Это напряжение служив напряжением пита-
нйя канала формирования импульсов гашения, который ра отает по тому
же принципу, что и канал формирования запускающих импульсов.
Напряжение питания базовой цепи транзистора V2 стабилизировано
стабилитроном VI, поэтому частота первого генератора пилообразного на-
пряжения не изменяется при изменении напряжения питания. Стабилизация
В схеме происходит за счет изменения частоты второго генератора (тран-
зистор V7), которая является функцией напряжения питания (данная зави-
симость достаточно линейна в определенных пределах)
Рис 4 33. Принципиальная электрическая схема параметрического стабилиза-
тора с тиристорным ШИП
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ ТОКА
(ИНДУКТИВНО-ЕМКОСТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ)'
Источники питания ряда электротехнических устройств (дуговые ста-
леплавильные печи, ванны для электролиза металлов, устройства для заряда
накопительных конденсаторов и др.) должны быть источниками стабилизи-
рованного тока, т. е. такими источниками электрической энергии, ток на вы-
ходе которых не зависит от сопротивления нагрузки. Внешние характеристи-
ки подобных источников для идеального (2) и реального (1) режимов пока-
заны на рис. 4.34,а. Большинство промышленных источников электрической
энергии по существу являются источниками напряжения с внешними харак-
теристиками для идеального (3) и реального (4) режимов. Источники напря-
жения можно использовать и для нагрузок, требующих стабилизированный
Гок, если применять специальные промежуточные устройства — преобразо-
ватели источников напряжения в источники тока или параметрические источ-
ники тока. Такими преобразователями могут быть схемы Бушеро и Штейн-
метца. Простейшая из них — Г-образная — изображена на рис. 4.34,6.
Если схема питается от источника синусоидального напряжения, то комплекс
тока в нагрузке ZH определяется выражением

(4-2)
Из полученного уравнения видно, что если индуктивное сопротивление
дросселя Zx — juL и емкостное сопротивление конденсатора Z2 = —]1<»С вы-
брать из условия Zj-]-Z2 = 0 или «>/. — 1/<лС, г. е. из условия резонанса на
частоте питающего напряжения, то ток в нагрузке не будет зависеть от со-
противления ZH. Практически условие Zt -|- Z2 = О можно выполнить лишь
приближенно из-за наличия активных сопротивлений и потерь в элементах
схемы.
Физическое объяснение поддержания постоянства тока в такой схеме
заключается в следующем. При коротком замыкании (ZH = 0) ток в коротко-
замкнутой нагрузке определяется приложенным напряжением и сопротив-
лением дросселя. По мере увеличения сопротивления нагрузки оно оказы-
вает все мен-ьшее шунтирующее действие на конденсатор, и режим работы
схемы все больше приближается к резонансному, при этом напряжение на
конденсаторе и на нагрузке увеличивается. Рост напряжения на нагрузке
Рис. 4.34. Внешние характеристики источников тока и напряже-
ния (а) и схема простейшего источника тока (б)
при увеличении ее сопротивления н определяет то, что ток нагрузки остается
неизменным. Преобразователи описанного типа, содержащие дроссели и
конденсаторы, получили название индуктивно-емкостных преобразовате-
лей (ПЕП).
На рис. 4.35 изображены некоторые схемы ИЕП, применяемые в промыш-
ленности. Схемы отличаются коэффициентами стабилизации тока, КПД,
установленной мощностью реактивных элементов, частотными и другими ха-
рактеристиками. Диапазон изменения КПД для них составляет 92—95%,
-а коэффициент мощности приблизительно равен единице. Конструировать
подобные схемы можно, основываясь на общей теории четырехполюсника
и многополюсника. Матричное уравнение пассивного четырехполюсника в
системе Л-параметров записывается следующим образом:
^11   I All ^12
I	I ^21 ^22
где иг, If — комплексы напряжения и тока на входе, а й2, /2— комплексы
напряжения и тока на выходе четырехполюсника.
Для четырехполюсника, нагруженного на сопротивление ZH,
Й2 = 2Н/2,
поэтому комплекс тока /2 в нагрузке с учетом матричного уравнения запи-
сывается в следующем виде:
/2 =	+ ^12)1
откуда видно, что условию стабилизации тока независимо от сопротивления
нагрузки соответствует равенство Лп= 0.
Если выдержано это условие, то любой пассивный четырехполюсник
становится преобразователем источника напряжения в источник тока, т. е.
можно получить множество схем подобного класса, однако не все они удов-
летворяют требованиям практики с точки зрения тех или иных характери-
стик. Например, в схеме на рис. 4.35,6 установленная мощность конденсато-
ра меньше, чем в схеме на рис. 4.35,я, однако в схеме на рис. 4.35,6 более
Рис. 4.35. Схемы индуктивно-емкостных преобразователей:
а, б —- Г-образная и мостовая однофазные с взаимоиндуктнвной связью; в — дифференциаль-
ная; г — типа звезда; д — Т-образная трехфазная с междуфазными магнитными связями; е —
трехфазиая мостовая с междуфазными магнитными связями
Рис. 4.36. Схема с ИЕП для заряда накопительного конденсатора
высокий коэффициент стабилизации по току, почти не зависящий от колеба-
ний частоты. Выбор схемы определяется конкретными эксплуатационными
требованиями.
Индуктивно-емкостные преобразователи, как правило, имеют на выходе
согласующий трансформатор, который обеспечивает согласование ИЕП и
нагрузки с целью получения наивысших технико-экономических показате-
лей. Для получения стабильного тока в нагрузках постоянного тока на вы-
ходе ИЕП включают выпрямитель по любой из известных одно- или много-
фазных схем.
Схемы ИЕП позволяют преобразовывать источник напряжения в источ-
ник тока и наоборот. На рис. 4.36 показана схема устройства с ИЕП, примени-
емого для заряда накопительного конденсатора Си, который периодически
разряжается на нагрузку (лампу). ИЕП обеспечивает постоянство тока
заряда конденсатора I3 = const (что требуется по условиям максимального
КПД процесса заряда) в течение всего зарядного цикла (от единиц до де-
сятков секунд). Тиристоры VI — V4 позволяют в нужный момент времени
закорачивать выход ИЕП (режим короткого замыкания не опасен для этих
схем, так как ток стабилизирован) и тем самым фиксировать заданный
уровень напряжения на накопительном конденсаторе.
Схемная простота, высокая эксплуатационная надежность, а также хо-
рошие энергетические показатели ИЕП обеспечили их широкое применение
в качестве мощных источников'питания стабилизированным током.
Глава 5
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ, КОНТРОЛЯ И ЗАЩИТЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ
УСТРОЙСТВ
1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УПРАВЛЕНИИ
СИЛОВЫМИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМИ ПРИБОРАМИ
Для включения полупроводникового прибора с р-п-р-п-структурой
требуются достаточные ток и напряжение источника управления, соответ-
ствующие характеристикам прибора, характеру его нагрузки и источнику
питания и не превышающие допустимых значений [88, 94].
Рис. 5.1. Статические
характеристики цепи управления
Каждый тиристор при заданном анодном напряжении и определенной
температуре включается в определенной точке (/у0, С/у0) своей входной ха-
рактеристики. Совокупность всех точек включения тиристоров одного типа
показана заштрихованной областью на рис. 5.1,а, б. Линии а/? и cd — мини-
мальный необходимый ток для включения любого тиристора соответственно
йри температуре /макс и tMBH. Линия тп — наибольшее напряжение на управ-
ляющем электроде, при котором ни один тиристор не включается при tMaKC.
Линия ес — линия минимально необходимого напряжения для включения
любого тиристора при /мии. Область, заключенная между заштрихованной
воной, предельными вольт-амперными характеристиками А и Е, линиями
\В и Д (предельно допустимые напряжение и ток входной цепи) и линией С
(предельная мощность рассеяния на управляющем электроде), является
областью управления. Нагрузочная характеристика источника управляю-
щего сигнала должна пересекать входную вольт-амперную характеристику
данного тиристора в области управления. Графики, изображенные на "рис.
5. 1/обычно называют пусковыми характеристиками тиристоров.
На рис. 5.2 показаны простейшие экономичные схемы управления тири-
сторами. Наиболее простой метод включения тиристора — использование
в качестве необходимого для включения управляющего тока /у0 части анод-
ного тока, подаваемого на управляющий электрод через ограничивающее
сопротивление (рис. 5.2,а). Диод V2 препятствует появлению обратного на-
пряжения между катодом и управляющим электродом во время непроводя-
щей части периода. Изменением сопротивления резистора RS можно регу-
лировать момент (угол) включения тиристора в некоторых пределах положи-
тельной полуволны напряжения, но не более интервала 0...900. Нагрузка
включается ключом S. Схема может работать и на постоянном токе, но для
выключения тиристора потребуется специальное устройство. На рис. 5.2,6
показана схема, аналогичная предыдущей, работающая в оба полупериода
питающего напряжения.
Введением в схему управления реактивных элементов можно расширить
диапазон регулирования угла включения тиристора. Так, комбинация RC -
цепи и диода (рис. 5.2,в) позволяет получить угол включения в интервале
0...1800. Во время положительного полупериода анодного напряжения кон-
денсатор заряжается до напряжения включения тиристора, а во время отри-
цательного — перезаряжается через диод V3 до амплитуды отрицательного
напряжения, обеспечивая тем самым подготовку к следующему циклу. Вре-
мя заряда, а следовательно, и угол включения тиристора определяются
постоянной времени /?С-цепи.
На рис. 5.2, г, д показаны схемы управления с насыщающимися дроссе-
лями в релейном режиме. Дроссель включается параллельно входу тиристо-
ра или последовательно с ним. Работа схем основана на возможности перево-
да дросселя в насыщенное или ненасыщенное состояние сигналом, подава-
емым на входную обмотку. На рис. 5.2,г, если сердечник дросселя не насыщен,
ток во время положительного полупериода через резисторы Rl, R2 и диод
V2 поступает к управляющему электроду тиристора и включает его. Если
дроссель насыщен, его обмотка шунтирует входную цепь тиристора, который
в данной схеме включается при подаче сигнала на входную обмотку дросселя
при этом его сердечник переводится в ненасыщенное состояние. Конденса-
тор С предотвращает ложное срабатывание тиристора при переходных про-
еессах в цепи переменного тока.
В схеме рис. 5.2,3 при ненасыщенном дросселе L ток через резистор R1
и диод V2 заряжает конденсатор. Резистор R2 не дает напряжению на управ-
ляющем электроде дорасти до такой величины, чтобы включить тиристор.
При подаче сигнала на входную обмотку дроссель L насыщается, что вызы-
вает быстрый разряд конденсатора на управляющий электрод й включение
тиристора.
В схеме управления (рис. 5.2,е) используется динистор VI — элемент,
имеющий определенный порог включения по напряжению. Конденсатор С
заряжается до напряжения включения динистора, после чего быстро разря-
жается на трансформатор Т.
Описанные схемы не охватывают всего многообразия имеющихся схем
управления. Достаточная простота рассмотренных схем управления обуслов-
ливает и их недостатки, связанные с ухудшением повторяемости характери-
стик в пределах температурного диапазона, небольшой скоростью нарастания
тока управления и др. Для управления в преобразовательных устройствах
применяются специальные системы.
2.	ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ И КЛАССИФИКАЦИЯ
СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ
Задача системы управления тиристорных преобразователей — выработ-
ка и передвижение во времени ряда последовательностей переключающих
импульсов с целью регулирования параметров преобразователя в соответствии
с управляющим сигналом; обычно это связано с изменением угла регулиро-
вания а. Система управления определяет
важнейшие технические характеристики
преобразователя.
Структурная схема системы авторегу-
лирования показана на рис. 5.3. Система
является совокупностью отдельных элемен-
тов или устройств, направленно воздейст-
вующих друг на друга и-выполняющих
каждое в отдельности определенную задачу
[29,79]. Объектом регулирования системы
ОРС является силовая схема преобразо-
вателя. Объект регулирования характе-
ризуется регулируемой величиной Р (чаще
всего это напряжение или ток, но может
быть частота, температура, скорость и др.),
которая может изменяться при изменении
нагрузки, момента на валу двигателя, тем-
пературы окружающей среды и т. п. (внеш-
нее возмущение Л4). Датчик Д выдает
сигнал <р, пропорциональный регулируе-
мой величине. В сравнивающем устройстве
Рис. 5.3. Структурная схема
системы автоматического регу-
лирования
величина <р сравнивается с заданным значением а0, поступающим от источни-
ка управляющего (задающего) воздействия ИУВ. Сигнал рассогласования
х, пропорциональный величине а0 — <р, управляет работой исполнительного
устройства ИУ с целью устранения или сведения к минимуму разности ас —
•— <р, что достигается изменением угла регулирования. Работа исполнитель-
ного устройства синхронизируется сигналом F от источника синхронизи-
рующего воздействия С. В качестве такого источника может бцтть специаль-
ный генератор (для автономно работающих систем), входная сеть преобразо-
вательного устройства (например, в выпрямителях), выходная сеть преобра-
зовательного устройства (в инверторных схемах с самовозбуждением) и т. п.
В преобразовательных устройствах широко применяются системы стабили-
зации напряжения или тока, а также системы с регулированием по заранее
заданной программе, сигналам специальных датчиков, внешним сигналам.
Системы управления могут выполняться на электромагнитных элементах
(магнитные усилители, пик-дроссели, пик-трансформаторы), полупроводни-
ковых (транзисторы, тиристоры) и других электронных приборах. Электро-
магнитные системы управления широко применяются в ионных преобразо-
вателях. Системы достаточно просты и надежны, но трудоемки в производ-
стве, и себестоимость их довольно высока ввиду большого объема моточных
работ, специальных способов отжига сердечников и т. д. В отечественной и
зарубежной практике системы управления полупроводниковых преобразо-
вателей выполняются, главным образом, на полупроводниковых приборах.
Выходные каскады системы управления в тех случаях, когда необходима
повышенная мощность (включение группового соединения большого коли-
чества тиристоров), часто выполняются на тиристорах. Применение интег-
Рис. 5.4. Одноканальный (а) и многоканальный (б) способы сдвига' управляю-
щих импульсов
ральных микросхем позволяет существенно сократить потребление энергии
и уменьшить габаритные размеры систем .управления, создает возможность
глубокого резервирования в необходимых случаях.
Системы управления в зависимости от назначения делятся на системы
управления выпрямителями, инверторами, преобразователями частоты и т. п.
Каждая из систем в зависимости от метода обработки информации может
быть выполнена аналоговой или цифровой. Независимо от принципов по-
строения системы сами тиристоры являются элементами дискретными и в
процессе работы включаются через определенные интервалы времени, в те-
чение которых обратная связь в цепи регулирования разомкнута.
Поскольку все схемы управления тиристорами построены на принципе
фазового управления, то главным функциональным узлом системы управле-
ния является фазосдвигающее устройство (ФСУ), а остальные узлы системы
являются подчиненными, вспомогательными. В зависимости от способа полу-
чения сдвига управляющих импульсов различают системы управления од-
но- и многоканальные, построенные по «горизонтальному» и «вертикальному»
принципам. В одноканальной системе управления сдвиг всех управляющих
импульсов (для всех каналов управления) осуществляется в одном общем
ФСУ. Распределяются импульсы коммутатором (рис. 5.4, а).
В многоканальной системе управления сдвиг импульсов в каждом из k
каналов осуществляется отдельным фазосдвигающим устройством (рис. 5.4,6).
Преимущество многоканальной системы — ее простота,, однако, при необхо-
димости иметь небольшую асимметрию управляющих импульсов применение
одноканальных систем предпочтительнее.
При «горизонтальном» принципе сдвиг входного синхронизирующего
сигнала, обычно синусоиды напряжения входной (для выпрямителей) или
выходи о сети для инверторов), осуществляется во времени по горизонта-
ли), а затем из него формируются прямоугольные импульсы. Простая схема
с горизонтальным управлением показана на рис. 5.5,а. Из векторной диаграм-
мы (рис. 5.5,6) видно, что изменение сопротивления 7? позволяет вращать
неизменный по величине (при отсутствии внешней нагрузки) вектор выход-
ного напряжения схемы (7ВЫХ в пределах 0...Л. Напряжение 17ВЬ1Х поступает
дальше на формирующие каскады (на рисунке не показаны). «Горизонталь-
ный» принцип вследствие присущих ему недостатков (зависимость от формы
и частоты питающего напряжения) не нашел широкого применения.
При «вертикальном» принципе
управления напряжение управле-
ния сравнивается с опорным пере-
менным напряжением (синусоидаль-
ным, пилообразным и т. п.), в резуль-
тате чего формируются прямоуголь-
ные импульсы, положение переднего
Рис. 5.5. Сдвиг управляюще-
го сигнала по горизонталь-
ному принципу:
а — схема; б — диаграмма напря-
жеиий
Рис. 5.6. Сдвиг управляющего сигна-
ла по вертикальному принципу:
а — структурная схема; б — временные диа-
граммы напряжений
фронта которых во времени определяется моментом равенства опорного
и управляющего . напряжений'. Изменением напряжения управления можно
регулировать положение выходных импульсов для включения тиристоров.
Напряжение и2 генератора переменного напряжения ГПН (рис. 5.6), ра-
ботающего в режиме синхронизации от источника синхронизирующего воз-
действия C^Uj), сравнивается с напряжением управления иу. Разностный сиг-
нал и3 является управляющим для ключевого каскада КК, вырабатываю-
щего импульсы (и4), передний фронт которых формируется в момент 7$
перехода разностного сигнала через нуль. Формирователь импульсов ФИ
вырабатывает импульсы (н5) с необходимыми параметрами, обусловленными
дальнейшей схемой. При всем многообразии систем и способов управле-
ния полупроводниковыми преобразовательными устройствами строятся они
иа базе ограниченного числа функциональных элементов.
3.	ЭЛЕМЕНТЫ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ
По назначению элементы систем управления можно разделить на следую-
щие группы: логические (И, ИЛИ, НЕ, ПАМЯТЬ); функциональные (син-
хронизирующее и сравнивающее устройства, источник задающего или опор-
ного воздействия, датчики параметров); усилительные (промежуточные
усилители и формирователи, выходное устройство); временные (фазосдвигаю-
щее устройство, задающие генераторы, распределители импульсов); специ-
альные схемы (схемы пуска, реверса).
Логические элементы работают в режиме переключения. Сигналы на их
входе и выходе могут иметь два значения. Поэтому они кодируются в двоич-
ной системе счисления цифрами 0 и 1 [101]. Наиболее распространены
логические элементы типов И, ИЛИ, НЕ, ПАМЯТЬ (ТРИГГЕР), а также
универсальные типов И — НЕ и ИЛИ — НЕ, на которых можно построить
большинство сложных логических схем [99]. На рис. 5.7,а показана логиче-
ская схема И, собранная на последовательно включенных транзисторах.
При отсутствии входных сигналов оба транзистора заперты. Отрицательный
импульс на выходе появляется только в том случае, когда на оба входа одно-
временно подаются- отрицательные отпирающие импульсы. На рис. 5.7,6
показан элемент ИЛИ. Напряжение на выходе появляется при подаче
сигнала на любой вход схемы. Показанные схемы можно выполнять и на боль-
шее число входов. Если нагрузку транзисторов (резисторы R5 для схемы
И и R3 для схемы ИЛИ) перенести в коллекторную цепь, получим схемы
универсальных логических элементов соответственно И — НЕ и ИЛИ — НЕ.
В качестве примера применения универсальных логических элементов
на рис. 5.7,в показана схема триггера, выполненного на двух элементах
ИЛИ — НЕ. Если на выходе 1 схемы имеется «единица», то по цепи обратной
связи она подается на вход элемента 2 и поэтому сохраняется на выходе 1.
При подаче импульса («единицы») на вход 1 «единица» на выходе 1 заменя-
ется «нулем», который по цепи обратной связи подается на вход элемента 2.
На выходе 2 появляется «единица», на выходе 1 остается «нуль». Для нового
переключения схемы нужно подать импульс на вход 2.
В последние годы промышленностью освоены стандартные логические
элементы и универсальные системы элементов, выполняемые в виде микро-
модулей или интегральных схем [38, 56].
Синхронизирующие устройства определяют порядок работы и взаимо-
действие узлов и систем преобразователей. К синхронизирующим устройст-
вам относятся задающие генераторы, распределители импульсов, фазосдви-
тающие устройства, которые кроме своего основного назначения осуществ-
ляют синхронизацию различных устройств. Имеется категория синхрони-
зирующих устройств, которые выполняют свою единственную функцию:
вырабатывают сигналы для синхронизации работы системы управления пре-
образователя, осуществляют временную «привязку» работы различных
устройств к знакопеременным (чаще синусоидальным) напряжениям и токам.
Рис. 5.8. Синхронизирующее
устройство для трехфазного
мостового преобразователя и
векторная диаграмма выходных
напряжений
При построении синхронизирующих уст-
ройств следует учитывать возможные
искажения входного сигнала (например,
входной сети преобразователя), которые
во многих случаях сопутствуют работе
устройств с тиристорами. Наиболее рас-
пространенными и простыми схемами
синхронизирующего устройства являются
схемы с трансформаторами (рис. 5.8).
Напряжения управляющего сигнала в каж-
дом канале для мостового m-фазного пре-
образователя сдвинуты на угол л/т.
Оптимальной для временной «привяз-
ки» точкой, для которой характерно посто-
янное временное положение на синусои-
дальной кривой, вне зависимости (в опре-
деленных пределах) от степени ее иска-
жения, является точка перехода кривой
через нулевое значение. Схемы, выраба-
тывающие импульсы в момент перехода
напряжения (тока) через нуль, обычно
называют нуль-органами. Многие из них
построены по принципу усилителей по-
стоянного тока с большим коэффициентом
усиления, работающих в режиме ограни-
чения. При необходимости укорачивать импульсы получаемые сигналы
дифференцируют. Широко применяются схемы с импульсными генераторами,
работающими в режиме внешней синхронизации, а также схемы на магнит-
Рис. 5.9. Нуль-орган с использованием логического элемента ИЛИ—НЕ:
а — схема: б — временные диаграммы напряжений
ных и логических элементах. На рис. 5.9 показан нуль-орган с использова-
нием логического элемента ИЛИ — НЕ. Напряжение нвх расщепляется
трансформатором Т на два противофазных «вх1 и мвх2, последние ограничи-
ваются стабилитронами VI, V2 соответственно до уровня «огр, обеспечиваю-
щего работу логической схемы ИЛИ —ч НЕ на транзисторе V3. Импульсы
Ывых формируются при каждом переходе синусоиды через нуль. Длитель-
ность импульсов находится в прямой зависимости от уровня срабатывания
логического элемента ИЛИ — НЕ. Для синхронизации работы многофазного
устройства такая схема должна быть включена в каждую фазу.
Сравнивающее устройство [28,66]. Основными параметрами сравниваю-
щего устройства, определяющими его качество, являются: порог чувстви-
тельности, т. е. минимальное значение разности сравниваемых величин, кото-
рое вызывает устойчивое срабатывание сравнивающего элемента; входное
сопротивление; нестабильность порога чувствительности и быстродействие.
В преобразовательной технике используются схемы сравнения электриче-
ских величин на транзисторах,, которые не требуют значительной мощности
входного сигнала. Элементом сравнения обычно является входная цепь тран-
зистора. При сравнении по амплитуде 'сравниваемые источники тока или
у г другу последовательно с эмиттер-
напряжения включаются навстречу д
ным переходом транзистора.
Чувствительность сравнивающе-
го устройства можно повысить при-
менением микросхем, например инте-
гральных схем типа 140УД1 или
140УД2 [60]. Каждая из этих схем
является операционным усилителем
постоянного тока. Входным элемен-
том интегральной схемы является
дифференциальный усилительный
каскад на кремниевых транзисторах,
обладающий ценными свойствами:
низким порогом срабатывания,умень-
шенным дрейфом нуля, возможностью
получить выходной сигнал любого
знака, повышенной помехоустойчи-
востью и др. Операционный усили-
тель имеет два входа (рис. 5.10, а),
на которые подаются сравниваемые
напряжения и к2 (номера зажимов
на рисунке соответствуют маркировке
микросхемы). В зависимости от зна-
Рис. 5.10. Сравнивающее устройство
на интегральных схемах
ков подаваемых на входы напряжений усилитель находится в состоянии поло-
жительного или отрицательного насыщения, поэтому при изменении напря-
жений «j и и2 в момент их равенства напряжение на нагрузке /?п изменяется
скачком. Чувствительность такого сравнивающего устройства измеряется еди-
ницами милливольт. Возможно сравнение напряжений по одному входу
через развязывающие резисторы R1 и R2 (рис. 5.10,6).
Источник управляющего (задающего) воздействия служит для задания
требуемого значения выходного параметра устройства. Управляющее (зада-
ющее) напряжение может формироваться делителями напряжения с постоян-
ными или переменными компонентами. В последнем случае ' управляющее
напряжение можно регулировать. Для обеспечения точности управляющего
напряжения опорное напряжение, питающее делитель, должно быть стаби-
лизированным. Обычно опорное напряжение формируется на стабилитроне.
Датчики параметров. Контролируемыми параметрами в преобразова-
тельных устройствах являются ток и напряжение, а выходной величиной
датчиков — напряжение. Простые датчики тока и напряжения показаны на
рис. 5.11, а. Датчик напряжения представляет собой делитель напряжения
Rl, R2, подключаемый непосредственно к шинам контролируемого напря-
жения. Датчиком тока является калиброванный шунт 7?ш, включенный в
силовую цепь. Приведенные датчики обладают общим существенным недо-
статком: имеют гальваническую связь с силовой схемой.
Указанный недостаток устраняется применением в датчиках трансфор-
маторов и различных преобразующих устройств (например, трансформато-
сигнала по методу «меньше» — «боль-
Г/ —
A
ро» постоянного тока) на постоянном токе. В большинстве случаев информа-
ция о напряжении и токе требуется в виде постоянного напряжения, для чего
в датчике устанавливаются выпрямитель и фильтр. Датчик тока и напряже-
ния в трехфазной сети переменного тока с использованием трансформаторов
показан на рис. 5.11,6. Выходные напряжения датчиков пропорциональны
средним значениям контролируемых параметров. Описанные датчики явля-
ются аналоговыми преобразователями контролируемых параметров. Применя-
ются также (особенно в цифровых системах) пороговые датчики (релейного
типа), производящие оценку входного
ше» (двухпозиционные) или «мень-
ше» — «норма» — «больше» (трехпо-
зиционные). Двухпозиционным дат-
чиком может служить мультивибра-
тор с эмиттерной связью или триг-
гер [74, 101].
При построении систем управле-
ния преобразовательными устройст-
вами необходимо иметь информацию
о состоянии отдельных тиристоров
или групп тиристоров, т. е. знать
напряжение анод — катод тиристора
и анодный ток. Датчики состояния
тиристоров являются двухпозицион-
ными: тиристор открыт — тиристор
закрыт. Требования к порогу сраба-
‘в.
T2
В
тз
3
С
1с
Rw
ии=киСр
иг-К1ср
UV=KU
Ut=Ki
Рис. 5.11. Датчики параметров
£>h


тывания таких датчиков противоречивы и не всегда выполнимы [44]. Дат-
чики-состояния тиристоров являются разновидностью датчиков тока и на-
пряжения.
Промежуточные усилители и формирователи. Если параметры формиру-
емых различными устройствами сигналов не соответствуют необходимым
для запуска последующей схемы, то требуется предварительное усиление или
формирование сигнала. Эти задачи.выполняют промежуточныё усилители и
формирователи или совмещенное устройство — усилитель-формирователь.
Основной схемой усиления в системах управления преобразовательных
устройств является схема транзисторного усилителя с общим эмиттером.
Длд формирования сигналов определенной формы применяются ждущие ге-
нераторы импульсов, дифференцирующие цепи и др.
Выходное устройство предназначено для окончательного формирования
и усиления импульсов управления [62]. Различают устройства с бестран'с-
форматорным и трансформаторным выходами. Бестрансформаторные схемы
просты, однако применяются редко ввиду гальванической связи цепи управ-
ления с силовой схемой, что при многоканальном управлении требует изо-
дированных друг от друга источников питания для каждого канала управле-
ния. Выходное устройство с изолирующим трансформатором (рис. 5.12, а)
устраняет указанный недостаток. На рисунке штрихами показаны резистор
и конденсатор, которые могут включаться параллельно управляющему пе-
реходу тиристора для повышения устойчивости его работы. С помощью
трансформатора можно легко согласовать оптимальные параметры выход-
ного устройства с входной цепью тиристора, а также можно одновременно
управлять несколькими тиристорами. Напряжение прямого падения на дио-
де (0,5...16) прикладывается к переходу управляющий электрод — катод
тиристора и создает на нем отрица-
тельное смещение, причем при соот-
ветствующем выборе параметров схе-
мы и управляющего импульса дли-
тельность-протекания тока через диод
будет достаточна для обеспечения
отрицательного смещения в интер-
вале между управляющими импуль-
сами. Работа тиристора с отрица-
тельным смещением управляющего
электрода повышает его устойчивость
к du/dt и помехам.
Рис. 5.12. Выходное устройство:
а — схема с трансформатором; б — схема для формирования импульсов специальной формы;
в — временные диаграммы напряжений
В качестве активного элемента (ключа) в схемах выходных устройств
могут применяться транзисторы или тиристоры [47]. Число каскадов транзи-
сторного выходного устройства зависит от требуемого коэффициента усиле-
ния (обычно один или два каскада). Перспективными являются устройства
по формированию импульсов специальной формы, обеспечивающие форси-
ровку включения тиристора. Нарис. 5.12, б показан транзисторный вариант
такой схемы. В момент прихода импульса конденсатор С разряжается на
первичную обмотку трансформатора, обеспечивая требуемую амплитуду для
форсировки включения тиристора. В дальнейшем по мере разряда конденса-
тора С амплитуда уменьшается и определяется сопротивлением резистора R1
(рис. 5.12, б, в).
Схемы выходных устройств на тиристорах также используют накопи-
тельный конденсатор, который заряжается илн от источника постоянного
тока, или от сети. В последнем случае конденсатор заряжается в один из
полупериодов синусоиды напряжения, а импульс формируется в другой.
На рис, 5.13, а, б показаны схема и диаграммы работы двухплечего гене-
ратора, использующего заряд и разряд накопительного конденсатора С
через тиристоры VI и V2 соответственно. Конденсатор С и нагрузка Т яв-
ляются общими для обоих плеч генератора. Формирование импульсов на на-
грузке происходит в моменты и /2 включения тиристоров. Так, в момент
#1(4) включается тиристор V/(V2) и на нагрузке формируется фронт поло-
жительного (отрицательного) импульса, однако вследствие того, что диод
V4(V3) смещен в данный момент через резистор R2(R1) от источника U в
обратном направлении, формируемый передний фронт импульса не переда-
ется на тиристор V2 (VI) [что было бы при отсутствии цепочек Rl, V3 и R2
V4, на диаграммах (рис. 5.13, б) показано штриховыми линиями]. Таким об-
разом, в генераторе исключается взаимное влияние работающего и нерабо-
Рис. 5.13. Выходное устройство на тиристорах:
а — схема; б — временные диаграммы напряжений; в — схема для формирования импуль-
сов специальной формы
тающего плеч, чем.достигается повышение надежности работы при больших
крутизнах переднего фронта формируемых импульсов [85]. Длительность
формируемых импульсов определяется емкостью конденсатора С.
 На рис. 5.13, в показана схема выходного устройства на тиристоре'для
формирования импульсов специальной формы. Конденсаторы С1 и С2 (Ci >
> С2) заряжаются от сети по цепям R2, V2 и Rl, VI соответственно, причем
конденсатор С2 заряжается до большей амплитуды, чем конденсатор С1.
После включения тиристора V4 амплитуда тока нагрузки определяется в
первый момент емкостью С2, а по мере ее разряда — емкостью С1. Тиристор
закрывается в момент прохождения тока через нуль.
Для управления мостовыми преобразователями необходимы двойные
импульсы. Такое выходное устройство можно построить на основе, например,
схемы на рис. 5.12, б, установив на входе логическую схему ИЛИ.
Фазосдвигающее устройство обеспечивает сдвиг во времени управляющих
импульсов относительно синхронизирующего сигнала, что необходимо для
регулирования или стабилизации выходных параметров полупроводниково-
го преобразователя. В зависимости от используемых элементов и принципа
работы различают фазосдвигающие устройства на магнитных элементах,
на фазовращателях («горизонтальный» принцип) и на устройствах сравне-
ния («вертикальный» принцип). Устройства сравнения, в свою очередь, разде-
ляются на устройства со сравнением аналоговых величин напряжений или
токов (непрерывная задержка) и устройства со сравнением чисел (кванто-
ванная задержка) [18].
Рис. 5.14. Генератор переменного напряжения треугольной формы:
а — схема: б — временные диаграммы работы схемы
Наибольшее распространение получили фазосдвигающие схемы на уст-
ройствах сравнения напряжений (см. рис. 5.6, а). Основными функциональ-
ными элементами фазосдвигающего устройства по «вертикальному» принципу
являются генератор переменного напряжения
Форма выходного напряжения генератора пе-
ременного напряжения (ГПН) может быть
различной в зависимости от требуемого диапа-
зона фазового регулирования и принципа
действия ГПН, но практически используются
только синусоидальное и линейное нарастаю-
щее или падающее (пилообразное, треуголь-
ное и т. п.) напряжения [62, 80].
При использовании в качестве ГПН
трансформатора (см. рис. 5.8) необходимо
учитывать возможные искажения напряже-
ния сети, одним из источников которых мо-
жет являться сам преобразователь. Для умень-
шения влияния помех на схему управления
необходимо ставить фильтры. В результате
в общем простые схемы с использованием си-
нусоидального напряжения сети могут значи-
тельно усложняться.
Схема ГПН, нечувствительная к высоко-
частотным помехам питающей сети, показана
на рис. 5.14, а.'Выходное напряжение ГПН
снимается с конденсатора С, который заря-
жается неизменным по величине током. По-
стоянство тока достигается с помощью выпря-
мителя, нагруженного на большую индуктив-
и сравнивающее устройство.
Рис. 5.15. Генератор пере-
менного напряжения с диод-
ным коммутатором:
а — схема; б — временные диа-
граммы напряжений
вость. Выходное напряжение ГПН имеет тре-
угольную форму (рис. 5.14, б). Схема подвержена влиянию амплитудных
искажений питающей сети. Для их устранения может быть использована
схема с диодным коммутатором (рис. 5.15, а). В момент перехода напряже-
ния еа через нуль диод V3 запирается, начиная с момента tB, напряжение на
конденсаторе С лннейио нарастает до момента tlt когда ес равно напряжению
на конденсаторе (рис. 5.15, б). Начинается разряд конденсатора С. Схема
позволяет получить диапазон фазового регулирования более 180°.
Широко применяются фазосдвигающие устройства на интегральных схе-
мах серии 140 (рис. 5.16). Схема выполнена по «вертикальному» принципу.
Прямоугольное напряжение «с с синхронизирующего устройства поступает
на вход интегратора на операционном усилителе /, являющегося генерато-
ром переменного напряжения. Сформированное ГПН пилообразное напряже-
ние и напряжение управления иу подаются на входы сравнивающегося уст-
ройства на операционном усилителе II, в момент равенства указанных напря-
жений на нагрузке формируется
импульс.
Принципиально отличной от всех
ранее рассмотренных схем является
квантованная задержка, позволяю-
щая создавать только дискретные
значения задержки [18]: t3= kx, где
т — длительность ступени; k — чис-
ло ступеней. Преимуществом такой
задержки является её высокая точ-
ность, так как число k является це-
лым и точно известным, а длитель-
ность ступени т определяется перио-
дом колебаний задающего генератора
и может быть стабилизирована квар-
цем. Квантование позволяет повы-
Рис. 5.16. Фазосдвигающее устройство
на интегральных схемах типа 140УТ1
(140УТ2)
сить помехоустойчивость фазосдви-
гающего устройства. Недостаток
устройств с квантованной задержкой
состоит в том, что нельзя исполь-
зовать ее промежуточные значения, соответствующие нецелому значению k.
 Принцип квантования задержки поясняется схемой, показанной на рис.
5.17. Система состоит из двух счетчиков (например, двоичных) — управ-
ляющего УС и рабочего PC,, а также многоразрядной схемы сравнения чи-
сел СС. Число k, определяющее текущее значение задержки, записывается
в управляющем счетчике УС с помощью схемы управления СУ, управляю-
Рис. 5.17. Схема квантованной задержки
щей к_ак числом импульсов k, поступающих в УС, так и знаком «±» очеред-
ной, поступающей в УС единицы. Если задержка t3(t) должна быть возра-
стающей функцией времени, то УС работает на сложение, если убывающей —
на вычитание. Счетчик УС должен быть реверсивным. Пусковой импульо
ПИ отпирает схему И, через которую в рабочий счетчик PC начинают по-
ступать счетные импульсы (от генератора ГСИ),период которых равен кван-
ту времени т. Счетчик PC считает импульсы до момента, когда число их
сравняется с числом k, записанным в УС. В этот момент схема сравнения СС
выдает выходной импульс, задержанный на время t3 — kt  относительно
пускового. Этот же импульс может быть использован для сброса— установки
PC на нуль. Схема готова к очередному циклу работы. В принципе можно
изменять задержку не только изменением k при т = const, но и изменением
т при k = const. Величину т можно регулировать изменением частоты гене-
ратора счетных импульсов. Однако плавная регулировка частоты противо-
речит задаче ее стабилизации и мешает достижению высокой точности и ста-
бильности задержки.
Задающие генераторы. К задающим генераторам относятся устройства
для создания стабильной- опорной или регулируемой частоты. Диапазон
частот задающих генераторов может быть от долей и единиц герц др 10 кГц
и более. Частота выходного наприжения преобразователя определяется
частотой задающего генератора, обычно стабильность частоты генераторов
должна быть порядка 0,5...2%. Этому требованию удовлетворяет схема
LC-генератора. Как правило, следующие за генератором устройства тре-
буют импульсных сигналов, поэтому синусоидальные сигналы генера-
Рис. 5.18. Задающий генератор с квар-
цевым резонатором
Рис. 5.19. Управляемый мультивиб-
ратор
тора преобразуются в импульсные, например, с использованием нуль-
органов. При невысоких требованиях к стабильности частоты (3...5%) при-
меняются обычные импульсные генераторы, а также генераторы с дроссе-
лями насыщения. Если необходимо иметь стабильность 0,1...0,01%, приме-
няют генераторы с кварцевыми резонаторами (рис. 5.18). Роль задающего
контура выполняет кварцевый резонатор Z. Напряжение питания транзисто-
ров стабилизируется стабилитроном VI. Каскад на транзисторе V2 работает
в режим'е эмиттерного повторителя. Транзистор V3 поставлен в режим огра-
ничения. Генератор вырабатывает прямоугольные импульсы. Задающие
генераторы могут выполняться многофазными, что в ряде случаев позволяет
упростить систему управления [14, 103].
Изменение частоты илн коэффициента заполнения в генераторах чаще
всего осуществляется либо изменением сопротивления схемы, либо изменени-
ем напряжения (тока) входного управляющего сигнала. Показанный на рис.
.5.19 управляемый мультивибратор можно использовать как в качестве ши-
ротно-импульсного генератора, если изменять величины входных управля-
ющих сигналов (напряжений ивх1, пвх2) в противоположных направлениях,
так и в качестве чДстотно-импульсного генератора, если изменять величины
входных управляющих сигналов в одном направлении [50]. Собственно
мультивибратор выполнен на транзисторах V2, V3, а в качестве разрядных
цепей используются управляемые коллекторно-эмиттерные цепи дополни-
тельных транзисторов VI, V4.
Временное распределение импульсов по синусоидальному закону можно
осуществить наложением низкочастотного напряжения синусоидальной
формы на высокочастотное напряжение треугольной формы (рис. 5.2С).
Рис. 5.20. Получение синусоидального
распределения импульсов путем наложе-
Такой задающий генератор состоит из генератора синусоидального напря-
жения, генератора напряжения треугольной формы, сравнивающего устрой-
ства и ключевых каскадов, вырабатывающих импульсы в местах пересечения
(моменты равенства) сравниваемых напряжений.
Для получения нулевых и близких к нулю частот используются схемы
получения разностной частоты от двух сравниваемых. С целью обеспечения
реверса преобразователя выходное напряжение задающего генератора долж-
но изменять фазу [75].
Распределитель импульсов служит для распределения поступающих на
него импульсов по каналам управления. Чаще применяются распределители
на основе двоичных элементов — триггеры и мультивибраторы. При помощи
двоичных элементов, соединенных каскадно в последовательную цепь, исполь-
зуя обратные связи, блокировку импульсов и другие методы, можно осу-
ществить пересчет импульсов с любым основанием.
Для m-фазных мостовых схем
инверторов требуется распределе-
ние импульсов по 2т каналам. На
рис. 5.21 показана схема распре-
делителя импульсов, на логичес-
ких элементах по шести каналам
для трехфазвой системы. Распре-
делитель состоит из триггеров
D1...D3, схемы ограничения счета
(логических элементов 1...9) и де-
шифратора (логических элемен-
тов 10...15). Прохождение такто-
вого импульса через логический
элемент 4 зависит от состояния
триггера запрета, выполненного
на логических элементах 1 и 6.
Если с элемента 1. на вход эле-
мента 5 подается «единица», то на
входе элемента 4 появляется
«нуль», и тактовый импульс с вы-
хода элемента 4 поступает на
ния няппяжений	счетный вход триггера D1. За-
ния напряже ии	прет счета осуществляется при
. поступлении на вход элемента 3
импульса с выхода 6 дешифратора. При этом на входе элемента 1 устанав-
ливается «единица», а на выходе — «нуль»; на вход элемента 4 поступает
с элемента 5 «единица» и тактовый импульс на счетный вход триггера D1 не
проходит. Одновременно с выхода элемента 8 на установочные входы триг-
геров D1-.-D3 подается импульс сброса счетчика. Таким образом, каждым
шестым тактовым импульсом счетчик устанавливается в «нуль», и счет
начинается снова.
Преимуществом схем на логических элементах является возможность
при незначительном усложнении схемы осуществлять управление в режимах
пуск, реверс и т. п.. Качественные показатели таких схем определяются, в осно-
вном, качеством (надежность работы, помехоустойчивость) двоичных элемен-
тов. Широко применяются также регистры сдвига на тиристорах, в которых
совмещаются функции распределителя и выходного устройства [37]. Применя-
ются для распределения импульсов регистры сдвига на магнитно-транзистор-
ных элементах [57], схемы с несколькими устойчивыми состояниями [95] и др.
Специальные устройства систем управления служат для обеспечения
специфичных режимов работы преобразователей. К таким режимам относятся
пуск и останов, реверс, ограничение углов регулирования и некоторые дру-
гие. Специальные устройства по принципу работы являются логическими и вы-
дают определенные сигналы в виде напряжений, токов или системы импульсов
по определенной программе, командам ручного управления или сигналам дат1-
чиков в зависимости от алгоритма работы преобразовательного устройства.
пппппппппппппппппппппп
Рис. 5.21. Распределигель импульсов на логических элементах:
а — функциональная схема; б — временные диаграммы работы схемы
4. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМИ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫМИ УСТРОЙСТВАМИ
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЯМИ
Система управления выпрямителем должна создавать синхронизирован-
ную с напряжением сети систему импульсов, сдвигаемую во времени в зависи-
мости от величины сигнала задающего илн опорного воздействия, с целью
регулирования выходного напряжения (тока).
F аж. ый мостовой m-фазный выпрямитель содержит ‘2т плеч с тиристо-
рами и, следовательно, в общем случае система управления должна иметь
2m каналов управления. Распределение импульсов по каналам управления
для трехфазной мостовой схемы показано на рис. 5.22, а (каналы управления
соответствуют номерам тиристоров согласно рис. 2.4, а). Показанная на ри-
сунке схема одиночных импульсов может обеспечить работу выпрямителя в
Импульсы по
каналам управления
тиристорами
Рис. 5.22. Импульсы управления
трехфазным мостовым выпрямите-
лем (т = 3):
а — одиночные короткие; б — длинные;
в — двойные
режиме непрерывного тока нагрузки,
но не обеспечивает запуска, так как
цепь для тока может быть создала толь-
ко одновременным включением двух ти-
ристоров. Запуск выпрямителя в работу
в этом случае может быть обеспечен по-
дйчей стартового импульса (показан на
рисунке штриховой линией).
Приведенная система импульсов для
управления, выпрямителями примене-
ния не нашла, поскольку не обеспечи-
вает работу силовой схемы в режиме
прерывистых токов, и любой сбой в ра-
боте или пропадание тока в силовой
цепи ведет к выключению выпрямителя
и требует повторного запуска. Полная
работоспособность схемы обеспечивает-
ся управлением длинными импульсами
(широко применяются в преобразовате-
лях с ионными вентилями) согласно рис.
5.22, б. Длительность каждого импуль-
са выбрана более л/m, что обеспечивает
перекрытие соседних импульсов, и, сле-
довательно, запуск и работу в режиме
прерывистого тока. Недостатки управ-
ления длинными импульсами обуслов-
ливаются повышенными энергетически-
ми затратами на управление и увели-
чением габаритных размеров системы
управления, особенно выходных уст-
ройств. Улучшить показатели системы
управления в данном случае можно
применением пакетов импульсов, двух-
ступенчатых импульсов, импульсов тре-
угольной и специальной форм. Часто
целесообразным является применение
двойных коротких импульсов, сдвину-
тых взаимно на л/m (рис. 5.22, в). В этом
случае мощность системы управления
хотя и увеличивается по сравнению
с системой одиночных импульсов, одна-
ко существенно меньше, чем при при-
менении длинных импульсов.
На рис. 5.23 показана структурная
схема регулируемого, нереверсивного
выпрямителя, в систему управления ко-
торого входят следующие основные элементы: входное устройство ВхУ,
создающее многофазную систему напряжений, синхронизированную с на-
пряжением питающей сети; фазосдвигающее устройство ФСУ, которое
обеспечивает изменение фазы управляющих импульсов относительно напря-
жения сети; промежуточное устройство ПУ, которое осуществляет пред-
варительное усиление и формирование управляющих импульсов; выход-
ное устройство ВУ, окончательно формирующее и усиливающее импульсы
управления.
Наличие всех указанных элементов системы управления не обязательно
так как некоторые функции могут быть «совмещены в одном элементе. Вход
ным устройством может служить синхронизирующее устройство, а проме
жуточньгм — промежуточные усилители и формирователи (см. гл. 5,3).
Для изменения (реверсирования) полярности тока, в цепи нагрузки при
меняются реверсивные выпрямители. При совместном управлении управляю
щие импульсы подаются на тиристоры обеих групп, включенных встречно-па
раллельно. При раздельном управлении не допускается одновременная по
дача управляющих импульсов на ти-
ристоры обеих групп. Для этой цели
в. системе управления необходимо
предусмотреть переключающее уст-
ройство, которое должно иметь три
устойчивых состояния.
1.	Управляющие импульсы по-
даются только на первую группу
тиристоров VI (рис. 5.24, а}.
2.	С обеих групп тиристоров
сняты управляющие импульсы, ток
в тиристорах отсутствует, тиристоры
восстановили свои запирающие свой-
ства.
3.	Управляющие импульсы по-
Рис. 5.23. Регулируемый нереверсив-.
ный выпрямитель
даются только на вторую группу
тиристоров V2.
Группы тиристоров переключает логическое переключающее устройство
ЛПУ, которое получает информацию о состоянии тиристоров всего выпря-
мителя от датчиков состояния тиристоров ДСТ1 и ДСТ2. Если эта информа-
ция’для реализации алгоритма работы ЛПУ не нужна или ее получают кос-
венным путем, то датчики не ставят. Например, если в системе предусмотре-
на задержка на открытие тиристоров второй группы, которая заведомо боль-
ше времени восстановления запирающих свойств первой группы тиристоров,
то ДСТ не устанавливают.
Рис. 5.24. Реверсивный выпрямитель с индивидуальными (а) и с общим (5)
каналами управления
В логическом переключающем устройстве могут быть реализованы
следующие принципы переключения тиристорных групп: 1) сканирующий,
характеризующийся тем, что система находится в автоколебательном режиме
(управляющие импульсы подаются поочередно на первую и вторую группы
тиристоров до тех пор, пока под действием сигнала управления не потечет
непрерывный ток нагрузки); 2) использующий трехпозиционную логическую
схему, которая переключается сигналами ошибки регулирования ; 3) комби-
нированный.
На систему управления выпрямителем могут возлагаться также функции
ограничения углов управления тиристоров в переходных и аварийных ре-
жимах, пуска и управления агрегата, согласования с Другими устройствами
и некоторые другие.
Величина и направление тока нагрузки реверсивного выпрямителя оп-
ределяются соответственно амплитудой и знаком управляющего напряже-
ния Ну. Управляющие напряжения и иу2 для каждой группы тиристоров
вырабатываются логическим переключающим устройством ЛПУ с учетом
сигналов ДСТ и в соответствии с требованиями к регулировочной характе-
ристике и динамическим свойствам выпрямителя. Например, при раздель-
ном управлении возможно цу1= 1/0+ иу и иу2~ U<i— иу где Uo— началь-
ное напряжение управления, исключающее подачу импульсов на тиристоры
при положительных значениях анодного напряжения. При таком управлении
исключается возможность одновременного открытия тиристоров обеих групп.
Для обеспечения идентичности характеристик управления обеими группами
тиристоров целесообразно использовать схему с общим каналом управления
(рис. 5.24,6). Выбор групп тиристоров осуществляется коммутатором К по
командам ЛПУ.
На рис. 5.25 показана схема управления нереверсивным трехфазным
выпрямителем. Входным устройством является фазорасщепляющий трансфор-
матор Т1, осуществляющий синхронизацию с сетью и вырабатывающий пе-
ременное напряжение дли фазосдвигающего устройства. Фазосдвигающее
устройство работает по «вертикальному» принципу и выполнено на транзи-
сторе, входная,.цепь которого служит элементом сравнения управляющего
Uy и переменного напряжений. В промежуточном устройстве импульсы
управления «сдваиваются» (логические схемы ИЛИ на диодах V3 и V4) и
формируются по длительности (дифференцирующая цепь С1 — R4). Выход-
ное устройство представляет собой трансформаторный усилитель импульсов.
Все шесть каналов, формирующих импульсы управления трехфазного мос-
тового выпрямителя, выполнены однотипно.
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ИНВЕРТОРАМИ
Система управления инвертором должна создавать систему импульсов
для управления тиристорами силовой схемы с целью получения выходного
напряжения (тока) с фиксированной или регулируемой частотой, определя-
емой сигналом источника управляющего воздействия.
Система управления инвертором не должна допускать кратковременных
сбоев в работе, так как даже единичный сбой, связанный, например, с про-
хождением по каналу управления импульса помехи или с пропаданием одного
из импульсов управления, ведет, как правило, к аварийному режиму в ин-
верторе. При наличии в схеме инвертора выходного трансформатора необхо-
димо учитывать, что при пуске напряжение, приложенное к трансформатору,
в первый полупериод может иметь ту же полярность, что и в последний по-
лупериод перед предшествующим выключением инвертора. Такое дополни-
тельное намагничивание может повлечь насыщение магнитопровода и вы-
ход инверторной схемы из режима. Одним из возможных путей устранения
этого эффекта является построение системы управления таким образом, что-
бы при включении инвертора в работу автоматически обеспечивалось пере-
магничивание магнитопровода.
В системах, управления инверторами возможно применение как длин-
ных, так и коротких (сдвоенных) импульсов, длительность которых долж-
на обеспечить надежное включение тиристоров и нарастание тока через них
до значения тока удержания.
Прн работе на сеть выходное напряжение инвертора должно совпадать
по частоте, амплитуде и фазе (если нет специальных требований) с напряже-
нием сети. В этом случае система управления инвертором является зависи-
мой и строится аналогично системе управления выпрямителем.
Импульсы управления тиристорами выпрямителя
Система управления автономным инвертором состоит из источника син-
хронизирующего воздействия (ИСВ), распределителя импульсов, промежу-
точного и выходного устройств. Однако схема может ие содержать исех
указанных элементов, так как некоторые функции могут быть совмещены ^
одном элементе. Источником синхронизирующего воздействия может слу-
жить задающий генератор, а при синхронизации от сети — синхронизирую-
щее устройство;’фуикции промежуточного устройства выполняют промежу-
точные усилители и формирователи (см. гл. 5,3).
В зависимости от источника ИСВ система управлении инвертором может
быть выполнена по одному из следующих способов возбуждения: независи-
мое возбуждение: работа системы управления синхронизируется задающим
генератором; зависимое возбуждение: система управления синхронизиру-
ется выходным напряжением иниертора; комбинированное возбуждение:
одна часть системы управления синхронизируется задающим генератором,
а другая — выходным напряжением.
На рис. 5.26,с показана схема управления инвертором с независимым
возбуждением. Силовая схема трехфазного мостового инвертора напряжения
с независимой коммутацией содержит основные 1...6 и коммутирующие 7...12
тиристоры. Схема управления состоит из задающего генератора G1, частота
которого изменяется и зависимости от управляющего напряжения иу, рас-
пределителя Р, промежуточного устройства ПУ, выходного устройства ВУ
и модулятора G2. Схема управления вырабатывает длинные импульсы для
управления основными тиристорами инвертора и короткие — для управления
коммутирующими тиристорами (рис. 5.26,6).
Распределитель Р, выполненный на триггерах D1...D3 и логических
схемах ИЛИ — НЕ (/...6), создает многофазную систему импульсов, кото-
рые формируются в промежуточном устройстве ПУ, выполненном иа логи-
ческих схемах И (7...12), и, усиленные усилителями выходного устройства
ВУ, поступают .на управляющие электроды тиристоров инвертора. В про-
межуточное устройство подаются импульсы модулятора с целью преобразо-
вания широких импульсов в пакеты, что обеспечивает улучшение энергети-
ческих показателей системы управления.
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ ЧАСТОТЫ
Силовая схема преобразователя частоты преобразует входное напряже-
ние определенной частоты в выходное напряжение с фиксированными или
регулируемыми по сигналам источника управляющего воздействия ампли-
тудой и частотой. Система управления формирует импульсы управления ти-
ристоров силовой схемы преобразователя для обеспечения этого преобразо-
вания. В зависимости от построения силовой схемы системы управления ста-
тических преобразователей частоты можно разбить на: системы управления
преобразователей с непосредственной связью, с промежуточным звеном пе-
ременного тока повышенной частоты и с промежуточным звеном постоянного
тока.
Системы управления первых двух групп преобразователей частоты стро-
ятся аналогично системам управления реверсивных выпрямителей; отли-
чие преобразователей с промежуточным звеном переменного тока, а следо-
вательно, и их систем управления состоит в том, что частота преобразуется
в них дважды. Система управления преобразователя частоты с промежуточ-
ным звеном постоянного тока фактически состоит из двух, часто независимо
работающих, систем: управления выпрямителя и управления инвертора [16,
42, 65, 79, 82, 84, 130].
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМАХ
Структурная схема аналоговой многоканальной системы управления,
построенной по «вертикальному» принципу с использованием операционных
усилителей на интегральных схемах, показана на рис. 5.27. Каждый канал
системы содержит активный сетевой фильтр 1, усилитель-ограничитель 2
для формирования прямоугольного напряжения синхронизации работы фа-
зосдвигающего устройства, которое состоит из генератора пилообразного на-
пряжения 3 и сравнивающего устройства 4. Одиоканальные аналоговые си-
Рис. 5.26. Система управления инвертором»
а — схема; б — временные диаграммы работы схемы
стемы управления на интегральных схемах строятся по этому же принципу;
схема при этом дополняется коммутатором для распределения импульсов
по каналам.
На интегральных схемах, кроме аналоговых систем, можно иыпол-
нять системы управления с квантованием информации: дискретные, импуль-
спьГе или цифровые. В дискретных системах входные и выходные параметры
квантуются только по уровню, в импульсных — только по времени, в цифро-
вых — и по уровню, н по времени.
Квантование по уровню означает преобразование непрерывной величи-
ны в дискретную с определенной постоянной или . переменной дискретно-
стью (т. е. нельзя получить двух значений сигнала, отличающихся на вели-
чину, меньшую одной ступени квантования т). В случае задания величины
сигнала n-разрядным двоичным кодом ступень квантования определяется
ценой младшего разряда кода и может быть найдена по формуле
т = “макЛ2" -
где “макс — величина сигнала, соответствующего максимальному значению
n-разрядного двоичного кода.
При квантовании по времени сигнал поступает в отдельные дискретные
моменты времени, разделенные интервалом Т — периодом квантования.
Рис. 5.27. Структурная схема аналоговой системы управления на интегральных
схемах
Под цифровой системой управления преобразователем понимается си-
стема дискретного действия, осуществляющая преобразование «цифра — угол
регулирования» и вырабатывающая управляющий сигнал, киантованиый по
уровню и по-времени. Такие системы строятся с использованием элементов
и методов вычислительной техники. На базе интегральных схем можно вы-
полнить различные устройства, осуществляющие необходимые для реали-
зации цифровых систем операций: счет импульсов, сравнение чисел, вре-
менную задержку сигнала, шифрацию, дешифрацию, умножение и деление
частоты, генерироиание импульсов заданной частоты, распределение импуль-
сов по каналам, запоминание информации и др.
Преимущества цифровых систем на интегральных схемах обусловлены
как принципами их построения (информация передается в виде коротких
импульсов, в промежутке между ними система оказывается разомкнутой;
элементы системы работают в ключевом режиме), так и качеством приме-
няемых элементов. Цифровые системы с квантованием информации по уровню
и по времени ивляются принципиально нелинейными, придают системам
управления ряд качественно особых свойств, невозможных в линейных
системах. С их помощью можно реализовать практически любую логическую
программу работы преобразовательного устройства.
Основные преимущества цифровых систем управления по сравнению
с аналоговыми: высокая стабильность работы при помехах, изменениях пи-
тающего напряжения,' окружающей температуры и других дестабилизирую-
щих факторах; простота настройки, поскольку регулировки практически
отсутствуют; легкость сопряжения с вычислительными машинами; большие
возможности унификации узлов и блоков ввиду построения системы из одно-
типных элементов, технологичность конструкции. Использование цифровых
систем для управления преобразователями оправдано тогда, когда тре уется
высокая точность регулирования выходной величины преобразователя, и
величина ступени квантования выбирается достаточно малой 146, 48, 102].
Общая структура цифровой системы показана на рис. 5.28. Система со-
держит непрерывную часть Я,- дискретную часть Д и один или несколько
преобразователей непрерывной величины в Дискретную Н/ Д. Заданное 170
и действительное значения выходного параметра Р сравниваются в не-
прерывной (рис. 5. 28,а) или цифровой (рис. 5.28,6) форме. При сравнении
Рис. 5.28. Структурная схема цифровой системы управления с аналоговым (д)
и цифровым (б) сравнивающими устройствами и трехканальная (в)
в непрерывной форме сигнал рассогласования 0 = Uo— U~ представля-
ется в n-разрядный двоичный код [0] с помощью преобразователя Н1Д (в
принципе могут использоваться коды и с другим основанием) . При сравнении
в цифровой форме величины Uo и представляются в виде п-разрядных
двоичных цифровых кодов ]П0] и [t/,_] с помощью преобразователей Н1Д.
Сигнал рассогласования на выходе сравнивающего устройства получается
также в виде n-разрядного двоичного кода [0] = [Ue] — ]17~], который
преобразуется дискретной частью Д системы в сигналы а управления тири-
сторами объекта регулирования ОР. Работа системы управления (обычно ее
дискретной части) синхронизируется устройством синхронизирующего воз-
действия (синхронизатор С), в качестве которого чаще всего используется
сеть (входная или выходная) или автономный источник (задающий гене-
ратор).
 На рис. 5.28,в показана структурная схема цифровой системы управ-
ления, построенной по многоканальному (трехканальному) принципу (35).
Управляющее напряжение иу преобразуется преобразователем Н/ Д в число,
которое по командам импульсов синхронизирующего устройства СУ вво-
дится в фазосдвигающее устройствоФСУ, синхронизируемое также импуль-
сами СУ. ФСУ формирует на выходе импульсы, задержанные относительно
импульсов СУ на время, определяемое числом, поступившим с преобразо-
вателя Н1Д. Импульсы распределяются по тиристорам схемами совпадения
1...6, с которых они подаются на усилители У выходного устройства и затем
на управляющие электроды тиристоров объекта регулирования ОР. В ка-
честве синхронизирующего устройства СУ используется схема, которая фор-
мирует одновременно и узкие импульсы в момент перехода синусоиды через
нуль, и широкие прямоугольные импульсы из положительной и отрицательной
полуволн питающего напряжения, в качестве фазосдвигающего устройства
ФСУ — схема квантованной задержки.
На рис. 5.29 показана упрощенная структурная схема системы автома-
тического регулирования преобразователя частоты с одноканальной цифро-
вой системой управления [111]. Датчик уровня ДУ выполняет первичную
обработку информации о выходном параметре (напряжении, токе) преобра-
зователя и преобразует непрерывный входной сигнал в цифровой трех уров-
ней: меньше, норма, больше. Выход датчика двухканальный. Отсутствию
сигнала на обоих выходах соответствует норма выходного параметра. Появ-
ление сигнала на одном из выходов свидетельствует об отклонении параметра
в ту или иную сторону от требуемого значения, которое задается напряже-
нием уставки t/0: Дальнейшая обработка информации, вплоть до выработки
сигналов управления на тиристоры, осуществляется в цифровой форме по
схеме квантованной задержки, синхронизированной синхронизатором С с
работой силовой схемы преобразователя.
Схема квантованной задержки состоит из двух двоичных семиразрядных
счетчиков: реверсивного счетчика PC и делителя частоты ДЧ, а также семи-
разрядной схемы сравнения чисел СС. Количество триггеров в счетчиках
одинаково и определяет количество ступеней регулирования N = 2П — 1=
= 127. Ступень квантования угла регулирования равна при этом примерно
0,5 эл. град.
К входам реверсивного счетчика PC подключен через логические схемы
совпадения 30 и 31 датчик уровня ДУ. На вторые входы схем совпадения по-
ступают импульсы от генератора тактовых импульсов 29.Число k, записан-
ное в реверсивном счетчике, определяет текущее значение задержки. Если
задержка /3 должна быть возрастающей функцией времени, то счетчик PC
работает на сложение, если убывающей — на вычитание, что обеспечивается
прохождением через соответствующую схему совпадении импульсов от ге-
нератора тактовых импульсов.
Делитель частоты ДЧ работает от генератора счетных импульсов 54,
период работы которого равен дискретности квантования. В момент, когда
число, записанное в счетчике ДУ, сравняется с числом, записанным в счет-
чике PC, схема сравнения чисел СС (32...53) выдает выходной импульс,
задержанный на время /3= ki относительно импульса сброса счетчика ДЧ,
формируемого синхронизатором С.
При применении одноканального принципа построения системы управ-
ления в m-фазиом преобразователе зона регулирования по каналу управле-
ния одним тиристором будет равна rdm, но может быть увеличена введением
дополнительной логики [35]. Схемы совпадения 16...21, работающие от ге-
нераторов прямоугольного напряжения 13...15, формируют зоны управле-
ния тиристорами объекта регулирования ОР для трехфазной мостовой схемы.
Сигналы с этих схем совпадения поступают на распределитель Р(1...12)
импульсов по каналам управления тиристорами ОР и на укорачивающие
цепи 22...27 с последующим объединением схемой 28 по синхронизации ра-
боты (сброса) счетчика ДЧ. Усилители мощности 1...6 предназначены для
согласования и потенциальной развязки маломощного выхода цифровой си-
стемы с требующими большей мощности .цепями управления тиристоров ОР.
Рис. 5.29. Структурная схема системы автоматического регулирования преобра-
зователя с однокаиальной цифровой системой управления
Описанная система управления при реализации на микросхемах серий
133, 201 потребляет мощность (без выходных усилителей) около 3 Вт. Угол
управления тиристорами ОР
а = а0 + kn[m (2п — 1),
где а0— начальный угол, определяемый системой синхронизации; k — по-
зиция реверсивного счетчика.
При. частоте -питающей сети fc временная дискретность квантования
Д/кв=1/2/ст(2«-1).
Основными параметрами, от которых зависит элементоемкость цифровой
системы управления, являются количество триггеров в PC и ДЧ, а .также
граничная частота F генератора счетных импульсов, которые в зависимости
от нужной ступени квантования по углу (акв) для приведенной схемы опре-
деляются следующим образом:
п = — In + 1V, F = 2л/ /а ’
In 2 \аквт /	'с кв
Угол квантования ие требуется меньше нескольких десятых долей граду-
са, и, следовательно, при частоте /с = 50 Гц количество триггеров в реверсив-
ном счетчике п = 7...9 и граничная частота генератора счетных импульсов
F = 40....150 кГц. Следует учитывать, что разрешающая способность интег-
ральных схем значительно выше.
Для построения систем управления наиболее широко применяются вы-
пускаемые серийно цифровые интегральные схемы серий К133, К155, К172,
К511 и аналоговые серий 140, К533. Перспективным является применение для
построения систем управления интегральных схем с большой степенью
интеграции, создание специальных схем, реализующих в одном корпусе
полный канал управления, а также создание силовых интегральных схем
для реализации выходных устройств.
Выбор между аналоговыми и цифровыми системами управления, а так-
же между системами на дискретных и интегральных схемах для конкретных
задач зависит от многих факторов: сложности, надежности н стоимости си-
стем управления, назначения преобразовательного устройства. При услож-
нении задач, повышении требований к точности и динамике работы преобра-
зователей применяют более сложные и дорогие системы.
5. СИСТЕМЫ ЗАЩИТЫ И КОНТРОЛЯ СИЛОВЫХ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
СИСТЕМЫ ЗАЩИТЫ ОТ АВАРИЙНЫХ ТОКОВ
Выбор средств защиты, оценка ее эффективности и координация действия
ее элементов определяются свойствами полупроводниковой структуры при-
боров и режимами их работы в схемах преобразователей. При перегрузке
возрастают потери мощности в р-п-переходе, и его температура, вследствие
малой теплоемкости, резко увеличивается. В случае превышения некоторого
критического значения температуры р-п-перехода полупроводниковый при-
бор выходит из строя, поэтому температура является основным параметром,
характеризующим перегрузочную способность полупроводниковых прибо-
ров. Величины рекомендуемых допустимых температур полупроводниковой
структуры приборов зависят от заданного срока службы и их работоспособ-
ности.
Работоспособность полупроводниковых приборов при аварийных ре-
жимах восстанавливается с помощью защитных устройств, которые должны
обладать максимальным быстродействием для ограничения амплитуды и
длительности аварийного тока; иметь высокую надежность и простоту; быть
селективными, т. е. обеспечивать отключение только поврежденных элемен-
тов; быть простыми в настройке и обслуживании и иметь низкую относитель-
ную стоимость по сравнению с затратами на основное оборудование.
 В зависимости от назначения и схемы преобразователя, условий его
эксплуатации указанные требования могут дополняться и другими, специаль-
ными. Иногда целесообразно применять неселективную защиту в сочетании
^..устройствами автоматического повторного включения.
В тиристорных преобразователях различают следующие наиболее ха-
рактерные аварийные режимы: перегрузка по току и внешнее короткое за-
мыкание;
внутреннее короткое замыкание, вызванное пробоем вентиля;
нарушения в системе управления;
срыв (опрокидывание) инвертора при токовых перегрузках или-нару-
шениях в системе управления.
Рис. 5.30. Однолинейные схемы реверсивного выпрямителя:
а — с совместным управлением; 6 — с раздельным управлением
В общем случае защита полупроводниковых преобразователей осуществ-
ляется при помощи быстродействующих предохранителей и автоматических
выключателей в сочетании с рядом других устройств (токоограничивающие
реакторы и т. п.). В зависимости от места установки аппаратов в схеме к ним
предъявляются различные требования (рис. 5.30).
1.	Автоматический выключатель S2 должен отключать преобразователь
при аварийном режиме во внешней цепи постоянного тока.
2.	Быстродействующие предохранители F должны отключать ток корот-
кого замыкания при пробое или ложном отпирании вентилей, а также в слу-
чае отказа защиты на стороне постоянного тока.
3.	Автоматический выключатель S1 должен отключать тиристорный пре-
образователь от сети переменного тока в случае короткого замыкания на
участке между предохранителями F и автоматическим выключателем S1,
а также при отказе защиты на предохранителях.
При защите агрегата от коротких замыканий на стороне переменного
тока (выключатель S1) требования к быстродействию не высокие. Для обеспе-
чения селективной защиты применяются селективные воздушные автомати-
ческие выключатели типа А3700 на токи до 630А и автоматические выклю-
чатели типа ABM 10СВ или ABM I5CB на токи свыше 630А при напряжении
До 380В. Автоматические выключатели имеют привод для дистанционного
включения, минимальный и независимый расцепители. В трансформатор-
ном. варианте применяются масляные выключатели при напряжении пита-
ния 6 кВ и выше.
При пробое вентиля аварийный ток протекает через поврежденную и
неповрежденную ветви. Отключение поврежденной ветви должно произойти
раньше, чем успеют расплавиться плавкие вставки предохранителей, защи-
щающих неповрежденные ветви. Условие селективности оценивается следу-
ющим неравенством:
где	— тепловой эквивалент отключения и плавления плавкой
иткл Ш1
вс гавки предохранителя соответственно; п — число параллельно включенных
вентилей; s — коэффициент неравномерности распределении тока.
____	.	На рис. 5.31 изображена зависи-
Рис. 5.31. Зависимость кратности
? = /2/откл/(/2/лх) от величины, s и
числа параллельных ветией п
мость допустимой кратности теплового
эквивалента отключения к тепловому
эквиваленту плавления X =
от числа параллельно включенных венти-
лей при заданной неравномерности рас-
пределения тока. Из рисунка видно,
Ч'со для селективной защиты при п = 2
в правильно скЬнструированном предо-
хранителе величина X должна быть не
более 2 ... 3.
Увеличение реравномерности рас-
пределения токов приводит к ухудше-
нию условия селективности защит. При
п^5 различие между значениями X
при s = 0 и s = 0,3 составляет больше
50%. Следовательно, с точки зрения
надежности работы защиты следует
стремиться к более равномерному рас-
пределению тока при параллельной
работе вентилей, а величина s должна
определяться из условий селективной
защиты и параллельной работы вен-
тилей.
Анализ характеристик выпускаемых нашей промышленностью предо-
хранителей серии ПНБ показывает, что селективная защита преобразовате-
лей при внутреннем коротком замыкании, вызванном пробоем либо ложным
отпиранием вентиля, может быть достигнута при 3.
Согласование защитной характеристики предохранителей с перегрузоч-
ной характеристикой вентиля достигается также при условии
^'откл <h(l - «)+ "у
где l2tv — тепловой эквивалент вентиля.
Ограничением по тепловому эквиваленту для предохранителей является
требование обеспечения защиты вентилей при отказе автоматического вы-
ключателя 52. Требование селективности защиты вентилей приводит, как пра-
вило, к уменьшению токовой загрузки вентилей.
Наиболее жесткие требования по условию селективности предъявляются
к автоматическим выключателям на стороне постоянного тока, которые
должны отключать аварийный ток без повреждения предохранителей и вен-
тилей.
В этом случае условие селективности определяется так же, как и для
предохранителей, так как защитные характеристики автоматического вы-
ключателя определяются защитными характеристиками предохранителей.
Отключающая способность автоматических выключателей характери-
зуется-временем начала токоограничения при расхождении контактов. Соб-
ственное время срабатывания быстродействующих выключателей типа ВАБ
не.превышает 5 мс.,
Для согласования защитных характеристик предохранителей и авто-
матических выключателей вводятся дополнительные сглаживающие реак-
торы, которые ограничивают скорость нарастания аварийного тока и од-
новременно уменьшают величину пульсаций выпрямленного тока и зону
прерывистого тока.
Указанные средства защиты широко применяется в сочетании с бескон-
тактными способами защиты, использующими естественную способность ти-
ристоров запираться при спадании тока до нуля под действием напряжения
питающей сети. Один из таких способов основан на блокировании (снятии)
управляющих импульсов в выпря-
мителе, другой — на смещении
управляющих импульсов в инвер-
торную область, т. е. осуществляет
перевод выпрямителя в инвертор-
ный режим. Оба способа практи-
чески эквивалентны по токовой за-
грузке тиристоров при внешнем
коротком замыкании.
На рис. 5.32 показана зависи-
мость величины теплового эквива-
лента аварийного тока наиболее за-
груженного тиристора при а = О
от отношения активного и индуктив-
ного сопротивлений контура корот-
кого замыкания (7?к/хк) для различ-
ных значений углов уставки за-
щиты а3. Величина i*2t мало зави-
сит от а3 и всего лишь на 10% пре-
Рис. 5.32. Зависимость величины теп-
лового эквивалента аварийного тш а
при внешнем коротком замыкании от
величины RK/XK и а3
вышает величину теплового экви-
валента в случае блокировки управ-
ляющих импульсов. Для преобразователей, работающих в инверторном ре-
жиме, что наиболее характерно для реверсивных выпрямителей, защита
блокировкой (снятием) управляющих импульсов неприемлема, так как при
токовых перегрузках это приводит к опрокидыванию инвертора.
При частоте питающего напряжениям^ 50 Гц и наличии в цепи выпря-
мленного тока индуктивности L^, равной не менее четырем значениям ин-
дуктивности питающей сети Ls, указанные способы защиты выпрямитель-
ных установок весьма эффективны, не требуют дополнительных полупровод-
никовых приборов, легко обеспечивают режим автоматического повторного
включения выпрямителей.
Защита автономных и ведомых сетью инверторов обеспечивается либо
при помощи включения сглаживающего реактора последовательно с автома-
тическим выключателем, либо применением методов искусственного гаше-
ния аварийного тока. Одна из схем емкостного гасящего устройства показана
на рис. 5.33. По команде датчиков защиты одновременно со снятием управля-
ющих импульсов с тиристоров инвертора подаются импульсы на тиристоры
VI и V2 гасящего устройства. Через тиристоры VI и V2 напряжение от пред-
варительно заряженной емкости Сг прикладывается-к тиристорам инвертора.
Происходит коммутация аварийного тока в цепь перезаряда гаеяшей
емкости. Гасящая емкость перезаряжается через входную индуктивность ин-
вертора L. Характер перезаряда гасящей емкости колебательный,--.поэтому
после спада тока перезаряда до нуля тиристоры VI и V2 запираются, а га-
сящая емкость вновь перезаряжается через резисторы RI и R2 до напряже-
ния источника питания. Тиристор V3 служит для разряда энергии, запасен-
ной во входной индуктивности инвертора, а начинает проводить ток в момент
изменения зна.ка производной di/dt— тока, протекающего через индуктив-
ность.
, Величина гасящей емкости Сг= \,3I^lUd, где /0— входной ток инвер-
тора в момент срабатывания защиты; tr— время, необходимое для коммута-
ции тока и восстановления управляемости тиристоров; Уд—напряжение
источника питания.
Аварийные режимы, характерные для нереверсивных преобразователей
(внутреннее и внешнее короткое замыкание, опрокидывание инвертора);
присущи и реверсивным тиристорным преобразователям.' Однако для ре-
версивных преобразователей характерны и специфичные аварийные режимы,
характер протекания которых зависит от схемы реверсивного преобразова-
теля и способов управления. К ава-
рийным процессам следует отнести: на-
рушение -законов согласования групп
реверсивного выпрямителя или сбой
логики при раздельном управлении;
превышение скорости изменения сигна-
ла управления сверх допустимой, что
влечет за собой появление динамиче-
ских уравнительных токов, ложное от-
пирание тиристоров и т. д. Так, на-
пример, в реверсивной противопарал- .
лельной трехфазной мостовой схеме
с общим питанием групп преобразова-
теля коммутационные провалы напря-
жения одного моста полностью переда-
ются другому мосту. Это приводит к
значительному искажению напряжений,
а в преобразователях с совместным
управлением искажает форму и вели-
чину уравнительного напряжения. Для
обеспечения нормальной работы преоб-
разователя применяется ряд мер: рас-
согласование характеристик групп пре-
образователя, а также введение авто-
матического повторного включения при
внутреннем коротком замыкании в вы-
прямителе.
В системах защиты от аварийных токов применяются следующие ос-
новные функциональные узлы: датчики тока; устройства сравнения, логики,
временных задержек и формирования исполнительной команды; исполни-
тельные устройства, обеспечивающие прекращение протекания или преры-
вания аварийного тока.
Датчик аварийного тока должен обладать высоким быстродействием,
легко сочетаться с другими элементами схемы; быть простым при настройке
и обеспечивать выдачу команды об аварийной ситуации при исчезновении
напряжения источников питания собственных нужд. Наиболее простым в
симметричных цепях переменного тока является датчик аварийного тока,
выполненный на стандартных трансформаторах тока ТТ (рис. 5.34,а), вторич-
ные обмотки которых через выпрямительный мост V и потенциометр R под-
ключены к схеме защиты.
В качестве датчика постоянного тока используются измерительные транс-
форматоры постоянного тока (рис. 5.34,6). Для уменьшения габаритных
размеров и увеличения быстродействия датчики питаются от высокочастот-
ного источника питания (400 — 1000 Гц). Сигнал, пропорциональный току,
снимается с резистора /?н.
Широко применяются датчики максимального тока с использованием
магнитоуправляемого контакта — геркона. Датчики обладают высокой
помехоустойчивостью, стабильностью в работе и универсальностью. Один
типоразмер датчика может быть использован для измерения тока в широких
пределах от сотен до нескольких тысяч ампер. Быстродействие датчика со-
ставляет 20 — 50 мкс.
; Система защиты, основанная на переводе выпрямителя в инверторный
режим, применяется на'ток от 200 до 1600А в реверсивных тиристорных аг-
регатах с совместным управлением, предназначенных для питания якорных
цепей возбуждения. Схема на рис. 5.35 обеспечивает перевод преобразова-
теля в инверторный режим при внешнем коротком замыкании и опрокиды-
вании инвертора и автоматическое повторное включение системы защиты при
внутреннем коротком замыкании в выпрямителе. Схема работает следующим
образом. При срабатывании датчика постоянного тока ДТ2, выполненного
Рис. 5.35. Принципиальная схема системы перевода выпрямителя
в инверторный режим
на магнитоуправляемом контакте (герконе) типа МКВ-1, включается тири-
стор V9. Конденсатор С1 ячейки системы защиты ДСЗ разряжается через
V9 и обмотку импульсного трансформатора Т1, который вырабатывает им-
пульс в систему отключения дистанционного расцепителя автоматического
выключателя постоянного тока. При включении тиристора V9 на резисторе
R2(fIC3) возникает напряжение, которое подается в систему импульсно-фа-
зового управления, что обеспечивает перевод преобразователя в инвертор
ный режим. Угол сдвига регулируется резистором Rl(ffC3). Для сигнали-
зации о срабатывании защиты в цепь тиристора V9 включено реле К1, кото-
рое включает световую сигнализацию — лампу Н.
Для исключения опрокидывания инвертора при внутреннем коротком
замыкании в выпрямителе преобразователь переводится в инверторный ре
жим на время, равное времени внутреннего короткого замыкания при помощи
ячейки автоматического повторного включения АПВ. При срабатывании
датчика переменного тока ДТг, выполненного также на магнитоуправляе-
мом контакте типа МКВ-1, включаются транзисторы V3 и V4. Транзистор
V4 подает напряжение на резистор R2(f]C3) и обеспечивает перевод выпря-
мителя в инверторный режим. При спадании тока внутреннего короткого
замыкания ниже уставки срабатывания контакт датчика размыкается,
и схема возвращается в исходное состояние. Для исключения дребезжания
магнитоуправляемого контакта в схему включен одновибратор, выполнен-
ный на транзисторах VI и V2. Длительность импульса одновибратора пере-
крывает время дребезжания контактов.
В нереверсивных агрегатах и реверсивных с раздельным управлением
датчики переменного тока и ячейка АПВ не устанавливаются..
Структурная схема типового устройства защиты управляемого преобра-
зователя показана на рис. 5.36.
При протекании аварийного тока
преобразователя через датчик ДТ и
включенный последовательно с ним блок
ограничения тока уставки срабатыва-
ния защиты БОУЗ срабатывает ключе-
вой элемент К, который подает сигнал
на блок снятия управляющих импуль-
сов БСУИ, и отпирающие импульсы
с управляемых вентилей преобразова-
теля УП снимаются. Одновременно сиг-
нал с ключевого элемента К подается
на блок выдержки времени БВ. Если
по истечении интервала времени, отве-
денного на запирание тока, управляе-
мый преобразователь не отключается
(либо по причине отказа БСУИ, либо
в связи с затягиванием тока заканчи-
вающего работу тиристора) и протекает
ток по величине, превышающей время
БВ, то на блок совпадения БС посту-
пают два сигнала от К и Б В. Вследст-
вие. 5.36. Структурная схема уст- вие этого схема совпадения срабаты-
ройства защиты управляемого пре- вает, и подается сигнал на отключение
сбразователя	выключателя сети S.
СИСТЕМЫ ЗАЩИТЫ ОТ ПЕРЕНАПРЯЖЕНИИ
В силовых полупроводниковых преобразователях различают следующие
виды перенапряжений:
внешние перенапряжения, возникающие как со стороны питающей
сети, так и со стороны нагрузки;
внутренние перенапряжения, возникающие при коммутациях в преобра-
зователях;
перенапряжения, обусловленные эффектом накопления носителей в
полупроводниковых приборах при коммутации тока. .
Характер и величина перенапряжений зависят от параметров питающей
сети, характеристик защитных (коммутационных) аппаратов, параметров пре-
образователя и нагрузки, характеристик полупроводниковых приборов. В за-
висимости от характера и источника перенапряжений применяют различные
системы защит.
Защита от атмосферных перенапряжений со стороны питающей сети
осуществляется посредством разрядников в сочетании с ЛС-цепями или
‘лавинными вентилями в зависимости от энергии перенапряжений.
Защита от коммутационных перенапряжений осуществляется включе-
нием /?С-цепочек на входных шинах преобразователей (рис. 5.37) или при
помощи трехфазного мостового выпрямителя, нагруженного на /?С-цепь,
с шунтирующим емкость высокоомным разрядным сопротивлением (рис.
5.38). Обычно применяют сочетание указанных способов. Так, схема на рис.
5.37 обеспечивает ограничение перенапряжений, обусловленных накоплением
носителей, и скорости нарастания прямого напряжения на тиристорах, а схе-
ма на' рис. 5.38 — ограничение перенапряжений, возникающих за счет сети
или при коммутации токов защитными и коммутационными аппаратами ти-
ристоров.
Параметры RC-цепочек схемы на рис. 5.37 должны быть согласованы
с параметрами питающей сети и преобразователей.
я*’ Для обеспечения удовлетворительного качества переходного процесса
величины RC-цепочек определяются по следующим соотношениям:
R = 3/J/6 Ls/£2 (du/dt)Kp; С = 6LS/R?,
Рис. 5.37. Включение RC-цепо-
чек на стороне переменного и
постоянного тока
Рис. 5.38. Схема защиты вентильных
блоков преобразователя на перемен-
ном токе при помощи вспомогатель-
ного диодного выпрямителя, нагру-
женного на РС-контур
где Ls — приведенная индуктивность рассеяния фазы трансформатора; Ег —
эффектпвнэе значение фазного напряжения; (du/dt)Kp — критическая скорость
нарастания прямого напряжения.
Мощность потерь в активном сопротивлении, обусловленная током переза-
ряда конденсаторов при коммутации, и синусоидальной составляющей
. .	Р =[(9о>/л) СЕ\\ + 3^R/[R? + (1/wC)2],
где w = 2п/.
Параметры RC-цспочки диодно-емкостной схемы (рпс. 5.38) рассчитываются
по следующим соотношениям:
С = бООе,/^^; R = \7QE.J (/2е0),
где е0—ток холостого хода трансформатора, % (зависимость тока холостого
хода в зависимости от типовой мощности трансформатора Рт показана на
рис. 5.39); /2— номинальный ток вторичной обмотки трансформатора.
Величина разрядного сопротивления Rp (рис. 5.38) выбирается из усло-
вия: RpC = 1...3 с.
Для защиты силовых полупроводниковых вентилей от коммутационных
перенапряжений в процессе их переключений, вызванных явлением накопле-
ния дырок полупроводниковой структуры, параллельно вентилям включают
индивидуальные RC-цепочки. Индивидуальные защитные RC-цепочки не-
обходимы при последовательном соединении вентилей, обычно имеющих
разное время восстановления. Конденсатор С поглощает пики перенапря-
жений при восстановлении обратного напряжения на последовательно вклю-
ченных вентилях. Емкость конденсатора С= 0,25...0,5 мкФ, а сопротивление
резистора R = 10...30 Ом.
Одним из способов защиты от перенапряжений является применение
в силовых преобразователях вентилей и тиристоров с контролируемым лави-
нообразованием. Наиболее эффективны системы защиты от перенапряжений
с применением лавинных кремниевых вентилей или нелинейных резисторов
(селеновых стабилитронов «Тиректоров»). Применение кремниевых вентилей
(диодов и тиристоров) типов ВЛ, ТЛ с контролируемым лавинообразованием
позволяет не предусматривать индивидуальных защитных ЯС-непочек от
перенапряжений.
Выпускаемые отечественной промышленностью кремниевые симметрич-
ные ограничители напряжения серии КСОН применяются для защиты
управляемых и неуправляемых вентилей от коммутационных перенапряжем
ний. Кремниевые ограничители перенапряжений представляют собой прибор
с лавинной вольт-амперной характеристикой в обоих направлениях с номи-
нальным напряжением 400...2500 В и предельно допустимой энергией рас-
сеяния 5... 10 Дж в зависимости от типа ограничителей.
Рнс. 5.39. Зависимость величины намагничивающего тска в процен-
тах от номинального тока от величины типовой мощности питающе-
го трансформатора
КОНТРОЛЬ В ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВАХ
В современных условиях автоматизированного производства контроль
состояния преобразовательных устройств, являющихся наиболее распро-
страненными источниками питания,— одна из важнейших задач, способству-
ющих периодической проверке их параметров в период эксплуатации, со-
кращению простоя оборудования за счет уменьшения времени на поиск не-
исправностей при получении информации о состоянии преобразовательных
устройств в предаварийных и аварийных ситуациях. Наиболее распростра-
ненным в инженерной практике методом контроля выходных параметров
преобразовательных устройств является измерение встроенными электри-
ческими приборами следующих величин:
а)	для выпрямителей: выпрямленного тока, измеряемого с помощью то-
кового шунта или трансформатора постоянного тока и амперметра; выпрям-
ленного напряжения, измеряемого вольтметром; количества электричества,
выпрямленного агрегатом, измеряемого в мощных выпрямительных устрой-
ствах при преобразовании большого количества энергии постоянного тока
с помощью счетчика количества электричества (счетчика ампер-часов);
б)	для автономных инверторов и преобразователей частоты потребляе-
мого от входной сети тока и тока, отдаваемого в нагрузку, измеряемого транс-
форматорами тока и амперметрами;
в)	для большинства мощных преобразовательных устройств: измерение
уровня изоляции электрических цепей и сигнализации об аварийном состоя-
нии изоляции.
Система контроля преобразователя должна обеспечивать сигнализацию
о состоянии преобразовательных устройств («включено», «отключено»), об
аварийном отключении, о срабатывании защит, о нормальной работе системы
охлаждения, о перегорании предохранителей, пробое вентилей и контроль
наличия напряжения в наиболее ответственных узлах преобразователя. Со-
стояние положения автоматических выключателей контролируется при
помощи блок-контактов. Состояние системы охлаждения и наличие напряжения
осуществляются при помощи датчиков (реле контроля воздуха, реле конт-
роля, давления в системе жидкостного охлаждения, датчики напряжения
и т. п.).
В преобразователе наиболее уязвимым местом являются полупроводни-
ковые приборы, контроль за состоянием которых необходим в случае приме-
нения, их с резервированием для повышения надежности. Для резервирования
полупроводниковых приборов
выбирается число параллельно
или последовательно соединен-
ных вентилей с определенным
запасом по току и напряжению.
При выходе из строя одного
или нескольких вентилей пре-
образователь должен обеспечи-
вать нормальную работу. При
выходе из строя полупровод-
никового прибора надежность
Рис. 5.40. Схема включения сигнальных ламп
при последовательном соединении
преобразователя снижается, поэтому необходима предупреждающая сигна-
лизация.
На рис. 5.40 показана схема контроля состояния последовательно со-
единенных вентилей при помощи газоразрядных ламп, включенных парал-
лельно приборам. Схема имеет следующие недостатки: большое количество
ламп с ограниченным сроком службы; не может осуществлять дистанционный
Рис. 5.41. Схема сигнализаций про-
боя тиристоров
и автоматический контроль. Указанных
недостатков лишена схема, показанная
на рис. 5.41. Схема работает по прин-
ципу сравнения обратных напряжений,
приложенных к вентилям VI... Vn+t
и резисторам 7?д специального, дели-
теля. При контроле группу силовых по-
лупроводниковых вентилей делят на не-
сколько частей. Срабатывание устройст-
ва (реле К) вызывает ток небаланса, воз-
никающий при повреждении вентилей.
На рис. 5.42 показана схема, кон-
тролирующая состояние вентилей VI
...Vn при их параллельном соединении
с помощью блок-контактов предохра-
нителей, включаемых при перегорании
сигнальных вставок предохранителей
Fl...Fn. При выходе из строя вентиля
в любой из параллельно соединенных
цепей, защищаемой предохранителем,
замыкаются блок-контакты, и срабатыва-
ет реле К, которое выдает сигнал в пспь
предупредительной сигнализации. Схе-
ма может быть построена с добавлением
логического устройства, контролирую-
щего выход из строя нескольких параллельных цепей, с вентилями и вы-
дачей сигнала на аварийное отключение преобразователя в зависимости
от степени резервирования и запасов по надежности.
Для контроля наличия фаз напряжения в сетях переменного тока со
значительными искажениями (характерными при работе преобразовательных
устройств с электрическими сетями ограниченной мощности) применяется
схема, показанная на рис. 5.43. Схема реагирует на обрыв фаз и может ис-
пользоваться для контроля наличия фаз в цепях, защищаемых предохрани-
телями. Схема содержит трансформатор Т, первичные обмотки которого со-
единены в звезду (Y) и подключены к фазам контролируемой сети, а вторич-
ные, (разные обмотки—к полупроводниковому устройству, содержащему
диод VI и тиристоры V2, V6, включающие исполнительную схему к реле К.
При появлении напряжения на фазах вторичных обмоток трансформатора
Т и достижении его уровня уставки срабатывают стабилитроны V3 и V7
и включают тиристоры V2 и V6. Резисторы Rl, R2, R4 предназначены для
ограничения тока в цепях, вентили V4, V8 для исключения обратной полу-
волны напряжения обмоток, PC-цепочки (Cl, R3 — С2, R5) для зашиты
управляющих переходов тиристоров V2, V6. Вентиль V5 и конденсаторы
СЗ, С4 обеспечивают надежное включение реле К при кратковременных про-;
валах сети. При наличии напряжения
во всех трех фазах тиристоры V6 и V2
открываются и включают реле К. При
значительном снижении напряжения
(20% и более), а также при исчезновении
напряжения одной из фаз тиристоры за-
крываются, реле срабатывает и подает
сигнал в цепь предупредительной или
аварийной сигнализации.
Вцепс
предупредительней
сигнализации
Рис. 5.42. Схема предупредительной
и аварийной сигнализации о перего-
рзнии предохранителей
Г"1
b цепь сигнализации
Рис. 5.43. Схема контроля напря-
жения и обрыва фаз
6. СИЛОВОЙ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
КАК ЭЛЕМЕНТ СИСТЕМЫ
АВТОМАТИЧЕСКОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ
Современные полупроводниковые силовые преобразовательные установ-
ки являются составной частью, обычно достаточно сложной, системы авто-
матического управления и регулирования агрегатом или технологическим
процессом.
При реализации высоких требований к быстродействию и качеству систем
автоматического регулирования, содержащих силовые полупроводниковые
преобразователи, установлено, что эти преобразователи не идеальны. Пере-
ходные процессы, соизмеримые’ по длительности с периодом питающего
напряжения, а также с интервалом дискретности прео разователя, могут су-
щественно.отли.чаться от расчетных, если не учитывать динамических свойств
преобразователя, полагая, что. он является непрерывным безынерционным
элементом. Кроме того, в таких замкнутых вентильных системах могут воз-
никать специфические режимы автоколебаний на основной и низших .'суб-
гармониках, приводящие к неработоспособности преобразовательной уста-
новки.
При-рассмотрении статики и динамики систем автоматического регули-
рования с силовыми полупроводниковыми преобразователями различают
преобразователи с искусственной и естественной коммутациями.
К первым относятся автономные инверторы и преобразователи частоты,
а также' широтно-импульсные преобразователи постоянного тока. Преобра-
зователи этой группы могут рассматриваться как импульсные элементы,
однако при этом существенное значение имеет их нелинейность.
Группа преобразователей с естественной коммутацией, включающая
управляемые выпрямители, ведомые сетью инверторы и преобразователи
частоты с непосредственной связью, имеет более сложные динамические про-
цессы. Кроме нелинейной дискрет-
ности, обусловленной, как и у пре-
дыдущей группы преобразователей,
импульсным характером переклю-
чения цепей, необходимо учитывать
неполную управляемость силовых
полупроводниковых вентилей, а так-
же переменность структуры силовой
цепи преобразователя, вызванную
Рис. 5.44. Структурная схема вен-
тильного преобразователя
наличием коммутационного интервала, соизмеримого по длительности с ин-
тервалом дискретности преобразователя.
Общим для преобразователей обеих групп является, кроме нелинейной
дискретности; необходимость учета действия фактора пульсаций, отража-
ющего прохождение пульсационной составляющей выходного сигнала по
замкнутому контуру системы автоматического регулирования.
Переходный процесс в вентильном преобразователе под действием обоб-
щенного управляющего сигнала x(t) полностью детерминирован свойствами
системы импульсно-фазового управленйя СИФУ, собственно вентильного
преобразователя ВП и силовой схемы СС, поэтому структурную схему ком-
плекса можно представить в виде трех последовательно соединенных звеньев
направленного действия (рис. 5.44).
В этом комплексе систему импульсно-фазового управления и силовую
схему можно отнести к обычным линейным или линеаризованным динами-
ческим звеньям. Удобно считать, что система управления является непре-
рывным звеном, а ее выходной сигнал a(t) — непрерывной функцией вре-
мени, т. е. система управления имеет бесконечно большое число каналов уп-
равления. Тем самым учет дискретных свойств вентильного преобразователя
возлагается на второе звено комплекса.
Силовая схема преобразователя, даже в предположении постоянства ее
параметров, не может быть строго описана как линейное динамическое звено
вследствие скачкообразного изменения коэффициентов дифференциальных
уравнений при коммутации вентилей. Однако при определенных допущениях
силовая цепь преобразователя с достаточным приближением представляется
как некоторое эквивалентное апериодическое звено.
Таким образом, статические характеристики и динамические свойства
системы управления и силовой цепи преобразователя можно учитывать как
известные элементы, входящие в систему автоматического регулиро-
вания.
Основная специфика динамических свойств вентильного преобразова-
теля проявляется в поведении среднего звена его структурной схемы, вход-
ной координатой которого является угол управления а(£), а выходной —
кусочно-непрерывная кривая внутренней ЭДС e(t). Непрерывный процесс
<z(t) (рис. 5.45) определяет дискретные моменты открывания вентилей а,
как точки пересечения с фазовой диаграммой. Дискретные значения а, од-
нозначно определяют кусочно-непрерывную кривую ЭДС преобразоватёля
e(t). Нелинейное дискретное преобразование непрерывной входной коорди-.
наты a(t) в точечные значения а(-, не образующие в общем случае-решетча-
той функции из-за переменности интервала, и затем обратное преобразо-
вание этих дискретных значений а; в кусочно-непрерывный сигнал выходной
координаты e(t), сопутствие этим преобразованиям неполной управляемости
вентилей и затерянности полезного выходного сигнала в пульсациях, снова
попадающих на вход преобразователя благодаря замкнутой структуре си-
стемы регулирования,— все эти факторы вносят специфику в статику и ди-
намику быстродействующих замкнутых вентильных систем и могут  порож-
дать нежелательные режимы.
Наряду с использованием в ка-
честве входной координаты преобра-
зователя угла управления a(t) иног-
да более удобным оказывается при-
менение обобщенной координаты
управления x(t). При этом предпола-
гается, что инерция, присущая ре-
альной системе импульсно-фазового
управления, учитывается с помощью
звеньев, находящихся вне преобра-
зователя, а вид регулировочной ха-
рактеристики системы управления
оговорен.
ВЕНТИЛЬНЫЙ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
КАК НЕЛИНЕЙНОЕ
ДИСКРЕТНОЕ ЗВЕНО
Если ЭДС е(1) разделить на сим-
метричную (повторяющуюся от пе-
риода к периоду) и импульсную со-
ставляющие (рис. 5.46)
е (0 = ес (0 4- еи (/),
изменении управляющего сигнала
то с точки зрения передачи входного сигнала вентильный преобразователь
можно строго представить как звено широтно-импульсной модуляции вто-
рого рода (ШИМ-II) с вершинами импульсов в виде отрезков синусоид ли-
нейных напряжений, так как составляющая ec(t) не несет в себе информации
об изменениях входной координаты.
Нелинейные свойства такого звена приводят к специфике его реакции
иа синусоидальный сигнал управления при субгармонических частотах
= mfovfn, п = 2, 3, 4, ... ,	(5.1)
где т — число фаз преобразователя; соо— круговая частота питающего
напряжения, а также на дробных субгармониках
“р<7 = pm^/q,	(5.2)
где р и q — взаимно простые.числа, причем pfq < 1/2.
На этих частотах относительный комплексный коэффициент передачи
вентильного преобразователя (так называемая описывающая функция) мо-
жет существенно отличаться от единицы, а в выходной ЭДС появляется сме-
щение постоянной составляющей. Основная субгармоника (п — 2) соответ-
ствует граничной частоте согр, при превышении которой происходит потеря
входной информации.
Отбрасывая симметричную составляющую rc(t), не несущую информа-
цию о полезном сигнале, можно существенно упростить нахождение описы-
вающей функции иентильного преобразователя и^получить общий аналити-
ческий результат.
- Рассматривая в качестве входной координаты обобщенный сигнал уп-
равления x(t), соответствующий арккосннусоидальной регулировочной ха-
рактеристике системы управления
-
a = arccosx,	(5.3)
'?/Д
а '-и качестве выходной координаты относительную ЭДС е (/) = е (i)/Ed0, можно
найти общее вьражение для описывающей функции преобразователя
Рис. 5.46. К разделению ЭДС вен-
тильного преобразователя на симмет-
ричную и импульсную составляющие
Риг. 5.47. Общий вид описывающей
функции вентильного преобразователя
на субгармонической частоте
управления от начального значения
цендентных уравнений
а0 = arccosx0, определяемые из транс-
. cos (а0 — Да;) — cos а0 = Хт sin i +	(а0 — Да;) <р
i = 0, 1, 2....(и—1).
Выражению (5.4) соответствуют замкнутые траектории на комплексной
плоскости, совершающие полный оборот вокруг точки (+ 1,/0) при изменении
фазы входного сигнала <р в интервале 2л/и (рис. 5.47). Траектории близки
к окружностям (приближаясь к ним с уменьшением хт), радиусы которых
определяются соотношением
о	I тХт I	(5 51
Р" ~ (п— 1)1 \2 sin aj ’
Амплитудное отклонение относительной средней ЭДС от начального
значении cosa0 определяется в функции тех же параметров другим соотно-
шением:
1 /	\л—1
1 / m 1 -л	с
ДРя —-------------- хт‘	(5.6)
амакс п! \2 S1F1 а0/ т
При воздействии дробных субгармонических сигналов с частотами, оп-
ределяемыми по формуле (5.2), выражения (5.5) и (5.6) остаются в силе при
замене п на q. Так как с увеличением порядка субгармоники значения рг|
и ДёИмакс резко убывают, можно практически не считаться с проявлением
специфических свойств вентильного преобразователя на дробных субгар-
мониках. Это объясняется тем, что происходит усреднение отклонений Да;
на большем периоде, включающем несколько периодов управляющего сигна-
ла и соответственно большее число интервалов дискретности.
Таким образом, если не принимать во внимание особые точки в выраже-
ниях (5.1) и (5.2), вентильный преобразователь как дискретный элемент пе-
редачи информации подчиняется теореме В. А. Котельникова, т. е. пропус-
кает без потери информации лишь сигналы, частоты которых меньше гранич-
ной частоты, равной половине частоты пульсаций:
"гр = тшо/2-	(5.7)
Ограниченная полоса пропускании преобразователя предопределяет
различие его реакции на гармонический сигнал и сигнал в виде единичного
толчка: в последнем случае изменение выходной координаты запаздывает на
случайное время, равномерно распределенное на интервале дискретности
Т = 2п/(т>аь).
ВЕНТИЛЬНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
КАК НЕПРЕРЫВНОЕ ЗВЕНО
Для исследования второй особенности вентильного преобразователя,
связанной с неполной управляемостью (однооперационностью) вентиля, вво-
дится предположение о бесконечно большом числе фаз преобразователя
(т -+ оо ), что эквивалентно превращению последнего в некоторое звено не-
прерывного управления.
Неполная управляемость проявляется в том, что при значениях произ-
водной угла управления, превышающих круговую частоту питающего на-
пряжения, ЭДС изменяется по закону питающего напряжения в цепи послед-
него, проводившего ток, вентиля. В частности, в кривой внутренней'ЭДС
возможны скачкообразные изменения лишь одной полярности, соответствую-
щей уменьшению угла управления.
При условии симметричного ограничения диапазона изменения ЭДС
в пределах ± ет и арккосинусоидальности регулировочной характеристики
системы управления [выражение (5.3)] статическая характеристика преобра-
зователя с системой управления является ограниченно линейной: •
- -	. х
е = ет sat —
гет
ет при
х при
— ет при
Вт < X < оо;
ет < X < вт\
— оо < х < — ет.
(5.8)
Динамическая характеристика преобразователя описывается следующими
выражениями. »
1. Если
ческой:
скорость изменения угла управления меньше иш равна крити-
(5.9)
или, что то же,
> - “о V1 - [X (ОН,
то динамическая характеристика совпадает со статической:
e(O = emsat
 2. Если скорость изменения угла
управления превышает критическую
da > и>0,
или, что то же,
< -%К1-|х(012,
либо если сигнал управления меньше
выходного,
~x(t)<~e(t),	(5.10)
то в этом случае независимо от вида
управляющего сигнала х (О ЭДС пре-
образователя изменяется по закону
Рис. 5.48. Переходный процесс ЭДС
вентильного преобразователя при
т -> оо
е (t) ~ cos (<о0/ + arccos е0),	(5.11)
где?0— начальное значение ЭДС при нарушении неравенства (5.9).
Эта особенность динамики вентильного преобразователя иллюстриру-
ется рис. 5.48. В момент времени (или /3) скорость снижения управляю-
щего. сигнала превышает критическую величину, и ЭДС преобразователя
изменяется далее по косинусоидальному закону до момента (или f4). Хотя
при этом на отдельных участках производная dx(t)ldt может быть ниже кри-
тической (и даже положительной), процесс продолжает идти по закону (5.11)
в связи с действием условия (5.10). Максимальное время несоответствия
между ef/) и x(t) не может превышать полупериода питающего напряжения
(при ёт= 1).
Таким образом, даже при т -* оо неполная управляемость вентильного
преобразователя не позволяет трактовать его как безынерционное устройство.
Несоответствие в переходных режимах между входным и выходным сигналами
является причиной увеличения постоянной составляющей ЭДС преобразо-
вателя и появления фазового сдвига при воздействии гармоническим сиг-
налом.
-При реакции вентильного преобразователя как непрерывного звена на
гармонический -сигнал амплитудой xm > 1 и частотой to и при выделении
первой гармоники амплитудная и фазовая частотные характеристики преобра-
зователя являются функциями хт:
2 
А («, хт) = —
Л
I
1 — ("/“о)2
arccos ет
sin£?+^
Хт Х/п
- „ ,	- , я I» /,	2 arccos ет\ 2 ет 1	. .
в (ш, хда) = Т — 1---------—2 - ~	•	(5.12)
* I '"л I	Jl I Л у I	'
L 0 \	J
Из выражения (5.12) следует, что максимальный фазовый сдвиг, вноси-
мый преобразователем, соответствует сдвигу некоторого звена с чистым
запаздыванием на время
т = £)/(4too),
где D — диапазон изменения угла управления.
Наиболее ярким проявлением неполной управляемости вентильй&гб
преобразователя является возникновение автоколебаний на низших субгар-
мониках в замкнутых системах.	ит-
ПРОХОЖДЕНИЕ ПУЛЬСАЦИЙ ЭДС
ВЕНТИЛЬНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
ПО ЗАМКНУТОЙ СИСТЕМЕ. ФАКТОР ПУЛЬСАЦИЙ
Наличие пульсаций ЭДС вентильного преобразователя является одной
из его специфических особенностей, наиболее отчетливо проявляющейся в
замкнутой структуре. При этом входной сигнал преобразователя также содер-
жит пульсационную составляющую, в определенной мере отфильтрованную
системой. Это обстоятельство в сочетании с неполной управляемостью вен-
тильного преобразователя может явиться причиной появления режима ста-
тической пульсационной неустойчивости, проявлявшегося в потере управ-
ляемости вентильного преобразователя в определенной части диапазона.
Природа указанного явления состоит в том, что фактическая точка встре-
чи непрерывного процесса а(1) с соответствующей линией фазовой диаграм-
мы, определиющая момент коммутации вентилей, всегда является первой,
так как последующие точки встречи вследствие неполной управляемости пре-
образователя уже не играют роли. Таким образом, необходимым и достаточ-
ным условием существования фактической точки встречи является превы-
шение значений сигнала управления a(f) над значениями соответствующей
линии диаграммы фаз во всем интервале существования данной линии вплоть
до момента встречи t = 0:
inf [a (/)] > а (0) + <оо1; |
<6 I—(«(О)/«о), 0J. J
Отсюда вытекает условие статической устойчивости замкнутой системы
[da (1)/Л1/=0_ < <оо,	(5.13)
формально близкое к неравенству (5.9), но имеющее иной смысл: нарушение
.условия (5.13) означает существование еще по крайней мере одной пред-
шествовавшей точки встречи, т. е. рассматриваемая точка при 1=0 явля-
ется фиктивной. Физически это означает, что никакими изменениями управ-
ляющего сигнала невозможно заставить вентильный преобразователь нахо-
диться в состоянии статического равновесия в точке а(0),если приведенная
замкнутая система такова, что нарушается условие (5.13). Заметим, что по-
скольку кривая ЭДС вентильного преобразователя содержит конечные раз-
рывы, здесь важно значение производной слева, так как в кривой производ-
ной da(t)/dt также будут разрывы, если приведенная к преобразователю
система будет иметь результирующий порядок передаточной функции менее
Двух.
Относя вопрос о методике нахождения конкретного условия статической
устойчивости к дальнейшему изложению, отметим, что действие пульсаций
ЭДС преобразователя в замкнутой системе не ограничивается возможным
появлением зоны статической неустойчивости. Даже при отсутствии такой
зоны пульсации ЭДС влияют на коэффициент передачи (усиления) вентиль-
ного преобразователя.
Вентильный преобразователь с системой управления, обладающей арк-
косинусоидальной. регулировочной характеристикой (5.3), имеет единич-
ный коэффициент передачи, если под его выходной координатой понимать
относительную ЭДС е(0, а входная координата x(t) не содержит переменной
составляющей. В результате прохождения пульсаций ЭДСес(/) через систему
автоматического регулирования сигнал на входе преобразователя будет
представлять собой кривую хс(/), период которой равен периоду пульсаций
Tii. Наличие периодической составляющей само по себе, не нарушает поло-
жения точки встречи, так как начальный угол управления определяется уже
не средней величиной входной координаты, а дискретными значениями
хс{пТ} и может быть получен соответствующим изменением постоянной состав-
ляющей во входном Сигнале. Однако динамический (дифференциальный)
Рис. 5.49. К определению фактора пульсаций
коэффициент передачи вентильного преобразователя оказывается отличным
от единицы, что видно из рис. 5.49. Динамический коэффициент определя-
ется только скоростью изменения входной координаты в момент времени,
непосредственно предшествующий моменту открывания вентиля,
Axс(пТ)	1(	1	[dxс(01	) /Г х' (0 ) 1
F= 	=1 / 1 +------'----- -4т2	= 1 / 1+ с\.	. (5.14)
Дхс. ср /I W° ®1П “° L dt L=0-l	/ шоs,n °о]
Так как динамический коэффициент передачи вентильного преобразователя
в замкнутой системе однозначно определяется периодической составляющей вход-
ной координаты, обусловленной наличием пульсаций ЭДС, его называют фак-
тором пульсаций.
При положительной производной хс'(0_) > 0 фактор пульсаций оказыва-
ется меньшим единицы, т. е. происходит «загрубление'> контурного усиления
системы регулирования, тогда как при хс’(0_J < 0 коэффициент F превышает
единицу. Если х'с (0^) —я>0 sin а0, то фактор пульсаций обращается либо
в бесконечность, либо, становится отрицательным. Следовательно, условие ста-
тической пульсационной устойчивости (5.13) равносильно неравенству F > 0.
Понятие фактора пульсаций является связующим звеном в возможности
применения для анализа и синтеза замкнутых вентильных систем как непре-
рывных, так и дискретных методов. В частности, при учете действия пуль-
саций ЭДС преобразователя с помощью фактора F можно получить строгие
аналитические критерии устойчивости систем автоматического регулирова-
ния к автоколебаниям на основной субгармонике при помощи аппарата
^-'преобразования.
7. УСТОЙЧИВОСТЬ СИСТЕМ АВТОРЕГУЛИРОВАНИЯ
С ВЕНТИЛЬНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
АВТОКОЛЕБАНИЯ НА ОСНОВНОЙ СУБГАРМОНИКЕ
При попытках реализовать высокое быстродействие в системе автомати-
ческого регулирования, одним из звеньев которой является вентильный пре-
образователь, часто возникает режим автоколебаний с частотой основной
субгармоники по формуле (5.7), как показано на рис. 5.50. Такне колебания
в системе нежелательны, так как в кривой ЭДС преобразователя и в потреб-
ляемом им из сети токе могут появиться гармоники неканонических поряд-
ков, а также возникает неравномерная загрузка вентилей.
Режим автоколебаний может возникнуть в системе, заведомо устойчи! ой
(если вентильный преобразователь
считать безынерционным непрерывным
звеном), что делает невозможным про-
гнозирование устойчивости замкнутых
вентильных систем в отрыве от динами-
ческих свойств самого преобразователя
Для получения общих соотношений
здесь и далее необходимо введение по-
нятия приведенной к вентильному пре-
образователю системы )Tn(s). Замкну-
тую структуру любой сложной много-
контурной системы автоматического
Рис. 5.50. Временные диаграммы
автоколебаний на основной суб-
гармонике:
о — т - 3; б — т = 6
Рис. 5.51. Струк1урная схема зам-
кнутой системы с вентильным пре-
образователем, приведенная к од-
ному контуру
регулирования с вентильным преобразователем ВП всегда можно привести
к одноконтурному виду (рис. 5.51), так как рассматривается поведение си-
стемы, обусловленное ее внутренними свойствами, а не внешними возмуща-
ющими сигналами. При этом имеется в виду, что статический коэффициент
передачи вентильного преобразователя равен единице благодаря использо-
ванию относительных координат x(t) и e(t), т. е. фактический коэффициент
передачи ВП оказывается при этом учтенным в приведенной системе lFn(s).
На основе принципа полного гармонического баланса (т. е. с учетом
всего спектрального состава координат системы) получен общий аналити-
ческий критерий устойчивости замкнутой вентильной системы к основным
субгармоническим автоколебаниям
vr Re <гп <^шгр>1 Г , /. fe2m2, .’
Г* (-----------------------------2-'-1 “
k=i
V Im (ft7n(/fe“rp)} t	„	g. ,rv
— ctg au (km/2y —I ' km COS 2~ + 1 > °-	l5J5>
fe=X
Применение данного критерия для анализа конкретных систем показы-
вает, что в широком диапазоне изменения начального угла а0 вокруг 90°
граница области устойчивости в функции параметров системы практиче-
ски не изменяется. Это объясняется тем, что по мере удаления от середины
диапазона а0= 90° возрастает чувствительность вентильного преобразова-
.теля, однако одновременно, примерно в той же степени, убывают пульсации
.его ЭДС, изменяющие, вследствие попадания на вход, коэффициент передачи
преобразователя (фактор • пульсаций F). Учитывая данное обстоятельство,
а также практическое постоянство коэффициента при первой сумме, можно
упростить строгое выражение (5.15):
ео
2 S (-!)*+' Re {Й7П (/Ы )} + 1 > 0.
k=i
Наконец, ограничиваясь лишь первым членом суммы, получаем условие
устойчивости
Рис. 5.52. К применению описывающей функции вентильного преобразователя
для проверки устойчивости замкнутой системы на основной субгармонике:
а —устойчивая система; б — неустойчивая система; в — граничный случай; / — амплитудно-
фазовая частотная характеристика приведенной системы; 2 — описывающая функция вентиль-
ного преобразователя
Аналитический критерий устойчивости (5.16), оперирующий с основной суб-
гармоникой, оказывается в точности соответствующим частотному критерию
устойчивости Найквиста, учитывающему амплитудно-фазовую частотную
характеристику приведенной системы и описывающую функцию вентильного
преобразователя на основной субгармонике. Учитывая, что для п = 2 идеа-
лизированная траектория описывающей функции имеет вид окружности,
радиус которой в соответствии с выражением (5.5) равен единице, уравнение
границы устойчивости согласно критерию Найквиста приобретает вид
й7п(/Югр)(1+^)+1=0.	(5.17)
Графическая интерпретация уравнения (5.17) на комплексной плоскости,
показанная на рис. 5.52,’ позволяет судить об устойчивости замкнутой вен-
тильной системы к автоколебаниям на основной субгармонике. Если окруж-
ность с центром в точке, соответствующей граничной частоте преобразова-
теля torp, проведенная через начало координат, не охватывает точки (—1,/0),
то замкнутая система является устойчивой (рис. 5.52, а), в противном случае
(рис, 5.52, 6) в замкнутой системе возникнут автоколебания на основной суб-
гармонике. Из графического построения на рис. 5.52, в видно, что критичес-
кий случай^ соответствует нарушению аналитического критерия условия
устойчивости (5.16).
АВТОКОЛЕБАНИЯ НА НИЗШИХ СУБГАРМОНИКАХ
Неблагоприятным режимом, который может возникнуть в замкнутой
системе с вентильным преобразователем, является режим автоколебаний,
синхронизированных с частотой (одной или нескольких ближайших) низших
субгармоник. Этот режим, обусловленный совместным проявлением непол-
ной управляемости и дискретности вентильного преобразователя, характе-
рен большой амплитудой автоколебаний, захватывающих зону ограничения
при сравнительно небольшой их частоте, что делает его неблагоприятйым
не только из-за нарушения работы системы в целом, но также из-за опасности
выхода из строя ее элементов вследствие огромных перегрузок.
Ограниченно-линейная регулировочная характеристика вентильного
преобразователя по формуле (5.8) может явиться причиной возникновения
автоколебательного режима в замкнутой структуре, если приведенная пе-
редаточная функция H7n(s) соответствует условно устойчивой системе. До-
полнительный фазовый сдвиг по выражению (5.12), вносимый вентильным
преобразователем вследствие его неполной управляемости, может вызвать
автоколебания и при безусловно устойчивой приведенной системе.
Параметры автоколебательного режима (частота со и амплитуда хт)
можно найти из уравнений гармонического баланса системы
(2/л) (sin ^2р (<о) -ф (я/2 — агссоЕвщ) (<o/wo)j -ф
2р (со) ф- (л/2 — arccos ет) (со/соо) — 2л
— arccos ет
1 - О/«0)2
<0
-г
. <0 / ЭТ	—
— sin — — — arccos ет
“о е,п “о \ 2
1
Г л со /	2 arccos ет\ „	1
[-2-со-Д* 1----п----) + 2Р(“)~2я],
где В (со) = 11ГП (/со) |;
р (со) = — arg №п (/со).
(5.18)
(5.19)
(5.20)
Рис. 5.53. Синхронизация автоколеба-
ний, вызванных неполной управляе-
мостью, с низшими субгармониками
Особенность этих автоколеба-
ний состоит в принципиальной не-
возможности их возникновения без
достаточного внешнего возмущения
Если начальные отклонения не вы-
ходят за пределы внутреннего не-
устойчивого цикла, то процессы стя-
гиваются к положению равновесия.
Лишь при возмущениях, превосхо-
дящих этот цикл, система переходит
в режим автоколебаний, соответст-
вующий устойчивому внешнему цик-
лу. В ряде случаев таким возмущением могут быть собственные пульсации
ЭДС преобразователя, особенно при малой фазности т.
Частота автоколебаний может оказаться любой в пределах от нуля до
2соо в зависимости ют параметров системы. Однако для реального преобразо-
вателя переход в сторону инверторного режима может идти лишь по конеч-
ному числу синусоидальных кривых m-фазного питающего напряжения
(рис, 5.53), т. е. период колебаний Тк может выражаться лишь целым числом
интервалов дискретности Тк/Т = ent[mioo/co] ± k, и, следовательно, частота
автоколебаний может принимать только дискретные значения, соответствую-
щие субгармоническим частотам по формуле (5.1). В этом смысле все автоко-
лебания, наблюдаемые в замкнутых вентильных системах, являются суб-
гармоническими: колебания, вызванные дискретностью преобразователя,
происходят на основной субгармонике (и = 2), а колебания, обусловленные
неполной управляемостью,— на низших субгармониках (п > 2). При боль-
шом числе фаз преобразователя частота установившихся автоко лебаний, как
правило, не остается неизменной и колеблется между ближайшими зна-
чениями © (рис. 5.53). При малой фазности обычно происходит жесткая
синхронизация автоколебаний с одной из низших субгармоник.
Механизм возбуждения автоколебаний и нх синхронизацию можно про-
анализировать при помощи рассмотренных выше описывающих функций
вентильного преобразователя как дискретного звена. Процесс возбуждения
автоколебаний на низших субгармониках характерен уменьшением частоты
и ростом амплитуды колебаний, причем на последних его стадиях основным
фактором является неполная управляемость вентильного преобразователя,
тогда ка-к его дискретность является второстепенным фактором, определяю-
щим синхронизацию автоколебаний с одной или несколькими.субгармоника-
ми. На начальных же стадиях процесса, когда амплитуда колебаний сравни-
Рис. 5.54. К оценке устойчивости замкнутой системы к автоколебаниям на
низших субгармониках:
а — возможны колебания на одной субгармонике; б — возможны колебания на Двух суб-
гармониках
тельно невелика и они не захватывают зоны ограничения ЭДС вентильного
преобразователя, неполная управляемость последнего практически еще не
проявляется. Здесь наибольшее значение имеют дискретные свойства преоб-
разователя, проявляющиеся в отличии его описывающей функции от единицы
на субгармонических частотах.
Вопрос устойчивости замкнутой системы на одной из низших субгармо-
ник m©0/n можно решить аналогично тому, как это делалось для основной
субгармоники (см. рис. 5.52). Как показано на рис. 5.54,а, для устойчивой
системы точка комплексной плоскости (—1,/'О) не должна попадать внутрь
окружности, проведенной вокруг точки ю на амплитудно-фазовой характе-
ристике приведенной системы IFn(/’©) радиусом
гп = рп I W’n (7“п) I = РпВ (ш«),
где значения рп определяются из выражения (5.5). В данном случае радиус
окружности зависит от амплитуды колебаний хт и, следовательно, система
всегда устойчива в малом, если ее приведенная часть соответствует устойчивой
замкнутой системе. Возможны случаи неустойчивости системы на двух или
более соседних субгармонических частотах (рис. 5.54,6), когда частота коле-
баний зависит от начальных условий или же наблюдаются ее флюктуации. Та-
ким же способом при анализе конкретной системы решается вопрос о том,
достаточны ли для возбуждения автоколебаний на низших субгармониках
собственные пульсации ЭДС преобразователя.
ПОСТРОЕНИЕ ОБЛАСТЕЙ УСТОЙЧИВОСТИ
СИСТЕМ РЕГУЛИРОВАНИЯ
С ВЕНТИЛЬНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
• Общие условия устойчивости замкнутых вентильных систем к автоколе-
баниям на основной и низших субгармониках позволяют при исследовании
конкретных систем прибегнуть к наглядному представлению границ устойчи-
вости в плоскости выбранных параметров приведенной системы №n(s). В ка-
честве примера рассмотрим приведенную к преобразователю астатическую
систему второго порядка
^n(s)=vris (7^4-1)],	(5-21)
а сам преобразователь будем полагать
шестифазным (т = 6) и работающим, в
полном диапазоне (ет — 1) при началь-
ном угле управления ае = л/2 и про-
мышленной частоте питания Д = 50 Гц.
Применение критерия устойчивости'(5.15)
для данной системы приводит к нера-
венству
(Т2/Т)\-Л (—l)*^1 (18fe2 — I) —1
(Л/Т)	[(/глТа/Т)2 + 1] (9/г? _ 1) -f-
k=l
4-1 > о,
откуда следует уравнение границы устой-
чивости в плоскости параметров Tf и T2t
Рис. ' 5.55. Границы устойчивости
замкнутой вентильной системы с
приведенной передаточной функ-
цией (5.21)
th (Т/2Та) 4- [(яТ2/У зП ~
— ctb (7'/2Г2)]/[1 4“(яЛ/ЗТ)2]. (5.22)
На рис. 5.55 показана рассчитанная по
выражению (5.21) граница устойчивости
рассматриваемой системы к автоколеба-
ниям на основной субгармонике 150 Гц
(верхняя кривая).
Для определения границы устойчивости системы к автоколебаниям на
низших субгармониках необходимо воспользоваться выражением (5.18), ко-
торое при сделанных допущениях сводится к виду
— (sin [2₽ (и) 4- (тв/гоо)] 4- 2Р (ta) + ^!^.2~2П cos (л“/2юо)1 в (ю) = Ь
Подставляя в него согласно формулам (5.19) и (5.20) значения
В (w) = l/IwTf V(ыТ2)? 4- 1] И Р(«>)= (л/2) 4- arctg wTa,
получим выражение искомой границы в виде
т	(2
Ti=	sup J—
ш€(0, 2<n„) 111
sin
2 arctg ^4-у-®-)
1
<о У (<оГа)?4-1
2 arctg wTa4-(лш/2е>0) — л .	1
—;------1—(ш/а>а)а -—cos
(5.23)
Результаты численного расчета выражения (5.23) показаны на рис. 5.55
(нижняя кривая).
Таким образом, для данной конкретной системы область абсолютной
устойчивости ограничена нижней кривой. При возрастании контурного уси-
ления и при наличии внешнего возмущения система оказывается вначале
вовлеченной в автоколебательный режим на низших субгармониках. По мере
дальнейшего увеличения усиления частота автоколебаний снижается, а ам-
плитуда их на входе преобразователя хт возрастает, пока не будет достиг-
нута вторая граница устойчивости, соответствующая основной субгармонике.
Здесь происходит скачкообразное увеличение частоты автоколебаний до гра-
ничной частоты преобразователя и соответствующее уменьшение их ампли-
туды. Дальнейшее увеличение контурного усиления приводит к возрастанию
амплитуды автоколебаний без изменения их частоты. Подобным образом
при помощи приведенных соотношений можно проанализировать границы
устойчивости замкнутых вентильных систем с передаточными функциями
157п(«) других классов.
ПРИМЕНЕНИЕ z-ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ДЛЯ АНАЛИЗА
УСТОЙЧИВОСТИ ЗАМКНУТЫХ ВЕНТИЛЬНЫХ СИСТЕМ
Учитывая влияние пульсаций ЭДС вентильного преобразователя, с по-
мощью фактора F можно получить аналитический критерий устойчивости
замкнутых вентильных систем к автоколебаниям на основной субгармонике
Рис, 5.56. Преобразования структур-
ной схемы замкнутой вентильной си-
стемы к импульсной системе:
а — исходная схема; б — разделение входно-
го и выходного сигналов вентильного преоб-
разователя на составляющие; в — импульс-
ная система
при помощи аппарата модифицированного z-преобразования. Такой под-
ход оказывается во многих случаях более эффективным, чем применение кри-
терия устойчивости (5.15), полученного на основе принципа полного гармо-
нического баланса, так как дает аналитический результат непосредственно,
без суммирования рядов, т. е. в замкнутой форме. Кроме того, этот аппарат
позволяет производить анализ переходных процессов в системах автомати-
ческого регулирования с вентильными преобразователями и синтезировать
системы с заданными показателями процессов.
На рис. 5.56,а показан общий вид структурной схемы с вентильным пре-
образователем, к которому может быть приведена любая сколь угодно слож-
ная замкнутая вентильная система. Здесь Gp(s), Go(s) и H(s) — передаточные
функции соответственно регулятора, объекта и цепи обратной связи. Разде-
ляя.ЭДС вентильного преобразователя на симметричную ес(0 и импульсную
fB(0 ‘ составляющие (см, рис. 5.46), можно трактовать вентильный преоб-
разователь как генератор пульсаций и широтно-импульсный модулятор
второго рода. Разделяя также входной сигнал x(f) на соответствующие состав-
ляющие
x(t) = хс (0 + Хи(1),
можно преобразовать структурную схему к виду, показанному на рис. 5.56,6.
Здесь разделение e(t) на составляющие производится при помощи условного
дискриминатора Д, а путь прохождения сигнала ec(f), не являющийся цепью
передачи информации об изменениях координат системы, выделен в отдельный
контур с приведенной к преобразователю передаточной функцией
rn(S) = Go(s)H(s)Gp(S)	(5.24)
Рассматривая в качестве выходной координаты системы реакцию объекта
си(0 на импульсную составляющую ЭДС преобразователя, приходим к окон-
чательной структурной схеме на рис. 5,56,в. Здесь вентильный преобразова-
тель заменен идеальным импульсным ключом с периодом повторения Т =
= 2л/(тсоо), преобразующим входной сигнал хи(0 в последовательность мо-
дулированных 6-функций, что соответствует замене широтно-импульсного
модулятора амплитудно-импульсным. Такое представление, правомерное для
малых значений глубины модуляции, является абсолютно строгим для бес-,
конечно малых отклонений координат от положения равновесия, что соот-
ветствует исследованию устойчивости системы в малом.
Коэффициент F, введенный в качестве сомножителя в передаточную функ-
цию регулятора, учитывает отклонение усиления вентильного преобразова-
теля от единицы, вызванное периодической составляющей xc(t). Исходное
соотношение для определения фактора пульсаций [выражение (5.14)] было
дано ранее.
Приведение замкнутой структуры к виду, показанному на рис. 5.56,в,
дает возможность применять аппарат модифицированного z-преобразования.
Характеристическое уравнение замкнутой системы имеет вид
1 + FTGoHG*p (z) = 0, ,
или, что то же,
1 + FTW‘n (z) = 0.	(5.25)
Оно справедливо, когда разность порядков знаменателя и числителя IFn(s) не
менее двух. В том случае, когда эта разность равна единице, сигнал- хк (Г) име-
ет конечные разрывы в моменты съема t — пТ, поэтому вместо уравне-
ния (5.25) следует пользоваться более общим уравнением
1 + г-W’ (z, 1) = 0.	(5.26)
’ Для устойчивости системы необходимо, чтобы корни характеристичес-
кого уравнения лежали внутри окружности единичного радиуса, проведен-
ной вокруг начала координат z-плоскости. Аналитическую проверку устой-
чивости можно выполнить либо при помощи критерия Шур-Кона, либо кон-
формным отображением замкнутой области ] z | •< 1 на левую часть вспомога-
тельной плоскости с последующим применением критерия Гурвица..
Наличие в характеристическом уравнении фактора пульсаций F приво-
дит к тому, что положение границы устойчивости системы в пространстве
параметров l^n(s) не остается неизменным и зависит от начального угла
 управления а0.
Для вычисления фактора пульсаций можно воспользоваться двумя ме-
тодами, основанными на использовании общего исходного соотношения (5.14).
Первый метод состоит в разложении составляющей ес (f) в гармонический ряд
с последующим определением реакции U''n(s) на каждую из гармоник и при-
водит к окончательному соотношению в виде ряда
Р = Г] _	2 (fem)2 Re {Гп (/feffw0)} _
[	2-4	(km)2 — 1
fe=l
, 2km Im {W'T, (/femcon)} у ,	1~1
-‘*’•2---------+т"т.8М •
k—l
Второй метод позволяет определить F при помощи аппарата z-преобразо-
вания согласно формуле
1
1 Т f	/2л	л\
F= 1 -	---п G* П’1 - $ cos ( m У + “о- m) d'< ’
L	nsinm J	K	7 J
(5.27)
где
G (s) = sIFn (s);	|
G* (1,1 - у) = [G* (z, e)]z=1..6=1_J‘	(5>28)
Проиллюстрируем методику определения устойчивости с помощью z-преоб-
разовання и фактора пульсаций применительно' к рассмотренной выше астати-
ческой системе второго порядка вида (5.21). Здесь z-преобразованная переда-
точная функция приведенной системы
„	г 1-е-^
«7* (г) = ¥---------------,
Л (г — 1)(г— е~т/т*)
а характеристическое уравнение согласно уравнению (5.25) имеет вид
Т
1 I * Уту 7*	'Г/'Г   О*
Ti (г—1)(г — е~т/т‘)
Условие устойчивости
Согласно выражениям (5.28) имеем
G(s) = l/[7’1(ras+l)];
G* (z, е) = (1 /Т^Т2) [e~eT/T‘/(z — е~Г/т°)];
G* (1,1 - у) = (1/Л72) [e“ <* - R r/rV(l - e~TlT‘)].
Для a0 = л/2 согласно формуле (5.27) получим
( T2 1 ГТ Т л л]!
Т = 1/1^1 + у- j + ((йог2)2 [2Г2 cth 2T2 ~ m cfg “mJ)’
Подставляя F в условие устойчивости и полагая m = 6, получаем уравнение
границы устойчивости, тождественное выражению (5.22).
Ддэдватность аналитических результатов, найденных двумя различными
методами, свидетельствует 6 тесной их взаимосвязи. Можно показать, что
критерий устойчивости на основе z-преобразования с учетом фактора пуль-
саций и критерий, полученный при помощи принципа полного гармониче-
ского баланса, в конечном итоге могут быть сведены к общему виду
оо
.1+2Г^Т Ке|«7пГ/(2р-1)^| > 0.
₽=1
8. ПЕРЕХОДНЫЕ ПРОЦЕССЫ
И СИНТЕЗ ЗАМКНУТЫХ СИСТЕМ
С ВЕНТИЛЬНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
Даже при обеспечении достаточного запаса устойчивости к автоколеба-
ниям специфика вентильного преобразователя оказывает влияние на пере-
ходные процессы в замкнутой системе. Отклонения фактического процесса
от рассчитанного непрерывными "методами возрастают по мере увеличения
быстродействия системы и приводят к необходимости отказа от этих методов
в пользу методов теории дискретных систем. -
Представление замкнутой структуры с вентильным преобразователем в
виде импульсной системы является корректным и для конечной глубины
модуляции. Возникающая при этом ошибка зависит от величины отклонения
координат йот инерционности объекта. Так, например, для апериодического
объекта с постоянной времени Тв относительная погрешность определяется
формулой
<и,.Тп _ --	..	- Да
Д = -дГ<е “°7’0	!)
где Да — отклонение угла управления от начального значения а0 в переход-
ном процессе. При постоянной времени То~ 0,02 с и при достаточно большом
отклонении Да = 30° погрешность составляет всего 4,3%.
Общее выражение для z-преобразованной импульсной составляющей вы-
ходного сигнала имеет вид
и' '	\z~lFTG(1HGp(z, 1)	1 + z-if7F* (z, 1)
(5.29)
Так как импульсная составляющая является лишь частью выходной коорди-
наты, в большинстве случаев нет необходимости изучения ее характера в ин-
тервалах между моментами выборки. Имея также в виду, что реальная си-
стема не дает мгновенной реакции, используем точки съема слева
CX.(z) = z-?C*(z, 1).
Выражение для переходного процесса импульсной составляющей выходного
сигнала си (пТ) можно получить либо непосредственным разложением С* (г) в
ряд Лорана по степеням z~l, либо методом вычетов

С; (г) z"-i dz = Res {С* (z) г""1}.
(5.30)
Критерием необходимости перехода к дискретным методам исследования
переходных процессов в системах с вентильным преобразователем является
фактор пульсаций F. При компенсации полюсов передаточной функции объекта
и при преобразованиях структурной схемы, связанных с переносом звена че-
рез ВП, появляется ошибка. Это следует из того, что выражение для С* (г, е)
включает в себя произведение функций /?Gp (z) и G* (г, е), в общем случае от-
личное от z-преобразования произведения исходных передаточных функций. Мак-
симальная погрешность, которую можно ожидать, применяя непрерывные методы,
определяется отличием фактора.пульсаций F от единицы. При F -» 1 ®макс«
«4(1 -F).
Одним из аспектов применения аппарата модифицированного z-преобра-
зования является возможность синтеза таких замкнутых вентильных си-
стем, которым свойственны процессы конечной длительности, т. е. процессы,
заканчивающиеся за определенное число интервалов дискретности преобра-
зователя Т. В частности, минимально возможное число тактов установления
соответствует системе, оптимальной по быстродействию. Для получения та-
кого процесса необходимо совмещение всех корней характеристического
уравнения с Началом координат z-плоскости. В общем случае управляющий
сигнал r(t) может начать свое изменение.внутри интервала дискретности,
поэтому длительность переходного процесса оказывается увеличенной на
случайное время т, равномерно распределенное на интервале (0, 7).
Методику синтеза оптимальных по быстродействию замкнутых вентиль-
ных систем можно проиллюстрировать на примере апериодической нагрузки
с постоянной времени То
Go(S)=l/(70s+ 1)
при начальном угле управления преобразователя а0= 90°.
ПРОПОРЦИОНАЛЬНЫЙ РЕГУЛЯТОР
Передаточные функции регулятора Gp (s) — kp и цепи обратной связи
//(s)=l.	(5.31)
Приведенная к преобразователю передаточная функция системы
^n(s)==MTos+1)’
ее z-преобразование
Г ( k Ы
'fep ze^TiT° _kp ге-17Т0
7ог_е-^»]£=1 Тйг_е-т/тв‘
Характеристическое уравнение системы (5.26)
(kpFT/T6)[e-T^/(z-e-'r/'r’‘)] + 1 =.0.
Условие получения процесса конечной длительности (г = 0)
Ip = fepf7/70=l.	(5.32)
Найдем общее выражение переходного процесса при воздействии единичным
толчком
г (t) = 1 (0; R (s) = 1/s;
RG*p (z) = Z (y fcp}= M/(z - 1);
(	1)	1 ze-Er/r<>
Со(г> £) = 2Ц7>+1/==Гвг_^-7’/т»‘
В соответствии с выражением (5.29) имеем
Си (z. £) = Гт (z— т0 г _ е-т/т.) I \ + То г~е~^ •
г2
= kpe~^(z_l)lz+a_l)e-r^r
Поскольку интерес представляет процесс в точках съема слева, запишем
С* (г) =	(г, 1) =
, Х (z-l)[z+ (Ip-Oe-7’77’”]-
Установившееся значение выходного сигнала
,	1	k ё~Т!Т°
z — 1	«	р
си (пГ) = lim си (г) =	-	..	f/f0-
Z-.1	4	1 + (йр— 1)е
Записывая для удобства выходной сигнал в относительных единицах, полу-
чаем
Си(г) - [» + (fep-l)^r/r^
и (г) си (пТ) (Z_1) [z _|_	1) е-г/г^’
«->00	Р
Применяя формулу обращения (5.30) и находя вычеты подынтегрального выра-
жения, получаем выражение переходного процесса
-	1 X 1 + (Лр-1)е-г/г»
СИ <иГ> - 2л/ У, г (=1 (г _1) [а + (£р-1) z"dz ~
= f | г'|=1 I*"271 ~ z+^-l)^»] Z"dZ
= [г«]г=1 - [z«]e=(1_fep) е-г/г0=1-[(1-£р) e~T'T^t (5.33)
Для определения фактора пульсаций можно воспользоваться одним из
рассмотренных выше методов. Для данного случая
F = 1/11 + kp j + (<ооТо)а (2г; cth 27^ " m ctg m) + 2Г^]} ‘ (5’34)
Напррмер, при 0,02 с; tn — 6; Т = 2л/(т<оо) = 0,003 33 с требуемо^
усиление с учетом фактора пульсаций для получения процесса конечной дли«
тельности
Fkp = TJT = 0,02/0,00333 = 6.
Подставляя численные значения в выражение (5.34), получаем
. F = 1/(1 + 0,0808 ftp),	(5.35)
после чего из двух последних выражений находим оптимальное значение уси-
ления йр= 11,6 (при этом F — 0,515, т. е. фактор пульсаций снижает усиле-.
ние системы почти вдвое).
На рис. 5.57 показаны рассчитан-
ные по формуле (5.33) переходные про-
цессы при трех значениях коэффициента
усиления А = 6; 11,6 и -20, чему соот-
ветствуют относительные коэффициенты
согласно выражениям (5.32) и (5.35)
kp= 0,673; 1 и 1,275. Переходные про-
цессы определяются только в точках
съема, а соединение их в непрерывную
линию является условным и сделано для
наглядности. Осциллограммы переход-
ных процессов, снятые при тех же па-
раметрах и показанные на рис. 5.58,
иллюстрируют совпадение эксперимента
с расчетом. При коэффициенте усиле-
ния, меньшем чем оптимальный, наблю-
дается апериодический характер про-
цесса; при превышении оптимального
усиления процесс носит затухающий
колебательный характер, причем часто-
та колебаний равна основной субгармо-
нической частоте вентильного преобра-
зователя т<л0/2.
Рис. 5.57. Расчетные переходные
процессы импульсной составляю-
щей выходной координаты системы
с пропорциональным регулятором
Рис. 5.58. Осциллограммы переходных
процессов в замкнутой вентильной
системе с пропорциональным регуля-
тором:
а — апериодический процесс; б — оптималь-
ный по быстродействию процесс конечной
длительности; е — колебательный процесс
/-eft)
ИНТЕГРАЛЬНЫЙ РЕГУЛЯТОР
Передаточная функция регулятора Gp(s) =	передаточная функция
цепи обратной связи определяется выражением (5.31). Приведенная к преоб-
разователю передаточная функция системы
W'n(s) = 1/iris(7'oS+l)J,
ее z-преобразование
f 1 I 7 f 1 Г 1	1 11 1 Г 2
(*) - Z jr1S (70s+ 1)J - Z [ s “ s + 1/TO]J ~ Л |z - 1
_ z 1 z(l —е-г/г«)
z — e~TIT°J	7\ (z — 1) (z —e~T/T0]'
Характеристическое уравнение системы
FT ____z(! — e Г/Г°)_____|_ i = 0;
Tr{z— l)(z — e~TIT°)
гъ. + z ^4- (1 — e~TIT°) — (l+e—4- е~т,Тъ = 0.	(5.36)
Из полученного уравнения видно, что никакими вариациями параметра
невозможно сделать равными нулю корни уравнения (5.36), т. е. в такой си-
стеме невозможно получить процесс конечной длительности. Рассматривая
по изложенной выше методике переходные процессы, можно убедиться, что
при больших значениях постоянной времени интегрального регулятора Тх
они носят апериодический характер, а при малых Т\— колебательный. На
границе между ними находится не процесс конечной длительности, как
это было для пропорционального регулятора, а критический апериодический
режим, аналогичный таковому в непрерывных системах.
Пропорционально-интегральный регулятор
Передаточная функция регулятора Gp(s) = (T^s-J-l)/(7\s), цепь обратной
связи имеет единичный коэффициент передачи [выражение (5.3Г)]. Приведен-
ная передаточная функция системы
(®) = (Т^+ l)/[T1S(Tos+ 1)],
ее «-преобразование
е~Т/Т° ]
/г — е ~
Характеристическое уравнение системы
Условия получения процесса конечной длительности «1>2= 0 могут быть по-
лучены из уравнения (5.37) приравниванием нулю коэффициентов при г1
й г°, откуда
Т\ = FT (1 — е~Т1Т°)-, 72 = Тв (1 — е—Г/Го).
(5.38)
Таким образом, оптимальное значение постоянной Т2 определяется непосред-
ственно из выражения (5.38), тогда как для нахождения 7\ необходимо еще
знать фактор пульсаций F. Общее выражение для F в данном случае имеет,
вйд
г	1 Г Тй~Тъ { Т Т_ Я
F-(270с№270“т ctgm ) + 270]j-
Рис. 5.59. Осциллограмма оптимального
по быстродействию переходного процесса
конечной длительности в замкнутой вен-
тильной системе-с пропорционально-инте-
гральным регулятором
Для рассмотренных выше условий То = 0,02 с, m = 6, Т = 0,00333 с име-
ем Т2 = 0,00308 с, F — _—___-L—_—— , Tt = 0,000513 F, откуда Tt =
1 + (0,000298/Ti)	1	s 1
= 0,000215 с и F = 0,419.
Осциллограмма переходного процесса конечной длительности, снятая при
указанных параметрах, показана на рис. 5.59.
Особое значение имеет фактор пульсаций в уменьшении чувствительности
системы к вариациям ее параметров. Отклонение обобщенного реального уси-
ления системы р под действием из-
менения обобщенного контурного
усиления/, имеет вид:
Д p/р = (Д Х/Х)Г(Х -|- Д X).
При отклонении параметров
системы от значений, соответ-
ствующих заданному процессу
(в частном случае оптимальному),
одновременно происходит измене-
ние динамического усиления вен-
тильного преобразователя F в та-
ком направлении, что действие
отклонений параметров частично
компенсируется. Значение факто-
ра пульсаций в эффекте самовы-
равнивания системы можно рас-
смотреть на примере пропорцио-
нального регулятора. Здесь откло-
нения коэффициента усиления от оптимального значения kp = 11,6, соответ-
ствующего процессу конечной длительности, приводят к гораздо меньшим
отклонениям относительного усиления kp — (FT/T0)kp от оптимального зна-
чения kp = 1.
Получение процессов конечной длительности возможно не только в од-
ноконтурных вентильных системах, но и в многоконтурных, в частности,
в системах подчиненного регулирования координат. Здесь можно оптимизи-
ровать систему не только в целом, но и на каждой из ее ступеней, включаю-
щей все подчиненные этой ступени, регуляторы. Для получения процесса
конечной длительности на /-й ступени необходимо последовательное сЬвме-
щение корней системы I характеристических уравнений с началом координат
г-плоскости	z
г
1 +	W*nl (z, 1) = 0; r= 1, 2....I,
(=1
где	— передаточная функция Z-го контура, приведенного к ВП.
Распространение методов на замкнутые системы,
содержащие вентильные преобразователи
с искусственной коммутацией
Вентильные преобразователи с искусственной коммутацией с точки зре-
ния динамических свойств являются относительно более простыми звеньями
но сравнению с преобразователями с естественной коммутацией. Наличие
у этих преобразователей специальных коммутирующих устройств обеспечи-
вает и полную управляемость вентилей, поэтому по отношению к внешней
цепи они ведут себя как преобразователи с двухоперационными вентилями.
В то же время этим преобразователям свойственны дискретность и затерян-
ность полезного (в смысле передачи информации) сигнала в пульсациях вы-
Рис. 5.60. Широтно-импульсный преобразователь постоянного тока в системе,
автоматического регулирования:
а—схема: б — диаграммы входного и выходного сигналов; в — эквивалентная импульс-
ная структурная схема
ходкой ЭДС. Эти особенности проявляются точно так же, как и-у преобразо-
вателей с естественной коммутацией. Отличие состоит лишь в- том, что ко-
личественные соотношения для фактора пульсаций F могут быть иными в
связи с отличием формы пульсаций, однако исходные предпосылки для оп-
ределения F остаются такими же, как рассмотренные выше.
. В качестве примера рассмотрим вопрос устойчивости замкнутой системы
с широтно-импульсным преобразователем постоянного тока, показанной на
рис. 5.60,а. Выходные прямоугольные импульсы ЭДС широтно-импульсного
преобразователя (ШИП) e(t) формируются в равноотстоящие друг от друга
моменты времени пТ и заканчиваются в моменты равенства между управля-
ющие сигналом x(t) и соответствующей линией опорного сигнала. Для того
чтобЙ ШИП можно было рассматривать как звено с единичным коэффици-
ентом передачи, удобно ввести относительные значения выходной e(t) и
управляющей x(t) координат, а коэффициент передачи реального преобра-
зователя учитывать в передаточной функции приведенной к нему системы
автоматического регулирования IS7n(s).
Разделяя координаты е(/) и x(t) на симметричную и импульсную состав-
ляющие, как показано на рис. 5.60,6, получаем структурную схему замкну-
той системы (рис. 5.60,в), в которой малые отклонения от положения рав-
новесия аппроксимируются 6-функциями, модулированными импульсной со-
ставляющей входного сигнала xK(t).
Прохождение через замкнутую систему пульсационной составляющей
ЭДС ёс(/) приводит к появлению на входе ШЙП пульсаций сигнала хс(£)
и изменению динамического коэффициента передачи преобразователя, что
учитывается при помощи фактора пульсаций F, для которого исходное соот-
ношение по аналогии с выражением (5.14)'имеет вид
F= 1/11+ Т	I. (5.39)
( I at J/=o_J
В некоторых системах с широтно-им-
пульсными преобразователями вместо
сравнения сигнала управления с опор-
ным сигналом для сброса выходного
импульса применяется сравнение регу-
лируемой координаты (например, тока)
с заданным значением. Принципиаль-
ного отличия такой системы от рас-
сматриваемой нет, изменяется лишь ис-
ходное соотношение для определения
фактора пульсаций: вместо выражения
(5.39) в этом случае действует соотно-
шение
Для определения входящего в вы-
ражение для F значения производной
управляющего сигнала в моменты воз-
никновения импульсной составляющей
можно воспользоваться выражением
Рис. 5.61. Диаграммы областей ус-
тойчивости замкнутой системы с
широтно-импульсным преобразова-
телем
' 1 1.
^121	=77о f G*(l,l— 7) di — T f G* (1,1 — 7) di, (5.40)
. dt J/=o_	0	1Д7о
где y0 — относительная продолжительность выходных импульсов в точке
равновесия системы.
z-преобразованная функция G*(l,l—у) определяется, как и ранее,
соотношениями (5.28).
Характеристическое уравнение замкнутой системы остается таким же,
как и для преобразователя с естественной коммутацией — выражение (5.25)
или (5.26), в зависимости от разности порядков полиномов знаменателя и
числителя передаточной функции приведенной системы №п(«).
Таким образом, различие в областях устойчивости замкнутых вентиль-
ных систем к автоколебаниям на основной субгармонике для преобразова-
телей с естественной и искусственной коммутацией при одной и той же при-
веденной системе 1^п(5) определяется лишь различием в зависимостях факто-
ра пульсаций F, что, в свою очередь, обусловлено различием формы пульса-
ций ЭДС у этих преобразователей.
Проиллюстрируем методику определения об-ласти устойчивости широтно-
импульсного преобразователя в замкнутой системе с приведенной передаточ-
вой функцией вида (5.21). Преобразователь с естественной коммутацией,
включенный в такую систему, уже был исследован на устойчивость ранее.
Условие устойчивости в соответствии с характеристическим уравнением
(5.25) осталось прежним:
FT/Ti < 2 cth (7/272).	(5.41)
Подставляя найденное ранее выражение (5.28) для G*(l,l— у) в формулы
(5.40) и (5.39), получаем зависимость фактора пульсаций от параметров при-
веденной системы (7\, Т2) и широтно-импульсного преобразователя (у0, Г):
Г Т /1_е-ТоГ/Гг \1
^i41+^(i->^-^)j-	(5-42>
Исключая из выражений (5.41) и (5.42) фактор пульсаций, получаем
уравнение границы устойчивости системы к автоколебаниям на основной
субгармонике в виде
Т ГТ 1\_р-ъТ1Тг \1
ъ < 4 th 2г2 -2	(5-43)
Результаты расчета согласно выражению (5.43) для различных значений
у(| показаны на рис. 5.61. Система ’обладает наименьшей критичностью к
автоколебаниям при у0 = 0,5. При значениях у0-> 1 или у0-* 0 фактор пуль-
саций F -> 1, и область устойчивости системы сокращается до минимума.
Аналогично тому, как это было показано в гл. 5,6, может быть произве-
ден анализ переходных процессов в замкнутой системе с ШИП, а также син-
тез системы, отвечающий заданным показателям.
Глава 6
КОНСТРУИРОВАНИЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ (ППУ)
1.	ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ К КОНСТРУКЦИЯМ ППУ
При проектировании сложных ППУ необходимо уделять надлежащее
внимание всему комплексу технических, эксплуатационных, конструктивно-
технологических и экономических требований.
К эксплуатационным требованиям относятся: качество обеспечения ос-
новных технических характеристик ППУ, надежность, простота обслужи-
вании, ремонтопригодность, обеспечение габаритных размеров и массы.
К конструктивно-технологическим требованиям относятся: конструк-
тивная преемственность, технологичность конструкции и защита от воздей-
ствия внешних факторов.
Экономические требовании учитывают затраты труда, времени, мате-
риальных средств на разработку, изготовление и эксплуатацию ППУ.
Все перечисленные требования взаимосвязаны между собой. При этом
в зависимости от назначения и условий эксплуатации преобразователя одни
из них имеют важное значение, другие — второстепенное.
НАДЕЖНОСТЬ ППУ
При количественной оценке надежности ППУ как невосстанавливаемых
систем пользуются параметрами безотказности: интенсивностью отказов Хс,
средним временем безотказной работы Тср_0 и вероятностью безотказной
работы P(t). Вероятность безотказной работы численно показывает степень
объективной возможности отсутствия отказа. Связь вероятности безотказной
работы системы с интенсивностью отказов и средним временем безотказной
работы выражается соотношением
Р(/)=е—(6.1)
которое справедливо, если система находится на этапе нормальной работы.
Из выражения (6.1) следует также, что
гср.с = ’Ас.	{6.2)
Если система состоит из m типов элементов с числом элементов каждого
типа tii, пг, .... пт, то связь между вероятностью безотказной работы
системы и интенсивностью отказов входящих в нее элементов определяется
Выражением
где Xf — интенсивность отказа i-ro элемента.
~ Следовательно, интенсивность отказа системы определяется интенсивно-
стью отказа элементов согласно выражению
т
К = S «Д/.	_ (6.4)
i=l
В табл. 5 приведены ориентировочные значения интенсивности отказов
элементов, широко .применяемых в ППУ. Данные значения получены экс-
периментально при номинальных электрических режимах элементов и нор-
мальных условиях окружающей среды в процессе испытаний.
Интенсивность отказов эле- ментов в значительной степени за- висит от их конструкции и техно- логии изготовления. Однако даже самые качественные элементы	5. Интенсивность отказов элементов		
	Элемент	Х-10—Б, 1/ч	
быстро исходят из строя, если они работают в электрических	Транзисторы	0,7 .	. 4
режимах и условиях эксплуа-та-	Тиристоры	0,02	... 4
ции, не разрешаемых техничес-	Диоды полупроводнике-	0,03	... 4
кими условиями. Электрический режим, в ко- тором находится элемент, харак- теризуется коэффициентом на-	вые Резисторы: млт	0,15..	
	ВС	0.35	
грузки Ка, представляющим собой	СП	0,69	
отношение действительной на-	проволочные	1,25	
грузки к номинальной для данно- го.элемента по техническим уело-	Конденсаторы: КБГ	0,16	
виям. Критерием степени нагруз-	КБМ	0,35	
ки считают электрический пара-	КСО	0,14	
метр, оказывающий решающее	кэг	0,39	.0,6
влияние на работоспособность	Трансформаторы и дрос-	0,4 .	
элемента. Например, нагрузка для резисторов — рассеиваемая мощ-	• сели Реле	1 ...	2,7
ность, для конденсаторов — рабо-	Контактные разъемы	0,005	
чее напряжение; для транзисто-
ров — мощность, рассеиваемая на коллекторе, для диодов — обратное на-
пряжение.
Расчет надежности ППУ делится на два этапа: предварительный и окон-
чательный. Для предварительного расчета надежности ППУ по внезапным
отказам (рассматривая ППУ как сложную систему) применяют следующую
последовательность расчета:
группируют все элементы изделия с примерно равными значениями ин-
тенсивности отказов;
для каждой группы определяют произведение «Д, и согласно выражен
нию (6.4) находят интенсивность отказов ППУ как системы;
используя выражение (6.1), находят вероятность безотказной работы
ППУ для заданного времени t;	1
согласно выражению (6.2) определяют среднее время безотказной работы
ППУ (среднее время до первого отказа).
Окончательный расчет надежности ППУ по внезапным отказам произво-
дят по той же методике, одиако с учетом коэффициентов нагрузки элементов
и реальных условий эксплуатации.
На надежность ППУ влияет большое количество разнообразных факто-
ров как на стадии разработки и производства, так и в процессе эксплуата-
ции. Поэтому необходимо проводить мероприятия по.повышению надежности
на всех стадиях, так как неправильная эксплуатация преобразователя может
перечеркнуть все усилия разработчиков, конструкторов, монтажников, на-
стройщиков, контролеров, направленные на обеспечение четкой и беспере-
бойной работы изделия.
ПРОСТОТА ОБСЛУЖИВАНИЯ.
РЕМОНТОПРИГОДНОСТЬ
*
Разрабатывая конструкцию ППУ, инженер-конструктор должен уде-
лять внимание требованиям эргономики, простоте обслуживания и ремонто-
способности. ППУ автономного назначения должно представлять собой еди-
ный конструктивный комплекс, в максимальной степени соответствующий
условиям эксплуатации, хорошо приспособленный к человеку, сохраняющий
единство конструктивных решений и форм.
Чтобы управление и обслуживание ППУ были эффективными, необ-
ходимо:
количество ручек органов управления и регулировок сводить к мини-
муму;
располагать ручки органов управления и регулировок в удобной для
обслуживания зоне;
контрольно-измерительные приборы располагать на уровне, доступном
для снятия показаний;
уменьшать число световых индикаторов и сигнализаторов (сигнальных
ламп, светящихся надписей и фигур);
снижать уровень акустических шумов, создаваемых вентилятором (в
случае применения принудительной вентиляции уровень акустических шу-
мов не должен превышать 80 Дб на частотах.50...400 Гц);
стремиться к простоте и целесообразности форм, размеров и применяемых
материалов;
устанавливать преобразовательный комплекс на предназначенном для
него месте с учетом безопасности обслуживаемого персонала.
Одним из важнейших требований, предъявляемых к ППУ, является
ремонтопригодность, если учесть, что в среднем ППУ выходят из строя
через несколько сотен часов. В этой связи конструкция ППУ должна позво-
лять быстро устанавливать место повреждения. Наиболее целесообразной
с точки зрения ремонтопригодности является блочная конструкция ППУ,
оформленная в виде металлического шкафа. Это позволяет быстро установить
повреждение того или иного блока, отремонтировать или заменить неисправ-
ный элемент. Появление быстродействующих плавких предохранителей с
визуальными указателями срабатывания вызвало необходимость в постоян-
ном ^бзоре внутренней части шкафа в процессе эксплуатации. Поэтому
конструкторы применили остекленные двери шкафа, существенно повысив
ремонтопригодность.
При конструировании ППУ по блочно-узловому способу более легкие
блоки должны быть размещены в верхней части шкафа, более тяжелые — в
нижней. Это улучшает устойчивость конструкции ППУ. Значительное уве-
личение числа разъемных блоков, в особенности с контрольными цепями,
хотя несколько и улучшает ремонтопригодность, однако уменьшает надеж-
ность ППУ, увеличивает массу и габаритные размеры, снижает его механи-
ческую прочность.
Следовательно, пути повышения ремонтопригодности ППУ должны
оцениваться с учетом воздействия их на другие параметры конструкции.
ГАБАРИТНЫЕ РАЗМЕРЫ И МАССА
!— Одной из важнейших и труднейших задач, которые приходится решать
конструктору ППУ, является уменьшение массы и габаритных размеров
преобразователей. Однако по сравнению с другими видами изделий радио-
электронной аппаратуры ППУ имеют наименьшие возможности в этом вопросе.
Это обусловлено не только большим содержанием различного рода моточных
узлов, но в большей степени возможностями теплообмена узлов и деталей
преобразователей с окружающей средой. Следовательно, габаритные размеры
и масса ППУ в значительной степени зависят от КПД и теплостойкости эле-
ментов.
В настоящее время допустимый перегрев узлов и деталей ППУ часто
является единственным ограничивающим фактором уменьшения габаритных
размеров. Даже блоки преобразователей с использованием полупроводнико-
вых приборов; обладающие большим КПД, чем блоки с вентильными элемен-
тами другого рода, иногда не могут быть уменьшены из-за опасности пере-
грева.
В ППУ малой и средней мощности, которые применяются в качестве
блоков электропитания различного рода радиоэлектронной аппаратуры,
в последнее время стали широко применяться микроминиатюрные конструк-
ции (пленочные, гибридные и твердые схемы). Применение микромодулей в
ППУ большой мощности (обычно автономного типа) ограничивается лишь
системами управления. Однако в микроминиатюрных конструкциях также
неизбежен перегрев отдельных элементов, поэтому возникает проблема обес-
печения их повышенной теплостойкости.
Перспективным с точки зрения уменьшения габаритных размеров и
массы ППУ является использование в конструкции малогабаритных типовых
изделий из магниевых, алюминиевых и титановых сплавов.
КОНСТРУКТИВНАЯ ПРЕЕМСТВЕННОСТЬ
Конструктивная преемственность предусматривает целесообразное ис-
пользование выпускающихся или выпускавшихся ранее ППУ. В преобразо-
вательной технике наибольшее распространение получила конструктивная
преемственность такого рода, когда различные по своему назначению ППУ
являются производными выбранной за основу конструкции, построенной
по блочно-узловому способу и состоящей из следующих основных блоков:
шкафа, требуемого количества силовых блоков и блоков управления, кассет
для блоков управления и вентилятора. При этом исключение дополнитель-
ных затрат на разработку и изготовление большого числа новых конструк-
тивных элементов дает большой экономический эффект.
Первой ступенью использования конструктивной преемственности яв-
ляется унификация. В основе ее лежит взаимозаменяемость, обеспечиваю-
щая безподгонную сборку независимо изготовленных сопрягаемых узлов
и деталей при соблюдении предъявляемых к ним технических Требований.
Более высокой ступенью конструктивной преемственности является нор-
мализация, предполагающая при разработке ППУ применение уже разрабо-
танных и выпускающихся деталей узлов и блоков, а также ограничение но-
менклатуры материалов, полуфабрикатов и типовых изделий. При конструи-
ровании ППУ в большей степени подлежат нормализации крепежные де-
тали, монтажные провода и кабели, материалы различного рода, монтажные
детали. Нормализованные конструкции широко используют детали и узлы,
заимствованные из государственных стандартов.
ТЕХНОЛОГИЧНОСТЬ КОНСТРУКЦИИ ППУ
Конструкция ППУ считается технологичной, если она, полностью от-
вечая предъявляемым эксплуатационным требованиям, может быть осуще-
ствлена наиболее экономичными технологическими процессами.
Технологичные конструкции ППУ предполагают:
организовать производство, исходя из наивыгоднейшей расчлененности
технологического процесса на операции;
широко внедрять унификацию, нормализацию и стандартизацию мате-
риалов, полуфабрикатов схемных и конструктивных элементов;
использовать передовые методы работы, наиболее производительные
технологические процессы и передовые формы социалистической организа-
ции труда при широкой механизации и автоматизации производственных
процессов;
организовать типизацию технологических процессов, и специализацию
производства.
При отработке технологичной конструкции ППУ необходимо уделять
внимание компоновке, обеспечивающей свободный доступ к местам сочле-
нения узлов и, как следствие,— удобство монтажа и сокращение трудоем-
кости при изготовлении. Следует стремиться также к упрощению конструк-
тивно-технологических решений деталей и узлов, что, в свою очередь, сни-
жает трудоемкость изготовления ППУ и удешевляет производство. При этом
экономический эффект особенно ощутим в случае серийного производства.
Построение ППУ большой мощности наиболее целесообразно по блочно-
узловому способу. В этом случае, сложные узлы расчленяются на части, что
обеспечивает возможность параллельной независимой сборки, пооперацион-
ного контроля и наладки. При этом улучшаются условия и качество выпол-
нения работ, поскольку рабочие места можно специализировать и оснастить
необходимым рабочим инструментом.
Уровень технологичности конструкции ППУ во многом зависит от науч-
но-технической зрелости и опытности коллективов конструкторского и тех-
нологического отделов предприятия.
ЭКОНОМИЧНОСТЬ КОНСТРУКЦИИ ППУ
Экономичность конструкции ППУ определяется затратами времен^ и
материальных средств на ее разработку, производство и эксплуатацию. Как
правило, технологичная конструкция является и высокоэкономичной. |
По затратам средств и времени ППУ можно разделить на следующие
группы: принципиально новые, использующие новые научно-технические
решения; выполняющие функции, которые ранее не выполнялись, но осно-
ванные на известных научно-технических решениях; использующие сравни-
тельно большое количество новых схем и конструктивных решений; исполь-
зующие небольшое количество новых технических решений, схем и конструк»
ций; модернизации известных ППУ. Следует учитывать, что для всех ППУ
большое значение имеют затраты времени и материальных средств на подго-
товку производства.
2.	КОНСТРУИРОВАНИЕ СИЛОВЫХ УЗЛОВ
Силовой'узел автономного ППУ состоит из одного или нескольких вен-
тилей (управляемых или неуправляемых), аппаратуры защиты и управления
вентилями (если она предусмотрена по схеме) и шинных выводов. Вместе.
с охладителями, на которых расположены вентили, все это представляет
конструктивно законченную часть ППУ.
Опыт передовых предприятий СССР по разработке и выпуску ППУ [45J
показал, что основным фактором, характеризующим общность конструк-
тивных решений силовых узлов, в наибольшей степени является способ ох-
лаждения.
При этом силовые узлы делятся на узлы с естественным или с принуди-
тельным'воздушным охлаждением и узлы с жидкостным охлаждением. Для
интенсивного отвода тепла от вентиля используется контактный способ ох-
лаждения, заключающийся в создании контакта между основанием вентиля
и’охладителем. В конструкциях выпускаемых серийно диодов и тиристоров
возможно резьбовое сочленение резьбового хвостовика вентиля с охладите-
лем, например радиатором.
Качество контактного способа охлаждения зависит от качества контакта
между охлаждаемой и охлаждающей частями конструкции. Чем меньше
электрическое сопротивление контакта, тем меньще его термическое сопротив-
ление и тем интенсивней тепловая энергии передается от более горячей кон-
струкции к более холодной. Поэтому для хорошей теплопередачи контакти-
рующая поверхность между вентилем и охладителем должна составлять не
Менее 95% общей поверхности соприкосновения. Это достигается тщательной
обработкой поверхности соприкосновения охладителя, а на контактной по-
верхности вентиля должны отсутствовать вмятины.
В мощных ППУ обычно применяется параллельное и последовательное
соединение вентилей. Так как характеристики выпускаемых вентилей отли-
чаются от их средних значений, то комплектация параллельных ветвей вен-
тилями с идентичными характеристиками нецелесообразна из-за неудобств
в производстве и эксплуатации.
Прямая ветвь вольт-амперной характеристики вентиля зависит от тем-
пературы, поэтому желательно, чтобы вентили параллельной группы имели
одинаковый режим охлаждения. Конструктивно это достигается размещением
параллельной группы вентилей на одном групповом охладителе при мини-
мально допустимом расстоянии вентилей друг от друга. Применение инди-
видуальных охладителей менее эффективно. При этом усложняется также
конструкторское решение, так как параллельно работающие вентили с ин-
дивидуальными охладителями должны размещаться в местах с -одинаковой
температурой воздуха.
Выпускаемые промышленностью силовые вентили комплектуются стан-
дартными охладителями и рассчитаны на принудительное воздушное охлаж-
дение. Их можно использовать с естественным воздушным охлаждением, од-
нако значение тока через вентиль снижается до 25% номинального. Обычно
силовые узлы, предназначенные для продолжительной работы в режиме
естественного воздушного охлаждения, комплектуются специальными [ин-
дивидуальными охладителями с развитой поверхностью. Благодаря большой
теплоемкости таких охладителей осуществляется интенсивный теплообмен .
с теплонагруженным вентилем.
При создании конструкции силового узла в режиме естественного воз-
душного охлаждения следует обращать внимание на качество контакта меж-
ду контактирующимися поверхностями. При этом детали (резисторы, пре-
дохранители ит. д.), на которых выделяется тепло, компонуются таким обра-
зом, чтобы они ие нагревали вентилей.
В ППУ с естественным воздушным охлаждением, предназначенных для
кратковременного режима работы, вентили в период нагрузки охлаждаются
благодаря большой теплоемкости охладителя. В период отсутствия на-
грузки охладитель работает почти, в адиабатическом режиме, отдавая тепло
в окружающее пространство.
На риё. 6.1 показан силовой узел выпрямителя с кратковременным ре-
жимом работы [45]. Пять силовых вентилей 4 типа ВК2-200 каждого плеча
трехфазного моста установлены на торцах групповых охладителей 5. Охлади-
тели из алюминиевого сплава, выполненные в виде параллелепипедов и раз-
деленные изоляционными прокладками 3, крепятся между собой и с опорами
1, изолированными шпильками 2. Изолированные шпильки расположены
таким образом, что центр тяжести силового узла является точкой пересече-
ния диагоналей прямоугольника, вершинами которого являются шпильки.
Это повышает.вибро- и ударопрочность силового узла.
Силовые узлы с естественным охлаждением применяются в ППУ, рабо-
тающих и в иных режимах работы, представляющих собой то или иное соче-
тание стандартных режимов. В этом случае оптимальная конструкция вы-
бирается для каждого режима индивидуально.
Конструкции силовых узлов с принудительным воздушным охлажде-
нием существенно определяются видами производства — индивидуальным,
серийным, массовым [45]. Оптимальной конструкцией силового узла при ин-
дивидуальном производстве является блок-панель, при мелкосерийном
блок-шахта и при крупносерийном и массовом — блок-модуль.
Рис. 6.1. Конструкция силового узла выпрямителя
Конструкция блок-панели представляет собой фасонное металлическое
основание 1, иа котором с помощью гетинаксовой рамки 2 установлен груп-
повой охладитель 7 с вентилями 4 (рис. 6.2). Такие блок-панели устанавли-
ваются на металлическом каркасе силового шкафа охладителями друг к
другу, образуя воздушный канал, по которому движется направленный поток
охлаждающего воздуха. На двух изоляционных панелях 6, прикрепленных
к бортам металлического основания, расположены быстродействующие пре-
дохранители 5. Вентили снабжены пластинчатым токоотводом 3.
Силовой узел в виде блок-шахты представляет собой монтажную панель
5 с элементами блока (рис. 6.3), которая вместе с металлическим желобом
образует шахту. Вентилятор 1 устанавливается на фланце шахты. На панели
смонтированы вентили силового узла 3 со стандартными охладителями,
резисторы 4 и конденсаторы б /^С-депочки. Вентили, включенные в цепи уп-
равления, размещены на двух изоляционных рейках 7, прикрепленных
с помощью профильных уголков. К металлоконструкции шкафа силовой узел
крепится четырьмя лапами 8. Скорость воздуха в желобе шахты контроли-
руется с помощью реле скорости воздуха 2.
Конструкции силового узла в виде блок-модуля (рис. 6.4) выпускаются
отечественной промышленностью с одним, двумя, тремя, четырьмя, шестью,
восьмью и двенадцатью тиристорами на номинальные токи — 150—200 А.
Рис. 6.2. Конструкция блок-панели
Такой принцип конструирования значительный шаг вперед в создании
унифицированного силового узла, так йак позволяет выполнять все возмож-
ные варианты силовых схем, оперируя либо схемой соединения тиристоров
внутри одного блока, либо различным числом блоков между собой.
Каркас блок-модуля имеет переднюю металлическую панель 3, две
металлические боковины 4 и пластмассовую заднюю стенку 1. Прямоуголь-
ная шахта из пластмассовых деталей 2, к внутренним поверхностям боковых
стенок которой крепятся стандартные охладители 5, расположена в перед-
ней части блока. Основные конструктивные детали блока унифицированы.
В последнее время широко применяются конструкции ППУ, в которых
принудительный поток воздуха обдувает только охладители вентилей, выде-
ленных в шахту, а не весь блок. Поэтому при создании конструкции силового
узла ППУ необходимо создавать благоприятные условия для естественного
охлаждения других греющихся элементов.
В ППУ с принудительным жидкостным охлаждением в качестве хладо-
агента используется чаще всего вода, реже — трансформаторное масло и
Рис. 6.3. Конструкция блок-шахты
синтетические диэлектрические жидкости. Комплектование силовых узлов
вентилями с индивидуальными водяными охладителями менее целесообразно,
так как многочисленные соединения штуцеров дюритовыми шлангами услож-
няет конструкцию, ухудшает ремонтопригодность .и надежность ППУ в це-
лом. Поэтому в конструкциях силовых узлов., использующих параллельное
включение двух или более вентилей, применяются групповые жидкостные
охладители. Вода в охладителях должна иметь малую жесткость и низкое
содержание нерастворимых осадков, так как отложение солей на охлажда-
ющих поверхностях ухудшает теплообмен.
При компоновке ППУ автономного типа и ППУ, являющихся вторич-
ными источниками питания радиоэлектронной аппаратуры, необходимо
выполнять следующие требования. Тяжелые детали следует по возможности
располагать таким образом, чтобы масса их на шасси была сбалансирована.
Такие детали монтируют на прочных опорах поближе к точкам крепления
шасси. Получающееся в результате расположение центра тяжести в шасси
упрощает^установку последнего на стойке. Центр тяжести всего шасси должен
находиться низко, чтобы уменьшить риск опрокидывания.
Все провода, проложенные через металлические шасси, должны быть
защищены изолирующими втулками. Через определенные промежутки
монтажные провода следует поддерживать или закреплять, чтобы избежать
обрывов в местах соединений и истирания изоляции под действием тряски,
в особенности в случае применения многожильных кабелей.
Рис. 6.4. Конструкция блок-модуля
Резисторы, предохранители, трансформаторы должны иметь свободное
пространство вокруг; их нельзя располагать близко к таким чувствительным
к повышению температуры элементам, как конденсаторы. Большие трубча-
тые резисторы монтируют в вертикальном положении, чтобы они действовали
подобно вентиляционным каналам. Следует избегать прямых соединений на-
тянутыми проводниками тяжелых деталей и субблоков, так как при отно-
сительном перемещении тяжелых деталей под действием ударов и тряски
может произойти обрыв монтажных проводов.
Схемы высокого напряжения должны быть хорошо изолированы от
|шасси и цепей низкого напряжения. Электролитические конденсаторы с
|жидким электролитом нельзя располагать вблизи сильно нагревающихся
деталей во избежание высыхания электролита.
Располагать элементы следует с учетом удобства их замены при произ-
водстве и ремонте. Приборы, подвергающиеся регулировке, например по-
тенциометры, должны быть доступны и безопасны для оператора. Также
следует обеспечить легкий доступ к испытательным точкам. Плавкие пре-
дохранители нужно ставить на входе и выходе схем высокого напряжения,
однако в самолетной аппаратуре их применять нельзя по соображениям
безопасности.
3.	КОНСТРУИРОВАНИЕ БЛОКОВ
СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ, ЗАЩИТЫ, СИГНАЛИЗАЦИИ
Основными конструктивными элементами системы управления ППУ,
построенных по блочно-узловому способу, являются ячейки, блок, кассета.
Ячейкой управления называется узкий функциональный субблок, на шасси
которого установлены разнообразные схемные элементы. Если в качестве
шасси ячейки управления используется печатная плата, то такая минималь-
ная конструктивная единица называется печатным узлом. Блок управле-
ния — это унифицированный модульный элемент, являющийся конструк-
тивно законченным узлом-. В блоке управления размещаются ячейки управ-
ления, а также релейно-контакторная аппаратура с током, не превышающим
5А. Кассета представляет собой встроенную в шкаф раму, изготовленную
из штампованных металлоконструкций и предназначенную для установки
блока управления.
Основным функциональным элементом блочной системы управления
является ячейка управления. В настоящее время в конструировании ячеек
управления широко применяется метод печатного монтажа (модульная
конструкция). Модульная конструкция дает хорошее заполнение объема
радиоэлементами, что позволяет уменьшить габаритные размеры и массу
аппаратуры. Применение модулей ускоряет процессы конструирования
и подготовки производства, так как в этом случае основу изделия составляет
большое количество однотипных по-конструкции узлов. Кроме того, при ис-
пользовании модулей создаются хорошие предпосылки для дальнейшей
унификации конструкции, что позволяет один и тот же тип ячейки использо-
вать для компоновки различных тинеисполнений ППУ.
На рис. 6.5 показана конструкция ячейки управления, представляющая
собой плоский модуль на печатной плате с навесными элементами и печатным
монтажом [45].
Печатная схема, состоит из следующих основных элементов: печатного
проводника — токопроводящего покрытия определенной конфигурации, на;
несенного на изоляционное основание; печатных или навесных элементов.
Печатные элементы или конструкции, (резисторы, конденсаторы, разъемы
и т. д.) наносятся на изоляционное основание в виде металлического или
изоляционного покрытия, навесные (дискретные) элементы устанавливаются
на печатной плате способом пайки. Применение навесных объемных радио-
элементов при конструировании печатных схем вызвано тем, что некоторые
радиоэлементы невозможно, а некоторые — технически нецелесообразно
выполнять печатным методом. В качестве изоляционного основания печатной
платы могут быть использованы различные изоляционные электро- и радио-
материалы (гетинакс, текстолит, стеклотекстолит и Др.). Лучшим из них
является стеклотекстолит, обладающий высокой нагревостойкостъю, хоро-
шей прочностью сцепления печатного покрытия с изоляционным основа-
нием, отличными диэлектрическими свойствами.
Процесс изготовления изоляционной платы с печатным монтажом состоит
из двух основных операций: создания изображения печатных проводников
и создания токопроводящего слоя на изоляционном основании электрохими-
ческим или химическим способом.
При выборе толщины и габаритных размеров печатной платы руководству-
ются требованиями электрического режима работы схемы, методом ее изго-
товления, а также соображениями жесткости конструкции. Рекомендуемые-
•соотношения сторон платы 1:1, 1:2, 1 : 3, 1 : 4, 2 : 3, 2 : 5. Размер
печатной платы должен быть не более 220 х 380 мм.
В отличие от объемного печатный проводник имеет несоизмеримые
размеры поперечного сечения: толщину порядка десятков микрон и ширину
0,8...2,5 мм и более. Большая поверхность и хороший тепловой контакт с изо-
Рис. 6.5. Конструкция ячейки управления
6. Рекомендуемые величины
зазоров между печатными
проводниками
Зазор, мм	Допусти- мое рабо- чее напря- жение, В	Пробивное напряже- ние, в
1	200	1400
2	280	2200
3	600	3000
ляционным основанием обеспе^вают интенсивную отдачу тепла от провод-
ника изоляционной плате и в окружающее пространство. Это позволяет
пропускать через печатные проводники значительно большие токи, чем че-
рез объемные проводники того же .сечения. Допустимая плотность тока для
печатных проводников до 20 А/мм2. Мини-
мальная ширина печатного проводника, а так-
же минимальное расстояние между сосед-
ними проводниками ограничиваются возмож-
ностями используемых технологических ме-
тодов их изготовления. Рекомендуется шири-
на проводника 1,2 мм, допустимая — 0,8 мм.
Рекомендуемые величины зазоров между про-
водниками приведены в табл. 6 [45].
। Поскольку печатные проводники имеют
небольшую прочность сцепления с изоляци-
онным основанием, не следует делать изгибы
с острыми углами, так как в этих местах наи-
более вероятно отслаивание металла. Ответ-
вления от разветвленного проводника также должны
быть плавными. Ра-
диусы закругления печатных проводников должны быть не менее 1...2мм.
Ответвление выполняется от контактной площадки (рис. 6.6). Протяжен-
ность печатного проводника не ограничивается, однако необходимо стре-
миться, чтобы печатное соединение двух элементов было возможно короче.
Центры отверстий под выводы объемных элементов должны распола-
гаться в точках пересечения линий координатной сетки с шагом 2,5 мм (рис.
6.7,а). Допускается шаг 0,5 мм в случае сложной конфигурации монтажа.
Диаметры монтажных отверстий соответствуют ряду чисел: 0,5; 0,8; 1,0;
1,3; 1,5; 1,8; 2,0; 2,4 мм. Отверстия под выводы объемных элементов должны
иметь монтажные площадки в виде кольца диаметром не менее 2,5 мм.' Если
вблизи контактной площадки должен пройти другой проводник, край мон-
тажной площадки может быть срезан (рис. 6.7,6).
Если при компоновке печатных проводников не удается избежать их
пересечения, то используются перемычки (фальш-детали) (рис. 6.8), выпол-
ненные из медной луженной проволоки. Количество таких перемычек
на одной плате не должно превышать 10.
Между двумя параллельно расположенными проводниками могут су-
ществовать гальванические связи за счет
ные. Степень указанных связей суще-
ственным образом зависит от расстоя-
ния между проводниками, материала
изоляционного основания, а также со-’
стояния окружающей среды.
Емкостные и гальванические связи
можно существенно уменьшить, если
утечек в изоляции, а также емкост-
Рис. 6.6. Конструкция развет-
вленного печатного проводника:
а — правильно; б — неправильно
Рис. 6.7. Конструкция
контактной площадки пе-
чатного проводника:
/ — печатный проводник; 2 —
контактная площадка
между двумя параллельными проводниками, расположенными на одной сто-
роне платы (односторонний монтаж), разместить заземленный экран, как
показано на рис. 6.9.
Гальваническая и емкостная связи при двустороннем монтаже устра-
няются избежанием параллельно-направленных проводников, расположен-
ных по обе стороны изоляционного основания.
После изготовления печатная плата покрывается лаком, что улучшает
изоляционные свойства поверхности платы, защищает монтаж от пыли и
влаги. При конструировании печатных плат для блоков управления ППУ
используется в основном два принципа компоновки: моносхемный и функ-
ционально-узловой.
Сущность моносхемного принципа заключается в том, что все элементы
принципиальной схемы, начиная от ее входа, последовательно размещаются
на одной печатной плате удлиненной прямоугольной формы. В этом случае
переходные соединения между каскадами ячейки отсутствуют, что повышает
электрическую надежность. схемы, а конструкция выглядит компактной.
Однако моносхемный принцип компоновки ячейки управления требует по-
вышенного внимания к воздействию условий окружающей среды и особенно
ударных и вибрационных нагрузок. Кроме того, обнаружение неисправности
в такой конструкции — задача довольно сложная.
Функционально-узловой принцип компоновки заключается в том, что
полная схема системы управления делится на отдельные части, которые рас-
полагаются на отдельных печатных платах, не имеющих самостоятельного
назначения. Использование функционально-узлового принципа компоновки
дает большое разнообразие конструктивных решений блоков управления
в целом. При этом имеется возможность создания конструкции, обладающей
высокой степенью стойкости к механическим и климатическим нагрузкам.
Отечественной промышленностью серий-
но выпускаются ППУ в основном с функ-
ционально-узловым принципом компо-
новки блоков управления.
При компоновке печатных узлов
большое значение имеют расположение
и установка навесных деталей на пе-
чатной плате. Обычно элементы после
установки их выводов в монтажные
отверстия печатной платы закрепляют-
ся пайкой. Перед пайкой все выводы
элементов закрепляются подгибанием.
Л-Л
2 '
11
V
Рис. 6.8. Конструкция пе-
чатного проводника с фальш-
деталью:
Рис. 6.9. Конструкция экрана
1 — фальш-деталь; 2 — контакт-
ная площадка; 3 — изоляционное
основание
печатных проводников:
1 — изоляционное основание; 2 — про-
водник-экран; 3 — печатный проводник
По конструкции монтажные узлы могут быть одноплатные (рис. 6.10, а)
и двухплатные (межплатные) (рис. 6.10,6). В первом случае детали устанавли-
вают на одной стороне печатной платы параллельными рядами или группами
(рис. 6.11). Установка элементов под углом друг к другу не рекомендуется.
Во втором случае детали закрепляются между двумя параллельными печат-
ными’платами в вертикальном положении.
Рис. 6.10. Конструкция монтажно-
го узла на печатных платах
Детали, имеющие большую массу, не могут быть закреплены на выводах,
которые могут отломаться при воздействии ударных или вибрационных на-
грузок. В этом случае применяются специальные скобы, запаянные в печат-
ную, плату (рис. 6.12). Особо тяжелые детали (трансформаторы, дроссели)
следует располагать вне печатной платы.
Конструкция печатного узла должна удовлетворять следующим требо-
ваниям:
' свободный доступ к схемным и конструктивным элементам;
отсутствие прогиба, сжатия и натяжения печатного узла в блоке управ-
ления;
хорошая изоляция печатной платы от корпуса блока;
хорошая защита печатных узлов от воздействия условий окружающей
среды.
При компоновке блока управления все элементы и узлы разбиваются
яа группы в зависимости от особенностей их монтажа, массы и габаритных
размеров. Необходимо' выделить элементы, чувствительные к перегреву
или сильно рассеивающие тепло. Затем все элементы и узлы блока целесооб-
разно разделить на две группы: с функциональным выходом наружу блока;
расположенные внутри блока на печатных платах.
Одна часть элементов с функциональным выходом -наружу блока ком-
понуется на лицевой панели (элементы контроля, регулировки, управления
и индикации),друга я — на боковых или
задней стенках (контрольные гнезда,
Рис. 6.11. Расположение на-
весных элементов на печат-
ной плате
Рис. 6.12. Конструкция печат-
ного узла с большой массой:
1 — резистор переменного сопротив-
ления; 2 — скоба; 3 — изоляционное
основание
Схемные и конструктивные элементы, а также узлы внутри блока можно
компоновать моноблочным или функционально-узловым методом.
Моноблочный метод компоновки заключается в том, что все детали и
узлы блока закрепляются на однбм общем шасси проводным монтажом" при
помощи пайки. Недостатком такого метода является трудность отыскания
неисправностей, а поэтому ремонт может быть произведен высококвалифи-
цированным персоналом в специальных ремонтных мастерских.
При функционально-узловом методе блок разбивается на отдельные не-
большие блоки (модули), имеющие одинаковые или кратные размеры и соб-
ственные шасси. Модули делают легкосъемными, для чего включают их в
схему при помощи междублочных разъемов.
Применение модулей ускоряет процессы конструирования и подготовки
производства, поскольку основу изделия составляет определенное количество
однотипных конструктивных узлов. Блок, состоящий из модулей,'ремонтиру-
ется заменой неисправного модуля. Для быстрого обнаружения неисправного
модуля предусматривают специальные гнезда для подключения приборов.
Конструкция двойного блока управления показана на рис. 6.13. 
Элементы защиты от токов перегрузки (быстродействующие предохраните-
ли) и от перенапряжений (ДС-цепочки) ППУ обычно компонуются в силовом
блоке (см. рис. 6.3). Расположение ДС-элементов в непосредственной бли-
зости от предохранителен и вентилей обеспечивает минимальную индуктив-
ность RC- цепочки, что благоприятно сказывается на ее работе.
Система световой и акустической сигнализации преобразовательных
устройств должна давать сведения о всех стадиях пуска преобразователя,
обеспечивать быстрое и точное определение места неисправности той или
иной цепи. Сигнальные лампы обычно размещают на табло пульта (сигналь-
ной панели).
В зависимости от выполняемой задачи в преобразовательных устройст-
вах могут применяться следующие виды сигнализации:
указывающая — сообщающая сведения о положении «включено» или
«выключено».контакторов, разъединителей и т. и.;
оперативная -— сообщающая дежурному персоналу о состоянии обору-
дования;
предупредительная — привлекающая внимание обслуживающего пер-
сонала к ненормальностям в работе аппаратуры;
аварийная — извещающая о причине аварийного отключения или ©
месте неисправности или повреждения.
Рис. 6.134 Конструкция блока управления
4.	КОНСТРУИРОВАНИЕ СИСТЕМ ОХЛАЖДЕНИЯ ППУ
Одной из основных причин выхода из строя ППУ являются тепловые
перегревы. В результате повышения температуры повышается химическая
активность, что отрицательно влияет на элементы, вызывая временное или
постоянное изменение параметров, сокращение срока службы или полное
разрушение. Поскольку любое количество тепла ухудшает параметры элемен-
тов и узлов ППУ, то основное назначение охлаждения — сохранение характе-
ристик ППУ и повышение его надежности.
Несмотря на многообразие конструктивных решений ППУ, что обуслов-
ливает наличие различных методов тепловых расчетов, в основе этих методов
лежит рассмотрение трех видов теплопередачи: теплопроводности, конвек-
ции и излучения (радиации). В конструкциях ППУ все три процесса дейст-
вуют одновременно.
По способу теплопередачи, определяющему конструкцию теплозащиты
ППУ, системы охлаждения классифицируют следующим образом:
система охлаждения контактным способом;
система естественного воздушного охлаждения;
система принудительного воздушного охлаждения;
система жидкостного охлаждения;
система охлаждения испарением жидкости.
Контактный способ охлаждения заключается в передаче тепла от теп-
лонагруженной части конструкций к охлаждающей через контакт между
на процесс теплопередачи оказывает влияние теплоемкость охлаждаю-
щей части конструкции, и чем она больше, тем лучше теплопередача.
В качестве охлаждающей части конструкции обычно используют базовую
деталь (например, шасси или корпус), к которой крепятся теплонагружен-
Рис. 6.14. Конструкция узла с кон-
тактным способом охлаждения:
1—обмотка трансформатора; 2 — корпус
трансформатора; 3 — шасси
Рис. 6.15. К расчету конструкции
жалюзи
ные элементы. Поверхность базовой
детали желательно иметь больших
размеров, что обеспечивает хороший
теплообмен с окружающей средой
за счет естественного воздушного
охлаждения. Охлаждающие базовые
узлы обычно изготовляют из алюми-
ния, меди и латуни, обладающих хо-
рошей теплопроводностью и большой
теплоемкостью.
Для улучшения охлаждения ма-
логабаритных деталей и узлов (им-
пульсных трансформаторов, катушек
индуктивности и т. п.) контактным
способом применяется заливка их
лаком и компаундами с наполните-
лем.
Контактный способ охлаждения
дает ощутимые результаты при мощ-
ностях рассеивания не более 20 Вт
(рис. 6.14).
При естественном воздушном
охлаждении вдоль поверхности охла-
ждающей части конструкции ПУ рас-
пространяется поток воздуха. Про-
цесс естественного воздушного охла-
ждения тем эффективней, чем больше
разность температур между охлажда-
емой деталью ППУ (или его корпу-
сом) и окружающей средой, а также
чем, больше поверхность охлажда-
емой детали (или корпуса). Для уве-
личения эффективности естественного
воздушного охлаждения в корпусе
ППУ обычно делают, жалюзи (рис.
6.15 и табл. 7) [100].
7. Основные размеры жалюзи
При принудительном воз-
душном охлаждении тепло от
теплонагруженных элементов
или от корпуса ППУ отводит-
ся потоком воздуха, объем и
скорость движения которого
определяются вентилятором.
При этом чем ниже температу-
ра воздуха и больше его ско-
рость, тем эффективней про-
цесс принудительного воздуш-
ного охлаждения, который
может осуществляться двумя
способами: сквозным продувом
ППУ; обдувом внешней поверх-
В практике конструирования систем охлаждения ППУ особенно боль-
ших мощностей чаще применяется первый способ. При этом воздух должен _
быть сухим и чистым, чтобы он не смог вывести из строя узлы и блоки
ППУ.
Рис. 6.16. Конструкция
вентиля с охладителем
эксплуатации, экономи-
Создание жидкостных систем принудительного охлаждения вызвано
большей теплоемкостью жидких хладоагентов, чем газообразных, а следова-
тельно, их большей эффективностью. В качестве теплоносителей может быть
использована вода, трансформаторное масло, глицерин и др. Тепловая мощ-
ность, переносимая различными хладоагентами, максимальна у воды, ко-
торая нашла наибольшее применение.
Охладители, используемые для отвода тепла от мощных вентилей,
могут быть индивидуальными и групповыми. На рис. 6.16 показана конструк-
ция вентиля с охладителем. Вентиль размещен
на- охладителе 2, который укреплен на метал-
лической трубе круглого сечения 1 с изоляцион-
ной прокладкой 3. По трубе циркулирует тех-
ническая вода.
При любом способе охлаждения ППУ боль-
ших мощностей вентили снабжаются охладителя-
ми- В качестве охладителя исключительно ши-
роко применяются радиаторы. Иногда радиаторы
рекомендуют использовать даже в тех случаях,
когда тепловые режимы полупроводниковых при-
боров находятся в норме, так как существенно
повышаются стабильность выходных параметров
и надежность конструкции ППУ в целом. В пре-
образовательной технике широко применяются
следующие типы радиаторов: плоский, игольча-
тый, штырьковый и ребристый (рис. 6.17). Наи-
более эффективны три последних радиатора. Вы-
бор конкретного типа радиатора обусловлен кон-
структивными требованиями к ППУ, условиями
ческими соображениями.
Если масса и габаритные размеры ППУ не ограничены, то можно исполь-
зовать плоский или ребристый радиатор, который хорошо работает в усло-
виях естественной конвекции. Более дорогостоящими являются штырьковые
и игольчатые радиаторы, однако их применение в случае принудительного
охлаждения существенно уменьшает габаритные размеры ППУ.
Рис. 6.17. Конструкция охлаждающих радиаторов:
а — плоский; б — игольчатый; в — штырьковый; е — ребристый
На рис. 6.18 показан общий вид односторонних ребристых радиаторов
из сплава АМЦ”, широко используемых в преобразовательной технике. Коэф-
фициент теплоотдачи таких радиаторов зависит от количества тепла, отдава-
емого радиатором за счет теплопроводности, конвекции и излучения.
Площадь теплоотвода находится из выражения
ТР-п - Лжр = Лют [Ml + 0,03 Sp) + Кг1,	(6.5)
а Л" = р-п Лор^Лют’
где Тр.п — температура р-п- перехода; Гкор— температура корпуса полупро-
водникового прибора; Рпот — мощность, выделяемая на полупроводниковом
приборе; Т^р — температура окружающей среды, ° С; К — постоянный ко-
эффициент, равный 40° C/Вт; 5р — площадь дополнительного теплоотвода, см2.
Для радиаторов малых площадей выражение (6.5) упрощается:
ТР-П - Токр = Лют 1^/(1 + 0,03 5р)].
(6-6)
Рассчитав значение рабочей площади теплоизлучения по данным табл.8,
выбирают соответствующий радиатор. Чаще всего радиаторы изготовляют
нз алюминиевых сплавов марок АД, Д16, АЛ-2, АЛ-6, АМЦ или магниевого
сплава МА-8. Анодирование или оксидирование ребер и штырей радиатора
существенно улучшает теплоизлучение.
8. Основные размеры ребристых
радиаторов
Размеры, мм
А	В	L
75	85	70
95	85	90
95	105	90
115	125	ПО
135	125	130
Z
8
10
10
12
14
S, см2
Масса,
кг
530
670
840
1250
1480
0,2
0,25
0,3
0.55
0.7
Для получения малого зна-
чения термического сопротивле-
ния контакта радиатора с полу-
проводниковым прибором чистота
контактирующей поверхности ра-
диатора должна быть не ниже
V6...?7.
Рис. 6.18. К расчету конструкции
ребристых радиаторов
5.	КОНСТРУИРОВАНИЕ ТРАНСФОРМАТОРОВ И ДРОССЕЛЕЙ ППУ
Основными требованиями к конструкции трансформаторов и дросселей
являются: механическая и электрическая прочность, влагостойкость, тепло-
стойкость, экономичность и технологичность.
Конструкция магнитопровода должна обеспечивать рациональное раз-
мещение трансформаторных обмоток с учетом их механической прочности и
теплостойкости и создавать замкнутый путь с возможно меньшим магнитным
сопротивлением для магнитного потока. Поэтому в качестве магнитопровода
используются различные трансформаторные стали и сплавы, обладающие
высокой магнитной проницаемостью в сильных магнитных полях. Кроме того,
трансформаторные стали должны обладать малыми удельными потерями и
большой индукцией насыщения. Особенно это необходимо при конструи-
ровании трансформаторов и дросселей большой мощности, работающих дли-
тельное время без выключения с высоким коэффициентом использования;
В табл. 9 приведены марки сталей и сплавов в соответствии с ГОСТ
802—58, применяемых при конструировании трансформаторов и дросселей
для ППУ.
Для работы на частоте 50 Гц магнитопроводы изготовляются из стали
марок Э-310, Э-320, Э-3'30 толщиной 0,35 и 0,5 мм и на частоте 400 Гц — на-
стали марок Э-340, Э-350, Э-360, Э-360А толщиной О.Ю и 0,15 мм. В практике
9. Основные свойства сталей и сплавов на частоте 50 и 400 Гц
Материал			s-or •Н'Н		в^	= 1Г	в=	1,5Г		1,7Г
Вид	Марка	Тол- щина, мм		Bsr	Н1		"1,5	"1,5	"1,7	"1,7
Горячека- таная	Э-42 Э-43	. 0,35	0,35 0,4	2	1,7 1,6	1,2 1,05	11 11	2,8 2,5		—
>	Э-44	0,2 0,1	0,3 0,35		5,0	12,5 10,5	18 18	•30	—	__
Холоднока- таная тек- сту рованая	Э-310 Э-320 Э-330 Э-ЗЗОА	0.35	0,5 0,6 0,7 0,8	2,2	0,7 0,6 0,5 0.4	0.8 0,7 0,6 0,5	2,5 2,2 1,8 1,7	1,75 1.5 1,3 1,1	6 5 4 3	2,5 2,2 1,9 1,6
г	Э-340	0,15	0,7	—	0,7	10	2,7	23	• 7	—
	Э-350	0,15 0,1 0.08	0,8 0,7 0,6	2,2	0,6 0,6 0.6	9 8,5 8,5	2,6 2.6 2,6	20 19 19	6	—
	Э-360	’ 0,15	0,9	—	0,5	8	2,5	19	5	—
Сплав	50Н	0,15 0,05	3.5 2,5	—	—	5>5 ' 5	—	—	—	—
	8СНХС 79НМ	0.1 0,05 0,02	20 20 13	1 1 1	—	1 1 1	—	—	—	1 1 1
	ЗЗНКМС	0,5	—				—	— 1	—	—
Примечания: I. Свойства приведены для материалов в отожженном состоянии.
2. Величины рн, Pj (Вт/кг), Н, (А/см) приведены для сталей толщиной 0,35 мм на час-
тоте 60 Гц и для сталей толщиной < 0,35 мм на частоте 400 Гц.
изготовления магнитопроводов для маломощных трансформаторов и дроссе-
лей применяют стали марок Э-320 и Э-42 толщиной 0,35 при частоте 50 Гц,
стали марок Э-44, Э-340, Э-350 толщиной соответственно 0,2; 0,15 и 0,08 мм
при частоте 400 Гц. Магнитопроводы трансформаторов большой мощности
изготовляют, как правило, из электротехнических сталей марок Э-330 и
Э-330 А толщиной 0,35 мм.
Железоникелевые сплавы марок 50Н, 50НП, 65НП, 79НМ, 34НКМП,
80НХС используются в основном для конструирования импульсных транс-
форматоров ППУ. Одним из крупных недостатков железоникелевых сплавов
являются их относительно высокая стоимость я сложная технология изготов-
ления сердечников.
Основные конструкции магнитопроводов трансформаторов и дросселей
ППУ малой мощности показаны на рис. 6.19—6.21. Известны четыре типа
конструкции магнитопровода трансформаторов и дросселей: броневой (рис.
6.19,а,г, 6.21,а), стержневой (рис. 6.19,6,6), тороидальный (рис. 6.19, в, е,
рис. 6.21,6), используемые в цепях однофазного тока, и стержневой трехфаз-
ный (рис. 6.20,а,б), используемый в цепях трехфазного тока.
В зависимости от технологии изготовления магнитопроводы транс орма-
торов и дросселей делятся на ленточные и пластинчатые. Ленточные маг-
нитопроводы изготовляются из стандартной ленты электротехнической стали,
которая покрыта специальными изолирующими и склеивающими составами.
Сборка броневых и стержневых ленточных магнитопроводов производится
встык из отдельных магнитопроводов подковообразной формы (рис; 6.19, г, о).
Тороидальные (кольцевые) ленточные магнитопроводы изготовляются навив-
кой стандартной ленты из электротехнической стали на оправку требуемого
Рис. 6.19. Конструкции однофазных
магнитопроводов
размера (рис. 6.19, е). Пластинчатые магиитопроводы собирают из отдельных
штампованных пластин (рис. 6.19, а, б; 6.20, а; 6.21,.а) или колец (рис. 6.19, в).
Пластины изолированы друг от друга оксидной пленкой или изоляционным
лаком.
Магнитопроводы дросселей имеют немагнитный зазор 6 (рис. 6.21, а, б).
Рис. 6.20. Конструкции трехфазных маг-
нитопроводов
Рис. 6.21. Конструкции магнито-
проводов дросселей
Оптимальные соотношения между параметрами магнитопровода (рис,
6.19, 6.20), обеспечивающие минимальную массу, объем и стоимость транс-
форматоров, приведены в табл. 10.
Конструирование магнитопроводов для трансформаторов большой ти-
повой мощности имеет существенные особенности. Для изготовления таких
магнитопроводов применяют, как правило, рулонную электротехническую
сталь шириной 750—1000 мм, из которой штампуют нестандартные пластины
для стержней и ярма. При этом при мощности трансформаторов 32 000 кВ-А
и выше с целью снижения дополнительных потерь в стали и увеличений
сопротивления изоляции пластины дополнительно лакируют.
]0. Оптимальные соотношения размеров магнитопроводов трансформаторов
Отношение размеров магиитопроводов трансформаторов
при минимальных
Конструкция трансформатора	массе			объеме			стоимости		
	Ь/а	с/а	h/a	Ь/а	с/а	h/a	Ыа	с/а	h/a
Броневая Стержневая с	1—2	1	2.5	1—2	1	2,5	2	0.5	1
двумя катуш- ками	1—2	1,5	2	1—2	0,5	3	2	1	1
Тороидальная .	0,4—1	2	—	1—2	2	—	—	—	—
дросселей большой
из листов, в которой
• Основным типом конструкции трансформаторов и
типовой мощности является стержневая, шихтованная
листы ярма и стержней соединены в переплет. Только
в специальных случаях, например в реакторах, исполь-
зуют конструкцию магнитопровода, шихтованного
всты к.
В трехфазных трансформаторах большой мощ-
ности магнитопроводы шихтуют с прямым и косым
стыком. Схема шихтовки с косым стыком сложнее,
однако обеспечивает заметное снижение намагничиваю-
щего тока и электрических Потерь. Поскольку обмотки
таких трансформаторов выполняются проводами боль-
шого сечения, каркасы для них должны иметь цилин-
дрическую форму. Сечения стержней и ярма, состоя-
щих из отдельных пакетов, выполняются ступенчатыми
(рис. 6.22). С ростом мощности трансформатора воз-
растает необходимость в большем числе ступеней.
Рис. 6.22. Ступен-
чатое сечение стер-
жня
11. Зависимость коэффициента использования площади круга от сечений
стержня и ярма
Диамртр стержня D, мм	Сечение стержня, см2	Сечение ярма, см2	Коэффи- циент ис- пользова- ния пло- щади круга	Диаметр стержня D, мм	Сечение стержня, см2	Сечеиие ярма, см1	Коэффи- циент ис- пользова- ния пло- щади круга
80	43,3	43,8	0.861	340	828,6	837,4	0,913
90	56,7	58.2	0,89	360	910,3	917,5	0,894
100	72	73,2	0,91 .	380	1020	1038	0,899
110	86,2	89,7	. 0.907	400	1143	1150	0.909
125	112,3	115,3	0,914	420	1255	1270	0,905
140	141,5	144	0,92	450	1451	1460	0,912
160	183,5	188,3	0,912	480	1857	1670	0,915
180	232.8	237,6	0.914	500	1788	1801	.0,91
200	277,9	279,4	0,884	530	2014	2031	0,912
220	342,5	343,7	0,901	560	2259	2275	0,917
240	407,9	409,4	0.901	600	2597	2618	0,918
260	478	484.3	0,9	630	2860	2902	0,92
280'	556,2	566,6	0,903	670	3227	3273	0,915
300	644,6	654,2	0,912	710	3651	3730	0,922
320	732,7	743,9	0,911	750	4056	4140	0,918
В табл. 11 приведены данные, характеризующие зависимость коэффициента
использования площади круга^ от сечений ярма и стержней и диаметра
круга 198].
Стяжка стержней магннтопроводов диаметром до 240 мм производится
с помощью деревянных планок, .расклинивающих стержень и обмотку.
Стержни больших диаметров прессуют с помощью бандажей, которые должны
обеспечить жесткую конструкцию магнитопровода, а также допустимый уро-
вень шума (гудение низкого тона). Для изготовления бандажей используют
стальную ленту шириной 40 мм и толщиной 1 мм при диаметре стержня от
260 до 380 мм. При большом диаметре стержня толщина ленты равна 1,5 мй.
В последнее время стальные бандажи все чаще заменяются стеклобап-
држами из стеклолеиты марки ЛСБ-Т или ЛСБ-Э шириной 20 мм и толщиной
0,2 мм. Это обусловлено тем, что на стальной ленте наводится потенциал,
пропорциональный напряжению на ближайшей обмотке. Следовательно,
возрастают требования к изоляции бандажей.
Для прессовки пластин ярма применяют две ярмовые балки (консоли),
изготовляемые из уголков, швеллеров или других гнутых конструкций.
Рис. 6.23. Конструкции каркасов обмоток:
а — каркас со щечками; б — гильза
Для стяжки балок используют шпильки и брусья. Верхние и нижние ярмо-
вые балки соединяются между собой вертикальными пластинами из маломаг-
нитной стали. От активной стали магнитопровода эти пластины изолируются
с помощью полосы электротехнического картона толщиной 2—3 мм. Актив-
ная сталь магнитопровода и ярмовых балок заземляется в одной точке с по-
мощью медной луженной ленты. Медные ленты используются также для до-
полнительного соединения между собой на верхнем ярме частей магнитопро-
вода, разделенных вентиляционными каналами.
Для изготовления обмоток трансформаторов и дросселей применяются
обмоточные провода и различного рода изоляционные материалы. Обычно
применяют круглые медные провода с эмалевой изоляцией, при больших
сечениях — прямоугольные провода, а при очень больших токах — тонкую
медную ленту. В последние годы для намотки сглаживающих дросселей и ма-
ломощных силовых трансформаторов применяют медную и алюминиевую
фольгу.
Обмоточные провода, выпускаются с эмалевой, волокнистой, бумажной
или пленочной изоляцией, а также с комбинированной.
Основные данные обмоточных проводов приведены в табл. 12.
Обмотки стержневых и броневых трансформаторов выполняются на кар-
касах, которые являются изоляцией обмотки от магнитопровода. Однако в
тороидальных трансформаторах и дросселях каркас отсутствует, а обмотки
от магнитопровода изолируются намоткой изоляционной ленты непосред-
ственно на магнитопровод.
При изготовлении трансформаторов и дросселей малой мощности исполь-
зуют каркасы со щечками (рис. 6.23, с) нли гильзы (рис. 6.23, б). При этом
каркасы со щечками выполняют либо сборными из листовых электроизоля-
ционных материалов (гетинакс, электроизоляционный картон), либо прес-
сованными из изоляционных пластмасс. В силовых трансформаторах большой
типовой мощности обмотки выполняются на бумажно-бакелитовых, стекло-
эпоксидных или другого рода гильзах (цилиндрах), обладающих большой
жесткостью.
12. Основные данные некоторых типов обмоточных проводов
Вид	Марка	ГОСТ, ТУ, МРТУ	Диаметр или разме- ры сторон, мм	и , кВ пр
Эмаль-пр о- вода	ПЭЛ ПЭВ 1, 2 пэв ПЭВТЛ1.2 ПЭВП ПЭВА, ПЭЛРА ПЭТ В	ГОСТ 2773 — 69 ТУ 017-104—65 ГОСТ 7262 — 70 МРТУ 16—505—009—64 ТУ 16.505.080 — 70 МРТУ 2 — 43—14—61 МРТУ 2 — 43 — 12 — 61	0,03 — 2,44 0,06 — 2,44 0,02 — 0,05 0,06—1,56 0,5 —4,4 0,08 — 2,44 0,06 — 2,44	0,3—1,2 0,4—2 0,1-0,2 0,4—2 0,2 0,5—2 0,5—2
Волокни- стые про- вода	под, псдк псдкт ПНСДК(КТ)	ГОСТ 7019 — 60 ТУ КП 18 — 58 УТ 43—16 — 61	0,31—4,8 0,31—4,8 0,31 — 1,56	0,5 0,5 0,5
Эмаль-во- локнистые провода	пэлшо пэпло, пэтло лэшо, лэло лэшт. дэлд пэтксо	ГОСТ 6324—52 МРТ 42.017—63 ВТУМЭП 743—50 ВТУОАА 505—023—52	0,05—1.56 0,05x10—0,07х X 630—0,2x 49 0,38—1,56	0,3—0,9 0,5
Фольга медная	МО, Mi, М2	ГОСТ 5638—51	0,015x20 — 0,05х 150	—*
Фольга алю- миниевая	А5, А6, А7, АД, АД1	ГОСТ 618—62	0,005x10 — 0,2x600	—
 Примечание. Провода ПЭВА, ПЭЛРА — алюминиевые (все остальные — медные);
провод ПЭВП — прямоугольного сечения.
Межслоевая изоляция, принципиально необходимая в высоковольтных
трансформаторах, прокладывается при намотке либо через каждый слой,
либо через несколько слоев. Междуобмоточная изоляция предназначена для
обеспечения электрической прочности между отдельными обмотками. Наруж-
ная изоляция защищает обмотки трансформаторов и дросселей от механиче-
ских воздействий и от воздействия повышенной влажности.
В качестве материалов межслоевой, междуобмоточной и наружной изоля-
ции очень широко применяют различные сорта изоляционной бумаги: теле-
фонной, кабельной, конденсаторной или пропиточной. Вид изоляции и ее тол-
щина определяются испытательным напряжением, а также диаметром провода
обмотки. (7ИСП зависит от рабочего напряжения Г/раб. При (7раб < 24 В 17исп =
= 250 В, при U < 100 В 17исп ,= 600 В, при Пр < 250 В 17исп = 1000'В и при
Пра6> 250 В Писп = 2 17р+ 600.
Для повышения влагостойкости и теплопроводности, а также механи-
ческой прочности обмотки пропитывают или заливают лаками и компаун-
дами. При отсутствии пропитки в катушке не должны применяться материа-
лы из волокна. Основные характеристики некоторых электроизоляционных
материалов приведены в табл. 13.
I. Основные характеристики электроизоляционных материалов
Нвименоввние и марка	ГОСТ, ТУ, МРТУ	Электри- ческая прочность £Пр (Дей- ствитель- ное), кВ/мм	Толщина материале
Бумага:	-		и
кабельная К-080, К-120, К-170	ГОСТ 645—67	20	80; 120; 170 мк
конденсаторная КОН	ГОСТ 1908—57	50	5; 6; 7; 8; 10; 12 мк
телефонная КТН	ГОСТ 3553—60	30	40; 50 мк
намоточная ЭН-50, ЭН-70	ГОСТ 1931—64	8	50; 70 мк
пропиточная ЭИП-63 ЭИП-50	ГОСТ 3441—63	5	НО; 130 мк
Картон ЭВ	ГОСТ 2924—60	1.1	0,2-—3 мм
Лакоткань ЛШС	ГОСТ 2214—66	40	0,08—0,15 мм
Лакоткань Лу4	ГОСТ 2214—62	20	0,17; 0,2; 0,24 мм
Стеклолакоткань ЛСЭ	ГОСТ 10156—66	20	0,13—0,24 мм
Стеклоткань Пленка:	ГОСТ 8481—61	4	60—100 мк
электроизоляционная из лавсана, ПЭТФ	МРТУ 6 № 11-30-65	120	4—25 мк
электроизоляционная из фторопласта, ФУ	ГОСТ 10536—63	100	5—40 мк
Стеклотекстолит СТК	ТУ-35-ЭП-270-64	10	0,2 мм и выше
Гетинакс Лак:	ГОСТ 2718—66	25	0,2 мм и выше
кремнийорганический К-47	МРТУ6-02-287-64	60	
кремнийорганический	МРТУ6-02-318-64	60	
электроизоляционный К-57 электроизоляционный			
пропиточный ФЛ-98	ГОСТ 12294—66	70	
Компаунд:			
пропиточный КГМС-1	ВТУ МЭПОАА504.010-53	>18	
термореактивный (за- ливочный) МБК-1	ТУ № 6-16-1344-69	>12	—
эпоксидный пропиточ- ный ЭПК-4	Н0.014.000	15.6	
эпоксидный заливочный ЭЗК-9, ЭЗК-10	Н0.014.000	15,6; 25	
Конструкции обмоток трансформаторов и дросселей, а также способы их
креплений выбираются в зависимости от данных расчетов и испытаний элект-
родинамической прочности. х
По способу выполнения различают обмотки цельные, цельные секцио-
нированные и галетные (рис. 6.24, а, б).
По взаимному расположению различают обмотки концентрические, чере-
дующиеся, разделенные и неполноконцентрические.
Особенность конструирования обмоток силовых трансформаторов боль-
шой мощности заключается в том, что онн обычно подключаются к вентиль-
ным группам. Поэтому, чтобы обеспечить одинаковую индуктивность рассе;
яния частей вентильных обмоток, их конструкция должна быть симметрии-
ной. Кроме того, особую значимость в этом случае приобретают вопросы
электрической и механической прочности.
' Для трансформаторов типовой мощностью до 630 кВ • А нашли примене-
ние цилиндрические обмотки, однако ограниченное вследствие не очень
высокой их механической прочности. На рис. 6.25 показано расположение
вентильных обмоток по схеме две обратные звезды. При этом для обеспечения
одинакового индуктивного сопротивления для прямой и обратной звезды
схемы вентильная обмотка выполнена четырехслойной, где первый и четвер-
тый слои образуют обмотку прямой звезды, а второй и третий — обратной.
Рис. 6.24. Конструкции обмоток:
а — секционированная, б — галетная
Рис. 6.25. Цилиндрическая об-
мотка одной фазы трансформа-
тора:
1 - прямая звезда; 2 — обратная
звезда
Изоляция между слоями осуществляется
либо с помощью твердых материалов
(картон, лакоткань), либо с помощью
масляных каналов.
В трансформаторах большой мощности широко применяются одно- и
двухходовые-винтовые, а также непрерывные обмотки. В винтовых обмотках,
которые применяются при относительно небольшом числе витков, в каждой
отдельной ветви выбирают более четырех параллельных проводов.
Рис. 6.26. Сечение
части одноходовой
вентильной обмот-
ки:
1 — прямая звезда; 2—.
обратная звезда; 3 —
•слой изоляции
Рис. 6.27. Сечение
части двухходовой
винтовой обмотки:
1 — прямая звезда; 2—
обратная звезда
В -трансформаторах, имеющих одноходовые винтовые вентильные об-
мотки по схеме две обратные звезды, катушки разных звезд наматываются
Друг на друга. Обе катушки разделены между собой слоем изоляции из
электротехнического картона (рис. 6.26 [98]). Общую транспозицию выпол-
няют в середине обмотки, а две групповые транспозиции на расстоянии 1/4
и 3/4 длины обмотки.
.В трансформаторе с двухходовой винтовой обмоткой одна ветвь винта
образует прямую звезду, другая ветвь — обратную (рис. 6.27). Изоляция
обеих ветвей обмотки должна быть предусмотрена на всем протяжении.
Толщина полос электротехнического картона определяется величиной испы-
тательного напряжения между звездами.
Непрерывная дисковая обмотка применяется при сравнительно, большом
числе витков и небольших токах. Число параллельных проводов в такой
обмотке не превышает шести.
Низковольтные трансформаторы и дроссели с большими токами содержат
обмотки из листовой или шинной меди. Обычно отношение высоты провод-
ника к его ширине составляет 2,.5—4.. При изготовлении обмоток на неболь-
шие токи применяется медный провод круглого сечения.
,После изготовления обмотки стягивают по оси, а затем сушат в ваку-
ум-сушильных шкафах. Высушенные и дополнительно опрессованные гид-
равлическим прессом обмотки пропитывают меламино-глифталевым лаком.
После сушки и до насадки на магнитопровод некоторое время обмотки хранят
отдельно.
Для обеспечения электродинамической устойчивости трансформаторов
и. дросселей выбирается соответствующая конструкция крепления обмоток
на магнитопроводе. Число реек для крепления прокладок, которые образуют
горизонтальные каналы, выбирается в соответствии с минимально допусти-
мым расстоянием между прокладками (табл. 14). Кроме того, прокладки на
все» обмотках дополнительно крепят с помощью наружных реек. Это огра-
ничивает горизонтальное смещение прокладок, повышая механическую проч-
ность обмоток.
14. Данные минимального расстояния между прокладками
Осевой размер обмоточного провода (без изоляции), мм	Расстояние между проклад- ками, мм		Осевой размер обмоточного  провода (без изоляции)., мм	Расстояние между проклад- ками, мм	
	при одном пе- реходе между прокладками	при двух пере- . ходах между прокладками		при одном пе- реходе между прокладками	при двух пе- реходах между прокладками
3.8	41	61	&,6	63	88
4,4	45	66	9,3	65	91
5,1	48	70	10	67	94
5,5	50	72	10,8	70	97
5,9	52	74	11,6	72	100
6,4	54	77	12.5	74	103
6,9	56	80	13,5	76	106
7,4	58	82	14,5	78	ПО
8	60	85			
Для радиального крепления наружной (непрерывной, винтовой или
дисковой) обмотки используются выступы прокладок внутренней обмотки,
'которая устанавливается на стержень магнитопровода с минимально допусти-
мым зазором. Зазор для трансформаторов мощностью до 6300 кВ.А применя-
ется равным 2—3 мм, а для трансформаторов большей мощности — 3—4 мм.
Осевое крепление обмоток осуществляется с помощью ярмовой и урав-
нительной изоляции, которая для преобразовательных трансформаторов
большой мощности изготовляется из прессованного картона. Осевую стяжку
всех обмоток трансформаторов осуществляют обычно общим нажимным коль-
цом. Лишь в отдельных случаях применяется раздельная осевая стяжка
каждой обмотки своим кольцом, однако она значительно сложнее.
КОНСТРУКТИВНОЕ ОФОРМЛЕНИЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ
Дополнительными элементами конструкции трансформаторов и дросселей
являются': элементы и детали для охлаждения магнитопровода и обмоток; '
детали крепления изготовленного трансформатора и дросселя; детали подклю-
чения к схеме; детали и узлы переключения; элементы внешней изоляций
и защиты.
Отводы сетевых обмоток выполняют кабелем с бумажной изоляцией,
а в некоторых случаях шинами или круглым проводом в бума жно-баке лито-
вых трубках. Крепят отводы буковыми планками. Отводы вентильных-об-
моток обычно выполняют из шинной меди. Шины располагают рядом таким
образом, чтобы токи в них протекали в противоположных направлениях.
Рис. 6.28. Конструкция транс-
форматора типа ТМ-160Т:
/ — пробка сливная; 2 — болт за-
земления; 3 — радиатор; 4 — бак
трансформатора; 5 — щиток завод-
ской; 6 —крюк Для подъема транс-
форматора; 7 — маслоуказателъ;
8 — расширитель; 9 — ввод ВН;
10 — ввод НН; 11 — термометр;
12 — термосифониый фильтр; 13 —
переключатель; 14 — пробивной
предохранитель
Это значительно ослабляет магнитное поле токов отводов, а также уменьшает
потери в конструктивных элементах, расположенных в непосредственной
близости. При выпрямленных токах свыше 25 000 А буковые крепления
заменяются гетинаксовыми или из стеклотекстолита.
Диапазонный переключатель, предназначенный для переключения се-
тевых обмоток с треугольника в звезду и обратно (без нагрузки), устанавли-
вают на верхних ярмовых балках и соединяют шарнирно с ручным приводом
на стенке бака трансформатора. В трансформаторах с регулированием напря-
жения (под нагрузкой) применяют два типа переключателей: быстродейству-
ющие с токоограничивающнм резистором типа РНТВ и реакторного типа
Подсоединение ответвлений обмоток к вводам, располагаемым на крыш-
ке или стенках бака, осуществляется с помощью гибких связей. Для преобра-
зовательных трансформаторов разработаны унифицированные фарфоровые
вводы, которые могут быть заменены при повреждении без разборки транс-
форматора. Для всех вводов предусмотрена возможность подсоединения внеш-
ней ошиновки. При токах свыше 3000 А вводы необходимо устанавливать
на немагнитные плиты во избежание сильного нагрева крышки бака вихре-
выми токами.
Для охлаждения трансформаторов типовой мощностью до 6300 кВ - -А
используют естественное масляное охлаждение, а для трансформаторов боль-
шей мощности — дутьевое масляное охлаждение. Конструкции баков масля-
ных трансформаторов могут быть самыми различными. Форма горизонтального
сечения бака масляных
трансформаторов, регули-
руемых под нагрузкой, обыч-
но прямоугольная с радиу-
сом закругления углов
200 мм, а трансформаторов
с переключением без воз-
буждения — овальная. В от-
дельных случаях использу-
ются баки с более сложной
формой сечения. В новых
конструкциях трансформа-
торов баки снабжены ра-
диаторами из овальных ста-
льных труб размером 72 X
X 22 мм и толщиной стенок
1,5 мм. Радиаторы применя-
ют одинарные н двойные. Оди-
нарные радиаторы содержат
40 и 48 прямых овальных
труб, приваренных к стен-
кам коробчатых коллекто-
ров на расстоянии 50 мм
друг от друга. Число труб
у двойных радиаторов — 80
и 96. Радиаторы, применя-
емые при дутьевом охлаж-
дении, имеют такую же кон-
струкцию. При этом каж-
дый из них охлаждается
Рис. 6.29. Конструкция сглаживающего реак-
тора
двумя вентиляторами.
На рис, 6.28 показан трансформатор серии ТМ-160 Т на номинальную
мощность 160 кВ-А.
Магнитопровод трансформатора шихтованный трехстержневой и набира-
ется из листов холоднокатанной электротехнической стали толщиной 0,35 мм
марки Э-330 или Э-ЗЗОА. Форма стержней многоступенчатая. Ярма прессу-
ются ярмовыми балками. Стяжные шпильки ярем проходят вие магнитопро-
вода.
Обмотки низкого напряжения цилиндрические, намотаны проводом
прямоугольного сечения. Обмотки высокого напряжения наматываются
на бумажно-бакелитовый цилиндр проводом круглого или прямоуголь-
ного сечения. Напряжение регулируется на ртороне высокого напря-
жения.
Трансформаторный бак представляет собой сварную конструкцию с при-
варенными радиаторами и крюками для подъема трансформатора. Для креп-
ления активной части внутри бака приварены скобы. В нижней части бака
расположены два заземляющих болта, кран для взятия пробы и слива масла.’
Для слива остатков и продуктов старения масла на дне бака имеется пробка.
Термосифонный 'фильтр, служащий для непрерывной регенерации масла,
приварен к стенке бака. Передвижение трансформатора осуществляется кат-
ками, которые прикреплены ко дну бака. На крышке трансформатора, изго-
товленной из листовой стали, установлены фарфоровые вводы низкого и
высокого напряжений съемной конструкции, колпак переключателя, масло-
расширитель, оправа с термометром для измерения температуры верхних
слоев масла. Крышка не связана с активной частью трансформатора. Свар-
ной маслорасширитель цилиндрической формы снабжен указателем уровня
масла, а также дыхательной пробкой с масляным затвором и силикагелевым
розду хосу шителем.
t,.. На рис. 6. 29 показана стержневая конструкция дросселя насыщения,
предназначенного для ручного или автоматического регулирования тока
выпрямителя.
6. РАЗРАБОТКА КОНСТРУКТОРСКОЙ ДОКУМЕНТАЦИИ
Основные требования к выполнению конструкторской документации
ППУ (как и для изделий всех отраслей промышленности) изложены в госу-
дарственных стандартах «Единая система конструкторской документации»
(ЕСКД).
Установленные стандартами ЕСКД правила и положения по разработке,
оформлению и обращению документации распространяются на все виды кон-
структорской документации; учетно-регистрационную документацию и
документацию по внесению изменений в конструкторскую документацию;
нормативно-техническую и технологическую документацию, а также научно-
техническую в той части, в которой они могут быть для них применены и не
регламентированы специальными стандартами и нормативами.
Стандартами -установлены пять стадий разработки ППУ, а соответствен-
но и конструкторской документации: техническое задание; техническое
предложение; эскизный проект; технический проект; рабочее проектиро-
вание.
Стадии технического задания и технического предложения относятся
к научно-исследовательской разработке (НИР). Результатом НИР является
научно-технический отчет, содержащий анализ новых принципов построения
ППУ и путей реализации этих принципов, а также теоретические расчеты
и экспериментальные исследования, подтверждающие сделанные гипотезы
и расчеты. Эскизный и технический проекты, а также рабочее проектирование
выполняются на стадии- опытно-конструкторской разработки (ОКР), в про-
цессе которой находят инженерное применение результаты НИР. Итогом
эскизного проекта является научно-технический отчет, в котором приводятся
электрические расчеты основных узлов изделия, а также дано обоснование
функциональной схемы ППУ. 7
Основная отработка конструкторских решений производится на стадии
технического проекта. Результатом технического проекта являются макет
ППУ и следующая конструкторская документация: полный комплект элект-
рических схем, сборочные чертежи всех блоков с пояснительной запиской,
технические, описания блоков и ППУ в целом, инструкции по эксплуатации,
программа и методика испытаний ППУ и технический отчет.
Изготовление и испытания опытных образцов, окончательная корректи-
ровка электрических схем и разработка полного комплекта временной
конструкторско-технологической документации производятся на стадии ра-
бочего проектирования.
В процессе разработки ППУ в зависимости от его сложности изготов-
ляется то или иное количество видов конструкторских документов, все виды
и комплектность которых, установленные ГОСТ 2.102—68 для любой отрасли
промышленности, приведены в табл. 15.
Основные стандарты ЕСКД, содержащие сведения и правила по оформ-
лению, хранению и обращению конструкторской документации всех видов
на разрабатываемое ППУ, приведены в табл. 16.
15. Виды и комплектность конструкторских документов
Шифр документа	Наименование доку- мента	Содержание документа
—“	Чертеж детали	Изображение детали и сведения, не- обходимые для ее изготовления и контроля
во	Сборочный чертеж	Изображение изделия и другие све- дения, необходимые для его изготов- ления и контроля
СБ	Чертеж общего ви- да	Представление о конструкции изделия, взаимном расположении и взаимодей- ствии его составных частей, а также принципе работы
ТЧ	Теоретический чер- теж	Геометрическая форма изделия. Коор- динаты расположения составных час- тей
ГЧ	Габаритный чер- теж	Контурное изображение изделия с га- баритными, установочными и присо- единительными размерами
мч	Монтажный чер- теж	Контурное изображение изделия с дан- ными, необходимыми для его монтажа Условные графические обозначения составных частей изделий и связей между ними
По ГОСТ 2.7015-68	Схема	
—	Спецификация	Состав сборочной единицы, комплекса или комплекта
ВС	Ведомость специ-	Перечень всех спецификаций на со-
	фикаций	ставные части изделия с указанием их количества и входимости
ВП	Ведомость покуп- ных изделий	Перечень покупных изделий, исполь- зуемых в разрабатываемом изделии
пт	Ведомость техни- ческого предложе- ния •	Перечень документов, разработанных на этапе технического предложения
эп	Ведомость эскиз- ного проекта	Перечень документов, разработанных на этапе эскизного проекта
тп	Ведомость техни- ческого проекта	Перечень документов, разработанных на этапе технического проекта
дп	Ведомость держа- телей подлинников	Перечень предприятий, хранящих под- линники документов, разработанных для дан кого изделия
вд	Ведомость ссылоч- ных документов	Перечень документов, на которые имеются ссылки в конструкторской документации данного изделия
ВИ	Ведомость согласо- вания применения	Подтверждение согласования с соот- ветствующими организациями приме-
	изделий	нения покупных изделий в разраба- тываемом изделии
ТУ	Технические усло- вия	Потребительские показатели изделия*
пз	Пояснительная за- писка	Описание устройства и принципа дей- ствия разрабатываемого изделия. Обо- снование принятых технико-экономи- ческих решений
—	Таблица	Сведения об изделии, г оформленные в виде таблицы
П 'одолжение та?л. 15
Шифр документа	Наименование доку- мента	Содержание документа
РР	Расчет	Расчеты параметров и других величин изделия
пм	Программа и мето-	Порядок и методы контроля пара-
	днка испытаний	метров изделия, подлежащих проверке при его испытании
По ГОСТ 2.601— 68	Эксплуатационные документы	Документы, используемые при экс- плуатации, обслуживании и ремонте изделия
По ГОСТ 2.602—68	Ремонтные доку-	Данные для проведения ремонтных
	менты	работ
16. Основные стандарты ЕС КД, используемые при изготовлении
конструкторской документации на разрабатываемое ППУ
Номер стандарта	Содержание стандарта
ГОСТ 2.001—70 ГОСТ 2.002—72	Общие положения Требования к моделям, макетам, применяемым при проек- тировании
ГОСТ 2.101—68 ГОСТ 2.102—68 ГОСТ 2.103—68 ГОСТ 2.104—68 ; ГОСТ 2.105—68 ГОСТ 2.106—68 ГОСТ 2.108—68 ГОСТ 2.109—73 ГОСТ 2.110—68 ГОСТ 2.111—68 ГОСТ 2.112—70 ГОСТ 2.113—75 ГОСТ 2.114—70	Виды изделий Виды и комплектность конструкторских документов Стадии разработки Основные надписи Общие требования к текстовым документам Текстовые документы Спецификация Основные требования к чертежам Патентный формуляр Нормоконтроль Ведомость держателей подлинников Групповые и базовые конструкторские документы Технические условия. Правила построения, изложения и
ГОСТ 2.118—73 ГОСТ 2.119—73 ГОСТ 2.120—73 ГОСТ 2.301—68 ГОСТ 2.302—68 ГОСТ 2.303—68 ГОСТ- 2.304—68 ГОСТ 2.305—68 ГОСТ 2.307—68 ГОСТ 2.316—68	оформления Техническое предложение Эскизный проект Технический проект Форматы Масштабы Линии Шрифты чертежные Изображения •— виды, разрезы, сечения Нанесение размеров и предельных отклонений Правила нанесения на чертежах надписей, технических тре- бований и таблиц
ГОСТ 2.414—68 ГОСТ 2.415—68	Правила выполнения чертежей жгутов, ^кабелей и проводов Правила выполнения чертежей изделий с электрическими обмотками
ГОСТ 2.416—68 ГОСТ 2.417—68 ГОСТ 2.501—68	Условные изображения сердечников магнитопроводов Правила выполнения чертежей печатных плат Правила учета и хранения
Продолжение табл. 16
Номер стандарта
ГОСТ 2.502—68
ГОСТ 2.503—74
ГОСТ 2.601—68
ГОСТ 2.602—68
ГОСТ 2.603—68
ГОСТ 2.701—68
ГОСТ 2.702—75
ГОСТ 2.722—68
ГОСТ 2.723—68
ГОСТ 2.725—68
ГОСТ 2.727—68
ГОСТ 2.728—74
ГОСТ 2.729—68
ГОСТ 2.730—73
ГОСТ 2.747—68
ГОСТ 2.750—68
ГОСТ 2.751—73
ГОСТ 2.755—74
Содержание стандарта
Правила дублирования
Правила внесения изменений
Эксплуатационные документы
Ремонтные документы •
Внесение изменений в эксплуатационную и ремонтную до-
кументацию
Схемы. Виды и типы. Общие требования к выполнению
Правила выполнения электрических схем
Обозначения условные графические в схемах. Машины
электрические
Обозначения условные графические в схемах. Катушки, ин-
дуктивности, дроссели, трансформаторы, автотрансформа-
торы и магнитные усилители
Обозначения условные графические в схемах. Устройства
коммутации
Обозначения условные графические в схемах. Разрядники.
Предохранители
Обозначения условные графические в схемах. Резисторы.
Конденсаторы
Обозначения условные графические в схемах. Приборы
электроизмерительные
Обозначения условные графические в схемах. Приборы по-
лупроводниковые
Обозначения условные графические в схемах. Размеры
условных графических обозначений
Род тока и напряжения, виды соединения обмоток. Формы
импульсов
Обозначения условные графические в схемах. Электриче-
ские связи, провода, кабели и шины
Обозначения условные графические в схемах. Устройства
коммутационные и контактные соединения
Глава 7
КОМПЛЕКТУЮЩИЕ ИЗДЕЛИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Тип полупроводникового прибора для применения, в конкретной схеме
ППУ выбирается с учетом целевого назначения, возможного разброса па-
раметров приборов, облегченных (по возможности) режимов их эксплуата-
ции, а также стоимости и перспективности.
В ППУ применяются в основном следующие полупроводниковые при-
боры: неуправляемые вентили — диоды; управляемые вентили — тиристоры;
вентили с симметричным управлением .— симисторы; неуправляемые и
управляемые вентили с контролируемым лавинообразованием — лавинные
диоды и лавинные тиристоры; активные управляемые полупроводниковые"
триоды <— транзисторы.	.	
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ диоды
В силовых выпрямителях полупроводниковые диоды (вентили) превос-
ходят все другие элементы в отношении надежности, КПД, массы и габарит-
ных размеров. Типы и основные параметры используемых в ППУ вентилей
малой и средней мощности приведены в табл. 17, а те же сведения для сило-
вых вентилей — в табл. 18.
17. Основные параметры вентилей малой и средней мощности
при Л>Кр=125°С
Тип	Среднее значение прямого тока, А	Допустимая амплитуда обратного напряжения, В	Прямое падение напряже- ния	В	Среднее зна- чение обрат- ного тока при максимальном напряжении, мА	Примечание
Кремниевые					
2Д201А 2Д201Б 2Д201В 2Д201Г	5 10 5 10	100 100 200 200		3	
Д202 Д203 Д204 Д205	0,4	100 200 300 400	- \ 1	0,5	площадью 40 см3
Д206 Д207 Д208 Д209 Д2Ю Д2П	0,1	100 200 300 400 500 600		0,1	Без теплоотвода
Д214 . Д214А 'Д214Б	5 10 2	100		3	С теплоотводом площадью до 200 см2
Д215 Д215А Д215Б	5 10 2	200			
Д217 Д218	0,1	800 1000	0,7	0,05	Без теплоотвода
Д221 Д222	0,4	400 600	1 1	0,5	С теплоотводом площадью 40 см3
Д224 Д224А Д224Б	5 10 2	 50		3	С теплоотводом площадью до 200 см2
Продолжение табл. 17
Тип	Среднее значение прямого тона, А	Допустимая амплитуда обратного напряжения, В	Прямое падение напряже- ния AU, В	Среднее зна- чение обрат- ного тока при максимальном напряжении, мА	Примечание
Д226		400		0,03	Без теплоотвода
Д226А		300			
Д226Б		400			
Д226В	0,3	400	1	0,1	
Д226Г		300			
Д226Д		200			
Д226Е		100			
Д229	0,4	400		0,05	С теплоотводом
Д229А		200			площадью до 40 см2
Д230А	0,3	200			Без теплоотвода
Д230Б		400			
Д231	40	300	1		
Д231А	10		1		
Д231Б	5		1.5		
Д232	10	400	1		
Д232А	10		1	3	
Д232Б	5		1,5		
Д233	10	500	1		
Д233Б	5		1,5		
Д234Б	5	600	1,5		
Д237А	0,3	200			
Д237Б	0,3	400	1	0,1	С теплоотводом
Д237В	0,1	600			
Д242	5				
Д242А	10	100			
Д242Б	2				
Д243	5				
Д243А	10	200	1	3	
Д243Б	2				
Д244	5				
					
Д244А	10	50			
Д244Б	2				С дополнительным
Д245	5	300	1,2		теплоотводом
Д245А	10		1		-
Д245Б	2		1,5		
Продолжение табл. 17
Тип	Среднее значение прямого тока, А	Допустимая амплитуда обратного напряжения, В	Прямое падение напряже- ния ДСЛ, В	Среднее зна- чение обрат- ного тока при максимальном напряжении, мА	Примечание
Д246 Д246А Д246Б	5 10 2	400	1.2 1 1,5	3.0	«X С дополнительным теплоотводом
Д247 Д247Б	5 2	500	1,2 1,5		
Д1004 Д1005А	 Д1005Б Д1006 Д1007 Д1008 Д1009 Д1009А * Д1010 Д1010А ДЮНА*	0,1 0,05 0,1 0,1 0,075 0,05 0,1 0,1X2 0,3 о.з 0,3x2	2000 4000 4000 6000 8000 10 000 2000 1000 x2 2000 1000 500x 2.	4	0,1	Без теплоотвода
			6		
			7 3,5x2 11 5,5 2,5x2	0.1	Гокр<85°С
♦ Два отдельных столбика, имеющих отдельные выводы.
Примечания: 1. Кремниевые диоды работают при допустимой рабочей темпера-
туре от —60 до +125°’С.
2. Кремниевые диоды допускают пятикратную перегрузку по току в течение 50 мс.
18. Основные параметры силовых и высоковольтных вентилей
Тип	Среднее зна- . чение номи- нального тока Люм» А	Номинальное напряжение ^ном» в	Прямое паде- ние напряже- ния	В	Обратный ток яри б^макс» мА	Значение ин- теграла J А2 с прн ГР-Л=14О°С’ <=10 мс
ВК2-10 ВК2-25 ВК2-50 ВК2-100 BK2-200 ВК2В-200 ВК2В-35О	10 - 25 50 100 200 200 350	100—1009	0,45—0,75	2 5 10	960 2320 8250
				20	40000
				35	40600
ВК2В-500 ВК2В-750 ВКВ-ЮОО	500 750 1000		0,5—0,8 0,6—0.8 0,5—1	50 75 100	
		50—600			325000
В2-200 В5-200	200	100—1000	0.7	5	101 250
Продолжение табл. 18
Тип	Среднее зна- чение номи- нального тока 1 , А ном	Номинальное напряжение ^ном» в	Прямое паде- ние напряже- ния Д17, В	Обратный ток1 ПРИ ^макс» мА	Значение ин- теграла J i2dt, А2 с-при Тр-п=140° С, Л=10 мс
В2-320 В-500 В-800 ВВ2-1250	320 500 800 1250	100—800	0,9 0.9 0,7 0,8	10	- 21 100 32 000 72000 125 000
ВЛ-200 ВЛ5-200	200	700—1200	0,7	5	125 000
ВКДЛ-200 ВКДЛВ-350	200 350	300—1000	0.45—0,75		40000
ВЧ-100 ВЧ-160 ВЧ-200	100 160 200	100—600	1.2 0,85 • °,7	20	37800 54 500 80000
ВВЛ-0,4 ВВЛ-0,6 ВВЛ-0,8 ВВЛ-1	0,4 0,6 0,8 1	3000—6000	1,7 1,8 1,9 2	1,4-	
Работа силовых вентилей сопровождается, как правило, принудитель-
ным воздушным или жидкостным (водяным) охлаждением. Величины номи-
нального тока, указанные для вентилей в табл. 18, выдерживаются при ин-
тенсивности воздушного охлаждения 10 м/с, водяного 5 л/мин для ВК2В-750
4 л/мии для ВКВ-100 и 3 л/мин для ВКВ2В-350 и ВКДЛВ-350. Нормальная
работа вентилей обеспечивается при температуре окружающего воздуха
от —50 до +125° С, относительной влажности 95% при 35° С и высоте не более
1200 м над уровнем моря. Допускаются длительные вибрации и ударные со-
трясения. КПД вентилей 99,1—99,4%.
Вентили типа В2-200 и их усовершенствованный вариант В5-200 наибо-
лее распространенные из всех отечественных силовых полупроводниковых
вентилей (в керамическом корпусе).
Вентили ВЛ-200 и их усовершенствованный вариант ВЛ5-200 (в керами-
ческом корпусе) являются одной из серий отечественных силовых полу-
проводниковых приборов, обладающих контролируемым лавинообразова-
нием на обратной ветви вольт-амперной характеристики, вследствие чего
они выдерживают значительные обратные перенапряжения. Это позволяет
существенно уменьшить параметры защитных 7?С-цепочек в схемах примене-
ния вентилей или даже исключить их. Напряжение лавинообразования вен-
тилей типов ВЛ-200 и ВЛ5-200 875—1500 В.
Высоковольтные лавинные вентили типов ВВЛ-0,4, ВВЛ-0,6, ВВЛ-0,8
и ВВЛ-1,0 предназначены для выпрямительных схем высоковольтных ППУ
в диапазоне частот 50—400 Гц и рассчитаны для длительной работы при по-
гружении в трансформаторное масло. Нормальная работа высоковольтных
вентилей обеспечивается при температуре окружающей среды (трансформа-
торного масла) от —50 до 4-85° С, вибрациях в диапазоне частот от 10 до 20 Гц
с ускорением 15g.
Высокочастотные кремниевые вентили серии ВЧ (ВЧ-100, ВЧ-160,
ВЧ-200) используются в цепях переменного тока частотой от 50 Гц до
100 кГц. Уменьшенное время восстановления запирающей способности обес-
печивает, кроме работоспособности на высоких частотах, еще низкие комму-
тационные перенапряжения, что позволяет значительно уменьшить парамет-
ры защитных 7?С-цепочек или даже полностью их исключить.
КРЕМНИЕВЫЕ СТАБИЛИТРОНЫ
Кремниевые стабилитроны используются для стабилизации постоянного
напряжения, а также защиты элементов и узлов ППУ от перенапряжений.
Основные типы стабилитронов и их важнейшие технические характеристики
приведены в табл. 19.
19. Параметры кремниевых стабилитронов, используемых в ППУ
Тип	Рабочее напряжение, В	Допус ток мини- маль- ный	тимый мА ’макси - ’маль- ный	Динам со против. при мини- мальном токе	нческое пение, Ом при макси- мальном токе	Максимально допустимая мощность рассеяния. Вт
Д814А Д814Б Д814В Д814Г Д814Д	7—8.5 8—9.5 9—10,5 10—12 11,5—14	2	40 36 32 29 24	6 10 12 15 18	5	0,34 (при темпе- ратуре от —55 до 4-25° С)
Д815А Д815Б . Д815В Д815Г Д815Д Д815Е Д815Ж	5,05—6,15 6,1—7,5 7,38—9,03 9—11 10,8—13.2 13,5—16,5 16,2—19,8	50	1400 1150 950 800 650 550 450	20 15 8 15 20 25 30	0,6 0,8 1 ‘,8 2 2,5 3	8 (при температу- ре от —60 до 4-70° С)
		25				
Д816А Д816Б Д816В Д816Г Д816Д	19,8—24,2 22,6—26,4 29.7—36,3 35,1—42,9 42,3—51,7	10	230 180 150 130 ПО	120	7 8 10 12 15	5 (то же)
				150		
Д817А Д817Б Д817В Д817Г Д817ВП	50,4—61,6 62,2—75,8 74—90 90—116 82	5	90 75 60 50 60	200	35 40' 45 50 67	
				300		
Д818А Д818Б Д818В Д818Г	9—11,25 6,75—9 7.2—10,8 7,65—10,35	3	33	25 (при номиналь- ном токе стаби- лизации 10 мА)		0,3 (при темпера- туре 25° С)
Продолжение табл. 19
Тил	Рабочее напряжение, В	Допустимый- ток, мА		Динамическое сопротивление, Ом		Максимально
		мини- маль- ный	макси- маль- ный	при мини- ’ мальном токе	при макси- мальном токе	допустимая мощность рассеяния, Вт
КС133А КС139А КС147А КС 156 А КС 168 А	3—3,7 3,5—4,3 4,1—5,2 5,6 6,8	3 3	81 70 58 55 45	65 (при номиналь- 60 ном токе стаби- 56 лцзации 10 мА) 46 (при номиналь- 28 ном токе стаби- лизации 10 мА)		0,3 (при темпера- туре от —55 до +55° С) 0,3 (при температуре от —40 до 4-50° С)
КС620А КС620АП КС630А КС630АП	120	5	42	50	—	50 (при темпера- туре 4-40° С)
	130		38.			
КС650А КС650АП КС680А КС680АП	150	2,5	33	25	—	
	' 180		28			
СК-15 СК-50 *	22—4С0 22—400	25 100	300 2000	120 120	3,5 5.	
* Стабилитроны серии СК-50 имеют шкалу номинальных напряжений 22 (2000; S); 24
(2000; 6); 28 (1500; 8); 30 (1500; 9); 36 (1000; 10); 43 (1000; 12); 51 (800; 14); 62 (800; 25);
75 (600; 30); 91 (500; 35); НО (400; 45); 120 (400; 60); 150 (300; 65); 180 (250; 70); 220 (200;
80); 270 (150; 100); 300 (150; 120); 400В (100 мА; 120 Ом). В скобках указаны значения клас-
сификационного тока и дин мического сопротивления, соответствующих номинальным напря-
жениям стабилизации.
Кремниевые стабилитроны серии СК-15 и СК-50 применяются в сильно-
точных системах автоматического регулирования и управления, в схемах
генерирования импульсов прямоугольной формы, стабилизированных источ-
никах питания. Они представляют собой разновидность кремниевых венти-
лей, у которых рабочая точка в нормальном режиме работы лежит на участке
обратной ветви вольт-амперной характеристики, соответствующем состоянию
электрического пробоя в р-п-структуре.
Нормальная работа стабилитронов обеспечивается при температуре
окружающей среды от —40 до +140° С, относительной влажности до 98%
при 35° С, во взрывобезопасной и химически ие активной среде, не содержа-
щей также токопроводящей пыли. Допускается вибрация в диапазоне частот
5—80 Гц с ускорением до 7,5g, а также ударные нагрузки с ускорением до
12g.
ТИРИСТОРЫ
В схемах ППУ силового типа широко применяются тиристоры (табл. 20),
имеющие релейную характеристику с управляемым напряжением переклю-
чения. Онн устойчиво работают при температуре окружающей среды от —50
до +125° С, при относительной влажности до 98% и на высоте над уровнем
моря до 1200 м.
20. Основные параметры силовых тиристоров и симнсторов
Тип	Пре- дель- ный ток, А	Напряжение переключения, В	Повторяю- щееся напря- жение, В	Неповторяю- щееся напря- жение, В	Прямее паде- ний иапр-яже- ния, В (не более)
Т-10	10	10—1000			1,4
Т-25	25	50—1000			1
Т-50	50	50—1000			0,85
Т-ЮО	100	200—800	~~~		1,95
Т-150	150	50—1000			0,75
Т-160	160	200—800			-—.
Тб-200	200	До 1200	300—1000		—
Тб-250	250	100—1200	300—1000		0,75
Т-320	320	80—1200	100—1500		1
Т-400	400	-—	100—200	1120—2240	—
Т-500	500	До 1200	—		—
ТВ-320	320	50—1000		.		0,9
ТВ-500	500	—.	100—1200		—
ТВ-630	630	—.	100—1200		—.
ТВ-750	750	До 600	—		1
ТВ-800	800	—	100—1200		
ТВ-1000 ,	1000	До 600	—	-	0,9
ТВ-200М	200		—		1,1
ТВ-250М	250	100—1000	—	—	0,9
ТВ-320М	320		—	—	0,85
ТС-10	10				1,4
ТС-50	50				1,25
ТС-75	75	50—1000	.—-	—	0,9
ТС-100	100				0,75
ТС-150	150				0,75
Прямой и обратный ток утеч- ки, мА (не бодее)	Амплитуда импульса ударного тока дли- тельностью 10 мс, А	Значение ин- теграла А£ с при Г „=125° С, р П-	’ /=10 мс	Допустимая скорость на- растания пря- мого тока dildt, А/мкс	Допустимая скорость на- растания пря- мого напря- жения du/dtt ₽/мкс
5 10 10 15 15	200 1000 2000 2400 .3000	2000 5000 20000	10	20
		45000	30 75 40—100 20—100 100 70—100	500 1000 10—500 50—1000 До 500
15	5000	125000		
50	6000 7000	180000		
10 10	5000 7000 7000	32 800 72000 ’72 000 ,	—	—
			20—70	50—100
				-т-
	—	20 000 31 500 45000	я	20
20	1100	5000 5000 6000	1 10	20
Тип	Пре- дель- ный ток, А	Напряжение переключе- ния, В	Повторяю- щееся напря- жение, В	Не повторяю- щееся Напря- жение, В
тл-ibo ТЛ-150 ТЛ-200 . ТЛ-250 ТЛВ-320	100 150 200 250 320	300—1000	—	—
		400—1000		
ТБ-160 ТБ-200 ТБ-250 ТБ-320 ТБ-400	160 200 250 320 400	50—800	300—1200	335—1340 335—1340 335—1120 До 1000 335—1120
			100—900 300—1000	
		—		
ТД-20 ТД-25 ТД-40 ТД-63 ТД-80 ТД-100 ТД-125 ТД-160 ТД-200 ТД-250 ТД-320А ТД-400 . ТД-500	20 25 40 63 80 100 125 160 200 250 320 400 500	—	100—1600	110—1790
Продолжение табл. 20
Прямое паде- ние напряже- ния, В (не более)	Прямой и обратный ток утеч- ки, мА (не более)	Амплитуда импульса ударного тока дли- тельностью 10 мс, А	Значение ин- теграла fi*dt, А2 с при ГР-п=125°С> t=10 мс	Допустимая скорость на- растания пря- мого тока di/dt, А/мкс	Допустимая скорость на- растания пря- мого напря- жения du/dt, В/мкс
1,1 0,9 0,7	10	2000 2500	20 000 31000	20	100
0,8 0,9	15	1500	11000	—	—
2 2,4 2	30 30 30	2300-4500	80 000 101 000 125 000	200	До 1000
2,1	40	До 7000	245 000		
2 1,5 0,95	6	300 600 800	450 1800 3200		
2,25 1,8 1,45	8	1100 1400 1600	6050 ' 9800 12 800		50—1000
1,5 1,25 0,95	10	1900 2300 2800	18 050 26 450 39-200	20—70	
1,15 1,05 1,2 1	15	3500 4000 4300 4500	61 500 80000 92000 101 250		
					
ТФ-5 ТФ-10 ТФ-100	4,5 9 90	35—240 70—560 70—1120	50—300 100—700 100—1400	50—300 100—780 100—1570	0,75 0,8 0,9
ТЧ-10	10				1,4
ТЧ-16	16				
ТЧ-25	25				0,6
ТЧ-40	40				1,5
ТЧ-50	50	До 1000			1,3
ТЧ-63	63				1,2
ТЧ-80	80				1
ТЧ-100	100				0,85
ТЧ-125	125		100—1200	—	—
ТЧЛ-10	10				
ТЧЛ-16	16				
ТЧЛ-25	25				
ТЧЛ-40	40	—			— •
ТЧЛ-63	63				
ТЧЛ-80	80				
ТЧЛ-100	100				
ТЧЛ-125	125				
ТЧЛ-160	160				
ТЧЛ-200	200				
ТЧЛ-320	320				
•ТИ-800	800	300—600			
ТИ-1600	1600	300—600	—			—
ТИ-3000	3000	—		-	
1 3 16	100 150 1000	500 1100 . 5000	100 100 75	Г 2 1
20	170 800 1000 1200 1400 1700	3200 5000 7200 9700 20000	1.00	100
—	—	—		
—	—	—	800	200
Таблеточные тиристоры серий Т, ТВ (с водяным охлаждением) и ТВМ
(с водяным охлаждением морского исполнения) применяются в цепях посто-
янного и переменного тока частотой до 500 Гц различных силовых установок.
Благодаря ряду усовершенствований конструкции и технологии изготовле-
ния тиристоров данных серий достигнуто значительное улучшение их пара-
метров и характеристик. К тому же данные тиристоры самые дешевые и рас-
пространенные.
Симметричные тиристоры — симисторы серии ТС используются в ППУ,
а также в цепях постоянного и переменного тока частотой до 500 Гц обще-
промышленных силовых электроустановок. Они рассчитаны для работы при
температуре окружающей среды от —50 до + 40° С и выпускаются как в
обычном, так и в тропическом исполнении.
Тиристоры серий ТЛ и ТЛВ являются практически единственными, вы-
пускаемыми отечественной промышленностью, тиристорами, которые обла-
дают контролируемым лавинообразованием на прямой и обратной ветвях
вольт-амперной характеристики. Поэтому они имеют повышенную термо-
стабильность параметров и выдерживают значительные обратные перенапря-
жения.
Быстродействующие тиристоры серии ТБ предназначены для работы
в инверторах, прерывателях, трансформаторах постоянного тока и других
быстродействующих устройствах, в которых частота тока может достигать
10 кГц. Эти тиристоры обладают малыми временами включения и выключе-
ния и очень небольшими коммутационными потерями.
Тиристоры с повышенными динамическими параметрами отличаются от
обычных способностью выдерживать большие скорости нарастания прямого
напряжения (до 16’00.В/мкс) и прямого тока (до 70 А/мкс).
Тиристоры серии ТЧ характеризуются малым временем включения и вы-
ключения и малыми комм-утационным-и потерями. Они являются единствен-
ными, выпускаемыми отечественной промышленностью, высокочастотными
тиристорами, способными работать на частотах до. 25 кГц. Импульсные ти-
ристоры серии ТИ применяются в ППУ, работающих в импульсном режиме
с частотой до 10 кГц. Они отличаются от тиристоров общепромышленного
назначения меньшим временем включения и выключения и повышенными
значениями скорости нарастания тока dildt и напряжения duldt.
ТРАНЗИСТОРЫ
Транзисторы, используемые в схемах ППУ, работают как в линейном,
так и в ключевом режимах. Перспективными являются разработки новых
мощных транзисторов, которые находят широкое применение в низковольт-
ных схемах автономных инвертеров. В таких схемах при постоянном напря-
жении источников питания 12—24 В и ниже транзистор экономически выгод-
нее тиристора, так как, работая в режиме переключения мощности, он обла-
дает очень малым падением напряжения. Поскольку параметры силовых
транзисторов непрерывно улучшаются, последние представляют серьезную
конкуренцию для тиристоров в низковольтных устройствах, работающих
при высоких скоростях переключения. При этом также можно использовать
параллельное включение транзисторов. Некоторые типы и основные парамет-
ры транзисторов, используемых в ППУ, приведены в табл. 21.
2, РЕЗИСТОРЫ
Применяемые в ППУ резисторы можно разделить на резисторы постоян-
ного и переменного сопротивлений. Резисторы постоянного сопротивления
используются в качестве делителей напряжения, добавочных сопротивлений
и шунтов измерительных цепей, в фильтрах цепей питания и т. п. Резисторы
переменного сопротивления применяются для плавной и точной установки
различных напряжений, частоты электрического сигнала и т. п.
К основным параметрам резисторов относятся следующие величины.
21. Основные параметры транзисторов, используемых в ППУ
Тип	Максималь- ный ток кол- лектора, А	Макси- мальное напряже- ние кол- лектор— . база, В	Статический коэффициент усиления 1 тока базы	Обратный ток. кол- лектора, мА (не бо- лее), при /=50° С	Предельная частота уси- ления тока, МГц	Максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе, Вт
МП20А		30	50—150		2	
МП20Б		30	80—200		1,5	
МП21В	0,05	60	20—100	0,05	1,5	0,15
МП21Г		40	20—80		1	
МП21Д		50	60—200		1	
МП21Е		70	30—150		0,7	
МП25			13—25		0,2	
МП25А		40	20—50		0.2	
МП25Б МП23	0,02		30—80 13—25	0,075	0,5 0,2	0,2
						(до Акр =35° С)
МП26А		70	20—50		0,2	
МП26Б			30—80		0,5	
ГТ403А		45	20—60'			
ГТ403Б -			50—150			
ГТ403В			20—60	0,05 .	0,008 (в схеме ОЭ)	
ГТ4ОЗГ		60	50—150			
ГТ403Д	1,25		50—150			—
ГТ403Е			—			
ГТ403Ж		80	20—60	0,07		
ГТ403П		80	—-	0,07		
ГТ403Ю		45	30—60	0,05		
П213			20—50	0,15		
П213А		45	20	1		
П213Б	5		40	1 0,3	В схемах	. 10 (с тепло-
П214			20—50		переключё-	
П214А П214Б		60	50—150 20—150	0,3 0,15	ния и выход- ных каска-	отводом)
		80^				
П215			20—150	0,3	дах усилите-	
						
П216Б	7,5	35	40	1.5	лей низкой	94
П216В П217В П217Г		35 60 . 60	30 15 40	2 2,5 3	частоты	(с тепло- отводом)
ГТ701А	12	65	10	6	—	50 при /=25° С
П210Б	12	65	10	15	—	45 при
П210В		45			—	/=25° С
ГТ8О6А		75			—	45
ГТ806Б	20	100	10	5	—	30
ГТ806В		120			—	30
						при /=25°
ГТ905А	3	75	35—100	2	—	6
ГТ905Б		60			—	
KTS02A	5	65	15		—	
КТ903А	3 .	60	15—70	10	—	30
КТ903Б	3	80	40—80		—	
I.	Номинальное сопротивление резистора, обычно обозначаемое на его
корпусе. Допустимое отклонение фактического сопротивления резистора
от номинального определяется классом точности. В ППУ чаще всего исполь-
зуются резисторы класса I—с наибольшим отклонением ± 5%, класса
II — ±10% и класса III— ±20%.
2.	Номинальная мощность, представляющая собой электрическую мощ-
ность, .вызывающую превышение температуры резистора над нормальной
температурой окружающей среды (перегрев), при котором параметры ре-
зистора не выходят за установленные пределы. Номинальная мощность опре-
деляется размерами резистора и условиями его охлаждения.
3.	Электрическая прочность резистора, характеризуемая наибольшим
напряжением, которое можно .приложить без нарушения работоспособности
резистора. Электрическая прочность определяется конструкцией резистора,
его размерами, способом крепления и атмосферным давлением.
4.	Темпе'ратурный коэффициент сопротивления (ТКС)— изменение зна-
чения сопротивления на единицу изменения температуры (обычцо на 1° С).
5.	Собственные шумы сопротивления.
В табл. 22 приведены типы и параметры резисторов постоянного сопро-
тивления, чаще всего используемые в ППУ. Табл. 23 содержит те же сведения
для резисторов переменного сопротивления.
Резисторы типа ОМЛТ (МЛТ) являются резисторами широкого приме-
нения так же, как и ОВС (ВС), однако в сравнении с последними характери-
зуются значительно меньшими габаритными размерами и массой. Еще меньшие,
размеры имеют резисторы типа УЛИ. Шкала номинальных величин резисто-
ров: 1,0; 1,1; 1,2; 1,3; 1,5; 1,6; 1,8; 2,0; 2,2; 2,4; 2,7; 3,0; 3,3; 3,6; 3,9; 4,3;
4,7; 5,1;. 5,6; 6,2; 6,8; 7,5; 8,2; 9,1. Указанные величины могут быть умно-
жены на 10", где л — целое число. Данные резисторы широко используются
в ППУ малой и средней мощности.
В ППУ большой мощности широко применяются также проволочные
эмалированные резисторы постоянного сопротивления типа ПЭ, те. же влаго-
стойкие ПЭВ, ОПЭВ, термостойкие ПЭВТ.
3. КОНДЕНСАТОРЫ
В ППУ широко применяются конденсаторы постоянной емкости, выпол-
няющий функции коммутации вентилей, компенсации реактивной нагрузки,
демпфирования высокочастотных колебаний, фильтрации высших гармони-
ческих и т. п.	.
Для выбора конденсатора в каждом конкретном случае необходимо
иметь данные его электрического режима — мгновенное значение напряже-
ния на конденсаторе, гармонический состав напряжения или тока конден-
сатора, продолжительность электрического режима. Кроме того, выбор кон-
денсатора регламентируется его назначением, емкостью, а также показате-
лями надежности и долговечности, температурой и влажностью окружающей
среды и т. п. При этом справочные данные должны содержать сведения о
номинальной емкости конденсатора, электрической прочности, сопротивле-
нии изоляции, величине потерь, стабильности (ТКЕ), надежности.
В звене постоянного тока инверторов, в сглаживающих фильтрах вы-
прямителей, а также в стабилизаторах постоянного напряжения широко
используются электролитические, оксидно-полупроводниковые, бумажные,
металлобумажные и пленочные конденсаторы. Основные типы таких конден-
саторов, а также их важнейшие электрические и динамические характери-
стики приведены в табл. 24. Однако такие конденсаторы, как коммутирую-
щие, компенсирующие, а также фильтрующие в звене переменного тока ин-
вертора находятся под воздействием напряжения, имеющего переменную
составляющую несинусоидальной формы значительной величины. При этом
конденсаторы находятся под воздействием напряжения, частота основной
гармоники которого лежит в пределах от долей до нескольких тысяч герц,
длительность фронтов —от десятков до» сотен микросекунд, амплитуда на-
22. Параметры резисторов постоянного сопротивления			
Тип	Границы сопротивления		Наибольшее рабочее напря- жение, В
	минимального. Ом	максимального, кОм	
	Непроволочные		
ОВС-0,25		5100	350
РВС-0,5	£i	10000	500
ОВС-1			700
ОВС-2	47		1000
ОВС-5		10000	1500
ОВС-Ю	45		3000
ОМЛТ-0,125		2200	250
ОМЛТ-0,25		-3000	250
ОМЛТ-0,5	51	5100	350
ОМЛТ-1		10000	500
ОМЛТ-2		10000	750
УЛМ-0,12	27	1000 .	100
УЛИ-0,1	1	500	200
УЛИ-0,25	1		350
УЛИ-0,5	0,75	1000	500
УЛИ-1	1		700
	Проволочные		
ОПЭВ-3	3	0,51	
ОПЭВ-7,5	1	з,з	
ОПЭВ-Ю	1,8	10	
ОПЭВ-15	3,9	15	600
ОПЭВ-25	10	24	<•
ОПЭВ-50	18	51	
ОПЭВ-75	47	56	
ОПЭВ-100	47	56	
ПТ МН-0,5	1	300	
ПТМН-1	1	1000	
ПТМ к-0,5	200	3	400
птмк-1	1	0,1	
С5-5-1	1	13	
С5-5-2	2	30	
С5-5-5	5,1	75	400
С5-5-8	10	100	
С5-5-10	10	180	
ПКВ-0,5	51	270	
ПКВ-1	51	270	300
ПКВ-1А	620 000	1000	
ПКВ-2	51	560	
ПКВ-2А	620000	1000	500
ПКВ-5	51	100	
23. Параметры переменных непроволочных резисторов широкого применения
Тип	Сопротивление		Мощнссть, Вт	Размеры, мм	
	минимальное. Ом	максималь- ное, МОм		Длина	Диаметр
СП, ОСП, СПЕ	470		0,5—2,0	15	29
СПО	47	4,7	0,15—2,0	11—15	.10—28. <
СПОЕ	22		0,5—1,0	15—19	16—21 ...
24. Характеристики конденсаторов, применяемых в звене
постоянного тока ППУ
' Тип	Номинальная емкость., пФ (от 51 До 3300.), мкФ (ot 0,01 До 1 и от 1,0 до 5000,0)	Допустимые отклонения от номиналь- ной емкости, %	Номинальное напряжение постоянного тока, В	Диапазон рабочих темпера- тур, СС	Параметры допустимой вибрации	
					Диапазон частот, Гц	
кэ	2,0—2000,0	Электр С алюмина +50; —20	ические евым анодом 8—500	—40...+60	25—75	6
КЭ-2Н	40.0—150.0	+75; —10	200—450	—10...+60	50	4
ЭМ	0,5—50 0	+100	4—150	—10...+70	.—.	15
К50-3 К5О-6 Полярные	1,0—5000,0 1,0—4000,0	+50; —20 +80; —20	6—450 6—160	—40..+ 85 —10...+70	5—80	2,5
Неполярные ЭТО	5,0—50,0 2,0—1000,0	+80; —20 С тантам. +50; —10	16—25 >вым анодом 6—600	—60...+200	10—600	10
эт, эти	5,0—500,0	+50; —20	6—150	—60...+ 100		10
К52-1	10,0—100,0	+50; —30	3—100	—60...+70	5—600	7,5
K53-I	0,033—100,0	Оксидно-полупроводниковы +30; —30 |	6—30		е —80...+85	' 10—20001 10	
БМ	Б; 470—0,047	гмажные и м 10; 20	эталлобумажн Г50—300	ые —60...+70		7,5
БГТ	0,01—10,0	5; 10; 20	200—1500	—60...+ 100	10—600	10
БМТ	470—0,022	5; 10; 20	400; 600	—60...+ 100	60—1000	7,5
К40П	470—0,25	5; 10; 20	400; 600	-60...+85	10—600	10
К40У-91	470—1,0	10;	20	200—1000	—60...+ 125	10—1000	7,5
К40П-3 (КБ)	0,0047—0,47		200—600	—40...+60	10—80	2.5
КЗ	0,1—1,0	10;	20	250—1500	—60...+70	25—75	6
КБП КБВ	0,022—2,0 0.1—0,25		125—1600. 20-108;	60 +70	10—600	10
		20		—50...+70		
СМ	3,5—5,0	5; 10; 20	30 108 650	—60...+60	10—80	2,5
МБГ	0,25—30,0	5; 10; 20	160—1500	—60...+60	25—76	10
МБГИ	’ 0,5	+ 15; -5	200	—60...+60	—	10
МБГП	1,0—27,0	5; 10	200	-60.. .+70	,—	15
МБГО	0,25—30,0	10; 20	160—600	—60...+60	25—75	10
МБГТ	0,1—20,0	5; 10; 20	160—1000	—60...+ 100	—	10
Продолжение табл. 24
Тип	Номинальная емкость, пФ (ст 51 До 3300), мкФ (ст 0,01 До 1 и от 1,0 ДО 5000,0)	Допустимые отклонения от номиналь- ной емкости, %	Номинальное напряжение постоянного тока, В	Диапазон рабочих темпера- тур, °C	Параметры допустимей вибрации	
					Диапазон частот, Гц	w К и о Ф ,
МБГЧ	0,25—10,0		250—1000	—60...+70	5-600	10
МБМ	0,0051—1,0	10; 20	160—1500	—60...+70	—	15
МБМЦ	0.05—1,0		200—400	—60...-4-70	—	10
К42У-2	0,0047—10,0	Плен	160—1600 очные	—60...+100	5—2500	20
ПО	51—0.03		ЗОЭ	—40....+50	—	5
пм	100—0,01	5; 10; 20	60	—60..+70	—.	10
пов	120—390	20	(10, 15. 18) х Х103	0....+60	5—80	10
мпг	3000—2,0	1; 2; 5; 10	250—1000 160—600	—60...+60 —60...+60	—	10
мпго, мпо	3000—10,0				——.	10
пкги	3300—1,0		(16—50) 104 s	—60...+ 100	5—600	10
псо	470—10 000	5; 10; 20	500	0...+60	—.	5
ФТ	560—0,47		200—600	—60...+200	5—1000	10
’ФЧ	0,1—1,0		60—200	—60...+155	10—2000	.10
пряжения — до двух тысяч вольт. Режим работы может быть либо повторно
кратковременный с коэффициентом повторяемости 20—60%, либо длитель-
ный. Основные типы конденсаторов, используемые в качестве коммутирую-
щих и компенсирующих, приведены в табл. 25[2].
Металлобумажные конденсаторы типов МБГЧ, К424-6 с полужидкой
пропиткой применяются в основном в ППУ малой и средней мощности,
косинусные и бумажно-фольговые конденсаторы типов ЭС, ЭСВ, КС —
в ППУ большой мощности. Удельные характеристики металлобумажных
конденсаторов близки К характеристикам бумажно-фольговых! Последние,
однако, имеют больший срок службы. Интенсивность отказов металлобумаж-
ных конденсаторов (как невосстанавливаемых изделий) очень низкая,что объ-
ясняется свойствами этих конденсаторов самовосстанавливаться после крат-
ковременного электрического пробоя. Фольговые конденсаторы в случае
пробоя необходимо отключать.
Важным преимуществом фольговых конденсаторов перед металлобумаж-
ными является меньшее значение фактора потерь tg 6, а также увеличение
этого фактора на более высоких частотах. Кроме того, они характеризуются
большей единичной мощностью (десятки и сотни квар). Пределы единичной
мощности металлобумажных конденсаторов 0,2—0,5 квар.
4. ПРЕДОХРАНИТЕЛИ
Для защиты ППУ от токов короткого замыкания широко применяются
плавкие предохранители, устанавливаемые как в цепях переменного, так
и постоянного тока. При этом предохранитель должен срабатывать в ре-
жиме включения и выключения ППУ, обеспечивать бесперебойную работу
в нормальном стационарном режиме и надежно срабатывать, защищая эле-
менты цепи в аварийном режиме. К плавким предохранителям предъявляют-
ся следующие требования:
1) согласование характеристик предохранителя с характеристиками
вентилей;
2) неизменность характеристик предохранителя во времени и минималь-
ные потери ври протекании номинального тока;
25. Параметры металлизированных и фольговых конденсаторов
Тип	Номинальная Частота Гн. Гд	Номинальное рабочее напря- жение Ua, кВ	•Номинальная емкость Сн, мкФ	Рабочая темпе- ратура t0, °C	Мощное; ть кон- денсатора, квар	Масса конденса- тора, кг	Объем конденса- тора, ДМ3
МБГЧ	50	0,25—1	Металли 10—1	зированные * —60-4-70	0,2—0,35	0,27—0,5	0,14—0 ,31
К424-6	50	0,3	1—6,8	4-9—4-35	0,0282—0,192	0,11—0,5	—
К42-15	—	0,43—1	1—20	—60—4-70	—	0,1—4	0,05—2,5
К75-10	50	0,25—1	1—6,8	—60-4-100	0,0196—0,314	0.062—0,685	0,021—0,273
КС	50	0,38—10	Фо 10—500	пьговые —40-4-40	’.8—100	28—56	15,0—29
ЭС	500—1000	0,5—2	2,5—22	—10-4-35	35	33	16
ЭСВ	500—8000	0,375—2	5,5—120	4-5-4-35	10—300	30—33	15,3—16
ПС-400	400	0,4	3,5	—50-4-50	1.4	0,5	0,233
3)	наличие эффективного токоограничения;
4)	высокая отключающая способность предохранителя;
5)	минимальное напряжение дуги во время срабатывания предохрани-
теля, не превышающее напряжения пробоя неповрежденных вентилей;
6)	минимальные весовые и габаритные показатели.
Для защиты германиевых и кремниевых вентилей (в особенности мощ-
ных) разработаны специальные быстродействующие предохранители серий
ВП1, БП, ПНБ, ПБВ, ПБФ, которые выбираются обычно по величине пол-
ного интеграла отключения 1ГП, равного сумме интегралов плавления и
дуги [26]
^п = ^пл+^д = J +
О
t 4-/
ПЛ д
J izdt,
t
- пл
где i — мгновенное значение тока, протекающего через предохранитель;
/пл — время расплавления плавкой вставки; /д — время горения дуги.
При этом полный интеграл отключения Wn должен быть меньше защит-
ного показателя вентиля ТГВ (теплового эквивалента вентиля, см. табл. 18,20).
26. Параметры плавких предохранителей
Тип	Номинальный ток, А	Режим сраба- тывания (рас- плавление)		Активное со- противление плавкой вставки/ Ом	Тип	। Номинальные ток, А 		Режим сра- батывания (расплавление)		Активное со- противление плавкой вставки. Ом
		При тске, А	Время, с (не более)				При тске, А	Время, с (не белее)	
ВП1-1 ВП1-2	0,25 0,5 1 2 3 4 5	0,625 1,25 2,5 5 7,5 10 12,5	1	1,2 0,4 0,3 0,06 0,04 0,03 0,025	ПМ0.15 ПМ0.25 ПМ0.5 ПМ1 ПМ2 ПМЗ ПМ4 ПМ5	0,15 0,25 0,5 1 2 3 4 5	о,3 0,5 1 2 4 6 8 10	10	7,5 3,5 1,4 0,05 0,2 0,1 0,08 0,005
ПК-45	0,15 0,25 0,5 1 2 3 4 5	0,3 0,5 1 2 4 6 8 10	10	20 6 2,2 2 0,5 0,3 0,2 0,15					
					ПН-50	0,25 0,5 1 2 3 4 5.	0,5 1 2 4 6 8 10	10	6,0 2,2 2 0,5 0,3 0,2 0,15
ПК-30	0,15 0,25 0,50 1 2	0,3 0,5 1 2 4	10	11 5 2 1,2 0,3					
					ПВ	2 3 10 20 30 40 50	4 6 15 30 45 60 75	10 10 20 20 20 65 65	0,5 0,3
ПЦ-30	1 2 3 5	2 4 6 10							
Примечания! 1. Условные обозначения* первая буква П — предохранитель, вто-
рая— конструкция наконечников (Н—ножевые, К—конические, Ц — цилиндрические,
В — под специальную вилку).
2. Предохранители серий ПМ и ВП1 малогабаритные.
Номенклатура и основные параметры некоторых предохранителен для
защиты вентилей малой и средней мощности приведены в табл. 26, а те же
данные предохранителей для защиты вентилей большой мощности — в
табл. 27.
Предохранители ПНБ-5 снабжены различного рода сигнализационными
устройствами, например, визуальным указателем и блок-контактом, которые
контролируют исправное состояние предохранителя. Предохранители этого
типа могут работать в цепях постоянного и переменного тока с номинальным
напряжением до 600 В.
Предохранители типа ПБВ-1 работают при жидкостном охлаждении,
ПБВ-2— при воздушном принудительном с установкой на стандартные ра-
диаторы полупроводникового вентиля и ПБВ-3— без специального охлаж-
дения. Плавкий элемент предохранителей ПБВ изготовляется из серебра,
27. Параметры быстродействующих плавких предохранителей
Тип	Номинальное напряжение, В	Номинальный ток, А	Полный ин- теграл, А2с	Коммутацион- ная способ- ность, кА (Действитель- ное)	Кратность перенапря- жения
ПБВ-1	380 *	160 250 400 630	—	—	—
ПБВ-2	380	100 160 250 400	250000	100	—
ПБВ-3	380	63 100 160 250	250 000	100	—
ПНБ-5	380 380	'40 63 100 160 250 315 400 500 630	500 000 700 000	100	п
ПБФ1000/230 ПБФ1000/450 ПБФ1000/900 ПБФЗ150/450 ПБФЗ150/900 ПБФ6300/450 ПБФ6300/900	230 450 900 450 900 450 900	1000	800000 1000000 1200000 1000000 2 000 000 8000000 9000 000	—	1,4
					1,45
		3150			
					1.4
		6300			
что позволяет существенно уменьшать габаритные размеры предохраните-
лей. Все предохранители этой серии снабжены указателями срабатывания
и блок-контакта ми.
Наиболее мощными являются быстродействующие линейные дуговые
предохранители серии ПБФ, устанавливаемые в цепях постоянного и пе-
ременного тока. Все предохранители этой серии на один и тот же номиналь-
ный ток и разные номинальные напряжения отличаются друг от друга толь-
ко лишь дугогасительной камерой. Предельная коммутационная способность
данных предохранителей составляет 300 кА (амплитудное значение), полное
время отключения аварийного тока 6—8 мс.
Одним из серьезных недостатков плавких предохранителей является
необходимость замены сгоревшего предохранителя или плавкой вставки,
что затрудняет возможности дистанционного управления ППУ.
5. ИНДИКАТОРНЫЕ ЛАМПЫ
В качестве индикаторных ламп ППУ используются газоразрядные
лампы и лампы накаливания. Газоразрядные лампы предназначены обычно
для индикации подведения напряжения сети к ППУ или выхода из строя
плавкого предохранителя. Лампы накаливания сигнализируют о наличии
напряжения или о прохождении тока в одной из цепей. Основные параметры
газоразрядных неоновых ламп приведены в табл. 28, а ламп накаливания —
в табл. 29.
28. Основные параметры индикаторных неонэвых ламп
Тип	Напряжение зажигания, В (не белее)	Рабочий ток, мА (не более)	Срок службы, ч	Род тока
МН-З	65	1	300	Постоянный
МН-4	80	2	500	»
МН-5	150	0,2	2С0	Переменный
МН-6	90	0,8	100	Постоянный
МН-7	87	2		»
МН-8	85	1	200	»
МН-11	85	5	100	»
СН-1	150	20		Переменный
СН-2	82	30	1000	»
ПН-1	200	1	300	Постоянный
ФН-2	140	1	100	Переменный
ВМН-1	160	2	-—-	»
ВМН-2	126	—	——	Постоянный
УВН-1	550	—	—	Переменный
ПН-3	90	0,5	300	Постоянный
29. Основные параметры индикаторных ламп			накаливания	
		Напряжение,	Сватовой	Длительность горе-
Тип	Ток, мА	в	поток, лм	ния (включений), ч
МН1	68	1.	—	Горения
МН2	68		—	200
мнз .	140		2	40
МН4	290	2,5	4	250
МН5	400		8,5	10
МН6	500		7,5	150
Продолжение табл. 29
Тип	Ток, мА	Напряжение, В	Световой поток, лм	Длительность горе» ння (включений), ч
МН7	540		6,25	Включений
				500
МН8	500	2,5	7,5	—
МНЮ			12	——
мни	720		12	100
МН 12	140	3	3,75	5
МН 13		3,5	7,5	20
МНИ	250		6	
МН 15		6,3	8	300
МН 16	160	13,5	9	
МН17	120	26	10	100
МН 18	120	26	9	Горения
МН23	100	18	6,5 •	100
МН24	150	36	18	
МН25	1.5	2,3	22	75
МН28	250	1,25	0,8	50
СМ28	52	115	35	5000
СМ31	100	28	18	Включений
СМЗЗ	170	24	32	
СМ34	270—200	6—8	9	100
СМ37	50	28	8	
КМ-1	65	6		
КМ-2	105	12		350
км 3		24	0,03*	
КМ-4	90	48		150
КМ-5	75	60		
К-24	40	25	0,1	500
* Для ламп КМ1-К-24 сила света, св.
6. ВЫКЛЮЧАТЕЛИ, ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ,
АВТОМАТИЧЕСКИЕ ВЫКЛЮЧАТЕЛИ
И БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ РАЗЪЕДИНИТЕЛИ
Выключатели и переключатели типа тумблер применяются, в основном,
в рПУ малой и средней мощности. Их типы и важнейшие параметры приве-
дены в табл. 30.
Автоматические выключатели содержат коммутационный аппарат, сов-
мещенный с устройством защиты, который позволяет включать и выключать
ППУ в нормальном режиме. Обычно они используются как резервные сред-
ства защиты- Отличие быстродействующих разъединителей от автоматиче-
ских выключателей состоит лишь в том, что размыкание их контактов про-
изводится в момент исчезновения тока в цепи защищаемого вентиля. При
этой отпадает надобность в дугогасительной камере. Некоторые типы и основ-
ные параметры автоматических выключателей и быстродействующих разъ-
единителей приведены в табл. 31.
30. Основные данные выключателей и переключателе
Тип	Число полюсов	Реноме ндованный режим работы		Предельный ре- жим работы		Примечание
		Напряже- ние, В	Ток, А	Напряже- ние, Е	Ток, А	
твы ТВ1-2 ТВ 1-4	1 •2 4	220 НО 50	1 2 5			
ВБТ-2 ВБТ-4	2 4	220 50	1,1 5	220	5	Выключатели
КВ1-А КВ1-Б	1 1	220 127	3 5			
КВ1-В	2					Переключатели
						
		220		220 220 127 —30 250		
ТП1-2 Т2 ТЗ МТ-1 МТ-3	2 1 2		1		2 3 5	Выключатели
	1 2				4 3	Переключатели (микро)
МП-1		-250	2/1 1/0,5			
МП-3		—30	3/2 4/2			
МП-7	1	-220 —30	0,5/0,25 0,5/0,25	—	—	Переключатели
МП-9			2,1			
		~250	1/0,5			
МП-11		—зо-	3/2 4/2			
ПК-2-25 ПК-3-25	2 3	-250 -380	25/10 15/6		✓	Выключатели (пакетные)
Примечание. В числителе дроби — ток при активной нагрузке, в знаменателе
при индуктивной.
31. Основные данные некоторых автоматических выключателей
и быстродействующих разъединителей
Тип	Номинальное напряжение, В	Номинальный ток, А	Полное время отключе- ния или размыкания контактов, мс
АБ-2/4	Бык 4000	гсючатели 2000	20
ВАБ-28	3300	1500 3000	20—40
	1650 825	6000	
ВАБ-20-1500М бхВАБ-15 бхВАБ-36 бхВАБ-43 ВАБ-3 РБ-100 РБ-400 РБ-1600	1650 850 850 1650 10 000 Разы I	660 1	1250	1500 5000—6000 6000 1450 1000 щинители 100 400 1600 7. ТРАНСФОРМА’	20 30 20—30 15 1,2 1,5 3,0 ГОРЫ И ДРОССЕЛИ
Для устройств электропитания аппаратуры промышленность изготав-
ливает унифицированные трансформаторы малой мощности на броневых
и стержневых магнитопроводах. Например, в выпрямителях радио и те-
левизионных приемников используются 10 типономиналов унифицированных
силовых трансформаторов на стержневых магнитопроводах, питающихся
от сети частотой 50 Гц. Их мощность от 32 (ТС-32) до 225 В • А (ТС-225). По-
дробные сведения о маломощных унифицированных трансформаторах можно
получить в каталогах.
Преобразовательные трансформаторы большой типовой мощности вы-
пускаются в сухом исполнении (с естественным и принудительным воздуш-
ным охлаждением), безмасляные (с заполнением негорючей жидкостью) и
масляные.
Сухие трансформаторы разработаны для питания тиристорных преоб-
разователей по мостовой схеме и комплектных преобразовательных подстан-
ций по схеме две обратные звезды с уравнительным реактором. Кроме того,
они входят в систему вентильного возбуждения синхронных машин. Типовая
мощность сухих трансформаторов с естественным воздушным охлаждением
составляет от 10 до 2500 кВ • А, на высшие напряжения — до 15—20 кВ.
Некоторые типы и основные параметры сухих трансформаторов для питания
тиристорных преобразователей и комплектных преобразовательных подстан-
ций приведены в табл. 32.
В качестве негорючей электроизоляционной и охлаждающей жидкости
в преобразовательных трансформаторах, выпускаемых отечественной про-
мышленностью, наиболее распространен совтол 10. Совтоловые трансформа-
торы для питания полупроводниковых выпрямителей по схеме две обратные
звезды с уравнительным реактором изготавливаются мощностью 1000—
2000 кВ • А и для питания тиристорных выпрямителей по мостовой схеме
мощностью 400—1600 кВ • А. Они выпускаются как в общепромышленном,
32. Основные параметры сухих преобразовательных трансформаторов
Тип	Мощность 1 сетевой об- мотки, кВ-А	Напряжение сетевой обмотки, кВ	Выпрямлен- ный ток, А	Выпрямлен- ное напря- жение, В	Потери, Вт		Масса, кг
					холостого хода	короткого замыкания	
ТСЗП-200/07	181/203	0.4/0,4	630/355	230/460	960/960	3230/3810	1790
ТСЗП-400/10	354/352	6,1/6,1	630/1250	460/230	1330/1330	4950/5400	2680
ТСЗП-800/10	700	6; 10i	1250	460	2160	3500	4260
ТСЗПУ-1000/10	527	6; 10	2000	230	2630	10 500	5060
ТСЗПУ-2000/10	1054	6; 10	4000	230	4075	15900	8030
ТСЗПУ-250'0,7	113	0,4	6300	12	1290	6020	2600
ТСЗПУ-500/0,7	208/226	0,4/0.4	12 500/6300	12/24	1400/1590	13 450/12 590	4440/4100
33. Параметры совтоловых преобразовательных трансформаторов
Тип	Мощность сетевой об- мотки. кВ «А	Напряжение сетевой обмотки, кВ	Выпрямлен- ный тек, А	Выпрямлен- ное напря- жение, В	Потери, Вт		Масса, кг
					холостого хода	короткого замыкания	
ТНП-400/10	352		1250	230	1400	7925	3600
ТНП-800/10	680		1600	345	2650	13 080	5750
ТНР-800/10	564		2000	230	2700	10 860	6000
ТНР-1600/10	1147		4000	230	3580	18090	8400
ТНР-1600/10	1407*	6; 10	2500	460	3720	17 800	8350
ТИПУ-1000/10	520		2000	230	3230	11210	6150
ТНПЧ-2000/10	1054		4000	230	4450	19 610	8750
ТНПЧ-1000/10Г	402/398		12 500/6300	24/48	2900/2900	18000/14 Q00	7300/7300
так и в тропическом исполнении. Некоторые.типы и основные параметры
совтоловых трансформаторов приведены в табл. 33.
В вентильном электроприводе для передачи, преобразования и распре-
деления электроэнергии широко применяются масляные трансформаторы,
которые отличаются большой номенклатурой, однако выпускаются в сравни-
тельно небольших количествах. В табл. 34 приведены основные параметры
преобразовательных трехфазных трансформаторов серии ТМТ, предназна-
ченных для передачи и распространения электроэнергии частотой-50 и 60 Гц.
Нормальная работа таких трансформаторов обеспечивается на высоте
ие более 1000 м над уровнем моря, при темпёратуре окружающего воздуха
от —10 до +50°С, относительной влажности воздуха 95% при температуре
35°С, во взрывобезопасной среде, не содержащей токопроводящей пыли и
химически активных паров и газов.
Некоторые типы и основные параметры сглаживающих реакторов, при-
меняемых в установках вентильного электропривода на выпрямленные на-
пряжения до 1050 В, приведены в табл. 35. Индуктивность таких реакторов
ие должна изменяться при увеличении тока до двухкратного от номинального
значения.
34. Основные параметры масляных трансформаторов
Тнп	1 Номинальная	МОЩНОСТЬ, кВ* А	Напряжение обмоток, кВ		Потерн, Ет				Масса, kf			
						хода	короткого замыкания		выемной части	бака	масла	полная
			высокого напряжения	НИЗКОГО напря- жения								
ТМ-25Т ТМ-40Т		25 40	6; 6,6; 10; 11 6; 6,6; 10; 10,5; 11	0,23; 0,4 0,23; 0,4; 0,44		125 180	600; 880;	690 1000	195 260	48 68	130 160	
ТМ-63Т		63	6; 6,6; 10; 10,5; 11	0,23; 0,4; 0,44	265		1280;	1470	340	84	190	700
ТМ-100Т	100		6; 6,6; 10; 10,5; 11	0,23; 0,4; 0,44	365		1970;	2270	445	142	225	850
ТМ-160Т	160		6; 6,6; 10; 10,5; 11	0,23; 0,4; 0,44		540	2200;	2500	630	172	285	1150
ТМ-250Т	250		6; 6,6; 10; 10,5; 11	0,23; 0,4; 0,44	780		3100;	3450	850	265	385	1530
35. Основные параметры сглаживающих реакторов
Тип	Последовательное соедине- ние обмоток		Параллельное соединение обмоток	
	Номинальный выпрямлен- ный ток, А	Индуктив- ность, мГ	Номинальный выпрямленный ток, А	Индуктивность, мГ
ФРОС-800	800	2	1600.	0,5
	1250	0,8	2500	0,2
ФРОС-1250	1250	1,28	2500	0,32
	2000	0,48	4000	0,12
ФРОС-2000	2000	0,8	4000	0,2
	3150	0,32	6300	0,08
ФРОС-3200	3150	0,5	6300	0,125
ФРОС-4000	4000	0,4	8000	0,1
ФРОС-5000	5000	0,32	10 000	0,08
ФРОС-6300	6250	0,25	12 500 . .	0,063
Глава 8
ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В СССР и за рубежом в различных отраслях промышленности применя-
ются следующие полупроводниковые Преобразователи:
1)	выпрямители, преобразующие переменный однофазный и трехфазный
ток в постоянный;
2)	инверторы, преобразующие постоянный ток в переменный с регули-
руемой частотой;
3)	преобразователи частоты, имеющие на входе и выходе различные ча-
стоты напряжений;
4)	преобразователи, преобразующие постояннее напряжение в импуль-
сное определенной формы, частоты и скважности;
5)	расщепительные устройства, преобразующие однофазный ток в много-
фазный и наоборот.
В настоящее время наиболее широко применяются преобразователи
первых четырех групп. Особое внимание уделяется регулируемым преобра-
зовательным устройствам постоянного тока, выполненным на тиристорах,
и импульсным преобразователям постоянного напряжения. Производство
тиристорных преобразователей освоено для электроприводов малой мощ-
ности до 10 кВт с высоким диапазоном регулирования (1 : 1000 и более),
средней 10—2000 кВт и большой 12000 кВт и выше мощности.
Нормальная работа полупроводниковых преобразовательных устройств
зависит от среды и условий эксплуатации преобразователей. Обычно заводы-
изготовители гарантируют нормальную эксплуатацию преобразователей
в следующих условиях:
высота над уровнем моря не более 1000—1200 м;
рабочая температура окружающей среды (установки для закрытых по-
мещений) в пределах от 1 до 40—50°С;
относительная влажность воздуха не должна превышать 80—90% при
температуре 20—25°С (или 50% при температуре 40°С);
окружающая среда не должна-содержать водяных паров, агрессивных
газов и токопроводящей пыли в концентрациях, разрушающих металл и
Изоляцию;
допустимые вибрации (вертикальные, поперечные и продольные) с часто-
той 20—100 Гц при ускорении не более (0,5—2)g;
качество электроэнергии питающей сети должно соответствовать ГОСТ
13109—67;
климатические условия У, Т, категория размещения 2,4 в соответствии
с ГОСТ 15150—69 и ГОСТ 15543—70;
степень защиты от воздействия окружающей среды согласно ГОСТ
14254—69.
Отклонения от указанных условий приведены при описании технических
характеристик соответствующих преобразователей.
2.	ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
Применение тиристорных преобразователей в электроприводах постоян-
ного тока позволяет достигнуть повышенной управляемости и быстродей-
ствия привода, а также улучшить его энергетические и весовые показатели.
КПД тиристорного электропривода постоянного тока на 5—7% выше КПД
системы Г — Д, на 2—4% выше КПД ионного электропривода и примерно
на 2% выше КПД привода с магнитными, усилителями. Диапазон регулиро-
вания скорости составляет 1 : 30, а в специальных схемах — 1 : 1000 и более.
Электропривод с тиристорным преобразователем обладает высокой стабиль-
ностью скорости, которая может быть доведена до 0,2% и ниже. Тиристорные
преобразователи потребляют очень малую мощность управления, их коэффи-
циент усиления превышает 100 000.
Схема тиристорного электропривода довольно гибкая, система может
быть реверсивной и нереверсивной, позволяет работать при малых н больших
мощностях, имеет малую продолжительность переходных процессов (время
переходного режима практически определяется инерционностью самого
электродвигателя).
Однако тиристорным преобразователям, используемым в электроприво-
дгх, свойственны недостатки: большая чувствительность полупроводниковых
элементов к перегрузкам, вследствие чего при проектировании преобразо-
вательных установок требуется выбирать тиристоры с запасом по току: уве-
личение потерь в двигателе и уменьшение его коммутационной способности
вследствие пульсации тока на выходе преобразователя; уменьшение коэф-
фициента мощности преобразовательной установки при снижении выход-
ного напряжения. Этот недостаток должен учитываться для электроприво-
дов большой мощности, длительно работающих на малой скорости.
В тиристорном электроприводе широко используются преобразователи,
выполненные по мостовой схеме. Такие схемы позволяют достигнуть опти-
мального соотношения между значениями обратного и прямого напряжения
на полупроводниковых приборах и питающим напряжением, наиболее полно
использовать питающие трансформаторы мостовых схем, применив для этих
целей трансформаторы, мало отличающиеся от сетевых трансформаторов
(см. гл. 6 и 7). В целях упрощения мостовых схем на практике широко приме-
няются несимметричные или полууправляемые мостовые схемы (см. гл. 2).
Тиристорные преобразователи с нулевыми схемами применяются редко.
Трехфазная нулевая схема используется в тиристорных электроприводах
небольшой мощности с напряжением 115—230 В. Схемы с уравнительным
реактором применяются, как правило, только на действующих объектах прн
замене ртутных вентилей полупроводниковыми.
В реверсивных электроприводах с малым быстродействием применяют
однокомплектные вентильные преобразователи с реверсором в цепи якоря.
Если требуется максимальное быстродействие привода, то используются
схемы с двумя вентильными группами преобразователей с противопарал-
лельным включением двух мостов. Для 'большинства реверсивных двухком-
плектных преобразователей применяются схемы без уравнительных реакто-
ров, в которых используется раздельное или несогласованное управление
вентильными группами. При этом напряжение инверторной группы превы-
шает напряжение выпрямительной за счет сдвигов углов управления. Появ-
ляющийся вследствие этого «люфт» в регулировочной характеристике преоб-
разовательной установки ухудшает динамические характеристики привода.
Поэтому раздельное управление обычно выполняется в тех случаях, когда
«мертвое» время может достигать 0,008—0,01 с, что для большинства промыш-
ленных приводов допустимо.
Для улучшения регулировочных характеристик тиристорного привода
применяют совместное управление обеими вентильными группами: отпира-
ющие импульсы подаются на обе тиристорные группы, работающие в выпря-
мительном и инверторном режимах. Поскольку мгновенные значения на-
пряжения на выпрямителе и инверторе при совместном управлении не равны
между собой, то для ограничения уравнительных токов в цепь между выпря-
мителем и инвертором обычно включают токоограничивающие реакторы.
Вследствие протекания уравнительных токов, даже при очень малых токах
нагрузки или их полном отсутствии, устраняется прерывистость токов и внеш-
ние характеристики являются линейными. Линейность характеристик со-
храняется (если пренебречь падением напряжения в вентилях) и при переходе
из режима выпрямления в режим инвертирования.
Тиристорные агрегаты унифицированной серии АТ и АТР мощностью
до 100 кВт предназначены для питания якорных цепей двигателей постоянно-
го тока. Их можно использовать для регулирования напряжения в цепях
с активной, индуктивной и индуктивно-активной нагрузками (табл. 36).
Рис. 8.1. Структурные схемы тиристорных агрегатов:
а — типа АТЕЗ; б — типа АТЕРЗ: Q — выключатель силовой; Fl, F2 — выключатели автома-
тические; ИП — источник питания; СИФУ — система импульсио-фазового управления: УП —
усилитель полупроводниковый; УК.Т— устройство коррекции и токоограннчения; УР—уст-
ройство развязки; УТЗ—устройство токовой защиты; БТ, БТ1, БТ2— блоки тиристоров;
УЗП — устройство защиты от перенапряжений
' Структурная схема нереверсивного тиристорного агрегата типа АТЕЗ
показана на рис. 8.1,а, реверсивного агрегата — на рис. 8.1,6.
Агрегаты с номинальным напряжением 460 В изготовляются для не-
посредственного подключения к сетям с линейным напряжением 380—440 В;
агрегаты с номинальным напряжением 230 В подключаются к пит^ющйм
сетям через согласующий аноДНый Трасформатор или непосредственно к
сети с линейным напряжением 190—220 В.
36. Тиристорные агрегаты серии АТ и АТР мощностью до 100 кВт
Тип	Напряже- ние пи- тающей сети, В	Номинальный выпрям- ленный ТОК, А	Длительно допустимый выпрямленный ток, А	Максимальный ток, А	Номинальное выпрям- ленное напряжение, В	Номинальная мощность, кВт	Габаритные раз- меры, мм	Масса, кг
АТЕЗ-50/230Р-У4 АТЕЗ-50/230Р-2У4	190—220	50	63	100	230	11,5	700 x 655x 955 800 x 800x1900	250 350
АТЕЗ-50/460Р-У4 АТЕЗ-50/460Р-2У4	380				460 ’	23	700x655x955 800 x 800X1900	250 350
АТЕЗ-100/230Р-У4 АТЕЗ-100/230Р-2У4	190—200	100	125	200	230	23	700 x 655 x 955 800 X 800X1900	250 350
АТЕЗ-100/460Р-У4 АТЕЗ-100/460Р-2У4	380				460	46	700x655x955 800X800X1900	250 350
АТЕЗ-200/230Р-У4 АТЕЗ-200/230Р-2У4	190—220	200	250	400	230	46	700 x 655x1340 800 X 800X1900	350 400
АТЕЗ-200/460Р-У4 АТЕЗ-200/460Р-2У4	380				460	92	700 x 655x1340 800 x 800X1900	350 400
АТЕРЗ-50/230Р-У4 АТЕРЗ-50/230Р-2У4	190—220	50	63	100	230	11.5	700 x655x1300 800Х800Х 1900	300 400
АТЕРЗ-50/460Р-У4 АТЕРЗ-50/460Р-2У4	380				460	23	700 X 655X1300 800 X 800X 1900	300 400
АТЕРЗ-100/230Р-У4 АТЕРЗ-100/230Р-2У4	190—220	100	125	200	230	23	700 x 655x1300 800 x 800x1900	300 400
АТЕРЗ-100/460Р-У4 АТЕРЗ-100/460Р-2У4	380				460	46	700 x 655x1300 800 X 800X1900	300 400
АТЕРЗ-200/230Р-У4 АТЕРЗ-200/230Р-2У4	190—220	200	250	400	230	46	700x 660 x 2135 800 X 800X 2200	400 500
АТЕРЗ-200/460Р-У4 АТЕРЗ-200/460Р-2У4	380				460	92	700X 660 X 2135 800 X 800 X 2200	400 500
Примечания! L Число фаз питающей сети 3, частота 50 Гц.
2. КПД тиристорных агрегатов 95%.
3. Охлаждение агрегатор воздушное естественное (в обозначении типа агрегата буква Е).
4. Агрегаты изготовляются в открытом и закрытом (2У4) исполнениях.
Питание цепей управления может осуществляться либо, от общей сети,
либо от сети собственных нужд.
Схема выпрямления агрегата трехфазная мостовая полностью управляе-
мая. Силовые блоки БТ комплектуются тиристорами Т-160 или Т-250, КС-
цепочками, а также содержат устройства для ввода управляющих импульсов.
В реверсивном агрегате применены два встречно-параллельно включенных
комплекта трехфазных мостовых выпрямителей БТ 1 и БТ2 с раздельным
управлением каждым комплектом.
Система управления агрегатами состоит из трех основных функциональ-
ных узлов: системы импульсно-фазового управления СИФУ, регулирующего
устройства и основной токовой защиты УТЗ. Остальные узлы— источник
питания ИП, устройства защиты от перенапряжения УЗП н устройства за-
щиты от радиопомех имеют вспомогательное значение.
Система импульсно-фазового управления выполняется по вертикаль-
ному принципу управления с линейным опорным напряжением. Регулиро-
вочная характеристика СИФУ имеет обратную зависимость угла отпирания
от входного сигнала, благодаря чему получается прямая зависимость выпря-
мленного напряжения агрегата от входного сигнала. В СИФУ имеется
узел задержки включения импульсов на время переходного процесса в си-
стеме (до 40 мс) при подаче питающего импульса. Усиление и суммирование
входных сигналов осуществляется в полупроводниковом усилителе УП.
Для потенциального разделения сигналов, например, при построении
замкнутой по напряжению или ЭДС двигателя системы регулирования ско-
рости, используется устройство развязки УР. Оно работает по принципу
преобразования входного сигнала постоянного тока в пропорциональный
ему сигнал переменного тока с последующими  трансформацией и модуля-
цией.
Коррекция динамических характеристик привода в замкнутых системах
регулирования и ограничения тока перегрузки осуществляется посредством
устройств коррекции и токоограничения У КТ. Регулировочные устройства
агрегата позволяют создать замкнутую систему электропривода с обратной
связью по скорости и диапазоном регулирования До 1 : 200. Отклонения ско-
рости вращения от заданной в замкнутых системах электропривода с тиристор-
ными агрегатами серии АТ и АТР зависят от диапазона регулирования:
Диапазон регули-
рования скорости
Предельное
отклонение, %
Д > 1...........................................±2
Д> 10.....................................   ...	±10
Д> 100..........................................±15
С помощью регулировочного устройства осуществляется:
выбор направления тока нагрузки агрегата в зависимости от полярности
регулирующего сигнала;
подключение выходных каскадов СИФУ к вводным устройствам тиристор-
ных блоков;
блокировка входа блока логики сигналами по току агрегата и напряже-
ния усилителя;
необходимая для надежной работы агрегата выдержка „времени между
снятием импульсов сработавшего комплекта до подачи их на подключаемый
комплект.
Блокирующая связь при переключении импульсов с одного вентильного
блока на другой обеспечивает четкую работу комплектов в реверсивном аг-
регате. Введение блокирующей связи по напряжению полупроводникового
нереверсивного усилителя в блок логики обеспечивает устойчивую работу
электропривода в режиме прерывистого тока. Основной блок защиты агре-
гата содержит функциональные узлы:
запрета переключения комплекта реверсивного агрегата при наличии
тока;
сеточной защиты, осуществляющей переход агрегата в инверторный
режим с углом регулирования амакс при превышении током агрегата мак-
симального допустимого значения;
нулевой защиты;
защиты от исчезновения поля;
управления дистанционным расцепителем силового автомата.
Конструктивно агрегаты выполняются в открытом (каркасном)'испол-
нении или в виде шкафа. При открытом исполнении все узлы агрегата можно
встраивать в нормализованные шкафы двухстороннего обслуживания. То-
коограничивающие реакторы устанавливаются вверху агрегата в пределах
габарита шкафа. Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Тиристорные преобразовательные агрегаты серии АТ и АТР мощностью
до 1150 кВт предназначены для питания якорных цепей электрических ма-
шин постоянного тока. Изготовляются в трансформаторном (1) и реакторном
(2) вариантах общепромышленного исполнения (табл. 37).
37. Тиристорные преобразовательные агрегаты серии АТ и АТР мощностью
до 1150 кВт
Тип	Напряжение питающей сети, В	Выпрям- ленный номиналь- ный ток, А	Габаритные размеры, мм	Масса, кр
оминальное выпрямленное напряжение 230 В
АТ-200/230-1 АТ-200/230-2	380 205	200	2400X1120 X 2560 ’ 1700X1120 X 2560	1900 1320
АТ-320/230-1 АТ-500/230-1	380	320 500 800 1000	2650X1120 X 2560	2260 2550
АТ-800/230-1 АТ-1000/230-1	6000; 10 000		3930x1120 x 2560	4390
АТ-320/230-2 АТ-500/230-2 АТ-800/230-2 АТ-1000/230-2	205	320 500 800 1000"	1700X1120 X 2560	1420 1490
			2400 X 1120 X 2560	2410
АТР-200/230-lp* АТР-200/230-2С	380 205	200	2400X1120 X 2560 1700X1120 X 2560	1980 1670
АТР-320/230-lp АТР-500/230-lp*	380	320 500 800 1000	2650X1120 x 2560	2350 2640
АТР-800/230-lp АТР-1000/230/lp	6000; 10 000		4230X1120X 2560	• 4530
АТР-200/230-2р АТР-500/230-2р АТР-320/230-2р АТР-800/230-2р АТР-1000/230-2р	205	200 500 320 800 1000	1700X1120 X 2560	1370 1550 1430
			2700X1120 X 2560	2530
	Продолжение г			пабл. 37
Тип	Напряжение питающей сети, В	Выпрям- ленный нсминаль- ный ток, А	Габаритные размеры, мм	Масса, вр
АТР-200/230-lc АТР-320/230-lc А ТР-500/230-1с*	* 380	200 320 500	2400x1120 x 2560 2950X1120 X 2560	2280 2810 3270
АТР-800/230-lc АТР-1000/230-lc	6000; 10 000	800 1000	3930x1120 x 2560 4930x1120 x 2560	5825 5825
АТР-320/230-2с АТР-500/230-2с	•	205	320 500	1700X1120X2560 2000X1120 X 2560	1900 2190
Номинальное выпрямленное, г АТ-63/460-2А*	I 380	1	63 АТ-2Х63/460-2А*	|	| 2X63			а пряжение .460 В 1000X 900 X 2560	600 710
АТ-500/460-1		500	3980X1120 X 2560	4420
АТ-800/460-i АТ, 1000/460-1 АТ-1600/460-1 АТ-2500/460-1*	6000; 10 000	800 1000 1600 2500	3980X1320X2560	6790
			6125X1640X2560 8347X1250x2560	8090 13330
АТ-200/460-2 АТ-320/460-2 АТ-500/460-2	380	200 320 500	1700x1120 x 2560	1340 1680 1940
АТ-800/460-2 АТ-1000/460/2		800 1000	2400X1320 X 2560	3160
АТР-63/460-2АС АТР-2ОО/46О-2с	380	63 200	1000 X 900 X 2560 1700x1120 x 2560	815 1700
АТР-500/460-lp		500	3930 X 1120 x 2560	4520
АТР-800/460-lp АТР-1000 460-1р АТР-1600/460-lp	6000; 10 000	800 1000 1600	4280X1320 X 2560	6920
			7225x1540 x 2560	9175
АТР-200/460-2р АТР-32О/4бО-2р АТР-500/460-2р	380	200 /320 500	1700X1120 X 2560	1390 1700 2000
АТР-800/460-2р АТР-1000/460-2р		800 1000	2700X1320 x 2560	3300 3320
АТР-500/460-lc	6000; 10 000	500	4230X1120 X 2560	4720
АТР-800/460-lc АТР-1000/460-1с		800 1000	4980X1120 X 2560	7470
АТР-320/460-2с АТР-500/460-2С	380	320 500	2000X1120 X 2560	1950 2190
* Выпуск агрегатов прекращен. Примечания: 1. Число фаз питающей сети 3, частота 50 илн 60 Гц.				
2. Напряжение цепей собственных		нужд переменного тока 380	постоянного		
тока 220 В ±5%.	. 3. Глубина регулирования напряжения в нереверсивных агрегдтах 0—100%, в реверсив- ных 100—0—100%. 4. КПД агрегатов 90—97%, коэффициент мощности 0,84—0,97. ' 5. При усреднении 10 мин агрегаты допускают перегрузку (%> следующей продолжи- тельности, с: 100—10; 75—30; 50—100; 25—300. 6. Охлаждение агрегатов воздушное естественное при тске До 200 А и воздушное при- нудительное при токе 320 А и выше.				

Рис. 8.2. Принципиальные электрические схемы агрегатов на ток 200—500 А:
а — главных цепей нереверсивных типа АТ; б—главных цепей реверсивных типа АТР; в —.
узел цепей сигнализации; Т — трансформатор; LT — токоограничнвающий реактор; ПТ(Р) —
тиристорный преобразователь; Аф — сглаживающий реактор; БЗП — блок защиты от пере-
напряжений; ПОС — плата ограничивающих сопротивлений. Назначение цепей; I — неисправ-
ность в преобразователе; 2 — сеточная защита, 3 — нарушение охлаждения; 4 — контроль
напряжения главных цепей 380 В; 5 — перегорание предохранителя; 6 — перегорание двух
предохранителей
Рис. 8.3. Функциональные схемы системы управления преобразователем:
а — нереверсивным; б — реверсивным с раздельным управлением; в — реверсивным с совмест-
ным управлением: БФСУ, БФСУ/, БФСУ 2— блоки фазосдвигающего устройства; БВК,
БВК1, БВК2—блоки выходных каскадов; БП— блок питания; СИП—стабилизированный
источник питания; ДМУ1, ЯМУ 2ячейки' магнитного усилителя; ЯВУ—ячейка вводного
узла; ДЗМ — датчик запирания мостов; УЛ — узел логики; ДРН— ячейка реле напряжения;
БРУ — блок раздельного управления; ПОС — плата ограничивающих сопротивлений .
Нереверсивные преобразователи выполнены по трехфазной симметрич-
ной мостовой схеме (рис. 8.2,а), реверсивные — по встречно-параллельной
схеме соединения мостов и допускают рекуперативное торможение электро-
двигателей (рис. 8.2,6).
Помимо показанной на рис. 8.2 защиты от свер.хтоков на стороне перемен-
ного и постоянного тока (посредством автоматических выключателей и пре-
дохранителей), агрегаты оборудованы также защитами сеточной, от перена-
пряжений, исчезновения напряжения в цепях собственных нужд.
Схема управления разработана для трех типов тиристорных агрегатов!
нереверсивных (рис. 8.3,а), реверсивных с раздельным и совместным управ-
лением тиристорными мостами (рис. 8.3,6,в). При раздельном управлении
используется один блок фазосдвигающего устройства БФСУ (управление
в каждый момент времени осуществляется одной группой), при совместном
управлении — два комплекта БФСУ.
Блок БФСУ выполнен по принципу вертикального управления. Гене-
рируемые в нем в шестиканальной последовательности импульсы, сдвинутые
на 60 эл. град относительно друг друга, поступают в блок выходных каскадов
БВК. В этом блоке производится формирование, распределение, размноже-
ние и подача имрульсов на управляющие электроды силовых тиристоров.
В реверсивных агрегатах при раздельном управлении вентильными
группами для переключения управляющих импульсов с выхода БФСУ
служит блок БРУ.
Внешняя характеристика тиристорного агрегата показана на рис. 8. 4.
Конструктивно тиристорные
агрегаты выполняются в виде
комплектных устройств из одного
или нескольких шкафов двухсто-
роннего обслуживания. В агрега-
тах на ток до 500 А напряжением
230 В преобразовательный транс-
форматор размещается внутри
шкафа, в остальных агрегатах
трансформатор располагается вне
шкафов.
Рис. 8.4. Внешняя характеристика ти-	Изготовитель — ПО «Преоб-
ристорното агрегата	разователь», г. Запорожье.
Тиристорные комплектные пре-
образовательные агрегаты модернизированной серии нереверсивные (ТЕЗ,
ТЕ9, ТПЗ, ТП9) и реверсивные (ТЕРЗ, ТЕР9, ТПРЗ, ТПР9) МОЩНОСТЬЮ от
10 .до 500 кВт предназначены для питания регулируемым напряжением
якорных цепей и обмоток возбуждения электрических машин постоянного
тока (табл. 38). Они изготовляются по ТУ 16. 529.954—75 взамен ранее
выпускаемой серии тиристорных агрегатов по ТУ 16.529.538—73. Агрегаты
рассчитаны для работы в закрытых стационарных помещениях с нормаль-
ной окружающей средой в соответствии с ГОСТ15150—64.
В зависимости от назначения агрегата в серии используется четыре
типа структурных схем преобразователей: нереверсивный (ТЕ9, ТП9) и
реверсивный (ТЕР9, ТПР9) возбудители, нереверсивный (ТЕЗ, ТПЗ) и ревер-
сивный (ТЕРЗ, ТПРЗ) якорные преобразователи (рис. 8.5 и 8.6).
Структурные схемы нереверсивных возбудителя и якорного преобразо-
вателя (рис. 8.5,а и 8.6,о) отличаются от структурных схем реверсивных воз-
будителя и якорного преобразователя (рис. 8.5, б и 8.6, б) наличием одной
группы вентилей и отсутствием датчика нулевого тока ТТ2.
Основным элементом преобразовательной секции является силовая
вентильная часть, выполненная на тиристорах по трехфазной мостовой схеме.
В реверсивных агрегатах выпрямительные группы включены встречно-па-
раллельно с раздельным управлением.	,
Силовая преобразовательная часть агрегата подключается к сети 380
или 205 В через двухобмоточный трансформатор Т или блок реакторов БРГ
(для агрегатов до 500 А включительно). При питании агрегатов от сети 6
или 10 кВ подключение предусмотрено только через силовой трансформатор.
Оперативное напряжение для питания блоков БФУ, БМУ, БУДР,
БРЛ и напряжение для. питания электрооборудования собственных нужд
поступает от сети 380 В соответственно через автоматические выключатели
F1 и F2.
Система фазового управления выполнена по вертикальному принципу
управления, опорный сигнал —синусоидальный, связанный с силовой сетью.
Диапазон изменения фазы отпирающих импульсов 10—160 эл. град.
38. Тиристорные комплектные агрегаты модернизированной серии мощностью 10—500 кВт
/	Тип.	Номинальный выпрямлен- ный тек, А	КПД, %	Напряжение питающей сети, В	Силовой питающий трансфор- матор (левое исполнение)	Т окоограничива ющнй реактор	Сглаживающий реак- тор
Номинальное выпрямленное напряжение 230 В						
ТЕР9-25/230Т-31У4 ТЕР9-25/230Р-31У4	25	86 95	380 205	ТСП-10/0,7; ТСЗП-10/0,7	РТСТ-20,5-1,08УЗ	—
ТЕР9-50/230Т-31У4 ТЕР9-50/230Р-31У4	50	91 96	380 205	ТСП-16/0,7; ТСЗП-16/0,7	РТ СТ-41-0,54УЗ	—
ТЕР9-100/230Т-31У4 ТЕР9-100/230Р-31У4	100	93 96	380 205	ТСП-25/0,7; ТСЗП-25/0,7	РТСТ-82-0.27УЗ	—
ТЕР9-200/230Т-31У4 ТЕР9-200/230Р-31У4	200	94 96	380 205	ТСП-63/0,7; ТСЗП-63/0,7	РТСТ-165-0.135УЗ	
ТЕР9-320/230Т-30У4 ТЕР9-320/230Р-30У4	320	94 96	380 205	ТСП-100/0,7; ТСЗП-100/0,7	РТСТ-265-0.084УЗ	—
ТЕ9-25/230Т-31У4 ТЕ9-25/230Р-31У4	25	87 95	380 205	ТСП-10/0,7; ТСЗП-10/0,7	РТСТ-20,5-1,08УЗ	
ТЕ9-50/230Т-31У4 ТЕ9-50/230Р-31У4	50	91 96	380 205	ТСП-16/0,7; ТСЗП'16/0,7	РТСТ-41-0.54УЗ	—
ТЕ9-100/230Т-31У4 ТЕ9-100/230Р-31У4	100	94 97	380 205	ТСП-25/0,7;ТСЗП-25/0.7	РТСТ-82-0,27УЗ	—
ТЕ9-200/230Т-31У4 ТЕ9-200/230Р-31У4	200	94 96	380 205	ТСП-63/0,7; ТСЗП-63/0,7	РТСТ-165-0Д35УЗ	—
Продолжение табл. 38
Тип	/	Номинальный выпрямленный ток, А	КПД, %	’ Напряжение питающей сети, В	Силовой питающий трансфор- матор (левое исполнение)	Токоограиич ивающий реактор	Сглаживающий реак- тор.
ТП9-320/230Т-30У4 ТП9-320/230Р-30У4	320	94 96	380 205	ТСП-100/0,7; ТСЗЦ-100/0,7	. РТСТ-265-0.084УЗ	—
ТП9-500/230Т-ЗОУ4 ТП9-500/230Р-30У4	500	94 96	380 205	ТСП-160/0,7; ТСЗП-160/0,7	РТСТ-410-0.05УЗ	—
ТП9-800/230Т -00У4	800	95	380	ТСЗП-250/0,7	—	—
ТЕРЗ-50/230Т-31У4 ТЕРЗ-50/230Р-31У4	50	91 96	380 205	ТСП-16/0,7; ТСЗП-16/0,7 t	РТСТ-41-0.54УЗ	СРОС-120/ЗУ4
ТЕРЗ-100/230Т-31У4 ТЕР3 100/230Р-31У4	100	94 97	380 205	ТСП-25/0,7; ТСЗП-25/0,7	РТСТ-82-0,27	—
ТПРЗ-200/230Т-30У4 ТПРЗ-200/230Р-30У4	200	93 95	380 205	ТСП-63/0,7; ТСЗП-63/0,7	РТСТ-165-0.135УЗ	ФРОС-250/0,5
ТПРЗ-320/230Т-30У4 ТПРЗ-320/230Р-30У4	320	94 96	380 205	ТСП-100/0,7; ТСЗП-100/0,7	РТСТ-265-0,84УЗ	—
ТПРЗ-500/230Т-30У4 ТПРЗ-500/230Р-30У4	500	94 98	380 205	ТСП 160/0,7; ТСЗП-160/0,7	РТСТ-410-0,05УЗ	ФРОС-500/0,5
ТПРЗ-800/230Т-ООУ4 ТПРЗ-1000/230Т -ООУ4	800 1000	95 94	380 6000; 10 000	ТСЗП-250/0,7 ТСЗП-400; ТИП-40/10	—	ФРОС-800 ФРОС-1250
ТЕЗ-50/230Т-31У4 ТЕЗ-50,230Р 31У4	50	90 96	380 205	ТСП-16/0,7; ТСЗП-16/0,7	РТСТ-41-0.54УЗ	СРОС 120/ЗУ4
1
।
।
ТЕЗ-100/230Т-31У4 ТЕЗ-100/230Р-31У4	100	94 97	380 205	ТСП-25/0,7; ТСЗП-25/0,7	РТ СТ-82-0,27УЗ	СРОС-120/ЗУ4
ТПЗ-200/230Т-30У4 ТПЗ-200/230Р-30У4	200	93 .95	380 205	ТСП-63/0,7; ТСЗП-63/0,7 1			РТСТ-165-0,135УЗ	ФРОС-250/0,5
ТПЗ-320/230Т-30У4 ТПЗ-320/230Р-30У4	320	94 96	380 205	ТСП-100/0,7; ТСЗП-100/0,7	РТСТ-265-0.08УЗ	
ТПЗ-500/230Т-30У4 ТПЗ-500/230Р-30У4	500	94 97	380 205	ТСП-160/0,6; ТСЗП-160/0,7	РТСТ-410-0,0543	ФРОС-500/0,5
ТПЗ-800/230Т-00У4	800	95	380	ТСЗП-250/0.7	—	ФРОС-800
ТПЗ-1000/230Т-00У4	[1000 ТЕР9-25/460Р-31У4	, ,[ 25		94 Но 95	6000; 10 000| ТСЗП-400/10; ТИП-400/10 минальное выпрямленное напряжение 460		в РТСТ-20.5-2.02УЗ	[ ФРОС-1250
						
ТЕР9-50/460Р-31У4 ТЕР9-100/460Р-31У4 ТЕР9-200/460Р-31У4 ТПР9-320/460Р-31У4 ТЕ9-25/460Р-31У4 ТЕ9-50/460Р-31У4 ТЕ9-100/460Р-31У4 ТЕ9-200/460Р-31У4 ТП9-320/460Р-31У4	50 100 200 320 25 50 100 200 320	97	380	—	РТСТ-41-1,01УЗ РТСТ-82-0,505УЗ РТСТ-165-0,25УЗ РТ СТ-265-0,156УЗ РТСТ-20.5-2.02УЗ РТСТ-41-1.01УЗ РТСТ-82-0,505УЗ Р РТСТ-165-0,25УЗ РТСТ-265-0.156УЗ РТСТ-410-0.101УЗ	—
ТП9-500/460Р-30У4	500	98				
ТП9-800/460Т-00У4	800	95	6000, 10000	ТСЗП-630/10; ТНП-630/10	-	—
ТЕРЗ-50/460Р-31У4 ТЕРЗ-100/460Р-31У4	50 100	98	380	1			РТСТ-41-1,01УЗ РТСТ-82-0.505УЗ	| СРОС-120/ЗУ4
Продолжение табл. 38
Тип	Номинальный выпрямлен- । ный ток, А	КПД, %	Напряжение питающей сети, В	Силовой питающий трансфор- матор (левое исполнение)	Ток осг раничивающий реактор	Сглаживающий реактор
ТПРЗ-200/460Р-30У4 ТПРЗ-320/460Р-30У4	200 320	97	380		РТСТ-165-0.25УЗ РТСТ-265-0.156УЗ	СРОС-180/0.5У4 СРОС-360/0.5У4
ТПРЗ-500/460Р-30У4	500	98		—	РТСТ-410-0 001УЗ	ФРОС-500/0,5
ТПРЗ-800/460Т-00У4 ТПРЗ-1000/460Т-00У4	800 1000	95 96	6000; 10 000	ТСЗП-630/10, ТИП-630/10	—	ФРОС-800 ФРОС-1250
TE3-50/460P-31V4 ТЕЗ-100/460Р-31У4	50 100	98 98		—	РТСТ-41-1.01УЗ РТСТ-82-0.505УЗ	СРОС-120/ЗУ4
ТПЗ-200/460Р-ЗОУ4 ТПЗ-320/460Р-30У4	200 320	97		—	РТСТ-165-0,25УЗ РТСТ-265-0.156УЗ	СРОС-180/0.5У4 СРОС-360/0.5У4
ТПЗ-500/460Р-ЗОУ4 '	500	98 J	380	-	РТСТ-410-0.101УЗ	ФРОС-500,'0,5
ТПЗ-80О/46ОТ-ООУ4 ТПЗ-1000/460-00У4	800 1000		6000; 10 000	ТСЗП-630/10; ТНП-630/10		ФРОС-800 ФРОС-1250
Примечания: 1. Буквы, входящие в условие обозначения типов тиристорных агрегатов, означают: Е, П — охлаждение тиристоров воз-
душное естественное и принудительное; Т, Р — подключение агрегата к сети через трансформатор и токоограиичнвающий реактор, ставятся после
номинального выпрямленного напряжения.
2.	Цифры, стоящие перед климатическим исполнением агрегата, указывают иа модификацию исполнения токоподводов переменного и постояв
кого тока (сверху, снизу) и способ охлаждения преобразовательного шкафа.
3.	Допустимое отклонение напряжения для низковольтной сети 4-10... —15%; для высоковольтной ±10%.
4.	Напряжение цепей, собственных нУжд 380	частота 50 и 60 Гц. Потребляемая мощность цепей собственных нужд 0,64 кВт.
5.	Напряжение сети питания системы управления агрегатом 380	число фаз 3, частота 50 или 60 Гц (синфазна по отношению к силовой сети).
6.	Пределы регулирования выпрямленного напряжения для нереверсивных агрегатов 0—100%, для реверсивных агрегатов 100—0—100%.
7.	Допускаемые токовые перегрузки: 100% в течение 15 с, 75% в течение 60 с.
8.	Охлаждение тиристорных агрегатов на номинальные токи до Ю0 А, питающих якорные цепи, и агрегатов на номинальные токи До 200 А,
питающих обмотки возбуждения, воздушное естественное; охлаждение всех других агрегатов‘воздушное принудительное.
9.	Питание агрегатов от сети 6 нлн 10 кВ осуществляется через вводное устройство высокого напряжения типа ШВВ-5Л-2.
Выпрямленное напряжение (ток) изменяется в функции сигнала управ-
ления Uy. Этот сигнал (а в реверсивных агрегатах также t/peB) поступает из
схемы электропривода на блок фазового управления БФУ, в котором форми-
руются импульсы управления тиристорами. В зависимости от полярности
сигнала 1/рев и сигнала, поступающего с трансформатора тока ТТ, в якор-
380В;50,60Гц
И
3808;50,60Гц
Сеть, синфазная с
силовой сетью
-380В;50,60Гц
Сет, синфазная с
силовой сетью ~-380В;50.60Гц ~3808;50,60Гц
--------------- — "
6<РУ
380В;50,60Гц
Я
БУДР
БРД
6ФУ
БП<РУ
БЗП
"у
Рис. 8.5. Структурные схемы
возбудителей:
а — нереверсивного; б — ревер-
сивного; F/—F3 — выключатель
автоматический; ЕВ — блок венти-
лятора; Т—трансформатор; БРТ—
блок реакторов; БПФУ — блок пи-
тания системы фазового управле-
ния; БФУ — блок фазового управ-
ления; БУДР — блок управления
дистанционным расцепителем;
БРЛ — блок реле; БМУ — блок
магнитного усилителя; БЗП —
блок защиты от перенапряжения;
L — дроссель; ТТ, ТТ1, ТТ2 —
трансформаторы тока
Uh бму ।—
гАбудр
БРЛ
ных преобразователях управляющие импульсы подаются на тиристоры груп-
пы «вперед» или «назад» через импульсные трансформаторы. Сигнал с транс-
форматоров тока ТТ разрешает переключение групп при отсутствии тока,
ограничивает углы инвертора в функции тока, а также используется для
сеточной защиты.
В реверсивных возбудителях в отличие от якорных преобразователей
полярность изменяется в функции сигнала управления, а датчик нулевого
тока ТТ2 установлен на стороне постоянного тока. Преобразовательная
секция агрегатов состоит из одного или двух шкафов каркасного типа двух-
стороннего обслуживания. Блоки встраиваются в шкафы посредством кассет.
Сетьмнфазная с
силовой сетью
Рис. 8.6. Структурные схемы якорных преобразователей:
а — нереверсивного; б — реверсивного (обозначения см. на рнс. 8.5)
Изготовитель — Харьковский электромеханический завод (ХЭМЗ).
Комплектные тиристорные устройства (табл. 39) предназначены для
управления электродвигателями постоянного тока, возбуждения электри-
ческих машин постоянного тока и синхронных, а также для питания цеховых
сетей постоянного тока.
89. Комплектные тиристорные устройства серии КТУ
Тип	Назначение	Номи- нальное выпрям- ленное напряже- ние, В	Номиналь- ный вы- прямлен- ный ток, А	Крат- ность пере- грузки	Наличие реверса
КТУ-230/200Н КТУ-230/320Н КТУ-230/500Н КТУ-230/1000Н КТУ-230/1600Н	Управление дви- гателями постоян- ного тока без уравнительных .токов	230	200 320 500 1000 1600	2,25	Неревер- сивный
КТУ-345/200Н КТУ-345/320Н КТУ-345/500Н КТУ-345/1000Н КТУ-345/1600Н		345	200 320 500 1000 1600		
КТУ-460/200Н КТУ-460/320Н КТУ-460/500Н КТУ-460/1000Н КТУ-460/1600Н		460	200 320 500 1000 1600		
КТУ-660/1600Н		660	1600		
КТУ-230/500Р КТУ-230/1000Р	Управление дви- гателями посто- янного тока без уравнительных токов (несогласо- ванное управле- ние)	230	500 1000	2,25	Реверсив- ный
КТУ-345/500Р КТУ-345/1000Р		345	500 1000		
КТУ-460/500Р КТУ-460/1000Р		460	500 1000		
КТУ-230/50РР КТУ-230/100РР КТУ-230/200РР КТУ-230/320РР КТУ-230/500РР КТУ-23С/1000РР	Управление двигателями по- стоянного тока без уравнитель- ных токов (раз- дельное управле- ние)	230	50 100 200 320 500 1000		Реверсив- ный
КТУ-345/50РР КТУ-345/100РР КТУ-345/200РР КТУ-345/320РР КТУ-345/500РР КТУ-345/1000РР КТУ-345/1600РР		345	' 50 100 200 320 500 1030 1600	2,25	
Продолжение табл. 39					
Тип	Назначение	Номиналь- ное вы- прямлен- ное на- пряже- ние, В	Номиналь- ный вы- прямлен- ный* ток, А	Крат- ность пере- грузки	Наличие реверса
КТУ-460/50РР КТУ-460/100РР КТУ-460/200РР КТУ-460/320РР КТУ-460/500РР КТУ-460/1000РР КТУ-460/1600РР		460	50 100 200 320 500 1000 1600	2,25	Реверсивный
КТУ-660/1000РР КТУ-660/1600РР		660	1000 1600		
КТУ-230/200РД КТУ-230/320РД КТУ-230/500РД КТУ-230/Ю00РД	Управление дви- гателями постоян- ного тока с урав- нительными токами	230	200 320 500 1000	2,25	Реверсив- ный
КТУ-345/200РД КТУ-345/320РД КТУ-345/500РД КТУ-345/1000РД		345	200 320 500 1000		
КТУ-460/200РД КТУ-460/320РД КТУ-460/500РД КТУ-460/1000РД		460	200 320 500 1000		
КТУ-230/100В КТУ-230/200В КТУ-220/320В КТУ-230/500В	Возбуждение машин постоян- ного тока	230	100 500 320 500	1	Неревер- сивный
КТУ-460/100В КТУ-460/200В КТУ-460/320В КТУ-460/500В		460	100 200 320 500		
КТУ-230/200ВР КТУ-230/320ВР		230	200 320		Реверсив- ный
КТУ-345/200ВР КТУ-345/320ВР		345	200 320		
КТУ-460/200ВР КТУ-460/320ВР		460	200 320		
Продолжение табл. 39					
Тип	Назначение	Номиналь- ное вы- прямлен- ное на- пряжение , В	Номиналь- ный вы- прямлен- ный ТОК, А	Крат- ность пере- грузки	Наличие реверса
КТУ-230/500С КТУ-230/1000С	Источники пита- ния цеховых сетей постоян- ного тока	230	500 1000	1	Неревер- сивный
КТУ-230/500ВС КТУ-230/1000ВС	Возбуждение синхронных дви- гателей (с удар- ной нагрузкой на валу)	♦ 2С0	500 1000-	2,25	Неревер- сивный
КТУ-460/500ВС КТУ-460/1000ВС		4 60	500 1000		
КТУ-115/320ВСС КТУ-230/320ВСС	Возбуждение синхронных дви- гателей (со спо- койной нагрузкой на валу)	115 230 -	320 320	1,6	Неревер- сивный
Примечания: 1. Режим работы — длительный. Допускается повторно-кратковремен-
ный режим для агрегатов, питающих двигатели.
2. Охлаждение воздушное принудительное или естественное.
3. Намечается сокращение номенклатуры изделий, включая преобразователи для воз-
буждения машин и питания цеховых сетей.
Техническая характеристика
Питающая трехфазная силовая сеть:
напряжение,. кВ...................................6;	10; 0,38
частота, Гц.................................. 50,	60
колебания напряжения,' %..................... +5
Питающая сеть электроприемников собственных нужд:
вапряжение сети	переменного	тока,	В.........	380	±	38
напряжение сети	постоянного	тока,	В......... 220	±	11
Диапазон регулирования выпрямленного напряже-
ния, %:
нереверсивного КТУ........................  .	0—100
реверсивного КТУ ........................... ± 100
Мощность электроприемников собственных нужд,
питающихся от сети переменного тока, кВт .....	2,5
Мощность электроприемников собственных нужд,
питающихся от сети постоянногс тока, кВт.........	0,7
Комплектные тиристорные устройства, предназначенные для управления
двигателями постоянного тока, обеспечивают форсированный режим разго-
на и торможения привода с заданными ускорением и замедлением, стати-
ческую точность регулирования скорости вращения двигателя в пределах
О...5% при изменении момента сопротивления на валу двигателя в пределах
от нуля до номинального, а также ограничение предельной величины тока дви-
гателя. При необходимости стабилизации источника питания КТУ обеспе-
чивает поддержание выпрямленного напряжения на заданном уровне с точ-
ностью 0—5% при изменении нагрузки от нуля до номинальной величины.
Силовые цепи преобразователя питаются от понижающего трансформа-
тора, подключаемого к высоковольтной сети через высоковольтное вводное
устройство, или от сети 380В через сетевые реакторы. Схема силовой части
£ цепь якоря электродвигателя постоянного тока В цепь якоря электродвигателя
а	постоянного тока f
Рис. 8.7. Принципиальные электрические схемы силовых цепей реверсивного
преобразователя серии КТУ без регулирования (а) и с регулированием (б)
уравнительного тока;
ШВА — шкаф вводных автоматов; U1BB—высоковольтное вводное устройство; Tl, Т2
силовые трансформаторы; L — реактор трехфазный; ТПП, ТПГ2 — тиристорная преобразова-
тельная группа; Fl, F2— выключатели автоматические; — дроссель сглаживающий; ТТ1,
ТТ2 — датчики тока; Кмакс — реле максимальное; L1—L4 — дроссели ограиичн вающие (L2 и
L3 на схеме не показаны)
реверсивного КТУ без регулирования уравнительного тока показана на рис.
8.7,а, а с регулированием — на рис. 8.7,6. В реверсивном КТУ использу-
ются преобразовательные группы ТПП и ТПГ2, включенные по встречно-
параллельной схеме. Каждая из этих групп, собранная по трехфазной схеме
соединения, управляется своей системой импульсно-фазового управления,
работающей по вертикальному принципу.
В КТУ предусмотрена местная сигнализация и дистанционная передача
сигналов на пульт управления. Сигнализация информирует о нормальной
работе КТУ, о наличии неисправностей (предупредительная сигнализация)
и -об аварийных ситуациях.
Конструктивно КТУ представляет собой щит, исполненный в виде
шкафа с двухсторонним обслуживанием. Все шкафы собраны на сборных
каркасах с размерами 800 X 800 X 2200 или 1100 X 800 X 2200 мм. Монтаж
выполняется внутри шкафа или между шкафами в специальных монтажных
коробках.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
Агрегаты тиристорные однофазные серии АТО предназначены для пи-
тания якорных цепей (АТО, ATOP) и обмоток возбуждения (АТОВ) электри-
ческих машин постоянного тока в автоматическом режиме (табл. 40).
Принципиальные электрические схемы преобразовательных агрегатов
показаны на рис. 8.8,а—е. Агрегат включает в себя силовой блок БС или
БСВ, блок автоматов 5А и блоки управления БУ1 и БУ2. Выпрямление
и регулирование величины напряжения постоянного тока осуществляются
силовой частью преобразователя, расположенного в блоке БС(БСВ). В за-
висимости от типа агрегата преобразовательный мост выполняется по несим-
метричной (АТ01) или симметричной (АТОВ1 и АТОР1) схеме с использо-
ванием тиристоров типа Т-160 и диодов типа В200. Напряжение на силовой
блок подается посредством блока автоматов через дроссели L1 и L2, ограни-
чивающие ток в аварийных режимах.
Управляющие импульсы поступают на силовые тиристоры с выходных
импульсных трансформаторов Т1 и Т2. На первичную обмотку трансформато-
ров запускающие импульсы приходят из блока БУ1, в котором они генери-
руются, формируются и усиливаются. Фаза управляющих импульсов изменя-
ется в блоке БУ2. Он содержит узел согласования системы регулирования
с системой управления, узел ограничения пределов регулирования импуль-
сов и суммирующий магнитный усилитель.
Схема управления преобразователем позволяет регулировать выходные
параметры агрегата от суммирующего магнитного усилителя, от системы
УБСР или от другого источника постоянного тока. Обратная связь по току
осуществляется с помощью датчика тока ТТ с регулируемым выходным на-
пряжением и стабилитроном для токовой отсечки. Схема регулирования
и управления агрегатом выполнена печатным монтажом.' В агрегатах АТОР1
реверсивный режим работы обеспечивается механическим реверсором в цепи
нагрузки.
Зависимость t/d= /(l/у) для агрегата АТО1 с магнитным усилителем
в системе автоматического регулирования показана на рис. 8.9.
Конструктивно агрегат выполнен в виде десятимодульной кассеты уни-
фицированной блочной конструкции, встроенной в специальный кожух.
40. Тиристорные однофазные агрегаты серии АТО
Тип	Напря- жение питающей сети, В	Номи- нальное выпрям- ленное напряже- ние, В	Номиналь- ный вы- прямлен- ный ток, А	Номиналь- ная мощ- ность, кВт	Масса, кг
АТО 1 -6,3/115-У 42	220	115		0,7	100
АТО1-6,3/230-У42 АТО2-6,3/460-У42	380	230 460	6,3	1,4 2,8	100 188
АТО1-12.5/115-У42	220	115		1,4	100
АТО1-12.5/230-У42 АТО2-12.5/460.-У42	380	230 460	12,5	2,8 5,6	100 218
ATOl-25/l 15-У42	220	. 115		2,8	100
АТО1-25/230-У42 АТО2-25/460-У42	380	230 4б0	25	5,6 И	100 284
Продолжение табл. 40					
Тип	Напряже- ние питаю- щей сети, В	Номиналь- ное вы- прямлен- ное на- пряжение, В	Номиналь- ный вы- прямлен- ный ток, А	Номиналь- ная мощ- ность, кВт	Масса, кг
АТО1-50/115-У42	220	115		5,6	100
АТ01-50/230-У42 АТО2-50/460-У42	380	230 460	50	11 22	100 339
ATOBl-6,3/115-У42	220	115		0,7	ТОО
АТОВ1-6.3/230-У42 АТОВ2-6.3/460-У42	380	230 460	6,3	1,4 2,8	100 191
АТОВ1-12,5/115-У42	220	115	. 12,5	1,4	100
АТОВ1-12.5/230-У42 АТОВ2-12.5/460-У42	380	230 460		2,8 5,6	100 221
АТОВ1-25/115-У42	220	115		2,8	100
АТОВ1-25/230-У42 АТОВ2-25/460-У42	380	230 460	25	5,6 11	100 290
АТОВ1-50/115-У42	220	115		5,6	100
АТОВ1-50/230-У42 АТОВ2-50/460-У42	380	230 460	50	11 22	100 345
АТОР1-50/115-У42 АТОР1-25/115-У42 АТОР1-12.5/115-У42 ATOP 1-6,3/115-У42	220	115	50 25 12,5 6,3	5,6 2,8 1,4 0,7	
АТОР1-50/230-У42 A TOP 1-25/230-У 42 АТОР1-12.5/230-У42 АТОР1-6,3/230-У42	380	230	50 25 12,5 6,3	11 5,6 2,8 1,4	
АТОР2-50/460-У42 АТОР2-25/460-У42 АТОР2-12.5/460-У42 АТОР2-6.3/460-У42	380	,460	50 25 12,5 6,3	22 11 5,6 1,4	
Примечания! 1. Напряжение цепей собственных нужд 220 или 380 В, частота питающей сети 50—60 Гц. 2.	Пределы регулирования напряжения 0—100% ± 100%. 3.	Охлаждение агрегатов воздушное естественное. 4.	Габаритные размеры агрегата серин АТО индивидуального исполнения 790Х680Х Х390 (780) мм;					
Рис. 8.8. Принципиальные электрические схемы преобразовательных агре-
гатов АТО (а), АТОВ1 (б) и ATOP (в):
Q, — выключатель входной; S/ — выключатель собственных нужд; F1 и F2 — предохрани-
тели цепей собственных нужд и дополнительного источника возбуждения; ТТ — транс-
форматор тока (датчик тока); Б С — блок вентильный силовой (в агрегате АТО1 мост вы-
полнен по несимметричной схеме); 173—сигнал задания; Ud — выпрямленное напряжение
Рис. 8.9. Фазбвые характе-
ристики системы управления
агрегата типа АТ01 с маг-
нитным усилителем в систе-
ме автоматического регули-
рования
Кассета комплектуется выемными блоками,
выполненными на унифицированных шасси.
Кассеты можно размещать в типовом шкафу.
Изготовитель — ПО «Преобразователь»,
г. Запорожье.	.
Агрегаты тиристорные серии АТРК пред-
назначены для питания якорных цепей и об-
моток возбуждения электродвигателей по-
стоянного тока в реверсивных приводах кранов
общего назначения (машиностроительных,
металлургических предприятий, электростан-
ций и др., табл. 41). Они могут быть исполь-
зованы для электроприводов крановых пе-
регружателей н башенных строительных
кранов.
Преобразовательный агрегат включает
в себя силовой трансформатор (агрегаты на
230 В), силовые тиристорные блоки, токоогра-
ничивающий реактор (в агрегатах на 460 В),
блоки системы управления защиты и сигнали-
зации (рис. 8.10).
Агрегат имеет также встроенный регули-
руемый источник возбуждения со следующей
технической характеристикой:
Питающеё напряжение, В................389
Выпрямленное напряжение, В............230
Номинальный выпрямленный ток, А . . . . 15
Диапазон регулирования напряжения, В 54—330
41. Агрегаты тиристорные серии АТРК для крановых электроприводов
Тип	Номинальное выпрямленное напряжение, В	. Номинальный вы- прямленный ток,	КПД. %	Коэффициент мощности	Силовой трансформатор	Количество сило- вых мостов в вы- прямительной группе
АТР К-100/230-1У2 АТРК-Ю0/460-2У2	230 460	100	85 87	0,81 0,83	ТСЗР-40/0,5	1
АТРК-160/230-1У2 АТРК-160/460-2У2	230 460	160	86 87	0,83 0,84	ТСЗР-63/0,5	1
АТРК-250/230-1У2 АТРК-250/460-2У2	230 460	250	91 94	0,84 0,85	ТСЗР-100/0,5	2
АТРК-500/230-1У2 АТРК-500/460-2У2	230 460	500	95	0.85 0,87	ТСЗР-200/0,7	4
Примечания! 1. Допускаемое отклонение напряжения питающей сети ±10% от 17н_
2. Величина искажения напряжения сети собственных нужд переменного тока не дслжна
превышать 10% амплитудного значения.
3. Диапазон регулирования выпрямленного напряжения ±100%.
4. Охлаждение агрегатов воздушное естественное.
5. Габаритные размеры агрегатов до 2Б0А включительно 800X750X1700. мм, агрегатов
на большой ток — 2000x750x1700 мм; масса агрегатов соответственно 600 и 1000 кг.
6. Намечается прекращение выпуска агрегатов на токи до 160А.
Силовай часть агрегата выполнена по трехфазной мостовой симмет-
ричной схеме. Каждый мост состоит из шести тиристоров. Реверс выход-
ного напряжения агрегата осуществляется переключением силовых мостов.
Система импульсно-фазового управления, работающая по вертикаль-
ному принципу, является одноконтурной и .обеспечивает: регулирование
выпрямленного напряжения агрегата от системы автоматического или ручно-
го управления; выдачу управляющего сигнала на систему управления воз-
будителем; снятие импульсов с ранее работающей группы тиристоров и по-
дачу их на неработающую группу только при токе допустимой величины.
Помимо системы фазового управления СФУ и блока управления БУ,
система управления" агрегатом включает в себя блок логического переклю-
чающего устройства БЛПУ, суммирующие магнитные усилители регулиро-
вания СМУР и логики СМУЛ.
Рис. 8.10. Функциональная схема преобразовательного агрегата АТРК:
. Fl, F2 — выключатели автоматические; Т — трансформатор; L — реактор; БС — блок вен-
тильный силовой; ТТ1 — трансформатор тока; С МУР 5 и СМУЛ2 — суммирующий магнит-
ный усилитель регулирования и логики соответственно; БЛПУ2 — блок логического пе-
реключающего устройства; БТО1 — блок токовой отсечки; СФУ — система фазового управ-
ления; БУ — блок управления; ТТ2 — датчик нулевого тока
Агрегат представляет собой металлический шкаф одностороннего об-
служивания, в котором расположены силовые блоки, система управления,
аппараты и блоки защиты и сигнализации. Силовой трансформатор устанав-
ливается вне шкафа. Охлаждение агрегатов воздушное естественное.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Агрегаты тиристорные серии АТВ предназначены для питания обмоток
возбуждения электрических машин постоянного тока в нереверсивных электро-
приводах (табл. 42). Способ управления агрегатами посредством суммирующего
магнитного усилителя. Глубина регулирования выпрямленного напряжения 0—•
100%. Изготовляется в трансформаторном (1) и реакторном (2) вариантах для
внутрисоюзных поставок.
Напряжение питания собственных нужд 380 B_ig% переменного тока и
220	5% постоянного тока. Охлаждение воздушное естественное, в агрегатах
на ток до 200 А и воздушное принудительное при токах 320 А и выше.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
42. Тиристорные агрегаты серии АТВ
Тип	Номинальный выпрямленный ток, А	Номиналь- ное вып- рямленное напряже- ние, В	Номинальная мощность кВт	Напряжение питающей сети, В
ATB-10Q/230-1 (2) АТВ-200/230-1 (2) АТВ-320/230-1 (2)	100 200 320	230	23 46 73,6	380; 200
АТВ-100/460-2 АТВ-200/460-2	100 200	460	46 92	380
' АТВ-500/460-1 (2)	500		230	6000; 10000; 380'
АТВ-500/230-2 АТВ-800/230-1	500 800	230	115 184	200
АТВ-800/460-1 Примечание. Циф{ испсм	800 )а 2 в скобках мнении.	460 >бозначает т	368 от же тип агр	6000; 10000 агата в реакторном
Тиристорные преобразовательные агрегаты серии ТПЗ. и ТПРЗ мощностью
до 12 000 кВт на таблеточных тиристорах предназначены для питания
якорных цепей электродвигателей постоянного тока нереверсивных и ревер-
сивных электроприводов.
Серия разработки НИЭИ ХЭМЗ включает в себя 86 типоисполнений
агрегатов на номинальный ток 1600, .2500, 4000, 5000, 6300, 8000, 10 000 и
12 500 А напряжением 660, 825 и 1050 В. Технические характеристики пре-
образовательных агрегатов, изготовляемых ХЭМЗ, приведены в табл. 43.
Силовые цепи агрегатов питаются от трехфазной сети переменного тока
напряжением 6 или 10 кВ через индивидуальный понижающий трансформа-
тор. Системы управления питаются от сети переменного тока напряжением
380 (220, 173 или 100) В. Допустимое отклонение питающего напряжения от си-
нусоидальной формы (мгновенные значения) не должно превышать 13% ампли-
тудного значения основной синусоиды. Электроприемники собственных нужд
агрегатов питаются от трехфазной сети переменного тока напряжением 380 В.
Агрегаты могут работать как в длительном, так и в повторно-кратковре-
менном режиме. В последнем случае, среднеквадратичный ток не должен
превышать номинального при времени усреднения 10 мин. Допустимые пе-
регрузки по току в циклическом режиме: 75% в течение 1 мин, 100% в тече-
ние 15 с и 125% в течение 10 с.
Охлаждение агрегатов воздушное принудительное по разомкнутому
циклу. Предусмотрена групповая система принудительной вентиляции с по-
мощью общего выноса вентилятора либо индивидуальная посредством от-
дельных вентиляторов, встроенных в каждую вентиляционную шахту. Рас-
ход воздуха на одну вентиляционную шахту 3000 м3/ч.
В зависимости от необходимости получения 6- или 12-фазных эквива-
лентных пульсаций используются схемы, показанные на рис. 8.11:
трехфазная мостовая, применяемая для агрегатов на все токи при вы-
ходном напряжении 660 В и на токи 1600 и 2500 А при напряжении 825 В
(рис. 8.11, а);
параллельное соединение двух мостовых схем, входное напряжение кото-
рых сдвинуто по фазе на 30°. Такие схемы используются для агрегатов на
ток 4000 А и выше при всех выходных напряжениях (рис. 8.11, а);
последовательное соединение двух мостовых схем со сдвинутым входным -
напряжением на 30°. Схемы выходных напряжений 825 и 1050 В (рис. 8.11, б).'
В реверсивных агрегатах вентильные группы соединены по встречно-
параллельной схеме (рис. 8.11,в) (используются во всех преобразователях)
либо по перекрестной схеме, применяемой для агрегатов на 825 и 1050 В
и ток 4000 А и более при последовательном соединении мостов.
Структурная схема реверсивного преобразовательного^агрегат.', выпол-—
неиногопо мостовой схеме, показана на рис. 8.12, а. Выпрямительные мосты
подключены к питающей сети через разъединитель Q/, масляный выключа-
тель Q2 и силовой трансформатор Т, к нагрузке — через автоматические
быстродействующие выключатели F6 и F7 и реактор L.
Управляющие импульсы вырабатываются в блоке фазового управления
БФУ, куда поступают сигналы управления Vy и переключения Древ. В за-
висимости от полярности сигналов Древ и наличия тока (поступает с транс-
форматоров тока ТТ1...ТТЗ) управляющие импульсы, предварительно уси-
ленные в блоках усилителей БУШ или БУИ2, подаются на вентильные сек-
ции В или Н. Для согласования выхода блока БФУ со входом блоков БУШ
и БУИ2 применен блок резисторов БР.
Для защиты преобразовательного агрегата от перенапряжений, возни-
кающих при отключении на холостом ходу трансформаторов, предусмотрен
узел защиты УЗ.
В отличие от реверсивных тиристорных преобразователей в нереверсив-
ных преобразователях имеется одна вентильная секция В и один блок уси-
лителей импульсов БУИ.
На рис. 8.12, б показана структурная схема реверсивного агрегата с
параллельным включением выпрямительных групп одного направления Вы-
прямительные группы противоположного направления соединены встречно-
параллельно; В этой 12-пульсной схеме выпрямления для получения напря-
жения с малой пульсацией питание параллельно соединенных выпрямитель-
ных групп одного знака сдвинуто по-фазе на 30°. Это достигается применением
соответствующего понижающего трансформатора Т с двумя вторичными об-
мотками, сдвинутыми по фазе на 30°. Вторичные обмотки трансформаторов
рассчитаны на половинный ток и полное напряжение. Для ограничения
уравнительных токов предусмотрены дроссели L1 и L2.
Управляющие импульсы вырабатываются в двух блоках фазового
управления: в БФУ1 — для вентильной группы В1 и Н1 и в БФУ2 — для
группы В2 и Н2. Необходимую вентильную группу выбирает блок управле-
ния режимами БУР, выходной сигнал в котором получается в функции сиг-
нала реверса Древ и сигнала наличия тока.
выравнивание тока в параллельно соединенных группах вентилей осу-
ществляется с помощью блока регуляторов тока БРТ. В нереверсивном аг-
регате с параллельным соединением выпрямительных групп имеется один
комплект вентильных секций В1 и В2, два блока усилителей импульсов
(БУИ1 и БУИ2}, один блок резисторов БР. Блок управления режимами
БУР отсутствует.
Структурная схема реверсивного тиристорного агрегата с последова-
тельным соединением выпрямительных групп одного направления показана
на рис. 8.12, в. В этой схеме выпрямительные группы противоположных
направлений включены по перекрестной схеме. Силовые выпрямительные
группы питаются от трансформатора с расщепленными обмотками с двумя
Спорное напряжение
380(220,173,100)В

Оперативное напряжение	Силовое напряжение
-ЗВ0В	~10(6)кВ
V------	-rW—
г~
'у7 Питание Вентиляторов СВ |
},8 комплекс ।
поставки L 1
не входит
\Б2
Бпг
Цо
БФУ
UpeS
Сигнал наличия тока*
Контроль опорного
напряжения
БП1
БР
\БУИ2
предохранителя в СВ
БУШ
------------------5) ТТ1...ТТЗ
Контроль силового
г напряжения
Опорное напряжение
—380(220,173,100)8
лт-1-------—
к нагрузке
Оперативное напряжение	Силовое напряжение
—3808	10(6) кВ
—еж—»——	ч - ен i------------
Л/ вентиляторов
СВ	не входит j г<-) ।
а
т
Сигнал
наличия
тока
Контроль опорно-
го напряжения 1
\F3 \Р4	\Р2 '
Контроль опор-
____________него напряжения 2___
Jftfl-------
1бп((1[босЦбрл |
bCusHQP сгорания г
f предохранителя 6
Б<РУ1
6<РУ2
БЗБ
F7
Tf,Sr. f~z- ^нагрузке
БУИ1
наличия т
тока t-уто.-Тте
Рис. 8.12. Структурные схемы реверсив
а — выполненного по мостовой схеме; б—с параллельным соединением выпрямительных
Б!—F5 — выключатели автоматические, установленные на стороне переменного тока; F6—F9 —*
тока; БП1. (1Г 2), БП2. (I, 2) —блоки питания систем^
активными частями, причем каждая группа (вперед Bl, В2 или назад /7/,
Н2) получает питание от отдельных вторичных обмоток, напряжение которых
сдвинуто по фазе на 30°. Это позволяет получить, как и в предыдущей схеме,
выпрямленное напряжение с 12-фазной пульсацией.
В этой схеме управляющий сигнал также поступает по двум каналам.
В первом канале (БП2.1, БФУ1, БР1, БП1.1, БУШ и БУИ2) вырабатыва-
ются импульсы для вентилей группы В1 (или Hi), во втором (БП2.2, БФУ2,
БР2, БП1.2, БУИЗ, БУИ4) — для группы В2 (или Н2). При поочередном
управлении выпрямительными группами для начальной раздвижки фаз
предусмотрен блок смещений БС, осуществляющий подачу постоянных сме-
щений на БФУ1 и БФУ2.
Так как в системе управления используются узкие управляющие им-
пульсы, для обеспечения одновременного отпирания тиристоров последо-
вательно включенных мостов (в момент запуска и в режиме прерывистых
токов) на каждый тиристор подаются четыре управляющих импульса со
сдвигом на 30°. Для этой цели используются блоки размножения импульсов
БРИ (БРИ1 — для первого канала, БРИ2 — для второго).
Во всех приведенных в табл. 43 агрегатах система импульсно-фазового
управления каждого моста построена по вертикальному принципу с синусо-
идальным опорным напряжением. Благодаря этому обеспечивается как прй
симметричном, так и при поочередном управлении линейная зависимость
между ЭДС преобразователя и его током управления.
Регулировочные и фазовые характеристики реверсивного преобразователя
с'поочередным управлением показаны на рис. 8.13. Абсолютное значение ЭДС
Опорное напряжение 380(220,173,100)8
....• '/// ' с*.
Оперативное
напряжение -3808
F5 \F4
F3
Силовое напряжение
10(6) кВ
С-4- • в комплект
1 \ Q1< поставки
СВ1 | \ке6хедит
I
| Контроль опорного\
' напряжения 2
\Сигнал
[наличия
тока
Cl
ДДе
{5/7Z г| |г77?./|
Контроль опорного
Сигнал сгорания
предохранителя
1 77S
ттз
СУР
БУИЗ
БРИ2
\рв
t \Н2
К нагрузке
ЬРИ1

д
Upes
ных преобразовательных агрегатов серии ТПРЗ:
групп одного направления; в — с последовательным соединением выпрямительных групп;
Выключатели быстродействующие на стороне постоянного тока;. ТТ1—ТТ6 — трансформаторы
управления; БПС — блок предупредительной сигнализации
43. Тиристорные преобразовательные агрегаты серии ТПЗ и ТПРЗ (ХЭМЗ)
Тип	Выпрямлен- ный номиналь- ный ток, А	I Соединение 1 трехфазных мостов	Вентильная секция		Схема ревер- сивного пре- образователя	КПД агрега- та, %	i и" S Си© й	*9 <я щ \О со си cj я!\о л J- Си О S	Масса пре- образователя, кг
			Тип	Коли- чество				
Выпрямленное номинальное напряжение 660 В								
ТПРЗ(ТПЗ)-1600/660Т-40/ОУ4 ТПРЗ(ТПЗ)-2500 660Т-40/0У4 4	1600 2500	—	СВ-З/З (СВ-5/1)	1	Встречно-па- раллельная	95,2 (95,4)	2500 X 4000( 2500) Х800	3200 (2500)
						96,3 (95,5)		
ТПРЗ(ТПЗ)-4000/660Т-40/ОУ4 ТПРЗ(ТПЗ)-4ООО/66ОТ-ЗО/0У4	4000	—	СВ-1/3	2(1)	—’	96,0 (96,2)	2500X6000 (3250)Х800	5200 (3000)
		1 Параллельное	СВ-З/З (СВ-4/1)			96,1 (96.2)		
ТПРЗ(ТПЗ)-5000/660Т-40/СУ4 ТПРЗ(ТПЗ)-5000/660Т-30/ОУ4	5000	—	СВ-1/3	2(1)	—	96,5 96,9	2500X5250 (3250) Х800 2500X 6000 (3250)Х800	5000 (3000)
		Параллельное	СВ-З/З (СВ-4/1)					
ТПРЗ(ТПЗ)-6300/660Т -4О/0У4. ТПРЗ(ТПЗ)-6300/660Т-30/ОУ4	6300	—	СВ-1/3 (3/3) [СВ-1/3 (5/1)]	2,1 (1.D	—	97,1 (97,3)	2500X8000 (4500)Х800	8000 (4500)
		Параллельное	СВ-1/3	4(2)	—	96,5	2500X10000 (5250)Х800	9200 (5000)
Выпрямленное номинальное напряжение 825 В
ТПРЗ(ТПЗ)-160О/825Т-40/ОУ4 ТПРЗ(ТПЗ)-2500/825Т-40/ОУ4	1600 2500	с—»	GB-3/4 (СВ-5/2)	1 .	Встречно-па- раллельная	95,2 (95,4) 96,7 (96,9)	2500x4000 (2500)хВ00	3200 (2500)
ТПРЗ(ТПЗ)-2500/825Т-10/0У4	2500	Последовательное	СВ-З/4	2(1)	То же	96,7	2500x60 00.(3250)х800	5200 (3000)
ТПРЗ(ТПЗ)-400С/825Т-30/0У4	4000	Параллельное	СВ-3/4 (СВ-4/2)	2(1)	»	96,5 (97,0)	2500X6000 (3250)х800	5200 (3000)
ТПРЗ(ТПЗ)-4000/825Т-Ю/ОУ4		Последовательное	СВ-1/4	4(2)	»	96,5 (96,4)	2500х 10000 (5250)х800	9200 (5000)
ТП РЗ -4000/825Т- 20/0У 4	4000	Последовательное	СВ-1/1	4	Перекрестная	96,7	2500x10000X800	9200
ТП Р3( ТПЗ) -5000/825Т-30/ОУ 4		Параллельное	СВ- 3/4 (СВ-4/2)	2(1)	—	97,1 (97.3)	2500x6000 (3250)х800	5200 (3000)
ТПРЗ(ТПЗ)-5000/825Т-10/0У4 ТПРЗ-500О/825Т-20/0У4	5000	Последовател ьное	СВ-1/4	4(2)	Перекрестная	96,4 (96,6)	2500X10000 (5250)Х800	9200 (5000)
		»	СВ-1/1	4		96,8	2500x10000x800	9200
ТПРЗ(ТПЗ)-6300/825Т-30/0У4	6300	Параллельное	СВ-1/4		Встречно-па- раллельная	92,3 (92,4)	2500X10000 (5250)Х800	9200 (5000)
ТПРЗ(ТПЗ)-6300/825Т-10/0У4		Последовател ьное	СВ-З/4 (СВ-2/1)	6(3)	То же	96,6 (96,7)	2500X14000 (7250)Х800	13200 (7000)
ТП РЗ -63 00/825 - 20/0 У 4		»	СВ-2/1	6	Перекрестная	97,0	2500X14000X800	13200
ТПРЗ(ТПЗ)-8000/825Т-30/ОУ4	8000	Параллельное	СВ-1/4	4(2)	Встречно-па- раллельная	92,5 (97,7)	2500X10000 (5250)х800	9200 (5000)
ТПРЗ-12500/825Т-20/0У4 ТПРЗ(ТПЗ)-2500/Ю50Т-10/ОУ4	ТПРЗ(ТПЗ)-! 2500/825Т- 10/0У4	н % W 3 W to сл о о со to СЛ н С*3 о о 5	Т ПРЗ-10000/825Т-20/ОУ4	ТПРЗ*(ТПЗ)-10000/825Т-10/0У4	'	ТПРЗ(Т ПЗ)-10000/825Т-3 0/0У 4	ТПРЗ-8000/825Т-20/ОУ4	ТПРЗ(ТПЗ)-8000/825Т-Ю/ОУ4	Тип	
2500	12500		10000			8000		Выпрямлен- ный номиналь- ный ток, А	
Выпрямленное Последовательное	Последовательное	Параллельное	¥	Последовательное	Параллельное		Последовательное	Соединение трехфазных мостов	
о QQ	1	л V3?3	я	w м w	g	Д. 3»	s 	-	§	СВ-1/4	СВ-1/4	СВ-1/4-	СВ-1/4 ..	СВ-1/4	СВ-2/1 .	СВ-З/4 СВ-2/1	Тип	Вентильная секция
8 напряг 2(1)	8(4)	4(2)	00	8(4)	4(2)	ОТ	6(3)	Коли- чество	
Перекрестная кение 1050 В Встречно-па- раллельная	То же	Встречно-па- раллельная	Перекрестная	То же	Встречно-па- раллельная ... ._	Перекрестная	Встречно-па- раллельная	Схема ревер- сивного пре- образователя	
97,3 96,7 (96,9)	ф СОИ-	Ю ф оосо	£'96	(£'96) 1'96	92.9 (92)	СО Р to	96,4 (96,6)	КПД агре- гата, %	
2500 X ISO00X800 2500X6000 (4ООО)Х8ОО	2500 X 18000 (7250) Х800	2500X10000 (5250)Х800	2500X18000X800	2500X18000 (7250)х800	2500X10000 (5250) х 800	2500Х 14000X800	2500 х 14000 (7250)Х800	Габаритные размеры пре- образователя, мм	
17200 5200 (3200)	17200 (7000)	9200 (5000)	17200	17200 (7000)	9200 (5000)	13200	13200 (7000)	Масса пре- образователя, кг	
Продолжение табл. 43
ТПРЗ(ТПЗ)-4000/1050Т-30/0У4	•	Параллельное	СВ-З/5 (СВ-4/3)	2(1)	То же	97,2 (97,3)	2500x6000 (32001x800	Л 200 (3000)
Т ПРЗ-4000/10501-20/0У4	4000	Последовательное	СВ-1/2	4	Перекрестная	96,4	2500X10000X800	9200
ТПРЗ(ТПЗ)-4000/Ю50Т-Ю/0У4		56	СВ-1/5 (СВ-2/2)	4(2)	Встречно-па- раллельная	95,9 (96,2)	2500X10000 (5250)Х800	9200 (5000)
ТПРЗ(ТПЗ)-5000/1050Т-30/ОУ4	5000	Параллельное	СВ-З/5 (СВ-4/3)	2(1)	То же	97,4 (97,7)	2500X600 0((3250)Х800	5200 (3000)
ТПРЗ(ТПЗ)-5000/1050Т-10/0У4		Последовательное	СВ-1/5 (СВ-2/2)	4(2)		96,5 (96,7)	2500X10000 (5250)х800	9200 (5000)
ТПРЗ-5000/1050Т-20/0У4 .			СВ-1/2	4	Перекрестная	96,9	2500X10000 X 800	9200
ТПРЗ(ТПЗ)-6300/1050Т-10/0У4	6300		СВ-З/5 (СВ-2/2)	6(3)	Встречно- параллельная	- 96,5 (96,7)	2500X14000 (7250)Х800	13200 (7000)
ТПРЗ(ТПЗ)-63ОО/1О5ОТ-ЗО/ОУ4		Параллельное	СВ-1,5	4(2)	То же	97,7 (97,8)	2500 X10000(5250) X 800	9200 (5000)
ТПРЗ-6300/1050Т-20/0У4		Последовательное	СВ-2/2	6	Перекрестная	96.9	2500Х 14000X800	13200
ТПРЗ(ТПЗ)-8ООО/1О5ОТ-ЗО/ОУ4	8000	Параллельное	’ СВ-1/5	4(2)	Встречно- параллельная	98,1 (98,7)	2500x10000 (5250) Х800	9200 (5000)
ТПРЗ* (Т ПЗ)-8000/1050Т-10/ОУ 4		Поел еДовательное	СВ-З/5 (СВ-2/5)	6(3)	То же	96,8 (96,9)	2500Х 1 4000 (7250JX800	13'200 (700)
ТПРЗ*-8000/1050Т-20/0У4	10000	»•	СВ-2/2	6	Перекрестная	97,0	2500X14000X800	13200
ТПРЗ(ТПЗ)-10000/1050Т- 30/0У4		Параллельное	СВ-1/5	4(2)	Встречно- параллельная	96,9 (98,1)	2500X10000 (5200X800	‘9200 (5000)
ТПРЗ*(ТПЗ)-10000/Ю50Т-10/ОУ4		Последовательное	СВ-1/5	8(4)	То же	97 0 (96,2)	2500X18000 (7250 X 800	17200 (7000)
ТПРЗ*-10000/1050Т-20/6У4			СВ-1/5	8	Перекрестная	98,8	'2500X18000 X 800	17200
Продолжение табл. 43								
Тип	Выпрямлен- ный номи- нальный ток, А	Соединение трехфазных мостов	Вентильная секция		Схема ревер-- с явного пре- образователя	КПД агрега- та, %	Габаритные размеры пре-, образователя, мм	Масса пре- образователя, кг
			Тип	Коли- чество				
ТПРЗ(ТПЗ)-12500/1050Т-30/0У4	1250 0	Параллельное	СВ-1/5	4(2) .	Встречно- параллельная	t 98,2 (98.7)	2500X10000 (5250) Х800	9200 (5000)
ТПРЗ(ТПЗ)-12500/1050Т-10/0У4 .		Последовательное	СВ-1/5	8(4)	То же	98,2 (98,1)	2500X18000 (72501X800	17200 (7000)
ТПРЗ-12500/1050Т-20/0У4				8	Перекрестная	98,2	2500X18000X800	17200
ТПРЗ-250О/1О5ОТ-2О/ОУ4 ТПЗ-4000/525Т-30/0У4	2500 4000	» Выпрямленное Параллельное	СВ-2/2 номииалык СВ-4/1	2 >е напря I	» жение 525 В	96.7 96,1	2500 X 6000 X 800 2500X4000X800	5200 3200
Примечания: 1. Для преобразовательных агрегатов серии ТПЗ технические характеристики» отличающиеся от технических характеристи!
агрегатов серии ТПРЗ, приведены в скобках.
2. Напряжение питающей сети 6; 10 кВ (агрегаты, типы которых даны со звездочкой, питаются от сети напряжением 10 кВ).
3. Допустимые колебания напряжения силовой сети ±10%.
4.. режим работы агрегатов длительный. Допускается работа в повторно-кратковременном режиме.
5. Диапазон регулирования выпрямленного напряжения нереверсивных агрегатов 0—100%, реверсивных от -J-100 до —100%,
6. Все реверсивные агрегаты выполнены с раздельным управлением преобразовательными секциями.
преобразователя находится по формуле Ed = edEd0, где ed = f (Iy) — принима-
ется по графику; 1и — входной ток системы управления преобразователем:
61/2
Ed0 = —— U л — для преобразователей с последовательным соединением мо-
стов; ил — действующее значение линейного напряжения моста. Для преоб-
разователей с параллельным
определяется по формуле
соединением мостов абсолютное значение ЭДС
£ _ 3/2 и
--------— еаил-
На рис. 8.14 показаны границы
режима прерывистых токов — f(id)
в выпрямительном режиме для по-
очередного управления, а также для
6- и 12-пульсных схем выпрямления
с симметричным управлением.
Рис. 8.14. Границы преры-
вистого тока для 6- и 12-
пульсных мостовых схем
выпрямления (соответственно
1 и 2) и для схемы с поо-
чередным управлением (5)
Рис. 8.13. Регулировочные и фазовые
характеристики реверсивного преоб-
разователя с поочередным управлени-
ем тиристорными группами:
1 — моста 1; 2 — моста 2; 3 — моста 3; 4 —
моста 4; 5 — группы «вперед»; 6 — групп ы
«назад»
В инверторном режиме кривые 1 и 2 симметричны относительно оси id.
Зная допустимую величину Id при стоянке, можно определить начальную
установку ed. Динамические свойства преобразователей серии ТПЗ и ТПРЗ
с различными законами управления аналогичны.
На рис. 8.15 показаны зависимости коэффициента сдвига Кс от ЭДС
преобразователя. Используя поочередное управление, можно существенно
повысить коэффициент сдвига на значительном участке диапазона измене-
ния ЭДС преобразователя по сравнению с симметричной*схемой.
В комплект преобразовательного агрегата серии ТПЗ и ТПРЗ’входят:
силовой питающий трансформатор, силовая вентильная секция, сглаживаю-
щие и уравнительные реакторы, блоки управления, регулирования, защиты
и сигнализации.
Во всех агрегатах (кроме агрегатов на ток 1600 А) питающий трансфор-
матор устанавливается отдельно. Преобразовательная секция состоит из
вводного шкафа и двух силовых шкафов с тиристорами. Щит управления
включает в себя два или три шкафа двухстороннего обслуживания. В них
размещены функциональные .бло-
ки управления, блоки конденса-
торов, сборки резисторов и т. д.
Близки по техническим ха-
рактеристикам агрегаты этой се-
рии, изготовляемые ПО «Преобра-
зователь». Их основные техничес-
кие данные и типоисполнения
приведены в табл.- 44.
Напряжение трехфазной пи-
тающей сети 6,10 кВ. Диапазон
регулирования нереверсивных
агрегатов 0 — 100%, реверсивных
+ 100%. Климатическое испол-
нение У, категория. размещения
4 по ГОСТ 15160^-69.
$
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
...............................о
-д,8-д,7-Ь,6-0,5-д,4-0,3-6,2-Ь,1/.
0,4
0,2-
-0,3
-0,4
-0,5
-0,6
-0.7
-0,8
-Op
чр
0/
—I-
0,2
Рис. 8.15. Зависимости
коэффициента сдвига от
ЭДС преобразователя:
---------— поочередное управ-
«'Ление; —------симметрич-
ное управление
0^0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 ea
Тиристорные агрегаты серии АТПЗ предназначены для питания якорных
цепей или обмоток возбуждения электродвигателей постоянного тока в элект-
роприводах бумагоделательных машин. Они могут применяться в качестве
регуляторов напряжения в цепях с активной, индуктивной или активно-ии-
дуктивной нагрузками мощностью до 250 кВт (табл. 45).
Ток 15-секундной перегрузки в циклическом режиме (среднеквадратич-
ное значение) не выше номинального при времени усреднения 10 мин.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Преобразовательные тиристорные секции ПТП предназначены Для за-
мены ртутных выпрямителей в существующих электроприводах при сохра-
нении других элементов силовых цепей выпрямительной установки (транс-
форматоров, реакторов, коммутационной аппаратуры и др.). Схема выпрям-
ления — две обратные звезды с уравнительным реактором, распространен-
ная в существующих ртутных выпрямительных установках (около 95%).
Для согласования существующих систем управления электроприводом,
построенных на основе магнитных и электронных усилителей или УБСР,
применено устройство согласования. Технические характеристики тиристор-
ных секций приведены в табл. 46.
44. Тиристорные преобразователи серии ТПЗ и ТПРЗ (ПО «Преобразователь»)
Тип	Номиналь- ное вып- рямленное напряже- ние, В	Номиналь- ный вы- прямлен- ный ток, А	Габаритные раз- меры. мм	Масса, кг
ТПЗ-2500/460Т-У4 ТПЗ-2500/660Т-У4	460 660	. 2500	ЗОООх 7940x1200 2580x5715x1200	5420
ТПЗ-4000/825Т-У4	825	4000	2580x 7916x1200	9680
ТПЗ-6300/825Т-У4		6300	2635 x 9870x1500	11200
ТПЗ-6300/1050Т/У4	1050			
ТПРЗ-1600/660Т-1У4	660	1600	3000 x 9100x1200	14600
ТПРЗ-2500/460Т-1У4	460		2580x 9100X1000 2580 X 8610X1200 '2580 X 9420 X 1200	15500
ТПРЗ-2500/660Т-1У4 ТПРЗ-2500/660Т-2У4	660			8160 11600
ТПРЗ-2500/1050Т-2У4	1050	2500	2635x11425x1200 2635x11425x1200	13430
 ТПРЗ-2500/825Т-2У4	825			8740
ТПРЗ-4000/825Т-2У4		4000	2580 X 17080Х 1200	20830 10550 25110
ТПРЗ-|^/660Т-1У4	660	5000	2635 X 13830Х 1500	
ТПРЗ-/825-1У4		3200	2635X13830X1500	
ТПРЗ-5000/825Т-1У4	825	5000’	2635X15835X1500	20300
ТПРЗ-5000/1050Т-1У4	1050			
ТПРЗ-2х-^29/1050Т-1У4		2х 10000 5000	2635 X 44510X1500	81900
Примечание. Напряжение сети переменного тока собственных нужд 3X380 В
постоянного тока 220 В ±5%.
45. Тиристорные агрегаты серии АТПЗ
Тип	Напряжение трехфазной питающей сети, В	Номинальное	пыпрямлениое напряжение, В	Номинальный выпрямленный ток, А	Длительно допустимый ток. А	Максималь- ный ток, А	I Номинальная	мощность, кВт	кпд, %	Масса, кг
АТПЗ-200/230Р-У4 АТПЗ-200/460Р-У4	220 380	230 460		200	250	400	46 92		92 95	350
АТПЗ-320/230Р-У4 АТПЗ-320/460Р-У4	220 380	230 460		320	400	640	73,6 147,2		92 95	400
АТПЗ-500/230Р-У4 АТПЗ-500/460Р-У4	220 380	230 460		500	625	1000	115 230		92 95	500
Примечание. Габаритные размеры агрегатов 700X730X2165 м.
46. Преобразовательные тиристорные секции ПТП
Тип	Номинальное выпрямленное напряжение, В	Номинальный выпрямленный ток, А	Габаритные размеры, мм	Масса, кг
ПТП-1000/660-1У4 ПТП-1000/1050-1У4	660 1050	1000	2000X1000 X 2400	1350
ПТП-1600/660-1У4 ПТП-1600/1050-1У4	660 1050	1600		
ПТП-2500/660-1У4 ПТП-2500/1050-1У4	660 1050	2500	3200x1000x 2400	2300
ПТП-3200/660-1У4 ПТП-3200/1050-1У4	660 1050	3200		
Секции с номинальным выпрямленным напряжением 660 В допускают
работу с номинальным выпрямленным напряжением 460 В, а секции с но-
минальным напряжением 1050 В — 750 и 825 В. Они могут выпускаться с
напряжением питания цепей собственных нужд 380 В, 415 В при частоте
50 Гц. Секции ПТП изготовляются также для поставок на экспорт в страны
с умеренным и тропическим климатом исполнения Т4 по ГОСТ 15150—69.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Выпрямительные устройства УВКТ-4Т2 и УВКТ-5У2 предназначены для
питания выпрямленным током тяговых двигателей тепловозов с пере-
дачей переменного и постоянного тока мощностью соответственно 2600 И
4000 л. с.
, - Выпрямительные устройства рассчитаны для эксплуатации в закрытых
помещениях.
Техническая характеристика
Напряжение питающего ге-	УВЦТ-4Т2	увцт-ВУЗ
нератора, В 	 Частота питающей сети, Гц	От 30	575/345 до 133
Номинальная мощность, кВт	2900	4200
Номинальный выпрямленный ток, А		3900	5700
Ток перегрузки в течение 5 мин, А	 Номинальное выпрямленное напряжение, В ..... Кратковременно допустимое выпрямленное напряжение, В КПД, %		6300	8700
	99,2	750 850 99,3
Масса, кг, не более ....	500	650
Габаритные размеры, мм	1250 x 975x 700	1250x1165 x 700	
Выпрямительные устройства типа УВКТ-4 изготовляются в климати-
ческом исполнении Т категории 2 по ГОСТ 15150—69 и ГОСТ 15543—70
Электрическая схема выпрямительного устройства представляет собой два
параллельно соединенных между собой трехфазных моста. Плечо моста со-
стоит из нескольких (до 10) параллельно соединенных ветвей, в каждой
ветви — по два вентиля. Установка комплектуется кремниевыми вентилями
типа ВЛ-200, питается от специального синхронного генератора. Конструк-
тивно выпрямительное устройство выполнено в виде шкафа с двухсторонним
обслуживанием. На каждой стороне размещаются 12—15 блоков, составляю-
щих трахфазный мост. Все блоки съемные.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
Выпрямительная установка типа УВП-3 предназначена для преобразо-
вания переменного тока частотой 50 Гц в постоянный и применяется для
питания тяговых двигателей электропоезда переменного тока типа ЭР-9П.
В моторном вагоне электропоезда установка работает совместно с токоогра-
ничивающими реакторами типа РТ-1 и блоком дросселей насыщения TnnaL
БДН-1.
Техническая характеристика
Номинальное выпрямленное напряжение,	В.......	1650
Номинальный выпрямленный ток, А................... 600
Номинальная мощность, кВт......................... 990
Максимальное амплитудное обратное напряжение, В	3600
Пусковой ток в течение 1 мин, А................ . 1000
Пиковое значение пускового тока в течение 30 с, А 1200
Схема выпрямления..............................Однофазная
мостовая
Охлаждение вентилей.........................  .	Воздушное
принудитель-
ное
Скорость воздушного потока между ребрами охла-
дителя, м/с, не менее . . . . '................ 12
Расход очищенного от пыли и снега воздуха, м3/ч,
не менее......................................... 4000
Масса установки, кг............................... 370
Масса блока дросселей насыщения, кг.................  36
Реактор типа Р'Г-1
Длительный ток, А............................. 330
Падение напряжения при токе 330 А и напряжение
на дополнительной обмотке 14 ± 2, В .......... 20±2,5
Индуктивность обмотки, мГ..................... 0,19±0,2
Омическое сопротивление, Ом .................. 0,002+10%
Масса, кг..................................... 75^
Электрическая схема установки представляет собой однофазный вы-
прямительный мост с двумя плечами, расщепленными на концах для обеспе-
чения бестоковой коммутации на переходных ступенях. Плечо состоит из
трех параллельно соединенных ветвей, каждая ветвь — из шести последо-
вательно включенных вентилей.
В комплект выпрямительной установки помимо вентильных блоков вхо-
дят токоограничивающий реактор типа РТ-1, предназначенный для ограни-
чения токов короткого замыкания, и блок дросселей БДН-1 для усиления
сигнала, поступающего при перегрузках и коротких замыканиях на выклю-
чатель, отключающий установку от сети. Выпрямленная установка выпол-
нена в виде пыленепроницаемой камеры, допускающей двухстороннее обслу-
живание.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
Выпрямительные установки типа ВУК для электроподвижного состава
предназначены длй преобразования однофазного тока промышленной часто-
ты в постоянный ток для питания тяговых двигателей магистральных и про-
мышленных электровозов. Установки размещаются внутри кузова электро-
возов и должны быть защищены от попадания воды, эмульсии, масла и т. п.
Техническая характеристика
	ВУК-4000Т-02	ВУК-60-4-4Л-02	ВУК-7000-У2
Номинальный вы-			
прямленный ток, А	 Номинальное вы-	3200	.3000	4800
прямленное напря- жение, В	1350	2500	1460
КПД установки Габаритные разме-	0,99	0,99	0,98
ры блока, мм . . •	630X1120 X 472	1280 X 980 X 620 П45х 1690 x 680	
Масса, кг ... .	2x225	2x320	 660
Схема выпрямления — однофазная мостовая. Кремниевые диоды со-
браны в выемные блоки, что позволяет легко осуществлять их замену. В вы-
прямительных установках применены кремниевые диоды с лавинной характе-
ристикой, что позволило в установках ВУК-4000Т, ВУК-60-4, ВУК-7000 не
применять специальные делители обратных напряжений в последовательно
соединенных диодах. Конструктивно выпрямительные установки выполнены
в виде шкафов, изготовленных из стандартных профилей.
В комплект поставок входят: для установок ВУК-60-4— одна выпрями-
тельная установка (ВУ) из двух блоков, для ВУК-7000—две ВУ, скомплек-
тованные из четырех блоков, для ВУК-4000Т — четыре ВУ, скомплектован-
ные из восьми блоков.
Изготовитель •— завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Тиристорные преобразователи однофазные серии ПТО-М предназначены
для питания двигателей постоянного тока мощностью от 0,7 до 11 кВт. Их
можно также использовать в качестве регуляторов напряжения в цепях с
активной, индуктивной и активно-индуктивной нагрузками (табл. 47). Пре-
образователь выполнен по однофазной мостовой несимметричной схеме без
анодного трансформатора (рис. 8.16). Мост питается от сети линейным
напряжением 380 или 220 В.
47. Тиристорные преобразователи серии ПТО-М
Тип	Напряжение • питающей сети, В	Номинальное выпрямлен- ное напряже- ние, В	Номинальный выпрямлен- ный ток, А	Потребляе- мый ток, А	Ток пере- грузки (сред- нее значение) не более, А	КПД, %
ПТО-М 115-32 ПТО-М115-50	220 380	115	32 50	45 70	60 65	93,5
ПТО-М-230-32 ПТО-М-230-50	220 380	230	32 50	45 70	60 65	97
Примечания: I. Колебание питающей сети ±10%.
2. Охлаждение воздушное естественное.
3. Режим работы длительный.
4. Масса преобразователя открытого исполнения 28 кг, закрытого 32 кг.
5. Длительность перегрузки не более 10 с в циклическом режиме работы при времени
усреднения 10 мин.
Управление преобразователем осуществляется с помощью системы, им-
пульсно-фазового управления (СИФУ). В ней -происходит формирование
прямоугольных импульсов и выдача их в определенной последовательности
и в определенный момент времени. Импульсы, усиленные в узле промежуточ-
ного усилителя, поступают на электроды управления тиристорами.
Защита от сверхтоков выполняется с помощью быстродействующих
предохранителей и токовой отсечки. Преобразователь имеет также защиту
от перенапряжений. Преобразователь серии ПТО-М изготовляется в двух
конструктивных модификациях: закрытое исполнение в виде шкафа и откры-
тое — в виде шкафа без обшивки.
Изготовитель — Пржевальский электротехнический завод.
Комплектные тиристорные устройства управления серий БУ3608 пред-
назначены для быстродействующих реверсивных электроприводов постоян-
ного тока. Их можно также использовать в электроприводах подач высоко-
частотных копировальных станков, универсальных станков типа «обраба-
тывающий центр», станков с числовым программным управлением (ЧПУ)
и других механизмов. Для работы'от системы ЧПУ предусмотрен специаль-
ный блок связи, с помощью которого импульсный сигнал на выходе ЧПУ
преобразуется в аналоговый с напряжением от 0 до ± 10 В. Технические
данные-тиристорных устройств приведены в табл. 48.
Погрешность скорости вращения двигателей при наиболее неблагоприят-
ных условиях [колебание напряжения питающей сети (0,9...1,1) 1/н, изме-
нение нагрузки (0.15...1) 1И, изменение температуры окружающей среды
(25...45)° С] не превышает 25% при 0,001 пн и 2% при пн. Коэффициент нерав-
номерности скорости вращения двигателя не более 0,3 при 0,001 пн и 0,1
при пн. Полоса пропускания замкнутой системы регулирования скорости
электропривода 200 рад/с. Функциональная схема тиристорного устройства
показана на рис. 8.17.
Управляемый выпрямитель У В выполнен по трехфазной мостовой схеме
с тиристорным-коммутатором на выходе. Схема управления выполнена .по
принципу подчиненного регулирования параметров с ПИ-регулятором
скорости и адаптивным регулятором тока РТ. Для повышения быстродей-
ствия системы регулирования нуль-орган блока логики БЛ управляется
импульсом, зависящим от величины и направления тока двигателя. Управ-
ляющий импульс определяется разностью напряжений Ue и UpT. Повыше-
нию чувствительности блока логики БЛ способствует также наличие нели-
нейного делителя на выходе регулятора тока РТ.
731R7 Т2
Л/о
Л?о
71...74
C14VR31
\R33
-о
742
R28
SZ.724
R26 725
К2 713... 716
R8
Т2
727}
726
Рис. 8.16. Принципиальная электрическая схема одно-
фазного тиристорного преобразователя серии ПТО-М:
Vnl, Vn2 и Vn3, Vn4 — диоды и тиристоры силового выпрями-
тельного однофазного моста'; Т1—Т3 — трансформаторы; ТТ —
трансформатор тока
---С5Г
R35
'С15
СЗ R1
4,3
С 4 R2
ЮЗ
Т1
Кб
Х7720
№
733
Т1
75...Т8
R24
R27
=^С11
743
Щ\С7
728
44
7С2
7С3
43/
48. Комплектные тиристорные устройства управления серии БУ3608
/ Тип	Номинальное выпрямлен- ное напря- жение» В	’’Номинальный выпрямленный ток, А	Максималь- ный выпрям- ленный ток, А	Номинальная мощность. кВт
БУ3608-11004 БУ3608-21004	60	16 25	125 200	0,96 1,5
БУ3608-22004 БУ3608-23004	115 230	25	200	2,88 5,75
БУ3608-33004 БУ3608-34004	'230 460	50	400	11,5 23
Примечания: 1. Напряжение питающей сети 220, 380 В — для устройств внутри-
союзной поставки; 220, 380, 400, 415, 440 В—для экспортных поставок. Частота сети 50
и 60 Гц.
2. Колебания напряжения питающей сети (~р10.... ~15) %.
3. Диапазон регулирования скорости при величине управляющего напряжения 10 В
1 : 1000.
Рис. 8.17. Функциональная схема комплектного тиристорного устройства
управления серии БУ3608, используемого для электропривода:
БЛ—блок логики; РТ — регулятор тока; СИФУ — система импульсно-фазового управле-
ния; РЗ—потенциометр установки начального угла регулирования; У В— выпрямитель
управляемый с тиристорным коммутатором на выходе; ДИ — безынерционный датчик про-
водимости; ДЭ — датчик ЭДС; М — электродвигатель; G — тахогенератор; ТТ — трансфор-
матор тока
Сигнал блокировки по току 1бл поступает в блок логики с безынерцион-
ного датчика проводимости ДП, используемого в качестве контроля напря-
жения на вентилях. Для управления ключами ВЗ и ИЗ в блок логики по-
даются управляющие импульсы всех каналов СИФУ.
В комплектном тиристорном устройстве предусмотрены следующие за-
щиты: максимально токовая-(от т. к. з. и длительных перегрузок); от пере-
напряжений и радиопомех.
Основные узлы системы управления (СИФУ, БД, датчик ЭДС, регуля-
торы и усилители) выполнены на интегральных микросхемах серии КЮ1,
К140 и К155. Схема обеспечивает минимальные бестоковые паузы при ре-
версе тока и компенсацию нелинейных регулировочных характеристик УВ
в зоне прерывистых токов. Благодаря этому используются предельные ди-
намические характеристики малоинерционных высокомоментных двигателей
постоянного тока.
Конструктивно комплектное тиристорное устройство выполнено в от-
крытом исполнении одностороннего обслуживания. Оно может быть встроено
в нормализованные шкафы одно- или двухстороннего обслуживания. Система
управления выполнена в виде выдвижной кассеты, в которую установлены
панели с печатным монтажом на разъемах. Габаритные размеры устройства
600 X 500 X 350 мм.
Тиристорный преобразователь типа СТП 50 X 4 X 500 предназначен
для преобразования постоянного тока напряжением 2800 —4000 В в постоян-
ный ток регулируемого напряжения от 0 до 50 В. Применяется для питания
обмоток возбуждения тяговых двигателей магистральных электровозов по-
стоянного тока.
Техническая характеристика
Напряжение на входе преобразователя, В:
номинальное...............’........................  3300
максимальное ....................................... 4000
Номинальный ток каждого управляемого выпрямителя, А 500
Среднее значение выпрямленного напряжения, В.............. 50
Номинальная мощность на выходе преобразователя,	кВт	100
КПД преобразователя; %..................................80—88
Масса преобразователя, кг................................ 2000
Преобразователь состоит и-з параллельного инвертора и четырех управ-
ляемых выпрямителей. Напряжение на нагрузке регулируется изменением
угла управления тиристоров управляемых выпрямителей
Преобразователь выполнен в виде металлического шкафа, в котором раз-
мещаются тиристорно-диодный блок, четыре инверторных трансформатора,
четыре силовых дросселя, силовые конденсаторы и система управления.
Охлаждение тиристорно-диодного блока принудительное.
Разработчик — Специальное проектно-конструкторское бюро электро-
возостроения электровозостроительного завода им. В. И. Ленина, г. Тбилиси
и кафедра электрического транспорта МЭИ.
Комплектные тиристорные преобразователи серии КПТ предназначены
для автоматизированного электропривода постоянного тока с регулированием
по скорости и по ЭДС двигателя, а также для использования в следящем
приводе. Их можно применять для электроприводов с двухзонным регули-
рованием скорости, в которых скорость изменяется при постоянстве
допустимого момента вверх от номинальной.
Техническая характеристика
Питающая трехфазная сеть:
напряжение, В.................
' частота, Гц.............  .
Выпрямленное напряжение, В
Выпрямленный ток, А...........
380, 415 (+10%)
 -50, 60
115, 230, 460
40, 63, 100, 160, 250, 320
Преобразователи. на другие значения выпрямленного напряжения и
тока согласно ТУ 16.529.376—70 изготовляются по согласованию с заво-
дом- и з готов и телем.
Преобразователи серии КПТ практически являются комплектными
электроприводами (в комплект не входит лишь электродвигатель). По функ-
циональному назначению преобразователи выполняются:
для электроприводов с регулированием скорости двигателя напряжением
якоря и главными обратными связями по скорости, ЭДС или напряжению
двигателя (обозначение завода-изготовителя по функциональному назначению
02). Они могут выполняться с задатчиком интенсивности (05), с потенциально
разделенными цепями управления и обратных связей (07), а также с задат-
чиками интенсивности и потенциальными развязками (08);
для следящих и следяще-регулируемых электроприводов с корректи-
рующей обратной связью по скорости двигателя (03), а при необходимости
также с обратной, корректирующей связью по напряжению преобразователя
(13);
для двухзонного регулирования скорости двигателя с нереверсивным
возбудителем (04). Они же выполняются с реверсированием скорости дви-
гателя по цени возбуждения (14) или с блоком потенциальных развязок (17).
Силовая часть тиристорного преобразователя КПТ включает в себя
следующие основные узлы:
силовой трансформатор, предназначенный для преобразования питаю-
щего напряжения в напряжение требуемой величины. В преобразователях
с номинальным выпрямленным напряжением 460 В трансформатор отсутству-
ет, так как возможно непосредственное подключение тиристорного выпря-
мителя к сети 380/220 или 240/415 В;
тиристорный- выпрямитель, имеющий для нереверсивных приводов один
комплект, а для реверсивных — два комплекта тиристоров, включенных
встречно-параллельно;
систему защиты преобразователя от аварийных токов;
систему защиты тиристоров от перенапряжений;
систему сигнализации готовности преобразователя к работе и измере-
ния выходных параметров преобразователя.
Силовая часть выпрямителя выполнена „по трехфазной нулевой или мо-
стовой схеме. Преобразователи для реверсивных приводов имеют две группы
тиристоров,-включенных встречно-параллельно, для нереверсивных — одну
группу. Управление тиристорными группами раздельное, что позволило
улучшить по сравнению с совместным управлением динамические качества
преобразователя и его технико-экономические показатели.
Охлаждение тиристоров в преобразователях на номинальный ток до
100 А воздушное, во всех других преобразователях — воздушное принуди-
тельное.
Защита тиристоров от сверхтоков осуществляется прекращением подачи
управляющего импульса (сеточная защита) или отключением автоматических
выключателей со стороны питающей сети. Кроме того, ограничение сверх-
токов в преобразователе достигается увеличением реактанса трансформатора
или введением реакторов в цепи питания преобразователя в бестрансформа-
торном варианте.
Управляющие устройства выполнены в виде функциональных блоков
выдвижной конструкции, составленных из модулей. В каждом блоке имеется
узел контроля неисправности блока. Управляющие устройства включают
в себя блоки фазосмещения (ФСУ), усилителя импульсов включения тиристо-
ров (УС), управления реверсивным преобразователем (БР), задатчика интен-
сивности (УП), потенциально развязанных усилителей БПРУ, источника
питания нестабилизированного (ИП — Н) и стабилизированного (ИП — С),
эталлонного напряжения (БЭН), обратных связей (ОС) и др. Некоторые из
перечисленных блоков в преобразователях соответствующих исполнений
отсутствуют.
Функциональная схема реверсивного преобразователя типа КПТР-
600/000-QM-02 в электроприводе с обратной связью по скорости двигателя
Лблокам управления
Рис 8.18. Функциональные схемы тиристорных преобразователей:
а — типа КПТР-000/000-ОМ-02 в электроприводе с обратной связью; б — типа
КПТР-000/000-ОМ-04 в электроприводе с двухзонным регулированием скорости дви-
гателя; в — типа КПТР-000/000-ОН-03 в следящем приводе; БС — блок следящего
привода; СК. — блока синхронизации и корреляции люфта
показана на рис. 8.18, а. К питающей сети преобразователь подключен с
помощью блока БАВ (ПАВ), в котором установлен автоматический выклю-
чатель F. Блок питания БП представляет собой силовой трехфазный транс-
форматор типа ТСТ или реакторы типа РСТ. Блоки БКС, ИП—Н, ИП —С,
ВО подключены к питающей сети до выключателя F. Независимое питание
силовых цепей преобразователя и источника питания блоков управления
удобно при наладке и эксплуатации преобразователя.
Датчики переменного тока ДТ контролируют значение тока и в аварий-
ных режимах управляют блоком управления защиты ВУЗ, с которого сни-
мается сигнал на отключение выключателя F и снятие импульсов фазосме-
щающего устройства ФСУ. В блоке РУ размещены элементы схемы, согла-
сующие выходное напряжение трансформаторов переменной составляющей
тока ТТ1 и ТТ2 с параметрами входной цепи устройства раздельного управ-
ления УРУ.
Основным отличием таких же преобразователей, но выполненных для
нереверсивных приводов, является наличие одного комплекта тиристоров,
одного ФСУ и блока БН вместо блока управления БР.
В преобразователях типов КПТО-000/000-00-05, КПТО-000/000-00-07 и
КПТО-000/000-00-08 дополнительно устанавливаются блоки потенциальных
развязок Б ПРУ и задатчика интенсивности типа УП-1,2.
Функциональная схема преобразователя типа КПТР-000/000-ОМ-04
показана на рис. 8.18, б. По сравнению со схемой, показанной на рис. 8.18, а,
здесь дополнительно включены элементы, обеспечивающие регулирование
.Скорости, двигателя напряжением возбуждения.
Схема преобразователя типа КПТР-ООО/ООО-ОН-ОЗ, используемого в
следящем электроприводе, показана на рис. 8.18, в. Напряжение питания
Сельсина задатчика СД подается от специального источника. На второй вход
фазового дискриминатора подается такое же, но однофазное напряжение.
С выхода сельсина обратной связи СП сигнал поступает на вход индикатора
рассогласования (на рисунке не показан), предназначенного для подключе-
ния сельсина обратной связи. Такая схема позволяет задавать соответству-
ющие перемещения механизма путем вращения сельсина и изменения фазы
выходного напряжения.
Конструктивно преобразователи серии КПТ изготовляются в одно- и
двухшкафном исполнении. В первом случае трансформаторы и реакторы
размещаются в одном шкафу с вентильным блоком и блоками управления.
В преобразователях на ток 160 А и выше трансформаторы размещаются в
отдельном шкафу; в другом шкафу расположены вентильные блоки, блоки-
управления и защиты. Двухшкафное исполнение имеют также некоторые
реакторные преобразователи при большом количестве блоков управления
(например, исполнения 04).
Габаритные размеры одношкафных преобразователей: ширина 700,
1000 и 1300, глубина 800, высота 1900 и 2400 мм. Габаритные размеры шкафа
с силовым трансформатором или реакторами для двухшкафного исполнения:
ширина 700 и- 1000, глубина 800, высота 1900 и 2400 мм.
Изготовитель — завод «Сибэлектротрансмаш», г. Новосибирск.
3. ТИРИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ ПОСТОЯННОГО ТОКА
С ИМПУЛЬСНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
Импульсные тиристорные преобразователи применяются в электропри-
водах постоянного тока на городском и промышленном электротранспорте,
на подвижных объектах с питанием их электродвигателей от аккумуляторов,
на электромобилях и т. п. Оптимальная частота импульсов в реальных
импульсных преобразователях составляет 100—300 Гц.
Схемы импульсных преобразователей позволяют осуществлять рекупе-
ративное торможение в диапазоне от номинальной до ползучей скорости.
Переход из двигательного режима в режим рекуперативного торможения,
а также реверс двигателя осуществляется посредством контактного (конт-
роллерного) или бесконтактного тиристорного переключения главной цепи.
Направление момента и скорости вращения двигателя можно изменять также
изменением тока возбуждения двигателя с помощью тиристорного реверсора.
Регулятор импульсный тиристорный типа РИТ-2-150-40/24У2 применя-
ется в двухдвигательном приводе машин напольного безрельсового электро-
транспорта для регулирования скорости двигателей передвижения электро-
погрузчиков типов ЭП-0601, ЭП-0801, ЭП-1008 и ЭП-1МО1.
Регулятор обеспечивает импульсное регулирование напряжения на каж-
дом двигателе передвижения, что позволяет по сравнению с реостатно-
контакторной системой снизить расход электроэнергии аккумуляторных
батарей.
Техническая характеристика
Номинальное напряжение питающей аккумуляторной батареи
типа ТНЖ, В.......................................... 24—40'
Номинальный ток одного выхода, А .... ;..............150
КПД регулятора, %............. ..................... 90
Регулятор содержит два преобразователя постоянного тока, выполнен-
ных на тиристорах с конденсаторной коммутацией, систему управления пре-
образователями и блоки управления контакторами. Он включает"в себя си-
ловой и коммутирующий блоки, а также блок управления, которые устанав-
ливаются в различных отсеках электропогрузчиков. .	,
Разработчик — Специальное проектно-конструкторское и технологи-
ческое бюро полупроводниковой техники (СКТБ ПТ), г. Ставрополь.
Регулятор тиристорный типа РТ-300/300А-У2 предназначен для импуль-
сного регулирования поля тяговых электродвигателей вагонов метрополи-
тена в тормозном режиме.
Техническая, характеристика
Номинальное выходное напряжение силов.ой
схемы регулятора, В....................... 300
Номинальный ток нагрузки, А . . .’........ 300
Номинальная выходная мощность, кВт ....	90x2
Номинальное напряжение питания системы
управления, В............................. 75
Степень ослабления поля тяговых двигателей
на тормозном режиме, %.................... 10—90
Технический ресурс, ч.......................... 2000
Масса регулятора, кг...................... 43
Габаритные размеры, мм
силового блока  ............................ 882	x 585 x 615
блока управления....................... 540	x 435x166
 датчика тока ;........-................. 80	x 46X100"
Режим работы регулятора...................Повторно-кратко-
временный с ПВ-15
Плавное регулирование степени ослабления поля двигателей осуществ-
ляется путем периодического шунтирования их обмоток возбуждения ти-
ристорным' ключом. Управляющие сигналы на тиристорный ключ поступают
от полупроводниковой системы управления. Ток якоря и ток возбуждения
контролируются с помощью датчиков тока, работающих на систему управле-
ния. Необходимые значения тока тяговых двигателей при различных ре-
жимах ведения состава задаются-с помощью блока установки. Конструктивно
силовой блок выполнен в виде прямоугольного модуля, в котором размещены
полупроводниковые приборы и другие элементы.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
* ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Преобразователи серий ПАВК (табл. 49) предназначены для неревер-
сивных регулируемых электроприводов с асинхронными двигателями с фа-
зовым ротором серий А К, А КН, А КЗ, АФЗ и другими мощностью от 250
до 5000 кВт по схеме асинхронного вентильного каскада (АВ К) со звеном по-
стоянного тока и неуправляемой роторной группой.
Преобразователи серии ПАВК позволяют регулировать скорость вра-
щения асинхронных двигателей вниз от синхронной в границах, определяе-
мых соотношением напряжения ротора и номинальным напряжением пре-
образователя.
Диапазон регулирований от. 1 :1,5до1 : 10 при жесткости механических
характеристик не хуже 10% .
В электроприводах с частичным регулированием скорости мощность
преобразователей и трансформаторов находится в прямой зависимости от
требуемого диапазона регулирования. В этих приводах пуск двигателей
до нижней скорости диапазона регулирования осуществляется с помощью
станций управления ШУ в две ступени на пусковых сопротивлениях, вклю-
ченных в роторную цепь. Когда напряжение ротора достигнет номинального
напряжения преобразователя, ротор двигателя отключается от пусковых
сопротивлений и подключается к преобразователю. При необходимости пре-
образователь обеспечивает дальнейший разгон и регулирование скорости
двигателя.
В электроприводах с полным диапазоном регулирования пуск двига-
тёлей осуществляется непосредственно преобразовательным устройством.
49 Преобразователи асинхронного вентильного каскада
Преобразователь	Номинальное линей- ное напряжение пи- тания выпрямителя, В	Номинальный ток преобразователя, А	Линейное напряже- ние инвертора, В	Номинальная мощ- ность инвертора, кВт	Вып рямитель	Номинальное вы- прямленное напря- жение, В	Номинальный вы- прямленный ток, А	Номинальная мощ- ность выпрямителя, . кВт
ПАВК-400-630-У4 ПАВ К-400 X 2x630	350 700	630	380(400) 400x2	360 720	МВТ-500-800 МВТ-1000-800	500 1000	800	400 800
ПАЕК-400-1250-У 4 ПАВК-400 х2х 1250	350 700	1250	380(400) 400x2	720 1440	МВТ-500-1600 МВТ-1000-1600	500 1000	1600	800 1600
Примечания; 1. Номинальное выпрямленное напряжение инвертора 460 В.
2. Охлаждение преобразователя воздушное принудительное.
Сопротивления в цепи ротора включаются последовательно с преобразова-
телем лишь на время подключения статора двигателя к сети для снятия
возникающих в это время перенапряжений.
Рис. 8.19. Структурные схемы преобразователя ПАВК в схеме электроприво-
дов по системе А В К:
а — с частичным диапазоном регулирования скорости; б — с полным диапазоном регулирова-
ния скорости; G — тахогенератор; ЗС— задатчик скорости; ШУ — станция управления; СУ —*
система управления преобразователя; КЗ, KCI, КУ и КВ — контакторы станций управле-
ния; Вп1 — выпрямительная группа; Вп2 — инверторная группа; ТТ — датчики тока; L —
сглаживающий дроссель; Д/, R2 — пусковые сопротивления
Преобразователи позволяют обеспечить динамическое торможение при
скорости вращения от 0 до 100% и генераторное в диапазоне скорости от
100 до 200%. В приводах с диапазоном регулирования скорости 1 : 2 и 1 : 1,5
также’обеспечикается динамическое торможение, однако допустимый тормоз-
ной момент уменьшается соответственно до 0,5 и 0,3 от номинального.
Генераторное торможение возможно в этом случае при скорости от 100 до
150% и от 100 до 133% соответственно.
Ток перегрузки, равны® .1,6 /и, допускается в течение не более 5 мин
в повторно-кратковременном режиме при условии, что среднеквадратичный
ток преобразователя не превосходит номинального значения.
Выпрямители преобразователей рассчитаны для подключения к ротору
двигателя с напряжением на нижнем пределе диапазона регули-рования
скорости 350 и 700 В. Инверторы преобразователей рассчитаны для подклю-
чения к сети 380 В или к индивидуальным трансформаторам с линейным
напряжением 400 В и частоте 50 Гц.
Структурные схемы преобразователя серии ПАВК показаны на рис.
8.19, а, б. Силовые мосты Вп1 и Вп2 собраны по трехфазным мостовым схе-
мам на вентилях ВЛ-320 и тиристорах ТЛ-250 соответственно.
50. Станции управления и выполняемые режимы работы
Тип	Номиналь- ный ток, А	Режим	Тип	Номиналь- ный ток, А	Режим
ТСУР-1011-УЗ	4	Управляемый	ТСУР-2101-УЗ	4	Управляемый
ТСУР-1012-УЗ	10	п уск с токовой	ТСУР-2102-УЗ	10	пуск в любом
ТСУР-1013-УЗ	16	отсечкой, ре-	ТСУР-2ЮЗ-УЗ	16	направлении,
ТСУР-1014-УЗ	25	гулирование	ТСУР-2104-УЗ	25	реверс с то-
ТСУР-1015-УЗ	40	скорости.в ди-	ТСУР-2105-УЗ	40	ковой отсечкой,
ТСУР-1016-УЗ	63	апазоне 1 : 10	ТСУР-2106-УЗ	63	динамическое
ТСУР-1017-УЗ	100		ТСУР-2107-УЗ	100	торможение ре- гулируемой ин- тенсивности
ТСУР-2001-УЗ	4	Управляемый	ТСУР-2121-УЗ	4	Управляемый
ТСУР-2002-УЗ	10	пуск в любом		10	пуск в любом
ТСУР-2003-УЗ	16	направлении,	. ТСУР-2123-УЗ	16	направлении,
ТСУР-2004-УЗ	25	реверс с то-	ТСУР-2124-УЗ	25	реверс с то-
ТСУР-2005-УЗ	40	ковой отсечкой	ТСУР-2125-УЗ	40	ковой отсеч-
ТСУР-2006-УЗ	63		ТСУР-2126-УЗ	63	кой, регулиро-
ТСУР-2007-УЗ	100		ТСУР-2127-УЗ	100	вание скорости в диапазоне 1 : 10, динами- ческое тормо- жение регули- руемой интен- сивности, пе- реходе высшей скорости на низшую в ре- .жиме динами- ческого тормо- жения
Примечав и я: 1. Напряжение трехфазной питающей сети 220/380 В
2. Время включения (отключения) 0,02 с.
3. Время восстановления схемы с динамическим торможением не более 0,5 с.
4. Габаритные размеры станции иа ток до 63 А включительно 700X600X1400 мм; на
ток 100 А 700x600 X 1800 мм.
• 5. Масса станции на ток не более 5 А — 270 кг, на ток 40, 63 А — 320 кг, на ток
100 А — 380 кг.
6. Степень защиты от воздействия окружающей среды по ГОСТ 14254 — 69 1Р10
7. Охлаждение воздушное естественное.
ПротивоЭДС инвертора регулируется с помощью блока управления
тиристорами. Система импульсно-фазового управления выполнена по верти-
кальному принципу и обеспечивает изменение фазы управления импульсов
в диапазоне 180 эл. град.
Преобразователи ПАВК-400 X 2-630 и ПАВК-400 х 2-1250 состоят
из двух последовательно соединенных тиристорных преобразователей (сдвоен-
ный инвертор) и одного выпрямителя МВТ с двумя последовательно соеди-
ненными вентилями в плече моста.
Выбор преобразователей для электроприводов по схеме АВ К произво-
дится по номинальному току (току нагрузки) и напряжению ротора в зависи-
мости от требуемого диапазона регулирования.
Конструктивно преобразователи серии ПАВК выполняются в нормали-
зованных шкафах двухстороннего обслуживания высотой 2400 и глубиной
Рис. 8.20. Структурная схема станции управления серии ТСУР
800 мм. Ширина шкафа для преобразователей на номинальный ток 630А—
1700 и 2450 мм, на ток 1250А—2400 и 3550 мм (вторая цифра относится к
преобразователям со сдвоенным инвертором). Преобразователи, станции
управления и электроприводы в целом комплектует заказчик.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Станции управления тиристорные серии ТСУР предназначены для ком-
мутации и регулирования скорости трехфазных асинхронных- электродви-
гателей с короткозамкнутым ротором мощностью до 40 кВт (табл. 50). При-
меняя станции серии ТСУР, можно получить в широких границах пуско-
тормозные и регулировочные характеристики, значительно ограничить
ударные моменты при пуске и реверсе.
Области применения станций управления: подъемно-транспортные ме-.
ханизмы; станочные электроприводы и другие механизмы с малым временем
работы на пониженных скоростях; центрифуги, буровые станки, насосы,
вентиляторы и другие приводы, требующие неглубокого регулирования
скорости или имеющие вентиляторный момент нагрузки; реверсивные элект-
роприводы с большим числом включений в час, отличающиеся повышенным
быстродействием. При работе станции управления в режимах, указанных
в табл. 50, обеспечиваются: диапазон регулирования скорости 1 : 10; время
формирования пуска и реверса от 0,01 до 0,5 с; максимальные токи при пуске
и реверсе в пределах от /н до 4/н (In— действующее значение номинального
тока).
Особенностью схемы станций управления является использование в
статорных цепях двигателя встречно-параллельно включенных тиристоров
не только для целей бесконтактного коммутирования силовых цепей, но и
для регулирования скорости вращения привода (за счет фазового управления
тиристорами).
Станция управления состоит из блоков питания БП, силовых БС, управ-
ления БУ, режимов БР, обратной связи БОС и защиты БЗ (рис. 8.20).
Нереверсивные станции управления содержат три блока БС, реверсив-
ные — пять блоков. Количество блоков БУ соответствует количеству сило-
вых блоков. Блок управления БУ обеспечивает управление работой соот-
ветствующего блока Б С путем подачи пучка высокочастотных управляю-
щих импульсов (частота 4—6 кГц, ширина пучка 60°) поочереднона два встреч-
но-параллельно включенных тиристора.
Заданный режим работы формируется блоком БР. Он обеспечивает
взаимную блокировку других аналогичных блоков с целью исключения
наложения соответствующих режимов, а также безударное протекание
процессов в силовых блоках. Блок защиты БЗ обеспечивает защиту станции
управления и привода от т. к. з., от перегрузки, от коммутационных пере-
напряжений, от обрыва фаз, нулевую защиту. Обратная связь по скорости
обеспечивается блоком БОС с использованием тахогенератора G. Для огра-
ничения т. к. з. применены токоограничивающие устройства УТ — воздуш-
ные реакторы. В станциях на 4 и 10 А в качестве токоограничивающих эле-
ментов используются резисторы. Все блоки станции управления собраны на'
базе унифицированной блочной конструкции и встроены в шкаф.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Тиристорные преобразователи частоты серии ТПЧ (табл. 51) предназ-
начены для питания трехфазных асинхронных двигателей напряжением
регулируемой амплитуды и частоты, что позволяет плавно изменять их
скорость вращения в диапазоне 1 : 12 при постоянном моменте, равном
номинальному моменту двигателя. Преобразователь обеспечивает плавный
пуск и частотное торможение без рекуперации энергии в сеть.
51. Тиристорные преобразователи частоты серии ТПЧ
Тип	Номинальная потреб-	ляемая мощность. | кВ • А	Номинальная мощ- ность на выходе пре-1 образователя, кВ  А 1	КПД, %	Предельная мощ- ность двигателя, кВт	Коэффициент мощ- ности	Габаритные размеры, мм	Масса, кг	Срок службы, лет (на менее)
ТПЧ-15 ТПЧ-40 ТПЧ-63* ТПЧ-100	15 40 63 100		12 . 32 52 80	80	10 28 55 100	0,8	700 x 900x1970	ьоо 820 1200 1400	7 5
				90 94		0,85	1000x1000x 2540 1260x1000x 2540		10
* Выпуск прекращен.
Примечания: 1. Напряжение трехфазной питающей сети 380 В ±10%, частота 50 Гц.
2. Пределы регулирования выходной частоты 5—60 Гц.
3. Пределы регулирования выходного напряжения: ТПЧ-15 и ТПЧ-40 20—230 В;
ТПЧ-40 20—220 и 38—380 Н; ТПЧ-100 38—380 В.
4. Точность стабилизации входного напряжения и частоты +2%.
5. Охлаждение воздушное естественное или принудительное.
6. Режим работы длительный
Основные узлы преооразователя — силовой трансформатор, лок управ-
ляемого выпрямителя, инвертор, группа вентилей обратного тока, система
управления.
В схеме электропривода применена замкнутая система автоматического
регулирования, построенная на принципе сравнения задающего сигнала
по частоте и напряжению с сигналом, пропорциональным ЭДС двигателя.
Разность этих сигналов подается на вход усилителя, выходной сигнал кото-
рого воздействует на систему управления выпрямителем. Для надежной ра-
боты в области низших частот применен блок подзаряда коммутирующих
конденсаторов, ограничивающий минимальное напряжение коммутации на
уровне 200 В.
На входе преобразователя установлен силовой трансформатор Т2 для
согласованй-я напряжения нагрузки и питающей сети (рис. 8.21).
Обратный мост ВЗ на неуправляемых вентилях, включенный встречно-
параллельно управляемым вентилям инвертора В2, применен в схеме для
периодического обмена энергией между индуктивностью цепи нагрузки
и конденсатором. Необходимость в таком обмене энергий вызвана несов-
падением по фазй выходного напряжения и тока при активно-индуктивной
нагрузке.
Дроссель L и конденсатор выполняют роль фильтра на выходе вы-
прямителя. Дроссели L4 применены в качестве входной индуктивности
инвертора для предотвращения быстрого разряда конденсаторов С4 — С9.
Инвертор собран по трехфазной мостовой схеме. Последовательно с уп-
равляемыми вентилями включены отсекающие вентили, служащие для ис-
ключения шунтирования контура коммутации каждого плеча со стороны
остальных плеч и нагрузки. Коммутация в инверторе осуществляется с по-
мощью параллельно включенных конденсаторов.
Преобразователь имеет две системы управления: блок системы управле-
ния выпрямителем БСУВ с шестью выходными каналами (по числу .тиристо-
ров в мосту), работающей по вертикальному принципу управления; блок
системы управления инвертором БСУИ, служащей для.регулирования час-
тоты и напряжения на выходе преобразователя, и блок управления БУ,
предназначенный для регулирования частоты и напряжения на выходе пре-
образователя. Защита вентилей преобразователя от т. к. з. осуществляется
быстродействующими предохранителями, защита от перенапряжений — RC-
цепочками.
Тиристорный преобразователь частоты конструктивно представляет со-
бой металлический шкаф двухстороннего обслуживания, в котором разме-
щены силовой трансформатор и блоки тиристоров, вентилей, коммутацион-
ной аппаратуры, фильтра, системы управления инвертором, питания и др.
Вверху шкафа установлен вентилятор, в нижней части — силовой трансфор-
матор. Все блоки разбиты на функциональные узлы, выполненные на печат-
ных платах.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Комплектные устройства серин ПЧИ мощностью от 125 до 500 кВ-А
(табл. 52) с тиристорными преобразователями частоты предназначены для
питания асинхронных рольганговых двигателей, а также асинхронных
двигателей с короткозамкнутым ротором других серий. Устройство разрабо-
тано для замены электромашинных преобразователей частоты СГЧЗ.
Преобразователи обеспечивают длительную работу привода на любой
частоте в диапазоне 2—70 Гц, линейное изменение частоты на выходе в ука-
занном диапазоне, работу привода в четырех квадрантах механических
характеристик, а при частотном торможении — рекуперацию электроэнер-
гии в сеть. При использовании двигателей на максимальное выходное напря-
жение преобразователя (380 В) скорость регулируется при постоянном мо-
менте —- в диапазоне частот 2—50 Гц, при постоянной мощности — на часто-
тах выше 50 Гц.
Комплектное устройство состоит из тиристорного преобразователя часто-
ты и системы управления электроприводом. Преобразователь выполнен
с явно выраженным звеном постоянного тока на основе трехфазного инвер-
Рис. 8.21. Принципиальная электрическая схема преобразователя ТПЧ-40:
—F2 — выключатели автоматические; Т1 — трансформатор силовой (устанавливается вне шкафа); В1 — выпрямитель; В2 — инвер
тор с отсекающими диодами; ВЗ— группа вентилей обратного, рока; ЕСУ В — блок системы управления выпрямителем; ВСУЙ—
^лОк 5?истемы УпРавлскнй инвертором; БУ — блок управления; БП -—. блок питания; БПК — блок подзаряда конденсаторов; L, L1—
L4 — блоки дросселей; ТТ1—ТТЗ— трансформаторы тока; Т2 — трансформатор питания цепей коммутации
52. Комплектные устройства серии ПЧИ
Тип	Ток, А	Мощность, кВ  А	Количество щитов, шт., типа			
			сч о о со со о о сч 6 &	ШТУ-70/2	’П1Р-200-380-70/2	ШР-400-380-70/2
ПЧИ-200-380-70/2-У4	200	125	1	1	1	_ •
ПЧИ-400-380-70/2-У4	2X200	2X125	2	1	.—	1
ПЧИ-600-380-70/2-У4	3x200	3x125	3	1	1	1
ПЧИ-'800-380-70/2-У4	4x200	4х 125	4	1	—	2
Примечания: 1. Напряжение трехфазной питающей сети 380+38 В,
2. Номинальная выходная частота 50 Гц, диапазон регулирования частоты 2—70 Гц.
3- Стабильность'установленной частоты 1% от номинальной.
4. Перегрузка по току не более 1,1 /н — 20 мин, 1,25/н —10 мин; 1,5/н — 1 мнн;
1,7/н — 10 с.
5. КПД в номинальном режиме не ниже 00%.
6. Коэффициент мощности не ниже 0,9.
7. Охлаждение силовых тиристоров воздушное принудительное.
тора напряжения с независимой коммутацией и автоматическим подзарядом
коммутирующих конденсаторов. Устройство на ток 400 А и выше выполняется
с двумя, тремя и четырьмя потенциально разделенными выходами на 200 А
каждый.
Устройство содержит блок формирования следующих циклов работы
привода: разгон до установленной скорости и ее поддержание на заданном
уровне; торможение с требуемым темпом до ползучей скорости; останов или
при необходимости реверс' и разгон в противоположную сторону. Управля-
ют комплектным устройством со шкафа управления либо с выносного дистан-
ционного пульта. Конструктивно устройство серии ПЧИ выполнено в виде
щита каркасного типа закрытого исполнения двухстороннего обслуживания.
Внутри щитов размещены блоки силовые и управления, а также коммута-
ционная и измерительная аппаратура. •
Изготовитель — Харьковский электромеханический завод им. 50-летия
Великой Октябрськой социалистической революции (ХЭМЗ).
53. Преобразователи частоты серии ТПЧ
Тип	Номинальное напряже- ние, В	Номинальный ток, А	Номинальная частота на выходе, Гц	Диапазон ре- гулирования частоты, Гц от 15 до	Диапазон ре- гулирования напряжения, В от 60 до	Выходная мощность, кВт	J3	к ч	,	6	§ g	к	о	щ то к о «и „ <	«с	дтй <	а	а	ь	s	и	кпд, %
. ТТЧ-125/220-У4	220	125	60	60	265	50	63	83
ТПЧ-160/220-У 4	220	160	50	50	220	50	63	86
ТПЧ-160/380-У4	380	160	80	5—80	352	80	100	93
Примечания: 1. Напряжение трехфазной питающей сети 380 в+Ц.
2. Кратность допустимой перегрузки по току в течение 5 с — 1,5.
3. Коэффициент мощности 0,9.
4. Параметры устройства дистанционного управления (УДУ): напряжение трехфазной
питающей сети 380 В. частота 50 Гц.
Преобразователи частоты серии ТПЧ- предназначены для питания регу-
лируемых электроприводов с синхронно-реактивными и асинхронными дви-
гателями прядильных машин производств химических волокон (табл. 53).
Структурные схемы тиристорных преобразователей серии ТПЧ пока-
заны на рис. 8.22,а, б. Для получения широкого диапазона выходных частот
при питании от сети с частотой 50 Гц преобразователь выполнен со звеном по-
стоянного тока. Вследствие этого происходит двойное преобразование
энергии: выпрямление сетевого напряжения и последующее инвертиро-
вание.
Выпрямление осуществляется по трехфазной мостовой схеме - (рис.
8.23,а,б). В качестве инвертора использован автономный инвертор напряже-
ния с независимой коммутацией и автоматическим подзарядом. Выходная
6В<Р
Рис. 8.22. Структурные схемы преобра-
зователей:
с—типов ТПЧ-126/220 И ТПЧ-160/220; БУ В —
блок управления выйрямителем; БФИ — блок
формирования импульсов; БФСУ — блок фазо-
смещающего устройства; БР — блок регулирова-
ния; БАИ — блок автономного инвертора; БВФ — блок выходных формирователей; БЛ —
блок логики; Б£П — блок силового подмагничивания; БУП — блок управления подмагничи-
ванием; БПЦ 2 — блоки питания; БЗ — блок защиты; БРП — блок регулирования подмагни-
чиванием; б — типа ТПЧ-160/380; У В — управляемый выпрямитель; СУ В — система управле-
ния выпрямителем; АИН — автономный инвертор напряжения; СУ И — система управления
инвертором; Ф — Фильтр; УВП — регулируемый источник подзаряда; СУВП — система управ-
ления источника подзаряда; СР — система регулирования; СУЗС — система управления защи-
ты и сигнализации; СП — система питания

частота преобразователя ТПЧ-160/380 определяется частотой подачи на ключи
инвертора управляющих импульсов, вырабатываемых системой СУИ
(рис. 8.22,6).
Система управления инвертором преобразователя ТПЧ-160/220 состоит
из двух блоков: блока логики БЛ, включающего в себя задающий генератор и
логическое устройство, и блока выходных формирователей БВФ (рис. 8.22,л),
включающего в себя усилитель мощности и элементы потенциального разде-
ления. Питается система управления инвертором от общей системы питания
преобразователя.
Выходное напряжение, соответствующее изменению частоты при регули-
ровании скорости нагрузочных двигателей, изменяется регулированием
напряжения в звене постоянного тока. Изменение напряжения обеспечи-
вается управляемым выпрямителем БУВ. Величину выпрямленного напря-
жения определяет система фазового управления СФУ. Она включает в себя
блок фазосмещающего устройства БФСУ и блок формирования импульсов
БФИ.
Подмагничиваются коммутирующие дроссели задержки блоком БСП,
управляемым отдельной системой фазового управления СФУ. Управление
включением и отключением преобразователя в требуемой'последовательности,
сигнализация о состоянии отдельных узлов и всей установки в целом, защита
преобразователя в аварийных режимах обеспечиваются блоком защиты БЗ.
В рассмотренных преобразователях силовые цепи питаются от пони-
жающего трансформатора (рис. 8.23,а). В преобразователе ТПЧ-160/380
Рис. 8.23. Принципиальные электрические схемы силовых цепей преобра-
зователей:
а — типов ТПЧ-125/200 и ТПЧ-160/220; б — типа ТПЧ-160/380; F — -выключатель автомати-
ческий; Т — питающий трансформатор; Vi—V6 — тиристоры трехфазного выпрямительного
моста; V7, V9, Vll, V13, V15, V17 — основные тиристоры инвертора; V8. V1O, Vi 2, V14,
V 16у V18— вспомогательные тиристоры; С1—СЗ—коммутирующие конденсаторы; L1—L6
нелинейные дроссели; V19—V24—диоды; L^i—Lp3 — реакторы для ограничения т. к. з.
(рис. 8.23,6) вместо понижающего трансформатора установлены реакторы,
позволяющие ограничить значения т. к. з. В этом преобразователе в качестве
автономного инвертора использован также инвертор напряжения с незави-
симой коммутацией.
Конструктивно агрегат преобразователя частоты выполнен в виде шкафа
преобразователя частоты и шкафа с трансформатором (ТПЧ-160/220) или
шкафа с трансформатором и автотрансформатором (ТПЧ-125/220). В шкафу
преобразователя частоты установлены: блок управляемого выпрямителя, блок
емкостного фильтра, автономный инвертор, три блока конденсаторов инвертора,
источник силового подмагничивания, дроссели, блок системы управления.
Агрегат ТПЧ-160/380 укомплектован в одном металлическом шкафу
двухстороннего обслуживания. Суммарная масса ТПЧ-160/220—1800 кг,
ТПЧ-125/220—1950 кг.
Устройство дистанционного управления выполнено в защищенном ис-
полнении. Располагать устройство дистанционного управления можно в не-
посредственной близости с управляемыми агрегатами и отдельно на центра-
лизованном пункте, причем длина соединительного кабеля должна быть не
более 80 м.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Преобразователи частоты статические серии ПЧС предназначены для
преобразования трехфазного переменного тока промышленной частоты в
трехфазный переменный ток частотой 200 или 400 Гц и применяются для
питания электроинструмента (табл. 54).
54. Преобразователи частоты серии ПЧС
Тип	Линей нее напряже- ние на выходе, В	Ток выход- ной, А	Номи- наль- ная мощ- ность, кВ . А	Габаритные размеры, мм	Масса, кг
ПЧС-4-150/200/400-36-П (А) ПЧС-4- 150/200/400-230-П (А)	36; 42 230 ±23	63 10	4	650х576X Х978 (990 х 646 X X ПОО)	215—230
ПЧС-10-150/200/400-36-П (А) ПЧС-10-150/200/400-230-П (А)	36; 42 230+23	160 25	10	760х686X Х1196 (I150 X 856X X1320)	325—350
ПЧС-25-150/200/400-230-У 2	230±23	63	25	1267X900X Х2264	920
Примечания: 1. Питание от трехфазной сети напряжением 380 В + Б%, частотой
50 Гц.
2. Климатическое исполнение У, категория 2 по ГОСТ 15150—69.
3. Габаритные размеры преобразователя указаны для внутренней установки (тип с бук-
вой П) й наружной (тип с буквой А).
Допускается параллельная работа на общую нагрузку трех преобразо-
вателей ПЧС-4 и ПЧС-10 и двух преобразователей ПЧС-25. Преобразователи
допускают одновременный групповой пуск электродвигателей инструмента
с суммарной потребляемой мощностью, не превышающей 50% мощности
преобразователя, при условии, что полная потребляемая мощность каждого
из двигателей не более 25% мощности преобразователя.
Преобразователь выполнен по схеме с промежуточным звеном постоян-
ного тока. Выпрямитель подключается к трехфазной сети переменного тока
через входной блок БВН (рис. 8.24), содержащий аппаратуру управления
и фильтр от радиопомех. Он собран по схеме несимметричного моста.
Выпрямленное напряжение (блок БВ) сглаживается и подводится к
трехфазному независимому параллельному инвертору тока ВИТ с трансфор-
маторным выходом. Для обеспечения жесткости внешней характеристики
в схему введен обратный мост, включенный со стороны постоянного тока на
напряжение питания инвертора и со стороны переменного тока — к от-
пайкам первичной обмотки инверторного трансформатора. При срабатыва-
нии защит преобразователя снимаются управляющие импульсы, выпря-
мительный мост принудительно запирается, и преобразователь отключается
от питающей сети.
Преобразователи ПЧС-25 и ПЧС-10 с выходным ндпряжением 230 В
можно дополнительно комплектовать необходимым количеством распре-
делительных устройств типа УРЧ-4-36-У1 для питания электроинструмента
напряжением 36 В. Преобразователь выполнен в виде шкафа двухсторон-
него обслуживания с блочным монтажом отдельных узлов.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Агрегаты диодные тиристорные серии АТД предназначены для плавного
пуска и регулирования скорости асинхронных двигателей с фазным ротбр&л
Рис. 8.24'. Функциональная схема преобразователей частоты типа ПЧС (обо-
значения см. на рис. 8.22)
единой серии АК2, МТ, МТВ, МТМ и других мощностью до 100 кВт в схемах
асинхронно-вентильного каскада. Питаются агрегаты от трехфазной пита-
ющей сети 380 В и частотой 50 Гц.
Техническая характеристика
АТДЕ2-50/380Р-2У4 АТДЕ2-100/380Р-2У4
Номинальный ток, А . . .
Максимальный ток, А . . .
Номинальная мощность, кВт
Габаритные размеры, мм
Масса, кг................
КПД агрегата, %..........
50	100
88	175
30	60
800x800x2200
500	550
95
Максимальный ток агрегата в течение 1 мин в циклическом режиме при
среднеквадратичном значении тока, равном номинальному, и времени усред-
нения 10 мин должен быть не более значения тока, указанного в характери-
стике. Охлаждение агрегата естественное.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Преобразователи тиристорные частотные типа ПТЧ-3-4000-У4 предназ-
начены для преобразования тока частотой 50 Гц в трехфазный переменный
ток частотой 1200—4000 Гц и применяется для питания электрооборудования
механизмов внутришлифовальных станков. Напряжение питания агрегата
от трехфазной сети 380 В ± 10%.
Техническая характеристика
Диапазон частот, Гц................ 1200—1600;	1500—2000;
2000—2670; 2500—3330;
3000—4000
Отклонение частоты от установленного
значения, % (не более)............ .	±6
Номинальное линейное напряжение, В	220
Отклонение напряжения, % (не более)	± 10
Коэффициент нелинейных искажений
выходного напряжения, % (не более)	60
Номинальная мощность при коэффици-
енте мощности в цепи нагрузки 0,6—
0,8, кВ  А................................... 3
Потребляемая мощность в номинальном
режиме, кВ • А (не более)................... 3,7
КПД в режиме номинальной нагруз-
ки, % ..................“.................... 50
Масса преобразователя, кг................... 250
Охлаждение...........................Воздушное	естественное
''Конструктивно преобразователь представляет собой бескаркасный шкаф
напольного исполнения двухстороннего обслуживания.
Разработчик —Специальное проектно-конструкторское и технологи-
ческое бюро полупроводниковой техники (СКТБ ПТ), г. Ставрополь.
5.	ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ДЛЯ ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОГО, ПРОМЫШЛЕННОГО
И ГОРОДСКОГО ЭЛЕКТРОТРАНСПОРТА
Для электрической тяги в СССР используют постоянный и однофазный пе-
ременный ток промышленной частоты (50 Гц). На тяговых подстанциях по-
стоянного тока применяются силовые полупроводниковые выпрямительные
и выпрямительно-инверторные устройства. К ним предъявляются следующие
требования.
1.	Статические и динамические характеристики преобразовательных
установок должны удовлетворять характеру тяговой нагрузки, т. е. соот-
ветствовать циклическому характеру нагрузок и перегрузок с учетом их
частоты, длительности и формы, вида преобразования энергии (выпрямление,
инвертирование) и т. п.
2.	Преобразовательные устройства должны быть устойчивы к сверхтокам
при всех видах короткого замыкания.
3.	В связи с тяжелым тепловым режимом работы преобразователи долж-
ны иметь эффективную и надежную систему охлаждения.
4.	Возможность параллельной работы с аналогичными преобразователь-
ными агрегатами.
5.	Простота обслуживания и надежность в работе. Схемное и конструк-
тивное исполнение преобразователей должно обеспечивать надежную работу
агрегата при различных климатических и тепловых условиях, оптимальную
компоновку для удобства обслуживания, простоту монтажа, настройки
и регулировки, малошумность и т. д.
6.	Высокая экономичность и КПД установки.
 7. Преобразовательные устройства должны быть надежны и относитель-
но просты в автоматизации, обеспечивающей управление децентрализовано
расположенными подстанциями при одновременном снижении количества
дежурного персонала.
Выбор типа и количества преобразовательных агрегатов на тяговых
подстанциях производится по среднеквадратичному току подстанции с уче-
том максимального тока, допустимых перегрузок и частоты их повторений.
При параллельной работе тяговых подстанций определяется также количест-
во агрегатов по аварийному режиму с учетом влияния внешних характеристик
на распределение нагрузки между агрегатами и подстанциями.
Рис. 8.25. Принципиальная электрическая схема выпрямительно-инверторного
преобразователя типа ВИПЭ-2УЗ:
ШТ1—ШТЗ — шкафы инвертора; ШВ— шкаф выпрямителя; ШР1, Н1Р2 — шкафы- с разряд-
никами типа РБК; F6 — разрядник РВБК-3,3; F1—F4 — выключатели автоматические быстро-
действующие для переключения из режима в .режим; F5 — выключатель быстродействующий
автоматический для защиты от сверхтоков; LI, L2 — реакторы помехозащитные; L3 — реактор
сглаживающий; Т — трансформатор силовой; ТГЦ ТТ2 — трансформа тор*ы тока; ДНК — дат-
чик напряжения контактной сети; ДН1, ДН2 — делители напряжения; ШУ— шкаф управ-
ления; ДПР — датчик переключения режимов
Преобразователи, предназначенные для электроподвижного состава,
должны иметь повышенную механическую прочность, выдерживать тряску,
иметь малую массу и компактность. Они должны иметь возможность работать
в неблагоприятных атмосферных условиях и запыленном воздухе.
Преобразователь выпрямительно-инверторный типа ВИПЭ-2УЗ (рис 8.25)
предназначен для работы в выпрямительном и инверторном режимах на
стационарных тяговых подстанциях постоянного тока электрифицирован-
ных железных дорог. Он применяется вместо ртутных инверторно-выпрями-
тельных агрегатов типа ИВУ-300/5.
Техническая характеристика
Напряжение трехфазной питающей сети, кВ 6; 10,5; 35
Напряжение собственных нужд, В................ 220
Номинальный ток преобразователя, А:
в выпрямительном режиме...................  2500
в инверторном режиме........................ 1600
Напряжение, В:
в выпрямительном	режиме................ 3300
в инверторном режиме.................	3200—3600
 Максимальное напряжение в	обоих режимах, В	4000
КПД, %......................................... 99
Охлаждение................................Воздушное	прину-
дительное
Габаритные размеры, мм:
блока выпрямителей .	.	............... 3000x4250x1410
силового блока..........*............... 3000x6600x1410
шкафа управления........................ 2250x800x900
Схема преобразования — два встречно-параллельно включенных трех-
фазных моста. Выпрямитель собран на диодах ВЛ2-200, инвертор преобра-
зователя—-на тиристорах ТД-320. Система автоматического регулирования
преобразователя обеспечивает получение горизонтальных и падающих внеш-
них характеристик. Переключение преобразователя в заданный режим осу-
ществляется: со стороны контактной сети—с помощью специальных пере-
ключающих устройств, со стороны сети переменного тока — бесконтакт-
ным включением мостов на соответствующие отпайки вторичной обмотки
преобразовательного трансформатора.
Электрооборудование преобразователя размещается в отдельных щитах
шкафного типа. Три шкафа инвертора устанавливаются на общую подставку,
объединяющую вентиляционные каналы шкафов с вентиляторами. Электро-
оборудование выпрямителей устанавливается в двух шкафах с подставкой,
используемой для системы принудительной вентиляции.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
Выпрямительные агрегаты серии ВАК'ЛЭ и АТДЕ6 предназначены для
питания контактных сетей городского электрифицированного транспорта
(табл. 55).
В состав агрегатов входят: преобразовательный трансформатор, выпря-
мительный блок, шкаф управления, панель защиты от коммутационных
перенапряжений. Схема выпрямления агрегатов ВАКЛЭ-1000 (2000)-600Н —
нулевая с уравнительным реактором, агрегатов ВАКЛЭ-1000 (2000)-600М-У4—
трехфазный мост.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Преобразователь выпрямительный типа ПВЭ-5АУ1 предназначен для пи-
тания контактной сети электрифицированных железных дорог выпрям-
ленным током и рассчитан для установки на открытой части подстанции
(табл. 55).
Преобразователь состоит из силового тягового трансформатора Т типа
ТМПУ-16000/10, шести шкафов с вентилями Вп1 —Впб, которые образуют
исходную схему выпрямления, шкафа ШС с /?С-элементами, шкафа бипо-
лярных коммутационных разрядников ШБКР (типа РБК) и шкафа земля-
ной защиты ШЗЗ (рис. 8.26).
Схёма выпрямления—две обратные звезды с уравнительным реактором
или трехфазная мостовая.
Каждый шкаф с вентилями содержит 14 последовательно включенных
вентилей, расположенных по вертикали, и пять параллельных вентилей,
55. Выпрямительные агрегаты для электрифицированного транспорта					
Тип преобразователя	Напряже- ние (трех- фазное) питающей сети, кВ	Номиналь- ное вы- прямлен- ное напря- жение, В	Номиналь- ный вы- прямлен- ный ток, А	Номиналь- ная мощ- ность, кВт	КПД, %
ПВЭ-5АУ1	6; 10	ззоо'	3000	9900	99
ВАКЛЭ-1000-600Н	6 (6,3); 10(10,5)	600	1000	600	97
ВАКЛЭ-2000-600Н			2000	1200	
ВАКЛЭ-1000-600М-У4	6(6,3); 10( 10,5)	600	1000	600	98
ВАКЛЭ-2000-600М-У4			2000	1200	
Габаритные размеры, мм	Где используется
• 1400x1000 x 3100 (выпрямитель), 1500x900x2240 (7?С-элементы), 1500 x 900 x 2240 (разрядники)	Тяговые подстанции электрифицированных железных дорог
1350 x 800x 2000 (выпрямитель),* 900 x 600 x 2000 (шкаф управления)	Питание контактных сетей городского электрифицированного транспорта
1085x1200 x 2330 (выпрямитель) 900 x600x 2000 (шкаф управления) 1600x1200 x 2200 (выпрямитель), 900x600x2000 (шкаф управления)	Снят с производства
АТДЕ6-2000-600Т-1У4	6(6,3); 10(10,5)	600	2000	1200	98	1200 x 800x 2000 (выпрямитель) 700 x 600x 2000 (шкаф управления)	То же
АТПШ-500/275 АТПШ-1000/275	6 + 0,05	275	500 1000	140 280	96	1035x1000 x 2025 1035x1000 x 2035	Питание контактных сетей подземного электрифицированного транспорта угольной, горнорудной промыш- ленности
УВКМ-6 УВКМ-5М Там же	6,3; 10,5	825	1600 3200	1320 2640	97,5	1600x1200 x 2530 (выпрямитель), 2(640x520x2065) (шкаф защиты) 2830x1200x2576 (выпрямитель), 2(640 x 520 x 2065) (шкаф защиты)	Тяговые подстанции метрополитена 1
* Для ВАКЛЭ-2000-600Н габаритные размеры удваиваются.
Примечания: I. Допустимая амплитуда перенапряжений для преобразователя ПВЭ*5АУ1: на шннах переменного тока не более 16 кВ,
на ишиах постоянного тока 9 кВ. Длительность перенапряжений в обоих случаях не более 10 мс.
2. Напряжение цепей собственных нужд преобразователей серии ВАК ЛЭ, АТДЕ6 220/380; 36 В„ ПВЭ-5АУ1 220 В, УВКМ-6 и УВКМ-5М
220/380 В.
3. Пределы изменения напряжения в агрегате типа АТПШ: с помощью отпаек снлсвого трансформатора ±5%, за счет изменения угла ре-
гулирования 7%.
4. Допустимая перегрузка по току: а — агрегатов типа АТПШ 1,57н в течение 120 с каждый.час: 2,0/н в течение 10 с каждые 0,5 ч; б —
агрегатов серий УВКМ-6 и УВКМ-5М — соответственно 2000 и 4000 А в течение 2 ч (при условии, что за любые 8 ч суток среднеквадратичный
ток ие превышает ZH) и 3500 и 6000 А в течение 15 с (с цикличностью 75 с при условии, что среднеквадратичный ток за один цикл не превышает
значение тока соответственно 2000 и 4000 А).	_
5. Охлаждение воздушное естественное, для ПВЭ-5АУ1 воздушное принудительное.
расположенных по горизонтали. Шкаф /?С-элементов, предназначенный для
защиты преобразователя от коммутационных и атмосферных перенапряже-
ний, состоит из шести резисторно-конденсаторных групп. Шкаф снабжеф
блокировкой, исключающей подачу напряжения на схему преобразователя
при закороченных ножах. Шкаф с разрядниками содержит шесть комплектов
гасительных камер с сопротивлениями и регистраторами срабатывания.
Конструктивно шкафы с вентилями выполнены с двухсторонним об-
служиванием, двери снабжены замками электромагнитной блокировки и
блокировкой открывания дверей. Все другие шкафы выполнены с односто-
ронним обслуживанием.
Рис. 8.26. Принципиальная электрическая схема преобразователя ПВЭ-5АУ1:
F — автоматически быстродействующий выключатель типа ВАБ-28-3000/ ЗОК; Q1 — разъеди-
нитель; Q2 — масляный выключатель
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
Агрегаты тяговые преобразовательные типов АТПШ-500/275 и АТПШ-
1000/275 предназначены для преобразования трехфазного переменного тока
в постоянный (выпрямленный) и применяются для питания контактных
сетей подземного электрифицированного транспорта в угольных и слан-
цевых шахтах I и II категорий по газу, а также в горнорудной промышлен-
ности (табл. 55). Исполнение агрегатов — рудничное повышенной надеж-
ности (РП).
Силовой выпрямитель агрегата выполнен по трехфазной мостовой схеме
на тиристорах. В агрегате типа АТПШ-500/275 использован тиристорный
преобразователь типа ПТ-500/275, в агрегате АТПШ-1000/275 — преобра-
зователь типа ПТ-1000/275.
Конструктивно тиристорный преобразователь выполнен в виде шкафа
герметического исполнения. В состав тягового преобразовательного агре-
гата, помимо тиристорного преобразователя, входят трансформаторная под-
станция, токоограничивающий реактор и пульт дистанционного управления.
Разработчик — Всесоюзный научно-исследовательский проектно-кон-
структорский и технологический институт взрывозащищенного и рудничного
электрооборудования (ВНИИВЭ).
Выпрямительные агрегаты типов УВКМ (табл. 55) применяются на
тяговых подстанциях в системе электроснабжения метрополитена.
Схема выпрямления — трехфазная мостовая на лавинных вентилях.
К сети переменного тока агрегаты подключаются через силовой трансформа-
тор (соединение обмоток звезда —
треугольник). Со стороны перемен-
ного тока агрегат включается мас-
ляным выключателем, со стороны
постоянного тока — быстродействую-
щим выключателем ВАБ.
Агрегат состоит из выпрямитель-
ного блока, представляющего собой
шкаф двухстороннего обслуживания,
и двух шкафов защиты с односто-
ронним обслуживанием. По согласо-
ванию с заказчиком заводом постав-
ляется панель защиты от перенапря-
жений.
Изготовитель — ПО «Преобразо-
ватель», г. Запорожье.
Тиристорный преобразователь час-
тоты ПЧТ-1У2 (рис. 8.27) предна-
значен для централизованного пита-
ния отопительной системы пассажир-
ских поездов.
Рис. 8.27. Принципиальная электри-
ческая схема преобразователя частоты
типа ПЧТ-1У2:
СУ — система управления; ДНТ — датчик
нуля тока; Fl, F2— выключатели автомати-
ческие; БЗ — блок защиты; Н — нагрузка
Преобразователь устойчив к колебаниям, вибрациям и ударам согласно
ГОСТ 9219—66 и соответствует группе А по ГОСТ 15150—69 в части корро-
зионной активности атмосферы.
Техническая характеристика
Номинальное линейное напряжение -питающего
генератора, В................................... 400+]°
Входная частота, Гц................... 63—100
Напряжение постоянного тока для литания цепей
управления, В . ............................ НО—15
Номинальное выходное напряжение преобразо-
вателя, В................  .	. . . ............. 1000+™
Номинальный ток нагрузки, А................. 600
Номинальная выходная частота, Гц................. 16,67
Пределы колебаний выходной частоты, Гц. . . .	15—17,5
Номинальная мощность, кВт.......................  600
Коэффициент мощности.............................. 0,92
КПД преобразователя, %  .......................... 99
Охлаждение.................................. Воздушное
принудительное
Расход воздуха, м3/4 ........................ 3000
Масса, кг..................................... 330
Преобразователь питается от генератора, обмотки которого включены
по схеме две трехфазные звезды, а их напряжение сдвинуто относительно
друг друга на 30 эл. град. В силовую часть входят две токосборные денталь-
ные группы, включенные встречно-параллельно. Каждая из вентильных
групп содержит два последовательно включенных трехфазных выпрямитель-
ных моста.
Включаются токосборные группы с помощью системы управления СУ.
За счет поочередного включения вентильных групп нагрузки поступают
чередующиеся положительные и отрицательные полуволны выпрямленного
напряжения трапецеидальной формы с частотой 16,67 Гц. Разрешение на
включение токосборной группы в порядке следования их очередности пода-
ется датчиком тока ДНТ.
С системы управления СУ управляющие импульсы поступают в момент
начала естественной коммутации-тиристоров; При перегрузках в систему
СУ подаются сигналы из блока защиты БЗ о снятии управляющих импуль-
сов с силовых тиристоров. Для ограничения т. к. з. предусмотрена установка
токоо г р а ни чи в а ющи х реакторов.
Конструктивно преобразователь выполнен в виде металлического шкафа
с двухсторонним обслуживанием. Внутри шкафа расположены силовые блоки
и панели с элементами систем управления и защиты.
Разработчик — электротехнический завод им. М. И. Калинина (г. Тал-
лин) и Московский институт инженеров железнодорожного транспорта.
в. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ДЛЯ ЭЛЕКТРОЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ УСТАНОВОК
В электроэнергетике полупроводниковые преобразовательные устрой-
ства используют для возбуждения турбо- и гидрогенераторов, для расплав-
ления гололеда постоянным током на высоковольтных воздушных линиях
электропередачи, для компенсации реактивной мощности, в качестве источ-
ников питания электромагнитных приводов высоковольтных выключателей
и др. Мощность преобразователей для возбуждения крупных генераторов
превышает 1000 кВт, выпрямительной установки для плавки гололеда —
более 15 тыс. кВт. Схема выпрямления преобразователей — трехфазная
мостовая с параллельным и последовательным включением в плечо моста
требуемого количества полупроводниковых приборов. Для выравнивания
токов и напряжений в ветвях используются анодные делители тока и шун-
тирующие сопротивления.
Перспективно применение тиристорных компенсаторов реактивной мощ-
ности. По сравнению с конденсаторными установками тиристорные компенса-
торы реактивной мощности обладают следующими преимуществами: плавное
автоматическое регулирование cos <р, быстродействие, поддержание стабиль-
ности питающего напряжения, избирательность при поддержании cos <р или
напряжения.
Выпрямительные устройства серии ВУТГВО предназначены для преоб-
разования трехфазного переменного напряжения частотой от 50 до 500 Гц-
в постоянное (выпрямленное) и применяются в схемах возбуждения турбо-
генераторов (табл. 56).
Выпрямитель собран по трехфазиой мостовой схеме. Для равномерного
распределения тока по параллельным ветвям в их цепи включены индуктив-
ные делители тока. Выравнивание обратных напряжений осуществляется
с помощью шунтирующих сопротивлений. Для защиты от коммутационных
перенапряжений параллельно каждому вентилю включены цепочки из кон-
денсаторов и сопротивлений. Предусмотрена защита от т. к. з., а также
сигнализация при перегорании предохранителей и пробое вентилей. Охлаж-
дение водяное.
56. Выпрямительные устройства типов ВУТГВО-ЗООО, ВУТГО-ЗООО
н ВУТГД-300/360
Тип	Номинальный выпрямлен- ный ток, А	Номинальное выпрямлен- ное напряже- ние, В	Допустимая перегрузка по току, А	Выходная мощность, кВт	Допустимое напряжение иа выходе, В	Габаритные 1 размеры, мм	 Масса, кг
ВУТГВО-ЗООО-I (1Т) ВУТГВО-ЗООО-П (ПТ)	3000	180 400	5800	540 1200	—	2385х700х Х1820	1470
ВУТГВО-4000 (Т)	4000/3600	480	7120	1920		3090х850Х’ Х2370	2500
ВУТГО-ЗООО-Т ВУТГО-ЗООО-П ВУТГО-ЗООО-Ш	2110 3000 3560	390 470 480	4040 5800 -7120	 740 1410 1710	740 940 960	2615х930х Х2490	' 1200 1400 1600 1500
ВУТГД-300/360	1000 1250	300 300	2000 '2800	300 375	600		
Примечания: I. Номинальное напряжение питания выпрямительных мостов уст-
ройств ВУТГД-300/360 — 220 В.
2. Устройство ВУТГО-ЗООО-1 предназначено для турбогенераторов мощностью 165 МВт;
ВУТГО-ЗООО-Н — для турбогенераторов мощностью 200 и 300 МВт; ВУТГО-Ш — Для турбо-
генераторов мощностью 500 МВт.
3. КПД ВУТГД 97%, Для всех остальных 96%.
Конструктивно выпрямительные устройства выполнены в виде металли-
ческого шкафа. Часть каркаса шкафа изготовлена из маломагнитной стали
для уменьшения электрических потерь и местных нагревов от наведенных
токов.
Изготовитель — СКТБПТ, г. Ереван.
Выпрямительные устройства типа ВУТГО-ЗООО предназначены для пре-
образования трехфазного переменного тока частотой от 50 до 500 Гц в
постоянный в схемах высокочастотного возбуждения турбогенераторов мощ-
ностью 150—500 МВт (табл. 56).
Силовая часть выпрямительного устройства выполнена по трехфазной
мостовой схеме на кремниевых диодах типа В-200-10. Напряжение питания
собственных нужд устройства: для вентиляторов — 2 X 380 В, для цепей
контроля и сигнализации — 220 В переменного, и постоянного тока. Охлаж-
дение воздушное принудительное.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Выпрямительное устройство типа ВУТГД-300/360-У4 предназначено для
преобразования трехфазного напряжения частотой 500 и 50 Гц в выпрямлен-
ное в схемах возбуждения турбогенераторов типа ТВФ-120-2 (табл. 56).
Принципиальная схема выпрямительного устройства типа ВУТГД показана
на рис. 8.28. Устройство имеет два силовых выпрямителя Вп1 и Вп2, выпол-
ненных по трехфазной мостовой схеме. На выпрямитель ВЛ1 подается трех-
фазное напряжение частотой 500 Гц, на выпрямитель Вп2 —: напряжение
частотой 50 Гц. Вспомогательный мост ВпЗ используется в цепях контроля
предохранителей и системы охлаждения.
Для равномерного распределения тока в параллельных ветвях приме-
нены делители тока, защита от коммутационных перенапряжений и равномер-
ное деление обратных напряжений между вентилями достигается с помощью
/?С-цепочек.
Охлаждение вентильных блоков предусмотрено с помощью основного
и резервного вентилятора. Схема управления и сигнализации выполнена для
работы без обслуживающего персонала. В комплект выпрямленного устрой-
ства входят выпрямительное устройство, два блока с конденсаторами и ре-
зисторами, а также ограждения для ошиновки.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Рис. 8.28. Принципиальная электрическая схема выпрямительного устройства
типа ВУТГД-300/360: а — силовая часть; б —цепи контроля;
F1—F4 — предохранители; СКП — система контроля предохранителей; СК.Т — система кон-
троля охлаждения; KI—К4 — указательные реле. Назначение цепей контроля: / — темпера-
туры; 2 — предохранителей; 3 — охлаждения; 4 — АВР; 5 — взвода РУ; 6 — сигналов на
главный щит управления
Установка выпрямительная типа ВУКН-1200-14000 нагревательная пред-
назначена для расплавления гололеда постоянным током.
Техническая характеристика
Напряжение трехфазной питающей сети, кВ . . ,	10
Номинальный выпрямленный ток, А............. 1200
Номинальное выпрямленное напряжение, В . . .	14 000
Напряжение оперативных цепей, В . . ..... 380/220; 220
Выходная мощность, кВ • А................... 16 800
КПД (расчетный), %.......................... 99,5
Масса шкафа, кг:
управления................................... 200
силового................................. 2200
Охлаждение.................................. Воздушное
принудительное
Выпрямительная установка допускает параллельное соединение до трех
и последовательное соединение до двух отдельных установок в группе; дли-
тельное повышение напряжения со стороны переменного тока до 12 кВ;
включение на полную нагрузку и работу в течение 2—4 ч; отключение со
снятием полной нагрузки 'и возможностью последующего включения по
такому же циклу.
Схема выпрямления — трехфазная мостовая. Каждая фаза схемы
выпрямления состоит из двух плеч вентилей типа ВЗ-250 20-го класса (по
три параллельно и 12 последовательно вентилей в плече). Для равномерного
распределения обратных напряжений параллельно вентилям присоединены
/?С-цепочки. Защита установки при повреждении вентиля с разрывом цепи
осуществляется посредством датчиков тока.
Установка состоит из шкафа управления (одностороннего обслуживания),
силового шкафа (двухстороннего обслуживания) и воздухопровода. Испол-
нение силового шкафа — наружное брызгозащищенное, шкафа управления —
для внутренней установки.
Изготовитель — НИИ завода «Электровыпрямителъ», г. Саранск.
Выпрямительный агрегат стартерный ВАСТ-20-800 М применяется для
безаккумуляторного пуска дизелей В2-300, В2-400, СД, 1Д12 и других
при помощи электростартеров типа СТ-700.
Техническая характеристика
Напряжение трехфазной питающей сети, В . . .	380 ±5%
Номинальный выпрямленный ток, А . .......	800
Номинальное выпрямленное напряжение, В . . •	19,5
Выходное напряжение при холостом ходе, В . .	26 ±1
Потребляемая мощность, .кВ • А............... 33
КПД, %, не менее..........................  .	70
Cos <р, не менее............................. 0,68
Масса, кг.............................    .	.	80
Режим работы.................................Повторно-крат-
ковременный
Общее количество рабочих циклов подряд, не
более........................................ 10
Продолжительность цикла, с................... 10
Рабочий ток, А..............’................ 800
Длительность паузы, с.............................. 60
Интервал повторного режима работы, мин, не
менее............................................. 45
Охлаждение агрегата..........................    Естественное
воздушное
Принципиальная электрическая схема агрегата показана на рис. 8.29, а,
схема подключения — на рис. 8.29,6. Схема выпрямления трехфазная одно-
полупериодная с нулевой точкой. Выпрямительный блок подключен к сети
переменного тока через силовой трансформатор Т. Схемой предусмотрена
посредством выключателя F защита агрегата от перегрузок, затяжных пус-
ков, т. к. з.
Агрёгат выполнен в виде металлического ящика. В корпусе агрегата
установлены силовой трехфазный трансформатор Т, кремниевые вентили
VI — V3 типа В2-200, автоматический выключатель F, панели входа и вы-
хода (питающей сети и нагрузки).
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Блоки питания к распределительным устройствам типов БПРУ-66/220,
БПРУ-66/380 предназначены для питания постоянным током электромаг-
нитных приводов высоковольтных выключателей.
Блоки питания выполнены на кремниевых вентилях по трехфазной мо-
стовой (БПРУ-66/220) и трехфазной нулевой (БПРУ-66/380) схемам. Они
допускают параллельную работу на общие шины выпрямленного тока для
получения токов свыше 300 А.
Предусмотрена возможность регулирования тока на выходе лока по-
средством переменных сопротивлений, включенных в цепи переменного и
выпрямленного тока. Диапазон регулирования: на выходе «150А»— 55 —
150А; на выходе «300А»—150—300А. Блок питания выполнен в виде навес-
ного металлического шкафа одностороннего обслуживания.
Техническая характеристика
Напряжение питающей сети, В:
БПРУ-66/220 .................................
БПРУ-66/380 . ...........................
Частота питающей сети, Гц...................
Номинальное выпрямленное напряжение, В .
Количество выходов:
на ток 300 А....................•........
на ток 150 А ............................
Длительность импульса нагрузки, с . ........
Количество импульсов в цикле с интервалом
между циклами 10 мин:
при токе. 300 А .... . ................
при токе 150 А..............,............
Габаритные размеры шкафа, мм...........
220
380
50
220
2
4
1
4
6
800 x 450x1065
Изготовитель — Иссык-Кульское объединение электротехнических заводов.
Рис. 8.29. Выпрямительный агрегат стартерный ВАСТ-20-800М:
а — принципиальная электрическая схема; VI — V3 — вентили; б — схема присоединений
стартерного агрегата к дизелю; К1 — пусковое реле; К2 — реле стартера; ВА — выпря-
мительный агрегат; М — стартер; G — генератор; КЗ — реле-регулятор; S — кнопочный
пост управления
Тиристорные компенсаторы реактивной мощности типов ТК-125-380-УЗ
и ТК-ЗОО-38О-ЗУЗ предназначены для компенсации реактивндй мощ-
ности с автоматическим плавным поддержанием коэффициента мощности или
напряжения в распределительных сетях переменного тока напряжением
до 0,4 кВ при частоте 50 Гц.
Техническая характеристика
ТЦ-125-380-УЗ ТК-ЗОО-38О-ЗУЗ
Напряжение трехфазной питаю-
щей сети, В ..................
Номинальный ток, А...........
Номинальная компенсирующая
мощность, квар ....
Диапазон регулирования мощ-
ности, квар...................
Значение уставки, отн. ед. . . .
Точность стабилизации в диапа-
зоне» регулирования мощности, %
Точность автоматического под-
держания напряжения на на-
грузке, % ....................
380-
190	456
125	300
25—125	20—300
0,3—1	0,6 — 1
±3
—1,5	—
Скорость компенсации реактивной мощности сети при набросах — сбсо-
сах нагрузки в пределах диапазона регулирования 500 квар/с. Удельные по-
тери мощности в компенсаторе ТК-300-380-ЗУЗ составляют при номинальной
мощности 1,5 кВт, при минималь-
ной — 6,6 кВт.
Рекомендованные области при-
менения — сети с резкопеременным
(толчкообразным) или быстроизме-
цяющимся непрограммируемым гра-
фиком нагрузки (сети со сварочными
аппаратами, с мощными тиристорны-
ми электроприводами постоянного
тока), а также с сильными искаже-
ниями кривой питающего напряже-
ния.
Компенсаторы можно эффектив-
но использовать и в сетях с любым
графиком изменения реактивной на-
грузки совместно с конденсаторными
установками, нерегулируемыми или со
ступенчатым регулированием.
Структурная схема тиристорного
компенсатора реактивной мощности
ТК-125-380-УЗ показана на рис. 8.30.
Силовая часть схемы компенса-
тора состоит из двух трехфазных
управляемых мостов ВУ1 ...ВУ6 и
ВУ7...ВУ12, работающих параллель-
но на общую сеть. Каждый мост на-
гружен на свою обмотку одного и то-
го же линейного дросселя L, имею-
щего малое активное сопротивление.
Тиристоры вьГпрямительных мостов
работают с опережающим углом за-
жигания а ~ 90 эл. град по отноше-
нию к моменту естественной комму-
Рис. 8.30. Структурная схема
тиристорного компенсатора типа
ТК-125-380-УЗГ
Др—токоограничивающие реакторы; Д1 —
датчик коэффициента мощности; Д2 — датчик
напряжения; Ф — фильтры
Рации. Подача импульсов на открывание тиристоров левее точки естествен-
ной коммутации достигается соответствующей фазировкой системы управле-
ния мостов, состоящей из двух тождественных схем с диодными коммутато-
рами ДК1, ДК.2 и блоками формирования импульсов БФИ1...БФИ12.
При поступлении импульса на открывание тиристоров дроссель L
на отрицательном участке кривой линейного сетевого напряжения Отдает
в сеть энергию, ранее запасенную им на положительном участке этого на-
пряжения. В результате этого ток фазы сети опережает свое фазное напряже-
ние на угол a s 90 эл. град.
Автоматическое поддержание напряжения сети или стабилизация задан-
ного значения coscp достигается воздействием на схему управления датчика
напряжения или датчика cos<p. Защиту от сверхтоков -обеспечивает сеточная
защита или автоматический выключатель F. Конструктивно компенсатор
выполнен в виде шкафа двухстороннего обслуживания.
НИИ завода «Электровыпрямитель» разработал тиристорный компен-
сатор типа ТК-ЗОО-38О-ЗУЗ большей мощности (рис. 8. 31), серийное произ-
водство которого намечается в 1978 г..
Рис. 8.31. Принципиальная электрическая схема тиристорного компенсатора
реактивной мощности типа ТК-300-380-ЗУЗ
Основными узлами компенсатора являются: тиристорно-дроссельный
блок, состоящий из встречно-параллельно включенных тиристоров VI...V6
и трех дросселей L1...L3. Блок предназначен для изменения величины индук-
тивного тока; косинусные конденсаторы С служат для генерирования емко-
стного тока; трансформаторы тока ТТ1, ТТ2—-для подключения измери-
тельных приборов к сети.
Принцип работы компенсатора заключается в изменении суммарного
тока, значение которого определяется в виде разности емкостной и реактив-
ной составляющих тока. Так как реактивное сопротивление конденсаторов
постоянное, а реактивное эквивалентное сопротивление дросселей изменя-
ется за счет регулирования момента включения тиристоров VI...V6, то эф-
фективный индуктивный ток, протекающий через дроссели L1...L3, можно
регулировать в пределах от минимального до номинального значения и тем
самым изменять в заданных граница^ (суммарный ток. Система управления
СУ обеспечивает стабилизацию напряжения сети или заданного значения
СОЗф.
Изготовитель — завод «Электровыпрями.тель», г. Саранск.
7. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ, ИСПОЛ ЗУЕМЫЕ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОУСТАНОВОК ГРАЖДАНСКОЙ АВИАЦИИ,
МОРСКОГО И РЕЧНОГО ФЛОТА
Преобразователи относятся к выпрямительным установкам средней
мощности. Выпрямители для питания бортовой сети при техническом обслу-
живании самолетов изготовляются на низкое выходное напряжение (28,5 В)
и относительно большой ток. Выходное напряжение выпрямителей для пи-
тания судов с берега постоянным током 220 и ПО В.
Схема выпрямления трехфазная мостовая с симметричным или не-
симметричным мостом. Преобразователи выполняются в виде шкафов, в
которых расположены силовые трансформаторы, блоки с диодами и тиристо-
рами, коммутирующая и защитная аппаратура. Режим работы повторно-
кратковременный или длительный. Охлаждение воздушное естественное и
принудительное.
Универсальный аэродромный выпрямитель типа УАВ-100У1 предназна-
чен для запуска авиадвигателей и питания бортовой сети при техничес-
ком обслуживании самолетов и вертолетов (табл. 57).
57. Аэродромные выпрямители типов УАВ-100У1 и АВС-40У1
Тип	Пределы ре- гулирования выходного на- пряжения, В	Точность ста- билизации выходного на- пряжения, в	Номинальный выпрямлен- ный ток, А	Номинальная мощность, кВт.	Количество выходов	Габаритные размеры, мм	Масса, кг
УАВ-100У1	26,6—31,3	±0,85	2X400* 200	100*	2	1750x1250x1200	1100
АВС-40У1	27—30	—	2X600	40	2	1660x1250x1200	1300
* В числителе — ток основного выпрямителя, в знаменателе — вспомогательного.
Примечания? I. Напряжение трехфазной питающей сети 380 В-f-10%, — 15%,
частота 50 Гц.
2. Номинальное выпрямленное напряжение 28,5 В.
3. Коэффициент пульсации выпрямленного напряжения в установленном режиме вы-
прямителя АВС-40У1 не более 6%.
4. Допустимая перегрузка в течение 10 с с интервалами не менее 15 мин 2x1500 А.
5. Напряжение холостого хода в нестабилизированном режиме 30 В.
6. Режим работы повторно-кратковременный.
7. Охлаждение воздушное естественное.
8. Габаритные размеры пульта управления выпрямителем УАВ-100У1	I750X1250X
Х1200 мм, масса пульта 8 кг.
Выпрямитель типа УАВ представляет собой полупроводниковый управ-
ляемый выпрямитель, средней мощности. Напряжение в основном выпрями-
теле выпрямляется по 6-пульсной схеме, во вспомогательном — по 12-
пульсной. Схемой предусмотрено регулирование напряжения на выходе
симметричного трехфазного моста. Принцип регулирования — импульсно-
фазовый.
Выпрямительная установка УАВ выполнена в виде шкафа, в котором
расположены силовые трансформаторы, блоки с вентилями и тиристорами,
блок управления тиристорами, блок стабилизации и программы, блок защиты,
коммутирующая аппаратура и другие детали и узлы преобразовательного
устройства. Запуск авиадвигателей производится с выносного пульта управ-
ления, соединенного со шкафом кабелем.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
Аэродромный выпрямитель статический АВС-4ОУ1 предназначен для
питания бортовых потребителей электроэнергии на самолетах при их техниче-
ском обслуживании в аэропортах и для централизованного электроснабже-
ния лабораторий и цехов предприятий гражданской авиации (табл. 57).
Агрегат выпрямительный «Дельфин» предназначен для питания судов
с берега постоянным током.
Техническая характеристика
Напряжение трехфазной питающей сети, В ...	380
Номинальное выпрямленное напряжение, В . . .	220, ПО
Номинальный выпрямленный ток, А . .	...	200 
Номинальная мощность,	кВт ..........	44
КПД, %, не менее................................. 96
Габаритные размеры, мм ................... 1000x1340x	840
Масса, кг....................................... 650
Схема выпрямления трехфазная мостовая, охлаждение воздушное ес-
тественное. Агрегат представляет собой шкаф, внутри которого расположены
трехфазный силовой трансформатор, выпрямитель, элементы защиты и из-
мерительные приборы. Шкаф имеет съемные боковые и заднюю стенки и дверь.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
.	8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОЛИЗА
Агрегаты выпрямительные серин ВАКД и ВАКВ2 предназначены для
питания электролизных установок в цветной металлургии и химической
промышленности с противоЭДС не более 70% выпрямленного напряжения
в условиях умеренного климата. Оборудование размещается в закрытом
отапливаемом помещении, за исключением силового трансформатора, кото-
рый устанавливается на открытом воздухе под навесом. Технические данные
агрегатов приведены в табл. 58.
По способу регулирования выпрямленного тока агрегаты напряжением
300, 450, 600 и 850 В имеют два исполнения: с автоматической стабилизацией
и с ручным регулированием выпрямленного тока. Агрегаты на напряжение
75 и 150 В изготовляются с ручной и автоматической стабилизацией тока.
Точность стабилизации выпрямленного тока при колебании напря-
жения питающей сети в пределах, допустимых нормами, составляет ± 1%
при токе уставки (1,0...0,5) /н и ± 2% при токе уставки (0,5...0,3) /н агре-
гата .
В агрегатах с ручным регулированием выпрямленного тока возможно
только ступенчатое регулирование тока путем переключения РПН и ПБВ
трансформатора.
Принципиальная электрическая схема силовой части агрегатов ВАКВ2
и ВАКД на ток 12 500 А и напряжение 300, 450, 600 и 850 В показана на
рис. 8.32, а. Схема агрегатов на ток 25000 А при тех же выходных напряже-
ниях аналогична, только количество выпрямительных блоков удваивается.
Принципиальная электрическая схема главных цепей агрегатов ВАКВ2-
25000/75 и ВАКВ2-25000/150 показана на рис. 8.32,6.
Агрегаты на выпрямленное напряжение 300—850 В выполнены по трех-
фазной мостовой схеме, имеют 12-пульсный режим выпрямлеция. Агрегаты на
выпрямленное напряжение 75—150 В выполнены по схеме две обратные
звезды с уравнительным реактором, имеют 6-пульсный режим выпрямления,
за исключением агрегатов на ток 25 000 А и напряжением 150 В, имеющих
12-пульсный режим выпрямления. Выпрямительные блоки на напряжение
600 и 650 В собраны на лавинных диодах ВЛ-200, все другие блоки — на
диодах В-200.
В состав агрегата также входят сетевой масляный выключатель, разъ-
единители переменного и постоянного тока, дроссели насыщения (поставля-
58. Выпрямительные агрегаты серий ВАКД и ВАКВ2
Тип	Напряжение питаю- щей сети, кВ	Номинальное вы- прямленное напря- жение, В	Номинальный вы- прямленный ток, кА	КПД, %	Коэффициент мощ- ности	Потребляемая мощ- ность в цепях соб- ственных нужд и оперативных на пе- ременном токе, кВт	Расход технической воды, м5/ч	Количество выпрями- тельных мостов, шт.
ВАКД-12500/300 ВАКД-12500/450 ВАКД-12500/600 ВАКД-12500/850	6; 10; 35-	300 450 600 850	12,5	97 97,2 97,7 98,2	0,93 0,95	14	—	2
ВАКД-25000/300 ВАКД-25000/450 ВАКД-25000/600 ВАКД-25000/850	10; 35	300 450 600 850	25	97,2 97,5 93 98,5	0,93 0,95	27,5	—	4
ВАКВ2-12500/75 ВАКВ2-12500/150	6; 10	75 150		94,5 95,2	0,92	6,5	4,5	1
В А КВ2-12500/300 В А КВ2-12500/450	6; 10; 35	300 450	12,5	97 97,2	0,93			
ВАКВ2-12500/600	6; 10	600		97,7		6	8,5	2
ВАКВ2-12500/850	6; 10; 35	850		98,2	0,95			
ВАКВ2-25000/75 ВАКВ2-25000/150	6; 10.	75 150		94,7 95,5	0,92	6,5		
ВАКВ2-25000/300	6; 10; 35	300	25	97,2	0,93			
ВАКВ2-25000/450 ВАКВ2-25000/600 ВАКВ2-25000/850	10; 35	450 600 850		97,5. 98 98,5	0,95	6	16,5	4
Примечания} 1. Потребляемая мощность цепей собственных нужд и оперативных
на постоянном токе 0,4 кВт.
2. Номинальный ток агрегатов в тропическом исполнении снижается на 20% по срав-
нению с агрегатами в умеренном исполнении.
3. Расход воздуха Для агрегатов типов ВАКД-12500 — 8000 м3/ч, ВАКД-25000 —
16000 мз/ч.
ется по количеству вентильных блоков), уравнивающие дроссели (в зависи-
мости от мощности один или два дросселя), панель защиты от перенапряже-
ний (1—4 шт.). Кроме того, к каждому агрегату поставляется щит управле-
ния, шкаф автоматического включения резерва, панель с предохранителями
ГГНБ5, панель стабилизации тока и диспетчерский пульт (последние два
изделия поставляются по согласованию заказчика с заводом-изготовителем).
Рис. 8.32. Принципиальные электрические схемы главных цепей агрегатов:
а — ВАКВ2 и ВАКД на ток 12500А и напряжение 300, 450, 600 и 850 В; Ау —дроссель уп-
равляющий: LH — дроссель насыщения; БВ — блок выпрямительный; Г — трансформатор си-
ловой без регулирования напряжения; б — ВАКВ2-25000/75 и ВАКВ2-25000/150; ТПТ — транс-
форматор постоянного тока; Т — трансформатор силовой с регулированием напряжения под
нагрузкой
С диспетчерского пульта предусмотрена возможность отключения агре-
гатов, переключения ступеней РПН трансформатора," регулирование тока
уставки каждого из параллельно работающих агрегатов и регулирова-
Рис. 8.33. Структурная схема вы-
прямительного агрегата серии
ВАКЭЛ
ние суммарного выпрямленного тока
уставки.
Изготовитель — ПО «Преобразова-
тель», г. Запорожье.
Выпрямительные агрегаты серии
ВАКЭЛ на полупроводниковых кремние-
вых диодах и тиристорах предназна-
чены для преобразования трехфазного
переменного тока в выпрямленный и
применяются для питания установок
получения водорода под давлением
методом электролиза воды электроли-
зерами типа ЭФ-24-12.
Основные технические характерис-
тики агрегатов и комплектуемого обо-
рудования приведены в табл. 59. Глу-
бина регулирования выпрямленного
напряжения под нагрузкой от 40 до
100% номинального. Точность стаби-
лизации установленной средней величи-
ны выпрямленного напряжения в пре-
делах (70—100%)Пн + 2%, при одно-
временном колебании напряжения пи-
тающей сети ±5% . При токе нагрузки,
59. Агрегаты серии ВДКЭЛ
Тип	Трансформатор				
	Тип	Напряжение сети, кВ	Мощность, кВ ..А	КПД, % (не менее)	Коэффициент мощности, не менее
ВАКЭЛ-1250-230-1	—г	—	—	—	—
ВАКЭЛ-1000-230-2	ТСЭВ-320/0,7	0,38	320	96,5	0,92.
ВАКЭЛ-1250-230-3	ТСЗП-400/10	10,6	352	97	0,95
ВА КЭЛ-1250-115.4	ТСЗП-200/0,7	0,38	160	97	0,95
Примечании! 1. Напряжение цепи собствеьных нужд 380/220 В,
2. Охлаждение блока вентилей водяное.
3, Габаритные размеры агрегата 850x900X2400 мм, масса 360 кг.
Выпрямитель
		ф	ф о	Ф
		о	к	
	ф	J3	ф ।	
а	выпрямл ный ток,	R га S Я § ж	Г? Ф S Е Ф 3 £3 я й £ 3	кпд, % менее).
К'оэффиц-иеит
мощности
(не менее)
200	287-	1250	230	98	0,85
215	250	1000	250	97,5	0,86
200	287	1250	230	98	0,85
100	144	1250	115	98	0,85
превышающем номинальный на 30%, агрегат имеет крутопадающую внеш-
нюю характеристику.
Выпрямительный агрегат (рис. 8.33) состоит из силового трансформатора
Т (для агрегатов 2, 3, 4-го исполнений), выпрямительного блока ВБ, выпол-
ненного по несимметричной мостовой схеме, блока управления тиристорами
БУТ, блока защиты и сигнализации БЗС. Охлаждение блока вентилей во-
дяное.
Для управления тиристорами применена система импульсно-фазового
управления, которая работает по интегральному принципу, т. е. реагирует не
на мгновенное, а на среднее значение тока управляющего сигнала. Для конт-
роля направления вращения фаз предусмотрены фазоуказатели.
Агрегаты 2, 3, 4-го исполнения состоят из металлического шкафа с выпря-
мителем, системой защиты, сигнализации. Агрегаты 1-го исполнения не имеют
силового трансформатора.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ГАЛЬВАНИКИ И СТАНКОВ
ЭЛЕКТРОКОРРОЗИЙНОЙ ОБРАБОТКИ МЕТАЛЛОВ
Отличительная особенность кремниевых преобразователей, использу-
емых в качестве источников питания гальванических ванн, — большой
выходной ток, достигающий 12,5 кА и более, и малое выпрямленное напря-
жение, не превышающее в большинстве случаев 12 В. На некоторых установ-
ках, например, при анодном оксидировании алюминия в серной кислоте,
напряжение составляет 15 В и больше, а при оксидировании в хромовой
кислоте достигает 60 В. Выпрямительные агрегаты выпускаются как в нере-
версивном, так и в реверсивном исполнении.
Генераторы импульсов изготовляются для питания технологическим
током электроэрозионных станков различных моделей и назначений. Ве-
личина протекающего через эрозионный промежуток тока регулируется
в зависимости от типа агрегата количеством подключенных силовых блоков,
изменением частоты амплитуды, скважности и формы импульсного тока.
Для автоматического поддержания рабочего расстояния эрозионного проме-
жутка предусмотрен блок регулятора подачи.
- Выпрямительные агрегаты серии ВАК и ВАКР предназначены для пи-
тания постоянным током гальванических ванн и электрохимических станков
(табл. 60). Агрегаты питаются от трехфазной сети напряжением 380 В± 10%
и частотой 50 Гц.	ц
Для крупных выпрямительных агрегатов применена схема звезда —<
обратная звезда с уравнительным реактором, для маломощных агрегатов —
трехфазная с нулевым выводом.
Первичные обмотки преобразовательных трансформаторов могут быть
соединены в треугольник и звезду. При соединении в звезду выпрямленное
напряжение агрегатов снижается вдвое, а диапазон уставок рабочего тока
агрегата остается без изменения.
Схемой предусмотрена возможность автоматической стабилизации вы-
прямленных тока и напряжения, плотности тока, а также ручное регулиро-
вание выходного напряжения.
Основным элементом автоматического регулирования в агрегатах ВАК-
100 является термокомпенсированный усилитель постоянного тока на тран-
зисторах; Необходимый режим работы агрегата устанавливается специаль-
ным переключателем. В других агрегатах схема автоматики выполнена на
магнитных усилителях.
При настройке агрегата в режиме стабилизации плотности тока изме-
нение площади загружаемых деталей в гальваническую ванну приводит
к автоматическому изменению тока и напряжения на выходе агрегата.
При реверсивном исполнении агрегаты снабжены тиристорами обрат-
ного направления выпрямленного тока, а также второй системой управле-
ния тиристорами обратного тока. Система реверса имеет два канала и по-
строена на логических элементах.
НИИ завода «Электровыпрямитель» (г. Саранск) разработаны еще три
выпрямительных агрегата типов ВАК-Ю0-36У4 (рис. 8.34,а), ВАК-6300-
24У4 и ВАК-3200-48У4 (рис. 8.34, 6). Схемы выпрямления агрегатов
ВАК-3200-48У4 и ВАК-6300-24У4 — звезда — обратная звезда с уравни-
тельным током, агрегата ВАК-100-36У4— трехфазная с нулевым выводом.
Вторичные обмотки преобразовательного трансформатора Т1 могут соеди-
60. Выпрямительные агрегаты серий ВАК, ВАКР н ВАКГ
Тип	Выпрямлен- ное напряже- i нне, В	Выпрямлен- ный ток, А	Номинальная мощность на выходе, кВт	кпд, %	Габаритные размеры, мм	' Масса, кг
ВАК-100-12ХЛ4	12/6	100	1,2	78—72	873 X 633 X 360	130
ВАК-Ю0-24ХЛ4	24/12	100	2,4	84—80	873x633 x 360	160
ВАК-630-24Х Л4 ВАК-6300-12У4		630	15,12	88—85	1700X1000X 600 1860X 2510X 2460	550 3480
	12/6	6300	75,6	84—71		
ВАК-12500-12У4		12500	150	81—66	2375 x 2995 x 2400	5910
ВАК-12500-24У4		12500	300	88	3300X 2650 X 3000	8420
ВАК-1600-24У4	24/12	1600	38,4	87—82	1700X1765 x 800	1155
ВАК-3200-24У4		3200	76,8	89—84	1900 x 2315 x 900	2340
ВАК-1600-48У4	48/24	1600	76,8	87—83	1900 X 2315 x 900	2220
_ ВАК-100-36У4	36	100	3,6	83	700X 300X1200	250
ВАК-3200-48У4	48	3200	153,6	88	1400X1200x2200	2000
ВАК-6300-24У4	24	6300	151,2	88	1400X1450 X 2200; 600X 400X1800	2000; 160
ВАКР-100-12ХЛ4	12/6	100	1,2	78—72	873x633x360	140
. В АКР-320-18 ХЛ4	18/9	320	5,76	79—72	1550X744X496	230
В АКР-630-12 ХЛ4		630	7,56	82—73	1550X744X496	260
ВАКР-1600-12У4	12/6	1600	19,2	82—70	1935x1100x780	350
ВАКР-3200-12У4		3200	38,4	83—71	1935Х1Ю0Х800	1000
В АКР-6300-12У4		6300	75,6	84—71	1860X2510X2460	4020
ВАКГ-18/9-320-4	18/9	320	—	—	1550 X 744 X 496	300
ВАКГ-12/6-630-4		630	—•	—	1550X744X496	350
ВАКГ-12/6-1600-4	12/6	1600	—	—	1667X800X708	650
ВАКГ-12/6-3200-4		3200	—	—	1667 x 800 X 842	850
Примечания: 1. Диапазон уставок стабилизированного напряжения для ВАК-100-
36У4 — -6—36 В; для ВАК-3200-48У4 — 6—48 В и для ВАК-6300-24У4 — 6—24 В.
2. Коэффициент мощности агрегата ВАК-100-36У4 — 0.82, агрегатов ВАК-3200-48У4
и ВАК-6300-24У4 — 0,91.
няться в треугольник и звезду. Для агрегатов на ток 3200 и 6300 А исполь-
зованы тиристоры ТВ-800, для агрегата на ток 100 А — тиристоры на 160 А.
Схема автоматики обеспечивает стабилизацию выпрямленного тока и
выпрямлейного напряжения ± 5% и плотности тока ± 10%. Основным эле-
ментом схемы автоматики СА агрегата ВАК-100-36У4 является термоком-
пенсированный усилитель постоянного тока. Требуемый вид работы устанав-
ливается переключателем.
30 Гц -ЗвОВ	50 Гц-380 В
Рис. 8.34. Структурные схемы выпрямительных агрегатов:
а — типа ВАК-Ю0-36У4; б — типа ВАК-3200-48У4 и ВАК-6300-24У4; СП — система питания;
СЗ — схема защиты; СУТ — схема управления тиристорами; С А — схема автоматики; БТ —
блок тиристоров; СЗС — схема защиты и сигнализации; САР — схема автоматического регу-
лирования
Схема защиты СЗ обеспечивает защиту блока тиристоров БТ и других
элементов от внешних и внутренних коротких замыканий, от перегрева си-
ловых тиристоров, пропаданий одной из фаз питающей сети.
Технические характеристики приведены в табл. 60.
Агрегат ВАК-Ю0-36У4 размещен в одном шкафу, охлаждение воздушное
естественное, агрегаты ВАК-3200-48У4 и ВАК-6300-24У4 размещены в двух
шкафах, охлаждение водяное.
Выпрямительные агрегаты серии ВАКГ применяются для питания по-
стоянным током электролитических ванн гальванических цехов при автома.
тическом или ручном регулировании заданной плотности тока (табл. 8.32).
Агрегаты рассчитаны на питание от трехфазной сети напряжением 380 В
± 10% частотой 50 Гц.
Изготовитель •— завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Силовой выпрямительный агрегат типа ВАС-600/300 на полупроводни-
ковых вентилях предназначен для преобразования трехфазного переменного
тока в постоянный и применяется для питания выпрямленным током вибро-
дуговых установок для сварки и наплавки под слоем флюса, питания гальва-
нических ванн и других потребителей постоянного тока.
Техническая характеристика
	ВАС-600/300-]	ВАС-600/300-11	BAC-600/300-III
Напряжение трех- фазной питающей сети, В	 Выпрямленный ток (среднее значе- ние), А ....	380, 400	415/220	440
	600/300	600/300	300
Выпрямленное на- пряжение (сред- нее значение), В	15/30	12/24	27
Потребляемая мощ- ность, кВ • А КПД в номиналь- ном режиме, %, не менее 		14	11,2	10,5
	75	72	82
Коэффициент мощ- ности, не менее	0,8	0,8	0,93
Масса, кг ... .		170	
Выпрямительный агрегат (рис. 8.35) включает в себя силовой трансфор
матор Т, выпрямительный блок, выполненный на кремниевых диодах V1...V6,
аппараты управления, сигнализации и защиты. Схема выпрямления агре-
гатов исполнений I и II (рис. 8.35,а) — трехфазна'я нулевая, агрегата испол-
нения III (рис. 8.35,6)— трехфазная мостовая.
Защита от т. к. з. н тока перегрузки осуществляется с помощью автома-
тического выключателя F на стороне переменного тока и реле максимального
тока К2 — на стороне постоянного тока.
Переключение агрегатов I и II исполнений с режима 600 А на режим
300 А производится перестановкой соответствующих перемычек. При коле-
бании напряжения в сети возможно регулирование напряжения на входе
выпрямительного блока посредством переключения отпаек трансформатора Г.
Предусмотрена возможность дистанционного управления агрегатом.
Агрегат выполнен в виде металлического шкафа, в котором установлены си-
ловой трансформатор, выпрямительный блок и другое оборудование. Охлаж-
дение выпрямителя воздушное принудительное.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Тиристорный генератор импульсов типа ТГ-250-0,15 М предназначен
для преобразования трехфазного переменного тока промышленной частоты
в импульсный ток частотой 150 Гц с регулируемой скважностью. Он приме-
няется в качестве источника питания технологическим током электроэрози-
онных станков моделей 4723, 4А724, 4Д723, 4Д26.
Техническая характеристика
Напряжение трехфазиой питающей сети, В . . .	38o+|g
Номинальный выходной ток (среднее значение), А 50
Максимальный выходной ток (среднее значе-
• ние), А.................................... 300
Форсированная частота ' следования импуль-
сов, кГц . .............<................i<.	0,15
Максимальная входная мощность, кВт ГП.. , .	16
Габаритные размеры, мм..................... 1100x600x1700
Масса, кг.................................. 500
Максимальная производительность станка при питании его от тиристор-
ного генератора импульсов составляет 4000 мм3/мин в случае обработки стали
45 медным инструментом и 3500 мм3/мин — при обработке графитовым инстру-
ментом,
В состав генератора импульсов входят блоки вентилей, поджига, управ-
ления, регулятора подачи и сопротивлений, а также трансформаторы и ин-
дуктивные балластные сопротивления. Блок вентилей собран, по схеме трех-
фазного полууправляемого моста на диодах и тиристорах. Блок поджига
Рис. 8.35. Принципиальная электрическая схема агрегата ВАС-600/300:
а —исполнение 1и II; б — исполнение 111; К1— пускатель магнитный; Н — лампа сигналь-
ная
синхронно с силовыми генерирует высоковольтные импульсы амплитудой
400—500 В, которые пробивают эрозионный промежуток и формируют низ-
ковольтный заряд. Для автоматического поддержания рабочего расстояния
эрозионного промежутка предусмотрен блок регулирования подачи с обрат-
ной связью по напряжению. Конструктивно генератор импульсов выполнен
в виде металлического шкафа двухстороннего обслуживания. Охлаждение
воздушное принудительное.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
т
10. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ВАКУУМНО-ДУГОВЫХ,
ИНДУКЦИОННЫХ ПЕЧЕЙ И ЭЛЕКТРОТЕРМИИ
Преобразовательные агрегаты серии ТВ9 предназначены для питания
плазменных сталеплавильных и вакуумно-дуговых печей (табл. 61). Энер-
гетические характеристики преобразователей показаны на рис. 8.36, а.
Схема выпрямления агрегата ТВ9-3200/230Т-2У4 —две обратные звезды с
уравнительным реактором; ТВ9-6300/460Т-2У4 — трехфазная мостовая;
агрегаты на ток 10 000 А и выше выполняются по схеме последовательного
соединения тиристорных и диодных мостов (рис. 8.36, б). Схема- позволяет
получить 12-фазный режим выпрямления.
61. Преобразовательные агрегаты серии ТВ9
Тип	Номинальное- выпрямлен- ное напряже- ние, В	Номинальный выпрямлен- ный ток, кА	Преобра зова тельная секция	
			Габаритные раз- меры, мм	Масса, кг
ТВ9-12500/48Т-1У4 ТВ9-25000/48Т-1У4 ТВ9-12500/75Т-1У4	48 48 75	12,5 25  12,5	1710X1000X2000 3010X1000X2000 1710Х 1000X2000	1750 2600 ' 1750
ТВ9-25000/75Т-1У4 ТВ9-25000/115Т-1У4	75 115	25	3010X1000X2000	2600 4850
ТВ9-37500/75Т-1У4 ТВ9-3200/230Т-2У4 ТВ9-6300/460Т-2У4 ТВ9-Ю000/825-2У4	75 230 460 825	37,5 3,2 6,3 10	4620X1000X2000 ’ 800X1000X2000 1710X1000X2000 3210x1000x2400	3200 680 1750 3000
Примечания; 1. Напряжение трехфазиой питающей сети 6 или 10 кВ.
2. Ресурс работы агрегата 40 000 ч.
В состав каждого агрегата входят силовой трансформатор, реактор,
теплообменник и преобразовательная секция, которая в основном и опреде-
ляет тип агрегата.
Преобразовательная секция агрегата ТВ9-12500/75Т-1У4 состоит из
двух шкафов: вентильной секции, в которой размещены силовые тиристоры
и часть элементов системы защиты и сигнализации, и шкафа управления
с элементами схем управления, регулирования, защиты и сигнализации.
Преобразовательная секция агрегатов на 25 кА состоит из трех шкафов:
двух вентильных секций и шкафа управления. Преобразовательная секция
агрегата ТВ9-37500/75Т-1У4 состоит из трех вентильных секций и двух
шкафов управления. Охлаждение агрегатов водяное.
НИИ ПО «Преобразователь» разработал более крупные преобразова-
тельные агрегаты типов ТВ9-50000/75Т-1У4’и ТВ-50000/115Т-1У4 на ток
50 кА. Основные технические показатели этих агрегатов: номинальное вы-
прямленное напряжение соответственно 75 и 115 В, КПД 93%, коэффициент
мощности 0,87, глубина регулирования тока 4—100%, диапазон регулиро-
вания выпрямленного напряжения 0—100% . Состав агрегатов такой же,
как и для агрегатов меньших мощностей.
Изготовитёль — ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Преобразователь тиристорный специальный типа ПТС-1У4 предназначен
для преобразования переменного тока в выпрямленный и используется
в качестве регулируемого источника питания специальных электронагре-
вателей, электропечей сопротивления и т. п.
Техническая характеристика
Напряжение питающей сети, кВ ......... 6; 10,5
Выпрямленное напряжение, В ........... 825/1650
Выпрямленный ток, А................... 6000/3000
Режим работы ;.....................  .	Повторно-кратковре-
менный (ПВ-25%,
цикл 40 мин)
Глубина регулирования выходного напря-
жения, %...............................
Напряжение собственных нужд преобразо-
вателя, В..............................
Габаритные размеры, мм.................
0—100
380
5277 X 900 X 2980
Силовая часть преобразователя включает в себя два параллельно со»
единенных трехфазных моста, собранных на тиристорах типаТД-320. Пре»
образователь допускает работу в эквивалентной 12-фазной схеме, образуе-
мой параллельным или последовательным соединением двух трехфазных
мостов.
Рис. 8.36. Преобразовательный агрегат ТВ9-ГО000/825Т-2У4:
а — энергетические характеристики; б — принципиальная электрическая схема; Ра —
активная мощность; — реактивная мощность; Ри — мощность искажений; Рп — полная
мощность; ки — коэффициент искажений по току; Кс — коэффициент сдвига первой гар-
моники тока; Ки — коэффициент мощности
Преобразователь состоит из двух управляемых выпрямителей, разме-
щенных в шкафу,“шкафов ограничителей напряжений и выходных каскадов,
шкафа управления сглаживающих и уравнительных реакторов. Шкафы
устанавливаются вплотную друг к другу. Охлаждение воздушное прину-
дительное.	„
62. Тиристорные преобразователи частоты серии Т11У и СЧИ
Тип	Номинальный ток на вы- ходе, А	Номинальная мощность на выходе, кВт,	Номиналь- ная час- тота на выходе, кГц	Коэффи- циент мощности	Пределы ре- гулирования ВЫХОДНОГО напряжения, % от 1/к	КПД, %	Габаритные размеры, мм	Масса, кг
ТПЧ-800-1.0/0.5-2У4	1550	800	1	0,92	±25	94	4000X 800X2200	4200
ТПЧ-500-2.4-2У4	1250	500	2,4	0,92	10—50	91	4000X800x2440	2650
ТПЧ-250-2.4-2У4	530	250	2,4	—	0—50	92	2000x800x2440	1500
ТПЧ-280-8.0-2У4	650	-250	8	0,9	0—50	85	2800x800x2440	3000
ТПЧ-630-1У4	1300	630	0,5; 1	0,94	±25	94	5210x900x2470	4000
СЧИ-100/2,4	250	100	2,4	0,92	От Н-12,5	92	1845x1120x1700	,1850
					до 62,5		-	
Примечания: 1. Напряжение трехфазной питающей сети 380 В.
2.	Номинальное напряжение на выходе ТПЧ—800 В, ня выходе СЧИ—400 В.
3.	Точность стабилизации выходного напряжения ТПЧ-800-1,0/0,5-2У4 и ТПЧ-630-1У4 — ±2%, ТПЧ-500 ( 250)-2,4-2У4 и ТПЧ-250-8,0-
2У4-±1,5%.
4.	Пределы изменения частоты на нагрузке от номинальной 20%.
5.	Охлаждение Для ТПЧ-630-1У4 воздушное принудительное, для всех остальных — водяное.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина, г. Тал-
лин.
Тиристорные преобразователи частоты серии ТПЧ предназначены для
питания электротермических устройств (табл. 62). Принципиальная элект-
рическая схема преобразователя ТПЧ показана на рис. 8.37.
Преобразователи частоты выполнены с промежуточным звеном постоян-
ного тока. Схема выпрямителя Вп — трехфазный симметричный мост.
Схема инвертора ИВ — однофазный мостовой автономный параллельный
инвертор.
Выпрямленный ток сглаживается реактором Lp с достаточно большой
индуктивностью и через фильтр Ф поступает на инвертор ИВ. Инвертор рабо-
тает в режиме самовозбуждения, а его,выходная частота определяется
параметрами нагрузки (резонансная частота нагрузочного контура)
и системой управления СУ. Преобразователь снабжен системой авто-
матической стабилизации выходного -напряжения, устанавливаемого в
пределах 600—1000 В.
Рис. 8.37. Принципиальная электрическая схема силовой части преобразо-
вателя ТПЧ-250-2, 4-2У4:
Q — рубильник; F — выключатель автоматический; Вп — выпрямитель; Ф — фильтр; ПБ —
пусковой блок; ИВ — инвертор; СУ — система управления
Система управления СУ преобразователем состоит из трех частей:
управления выпрямителем, управления инвертором и сигнализации и защиты.
Преобразователь обеспечивает защиту от т. к. з. и опрокидывания инвертора,
перенапряжения (на выходе и входе преобразователя), повреждения одного
и более тиристоров, прекращения работы системы охлаждения. Конструк-
тивно преобразователи частоты выполнены в шкафах унифицированной кон-
струкции двухстороннего обслуживания.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин.
Преобразователь частоты типа СЧИ-100/2,4 используется в качестве источ-
ника питания электрических установок для индукционного нагрева цветных
и черных металлов, а также плавки и закалки (см. табл. 62).
Принципиальная электрическая схема преобразователя частоты типа
СЧИ-100/2,4 показана на рис. 8.38. Силовая часть преобразователя состоит
из трехфазного выпрямителя, сглаживающего фильтра и последовательного
однофазного инвертора.
Система автоматическогр^регулирования (САР) обеспечивает поддер-
жание мощности с точностыб ± 5%. По специальному требованию может
быть выполнена схема для поддержания выходногоТапряжения с помощью
САР в пределах ± 5%, однако при этом мощность преобразователя не нор-
мируется.
Выпрямитель преобразователя частоты выполнен по трехфазной мостовой,
схеме,инвертор (БИ1-. .БИ12)—по мостовой схеме последовательного инвер-
тора без удвоения выходной частоты. Нагрузка подключена в диагональ
моста. В каждом плече инвертора — три параллельные ветви (БИ 1 ...БИЗ;
БИ4...БИ6 и т. д.) по четыре последовательно включенных тиристора. Вы-
равнивание тока в параллельных ветвях осуществляется с помощью индук-
тивных делителей тока (L6...L17), для равномерного распределения обрат-
ных и прямых напряжений применены делители напряжения. Для сглажи-
вания выпрямленного тока установлен фильтр', состоящий из дросселя и
конденсаторной батареи.
Преобразователь частоты, выполнен в виде пылезащитного, шкафа,
частично изготовленного из немагнитной стали для уменьшения электриче-
ских потерь. Система охлаждения полупроводиковых силовых приборов во-
дяная.
Изготовитель — Специальное проектно-конструкторское и технологи-
ческое бюро полупроводниковой техники, г. Ереван.
Тиристорные регуляторы мощности типов РМТ-250 (630)-380У4 пред-
назначены для циклического регулирования мощности (рис. 8.39) трехфаз-
ных электропечей сопротивления мощностью 250 и. 630 кВт.
Техническая характеристика
РМТ-250-380У4	РМТ-630-380У4
Напряжение питающей сети, В
Номинальная мощность нагруз-
ки, кВт ......................
Нагрузка .....................
Регулирование и характер цикла
Число устанавливаемых циклов
Продолжительность цикла, с: .
1-го . ...................
2-го .... ................
3-го......................'.
Коэффициент заполнения при ре-
гулировании ..................
КПД, % не менее
Охлаждение....................
Расход охлаждающего воздуха,
м3/с
Габаритные размеры, мм.
Масса, кг..............
380
250	630
Активная
Циклическое, постоянный
3
1
2
3
От 0,2 до 1
98
Воздушное принудительное
0,3	0,6
1600X800X
Х2400
700
. . 950x800x2400
350
Регулятор мощности включает в себя тиристорно-вентильные блоки,
используемые для коммутации силовых цепей регулятора, задающий гене-
ратор, блоки канала синхронизации (каждый блок состоит из датчика синхро-
низации, генератора'импульсов и выходного каскада), блок регулирования
скважности, предназначенный для плавного регулирования коэффициента
заполнения в пределах Цикла, блок защиты и коммутационно-защитную
аппаратуру. Все элементы регулятора размещены в металлическом шкафу
двухстороннего обслуживания.
Изготовитель — НИИ завода «Электровыпрямитель», г. Саранск.
На блок
питания
От БУИ
Рис. 8.38. Принципиальная схема
Вп — выпрямитель, выполненный по схеме трехфазного'моста' БИ1 — БИ12 — инверторы,
ты; Ьф—лглажи
11.	ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ УСТАНОВКИ
ДЛЯ СВАРКИ И РЕЗКИ МЕТАЛЛОВ
Сварочные выпрямители выпускаются для ручной и автоматической
дуговой сварки, наплавки и резки металлов В обычной среде или в среде
углекислого или инертного.газа..
В состав сварочного выпрямителя входят понижающий трансформатор,
выпрямительный блок, пускорегулирующая й защитная аппаратура. Вы-
преобразователя частоты типа СЧИ-100/2,4:
выполненные по мостовой схеме последовательного инвертора без удвоения выходной часто-
вающий фильтр
прямительные блоци собраны на диодах или, при. необходимости плавного
регулирования в заданных пределах сварочного тока и его стабилизации,
на тиристорах. Схемы выпрямления — трехфазная мостовая, 6-фазная звезда.
В тиристорных преобразователях возможно плавное регулирование сва-
рочного тока при падающих внешних характеристиках или напряжения при
жестких внешних характеристиках. Режим работы сварочных выпрями-
телей — длительный или повторно-кратковременный.
Охлаждение принудительное воздушное или водяное.
Рис. 8.39. Принципиальная элек-
трическая схема регулятора мощ-
ности типа РМТ-250-380У4;
Т ВБ1—ТВБЗ— тиристорно-вен-
тильные блоки; Т1—Тб. — тран-
сформаторы; ГИ1—ГИЗ — гене-
раторы импульсов; ЗГ — задаю-
щий генератор; БРС — блок ре-
гулирования скважности; БЗ —
блок защиты; БП1, БП2—бло-
ки питания; БС — блок сигна-
лизации; ВК1 — ВКЗ — выход-
ные каскады; ТТ1—ТТЗ — тран-
сформаторы тока, используемые
в качестве датчиков тока
Однопостовые сварочные выпрямители типов ВД-101 н ВД-301 (табл.
63) предназначены для питания дуги постоянным током при ручной дуговой
сварке, резке и наплавке металлов. Они могут быть использованы для свар-
ки нержавеющей стали в защитных газах неплавящимся электродом. Выпря-
митель типа ВД-303 применяется для плазменной сварки н может быть исполь-
зован для ручной сварки, резки и наплавки металлов постоянным током.
Выпрямитель типа ВДГ-301 используется для питания дуги при автомати-
ческой сварке плавящимся электродом в среде углекислого или инертного
газа. Выпрямитель типа ВКС-500-1 предназначен для питания электрической
дуги постоянным током при ручной и автоматической дуговой сварках и
наплавке металлов.
• Выпрямительный блок сварочного выпрямителя типа ВДГ-301 собран
на селеновых вентилях, выпрямительные блоки всех других выпрямителей —
на кремниевых.
В выпрямителях типа ВДГ-301 предусмотрено три ступени регулирования
напряжения дуги. В пределах каждой ступени возможно плавное регулиро-
вание Напряжения с помощью дросселя насыщения. Кроме того, возможно
плавное регулирование напряжения дистанционно.
В выпрямителе предусмотрено две ступени регулирования сварочного
тока. В пределах каждой ступени ток дополнительно регулируется измене-
нием расстояния между катушками первичной обмотки трансформатора.
Выпрямительные блоки выполнены по мостовой схеме на кремниевых дио-
дах типа ВК2-200 или других типов.
Изготовители: сварочных выпрямителей типов ВД-101, ВД-301’ ВД-303
завод электросварочного оборудования, г. Вильнюс; выпрямителя типа ВДГ-
301— электромашиностроительный завод, г. Симферополь; выпрямителя
типа ВКС-500-1 — завод электросварочного оборудования им. Е. О. Патона,
г. Тбилиси.	'
Выпрямители многспостсвые сварочные типа ВДМ-1601, ВДМ-3001,
ВКСМ-1С00-1-1 (табл. 63) предназначены для питания постоянным током
сварочных постов при ручной дуговой сварке-и резке металлов. Выпрями-
тельные блоки выполнены по схеме 6-фазная звезда на кремниевых венти-
лях. Вентиляция выпрямительного блока воздушная принудительная.
Выпрямители имеют жесткую вольт-амперную характеристику. Полу-
чение падающей характеристики, необходимее для нормальной работы каж-
дого сварочного поста, достигается последовательным включением балласт-
ных реостатов типа РБ-301.
Трансформаторы имеют отпайки, позволяющие повысить вторичное на-
пряжение на 5%, чтобы получить номинальное выпрямленное напряжение
при понижении напряжения сети.
Источник питания типа ИДГМ-1001/1601 предназначен для питания
18 сварочных постов при механизированной сварке в углекислом газе. Ис-
точник питания состоит из двух сварочных выпрямителей ВДГМ-1001
и ВДГМ-1601 (табл. 63) и содержит 18 дросселей и 18 балластных реоста-
тов РБГ-301.
Выпрямительный блок собран на кремниевых вентилях. Для стабили-
зации напряжения сварочного тока в цепь первичной обмотки силового
трансформатора включены тиристоры. В цепь каждого поста последователь-
но с дугой включаются дроссель ДР-301 и балластный реостат РБГ-301.
Дроссель используется для устранения влияния одного поста на другой и
для получения-оптимальной скорости изменения сварочного тока при изме-
нении сварочной дуги.
Изготовитель — завод- «Электрик» им. Н. М. Шверника, г. Ленинград.
Устансвки типов УПР-402 н УПР-601 предназначены для плазменно-
дуговой резки деталей из цветных металлов и тугоплавких или высоколе-
гированных сталей (табл. 64). Толщина деталей для резки при применении
•установок может достигать соответственно 50 и 150 мм.
. В состав установки типа УПР-402 входят источник питания — выпрями-
тель ВПР-401, ручная плазменно-дуговая головка ГПР-402 и шкаф управле-
ния. Установка типа УПР-601 состоит из выпрямителя типа ВПР-602, станка
L Сварочные ‘ выпрямители
Гип	Напряжение, В		Номинальный сварочный ток, А, при		Пределы регу- лирования сва- рочного тока, А	Потреб- ляемая мощность, кВ. - А	кпд, %	. Коэффи- циент мощ- ности	Габаритные раз- меры, мм	Масса, кг
	питающей сети	номиналь- ное рабо- чее								
			ПВ-60%	ПВ-100%						
				Однопостовые »			г			
ВД-101		. 25	125		20—125	9	62	0,53		170
ВД-301	220; 380	32			45—300	21	72	0,58	1200x800x850	230
ВД-303			300	—	50—300		__	—		270
ВДГ-301	.380	30			40—300	»	72	0,88	960 x 700 x 775	210
ВДГ-500-1		40	500		80—550	—	74	0,65	870Х 650Х 1215	385
				Много постовые					-	
ВДМ-1601	380		—	1600	315* (9)	122	89	0,89	1035Х 820Х 1630	750
ВД М-3001		60	—	3000	315* (18)	230	89	0,89	2175X835X1630	1750
в кем-1000-1-1'	-220; 380		1000		315* (6)	 74	90	0,9	1055x820x1500	500
ВДГМ-1001	380	26	—	1000	100—200* (9)	—	—	0,97	1035 X 820X1630	520
ВДГМ-1601		40	—	1600	180—300* (9)	—•	—	0,73		700
* Для многопостовых выпрямителей приведен сварочный ток одного поста, в скобках дано количество постов-
Примечанйя: 1. Ток холостого хода для однопостовых выпрямителей типов ВД-101 и ВД-301 35—68 А; для типа 1 ВД-303—75—83 А;
Для типа 'ВКС-500-1 — 78 А.
2- Расход воздуха для многопостовых выпрямителей типа ВДМ-1601 — 3500 м8/ч, типа ВДМ-3001 ’— 7000 м3/ч, типа ВКСМ-100-1-1 —
3000 м®/ч.
прямоугольно-координатного типа СГУ-1-60, переоборудованного для плаз
менной резки, шкафа управления и плазменно-дуговой головки.
64. Установки для плазменно-дуговой резки
Характеристика	Тип		
	У ПР-4.02 «-	УПР-601	АПР-401
Напряжение питаю- щей сети, В Номинальный рабо- чий ток, А: при ПВ = 66%	380	380	220/380; 400; 415
	400		
при ПВ = 100%	—	630	400
Пределы регулирова- ния рабочего тока, А	100—450	200—700	100—450
Напряжение холосто- го хода, В	180	300	300
Номинальная потреб- ’ ляемая мощность, кВт		200	140
КПД, %	' 60	—.	—
Скорость резки, м/т	—	3—240	—
Расход охлаждающей воды, л/мин	8—10	10—14	Не менее 5
Габаритные размеры, мм: источника пита- ния	930X 1200Х 1390	1300X1235X1515	1049x1060x1430'
шкафа (пульта) управления	800 x 600x1615	800x 600x1760	1100 x 633 x 940
головки плазмен- но-дуговой	340 X 48x180	210x165x92		
станины СГУ-1-60	—	7630 X 4830X1770	—
плазмотрона	—	—	90 X 235
Масса, кг: установки	2400	4215	—
источника пита- ния		.—	1700
пульта упрявле* 'ния	—	—	130
плазмотрона		—‘	2
Изготовитель— за^рд электросварочного оборудования им. Е. О. Па-
тона, г. Тбилиси. •
Установка типа АПР-401 предназначена для воздушно-плазменной резки
черных и цветных металлов и их сплавов толщиной до 60 мм (табл. 64). Она
используется также для резки листов, труб, сложных профилей и т. п.
Установка состоит из-источника питания — кремниевого выпрямителя,
пульта управления и плазмотрона. Схема управления установки обеспечи-
вает автоматическое возбуждение режущей дуги, автоматическое плавное
нарастание рабочего тока и его стабилизацию при изменении расстояния
•между плазмотроном и изделием, возможность дистанционного регулиро-
вания рабочего тока.
Изготовитель — завод высокочастотного оборудования, г. Степанаван.
Универсальные сварочные выпрямители типа ВДУ-1001, ВДУ-1601 й
ВДГ-1001 предназначены для автоматической сварки черных и цветных
металлов и их сплавов в среде защитных газов и под флюсом (табл. 65).
65. Универсальные сварочные выпрямители типов ВДГ и ВДУ
Тип	Внешняя ‘ха- рактеристика	й « ® к К о 5 х К ® «1 га £ о Й , О	д t	Напряжение трехфазной питающей сети, В	Номинальный сварочный' ток при ПВ = = Ю0%, А	Пределы регулирова- ния тока. А	Пределы ре- гулирования рабочего на- пряжения, В	Потребляе- мая мощ- ность. кВ . А	КПД, %
ВДУ-1001	Жесткая, падаю- щая	66 56	380	1000	300—1000	24—66 26—56	105	82 80
ВДУ-1601		66			500—1600	26—66 30—66	165	85..
ВДГ-1001	Жесткая				300—1000	24—66	105	•82
ВДГ-601 УЗ		68	220, 380	630 (при ПВ = = 60%)	160—700	18—66	67	
ВДУ-504	Жесткая, падаю- щая			500 (при ПВ = = 60%)	—	22—45	40	
Примечания: 1. Номинальное рабочее напряжение ВДУ-504 при падающих ха-
рактеристиках 45 В, при жестких — 50 В. Напряжение холостого хода при падающих внеш-
них характеристиках 72—78 В.
2. Режим работы выпрямителей ВДГ-601УЗ и ВДУ-504 повторно-кратковремеииый
при ПВ = 60%.
3. Габаритные размеры ВДУ-1001, ВДУ-1601 и ВДГ-1001 1150x1850 x 000 мм; ВДГ-601УЗ
1234x 868x1081 мм.
Сварочный выпрямитель состоит из силового трансформатора, силового
выпрямительного блока, дросселя в сварочной цепи, сетевого автоматиче-
ского выключателя, блоков защиты и управления, а также вентиляторной
установки.'
Силовой выпрямитель собран на тиристорах. Внешние характеристики
выпрямителя могут быть жесткими или круто падающими. Плавное регули-
рование сварочного тока при падающих внешних характеристиках-и напря-
жения при жестких внешних характеристиках производится потенциометром
на-блоке управления. Включение выпрямителя в сеть и защита его от корот-
ких замыканий осуществляются автоматическим выключателем. Все состав-
ные части выпрямителей смонтированы на раме..
Изготовитель — завод «Электрик» им. Н. М. Шверника, г. Ленинград.
Универсальный Однопостовой сварочный вы^ямитель типа ВДУ-504
предназначен для механизированной сварки в средеугл’ёкислого газа, под
флюсом, а также для ручной дуговой сварки (табл. 65).
Рабочее напряжение и ток выпрямителя регулируются посредством
фазового управления тиристорами выпрямительного блока. Система управ-
ления тиристорами выполнена на серийных элементах типа «Логика». Регу-
лирование выходного напряжения на жестких внешних характеристиках
предусмотрено ступенчатое (два диапазона) и плавное, на падающих харак-
теристиках— плавное в одном диапазоне. Вид характеристик выбирается с
помощью специального переключателя. Выпрямитель обеспечивает стабили-
зацию режима сварки при колебании напряжения питающей сети.
Изготовитель — завод «Электрик» им. Н. М. Шверника, г. Ленинград.
Выпрямитель однопостовой сварочный типа ВДГ-601УЗ предназначен
для механизированной сварки в среде углекислого газа (табл. 65). Сварочный
выпрямитель состоит из трехфазного силового сварочного трансформатора,
выпрямительного силового блока, дросселя в сварочной цепи и вспомогатель-
ного дросселд-, блока управления, пускорегулирующей и защитной, аппара-
туры.
Силовой выпрямитель собран на тиристорах по 6-фазной кольцевой
схеме. Выпрямитель имеет жесткие внешние характеристики и обеспечивает
стабильные параметры сварки при колебании напряжения питающей сети.
Регулирование напряжения плавное в одном диапазоне.
Выпрямитель выполнен для работы с двухрежимным и однорежимным
полуавтоматами, имеет нишу для размещения блока управления привода
полуавтомата, регулятора сварочного напряжения и индуктивности в свароч-
ной цепи. Масса выпрямителя 525 кг.
Разработчик — ВНИИЭСО, г. Ленинград.,
12.	ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ЗАРЯДКИ
АККУМУЛЯТОРНЫХ БАТАРЕЙ
Зарядные устройства типов ЗУК-75/120 и ЗУК-155/230 М предназначе-
ны для зарядки аккумуляторных батарей типов 80ТЖН-350, 96ТЖН-350,
112ТЖН-350, 96ТЖН-450, 112ТЖН-450, 126 ТЖН-550 шахтных электро-
возов (табл. 6.6).
Зарядные устройства относятся к рудничному электрооборудованию
повышенной надежности (исполнение РП).
Зарядное устройство изготовляется в виде отдельного шкафа, в котором
встраиваются (ЗУК-155/230М) силовой разделительный трансформатор,
выпрямительный блок, магнитный усилитель, реле контроля и защиты от
утечки тока, двигатель с вентилятором, пускорегулирующая.« измерительная
и другая аппаратура. Схема выпрямителя тока — трехфазная мостовая.
Выпрямительный блок питается через силовой трансформатор от трехфазной
сети переменного тока напряжением 380 или 660 В, в первичной обмотке
которого имеется отпайка для компенсации длительных колебаний в преде-
лах ± 10%. Во вторичной обмотке трансформатора предусмотрены отпайки
для ступенчатого регулирования напряжения зарядной цепи.Выпрямленное
напряжение при переключении отпаек можно изменять в пределах от 124
до 228 В в зависимости от типа батарей, устанавливаемых на зарядку.
Повышение ЭДС заряжаемой батареи компенсируется включением обмот-
ки управления магнитного усилителя на выходное напряжение. Изготови-
тель ПО «Преобразователь», г. Запорожье.
Зарядно-подзарядное устройство типа ЗПУ-2УЗ применяется на тяговых
подстанциях метрополитена для зарядки кислотных аккумуляторных бата-
рей типов СК6-СК20 и для параллельной работы с аккумуляторной батареей
(табл. 66).
Зарядно-подзарядное устройство состоит из силового трансформатора,
блока управления тиристорами, сглаживающего дросселя, системы обратной
связи по напряжению и току и системы защиты и сигнализации. Все элементы
устройства размещены в металлическом шкафу двухстороннего обслужйва-
ния. Схема выпрямления — несимметричный трехфазный мост. Регулиро-
вание напряжения выпрямленного тока основано на фазовом регулировании
угла отпирания тиристоров. Величина уставки стабилизированного напря-
жения задается с помощью специального сопротивления, а уставки выпрям-
ленного тока нагрузки — посредством двух потенциометров, включенных
в схему обратной связи. При выходе из строя автоматического стабилизатора
предусмотрена ручная подстройка напряжения.
Зарядно-подзарядное устройство обеспечивает стабильность выпрямлен-
ного тока в пределах ±5% установленного значения при колебаниях напря-
жения питающей се.ти ±5% и изменений нагрузки в соответствии с режимом
заряда.
66. Выпрямительные зарядные устройства
Тип	Н ап ря же- ние -пи- тающей сети, В	Выпрямленный ток, А, в режиме		Выпрямленное на- • пряжейиё, В, в режиме	
		зарядки	под- заряд- ки	зарядки	подза- рядки
ЗУ К-75/120	380/600*	75	—	120	— г
ЗУК.-155/230М		155	—	230	—
ЗПУ-2УЗ	380/220**	20—200	5—55	110—210	110—125
УЗАЭ-100-200У4	380**	100	—	200		
ВАЗ-70-150	220, 380, 400, 415, 440**	63—150	—	30—70	—
ВАЗП-380/260-40/80	230, 380, 400, 415, 440**	4—40	4—80	260—380	220—260
* Частота питающей сети 50 Гц.
** Частота питающей сети 50 и 60 Гц.
						
Номиналь- ная мощ- ность						
ВХОДЙ&Я, кВ  А «	выходная, кВт	КПД, %	ft Охлаждение		Габаритные размеры, мм	Масса, кг.
11	9	93	При нагрузке до 125А ес- тественное		650x 675x1135	255
45	36		При нагрузке более 125 А воздуйпное прин удительное		730x754x1662	520
—	42	—	Воздушное ес- тественное		800 x 800x 2200	750
—	20	85			900x480X1600	430
16	10	80	Воздушное принудитель- ное		800x600x1600	320
.21	15	90	Возду естест!	шное генное	800 X 600 X 1900	430
Стабилизация выпрямленного напряжения обеспечивается с точностью
±4% от установленного при изменении напряжения питающей сети в преде-
лах + 5% от номинального и тока нагрузки в режиме подзаряда от 5 до 55 А.
Изготовитель — электротехнический завод им. М. И. Калинина,
г. Таллин,
Устройство зарядное аккумуляторов электромобилей типа УЗАЭ-100-
200У4 предназначено для заряда аккумуляторной батарей типа 96 ЭНЖ-
200У2, применяемой в качестве источника питания на электромобилях
(табл. 66).'
Устройство обеспечивает заряд аккумуляторной батареи, предвари-
тельно разряженной до 70 В, выпрямленным стабилизированным током в
течение 7 ч, и ускоренный заряд током 100 А в течение 2 ч. Точность
автоматической стабилизации выпрямленного тока при изменении иапря-
жения на батарее от 70 до 200 В составляет 50 + 2,5 и 100 ± 5 А. В конце
заряда устройство автоматически отключается с точностью ± 2 мин.
Конструктивно зарядное устройство, представляет собой бескаркасную
конструкцию в виде шкафа с передней дверью.
Изготовитель — СКТБ ПТ, г. Ставрополь.
Выпрямительный зарядный агрегат типа ВАЗ-70-150 применяется для
зарядки щелочных аккумуляторных батарей 24ТЖН-500, 26ТЖН-300,
32ТЖН-500 , 28ТЖН-250 (табл. 66). Исполнение и категорий размещения
У4 и Т4.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Выпрямительный зарядный агрегат типа ВАЗП-З80/260-<0'80 предназна-
чен для зарядки кислотных аккумуляторных батарей. Его можно исполь-
зовать для параллельной работы с аккумуляторными батареями на нагрузку,
а также для формовки отдельных аккумуляторов (табл. 66). Изготовитель—
завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
13.	ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ ОБЩЕГО ПРИМЕНЕНИЯ,
ТИРИСТОРНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
Полупроводниковые выпрямительные подстанции серии КВПП предна-
значены для питания цеховых сетей промышленных предприятий постоянным
током (табл. 67).
Выпрямительная подстанция представляет собой единый конструктив-
ный комплекс, содержащий следующие элементы:
1.	Силовой понижающий трансформатор типов ТИПУ-1000/10 или
ТСЗПУ-1000/10 для КВПП-2000-230У4; ТНПУ-2000/10 или ТСЗПУ-2000/10
для КВПП-4000-230У4; ТИПУ-1000/10 для КВПП-1600-230ТУ4 и
ТНПУ-2000/10 для КВПП-3200-230Т4.
2.	Шкаф выпрямительный»
3.	Станцию управления (габаритные размеры 750 X 1100 X 2700 мм).
4.	Щит шкафов распределительного устройства, взамен которого может
быть поставлен быстродействующий выключатель ВАБ-42-2000/10 (КВПП-
2000-230У4) или ВАБ-42-4000/10 (КВПП-4000-230У4),
5.	Шинопровод длиной 1900, 2400, 2900 мм для соединения параллельно
установленных подстанций по указанию в заказе.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Выпрямительные устройства серии УВК предназначены для питания
электромагнитных сепараторов типов ЭШВ-1, ЭШ12-1, ЭШ10-1, ЭП-2, ЭШ-
14-16, ЭШ-16, ЭШ20-16, а также для питания грузоподъемных электромаг-
нитов типов М»22, ПМ-15, М-42Б, М-40, М-61А, ПМ-25А (табл. 67).
Изготовитель—СКТБПТ, г.. Ставрополь.
Устройства выпрямительные серии ШПА предназначены для питания
силовых и оперативных цепей напряжением 115 и 230 В, а также для динами-
ческого торможения асинхронных двигателей напряжением 66 и 132 В (табл.
67). Выпрямительные устройства имеют климатические исполнения У и Т
категории 4 по ГОСТ 15150—69.
67. Источники питания постоянным током						
Тип	Номинальный выпрямитель- ный ток, А	Номинальное выпрямлен- ное напряже- ние, В	Номинальная мощность, кВт	КПД, %	Габаритные размеры, мм	Масса, кг
КВПП-1600-230Т4 КВПП-2000-230У4	1600 2000 3200 4000	230	420 460 736 920	96	1350X1100X 2600 (шкаф выпрямителя) 700X1100X 2700 (станция управления)	740 650 1250 1270
КВПП-3200-230Т4 КВПП-4000-230У4					2100X1100 X 2600 (шкаф выпрямителя) 650X1100 X 2500 (станция управления)	
УВК-3-16/220П УВК-3-50/220П УВК-3-100/220П УВК-3-16/220Ф УВК-3-32/220Ф УВК-3-100/220Ф •	16 50 100 16 - 32 100	220+11	3,52 11 22 3,52 7,04 22	88 91 92 90 92 91	1070 X 845x 376	136 280 340 140 347 380
					1450 X 920 X 425 ’	
					630X430X1350	
					830X430X1580	
ШПА-9053-12ВЗУ4	80	115	9,2	92- —94	600 x 800 x 2400	344
ШПА-9053-12В4У4 ШПА-9053-12ВЗТ4 ШПА-9053-12В4Т4	40		4,6			
П1ПА-9053-12АЗУЗ		230	' 9,2			
ШПА-9053-22ВЗУ4	80 160 80 250 80		18,4 9,2 28,75 18,4			420
ШПА-9053-22В4У4 ШПА-905Й-22ВЗТ4 ШПА-9053-22В4Т4		115				
ШПА-9053-22АЗУ4		230				
ШПА-9053-42ВЗУ4 ПША-9053-42В4У4	250 125 120 240 125	115	28,75 14,37		800x 800X2400	720
ШПА-9053-42ВЗТ4 ШПА-9053-42В4Т4		230 .115 230	27,6			
ШПА;9053-42АЗУ4			28,75 57,5			
ШПА-9053-52ВЗУ4	500 250	115				-
ШПА-9053-52В4У4			28,75			
Продолжение табл. 67
Тип	Номинальный выпрямитель- ный ток, А	Номинальное выпрямленное напряже- ние,, В	Номинальная мощность, кВт	кпд, %	Габаритные размеры, мм	Масса, кг
ШПА-9053.52ВЗТ4 ШПА-9053-52В4Т4	240 480	230 115	55,2		1200 x 800 x 2400	136Q
ШПА-9053-52АЗУ4	250	230	57,5			
БВКМК-300-125 БВ КМ К-300-160 _	125 160	300	37,5 48	98	630X148X180	11
БАВКМК-600-125 БАВКМК-600-160	125 160	600	75 96		630X190X230 •	12
BPB-35Q0/8A ВРВ-7000/8А ВРВ-7000/14А	440	8000	3500		2635X1100X3100 (силовой шкаф) 800 x 650x1765 (шкаф управления)	
	800		7000	—		
	440	14000				
Примечания: 1- Напряжение питающей сети для выпрямителей серии КВПП 6
и 10 кВ, серии БВКМК 127/220 В ± 5%;- серии БАВКМК 440 ± 5% В; серии УВК и ШПА
220/380 В.
2. Частота питающей сети выпрямителей серии ШПА 50.—60 Гц, остальных — 50 Гц.
3. Охлаждение выпрямителей серии КВПП воздушное принудительное, остальных воз-
душное естественное.
4. Коэффициент мощности выпрямителей серии КВПП 0,925; серии УВК 0,9—0,92.
Изготовитель —СК.Б электромеханического завода, г. Александрия.
Блоки выпрямительные серий БВКМК и БАВКМК предназначены для
преобразования переменного тока в постоянный в различных силовых элект-
роустановках. Они могут использоваться для питания крановых магнитных
контролеров (табл. 67).
Изготовитель — экспериментальный электротехнический завод, г. Кад-
жи-Сайск.
Выпрямители регулируемые высокого напряжения типа ВРВ предна-
значены для питания плазмотронов, мощных радиоустройств и других по-
требителей с активно-индуктивной нагрузкой постоянным регулируемым
током высокого напряжения (до 8—14 кВ) в условиях умеренного климата
(табл. 67).
Выпрямители ВРВ-3500/8А и ВРВ-7000/14А выполнены по схеме трех-
фазного управляемого моста на тиристорах. Схема выпрямителя ВРВ-7000/8А
содержит два трехфазных управляемых моста, работающих в параллель через
уравнительный реактор (табл. 67). В выпрямителях предусмотрена возмож-
ность стабилизации тока и напряжения. С целью снижения пульсаций
в цепях нагрузки используется фильтр. Конструктивно выпрямители выпол-
нены в виде металлических.шкафов с двухсторонним обслуживанием. Узлы
схем управления, регулирования и автоматики выполнены в отдельных выем-
ных блоках, вставленных в кассеты.
В комплект выпрямителей ВРВ-3500/8АУ4 и ВРВ-7000/14А входят си-
ловой шкаф и шкаф управления, а выпрямителя ВРВ-7000/8А—два силовых
шкафа, шкаф управления и уравнительный реактор. Расстояние от шкафа
управления до силовых шкафов не должно превышать 10 м.
Изготовитель —электротехнический завод'им. М. И. Калинина, г. Тал-
лин.
Тиристорные стабилизаторы-ограничители ТОН-3 предназначены для под-
держания заданного значения действующего напряжения промышленных
сетей освещения с лампами: накаливания, типа ДРЛ и люминесцентными.
Их можно также использовать для бесконтактного отключения осветительной
нагрузки.
Техническая характеристика
Номинальное фазное напряжение питающей
сети, В.......................................   220
Колебание напряжения, % . ; .................. +30,	—20
Точность поддержания заданного напряжения
на нагрузке при повышении напряжения пи-
тающей сети выше напряжения уставки, %	+1,5
Пределы регулирования уставки напряжения (0,9 .. . 1,05)^,
Номинальный выходной ток одной фазы огра-
ничителя, А:
'типа ТОН-3-220-100 .........................  100
типа ТОН-3-220-63 ............................. 63
КПД, %............................................  99
Технический ресурс, ч.......................... 10	000 ж
Габаритные размеры, мм .  .................. 465	x 395 x 930
Масса, кг (не более)............................. 65
if
Основу силовой части схемы ограничителя составляют три, блока венти-
лей, каждый из которых выполнен по встречно-параллельной схеме и вклю-
чен в соответствующую фазу нагрузки. Фазы ограничителя, работают неза-
висимо благодаря тому, что в каждом блоке вентилей есть собственная систе-
ма управления тиристорами. Схема соединения нагрузки для ограничителя —
звезда с нулем.
При повышении напряжения питающей сети выше напряжения задан-
ной уставки происходит автоматическое изменение угла регулирования
тиристоров по закону, обеспечивающему постоянство действующего напря-
жения на нагрузке. Конструктивно стабилизатор-ограничитель представляет
собой шкаф с односторонним обслуживанием. Охлаждение ограничителя воз-
душное естественное. Изготовитель—завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Регуляторы напряжения тиристорные серий РНТТ-330-250 и РНТТ-330-600
предназначены для питания переменным током активных и активно-индук-
тивных нагрузок, допускающие фазовое регулирование напряжения. Пре-
делы регулирования тока и напряжения — от нуля до номинального
значения.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Техническая характеристика
Напряжение трехфазной питающей сети, В . . .	380
Номинальный выпрямленный ток, А ........	250 и 600
Номинальное выпрямленное напряжение, В . . .	330
КПД, % ................:.................. 98
Габаритные размеры, мм ... ...............'670x425x930
Масса, кг ... .	...................... 95
14. УСТРОЙСТВА ЗАЩИТНО-КОММУТАЦИОННЫЕ
БЕСКОНТАКТНЫЕ
Тиристорные пускатели, выключатели и станции управления позволя-
ют осуществить бесконтактное включение, отключение, а при реверсивном
исполнении — изменение вращения асинхронного двигателя с короткозамк-
нутым ротором. Они обладают высоким быстродействием и обеспечивают зна-
чительное ограничение ударных моментов при пуске, реверсе и торможении.
Их схемой предусмотрены защиты максимально токовая, от перегрузок, ну-
левая. При исчезновении напряжения блок станции или пускатель отклю-
чаётся.
Схемы автоматики и блокировки станций выполнены на бесконтактных
элементах «Логика», что позволяет дистанционно и автоматически управлять
электроприводами прн длительности импульса в несколько миллисекунд.
Для управления тиристорами пускателей используется широтно-импульс-
ный метод.
Конструктивно тиристорные выключатели выполняются в виде стоек,
в которые устанавливаются блоки силовые, принудительной коммутации
и управления. Станции управления СУ изготовляются в двух конструктив-
ных модификациях: в кассетах и в кожухе. Охлаждение воздушное естест-
венное.
Пускатели тиристорные серии ПТ в нереверсивном исполнении предназ-
начены для дистанционного включения и отключения трехфазных асинхрон-
ных двигателей с короткозамкнутым ротором, а также включения и выклю-
чения других видов трехфазных активных нагрузок. Пускатели выпускаются
также в реверсивном исполнении. Пускатели можно применять на подвиж-
ных объектах и в стационарных условиях в шахтах, рудниках, в нефтяной,
газовой, химической, металлургической промышленности при условии йх
установки в защитные оболочки, соответствующие условиям эксплуатации.
Техническая характеристика
Напряжение трехфазной питаю-
щей сети, В...................
Номинальный ток, А.............
Ток в продолжительном режиме
работы при температуре окружаю-
щего воздуха до 35° С, А . . . .
Ток включения в течение 0,4 с
в режимах, А:
повторно-кратковременном
продолжительном............
Предельная коммутационная спо-
собность при cos ф — 0,6, А:
включение (амплитудное зна-
чение) .'..................
отключение.................
Термическая устойчивость ва
время 0,1 с, А............  .
Ток перегрузки, %:
в течение 2ч ..............
в течение 20 мин ......
Ресурс работы, ч, не менее . . .
Электрическая износоустойчи-
вость в цикле «включение — от-
ключение» ....................
Вероятность безотказной работы
за 720 ч .....................
Габаритные размеры пускате-
лей, мм:
нереверсивных..............
реверсивных ...............
ПТ 16-380-У5,	ПТ-40-380-УБ.
ПТ- 16-380Р-У5	ПТ-40-380Р-У5
380
16	40
25	63
1ро	200
130	360
560	1650
400	900
400	900
125	
.150	
10000	
1 • 10е	
0,95
415X 222X190 370 x 314x190
365 x 330x190 370X 474X190
Силовая часть пускателя состоит из тиристоров, включенных в каждую1
»азу встречно-параллельно. Импульсы управления тиристорами формнру-
ются из анодного напряжения Тиристоров. Блок защиты обеспечивает отклю-
чение пускателя в аварийных режимах и удержания его в отключенном со-
стоянии, Схемой предусмотрены защиты максимально токовая и от перегру-
зок. Время срабатывания защиты от перегрузок является функцией тока пе-
регрузки и температуры окружающей среды. Пускатели, предназначены для
работы в продолжительном и ровторно-кратковременном режимах с ПВ не
более 60% при частоте до 600 вкл./ч.
Управление пускателями кнопочное с фиксацией и без фиксации коман-
ды. Возможно также управление пускателем от бесконтактных логических
элементов. Пускатель изготовляется в исполнениях 1 и 2, отличающихся
друг от друга материалом изоляционных плит. Общий вид пускателей пока-
зан на рис. 8.40,а и б.
Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
Выключатели автоматические бесконтактные ВА81 (табл. 68) предназначе-
ны для защиты электрических установок в сетях напряжения 380/660 В пе-
ременного тока частотой 50—60 Гц при перегрузках и коротких замыканиях,
а также для коммутаций ' с различной частотой включения. Выключатели
изготовляются в климатическом исполнении У для категорий 3, 4 и..в ис-
полнении ХЛ для категорий 4 согласно ГОСТ 15150—69 и ГОСТ 15543—70.
Группа условий эксплуатации •— Ml по ГОСТ 17516—72. Структурная
схема выключателя показана на рис. 8.41.
68. Автоматические бесконтактные выключатели серии ВА81
Исполнение по виду защиты в зоне токов К. 3.		Тип	Номиналь- ный ток включе* ння, А	Охлаждение	Масса, кг
Реверсивное	без токо- ограни- чения	ВА81-35937-41УЗ ВА81-35937И-41УЗ ВА81-37937И-41УЗ	250	Естественное	442
			250 400	Принудительное	465
	с токо- ограни- чением	ВА81-35997-41 УЗ ВА81-35997И-41УЗ ВА81-37997И-41УЗ	250	Естественное	718
			250 400	Принудительное	740
Нереверсивное	без токо- ограни- чения	В А81-35337-41 УЗ ВА81-35337И-41УЗ ВА81-37337И-41УЗ ‘ ВА81-41337И-41УЗ	250	. Естественное	204 227
			250- 400 1000	Принудительное	
					523
	с токо- ограни- чен нем	ВА81-35397-41 УЗ ВА81-35397И-41УЗ ВА81-37397И-41УЗ ВА81-41397И-41УЗ	250	Естественное	379 402
			250 400 1000	Прин удительное	
					841
Примечания; 1. Число полюсов в реверсивных выключателях 5, в нереверсив-
ных 3.
f 2. Устанавливаемый рабочий ток, кратный номинальному току выключателя, /н р//н =
= 0,4; 0,5; 0,63; 0,8; 1.
3. Уставки по току срабатывания защиты, кратные номинальному рабочему току в
зоне токов к. з., ///н. р=2; 3; 5; 7; 10, в зоне токов перегрузки 7//ILp=i,2 (уставка
рн р = 0,4 выполняется .по согласованию с‘заказчиком).
4. Уставка защиты по скорости нарастания токов к. з. Для выключателей с токоогра-
ничением 5 кА/мс, для выключателей с номинальным током 1000 А — 3 кА/^с.
5. Время полного отключения выключателя в‘зоне токов к. з. при 7Н_ р < /уст, Защ, —
0,2 с; при /н р > /уст за1Ц| для выключателей без токосграинчения 0,2 с, с токоограииче-
нием — 0,01 с.
Выключатели обеспечивают: прямой безударный пуск асинхронных
двигателей; работу в продолжительном и повторно-кратковременном режимах
с частотой до 7200 вкл./ч; реверсирование двигателей с динамическим тормо-
жением; регулирование выходного тока и напряжения от 0 до номинального;
минимальную защиту при снижении напряжения сети ниже О,7(7н и автома-
тическое повторное включение при восстановлении напряжения в сети до
0,84/и. и более в течение 1,с. Предельная коммутационная способность 120 А.
Рис. 8.41. Структурная схема авто-
матического бесконтактного выклю-
чателя ВА81:
Рис. 8.42. Общий вид стойки силовой
с автоматическими выключателями
ВА81
ШСТ — шкаф силовой с тиристорами; ШУ —
шкаф управления; ТТ1—ТТЗ — трансформа-
торы тока; Li—L6 — дроссели; СУ—система	Конструктивно выключатели из-
управления тиристорами	готовляются в виде стоек, в кото-
рые можно установить соответствен-
но шесть блоков силовых, шесть блоков принудительной коммутации и семь
блоков питания, управления и защиты (рис. 8.42).
Станции управления тиристорные серии ТСУ предназначены для управ-
ления асинхронными нерегулируемыми электроприводами с короткозамкну-
тым ротором мощностью до 100 кВт. Станция выполняет операции пуска,
останова, торможения динамического и реверс двигателей.
Техническая характеристика
Напряжение питающей сети в течение дли-
тельного времени, В . . ;................. 38о+|ц^
Станции допускает работу в .повторно-кратко-
временном режиме с ПВ, %....*............... 15,	25, 40 и 60
Максимально допустимая частота включения в
1 ч (не более)............................... 6000
Станция надежно работает при подаче стандарт-
ных дискретных уровней входного сигнала эле-
ментов «Логика-1», В:
«0»......................................... <1
. «1»..................................... 4,5 ... 12'
Типы и размеры станций приведены в табл. 69. Станции выпускаются
с тиристорами “(W.-.ViS), включенными в две фазы, причем для нереверсив-
ных станций (рис. 8.43/й) используются два, а для ревёрсивных-(рис. 8.43,6)—
четыре комплекта (пары) тиристоров. Каждая пара включена по встречно-
параллельной 'схеме.
69. Тиристорные станции управления серии ТСУ
Тип	Номинальный TGK, А	"Габаритные размеры, мм	Масса, кг
ТСУ-141-.12Б1УЗ	10	’700 X 790 X 390	64
ТСУ-141-32Б1.УЗ	25	700X790X780	140
ТСУ-141-42Б1УЗ	40	700 X 790X1170	230
•	ТСУ-141-52Б1.УЗ	63	700 X 790X1170	235
ТСП-141-72ЫУЗ	160	700 X 790X1170	330
ТСУ-152-12Б1УЗ	10'	700 X 790 X 780	116
ТСУ-152-32Б1УЗ	25	700Х790Х 1170	200
ТСУ-152-42В1УЗ	40	700 X 790X1170	240
ТСУ-152-52БГУЗ	63	700X790X1560	330
ТСУ-160-72Б.1УЗ	160	700X790X1560	'	400
. Тиристорные станции управления состоят из трех блоков, объединенных
в кассету: силового БС, управления БУ, защиты и питания БЗП (рис. 8.43,в).
Рис. 8.43. Схемы силовой
части тиристорной станции
управления серии ТСУ:
at б — принципиальные электри-
ческие; в — структурная
~Зв0(220)В
Двигатель
Зашита тк.з.
220им3в0в
А в С
о о о:
53/1
от перегрузки
ZE
Команйи 
. —>- ОУ
К нагрузке

8
В блоке БС устанавливаются тиристоры, трансформаторы тока устройств
защиты, регулирующие сопротивления, с помощью которых осуществля-
ются защита от т. к. з. и перегрузки, а также сигнальные устройства отклю-
ченного состояния станции.
Блок управления БУ обеспечивает включение и отключение пусковых
и тормозных тиристоров блока БС, а также автоматическую отработку за-
данной команды. При подаче управляющего импульса на реверс автомати-
чески снимается команда, выполняемая раньше, и с выдержкой времени,
необходимой для закрытия тиристоров, исполняется следующее задание.
Блок управления снабжен устройством фиксации схемы управления в исход-
ном состоянии при включении питания, а также .нулевой защитой, отклю-
чающей блок при исчезновении напряжения.
Рис. 8.44. Время-токовая харак-
теристика тиристорной станции
управления серии ТСУ
Схема автоматики осуществляет запо-
минание входного сигнала и взаимную бло-
кировку цепей пуска и реверса. С помощью
блока БЗП осуществляются токовая защи- '
та и защита от перегрузки. Датчиками
входных сигналов защит служат трансфор-
маторы тока ТТ1 и ТТ2 (для токовой отсеч-
ки) и трехобмоточный трансформатор тока
ТТЗ (для защиты от перегрузки).
Устройство защиты отт. к. з. имеет
уставки (3; 4; 5; 7; 9) /н, устройство за-
щиты от токов перегрузки —- (0,6; 0,9;
1,1)/н. Отключение нагрузки обеспечива-
ется в течение половины периода рабочей
частоты тока. Время-токовая характеристи-
ка защиты от перегрузки приведена на
рис. ?8.44.
Для обеспечении видимого разрыва
силовых цепей при проведении ремонтных
работ в силовом блоке имеется механи-
ческое устройство, фиксирующее его в вы-
двинутом состоянии.
Изготовитель — ПО «Преобразова-
тель», г. Запорожье.
Комплектные тиристорные станции управления серии КТСУ-Б и вводные
шкафы серии КТСУ-В предназначены для пуска, реверса, торможения и
защиты асинхронных электродвигателей с короткозамкнутым ротором и вы-
полнения необходимых для схемы данного механизма логических операций
и блокировок. Они являются бесконтактным аналогом щитов релейно-контак-
торных станций управления. Станции КТСУ комплектуются из станций
управления серии ТСУ. Из станций ТСУ могут также комплектоваться ввод-
ные шкафы серии КТСУ-В.
Технические характеристики станций и вводных шкафов приведены
в табл. 70.
Изготовитель — ПО «Преобразователь», г.' Запорожье.
Переключатель программный бесконтактный АИСТ-26 используется для
переключения, по заданной программе цепей светодинамических установок
рекламного и художественно-декоративного оформления.
Техническая характеристика
. ' Напряжение трехфазной питающей сети, В . . .	380/220
Номинальный ток канала,	А....................... 30
Число каналов, шт................................. 4	..
Номинальная мощность каждого канала, кВт . .	6,6
. КПД, % ........................................ 95
Габаритные размеры, мм...................... 465x	265 x 725
Масса, кг.....................’	. .............. 40
70. Станции управления КТСУ-В и вводные шкафы КТСУ-В
•	Номинальный	Допустимый	Количество ТСУ, входя-	
Тип	тск, А .	ток на- грузки, А	щих в стан- цию, шкаф, шт.	Масса, кг
Станции управления КТСУ-Б				
КТСУ-Б-10УЗ	10	—	4	480
КТСУ-Б-25УЗ	25	—	4	500
КТСУ-Б-40УЗ	40	—.	4	500
КТСУ-Б-63УЗ	63	—.	4	500
КТСУ-Б- 100УЗ	100	—.	3-	580
КТСУ-Б-160УЗ	160	—	2	460
КТСУ-Б-ЮРУЗ	10	—-	4	480
КТСУ-Б-25РУЗ	25		3	* 530
КТСУ-Б-40РУЗ	40	—	3	530
КТСУ-Б-63РУЗ	63	—-	2	530
КТСУ-Б-160РУЗ	- 160	—	2	580
	Вводные-Тлхафы КТСУ-В			
КТСУ-В-14-10УЗ	10	4—10	14	420
КТСУ-В- 10-63УЗ	25	10—25	14	420
	40	25—40	14	
	63	63	10	. 405
КТСУ-В-14- 160УЗ	100	63—100	6	
	160	100—160	4	
, Примечания:' 1. Режим работы длительный, повторно-кратковременный, кратко-
временный. •
2. Охлаждение воздушное естественное.
3. Габаритные размеры станций и шкафа 700x800x 2400 мм.
Регулирование выдержек времени плавное от 0,5 до 10 с для всех трех
программ. Переключатель рассчитан на три режима работы: попеременное
включение (бегущий огонь); попеременное выключение (бегущая тень);
нарастающее включение. В каждом режиме-имеется .четыре канала переклю-
чения.
Изготовитель — завод «ЭЙектровыпрямитель», г. Саранск.
Пусковые тиристорные устройства ПТУ-151 У4, ПТУ-152У4 предназначены
для включения и отключения трехфазных асинхронных двигателей и других
трехфазных электроприемников с активной мощностью. Пускатели совмещают
в себе функции выключателей, контакторов и станций управления типа БУ-5124.
По сравнению с контактными коммутационными аппаратами они обладают сле-
дующими преимуществами: большим быстродействием; высокой надежностью
работы; отсутствием дуги при отключении силовых цепей как в нормальных,
так и в аварийных режимах, что значительно расширяет их область приме-
нения;. наличием дополнительных защит при токах КЗ, перегрузках, понижении
напряжения в сети или его исчезновении в одной или во всех фазах, бесшум-
ность работы.
Пускатели рассчитаны на продолжительный режим работы, но могут экс-
плуатироваться в различных повторно-кратковременных режимах. Номинальный
рабочий ток пускателя в повторно-кратковременном режиме работы выбирается
в зависимости от продолжительности и частоты включения, кратности пуско-
вого тока по заводским графикам нагрузок. Этот ток можно определить также
из условия равенства среднеквадратичного и номинального (паспортного) тока
пускателя.
Техническая характеристика
ПТУ-151У 4 ПТУ-152У4
Номинальный ток, А................ 400
Номинальное напряжение сети, В . .	220	380
Максимальная частота включений
в час . -......................... 2400
Электрическая износоустойчивость, •
млн. циклов в час ................ 20
Габаритные размеры, мм ........... 1315x600X450
Масса, кг ...	........-.	220
Пускатели имеют следующие виды защит: максимально токовую с кратно-
стью уставок 3; 6; 9, от перегрузки с уставками 0,4; 0,6; 0,8; 1,0 номиналь-
ного значения со временем срабатывания не более 20 мин, от понижения нап-
ряжения «сети ниже 0,7—0,45	от исчезновения тока в одной из фаз, прекра-
щения потока охлаждающего воздуха.
Тиристорный пускатель состоит из силового блока и блока управления,
включающего в себя функциональные блоки: питания, защиты, включения,
формирования импульсов. Датчики максимально-токовой защиты и защиты от
перегрузок установлены в каждой фазе.
Силовой блок состоит из шести однофазных коммутаторов, собранных из
таблеточных тиристоров, включенных встречно-параллельно. Последовательно
с каждым тиристором включен быстродействующий предохранитель типа ПНВ-5М.
Равномерное распределение токов в параллельно соединенных тиристорах обеспе-
чивается^ с помощью индуктивных делителей тока.
Блок питания цепей управления и защиты представляет собой трехфазный
мостовой выпрямитель, подключенный к сети- через согласующий трансформатор.
Управление пускателем — дистанционное кнопочное или замыкающим кон-
тактом реле.
Пускатель выполнен в открытом исполнении, может быть установлен в
нормализованном шкафу, В верхней части пускателя установлен вентилятор
для охлаждения полупроводниковых приборов.
. Изготовитель — завод «Электровыпрямитель», г. Саранск.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
,1. Авдонин А. К-, Андриенко П. Д., Тищенко В. Г. Ограничение скоро-
сти нарастания напряжения на тиристорах при коммутации,— «Элек-
тротехника», 1972, № 2, с. 5.-
2.	Автономные инверторы. Под ред. Г. В. Чалого. Кишинев, «Штиинца»,
1974. 336 с. с ил.
3.	Андриенко П. Д. Защита реверсивных тиристорных преобразователей.
Киев, «Техника», 1977. 144 с.
4.	Андриенко П. Д., Корытин А. М. Влияние внутреннего короткого за-
мыкания в выпрямителе на устойчивость реверсивного тиристорного
преобразователя.— «Электротехника», 1971, № 10.
5.	Андриенко П. Д., Савченко С. П., Сидоренко В. А. Влияние внутреннего
короткого замыкания на устойчивость реверсивного тиристорного пре-
 образов'ателя с раздельным управлением.— В кн.: Управление техно-
логическим оборудованием. Автоматизация прокатных станов. Киев,
1972.	’	!
6.	Аппаратура и методы контроля параметров силовых полупроводниковых
приборов. М., «Энергия», 1971. 184с. Авт.: В. М. Бардин, Л. Г. Моисе-
ев, К. Г. Сурочан, О. Г. Чебовский.
7.	Аранчий Г. В-, Жемеров Г. Г., Эпштейн И. И. Тиристорные преобра-
зователи частоты для регулируемых электроприводов. М.; «Энергия»,
1968. 128,с. с ил.
8.	Арбузов В. П., Беркович Е. И. Новые тиристорные преобразователи
частоты для электротермии.— «ЭП. Преобразовательная техника», 1975,
вып. 2 (61), с. 21—22.
9.	Ашкинази Г. А., Зумберов В. В. Силовые кремниевые тиристоры серии
ТД.— «ЭП. Преобразовательная техника», 1970, вып. 2, с. 3—5.
10.	Ашкинази Г. А., Конга М. В., Тоомсоо Г. К. Определение упрощенным .
численным расчетом максимально допустимых токов при работе тири-
стора в непрерывном и повторно-кратковременных режимах на средних
и высоких частотах.— «ЭП. Преобразовательная техника», 1972, вып.
27, с. 16—20.
11.	Вальян Р. X. Трансформаторы для радиоэлектроники. М., «Сов. радио»,
1971. 720 с. с ил.
12.	Барский В. А. Раздельное управление реверсивными тиристорными
преобразователями. М., «Энергия», 1973. 112 с. с ил.
13.	Бедфорд Б., Кофт Р. Теория автономных инверторов. М., «Энергия»,
. 1969. 280 с. с ил.
14.	Беленький Д. Е. Многофазные релаксационные схемы на транзисторах.
М., «Связь», 1972. 129 с. с ил.
15.	Белопольский И. И., Каретникова Е. ИПикалова Л. Г. Расчет транс-
форматоров и дросселей малой мощности. М., «Энергия», 1973. 400 с.
с ил.
16.	Бернштейн И. Д. Тиристорные преобразователи частоты без звена
постоянного тока. М., «Энергия», 1968. 88 с. с ил.
17.	Бруфман С. С., Трофимов Н. А. Тиристорные переключатели перемен-
ного тока. М., «Энергия», 1969. 64 с.
18.	Важенина 3. П., Волкова Н. Н., Чадович И. И. Методы и схемы временной
задержки импульсных сигналов. М., «Сов. радио», 1971. 286 с. с ил.
19.	Васильев А. С. Статические преобразователи частоты для индукцион- •
него нагрева. М., «Энергия», 1974. 176 с. с ил.
20.	Высочанский В. С. Искажение формы напряжения сети при коммутации
тока в мостовых выпрямителях.— «Электричество», 1973, № 4, с. 15—21.
21.	Глазенко Т. А. Импульсные полупроводниковые .усилители в электро-
приводах. М., «Энергия», 1965. 188 с.
22.	Глазенко Т. А. Принцип построения и расчета тиристорных широтно-
импульсных преобразователей систем электропривода постоянного то-
ка.— «Устройства преобразовательной техники», 1969, вып. 2...
23.	Глазенко Т. Л. Тиристорные широтно-импульсные преобразователи для
систем электропривода постоянного тока. Л., ЛДНТП, 1968. 40 с.
24.	Глазенко Т. А., Гончаренко Р. Б. Полупроводниковые преобразователи
частоты в электроприводах. Л., «Энергия», 1969. 184 с. с ил.
25.	Глинтерник С. Р. Электромагнитные процессы и режимы мощных ста-
тических преобразователей. Л.„ «Наука», 1970. 308 с.
26.	Глух Е. М., Зеленое В- Е. Защита полупроводниковых преобразовате-
лей. М., «Энергия», 1970. 152 с. с ил.
27.	Грабовецкий Г. В- Тиристорные преобразователи частоты с непосредствен-
ной связью и естественной коммутацией для частотно-регулируемого
электропривода.— «Электротехника», 1975, № 5.
28.	Долгов В. А., Келин А. В. Электронные датчики для автоматических
• систем контроля. М., «Сов. радио», 1968. 87 с. с ил.
29.	Егоров К. В. Основы теории автоматического регулирования. М., «Энер-
гия», 1967. 648 с. с ил.
30.	Ефремов И. С. Тиристорный импульсный преобразователь с общим уз-
лом коммутации для электроподвижного состава постоянного тока.—.
«Электричество», 1971, № 6, с. 1—7.
31.	Жуйков В. Д., Руденко В. С., Сенько В. И. К вопросу о расчете устано-
вившихся режимов полупроводниковых преобразователей.— «Устрой-
ства преобразовательной техники», 1969, вып. 3.
32.	Забродин Ю. €. Узлы принудительной конденсаторной коммутации ти-
.ристоров.М., «Энергия», 1974. 128 с.с ил.
33,. Загайнов И.- А. Тяговые подстанции городского электрического
транспорта. М., «Высш, школа», 1970. 460 с. с ил.
34. Загальский Л. Н. Расчет эффективного напряжения высших гармоник
в сети, питающей вентильные преобразователи.—«ЭП. Преобразова-
тельная техника», 1973, вып. 3(38), с. 25—28.
35. Зюбцн В. Ф., Лабунцов В. А. Построение цифровых систем управления
вентильными преобразователями постоянного тока.—«ЭП. Преобразо-
вательная техника», 1971, вып. 15, с. 25—27.
36/ Ивенский Г. В'-, .Буранов С. А. Расчет последовательного инвертора,—
«Электротехника», 1967, № 11, с..59—63.
37.	Импульсные схемы на динисторах н тиристорах-. М., «Наука», 1968.
240 с. с ил. Авт.: Р. В. Билик, В. С. Крутенко, В. Г. Машлыкин,
В. Н. Силаев.
38.	Интегральные схемы. Пер. с англ, подред. К. П. Мартюшова. М., «Сов.
радио», 1970. 592 с. с ил. Авт.: Г. Р. Мэдленд, Г. К. Дикен,
Р. Д. Ричардсон и др.
39.	Ионные и электронные преобразователи. Под ред. М. А. Чернышева.
М., Желдориздат, 1961. 307 с. с ил. Авт.: С. П. Засорин, Н. А. Карш,
К. Г. Кучма, М. А. Чернышев.
40.	Каганов И. Л. Промышленная электроника. М., «Высш, школа», 1968.
560с. сил.
41.	Каганов И. Л-, Забродин Ю. С. Автономные инверторы'напряжения
повышенной частоты.— «Электричество», 1971, №9, с. 48—55.
42.	Калашников Б. Е., Кривицкий С. О., Эпштейн И. И. Системы управ-
 ления автономными инверторами. М., «Энергия», 1974. 105 с. с ил.
43.	Кантер И. И. Статические преобразователи частоты. Саратов, Изд-
во Саратовского ун-та,. 1966. 406 с. с ил.
44.	Козин В. М., Марченко Д. Е. Управляющие устройства тиристорных
преобразователей для электроприводов постоянного-тока. М., «Энер-
гия», 1971.
45.	Конструирование силовых полупроводниковых преобразовательных
агрегатов. М., «Энергия», 1973. 288 с. с -ил. Авт.: С. Р. Резннский,
В. С. Лабковский, -И. X. Евзеров, И. И. Фейгельман, В. М. Венде-
ланд.	•	,
46.	Коршунов Ю. М., Бобиков А. И. Цифровые сглаживающие и пре-
образующие системы. М., «Энергия», 1969. 128 с. с ил.
47.	Коссов О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме переклю-
чений. М.— Л., «Энергия», 1964. 304 с. с ил. , .
48.	Круг, Е. К-, Дилигенский С. Н. Принципы построения одноканальных
цифровых регуляторов. М., «Сов. радио», 1969 . 224 с. с ил.
49.	Кулик В. Д., Веселовский А. П. Расчет двухмостового последовательного
инвертора с обратными диодами при широтно-импульсном регулиро-
вании напряжения.— «ЭП. Преобразовательная техника», 1975, вып.
6(65), с. 11—13. '.
50.	Куликов С. В- Управляемые мультивибраторы на транзисторах. М.—Л.,
«Энергия», 1966. 87 с. с ил.
51.	Лабунцов В- А., Ривкин Г. А., Шевченко Г. И. Автономные тиристорные
инверторы. М.— Л., «Энергия», 1967. 159 с*, с ил.
52.	Лекоргийе Ж. Управляемые электрические вентили и их применение.
М., «Энергия», 1971. '503 с. с ил.
53.	Мерабишвили П. Ф. Операторный метод расчета переходных процессов
в однофазных автономных инверторах.— «ЭП. Преобразовательная тех-
ника», 1970, вып. 7, с. 15—17.
54.	Мосткова Г. П., Ковалев Ф. И..Мощный автономный инвертор с парал-
лельно-последовательными конденсаторами.— В кн.: Преобразователь-
ные устройства в электроэнергетике. М., 1964, с. 61—74.
55.	Мощные управляемые выпрямители для электроприводов постоянного
тока. М., «Энергия», 1975. 208 с. с ил. Авт.: Э, М. Аптер, Г. Г. Жемеров,
И. И. Левитан, A.. F. Элькин.
56.	Наумов Ю. Е. Интегральные логические схемы. М., «Сов. радио», 1970.
432 с. с ил.
57.	Нежданов И. В. Инверторы на тиристорах. М.—Л., «Энергия», 1965.
112 с. с ил.
58.	Однофазный инвертор на тиристорах с двухполярной широтно-импуль-
сной модуляцией..— «Устройство преобразовательной техники», 1969,
вып. 1, с. 3—33. Авт.: Л. П. Мельничук, Э. Н. Гречко, С. И. Бухинский,
В. Е. Тонкаль.
59.	Основы теории и расчета надежности. Л., Судпромгиз, I960.. 141 с.
сил. Авт.: И. М. Маликов, А. М. Половко, Н. А. Романов, П. А. Чук-
реев.
60.	Писарев А. Л-, Деткин Л. П. Управление тиристорными преобразова-
телями. М., «Энергия», 1975. 263 с. с ил.
61.	Повышение устойчивости реверсивных тиристорных преобразователей
при внутреннем коротком замыкании в выпрямителе.— «Электричество»,
1969, № 8. Авт.: П. Д. Андриенко, Г. И. Безруков, И. Г. Приходько,
В. П. Пастушенко.
62.	Полупроводниковые выпрямители. Под ред. Ф. И. Ковалева и Г. П; Мо-
стковой. М., «Энергия», 1967 . 480 с. с ил. Авт.: Е. И. Беркович,
А. И. Боровой, В. М. Венделанд, Б. К. Курносов, В. В. Пырков,
А. Ф. Свиридов, А. И. Толкачев.
63.	Полупроводниковые выпрямители тяговых подстанций. М., «Транспорт»,
1968. 111 с. с ил. Авт.: С. Д. Соколов, Л. Д. Фирсова, В. Н. Руднев,
Р. Н. Кишиневский.
64.	Поссе А, В. Схемы и режимы электропередач постоянного тока. Л.,
«Энергия», 1973. 304 с. с ил.
65.	Преобразователи частоты на тйристорах для управления высокоскорост-
ными двигателями. М., «Энергия», 1970. 81 с. с ил. Авт.: А. С. Санд-
лер, Г. К- Аввакумова, А. В. -Кудрявцев, А. А. Никольский.
66.	Применение полупроводников в устройствах релейной защиты и системной
автоматики. Под ред. И. И. Соловьева и А. М. Федосеева. М., «Высш,
школа», 1962. 284 с. с ил. .Авт.: Н. Н. Вострокнутов, В. Г. Дорогунцев,
В. М. Маранчак, Н. И. Овчаренко, Е. Л. Сиротинский, В. Л. Фабрикант.
67.	Рабинерсон А. А., Ашкинази Г. А. Режимы нагрузки силовых полупро-
водниковых приборов. М., «Энергия», 1976. 296 с. с ил.
68.	Размадзе Ш. М. Преобразовательные схемы и системы. М., «Высш, шко-
ла», 1967. 527 с. с ил..
69.	Раскин Л. Я- Стабилизированные автономные инверторы тока на тири-
сторах. М., «Энергия», 1970 . 96 с. с ил.
70.	Ривкин Г- А- Преобразовательные устройства. М., «Энергия», 1970.
544 с. с ил.
71.	Ровинский П. А.,Тикан В-А. Вентильные преобразователи частоты без
звена постоянного тока.. М.—Л., «Наука», 1965. 76 с. с ил.
72.	Руденко В- С., Денисов А. И. Импульсные преобразователи и стабили-
заторы на тиристорах. Киев, «Техшка», 1972. 115 с. с ил.
73.	Руденко В- С., Денисов А. И., Фетисенко К. Й. Многофазные широтно-
импульсные преобразователи постоянного напряжен-ия.—«Изв. вузов
СССР. Энергетика», 1972, № 10, с. 70—77.
74.	Самойлов В. Ф., Маковеев В. Г. Импульсная техника. М.,. «Связь», 1971.
224 с, с ил.
75.	Сандлер А. С., Гусяцкий Ю. М. Электроприводы с полупроводниковым
управлением. Тиристорные инверторы с широтно-импульсной модуля-
цией. М-, «Энергия», 1968'. 95 с. с ил.
76.	Сандлер А. С., Сарбатов Р. С. Преобразователи частоты для управления
асинхронными двигателями. Электроприводы с полупроводниковым
управлением. М.—Л., «Энергия», 1966. 143-с. с ил.
77.	Сандлер А. С., Сарбатов- Р. С. Частотное управление асинхронными
двигателями. М.—Л., «Энергия»-, 1966. 144 с. с ил.
78.	Силовые преобразователи (сводный каталог) 05.03.31—71. М., Информ-
электро,’1970. 144 с. с ил.
79-	. Ситник Н. X. Автономные инверторы на тиристорах с отделенными от
нагрузки коммутирующими конденсаторами., М., «Энергия», 1968.
95 с. с ил.
80.	Ситник Н. X. Силовая полупроводниковая техника. М., «Энергия»,
1968. 320 с. с ил.
81.	Стабилизированные автономные инверторы с синусоидальным выход-
ным напряжением! М., «Энергия»-, 1972. 152 с. с ил. А-вт.: Ф. И. Ковалев,
Г. П. Мосткова, В. А. Чванов, А. И. Толкачев.
82.	Статические преобразователи в электроприводах переменного тока.
Л., «Наука»-, 1968 . 230 с. с ил-.	,
83.	Судовые статические преобразователи. Л., «Судостроение», 1965. 241 с. с ил.
Авт.: Ф. И. Ковалев, Г. П. Мосткова, А. Ф. Свиридов, В. Ф. Шукалов.
84.	Татарин В. П. Исследование и разработка узлов и систем управления
тиристорных преобразователей со стабилизированными выходными
характеристиками. Автореф. канд. дис. Киев, 1975.
85.	Татарин В. П. Релаксационный генератор.— «ЭП. Преобразователь-
ная техника», 1975, вып. 4 (63), с. 19—20.
86.	Тиристорные преобразователи высокой, частоты. Л., «Энергия», 1973.
200 с. с ил. Авт.: Е. И. Беркович, Г. В. Ивенский, Ю. С, Иоффе,
А. Т. Ма.тчак, В. В. Моргу».
87.	Тиристорный электропривод постоянного тока. М.,. «Энергия», 1971.
103 с. с ил. Авт.: Я. Ю. Солодуко, Р. Э. Белявский, С. Н. Плеханов,
В. Я. Самойленко, А. X. Шоруков.
88.	Тиристоры (технический справочник). Пер. с англ, под ред.В. А. Ла-
бунцойа, С. Г. Обухова, А. Ф. Свиридова. М, «Энергия», 1971. 560 с. с ил.
89.	Толкачев А. И. Методы расчета параметров выходных фильтров инверто-
ров напряжения!.— «ЭП. Преобразовательная техника», 1970, вып. 11,
с. 1.5—17.	,	.	-	-
90.	Толкачев А.. И-., Кострюков В- А-., Кондаков Г. В. Выходные каскады
системы управления- тиристорами.— «ЭП. Преобразовательная тех-
ника», 1971-, вып. 23—24, с. 17—19.
91.	Толстов Ю.‘ Г. Автономные инверторы.— В кн.: Преобразовательные
устройства-в электроэнергетике. М.,. 1964, с. 3—38-
92; Толстов Ю. Г-, Придатков- А. Г. Некоторые вопросы регулирования
автономных инверторов тока:..— «Электричество», 1965, № 11, с. 56—59-
93. Толстов Ю. Г., Придатков А. Г. Переходные процессы в автономных
 инверторах с независимым упр >лением.— «Изв. АН СССР. Энергетика
и транспорт», 1967, № 2, с. 79—85.
94. Управляемые полупроводниковые вентили. Под .ред. В. М. Тучкевича.
М., «Мир», 1967. 455 с. е ил. Авт.: Ф. Джентри, Ф. Гутцвиллер, Н. Го-
лоньяк, Э. Застров.
'95. Управление полупроводниковых силовых статических преобразователей.
(Сборник статей под ред. Ю. Г. Толстова). М., «Наука», 1970. 174 с.’.с ил.
96.	Устройство для защиты источника тока от анормальных режимов. А. с.
№ 377936, опубл. в 1973. Авт.: А. К. Авдонин, П. Д. Андриенко,
М. Ф. Сичкарь, С. П. Савченко.
97.	Устройство защиты управляемого преобразователя. А. с. Ns 304870;
опубл. 13.06.68. Авт.: Н- Г. Приходько, А. К. Кулиш и др.
98.	Фишлер И- Л-, Урманов Р. Н. Преобразовательные трансформаторы.
. М., «Энергия»., 1974. 22.4 с. с ил.
99.	Францис Т. А., Днбых Г. Ф. Избыточность в электронных дискретных
устройствах. Л., «Энергия», Г969. 2.48 с. с ил.
100.	Фролов А. Д. Теоретические основы конструирования н надежности
радиоэлектронной аппаратуры. М,, «Высш, школа», 1970. 486 с. с ил.
101.	Хесин А. Д- Импульсная техника. М., «Энергия», 1971. 160 с. с ил.
102.	Хризман С. С. Цифровые измерительные приборы и системы. Киев,
«Наукова думка», '1970.-328 с. с ил.
103.	Чванов В. А., Чибисов А. И. Трехфазный эедтющий генератор для
управления статическим преобразователем частоты..— «ЭП. Преобразо-
вательная техника», 1972, вып. 2(26), с. 25—26.
104.	Челноков В- Е., Евсеев Ю. А. Физические основы работы силовых по-
лупроводниковых приборов. М., «Энергия», 1973. 280 с. с ил.
.105. Чиженко И. М., Баран А. А. Выходные и энергетические характери-
стики двухмостового компенсационного преобразователя с одним комму-
тирующим звеном при глубоком регулировании выходного напряже-
ния;— «Проблемы технической электродинамики», 1973, вып. 41, с.
39—42.
106.	Чиженко И. М., Выдолоб Ю. Ф., Борисенко В. И. О работе инвертора
с насыщающимся уравнительным реактором.— «Устройства преобразова-
тельной техники», 1969, вып. 1, с. 57—68.
107.	Чиженко И. М., Курило И. А. Работа компенсационного преобразова-
теля в инверторном режиме при отсутствии ^источников энергии в пита-
емой сети.— «Вестник КПП. Сер. Электроэнергетика», 1966, вып. 2,
с. '3—17.
108.	Чиженко И. Курило И. А. Управляемый автономный инвертор.—
В кн.: Электромагнитные ти полупроводниковые устройства преобразо-
вательной техники. Киев, 1966, с. 55—71.
109.	Чиженко И. М., Руденко В. С., Сенько В- И. Основы преобразователь-
ной техники. М., «Высш, школа», 1974. 430 с. >с ил.
110.	Чиженко И. М., Рябчий В. П. Регулируемый условно-двенадцатифаз-
ный каскадный компенсационный преобразователь.— «Проблемы тех-
нической электродинамики», 1974, вып. 45, с. -9—ГЗ.
111.	Чиженко И. М., Татарин В. П., Приходько Н. Г. Цифровые системы
управления на интегральных схемах.— «Вестник КПП. Сер. Электро-
энергетика», 1975, вып. 13, с. 20—28.
.11'2. Шиллинг В- Тиристорная-техника; Л., «Энергия», 1971. 264 с. с ил.
ИЗ. Шипилло В. П. Автоматизированный вентильный электропривод. М.,
«Энергия», 1969. 400 с. с ил.
114.	Шипилло В. П. Вентильный преобразователь как элемент системы ав-
томатического регулирования.— «Электричество», 1967, № 11, с. 63—70.
115.	Шипилло В. П. Влияние тиристорного электропривода на питающую
сеть.— «ЭП. Электропривод», 1970, вып. 1, с. 5—10.
116.	Шипилло В. П. Исследование процессов в замкнутых вентильных си-
стемах методом Z-преобразования.— «Электричество», 1969, Ns 11, с.
... 63-68.
И7. Шипилло В. П. Критерий устойчивости замкнутых систем регулирова-
ния с вентильным преобразователем к субгармоническим автоколеба-
ниям.— «Электричество», 1969, № 9, с. 36—40.
118.	Шипилло В. П. Субгармонические автоколебания в замкнутых системах
регулирования с вентильным преобразователем.— «Электричество»,
1969, № 1, с. 58—63.
119.	Шипилло В. П. Частотные характеристики управляемого вентильного
преобразователя.— «Электричество», 1972, № 6, с. 62—67.
120.	Шипилло В. П., Зинин Ю. С. Фактор пульсаций в системах регулиро-
вания с вентильными преобразователями.— «Электричество», 1977,- № 3,
с. 86—89.
121.	Шипилло В. П., Сирица В. В., Булатов О. Г. Электромагнитные про-
цессы в быстродействующем реверсивном ионном преобразователе. М.,
Госэнергоиздат, 1963.
122.	Экспериментальное исследование охладителей для СПП, выполненных
из профиля, полученного горячим прессованием.— «ЭП. Преобразова-
тельная техника», 1974, вып. 10, с.6—8. Авт.: А. А. Рабинерсон, А. Б. Ра-
дашевич, Б. А..Лесин, В. М. Венделанд.
123.	Электронная и ионная техника. М., «Транспорт», 1969. 376 с. с ил.
Авт.: С. Н. Засорин, Н. А. Карш, К- Г. Кучма, Р. И. Мирошниченко.
124.	Электропередачи постоянного тока как элемент энергетических систем.
Под ред. Л. Р. Неймана. М., Изд-во АН СССР,* 1962. 340 с. с ил. Авт.:
Л. Р. Нейман, С. Р. Глинтерник, А. В. Емельянов, В. Г. Новицкий.
125.	Электротехническая промышленность за рубежом. Труды конферен-
ции Американского института инженеров по электротехнике и электро-
нике. М., ВНИИЭМ; 1966. Авт.: Д. В. Борст и др..
126.	Электротехнический справочник. Под ред. М; Г. Чйликина. М., «Энер-
гия», 1971, т. I, кн. 2, с. 767—810.
127.	, Badal J., Popov Р., Tyristofovy menic jaka- impulsni system, «Electro-
techn. Obz»., 1966, N 8, s. 427—435.
128.	Bjaresten -N. A. The Static Converter as a High-Speed Power Amplifier.
«Direct Current», 1963, v. 8, N 6, p. 154—165.
129.	Fallside F., Farmer A. R. Ripple Instability in Closed-Loop Control
Systems with Thyristor Amplifiers, «Pros. 1ЕЕ», 1967, v. 144, N 1, p.
139—152.
130.	Gesicherte unterbrechungs frein Stromversorgungs anlagen mit Thy
, ristorwechsel richtern. ETZ — B, Bd. 21 (1969) H16.
131.	Gutzwiller F. W., Sylwan T. P. Power Semiconductors Under Transient
and Intermittent Loads.’«А1ЕЕ Transactions», pt. 1, «Communications
and Electronics», 1960, N 52, p. 699—706.
132.	Kanngiesser R. W. Umrichter zum Speisung.von Drehfeldmachinen,
ETZ —A, 1964, 85, N 21, s. 673—681.
133.	Mapham N. W. An SCR inverter with good regulation and Sine
wave output, IEEE Transaction (Application and Industry), 1967,
N 2.
134.	Mapham N. W. «Design of SCR high-frequency inverter», Semiconductor
Products, 1962, 5, N 9.
135.	Mapham N. W. The classification of SCR inverter cirquits, IEEE Inter--
nat. Convent. Record, 1964, 12, N 4, p. 99—105.
136.	Me. Murray IE. SCR inverter commutated, dy ananxiliary impulse, IEEE
Trans, on Commun. and Electronics, 1964, 83, N 75, p. 824—829.
137.	Me. Murray W., Shattuck D. P. A silicon controlled inverter with impro-
ved commutation. Commun. und Electronic, 1961, N 57 (Nov.), p. 531—542.
138.	Mokrytski B. Pulse With Modulated Inverters for A. C. Motor Drives.
. IEEE, Transaction on Industry and General Applications, 1967, vol.
iga—N 6, Nov/Dec.
139.	Morgan R. E. Time ratio control with combined SCR and SR commu-
tation. IEEE, Transaction on Communication and Electronics, 1967,
N 7.
140.	Morgan R.E., Hoft R. G. Magnetic SCR Amplifier with Iock out Controls
for Synchronizing and Protection. IEEE», Transaction on Communications
and Electronics, 1964, N 7.
141.	Onho E. Akamatsu. High-voltage multipl phase thyristor chopper for
traction motor control. Manuscript received.. Mitsubishi Electric Corpo-
ration, 1967, February, 28.
142.	Salihi J. T., Agarwall P. D., Induction Motor Control scheme for bat-
tery — powered Electric Car (G. M. El'ectrovair). IEEE, Transaction
on Industry and General Applications, September — October, 1967.
143.	Sato N. Improvment of SCR circuit. Faculty of Engineering, Nagoya
Univercity, Japan, 1967.
144.	Semikron. Thyristoren. Druckschrift B645D, January, 1972.
145.	Silizium Gleichrichter Handbuch. Antiengesellschaft Brown, Boveri
Cie. Baden (Schweiz), 1970.
146.	Taschenbuch Elektrotechnik. Band 2. Starkstromtechnik- Herausgeber
Eugen Philippow. Veb Verlag Technic Berlin.
147.	Thompson R. Designing series SCR inverters, «Electronic Desing», 1963,
June 7,. p. 52—58; June 21, p.. 62—65; July 5, p. 48—53.
148.	Turnbull F. G. Controlled rectifier DC 30 HP motor drive. AIEE, Trans-
action on Communications and Electronics, January, 1963.
С-74 Справочник по преобразовательной технике. Под ред. И. М. Чи-
женко. К.,
«Техшка», 1978.
447 с. с ил. Список лит.: с. 439-445.
На обороте тит. л. авт.: Чиженко И. М., Андриенко П. Д.,
Баран А. А. и др.
-	52000 экз. 2 р. 10 к.
В книге рассмотрены методы расчета и анализа основных величин, ха-
рактеризующих режимы работы схем преобразования электрической энер-
гии: выпрямителей, ведомых сетью инверторов, автономных инверторов,
преобразователей и т. д.
Описаны принципы построения и схемные решения систем управления
и защиты полупроводниковых преобразователей.
Рассчитан# на инженерно-технических работников, занимающихся про-
ектированием и эксплуатацией устройств силовой полупроводниковой пре-
образовательной техники, а также может быть полезна студентам соответ-
ствующих специальностей.
СВД^840-78	6П 2.1.082(083)
Авторы:
Чиженко И. М., Андриенко П. Д., Баран А. А.,
Выдолоб Ю. Ф., Денисов А. И., Курило И. А.,
Остренко В. С., Приходько Н. Г., Руден-
ко В. С., Рябокрис И. Ф., Сенько В. И., Тата-
рин В. П., Трифонюк. В. В., Шипилло В. П.
Рецензенты доктор техн, наук И. В. Волков, канд. техн, наук
В. Н. Губаревич
Редакция литературы по энергетике, электронике, кибернетике
и связи
Зав. редакцией 3. В. Божко
CJ Издательство «Техшка», 1978