московским АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ
А.В. ФОМИН О.Н. УМРИХИН
АНАЛИЗ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ НАГРУЗКИ ЭЛЕМЕНТОВ ПРИ ОЦЕНКЕ НАДЕЖНОСТИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
МОСКВА
19 9 4
ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ПО ВЫСШЕМУ jBPA30BAHHD
МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕН 'Ш1 АВИАДИО НЫЙ ИНСТИТУТ технический университет)
А.В. ФОМИН 0.11. УМРИХЖ
АНАЛИЗ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ НАГРУЗКИ ЭЛЕМЕНТОВ ПРИ ОЦЕНКЕ НАДЕЖНОСТИ 1ЧТЕГРк ЬНЫХ
РАДИОалЕКГРО.IH1ЫХ УСТРОЙСТВ
Учебное пособие
(Дм дневной и вечерней форы обучения)
Утверждено на заседании редеовета Г? ишя 1993 г.
X > м. С О: A ««*14» J h—йгт—п i БИБЛИОТЕКА] Л *	vnn»r|K« тгт	«
*	1VI ХЬ J4	1
Москва Издательство МАИ 1994
Фенин А.В., Умрихин О.Н. Анализ электрической нагрузки элементов при опенке надежности интегральных радиоэлектронных устройств:
Учеб, пособие. - М.: Изд-во МАИ, 1394. - 56 о.: ил.
Рассматриваются упрощенные методы опенки электрических режимов к токов, напряжений, мощностей рассеивания) работы элементов и компонентов микросхем и микрооборок современных интегральных устройств. Анализируются аналоговые и ключевые схемы. Результаты расчета используются при опенке реальной надежности РЭС и ЭВС.
Пособие предназначено для студентов специальностей 'Конструирование и производство РЭС" и "конструирование и производство ЭВС” при выполнении ими курсовой работы в У1 семестре соответственно по дисциплинам "Теоретические основы конструирования и производства РЭС" и 'Теоретические основы конструирования и производства ЭВС".
Рецензенты: Н.И. Григорьев, В.Г. Блохин
пин s-zoss-ii?i-7 (с) Московский авиационный институт, 1994
ВВЕДЕНИЕ
Среди задач конструирования интегральных радиоэлектронных устройств (ИРЭУ) одной из наиболее важных и сложных является обеспечение надежности. Возможность существенной экономии ресурсов при их рациональном использовании обусловливает актуальность решения этой задачи. Сложность задачи заключается в противоречивости условий, необходимых для получения максимальной экономии материальных и интеллектуальных ресурсов.
Известно, что наименьшие затраты на обеспечение требуемой надежности аппаратуры имеют место в том случае, если эта задача решается с самых первых этапов разработки. С другой стороны, для принятия обоснованных решений необходима максимально полная и точная исходная информация, которой на ранних этапах проектирования еще нет. Речь идет, в первую очередь, об электрических режимах работы элементов, определяющих энергетическую нагрузку» которая вместе с температурой оказывает доминирующее влияние на надежность элементов.
На практике указанное противоречие разрешается несколькими цутями. Наиболее простым, но и "затратным" является физическое моделирование схемы путем разработки макета изделия. Необходимые данные о токах и напряжениях на элементах измеряются прибооами непосредственно на макете. Второй цуть - аналитическое моделирование в виде расчета режимов работы элементов по схеме с привлечением справочных данных. Существующие методы анализа электрических схем используют большое многообразие математических моделей активных элементов ИРЭУ в зависимости от требований точности расчета. Однако в большинстве своем такие расчеты оказываются слишком громоздкими и трудоемкими. Поэт цу в инженерной практике расчетов надежности ИРЭУ наибольшее распространение подучили методы расчета режимов на наихудший случай, позволяющий за счет существенного упрощения модели резко снизить их трудоемкость.
Естественно, что за счет упрощения моделей возрастает и погреши >сть такого метола расчета. Но она не превышает ошибок оценки
3
интенсивностей отказов элементов. Практика показывает, что указанные ошибки расчетов ведут к занижению уровня надежности изделий по сравнению с реальным, что при обеспечении требуемого уровня надежности вполне допустимо.
При выполнении работы студентам необходимо на основе полученных знаний по расчету линейных радиотехнических цепей произвести прикидочную оценку электрической нагрузки компонентов и элементов микросборок ПРЭУ. Для этого в пособии рассматриваются некоторые из упрощенных методов расчета электрического режима работы компонентов и элементов микросборок. Современные ПРЭУ представляют собой гибридные конструкции, в которых наравне с интегральными схемами находят применение и дискретные элементы. Поэтому в пособии приводятся примеры микросборок аналоговых ПРЭУ, выполненных как на ИС, так и на дискретных элементах. В основе методов лежат усредненные по классам полупроводниковых приборов значения межэлектродных напряжений транзисторов и диодрв. Раздельно анализируются линейные и ключевые схемы, имеющие специфику расчета.
I. ВЛИЯНИЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ НАГРУЗКИ НА НАДЕЖНОСТЬ ЭЛЕКГРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ
Электрический режим и температура окружающей среды являются основными дестабилизирующими факторами, влияющими на надежность ИРЭУ. Они определяются самой природой полупроводниковых приборов и интегральных схем (ИС), поскольку их функционирование как активных элементов сопровождается прохождением через них электрического тока с выделением джоулева тепла.
Физическое влияние электрической нагрузки в виде токов, напряжений и рассеиваемой мощности заключается в ускорении физико-химических процессов развития дефектов в материалах элементов. Влияние это, как правило, нелинейно и резко увеличивается по мере приближения реальной величины электрического параметра к своему предельно допустимому значению. В момент достижения этого значения происходит внезапный отказ элемента, если он не обладает внутренними резервами.
В зависимости от типа элемента, его физических и конструктивно-технологических особенностей на надежность влияют различные электрические параметры и в разной степени. Для транзисторов важны рассеиваемая на коллекторе мощность, прямой коллекторный ток, межвыводные напряжения. Конденсаторы критичны к напряжению между обкладками, резисторы - к выделяемой на них мощности. Некоторые из 4
полупроводниковых диодов ограничены по прямому току, другие -по обратному напряжению и т.д.
Для надежности важен не толькр вид, но и характер электрического параметра: постоянный, переменный или импульсный-и именно он должен анализироваться при расчетах.
Исчерпывающую информацию об электрических параметрах, влияющих на надежность конкретного элемента, можно получить из справочных данных по его предельно допустимым характеристикам. Параметры, определяющие надежность, обязательно имеют свои предельные значения, превышать которые недопустимо, поэтому все они указываются в данном разделе.
Для практических расчетов удобно использовать специальные справочники по надежности, в которых собрана вся информация об
элементах из других источников.
Количественно влияние электрического режима работы и температуры окружающей среды на надежность элемента учитывается коэффициентом режима работы а, в формуле для расчета интенсивности отказов элемента Я в реальных условиях эксплуатации [I, 2]:
о
где Ло - интенсивность отказов в нормальных условиях работы при номинальном электрическом режиме, указываемом в ТУ на элемент; ЛГ-- поправочный коэффициент, учитывающий влияние на надежность у ^го эксплуатационного фактора или конструктивно-технологических особенностей элемента; т- число внешних факторов.
Коэффициент а , в свою очередь, находится аналитически с помощью формул, таблиц или графиков в зависимости от коэффициента электрической нагрузки и температуры t окружающей среды:
(1.2)
Коэффициент нагрузки представляет отношение реального Эр и предельно допустимого Э^п значений электрического йараметра:
<1.3>
Важно, чтобы обе величины совпадали по характеру - постоянные, средние, переменные, импульсные и т.д. Характер параметра указывается в справочниках на элементы, где приводится 9#оп .
В том случае, если элемент имеет несколько параметров, влияющих на надежность, вычисляются коэффициенты по всем параметрам,
а для определения л выбирается максимальный:
5
Кн - max ( K„ ,
•^н >
М л •
J.
(1.4)
Средняя мощность рассеивания на коллекторе биполярного или на стоке полевого транзистора рассчитывается по формуле
К - £ f iudt	(1.5)
Тер ТУ	'	'
О или 2Х W = — { ludvt л	(1.6)
21 J
где £ и и - мгновенные значения тока коллектора (стока) и напряжения между коллектором и эмиттером (стоком и истоком) транзистора. Первая формула используется для периодического сигнала с периодом Г любой формы. Вторая запись применяется в случае гармонического сигнала синусоидальной формы.
Аналогичный вид имеют выражения и для расчета средней мощности диода.
При расчете по постоянному току модели (1.5), (1.6) упрощаются:
Ко ‘Wo ,	<Ь7)
где 10 - постоянный ток коллектора, стока транзистора или анода диода; Z£- постоянное напряжение между соответствующими выводами элементов.
Мощность рассеивания на резисторе находится по формуле
где 1^1^- действующие ток и напряжение на резисторе с сопротивлением Л .
Расчет I и IL ведется по формулам ____________л?	.
7 -\1 С £ М ’ или I “V £du>t , (1.9)
* V 7* j ® • о	о
VR °	' или Цг= У C^cLut ,
4Л и мгновенные ток и напряжение.
как и в (1.5) и (1.6), первая часть выражений универсальна, годится для любого сигнала, вторая часть относится к гармоническому току и напряжению.
6
Импульсная мощность на транзисторах и диодах вычисляется как произведение:
Ч™ =	,	«•»>
где 1ипп и - имцульсные ток коллектора (стока, анода) и напряжение между выводами.
В случае сложного периодического сигнала импульсная мощность рассчитывается по всем отрезкам периода и выбирается максимальная. Импульсные токи и напряжение берутся из эпюр сигналов.
Средние значения токов и напряжений транзисторов и диодов находятся из выражений г	ах
L, = 4- (	или 1 - -т— ( idwt t
1 >	*	‘‘о	(I.II)
Z	.гх
или	ndut t
*	о
где < и 4^-- мгновенные ток и напряжение.
В большинстве случаев коэффициенты нагрузки для транзисторов рассчитываются по мощности, току коллектора, напряжениям на переходах коллектор-эмиттер и коллектор-база. Коэффициент режима работы находится по максимальному из них.
Для резисторов определяется по средней мощности, для конденсаторов - по напряжению между обкладками. Надежность выпрямительных диодов оценивается по средней мощности и выпрямленному (т.е. среднему) току, а также обратному напряжению. Импульсные диоды характеризуются импульсными параметрами, стабилитроны - прямым током и обратным напряжением и т.д.
Особое место среди элементов ПРЭУ занимают микросхемы. Они проектируются так, чтобы нагрузка элементов была примерно одинаковой, что обеспечивает их равнонадежность, отсутствие слабых мест в схеме надежности. Это позволяет определять коэффициент нагрузки интегрально по всем элементам микросхемы, учитывая только внешнюю * нагрузду и напряжение питания. Для типовой схемы включения и максимального напряжения питания j' - 0,3 0,4, что является оптимальным. При снижении напряжения питания пропорционально уменьшается. При полной внешней нагрузке 0,7, что обеспечивает достаточно высокую надежность при эксплуатации и является верхней границей рекомендуемого диапазона нагрузки.
В зависимости от типа микросхемы степей внешней нагрузки выражается одним из соотношений
7
ил"
лндоп	"
где и Ям - реальные ток и сопротивление нагрузки интегральной микросхемы (ИМС); , RHgon - их предельно допустимые значения, задаваемые в технических требованиях на микросхему. Для цифровых ИМС
max у
(I.I3)
где IgK максимальный ток по одному входу; z - коэффициент разветвления по одному выходу, т.е. число реально задействованных
выходов. Максимально возможная нагрузка
ндоп ШАХ /Р >
(I.I4)
где/£максимально допустимое число внешних нагрузок,* подключаемых к Выходу ИМС.
Между Кн и существует следующая связь: при KgH 0,4 принимается = 0,3, т.е. нагрузка определяется внутренними цепями ИМС; при Л^>0,4 коэффициент зависит от внешней нагрузки; ^=0,7^.
2.	МЕГОДЦ АНАЛИЗА РЕЖИМОВ РАБОТЫ ЭЛЕМЕНТОВ ИРЭУ
Точный расчет режимов проводится методами теории цепей и представляет достаточно сложную и трудоемкую задачу. В то же время существуют простые инженерные методы, позволяющие быстро проанализировать режимы и получить приемлемую для практики точность. Их рассмотрению посвящен данный разчел.
Постановка задачи. Задача ставится следующим образомг по известной электрической принципиальной схеме устройства, включая питающие напряжения, оценить реальные токи, напряжения и рассеиваемые мощности на элементах. Известными являются и уровни информационного сигнала в различных точках схемы, т.е. эпюры напряжений.
Современные интегральные устройства весьма разнообразны по составу элементов - от ИРЭУ только на микросхемах до ИРЭУ на транзисторах и диодах в составе микросборок. С точки зрения поставленной задачи наиболее просты первые, так как режимы микросхем задаются в паспортных данных и расчет сводится к определению токов в соединительных проводниках. По этой же причине наиболее сложны схемы на транзисторах, режимы которых определяются структурой самих схем.
8
Промежуточной трудоемкостью обладают смешанные по составу, наиболее распространенные схемы. Использование в них паспортных значений напряжений на выводах микросхем существенно облегчает расчет режимов остальных элементов схемы.
С учетом изложенного методы расчета электрических режимов рассмотрим прежде всего на примерах транзисторных, самых сложных схем. Они могут быть использованы и для анализа напряжений на выводах микросхем (при отсутствии на них паспортов) по их схемам, что далее будет проиллюстрировано на примерах.
В основе упрощенных методов расчета лежит использование характерных напряжений между выводами активных элементов в рабочем режиме. Анализ показывает, что напряжения эти достаточно стабильны в рамках однотипных элементов и зависят в основном от типа и материала активного элемента. Это и позволяет применять их для экспресс-оценки режимов без трудоемких расчетов по эквивалентным схемам с помощью систем уравнений и без существенной потери точности.
С точки зрения методики решения поставленной задачи принципиальны два режима работы транзисторов: активный и ключевой, охватывающие все многообразие схем ИРЭУ. Далее показано, что при работе в активном режиме биполярного транзистора стабильным является напряжение на переходе база-эмиттер, при этом напряжение между коллектором и эмиттером может находиться в широком диапазоне. При переходе в ключевой режим стабилизируются оба напряжения, что существенно меняет методику расчета. Кроме того, изменяются и значения напряжений на переходах, что далее рассмотрено подробно. Свои особенности имеет расчет схем на полевых транзисторах, управляемых напряжением, а не током, как биполярные транзисторы.
При использовании вместо переходов транзисторов и диодов фиксированных падений напряжения на них принципиальная схема устройства предельно упрощается и содержит только пассивные элементы. Расчет токов и напряжений на них доступен каждому студенту на основе простейших законов физики и электротехники (законы Ома, Кирхгофа) и не составляет труда.
Несмотря на общность подхода к расчету режимов, многообразие практических схем и исходных данных вносит в конкретные методики свои особенности. Обобщая их с целью упрощения анализа, методы расчета можно классифицировать.
По характеру расчета, связанному с конфигурацией схемы, это последовательный и параллельный методы.
9
Последовательный метод состоит в поочередном расчете токов и напряжений на элементах путем последовательного перехода от одного узла и цепи схемы к другим. Метод используется при независимости по току отдельных цепей, при этом расчет ведется непосредственно по электрической принципиальной схеме. При известных напряжениях на переходах биполярного транзистора анализ заключается в последовательном переходе от базовой к эмиттерной или от эмиттерной к коллекторной цепи или наоборот. Расчет начинается с определения напряжения на одном из выводов транзистора от цепи стабилизации режима. Обычно это резистивный делитель напряжения. От него через типовые напряжения Vg9 или UK9 переходят к другим выводам и связанным с ними элементам. Например, от базы через напряжение = 0,7 В к эмиттерной цепи. Этот процесс распространяется по всей схеме. В большинстве случаев так удается рассчитать все токи в цепях и напряжения на элементах. Это самый простой и наглядный метод.
Параллельный метод применяется, когда цепи схемы связаны общими токами и поэтому невозможно вести последовательный расчет. В этом случае транзистор заменяется его моделью, а принципиальная схема узла - эквивалентной. Последняя описывается системой уравнений, решение которой и дает искомые токи и напряжения на элементах.
При составлении эквивалентных схем и систем уравнений необходимо учитывать реальные направления токов в транзисторе. Следует помнить, что ток от коллектора к базе биполярного транзистора или наоборот не течет. Рабочими являются токи от коллектора к эмиттеру и от базы к эмиттеру. Включение перехода коллектор-база в цепи рабочих токов является наиболее распространенной и грубой ошибкой при расчете по эквивалентным схемам.
Большое значение для точности расчета имеет объем исходных справочных данных об элементах ПРЭУ. Непосредственно сказывается он и на методе расчета режимов. По этому признаку методы можно разделить на точный, ориентировочный и прикидочный, хотя границы между ними весьма условны.
Точный метод базируется на полной информации о схеме и элементах, включая эпюры сигнала в различных точках схемы. Вместе с тем это и наиболее трудоемкий метод, учитывающий все параметры, влияющие на режим. Расчет точным методом ведется по вольт-амперным характеристикам активных элементов путем построения нагрузочных характеристик и поиска рабочих точек на них. Учет базовых токов тран-
Р
зистора, связывающих отдельные цепи, ведет к необходимости применения параллельного метода расчета.
Ориентиревочный метод используется при полной информации о схеме, но не требует знания вольт-амперных характеристик. Расчет ведется по типовым параметрам активных элементов, приведенным в большинстве справочников (3]-[101. При незначительном влиянии на режимы малых токов и напряжений, в частности базовых токов транзисторов, последние не учитываются, чем достигается существенное упрощение вычислений. Преобладающим здесь является последовательный метод расчета.
Прикидочный метод применяется при ограниченной информации о схеме и элементах, отсутствие которой делает результаты расчета весьма приближенными. Разнообразие ограничений породило множество вариантов прикидочного метода, учитывающих те или иные ограничения. Наиболее распространенными из них являются отсутствие данных о напряжениях на выводах микросхем, неизвестные типы транзисторов и диодов, неизвестные номиналы H,C9L -элементов, отсутствие в справочниках параметров активных элементов. Во многих случаях расчет ведется по конфигурации схемы. В его основе лежат общие принципы построения схем данного класса, определяющие энергетические соотношения между цепями разного функционального назначения.
Одним из основополагающих является принцип равной надежности элементов, направленный на устранение слабых мест в устройстве и позволяющий создавать максимально надежные приборы. Из этого принципа следует, что в идентичных по функциональному назначению цепях протекают обычно одинаковые токи.
Второй принцип состоит в более чем десятикратном превышении токов цепей стабилизации режима по сравнению с питаемыми ими цепями сигналов (например, базовыми цепями транзисторов). Это обеспечивает стабильность работы схемы.
Третий принцип также относится к "режимозадающим" цепям - их токи в несколько раз меньше токов "усилительных" цепей (коллекторных цепей транзисторов), что снижает потребление энергии.
Из двух последних правил следует, что режимные токи в общих цепях устанавливаются на основе компромисса между стабильностью и потреблением энергии. В аналоговых схемах они обычно выбираются как среднее геометрическое из тока базы и тока коллектора;^ = =	• где статический коэффициент уси
ления транзистора в схеме с общим эмиттером.
II
Четвертый принцип касается распределения токов в многокаскадных усилителях. Потребление последнего каскада составляет обычно около половины общего тока, предпоследнего - половины оставшегося тока и так далее к началу усилителя. Тогда потребление первых двух каскадов примерно одинаково.
Пятый принцип заключается в идентичности токов и напряжений в сишетричных цепях, например на симметричных элементах дифференциального каскада.
Шестой принцип состоит в сишетричности выходного сигнала относительно нуля при двуполярном питании выходного каскада. Признаком нулевого уровня постоянной составляющей является отсутствие разделительного конденсатора на выходе схемы. При однополярном питании среднее значение выходного напряжения симметричного каскада составляет около половины напряжения источника питания.
Седьмой принцип говорит о типовых напряжениях и токах биполярных транзисторов в ключевом режиме: для надежного запирания напряжение между базой и эмиттером устанавливается обратной полярности в пределах 0...I В для проводимости типа p-fz-p и 0...-I В для л-p-n-транзисторов. Для полного отпирания базовый ток выбирается в 5 - 10 раз больше его значения в нелинейном режиме или a раз меньше коллекторного тока транзистора.
Исходной информацией при расчете режимов могут служить также типовые значения рабочих токов базы и коллектора I* в транзисторах разного класса: в маломощных транзисторах (до 0,3 Вт) I* =»  I...2 мА, 1е я 5...20 мкА; в транзисторах средней мощности (до 1,5 Вт) IK = 100...300 мА, Ig  I...5 мА; для мощных транзисторов 1К = 10...20 A, Ig я 0,5...3 А.
По виду используемых при расчете моделей транзисторов, и дио- . ч дов целесообразно выделить строгий и упрощенный методы. Строгий метод основан на полной модели транзистора в виде трех выводов и падений напряжения на переходах с учетом реальных направлений тока через них. Полная модель диода представляет два вывода с падением напряжения на переходе анод-катод при включении диода в прямом направлении или разрыв цепи между выводами при обратном включении.
Упрощенный метод оперирует упрощенной моделью транзистора в виде узла с двумя или тремя выводами и диода ' с двумя выводами. Падения напряжения на переходах здесь не учитываются, что дает методическую ошибку расчета. Модель транзистора с двумя соединенными выводами (коллектор с эмиттером) и отделенной от них базой применяется при малом влиянии базовых токов транзистора. Модель с тремя
12
"стянутыми в точцу" выводами используется при равенстве напряжений на коллекторе и базе транзистора. Несоответствие реальных условий схемы названным ведет к дополнительной погрешности расчета, которая увеличивается с ростом степени несоответствия.
Особенно заметную ошибку дает "точечная" модель транзистора от невыполнения условия равенства напряжений на базе и коллекторе, так как иначе между этими выводами на эквивалентной схеме будет протекать ток, в действительности отсутствующий.
Изложенное выше свидетельствует о влиянии на методику расчета электрической нагрузки элементов следующих основных факторов: режима работы активных элементов (активный, ключевой), объема исходной информации о схеме и элементах, типа активных элементов (биполярные, униполярные транзисторы, микросхемы), базовых токов транзисторов, уровня информационного сигнала. Для устройств смешанного типа (микросхемы и внешние элементы и компоненты) важно также размещение цепей стабилизации режима, способ подачи питающих напряжений и т.д.
Среди указанных факторов главное значение имеет первый - тип режима работы активных элементов, поэтому дальнейшее изложение методов и их иллюстрация ведется по двум разделам: для аналоговых ИРЭУ, транзисторы которых работают в активном режиме, и ключевых устройств, использупцих режимы насыщения и отсечки. Для последних в качестве иллюстраций методов выбраны в основном схемы формирования импульсов заданной формы. Лишь для простоты понимания вначале рассмотрены простейшие логические элементы на транзисторах (на практике в настоящее время применяются логические устройства на микросхемах. Для них задача расчета режимов неактуальна ввиду отсутствия, как правило, внешних элементов ).Огхнако излагаемые методы универсальны - применимы для ключевых устройств любого функционального назначения, в том числе мощных переключателей.'
Вторым по важности фактором является объем исходной информации. Поэтому каждый раздел поделен на два: для схем с полной и ограниченной информацией. Рассмотрены основные способы представления исходных справочных данных элементов и приемы расчета на их основе, сопровождаемые в большинстве случаев примерами.
Учет остальных факторов показан в отдельных примерах расчета (тип транзистора, способ подачи питающих напряжений, учет базовых токов и т.д.).
13
В целом методики и примеры охватывают основную часть современных ПРЭУ и реальные задачи расчета режимов.
3.	ЭКСПРЕСС-ОЦЕНКА ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ РЕЖИМОВ РАБОТО ЭЛЕМЕНТОВ АНАЛОГОВЫХ УСТРОЙСТВ
Как известно, в аналоговых схемах транзисторы работают в активном режиме, при этом обычно существует линейная зависимость тока коллектора от тока базы, поэтому активный режим называют часто линейным. Исключением является, например, задача умножения сигнала, когда транзистор работает в нелинейном режиме. В основе упрощенных методов расчета лежит использование типовых напряжений между выводами активных элементов (транзисторов и диодов) в линейном режиме. Анализ показывает, что напряжения эти достаточно стабильны в рамках однотипных элементов и зависят в основном от материала активного элемента. Это позволяет использовать их для экспресс-оценки режимов без трудоемких расчетов по эквивалентным схемам и системам уравнений и получить достаточно точный результат.
Рассмотрим основы методов применительно к наиболее распространенным на практике биполярным и полевым транзисторам. На рис.3.1 приведены входные и выходные характеристики кремниевого биполярного п-р-п -транзистора 2ТЭ07Г. Линейны# режим отличается малыми базовыми токами. На входных характеристиках I6 =	при =
= Const ему соответствует начальный участок кривых с наименьшей крутизной, расположенный слева от Вертикали Us9 - 0,8 В. Разброс напряжения Vgs по возможному положению рабочей точки на типовой кривой я 5 В составляет 0,6...0,8 В. Анализ справочных данных показывает, что этот диапазон характерен для большинства кремниевых биполярных транзисторов. Поэтому для расчетов можно принять ^ = 0,7 В и пользоваться этим значением во всех случаях, когда транзистор работает в линейном режиме.
14
Хк, мА
Рис. 3.1. Входные (а) и выходные (б) характеристики биполярного транзистора 2ТЭ07Г
Анализ характеристик германиевых транзисторов показывает, что им соответствуют аналогичные закономерности, но абсолютное значение напряжения ниже и составляет в среднем 0,3 В.
На выходных характеристиках I* = J (££,,) при Ig - const (рис. 3.1,6) линейный режим соответствует области справа от вертикали ^=^0,4 В. В этой области действует в основном линейная зависимость 1К =	. ,что отРажается равным расстоянием по верти-
кали между кривыми с одинаковой разностью тока базы 1€. Напряжение lfH9 меняется в широких пределах в зависимости от режима транзистора: от 0,4 В до напряжения источника питания. Таким образом, типового значения нет, что усложняет расчет режимов.
3.1.	РАСЧЕТ РЕЖИМОВ ПРИ ПОЛНОЙ ^ФОРМАЦИИ
О ПАРАМЕТРАХ ЭЛ1
4Т0В

Исчерпывающей информацией для максимально точного расчета режимов элементов схем на транзисторах являются, помимо схемы, типов и номиналов элементов, экспериментальные характеристики применяемых типов активных элементов, приводимые в справочной литературе для инженерно-технического проектирования. Как указано в разд. 2, по этой информации расчет можно вести точным методом. Он, по' существу, сводится к поиску истинного положения рабочих точек активных элементов на их вольт-амперных характеристиках.
15
В смешанных по составу схемах, содержащих, кроме того, интегральные микросхемы, должны быть известны напряжения на их выводах, соединенных с внешними элементами, что существенно упрощает расчет. Иллюстрацию методов и приемов расчета начнем со схем на биполярных транзисторах.
I
Анализ режимов работы элементов устройств на биполярных транзисторах
Характерной чертой биполярных транзисторов по сравнению с униполярными является управление с помощью тока базы, т.е. существование этого тока и необходимость его учета при расчете электрической нагрузки элементов.
Практические особенности расчета схем на биполярных транзисторах последовательным методом покажем на примере дифференциально го усилителя постоянного тока (рис. 3.2).
Рис. 3.2. Дифференциальный УПТ
I.	Прежде всего из назначения схемы заклинаем, что транзисторы работают в линейном режиме.
2.	Находим электроды транзисторов с известными напряжениями. Это базы или эмиттеры, присоединенные к источнику питания, "земле” или делителю напряжения питания.
Напряжения на базах транзисторов У7У и VT2 установить нельзя, поскольку неизвестны их базовые токи. Пренебречь же этими токами -
16
значит получить существенную погрешность расчета, так как падения напряжений от базовых токов на больших сопротивлениях #/« в J7 = 200 кОм составляют I В на 5 мкА, а уровень базовых токов транзистора 2Т307Г в линейном режиме - 5. ..15 мкА,
Напряжения на эмиттерах VT4 и VT3 также неизвестны, так как узел "эмиттер VT1 - эмиттер VT3 - коллектор УТ2" является внутренней точкой схемы.
Режим работы дифференциального усилителя по постоянному току задается резистивным делителем путем фиксации напряжения на базе транзистора VT2. Относительно земли оно составляет
7/	7/ -	£ л л
V" V«--KfTHs------------7777-------*’4£-
Строго говоря, напряжение на базе VT2 зависит также от базового тока 1в1 , протекающего по цепи "земля" - ЛЕ - переход ба-, за-эмиттер - ЛЦ-Е - "земля" (вторая клемма источника £_ , соединенная с "землей", на схеме не изображена, но подразумевается, как это принято при начертании принципиальных схем). Но, учитывая малое падение напряжения от него (типовое значение 10 мкА согласно рис. 3.1) на сопротивлении (^=J^ ЛЕ « 10 мкА * х4 кОм = 0,04 В), им можно пренебречь.
Ток коллектора VT2 неизвестен, поэтому напряжение на эмиттере VT2 априори определить нельзя.
Таким образом, исходной точкой для расчета режимов является напряжение на базе.
3.	Используя известное падение * 0,7 В и учитывая, что потенциал на базе п-р-п -транзистора положителен относительно эмиттера, определяем напряжение на эмиттере VT2
UK - Чг -	- - 4,И -0,7 —5,/ £.
4.	Рассчитываем ток через резистор £4, равный току эмиттера V72:	,
т т -	"-£*-	у -
Ъ1*-----------Ы------------7^-------
5.	По типовым выходным характеристикам транзистора 2Т307Г (рис. 3.1,6), общим для всех транзисторов	определяем
ток базы 1^ для тока коллектора	3 I мА. Для этого прово-
дим горизонтальную прямую из точки I мА и находим кривую семейства, совпадающую с этой прямой в области линейных режимов.
В данном случае это линия Л, = 10 мкА.
17
В общем случае прямая находится между горизонтальными участками кривых. Тогда ток базы рассчитывается интерполяцией между Соседними значениями по линейному закону
где индексы Н и В обозначают токи соответственно нижней и верхней соседних кривых.
6.	Рассчитываем ток коллектора VT2-.
1*2 = I92 ”	= I мА - 10 мкА = 0,99 мА =* I мА.
Ввиду малости током базы можно пренебречь.
7.	Дифференциальная пара (Л/-У77-М и (Я7-/73-23) полностью симметрична, поэтому ток 1*г делится поровну, откуда
Этим токам на выходных характеристиках соответствуют (рис.3.1,6)
= Is5 - 5 мкА. Поэтому коллекторные токи можно без большой погрешности приравнять эмиттерным:	•‘0,5 мА. Этот же ток
протекает через резисторы Ц2 и R3 .
8.	Напряжения на базах РТ/ и составляют
—ltt Xf = -5-IO"6-200-IO3 = -I В = «k •
9.	С помощью Цм = 0,7 В находим напряжение на эмиттерах 777, 773 и коллекторе VT2:
’ Ъз =	“ VS1 -	- -1 -°.’ = -1.’ в-
10.	Напряжения между коллектором и эмиттером транзисторов, необходимые для расчета мощностей рассеивания, рассчитаем по закону Кирхгофа для цепей коллекторных токов;
V„3t “ VK1 - V* - ( К ' vn -(б,з-о,5^)-(ч,7)-ев.
Вследствие симметричности
ЧаЗ "	~ 6В i
-v32	1,1 -l-V) ‘V*-
Расчет по постоянному току закончен.
18
I
Если схема содержит полупроводниковые диоды, для расчета может быть принято типовое напряжение между анодом и катодом: = - 0,9 В. Для конкретного диода его можно точно найти по справочным данным, например по вольт-амперной характеристике:
Параллельный метод расчета режимов рассмотрим на примере усилителя милливольтного импульсного сигнала (рис. 3.3,а). Ввиду малости сигнала (IL- I мВ) расчет проведем по постоянному току.
Рис. 3.3. Принципиальная (а), эквивалентная (б) и упрощенная эквивалентная (в) схемы усилителя импульсов
В данной схеме базовый делитель Л2-ЛЗ запитывается не прямо от источника Е+ , а через резистор Я/ , являвшийся коллекторной нагрузкой транзистора. Цепи токов делителя и коллектора оказались связаны общим сопротивлением . Это не позволяет сразу рассчитать напряжение на базе ИТ/ и на его основе режимы подобно вышеизложенному примеру (см. рис. 3.2). Необходимо составить систему уравнений Кирхгофа для связанных цепей.
Отметим, что напряжение на эмиттере «2^24 может быть оценено лишь приблизительно по наиболее вероятному в данном включении току коллектора. При этом ошибка составит примерно ±0,5 В, что в данном случае дает грубый результат.
19
8
Рис. 3.4. Модель кремниевого биполярного транзистора в линейном режиме
Для точного расчета построим эквивалентную схецу усилителя в линейном режиме (рис. 3.3,6), используя модель транзистора (рис. 3.4).
В эквивалентной схеме шесть элементов (четыре резистора и два транзисторных перехода) и шесть неизвестных токов. Для их рас-
чета необходимо составить и решить шесть уравнений Кирхгофа, что достаточно трудоемко. Схему можно упростить, если учесть, что ток Is транзистора 2Т307 Б составляет порядка 10 мкА и падения напряжения от него на со
противлениях Л2 (10 мкА -4 кОм ® 0,04 В) и W ( Ю мкА -2 кОм =
« 0,02 В) пренебрежимо малы по сравнению с действием других токов.
Исключив из схемы рис. 3.3,6 переход база-эмиттер и цепь базового тока, подучим схецу рис. 3.3,в. В этой схеме уже три неизвестных тока:2^2^э2^ . Система уравнений сокращается до трех выражений.
Первое уравнение описывает цепь тока делителя £+-(земля) *•
*	W
Следует отметить, что при изображении схемы в виде рис.3.3,а предполагается, как и в схеме рис. 3.2, что вторая клемма источника питания (на рис. 3.3,а отрицательная} заземлена (1). Если этого не сделать, то цепь оказывается незамкнутой и схема работать не будет. Если же требуется изолировать схецу от корпуса, то вместо земли рисуют вторую клемму (1£_) источника. Указанное допущение иногда вызывает у студентов трудности при анализе токовых цепей.
Второе уравнение (также по 2-цу закону Кирхгофа) отражает цепь коллекторного тока £.-#/-	- Е :
+ ZT, + 1.711 •
Других цепей тока больше нет, поэтому третье уравнение запишем в соответствии с реальными направлениями токов в усилителе согласно I-цу закону Кирхгофа I —	+ Ij .
Таким образом, требуется решить систему уравнений
£ - 7,2/ + Г	;
Е -	;	(3.1)
20
Ее особенностью является наличие неизвестного напряжения VK9, т.е. четвертой переменной. В связи с этим режимы находятся методом последовательных приближений путем подстановки в систему все более приближающегося к истинному значения .
Первое значение VK3 берется для наиболее вероятной рабочей точки транзистора. Для ее определения построим нагрузочную характеристику (НХ) (см. рис. 3.1,6).
Нагрузочная характеристика представляет собой геометрический аналог уравнения, описывающего взаимосвязь между током 1К и напряжением в цепи коллекторного тока транзистора конкретной схемы. На НХ лежит рабочая точка транзистора и задача состоит в поиске ее истинного положения.
Цепь коллекторного тока на рис. 3.3,а	К77-- £_)
описывается уравнением Кирхгофа: Е =1К(£/+£4)*^. Это линейное уравнение относительно переменных 1К и VK9 , поэтому НХ представляет собой прямую. Она строится обычно по двум крайним точкам на осях координат: в первой 2^.= О, я Е; во второй О, 2^ = = F/6J2/+^.Первая координата точки задается, вторая рассчитывается из уравнения. Итак, имеем на оси абсцисс = О, VK9 я £*» 6,3 В; на оси ординат = О, I* =	6,3/(2 кОм + 0,4 кОм)-
“ 2,6 мА. По этим точкам построена НХ на рио. 3.1,6.
Выберем первую рабочую точку в середине активной области, охватывающей горизонтальные участки кривых. Эта область содержит линии базового тока от 0 до 20 мкА. Среднее значение я 10 мкА. Данная линия пересекается с НХ при * 4 В. Подставив в (3.1)^ я = 4 В, получим 13 = 0,69 мА, Is = 0,39 мА, = 1,08 мА.
Проверим достоверность рабочей точки по напряжению , которое получается из расчета по схеме для этих токов. Напряжение на эмиттере
- Z, W = 0,39 мА -0,4 кОм “ 0,16 В, напряжение на базе
Vt - Lg, = 0,69-2 = 1,38 В.
Отсюда	= 1,38 - 0,16 я 1,22 В. Это напряжение больше
типового на 1,22 - 0,7 = 0,52 В, что очень много, поэтому выбираем на НХ другую рабочую точку.
Для уменьшения 1^9 я 1,22 В необходимо снизить и повысить^ , т.е. уменьшить и увеличить^ . Из (3.1) видно, что для этого следует взять рабочую точку с меньшим значением 1^9 . Пусть вторая точка лежит на пересечении НХ с кривой я 15 мкА. В этой
точке = 2,9 В. Из системы (3.1) получим 13 - 0,547 мА, 1г -= 0,962 мА, = 1,509 мА. При этих токах Ve - 13АЗ = 0,547*2 -» 1,1 В; ££ = £, £4 = 0,962-0,4- 0,37 В, V6i = 1,1 - 0,37 = 0,73 В.
Разница с типовым значением составляет около 0,03 В, что вполне допустимо.
Для определения истинного положения рабочей точки транзистора необходимо скорректировать НХ из-за падения напряжения на Ж/ от тока делителя. Это производится условным уменьшением £ на4^ = =	0,547 мА *2 кОм “ 1,1 В. Тогда £*	= 6,3 - 1,1 =
я 5,2 В. Истинное уравнение для НХ будет иметь вид
£'-г(£/+£❖) +г;.. “	HJ
I
Отсюда следует, что новая НХ получается сдвигом старой влево на 1,1 В. Из рис. 3.1,6 видно, что при lfK3 = 2,9 В НХ пересекается с кривой 4 с 12 мкА. Эта точка и может быть принята за истинную. С учетом тока 1В = 12 мкА окончательно найдем токи во всех ветвях схемы:
= 4,№*0,042 - 4,52 *6,	1В 0,567 *0,042 * О,Ь£ мА ,
-Г «4 - 0,65 мА ,	-1& +4 - 0,962 + 0,042	0,97 мА ,
1м - 4 +4 - 0,962 + 0,042 - 0,974/ мА .
Расчеты свидетельствуют о значительной трудоемкости определения режимов в устройствах на биполярных транзисторах, особенно параллельным методом. Рассмотрим теперь особенности и сложность анализа режимов в схемах на полевых транзисторах, управляемых напряжением.
Расчет режимов в устройствах на полевых транзисторах
Во входных каскадах усилителей слабых сигналов и в других схемах часто применяют полевые транзисторы. Для рассмотрения особенностей расчета режимов в таких схемах обратимся к рис. 3.5, на котором приведена схема малощумящего усилителя (МШУ). На входе усилителя стоит полевой транзистор с затвором на основе р-гъ -перехода и каналом р -типа.
Необходимые для расчета режимов выходные и переходная характеристики транзистора приведены на рис. 3.6. Ввиду отсутствия тока затвора входных характеристик, как у биполярных, у полевых транзисторов нет. Переходная характеристика (рис. 3.6,6) отражает линейный режим транзистора. На выходных характеристиках (рис. 3.6,а)
горизонтальные участки кальные - клгмевому.
соответствуют линейному режиму, а верти-
Рис. 3.5. Малошумящий усилитель
Рис.
3.6. Выходные (а) и переходная (б характеристики полевого транзистора КП201К
рис. 3.6 показывает, что в линейном режиме напряжено гут колебаться в широких пределах, типовых напря-поэтому расчет должен вестись по характеристикам.
Анализ ния U3tf и Uc„ жений нет
Расчет МШУ начинаем с определения точек с фиксированным режи
мом. Это затвор VT1 и эмиттер VT2. Они имеют V3 = О, V9S = -6,3 В. Далее расчет ведется в следующем порядке.
23
I.	Если по напряжению на затворе пока ничего определить нельзя, то по напряжению на эмиттере можно рассчитать потенциал на базе	= -6,3 + 0,7 = -5,6 В.
2.	Зная падение напряжения на R2, 1f22 = lf69z - 0,7 В, вычисляем ток стока VT1:	= -£gl = QM$— = 0,6 мА (током ввиду Ma-
ty к2 1,2 кОм лости по сравнению с 1с1 пренебрегаем).
3.	По току Те^ 0,6 мА на графике рис. 3.6,6 находим = = 0,2 В.
4.	Определяем напряжение на истоке -1^ = 0- 0,2 = = -0,2 В.
5.	Вычисляем
/Ri ‘—'«i*	(6,3-C-0,2))/3,S - 1.B	.
6.	Так как через К5 текут 1С1 и 1нг , то
~Ict - 1,8-0,6 - 1,2 чВ .
7.	Находим V, = VU.-VD. =UU.-	= -0,2 - 1,2-0,47 в
Л« «г Атт	Ас
« -0,76 В.
8.	По выходным характеристикам проверяем положение рабочих точек транзисторов, т.е. правильность расчета и схемы:
М * ~^,7-(-0,2)----------5,!В} 1с/-0,6нЛ;
ик,г ~ VM-Vn~~0-766 > Тк1
Из рис. 3.1,6 и 3.6,а следует, что рабочие точки находятся в активной области, т.е. транзисторы работают в линейном режиме. Следовательно, схема работоспособна.
Особенности расчета режимов с учетом базового тока транзистора
Выше отмечалось, что учет базового тока транзистора и сигнала вносит особенности в методику расчета, которые рассмотрим на примерах.
Характерным примером устройства, расчет режимов которого необходимо вести с учетом базового тока транзистора, является широкополосный УНЧ (рис. 3.7). В линейном режиме базовый ток транзистора КГ331А, на котором собран УНЧ (рис. 3.8,a),» 0,1 мА и падение напряжения от него на сопротивлении Pi режимного делителя Rf-R2 составляет примерно IgR1 - 0,1*20 = 2 В. Такая большая погрешность, конечно, недопустима.
24
Рис. 3.7. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы широкополосного усилителя низкой частоты
Рис. 3.8. Входные (а) и выходные (б) характеристики транзистора KT33IA
Принципиальной особенностью расчета с учетом базового тока является определение его по выходным характеристикам транзистора, т.е. в выбранной рабочей точке на НХ. Расчет тока Ig по эквивалентной схеме (рис. 3.7,6) без учета реального соотношения между I* и Ig (L=h^L , где h219 - коэффициент усиления транзистора для схемы К
с общим эмиттером),ведет к ошибке.
С учетом данной особенности расчет режимов ведется в такой последовательности.
I.	Па выходных характеристиках (рис. 3.8,6) строится НХ по уравнению
W +1») + Ъ'к) .
25
2.	В середине линейного участка выбирается рабочая точка РТ4. Цусть она будет на пересечении с кривой	при 1(- 0,05 мА.
3.	В PTI определяются токи = 0,05 мА, I 9 1,8 мА, ^-4, *4/ - w*-
4.	Рассчитывается напряжение UB9t для PTI:
V„ - £ -IR4 - Е -(1Л	- Е - (
 '2 * 1В '
U}< -I)f £< - 4,850,2 - 0,376 ; U&-	1-0,37 - 0,136 .
5.	Расчетное значение Uu. сравнивается с реальным или типовым; I = 0,7 В. Реальное напряжение определяется по входным характеристикам (рис. 3.8,а) для точки пересечения= 0,05 мА с кривой » £ - 1МЕЗ~= 12 - 1,8*2,8 - 0,37 ^66 В, Эта кривая экстраполируется параллельно приведенным на рис. 3.8,а кривым. Практически она совпадает с кривой	при 5 В.
Из графика находим Vgj10 & 0,73 В.
Так как напряжения между базой и эмиттером в точках I (0,63 В) и 2 (0,83 В) расположены симметрично относительно расчетного значения 0,73 В, в качестве окончательного решения принимаем рабочую точку 3 посредине между точками I и 2 на НХ (рис. 3.8,6). В этой точке j “ 0,048 мА, 1,55 мА, 1,6 мА.
6.	По токам транзистора без труда находятся режимы всех элементов УНЧ, т.е. токи, напряжения, рассеиваемые мощности.
Для уменьшения ошибок расчет режимов целесообразно вести по принципиальным, а не эквивалентным схемам, в которых может быть скрыта физика работы транзистора, реальные направления его токов. К эквивалентным схемам прибегают при необходимости, когда это упрощает расчет без потери точности.
На практике иногда встречаются схемы, в которых все цепи связаны, а подбор рабочей точки требует трудоемких вычислений. В таких ситуациях для ориентировочного расчета принимают рабочую точку в середине НХ, т.е. считают падение напряжения на транзисторе равным половине напряжения источника питания V* 3 = Е/2. при однополярном и полусумме напряжений (£^-£ )/2 при двуполярном питании.
26
3.2. ОЦЕНКА РЕЖИМОВ ПРИ ОГРАНИЧЕННОЙ ИНФОРМАЦИИ О ПАРАМЕТРАХ ЭЛЕМЕНТОВ
В справочниках по полупроводниковым приборам и микросхемам не всегда приводится полная информация об их параметрах, необходимая для точного расчета электрической нагрузки (3]-[10). Зачастую не даются вольт-амперные характеристики, напряжения на выводах микросхем, типовые режимы измерения параметров и т.д. Особенно ограниченной оказывается информация о микросхемах - нет не только значений напряжений на выводах, но и данных для их оценочного расчета по схеме ИМС: типов и параметров транзисторов, номиналов резисторов и конденсаторов и т.д. [5]-[10]. Иногда неизвестна даже конфигурация схемы.
В зависимости от объема и важности недостающей информации применяют прикидочный и ориентировочный методы расчета. Их содержание для наиболее часто встречающихся случаев рассмотрим на примерах, построенных на транзисторах и микросхемах.
Особенности расчета режимов в устройствах на транзисторах
Если в справочнике нет только вольт-амперных характеристик прибора, то возможны два пути: либо воспользоваться известными характеристиками аналогичного транзистора (по функциональному назначению и параметрам), либо вести ориентировочный расчет по типовым параметрам данного транзистора (коэффициенту усиления, напряжению между базой и эмиттером, току коллектора и т.д.). Здесь необходимо делать поправку на отличие режима измерения параметров транзистора от режима его использования в данной схеме.
Если в справочнике, кроме того, не приводятся и типовые параметры транзистора, можно использовать среднегрупповые значения параметров, присущие транзисторам данного класса. Естественно, при переходе к более обобщенной информации точность расчета уменьшается.
Наиболее часто в справочниках приводится только коэффициент усиления по току транзистораМожно также использовать среднегрупповое напряжение . Найдя один из токов I* или 1е , другой при работе транзистора в режиме усиления определяется с помощью , например, 1Б *1*/	.
Таким образом, даже в наиболее сложном случае, при полном отсутствии данных о транзисторе, расчет режимов может быть проведен с достаточной точностью с помощью среднегруппового, весьма стабиль
ного напряжения на базовом переходе^ . Как правило, для этого используется последовательный метод.
Особенности расчета режимов в узлах на микросхемах
Очевидно, при известных напряжениях на выводах микросхем расчет режимов внешних элементов элементарен.В справочниках, однако, напряжения на выводах микросхем приводятся далеко не всегда и не на всех выводах. Поэтому основной задачей расчета является определение этих напряжений.
Для оценки напряжений на выводах приходится анализировать схец/ микросхемы и проводить расчет изложенными выше методами. Основная проблема при этом заклкмается в неполноте данных о схеме.
В справочниках по микросхемам эта неполнота проявляется обычно в трех вариантах. Первый: есть все, кроме параметров интегральных транзисторов. В этом, наиболее благоприятном случае расчет ведется на основе среднегрупповых значений напряжений между базой и эмиттером транзисторов каждого класса (маломощные, средней мощности, мощные). Второй: неизвестны к тому же и номиналы пассивных элементов микросхемы [5]. В этой ситуации для оценки привлекаются основные принципы построения схем, изложенные в разд. 2. Третий -не приводится сама схема микросхемы flO]. Единственной возможностью в этом варианте остается анализ полярности питающих напряжений и обращение к схемам микросхем-аналогов. Учитывается также способ соединения микросхемы с входными и выходными цепями узла.
Важным фактором, влияющим на методику расчета, является расположение цепи стабилизации режима. При внешнем расположении расчет начинается с нее, при внутреннем - с микросхемы.
Рис. 3.9 иллюстрирует расчет схемы ПРИ внешней цепи стабилизации режима. Проведем расчет режимов элементов представленного маломощного усилителя на микросхеме К775УВ2.
Микросхема предназначена для усиления сигналов преимущественно переменного тока. В типовой схеме включения она имеет следующие основные характеристики: напряжение питания +6 В, ток потребления 3,5 мА, крутизна вольт-амперной характеристики Ю мА/B, коэффициент щума 10 дБ, входное сопротивление I кОм, верхняя граничная частота не менее 40 МГц.
Рис. 3.9. Усилитель на микросхеме К775УВ2
Для расчета токов и напряжений на элементах внешней схемы необходимо знать напряжения на выводах I - 13 ИМС. В справочнике [10], однако, этих данных нет, а расчет их по схеме с помощью изложенных выше методик затруднен ввиду отсутствия на ней типов транзисторов и сопротивлений резисторов. Воспользуемся имеющимися данными и общими принципами построения маломощных усилителей, к числу которых принадлежит рассматриваемый узел.
Прежде всего находим напряжения на базах транзисторов VT2, VT3 по внешнецу делителю #7, что дает напряжения на выводах 9 и 12:	= Ц2	этом учитываем, что ток
маломощных транзисторов VT2, VT3 составляет примерно 5 мкА. Это дает погрешность	7 = 2-0,005-3 « 0.
Используя типовое напряжение кремниевых транзисторов lf63 ~ =0,7 В, определяем напряжения на выводах 10 и II: lLn -
= 3 - 0,7 = 2,3 В.
Из общих параметров микросхемы известно, что ток потребле-
U 23 ния составляет 3,5 мА. Вычтя из него токи 2 ; = Агл а "S?” = “л” =
29
0,767 мА, получаем ток режимного делителя на	и дифференциального каскада на ИГ4, VT5*VT6 :	=	- 2*0,767 =
= 2 мА. Согласно третьему и четвертому принципам примем "режимный" ток равным половине тока одной из двух параллельных ветвей информационного сигнала	Из симметричности цепей	. Поэтому 2 мА =	=
= 0,51х^	= 2,5^, откуда получаем^ = 2/2,5 = 0,8 мА -
s °’5^г4= 0,5*0,8 = 0,4 мА. По этим токам находим = = 6~ °.8 <т»9 + °»1) = 4»4 в-
Для расчета напряжений в точках 3, 6, 2, 7 воспользуемся соотношением токов и напряжений на транзисторах дифференциального кас-када/<у = IM*IKS= ZIKt, поэтому “ 0,5-1^ = 0,5U„Tt .
Учтем, что стабилизирующее сопротивление И8 составляет обычно 100.. .300 0м » 200 Ом, что дает	R8 - (1^ + 1^)88 =
« (0,8 + 0,8)«0,2 = 0,32 В. Из соотношения	=
= ^D,5Vm *V!U = ^^V’lrrn * °’32 находим Vvn = (IJ -ЦЗг)Л,! = = (4,4 - 0,32)/I,5 = 2,72 В. Это дает^ =ZJ = 4,4 - 2,72 = = 1,68 В. Тогда Z£=£»K=Zf =£>£, = 1.68 + 0,7 = 2,38 В, К = = iM +г5> = 0>32 + °’7e 1 B-
Таким образом, напряжения на выводах микросхемы Ц = О, = = К = К = U. ~ 2,4 В, V4 = VS = 4,4 B,V = 6 В, V,=V..= 3 В, Г = - У„ = 2,3 В, % = I В.
Особенности расчета режимов в узлах на микросхемах при однополярном и двуполярном питании
При расчете важен тип питания микросхемы - однополярное или двуполярное. В зависимости от этого меняются уровни постоянных напряжений на выводах и подход к их оценке. Признаком однополярного питания является присутствие разделительного конденсатора на выходе, обеспечивающего гальваническую развязку по постоянному току между выходом данного и входом последующего узлов.
Примером узла с двуполярным питанием является усилитель на микросхеме К198УН1 (рис. 3.10), представляющий собой несимметричный дифференциальный усилитель с эмиттерным повторителем на выходе. Ее основные характеристики в типовой схеме включения: напряжение питания +6,3 В, -6,3 В, ток потребления 6 мА, коэффициент усиления по напряжению 4, коэффициент шума 30 дБ, коэффициент гармоник 10%, верхняя частота работы I МГц, входное сопротивление 3,3 кОм. Прежде всего отметим, что выход усилителя напрямую соединен с нагрузкой RH= 1,8 кОм. Это говорит о том, что постоянное напряжение на выходе близко к нулю, поэтому Ц,-=	= 0. дифференциальный каскад
30
на VT1, VT2t Y7i является усилителем напряжения и работает в режиме малого сигнала при токах базы Ig s 0,01 мА. Учитывая, что базовые сопротивления ZS для повышения входного сопротивления и стабильности выбираются обычно порядка 10 кОм, получаем^ =
• -10-0,01 = -0,1 В.
Рис. 3.10. Усилитель на микросхеме К198УН1
Внешний режимный делитель лает напряжение в точке 2
К=£ П‘4/(К'1^Ч)~-36. «
Итак, 1£= -3 В, = О, 0, 1£ = -6,3 В, U8 = v;t = 6,3 в, 1Г„ = -0,1 в.
В рассмотренных расчетах предполагались известными эпюры напряжений сигнала в узловых точках схемы, поэтому рассматривался анализ по постоянному току. На практике, однако, эпюры даются часто лишь в ключевых точках, поэтому возникает необходимость определения переменных напряжений в промежуточных точках цепей, т.е. на отдельных элементах. Например, известно переменное напряжение на коллекторе транзистора, но неизвестно на эмиттерном сопротивлении, что не
ЗТ
i
позволяет рассчитать рассеиваемую мощность с учетом переменных составляющих. Таким образом, нужно распределить переменную составляющую сигнала последовательной цепи между ее элементами.
Общее решение этой типовой задачи состоит в пропорциональном делении амплитуды сигнала между элементами в соответствии с их сопротивлениями или постоянными напряжениями. Если в цепи есть щунтирующие конденсаторы, учитывается модуль их сопротивлений переменному току (см. приложение I).
Например, если постоянное напряжение между коллектором и эмиттером транзистора составляет ЗВ, а на сопротивлении эмиттера I В и оно не защунтировано емкостью, то переменный сигнал амплитудой 2 В разделится на 0,5 В (на эмиттерном резисторе) и 1,5 В (на транзисторе).
4.	ЭКСПРЕСС-ОЦЕНКА ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ НАГРУЗКИ ЭЛЕМЕНТОВ  X УСТРОЙСТВ
К ключевым устройствам отнесем любую аппаратуру, транзисторы которой работают в ключевом режиме: устройства формирования им-цульсов, цифровая техника, переключательные устройства и т.д. Объединяет их единый подход к расчету режимов, проистекающий из одинакового ключевого режима функционирования транзисторов.
Постановка задачи для ключевых устройств идентична аналоговым, но методы ее решения имеют особенности, обусловленные спецификой работы активных элементов.
Современные ключевые устройства создаются в основном на базе корпусированных микросхем или бескорпусных микросборок, главным элементом которых являются бескорцусные полупроводниковые микросхемы. В необходимых случаях в схемы включаются дополнительно транзисторы, резисторы, конденсаторы и другие дискретные элементы. Принципиальной особенностью микросхем по сравнению с дискретными элементами является фиксированный режим их работы, определяемый установленной схемой вкл мления. Этот режим в виде мощности рассеивания, потребляемого тока и уровней логических "О" и "I" приводится обычно в паспортных данных и расчета не требует. Анализируются лишь внешние по отношению к ИМС простые элементы схемы. В связи с этим актуальность задачи растет с увеличением числа таких элементов.
Исходными данными для расчета режимов элементов внешней схемы являются, помимо питающих, напряжения на выводах микросхем, к которым присоединяются внешние элементы. Если эти напряжения в справоч
нике не приведены, их необходимо рассчитать по схеме ИМС. Если же к схеме ИМС присоединить внешнюю схему, то возникает единая и общая для любой аппаратуры задача оценки электрических режимов по схеме, состоящей из простых элементов. Общим является и метод ее решения.
Очевидно, чем сложнее устройство, чем меньше в нем ИМС с известными потенциалами на выводах, тем сложнее расчет. При прочих равных условиях наиболее трудоемким оказывается расчет устройств, состоящих из простых элементов.
Как уже отмечалось, в основе упрощенных методов расчета лежит использование характерных напряжений между выводами активных элементов в рабочем режиме, которые достаточно стабильны в рамках однотипных элементов. Это позволяет использовать их для экс-пресс-оценки режимов без трудоемких расчетов по эквивалентным схемам с помощью систем уравнений.
Поскольку в режиме отсечки, когда транзистор заперт, прямые токи через переходы не текут, то транзистор образует обрывы цепей на месте выводов и в эквивалентной схеме не изображается.
Главным для расчета является режим насыщения. Как известно, в нем нарушается прямая зависимость тока коллектора биполярного транзистора и тока стока полевого транзистора соответственно от тока базы и напряжения затвор-исток. В глубоком насыщении увеличение этих параметров вообще не ведет к росту тока коллектора и стока, что иллюстрируется рис. 3.1,6 и 3.6,а.
На рис. 3.1,6 слева от вертикальной линии = 0,4 В находится режим насыщения. Здесь все кривые сливаются, т.е. независимо от Ig ток коллектора имеет постоянное значение. Анализ справочных данных показывает, что диапазон = 0...0,4 В характерен для большинства кремниевых транзисторов. Еле меньше разброс для германиевых транзисторов: 1ГЮ - 0...0,2 В. Как видно, интервалы малы, и для экспресс-оценки режимов могут быть приняты их верхние границы 0,4 В и 0,2 В.
Аналогично слева от вертикальной линии 1гСи =-0,5 В на выходных характеристиках полевых транзисторов рис. 3.6,а также находится режим насыщения по усилению, а значение 1ГСи =-0,5 В может быть принято для расчета.
Из рис. 3.1,6 и 3.6,а видно, что£^ и 1ГСм в режиме насыщения практически линейно зависят от тока базы Ig и напряжения tf3 * , поэтому для повышения точности их можно определить по характеристикам или интерполировать, в зависимости от тока I* или напряжения f
33
по линейному закону, опираясь на справочные данные. Например, для транзистора 2T33IB в справочнике (3] приведено напряжение в режиме насыщения lfK3 - 0,4 В при токе If = I мА. Если расчетный ток составляет ]^= 0,25 мА, то напряжение Zf, снизится также в 4 раза и составит ZJ-f а 0,1 В.
На входных характеристиках биполярного кремниевого транзистора (см. рис. 3.1,а) режим насыщения находится справа от вертикали I В. Рост Ig практически не отражается на этом напряжении, которое меняется в пределах 1,0... 1,2 В. Для расчета может быть принято среднее значение: Vg3 = 1,1 В. Для германиевых транзисторов зависимость та же, но напряжение насыщения немного ниже: г 0,9 В.
Полевые транзисторы не имеют входных характеристик, так как
управляются напряжением , а ток затвора отсутствует. Из пере-
Рис. 4.1. Модели биполярного (а) и полевого (б) транзисторов в режиме насыщения
ходной характеристики Тс =
(см.рис.3.6,б) видно,что
характерного узкого диапазо-
на нет. В каждой схеме на
пряжение V3tt определяется по то-
ку 1С , который рассчитывается по схеме при =-0,5 В.
Модели биполярного и полево
го транзистора в режиме насыще-
ния имеют вид рис. 4.1. Переходы база-эмиттер, коллектор-эмиттер
(рис.4.1,а), затвор-исток, сток-иоток (рис.4.1,6) изображены прямо
угольниками с указанием на них падений напряжения в этом режиме. Иа рис.4.1,а.указаны напряжения для кремниевого транзистора Я, у’-Л-типа, на рис.4.1,6 - напряжение затвор-исток транзистора о каналом р -типа.
Укапанные модели лежат в основе эквивалентных схем. Последние составляются для всех состояний электронной схемы в процессе работы, т.е. для всех сочетаний состояний транзисторов.
Ключевым моментом при описании эквивалентных схем уравнениями Кирхгофа является определение реальных направлений тока. Напомним, что в биполярных транзисторах ток от коллектора к базе и наоборот не течет. Проведение цепи тока через этот переход является наиболее распространенной и грубой ошибкой при расчете.
Одним из важных практических приемов, упрощающих расчеты, является пренебрежение малыми токами базы по сравнению с большими токами коллектора и резистивных делителе’’ 1апрякен/я. Следует, одна-34
ко, учитывать не только ток, но и сопротивление резистора. Так, если сопротивление базового резистора равно 100 кОм, то даже при токе базы 10 мкА падение напряжения на нем составит I В. Пренебрежение этим напряжением при источнике питания 5 В дает погрешность 20^, что недопустимо. Таким образом, допустимость упрощения реальных процессов определяется величиной указанной погрешности.
4.1.	РАСЧЕТ РЕЖИМОВ ПРИ ПОЛНОЙ ИНФОРМАЦИИ ОБ ЭЛЕМЕНТАХ
Общий подход к расчету режимов для ключевых схем идентичен аналоговым, но ввиду узости диапазонов VK3 и lfS9 полной информацией можно считать не вольт-амперные характеристики, а напряжения на переходах в режиме насыщения и законы их изменения при колебаниях режима. Безусловно, должны быть известны напряжения на всех выводах микросхем, соединенных с внешними элементами.
Анализ электрической нагрузки элементов устройств на биполярных транзисторах
Последовательный метод проиллюстрируем на примере логической схемы 2И (рис. 4.2). Схема характеризуется четырьмя возможными состояниями в зависимости от сочетания входных сигналов:
первое состояние - нет сигнала ни на одном из входов = = Ugx =0); второе состояние - есть сигнал на входе I и нет на вхо-де 2	= 6 В, =0); третье состояние - есть сигнал на вхо-
де 2 и нет на входе I (2^ = 0, Ug^ = 6 В); четвертое состояние -есть сигнал на обоих входах (= UgXt = 6 В).
Рис. 4.2. Логическая схема 2И
Рис. 4.3. Эквивалентная схема логического элемента 2И при отсутствии сигнала	= О
Эквивалентная схема для первого состояния приведена на рис. 4.3. При отсутствии входных сигналов эмиттеры транзисторов находятся под нулевым напряжением, что создает режим насыщения. Напряжение lfS9 = 1,1 В определяет токи через резисторы Ж/ и /23 , являющиеся базовыми:
Т » Т ж	в	» О 33 мА
Па коллекторах VT1 и ИГ? действует напряжение	= VK91 =
« 1/^2	= 0,4 В, дающее ток через резисторR2 :
4г ж (Е~	/ Kz = <6 - °.4)/i = 5,6 мА-
Этот ток является суммой двух коллекторных токов, которые, ввиду симметричности схемы, равны. Поэтому
Z - 4." /г = 5-б/2 = 2-8 «А-ДУ ПС
Аналогично проводится анализ остальных состояний схемы:
-	второе состояние - транзистор КГ/ находится в режиме отсечки, 4Z?- насыщения (	» 0,33 мА, =	= 5,6 мА, = 0,4 В);
-	третье состояние - ИГ/ - в насыщении, ИГ? - в отсечке (Г^= 0,33 мА, = /„ = 5,6 мА, = 0,4 В);
-	четвертое состояние - оба транзистора заперты (все элементы обесточены, 1'^ = 6 В).
Параллельный метод расчета рассмотрим на примере триггера Шитта (рис. 4.4). Триггер формирует из синусоидального входного сингала прямоугольные импульсы. Его порог срабатывания Ifa = 0,5 В, поэтому импульсы формируются только от положительной полуволны. Схема имеет два состояния: устойчивое (при отсутствии или при отрицательной полуволне синусоиды входного сигнала) и неустойчивое, вынужденное (пги положительной полуволне). Поэтому расчет ведется для каждого из состояний независимо. 36
Рис. 4.4. Триггер Шмитта
В режиме ожидания сигнала = 0, транзистор 17У заперт, a VT2 насыщен. Эквивалентная схема триггера с учетом моделей кремниевого биполярного транзистора (см. рис. 4.1) имеет вид рис. 4.5,а>. Для определения токов через элементы выделим цепи их протекания в соответствии с реальными направлениями токов через транзистор VT2 : цепь режимного делителя £/	» цепь базово-
го тока £/-ДО-ДО-5?-.ДО-£2, Цепь коллекторного тока цепь выходного делителя напряжения27-ДО-ДО-Я7. Напомним, что цепи токов замыкаются через не обозначенные на схемах вторые, заземленные клеммы источников питания Е4 нЕ2 .
Рис. 4.5. Эквивалентная схема триггера ИЬгитта: а - в режиме ожидания; б - при формировании импульса
В соответствии с указанными цепями в схеме рис. 4.5 действует пять неизвестных токов. Им соответствует система уравнений Кирхгофа
Е4 - л (АЗ + 114) + ItJt7 ;
Г/ + Г2-4Cj?3+^)+ул;
E4 + E2 -Ians <-0,4 + ISA5 ;
El-I3M + I4( А8 + Я9) ;
Ef~ +13 ~ 1ц - Ig ж 0 .
Ее решение дает It = 1,385 мА, 1г = 0,332 мА, I3 = 5,085 мА, Д =
= 0,04 мА, Is= 6,098 мА. Напряжение на выходе 1Г^, = f R = = 0,04-2,2 = 0,088 В.
В режиме формирования положительного импульса Ug, > 0,5 В, транзистор кТ/ переходит в режим насыщения, a YT2 - отсечки. Эквивалентная схема для этого состояния представлена на рис.4.5,6. На ней указаны неизвестные токи^-Д , для нахождения которых воспользуемся системой уравнений
£/-££+0,4+£*£ ’
V6t-E2 - 1лкг +1,4 + i3es ;
£4-1413 +I,,(1M + B7) ;
£/- ^ ( И6 +И8 + J&) i If + Ig - Ij - I^ “ 0 f
Поскольку цепи токов независимы, последние находятся непосредственно из уравнений
+W)--6,3144,8+2,7+2,2) « / мА ,
It - % /«/ = /т - 0,5/47 ж О,О4 мА .
При решении системы остальных уравнений значения токов будут
I. = 5,549 мА, 1 = 0,0568 мА, 1 = 5,541 мА, I « -0,065 мА.
Отрицательное значение говорит о том, что фактическое направление тока обратно указанному на схеме рис. 4.5,6, что обусловлено отрицательным напряжением на коллекторе H7Y.
Анализ электрической нагрузки в устройствах на полевых транзисторах
Расчет режимов устройств на полевых транзисторах принципиально не отличается от устройств на биполярных транзисторах. Особенности расчета рассмотрим на примере логического элемента 2 Ш1И-НЕ (рис. 4.6).
38
Е=6В
Рис. 4.6. Логическая схема 2 ИЛИ-НЕ
Транзисторы КП2О1К имеют канал уо-типа, поэтому при отсутствии входного сигнала (fy* =	= 8 В), когда на затворах действу-
ет положительный потенциал, транзисторы находятся в режиме отсечки :	= £ = 6 В. С приходом сигнала хотя бы на один вход (=
напряжение на затворе становится отрицательным и соответствующий транзистор переходит в режим насыщения (насыщение отрицательным напряжением между затвором и истоком, а не базовым током, как в биполярном транзисторе). Активное сопротивление между стоком и истоком резко уменьшается, и на выходе устанавливается напряжение VgM = а +9,5 В. При этом происходит отрицательный скачок напряжения амплитудой	= +9,5-(»6) =
-5,5 В. Так реализуется функция 2 ИЛИ-НЕ.
Логическая схема 2 ИЛИ-НЕ имеет те же четыре комбинации входных сигналов, что и схема 2И, так как рассчитана на два входа. При отсутствии сигналов транзисторы закрыты, и в схеме протекают лишь токи делителей £/-££, £♦-££, создающие на затворах транзисторов запирающие напряжения.
Эквивалентная схема при наличии сигнала только на входе 4 приведена на рис. 4.7. ТранзисторVT2. продолжает оставаться закрытым, a VT4 переходит в режим насыщения. Рассчитанное аналогично напряжение на затвореVT4 теперь составляет = -1,0 В.
Для определения тока стока строим НХ1VT4 по точкам (см. рис. 3.6,а) (£„= о, 1е= £4 = -4-jjU 0,6 мА) и ( 4 =0,	-6 В). Пересече-
ние HY1 с линией^м= -I// 3 лает истинную рабочую точку I. 3 этой точке ICf= 0,56 мА и =-0,4 В. Тогда 2^=	= 0,56 мА, 2^/ =
= Г -	=	о 07< мА. Аналогично	=	= 0,0/^ мА.
39
I
E=6B
Рис, 4.7. Эквивалентная схема логического элемента 2 ИЛИ-НЕ при =-«, VM = в в
Эквивалентная схема при наличии сигнала только на входе 2 представляет зеркальное отображение схемы, показанной на рис.4.7. Здесь VT1 заперт, VT2 насыщен, а результаты расчета аналогичны предыдущим: U3i = -1,0 В; 1/31 = 7,4 В; Zej = 1с2 = 0,56 мА; = = -0,4 В; Igt=IKt = 0,ОШ мА; IK3=Itt =‘0,07< мА.
При четвертой комбинации = Vhl =-** оба транзистора насыщены, напряжения на затворах одинаковы =	= -1»О В), следовательно, одинаковы и токи:	• Ток находим в точке пересе-
чения линии = -I,1/ В с на рис. З.б,а. Как и в схеме 2И, НХ2 при общей коллекторной нагрузке строится по двойному сопротивлению: £* = 2J?3= 2-10 = 20 кОм. В этой точке (2) Icj = 1с2 = 0,29 мА, с*/ 3	~ "°*2 В’ я = я = °’7* мА*
I	L	0,58 мА.
О КЗ	40	’
4.2.	ОЦЕНКА РЕЖИМОВ ПРИ ОГРАНИЧЕННОЙ ИНФОРМАЦИИ ОБ ЭЛЕМЕНТАХ
В разд. 3.2 указано, как следует рассчитывать режимы аналоговых узлов на микросхемах при недостаточной информации. Приведенные там приемы расчета применимы и к ключевым устройствам. Наибольший интерес представляет применение общих принципов построения схем, приведенных в разд. 2, для определения напряжёний на выводах микросхем. В первую очередь это относится к устройствам формирования импульсов, создаваемым на базе аналоговых микросхем. В отличие от логических микросхем, на которые в справочниках дается практически * полная информация, на аналоговые микросхемы эта информация зачастую отсутствует.
।
40
В качестве примера ключевой схемы с ограниченной информацией рассмотрим автоколебательный мультивибратор на микросхеме 722УТ1В (рис. 4.8). Типовое питание ±6,3 В обеспечивается стабилитронами CI56A и резисторами ^4, 2'4 . Как видно, для расчета режимов внешних элементов необходимо знать потенциалы на входах (выводы 4, 10) и выходах (выводы 5, 9) микросхемы.
Рис. 4.8. Цультивибратор автоколебательный на микросхеме 722УГ1В
Оценим напряжения на выводах на основе общих принципов синтеза схем и правил построения самовозбуждающегося мультивибратора на базе дифференциального усилителя.
Генератор тока на транзисторе VT2 работает в активном режиме, так как запитывается от собственного режимного делителя . Мультивибратор реализован на симметричных плечах	И73-Ж5
и внешних элементах #7->&'2-С2 . Автоколебательный режим обеспечивается положительными обратными связями с коллектора на базу через конденсаторы Переключение схемы в противоположное состояние происходит в результате падения напряжения на базе открытого транзистора при заряде соответствующего конденсатора. Импульсы на выходах имеют форму меандра.
Если известна амплитуда выходного импульса, расчет ведется через типовые межвыводные напряжения насыщенного транзистора типа л--р-п . В [II] указана амплитуда импульса мультивибратора =
41
I
* 1,5...3,0 В. Приняв среднее значение s 2,3 В, при открытом транзисторе ИЗ найдем	= 6,3 - 2,3 = 4 В. В результате
заряда С2 потенциал на выводе 10 падает по экспоненте от начального значения, равного напряжению на базе насыщенного транзистора V73	= Цел"	= 4 - 0,4 +1,1 = 4,7 В, до напряжения на эмиттере ZJj =	® 4 - 0,4 = 3,6 В, означающего
надежное запирание транзистора F73:	= 4,7...3,6 В.Если насыщен
VTI, то аналогичноУ£= 4 B,ZT^ = 4,7...3,6 В,
В режиме отсечки УТЛ имеем = 6,3 В. Потенциал на выводе 10 снижается по экспоненте от	= 4 - (6,3 -
-3,6) =1,3 В до трети этого напряжения, что соответствует заряду до уровня 0,7. Таким образом, ,в 1,3...0,4 В. Аналогично после смены режима = 6,3 В, = 1,3...0,4 В.
Если амплитуда импульса неизвестна, расчет можно вести по параметрам дифференциального УНГ. В справочном пособии [Ю] приведено постоянное напряжение на выходе микросхемы 722УТ1В в типовом режиме усиления = Ц = Ц = 4,9 В. По нему находим напряжение на коллекторной нагрузке =	= 6,3 - 4,9 = 1,4 В.
Это напряжение создается половинным током VT2 , так как схема симметрична и обе транзистора открыты. При использовании УПТ в качестве мультивибратора ток 7 не меняется, но VT1 и VT3 работают поочередно, следовательно, токи в режиме насыщения увеличиваются вдвое, т.е.-^у =Zxj =	. Поэтому и падения напряжения на резисто-
рах также удваиваются по сравнению с режимом УПТ. Таким образом, становится известна амплитуда импульса = 2	= 2* 1,4 =
= 2,8 В. Далее расчет ведется подобно изложенному выше.
В заключение отметим, что ввиду разнообразия схем к расчету следует подходить творчески, используя характерные особенности схем данного вида. Для повышения точности и достоверности необходимо определять режимы несколькими путями, базируясь на разной исходной информации и приемах анализа.
ПРО
lilt
ЯИЕ I. ПРИМЕР РАСЧЕТА РЕЖИМОВ ВЫХОДНОГО КАСКАДА УНЧ С УЧЕТОМ СИГНАЛА
Режимы по постоянному току определяют основные энергетические характеристики МСБ, однако при больших уровнях сигналов сказываются и переменные составляйте. В логических схемах они действуют во всех пенях, в усилительных их необходимо учитывать, прежде всего, в выходных каскадах. В предыдущих каскадах сигналы, как правило, малы (менее I В) и ими можно пренебречь. Особенности анализа электрического режима с учетом сигнала рассмотрим на примере выходного каскада УНЧ (рис.П.1.1).Выходной каскад состоит из усилителей напряжения (УГ/) и мощности (V72). Пусть амплитуда сигнала на выходе 4^= I В и частота 100 кГп. Она действует на сопротивлении #5, I В, так как второй конец £5 заземлен, и на У?2,	1 В» поскольку коллектор УЛ? через £ также за-
землен. Учитывая близкий к единице коэффициент передачи эмиттер-ного повторителя, сигнал на базе	В. Он же действует на
коллекторе У ТУ и /?3:
Рис. П.1.1. ЕЬходной каскад УНЧ
Коллекторный сигнал распределяется между последовательными элементами пени коллекторного тока пропорционально их активным
43
сопротивлениям. Если пренебречь малыми межвыводными емкостями (-5 пФ), сопротивление транзистора можно найти из соотношения Т?т = Окэ/1к. Для определения и I* проведем упрощенный расчет режима по постоянному току по изложенной методике.
С учетом сравнительно малого тока 16 и Я/ напряжение на базе УТ1 составит U6f = ЕЪ2/(1?16*2/(I0 + 2) = I В. Напряжение на эмиттере и П Z/?7 = Ощ = U6f~^sa = 1 ~ ОД = В. Коллекторный ток совпадает о током через #4 :ТК- ^=s0,3/0,2 = = 1,5 мА. Напряжение иКэ=Ё-1кЪЗ-и^ = 6 - 1,5-2 - 0,3 = 2,7 В. Таким образом, активное сопротивление транзистора
% - "S'
Сопротивление параллельной пепочки 1W-C2 определяется соот-ношением =	’ где ^02. “ М°ДУЛЬ емкостного сопротивле-
ния конденсатора Г2. На частоте сигнала / = 100 кГц имеем /fcz = = 1/а)С2=1/гП{02= 1/2-3,14.100-IO3. 0,01-IO-6 = 1590 QM.
Переменная составляющая на цепочке #4-С? и эмиттере УТ1 находится из пропорции: На транзисторе падает = I - 0,05 = 0,95 В.
Отметим, что при
например емкости С2 в усилителе (рис.П.1.1), распределение переменной составляющей проще вести пропорционально постоянным напряжениям на элементах. Так, для цепи VT7-34, зная из расчета режимов 2,7 В и^= 0,3 В, имеем
= -ZJ
икэ Л	2>7 *
0*34= I - 0,1 = 0,9 В
У =и - и™'Ъм-С2 = f'O,O88 W-Л?- ?А T?vr/f1}Klf.ez 1,8+0,088	’
остальное напряжение:
отсутствии реактивных элементов в цепи
= ОД В;
*4
Естественно
этот результат отличается от предыдущего, так как отсутствует шунтирующая емкость £2. На практике такие емкости и ставят обычно для закорачивания эмиттерного сопротивления по переменной составляющей сигнала.
Зная априори коэффициент передачи усилителя напряжения Л^Ю, определим сигнал на базе 0^ = ^кг/кпГ ~ Этим напряжением при расчете режимов можно пренебречь. Таким образом, сигнал следует учесть на элементах VT1, ЪЗ,У7211?5\СЗ.
44
ПРИЛОЖЕНИЕ 2. РАСЧЕТ РЕЖИМОВ УСТРОЙСТВ НА МИКРОСХЕМАХ ПРИ ИЗВЕСТНЫХ НАПРЯЖЕНИЯХ НА ВЫВОДАХ ---------------------------------------
В аналоговых устройствах смешанного типа - на микросхемах и простых элементах - для точного расчета режима последних необходимо знать паспортные данные о напряжениях на выводах микросхем. Возможный при этом путь расчета демонстрируется на примере активного ЯГ-фильтра нижних частот, собранного на микросхеме 140УД5 (рис.П.2.1). Его основными элементами являются резисторы Pl, Я2, ЯЗ и конденсаторы Г1, СЗ, С4 во входной пени. Крутизна спада амплитудно-частотной характеристики фильтра определяется сопротивлением резистора Р6 в пепи отрицательной обратной связи. Настройка фильтра на заданную частоту среза проводится подбором емкостей конденсаторов Г1, СЗ, С4 или сопротивлений резисторов PI.P2.P3, при этом соотношение номиналов однотипных элементов должно оставаться неизменным, цепочки Р5, С2 иР8, Г5, Гб являются корректирующими, резисторы Р4.Р7 - стабилизирующими.
Рис. П.2.1. Активный РГ-фильтр нижних частот на микросхеме 140УД5
В литературе по микросхеме 140УД5 приводятся постоянные напряжения на ее выводах (при напряжениях источников питания +12 В (/^) и -12 В (-4^): -12 В (вывод I); +8,6 В (2,3), +0,7 В (4), 0,0 В (5), +6.3 В (6,12), +12 В (7), -I В (8,11).
45
По этим данным, при условии развязки по входу и выходу и нулевом постоянном напряжении на входе	легко находятся
токи через резисторы и напряжения на всех элементах, необходимые для расчета их надежности. Так,7^ = U-щ]!#•=. I/9I = 0,011 мА. Аналогично /#$ = °.042	»h? = ^5 =	= °. Г1М = 7Л?= A>j=
=	^2 + ®	= !/$4 = °»°I8 мА (постоянные токи
из-за наличия емкостей. ^2, Съ отсутствуют),	-^1 =
= -0,018.18 = -0,33 В, Z/f2= U3-U6 = 8,6 - 6,3 = 2,3 В. Аналогично %= 2,3 В,^6= 7,9 В,	0 + I - 0,018.18 =
= 0,66 В,%=	= -I В.
Из примера видно, что при наличии напряжений на выводах микросхемы расчет режимов пассивных элементов в "обрамлении" ИМС не представляет никаких сложностей и сводится к применению законов Ома и Кирхгофа.
Сложнее обстоит дело, если внешние элементы включают в себя транзисторы и другие активные элементы. Методы расчета таких узлов полностью идентичны рассмотренным выше методам анализа транзисторных схем, однако трудоемкость расчетов в общем случае ниже благодаря заведомо известным напряжениям во всех точках присоединения транзисторной части узла к микросхеме.
ПРИЛОЖЕНИЕ 3. ПРИМЕР РАСЧЕТА РЕЖИМОВ УЗЛА НА ИМС БЕЗ ВНЕШНЕЙ ЦИ1И СТАБИЛИЗАЦИИ
На рис. П.3.1,а,б представлен УНЧ на микросхеме К148УН1 без внешней пени стабилизации. Его выходная мощность равна I Вт на
сопротивлении 30 Ом.
Микросхема К148УН1 в типовом включении имеет следующие ха
рактеристики: напряжение питания +12 В, -12 В, ток потребле-
ния 30 мА, коэфф

иент усиления по напряжению 100+200, коэффипи
ент гармоник 7%, частотный диапазон 30 Гп + 20 кГц, входное со
противление 10 кОм.
Поскольку выход усилителя непосредственный, принимаем ^р=0. Приняв для входного маломощного каскада Tgf = Z^j*0,01 мА, найдем Ug=U7 = If XZ = 4’^= -G.01’16 * -0,16 В.Потенциалы в точках 4 и 5 получим через US3 транзисторов: 7/^ = Z/z / 7/^= = -12 + 3-0,7 = -9,9 В,	= -12 + 0,7 = -11,3 В.
46
С2 СЗ 1600 иоо
Рис. П.З. I. Усилитель (а) на микросхеме Ю48УНК6)

ПРИЛОЖЕНИЕ 4. ПРИМЕР РАСЧЕТА РЕЖИМОВ УЗЛА НА ИМС С ОДНОПОЛЯРНЫМ ПИТАНИЕМ
Примером узла с однополярным питанием служит мощный УНЧ на микросхеме К174УН7 (рис.П.4.1,а).Признаком однополярного питания является присутствие разделительного выходного конденсатора С&. Основные характеристики микросхемы (рис.П.4.1,6) при типовом включении и нагрузке 4 Ом: напряжение питания 4^ = +15 В, ток потребления 5+20 мА, коэффициент гармоник не более 124, диапазон частот 40 Гц + 20 кГц, выходная мощность 4,5 Вт.
Непосредственно от внециих элементов можно оценить напряжение на выводах 8 и 6. Наличие высокоомного потенциометра Л*/ (рис.П.4.1,а) свидетельствует о малом базовом токе входного транзистора VT1, поэтому примем 0,01 мА. В среднем положении потенциометра это дает 50 кОм-0,01 = 0,5 В;
= 0,5 + 2-0,7 = 1,9 В.
Для расчета напряжения в т. 5 проанализируем цепочку Учитывая малый ток входного каскада и малое типовое сопротивление стабилизирующего резистора (^±00 Ом), можно принять 4Z,z,*	,
откуда Us= U6n i 0,9 В.
Потенциал т. 7 можно оценить по двум пепям:#5,Яб, У#*и УТб^ 29, V7Z Первая является режимной. Учитывая трехуровневую структуру усилителя, можно принять 4/^ я 4/^*4^.С учетом 4/^^я? I В получим 4/7= 2/3	4/^2?= 9,3 В. По второй цепи 44? 7= 4^^4/^= 1,6 В;
= 8-3 8;	= 9 В.
Цля расчета напряжения в т. 4 вычтем из общего тока потребления усилителя Z = 15 мА ток четырех цепей, питающихся непосредственно от источника. Примем для промежуточных цепей	мА.
Ток покоя предо конечно го усилителя мА. Тогда 15 - 3-1 --3 = 9 мА. Таким образом, 4^ = U#п• #3 - 14,1 В.
Напряжение на выходе сдвинуто ниже половины п за счет потери на Сдвиг этот обычно находится на уровне четверти амплитудного значения выходного сигнала. Данный усилитель обеспечи-вает мощность 4,5 Вт на нагрузке 4 0м9 поэтому 4J^ = 1,4|/^z • е = 1,44/4,5-4 = 5,9 В; 4^ = 0,54^- 0,254^ = 0,544,1 -- 0,25-5,9 = 5,6 В.
Итак, Uj ~ 15 В, 44= l4,i В,4£= 0,9 В,4£= i ,9 В, U? = 9 В, U8 ~ 0,5 В, Ug =	0, Uf2 = 5,6 В.
48
R3
Гис. П.4.1. Усилитель мощности (а) на микросхеме К174УН7(б)
49
ПРИЛОЖЕНИЕ 5. РАСЧЕТ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ НАГРУЗКИ КЛЮЧЕВЫХ УСТРОЙСТВ НА ИМС С ИЗВЕСТНЫМИ НАПРЯЖЕНИЯМИ НА ВЫВОДАХ
Спецификой ключевых схем по сравнению с аналоговыми является задание на выводах микросхем не постоянных напряжений, а эпюр сигнала. Определим напряжения на -элементах обрамления триггера Икиитта на микросхеме 140УД5, схема которого приведена на рис. П.5.1 ,а, а эпюры напряжений на входе (вывод 8) и выходе (вывод 5) -на рис. П.5.1,6.

Рис. П.5.1.Триггер Иклитта:
а - схема включения микросхемы 140УД5; б - эпюры напряжений на элементах

Создание на базе операционного усилителя 14ЭУД5 триггера Шмитта осуществлено за счет положительной обратной связи с выхода 5 на неинвертирующий вход IT. Триггер имеет два устойчивых состояния, которым соответствуют положительный и нулевой уровни входного сигнала. Как только напряжение на входе достигает одного из них, устройство практически мгновенно переходит из одного состояния в другое. Критические уровни входного сигнала зависят о. величины обратной связи, которая определяется соотношением сопротивлений резисторов *3 и 7?4. На выводах ? и I действуют питающие
5«)
напряжения = 12 В и -Оип- -[2 В. На вход II напряжение подается с выходного делителя #4. Отметим, что близкий к нулю порог срабатывания схемы обеспечивается режимным делителем P/-R2, создающим на входе 8 компенсирующее напряжение +1 В внутреннему потенциалу -I В.
Токи через резисторы находятся по напряжениям на выводах микросхемы:
г	—^8	j - 8 -	/ -j - tyg/x _ U&bi*
Ш ЮОкОм	10 кОм*	ЯЗ+Ы
Результаты получаются в миллиамперах.
Заметим, что мощность рассеивания на резисторах можно находить непосредственно по напряжениям на них
- действующее значение напряжения.
где ия^
Поскольку U&* и	величины переменные, то результаты расчета
в виде эпюр напряжений на резисторах и конденсаторе приведены
ПРИЛОЖЕНИЕ 6. РАСЧЕТ РЕЖИМОВ ГЕНЕРАТОРА ПРЯМОУГОЛЬНЫХ ИМПУЛЬСОВ НА ИМС С ОГРАНИЧЕННОЙ ИНФОРМАЦИЕЙ
В качестве узла на ИМС с ограниченной информацией рассмотрим генератор прямоугольных импульсов на микросхеме 140УТ1Б (рис.П.6.1). Генерация осуществляется за счет положительной обратной связи через резисторы %’2. Длительность импульса определяется временем заряда конденсатора Г] в цепи отрицательной обратной связи с выхода на вход операционного усилителя через R'3. Цепочка выравнивает амплитуды положительного и отрицательного импульсов.
Рассмотрим расчет для более общего случая неопределенного выходного сигнала. Поскольку используется двуполярное питание и отсутствует разделительный конденсатор на выходе, среднее значение выходного напряжения приравниваем нулю. В выходных усилителях мощности размах выходного сигнала составляет обычно 0,4...0,5 напряжения питания, поэтому принимаем 0,5	= 5 В.
Такова амплитуда положительного и отрицательного импульса на нагрузке "$н , т.е. £/$= +5 В или Ug = -5 В.
Транзисторы V7/, VT2 работают в линейном режиме и усиливают разность напряжений на входах 9, ГО до величины, необходимой для надежного переключения транзистора VTS из режима насыщения в ре-
51
жим отсечки и обратно. Благодаря ключевому режиму обеспечивается стабильность амплитуды выходных импульсов.
R4
Рис. П.бЛГенегатор прямоугольных импульсов на микросхеме .40УТ16
Транзисторы VZjJ VT2 обладают высокой чувствительностью и работают в режиме малых токов '^-5 мкА). С учетом потерь от них на резисторах 7^3 найдем напряжения на выводах 9, 10. Для£^/х=+5 В
(* г«) » -
Напряжение на выводе 9 формируется при заряде ГГ. В момент запуска за время импульса Т- 0,5 Т- 0,5*2V3' С1 •	59 мкс
оно возрастет до	= (^ВЫХ~^Б2	0,8 3^
г*де^= Х>,3-Г/= 270 мкс - постоянная времени заряда конденсатора Ci. При смене полярности выходного импульса С1 перезарядится до значения
При обратном перебросе имеем .
•(ивыГ0,13-^(т_'))(1-01езуиС] (т_) = 0,71$
52
После нескольких циклов устанавливается стабильное напряжение
= -0,4...0,4 В.
Таким образом, при положительном выходном импульсе действует Us = 5 В, Uw = 0,26 В, Ug= -0,4...0,4 В.
Во время отрицательного перепада U- = -5 В, -0,26 В, Uo = 0,4...-0,4 В.
ЛИТЕРАТУРА
I.	Фомин А.В. .Умрихин О.Н. Методы оценки и оптимизации конструктивно-технологических характеристик качества микроэлектронной и электронно-вычислительной аппаратуры. - М.: МАИ, 1989.
2.	Фомин А.В., Умрихин О.Н., С о р о к о -пуд В. А. Методические указания к курсовой работе по курсу "Теоретические основы конструирования, технологии и надежности микроэлектронной аппаратуры"; - М.: МАИ, 1976.
3.	Полупроводниковые приборы. Транзисторы малой мощности: Справочник / А.А. Зайцев, А.И. Миркин, В.В. Мокряков и др.; Под ред. А.В. Голомедова. - М.: Радио и связь, 1989.
4.	Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности: Справочник / А.А. Зайцев, А.И. Миркин, В.В. Мокряков и др.; Под ред. А.В. Голомедова. - М.: Радио и связь, 1989.
5.	Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры: Справочник / И.В. Новаченко, В.М. Петухов, И.П. Блудов, А.В. Юровский. - М.: Радио и связь, 1989.
6.	Новаченко И.В..Юровский А.В. Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры. Дополнение первое: Справочник. - М.: Радио и связь, 1990.
7.	Новаченко И.В., Телец В.А. Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры. Дополнение второе: Справочник. - М.: Радио и связь, 1991.
8.	Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры. Дополнение третье: Справочник / И.В. Новаченко, В.А. Телец, Л.И. Редькина, 10.А. Красно-дубец. - М.: Радио и связь, 1992.
9.	Атаев Д.И., Б о л о т н и к о в В. А. Аналоговые интегральные микросхемы для бытовой радиоаппаратуры: Справочник. - М.: Изд-во МЭИ, 1991.
10.	Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник / С.В. Якубовский, Л.И. Ниссельсон, В.И. %лешова и др.; Под ред. С.В. Якубовского. - М.: Радио и связь. 1989.
II.	Г о л ь д е н б е р г Л.Н. Теория и расчет импульсных устройств на полупроводниковых п. • ьл ох. - М.: Связь, 1959. 54
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение ............................................... 3
I.	Влияние электрической нагрузки на надежность электрорадиоэлементов ........................................4
2.	Методы анализа режимов работы элементов ИРЭУ ... 8
3.	Экспресс-оценка электрических режимов работы элементов аналоговых устройств ...............................14
3.1.	Расчет режимов при полной информации о параметрах элементов ......................................15
Анализ режимов работы элементов устройств на биполярных транзисторах...............................,....16
Расчет режимов в устройствах на полевых транзисторах ....22
Особенности расчета режимов с учетом базового
тока транзистора ...........................................  24
3.2.Оценка режимов при ограниченной информации о параметрах элементов ......................................27
Особенности расчета режимов в устройствах на транзисторах.............................................*27
Особенности расчета	режимов	в	узлах на микросхемах...28
Особенности расчета режимов в узлах на микросхемах при однополярном и двуполярном	питании ......................30
4.	Экспресс-оценка электрической нагрузки элементов ключевых устройств........................................... 32
4.1.	Расчет режимов при полной информации об элементах..................................................35
Анализ электрической нагрузки элементов устройств на биполярных транзисторах ..................................35
Анализ электрической нагрузки в устройствах на полевых транзисторах.......................................38
4.2.	Оценка режимов при ограниченной информации об элементах..................................................40
Приложение I. Пример расчета режимов выходного каскада УНЧ с учетом сигнала................................... 43
Приложение 2. Расчет режимов устройств на микросхемах при известных напряжениях на выводах .......................... 45
Приложение 3. Пример расчета режимов узла на ИМС без внешней пепи стабилизации ................................. 46
Приложение 4. Пример расчета режимов узла На ИМС с однополярным питанием ....................................... 48
Приложение 5. Расчет электрической нагрузки ключевых устройств на ИМС с известными напряжениями на выводах.......... 5Э
Приложение 6. Расчет режимов генератора прямоугольных импульсов на ИМС с ограниченной информацией.....................5l
Литература ................................................54
$
Тем. план 1994, поз. 82
Фомин Алексей Васильевич
Умрихин Олег Николаевич
АНАЛИЗ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ НАГРУЗКИ ЭЛЕМЕНТОВ
ПРИ ОЦЕНКЕ НАДЕЖНОСТИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ
РДЦИОЭЛЕЮТОННЫХ УСТРОЙСТВ
Редактор Е.Г. Ремнева
Техн, редактор В.Н. Горячева
Подписано в печать 22.11.94
Ьум. офсетная. Формат 60x84 I/I6. Печать офсетная
Усл. печ. л. 3,25 . Уч.-изд. л. 3,50 . Тираж 500
Зак. 2419/ 755 а С 156.
Типография издательства МАИ
12587I, Москва, Волоколамское шоссе, 4