Author: Шваб А.
Tags: электротехника электрические и магнитные измерения измерительные приборы
Year: 1983
Text
A.LUBAE ИЗМЕРЕНИЯ
НА ВЫСОКОМ
НАПРЯЖЕНИИ
f
Адольф Шваб ИЗМЕРЕНИЯ
НА ВЫСОКОМ
НАПРЯЖЕНИИ
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ
И СПОСОБЫ ИЗМЕРЕНИЯ
Издание второе,
переработанное и дополненное
Перевод с немецкого
И. П. КУЖЕКИНА
МОСКВА
ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ
1983
ББК 31.221
ШЗЗ
УДК 621.317
Рецензент С. А. Гуров
Шваб А.
ШЗЗ Измерения на высоком напряжении: Измери-
тельные приборы и способы измерения. — 2-е изд.,
перераб. и доп. Пер. с нем. — М.: Энергоатомиз-
дат, 1983, 264 с., ил.
1 р. 50 к.
Описаны методы измерения быстро изменяющихся высоких на-
пряжений и больших токов и применяемое для этой цели оборудо-
вание. По сравнению с 1-м изданием (1973 г.) материал значительно
переработан. Рассмотрены достижения в этой области за последние
годы, в частности дано описание оптических методов измерения, тех-
ники измерения частичных разрядов, принципов действия новой изме-
рительной аппаратуры.
Для инженерно-технических работников электротехнической про-
мышленности и в энергосистемах. Может быть использована также
студентами и аспирантами вузов.
2302010000-322 ББК 31.221
051(01)-83 6П2.1.083
Adolf J. Schwab
HOCHSPANNUNGS MESSTECHNIK
MESSGERATE UND MESSVERFAHREN
Zweite, neubearbeitete und erweiterte Auflage
Springer—Verlag, Heidelberg, 1981
© Springer — Verlag, Heidelberg, 1981
© Перевод на русский язык. Энергоатомиздат, 1983 г.
ОГЛАВЛЕНИЕ
От редактора.........................................................6
Предисловие ко второму изданию........................................8
Глава первая. Осциллографирование быстро изменяющихся высоких
напряжений и больших токов..................................9
1.1. Электронно-лучевые осциллографы..............................9
1.2. Осциллографы с памятью и фотографической регистрацией . .13
1.3. Цифровые системы с запоминанием...........................16
1.4. Измерительные кабели......................................19
1.5. Электромагнитная совместимость............................23
1.6. Измерения с помощью дифференциальных усилителей .... 32
Глава вторая. Измерения высоких импульсных напряжений при по-
мощи делителей напряжения и осциллографов........................33
2.1. Измерительные цепи и их передаточные характеристики ... 34
2.1.1. Определение передаточных характеристик путем измерения
частотных характеристик.....................................36
2.1.2. Определение передаточных характеристик путем измерения
реакции на прямоугольный импульс............................39
2.1.3. Импульсные генераторы в схемах измерения реакции на пря-
моугольный импульс..........................................40
2.1.4. Время нарастания и время реакции на прямоугольный им-
пульс ..................................................... 46
2.1.5. Определение погрешностей измерения максимального значе-
ния срезанного на фронте импульса напряжения .... 50
2.1.6. Обратное воздействие делителя напряжения на источник вы-
сокого напряжения ..........................................53
2.2. Омические делители.........................................55
2.2.1. Двухступенчатый смешанный делитель напряжения с парал-
лельным соединением элементов без учета индуктивностей
и распределенных емкостей относительно земли ... 55
2.2.2. Омический делитель с учетом распределенных емкостей от-
носительно земли............................................59
2.3. Емкостные делители напряжения..............................69
2.3.1. Емкостный делитель напряжения и его соединительные про-
вода .......................................................69
3
2.3.2. Емкостный делитель напряжения с сосредоточенными емко-
стями на стороне высокого напряжения...........................70
2.3.3. Емкостный делитель напряжения с распределенными емко-
стями на стороне высокого напряжения..........................75
2.3.4. Плечо низкого напряжения емкостного делителя .... 79
2.3.5. Согласование кабеля в плече низкого напряжения емкостно-
го делителя .................................................81
2.4. Цепочечная схема замещения.................................83,
2.5. Делители напряжения с линиями в качестве ступеней .... 85
Глава третья. Устройства для измерений высоких постоянных и им-
пульсных напряжений, максимального и действующего значений пере-
менного напряжения...............................................87
3.1. Измерение высокого постоянного напряжения и действующего
значения переменного напряжения..................................87
3.1.1. Высокоомные резисторы и делители напряжения ... 87
3.1.2. Электростатические вольтметры..........................94
3.2. Измерение действующего значения переменного высокого напря-
жения ...........................................................97
3.2.1. Добавочные конденсаторы и емкостные делители напряже-
ния ..........................................................97
3.2.2. Емкостные трансформаторы напряжения...................99
3.2.3. Индуктивные трансформаторы напряжения. Определение вы-
сокого напряжения по коэффициенту трансформации испыта-
тельного трансформатора......................................102
3.3. Измерение максимальных значений постоянных, переменных и
импульсных напряжений шаровыми разрядниками.....................106
3.4. Измерение максимальных значений переменных и импульсных вы-
соких напряжений ...............................................115
3.4.1. Измерение максимального значения напряжения по Хубу и
Фортескье.....................................................117
3.4.2. Устройства для измерения максимальных значений напряже-
ния с применением делителей напряжения.......................119
3.4.3. Устройства для измерения импульсных напряжений с приме-
нением делителей напряжения .................................126
3.5. Измерения высоких постоянных напряжений и мгновенных значе-
ний переменных напряжений роторными киловольтметрами . . 132
3.6. Абсолютные измерения напряжения............................136
3.7. Измерение электростатических величин.......................139
3.7.1. Измерение потенциалов.................................141
3.7.2. Измерения зарядов.....................................142
3.7.3. Измерения напряженности электрического поля . . . .144
3.7.4. Приборы для измерения электростатических величин . . .145
Глава четвертая. Измерения больших импульсных токов с помо-
щью электронно-лучевого осциллографа...............................149
4.1. Шунты .....................................................150
4.2. Пояс Роговского .....................................164
4.3. Устройства с использованием эффекта Холла..................169
4
Глава пятая. Нетрадиционные способы измерений высоких напряже
ний и токов.........................................................171
5.1. Оптические эффекты.............................................172
5.2. Модуляция интенсивности света...........................176
5.3. Нетрадиционные методы измерений тока.......................178
5.3.1. Активные системы..........................................179
5.3.2. Пассивные системы ..............................180
5.4. Нетрадиционные способы измерения напряжений....................182
Глава шестая. Измерения электрических характеристик изоляции . 184
6.1. Схемы замещения конденсатора с потерями с последовательным и
параллельным соединением элементов..............................184
6.2. Мостовые схемы для измерения емкостей и tg 6...................186
6.2.1. Измерительный мост Шеринга...........................186
6.2.2. Мост Шеринга для больших емкостных токов .... 188
6.2.3. Мост Шеринга для больших значений tg 6..............189
6.2.4. Универсальный мост для измерений емкости и tg 6 . . . 190
6.2.5. Мост для измерения tg 6 с компаратором тока . . . .191
6.3. Общие сведения о чувствительности, экранировании и элементах
мостов .........................................................193
6.3.1. Чувствительность..........................................193
6.3.2. Эталонные конденсаторы....................................194
6.3.3. Паразитные емкости и экранирование........................196
6.3.4. Нуль-индикаторы...........................................200
6.4. Измерение емкости и tg 6 объектов с заземленным выводом . 203
6.4.1. Измерения с помощью моста Шеринга.........................203
6.4.2. М-схема ..................................................205
6.4.3. Измерения tg 6 способом затухающих колебаний . . . 205
Глава седьмая. Измерение характеристик частичных разрядов . .206
7.1. Частичные разряды в газовом включении..........................208
7.2. Схемы для измерения характеристик частичных разрядов . . .211
7.3. Объекты с распределенными параметрами..........................215
7.4. Приборы для измерения характеристик частичных разрядов . .217
7.5. Соотношение значений, измеренных с помощью четырехполюсника
связи, с параметрами реального частичного разряда .... 222
7.6. Эквивалентность результатов измерений, выраженных в пикокуло-
нах и микровольтах..............................................225
7.7. Заключительные замечания к проблемам измерения характеристик
частичных разрядов..............................................228
Список литературы .....................................................231
ОТ РЕДАКТОРА
Второе издание предлагаемой вниманию читателя
книги А. Шваба вышло в свет на немецком языке в
1981 году. Перевод этого издания на русский язык в зна-
чительной степени восполняет пробел в технической ли-
тературе, посвященной комплексному рассмотрению
проблем измерений на высоком напряжении на совре-
менном уровне.
С момента появления на русском языке первого изда-
ния книги 1 техника измерений на высоком напряжении
сделала существенный шаг в своем развитии. Это преж-
де всего коснулось совершенствования и развития новых
средств осциллографической регистрации импульсных
электрических сигналов. Широкое распространение по-
лучили различные осциллографы однократных процес-
сов, появились числовые системы регистрации, сущест-
венно возросли предельные скорости регистрации и т. д.
Совершенствовались, хотя и в меньшей степени, такие
специфические измерительные устройства, как делители
высокого напряжения, шунты, пояса Роговского. Все
большее внимание уделялось развитию средств измере-
ний с использованием электрооптических эффектов, по-
зволяющих избегать непосредственных электрических
связей между контурами с измеряемыми большими то-
ками или высокими напряжениями и измерительными
цепями. Наблюдается определенный прогресс и в техни-
ке подавления электромагнитных помех при измерениях
в лабораториях высокого напряжения. Последнее в сво-
ей книге автор характеризует как электромагнитную
совместимость измерительных устройств и установок вы-
сокого напряжения. Получила дальнейшее развитие тех-
ника измерений электрических характеристик изоляции,
в том числе тангенса угла диэлектрических потерь и ха-
рактеристик частичных разрядов. Все это в определен-
ной мере нашло отражение во втором издании книги.
Специалисты, работающие в области техники вы-
соких напряжений, могут найти в данной книге много
полезного по вопросам измерений. В ней существенно
1 Ш,ваб А. Измерения на высоком напряжении. М.: Энергия, 1973 г.
дополнены сведения по измерениям, содержащиеся в из-
данных за последние годы на русском языке книгах
[886—890].
Учитывая, что в лабораториях Советского Союза
в настоящее время используется измерительное обору-
дование, изготовленное разными зарубежными фирма-
ми, сохранено описание различных осциллографов, де-
лителей напряжения, мостов и т. д., выпускаемых запад-
ными фирмами. Сохранен полностью обширный указа-
тель литературы. Это позволит читателю при необходи-
мости получить детальную информацию по тем во-
просам измерительной техники, которые освещены в
книге недостаточно подробно.
ПРЕДИСЛОВИЕ КО ВТОРОМУ ИЗДАНИЮ
Первое издание книги разошлось на немецком, английском и рус-
ском языках. Было бы несправедливо со стороны автора и издатель-
ства удовлетворять все еще поступающие запросы на книгу путем до-
печатки тиража без изменения содержания, так как при этом читатели
не получили бы представления о прогрессе, достигнутом в этой обла-
сти после выхода в свет первого издания.
Принципиальный характер книги остался неизменным, однако
имеющийся материал обогащен новыми сведениями. Существенно
улучшены или вновь введены разделы по числовому преобразованию
измеряемых величин, электромагнитной совместимости приборов и
устройств в лабораториях высоких напряжений, импульсной измери-
тельной технике, емкостным делителям напряжения, нетрадиционным
способам измерений тока и напряжения, технике измерения частич-
ных разрядов, расширен значительно список литературы.
Выражаю благодарность всем студентам, а также бывшим и ра-
ботающим в настоящее время сотрудникам, которые внесли вклад
в развитие измерительной техники на высоком напряжении в процес-
се выполнения и руководства дипломными и учебными студенческими
работами. Благодарю также дипломированных инженеров Бельма,
Эппига, Гейбига, Имо и Сайтера за их участие в обсуждении при
подготовке рукописи и за многочисленные предложения по улучшению
ее содержания. Сердечно благодарю уважаемого учителя профессора,
почетного дипломированного инженера Германа Лау за постоянную
поддержку, дружественную и плодотворную совместную работу.
Адольф Шваб
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ОСЦИЛЛОГРАФИРОВАНИЕ БЫСТРО ИЗМЕНЯЮЩИХСЯ
ВЫСОКИХ НАПРЯЖЕНИИ И БОЛЬШИХ ТОКОВ
В технике высоких напряжений наибольшие трудности возникают
при измерениях и регистрации быстро изменяющихся токов и напря-
жений. Максимальное значение измеряемых токов может достигать
нескольких миллионов ампер, а напряжений — нескольких миллио-
нов вольт. Поэтому непосредственные измерения становятся невоз-
можными. В большинстве случаев от делителя напряжения или шун-
та получают сигнал, который в большей или меньшей степени пропорци-
онален измеряемой величине. Этот сигнал передается по кабелю к из-
мерительной схеме и регистрируется электронно-лучевым осцилло-
графом. Как и в процессе преобразования измеряемой величины в из-
мерительный сигнал, так и при передаче сигнала по измерительному
кабелю и его регистрации на экране осциллографа возникают погреш-
ности. Кроме того, в измерительной цепи индуктируются напряжения
помех, вызванных электромагнитными полями, связанными с переход-
ными процессами. Эти помехи при конструкции измерительной цепи,
обычной для радиотехнических схем, делают невозможной обработку
результатов измерений. В данной главе будут рассмотрены в первую
очередь только проблемы, возникающие при регистрации уже имею-
щегося сигнала и (/). Погрешности, связанные с преобразованием
измеряемой величины в измерительный сигнал, рассматриваются
отдельно.
1.1. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ОСЦИЛЛОГРАФЫ
Вместо ранее применяемых осциллографов с холодным катодом [1, 2, 571,
572] в настоящее время в лабораториях высокого напряжения применяются ис-
ключительно осциллографы с электронно-лучевой трубкой.
Преимущество осциллографов с холодным катодом заключалось в высокой
скорости записи и в том, что высокое напряжение можно было подвести непо-
средственно к измерительным пластинам без делителя. Чувствительность приме-
няемых в настоящее время осциллографов колеблется от нескольких милливольт
до ста вольт на сантиметр, поэтому необходимо включать промежуточный дели-
тель. Разработанные в настоящее время делители напряжения, обладающие хо-
рошими передаточными свойствами при очень быстрых изменениях напряжения,
дают возможность не подводить напряжение непосредственно к пластинам осцил-
лографа. Кроме того, в настоящее время можно обеспечить необходимую полосу
пропускания осциллографа путем применения соответствующего ускоряющего
9
напряжения. Например, осциллограф типа «Tektronix 7904» с полосой пропуска-
ния 1 ГГц при ускоряющем напряжении 24 кВ имеет скорость записи 10 см/нс,
а с диффузной подсветкой — 20 см/нс. Осциллографы с оптоэлектронным усиле-
нием изображения позволяют даже при нормальном комнатном освещении непо-
средственно наблюдать сигнал при 20 см/нс («Tektronix 7104», см. также § 1.2).
Специальные осциллографы для регистрации импульсных напряжений не
имеют усилители вертикального отклонения. Их входная чувствительность оп-
ределяется чувствительностью вертикально отклоняющих пластин трубки и со-
ставляет несколько десятков вольт на 1 см (например, для «Tektronix 507»,
«Hipotronics ISO—77А» — 50 В/см). Входной сигнал подводится в большинстве
случаев через сменный аттенюатор непосредственно к отклоняющим пластинам.
Рис. 1. Упрощенная структурная схема
импульсного электронно-лучевого осцил-
лографа типа 507 фирмы Tektronix:
1 — входной разъем; 2 — усилитель; 3 — гене-
ратор напряжения развертки; 4 — сменная
линия задержки
Рис. 2. Двухлучевой импульсный осцил-
лограф для одновременного наблюде-
ния двух быстро изменяющихся на-
пряжений (фирма Haefely, время на-
растания импульса 5 нс, чувствитель-
ность 100 В/см)
На рис. 1 приведена упрощенная структурная схема осциллографа «Tektro-
nix 507».
В отличие от обычно используемых в радиотехнике и в высокочастотной тех-
нике электронно-лучевых осциллографов с входной чувствительностью несколько
милливольт на 1 см осциллографы для измерения импульсных напряжений менее
чувствительны к помехам, так как разница между полезным сигналом и помехами
сравнительно велика. Однако можно использовать и обычные электронно-лучевые
осциллографы с высокой чувствительностью, если предусмотреть меры по подав-
лению помех (см. § 1.5).
Современные электронно-лучевые осциллографы с чувствительностью около
1 мВ/см изготовляются чаще всего в помехозащищенном исполнении с фильтрами
в цепи питания от сети и с непроницаемым для ВЧ полей корпусом. Они в значи-
тельной степени гарантируют работу при электромагнитных помехах, воздейству-
ющих на осциллограф как по цепям питания, так и извне в виде излучений (на-
пример, «Tektronix 466»).
На рис. 2 показан осциллограф фирмы Haefely. Двухлучевая трубка позво-
ляет наблюдать одновременно два импульса напряжения. Это дает возможность
10
производить, например, испытания изоляции трансформаторов и электротехниче-
ских установок [73—78, 573, 574].
Встречающиеся в технике высоких напряжений быстро изменяющиеся напря-
жения и токи представляют собой в большинстве случаев однократные импульсы.
Для их регистрации требуется управляемый запуск генератора пилообразного
напряжения временной развертки осциллографа. В зависимости от того, запуска-
ется генератор временной развертки от измеряемого сигнала или запуск происхо-
дит в определенный момент от внешнего сигнала, подводимого к особому вход-
ному гнезду, осциллографы подразделяют на два типа — с внутренним и с внеш-
ним запуском. Пусковой импульс проходит через специальный усилитель и запус-
кает генератор временной развертки. Генерируемое пилообразное напряжение
Рис. 3. Упрощенная
структурная схема элек-
тронно-лучевого осцил-
лографа:
1 — входной усилитель с
аттенюатором; 2 — усилитель
вертикального отклонения;
3 — линия задержки; 4 —
выходной каскад системы
отклонения; 5 — усилитель
пускового сигнала; 6 — ге-
нератор развертки; 7 — уси-
литель горизонтального от-
клонения
усиливается до значения, необходимого для получения изображения, с помощью
горизонтальных отклоняющих пластин. От момента прихода измеряемого сигнала
до появления временной развертки протекает приблизительно 100 нс. Другими
словами, измеряемый сигнал на вертикальные отклоняющие пластины поступает
раньше на указанное время. Но так как в этот момент еще не работает времен-
ная развертка, то фронт импульса на экране не изображается. Для устранения
этого недостатка измеряемый сигнал задерживается на определенное время
линией задержки. В большинстве случаев линия задержки встроена в усилителе
(рис. 3).
Для осциллографов без встроенной линии задержки можно воспользоваться
различными способами задержки и запуска:
1. Измерительный кабель длиной 20—40 м, идущий от делителя напряжения
к осциллографу, используется одновременно в качестве линии задержки. Запуск
осуществляется от антенны, подключенной к пусковому входу осциллографа.
2. Измеряемый сигнал поступает по измерительному кабелю нормальной
длины. Запаздывание обеспечивается путем подключения дополнительного
коаксиального кабеля, длина которого выбирается по требуемому времени пробе-
га (см. рис. 1). Небольшая часть измеряемого сигнала поступает на высокоомный
вход усилителя запуска, с выхода которого снимается импульс определенной
формы, служащий для запуска генератора развертки.
3. Осуществляется управление генератором измеряемых импульсов напряже-
ний или токов. Для этого необходим электронный управляющий прибор, генери-
рующий по команде минимум два импульса с регулируемым интервалом между
ними. Первый импульс служит для запуска осциллографа, второй — импульсного
генератора. Обычно управляющий прибор генерирует еще третий импульс в за-
данный момент времени, служащий для управления работой срезающего разряд-
ника (например, управляющий прибор фирмы Haefely, рис. 4).
11
Если необходимо только запускать генератор и не требуется запуска сре-
зающего разрядника, то можно отказаться от специального управляющего при-
бора. Например, осциллограф «Tektronix 507» имеет встроенный генератор, кото-
рый после нажатия кнопки на лицевой панели осциллографа запускает раз-
вертку осциллографа и выдает на ВЧ разъем импульс напряжением около
700 В. Этот импульс после усиления может быть использован для запуска им-
пульсного генератора. От момента нажатия кнопки до срабатывания генератора
импульсных напряжений проходит определенное время, за которое успевает за-
пуститься генератор развертки осциллографа.
Существенными достоинствами управляющего прибора являются хорошая вос-
производимость независимо от зарядного напряжения генератора, возможность
Рис. 4. Электронный
многоканальный при-
бор для управления
работой осциллог-
рафа, генератора им-
пульсных напряже-
ний и устройства для
получения срезанного
импульса напряжения
(фирма Haefely)
применения при импульсах с
крутым и пологим фронтами, а также встроенная
защита от перезарядки в случае неуспешного запуска генератора импульсных
напряжений.
Третий способ особенно целесообразен, так как длина кабеля, соединяющего
делитель напряжения и осциллограф, не связана с требуемым временем задерж-
ки. Поэтому могут быть использованы сравнительно короткие кабели, погрешно-
сти передачи сигнала в которых могут быть пренебрежимо малы по сравнению
с прочими погрешностями.
В случае предельной полосы пропускания (100—2000 МГц) вертикальная
отклоняющая система усложняется и состоит не из верхней и нижней пластин,
Рис. 5. Электронно-лучевая трубка с
волновой отклоняющей системой:
Zi — согласующее сопротивление
а из многих электродов, электрически связанных между собой в цепочку (рис. 5).
Параметры цепочки подобраны так, чтобы скорость распространения сигнала
вдоль отклоняющей системы была равна скорости электронов в электронном пуч-
ке трубки [18, 541]. При более высоких частотах отклоняющая система пред-
ставляет собой два плоских электрода с постоянным волновым сопротивле-
нием [19].
Если полностью используется полоса пропускания такой трубки, то работают
без усилителя по вертикали и сигнал подводят непосредственно к отклоняющей
системе. Применение таких так называемых осциллографов с бегущей волной
ограничено из-за их сравнительно низкого входного сопротивления (например,
для осциллографов «Tektronix 519» Zi = 125 Ом, «Edgerton» Zbx=100 Ом [23]),
обусловленного включением согласующего сопротивления в отклоняющей систе-
12
ме. Они могут быть использованы при измерениях коротких импульсов напряже-
ния совместно с омическими делителями напряжения. Емкостные делители тре-
буют согласующего преобразователя, входное сопротивление которого опреде-
ляется ступенью низкого напряжения делителя, а выходное — волновым сопро-
тивлением отклоняющей системы [4].
1.2. ОСЦИЛЛОГРАФЫ С ПАМЯТЬЮ И ФОТОГРАФИЧЕСКОЙ
РЕГИСТРАЦИЕЙ
До последнего времени обработка осциллограмм быстрых однократных про-
цессов производилась после их фотографирования. В настоящее время все шире
используются осциллографы с запоминанием изображения осциллограммы на
экране. Различают в соответствии с возрастающей скоростью записи различные
способы запоминания: бистабильный, полутоновый и переводной, а также ком-
бинации двух первых.
Электронно-лучевые трубки с памятью имеют наряду с электронной пушкой
для записывающего электронного луча один или несколько вспомогательных ка-
тодов с коническим рассеивающимся на весь экран потоком электронов (рис. 6).
Рис. 6. Упрощенное изображение электрон-
но-лучевой трубки с памятью (фирма
Tektronix):
1 — катод пушки записывающего электронного
луча; 2 — вспомогательные катоды для создания
рассеянного потока электронов; 3 — конусообраз-
ное распределение потока электронов; 4 — спе-
циальный экран с полупроводниковым покрытием
При бистабильном способе обратная сторона фосфоресцирующего экрана
имеет изоляционное покрытие с особыми свойствами проявлять вторичную элек-
тронную эмиссию. До начала записи между экраном и вспомогательными катода-
ми имеется сравнительно небольшая разность потенциалов и энергия электронов,
излучаемых этими катодами, недостаточна для засвечивания экрана. При появ-
лении электронов записывающего луча, обладающих высокой энергией, вследст-
вие многократной эмиссии электронов с экрана в местах воздействия записываю-
щего луча возрастает потенциал, причем изоляционное покрытие обеспечивает
сохранение созданных в результате вторичной эмиссии положительных зарядов
только в местах, облученных лучом. Положительно заряженные участки могут
долго захватывать электроны, рассеиваемые вспомогательными катодами, так как
эти места создают повышенную разность потенциалов, достаточную для люминес-
ценции экрана. Такое состояние сохраняется до тех пор, пока облученные участ-
ки остаются положительно заряженными. Электроны при воспроизведении изо-
бражения на экране также вызывают вторичную эмиссию, поэтому положитель-
ный заряд на участках с записью не исчезает во время воспроизведения. Если
созданный записывающим лучом потенциал недостаточен, то заряд сразу же
нейтрализуется при воспроизведении и запоминания не происходит. Однако если
производить запись многократно (режим накопления), можно создать требуемый
для запоминания потенциал. При однократных процессах можно повысить ско-
рость записи с запоминанием путем приложения вспомогательного положитель-
ного напряжения (форсированный режим, при скоростях приблизительно до
5 см/мкс). Для бистабильного запоминания характерны только два состояния
13
свечения: соответствие уровню запоминания, когда вторичная эмиссия при вос-
произведении больше единицы, и ниже уровня запоминания при вторичной
эмиссии менее единицы. Вся зафиксированная информация определяется этими
состояниями. Бистабильный метод запоминания годится для регистрации сигна-
лов с сильно различающейся скоростью записи, т. е. для сигналов с малым вре-
менем нарастания и медленным спадом, а также при больших временах воспро-
изведения (около нескольких часов).
В трубках с полутоновым запоминанием экран трубки и запоминающий слой
разделены. Запоминающий слой имеет решетчатую структуру. Электроны воспро-
изведения, пролетающие запоминающий слой в местах с записью, проникают
сквозь решетку и затем ускоряются приложенным напряжением, примерно рав-
ным 1 кВ, в направлении экрана. В отличие от бистабильного запоминания здесь
нет граничного потенциала запоминания, так как электроны воспроизведения от-
сасываются из слоя запоминания ускоряющим напряжением, и положительный
заряд в местах записи не нейтрализуется. Отсутствие граничного потенциала по-
зволяет достигнуть большей скорости записи и воспроизведения полутонов в за-
висимости от значения заряда, оставленного в слое при записи. Время сохранения
информации в трубке составляет несколько минут и ограничено тем, что электро-
ны воспроизведения ионизируют молекулы остаточного газа и возникающие при
этом положительные ионы оседают на необлученных участках слоя. Время
сохранения информации можно умышленно сократить регулируемой засветкой
путем приложения к запоминающей решетке положительного импульса напряже-
ния. Во время действия импульса происходит интенсивное поглощение слоем
электронов, т. е. снижение положительного потенциала в местах записи.
Полутоновое запоминание пригодно для сравнения непрерывно изменяю-
щихся сигналов, регистрации быстрых однократных событий с эквивалентной
скоростью фотографической записи 200 см/мкс и в случае, если требуется трубка
с большим временем послесвечения.
Электронно-лучевые трубки с переводным запоминанием имеют два слоя за-
поминания с описанными выше принципами работы. Записывается сигнал сначала
на ближайшем к катоду слое более быстрым полутоновым способом, затем на
втором слое бистабильным способом с высокой контрастностью и большим време-
нем воспроизведения. Переводное запоминание обладает самой высокой скоро-
стью записи (2,5 см/нс [663]) и пригодно для регистрации фронта и спада им-
пульсов наносекундной длительности. В большинстве случаев трубки с перевод-
ным запоминанием можно использовать как с бистабильным, так и с полутоно-
вым запоминанием.
Названные ориентировочные цифры по скорости записей различных способов
запоминания могут сильно различаться в зависимости от типа прибора и режима
работы (с накоплением, форсировкой, сжатием развертки).
Как физические процессы при запоминании, так и проблемы конструктивного
выполнения трубок, включая неупоминавшиеся коллекторные и коллиматорные
электроды, в общем очень сложны. Они рассмотрены подробно в [15, 542, 577,
583, 646, 647].
Предельно большие скорости записи возможно обеспечить и традиционными
фотографическими способами [21, 36].
Для фотографической регистрации осциллограмм пригодны малоформатные
фотоаппараты с большой светосилой объектива. Они монтируются на светонепро-
ницаемом окрашенном внутри в черный цвет тубусе, устанавливаемом перед эк-
14
раном Осциллографа. Очень удобны в работе специальные фотокамеры с регули-
руемым масштабом изображения, с электромагнитным затвором и скорректиро-
ванным для небольших расстояний до объекта съемки специальным объективом
(рис. 7).
Мерой чувствительности фотографической регистрации с экрана определенной
осциллографической трубки является максимальная скорость записи. Под этим
понимают не максимальную скорость движения луча по экрану трубки, а ско-
рость луча, при которой обеспечивается достаточное для получения отпечатков
почернение фотоматериала при заданных условиях съемки [17, 21, 541, 543].
Яркость луча, его скорость (геометрическая сумма скоростей в вертикальном и
Рис. 7. Фотографическая приставка к осциллографу с поляроидной фотокамерой
(фирма Steinheil)
горизонтальном направлениях), светосила объектива, чувствительность фотомате-
риала и другие параметры совместно определяют скорость записи. Например,
для осциллографа «Tektronix 7904» (1 ГГц) с камерой «Tetronix С51» (светосила
1 : 1,2) скорость записи превышает 10 см/нс. В большинстве случаев используются
поляроидные материалы, с помощью которых в течение нескольких секунд полу-
чаются проявленные и зафиксированные изображения на бумаге. Повышенная
стоимость фотоматериалов в большинстве случаев компенсируется экономией
времени. Для фотографии в научных целях пригодны пленки «Polaroid 47» (чув-
ствительностью 36 дин) и «Polaroid 410» (41 дина). Оба типа панхроматические,
т. е. их чувствительность почти не зависит от спектрального состава свечения
различных экранов трубок. Наилучшими являются трубки с люминесцирующим
слоем экрана, максимум видимого излучения которого лежит в области наимень-
ших длин волн, т. е. в области фиолетовых частот (например, люминофоры Р7
и Р11).
Для изготовления диапозитивов с осциллограммами пригодны специальные
рентгеновские пленки фирмы «Agfa—Gaevert» типов «Skopix RP1» и «Skopix
RP1C» (контрастная), а также черно-белые пленки наивысшей чувствительности,
такие, как «Ilford НР5» (30 дин), «Kodak Trix» (30 дин), с усилением чувстви-
тельности в процессе проявления и др.
15
Несмотря на высокую чувствительность названных пленок, часто при регист-
рации однократных процессов желательно дальнейшее повышение скорости запи-
си. Максимальную скорость записи при применении поляроидных материалов мож-
но приблизительно удвоить, если сократить примерно на 50% время проявления,
при этом изображение будет достаточно контрастным, чтобы отчетливо его раз-
личить. Увеличение максимальной скорости записи в 3—4 раза в зависимости от
типа пленки можно получить путем слабой диффузной засветки фотоматериала
перед съемкой и после съемки. Оптимальным способом является дополнительная
засветка во время съемки [578, 649]. Некоторые современные осциллографы име-
ют для этого встроенную автоматику.
При традиционных пленках и нормальной фотографической технике также
можно увеличить максимальную скорость записи путем диффузной предваритель-
ной засветки и увеличения времени проявления с помощью так называемых по-
вышающих чувствительность проявителей.
Требуемая выдержка при изготовлении диапозитивов с экрана осциллографа
подбирается при пробных съемках. Скорость движения луча по экрану может
быть неравномерной. Поэтому выдержка обычно определяется для участка ос-
циллограммы, представляющего интерес. Стремление зафиксировать с приблизи-
тельно одинаковой контрастностью участки, соответствующие различным скоро-
стям луча, достигается применением фотопленок высокой чувствительности и их
мягкой обработкой.
Во многих случаях определение правильной выдержки облегчается измере-
нием яркости с помощью электронного экспонометра [21] или встроенного в ка-
мере эталона для сравнения яркости (например, в «Tektronix С51»).
Сверхвысокие скорости записи достигаются в специальных электронно-луче-
вых трубках, в которых луч перед экраном усиливается с помощью электронно-
оптических ступеней, установленных у экрана (например, осциллограф «Tektronix
7104» имеет скорость развертки 20 см/нс [672]).
1.3. ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ С ЗАПОМИНАНИЕМ
Вместо осциллографов с памятью все чаще применяются цифро-
вые системы с запоминанием при измерениях быстро протекающих од-
нократных процессов. Они имеют преимущества по сравнению с запо-
минающими осциллографами по скорости записи («Tektronix R 7912»,
30 см/нс). Эти осциллографы выдают результат в цифровой форме,
пригодной для дальнейшей машинной обработки. Именно это свойст-
во позволяет автоматизировать технику испытаний изоляции высокого
напряжения [649—653, 673, 809] и в некоторой степени скорректиро-
вать систематические погрешности измерений при передаче сигнала.
Многочисленные способы цифровой регистрации можно разделить
в основном на две группы. В приборах первой группы измеряемый
сигнал обрабатывается сначала аналоговым способом (фотографиче-
ская регистрация, использование схем с преобразованием сигнала, ре-
гистрация на магнитной пленке или диске, запоминание на экране ос-
циллографа) и затем — сравнительно медленно с помощью цифровых
методов.
В приборах второй группы непосредственно электронным способом
осуществляется аналого-цифровое преобразование. Особое положение
16
занимает аналого-цифровое преобразование с помощью электронно-
лучевой трубки. Учитывая значение аналого-цифровых преобразова-
телей для измерительной техники на высоком напряжении, рассмо-
трим подробнее принцип действия приборов второй группы и преобра-
зователя с электронно-лучевой трубкой.
Упрощенная структурная схема устройства для электронного
аналого-цифрового преобразования показана на рис. 8. Аналоговый
входной сигнал ц0 преобразуется в преобразователе 1 и запоминается
в блоке памяти 2. Если не поступает управляющий сигнал иу на оста-
новку процесса запоминания в устройстве временного управления 3,
то после заполнения объема памяти вновь поступающая информация
запоминается за счет стирания части предыдущей информации. По
сигналу управления процесс запоминания прекращается, и зареги-
Рис. 8. Упрощенная структурная схе-
ма устройства с аналого-цифровым
преобразованием
стрированная информация хранится в памяти, по желанию она может
быть извлечена в цифровой форме цВЬ1Х,ц или в аналоговой форме
^вых,а с выхода обратного преобразователя 4. Это позволяет в от-
личие от обычных осциллографов исследовать явление не только с
момента прихода импульса управления, но и до его прихода в пре-
делах объема памяти.
Точность, с которой аналоговый сигнал можно преобразовать в
цифровой в значительной степени зависит от трех особенностей прибо-
ра — разрешающей способности по горизонтали (интервала или ча-
стоты опроса), по вертикали (например, 6 или 8 бит) и так называемой
аналоговой полосы пропускания. Последняя легко вводит в заблуж-
дение, и ее нельзя сравнивать с обычными понятиями, такими, как
ширина пропускания осциллографа. Если, например, электронно-
лучевой осциллограф с полосой пропускания от 0 до 2 МГц вполне
достаточен для регистрации грозовых импульсов, то преобразователь
с такой же аналоговой полосой пропускания имеет посредственное
разрешение. Так, частота опросных импульсов 10 МГц, соответствую-
щая аналоговой полосе пропускания, означает, что максимальное зна-
чение сигнала определяется каждые 0,1 мкс. Наибольшая неопределен-
ность проявляется при измерении максимального значения срезанного
на фронте грозового импульса, а также при измерении временных ин-
тервалов. В качестве примера на рис. 9 показаны идеальный срезанный
спустя 700 нс импульс (верхняя кривая) и два возможных изображения
этого же импульса при интервале опроса 100 нс.
При идеальном косоугольном импульсе максимальная погреш-
ность может быть определена по следующему выражению, %:
д(7=/_А ±Л5-----------!_ у юо,
\ Тс 2К ЗлВТс!
17
Рис. 9. К определению методических погреш-
ностей устройства с цифровым преобразова-
нием
где tt — интервал опроса, равный еди-
нице, деленной на частоту опроса; Tc—
время среза (см. § 3.1); k — максималь-
ное разрешение, бит; В — аналоговая
полоса пропускания.
Здесь В “ 1 /2лТ л, где Т п — вре-
мя реакции (см. §3.1).
Первый член в скобках учитывает погрешность, вызванную ко-
нечной частотой опроса, второй — погрешность, вызванную конеч-
ным разрешением по максимальному значению, третий — погрешность,
вызванную аналоговой полосой пропускания входного усилителя.
Помимо этих методических погрешностей имеются обычные, такие, как
колебания коэффициента усиления, шумы; дрейф и т. д. (см. также
[839]), которые можно определить. Для решения проблем измерения
в технике высоких напряжений пригодны преобразователи с часто-
той опроса 100 МГц и более (интервал опроса 10 нс и менее).
Рис. 10. Трубка с цифровым преобразованием фирмы Tektronix
Основным элементом аналого-цифрового устройства является пре-
образовательная трубка со считыванием сигнала [656]. Она состоит
в основном из комбинации двух электронно-лучевых трубок, разме-
щенных в одном стеклянном корпусе. Первая из них представляет
собой записывающую систему /, вторая — считывающую 3 (рис. 10).
Между обеими системами находится экран-мишень 2, состоящий из
матрицы с очень плотно расположенными друг к другу полупроводни-
ковыми диодами, изготовленными по той же технологии, что и инте-
гральные элементы. При отсутствии записи списывающий луч заряжа-
ет мишень отрицательно и диоды заперты. При записи электроны луча
с достаточно высокой энергией создают в диодах электронно-дырочные
пары, что приводит к отпиранию облученных диодов. При последующем
сразу за записью считывании указанные диоды опять запираются,
при этом в цепи мишени возникают импульсы тока, соответствующие
запиранию диода. Эти импульсы усиливаются и по желанию могут
быть сразу воспроизведены на экран монитора (эквивалентная скорость
записи 30 000 см/мкс) или сохранены в памяти (эквивалентная скорость
записи 8000 см/мкс).
18
1.4. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ КАБЕЛИ
^Электронно-лучевой осциллограф располагается обычно вдали от
делителя напряжения или шунта. Это связано с требованиями тех-
ники безопасности, со стремлением ослабить влияние мешающих по-
лей, а также с необходимостью упростить обслуживание. Измеряемый
сигнал и (Z) поэтому необходимо передать ко входу осциллографа по
коаксиальному кабелю. При измерениях сравнительно медленно из-
меняющихся напряжений коаксиальная форма измерительного кабе-
ля служит лишь для экранировки измерительной цепи от напряжений
Рис. 11. Схемы, поясняющие возникновение помех от провода с током
помех. На рис. 11, а приведена схема измерения для случая, когда
в непосредственной близости от измерительных проводов находится
третий провод с протекающим по нему током. Этот ток i (t) создает пе-
ременное во времени электромагнитное поле, пронизывающее изме-
рительный контур. Индуктированное в измерительном контуре на-
пряжение накладывается на измеряемый сигнал и является составляю-
щей помех. Наряду с этим возникает еще одна составляющая помех
за счет емкостей связи С. Чтобы подавить помехи обоих видов, выпол-
няют измерительные провода в виде коаксиального кабеля (рис. 11, б).
Помеха, возникающая за счет емкости связи, устраняется полностью,
так как все силовые линии между проводом с током и собственно из-
мерительными проводами замыкаются на оболочку кабеля. Экрани-
рование от электрического поля не вполне идеально, так как в обыч-
19
ных коаксиальных измерительных кабелях оболочка представляет
собой проволочную плетенку. Поэтому имеется возможность некото-
рого проникновения внешнего поля внутрь кабеля. В гибких кабелях,
экранирование которых выполняется гофрированной металлической
трубой, внутренний провод полностью экранирован от электрических
полей.
Экранирование магнитной составляющей осуществляется путем
создания магнитного поля противоположного направления, возникаю-
щего за счет индуктированных вихревых токов. Обычная немагнитная
экранировка коаксиальных кабелей совсем не влияет на постоянное
магнитное поле и лишь слабо снижает магнитное поле низкой частоты,
так как эти поля почти совсем не вызывают вихревых токов. Однако
это не очень существенно, так как индуктированные помехи пропор-
циональны частоте тока помех, и соответственно при низких частотах
помехи невелики. С увеличением частоты экранирующее действие обо-
лочки возрастет и достигает предельного значения, определяемого
плотностью плетенки. В гибких кабелях со сплошной металлической
оболочкой степень экранирования магнитного поля возрастает неог-
раниченно при увеличении частоты вследствие эффекта вытеснения
тока.
Однако и при применении коаксиальных измерительных кабелей
при измерениях переходных процессов возникают помехи, причины
которых и способы их подавления будут рассмотрены подробно ниже.
Для медленных процессов, спектр которых не содержит сравни-
тельно высоких частот, измерительный кабель или провода в зависи-
мости от условий на концах представляют собой емкости или индуктив-
ности. При очень быстрых изменениях напряжения в кабеле возникает
бегущая волна напряжения, определяемая только волновым сопро-
тивлением кабеля Z, независимо от того, замкнут или разомкнут ка-
бель на конце или к нему подсоединено любое сопротивление. Вид
включенной на конце нагрузки скажется на напряжении в начале ка-
беля спустя удвоенное время пробега. Кабель необходимо рассматри-
вать как линию с распределенными параметрами, если время пробега
электромагнитной волны по нему имеет тот же порядок, что и время
нарастания передаваемого импульса, или больше его.
Скорость распространения сигнала в линии
v = c/V 8ГЦГ,
где с — скорость электромагнитной волны в вакууме; 8Г и цг —
соответственно относительные диэлектрическая и магнитная проницае-
мости материала изоляции кабеля.
Для обычных измерительных кабелей рг = 1 и
v = с!Л/ъг.
Часто дается отношение скорости распространения сигнала в ка-
беле к скорости электромагнитной волны в вакууме: уотн = vic.
Для применяемых в кабелях диэлектриков это отношение состав-
ляет 0,5—0,7.
20
Величина, обратная скорости распространения сигнала в кабеле,
является временем пробега волной единицы его длины: Т' = 1/v. Оно
обычно дается в микросекундах на метр. Абсолютное время пробега
по кабелю длиной Z т = Tl = l~V&r/c.
С помощью этого уравнения определяется необходимая длина ка-
беля для заданной задержки измеряемого сигнала.
Существенной отличительной чертой линии является то, что при
сопротивлении на ее конце, не равном волновому Z с, часть сигнала
отразится и возвратится к началу линии. Если в свою очередь внутрен-
нее сопротивление источника Zt не равно Zc, то пришедший сигнал
также отразится и на экране осциллографа будет сигнал, несоответст-
вующий первоначальному измеряемому сигналу и (/). Погрешности,
вызванные многократными отражениями, удобно сопоставлять с
Рис. 12. Схемы соединения источника импульсного напряжения с осциллографом
через длинный кабель:
а — согласование на конце кабеля; б — согласование в начале кабеля; Ri — внутреннее со-
противление источника; Zc — волновое сопротивление; 7?э,о и Сэ,о — входные сопротивление
и емкость осциллографа
временем нарастания напряжения Т- (см. рис. 39). Если эти погреш-
ности должны составлять менее 1%, то для напряжения с временем
нарастания Та кабель не является длинной линией, если время пробега
по нему составляет 0,01257\. На практике требования к измеритель-
ному кабелю не такие жесткие, так как в большинстве случаев нет
идеального режима х.х. или к.з., и импульс всегда более или менее
сглажен на изломах. Кроме того, вследствие зависимости от частоты
затухания импульсы при многократных отражениях сильно деформи-
руются и затухают. Поэтому достаточно, чтобы выполнялось условие
Та > (5 4- 10) т.
Для того чтобы измеряемый сигнал передать по длинной линии без
искажений, кабель должен быть по крайней мере на одном конце на-
гружен волновым сопротивлением (рис. 12). При его включении на
конце (рис. 12, а) приходящая волна напряжения не отражается. На
экране осциллографа при Rt < Zс наблюдается напряжение х.х.,
а при Rt < Zr, Ri = Zс или >* Zc — напряжение, уменьшенное
на величину (Rt+ZC)/Zс по сравнению с напряжением х. х.
В случае источника с малым внутренним сопротивлением (шунт,
емкостный делитель) кабель часто согласуется только в самом начале
путем последовательного включения резистора, сопротивление кото-
рого равно Zс (рис. 12, б). Это сопротивление вместе с волновым со-
противлением кабеля образует делитель напряжения, вдвое уменьшаю-
щий напряжение х. х. источника. Уменьшенный импульс распростра-
21
няется по кабелю, и на его разомкнутом конце удваивается, поэтому
на экране осциллографа наблюдается напряжение х. х. источника.
Отраженная от конца кабеля волна без отражения поглощается на
сопротивлении, включенном на его входе.
К сожалению, нельзя осуществить идеальное согласование, так
как, например, при согласовании в конце кабеля согласующее сопро-
тивление всегда включено параллельно с входными элементами осцил-
лографа (обычно 1 МОм, 10—50 пФ). При низких частотах это парал-
лельное соединение практически не влияет. Однако при очень высоких
частотах входное емкостное сопротивление становится соизмеримым с
Zc, и не может уже идти речь об отсутствии отражений от конца кабе-
ля (например, для входной емкости 20 пФ и частоты 100 МГц емкост-
ное сопротивление составляет 80 Ом). Для того чтобы отраженный от
конца кабеля сигнал еще раз не отражался в начале кабеля, рекомен-
дуется по возможности выбирать внутреннее сопротивление источника
равным волновому. Однако при этом следует иметь в виду, что при со-
гласовании (сопротивлении источника, равном волновому, и включе-
нии согласующего резистора в конце кабеля) на экране осциллографа
наблюдается сигнал в 2 раза меньший, чем напряжение х. х. источника.
Если, например, омический делитель с Т?2 = Zc имеет коэффициент
деления
К = (R1 + R2)/R2- 1000
и снимаемое с него напряжение подводится к осциллографу кабелем
с согласованием на конце, то практически коэффициент деления ста-
новится равным 2000, так как результирующее сопротивление ступени
низкого напряжения уменьшается вдвое за счет сопротивления, вклю-
ченного на конце кабеля.
Затухание сигнала в кабеле и связанные с ним погрешности, зави-
сящие от частоты, для одного и того же типа кабеля будут тем мень-
ше, чем короче кабель. Для импульсов напряжения, характерных для
техники высоких напряжений, кабели длиной менее 10 м могут рассма-
триваться как линии без потерь и без затухания, так как погрешности
за счет кабеля пренебрежимо малы по сравнению с погрешностями ос-
тальных элементов измерительной цепи. Это преимущество можно реа-
лизовать при указанном в предыдущем параграфе способе синхрониза-
ции путем управляемого запуска импульсного генератора, при этом
измерительный кабель от делителя напряжения до пластин осцилло-
графа выбирается не по условию требуемого запаздывания сигнала и
он в зависимости от прочих обстоятельств может быть предельно ко-
ротким.
Длинный коаксиальный кабель уже нельзя рассматривать как
линию Ссз потерь. При передаче импульсов большой длительности
происходит деление напряжения в соотношении, определяемом по-
следовательным соединением продольного сопротивления кабеля R7
и сопротивления на конце кабеля Z с, которое приводит к так называе-
мым цогрешностям при измерении постоянного напряжения:
At/= и2 (t) R'l/Zc.
22
Если требуется передать импульсы с крутым фронтом и спадом
(например, косоугольные), то необходимо считаться при больших кру-
тизнах с сильным снижением максимального значения импульса вслед-
ствие возрастания сопротивления кабеля из-за поверхностного эффек-
та. Обе погрешности незначительны при длинах кабеля менее 10 м.
При больших длинах предпочтительно использовать кабели с меньшим
волновым сопротивлением, поскольку они имеют большие диаметры
внутренних проводов и, следовательно, меньшие сопротивления. Урав-
нения для расчетов погрешностей передачи по длинным кабелям мож-
но найти у Парка 17] и в других работах [5,6, 24—28, 630].
Часто бывает необходимо определить волновое сопротивление имею-
щегося в наличии кабеля. Изготовители кабеля применяют для это-
го специальные стенды, позволяющие определить характеристики ка-
беля в широком диапазоне частот. Однако волновое сопротивление
можно определить и простыми средствами с достаточной для рассма-
триваемого применения кабеля точностью. Как известно, волновое со-
противление кабеля без потерь определяется выражением
zc>0= VZTc.
Если известны индуктивность L и емкость С кабеля, то можно
рассчитать сопротивление. Оба параметра кабеля на практике легко
определяются. Измеряют индуктивность отрезка кабеля с закорочен-
ным концом мостом или резонансным методом. Затем измеряют ем-
кость этого или такого же отрезка при разомкнутых концах.
В то время как емкость кабелей с полиэтиленовой изоляцией
в первом приближении не зависит от частоты, индуктивность в диапа-
зоне частот от 105 до 107 Гц уменьшается приблизительно на 20% (из-за
поверхностного эффекта при повышении частоты внутренняя индук-
тивность проводов стремится к нулю). Так как волновое сопротивле-
ние пропорционально корню квадратному из индуктивности, то умень-
шение волнового сопротивления в указанном диапазоне частот состав-
ляет около 10%. Поэтому измеряемая индуктивность зависит от рабо-
чего диапазона частот измерительного прибора. При разных приборах
получаются разные значения волнового сопротивления. Большинство
приборов работает на частоте не более 1 МГц, поэтому описанным спо-
собом определяется наибольшее значение волнового сопротивления,
которое округляется до ближайшего меньшего нормированного зна-
чения волнового сопротивления, последнее измеряется изготовителем
кабеля при частоте несколько сотен мегагерц. Тем самым определяет-
ся значение согласующего сопротивления, необходимое для передачи
сигналов с крутыми фронтами и срезами.
1.5. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ
При первом включении измерительного устройства для записи
импульсов напряжения или тока, состоящего из делителя или шунта,
соединительного кабеля и осциллографа, обычно получают на экра-
не изображение, показанное на рис. 13. В подавляющем числе случа-
ев изображение не соответствует действительному изменению во вре-
23
мени изучаемого процесса. На измеряемый сигнал и (t) накладывает-
ся напряжение помех, которое различными путями проникает к от-
клоняющим пластинам. В сомнительных случаях легко убедиться,
являются ли ВЧ колебания составной частью регистрируемого сигна-
ла или помехой, осуществив два контрольных измерения. При первом
измерении оболочка кабеля соединяется с заземленным выводом источ-
ника напряжения (делителя напряжения или шунта), внутренний же
провод остается не присоединенным к источнику. Другими словами,
измерительный кабель со стороны источника напряжения находится
в режиме х. х. При другом контрольном измерении у источника на-
пряжения заземляется и жила кабеля, т. е. последний работает в ре-
го импульса тока разряда конденсатора
с помехой в виде наложенных высоко-
частотных колебаний
Рис. 14. Полностью экранированная пе-
редвижная измерительная кабина:
1 — блок сетевого питания с устройствами подавления помех, распространяющихся по про-
водам питания; 2 — решетчатые окна для освещения и вентиляции (фирма Siemens)
жиме к. з. В обоих случаях не должно наблюдаться отклонение луча
в течение протекания изучаемого явления.
Причинами помех являются появление потенциалов и электромаг-
нитных полей, связанных с быстро изменяющимися напряжениями и
токами, в частности с зарядкой и разрядкой паразитных емкостей при
изменениях паразитных полей [8—11, 22, 38—41].
Для возникновения искаженного изображения имеются четыре
причины.
1. Электромагнитное поле проникает сквозь неполностью экра-
нированный корпус осциллографа и вызывает непосредственно иска-
жения по вертикали. Это явление можно устранить, поместив осцил-
лограф в экранированную кабину (рис. 14). В зависимости от напря-
женности поля и частоты часто бывает достаточным поместить осцил-
лограф в металлический ящик, открытый с одной стороны. Влияние
поля помех может быть ослаблено увеличением расстояния между ос-
циллографом и контуром с током. Полностью экранированные измери-
тельные кабины ослабляют помехи на 80—100 дБ при частотах до
30 ГГц, что соответствует коэффициенту экранирования 10~4—10~б.
Тем самым почти всегда полностью исключается непосредственное воз-
действие на осциллограф.
2. Квазистационарные магнитные и электрические поля прони-
кают в не полностью экранированные измерительные цепи. Электри-
24
рис. 15. Характеристика затухания ши-
рокополосного фильтра-ввода фирмы
Siemens (тип В 85321 ABO 1), измерен-
ная совместно с кабелем с Zc = 60 Ом:
1 — предел измерения
ческие поля, проникающие через
отверстия в плетеной оболочке ка-
беля, непосредственно индуктиру-
ют на жиле кабеля напряжение по-
мехи. Мерой такого рода помех может служить так называемая про
зрачность кабеля. Электромагнитное поле по обе стороны жилы кабе
ля создает одинаковые по значению и противоположно направленные
напряжения, которые взаимно компенсируются. Из-за всегда имею-
щегося эксцентриситета жилы кабеля возникает остаточное напря-
жение. Однако помехами обоих видов в большинстве случаев можно
пренебречь по сравнению с помехами, вызванными протеканием то-
ков по оболочке кабеля [657—661].
3. Осциллограф воспринимает помехи 30 МГц) по проводам
питания. Помехи этого вида целесообразно уменьшать путем питания
осциллографа через вводы-фильтры. Такие фильтры состоят обычно
из двух емкостных элементов и одного индуктивного, включенных по
П-образной схеме. На рис. 15 приведены схема замещения такого
ввода-фильтра с широкой полосой запирания и зависимость затухания
от частоты [12]. Для достижения хорошей фильтрации в широком диа-
пазоне частот такой фильтр обычно встраивается в стенки экрана —
корпуса осциллографа и одновременно проводятся перечисленные
выше мероприятия по экранированию. Иногда бывает достаточно провод
сетевого питания намотать на ферритовый сердечник или поместить
провод в гибкий металлический чулок, имеющий хороший электриче-
ский контакт с корпусом экрана и с корпусом осциллографа.
4. Токи, протекающие по оболочке кабеля и корпусу, вызывают
появление разных потенциалов на заземляющих проводах, падение
напряжения на которых за счет электромагнитных связей с измери-
тельными проводами вызывает помехи. Если по оболочке кабеля или
по экрану протекает ток, обусловленный внешним источником напря-
жения, то он вызывает падение напряжения на их внутренней поверх-
ности, которое может быть уже заметной помехой в системе провод-
ников, заключенных внутри оболочки кабеля [34, 575, 660, 661]. Со-
противление на единицу длины, обусловленное связью, может быть
определено в соответствии с данными на рис. 16:
^СВ (0 - (0^*п (0
при этом предполагается, что длина кабеля I меньше четверти длины
волны измеряемого сигнала. Чем меньше сопротивление связи коакси-
ального кабеля, тем лучше его экранирующее действие и тем ниже на-
пряжение помехи. Иногда для уменьшения сопротивления связи ис-
пользуют кабели с двойными или тройными оболочками, а также гиб-
25
кие кабели со сплошной гофрированной металлической оболочкой,
хорошо проваренной на швах. На рис. 17 показаны зависимости со-
противления связи от частоты для такого кабеля (/) и обычного кабе-
ля с плетеной оболочкой (2). Причины различного хода этих зависимо-
стей приведены выше.
В такой же мере, как и сопротивление связи кабеля, дополнитель-
ные помехи создают токи, протекающие по переходным сопротивле-
ниям коаксиальных разъемов, а также съемных крышек корпуса.
Рис. 16. К определению сопротивле-
ния связи Zcb (0 коаксиального
кабеля
Рис. 17. Сопротивление связи ZCB гибкого кабеля с гофрированной металлической
оболочкой (1) и обычного кабеля (2)
Ток в оболочке кабеля через связанный с корпусом осциллографа
элемент разъема протекает по корпусу осциллографа и замыкается да-
лее через емкости осциллографа относительно земли и по проводни-
ку, заземляющему корпус осциллографа в соответствии с требования-
ми техники безопасности. Этот ток создает падение напряжения на
участках корпуса, которое накладывается на полезный сигнал или ча-
стично за счет емкостных связей попадает на входные цепи и сетки
ламп осциллографа (рис. 18).
Рис. 18. Схема, поясняю-
щая механизм возникно-
вения сопротивления
связи усилитель—корпус
При длинах кабеля несколько метров сопротивление связи осцил-
лографа обычно превышает сопротивление связи кабеля. Для оценки
сопротивления связи осциллографа и связанной с ним помехи в обо-
лочке закороченного на входе кабеля создают скачок тока (рис. 19)
[674, 675]. В качестве источника тока используют импульсный генера-
тор с ртутным коммутатором. Осциллограмма на рис. 20 демонстрирует
картину на экране осциллографа, характерную для многих таких из-
мерений.
26
Наибольшее максимальное значение напряжения помехи изменяет-
ся обычно мало при размыкании короткозамкнутого входа кабеля,
как и при непосредственном заземлении осциллографа через заземляю-
щий вывод. Также практически не изменяются ВЧ составляющие по-
мехи, если оба прибора работают без защитного заземления, так как
ВЧ токи замыкаются через емкости корпусов относительно земли.
Причудливый характер помех возникает, во-первых, из-за ре-
зонансного характера сопротивления связи осциллографа, во-вторых,
вследствие переходных процессов при распространении сигнала по
оболочке кабеля. При хорошо поставленном опыте со скачкообразным
изменением тока определяются изменения переходного тока во време-
осциллографа к помехам от токов, про-
Рис. 19. Определение чувствительности
текающих по корпусу
Рис. 20. Помехи, вызванные током
1 А, протекающим по корпусу. При
изменении положения аттенюатора
от 1 мВ/см до 20 В/см сигнал изме-
няется незначительно
ни и смещения потенциала вследствие многократных отражений и ко-
лебаний во всей системе заземления. Ниже исследуются причины, вы-
зывающие токи в оболочках кабелей, и указываются способы их устра-
нения.
1. Падения напряжения на заземляющем проводнике. Для обеспе-
чения безопасности работы корпуса электрических приборов обычно
соединяются с нулевым проводом многофазной питающей сети или при-
соединяются к контуру заземления. По заземляющим проводникам
протекают токи нагрузки присоединенных к сети потребителей, а в
нулевом проводе протекает часть тока питания данного прибора. Из-за
электрического соединения корпуса прибора с заземлением по соеди-
нительному проводнику может протекать некоторый ток промышлен-
ной частоты. Этот ток вызывает падение напряжения вдоль провода
заземления и между зажимами заземления и заземленными частями
выводов или разъемов на входе, вследствие чего на корпусе осцилло-
графа может быть заметное напряжение. Если находящиеся рядом
электронные приборы питаются от разных розеток, то оболочки изме-
рительных кабелей образуют заземленные контуры. В этих петлях про-
текают выравнивающие токи, которые вызывают помехи, имеющие ча-
стоту питающей сети (фон промышленной частоты). Для устранения
этого явления, необходимо разорвать заземленные петли и оставить
только один прибор с заземляющим проводом, при этом не будет
нарушения цравил техники безопасности, так как между заземленным
27
прибором и остальными приборами, непосредственно не связанными с
контуром заземления, имеется электрическая связь по оболочкам из-
мерительных кабелей. Несмотря на это, рекомендуется использовать
дополнительные защитные средства, такие, как стенды из изоляцион-
ных материалов и т. д.
Такой же эффект наблюдается при измерении быстро изменяю-
щихся высоких напряжений, если контур высокого напряжения со-
единен непосредственно с контуром заземления, а осциллограф при-
соединен к этому контуру защитным проводом. Если нет помех от пи-
тающей сети, то часто осциллограф эксплуатируется без защитного
соединительного заземляющего проводника. Однако и в этом случае
возникают ВЧ помехи, так как осциллограф и другие приборы имеют
емкости относительно земли.
Рис. 21. Схематическое пред-
ставление возникновения токов
в оболочке кабеля за счет ин-
дуктированной и наведенной
ЭДС и разности потенциалов
между заземленными точками
измерительной петли:
ИП — искровой промежуток; С —
емкость генератора; Rn — шунт;
L — индуктивность генератора;
— индуктированная ЭДС в
контуре заземления; е2(0 — индук-
тированная ЭДС в защитном за-
земляющем проводе; е3(/) — на-
веденная ЭДС
2. Индуктированные и наведенные ЭДС, связанные с быстро
изменяющимися процессами. Квазистационарные электромагнитные
и электрические поля наводят на оболочке кабеля и индуктируют в
контуре оболочка кабеля—земля ЭДС, которые и вызывают протека-
ние токов в оболочках кабеля и корпусах приборов (рис. 21). Действие
обоих полей ослабляется, если измерительные провода заключить в
стальные экранные трубы, заземленные на концах. Стальные трубы
являются почти идеальными экранами, так как силовые линии поля не
достигают оболочек кабелей, а заканчиваются на заземленной трубе.
При очень высоких частотах экранирующее действие уменьшается,
однако в большинстве случаев затухание поля оказывается достаточ-
но сильным [34]. Экранирование переменного магнитного поля основа-
но на протекании тока в петле, образованной заземленной по концам
трубой и землей. Электромагнитное поле этого тока компенсирует
внешнее поле.
3. Смещения потенциала в разрядной цепи. Смещения потенциала
в импульсном генераторе наряду с наведенными и индуктированными
ЭДС являются существенными причинами помех.
На рис. 22, а, б показаны контуры высокого напряжения, состоя-
щие из генератора Г и объекта испытаний Н (Z3 — сопротивление зем-
ли).
1 Между элементами устройства, находящимися под высоким потен-
циалом и заземленными предметами, существуют паразитные емкости
Сп, которые при импульсных процессах быстро заряжаются и разря-
28
жаются. Вследствие больших скоростей изменения напряжения токи
заряда и разряда могут быть очень большими [9—11]. Эти токи проте-
кают через сопротивление заземления генератора и создают даже при
малых значениях Z3 существенные смещения потенциала, а также вы-
равнивающие токи во всей системе заземления. Если контур высоко-
го напряжения находится внутри клетки Фарадея (рис. 22, б), то все
силовые линии заканчиваются на экране. Токи протекают по внутрен-
Рис. 22. Смещение потенциала точки заземления разрядной цепи:
а — картина силовых линий в обычной установке; б — то же для установки, помещенной
в клетке Фарадея [22]
ней стенке клетки [34] и не могут создать смещения потенциала на со-
противлении Z3. В этом случае нет необходимости стремиться к малому
значению сопротивления заземления.
Рис. 23 наглядно иллюстрирует возникновение смещения потен-
циала вдоль обратного провода, идущего к импульсному генератору.
После срабатывания искрового промежутка ИП конденсатор С раз-
ряжается через индуктивность L и шунт 7?ш. В точке присоединения
Рис. 23. Схематическое представле-
ние разрядной цепи для пояснения
возникновения помех за счет смеще-
ния потенциала на обратном про-
воде разрядного контура при зазем-
ленном генераторе
Рис. 24. Схематическое представле-
ние разрядной цепи для пояснения
возникновения помех за счет смеще-
ния потенциала на обратном про-
воде разрядного контура при зазем-
лении за шунтом
кабеля Р разрядный ток разветвляется. Подавляющая часть тока про-
текает обратно к конденсатору непосредственно по соединительному
проводу, при этом ток вызывает падение напряжения на обратном со-
единительном проводе с сопротивлением Z, и поэтому потенциал точки
Р смещается. Это смещение потенциала является ЭДС для тока в цепи
оболочки кабеля. Чтобы ее ослабить, рекомендуется заземлять им-
пульсный генератор не у его основания, а в точке разветвления Р,
т. е. у одного из выводов шунта (рис. 24). В этой схеме точка Р имеет
потенциал земли, однако смещается примерно на ту же величину по-
29
тенциала, что и точка Р в схеме на рис. 23 (потенциал нулевого вывода
конденсатора С). Из-за наличия паразитных емкостей разрядного
контура относительно земли также возникают ЭДС, вызывающие про-
текание токов в оболочке кабеля. Очевидно, имеется оптимальный ва-
риант выполнения заземления, при котором токи в оболочках кабелей
и по корпусам приборов сравнительно невелики. Однако совсем их
устранить не удается. Выходом из положения является конструирова-
ние устройства в соответствии со схемой, приведенной на рис. 25,
при котором исключаются протекание тока любого происхождения по
оболочкам кабелей и корпусам приборов.
Вследствие эффекта вытеснения ток помехи протекает в основном
по дополнительному внешнему экрану и внешней поверхности экрани-
Рис. 25. Схема устройства с подавле-
нием токов помех в оболочке кабеля
и в корпусе:
/ — медный дополнительный экран; 2 —
ферритовые сердечники; 3— измеритель-
ный кабель; 4 — экранированная кабина
Рис. 26. Подавление токов помех в оболочке кабеля и в корпусе путем намотки
измерительного кабеля на сердечник из магнитомягкого материала
рованной кабины. Таким образом он отводится от оболочек кабеля и
корпуса осциллографа. Чтобы отвести ток, применяют экранирован-
ные кабины и кабели с двойными оболочками, несмотря на слабое эк-
ранирующее действие оплеток. Вместо кабины часто используют ме-
таллическую коробку, открытую с одной стороны и со смонтированной
на другой стороне сетевой розеткой. Снижение ответвляемого в обо-
лочку кабеля тока достигается с помощью ферритовых сердечников,
которые одеваются на измерительный кабель, повышают сопротивле-
ние цепи к токам помех и вытесняют эти токи на внешний экран [594].
В простейших случаях можно не допустить протекания ВЧ токов
в оболочке кабеля, если часть кабеля навить на магнитомягкий сер-
дечник (рис. 26). Увеличение индуктивности пропорционально квад-
рагу числа витков. При этом оболочка кабеля должна иметь пластмас-
совую внешнюю изоляцию, чтобы исключить замыкание между отдель-
ными витками кабеля и снизить межвитковые емкости. При больших
длинах кабеля становится заметным влияние распределения напряже-
ния и тока по оболочке кабеля. В этих случаях один концентрирован-
ный намотанный кабелем дроссель обладает не очень широкой полосой
запирания. При определенных частотах узлы тока могут оказаться в
местах присоединения дросселя. Поэтому нужно токи в оболочке, дли-
30
на волны которых меньше длины измерительного кабеля, ослабить
путем распределенного по длине кабеля включения дросселей [14].
Рекомендуется прокладывать измерительные провода за предела-
ми экранов, например в стальных трубах, проложенных за экрани-
рующей сеткой помещения. Токи зарядки и разрядки паразитных ем-
костей вследствие вытеснения тока стремятся протекать по внутренней
стороне экранов (см. пояснение к рис. 22). Поэтому проложенных в
оболочках таким способом кабелей нет помех.
Импульсные устройства, используемые при приемо-сдаточных ис-
пытаниях электрической изоляции электротехнического оборудования,
Рис. 27. Схематическое представление соединений в испытательной импульсной
установке [35]:
а — рациональное расположение проводов цепи управления и измерительных кабелей; б —
неправильное расположение измерительных кабелей и проводов цепи управления; 1 — при-
бор для измерения импульсного напряжения; 2 — пульт управления; 3 — выпрямитель вы-
сокого напряжения; 4 — измерительный разрядник; 5 — делитель напряжения; 6 — генератор
импульсных напряжений; 7 — испытуемый объект
имеют не только измерительный кабель от делителя напряжения к ос-
циллографу, но и большое число других проводов для целей измерения
и управления, связывающих импульсный генератор с пультом управ-
ления. Здесь особенно велика опасность случайного и неконтролируе-
мого возникновения петель заземленных проводов. На рис. 27, б при-
ведена принципиальная схема импульсного устройства, в которой
следует ожидать неконтролируемые смещения потенциалов и неудов-
летворительные результаты измерений [35]. На рис. 27, а приведена
рекомендуемая схема такого же устройства. В нем все провода проло-
жены скрыто в кабельных каналах. Все они не пересекаются, а только
разветвляются.
Однако если внешние обстоятельства особенно неблагоприятны,
то, несмотря на выполнение всех описанных мероприятий по подав-
лению помех, может оказаться, что результаты измерений вызывают
сомнения (хотя автор пока не знает ни одного подобного случая).
Тогда можно рекомендовать полное электрическое разделение разряд-
ных и измерительных контуров и передачу измеряемых сигналов оп-
тическим путем [30—33, 595, 806—810].
31
1.6, ИЗМЕРЕНИЯ С ПОМОЩЬЮ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
При обработке измеряемого сигнала, снимаемого с делителя на-
пряжения или шунта, обычно предполагается, что один из выводов,
к которому подводится измеряемый сигнал и (/), имеет потенциал зем-
ли. Если нет четкого соединения выводов осциллографа с землей, то
оно получается при подсоединении измерительного коаксиального ка-
беля, оболочка которого заземлена. Разумеется, использование кабе-
ля с заземленной оболочкой допускается тогда, когда нет других за-
землений в рабочем контуре. В противном случае неизбежно к. з. ча-
сти элементов рабочего контура. Например, в силовом выпрямителе
необходимо измерить крутизну или моменты гашения и зажигания ти-
ристоров, главные выводы которых имеют потенциал относительно
земли несколько киловольт. Поэтому требуется осциллограф, питае-
мый через изолирующий трансформатор. При этом оболочки коакси-
альных измерительных кабелей, по крайней мере на низких частотах,
и корпус осциллографа не заземляются, так как сигнал снимается с
источника, оба вывода которого имеют потенциал относительно земли.
Следует отметить, что проведение таких измерений связано с повышен-
ной опасностью для персонала. При высоких частотах, несмотря на
электрическое разделение первичной и вторичной обмоток изолирую-
щего трансформатора, играет роль емкость между обмотками. Для
достижения хорошей развязки (снижения влия! емкостной связи
обмоток) в таких трансформаторах предусматривается электростатиче-
ский заземленный экран [536].
Разность потенциалов между двумя выводами, каждый из которых
имеет некоторый потенциал относительно земли, называют синфазным
напряжением (сигналом) [43, 44, 46]. Существует возможность устра-
нить синфазные помехи с помощью дифференциального усилителя
[43—45, 47], который измеряет лишь приходящий по двум проводам
полезный сигнал. Синфазные сигналы, имеющие на разных проводах
одинаковую фазу и амплитуду, взаимно компенсируются. Свойство
дифференциального усилителя подавлять синфазные сигналы назы-
вают синфазным подавлением и характеризуют коэффициентом син-
фазного подавления (отношением синфазного напряжения на входе ос-
циллографа к напряжению отклонения луча на экране, вызванного
этим напряжением). Например, для дифференциального усилителя
на 50 МГц входного выносного аттенюатора (пробника) «Tektronix
Р 6046» коэффициент синфазного подавления равен 1000 : 1 во всем
диапазоне рабочих частот. Обычно коэффициент синфазного подавле-
ния непостоянен. С увеличением амплитуды и частоты сигнала он па-
дает. Кроме того, несимметрия измерительных проводов, например
у измерительного пробника, вызывает особенно сильное при высоких
частотах снижение коэффициента синфазного подавления, так как по-
ступающий от источника синфазный сигнал вследствие различия паде-
ния напряжения на отдельных проводниках на входе усилителя имеет
отличия в фазе и амплитуде. Разница усиливается вместе с полезным
сигналом.
32
Рис. 28. Заземления при измерениях с
помощью дифференциального усилите-
ля [43]:
/ — источник сигнала; 2 — дифференциальный
усилитель
На рис. 28 показана схема вклю-
чения дифференциального усилите-
ля. Измеряемый сигнал иИ (/) пе-
редается на вход усилителя либо
по двум одинаковым пробникам, либо
цах одинаковым кабелям. В этом случае дифференциальный усилитель
должен иметь два коаксиальных разъема для присоединения кабеля.
Экраны измерительных проводов заземляются на корпусе осциллогра-
фа, а на конце у источника измеряемого напряжения связываются меж-
ду собой. Оба экрана кабелей образуют короткозамкнутый виток, уст-
раняющий возможные наводки в петлях жилы кабелей — источник
сигнала—осциллограф. Дополнительное заземление разрядного кон-
тура у входов кабелей, требуемое по условиям техники безопасности,
в этом случае допустимо, поскольку оно не сказывается на измерениях
дифференциальным способом. Передача измеряемого сигнала по со-
гласованным кабелям рекомендуется при измерениях тока с ис-
пользованием низкоомных шунтов и при всех других измерениях, при
которых сопротив~ ' тие источника сигнала меньше или равно волново-
му сопротивлению ^абеля. Источники с высоким внутренним сопротив-
лением и устройства для измерения высоких напряжений требуют ис-
пользования хорошо согласованных пробников и делителей напряже-
ния. При недостаточной компенсации синфазного сигнала или при его
большом значении рекомендуется применять нетрадиционные методы
измерений (см. гл. 5).
ГЛАВА ВТОРАЯ
ИЗМЕРЕНИЯ ВЫСОКИХ ИМПУЛЬСНЫХ НАПРЯЖЕНИИ
ПРИ ПОМОЩИ ДЕЛИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ И ОСЦИЛЛОГРАФОВ
Испытания изоляции электротехнического оборудования производятся грозо-
выми и коммутационными импульсами напряжения, максимальное значение ко-
торых и временные характеристики должны быть измерены с высокой степенью
точности. Непривычная для импульсной техники высокая точность объясняется
как требованиями в отношении надежности электротехнического оборудования,
так и значительной стоимостью испытуемых объектов. С одной стороны, измери-
тельные устройства нс должны показывать заниженное напряжение, чтобы не
повредить изоляцию, с другой — нельзя проводить испытания с завышенными
показателями измерительных приборов, так как при этом не выполняются задачи
испытания. В процессе испытаний могут появляться новые источники помех, ко-
торые затрудняют или даже делают невозможным обеспечение точности измере-
ний, предписываемой требованиями Рекомендаций международной электротехни-
ческой комиссии (МЭК) и национальными стандартами [695, 698].
2 Зак. 1334 33
Для определения максимального значения нормированного импульса высоко-
го напряжения существуют измерительные устройства, обеспечивающие погреш-
ность измерения полных и срезанных импульсов не выше 1%. Измерения осуще-
ствляются либо описанным в пп. 3.4.2 амплитудным вольтметром со стрелочным
прибором, либо осциллографом. Последний способ позволяет помимо измерения
максимального значения наблюдать изменение испытательного напряжения во
времени, что позволяет в некоторых случаях определить, поврежден или не по-
врежден объект при испытаниях (см. также [73—78, 573, 574]). При измерениях
максимального значения срезанных на фронте импульсов (так называемых косо-
угольных импульсов высокого напряжения) при обоих способах могут возникать
значительные погрешности (см. пп. 2.1.5).
Задача измерения высоких импульсных напряжений стоит не только при
испытаниях электротехнического оборудования, но и при многих физических ис-
следованиях, при этом важно знать не только максимальное значение, но и точ-
ную форму импульса, которая не должна искажаться в измерительной цепи.
К делителю напряжения предъявляются жесткие требования, чтобы исключить
его влияние на источник напряжения. Особенно это необходимо при измерениях
косоугольных импульсов, при наносекундных длительностях фронта, например,
в ускорителях [49—51], искровых камерах и многих других электрофизических
исследовательских установках. Эти требования удалось удовлетворить только
лишь в разработанных в последнее время конструкциях.
Делитель импульсного напряжения должен обладать хорошими передаточны-
ми характеристиками. Однако и при этом пет гарантии, что наблюдаемая на
экране осциллографа картина в известном масштабе отображает измеряемое вы-
сокое напряжение. Наряду с делителем напряжения могут вызывать дополни-
тельные погрешности подводящие провода и кабели, идущие от делителя к ос-
циллографу.
2.1. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ И ИХ ПЕРЕДАТОЧНЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
Делитель высокого напряжения может быть присоединен к источ-
нику напряжения только с помощью проводов. Это вызвано необхо-
димостью соблюдать требуемые изоляционные расстояния. При высо-
ких частотах нельзя пренебрегать индуктивностью соединительных
проводов. Часто для устранения ВЧ колебаний делитель подсоеди-
няется к источнику напряжения через демпфирующие резисторы, на
сопротивлении которых возникает падение напряжения. Поэтому на-
пряжение на объекте или напряжение, поступающее от генератора,
иг (0 может не совпадать с фактически приложенным к делителю нап-
ряжением и{ (/) (рис. 29, а).
При очень высоких скоростях изменения напряжения соединение
делителя с источником напряжения необходимо рассматривать как
линию с распределенными параметрами (рис. 29, б). Подробное рас-
смотрение этой проблемы, частично с численными примерами, можно
найти в работах [68, 135, 151, 585, 588, 589, 643, 644, 691, 692]. Мате-
матическая основа для расчетов индуктивности прямоугольной петли
применительно к импульсным генераторам содержится в [149]. Учет
влияния подводящих проводов приводит к лучшему пониманию на-
34
блюдаемыхщереходных характеристик протяженных цепей импульс-
ных высоких напряжений, однако не решает все вопросы. Большое
число нерешенных проблем связано с ограничениями применимости
теории переходных процессов в цепях, поскольку условия для исполь-
зования теории — поперечные размеры и длина системы проводников
должны быть меньше четверти длины волны — часто не выполняются.
В то же время для решения проблем с помощью теории поля не могут
быть точно заданы напряженности электрического и магнитного полей,
так как их возмущения распространяются в форме сферических волн,
а длины проводников слишком малы (по сравнению с поперечными раз-
мерами системы), для того чтобы образовался фронт волны, по край-
Рлс. 29. Схемы делителя напряжения с подводящим проводом:
а — провод представлен своей индуктивностью L и сопротивлением /?0; б — провод представ-
лен линией с распределенными параметрами с волновым сопротивлением Zc и временем про-
бега волны т; Ui(i) — регистрир}емое напряжение, u'i(t) — напряжение на входе делителя;
z/2(0 — напряжение на выходе делителя
ней мере в пространстве между проводниками. Поэтому в многочислен-
ных недавно опубликованных работах делаются попытки определить
напряжения и токи непосредственно из электромагнитного поля, из-
меняющегося в пространстве и времени и вызванного ступенчатым
возбуждением [705—710]. Так как рассмотрение переходных электро-
магнитных полей в настоящее время находится в начальной стадии,
эти работы не будем анализировать подробнее.
На стороне низкого напряжения подводящие провода пытаются
сделать предельно короткими или обойтись без них. Этого можно до-
стигнуть специальным пространственным расположением всего уст-
ройства, причем должна быть гарантия того, что передаточные харак-
теристики делителя не зависят от окружающих предметов.
Для соединения генератора с делителем и объектом испытания на
стороне заземления используют широкие полосы из меди или латуни
[53, 55]. При измерениях в электрофизической аппаратуре в наносе-
кундной области часто неизбежным становится коаксиальное присое-
динение.
При дальнейшем рассмотрении делитель напряжения вместе с его
соединительными проводниками будем считать четырехполюсником
[691—693], входное напряжение которого (/) приложено между со-
единительным проводом и землей, а выходное и2 (/) снимается с выво-
дов делителя [52, 53, 56, 61]. Не будем учитывать обратное действие
делителя на источник напряжения, хотя он часто совместно с генера-
тором используется при формировании импульса. Напряжение, при-
ложенное к объекту, будем считать заданным (см. также §2.7).
2* 35
Передаточные свойства системы для измерений импульсных на-
пряжений могут быть определены экспериментально либо расчетным
путем с привлечением методов системного анализа. Экспериментальное
определение проводится при высоких частотах и сравнительно низком
напряжении. При обобщении полученных результатов предполагает-
ся, что при дальнейшей работе устройства при высоком напряжении
сохраняется строгая линейность характеристик элементов измери-
тельной системы. Однако это во многих случаях не является очевид-
ным. Например, могут возникнуть коронный разряд, частичные раз
ряды, зависящие от значения приложенного напряжения, термические
эффекты, в той или иной мере вызывающие нелинейности характери-
стик элементов устройства. Выбор материалов с малыми температур-
ными коэффициентами и соответствующая конструкция на высоком на-
пряжении, гарантирующая отсутствие искрения при номинальном на-
пряжении, делают эту проблему второстепенной.
Рассмотрение передаточных характеристик предполагает, что ис-
кажение наблюдаемой на экране осциллограммы относительно идеаль-
ного импульса обусловлено делителем и его соединительными провода-
ми, а не токами в оболочках кабеля или другими помехами (см. п. 1.5).
2.1.1. Определение передаточных характеристик
путем измерения частотных характеристик
Передаточные характеристики линейной системы часто опреде-
ляются в стационарном режиме. Сначала ко входу системы приклады-
вают синусоидальное напряжение (Z) = sin (со^-ф срф и опреде-
ляют амплитуду и фазу выходного напряжения в установившемся ре-
жиме и2 (Z) = U2 sin (со^ + ф2). (Рекомендации по практическому
осуществлению этого способа применительно к делителям импульсных
напряжений даны в [56, 65, 66].)
Отношение комплексной амплитуды U2 = U2 exp (/<р2) выходного
напряжения и2 (Z) к комплексной амплитуде (j± = exp (/cpi) вход-
ного напряжения (/) называют коэффициентом передачи А (/со)
системы [63]:
A (ja) = U2/U1 = А ехр [/ (ф2 — фх)].
Абсолютное значение" коэффициента передачи | A (ja) | = А (со)
называют амплитудной характеристикой, а ср (со) = ср2 (со) — чд (со) = -
= arg А (/со) — фазовой характеристикой системы.
Коэффициент передачи представляет собой отношение комплексных
мгновенных значений выходного и входного напряжений или отноше-
ние комплексных амплитуд, так как в числителе и знаменателе содер-
жится сокращаемый член exp (fot):
А (/со) = ехр ехр = У*.
^1 ехр (/<рх) ехр (/со/) ’
3G
Величина, обратная амплитудной характеристике делителя на-
пряжения и трансформаторов напряжения, часто обозначается как
коэффициент деления пли передаточное отношение:
1М (со) - К (со).
Использование этого понятия, с которым обычно связано числен-
ное отношение, например 1000 : 1, возможно только при определенной
частоте, когда речь идет об отношении двух переменных напряжений
одной и той же частоты или двух постоянных напряжений (f = 0).
Оно может использоваться и в диапазоне частот, если коэффициент
передачи или не зависит от частоты (например, чисто омический дели-
тель), или не зависит от частоты в области, где лежат спектральные со-
ставляющие измеряемого сигнала. Что касается использования вре-
менной зависимости передаточного отношения вместо частотной, то
такой прием противоречит элементарным понятиям теории системного
анализа и его следует избегать при любых обстоятельствах.
Передаточное отношение измерительного устройства в наиболее
широком диапазоне частот называют номинальным. Если этот диапазон
начинается с f = 0, то говорят о передаточном отношении постоянного
напряжения 7<0:
Если известно передаточное отношение системы для синусоидаль-
ных напряжений, то с помощью интеграла Фурье [67] можно опреде-
лить выходное напряжение и2 (0 системы для несинусоидального и
непериодического сигналов на входе (t).
Сначала разлагают входное напряжение uL (/) па гармоники с по-
мощью интеграла Фурье:
оо
Fx (/«>) = J «1(т)ехр(—
1— — оо
при этом целесообразно переменную интегрирования обозначить че-
рез т, чтобы отличать ее от t. Умножение спектральной функции F1 (/со)
входного напряжения ц3 (/) на коэффициент передачи А (/со) системы
дает спектральную функцию F2 (jay) выходного напряжения и2 (0:
^2 О) = А (/со) F±
Искомая временная зависимость выходного напряжения и2 (/)
находится обратным преобразованием спектральной функции во вре-
менную область:
оо оо
f 77Л/®)ехр(/со/)Ло= Л- J
(0=—оо (0 =—оо
За исключением элементарных случаев решение находится путем
представления интеграла Фурье в дискретной форме на вычислитель-
ных машинах, причем само решение проводится с помощью так назы-
ваемого быстрого преобразования Фурье [677, 711].
В рамках теории системного анализа передаточное отношение при-
обретает широкое значение. Если заменить /со комплексной перемен-
37
Мой р = 6 + /о), то можно получить операторный коэффициент пере-
дачи А (р), который описывает соотношение преобразованных по Лап-
ласу выходного и входного напряжений системы при любом несинусо-
идальном возбуждении:
А (п) —
ЧМО} ” ^(Р)‘
При линейных элементах системы А (р) можно определить мето-
дом комплексных переменных, обычным для решения цепей перемен-
ного тока.
Экспериментальное определение фазовой характеристики сопря-
жено с большими трудностями из-за большой разности входного и вы-
ходного напряжений. Однако в большинстве случаев не требуется из-
мерение этой характеристики. Схемы с делителями напряжения пред-
ставляют собой, за редким исключением, так называемые системы с
минимальной фазой [52, 61]. Особенностью этих систем является то,
что затухание и фаза однозначно связаны между собой (фаза есть транс-
форманта затухания по Гильберту).
На практике расчет фазовой характеристики производится графи-
чески с использованием интеграла Боде [68, 69]. Однако определение
фазовой характеристики по затуханию дает правильные результаты
только в том случае, если схема с делителем напряжения является си-
стемой с минимальной фазой. Это означает, что ее фаза минимальна
по сравнению со всеми другими системами, имеющими одинаковый ход
амплитудных характеристик. Это можно легко проверить. Из схемы
замещения делителя с соединительными проводами определяется опе-
раторный коэффициент передачи в форме дробной рациональной
функции с действительными коэффициентами [63, 64, 70]:
А (р) = Z (p)/N (р).
Операторный коэффициент передачи А (р) описывает схему из
сосредоточенных линейных элементов, если N (р) представляет собой
полином Гурвица, т. е. действительная часть корней N (р) располо-
жена в левой части р-полуплоскости, и при этом гарантируется, что
степень полинома знаменателя не превышает степени полинома чис-
лителя. Чтобы А (р) являлось системной функцией цепи с минималь-
ной фазой, корни числителя должны лежать в пределах левой р-по-
луплоскости или на ее краю. Схемы с делителем напряжения обычно
являются схемами с ответвлениями, которые, как известно из теории
цепей, имеют минимальную фазу. В сомнительных случаях корни
числителя и знаменателя могут быть определены простейшим способом
отыскания корней на вычислительной машине.
Определение передаточных характеристик делителя напряжения
путем измерения частотных характеристик дает хорошее представление
о свойствах измерительного устройства [79, 80]. Однако в настоящее
время предпочитают требующую гораздо меньшего времени калибров-
ку и проверку поведения измерительного устройства при воздействии
прямоугольного импульса.
38
2.1.2. Определение передаточных характеристик
путем измерения реакции на прямоугольный импульс
Определение передаточных свойств линейной системы однократ-
ным или многократным включением пришло вместо снятия частотной
характеристики во многих областях [81—83, 697, 699]. Если подать
постоянное напряжение (70 в момент t = 0 на схему, то напряжение
на входе можно представить как
«1 (0 = и0о (О,
где а (/) — единичное напряжение, причем
... ( 0 при t <0;
о(/)= г
( 1 при t > 0.
Входное напряжение вызывает появление на выходе схемы на-
пряжения и2 (0 так называемую реакцию на прямоугольный импульс.
Если реакцию отнести к воздействующему напряжению [/0, то полу-
чают безразмерную функцию, или реакцию на единичный прямоуголь-
ный импульс:
h (/) - и2
Она не зависит от значения входного напряжения. При рассмо-
трении передаточных свойств делителей импульсных напряжений ока-
зывается целесообразным использовать коэффициент деления постоян-
ного напряжения 7<0 = UQIU2 и определить реакцию на единичный
прямоугольный импульс с учетом коэффициента деления:
g (0 = h (t) К. = и2 (/) К0/и0.
Часто h (/) называют переходной функцией или временной харак-
теристикой системы [64, 144]. Временная характеристика h (t) и ха-
рактеристика А (р) связаны между собой уравнением
А (р) = pL {h(t)},
А (р) = h (+ 0) + f h' (т) exp (— дт) ch/г (+ 0) 4~L {h' (/)}.
6
Если h (/) представляется в простой аналитической форме, можно
легко определить с помощью преобразования Лапласа напряжение
на выходе делителя и2 (/) при любом аналитически описываемом входном
напряжении и± (t) [64, 71, 72]. Рассчитывают преобразованные по
Лапласу входное напряжение и реакцию, получают выходное напря-
жение в области изображения
У2 (р) = Ui (р) А (р) = U, (р) pL {/г (/)}.
Выходное напряжение во временной области и2 (t) получается пу-
тем обратного преобразования правой части приведенного уравнения
по известным правилам:
U2 (/) = L-i {U2 (р)}.
39
Во многих случаях h (/) представлено не в аналитической форме,
а в графической (в виде осциллограммы), при этом выходное напряже-
ние и2 (/) может быть определено с помощью интеграла Дюамеля как
реакция на входной сигнал иг (7) любой формы [84, 86, 87]:
т = t
u2(t) = (Ч-0)Л(/) + J u'i^—т)/г(т)йт,
0
или
x==t
u2(O = ui(OM + o) + J W (r)d-r.
r = 0
Решение интеграла производится графически или численным спо-
собом [63, 66, 85].
Для аналитического описания выбирают такую форму, которая
приводит к наиболее простому интегралу. Оба приведенных уравнения
могут быть записаны и в других формах, когда приняты замены
t — т х, а х опять обозначено через т.
2.1.3. Импульсные генераторы в схемах измерения
реакции на прямоугольный импульс
Для измерения рассмотренной выше реакции на прямоугольный
импульс необходимы импульсы напряжения:
«1 (0 = (t),
где
<7W^(0 "ри /<0;
[ 1 при t > 0.
Так как интересны передаточные свойства делителя в области
высоких частот (исключение составляют емкостные делители), то при-
меняют почти всегда периодические прямоугольные импульсы благода-
ря простоте их получения и работы с ними. Длительность импульса
должна быть такой, чтобы переходный процесс за время импульса
достигал установившегося значения. Физически невозможно получить
скачки напряжения с бесконечной крутизной. Однако оказывается до-
статочной длительность фронта, меньшая по сравнению с собственны-
ми временами исследуемой системы. Если к системе с собственным вре-
менем нарастания реакции на прямоугольный импульс Та2 приложить
импульс напряжения со временем нарастания 7’01, то при условиях,
оговоренных ниже, время нарастания выходного импульса рассчиты-
вается по формуле
Для отношения Та1!Та2 = 1/5 измеренное То3 отличается на 0,02
от времени, которое было бы измерено при идеальном скачке входного
напряжения. Отклонение на 2% в рамках требуемой точности измере-
ний пренебрежимо мало. Следовательно, сигнал для измерений имеет
40
достаточную крутизну, если время его нарастания приблизительно в
5 раз меньше измеряемого времени нарастания реакции на прямоуголь-
ный импульс.
На рис. 30 приведена принципиальная схема генератора импульсов
напряжения со временем нарастания приблизительно 10~9 с и макси-
мальным значением 100 В. Преимуществом схемы является то, что при
быстрых процессах генератор обладает конечным внутренним сопро-
тивлением Rit поскольку при высоких частотах сопротивление 1/соСп
конденсатора Сп пренебрежимо мало по сравнению с Rt. Это особенно
важно, если нельзя пренебрегать волновыми процессами в объекте
и соединительных проводах. При согласованном присоединенном кабе-
ле Zc = Ri максимальное значение импульса уменьшается вдвое, что
Рис. 30. Генератор испытательных прямо-
угольных импульсов с максимальным зна-
чением напряжения 100 В и возможным
временем нарастания импульса Га<1 нс
Рис. 31. Выходное напряжение генератора,
изображенного на рис. 30, в зависимости
от значения нагрузочного сопротивления:
а — 7?н мало; б — Ли оптимально; в — Ru велико
дает еще одно преимущество: внутреннее сопротивление источника на-
пряжения со стороны испытуемого объекта уменьшается вдвое и по-
этому генератор менее чувствителен к емкостной нагрузке.
Конденсатор Сп заряжается от источника постоянного напряжения
любой полярности через потенциометр и зарядное сопротивление R.
При замыкании контактов реле Р, питаемого периодическим перемен-
ным напряжением, конденсатор разряжается на внутреннее сопротив-
ление Rt, разрядное сопротивление Rp и нагрузку Zn, состоящую из
сопротивления 7?н и емкости Сн. Если исследуемый делитель подсоеди-
нен непосредственно к генератору, то целесообразно сопротивление
Ri выбрать таким малым, чтобы при присоединении нагрузки не из-
менялась форма выходного напряжения. В то же время это сопротив-
ление должно оставаться достаточно большим, чтобы обеспечивать
апериодический ток в контуре с последовательно соединенными Сп,
Сн и индуктивностью соединительных проводов.
При измерениях реакции на прямоугольный импульс в технике
высоких напряжений Rt должно быть равно нулю, а необходимое за-
тухание в контуре присоединения делителя обеспечивается специально
включаемым сопротивлением [664, 665].
На рис. 31 изображено выходное напряжение генератора при ем-
костной нагрузке и различных внутренних сопротивлениях Ri. Если
41
Рис. 32. Герконовое реле со смоченными ртутью контактами (фирма
Clare)
о
внутреннее сопротивление мало, напряжение имеет ко-
лебательную форму. При больших внутренних сопротив-
лениях сглаживается фронт импульса.
Сглаживание фронта импульса можно рассчитать при
малых емкостях по времени нарастания Та цепочки RC:
Та - 2,27?fCH.
Чтобы реализовать малое значение внутреннего сопро-
тивления генератора, необходимо до минимума уменьшить
индуктивность контура разряда конденсатора Сп. Это до-
стигается использованием малоиндуктивного конденсатора
с емкостью Сп, который целесообразно собрать из парал-
лельно включенных нескольких дисковых конденсаторов,
по возможности коаксиальным выполнением всего устрой-
ства. Следует иметь в виду, что обычные контакторы и
реле с механическими контактами имеют довольно
сильную вибрацию контактов и поэтому непригодны
для требуемых коротких времен коммутации. Ртутные
коммутаторы или герконовые реле со смоченными ртутью кон-
тактами работают без вибраций контактов. На рис. 32 показана
конструкция герконового реле со смоченными ртутью контактами.
Подвижные контакты закреплены на стержнях из магнитного материа-
ла. Обратным магнитопроводом служит наружный сердечник реле.
Если через обмотку возбуждения сердечника протекает переменный
ток, то под действием сил магнитного поля стержни с закрепленными
на них контактами вибрируют с двойной частотой приложенного на-
пряжения.
При сниженных требованиях к выходному импульсу можно исполь-
зовать в качестве коммутатора полевые транзисторы вместо ртутных
коммутаторов.
При наличии нагрузки ZH и разрядного резистора идеального пря-
моугольного импульса не получается. При х.х. генератора после сра-
батывания реле, если пренебречь влиянием источника зарядного на-
пряжения, получается напряжение на выходе
и (/) = Uо exp (— tlRpCnY
В зависимости от нагрузки и разрядного сопротивления полу-
чается спад импульса с разной крутизной. Однако почти всегда на
практике реакция на прямоугольный импульс достигает своего уста-
новившегося значения, прежде чем выходное напряжение успеет сни-
зиться на доли процента.
При более подробном рассмотрении схемы с подсоединенной на-
грузкой ZH можно обнаружить ее идентичность с используемыми в
технике высоких напряжений разрядными цепями генераторов им-
пульсных напряжений. Емкость Сп соответствует ударной емкости,
внутреннее сопротивление — демпферному, реле — искровому проме-
42
жутку, a Rp, RH и Сн—разрядным сопротивлениям и нагрузке одно-
ступенчатого генератора импульсных напряжений. Прямоугольный
импульс без спада напряжения может быть получен по схеме на рис. 33.
Она отличается от схемы на рис. 30 тем, что конденсатор Сп заменен
коаксиальным кабелем [88]. Генератор выдает импульс без отражений,
если нагрузка равна волновому сопротивлению кабеля. При нагрузке
с сопротивлением, отличающимся от волнового, становятся заметны-
ми отражения спустя время, равное двойному времени пробега волны
по кабелю, которые, однако, в нашем случае не играют роли.
После срабатывания реле на выходе генератора возникает прямо-
угольный импульс напряжения с максимальным значением 1/0/2 и
длительностью, равной двойному времени пробега волны по кабелю.
Регулирование длительности импульса можно осуществить, используя
Рис. 33. Генератор импульсов на напря-
жение 500 Вис временем нарастания
импульса Га<1 нс:
1 потенциометр для регулирования выход-
ного напряжения; 2 — зарядный резистор; 3 —
заряжаемый кабель
Рис. 34. Схема для измерения ре-
акции на прямоугольный импульс
высокоомных делителей и измери-
тельных схем
кабели разной длины. Заряженный кабель действует так же, как и ис-
точник напряжения с внутренним сопротивлением Z с. При замыкании
контактов реле этот источник нагружается сопротивлением Z с, по-
этому напряжение на выходе генератора снижается вдвое. Подобные
генераторы строятся также и на высокие напряжения [50].
При испытуемых объектах с высоким сопротивлением (делители на-
пряжения обычно представляют собой именно такие объекты) можно
также использовать схему, приведенную на рис. 34 [65, 66].
Прямоугольный импульс напряжения создается после шунтирова-
ния коммутатором R большого сопротивления 7?в, находящегося под
постоянным напряжением. Здесь для этой цели используется ртут-
ный коммутатор. При измерениях реакции на прямоугольный импульс
измерительных контуров высокого напряжения с большими размерами
обычно используются модификации измерительной системы, в которой
генератор прямоугольных импульсов помещается в разрыв вертикаль-
ного провода (рис. 35).
По измеренной реакции модифицированной схемы, используя реко-
мендации [665], можно перейти к реакции немодифицированной (ре-
альной) схемы.
Большинство трудностей, связанных с модификацией, можно
обойти, используя генератор прямоугольных импульсов, распределен-
43
ный но высоте (рис. 36). Этот генератор позволяет определить реакцию
на прямоугольный импульс реальной системы и лучше приблизиться
к условиям работы измерительного контура при измерениях. В то
время как при обычном генераторе прямоугольных импульсов сигнал
поступает по проводам и в виде излучения в различные моменты вре-
мени на испытуемый делитель, то при распределенном обе составляю-
щие поступают одновременно. Пренебрегая краевым эффектом, можно
считать, что сферические волны от отдельных источников образуют
цилиндрическую волну. При проведенных с помощью такого генера-
Рпс. 35. Модификации
измерительной системы
высокого напряжения
для измерения реакции
на прямоугольный им-
пульс с помощью обыч-
ного генератора прямо-
угольных импульсов
тора измерениях реакции на прямоугольный импульс снимаются проб-
лемы, возникающие при применении обычного генератора. Хорошее
согласование экспериментально определенной реакции с рассчитанной
не является неожиданным, так как только использование генератора
с распределенными источниками является действительной предпосыл-
кой применимости теории переходных процессов с наиболее полным
учетом проявления электромагнитных и электрических полей.
Генератор с распределенными параметрами представляет собой
изоляционную трубу, в которой смонтировано несколько последова-
Рис. 36. Измерение ре-
акции на прямоуголь-
ный импульс системы с
распределенным по вы-
соте генератором прямо-
угольных импульсов
хелыю соединенных транзисторных генераторов, запускаемых син-
хронно через световоды одинаковой длины. Применение полевых тран-
зисторов позволяет генерировать на каждой ступени напряжение
50 В с временем нарастания менее 5 нс (рис. 37).
Чтобы определить линейность измерительного устройства, жела-
тельно проверить реакцию на прямоугольный импульс при высоком
напряжении. При этом, как правило, используют срезы высокого
напряжения, получаемые при пробое газовых промежутков под дав-
лением или в масле [50, 51, 89—92, 94, 136, 147- 1491. В соответствии
с искровым законом Теплера [92] время формирования разряда обрат-
но пропорционально напряженности электрического поля. Поэтому
промежутки в газе под давлением при заданном расстоянии между
электродами позволяют получить малое время коммутации. Этого мож-
но достигнуть и без применения высоких давлений. Так, Аснер [65]
создал импульсный генератор на напряжение 100 кВ с временем нара-
стания импульса 5 нс с обостряющим промежутком (рис. 38). В нем
пусковой искровой промежуток работает при нормальном давлении
воздуха. Коммутатор выполнен в виде трехэлектродного управляемого
промежутка ИУП. При приложении пускового напряжения на сред-
ний электрод происходит срабатывание коммутатора. Во время воз-
никающего при этом среза напряжения происходит пробой обостряю-
щего промежутка ОП в масле с большим перенапряжением и на вы-
ходе генератора получается импульс с большой крутизной.
Рис. 37. Генератор прямоугольных импульсов с распределенными источниками
для измерения реакции на прямоугольный импульс систем, имеющих большие
размеры (кафедра техники высоких напряжений университета г. Карлсруэ) :
а — общий вид; б — схема; 1 — входной триггер; 2— триггер Шмитта; 3 — транзисторный ге-
нератор прямоугольных импульсов
В [95] описан импульсный генератор на напряжение 100 кВ со вре-
менем нарастания импульса 0,1 нс. Малое время нарастания достигну-
то за счет последовательного включения второго промежутка, работаю-
щего под давлением. Промежуток под давлением пробивается при пере-
напряжении, возникающем в результате статистического запаздывания
разряда, и поэтому срез напряжения происходит за короткое время.
Очень хорошим решением могут быть генераторы с коммутатором —
водородным тиратроном [18, 145, 146, 150]. Частота коммутаций до
10 кГц и высокие выдерживаемые напряжения позволяют обойтись без
ртутного коммутатора. Время нарастания составляет несколько нано-
секунд, при этом минимальное время нарастания определяется не столь-
ко скоростью формирования разряда в тиратроне, сколько индуктив-
ностью коммутатора и проводов внешнего разрядного контура.
45
При измерениях передаточных характеристик делителя при высо-
ком напряжении, безусловно, должна отсутствовать корона па подво-
дящих проводах. Как было показано в [135, 549], коронирование под-
водящих проводов приводит к сглаживанию фронта испытательного
Рис. 38. Генератор прямоугольных
импульсов высокого напряжения с
обостряющим промежутком [65]:
Ri, R2 — сопротивление демпфирующего и
защитного резисторов; R , R4 — сопротив-
ления резисторов для формирования фор-
мы импульса
импульса аналогично затуханию волн в коронирующей линии. Сгла-
женный фронт импульса приводит к завышению времени реакции на
прямоугольный импульс и тем самым усугубляет проблему помех, вы-
званных подводящими проводами.
2.1.4. Время нарастания и время реакции на прямоугольный
импульс
Качество измерительной системы оценивают в первую очередь ее
полосой пропускания В, временем нарастания Та, а в технике высоких
напряжений — также временем реакции на прямоугольный импульс
Тр. Понятие времени нарастания дается в импульсной технике [21,
85, 96, 137]. Под временем нарастания импульса напряжения или тока
понимают время, в течение которого рассматриваемая величина воз-
растает от 0,1 до 0,9 максимального значения (рис. 39). Однако под вре-
менем нарастания в передающей системе, а также, например, в осцилло-
графе, принято считать время, за которое выходной сигнал достигнет
определенного процента установившегося значения при подаче на вход
системы или осциллографа идеального прямоугольного импульса.
Аналогично определяется и время спада срезанного импульса.
Следует отметить, что время нарастания и время спада одной и той
же системы, например осциллографа с усилителем, не обязательно
должны быть равны друг другу. Иногда в качестве времени нарастания
принимают время между моментами, соответствующими 0,01 и 0,99
установившегося значения импульса, а в некоторых случаях •— 0,3
и 0,9 установившегося значения. Однако такое определение не нашло
широкого распространения. Наконец, существует еще понятие дли-
тельности фронта Тф в соответствии с Рекомендациями ЛАЭК [97, 98,
591], которое принято при испытаниях изоляции электротехнических
установок высокого напряжения (рис. 40). Однако оно может быть ис-
пользовано не столько при описании передаточных свойств характе-
ристик приборов, сколько при испытаниях.
До введения понятия времени нарастания было принято характе-
ризовать качество делителя постоянной времени. Малая постоянная
времени соответствовала более высокой граничной частоте полосы про-
пускания. Между временем нарастания Та и постоянной времени т
46
при экспоненциальном сигнале существует четкая взаимосвязь. Если
на вход цепочки RC (рис. 41) подать прямоугольный импульс напряже-
ния (/) = UQo(i), то выходное напряжение возрастет по экспоненте
(рис. 42). Время нарастания для цепочки RC [для выходного напряже-
ния н2 (01 рассчитывается [21, 96] по формуле
Та = 2,27?С - 2,2т.
Рис. 39. Определение времени на-
растания Га импульса напряжения
Рис. 40. Определение длительности
фронта Гф грозового импульса
Постоянную времени т можно
мент времени, равный нулю, или
определить по производной в мо-
через интеграл:
т = А = [ [1 — h (/)] dt = J exp (—/Ж) dt.
о о
Величина А равна заштрихованной на рис. 42 площади. Определе-
ние т по производной в момент времени, равный нулю, теряет смысл
Рис. 41. 7?С-цепочка для объяснения
связи между временем нарастания
Та и постоянной времени x=RC
Рис. 42. Два возможных способа оп-
ределения постоянной времени реак-
ции на прямоугольный импульс
при колебательном процессе. В технике высоких напряжений уст-
ройства обычно имеют большие размеры и из-за индуктивностей про-
водов и паразитных емкостей на экспоненциально изменяющееся на-
пряжение обычно накладываются достаточно четко выраженные ко-
лебания. Чтобы определить постоянную времени и в этих случаях, вво-
дится понятие времени реакции [98, 99] (рис. 43). Это время пред-
ставляет собой площадь, заключенную между кривой реакции на еди-
ничный прямоугольный импульс g (t), осью ординат и прямой, прове-
47
денной параллельно оси абсцисс через единичное значение [определе
ние g (/) дано в пп. 2.1.2J:
Д = J11 - g (/)] dt = 1\ - Т2 + Т3 - Т<...
О
В технической литературе встречается также обозначение этого вре-
мени как обычной постоянной времени или как постоянной искажения
[99, 551]. Время реакции используется для оценки амплитудных по-
грешностей при измерениях косоугольных импульсов (см. пп. 2.1.5).
Целесообразно ввести понятие времени успокоения Тх, в течение
которого реакция достигает установившегося единого значения с не-
которым определенным допуском. При заданном времени реакции
Рис. 43. Определение времени реак-
ции на прямоугольный импульс
Рис. 44. Определение максимального
значения колебательной реакции па
прямоугольный импульс
можно сделать выводы о передаточных свойствах делителя, если одно-
временно известна форма реакции или по крайней мере значение вы-
броса (рис. 44). Площади Т2 и 7\ нетрудно сделать одинаковыми для
компенсированных омических или демпфированных емкостных дели-
телей. Без особых трудностей можно сделать Т2> Тъ что будет со-
ответствовать отрицательному времени реакции. Это подтверждает,
что одно время реакции не может быть критерием оценки качества де-
лителя [584, 585].
Более полно делитель напряжения характеризуется временем на-
растания Та.
Определение времени нарастания сохраняет тот же смысл, если
выбросы не превышают 5%. Однако для делителей напряжения часто
допустимы и гораздо большие выбросы. В этом случае также более
предпочтительно использовать время нарастания Та, а не время реак-
ции Тр [3, 85]. Время нарастания сразу дает экспериментатору нагляд-
ное представление о пригодности делителя для различных измерений.
Оно позволяет оценить степень сглаживания фронта импульса
(см. пп. 2.1.6), а также времена нарастания собственно делителя и
осциллографа.
Время нарастания в системе, состоящей из п элементов, не влияю-
щих друг на друга, представляет собой геометрическую сумму времен
нарастания элементов [21, 96, 100]:
44
Соответственно можно вычислить действительное время нараста-
ния Та прямоугольного импульса с конечной крутизной по измеренному
на осциллограмме времени нарастанияАТиз:
•2
из * ОС,
где Тос — время нарастания осциллографа.
Точность такого расчета резко снижается, если время нараста-
ния сигнала становится меньше времени нарастания осциллографа.
Например, погрешность может достигать 100% при следующих отно-
шениях T0JTa и погрешностях отсчета:
Тъе1Та..........................
Погрешность отсчета, %..........
2 3 4 5
11 5 3 2
ДБь
Рис. 45. Амплитудно-частотная
характеристика со спадом Га-
усса
Геометрическое сложение можно выполнять, строго говоря, лишь
для гауссовских систем с выбросами менее 5%. Например, оно не го-
дится при передаче импульсов с крутым фронтом по коаксиальному
кабелю с выраженным поверхностным эффектом. Под гауссовыми си-
стемами понимают совокупность отдель-
ных элементов передачи сигнала, зату-
хание в которых на границе полосы
пропускания в области высоких частот
описывается гауссовой кривой ошибок,
т. е. оно растет пропорционально квад-
рату частоты. Например, при увеличе-
нии частоты вдвое — от 30 до 60 МГц—
затухание изменяется от — 3 до
— 12 дБ (рис. 45).
Несмотря на то что при конечном числе членов нельзя считать
систему гауссовой (критерий Релея—Винера), в большинстве случаев
ход затухания с достаточной точностью описывается гауссовой функ-
цией ошибок.
Приведенное выше уравнение геометрического сложения времен
нарастания вытекает из основной предельной теоремы вероятности
[96, 102, 103 , 634]. На этом же базируется связь между временем на-
растания и шириной полосы пропускания, определяемой затуханием
3 дБ. Для системы с хорошими передаточными характеристиками в
области низких частот и монотонным ходом характеристики в области
высоких частот без выбросов (гауссова система) время нарастания рас-
считывается по полосе пропускания В [100]:
Та = 0,35/В.
Это уравнение годится не для любых широкополосных усилителей,
а только для импульсных усилителей, передаточная функция которых
имеет такой же спад, как и у гауссовой кривой ошибок.
49
2.1.5. Определение погрешностей измерения максимального
значения срезанного на фронте импульса напряжения
Во время испытания трансформаторов высокого напряжения и за-
щитных разрядников возникает проблема измерения максимального
значения срезанного на фронте импульса (рис. 46). Вследствие недоста-
точно широкой полосы пропускания измерительной системы часто ре-
зультаты измерений оказываются заниженными.
Методами системного анализа в принципе возможно восстановить
действительный ход импульса по результатам измерений. Во времен-
ной области входное и выходное напряжения (t) и и2 (/) связаны
между собой дифференциальными уравнениями; в частотной области
[области изображений, иА (р) и и2 (р)1 -- через операторные соотно-
Рис. 46. Косоугольный импульс, возникающий при срабатывании срезающего
устройства или защитного разрядника (п), и ошибка б, появляющаяся при
ухудшении передаточных характеристик измерительной системы в области вы-
соких частот (идеализированное представление) (б)
шения, описывающие устройство. Теоретически возможно при извест-
ных параметрах элементов измерительной системы по искаженному
сигналу рассчитать первоначальный. Но измеренный сигнал представ-
ляет собой не аналитическую функцию, а осциллограмму, хотя ее и
можно с конечной точностью выразить аналитически. Это же относится
и к передаточным функциям системы, которые могут быть определены
по желанию, или расчетом отдельных элементов системы, или путем
измерения амплитудно-фазовых характеристик, или из реакции на
прямоугольный импульс. При первом способе параметры элементов
могут быть измерены приборами, однако вследствие природы этих
параметров (паразитные емкости, индуктивности) их определение ча-
сто оказывается лишь грубым приближением. При двух последних спо-
собах требуется использование методов аппроксимации. Если бы пере-
даточные функции системы можно было определить с любой степенью
точности из выходного сигнала, то оказалось бы возможным восстанов-
ление входного сигнала без потери информации (если пренебречь шума-
ми и внешними помехами). На практике точность определения переда-
точных функций по параметрам элементов измерительной системы или
из измеренной реакции на прямоугольный импульс оказывается недо-
статочной, поэтому точное восстановление сигнала невозможно. Оцен-
ки погрешностей при этом ограничены некоторыми нормированными
границами.
50
Дополнительная трудность возникает еще и потому, что скачок
напряжения создается между двумя выводами, расположенными на
некотором расстоянии друг от друга. Это требует модификации схемы
измерений, при которой измерительная цепь замыкается вертикаль-
ным проводом. Определяемая при этом реакция на прямоугольный
импульс не идентична реакции немодифицированной схемы и требует
дальнейшей корректировки. Модификация не нужна, если использует-
ся генератор прмоугольных импульсов с распределенными параметра-
ми (см. пп. 2.1.3).
Выше говорилось о точном определении выходного напряжения
измерительной системы при известном изменении во времени входного
напряжения. На практике определение погрешностей производится
в обратном порядке. По измеренной кривой выходного напряжения
отыскивается кривая изменения во времени воздействующего сигнала.
Так как возможности системного анализа и имеющихся в распоряже-
нии исследователя экспериментальных измерительных устройств
ограничены, то разработаны относительно простые способы оценок
погрешностей измерения косоугольных импульсов с помощью так
называемого времени реакции. Эти способы относятся к области испы-
таний изоляции высокого напряжения [664, 665, 696].
Если срезанный на фронте импульс описывается линейной функцией,
то ошибка, %, оценивается по выражению
s = (Тр/Тсноо,
где Тр— время реакции (см. пп. 2.1.4); Тс — время среза импульса.
Например, при времени среза 500 нс и времени реакции 50 нс по-
грешность составляет уже 10%.
В зависимости от формы реакции на прямоугольный импульс из-
мерения могут дать завышенные максимальные значения с погрешно-
стью, отличающейся от приведенной выше.
При рассмотрении соотношений между погрешностью измерения
максимального значения, временем среза и временем реакции, а так-
же при анализе пригодности применения этих соотношений исходят из
следующего. Если к измерительной системе приложено линейно нара-
стающее напряжение с крутизной а
t
(/) = at — a f dr,
о
то выходное напряжение рассчитывается с помощью интеграла Дюаме-
ля (см. пп. 2.1.2):
t t
u2(t) = a$h (/) dr = ~ J g (/) dr.
0 0
51
Различие между входным и выходным напряжением в любой мо-
мент времени
t t
Ан(/) = ^(/) —K0w2(/) = a f dr—a J g(r)dr;
о о
t
ku(t) = a^ [1—g (т)] dr.
о
Спустя время успокоения 7\сп (см. пп. 2.1.4), когда входное и вы-
ходное напряжения имеют одинаковую крутизну, погрешность полу-
чает постоянное значение:
Д и = Д и (Т„п) = bU (со) = a J [ 1 -g(т)] dr.
О
Нетрудно видеть, что в это выражение входит данное в пп. 2.1.4
определение времени реакции, и ошибка может быть выражена в виде
\U = аТр.
Если заменить крутизну а отношением (ТС)/7С, то можно по-
лучить уже упоминавшуюся зависящую от времени среза погрешность 6.
Так как погрешность А[/ не зависит от мгновенного значения ли-
нейно нарастающих входного и выходного напряжений системы, то
Рис. 47. Погрешность измерения
максимального значения напряже-
ния в системе с некоторым време-
нем пробега импульса
но неизвестна. Было бы более
для получения истинной погреш-
ности косоугольного импульса не-
обходимо стремиться, чтобы время
реакции всегда было меньше вре-
мени от начала импульса до инте-
ресующего момента времени и сдвиг
во времени т между входным и вы-
ходным сигналами был мал (рис. 47).
Погрешность At/' с учетом запазды-
вания At/' = а (Тр — т).
Линейность входного и выход-
ного напряжений нельзя проверить
непосредственно, так как форма им-
пульса входного напряжения обыч-
правильным требовать не линейность
напряжений, как это сделано в нормах, а соблюдения условия, чтобы
время успокоения реакции было меньше времени среза (Тс > Тусп).
Это условие равнозначно требованию линейности, однако его можно
просто проверить по реакции на прямоугольный импульс.
На практике определение погрешностей оказывается очень тяже-
лой задачей, так как, с одной стороны, входной сигнал может в боль-
шей степени отличаться от линейного, чем выходной, а с другой, ос-
тается проблематичным определение реакции на прямоугольный им-
пульс систем, имеющих большие размеры. Более подробное рассмо-
трение этих проблем можно найти в многочисленных публикациях,
например, в [60, 90, 664—671].
52
2.1.6. Обратное воздействие делителя напряжения
на источник высокого напряжения
От устройств измерения напряжений требуется, чтобы они не ока-
зывали влияния на источник напряжения, или, иначе говоря, измеряе-
мое напряжение не изменялось при присоединении измерительного
устройства. Это практически выполняется тогда, когда внутреннее
сопротивление измерительного устройства значительно больше, чем
внутреннее сопротивление источника. На схеме рис. 48 к источнику
напряжения с ЭДС (/) и внутренним сопротивлением Rt подключе-
на нагрузка, которая может представлять собой цепочку /?НС3, если
пренебречь индуктивностью соединительных проводов. Сопротивление
Рис. 48. Схема замещения для определе-
ния обратного влияния делителя напряже-
ния на источник импульсного напряжения с
внутренним сопротивлением Ri
Рис. 49. Влияние омического делителя на-
пряжения при R — Zc
7?н включает в себя последовательно соединенные сопротивления де-
лителя /Д и Т?2, а емкость С3 — продольную емкость делителя и ем-
кость относительно земли.
Для простоты анализа ограничимся рассмотрением источника с
ЭДС (0 = (Z) (см. пп. 2.1.3). Ясно, что при х. х. напряжение
на выводах источника равно ЭДС. В зависимости от абсолютного зна-
чения и фазы комплексной нагрузки Zn от источника отбирается ток,
при прохождении которого на внутреннем сопротивлении Rt возни-
кает зависимое от частоты падение напряжения и напряжение на вы-
водах источника уменьшается.
При измерениях характеристик делителя с помощью генератора
прямоугольных импульсов низкого напряжения с внутренним сопро-
тивлением около 50 Ом взаимным влиянием делителя и источника мож-
но пренебрегать. Трудности возникают лишь из-за емкости относитель-
но земли С3, которая при высоких частотах имеет значительную про-
водимость. Следствием этого может быть сравнительно большое паде-
ние напряжения на внутреннем сопротивлении Rt. Так как на фронте
и спаде импульсов напряжения доля высщих гармоник значительна,
53
времена нарастания и спада напряжения на выводах генератора могут
возрасти. Это изменение может быть просто рассчитано [21, 96]:
Та = 2^/С3.
Если это рассчитанное время нарастания приблизительно в 5 раз
меньше времени нарастания выходного напряжения при х. х., то де-
литель напряжения практически не влияет на источник напряжения.
Если же времена имеют соизмеримые значения, то взаимное влияние
может быть рассчитано геометрическим сложением или вычитанием
(см. пп. 2.1.4).
ля напряжения
Рис. 50. Влияние емкостного делите-
Рис. 51. Влияние омического экрани-
рованного делителя напряжения на
разрядную цепь генератора:
/ — генератор импульсных напряжений,
2 — делитель
В случае подключения делителя напряжения к линии с волновым
сопротивлением Zc (рис. 49) входное сопротивление линии, измерен-
ное со стороны делителя, равно Zc/2. При чисто омическом делителе
с полным сопротивлением R (его емкостями относительно земли пре-
небрегаем) соотношения между подающей преломленной f2 и отра-
женной gr волнами напряжений определяются с помощью следующих
соотношений:
'2 Z+R
ZCR \
Zc + R!
Z^\l[Zc + ^\ = f2Zc/2R.
Отражение, возникающее в точке Р, приводит в системе с малым
затуханием к искажению импульса, которые пренебрежимо малы, если
gi составляет 1—2% набегающей волны f19 т. е. делитель напряжения
имеет сопротивление около 10 кОм или более в случае косоугольной
волны и Zс — 300 4- 600 Ом.
Емкостный делитель сглаживает фронт (рис. 50).
Время нарастания проходящей за точку Р волны при прямоуголь-
ном импульсе определяется как
Та = 2,2ZcC72.
54
Аналогично можно рассмотреть и измерительные системы с волно-
выми свойствами [105, 597, 5981.
Используя приведенные данные, можно установить жесткость тре-
бований в отношении значения емкости С.
Рассмотрим еще один пример [97] влияния на источник омическо-
го экранированного делителя (рис. 51).
Форма выходного импульса генератора обеспечивается соответст-
вующим выбором параметров Cl, С2, RI, R2. Длительность фронта
Тф в первом приближении пропорциональна емкости нагрузки С2,
а длительность импульса — разрядному сопротивлению R2. При при-
соединении делителя напряжения суммарное разрядное сопротивление
уменьшается, а емкость нагрузки увеличивается. Процентное измене-
ние длительности импульса и его фронта легко оценить. Можно точно
рассчитать обратное действие емкостной и активной нагрузок на ге-
нератор, используя имеющиеся формулы, приводимые в [97, 106, 107,
588, 642].
Крутизна фронта нормированного грозового импульса не так уж
сильно изменяется при имеющих место на практике емкостях делите-
лей напряжения,так как сумма емкости на выходе генератора и объек-
та испытаний обычно превышает 1000 пкФ. Кроме того, действующие
в настоящее время нормы допускают отклонение длительности фронта
до 30%. Трудности возникают при генерировании импульсов с крутым
фронтом (с длительностью фронта около десятых долей микросекунды),
когда емкость нагрузки значительно меньше, и генератор оказывается
более чувствительным к емкостной нагрузке.
Делитель напряжения со сравнительно небольшим сопротивлением
(около нескольких килоом) сильно влияет на длительность импульса
7%, особенно в генераторах для получения коммутационных импуль-
сов длительностью более миллисекунды. Выход из этого положения —
увеличение ударной емкости генератора путем параллельного включе-
ния отдельных секций генератора импульсных напряжений. Эту воз-
можность следует предусматривать при разработке генераторов.
2.2. ОМИЧЕСКИЕ ДЕЛИТЕЛИ
2.2.1. Двухступенчатый смешанный делитель напряжения
с параллельным соединением элементов
без учета индуктивностей и распределенных емкостей
относительно земли
Омический делитель состоит из последовательно соединенных со-
противлений 7?! и Т?2, причем обычно сопротивление R2 значительно
меньше, чем 7?! (рис. 52). Под коэффициентом деления понимают от-
ношение воздействующего на делитель напряжения щ (/) к напряже-
нию, снимаемому с Т?2 и2 (I):
k = (t)!u2 (/) - (R. + RJ/R,.
На практике параллельно сопротивлению Т?2 включено входное
сопротивление измерительного прибора, и поэтому в зависимости от
55
Значения входного сопротивления коэффициент деления изменяется.
При измерениях крутых импульсов напряжения измеряемый сигнал
подается к осциллографу по кабелю, согласованному у осциллографа.
Подключение параллельно сопротивлению R2 волнового сопротивле-
ния Zc влияет на коэффициент деления во всем диапазоне частот
(см. § 1.4). В некоторых измерительных устройствах требуется соеди-
нение сопротивления R2 с осциллографом выполнять несогласованным
кабелем. Полное входное сопротивление осциллографа обычно пред-
ставляется в форме активного сопротивления, примерно равного
1 МОм, и емкости 10—50 пФ, соединенных параллельно. К ним добав-
ляется емкость измерительного кабеля, составляющая от 30 до 50 пФ/м.
Рис. 52. Омический делитель напря-
жения без учета распределенной ем-
кости относительно земли
Рис. 53. Смешанный делитель с па-
раллельным соединением элементов
В то время как влиянием входного сопротивления на коэффициент
деления почти всегда можно пренебречь, этого нельзя сказать в от-
ношении емкостной нагрузки при высоких частотах и несинусоидаль-
ных формах импульса. Следовательно, коэффициент деления зависит от
частоты. В случае синусоидального сигнала получается новый коэффи-
циент деления
[J Ш ~ СП)
1 2 7?г/(Ц-/(оР2Сп) ’
где Си—суммарная емкость, подключенная к сопротивлению /?2.
При несинусоидальных процессах величина, обратная коэффициен-
ту деления, равна комплексному коэффициенту передачи:
A (ja>) = U2I Ui = ^/(1+Ж2Си)
^ + ^2(1+/^2Си)
с помощью которого методами системного анализа можно рассчитать
выходное напряжение п2 (О (см- §2.1).
Чтобы облегчить эти расчеты, делитель компенсируют, т. е. вклю-
чают параллельно емкость С± (рис. 53). Этим самым процессы на
ступени высокого напряжения делителя (R19 при высоких частотах
аналогичны процессам на ступени низкого напряжения (Т?2, См).
Расчет выходного напряжения и2 (/) такого делителя напряжения
56
при прямоугольном импульсе на входе Uo дает реакцию на прямоуголь-
ный импульс в ненормированном виде:
и2 (/) = Uo - [ 1 +
+ М ^(Сх+Си)
ехр( — //т)
При t <z 0 конденсаторы разряжены и в первый момент представ-
ляют собой закоротки. Выходное напряжение быстро возрастает, как
и входное напряжение, до значения U2 (0), которое определяется ко-
эффициентом деления по емкостям:
и2 (0) = + Си).
Рис. 54. Передача прямоугольного
импульса смешанным делителем в
зависимости от степени компенсации
Рис. 55. Схема замещения делителя
напряжения с пробником
После достижения этого значения выходное напряжение экспонен-
циально стремится к величине, определяемой коэффициентом деления
по сопротивлениям:
и2 М = R2UM + r2).
Постоянная времени экспоненты изменения напряжения равна:
Т - (С. + Си) + Я2).
На рис. 54 показаны осциллограммы выходного напряжения сме-
шанного делителя при прямоугольном входном импульсе. В случае
рис. 54, а емкость С± взята слишком большой, делитель перекомпенси-
рован. В случае рис. 54, в емкость Сг слишком мала, делитель недо-
компенсирован. Идеальная компенсация будет иметь место, если
Этот случай отражен на рис. 54, б, при этом коэффи-
циент деления по емкостям совпадает с коэффициентом деления по со-
противлениям. Приведенное выше уравнение можно интерпретировать
и как равенство постоянных времени ступеней высокого и низкого на-
пряжений делителя:
RjCi R^Ch-
57
Если возвратиться к уравнению для выходного напряжения ком-
пенсированного делителя, то при = /?2СП исчезнет второй член
в квадратных скобках и выходное напряжение будет пропорционально
входному в любой момент времени.
Описанный выше принцип часто используется при конструировании
входных пробников осциллографов. При этом стремятся в пробнике
реализовать невысокий коэффициент деления и как можно большее
входное сопротивление. В обычных делителях с учетом волновых про-
цессов в кабеле входное сопротивление осциллографа выбирается в пре-
делах от 50 до 150 Ом. Пробники можно применять только в том слу-
чае, если не важны переходные процессы в соединительном кабеле,
т. е. 7?2 выбирается не по условию согласования кабеля. В этом случае
в качестве сопротивления R2 может служить сопротивление цепи сме-
Рис. 56. Пробник на напряжение
40 кВ с собственным временем на-
растания Га = 4нс (фирма Tektronix)
щения входной сетки первой лампы входа осциллографа. Оно зашунти’
ровано входной емкостью лампы и схемы. Эта емкость компенсируется
встроенным в пробник дополнительным конденсатором (рис. 55) ем-
костью Сг. В действительности эти соотношения несколько более слож-
ные, так как между выводами и сеткой первой лампы включаются пе-
реключающий аттенюатор, а в осциллографах с защитой входа от пере-
грузок — защитное устройство. Однако наличие этих элементов не
противоречит высказанным соображениям.
Так как соединительные провода между частью со стороны вы-
сокого напряжения пробника RT и частью со стороны низкого напря-
жения /?2, расположенной внутри осциллографа, представляют собой
линии с распределенными параметрами и не полностью согласованы
на концах, то при регистрации сигналов с малым временем нарастания
наблюдаются колебания [67, 105, 597, 598]. Для обеспечения затухания
этих колебаний используют проводники с сопротивлением от 10 до
100 Сх./м [676, 681]. Прочие искажения реакции на прямоугольный
импульс могут быть устранены путем включения на конце провода
схем компенсации [682, 562, 563].
При настройке делителей напряжения емкости С± и С2 оказываются
несколько другими по сравнению с расчетными, так как к ним добав-
ляются собственные емкости конструкции.
Пример практического выполнения пробника на напряжение 40 кВ
с временем нарастания 4 нс показан на рис. 56. Входное сопротивление
пробника составляет 100 МОм, емкость — 2,7 пФ.
58
2.2.2. Омический делитель с учетом распределенных емкостей
относительно земли
Распределенные емкости относительно земли. Приведенные выше
рассуждения справедливы, если резисторы R± и R2 имеют небольшие
геометрические размеры. Это соответствует делителям на сравнитель-
но невысокие напряжения. При выполнении омических делителей на
высокие напряжения линейные размеры резистора возрастают на-
столько, что необходимо учитывать их распределенные емкости отно-
сительно земли. Емкости вызывают более медленное достижение ре-
акцией на прямоугольный импульс установившегося значения. Вы-
сокоомные делители с большими размерами обладают, если не приняты
дополнительные меры, сравнительно большими временами нарастания
и реакции. Этот эффект легко объясним влиянием распределенной ем-
кости относительно земли. Схема замещения такого делителя приведена
на рис. 57. В схеме не учтены индуктивности элементов, что допустимо
в первом приближении, в зависимости от конструктивного выполнения
делителя и в определенной области частот. Более полная схема заме-
щения с учетом индуктивностей будет рассмотрена ниже.
Ступень высокого напряжения делителя 7?! представляют в виде
N последовательно соединенных сопротивлений R{ = RJN. Каждый
элемент имеет включенную параллельно R{ емкость С'р = CPN, где
Ср — продольная емкость всего делителя. Емкости каждого элемента
относительно земли C3 = CJN (здесь С3 — емкость всего делителя
относительно земли) обусловлены электрическими полями между каж-
дым элементом и находящимися под потенциалом земли предметами
(полом, стенами и приборами, имеющимися в лаборатории). Паразит-
ные емкости между отдельными элементами и элементов относительно
предметов, находящихся под высоким потенциалом, обычно малы и
здесь не учитываются. Их влияние учитывается в так называемых эк-
ранированных делителях (см. ниже).
Емкость относительно земли может быть рассчитана по уравнению,
применяемому для емкости на единицу длины вертикальных антенн
[144, 600]:
С<.уд = С3// = ^|-.
|П /3d
где Ind. — соответственно длина и диаметр делителя.
Емкость составляет обычно от 15 до 20 пФ/м. В действительности
емкость элементов, расположенных на вершине делителя, несколько
меньше, чем элементов в нижней части делителя. Однако, как следует
из результатов расчетов и экспериментов, без существенной погреш-
ности допустимо принимать емкости одинаковыми даже для делителя
высотой в несколько метров [79].
При включении делителя на напряжение все емкости будут заря-
жаться, при этом потребляемый от источника напряжения зарядный
ток будет уменьшаться по высоте делителя к его основанию. В резуль-
59
тате возникает нелинейное зависящее от частоты распределение напря-
жения вдоль делителя (рис. 58).
Распределение напряжения тем неравномерней, чем неблагоприят-
ней (т. е. меньше) отношение С^Сз- Если емкости относительно земли
заряжены, то распределение напряжения становится линейным в со-
ответствии со значениями сопротивлений элементов. Делитель дейст-
вует как многозвенный фильтр, который демпфирует ВЧ составляю-
щие входного напряжения, т. е. сглаживает фронт импульса.
Рис. 57. Схема замещения омического де-
лителя напряжения с распределенными ем-
костями относительно земли С'3, продоль-
ными емкостями С'р, сопротивлениями
Рис. 58. Распределение напряжения вдоль
омического делителя с распределенными
емкостями относительно земли в зависимо-
сти от отношения продольной и поперечной
емкостей Ср/С3
Реакция на прямоугольный импульс делителя с распределенны-
ми емкостями относительно земли и пренебрежимо малыми емкостями
Ср рассчитывается по уравнению для цепочечной схемы:
оо
g(/)=l+2 2 (-l)vexp(-//T),
V=1
где
т =
Этому уравнению соответствует показанная на рис. 59 реакция,
представляющая собой многократно наложенные друг на друга экс-
поненциальные функции.
Полагая одинаковыми времена реакции, можно заменить реакцию
на прямоугольный импульс системы с цепочечной схемой обычной
экспонентой с постоянной времени /?1С3/6. Такую постоянную времени
имеет простая схема замещения делителя (рис. 60), в которой сопротив-
ление разделено на две равные части и между ними включена ем-
кость, равная 2/3 емкости делителя относительно земли С3 [90]. В боль-
шинстве случаев для определения погрешностей омических делителей
используются эта схема замещения [58, 65, 124], а также другие (см.
ниже).
60
Высокоомные делители напряжения с большим коэффициентом де-
ления часто имеют реакцию на прямоугольный импульс, резко отли-
чающуюся от описанной выше (рис. 61). Такая реакция объясняется
влиянием продольных емкостей делителя С[. В этом случае также мож-
но рассчитать реакцию с помощью теории цепочечных схем [109, ПО].
В результате получается малонаглядное математическое выражение,
Рис. 59. Реакция на прямоугольный
импульс делителя напряжения с рас-
пределенными емкостями относитель-
но земли
Рис. 60. Упрощенная схема замеще-
ния омического делителя с распреде-
ленными емкостями относительно
земли
которое здесь не приводится, так как оно может быть легко выведено
из уравнений в § 2.4. Для практики важно дальнейшее развитие про-
стейшей схемы замещения делителя, в которую вводятся два сосредо-
точенных элемента 2С\ и емкость С2, включенная в плече низкого на-
пряжения делителя (рис. 62).
Рис. 61. Реакция омического делите-
ля напряжения на прямоугольный
импульс при распределенной емкости
относительно земли с учетом про-
дольной емкости
Рис. 62. Упрощенная схема замеще-
ния омического делителя с учетом
емкости относительно земли и про-
дольной емкости
Относительно соотношений емкостей 2С± и С2 и их влиянии при
t = 0 речь шла в пп. 2.2.1.
Чтобы снизить вредное влияние емкостей относительно земли при
регистрации быстро протекающих процессов, необходимо согласовать
емкостное распределение напряжения вдоль делителя с омическим, что
реализуется в смешанных емкостно-омических экранированных дели-
телях.
61
Рис. 63. Емкостно-омический смешанный делитель
фирмы Haefely на 2 МВ
В связи с этим следует упомянуть еще одну
возможность, при которой в процессе измере-
ния участвует весь зарядный ток делителя
благодаря размещению плеча низкого напря-
жения делителя не внизу делителя, а на его
вершине с последующей передачей измери-
тельного сигнала к осциллографу опто-
электронным путем [689].
Емкостно-омический смешанный делитель.
Как было показано выше, зарядный ток ем-
костей относительно земли вызывает неравно-
мерное зависимое от частоты распределение
напряжения вдоль делителя. Согласно [110]
можно снизить влияние токов зарядки пара-
зитных емкостей, увеличив продольную ем-
кость делителя С±. Для этого параллельно
резисторам в плече высокого напряжения
делителя включают дополнительные конден-
саторы. Очевидно, получаются идеальные пе-
редаточные характеристики делителя, если
СеС3 бесконечно велико. Однако такой дели-
тель неприменим из-за его сильного влияния
на источник напряжения. Как указано в [НО], можно считать вполне
достаточным, если это отношение более трех. При десятиступенчатом
делителе с емкостью С'3 = 10 нФ (общей емкостью относительно земли
100 пкФ) емкость С{ ступени должна быть более 3000 пкФ. Конденса-
торы высокого напряжения с такой емкостью обладают индуктивно-
стью, которой уже нельзя пренебрегать. Кроме того, область приме-
нения смешанных емкостно-омических делителей с большой емкостью
Сг ограничена из-за его сильного влияния на источник напряжения.
Само собой разумеется, что в смешанном делителе постоянные вре-
мени плеч высокого и низкого напряжений должны быть равны.
В отличие от описанного выше компенсированного делителя при зна-
чительной емкости высоковольтного плеча условие равенства постоян-
ных времени приводит к большим значениям (несколько микрофарад)
емкости плеча низкого напряжения [111].
Смешанный емкостно-омический делитель ведет себя в отношении
передаточных свойств при высоких частотах г ik емкостный, о кото-
ром речь впереди.
При достаточно больших дополнительных емкостях С\ можно
пренебречь влиянием емкостей относительно земли, и схема замещения
такого делителя будет такой же, как схема компенсированного (см.
рис. 53). Внешний вид смешанного делителя на напряжение 2 МВ
показан на рис. 63. Конденсаторы плеча высокого напряжения дели-
теля расположены коаксиально вокруг резисторов, поэтому имеется
очень хорошая связь между резистивной и емкостной частями дели-
62
теля. Обе ветви (резистивная и емкостная) соединены между собой
только в двух точках: на вершине делителя и в плече низкого напря-
жения.
Существенное уменьшение влияния делителя на источник напря-
жения может быть достигнуто выравниванием емкостей отдельных
ступеней относительно земли [114]. Можно представить емкости отно-
сительно земли С'3 в виде нескольких отдельных соединенных последо-
вательно емкостей при сохранении общей емкости неизменной. Зна-
чения отдельных емкостей должны быть согласованы со значениями
бОпФ ।
1пФ[
_^0пФ*
1пф\
УопФ±_ d
” 1пф[ §
10 п Ф
10 пФ
10 пФ
10 пФ
10 пФ
¥
Рис. 64. Схема замещения
омического делителя напря-
жения с распределенными
емкостями относительно
земли
Рис. 65. Емкостно-омический делитель с равно-
мерным (а) и ступенчатым (б) выравни-
ванием распределенных емкостей относительно
земли (по Цинке)
сопротивлений (рис. 64), при этом отчетливо видно, какие емкости
нужно ввести дополнительно для выравнивания напряжения вдоль
делителя. Между точками 1 и 2 нужно включить С12 -= С1, между
точками 2 и 3— С23 ЗСз, между точками 3 и 4 С31-^6Сз и т. д.
В общем виде
Cn(n+i) " 0,5/г (/г -р- 1) С3.
Для наглядности обоих методов выравнивания напряжения вдоль
делителя на рис. 65 приведены схемы делителей с равномерно и сту-
пенчато распределенными по ступеням емкостями. Последний делитель
обладает гораздо меньшим обратным воздействием на источник напря-
жения. Его основной недостаток — повышенная чувствительность
к колебаниям значения емкости относительно земли, возникающим при
изменении обстановки в лаборатории вблизи делителя, а также при
изменении схемы на стороне высокого напряжения. Опыт конструи-
рования смешанных делителей со ступенчатой продольной емкостью,
63
предназначенных для исследования переходных процессов в системах
рассматривается в [79].
Омический делитель с регулированием распределения напряжения.
До сих пор мы учитывали только распределенные емкости отдельных
элементов относительно ближайших к делителю находящихся под по-
тенциалом земли предметов. Однако если находящиеся под высоким
потенциалом элементы, такие, как соединительные провода, экраны
для устранения короны и т. д., имеют большие геометрические разме-
ры, то необходимо учитывать и емкости относительно их (рис. 66, а).
В зависимости от соотношений Сз, С'ъ и Ср вдоль делителя возни-
кает определенное распределение напряжения (рис. 66, б). С помощью
Рис. 66. Омический делитель напряжения с продольными емкостями Ср, емко-
стями относительно земли С3 и емкостями относительно проводов Св, находящих-
ся под высоким потенциалом:
а — схема замещения; б — распределение напряжения по высоте делителя I/Iq
подходящего экрана на вершине делителя можно влиять на значения
Св, т. е. регулировать электрическое поле в непосредственной близо-
сти от делителя. Например, с помощью экрана можно добиться вбли-
зи резисторов делителя электрического поля, близкого к однородно-
му. Однородное распределение электрического поля равнозначно
устранению емкостей относительно земли. Однородность поля, доста-
точную для практики, можно обеспечить только с помощью экрана
с очень большими геометрическими размерами. Поэтому Хагенгут
предложил [115] воронкообразную форму экрана, токи с которого
заряжают емкости относительно земли; тем самым обеспечивается раз-
грузка делителя.
Улучшение передаточных свойств делителя можно обеспечить
также в результате согласования распределения напряжения по со-
противлениям и емкостям путем подбора сопротивлений [116, 6781.
Чтобы ослабить напряженность электрического поля, воздействующую
непосредственно на материал резисторов в верхней части делителя,
применяют дополнительные экраны с гораздо меньшими геометриче-
скими размерами, которые помимо этой задачи выполняют еще одну —
задают электрическое поле у вершины делителя и делают делитель
не очень чувствительным к окружающим предметам. Главным преиму-
ществом делителя с неравномерным распределением сопротивления
64
по длине является малая продольная емкость, т. е. незначительное
влияние на источник напряжения.
Емкость экрана, установленного на вершине делителя, вместе с
индуктивностью соединительного провода образует колебательный
контур, и реакция на прямоугольный импульс получается колебатель-
ной. Колебания устраняются дополнительным резистором 7?д, вклю-
ченным между выводом делителя и экраном [53, 85] (рис. 67). В этом
случае демпферное сопротивление не влияет на коэффициент де-
Рис. 67. Экранированный омический
делитель:
7?д — сопротивление демпферного резисто-
ра; Lz — индуктивность соединительного
провода
Рис. 68. Экранированный омический
делитель фирмы Haefely на напряже-
ние до 2 МВ с временем реакции на
прямоугольный импульс Тр = 30 нс
Если распределение напряжений по емкостям и сопротивлениям
выравнено, а индуктивностью резисторов можно пренебречь, для ис-
следования передаточных характеристик делителя с управлением рас-
пределения напряжения вполне пригодна упрощенная схема замеще-
ния, приведенная на рис. 60. Эта схема с сосредоточенными параметра-
ми обладает такой же реакцией на прямоугольный импульс, как и
идеально скомпенсированный емкостно-омический смешанный делитель.
Возможные колебания, наложенные на кривую реакции, вызы-
ваются последовательным резонансным контуром, образованным ин-
дуктивностью присоединения и продольной емкостью делителя.
Пример выполнения делителя с регулированием распределения
поля показан на рис. 68. Делители такого типа строятся на напряжения
3 Зак. 1334 65
до 2 МВ при отсутствии корон. Они имеют время реакции примерно
30 нс при выбросе 10%. Сопротивление 7?г выполняется в виде полотна
из термостойких изоляционных нитей, причем поперечной нитью яв-
ляется проволока из материала с высоким удельным сопротивлением;
7?! = 20 кОм. Параллельно резистору установлена цепочка конден-
саторов без промежуточных непосредственных электрических связей
с сопротивлением. Экраны также не имеют электрических связей с со-
противлением. Примеры выполнения делителей с оптимальным рас-
пределением поля можно найти в [679, 680].
Свойства делителей с управлением распределения поля в значи-
тельной степени зависят от геометрической формы и размеров экра-
нов, а также от вида неравномерности распределения сопротивления
по длине делителя, и поэтому применимость делителя для определен-
ной цели зависит не только от времени реакции. Напомним еще раз,
что времени реакции достаточно для определения передаточных свойств
только в случае, если одновременно известны форма реакции на пря-
моугольный импульс, а также характерные особенности измеритель-
ного устройства, такие, как вид и длина соединительных проводников
и др. Дальнейшие сведения о конструкциях некоторых делителей и о
реакциях на прямоугольный импульс можно найти, например, в [35,
61, 65, 79, 90, 91, 117—119, 644].
Низкоомный делитель. Описанные выше способы устранения по-
грешностей, вызванных емкостями относительно земли, основаны либо
на компенсации этих емкостей, либо на увеличении продольной ем-
кости делителя. Как было показано в пп. 2.1.6, возможности увеличе-
ния продольной емкости ограничены возрастающим влиянием делите-
ля на источник напряжения, особенно при высоких скоростях изме-
нения напряжения. Однако есть еще одна возможность уменьшить
время реакции омического делителя. Если использовать малое сопро-
тивление делителя, легче добиться равномерного распределения на-
пряжения" по длине. Обычно оказывается достаточным сопротивление
7?!, равное нескольким килоомам [120—122]. Однако при этом возни-
кает проблема влияния этого сопротивления на источник напряжения
и термической перегрузки делителя. Даже если бы генератор имел
необычно большую ударную емкость, низкоомный делитель нельзя
было бы использовать из-за большой выделяемой в нем энергии.
Применение таких делителей ограничено измерением импульсов ма-
лой длительности”'(7\ 1 мкс).
Улучшение передаточных свойств делителя при уменьшении его
сопротивления показано на рис. 69. Как видно, при заданной постоян-
ной времени L/R уменьшение времени реакции ограничено. Для оп-
ределенного значения сопротивле-
ния реакция на прямоугольный им-
пульс приобретает колебательный
характер. Интересно, что при
Рис. 69. Реакции на прямоугольный им-
пульс низкоомных делителей напряжения с
различными значениями сопротивления [3]
66
/=(4-0) реакция уже имеет некоторое конечное значение, что
объясняется делением по емкостям С\ и С2 (см. также рис. 62). Кривым
/ и 2 соответствуют частотные характеристики делителя с гауссовым
спадом в области верхних частот, а кривой 3 — частотная характери-
стика с выбросом в области высоких частот, соответствующим резо-
нансным частотам. Пренебрегая индуктивностью и продольной ем-
костью элементов делителя, полосу пропускания омического делителя
можно рассчитать по формуле [3]
В = 1,46/7?С3.
Пока реакция на прямоугольный импульс имеет вид, близкий к
экспоненциальному, можно определить время нарастания делителя
следующим образом:
Тр --= 0,35/В - 0,357?С3/1,46 - 0,24 7?С3.
В реальном делителе всегда имеющаяся индуктивность в благо-
приятных условиях приводит к увеличению граничной полосы про-
пускания и соответственно к уменьшению времени реакции по срав-
нению со значениями, рассчитанными по приведенному уравнению, если
не появляются существенные выбросы на кривой реакции. Приведен-
ная на рис. 60 схема замещения может быть использована и для низ-
коомных делителей, если в рабочем диапазоне частот 7?, или
постоянная времени L/R па порядок меньше постоянной времени 7?С3.
При очень малых значениях сопротивления на кривой реакции появ-
ляются колебания (рис. 69, кривая 3), что можно объяснить только
с учетом индуктивности. С учетом только емкостей относительно зем-
ли постоянная времени 7?С3/6 не дает правильного представления о
реакции на прямоугольный импульс. Так, для делителя с 7? — 10 кОм
и С3 = 40 пкф согласно приведенному выше выражению ширина по-
лосы пропускания В 1,46/7?С3 = 3,65 МГц и время нарастания
Та - 0,247?С3 - 96 нс.
Эти значения характеризуют действительные передаточные свойства
делителя. Однако если для этого делителя определить постоянную вре-
мени Т = RCJ6 и по схеме замещения на рис. 60 рассчитать полосу
пропускания и время нарастания, то получается В = 1/2пТ =
= 2,4 МГц и Та = 0,35/В - 146 нс.
Таким образом, всегда имеющаяся индуктивность увеличивает
крутизну реакции, и ее учет приводит к расширению полосы пропус-
кания.
Приведенный пример еще раз подтверждает, что время реакции не
является всеобъемлющим критерием при определении качества дели-
теля. Если исходить согласно [90] из одного и того же времени /, при
котором реакция достигает 0,95 установившегося значения как для
цепочечной схемы замещения, так и для схемы на рис. 60, то окажется,
что в схеме замещения с сосредоточенной емкостью необходимо взять
емкость, равную С3/2. Эта схема лучше отражает передаточные харак-
теристики делителя. Однако значение емкости в схеме замещении за-
вышено. Как в первом случае, так и во втором не учитываются времена
пробега электромагнитной волны по делителю. Для более правильного
3* 67
определения значения сосредоточенной емкости следовало бы прирав-
нять времена нарастания или полосы пропускания для обеих схем за-
мещения 1152].
Для схемы на рис. 60 получается С = 0,43С3. Это значение для схе-
мы с сосредоточенной емкостью, рассчитанной по времени нарастания
и ширине полосы пропускания, хорошо согласуется с данными рас-
чета для цепочечной схемы по [3].
При сравнительно высокоомных делителях, реакция на прямо-
угольный импульс которых определяется практически так же как и в
цепочке RC, можно достигнуть некоторого снижения времени нараста-
ния путем включения в плечо низкого напряжения компенсирующей
индуктивности L [61, 85, 99, 113] (рис. 70). Такие корректирующие це-
Рис. 70. Компенсирующая индуктивность в
плече низкого напряжения омического де-
лителя
Рис. 71. Пояснение влияния компенсирую-
щей индуктивности
почки встречаются в схемах широкополосных усилителей [96, 123].
При оптимальной компенсации, когда наблюдаются еще практически
приемлемые выбросы (около 1%), удается сократить время нарастания
примерно вдвое, например с 40 до 20 нс. В зависимости от соотношения
сопротивлений иногда целесообразно измерительный кабель подсоеди-
нять через катодный повторитель.
Энергия, накопленная в индуктивности в течение времени tly от-
дается в течение интервала t2 (рис. 71). Процесс накопления и отдачи
энергии вызывает уменьшение времени нарастания, однако одновре-
менно появляется некоторое запаздывание сигнала.
Следует отметить, что компенсация с помощью включения индуктив-
ности возможна только для высокоомных делителей, так как в низко-
омных делителях эффект компенсации уже проявляется при естествен-
ных значениях индуктивности, причем во многих случаях даже в боль-
шей степени, чем это необходимо (колебательный характер реакции на
прямоугольный импульс, показанной на рис. 69).
При исследованиях термоядерных реакций необходимы низкоом-
ные делители с временем нарастания около десятых долей наносекун-
ды. При напряжениях, примерно равных 10 кВ, плечо высокого на-
пряжения таких делителей выполняется из твердых материалов, а при
напряжениях около 1 МВ и выше — из растворов сульфата меди
[687, 688, 812].
68
2.3. ЕМКОСТНЫЕ ДЕЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
2.3.1. Емкостный делитель напряжения и его соединительные
провода
В предыдущих параграфах показано, как можно улучшить переда-
точные характеристики омического делителя напряжения в области
высоких частот путем увеличения продольной емкости делителя. Так
как в емкостно-омическом смешанном делителе при быстрых изменени-
ях напряжения работает практически только емкостная часть, то при
этих условиях можно обойтись без ветви, содержащей сопротивления.
Коэффициент деления емкостного делителя не зависит от частоты, и
поэтому можно было бы предположить, что такой делитель будет иде-
альным вплоть до очень высоких частот. Однако причина ограничения
применимости на практике смешанных или емкостных делителей свя-
Рис. 72. Упрощенная схема замеще-
ния разрядной цепи генератора им-
пульсных напряжений с делителем:
L — общая индуктивность разрядной цепи
го делителя напряжения при недо-
статочном демпфировании колебаний
в цепи присоединения делителя
зана не с самими делителями, а с соединительными проводами. Индук-
тивность соединительных проводов, связывающих источник напряже-
ния и делитель как на стороне высокого напряжения, так и на стороне
низкого напряжения, в первом приближении может быть определена
как индуктивность контура с прямоугольной конфигурацией, и она со-
ставляет около 1 мкГн/м. Эта индуктивность вместе с емкостями ис
точника и делителя образует последовательный колебательный кон-
тур (рис. 72).
После срабатывания разрядника ИП возникает переходный про-
цесс, в результате которого накопленный в Сг заряд переходит в ем-
кость Сг + С1С2/(СХ + С2). Без дополнительного демпфирующего ре-
зистора переходный ток i (t) имеет колебательный характер, его зату-
хание определяется в основном сопротивлением искрового промежут-
ка и конденсаторов. Соответственно на делителе возникает колебатель-
ное напряжение
(О =
которому соответствует и напряжение на выходе делителя u2 (f)
(рис. 73).
Можно различить в первую очередь сравнительно медленные коле-
бания, частота которых при С2
f = /(С1 + Си).
69
При значении сопротивления демпфирующего резистора
/?Д = 2]/Ь(С1+СИ)/С1СИ
вместо колебаний будет наблюдаться апериодический сигнал.
На медленные колебания накладываются быстрые. Их причинами
в контурах с большими геометрическими размерами являются пере-
ходные процессы и отражения волн у границ различных участков из-
мерительного контура, состоящего из линий с распределенными пара-
метрами, таких, как соединительные провода между источником и де-
лителем, внутри генератора. Если в контурах с сосредоточенными пара-
метрами возникают только сравнительно медленные колебания, ко-
торые могут быть устранены путем включения демпфирующих рези-
сторов в соответствующих местах, то в контурах с большими размерами
рекомендуется включение распределенных демпфирующих резисторов
таким способом, чтобы вызванные отражениями искажения были ми-
нимальными (см. пп. 2.3.3). Введение демпфирующих резисторов не
влияет на качество передачи, если одновременно вводится резистор и в
плечо низкого напряжения делителя, т. е. поддерживаются одинако-
выми постоянные времени плеч высокого и низкого напряжений дели-
теля (см. пп. 2.3.2).
2.3.2. Емкостный делитель напряжения с сосредоточенными
емкостями на стороне высокого напряжения
Емкостные делители напряжения можно разделить на две груп-
пы — делители с сосредоточенными и распределенными емкостями на
стороне высокого напряжения. Первые состоят из одного конденсатора
емкостью Съ изоляция которого рассчитана на полное измеряемое на-
пряжение (рис. 74).
Входное напряжение (t) и выходное напряжение и2 (t) связаны
между собой коэффициентом деления К, не зависящим от частоты:
К = и, (t)/u2 (0 - (Ci + C^/Cp
Это уравнение справедливо вплоть до частот сог, при которых
падение напряжения на плечах высокого и низкого напряжений де-
лителя определяются их емкостными сопротивлениями, а не индуктив-
ностями рассеяния. Критерии этого условия можно представить как
1/согСх lOOwpLi и 1/согС2 1 ООсогЛ2,
или
1/200лУГА > Д, = сог/2л > 1/200л У ЛА.
Другими словами, коэффициент деления не зависит от частоты, по-
ка можно пренебречь влиянием паразитных индуктивностей на сто-
ронах высокого и низкого напряжений делителя. При более высоких
частотах схема замещения на рис. 74 должна быть дополнена индуктив-
ностями L± и L2 и сопротивлениями и R2 (рис. 75).
Как уже отмечалось в пп.2.2.1, передаточные характеристики ком-
пенсированного омического делителя не зависят от частоты, если по-
70
стоянные времени плеч высокого и низкого напряжений равны. В оди-
наковой мере это относится и к емкостному делителю напряжения с
заметными паразитными индуктивностями: наряду с выполнением ус-
ловий R^ = R2C2 должны быть обеспечены соотношения L1C1 =
= L2C2, т. е. равны собственные частоты плеч высокого и низкого на-
пряжений. В общем виде для любого делителя должны выполняться
равенства
R-JR% — ^1/^2 “ С2ЮЪ
причем в зависимости от параметров делителя отдельные отношения
играют различные роли.
Если исходить из того, что плечи высокого и низкого напряжений
емкостного делителя выполнены с предельно малыми индуктивностями
Рис. 74. Емкостный делитель напря-
жения с сосредоточенной емкостью
плеча высокого напряжения
Рис. 75. Схема замещения емкостно-
го делителя напряжения с учетом
его индуктивностей и сопротивлений
и обе индуктивности эквивалентны индуктивностям проводников соот-
ветствующей длины, то для делителя на напряжение 100 кВ при его
высоте около 30 см длина плеча низкого напряжения должна быть око-
ло 0,3 мм. Однако практически размер этой части гораздо больше: он
составляет десятки процентов общей высоты делителя. Другими сло-
вами, требование одинаковых собственных частот выполнить трудно
из-за низкого требуемого значения индуктивности плеча низкого на-
пряжения. Однако можно искусственно увеличить индуктивность пле-
ча высокого напряжения, но следует иметь в виду, что при этом воз-
растает время пробега волны и сужаются возможности применения де-
лителя (см. рис. 87, пп. 2.3.3).
Если емкостный делитель с неодинаковыми собственными частота-
ми должен обладать приемлемой реакцией на прямоугольный импульс,
путем выбора Rr и Т?2 необходимо позаботиться о том, чтобы в области
собственных частот деление напряжения осуществлялось не по индук-
тивностям, а по сопротивлениям {Rr + /?2)/₽2- Это практически вы-
полняется, если 7?! lOOcOpLi и R2 100согЛ2.
Чем меньше различаются собственные частоты, тем меньшими
сопротивлениями должен обладать делитель. При равенстве собствен-
71
ных частот коэффициент деления не зависит от частоты при отсутствии
сопротивлений. Однако поскольку равенство частот на практике не
выполняется и всегда имеется в измерительной цепи некоторое зату-
хание (см. рис. 72 и 73), значение всегда конечно и влияние сопро-
тивления необходимо компенсировать сопротивлением R2.
При очень высоких напряжениях емкость С\ делителя можно вы-
полнить в виде воздушного конденсатора, один электрод которого
связан с контуром высокого измеряемого напряжения, а второй —
с измерительной кабиной [107, 125—129]. На рис. 76 показано такое
решение, причем конденсатор низкого напряжения кратчайшим путем
связан с осциллографом, находящимся в измерительной кабине.
Так как из-за малого значения емкости С\ мало и значение С2,
то делитель чувствителен к нагрузке измерительным прибором и ко-
эффициент деления должен быть скорректирован с учетом этого влия-
ния. Емкость плеча низкого напряжения складывается из собственно
емкости делителя, емкости соединительного кабеля и входной емкос-
ти осциллографа. Преимущество показанного на рис. 76 измерительного
устройства состоит в незначительном влиянии измерительной схемы
на источник напряжения: делитель напряжения в этом случае пред-
ставляет собой некоторую часть емкости элементов контура высокого
напряжения относительно земли. Затраты на создание конденсатора
емкости незначительны. Малое значение емкости Сг приводит к
чувствительности измерительного устройства к окружающей обстанов-
ке: при любых изменениях положения предметов вблизи такого дели-
теля необходимо проверять его градуировку.
В коаксиальных системах, применяемых при исследованиях тер-
моядерных установок, и в элегазовых распределительных устройствах
делители напряжения представляют собой составную часть конструк-
ции. В зависимости от выполнения плеча низкого напряжения таких
делителей при напряжениях около нескольких мегавольт достижимы
времена реакций до 50 пкс [130, 555, 683, 692, 700, 765].
Еще одним примером выполнения емкостного делителя с сосре-
доточенной емкостью С\ является делитель, показанный на рис. 77.
Емкости делителя образованы тремя коаксиальными цилиндриче-
скими металлическими трубами (рис. 78). Диэлектрик — глубокий ва-
куум и стекло с малыми диэлектрическими потерями. Показанный де-
литель рассчитан на напряжение? 60 кВ. Напряжение можно увели-
чить до 120 кВ путем подключения
дополнительного конденсатора. Обрат-
ное действие делителя на источник на-
пряжения незначительно, так как вход-
ная емкость делителя составляет всего
4 пФ, а в случае подключения дополни-
тельного конденсатора — 2 пФ. Вслед-
ствие малой емкости и малой индуктив-
72
Рис. 76. Специальный емкостный делитель на
сверхвысокие напряжения
ности коаксиальной конструкции резонансная частота этого делителя
превышает 200 МГц.
В [133, 134] описан прецизионный делитель, предназначенный для
проведения градуировок с коэффициентом деления 1000. Коаксиаль-
ная конструкция с защитными экранами и соблюдение обычных для
нормальных конденсаторов конструктивных приемов гарантируют
что измеренный и рассчитанный коэффициенты деления различаются
с погрешностью, не превышающей десятых долей процента. Делитель
пригоден для измерения импульсных напряжений до 350 кВ. Его верх-
няя граница превышает 8 МГц. г
Рис. 77. Емкостный делитель
на 60/120 кВ с входной ем-
костью 4 пФ и резонансной
частотой выше 200 МГц (фир-
ма Jenings)
Рис. 78. Разрез емкостного делителя коак-
сиального типа:
1 — электрод высокого напряжения; 2 — общий
электроду 3 — заземляемый электрод; 4 — допол-
нительный конденсатор для получения требуемо-
го коэффициента деления
Прецизионные делители напряжения со временем нарастания око-
ло нескольких наносекунд можно получить с использованием изме-
рительных конденсаторов высокого напряжения с газом под давлением
(рис. 79 и 80). Плечо низкого напряжения располагается либо в за-
земленном фланце, либо под основанием конденсатора. В последнем
случае пространственно разделенные плечи высокого и низкого на-
пряжений должны быть соединены вертикальным проводом, причем
Для ослабления переходных процессов в соединительном проводнике
Необходимо предусмотреть включение сосредоточенных или распре-
деленных демпфирующих резисторов, выдерживающих импульсы вы-
сокого напряжения [676]. Проблема колебаний возникает также и в
Конденсаторах с газом под давлением, построенных по принципу, пред-
ложенному в [715, 716]. Преимущество делителя с конденсатором с га-
ом под давлением лежит в его линейности, постоянстве коэффициента
еления независимо от окружающей обстановки и в незначительном
°оратном влиянии на источник напряжения .
73
Измерение напряжений около десятков киловольт в лабораториях
может быть выполнено с помощью легко изготовляемой конструкции,
показанной на рис. 81. В качестве плеча высокого напряжения дели-
теля С\ используется короткий отрезок кабеля с полиэтиленовой изо-
ляцией и массивной внутренней жилой. Конец изоляции у вывода вы-
Рис. 79. Емкостный эталонный дели-
тель с конденсатором, заполненным
газом под давлением [701]
Рис. 80. Емкостные эталонные дели-
тели на 75 и 150 кВ фирмы Hilo—
Test со временем нарастания Та~
= 3,5 нс
сокого напряжения имеет ребра для увеличения расстояния по поверх-
ности изоляции. Регулировкой положения жилы в полиэтиленовой
изоляции, параллельным включением необходимого количества дис-
ковых конденсаторов на стороне низкого напряжения с учетом входной
емкости
осциллографа и емкости внешнего цилиндра относительно
земли можно подобрать требуемый коэффициент деления.
Для защиты плеча высокого напряжения конструкции
от скользящих разрядов внутренняя жила не доходит
до конца полиэтиленовой изоляции на стороне, обращен-
ной к плечу низкого напряжения, а пространство в поли-
этиленовой изоляции заполнено силиконовым или транс-
форматорным маслом.
Следует также упомянуть о возможности использования
в качестве делителя напряжения вводов с регулированием
распределения потенциала (конденсаторных вводов), если
допускается соединение ближайшей к заземленному выводу
обкладки с измерительным устройством. Эта возможность
позволяет измерять не только коммутационные импульсы
[702, 703], но и действующее или максимальное значение
переменного напряжения промышленной частоты [181,714].
Рис. 81. Емкостный делитель для расширения пределов измерения
.5- пробников:
1 — электрод высокого напряжения; 2 — общий электрод; 3 — электрод низко
го напряжения; 4 — изоляция; 5 — пробник
74
2.3.3. Емкостный делитель напряжения с распределенными
емкостями на стороне высокого напряжения
Емкостные делители второго типа имеют на стороне высокого на-
пряжения ряд последовательно соединенных конденсаторов, образую-
щих емкость Сх. Как и для омического делителя, можно учесть роль
распределенных емкостей относительно земли (рис. 82). Эти емкости
также вызывают неравномерное распределение напряжения и соот-
ветствующее изменение коэффициента деления, однако обе характе-
ристики оказываются не зависящими от частоты. При обычно имеющих
Рис. 82. Схема замещения емкостного дели-
теля с распределенными емкостями относи-
тельно земли С'з и продольными емкостя-
ми C'i
Рис. 83. Упрощенные схемы замещения
емкостного делителя с распределенными ем-
костями относительно земли
о
4=
4= Я,
-----о
- а)
место соотношениях Сг < С2 (большом коэффициенте деления) и
С3 < С\ можно схему на рис. 82 свести к простейшим схемам, приве-
денным на рис. 83.
Для обеих схем с хорошим приближением коэффициент деления
описывается уравнением
Ц1(/)/Ы2(/)«-£1±£1Ь
с?1 \ 6Cj у
Влияние емкостей относительно земли проявляется в увеличении
передаточного отношения измерительной схемы, так как часть по-
ступающего на вход делителя тока замыкается через емкости относи-
тельно земли и поэтому не вызывает падения напряжения на плече
низкого напряжения. Увеличенному передаточному отношению соот-
ветствует уменьшенное значение емкости плеча высокого напряжения
в схеме замещения на рис. 83, б.
Как и для делителя с сосредоточенными емкостями, приведенное
выше уравнение пригодно только до таких частот, при которых можно
пренебрегать влиянием индуктивностей. Если же передаточное отно-
шение не должно зависеть от частоты в более широком диапазоне, не-
обходимо учитывать помимо деления по индуктивностям также и де-
ление напряжения и по сопротивлениям и /?2. Делитель, построен-
75
Рис. 84. Смешанный емкостно-омический делитель с последо-
вательным соединением элементов
ный с учетом деления напряжения по сопротивле-
ниям (рис. 84), принято называть смешанным емкост-
но-омическим делителем с последовательно соеди-
ненными элементами. Если для делителя с сосредото-
ченными емкостями резисторы /?1и/?2 в гипотетичес-
ком случае можно было рассматривать с одинаковыми
собственными частотами, то для делителя с распреде-
L ленными емкостями целесообразно ввести резистор,
необходимый для демпфирования ВЧ колебаний (см.
рис. 72).
Из теории известно, что в результате коммута-
ционных операций возникают переходные процессы,
вызванные многократными отражениями на концах
проводников [67, 105], при этом предполагается, что
проводники не имеют потерь и не замкнуты на концах
на волновые сопротивления. Обычно оба предположе-
ния в емкостном делителе выполняются лишь частич-
но, так как потери в проводниках малы по сравне-
нию с потерями в конденсаторах и проводники в пле-
че низкого напряжения работают практически в ре-
жиме короткого замыкания [131]. Электромагнитная
волна, распространяющаяся по делителю, отража-
ется от его заземленной части и приходит к источнику. В делителях с
экраном происходит новое отражение от экрана, в результате возни-
кают в большей или меньшей степени выраженные (в зависимости от
затухания) колебания. Обычно основная частота колебаний составляет
десятки мегагерц, и она может быть рассчитана по времени пробега
волны по проводнику:
/да I/s/LA = 1/2т.
Рассчитанная по этому уравнению частота представляет собой ча-
стоту делителя при короткозамкнутой вторичной цепи. Она отличает-
ся в 2 раза от частоты собственных колебаний разомкнутого провода,
которая равна 1/4т.
О возможности возникновения переходных колебаний в емкостном
делителе напряжения впервые было сделано предположение в [117].
Результаты подробных теоретических и экспериментальных исследо-
ваний этого явления приведены в [3, 62]. Согласно данным [3] значение
сопротивления для оптимального демпфирования колебаний должно
быть:
R = (3 4- 4)УД7сГ
Другими словами, общее сопротивление делителя должно быть в
3—4 раза больше волнового сопротивления провода, соответствую-
щего размерам делителя. Однако, как показывают новейшие исследо-
7G
вания, можно получить приемлемые результаты и при меньшем зату-
хании [716].
Оптимальную реакцию на прямоугольный импульс получают,
если помимо делителя осуществляется демпфирование и в соединитель-
ном проводе путем распределения сопротивления по длине провода,
причем увеличение времени реакции за счет введения демпфирующего
резистора компенсируется некоторым увеличением сопротивления
R2 в плече низкого напряжения делителя.
импульс демпфированного делителя
на напряжение 1 МВ, измеренная с
помощью генератора прямоугольных
импульсов низкого напряжения. Вре-
мя нарастания реакции 7% = 7,5 нс [3]
Рис. 86. Демпфированный емкостный
делитель на 3 МВ фирмы Messwand-
ler — Bau. Время реакции 20 нс, вре-
мя успокоения колебаний 150 нс, пик
до 20%
Представление о характеристиках смешанного делителя с последо-
вательно соединенными элементами дает рис. 85. Осциллограмма по-
казывает реакцию на прямоугольный импульс делителя на 1 МВ, по-
лученную при низком напряжении входного прямоугольного импуль-
са и малоиндуктивном присоединении. Время нарастания с учетом
влияния осциллографа составляет 7,5 нс.
При конструировании делителей напряжения необходимо исполь-
зовать только элементы, имеющие по своей природе малую индуктив-
ность (резисторы, проводящая часть которых не представляет собой
намотку, ткань с поперечной нитью-проводником, конденсаторы с тор-
цевыми выводами и т. д.). Кроме того, необходимо стремиться умень-
шить индуктивность рациональным размещением элементов и парал-
лельным включением многих элементов. Так, например, в делителе демп-
фирующие резисторы при большом количестве параллельнык цепочек
включаются между каждыми двумя продольными конденсаторами.
Плечо низкого напряжения выполняется из большого количества па-
77
раллельно соединенных конденсаторов, тем самым достигается равен-
ство постоянных времени плеч высокого и низкого напряжений дели-
теля.
Практическое выполнение такого делителя на напряжение 3 МВ
показано на рис. 86.
Конденсаторы высокого напряжения и распределенные демпфирую-
щие резисторы размещены в бакелитовой трубе. Все элементы высуше-
ны в вакууме и пропитаны маслом. Делитель герметично закрыт.
Имеется компенсатор теплового расширения масла, заполненный азо-
том.
На рис. 87 приведена диаграмма, показывающая связь между по-
лосой пропускания, высотой делителя и сопротивлением демпфирую-
Рис. 87. Соотношения между полосой пропускания, высотой делителя и значением
сопротивления демпфирующего резистора
щего резистора для емкостного делителя напряжения с распределен-
ными конденсаторами высокого напряжения. Емкости рассчитаны по
уравнению, приведенному в пп. 2.2.2, индуктивность принята равной
3 мкГн/м (оценка произведена по индуктивности прямоугольной пет-
ли и включает в себя также индуктивности элементов делителя, при-
чем соединение на заземленной части делителя принято безындуктив-
ным). Прямые дают наибольшие значения сопротивлений, при которых
коэффициент деления отличается не более чем на 1 % от номинального
при заданной частоте и при сильном различии собственных частот всех
элементов. На практике же требуются немного меньшие значения со-
противления демпфирующего резистора, так как, во-первых, собствен-
ные частоты не очень сильно различаются, а во-вторых, энергия сиг-
нала спектрально распределена, т. е. реакция на прямоугольный им-
пульс определяется не только высшими частотами. Например, по [716]
требуемое для оптимального демпфирования (0,25 -4- 1,5)УА1/С3.
Гиперболические кривые дают^максимально допустимые сопротив-
ления демпфирующих резисторов для определенных полос пропуска-
78
йия, т. е. верхних граничных частот. Они рассчитаны по выражению
В = 1,46/7?С3, данному в пп. 2.2.2. Кривые теряют смысл, если длина
волны, соответствующая граничной частоте, становится соизмеримой
с высотой делителя (если время нарастания измеряемого напряжения
имеет такой же порядок, что и время распространения волны по дели-
телю). В этом случае измерение напряжения в принципе становится
дискуссионным, так как электрическое воздействие на объект испыта-
ния уже связано не только с интегралом напряженности электриче-
ского поля -по длине силовой линии J Eds.
Если использовать уравнение Та= kx, то для различных пара-
метров k получаются логарифмические кривые, которые в точках пере-
сечения с гиперболическими кривыми дают границу имеющих смысл
измерений напряжения. Например, для k — 5 (см. также пп. 1.1.4)
полоса пропускания делителя высотой 10 м составляет приблизитель-
но 2 МГц. Однако поскольку с увеличением испытательных напряжений
возрастают также и изоляционные расстояния (пути разряда) и вре-
мена, необходимые для пробоя, — предельно малое время среза на-
пряжения при пробое в конце концов ограничено временем пробега
электромагнитной волной расстояния между электродами, — то со-
ображения по измерениям напряжения в области мегавольт имеют ту
же силу, что и в области сотен киловольт. Сомнительные результаты
могут быть получены тогда, когда, например, для измерения напряже-
ний пробоя разрядников, примерно равных сотням киловольт, исполь-
зуется делитель, предназначенный для работы при напряжениях, рав-
ных нескольким мегавольтам.
2.3.4. Плечо низкого напряжения емкостного делителя
При чтении предыдущего раздела могло создаться впечатление, что
наибольшие трудности встречаются при конструировании плеча вы-
сокого напряжения делителя. Однако при внимательном рассмотре-
нии оказывается, что емкостный делитель хорош лишь тогда, когда
удовлетворительно выполнено и плечо низкого напряжения. Обычно
емкость плеча низкого напряжения составляет от нескольких нанофа-
рад до нескольких микрофарад; она может быть реализована путем
параллельного включения отдельных конденсаторов меньшей емкости,
расположенных по окружности (рис. 88). Падение напряжения на со-
единительных проводниках может быть пояснено с помощью схемы
замещения в виде четырехполюсника (рис. 89). Конструкция должна
обладать осевой симметрией, иначе между отдельными конденсаторами
возникнут колебания, вызванные уравнительными токами. Показан-
ная на рис. 89 паразитная емкость должна быть по возможности малой.
Плечо низкого напряжения смешанного делителя должно содержать
сопротивления
Если длина кабеля или значения измеряемых напряжений не обус-
ловливают необходимости выбора больших значений емкости С2, то
в плече низкого напряжения можно использовать конденсаторы —
вводы, применяемые для подавления радиопомех.
79
До последнего времени причиной возможной зависимости коэффи-
циента деления емкостного делителя от частоты считалось исключи-
тельно влияние индуктивности и распределенной емкости относитель-
но земли совместно с сопротивлением демпфирующего резистора. В пре-
цизионных делителях с конденсатором, заполненных газом под давле-
нием, и в делителях для исследований в области термоядерных реакций
коэффициент деления может зависеть от частоты из-за разного поглоще-
ние. 88. Конструкция малоиндуктив-
ного плеча низкого напряжения де-
лителя
Рис. 89. Упрощенная схема замеще-
ния измерительного плеча делителя
с малой индуктивностью
ния в диэлектрических материалах, использованных в плечах высоко-
го и низкого напряжений. Этот недостаток может быть устранен в ре-
зультате использования в обоих плечах материалов, обладающих оди-
наковыми частотными свойствами. Конденсатор, заполненный газом,
в плече низкого напряжения прецизионного деления обладает таким же
поглощением, как и конденсатор в плече высокого напряжения, одна-
Рис. 90. Конструкции газонаполненных измерительных частей прецизионных де-
лителей напряжения
ко вследствие больших его геометрических размеров проявляются по-
верхностный эффект и резонансные явления в плече низкого напряже-
ния. Возникновение этих резонансов может быть объяснено с помощью
схемы замещения, состоящей из емкости и индуктивности, однако этот
вопрос здесь не рассматривается.
На рис. 90, а показана конструкция, взятая из высокочастотной
техники. Она состоит из многих параллельно включенных цилиндриче-
ских конденсаторов, обладающих явно выраженными резонансными
свойствами. Лучшие результаты получаются при конструкции, пока-
80
занной на рис. 90, б, где путем раздельного питания отдельных сек-
ций достигается более равномерное распределение тока. Оптимальные
результаты достигаются в конструкции, показанной на рис. 90, в,
для которой может быть реализован собственный резонанс при ча-
стоте 85 МГц и емкости 100 нФ.
2.3.5. Согласование кабеля в плече низкого напряжения
емкостного делителя
Соединение емкостного делителя напряжения с осциллографом
выполняется коаксиальным кабелем. Обычно измеряемый сигнал под-
водится непосредственно к отклоняющим пластинам и кабель разом-
кнут на концах (х. х.). Чтобы отражения на этом конце кабеля не при-
вели к возникновению колебаний, начальная часть кабеля должна быть
включена через волновое сопротивление (рис. 91). При очень быстро
протекающих процессах возникающий сигнал и2 (t) делится пополам
сопротивлением, включенным на входе кабеля, и волновым сопротив-
лением кабеля. Бегущая волна в кабеле и2 (f)/2 на конце кабеля удва-
ивается, и на отклоняющие пластины воздействует первоначальное
напряжение и2 (t). Отраженная от конца кабеля волна при приходе
к началу кабеля встречает волновое сопротивление Zc и полностью
поглощается на нем, если предположить, что емкость плеча низкого
напряжения делителя в рассматриваемом диапазоне частот представ-
ляет собой практически закоротку. При быстро протекающих процес-
сах и соответственно высоких частотах получается известная формула
для коэффициента деления:
К - и, (t)/u2 (t) = (Сх + С2)/Сх.
По истечении двойного времени пробега можно рассматривать ка-
бель как емкость Ск, подключенную параллельно емкости плеча низ-
кого напряжения, т. е. при низких частотах несколько увеличивается
коэффициент деления.
Когда кабель не слишком длинный и его емкость мала по срав-
нению с С2, изменение коэффициента деления может быть незамет-
ным. При больших длинах кабеля, как и при малых значениях С2,
можно уменьшить погрешность, вызванную присоединением кабеля,
способом, предложенным в [132]. Если выбрать + С3 + Ск
(рис. 92), то коэффициент деления получится одинаковым как при вы-
соких, так и при низких частотах. При высоких частотах цепочка
ZcC3 обеспечивает согласование на конце кабеля и с учетом дополни-
тельного деления напряжения на сопротивлениях Zс получается в 2
раза больший коэффициент деления:
Коо = 2 (С. + С2)/Сх.
При низких частотах коэффициент деления
Ко ~ (С\ + С2 + С34-Ск)/Сх
81
совпадает с коэффициентом деления К^. Но при промежуточных ча-
стотах коэффициент деления отличается от значений, определяемых
по приведенным формулам, что проявляется в некотором запаздывании
реакции на прямоугольный импульс [712]. Однако с помощью методов
синтеза можно реализовать цепочку, устраняющую эффект запаздыва-
ния с требуемой точностью [713].
Смешанный делитель напряжения с последовательно соединенными
сопротивлениями и емкостями ведет себя в отношении согласования
Рис. 91. Соединение осциллографа
и емкостного делителя напряжения:
Zc — волновое сопротивление; Ск — ем-
кость кабеля
Рис. 92. Компенсация емкости кабеля
цепочкой ZcC3 при больших его дли-
нах
кабеля так же, как и емкостный. Следует лишь иметь в виду, что со-
противление резистора, включаемого между жилой кабеля и делите-
лем, должно быть меньше на величину R2 (рис. 93).
Чтобы на стороне низкого напряжения не образовывалось постоян-
ное напряжение вследствие осаждения зарядов, возникших при корон-
ном разряде на стороне высокого напряжения, рекомендуется парал-
лельно пластинам осциллографа включатьТрезистор с сопротивлением
около 1 МОм. В этом случае, а также при включении на конце кабеля
согласующего сопротивления (последнее возможно обычно только при
измерениях наносекундных процессов) емкостный делитель имеет ог-
раниченную нижнюю частоту:
/н “ 1/2л7?вх (С2 С2),
где 7?вх—входное сопротивление
осциллографа.
Другие вопросы, связанные с
передачей быстро изменяющихся
сигналов по коаксиальному кабелю
и последующим измерением этих
сигналов электронно-лучевым ос-
циллографом, уже рассмотрены
в пп. 1.1.4.
Рис. 93. Согласование кабеля со сме-
шанным емкостно-омическим делителем
напряжения
82
2.4. ЦЕПОЧЕЧНАЯ СХЕМА ЗАМЕЩЕНИЯ
Для расчета квазистационарных передаточных характеристик де-
лителей высокого напряжения можно воспользоваться цепочечной
схемой замещения (рис. 94). Так как плечо высокого напряжения де-
лителя часто выполняется в виде последовательно соединенных оди-
наковых элементов, такая схема замещения хорошо согласуется с
физической структурой делителя. Продольное комплексное сопротив-
ление Z'i определяется видом делителя, поперечное Z'q представляет
собой емкость относительно земли. Эта схема замещения не совсем со-
ответствует делителям с регулированием распределения напряжения,
Рис. 94. Цепочечная схема замеще-
ния делителя, имеющего большие
размеры:
Z/q — комплексные сопротивления относи-
тельно земли; Z'i — комплексные сопро-
тивления элементов
Рис. 95. Схема замещения элемента
делителя:
С'з/2 — емкость относительно земли; С'р —
продольная паразитная емкость; R' и L' —
сопротивление и индуктивность элемента;
С' — емкость элемента (только для ем-
костного делителя)
так как в ней не учтен экран, находящийся у вершины делителя и об-
разующий некоторую емкость, включенную параллельно делителю без
непосредственных электрических связей с отдельными элементами де-
лителя. В случае регулирования распределения напряжения путем вы-
бора значений сопротивлений проводимости элементов не остаются
одинаковыми, они зависят от положения элемента. Оба отмеченных
случая могут быть учтены в схеме земещения введением меньшей ем-
кости относительно земли [62].
Плечо низкого напряжения делителя конструктивно выполняется
иначе, чем высокого. Поэтому в [112, 113, 131] рассматриваются оба
плеча раздельно.
Ток, протекающий через сопротивление Z2, в основном обуслов-
лен сопротивлением Zn так как Zx Z2. В упомянутых работах сна-
чала рассчитывается ток i2 (t) в предположении, что плечо низкого на-
пряжения закорочено. Затем по этому току определяется выходное на-
пряжение ип (I) через Z2 (р). Раздельное рассмотрение плеч высокого
и низкого напряжений дает правильные результаты тогда, когда не
83
удается конструктивно обеспечить однородность распределения эле-
ментов по ним, в частности обеспечить одинаковую постоянную вре-
мени.
Если в плечах высокого и низкого напряжений используют одно-
типные резисторы, то коэффициент деления не зависит от изменений
сопротивлений, вызванных температурными колебаниями и поверх-
ностным эффектом. Для изображения отдельного элемента цепочечной
схемы пригодна схема, показанная на рис. 95.
Емкость относительно земли С'3 отображает электрическое поле
между элементом делителя и заземленными окружающими предмета-
ми. Как уже упоминалось при рассмотрении омических делителей,
значение емкости С3 составляет 10—20 пФ/м. Продольное комплексное
сопротивление Z\ состоит из последовательно-параллельного соеди-
нения четырех элементов: С' и R' — емкости и сопротивления реаль-
ного элемента делителя, L' — его индуктивности, С'р—паразитной
емкости элемента. При точных расчетах следует в цепь С'р ввести сосре-
доточенные индуктивности, при этом соответственно должна быть уве-
личена индуктивность L' активной части элемента.
Обычно выполняются условия Ср < С', « С', n « W, и реак-
ция для обобщенной схемы замещения делителя, показанной на рис. 94,
определяется по операторному коэффициенту передачи А (р).
Отношение приложенного к делителю напряжения Un к снимае-
мому с плеча низкого напряжения Un рассчитывается согласно [109]:
uN/un = I /д (/«)= .
Sh — VZi/Zq
Если подставить вместо продольного и поперечного полных со-
противлений соответствующие значения (рис. 95) и заменить /со опе-
раторной переменной р, то операторный коэффициент передачи будет
иметь вид:
I j / ( R+pL+~7^'\ Рсз |
h \ Я/ ' ' I
А (р) = 4~рС Ч~ 1 /рС) рСу у
, 1 №4~Р^ 4-1/рС) рС3
v 1 Р^ + У РС) рСр
Реакция на прямоугольный импульс находится с использованием
теоремы разложения Хевисайда [62]:
g(0=l- \ +2ехр(-а/)У (-1)* X
6 (С & j
а
ch(b/)+— sh(b/)
b
с3 \(Ср&&\'
V + с С&2 л2/ + Сз j
84
где a = R /2Ц
Реакция на прямоугольный импульс омического делителя полу-
чается из приведенного уравнения при С = оо. Упрощая далее,
при L = 0 и Ср = 0 получаем
£(0=1+2 V(-l)*exp(—
k=\ /
Отсюда следует, что по условию одинакового времени реакции это-
му соотношению соответствует упрощенная схема замещения омиче-
ского делителя, показанная на рис. 60.
Реакцию на прямоугольный импульс с учетом всех элементов ин-
терпретировать очень сложно. Ее расчет на вычислительных машинах
для всех практически встречающихся делителей содержится в [62].
2.5. ДЕЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С ЛИНИЯМИ В КАЧЕСТВЕ
СТУПЕНЕЙ
Для измерения очень крутых импульсов высокого напряжения в
коаксиальных системах используются делители, состоящие из от-
резков линии. Принцип их действия основан на явлениях отражения
в местах соединения линий с разными волновыми сопротивлениями
[580]. В принципе такой делитель состоит из последовательно соеди-
ненных двух линий 1 и 2 с волновыми сопротивлениями Zlc и Z2C
(рис. 96).
Место соединения Р обеих линий представляет собой неоднородность
как для системы /, так и для системы 2. В точке Р часть энергии, со-
держащейся в импульсе напряжения (/), отражается. Это означает,
что волна напряжения (/) разлагается на две составляющие: и\ (t)
и и2 (/):
ui (0 — и2 (0 4“ и'г
Отраженная волна (f) распространяется обратно к месту воз-
никновения волны иг (0 (источнику напряжения), а импульс напряже-
ния и2 (/) распространяется в направлении измерительного устройства.
Коэффициент деления в точке Р рассчитывается по законам отражения
[105, 582]:
К - и, (t)/u2 (/) - (Z1c + Z2c)/2Z2c.
Преимущество таких делителей напряжения заключается в их
высокой верхней граничной частоте пропускания, недостижимой для
делителей традиционного исполнения. Время нарастания их реакции
ограничивается исключительно затуханием в кабеле, зависящим от
частоты и качества выполнения соединений кабелей. Практически до-
85
стижимы значения 50—100 икс. Их коэффициент деления практически
не зависит ни от температуры, ни от напряжения.
Однако существуют два фактора, которые ограничивают область
применения таких делителей. Во-первых, с помощью таких делителей
можно исследовать импульсы, длительность которых не превышает
двойного времени пробега волны по линии 1. Приходящая к источнику
волна напряжения (/) накладывается на измеряемое напряжение
и изменяет его первоначальную форму. Этот эффект становится замет-
ным спустя двойное время пробега волны в линии 1. Естественно, если
изучаемое явление исследуется только в этот промежуток времени, то
можно использовать импульсы напряжения и более длительные. Ана-
логичные соображения относятся и к линии 2. Однако при этом пред-
Рис. 96. К объяснению принципа
работы делителя напряжений с
отрезками линий
Рис. 97. Делитель напряжения с п отрез-
ками кабелей на стороне низкого на-
пряжения:
С —полость для компенсации емкости узла
присоединений кабелей
полагается, что линия 2 либо согласована на конце, либо имеет боль-
шее время пробега, чем линия /, т. е. отражения на конце линии 2
становятся заметными позднее.
Во-вторых, из-за малых значений волновых сопротивлений коак-
сиальных систем, лежащих в пределах от 30 до 150 Ом, применение
делителей напряжения с линиями в качестве ступеней возможно лишь
при низком внутреннем сопротивлении источника напряжения. Од-
нако это не является решающим недостатком, поскольку источники
импульсов с предельными крутизнами и временами нарастания поряд-
ка нескольких наносекунд и субнаносекунд по своей природе являет-
ся низкоомными малоиндуктивными системами.
При конструктивном выполнении делителя из двух коаксиальных
кабелей достигается сравнительно невысокий коэффициент деления,
так как волновые сопротивления линий не могут сильно различаться.
Поэтому в точке Р включают несколько линий параллельно (рис. 97).
Коэффициент деления рассчитывается при п линиях с равными вол-
новыми сопротивлениями Z2C:
- r/i (t)/u2 (/) - (Z2C + zzZ1c)/2Z2c.
Особое внимание необходимо уделять конструктивному выпол-
нению присоединения кабелей в точке Р. Паразитная емкость, возни-
кающая в этом месте, должна быть компенсирована полостью С за
86
местом разветвления кабелей. Измерительный прибор, обычно элек-
тронный осциллограф, присоединяется к одному из /г кабелей. При не-
которых исследованиях, когда желательна регистрация с разными вре-
менными разрешениями, можно использовать несколько осциллографов
с различными скоростями развертки, подключаемых к разным кабелям.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
УСТРОЙСТВА ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЙ высоких постоянных
И ИМПУЛЬСНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ, МАКСИМАЛЬНОГО
И ДЕЙСТВУЮЩЕГО ЗНАЧЕНИЙ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
3.1. ИЗМЕРЕНИЕ ВЫСОКОГО ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
И ДЕЙСТВУЮЩЕГО ЗНАЧЕНИЯ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
3.1.1. Высокоомные резисторы и делители напряжения
В технике измерений низких напряжений расширение пределов
измерения проводится путем последовательного соединения с вольт-
метром добавочного резистора с определенным значением сопротивле-
ния. Таким же путем можно измерять высокое постоянное напряжение,
при этом не требуется больших затрат: просто стрелочным прибором
измеряется ток /, протекающий через резистор с известным большим
сопротивлением (рис. 98). Приложенное к измерительному устройству
напряжение U = IR, при этом не учитывается падение напряжения
на приборе, что вполне допустимо, поскольку внутреннее сопротивле-
ние амперметра мало. Если для измерений использовать операционный
усилитель, то при высоких требованиях к точности измерений эта по-
грешность может быть сведена к очень малому значению [737].
Параллельно измерительному прибору рекомендуется включать
газовый разрядник, защищающий прибор от повреждения при пере-
крытиях добавочного резистора. Защитное действие разрядника воз-
растает, если его подключить не параллельно измерительному прибору,
а к отводу от добавочного резистора, как показано на рис. 98. В этом
случае при перекрытии добавочного резистора напряжение на разряд-
нике возрастает до значения, равного пробивному напряжению, го-
раздо раньше.
Сопротивление добавочного резистора обычно выбирается таким,
чтобы при полном измеряемом напряжении через прибор протекал ток
порядка сотен микроампер. Это значение целесообразно также выби-
рать в зависимости от внутреннего сопротивления источника напряже-
ния. Для электростатических источников высокого напряжения дан-
ный способ измерения непригоден из-за сильного влияния измеритель-
ного устройства на источник.
Обычно применяется не один добавочный резистор, а последо-
вательное соединение нескольких резисторов. Цепочка из резисторов
наматывается на бакелитовый цилиндр, который помещается в масле
для устранения искрений и обеспечения лучшего и равномерного теп-
87
лоотвода, при этом необходимо обеспечить отсутствие пробоев между
витками по поверхности трубы под действием падения напряжения на
резисторах. Допустимые напряженности на поверхности изоляции
составляют в воздухе при нормальном давлении до 5 кВ/см, а в масле —
до 15 кВ/см. Для напряжений до 100 кВ резисторы можно разместить
в гибком заполненном маслом полиэтиленовом шланге, снабженном на
концах экранами для предотвращения короны (рис. 99). Можно при-
менять резисторы с углеродистой или металлической пленкой, объем-
ные или проволочные резисторы. Известно также применение для этих
целей проводящей резины при измерениях напряжения до 2 МВ [157],
При сравнительно невысоких значениях сопротивления пригодны вы-
Рис. 99. Последовательно соеди-
ненные резисторы, размещенные в
заполненном маслом полиэтилено-
вом шланге
Рис. 98. Измерение постоянного вы-
сокого напряжения стрелочным при-
бором с добавочным резистором
Р — защитный разрядник, предотвращаю-
щий повреждение прибора при перекрыти-
ях сопротивления
сокоомный кордель и тканые резисторы благодаря высокой стабиль-
ности и низкому температурному коэффициенту их сопротивления.
Высокоомный кордель представляет собой тонкий провод из материа-
ла с высоким удельным сопротивлением, навитый на асбестовый или
стекловолокнистый шнур. Тканые резисторы состоят из ткани из ас-
беста или стекловолокна, в которой в качестве поперечной нити ис-
пользованы проволока или кордель. Для получения больших значений
сопротивления требуется использовать тонкую проволочку, которая,
однако, становится механически малопрочной. Для очень высоких
сопротивлений можно рекомендовать последовательное соединение
многих резисторов, применяемых в радиотехнике и электронике и
выполненных с углеродистым или металлическим полупроводящим
слоем мощностью до 2 Вт. Специальные пленочные резисторы на высо-
кое напряжение изготовляются с глубокими шлифованными канавка-
ми для предотвращения пробоев между полупроводящими витками.
Пленочные углеродистые резисторы на высокое напряжение, изготов-
ленные коллоидным способом, имеют относительно сильную зависи-
мость сопротивления от напряжения в диапазоне от 0 до 200 В, что не-
обходимо учитывать при калибровке всего измерительного устройства.
Начиная с некоторого напряжения, сопротивления изменяются не-
88
значительно. Поэтому определять значения сопротивлений таких ре-
зисторов необходимо при напряжениях, превышающих границу силь-
ной нелинейности.
При высоких требованиях к точности измерений необходимо учи-
тывать температурный коэффициент сопротивления резисторов
Для высокоомных пленочных углеродистых резисторов & (± 500 X
X Ю~6) I/K. Эта величина в каждом конкретном случае уточняется
изготовителем резисторов. Действительное значение сопротивления
при повышенной температуре t рассчитывается как
Rt = ЯШ + (*-Ш
Примерно на порядок меньший температурный коэффициент имеют
металлизованные пленочные резисторы. Они обладают большей ста-
бильностью сопротивления во времени, чем углеродистые. Более под-
робные сведения по этой проблеме можно найти в [161, 162].
Все пленочные резисторы чувствительны к импульсным перегруз-
кам, которые приводят к увеличению их сопротивления. Если при нор-
мальной эксплуатации измерительного резистора не ожидаются им-
пульсные перегрузки, то в некоторых режимах и экспериментах воз-
можны перегрузки отдельных резисторов. Эти случаи будут рассмо-
трены подробнее ниже. При этом целесообразно применять объемные
резисторы, менее чувствительные к перегрузкам. При перегрузках они
уменьшают свое сопротивление, что объясняется спеканием отдельных
частиц в проводящей массе. Недостатком объемных резисторов явля-
ется их сравнительно высокий температурный коэффициент сопротив-
ления.
Влияние зависимости сопротивления от температуры и напряже-
ния может быть ослаблено, если вместо добавочного резистора исполь-
зовать делитель напряжения (рис. 100). Измеряемое напряжение при
этом определяется по измеренному электростатическим вольтметром
напряжению на плече низкого напряжения и коэффициенту деления.
Предполагая, что делитель напряжения состоит из одинаковых эле-
ментов, и считая, что все элементы имеют одинаковый перегрев (это
в большей степени справедливо при горизонтальном расположении
делителя, чем при вертикальном), можно принять коэффициент деле-
ния не зависящим от температуры и напряжения.
При конструировании как добавочных резисторов, так
и делителей постоянного высокого напряжения необходи-
мо принимать меры для устранения короны. Возникнове-
ние короны в измерительном резисторе приводит к появле-
нию токов утечки, не регистрируемых прибором, в ре-
зультате прибор фиксирует заниженное значение на-
пряжения.
Корона на конце высокого напряжения измерительно-
го резистора может быть ослаблена регулированием по-
F
Рис. 100. Измерение постоянного высокого напряжения омическим
делителем и электростатическим вольтметром
89
тенциала вдоль резистора и размещением на конце устройства сфе-
рического экрана [163, 738].
При внезапном отключении или к. з. источника измеряемого на-
пряжения, например при пробое испытуемого объекта, возможны по-
вреждения добавочного резистора или делителя напряжения. Как было
подробно показано при рассмотрении импульсных делителей, наличие
распределенных емкостей относительно земли измерительного резисто-
ра, имеющего большие размеры, вызывает неравномерное распределе-
ние напряжения вдоль резистора при высоких частотах (см. пп. 2.2 2).
Рис. 101. Добавочный резистор
с продольными конденсатора-
ми для выравнивания распре-
деления потенциала при пере-
ходных процессах и снижения
постоянной времени
Рис. 102. Компенсированные делите-
ли постоянного напряжения на 75 и
150 кВ для устройств высокого на-
пряжения с двойной стабилизацией
и пульсирующей нагрузкой. Постоян-
ная времени менее 100 нс (фирма
Hilo-Test)
Это приводит к перенапряжениям на первых элементах, расположен-
ных у вывода высокого напряжения. Чтобы устранить эту опасность,
между отдельными витками резистора включают конденсаторы, вырав-
нивающие распределение напряжения при переходных процессах
(рис. 101). Помимо этого, выравнивающие конденсаторы уменьшают
постоянную времени измерительного резистора, что является важным
для устройств с регулируемым или стабилизированным постоянным
напряжением, например для ускорителей элементарных частиц. На
рис. 102 показаны типичные измерительные резисторы для измерения
истинного значения стабилизированного высокого постоянного напря-
жения при пульсирующей нагрузке.
90
В заключение следует отметить, что при измерениях постоянного
напряжения с пульсациями и применении прибора магнитоэлектриче-
ской системы измеряется среднее арифметическое значение, а при ис-
пользовании электростатического вольтметра — действующее зна-
чение (если не учитывать влияния емкостей относительно земли). При
больших пульсациях мгновенные значения высокого напряжения мо-
гут сильно отличаться от регистрируемого напряжения. Измеритель-
ное устройство, регистрирующее мгновенное значение пульсирующего
постоянного напряжения, описано в [7571.
Пульсации постоянного напряжения, %, определяются согласно
рис. 103 по выражению
со - (Umax - Uminy 100/Z7 = At/- 100/и.
Помимо этого понятия существует также понятие эффективного
значения пульсаций и максимальных пульсаций [153], однако по-
следние используются редко.
Рис. 103. К определению пуль-
саций постоянного напряжения
со средним арифметическим
значением U
Рис. 104. Измерение пульсаций с помощью
однополупериодного выпрямителя:
Сф — фильтры; /? — сопротивление нагрузки;
Сн — вспомогательный конденсатор для развязки
по постоянному напряжению; S — заземляющее
коммутирующее устройство; — сопротивление
демпфирующего резистора
Пульсации постоянного напряжения можно измерить по схеме,
показанной на рис. 104. Через вспомогательную емкость Сп, рассчи-
танную на максимальное мгновенное напряжение измеряемого постоян-
ного напряжения, переменная составляющая подводится к осцилло-
графу, при этом в момент включения переключатель S должен быть
замкнут, так как в процессе заряда емкости Сн до среднего арифметиче-
ского значения напряжения протекает большой зарядный ток. Если бы
переключатель S был разомкнут, то через входное сопротивление ос-
циллографа протекал бы этот ток и вход осциллографа был бы повреж-
ден за счет либо выделяющейся на входном сопротивлении теплоты,
либо перенапряжений. Современные осциллографы с переключением
входа на измерение постоянного или переменного напряжения с проме-
жуточным закороченным положением не исключают применения пере-
ключателя S, так как устройство переключения заземляет и отделяет
входное гнездо осциллографа от входа усилителя только в промежу-
точном положении. Необходимо выполнить условие, чтобы емкость
Сн была больше суммы емкостей кабеля и входа осциллографа, а
1/соСн — достаточно мала по сравнению с входным сопротивлением ос-
91
циллографа при основной частоте пульсации. В противном случае
входные цепи осциллографа вместе с Сн образуют делитель напряже-
ния, зависящий от частоты, при этом измеряется заниженное значение
пульсаций.
Применение добавочных резисторов или делителей напряжения в
сочетании с микроамперметром или вольтметром, дающих достаточную
точность при измерениях постоянного напряжения, для измерения
переменных напряжений встречает существенные трудности. Наряду
с учетом влияния зависимости сопротивлений от температуры и напря-
жения при измерении переменных напряжений ставится требование
обеспечить малую угловую погрешность, например при использовании
измерительного резистора при измерениях потерь на корону с помощью
ваттметра. Прежде чем рассматривать угловые погрешности высоко-
омного измерительного резистора больших размеров, поясним понятие
угловой погрешности сопротивления. Любой резистор с током создает
вблизи себя магнитное и электрическое поля. Наличие этих неустра-
нимых полей учитывают в простейших схемах замещения в виде после-
довательной цепочки из идеального сопротивления и индуктивности и
параллельной емкости (рис. 105). При сравнительно высоких значениях
сопротивления индуктивностью обычно можно пренебречь, так как
coL становится соизмеримым с R только при очень высоких частотах,
в то время как 1/соС становится заметным уже при значительно мень-
ших частотах. Эта разница заметнее при увеличении значения сопро-
тивления 7?.
Если через высокоомный резистор протекает переменный синусо-
идальный ток, то между ним и приложенным напряжением возникает
сдвиг фаз, который называют емкостной угловой погрешностью:
Фс tg фс ~ (oRC.
Аналогично можно пренебрегать параллельной емкостью низко-
омных измерительных резисторов, когда соА влияет тем сильнее, чем
меньше значение сопротивления. Соответственно определяется индук-
тивная угловая погрешность:
фь tg фь = &L/R.
У резисторов, сопротивление которых занимает промежуточные
значения, должны учитываться обе погрешности.
Полное сопротивление двухполюсника, показанного на рис. 105,
Z = (Z? + /соЛ)/(1 — со2АС + jaRC).
Если принять, что coL и соС малы, к чему стремятся при конструи-
ровании измерительных резисторов, можно записать приближенное
выражение:
Общая угловая погрешность
ф = фь — фс~( — — &RC 'j •
92
В результате подходящего выбора размеров резистора можно угло-
вую погрешность свести к очень малому значению. Это достигается,
если конструкция удовлетворяет условию L/C = R2.
Добавочные резисторы при измерениях переменных напряжений
выполняются высокоомными, чтобы снизить потребляемую ими энер-
гию и воздействие на источник напряжения. Поэтому индуктивным
компонентом погрешности часто можно пренебречь. Однако при боль-
ших размерах сопротивления его угловая погрешность уже не объяс-
няется простейшей схемой рис. J05. Аналогично схеме замещения оми-
Рис. 105. Упрощенная схема замеще-
ния измерительного резистора R,
имеющего индуктивность L и ем-
кость С
Рис. 106. Высокоомный добавочный
резистор с большими размерами и
распределенными емкостями отно-
сительно земли С3' и собственными
емкостями между витками С'в
ческого делителя импульсных напряжений можно изобразить схему
замещения измерительного резистора, учитывающую распределенные
емкости относительно земли (рис. 106). Из этой схемы наглядно видно,
что значение напряжения, определенное по измеряемому току, зани-
жено, так как через прибор не протекают токи, замыкающиеся через
емкости относительно земли. Эта погрешность легко устраняется гра-
дуировкой. Угловая погрешность может быть рассчитана пз уравнений
цепочечной схемы замещения измерительного резистора. Согласно
[155] для спирального сопротивления высотой h
Фс = tg фс = R' (h2C's/6 — CBr),
где R' — сопротивление на единицу длины, Ом/см; Сз — емкость
относительно земли на единицу длины, Ф/см; Св— рассчитанная на
единицу длины продольная (межвитковая) емкость, Ф-см.
При малых диаметрах резистора второй член в скобках мал по срав-
нению с первым. Следовательно, угловая погрешность тем меньше,
чем больше диаметр спирали и меньше ее высота.
Дальнейшая возможность уменьшения угловой погрешности по-
является, если измерительный резистор поместить внутри экрана с
сопротивлением подключенного параллельно измерительному вме-
сте с прибором (рис. 107) [156]. Уравнительным резистором с сопро-
93
Рис. 107. Измерение высокого переменного напряжения
прибором с добавочным резистором:
7?из — сопротивление измерительного резистора; /?э — сопротивле-
ние экрана; Яу — сопротивления резисторов для настройки
тивлением Ry можно регулировать потенциал
нижней части экрана относительно потенциала
нижней части измерительного резистора. Емкост-
ные уравнительные токи между измерительным и
экранирующим резисторами позволяют оптималь-
но скомпенсировать угловую погрешность [158,
159].
В заключение укажем на возможность исклю-
чить влияние распределенных емкостей на зем-
лю путем применения нелинейного сопротив-
ления. Если бы у вершины измерительного резистора находился
изолированный экран, он создавал бы в окружающем пространстве
напряженность электрического поля, обратно пропорциональную рас-
стоянию до экрана. Если обеспечить распределение напряжения вдоль
резистора, соответствующее естественному полю экрана, то устраняет-
ся влияние емкостей относительно земли [163].
3.1.2. Электростатические вольтметры
Принцип работы электростатического вольтметра основан на дей-
ствии сил электрического поля. Если рассматривать источник напря-
жения и емкость измерительного прибора как замкнутую систему с по-
стоянной потенциальной энергией, то с помощью закона сохранения
энергии можно рассчитать силы, действующие на обкладки плоско-
го конденсатора (например, в вольтметре Штарке—Шредера), с ко-
торыми обкладки притягиваются друг к другу.
При приближении электродов друг к другу часть электрической
энергии системы превращается в механическую, а часть идет на повыше-
ние энергии конденсатора. Обе составляющие энергии равны и полу-
чаются за счет энергии источника. Можно составить следующий ба-
ланс энергии в зависимости от перемещения подвижного электрода:
W = f F (х) dx + С (х) U2/2 +WQ —2 х
X [С (х) U2!2 — C0U2/2] = const,
где W — общая энергия; [ F (х) dx — совершенная механическая ра-
бота; С (х) U2/2 — повышение потенциальной энергии конденсатора в
результате перемещения обкладки; Ц70 — энергия источника перед
перемещением; Со, С (х) — емкости конденсатора перед перемещением
и после перемещения обкладки на расстояние х. Член в квадратных
скобках — возрастание энергии конденсатора, компенсирующее уд-
военную потребленную от источника энергию.
Определив изменение энергии по пути dx,
dW _ р a d / E/yleSo \
' ~dx \2(S—х)3/
94
получим
U2 Лее0
2(3—х)2 ’
где А — площадь обкладки; S — расстояние между ними.
В частности, при х = О
U2Aw0
2S2
Эту силу можно измерить с помощью указателя перемещения элек-
трода, связанного с подвижным электродом. В электростатических
киловольтметрах обычно перемещается не весь электрод, а только под-
вешенная на оси пластинка, находящаяся в круглом вырезе одного из
электродов. Сила пропорциональна квадрату приложенного напря-
жения, поэтому электростатические приборы измеряют действующее
значение приложенного переменного напряжения. При постоянном на-
пряжении отклонение активного элемента измерительного устройства
не зависит от полярности. Расчет силы по геометрическим размерам
обычно связан с трудностями, так как значение емкости может быть
рассчитано только для простейших конструкций. В тех случаях, когда
соответствующим выбором конструкции (например, для устройства
с охранным электродом) емкость может быть определена точно, элек-
тростатический вольтметр может быть использован для абсолютных из-
мерений напряжения, так как при этом измерение напряжения сводит-
ся к измерению длин и сил [164—172]. Из-за того что сила пропорцио-
нальна квадрату напряжения, шкала прибора нелинейна. Однако
в результате соответствующего выбора электродов она на определен-
ном участке может быть выполнена линейной.
Особенно важным преимуществом электростатических вольтметров
является их незначительное воздействие на измеряемую цепь, что очень
важно при измерениях постоянного напряжения и электростатических
зарядов. Воздействие вольтметра на источник напряжения ограничи-
вается только зарядом емкости вольтметра при его подключении к ис-
точнику высокого напряжения. Так как емкость имеет значения от 5
до 50 пФ, а сопротивление утечки при выборе хорошего изолятора мо-
жет быть очень большим (до 1013 Ом), то электростатические вольтмет-
ры можно считать свободными от влияния на источник напряжения.
Потребляемая при переменном напряжении реактивная мощность
и2аС обычно должна учитываться лишь при очень высоких частотах.
Верхняя граничная частота электростатического вольтметра за-
висит от его конструкции и определяется собственным резонансом це-
пи из подводящего провода и емкости вольтметра, сопротивлением ме-
ханизма возврата подвижного элемента в исходное состояние и его
емкостью, а также характеристиками изолятора, поскольку при высо-
ких частотах диэлектрические потери в материале изолятора могут
вызвать его нагрев. Обычно верхняя граничная частота составляет не-
сколько мегагерц.
Типичными конструкциями разнообразных киловольтметров Штар-
ке и Шредера [173, 714] являются показанные на рис. 108 и 109. В цент-
ре^пространства между двумя плоскими дисковыми некоронирующими
95
в
электродами 1 и 2 создается электрическое поле, близкое к однородно-
му. Один из электродов в центре имеет круглое отверстие, в котором
размещается диск 3. Он может поворачиваться. При приложении на-
пряжения на этот подвижный элемент действует сила, направлен-
ная к противоположному электроду. С помощью зеркальца 5, за-
крепленного на подвижном диске, поворот диска световым лучом
фиксируется на шкале 4 прибора. Для успокоения колебаний подвиж-
ного органа служат два воздушных демпфера. Отклонение диска долж-
но быть небольшим, чтобы не было заметным искажение электрическо-
го поля. Диапазон измеряемого напряжения изменяется установкой
соответствующего расстояния между электродами.
Рис. 108. Схема электростатического
вольтметра Штарке — Шредера
Рис. 109. Электростатический кило-
вольтметр Штарке—Шредера на на-
пряжение до 100 кВ действующего
значения
Ясно, что при увеличении отношения расстояния между электро-
дами к их диаметру растет чувствительность прибора к внешним полям.
Кроме того, начинает проявляться эффект полярности, как в систе-
ме с одним заземленным электродом [174, 578]. После точной градуи-
ровки может быть достигнут класс точности 1; большей точности до-
биться трудно из-за нестабильности механических характеристик во
времени. На рис. 109 показан киловольтметр на напряжение 100 кВ.
Существуют киловольтметры аналогичной конструкции на напряжения
до 600 кВ. При использовании киловольтметров на высокое напряжение
нужно иметь в виду, что предел измерений, указанный на шкале, от-
носится обычно к измерениям постоянного напряжения, и при дейст-
вующем переменном напряжении, меньшем в V2 раз, достигается та же
электрическая нагрузка на изоляцию. Это относится, например, к
большому числу широко распространенных приборов со световым ука-
зателем и подвеской подвижного элемента на растяжках (рис. 110).
Многие работы посвящены увеличению чувствительности электро-
статических вольтметров. Так, в [167] использовано изменение емко-
сти при отклонении подвижного элемента для расстройки колебатель-
ного контура. Расстройка влияет на анодный ток схемы генератора.
После усиления и выпрямления этот ток может быть измерен прибором,
проградуированным в киловольтах.
96
В [169, 170] описаны устройства, где вместо поворачивающейся
пластинки использована мембрана, расширение которой пневматиче-
ским способом может быть зарегистрировано на большом расстоянии
от прибора с сохранением высокой чувствительности.
В устройстве, рассмотренном в [175], сила, действующая на под-
вижную пластинку, скомпенсирована с помощью катушки, создающей
магнитное поле. Следует также упомянуть простой и имеющий ряд
преимуществ при измерениях высоких напряжений электростатиче-
Рис. НО. Электростатические киловольт-
метры со световым указателем (спра-
ва — прибор на постоянное напряжение
до 40 кВ)
Рис. 111. Электростатический ки-
ловольтметр Хветера со световым
указателем (а) и узел А (б)
ский киловольтметр Хветера [176]. С увеличением измеряемого напря-
жения все труднее освоить электрическое поле. Применение экранов
и электродов для подавления короны вблизи измерительного прибора
становится неэффективным. Эти конструктивные трудности можно
обойти, если собственно измерительное устройство выполнить больших
размеров (рис. 111). Силу притяжения двух шаров можно рассчитать
способом, предложенным в [316]. При напряжении 1 МВ сила может
достигать нескольких килограмм. С помощью масляных демпферов
устраняются механические колебания. При зафиксированном положе-
нии подвижного шара устройство можно использовать как обычный
шаровой разрядник для измерения максимального значения напряже-
ния.
3.2. ИЗМЕРЕНИЕ ДЕЙСТВУЮЩЕГО ЗНАЧЕНИЯ
ПЕРЕМЕННОГО ВЫСОКОГО НАПРЯЖЕНИЯ
3.2.1. Добавочные конденсаторы и емкостные делители
напряжения
Как уже упоминалось в пп. 3.1.1, измерение переменного напря-
жения с помощью прибора с добавочным резистором встречает труд-
ности, связанные с наличием распределенных емкостей относительно
земли. Представляется целесообразным вместо добавочного резистора
4 Зак. 1334 97
использовать конденсатор (рис. 112). Измеряемое напряжение вызы-
вает ток в этом измерительном конденсаторе I = jc^CU, который мож-
но измерить прибором электромагнитной системы.
При измерениях возникает погрешность, если напряжение содер-
жит высшие гармоники. Для оценки этой погрешности запишем дейст-
вующее значение высокого напряжения
и=Vui + u23 + ui + ... + uI,
где — действующее значение напряжения основной частоты; £/3 —
Un — действующие значения напряжений нечетных высших гар-
моник.
Рис. 112. Измерение вы-
сокого переменного на-
пряжения прибором с
добавочным конденса-
тором
Рис. 113. Измерение вы-
сокого переменного на-
пряжения с помощью ем-
костного делителя и эле-
ктростатического вольт-
метра
Основная частота вызывает ток == co1Ct/1, третья гармоника —
ток 13 = со3С£/3 и т. д. Но так как со3 = 3<х>х, то сопротивление кон-
денсатора в 3 раза меньше. Общий ток может быть записан в виде
/ = CV(Ю1иу + (®з CJ2 + (®51/6)2 + • • • + (®п Щ)2 =
= Сyui + 9Ul + 25Ul + ...+n2 игп.
Измеренное напряжение оказывается выше действительного. Если,
например, высокое напряжение содержит пятую гармонику с амплиту-
дой, равной 10% амплитуды первой, то измеряемый ток окажется на
12% выше. Поэтому вместо добавочного конденсатора предпочтителен
емкостный делитель напряжения (рис. 113), при этом высокое напря-
жение и± рассчитывается по измеренному U2:
Ui - U2 (С± + С2 + Су)/Сь
где Су — емкость электростатического вольтметра, зависящая от от-
клонения, которой, однако, почти всегда можно пренебречь из-за ее
малого значения. Если измерительный прибор соединен с делителем
длинным коаксиальным кабелем, необходимо учитывать емкость кабе-
ля, составляющую 50—60 пФ/м. В качестве добавочного целесообраз-
но использовать измерительный конденсатор с газом под давлением,
емкость которого экранирована от внешних полей, а ее значение бла-
годаря экранированному коаксиальному исполнению электродов не
зависит от влияния окружающих предметов (см. пп. 6.3.2). Конден-
саторы с газом под давлением часто имеют двойную экранировку и
98
подводящий кабель с двойной оболочкой, чтобы можно было прово-
дить высокочувствительные измерения с мостовыми схемами Шерин-
га при подключении экрана к вершине моста для устранения паразит-
ных емкостей. При измерениях напряжения оба экрана соединяют друг
с другом.
3.2.2. Емкостные трансформаторы напряжения
Емкостные трансформаторы напряжения применяются исключи-
тельно в электроэнергетике. В противоположность описанным выше
емкостным делителям напряжения, к плечу низкого нап-
ряжения которых подключаются электростатический вольт-
метр или осциллограф, емкостные трансформаторы нап-
ряжения питают нагрузку с низким сопротивлением. Они
служат не только для точного измерения напряжения и
расхода энергии, нои для работы релейной защиты. Подключенные
Рис. 115. Схема замещения емкостно-
го трансформатора напряжения
Рис. 114. Емкостный трансформатор
напряжения с промежуточным ин-
дуктивным трансформатором Тр:
Z — нагрузка; Др — дроссель
к стороне низкого напряжения приборы — ваттметр, счетчик, реле —
требуют мощности в несколько сотен ватт, которая не соизмерима
с потребляемой мощностью при измерениях только напряжения в лабо-
ратории. Соответственно емкость Сг трансформатора составляет уже
несколько тысяч пикофарад. Для согласования плеча низкого напря-
жения с нагрузкой используется промежуточный трансформатор Тр,
включаемый между С2 и нагрузкой (рис. 114). Из экономических со-
ображений коэффициент трансформации трансформатора Тр выбирает-
ся таким, чтобы напряжение на С2 составляло 10—30 кВ. Для пояс-
нения назначения дросселя Др рассмотрим схему замещения емкост-
ного трансформатора напряжения [179], показанную на рис. 115.
Для наглядности пренебрегаем индуктивностью намагничивания и по-
терями в сердечнике трансформатора Тр. Индуктивность Xt учитывает
индуктивность дросселя и трансформатора Тр сопротивление —
потери в индуктивностях и конденсаторах. Комплексное сопротивле-
ние Z = R + jX представляет нагрузку. Приведенной схеме замеще-
4* 99
1с2> 1с\, и напряжение на С2
Рис. 116. Векторные диаграммы емкост-
ного трансформатора напряжения при
холостом ходе (и) и при нагрузке (б)
ния соответствуют векторные ди-
аграммы на рис. 116. При нагруз-
ке ток, отбираемый от сети, де-
лится на две составляющие:
1с\ = 1с2 + 11-
Индуктивность нагрузки емкост-
ного трансформатора обеспечивает
несколько увеличивается по срав-
нению с напряжением при х. х. емкостного делителя. Напряжение на
С2 тем выше, чем больше нагрузка вторичной цепи. Соответственно
уменьшается падение напряжения на Сх. Отсюда следует, что при к. з.
на вторичной стороне возникают большие перенапряжения на С2.
Для защиты от них предусматривается защитный искровой промежу-
ток (см. рис. 119). Для компенсации перенапряжений на С2 в нормаль-
ном режиме включают дроссель Др. Его параметры выбираются так,
чтобы деление напряжения по сопротивлениям ZTI и Zt возмещалось
повышением напряжения на С2.
Rl(Cf+Cz] Я{/пг IJn2 lz
Рис. 117. Схема замещения емкост-
ного трансформатора напряжения:
2?! — сопротивление, учитывающее потери
в меди первичной обмотки, диэлектриче-
ские потери в Ci и С2; — индуктивность
дросселя и первичной обмогки трансфор-
тт матора; L2 и R2 — индуктивность и сопро-
и2 тивление вторичной обмотки; Z2 — парал-
лельно включенные индуктивность намаг-
ничивания и сопротивление потерь в стали,
Zh — нагрузка; п — отношение числа вит-
ков обмоток
Если привести приложенное напряжение и все параметры первич-
ной цепи ко вторичной, то получится схема замещения на рис. 117.
Напряжение на нагрузке определяется по падению напряжения на
сопротивлении рассеивания емкостного трансформатора напряжения.
Учитывая активные и индуктивные сопротивления и пренебрегая ин-
дуктивностью намагничивания и потерями в сердечнике, получаем
сопротивление рассеяния
IZL | = VRt 4- [®L-1 /и2 <0 (С, + с2)12,
где
Ri = R^ + R.-, L = Д/п2-Щ2.
При настройке дросселя в резонанс на частоте сети f0 член в квад-
ратных скобках под корнем исчезает и тогда
2л/0 = 1/2л/0 (С1 + С2).
100
Последнее уравнение представляет собой уравнение колебаний
Томсона. Внутреннее сопротивление емкостного трансформатора,
включенного перед нагрузкой, является чисто активным и равно 7?z.
Конечная погрешность, вызванная оставшимся комплексным сопро-
тивлением, может быть скомпенсирована съемом напряжения от от-
пайки трансформатора Т.
Рис. 118. Векторная диаграмма емко-
стного трансформатора напряжения
при резонансе
Рис. 119. Эскиз емкостного транс-
форматора напряжения наружной
установки (фирма Gertsch und Wett-
stein) [180]:
Ci — главная емкость высокого напряжения; Сг — емкость на стороне низкого напряжения
для ВЧ связи; Тр — промежуточный трансформатор напряжения; Р — защитный разрядник;
^2 — полные сопротивления устройства защиты от феррорсзоианса, U—X — выводы для
присоединения на стороне высокого напряжения; и—х — выводы вторичной обмотки; п—е —
выводы вспомогательной обмотки для регистрации замыканий на землю; IIF — выводы для
присоединения устройств ВЧ связи
Векторная диаграмма в случае резонанса при активной нагрузке
показана на рис. 118. Измеряемое напряжение и снимаемое с транс-
форматора совпадают по фазе, при этом коэффициент деления напря-
жения описывается скалярным уравнением
К = UJU2 к (UCt + UR. + U2)/U2.
Строго говоря, в числителе вместо напряжения Uct нужно подста-
вить его проекцию на ось Ur. Однако эта небольшая неточность до-
пустима, так как Uct Ux ,
Преимущества емкостных трансформаторов напряжения заключают-
ся в сравнительно меньших затратах на выполнение их изоляции (ин-
дуктивный трансформатор напряжения должен быть защищен от не-
равномерного распределения напряжения вдоль первичной обмотки
101
при импульсном воздействии, а емкостный трансформатор по своей
природе обладает не зависящим от частоты линейным распределением
напряжения по его длине), а также в возможности его использования
одновременно в качестве конденсатора связи для ВЧ связи по проводам
линии электропередачи. Недостатком емкостных трансформаторов
является температурная зависимость емкостей, а следовательно, и ко-
эффициента трансформации при х. х. У индуктивного трансформатора
коэффициент трансформации при х. х. — постоянная величина, опре-
деляемая отношением витков первичной и вторичной обмоток. Кроме
того, при работе наблюдаются феррорезонансные и релаксационные
явления, устранение которых затруднительно.
На рис. 119 показан эскиз емкостного трансформатора напряжения,
снабженного защитными устройствами от помех и присоединения ВЧ
связи. Более подробные сведения о проблемах, связанных с примене-
нием емкостных трансформаторов напряжения, в частности рассмотре-
ние погрешностей в зависимости от напряжения, частоты и нагрузки,
можно найти в [178, 187, 188, 202, 743, 744, 755, 756].
В настоящее время промежуточный трансформатор в емкостных
трансформаторах напряжения все чаще заменяется электронным уси-
лителем. Это стало возможным благодаря более глубокому пониманию
процессов электромагнитной совместимости измерительных устройств
и внешних полей. Емкостный трансформатор с усилителем обладает
значительно лучшими передаточными характеристиками при переход-
ных процессах и меньшей стоимостью при сверхвысоких напряжениях
[734, 814].
Обзор публикаций по индуктивным и емкостным трансформаторам
напряжения содержится в [485].
3.2.3. Индуктивные трансформаторы напряжения.
Определение высокого напряжения по коэффициенту
трансформации испытательного трансформатора
Индуктивный трансформатор напряжения относится к старейшим
приборам для точного измерения действующего значения переменного
высокого напряжения. Он представляет собой практически слабона-
груженный специальный трансформатор высокого напряжения, к об-
мотке высокого напряжения прикладывается измеряемое напряжение,
а ко вторичной обмотке подключается измерительный прибор (рис. 120).
При х. х. высокое напряжение определяется из измеренного пересче-
том пропорционально отношению числа витков первичной и вторичной
обмоток:
Ur =
Но приведенное уравнение даже при х. х. не совсем точно, так как
отношение чисел витков пропорционально отношению не напряжений,
а индуктированных в обмотках ЭДС. Поэтому к рассчитанному по
приведенному уравнению значению нужно было бы добавить активное
и реактивное падение напряжения на первичной обмотке трансформа-
тора (рис. 121).
102
Рис. 120. Измерение переменного высокого напряжения /
индуктивным трансформатором напряжения jy
Передаточные характеристики в стационар- j I
ном режиме могут быть определены по извест- и1 j СI
ной векторной диаграмме трансформатора Т р Оу
(рис. 122). В ней учитываются ток намагничи- I___I
вания и потери в стали. Исходя из значений -L.
величин U2 и Г<2, приведенных к первичной
стороне, после суммирования аналогично приведенных внутренних ак-
тивных и реактивных падений напряжения получают индуктированные
ЭДС, а с учетом внутреннего падения напряжения в первичной обмот-
ке— приложенное к выводам напряжение Ur. Первичный ток рас-
считывается по результирующим первичным и вторичным МДС:
/0^1 = Л®1 + М’г!
h — А + Ц-
Так как сечение медных проводников сравнительно велико, а кон-
струкция выполняется с малым рассеянием, внутренние падения на-
пряжения невелики, и вторичное напряжение, приведенное к первич-
ной стороне, приблизительно совпадает с приложенным к трансформа-
тору напряжением. Для наглядности внутренние падения напряжения
на рис. 121 и 122 показаны значительно большими. Для количествен-
ного определения погрешности измерений, зависящей от нагрузки,
более пригодна векторная диаграмма, выполненная в масштабе [178,
199].
Чтобы снизить погрешность, обмотка низкого напряжения содер-
жит дополнительные витки, с помощью которых напряжение вторич-
ной обмотки несколько увеличивается по сравнению со значением,
рассчитанным для х. х. При нагрузке напряжение на выходе несколько
уменьшается за счет внутренних падений напряжения, и при определен-
ной нагрузке погрешность сводится к нулю.
Для неискаженной передачи импульсов трансформаторы напряже-
ния не годятся. Их верхняя граничная полоса пропускания не превы-
шает нескольких килогерц, причем она меньше для трансформаторов
высоких классов напряжения за счет возрастающего влияния межвит-
ковых емкостей обмотки и емкости относительно земли. Трансформа-
торы, как правило, передают правильно высшие гармоники, содержа-
щиеся в напряжении сети 50 Гц.
Проблемы, связанные с конструкциями, передаточными характе-
ристиками и с использованием трансформаторов напряжения, очень
разнообразны и не могут быть здесь рассмотрены в полном объеме.
Подробное рассмотрение погрешностей коэффициента трансформации,
угловых погрешностей, устройств для испытания трансформаторов на-
пряжения, особенностей конструкций трансформаторов содержится в
обширной специальной технической литературе, например в [178,
189—201]. Обзор публикаций в этой области содержится в [485].
103
В тесной связи с измерениями напряжения индуктивными транс-
форматорами напряжения стоит следующая возможность определения
действующего значения напряжения. Часто при экспериментах в ла-
бораториях для контроля рассчитывают высокое напряжение по изме-
ренному напряжению па первичной стороне и коэффициенту транс-
формации испытательного трансформатора. Как видно из диаграммы
на рис. 122, при индуктивной нагрузке таким способом получаются за-
вышенные значения высокого напряжения. Однако большинство объек-
тов испытания (кабели, вводы, опорные изоляторы и т. д.) для испы-
Рис. 121. Векторная диаграмма ин-
дуктивного трансформатора напря-
жения в режиме х. х.
Рис. 122. Векторная диаграмма ин-
дуктивного трансформатора напря-
жения при наличии нагрузки
тательного трансформатора являются емкостной нагрузкой. Помимо
этого, трансформатор при очень высоком напряжении даже при х. х.
подключен к емкостной нагрузке в виде межвитковых емкостей об-
мотки и емкостей относительно земли. Как видно из рис. 123, емкост-
ная нагрузка приводит к завышению напряжения на стороне высоко-
го напряжения, причем это завышение тем значительней, чем больше
индуктивность рассеяния и чем выше при заданном напряжении ток,
пропорциональный емкости нагрузки. Вследствие высокой индуктив-
ности рассеяния, обусловленной большими изоляционными расстоя-
ниями между обмотками испытательного трансформатора, завышения
напряжения могут достигать нескольких десятков процентов. Осо-
бенно сильно проявляется это явление при каскадном соединении ис-
пытательных трансформаторов, когда при наличии обмоток для пита-
ния последующих ступеней увеличивается индуктивность рассеяния.
Если выразить напряжение к. з. UK трансформатора в процентах, то
104
при номинальной нагрузке Сн (включая собственную емкость) напря-
жение на вторичной стороне может быть рассчитано на основании дан-
ных на рис. 123:
с/2= (72.о4-О,ОШк£/2.о = U2-o (1+0,01 t/p),
где U2-0— вторичное напряжение при х. х.; — реактивная часть
напряжения к. з., выраженная в процентах [203]:
Если объект испытаний обладает емкостью С < Сн, то приближенно
U2 = £72.о (1 + 0,01(/рС/Сн).
Рис. 123. Векторная диаграмма для
расчета повышения напряжения при
емкостной нагрузке (U\ = U2q— 100%)
Рис. 124. Измерение высокого на-
пряжения по коэффициенту транс-
формации испытательного трансфор-
матора в зависимости от емкостной
нагрузки
Можно построить градуировочную кривую К = f (С), которая при-
ближается к прямой линии. Экспериментальные исследования зависи-
мостей коэффициента трансформации от формы кривой высокого и
низкого напряжений и от коэффициента амплитуды при различных
емкостях нагрузки содержатся в [204].
В связи с измерениями tg 6 в [206] предложен очень хороший спо-
соб определения точного коэффициента пересчета в зависимости от ем-
костной нагрузки (рис. 124). Объект испытаний Сх подсоединяется
не к узлу N моста, а непосредственно заземляется. В первую ветвь
моста вводится не объект Сх, а дополнительная емкость С5 и сопротив-
ление R5. Если обозначить полные сопротивления ветвей моста Z2,
Z3, Z4 и Z5, то коэффициент пересчета получается как коэффициент
деления ветвей 5, 3 и 2, 4:
Ui/U3 - (Z6 + Z3)/Z3; U2/U, = (Z. + Z^/Z,.
105
В уравновешенном состоянии ток по диагонали не протекает, т. е.
точки N и Л4 моста имеют одинаковый потенциал. Это означает, что
(/3 = 17&, и после несложных промежуточных выкладок получим
К U2/Ur = С5/?3 (1 + £/100)/С27?4,
где k = 0,5 (tg2 б - tg2 v)-100, %; tg б - <о7?4С4; tg у - шС5 (₽3 +
+ ^б)-
Поправочным коэффициентом k в большинстве случаев можно пре-
небречь. Интересно, что как при снятии градуировочной зависимости,
так и при последующих измерениях не нужно знать емкость объекта,
если коэффициент трансформации на градуировочной кривой нанесен
как функция тока К = (IJ. Путем сравнительно простого дополни-
тельного измерения первичного тока Д и включения цепочки С5Т?б
при измерениях tg б можно с большой точностью определить прило-
женное высокое напряжение.
3.3. ИЗМЕРЕНИЕ МАКСИМАЛЬНЫХ ЗНАЧЕНИЙ ПОСТОЯННЫХ,
ПЕРЕМЕННЫХ И ИМПУЛЬСНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ
ШАРОВЫМИ РАЗРЯДНИКАМИ
Измерение максимальных значений напряжения с помощью искро-
вых промежутков основано на том, что при заданных размерах электро-
дов и одинаковых внешних условиях пробой происходит при опреде-
ленных известных напряжениях, воспроизводимых с разбросом в за-
данных границах. При напряженности электрического поля, дости-
гающей определенного значения (примерно 30 кВ/см для воздуха при
атмосферном давлении), выполняется условие самостоятельности раз-
ряда. Процессы, приводящие к пробою, сложны, и здесь не место рас-
сматривать их подробно, тем более что они изложены во многих ра-
ботах, например в [207—210]. Отметим лишь, что согласно накоплен-
ному к настоящему времени опыту для измерений напряжения годятся
только такие промежутки, при которых начальные и разрядные на-
пряжения не сильно различаются. Исключение составляет промежуток
типа стержень—стержень, который согласно исследованиям, приведен-
ным в [545], обладает при постоянном напряжении меньшими разбро-
сами разрядных напряжений и лучшей линейностью зависимости раз-
рядного напряжения от расстояния между электродами по сравнению
с описанным выше промежутком типа шар—шар.
Наиболее распространенными измерительными промежутками яв-
ляются промежутки между сферическими электродами [221]. Два
электрода располагаются либо по горизонтальной, либо по вертикаль-
ной оси (рис. 125, 126) [217]. Пользование при измерениях шаровыми
разрядниками сложно и требует много времени. Кроме того, при про-
боях между шарами каждый раз прерывается исследуемый процесс: при
разрядах могут возникнуть переходные процессы и перенапряжения.
Поэтому шаровые разрядники часто используются для градуировки
других измерительных устройств, непрерывно показывающих макси-
мальное напряжение и имеющихся на установке, причем градуировка
106
проводится при напряжении, меньшем, но близким к испытательному,
а испытательное напряжение определяется экстраполяцией или по
снятой заранее градуировочной кривой. При этом шаровые электроды
остаются в схеме испытаний, однако расстояние между ними устанав-
ливается в 1,1—1,2 раза большим, чем расстояние, соответствующее
испытательному напряжению, и шаровой разрядник служит при ис-
пытаниях в качестве защитного. Нужно иметь в виду, что градуировоч-
ная кривая, снятая с помощью разрядника, может оказаться непри-
Рис. 125. Пространственные защитные зоны измерительного шарового разряд-
ника вертикального исполнения согласно рекомендациям МЭК?.
1 — изолятор; 2 — держатель шара; 3 — устройство для изменения и измерения расстояния
между шарами; 4 — подвод высокого напряжения через демпфирующий резистор; 5 — за-
щитное кольцо; Р—точка возникновения разряда; А—расстояние от точки Р до заземлен-
ного пола; В — защитная зона; X. — граничная плоскость, которую не должен пересекать
подвод высокого напряжения
Рис. 126. Защитные зоны измерительного шарового разрядника горизонтального
исполнения (обозначения см. на рис. 125)
годной после изменений в схеме. Таким изменением может быть удале-
ние из схемы шарового разрядника после градуировки, так как при
этом устраняется емкость шарового разрядника, подключенная парал-
лельно объекту. Если с помощью шарового разрядника снята градуи-
ровочная кривая прибора, включенного на первичной стороне испыта-
тельного трансформатора, то она может оказаться непригодной, по-
скольку при удалении разрядника из схемы может измениться коэф-
фициент пересчета (см. также пп. 3.2.3).
Емкость шарового разрядника С, Ф, с достаточной точностью рас-
считывается по выражению
с = S-10~u/36^— 1),
107
где S— расстояние между электродами, см; f— коэффициент, зави-
сящий от отношения расстояния между электродами к радиусу шаров г.
Для определения f служат зависимости, приведенные на рис. 127.
При этом f = Д, если к промежутку шарового разрядника приложено
симметричное относительно земли напряжение. Если один из шаров
заземлен, то / =- f2. Обычно емкость шарового разрядника лежит в пре-
делах от 1 до 50 пФ. Таким образом, не представляет труда ориенти-
ровочно рассчитать, можно ли пренебречь емкостью измерительного
разрядника при известной емкости объекта испытаний.
При заземленном одном шаре окружающие измерительный раз-
рядник заземленные предметы влияют на распределение поля в про-
Рис. 127. Коэффициент f для расчета емкости шарового разрядника в зависимо-
сти от отношения расстояния между шарами к радиусу шаров (а); начальный
участок кривых (б)
межутке: поле у незаземленного шара увеличивается и ослабляется
у заземленного по сравнению с симметричным приложением напряже-
ния. Это наглядно можно пояснить следующим образом. Силовые ли-
нии поля, исходящие от незаземленного шара, только частично замы-
каются на противоположный шар. Часть линий замыкается на сосед-
ние заземленные предметы. Влияние окружающих предметов особен-
но сильно проявляется при больших расстояниях между шарами [219,
223]. Для всех промежутков с несимметричным распределением поля
проявляется эффект полярности. Это явление заметно в шаровом раз-
ряднике, если S > г [214, 215].
Если при постоянном напряжении и переменном напряжении низ-
кой частоты можно просто судить о значении приложенного напряже-
ния по разрядному расстоянию, то при измерениях кратковременных
импульсных напряжений в зависимости от обстоятельств могут на-
блюдаться большие различия между приложенным напряжением и ста-
тическим напряжением, соответствующим разрядному расстоянию
(разрядным напряжением при постоянном или НЧ напряжении).
Возникновение самостоятельного разряда между шарами подчиняется
статистическим законам. Если при кратковременном приложении на-
108
пряжения не успевает развиться разряд, то пробоя не произойдет,
даже если максимальное значение импульса превысит статическое раз-
рядное напряжение промежутка. Подробное рассмотрение этого эффек-
та содержится в работах по импульсной прочности газообразных, жид-
ких и твердых диэлектриков [20, 226—228].
Собственно измерение осуществляется либо при поддерживаемом на
постоянном уровне максимальном значении измеряемого напряжения
и постепенном сокращении расстояния между электродами, первона-
чально установленном заведомо большим, чем разрядное расстояние,
либо при постоянном межэлектродном расстоянии и повышении напря-
жения до возникновения пробоя. В первом случае скорость изменения
расстояния не должна превышать 1% диаметра шара в секунду. Во
втором случае разрядное напряжение должно достигать разрядного
не ранее чем через 30 с после начала подъема. По измеренным многим
значениям в серии определяют среднее значение разрядного напряже-
ния. При измерениях импульсных напряжений изменяют максималь-
ное напряжение или расстояние между шарами, пока не получают раз-
ряд в 50% случаев приложения напряжения (50% -ное разрядное на-
пряжение [234]). По результатам многочисленных измерений, выпол-
ненных в различных странах, установлены стандартные разрядные рас-
стояния и соответствующие им разрядные напряжения [216, 217].
которые с определенной точностью воспроизводимы при соблюдении
определенных условий (табл. 1). Приведенные в табл. 1, а, б значения
справедливы для переменного напряжения при расстояниях между
шарами S <1 г, при этом возможна погрешность не выше ± 3%.
При постоянном напряжении и S ^0,8 г возможна погрешность ± 5%.
Значения, данные отдельно для импульсов положительной и отрица-
тельной полярностей, при S г имеют погрешность не вышед-3?4.
Значения, заключенные в скобках, имеют повышенные разбросы, их
погрешность может выйти за указанные границы.
Как уже упоминалось, фактическое разрядное импульсное напря-
жение зависит от формы импульса. Приведенные в табл. 1, а, б дан-
ные справедливы для стандартного грозового импульса.
Для обеспечения точности измерений шаровым разрядником необ-
ходимо выполнить ряд дополнительных условий, которые подробно
оговорены в требованиях МЭК в национальных стандартах [216, 217].
Важнейшие из них следующие.
Шары должны быть изготовлены из металла, преимущественно из
меди. Номинальный диаметр не должен отклоняться более чем на ±2%.
Расположение шаров друг относительно друга и окружающих пред-
метов (крыши, стен, потолка) должно удовлетворять указанным на
рис. 125 и 126 требованиям. Должны выдерживаться данные, приведен-
ные в табл. 2, минимально и максимально доспустимые расстояния А
и В (рис. 125 и 126). Для демпфирования переходных процессов, воз-
никающих при частичных разрядах, и для снижения электрической
эрозии материала шаров измерительный промежуток включают к ис-
точнику напряжения через резистор с сопротивлением от 10 кОм до
1 МОм. При частотах выше 1000 Гц значение сопротивления уменьшает-
ся обратно пропорционально частоте.
109
Таблица la, Разрядные напряжения, кВ, в зависимости от диаметров шаров и рас
Расстояние между шарами, см Диаметр
2 5 6,25 10 12,5 15
а б а б а б а б а б а
0,05 0,10 0,15 0,20 0,25 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70 0,80 0,90 1,0 1,2 1,4 1,5 1,6 1,8 2,0 2,2 2,4 2,6 2,8 3,0 3,5 4,0 4,5 5,0 5,5 6,0 6,5 7,0 7,5 8,0 9,0 10,0 11 12 13 14 15 16 17 18 19 2,8 4,7 6,4 8,0 9,6 11,2 14,4 17,4 20,4 23,2 25,8 28,3 30,7 (35,1) (38,5) (40,0) Н,2 14,4 17,4 20,4 23,2 25,8 28,3 30,7 (35,1) (38,5) (40,0) 8,0 9,6 11,2 14,3 17,4 20,4 23,4 26,3 29,2 32,0 37,6 42,9 45,5 48,1 53,0 57,5 61,5 65,5 (69,0) (72,5) (75,5) (82,5) (88,5) 11,2 14,3 17,4 20,4 23,4 26,3 29,2 32,0 37,8 43,3 46,2 49,0 54,5 59,5 64,0 69,0 (73,0) (77,0) (81,0) (90,0) (97,5) 14,2 17,2 20,2 23,2 26,2 29,1 31,9 37,5 42,9 45,5 48,1 53,5 58,5 63,0 67,5 72,0 76,0 79,5 (87,5) (95,0) (Ю1) (Ю7) 14,2 17,2 20,2 23,2 26,2 29,1 31,9 37,6 43,2 45,9 48,6 54,0 59,0 64,0 69,0 73,5 78,0 82,0 (91,5) (Ю1) (Ю8) (Н5) 16,8 19,9 23,0 26,0 28,9 31,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 69,5 74,5 79,5 84,0 95,0 105 115 123 (131) (138) (144) (150) (155) 16,8 19,9 23,0 26,0 28,9 31,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 70,0 75,5 80,5 85,5 97,5 109 120 130 (139) (148) (156) (ЮЗ) (170) 16,8 19,9 23,0 26,0 28,9 31,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 70,0 75,5 80,0 85,0 97,0 108 119 129 138 146 (154) (161) (168) (174) (185) (195) 16,8 19,9 23,0 26,0 28,9 31 ,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 70,0 75,5 80,5 85,5 98,0 ПО 122 134 145 155 (164) (173) (181) (189) (203) (215) 16,8 19,9 23,0 26,0 28,9 31,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 70,0 75,5 80,5 85,5 98,0 НО 122 133 143 152 161 169 177 (185) (198) (209) (219) (229)
Примечания. 1. а —для переменного, положительного и
пряжения.
2. Один электрод заземлен.
отрицательного напря-
110
стояния между электродами (при расстояниях между шарами 0,05—19 см)
шара, см
25 50 75 100 150 200
б а б а б а б а б а б а б
16,8 19,9 23,0 26,0 28,9 31,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 70,0 75,5 80,5 85,5 98,5 111 124 136 147 158 168 178 (187) (196) (212) (226) 31,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 70,0 75,5 81,0 86,0 99,0 112 125 137 149 161 173 184 195 206 226 244 31,7 37,4 42,9 45,5 48,1 53,5 59,0 64,5 70,0 75,5 81,0 86,0 99,0 112 125 138 151 163 175 187 199 211 233 254 59,0 64,5 70,0 75,5 81,0 86,0 99,0 112 125 138 151 164 177 189 202 214 239 263 59,0 64,5 70,0 75,5 81,0 86,0 99,0 112 125 138 151 164 177 189 202 214 239 263 59,0 64,5 70,0 75,5 81,0 86,0 99,0 112 125 138 151 164 177 190 203 215 240 265 59,0 64,5 70,0 75,5 81,0 86,0 99,0 112 125 138 151 164 177 190 203 215 240 265 86,0 99,0 112 125 138 151 164 177 190 203 215 241 266 86,0 99,0 112 125 138 151 164 177 190 203 215 241 266 138 151 164 177 190 203 215 241 266 138 151 164 177 190 203 215 241 266 266 266
(238) 261 273 286 287 290 290 292 292 292 292 292 292
(249) 275 291 309 311 315 315 318 318 318 318 318 318
(289) (308) 331 334 339 339 342 342 342 342 342 342
(302) (323) 353 357 363 363 366 366 366 366 366 366
(314) (337) 373 380 387 387 390 390 390 390 390 390
(326) (350) 392 402 410 411 414 414 414 414 414 414
(337) (362) 411 422 432 435 438 438 438 438 438 438
(347) (374) 429 442 453 458 462 462 462 462 462 462
(357) (385) 445 461 473 482 486 486 486 486 486 486
жений,
отрицательного импульсного напряжения;
б—для положительного импульсного на-
111
Таблица 16. Разрядные напряжения, кВ, в зависимости от диаметров шаров
и расстояния между электродами (при расстояниях между шарами 20—150 см)
Диаметр шара , см
S о я 25 50 75 100 150 200
Н о 5 я о Я а а б а б а б а б а б а б
ей s а
20 (366) (395) 460 480 492 505 510 510 510 510 510 510
22 489 510 530 545 555 555 560 560 560 560
24 515 540 565 585 595 600 610 610 610 610
26 (540) (570) 600 620 635 645 655 655 660 660
28 (565) (595) 635 660 675 685 700 700 705 705
30 (585) (620) 665 695 710 725 745 745 750 750
32, (605) (640) 695 725 745 760 790 790 795 795
34 (625) (660) 725 755 780 795 835 835 840 840
36 (640) (680) 750 785 815 830 875 880 885 885
38 (655) (700) (775) (810) 845 865 915 925 930 935
40 (670) (715) (800) (835) 875 900 955 965 975 980
45 (850) (890) 945 980 1050 1060 1080 1090
50 (895) (940) 1010 1040 1130 1150 1180 1190
55 (935) (985) (1060) (1100) 1210 1240 1260 1290
60 (970) (1020) (НЮ) (1150) 1280 1310 1340 1380
65 (1160) (1200) 1340 1380 1410 1470
70 (1200) (1240) 1390 1430 1480 1550
75 (1230) (1280) 1440 1480 1540 1620
80 (1490) (1530) 1600 1690
85 (1540) (1580) 1660 1760
90- (1580) (1630) 1720 1820
100 (1660) (1720) 1840 1930
110 (1730) (1790) (1940) (2030)
120 (1800/ (1860) (2020) (2120)
130 (2100) (2200)
140' (2180) (2280)
150 (2250) (2350)
Примечание. См. примечание к табл. 1а.
Сопротивление и емкость разрядника образуют делитель напряже-
ния, зависящий от частоты. Максимально допустимое значение сопро-
тивления зависит от емкости разрядника. Необходимо заботиться о
том, чтобы в рамках требуемой точности значение R было мало по срав-
нению с 1/соС, т. е. чтобы коэффициент деления был близок к единице
(см. также [760]). Влияние наложенных на переменное напряжение ВЧ
колебаний на разрядные напряжения в воздухе исследовалось в [230—
233].
При импульсных напряжениях сопротивление демпфирует быстрые
изменения токов и напряжений, вызванных переходными процессами,
которые могут быть опасны для испытуемого объекта. Обычно значе-
ние сопротивления составляет около 500 Ом. При сравнительно малых
диаметрах шаров допустимы большие значения сопротивления. Соб-
ственная постоянная времени цепочки сопротивление—емкость раз-
112
Таблица 2. Допустимые расстояния А и В (рис. 125 и 126) в зависимости
от* диаметра шара D
Диаметр шара D, см Минималь- ное расстоя- ние А Макси- мальное расстоя- ние А Мини- мальное расстоя- ние В Диаметр шара D, см Минималь- ное расстоя- ние А Макси- мальное расстоя- ние А Мини- мальное расстоя- ние В
До 6,25 7D 9D 14S 75 4D 6D 8S
10—15 6D 8D 12S 100 3,5D 5D 7S
25 5D 7D 10S 150 3D 4D 6S
50 4D 6D 8S 200 3D 4D 6S
Примечания,
не определены.
2. S — расстояние
1. Для шаров диаметрами 250 и
между шарами.
расстояния А
и В нормами
300 мм
рядника должна быть значительно меньше длительности фронта изме-
ряемого напряжения.
При измерениях напряжений менее 50 кВ с помощью разрядников
с шарами любых диаметров и в случае измерения любых напряжений
при диаметрах шаров 12,5 см и менее требуется дополнительное облу-
чение промежутка, если необходимо проводить точные измерения
[224, 225, 750, 763]. Стимулирование появления начальных электронов
в промежутке может осуществляться:
а) с помощью ртутной кварцевой лампы, которая должна устанав-
ливаться на расстоянии минимального значения В (табл. 2) так, чтобы
свет падал на электрод в месте возникновения пробоя. Согласно ре-
комендациям МЭК мощность и ток лампы не должны быть менее 35 Вт
и 1 А соответственно;
б) с помощью радиоактивного препарата, размещенного в капсуле
внутри шара у места, где возникает разряд. Радиоактивность источ-
ника должна быть не менее 0,74, предпочтительнее 2,22-1010 Бк [759];
в) с помощью рентгеновской трубки, установка которой и ин-
тенсивность облучения соответствуют указанным в п. «а» и «б».
Способы облучения, приведенные в п. «б» и «в», не нашли широ-
кого распространения. Они используются только при проведении спе-
циальных работ, так как требуется строгое выполнение правил работы
с радиоактивными препаратами и рентгеновским излучением, что
встречает на практике затруднения.
Облучение ультрафиолетовыми лучами азотцого лазера существен-
но снижает разбросы разрядных напряжений и по существу не очень
трудно [762].
Разрядное напряжение шарового разрядника изменяется прибли-
зительно пропорционально относительной плотности 6, которая в свою
очередь зависит от температуры воздуха Т и давления Р:
6 Р . 273 + 20 „2 89 Р...
101,3 273 + Т 273 + Г
где Р выражено в килопаскалях, а Т—в градусах Цельсия.
из
Приведенные в табл. 1а, б данные относятся к нормальным атмо*
сферным условиям (Т = 20° С; Р = 101,3 кПа), при которых принято,
что 6=1. Для других условий должна быть рассчитана 6 и вычисле-
но фактическое разрядное напряжение U путем умножения таблич-
ного значения напряжения [/табл на поправочный коэффициент k:
U = ^табл^-
Значение коэффициента k зависит от
относительной
плотности:
6.................
k.................
0,70 0,75
0,72 0,77
0,80 0,85
0,81 0,86
0,90 0,95
0,91 0,95
1,00 1,05
1,00 1,05
1,10 1,15
1,09 1,13
В области 0,95 6 1,05 практически k = 6
И U — £Даблб«
Рис. 128. Шаровой измерительный
разрядник фирмы Haefely диаметром
jD = 50 см на напряжения до 540 кВ
Рис. 129. Измерительный разрядник
шар — полусфера на заземленной
плоскости
При 6 =/= 1 правила пользования данными табл. 1 а, б следующие*
если определяется разрядное напряжение для определенного рас”
стояния S между электродами, то табличное значение напряжения, со-
ответствующее расстоянию S, умножается на k (а в области 0,95 <16^
< 1,05 — на 6);
если определяется расстояние, разрядное напряжение которого со-
ответствует определенному напряжению U, то напряжение U делится
на k (а в области 0,95 6 1,05 — на 6) и по таблице отыскивает-
ся S.
Влажность воздуха в пределах установленной точности измерений
не влияет на разрядные напряжения измерительного разрядника.
На рис. 128 показано выполнение современного шарового разряд-
ника на напряжение 540 кВ.
Как следует из сказанного выше, шаровой разрядник чувствите-
лен к внешним полям и к расположению предметов, находящихся
под потенциалом земли. Согласно теоретическим и экспери-
114
ментальным исследованиям, приведенным в [218, 219], на уст-
ройство, показанное на рис. 129, мало влияют заземленные окружаю-
щие предметы и стены. Поэтому оно требует меньшего свободного
пространства. Разрядное напряжение промежутка шар — полусфера
лежит приблизительно на 5% ниже, чем обычного шарового промежут-
ка, если расстояние между электродами равно радиусу шара. Для
меньших расстояний отклонение меньше. Авторы дают поправочный
коэффициент, с помощью которого можно рассчитать разрядное на-
пряжение по табличным данным, относящимся к обычному шаровому
измерительному разряднику (см. также [761].)
В такой же степени нечувствительны к внешнему окружению и
промежутки, образованные перекрещивающимися цилиндрами [220].
Кроме того, они обладают еще одним преимуществом — простотой
точной установки электродов. Недостатком является увеличение за-
нимаемого ими пространства, так как длина цилиндров должна быть
приблизительно в 5 раз больше межэлектродного расстояния.
3.4. ИЗМЕРЕНИЕ МАКСИМАЛЬНЫХ ЗНАЧЕНИЙ ПЕРЕМЕННЫХ
И ИМПУЛЬСНЫХ ВЫСОКИХ НАПРЯЖЕНИЙ
В нормах на измерение и применение переменных напряжений для
испытания изоляции в качестве критерия электрической прочности
обычно указывается значение, равное максимальному напряжению,
деленному на 1/2. Максимальное значение переменного напряжения
обычно используется для характеристики электрической прочности
воздушных промежутков и при кратковременных воздействиях на изо-
ляцию, когда имеет место электрический пробой. Действующим зна-
чением пробивного напряжения характеризуют электрическую проч-
ность изоляции при длительном воздействии, при тепловом пробое.
Представляется целесообразным следующий способ определения
максимального значения: известными способами измерять действую-
щее значение напряжения на первичной стороне, рассчитывать по ко-
эффициенту трансформации действующее значение высокого напряже-
ния и, умножая его на 1/2, получать максимальное значение. Однако
коэффициент трансформации зависит от нагрузки (особенно это отно-
сится к испытательным трансформаторам), а формы кривых напряжений
на первичной и вторичной сторонах неодинаковы и отличаются от си-
нусоидальной. Это означает, что первичное и вторичное напряжения
обладают различными коэффициентами амплитуды. Испытательные
трансформаторы высокого напряжения часто питаются от одной фазы
специальных вращающихся генераторов. Несимметричная нагрузка
приводит к появлению явно выраженной третьей гармоники на выводах
генератора. В статоре в результате перекоса нагрузки возникает пере-
менное поле, которое можно разложить на составляющие прямой и
обратной последовательности. Вращающееся поле прямой последова-
тельности вращается по направлению вращения ротора, поле обратной
последовательности — против и с двойной частотой. Оно индукти-
рует в роторе ток с двойной частотой, который воздействует на ста-
115
тор и индуктирует в нем напряжение тройной частоты, что и является
причиной появления ярко выраженной третьей гармоники. Обычно
третья гармоника ослабляется специальными витками, уложенными
в пазах полюсов ротора.
Даже если первоначальное напряжение на выводах генератора
строго синусоидально, будут наблюдаться высшие гармоники в напря-
жении на первичной стороне из-за тока намагничивания испытатель-
ного трансформатора. Известно, что ток намагничивания однофазных
трансформаторов несинусоидален. Ток намагничивания протекает по
реактивному и активному сопротивлениям источника напряжения и
подводящих проводов (рис. 130). Возникающие при этом падения на-
пряжения накладываются на синусоидальную ЭДС генератора, и таким
образом происходит искажение формы напряжения на выводах гене-
Рис. 130. Упрощенная схема замеще-
ния части низкого напряжения уст-
ройства для получения высокого
переменного напряжения:
Zr — полное сопротивление генератора;
7л — полное сопротивление подводящих
проводов; /ц — ток намагничивания
ратора. Несмотря на то что амплитуда основной гармоники в токе на-
магничивания намного больше, чем амплитуды высших гармоник, а
значение этого тока невелико, все же могут возникнуть заметные па-
дения напряжения на внутреннем сопротивлении генератора и соеди-
нительных проводах, вызванные токами высших гармоник. Кроме
того, токи высших гармоник могут возбудить колебания в контурах,
образованных индуктивностями генератора и трансформатора и ем-
костями объекта испытаний и обмотки высокого напряжения, что при-
ведет в свою очередь к усилению искажения формы напряжения [287].
Форма кривой напряжения на выходе источника обычно проверя-
ется электронно-лучевым осциллографом с делителем или трансформа-
тором напряжения [288]. Специальные приборы позволяют определить
содержание каждой высшей гармоники (звуковые и резонансные ме-
тоды) [289, 764]. В измерительном мосте Варнике коэффициент ампли-
туды отсчитывается непосредственно по шкале прибора [290]. Наконец,
форма кривой напряжения может быть построена по точкам с помощью
роторного киловольтметра [240] или синхронно вращающегося кон-
тактного выпрямителя [291, 336]. Так как в большинстве случаев ко-
эффициент амплитуды отличается от 1/2 (отметим, что он может быть
равен V2 и при сильном отличии кривой от синусоиды), то максималь-
ное значение напряжения необходимо измерять непосредственно на
выходе испытательного трансформатора. Для этого используются схе-
мы,принцип работы которых основан на измерении либо выпрямлен-
ного тока смещения измерительного конденсатора, либо выпрямлен-
ного напряжения, снимаемого с делителя напряжения и затем пода-
ваемого на накопительный конденсатор. Первый способ годится толь-
ко для измерения максимального значения длительных периодических
116
напряжений, второй позволяет измерять максимальное значение как
длительных напряжений, так и однократных импульсов напряжений.
Целесообразно разделить схемы на состоящие исключительно из пас-
сивных элементов и на имеющие в цепи накопления как активные, так
и пассивные элементы. Последние имеют дополнительный источник пи-
тания от сети и поэтому без дополнительных мер менее устойчивы про-
тив электромагнитных помех. Приборы для измерения максимальных
значений переменного и импульсного напряжений, разработанные спе-
циально для применения в лабораториях высокого напряжения и со-
держащие активные элементы, по своей помехоустойчивости не усту-
пают приборам с пассивными элементами и в то же время превосходят
их по точности и удобству работы с ними.
3.4.1. Измерение максимального значения напряжения
по Хубу и Фортескье
Если к источнику синусоидального напряжения U подключить
конденсатор, то через него потечет переменный ток /с, который в тех-
нике высоких напряжений принято называть зарядным: Ic ~ j<$CU.
Среднеарифметическое значение тока, измеренное прибором маг-
нитоэлектрической системы в течение полупериодов одной полярности,
пропорционально максимальному значению напряжения. Измерение
среднего значения тока возможно с помощью схемы, представленной на
рис. 131, а [292—294]. Один из вентилей служит для выпрямления тока,
второй —• для разряда конденсатора при противоположной полярности
тока. Защитный разрядник, заполненный инертным газом, защищает
выпрямитель и измерительный прибор при возможных перегрузках.
Пренебрегая внутренним сопротивлением выпрямителя в прямом на-
правлении и падением напряжения на внутреннем сопротивлении при-
бора, можно записать среднее значение тока, протекающего через при-
бор (рис. 131, б):
Т/2 + Um
/ср = ^- f = f du = 2fCUm,
0 ~Um
где
Um IJZfC.
Предполагается, что максимальные значения при положительной
и отрицательной полярностях напряжения одинаковы, а форма кри-
вой во время полупериода имеет один максимум. Если кривая напря-
жения имеет промежуточные максимумы (рис. 132), то ток меняет свое
направление, например в момент и вентиль в цепи прибора запира-
ется. Конденсатор разряжается через вентиль, включенный параллель-
но измерительному прибору. В течение времени tr — t2 протекающий
ток не входит в среднее измеряемое значение. Обратная картина на-
блюдается в интервале t3— /4. Для проверки отсутствия промежуточ-
ных максимумов осциллографируют ток, протекающий через конден-
сатор, при этом в течение полупериода должен наблюдаться только
однократный переход тока через нуль. В частности, при возникновении
117
сильных скользящих и кистевых разрядов на объекте кривая напряже-
ния может иметь частичные максимумы и минимумы, что может вызвать
заметные погрешности при измерениях максимального значения.
В этом случае помогает включение демпферного резистора 7? между
подводом высокого напряжения и конденсатором, что придает измери-
тельному устройству инерционность и устраняет погрешности, возни-
кающие из-за промежуточных максимумов напряжения при не слиш-
ком сильных частичных разрядах [309]. Верхнее значение сопротив-
Рис. 131. Измерение максимального значения напряжения по Хубу и Фор-
тескье:
а — схема измерения; б — кривые напряжения и тока; Bl, В2 — выпрямители; А — ампер-
метр Zc(/) — зарядный 7ок; Р — защитный разрядник
ления определяется условием R С 1/соС в рамках требуемой точности
измерений. Значение погрешности, %, для основной частоты опреде-
ляется по уравнению
\ /<2 Ю3 С3Д- 1 /
где Um — фактическое приложенное к объекту максимальное напря-
жение; Un—измеренное значение максимального напряжения.
Так как показания прибора пропорциональны основной частоте,
необходимо измерять одновременно и частоту.
В рассмотренном в [295] цифровом приборе для измерения макси-
мального значения переменного напряжения нет необходимости в от-
дельном измерении частоты (рис. 133). Вместо непосредственного
измерения тока стрелочным прибором в этой схеме напряжение, про-
порциональное среднему току, преобразуется числовым преобразова-
телем в среднюю частоту /ср и избирательной схемой с электронным
счетчиком измеряется отношение частот fcp/f. Избирательная схема
в течение времени А/ = р] f дает на вход счетчика определенное коли-
чество импульсов:
п = ZcpA/ = pfjf = 2pCUmAR,
где А — постоянная аналого-численного преобразователя: А ф /ср/RIср.
Соответствующим выбором параметра R и числа периодов р можно
получить показания непосредственно в киловольтах.
118
Конструктивно устройство для измерения максимального значе-
ния напряжения по Хубу и Фортескье состоит из измерительного кон-
денсатора высокого напряжения и экранированного металлического
корпуса, в котором размещаются выпрямители и стрелочный прибор
магнитоэлектрической системы. Конденсатор и регистрирующее уст-
ройство связаны между собой длинным коаксиальным кабелем. Емкость
кабеля включена параллельно выпрямителям, и в зависимости от дли-
ны кабеля и требуемой точности измерений она может быть учтена.
В качестве измерительных конденсаторов могут быть использованы
бумажно-масляные конденсаторы, а при высоких требованиях к точ-
ности измерений — конденсаторы с газом под давлением. При исполь-
Рис. 133. Измерение максимального значе-
ния напряжения цифровым прибором:
1 — аналого-цифровой преобразователь (напря-
жения в частоту); 2—электронная избиратель-
ная схема; 3 — цифровой прибор (счетчик)
Рис. 132. Кривая напряжения
с высшими гармониками и
промежуточным максимумом
зовании бумажно-масляных конденсаторов их емкость не должна быть
менее 100 пФ, чтобы ограничить влияние емкостей относительно земли,
изменяющихся в зависимости от расположения конденсатора (см. также
пп.2.2.2). При использовании конденсаторов с газом под давлением их
емкость благодаря коаксиальному экрану не зависит от расположе-
ния (см. пп. 6.3.2). Применение устройств измерения максимальных
значений напряжения при испытаниях требует согласно нормам
VDE 0433 [296] выполнения определенных условий. Общая погреш-
ность измерения максимального значения складывается из погрешно-
сти конденсатора и погрешностей устройств для измерения тока и
частоты. К ним добавляются погрешности, вызванные не учитываемы-
ми при предыдущем рассмотрении падениями напряжения на внут-
ренних сопротивлениях выпрямителей и прибора, а также емкостью
кабеля и остальной емкостью измерительного устройства низкого на-
пряжения. Согласно [295] общая погрешность может быть не выше
0,34%, в то время как погрешность приборов, применяемых в промыш-
ленности, обычно не превышает 2%.
3.4.2. Устройства для измерения максимальных значений
напряжения с применением делителей напряжения
Описанные выше устройства предназначены для измерения макси-
мальных значений периодических высоких напряжений. В принци-
пиальных схемах, предложенных в [297, 298], через выпрямитель В
119
Заряжается накопительная емкость Си до максимального напряжения
на вторичной стороне делителя высокого напряжения (рис. 134).
Напряжение U2m на накопительном конденсаторе Си измеряется элект-
ростатическим вольтметром. Для того чтобы была возможность изме-
рить меньшее напряжение сразу после измерения большего, преду-
смотрено разрядное сопротивление 7?и, подключенное параллельно
накопительной емкости Си. Если 7?и велико или сопротивление отсут-
ствует, то могут наблюдаться большие погрешности при переходе к
измерениям более низких напряжений, так как избыточный заряд на
Си может стечь только через сопротивление утечки электростатичес-
кого вольтметра и обратное сопротивление выпрямителя. Обычно вы-
бирается постоянная времени т = 7?ИСИ около нескольких секунд. Для
этого требуется сравнительно малое значение /?и, конденсатор Си может
несколько разрядиться за время между следующими друг за другом
импульсами одинаковой полярности, и прибор покажет заниженное
значение по сравнению с действительным максимальным значением
напряжения. Эту погрешность называют погрешностью разряда. Она
зависит от частоты, так как с уменьшением частоты возрастает время
разряда и снижается среднее значение приложенного к измеритель-
ному прибору напряжения. В течение времени подзаряда накопитель-
ного конденсатора Си он подключен параллельно емкости С2 делителя,
и поэтому несколько увеличивается коэффициент деления делителя.
Эта погрешность также зависит от частоты [299—301].
Сопротивление Т?2, подключенное параллельно емкости С2 и слу-
жащее для снятия с С2 остаточного заряда, также влияет на искаже-
ния коэффициента деления. Наконец, выпрямитель обладает некото-
рой собственной емкостью, которая приводит к наложению на по-
стоянное напряжение на емкости С2 переменной составляющей. Эф-
фективное значение этой составляющей фиксируется электростатичес-
ким прибором. Кроме того, собственная емкость выпрямителя, соеди-
ненная последовательно со сравнительно большой емкостью Си,
оказывается подключенной к емкости С2 и вызывает дальнейшее увели-
чение коэффициента деления. Схема работает удовлетворительно толь-
ко тогда, когда сопротивление 7?п очень велико.
Инерционность прибора из-за большого значения 7?и при снижении
напряжения приводит на практике к неудобствам во время проведения
экспериментов, и поэтому разработаны улучшенные схемы [229] по
сравнению с описанной.
Схема, приведенная на рис. 135, содержит две одинаковые ветви.
При симметричном высоком напряжении с емкостного делителя в тече-
ние положительного и отри-
цательного полупериодов сни-
маются одинаковые по абсо-
лютному значению, но разные
по знаку заряды. Протекание
Рис. 134. Измерение максимального
значения напряжения с выпрямлени-
ем напряжения
120
постоянных токов в измерительной 2 и симметрирующей 1 ветвях
приводит к тому, что отпадает необходимость в сопротивлении R2
(см. рис. 134) и исчезает или по крайней мере уменьшается вызванная
им погрешность. Однако погрешность разряда сохраняется. Принци-
пиальные улучшения возможны в схеме, разработанной тем же авто-
ром [301], содержащей две ветви, причем ветвь с измерительным при-
бором /?п2 Си2 дополнена защитной цепочкой T?sCs2 (рис. 136). Разряд
накопительных конденсаторов СИ1 и Си2 в интервале времени между
двумя полупериодами одинаковой полярности может быть незначи-
тельным, так как напряжения на^них поддерживаются подпитывающи-
ми конденсаторами Csi и Cs2. Разности потенциалов между выводами
/ 4=^ г
Рис. 135. Двухконтурная схема Ра- Рис. 136. Двухконтурная схема Ра-
буса буса с защитой [299, 302]
резисторов /?и1 и Т?и2 малы по сравнению с напряжениями на СИ1 и
Си2. При соответствующем выборе постоянных времени RC напряже-
ние на защитных конденсаторах может следовать за снижением высоко-
го напряжения, в то время как накопительные конденсаторы начнут
разряжаться быстро только тогда, когда напряжение на защитных
конденсаторах сильно упадет (рис. 137). С помощью такой схемы можно
добиться погрешности не более 4-1,5% в диапазоне частот 16,6—100 Гц.
Подробные рекомендации по выбору постоянных времени в такой
схеме содержатся в [302].
Амплитудные вольтметры фирмы Haefely имеют несколько видо-
измененную схему [303]. В ней накопительные конденсаторы и выпря-
мители поменялись местами (рис. 138). Схема характеризуется такими
же погрешностями, как и схема, показанная на рис. 135. Измерение
напряжения на Си осуществляется с помощью микроамперметра, при-
чем один из разрядных резисторов служит в качестве добавочного ре-
зистора к микроамперметру.
Относительно простой способ компенсации погрешности, вызван-
ной частотой измеряемого напряжения, предложен в [308] (см. схему
на рис. 139). Параллельно конденсатору С2 делителя подключается
дроссель L. Как уже упоминалось, погрешность в схеме с двумя ветвя-
ми возрастает с уменьшением частоты. Задача сводится к тому, чтобы
при низких частотах увеличить напряжение на конденсаторе С2.
Параллельно включенные конденсатор С2 и дроссель образуют колеба-
тельный контур, резонансная частота которого меньше, чем принятая
121
минимальная измеряемая частота (обычно 16,6Гц). Падающий участок
полного сопротивления плеча низкого напряжения используется для
получения нужной степени компенсации. Дроссель одновременно вы-
полняет функцию съема остаточных зарядов с С2, что необходимо де-
лать, как уже отмечалось, для обеспечения правильных показаний при
неодинаковых максимальных значениях напряжения в разные полу-
периоды колебаний. В практически осуществленных конструкциях
погрешность, отнесенная к пределу шкалы, оказалась равной — 0,8%
при 16,6 Гц + 0,35% при 300 Гц. Таким образом, еще имеется запас,
чтобы уложиться в допустимые пределы погрешностей с учетом колеба-
ния коэффициента деления делителя, в частности при применении бу-
мажно-масляных конденсаторов.
Рис. 137. Спад напряжений на из-
мерительном (/) и защитном (2)
конденсаторах
Рис. 138. Вольтметр для измерения
максимальных значений напряжения
фирмы Haefely:
1 — уравнительная ветвь; 2 — измеритель-
ная ветвь
Принципиальные недостатки описанных способов — появление
погрешностей при разряде конденсатора и при его подзаряде—прак-
тически могут быть устранены в результате введения активных эле-
ментов. Сначала рассмотрим схему, все еще встречающуюся в лабора-
ториях высокого напряжения, которая обладает малой погрешностью
в процессе подзаряда за счет управляемого заряда конденсатора при
малом потреблении мощности (рис. 140).
Напряжение с делителя напряжения подается на сетку триода Л1.
Когда на выходе делителя нет напряжения, т. е. измеряемое напряже-
ние равно нулю, накопительный конденсатор Си заряжается до опре-
деленного напряжения. Это напряжение является напряжением сме-
щения сетки, так как катод приобретает потенциал, более положитель-
ный, чем потенциал сетки. Для того чтобы схема реагировала на умень-
шение измеряемого напряжения, параллельно накопительному кон-
денсатору необходимо включить выключателем В разрядный резистор
Постоянная времени 7?ИСП, как и в других уже рассмотренных
схемах, должна быть выбрана такой, чтобы, с одной стороны, сниже-
ние напряжения на накопительном конденсаторе в течение времени
между двумя полупериодами одной полярности было по возможности
малым, а с другой стороны, напряжение на конденсаторе Си достаточ-
но быстро следовало за уменьшением измеряемого напряжения. При-
122
емлемая постоянная времени имеет порядок нескольких секунд. На-
личие сопротивления вызывает зависящую от частоты погрешность
разряда, как и в схеме с однополупериодным выпрямителем. Снижает-
ся лишь погрешность подзаряда, так как накопительный конденсатор
связан с делителем напряжения через электронную лампу с очень ма-
лым влиянием на делитель. Заряд, требуемый для подзаряда, посту-
пает не от С2, а от источника анодного питания лампы. Так как в нас-
тоящее время измерители максимального значения напряжения, ос-
нащенные электронными лампами, теряют свое значение, то на этом
их рассмотрение ограничивается. Более подробные сведения о них
можно найти в [306, 307]. В современных измерительных устройствах
Рис. 139. Устройство для измере-
ния максимального значения нап-
ряжения с коррекцией частотной
погрешности
Рис. 140. Устройство для измерения
максимального значения напряжения с
зарядом накопительного конденсатора
Си без потребления мощности от дели-
теля (фирма Messwandler — Ван)
вместо электронных ламп применяются интегральные операционные
усилители (рис. 141). Показанный на рис. 141, а усилитель Ух управ-
ляет работой диода Д и одновременно снижает воздействие прибора
на коэффициент деления делителя, так как он обладает высоким вход-
ным сопротивлением [766]. Диод Д остается в проводящем состоянии,
пока напряжение на накопительном конденсаторе Ucn < ^i(0> т- е-
пока накопительный конденсатор не зарядится до максимального зна-
чения напряжения. Это напряжение через усилитель У2 (повторитель
напряжения, преобразователь сопротивления) с низким выходным со-
противлением подается на стрелочный прибор или цифровой вольт-
метр. Эта схема пригодна только при низких частотах, так как Ух при
емкостной нагрузке может возбуждаться. Поэтому необходимо защит-
ное сопротивление 7?х (постоянная времени ДГСИ обусловливает не-
которое время установления, см. пп. 3. 4. 3). При ul (f) < Uc воз-
можно возбуждение схемы, появляется время успокоения. Этот
недостаток устранен в схеме рис. 141, б. Обратной связью между обо-
ими усилителями существенно снижается падение напряжения на Rr.
Кроме того, диод Д2 образует обратную связь и в случае < | Ucn =
= — rz2| , и тем самым устраняется возбуждение. Следующим преи-
муществом схемы является стабилизация напряжения и2. В то время
123
как схемы на рис. 141 предназначены для снижения погрешности под-
заряда, с помощью схемы на рис. 142 можно свести к малому значению
и погрешность разряда [777]. В этой схеме резистор Rn отделен ком-
мутирующим устройством и конденсатор Си разряжается периодичес-
ки при включении коммутатора. Управление работой коммутирующего
устройства в простейшем случае осуществляется сигналом с выхода
цифрового вольтметра или отдельным микропроцессором [742].
Введением дополнительного диода Д3, ток утечки которого по-
ступает от операционного усилителя, можно предотвратить разряд на-
копительного конденсатора через обратное сопротивление зарядного
диода [777].
Рис. 141. Устройство для измерения максимального значения напряжения с опе-
рационными усилителями
Вместо периодического разряда накопительного конденсатора
можно скомпенсировать погрешность разряда еще одним операцион-
ным усилителем. При приведенных выше рассуждениях предполага-
лось, что операционный усилитель представляет собой идеальный ак-
тивный элемент. При практическом выполнении приборов регистрации
максимального значения напряжения по приведенным схемам возни-
кает ряд технических проблем, о которых говорилось выше: учет ре-
альных характеристик усилителей, нелинейной (зависящей от частоты)
компенсации, зоны нечувствительности, обеспечение достаточной поме-
хозащищенности при уровне помех до 120 дБ и т. д. Преодоление этих
трудностей требует большого опыта.
Приборы для измерения максимальных значений напряжения, ра-
ботающие по описанным принципам, для удобства работы снабжаются
дополнительными выводами для подсоединения осциллографа для наб-
людения кривой напряжения либо градуировочных устройств и т. д.
При измерениях может оказаться, что при разных полярностях на-
пряжения различаются и их максимальные значения. Поэтому в вы-
пускаемых приборах, выполненных с двумя ветвями в плече низкого
напряжения, предусматривается переключатель полярности, с помо-
щью которого электростатический вольтметр может быть подсоединен
к той или другой ветви. Несимметрия максимальных значений напря-
жений при разных полярностях вызывает на плече низкого напряжения
124
делителя постоянную составляющую напряжения, которая устрани*
ется при включении параллельно С2 резистора, создающего утечку.
Сопротивление должно быть достаточно большим, чтобы оно не оказы-
вало влияния на коэффициент деления емкостного делителя. Поэтому
при сильной несимметрии лучше применять омический или смешанный
емкостно-омический делитель с параллельным соединением элементов.
Остановимся на некоторых замечаниях относительно выполнения
емкостных делителей напряжения. В качестве ступени высокого на-
пряжения можно использовать как конденсатор с газом под давлением,
так и бумажно-масляные конденсаторы. Первые имеют более высокую
стоимость, однако гарантируют постоянство коэффициента деления
независимо от расположения делителя и колебаний температуры (см.
также [767]). Они применяются, если кроме точных измерений необхо-
димо также измерять tg 6 с помощью моста Шеринга. В остальных слу-
Рис. 142. Устройство для измерения максимального значения напряжения с пери-
одической разрядкой накопительного конденсатора коммутирующим устройством
чаях используют более дешевые бумажно-масляные конденсаторы.
В зависимости от значения напряжения и его частоты емкость конден-
саторов обычно составляет 50—500 пкф. Неэкранированные конденса-
торы и конденсаторы без регулирования распределения напряжения
со сравнительно невысокой емкостью (С 200 пФ, высота делителя
более 2 м) не всегда применимы для измерений из-за большого влияния
емкостей относительно земли и зависимости коэффициента деления от
расположения делителя. Этот вопрос уже освещался при рассмотрении
делителей напряжения. Указания по применению конденсаторов с га-
зом под давлением для измерения максимальных значений высокого на-
пряжения можно найти, например, в VDE 0433 [296].
Конденсаторы плеча низкого напряжения располагаются обычно в
корпусе самого прибора. Их соединение с бумажно-масляным конден-
сатором осуществляется коаксиальным кабелем, емкость которого
должна учитываться при калибровке всего устройства. Однако может
возникнуть ситуация, когда необходимо удлинить соединительный
кабель, а возможности прокалибровать устройство с новым кабелем
нет.
Часть низкого напряжения прибора должна быть защищена от пе-
ренапряжений, которые могут возникнуть, например, при трениро-
вочных пробоях вновь вводимого в эксплуатацию конденсатора с га-
зом под давлением или после длительного перерыва & его работе. За-
щита осуществляется с помощью разрядника, заполненного инертным
газом.
125
3.4.3. Устройства для измерения импульсных напряжений
с применением делителей напряжения
Приведенные ниже схемы служат для измерения максимального
значения однократных импульсов высокого напряжения. Так же как и
при измерении максимального значения переменных высоких напря-
жений, импульсное напряжение с помощью делителя уменьшается и
затем измеряется импульсным измерительным устройством. Высказан-
ные ранее соображения в отношении качества делителя и его конструк-
ции не в меныпей степени относятся и к измерениям импульсов (см.
гл. 2). Часто в качестве ступени высокого напряжения делителя
используется емкость нагрузки генератора импульсных напряжений.
Сначала рассмотрим очень упрощенную схему и с ее помощью объяс-
ним принципиальные ошибки (рис. 143). На схеме не показан емкост-
Рис. 143. Простейшая
схема для измерения
максимального значе-
ния импульсных напряг
жепий
Рис. 144. Упрощенная схема замещения устройст-
ва на рис. 143 для измерения максимального зна-
чения импульсных напряжений (а) и изменения
входного и выходного напряжений jRC-цепочки во
времени (б) (6 — погрешность)
ный делитель. Напряжение (/), подводимое к измерительному уст-
ройству, соответствует напряжению, снимаемому с плеча низкого на-
пряжения делителя. При воздействии на схему импульса положитель-
ной полярности вентиль Д (объемный диод, полупроводниковый диод
с хорошими характеристиками запирания) открыт и накопительная
емкость Сп заряжается до максимального значения воздействующего
импульса. Как только воздействующее напряжение начинает умень-
шаться, диод запирается, напряжение на накопительном конденсаторе
сохраняется и измеряется электростатическим вольтметром.
Но работает такая простейшая схема неудовлетворительно, так как
конечное значение сопротивления выпрямителя в прямом направле-
нии совместно с внутренним сопротивлением источника напряжения
не позволяет получить на Сп импульс с бесконечно малым временем
нарастания. Чтобы понять значение этих последовательно соединен-
ных сопротивлений, рассмотрим напряжение на выходе цепочки RCU
при воздействии на нее импульса напряжения (рис. 144). Напряжение
на входе изменяется по закону
и, (/) = U. [ехр (— Z/7\) — ехр (— //Г2)1.
Постоянные времени и Т2 связаны с длительностью импульса и
его фронта.
126
Если считать сопротивление 7? (сумму сопротивлений источника
напряжения и выпрямителя в проводящем состоянии) постоянным во
времени, то получим напряжение на конденсаторе Сп в виде кривой
и2 (/), показанной на рис. 144, б. До момента /* (рис. 145) вентиль от-
крыт; в этот момент он запирается, так как разница воздействующего
напряжения и напряжения на конденсаторе становится отрицатель-
ной. Поэтому измеряемое электростатическим вольтметрОхМ напряже-
ние уже содержит погрешность 6. С увеличением крутизны измеряемо-
го напряжения эта погрешность возрастает. Возникает вопрос: какой
постоянной времени должна обладать схема, чтобы погрешность 6
при заданной длительности фронта не превысила допустимого значе-
ния? Можно сначала рассчитать максимальное напряжение на кон-
денсаторе, затем определить момент /*, когда (t) = и2 (t). Эта опе-
Рис. 145. Приближенные изменения напря-
жений П1(/) и u2(t) при идеальном вентиле
рация приводит к трансцендентному уравнению, решение которого
на вычислительной машине дает /*. Если рассчитать для момента вре-
мени значения (/*) и и2 (/*), получится максимальное напряже-
ние на накопительном конденсаторе и погрешность его определения
5 = У*} та х
max
Для заданной функции (t) = f (7\, Т2) можно рассчитать S в за-
висимости от значения постоянной времени схемы. Обычно измеряе-
мое напряжение характеризуется не постоянными времени Т\ и Т2,
а длительностью импульса Тп и его фронта 7Ф (см. пп. 2.1.4). Однако
не представляет труда характеристики импульса связать с постоян-
ными времени [310]. Очень большие погрешности возникают при из-
мерениях срезанных на фронте косоугольных импульсов. В этом слу-
чае можно также погрешность связать с постоянной времени цепи заря-
да, задаваясь идеализированным ходОхМ кривой напряжения.
Указанные возможности расчета погрешности основаны на предпо-
ложении, что характеристики выпрямителя идеальны. В действитель-
ности же возникает проблема нелинейности, и вместо постоянного
сопротивления выпрямителя в прямом направлении необходимо вос-
пользоваться его нелинейной характеристикой. Кроме того, при опре-
делении погрешностей регистрации очень быстро изменяющихся про-
цессов необходимо учитывать как емкости выпрямителя и остальной
схемы, так и индуктивности соединительных проводов.
Другой способ определения погрешности заключается в том, что
импульс представляется эквивалентной синусоидой, которая подается
к вольтметру в момент перехода через нуль. Например, импульсу
1 ?2/50 мкс соответствует эквивалентная частота 230 кГц [311].
127
Методом комплексных переменных можно оценить погрешность, если
считать, что цепочка 7?СИ представляет собой зависящий от частоты
делитель.
В технике аналого-цифрового преобразования используется поня-
тие времени установления. Под ним понимают время, в течение кото-
рого напряжение на конденсаторе достигает установившегося значе-
ния с определенным допуском при воздействующем скачке напряже-
ния. Например, время установления при отклонении 1% равно 4,6
постоянных времени, а при отклонении 0,1% — 6,9 7?СИ.
Из-за конечного'сопротивления выпрямителя в закрытом состоя-
нии и сопротивления утечки изоляции электростатического вольтметра
накопительный конденсатор разряжается. Если емкость Си мала (око-
Рис. 146. Импульсный амплитудный
вольтметр с автоматическим переза-
рядом
Л S
Рис. 147. Импульсный амплитудный
вольтметр с механическим переза-
рядом
ло 10 пФ), то разряд будет происходить быстро. В течение времени,
необходимого для отсчета показаний, напряжение на Си может замет-
но снизиться и возникнет дополнительная погрешность. Для выхода
из этого положения предлагается схема с автоматическим перезарядом
[311]. В схеме рис. 146 электростатический вольтметр присоединяется
не непосредственно к накопительному конденсатору, а ко второму,
имеющему значительно большую емкость. Заряд с накопительного
конденсатора Си поступает на промежуточный Cv через сопротивле-
ние 7?^. Благодаря большей емкости Cv достигается большее время
разряда, достаточное для отсчета. Постоянная времени разряда Т =
= (СИ4~СС) Вд. при условии, что Rv меньше сопротивления выпрями-
теля 7?д в обратном направлении.
Разряд емкости Cv в основном происходит через сопротивление
выпрямителя.
Схема с автоматическим перезарядом работает удовлетворительно
только тогда, когда обеспечен оптимальный выбор параметров, при
этом во время зарядки емкости Си емкость Cv практически должна ос-
таваться незаряженной. Для зарядки емкости Си требуется время, рав-
ное времени нарастания измеряемого напряжения до максимума. На-
пример, для импульса 1,2/50 мкс оно равно приблизительно 1,7 дли-
тельности фронта [310]. Если выбрать постоянную времени разряда
равной десятым долям секунды, то заряд, полученный емкостью Cv за
время нарастания импульса напряжения, должен быть пренебрежимо
мал в рамках требуемой точности измерений. Это требование наклады-
вает ограничения на допустимую длительность импульса измеряемого
128
напряжения. Обычно постоянная времени цепи перезаряда выбирает-
ся такой большой, чтобы можно было с удовлетворительной точностью
измерять импульсы длительностью в несколько миллисекунд.
Если необходимо измерять максимальное значение импульса с пре-
дельно большой длительностью или серии импульсов с одинаковыми
формой и максимальным значением (например, в анализаторе переход-
ных процессов), то автоматический перезаряд может быть осуществлен
механическим переключателем (рис. 147). Такое решение удовлетворя-
ет требованию идеального перезаряда [311, 312]. Емкость Сп заряжает-
ся до максимального значения одним или несколькими импульсами.
Перезаряд происходит после ручного или электромагнитного переклю-
чения переключателя S. При измерениях однократных импульсов
внутреннее сопротивление выпрямителя вызывает такую же погреш-
Рис. 148. Устройство для из-
мерения максимальных значе-
ний полных и срезанных грозо-
вых импульсов и коммутаци-
онных импульсов
ность, как и в схеме с автоматическим перезарядом. Однако эта по-
грешность может быть снижена при применении выпрямителей с
малым внутренним сопротивлением в проводящем состоянии, обычно
имеющих сравнительно малое сопротивление и в запертом состоянии,
так как при механической коммутации цепи перезаряда устраняется
разряд емкости Си через обратное сопротивление выпрямителя. В этой
связи следует упомянуть схему, в которой для зарядки накопитель-
ной емкости и для ослабления степени ее разряда применены два раз-
личных типа выпрямителей (рис. 148). Положительный импульс на-
пряжения снижается делителем приблизительно до 1 В. Конденсатор
С2 заряжается до напряжения U2 = U1C1/(C1 + С2). При достижении
напряжением максимального значения ток через конденсатор С\
меняет направление и Дг запирается. Однако через Д2 протекает не-
большой ток проводимости в обратном направлении, и С± разряжается.
Этот ток не является током утечки конденсатора С2; он поступает от
источника напряжения. Напряжение на накопительном конденсаторе
С2 может быть измерено вольтметром с высоким входным сопротивле-
нием. Схема очень похожа на схему Хуба и Фортескье и обладает та-
кими же погрешностями, если измеряемое напряжение имеет проме-
жуточные максимумы.
В качестве Дг используют ВЧ диоды Шоттки. Они имеют малое со-
противление в прямом направлении. Их малое напряжение запирания и
большой обратный ток не вызывают существенных недостатков при-
бора в целом, так как диод не используется в запертом состоянии. В ка-
честве Д2 применяют переход эмиттер — коллектор полевого транзис-
тора, перегрузка которого ограничивается сопротивлением R. Подроб-
ное рассмотрение динамического поведения схемы при измерениях гро-
зовых и коммутационных импульсов содержится в [532].
5 Зак. 1334 129
Так же как и в измерителях амплитудного значения переменного
напряжения (см. пп. 3.4.2), введение активных элементов в устройства
для измерения максимального значения импульсных напряжений при-
водит к существенным улучшениям характеристик, хотя при этом дол-
жна учитываться повышенная чувствительность к помехам при выпол-
нении соединения на высоком напряжении объекта с источником за-
земления и экранирования. Прежде всего следует упомянуть вспомо-
гательную схему с электронной лампой (см. пп. 3.4.2), подходящую и
для измерений импульсных напряжений [305]. В схемах на рис. 149
как при омическом, так и при емкостном делителе с помощью вы-
прямителя измеряемое напряжение преобразуется в низкое положи-
Рис. 149. Устройство для измерения импульсных напряжений с омическим (а) и
емкостным (б) делителями напряжения (фирма Messwandler— Bau)
тельное напряжение независимо от полярности воздействующего им-
пульса. Напряжение, пропорциональное максимальному значению из-
меряемого напряжения, при перезаряде на конденсатор Су сглаживает-
ся так сильно, что оно может быть измерено устройством, показанным на
рис. 140. Прибор может фиксировать показания большее время, если
переключатель S в схеме на рис. 140 разомкнут. Чтобы подготовить
прибор к новым измерениям, необходимо кнопкой, шунтирующей пере-
ключатель, разрядить конденсатор Си на резистор 7?и. Устройства с
электронной лампой потеряли в настоящее время свое значение. Бо-
лее подробные сведения содержатся в [768, 769].
В современных измерительных приборах применяются преимущест-
венно интегральные операционные усилители, причем принципиально
сохраняются схемы, описанные в пп. 3.4.2 и предназначенные для изме-
рения амплитудных значений переменных напряжений. Они позволяют
измерять однократные процессы, если найдено удовлетворительное со-
отношение между временем успокоения прибора и временем разряда
накопительного конденсатора.
При регистрации грозовых импульсов и срезанных на фронте им-
пульсов требуется малое время установления, так как накопительный
конденсатор Си имеет емкость десятки пикофарад, и он сравнительно
быетоо разряжается через обратное сопротивление диода Д'1, а также
на емкость этого диода за счет тока утечки транзистора и входного то-
130
ка блока измерителя напряжения. Выходное напряжение усилителя
может содержать колебания, поэтому могут быть измерены завы-
шенные значения напряжения. Среди названных погрешностей наибо-
лее значительны погрешности, вызванные током заряда емкости запор-
ного слоя и возбуждением колебаний. Оба эффекта в значительной ме-
ре могут быть ослаблены, если вместо диода Д± предусмотреть управля-
емый переключатель, например, в виде полевого транзистора (рис. 150).
Можно использовать в принципе запоминающие блоки, работаю-
щие в стробоскопическом режиме регистрации серии импульсов [774—•
777, 802]. Перед началом изме-
рений включается специальный
блок управления. Устройство ве-
дет себя в этом случае как нор-
мальная схема для измерения мак-
симального значения напряжения,
и напряжение на накопительном
Рис. 150. Устройство для измерения
импульсных напряжений со стробо-
скопическим устройством:
1 — пик-детектор с системой управления
1к-детектор вызывает срабатыва-
конденсаторе повторяет входное на-
пряжение с погрешностью, кото-
рую можно оценить по времени
установления (см. пп. 2.1.5). Как
только измеряемое напряжение
достигает максимального значения,
ние коммутатора и максимальное значение напряжения сохраняется.
В качестве пик-детектора используется или компаратор, детекти-
рующий в момент максимума напряжения сравниваемые величины, или
сам детектор как устройство для измерения максимального значения
[749, 778]. При использовании компаратора сравниваемыми величинами
являются:
входное и выходное напряжения усилителя
входное напряжение и измеряемое напряжение, поступающее с
запаздыванием на время пробега волны;
производная входного напряжения и ее нулевое значение.
Во всех случаях возникают трудности синхронизации во времени
отпирания переключателя в момент максимума напряжения. Обычно
эта проблема решается введением цепей задержки.
Вследствие малого значения емкости накопительного конденсато-
ра наблюдается заметный спад напряжения. Поэтому прибегают к по-
следовательному соединению нескольких ступеней и при временах экс-
позиции 30—50 нс достигают времени сохранения информации около
нескольких часов.
При практической реализации устройств для измерения максималь-
ного значения напряжения упомянутые активные элементы приобрета-
ют все большее значение, причем при измерениях с помощью стробо-
скопической системы появляются новые критерии, такие, как апертур-
ные время, решетка и т. д. Наряду со схемными трудностями встречает
большие затруднения обеспечение высокой помехоустойчивости на
Уровне 120 дБ, возможное только при применении специальных экра-
нированных корпусов, кабелей с двойным экраном и т. п. В отношении
электромагнитных помех приборы для измерения максимальных зна-
5* 131
чений также восприимчивы, как и электронно-лучевые осциллографы.
Отличие состоит в том, что электромагнитные наводки в противополож-
ность осциллографу часто остаются незамеченными, т. е. можно не за-
метить, что результаты измерений являются неверными. Поэтому перед
началом измерений следует убедиться в отсутствии помех, рекомен-
дуется чаще проводить проверку и калибровку. Способы определения
отсутствия помех указывались в § 1.5, а методы калибровки устройств
измерения импульсных напряжений описаны в [770—773].
3.5. ИЗМЕРЕНИЯ ВЫСОКИХ ПОСТОЯННЫХ НАПРЯЖЕНИЙ
И МГНОВЕННЫХ ЗНАЧЕНИЙ ПЕРЕМЕННЫХ НАПРЯЖЕНИЙ
РОТОРНЫМИ КИЛОВОЛЬТМЕТРАМИ
Устройства для измерения высоких напряжений, работающие по
генераторному принципу, применяются тогда, когда источник напря-
жения нельзя нагрузить обычным измерительным устройством или
напряжение такое высокое, что конструктивно трудно выполнить обыч-
ное измерительное устройство с непосредственной электрической свя-
зью с источником.
Первоначально приборы с генераторным принципом служили для
измерения напряженности электрического поля [235]. Они представ-
ляют собой электростатические генераторы с внешним возбуждением.
Измеряемая напряженность поля является полем возбуждения [236].
Так же как и в генераторах постоянного тока с возбуждением постоян-
ным магнитом, в них не тратится энергия на возбуждение. Мощность,
потребляемая стрелочным прибором, обеспечивается за счет привода.
Принцип работы электростатического вольтметра-генератора поясняет
рис. 151. Электрическое поле между электродами индуктирует на по-
верхности электродов заряд, плотность которого и пропорциональна
напряженности электрического поля у поверхности. Если при относи-
тельном перемещении проводника и поля изменяется распределение за-
ряда, то по поверхности проводника протекают уравнительные токи,
которые можно измерить. Они рассчитываются по уравнению
47 dt dt J
Все варианты вольтметров работают по этому принципу.
Собственно измерительное устройство состоит из одного или не-
скольких электродов, к которым приложено измеряемое напряжение.
Система электродов образует конденсатор. При периодическом изме-
нении емкости конденсатора, вызванном механическим путем, возни-
кают периодические уравнительные токи, которые можно измерить с
помощью прибора магнитоэлектрической системы, снабженного вы-
прямителем. Они прямо пропорциональны измеряемому напряжению.
Если в приведенном выше уравнении заменить заряд на CU, то при
измерении постоянного напряжения получим
at
132
На рис. 152 показан вольтметр с вращающимся цилиндром [237].
Он состоит из двух электродов возбуждения b и двухполюсного рото-
ра а, вращаемого синхронным двигателем с постоянной частотой вра-
щения (1500 об/мин). Между половинками ротора протекает перемен-
ный ток, выпрямляемый коллектором с. Среднее арифметическое зна-
чение тока может быть рассчитано по выражению
/=— и\с,
30
где ДС = Стах Стплп'
Если к электродам приложено симметричное напряжение, то Cmin~
= 0. Если напряжение несимметрично (один электрод заземлен), то
Cmin имеет конечное значение. Коэффициент пропорциональности
— ДС обычно определяется экспериментально.
Рис. 151. К пояснению работы киловольтмет-
ров, измеряющих напряжение по генераторно-
му принципу [235]
Рис. 152. Киловольтметр
с вращающимся цилиндром
Приведенные рассуждения относились к измерению постоянного
напряжения. Аналогичным устройством можно измерять и перемен-
ные напряжения, если частота вращения п равна половине частоты из-
меряемого напряжения [239]. Для измерения напряжения с частотой
50 Гц требуется четырехполюсный двигатель с частотой вращения п=
= 1500 об/мин. Можно показать, что для измерения максимального
значения напряжения фаза угла ротора должна быть такой, чтобы в мо-
мент максимума напряжения было бы и максимальное значение емко-
сти С = Стах. Изменяя фазовый угол фазорегулятором или поворотом
статора синхронного двигателя, можно измерить любое мгновенное зна-
чение напряжения и форму кривой напряжения [240].
Широкое распространение получили роторные киловольтметры с
вращающейся секторной шайбой, конструкция которой показана на
рис. 153 [242]. Преимущество такой конструкции заключается в отказе
от специальных электродов для создания электрического поля. Изме-
рительное устройство просто располагается против электрода, находя-
щегося под высоким напряжением. Вращающийся лепесток So создает
вместе с секторным вырезом шайбы изменение емкости между элек-
133
тродом высокого напряжения и изолированной металлической шайбой
S2. Падение напряжения на резисторе 7?, вызванное уравнительным то-
ком, усиливается, выпрямляется и измеряется прибором. В этой связи
стоит упомянуть устранение влияния падения напряжения на диоде с
помощью операционного усилителя [613, 766]. Обычно уравнительный
ток имеет периодическую, но не синусоидальную форму. Однако если
форма лепестка или выреза в шайбе Sx выполнена в виде лемнискаты,
то изменение емкости будет синусоидальным, что приведет к такой же
форме тока [243]. Естественно, форма тока не может быть строго сину-
соидальной, так как шайбы So, и $2 не лежат в одной плоскости,
а разделены некоторыми расстояниями. Вызванное этим искажение
поля приводит к отклонению кривой от идеальной [244, 245]. Более
Рис. 153. Киловольтметр с вращающейся секторной шайбой:
So — подвижный лепесток; Si и S2 — неподвижные электроды
подробное описание различных роторных вольтметров, включая вольт-
метры для измерения мгновенных значений переменного напряжения,
можно найти в [247—254, 785, 786]. Устройство, предназначенное для
измерения электрических полей вблизи изоляторов установок постоян-
ного высокого напряжения, описано в [546, 548].
В упомянутых выше приборах изменение емкости обеспечивается
вращательным движением, поэтому часто эти приборы называют ротор-
ными киловольтметрами. Более полным является следующее назва-
ние — киловольтметры, работающие на генераторном принципе, так
как оно охватывает и так называемые вибрационные приборы, измене-
ние емкости в которых происходит в результате линейного перемеще-
ния [255, 256]. Более полное представление об измерительных прибо-
рах, работающих на генераторном принципе, можно получить из [257,
258].
На рис. 154 показан прибор, работающий по генераторному прин-
ципу, с вращающейся секторной шайбой. Для контроля положения
нуля и знака измеряемого постоянного напряжения в измерительной
головке предусмотрен вспомогательный генератор с магнитным воз-
буждением, жестко связанный с приводом вращения секторной шайбы.
Выходное напряжение генератора служит для управления работой вы-
прямителя, чувствительного к фазовому углу. В результате напряже-
ние, созданное электростатическим генератором, выпрямляется так,
что его значение и полярность соответствуют действительной напря-
134
женности электрического поля и ее направлению. На рис. 155 приве-
дены примеры выполнения измерительных головок. Например, голов-
ка, изображенная на рис. 155, а, пригодна для измерения напряжен-
ности поля, в том числе и во время грозы. Малые и средние постоянные
напряжения могут быть измерены с помощью головки, изображенной
на рис. 155, б. Увеличение поверхности измерительной головки спо-
собствует получению непосредственно вблизи головки более однород-
ного распределения поля, и становится возможным проводить градуи-
ровку прибора по уравнению Е = Ufa. При высоких напряжениях из-
мерительную головку встраивают в стену лаборатории напротив эле-
Рис. 154. Переносный
вольтметр с вращаю-
щейся секторной шай-
бой
Рис. 155. Примеры выполнения измерительных го-
ловок прибора, показанного на рис. 154:
1 — измерительная головка; 2 — измерительный элек-
трод, 3 — защитный электрод, 4 — изоляционная про-
кладка; 5 — электрод высокого напряжения
ктрода с закругленными краями, находящегося под измеряемым напря-
жением (рис. 155, в). Дальнейшие примеры содержатся в § 3.7, посвя-
щенном измерениям электростатических зарядов.
Так как в большинстве практических случаев емкость между го-
ловкой и находящимся под напряжением электродом не может быть
достаточно точно рассчитана или измерена, необходима градуировка
прибора. Ее обычно проводят при напряжении порядка нескольких
киловольт и увеличенном значении сопротивления R. Если это со-
противление затем уменьшить, например, в 1000 раз, то во столько
же раз изменится масштаб градуировочной кривой. Влиянием падения
напряжения на сопротивлении R на источник измеряемого напряже-
ния практически в любых реализованных конструкциях можно пре-
небречь. Погрешность измерений, впрочем, может возникнуть, если
между электродом высокого напряжения и измерителем имеется объ-
емный заряд. Однако, как показали измерения, погрешности за счет
объемного заряда имеют гораздо меньшее значение, чем ожидалось,
так как обычно измерительная головка размещается часто на стене
лаборатории, т. е. в области, где напряженность поля не так высока, а
объемные заряды заметной плотности сосредоточиваются только непо-
135
средственно вблизи электрода, находящегося под высоким напряжени-
ем. Кроме того, корона на хорошо скругленном электроде высокого
напряжения возникает только у неоднородностей малых размеров,
поэтому экранирующее действие объемных зарядов обычно пренебре-
жимо мало. Однако если все же влияние объемных зарядов становится
заметным, легко восстановить первоначальное электрическое поле пу-
тем обдува рабочего промежутка вентилятором.
В заключение еще раз подчеркнем, что электростатические вольт-
метры, работающие на генераторном принципе, измеряют напряжение
без потребления мощности (хотя в [246] специально был поставлен
опыт с целью доказать обратное). Это очевидно, так как напряжение
и ток с разными частотами не могут обеспечить активной мощности.
Рассматривая мгновенные значения напряжения
и (t) = U sin (со^4- срх)
и то
i (7) = I sin (w<7 4- <р2),
можно получить мгновенное значение мощности:
р (/) — и (0 i (/) = UI sin (gV + Ф1) sin (со2/4-ф2) =
= у {cos[(co1 — со2) ^ + (ф! — ф2)] — cos [(«! + ш2) / + (Ф1 + ф2)]}«
Таким образом, мгновенная мощность может быть представлена как
сумма двух колебательных составляющих с одинаковой амплитудой и
частотами, равными разности и сумме частот со1 и со2. Пока оэ2,
среднее арифметическое значение косинусоидальных членов в фигур-
ных скобках равно нулю. Если ссц = со2, то первый член не зависит от
времени и активная мощность
Ра = ~ COS(q>! — ф2).
Но так как частота постоянного напряжения равна нулю, а ток в из-
мерительной головке периодический и не содержит постоянной состав-
ляющей, то от источника напряжения не потребляется активной мощ-
ности. Мощность, выделяемая в сопротивлении измерительного устрой-
ства, поступает из механической системы. Эти рассуждения справед-
ливы только в случае стационарного постоянного напряжения. При
измерении изменяющегося постоянного напряжения или переменного
напряжения потребляется мощность. Более подробно контуры с из-
меняющимися емкостями рассмотрены в [259, 260].
3.6. АБСОЛЮТНЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Измерения физических величин называют абсолютными, если они
сводятся к измерению основных физических величин. Единицы физи-
ческих основных величин неизменны и могут быть воспроизведены с
определенной точностью в любой точке земного шара и в любой момент
времени. Примерами таких основных величин могут быть длины волн
136
согласованного цвета в видимой области или величина, обратная часто-
те колебаний определенного состояния атомов или молекул (атомные
часы). Большинство созданных к настоящему времени абсолютных из-
мерителей напряжения основаны на измерении длин и механических
сил и в большей или меньшей степени повторяют принцип действия
весов Томсона [164—170, 318, 739]. Подробное рассмотрение этого во-
проса содержится в [184, 250].
При традиционных измерениях высокого постоянного напряжения
с помощью добавочного резистора и прибора при использовании про-
волочных и металлических пленочных резисторов погрешность может
быть сведена до 0,03%. Однако такая точность гарантируется только
в диапазоне напряжений, при котором мостовым способом или методо-
дом вольтметра-амперметра определялось значение сопротивления.
При воздействии на резисторы более высокого напряжения или элект-
рического поля необходимо считаться с нелинейными свойствами изме-
рительного устройства (с зависимостью сопротивления резисторов от
напряжения, неравномерным нагревом, частичными разрядами и т.д.).
Калибровка, выполненная при сравнительно низком напряжении, ока-
зывается неверной при высоких напряжениях. Преимущество всех аб-
солютных измерений напряжения заключается в том, что не требует-
ся калибровка или корректировка. Высокое напряжение рассчиты-
вается по измеренным основным величинам с точностью измерения по-
следних.
Так как приборы для абсолютных измерений напряжения представ-
ляют ограниченный интерес, не будем останавливаться на отдельных
видах приборов. Стоит лишь подробнее остановиться на двух возмож-
ностях абсолютных измерений напряжения, отличающихся по своему
принципу действия. В обоих случаях измеряется кинетическая энер-
гия частиц, ускоренных в электрическом поле, созданном измеряемым
напряжением. Первый рассматриваемый способ основан на законах
атомной физики, позволяющих выполнить абсолютные измерения, ис-
пользуя эффект отклонения электронов на кристаллической решетке.
Если электрон проходит разность потенциалов [/, то в конце пути ус-
корения он обладает кинетической энергией
W'khh = eU = m0v2/2,
где е — заряд электрона; т0 — масса покоя электрона.
С помощью этого уравнения можно свести измерение напряжения
к измерению кинетической энергии электрона или его конечной скоро-
сти v. Если учитывать волновые свойства электрона, то вместо скоро-
сти можно измерить длину волны электрона, которая связана со ско-
ростью следующим уравнением:
Л = h/m^v,
где h— постоянная Планка, равная 6,62-10“27 г-см2/с.
Длина волны определяется по дифракции электронов на кристал-
лической решетке. Дифракционные явления известны как диаграммы
Дебая — Шерера. Дифракционные максимумы лежат на концентри-
ческих поверхностях конусов. При пересечении с плоскостью (светя -
137
щимся экраном, фотографической пластинкой) они образуют концент*
рические окружности. Положение этих окружностей описывается урав-
нением Брагга
X = 2d sin ср,
где Л — длина волны электрона; d — расстояние между плоскостями
в кристаллической решетке в определенном направлении; ср — угол
между направлением падения электронов и плоскостью кристалличес-
кой решетки.
Расстояние между плоскостями кристаллической решетки рассчи-
тывается [3171. Например, для кубической структуры
d = a/Vh2 + k2~+l\
где h, k и I — индексы плоскостей кристаллической решетки по Мил-
леру, а — постоянная решетки.
Из конфигурации устройства определяется угол отклонения, и,
зная расстояние между плоскостями d, определяют длину волны X и
скорость электронов. По уравнению, данному в [314, 315], опреде-
ляют высокое напряжение, В:
тт 150.10-16 / 2S У* .
и = —— (-£-] 02+^ + 0-
Здесь S — расстояние между кристаллом и фотографической плас-
тинкой, см; D — диаметр кольца, см.
Точные измерения, особенно при больших энергиях частиц, требу-
ют учета релятивистских поправок для массы и энергии:
^кин = (т — т0)с 2; т — m0/V 1 — v2/c\
где с — скорость света.
Необходимо также гарантировать, что скорость, с которой элект-
рон покидает катод, пренебрежимо мала по сравнению с конечной ско-
ростью v. Окончательная погрешность с учетом всех корректировок
может быть сведена к десятым долям процента.
Второй из рассматриваемых способов основан на законах атомной
физики. Если облучить легкие атомные ядра ускоренными протонами
или дейтронами, то могут возникнуть ядерные реакции. Сечение взаимо-
действия для этих реакций максимально при определенной энергии
ускоренных частиц; процессы захвата имеют резонансный характер.
Например, если бомбардировать литиевую мишень протонами, то
при энергии протонов 441,1 ± 0,5 кэВ будет максимум реакции [319]:
3Li7 + jH1 4(Ве8) -> 4Ве8 + у.
Чаще используется сокращенная запись в следующем виде:
Li7 (р, у) Be8.
Ядерная реакция характеризуется освобождающимся излучением
частиц (р- и у-процессы). Перед скобками стоит исходный материал,
после скобок—конечный продукт [320]. При бомбардировке лития
протонами с энергией 441,1 кэВ сначала возникает возбужденный
бериллий, переходящий после у-излучения в основное состояние. Ин-
138
тенсивность у-излучения является мерой эффективного сечения реак-
ции.
Отчетливо выражены р- и у-резонансы только при тонких мишенях,
так как при массивных мишенях наблюдается поглощение энергии
протонов, и поэтому протоны с гораздо большей начальной энергией
могут также вызвать резонанс. Если протоны ускоряются измеряемым
напряжением, то рассчитывается высокое напряжение, соответствую-
щее необходимой для резонанса энергии частиц. Энергия частиц, вы-
зывающая отчетливый отдельный максимум излучения, определяется
по отклонению частиц в магнитном поле. Напряженность магнитного
поля в свою очередь определяется измерением частоты прецессии
ядерного спина резонансными способами (парамагнитным резонансом)
[323, 324]. Наряду с литием пригодны другие легкие ядра, например
Fe19, обладающие в диапазоне от 100 кэВ до нескольких МэВ многими
максимумами с малыми полуширинами резонансных характеристик
[321].
Способ абсолютных измерений с помощью ядерных реакций особен-
но удобен для калибровки устройств измерения высоких напряжений
в ускорителях элементарных частиц, размещенных в закрытых каме-
рах с повышенным давлением. Калибровка других измерительных уст-
ройств, например с открытым выполнением установки высокого напря-
жения, может выполняться с помощью ускорительной трубки, подсое-
диняемой к измеряемому напряжению. Естественно, что погрешность не
более десятых долей процента может быть достигнута только при ис-
точниках высокого напряжения с незначительными пульсациями (ге-
нераторах Ван-де-Граафа, симметричных каскадных выпрямителях)
[322].
В последнее время предложен третий способ с фиксацией напряже-
ния 1022 кВ на шкале напряжения, которое можно точно поддерживать.
Точка фиксации соответствует энергии, необходимой для образования
электронно-позитронных пар, которая элементарно рассчитывается.
Следует ожидать, что этот способ позволит повысить точность измере-
ний на порядок по сравнению со способом ядерного резонанса. Этот
способ находится в стадии экспериментальной проверки [780].
3.7. ИЗМЕРЕНИЕ ЭЛЕКТРОСТАТИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
С появлением химических волокнистых материалов и со все возрас-
тающим применением пластмасс в технике и быту процессы электроста-
тической зарядки и связанные с ними технологические проблемы и
опасности приобретают все большее значение. Электростатические за-
ряды возникают при разделении двух веществ, по крайней мере одно из
которых является диэлектриком, в противном случае сразу же происхо-
дит выравнивание зарядов. Возникновение зарядов сопровождается
накоплением зарядов одного знака. Разделение зарядов возникает,
например, при движении пластмассовой или бумажной ленты по роли-
кам в текстильной индустрии, в ротационных печатных’ машинах, в
киноиндустрии, при изготовлении стекловаты, при протекании изоля-
ционной жидкости по трубам Мри заполнении баков самолетов и пласт-
139
массовых бензинных канистр, при завихрении пыли, разбрызгивании
аэрозолей и т. д. Природа электростатических явлений очень разнооб-
разна и к настоящему времени не до конца выяснена [261, 262].
Предпосылкой для борьбы с электростатическими зарядами и для
разработки способов их устранения являются измерительные приборы
и методы воспроизведения измеряемых величин, отображающие эффект-
ивность принятых мер. Так же как и при измерениях частичных раз-
рядов (см. гл. 7), использование сложных и дорогих приборов еще не
дает гарантии правильных результатов измерений. Достоверности ис-
следований способствуют выбор измерительного устройства, внешние
обстоятельства и правильная интерпретация измеренных величин.
Еще в главе, посвященной измерениям быстро изменяющихся напряже-
ний, введено понятие обратного влияния измерительного устройства на
источник напряжения. Из-за его большого значения для измерений
электростатических зарядов еще раз остановимся на нем. Измеритель-
ное устройство работает без взаимного влияния, если не изменяется
временной ход измеряемых величин при подключении к источнику из-
мерительного устройства. При измерениях высокого напряжения это
имеет место, если внутреннее сопротивление измерительного устрой-
ства намного выше внутреннего сопротивления источника, напряже-
ние которого измеряется. Но при измерениях электростатических заря-
дов это условие не всегда может быть выполнено. В большинстве слу-
чаев взаимное влияние существенно и результаты измерений необхо-
димо корректировать с его учетом. Существенным является и то, что
обратное влияние как таковое может быть распознано.
Степень электростатической электризации тела в значительной сте-
пени зависит от его сопротивления [273]. Оно, в свою очередь, зависит
от влажности окружающей атмосферы. Если результаты измерений
должны быть воспроизводимы или необходимо сравнение с другими
результатами, полученными в другое время и в другом месте, то тре-
буется непременно в протокол вносить климатические характеристики
окружающей среды. К ним относятся наряду с относительной влажно-
стью и температурой давление воздуха, так как максимальная величи-
на зарядов и их плотность на поверхности предмета ограничены элект-
рической прочностью воздуха. Кроме того, нужно иметь в виду, что
при исследованиях статической электризации одному первичному про-
цессу могут соответствовать различные вторичные процессы. Первич-
ным процессом является собственно разделение зарядов в месте тесного
соприкосновения двух веществ. Вторичные процессы приводят к рас-
пределению зарядов, которое и измеряется. Ограничение максималь-
ных напряжений вызвано газовым разрядом или токами утечек.,Меж-
ду первичными и вторичными процессами должна быть проведена
четкая линия разграничения, чтобы исключить неправильную интер-
претацию результатов измерений.
Измеряться могут потенциал или разность потенциалов относитель-
но земли, плотность заряда и напряженность электрического поля. В
зависимости от того, является ли электризуемое тело изолятором или
изолированным относительно других предметов металлическим пред-
метом, целесообразно измерять тот или иной параметр.
140
3.7.1. Измерение потенциалов
Все точки поверхности заряженного проводника имеют одинако-
вый потенциал в стационарном состоянии, если нет изменения пара-
метров во времени. Поверхность представляет собой эквипотенциаль.
Потенциал или напряжение проводника относительно земли могут
быть определены известным способом с помощью подключения к нему
вольтметра. В зависимости от внутреннего сопротивления вольтметра
измеренное напряжение в большей или меньшей степени соответствует
напряжению, которое было перед подключением вольтметра. Чтобы про-
цесс обратного влияния понять лучше, рассмотрим схему замещения
измерительного устройства (рис. 156). Изолированный предмет обра-
Рис. 156. К пояснению обратного
влияния измерительного устройства
при измерениях электростатических
зарядов
Рис. 157. Измерения электростатиче-
ских зарядов, образованных движу-
щейся по роликам изоляционной лен-
той
зует емкость С относительно земли и окружающих заземленных пред-
метов. Параллельно емкости С включено сопротивление утечки самого
предмета, которое очень велико, и во время процесса измерения не про-
исходит заметного разряда емкости. Между зарядом Q проводника, его
емкостью С относительно земли и напряжением U существует зависи-
мость: Q = CU.
При подключении вольтметра параллельно емкости С вводятся
емкость прибора Cv и его входное сопротивление 7?у. Часть заряда с ем-
кости С перетекает в емкость Cv, причем напряжение на емкости С +
4- Cv снижается на величину
MJ - t/Cy/(C + Су).
Это уравнение является следствием закона сохранения заряда.
Ошибка становится заметной, если емкость С очень мала или емкость Су
велика, например в случае применения коаксиального соединительно-
го провода. Показания прибора соответствуют напряжению на пред-
мете, если или вольтметр подключен к нему длительное время, или ем-
кость С намного больше Су, или уходящий на Су заряд быстро воспол-
няется источником электризации (что имеет место, например, при из-
мерении напряжения на металлических вальцах, постоянно подзаря-
жаемых движущейся изоляционной лентой, рис. 157).
444
Внутреннее сопротивление вольтметров, пригодных для измерения
электростатических потенциалов (электрометры и электростатические
вольтметры), составляет от 1014 до 1017 Ом и не вызывает за время изме-
рения заметного разряда емкости объекта. Однако это необходимо
в каждом случае проверять, так как изоляция входного вывода прибо-
ра и соединительных проводников может иметь повышенные утечки
вследствие незначительного загрязнения. Для контроля перед началом
измерений на вход прибора подают постоянное напряжение и затем на-
блюдают кривую саморазряда прибора при отключении источника на-
пряжения.
Измерения напряжения электростатически заряженных поверхнос-
тей изоляционного материала в значительной степени условны. Если
коснуться проводом, идущим к вольтметру, поверхности заряженного
тела, то заряд из области, непосредственно прилегающей к месту каса-
ния, перетечет на емкость Су, а заряд на окружающих участках оста-
нется неизменным. Поэтому потенциал между землей и точкой сопри-
косновения может составлять всего несколько вольт, в то время как
на расстоянии нескольких миллиметров от этого места потенциал мо-
жет достигать нескольких киловольт. Поэтому понятие потенциала
тела из изоляционного материала условно, и потенциал может сильно
зависеть от точки измерения [550].
В технической литературе часто можно встретить просто величину
напряжения как характеристику электризуемости тела или электро-
статического состояния тела из изоляционного материала. Следует
иметь в виду, что в этом случае речь идет не о фактическом потенциале
или напряжении тела относительно земли, а о величинах, полученных
с помощью прибора с некоторой емкостью и геометрическими парамет-
рами измерительного устройства, что, естественно, имеет смысл при
сравнительных исследованиях. Более убедительными критериями
электростатического состояния тел из изоляционных материалов явля-
ются заряд или плотность заряда.
3.7.2. Измерения зарядов
Имеется также разница при измерениях зарядов проводящих тел и
предметов, изготовленных из изоляционных материалов. Заряд первых
определяется через емкость и напряжение относительно земли:
Q = CU.
В емкость С входят собственная емкость предмета и емкость измери-
тельного прибора, включая емкость соединительных проводников.
Сложнее определить заряд изоляционного тела. Так как заряд по
изолятору не перемещается, непосредственное измерение заряда про-
стейшими способами невозможно. Поэтому часто ограничиваются изме-
рением частичной плотности заряда, а при определении общего заряда
интегрируют плотность по всей поверхности тела. Если одно из элект-
ризующихся тел является проводником, то плотность заряда можно
определить по показаниям прибора, включенного между этим телом
142
И Землей (рис. 158). В качестве прибора используется чувствительный
гальванометр пли электронный нано- или пикоамперметр.
При этом способе предполагается, что проводник изолирован от зем-
ли. Сопротивление изоляции должно быть выше внутреннего сопро-
тивления прибора по меньшей мере в 100 раз. Если лента шириной а
движется по роликам со скоростью v (рис. 158), а гальванометр пока-
зывает средний ток I, то плотность заряда на ленте площадью А
о = Q/A = Паи.
У волокон и нитей дается обычно не поверхностная плотность заря-
да, а заряд на единицу длины:
Рис. 158. Измерение тока электриза-
ции при движении изоляционной лен-
ты по ролику
движущейся изоляционной ленте
Рис. 159. Измерение плотности заряда на
Измерение плотности заряда на наэлектризованных изоляционных
поверхностях можно выполнить с помощью роторного вольтметра или
зондов, изготовленных из металла или проводящей резины и соединен-
ных с электрометром. На рис. 159 показана схема для измерения плот-
ности заряда на движущейся изоляционной ленте. Заряды, находящие-
ся на ленте, индуктируют на плоском зонде, расположенном парал-
лельно движущейся ленте, заряды противоположного знака с той же
плотностью. Если зонд соединить с электрометром, то можно рассчи-
тать плотность заряда из суммы емкостей электрометра Сэ и зонда С3,
площади зонда А и зарегистрированного напряжения U:
Q/ А - U (Сд + Сз)М.
Этот способ дает правильные результаты только тогда, когда ем-
кость зонда относительно соседних изолированных поверхностей, на-
ходящихся вблизи зонда, намного меньше емкости См, образованной
при последовательном включении емкости зонда относительно движу-
щейся ленты Сг и параллельно включенных емкостях электрометра
зонда и соединительных проводников:
сы = сх (Сэ + Сз)/(С1 + Сэ 4- Сз).
143
Это достигается, если расстояние между зондом и движущейся лен-
той очень мало и в непосредственной близости от зонда нет посторон-
них предметов. Другими словами, все силовые линии, исходящие от
зонда, должны замыкаться на движущуюся ленту.
Для регистрации электризации движущихся нитей и волокон при-
меняют устройство, показанное на рис. 160 [263, 264]. Волокно про-
ходит через трубчатый измерительный электрод £, связанный с элект-
рометром. Отрезок волокна Л/, находящийся внутри измерительного
электрода, индуктирует на поверхности заряд Q, который может быть
измерен электрометром, проградуированном в единицах заряда. Эф-
Рис. 160. Измерение плотности за-
ряда на волокнах и нитях [264]
Рис. 161. Возможности измерения
электростатического заряда сыпучих
материалов:
1 — измерительная головка; 2 — электро-
Meip
фективная длина волокна, воздействующая на измерительный элект-
род, уточняется с помощью экспериментально определенного коэффи-
циента k:
А ф ф = А // Z?.
Коэффициент k является отношением наведенного в измерительном
электроде заряда Q к измеряемому электрометром Q3:
k = Q/Q3; k 1.
Контроль нулевого положения шкалы контролируется специаль-
ным устройством, не показанным на рис. 160. Заземленный металли-
ческий корпус S экранирует измерительный электрод от влияния внеш-
них полей.
Электризация сыпучих или жидких материалов может быть опреде-
лена с помощью устройства, показанного на рис. 161. Опыт измерения
объемных зарядов, чаще всего связанный с метеорологическими иссле-
дованиями, подробно отражен в [266—272].
3.7.3. Измерения напряженности электрического поля
Измерение напряженности электрического поля без искажения его
картины вблизи заряженного предмета практически невозможно. При
приближении измерительного прибора к предмету искажение поля уси-
ливается. Рассмотрим еще раз рис. 159 и представим, что находящееся
слева от ленты устройство с емкостями Сэ, С3 и С± отсутствует. Тогда
144
все силовые линии, исходящие от ленты, заканчиваются на обоих роли-
ках и на заземленном корпусе технологического устройства. Силовых
линий слева от ленты практически не будет. Если же в эту область
ввести измерительный электрод, практически имеющий потенциал зем-
ли, то часть силовых линий замкнется на электрод. Если сокращать
расстояние между электродом и лентой, то все силовые линии от заря-
дов, наводящихся на ленте под измерительным электродом, будут за-
мыкаться на электрод. Это означает, что первоначальная малая напря-
женность электрического поля начинает возрастать и может достиг-
нуть 30 кВ/см. Поэтому не может быть и речи об измерениях без иска-
жения поля. Однако все же выпускаемые промышленностью электро-
статические приборы для измерения напряженности поля проградуи-
рованы в единицах напряженности поля. Причиной этого является
измерение значений напряженности при строго заданных форме и раз-
мерах измерительного электрода и расстоянии от измерительного элект-
рода до заряженного предмета. Знание этих параметров позволяет
судить о состоянии заряженного объекта.
Для измерения напряжений, электростатических зарядов и напря-
женностей электрического поля пригодно большое количество прибо-
ров, в том числе и описанных ниже, принцип работы которых еще не
упоминался в предыдущем тексте.
3.7.4. Приборы для измерения электростатических величин
Приборы, пригодные для измерений электростатических величин,
можно разделить по их принципу действия на механические и электрон-
ные электрометры, вольтметры генераторного типа и на изотопные
[283].
Принцип действия механических электрометров, как и рассмотрен-
ных в § 3.5 электростатических вольтметров, основан на силовом дей-
ствии электрического поля. При большинстве применений в технике
высоких напряжений электростатических вольтметров для измерения
постоянных напряжений их можно рассматривать как приборы без об-
ратного влияния на источник, так как в стационарном режиме они не
потребляют от источника тока. С кратковременным импульсом тока,
заряжающим емкость измерительного прибора, обычно можно не
считаться. После отключения электростатического вольтметра от ис-
точника постоянного напряжения прибор продолжает еще некоторое
время, зависящее от сопротивления утечки, показывать напряжение.
В электрометрах это время может быть особенно большим, так как
сопротивление утечки может достигать Ю16Ом.
В отличие от многих других ситуаций при исследовании электроста-
тических явлений бросок тока, заряжающего емкость измерительного
устройства, вызывает сильное обратное действие на исследуемый про-
цесс. Поэтому при конструировании приборов стремятся всячески
уменьшить их емкости. Одновременно достигается повышение чувстви-
тельности по заряду, так как сила, действующая на подвижный эле-
мент прибора, пропорциональна квадрату напряжения, а последнее
при одном и том же заряде обратно пропорционально емкости.
145
Из-за чувствительности к вибрациям область применения высоко-
чувствительных механических электрометров ограничена в первую
очередь проведением физических фундаментальных исследований в
лабораториях. Поэтому описание конструктивного выполнения таких
приборов здесь не приводится, сошлемся лишь на специальные работы
[274—278].
Для измерений в промышленных условиях лучше подходят элект-
ронные электрометры. Первые попытки использовать их вызвали боль-
шие трудности, в частности, когда источник измеряемого напряжения
имел высокое внутреннее сопротивление (отметим, что это всегда имеет
место, если речь идет об электростатических явлениях). Однако эти
трудности обычно можно преодолеть в результате проведения соответ-
ствующих мероприятий [486]. Очень часто наблюдается электроста-
тическое влияние других предметов, заряженных противоположным
знаком и находящихся вблизи неэкранированного входа прибора. На-
пример, это могут вызвать наэлектризованная одежда из синтетических
материалов, расческа в кармане и т. д. Выходом из положения может
быть полная экранировка всего входного контура (коаксиальная под-
водка, защитные круглые электроды). Также часто встречаются поме-
хи из-за перемещений измерительного кабеля или зонда. Механические
воздействия на измерительный кабель вызывают вследствие трения про-
вода и диэлектрика (обычно полиэтилена) и пьезоэлектрических эф-
фектов внутри диэлектрика помехи на входе электрометра. Специаль-
ные помехоустойчивые кабели с графитовым слоем между экраном и
изоляцией существенно снижают уровень помех. Помехи, вызванные
колебаниями входной емкости за счет перемещения проводов или из-
мерительного зонда (Q = ACAJ7), могут быть ослаблены в результате
применения прочного и массивного механического крепления проводов
и зонда.
Так как электронные электрометры предназначены для измерения
при электризации, то диапазон измерения лежит в пределах от единиц
вольт до нескольких киловольт, а шкала прокалибрована в единицах
напряженности электрического поля; предел шкалы составляет в боль-
шинстве случаев от нескольких вольт до 30 киловольт на сантиметр,
f "На рис. 162 показана упрощенная схема электрометрической лампы
[279]. Приложенное к сетке напряжение t/M управляет анодным током
электрометрической лампы. Ток сетки составляет менее Ю-15 А. Если
не предусматривается специальное сопротивление в цепи сетки, а им
является сопротивление утечки изоляции вывода лампы, то достигают-
ся еще меньшие токи. Этот режим работы электрометрической лампы
называют режимом «плавающей сетки». Вследствие сильных колеба-
ний сопротивления утечки и комплексного вида сеточного тока [280]
предпочтительно иметь фиксированное сопротивление в цепи сетки, что
достигается включением сопротивления, примерно на два порядка
меньшего, чем сопротивление утечки лампы.
Электрометр, предназначенный для измерения напряженности
электрического поля, должен обладать определенной емкостью. На
рис. 163 приведена схема для измерения электростатических явлений с
помощью электрометра. Между поверхностью S зонда 1 и противопо-
146
ложной заряженной поверхностью образуется емкость С\, которая вме-
сте со встроенной в прибор емкостью С2 образует делитель напряжения.
Снимаемое с С2 напряжение прикладывается на сетку электрометри-
ческой лампы. Сигнал с лампы измеряется прибором магнитоэлектри-
ческой системы (см. также рис. 159), при этом от измерительного дат-
чика практически не потребляется мощность. Измеряемый сигнал
£/из пропорционален величине электростатического напряжения иэп:
f/из - (С^С^/Ср
Как и всякие усилители постоянного напряжения, электрометри-
ческий усилитель обладает изменяющимся уровнем нулевого сигнала
(дрейфом пуля). Колебания напряжения питания прибора и нестабиль-
ность характеристик электрометрической лампы вызывают смещения
Рис. 163. Электрометр с определенной из-
мерительной емкостью:
1 — измерительная обкладка зонда; 2 — защитное кольцо; 3 — электрометр
рабочей характеристики. Модуляцией приложенного к сетке напряже-
ния, например с помощью динамического конденсатора, можно вход-
ной сигнал преобразовать в переменный и затем известными способами
стабильно усилить усилителями переменного напряжения [281, 282,
781, 782].
Электростатические приборы для измерения напряжения и напря-
женности электрического поля с обратной связью позволяют произво-
дить бесконтактные измерения потенциалов на поверхности в диапазоне
от нескольких милливольт до нескольких киловольт относительно
земли. Их принцип действия показан на рис. 164. Измеряемое электри-
ческое поле проникает через отверстие в передней плоскости измери-
тельного датчика и воздействует на чувствительный подвижный элект-
род. Как и в вольтметрах с генераторным принципом действия, пере-
мещение подвижного электрода вызывает изменение емкости и появле-
ния переменного тока в электроде, чувствительном к полю. Амплитуда
переменного сигнала пропорциональна разности потенциалов между
заряженным предметом и измерительной головкой. Его фаза определя-
ется полярностью заряда. Усиленный переменный сигнал вместе с ка-
либровочным сигналом подводится через разделительный трансфор-
матор к фазочувствительному демодулятору. Сигнал затем поступает
через разделительную емкость на высоковольтный операционный уси-
147
литель, на выходе которого возникает напряжение той же полярности,
что и полярность измеряемого напряжения. При использовании при-
бора в качестве вольтметра выход усилителя заземляется, и выходное
напряжение повышает потенциал изолированной измерительной голов-
ки примерно на 0,1% потенциала измеряемой поверхности. При рабо-
те в режиме измерения напряженности поля заземляется измерительная
головка, однако предусмотренная в ней за измерительным отверстием
пластинка получает потенциал, чтобы свести к нулю измеряемое поле
у чувствительного элемента [784]. Главная отличительная черта обоих
способов состоит в практическом отсутствии дрейфа нуля, а при из-
мерении потенциала — в высоком разрешении по плотностям зарядов
и расстоянии до измеряемой поверхности, равном нескольким милли-
метрам.
В современных приборах все чаще используются полевые транзисто-
ры [284, 285]. Чтобы полностью исчерпать их возможности в отношении
Рис. 164. Прибор для измерения на-
пряжений и напряженностей элек-
трического поля с обратной связью
и емкостным модулятором (фирма
Мопгое):
1 — измерительное отверстие; 2 — элек-
трод, чувствительный к полю (конденса-
тор с колеблющейся обкладкой); 3 — ме-
ханический привод; 4 — изолирующие
трансформаторы или оптические раздели-
тельные устройства; 5 — фазочувствитель-
ный демодулятор; 6 — интегрирующий уси-
литель; 7 — обратная связь
высокого входного сопротивления, их вплавляют в стеклянный корпус,
а выводы выполняют в противоположные стороны. Вследствие сущест-
венного удлинения пути утечки получается стабильное сопротивление
порядка 1016 Ом (см., например, Keithley, модель 642).
Следующая группа электростатических измерительных приборов
для измерения напряжений и напряженностей электрического поля,
работающих по генераторному принципу, уже подробно рассматрива-
лась в § 3.5. При разработке таких приборов для измерений при элект-
ризации принципиально остаются прежними как принцип действия,
так и их конструктивное выполнение, и поэтому подробнее их не будем
здесь рассматривать.
Наконец, остаются еще изотопные способы, которые с помощью ра-
диоактивного препарата и подходящей электродной системы позволяют
производить непосредственные измерения напряженности электричес-
кого поля. Принцип действия-этих приборов основан, как и счетчиков
радиоактивного излучения, на увеличении электропроводности газов
при наличии излучения. В счетчиках прикладывают к электродам с
резконеоднородным полем постоянное напряжение, которое при нали-
чии излучения вызывает разряд между электродами. Приложенное на-
пряжение и неизвестное радиоактивное излучение совместно приводят
к возникновению разряда. Если поменять роли напряжения и излуче-
ния, то счетчик можно использовать как измеритель напряженности
поля [265]. Внутри изображенной на рис. 165 ионизационной камеры
148
рис. 165. Измеритель напряженности электри-
ческого поля с радиоактивным препаратом
находится радиоактивный препарат (а-
источник), создающий в воздушном
пространстве между концентрическими
электродами определенную электропро-
водность. Если через отверстие в перед-
ней стенке-экране проникает электрическое поле, то возникает газо-
вый разряд, вызывающий падение напряжения на сопротивлении 7?
внешней цепи. Это падение напряжения можно измерить электромет-
ром, и оно является мерой напряженности электрического поля
вблизи отверстия прибора. Измеряемый диапазон можно изменять,
диафрагмируя отверстие, при этом изменяется проникновение изме-
ряемого поля. Препараты, интенсивность излучения которых ниже
допустимой по нормам работы с ними, позволяют измерять напря-
женности порядка 10 В/см.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ИЗМЕРЕНИЯ БОЛЬШИХ ИМПУЛЬСНЫХ токов с помощью
ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВОГО ОСЦИЛЛОГРАФА
Во многих областях техники и при научных исследованиях необ-
ходимо измерять импульсные точки с большим максимальным значе-
нием (например, в импульсных устройствах при изучении физики плаз-
мы, при высокоскоростной обработке металлов, при исследовании пере-
ходных процессов в сильноточных схемах выпрямителей, при иссле-
довании коммутации тока в мощных выключателях, при исследовании
молнии). Ток может изменяться от десятков до сотен тысяч ампер, вре-
мена нарастания и спада могут в отдельных случаях составлять не-
сколько наносекунд. Измерения таких кратковременных процессов
требуют широкополосной измерительной аппаратуры, собственные вре-
мена нарастания которой должны быть на порядок меньше. Однако и
при импульсах, имеющих сравнительно большое время нарастания,
желательно иметь малые постоянные времени измерительной цепи,
так как, например, при осциллографировании косоугольного импульса
тока с помощью шунта могут возникнуть значительные погрешности
измерения максимального значения тока, если постоянная времени
шунта недостаточно мала (см. также пп. 2.1.4).
Для измерения больших несинусоидальных токов обычно исполь-
зуются два способа — с помощью шунтов и воздушных трансформато-
ров тока (называемых далее поясами Роговского). В обоих случаях по-
лучают напряжение, более или менее повторяющее ход временной за-
висимости измеряемого тока. Измеряемый сигнал регистрируется ос-
циллографом. Как и при измерениях импульсных высоких напряже-
ний, возникают помехи. Как причины помех, так и способы их устра-
нения уже подробно обсуждались (см. § 1.5). Существуют и другие ме-
149
тоды, которые дают возможность с ограниченной точностью (с погреш-
ностью от 20 до 50%) определять максимальное значение тока. Но они
не нашли широкого применения в лабораториях, и поэтому можно огра-
ничиться ссылкой на соответствующие работы [325—329].
4.1. ШУНТЫ
Распространенный способ регистрации временного хода несинусо-
идальных токов основан па измерении падения напряжения на измери-
тельном сопротивлении (шунте), включенном в разрядную цепь (рис.
166). Измерительный сигнал цп (/) передается к осциллографу по ко-
аксиальному кабелю, имеющему на конце согласующее сопротивление.
о
Рис. 166. Измерение быстро изменяющихся
токов с помощью шунта R:
К — коаксиальный кабель; Zc — согласующее со-
противление; ЭО — электронно-лучевой осцил-
лограф
Падение напряжения (/) пропорционально изменяющемуся во вре-
мени току i (/), если сопротивление шунта является чисто активным в
определенном диапазоне частот:
ци (0 = Ri (/).
При больших значениях тока это условие тяжело, а иногда и невоз-
можно выполнить. Любой шунт, по которому протекает ток, создает
вблизи себя электромагнитное и электрическое поля. Наличие этих в
принципе неустранимых паразитных полей учитывают в эквивалентной
схеме замещения в виде последовательно соединенных идеального ак-
тивного сопротивления и индуктивности. Параллельно выводам шунта
включена также некоторая паразитная емкость. Сравнительно боль-
шие измерительные сопротивления (например, сопротивления добавоч-
ных резисторов при измерениях высоких переменных напряжений, см.
пп. 3.1.1) позволяют не учитывать их индуктивность, так как coL ста-
новится соизмеримым с R только при очень высоких частотах, в то
время как 1/соС становится заметным по сравнению с R при гораздо
меньших частотах. При малых значениях сопротивления измеритель-
ных резисторов обычно можно пренебрегать емкостью, а индуктив-
ность приобретает все большее влияние по мере уменьшения сопротив-
ления. Именно к этому случаю приходим при рассмотрении шунта,
предназначенного для измерения больших токов. Низкое сопротивле-
ние шунта (R = 0,1 4- 10 мОм) обусловлено требованиям отсутствия
его влияния на цепь с током. Известно, что устройство для измерения
тока работает в таком случае без обратного влияния, его сопротивле-
ние мало по сравнению с сопротивлением остального контура (в проти-
воположность устройствам для измерения напряжения, сопротивление
которых должно быть намного выше внутреннего сопротивления ис-
150
гочйика). Выбор малого сопротивления шунта объясняется также мень-
шим нагревом при протекании по нему тока. Например, мощность теп-
ловых потерь в шунте сопротивлением 10 мОм при измерении перемен-
ного тока с действующим значением 400 А составляет 1,6 кВт. Такую
мощность при обычных размерах шунта уже нельзя отвести естествен-
ной конвекцией окружающего воздуха.
Для шунтов сопротивлением от 0,1 до 10 мОм емкостное сопротив-
ление 1/соС приближается к активному сопротивлению при частотах
выше 100 МГц, поэтому емкостной составляющей сопротивления обыч-
но всегда можно пренебречь и можно использовать схему замещения,
показанную на рис. 167. Падение напряжения па шунте состоит из
двух составляющих: ur (/) = i (/) R и ur (/) Ldi (tRdt.
Рис. 167. Упрощенная схема низко*
омного шунта без учета проникнове-
ния тока
Up(t) = i(t) R
4p(t)
Рис. 168. Возникновение падения на-
пряжения на шунте со схемой заме-
щения рис. 167 при протекании через
него импульса тока с конечной кру-
тизной
, . . , di(t)
На рис. 168 показаны графики падений напряжений на шунте для
тока с линейно-нарастающим фронтом. Падение напряжения на индук-
тивности при соответствующей крутизне тока может в тысячи раз пре-
вышать падение напряжения на активном сопротивлении шунта. По-
этому необходимо стремиться обеспечить как можно меныную индук-
тивность шунта выбором его формы и геометрических размеров. На
рис. 169 показаны два типа устаревших конструкций шунтов, в кото-
рых пытались путем использования бифилярной конструкции полу-
чить предельно малую индуктивную составляющую падения напряже-
ния [339, 340]. Шунт, показанный на рис. 169, а, состоит из бифиляр-
но сложенных лент из металла с высоким удельным сопротивлением.
Изоляция между лентами может быть выполнена из асбеста, слюды и
фторопласта. Вывод напряжения осуществляется через ВЧ разъем.
Показанный на рис. 169, б шунт состоит из многих параллельно
включенных проволочек, скрученных бифилярно. Параллельное вклю-
чение приводит к снижению индуктивности шунта.
151
В обеих конструкциях петлю, образованную шунтом и измеритель-
ным проводником, пронизывает магнитный поток, связанный с изме-
ряемым током. Для того чтобы преодолеть связанные с этим трудности,
прибегают к коаксиальным конструкциям (рис. 170). В них ток под-
водится к центральному вводу /, протекает по внутреннему цилиндру
2, изготовленному из материала с высоким удельным сопротивлением,
и возвращается по внешнему коаксиальному цилиндру 5, изготовлен-
ному из обычного материала. Падение напряжения, снимаемое с внут-
реннего цилиндра проводом 4, через коаксиальный ВЧ разъем 5 подает-
ся к электронно-лучевому осциллографу. Так как в пространстве меж-
ду проводом 4 и цилиндром 2 магнитное поле отсутствует, то шунт ве-
дет себя как чисто активное сопротивление. В действительности коакси-
альные шунты обладают конечной полосой пропускания. Однако это
обусловлено не магнитным потоком в измерительной петле, как в бифи-
лярном шунте, а процессами проникновения тока внутрь материала
шунта. Естественно, и в бифилярных шунтах имеет место процесс
проникновения тока, однако причина недостаточно хороших передаточ-
ных их характеристик заключается не в этом. Если рассчитать выход-
ное напряжение коаксиального трубчатого шунта из немагнитного ма-
териала с электропроводностью о, с толщиной стенки d и с сопротив-
лением постоянному току R для случая ступенчатого тока /0 с бесконеч-
ной крутизной, то можно получить [345, 547]
Пи (0 =
1+2 2 (— l)vexp( — v2t/T) ,
где
Т = iiQd2o/ji2.
152
При другой форме записи
(О Rio
14-2 V (— l)vexpf— v2 л-2 ———/'j
\ Л) /
где Ео представляет собой индуктивность, пропорциональную внут-
ренней индуктивности трубы, имеющей высокое удельное сопротивле-
ние.
Оба уравнения выводятся из рассмотрения поведения магнитного
поля в трубчатом проводнике при воздействии ступенчатого импульса
тока.
Рис. 170. Коаксиальный низкоомный шунт
Если воспользоваться определением реакции на прямоугольный
импульс, данным в пп. 2.1.4,
h (/) - (/)//0 7?,
то можно получить кривую, показанную на рис. 171, а и представляю-
щую собой многократно суммированные экспоненты. Крутизна фронта
реакции на прямоугольный импульс зависит от геометрических разме-
ров и физических параметров материала шунта. Частотная характерис-
Рис. 171. Нормирован-
ная реакция на прямо-
угольный импульс (а) и
частотная характери-
стика (б) коаксиального
шунта, показанного на
рис. 170
тика, соответствующая этой реакции на прямоугольный импульс, по-
казана на рис. 171, б. В противоположность бифилярному шунту от-
сутствует индуктивный выброс, возрастающий с повышением крутизны
тока. Если по бифилярному шунту пропустить прямоугольный импульс
тока с бесконечной крутизной, то возникнет бесконечно большое напря-
жение на выводах шунта. Это приведет к перекрытию изоляции на его
измерительной части.
В соответствии с приведенными уравнениями можно составить эк-
вивалентную схему замещения коаксиального шунта, показанную на
153
рис. 172 [547]. Параллельное включение п частичных сопротивлений
дает при п = оо сопротивление шунта постоянному току. Последова-
тельное соединение п частичных индуктивностей L0/n соответствует
при п = оо внутренней индуктивности трубы:
Lo = ii0dl/2 nr,
где d, 1и г — толщина стенки, длина и радиус трубы.
Уже при числе членов п = 5 реакция на прямоугольный импульс
практически не отличается от таковой при п = оо.
Рис. 172. Схема замещения шунта, показанного на рис. 170
Если сравнить уравнение для напряжения, снимаемого с коакси-
ального шунта, с выражением для выходного тока кабеля, в случае, ког-
да на вход кабеля воздействует прямоугольный импульс напряжения,
то нетрудно заметить их сходство. Это же относится и к схемам заме-
щения. Таким образом, с учетом проникновения тока трубчатый
шунт ведет себя с точки зрения теории линейных цепей так же, как и
линия.
Рис. 173. Упрощенная схема замеще-
ния трубчатого коаксиального шунта
Практическое использование приведенных уравнений для реакции
на прямоугольный импульс и схемы замещения, приведенной на рис.
172, затруднительно. Как и в случае омических делителей напряжения,
используют упрощенную схему замещения (рис. 173). Можно предста-
вить реакцию на прямоугольный импульс, показанную на рис. 171, а,
одной экспонентой, а именно такой, чтобы было одинаковое время ре-
акции на прямоугольный импульс схем, показанных на рис. 172 и 173.
В этом случае постоянная времени экспоненты Т = Ло/6 7?.
Из этого уравнения получается индуктивность в схеме замещения
на рис. 173 L' = 2 Ло/3.
Так как время реакции трубчатого шунта неудовлетворительно опи-
сывает его передаточные свойства, целесообразно привести упрощен-
ную схему замещения, соответствующую одинаковым временам нарас-
тания (см. пп. 2.1.4). Тогда вместо величины L' = 2Л0/3 получается
L' = 0,43 Ло.
Время нарастания рассчитывается по выражению
Та = 0,237 LJR = 0,237 Ио d2/p,
а полоса пропускания
В = \№R!Lq = 1,46p/p0d2,
где р,0 = 4л- 10~7 Гн/м; р — удельное сопротивление материала труб-
ки шунта, Ом-м; d — толщина стенки шунта, м.
При частотах выше 1 ГГц длина трубки уже не может, как правило,
рассматриваться короткой по сравнению с длиной волны. В этих слу-
чаях активный элемент шунта выполняется в виде шайбы, перпендику-
Рис. 174. Шунт с активным элемен-
том в виде шайбы и с коаксиальным
согласованным съемом измеритель-
ного напряжения:
1 — токовые вводы; 2 — элемент сопро-
тивления; 3 — коаксиальный разъем; 4 —
провода для съема измерительного на-
пряжения; 5 — изоляционная шайба
лярной оси токоведущей коаксиальной системы [626, 627]. Расчет реак-
ции при падении на шайбу прямоугольной волны приводит к такому
же выражению, что и для трубчатого шунта [628]. Конструкция та-
кого шунта приведена на рис. 174.
Съем напряжения пройзводится коаксиальной конической системой
с волновым сопротивлением, равным волновому сопротивлению изме-
рительного кабеля. Это обеспечивает оптимальную реакцию на прямо-
угольный импульс. С помощью коаксиально выполненного шунта с
шайбой можно достичь идеальных передаточных характеристик, если
шайба достаточно тонка. Например, минимальная толщина промыш-
ленно изготовляемой фольги из сплава никель (80%)+ хром (20%)
составляет 10 мкм, при этом время нарастания составляет всего 28 пс
1765].
Некоторые специальные исследования, например измерение токов
в выключателях высокого напряжения или токов к.з. в системах, требу-
ют шунтов с высокой теплоемкостью [354, 355, 357, 358], т. е. должен
‘иметь большое значение интеграл квадрата тока по времени. Так как
такие шунты имеют большие сечения и толщины трубки, то они обла-
дают сравнительно узкой полосой пропускания. Поэтому иногда пыта-
ются уменьшить реакцию на прямоугольный импульс, осуществляя
продольные вырезы в трубе шунта [341,342] или выполняя шунт в ви-
де отдельных стержней, расположенных по образующей цилиндра
155
[343, 344]. Вырезы или зазоры между стержнями позволяют прони-
кать магнитному полю внутрь шунта, при этом необходимо обеспечить
компенсацию напряжения, индуктированного магнитным полем, про-
никшим во внутренний объем шунта, ЭДС, наведенной в измеритель-
ной петле внешним полем. Но полная компенсация невозможна.
В схеме замещения можно учесть проникновение внешнего поля в ре-
зультате включения дополнительных индуктивностей Тдоп (рис. 175).
При наличии частичных продольных индуктивностей и индуктивности
Лдоп, учитывающих проникновение внешнего поля, реакция на прямо-
угольный импульс шунта в виде стержней имеет более сложное выра-
жение, чем для трубчатого шунта, так как трудно учесть влияние слож-
ной конфигурации и эффекта близости [34]. Однако на практике доста-
Рис. 175. Упрощенная схема замещения коаксиального стержневого шунта
точно рассмотреть цепочечную схему с пятью членами. Выходное на-
пряжение шунта, выполненного в виде стержней, если предположить,
что элементы линейны, можно определить суперпозицией напряжений,
вызванных проникновением поля (как и для трубчатого шунта), и на-
пряжения на индуктивности LAOndi На рис. 176 приведены три
осциллограммы выходного напряжения стержневого шунта с различ-
ной степенью «компенсации» при воздействующем импульсе тока со
временем нарастания от 6 до 8 нс. На рис/177 показан качественный
ход соответствующих частотных характеристик [345]. Для опреде-
ленного испытательного тока с соответствующим временем нараста-
ния или крутизной тока di (/)/dt на фронте можно добиться, чтобы вы-
брос индуктивного тока был равен установившемуся значению тока
(рис. 176, б). Однако такая «компенсация», достигаемая выбором опре-
деленного количества стержней шунта, будет иметь место только при
определенном законе изменения тока во времени. Большая крутизна
импульсов тока приводит к возникновению напряжения, аналогичного
показанному на рис. 176, ц, а меньшая — аналогично показанному на
рис. 176, в. Стержневые шунты, как и бифилярные, имеют реакцию
на прямоугольный импульс, зависящую от конечной крутизны этого
импульса. Теоретическое определение предполагает изменение вход-
ной величины с бесконечной скоростью, однако для эксперименталь-
ного исследования достаточно иметь импульс с конечной крутизной,
если речь идет об интегрирующих системах, при этом необходимо,
чтобы время нарастания испытательного импульса было меньше по
крайней мере в 5 раз времени нарастания измеряемого тока (см. так-
156
же пп.2.1.3), при этом испытательный импульс с более крутым фрон-
том даст ту же реакцию.
В противоположность этому системы с частично выраженными диф-
ференцирующими свойствами (в нашем случае — это стержневые и
бифилярные шунты) имеют реакцию, зависящую от крутизны фронта
испытательного импульса. Понятие реакции на прямоугольный им-
пульс становится условным. Если бы измерялась реакция на прямо-
угольный импульс с бесконечно крутым фронтом, то с шунта в момент
в)
Рис. 176. Реакции на прямоугольный
импульс стержневых коаксиальных
шунтов с различным числом стерж-
ней:
а — число стержней слишком мало; б —
оптимальное число стержней; в — число
стержней велико
Рис. 177. Частотные характеристики
шунтов, имеющих реакции на прямо-
угольный импульс, показанные на
рис. 176
включения снималось бесконечно высокое напряжение. Сказанное от-
носится и к определению времени реакции на прямоугольный импульс.
Использование времени реакции в качестве критерия передаточных
свойств для стержневого или бифилярного шунта в такой же степени
условно, как и для делителей напряжения. Однако такой критерий для
стержневых шунтов имеет право на существование, если его частотная
характеристика соответствует характеристике схемы с выпрямлением.
При некоторых предположениях методами системного синтеза можно
составить схему замещения стержневого шунта,’обладающую свойст-
вами выпрямления, в которой будут скомпенсированы индуктирован-
ное в измерительной петле напряжение от внешнего поля (индуктив-
ный выброс напряжения) и напряжение, вызванное процессами про-
157
йикновения тока {замедление достижения реакцией на прямоуголь-
ный импульс своего установившегося значения) [345, 348].
При дальнейшем рассмотрении в понятие коэффициента передачи
будем вкладывать общепринятый смысл, поскольку этот вопрос уже
рассматривался в пп. 2.1.1, посвященном делителям напряжания.
Если операторный коэффициент передачи ДДр) четырехполюсника
имеет нулевые значения и полюса располагаются в пределах левой по-
луплоскости р, т. е. на оси /со и при р = оо нет полюсов и нулей (схе-
ма с минимальной фазой и ограниченным затуханием), то существует
четырехполюсник с коэффициентом передачи А2 (р) = Д7Л1 (р). Такой
четырехполюсник обозначают инверсным. Цепочечное соединение двух
инверсных четырехполюсников, состоящих из любых линейных эле-
Рис. 178. Цепочечная
схема инверсного четы-
рехполюсника для по-
лучения коэффициента
передачи, не зависящего
от частоты [64]
ментов, эквивалентно четырехполюснику из чисто активных сопро-
тивлений (рис. 178). Общий коэффициент передачи цепочечной схемы
Л 1,2 (р) есть постоянная величина и не зависит от частоты [64]:
А112 (р) = Ку Ау (р) А2 (р) = Ку А, (р)-А- = Ку К = const.
л1(р)
Коэффициент в цепочечной схеме определяется обычно парамет-
рами четырехполюсника. Физический смысл уравнения заключается
в том, что искажения сигнала, вызванные в инверсируемом четырех-
полюснике, могут быть полностью устранены в следующем включен-
ном четырехполюснике с инверсированными его передаточными ха-
рактеристиками. Применительно к низкоомным шунтам можно пока-
зать, что например, схема стержневого шунта, показанная на рис. 175,
удовлетворяет названным условиям, а схема трубчатого шунта (см.
рис. 172) не удовлетворяет.
В теории линейных цепей существует несколько методов синтеза
схемы, с помощью которых можно компенсировать определенное ис-
кажение сигнала и коэффициент передачи которых инверсен коэффи-
циенту передачи стержневого шунта [64, 351]. При выборе из большого
числа вариантов следует учитывать следующие требования: схема ком-
пенсации не должна содержать идеальных передаточных звеньев, а
заземленные зажимы входа и выхода схемы должны быть соединены
между собой (общая «земля»). На рис. 179 приведена схема, коэффи-
циент передачи которой не совсем инверсен, однако она позволяет до-
стичь практически необходимой компенсации [348]. Схема обладает
очень малым обратным влиянием, так как ее входное сопротивление ве-
лико по сравнению с сопротивлением шунта. Значения параметров эле-
ментов для определенных геометрических размеров шунта могут быть
рассчитаны, однако из-за их разбросов и нелинейных свойств в наносе-
кундной области требуется производить сравнение полученной осцил-
158
лограммы с известным импульсом тока. Используя реакцию на пря-
моугольный импульс, например изображенную на рис. 180, а, выбором
L/R прежде всего устраняют выброс и получают несколько лучшую
реакцию (рис. 180, б). Затем остается устранить медленное приближе-
ние реакции к установившемуся значению. С помощью 7?С-иепочек
Rn и можно воздействовать на выходное напряжение (рис. 180,в).
Количество ДС-цепочек определяется требуемым качеством передачи.
При благоприятно выбранных размерах шунта обычно достаточно трех
цепочек. Аналогично можно компенсировать искажения импульса вы-
званные вихревыми токами в длинном соединительном кабеле, идущем
к осциллографу. Для этого требуется включение одной-двух цепочек.
i(t)
Рис. 179. Схема стержневого коаксиального
шунта с простейшими компенсирующими це-
почками:
/—шунт; 2 — схема компенсации в экранирующем
корпусе, 3 — согласующий резистор; 4 — осцилло-
граф, 5 - кабель
Рис. 180. Реакции на прямоугольный импульс
стержневого коаксиального шунта с компенси-
рующими устройствами с разными степенями
компенсации
в)
Желательно, хотя и не обязательно, сумму сопротивлений Rr—Rn
выбрать равной волновому сопротивлению кабеля, при этом кабель
на конце оказывается согласованным. При выборе элементов схемы и
монтаже компенсирующих четырехполюсников необходимо соблюдать
приемы, характерные для наносекундной техники. На рис. 181 пока-
зана структура компенсирующего четырехполюсника, описанного в
[64].
Исходя из комплексной формы заданного сопротивления связи
стержневого шунта [345], необходимо прежде всего его аппроксимиро-
вать подходящей ломаной линией. Инверсный коэффициент передачи
этой функции реализуется с помощью теории синтеза цепей. Подгон-
ка параметров схемы затруднительна из-за большого числа элементов,
однако измерительное устройство может теоретически обладать беско-
нечно широкой полосой пропускания или временем нарастания Тп =0.
Практически верхняя граница полосы пропускания оказывается ко-
нечной, так как характеристики элементов схемы не идеальны, и при
определении и аппроксимации уравнения сопротивления связи шунта
делаются упрощения. Она может достигать 100 МГц.
159
Принципиально другой путь улучшения передаточных характерис-
тик толстостенных шунтов предложен в [622, 751, 804, 805]. Если из-
мерительный провод, с помощью которого снимается напряжение с
шунта, частично углубить в стенку шунта (рис. 182), то можно сокра-
тить время подъема примерно на порядок. С помощью уравнений
Максвелла можно рассчитать нормированное падение напряжения в
таком устройстве в зависимости от размеров и положения измеритель-
ного провода [803]:
un(d,l,t)= 1 +2 2 ( — l)v0 + ~[cos(vndM) — l]lexp(—v4/T).
v== 1 1 J
Численное решение этого соотношения показывает, что, если пред-
положить, что выброс составляет менее 1%, каждому значению d'dQ
Рис. 181. Структура сложного компенсирующего устройства для коаксиального
стержневого шунта
соответствует оптимальное отношение //L, при котором будет мини-
мальное время нарастания. Обе функции Та и 1/L определены только
в области 0,51 ^Zd/do^O,7 и монотонно стремятся при возрастании
d/dQ к нижнему предельному значению. Относительно оптимальных по-
ложения и длины измерительного провода существует только одна пара
соотношений (d/d^ 0,7 и Z/L 0,62), соответствующих предельно ма-
лому времени нарастания. На рис. 183 приведены три эксперименталь-
но полученные реакции на прямоугольный импульс для различных
отношений d/dQ и 1/L. Дальнейшего снижения времени нарастания
можно достигнуть, если использовать параллельные измерительные
провода, симметрично расположенные внутри углублений в стенках
шунта [808].
Само собой разумеется, что шунты с измерительными проводами,
углубленными в стенку, работают удовлетворительно только тогда,
когда плотность тока по длине трубы постоянна. Однако это зачастую
не выполняется, так как влияют положения подводящих проводов с из-
меряемым током и фактор экранирования внешней коаксиальной тру-
бы шунта, особенно при многофазном выполнении измерительного уст-
160
ройства. В результате могут возникать значительные погрешности из-
мерений.
При экспериментальной подгонке параметров схемы компенсации
или проверке рассчитанных размеров углубленного в стенку измери-
тельного провода предполагается, что индуктивность испытательного
генератора прямоугольных импульсов равна нулю и генератор создает
импульсы тока с максимальным значением в несколько десятков ам-
Рис. 182. Компенсированный шунт с измерительным проводом, проложенным
внутри токопроводящей стенки шунта
пер с достаточно малым времнем нарастания и без выбросов. В качестве
генератора может быть использована сравнительно простая и не тре-
бующая больших затрат одноступенчатая схема, приведенная на рис.
184. Разрядный контур генератора должен обладать предельно малой
индуктивностью. Лучше, если он выполнен коаксиальным. В качестве
ударной емкости можно использовать малоиндуктивные конденсаторы
высокого напряжения с внутренней индуктивностью от 10 до 100 нГн,
Рис. 183. Реакции на прямоугольный
импульс шунтов с проложенными в
токопроводящей стенке измеритель-
ными проводами [803]:
кривая а — d/cf0=O, Z/L= 1000, Та=555 нс;
кривая б —d/rf0=2/3, Z/L = 1000, Та = 55 нс;
кривая в — d/d0=2/3, Z/L=0,6755, Та =
=61 нс; масштаб времени — 100 нс/деле-
ние
применяемые обычно при исследованиях физики плазмы [369, 370,
534]. Сопротивление RD должно быть достаточно большим, чтобы не бы-
ло колебаний тока после срабатывания искрового разрядника. В обыч-
ных разрядниках при атмосферном давлении достигаются времена на-
растания от 6 до 8 нс. Разрядники под давлением и многозазорные ком-
мутаторы позволяют получить более короткие времена нарастания.
Чтобы воспрепятствовать распространению напряжений помех по
проводам питания, трансформатор зарядного устройства присоединя-
ют к сети через фильтры-вводы. Всю схему заземляют только в одной
6 Зак. 1334 161
точке, а именно в точке присоединения шунта, связанной с оплеткой
отходящего к осциллографу измерительного кабеля. Все сказанное в
§ 1.5 по подавлению помех относится без ограничений и к измерениям
тока. Если в схеме на рис. 184 заменить емкость Csдлинным кабелем,
то можно получить импульс тока, близкий к прямоугольному. Слабые
искажения импульса устранить не удается из-за затухания в кабеле,
зависящего от частоты [535].
Ранее подразумевалось, что шунт может рассматриваться как ли-
нейный элемент. Однако, строго говоря, шунт нелинеен, так как при
возрастании тока и вызванном в результате этого нагреве изменяется
Рис. 184. Генератор для измерения
реакций на прямоугольный импульс
низкоомных шунтов:
/?м — шунт; — сопротивление зарядного
резистора; 7?д — сопротивление демпфиру-
ющего резистора; Р — промежуток с газом
под давлением или многозазорный раз-
рядник
удельное сопротивление материала шунта. Выбор материала с малым
температурным коэффициентом сопротивления позволяет сохранить
эту нелинейность на низком уровне. В табл. 3 приведены характери-
стики некоторых материалов, пригодных для изготовления шунтов,
включая удельную теплоемкость и плотность.
Таблица 3. Основные характеристики материалов с высоким удельным
сопротивлением
Параметр Константан Манганин Nikrothal L* Nikrothal 80*
Удельное сопротивление при 20 *С, Ом-мм2/м 0,49 0,43 1,33 1,09
Температурный коэффици- ент сопротивления, 1/К 30.10-» 20.10-е 20.10-е 60.10-е
Плотность, г/см3 9,0 8,6 8,3 8,5
Удельная теплоемкость при 20 °C, Дж/(г-К) 0,41 0,41 0,46 0,46
Максимальная рабочая температура, °C 600 300 250 1200
♦Состав сплава Nikrothal L:Ni —75%, Сг—17% (Si и Мп —8%); состав сплава
Nikrothal 80 :Ni —80%, Сг—20%. (Примеч. ред.).
Мерой проникновения тока служит глубина проникновения А, за-
висящая от частоты /:
А = 1/Ул/ар,ор,.
При очень высоких частотах, когда появляется сильное вытесне"
ние тока, величина А представляет собой слой проводника, со-
противление которого при постоянном токе равно сопротивлению
162
рис. 185. Примеры шуитов дли
измерения импульсных токов
всего проводника при пе-
ременном токе с указанной
частотой [349]. Согласно
приведенному уравнению
материалы с большим удель-
ным сопротивлением имеют
большую глубину . проник-
новения и, следовательно,^в
них в меньшей степени4 проявляются эффекты вытеснения тока.
Имеет также значение и относительная магнитная проницаемость
материала. Несмотря на высокое содержание никеля в материалах, при-
веденных в табл. 3, они не являются ферромагнитными материалами, и
поэтому в уравнении для глубины проникновения можно принять ц =
= 1. Эти материалы частично проявляют ферромагнитные свойства,
однако их точка Кюри лежит ниже комнатной температуры [350].
Нужно быть осторожным при использовании шунтов в экспериментах
с низкими температурами, когда рабочая температура шунта может
оказаться ниже точки Кюри.
Важнейшее значение при рассмотрении температурной нагрузки им-
пульсных шунтов имеет интеграл квадрата тока, который всегда мож-
но оценить по ожидаемой форме импульса тока. Если тепловой режим
шунта, работающего длительно, удается рассчитать только приближен-
но, так как он зависит в значительной степени от конструкции шунта и
условий его эксплуатации, то при импульсном режиме не представляет
труда точно рассчитать нагрев шунта. Нагрев шунта определяется толь-
ко током и теплоемкостью активной части. При любой форме импуль-
са тока теплота, выделившаяся в шунте, определяется введенной в него
энергией. Перегрев шунта Ф может быть рассчитан по формуле [347]
Ri2 (t) dt ~ qcly'Q = тс^
где q — поперечное сечение; с — средняя удельная теплоемкость; 'О’ —
температурный перегрев; у— плотность; I—длина активной части
шунта; т — масса.
Повышение температуры шунта 'О’ пропорционально подведенной
энергии, если нет отвода теплоты излучением, конвекцией или тепло-
проводностью. Это имеет место при импульсах микросекундной дли-
тельности. Как следует из приведенного уравнения, нагрев в первую
очередь зависит от массы шунта. Например, шунты для измерения
больших токов могут иметь массу несколько килограмм.
В заключение на рис. 185 показано выполнение различных импульс-
ных шунтов. При высокой граничной частоте полосы пропускания то-
коподводы выполнены коаксиальными, при низкой граничной частоте
и высоком значении интеграла квадрата тока во времени — в виде
массивных медных шин.
163
4.2. ПОЯС РОГОВСКОГО
С изменяющимся во времени импульсным током связано образова-
ние вблизи проводников переменного электромагнитного поля. Маг-
нитное поле индуктирует в витках катушки, охватывающей провод с
током, напряжение щ (7), пропорциональное производной TOKadq (t)ldt
(рис. 186). С помощью интегрирующей схемы, на которую подается
сигнал с катушки, можно получить импульс напряжения пи (£), про-
порциональный измеряемому току (t).
Пояс Роговского представляет собой катушку, предназначенную
специально для измерения переменных во времени токов или их про-
изводной [325, 326, 331, 352, 788—793]. Принцип его действия основан
на законе полного тока;
(|) BdS = i.
с
Линейный интеграл магнитной индукции В пропорционален пол-
ному току, заключенному внутри контура интегрирования по замкну-
той кривой С. Путь интегрирования может быть любым,однако он
должен быть замкнутым и охватывать измеряемый ток. Индуктирован-
ное при изменении магнитного поля напряжение в катушке, навитой
вокруг силовых линий, с числом витков п и площадью витка F равно:
at
v=i
где Bv — составляющая индукции поля, перпендикулярная плоско-
сти витка.
При достаточно малом шаге намотки катушки AS интеграл полного
тока приближенно можно заменить суммой
2 AS — Но
v= 1
Из этого уравнения после дифференцирования по времени и с уче-
том предыдущих уравнений получается индуктированное напряжение
‘v ’ I dt dt
,л di (t)
dt
где п — число витков катушки; I — длина катуш-
ки, охватывающей провод с измеряемым током; /И—
взаимная индуктивность между измерительной ка-
тушкой и проводом с током. Она дает связь между
измеряемым током и током в катушке, т. е. харак-
теризует обратное действие тока в катушке на из-
меряемый ток. В большинстве случаев этим
Рис. 186. Схема пояса Роговского
164
действием можно пренебречь, так как обычно объем измерительной ка-
тушки мал по сравнению со всем пространством, занятым магнитным
полем измеряемого тока. Количество витков должно быть выбрано до-
статочно большим, чтобы интеграл полного тока в пределах требуемой
точности можно было заменить суммой. При дифференцировании ин-
дуктированного напряжения предполагалось, что плоскость каждого
витка перпендикулярна оси катушки. Однако это не совсем строго вы-
полняется из-за конечного шага витков и перекоса отдельных витков.
Поэтому пояса Роговского иногда выполняются с двумя перекрещиваю-
щимися обмотками, причем составляющие поля, не перпендикуляр-
ные плоскости витков, взаимно компенсируются. Один из вариантов
выполнения пояса Роговского показан на рис. 187 [328]. Кроме того,
перекрещивающиеся обмотки устраняют сигнал, наводимый магнит-
ным полем, пронизывающим плоскость измерительной катушки.
Рис. 187. Пояс Роговского
Рис. 188. Примеры выполнения
катушки пояса Роговского
Бифилярные конструкции катушек поясов Роговского изображены
на рис. 188, где показано синфазное соединение обмоток двух видов.
Как уже упоминалось, на концах катушки возникает напряжение,
пропорциональное изменению тока во времени. Чтобы получить сиг-
нал, пропорциональный току, требуется напряжение проинтегриро-
вать. Это можно осуществить пассивной схемой, состоящей из L/?-
или 7?С-цепочек [332—334]. Кроме того, применяется также подсоеди-
ненный через емкость интегрирующий операционный усилитель, по-
зволяющий достичь гораздо меньших нижних частот измерительного
устройства [330]. Однако здесь описываются только пассивные схемы,
так как они просты в изготовлении.
При интегрировании /?£-цепочкой катушка присоединяется к со-
противлению /?, которое намного меньше волнового сопротивления
кабеля, идущего к осциллографу (рис. 189). Сопротивление должно
быть выполнено малоиндуктивным (см. § 4.1). В пределах до самой
нижней частоты полосы пропускания должно соблюдаться условие со£»
>(7? + 7?s), где — сопротивление катушки. Это означает, что ток
в 7?А-цепочке должен определяться индуктивным сопротивлением coL
(режим трансформатора тока), при этом
U ,
v' dt ’
или
«и (0 = 7-J «ИО dt = т-Ж(/).
165
В качестве интегрирующей индуктивности используется собствен-
ная индуктивность катушки пояса. Ее можно приближенно рассчитать.
Однако обычно достаточно подсоединить параллельно катушке извест-
ную емкость и рассчитать индуктивность по измеренной частоте коле-
баний [385]. Можно также измерить взаимную индуктивность с по-
мощью моста Максвелла-Кемпбелла путем сравнения с образцовой
взаимной, индуктивностью [337].
При интегрировании /?С-цепочкой используют схему, приведен-
ную на рис. 190. Она имеет верхнюю граничную частоту, определяе-
мую нагрузкой катушки конечным входным сопротивлением Z, и ниж-
Рис. 189. Схема с интегрирующей Рис. 190. Схема с интегрирующей
/^L-цепочкой: ЯС-цепочкой
— сопротивление обмотки пояса Рогов-
ского
нюю граничную частоту, обусловленную соотношением параметров
интегрирующей схемы. Нижняя частота определяется выражением
1/сонС О, а верхняя — coBL <С Z.
Если приведенные соотношения удовлетворяются соответствующим
выбором параметров, то
j4(0 dt=
В схеме с интегрирующей /?С-цепочкой сопротивление катушки
пренебрежимо мало по сравнению с волновым сопротивлением. Ин-
тегрирующий конденсатор должен быть выполнен малоиндуктивным,
при его выборе следует руководствоваться сведениями, приведенными
в пп. 2.3.4.
Погрешность, возникающая в результате использования интегри-
рующих схем, может быть очень малой, если допустимо неограниченное
снижение полезного сигнала на выходе схемы. Граница снижения по-
грешности вызвана допустимыми значениями сигнала, снимаемого с
катушки, и чувствительностью осциллографа. Наряду с интегрирова-
нием схема сглаживает случайные колебания и резкие пики помех.
Быстро изменяющееся электромагнитное поле всегда связано с
электрическим полем. Чтобы ослабить нежелательные емкостные свя-
зи, катушка пояса экранируется. Экран должен иметь разрез, чтобы
он не представлял собой короткозамкнутый виток. Для соединения ка-
тушки пояса с осциллографом желательно использовать коаксиальный
кабель с двойной или тройной оплеткой, внешняя оплетка должна быть
припаяна к экрану катушки (рис. 191). Экран и внешняя оболочка по
166
всей длине кабеля должны быть изолированы от остальных элементов
измерительной цепи, чтобы не создавались токи в оболочке кабеля и в
заземленных петлях, связанных с оболочкой. Заземлять измеритель-
ную схему следует только в одной точке у осциллографа. Рекоменда-
ции по устранению помех при измерениях быстро изменяющихся токов
содержатся в [338] и [31].
Важным преимуществом измерений тока с помощью пояса Рогов-
ского является отсутствие непосредственной электрической связи из-
Рис. 191. Экранирование пояса Ро-
говского от внешних электрических
полей
мерительной цепи с контуром измеряемого тока. Измерения могут
быть выполнены в любой точке контура тока. Однако при измерении
однократных импульсов тока с помощью пояса Роговского нельзя
передать постоянную составляющую измеряемого тока, если она имеет-
ся. На рис. 192 показан пояс Роговского, имеющий изоляцию на
ПО кВ постоянного напряжения и монтируемый на проводе с током,
имеющим высокий потенциал.
Рис. 192. Пояс Роговского (слева);
этот же пояс, установленный на про-
воде с изоляцией (справа) и рассчи-
танный на 110 кВ постоянного ис-
пытательного напряжения (фирма
Hilo — Test).
Рис. 193. Устройство для прецизион-
ного измерения тока с интегрирую-
щим устройством (фирма AEG)
При тщательном выполнении катушки, правильном выборе разме-»
ров и параметров измерительной схемы общая погрешность, включая
погрешность осциллографа, может быть менее 3%.
На рис. 193 показано прецизионное устройство для измерений
больших токов, снабженное интегрирующим усилителем. За счет точ-
ного и строго зафиксированного построения контура с измеряемым
током выходной сигнал с интегрирующего усилителя пропорционален
измеряемому току с погрешностью менее ±0,4% при верхней гранич-
ной частоте около 10 кГц.
Измерение максимального или мгновенного значения периодичес-
ких переменных больших токов может быть выполнено также вектор-
167
ным измерителем или контактным измерительным выпрямителем с ис-
пользованием прибора магнитоэлектрической системы или компен-
сатора постоянного напряжения [336]. Специальное устройство с поя-
сом Роговского для измерения действующего и максимального значе-
ний пульсирующих токов в сварочных аппаратах описано в [800].
Верхнюю граничную частоту пояса Роговского можно сместить в
область мегагерц, если соответствующим выбором конструкции обес-
печить достаточно высокую собственную резонансную частоту катуш-
ки, обусловленную собственной емкостью. При очень высоких частотах
или малых временах нарастания пояс Роговского должен рассматри-
ваться как схема не с сосредоточенными, а с распределенными парамет-
рами. При интегрирующей /?С-цепочке катушка может быть включена
на одном конце на сопротивление, равное ее волновому сопротивлению,
при 7?Л-цепочке сопротивление может быть с одной стороны, а при жела-
нии катушка может быть в режиме короткого замыкания на обоих
концах. В последнем случае в катушке существуют многократные от-
ражения волн от концов катушки, которые вызывают квазистационар-
ный импульс тока. Катушки с распределенными постоянными пригод-
ны для измерений токов с временем нарастания порядка нескольких
наносекунд при миллисекундной длительности импульсов [837].
Пояс Роговского является частным случаем измерительных уст-
ройств, принцип действия которых основан на регистрации характе-
ристик магнитного поля вблизи провода с током [595]. Регистрация
может также производиться маленькой катушкой, установленной в
любой точке пространства с полем. Индуктированное в катушке на-
пряжение пропорционально временному изменению индукции магнит-
ного поля dBldt, которое требуется проинтегрировать, как и при поясе
Роговского. Однако при использовании маленькой катушки в отличие
от пояса Роговского связь между сигналом и измеряемым током опре-
деляется положением катушки относительно провода с измеряемым то-
ком и при каждом изменении этого положения требуется калибровка
измерительного устройства. Кроме того, катушку следует распола-
гать так, чтобы она измеряла магнитное поле измеряемого тока и не
воспринимала полей посторонних токов. Это является недостатком по
сравнению с поясами Роговского, трансформаторами тока и шунтами,
у которых связь между сигналом и измеряемым током в первом прибли-
жении однозначна (коэффициент трансформации не зависит от места
положения). Однако магнитные зонды-катушки по своим свойствам
(реакции на прямоугольный импульс) могут превзойти другие устрой-
ства при измерении токов с максималь-
ным значением выше нескольких мега-
ампер. Более подробные сведения о кон-
струкциях и калибровке магнитных зон-
дов, включая зонды, предназначенные
для работы в субнаносекундной об-
Рис. 194. Трансформатор тока с насыщением
для измерения остаточного тока в выключа-
телях
168
ласти, можно найти в [555, 559, 560, 564, 610, 629, 787, 794, 798,
801].
Специальная индукционная катушка с ферромагнитным сердечни-
ком, предназначенная для измерения токов остаточной проводимости
выключателей, описана в [335]. Трудности измерения токов проводи-
мостей в выключателях вызваны тем, что измерения должны прово-
диться непосредственно после протекания тока к.з., который превы-
шает измеряемый ток примерно в 105 раз. При правильном выборе раз-
меров кольцевых сердечников с высокой магнитной проницаемостью
ток проводимости приводит сердечник к состоянию, близкому к насы-
щению. Поэтому во много раз больший ток к.з. не может вызвать зна-
чительного увеличения магнитного потока. Такие измерительные уст-
ройства называют насыщающимися трансформаторами тока (рис. 194).
Напряжение ии (/), снимаемое с интегрирующей /?С-цепочки, пропор-
ционально току остаточной проводимости после отключения, а во вре-
мя протекания тока к.з. оно ограничено насыщением. Вспомогатель-
ный контур LR позволяет установить рабочую точку устройства так,
чтобы насыщение наступило при любом желаемом значении тока к.з.
Измерительные устройства с ферромагнитными сердечниками, по свое-
му принципу работы напоминающие трансформаторы тока, описаны в
[795—797].
4.3. УСТРОЙСТВА С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ЭФФЕКТА ХОЛЛА
В датчиках Холла используется уже давно известный эффект Хол-
ла [360]. Если металлическая пластинка толщиной d и электрическим
током /у помещена в магнитном поле с индукцией В, перпендикуляр-
ном пластине, то на электроны действует сила Лоренца, перпендикуляр-
ная первоначальному направлению тока и направлению магнитного
поля (рис. 195). В результате возникает смещение зарядов к краям
пластины и между продольными краями пластинки (точки а и Ь) воз-
никает разность потенциалов, называемая ЭДС Холла. Она пропорци-
ональна произведению тока /у и индукции В магнитного потя:
£/и - RBIy/d,
где R — коэффициент, зависящий от свойства материала пластинки.
Его обычно называют постоянной Холла. Из-за сравнительно низкого
значения постоянной Холла металлов эффект Холла сначала представ-
лял лишь научный интерес. Однако с развитием техники полупровод-
ников оказалось, что металлические соединения из элементов третьей
и пятой групп периодической системы имеют постоянную Холла, на
несколько порядков более высокую. Открытие этих материалов приве-
ло к широкому применению эффекта Холла [361, 362]. Одно из возмож-
ных технических применений — измерение постоянных магнитных по-
лей и быстро изменяющихся больших токов — кратко рассматривает-
ся ниже.
169
При измерении больших токов провод стоком окружают ферромаг-
нитным сердечником с воздушным зазором (рис. 196). В зазоре 6 из-
меряемый ток создает напряженность магнитного поля
Н (t) = г0 (0/6.
Датчик Холла, находящийся в зазоре, при постоянном токе датчи-
Это напряжение, не обладающее обратным действием на измеряе-
мый ток, является мерой тока i0 (/), создающего магнитное поле. С по-
мощью сердечника, имеющего два симметричных зазора, и двух дат-
чиков, расположенных в этих зазорах и имеющих раздельные источни-
ки питания, при последовательном соединении датчиков по напряже-
1
Рис. 197. Токоизмерительные клещи с полосой пропускания от 0 до 50 МГц
(фирма Tektronix):
i0(t)— измеряемый ток; 1 — разъемный сердечник; 2 — вторичная обмотка трансформатора
тока; 3 — датчик Холла; 4 — операционный усилитель; 5 — устройство изменения диапазона
измерений; 6 — предварительный усилитель
нию можно добиться строгой пропорциональности сигнала на выходе и
измеряемого тока независимо от положения провода с током внутри
сердечника [363]. При очень высоких частотах, т. е. при больших ско-
ростях изменения тока, на ЭДС Холла накладываются напряжения
помех. Причиной возникновения помех являются процессы проникнове-
ния тока и конечная индуктивность измерительной петлие в которой
170
могут возникать значительные напряжения за счет изменения пронизы-
вающего потока во времени.
Интересное применение нашли датчики Холла в токоизмеритель-
ных клещах типа Р 6042 фирмы Tektronix [364]. Частотный диапазон
этого измерительного устройства — от нуля до 50 МГц. Постоянный и
НЧ ток измеряются датчиками Холла, а токи средней и высокой часто-
ты — трансформатором тока (рис. 197). При повышенных частотах МДС
вторичной обмотки компенсирует МДС первичной обмотки трансформа-
тора. За пределами нижней граничной частоты трансформатора имеет-
ся остаточный поток, который вызван постоянной составляющей или
НЧ составляющими измеряемого тока. Этот остаточный поток создает
в датчике ЭДС Холла, которая после усиления операционным усилите-
лем подводится ко вторичной обмотке трансформатора и компенсирует
НЧ МДС первичной обмотки. Тем самым предотвращается насыщение
ферритового сердечника при низких частотах.
Применение датчиков Холла для измерения токов остаточной про-
водимости мощных выключателей описано в [799].
ГЛАВА ПЯТАЯ
НЕТРАДИЦИОННЫЕ СПОСОБЫ ИЗМЕРЕНИЙ
ВЫСОКИХ НАПРЯЖЕНИЙ И ТОКОВ
Традиционные трансформаторы напряжения и тока, предназначенные для
работы в электрических системах, с ростом класса напряжения требуют непро-
порционально возрастающих затрат на их изоляцию. Кроме того, они препятству-
ют использованию современных средств защиты линий, так как их возможности
для распознания повреждений и их устранения уже полностью исчерпаны. Обе
причины привели в последние годы к развитию нетрадиционных способов изме-
рений, обладающих несомненными преимуществами [717, 733—736, 731, 831].
Нетрадиционные измерительные устройства, позволяющие регистрировать изме-
нение во времени больших токов и быстро изменяющихся напряжений, разраба-
тываются и для исследований в области физики плазмы и высоких энергий.
Проблемы, решаемые в этих областях, связаны с напряжениями порядка не-
скольких мегавольт при временах нарастания порядка нескольких наносекунд,
с недоступностью точек для присоединения измерительных приборов или с тем,
что обе точки, разность потенциалов между которыми измеряется, находятся под
высоким потенциалом относительно земли. Даже в том случае, если схема зазем-
лена, но не в точке присоединения измерительного устройства, при импульсных
процессах возникает разность потенциалов между точками заземления контура
высокого напряжения и измерительной цепи. В обоих случаях разность потенциа-
лов влияет на измеряемый сигнал, что проявляется в некоторых случаях появле-
нием синфазных сигналов. Для устранения этого искажения можно использовать
дифференциальный усилитель, при этом предполагается, что амплитудные и час-
тотные характеристики дифференциального усилителя достаточны для подавле-
ния помех. При синфазных сигналах большой амплитуды на входы усилителя
необходимо включать широкополосные делители напряжения, наличие которых
из-за их неизбежной асимметрии приводит к сильному снижению коэффициента
171
подавления синфазных сигналов, особенно при ВЧ. В этом и ряде других случаев
нетрадиционные способы являются единственным решением, так как существен-
ным их преимуществом является полное электрическое разделение разрядного
контура и измерительных цепей. Информация об измеряемой величине либо пере-
дается к измерительным приборам, находящимся под потенциалом земли, по оп-
тическому каналу от электрооптических или магнитооптических устройств, нахо-
дящихся под высоким потенциалом, либо там же обрабатывается и оптическим
или телеметрическим путем передается к исследователю.
Так как электро- и магнитооптические эффекты в электротехнике начали при-
меняться сравнительно недавно, кратко изложим их физические основы, отражен-
ные в ряде публикаций, например в [718, 719, 726, 729, 730].
5.1. ОПТИЧЕСКИЕ ЭФФЕКТЫ
Под оптическими эффектами понимают различные воздействия на
состояние поляризации светового луча при прохождении оптически
анизотропного вещества. Анизотропия может быть связана со структу-
рой вещества или вызвана внешним воздействием, например механи-
ческими силами, электрическим или магнитным полями. Последние
явления называют электрооптическими и магнитооптическими эф-
фектами. Наконец, внешние поля могут также влиять и на естествен-
ную анизотропию. Для лучшего понимания на рис. 198 приводится сис-
тематизация известных оптических эффектов.
Принципиально можно выделить два явления — двойное преломле-
ние и оптическую активность. Первое проявляется в веществах, име-
ющих разные коэффициенты преломления по двум или трем осям. Ог-
раничимся рассмотрением веществ с двумя различными коэффициента-
ми преломления, т. е. оптически простейших веществ. Эти вещества об-
ладают ярко выраженным направлением, в котором нет двойного лу-
чепреломления. Это направление называют оптической осью. Если
представить Е-вектор поля линейно поляризованной волны, распрост-
раняющейся перпендикулярно оптической оси, в виде двух ортого-
нальных, параллельной и перпендикулярной относительно оптичес-
кой оси, колебательных составляющих (каждая из составляющих в
свою очередь линейно поляризована), то они распространяются в соот-
ветствии с разными коэффициентами преломления с различными скоро-
стями: v\\ — c/n\\ и v1=c/n1. При прохождении расстояния I между
составляющими возникает сдвиг по фазе
* у. i4 2ц/ *
А<р = —— (| —па |) = —— Ап ,
Ло
где — длина волны в вакууме; Д/г = nL — п\\ — мера для опреде-
ления двойного преломления.
После прохождения вещества с двойным лучепреломлением обе со-
ставляющие в общем случае образуют эллиптически поляризованную
волну, при Дф = л/2, Дф = Зл/2 и т. д. и одинаковой амплитуде—круго-
вую поляризованную волну, а при Дф = л, Дф = 2 л и т. д. — опять
линейно поляризованную волну. Таким образом,] поляризованное со-
172
стояние определяется пройденным расстоянием и дв ойным лучепрелом-
лением Д/г.
Под оптической активностью понимают наблюдаемое в некоторых
веществах вращение плоскости поляризации линейно-поляризован-
ного света, распространяющегося параллельно оптической оси. Иногда
вместо оптической активности употребляют понятие кругового двой-
ного лучепреломления, так как по аналогии с линейным двойным лу-
чепреломлением оптически активные вещества могут характеризовать-
ся двумя различными коэффициентами преломления /гпр и /гл для волн
с круговой поляризацией в правом и левом направлениях. Рассматри-
Рис. 198. Классификация оптических эффектов
вая линейно-поляризованную волну как суперпозицию круговых по-
ляризованных волн с правым и левым направлениями, распространя-
ющихся с разными скоростями, получаем после прохождения расстоя-
ния I сдвиг фаз
А 2л/ ( ч 2л/ а
Дф = —— (пл —ппр) = —- Дп.
л0 л0
За пределами оптически активного вещества обе составляющие
вновь образуют линейно-поляризованную волну, повернутую на угол
0 = Дср/2 относительно приходящей к веществу волны.
Как линейное, так и круговое двойное лучепреломление могут за-
висеть от природы вещества или могут быть вызваны внешним влияни-
ем. В последнем случае оптические эффекты можно использовать для
нетрадиционных измерений тока и напряжения. В технике высоких
напряжений такие влияния создаются возникающими при измерениях
электрическим и магнитным полями. Времена релаксации (постоянные
времени, характеризующие переориентацию молекул вещества) лежат
за пределами субнаносекундной области. Однако для некоторых ве-
173
Рис. 199. Ячейка Покельса с продольным и по-
перечным эффектами
ществ возможная полоса пропускания ог-
раничивается п ьезоэлектрическим эффек -
том. Более подробные сведения о характе-
ристиках материалов, используемых при
нетрадиционных способах измерений, мож-
но найти в [721, 729, 730, 732].
Эффект Покельса. Ячейка Покельса
представляет собой плоский конденса-
тор, диэлектриком которого является кристалл с естественным
двойным лучепреломлением, одной осью и без центра симметрии
(например, дигидрогенфосфат калия КН2РО4). Луч света направляется
по оптической оси кристалла, т. е. вдоль которой не проявляется ес-
тественное двойное лучепреломление. В зависимости от ориентации
электрического поля различают поперечный и продольный эффекты
Покельса (рис. 199). Двойное лучепреломление, вызванное полем,
пропорционально напряженности электрического поля, Дп = п^ГцЕ.
Рис. 200. Оптическая си-
стема с ячейкой Керра:
1 — лазер; 2 — поляризатор;
3 — анализатор; 4 — фото-
приемник
где rij — электрооптический коэффициент, зависящий от материала.
Отсюда при поперечном и продольном эффектах Покельса разность
хода равна:
Ло До
В этом уравнении / —эффективная длина, учитывающая краевые
эффекты ячейки. Строго говоря, в формуле нужно было бы брать
]Е(П.
Полуволновое напряжение ячейки Покельса (напряжение, при ко-
тором Аф = Z/2) имеет порядок нескольких киловольт. С помощью по-
ляризатора, помещенного за ячейкой, поляризационная модуляция,
зависящая от напряженности поля, может быть преобразована в моду-
ляцию интенсивности светового потока (см. § 5.2).
Эффект Керра. Ячейка Керра также представляет собой плоский
конденсатор, однако его диэлектриком обычно является жидкость
(нитробензол или вода). Электрическое поле создает в ячейке оптичес-
кую ось, параллельную направлению поля и перпендикулярную на-
правлению распространения поляризованного пучка (рис. 200). Вы-
174
званное полем двойное лучепреломление пропорционально квадрату
напряженности электрического поля (Д/г = Хо КЕ\ где К—‘постоян-
ная Керра). Разность хода при этом равна:
Дф == 2 л1КЕ\
Здесь I также представляет собой эффективную длину ячейки.
Полуволновое напряжение ячейки Керра при расстоянии между
электродами и длиной ячейки несколько сантиметров составляет не-
сколько десятков киловольт.
и
Рис. 201. Оптическая система с ячейкой, в которой используется электрогирацион-
ный эффект
Обозначения те же, что и на рис. 200
Эффект электрогирации. При электрогирационном эффекте не
используется в чистом виде ни естественная, ни вызванная при внеш-
нем воздействии оптические активности, а их комбинация [722, 723,
882—884].
Например, электрогирационный эффект наступает в а-кварце
если свет проходит под малым (несколько градусов) углом к оптичес
кой оси (рис. 201). При боль-
ших углах электрогирационный
эффект переходит в линейный
электрооптический эффект.
Дополнительное s круговое
двойное лучепреломление, вы-
званное внешним полем, по ана-
логии с описанным далее эффек-
том Фарадея, формально выра-
жается в виде Д/г = G^Ehi,
Рис. 202. Система с ячейкой Фарадея
где G—коэффициент, зависящий от свойств кристалла, при этом
разность хода Дф = 2 GEI, а угол поворота 0 = Дф/2 = GEI.
Эффект Фарадея. Этот эффект проявляется в виде вращения плос-
кости колебаний, когда линейно-поляризованный свет проходит через
вещество при наличии магнитного поля (рис. 202). Вызванное внешним
воздействием круговое двойное лучепреломление выражается в виде
Дп ~ 1А0В/л, где V — постоянная Верде. Разность хода и угол пово-
рота соответственно равны: Дф = 2 VBI и 0 = Дф/2 = VBI.
Естественная и вызванная внешним воздействием оптические
активности существенно различаются. В то время как материалы с ес-
тественной активностью независимо от направления распространения
175
всегда ориентированы либо в левом, либо в правом направлении, ори-
ентация в материале при эффекте Фарадея зависит от направления маг-
нитного поля. Эффект может быть существенно усилен, если луч про-
пускать многократно через ячейку.
В заключение остается отметить, что постоянные, характеризующие
свойства веществ в приведенных уравнениях, не являются в обычном
смысле постоянными, так как они в свою очередь зависят от длины вол-
ны и температуры [729].
5.2. МОДУЛЯЦИЯ ИНТЕНСИВНОСТИ СВЕТА
Электро-и магнитооптические эффекты вызывают модуляцию поля-
ризации световой волны, которая после прохождения второгб поляри-
затора (анализатора) может быть переведена в модуляцию интенсивно-
сти света. При линейном двойном лучепреломлении оси обоих поляри-
заторов устанавливаются под определенным углом к оптической оси,
например в ячейке Керра — под углом ± 45°. При круговом двойном
лучепреломлении не требуется специальная ориентация. Ортогональ-
ные компоненты проходящего света колеблются параллельно или и
перпендикулярно оптической оси и распространяются со скоростями
УЦ и uL. После прохождения ячейки оба компонента образуют свето-
вую волну, из которой анализатором выделяется составляющая; ее на-
правление совпадает с осью пропускания Тц анализатора (рис. 203).
Если пренебречь потерями, отношение векторов напряженностей элект-
рического поля за анализатором и до него E2^i = cos а. В случае
второго установленного под прямым углом поляризатора и при выз-
ванном внешним полем угле вращения 0 = Аср/2 получается
EJE± = cos (90° — 0) = sin 0,
или для интенсивности света, пропорциональной квадрату напряжен-
ности поля,
= sin20 = sin2 (Аф/2).
Часто дают не Z2/Zb а отношение мгновенного и максимального
значений интенсивностей на выходе При необходимости оп-
ределяют мгновенное значение интенсивности света на выходе через
интенсивность света на входе пе-
ред первым анализатором, при
____________________Ег=Е1 cosec этом требуется ввести коэффи-
I циент 1/2:
Е< = тsin2 Оф/2)-
т \ Модуляция интенсивности ока-
зывается пропорциональной квад-
I \] Рис. 20G. Связь между входной и выход-
\ \у ной напряженностями поля анализато-
К_л ра [726]:
Г1 и гп — оптические оси
176
рату синуса, аргумент которого в свою очередь может быть квадр атом
напряженности измеряемого электрического поля, как, например, в
ячейке Керра. Линейно-нарастающему напряжению будет соответст-
вовать сигнал на экране осциллографа, показанный на рис. 204, а
(по оси абсцисс напряжение представлено в относительных единицах).
Определение измеряемого напряжения по осциллограмме осуществ-
ляется либо по программе после преобразования сигнала в числовую
форму [727], либо графически, как показано на рис. 204, б. При гра-
фическом способе в первом квадранте вычерчивается осциллограмма,
во втором — характеристика квадрата синуса (в случае ячейки Керра),
в четвертом — прямая зеркального отражения, а в третьем по точкам
получается искомая форма измеряемого напряжения в зависимости
от времени [836]. Неоднозначность определения измеряемого сигнала
Рис. 204. Сигнал на выходе измерительного устройства с ячейкой Керра (а) и его
графическое восстановление (б)
при повороте на угол, больший л/2, может быть устранена одновремен-
ным применением двух ячеек Керра с различной чувствительностью
или расщеплением луча и пропусканием его через ячейку в продоль-
ном и поперечном направлениях. Подробные сведения о калибровке
можно найти в [602].
При работе с малыми углами поворота, например в ячейках Фара-
дея и гирационных устройствах, поляризаторы могут быть установлены
под углом 45°. Тогда рабочая точка будет лежать на прямоугольном
участке характеристики и отношение интенсивностей выразится как
/2/Д = cos2 (45°± 9) = ± (IT sin 20),
откуда при малых углах 0 получится линейная зависимость
Ц/Ц ж (1+20)/2.
Измеряемая величина определяется из интенсивности света, кото-
рая зависит от колебаний интенсивности источника, от изменяющихся
потерь на пути луча при прохождении поверхностей оптических эле-
ментов, механической разъюстировки оптической системы и т. д. Все
это влияет на сигнал на выходе устройства. Поэтому часто луч с по-
мощью оптического делителя разделяется на два перпендикулярно
поляризованных луча, и после прохождения лучами раздельных ана-
лизаторов дифференциальным способом измеряется их интенсивность
в зависимости от угла поворота (рис. 205). Если с помощью дифферен-
177
циального усилителя определить разницу выходных сигналов фото-
приемников и разделить ее на сумму сигналов, то можно получить сиг-
нал, зависящий в первом приближении от угла 20. При достаточной
симметрии каналов примерно на два порядка снижается влияние коле-
баний интенсивности. Если схему на рис. 205 дополнить тремя устрой-
ствами, извлекающими корень, то на выходе можно получить сигнал,
непосредственно пропорциональный измеряемому напряжению.
Описанный способ легко подтвердить математически с помощью
подходящих тригонометрических преобразований. Он имеет преимуще-
Рис. 205. Ослабление влияния колебаний интенсивности с помощью поляриза-
ционного светового делителя и дифференциального усилителя:
/ — делитель светового луча; 2 — фотодетекторы; 3 — операционные усилители; 4 — делитель
с дифференциальным входом
ства при измерении напряжений. При измерении токов требуется вве-
дение операционных усилителей мощности с оптической обратной
связью (см. пп. 5.3.2).
Следует упомянуть, что проблемы дрейфа могут быть снижены из-
вестным способом с помощью модуляции интенсивности света и после-
дующей фазовой демодуляции [729, 822]. Кроме того, следует указать
на интероферометрические способы обработки, которые особенно пер-
спективны для измерения пространственного распределении электри-
ческих и магнитных полей [828, 829].
5.3. НЕТРАДИЦИОННЫЕ МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЙ ТОКА
Большинство публикаций по нетрадиционным способам измерения токов
относятся к трансформаторам тока электроэнергетических устройств. Назначение
трансформаторов — преобразовать ток в сети в сигнал низкого напряжения
с тем, чтобы использовать его для целей измерения, релейной защиты и учета
электроэнергии [178, 193, 194, 365, 366]. Трансформаторы тока, используемые
в электроэнергетике, отличаются от трансформаторов, применяемых в исследова-
тельских сильноточных установках, усиленной изоляцией между первичной и
вторичной обмотками, так как обычно провод, по которому протекает измеряе-
мый ток, находится под высоким переменным напряжением относительно земли
(рис. 206). Необходимость резкого снижения затрат на изоляцию, составляющих
значительную часть стоимости устройства по мере увеличения класса напряже-
ния, а также существенного улучшения передаточных характеристик при регист-
178
Рис. 206. Трансформатор тока класса напряжения
500 кВ (фирма Messwandler — Bau)
рации переходных процессов, представляет собой
главную причину поисков и развития нетрадицион-
ных методов измерения токов. Однако нетрадицион-
ные устройства имеют недостаточную надежность
и повышенные затраты при эксплуатации. Кроме
того, для них не решены еще такие проблемы, как
влияние температуры на погрешности, обеспечение
управления устройством и стабильности его свойств
при большом сроке работы и т. п. Дальнейшее раз-
витие покажет, в какой степени смогут заменить
описанные ниже приборы традиционные трансфор-
маторы тока.
Все известные к настоящему времени нетради-
ционные трансформаторы тока включают в себя в ос-
новном устройство, чувствительное к току или маг-
нитному полю и находящееся под высоким потен-
циалом, а также устройство, находящееся под по-
тенциалом земли. Информация, полученная на сто-
роне высокого напряжения, передается с помощью
электромагнитных волн в форме света, микроволн
или радиоволн в устройство, расположенное на по-
тенциале земли. В зависимости от способа питания
устройства на высоком напряжении различают ак-
тивные и пассивные измерительные системы.
5.3.1. Активные системы
В активных нетрадиционных трансформаторах
тока на стороне высокого напряжения создается на-
пряжение, пропорциональное измеряемому току, ко-
торое преобразуется либо в световой сигнал, либо
в радиотелеметрический сигнал, который и передает-
ся в устройство, расположенное на потенциале зем-
ли. В обоих случаях применяется числовой способ
модуляции, причем предпочтительны постоянно-
частотная и импульсно-частотная модуляции вслед-
ствие простоты, помехоустойчивости и достижимой
точности.
Типичным представителем активных систем яв-
ляется трансформатор, показанный на рис. 207 [372,
733—736, 816—818].
Рис. 207. Трансформатор тока с электрооптической
передачей сигнала:
1 — измерительная обмотка; 2 — обмотка электропитания;
3 — провод с измеряемым током; 4 — аналого-цифровой
преобразователь (преобразование измеряемого напряжения
в частотно-модулированный световой импульс); 5 — изоля-
тор; 6 — сопротивление высокоомного резистора для пита-
ния аналого-цифрового преобразователя; 7 — световод; 8—
цифро-аналоговый преобразователь
Сигнал, пропорциональный измеряемому току, снимается с выхода измери-
тельной обмотки и с помощью полупроводникового лазера (диода на основе арсе-
нида галлия) преобразуется в световой сигнал. Этот сигнал подается по свето-
воду к фототранзистору, находящемуся под потенциалом земли. Здесь световой
сигнал обратно преобразуется в электрический. Погрешность измерений не пре-
вышает ±0,2% при измерениях как номинального тока, так и тока к. з. (обычные
трансформаторы тока при измерении токов к. з. имеют значительно большие по-
грешности по сравнению с измерением номинальных токов). В зависимости от
способа модуляции можно получить практически любую полосу пропускания,
удовлетворяющую любым требованиям релейной защиты в отношении передачи
характеристик тока к. з.
Питание устройств, находящихся под высоким потенциалом, осуществляется
через трансформаторы тока и напряжения. Вследствие конечного сопротивления
трансформатора напряжения оказывается неполным разделение потенциалов.
Однако это отпадает при обеспечении питания части измерительного устройства,
находящейся под высоким напряжением, с помощью пневматики (компрессора и
турбины) или передатчика и приемника ультразвука [717, 819, 820].
Активные системы с телеметрической передачей сигнала в числовой форме
реализуются в единичных случаях [822]. Однако они более чувствительны к элек-
тромагнитным наводкам и для них требуется отвод дополнительно полосы радио-
частот.
5.3.2. Пассивные системы
Для пассивных систем не требуется источника питания, находящегося под
высоким потенциалом. Световой или микроволновый луч с земли направляется
к устройству, находящемуся под высоким потенциалом, там получает информа-
цию о состоянии магнитного поля вблизи проводника с измеряемым током и пос-
ле отражения возвращается на землю [367, 368, 544, 822, 824, 835]. Информация
о магнитном поле передается лучу посредством эффекта Фарадея в форме моду-
ляции поляризационного состояния луча (рис. 208).
Падающий луч света сначала линейно по-
ляризуется в поляризаторе Р1, затем модули-
руется в стеклянной ячейке F1 в зависимости
от напряженности магнитного поля, соответ-
ствующей измеряемому току. Затем в поляри-
заторе Р2 поляризационная модуляция пре-
вращается в модуляцию интенсивности света
(см. § 5.2).
Собственное измерение тока осуществля-
ется компенсационным способом. На пути пуч-
ка находится еще одна стеклянная ячейка Фа-
радея F2, в которой можно скомпенсировать
поворот плоскости поляризации, прс^изошед-
Рис. 208. Принципиальная схема магнитоопти-
ческого трансформатора тока:
L — источник света; Р1 — поляризатор; Fl, F2 —
стержни из стекла флинт; Р2 — анализатор; Ф —
фотоприемник; Н — нагрузка
180
щий в первой ячейке F1. Это достигается в том случае, если МДС обмотки ком-
пенсации равна МДС главной обмотки, находящейся под высоким потенциалом:
n2Z2=n1Z1.
Так как поляризаторы Р1 и Р2 установлены под прямым углом, на фото-
приемник Ф при отсутствии тока лучи света не поступают. При протекании тока
плоскость поляризация поворачивается, на фотоприемник действует луч света
и на операционный усилитель поступает сигнал, пока не будут выравнены МДС
главной и компенсирующей обмоток.
В качестве источника света применяются газоразрядные лампы низкого на-
пряжения с монохроматором, однако предпочтительно использование лазеров
[376, 820, 822]. Кроме того, можно передать информацию от элементов, находя-
Рис. 209. Микроволновый трансфор-
матор тока
Рис. 210. Оптический пояс Роговско-
го, работающий на эффекте Фарадея
щихся под высоким потенциалом, с помощью микроволн [728, 820, 831]. При
использовании микроволн требования к качеству поверхностей зеркала и колли-
матора луча менее жесткие, чем при электромагнитных волнах в видимой области
света. Кроме того, микроволновой трансформатор тока имеет лучшее отношение
сигнал/помеха.
Микроволновый передатчик в Х-диапазоне (от 8,2 до 12,4 ГГц, например
диод Ганна) создает электромагнитную волну, которая по диэлектрическим вол-
новодам из керамики или фторопласта подводится к устройству, находящемуся
под высоким потенциалом, и там расщепляется (рис. 209). Оба разделенных сиг-
нала подводятся по диэлектрическим волноводам к индикатору Г, расположенно-
му на потенциале земли. Модуляция сигнала в модуляторе Ml, расположенном
на стороне высокого напряжения, вызывает появление разности напряжений на
детекторе индикатора Т, которая после усиления управляет работой модулято-
ров М2 и М3. Эти модуляторы можно рассматривать как ветви автоматически
уравновешивающегося микроволнового моста, при уравновешенном состоянии
которого МДС обоих модуляторов равны. Вспомогательный модулятор М3 соз-
дает требуемый для работы индикатора Т сдвиг фаз (90°) обоих лучей и компен-
сирует постоянную составляющую тока, возникающую вследствие несимметрии
обоих каналов.
181
Описанные выше нетрадиционные способы измерения токов благодаря опти-
ческой и электронной компенсациям обладают высокой точностью и стабильно-
стью при длительной работе, широкой полосой пропускания. Поэтому они пред-
почтительны для измерения синусоидальных токов и переходных токов в элек-
троэнергетических системах.
В исследовательских установках при изучении физики плазмы и термоядер-
ных управляемых реакций самым главным преимуществом является широкая
полоса пропускания. Поэтому обычно исключают электронную компенсацию и
измеряют непосредственно световой поток, промодулированный по интенсивности
после прохождения анализатора, как было описано в § 5.2 [367, 825, 826].
В заключение следует остановиться на оптическом поясе Роговского, рабо-
тающего на принципе эффекта Фарадея (рис. 210). Этот пояс можно использо-
вать тогда, когда изоляция устройства, приведенного на рис. 192, не может быть
выполнена на требуемое высокое напряжение, а также, если не удается в нужной
степени снизить влияние емкостных связей или магнитных полей на измеритель-
ную цепь. В противоположность описанным ранее устройствам с ячейками Фара-
дея в оптическом поясе Роговского модуляция непосредственно зависит от изме-
ряемого тока (см. также § 4.2). Они применяются для измерения зависимости от
времени тока пульсирующих генераторов ускоренных элементарных частиц в им-
пульсных рентгеновских устройствах или в управляемых термоядерных уста-
новках.
5.4. НЕТРАДИЦИОННЫЕ СПОСОБЫ ИЗМЕРЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЙ
Если публикации по нетрадиционным способам измерения токов в основном
посвящены измерениям токов в электрических сетях, то нетрадиционные измере-
ния высоких напряжений, как правило, относятся к измерениям в области физики
плазмы и управляемых термоядерных установок, где часто необходимо исклю-
чить непосредственную электрическую связь между измерительным устройством и
источником высокого напряжения. Так как напряженность электрического поля
между электродами непосредственно связана с приложенным напряжением, то
измерение напряжения может быть сведено к измерению напряженности. Так же
как и напряженность магнитного поля измеряется ячейкой Фарадея, напряжен-
ность электрического поля может быть измерена с использованием эффектов
Керра или Покельса (рис. 211). Однако проблема при использовании обычных
эффектов Керра и Покельса заключается в том, что измерения должны прово-
диться при значительно меньших напряженностях поля, так как нельзя сконцентри-
ровать электрическое поле в оптически активной среде из-за различия диэлектри-
ческих проницаемостей окружающего воздуха и любого активного вещества
(рис. 211, б). Напряженность поля в активной среде все же можно увеличить
с помощью системы электродов, при этом значительно повышается чувствитель-
ность.
Измерения напряжения основаны на известном естественном распределении
поля между электродами. Однако если электроды образуют конденсатор высоко-
го напряжения с вполне определенной емкостью, то достаточно электродную си-
стему дополнить плечом низкого напряжения, чтобы сигнал, снимаемый с него,
после усиления использовать для измерения напряжения, не прибегая к оптиче-
ским методам. Трансформаторы напряжения такого типа находят применение
в элегазовых распределительных устройствах (см. также пп. 3.2.2).
182
Согласно сегодняшним оценкам представляется, что трансформаторы напря-
жения, основанные на электрооптических эффектах, найдут применение лишь
в далекой перспективе. Однако практический интерес имеет предложенный Роге-
ром комбинированный принцип одновременного измерения напряжения и тока,
Рис. 211. Нетрадиционные методы измерения с помощью электрооптических
эффектов:
а — принцип измерения с помощью эффекта Покельса; б — иллюстрация искажения поля
измерительной ячейкой; /—лазер; 2 — ячейка; 3 — фотоприемник; 4 — электронный ос-
циллограф
а следовательно, передаваемой мощности (рис. 212), при этом в качестве актив-
ной среды используется а-кварц, обладающий как эффектами Фарадея и Покель-
са, так и электрогирационным эффектом. Свет гелиевого лазера разделяется на
два луча, оба луча с помощью полуволновой пластинки поляризуются параллель-
но оси проводника. Оба кристалла кварца ориентируются так, чтобы силовые
Рис. 212. Одновременное измерение тока и напряжения [724]:
/ — фотоанализаторы; 2 — оси анализаторов; 3 — ориентация кристаллов; 4 — лазер
линии электрического поля были направлены параллельно оптическим осям кри-
сталлов в одном направлении, а магнитного поля — в противоположном. Враще-
ние за счет эффекта Фарадея и электрогирации суммируется в первом случае и
вычитается во втором. При ориентации осей анализаторов обоих лучей под
углом 45° к плоскостям поляризации получается сумма детектируемых сигналов,
183
Рис. 213. Ячейка Керра для измерения
импульсных напряжений выше 300 кВ
(фирма Impulsphysik)
пропорциональная току, а разность —
напряжению.
В заключение следует упомянуть
широко распространенные измерения
быстро изменяющихся высоких напряже-
ний с помощью ячейки Керра с элект-
родами, концентрирующими электриче-
ское поле (см. рис. 200), при этом или
используются специальные ячейки Керра
[30—33, 139—142, 727, 729], или само
исследуемое устройство выполняет функции ячейки Керра, что возможно, напри-
мер, в коаксиальных устройствах с водяной или масляной изоляцией пульсирую-
щих генераторов пучков элементарных частиц. Ячейка Керра промышленного из-
готовления на напряжение 300 кВ показана на рис. 213.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ИЗМЕРЕНИЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ИЗОЛЯЦИИ
6.1. СХЕМЫ ЗАМЕЩЕНИЯ КОНДЕНСАТОРА С ПОТЕРЯМИ
С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫМ И ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ СОЕДИНЕНИЕМ
ЭЛЕМЕНТОВ
Конденсаторы с твердой и жидкой изоляцией при переменном на-
пряжении обладают диэлектрическими потерями. Напряжение и ток
сдвинуты на угол, неравный 90°, так как наряду с емкостным током 1с
протекает активный ток IR. Активный ток вызван конечным сопротив-
лением материала изоляции конденсатора [377, 378] (что является един-
ственной причиной диэлектрических потерь при постоянном напряже-
нии), энергией, потребляемой на поворот диполей при переменном на-
пряжении за счет преодоления сил трения (поляризационные потери)
[379, 380], и потерями на частичные разряды [452, 453].
Для упрощенного расчета и пояснения техники измерения диэлект-
рических потерь реальный конденсатор представляют в виде парал-
лельно или последовательно соединенных идеальных емкости и сопро-
тивления (рис. 214, а, б). Здесь опущена индуктивность, которую не-
обходимо учитывать при очень высоких частотах. Из векторных диаг-
рамм на рис. 215, а, б, соответствующих схемами замещения конден-
сатора, диэлектрические потери выражаются через тангенс угла ди-
электрических потерь. При параллельном соединении С и R
tg S = IRHc = G/(DCnap;
184
при последовательном
tg б Ur]Uс ^?пос^^пос
где G = 1//?пар — проводимость ИЗОЛЯЦИИ.
В действительности конденсатор обладает как параллельным, так
и последовательным сопротивлениями (рис. 216). В зависимости от
частоты приложенного напряжения можно считаться либо с одним из
них, либо с обоими. На рис. 216 /?пар является мерой потерь в изоля-
ции. Сопротивление 7?пос отражает потери в соединительных проводах
и обкладках, переходные сопротивления контактов, а также часть по-
терь в диэлектрике, физическая природа которых лучше отображается
Рис. 214. Схемы замещения
изоляции с потерями с парал-
лельным (а) и с последова-
тельным (б) соединениями
элементов
Рис. 215. Векторные диаграммы изоляции
с потерями при параллельном (а) и по-
следовательном (б) соединениях элементов
схемы замещения
при последовательном соединении емкости и сопротивления. Нетрудно
видеть, что при низких частотах 1/соСпар ^?пос преобладает влияние
сопротивления параллельной части схемы 7?Пар, т- е- большая часть
потерь происходит в диэлектрике. При высоких частотах 1/соСпар ста-
новится соизмеримым с 7?Пар’ измеряемые потери уже учитывают поте-
ри в /?пос. Для определенной частоты обе схемы на рис. 214 могут пра-
вильно отражать процессы; при переменной частоте нельзя этого ска-
зать ни об одной из схем, кроме схемы, изображенной на рис. 216.
Если сравнить значения емкостей и сопротивлений, получен-
ные несколькими различными приборами, то они окажутся различны-
ми в зависимости от схемы замещения и частоты, принятой в измери-
тельном приборе. Для величин Спар и Спос, как и Для ^пар и ^пос,
приведенных на рис. 214, справедливы следующие соотношения:
Спар “ С*пос^(1 tg2 6) = Спос/[1 + (7?пос^Спос)2];
Снос = Спар (1 + tg26) = Спар [1 + 1/(/?пар«Спар)2];
Япар = 1/G = 7?пос (1 + 1/tg2б) = /?пос [1 + 1/(/?пос«Спос)2];
Япос = Япар/(1 + 1/tg2 б) = 7?пос/[1 + (7?парО)Спар)2].
При известном tg 6 легко решить, пригодна ли измеренная емкость
в пределах требуемой точности для обеих схем замещения или нет.
185
Если требуется определить Спар и Спос с погрешностью примерно 10-3,
то корректировка необходима при tg б 3-10~2, при этом следует пом-
нить, что корректировка, выполненная при определенном значении
tg 6, справедлива только для определенной частоты, так как сам tg б
зависит от частоты.
Относительная диэлектрическая проницаемость диэлектриков оп-
ределяется обычно измерением емкостей двух конденсаторов. Сначала
измеряют емкость Со измерительного конденсатора с воздушной изо-
ляцией (ег,к = 1,0006), затем заполняют пространство между обклад-
Рис. 216. Схема замещения изоляции с потерями
при комбинированном соединении элементов
ками изоляционным материалом и измеряют еще раз емкость Со- От-
носительная диэлектрическая проницаемость ег, из = Со/Со, при этом
также можно получить разные значения диэлектрической проницае-
мости, если принять параллельную или последовательную схему за-
мещения конденсатора.
6.2. МОСТОВЫЕ СХЕМЫ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ЕМКОСТЕЙ И tg б
В этом параграфе описываются способы определения емкостей и тан-
генсов угла диэлектрических потерь при промышленной частоте. Спо-
собы измерения при высоких частотах 8 и tg б материалов, применяе-
мых, например, при ВЧ сварке полимеров, описаны в [383—385, 389].
6.2.1. Измерительный мост Шеринга
Из всех способов измерения емкостей методом сравнения большей
точностью обладают мостовые схемы при переменном напряжении.
В технике высоких напряжений получили широкое распространение
и хорошо себя зарекомендовали для измерения диэлектрических по-
терь мосты Шеринга и их разновидности, предназначенные для неко-
торых специальных измерений [386, 388] (рис. 217). Преимуществом
мостов Шеринга является то, что емкость и tg б объекта могут быть из-
мерены при напряжениях вплоть до номинальных. Схема поддбрана
так, что на уравновешивающих элементах Т?4, С4 и R3 возникает па-
дение напряжения всего в несколько вольт. Если же произойдет про-
бой или перекрытие конденсаторов С± или С2 и между выводами А и В
возникнет высокое напряжение, то уравновешивающие элементы и об-
служивающий персонал будут защищены разрядником, как правило,
заполненным инертным газом.
Уравновешивание моста осуществляется изменением 7?3 и С4.
В уравновешенном состоянии точки А и В имеют одинаковые потен-
циалы, и через чувствительный индикатор не протекает тока. В этом
186
случае коэффициенты деления делителей, образованных плечами мос-
та Zj — Z3 и Z2 — Z4, одинаковы и
ZJZ2 = Z2/Z±.
Это уравнение является исходной базой для вывода условий
равновесия любого моста переменного напряжения с пассивными эле-
ментами. Если сравнить действительные и мнимые части полных со-
противлений, то получатся уравнения для определения реактивного
Рис. 217. Принципиальная схема
моста Шеринга:
Р —защитные разрядники; С{ — емкость
измеряемого объекта; С2— емкость эта-
лонного конденсатора без потерь
сопротивления и tg 5. Например, для моста Шеринга с Zx = +
+ \/j<£>C, Z2 = 1//<вС2> Z3 = 7?з и 1/Z4 = 1//?4 + /соС4 имеем:
Z “ -2 z •
£1 — —- £з,
;<оС2
• с = г?’р’ ^2'
Сравнение действительных и мнимых частей дает
7?1 = R3C4/C2; С± - С27?4/7?з.
Тангенс угла диэлектрических потерь определяется как
tgS = со/?4С4.
Рассчитанная из приведенных условий равновесия моста емкость
Сг является емкостью для последовательной схемы замещения; мост
Шеринга измеряет емкость и tg 6, соответствующие последовательной
схеме замещения объекта. При больших значениях tg 6 в соответствии
с данными § 6.1 определяется завышенное значение емкости объекта
(например, по сравнению с измеренным универсальным измерительным
мостом, см. пп.6.2.4), однако нетрудно с помощью приведенных урав-
нений рассчитать поправку.
187
6.2.2. Мост Шеринга для больших емкостных токов
При очень больших емкостях испытуемого объекта, например ка-
беля высокого напряжения или конденсаторов, для улучшения cos ср
и других параметров емкостный ток превышает ток, допустимый для
декад сопротивления моста Кроме того, ветвь моста становится
низкоомной и нельзя пренебрегать ее индуктивностью и переходным
сопротивлением декадного переключателя. В этих случаях расшире-
Рис. 218. Усовершенствованная схема
моста Шеринга для измерений потерь
в объектах с большими емкостными то-
ками:
г — реохорд; s— часть реохорда, с которой
снимается потенциал; /?дг — сопротивление
внешнего резистора
ние диапазона измерений осуществляется подключением параллельно
третьей ветви резистора с малым сопротивлением Rm (рис. 218). Тогда
условие равновесия моста
n fyv+r+s+#3
1 С/ 9 1\ А -----*
г + $—
tg ~ —R^ coC2 ,
^зта$1
где — часть реохорда Rs (рис. 218).
При очень больших токах сопротивление Т?4 мало и необходимо об-
ратить внимание на возможную индуктивную угловую погрешность.
Если необходимо измерить емкость Сх, большую, чем предел из-
мерения моста, то последовательно с измеряемой емкостью можно вклю-
чить конденсатор, емкость которого Сн лежит в пределах диапазона
измерений (при последовательном включении получается результи-
рующая емкость, меньшая каждой из включенных).
Из измеренных емкости Си и tg 6И последовательной цепочки мож-
но рассчитать емкость и tg 6 конденсатора:
С х — С ИС н/(С*н Си) *,
tgSx - tg 6И (1 + СЖн) - tg6HCx/CH.
С увеличением Сх быстро падает точность измерений.
Аналогично можно расширить предел измерения моста и при очень
малых значениях емкости объекта Сх путем параллельного подсоеди-
нения вспомогательной емкости Си. В этом случае при tg6х <С 1 и
tgSH « 1
Сх ~ Си Сн‘>
tgsх « tg6H (1 + Сп/Сх) - tg6HCH/Cx.
188
При очень больших значениях емкости объекта, например батареи
конденсаторов импульсных устройств или установок, для улучшения
cos (р и других параметров сопротивление объекта становится соизмери-
мым с сопротивлением подводящих проводов и переходных контактных
соединений. В этом случае индуктивность и активное сопротивление
проводов вызывают погрешность при определении емкости и tg 6.
Поэтому измерения должны проводиться с разделением выводов для
цепей тока и напряжения. Можно рекомендовать в этом случае ис-
пользовать для измерений двойной мост Кельвина [397] (см. так-
же пп. 6.5.5).
6.2.3. Мост Шеринга для больших значений tg 6
Расширение пределов измерения моста, схема которого приведена
на рис. 217, для больших значений измеряемого tg 6 возможно путем
увеличения емкости С4. Чтобы избежать применения громоздкой дека-
ды емкостей [393], была предложена замена переменной емкости С4 в
четвертом плече конденсатором постоянной емкости и реохордом с со-
Рис. 219. Мост для измерения потерь
с уравновешиванием реохордом
Рис. 220. Мост для измерения tg6> 10
противлением Т?4 (рис. 219). Расширение диапазона измерений осу-
ществляется подключением параллельно /?4 конденсаторов с постоян-
ной емкостью.
Дальнейшим вариантом моста с уравновешивающими реохордами
является двойной расщепленный мост Шеринга [394]. Расширение
пределов измерений происходит, как и в предыдущей схеме. Однако
расширение диапазона дополнительным суммированием неудобно.
В [396] приведена параллельная схема с двумя реохордами, преобра-
зованная в расщепленную схему с последовательным соединением в чет-
вертом плече. Тем самым обеспечивается расширение пределов умно-
жением и линейность шкалы tg 6.
Расширение пределов суммированием и умножением за счет увели-
чения емкости С4 не безгранично. При tg 6 > 1,5 такие схемы уже не
уравновешиваются [398, 416, 431]. Эта трудность обойдена в новой схе-
ме, представленной на рис. 220 [398], уравновесить которую удается
при tg 6 — 1 4- 10. В этой схеме в противоположность другим мостам
189
Рис. 221. Внешний вид моста дли
измерения tg6>10 (Институт имени
Шеринга, Высшая техническая школа
в г. Ганновере)
Шеринга вследствие последова-
тельного соединения Т?4 и С4
емкость объекта измеряется в
соответствии с его схемой заме-
щения с параллельными соеди-
нениями элементов. Это имеет
ряд преимуществ, так как при больших диэлектрических потерях па-
раллельная схема^ замещения объекта лучше соответствует природе
явлений, вызывающих потери.
[На рис. 221 показан вид моста, позволяющего подключить вращаю-
щийся реохорд при измерении больших значений tg 6 в комбинации с
расщепленной двойной схемой. Мост позволяет измерять tg 6 от 10“4
до значений, превышающих 10. Аналогично можно применять и мосты
с токовым компаратором [834].
6.2.4. Универсальный мост для измерений емкости и tg б
ние фиксирует индуктивно
Удобство обслуживания и возможность автоматического уравнове-
шивания характерны для универсальных мостов Полека [410, 433,
435 — 437]. По своей схеме они представляют собой мосты Шерин-
га, в которых декада емкостей С4 заменена комплексным компенса-
тором. Последний выдает два напряжения, сдвинутых по фазе на 90°, из
которых путем геометрического сложения можно получить регулируе-
мое напряжение с любой фазой. Это напряжение прикладывается па-
раллельно Т?4 и компенсирует напряжение на диагонали моста, преоб-
разованное трансформатором Тр1 (рис. 222). Уравновешенное состоя-
связанный электронный нуль-индикатор
НИ. Путем переключения полярности
комплексного компенсатора можно из-
мерять также и отрицательные значе-
ния tg6. В отличие от обычного моста
Шеринга универсальным мостом изме-
ряют емкость и tg6, соответствующие
параллельной схеме замещения объек-
та. При автоматическом уравновешива-
нии потенциометры Ру и Рр, необходи-
мые при ручном уравновешивании, за-
меняются двумя аналогичными потен-
циометрами в компенсационных само-
пишущих приборах. Измерительный
мост и самопишущий прибор образуют
Рис. 222. Универсальный измерительный мос'г
фирмы Siemens
190
контур регулирования. Электронный нуль-индикатор выдает сигнал
для регулирования, зависящий от состояния обоих потенциометров;
мост является объектом регулирования.
Диапазон измеряемых емкостей — от нескольких пикофарад до
тысяч микрофарад, tg 6 — от 10“5 до 5. Устройство для компенсации
емкости подводящих проводов (см. пп. 6.3.3), возможность измерения
зависимости тока проводимости от времени, встроенный прибор для
измерения максимального значения приложенного к объекту напря-
жения, а также приставка для измерений в случае заземлении одного
вывода объекта (см. пп.6.4.1) делают мосты действительно универсаль-
ными приборами.
6.2.5. Мост для измерения tg б с компаратором тока
Принцип действия этого моста основан на способе сравнения, пред-
ложенном еще в 1928 г. [425]. Эта схема, применяемая первоначально
для измерения полных сопротивлений, дополнена двумя элементами
7?2 и С2 (рис. 223), которые позволяют производить непосредственный
отсчет tg 6 [426]. Основной особенностью схемы моста является встроен-
ный хорошо экранированный дифференциальный трансформатор/ со-
стоящий из двух хорошо связанных друг с другом обмоток и L2
(компаратор тока). При уравновешивании числа витков обеих обмоток
и w2 плавно изменяются до тех пор, пока МДС обеихЪбмоток не ста-
нут одинаковыми, т. е. пока общий поток не станет равным нулю:
Ixw± — Inw2 = 0.
Подсоединенный к обмотке нуль-индикатор измеряет разность
потоков и фиксирует состояние равновесия. Если подставить Ix = U&CX
и /дг = Ua>C (это справедливо в том случае, если предположить,
что токи в обеих половинах моста определяются только значениями
1/а)См и 1/соСх), получим:
Сх = CnWJW^
Пренебрегая активным сопротивлением обмоток и L2 и потерями
в эталонном конденсаторе, получаем:
tg бх = coJ?2C2.
Наличие элементов Т?2 и С2 позво-
ляет также уравнять фазы токов 1Х и
Лу . Емкость Сх получается для схемы
замещения объекта, состоящей из после-
довательного соединения СХ8 и сопротив-
ления потерь Rxs.
В уравновешенном состоянии точ-
ки Л, Б и В находятся практичес-
Рис. 223. Мост для измерения емкостей с ком-
паратором тока
ки под потенциалом земли, если пренебречь активными падениями на-
пряжений на обмотках L± и L2 (при соответствующем выборе сечения
проводов они могут быть очень малыми). Паразитные емкости обмоток
влияют на уравновешивание незначительно (см. пп.6.3.3). В качестве
подводящих проводов к испытуемому объекту и эталонному конден-
сатору можно использовать экранированные провода (коаксиальные
кабели). Схема не требует дополнительных мер по устранению влия-
ния паразитных емкостей относительно земли, что является преиму-
ществом по сравнению с обычными мостами Шеринга. Кроме того, при
промышленной частоте чувствительность примерно в 100 раз выше
[427].
Расширение диапазона измерения производится, так же как и у мо-
ста Шеринга с большим емкостным током, путем подключения в третье
плечо дополнительного сопротивления (см. пп. 6.2.2). Испытуемые
объекты с очень большой емкостью подключаются в первое плечо че-
рез трансформатор тока [428]. Угловая погрешность трансформатора
влияет на точность измерения tg 6. Например, угловая погрешность
0,5'вызывает изменение tg 6 на 1,45-10“4. Дальнейшее расширение ди-
апазона можно осуществить путем каскадного включения двух компа-
раторов тока [429]. При измерениях объектов с большой емкостью на-
ряду с необходимостью расширения пределов измерения возникает
проблема подводящих проводов (см. пп. 6.2.3). Емкостное сопротив-
ление конденсаторов с большой емкостью при промышленной частоте
может достигать нескольких ом, и необходимо учитывать сопротивле-
ние подводящих проводов и коммутирующих устройств моста. В та-
ких случаях у испытуемого объекта предусматривают раздельные вы-
воды тока и для цепей напряжения и рассматривают его как четырех-
полюсник, через входные выводы которого протекает емкостный ток,
а на выходных возникает неискаженное напряжение (без учета паде-
ния напряжения на соединительных проводах), при этом по аналогии
с источником напряжения как бы измеряется напряжение х.х. Более
подробные сведения об исключении сопротивлений соединительных
проводов при измерениях tg 6 объектов
с большой емкостью (электролитических
конденсаторов, конденсаторов для улуч-
шения cos ф ит. д.) можно найти в
[397, 429, 430, 540]. '
При очень длинных соединительных
проводах, идущих к выводам низкого
напряжения эталонного конденсатора,
в мостах с компаратором тока нельзя
пренебрегать емкостью проводов относи-
тельно земли (она может превышать
1000 пкф), так как емкость С2 (см.
рис. 223) увеличивается за счет парал-
лельно включенного экранированного
Рис. 224. Мост для измерения tg6 с компара-
тором тока
192
провода. Однако в мостах Кустера и Петерсона (рис. 224) неблагоприят-
ное влияние емкости относительно земли устранено. Компенсация ак-
тивной составляющей тока осуществляется не через проводимость це-
пи сравнения, а с помощью вспомогательного напряжения от опера-
ционного усилителя с обратной связью. Предполагая входное сопро-
тивление усилителя бесконечным, а выходное равным нулю, при ко-
эффициенте усиления больше 1 получим вспомогательное напряжение
£/н ~ Cn 1ЛСя, совпадающее по фазе с напряжением питания моста.
Его значение уменьшено в соответствии с коэффициентом деления дели-
теля, образованного емкостями Cn и Ся. Вспомогательное напряжение
вызывает ток в регулируемой проводящей цепи G2. Такой же ток про-
текает и через обмотку L3 компаратора тока и компенсирует токовые
составляющие, совпадающие по фазе с напряжением питания моста.
При равновесии
С х = CnwJw-c,
tg6 = _A_ Jk..
Величины, определенные по этим уравнениям, соответствуют схе-
ме замещения объекта с параллельным соединением элементов.
По сравнению с описанными ранее схемами мост Кустера и Петер-
сона имеет преимущество, заключающееся в том, что по вспомогатель-
ному напряжению UH можно определить форму кривой приложенного
к мосту напряжения. Подключенный к выходу операционного усили-
теля трансформатор имеет вывод средней точки, и с трансформатора
можно снять сигналы разной полярности, а путем переключения выхо-
да трансформатора появляется возможность измерения отрицатель-
ных значений tg 6. Мост пригоден для калибровки трансформаторов
напряжения и для измерения потерь в катушках.
6.3. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ,
ЭКРАНИРОВАНИИ И ЭЛЕМЕНТАХ МОСТОВ
6.3.1. Чувствительность
Под чувствительностью мостов для измерения tg 6 или емкости по-
нимают отношение наименьшего изменения измеряемой величины AZ,
при которой по индикатору фиксируется точное уравновешивание мос-
та, к измеряемой величине Z:
q = AZ/Z.
Если q мало, говорят о высокой чувствительности моста. При чув-
ствительности нуль—индикатора по току /0, (А/ деление) получается
[405, 406]
? = 7777-(1+^4 + С,2/С1),
где U—напряжение питания; Rg— внутреннее сопротивление нуль-
индикатора; С2—емкость эталонного конденсатора; Сг—емкость
7 Зак. 1334 193
испытуемого объекта; Т?4— активное сопротивление четвертого плеча
моста (см. рис. 217, пп.6.2.1). Как видно из приведенного уравнения,
чувствительность моста растет при увеличении напряжения питания,
применении нуль-индикатора с высокой чувствительностью и мини-
мальным внутренним сопротивлением, а также при увеличении емко-
сти эталонного конденсатора.
Увеличение чувствительности за счет повышения напряжения ог-
раничено испытательным напряжением испытуемого объекта. Значе-
ние емкости С2 также ограничено высокими требованиями в отношении
малых диэлектрических потерь эталонного конденсатора. Наибольшая
чувствительность, достигаемая в настоящее время, ограничена^в ос-
новном исключительно чувствительностью электронных нуль-индика-
торов, имеющих конечное отношение напряжений помех в измеритель-
ной диагонали моста к напряжениям в третьем и четвертом его^плечах
относительно земли. При чувствительных и точных измерениях малых
значений tg 6 результаты могут быть искажены из-за угловых погреш-
ностей отдельных элементов моста и из-за помех. Так как устранение
погрешностей измерений, описанных подробнее ниже, технически
возможно лишь в определенной степени, были разработаны специаль-
ные схемы для точного измерения диэлектрических потерь, в которых
часть систематических погрешностей уменьшена [388, 389, 406,
419, 420, 424, 427, 432]. В некоторых этих схемах возможно измерение
tg 6 порядка 10“6.
Для оценки точности измерений емкости и tg 6 испытуемого объек-
та при заданных напряжении и измерительном устройстве можно вос-
пользоваться разработанными таблицами [408] и уравнениями или
номограммами, которые изготовители прилагают к измерительным
мостам.
6.3.2. Эталонные конденсаторы
В качестве эталонных конденсаторов С2 при высоких напряжени-
ях (около 20 кВ) применяют почти исключительно конденсаторы, за-
полненные газом под давлением, и емкостью от 30 до 200 пФ [400, 401 ].
В конструкциях, впервые предложенных Шерингом и Виевегом [399]>
сочетается высокая электрическая прочность с малыми диэлектричес-
кими потерями (tg 6 10~6). Конструктивное выполнение и принци-
пиальная электрическая схема показаны на рис. 225 и 226.
В изоляционном цилиндре 4, рассчитанном на высокое давление,
находится измерительная (эталонная) емкость, образованная двумя
тонкостенными электродами, симметричными относительно оси и вы-
полненными в виде скругленных защитных экранов. Электрод высокого
напряжения 1 окружает обкладку низкого напряжения 2 почти пол-
ностью и экранирует ее от внешних полей. Подводящие провода к об-
кладке низкого напряжения проложены в экранирующей несущей стой-
ке 3, Для получения высокой электрической прочности изоляцион-
ная труба заполняется технически чистым азотом или углекислым га-
зом под давлением 1,2—2,0 МПа. В современных конструкциях исполь-
зуется элегаз. Как дополнительное заполнение газом, компенсирую-
194
Рис. 225. Конденсаторы, заполненные газом под давлением, на 200, 300, 500 и
800 кВ
щее утечки газа, так и выпуск газа нужно производить осторожно, в
соответствии с инструкциями завода-изготовителя. Так, заполнение
азотом нельзя производить слишком быстро, газ
должен находиться в фильтре из силикагеля до-
статочно долго, чтобы снизилась его влажность.
Давление газа в конденсаторе должно повышать-
ся со скоростью не более 0,1 МПа/мин. При вы-
пуске газа уменьшение давления необходимо
осуществлять медленно — со скоростью не бо-
лее 0,1 МПа/ч, так как более быстрые скачки
давления могут привести к разрушению изоля-
ционной трубы.
Изменение емкости при изменении диэлектри-
ческой постоянной, зависящей от давления,
рассчитывается для конденсатора, заполненно-
го азотом, по следующей формуле:
С(р±дР) — Ср (1 ± Др • 56,6),
где Ср — емкость, указанная в паспорте кон-
денсатора (номинальная емкость); С(Р±дР) —
емкость при изменении давления на Др, Па.
Рис. 226. Конструкция конденсатора, заполненного га-
зом под давлением:
1 — электрод высокого напряжения; 2 — электрод низкого на-
пряжения с защитным кольцом; 3 ~ металлическая стойка;
4 ~ изоляционный цилиндр, способный выдерживать повышен-
ные давления газа; 5 — экран; выводы S и N см. на рис. 227;
£ — вывод заземления
7*
195
Рис. 227. Принципиальная схема конденсатора,
заполненного газом под давлением:
1 — электрод высокого напряжения; 2 — электрод низко-
го напряжения; 3 — защитное кольцо; 4 — внешний эк-
ран; 5 — внутренний экран; R^ и С — сопротивления
утечки изоляторов и емкости относительно земли ('фир-
ма Micafil)
Для углекислого газа коэффициент в
скобках равен 76, а для элегаза — 205
[531]. Изохорное изменение давления газа
вследствие колебаний температуры окру-
жающей среды не приводит к изменению
емкости, так как плотность газа не изме-
няется. Механические и тепловые расши-
рения вызывают незначительные измене-
ния емкости, так как небольшие радиальные и аксиальные переме-
щения коаксиальной цилиндрической электродной системы в первом
приближении не влияют на значение емкости [402]. Исследования за-
висимости емкости конденсатора, заполненного газом, от приложен-
ного напряжения описаны в [403], [833].
Электрическая схема эталонного конденсатора, заполненного га-
зом, с выводами для присоединения измерительного прибора показана
на рис. 227. Обкладка низкого напряжения присоединяется к выводу
7V, а экран — к выводу S. Тележка конденсатора, на которой он уста-
новлен, изолирована от нижней части конденсатора и заземлена. Сое-
динение конденсатора с измерительным мостом обычно выполняется
коаксиальным кабелем с двойным экраном. При использовании кон-
денсатора, заполненного газом, с мостом Шеринга или просто для из-
мерения высокого напряжения экран (вывод S) соединяется с зазем-
ленной тележкой. Оба экрана соединительного кабеля и защитное коль-
цо 3 конденсатора находятся под потенциалом земли. При измерениях
малых tg 6 внутренний экран соединительного кабеля для уменьшения
влияния емкости относительно земли подводится изолированно к
мосту и там соединяется с узлом А (см. пп. 6.3.3, рис. 230).
6.3.3. Паразитные емкости и экранирование
На измерения при промышленной частоте, а еще в большей степени
в диапазоне звуковых частот оказывают влияние емкости относитель-
но земли, особенно при измерениях с высокой чувствительностью. От-
дельные плечи моста связаны между собой не только непосредственно
электрически, но и через емкостное и индуктивное влияние. Послед-
нее нежелательно, и в рамках заданных точности и чувствительности
оно снижается изготовителем путем экранирования. Сведения об этом
содержатся в [384, 385, 389—392, 405, 406, 408].
Рассмотрим вопросы экранирования, с которыми должен быть зна-
ком персонал, использующий мосты, чтобы получать достоверные ре-
зультаты измерений. Главным источником помех при использовании
мостов Шеринга является емкость объекта и эталонного конденса-
тора С2 относительно земли.
196
При объектах, оба вывода которых не соединены с землей, имеют
место всегда три частичные емкости (рис. 228): емкости между вывода-
ми С12 и между каждым выводом и землей: С10 и С20. Емкость С]2 соот-
ветствует емкости Сх или С2. Емкости относительно земли С10 и С20
соответствуют паразитным емкостям С{, С'{ и С2, С’2, изображенным на
рис. 229. Емкости С?, С2 включены параллельно источнику питания
и не вызывают никакой погрешности. Емкости С{ и С'2 подключены
к третьему и четвертому плечам и вызывают появление угловой пог-
решности (см. § 3.2). В зависимости от длины проводника, соединяю-
щего С\ и С2, емкости С{ и С2 могут колебаться в широких пределах,
и влияние их на результаты измерений трудно учесть. Если провод,
соединяющий мост с объектом, заключить в экран (использовать коак-
сиальный кабель), то значения емкостей С{ и С'% становятся вполне оп-
ределенными.
/ г
Рис, 228. Конденсатор с частичными емкостями ° r II °
относительно земли:
С12 — продольная емкость; С10 и С2о — паразитные ем- 10 ~Т~ 2/7
кости относительно земли О
^77777777777^777^
Параллельное подключение С{ и R 3 вызывает появление в третьем
плече угловой погрешности, которая будет тем выше, чем больше со-
противление. Аналогично суммируются в четвертом плече емкость
С4 и емкость относительно земли С'2. При известных (измеренных или
взятых из паспортных данных) емкостях и С$ получается скоррек-
тированное значение тангенса угла диэлектрических потерь:
~ R& to (С4 4* С’2) — RstoC\.
Практически полностью устранить влияние емкости относительно
земли позволяет использование кабеля с двойным экраном, соединяю-
щего мост и эталонный конденсатор (рис. 230).
Внутренней жилой кабеля соединяют точку В моста и обкладку низ-
кого напряжения конденсатора С2. Внутренний экран подсоединяется
к выводу S (см. рис. 227 и пп. 6.3.2) и подводится к вершине А моста,
а наружный экран (вывод Е на рис. 227) связан с заземлением моста.
При подсоединении внутреннего экрана к точке А моста параллельно
нуль-индикатуру включается емкость, не оказывающая влияния на
уравновешивание моста, хотя и уменьшающая незначительно чувстви-
тельность измерений. Емкость между внутренним и наружным экра-
нами является паразитной емкостью включенной параллельно R3,
что вызывает увеличение угловой погрешности третьего плеча. Это
увеличение можно компенсировать либо последовательным включе-
нием с С2 индуктивности [409], либо, как это сделано в универсальном
мосте [410, 430, 438], простейшей цепочкой Ед, Сд, Ra (рис. 230).
Без соединительных проводов переменная емкость Сд составляет не-
сколько тысяч пикофарад, и угловая погрешность третьего плеча ком-
пенсируется индуктивностью Ед. В этом случае третье плечо в рамках
7В зак. 1334 197
требуемой точности не имеет угловой погрешности. При подключении
емкости соединительного провода емкость С а уменьшается до тех пор,
пока опять не будет достигнута компенсация.
Не следует забывать, что между обкладкой высокого напряжения и
внутренним экраном конденсатора, заполненного газом, имеется пара-
зитная емкость 10—20 пкФ, которая при рассмотренных мероприя-
тиях включается параллельно неизвестной емкости С1У что приводит
часто к грубым и трудно определяемым погрешностям измерений. Из-
меренное значение емкости С3 может быть уменьшено на значение пара-
зитной (обычно известной) емкости либо внутренний экран конденса-
тора, заполненного газом, может соединяться не с внутренним экра-
Рис. 229. Мост Шеринга с ем-
костями относительно земли
Рис. 230. Мост для измерения емкости с
подводом к эталонному конденсатору с
двойным экраном и компенсацией емко-
стей относительно земли за счет уравнове-
шивания угла погрешности в третьей ветви
(фирма Siemens)
ном кабеля, а заземляться. В последнем случае параллельно С4 вклю-
чается паразитная емкость, и необходимо скорректировать результаты
измерения tg 6.
Ни в коем случае нельзя с целью получения лучшего заземления
наружную оболочку экрана кабеля заземлять в двух точках — у мо-
ста и у эталонного конденсатора. Из-за различных потенциалов точек
подсоединения к заземлению или за счет индуктированной электро-
магнитным полем в петле заземления — оболочка кабеля ЭДС в обо-
лочке возникают токи, которые могут привести к значительным по-
грешностям (см. также § 1.5).
При высоких требованиях к точности измерений помехи за счет па-
разитных емкостей могут быть уменьшены с помощью специальных
схем (вспомогательных ветвей, см. [417, 4201). Первоначально эти ветви
предназначались для исключения влияния так называемого эффекта
прослушивания фона головных телефонов. При уравновешенном состо-
янии между вершинами моста А и В отсутствует разность потенциалов,
а между диагональю и землей она имеется. Эта разность потенциалов
вызывает ток, протекающий через голову измеряющего, если в качест-
ва
ве нуль-индикатора используются головные телефоны. Цепь Вагнера
(Z5, ZQ) устраняет это явление, при этом точки А и В приобретают по-
тенциал земли (рис. 231).
Экран, не показанный на рис. 231, соединен с точкой Е. Сначала
мост уравновешивают обычным образом. Заем переключатель S пере-
водят в положение Е и уравновешивают вспомогательную ветвь. По-
том нуль-индикатор подсоединяют опять к точкам А и В и мост вновь
уравновешивают. Этот процесс в зависимости от свойств сходимости
схемы многократно повторяется. В конечном уравновешенном состоя-
нии точки А и В приобретают потенциал точки £, т. е. потенциал земли,
причем между точками Л и В и землей нет электрического соединения.
Этим самым устраняется эффект прослушивания фона головными теле-
фонами. Одновременно снижается мешающее действие емкостей отно-
сительно земли С\ и С2, в чем и заключается главное преимущество
схемы. Емкости С\ и С 2 включены параллельно сопротивлениям
вспомогательной цепи Z5 и ZQ и поэтому не оказывают влияния на
условия уравновешивания моста. Предполагается, что вывод источни-
ка испытательного напряжения в схеме на рис. 231, связанный с точ-
кой Z), изолирован от земли (на напряжение несколько сотен вольт).
Можно, однако, такую схему использовать и при источнике испыта-
тельного напряжения, имеющем один заземленный вывод, если схему
заземлить не в точке £, ав точке/). В этом случае влияние паразитных
емкостей С[ и С% устраняется за счет равенства потенциалов (экран
остается присоединенным к точке Е). Однако при этом не устраняется
эффект прослушивания фона головными телефонами. Необходимо
иметь в виду, что резисторы Z5 и Z6 должны иметь достаточно низкое
сопротивление, т. е. чтобы жестко определять распределение напряже-
ния. Рекомендации по устранению иногда встречающейся недостаточ-
ной сходимости схемы содержатся в [494] и [495]. Некоторые другие
схемы, практически не чувствительные к паразитным емкостям отно-
сительно земли и используемые при точных измерениях диэлектричес-
ких потерь, описаны в [389, 406, 421 — 427].
Лучший способ устранения влияния паразитных емкостей относи-
тельно земли в мосте Шеринга — использование вспомогательной схе-
мы известной в технической литературе как «автоматическая земля
Вагнера» [422, 423]. Включение вспомогательной ветви в схеме на рис.
231 становится возможным благодаря
тому, что точки А и В моста могут
приобрести потенциал экрана, и тем
самым устраняются токи, протекающие
через паразитные емкости.
При «автоматической земле Ваг-
нера» достигается тот же результат
за счет того, что потенциалы точек
А и В приравниваются потенциалу
Рис. 231. Мост Шеринга со вспомогательной
цепью Вагнера для исключения влияния ем-
костей относительно земли
7В*
производит трансформацию
Рис. 232. Мост Шеринга с «ав-
томатической землей Вагнера»
экрана (рис. 232). Экраны кабелей, идущих к объекту и эталонному
конденсатору, не заземляются, а подсоединяются к входу операцион-
ного усилителя, на который подается напряжение (7В между диаго-
налью моста и землей. Благодаря тому что коэффициент усиления вы-
бран равным + 1 (US/UB = 1), экран и вершина В моста находятся
под одинаковым потенциалом и U8 = Uв. Операционный усилитель
сопротивлений. Входное сопротивление
усилителя выбирается намного боль-
шим, чем сопротивление четвертого
плеча, и его наличие не сказывается на
условии уравновешивания. Выходное
сопротивление усилителя имеет малое
значение, и экран оказывается прак-
тически заземленным через малое со-
противление (около 1 Ом) [421]. Воз-
никающее на выходе усилителя напря-
жение компенсирует разность потенциа-
лов между диагональю моста и экра-
ном [/в.
Конечное значение выходного сопро-
тивления может привести к возникно-
вению напряжений помех, вызванных
паразитными емкостями между экраном
и ближайшими источниками напряже-
ния (см. §1.4, 1.5). Используя второй экран, непосредственно зазем-
ленный, или операционный усилитель с очень малым выходным сопро-
тивлением, напряжение помех можно устранить или снизить до пре-
небрежимо малого -значения.
6.3.4. Нуль-индикаторы
В уравновешенном состоянии в диагонале моста ток отсутствует,
потенциалы точек А и В равны. Степень уравновешивания в идеаль-
ном случае зависит только от чувствительности нуль-индикатора
Поэтому в настоящее время используют вместо ранее применяемых
вибрационных гальванометров более чувствительные электронные
нуль-индикаторы [411—415, 437]. Но их высокая чувствительность в
схемах измерения не может быть полностью использована, так как
при высокой чувствительности теряется острота настройки равнове-
сия и возрастает влияние помех [418]. Напряжения помех возникают
в виде падений напряжения на оболочке кабеля и на сопротивлениях
контактов разъемов (см. § 1.5). Причиной появления токов в оболочке
кабеля являетя падение напряжения на сопротивлениях Re и 7?к1
при протекании тока (/) (рис. 233). На рис. 233 мост представлен
упрощенно в виде делителя напряжения. Этим делителем определяет-
ся сниженное по отношению к источнику питания напряжение на диаго-
нали моста. В уравновешенном состоянии это напряжение отлично от
нуля, так как коэффициент деления не бесконечен.
200
При точно уравновешенном состоянии на нуль-индикаторе имеется
напряжение помехи
un(t)^i1(t)(Rkl + RE)
____Rk2_____
^2+ Re
Напряжение помех создает впечатление о состоянии неполного
равновесия моста. Операция уравновешивания продолжается до полу-
чения нулевого показания прибора, причем результаты измерений по-
лучаются неправильными.
Рис. 233. Возникновение напряжений
помех в схеме моста:
1 — источник напряжения; 2 — мост; 3 —
электронный нуль-индикатор; R^ 1 ™Rkt2—
сопротивления связи кабеля и разъемов
соединения кабеля; R — сопротивление
соединительных проводов внутри моста
Аналогично могут возникать напряжения помех в сетях с нулевым
проводом при протекании по нему тока (помехи за счет падения напря-
жения вдоль нулевого провода).
Возникновение токов в оболочке кабеля при низких частотах можно
предотвратить, если устранить электрическое соединение петель за-
земления. Все заземленные части схемы должны быть объединены в
одной точке с помощью изолированных проводников. Схема должна
иметь вид звезды. Центральной точкой схемы является обычно зазем-
ленный вывод моста. Замкнутые заземленные петли, часто возникаю-
щие непредусмотренно, при всех обстоятельствах должны быть устра-
нены (см. § 1.5).
Рис. 234. Нуль-индикатор с включен-
ными фильтром (/), усилителем (2)
и прибором (3)
Электронный нуль-индикатор для измерения тока в диагонали мос-
та без учета его фазы представляют собой селективные настроенные на
частоту измерения усилители со стрелочными приборами (рис. 234).
Условия уравновешивания моста при заданных значениях элементов
в его плечах справедливы только для определенного значения частоты.
Если источник питания имеет высшие гармоники, то между обеими
вершинами моста при точном равновесии на основной частоте для по-
вышенных частот остается разность потенциалов, которая может пре-
вышать минимум напряжения основной частоты. Поэтому на входе уси-
лителя ставится в фильтр с высокой добротностью, подавляющий выс-
шие гармонические составляющие.
Более удобное обслуживание моста и быстрое уравновешивание да-
же при плохой сходимости схемы обеспечивают электронные нуль-ин-
201
дикаторы, по показаниям которых можно судить о состоянии равнове-
сия по значению и фазе тока (рис. 235). Кроме напряжения диагонали
к прибору подводится опорное напряжение, совпадающее по фазе с
измеряемым напряжением. Напряжение к диагонали подводится к
главному усилителю (вводы 2'), а опорное— к вспомогательному
усилителю (вводы 3', 4'). На экране осциллографа наблюдаются в
большей или меньшей степени вытянутые эллипсы (фигуры Лиссажу).
Фаза опорного напряжения с помощью 7?С-цепочки может изменяться
в диапазоне 0—180°, в результате чего появляется возможность про-
водить раздельное уравновешивание как по абсолютному значению,
так и по фазе. В неуравновешенном состоянии эллипс в процессе урав-
новешивания фаз переходит в наклонную прямую, а затем при даль-
Рис. 235. Упрощенная схема замещения электронного нуль-индикатора с элек-
тронно-лучевой трубкой и раздельным уравновешиванием по абсолютному зна-
чению и фазе:
Г, 2' — вводы главного усилителя; 3', 4' — вводы вспомогательного усилителя; 1 — экраниро-
ванный входной трансформатор; 2 — усилитель с регулируемым коэффициентом усиления;
3 — фильтр нижних частот с регулируемой частотой; 4 — усилители; 5 — защита от возбуж-
дения за счет обратной связи, зависящей от амплитуды; 6 — фазорегулятор (0—180°)
нейшем уравновешивании по абсолютному значению уменьшается на-
клон прямой и она переходит в горизонтальную прямую. При тщатель-
но экранированном и изолированном входном трансформаторе дости-
гается меньшая восприимчивость к напряжениям помех относительно
земли.
Применение электронно-лучевого осциллографа в качестве нуль-
индикатора особенно рационально, если требуется проводить уравно-
вешивание раздельно по основным потерям (потери за счет ионной
проводимости и поляризационные) и потерям за счет ионизации или
когда представляет интерес зависимость потерь от времени. При урав-
новешивании с помощью селективного прибора (вибрационного галь-
ванометра или электронного нуль-индикатора) получают сведения об
общих диэлектрических потерях. При применении электронного осцил-
лографа мост можно уравновесить только с учетом основных потерь
[496, 497]. При раздельном и точном измерении потерь на ионизацию
предполагается синусоидальная форма питающего напряжения. Одна-
ко от испытательных трансформаторов высокого напряжения обычно
получается несколько искаженная форма напряжения. Более подроб-
202
ные сведения о влиянии высших гармоник питающего напряжения на
точность измерений диэлектрических потерь можно найти в [498].
Для наблюдения изменения во времени тока потерь после уравно-
вешивания моста отключают конденсатор С4. Ток, сдвинутый по фазе
относительно емкостного тока, протекающего через объект, или выс-
шие гармоники можно наблюдать на экране осциллографа [499]. Дру-
гая возможность контроля изменения во времени тока потерь появля-
ется при использовании электрически и магнитно экранированного
ВЧ трансформатора, включаемого в цепь присоединения объекта [437].
Из-за ограниченной нижней частоты полосы пропускания устройства
и наличия фильтра, включенного по другим причинам, передаются
только ВЧ составляющие тока, а ток основной частоты не фиксируется.
В связи с нуль-индикаторами следует упомянуть мосты с автома-
тическим уравновешиванием. Для регистрации tg 6 в течение длитель-
ного интервала времени или для измерения быстрых изменений во
времени tg 6 или емкости, например при исследованиях перегрузок
кабелей при к.з. и т. д., нельзя уравновесить мост вручную. Поэтому
разработаны различные схемы автоматического уравновешивания с
записью изменения во времени tg 6 и емкости (см. пп.6.2.4). Напри-
мер, автоматическое уравновешивание может быть осуществлено с по-
мощью потенциометра с приводом в замкнутом контуре регулирова-
ния [410, 433—437]. Наряду с этим разработаны чисто электронные
способы [439—443]. Схема, описанная в [441], позволяет измерять по-
тери в течение периода, при этом измерения можно провести за такой
короткий промежуток времени, что нагрев диэлектрика от приложен-
ного к нему напряжения не оказывает никакого влияния на измеряе-
мую величину. В рассмотренной в [740] схеме моста сочетается этот
принцип с оптической передачей сигнала, что позволяет производить
измерение tg6 изоляции, находящейся на высоком потенциале. Но-
вейшие автоматические мосты с микропроцессорами описаны в [741].
6.4. ИЗМЕРЕНИЕ ЕМКОСТИ И tg б ОБЪЕКТОВ
С ЗАЗЕМЛЕННЫМ ВЫВОДОМ
6.4.1. Измерения с помощью моста Шеринга
По правилам техники безопасности и при необходимости строго
задать потенциал экранов относительно друг друга и земли мост Ше-
ринга соединяется с заземлением схемы в одной точке. Для этого
выбирают в большинстве случаев точку, соединенную с источником пи-
тания, а именно ту, которая имеет наименьшее сопротивление относи-
тельно нулевого провода, чтобы уменьшить уровень помех (см. пп.6.3.4)
При измерениях потерь в объектах, имеющих постоянное соедине-
ние одного вывода с землей, например, в проложенных в земле кабелях,
точка заземления измерительной схемы оказывается заданной (узел
А или С). В этом случае используется перевернутая схема моста Шерин-
га [444] (рис. 236). Мост в кожухе устанавливается в клетке Фарадея,
находящейся под высоким потенциалом. Рукоятки системы уравнове-
шивания приводятся в движение через изоляционные длинные штанги,
203
или человек, проводящий измерение, должен также находиться внутри
клетки Фарадея, и там он может уравновесить мост обычным способом.
Эталонный конденсатор устанавливается на изоляторе, рассчитан-
ном на полное испытательное напряжение.
В другой схеме [444] предусмотрено заземление вершины моста А
(рис. 237). Однако при этом емкость и сопротивление изоляции обмот-
ки высокого напряжения трансформатора (собственно емкость обмотки,
ввода и коронирующих соединительных проводов) оказываются при-
соединенными параллельно испытуемому объекту. Поэтому сначала
Рис. 236. Перевернутая схема моста
Шеринга для используемых объектов,
имеющих заземленный вывод (вер-
шина С моста заземлена)
Рис. 237. Мост Шеринга для измере-
ний при объекте с заземленным од-
ним выводом. Узел А моста за-
землен:
Сз, Сз — емкости относительно земли
определяют емкость С3 и ее tg б в схеме с отсоединенным испытуемым
объектом, затем еще раз уравновешивают схему с присоединенным ис-
пытуемым объектом и рассчитывают
= С3 + Сх;
tgS[ ~ (С, tg б, + С3 tg63)/(Cx + С3).
Фактическая емкость объекта
Ci = Ci — С3,
а его тангенс угла диэлектрических потерь
tg Sx « (Ci tg 6{ - C3 tg 63)/CP
Точность измерений сильно снижается, если общая емкость С] и
общий tg б{ становятся соизмеримыми с емкостью С3 и tg б3.
У универсального моста для измерения С и tg б, разработанного
Полеком [410, 437, 438], предусмотрен дополнительный прибор, с по-
мощью которого производится уравновешивание при отключенном
используемом объекте, и тем самым учитывается влияние емкости С3
при последующем уравновешивании с присоединенным объектом,
204
при этом отпадает Необходимость в пересчетах по приведенным выше
формулам.
Паразитная емкость С3, подключенная параллельно к третьему
плечу, должна учитываться, если угловая погрешность, равная /?3соС3,
соизмерима с допустимой погрешностью измерений. В универсальных
мостах угол погрешности компенсируется описанным в пп.6.3.3. спо-
собом.
6.4.2. Л1-схема
Схема, описанная Шерингом и Поттхофом [445,446] (рис. 238),
содержит две катушки высокого напряжения с постоянной взаимной
индуктивностью Ali и две катушки низкого напряжения с переменной
взаимной индуктивностью Л42. В обеих первичных катушках индукти-
руются напряжения, сдвинутые на 90° относительно емкостных токов,
протекающих через Сг и С2 и сдвинутых между собой на фазовый
угол Уравновешивание по абсолютному значению осуществляется
изменением взаимной индуктивности М2, а по углу диэлектрических
потерь—изменением сопротивления В уравновешенном состоянии
моста справедливы выражения
л* •
См “ Lo,
1 м± ’
tg 61 = 7?4/соЛ12.
При сравнении результатов, полученных на Л4-схеме, с результата-
ми измерений мостом Шеринга требуется производить пересчет, так
как Л1-схема соответствует схеме замещения объекта с параллельным
соединением емкости и сопротивления утечки. При точных измерениях
к полученному значению tg6 необходимо добавить поправку около
5-Ю-4, учитывающую угловую погрешность в индуктивностях и вих-
ревые токи в катушках и экранах. Особое внимание следует обратить
на расположение моста, так как он очень чувствителен к магнитному
полю, создаваемому катушками.
6.4.3. Измерения tg 6 способом затухающих колебаний
В схеме, описанной в [448, 449], исследуемый конденсатор заряжа-
ется от источника высокого напряжения малой мощности (рис. 239).
После окончания процесса заряда конденсатор
разряжается на индуктивность с малыми по-
терями. По логарифмическому декременту
возникающих при разряде колебаний можно
определить тангенс угла диэлектрических
потерь конденсатора:
tg 6С1 = Ш — tg
Рис. 238. ЛЬсхема по Шерингу и Поттхофу для из-
мерений при объекте с одним заземленным выводом
205
где = R'mL — угол диэлектрических потерь катушки индуктив-
ности L, имеющей сопротивление R'; % = In — логарифмичес-
кий декремент колебаний (натуральный логарифм отношения двух
мгновенных значений колебаний, сдвинутых на период).
При сравнении результатов, полученных этим методом, с результа-
тами измерений постом Шеринга необходимо учитывать, что возможны
различия вследствие сравнительно малого промежутка времени изме-
рения. Это связано с тем, что tg 6 изоляции в процессе измерений изме-
няется в течение первых секунд после приложения напряжения. Кроме
того, частота колебаний разряда почти всегда отличается от частоты
50 Гц, что неизбежно приводит к другим результатам из-за частотной
Рис. 239. Измерения tg 6 способом
затухающих колебаний:
Ci — объект с одним заземленным вы-
водом; L — разрядная катушка индуктив-
ности с малыми потерями; Ro и Со —
вспомогательная цепочка соответственно
для упрощенного и более точного наблю-
дения процесса
зависимости tg 6. Результаты подробного исследования этого влияния
приведены в [450] (какрасчетные, таки экспериментальные). С учетом
данных в этой работе поправок и перерасчетов способ затухающих ко-
лебаний является дальнейшим шагом в определении диэлектрических
потерь конденсаторов, применяемых в технике. Наряду с возможно-
стью измерения характеристик объектов, имеющих один постоянно за-
земленный вывод, без дополнительных затрат способ имеет преимуще-
ство — может применяться источник испытательного напряжения
малой мощности. Поэтому использование способа затухающих колеба-
ний представляется перспективным, в первую очередь, при измерени-
ях диэлектрических потерь проложенных в земле кабелей, где при
обычных способах одновременно проявляются оба затруднения: объ-
ект соединен с землей и требуется большая мощность источника пере-
менного испытательного напряжения.
Кроме того, способ затухающего колебательного разряда в несколь-
ко преобразованном виде позволяет определить последовательно вклю-
ченное активное сопротивление и индуктивность конденсаторов нако-
пителей энергии, используемых в импульсной технике высоких напря-
жений [832].
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
ИЗМЕРЕНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК ЧАСТИЧНЫХ РАЗРЯДОВ
Под частичными разрядами (ЧР) в технике высоких напряжений понимают
Все формы разрядов, приводящие только к частичному перекрытию разрядом
промежутка между электродами. Ток ЧР определяется не внутренним сопротив-
лением источника напряжения, а запасом энергии в частичной емкости или в объ-
206
емком заряде. ЧР могут распространяться от электродов (корона, скользящие
разряды) или возникать в газовых включениях диэлектрика не обязательно
у электродов. Так как техника измерений характеристик ЧР тесно связана с оп-
ределением характеристик разрядов в газовых включениях в твердой и жидкой
изоляции, понятие ЧР используется часто применительно к этому случаю. ЧР
в газах обычно называют короной или пользуются другими терминами.
В начальные периоды развития электротехники судили о качестве изоляции
только по ее электрической прочности и сопротивлению утечки. Поиски неразру-
шающих способов испытаний привели к использованию tg б и, в частности, его
зависимости от напряжения, что позволило контролировать состояние изоляции
аппаратов высокого напряжения. Отдельные слабые места изоляции, такие, как
газовые включения, трещины, при неблагоприятном соотношении емкостей объек-
та и дефектных участков изоляции остаются не выявленными с помощью измере-
ния tgб изоляции.
Уже при сравнительно невысоком напряжении в газовых включениях возни-
кают разряды, которые со временем уменьшают поверхностное сопротивление
изоляции во включении. В конце концов включение становится проводящим, что
приводит к сокращению изоляционного расстояния и снижению срока службы
прибора. В действительности механизм старения, образования каналов ЧР, исхо-
дящих от включения, и другие механизмы разрушения гораздо сложнее и явля-
ются в настоящее время предметом исследования [451, 453, 852].
Возможность точного определения места ЧР внутри изоляции электротехниче-
ского оборудования, например силовых трансформаторов, позволяет конструкто-
ру установить наиболее напряженные участки внутри изоляции и nyieM соответ-
ствующих конструктивных мероприятий и усиления изоляции в наиболее напря-
женных местах существенно увеличить срок службы и надежность работы обо-
рудования.
Кабели с экструдированной пластмассовой изоляцией или приборы с литой
эпоксидной изоляцией имеют множество воздушных включений, разрушающее
действие ЧР в которых необходимо учитывать при выборе рабочего напряжения
[487, 489, 529]. Наличие включений устанавливается по излому зависимости tg6
от напряжения. Однако при измерениях tg б получаются одинаковые результаты
как при редких сильных ЧР, так и при большом количестве слабых безопасных
разрядов [454]. Местные дефекты, возникающие при наложении неблагоприят-
ных условий при изготовлении изоляции, часто остаются нераспознанными. Поэ-
тому для более полного определения качества изоляции наряду с измерениями
tg б используют различные методы измерения характеристик ЧР. Однако разви-
тие техники измерений таких характеристик еще далеко от завершения. В на-
стоящее время во многих исследовательских центрах пытаются установить такие
параметры ЧР, которые являлись бы критерием фактического повреждения объ-
екта с учетом явлений усиления интенсивности ЧР в изоляции при ее работе
[471, 472, 491, 528].
ЧР в газовых включениях сопровождаются разными физическими явлениями,
которые позволяют путе^м измерений установить место их появления [462].
Наряду со световыми и акустическими сигналами [518, 878, 879, 881] в первую
очередь пригодны для регистрации внутренних разрядов в изоляции токи во внеш-
ней цепи и электромагнитные поля, вызванные ЧР. Однако их измерение пред-
ставляет сложную задачу. Если при обычных измерениях напряжений и токов
при наличии соответствующих приборов не возникает особых трудностей, то при
207
проведении и трактовке результатов измерений характеристик ЧР в каждом кон-
кретном случае необходимо учитывать индивидуальные особенности электричес-
кой схемы и конструкции объектов (кабелей и конденсаторов высокого напряже-
ния, измерительных и мощных трансформаторов и т. д.), параметры элемента
связи объекта и измерительного устройства, а для оценки опасности ЧР необхо-
димо учитывать результаты, полученные путем сравнения результатов измерений.
Поэтому корректные измерения характеристик ЧР, а еще в большей степени ин-
терпретация полученных результатов требуют многолетнего опыта, и из-за их
многообразия они не могут быть подробно рассмотрены в данной книге. Следую-
щий параграф следует рассматривать как введение в проблему понимания воз-
никновения ЧР и измерения их характеристик. Необходимые предпосылки полу-
чения достаточно сопоставимых результатов содержатся в рекомендациях и
нормах различных организаций, таких, как VDE (ФРГ) [473, 478], МЭК — IEC
[866], NEMA (National Electrical Manufacturers Association, США) [475],
ASTM (American Society for Testing and Materials, США) [502], о которых
будем упоминать в следующих параграфах.
7.1. ЧАСТИЧНЫЕ РАЗРЯДЫ В ГАЗОВОМ ВКЛЮЧЕНИИ
Процессы при ЧР, наблюдаемые в газовом включении изоляции,
обычно не имеют ничего общего с процессами при короне, наблюдаемой
на проводах и остриях электродов в газах. Это связано с тем, что реги-
стрируемый в цепи импульс тока, вызванный ЧР в объекте, является
лишь реакцией схемы на возбуждение, возникшее при разряде в газо-
вом включении. Если специально измерить ток ЧР, что возможно осу-
ществить в моделях изоляции, со-
держащей включения, то можно вы-
яснить их особенности — конечную
длительность вследствие ограничен-
ной запасенной энергии (в зна-
чительной степени это энергия, за-
пасенная в емкости газового вклю-
чения); отличие от коронного им-
Рис. 240. Изоляция с газовым пульсного разряда, ограничиваю-
включением и ее схема замеще- щего свое развитие эффектами объем-
ния ного заряда; их поведение при изме-
нении напряжения на объекте. Так
как глубокое понимание количественных характеристик ЧР предпола-
гает точные сведения об импульсе ЧР, его возникновение поясним с по-
мощью упрощенной схемы замещения изоляции (рис. 240). В этой схе-
ме С± представляет собой емкость газового включения, С2 — последо-
вательно с Ст включенную емкость неповрежденного участка изоляции,
С3—емкость остальной части изоляции объекта, не содержащей газо-
вых включений. Обычно С3 > и приближенно емкость объ-
екта С ж С3. Приведенная упрощенная схема пригодна только для
принципиального рассмотрения процесса и не описывает сложные про-
цессы распространения электромагнитных возмущений ЧР, например,
в обмотке трансформатора. Из-за большого числа различных паразит-
ных элементов на пути распространения сигнала теряются основные
208
закономерности представления изоляции в виде упрощенной схемы за-
мещения.
Приложенное к объекту переменное напряжение и (/) = Um sin со/
делится емкостным делителем напряжения С19 С2, и на газовом
включении при отсутствии разряда приложено напряжение
«1 (о=“(о г с*
Если напряжение на включении (напряженность электрического
поля внутри него) достигает значения [7Н, при котором соблюдаются
условия самостоятельности разряда, то возникает искровой разряд и
напряжение на включении падает до напряжения гашения U? искры.
Затем емкость включения вновь заряжается. В зависимости от ампли-
Рис. 241. Графики напряжений, поясняющие возникновение ЧР:
Пунктир — напряжение иЩ) без ЧР
туды приложенного напряжения Um могут возникнуть один или не-
сколько импульсов ЧР. В отличие от коронного разряда максималь-
ная частота возникновения ЧР наблюдается не в момент максимума на-
пряжения Um, а при максимальной скорости изменения напряжения
dU/dt (рис. 241).
Для понимания переходных процессов при возникновении единич-
ного ЧР будем исходить из рассмотрения емкости, заряженной до по-
стоянного напряжения (/, при этом приближенно будем моделировать
действительные процессы во время разряда в газовом включении, так
как объект в это очень короткое время связан с источником напряже-
ния индуктивностью соединительного провода или его волновым со-
противлением, а напряжение в течение этого короткого интервала вре-
мени изменяется лишь незначительно, а процессы протекают, как по-
казано на рис. 242.
При возникновении разряда в газовом включении ток искры (/) за
очень короткое время резко возрастает. Скорость нарастания тока в
209-
значительной степени определяется процессами формирования разря-
да и влиянием не показанной на схеме индуктивности. Затем ток дости-
гает максимального значения Iт и спадает по зависимости, близкой к
экспоненте. Если этому спаду соответствует постоянная времени т,
то в схему замещения нужно ввести сопротивление /?чр, которое явля-
ется мерой потерь, возникающих при перераспределении заряда. По-
стоянная времени т = 7?чрСчр, причем Счр = Су + С2С3/(С2 + С3).
Примерно с такой же постоянной времени уменьшается и напряже-
ние Uy (/) на газовом включении до нуля (если пренебречь напряжением
гашения), а также и напряжение на выводах объекта на величину At/.
Оба напряжения не могут измениться скачком, так как они выражают-
ся через интеграл протекающего через емкости тока во времени. Сле-
дует только обратить внимание на то, что время спада напряжения
идентично времени спада тока в газовом включении.
Пренебрегая влиянием параметров источника напряжения, можно
определить время нарастания отрицательного напряжения At/ как
Тъ — 2,2 т. Если учесть влияние источника напряжения, то окажется,
что в интервале времени, большем 7Н, емкость С вновь заряжается до
первоначального напряжения (пунктирная кривая на рис. 242). На-
пряжение At/ вызывает появление импульса ЧР во внешней цепи.
В то время как время нарастания импульса во внешней цепи явля-
ется отображением спада тока разряда во включении, спад определя-
ется в основном полным сопротивлением источника напряжения с уче-
том паразитных емкостей и индуктивностей соединительных проводов-
Если схему дополнить элементами измерительной схемы — конден-
сатором связи и четырехполюсником связи, то можно выразить как
нарастание импульса во внешней цепи, так и его спад через параметры
схемы (см. § 7.2). Форма кривой импульса тока ЧР f2 (/), протекающего
через емкость С2, не зависит от подключенного объекта. Это еще раз
подчеркивает различную природу разряда во включении и коронного
разряда у острия в газе.
Через импульс напряжения при ЧР можно выразить заряд, полу-
чаемый от источника, в виде Q = CAt/.
Эта величина называется кажущимся зарядом и обычно значитель-
но меньше, чем заряд, накопленный во включении, Qx:
At/ = ^UyC2IC3 и Q = QiC2/C!.
Эти уравнения практически не при-
меняются, так как отношения С2/Су и
С2/С3 известны только с точностью до
’ порядка. Однако они позволяют по-
нять, что отношение между зарядом во
включении и кажущимся зарядом долж-
но быть тем больше, чем выше рабочее
Рис. 242. Идеализированное представление из-
менения во времени тока и напряжений в схе-
ме замещения при пренебрежении собствен-
ным временем нарастания тока искры
210
Рис. 243. Представление емкости ЧР с помощью
источника тока
напряжение изоляции, что необходимо
учитывать при установлении допустимого
уровня ЧР. Обычно удовлетворяются из-
мерением кажущегося заряда Q и макси-
мального значения At/ импульса ЧР на
выводах объекта, причем для простоты
обычно опускается слово «кажущийся».
Для понимания связи между величинами At/ и Q на выводах иссле-
дуемого объекта и на четырехполюснике связи устройства для измере-
ния характеристик ЧР целесообразно представить емкость ЧР в виде
источника тока (рис. 243).
При условии Сз»С! ^>С2 последовательная цепочка С2 и С3 под
действием напряжения A U обтекается током f2 (/) = C^dU^dt, форма
кривой и максимальное значение которого определяются емкостью С2.
Распределение тока зависит от соотношения полных сопротивлений
и рассмотрено подробно в § 7.2. Упрощенная схема замещения, приве-
денная на рис. 240, качественно достаточно хорошо описывает наблю-
даемые при ЧР явления. Однако при количественном описании воз-
никают трудности, и поэтому некоторые авторы предлагают другие
схемы замещения [453, 525, 526, 527]. Обзор известных схем дан в [528].
7.2. СХЕМЫ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
ЧАСТИЧНЫХ РАЗРЯДОВ
Для определения обеих характеристик ЧР (Q и At/) параллельно
объекту включают конденсатор С4, свободный от ЧР (так называемый
конденсатор связи, рис. 244). Четырехполюсник связи ZH включается
либо в цепи заземления объекта, либо последовательно с конденсато-
ром связи. В первом случае фактическая чувствительность повышает-
ся за счет паразитной емкости С5 (емкости обмотки, ввода), во втором
случае она понижается.
Четырехполюсник связи ZH по существу является лишь двухполюс-
ником, передаточные характеристики которого могут быть описаны
передаточной функцией двухполюсника, так как его вход и выход иден-
тичны. Обычно для защиты измерительного прибора параллельно ZH
включают разрядник. Кроме того, последовательно между точкой съе-
ма напряжения и выводом часто включают конденсатор, а параллель-
но — индуктивность с целью исключения протекания НЧ емкостных
токов через измерительный прибор. Так как ZH вместе с разрядником
и разделительным конденсатором часто помещаются в корпусе с двумя
токовыми вводами и двумя выводами для присоединения кабеля, иду-
щего к измерительному прибору, то это устройство и называют четы-
рехполюсником связи. Одновременно четырехполюсник связи пред-
ставляет собой делитель напряжения, с помощью которого можно из-
мерять высокое напряжение. Если присоединенные к четырехполюсни-
ку связи приборы предназначены для обработки сигнала с высокой
211
полосой пропускания, то в качестве ZH используют активное сопротив-
ление /?и. Это сопротивление целесообразно выбирать равным волно-
вому сопротивлению кабеля, идущего к измерительному прибору. Если
же сопротивление Rtt больше волнового сопротивления кабеля (что
бывает при стремлении получить большой полезный сигнал), то ем-
кость кабеля сглаживает полезный импульс [455]. Максимальное зна-
чение импульса тока, протекающего по Rn, в этом случае нельзя рас-
считать по закону Ома по измеренному максимальному значению на-
пряжения [455, 457, 463]. При использовании узкополосного измери-
тельного прибора ZH может представлять собой настроенный колеба-
тельный контур.
Рассмотрим передаточные характеристики при высоких частотах
обеих схем измерения с активным сопротивлением связи Rn, Переда-
Рис. 244. Схемы для измерений характеристик ЧР:
а — четырехполюсник связи включен последовательно с объектом (высокая чувствитель-
ность, так как С4 — параллельно Сь); — б — четырехполюсник связи включен последователь-
но с конденсатором связи (схема применима при больших емкостных токах объекта и при
получении напряжения путем возбуждения объекта)
точные характеристики в случае использования настроенного контура
ZH можно наглядно пояснить в соответствии со сведениями, приведен-
ными в § 7.6.
Пренебрегая для начала влиянием паразитных емкостей и индук-
тивностей и считая, что объект при единичном ЧР отсоединен от ис-
точника напряжения, получаем единую схему для обеих схем измере-
ния. Отличие заключается лишь в том, что точка соединения с землей
лежит либо слева от измерительного сопротивления (рис. 245), либо
справа (пунктир), что сказывается на полярности измеряемого им-
пульса. В зависимости от значения 7?и оказываются различными свя-
т
зи ии (t), ии и ( пи(/) dt = QhRh с характеристиками ЧР.
'1
Ток /4 (/), не протекающий через испытуемый объект, определяется
большим полным сопротивлением цепи тока. Выше некоторой гранич-
ной частоты <ог сопротивление Rn ставится определяющим в цепи тока
/4 (/), так как 1 /согС4 уменьшается, при этом частота сог является на-
ибольшей частотой в спектральном составе тока 12 (/) (см. также
§ 7.5).
Различают два случая. Первый случай относится к измерениям на-
пряжения Д(7, при этом
R и 1 ^4 и 7^ и 1 / (ОрС? э.
212
Ток t4 (/) определяется сопротивлением Ra, т. е.
/4 = дти и Ua = R„ = \U.
Максимальное значение С/и не изменяется при увеличении сопро-
тивления связи. Время нарастания импульса напряжения ии (/) соот-
ветствует времени спада тока ЧР (/) (см. рис. 242). Заряд Q можно
определить по заряду QH, протекшему через сопротивление /?и:
т
\ua(t)dt.
Км. J
Оба заряда связаны между собой соотношением
т
Q = Qa(C3 + Ci)iC^QaR = K^ \ua(t)dt.
АИ J
О
Второй случай соответствует измерению тока, при этом
Rn 1/о)гС4 и /?и « 1/(огС3.
Ток (I) определяется емкостью С4, он имеет такую же форму кри-
вой, как и i2 (/), и отличается от него в К раз. Падение напряжения на
сопротивлении связи пропорционально току i2 (/):
ЧтЧ
Как уже упоминалось в § 7.1, напряжение At/ пропорционально
интегралу тока i2 (t) по времени. При сделанных предположениях дей-
ствует цепочка С4/?и как дифференцирующее звено, поэтому напряже-
ние ии (t) пропорционально току /2 W , а его нарастание и спад соот-
ветствуют нарастанию и спаду тока ЧР во включении. Однако сле-
дует заметить, что неискаженную форму тока i2 (/) можно измерить
только в устройстве, модёлирующем ЧР, в котором индуктивности и
емкости рассеяния рассматриваются как сосредоточенные элементы,
а их значения невелики.
Обычно получают колебательное напряжение ип (/). Частота f ко-
лебаний соответствует при компактном выполнении схемы испытаний
частоте собственных колебаний измеритель-
ной цепи, которая рассчитывается при извест- ^<7/
ных частоте соо = 1/VLCH и относительное
затухании у — /?и/2Асоо:
= _«о_ y-fzv'
2л г
Рис. 245. Обобщенная схема замещения для устрой
ства на рис. 244
213
При измерительном контуре, имеющем большие размеры, колеба-
ния измеряемого импульса определяются уже не сосредоточенными
элементами схемы. Они в большой степени вызваны волновыми про-
цессами, так как для крутых импульсов ЧР провода длиной всего не-
сколько сантиметров уже являются линиями с распределенными пара-
метрами. Эти линии на концах обычно являются несогласованными, и
поэтому возникают волновые колебания [105]. Явления колебаний
можно устранить, если соединительные провода в схеме подсоединить
через сопротивления от 300 до 500 Ом.
Заряд Q можно определить из площади, ограниченной кривой на-
пряжения:
т т
f иа (/) dt = ( i2 (/) dt Ru = QH 7?и;
о о
т т
Q=\i.1(t)dt = K-l-[ua(t')dt = KQa.
J Аи J
о о
В то время как связь между максимальным значением QH и AJ7
зависит от соответствующей постоянной времени измерительной цепи и
временных характеристик ЧР, интеграл от ии (Z) оказывается пропор-
циональным С?и или Q. Исключение составляют объекты с распреде-
ленными параметрами (обмотки, кабели), для которых заряд может
быть определен, исходя из площади, ограниченной кривой напряжения,
только при ти > тя (см. §7.4). Благодаря наличию пропорциональ-
ности между Q и площадью, ограниченной кривой напряжения, прак-
тически во всех современных приборах определяется Q или QH.
В заключение следует упомянуть третью, мостовую схему (рис. 246).
Преимущество этой схемы заключается в ее нечувствительности к
внешним ВЧ воздействиям. Например, возникшие в самом источнике
высокого напряжения ЧР или внешние радиопомехи создают на обо-
их четырехполюсниках связи в уравновешенном состоянии мостовой
схемы одинаковые падения напряжения и не вносят вклада в сигнал в
нулевой цепи. ЧР в объекте, напротив, измеряется в соответствии с
принципиальной схемой на рис. 242. В зависимости от степени симмет-
рии подавление синфазных сигналов
практически может составлять до 5000:1.
В качестве конденсатора сравнения Cv
часто используется объект, аналогичный
испытуемому, у которого, однако, от-
сутствуют ЧР [465, 865, 866].
Рис. 246. Мостовая схема измерения характе-
ристик ЧР [853]
214
73. ОБЪЕКТЫ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
Приведенные выше соображения пригодны для объектов, которые в
схеме замещения могут быть представлены в виде сосредоточенных ем-
костей. Короткие отрезки кабеля также могут рассматриваться как со-
средоточенные емкости, если время распространения импульса по ним
меньше длительности импульса ЧР f2 (t) (см. также § 1.4). При исследо-
вании длинных кабелей или обмоток трансформаторов необходимо учи-
тывать волновые свойства объекта испытаний. На рис. 247 это нагляд-
но показано на примере кабеля. Скачок напряжения при разряде во
включении вызывает приток зарядов к месту возникновения ЧР в ви-
де двух волн uw = Zo i2 (f)/2, распространяющихся в противополож-
ных направляниях к концам кабеля. Падение напряжения ни (f) на
Рис. 247. Измерения характеристик ЧР в объекте с распределенными параметра-
ми (в кабеле высокого напряжения)
Rh
сопротивлении 7?и рассчитывается в предположении, что емкостное
сопротивление конденсатора С4 в рассматриваемом диапазоне частот
намного меньше /?и, т. е. в области измеряемых частот конденсатор С4
представляет собой закоротку:
(О
Если выбрано /?и = Zc, это выражение упрощается:
«и(0 = 4 z2(0 /2.
Волна, распространяющаяся влево (рис. 247), на конце кабеля от-
ражается с тем же знаком (предполагаем, что волновое сопротивление
трансформатора в рассматриваемом диапазоне частот велико по срав-
нению с волновым сопротивлением кабеля) и с запаздыванием от т до
2т в зависимости от места положения дефекта приходит к 7?и. Обычно
индуктивное сопротивление обмотки трансформатора намного больше
емкостного, и поэтому волна, распространяющаяся по кабелю влево,
отражается не как от холостого конца, а как от короткозамкнутого.
Однако здесь может помочь последовательное включение дросселя, име-
ющего малую продольную емкость (рис. 248). Впрочем, постоянная вре-
мени измерительной цепи ти = (Zc + Т?И)С4 обычно всегда больше
длительности Ти импульса частичного разряда (см. § 7.4), и поэтому
всегда выбором достаточно большого значения С4 можно обеспечить
215
связь между зарядом Q и падением напряжения на сопротивлении 7?и
независимо от места возникновения частичного разряда:
О
В режиме согласования при 7?и = Zc это уравнение упрощается:
т
О
Форма импульса напряжения на совпадает с формой импульса
тока i2 (t). Также и при несогласованном режиме 7?и #= Zc приведен-
ное уравнение для заряда дает правильный результат, если просум-
мировать площади, ограниченные кривой напряжения.
Рис. 248. Схема измерений характеристик ЧР в кабеле высокого напряжения
Если требуется зарегистрировать на осциллографе по возможности
неискаженным единичный импульс частичного разряда, то выбирают
jRn = Zc и левый конец кабеля согласовывают при высоких частотах
(рис. 248). Емкости С4 и (Д и их присоединения должны быть выпол-
нены малоиндуктивными. Рекомендуется соблюдать меры по подавле-
нию помех, изложенные в пп. 1.1.5. Дроссель Др устраняет эффект
короткого замыкания, вызванный паразитными емкостями источника
напряжения.
При осциллографировании импульсов частичных разрядов в об-
мотках трансформаторов обычно оказывается невозможным выбрать
измерительный кабель с волновым сопротивлением, равным волново-
му сопротивлению обмотки (порядка 1 кОм). В этом случае используют
пробники с катодным повторителем в качестве трансформатора сопро-
тивления или включают последовательно с жилой кабеля омическое
сопротивление.
Для определения места дефектов в кабелях и обмотках разработа-
ны способы, которые позволяют при небольшом количестве дефектов
сделать вывод о нахождении дефектов по времени пробега импульса
[460,463,464].
Если с помощью приборов, регистрирующих уровень помех, изме-
рять спектральный состав импульса частичного разряда в объекте с
распределенными параметрами, например в обмотке трансформатора,
216
то получаются четко выраженные резонансные явления, вызванные
отражениями сигналов от концов обмотки. Это происходит потому, что
обмотка по крайней мере с одного конца не согласована. По резонанс-
ным частотам можно определить разницу во временах пробега падаю-
щего и отраженного импульсов и при известной скорости распростра-
нения электромагнитной волны в изоляции определить место возникно-
вения частичного разряда. Максимумы и минимумы спектра выражены
отчетливо только тогда, когда полоса пропускания селективного при-
бора по крайней мере на порядок меньше, чем наименьшая измеряемая
частота. Более подробные сведения по этому вопросу, включая ре-
зультаты экспериментов, можно найти у Видмана [523, 633].
При другом способе, предложенном Тангеном [461], определение
м^ста дефекта производится путем измерения разницы времен пробега
импульса к выводу высокого напряжения и К выводу заземления. Из-
менение заряда, возникающего в месте частичного разряда, вызывает
две идентичные волны, которые распространяются с одинаковой ско-
ростью, если волновое сопротивление обмотки постоянно по длине,
в противоположных направлениях по обмотке (см. также рис. 247).
Импульсы, приходящие к обоим концам обмотки, подводятся к схеме
сравнения. В цепь с более коротким временем пробега импульса вклю-
чается регулируемая линия задержки, по которой и устанавливается
разница во временах пробега. Если же в обмотке частичные разряды
возникают в двух или нескольких местах, то на экране осциллографа
или на выходе детектора временного сравнения [524] появляются мно-
гие пики. Они позволяют при не очень большом их числе определить
место положения наиболее интенсивных частичных разрядов. Для ис-
ключения влияния отражений объект должен быть согласован на обо-
их концах. Для согласования обмотки и измерительного кабеля ис-
пользуется катодный повторитель, выполняющий функции трансфор-
матора сопротивлений. Дальнейшие сведения по измерениям характе-
ристик частичных разрядов в трансформаторах и электрических маши-
нах, включая генераторы, можно найти в [521, 745, 810, 839—845, 870,
876], в кабелях — в [846 — 848, 851, 867, 873—875].
7.4. ПРИБОРЫ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
ЧАСТИЧНЫХ РАЗРЯДОВ
Для измерения напряжений, возникающих на четырехполюснике
связи схемы измерения характеристик ЧР, можно использовать широ-
ко распространенные измерительные приборы, проградуированные в
зависимости от исполнения прибора и схемы в единицах либо заряда
Q, либо максимального значения С/и, либо среднего выпрямленного
напряжения импульса (/), либо частоты возникновения частичных
разрядов. В некоторых случаях необходимо регистрировать полностью
кривую импульса частичного разряда. Классификация приборов для
измерения характеристик частичных разрядов приведена на рис. 249.
Если в начале развития техники измерения характеристик частич-
ных разрядов использовались исключительно обычные лабораторные
приборы, то в настоящее время имеются специально разработанные для
217
этого измерительные устройства, вполне достаточные по своему разно-
образию, подавлению помех и удобству их обслуживания. При про-
ведении серийных массовых измерений в условиях высокого уровня
помех они оказываются неотъемлемым условием обеспечения качества
продукции.
Специальные устройства для измерения характеристик частичных
разрядов подразделяются на два вида — широкополосные и узкополос-
ные. Приборы с широкой полосой пропускания усиливают составляю-
щие спектра импульсов частичных разрядов в полосе порядка от не-
скольких килогерц до нескольких мегагерц, начиная с частоты поряд-
Приборы для измерения характеристик ЧР
Обычные лабораторные приборы
Электроннолучевые осциллографы
-| Приборы для измерения уровней помех
Г Измерительные мосты Шеринга
Счетчики
Анализаторы
максимальных значений импульсов
Рис. 249. Классификация приборов для измерений характеристик ЧР
ка 10 кГц, при этом основная частота сети и высшие гармоники не вли-
яют на показания. Одновременно верхняя граничная частота выбира-
ется по возможности ниже собственной резонансной частоты объекта
испытаний. Ограниченная полоса пропускания приводит к незначи-
тельному сужению импульса, при этом обеспечивается высокое разре-
шение следующих с малым интервалом отдельных импульсов частич-
ных разрядов, например в трансформаторах и кабелях, где наряду с
большим числом отдельных частичных разрядов могут быть и наложен-
ные отраженные импульсы. Недостатком является высокая чувстви-
тельность к помехам, так как, с одной стороны, число импульсов помех
возрастает с увеличением полосы пропускания, а с другой — огра-
ничены возможности подавления помех в результате применения про-
стейших фильтров.
Узкополосные приборы вырезают из спектра импульса частичного
разряда полосу в несколько килогерц, в некоторых случаях — до
100 кГц. Средняя частота полосы лежит в пределах от 0,5 до 2 МГц и
обычно варьируется в этом диапазоне. Благодаря узкой полосе можно
легко с помощью фильтра отстроиться от частичных разрядов, возни-
кающих в источнике высокого напряжения, а также легко отстроиться
218
от радиопомех, изменяя среднюю частоту полосы пропускания. Недо-
статком является слабое разрешение импульсов, возникающих с ма-
лым интервалом времени друг от друга. Узкополосные приборы пре-
имущественно применяются при измерениях характеристик частичных
разрядов в объектах с сосредоточенной емкостью и в условиях сильных
помех.
Приборы для измерения характеристик частичных разрядов, по-
ставляемые некоторыми фирмами, снабжаются встроенными калибро-
вочными генераторами, переключателями рода работы на регистрацию
заряда или напряжения, числовой логикой и устройствами для подав-
ления помех. Некоторые приборы позволяют различать разряды на ос-
триях и кромках электродов в газе от частичных разрядов во включе-
ниях путем регистрации сигналов в определенном фазовом диапазоне
относительно источника питания, при этом все сигналы, лежащие за
пределами этого диапазона, могут быть отфильтрованы. С помощью
счетчиков можно устранить стохастические импульсы помех, когда
импульс воспринимается как импульс частичного разряда только в
случае, если он повторяется минимум при десяти периодах напряже-
ния. Описания некоторых специальных приборов для измерения харак-
теристик частичных разрядов содержатся в [480, 482—484, 503, 754,
864, 865].
При нежестких требованиях к удобству измерений характеристики
частичные разряды могут быть измерены и традиционными лаборатор-
ными приборами, которые принципиально можно разделить, как и спе-
циальные приборы, на широко- и узкополосные. Впрочем, строгое
различие здесь излишне, так как способ обработки сигнала в обычном
приборе очевиден и предполагается известным.
Обычные электронно-лучевые осциллографы обладают достаточной
полосой пропускания для регистрации импульсов, определенных во
введении к данной главе как импульсы частичных разрядов. Однако
они неудобны при серийных массовых измерениях, выполняемых обыч-
но персоналом, обученным непрерывному наблюдению за экраном ос-
циллографа.
Для определения места частичных разрядов и их особенностей ос-
циллографы оказываются предпочтительнее, чем специальные устрой-
ства для измерения характеристик частичных разрядов, так как обыч-
но осциллограф в таких устройствах используется в качестве интег-
рального составного элемента. По осциллограммам можно помимо мак-
симального значения ии получить информацию о распределении ин-
тенсивности разрядов в пределах периода колебаний испытательного
напряжения. Из закономерностей распределения (немного мощных им-
пульсов или большое количество слабых импульсов) можно сделать
выводы об опасности частичных разрядов в изоляции. По ориентации
частичных разрядов относительно фазы питающего напряжения можно
определить вид включения (места возникновения разряда). Если им-
пульсы разряда на остриях электродов в газе всегда проявляются в об-
ласти максимума напряжения при положительной или отрицательной
полуволне, частичные разряды во включениях возникают преимущест-
венно вблизи перехода напряжения через нулевое значение, т. е. тогда,
219
когда максимальна крутизна напряжения dufdt [453, 456, 480, 492,493,
4991. При наличии некоторого опыта из формы импульсов, их распре-
деления и положения относительно кривой напряжения можно по-
черпнуть сведения о виде частичных разрядов и об их положении в изо-
ляции.
Из-за отсутствия чувствительных электронно-лучевых осциллогра-
фов в начале развития техники измерений характеристик частичных
разрядов применяли исключительно приборы для измерения уровня
радиопомех. Это — качественные высокочастотные радиоприемники,
их можно отнести к узкополосным приборам для измерений частичных
разрядов. Они имеют полосу пропускания 9 (CISPR [863]) или 5 кГц
(ANSI [862]). Приборы для измерения уровня помех представляют со-
Рис. 250. Упрощенная структурная схема прибора для измерения уровня радио-
помех:
I — входной аттенюатор; 2 — настроенный входной контур; 3 — смеситель; 4 — усилитель
промежуточной частоты; 5 — выходной каскад с прибором
бой радиоприемники амплитудно-модулированных радиосигналов и
работают в соответствии со схемой на рис. 250. Входной сигнал посту-
пает на ослабитель 1 и через настроенный промежуточный контур 2 по-
падает на смеситель 3. Затем промежуточный сигнал усиливается уси-
лителем 4 и попадает на выходной блок с регистрирующим прибором 5.
В соответствии с первоначальной целью применения таких прибо-
ров выходной блок вырабатывает электрический сигнал, измеряемый
прибором и субъективно воспринимаемый человеком как напряжение
помех. При радиоприеме помехи выражаются в тресках, сильно выра-
женных при большом уровне помех и малой частоте следования им-
пульсов. В одинаковой мере мешают приему и помехи с малой амплиту-
дой, но большой частотой следования импульсов (псофометрическая
кривая). Если на вход прибора подать периодически повторяющийся
импульс напряжения одной и той же формы, то показания прибора бу-
дут увеличиваться с возрастанием частоты следования импульсов. По-
казания различаются примерно в 2 раза при частоте повторения 100 Гц
и при очень высоких частотах (для приемника CISPR). Очевидно, что
такой способ измерения не дает критерия для оценки надежности рабо-
ты изоляции объекта при измерениях случайных импульсов частичных
разрядов. Если даже частота повторения импульсов лежит в диапазоне
средних частот /0, то стрелочный прибор вообще непригоден для изме-
рения интенсивности частичных разрядов.
Градуировка приборов для измерения помех осуществляется в пи-
кокулонах или микровольтах. При соответствующей калибровочной
220
кривой прибора шкала пропорциональна кажущемуся заряду. Резуль-
таты измерений, выраженные в пикокулонах и в микровольтах, при
соответствующем перерасчете равнозначны (см. § 7.6).
Связь частичных разрядов с диэлектрическими потерями может
быть установлена путем измерений мостом Шеринга (см. § 6.2). Снача-
ла, как обычно, мост уравновешивается электронным нуль-индикато-
ром и измеряются общие потери, обусловленные проводимостью и эф-
фектами поляризации, а также частичными разрядами. Мощность по-
терь
Р = t/2o)C tg б.
Если затем заменить нуль-индикатор электронно-лучевым осцилло-
графом, то на его экране будут наблюдаться фигуры, идеализированно
представленные на рис. 251. При уравновешенном мосте по общим ди-
Рис. 251. Картины на экране осцил-
лографа при измерении диэлектриче-
ских потерь ЧР мостом Шеринга и
электронно-лучевым осциллографом
в качестеве нуль-индикатора
Рис. 252. Упрощенная структурная
схема импульсного амплитудного
анализатора
электрическим потерям будет наблюдаться картина рис. 251, а. при
равновесии по основным потерям, связанным с проводимостью и эффек-
тами поляризации, — рис. 251, б. Разница этих двух измерений дает
потери на частичные разряды [472, 496, 497, 499, 507—509, 528].
Частота следования импульсов частичных разрядов может быть
определена электронным счетчиком. Так как в большинстве случаев
можно менять входную чувствительность счетчика, то возникает воз-
можность дискриминации импульсов по их максимальным значениям.
Если необходимо измерить частоту появления импульсов, обладаю-
щих наименьшим и наибольшим максимальными значениями, то перед
счетчиком включается амплитудный анализатор [868, 869]. Принцип
действия такого анализатора поясняется схемой на рис. 252. Попадаю-
щий на вход дискриминатора 1 импульс напряжения ии (/) создает на
его выходе сигнал, если значение входного сигнала больше некоторого
установленного напряжения (базисного уровня). Затем сигнал посту-
пает на вход дифференциального усилителя, и уже с выхода усилителя
3 подается импульс на счетчик. Если входной сигнал ии (/) превышает
базисный уровень второго дискриминатора 2, то на его выходе появля-
ется сигнал такой же формы, что и на выходе дискриминатора 1. В этом
случае разность обоих сигналов равна нулю, и на счетчик импульс не
подается. Задаваясь полосой уровней (разностью базисных уровней
обоих дискриминаторов) и изменяя уровень, можно осуществить таким
221
простейшим способом анализ амплитудного спектра импульсов частич-
ных разрядов. При получении точных распределений по амплитуде
требуется соответствующая разрешающая способность счетчика (по-
рядка мегагерц), а также достаточная полоса пропускания предусили-
теля. Само собой разумеется, соединения счетчика со схемой измерения
должны быть согласованными.
7.5. СООТНОШЕНИЕ ЗНАЧЕНИЙ, ИЗМЕРЕННЫХ С ПОМОЩЬЮ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКА СВЯЗИ, С ПАРАМЕТРАМИ РЕАЛЬНОГО
ЧАСТИЧНОГО РАЗРЯДА
В зависимости от вида четырехполюсника связи и включенных за
ним приборов можно измерять временной ход импульса напряжения
г/и (/), его максимальное значение Uи, площадь, ограниченную кривой
напряжения, §ии (/) dt, число частичных разрядов и т. д. При этом
возникает вопрос, как связаны между собой характеристики ц (/),
/2 и Q = J i2 (/) dt тока частичного разряда в изоляции с величинами,
измеренными на 7?п. Идеализированные соотношения при пренебре-
жении влияниями паразитных емкостей и индуктивностей уже дава-
лись в предыдущих параграфах. Однако на практике необходимо учи-
тывать влияние реальных элементов. Сначала целесообразно дать по-
нятие постоянной времени измерительной цепи с учетом паразитной
емкости С5. Для схемы, показанной на рис. 244, а, в случае согласова-
ния (омический четырехполюсник связи нагружен согласованным на
конце кабелем Zc = 7?и) постоянная времени выражается как
т 6*3(64-4-65)
2 63+ 64 + 6б ;
а для схемы, приведенной на рис. 244, б, она равна:
т _ /?и 64(63 + 65)
и 2 63+64+65 '
Эта постоянная времени должна быть сопоставлена с временем на-
растания 7\ и длительностью Ти измеряемого импульса, если считать,
что он образован двумя экспоненциальными составляющими [455].
В зависимости от геометрических размеров включения в изоляции от-
ношение времени нарастания к длительности импульса (времени
спада напряжения до половины максимального значения) может быть
мало, и тогда для точного воспроизведения импульса частичного разря-
да необходимы три экспоненциальные функции или более [457]. Одна-
ко для нас вполне достаточно охарактеризовать импульс разряда двумя
постоянными времени.
В [463] подробно исследованы эти соотношения. Результаты иссле-
дований в сокращенном виде сведены в табл. 4. В ней в качестве крите-
рия сравнения использовано соотношение постоянной времени измери-
тельной цепи тп и времени нарастания Тп или длительность импульса
Ти частичного разряда.
222
Из табл. 4 видно, что в зависимости от выполнения измерительной
цепи величинам Un и ии (/) соответствуют различные параметры тока
12 (/) частичного разряда. Только интеграл J аи (/) dt, за исключением
двух случаев, пропорционален заряду Q.
Все сказанное относится к случаю изображения во временной об-
ласти. Используя понятия частотной области, можно выделить два слу-
чая:
1. Полоса пропускания измерительного прибора больше, чем часто-
тотный спектр импульса (в полосе пропускания прибора укладываются
все играющие роль гармонические составляющие импульса частичного
разряда). Это обычно имеет место при использовании осциллографа.
Показания прибора соответствуют максимальному значению входного
импульса напряжения, который, однако, может несколько исказиться
Рис. 253. Непосредст-
венная калибровка цепи
для измерений характе-
ристик ЧР с помощью
калибровочного генера-
тора с устранением вза-
имного влияния:
Qo = CoAHq; Со^С.
при его передаче к измерительному прибору. Результаты зависят от
вида испытуемого объекта и испытательной схемы, и поэтому их труд-
но сопоставлять с результатами других измерений.
2. Полоса пропускания измерительного прибора уже частотного
спектра импульса частичного разряда, однако она охватывает частоты
с одинаковыми амплитудами (например, узкочастотный прибор для из-
мерения характеристик частичных разрядов). Показания соответству-
ют заряду Qh, переносимому к прибору импульсом. Введением попра-
вочного коэффициента К получается кажущийся заряд Q.
Случай 1 не требует пояснения, а пояснения к случаю 2 уже были
в §7.6.
Как было показано в § 7.2, площадь, ограниченная кривой напря-
т
жения, J пи (/) dt, соответствует протекающему через сопротивление
о
связи заряду QH, который может быть пересчитан в заряд Q с помощью
коэффициента К = (С3 + С4)/С4. Так как емкости С3 и С4 из-за пара-
зитного влияния емкости С5 известны не точно и реактивное сопротив-
ление распределенной емкости С3 сильно зависит от частоты, то пере-
даточные свойства измерительной цепи определяют путем градуировки
с помощью градуировочного генератора [467, 469, 470, 480, 849]. При
непосредственной градуировке на объекте создают известный скачок
напряжения А/70 или известное изменение заряда Qo и определяют по-
казания прибора измерительного устройства (рис. 253).
Селективные приборы для измерения помех от короны на линиях
электропередачи высокого напряжения могут быть отградуированы
223
^Таблица 4. Связь величин, измеренных на /?и, с электрическими характеристиками разряда емкости С2 [463] Обмотка Л о к 1 g g 1 СУ N° <u 5 «> 3
V 6 g <£> g <£> 5 Е S | П ф I К S 1 OKI О к 1 ок 1 о 3 ^5 3 Е •=* X « Е «
Динный кабель Л | № о №
Чн i на s n* | on о
С учетом индуктивностей L S V к U* Л Vs к С? о? ** 1 . Г 4JI су - Т х О’ О S d 3 0 О’
Без учета индуктивностей схемы и подводящих проводов s Л X СУ н п СУ СО со о 7 - о Л й" о
К ь, V и -г СУ со . со м О ~ О С)
Величины, измеренные на четырехполюснике связи Пропорциональные максимальному значению напряжения /7И должны быть известны Пропорциональные нап- ряжению L/H = f(Z) долж- ны быть известны Пропорциональные ин- Т тегралу [ ии (/) dt долж- 0 ны быть известны
также с помощью генератора синусоидальных напряжений 14731. Так
как генератор градуировочного напряжения при непосредственной гра-
дуировке не допускает приложения высокого напряжения, то разрабо-
таны косвенные способы градуировки, при которых градуировочный
импульс поступает с заземленного конца схемы, и во время измерений
можно сравнивать импульс частичного разряда с градуировочным им-
пульсом. Однако при вводе в работу устройства для измерения харак-
теристик частичных разрядов и при каждых изменениях схемы на сто-
роне высокого Напряжения импульс для косвенной градуировки реко-
мендуется проверить методом непосредственной градуировки.
Подробные рекомендации по экспериментальному определению по-
правочных коэффициентов, по различным возможностям реализации
связи с градуировочными генераторами, по учету влияния внутренне-
го сопротивления генераторов и другие вопросы, связанные с калибров-
кой, можно найти в работах [463, 468, 745, 753, 845, 850, 855], а также
в нормах VDE [473, 477, 478, 520], NEMA [475, 501], ASTM [502] и
МЭК [866].
7.6. ЭКВИВАЛЕНТНОСТЬ РЕЗУЛЬТАТОВ ИЗМЕРЕНИЙ,
ВЫРАЖЕННЫХ В ПИКОКУЛОНАХ И МИКРОВОЛЬТАХ
Как уже упоминалось в § 7.4, в начале развития техники измере-
ний характеристик частичных разрядов применялись исключительно
приборы для измерения радиопомех, да и в настоящее время с их по-
мощью получают ценные результаты. В таких приборах интенсивность
измеряемых частичных разрядов выражается в микровольтах. В насто-
ящее время такие приборы все еще находят широкое применение, в
частности при измерениях внешних частичных разрядов на арматуре
линий электропередачи высокого напряжения и для контроля качества
изоляции в процессе ее изготовления при малой емкости объекта. По-
этому часто ставится вопрос о том, как можно пересчитать друг в друга
результаты измерений, выраженные в микровольтах и пикокулонах.
Прежде чем ответить на этот вопрос, необходимо понять, от чего зави-
сят показания измерительного прибора. Для этого воспользуемся
рис. 254. Усилитель промежуточной частоты прибора для измерения
радиопомех обладает некоторой частотной характеристикой, которая
в идеализированном случае представлена на рис. 254, б. Усилитель об-
ладает свойствами полосового фильтра со средней частотой /0. Подавая
на вход прибора импульс частичного разряда, длительность которого
(средняя ширина 6) меньше величины 1//0 (рис. 254, а), на выходе уси-
лителя промежуточной частоты получают колебания косинусоидаль-
ной формы, амплитуда которых промодулирована по закону sin х/х
(рис. 254, в). Независимо от формы входного импульса максимальная
амплитуда колебаний
Umax “ 2 A0FAf,
где F — площадь, ограниченная кривой напряжения частичного раз-
ряда; Ао — коэффициент усиления или ослабления усилителя проме-
жуточной частоты.
225
Таким образом» напряжение Vтах не имеет прямого отношения к
максимальному значению напряжения импульса частичного разряда,
так как Ао и А/ — постоянные величины, а зависит главным образом
от площади, ограниченной кривой напряжения. Подставив Ао ~ 1 и
со оо
F = J «и (0 dt = J ги (0 dt = Ra QH,
О о
получим максимальное напряжение
max — 2 7?и QvAf-
Оно оказывается пропорциональным протекшему через /?и заряду
QH, и его можно измерить с помощью прибора, измеряющего макси-
мальное значение импульсного напряжения (см. пп. 3.4.3). Учитывая
сделанные в § 7.3 замечания, можно заметить, что показания измери-
Рис. 254. Связь между площадью, ограниченной кривой напряжения импульсов
ЧР и показаниями прибора без коррекции:
а — импульс ЧР; б — идеализированная амплитудно-частотная характеристика усилителя
промежуточной частоты; в — напряжение на выходе усилителя промежуточной частоты
тельного высокоомного прибора, подсоединенного параллельно накоп-
ленному конденсатору, пропорциональны кажущемуся заряду незави-
симо от частоты возникновения частичных разрядов.
Если в качестве сопротивления связи /?и используется входное со-
противление прибора для измерения радиопомех (/?вх = 50 Ом, А/ =
= 9 кГц), то при QH = 1 пКл и измерительном приборе, проградуи-
рованном в единицах действующего значения напряжения, получим
напряжение по прибору
Unp = итах=- 2-50-10-12-9• 103 = 0,6364 мкВ,
|/ 2
а
Umax = УГ ^пр = 0,900 МКВ.
Для старых приборов, имеющих входное сопротивление 7?вх =
= 60 Ом. получим соответственно Umax= 1,08 мкВ. Строго говоря,
вместо А/ необходимо использовать так называемую импульсную по-
226
лосу пропускания А/имп, однако она совпадает с А/ в пределах допус-
тимых отклонений частоты.
Таким образом, заряд в 1 пКл соответствует максимальному напря-
жению Uтах 1 мкВ с отклонением не более 10% (Umax представля-
ет собой не действующее, а максимальное значение измеренного напря-
жения).
Если учесть, что накопительный конденсатор может несколько раз-
рядиться в паузе между импульсами, то показания прибора будут за-
висеть от частоты следования импульсов. Постоянные времени зарядки
и разрядки конденсатора в приборе CISPR выбираются такими, чтобы
при большой частоте следования импульсов (выше 2 кГц) прибор пока-
зывал Uтах/2, при частоте 100 Гц — половину этого значения и при
2 Гц — 1/20 этой величины (рис. 255).
Рис. 255. Связь между
Umax, Un И ЧаСТОТОЙ
следования импульсов
для прибора CISPR, из-
меряющего уровень по-
мех
Если правильно пересчитать показания прибора для измерения
радиопомех с учетом сказанного, калибровки по действующему значе-
нию напряжения и эффективного сопротивления связи 7?и,Эфф =
= RhRbh/(Rh + Rbh), то результаты измерений в пикокулонах и мик-
ровольтах оказываются полностью совпадающими.
На практике сначала пересчитывают измеренное напряжение сог-
ласно рис. 255, а затем определяют заряд, протекший через сопротив-
ление связи,
Qh “7Z Г7~
2/<и, эфф А/
и по нему определяют кажущийся заряд
или
6*3 + 6*4_______Т/2_______ JJ
С4 aR^t эфф А/ Р
Если /7пР выражено в децибелах, то сначала производят пересчет
напряжения в микровольты (0 Дб соответствует 1 мкВ):
U^ = 10^пр/2°
227
В заключение подчеркнем еще раз, что приведенные рассуждения
справедливы только для случая, если спектр частот импульса частот-
ного разряда лежит в пределах /0 + Д/имп/2 и постоянен, или, рассмат-
ривая во временной области, если средняя длительность импульса
меньше величины 0,1//0- Это замечание относится не только к специаль-
ным приборам для измерения уровня радиопомех, но и ко всем другим
узкополосным приборам.
При применении поправочной кривой прибора CISPR (рис. 255) пред-
полагается, что импульсы частичных разрядов следуют периодически.
Однако это условие не выполняется, так как импульсы представляют
собой марковские процессы n-го порядка. Однако погрешность, выз-
ванная этим обстоятельством, обычно мала по сравнению с другими
видами погрешностей.
Прибор для измерения максимального напряжения со встроенным
перерасчетом частоты следования импульсов принято называть квази-
пиковым детектором в отличие от прибора без перерасчета — пи-
кового детектора. В новейших приборах устройство перерасчета мо-
жет быть при желании отключено или включено, и отпадает необходи-
мость пользоваться графиком на рис. 255 (например, в приборе фирмы
Rohde u. Swarz, тип ESH 2). Подробности относительно вышеупомяну-
той проблематики можно найти в многочисленных работах, например
в [503, 635, 637, 753, 856—863].
7.7. ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ К ПРОБЛЕМАМ
ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК ЧАСТИЧНЫХ РАЗРЯДОВ
Существенным обстоятельством, определяющим применимость устройства
для измерения характеристик частичных разрядов, является его чувствитель-
ность, в конечном счете определяемая собственными шумами прибора, или его
действующим входным сопротивлением. В качестве ориентировочных значений
чувствительности измерения кажущегося заряда Q при объектах с сосредоточен-
ной емкостью можно назвать цифры от 0,005 до 10 пКл, при длинных кабелях —
примерно 1 пКл. Эти оптимальные величины, само собой разумеется, достижимы,
если общий уровень помех в месте проведения измерений ниже указанных зна-
чений, а использованный источник напряжения сам свободен от частичных раз-
рядов. Обычно оба условия соблюдаются без особых трудностей.
Все способы измерения частичных разрядов, основанные на использовании
четырехполюсника связи и схемы на рис. 244, регистрируют не только частичные
разряды в объекте, но и в источнике напряжения и конденсаторе связи, как и
коронные разряды на элементах схемы, находящихся под высоким напряжением.
При селективных способах измерения можно устранить влияние разрядов, возни-
кающих в источнике напряжения, путем включения между источником и объектом
фильтра, настроенного на частоту измерений [481]. При применении испытатель*
ных трансформаторов с низким уровнем частичных разрядов и некоронирующих
соединительных проводов (например, гибких металлических шлангов большого
диаметра) снижаются затраты на борьбу с помехами (рис. 256). При испита*
ниях силовых трансформаторов и трансформаторов напряжения можно частично
обойти эту проблему, используя сам объект как источник испытательного напря-
жения (возбуждая трансформатор с первичной стороны).
22§
В некоторых случаях к обычным помехам добавляются помехи от недалеко
расположенных сильноточных устройств или мощных радиопередатчиков. Этот
вид помех можно устранить либо экранировкой помещения с соответствующим
высоким затуханием электромагнитной волны при прохождении экрана [510,
511, 853, 871, 872], либо организацией испытаний в часы, когда уровень помех
минимальный. Дальнейшие возможности открываются при использовании мосто-
вых схем (см. § 7.3) и дифференциальных передач, при которых ослабляются
помехи путем сравнения синфазных сигналов или полей [464, 505, 506]. В конце
концов, внешние помехи можно нейтрализовать в определенной степени, прини-
мая антенной сигнал помехи и вводя его в противофазе в измерительную цепь.
На возможность подавления помех с использованием числовой логики уже указы-
валось в § 7.4.
Перед тем как использовать то или иное мероприятие по подавлению помех,
следует провести тщательный анализ причин возникновения помех и путей их
попадания в измерительную цепь. Об этом сообщается в двух подробных отчетах
СИГРЭ [854, 877], где анализируются способы распознания сигналов, вызванных
не частичными разрядами в объекте, и рекомендуются мероприятия по подавле-
нию помех. Кроме того, содержание § 1.5 может служить для понимания условий
возникновения помех, их распространения и способов борьбы с помехами при
измерениях частичных разрядов.
В предыдущих параграфах были описаны схемы, позволяющие в простейших
случаях и при некотором опыте установить место возникновения частичных раз-
рядов. Это можно сделать также и для больших трансформаторов, правда,
в ограниченном объеме. При этом требуется большое число измерений на отдель-
ных выводах трансформатора, по возможности при различных частотах и напря-
жениях на разных участках обмоток. Количественное сравнение результатов
измерений, а также использование акустических методов определения места раз-
ряда с помощью микрофонов, звуковых и ультразвуковых источников и геомет-
рической триангуляции позволяют более или менее точно установить место воз-
никновения частичных разрядов [460,
461, 518, 521, 745, 810, 844, 845, 853,
878].
В зависимости от обстоятельств
можно также использовать электромаг-
нитные поля, вызванные частичными
разрядами, для установления места раз-
рядов. Так как напряженность электро-
магнитного поля уменьшается при уда-
лении от источника излучения, то мож-
но с помощью антенны, настроенной
на электрическую или магнитную состав-
ляющую поля и подключенной к при-
Рис. 256. Измерения характеристик
ЧР в полностью экранированной лабо-
ратории высокого напряжения с некоро-
нирующей подводкой высокого напря-
жения гибкими шлангами (фирма Mes-
swandler — Ban)
емнику, установить положение источника помехи [476, 514—516]. В некоторых
случаях этим способом удается определить источник излучения с погрешностью
не более нескольких сантиметров, например в обмотках статоров генераторов,
в изоляторах. Абсолютные измерения напряженностей полей помех не приме-
няются из-за трудностей учета влияния геометрических факторов.
Измерением величин на выводах объекта и пересчетом их на характеристики
частичного разряда обычно ограничивается испытание объекта на частичные раз-
ряды. Однако остается проблема интерпретации полученных результатов в отно-
шении их связи с предполагаемой способностью надежной работы объекта в те-
чение некоторого времени. Четкая интерпретация результатов возможна при стро-
гом учете явлений старения изоляции только для серийно изготовляемого обору-
дования или при наличии явно выраженных дефектов, возникших в процессе
изготовления изоляции. Встречающиеся оценки опасности обычных частичных
разрядов, в частности установление допустимого уровня частичных разрядов
5 пКл для кабелей и от 5 до нескольких сотен пКл для силовых и измерительных
трансформаторов, в зависимости от их величины все еще являются дискуссион-
ными [880].
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1« Wegmann, L.: Em Universal-Kathodenstrahloszillograph fur industrielle Forschung •
und Kontrolle. Trans. Instrum, a. Measurem. Conference Stockholm 1952
2. Induni, G.: Moderne Hochspannungsoszillographen mit kalter Kathode. Arch. Techn,
Messen, ATM-Blatt J 8345-6 (1953)
3. Zaengl, W.: Das Messen hoher rasch veranderlicher StoBspannungen. Diss. TH
Munchen 1964
4. Lord, H. W.: High frequency transient-voltage measuring techniques. El. Engng. 82
(1963) 121-124
5. Wigington, R. L.; Nahmann, N. S.: Transient analysis of coaxial cables considering
skin effect. Proc. I. R. E. 45 (1957) 166 — 174
6. Thurston, W. R.: The measurement of cable characteristics. General radio experi-
menter 31 (1957) Nr. 12 u. 32 (1957) Nr. 1, 2, 3, 7
7. Park, J. H.: Surge measurement errors introduced by coaxial cables. Trans. AIEE 77
(1958) Part I, 343-350
8. Park, J. H.: Shunts and inductors for surge-current measurements. J. of Research
of N. B. S. 39 (1947) 191-212
9. Moller, K.: Uber das Verhaiten der metallischen Abschirmung von Hochspannungs-
laboratorien bei Funkendurchschlagen. ETZ A 85 (1964) 375 — 380
10. Moller, K.: Spannungsabfalle in den Wanden metallisch abgeschirmter Hochspan-
) nungslaboratorien. ETZ A 86 (1965) 421—426
11, Kind, D.; Sirait, T.: Uber die Ermittlung der Erdstrome von StoBspannungsanlagen.
ETZ A 85 (1964) 848-849
12. Ortloff, M.: Breitband-Funk-Entstorgerate fur Aufzugsanlagen und geschirmte
Raume. ETZ В (1959) 136-139
13. Friess, W.: Einfiihrung in die Technik der Spannungsmessungen III.*Neues von
Rhode und Schwarz 20 (1966) 33—40
14. Bethe, K.: Unterdriickung von Mantelstromen auf geschlossenen Hochfrequenz-
leitungen. Int. Elektr. Rundschau (1966) H. 3, S. 137 — 142
15. Kolar, R. H.: Variable persistance increases oscilloscope’s versatility. Electronics 38
(1965) 66 — 70 •
16. Hille, G. H.: Die Sofortbildfotografie in der Oszillografentechnik. Elektronik 9 (1960)
267-271
17. Borries, B. von; Ruska, E.: Uber die Beurteilung der MeBleistung von Kathoden-
strahloszillographen. Arch. Elektrotech. 34 (1940) 161 — 166
18. Lewis, I. A. D.; Wells, F. H.: Millimicrosecond Pulse Techniques. London, New York:
Pergamon-Press 1956
19. Schmidt, W. F.: Fortschritte bei der Entwicklung von Oszillographenrohren. Elek-
tronik (1968) H. 2, S. 49-51
20. Strigel, R.: Elektrische StoBfestigkeit, 2. Aufl. Berlin, Gottingen, Heidelberg: Springer
1955
21. Czech, J.: OszillographenmeBtechnik, 2. Aufl. Berlin: Verlag fur Radio-Foto-Kino-
technik 1959
22. Nielsen, M. R.; Odershede, J.: Hochspannungslaboratorium der Nordiske Kabel
bg Drahtfabriker. Ingen ibren 18 (1961)
231
23. Edgerton, H.: Travelling wave oscilloscope. Industrial Paper, Edgerton-Germeshausen
u. Grier, Inc. Boston, Data Sheet 7071
24. Larsen, H.; Martin H.: Ein Naherungsverfahren zur Untersuchung der Verzerrungen
von MeBimpulsen bei der Ubertragung durch Koaxialkabel. Frequenz 10 (1956)
65-76
25. Nahmann, N. S.: A discussion on the transient analysis of coaxial cables considering
high frequency losses. IRE-Trans. CT—9 (1962) 144 — 152
26. Gleborich, G. V.: Nanosecond pulse distortion on a coaxial cable (russ.). Radiotekhnika
18 (1964) 54-62
27. IEC: Radio frequency cables, general requirement and measuring methods. IEC Publ.
96-1, Genf 1962
28. Engels, R. D.: Die Messung der Abschirmwirkung von KabelauBenleitern. F. u. G.-
Rundschau 1966
29. Miller, C. J.; Wittibschlager, J. F.: Measurement of steep-front impulse waves with
an isolated screen room installation. Trans. AIEE 77 (1958) 262 — 271
30. Frungel, F.: High speed pulse technology, Bd. II. New York, London: Academic
Press 1965
31. Schmied, H.: MeBmethoden zur oszillographischen Registrierung von Vorgangen
in schnellen StoBstromentladungen. Z. angew. Phys. 23 (1967), 458—461
32, Wunsch, D. C.; Erteza, A.: Kerr cell measuring system for high voltage pulses. Rev.
Sci. Instrum. 35 (1964) 816
33. Schmied, H.: Die Messung von Hochspannungsimpulsen mittels Kerrzellen. Bull.
SEV 59 (1968) 679-689
34. Kaden, H.: Wirbelstrome und Schirmung in der Nachrichtentechnik, 2. Aufl. Berlin
Heidelberg, New York: Springer 1966
35. Haefely u. Cie. AG: Die Erdung von StoBspannungsanlagen Basel: Eigenverlag 1966
36. Fricke, H. W.: Die fotografische Registrierung von Elektronenstrahloszillogrammen.
Philips Taschenbucher 1966
37. Clevite: Elimination of noise in low-level circuits. Clevite Corp., Brush Instruments
Division. Cleveland (USA) 1967
38. Delson, J. H.: Elektromagnetic field phenomena in shielded aerial cables under
surge conditions. Trans. AIEE (Power, App. a. Syst.) 77 (1958) 247—252
39. Dietrich, R. E.; Gillies, D. A.: Shielding measuring circuits from fast rise voltages
and currents. AIEE Conference 1962
40. Gooding, F. H.; Slade, H. B.: Shielding of communication cables. Trans. AIEE
(Comm. a. Electron) 74 (1955) 378 — 387
41. Pearlston, С. B.: Case and cable Shielding, bonding, and grounding considerations
in electromagnetic interference. IRE Trans. (Radio Frequency Interference) 4 (1962)
1-16
42. Shankel, D. F.; Smith, H. M.: Switching surge instrumentation and measurement
techniques for EHV systems. IEEE Winter Power Meeting 1963
43. Nelson, J. E.: Introduction to oscilloscope differential amplifiers. Tektronix Service--
Scope Nr. 33 u. 34, 1965
44. Brno, J. J.: Die gleichlaufenden. Spannungen in Datenverarbeitungsanlagen und
MaBnahmen zur Storspannungsunterdriickung. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt
J 084-5 1965
45. Klein, G.; Zahlberg van Zelst, J. J.: Allgemeine Betrachtungen uber Differenzver-
starker. Philips Techn. Rundschau 22 (1960/61) 403
46. Kimball, J. L.: Common-mode rejection in wide band D. C. systems. Electronics 1961,
S. 61
47. Starke, L.: Erdpotentialfreie Eingangsschaltungen zur Messung in Starkstromnetzen.
Elektronik 1960, S. 55
48. Berger,’ K.: Comparative Tests on Sparkgaps. Cigre-Bericht Nr. 326, S. 410—415
49. Einenkel, H.; Heinz, W.: Spannungsteiler zum Nachweis hoher Impulsspannungen.
im Mikrosekundenbereich. ETZ A 87 (1966) 789 — 792
50. Erozolimski, G.: Ein Generator fur Nanosekunden-Einzelimpulse hoher Spannung,
PTE (1963) Nr. 2, S. 93
.232
51. Pavlowski, A.; Sklizkov, G.; Obtaining high voltage square pulses. Pribory i Tekhnika-
Eksperimenta 1962, Nr. 2
52. Romano, A.: Etude de diviseurs de tension en regime permanent, R. G, E. 65 (1956)
289-300
53. Hylten-Cavallius, N.: Impulse tests and measuring errors. ASEA Journal 30 (1957)
75-84
54. Haefely u. Cie. AG: Die Erdung von StoBspannungsanlagen. Basel: Eigenverlag 1965
55. Prinz, H.: Blitz, Feuer, Funke. Munchen: F. Bruckmann 1965
56. Berger, K.; Asner, A.: Neue Erkenntnisse fiber das Verhalten und die Priifung von.
Spannungsteilern zur Messung sehr hoher rasch veranderlicher StoBspannungen. Bulk
SEV 51 (1960) 769-783
57. Creed, F. C.; Collins, M. M. C.: The measurement of short duration impulse voltages.
Trans. IEEE 82 (1963) 621-629
58. Asner, A.: Ersatzschema der Zuleitung in der HochspannungsmeBtechnik, insbesondere
bei der Messung rasch veranderlicher StoBspannungen. Bull. SEV 52 (1961) 192 — 203
59. Nielsen, M. R.; Odershede, J.: Hochspannungslaboratorium der Nordiske Kabel og
Drahtfabriker. Ingenioren 18 (1961)
60. Rodewald, A.: Vber den EinfluB des Wellenwiderstands derZuleitung auf dasRecht-
eckstoBverhalten eines StoBspannungsmeBkreises. ETZ A 86 (1965) 24—25
61. Gary, C.: La measure des hautes tensions de choc, Les diviseur de tensions. R. G. E.
64 (1960) 517-552
62. Zaengl, W.; Feser, K.: Ein Beitrag zur Berechnung des Ubertragungsverhaltens von
StoBspannungsteilern. Bull. SEV 55 (1964) 1250 — 1256
63. Wunsch, G.: Moderne Systemtheorie. Leipzig: Ak’ademische Verlagsgesellschaft-
Geest und Portig 1962
64. Wunsch, G.: Theorie und Anwendung linearer Netzw^rke, Teil I und. II. Leipzig:
Akademische Verlagsgesellschaft Geest und Portig 1961.
65. Asner, A.: Neue Erkenntnisse fiber die Messung sehr hoher, rasch veranderlicher
StoBspannungen mittels Spannungsteiler. Diss. ETH Zurich Nr. 2975, 1960
66. Asner, A.: Fortschritte auf dem Gebiet der Messung sehr hoher rasch veranderlicher
StoBspannungen. BBC-Mitteilungen 47 (1960) 239 — 267
67j Kdden, H.: Impulse und Schaltvorgange in der Nachrichtentechnik. Munchen:
Oldenbourg 1957
68. Bode, H.: Network analysis and feedback amplifier design. New York: Van Nostrand.
1951
69. Claussen, H. H.: Zusammenhang zwischen .Betrag und Phase zeitinvarianter linearer
Mindestphasennetzwerke. Rohde und Schwarz-Mitteilungen 20 (1966) 280—288
70. Kaufmann, H.: Dynamische Vorgange in linearen Systemen der Nachrichten- und.
Regelungstechnik. Mfinchen: Oldenbourg 1959
71. Doetsch, G.: Einfiihrung in Theorie und Anwendung der Laplace-Transformation.
Basel, Stuttgart: Birkhauser 1958
72. Nixon, F. E.: Beispiele und Tafeln zur Laplace-Transformation. Stuttgart: Franckh -
sche Verlagshdlg. 1964
73. Hagenguth, J. H.: StoBpriifung von Transformatoren nach amerikanischer Praxis.
ETZ A 76 (1955) 828 —831
74. Hagenguth, J. H.; Meador, J. R.: Impulse testing of power transformers. AIEE
Technical Paper 52 — 194 (1952)
75. Kaiser G.: Erfahrungen mit der StoBspannungspriifung von groBen Transformatoren.
Elektrizitatswirtschaft 66 (1967) 761—771
76. Rabus, W.: Eine neue Methode der Fehleranzeige bei der StoBpriifung von Transfor-
matoren und Wandlern. VDE-Fachbericht 1953
77. Helmchen, G.: Fortschritte auf dem Gebiet der StoBpriifung von Transformatoren.
ETZ A 77 (1956) 193-201
78. Liebscher, F.; Meyer, H.: Die StoBspannungspriifung der Isolation elektrischer
Maschinen. ETZ A 78 (1957) 481-490
79. Griscom, S. B.; Lloyd, B. L.; Hilemann, A. R.: Voltage divider for measuring impulse
voltages on transmission lines. Trans. AIEE 73 (1954) Part III A, 228 — 235
8 Зак. 1334
233
80. Aked, A.: Peak voltage measurement of standard impulse voltage waves. Proc. 1ЕЁ
103 (1956) Part C, 186-189
81. Meyer-Eppelen, W.: Die Messung der Frequenzcharakteristik linearer Systeme durch
einmalige oder wiederholte Schaltvorgange. Fernmeldetechn. Z. (1951) 174 — 182
82. Muller, I.: Bestimmung des Amplituden- und Phasengangs von linearen Ubertragungs-
systemen. Fernmeldetechn. Z. (1951) 211—220
83. Schultz, W.: Messen und Priifen mit Rechtecksignalen. Eindhoven (Holland): Philips
Technische Bibliothek 1966
84. Wagner, K, W.: Operatorenrechnung und Laplacesche Transformation. Leipzig:
Barth 1950
85. Fisher, F. A.: Transient response of impulse voltage dividers. Trans. AIEE 77 (1958)
Part I, 411-420
86. Goldmann, S.: Transformation calculus and electrical transients. Englewood Cliffs:
Prentice Hall 1949
87. Weber, E.: Linear transient analysis. New York: Wiley 1954
88. Glasoe, G. N.; Lebacqz, I. V.: Pulse generators. M. I. T. Radiation Laboratories
Series Nr. 5. London: McGraw-Hill 1948
89. Creed, F, C.: La mesure des ondes de choc coupees sur le front. Cigren Bericht Nr. 320,
1958
90. Ozkaya, M.: Uber MeBfehler bei der StoBspannungsmessung mit Spannungsteiler
und Oszillograph. Diss. TH Stuttgart 1958.
91. Baatz, H.; Bocker, H.; Ozkaya, M.: Die Eichung von StoBspannungsmeBkreisen
mittels RechteckentladestoB. ETZ A 79 (1958) 553 — 560
92. Toepier, M.: Neuer Weg zur Bestimmung der Funkenkonstanten, einzelner Spannungs-
stoBe mit berechenbarem gesamten Spannungsverlaufe. Arch. Elektrotech. 17 (1926)
67-70
93. Burawoy; 0. : Funkenverzogerung bei SpannungsstoBen von sehr kurzer Dauer, Arch.
Elektrotech. 16 (1925) 186-219
94. Goodmann, D. H.; Sloan, D.; Trau, E.: A high voltage high speed square wave surge
generator. Rev. Sci. Instrum. 23 (1952) 766
95. McDonald, D. F.; Benning, C. F.; Brient, S. J.: Subnanosecond risetime multikilovolt
pulse generator. Rev. Sci. Instrum. 36 (1965) 504 — 506
96. Valley, G. E.; Wallman, H.: Vacuum tube amplifiers. New York, Toronto, London:
McGraw-Hill 1948
97. VDE 0433: Erzeugung und Messung von Hochspannungen, Teil 3. Berlin: VDE-
Verlag 1966
98. IEC Publ. Nr. 60: High-voltage test techniques. Genf: IEC 1962
99. Stephanides, H.: Spannungsteiler fur hohe StoBspannungen und ihre Anwendung und
MeBgenauigkeit. Scientia Electrica IV (1958) 33 — 46
100. Wolf, H.: Uber den Zusammenhang zwischen Bandbreite und Anstiegszeit. Elektronik
(1963) 303-308
101. Mulvey, I.: Appraising Oscilloscope Specifications and Performance. Electrical
Design News 1961
102. Kiipfmuller, K.: Die Systemtheorie der elektrischen Nachrichteniibertragung, 2. Aufl.
Stuttgart: Hirzel 1952
£03. Davenport, W. B.; Root, W. L.: Random signals and noise. New York. Toronto,
London: McGraw-Hill 1958
104. Paley, R. E. A. C.; Wiener, N.: Fourier transforms in the complex domain. Am.
Math. Soc. Colloq. Publ. 19 (1934) 16
105. Schwenkhagen, H. F.: Allgemeine Wechselstromlehre Bd. 2, Vierpole, Leitungen,
Wellen. BerHn, Gottingen, Heidelberg: Springer 1959
106. Marguerre, W.: Die Berochnung des StoBkreises filr eine gegebene Form der StoB-
spannung. ETZ 60 (1939) 837—839
107. Etzel, 0.; Helmchen, G.: Die Berechnung der Elemente des StoBspannungskreises
filr die StoBspannung 1,2/50, 1,2/5, 1,2/200. ETZ A 85 (1961) H. 18
108. Moeller, F.: Kapazitat von Anordnungen mit Ebenen und Zylindern. Arch. Techn.
Messen Z-130 1943.
234
109. Bellaschi, P. L.: The measurement of high-surge voltages. Trans. AIEE 52 (1933)
544-567
110. Elsner, R.: Die Messung steiler HochspannungsstoBe mittels Spannungsteiler. Arch.
Elektrotechn. 33 (1939) 23-40
til. Schwab, A.: Spannungsteiler groBer Bandbreite filr hohe StoBspannungen. ETZ A 85
(1964) 878-879
112. Harada, T.; Itami, T.: A new consideration on a resistor divider for impulse voltage
measurements. IEEE Trans. Pow. App. a. Syst. 85 (1966) 511 — 523
113. Harada, T.: Improvement of the resistor divider response characteristics by the
inductive resistor. Central Research Institute of Electric Power Industry, Tokio,
Techn. Rep. E 64005
114. ' Zinke, 0.: Frequenzunabhangige kapazitiv-ohmsche Spannungsteiler filr MeBzwecke.
ETZ 31 (1939) 927-930
115. Hagenguth, J. H.: Short-sparkover of gaps. El. Eng. 56 (1937) 67 — 76
116. Goosens, R. F.; Provoost, P. G.: Fehlerquellen bei der Registrierung hoher StoB-
spannungen mit dem Kathodenstrahloszillographen. Ein neuer HochspannungsmeB-
widerstand. Bull. SEV 37 (1946) 175-184
117. Howard, P. R.: Errors in recording surge-voltage. Proc. IEE 11/99 (1952) 371 — 383
118. Howard, P. R.: Measurement of impulse voltages an currents. Nat. Phys. Lab. Preci-
sion Electrical Measurements 1955, 18
119. Hortopan, G.: Das Verhalten eines abgeschirmten Spannungsteilers. Elektrie 17
(1963) 310-311
120. American Standard Association: American standard for measurement of voltage m
dielectric tests. AIEE Nr. 4 ASA 3 68.1, 1953
121. Park, J. H.; Cones, H. N.: Puncture tests on porcelain distribution insulators using
steep-front voltage surges. Trans. AIEE Power App. and Syst. 72 (1953) 737 — 746
122. Rohlfs, A. F.; Kresge, J. F.; Fisher, F. A.: The response of resistance voltage dividers
to steep-front impulse waves. Trans. AIEE 76 (1957) Part I, S. 634 — 646
123. Starke, L.: Breitbandverstarker. Stuttgart: Franckh 1964
124. Slamecka, E.; Waterscheck, W.: Ubertragung instationarer Spannungen dutch
Spannungsteiler. Siemens-Z. 41 (1967) 63 — 72
125. Gabor, D.: Forschungshefte der Studiengesellsehaft filr Hochstspannungsanlagen
(1927) 7-74
126. Raske, W.: MeBteiler fur hohe Spannungen. Areh. Elektrotech. 31 (1937) 653 — 666 m
732-748
127. Raske, W.: MeBteiler filr hohe StoBspannungen. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt
Z 116-1 (1938), —4 (1939), — 5 (1939)
128. Hohl, H.: Der Hochspannungsteiler beim Kathodenstrahloszillographen. Arch.
Elektrotech. 35 (1941) 663-671 u. 36 (1942) 324-331
129. Herbst, W.: Eine fahrbare MeBkabine zur oszillographischen Aufzeichnung schnelT
verlaufender Hochspannungsvorgange. ETZ A (1956) 105 — 107
130. Gygi, E.; Schneider, F.: A nanosecond pulse generator of 200 kV amplitude. CERN
64—46 Genf 1964
131. Feser, K.: EinfluB des Niederspannungsteils auf das Ubertragungsverhalten von
StoBspannungsteilern. Bull. SEV 57 (1966) 695 — 701
132. Burch, F. B.: On potential dividers for cathode ray oscillographs. Phil. Mag. 7/13
(1932) 760
133. Brady, M. M.; Dedrick, K. G.: High-voltage pulse measurement with a precision
capacitive voltage divider. Rev. Sci. Instrum. 33 (1962) 1421 — 1428.
134. Fowkes, W. R.; Rowe, M. R.: Refinements in precision kilovolt pulse measurements,
Trans. IEEE Instrum, a. Measurem. 15 (1966) 284 — 292
135, Creed, F. C.; Kawamura, T.; Newi, G.: The step response of measuring systems for
high impulse voltages. IEEE Trans. PAS 86 (1967) 140§—1420
136. Fischer, H.: Nanosecond pulses of very low impedance (Fischer Nano-Pulse-
Generator). Techn. Mitt. Hamburg Impulsphysik GmbH 1964
137/ Hubbs, C.: The New Pulse. E — H Research Laboratories, Inc. Oakland (USA)
1967
8’
235
138. Friingel, F.: Jittermessungen im ns-Bereich. Phys. Verhandlungen 1963, Nr. 7
.139. Senior, D. A.: The Kerr cell, a high speed electrooptical shutter. Pts. la. II Instru-
ments Practice 11 (1957) 338 — 441 u. 471—476
140. Holtmann, A. E. J.; Prime, H. A.: The operation and photographic characteristics
of Kerr cell type electro-optical shutter. Proc. Phys. Soc. (London) 63 В (1950)
561—572 , .
141. Pugh, E. M.; von Heine Geldern, R.; Fohner, S.; Mutschler, E. C.: Kerr cell photo-
graphy of high speed phenomena. J. Appl. Phys. 22 (1951) 487 — 493
142. Zarem, A’. M.; Marshall, F. R.; Hauser, S. M.: Millimicrosecond Kerr cell camera
shutter. Rev. Sci. Instrum. 29 (1958) 1041 — 1044
143. Jacobsen, A.: Glasfaseroptik, ein neues Hilfsmittel bei der Licht- und Bildiibertragung.
Hausmitteilungen der Jos. Schneider u. Co., Bad Kreuznach 15 (1963) 10 — 19
144. Kupfmiiller, K.: Einfiihrung in die theoretische Elektrotechnik. Berlin, Heidelberg,
New York: Springer 1973
145. Edwards, W. D.: High voltage saw-tooth and rectangular wave pulse generator.
Electron. Eng. 26 (1954) 36 — 39
146. Appel, H.; Fiinfer, E.: Firing delay and build-time in the thyratron. Z. angew. Phys.
8 (1956) 322-327
147. Fletcher, R. C.: Impulse breakdown in the 10_® sec range of air at atmospheric pressure.
Phys. Rev. 76 (1949) 1501-1511
148. Fletcher, R. C.: Production and measurements of ultra high speed impulses. Rev.
Sci. Instrum. 20 (1949) 861-869
149. Karner, H.: Die Erzeugung steilster StoBspannungen hoher Amplitude. Diss. TH
Munchen 1967
150. Friingel, F.: High speed pulse technology, Vol. I. New York, London: Academic
Press 1965
151. Zaengl, W.: Fortschritte auf dem Gebiet der Messung hoher StoBspannungen. XI.
Intern. Wiss. Kolloquium TH Ilmenau 1966. Vortragsreihe ,,E1. Isolierstoffe u.
Hochspannungstechnik“.
152. Bitterich, H. C.: Korrektur des vereinfachten Ersatzschaltbilds ohmscher Spannungs-
teiler fur hohe StoBspannungen. Diplomarbeit am Hochspannungsinstitut der Uni-
versitat Karlsruhe 1967
153. Wagner, S. W.: Stron^versorgung elektronischer Schaltungen und Gerate Hamburg:
Decker’s 1964
154. Neubert, U.: Elektrostatik in der Technik, 2. Aufl. Munchen: Oldenbourg 1954
155. Andresen, C.: Uber Winkelfehler von Hochspannungswiderstanden. Arch. Elektrotech.
31(1931) 348
156. Goree, P. de la: HochspannungsmeBwiderstande. Genie civ. 98 (1933) 68
157. Bormann, E.: Leitgummi in der Elektrotechnik. VDE-Fachberichte 17 (1953) 1/37—44
158. Hessenberg, K.: Der Hochspannungsvorwiderstand. Die 400-kV-Forschungsanlage
Rheinau, Bd. I, Heidelberg: Eigenverlag 1955, S. 117.
159. Ertl, D.: Untersuchungen an Hochspannungs-Hochohmwiderstanden. Diss. TH
Darmstadt 1952
160. Kuhlmann, K.; Mecklenburg, W.-: phmscher MeBwiderstand. Bull. SEV 26 (1935)
737
161. Heiber, E.: Vergleich einiger Eigenschaften von Kohle- und Metallschichtwider-
standen. Stemag-Nachrichtep 30 (1960) 818 — 822
162. Benthien, E.: Reversibler Temperaturverlauf elektrischer Widerstande. Stemag-
Nachrichten 35 (1962) 951-954
163. Neubert, U.: Selbsterregender elektrostatiseher Generator mit in PreBgas laufenden
Ladungsbandern. Z. Phys. 110 (1938) 334 — 351
164. Tschernyscheff, A.: Absoluter Spannungsmesser von 10 bis 180 kV. Phys. Z. 9 (1910) 445
165. Palm, A.: Ein absolutes Voltmeter fur 250 kV. Z. techn. Phys. 14 (1933) 390
166. Winkelbrandt, M.: Ein absolut eichbarer Hochspannungsmesser mit Dreifaden-
aufhangung. Arch. Elektrotech. 31 (1937) 672
167. Ganger, B.: Ein neuartiges Hochspannungsvoltmeter fiir Absolutmessungen. Arch.
Elektrotech. 39 (1949) 443
236
168. Bocker, H.: Ein neuer Hochspannungsmesser fiir relative und absolute Messung.
Arch. Elektrotech. 32 (1938) 44 u. 33 (1939) 801
169. Boning, P.: Pneumatische Anordnung zum Messen hoher elektrischer Spannungen
(Fernmessung). Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J 762 — 4 (1949)
170. Hoppe, К. H .: Absolut eichbarer elektrostatischer Hochspannungsmesser mit pneu-
matischer Anzeige. ETZ A 79 (1958) 349 — 354.
171. Greinacher, H.: Uber ein neues statisches Voltmeter. Bull. SEV 40 (1949) 816
172. Brooks, H. B.; Defandorf, J. M.; Silbsee, F.-B.: An absolute electrometer of the
measurement of high alternating voltages. J. of Research of the National Bureau
of Standards 20 (1938) 253
173. Starke, H.; Schroeder, R.: Ein Elektrometer fiir Messungen sehr hoher Gleich- und
Wechselspannungen. Arch. Elektrotech. 20 (1928) 115—122
174. Starke, H.; Schroeder, R.: Das elektrostatische Voltmeter bei symmetrischer Span-
nung und bei einpoliger Erdung. Arch. Elektrotech. 26 (1932) 279 — 282
175. Nacken, M.: Ein Normalspannungsmesser fiir hohe Spannungen mit einstellbarer
Empfindlichkeit. Arch. Elektrotech. 33 (1939) 60.
176. Hueter, E.: Uber die Messung effektiver Spannungswerte mittels der Kugelfunken-
strecke. ETZ 55 (1934) 833
177. Palm, A.: Die absolute Messung hoher Spannungen. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt
J 761-1 (1935)
178. Bauer, R.: Die MeBwandler. Berlin, Gottingen, Heidelberg: Springer 1953
179. Sweetana, A.; Flugum, R. W.: A new metering accuracy capacitive potential device.
Trans. Pow. App. a. Syst. 85 (1966) 499 — 511
180. Gertsch, G. A.; Wettstein, E.: Thematische Zusammenfassung der in den ,,Micafil-
Nachrichten“ 1958 bis 1961 erschienenen Artikel liber kapazitive Spannungswandler.
Micafil AG Zurich (Schweiz) 1962
181. Ringger, W.: Uber einige MeBwandlerprobleme. Bull. SEV 54 (1963) 921—933
182. Spriegel, W.: Kapazitive Spannungswandler. Elektrizitatswirtschaft 58 (1959)
803-806
183. Zahorka, R.: Unterschwingungen kapazitiver Spannungswandler. ETZ A 80 (1959)
108-112
184. Boning, P.: Das Messen hoher elektrischer Spannungen. Karlsruhe: G. Braun 1953
185. Zahorka, R.: Betriebsverhalten kapazitiver Spannungswandler. ETZ A 81 (1960)
381-385
186. Poleck, H.: Grundlagen kapazitiver Spannungswandler. Siemens-Z. 30 (1956) 326 — 330
187. Bauer, R.: Verwendung, Aufbau und Priifung der kapazitiven Spannungswandler.
Siemens-Z. 30 (1956) 330-333
188. Meier, H.: Schutzschaltungen gegen Kippschwingungen kapazitiver Spannungs-
wandler. ETZ 20 (1968) 26 — 29
189. Hohle, W.: Eine tragbare MeBwandler-Priifeinrichtung hoher Genauigkeit. Arch.
Elektrotech. 27 (1933) 849
190. Keller, A.: Neuzeitliche Wandlerpriifeinrichtung nach dem Differentialverfahren.
ETZ A 74 (1953) 105-108
191. Zinn, E.; Forger, K.: Ein MeBverfahren zum absoluten Bestimmen der Fehler von
Spannungswandlern. ETZ A 75 (1954) 805 — 809
192. Forger, K.: Eine Differenzbriickenschaltung fiir die Bestimmung der Fehler von
Spannungswandlern. Z. Instrumentenkd. 67 (1959) 199
193. Goldstein, J.: Die MeBwandler. Basel: Birkhauser 1952
194. Beetz, W.: Die MeBwandler. Braunschweig: Vieweg 1950
195. Woelken, H.: Theorie des Spannungswandlers. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt
Z31-1 (1942)
196. Seifert, G.: Vereinfachte Spannungswandler-Berechnung I und If. Arch. Techn.
Messen, ATM-Blatt Z 31-2/3 (1958)
197. Hohle, W.: FehlergroBen des Spannungswandlers. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt
Z 33-2 (1943)
198. Dobschall, G.: Bestimmung der GroBen im Ersatzschaltbild der induktiven MeB-
wandler. AEG-Mitt. 55 (1965) 2 — 4
237
199. Mollinger, J.; Gewecke, H.: Zum Diagramm des Spannungswandlers. ETZ 32 (1911)
922
200. Clothier, W. K.; Medina, L.: The absolute calibration of voltage transformers. Proc.
1. E. E. Vol. 104 (1957) 204-214
201. VDE0414: Regeln fiir MeBwandler. VDE-Vorschrift 0414. Berlin: VDE-Verlag
1955/56
202. Beetz, W.; Schrohe, A.; Forger, K.: Elektrizitatszahler und MeBwandler. Karlsruhe:
G. Braun 1959
203. Bodefeld, Th.; Sequenz,'H.: Elektrische Maschinen, 6. Aufl. Wien: Springer 1962
204. Bechtoldt, H.: Das Verhalten von Priiftransformatoren hoher Eigenkapazitat. Arch.
Elektrotech. 24 (1930) 833-862
205. Andresen, K.: Uber die Verzerrung der Spannung bei Hochspannungspriifsatzen.
Arch. Elektrotech. 36 (1942) 541—555
206. Schering, H.; Bridle, H.: Die Bestimmung der Hochspannung bei Verlustfaktor-
messungen mit der Scheringbriicke. ETZ 54 (1933) 51—54
207. Franck, S.: MeBentladungsstrecken. Berlin: Springer 1931
208. Ganger, B.: Der elektrische Durchschlag von Gasen. Berlin, Gottingen, Heidelberg:
Springer 1953
209. Rather, H.: Die Elektronenlawine und ihre Entwicklung. Ergebnisse der exakten
Naturwissenschaften, Bd. 33. Berlin, Gottingen, Heidelberg: Springer 1961
210. Flegler, E.: Einfiihrung in die Hochspannungstechnik. Karlsruhe: G. Braun 1964
211. Roth, A.: Hochspannungstechnik, 5. Aufl. Wien, New York: Springer 1965
212. Russel, A.: Feldstarke zweier Kugeln. Phil. Mag. (6) Bd. 11, 1906
213. Moeller, F.: Kapazitat von kugelformigen und anderen Anordnungen. Arch. Techn.
Messen, ATM-Blatt Z 130-2 (1943)
214. McMillen, F. 0.; Starr, E. C.: The influence of polarity on high voltage discharges.
Trans. AIEE 50 (1931) 23
215. McMillen, F. 0.: Polarity limits of the sphere gap. El. Engng. 58 (1938) 655
216. VDE0433: Erzeugung und Messung von Hochstspannungen, Teil 2, VDE 0433
Regeln fiir Spannungsmessungen mit einpolig geerdeten Kugelfunkenstrecken. Berlin;
VDE-Verlag 1961
217. IEC Publ. Nr. 52: Recommendations for voltage measurement by means of sphere’
gap. Publ. Nr. 52. Genf 1960
218. Binns, D. F.; Randall, T. J.: Improved spark-gap voltmeter. Proc. IEE 113 (1966)
1557-1561
219. Binns, D. F.: Calculation of field factor for a vertical sphere gap taking account of
surrounding earthed surfaces. Proc. IEE 112 (1965) 1575
220. Werner, E.: Theoretische und experimented Untersuchungen an Funkenstrecken.
Arch. Elektrotech. 22 (1929) 1
221. Raske, W.: Scheitelspannungs-Messung mit der Kugelfunkenstrecke I und II. Arch.
Techn. Messen, ATM-Blatt V 3381—2 und V 3381—3 (1940)
222. Frischmann, W.: MeBgenauigkeit der Kugelfunkenstrecke mit MeBkreisausschnitt
bei hoher Wechselspannung. Elektrie 13 (1959) 322 — 327
223. Kuffel, E.: The influence of nearby earthed objects and of the polarity of the voltage
on the direct breakdown of horizontal sphere gaps. Proc. Instn. Electr. Eng. A 108
(1961) 302-307
224. Kuffel, E.: The effect of irradiation on the breakdown voltage of sphere gaps in air
under direct and alternating voltages. Proc. Instn. Electr. Eng. C 106 (1956) 133 — 139
225. Schwab, F.: Der EinfluB der Frontsteilheit, der kosmischen und der kunstlichen
Strahlung auf die Ansprechspannung von Kugel- und Stab-Platte-Funkenstrecken.
Diss. ETH Zurich 1967
226. Wellauer, M.: Einfiihrung in die Hochspannungstechpik. Basel, Stuttgart: Birkhauser
1954
227. Kind, D.: Die Aufbauflache bei StoBbeanspruchung technischer Elektrodenanord-
nungen in Luft. Diss. TH Miinehen 1957
228. Wiesinger, J.: StoBstromionisierte Funkenstrecken. Diss. TH Miinehen 1966
229. Bewley, L. V.: Travelling waves in transmission lines. New York: Wiley 1951
238
230. Rasquin, W.: EinfluB von iiberlagerten hochfrequenten Wechselspannungen auf
die niederfrequenten Durchschlagsspannungen von Luft. ETZ A 87 (1966) 272
231. Rasquin, W.': Das Durchschlagsverhalten von Luft, bei gleichzeitiger Einvnrkung
inhomogener elektrischer Gleich- und Wechselfelc эг. Diss. TH Aachen 1965
232. Depping, F.: Das Durchschlagsverhalten verschiedener Elektrodenanordnungen
bei der Einwirkung von Gleichspannung mit iiberlagerter Hochfrequenzspannung.
Diss. TH Aachen 1961
233. В user, J.: Ziindung der Plattenfunkenstrecke in verdiinnter Luft bei Misehspannung.
Z. angew. Phys. 19 (1965) 552 — 556
234. Baumann, W.: Statistischer Felder bei der Bestimmung der 50%-O’berschlagsstoB-
spannung. ETZ A 78 (1957) 369-374
235. Matthias, A.; Schwenkhagen, H.: Fortschritte in der Aufklarung der Gewittereinflusse
auf Leitungsanlagen. Elektrizitatswirtschaft 25 (1926) 300
236. Ollendorf, F.: Uber Kapazitatsmaschinen. Arch. Elektrotech. 1923, 297
237. Kirkpatrick, P.: A rotary voltmeter. El. Engng. 51 (1932) 863 — 865
238. Kirkpatrick, P.: Further development of the rotary voltmeter. Rev. Sei. Instrum.
3 (1932) 430-438
239. Kirkpatrick, P.: Determination of voltage waveforms with the rotary voltmeter.
Rev. Sei. Instrum. 5 (1934) 33 — 37
240. Shimazu Scisakusho AG: Rotierendes Voltmeter. Z. d. Elektrot. Ver. 56 (1936) 5 (jap.)
241. Henderson, J. E.; Goos, W. H.; Rose, J. E.: The use of rotary voltmeter for measure-
ments up to 830 к Vs. Rev. Sci. lustrum. 6 (1935) 63
242. Hamwell, G. P.; van Voorhis, S. N.: An electrostatic generating voltmeter. Rev.
Sci. Instrum. 4 (1933) 540
243, van Atta, L. C.; Northrup, D. L.; van Atta, С. M.; van de Graaff, R. J.: The design
operation and performance of the Round Hill Electrostatic Generator. Phys. Rev.
49 (1936) 761
244. Cramariuc, R.: Betrachtungen zu dem mit cinem Rotationsvoltmeter erzeugten Strom.
Arch. Elektrotech. 50 (1966) 401—406
245. Cramariuc, R.: Betrachtungen zu den Faktoren, die zur Verkleinerung des Feldes
bei'Rotationsvoltmetern fiihren. Arch. Elektrotech. 51 (1966) 16 — 22
246. Cramariuc, R.: Energiebilanz von Rotationsvoltmetern. Arch. Techn. Messen, ATM-
Blatt V 3333 (1968)
247. Trump, J. G.; Safford, F. S.; van de Graaff, R. J.: Generator voltmeter for pressure
insulated high voltage sources. Rev. Sci. Instrum. 11 (1940) 54
248. Schuchard, E. A.: Generating electrostatic voltmeter. Univ, of Washington, Engng.
Experiment Station Series. Bull. Nr. 80, 1935
249. Herb, R. G.; Parkinson. D. B.; Kerst, D. W.: The development and performance
of an electrostatic generator operating under high air pressure. Phys. Rev. 51 (1937) 75
250. Paasche, P.: Hochspannungsmessungen, Berlin: VEB-Verlag Techmk 1957
251. Schwenkhagen, H.: Elektrostatischer Induktionsspannungsmesser. Elektrizitats-
wirtschaft 42 (1943) 120
252. Kind, D.: MeBgerate fiir hohe Spannungen mit umlaufenden MeBelektroden. ETZ
A 77 (1956) 14
253. Claussnitzer, W.: Hochspannungsvoltmeter nach dem Rotationsprinzip fiir Prazisions-
messungen von Gleichspannungen. Bericht Uber die Tatigkeit der Physik. Techn.
Bundesanstalt im Jahre 1953, Braunschweig 1953
254. Belot, F.: La mesure de haute tension electrique en general et en particulier ties
hautes tensions continues. Rev. Gen. Electr. 66 (1957) 247
255. Gohlke, W.; Neubert, U.: Bemerkungen zur Hoch- und Hdchstspannungsmessung.
Z. techn. Physik 21 (1940) 217-222
256. Gohlke, W.; Neubert, U.: Messungen an einem Schwingvoltmeter. Z. techn. Phys.
23 (1942) 70-76
257. Prinz, H.: Hochspannungs-Messung mit dem rotierenden Voltmeter. Arch. Techn.
Messen ATM-Blatt J 763-3 (1939) und ATM-Blatt J 763-4/5 (1942)
258. Boning, P.: Neuere Gerate zum Messen hoher Gleichspannung. Arch. Techn. Messen,
ATM-Blatt J 762-5 (1959)
239
259. Schemmrich, О.: Untersuchungen an Kreisen mit variabler Kapazitat. Arch. Elektro-
tech. 33 (1939) 229
260. Ziegler, H.: Stromkreise mit zeitlich veranderlicher Kapazitat. Arch. Elektrotech.
32 (1938) 405
261 Loeb, L. B.: Static Electrification. Berlin, Gottingen, Heidelberg: Springer 1958
262. Lobel, W. u. a.: Statische Elektrizitiit Leipzig: VEB-Fachbuchverlag 1963
263. Gruner, H.: Untersuchungen uber den Entstehungsmechanismus der elektrostatischen
Aufladung von Faserstoffen. Faserforschung und Textiltechnik 4 (1953) 249 — 275
264. Lochmuller, O.: Zwei erprobte Einrichtungen zur Messung der elektrostatischen
Aufladung an laufenden Textilfaden. Faserforschung und Textiltechnik 7 (1956) 408
265. Haase, H.: Statische Elektrrzitat und ihre Aush irkungen. Kunststoffe 45 (1955)
417 420
266. Wegener. E.; Hoth, E G : Die Auswirkungen des Raumklimas auf das Spinngut.
Melhand Textilberichte 42 (1961) 1238, 1344 u. 43 (1962) 9, 224, 341
267. Silsbee, F. B.: Static electricity. US Department of Commerce. US Government-
printing office. 1942 (Circular of N. B. S., C., 438)
268. Kahler, K.: Uber die Schwankung der elektrischen Raumladung in der Atmosphare.
Metereologische Zeitschrift 39 (1923) 204
269. Benndorf, H.: Raumladungsmessung in der freien Atmosphare. Phys. Z. 27 (1926)
576
270. Israel, H.: Atmospharische Elektrizitat, Bd. I u. II. Leipzig: Akademische Verlags-
gesellschaft Geest und Portig 1957
271. Kilinski, E.: Messung und Registrierung des luftelektrischen Potentialgefalles und
der Vertikalstromdichte. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt V 656 — 4 (1958)
272. Muhleisen, R.: Radiosonden filr luftelektrische Messungen. Arch. Techn. Messen,
ATM-Blatt V 312-4 (1958)
273. Hinz, W.; Huper, M.: Uber den EinfluB des Isolationswiderstandes auf die Hohe einer
elektrostatischen Aufladung. Wiss. Z. TH Dresden 13 (1964) 231—238
274. Palm, A.: Das elektrostatische MeBprinzip. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J
760-1 (1935)
275. Palm, A.: Elektrostatische Voltmeter. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt. J 765—1
(1935)
276. Palm, A.: Elektrostatische MeBgerate, Karlsruhe: G. Braun 1951
277. Boning, P.: Neue Formen von Elektrometern. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt
J 765-2 (1950)
278. Kohlrausch, F.: Praktische Physik Bd. 2. Leipzig, Berlin: Teubner 1956
279. Dolezalek, H.: Elektrometerrohren, Teil II. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J
8334-4 (1962)
280. Frommhold, E. A.: Der Gitterstrorn in Elektrometerrohren. Nachrichtentechnik 8
(1958) 265
281. Kessler, G.: Die Gleichspannungsrohrenverstarker III, Modulationsschaltungen.
Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt Z 634 — 10 (1952)
282. Roosdorp, E.: Elektrostatisches Messen auf elektronischem Wege. VDE-Berichte 17
(1953) 23-27
283. Beiersdorf, W.: Messung elektrostatischer Felder. Wiss. Z. TH-Dresden 10 (1961)
993-999
284. Sevin, L.: Field effect transistors. London: McGraw-Hill 1965
285. McCaslin, J. B.: Electrometer for ionization chambers using metaloxide-semicon-
ductor field effect transistors. Rev. Sci. Instrum. 35 (1964) 1587 — 1591
286. Geyger, W.: Frcmdgesteuerte MeBgleichrichter. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt
Z 52-7 (1948)
287. Potthoff, K.; Widmann, W.: MeBtechnik der hbhen Wechselspannungen, 2. Aufl.
Braunschweig: Vieweg 1965.
288. Raske, W.: Aufnahme von Hochspannungskurven technischer Frequenz. Arch.
Techn. Messen, ATM-Blatt V 3621-5 (1938)
289. Grunert, W.: Fortschritte bei der Messung von Netzoberwellen, Arch, Techn. Messen,
ATM-Blatt V 3621-8 (1954)
240
290. Raske, W.: Scheitelfaktor-Messung von Hochspannungswellen technischer Fiequenz.
Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt V 3621—7 (1939)
291. Geyger, W.: Wellenform-Bestimmung. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt V 3621—2/3
(1937)
292. Chubb, L. W.; Fortescue, C.: Calibration of the sphere gap voltmeter. Trans. AIEE
32 (1913) 739-748
293. Schimpf, R.: Die Messung von Scheitel- und Augenblickswerten holier Wechsel-
spannungen. ETZ 46 (1925) 75-81-
294. Stoerk, C.: ScheitelwertmeBeinrichtung fiir Hochspannungspriiffelder. ETZ 50
(1929) 95-96.
295. Boeck, W.: Eine ScheitelspannungsrneBeinrichtung erhohter Genauigkeit mit digitaler
Anzeige. ETZ A 84 (1963) 883 — 885
296. VDE 0433: Bestimmungen fiir ScheitelspannungsmeBeinrichtungen fiir hohe Wechsel-
spannungen. VDE 0433, Teil 6. Berlin: VDE-Verlag 1963
297. Davis, R.; Bowdler, G. W.; Standring, W. G.: The measurement of high voltages with
special reference to the measurement of peak voltages. Instn. electr. Eng. 68 (1930)
1222
298. Sharpe, С. H.; Doyle, E. D.: Crest voltmeters. Trans. AIEE 35 (1916) 99
299. Rabus, W.: Ein direkt zeigender Scheitelspannungsmesser mit Hochvakuumgleich-
richter und elektrostatischem Voltmetbr. Z. Elektrot. 2 (1949) 97
300. Rabus, W.: Scheitelspannungsmessung mit Hochvakuumgleichrichtern und elektro-
statischem Voltmeter. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt V 3383 — 3 (1955)
301. Rabus, W.: Scheitelspannungsmessung in Zweigwegstiitzschaltung. Z. Elektrot. 3
(1950) 7
302. Zaengl, W.: Die Dimensionierung von ScheitelspannungsmeBgeraten nach der Zwei-
•wegstiitzschaltung Teil I u. II. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt V 3 383 — 6 und
V 3383-7 (1961)
303. Haefely u. Cie. AG.: Hochspannungsvoltnieter zur Messung des Scheitel- und Effektiv-
wertes von Wechselspannung mit Industriefrequenz. Druckschrift. BD 658a. Basel
1967
304. Volcker, O.; Zaengl, W.: Messung des Scheitelwertes hoher Wechselspannungen II,
Schaltungen mit Entladekreis. Arch. Techn. Messen,-ATM-Blatt V 3 383 — 5 (1961)
305. MeBwandler-Bau GmbH: ScheitelspannungsmeBeinrichtungen. Technische Mitteilung
24 В Bamberg 1960
306. Vogel, O.: ScheitelspannungsmeBeinrichtung fiir hohe Wechselspannungen. Arch'.
Techn. Messen (1964) Lieferung 339 R 33 —36
307. Baker, W. P.: A novel high-voltage peak-voltmeter. Proc. Instn. electr. Eng. A 103
(1956) 519
308. van Bergen, H.; Binge, K.: Scheitelspannungsmessung von hochgespanntem Wechsel-
. strom nach dem Gleichrichterverfahren mit Germaniumdioden und Drehspulinstru-
ment. ETZ A 79 (1958) 310
309. .Devivere, H. von: EinfluB von Gleit-Stielbuschelentladungen auf die Scheitel’
spannungsmessung nach Chubb-Fortescue: Zweiter Sitzungsbericht des Beirates fiir
Hochspannungstechnik TH Hannover 1939
310. Pfeiffer, G. R.: Die Darstellung von Wanderwellen durch Exponentialfunktionen.
Wiss. Z. Hochschule f. Elektrotech., Ilmenau 11 (1965) 109 — 117
311. Rabus, W.: Messungen von Dberspannungen und StoBspannungen mit Hochvakuum-
ventil und elektrostatischem Spannungsmesser. ETZ A 75 (1953) 676 — 683
312. Rabus, W.; Fischer, E.: Ein neuer registrierender Spitzenspannungsmesser, VDE-
Fachberichte, Bd. 18. Berlin: VDE-Verlag 1954
313. Palm, A.: Elektrometer. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J 765 — 1 (1935)
314. Induni. G.: Die Verwendung von Kaltkathodenoszillographen fiir Strukturforschung
und absolute Messungen mittels Elektronenbeugung. Schweiz. Arch. (1942) Nr. 2,
35-45
315. Induni, G.: Absolute Spannungsmessung. Scientia Electrica 1 (1954) 41—53.
316. Thomson, W.: Gesammelte Abhandlungen zur Lehre von der Elektrizitat und dem
Magnetismus, (Deutsche Ausgabe von Levy und Weinstein) Berlin; Sprmger 1890
241
317. Dekker, A. J : Solid State Physics. London: Macmillan 1965
318. Thomson, W.: Rep. Brit Ass. 1867, S. 497.
319. Ajzenberg, F.; Lauritsen. T.: Energy levels of light nuclei. Rev. Mod. Phys. 27 (1955)
76 — 166
320. Finkelnburg, W.: Einfuhrung in die Atomphysik, 4. Aufh Berlin, Gottingen, Heidel-
berg: Springer 1956
321. Willard, H B. u. a.: The yield of gamma rays and neutrons from the proton bombard-
ment of fluorine. Phys. Rev. 85 (1952) 849 — 851
322. Heilpern, W.. Kaskadengenerator zur Partikelbeschleunigung auf 4 MeV. Helv.
Phys. Aeta. 28 (1955) 485-491.
323. Winkler, H.; Zych, W.: 180°-Ablenkmagnet fiir die Absolutbestimmung von Partikel-
energien. Helv Phys. Acta 34 (1961) 449 — 454
324. Hetz, G.: Grundlagen und Arbeitsmethoden der Kernphysik. Berlin: VEB Akademie
Verlag 1957
325. Rogowski, B., Steinhaus, W.: Uber einige Anwendungen des magnetischen Span-
nungsmessers. Arch. Elektrotech. 1 (1912) 141—511
326. Baum, E.: Uber erne Verbesserung des magnetischen Spannungsmessers nach Rogowski
Arch. Elektrotech. 33 (1939) 275
327 Maier, H : Eine 25-kV-Hochstromimpulsanlage zur Erzeugung von Hochtemperatur-
plasmen. Diss. TH Stuttgart 1966
328. Koppendorfer, W.: Induktionsspulen als MeBelemente an schnellen stromstarken
Gasentladungen. Interner Arbeitsbericht des Institute fur Plasmaphysik. Garching
. bei Munchen 1961,
329. Heumann, K.: Magnetischer Spannungsmesser zur Prazisionsmessung hoher Strome.
Diss. TU Berlin 1961
330. Heumann, K.: Magnetischer Spannungsmesser hoher Prazision. ETZ A 83 (1962)
349 -3515
331. Salge, J.: Uber die Wanderung von Hochstromlichtbogen in engen Spalten bei Unter-
druck. Diss. TH Braunschweig 1963
332. Tucker, M. J : A note on electronic analogue integration and differentiation. Electron.
Eng. 1953, S. 35
333. Wittke, H.: Elektrisehe Integrationsverfahren. Frequenz 9 (1955) 49
334. Wittke, H.: Fehlerfreie elektronische Integration. Elektron. Rundschau 11 (1957) 73
335. Spruth, W.: Messung des Nachstroms in Leistungsschaltern. Diss. TH Aachen 1957
336 Koppelmann, F.: WechselstrommeBechnik. Berlin, Gottingen, Heidelberg: Springer
1956
337. Kronert, J.: MeBbriicken und Kompensatoren, Bd. 1. Munchen: Oldenbourg 1935.
338. Bodenseher, H.: MeBprobleme bei StoBstromanlagen. BBC-Naehnchten 50 (1968)
30-33
339. Silsbee, F. B.: Notes on the design of four terminal resistance standards for a. c.
N. B. S. Journ. Res. 4 (1930) 73
340. Bellaschi, P L.: Heavy surge currents, generating and measurement. Elektron. Eng.
53 (1934) 86
341. Nielsson, R., Witt, H.: The construction of low ohmic measuring shunts TM 9108
Internal ASEA Report
342. Witt, H.: Response of low resistance shunts for impulse currents. Elteknik 1960,
S. 45 u. 47
343. Lappe, F.; Westendorf, К. B.: Ein MeBw iderstand fiir Hochfrequenz. Z. angew.
Phys. 3.(1951) 29-32
344. Pfestorf, G. К. M.; Rutloh, F.; Wagner, K. G.: Uber die Messung des Nachstromes
in Leistungsschaltern unter Verwendung von MeBw iderstanden. Jb. der TH Hannover
1960/62
345. Schwab, A.: Niederohmige MeBwiderstande zur Messung schnellveranderlicher
hoher Strome. Abhdlg. d. Inst. f. Hochspannungstechnik u. el. Anlagen Nr. 12.
TH Karlsruhe
346. Labuhn, F.; Weinhart, K.: Strommessungen an Impulsentladungen mit Rogowski-
spulen. Munchen: Max-Planck-Institut fiir Physik und Astrohpysik 1963
242
347. Foitzik, R.: Versuche mit gi oBen StoBstiomen. ETZ 60 (1939) 128
348. Schwab. A.; Heinrich, C.: MeB\v iderstand zur Aufzeichnung schneller Stromande-
rungen mi Nanosekundenbereieh. ETZ A 87 (1966) 181
349. Rant, C.: Handbuch fur Hochfrequenz- und Elektrotechnik, Bd. III. Berlin: Verlag
fur Radio-Foto-Kmotechmk
350. Nothing, F. W.: Kupfer-Nickel und NTckel-Kupfer-Legierungen. Dusseldorf: Nickel-
Informationsbiiro 1963/64
351. Balabanian, N.: Network synthesis. Englewood Cliffs: Prentice Hall 1958
352. Heumann, K.: Prazisionsmessung hoher Strome. Acta Mesucora 1967, Paris, 17.
bis 21. April
353. Heumann, K.: Magnetic potentiometer of high precision. Trans. IEE Instrum, a.
Measurem. IM 15 (1966) 242 — 250
354. Behmann, U.; Siebert, J.: Die Grenzfrequenz von NachstrommeBeinnehtungen.
ETZ A 85 (1964) 139-147
355. Husa, V.; Cihelka, J.: Nene MeBmethode der Nachstrome bei Hochspannungs- und
Hochstspannungsschaltern. Elektrotech. Maschinenbau 172 — 175
356. Kopplin, H.: Untersuchung des Loschverhaltens eines 110 kV-Expansionsschalters
mit Hilfe einer NachstrommeBapparatur. Diss. TU Berlin 1959
357. Kopplin, H.; Schmidt, E.: Post-arc currents, their measurements and their impor-
tance for the interpretation of interruptions in high voltage low oil content circuit
breakers. Cigre-Bericht 107, 1960
358. Kopplin, H.; Schmidt, E.: Beitrag zum dynamischen Verhalten des Lichtbogens
in olarmen Hochspannungsleistungsschaltern. ETZ A 80 (1959) 805 — 811
359. Ushiu, T.; Ito, T.: The behavior of air blast circuit breakers around current zero.
Mitsubishi Denki Lab. Rep. April 1961
360. Schillmann, E.: Der Hallgenerator, ein neuartiges Bauelement der Elektrotechnik.
Tech. Rundsch. 42 (1957) 9 — 13
361. Hartel, W.: Anwendung von Hallgeneratoren. Siemens-Z. 28 (1954) 376 — 384
362, Kuhrt, F.: Eigenschaften und Anwendungen der Hallgeneratoren. VDE-Fachberichte
19 (1956)
363. Kuhrt, F.; Maaz, K.: Messung hoher Gleichstrome mit Hallgeneratoren. ETZ A 77
(1956) 487
364. Hongel, С.: P 6042 DC-to-50 MHz current probe. Service Scope 46 (1967) 10 — 12
365. Mollinger, J.; Gewecke, H.: Zum Diagramm des Stromwandlers. ETZ 33 (1912)
270-271
366. Ritz, H.: Zusammenhange zwischen den fiir die Wirkungsweise und die Bemessung
von Stiomwandlern wichtigen Faktoren. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatter Z
221-3/4/5 (1940)
367. Heroin, P.; Benoist, Ch.; Delamarre, Y.: Mesure d'un courant par tin amperemetre
a effect Faraday. Rev. Gen. Electr. 76 (1967) 1045 — 1053
368. Pelenc, Y.; Bernard, G.: Prototype industriel de transformateur de courant a effet
magneto-optique. Rev. Gen. Electr. 76 (1967) 1055
369. Heywang, H.; Preissinger, H.: MP-Impulskondensatoren mit kleiner Selbstinduktivi-
tat. Siemcns-Z 38 (1964) 376—380
370. Held, W.; Kahl, VV.; Pollmeier, F. J.: Energiespeicherkondensatoren. Siemens-Z.
41 (1967) 887 - 895
371. Weiss, H.: Feldplatten — magnetisch steuerbare Widerstande. ETZ B17 (1965)
289 -293
372. Moulton, С. H.: Light pulse system shrinks high-voltage protection device. Ind.
electronics 17 (1965) 71—75
373. Neumann. M.: Strommessung mit Laser-Diode. ETZ В 17 (1965) 619
374. Walcher, H.: Cber die Eigenschaften und neuartige Anwendungsmoglichkeiten von
Fotowiderstanden a us CdS und CdSe. Diss. Hochspannungsinstitut TH Darmstadt
1967
375. Borkmann, D. • Hochstrommessungen mit Hallgeneratoren. Elektrie 18 (1964) 46 — 50
376. Saito, S. u a • 8 CT — The laser current transformer for EHV power transmission
lines IEEE J. of Quantum Electronics, QE 8 (1966) 255 - 259
243
377. Justi, E.: Leitfahigkeit und Leitfahigkeitsmachanismus fester Stoffe. Gottingen:
Vandenhoeck & Ruprecht 1948
378. Wagner, K. W.: Erkliirung der dielektrischen Nachwirkungsvorgange auf Grund
Maxwellscher Vorstellungen. Arch. Elektrotech. 2 (1914) 371—387
379. Debye, P.: Polare Molekeln. Leipzig: Hirzel 1929
380. Gemant, A.: Elektrophysik der Isolierstoffe. Berlin: Springer 1930
381. Kreuger, F. H.: Detection and Location of discharges. 2. Aufl. Delft: Nederlandsche
Kabelfabnken 1961
382. Petry, H.: Hohlraumentladungen in Polyathylen. Diss. TH Karlsruhe 1963
383. Friess, W.: MeBgerate und MeBanordnungen zur Bestimmung der dielektrischen
Stoffkennv\ erte im Frequenzbereich von 50 Hz bis 7 GHz. Die* Kurzinforination 10.
Miinehen: Rohde und Schwarz 1964
384. Zmke, O.; Brunswig, H.: HF-MeBtechnik, 3. Aufl. Stuttgart: Hirzel 1959
385. Blechschmidt, E.: Prazisionsmessungen von Kapazitaten, Induktivitaten und Zeit-
konstanten, 2. Aufl. Braunschweig: Vieweg 1956
386. Schering, H.: Brucke fiir Verlustmessung. Z. Instrumenten Kd. 40 (1920) 124
387. Hauffe, G.: Zur Theorie der Scheringschen Briicke. Arch. Elektrotech. 17 (1926)
422-423
388. Palm, A.: ScheringmeBbriicken. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J 921—3 (1932)
389. Hague, B.: Alternating current bridge methods. 5. Aufl. London: Pitman 1959
390. Walcher, T.: Elektrostatische Abschirmung von WechselstrammeBbriicken im
Tonfrequenzbereich. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J 025 — 1 (1936)
391. Samal, E.; Schirmung in MeBschaltungen. Arch. Techn. Messen. ATM-Blatt V 30—4/5
(1950)
392. Zickner, G.: Schirmung und Schiitzung. Z. Instrumenten Kd. 66 (1958) 195 — 199
393. Geyger, W.: Eine techmsche Wechselstrombriicke zur Messung von Kapazitaten,
Induktivitaten und kleinen Phasenwinkeln. Arch. Elektrotech. 17 (1926) 201—207
394. Geyer, W.: Kapazitats- und VerlustfaktormeBbriicken mit Schleifdrahtabgleiehung.
Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J 921 — 14 (1939)
395, Zickner, G.; Pfestorf, G. К. M.: Uber die Verwendung der Hochspannungsbriicke
nach Schering zur Untersuchung von groBen Kapazitaten. Z. techn. Phys. 12 (1931)
210-213
396. Rutloh, F. W.: VerlustfaktormeBbriicke mit Schleifwendelabgleich und linearer
Verlustwinkelskala. ETZ A 83 (1962) 798 — 800
397. Hall, H. P.: Die Messung von Elektrolytkondensatoren bis 1 Farad. Gen. Radio
Experimenter 40 (1966) 3 — 11
398. Ruthloh, F. W.; Konvergenz von MeBbriicken zur Messung des Verlustfaktors von
Kondensatoren. ETZ 86 (1965) 596 —599
399. Schering, H.; Vieweg, F.: Ein MeBkondensator fiir Hochstspannungen. Z. techn.
Phys. 9 (1928) 442
400. Keller, A.: PreBgaskondensatoren als verlustfreies Normal fiir Hochspannungs-
messungen. ETZ A 75 (1954) 817 — 819
401. Warnecke, H.: Hochspannungs-MeBkondensatoren Teil II: PreBgaskondensatoren.
Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt Z 131 — 5 (1958)
409, Keller, A.: Konstanz der Kapazitat von PreBgaskondensatoren. ETZ A 80 (1959)
757-761
403. Ku«t?rs, N. L.; Petersons, O.: The voltage coefficients of precision capacitors. Trans.
IEEE CE 69 (1963) 601 -611
404. Tschiassny, L.: Die MeBgenauigkeit der Scheringbriicke. Arch. Elektrotechn. 18
(1927) 248 256
405. Schering, H.. Die Empfindliehkeit einer Wechselstrombriicke. ETZ 52 (1931) 1133
bis 1134
406. Angern, K. von: Empfindliehkeit und Genauigkeit bei der Messung kleiner Verlust-
faktoren mittels Briickensystemen bei Niederfrequenz, ins besondere bei Olmessungen
Bull. SEV 154 (1963) 1109-1114
407' Miller, J, L.: Die Empfindliehkeit der Scheringbriicke. E. u. M. 49 (1931) 677 bis
678
244
408. Keller, A.: MeBbcreich und Empfindliehkeit der HochspannungsmeBbriicke nach
Schering. ETZ 71 (1950) 232 — 234
409. Mense, L.: Eine abgeschirmte SchleifdiahtmeBbriicke fiir Feinmessung von Verlust-
winkeln an hoch^ertigen flussigen Isolierstoffen. Arch. Elektrotech. 34 (1940) 568
410. Poleck, H.: Eine neue Kapazitats- und VerlustfaktormeBbrucke fiir Niederfrequenz
mit Hand- und Selbstabgle;cli. Wiss. Veroff. d. Siemens-Konzerns. 18 (1939) 129
bis 147
411. Lamson,H. W.: An electronic nulldetector for impedance bridges. Rev. Sci. Instrum.
9 (1938) 272-275
412. Cassidy, B. R.; Simpson, J. H.. A transistorized cathode-ray phase sensitive null
detector, Tians. IEEE Instrum, a Measurem. IM 14 (1965) 75 — 77
413. Heike, H.: Wechselstroinnullmdikatoren. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J 850
(1967)
414. Veltiner, M. F.: £quihb rage de ponts de mesures en courant alternatif. Rev. Gen.
Electr. 63 (1954) 316-318
415. Busse, G.; Hofmann, H. J.: WandlermeBeinrichtung fiir hohere Frequenzen. ETZ
78 (1957) 789-792
416. Hoadley, E. B.: The science of balancing and impedance bridge. Jouin. of the Frank-
• lin Institut 228 (1939) 733-754
417. Wagner, K. W.: Zur Messung dielektrischer Verluste mit der Wechselstrombriicke.
ETZ 32 (1911) 1001-1002 u. 33 (1912) 636-637
418. Dabrowski, G.: Genauer MeBbriickenabgleich. Neues von Rohde und Schwarz 23
(1966) 30-37
419. Keller, A.: Eine einfache Hilfsbriicke fiir genaue Verlustfaktormessungen mit der
Scheringbriicke. ETZ A 76 (1955) 826 — 827
420. Wiessner, W.: Beseitigung von Stdrungen durch Streukapazitaten in Kapazitats-
meBbriicken mit Wagner^cher Hilfsschaltung. Z. Instrumenten Kd. 65 (1957) 139
bis 144
421. Tettex AG: Hilfszweige der Typenserie 2900 fiir WechselstrommeBbriicken. Techn.
Mitt. BG, 2900 D —5 —8.66 der Firma Tettex AG Ziirich 1966
422. Hasler, E. F.: An amplifier-detector for Schering bridge measurements at power
frequency. Electrical Energy 1958, S. 372 — 377
423. Mayo, C. G.: An electronic Wagner earthing device. Technique 1,6 (1947)
424. Mau, J.: Neue WechselstrommeBbriicke zur Feinmessung dielektrischer Verluste.
Arch. Elektrotech. 31 (1937) 473-487
425. Blumlein, A. D.: Brit. Patent. Spec. Nr. 322037, 1928
426. Glynne, A.: Bridges with inductively coupled Ratio-arms. Bull, electr, engng. Educ.
(1952) 69 73
427. Baker, W. P.: Recent developments in 50 c/s bridge networks with inductively
coupled ratio arms for capacitance and loss-tangent measurements. Proc. Instn.
Electr. Eng. A 109 (1963) 243-247
428. Hartmann u. Braun: Bedienungsanleitung zur C-tan 5-MeBbrucke fiir Hoch- oder
Niederspannung mit direkter Ablesung des tan 6 und des Kapazitatsverhaltnisses
CxICf EH/G 14 — 0, L-Nr. 4241— 313 Frankfurt/Main: Hartmann und Braun
AG 1967
429. Petersons, O.: A transformer-ratio-arm bridge for measuring large capacitors above
100 volts. Trans IEEE PAS 87 (1968) 1354-1360
430. Foord, T. R ; Langlands, R. 0.; Binne, A. J.: transformer-ratio bridge with precise
lead compensation. Proc. IEE 110 (1963) 86
431. Poleck, H.: Die Abgleichkonvergenz von WechselstrommeBbriicken I und II. Arch.
Techn. Messen, ATM Blatt J 90 — 3/4 (1951/52)
432. Kusters, N. L.; Petersons, O.: A transformer-ratio arm bridge for high voltage
capacitance measurements. J. IEE. Trans. Common. Electronics 69 (1963) 606 — 611
433. Geyger, W.: Selbsitatige Abgleichung von komplexen Kompensations- und Briicken-
schaltungen mit phasenabhangigen Nullmotoren. Arch. Elektrotech. 29 (1935) 842—850
434, Schmidt, J.; Golbig, W.:, Selbstabgleichende Hochspannungsbriicke fiir Kapazitats-
und Verlustfaktormessungen. Elektrie 18 (1964) 42 — 46
245
435. Geygei, VV.: Uber die Verwendung eines C-tan 5-Schreibers in Verbindung mit der
ScheringmeBbriicke. Arch. Elektrotech. 31 (1937) 115 — 123
436. Geyger, W.: Kapazitats- und VerlustfaktormeBbrucke mit selbsttatiger Abgleichung.
Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt J 924 — 1 (1936)
437. Hemmer. N.: Universal-C-tan d-MeBbriicke mit schreibendem Schnellabgleich.
Siemens-Z. 38 (1964) 500 — 506
438. Poleck, H.: Kompensator-MeBbrucke fiir Kapazitats- und Verhistfaktormessung
mit Registrierung. ETZ A 76 (1955) 822 — 826
439. Moran, F.: Power system phase angle measurements. Proc. Instn. electr. Eng
A 105 (1958) 613-617
440. Westendorf, K. VV.: Ein registrierendes VerlustfaktormeBgerat fur Hochspannung.
Arch. Elektrotech. 41 (1954) 333 — 346 u. Diss. TH Hannover 1954
441. Moller, K.: Neues Verfahren zur Aufzeichnung eines schnellveranderlichen dielek-
trischen Verlustfaktors. ETZ A 84 (1963) 8—13
442. Calvert, R.; Mildwater, J.: Self-balancing transformer ratio arm bridges. Electron.
Eng. 35 (1963) 782-787
443. Petersons, 0.: A self-balancing high-voltage capacitance bridge. IEEE Trans, on
Instrum, and Measurem. IM 13 (1964) 216—224
444. Bormann, E.; Seiler, J.: Dielektrische Verlustmessung an Drehstromkabeln bei
betriebsmaBiger Beanspruchung ETZ 49 (1-928) 239 — 247
445. Potthoff, K.: Messung dielektrischer Verluste bei Drehstrom. ETZ 52 (1931) 474
bis 477
446. Potthof, K..- Die Gleichgewichtsbedingung von WechselstrommeBbrucken mit Gegen-
induktivitaten. ETZ 58 (1937) 793 — 794
447, Mathiesen, B.: Eine Regelinduktivitat mit groBer linearer Skala. Arch. Elektrotech.
36 (1942) 43-48
448. Friingel/F.: Einfaches Messen von Verlustwinkeln an verlegten Hochspannungs-
kabeln. Elektro-Anzeiger 39 (1955) 373
449. Freise, VV.; Friingel, Fr.: Zur Messung des Verlustwinkels von groBen einseitig geerde-
ten Kapazitaten. ETZ A 80 (1959) 296 — 300
450. Miri, A. M.: Verhistfaktormessung mit dem ,,Verfahren der gedampften Schwingung“.
Diss. TH Karlsruhe 1965
451. Gemant, A.: Die Wechselfeldbeanspruchung von Hochspannungskabeln. Wiss.
Veroff. des Siemens-Konzerns. 7 (1929) 305 — 311
452. Gemant, A.; Philippoff, G.: Die Funkenstreckc mit Vorkondensator. Z. techn. Phys-
13 (1932) 425-430
453. Boning. VV.: Luftgehalt und Luftspaltverteilung geschichteter Dielektrika. Arch.
Elektrotech. 48 (1963/64) 7-22
454. Stark, К H : Assessment of insulation Serviceabilities of turbo alternator stators
and of high voltage bushings. Proc IEE 109 A 86 (1962)
455. Schwab, A.: Uber die Anstiegszeiten von Koronaentladungsinipulsen. Z. angeyr.
Phys. 16 (1963) 23-27
456. Petry, H.: Hohlraumentladungen in Polyathylen. Diss. TH Karlsruhe 1963
457. Komg. D.: Uber die Vergleichbarkeit von Koronamessungen an Spitze-Platte-
Funkenstrecken in Luft bei Wechselspannung. Bull. SEV 57 (1967) 1155 — 1163
458. Praehauser. T.: Messung von Ionisation an Kondensatoren. Bull. SEV 57 (1966)
701-708
459. Fischer, J*.: Grundlagen der Elektrotechnik. Hutte I (1955) 301
460. Kreisinger, V.: A method oi localisation of the starting point of corona in a trans-
former at the test with induced voltage. Acta Techn. CSAV 7 (1962) 296 — 305
461. Tangen, К. O.: Eine neue Methode zum Bestimmen der Teilentladungsstellen in
Hochspannungstransformatoren. ETZ A 85 (1964) 752 — 755
462. Kreuger, F. H.: Detection of internal discharges, particular in high voltage cables.
Cigre-Bericht 204 (1958)
463. Widmann, VV.: Beitrag zur Bestimmung der MeBempfindlichkeit bei Teilentladungs-
priifungen von Hochspannungsgeraten. AEG-Mitt. 55 (1965) 28 39
464. Jolley, H. W. E.: Methodes and techniques for obtaining significant discharge measure-
246
ment on high voltage bushings. lEE-Conference on Dielectric and Insulating Matt
rials. April 1964
465. Mason, J. H.: Discharge detection and measurements. Proc. IEE 112 (1965) 1407
bis 1423 '
466. Kreuger, F. H.: Discharge detection methods, recommendations for discharge tests
on cables. Cigre-Bericht 209 M (1966)
467. Rabus, W.: Kugelfunkenstrecken-Rausehgensrator. ETZ A 83 (1962) 328 — 331
468. Povey, E. H.: Guide for calibration of test equipment and eireuits for measurement
of corona pulses. IEEE Commitee Report. IEEE Trans. Pew. App. a. Syst. PAS 86
(1967) 1185 1191
469. Doreswamy, С. V.: Neue Erkenntnisse uber Weehselspannungskorona. Energ. Tech.
(1964) 129-136
470. Kreuger, F. H.: Discharge detection in high voltage equipment. London: Temple
Press 1964
471. Rabus, W.: Uber die Voraussetzungen fiir vergleichbare Korona-Isolationspriifungen.
ETZ A 84 (1963) 775-780
472. Kind, D.; Konig, D.: Untersuchungen an Epoxidharzpriiflingen mit kiinstlichen
Hohlrauinen bei Wechselspannungsbeanspruchungen. Elektrie 1967, S. 9 — 13
473. VDE 0434: Richtlinien fiir Teilentladungspriifungen an Betriebsmitteln mit Wechsel-
spannungen bis 500 Hz. VDE-Bestiinmungen 0434, Teil I und II. Berlin: VDE-
Verlag 1966
474. Heintz, W.: Untersuchung des hochfrequenten Spektrums periodischer Entladungen.
Z. angew. Phys. 11 (1959) 51—57
475. N. E. M. A.: Methods of measuring radio noise. NEMA Publ. Nr. 107. New York
1971
476. Koske, B.: Priifung der Isolation von Hochspannungsfreileitungen und Schaltan*
lagen. Essen: Girardet 1951
477. VDE 0876 Vorschriften fiir FunkstormeBgerate. Berlin: VDE-Verlag 1955
478. VDE 0877 Leitsatze fiir das Messen von Funkstorspannungen. Berlin: VDE-Verlag
1956
479. Schiihlein, E.: Glimmessungen am Hoehspannungsdielektrikum. ETZ A 80 (1959)
777-783
480. Widmann, W.: Beurteilung und Messung der Korona bei Isolationspriifungen. ETZ
A 81 (1960) 801-807
481. Koenig, J.: Ermittlung von Entladungsvergaagen bei hohen Spannungen. Elektrie
13 (1959) 327-332
482. Renaudin, D.: Instrument for measuring ionization in transformers. Cigre-Bericht 5
(1954) Anhang II
483. Mole, G.: The ERA discharge detectors. A comparison of their characteristics and
applications. Instrument Practice 17 (1963) 400 u. 625
484. Mole, G.: Design and performance of a portable a. e. discharge detector. ERA Report
V/T. 115 (1952)
485. Woelken, H.: Spannungswandler. Arch. Techn. Messen, ATM-Blatt Z 30 —F 1 (1968)
486. Keithley, J. F.: Electrometer measurements. Applikationsbericht der Firma Keithley
Instruments INC. 1968
487. Howard, P. R.: The effect of electric stress on the life of cables, incorporating a
polythene dielectric. Proc. IEE 98 II (1951) 365
488. Golinski, J.: lonisationserscheinungen und Fragen der Lebensdauer von GieBharz-
isolationen. Elektrie 20 (1966) 341—344
489. Parkmann, N.: Effect of small discharges on some insulating materials. Teil I und II
ERA-Bericht L/T 321 und L/T 364 (1956 u. 1957)
490. Dakin, T, W.; Lim, J.; Corona measurement and interpretation. Trans. AIEE Teil II
76 (1957) 1059
491. Buchmann, E., Ganger, B.; Goldstein, A.: MeBaaordnungen zur Erfassung innerer
Ionisation. Bull. SEV 57 (1966) 511-517
492. Whitehead, S.: Dielectric brakdown of solids. Oxford: Clarendon Press 1953
493 Veverka, A.: Zur Prohlematik der Ionisation. Elektrie. 17 (1963) 4 — 9
247
494. Ogawa, К.: General theory and earthing device of alternating current bridges. Electr.
Lab. Min. Comm. Tokyo. Res. (1929) Nr. 254, S. 1—45 sowie (1930) Nr. 247, S. 1 — 22
495. Dye, D. W.; Jones, T. I.: A radio frequency bridge for impedance and Power factor
measurements. J. IEE 72 (1933) 169 — 181
496. Baumann, E.: MeBmethode zur lonisations-Verlustmessung und Messung des zeit-
lichen Ablaufs von Entladungsimpulsen bei Wechselspannung. ETZ A 81 (1960)
127-129
497. Gelez, J. Ph.: Die getrennte Messung der Glimmentladungsverluste in einem inho-
mogenen Isolierstoff. ETZ A 81 (1960) 129^-132
498. Boning, W.: Der EinfluB von Spannungsoberschwingungen auf den Verlustfaktor
von Maschinenisolierungen. ETZ A 84 (1963) 717 — 722
499. Gemant, A.: Oszillographie von Stromen in Isolierstoffen. Arch. Elektrotech. 23
(1930) 683-694
500. Liebscher, F.: Uber die dielektrischen Verluste und die Kurvenform der Strome in
geschichteten Isolierstoffen bei hohen Wechselfeldstarken bei 50 Hz. Wise. Veroff.
d. Siemens-Konzerns 21 (1943) 214 — 248
501. N. E. M. A.: Radio noise meter. NEMA Publ. Nr. 102. New York: NEMA 1950
502. ASTM: Tentative method for corona measurement. ASTM-Standard D 1868 —61 T
503. Meier, H.: Aussprachen zum Thema KoronameBverfahren. ETZ A 84 (1963) 789
504. Jinsiwale, S. D.: Contribution of the discussion of the paper “High voltage power
transformer insulation”. Proc. IEE 110 (1962) 1797
505. Arman, A. N.; Starr W. T.: The measurement of discharges in dielectrics. J. Instn.
Electr. Eng. 79 (1936) 67
506. Austen, A. E. W.; Hackett, W.: Internal discharges in dielectrics. Their Observation
and analysis. J. Instn. Electr. Eng. 91 (1944) 298
507. Veverka, A.: Contribution to the method of measuring ionization in transformers.
Electrotechn. Obser. 50 (1961) 192
508. Dakin, T. W.; Malinarec, P. J.: A capacitance bridge method for measuring integrated
corona charge transfer and power loss per cycle. Trans. AIEE. Teil III 79 (1960) 648
509. Simons, J. S.: The measurement of integrated discharge energy in high voltage in-
sulation using dielectric loss analyser with loop trace display. IEE Conf, on Dielectric
and Insulating Materials 1964
510. Lampe, W.: Screening of buildings against electromagnetic fields. Elteknik 7 (1954)
53-58
511. Ortloff, M.: Hochfrequenznetzverriegelungen fur elektromagnetisch geschirmte
Raume und Hochspannungshallen. ETZ В 14 (1962) 630 — 633
512. Boeck, W.: Verfahren zur Ladungs- und Leistungsmessung bei Koronaentladungen
an Isolierstoffen. ETZ A 84 (1963) 752-756
513. Kaiserwerth, H. P.: Funkentstdrung Teil I und II. Siemens Bauteile-Informationen
1966/67, H. 4 u. 1
514. Koske, B.: Uber die Priifung von Hochspannungsisolationen auf dem Priifstand
mit HF-MeBmethoden. Energietechnik 2 (1952) 181 — 186
515. Povey.E. H.; Oliver, F. S.: Nondestructive testing of generator insulation. El. Engng.
70 (1951) 498
516. Schwarz, H.: Isolationsfehlersuche an Hochspannungsaniagen wahrend des Betriebs
mit HF-MeBmethoden. Elektrotechn. 5 (1951) 322 — 327
517. Mason, J. H.: I. The sequence and location of internal discharges in dielectrics. The
British Electrical and Allied Industries Research Assoc. Techn. Rep. L/T 210 (1949)
II. Breakdown of insulation by discharges. Proc. Instn. Electr. Eng. 100 Teil II A (1953)
Starr, W. T.: Corona properties of insulating materials. Electrical Manufacturing.
1956, S. 132-139
Veverka, A.: Entladungen im festen Dielektrikum und die dabei auftretenden ener-
getischen Umwandlungen. Acta Technica (1956) 317 — 341
Held, W.; Kunze, R. 0.: Glimmentladungen im Kondensatordielektrikum. VDE-
Fachberichte. Berlin: VDE-Verlag 1958, S. 1—7
Veverka, A.; Chladek, J.: Eine neue Anordnung zur Messung der Leistung bei loni-
sationsvorgangen. Bull. SEV 49 (1958) 45 — 50
248
Bartnikas, R.: Pulsed corona loss measurements in artificial voids and cables. Cigrc-
Bericht 202 (1966)
Heron, R.; Fallou, B.; Bertein, H.: Essais d’endurance des materiaux isolants a
Faction des decharges electriques ionisantes. Bull, d’inf. du lab. centr. des ind. elec-
triques 27 (1960)
Hylten-Cavallius, N.; Fryxell, J.: Corona in power transformers and associated test
problems. Cigre-Bericht 104 (1962)
Gsodam, H.: Die Messung und Bewertung der von Teiliiberschlagen im Dielektrikum
herriihrenden Impulse. Elin-Z. 13 (1961) 49
Knosp, R.; Moreau, J. L.: La mesure de I’intensite de decharges partielles dans les
transformateurs. Bull, d’inf. du Lab. Centr. des Ind. Electriques 34 und Rev. Gen.
Elect. 71 (1962) 297
Hawley, R.; Jinsiwale, S. D.: Measuring partial discharges. Electrical Times 146 (1964)
711—714 u. 147, 41—46 u. 321 — 325 (64 weitere Literaturhinweise)
518. Carpenter, I. H.; Kresge, I. S.; Murick, С. B.: Ultrasonic corona detection in trans-
formers. IEEE. Trans. Pow. App. a. Syst. 84 (1965) 647 — 651
519. Vora, J. P.; Foster, S. P.: Power transformers and corona testing. IEEE. Trans.
Pow. App. a. Syst. 84 (1955) 707 — 714
520. VDE 0414: Regeln fiir MeBwandler. VDE 0414c. Berlin: VDE-Verlag 1966
521. Veverka, A.; Hon, A.: New method of location of internal discharges in transformers.
Cigre-Bericht 109 (1966)
522. Bartnikas, R.; D’Ombrain, G. L.: A method for determining the 'dissipation factor
value from corona intensity and pulse count. IEEE Trans, on Power, App. a. Syst. 82
(1963) 336-375
523. Widmann, W.: Messung innerer Teilentladungen an Transformatoren. Bull. SEV 58
(1967) 1001-1009
524. Bruce, R.; Hickling, G. H.; Hawley, R.: Measurement of partial discharges. EL
Rev. 17 (1966)
525. Rogers, E. C.: The self-extinction of gaseous discharges i n cavities in dielectrics.
Proc. IEE 105 (1958) 623-630
526. Heller, B.; Chladek, J.: Das kapazitive Ersatzschema fiir die Koronavorgange im
festen Dielektrikum. Acta Technica CSAV 10 (1965) 613 — 622
527. Modoni, V.: Sull’ invecchiamento da ionizzazione dei dielettrici. Energia Elettrica
39 (1962) 843-861
528. Konig, D.: Erfassung von Teilentladungen in Hohlraumen von Epoxydharzplatten
zur Beurteilung des Alterungsverhaltens bei Wechselspannung. Diss. TH Braunschweig
1967
529. Bui, A.; Fantin, J.-P.; Pham Van Uui: Statistische Berechnung der Lebensdauer-
kurven von Isolatoren, die der Wirkung von Teilentladungen ausgesetzt sind. Rev.
Gen. Electr. 76 (1967) 1183-1188
530. Kreuger, F. H.: The point discharge gap. Electrotechniek 41 (1963) 364
531. Landolt-Bornstein: Zahlenwerte und Funktionen, 6. Aufl., II. Bd., 6. Teil. Elektrische
Eigenschaften I. Berlin, Gottingen, Heidelberg: Springer 1959
532. Wiesinger, J.: Eine neue Speicherschaltung zur Messung von Spannungsimpulsen.
Bull. SEV 59 (1968) 303-307
533. Zinke, O.: Widerstande, Kondensatoren, Spulen und ihre Werkstoffe. Berlin, Gottin-
gen, Heidelberg, New York: Springer 1965
534. Liebscher, F.; Held, W.: Kondensatoren. Berlin, Gottingen, Heidelberg, New York:
Springer 1965
535. Moller, K.: Eine einfache Anordnung zum Messen der RechteckstoBwiedergabe von
StrommeBwiderstand^n kurzer Anstiegszeit. ETZ A 89 (1968) 414 — 415.
536. Best, R.: Erdungs- und Abschirmungsprobleme. Der Elektroniker 7 (1968) 153 — 163
537. Muller, H. F.: Dielektrische Verluste im Zusammenhang mit dem polaren Aufbau
der Materie. Ergebnisse der exakten Naturwissenschaften, Bd. XVII. Berlin: Springer
1939, S. 164-228
538. Paul, G.; Schroeter, H.: MeBwertiibertragung liber groBe Potentialunterschiede.
Elektrie 22 (1968) 261-265
249
539. Lago, В.; Eatock, R.: Coaxial Shunt. Proc. IEE 114 (1967) 1317-1324
540. Petersons, O.: A transformer-ratio-arm bridge for measuring large capacitors above
100 volts. IEEE Trans. PAS 87 (1968) 1354-1361
541. De Vere, Ch.: Circuit concepts. Cathode-ray tubes, 2. Aufl. Beaverton (USA): Tektro-
nix Inc. 1967
542. Anderson, R. H.: Circuit concepts. Storage cathode-ray tubes and circuits, 2. Aufl.
Beaverton (USA): Tektronix Inc. 1958
543. Tektronix: Developing a writing speed specification. Tektronix Service Scope Nr. 49
(1968)
544. Merlin-Gerin: Magnetooptische Stromwandler. Ihdustrie-Elektrik und Elektronik 13
(1968) В 21
545, Peschke, E.: Der Lurch- und ttberschlag bei hoher Gleichspannung in Luft. Diss.
TH Munchen 1968
546. Hagemeyer, E.: Messung der elektrischen Feldstarke im Gleichfeld. Diss. TH Stuttgart
1968
547. Schwab, A.: Die Berechnung der Bandbreite und der Anstiegszeit rohrfohrmiger
MeBwiderstande unter Beriicksichtigung der Stromverdrangung. ETZ A 89 (1968)
604 — 606
548. Bocker, H.; Hagemeyer, E.: Ein Beitrag zur Messung der elektrischen Feldstarke
bei hoher Gleichspannung. ETZ A (1966) 829 — 831
549. Newi, G.: A high impedance, nanosecond rise time probe for measuring high voltage
pulses. IEEE Trans. PAS. (1968) 1780-1786
550. Kramer, H.; Messner, D.: Zur elektrostatischen Aufladung von Kunststoffen. Kunst-
stoffe 58 (1968) 673-679
551. Bopp, K.; Eine Verallgemeinerung des Begriffs der Zeitkonstanten von Exponential-
funktionen. Arch. Elektrotech. 51 (1968) 378 — 395
552. Zijlstra, H.; Experimental methods in magnetism. Amsterdam: North-Holland 1967
553. Fusukawa, G. T.: Electrical resistances of wires of low temperature coefficient of
resistance useful in calorimetry. Rev. Sci. Instrum. 35 (1964) 113 — 114*
554. Woolam, F. A.: Evanohm resistance to 18T(180 kG) at 4.2° K. Rev. Sci. Instrum. 41
(1970) 248-85
555. Thomas, R. F.: Response of capacitive voltage dividers. Microwaves 6 (1967) 50 — 53
556. Wellard, L. C.: Resistance and resistors. New York: McGraw-Hill 1960
557. Wright, E. S.; Fahn, R. G.: Miniature Rogowski coil probes for direct measurement
of current-density distribution in transient plasmas. Rev. Sci. Instrum. 36 (1965)
1891-92
558. Wright, E. S.: The design and development of Rogowski coil probes for measuremeti-
of current-density distribution in a plasma pinch. M.S.E. Thesis, Princeton Univ.,
1965
559. Thomas, R. F.; Hearst, F. R. :>A-n electronic scheme for measurement of exploding
wire energy. Lawrence Radiation^Lab. Livermore, Calif. Rep. UCRL 14170 (1965)
560. Nail, C. D.: Measuring mega-ampere transient currents. Lawrence Radiation Lab.
Livermore, Calif. Rep. UCRL 5553 (1959)
561. Thomas,'R. F.: Fast light-pulse measurement schemes. Trans. IEEE, IM-17 (1968)
12-18
562. Me Abel, W. E.: Probe measurements. Beaverton, Oregon: Tektronix Inc. 1969
563. Weber, F.: Oscilloscope probe circuits. Beaverton, Oregon: Tektronix Inc. 1969
564. Philips, R. C.; Turner, A. B.: Construction and calibration techniques of high-frequency
magnetic probes. Rev.^Sci. Instrum. 36 (1965) 1822 — 1825
565. McCartan, T.; Barrault, M. R.: An optical magnetic probe. J. Sci. Instrum. 44 (1967)
265-268
566. McKibbin, F.; Stradling, В. В. M.; Aust, I. E.: The use of delta modulation in pulse
transmission systems. EE Trans. EE 6 (1970) 36 — 39
567. Jordan, С. E.; Keith, В. E.: Electromagnetic waves and radiating systems. Englewood
Cliffs, N. J.: Prentice-Hall 1967
'568. Clausnitzer, W.: A generating voltmeter with calculable voltage-current ratio for
precise high-voltage measurements. Trans. IEEE IM 17 (1968) 252
250
569. Clark, И. Л. л ; Vandemlyn, 1*. Б.: Double-ratio А.С. bridges with inductively cou-
pled ratio arms. Proc. IEE 96 (1949) 365 — 378
570. Bartnikas, R.; Levi, T. H. E.: A simple pulse-height analyser for partial-discharge-
rate measurements. Trans. IEEE IM-18 (1969) 341 — 345
571. Burch, E. P.; Whelpton, R. V.: The technique of the high-speed cathode-ray oscillo-
graph. J.I.E.E. 71 (1932) 380 — 388
572. Cones, H. N.: A high-voltage pulse generator and tests on an improved deflecting
system of a cold-cathode oscillograph. J. Res. N.B.S. 57 (1956) 143 — 152
573. Hagenguth, F. H.: Progress in impulse testing of transformers. Trans. IEEE 63 (1944)
999-1005
574. Aicher, L. C.: Experience with transformer impulse failure detection methods. Trans.
IEEE 67 (1948) 1621-1627
575. Schelkunoff, S. A.: The electromagnetic theory of coaxial transmission lines and
• cylindrical shields. Bell Syst. Techn. J. 13 (1934) 532 — 79
576. Khalifa, M.; Kamal, A.: Correlation of radio noise and quasi-peak measurements to
corona pulse randomness. Trans. IEEE PAS 88 (1969) 1512 — 1521
577. Bell, R. A.: Principles of cathode ray tubes, phosphors, and high-speed oscillography
Hewlett Packard Appl. Note 115 (1970)
578. Bird, G. R.; Ames, A. E.; Rodriguez, T.: High-speed oscillography. Image Technology,
9 (1967) 30-32, and 10 (1967/68) 10-17
579. Irons, H. R.; Schwee, L. T.: Fast transient recorder using magnetic thin films. Rev.
Sci. Instrum. 41 (1970) 1451/56
580. Thomas, R. J.: High-voltage pulse reflection-type Attenuators with subnanosecond
response. Trans. IEEE IM 16 (1967) 146/54
581. Bewley, L. V.: Travelling waves on transmission systems. 2. ed. New York: Dover
1963
582. Thomas, R. J.: Principles of high-voltage pulse reflection-type attenuators. Lawrence
Radiation Lab. Livermore, Calif. Rep. UCRL 14722 and 14723 (1966)
583. Kazan, B.; Knoll, M.: Electronic image storage. New York: Academic Press, 1968
584. Hylten-Cavallius, N. R.; Vaughan, R. L.: Calibration and checking methods of
rapid high-voltage impules measuring circuits. Trans. IEEE PAS 89 (1970) 1393 — 1403
585. Zaengl, W.: Zur Ermittlung der vollstandigen" Ubertragungseigenschaften eines
StoBspannungsmeBkreises. ETZ A 90 (1969) 457—462.
586. Zentner, R.: Der raumlich-zeitliche Aufbau der negativen impulsformigen Korona-
entladung. Mitt. 14 des Lab. f. Hochspannungstechnik der Univ. Karlsruhe
587. Zentner, R.: Uber die Anstiegszeiten der negativen Koronaimpulse. Z. angew. Phys.
29 (1970) 294 — 301. (The risetimes of Trichel pulses)
588. Creed, F. C.; Collins, M. M. C.: The Systems concept in generating high-voltage
impulses. Trans. IEEE PAS 89 (1970) 1383 — 87
589. Creed, F. C.; Collins, M. M. C.: Transient impedance of high-voltage impulses. Trans.
IEEE PAS 89 (1970) 1387-93
590. Flegler, E.: Probleme des elektrischen Duichschlags. Forschungsberichte des Landes
Nordrhein Westfalen 194 (1969)
591. Institute of Electrical and Electronic Engineers: USA and IEEE standard techniques
for dielectric tests. No. 4. New York: IEEE 1969
592. Ficchi, R. C.: Electrical interference. New York: McGraw-Hill 1963
593. Peschke, E.: EinfluB der Feuchtigkeit auf das Durchschlage- und Uberschlagverhalten
bei hoher Gleichspannung in Luft. ETZ A 90 (1969) 7
594. Homan, D. N.: Applications of coaxial chokes to AC bridge circuits. J. of Res. NBS
72C (1968) 161 -165
595. Thomas, R. T.: High-impulse current and voltage measurement. Trans. IEEE IM-19
(1970) 102-117
596. Truxal, T. G.: Control system synthesis. New York: McGraw-Hill 1955
597. Rudenberg, R.: Transient performance of electric power systems Cambridge, Mass.: ,
MIT Press 1969
598. Rudenberg, R.: Electrical shock waves in power systems. Cambridge, Mass.: Harvard
Univ. Press. 1968
251
599. Jenkins, В. D.: Introduction to Instrument tiansformers. London: Newnes 1967
600. Liihrmann, H.: Fremdfeldbeeinflussung kapazitiver Spannungsteiler. ETZ A 91
(1970) 332-35
601. Blalock, T. J.; et al.: A capacitive voltage divider for UHV outdoor testing. Trans.
IEEE PAS 89 (1970) 1404 -1412
602. Nelson, D. F.: The modulation of laser light. Sci. Am. 218 (1968) 17 — 23
603. Cassidy, E. C.: Calibration of Kerr-cell system for high-voltage pulse measurements.
Trans. IEEE IM 17 (1968) 313- 320
604. Gray, L. H., et al.: A neutron generator for biological research. Brit. J. Radiol. 13
(1940) 82-93
605. Graggs, J. I).: A note on the stability of liquid high resistances. J. Sci. Instrum. 19
(1942)62-63
606. Kelley, G. E.: The ferroresonant circuit. Trans. IEEE CE-77 (1959) 843 848
607. Dennard, R. H.: Behavior of the ferroresonance series circuit containing a squared-
loop reactor. Trans. IEEE CE 77 (1959) 903 911
608. Hague, B.: Instrument transformers. London: Pitman 1936
609. Gemant, S. A.: Liquid dielectrics. New York: Wiley 1933
610. Lochte-Holtgren, W.: Plasma diagnostics New York: Wiley 1968
611. Raether, H.: Electron avalanchesand breakdown in gases. Washington: Butterworths
1964
612. Alston, L. L.: High-voltage technology. Oxford: Oxford University Press 1968
613. Lockau, T.: Messung und Registrierung holier Gleichspannungen mit Hilfe eines
rotierenden Voltmers. ETZ A 90 (1969) 651 -652
614. Bocker, H.; Wilhelmy, L.: Messung der elektrischen Feldstarke bei liohen transienten
und periodisch zeitabhangigen Spannungen. ETZ A 91 (1970) 427- 430
615. Micro-Instruments: Theory and application of peak electrical measurements. Applic.
note. Hawthorne, Cal.: Micro Instruments Inc. 1970
616. Electronic Instruments Digest: Using electronic electrometers to extend the range of
DC-parameter measurements. Electronic Inst. Dig., Feb. 1967, 6 - 13
617. Keithley, J. F.: Electrometer measurements. Instrum. Control Syst. 35 (1962) 74 - 81
618. Ruhlmann, R.: Messung der Amplitude und des zeitlichen Verlaufs von StoBstromen.
Arch. Techn. Messen, V 327 — 4 (1958)
619. Tolke, F.: Praktische Funktionenlehre, Bd. II: Theta Funktionen und spezielle
WeierstraBsche Funktionen. Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1966
620. Jordan, С. E.; Balmain, K. G.: Electromagnetic waves and radiating systems, 2. ed.
Englewood Cliffs, N J.: Prentice-Hall 1968
621. Moller, N.: Das Uberg^ingsverhalten von reusenfdrmigen MeBwiderstanden. ETZ A 90
(1969) 256 -260
622. Malewski, R.: New device' for current measurement in exploding wire circuits. Rev.
Sci. lustrum. 39 (1968)
623. Schwab, A.: Low-resistanc? shunts for impulse currents. Trans. IEEE PAS (1971)
624. Wagner, C. F.; McCann, (J. D.: New’ instruments for recording lightning currents.
Trans. AIEE 59 (1940) 1061
625. McCann, G.D.: The measurement of lightning currents. Trans. AIEE 63 (1944)
1157
626. Hogberg, L.: iGc/s bandwidth shunts for measurements of current transients in the
ЮА-lOkA range. J. Sci. Instrum. 42 (1965) 273- 279
627. Bocker, H.; Wesner, F.: Messung rasch veranderlicher hoher StoBstrome mit koaxialen
Flaehenwiderstanden. ETZ A 90 (1969) 211—212
628. Wesner, F.: Koaxiale Flaehenwiderstande zur Messung hoher StoBstrome mit ext rem
kurzer Anstiegszeit. ETZ A 91 (1970) 521 - 524
629. Hudlestone, R. H.; Leonard, S. L.: Plasma diagnostic* techniques. New York: Aca-
demic Press 1965
*-‘30. Thomas, R. J.: Choosing coaxial cable for fast pulse response. Microwaves 7 (1968)
_ 56 — 65
631. Fano, R. M.; Chu, L. J.; Adler, R. B.: Electromagnetic fields, energy and forces.
Cambridge, Mass.: MIT Press 1968
252
632. Hippel, A. R. von: Dielectric materials and applications. Cambridge, Mass.: MIT
Press 1954
633. Harrold, R. T.; Sletten, A. M.: Corona location in transformers by radio-frequency
spectrum analysis. Trans. IEEE, PAS 89 (1970) 1584-1599
634. Cheny, C.: Pulses and transients in communication circuits. London: Chapman and
Hall 1949
635. Haber, F.: Response of quasi-peak detectors to periodic impulses with random Ampli-
tudes. Trans. IEEE EMC 9 (1967) 1-6
636. Peters, J.: Design of quasi-peak detectors with specified time constants. Trans.
IEEE RFI (1959) 18-23
637. Geselowitz, D. B.: Response of ideal noise meter to continuous sine wave, recurrent
impulses and random noise. Trans. IEEE RFI (1961) 2 — 7
638. Anderson, L. K.; McMurtry, B. J.: High-speed photo detectors. Proc. IEEE 54 (1966)
1335-1349
639. Ziegler, N. F.: Dual highly stable 150 kV divider. Trans. IEEE IM-19 (1970) 281 - 285
640. Cassidy, E. C., et al.: Development and evaluation of electrooptieal high-voltage
pulse measurement techniques. Trans. IEEE IM 19 (1970) 395 — 402
641. Couper, W. C.: A technique for measuring the dielectric properties of materials.
Insulation/Circuits (1970) 27 — 31
642. Auis, H.; Comsa, R. P.: Identification and generation of non-standard switching
surges. Trans. IEEE PAS 90 (1970) 1415-1423
643. Pedersen, A.; Larsen, P.: Dynamic Properties of impulse measuring systems. Trans.
IEEE PAS 90 (1970) 1424-1432
644. Zaengl, W.: Der StoBspannungsteiler mit Zuleitung. Bull. SEV. 61 (1970) 1003 bis
1017
645. Settles, J. L., et al.: The analytical and graphical determination of complete potential
transformer characteristics. Trans. IEEE PAS (1961) 1213 — 1219
646. Lipinski, K.: Speicherverfahren in Oszillographenrohren. Int. Elektron. Rundsch.
1972, S. 259-264
647. Lipinski, K.: Das Oszilloskop, Funktion und Anwendung. Heidelberg: Hiithig 1976
648. Tektronix: 7000 Series Appl. Note No. 42: Writing Speed.
649. Wiesendanger, P.: Entwicklungstendenzen der Laborautomatisierung in der Hoch-
spannungsversuchstechnik. Bull. ASE/UCS 65 (1974) 30 — 33
650. Feser, K.; Niederhauser, R.: Automatisierungstendenzen bei StoBpannungsprufungen.
2. Symp. High-Voltage Engng. Zurich 1975, S. 301—306
651. Fister, V.; Fischer, A.: Selbstatige MeBwerterfassung und -verarbeitung bei StoB-
spannungsversuchen. 2. Symp. High-Voltage Engng. Zurich 1975, S. 307—310
652. Hangauer, W. et al.: Erfahrungen bei der Automatisierung des Betriebes und der
Datenerfassung von Hochspannungsversuchsanlagen. 2. Symp. High-Voltage Engng.
Zurich 1975, S. 311-315
653. Pedersen, Aa. et al.: A new device for automatized high-voltage impulse testing.
2. Symp. High-Voltage Engng. Zurich 1975, S. 316 — 320
654. Pratt, W. J.: Don’t lean on а/d specs. Electronic Design 8 (1974) 80 — 84
655. Wiesendanger, P.: Automatische, digitale Aufzeichnung und Auswertung von tran-
sienten Signalen in der Hochspannungstechnik. Diss. ETH Zurich 1977
656. Hayes, R.; Culter, R. G.; Hawken, K. W.: Storage tube with silicon target captures
very fast transients. Electronics (1873) 97 — 102
657. Schulz, E.: Der Reduktionsfaktor von. Schirmen Frequenz 21 (1967) 292 — 300
658. Pfund, E. T. et al.: The shielding effectiveness of concentric high-frequency trans-
mission lines. Proc. 6. Con. on Radio Interference Reduction and Electromagnetic
Compatibility 1960, S. 130 — 134
659. Bridges, J. E.; Zalewski, R.: Magnetic field pickup by flexible braid coaxial cables.
IEEE Trans. EMC, vol. EMC-10 (1968) 130-134
660. Ochem, H.: Der Kopplungswiderstand koaxialer Leitungen. Hochfrequenztech.
Elektroakust. 48 (1936) 251-259
661, Wild, W.: Die Beeinflussung von Breitbandkabeln durch Hochfrequenzsender. Hoch-
frequenztech. Elektroakust. 48 (1936) 191—201
253
662. Seltzer, D.: Elektronische Analog-Digital-Umsetzer, Berlin, Heidelberg, New York:
Springer 1977
663. Hawken, K.; Taylor, K.; Farley, H.: Rapid writing rate lets storage oscilloscope
grab 1-nanosecond single-shot signals. Electronics. 22 (1977) 73 77
664. VDE 0432: Hochspannungspriiftechnik (Anwendungsriehthnie). Beilin: VDE-Verlag
1978
665. IEC: High-voltage test technique: Part 2
666. Schwab, A.; Belhn, H.; Sauter, D.: Peak-error correction for front-chopped impulses.
3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979. Symp. Rep. 42.13
667. Pedersen, A.; Lausen, P.: Dynamic properties of impulse measuring systems. IEEE
Trans. PAS 90 (1971) 1424-1432
668. Hylten-Cavallius, N.; Vaughan, L.: Calibration and checking methods of rapid
high-voltage impulse measuring circuits. IEEE Trans. PAS 7 (1970) 1393 — 1403
669. Jouaire, J.; Sabot, A.: High-voltage measurements, present state and future develop-
ment. basic concepts. Rev. Gen. Electr. (1968) 9 — 18
670. Pedersen, A.: Aspects of the practical evaluation of impulse measurements. Rev. Gen.
Electr. (1978) 39-54
671. Kersten, W. F. J.: The three component system for measuring lightning impulses
with capacitive or shielded resistive high-voltage dividers. Elektrotechnik 49 (1971)
847-860
672. Springer, U.: Breakthroughs throughout push scope to 1 GHz. Electronic Design 2
(1979) 60 — 65
673. Praxl, G.: Automated evaluation of high-voltage tests. 3. Symp. High-Voltage Engng.
Milano 1979, Symp. Rep. 42.09
674. Schwab, A.; Herold, J.: Electromagnetic interference in impulse measuring systems.
IEEE Trans. PAS 93 (1974) 333-339
675. Schwab. A.; Herold, J.: Elektromagnetische Interferenzerscheinungen uahrend der
Messung schnell veranderlicher Spannungen und Strome. Arch. Techn. Messen, Blatt
V 3362 (1973)
676. Schwab. A.; Geibig, F.: Ubertragungseigenschaften kapazitiver Spannungsieiler mit
raumlich getrenntem Hoch- und Niederspannungsteil. ETZ-Archiv 2 (1980)
677. Rabiner, L. R.; Rader, С. M.: Digital signal processing. New York: lEEE-Press 1972,
S. 223 ff.
678. Peier. D.: Ohmscher StoBspannungsteiler mit kleiner Antwortzcit. PTB-Mitt. 88 (1978)
315ff.
679. Majewski, R.; Maruvada. S.: Computer assisted design of impulse voltage dividers.
IEEE Trans. PAS 95 (1976) 1267ff.
680. Di Napoli. A.; Mazetti, A.: Electrostatic and electromagnetic field computation for
the h.v. resistive divider design. IEEE Trans. PAS 98 (1979)
681. McGovern, P.: Nanosecond passive voltage probes IEEE Trans. IM 26 (1977) 46
bis 52
682. Haag, E.: Ankopplungsprobleme beim Oszillographieren von Impulsen. Arch. Techn.
Messen Blatt I 8347 (1969) 57 — 62
683. Harries, N. W.: High voltage probe for liquid immersion Rev. Sci. Instrum. 45 (1974)
961 ff.
684. Sarjeant, W. J.; Alcock, A. J.: High-voltage probe system with subnanosecond rise-
time. Rev. Sci. Instrum. 47 (1976) 1283ff.
685. Lookner. S.: E. G. u. G. High-voltage attenuators and terminators for field appli-
cation. E. G. u. G. Appl. Note
686. Suthpin, H. D.: Subnanosecond high voltage attenutor. Rev. Sci. Instrum. 43 (1972*
1535ff.
687. Pellinen, D G.; Smith, I.: A reliable multimegavolt voltage divider. Rev. Sci. Instrum.
43 (1972) 299 ff.
688. Pellinen, D. G.; Quintin. J.; Mitchell, A.; A picosecond risetime high-voltage divider
Rev. Sci. Instrum. 45 (1974) 944ff
689. Harada, T. et al.: A high-quality voltage divider using optoelectronics for Impulse
voltage measurements. IEEE Trans, PAS (1971) 494 — 500
254
690. Thomas, R. J.: High-voltage reflection-type attenuators with subnanosecond response.
IEEE Trans. IM. 16 (1967) 146-154
691. Kersten, W. F. J: The three component system for measuring lightning impulses
with capacitive or shielded resitive voltage dividers. Elektrotechnik 49 (1971) 847 — 860
692. Simon, M. F.; Leroy, G. L.: Contribution to a better understanding of impulse voltage
measuring systems. IEEE Trans. PAS (1971) 478—484^
693. Pfeiffer, W.: Aufbau und Anwendung kapazitiver Spannungsteiler extrem kurzer
Anstiegszeit fiir gasisolierte Koaxialsysteme. ETZ A, 94 (1973) 91 — 94
694. Maleski, R.; Hylten-Cavallius,'N.: A low-voltage arm for EHV impulse dividers.
IEEE Trans. PAS (1974) 1797-1803
695. Leroy, G. et al.: High-voltage measurements, present state and future development.
Rev. Gen. Electr. Juni 1978 (Sonderh.)
696. Creed, F. C. et al.: Evaluating impulse measurements — a new approach. IEEE Trans.
PAS (1971) 485-494
697. Richardson, A. V.; Ryan, H. M.: Computer aided analysis of an impulse voltage
measuring system. IEEE Trans. PAS (1973) 1 — 9
698. Palva, V.: Facing UHV measuring problems. Electra 35 (1974) 157—256
699. Hylten-Cavallius, N.; Vaughan, R. L.: Calibration and checking methods of rapid
high-voltage impulse measuring circuits. IEEE Trans. PAS 89 (1970) 1393 — 1403
700. Wesner, F.: Kapazitiver Spannungsteiler zur Messung rascher Spannungsanderungen
an koaxialen Kabelanordnungen. ETZ A, 92 (1971) 633 — 636
701. Schwab, A. J.; Pagel, J. H. W.: Precision capacitive voltage divider for impulse
voltage measurements. IEEE Trans. PAS 91 (1972) 2376 — 2382
702. Grant, A. E.; Heaton, A. G.: Capacitance potential dividers, use with high-voltage
system transients. Electrical times 18 (1968) 633 — 637
703. Stepan, L. G.: An improved technique to measure transmission system switching
surge phenomena. IEEE Trans. PAS 92 (1973) 1987 — 1991
704. Feser, IL: Ein neuer Spannungsteiler fiir die Messung hoher StoB- und Wechsel-
spannungen. Bull. SEV 62 (1971) 929-935
705. Malewski, R.; Train, D.; Dechamplain, A.: Cavity resonance effect in large HV-
Laboratories equipped with electromagnetic shield. IEEE Trans. PAS 96 (1977)
1863-1871
706. Liihrmann, H.: Leitungsgebundene Ausbreitung elektromagnetischer Wellen in
raumlich ausgedehnten Hochspannungsversuchskreisen. Arch. Elektrotech. 57 (1975)
253-264
707. Ari, N.: Strahlungsfelder in HochspannungsmeBanordnungen fiir StoBspannungen.
Bull. SEV 65 (1974) 1222-1229
708. Ari, N.: Electromagnetic phenomena in impulse voltage measuring systems. IEEE
Trans. PAS 96 (1977) 1162-1172
709. Wacker, W.; Boecker, H.: Recent measurements and computations of transient
electromagnetic field propagation near high-voltage arrangements. 3. Symp. High-
Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 42.17
710. Gonschorek, K. W.: The electromagnetic behaviour of widely extended high-voltage
test circuits. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979. Symp. Rep. 42.02
711. Darveniza, M.; Holcombe, В. C.: A fast Fourier transform technique for correcting
impulse voltage divider measurements. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979.
Symp. Rep. 42.15
712. Zaengl, W.: Ein Beitrag zur Schrittantwort kapazitiver Spannungsteiler mit langen
MeBkabeln. ETZ A 98 (1977) 792-795
713. Pagel, J.: Beitrag zur Messung hoher StoBspannungen mittels kapazitiver Spannungs-
teiler. Diss. Univ. Karlsruhe 1974
714. Frank, H.: Eine Wechselspannungpriifkaskade fiir 1500 kVA/1200 kV. Elektrie 18
(1964) 133-135
715. Bowdler, G. W.: Measurements in high-voltage test circuits. Oxford: Pergamon Press
1973
716. Feser, K.: Transient behaviour of damped capacitive voltage dividers of some million
volts. IEEE Trans. PAS 93 (1974) 116 121
255
717. Muoton, L.; Stalewski, A.; Bullo, P.: Non conventional current and voltage trans-
j formers. Electra 59 (1978) 91 — 122
718. Grau, G. K.: Quantenelektronik: Optik und Laser. Braunschweig: Vieweg 1978
719. Beesley, M. J.: Lasers and their applications. London: Taylor and Francis 1971 --
720. Landolt-Bornstein: Zahlenwerte u. Funktionen, Teil III Bd. 1, 2, 11. Berlin, Heidel-
berg, New York: Springer 1979
721. Weast, R. C.: Handbook of Lasers. Cleveland: The Chemical Rubber Co. 1971
722. Rogers, A. J.: Eiectrogyration effect in crystalline quartz. Electronics Letters 12
(1976) 103-105
723. Rogers, A. J.: The electrogyration effect in quartz and its use in high-voltage measure-
ments. Electro Optics/Lasers Int. 76 UK
724. Rogers, A. J.: Method for simultaneous measurement of current and voltage on
high-voltage lines using optical techniques. Proc. IEE. 123 (1976) 957 — 960
725. Rogers, A. J.: Optical methods for measurement of voltage and current on power
systems. Optics and Laser Technology 1977, S. 273—283
726. Shurcliffe, W. A.: Polarized light. Cambridge: Harvard University Press 1962
727. Hebner, R. E.; Cassidy, E. C.; Jones, J. E.: Improved techniques for the measurement
of high-voltage impulses using the electrooptic Kerr effect. IEEE Trans. IM 24 (1975)
361-366
728. Defechereux, J.; Kirschvink, M.; Petry, H.: Mikrowellenstromwandler fiir sehr hohe
Spannungen. ETZ В 24 (1972) 322 — 325
729. Hebner, R.; Malewsky, R.; Cassidy, E.: Optical methods of electrical measurement
at high voltage levels. (149 Literaturstellen!) Proc. IEEE 65 (1977) 1524—1548
730. Massey, G. A.; Erickson, D. C.; Kadleck, R. A.: Electromagnetic field components:
their measurement using linear electrooptic and magnetooptic effects. Applied Optics
14 (1975) 2712-2719
731. Brendler4 W.: Moderne Methoden der MeBwerterfassung und MeBwertverarbeitung
in Elektroenergiesystemen. Elektrie 28 (1974) 629 — 632
732. Kaminow, I. P.; Turner, E. H.: Electrooptic light modulators. (Weitere 125 Literatur-
zitate) Proc. IEEE 54 (1966) 1374-1390
733. Rzewnski, M. N.; Tarnawecky, M. Z.: Unconventional methods of current detection
and measurement in EHV and UHV transmission systems. (Weitere 42 Literatur-
zitate) IEEE Trans. Instrumentation and Measurements 24 (1975) 43—51
734. Muller, W.: Unkonventionelle MeBwandler fiir Hochstspannungsanlagen. ETZ A 39
(1972) 362 — 366
735. Afanasjew, V. V.; Zubkov, V. P.; Karstina, A. D.: Optische MeBwandler fiir Hochst-
spannungsanlagen. Arch. f. Energiewirtschaft (1975) 1132 — 1151
736. Hermstein, W.: Entwicklungstendenzen im Wandlerbau. Elektrizitatswirtschaft 68
(1969) Heft 8
737. Berril, J. et al.: A high presision 300 kV DC measuring system. 3. Symp. High-Voltage
Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 43.03
738. Peier, D.; Graetsch, V.: A 300 kV DC measuring System. 3. Symp. High-Voltage
Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 43.08
739. House, H.; Waterton, F. W.; Chew, J.: lOOOkV standard voltmeter. 3. Symp.
High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 43.05
740. Karlsson, G.: Loss tangent digital meter 3. Symp. High-Voltage Engn. Milano 1979,
Symp. Rep. 43.10
741. Seitz, P.; Osvath, P.: Microcomputer controlled transformer ratio-arm bridge. 3. Symp.
High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 43.11
742. Schulz, W.: High-voltage AC peak measurement with high accuracy. 3. Symp. High-
Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 43.12
743. Gertsch, G. A.: Measuring errors of instrument transformers in the frequency range
of 1 to 10.000 Hz. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 43.14
744. Battistelli, L.; Mangoni, V.; Gertsch, G. A.: Influence of magnetic saturation and
of the residual induction on the transient behaviour of capacitive voltage transformers. '
3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 43.15
745. James, R. J.; Trick, F. E.; McMullan, P. J.: Location of partial discharges in power?
256
transformers with special reference to an internal winding calibration technique.
3. Symp. High-Voltage Engn. Milano 1979, Symp. Rep. 43.17
746. Stark, AV. B.: A significant improvement in the performance.of the rotating electro-
static fluxmeter. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 44.08
747. Teich, T. H.; Neall. J. A. G.: Current measurement by means of the faraday and the
Pockelseffect. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 44.04
748. Arturi, С. M.; Carminati, E.: Industrial prototype of a frequency modulated electro-
optical current transformer. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep.
44.10
749. Bertschinger, A.; Brandestini, M.: Impulse peak voltmeter with, a novel memory
circuit. 2. Symp. High-Voltage Engng. Zurich 1975, Symp. Rep. 3.1 — 01, S. 194—198
750. Kaehler, A. J.: Contribution to the problem of impulse voltage measurements by
means of sphere gaps. 2. Symp. High-Voltage Engng. Zurich 1975, Symp. Rep. Nr.
3.1-05, S. 217-221
751. Malewski, R.: An improvement of the tubular shunt. 2. Symp. High-Voltage Engng.
Zurich 1975, Symp. Rep. 3.1-08, S. 230-233 '
752. Black, A. I.: A pulse discrimination system for discharge detection in electrically
noisy environments. 2. Symp. High Voltage Engng. Zurich 1975, Symp. Rep. 3.2 — 02,
S. 239 — 243
753. Praehauser, Th.: The calibration of partial discharge measuring circuits, accuracy
and estimation of errors. 2. Symp. High-Voltage' Engng. Zurich 1975, Symp. Rep*
3.2-07, S. 265-269
754. Reynold. J. G.: Partial discharge measuring techniques. 2. Symp. High-Voltage Engng.
Zurich 1975, Symp. Rep. 3.2 — 08, S. 271 — 275
755. Kunckel, К. H.: Abbildungstreue kapazitiver Spannungswandler bei schnellen
Anderungen der Primarspannung. Elektrie 30 (1976) 314 -316
756. Sweetana, A.: Transient response characteristics of capacitive potential devices.
IEEE Trans. PAS 1971
757. StrauB, W.: Ein GleichspannungsmeBgerat speziell fiir die Hochspannungstechnik.
etz-Archiv (1979) 255—257
758. Kon’hova, E.: Correction of electrostatic voltmeter readings in ungrounded circuits.
Pribory i Tekhnika Eksperimenta (1975) 249 .
759. Hammer, K.: Waagerechte MeBkugelfunkenstrecken. Elektrie 22 (1968) 56 — 57 k
760. Streube], H.: Vorwiderstand von MeBkugelfunkenstrecken. Elektrie 23 (1969) 289
und 290
761. Singer, H.; Steinbigler, H.: Berechnung des Umgebungseinflusses bei vertikal ange-
ordneten, einpolig geerdeten Kugelfunkenstrecken. ETZ A 98 (1977) 796 — 799
762. Schwab, A.; Hollinger, F.: Bestrahlung von MeBfunkenstrecken mit UV-Laserlicht.
ETZ-A 1973, Heft 8
763. Allibone, T. E.;Dring, D.: Influence of radiation on the sparkover of sphere gaps
and crossed-cylinder gaps stressed with impulse voltages. Proc. IEE 120 (1973)
815-821
764. Wehrli, H.: Messung von Oberschwingungen in elektrischen Verteilnetzen. Der
Elektroniker (1975) El 5 —El 8
765. Pfeiffer, \V.: Ultra-high speed methods of measurement for the investigation of
breakdown development in gases. IEEE Trans. IM 26 (1977) 367 — 372
766. Tietze, W.; Schenk, Ch.: Halbleiterschaltungstechnik. 4. Aufl. Berlin. Heidelberg.
New York: Springer 1978
767. Clausnitzer, \V.: Kaskadenschaltung mit PreBgaskondensatoren. MeBtechnik 11/70.
S. 226-229
768. Heine, K. F.: Ein Spitzenspannungsmesser fiir einmalige kurzzeitige Vorgange.
Elektron. Rundschau 13 (1959) 365ff.
769. Gerhard, H.: Ban eines StoBspannungsmeBgerats. Arbeit Nr. 420/64. Inst, fiir Hoch-
spannungstechnik Universitat Ilmenau
770. Rump, \V.: Verfahren zur Priifung von ScheitelwertmeBgeraten. Elektrie 16 (1962)
129 — 132
257
771. Fischer, E.: Eine Eicheinrichtung fiir StoBspannungsmeBgerate und ihre Anwendung.
ETZ-A 82 (1961) 97-102
772. English, L. C.: Recording voltmeter checking device. Electr. World 138 (1952)
162-167
773. Rairly, E. S.: The measurement of peak voltages using a cathode-ray tube. Brit.
J. Appl. Phys. (1957) 101-104
774. Titus, J. A.; Rony, P. R.; Larsen, D. G.: Abtast-HaltesMialtungen. Der Elektroniker
7 (1978) E125-E127
775. Best, R.: Das dynamische Verhalten der Operationsverstarker, D/A-Converter und
A/D-Converter. Der Elektroniker 4 (1973) Ell —E110
776. Redaktion: Die Abtast- und Halte-Schaltung. Elektronik 1975, Arbeitsblatt 88
777. Graeme, J. G.: Designing with operational amplifiers. Xew York: McGraw-Hill 1977
778. Peiser, R.; Strauss, W.: Impulse peak-volt meter with extended measuring possibili-
ties. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 42.07
779. Robra, J.: Ein universelies breitbandiges ScheitelspannungsmeBgerat MeBtechnik
5/71, S. 107-109
780. Peier, D.; GroBwendt, B.: Moglichkeiten zur Darstellung eines Fixpunktes der
Spannungsskale im Hochspannungsbereich. Arch. Elektrotech. 62 (1980) 37 — 42
781. Palevsky, H.; Swank, R. K.; Grenchik. R.: Design of dynamic condenser electro-
meters. Rev. Sci. Instrum. 18 (1947) 298 — 314
782. Thomas, D. G.; Finch, H. W.: A simple vibrating condenser electrometer. Electron.
Eng. 22 (1950) 385-399
783. Keiner, H.: YG 1000, eine neue Elektrometer Tetrode. Telefunken Rohrcnmitteilun-
gen fiir die Industrie RMI 6903/148
784. Ashcraft, T. I.; Riney, J.; Hackermann, X.: Electrostatic voltmeter for the measure*
nient of surface potentials. Rev. Sci. Instrum. 34 (1963)
785. Schwarz, JL: Influenz-E-Feldmeter als empfindliches MeBgerat. Elektronik 1977,
S. 49-50
786. Stark, W. B.: A significant improvement in the performance of the rotating electro-
static fluxmeter. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979, Symp. Rep. 44.08
787. Serov» R.; Richardson, M. 0.; Burtyn, P.: Probe for the measurement of magnetic
fields with sub-nanosecond resolution. Rev. Sci. Instrum. 46 (1975) 886 — 888
788. Hentschke, S.; Illgen, M.: Messung extremer Blitzstrome an Fernmeldetiirmen.
ETZA 96 (1975) 352-355
789. Honnea, D.; Medley, S. S.: Improved construction of Rogowski coils for measurement
of plasma currents. J. of Physics E: Sci. Instr. 1974, S. 537 ff.
790. Keitel, J.; Beer, F.; Wernecke, W.: Strommessung mit Rogowskispule. Elektrie 33
(1979) 251-253
791. Pellinen, D. G.; Spence, P. W.: A nanosecond-risetime megampere current monitor.
Rev. Sci. Instrum. 42 (1971) 1699-1701
792/ Lee, S. C. et al.: Determination of lightning current using frame aerials. IEEE Trans.
PES 98 (1979) 1669 — 1674
793. Labuhn, F.; Weinhardt, K.: Strommessungen an Impulsentladungen mit Rogowski-
spulen. MeBtechnik 6/71, S. 127 — 134
794. Hildebrand, P.: Spulen fiir die Messung zeitlich veranderlicher Magnetfelder. Frequenz
27 (1973) 335-341
795. Stechenko, V. M.: Design features of broad-band transformers with ferrite cores.
Pribory i Tekhnika Eksperimenta (1975) 150ff.
796. Kiryushin, Y. T.; Kolesnikov, Y. M.: Rogowski loop with ferrite core for precision
measurement of high-power current-pulses. Pribory i Tekhnika Eksperimenta (1976)
116-119
797. Anderson, J. M.: Wide frequency range current transformers. Rev. Sci. InStrum. 42
(1971) 915-926
798. Avinor, M.; Hasson, A.: A simple, fast, side-looking current transformer. Rev. Sci.
Instrum. 46 (1975) 324 — 325
799. Bottger, 0.; Popp, G.: Potentialfreio Messung schnellveranderlicher Strome, Wiss,
Ber. AEG-Telefunken 43 (1970) 62-66
258
800. Ohm, H. J.: Strommessung in SchweiBmaschinen und Stromrichteranlagen.
801. Decker, G.; Honnea, D. L.: Magnetic probes with nanosecond response time for
plasma experiments. J. of Physics E: Sci. Instr. 1972, S. 481—484
802. Tietze, U.; Schenk, Chr.: Halbleiterschaltungstechnik. 4. Aufl. Berlin, Heidelberg,
New York: Springer 1978
803. Schwab, A.; Imo, F.: Ubergangsverhalten koaxialer StrommeBwiderstande mit
exzentrischem Spannungsabgriff. ETZ-Archiv 2 (1980)
804. Liihrmann, H.; Malewski, R.: Sprungantwort und Antwortzeit rohrformiger koaxialer
Strom-MeBwiderstande beliebiger Wandstarke. Arch. Elektrotech. 57 (1975) 111 -118
805. Malewski, R.: Micro-ohm shunts for precise recording of short-circuit currents. IEEE
Trans. PAS 96 (1977) 579-585
806. Malewski, R.: Transient measurement techniques in EHV systems. IEEE PAS 97
(1978) 893-902
807. Brocewell, R. N.: The Fourier transform and its applications. New York: McGraw-
Hill 1978
808. Malewski, R. et al.: Elimination of the skin effect error in heavy current shunts.
IEEE Power Conf. Minneapolis 1980
809. Malewski. R.; Dechamplain, A.: Digital impulse recorder for high-voltage laboratories.
IEEE Trans. PAS-99 (1980) 636-644
810. Kallberg, B.: Location of partial disc' \rges in power transformers by computation
and measurement of capacitively transmitted voltage pulses. IEEE Trans. PAS (1980)
589-594
811. Pellinen, D. et. al.: A computerized measuring system for nanosecond risetime pulsed
accelerators. Proc. 2nd Int. Pulsed Power Conf. Lubbock, Juni 1979
812. Pellinen, D.; Di Capua, M. S.: Two-megavolt divider for pulsed high-voltages in
vacuum. Rev. Sci. Instrum. 51 (1980) 70 — 73
813. Thomsen, I. E. et. al.: Optical measurement of high electric and magnetic fields.
IEEE Trans. Instr, u. Meas. 1976
814. Matthiesen, P.; Weigl, W.: Spannungswandler fiir Hochspannungsanlagen mit
kapazitivem Teiler.und elektronischem MeBverstarker. Bull. ASE (1980) 450 — 455
815. Bommer, V. H.: Elektronische Hochspannungswandler Elektrizitatswirtschaft 78
(1979) 103ff.
816. Ermisch, J.: Der TRASER-Wandler. Elektrie 28 (1974) 633 — 635
817. Thomas, R. C.: The Tracer System for light coupled current measurement at EHV.
Allis Chalmers 1966
818. Moulton, С. H.; Brack, H. W.: New laser system shows extreme accuracy in EHV
current monitoring. Power Engng. Jan. 1967, S. 38 — 39
819. Sun, S. C.; Gambale, J. C.: An EHV current transducer. IEEE Summer Power Conf.
Vancouver 1973
820. Saito, S. et. al.: Development of the laser current transformer for EHV-power trans-
mission lines. IEEE J. of Quantum Electronics QE-3 (1967) 589 — 597
821. Okamoto, H.; Kenji, H.; Tomiyama, J.: Partial discharge tests and noise suppression
of 500 kV transformers. IEEE Summer Power Conf. Vancouver 1973
822. Aumont. P.; Pelletier, E.: Reducteurs de courant magneto-optiques a effet Faraday.
Rev. Gen. Electr. 80 (1971) 617-622
823. Muller, W.: Ein Verfahren zur Messung von Wechselstroinen im Frequenzbereich
von 10 Hz bis 1 MHz in Hochspannungsanlagen. Elektroanzeiger 10 (1969) 212 — 217
824. Saito, S. et. al.: Microwave current transformer for EHV power transmission lines.
European Micro wave Conf. 1971 Paper C 9
825. Rogers, A. J.: Optical technique for measurement of current at high voltage. Proc. '
IEE 120 (1973) 261 — 267
826. Hemmer, U.: Magnetooptische Messung des Stromverlaufs in Stickstofflasern. Studien-
arbeit Hochspannungsinstitut Karlsruhe 1979
827. Schwab, A.; Hollinger, F.: Compact high-power No Laser. IEEE J. Quantum Elec-
tronics QE12 (1976) 183-188
828. Cassidy, E. C. et. al.: Kerr-effect studies of an insulating liquid under varied high-
voltage conditions. IEEE Trans. El. Insulations El9 (1974) 43 — 56
259
829. Thomsen, J. E.; Kristiansen, M.; Hagler, M. 0.: Optical measurements of high electric
and magnetic fields. IEEE Trans, on Instr, a. Meas. IM-54 (1976) 1-7
830. Pfister, J.: Zur MeBtechnik von Storspannungen. PTT-Mitteilungen 9 (1951) 321 bis
328
831. Mouton, L.: Non-conventional current and voltage transformers. CIGRE Rep.
1980
832. Nunnally, W. C.; Kristiansen, M.; Hagen, M. 0.: Differential measurement of fast
energy discharge capacitor, inductance, and resistance. IEEE Trans, on Instr, and
Meas. 24 (1975) 112-114
833. Zinkernagel, J.: Modellrechnungen zur Spannungsabhangigkeit der Kapazitat von
PreBgaskondensatoren. Arch. Elektrotech. 60 (1978) 299 — 305
834. Rosemann, К. H.; Sundermeier, B.: TransformatormeBbrucke zur Bestimmung
groBer Verlustfaktoren unter Beriicksichtigung des Parallelersatzschaltbildes. ETZ
A 99 (1978) 674-677
835. Schrdter, H.: Der Faradayeffekt in der MeBtechnik. msr-MeB-Steuer- und Regelungs-
technik. 13 (1970) 267-271
836. Klein, R.: fitude de la mesure d’impulsions haute tension rapides au moyen de
capteurs electro-optiques. Diss. Univ. StraBburg 1974
837. Nassisi, V.; Luches, A.: Rogowski coils: Theory and experimental results. Rev. Sci.
Instrum. 50 (1979) 900-902
838. Elsley, K. R.: Accurate ultrasonic measurements with the biomation 8100 Transient
Recorder. NBS-Symp. on Ultrasonic Materials Characterization Washington 1978
839. Nicolet, A.: Teilentladungsmessungen an Transformatoren. Brown Boveri Mitteihm-
gen 7 (1979) 456-460
840. Orbeck, Tor: Dicussion of practical value of internal partial discharge measurements
for high-voltage insulation systems for rotating machines. IEEE Trans. Electr.
Insulation El 8 (1973) 98 — 107
841. Kratochvil, J. А.; Вес, I. P.; Churchman, J. H.: Location of partial discharges in
transformers and reactors from the measurement of instantaneous terminal voltages
at the instant of discharge inception. IEEE Power Summer Meeting Vancouver
1973
842. Kawaguchi, Y.; Yanaba, S.: Partial-discharge measurement on high-voltage power
transformers. IEEE Trans. PAS 88 (1969) 1187 — 1194
843. Rabus, W.: Model tests on the multiterminal PD measurements on transformers.
ETZ A 96 (1974) 364-368
844. Austin, J.; Marshall, P.: Partial discharge location in transformers and reactors by
waveshape recognition. IEEE Trans. PAS 97 (1978). S. 2041—2044
845. Nieschwitz, H.; Stein, W.: Teilentladungsmessungen an Hochspannungstransfor-
matoren als Mittel der Qualitatskontrolle. ETZ All (1976)
846. Borsi, H.: EinfluB raumlich verteilter Hohlraume im Hochspannungskabel auf die
Anzeige von TeilentladungsmeBgeraten. ETZ A 99 (1978) 595 — 599
847. Beinert, J.; Amir, К. E.; Schuppe, W. D.: Die Bedeutung der Teilentladungsmessung
bei kunststoffisolierten Mittelspannungskabeln. Elektrizitatswirtschaft 76 (1977)
925-928
848. Beyer, M.; Hossein Borsi: Teilentladungsmessung an Hochspannungskabeln — Ur-
sachen fiir MeBfehler und Moglichkeiten zu ihrer Vermeidung. Elektrizitatswirtschaft
76 (1977)931-936
849. Tananescu, F.: Ein neues TeilentladungseichmaB zur Eichung von MeBkreisen.
Arch. Techn. Messen 1969, Blatt V 3361 — 1
850. Mole, G.: Basic characteristics of corona detector calibrators. IEEE Trans. PAS 89
(1970) 198-204
851. Mole, G.: Measurement of the magnitude of internal-corona in cables. IEEE Trans
PAS 89 (1970) 204-211
852. Degn, P.: Partial discharges in solid dielectrics. El. Power u. Engng. Dept* Techn#
Univ, of Denmark, Lyngby 1971
853. Praehauser, Th.: Lokalisierung von Teilentladungen in HochspannungsapparateiL
Bull. SEV 63 (1972) 893-905
260
854. Brookes, A. S.: Elimination of Interference in discharge detection. Electra 21 (1973)
855. CIGRE, S.C. 12: Measurement of partial discharges in transformers. Electra 19 (1971)
13-65
856. Hylten-Cavallius, N.; Fryxell J.: Corona in power transformers and assoc, test
problems. CIGRE 1962, Rep. 104
857. Holzler, E.; Holzwarth, H.: Theorie und Technik der Pulsmodulation. Berlin, Gottin-
gen, Heidelberg: Springer 1957
858. Maruvada, S. M.; Hylten-Cavallius, N.; Chin, N. T.: Radio noise meter response
to random pulses by computer simulation. IEEE Summer Power Conf. 1973 Van-
couver
859. Praehauser, T. C.: Comparison of measuring instruments and circuits. CIGRE 1968
Rep. 12 — 10 Part В
860. Kupfmtiller, K.: Die Systemtheorie der elektrischen Nachrichtenubertragung. Stutt-
gart: Hirzel 1949
861. Harrold, R. T.; Dakin, T. W.: The relationship between the pico Coulomb and Micro-
volt for corona measurements on HV-transformers and other apparatus. IEEE-Winter
Power Conf. 1972 New York
862. ANSI: American National Standard C 63.2 (1969) “Specifaction for Radio Noise
and Field Strength Meters, 0.015 to 30 Mc/s.”
863. CISPR: Comite International des Perturbations Radio Electriques. Publ. No 1 1961
“Specifications for CISPR radio interference apparatus for the frequency range
0.15 Mc/s to 30 Mc/s”
864. Lemke, E.: Geratesystem zur Messung von Teilentladungen. Elektrie 26 (1972)
165-167
865. Franke, E. A.; Czekaj, E.: Wide-band partial discharge detector. IEEE Trans. El.
Insul. El 10 (1975) 112-116
866. IEC: International Electrical Commission Publ. 270 (1968)
867. Lemke, E.: A new method for PD-measurement of polyethylene insulated power
cables. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979. Symp. Rep. 43.13
868. Mangiavacchi, C.; Rabaeh, G.: Partial discharges amplitudes spectra measurement
and analyses in aging process evaluation. 3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979.
Symp. Rep. 43.04
869. Umemoto, K. et. al.: Partial discharge measurement system using pulse hight analyser.
3. Symp. High-Voltage Engng. Milano 1979. Symp. Rep. 43.07
870. VDE 0533: Richtlinien fiir die Durchfuhrung von Teilentladungsisolationsmessungen
an Transformatoren. Berlin: VDE-Verlag 1968
871. Konig, D.; Schmiedel, W.; Willecke, M.; Teilentladungsstuckpriifungen an GieB-
harzmassenteilen. Calor Emag Mittei-lungen Heft 1 (1972), S. 3 bis 14.
872. Lukaschewitsch, A.; Peschke, E.: Geschirmte Hochspannungshallen fiir Teilent-
ladungsmessungen an Kunststoffkabeln. Siemens-Z. 50 (1976) 481 — 485
873. Beinert, J.; El Amir; Schuppe, W.: Die Bedeutung der Teilentladungsmessung fiir
die Erkennung von Storstellen bei kunststoffisolierten Mittelspannungskabeln,
Elektrizitatswirtschaft 76 (1977) 925 — 928
874. Van Hove, C.; Lippert, A.; Wiinerowicz, F.: Interferenzerscheinungen bei der
Teilentladungsmessung an langen Kabeln. Elektrizitatswirtschaft 73 (1974) 776 bis
779
875. Eager, G. S.; Bader, C.; Silver, A.: Corona detection experience in commercial pro-
duction of power cables with extruded insulation. IEEE Trans. PAS 88 (1969) 342 — 364:
876. Douglas, I. L.; Pratt, F. C.; Rushton, F.: A critical assessment of methods of mea-
suring partial discharges in EHV Transformers. CIGRE 1974:
877. CIGRE: Rep. 12 — 03. Recognition of dischanges. Working Group 21—03. Electra 11
(1969)61-98
878. Harrold, R.: Ultrasonic spectrum signatures of under-oil corona sources. IEEE Trans,
El. Ins. El 10. 109-112
879. Konig, D.; Meier, A.: Akustische Teilentladungsmessungen an metallgekapselten
Hochspannungs-Schaltanlagen mit Lsoliergasfiillung. Calor Emag Nachrjchten (1973)
28-32
261
880. Beyer, M.: Moglichkeiten und Grenzen der Teilentladungsmessungen und -ortung.
Grundlagen und Einnchtungen. ETZ A 99 (1978) 96 — 99 u. 128- 132
881. Schultz, H.; Zimmer, H. H.: Erfassung auBerer Teilentladungen mit Restlichtver-
starkern und Ultra-Schalldetektoren. Elektnzitatswirtschaft 19 (1980)
882. Fox, A. J. u. T. M. Bruton. Measurements of the electro-optic and electrogyratory
coefficients in the optically active compounds Bi12Tio20 and Bi40Ga2Oe3. Electro-Optics/
Laser Int. (1975) Uk, S. 431 — 135
883. Anastassakis, E.: Electrooptical activity of crystals. Appl. Phys. Lett. Vol. 21 (1972)
S. 212-213
884. Anastassakis, E.: Optical Activity and External Forces. Proc. Soc. Photo-Optical Instr.
Engineers Vol. 38 (1973) S. 135—143
885. Rogers, A. J.: Optical measurement of current and voltage on pow er systems. Electric
Power Applications (1979) Vol. 2 S. 120 — 124
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
886. Болотин И. Б., Эйдель Л. 3. Измерения в переходных режимах корот-
кого замыкания. — 2-е изд. — М.: Энергия, 1981. — 192 с.
887. Кужекин И. П. Испытательные установки и измерения на высоком на-
пряжении.— М.: Энергия, 1980.— 136 с.
888. Ашнер А. М. Получение и измерение импульсных высоких напряжений:
Пер. с нем. — М.: Энергия, 1972.— 120 с.
889. Кучинский Г. С. Частичные разряды в высоковольтных конструкциях. —
Л.: Энергия, 1979. — 224 с.
890. Сви П. М. Измерение частичных разрядов в изоляции оборудования вы-
сокого напряжения энергосистем. — М.: Энергия, 1977. — 200 с.
Адольф Шваб
ИЗМЕРЕНИЯ НА ВЫСОКОМ НАПРЯЖЕНИИ.
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И СПОСОБЫ ИЗМЕРЕНИЯ
Редактор М. А. А р о н о в
Редактор издательства Э. К. Биленко
Переплет художника В. Я. Батищева
Технический редактор Л. Ф. Шкилевич
Корректор Г. А. Полонская
ИБ № 67
Сдано в набор 17.12 82. Подписано в печать 09.02.83.
Формат 60X90716. Бумага типографская № 1. Гарнитура литературная
Печать высокая. Усл. печ. л. 16,5. Усл. кр.-отт. 16,75. Уч.-изд. л. 19,06.
Тираж 6000 экз. Заказ 1334. Цена 1 р. 50 к.
Энергоатомиздат, 113114, Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли
129041, Москва, Б. Переяславская ул., 46
УВАЖАЕМЫЕ ЧИТАТЕЛИ!
ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ предлагает Вашему вниманию книги, готовящиеся
к изданию в 1983 году
Гальваномагнитные преобразователи в измерительной технике / В. В. Брай-
ко, И. П. Г р и н б е рг, Д. В. Ковальчук, С. Г. Таранов. — М.: Энерго-
атомиздат, 1983 (IV кв.). — 23 л., ил. — В пер.: 1 р. 40 к. 9000 экз. 2302010000
Изложены теория гальваномагнитных преобразователей и принципов по-
строения схем автоматической коррекции их погрешностей, проанализированы
уровень и особенности совершенствования основных функциональных узлов при-
боров с гальваномагнитными преобразователями, приведены технические харак-
теристики новых разработок измерительной аппаратуры.
Для инженерно-технических работников.
План 1983 года № 137
Гордеев Л. С., Стриблинг С. И., Шрайфельд Т. Я. Светолучевая
регистрация. — М.: Энергоатомиздат, 1983 (I кв.). — 9 л., ил.— (Электроизмери-
тельные приборы). — 45 к. 10 000 экз. 2302010000
Изложены принцип действия светолучевых осциллографов, общее их исполь-
зование и круг задач, решаемых с их помощью.
Большое внимание уделено методу применения осциллографов и основам
метрологии светолучевой регистрации. Приведен анализ регистрации на основа-
нии понятия измерительного канала, что позволяет рассматривать светолучевой
осциллограф как элемент информационно-измерительной системы, существенно
расширяющий сферу его применения.
Для инженерно-технических работников.
План 1983 года № 138
С о ч н е в А. Я. Расчет напряженности поля методом непосредственного
определения. — Л.: Энергоатомиздат, 1983 (I кв.). — 8 л., ил. — 40 к. 10 000 экз.
2302010000
Изложены основы теории метода непосредственного определения напряжен-
ности поля и результаты его приложения к расчетам электрических и магнитных
полей, применяющихся в различных приборах и аппаратах. Решение конкретных
задач доведено до инженерных расчетных формул. При приближенных решени-
ях большое внимание уделено оценке погрешности расчета.
Для инженерно-технических работников и студентов вузов.
План 1983 года № 142
Цифровая осциллография / А. М. Б а р к у т о в, И. П. Г и р и в е н к о,
Е.М. Прошин, В. И. Рязанов. — М.: Энергоатомиздат, 1983 (II кв.). —
14,5 л. — В пер.: 90 к. 9000 экз. 2302010000
Рассматриваются вопросы теории и практики цифровой осциллографии.
Анализируются точностные, скоростные и функциональные возможности цифро-
вых осциллографов в исследовании периодических и однократных процессов,
представленных в аналоговой или дискретной форме. Приведены примеры реа-
лизации цифровых осциллографов различного назначения. Показаны способы
реализации основных логических функций и связей цифрового осциллографа,
в том числе и в диалоге с ЭВМ.
Для инженерно-технических работников.
План 1983 года № 143
Заказать книги можно во всех магазинах, распространяющих научно-техни-
ческую литературу.