В. А. ВОЛГОВ
ДЕТАЛИ КОНТУРОВ РАДИОАППАРАТУРЫ
ДЕТАЛИ КОНТУРОВ
РАДИОАППАРАТУРЫ
ГОСЭНЕРГОИ ЗДАТ
В. А. ВОЛГОВ
ДЕТАЛИ КОНТУРОВ
РАДИОАППАРАТУРЫ
РАСЧЕТ И КОНСТРУКЦИЯ
Под редакцией
В. И. СИФОРОВА
ГОСУДАРСТВЕННОЕ ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
МОСКВА	1 95 4	ЛЕНИНГРАД
ЭС—5(4)—3(2)
Книга посвящена расчету и констру-
ированию контуров для длинных, средних г
коротких и ультракоротких волн, приме-
няемых в радиоприемниках, маломощных
радиопередатчиках и измерительной радио-
аппаратуре. Излагаются отдельные во-
просы из теории контуров и дается опре-
деление основных параметров. Рассматри-
ваются конденсаторы, катушки индуктив-
ности, резонансные линии и полые резона-
торы. Приводятся чертежи выполненных
конструкций.
Книга рассчитана на инженерно-техни-
ческих работников радиопромышленности:
и научно-исследовательских институтовг
работающих по расчету и конструирова-
нию радиоаппаратуры, а также на сту-
дентов втузов и техникумов, специализи-
рующихся по радиотехнике, и на квалифи -
цированных радиолюбителей.
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА
Предлагаемая книга посвящена расчету и конструированию
контуров, применяемых в радиоаппаратуре и, в частности,
в радиоприемниках.
Потребность в такой книге определяется задачами, постав-
ленными XIX съездом Коммунистической партии Советского
Союза по вопросу о дальнейшем расширении радиосвязи и
радиовещания на ультракоротких волнах и о резком увели-
чении производства радиоаппаратуры.
В книге изложены вопросы расчета и конструктивного вы-
полнения конденсаторов, катушек индуктивности, широкодиа-
пазонных контуров, резонансных линий и полых резонаторов.
Приведены типовые примеры расчета и дано большое коли-
чество различных конструкций. Почти половина объема книги
посвящена вопросам расчета и конструктивного выполнения
контуров для ультракоротких волн.
Несмотря на большое значение расчета и конструктивного
выполнения контуров, в технической литературе до сих пор
не появлялось единого систематического руководства, посвящен-
ного этим вопросам.
Книга рассчитана на широкий круг читателей — конструк-
торов и лаборантов и других инженерно-тех’нических работни-
ков заводов, конструкторских бюро и научно-исследователь-
ских институтов, а также на студентов втузов и техникумов
Она может представить интерес и для квалифицированных
радиолюбителей.
Книга несомненно будет содействовать освоению методов
расчета контуров широким кругом специалистов и тем самым
способствовать дальнейшему совершенствованию нашей радио-
аппаратуры.
В. И. Сифоров
ОТ АВТОРА
Исторический XIX съезд Коммунистической партии Со-
ветского Союза поставил перед учеными и инженерами новые
задачи по дальнейшему освоению диапазона УКВ, повышению
качества и увеличению масштабов производства радиоаппара-
туры.
1*
4
Предисловие
Решение задачи повышения качественных показателей радио-
аппаратуры связано с вопросами разработки колебательных
контуров. Вопросам расчета элементов колебательного контура
посвящены многочисленные работы советских учёных, среди
которых необходимо отметить работы А. А. Колосова, В. Т. Ренне
и П. Г. Панова — по расчету катушек индуктивности и кон-
денсаторов; работы Г. Т. Шитикова и С. С. Аршинова — по
вопросам стабильности катушек и конденсаторов; работы Г. В. Ки-
сунько и М. С. Неймана — по полым резонаторам и резонанс-
ным линиям и многие другие. Эти работы не систематизиро-
ваны и разбросаны по различным книгам и журналам, что
затрудняет их практическое использование широким кругом
читателей. Изданные монографии по этим вопросам, например
„Катушки радиоприемника" А. А. Колосова и „Проектирова-
ние LCR радиопередатчиков" С. И. Гоноровского, имеют 20-лет-
нюю давность, стали почти библиографической редкостью, а
кроме того, совершенно не затрагивают вопросов расчета и
конструирования контуров для ультракоротких волн. Поэтому
расчет контуров во многих случаях производится или радио-
любительскими методами, или по опытным данным. Это при-
водит к неточности расчета и не дает возможности учета ряда
обстоятельств, определяющих свойства контура.
Задачей данной работы является хотя бы частичное запол-
нение существующего пробела. В ней излагаются вопросы
расчета и общего конструирования колебательных контуров,
применяемых в радиоприемной, маломощной передающей,
измерительной и т. п. аппаратуре всех диапазонов, примерно
от 100 кгц до 10 000 мггц. Менее подробно в книге освещены
вопросы детального конструирования
различных элементов и
технологии их изготовления, так как эти вопросы достаточно
обстоятельно рассмотрены в книгах „Конструирование дета-
лей и узлов радиоаппаратуры" В. Б. Пестрякова и Д. Д. Сач-
кова и „Технология радиоаппаратуры" Ф. Е. Евтеева и В. А. Жу-
кова. Для углубленного изучения того или иного специального
вопроса, не полностью рассмотренного в данной работе, сле-
дует обратиться к изданиям, перечисленным в библиографи-
ческом указателе в конце настоящей книги.
За просмотр и редактирование рукописи автор выражает
свою признательность члену-корреспонденту АН СССР В. И. Си-
форову и канд. технических наук С. С. Аршинову , написав-
шему для книги параграф о термокомпенсацйи.
Автор выражает также признательность М. Ф. Болговой,
выполнившей большую работу по изготовлению чертежей и
подготовке рукописи к печати.
В. А. Волгой
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Глава первая. Колебательный контур и его параметры................ 7
1-1. Введение’............................................... —
1-2. Основные параметры контура.............................. 8
1-3. Потери................................................. 11
1-4. Стабильность .......................................... 21
1-5. Термокомпенсация....................................... 25
1-6. Расчет контуров........................................ 30
Глава вторая. Конденсаторы и сопротивления....................... 33
2-1. Общие свойства конденсаторов............................ —
2-2. Конденсаторы постоянной емкости........................ 40
2-3. Конденсаторы переменной емкости........................ 54
2-4. Расчет конденсаторов переменной емкости................ 56
2-5. Стабильные конденсаторы................................ 65
2-6. Конструкция конденсаторов переменной емкости........... 70
2-7. Подстроечные конденсаторы.............................. 80
2-8. Сопротивления.......................................... 82
Глава третья. Катушки индуктивности.............................. 89
3-1. Общие свойства катушек индуктивности..................... —
3-2. Типы намоток катушек индуктивности...................... 90
3-3. Расчет размеров катушек................................. 97
3-4. Расчет индуктивности катушек и числа	витков .......... 99
3-5. Собственная емкость катушек индуктивности.............108
3-6. Добротность катушек индуктивности.....................111
3-7 Расчет взаимной индуктивности и коэффициента связи . . . 123
3-8. Экранированные катушки................................127
3-9. Секционированные катушки..............................132
3-10. Катушки с магнитными сердечниками....................134
3-11. Вариометры .................................•	. . . . 148
3-12. Стабильные катушки..................................156
3-13. Дроссели высокой частоты............................160
3-14. Конструкция катушек индуктивности...................164
Глава четвертая. Широкодиапазонные контуры переходного типа . . 175
4-1. Общие сведения о широкодиапазонных контурах............ —
4-2. Контуры контактного типа..............................176
4-3. Контуры бесконтактного типа...........................178
4-4. Конструкции каскадов на контурах бесконтактного типа . . 184
4-5. Контуры цилиндрического типа..........................188
Глава пятая. Резонансные линии .................................192
5-1. Общие свойства резонансных линий....................... —
5-2. Эквивалентные параметры резонансных линий.............201
6
Оглавление
Стр.
5-3. Расчет параметров резонансных линий.................212
5-4. Общие вопросы конструирования резонансных линий . . . 222
5-5. Элементы конструкций линий..........................233
5-6. Конструкции каскадов на резонансных линиях..........251
Глава шестая. Полые резонаторы................................261
6-1. Общие свойства полых резонаторов..................... —
6-2. Расчет полых резонаторов............................265
6-3. Элементы конструкции полых резонаторов..............273
6-4. Конструкции с полыми резонаторами...................277
Библиографический указатель..............................280
ПРИЛОЖЕНИЯ
Таблица I. Шкала номинальных емкостей.........................286
Таблица II. Шкала номинальных сопротивлений...................287
Таблица III. Основные данные металлов и сплавов................ —
Таблица IV. Данные высокочастотных диэлектриков...............288
Таблица V. Пропиточные и покровные материалы..................292
Алфавитный указатель..........................................293
ГЛАВА ПЕРВАЯ
КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР И ЕГО ПАРАМЕТРЫ
1-1. Введение
Электрическим колебательным контуром называют цепь,
состоящую из емкости, индуктивности и сопротивления, в ко-
торой возможны периодические колебания тока и напряжения.
Колебательные контуры являются важнейшей принадлеж-
ностью радиоприемников, передатчиков и многих других типов
радиоаппаратуры. Электрические, конструктивные и эксплуа-
тационные показатели радиоаппаратуры в значительной степени
определяются применяемыми контурами.
В зависимости от устройства различают контуры с сосредо-
точенными постоянными и контуры с распределенными посто-
янными. Контур с сосредоточенными постоянными состоит из
катушки индуктивности, конденсатора и активного сопротив-
ления, соединенных последовательно. Катушка индуктивности,
конденсатор и активное сопротивление называются элементами
колебательного контура.
В зависимости от способа включения внешней э. д. с. раз-
личают параллельные и последовательные контуры. В парал-
лельном контуре источник внешней э. д. с. включен парал-
лельно элементам контура; в последовательном — последова-
тельно с ними (фиг. 1-1).
Ниже показано, что некоторые свойства последовательного
контура резко отличаются от свойств параллельного контура.
И параллельные, и последовательные контуры широко приме-
няются на практике.
Контуры с сосредоточенными постоянными применяются
в высокочастотных цепях различных радиоустройств для длин-
ных, средних, коротких и метровых волн. Теория таких кон-
туров подробно изложена в трудах акад. А. И. Берга, Б. П.
Асеева и других советских исследователей.
Контур с распределенными постоянными образуется систе-
мой проводников, вдоль которых распределены индуктивность,
емкость и сопротивление. Вдоль этих проводников возможно
возникновение стоячих волн тока и напряжения и возникно-
вение резонансных явлений. Примером являются короткие
8
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
отрезки линий, называемые резонансными линиями, и колеба-
тельные системы, образованные замкнутой металлической
оболочкой, называемые полыми резонаторами. Контуры таких
типов применяются в различных высокочастотных каскадах
радиоустройств для сантиметровых, дециметровых и отчасти —
метровых волн.
Для упрощения радиотехнических расчетов контуры с рас-
пределенными постоянными условно заменяют контурами с со-
средоточенными постоянными, свойства которых в определен-
ных пределах эквивалентны свойствам контуров с распределен-
61 fWWQ'oV
Г
Фиг. 1-1. Схемы контуров: а—параллельный;
б— последовательный
ными постоянными. Параметры эквивалентного контура носят
название эквивалентных параметров. Их теория разработана
проф. М. С. Нейманом.
1-2. Основные параметры контура
Свойства колебательных контуров подробно изучаются в
курсах теоретической радиотехники. Приведем лишь основные
положения теории; необходимые для последующего изложения.
Известно, что колебательный контур, состоящий из индук-
тивности L, емкости С и активного сопротивления г, в радио-
техническом отношении может быть охарактеризован следую-
щими четырьмя основными параметрами: резонансной частотой
(частотой собственных колебаний), характеристическим сопро-
тивлением, добротностью и сопротивлением, которое приобре-
тает контур при резонансе между точками приложения
внешней э. д. с.
Резонансная частота. Резонансная частота /0 контура лю-
бого вида определяется условием:
§ 1-2]
Основные параметры контура
9
из которого следует:
соответствующая длина волны равняется:
Хо = 2пс ]/" LC .
В этих формулах L выражается в гн\ С-вф; /—в гц;
X — в м, а скорость света с = 3-108 м-сек.
Характеристическое сопротивление. Характеристическим
сопротивлением (характеристикой) контура р называют ре-
активные сопротивления его элементов .при резонансе:
P=«>oz.=-L=i/ -е.	(1-2)
о)0С	с
Характеристика получается в омах, если индуктивность выра-
жена в гну а емкость в ф.
Активное сопротивление. Активное сопротивление контура г
складывается из собственного и вносимого сопротивлений.
Собственное сопротивление контура определяется потерями
в катушке и конденсаторе; вносимое—различными нагрузками,
например входным и выходным сопротивлением ламп, специ-
альными шунтами, а также полезными нагрузками.
Добротность. Добротность контура Q определяется умно-
женным на 2^ отношением полного запаса колебательной
энергии в контуре IF к потерям за период Рп:
Q =	(1-3)
В контуре с сосредоточенными постоянными добротность
показывает, во сколько раз напряжение на индуктивности (или
на емкости) при резонансе больше э. д. с., введенной в кон-
тур последовательно с его элементами. Ее величина выражается
отношением характеристического сопротивления р к активному
сопротивлению г:
(1-4)
В некоторых случаях удобно пользоваться обратной ве-
личиной:
(Ь5)
называемой затуханием контура.
10
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
Добротность (или затухание) контура является важным
параметром контура, так как определяет его избирательность,
полосу пропускания частот, передачу напряжения, к. п. д.,
величину связи с прочими элементами и т. п.
Резонансное сопротивление. Сопротивление контура при
резонансе между точками приложения внешней э. д. с. резко
зависит от вида контура. Поэтому рассмотрим вопрос о со-
противлении параллельного и последовательного контуров.
Полное сопротивление параллельного контура при резо-
нансе активно и приобретает максимальное значение (если
4?3>1). На частотах, отличных от резонансной, оно умень-
Фиг. 1-2. Схемы неполного включения
шается и приобретает реактивный характер: на более низких
частотах—индуктивный, а на более высоких—емкостный.
Сопротивление параллельного контура при резонансе назы-
вается параллельным резонансным или эквивалентным сопро-
тивлением; его величина определяется выражением:
^ = V=pQ,	(1-6)
в котором р, г и выражаются в омах.
На практике часто применяется так называемое неполное
включение контура, при котором внешняя цепь присоединяется
не ко всему контуру, а лишь к некоторой его части. На
фиг. 1-2 изображены три употребительные схемы неполного
включения; в схеме фиг. 1-2, а внешняя цепь присоединена
к части индуктивности; на фиг. 1-2, б—к части емкости, в схеме
фиг. 1-2, в—при помощи трансформатора.
В технике радиопередающих устройств принято называть
контурами 1-го вида контуры с полным включением; конту-
рами 2-го вида — контуры с неполным включением по схеме
фиг. 1 -2, а и контурами 3-го вида — контуры с неполным вклю-
чением по схеме фиг. 1-2, б.
Неполное включение характеризуется коэффициентом вклю-
чения р, который представляет отношение напряжения на
входных точках контура к максимальному напряжению на кон-
туре. Для схемы фиг. 1-2, а
Потери
11
(1-7)
для схемы фиг. 1-2,5
Р=£;	(1'8)
С1
для схемы фиг. 1-2, в
Р=у.	(1-9)
В этих выражениях
L — полная индуктивность;
С—полная емкость контура;
Lr и С\— индуктивность или емкость, параллельно которой
присоединена внешняя цепь;
Л412 — взаимная индуктивность между обеими частями
катушки контура;
Af взаимная индуктивность между катушками.
Резонансное сопротивление контура с неполным включе-
нием равно:
=	(1-10)
Изменяя величину р, можно изменять резонансное сопро-
тивление. Поэтому неполное включение широко используется
для подбора наивыгоднейшей связи.
В контурах с неполным включением по схемам а к б воз-
никают последовательные резонансы, оказывающие влияние на
величину и характер полного сопротивления контура вблизи
этих точек.
Полное сопротивление последовательного контура при ре-
зонансе так же активно, но имеет минимальное значение, рав-
ное активному сопротивлению контура г. Оно называется по-
следовательным резонансным сопротивлением.
На частотах, отличных от резонансной, оно увеличивается
и приобретает реактивный характер: на более низких частотах—
емкостный, а на более высоких—индуктивный.
1-3. Потери
Активное сопротивление контура г складывается из актив-
ного сопротивления проводников току высокой частоты, сопро-
тивлений, вносимых диэлектрическими потерями, сопротивлений,
вносимых экранами, сердечниками и прочими элементами, рас-
положенными около контура, сопротивления излучения, а также
сопротивлений, вносимых различными нагрузками.
12
Колебательный контур и его параметры
[Гл. /
Рассмотрим перечисленные слагаемые полного сопротивле-
ния и определим их влияние на параметры контура.
Сопротивление проводников. Известно, что сопротивление
прямолинейного проводника переменному току больше его со-
противления постоянному току (называемого омическим сопро-
тивлением) из-за действия поверхностного эффекта. Сущность
этого явления заключается в том, что при прохождении по
проводнику переменного тока образуется магнитное поле, под
влиянием которого в проводнике возникает индукционный ток.
Взаимодействие этого тока с основным вызывает перераспре-
Фиг. 1-3. Возникновение по-
верхностного эффекта
Фиг. 1-4. Кривые распределе-
ния плотности тока по сечению
провода при токах различной
частоты: fi>f2>f3
d
деление тока по сечению проводника так, что плотность тока
в наружных частях сечения возрастает, а во внутренних па-
дает. На радиочастотах ток во внутренних слоях проводника
практически равен нулю.
Рассмотрим поверхностный эффект в прямолинейном про-
воднике круглого сечения. Приводимое объяснение, предло-
женное А. А. Колосовым, отличается наглядностью, хотя и не
претендует на полную строгость.
Пусть в прямолинейном проводнике круглого сечения
(фиг. 1-3) мгновенное направление основного переменного тока
указывается стрелкой. Линии магнитного поля Ни возбуж-
даемого этим током, имеют вид концентрических окружностей
и направлены по часовой стрелке. Это поле, пронизывая про-
водник, возбуждает в нем индукционный ток /2, который соз-
дает вторичное магнитное поле Н2, направленное противопо-
ложно основному. Рассматривая лишь правую часть сечения
провода, можно указать, что линии этого поля направлены
снизу вверх.
§ i-3]
Потери
13
По направлению силовых линий вторичного поля Н2 можно
установить путь циркуляции и направление вызывающего его
тока /2- Это направление показано на чертеже пунктиром.
Сравнивая направление тока 12 в различных частях сечения
проводника с направлением основного тока ilt можно заклю-
чить, что в наружных слоях проводника эти направления сов-
падают, а во внутренних они противоположны. Поэтому плот-
ность тока в наружных слоях проводника возрастает, а во
внутренних падает (фиг. 1-4).
Неравномерное распределение тока уменьшает действующее
(т. е. проводящее ток) сечение проводника и тем самым уве-
личивает его сопротивление. Сопротивление провода току вы-
сокой частоты может быть в несколько раз выше его омиче-
ского сопротивления.
Расчет сопротивления проводника переменному току зна-
чительно облегчается, если ввести понятие о так называемом
эквивалентном слое и глубине проникновения тока.
Представим, что весь ток равномерно распределен по не-
которому слою, примыкающему к наружной поверхности про-
водника; плотность тока в сечении этого слоя равна плотности
тока на поверхности. Поэтому сечение слоя будет равно всему
действующему сечению проводника и будет определять его
сопротивление переменному току. Толщина такого слоя х3 на-
зывается глубиной проникновения тока. Ее величина для про-
водников из немагнитных материалов определяется по формуле:
•'-т/ т-	(‘-11’
в которой ха получается в мм, если удельное сопротивление
проводника р выражено в ом-мм2!м, а частота /—в мггц.
Для технических расчетов формулу (1-11) удобнее пред-
ставить в виде:
•^ = -7=,	(Ы2)
V f
где
Значение ха также получается в мм, если f выражено в мггц;
значения коэффициента е приведены в табл. 1-1. Глубина про-
никновения тока в магнитные материалы меньше в раз.
Сопротивление проводника переменному току равно:
14
Колебательный контур и его параметры
Здесь q9 — сечение эквивалентного слоя, равное произведению
глубины проникновения на периметр сечения, а Z—длина про-
водника.
Таблица 1-1
Значение коэффициентов е в g
Материал	е	Я
Серебро 		0,064	2,54-10—4
Медь		0,066	2,65-10“4
Золото 		0,077	3,08-10—4
Алюминий		0,084	3,34-10"4
Латунь1 		0,07—0,12	2,83-3-4,9-10—4
1 Большие значения коэффициентов соответствуют сортам латуни с
большим содержанием цинка.
При расчете сопротивлений проводящих поверхностей удобно
пользоваться понятием удельного поверхностного сопротивле-
Фиг. 1-5. Влияние шероховатостей
токопроводящей поверхности на дли-
ну пути тока высокой частоты (xa<^h)
ния. Оно представляет сопро-
тивление, оказываемое току
данной частоты квадратной,
площадкой со стороной в 1 см,
изготовленной из данного про-
водника:
Rs = i-=gVf. (ыз)
Здесь Rs выражено в ом, a f—
в мггц. Значения коэффи-
циента g = 20 Кр  10’4 приве-
дены в табл. 1-1.
Сопротивление проводящей поверхности длиной I и шири-
ной b равняется:
(ь14>
На очень высоких частотах глубина проникновения тока
весьма мала и составляет тысячные доли мм, Поэтому различ-
ные шероховатости проводящей поверхности, появившиеся в
результате механической обработки или окисления, удлиняют
путь тока и увеличивают сопротивление. Особенно значитель-
ное увеличение сопротивления происходит при глубине шеро-
ховатостей, соизмеримой с глубиной проникновения тока, и
gi-3]
Потери
IS
при направлении шероховатостей, перпендикулярном линиям
прохождения тока. На фиг. 1-5 показаны пути тока при чи-
стой поверхности (а) и при шероховатой (б). Измерения пока-
зывают, что шероховатость может увеличить поверхностное
сопротивление на частотах в сотни мггц на 50—100% и более.
Для предотвращения этого явления токопроводящие поверх-
ности тщательно полируют и покрывают слоем серебра, так
как его поверхность менее склонна покрываться плохопрово-
дящими окислами. Для защиты слоя серебра от окисления,
проводник покрывают тонким слоем родия, затем наращивают
слой серебра, который также покрывают тонким слоем родия.
Приведем удобные формулы для расчета сопротивления
единицы длины проводников типовых форм сечения.
Сопротивление одного погонного см медного провода круг-
лого сечения
г = 83,2	• 1(Г6;	(1-15}
сопротивление одного погонного см медного провода прямо-
угольного сечения
Г = 1>3аГ7 . 10-4	(Ы6)
а + b	\ л
В этих формулах
d—диаметр провода круглого сечения в см\
а и Ь—размеры сечения (ширина и толщина) провода пря-
моугольного сечения в см\
/—частота в мггц\
а—поправочный коэффициент, учитывающий концен-
трацию тока около углов сечения, значения кото-
рого приведены на графике фиг. 1-6.
Для расчета сопротивления проводников из иных материа-
лов или проводников, покрытых слоем другого металла, в чи-
слитель приведенных формул необходимо ввести поправочный
множитель:
Здесь
р—удельное сопротивление данного проводника или по-
крытия, а
р^—удельное сопротивление меди.
Приведенные формулы справедливы для прямолинейных
проводников и при условии, что размеры сечения и толщина
покрытия значительно больше глубины проникновения тока.
16
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
Сопротивление криволинейного проводника может значи-
тельно отличаться от сопротивления прямолинейного провод-
ника при всех прочих равных условиях. Это объясняется тем,
что в любом участке криволинейного проводника распределе-
ние тока по сечению определяется как собственным магнитным
потоком, так и магнитным потоком соседних участков. Это вы-
зывает дополнительное сокращение активного сечения.
Указанное явление называется эффектом близости и осо-
бенно сильно проявляется в проводниках, свернутых в виде
спирали, например в катушках индуктивности. Активное сопро-
Фиг. 1-6. График значений поправочного коэф-
фициента а
тивление катушек току высокой частоты может в несколько
раз превышать их омическое сопротивление.
Приведем достаточно наглядное, хотя и не вполне строгое
объяснение эффекта близости, предложенное А. А. Колосовым.
Пусть в проводнике, свернутом в виде спирали (фиг. 1-7),
мгновенное направление первичного тока 1Х указывается стрел-
кой. Силовые линии магнитного поля Нх, возбуждаемого током
ix, направлены в центральной части катушки по ее оси снизу
вверх. Этот поток, пронизывая внутренние части витков, воз-
буждает в них индукционный ток 4, который в свою очередь
создает магнитное поле Н2, направленное противоположно
основному. Силовые линии этого поля в центральной части
катушки направлены по ее оси, но сверху вниз.
Зная направление силовых линий магнитного поля можно
установить путь циркуляции и направление вызывающего его
тока 4- Это направление показано на чертеже пунктиром.
Сравнивая направление тока 4 с направлением тока 4> можно
заключить, что в частях сечения проводника, обращенных
внутрь катушки, эти направления совпадают, а в центральной
и внешней частях сечения проводника — противоположны. По-
этому в частях сечения проводника, обращенных внутрь ка-
§ М]
Потери
17
тушки, плотность тока возрастает, а в центральных и внеш-
них—падает. Активные участки сечения провода имеют вид
луночек, обращенных выпуклой стороной внутрь катушки
(фиг. 1-8). Поэтому действующее сечение проводника умень-
шается, а его сопротивление увеличивается.
Явления поверхностного эффекта и эффекта близости про-
являются тем сильнее, чем выше частота и чем больше диаметр
провода.
Потери в проводниках оказы-
вают значительное влияние на пол-
ное сопротивление контура. Так,
например, добротность контуров
для длинных, средних, промежу-
точных и отчасти коротких волн
в значительной степени определяет-
ся сопротивлением провода кату-
шек индуктивности. На коротких и
особенно ультракоротких волнах
значительную роль играют иные
виды потерь; поэтому сопротивле-
ние проводников в меньшей сте-
пени определяет добротность кон-
тура.
Диэлектрические потери. Ди-
электрические потери возникают в
тех элементах контура, в перемен-
ном электрическом поле которых
расположен несовершенный диэлек-
трик. Такими элементами являются
катушки индуктивности, цоколи и
чатели и т. п. Каждый такой элемент можно условно рассма-
тривать как конденсатор с потерями. Поэтому рассмотрим
вопрос о диэлектрических потерях в конденсаторах.
Диэлектрические потери в конденсаторах в основном вызы-
ваются замедленной поляризацией диэлектрика и его проводи-
мостью. Благодаря потерям, в полной проводимости конденса-
тора появляется активная составляющая, которая изменяет угол
сдвига фаз между током и напряжением. В идеальном конден-
саторе этот угол равен 90°; в конденсаторе с потерями —не-
сколько меньше 90°. Векторная диаграмма конденсатора с
потерями изображена на фиг. 1-9.
Потери в конденсаторах обычно оценивают при помощи
угла 8, который дополняет угол сдвига фаз <р между током и
напряжением до 90°. Этот угол называют углом потерь. В тео-
ретической радиотехнике доказывается, что тангенс этого угла
представляет отношение мощности потерь к полной реактив-
ной мощности, запасаемой конденсатором.
©
©
Н2
Фиг. 1-7. Возникно
фекта близости в

Г; i
различные конденсаторы,
панельки ламп, переклю-
2 В. А. Волгов
18
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
Для радиотехнических расчетов конденсатор с потерями
условно заменяют эквивалентной схемой (схемой замещения),
состоящей из идеальной (т. е. не имеющей потерь) емкости и
некоторого сопротивления, эквивалентного потерям. Параметры
схемы замещения выбираются так, что расходуемая в ней ак-
тивная мощность равна мощности, расходуемой в диэлектрике,
а сдвиг фаз между током и напряжением равен сдвигу фаз в
реальном конденсаторе.
В практике используются как параллельная, так и последо-
вательная схемы замещения (фиг. 1-10). В параллельной схе-
Фиг. 1-8. Распреде-
ление плотности тока
по сечению провода
катушки
U
Фиг. 1-9. Векторная
диаграмма конденса-
тора с потерями
Фиг. 1-10. Схемы заме-
щения конденсатора с
потерями: а—параллель-
ная схема; б—> последо-
вательная схема
ме (а) идеальный конденсатор Сэ и сопротивление /?э, эквива-
лентное потерям, соединены параллельно; в последовательной
схеме (d) идеальный конденсатор С9 и сопротивление г91 экви-
валентное потерям, соединены последовательно. В теоретиче-
ской электротехнике доказывается, что для параллельной схемы
справедливы следующие соотношения:
и
а для последовательной
(1-19)
и
Сэ = сд(\ + tg2^)~cd.
Здесь
Сд—величина емкости, в которой возникают потери, ф\
tg о — тангенс угла потерь диэлектрика, вносящего потери;
св—угловая частота, рад!сек.
# ^3]
Потери
19
Значения tg 3 для применяемых диэлектриков приведены в
приложении; ориентировочные значения Сд для некоторых
элементов схемы могут быть взяты из табл. 1-2.
Таблица 1-2
Ориентировочные значения
Элемент схемы
Сд, пф
Конденсатор переменной емкости для КВ
и УКВ		0,5-1,5
Конденсатор переменной емкости для длинных и средних волн		1-3
Катушка индуктивности для КВ и УКВ	0,5—2,0
»	»	» длинных и средних волн 		1—8
Ламповая панелька 		1—2
Ламповый цоколь 		1—1,5
Переключатель диапазонов		2-5
Монтаж голым проводом		1-5
»	экранированным проводом . . .	10—20
Затухание, вносимое диэлектрическими потерями, опреде-
ляется величиной емкости, вносящей потери, качеством при-
меняемого диэлектрика и схемой включения емкости с потерями
в контур.
При присоединении емкости с потерями параллельно всему
контуру (фиг. 1-11, а)
(1-20)
При включении емкости с потерями последовательно с эле-
ментами контура (фиг. 1-11, б)
о w=C-tg*.	(1-21)
В этих формулах
Сд—емкость, вносящая потери, а
С—полная емкость контура при данной частоте.
В случае параллельной схемы
С = Ск^Сд,
а в случае последовательной схемы
__________________________ б!кСд
Ск + Со
20
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
Фиг. 1-11. Схемы включения кон-
денсатора с потерями: а — парал-
лельно контуру; б — последователь-
но с конденсатором
Здесь С^—емкость контура без учета емкости конденсатора с
потерями.
Необходимо отметить, что диэлектрические потери стано-
вятся значительными лишь при применении низкокачественных
диэлектриков и на достаточно высоких частотах. При приме-
нении современных высококачественных диэлектриков диэлек-
трические потери получаются достаточно малыми даже на
частотах в сотни и тысячи мггц.
Сопротивления, вносимые различными нагрузками.
В реальных схемах контур неизбежно шунтируется входными
и выходными сопротивлениями
ламп, сеточными и анодными
сопротивлениями и т. п., влия-
ние которых определяется
соотношением между их вели-
чиной и резонансным сопроти-
влением контура. Чем больше
это отношение, тем меньше
изменяется добротность и
резонансное сопротивление.
На длинных волнах резонан-
сное сопротивление контуров
соизмеримо с величиной сеточ-
ных сопротивлений и внутрен-
них сопротивлений ламп. Поэ-
тому они могут оказать значительное влияние на добротность
и резонансное сопротивление контура. На ультракоротких и
коротких волнах значительное влияние приобретают входные
сопротивления ламп, которые во многих случаях почти пол-
ностью определяют добротность и резонансное сопротивление
контуров. Известно, что добротность и резонансное сопроти-
вление контура, шунтированного сопротивлением R, умень-
шается в Р г ) Раз-
Потери в экранах и сердечниках. Экраны и сердечники
вносят в контур дополнительные потери, которые увеличивают
его сопротивление. Вопросы, связанные с расчетом экранов и
сердечников, рассмотрены в § 3-8 и 3-10.
Потери на излучение. Всякому колебательному контуру,
обладающему внешним электромагнитным полем, свойственно
излучение энергии в окружающее пространство. Это увеличи-
вает активное сопротивление контура и понижает его доброт-
ность и резонансное сопротивление.
Практически потери на излучение проявляются лишь.в имею-
щих внешнее поле контурах, геометрические размеры которых
соизмеримы с длиной волны, т. е. в контурах УКВ. Для умень-
шения потерь на излучение применяется экранирование и ис-
Стабильность
21
пользуются контуры, не имеющие внешнего электромагнитного
поля,—концентрические линии и полые резонаторы.
Потери в окружающем пространстве. Значительные по-
тери могут вызывать различные проводники и диэлектрики,
расположенные в электромагнитном поле. Потери в проводни-
ках происходят за счет наведения в них индукционных токов,
а потери в диэлектрике — за счет поляризации. Поэтому, чем
ближе к контуру расположен проводник или диэлектрик, чем
хуже их электрические характеристики и чем выше частота,
тем больше вносимые ими потери. При неблагоприятных усло-
виях эти потери могут увеличить сопротивление контура в
1,5 — 2 раза.
1-4. Стабильность
Исключительно важное значение имеют вопросы стабильно-
сти параметров колебательного контура, в первую очередь
резонансной частоты, при изменении климатических условий:
температуры, влажности, давления окружающего воздуха и
при различных механических усилиях, возникающих под влия-
нием вибрации и тряски. Вопросам стабильности посвящены
многочисленные работы ученых и инженеров: Г. Т. Шитикова,
М. С. Неймана, С. С. Аршинова, А. Л. Харинского и других,
точно определивших действие дестабилизирующих факторов на
контур и указавших пути создания высокостабильных контуров.
Рассмотрим влияние упомянутых условий.
Температура. Изменение температуры контура может вы-
зываться как влиянием температуры окружающего воздуха, так
и дополнительным подогревом со стороны ламп, трансформато-
ров, сопротивлений и т. п. Под влиянием температуры изме-
няются размеры отдельных деталей контура, происходит их
взаимное перемещение и изменяется значение диэлектрической
проницаемости диэлектриков, расположенных в электрическом
поле. Все это вызывает изменение индуктивности и емкости
контура, а следовательно, и резонансной частоты.
Изменения частоты, вызываемые температурой, можно раз-
делить на обратимые и необратимые. Обратимые изменения
частоты — такие, при которых частота контура изменяется за-
кономерно, в соответствии с изменением температуры. После
установления первоначальной температуры частота контура
возвращается к своему исходному значению. Такое закономер-
ное изменение частоты характеризуется температурным коэф-
фициентом частоты (ТКЧ), т. е. относительным ее изменением,
приходящимся на 1°С изменения температуры:
а, = -А£	(1-22)
7 f ’
где Д/—изменение частоты, а Д£—изменение температуры.
22
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
ТКЧ в основном определяется конструктивными данными
элементов контура. Для его понижения применяются стабиль-
ные элементы контура, устройство которых рассмотрено ниже,
а также используется термокомпенсация. ТКЧ современных
стабильных контуров может быть получен порядка (5 н- 50) • 10 6.
Контуры, температурные изменения частоты которых обра-
тимы, называются цикличными.
Необратимые изменения частоты—такие, при которых ча-
стота контура после многократных цикличных изменений тем-
пературы и установления первоначальной температуры не
возвращается к исходному значению. Необратимые изменения
частоты характеризуются коэффициентом температурной неста-
бильности частоты (КТНЧ), иногда называемым температурным
коэффициентом нецикличности частоты, или просто нециклич-
ностью, который представляет относительное изменение ча-
стоты контура после цикличных изменений его температуры:
=	(1-23)
/1
В этом выражении fx—первоначальное значение частоты, а /2 -
значение частоты после цикличного изменения температуры.
Необратимые изменения частоты свидетельствуют о несо-
вершенной конструкции элементов контура, в которой под
влиянием температуры возникают остаточные деформации и
происходит старение диэлектриков. При наличии значительных
необратимых изменений частоты невозможно применение тер-
мокомпенсации.
Температурная стабильность элементов контура характери-
зуется аналогичными параметрами. Температурный коэффициент
индуктивности (ТКИ)
д Д
а. =----.
L L М
Коэффициент температурной нестабильности (нецикличности)
индуктивности (КТНИ)
о __ Д 2
Температурный коэффициент емкости (ТКЕ)
Коэффициент температурной нестабильности (нецикличности)
емкости (КТНЕ)
Q __ С1 ^2
£ 1-4]
Стабильность
23
Под влиянием температуры изменяется также добротность
контура. Эго вызывается изменением удельного сопротивления
проводников и диэлектрических потерь в диэлектриках. Уве-
личение диэлектрических потерь может быть особенно значи-
тельным при повышенных температурах. Установлено, что
рост потерь в органических диэлектриках начинается с 30—60°С
а в неорганических—со 150—200° С. Температуры начала роста
потерь для некоторых диэлектриков указаны в приложении.
Влажность. Появление влажности обычно связано с влаж-
ностью воздуха, окружающего контур. Влажность изменяет
диэлектрическую проницаемость воздуха и других диэлектри-
ков, понижает сопротивление изоляции и увеличивает диэлек-
трические потери. Это вызывает изменение резонансной частоты
и добротности контура.
Особенно значительное влияние оказываег влага, конденси-
рующаяся на поверхностях проводников, создающих электри-
ческое поле, например на пластинах конденсаторов. Образую-
щаяся при этом пленка влаги имеет высокую диэлектрическую
проницаемость (для воды е = 80), вносит в контур большие
потери, а кроме того, вызывает окисление поверхности. Изме-
нение частоты и добротности контура в этом случае зависит
от толщины пленки, температуры, частоты и состояния поверх-
ности, на которой расположена эта пленка. Чем выше темпе-
ратура и частота, тем сильнее проявляется действие влаж-
ности. При эксплуатации аппаратуры в жарком климате
влажность способствует образованию грибков, разрушающих
органические диэлектрики.
Влагостойкость контура определяется влагостойкостью его
элементов и условиями доступа к ним влажного воздуха.
Для повышения влагостойкости катушек и конденсаторов
.при их изготовлении избегают применять гигроскопичные ди-
электрики—гетинакс, прессшпан, фибру, а кроме того, их про-
питывают и обволакивают негигроскопичными смолами, восками
или компаундами. Устранение возможности образования влаж-
ной пленки достигается применением предложенных проф.
К. А. Андриановым гидрофобных (несмачиваемых) покрытий,
например кремнийорганической пленки.
Особенно надежным, хотя и дорогим способом влагозащиты
является герметизация контура в целом или его элементов.
Для осуществления герметизации катушку, конденсатор или
весь контур заключают в герметически запаянный металличе-
ский или керамический футляр, устраняющий воздействие на-
ружного воздуха. Выводы контура осуществляются через спе-
циальные проходные-изоляторы.
Полная герметизация практически осуществима лишь для
контуров и элементов, не имеющих подвижных деталей, оси
которых должны быть выведены для управления. Герметизация
24
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
Зависимость отно-
влажности от тем-
Фиг. 1-12.
сительной
пературы внутри футляра
контуров с подвижными деталями, например с конденсаторами
переменной емкости, затрудняется необходимостью вывода осей
управления.. Практика показывает, что применение в таких
случаях различных уплотняющих прокладок не дает надежной
герметизации.
Для устранения влияния влажного воздуха при неполной
герметизации, внутрь футляра вводится водопоглощающее
вещество, например силикагель.1 * Установлено, что 6-8 г си-
ликагеля на 1 дм3 объема футляра может поддержать практи-
чески устойчивую относительную влажность 25—30% в течение
с одним негерметизированным выхо-
дом оси и в течение 80—100 суток,
если выход оси снабжен уплотни-
телями.
Весьма эффективным способом
защиты от проникновения влаги
является повышение температуры
воздуха внутри футляра над окру-
жающей. На фиг. 1-12 приведены
графики, показывающие зависимость
относительной влажности Н воздуха
внутри футляра, сообщающегося
с наружным воздухом, от темпе-
ратуры t внутри и вне футляра,
и от влажности наружного воз-
духа. Кривая 1 соответствует тем-
пературе окружающей среды 20°
и относительной влажности 65%; кривая 2—20° и 95%;
кривая 3—40° и 65%; кривая 4 — 40° и 95%. Из кривых
следует, что при нагреве воздуха внутри футляра до 55—60° С
его относительная влажность не будет превышать 50%.
Вопросы влагозащиты подробно рассмотрены в брошюре
С. А. Яманова и Д. Д. Сачкова „Методы защиты радиодеталей
от влаги*.
Давление окружающего воздуха. Изменение давления
окружающего воздуха сопровождается изменением его диэлек-
трической проницаемости, что вызывает изменение емкости, а
следовательно, и частоты контура.
Установлено, что понижение давления на 10 мм рт.ст. вы-
зывает изменение резонансной частоты контура в среднем на
3,6-10-6. Для защиты контуров от изменения давления окру-
жающего воздуха применяется герметизация.
Изменение давления окружающего воздуха также сказы-
вается на электрической прочности элементов контура: при
1 Продукт, получающийся в результате обезвоживания гидрата кремние-
вой кислоты (SiO2).
§ 1-5]
Т ермокомпенсация
25
понижении давления электрическая прочность падает. Типовые
герметизированные элементы контуров допускают нормальное
использование при давлении до 90—100 мм рт. ст., что соответ-
ствует высоте 12—14 км.
Механические усилия. Механические усилия возникают при
работе контура в условиях тряски, вибраций, ускорений и т. п.
Под их влиянием отдельные детали конструкции контура мо-
гут перемещаться и вызывать изменение частоты. Особенно
чувствительны к механическим воздействиям пластины конден-
саторов переменной емкости.
Для уменьшения влияния механических усилий на частоту,,
элементы контура, перемещение которых вызывает изменение
частоты, делаются достаточно прочными и жесткими. Для зна-
чительного ослабления механических усилий применяется амор-
тизация радиоустройства в целом или отдельных его кас-
кадов.
Необходимо отметить, что стабильность частоты генератора
определяется не только стабильностью резонансной частоты
контура, но и стабильностью его добротности, которая влияет
на режим работы лампы и тем самым на частоту генератора.
1-5. Термокомпенсация
Если контур выполнен из высококачественных деталей, то
нестабильность частоты, вызываемая изменениями температуры,,
может быть значительно снижена термокомпенсацией.
Под высококачественными мы будем подразумевать такие
детали, параметры которых цикличны, линейно зависят от
температуры и не подвержены старению. Изменение парамет-
ров таких деталей при изменении температуры определяется
их температурными коэффициентами.
ТКЧ контура приблизительно равняется:
а/=-А(ал + ас).	(1-24>
Термокомпенсация контура основана на том, что для полу-
чения малого или равного нулю ТКЧ, а следовательно, и вы-
сокой температурной стабильности частоты достаточно сделать
малой или равной нулю сумму, стоящую в правой части этого
выражения. Это достигается путем параллельного и последо-
вательного соединения конденсаторов и катушек с темпера-
турными коэффициентами разных знаков.
Практически термокомпенсация осуществляется только при
помощи конденсаторов благодаря наличию большого ассорти-
мента высококачественных керамических конденсаторов с раз-
личными Т-КЕ. Такие конденсаторы называют термокомпенса-
торами. z
26
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
При параллельном соединении конденсаторов С2, ... , Сп
с ТКЕ ар а2, . . . , ап,1 ТКЕ ас результирующей емкости С
равен:
а __ °1С1 +	4~    l~ atfin	(1-25)
При последовательном соединении двух конденсаторов CY
и С, с ТКЕ at и а2 ТКЕ ас результирующей емкости равен:
равен:
Фиг. 1-13. Простая па-
раллельная схема тер-
мокомпенсации
а1^2 4" а2^1
С1’+ с2
(1-26)
При параллельном соединении двух
индуктивностей и L2 с ТКИ а£1 и а£2
ТКИ результирующей индуктивности L
a =	aA2^i
£i + L 2
(1-27)
При последовательном
£2,	с ТКИ а£1, а£2,
индуктивности L равен:
соединении индуктивностей £n
. . . , aLn ТКИ a£ результирующей
 aL\L\ + а£2^2+ ♦ • - + aLnLn
(1-28)
Термокомпенсация контура с фиксированной настройкой не
представляет принципиальных затруднений и рассчитывается
при помощи формул (1-24)—(1-28).
Термокомпенсация контура, работающего в диапазоне ча-
стот с коэффициентом диапазона kf, при настройке изменением
емкости может быть выполнена по простой параллельной схеме
(фиг. 1-13), по полной схеме фиг. 1-14, а или по неполным
сложным схемам: параллельно-последовательной фиг. 1-14, б
и последовательно-параллельной фиг. 1-14, в.
В приводимых ниже расчетных формулах предполагается,
что ТКИ не зависит от частоты и что ТКЕ а1 переменной
части емкости Ct конденсатора настройки также не изменяется
по диапазону. Вместе с тем ТКЕ некомпенсированного контура
обязательно изменяется по диапазону, так как изменяется вели-
чина С1? а значит, и роль различных составляющих формулы
(1-25).
1 В схемах, содержащих несколько конденсаторов, в индексах при a
буква С опускается, так что вместо аС1, аС2, . . . аСп пишут а2, . . . , а/г
§ 1-5]
Т ермокомпенсация
27
Значения а£ и ас некомпенсированного контура почти всегда
положительны; поэтому термокомпенсация осуществляется
обычно (за исключением полной схемы) при помощи конденса-
торов с отрицательным ТКЕ, в качестве которых применяются
стандартные керамические конденсаторы.
В простой параллельной схеме включением термокомпенса-
тора параллельно контуру можно добиться полной компенса-
ции лишь в одной точке диапазона, вследствие изменения ТКЕ
по диапазону. Назовем оптимальной такую термокомпенсацию,
при которой наибольшая в диапазоне величина ТКЧ принимает
минимальное значение.
Для простой схемы (фиг. 1-13), при оптимальной термо-
компенсации, ТКЧ на краях диапазона равны по абсолютной
Фиг. 1-14. Сложные схемы термокомпенсации
величине и противоположны по знаку; условие оптимальной
термокомпенсации имеет вид:
2^ («1 +
а3 =
(1-29)
Здесь
а3—ТКЕ всей начальной емкости контура, включая емкость
термокомпенсатора и начальную емкость конденсатора
настройки;
04—ТКЕ переменной части емкости конденсатора настройки.
Если емкость термокомпенсатора Ск задана, то его ТКЕ
определяется формулой:
	
С,
(1-30)
Здесь Сн и а„—начальная емкость контура без термокомпен-
сатора и ее ТКЕ.
Если значение ак, вычисленное по формуле (1-30), не сов-
падает с ТКЕ наличных конденсаторов, то следует применить
параллельное соединение термокомпенсаторов, одного с ТКЕ
21
Колебательный контур и его параметры
[Гл. Г
меньше, а другого с ТКЕ больше вычисленного. Емкости тер-
мокомпенсаторов CKi и Ск2 определяются по формулам:
Г* _____ Г* ак1
^/(•2--- „
аК2 аК1

р р ак2 аК
д _ а
аК2 ак1
При оптимальной термо-
компенсации по простой
параллельной схеме макси-
мальные значения ТКЧ на
краях диапазона равны:
а, 4- а»
=	?(*/) 0-32>
Следовательно, ТКЕ на-
чальной емкости компенси-
руется полностью, а ре-
зультат компенсации зави-
сит от полусуммы ТКЕ
переменной части емкости
конденсатора настройки и
ТКИ катушки, и от функции
?i (*/), значения которой
определяются верхней кри-
вой фиг. 1-15.
Полная схема термоком-
пенсации (фиг. 1-14,а) поз-
воляет получить при помо-
Фиг. 1-15. Графики функций cpi (kf) и Щи тРех термокомпенсато-
сра (Ау, Л)	ров—одного последователь-
ного и двух, включенных
параллельно катушке и конденсатору настройки,—полную тер-
мокомпенсацию в заданном диапазоне.
Условия полной термокомпенсации имеют вид-
ах — а^	С2 <4 + «£
а?0 = ~; азо = “^“Е3 ~ ;
(1 -зз>
Здесь С3 и С4— емкости термокомпенсаторов, монтажа и, соот-
ветственно, собственная емкость катушки и
начальная емкость конденсатора настройки.
Если можно пренебречь собственной емкостью катушки, что*
допустимо при большой начальной емкости схемы, то возможна
оптимальная термокомпенсация по параллельно-последователь-
ной схеме; если ТКЕ начальной емкости переменного конден-
4 А5]
Т ермокомпенсация
29
сатора равен ТКЕ a.t переменной части его емкости, то можно
применить последовательно-параллельную схему. В обеих схе-
мах максимальные значения ТКЧ при оптимальной термоком-
лтенсации равны:
ai 4-
а, =-------------—	Л).
/макс 2	• \	/
(1-34)
В этой формуле параметр А для параллельно-последова-
тельной и последовательно-параллельной схем равен соответ-
ственно:
Д = ^мин .	(1-35)
С 2	^мин
Здесь
Смин—минимальная емкость контура.
Нижние кривые фиг. 1-15 служат для
‘определения функции	ПРИ различ-
ных значениях А.
Условия оптимальной термокомпенсации по параллельно-
ятоследовательной схеме имеют вид:
_____ о / С2
ао = а — 2 ——
1	। р
\^мин
а1 + а£
(^+1)2 -4А
„ $&мин «1 4" ад
a, = a,—2 —-------------
Ci (kf+\f-4A
Фиг. 1-16. Контур,
настраиваемый индук-
тивностью
(1-36)
Условия оптимальной термокомпенсации по последователь-
но-параллельной схеме имеют вид:
аз=а1
. 2= а,-2-^-----;
СМин (й/+1)а-4Л
kfCMUH	А °1 + а £
С3	} (kf + 1)2 - 4А •
(1-37)
Если контур настраивается изменением индуктивности
(фиг. 1-16), то для расчета термокомпенсации необходимо
знать максимальное в диапазоне значение ТКИ ^LMaKC и мини-
мальное его значение а£лшк. Тогда ТКЕ схемы, определяющийся
ТКЕ начальной емкости и термокомпенсатора, при оптимальной
термокомпенсации должен равняться:
а£ макс 4" aL мин
2
(1-38)
30
Колебательный контур и его параметры
[Гл. 1
Максимальный в диапазоне ТКЧ в этом случае равен:
__ аЬмакс аЬмин
Г макс	д
(Ь39)
1-6. Расчет контуров
Приведем без вывода формулы, часто используемые при
расчетах контуров. Будем выражать L—в мкгн-, С—в пф\ f—
в кгц и X—в м.
Индуктивность, резонансная частота и длина волны контура
с фиксированной настройкой:
1	?.5310io .	..
£ = —;	и-40)
/0е
159-10s
(1-41)
=	1,884 YLC.
(1-42)
контура
начальной
емкости кон-
’	_ Ь2г
к.макс /к.мин
(1-44)
Индуктивность диапазонного контура при настройке емкостью
г ________________	2,53 • 10В * 10 (макс f мин
L~~c	Р	fl
к.макс к.мин	I макс > мин
Начальная емкость
денсатора настройки)
К/-*
Эта емкость образуется из емкости подстроечного конден-
сатора, емкости лампы, емкости катушки, емкости монтажа
и т. д.
Емкость диапазонного контура при настройке индуктив-
ностью
L _L f2 а	(1-45)
к.макс к.мин 'макс 'мин
В этих выражениях
£—полная индуктивность контура;
С—полная емкость контура, состоящая из емкости конден-
сатора, катушки, монтажа, лампы и т. д.;
# i-6]
Расчет контуров
31
Скмакс, Скчин' LKuaKC’ ,(UW—максимальные и минимальные
емкости конденсатора на-
стройки и индуктивности ва-
риометра настройки;
f.„aKc и Ли«-кРайние частоты перекрывае-
мого диапазона.
Уравнение резонансной кривой
у=- г-------1................... 0-46>
V
В области малых расстроек (Д/</0):
Шунтирование контура активным сопротивлением R умень-
шает его добротность и резонансное сопротивление в 11 -j—-
раз. При неполном включении шунтирующего сопротивления,
сопротивление, эквивалентное ему по потерям, но включенное
параллельно всему контуру, равняется:
R' = ^-	(1-48>
Здесь р— коэффициент включения.
Пересчет реактивных сопротивлений производится по фор-
мулам:
А' = р	(1-49)
и
С = р2С.	(1 -50)
Пересчет цепи из активного и реактивного сопротивлений
гих, соединенных последовательно, на эквивалентную (по
проводимости) параллельную цепь из R и X, соединенных
параллельно, при г<х, производится по формулам:
v2
R = XT	(1-51)
и
Х = х.	(1-52)
К. п. д. контура, передающего энергию от генератора на-
грузке, равен:
^•=1-^.	(1-53)
32
Колебательный контур и его параметры
[Гл. I
Здесь Q—добротность ненагруженного контура, a QH—доб-
ротность контура с учетом сопротивлений, вносимых нагрузкой.
Фильтрацией контура называют отношение тока основной
частоты к току соответствующей гармоники в какой-либо ветви
контура, деленное на отношение этих же токов в питающей
цепи. Ее величина зависит от вида контура и различна в ин-
дуктивной и емкостной его ветвях. Коэффициент фильтрации
индуктивной и емкостной ветви соответственно равен для кон-
тура 1-го вида (фиг. 1-1,а):
Ф£ = (Ж-1);	(1-54)
(1-55)
.для контура 2-го вида (фиг. 1-2,а):
Ф. = pQ----;	(1-56)
фс = Ф~Г“;	(1-57)
.для контура 3-го вида (фиг. 1-2,6):
Ф£ = <2(«2-1);	(1-58)
п2 _ 1
<159>
В этих формулах п—номер гармоники, а р — коэффициент
включения.
ГЛАВА ВТОРАЯ
КОНДЕНСАТОРЫ И СОПРОТИВЛЕНИЯ
2-1. Общие свойства конденсаторов
Конденсаторы, применяемые в радиоаппаратуре, можно раз-
делить на конденсаторы постоянной емкости, конденсаторы
переменной емкости и подстроечные конденсаторы.
Конденсаторы постоянной емкости применяются в контурах
генераторов, гетеродинов и усилителей для получения настройки,
сопряжения и термокомпенсации, а также в качестве блоки-
ровочных, переходных и т. п. В сложных радиоаппаратах ко-
личество конденсаторов постоянной емкости может достигать
нескольких сот штук.
Большое потребление конденсаторов постоянной емкости в
радиопромышленности привело к стандартизации наиболее
употребительных типов и к организации их массового произ-
водства. Выбор нужного типа конденсатора производится на
основании электрических характеристик. Ниже приведены ха-
рактеристики основных типов конденсаторов постоянной ем-
кости.
Конденсаторы переменной емкости применяются для плав-
ной настройки контуров в пределах заданного диапазона и в
качестве регулировочных. Конденсаторы переменной емкости
еще не подверглись стандартизации и разрабатываются приме-
нительно к требованиям каждого конкретного задания.
Подстроечные конденсаторы применяются в тех цепях, ем-
кость которых должна точно устанавливаться при регулировке
и не изменяться в процессе эксплуатации, например, для вы-
равнивания начальных емкостей сопрягаемых контуров, для
настройки контуров с фиксированной настройкой,, в качестве
конденсаторов связи и т. п. Некоторые типы подстроечных
конденсаторов стандартизованы и производятся в массовом
порядке.
В зависимости от вида применяемого диэлектрика различают
конденсаторы с твердым диэлектриком и конденсаторы с воз-
душным диэлектриком. Вакуумные, газонаполненные, а также
конденсаторы с жидким диэлектриком в маломощной радио-
аппаратуре почти не применяются. Конденсаторы постоянной
3 В. А. Волгой
34
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
емкости обычно делаются с твердым диэлектриком из конден-
саторной керамики, слюды, бумаги, стирофлекса; конденсаторы
переменной емкости—с воздушным диэлектриком.
Свойства конденсаторов могут быть охарактеризованы: ве-
личиной емкости и классом точности, электрической прочностью,
сопротивлением изоляции, потерями, реактивной мощностью,
собственной индуктивностью и стабильностью. Рассмотрим эти
параметры.
Емкость. Емкость применяемых конденсаторов лежит в пре-
делах от нескольких пф до нескольких тысяч мкф\ точная
величина емкости зависит от назначения конденсатора.
Емкость стандартных конденсаторов постоянной емкости
определяется специальной шкалой, являющейся общесоюзным
стандартом (ГОСТ 2519-49). Эта емкость называется номиналь-
ной емкостью. Допустимые отклонения емкости отдельных
конденсаторов от установленного номинального значения опре-
деляют класс точности. На практике применяются следующие
классы точности:
00	±	1%	III	±20%
О	±	2%	IV	4-20	—10%
I	±	5%	V	+30	—20%
II	±	10%	VI	4-50	-20%
Стандартная шкала номинальных емкостей по ГОСТ 2519-49
приведена в приложении.
Емкость конденсаторов переменной емкости и подстроечных
не стандартизована; употребительные значения емкостей ука-
заны ниже.
Электрическая прочность. Электрическая прочность кон-
денсаторов характеризуется:
а)	рабочим напряжением—таким максимальным напряжени-
ем, при котором конденсатор может работать достаточно дол-
'гое время, например свыше 10000 час. При работе конденса-
тора под более высоким напряжением резко сокращается его
срок службы (долговечность). Например, долговечность бумаж-
ных конденсаторов изменяется пропорционально U~n, где п—
коэффициент, зависящий от материала пропитки, равный 5—15;
б)	испытательным напряжением—таким максимальным на-
пряжением, при котором конденсатор может находиться, не
пробиваясь, небольшой промежуток времени—от нескольких
секунд до нескольких минут. Это напряжение характеризует
электрическую прочность конденсатора при кратковременных
перегрузках;
в)	пробивным напряжением—таким минимальным напряже-
нием, при котором происходит пробой диэлектрика.
Соотношение между этими напряжениями определяется
видом диэлектрика.
§2-Ц
Общие свойства конденсаторов
35
Конденсаторы, применяемые в маломощной радиоаппаратуре,
обычно имеют рабочее напряжение не выше 1500 в\ они назы-
ваются низковольтными.
Электрическая прочность конденсаторов зависит от внешних
условий; при повышении температуры, влажности и при пони-
жении давления окружающего воздуха (до определенного пре-
дела) она уменьшается.
Сопротивление изоляции. Сопротивление изоляции конден-
сатора определяется качеством применяемого диэлектрика и
его размерами. При низком сопротивлении изоляции появляются
токи утечки, которые могут нарушить работу отдельных уча-
стков схемы.
Сопротивление изоляции зависит от температуры и влаж-
ности; при повышении температуры и влажности оно резко
падает. Современные конденсаторы имеют сопротивление изо-
ляции порядка нескольких тысяч мгом.
Потери. Потери в маломощных конденсаторах в основном
вызываются замедленной поляризацией и проводимостью ди-
электрика; потери в обкладках и выводах таких конденсаторов
достаточно малы и ими обычно пренебрегают.
Потери в конденсаторе характеризуются тангенсом угла
потерь tgo; величина, обратная tgo, называется добротностью
конденсатора:
Конденсаторы, применяемые в контурах, имеют Qc -= 200-н
1000 и выше.
На величину потерь значительное влияние оказывают влаж-
ность и температура. При повышении температуры и влажно-
сти потери возрастают.
Реактивная мощность. Реактивная мощность конденсатора
равна:
Рр = у UIsin ср.
Здесь I и U—ток и напряжение в цепи конденсатора, а ср—-угол
сдвига фаз между ними. Для конденсаторов всех типов, кроме
электролитических, можно приближенно написать:
Для каждого конденсатора существует предельно допустимая
реактивная мощность Ррдоп, которая не должна превышаться
в эксплуатации и которая определяет электрическую прочность
3*
36
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
конденсатора по отношению к переменному напряжению. До-
пустимое переменное напряжение на конденсаторе равняется:
,	с ~
_rvmwL_||—
<2-'>
При переменных на-
пряжениях выше допу-
стимого происходит пере-
грев диэлектрика и раз-
рушение конденсатора.
В маломощной аппаратуре конденсаторы почти всегда рабо-
тают при небольших переменных напряжениях; поэтому этот
Фиг. 2-1. Эквивалентная схема конденса-
тора с собственной индуктивностью
параметр не является характерным.
Собственная индуктивность. Конденсатору свойственна ин-
дуктивность, которая слагается из индуктивности самого кон-
Фиг. 2-2. Кривая изменения пол-
ного сопротивления конденсатора
с частотой (С = 0,2 мкф\ L =
= 14-10~3 мкгн)
денсатора и индуктивности внеш-
них и внутренних соединитель-
ных проводников. Индуктивность
самого конденсатора зависит от
размеров обкладок и способа их
соединения с выводами. Чем
меньше размеры конденсатора
и чем короче выводы и внутрен-
ние соединительные проводники,
тем меньше собственная индук-
тивность.
Индуктивность выводов мо-
жет быть определена по фор-
мулам, приведенным ниже, в
§ 3-4; индуктивность собственно
конденсатора, в случае слюдя-
ного, керамического и бумаж-
ного конденсатора с паяными
торцами, приближенно равна ин-
дуктивности медного проводни-
ка, имеющего размеры конден-
сатора.
Присутствие индуктивности
вызывает появление резонансных
явлений в конденсаторе, которые нарушают его нормальное
действие. На фиг. 2-1 изображена приближенная эквивалентная
схема конденсатора. При резонансе, т. е. при /0 = —т= со-
2яУ ьс ’
противление этой цепи минимально и равно активному сопро-
тивлению потерь. Для других частот полное сопротивление
конденсатора больше и имеет реактивный характер: на более
§2-1]
Общие свойства конденсаторов
37
низких частотах емкостный, а на более высоких — индуктивный.
Зависимость полного сопротивления конденсатора от частоты
изображена на фиг. 2-2.
Нормальное использование конденсатора может происходить
лишь на частотах ниже резонансной, на которых он имеет
емкостное сопротивление. Для устойчивой работы необходимо,
чтобы максимальная рабочая частота была в 2 — 3 раза ниже
резонансной частоты конденсатора. При приближении к резо-
нансу резко возрастает зависимость полного сопротивления от
частоты. Это ограничивает применение конденсатора на УКВ.
Таблица 2-1
Индуктивность конденсаторов
Тип конденсатора1	L 10”3 мкгн	/макс мггц
Слюдяной, малого размера (КСО-1—КСО-7; СОМ-1—СОМ-3)			4-6	150—250
Слюдяной, среднего размера (КСО-11-КСО-13)	15-25	75—100
»	большого » (блокировочный КБ)	50—100	1-1,5
Керамический дисковый, малого размера (КДК-3) 		1—1,5	2000—3000
Керамический дисковый, среднего размера (КДК-1, КДК-2)		2—4	200—300
Керамический трубчатый, малого размера (КТК-1, КТК-2) 		3—10	150—200
Керамический трубчатый, среднего размера (КТК-3—КТК-5) 		20—30	50—70
Бумажный, малого размера, в цилиндрическом корпусе, с паяными торцами (КБГ-И)2 . . .	6—11	50—80
Бумажный, среднего размера, в цилиндриче- ском корпусе, с непаяными торцами (КБГ-М, КБ)		30—60	До 5-8
Бумажный, большой емкости		50—100	1-1,5
Переменной емкости, среднего размера, с воз- душным диэлектриком 		10—60	50—100
Переменной емкости, малого размера 		6—20	300—350
1 Типы конденсаторов рассмотрены ниже.
2 Для С < 4700 пф.
Малой индуктивностью, а следовательно, высокой резонанс-
ной частотой обладают специальные конструкции слюдяных
и керамических конденсаторов, успешно применяемые на часто-
тах* до 1000 — 2000 мггц. Индуктивность стандартных конден-
саторов характеризуется данными табл. 2-1, где приведены
также максимальные рабочие частоты для некоторых типов.
Стабильность. Стабильность конденсатора характеризуется
изменением его основных параметров, главным образом емко-
Таблица 2-2
Стабильность современных конденсаторов
Тип конденсатора	“с	₽с	Область применения
Воздушный, высокого каче- ства	20 4-50-10" 6	04-0,1-10"2	Генераторы и гетеродины вы- сокой стабильности
Воздушный, среднего каче- ства	100 4- 200-10”6	0,14-0,5-Ю”2	Генераторы и гетеродины сред- ней и низкой стабильности
Керамический термостабиль- ный 1	<60- 10"fi	0,05 4-0,15-Ю”2	Генераторы и гетеродины раз- личной стабильности
Керамический компенсирую- щий 1	— (50 4- 1500)-10—6	0,05 4-0,15-Ю”2	Генераторы и гетеродины раз- личной стабильности
Слюдяной с обкладками в виде слоя металлизации	с 50-10”6	<0,1-10”2	Генераторы и гетеродины сред- ней стабильности
Слюдяной с обкладками из фольги	100 4-500-10" 6	0,1 4-0,2-Ю-2	Различные усилительные ка- скады, блокировки, фильтры
Бумажный	1 4-ЗЮ”3	0,5 4- 2,0-10”2	Различные	блокировки и фильтры
1 Пояснение этих терминов дано ниже.
Конденсаторы и сопротивления	[Гл. 2
§2-1]
Общие свойства конденсаторов
39
сти, под воздействием температуры, влажности, давления окру-
жающего воздуха, механических усилий и т. п., а также от
времени.
Под влиянием температуры изменяются размеры обкладок,
величины зазоров, значение диэлектрической проницаемости
диэлектриков. Эти причины вызывают изменение емкости кон-
денсатора.
Изменения емкости, вызываемые действием температуры,
характеризуются температурным коэффициентом емкости (ТКЕ)
и коэффициентом температурной нестабильности (КТНЕ). Опре-
деление этих понятий было дано в первой главе.
ТКЕ конденсатора зависит от применяемых материалов, их
распределения в конструкции и от технологии изготовления;
КТНЕ в основном определяется старением диэлектрика и оста-
точными деформациями, возникающими в конструкции конден-
сатора при многократном изменении температуры. Стабильность
современных конденсаторов может быть охарактеризована дан-
ными табл. 2-2.
Стандартные конденсаторы постоянной емкости, в зависи-
мости от температурной стабильности, разделяются на группы
(табл. 2-3).
Таблица 2-3
Группы температурной стабильности стандартных конденсаторов
Группа	ас	₽с	Цвет корпуса
А	Не оговариваете	я		
Б	±200-10—6	0,005	—
В	i 100-10—6	0,002	—
Г	rt50-10~6	0,001	—
—	— (1500 ± 300)-IO-6	—	—
Д	— (730 ± 100)-10“6	0,0015	Красный
Ж	. — (600 ± 70)-10~6	0,0015	Оранжевый
м	— (50 ± 30)-10“6	0,0005	Голубой
р	+ (30 ± 30)- io-6	0,0005	Серый
с	+ (110 ± 30)-io—6	0,0005	Синий
ц	+ (200 ± 50) -10-6	—	Зеленый
Под действием влажности изменяется диэлектрическая про-
ницаемость воздуха и гигроскопичных диэлектриков, изме-
няется сопротивление изоляции и угол потерь. Особенно значи-
тельное изменение параметров вызывает влага, конденсирую-
щаяся на деталях конденсатора в виде пленки.
Влагостойкость достигается применением негигроскопичных
диэлектриков, например конденсаторной керамики, и устране-
40
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
нием доступа наружного воздуха к конденсатору. Для этого
конденсаторы постоянной емкости пропитывают и обволакивают
негигроскопичными составами, покрывают эмалями и опрессовы-
вают пластмассами; ответственные конденсаторы постоянной и
переменной емкости герметизируют.
Конденсаторы, опрессованные в пластмассу, допускают нор-
мальную работу при относительной влажности окружающего
воздуха до 65—70%, а герметизированные при 95—98% и выше.
Понижение давления окружающего воздуха сопровож-
дается уменьшением емкости и электрической прочности кон-
денсатора.
Установлено, что емкость воздушного конденсатора изме-
няется в среднем на 7,2-10~б на каждые 10 мм рт. ст. изме-
нения давления воздуха. Электрическая прочность воздушного
конденсатора при давлении 100 мм уменьшается в 2 — 3 раза
по сравнению с электрической прочностью при нормальном
давлении. Надежной защитой конденсатора от изменений дав-
ления окружающего воздуха также является герметизация.
Герметизированные конденсаторы допускают нормальную рабо-
ту при давлениях до 50— 100 мм рт. ст. Мало чувствительны
к понижению давления вакуумные и газонаполненные конден-
саторы.
Механические усилия, возникающие в конденсаторах при
тряске, вибрациях, ускорениях и т. п., вызывают перемещение
отдельных деталей конструкции, влияющих на емкость кон-
денсатора, например пластин воздушных конденсаторов. Уста-
новлено, что, например, конденсатор переменной емкости
с алюминиевыми пластинами толщиной 0,5 мм, зазором 0,45 мм
и максимальным радиусом ротора 30 мм при вибрации, соот-
ветствующей условиям на самолете, дает изменение емкости
порядка 0,5%.
Устранение этих явлений достигается изготовлением толстых
пластин из непружинящих материалов, увеличением зазоров и
упрочнением всей конструкции конденсатора.
Изменение параметров конденсатора во времени вызывается
остаточными деформациями и старением диэлектрика.
2-2. Конденсаторы постоянной емкости
Конденсаторы постоянной емкости, в зависимости от при-
меняемого диэлектрика, могут быть разделены на воздушные,
слюдяные, керамические, бумажные и электролитические. В ко-
лебательных контурах в основцом применяются стандартные
слюдяные и керамические конденсаторы. В смежных с ними
цепях применяют бумажные конденсаторы. Воздушные конден-
саторы постоянной емкости обладают большими размерами и
высокой стоимостью и в настоящее время почти не использу-
§2-2]
Конденсаторы постоянной емкости
41
ются. Электролитические конденсаторы нестабильны, имеют
большие потери, а поэтому применяются лишь в цепях питания,
а также иногда в цепях низкой частоты в аппаратуре неответ-
ственного назначения.
Рассмотрим основные типы стандартных конденсаторов посто-
янной емкости; их подробные технические характеристики
читатель найдет в каталоге „Радиодетали“, изданном БТИ
МПСС, 1952 г.
Слюдяные конденсаторы. Стандартные слюдяные конден-
саторы постоянной емкости характеризуются высокими электри-
ческими показателями, небольшими размерами, удобством для
массового производства и невысокой стоимостью.
По конструктивному выполнению слюдяные конденсаторы
разделяются на конденсаторы открытого типа, опрессованные
в пластмассу и герметизированные. По способу устройства
обкладок они разделяются на конденсаторы с обкладками из
фольги и с обкладками в виде слоя металлизации, нанесенного на
слюду, например, методом вакуумного испарения или вжигания.
Эти особенности и определяют основные свойства конденсаторов.
Конденсаторы открытого типа, не защищенные от непосред-
ственного воздействия влаги и давления окружающего воздуха,,
имеют пониженную стабильность, а поэтому могут применяться
лишь в простейшей радиоаппаратуре.
Конденсаторы, опрессованные пластмассой, защищены от
непосредственного воздействия влаги и давления окружающего
воздуха, а поэтому отличаются большей стабильностью. В насто-
ящее время это наиболее распространенный тип слюдяного
конденсатора постоянной емкости.
Герметизированные конденсаторы более влагостойки, но
обладают значительными большими размерами и высокой
стоимостью, а поэтому применяются преимущественно в радио-
аппаратуре более ответственного назначения.
Способ устройства обкладок также влияет на стабильность
конденсатора. В конденсаторах с обкладками из фольги между
обкладками и диэлектриком неизбежно возникают воздушные
прослойки. При изменении температуры или давления окру-
жающего воздуха происходит изменение формы и размеров,
этих прослоек, что создает необратимые изменения емкости..
Нанесение обкладок непосредственно на слюду исключает
появление воздушных прослоек и повышает стабильность кон-
денсатора.
Технология изготовления слюдяных конденсаторов и изучение
их свойств производились В. Т. Ренне, Е. И. Михайловой и
другими советскими учеными.
Промышленностью выпускается значительное число типов
слюдяных конденсаторов, наибольшим распространением из ко-
торых пользуются следующие: КСО — конденсаторы слюдяные
-42
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Данные стандартных слюдяным
Тип конден- сатора	Количе- ство типо- размеров	Емкость, пф	Классы точности	Группа стабиль- ности	U раб> в	U исп> в	^Р) ва
КСО	10(13)	51—50000	0—III	А-Г	250—7000	Ыраб	1-15
СОМ	3	470-10000	0—III	Б—Г	250—50003	% Uраб	5-20
КСГ	2	470—10000	0—III	Б—Г	500—10003	% Uраб	10—15
СГМ	4	100—10000	0—III	Б—Г	250—25003	Ыраб	5—10
1	Н — относительная влажность.
2	р — давление окружающего воздуха.
3	Максимальное переменное напряжение Um = 80 в.
3
4>иг. 2-3. Внешний вид слюдяных конденсаторов; а—К.СО-1; б — СОМ-2;
в—КСО-6; г—КСГ-1; д — СГМ-3; е — открытый тип (САМ) •
7—обкладка; 2—обжимка; 3—слюда
опрессованные; СОМ —слюдяные опрессованные малогабарит-
ные; КСГ—конденсаторы слюдяные герметизированные; СГМ —
слюдяные герметизированные малогабаритные.
Внешний вид некоторых типов конденсаторов показан на
фиг. 2-3, а основные данные приведены в табл. 2-4.
£ 2-2]
Конденсаторы постоянной емкости
43
Таблица 2-4
конденсаторов постоянной емкости
Допустимы?			Параметры в нормальных условиях		Параметры после увлажнения		Параметры	
рабочие	условия						при	^макс
t, °C	н,1 %	А2 л<л<рт.ст.	tgS	Ru3, мгом	tg, 8	#аз, мгом	tg, 8	R из > мгом
От —60 до -}-70	80	90—100	10-104	7500	20- 1Q—4	1000-2500	20-10—4	1000-2500
» —60 » 4-70	80	5	1010—4	10000	15-10—4	2500	15-10—4	2500
» —60 » 4~70	95—98	90—100	10-10~4	7500	20-104	2500	20-10—4	2500
» —60 » 4-80	95—98	5—40	10-1СГ 4	10000	15-10-4	1000	15-10—4	1000
Слюдяные конденсаторы широко используются в контурах
в качестве контурных и сопрягающих, а также в качестве
переходных, распределительных, блокировочных и в различ-
ных фильтрах.
Для определения возможности применения слюдяных кон-
денсаторов на УКВ на фиг. 2-4 приведены графики зависи-
мости резонансной частоты стандартных опрессованных кон-
денсаторов (кроме типов КСО-11, КСО-12 и КСО-13) от ем-
кости и длины I выводов. Для конденсаторов очень малого
размера, например КСО-1, и при малой длине вывода (0,5—
— 1,0 см) резонансная частота на 10—12% выше указанной на
графике.
Керамические конденсаторы. Керамические конденсаторы
отличаются высокими электрическими показателями, неболь-
шими размерами и невысокой стоимостью. Достоинством ке-
рамических конденсаторов является высокая стабильность,
возможность их изготовления с любым (в широких пределах)
предварительно заданным значением ТКЕ и очень малая соб-
ственная индуктивность. Поэтому они широко применяются
в разнообразных контурах и цепях радиоаппаратуры УКВ и
КВ в качестве блокировочных, переходных и т. п. Достоин-
ством их также является возможность применения при отно-
сительно высоких температурах; некоторым недостатком —
трудность изготовления керамических конденсаторов большой
емкости.
Керамические конденсаторы конструктивно выполняются
или в виде трубочек, или в виде дисков, изготовленных из
специальной конденсаторной керамики с повышенной диэлек-
трической проницаемостью—тиконда, тиглина, термоконда, ти-
мага и др. Обкладки конденсаторов наносятся на керамику
методом вжигания. Это исключает образование воздушных
44
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
прослоек между обкладкой и керамикой и повышает стабиль-
ность.
Конденсаторная керамика и технология изготовления кера-
мических конденсаторов разработана Н. П. Богородицким,
Д. М. Казарновским, Г. А.
Смоленским и др.; при-
менение рутила, соста-
вляющего основу ряда
конденсаторных керамик,
в конденсаторостроении
впервые предложено чле-
ном-корреспондентом АН
СССР В. П. Вологдиным
в 20-х годах.
В зависимости от со-
става керамики получает-
ся самый разнообразный
ТКЕ: от- 1500- 106 до
—1-200 • 10-6. Значение
ТКЕ в основном и опре-
деляет области примене-
ния керамических кон-
денсаторов.
Конденсаторы с не-
большим положительным
ТКЕ, порядка Д-(30н-
-н50) • 10~6, называются
термостабильными. Они
применяются в контурах
генераторов и гетероди-
нов высокой стабильно-
сти. Конденсаторы с боль-
шим значением ТКЕ, по-
рядка+(100-^200)-10-6,
применяются в контурах
усилительных каскадов
генераторов и гетероди-
нов пониженной стабиль-
ности, а также в цепях,
мало влияющих на ча-
стоту контура, например,
в качестве переходных, конденсаторов связи, блокиро-
вочных и т. п. Кроме того, конденсаторы с ТКЕ, равным
4-(110-4-120)-10“6, применяются в наборах вместе с конденса-
торами с отрицательными ТКЕ для получения заданного ТКЕ
при термокомпенсации.
§ 2-2]
Конденсаторы постоянной емкости
45
Конденсаторы с небольшим отрицательным ТКЕ, порядка
—(40н-60)-10-6, называются термокомпенсирующими, так как
они используются для термокомпенсации. Конденсаторы с боль-
шим отрицательным значением ТКЕ, порядка — (500-4-1500) X
ХЮ-6, также применяются для термокомпенсации и в ка-
честве блокировочных, переходных и т. п., так как изготов-
ляются на большую величину емкости, чем конденсаторы
других групп.
Фиг. 2-5. Внешний вид керамических конденсаторов: а — типы КТК, КЭТ;
б— КДК-1, КДК-2 и КЭД; в— КДК-3; г — КГК;
/—металлизация
Для устранения возможности конденсации влаги на кера-
мической поверхности конденсаторы покрывают эмалью, опрес-
совывают пластмассой или герметизируют.
Промышленностью выпускается обширный ассортимент
стандартных керамических конденсаторов, наибольшее распро-
странение из которых имеют следующие типы: КТК—конден-
саторы трубчатые керамические, КДК—конденсаторы диско-
вые керамические, КГК—конденсаторы герметизированные
керамические, КЭТ—конденсаторы эмалированные трубчатые,
КЭД—конденсаторы эмалированные, дисковые, КОД—конден-
саторы опрессованные, дисковые.
Внешний вид некоторых типов указанных конденсаторов
изображен на фиг. 2-5, а основные данные приведены в
табл. 2-5.
Для ориентировочного определения резонансных частот
керамических конденсаторов служат графики фиг. 2-6. Резо-
нансные частоты конденсаторов типа КДК-1 и КДК-3 при
коротких выводах на 10—15% выше указанных. Конденсаторы
типов КТК-3, КТК-4, КТК-5 и КГК обладают значительной
индуктивностью, а поэтому мало пригодны для применения
на УКВ.
46
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Данные стандартных керамических
Тип конден- саторов	Количе- ство типораз- меров	Емкость, пф	Классы точно- сти 1	Группа стабиль- ности	U раб > в	U исп> в	Рр> ва
ктк	5	2—750	0-1II	ж-с	500	Шраб	25—125
кдк	3	1-100	0—III	Ж-С	500	зираб	25—125
кгк	5	5—750	0—II	ж-с	500	3Uраб	25—125
КЭТ	3	150—620	1—II		 2	500	раб	25— 75
кэд	3	30—360	1—II		2	250	2 Uраб	20- 75
код	2	30—200	1—II		 2	250	% Uраб	50— 75 1
1 Но не точнее 0,2 пф.
2 ас = — (1800 -т-2300). 10~в .
Промышленностью ос-
ваиваются керамические
конденсаторы на большие
емкости, порядка долей
мкф. В этих конденса-
торах применяется специ-
альная керамика с высо-
кой диэлектрической про-
ницаемостью (г^ 10 000),
разработанная чл.-корр.
АН СССР Б. М. Вулом.
Диэлектрическая прони-
цаемость этой керамики
резко зависит от темпе-
ратуры, приложенного
напряжения и от частоты.
Поэтому такие конденса-
торы отличаются низкой
стабильностью и могут
быть использованы лишь
в качестве блокировоч-
ных и им аналогичных,
к стабильности которых
не предъявляется высо-
ких требований.
Фиг. 2-6. Графики резонан-
сных частот керамических
конденсаторов
§ 2-2]
Конденсаторы постоянной емкости
47
Таблица 2-5
конденсаторов постоянной емкости
Допустимые рабочие условия			Параметры в нормальных условиях		Параметры после увлаж- нения		‘Параметры ПРИ Тмакс	
Г, °C	я, %	Л мм рт. ст.	tgB	RU3, мгом	tgS	Rll3i мгом	tgS	Ru3f мгом
От —60 до +80	95—98	90—100	20-10-4	10 000	30-Ю-4	500	25-10—4	—
» —60 » +80	95—98	90—100	20-10“ 4	10 000	30-Ю-4	500	25-10~4	—
> —60 » +80	95—98	90—100	15-10~4	1000	18-10—4	1000	18-10-4	1000
» —60 » +80	80	<90—100	12-10—4	10 000	25-10-4	1 000	18-10—4	50
» —60 » +80	80	<90—100	12-10—4	10 000	25-10—4	10 000	18-10—4	50
> —60 » +80	98	<90—100	12-10—4	10 000	25-Ю-4	1000	18-10“ 4	50
Бумажные конденсаторы. Для изготовления дешевых и
малогабаритных конденсаторов емкостью выше 0,1 мкф при-
меняется бумажный диэлектрик.
Фиг. 2-7. Внешний вид
бумажных конденсаторов:
а—КБГ-И, ПГС-И; МБГМ;
б— КБГ-М, ПГС-М, МБГ-Ц;
в — КБГ-МП; г—КБ
По электрическим показателям бумажные конденсаторы
значительно уступают слюдяным и керамическим, так как вели-
чина их емкости сильно зависит от температуры, влажности,
давления окружающего воздуха, частоты и изменяется во
времени. Кроме того, бумажные конденсаторы обладают по-
вышенными диэлектрическими потерями.
48
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. Z
Более высокими электрическими ^показателями обладают
конденсаторы, в которых бумажный диэлектрик заменен плен-
кой из стирофлекса; они более стабильны и имеют меньшие
потери.
Конструктивно бумаж-
ные конденсаторы выпол-
няются из двух длинных
полос алюминиевой или
оловянной фольги, раз-
деленных несколькими
слоями бумажного ди-
электрика и свернутых В-
виде круглого или оваль-
ного рулона. Для повы-
шения электрической
прочности конденсатор
пропитывается парафи-
ном, церезином, гало-
ваксом и различными ком-
паундами.
Фиг. 2-8. Графики резонансных частот бумажных конденсаторов
Для уменьшения размеров металлические обкладки на-
носятся методом вакуумного испарения непосредственно на
бумажную ленту. Такие конденсаторы называются металло-
бумажными; они обладают значительно меньшими размерами,
но имеют большие потери.
§2-2]
Конденсаторы постоянной емкости
49
Недостатком бумажных конденсаторов является большая
собственная индуктивность, которая исключает их применение
на частотах выше 3—4 мггц.
Разработке и внедрению в производство высококачествен-
во многом способствовали ра-
В
ных бумажных конденсаторов
боты В. Т. Ренне.
Промышленностью выпус-
кается значительное число
стандартных типов бумажных
конденсаторов, наибольшим
распространением из которых
пользуются следующие типы:
КБГ—конденсаторы бумажные
герметизированные, МБГ—ме-
таллобумажные герметизиро-
ванные, МБГМ — металлобу-
мажные герметизированные
малогабаритные. Основные
данные этих конденсаторов приведены в табл. 2-6, а внешний
вид некоторых типов—на фиг. 2-7. Зависимость резонансной
частоты от емкости и длины выводов приведена на фиг. 2-8.
Бумажные конденсаторы в основном применяются в ка-
блокировочных и фильтровых и на низких частотах.
В контурах целесообраз-
но применять лишь ти-
пов КБГ-И и ПГС-И,
которые имеют неболь-
шую индуктивность.
Проходные конденса-
торы. Для фильтрации
цепей питания и для раз-
личных блокировок, дей-
ствие которых должно
быть эффективно в весь-
ма широком диапазоне
частот, применяется так
называемый проходной
показано на фиг. 2-9.,


Фиг. 2-9. Устройство проходного
конденсатора
честве
Фиг. 2-10. Простейший блокировочный
конденсатор для УКВ
конденсатор, устройство которого
Внутри конденсаторной секции расположен токонесущий стер-
жень А, к которому присоединены торцы одной обкладки
конденсатора. Торцы второй обкладки присоединены к метал-
лическому корпусу В. Этот корпус прикрепляется непосред-
ственно к шасси радиоустройства.
Благодаря ничтожной длине соединительных проводников
проходные конденсаторы обладают очень малой индуктив-
ностью, и несмотря на большую емкость, достигающую не-
скольких мкф, могут успешно работать на частотах 50—60л<гг^.
4 В. А. Волгов
50
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Данные стандартных бумажных
Тип	Корпус		Емкость, мкф	Классы точности	Ураб, в	U исп, в	
							U раб %
КБГ-И	Цилиндрический рамический	ке-	0,00047- 0,1	I—III	200-600	Ыраб	23
КБГ-М	Цилиндрический таллический	ме-	0,01—0/25	1-Ш	200-600	З^раб	21 * 3
КБГ-МП	Плоский металличе- ский		0,01—2,0	I—III	200-1500	2-3Upa6	23
КБГ-МН	Прямоугольный таллический	ме-	0,25-10	1-Ш	200-1500	'~~^Upa6	2з
КБ	Цилиндрический мажный	бу-	0,0047-0,5	II—III	200-600	раб	23
МБГ-П	Прямоугольный таллический	ме-	0,1-50	1-Ш	200-1500	\2-\$upa6	5 5
МГБ-Ц	Цилиндрический таллический	ме-	0,025-1,0	1-Ш	200—1000	^-'Ыраб	5 5
МБГМ	Цилиндрический рамический	ке-	0,025 -0,5	11-Ш	200 -600	W-Wpa6	-
ПТС-И	Цилиндрический рамический	ке-	0,003—0,02	оо-п	500-1000	^^^раб	2,5 4
ПТС-М	Прямоугольный таллический	ме-	0,015-2,0	00—II	250-1000	раб	2,5 4
1 мгом для С < 0,1 мкф; для больших емкостей — меньше.
3 мгом/мкф для С > ОД мкф.
3 Для частот до 10 мггц; для низких частот < 20^.
ираб
4 Для частот до 1 мггц,
Б Для частот до 1 кгц.
• Остаточные изменения емкости; ас < 200 • 10 —6.
$2-2]
Конденсаторы постоянной емкости
51
Таблица 2-6
конденсаторов постоянной емкости
Допустимые рабочие условия			Параметры в нормаль- ных условиях		^U3t мгом		Изменение емкости,		
Л СС	н %	А мм рт. ст.	tg 6	*из, мгом	при *макс	после увлажне- ния	при *макс	при *мин	мкгн
От — 60 до 4-70	95-98	90—100	100. 10~4	10 000	500 1	500 1	^5	-15	54- 4-I0-10-3
„ - 60 „4-70	95-98	90-100	100 . 10~4	10 0001	500 1	500 1	±5	-15	кбо-ю-3
„ - 60 „4-70	95-98	90-100	100- 10“4	10 000 1 2 000»	500 1 75»	500 1 500 1	±5	-16	<60-10 ~3
, - 60 „ 4-70	95-98	90-100	100. 10~4	2000»	75»	100»	±5	-15	<60-10^3
„ - 40 „4-60	80	720-780	150 . 10~4	2 0001	200 1	500 1	±10	-20	-
„ - 60 „4-70	98	90—100	150. 10“4	5 0001	500 1	250 1	-5	-20	-
„ - 60 „4-70	98	90-100	150 • 10~4	5 0001	500 1	250 1	=t5	-20	-
, -60 „ 4-60	98	90—100	150- 10 “4	3000-5000 1	300- 500 1	150  2501	±10	—	-
„ -60 „ 4-60	80	90-100	10 • 10~4	50 000 1 5 000»	25 0001 2 500»	25 000 1 2 500»	0,5®	-	4-10-10 “3
„ - 60 „ 4- 60	80	90-100	10 • 10“4	50 0001 5000»	25 000 1 2 500»	25 0001 2 500»	0,5®	—	—
52
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Стандартные проходные конденсаторы обозначаются КБП
(конденсатор бумажный проходной).
Блокировочные и проходные конденсаторы УКВ. Для
фильтрации цепей питания и для всевозможных блокировок
на частотах свыше 250—300 мггц применяются специальные
Фиг. 2-11. Керамические блокировочные конденсаторы для УКВ
/—пайка; 2—металлизация; 3— вывод; 4—керамика; 5—наружная обкладка; 6— внутренняя
обкладка; 7—шасси
блокировочные и проходные конденсаторы, характеризуемые
чрезвычайно малой величиной собственной индуктивности.
Устройство простейшего блокировочного конденсатора для
частот до 1500—2000 мггц, применяемого для блокировки
цепей питания, показано
g> /ух '	б)	на фиг. 2-10. Обкладками
|Т| у*	конденсатора являются
L-r И" J	специальная металличе-
l	ская пластинка А и шасси
I	приемника В. В качестве
Tj	диэлектрика обычно при-
dwt sga	меняется слюда С толщи-
ной 0,1—0,15 мм. Для
Т' “w	повышения стабильности
X ♦	и увеличения емкости
слюдяная пластинка часто
Фиг. 2-12. Блок	блокировочных	конден- покрывается слоем сереб-
саторов для	УКВ:	а — общий вид блока; ра. К центру верхней
б —отдельная секция	пластинки присоединяют-
ся провода от источника
питания и провода, идущие к дальнейшей схеме. Площадь
верхней пластины составляет несколько квадратных сантимет-
ров, а ее очертание—диск, прямоугольник и т. п.—опреде-
ляется условиями расположения конденсатора на шасси.
Емкость обычно равна 100—200 пф.
На фиг. 2-11, а и б изображена конструкция керамиче-
ских блокировочных конденсаторов, применяемых для различ-
5 2-2]	Конденсаторы постоянной емкости	53
ных блокировок на частотах до 1000—1500 мггц. Конденсаторы
состоят из керамического диска (или трубки) А с нанесенными
обкладками, укрепленного на металлической втулке В, снаб-
женной гайкой С. При помощи этой втулки конденсаторы
укрепляются на шасси прибора. Емкость таких конденсаторов
составляет 50—100 пф, а при применении титанобариевой ке-
рамики—1000—1500 пф. На фиг. 2-11, в изображена несколько
измененная конструкция, крепящаяся к шасси пайкой.
Для блокировки отдельных каскадов применяются блоки
конденсаторов постоянной емкости, состоящие из нескольких
Фиг. 2-13. Проходные конденсаторы для УКВ
У—пайка; 2—металлизация; 3— слюда; 4—шасси
секций. Внешний вид такого блока, предназначенного для
блокировки каскада усилителя промежуточной частоты прием-
ника, изображен на фиг. 2-12. Блок содержит три блокиро-
вочных конденсатора (по 5С0 пф) для блокировки сеточной,
анодной и катодной цепей.
На фиг. 2-13 изображено устройство проходных конденса-
торов, применяемых для фильтрации вводов питания на часто-
тах до 1000—1600 мггц. Токонесущий проводник А конденса-
тора фиг. 2-13, а расположен внутри керамической трубки В;
этот проводник является одной обкладкой конденсатора. Вто-
рая обкладка, соединяемая с шасси, выполнена в виде слоя
металлизации С, нанесенного на наружной поверхности трубки.
Для укрепления конденсатора на шасси он снабжается метал-
лической втулкой D с гайкой Е. Статическая емкость конден-
сатора равна 50—200 пф, а при применении титанобариевой
керамики—1000—1500 пф. На фиг. 2-13, б, в и г изображены
проходные и блокировочные конденсаторы несколько иной
конструкции.
54
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
2-3. Конденсаторы переменной емкости
Конденсаторы переменной емкости образуются двумя систе-
мами параллельных пластин, одна из которых может плавно
перемещаться и ее пластины при этом могут заходить в зазоры
между пластинами второй системы; это изменяет активную
площадь, а следовательно, и емкость конденсатора. Неподвиж-
ная система называется статором, а подвижная ротором.
Наибольшее распространение получили конденсаторы
с плоско-параллельными пластинами и вращательным переме-
щением ротора. Конденсаторы с поступательным перемеще-
нием ротора имеют большие размеры, более сложны в произ-
водстве и не получили широкого распространения.
Конденсаторы переменной емкости можно классифициро-
вать по нескольким признакам. В зависимости от применяемого
диэлектрика их можно разделить на конденсаторы с воздуш-
ным диэлектриком и конденсаторы с твердым диэлектриком.
В колебательных контурах почти исключительное приме-
нение в настоящее время имеют конденсаторы с воз-
душным диэлектриком, так как они отличаются большей
точностью установки емкости, меньшими потерями и более
высокой стабильностью. Конденсаторы с твердым диэлек-
триком несколько проще в изготовлении, но обладают низкими
точностью и стабильностью, а поэтому применяются в качестве
регулировочных и в контурах для очень низких частот.
В зависимости от угла поворота ротора, вызывающего пол-
ное изменение емкости, различают конденсаторы с нормаль-
ным угловым диапазоном, при котором угол поворота ротора
равен 180°, и конденсаторы с расширенным угловым диапа-
зоном, при котором угол поворота ротора больше 180°; кон-
денсаторы с расширенным угловым диапазоном наиболее часто
применяются в контурах УКВ.
Важной характеристикой конденсатора переменной емкости
является закон изменения емкости, который определяет закон
изменения частоты колебательного контура при настройке.
По этим признакам конденсаторы переменной емкости раз-
деляются на прямоемкостные, прямоволновые, прямочастотные
и логарифмические.
Для настройки колебательных контуров наиболее часто
применяются прямочастотные и логарифмические конденсаторы.
Прямочастотный конденсатор дает равномерное изменение
частоты по диапазону и обеспечивает одинаковую плотность
настройки. Поэтому он применяется в радиоаппаратуре, в ко-
торой необходимо иметь равномерную по частоте шкалу на-
стройки, например, в приемниках, измерительных приборах,
передатчиках.
§2-3]
Конденсаторы переменной емкости
55
Логарифмический конденсатор характеризуется постоянством
относительного изменения частоты для одного и того же угла
поворота ротора, что обеспечивает одинаковую точность от-
счета по всей шкале. По равномерности настройки они не-
сколько уступают прямочастотным. Логарифмические конден-
саторы иногда применяются в пере-
датчиках.
11рямоемкостные конденсаторы не •
дают равномерной шкалы настройки.
Они применяются в основном в ка-
честве регулировочных, а также в
качестве конденсаторов настройки
при малом коэффициенте диапазона.
В этом случае шкала получается
практически равномерной по частоте
при применении конденсаторов лю-
бого типа.
Графики изменения частоты кон-
тура при различных конденсаторах
приведены на фиг. 2-14.
Максимальная емкость конденса-
тора определяется диапазоном; мини-
мальная емкость—его конструктивны-
ми данными: размерами, взаимным
расположением ротора и статора, си-
стемой крепления статора и пр.
Употребительные в практике значе-
ния максимальных емкостей конден-
Фиг. 2-14. Графики измене-
ния частоты контура: а—при
прямоемкостном; б—при
прямочастотном; в — при
логарифмическом конденса-
торе
саторов и соответствующие им значения минимальных емко-
стей приведены в табл. 2-7.
Таблица 2-7
Емкости конденсаторов переменной емкости, пф
Диапа- зон	дв	СВ	ПВ	кв	УКВ			
С к. макс с °к. мин.	450—750 12—25	250—450 10—15	150—250 8-12	50—150 6—10	40—50 5—7	25—35 3,5—6,5	15—20 2,6—5,5	До 15 Не менее 2,6
В контурах длинных и средних волн употребительны кон-
денсаторы, имеющие округленное значение максимальной ем-
кости: 125, 150, 200, 225, 350 и 500 пф\ в контурах измери-
тельных приборов для увеличения точности отсчета в начале
шкалы начальная емкость увеличивается до 100—200 пф.
Широкое применение находят блоки конденсаторов пере-
менной емкости, которые состоят из нескольких конденсатор-
56
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
ных секций, посаженных на общую ось. Наиболее употреби-
тельны блоки из 2—3 секций; иногда применяются блоки из
5—6 секций. При большем числе секций уменьшается меха-
ническая прочность блока, увеличиваются его размеры и из-за
возможных прогибов и скручивания длинной оси понижается
стабильность.
Секции блока в основном делаются одинаковыми. В отдель-
ных случаях применяются блоки с разнотипными секциями.
Например, секция контура гетеродина радиоприемника для
повышения стабильности делается с увеличенным зазором,
а для получения сопряжения без применения дополнительных
конденсаторов в однодиапазонных приемниках она может
иметь специальный закон изменения емкости.
2-4. Расчет конденсаторов переменной емкости
Получение требуемого закона изменения емкости в боль-
шинстве случаев достигается приданием специального очер-
Фиг. 2-15. К расчету конден-
саторов переменной емкости
тания роторным пластинам; задачей
расчета и является определение их
формы и размеров. Форма статор-
ных пластин обычно не влияет на
закон изменения емкости.
На фиг. 2-15 изображены пла-
стины конденсатора, ротор которо-
го введен на угол ср. Давая углу ф
малое приращение d<?9 получим при-
ращение активной площади dS,
равное площади заштрихованного
сектора (ср выражено в градусах).
__ R2dy 2тс _____R2dy
~ 2 ’зб6“П4?б’
откуда радиус элементарного сектора ротора
R =
(2-2)
Это — общее выражение в дифференциальной форме для
радиуса роторной пластины. Для расчета радиуса необходимо
найти производную от активной площади (площади перекры-
тия) по углу поворота. Эта производная может быть опре-
делена на основании следующих соображений.
Емкость многопластинчатого воздушного конденсатора
равна:
С= ——(п— I) = —.
k
§2-4]
Расчет конденсаторов переменной емкости
5Т
Здесь
d— расстояние между пластинами ротора и статора (зазор);,
п—общее число пластин, а
,	3,6 T.d
k = ——
п — 1
(2-3)
На основании этого выражения 'активную площадь конден-
сатора при некотором положении ротора, определяемом уг-
лом ср, можно выразить так:
S5 = ‘(Cf-C.J + ^-	Р-4)
Здесь
С —емкость конденсатора в положении ротора,
определяемом углом с;
Слшн—начальная емкость контура;
г0—радиус выреза на пластинах статора, который
делается для пропуска оси ротора;
(С — Суин)—приращение емкости конденсатора при повороте
л,ин ротора из начального положения в положение,
определяемое углом ф;
госР
---. —член, определяющий поправку на вырез в ста-
114,6
1торе.
Формулы (2-2), (2-3) и (2-4) являются исходными для ра-
счета очертания роторной пластины конденсаторов переменной
емкости. Для 'расчета в выражение (2-4) следует подставить,
уравнение С — С (ср), связывающее емкость конденсатора с уг-
ds
лом поворота ротора, наити производную — и подставить ее
dy
в уравнение (2-2), из которого непосредственно и опреде-
ляется величина радиуса R.
Этим методом можно вывести формулы для расчета очерта-
ния роторных пластин различных типов конденсаторов пере-
менной емкости. В качестве примера приведем расчет прямо-
емкостного конденсатора.
Расчет будем вести для контура, минимальная и макси-
мальная емкости которого, с учетом всех дополнительных
емкостей, равны Смин и Смакс. В приводимых формулах все
линейные размеры выражены в см, емкости в пф и углы
в градусах.
Закон изменения емкости прямоемкостного конденсатора
может быть представлен в виде уравнения прямой линии, т. е.
С	Ь.
? 1 1
(2-5>
-58
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Формулк Для расчета конденсаторов переменной емкости
Подставляя это выражение в
формулу (2-4), получим:
S=k [(а® + 6)-С„ц„|	;
Ср	L \ । 1 z	MUH I I
производная
d<p	1 114,6
Подставляя это выражение в
формулу (2-2), получим:
£ =	114,6ай-|-г*. (2-6)
Значение коэффициента k опре-
деляется по формуле (2-3),
а величина коэффициента а
определяется по начальным
условиям.
При подстановке в форму-
лу (2-5) значений <р = 0 и <? =
—180° имеем:
^ = 0» ~ Смин = Ь'' ^<р-180° =
= Смакс—180а-}-Ь,
откуда
__ Смаке Смин
~~	180
Подставляя полученное зна-
чение а в формулу (2-6), мож-
но произвести расчет радиуса
роторной пластины.
Приведем без вывода свод-
ку формул для расчета очер-
тания пластин различных кон-
денсаторов (табл. 2-8).
Эти формулы показывают,
что радиус роторных плас-
тин конденсаторов (за исклю-
чением прямоемкостного) не-
постоянен и зависит от угла
ф. Поэтому их расчет дол-
жен производиться для ряда
значений угла <р, взятых
< через 10—20°. Отметим, что
§2-4]
Расчет конденсаторов переменной емкости
59
при малых коэффициентах диапазона форма роторных пластин
конденсаторов всех типов приближается к полукруглой.
На фиг. 2-16 изображены формы роторных пластин прямо-
емкостного (а), прямочастотного (б) и логарифмического (в)
конденсаторов.
Прямочастотные конденсаторы имеют чрезмерно вытяну-
тую форму роторных пластин, что увеличивает их размеры и
понижает механическую жесткость ротора. Для устранения
этого недостатка форму роторных пластин несколько изме-

Фиг. 2-16. Формы пластин ротора конденсаторов
переменной емкости
няют, получая ее очертание при помощи двух-трех сопрягае-
мых окружностей различного радиуса; площадь такой „типо-
вой" пластины выбирается равной площади пластины правиль-
ной формы.
При использовании типовых пластин прямочастотность со-
храняется лишь в области начальных емкостей; в середине
диапазона шкала несколько сжимается, а в области максималь-
ных емкостей — растягивается. Очертание типовой пластины
показано пунктиром на фиг. 2-16, б.
Более жесткой конструкцией обладают конденсаторы с
полукруглым ротором и специальным статором. Статор при этом
снабжается вырезом, форма которого и обеспечивает требуе-
мый закон изменения емкости (фиг. 2-16. г).
Радиус-вектор этого выреза определяется выражением:
в котором R определяется по вышеприведенным формулам
для соответствующего закона изменения емкости (при радиусе
60
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
выреза r0), a RMaKC—радиус полукруглого ротора, равный ма-
ксимальному радиусу ротора конденсатора без выреза.
Расчет конденсаторов по закону изменения емкости, за-
данному графически. Рассмотрим расчет очертания роторной
пластины, когда закон изменения емкости задан не аналити-
ческим выражением, а графиком, вид которого определяется
назначением данного конденсатора» Для такого расчета кривая
емкости разбивается на m (10—20) равных (по углу поворота)
Q
участков; в пределах каждого участка отношение макс мало;
С мин
поэтому средний радиус участка ротора можно определять по
формулам для прямоемкостного конденсатора. Подставив зна-
чения а в (26), получим:
/? = ]/ ДДС+г*.	(2-7)
В этом выражении
Д С—приращение емкости конденсатора от одного сектора
к другому, непосредственно определяемое по кривой
емкости;
А — постоянная для данного конденсатора величина, равная
А = km = 7,2	.	(2-8)
180	п -1	7
Разбивка кривой на участки и определение Д С для каждого
участка показаны на фиг. 2-17.
Постоянную А удобно определить по данным последнего
(xn-го) участка. Задаваясь максимальным конструктивно допу-
стимым радиусом ротора этого участка RMaKC> из выражения
(2-7) получим:
Расчет радиусов остальных секторов производится по формуле
(2-7); общее число пластин из формулы (2-8) равняется:
л =	(2-10)
Необходимо максимальный радиус RMaKC выбирать так, чтобы
п было целое число.
Конденсаторы с расширенным угловым диапазоном. Кон-
денсаторы переменной емкости с расширенным угловым диа-
пазоном, угол поворота ротора которых больше 180°, соз-
дают возможность более высокой точности отсчета и
установки частоты без применения сложных шкально-верньер-
ных устройств. Практически такие конденсаторы рационально
§2-4]
Расчет конденсаторов переменной емкости
61
изготовлять на емкость не более 50 пф\ при больших емко-
стях увеличиваются размеры пластин, что увеличивает вред-
ное влияние вибраций и тряски на стабильность емкости кон-
денсатора. Особенно широко такие конденсаторы применяются
в радиоаппаратуре УКВ.
Наиболее часто конструируются конденсаторы с угловым
диапазоном в 270°; конденсаторы с более широким угловым
Фиг. 2-17. К расчету конденсатора по заданному
графически закону изменения емкости (пг = 10)
диапазоном, например 330°, обладают большими размерами, не
дают существенного увеличения точности отсчета, а поэтому
применяются редко.
Рассмотрим принцип действия конденсаторов с расширен-
ным угловым диапазоном. При вращении ротора в начале
диапазона активная площадь и емкость конденсатора увели-
чиваются так же, как в конденсаторах с нормальным угловым
диапазоном. При дальнейшем повороте ротора также проис-
ходит увеличение активной площади за счет вхождения пла-
стин, но при этом часть площади пластин ротора выходит из
статора. Для компенсации выходящей площади размеры вхо-
дящей площади должны быть соответственно увеличены. Это
достигается приданием пластинам ступенчатой формы или со-
ответствующего плавного очертания (фиг. 2-18).
Конденсаторы с пластинами ступенчатой формы (а) сложны
в производстве и не обеспечивают достаточно плавного изме-
62
Конденсаторы, и сопротивления
[Гл. 2
нения емкости. Пластины с плавным очертанием (б) имеют
несколько большие размеры, но проще в производстве и дают
плавное изменение емкости. Конденсаторы с такими пластинами
имеют наибольшее применение.
Приведем метод расчета прямочастотных конденсаторов
с угловым диапазоном в 270°, разработанный П. Г. Пановым
и С. А. Френкель.
Для расчета ротор разбивается на три равных сектора
ио 90° (фиг. 2-19), так что -^^ = 3. Каждый сектор рассма-
аст
Фиг. 2-18. Форма пластин конденсаторов пе-
ременной емкости с расширенным угловым
диапазоном
тривается как частичный поддиапазон, в пределах которого
частота контура изменяется линейно. Расчет очертания пластин
ротора производится отдельно для каждого сектора.
Каждый сектор характеризуется коэффициентом частичного
иоддиапазона, т. е. отношением частот, соответствующих на-
чалу и концу сектора. Эти коэффициенты выражаются через
иолный коэффициент перекрываемого диапазона й/ = -^£так:
fмин
• ь = 1 +2*7 . h 2 +
1	1 + 2kf ’	2 + kf ’ /з
Назовем отношение текущей частоты к минимальной ча-
стоте каждого поддиапазона переменным коэффициентом ча-
стичного поддиапазона сектора. Его величина выражается
следующим образом:
(2-И)
<,=1+(*/.-!)'
§ 2-4]	Расчет конденсаторов переменной емкости
63.
Здесь аст—угол статора, равный 90°, а а—текущее значение
угла ротора в пределах каждого сектора.
Для определения радиусов роторной пластины в пределах
сектора, для ряда значений текущего угла а определяются сле-
дующие функции:
для первого сектора
ДЛЯ
Фиг. 2-19. К расчету конденсаторов 'переменной
емкости с расширенным угловым диапазоном
второго сектора
N(a) — A
1)
*/1


Р(а) = А
для третьего сектора
kf(k/3~ 0	।	(^/2~ 0	.	fe/i	( ^/1 ~ 1)
ь'з	""Г”	ь'3	"I ь'3
Rf3	Rfl	Rf\
Значения переменных коэффициентов частичных диапазо-
нов, входящих в эти выражения, определяются по формулам
(2-11); величина А определяется по формуле:
= 2585 d Смин
аст (n 1)
<54
Конденсаторы, и сопротивления
[Гл. 2
Значения радиусов ротора различных секторов определяются
.для ряда значений угла а из выражений:
для	первого сектора /?2—г2 = 7И (а);	(2-13а)
ДЛЯ	второго сектора /?.2-r2 = N(a);	(2-136)
для	третьего сектора /?2-г2 = Р(а).	(2-13в)
Закон изменения радиуса выреза г не имеет какого-либо
значения, так как учитывается соответствующим изменением
формы роторных пластин. Для упрощения расчета следует
принять:
+ (Р-1)“|.	(2-14)
где
р г макс
гмин
При а = 0 радиусы первого сектора и выреза будут иметь
минимальные значения, т. е. = RMUH и r = rMUH. Для выра-
внивания начальных емкостей желательно, чтобы rMaKC~R\MUH-
Определение исходных данных. Для расчета конденсаторов
переменной емкости необходимо предварительное определение
минимальной и максимальной емкостей контура Смин и Смакс\
числа пластин п; зазора d и радиуса выреза на статорных
пластинах г0. Рассмотрим особенности выбора этих величин
для конденсаторов, применяемых в маломощной радиоап-
паратуре.
Минимальная емкость контура составляется из минималь-
ной емкости конденсатора настройки и дополнительных емко-
стей, вносимых лампами, катушкой, монтажом, подстроечным
конденсатором, термокомпенсатором и т. п. В контурах длин-
ных и средних волн ее величина составляет 30—80 пф\ в кон-
турах УКВ—15—20 пф. В стабильных контурах гетеродинов
приемников и измерительной аппаратуры и задающих генерато-
ров передатчиков часто начальная емкость увеличивается вклю-
чением стабильных конденсаторов постоянной емкости. Макси-
мальная емкость контура составляется из максимальной емко-
сти конденсатора и перечисленных емкостей. Точный расчет
Этих емкостей производится при электрическом расчете схемы.
Общее число пластин п можно выбрать по табл. 2-9.
# 2-5]
Стабильные конденсаторы
65
Таблица 2-9
Число пластин конденсаторов переменной емкости
Г к. макс, пф	До 750	350—500	200—300	100-150	50-60	40—50	25-35	15-20	До 15
п	До 33	15-25	9-11	7—13	7—23	7-14	5-11	3—7	3—5
Фиг. 2-20. График зависи-
мости пробивного напря-
жения воздуха от высоты
h над уровнем моря
При увеличении числа пластин увеличивается длина кон-
денсатора, а при уменьшении размеры каждой пластины полу-
чаются большими, что понижает их
жесткость.
Величина зазора d выбирается из
соображений размеров конденсаторов,
требуемой точности, необходимой ста-
бильности и электрической прочности.
Чем больше зазор, тем выше элек-
трическая прочность и стабильность
и тем легче производство конденса-
тора. Объем конденсатора примерно
пропорционален квадрату величины
зазора.)
Практически величина зазора вы-
бирается не менее 0,15 жл/ (в малога-
баритных конденсаторах); чаще все-
го 0,3—0,6 ж, что (при Ераб = 650-н
750 в!мм) позволяет применять рабо-
чее напряжение порядка 200—450 в.
<В конденсаторах повышенной точно-
сти и стабильности применяют боль;
шие зазоры, порядка 1,0—1,5 mmS)
В конденсаторах, предназначенных
для работы в условиях пониженного
давления окружающего воздуха, ве-
личина зазора выбирается из условия электрической ‘ проч-
ности. Для ориентировочного выбора зазора такого конденса-
тора на фиг. 2-20 приведен график зависимости пробивного
напряжения воздуха от высоты над уровнем моря.
Радиус выреза на статорных пластинах г0 определяется диа-
метром оси и зазором между осью и кромками статорных
пластин. Этот зазор выбирается в 2—3 раза больше зазора
между пластинами. Обычно величина г0 составляет 5—10 мм.
2-5. Стабильные конденсаторы
В радиоаппаратуре применяются как стабильные конденса-
торы постоянной емкости, так и стабильные конденсаторы
переменной емкости.
5 В. А. Волгов
66
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Стабильные конденсаторы постоянной емкости представляют
стандартные керамические конденсаторы группы Р по темпе-
ратурному коэффициенту, защищенные от воздействия влаги.
Может также иметь место набор из конденсаторов групп С и
М или С и Ж, образующих стабильную емкость с задан-
ным ТКЕ.
Стабильные конденсаторы переменной емкости имеют спе-
циальную конструкцию. Рассмотрим методы получения высоко-
стабильных конденсаторов переменной емкости.
Температурная стабильность. Изменения емкости под
влиянием температуры в основном вызываются изменением
линейных размеров пластин и зазоров и изменением диэлек-
трической проницаемости диэлектриков (в том числе и воз-
духа), находящихся в электрическом поле конденсатора. Зна-
чительные изменения емкости также могут вызываться ко-
роблением различных элементов конструкции. Общий ТКЕ
конденсатора определяется совместным действием всех перечи-
сленных факторов.
Емкость конденсаторов переменной емкости можно рассма-
тривать как состоящую из двух частей: постоянной части ( пс,
представляющей минимальную емкость Смин, величина которой
не зависит от положения ротора, и переменной части Спр, ве-
личина которой изменяется при перестройке. Каждая из этих
емкостей имеет определенный ТКЕ. Понижение общего ТКЕ
конденсатора может быть достигнуто только понижением ТКЕ
эти х состав ля ющих.
Минимальная емкость конденсатора образуется емкостями
через изоляторы крепления ротора и статора Сд и емкостями
через воздух Св между деталями ротора и статора. Поэтому
ее ТКЕ определяется значениями ТКЕ этих емкостей.
Емкость через диэлектрик зависит от конструкции конден-
сатора и составляет 10—20% от минимальной емкости. Ее
величина в современных конструкциях лежит в пределах от
0,5 до 1,5 пф. ТКЕ этой емкости в основном определяется
ТКДП — температурным коэффициентом диэлектрической про-
ницаемости изоляторов яе. Его величина равна:
=	(2-15)
Для уменьшения этого слагаемого необходимо уменьшение
емкости через диэлектрик и применение изоляторов с малыми
ТКДП, например, из плавленого кварца, ультрафарфора,
высокочастотного стеатита.
ТКЕ начальной емкости через воздух определяется ТКДП
воздуха, коэффициентами линейного расширения пластин и
корпуса конденсатора, конструкцией крепления пластин ста-
£ 2-5]	Стабильные конденсаторы	67
тора и величиной зазора между кромками пластин ротора и
статора. Для его понижения применяют большие зазоры и
крепления статорных пластин располагают по возможности
ближе к уровню оси.
ТКЕ переменной части емкости определяется ТКДП воз-
духа, тепловым расширением пластин и элементов конструк-
ции конденсатора, фиксирующих величину зазора, и переме-
щением ротора конденсатора в радиальном и осевом направ-
лениях.
ТКЕ, обусловленный тепловым изменением зазора за счет
расширения пластин и элементов крепления, связан с коэффи-
циентами линейного расширения этих деталей следующей за-
висимостью:
в которой
а„л—коэффициент линейного расширения материала пластин;
азаз—коэффициент линейного расширения зазора;
dni—толщина пластин;
d3a3—зазор между пластинами одного знака.
При применении для всех элементов конструкции матери-
алов с одинаковыми коэффициентами линейного расширения
а =а —а получаем: аС1=а.
Следовательно, в таких конденсаторах ТКЕ, вызываемый
тепловым расширением, полностью определяется коэффициен-
том линейного расширения применяемого материалам Поэтому
детали стабильных конденсаторов делают из однородных ма-
териалов, с малым значением коэффициента линейного расши-
рения-инвара и керамики. /
Получение достаточно малого ТКЕ возможно и при приме-
нении разнородных материалов. Для этого необходимо, чтобы
азаз^заз^^пл^пл’ Однако практика показывает, что понижение
ТКЕ при помощи такой компенсации сложно и не всегда обес-
печивает однородность конденсаторов по ТКЕ.
Значительное влияние на полный ТКЕ переменной части
емкости оказывают радиальное и осевое перемещения ротора,
которые вызываются различием в коэффициентах линейного
расширения пластин и корпуса и оси и корпуса конденсатора.
Для уменьшения этих перемещений пластины корпус и ось
конденсатора следует делать из материалов с одинаковым ко-
эффициентом линейного расширения, а изоляторы крепления
статора укреплять на корпусе по возможности ближе к
уровню оси.
Значительное влияние на величину полного ТКЕ конденса-
тора оказывает величина зазора; увеличение зазора уменьшает
почти все слагаемые полного ТКЕ конденсатора.
5*
68
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
ТКЕ стабильных конденсаторов переменной емкости, изготов-
ленных из керамики и инвара, получается порядка (5—15)-10“6,
а ТКЕ конденсаторов из цинковых или алюминиевых спла-
вов — порядка (20—30)• 1СГ6-
Понижение КТНЕ достигается выбором такой конструкции
элементов конденсатора и конструктивных материалов, которые
обеспечивали бы невозможность возникновения остаточных де-
дЕ-10е
-40-30-20-10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100°С
Фиг. 2-21. Зависимость Дз и г влажного воздуха
от температуры и относительной влажности
формаций и старения. Для этого корпус и ось делаются из
однородных (по коэффициенту линейного расширения) мате-
риалов, и в конструкции подшипников предусматривается воз-
можность ненапряженного изменения длины оси при ее теп-
ловом расширении. Детали конденсаторов изготавливаются и
соединяются между собой приемами, которые не вызывают
появления внутренних напряжений, например отливкой, пайкой;
используются нестареющие диэлектрики (ультрафарфор, стеа-
тит). Готовые конденсаторы подвергаются температурной тре-
нировке, устраняющей внутренние напряжения в материалах.
Практически КТНЕ может быть получен порядка 10~4—10~5 и
ниже.
Вообще нецикличность в стабильных схемах опаснее отно-
сительно большого ТКЕ, так как ‘ препятствует реализации
термокомпенсации. Поэтому очень часто в высокостабильных
устройствах применяют конденсаторы переменной емкости,
сделанные из алюминиевых или цинковых сплавов и обладаю-
щие ТКЕ около (20—30)-10~б, но с исчезающе малым КТНЕ.
§ 2-5]
Стабильные конденсаторы
69
Роль диэлектрической проницаемости воздуха. Емкость
переменной части переменного конденсатора, а также соста-
вляющая Св начальной емкости пропорциональны диэлектри-
ческой проницаемости воздуха, которая близка, но не равна
единице и зависит от температуры, относительной влажности
и давления. При расчетах емкости диэлектрическая проницае-
мость воздуха всегда принимается равной единице, так как
получающаяся неточность ничтожна по сравнению с неточно-
стью, обусловленной другими причинами — влиянием краев,
допусками при изготовлении конденсатора и т. п.(Д)днако из-
менения диэлектрической проницаемости воздуха, вызывае-
мые изменениями климатических условий, играют существен-
ную роль при определении стабильности емкостц).
Ввиду сложности и нелинейности законов изменения ди-
электрической проницаемости воздуха, удобно пользоваться
при расчетах графиками А. Р. Вольперта, приведенными на
фиг. 2-21. Эти графики дают значения относительного при-
ращения диэлектрической проницаемости воздуха, причем за
единицу принята диэлектрическая проницаемость при темпера-
туре 20° С и относительной влажности 50%. Графики состав-
лены для давления 760 мм рт. ст. Ввиду близости к единице
величины диэлектрической проницаемости, ее относительное
приращение заменено абсолютным:
Для ориентировки слева от масштаба As отложен по оси
ординат масштаб диэлектрической проницаемости е.
Изменение давления окружающего воздуха против вели-
чины 760 мм рт. ст. вызывает изменение диэлектрической про-
ницаемости, равное:1 * *
Де=Дп ———1СГб.	(2-17)
г 273 4 t	v '
В этой формуле Др — приращение давления, мм рт. ст.;
t — температура, °C. Приближенно можно считать, как ука-
зано выше, что
Дг^Др-0,72- 1(Г6.
Для расчета изменения емкости конденсатора, при измене-
нии климатических условий, вычисляется приращение диэлек-
трической проницаемости воздуха при начальных и при ко-
нечных климатических условиях по отношению к их значению
1 По другим данным, числитель правой части (2-17) равен 224, а не
211, что незначительно влияет на результат ввиду приближенности опреде-
ления диэлектрической проницаемости воздуха.
70	Конденсаторы и сопротивления	[Гл. 2
при t = 20° С, /7 = 50% и р = 760 мм рт. ст. Результат полу-
чается вычитанием первой величины из второй.
Графики фиг. 2-21 показывают, что изменение диэлектри-
ческой проницаемости, вызываемое одинаковым изменением
температуры, тем больше, чем выше температура t и больше
относительная влажность Н. Величина относительного измене-
ния диэл^ ктрической проницаемости, а значит, и емкости,
обусловленная влажностью, очень велика и неустойчива. Ослаб-
ление влияния влажности достигается устранением доступа
наружного воздуха к пластинам конденсатора путем гермети-
зации, способы осуществления которой (и методы понижения
влажности внутри герметизированного объема) рассмотрены
в главе первой.
Методы расчета стабильных конденсаторов подробно изла-
гаются в книге С. С. Аршинова „Температурная стабильность
частоты лампового генератора".
2-6. Конструкция конденсаторов переменной емкости
Конструкция конденсатора и его основных деталей должна
соответствовать назначению конденсатора и обеспечивать вы-
полнение требований к стабильности, точности, потерям, меха-
нической прочности, размерам, удобству производства, стоимо-
сти и отсутствию паразитных связей. Так, например, конструк-
ция конденсаторов для радиовещательных приемников И—IV
классов должна быть дешевой и рассчитана на массовое произ-
водство; конструкция конденсатора для точного измерительного
прибора может быть рассчитана на мелкосерийное производство,
но должна обеспечивать высокую стабильность.
Основными деталями конденсатора переменной емкости,
конструкция которых в значительной степени определяет
свойства конденсатора, являются: корпус, ротор и статор, под-
шипники и токосъем. Рассмотрим практическое выполнение
этих элементов.
Общая конструкция. По конструктивному выполнению кор-
пуса, ротора и статора конденсаторы могут быть разделены
на литые, фрезерованные и штампованные.
Литые конденсаторы изготовляются при помощи литья из
алюминиевых или цинковых сплавов. Статорная система в боль-
шинстве случаев составляет одно целое с корпусом и изгото-
вляется методом штамповки жидкого металла в открытых
прессформах. Роторная секция изготовляется методом литья
под давлением или объемной горячей штамповки. Закрепление
роторной системы на оси производится при помощи винтов,
штифтов или — при керамической оси — при помощи горячей
напрессовки.
Литые конденсаторы отличаются высокой стабильностью.
§ 2-6]
Конструкция конденсаторов переменной емкости
71
При налаженном производстве их стоимость получается отно-
сительно невысокой. Особенно часто они используются в из-
мерительных приборах и в радиоаппаратуре УКВ. Конструкция
корпуса со статором и роторная система литого блока конден-
саторов переменной емкости для УКВ представлена на фиг. 2-22.
Фрезерованные конденсаторы изготовляются фрезерованием
роторной и статорной систем и
металла, чаще всего из алюми-
ния или его сплавов. Конструк-
ция таких конденсаторов во мно-
гом подобна конструкции литых
конденсаторов.
Фрезерованные конденсаторы
высокими
механиче-
показателями, но более
мало
корпуса из сплошного куска
Фиг. 2-22. Внешний вид литого
корпуса и ротора конденсатора
переменной емкости для УКВ
1 — статор; 2 — керамическая ось; 7 — ро-
торные секции
также отличаются
электрическими и
скими
сложны в изготовлении и
пригодны для массового про-
изводства. Применять их целе-
сообразно в измерительных при-
борах и в аппаратуре УКВ и КВ,
не рассчитанной на крупносе-
рийное производство.
Штампованные конденсаторы
наиболее удобны для массо-
вого производства, хотя по электрическим характеристикам
уступают предыдущим типам. Они изготовляются из штампо-
ванных деталей, соединяемых между собой при помощи пайки,
задавливания или расчеканки. Соединение статорных пластин
в систему осуществляется при помощи специальных гребенок,
в шлицы которых вставляются концы пластин; при сборке эти
концы раздавливаются специальным инструментом. Закрепление
роторных пластин производится аналогичным способом или
непосредственно на оси, или на специальной роторной втулке.
(Т1ри применении латунных пластин раздавливание концов за-
меняется пайкой, что устраняет остаточные деформации и по-
вышает стабильность.
ч Стабильные конденсаторы собираются на калиброванных
шайбах, фиксирующих зазоры между пластинами) Примеры
практического выполнения таких соединений показаны на
фиг. 2-23.
Корпус штампованного конденсатора делают из листовой
стали толщиной 1,5—2,0 мм или (для повышения стабильно-
сти) литым. Пластины ротора и статора штампуются из листо-
вого алюминия или латуни толщиной 0,5—1,2 мм с точностью
± 0,01 мм Увеличение толщины пластины облегчает производ-
ство и повышает стабильность в условиях вибрации и тряски.^)
72
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Крепление статора на корпусе производится при помощи
изоляторов, имеющих вид планок или колонок, изготовляемых
из механически прочных высокочастотных диэлектриков: ультра-
фарфора, радиофарфора. Изоляторы из пластмассы и тому по-
добных диэлектриков могут применяться лишь в конденсаторах
Фиг. 2-23. Методы крепления штам-
пованных пластин конденсаторов пе-
ременной емкости: а и б—сборка
статора на пайке; в — сборка ротора
на пайке; г — сборка статора на
шайбах
7 —расчекалка или пайка; 2—пайка
пониженного качества. Конфигурация деталей должна быть
такой, чтобы емкость через диэлектрик была минимальной.
Конструкция двухсекционного блока штампованных конден-
саторов переменной емкости показана на фиг. 2-24.
Оси. Оси конденсаторов делают из стали, латуни, ультра-
фарфора и стеатита. При керам шеских осях ослабляются па-
разитные связи через ось, и ротор оказывается изолированным
от корпуса. Для устранения прогибов и скручивания, оси де-
лаются диаметром 5—10 мм. Крепление ротора на оси осу-
ществляется задавливанием, напрессовкой или при помощи
винтов.
Подшипники. Подшипники должны обеспечить плавное и
легкое вращение ротора при отсутствии непроизвольных пере-
мещений за счет различных зазоров и устранить возможность
§ 2-6]	Конструкция конденсаторов переменной емкости	73
деформации оси и корпуса за счет теплового расширения..
Момент вращения обычно лежит в пределах 150—450 г/см.
В конденсаторах применяются подшипники трения и под-
шипники качения (шариковые).
Подшипники трения (фиг. 2-25) применяются лишь в про-
( стейших конденсаторах, так как они не обеспечивают точной
сборки, дают неравномерный и тугой ход и создают возмож-
74
Конденсаторы, и сопротивления
[Гл. 2
Фиг. 2-25. Устройство подшипни’ >в трения
/ — корпус; 2—ось; 3-передний подшипник; 4—задний потшипник
Фиг. 2-26. Схематическое изображение устрой-
ства шариковых подшипников: а — при металли-
ческой оси; б—при керамической оси
§ 2-6]
Конструкция конденсаторов переменной емкости
75
ность заклинивания. Шариковые подшипники обеспечивают
более легкое и равн мерное вращение ротора и возможность
более точной сборки, они имеют очень широкое применение.
На фиг. 2-26 изображены две применяемые конструк-
ции шариковых подшипников. В этих конструкциях собствен-
но шариковым является
лишь передний подшип-
ник; задний -- является
шариковым подпятником.
На фиг. 2-27 изобра-
жены конструкции шари-
ковых подшипников, ко-
торые не допускают воз-
никновения деформаций
(а следовательно, и оста-
точных изменений емко-
сти) в оси и корпусе
вследствие теплового рас-
ширения. В конструкции
фиг. 2-27, а передний под-
шипник укрепляется на
специальной пружине, до-
пускающей некоторое из-
менение длины оси. В кон-
струкции фиг. 2-27, б со
стороны заднего подшип-
ника на ось надавливает
пружина, а передний под-
шипник обеспечивает воз-
можность продольного пе-
ремещения оси. Такие
подшипники применяются
в точных и стабильных
конденсаторах.
Токосъем. Назначе-
нием токосъема является
Фиг. 2-27. Схематическое изображение
конструкции шарикового подшипника для
точных конденсаторов
надежное соединение ротора’конденсатора со схемой. Пере-
ходное сопротивление скользящего контакта должно быть по
возможности мало (меньше 0,01 ом) и не изменяться в про-
цессе эксплуатации и во времени. Полное сопротивление то-
копроводящих деталей должно быть мало, чтобы не вызывать
паразитных связей между отдельными секциями. Такие связи
возникают, если сопротивление токосъема оказывается одно-
временно включенным в цепи различных контуров. На фиг. 2-28
показано, что при наличии в двухсекционном блоке одного
токосъема (схема а), сопротивления оси и токосъема (Zmc)
оказываются включенными как в цепь сеточного контура, так
76
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
и в цепь анодного контура. Это создает паразитную связь
между каскадами и нарушает их нормальную работу. Такая
связь особенно сильно проявляется на КВ и УКВ, на которых
полное сопротивление токосъема оказывается одного порядка
с сопротивлением контура. При применении для каждой секции
отдельных токосъемов (схема б) связь значительно ослаб-
ляется.
На фиг. 2-29 изображены употребительные конструкции
токосъемов. В конструкции фиг. 2-29, а контактная пружина А,
изготовленная из пружинной бронзы, располагается в специаль-
ной выточке на оси и прижимается к ее торцу с силой 250—
Фиг. 2-28. Схемы включения сопротивлений токосъемов в цепи каскада:
а — общие токосъемы; б — отдельные токосъемы
350 г; переходное сопротивление получается порядка 0,01 ом,
и при вращении ротора его величина может изменяться на 50—
100%. Токосъем обладает значительной индуктивностью и не
устраняет связи между смежными контурами. Поэтому он при-
меняется лишь в конденсаторах для длинных и средних волн.
Конструкция фиг. 2-29, б обеспечивает переходное сопро-
тивление порядка 0,001 ом. Пружина А, изготовленная из
пружинной бронзы, охватывает валик В, укрепленный на оси
и соединенный с ротором. Для увеличения контактного да-
вления концы контактной пружины стягиваются специальной
пружиной С. Токосъем обладает значительной индуктивностью,
но из-за малой величины переходного сопротивления и его
высокого постоянства применяется в блоках конденсаторов
с керамической осью для КВ и УКВ.
Так называемый цанговый токосъем (фиг. 2-29, в) обеспе-
чивает очень низкое переходное сопротивление — порядка
0,0001 ом и имеет ничтожную индуктивность. Здесь металли-
ческая ось конденсатора обжимается специальной пружинной
втулкой — цангой А, располагаемой на поперечной стенке кор-
пуса. Цанга стягивается спиральной пружиной С. Такой то-
косъем особенно удобен для применения в блоках конденса-
$ 2-6]
Конструкция конденсаторов переменной емкости
77
торов, отдельные секции которых должны быть хорошо экра-
нированы друг от друга; его недостатком является сложность
изготовления.
Регулировка сопряжения. Для сопряжения отдельных сек-
ций блока, т. е. для точной подгонки их емкости под задан-
Фиг. 2-29. Устройство токосъемов:
а и б—пружинные токосъемы;
в — цанговый токосъем
ное значение, на крайних пластинах ротора делаются 3—6 ра-
диальных разрезов длиной около 2/3 радиуса. Эти разрезы
делят роторную пластину на ряд секторов, отгибанием которых
и производится регулировка сопряжения. Достижимая точность
при таком методе получается порядка 0,3% от емкости контура.
В более точных литых или фрезерованных конденсаторах на
торцевой поверхности пластин делается проточка глубиной
2—3 мм, разводя или сжимая стенки которой, получают тре-
буемое для регулировки изменение емкости. Пластины с про-
резями (а) и с проточкой (б) показаны на фиг. 2-30. Прорези
уменьшают жесткость пластин, а отгибание секторов вызывает
внутренние натяжения, приводящие к нецикличности емкости.
Поэтому конденсаторы задающих генераторов, передатчиков и
гетеродинов приемников, при повышенных требованиях к ста-
бильности, оставляются без прорезей.
Точность. При конструировании конденсаторов и их дета-
лей следует избегать неоправданного усложнения конструкции
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
и чрезмерной точности ее изготовления. Повышение точности
резко увеличивает стоимость производства, не улучшая во
многих случаях его качества; однако понижение точности
может вызвать недопустимые отклонения емкости от заданной
величины и потребовать дорогостоящей дополнительной регу-
лировки или переделки.
Особенно точно, с допусками 3—10 мкн, следует выдержи-
вать размеры, определяющие активную площадь пластин и ве-
личину зазора, т. е. радиусы и толщины пластин и прокладоч-
ных шайб, размеры между пазами на осях и колонках. Раз-
Фиг. 2-30. Устройство роторных пластин для
регулировки сопряжения: а—пластина с про-
«резями; б—пластина с проточкой
меры, не влияющие на зазор и площадь пластин, например
размеры корпуса и изоляторов, могут иметь значительно ббль-
шие допуски.
Соответствие принятой системы допусков требуемой точно-
сти определяется расчетом емкости при предельных размерах
или расчетом относительного изменения емкости. Относитель-
ное изменение емкости за счет возможного изменения вели-
чины зазора
дс
с
bd
d
а за счет изменения размеров, определяющих активную площадь,
— = 2 —.
С I
Расчет изменений зазора d и линейных размеров площади I
производится известными методами, принятыми в машино-
строении.
При конструировании следует стремиться максимально
использовать стандартные детали — винты, втулки,—а также
детали из других конструкций, обеспеченные инструментом,
например пластины.
§ 2-6]
Конструкция конденсаторов переменной емкости
79»
Конденсаторы переменной емкости УКВ. Конденсаторы,
применяемые в контурах УКВ, отличаются от конденсаторов
для контуров более низких частот главным образом величиной
емкости.
Так как контуры УКВ часто имеют небольшой коэффициент
диапазона, то конденсаторы обычно делаются прямоемкост-
Фиг. 2-31. Конденсатор с емкостным токосъемом
/—рабочая секция; 2— емкостный токосъем; 3—выводы от статоров
ними. Широко применяются литые, .фрезерованные и штампо-
ванные конструкции конденсаторов с керамической осью и
шариковыми подшипниками. В конденсаторах для частот до
Фиг. 2-32. Конденсаторы с разделенным статором
7—ротор; 2— статор
50—60 мггц обычно применяются пружинный и цанговый
токосъемы. Для полного устранения скользящего контакта
в конденсаторах для частот от 70 до 150—200 мггц приме-
няются емкостные токосъемы, для чего конденсатор снабжается
дополнительной секцией с роторными пластинами круглой
формы (фиг. 2-31). Ротор этой секции соединяется с ротором
рабочей секции, который изолирован от корпуса; статор изо-
лируется от статора рабочей секции и служит выводом ро-
тора. Круглая форма пластин ротора обеспечивает постоянство
этой емкости при вращении конденсатора.
80
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
На фиг. 2-32 показано устройство так называемых конден-
саторов с разделенным статором, в которых использован прин-
цип емкостного токосъема.
Конденсатор фиг. 2-32,а состоит из двух отдельных секций,
соединенных последовательно. Во внешнюю цепь он вклю-
чается своими статорами. При вращении ротора изменяется
емкость каждой секции, что изменяет общую емкость конден-
сатора, т. е. емкость между статорами. Ротор конденсатора
изолирован от корпуса и служит для емкостной связи между
секциями статора. Конструкция конденсатора на фиг. 2-32,6
отличается от предыдущей лишь иным взаимным расположе-
нием статора и ротора. Расчет такого конденсатора рассмотрен
в § 4-3. В конденсаторе фиг. 2-32, в правая секция выпол-
няет роль емкостного токосъеьй, так как ее емкость не изме-
няется при перемещении ротора. Левая секция является рабо-
чей; для получения заданного закона изменения емкости ее
пластины имеют специальную форму. Достоинством такой кон-
струкции являются малые размеры и возможность использования
типового производственного оборудования. Недостатком этой
и предыдущей конструкций является сокращение углового
диапазона до 90°.
2-7. Подстроечные конденсаторы
-Фиг. 2-33. Много-
пластинчатый под-
строечный конден-
сатор
Одним из важнейших требований, предъявляемых к под-
строечным конденсаторам, является надежность фиксации, т. е.
сохранение установленной емкости во времени и при различ-
ных механических воздействиях — тряске,
вибрации и т. п. Требования в отношении
потерь, стабильности, электрической проч-
ности и т. п. должны соответствовать требо-
ваниям, предъявляемым к конденсаторам по-
стоянной и переменной емкости, употребляе-
мым в данном контуре.
Рассмотрим наиболее употребительные
конструкции подстроечных конденсаторов.
На фиг. 2-33 изображен многопластинча-
тый подстроечный конденсатор с вращаю-
щимся ротором, по конструкции не отличаю-
щийся от обычного миниатюрного прямоем-
костного конденсатора переменной емкости.
Такие конденсаторы отличаются довольно вы-
сокими электрическими показателями: tg8<0,001; ас = 10-4~н
10-5 ; /?пз>50000 мгом, но сложны в производстве, а поэто-
му применяются лишь в ответственной аппаратуре. Наиболее
употребительны конденсаторы, имеющие максимальную емкость
ло 100 пф при минимальной емкости 4—5 пф.
# 2-7]
Подстроечные конденсаторы
81
На фиг. 2-34 игображан ц-илиидрический.	ТОД-
строечный конденсатор, отличающийся пониженной стабиль-
ностью: ас = 2-10-3-н 10~4 и более подверженный действию
влажности. Его достоинством является небольшая площадь,
занимаемая им на шасси. Такие конденсаторы емкостью 2—12
Фиг. 2-34. Плунжерный подстроечный конденсатор
/—выдвижной стержень (ротор); 2— статор; ,3 изолятор; 4—стопорная гайка
и 2—20 пф применяются лишь в сравнительно простых радио-
вещательных приемниках.
Стандартные шайбовые керамические подстроечные кон-
денсаторы типа КПК, показанные на фиг. 2-35, отличаются
Фиг. 2-35. Керамические подстроечные конденсаторы: а — типа КПК-1;
б — типа КПК-2; в — типа КПК-3
1—статор; 2— ротор
простотой изготовления, малыми размерами, высокими элек-
трическими показателями (Q>500; а^= — (200 н-700)-Ю-6;
Рс<0,008; /?вл>1000 мгом-, Upa6 = 500в), но надежностью фикса-
ции, порядка ±0,008. Конденсаторы состоят из керамического
основания, являющегося статором, на котором укреплен вра-
щающийся керамический диск, являющий ротором. Обклад-
ками служат серебряные слои на статоре и роторе, нанесенные
методом вжигания. Промышленностью выпускается три типа
таких конденсаторов: КПК-1, КПК-2 и КПК-3, данные которых
приведены в табл. 2-10.
6 В. А. Волгов
82
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
Таблица 2-10
Емкости подстроечных конденсаторов типа КПК
Тип	Емкость, пф	Примечание
КПК-1	2—7*; 4-15; 6—25; 8-30	ТКЕ типов, от-
КПК-2 и кпк-з	6-60; 10—100; 25—150; 75-200; 125-250; 200-325; 275-375; 350-450	меченных звездой (*), не нормируется
Цилиндрический керамический подстроечный конденсатор,
изображенный на фиг. 2-36, отличается небольшими размерами
2
Фиг. 2-36. Цилиндрический под-
строечный конденсатор
/—ротор; 2— металлизация статора
Фиг. 2-37. Пружинный под-
строечный конденсатор
и часто применяется на УКВ. Максимальная емкость конден-
сатора— порядка 10 пф.
Пружинный подстроечный конденсатор, представленный на
фиг. 2-37, состоит из двух металлических обкладок, укреп-
ленных одна над другой на изоляционном основании. Верхняя
пластина делается из пружинного материала и при помощи
винта может приближаться или отдаляться от нижней плас-
тины, изменяя тем самым емкость конденсатора. Во избежание
короткого замыкания к нижней обкладке приклеивается тон-
кая изоляционная прокладка из слюды или полистирола.
Такие конденсаторы просты в производстве, но нестабильны,
а поэтому применяются лишь в простейшей аппаратуре. При-
меняемые конденсаторы имеют емкость 3—30; 10—70; 25—100
и 70—140 пф.
2-8. Сопротивления
Применяемые в контурах сопротивления можно разделить
на проволочные и непроволочные. В проволочных сопротивле-
ниях токопроводящий элемент выполнен из проволоки с вы-
5 2-5]
Сопротивления
83
соким удельным сопротивлением. В непроволочных сопротив-
лениях токопроводящий элемент образуется каким-либо полу-
проводником или тонким слоем металла.
Проволочные сопротивления отличаются высокой стабиль-
ностью, способностью выдерживать большие перегрузки, но
сложны и дороги в производстве и мало пригодны для исполь-
зования на частотах выше 2—3 мггц, Они в основном приме-
няются в цепях питания, измерительных схемах и т. п., где
требуется или высокая точность и стабильность, или способ-
ность переносить перегрузки.
Непроволочные сопротивления отличаются небольшими раз-
мерами, дешевизной, возможностью применения на высоких
частотах (до 100—200 мггц и выше), но малостабильны и не
выдерживают значительных перегрузок.
Основное применение имеют стандартные непроволочные
сопротивления постоянной величины.
Свойства сопротивлений характеризуются следующими
параметрами: номинальной величиной сопротивления и классом
точности; допустимой (или номинальной) мощностью; электри-
ческой прочностью; собственными индуктивностью и емкостью;
стабильностью величины сопротивления при воздействии тем-
пературы, влажности, при приложении к нему напряжения
или мощности, при длительной работе и при длительном хра-
нении и уровнем создаваемых шумов. Рассмотрим эти пара-
метры.
Величина сопротивления. В маломощной радиоаппаратуре
применяются сопротивления величиной от нескольких ом до
нескольких мгом классов точности 0, I, II и III. Номинальная
величина сопротивлений, выпускаемых в массовом порядке,
определяется общесоюзным стандартом (ГОСТ 2825-49). Стан-
дартная шкала сопротивлений приведена в приложении.
Мощность. При выделении на сопротивлении мощности,
равной номинальной, перегрев сопротивления над окружаю-
щей температурой не превышает 50° С. При большей мощности
происходит значительное изменение параметров сопротивления
и может наступить его разрушение.
Электрическая прочность. Электрическая прочность сопро-
тивления характеризуется рабочим напряжением, т. е. таким
максимальным напряжением, при котором сопротивление может
работать достаточно долгое время, например 10000 час. (выде-
ляющаяся при этом мощность не должна превышать номи-
нальную).
Собственные индуктивность и емкость. Присутствие соб-
ственных индуктивности и емкости вызывает зависимость ве-
личины полного сопротивления от частоты, а поэтому совер-
шенно недопустимо в сопротивлениях, включенных в колеба-
тельные контуры.
6*
84
Конденсаторы, и сопротивления
[Гл. 2
Основные свойства непро
Тип	Количество типоразме- ров	Величина сопро- тивления, ом	РНОМ) вт	U раб* в	Классы точности
ВС	6	51-10000 000	0,25-10	250-1500	I-III
МЛТ	3	100—10 000 000	0,5-2	390-750	I—III
Ничтожно малые индуктивность и емкость имеют непро-
волочные сопротивления. Практически их индуктивность обу-
словливается индуктивностью выводов, а емкость — емкостью
между выводами и между выводами и частями токопроводя-
щего элемента. Эта емкость шунтирует сопротивление, что
понижает его величину при повышении частоты. Шунтирующее
действие емкости проявляется тем сильнее, чем больше вели-
чина сопротивления и чем больше его диаметр и длина.
Практически непроволочные сопротивления с активным
элементом в виде тонкого слоя изменяют свою величину не
более чем на 20—25% на частотах до 200—250 мггц\ непро-
волочные сопротивления с активным элементом в виде сплош-
ного тела (объемные сопротивления) при тех же условиях
изменяют свою величину в 2—2,5 раза.
Проволочные сопротивления имеют значительные собствен-
ные индуктивность и емкость; для сопротивлений колебатель-
ных контуров применяют специальные способы намотки, при
которых индуктивность и емкость получаются меньше.
Стабильность. Изменения величины сопротивления под
влиянием температуры, влажности, в течение времени, при
приложении к нему напряжения, при рассеивании мощности,
равной номинальной или превышающей ее, характеризуются
соответствующими коэффициентами, представляющими относи-
тельное изменение сопротивления под влиянием той или иной
причины. Такими коэффициентами являются: а) температурный
коэффициент сопротивления (ТКС); б) коэффициент напряжения;
в) коэффициент нагрузки; г) коэффициент перегрузки; д) коэф-
фициент старения и е) коэффициент сохранности. Наибольшими
значениями всех этих коэффициентов обладают непроволочные
сопротивления; на величину проволочных сопротивлений прак-
тически заметное влияние оказывает лишь температура.
§ 2-8]
Сопротивления
85
Таблица 2-11
волочных сопротивлений
Допустимые рабочие условия
Н%
р, мм
рт. ст.
а/?’ %
асохр> аспгар>
% %
Е
МКв/в
от —60 до +70
» —60 » +120
95-98
95—98
90—100
90—100
6-=-20-10-4
7-10-1()4
6—10
3-9
<3	<4	5
<3	<4	1 (для
гр- А)
или
5 (для
гр. Б)

Шумы. При приложении к сопротивлению постоянного
напряжения сила тока, проходящего через него, не остается
постоянной; появляющаяся при этом переменная составляющая
имеет характер шума.
Шумовые явления в сопротивлениях в основном вызываются
тепловым эффектом, химическими процессами между отдель-
ными элементами и механическими вибрациями. Величина воз-
никающих шумов зависит от конструкции сопротивления, тех-
нологии изготовления и от его размеров. Наибольшие шумы
возникают в непроволочных сопротивлениях, изготовляемых
из неоднородного по структуре материала; шумы проволочных
сопротивлений значительно меньше и в основном вызываются
тепловым эффектом.
Шумовые свойства непроволочных сопротивлений оцени-
ваются по величине шумового напряжения Еш) отнесенного
к одному вольту приложенного напряжения. Она выражается
в мне. Величина приложенного напряжения должна соответ-
ствовать номинальной мощности, но не превышать рабочего
напряжения. Полное напряжение шумов равно:

Уровень шумов зависит от типа сопротивления, его размеров,
величины и приложенного напряжения EQ.
Шумы проволочных сопротивлений определяются известным
образом по величине сопротивления и полосе частот.
Непроволочные сопротивления постоянной величины.
Конструктивно непроволочные сопротивления представляют
фарфоровый стержень, поверхность которого покрыта прово-
дящим слоем. На концах фарфорового стержня укрепляются
контакты с проволочными выводами. Для защиты проводящего
86
Конденсаторы и сопротивления
[Гл. 2
слоя от механических повреждений и повышения влагостой-
кости он покрывается специальным лаком.
Промышленность выпускает несколько типов непроволоч-
ных сопротивлений, наибольшее распространение из которых
получили сопротивления типа ВС (влагостойкие сопротивления)
с проводящим слоем из углерода и типа МЛТ (металлизиро-
ванные лакированные теплостойкие), представленные на
фиг. 2-38.
Основные данные этих типов приведены в табл. 2-11.
Высокочастотные проволочные сопротивления. Прово-
лочные сопротивления для колебательных контуров должны
Фиг. 2-38. Непроволочные сопротивления: а — 0,25—2,0 вт\
б — 10 вт
обладать достаточной независимостью величины сопротивления
от частоты. Частотная зависимость сопротивления вызывается
наличием емкости, индуктивности, влиянием поверхностного
эффекта и эффекта близости и диэлектрическими потерями.
Уменьшение собственной емкости достигается применением
намотки с шагом, секционированием и употреблением карка-
сов с невысокой диэлектрической проницаемостью.
Уменьшение индуктивности достигается применением плос-
ких каркасов и специальных способов намотки. Так как индук-
тивность намотки пропорциональна площади ее витка, то зна-
чительное уменьшение индуктивности получается при намотке
проволоки на каркас в виде очень тонкой пластинки, изготов-
ленной, например, из слюды. Дальнейшее понижение индук-
тивности достигается специальной укладкой витков, при кото-
рой магнитное поле одной части витка (или группы витков)
компенсируется магнитным полем другой части витка (или
группы витков). Примеры практического осуществления таких
намоток приведены на фиг. 2-39. Простая намотка (фиг. 2-39,а),
петлевая (фиг. 2-39,0 и параллельная (фиг. 2-39,я), состоящая
из двух параллельно соединенных ветвей, пригодны для изго-
товления низкоомных сопротивлений; для таких же сопро-
тивлений пригодна и намотка типа фиг. 2-39,г, так называемая
восьмерочная намотка. Для изготовления более высокоомных
сопротивлений пригодна последовательно-бифилярная намотка
§2-8]
Сопротивления
87
типа фиг. 2-39,6?. Сопротивления с такими намотками могут
применяться на частотах до 1 —1,5 мггц.
Для более высоких (до 10 мггц) частот сопротивления
выполняются из очень тонкой проволоки, располагаемой над
металлической пластинкой. Это понижает индуктивность про-
волочки за счет размагничивающего действия пластинки.
£Для изготовления высокочастотных сопротивлений приме-
няется проволока из сплавов высокого удельного сопротивле-
ния — константана, манганина, нихрома. Диаметр провода вы-
бирается возможно меньшим, так как это ослабляет проявление
поверхностного эффекта и эффекта близости^
В табл. 2-12 указаны значения предельных диаметров про-
водов для различных высокоомных сплавов, при которых
сопротивление току высокой частоты Rf на 1% выше сопро-
тивления этого провода постоянному току /?0.
Таблица 2-12
Значения диаметров проводов при -— = 1,01 в мм
АО
Частота, кгц	100	200	400	600	1000	1400	2000	3000
Манганин 		1,78	1,26	0,89	0,73	0,56	0,48	0,39	0,33
Константан ....	1,89	1,39	0,95	0,77	0,60	0,51	0,42	0,35
Никелин		1,94	1,37	0,97	0,79	0,62	0,52	0,43	0,35
Них>ром		2,60	1,75	1,30	1,00	0,825	0,70	0,585	0,475
88
Конденсаторы, и сопротивления
[Гл. 2
При увеличении указанных диаметров в 1,78 раза -^=1,1,
*0
а при их уменьшении в 1,82 раза —=^=1,001. Приведенные
Яо
значения относятся к прямому проводу.
Расчет высокочастотных проволочных сопротивлений заклю-
чается в выборе диаметра и длины провода, выборе размеров
каркаса и способе намотки и расчете размещения требуемого
провода на выбранном каркасе.
Расчет диаметра провода производится как с точки зрения
обеспечения постоянства величины сопротивления при измене-
нии частоты, так и по допустимой плотности тока.
Для получения наибольшего постоянства следует выбирать
провод возможно меньшего диаметра. Для его определения
могут быть использованы данные табл. 2-12. При наличии в цепи
значительного постоянного или переменного тока расчет диа-
метра следует производить по плотности тока. При наличии
постоянного тока
(2-18)
При наличии переменного тока
V
(2-19)
Здесь диаметр провода d, мм; ток / (действующее значение)
выражен в а; длина волны X —в м; плотность тока J —
в а/мм2. Ее величина выбирается порядка 2—4 а/мм2. Длина
провода обычно определяется по справочникам.
Сопротивление, на котором выделяется значительная мощ-
ность, необходимо проверить на охлаждение. Для этого опре-
деляется полная поверхность охлаждения S, равная наружной
поверхности сопротивления, и определяется мощность, выде-
ляющаяся на сопротивлении P = 12R.
§
Отношение— = S0 называется удельной поверхностью
охлаждения, так как оно определяет охлаждение сопротивле-
ния. Его величина должна быть 20—25 см2/впг, температура
перегрева сопротивления при этом не будет выше 45—50° С
над окружающей.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
КАТУШКИ ИНДУКТИВНОСТИ
3-1. Общие свойства катушек индуктивности
Катушки индуктивности в зависимости от их назначения
можно разделить на три группы: а) катушки контуров, б) ка-
тушки связи и в) дроссели высокой частоты. Катушки конту-
ров могут быть с постоянной индуктивностью и с переменной
индуктивностью (вариометры).
По конструктивному признаку катушки могут быть разделены
на однослойные и многослойные; экранированные и неэкра-
нированные; катушки без сердечников и катушки с сердеч-
никами.
Свойства катушек могут быть охарактеризованы следую-
щими основными параметрами: индуктивностью и точностью,
добротностью, собственной емкостью и стабильностью. Рас-
смотрим коротко эти параметры.
Индуктивность. Величина индуктивности определяется
назначением катушки. Применяемые катушки имеют индук-
тивность от тысячных долей мкгн, нескольких десятков мгн.
Точность индуктивности также определяется назначением.
Точность катушек для контуров с сопряженной настройкой
должна быть порядка 0,2—0,5%; точность катушек связи,
дросселей высокой частоты и других, работающих на часто-
тах, далеких от резонансных, может составлять 10—15%,
хотя в некоторых случаях требуется более высокая точность
(например, если индуктивность дросселя лишь в несколько раз
превышает индуктивность контурной катушки).
Добротность. Добротность катушки во многих случаях
определяет резонансные свойства и к. п. д. контура. Совре-
менные катушки средних размеров и средней стоимости имеют
добротность порядка 50—300. Катушки связи могут иметь
значительно меньшую добротность.
Собственная емкость. Катушки индуктивности обладают соб-
ственной емкостью, обусловленной распределенной емкостью
между отдельными витками, и емкостью между обмоткой и
корпусом прибора (землей). Чем больше размеры катушки,
тем сильнее сказывается последнее слагаемое. Частота, на
so
Катушки индуктивности
[Гл. 3
которую оказывается настроенным контур, состоящий из ин-
дуктивности и собственной емкости, называется собственной
частотой катушки. Присутствие собственной емкости увеличи-
вает действующую индуктивность, понижает стабильность и
несколько уменьшает добротность катушки.
Стабильность. Стабильность катушки характеризуется из-
менением ее параметров под воздействием температуры и
влажности.
Изменения индуктивности под влиянием температуры харак-
теризуются температурным коэффициентом индуктивности
(ТКИ) и коэффициентом температурной нестабильности индук-
тивности (КТНИ). Определение этих понятий приведено в пер-
вой главе. ТКИ катушки определяется способом намотки и
качеством диэлектрика каркаса. КТНИ зависит от прочности
сцепления витков катушки с поверхностью каркаса и от ста-
рения диэлектрика каркаса.
Влияние температуры на добротность обусловлено измене-
нием сопротивления провода. Добротность катушки из медного
провода в среднем уменьшается на 10% на каждые 30° С
повышения температуры. При высоких температурах возни-
кает дополнительное понижение добротности, связанное с рос-
том диэлектрических потерь в каркасе.
Старение каркаса особенно сильно проявляется при исполь-
зовании органических диэлектриков. При керамических кар-
касах это явление практически не проявляется.
Влияние влажности вызывает увеличение собственной
емкости, диэлектрических потерь в каркасе и изоляции про-
вода и понижение стабильности.
Для защиты от действия влаги применяется герметизация,
я также пропитка или обволакивание катушки негигроско-
пичными составами.
Под действием тряски и вибраций могут возникать пере-
мещения отдельных витков намотки, приводящие к изменению
индуктивности. Такие изменения наблюдаются в катушках
с бескаркасной намоткой, имеющих малую механическую
прочность. В катушках, витки которых прочно скреплены
с поверхностью каркаса, перемещение витков практически не
наблюдается.
3-2. Типы намоток катушек индуктивности
Применяемые намотки можно разделить на намотки одно-
слойные и многослойные.
При однослойной намотке витки располагаются на цилиндри-
ческой поверхности каркаса в один слой. При плотном рас-
положении витков, разделяемых лишь изоляцией провода,
получается сплошная однослойная намотка (фиг. 3-1, а); при
§3-2]
Типы намоток катушек индуктивности
91
расположении витков на некотором расстоянии друг от друга—
намотка с шагом (фиг. 3-1, б).
Однослойные катушки с шагом отличаются высокой доброт-
ностью (150—400) и стабильностью; они в основном приме-
няются в контурах КВ и УКВ.
Для повышения точности намотки провода применяются
нарезные каркасы, т. е. каркасы, на поверхности которых
сделана неглубокая (0,2—0,3 d) спиральная канавка. Погруже-
ние провода в диэлектрик каркаса несколько понижает доброт-
ность; и стабильность катушки.
Фиг. 3-1. Однослойные намотки: а — сплошная; б — с шагом
Для высокостабильных катушек применяются специальные
способы изготовления намоток—так называемая осажденная
или нанесенная и горячая намотки.
В катушках с осажденной (нанесенной) намоткой витки
образуются слоем металла, нанесенного на поверхность кера-
мического каркаса, методом вжигания, с последующим галь-
ваническим наращиванием. Общая толщина слоя металла со-
ставляет 0,01—0,03 мм. Такие катушки имеют пониженную
на 10—20% добротность, но отличаются очень высокой ста-
бильностью.
Катушки с горячей намоткой наматываются проводом, на-
гретым до 80—120° С при незначительном натяжении. По
охлаждении получается прочное сцепление провода с поверх-
ностью каркаса, что обеспечивает высокую стабильность.
Катушки без каркаса могут быть практически выполнены
при числе витков не более трех. Они отличаются несколько
более высокой добротностью, но имеют малую механическую
прочность, что понижает их стабильность.
Близки по свойствам к однослойным катушкам плоские
катушки, выполненные в виде круглой или прямоугольной
квадратной рамки. Такие катушки особенно часто применяются
в радиоаппаратуре, изготовленной методом печатания.
92
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Для катушек с индуктивностью выше 15—20 мкгн при-
меняется сплошная однослойная намотка. Целесообразность
перехода на сплошную намотку определяется диаметром
катушки; чем больше диаметр катушки, тем большая индук-
тивность может быть получена при применении намотки
с шагом. Ориентировочные значения индуктивности при за-
данном диаметре, при которых целесообразен переход на
сплошную намотку, приведены в табл. 3-1.
Таблица 3-1
Предельная индуктивность для намотки с шагом
Диаметр каркаса, мм ....	6	10	15	20	25
Предельная индуктивность, мкгн		1,8	4	10	20	30
Катушки со сплошной намоткой также отличаются высокой
добротностью (150—250) и стабильностью и широко исполь-
зуются в контурах для коротких, промежуточных и средних
волн, если требуется индуктивность не выше 200—500 мкгн.
Для изготовления катушек с индуктивностью выше 200—
500 мкгн применяют многослойные намотки.
Целесообразность перехода на многослойную намотку
определяется диаметром катушки. Чем больше диаметр ка-
тушки, тем при большей индуктивности следует переходить
на многослойную намотку. Ориентировочные значения индук-
тивности при заданных диаметрах, при которых целесообразен
переход на многослойную намотку, приведены в табл. 3-2.
Таблица 3-2
Предельная индуктивность для однослойной сплошной
намотки
Диаметр каркаса, мм
10	15	20	30
50
Предельная индуктивность,
мкгн.......................
50	100	200
500
Многослойные намотки могут быть разделены на простые и
сложные. Примерами простых намоток являются рядовая
многослойная намотка, при которой витки укладываются на
каркас правильными рядами, и намотка кучей (или в навал),
при которой нет определенной закономерности в расположении
витков и слоев.
Несекционированные многослойные катушки с простыми
намотками отличаются низкими электрическими показателями—
§ 3-2]
Типы, намоток катушек индуктивности
93
низкой добротностью и стабильностью, большой собственной
емкостью; они неудобны для производства, так как нуждаются
в специальном каркасе, и. применяются лишь в контурах для
очень длинных волн и в качестве дросселей.
Секционированные многослойные катушки с намоткой в на-
вал, при числе секций 3—5, обладают сравнительно высокой
добротностью (Q = 150-4- 170) и небольшой собственной ем-
костью. Они просты в изготовлении и их целесообразно приме-
нять в контурах радиоприемников для длинных и средних волн.
Значительное применение имеют сложные многослойные
намотки, примером которых являются универсальные намотки.
При универсальной намотке витки располагаются не парал-
лельно друг другу, а идут попеременно от одного края ка-
тушки к другому, пересекаясь под некоторым углом. Такое
расположение витков сообщает катушке высокую механи-
ческую прочность без специальных каркасов, достаточно высо-
кую добротность и незначительную собственную емкость.
Универсальная намотка характеризуется числом переходов
провода р за один виток с одной стороны катушки на другую
или, что то же, числом перегибов провода за виток. Разли-
чают катушки с двумя, тремя, четырьмя и т. д. переходами.
Увеличение числа переходов затрудняет изготовление точных
катушек, увеличивает размеры, длину провода и его сопро-
тивление, но несколько уменьшает собственную емкость. При-
менение катушек с большим числом переходов целесообразно,
например, для дросселей высокой частоты.
На фиг. 3-2, а представлено расположение витков при
универсальной намотке; на фиг. 3-2, б, в, г приведены раз-
вернутые схемы расположения витка на поверхности катушки
при различном числе переходов.
При увеличении числа переходов уменьшается угол пере-
гиба провода % что затрудняет процесс намотки. Максималь-
ное число переходов определяется размерами катушки и мини-
мальным допустимым углом перегиба. По технологическим
соображениям удобнее в расчетах пользоваться не углом пере-
гиба ф, а углом отклонения провода ср. При этом максимально
допустимое число переходов определяется формулой:
(31)
в которой £>0—внутренний диаметр катушки, а I — ее длина.
Полученное значение р округляется до ближайшего целого
числа. Предельные значения угла ср для диаметров проводов,1
применяемых в маломощной радиоаппаратуре, по данным
В. А. Жукова следующие: для проводов марки ПЭ, ПЭВ и
1 В дальнейшем обозначаем d— диаметр провода без изоляции; <70—
диаметр провода по изоляции.
94
Катушки индуктивности
[Гл. 3
ПЭМ ср < 17,5°-н 19°; ПШО, ПШД, ПЭШО и ПЭШД ср < 19°
21,5°; литцендрата (ЛЭШО, ЛЭШД)-<? < 23°-н 26°. Макси-
мальное число переходов для применяемых катушек обычно
не превышает 6.
Известно, что при простых однослойных и многослойных
намотках повторяемость процесса намотки полностью опре-
деляется понятием „виток**. Виток соответствует углу намотки
провода вокруг оси катушки в 360°.
Повторяемость процесса намотки универсальных катушек
характеризуется понятием „цикл**. Цикл соответствует такому
углу намотки провода вокруг оси катушки, за который провод
возвращается в свое исходное положение на край катушки.
Так как витки располагаются параллельно друг другу, то
каждый последующий виток не может точно возвратиться
в свое исходное положение, а приходит в него или несколько
позже, или несколько раньше. Поэтому и различают намотки
с запаздыванием и намотки с опережением.
Величина запаздывания или опережения определяется углом
между двумя соседними перегибами—угловым шагом р. При
намотке с запаздыванием один цикл равен (360 4- Р)°> а при
§3-2]
Типы намоток катушек индуктивности
95
намотке с опережением—(360—Р)°. На фиг. 3-2, а, б и в на-
мотки выполнены с запаздыванием, а на фиг. 3-2, г—с опере-
жением.
Приведенные понятия необходимы лишь для расчета пере-
дачи намоточного станка; на электрические параметры ка-
тушки они не оказывают существенного влияния.
Фиг. 3-3. Универсальная перекрестная намотка
Число циклов может быть определено по формуле:
N = N (1 + -Ц ,	(3-2)
4	\ ~ 360/	v 7
в которой /V— число витков, т. е. оборотов оси катушки; знак
„плюс" (+) соответствует укладке провода с опережением,
а знак „минус" (—) укладке провода с запаздыванием. Вели-
чина углового шага р может быть определена из уравнения:
tgp =—2^—,	(3-3}
£>osin<?	V '
в котором ? является углом отклонения провода. Его вели-
чина может быть определена из уравнения (3-1); значения
d0 и Z90 должны быть выражены в одинаковых единицах?-
Универсальные катушки характеризуются небольшими раз-
мерами при достаточно удовлетворительных электрических
Таблица 3-3
Основные данные контурных катушек индуктивности
со
СЛ
Способ намотки и материал каркаса	“л	h	Q	Со, пф	Область применения
Катушка с осажденной на- моткой на керамическом каркасе	(10-4-20)-10-6	0	80—150	0,5-2,0	Генераторы и гетеродины КВ и УКВ высокой ста- бильности
Катушка с горячей намоткой на керамическом каркасе	(10-4-30)-10" 6	0	100—400	0,5—2,0	Генераторы и гетеродины КВ и УКВ высокой ста- бильности
Катушка с холодной тугой намоткой на керамическом каркасе	(40-4-100)-10—6	(1-4-10). 10~4	100—400	0,5—2,0	Генераторы и гетеродины КВ и УКВ пониженной ста- бильности
Катушка с бескаркасной на-	(50н-150)-10—6	>2-10~2	100—600	0,5-2,0	Усилительные каскады УКВ
моткой					
Катушка с однослойной сплошной намоткой и кар- касом из органического ди- электрика	(100-4-200) -10“ 6	(1-4-2)-10-2	80—200	3—5	Генераторы и гетеродины низ- кой стабильности, усили- тельные каскады средних и коротких волн
Катушка с намоткой типа «Универсаль»	(150-4-300). 10" 6	> 2-Ю"2	50—100	5—10	Гетеродины низкой стабиль- ности и усилительные каскады длинных и средних волн
Катушка с перекрестной уни-	(1504-300). 10 6	>2-10 2	30—50	15—30	То же
версальной намоткой					
Катушка с секционированной	(150 : 300). 10 6	—	150—170	5—10	То же
намоткой в навал (3—4 сек- ции)					
Катушка с несекционирован- ной намоткой в навал	—	—	20—30	10-50	То же, но для очень длин- ных волн; дроссели высо- кой частоты
Катушки индуктивности	[Гл. 3
§3-3]
Расчет размеров катушек
97
характеристиках. Внутренний диаметр катушек обычно не пре-
вышает 15—20 мм, а длина в осевом направлении — 5—8 мм.
Наибольшее применение имеют катушки с внутренним диа-
метром 5—10 мм и длиной 2—5 мм-, добротность таких ка-
тушек составляет 80—100.
Для получения длинных катушек длиной 20—30 мм при-
меняют так называемую универсальную перекрестную намотку,
расположение витков которой представлено на фиг. 3-3, а.
Перекрестная намотка характеризуется числом витков
в цикле q, т. е. числом витков, образующихся за переход
провода на противоположную сторону катушки и обратно. На
фиг. 3-3, б, в и г представлены схемы перекрестной намотки
при 2, 4 и 5 витках в цикле соответственно, в то время как
для намотки фиг. 3-3,a q = 6. Увеличение числа витков
в цикле уменьшает размеры катушки, но увеличивает соб-
ственную емкость.
Катушки с перекрестной намоткой отличаются пониженной
добротностью и большой собственной емкостью. Они удобны
для применения в контурах, настройка которых производится
длинными цилиндрическими магнитными сердечниками.
Основные свойства применяемых катушек приведены
в табл. 3-3.
3-3. Расчет размеров катушек
В последующих расчетах будут употребляться основные
размеры катушек: диаметр намотки и ее длина. Дадим опре-
деление этих размеров.
Однослойные катушки. В однослойной катушке диаметр D
представляет диаметр окружности, образуемой осевой линией
активного сечения провода (фиг. 3-4). На высоких частотах
с высокой степенью точности диаметр D можно принять рав-
ным внутреннему диаметру витков, т. е. диаметру каркаса.
Длина катушки I представляет расстояние между осевыми
линиями крайних витков. Расстояние между осевыми линиями
смежных витков называется шагом намотки т. Обычно прини-
мается, что
/ = t(/V-1),	(3-4)
где 2V—число витков.
При сплошной намотке расстояние между смежными вит-
ками определяется диаметром провода в изоляции d0 и не-
плотностью прилегания витков друг к другу. Влияние неплот-
ности может быть учтено так называемым коэффициентом
неплотности а, представляющим отношение фактического рас-
стояния между осевыми линиями смежных витков к такому же
расстоянию при идеально плотном прилегании витков друг к
7 В. А. Волгов
98
Катушки индуктивности
[Гл. 3
другу» очевидно равному диаметру провода в изоляции d0.
Величина коэффициента неплотности в основном зависит от
диаметра провода и может быть определена опытным путем.
Таким образом,
Для катушек со значительным количеством витков (50—70)
из тонкого провода можно принять, что
l^ad0H.	(3-5)
Фиг. 3-4. Расчетные размеры одно-
слойной катушки
Фиг. 3-5. Расчетные размеры
многослойной катушки
Средние значения коэффициента неплотности приведены
в табл. 3-4.
Таблица 3-4
Значения коэффициента неплотности
Диаметр провода (без изоля- ции), мм	0,08—0,11	0,15—0,25	0,35—0,41 1	0,51—0,93	Свыше 1,0J
а	1,3	1,25	1,2	1,1	1,05
Многослойные катушки. Размеры многослойной катушки
определяются величиной наружного диаметра D, величиной
внутреннего диаметра Do и длиной намотки I (фиг. 3-5). На-
ружный диаметр D с достаточной для практики точностью
можно принять равным наружному диаметру катушки. Вну-
тренний диаметр £>0 с достаточной для практики точностью
можно принять равным диаметру каркаса. Радиальную глубину
намотки t принимают равной:
t=,D-D» .
2
§3-4]
Расчет индуктивности катушек и числа витков
99
Следовательно, D = D0-|-2A Значения Do и I задаются
конструктивными соображениями: допустимыми размерами, на-
личием типовых каркасов, размерами экранов и сердечников
и т. п.; величины D и t определяются числом витков, диамет-
ром провода и способом намотки.
Для простой рядовой многослойной намотки и намотки
„кучей" радиальная глубина намотки равна:
t = °^-
I
Здесь все размеры выражаются в мм\ значения коэффициента
неплотности а могут быть взяты из табл. 3-4 для многослой-
ной намотки непосредственно, а для намотки „кучей" его надо
увеличить на 10—15%.
Универсальные катушки. Радиальная глубина универсаль-
ной намотки
t — 2pd0Hl( — .	(3-7)
Здесь число циклов Nlf и угловой шаг [3 определяются по
формулам (3-2) и (3-3); угол отклонения провода <р может
быть определен из уравнения (3-1):
=	(3-8)
По вышеприведенным формулам также может быть произве-
ден расчет размеров катушек с универсальной перекрестной
намоткой; при этом р = 2, т. е. угол отклонения провода дол*
жен определиться из уравнения:
3-4. Расчет индуктивности катушек и числа витков
Расчет индуктивности. Из теоретической радиотехники из-
вестно следующее выражение для индуктивности катушки:
Л = Ао№Г)-1О~3.	(3-9)
Индуктивность получается в мкгн, если D выражено в см.
Значения поправочного коэффициента £0 для однослойных ка-
тушек приведены на фиг. 3-6.
Приведенная формула точна для сплошной однослойной на-
мотки из бесконечно тонкой и узкой ленты, намотанной на
ребро, с бесконечно тонкой изоляцией. Однако при сплошной
намотке из тонкого круглого провода и при намотке с шагом
7*
100
Катушки индуктивности
[Гл. 3
из плоского провода, намотанного по широкой стороне, по-
грешность расчета не превышает 2—3%.
При намотке с шагом проводом круглого сечения факти-
ческая индуктивность
L = L -2^£)(Д + В)-10“3.	(З-Ю)
Здесь
L —фактическая индуктивность катушки;
индуктивность катушки, вычисленная по формуле (3-9),
т. е. без учета поправки на шаг намотки;
А—поправочный коэффициент, учитывающий разницу в ин-
дуктивности витка из провода круглого сечения и витка
из тонкой узкой ленты;
В—поправочный коэффициент, учитывающий разницу во
взаимной индуктивности между действительными вит-
ками и витками сплошной намотки из тонкой и узкой
ленты.
Фиг. 3-6. График значений коэффициента £0 Для однослойных
катушек
Значения коэффициентов А и В представлены графически
на фиг. 3-7; в формуле (3-10) величина D должна быть выра-
жена в см.
Приведенная формула достаточно точна для расчета кату-
шек с числом витков не менее 4—5; расчет индуктивности ка-
тушек с меньшим числом витков может быть произведен сле-
дующим образом.
§3-4]
Расчет индуктивности катушек и числа витков
101
Индуктивность катушки, состоящей H3N одинаковых витков,
может быть определена в виде суммы их индуктивностей и
взаимоиндуктивностей между ними.
Следовательно,
£ = У£1+2(У-1)Л!ц4-2(У-2)7Им-}- ... (3-11)
Здесь
£х—индуктивность отдельного витка;
Ми—взаимная индуктивность между смежными витками;
Л112—взаимная индуктивность между витками, расположен-
ными через один, и т. д.
Фиг. 3-7. График значений коэффициентов А (график а) и В (график 6)
Для катушки, состоящей из двух одинаковых витков,
£=2(£Х + 7ИХ1),
а для катушки из трех витков
£ = 3£14-4ЛГп-|-2Л1и.
Формулы для расчета индуктивности £х и взаимной индук-
тивности М приведены ниже.
Формулу (3-9) можно применить и для расчета индуктив-
ности многослойных катушек.
В этом случае величина коэффициента £0 зависит не только
от отношения —, но и от отношения — . Значения коэф-
фициента Lo для многослойных катушек приведены на гра-
102
Катушки индуктивности
[Гл. 3
фике фиг. 3-8; под величиной D следует понимать наружный
диаметр намотки/)
Расчет индутГгивности катушек, намотанных на ребристый
каркас с сечением в виде правильного многоугольника с чис-
лом сторон больше 5, может быть произведен по вышеприве-
денным формулам, если расчетный диаметр принять равным:
Фиг^ 3-8. График значений коэф-
фициента Lq для многослойных
катушек (значения £0 при
=. 0 соответствуют многослой-
ной катушке с малой толщиной
намотки)
^вп ^оп
~	2
Здесь Den — диаметр вписанной
окружности и Don—диаметр опи-
санной окружности.
На основании простейших три-
гонометрических преобразований
D можно представить в виде:
ТЛ ТЛ ~	2 /90 V
£> = Z)oncos2— .
\ п /
Здесь /г—число сторон много-
угольника.
Индуктивность плоской ка-
тушки может быть приближенно
определена по формулам для
индуктивности цилиндрической
катушки с таким же числом вит-
ков и шагом намотки и имею-
щей диаметр, равный среднему
диаметру плоской катушки.
Индуктивность плоской или
спиральной рамочной катушки,
витки которой расположены по
сторонам квадрата, равняется:
£ = 8ЛЛГ(С + £>).10-3.
Здесь А — сторона квадрата, по которому расположены витки
(в случае плоской спирали—сторона среднего витка); С—коэф-
2А
фициент, зависящий от отношения —; D — коэффициент, за-
d
висящий от числа витков и их размера.
Значения этих коэффициентов приведены на графиках
фиг. 3-9.
Приведем формулы для расчета индуктивности медных про-
водников и плоских фигур, употребляемых иногда в конту-
рах УКВ. В этих формулах все размеры выражаются в см\
индуктивность—в мкгн.
$ 3-4]
Расчет индуктивности катушек и числа витков
103
Прямой провод круглого сечения
L = 2Z (2,3 1g ± - 1)- IO’3.	(3-12)
Здесь / — длина, а (/ — диаметр провода.
Два параллельных провода круглого сечения (прямой и
обратный)
L = 4/(2,3 Ig у-)- 1(Г3.	(3-13)
Здесь D — растояние между осями проводов.
Фиг. 3-9. График значений коэффициентов С (график а) и D (график б)
Прямой провод прямоугольного сечения (лента)
А = 2/(2,31g+ 0,2235 Д±± + 0,б)-10-3,	(3-14)
где а и b — стороны сечения.
Два параллельных провода прямоугольного сечения (пря-
мой и обратный)
/. = 4/( 2,31g— --— + 0,2235	15V ю 3, (3-15)
{ ' а а + ь I 1	I	;	'
где О —расстояние между центрами сечений, а а и Ь — раз-
меры сечения.
При различных размерах сечения проводов общая индук-
тивность определяется по формуле:
L = L1-\-L2 — 2M.
104
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Здесь
£j и £2- индуктивности каждого провода, определяемые
по формуле (3-14);
М — взаимная индуктивность между параллельными
проводами.
При /»£>
7W = 2//'2,31g —4-—+ 1V 10'3.
\ ’ s ог/ 1 /
Здесь / — длина проводов и D — расстояние между осями
проводов.
Индуктивность кольца из проврда круглого сечения
L = 2«D (2,3 1g — - г') • 1СГ3.
\ rf /
Индуктивность кольца из провода прямоугольного
(ленты)
L = 2*D [2,3 (1 + — 11g — Н—— - 0,5] • КГ3,
[	\	6 b r32£2	’ J
где b— ширина ленты.
При D^b формула (3-17) может быть упрощена:
L
2-D [2,3 lg — - 0,5V 10-3.
\ о /
(3-16)
сечения
(3-17)
(3-18)
Индуктивность квадратного витка из провода круглого
сечения
£ = 8А (2,31g
- 0,774} • 10~3.	(3-19)
Здесь А — сторона квадрата.
Индуктивность прямоугольного витка из провода круглого
сечения
L=9,2 (А + В) lg^ - A lg (А + С)-В lg(B+С) +
I	а	I
+ 8 Гс - А - В + -yll • 1(Г3.
(3-20)
Здесь А и В — стороны прямоугольника, а С — его диагональ:
С = ]/а2 + В2.
Расчет индуктивности различных плоских фигур подробно
разработан Л. А. Цейтлиным.
§3-4]
Расчет индуктивности катушек и числа витков
105
Расчет числа витков. Для определения числа витков решим
уравнение (3-9) относительно N:
N=]/
(3-21)
Полученная формула дает возможность определения тре-
буемого числа витков лишь при известных размерах катушки.
Если хотя бы один размер
катушки неизвестен, то
формула не может дать оп-
ределенного ответа. Обыч-
но один из размеров ка-
тушки, зависящий от числа
витков, оказывается неиз-
вестным; поэтому расчет
числа витков должен про-
изводиться методом после-
довательного приближения
или при помощи специаль-
ных приемов. Приведем
прием для расчета числа
витков однослойных кату-
шек, при котором считаются
заданными: индуктивность А,
диаметр намотки D и диа-
метр провода в изоляции rf0.
Для получения расчет-
ных уравнений умножим и
(3-9) на l2D2:
Фиг. 3-10. График значений коэффи-
циента Pq
разделим правую часть уравнения
£=£,№£)—
u Z2£)2
.]0'3 = рХО3-10^3.
В этом уравнении No = — представляет число витков, при-
ходящихся на 1 см длины намотки, a P0 = L0^-j —коэффи-
I о
циент, величина которого зависит от отношения — . Значе-
ния этого коэффициента приведены на фиг. 3-10. Определение
числа витков N и длины намотки I производится при помощи
этого графика и следующих очевидных соотношений:
(3-22)
=	(з-23>
106
Катушки индуктивности
[Гл, 3
(з-24)
и
W=ZV0Z.	(3-25)
В этих соотношениях D и I выражаются в см\ d0 — в мм и
L—в мкгн.
Пример. 1. Определить число витков однослойной катушки по следую-
щим данным:
L ~ 200 мкгн\ D = 3,0 см\ dQ = 0,27 мм.
Число витков на 1 см длины намотки находим по формуле (3-22) (при-
мем а = 1,25):
Параметр Ро находим по формуле (3-23):
200Л0з =
302-33
По графику фиг. 3-10 находим отношение — 1,2, откуда по формуле
;(3-24) находим длину намотки:
Z — 3-1,2 = 3,6 см.
Число витков находим по формуле (3-25)*.
N = 30-3,6 = 108.
Проверка. Так как -^-=1,2, то (по фиг. 3-6) £0 — 5,8. Индуктив-
ность катушки определяем по формуле (3-9):
L = 5,8-1082.3-10""3 — 200 мкгн.
Приведенный метод пригоден для расчета числа витков ка-
тушки со сплошной однослойной намоткой. Для расчета вит-
ков катушек с шагом необходимо по формуле (3-10) опреде-
лить фактическую индуктивность L катушки при полученном
числе витков N. Фактическое число витков N' можно полу-
чить из соотношения:
(3-26)
где L3ad—заданная индуктивность катушки.
В некоторых случаях такой расчет приходится повторять
2—3 раза.
Расчет катушек с двумя-тремя витками производится мето-
дом последовательного приближения. Для этого задаются раз-
мерами витка и шагом т. По формуле (3-11) определяют фак-
-тическую индуктивность, сравнивают ее с заданной и на осно-
§3-4]
Расчет индуктивности катушек и числа витков
107
вании этого сравнения изменяют или размеры (диаметр)
витков, или шаг, или число витков.
Расчет числа витков многослойных катушек также произ-
водится методом последовательного приближения, так как при
изменении числа витков изменяется два размера катушки:
обычно D и t. Порядок расчета числа витков и размеров
многослойных катушек по заданной индуктивности при заранее
выбранных внутреннем диаметре каркаса Do и длине намотки I
должен быть следующий:
а)	выбирается ориентировочное значение глубины намотки t
и определяется наружный диаметр намотки;
б)	составляются отношения и и по графику фиг. 3-8
определяется значение коэффициента 70; число витков опре-
деляется по формуле (3-21);
в)	в зависимости от типа намотки (простая или универ-
сальная) по формуле (3-6) или (3-7) определяется фактиче-
ская глубина намотки.
Так как полученная глубина почти всегда отличается от
предположенной, то при этих размерах определяется индук-
тивность. Если эта индуктивность отличается не больше чем
на 10—15% от заданной, то для определения фактического
числа витков катушки можно воспользоваться формулой (3-26).
Если же полученная индуктивность значительно отличается
от заданной, то следует выбрать для катушки новые размеры
(например большие, если полученная индуктивность меньше
заданной, и наоборот) и произвести новый расчет. В некоторых
случаях такой расчет приходится производить 2—3 раза.
Пример 2. Определить число витков катушки с универсальной намоткой
по следующим данным: L — 1000 мкгн; DQ = 1,1 см; I = 0,3 см; d0 = 0,23 мм
р = 2
Ориентировочно задаемся t — 0,7 см. Наружный диаметр катушки при
этом будет D = 1,1 + 2-0,7 = 2,5 см.
I	з	t	1
Так как •—=— =0,12 и —=--------= 0,28, то по графику фиг. 3-8
D	25	D	25
найдем Lo = 7,0.
Число витков катушки определяем по формуле (3-21):
д,- |/	- 240,
V 7-2,5
Угол отклонения провода ср определяем из формулы (3-1):
По тригонометрическим таблицам находим ср = 9° 50' и sin 9° 50'=0,171.
Полученное значение ср не превышает допустимого.
108
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Угловой шаг определяем по формуле (3-3):
откуда ₽= 13° 45' (13,75°).
Число циклов определяем по формуле (3-2) (для намотки с запазды-
ванием):
(1ч 75°\
1 _ 1212 = 230.
360° )
Глубину намотки определяем по формуле (3-7):
t = 2-2-0.23-230.	= 8,5 мм.
360
Так как полученная глубина намотки отличается от предположенной, то
для проверки определяем индуктивность катушки, взяв полученные размеры
за исходные.
Новый наружный диаметр катушки будет D = 1,1 + 2*0,85 = 2,8 см,
ГТ	0,3 тли	0,85 а о - С Г 1Л
При этом — = — = 0,107;	= 0,3 и £0 = 6,5. Индуктивность ка-
тушки определяем по формуле (3-9):
L = 6,5-2402.2,8-10~3 = 1050 мкгн.
Так как полученная индуктивность всего на 5% отличается от задан-
ной, то фактическое число витков определяем по формуле (3-26):
ЛГ =240-
= 234.
Указания по выбору основных размеров катушек и расчет
провода приведены ниже.
3-5. Собственная емкость катушек индуктивности
Величина собственной емкости определяется типом намотки
и размерами катушки. Наименьшей собственной емкостью
(1—2 пф) обладают однослойные катушки, намотанные с шагом.
Многослойные катушки обладают большей емкостью, вели-
чина которой резко зависит от способа намотки. Например,
емкость катушек с простой универсальной намоткой состав-
ляет 5—10 пф; с перекрестной универсальной намоткой —
15—30 пф; а с рядовой многослойной намоткой может быть
выше 50 пф. Емкость рамочных катушек в виде плоской спи-
рали составляет 150—200 пф.
Расчет собственной емкости однослойных катушек произ-
водится по эмпирической формуле:
C^k^D,	(3-27)
§3-5]
Собственная емкость катушек индуктивности
109
в которой
Со -собственная емкость в пф;
D—диаметр катушки в см;
k—коэффициент, величина которого зависит от соотноше-
ния между шагом намотки и диаметром провода; его
значения даны на фиг. 3-11, о;
Aj—коэффициент, величина которого зависит от соотноше-
ния между длиной и диаметром катушки; его значения
даны на фиг. 3-11,6.
Формула дает достаточно точные результаты для катушек
с гладким каркасом из диэлектрика со средним значением ди-
Фиг. 3-11. Графики значений коэффициентов k и для расчета собственной
емкости однослойных катушек
электрической проницаемости (е = 4-4-6). Для катушек с на-
резным каркасом собственная емкость больше на 20—25%, в
зависимости от глубины нарезки. Емкость бескаркасной ка-
тушки или катушки с ребристым каркасом на 15—20% меньше.
При каркасах, диэлектрическая проницаемость которых больше
или меньше указанного среднего значения, собственная ем-
кость соответственно больше или меньше расчетной. Пропитка
и обволакивание катушки увеличивает емкость на 20—30%.
Для приближенных расчетов можно принимать Со^О,5£>.
Собственная емкость катушек универсальной намотки может
быть определена по эмпирической формуле:
С. = ^-	(3-28)
Здесь
Dcp—средиий диаметр катушки;
Г> М) + £*
ыср	2	’
по
Катушки индуктивности
[Гл. 3
у—коэффициент, пропорциональный диэлектрической прони-
цаемости изоляции провода.
Для провода в эмалевой изоляции (ПЭ) 7 = 3,7; для ПЭШО
7 = 3,8; для ПШД 7 = 3,9; для ПЭБО 7 = 4,3; для ПШО
7=3,4; для ЛЭШО 7 = 5.
Собственная емкость катушек универсальной намотки за-
висит от их размеров. Чем уже катушка (т. е. чем меньше
ее длина), чем меньше ее диаметр и чем больше глубина на-
мотки, тем меньше собственная емкость. Интересно отметить,
что при увеличении числа
витков (при неизменных I
и £)0) собственная емкость
универсальных (и вооб-
ще многослойных) катушек
уменьшается. Для ориен-
тировочного определения
собственной емкости катуш-
ки с универсальной намот-
кой служит приведенный на
фиг. 3-12 график ее зави-
симости от числа витков.
Для значительного умень-
шения собственной емкости
многослойных катушек при-
Фиг. 3-12. Зависимость собственной меняется секционирование,
емкости универсальных катушек от При расстояниях между
числа витков: /)== Ю-т-20 мм-, 1=2+6 мм-, секциями, примерно рав-
ных длине намотки, ем-
кость секционированной катушки может быть определена по
эмпирической формуле, предложенной А. А. Савельевым:
г _г О,33п + 0,67
ьо — п
(3-29)
Здесь CQc—емкость отдельной секции, а п—число секций.
Собственная емкость катушки может значительно возрасти
при расположении экранов и сердечников в непосредственной
близости от обмотки.
Для рассмотрения вопросов, связанных с диэлектрическими
потерями и со стабильностью, собственную емкость катушки
удобно представить в виде суммы из емкости через воздух СОв
и емкости через диэлектрик Сод. Емкость через воздух опре-
деляется той частью собственной емкости, электрические линии
поля которой проходят по воздуху. Емкость через диэлектрик
определяется той частью собственной емкости, электрические
линии поля которой проходят через диэлектрик каркаса или
изоляции провода. Понижение стабильности катушки и увели-
чение диэлектрических потерь обычно связаны с величиной
§3-6]
Добротность катушек индуктивности
111.
емкости через диэлектрик. Величина емкости через диэлектрик
определяется конструктивными особенностями намотки и ди-
электрической проницаемостью каркаса. Приближенно ее ве-
личину можно определить по формуле:
Сод = ^-,	(3-30)
1 + —
as
в которой е—диэлектрическая проницаемость каркаса, а — ко-
эффициент, зависящий от конструкции намотки. При намотке
проводом круглого сечения на гладком каркасе а = 0,08; при
осажденной намотке с витками, расположенными по ребру,.
а = 0,06; при намотке из провода круглого сечения на нарез-
ном каркасе а = 0,111; при осажденной намотке, расположен-
ной в пазу, a = 0,14 и для многослойных намоток Сйд =
= (0,8-н 1,0) Со-
Уменьшение емкости через диэлектрик достигается приме-
нением каркасов из диэлектрика с малой величиной диэлек-
трической проницаемости или ребристых каркасов.
3-6. Добротность катушек индуктивности
Добротность катушки Q-— при заданной частоте w и
индуктивности L определяется ее активным сопротивлением г.
Активное сопротивление катушки складывается из сопротив-
ления провода току высокой частоты, сопротивления, вносимого
диэлектрическими потерями в каркасе, сопротивления, вно-
симого собственной емкостью, и сопротивлений, вносимых
потерями в экранах, сердечниках и т. п. Роль того или иного
слагаемого определяется частотой. На длинных волнах сопро-
тивление катушки в основном определяется активным сопротив-
лением провода току высокой частоты; на коротких волнах
значительное влияние могут оказывать диэлектрические поте ри
Рассмотрим определение слагаемых полного активного сопро-
тивления катушки.
Сопротивление провода катушки току высокой частоты.
В главе первой было сказано, что активное сопротивление
провода катушки значительно выше его омического сопротив-
ления из-за поверхностного эффекта и эффекта близости. Со-
противление провода катушки току высокой частоты как при
однослойной, так и при многослойной намотке, при частотах
не выше 7—10 мггц, равно:
112
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Здесь
Гу—сопротивление провода катушки току высокой частоты
при частоте /;
г0—омическое сопротивление провода;
d—диаметр провода без изоляции в см-,
D—диаметр однослойной катушки или наружный диаметр
многослойной катушки в см-,
К— коэффициент, учитывающий влияние размеров катушки
на эффект близости.
Значения этого коэффициента для однослойных и для тонких
и длинных многослойных с небольшим числом слоев катушек
приведены на фиг. 3-13, а для обычных (коротких) многослой-
ных катушек —на фиг. 3-14.
Коэффициент F(z) определяет сопротивление с учетом по-
верхностного эффекта, а коэффициент О (z) учитывает эффект
близости. Значения этих коэффициентов выражаются через
функции Бесселя и для медного провода определяются по
табл. 3-5 при помощи параметра
2 = 0,106^/7	(3-32)
где
d—диаметр провода, см-,
/—частота, гц.
Расчет сопротивления катушек УКВ и КВ, намотанных
с шагом, может быть произведен по формуле, предложенной
А. А. Колосовым:
(3.33)
в которой D и d выражены в одинаковых единицах, /—в мггц,
сопротивление—в омах.
Значительное уменьшение активного сопротивления катушки
получается при использовании специального высокочастотного
многожильного провода, называемого литцендратом. На сред-
них волнах применение литцендрата может повысить доброт-
ность катушки на 30—40%. На длинных волнах использование
литцендрата также повышает добротность катушки, но значи-
тельно увеличивает ее размеры; поэтому он применяется срав-
нительно редко. На волнах короче 200—300 м использование
литцендрата не повышает добротность из-за роста диэлектри-
ческих потерь в изоляции отдельных жилок.
Сопротивление току высокой частоты катушек, намотанных
из литцендрата,
rf = r0 If (z) + Г-^ + (ВД nW (?) I.	(3-34)
В. А. Волгой
Фиг. 3-13, График значений коэффи-
циента К для расчета сопротивления
однослойных и тонких многослойных
катушек {tn — число слоев)
Фиг. 3-14. График значений коэффи-
циента К для расчета сопротивления
многослойных катушек
§ 3-6]	Добротность катушек индуктивности
114
Катушки индуктивности
[Гл. $
Таблица 3-5-
Таблица значений коэффициентов F (z) и G (z)
Z	F(z)	G(z)	z	F(z)	6(2)
0,1	1,000		5,0	2,043	0,7550
0,2	1,000	z4	5,2	2,114	0,7902
0,3	1,000	64	5,4	2,184	0,8255
0,4	1,000		5,6	2,254	0,8609
0,5	1,000	' 0,00097	5,8	2,324	0,8962
0,6	1,001	0,00202	6,0	2,394	0,9316
0,7	1,001	0,00373	6,2	2,463	0,9671
0,8	1,002	0,00632	6,4	2,533	1,003
0,9	1,003	0,01006	6,6	2,603	1,038
1,0	1,005	0,01519	6,8	2,673	1,073
1,1	1,008	0,0220	7,0	2,743	1,109<
1,2	1,011	0,0306	7,2	2,813	1,144
1,3	1,015	0,0413	7,4	2,884	1,180
1,4	1,020	0,0541	7,6	2,954	1,216-
1,5	1,026	0,0691	7,8	3,024	1,251
1,6	1,033	0,0863	8,0	3,094	1,287
1,7	1,042	0,1055	8,2	3,165	1,322
1,8	1,052	0,1265	8,4	3,235	1,357
1,9	1,064	0,1489	8,6	3,306	1,393
2,0	1,078	0,1724	8,8	3,376	1,428
2,1	1,094	0,1967	9,0	3,446	1,464
2,2	1,111	0,2214	9,2	3,517	1,490
2,3	1,131	0,2462	9,4	3,587	1,534
2,4	1,152	0,2708	9,6	3,658	1 ,.570
2,5	1,175	0,2949	9,8	3,728	1,605-
2,6	1,201	0,3184	10,0	3,799	1,6411
2,7	1,228	0,3412	11,0	4,151	1,818
2,8	1,256	0,3632	12,0	4,504	1,995»
2,9	1,286	0,3844	13,0	4,856	2,171
3,0	1,318	0,4049	14,0	5,209	2,348
3,1	1,351	0,4247	15,0	5,562	2,525.
3,?	1,385	0,4439	16,0	5,915	2,702!
3,3	1,420	0,4626	17,0	6,268	2,870
3,4	1,456	0,4807	18,0	6,621	3,056-
3,5	1,492	0,4987	19,0	6,974	3,232
3,6	1,529	0,5160	20,0	7,328	3,409
3,7	1,566	0,5333	21,0	7,681	3,586
3,8	1,603	0,5503	22,0	8,034	3,763
3,9	1,640	0,5673	23,0	8,388	3,936
4,0	1,678	0,5842	24,0	8,741	4,117
4,1	1,715	0,6010	25,0	9,094	4,117
4,2	1,752	0,6179	30,0	10,86	5,177
4,3	1,789	0,6348	40,0	14,40	6,946
4,4	1,826	0,6517	50,0	17,93	8,173
4,5	1,863	0,6687	60,0	21,46	10,48
4,6	1,899	0,6858	70,0	25,00	12,25
4,7	1,935	0,7030	80,0	28,54	14,02
4,8	1,971	0,7203	90,0	32,07	15,78
4,9	2,007	0,7376	100,0	35,61	17,75
			100,0	z)<2 4- 1	z/2 — 1
		i	i	4	8
£ 3-6]
Добротность катушек индуктивности
115
Здесь
d—диаметр отдельной жилки, см;
п—число жил;
(/„—полный наружный диаметр литцендрата (без учета тол-
щины наружной изоляции), см, приближенно равный
(при малых п);
d^\,3^dV~ii;	(3-35)
с—коэффициент, зависящий от числа жил. Значения этого
коэффициента приведены в табл. 3-6.
Таблица 3-6
Значения коэффициента с
п	3,0	7,0	9,0	15	19	27	>27
с	1,55	1,815	1,84	1,88	1,90	1,92	2,0
Омическое сопротивление катушки, намотанной одножиль-
ным проводом, равно:
_ 7Dr/,,V.10-
Г°
(3-36)
Омическое сопротивление катушки, намотанной литцендратом,
равняется:
7aDcpNA(T5
(3-37)
Здесь Dcp и d должны быть выражены в миллиметрах, а коэф-
фициент а учитывает удлинение жилки за счет скрутки.
а = 1,02 при п — 3] <2=1,04 при п = 9 и а = 1,06 при п = 27.
При расчете омического сопротивления провода катушек
с универсальными намотками следует учитывать, что зигзаго-
образная укладка провода увеличивает сопротивление прибли-
зительно в — раз, где уср—угол отклонения провода в
среднем слое намотки. Для универсальных намоток величина
угла уср определяется из уравнения (3-8) при замене DQ на Dcp.
Расчет провода наивыгоднейшего диаметра. Приведенные
формулы указывают на сложную зависимость между сопротив-
лением провода катушки и его диаметром. Изменение диаметра
провода сложным образом влияет на сопротивление катушки,
так как при этом изменяется проявление поверхностного эф-
фекта и эффекта близости. Рассмотрим вопрос о влиянии диа-
метра провода на сопротивление катушки.
В случае прямолинейного провода увеличение диаметра
вызывает увеличение его периметра, а следовательно, умень-
116
Катушки индуктивности
[Гл. 3
шение его сопротивления току высокой частоты. Зависимость
сопротивления отрезка прямолинейного провода от диаметра
при некоторой частоте выражается графиком / фиг. 3-15 (кри-
вая г0 представляет зависимость от диаметра сопротивления
постоянному току). При сворачивании провода в спираль воз-
никает эффект близости, который проявляется тем сильнее,
чем больше диаметр провода. Увеличение сопротивления за
счет эффекта близости примерно пропорционально диаметру
провода и изображается прямой //. Сложив кривые / и //, по-
лучим изменение полного активного сопротивления провода
Фиг. 3-15. Кривые зависимости со-
ставляющих активного сопротивле-
ния катушки от диаметра провода
катушки в зависимости от его
диаметра; эта зависимость вы-
ражается кривой ///. Ход кри-
вой III показывает, что при
вполне определенном опти-
мальном диаметре, сопротив-
ление катушки имеет мини-
мальное значение. А. А. Коло-
сов показал, что при этом со-
противление провода катушки
(с учетом поверхностного эф-
фекта) равно увеличению со-
противления за счет эффекта
близости. Изменение диаметра
провода в ту или иную сторону
от оптимального значения на-
рушает это условие и увеличи-
вает сопротивление катушки.
При меньших диаметрах провода преобладает влияние поверх-
ностного эффекта; при больших диаметрах —эффекта близости.
Расчет оптимального диаметра может быть произведен пу-
тем определения минимума выражения (3-31). А. М. Николаев
показал, что расчет по этому методу сводится к определению
вспомогательного коэффициента:
KN \2
2z'D) 9
(3-38)
в котором К — коэффициент, определяемый по графикам фиг.
3-13 или 3-14, а
г'= — = 0,106/7	(3-39)
При помощи коэффициента ф по графику фиг. 3-16 находят
величину zonm и по известной величине zonm—оптимальный
диаметр по формуле:
Л ____zonm
uonm	•
$ 3-6]
Добротность катушек индуктивности
117
При ф > 2000
а при ф < 0,3
2
7	=------
^опт. 6,— ’
)/2ф
у + 0,71.
Полученное значение оптимального диаметра округляется до
ближайшего стандартного.
Фиг. 3-16. График значений коэффициента ф

В приведенных формулах D и d выражаются в см, a f—
в гц. Для употребительных размеров однослойных катушек
оптимальный диаметр провода лежит в пределах 0,2—0,6 мм,
а для многослойных катушек — 0,08—0,2 мм.
Для расчета оптимального диаметра жилки литцендрата
вспомогательный параметр 6 определяется по формуле:
W2\
4D2 / ’
(3-40)
Здесь коэффициент с определяют из табл. 3-6. С помощью
вспомогательного параметра определяют величины zonm и donfn.
Такой расчет производится методом последовательного при-
ближения.
118
Катушки индуктивности
[Гл 3
Оптимальные размеры провода катушек КВ и УКВ, намо-
танных с шагом, зависят от шага намотки и размеров ка-
тушки. В случае круглого провода
«1
Здесь kx—коэффициент, значения которого даны на графике
фиг. 3-17. Сопротивление и добротность катушки, намотанной
таким проводом, будут равны:
7,4№]/7-10”4
-----I-----
D
Q = 8,5DL0^Vf.	(3-43)
Фиг. 3-18. График значений коэф"
фициента k2 для расчета сопро"
тивления катушек КВ и УКВ с
) плоским проводом
Фиг. 3-17. График значений коэффициен-
та k\ для расчета сопротивления катушек
КВ и УКВ с круглым проводом
В случае плоского провода (ленты), намотанного по широ
кой стороне,
^оппг <
к<
(3-44)
Здесь а опт—оптимальная ширина ленты, ^—коэффициент,
значения которого даны на фиг. 3-18. Толщина ленты должна
быть больше глубины проникновения тока. Сопротивление ка-
тушки из такой ленты равно:
г	,3.45,
f	I
£ З-б]
Добротность катушек индуктивности
119
а ее добротность
Q=\2fiDL0^ р0~3.	(3-46)
В этих выражениях р—удельное сопротивление материала
ленты в ом-см. При осажденной намотке удельное сопротив-
ление проводящего слоя примерно в 2—2,5 раза выше удель-
ного сопротивления осаждаемого металла.
Условие (3-44) может быть выполнено лишь для длинных
катушек, для которых —> 1,6. Вообще условия (3-41) и (3-44)
не критичны, и некоторые отступления от них мало сказы-
ваются на добротности.
В выражениях (3-42) —(3-46) частота f выражается в мггц,
;а диаметр D—в см.
Расчет оптимального диаметра провода для катушек, рабо-
тающих в пределах некоторого диапазона, следует производить
для средней частоты, так как это обеспечивает наибольшее
постоянство добротности в пределах заданного диапазона. При
наличии больших диэлектрических потерь расчет оптимального
диаметра следует производить для наивысшей частоты диапазона.
На сопротивление катушки оказывают значительное влияние
ее размеры. Чем больше диаметр катушки, тем меньше про-
является эффект близости и тем выше ее добротность; катушки
с очень высокой добротностью (Q = 400-4-500) отличаются
«большими размерами (D = 7 н- 10 см). Добротность приобре-
тает максимальное значение при вполне определенных соотно-
шениях между размерами катушки.
Можно считать, что для однослойных катушек диаметром
20—30 мм = 0,5	0,8; для экранированных однослойных
катушек [ — ]	= 0,8= 1,2; наибольшая добротность много-
\DjOnm	i	i
алойных катушек получается при — = 0,25—1,0 и — = 0,2 —
Ю,5 или при 3t = D.	Dq	Dq
Вышеприведенные соотношения не являются критичными,
:и некоторое отступление от них сопровождается лишь незначи-
тельным падением добротности.
Диэлектрические потери. Диэлектрические потери возни-
кают в поле собственной емкости катушки через диэлектрик
и зависят от величины этой емкости, от качества (tgo) мате-
риала каркаса и от частоты.
Сопротивление, вносимое диэлектрическими потерями, можно
представить включенным параллельно собственной емкости
катушки. Величина этого сопротивления равна:
а>С0^ tg О
120
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Пересчитывая это сопротивление на последовательное, получим
гд = О,25Сог) tg 5£уМ0~3.	(3-47)
Здесь
Сод—емкость через диэлектрик, пф\
Л—индуктивность, мкгн\
/—частота, мггц.
Практически диэлектрические потери проявляются лишь в
катушках большого диаметра, имеющих большую собственную
емкость, и каркасы из низкокачественных диэлектриков — кар-
тона, бакелита и т. п., а на УКВ —из пирофилита и радиофар-
фора. В катушках малого размера с каркасами из ультрафар-
фора или полистирола диэлектрические потери получаются
ничтожно малыми.
В многослойных катушках наблюдается концентрация элек-
трического поля внутри обмотки, поэтому диэлектрические по-
тери в изоляции провода обычно превышают потери в каркасе.
Тангенс угла потерь различных марок изоляции провода имеет
следующие значения:
для эмали (ПЭ).................0,018 (е = 4 ч-6)
„ шелка (ПШО, ПШД)............0,04 (£ = 2-4-3)
„ хлопчатобумажной пряжи (ПВО, ПБД) 0,36
Потери из-за влияния собственной емкости. На частотах,
близких к собственной частоте катушки /0, под влиянием соб-
ственной емкости происходит значительное изменение дейст-
вующей индуктивности и действующего сопротивления катушки,
сопровождающееся падением ее добротности. На частотах, от-
личающихся от резонансной, добротность катушки
С'-Ор-тф
\ '°/
Практически при/0 > 3/ изменением добротности из-за влия-
ния собственной емкости можно пренебречь.
На добротность катушки значительное влияние оказывают
экраны и сердечники; определение вносимых ими потерь про-
изведено ниже.
Пример 3. Определить число витков, оптимальный диаметр провода и
добротность однослойной катушки по следующим данным: L = 200 мкгн>
D — 2 см] f = 1500 кгц.	, 7
Задаемся ориентировочной длиной намотки / ~ 3 см] тогда — = ~ —
= 1,5. По фиг. 3-6 и 3-13 находим £0 —5и/( — 3? Число витков, находим по»
формуле (3-21): 

5-2
§3-6]
Добротность катушек индуктивности
121
По формуле (3-39) определяем параметр г' = 0,106-У"1,5- 10е == 133. По
формуле (3-38) определяем параметр
По фиг. 3-16 определяем zonm = 2,22. Оптимальный диаметр провода бу-
дет равен donm ~ —— = 0,0167 см. Это значение округляем до ближайшего
стандартного d = 0,16 мм. Предполагая провод в эмалевой изоляции (ПЭ),
по справочнику находим наружный диаметр dQ = 0,18 мм. При коэффициен-
те неплотности, равном а —1,25, фактическую длину намотки определим по
формуле (3-5): 1 = 0,18-141 • 1,25 = 32 мм. Фактическую индуктивность опре-
деляем по формуле (3-9). Так как — =
-2-10^=193 мкгн. Так как разница с предположенной индуктивностью
(200 мкгн) незначительна, то для определения необходимого числа витков
воспользуемся формулой (3-26):
/32	'
-- — = 1,6, то Lq = 4,8 и L = 4,8 -1412 -
D 2
...	1Л1	200
7V = 141	— = 146. '
193
Фактическая длина намотки равна:
I = 146-0,18-1,25 = 33 мм.
Омическое сопротивление провода определяем по формуле (3-36):
7-20-146-Ю-5	„
г0 —---------------= 8 ом.
0,161 2
Так как параметр
Z = 0,106-0,016 V1,5-10е = 2,09,
то коэффициенты F (z) и G (z), определяемые по табл. 3-5, будут равны:
F(z)= 1,09 и G (z) = 0,19.
Сопротивление катушки току высокой частоты (учитывая лишь потери
в проводе) определим по формуле (3-31):
rf = 8 11,09 + ( 3 146-0,16 Го,191 = 13,5 ом. •
7 I \ 2-20 J J
Добротность катушки равна:
„	о>£	2я-1,5-106-200-10—6	1ЛЛ
О =----------------------------= 140.
rf	13,5
Определим собственную емкость катушки. Шаг намотки в данном’слу-
чае равен:
т _= adv = 1,25-0,18 = 0,225 мм.
По фиг. 3-11 находим /г —1,2,	« 1. Собственную емкость определяем по
формуле (3-27): Со = 1,2-2 = 2,4 пф.
Предполагаем намотку на гладком каркасе из пластмассы (г « 7, tgS =
== 1,5-10~2). Емкость через диэлектрик определим по формуле (3-30):
2 4
С*д =-------— - 0,86 пф.
1 +-------
0,08-7
122
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Сопротивление, вносимое диэлектрическими потерями в каркасе, определим
по формуле (3-47):
= 0,25-0,86-1,5-10‘ 2-2002.1,5». 103 = 0,43 ом.
Полное сопротивление катушки
г — 13,5 4- 0,43 = 13,93 ом.
Ее добротность
п 2*1,5-10»-200 10 6
Q =----------------------~ 136.
13,93
Аналогичным методом производится и расчет многослойных
катушек. Отличие заключается лишь в том, что длина / остается
неизменной, а изменяются глубина намотки t и наружный диа-
метр D.
Пример 4. Определить размеры и число витков катушки по следующим
данным: L = 1 мкгн; f = 30 мггц\ Q = 300.
Выберем — — 1. Так как добротность катушки задана, то ее диаметр
можно определить из формулы (3-43) (Lo — 6,8):
Q	300	А А-
Z? —-----------— —------------— 0,9о см.
f	8,5. Ь6,8-ИЗО
По отношению— — 1, по фиг. 3-8 и 3-17 определяем коэффициенты Lo =
— 6,8 и fci = 1,62.
Число витков катушки определяем по формуле (3-21):
#=1/^ 103 -=12,5. .
У 0,95-6,8
Шаг намотки определяем из выражения (3-4):
I 9,5 Л QO
т _------—-----— 0,82 мм.
2V - 1	11,5
Оптимальный диаметр провода определяем по формуле (3-41):
,	°’82 А
допт --------- 0,505 мм.
1,62
Полученное значение округляехм до ближайшего стандартного: d = 0,51 мм.
Определяем фактическую индуктивность по формуле (3-10). Коэффици-
енты А и В определяем по фиг. 3-7. Так как — = — --^-^ = 0,62 и
JV = 12,5, то Д — 0,1 и В = 0,275. Тогда
L = 1,0-2-к-12,5-0,95 (0,1 + 0,275)-10 3- = 0,950 мкгн.
Требуемое число витков находим по формуле (3-26):
N' = 12,5-1/ — = 13.
У 0,95
Легко показать, что потери в собственной емкости ничтожно малы.
§ 3-7] Расчет взаимной индуктивности и коэффициента связи
123
3-7. Расчет взаимной индуктивности и коэффициента связи
Расчет взаимной индуктивности. Приведем расчетные
формулы для определения взаимной индуктивности и коэффи-
циента связи для различных случаев взаимного расположения
катушки. В этих формулах все линейные размеры выражены
в см, а взаимная индуктивность—в мкгн.
Взаимная индуктивность между
(фиг. 3-19) равна:
Мх = --° ^Р1£>2 . ю- 3. (3-48)
Здесь
Мх—взаимная индуктивность
между витками;
Dx и D2—диаметры витков;
Mq—коэффициент, зависящий
от расстояния между вит-
ками.
Значения этого коэффициента опреде-
ляются по графикам фиг. 3-20 в зави-
коаксиальными витками
Фиг. 3-19. Конструктивные
размеры для расчета взаим-
ной индуктивности между
коаксиальными витками
симости от величины
При одинаковых витках, когда Dk = D2 — D,
MoO.lO-3
л 2
(3-49)
Взаимная индуктивность между коаксиальными катушками с
квадратным или близким к нему сечением равняется:
_ М0/У11У2У~Рг£>2 . ।Q -з	(3-50)
2
При одинаковых катушках Dj = D„ — D и ^1 = N2 = N, так что
Л4 = -^^-.10"3 = Жл№.	(3-51)
Эти формулы справедливы для катушек с малым сечением
обмотки и при расстоянии между ними, превышающем диа-
метр. Взаимная индуктивность между близко расположенными
катушками и катушками с большим сечением обмотки должна
определяться более точными методами, наиболее простым из
которых является метод разбивки на отдельные секции.
124
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Для расчета взаимной индуктивности между длинными од-
нослойными катушками последние разбиваются на несколько
равных между собой секций (фиг. 3-21); в каждой секции вы-
деляются центральные витки. Для каждой пары центральных
витков определяются расстояния Ьх и Ь2, по их отношению
Фиг. 3-20. График значений коэффициента Мо
находят соответствующие коэффициенты AfOi> -^ог, ^оз и т- Д-
вреднее арифметическое всех коэффициентов, т. е.
jyj ___ мЛ + м02	м9п
(3-52)
п
дает истинное значение этого коэффициента. Дальнейший ра-
счет ведется по формуле (3-50). Разбивку на секции следует
производить так, чтобы ширина секции была значительно
меньше ее диаметра.
Взаимная индуктивность между катушками, расположенными
одна внутри другой (фиг. 3-22), равняется:
9,87D>i^2
7И = —.	 --г-
Vd^ + iI
§ 3-7] Расчет взаимной индуктивности и коэффициента связи
125
Взаимная индуктивность между катушками одинакового
размера, оси которых расположены на расстоянии b (фиг. 3-23),
равна приближенно
М~ О.бЛГ^Р* ,
5»
(3-54)
Взаимная индуктивность между коаксиальными многослой-
ными катушками с большим сечением (фиг. 3-24) равняется:
М = »[(М12' +	+
4"Mn') -j- (^'2 -f- ./и^з -1-
+ ^ + ^-0-2^,-]	(3-55)
фиг. 3-22. Конструктивные раз-
меры для расчета взаимной
индуктивности катушек, распо-
ложенных одна внутри другой
Фиг. 3-21. К расчету взаимной индук-
тивности между длинными катушками
Здесь ТИ12', Af13' и т. д.—взаимные индуктивности между вит-
ками, расположенными в точках сечения, обозначенных соот-
ветствующими индексами, определяемые по формуле (3-48).
Определение требуемых расстояний между катушками для
получения заданной взаимной индуктивности М обычно про-
изводится методом последовательного приближения. В частном
случае равных коаксиальных катушек малого сечения эта за-
дача решается следующим образом.
Из уравнения (3-51) следует:
7И0 = —103.
0
Здесь все величины в правой части являются известными;
вычислив это выражение, по фиг. 3-20 можно определить па-
раметр р, по которому легко найти расстояние Ь2. Так как
Dl = D2== D, то из прямоугольного треугольника с катетами
Ь2 и D и гипотенузой bv следует, что Ь2 —	D*.
126
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Решение этого уравнения относительно Ь2 имеет вид:
»2=^=.
V1 — р2
(3-55)
Расчет коэффициента связи. Приведем метод расчета
коэффициента связи, предложенный Е. И. Розенфельдом.
Известно, что
размеры для расчета взаим-
ной индуктивности катушек,
расположенных параллельно
Фиг. 3-24. К расчету
взаимной индуктивности
между многослойными
катушками
Подставляя выражения (3-9)
и (3-51) для L и Mf получим:
___Мр___
2 Т01^02
(3-57)
При одинаковых катушках Г01 = £02 = £0
Л40
2L0
(3-58)
Эти формулы применимы для расчета коэффициента связи
между удаленными катушками. При близко расположенных
катушках следует пользоваться формулой (3-56). В частном
случае при катушках, расположенных одна внутри другой,
D%12
Средние значения практически получающихся коэффициен-
тов связи при различном расположении связанных катушек
§3-8]
Экранированные катушки
127'
равны: при однослойных катушках, намотанных так, что витки
одной располагаются между витками другой, £ = 0,8-н 0,95;
при одновременной намотке катушек двойным приводом k
^0,95—0,97; одна катушка—однослойная, а катушка связи—
многослойная: k ^0,5. При разделении многослойной катушки
на две секции и при расположении их по обеим сторонам од-
нослойной & = 0,65-н 0,75, между смежными многослойными,
катушками & = 0,7 = 0,8; между катушками с броневыми сер-
дечниками k = 0,015 -ь 0,02. При введении внутрь связанных
катушек общего магнитного сердечника величина связи зна-
чительно возрастает.
3-8. Экранированные катушки
Для устранения паразитных связей, обусловленных внешним
и для устранения влияния.
электромагнитным полем катушки,
на катушку окружающего про-
странства катушка экранирует-
ся, т. е. располагается внутри
замкнутого металлического за-
земленного экрана (фиг. 3-25).
Экранирующее действие ха-
рактеризуется отношением на-
пряженности внешнего поля
катушки при наличии экрана
к напряженности поля при его
отсутствии. Для экрана сред-
него качества, выполненного,
например, в виде алюминиево-
го стакана, это отношение
равно приблизительно 0,05, что
достаточно для большинства
случаев. Для увеличения экра-
нирующего действия приме-
няют двойные и даже тройные
Фиг. 3-25. Экранированная катушка
экраны.
Под влиянием экрана изменяются параметры катушки:
уменьшается ее индуктивность и увеличиваются сопротивление
и собственная емкость. Добротность экранированной катушки
оказывается ниже добротности той же катушки при отсутствии
экрана. Изменение параметров катушки зависит от соотношения
между ее размерами и размерами экрана.
Для расчета влияния экрана А. А. Колосов и Е. И. Розен-
фельд предложили достаточно длинный экран, т. е. такой, в
котором
7? Рэ
I > D ’
128
Катушки индуктивности
[Гл. 3
рассматривать как короткозамкнутый виток, имеющий индук-
тивность Ьэ и сопротивление гэ. Это дает возможность опре-
делить индуктивность и сопротивление экранированной катушки
при помощи теории связанных цепей.
Индуктивность, вносимая экраном в катушку,
г2э + *2L2
Полагая, что экран изготовлен из хорошего проводника, так
что &L9 > г9, и учитывая, что 7И= kjfLL9, получим ^La =
= — k?L.
Так как индуктивность экранированной катушки равна
L9K = L-}-&L3, то после преобразований получим:
Фиг.
3-26. График значений коэффи-
циента 7]
k—коэффициент связи между
L3K = L(\—k2). (3-59)
В этих выражениях
А —индуктивность не-
экранированной ка-
тушки;
L3K—индуктивность экра-
нированной катуш-
ки;
/И—взаимная индуктив-
ность между катуш-
кой и экраном;
ними, который определяется
соотношением геометрических размеров экрана и ка-
тушки.
При однослойных и тонких многослойных катушках коэффи-
циент связи может быть определен по формуле:
(Г) \з
£) • (3*60)
Здесь
О—диаметр катушки;
D3—диаметр экрана;
7]—коэффициент, зависящий от отношения —катушки, зна-
чения которого приведены на фиг. 3-26.
Для приближенного расчета индуктивности экранированных
однослойных и тонких многослойных катушек также служит
фиг. 3-27, представляющая зависимость отношения индуктив-
ности экранированной катушки к индуктивности неэкраниро-
ванной катушки от геометрических размеров катушки и экрана.
£ 5-5]
Экранированные катушки
129
При экранированных многослойных катушках со значитель-
ной глубиной намотки величина коэффициента связи с экраном
определяется из ъырз'жения'.
Фиг. 3-27. График для расчета индуктивности одно-
слойных и тонких многослойных экранированных
катушек
Здесь Lo и ЬОэ—соответствующие коэффициенты для катушки
и экрана, определяемые по фиг. 3-6 и 3-8, a D'—приведенный
диаметр катушки, равный
D'
Присутствие экрана вызывает изменение сопротивления ка-
тушки, так как экран вносит в катушку некоторое сопротив-
ление и уменьшает эффект близости. Вносимое сопротивление
Д гэ может быть определено на основании теории связанных
цепей. Так как
Д г =--------------г ,
э 2 ।	2/ 2 э
гэ + “ L3
а /И2 = k-LL^ L3 = LOaDg и L = L^N-D, то, произведя преобра-
зования, получим:
Дг =А;2Л^2Г —	.
э D3 L„,	a п„
9
В. А. Вотгов
130
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Сопротивление экрана зависит от глубины проникновения
тока, его размеров и удельного сопротивления. Приближенно
оно равно
Здесь ~D3 представляет длину пути вихревого тока; хэ—глу-
бина проникновения тока, а 1эхэ—активное, т. е. проводящее
ток сечение. Подставляя это выражение в предыдущее, по-
лучим:
Дгэ= lOit/eW2-^-——(3-62)
Г>Э
все размеры должны быть выражены в см, частота f—
в мггц, удельное сопротивление экрана рэ—в ом-см, а значе-
ние коэффициента е— из табл. 1-1. Для алюминиевых экранов
(рэ = 2,83-10-6 ом-см, е = 8,4-10~2) получаем:
Л гэ = 1,05/г2№	]/ /• 103.	(3-63)
Здесь все величины выражены в одинаковых единицах, а ча-
стота /— в мггц.
Формулы (3-59)—(3-63) не учитывают влияния дна экрана,
которое очень мало, если расстояние между краем намотки и
дном й > D.
Из формул (3-59) и (3-62) следует, что чем ближе к ка-
тушке расположен экран, т. е. чехМ меньше отношение ,
тем в большей степени уменьшается индуктивность и увели-
чивается сопротивление катушки.
Изменение эффекта близости происходит из-за уменьшения
напряженности магнитного поля около экранированной катушки,
что уменьшает составляющую сопротивления катушки, вызы-
ваемую эффектом близости. А. А. Колосов показал, что сопро-
тивление экранированной катушки току высокой частоты без
учета вносимого сопротивления равно:
4 = го |>(*) + (^г/( 1 -*2)2G (*)] ,	(3-64)
а ее общее сопротивление
г — г Ч- Д г .
эк эк I э
Добротность экранированной катушки Qa — почти все-
гда оказывается ниже добротности той же катушки без экрана.
§3-8]
Экранированные катушки
131
Присутствие экрана увеличивает собственную емкость ка-
тушки, так как появляется дополнительная емкость между
витками катушки и экраном. Чем ближе к виткам расположен
экран, тем больше увеличение собственной емкости.
Стабильность экранированной катушки ниже стабильности
неэкранированной, так как под влиянием дестабилизирующих
факторов, например температуры, изменяются геометрические
размеры и сопротивление экрана, которые изменяют параметры
катушки и распределение тока по сечению провода.
Для того чтобы индуктивность и добротность катушки па-
дали не более чем на 10%, рекомендуются следующие соот-
ношения между диаметрами экрана и катушки: для однослой-
ных катушек = 1,6 н- 2,5; для коротких катушек =
1,5:1,8. Эти соотношения пригодны и для многослойных
катушек, если D заменить на D'. Для стабильных катушек
рекомендуется брать > 2,5.
Экраны выполняются в виде круглых или прямоугольных
стаканов из алюминия, меди или латуни толщиной 0,25 — 0,8 мм.
Медные экраны хотя вносят меньшие потери, но дороже алю-
миниевых, а поэтому применяются реже. Экраны прямоуголь-
ной формы дают возможность лучшего использования площади
на шасси приемника. Для расчета такого экрана следует при-
нять, что 79^1,2 я, где а—размер наименьшей стороны
прямоугольника или сторона квадрата. Изготавливаются экраны
выдавливанием, так как сварные и паяные швы могут внести
большое сопротивление. В экранах допустимы лишь такие швы
и разрезы, направление которых совпадает с направлением ин-
дукционного тока. Экраны для стабильных катушек часто
делают из материалов с малым значением коэффициента ли-
нейного расширения, например из инвара и из омедненной кера-
мики. Для повышения электропроводности их покрывают слоем
серебра.
Расчет экранированных катушек сводится к выбору отно-
шения в пределах 1,5—2,5 и к определению числа витков
катушки, имеющей индуктивность
L = L3K. зад	(3-65)
1	-k*
Расчет добротности экранированной катушки производится
обычным методом, с учетом влияния экрана.
Пример 4. Произвести расчет экранированной катушки по данным при-
мера 3.
Дано: L — 200 мкгн; D = 2 см; I = 3,3 см; f = 1500 кгц. Примем
— 4 см; 1Э = 8 см; материал экрана — алюминий.
132
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Определим влияние экрана на индуктивность. Так как •—-----------1,65,
D 2
то по фиг. 3-26 найдем г, - 1,4. Коэффициент связи л ежду катушкой и экра-
ном определим по формуле (3-60):
/ 2 \3
/г2-1,4	-0,175.
Расчетную индуктивность определим по формуле (3-65):
2
L	243 мкгн.
1—0,175
Ориентировочное число витков такой катушки можно определить по.
формуле (3-26):
ЛГ - 1461 f —. , 161;
|/ 200
ориентировочная длина намотки
I - 1,25-0,18-161 -36,1 мм.
Произведя детальный ’конструктивный расчет эюй катушки методом,
рассмотренным в примере 3, найдем: N -- 170; d 0,16 мм; <70 — 0,18 мм;
I - 3,83 см; £0 - 4,2; т, = 1,42; г0 - 9,3 ом; № = 0,177.
Сопротивление, вносимое экраном, определяем по формуле (3-63):
А г, = 1,05-0,177-1762-—| ТУ-Ю’ 3=1,67 ом.
4 8
Сопротивление катушки в экране, без учета вносимого сопротивления,
определяем по формуле (3-64):
г' = 9,3 Г1 ,С9 г 7 h3'•-°' -16-У (1 —0,177)2 0,19]= 15,2 ом.
[ Д 2-20	/	]
Полное сопротивление экранированной катушки
г-- 15,2 + 1,67 = 16,87 ом,
а ее добротность
Q = — = 112.
г
Фактическая добротность будет несколько ниже, так как в расчете не
учтены диэлектрические потери. Следует ожидать, что их величина будет
несколько больше потерь примера 3 (г0 -- 0,43 ом).
3-9. Секционированные катушки
Многослойные катушки большой индуктивности (несколько
единиц или десятков мгн) получаются большого диаметра, что
усложняет их изготовление и уменьшает механическую проч-
ность.
Уменьшение наружного диаметра может быть получено как
за счет применения длинных катушек (например с универсаль-
£ 3-9]
Секционированные катушки
133
ной перекрестной намоткой), так и с применением секциони-
рования. Для этого катушка разделяется на ряд последовательно
соединенных секций, каждая из которых представляет нормаль-
ную многослойную катушку с небольшим числом витков
(фиг. 3-28). Число секций может быть от 2 до 8 и более.
Секционированные катушки обладают достаточно высокой
добротностью, допускают в небольших пределах регулировку
индуктивности и имеют пониженную собственную емкость. Они
Фиг. 3-28. Секционирован-
ная катушка
Фиг. 3-29. График значений коэффи-
циента связи k для секционирован-
ных многослойных катушек с одина-
ковыми секциями
применяются как в качестве контурных, в контурах для длин-
ных волн, так и в качестве дросселей высокой частоты.
Расчет секционированных катушек сводится к расчету ин-
дуктивности одной секции. Это можно сделать на основании
следующих соображений.
• Общая индуктивность секционированной катушки, состоя-
щей из п одинаковых секций, равняется:
откуда
L = Lc[n-\-2k(n—\)]f
L =_______-_____
с n + 2k(n- 1)
(3-65)
Здесь Lc—индуктивность секции, a k~коэффициент связи между
смежными секциями (связью между удаленными секциями
пренебрегаем).
Коэффициент связи зависит от размеров секций и расстоя-
ний между ними. Эта зависимость изображена графиком фи-
гуры 3-29. Отношение —— выбирается так, чтобы величина
134
Катушки индуктивности
[Гл. 3
коэффициента связи была в пределах 0,25—0,4. Это получается
при расстояниях Ь^21. При малой связи увеличивается общая
длина катушки, а при большой — на общую индуктивность на-
чинают влиять колебания расстояния между катушками.
Конструктивный расчет каждой секции, т. е. определение
числа витков, диаметра провода и пр., производится обычным
образом.
3-10. Катушки с магнитными сердечниками
Для получения малогабаритных катушек с достаточно вы-
сокой добротностью применяют магнитные сердечники. Катушки
с сердечниками имеют меньшее число витков при заданной
индуктивности, меньшее сопротивление провода и меньшие
размеры. Запас добротности позволяет уменьшить размеры
катушки и приблизить к ней экраны, т. е. получить малога-
баритную катушку с добротностью до 150—250 и выше. Цен-
ным свойством катушек с сердечниками является возможность
подстройки, т. е. изменения индуктивности в небольших пре-
делах, осуществляемого перемещением сердечника.
Указанные преимущества могут быть полностью реализо-
ваны в катушках приемников для длинных, средних и отча-
сти промежуточных волн. В катушках КВ и УКВ применение
сердечников целесообразно лишь для получения подстройки.
Возможность использования магнитных сердечников на ра-
диочастотах впервые была практически осуществлена чл.-корр.
АН СССР А. Л. Минцем и П. Н. Куксенко в 1923 г. Работы
по исследованию свойств сердечников и разработке технологии
их изготовления провели А. С. Займовский, С. А. Турлыгин,
В. И. Евсеев, Н. Н. Шольц и Л. И. Рабкин.
Высокочастотные магнитные материалы. Магнитные сер-
дечники для катушек изготовляются из магнитодиэлектриков
и из ферритов (оксиферов). Рассмотрим основные свойства этих
материалов.
Магнитодиэлектрики представляют конгломерат из размель-
ченного вещества, содержащего железо (ферромагнетик), от-
дельные частицы которого механически связаны между собой
каким-либо диэлектриком. Этот диэлектрик также осуществляет
изоляцию частиц друг от друга. Известны магнитодиэлектрики
из магнетита, альсифера и из карбонильного железа.
.Магнитодиэлектрик „магнетит" получается прессованием
размельченной железной руды магнетит (/77-FeO«n-Fe2O3)
с бакелитовым лаком. Такой магнитодиэлектрик характери-
зуется средними магнитными и электрическими показателями,
низкой стабильностью и невысокой стоимостью. Поэтому сер-
дечники из магнетита могут применяться лишь в простейшей
аппаратуре на частотах,- не превышающих 5—10 мггц.
5 з-Ю]
Катушки с магнитными сердечниками
135
Магнитодиэлектрик „альсифер44 получается прессованием
порошка из сплава альсифер (сплав алюминия, кремния и же-
леза) с бакелитом, или аминопластом. Получаемый магнитоди-
электрик отличается хорошими электрическими и магнитными
показателями и невысокой стоимостью. Ценным его свойством
является отрицательный температурный коэффициент магнит-
ной проницаемости, что позволяет использовать сердечники из
него для катушек с температурной компенсацией.
Для применения на длинных и средних волнах предназна-
чен альсифер РЧ-9; на КВ—альсифер РЧ-6, а для изготовле-
ния ферровариометров для средних и длинных волн—альсифер
ФИ-25, имеющий повышенную проницаемость.
Магнитодиэлектрик „карбонильное железо44 получается прес-
сованием порошкообразного карбонильного железа с бакелитом,
стиролом или аминопластом. Получаемый магнитодиэлектрик
мало подвержен старению, обладает незначительными потерями
и широко применяется на частотах до 30—50 мггц.
Ферриты представляют твердые растворы, имеющие общую
химическую формулу МО-М' OF2O3, в которой М обозначает
такие двухвалентные металлы, как медь, никель, марганец,
магний, а М'—цинк и кадмий. При обжиге прессованной смеси
из солей или окислов этих металлов получается вещество,
представляющее полупроводниковую магнитную керамику, об-
ладающую достаточно стабильными свойствами и высоким
электрическим удельным сопротивлением до 108—109 ом-см.
Последнее обеспечивает малые потери на вихревые токи даже
на очень высоких частотах. Свойства ферритов зависят от ча-
стоты, напряжения магнитного поля и от температуры. При
температурах порядка 80—200° С магнитные свойства пропа-
дают. Недостатком ферритов является их гигроскопичность.
Наилучшими показателями на радиочастотах обладают ни-
кельцинковые ферриты, обозначаемые буквами НЦ и цифрой,
указывающей на величину проницаемости. Они применяются
на частотах до 0,5—1,0 мггц, на которых позволяют изготовлять
миниатюрные катушки с очень высокой добротностью. Феррит
НЦ-250 в основном применяется в ферровариометрах.
Основные свойства высокочастотных магнитных мате-
риалов. Свойства высокочастотных магнитных материалов ха-
рактеризуются магнитной проницаемостью, диапазоном рабочих
частот, потерями и стабильностью.
Магнитная проницаемость определяется отношением индук-
тивности стандартной тороидальной катушки с сердечником из
данного материала к индуктивности такой же катушки без
сердечника. Ее величина зависит от количества и магнитных
свойств магнитной составляющей материала и от технологии
изготовления. Магнитодиэлектрики имеют магнитную проницае-
мость от 6 до 100, а ферриты—от 40 до 2500.
136
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Диапазон рабочих частот определяется допустимыми пре-
делами изменения электрических и магнитных свойств магнит-
ного материала. На частотах выше максимально допустимой
частоты происходит резкое падение магнитной проницаемости
и увеличение потерь; на частотах ниже минимально рекомен-
дуемой понижается эффективность его применения. На низких
частотах выгоднее применить материал с большей магнитной
проницаемостью.
Диапазон рабочих частот в основном определяется разме-
рами зерен магнитной составляющей и диэлектрическими свой-
ствами диэлектрика. Чем меньше размеры отдельных зерен и
чем меньше тангенс угла потерь диэлектрика, тем на более
высоких частотах может работать магнитный материал. В на-
стоящее время магнитные материалы применяются на частотах
до 150—200 мггц\ диаметр зерен железа таких магнитодиэлек-
триков — порядка 0,5—1,0 мкн.
Магнитный сердечник увеличивает сопротивление катушки
за счет потерь на гистерезис, вихревые токи и последействие и
потерь в диэлектрике. Потери оцениваются при помощи соот-
ветствующих коэффициентов потерь: на гистерезис — о2; на вих-
ревые токи -ов и на последействие — оЛ. Значения коэффициен-
тов потерь применяемых материалов приведены ниже.
Стабильность магнитных материалов характеризуется изме-
нением проницаемости и потерь под влиянием температуры
влажности, а также изменением с течением времени (ста-
рение).
Под влиянием температуры изменяется, главным образом,
магнитная проницаемость. Это изменение характеризуется тем-
пературным коэффициентом магнитной проницаемости (ТКМП):
а
Величина ТКМП зависит от сорта магнитного материала и
от условий его изготовления.
Влажность также вызывает изменение магнитной проницае-
мости и диэлектрических потерь. Влагостойкость характери-
зуется относительным изменением этих параметров после пре-
бывания магнитного материала в условиях повышенной влаж-
ности. Повышение влагостойкости достигается пропиткой и
покрытием сердечников негигроскопичными составами.
Изменение магнитной проницаемости с течением времени
вызывается старением ферромагнетика, т. е. медленными изме-
нениями его структуры. Это явление проявляется особенно
резко в магнитодиэлектриках в начальный период после изго-
товления сердечника. В ферритах оно практически отсутствует.
Основные свойства высокочастотных магнитных материалов
приведены в табл. 3-7.
§ 3-10]
Катушки с магнитными сердечниками
137
Таблица 3-7
Основные свойства высокочастотных магнитных материалов
Магнитный материал	Р	V кг3 на 1 э	8в-10~9 на 1 гц	5л-10 3	V10 5 на Г С	% pi за 1 год	fмакс* мггц
Магнетит	6-9	1,0	10	0,5	100—150	—(3-5-10)	5—10
Альсифер РЧ-6	5-6	—	2	—	—4		50
Альсифер РЧ-9	9—10	0,8	4	0,6	—10	0,5	2—3
Альсифер ФИ-25	20—24	1,4	15	1,0	—	—	1,0
Карбонильное железо П-4	11	0,2	5	0,4	10	0	30—50
Феррит НЦ-40	40	8-10	1—2	1-1,5	>100	0	1,0
Феррит НЦ-100	100	20—30	5—10	3—5	>100	0	1,0
Феррит НЦ-250	250	40—50	12—16	4-6	>100	0	1,0
Свойства магнитных сердечников. Магнитные сердечники
могут быть охарактеризованы: 1) действующей магнитной
проницаемостью; 2) коэффициентом использования магнитных
свойств магнитодиэлектрика; 3) степенью увеличения доброт-
ности катушки при наличии сердечника; 4) потерями на гисте-
резис, на вихревые токи и на последействие в магнитной со-
ставляющей и потерями в диэлектрике; 5) стабильностью и
6) диапазоном рабочих частот.
Действующая магнитная проницаемость представляет от-
ношение индуктивности данной катушки с сердечником к ин-
дуктивности этой же катушки, но без сердечника. Ее величина
зависит от магнитной проницаемости магнитного материала,
формы и размеров сердечника и катушки, соотношения между
их размерами и от частоты. Чем большую проницаемость
имеет магнитный материал, чем ниже частота и чем ближе
к виткам катушки расположен сердечник, техм выше его дей-
ствующая проницаемость Отношение действующей проницае-
мости сердечника к проницаемости магнитного материала мо-
жно назвать коэффициентом использования магнитных свойств:
ь =
V' !Л *
Чем больше этот коэффициент, тем полнее использованы маг-
нитные свойства материала.
138
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Индуктивность катушки с сердечником в раз больше ин-
дуктивности той же катушки без сердечника, т. е. LC = ^CL,
Если бы в сердечнике не было потерь, то добротность катушки
с сердечником также увеличилась бы в раз:
Фиг. 3-30. Типы магнитных
сердечников: а — цилиндри-
ческий с резьбой (СЦР); б —
цилиндрический со шпиль-
кой (СЦШ); в — цилиндри-
ческий гладкий (СЦГ); г —
цилиндрический трубчатый
(СЦТ); д и е—катушечные;
ж — броневой с замкнутой
магнитной цепью (СБа); з —
броневой с разомкнутой
магнитной цепью (СБб)
однако из-за наличия потерь в сердечнике это увеличение не-
сколько меньше. Приближенно можно считать, что доброт-
ность катушки с сердечником в раз больше добротности
катушки с такой же индуктивностью, но без сердечника. От-
ношение добротности катушки с сердечником к добротности
этой же катушки, но без сердечника, характеризует потери,
вносимые сердечником в катушку. Это отношение зависит от
$ 3-10]	Катушки с магнитными сердечниками	139
коэффициента использования магнитных свойств материала,
от его коэффициентов потерь и очень сильно — от частоты.
С увеличением частоты потери в сердечнике возрастают, а про-
ницаемость падает; это приводит к падению добротности. Отно-
шение добротности катушки с сердечником к добротности
той же катушки без сердечника может служить мерой для
определения диапазона рабочих частот. Верхней границей ра-
бочего диапазона является частота, при которой это отноше-
ние достигает единицы, хотя допустимо применение сердеч-
ника для регулировки индуктивности и при несколько более
высоких частотах.
Потери, вносимые сердечником в катушку, определяются
при помощи коэффициентов потерь на гистерезис, вихревые
токи и на последействие, величина которых определяется со-
ответствующими значениями коэффициентов потерь магнитного
материала и коэффициентом использования магнитных свойств.
Чем меньше коэффициент тем меньше потери в сердечнике.
Присутствие сердечника влияет на стабильность катушки
из-за изменения его проницаемости. Это влияние также ска-
зывается тем меньше, чем меньше k,}.
Типы магнитных сердечников. Наиболее употребительные
формы сердечников представлены на фиг. 3-30, а их основ-
ные свойства в табл. 3-8.
Наиболее полное использование магнитных свойств дает торо-
идальный сердечник, действующая проницаемость которого
примерно равна проницаемости магнитного материала. Однако
изготовление намотки на таком сердечнике представляет зна-
чительные затруднения, а поэтому на радиочастотах он почти
не применяется.
Простейшими являются цилиндрические сердечники фиг. 3-30,
<z, б, в и г, достоинства которых заключаются в их конструк-
тивной простоте и возможности применения в типовых катуш-
ках без существенного изменения их конструкции, а недо-
статки—в низком использовании магнитных свойств магнитного
материала, которое в основном определяется соотношением
между диаметром D и длиной / катушки и диаметром сердеч-
ника Dc. Чем длиннее катушка и сердечник и чем ближе
диаметр катушки к диаметру сердечника, тем больше
Наибольшее использование магнитных свойств цилиндриче-
ских сердечников получается при следующих условиях:
Dc, мм................. 4	6	7	8	9
D или Do, мм......... 5—6	7—8	8—9	9—11	10—12
Длина однослойной катуш-
ки /, мм.............6—7	9—10	10—12	Ю—14	12—16
Длина многослойной катушки 5—7 мм
Таблица 3-8
£
Свойства магнитных сердечников
Тип сердечника	Области применения	1 k л	Сердечник из карбониль- ного железа			Сердечник из феррита		
			р.	Qe	QdQ		Qc	СУ СУ
Цилиндрический (фиг. 3-30, а, б, в, г)	Катушки усилительных кас- кадов и гетеродинов для средних и длинных волн и ферровариометры		1 0,20-0,35	1,4—2,0	90—190	1,3—1,9	2—10	200—3001	-3
То же	Катушки усилительных кас- кадов и гетеродинов для коротких и ультракоротких волн (только подстройка) .	0,05-0,15	-1,1	100—150	~1	2—5	200	-1
Катушечный (фиг. 3-30, д, е)	Катушки усилительных кас- кадов для длинных и сред- них волн; дроссели высокой частоты 		0,3—0,5	3-5	150—250	2—3	5—25	400—600 2	-5
Броневой (фиг. 3-30, ж, з)	Катушки усилителей проме- жуточной частоты; дроссели высокой частоты		0,4—0,6	3-6,5	125—250	2,5-3,6	10—50	400—600 2	5—7
1	На частотах до 500 кгц; на более высоких — несколько меньше.
2	На частотах 200—250 кгц; на более высоких — несколько меньше.
Катушки индуктивности	\Гл. 3
§ 3-10]
Катушки с магнитными сердечниками
141
Точный расчет величины kv не разработан; для приближен-
ного расчета на фиг. 3-31 представлена его зависимость от
отношения —, а на фиг. 3-32 — поправка на длину. Действую-
ще
щая проницаемость сердечника равняется:
Применение намотки с шагом и многослойной намотки
уменьшает значение # на 10—15%.
Для приближенного определения пределов изменения ин-
дуктивности при перемещении сердечника на фиг. 3-33 пред-
Фиг. 3-31. График зависимости Фиг. 3-32. График поправочного
,	D	коэффициента k
коэффициента^ от отношения —
относительного изменения ин-
ставлены графики зависимости
дуктивности — от положения сердечника. Графики 1 относятся
к сердечнику диаметром 9 мм, а графики 2— к диаметру 6,5 мм.
Промышленностью выпускается большой ассортимент стан-
дартных цилиндрических сердечников из карбонильного железа:
СЦР (сердечник цилиндрический с резьбой) СЦГ (сердечник
цилиндрический гладкий), СЦТ (сердечник цилиндрический
трубчатый) и СЦШ (сердечник цилиндрический со шпилькой).
Сердечники СЦР и СЦШ предназначены в основном
для подстройки катушек. Сердечник СЦР непосредственно
ввинчивается в центральное отверстие каркаса, снабженное
соответствующей резьбой: сердечник СЦШ требует устрой-
ства на каркасе специальной металлической втулки с резьбой,
в которую ввинчивается шпилька. Сердечник СЦГ применяется
в катушках, не требующих регулировки индуктивности, напри-
мер в дросселях высокой частоты, а сердечник СЦТ удобен для
использования в ферровариометрах, так как соединительный
трос может быть пропущен через отверстие.
Фиг. 3-33. Графики зависимости —— oi положения магнитного сердечника
Катушки индуктивности	[Гл. 3
Таблица 3-9
Основные данные цилиндрических сердечников* из карбонильного железа (размеры в мм)
Тип сердечника	СЦР-1	СЦР-2	СЦР-3	СЦР-4	СЦР-5	СЦР-6	СЦР-7	СЦР-8	СЦГ-1	СЦГ-2	СЦТ-1	СЦТ-2	СЦШ-1	СЦШ-2
Dc		1М6	1М6	1М7	1М7	1М8	1М8	1М9	1М9	9,3	9,3	9,3	9,3	9,3	9,3
1с		10	19	10	19	10	19	10	19	10	19	10	19	10	19
Класса А3 .	1,51	1,61	1,61	1,72	1,62	1,82	1,52	1,62	2,12	2,42	22	2,32	22	2,52
Р-с ' Класса Б4 .	l,7i	l,9i	1,71	1,9-	1,72	1,92	1,72	1,92	2,12 I	2,32	1,92	2,22	2,22	2,52
1 При — = 1,25-ь 1,3.
Dc
г При— = 1,1-ь 1,15.
Dc
3 Для частот 200—2000 кгц.
4 Для частот 2—2,5 мггц.
§ 3-10]	Катушки с магнитными сердечниками

144
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Основные данные указанных сердечников приведены в
табл. 3-9, а более подробные — читатель найдет в каталоге
„Радиодетали", изданном БТИ МИСС в 1952 г.
Сердечники катушечной формы (д и е на фиг. 3-30) дают
большее использование магнитных свойств магнитного мате-
риала, но не могут применяться на частотах выше 2,0—2,5 мггц
из-за резкого падения добротности, вызываемого ростом потерь
в магнитном материале и диэлектрике. Они используются в кон-
турах приемников длинных и средних волн и в дросселях
высокой частоты. При изготовлении таких сердечников из
феррита можно получить катушки с добротностью 500—600
при частоте 200—250 кгц.
Сердечники броневого типа выполняются с замкнутой цепью
(фиг. 3-30, <ж) и с разомкнутой (фиг. 3-30, з). Они дают еще
большее использование магнитных свойств материала, но из-за
увеличения потерь с ростом частоты не должны использоваться
на частотах выше 1,5—2,0 мггц. Ценным их свойством является
слабое внешнее поле, что ослабляет паразитные связи и позво-
ляет приблизить экран к самому сердечнику. Они применяются
в различных контурах приемников длинных и средних волн.
Намотка катушек с катушечными и броневыми сердечни-
ками выполняется или „кучей" на специальном каркасе, под-
разделенном на 3—5 секций, или в виде универсальной катушки.
При таких сердечниках диаметр провода не оказывает суще-
ственного влияния на добротность. Повышение добротности
в 1,2—1,5 раза может быть получено при применении для
намотки многожильного провода, состоящего из двух, трех
или четырех изолированных (ПЭ) жил диаметром 0,07—0,1 мм.
Собственная емкость катушек с катушечными и броневыми
сердечниками больше, чем емкость катушек без сердечников.
Это вызывается концентрацией электрического поля и наличием
емкости между обмоткой и сердечником. При полном запол-
нении полости броневого сердечника несекционированной
намоткой CQ = 50 н- 100 пф\ при секционированной Со
- 10-^20 пф.
Для подстройки броневые и катушечные сердечники снаб-
жаются цилиндрическим сердечником типа СЦР, перемещение
которого изменяет индуктивность примерно на 20%, а кату-
шек с разомкнутым сердечником — на 30%. Это понижает
требования к точности изготовления намотки.
Промышленностью выпускается несколько стандартных ти-
пов броневых сердечников из карбонильного железа (обозна-
чаемых СБ). Сердечники типа СБ-la—СБ-5а имеют замкнутую
магнитную цепь, а типа СБ-16 и СБ-26—разомкнутую. Катушки
с такими сердечниками более стабильны. Основные данные
этих сердечников приведены в табл. 3-10.
зо
.. Болгов
Таблица 3-10
Основные данные броневых сердечников из карбонильного железа
(размеры в мм)
Тип сердечника	СБ-1а	СБ-16	СБ-2а	СБ-26	СБ-За	СБ-4а	СБ-5а
D1 		12,3	12,3	23	23	23	28	34
d2 		10	10	18,5	18,5	18	22	27
D3 		6	6	10	10	'11	13	13,5
Hi . 			10,6	10,6	11	11	17	23	28
н2		8,2	8,2	6,2	6,2	12	17	20,4
Подстроечник		М4 X И,5	М4Х Н,5	1М7 X 13	1М7 X 13	1М7 X 19	1М8 X 25	1М8 X 30
A L 3 ~Г’% 		22	35	20	30	20	20	20
Г класса А1		4,5	3	3,7	2,7	4,6	4,7	4,5
Ус ) ( класса Б2		—	—	—	—	6,5	5	5
§ 3-10]	Катушки с магнитными сердечниками
1 Для частот 200—2000 кгц.
2 Для частот 50—200 кгц.
3 Пределы подстройки
146
Катушки индуктивности
[Гл. 3
На частотах ниже 50—70 кгц применяются Ш-образные и
П-образные сердечники, изготовленные из магнитодиэлектри-
ков или ферритов.
Расчет катушек с сердечниками. Расчет числа витков и
определение размеров намотки производятся по формулам,
служащим для расчета катушек без сердечников, причем ра-
счетная индуктивность L принимается равной:
т __ ^зад
У-с
(3-66)
Величина определяется по экспериментальным данным или
на основании вышеприведенных соотношений. I Задавшись ти-
пом намотки и ориентировочными размерами катушки, опреде-
ляют требуемое число витков, при котором получается ра-
счетная индуктивность.
Сопротивление, вносимое сердечником, определяется поте-
рями в сердечнике на гистерезис, вихревые токи и последейст-
вие, а также потерями в диэлектрике. Расчет этих потерь
производится при помощи соответствующих коэффициентов
потерь сердечника 8сг, и ?>сп, величина которых зависит от
значений соответствующих коэффициентов потерь магнитного
материала и от коэффициента k^:
=
<\	1
о	= о к
св	в	Р*
8	= о k
СП	П Iх
(3-67)
Сопротивление, вносимое сердечником (без учета диэлек-
трических потерь, вносимых диэлектриком и проявляющихся
лишь на очень высоких частотах), равняется:
rc =	Д/+ ^Lcocn.	(3-68)
В катушках радиоприемников Н~0, поэтому &LC§CZH^Q.
В катушках радиопередатчиков /7#=0, и потери на гистерезис
могут быть велики.
Расчет потерь, обусловленных проводом, диэлектрическими
потерями в каркасе и изоляции провода, а также за счет соб-
ственной емкости, может быть произведен по формулам, при-
веденным в § 3-6.
Пример 5. Произвести конструктивный расчет катушки с магнитным
сердечником по данным примера 3.
Дано: L = 200 мкгн:, D = 2 см\ I = 3,3 см\ f = 1500 кгц.
Предполагаем применение цилиндрического сердечника из карбониль-
ного железа: pi = 11; Dc = 8 мм\ 1С = 30 мм.
£ 3-10]
Катушки с магнитными сердечниками
147
а)
Фиг. 3-34. Немагнитные сер-
дечники: а — цилиндриче-
ского типа; б—чашечного
Для определения действующей магнитной проницаемости сердечника па
графикам фиг. 3-31 и 3-32 находим коэффициенты k и k. Так как — =
20	I	30
= — = 2,5 и — = — = 3,75, то = 0,14 и k & 1. Тогда действующая про-
8	Dc	8
ницаемость
^=11-0,14.1 = 1,54.
Расчетную индуктивность определяем по формуле (3-66):
л 200 1ОЛ
L =------------=130 мкгн.
1,54
Учитывая необходимость подстройки в
пределах ± 10-н 15%, принимаем расчетную
индуктивность равной 150 мкгн.
Произведя конструктивный расчет катуш-
ки индуктивностью 150 мкгн методом, рас-
смотренным в примере 3, получим:
N = 123; d = 0,18 мм\ d0 = 0,2 мм\ 1 = 3 см\
г0 = 5,3 ом\ rj = 6,58 6м,
с учетом диэлектрических потерь в каркасе.
Для расчета потерь, вносимых сердечни-
ком, по формулам (3-67) определяем коэффи-
циенты потерь:
^сг ~
так как предполагаем Н » 0;
6св = 5-10“9-0,14 = 0,7-10“9;
Ъсп = 0,4-10-3-0,14 = 5,6-10“5.
Сопротивление, вносимое сердечником, определяем по формуле (3-68):
гс = 6,28-1,5-10в-200-10“6 • 0,7-10“9 +6,28-1,5-10е- 200-Ю-6 - б,6-10“5 =
= 2,07 ом.
Полное сопротивление катушки
г = 6,58 + 2,07 = 8,65 ом.
Добротность катушки
Следует ожидать, что фактическая добротность будет несколько меньше,
так как расчет не учитывает диэлектрических потерь в сердечнике и влия-
ния сердечника на эффект близости.
Немагнитные сердечники. Для подстройки индуктивности
катушек КВ и УКВ часто применяются немагнитные сердеч-
ники из меди или латуни (фиг. 3-34). Такие сердечники умень-
шают индуктивность катушки и вносят в нее некоторое со-
противление, а поэтому понижают ее добротность. Практиче-
ски можно получить изменение индуктивности на 3—5% при
падении добротности не больше 10%. Ценным свойством не-
10*
148
Катушки индуктивности
[Гл. 3
магнитных сердечников является высокая стабильность. По-
э£озйу; такие сердечники особенно часто применяются в катуш-
ках для стабильных генераторов и гетеродинов.
Немагнитный сердечник можно рассматривать как коротко-
замкнутый виток, связанный индуктивно с контурной катушкой.
Фиг. 3-36. График зависимости
относительного изменения доб-
ротности катушки с немагнит-
ным сердечником от относи-
тельного изменения ее индук-
тивности
Фиг. 3:35. Графики зависи-
мости относительного изме-
нения индуктивности ка-
тушки от размеров немаг-
нитного сердечника
Поэтому для приближенного расчета влияния таких сердечни-
ков на параметры катушек могут быть использованы формулы,
приведенные для экранированных катушек в § 3-8. Более
точные результаты получаются при использовании эксперимен-
тальных данных. На фиг. 3-35 представлен график зависимости
изменения индуктивности от размеров немагнитного сердечника,
а на фиг. 3-36 — график изменения добротности. Зависимость
изменения индуктивности от положения сердечника показана
на фиг. 3-37, где кривые 1 относятся к сердечнику с диамет-
ром d = 9 мм, а кривые 2—к сердечнику с диаметром d =
= 6,5 мм. При помощи этих кривых можно ориентировочно
выбрать размеры сердечника.
Для постройки катушек УКВ можно применять диэлектри-
ческие сердечники.
3-11. Вариометры
Плавная настройка контуров в пределах широкого диапа-
зона может быть осуществлена при помощи катушек пере-
менной индуктивности, называемых вариометрами. В радио-
Фиг. 3-37. Графика-зависимости--- от положения немагнитного сердечника
150
Катушки индуктивности
[Гл. 3
приемниках массового типа вариометры существенно упрощают
конструкцию блока настройки, уменьшают размеры и удешев-
ляют стоимость. В передатчиках вариометры во многих слу-
чаях позволяют получить высокую стабильность частоты задаю-
щих генераторов и высокий к. п. д. выходных генераторов.
Изменение индуктивности в широких пределах может быть
осуществлено:
1)	путем плавного изменения числа витков однослойной
цилиндрической катушки при помощи ролика или щетки,
скользящей по поверхности провода;
2)	путем изменения взаимной индуктивности между двумя
катушками, соединенными последовательно или параллельно;
Фиг. 3-38. Вариометр с изменяющимся
числом витков
Фиг. 3-39. Вариометр
с взаимоиндукцией
3)	путем перемещения введенного в катушку магнитного
сердечника и
4)	путем перемещения введенного в катушку немагнитного
сердечника.
Каждый из перечисленных способов имеет свои особен-
ности и области применения.
Схема конструкции вариометра с изменяющимся числом
витков (роликового вариометра) показана на фиг. 3-38. Варио-
метр состоит из цилиндрической катушки А, витки которой
расположены на нарезном каркасе из радиофарфора или стеа-
тита. Намотка выполняется с шагом из достаточно толстого
провода диаметром 1,5—2,0 мм. Катушка укреплена на оси,
которая может вращаться от ручки В. К выступающей части
витка прижимается ролик или пружинная щетка D, которая
при вращении катушки скользит по виткам и перемещается
по направляющей С. В зависимости от положения щетки в
контур может быть введено необходимое число витков.
Получение требуемого закона изменения индуктивности
может быть достигнуто приданием каркасу соответствующей
§ 3-11]
Вариометры
151
формы, например конической, а также выполнением намотки
•с переменным шагом.
Достоинством вариометра такого типа является его кон-
структивная простота и возможность изменения индуктивности
в весьма широких пределах; практически минимальная индук-
тивность ограничивается длиной соединительных проводников.
Недостатком является наличие скользящего контакта, вносящего
большие и непостоянные по величине потери. Вариометры
с изменяющимся числом витков наиболее часто применяются
в антенных контурах коротковолновых передатчиков и прием-
никах УКВ. Их расчет производится как расчет обычных
катушек.
Схематическое изображение конструкции вариометра с взаи-
моиндукцией . показано на фиг. 3-39. Вариометр состоит из
двух катушек, одна из которых А может вращаться внутри дру-
гой В. Подвижная катушка называется ротором, а неподвиж-
ная — статором.
При последовательном соединении обмоток ротора и статора
при вращении ротора общая индуктивность изменяется в пре-
делах от LMaKC = Lc + Lp + 2M до LMUH== Lc-\-Lp—2М. Здесь
Lc—индуктивность статора; Lp—индуктивность ротора, а М—
взаимная индуктивность между ними.
Полное изменение индуктивности равно
Д L = LMaKC—LMUH = 4/И,
а коэффициент перекрытия
h =. Lмакс	Lp 4~ Lc 4~ 2М
^мин Lp 4“ Lc 2М
Если Lc = Lp = L, то M = kL; после преобразований получим:
(3-69)
Следовательно, коэффициент перекрытия зависит от коэф-
фициента связи между ротором и статором и растет с его
увеличением.
При параллельном соединении ротора и статора, которое
применяется для получения более высоких частот, максималь-
ная и минимальная индуктивности равны соответственно:
LcLp - М* г _ LcLp — M2
макс Lc + Lp- 2М мин Lc + Lp + 2M*
Коэффициент перекрытия и в этом случае определяется со-
отношением (3-69).
Сопряжение областей изменения индуктивности при после-
довательном и параллельном соединении обмоток получается
при (Lp^Lc~2M)* = LpLc-M*.
152
Катушки индуктивности
[Гл. 3
На практике применяются три конструкции вариометров со
взаимной индуктивностью: цилиндрические с намоткой, рас-
положенной по окружности (как показано на фиг. 3-39); ци-
линдрические с намоткой, расположенной по образующей
цилиндров, и шаровые с намоткой, расположенной по поверх-
ности шара.
Наиболее простым в выполнении является вариометр с на-
моткой, расположенной по окружности. Для возможности вра-
щения ротора необходимо, чтобы выполнялись условия:
Dp~ (0,6+ 0,7) Dc и 1С = (0,6 +0,7) 1С.
При таких соотношениях коэффициент
чается не более 4—5. Изменение взаимной
перекрытия полу-
индуктивности про-
исходит приблизительно по за-
кону:
/И ^макс COS
где угол между осями
ротора и статора.
Для некоторого увеличе-
ния коэффициента перекрытия
внутрь вариометра вводят маг-
нитный сердечник, который
увеличивает связь между ро-
тором и статором, что увели-
Фиг. 3-40. Цилиндрический варио-
метр с намоткой по образующим
цилиндров
/—статор; 2— ротор; 3— ось
чивает максимальную индуктивность и резко уменьшает ми-
нимальную индуктивность.
Цилиндрические вариометры с намотками, расположенными
по образующим цилиндров, позволяют получить коэффициент
перекрытия до 6—10. Схематическое изображение устройства
такого вариометра показано на фиг. 3-40.
В шаровых вариометрах ротор и статор являются частями
сферы, на поверхности которых уложены витки. Такое устрой-
ство позволяет получить сильную связь между ротором и
статором и коэффициент перекрытия до 12—20. Ценным свой-
ством шарового вариометра являются близкий к линейному
закон изменения частоты.
Последние два типа вариометров иногда применяются в
задающих генераторах диапазонных стабильных передатчиков.
Для этого детали ротора и статора делаются из ультрафар-
фора или высокочастотного стеатита, а намотка наносится ме-
тодом вжигания, причем витки статора располагаются на внут-
ренней поверхности его каркаса. Зазор между витками ротора
и статора определяется из условия электрической прочности,
обычно он равен 0,7—1,5 мм.
Каркасы вариометров пониженной стабильности делаются
из пластмассы или из керамики.
§ 3-11]
Вариометры
153
Расчет вариометров заключается в выборе размеров ротора
и статора, в определении числа их витков и в определении
взаимной индуктивности между ними. Обычно расчет произво-
дится путем последовательных приближений. Добротность
вариометров с взаимоиндукцией не поддается точному расчету
и определяется лишь приближенно, по общему сопротивлению
ротора и статора. Добротность максимальна при максимальной
индуктивности и минимальна при минимальной индуктивности.
Если такой вариометр является основной или единственной
индуктивностью контура, то при настройке по диапазону актив-
ное сопротивление почти не изменяется, так что добротность
прямо пропорциональна длине волны и обратно пропорцио-
нальна частоте. Это справедливо при неизменной емкости
контура.
Вариометры с магнитным сердечником, называемые ферро-
вариометрами, особенно часто применяются в приемниках.
Возможность такого использования магнитных материалов
была впервые указана и практически осуществлена П. Н. Кук-
сенко и А. Л. Минцем еще в 1923 г. Вариометр состоит из
цилиндрической катушки, внутрь которой вдвигается цилиндри-
ческий сердечник с высокой магнитной проницаемостью—из
альсифера ФИ-25 или феррита. Длина сердечника выбирается
в 5—10 раз больше его диаметра, который близок к диаметру
намотки, так что D—Dc = 0,51,0 мм. Коэффициент пере-
крытия при сердечнике из альсифера достигает 10—12, а при
сердечнике из феррита 25—30 и более.
При экранировании коэффициент перекрытия ферроварио-
метра уменьшается примерно на 50%. М. Р. Капланов пока-
зал, что это явление можно значительно ослабить, поместив
между экраном и обмоткой цилиндр из магнитного материала.
Наружный цилиндр значительно увеличивает коэффициент
перекрытия.
Устройство простейшего ферровариометра, применяемого в
автомобильном приемнике (а) и ферровариометра с наружным
цилиндром из магнитного материала (б) показано на фиг. 3-41.
На этой фигуре Л —намотка; В—каркас из пластмассы; С—
сердечник; D—тяга; Е— выводы; F— наружный цилиндр из
магнитного материала; О—экран.
Ферровариометры легко могут сопрягаться для одновремен-
ной настройки нескольких контуров. На фиг. 3-42 показана
схематическая конструкция двухконтурного агрегата настройки,,
где Л—шнуровая передача; В—натяжная пружина.
Получение электрического сопряжения достигается приме-
нением или сердечников различных диаметров, или катушек
с различным расположением витков.
Значительные пределы изменения индуктивности могут быть
получены в катушках с сердечником из феррита путеАм воз-
154
Катушки индуктивности
[Гл. 3
.действия на последний постоянным магнитным полем, создавае-
мым, например, постоянным магнитом, или за счет подмагни-
чивания сердечника. При изменении положения магнита или
изменении подмагничивающего тока ферровариометры, осно-
ванные на этом принципе, дают изменение индуктивности более
чем в 100 раз.
Вариометры с немагнитными сердечниками осуществляются
в виде катушки, внутри которой вращается короткозамкнутый
Фиг. 3-41. Ферровариометры
виток, имеющий индуктивность Le. Изменение положения этого
витка изменяет вносимое в катушку реактивное сопротивление.
Коэффициент перекрытия такого вариометра равен:
Д J	2
kL = \ н---=	(3-70)
т. е. определяется коэффициентом связи между витком и ста-
тором.
Индуктивность витка и коэффициент связи вычисляются
во формулам, приведенным выше. Диаметр статора выбирается
на основании обычных соображений.
Для получения прямочастотного закона настройки ротор
.делают в виде шара, на поверхности которого нанесены один
или два короткозамкнутых витка. Ось вращения ротора рас-
полагается под углом 45° к оси статора. Добротность варио-
метра при частоте 3—4 мггц и индуктивности 4—6 мкгн состав-
ляет 150—130; угловой диапазон равен 230°. Точный расчет
$ 3-11]
Вариометры
155
таких вариометров неизвестен. Конструкция основных деталей
показана на фиг. 3-43.
Вариометры с короткозамкнутым витком весьма стабильны,
поэтому они часто применяются в задающих каскадах передат-
чиков. В приемниках иногда применяется настройка при по-
Фиг. 3-42. Агрегат настройки с ферровариометром
мощи диска из немагнитного материала, перемещаемого около
поверхности плоской катушки. Такой метод настройки прием-
ников был впервые предложен и практически осуществлен
Фиг. 3-43. Вариометр с короткозамкнутым витком
1—статор; 2—ротор; 3—короткозамкнутый виток
А. К. Балихиным в 1925 г. В передатчиках с помощью таких
дисков или короткозамкнутых витков из толстого провода
иногда производят точную подгонку индуктивности цилиндри-
ческих катушек.
Конструкция осей, подшипников и тому подобных элемен-
тов вариометров аналогична конструкции таких же элементов
конденсаторов переменной емкости (см. § 2-6).
156
Катушки индуктивности
[Гл. 3
3-12. Стабильные катушки
Рассмотрим вопросы, связанные со стабильностью парамет-
ров катушки при изменении температуры и влажности.
Температурная стабильность. Под влиянием температуры
происходит изменение линейных размеров, изменение дейст-
вующего диаметра намотки, вызываемого изменением распре-
деления тока по сечению, и изменение собственной емкости
катушки. Общий ТКИ катушки определяется совместным дей-
ствием всех перечисленных факторов.
Известно, что индуктивность катушки определяется ее раз-
мерами D и Z, которые изменяются под влиянием температу-
ры. Выражение для ТКИ катушки, вызываемого тепловым рас-
ширением (геометрическая составляющая ТКИ), имеет вид:
а£г=	4" (aD—а0	5” ’	(3‘71)
1 + /
Здесь
aD—коэффициент линейного расширения диаметра;
az—коэффициент линейного расширения длины и
k = 0,37-4-0,45—коэффициент, зависящий от отношения —
катушки. Меньшие значения этого коэффициента соот-
ветствуют коротким катушкам.
В катушках с осажденной или горячей намоткой витки проч-
но скреплены с поверхностью каркаса; поэтому aD = az = a.
При этом aZ2 = a, т. е. геометрическая составляющая ТКИ та-
кой катушки полностью определяется коэффициентом линей-
ного расширения каркаса.
Для ее понижения следует делать каркасы из диэлектриков
с малым значением коэффициента линейного расширения,
например из ультрафарфора, а в исключительных случаях
(например, для точной измерительной аппаратуры)—из плавле-
ного кварца. Каркасы из органических диэлектриков непригод-
ны для изготовления стабильных катушек. Практически вели-
чина геометрической составляющей az? = 5-4-8* 10~6.
В катушках с холодной намоткой провод непрочно скреп-
лен с каркасом катушки. Приближенно можно принять, что
значение определяется коэффициентохМ линейного расшире-
ния материала провода, а az—коэффициентом линейного расши-
рения материала каркаса. Обычно aD > az, поэтому при мно-
гократном изменении температуры между проводом и поверх-
ностью каркаса образуются зазоры, вызывающие необратимые
изменения индуктивности. Катушки такого типа не стабильны.
§ 3-12]
Стабильные катушки
157
В катушках с бескаркасной намоткой ар и аг определяются
коэффициентом линейного расширения провода алр, т. е. “Лг~
~апр. Из-за наличия упругих сил, возникающих в проводе
при его сворачивании в спираль, ТКИ таких катушек неустой-
чив, поэтому они также нестабильны.
Второе слагаемое полного ТКИ катушки вызывается изме-
нением действующего диаметра намотки из-за изменения раз-
меров проводящего ток сечения провода.
Выше было сказано, что в катушке ток высокой частоты
протекает лишь по частям сечения проводника, имеющим форму
луночек, обращенных выпуклой стороной внутрь катушки.
Размеры этих луночек (при
постоянной частоте) зависят
от глубины проникновения
тока, определяемой удель-
ным сопротивлением провод-
ника, поэтому они зависят
от температуры. На фиг.
3-44 показано, что дейст-
вующий диаметр катушки
определяется размерами лу-
ночек. При повышении тем-
пературы действующий диа-
метр (следовательно, и ин-
дуктивность) катушки уве-
личивается, а при понижении—уменьшается. Так, на фиг. 3-44
действующий диаметр D' соответствует более высокой темпе-
ратуре, чем действующий диаметр D"; ТКИ, обусловленный
этим явлением, равен: 
=	(3-72)
-----Dr-------.
к----------JJ --------
Фиг. 3-44. Зависимость действующего
диаметра катушки от температуры
Здесь 7-коэффициент, равный для катушек с плоским про-
возом 1000—1500, а для катушек с круглым проводом (при
z > 10) - 2000.
Для ослабления рассмотренных явлений применяют намотку
с шагом из тонкого провода или из ленты, при которых эффект
близости проявляется слабее. В таких катушках а£б = 2н-
-4-5* 10-6, т. е. меньше составляющей ТКИ за счет теплового
расширения.
Третье слагаемое полного ТКИ катушки вызывается изме-
нением собственной емкости от изменения размеров каркаса,
шага намотки и величины диэлектрической проницаемости
каркаса.
Изменение шага намотки от температуры мало влияет на
величину собственной емкости; при т > 4d с этим изменением
158
Катушки индуктивности
[Гл. 3
можно практически не считаться. Также незначительно влияние
изменения диаметра каркаса. Основной причиной, вызывающей
изменение собственной емкости, является изменение диэлек-
трической проницаемости каркаса. Соответствующее значение
ТКИ определяется следующим выражением:
„=«.£•	(3-73)
Здесь
а,—ТКДП каркаса;
Сод—емкость через диэлектрик;
С—полная емкость контура.
Для уменьшения этого слагаемого ТКИ увеличивают ем-
кость контура и применяют нанесенную намотку, витки кото-
рой расположены по ребру нарезных каркасов. При намотке
круглым проводом применяют гладкие каркасы из диэлектри-
ков с малым значением температурного коэффициента диэлек-
трической проницаемости, например из высокочастотного стеа-
тита и ультрафарфора, и в исключительных случаях—из плав-
леного кварца. При этом получается а£С= 1-?-2-10“6. При
расположении витков в пазе нарезных каркасов или на кар-
касах из органических диэлектриков значение этой состав-
ляющей ТКИ возрастает.
Необходимо отметить, что при работе катушки вблизи ее
собственной частоты составляющая ТКИ за счет собственной
емкости резко возрастает и может быть в несколько раз выше
указанного значения.
Влияние экрана на ТКИ катушки обусловливается измене-
нием размеров экрана и катушки и влиянием экрана на рас-
пределение тока по сечению провода.
Слагаемое ТКИ, обусловленное непосредственным влия-
нием экрана на индуктивность, равняется:
•х. «(«.-.) 5^? •	(3-74)
Здесь
^—коэффициент линейного расширения экрана;
aD—коэффициент линейного расширения диаметра катушки.
При обычных медных или алюминиевых экранах эта состав-
ляющая ТКИ может достигать (20-4-40)-10-6. Для ее умень-
шения экраны делают из материалов с малым значением аа ,
например из инвара, высокочастотной керамики, а отношение
D
увеличивают до 2,5—3 и выше.
§3-12]
Стабильные катушки
15»
Фиг. 3-45. Катушка
с термокомпенсацией
Составляющая ТКИ, обусловленная влиянием экрана на рас-
пределение тока по сечению провода, в большинстве случаев,
достаточно мало влияет на полный ТКИ катушки и может не
учитываться.
Стабильность генератора зависит от стабильности доброт-
ности катушки, так как она влияет на частоту контура и глав-
ное—на режим работы. Установлено, что добротность катушки,
изменяется примерно на 10% на каждые 30°С изменения тем-
пературы. Это влияние проявляется тем
сильнее, чем выше частота, меньше
добротность катушки, меньше крутизна
характеристики лампы генератора и
больше ее емкость сетка—катод. Поэ- .
тому оно особенно сильно сказывается
на УКВ.
ТКИ катушки может быть понижен
в 1,5—2 раза при помощи термокомпен-
сации. Для этого внутри катушки по-
мещается немагнитный (медный, алюми-
ниевый) сердечник А (фиг. 3-45), кото-
рый при повышении температуры при-
ближается к крайним виткам и уменьшает
индуктивность катушки. Коэффициент
линейного расширения сердечника дол-
жен быть больше коэффициента расширения каркаса. Такая
термокомпенсация (или самокомпенсация) катушки уменьшает-
ее индуктивность и добротность и при недостаточно тща-
тельном выполнении увеличивает КТНИ. В катушках пони-
женной стабильности, например многослойных, термокомпен-
сацию целесообразно осуществить при помощи магнитных
сердечников из альсифера, имеющего отрицательный ТКМП.
Методы расчета стабильных катушек подробно изложены в
книге С. С. Аршинова „Температурная стабильность частоты
лампового генератора".
Влагостойкость. Защита катушек от влаги осуществляется
пропиткой и покрытием (обволакиванием) намотки негигроско-
пичными составами и герметизацией. Для пропитки применяют
церезин, парафин, полистирол и различные компаунды с малой
диэлектрической проницаемостью и низкими потерями (tg 8 <
< 10-10-4), для обволакивания — преимущественно компаунды.
Пропитка несколько увеличивает собственную емкость и ди-
электрические потери и понижает стабильность катушки. По-
крытие почти не влияет на эти параметры. Основные данные
материалов, применяемых для пропитки и покрытий, приведены
в приложении.
160
Катушки индуктивности
[Гл. 3
3-13. Дроссели высокой частоты
Дросселем высокой частоты называют катушку, включае-
мую в цепь для преграждения пути токам высокой частоты.
Эквивалентная схема дросселя представлена на фиг. 3-46.
Здесь Ldp—индуктивность дросселя, гдр—его активное сопро-
тивление и Со—собственная емкость. Собственная частота дрос-
селя равняется: <о0 = -у=._
V LdpCo
Для частот ниже резонансной полное сопротивление этого
контура, приблизительно равное w>Ldp, имеет индуктивный ха-
L	рактер. Достаточно большое со-
гзР__ противление получается при от-
ww	носительно небольшой индукти-
____________________________________________	 вности. Такой дроссель имеет
Со	сравнительно небольшое число
--------1|-------- витков, небольшие размеры и
«Фиг. 3-46. Эквивалентная схема
, дросселя высокой частоты
низкое омическое сопротивление.
Его целесообразно применять в
цепях питания и им аналогичных.
Ценным его свойством является то, что различные потери
лишь увеличивают полное сопротивление дросселя и мало ска-
зываются на его действии. В таких дросселях возможно при-
менение сердечников из магнитодиэлектриков и даже из транс-
форматорных сталей.
Дроссели для схем параллельного питания должны иметь
достаточно большую индуктивность и небольшую собственную
емкость. Поэтому собственная частота такого дросселя ока-
зывается ниже минимальной частоты контура, и его сопротив-
ление, равное —, будет иметь емкостный характер, т. е.
<оС0
зависеть не от величины индуктивности, а от величины соб-
ственной емкости.
Дроссель такого типа имеет много витков, а следовательно,
и высокое омическое сопротивление. Потери в нем оказывают
существенное влияние на параметры контура. Применение та-
ких дросселей для фильтрации цепей питания нецелесообразно
как из-за их омического сопротивления, так и из-за больших
размеров.
Потери в дросселе вызываются потерями в проводнике и
потерями в диэлектрике. В схемах параллельного питания
сопротивление, вносимое в контур потерями в проводнике,
равняется:
“МН1-	(3-75)
\ ^др/
§ 3-/3]
Дроссели, высокой частоты
161
Здесь гдр и Ldp—активное сопротивление и индуктивность дрос-
селя, a LK~индуктивность контура.
Сопротивление, вносимое в контур диэлектрическими поте-
рями в дросселе, равняется:
(3-76)
где Cod—составляющая собственной емкости дросселя через
диэлектрик, a tgо—тангенс угла потерь материала каркаса
дросселя или изоляции провода.
В контурах с фиксированной настройкой можно использо-
вать дроссели с меньшей индуктивностью, собственная частота
которых будет выше частоты контура. Включение такого дрос-
селя в схему изменяет индуктивность и добротность контура.
Их величины при этом будут равны:
г __ LKLdp
э J ।	’
К । ^др
Q — QfcQdp ~t~ ^др)
QKLK Одр—др
При работе дросселя на собственной частоте его полное
сопротивление активно и имеет максимальное значение. Однако
знак и величина полного сопротивления меняются при измене-
нии частоты, поэтому настроенные дроссели имеют ограничен-
ное применение.
Для более подробного исследования поведения дросселя в
широком диапазоне его следует рассматривать как сложную
систему с распределенными постоянными, в которой возникают
как параллельные, так и последовательные резонансы. После-
довательные резонансы могут возникнуть также в контуре,
образованном одной или несколькими секциями дросселя и
паразитной емкостью на корпус. На частотах последователь-
ных резонансов сопротивление дросселя резко падает, и его
нормальное действие нарушается.
Для нормальной работы дросселя в широком диапазоне
необходимо, чтобы частоты последовательных резонансов ле-
жали вне рабочего диапазона. Это достигается уменьшением
паразитных емкостей и разделением обмотки на ряд неравных
секций, причем наибольшую индуктивность должна иметь сек-
ция, находящаяся под наибольшим потенциалом высокой ча-
стоты. Конструктивно дроссели выполняются в виде однослой-
ной или многослойной катушки.
Для дросселей длинных и средних волн применяется сек-
ционированная многослойная намотка. Высококачественные
В. А. Всигов
162
Катушки индуктивности
[Гл. 3
дроссели такого типа составляются из 5—10 узких (Z — 1,5 н-
2,5 мм) катушек универсальной намотки из провода ПЭ или
ПЭШО; дроссели среднего качества обычно имеют простую
Фиг. 3-47. Устройство дросселей высокой частоты: а — для длинных волн;
б — для широкого диапазона (длинные и средние волны); в — для средних
волн; г — для коротких волн; д — дроссель накала со стальным сердечни-
ком; е— дроссель для УКВ; ж — фильтр питания УКВ
/—металлизация; 2— пайка; «/—шасси; 4—разрез
многослойную намотку, отдельные секции которой наматы-
ваются в узкие пазы на каркасе из пластмассы. С целью
уменьшения собственной емкости намотка берется диаметром
5—10 мм. Длина намотки обычно в 4—6 раз больше ее диа-
метра. Для уменьшения размеров дроссели такого типа не-
редко снабжаются магнитным сердечником.
§ 3-13]
Дроссели высокой частоты
163
лей УКВ
Дроссели для коротких и для метровых волн обычно имеют
сплошную однослойную или секционированную многослойную
намотку; дроссели для диапазона дециметровых волн имеют
обмотки с равномерным или с переменным, т. е. так назы-
ваемым прогрессивным шагом. В качестве каркаса часто
используются керамические стержни от непроволочных сопро-
тивлений типа ВС-0,5—ВС-1,0. Для уменьшения размеров
и омического сопротивления каркасы дросселей питания УКВ
целесообразно делать из маг-
нитодиэлектрика или фер- до
ритов. Дроссели с неболь-
шим числом витков (5 — 8),	70
диаметром 2,5—3,0 мм, мож-
но делать бескаркасными.	5D
Внешний вид дросселей по-	__
казан на фиг. 3-47.
Расчет дросселей заклю-	ю
чается в определении индук-	2
тивности, собственной емко-
сти и сопротивления.	фиг
Индуктивность дросселей
для схем параллельного
питания выбирается в 10—20 раз больше индуктивности кон-
тура. Индуктивность дросселей цепей питания может быть
ориентировочно выбрана по табл. 3-11.
Таблица 3-11
Индуктивность дросселей питания
мггц		До 0,5	1	5	10
L(/p, мкгн		1	10-Юз	250—1500	80—400	30—150
П родолже ни е
л 		20	50	100	200	500
Ll)p, мкгн		15—80	4—25	1,7-8	0,6—2,5	0,15—0,4
Меньшие значения индуктивности относятся к дросселям
накала.
Диаметр провода выбирается по плотности тока, равной
2-3 а'мм1-, падение напряжения на дросселе накала допус-
кается 10—15% от напряжения питания.
11:-
164
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Расчет числа витков дросселя производится обычными при-
емами расчета катушек индуктивности.
Для определения числа витков дросселей УКВ можно вос-
пользоваться графиками фиг. 3-48, где график I относится к
дросселю с диаметром намотки 10 мм и длиной 20 мм, а гра-
фик //—к дросселю с диаметром намотки 5,5 мм и длиной 12 мм.
Диаметр провода в обоих случаях 0,17 мм.
3-14. Конструкция катушек индуктивности
Конструкция катушки должна быть по возможности простой
и дешевой в производстве, при обязательном обеспечении вы-
полнения заданных электрических - показателей.
Каркас. Каркас катушки в значительной степени определяет
ее стоимость и электрические параметры.
Катушки радиовещательных приемников должны иметь ми-
нимальную стоимость при средних электрических показателях.
Поэтому целесообразно каркасы для них делать из пласт-
масс и из бакелизованных трубок.
Каркасы для катушек с повышенными показателями следует
делать из более высококачественных диэлектриков — по-
листирола, эскапона, радиофарфора. Для высокостабильных
катушек могут применяться только каркасы из высокочастотной
керамики: на ультракоротких, коротких и промежуточных
волнах—из ультрафарфора и высокочастотного стеатита, на
средних и длинных волнах—также из радиофарфора.
Наиболее употребительны сплошные каркасы; ребристые
каркасы целесообразно применять лишь в катушках большого
диаметра, имеющих значительную емкость через диэлектрик,
употребляемых в мощных каскадах радиопередатчиков.
Размеры каркаса определяются общими конструктивными
соображениями и требуемой добротностью, так как чем больше
диаметр, тем будет выше добротность. Практически для одно-
слойных катушек приемников D = 12	20 мм\ для катушек
передатчиков малой мощности D = 20:-60 мм; для мно-
гослойных универсальных катушек Do = 6—13 мм (но не выше
20—25 мм).
Три конструкции каркасов катушек радиовещательных при-
емников показаны на фиг. 3-49. Каркас а изготовлен из гети-
наксовой трубки; каркасы б и в—из пластмассы.
Намотка. Способ намотки определяется диапазоном, разме-
рами катушки и стабильностью. Катушки усилительных каска-
дов приемников при частотах до 500 кгц обычно имеют сек-
ционированную простую или универсальную намотку, а катушки
дли частот выше 1,5—2 мггц—однослойную намотку. На часто-
тах 0,5—1,5 мггц может применяться как однослойная, так и
многослойная намотка.
# 3-14]
Конструкция катушек индуктивности
165
Способ намотки катушек с сердечниками в основном опре-
деляется величиной индуктивности. При индуктивности порядка
1—2 мгн и более целесообразно применять секционированную
многослойную или универсальную намотки, подразделенные
на 3—5 секций, из провода диаметром 0,1—0,2 мм. При ин-
дуктивности 100—200 мкгн такую же намоткуг. можно делать
Фиг. 3-49. Конструкции каркасов
1—контакты для выводов; 2— элементы крепдения к шасси
из литцендрата. При индуктивности 1—2 мкгн следует при-
менять сплошную однослойную намотку из провода ПЭ или
ПЭШО диаметром 0,5—1,0 мм.
В передатчиках в основном применяются однослойные ка-
тушки. Стабильные катушки также имеют однослойную намотку,
выполненную методом вжигания или „горячим“ способом.
Для намотки многослойных и однослойных катушек со
сплошной намоткой применяются изолированные провода ПЭ
и ПЭШО; для катушек с шагом — неизолированный провод
МГМ, покрытый слоем серебра.
Точность. Точность получения индуктивности определяется
допусками на размеры каркаса и провода и качеством намотки.
Практически точность индуктивности получается в многослой-
ных катушках 5—10%; со сплошной однослойной намоткой -
Катушки индуктивности
[Гл. 3
3—5%; с однослойной намоткой с шагом на нарезном каркасе—
1—3% ис осажденной намоткой — 0,5—1 %. В двух последних
типах точность индуктивности примерно равна точности диа-
метра каркаса.
Требования к точности индуктивности определяются назна-
чением катушки. В сопрягаемых контурах требуемая точность
определяется количеством и добротностью контуров; обычно
она равна 0,2—0,5%, повышаясь при увеличении числа конту-
ров и их добротности; точность несопрягаемых контуров мо-
жет быть 1—3%; точность индуктивности контуров, определяю-
Фиг. 3-50. Подстройка однослойных
катушек
7—отодвигаемая секция; 2—отодвигаемый ви-
ток; 3—отгибаемый виток;4—короткозамкнутое
кольцо
Фиг. 3-51. Подстройка
многослойных катушек
7—подвижная секция; 2—кон-
турная катушка; 3— катушка
' связи
щих градуировку, обусловливается точностью градуировки.
Требуемая точность почти всегда выше той, которую можно
получить при изготовлении катушек; поэтому катушки снаб-
жаются приспособлением для подстройки, позволяющим изме-
нять индуктивность в пределах ± (2-4-15)%.
Методы подстройки. Наиболее простой способ подстройки
заключается в сматывании витков. Несмотря на простоту, он
неудобен, а поэтому применяется лишь для подгонки много-
слойных катушек с большим числом витков.
В катушках с однослойной намоткой с шагом из толстого
провода подгонку индуктивности в пределах ± (2-н 5) % произ-
водят перемещением отвода. Этот способ особенно часто при-
меняется в передатчиках.
Подстройка однослойных катушек в пределах ± (2 н-3)%
производится отодвиганием крайних витков. Для этого 3—4
§ 3-14]
Конструкция катушек индуктивности
167
Фиг. 3-52. Катушки с симметричными
намотками: а — бифилярная; б — пе-
рекрестная
требования, чем к контурным,
крайних витка выделяются в отдельную секцию, положение
которой после регулировки закрепляется клеем (фиг. 3-50,а).
Увеличение числа витков секции мало сказывается на пределах
регулировки. В катушках КВ и УКВ подстройка обычно про-
изводится отодвиганием (фиг. 3-50,б) или отгибанием (фиг.
3-50,в) лишь одного витка, или перемещением короткозамкну-
того кольца (фиг. 3-50,г), или диэлектрического сердечника.
В многослойных секционированных катушках подстройку
осуществляют перемещением дополнительной секции (фиг. 3-51).
Число витков подвижной ка-
тушки выбирается порядка
20—30% от общего числа вит-
ков; при этом пределы регу-
лировки получаются ± (10-4-
15)%.
Для получения подстройки
широко применяют магнитные
и немагнитные сердечники,
которые значительно повы-
шают точность регулировки.
Катушки связи. Катушками
связи являются катушки связи
с антенной, с лампой и т. д. Во
многих случаях к таким ка-
тушкам в отношении точности,
стабильности и добротности
предъявляются менее жесткие
поэтому они могут наматываться из тонкого провода (0,08—
0,15 мм). Это уменьшает их размеры и ослабляет влияние
массы металла катушки на контур; катушки связи из толстых
проводов могут значительно снизить индуктивность и доброт-
ность контура.
Симметричные катушки. При намотке однослойных кату-
шек обычными способами вывод средней точки не обеспечи-
вает точного равенства обеих половин как из-за неизбежного
различия их индуктивностей, так и из-за различия емкостей
их выводов относительно шасси. Для получения необходимой
симметричности применяют специальные методы намоток, две
конструкции которых изображены на фиг. 3-52.
Бифилярная намотка а выполняется проводом, сложенным
вдвое; соединение концов обеих половин по чертежу обеспе-
чивает необходимую симметрию. Катушки с такими намотками
допускают настройку магнитными или немагнитными сердеч-
никами без существенного нарушения симметрии.
Перекрестная намотка б сложнее в изготовлении, но
обеспечивает более точное равенство обеих половин. Ценным
ее достоинством является возможность настройки катушек
168
Катушки индуктивности
[Гл. 3
магнитным или немагнитным сердечниками, без нарушения
симметрии.
Применяются такие обмотки для катушек связи с симмет-
ричным фидером, для контуров дискриминаторов и т. п.
Симметричные многослойные обмотки обычно выполняются
в виде двух равных многослойных катушек.
Фиг. 3-53. Катушки для метровых волн: а — с осажденной по ребру на-
резки намоткой; б — с витками, изготовленными отливкой под давлением;
в — экранированная катушка (Л — 1,26 мкгн) с холодной или горячей на-
моткой; г — с магнитным или немагнитным сердечником (контур промежу-
точной частоты для 60—100 мггц)
Катушки УКВ. Катушки для частот до 60—80 мггц обычно
имеют каркас диаметром 5—20 мм из ультрафарфора, стеа-
тита, полистирола. Намотка выполняется из провода холодным
или горячим способом нанесением (вжиганием) или путем
литья под давлением, в зависимости от требований к стабиль-
ности. При необходимости катушки снабжают магнитным или
немагнитным сердечником и экранируют обычными экранами.
Типы катушек этого, диапазона показаны на фиг. 3-53.
Катушки для частот выше 100 мггц имеют всего 1—3 витка,
поэтому их обычно делают бескаркасными (кроме стабильных
катушек). Часто индуктивность выполняют в виде короткозамк-
нутой двухпроводной линии. Катушки приемников выполняют
из провода круглого сечения диаметром 1 — 1,5 мм\ катушки
передатчиков — из плоской ленты шириной 2- 5 мм. Для умень-
шения потерь проводники покрывают слоем серебра. Конструк-
ции применяемых катушек показаны на фиг. 3-54, а, бив.
£ 3-14]
Конструкция катушек индуктивности
169
Там же показаны катушки, состоящие из одного витка, при-
меняемые на более высоких частотах (фиг. 3-54, г и д).
На частотах выше 200 мггц применяются катушки из труб-
чатого проводника, позволяющие существенно упростить кон-
струкцию каскадов. Такая катушка для частот 200—215 мггц
показана на фиг. 3-55. Катушка изготовлена из медной посе-
Фиг. 3-54. Бескаркасные катушки УКВ на 100—150 мгец'. а — приемника;
б ив—мощного каскада передатчика; г — одновитковая катушка проме-
жуточного каскада; д — то же, приемника
/—катушка связи; 2— переходный конденсатор; 3—дроссель в. ч.; /—утечка сетки; 5—ламповые
контакты; конденсатор настройки
ребренной трубки диаметром около 3 мм и имеет четыре витка
диаметром 10 мм. Емкостью контура являются междуэлек-
тродные емкости лампы, а настройка производится при помощи
посеребренного медного сердечника А. Усилительные каскады,
в которых используется такой контур, выполнены по схеме
с заземленной сеткой (фиг. 3-56). Для устранения влияния на
контур емкости катод — подогреватель выводам накала лампы
дан потенциал высокой частоты катода. Это достигается при-
соединением одного вывода накала непосредственно к трубке,
а второго — к проводнику В, расположенному внутри трубки.
Для надежного уравнивания высокочастотных потенциалов
этого проводника и трубки, на высокочастотных концах
170
Катушки индуктивности
[Гл. 3
последней расположены проходные конденсаторы С дискового
типа емкостью по 100 пф.
Такая конструкция катушки исключает из схемы ряд бло-
кировочных и переходных конденсаторов.
Вариометры УКВ. Для настройки контуров УКВ в преде-
лах широкого диапазона целесообразно применять вариометры.
Применение вариометров, помимо упрощения конструкции,
Фиг. 3-55. Катушка из трубчатого провода
1 —металлизация
позволяет получить высокую характеристику	навеем
диапазоне и тем самым существенно повысить резонансное
сопротивление.
Вариометры, применяемые на УКВ, можно разделить на
следующие типы: вариометры с магнитными и немагнитными
сердечниками и вариометры со скользящим контактом.
Вариометры с магнитным или немагнитным сердечником
состоят из цилиндрической катушки, внутрь которой вдви-
гается сердечник. Магнитный сердечник выполняется из кар-
бонильного железа или из феррита, а немагнитный — из посе-
ребренной меди или латуни. Для получения сопряженной
настройки сердечники спариваются. Три конструкции спарен-
ных вариометров, применяемых в радиоприемниках, изображены
на фиг. 3-57. Диаметр сердечников обычно выбирается 5—6 жж;
в простейших конструкциях катушки делаются бескаркасными.
Вариометры с магнитными сердечниками применяются на
£ 3-14]
Конструкция катушек индуктивности
171
от соотношения размеров
4
и
Фиг. 3-56. Схема усилителя с катушками конструкции фиг. 3-55
частотах до 50—70 мггц, а с немагнитными — до 200—220 мггц.
Перекрываемый диапазон зависит
сердечников и катушек и обычно
составляет 1,3—1,4 при магнитных
сердечниках и 1,05—1,15 при не-
магнитных.
Расширение перекрываемого
диапазона может быть получено
при сочетании магнитного и не-
магнитного сердечников, попере-
менно вдвигаемых внутрь катушки.
На фиг. 3-58, а изображена кон-
струкция вариометра, в котором
роль немагнитного сердечника вы-
полняет плоский экран. При введе-
нии этого экрана между витками
двухвитковой катушки происходит
уменьшение индуктивности послед-
ней за счет уменьшения индуктив-
ности каждого витка (из-за размаг-
ничивающего действия экрана) и за
счет уменьшения взаимной индук-
тивности между витками. Коэффи-
циент диапазона получается по-
рядка 1,2—1,3; добротность — 150 —
200. Необходимый закон изменения
частоты обеспечивается приданием
экрану соответствующей формы.
На рис. 3-58, б показано устройство
такого вариометра с вращающимся
ротором.
Вариометры со скользящим кон-
тактом могут быть выполнены с
катушкой цилиндрического типа и
с плоской катушкой. Конструкция
таких вариометров с цилиндриче-
ской катушкой (фиг. 3-59) не отли-
чается существенно от описанной
в § 3-11 для более низких частот.
Особое внимание обращается на
уменьшение переходного сопро-
тивления контакта и на снижение
начальной индуктивности. Для этого
контактная щетка и провод ка-
тушки делаются из серебра и оба
конца катушки снабжаются контактными щетками (3
на фиг. 3-59). При числе витков катушки, равном десяти,
172
Катушки индуктивности
[Гл. 3
Фиг. 3-57. Агрегаты настройки УКВ с вариометрами с магнитными и не-
магнитными сердечниками
/—катушка; 2—сердечник; 3—направляющая планка (тяга); 4—ламповые панельки; 5-шасси
$ 3-14]
Конструкция катушек индуктивности
173
Фиг. 3-58. Вариометры с экраном
/—двухвитковая катушка из ленты; 2—медный или латунный экран; 3—вывода
Фиг. 3-59. Вариометры со скользящим контактом; с цилиндрической ка-
тушкой: а — конструкция отдельного вариометра; б—принципиальная схе-
ма; в — конструкция блока вариометров
У—катушка; 2-контактные кольца (от концов катушки); 3 и 4— неподвижные контактные щетки;
5—подвижная щетка; 6-направляющая щетки; 7—вывод от направляющей
174
Катушки индуктивности
[Гл. 3
L — 1,0 мкгн, LMUH = 0;02 мкгн. Для сопряженной настрой-
ки такие вариометры выполняются в виде i-блока. Электриче-
ское сопряжение настроек осуществляется включением парал-
Фнг. 3-60. Катушка плоского ва-
риометра со скользящим контак-
том
I- основание из пластмассы или керамики;
2—витки из ленты; 3 — выводы
дельных и последовательных со-
прягающих катушек.
Конструкция плоской катуш-
ки для вариометра со скользя-
щим контактом показана на
фиг. 3 60. При такой катушке
конструкция блока получается
более простой и компактной.
Максимальная индуктивность та-
кого вариометра несколько мень-
ше предыдущего, например,
при шести витках LMaKC = 0,6
0,7 мкгн, a Awzzrt = 0,014 мкгн.
Увеличение индуктивности со-
пряжено с увеличением диаметра
катушки.
Вариометры со скользящим контактом применяются на ча-
стотах до 200—220 мггц.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ШИРОКОДИАПАЗОННЫЕ КОНТУРЫ ПЕРЕХОДНОГО ТИПА
4-1. Общие сведения о широкодиапазонных контурах
Термином „широкодиапазонные контуры переходного типа41
обозначают особую группу контуров, допускающих плавную
настройку в пределах широкого диапазона на ультракоротких
волнах. Такие контуры состоят из сосредоточенной емкости и
Фиг. 4-1. Устройство простейших широкоднапазонных контуров
распределенной вдоль элементов их конструкции индуктивно-
сти. Они применяются в волномерах, измерительных генера-
торах, в приемниках дециметрового диапазона и в маломощ-
ных передатчиках дециметрового и метрового диапазонов.
Основным достоинством этих контуров является то, что их
размеры значительно меньше размеров резонансных линий
соответствующего диапазона.
Примером простейшего широкодиапазонного контура яв-
ляется контур, состоящий из конденсатора переменной емкости
с разделенным статором, с максимальной емкостью порядка
25 пф, и витка индуктивности, который образуется элементами
конструкции конденсатора (фиг. 4-1, а и б).
Контуры такого типа применяются на частотах до 400 —
176
Широкодиапазонные контуры переходного типа
[Гл. 4
500 мггц.1 Их достоинством является простота изготовления и
удобство механического сопряжения. Для более высоких
частот и для расширения перекрываемого диапазона при-
меняют контуры, в которых осуществляется одновременное
изменение индуктивности и емкости. В таких контурах виток
индуктивности и конденсатор являются элементами единой
конструкции; индуктивность и емкость при настройке изме-
няются одновременно, подобно тому как это имеет место при
настройке резонансных линий; поэтому их условно называют
контурами переходного или смешанного типа.
Широкодиапазонные контуры можно разделить на контакт-
ные и бесконтактные. Каждый из этих типов имеет несколько
конструктивных вариантов выполнения.
4-2. Контуры контактного типа
Контур контактного типа состоит из конденсатора пере-
менной емкости А и витка индуктивности В (фиг. 4-2). На
роторе конденсатора укреплена контактная щетка С, которая
скользит по внутренней поверхности
витка и вводит в контур ту или иную
его часть. Элементы конструкции
расположены так, что при враще-
нии ротора в сторону увеличения
емкости одновременно увеличи-
вается и действующая часть витка.
Внутренний диаметр витка контура
на диапазон 60—650 мггц равен
70 мм; число пластин конденсатора
11; добротность 200—300. Графики
изменения частоты, емкости и индук-
тивности показаны на фиг. 4-3.
а в
•Фиг. 4-2. Контур контактного
типа (60—660 мггц)
Несколько измененная конструк-
ция контактного контура на диапазон 400—1600 мггц показана
на фиг. 4-4. При повороте ротора емкость контура изменяется
за счет изменения зазора между специальной накладкой А и
эксцентричной втулкой В, насаженной на ось; дополнительная
щетка С, укрепленная на конце витка, замыкает его нерабо-
тающую часть, что устраняет возможность появления создавае-
мых им резонансов. Изменение индуктивности витка осущест-
вляется при помощи щетки D.
Достоинством контактных контуров является простота уст-
ройства и возможность перекрытия широкого диапазона; недо-
статком — наличие скользящего контакта, вносящего большие
1 Контуры обычного типа практически трудно изготовить на частоты
выше 200—250 мггц.
f 4-2]
Контуры контактного типа
177
и непостоянные по величине потери. Кроме того, такие кон-
туры не могут быть использованы в симметричных схемах и
не дают возможности осуществления постоянной по диапазону
связи. Это объясняется тем, что при перестройке изменяется
распределение напряжения вдоль дуги контура, что вызывает
зависимость индуктивной или кондуктивной связи от положе-
ния ротора.
Расчет контуров контактного типа производят для мини-
мальной частоты заданного диапазона, т. е. для максимальных
Фиг. 4-3. Графики изменения /, L и С
контура фиг. 4-2
Фиг. 4-4. Контур контактного
типа (400—1600 мггц)
значений индуктивности и емкости, которые поддаются доста-
точно точному определению. Выбрав размеры дуги, т. е. диа-
метр D и ширину /?, определяют индуктивность (в мкгн) по
формуле:
L = 2я£) (2,31g —— 0,5^—• 10-3.	(4-1)
\ ’ s Ь /360	v '
Здесь угол '? представляет центральный угол, который охва-
тывает действующую часть дуги (250—270°). Формула точна
при b < D и при ср, близком к 360°.
Требуемая емкость конденсатора равняется:
 25,3-108
макс	&
макс' мин
Здесь L выражается в мкгн, f—в мггц, С—в пф, D и Ь — ъ
см. Расчет очертания пластин конденсатора обычно произво-
дится графическими методами по заданному закону изменения
емкости. Приближенно минимальная частота контура обратно
пропорциональна его диаметру.
12 В. А. Вочгов
178
Широкодиапазонные контуры переходного типа
[Гл. 4
Добротность контура определяется активным сопротивле-
нием витка, переходным сопротивлением контакта и сопротив-
лением излучения. Первое слагаемое приближенно может быть
определено как сопротивление току высокой частоты прямо-
линейного проводника, имеющего размеры действующей части
дуги, например, по формуле (1-16). Обычно это сопротивление
достаточно мало и не имеет существенного значения. Сопро-
тивление излучения приближенно может быть определено по
формуле:
'и.«~20’'2(тет)4’	(4*2)
где D — диаметр дуги и X — длина волны, выраженные в оди-
наковых единицах.
Переходное сопротивление контакта оказывает большое
влияние на добротность контура, но его величина может быть
определена лишь экспериментально. Обычно оно равно 0,01 —
0,001 ом.
Контуры контактного типа применяются, главным образом,
в волномерах.
4-3. Контуры бесконтактного типа
Фиг. 4-5. Несимметрич-
ный контур бесконтакт-
ного типа (400—1200 мггц)
Несимметричные контуры бесконтактного типа. Более
высокими электрическими показателями обладают контуры бес-
контактного типа. В таких контурах из-
менение емкости также производится
при помощи конденсатора, а изменение
индуктивности — за счет размагничиваю-
щего действия металлического ротора,
расположенного внутри витка. Из-за
отсутствия скользящего контакта доб-
ротность бесконтактных контуров выше и
более постоянна, чем добротность конту-
ров контактного типа.
В зависимости от конструкции конту-
ры бесконтактного типа разделяются на
несимметричные и симметричные. Кон-
струкция несимметричного контура на
диапазон 400 — 1200 мггц показана на
фиг. 4-5. Индуктивность контура обра-
зуется металлической дугой Л, на кон-
цах которой укреплены -секторы В>
образующие статорную систему конденсатора переменной ем-
кости. В центре расположен сплошной металлический ротор С,
изолированный от остальных деталей конструкции, являющийся
ротором конденсатора и немагнитным сердечником. Положение
§4-3]
Контуры бесконтактного типа
179
этого ротора определяет значения индуктивности и емкости
контура. Например, в положении I (фиг. 4-6) ротор введен
в статор, но выведен из полости дуги; емкость и индуктивность
контура максимальны. В положении IV ротор выведен из ста-
Фиг. 4-6. Принцип действия несимметричного контура бесконтактного типа
тора, но заполняет внутреннюю полость дуги; емкость и ин-
дуктивность контура минимальны. В промежуточном положе-
нии II емкость и индуктивность больше, чем в промежуточном
положении III. Этот контур имеет угловой диапазон 180°.
Конструкция несимметричного контура с угловым диапазо-
ном в 120° схематически изображена на фиг. 4-7. Такие кон-
Фиг. 4-8. Устройство контуров бесконтактного
типа
Фиг. 4-7. Устройство не-
симметричного контура
бесконтактного типа с
угловым диапазоном 120е
туры имеют большую емкость, а поэтому применяются на
более низких частотах.
Контуры бесконтактного типа имеют коэффициент диапазона
порядка 3,5—4. Это объясняется относительно небольшими
пределами изменения индуктивности [kL < 2). Получение более
высоких или более низких частот достигается изменением раз-
меров дуги и конструкции конденсатора переменной емкости.
На фиг. 4-8 представлены формы сечения дуги и устройство
12*
180
Широкодиапазонные контуры переходного типа
[Гл. 4
пределения

П
Фиг. 4-9. Схема включе-
ния удлинительной ка-
тушки
конденсатора для низких (а), средних (б) и высоких (в) частот.
Для получения частот порядка 30—40 мггц и ниже в дуге
контура делают разрез (фиг. 4-9), в который включают удли-
нительную катушку Ьудл, которая может замыкаться пере-
ключателем П. Включение удлинительной катушки позволяет
получить kf до 10 -12.
Контурам бесконтактного типа свойственна зависимость рас-
тока и напряжения вдоль дуги от положения ро-
тора. Это затрудняет осуществле-
ние постоянной по диапазону индук-
тивной или кондуктивной связи.
Для уменьшения зависимости связи
от положения ротора, последнему
придается такая форма, при которой
он мало влияет на величину ин-
дуктивности дуги; изменение ча-
стоты в этом случае в основном
определяется изменением емкости.
Расчет бесконтактных контуров
производят по минимальной частоте
диапазона. Ход расчета аналогичен
рассмотренному в § 4-2. Максималь-
ная частота определяется лишь
приближенно по предполагаемому
коэффициенту диапазона. Наружный диаметр контура D выби-
рается по табл. 4-1; длина контура может составлять 1,0—1,50.
Добротность бесконтактных контуров определяется актив-
ным сопротивлением витка, потерями в роторе и излучением.
На высоких частотах первые слагаемые малы и не поддаются
точному расчету; потери на излучение могут быть определены
по формуле (4-2). Для уменьшения потерь на излучение кон-
туры экранируют. Добротность неэкранированных контуров
равняется 300—600, а экранированных — до 1000. Контуры рас-
сматриваемого типа применяются в измерительных генераторах,
смесителях и гетеродинах приемников и в передатчиках малой
мощности на частотах от 40 до 700 мггц.
Таблица 4-1
Наружные диаметры контуров бесконтактного типа, мм
1макс, мггц	Несимметричный контур	Симметричный контур
100	110—125		
300	90-110	130—150
600	60—70	90—100
1000	50—60	50—60
§ 4-3]
Контуры бесконтактного типа
181
Симметричные контуры • бесконтактного типа. Принцип
действия симметричного контура аналогичен принципу дейст-
вия обычных бесконтактных контуров. В положении / (фигура
4-10) индуктивность и емкость контура минимальны, в поло-
жении ///—максимальны. В положении // индуктивность и
емкость имеют некоторые промежуточные значения. Можно
считать, что полная индуктивность контура образуется индук-
тивностью дуг abc и а'Ь'с', соединенных параллельно; емкость
контура определяется емкостью между статорами d и е и ро-
Фиг. 4-10. Принцип действия симметричного контура
бесконтактного типа
тором /, соединенными последовательно. Поэтому индуктивность
и емкость такого контура получаются меньше, а максимальная
частота выше, чем для несимметричного контура. Симметрич-
ные контуры обладают большей механической жесткостью, что
обеспечивает более высокую стабильность. Некоторым их не-
достатком является небольшой угловой диапазон, равный 90 .
Для получения определенного закона изменения частоты пла-
стинам ротора придается специальная, отличная от полукруглой
форма. При этом уменьшается влияние ротора на индуктив-
ность контура, что облегчает осуществление постоянной связи,
но уменьшает коэффициент диапазона.
Расчет симметричных контуров бесконтактного типа также
производится по минимальной частоте диапазона. Максималь-
ная индуктивность (в мкгн) определяется по формуле:
Lмпкс = 1,060 (2,3 1g - - 2) • 10"3.	(4-3)
Здесь D — внутренний диаметр дуги, а а и b — размеры ее
поперечного сечения, выраженные в см.
Требуемая величина емкости определяется по индуктивно-
сти и частоте; расчет переменного конденсатора производится
182	Широкодиапазонные контуры переходного типа	[Гл. 4
обычными методами. Наружный диаметр контура выбирают по
табл. 4-1. Потери в таких контурах не поддаются расчету.
Верхняя частота диапазона определяется лишь приближенно,
по коэффициенту диапазона, который в контурах, включенных
в схему, равен 3—5, а в контурах, не включенных в схему, 5—10.
На фиг. 4-11 изображен симметричный контур на диапазон
220—1100 мггц, наружный диаметр которого равен 63 мм.
Добротность этого контура изменяется по диапазону в преде-
лах 300—650, а резонансное сопротивление — 8000— 9800 ом.
Фиг. 4-11. Симметричный
контур бесконтактного
типа (220—1100 мггц)
Деления шкал» •
Фиг. 4-12. Графики изменения /, L
и С контура фиг. 4-11
Графики изменения индуктивности, емкости и частоты пред-
ставлены на фиг. 4-12.
Симметричные контуры бесконтактного типа применяются
в различных генераторах, смесителях и гетеродинах приемни-
ков на частотах от 100 до 1500 мггц.
На основе изложенных принципов создано значительное
количество конструкций контуров. Например, для работы
с маячковыми лампами предназначен контур, изображенный
на фиг. 4-13, перекрывающий диапазон 500—800 мггц. Индук-
тивность этого контура создается внутренним кольцом ро-
тора Л, емкость — конденсатором В. Влияние индуктивности
статора устраняется замыкающим его элементом С. Анод
маячковой лампы вставляется в гнездо D, а сетка соединяется
с внутренней частью кольца ротора при помощи специаль-
ных пружин (не показанных на чертеже). Основные данные
широкодиапазонных контуров приведены в табл. 4-2.
Конструкция бесконтактных контуров. Конструкция бес-
контактных контуров во многом аналогична конструкции
конденсаторов переменной емкости. Статор и ротор контура
образуются набором пластин соответствующей формы, между
§4-3]
Контуры бесконтактного типа
183
Таблица 4-2
Основные данные широкодиапазонных контуров
Тип контура	f макс у мггц	kf	Q	Основное применение
Контактный ....	1500	До 11	300-600	Широкодиапазон-
Несимметричный бес- контактный . . .	1500	4—5	До 1000	ные волномеры Контуры гетеро- динов и смеси-
Симметричный бес- контактный . . .	1500—1800	4—5	> 1000	телей То же
которыми прокладываются кольца (в статоре) или шайбы (в
роторе), обеспечивающие необходимый зазор. Собранный пакет
Фиг. 4-13. Симметричный контур
для маячковой лампы
Фиг. 4-14. Устройство статоров
контуров бесконтактного типа
/—кольцо; 2— шайбы
стягивается при помощи винтов или заклепок. Три возможные
конструкции статора показаны на фиг. j 4-14; наиболее совер-
шенной из них является конструкция ; фиг 4-14/1. Толщина
пластин выбирается порядка 0,7—1,0 мм\ величина зазора между
разноименными пластинами не менее 0,3—0,5 мм. При мень-
ших зазорах усложняется сборка контура, а при больших—
увеличиваются его размеры. Пластины обычно делаются из
посеребренной листовой латуни или, для уменьшения веса,—
из алюминия.
Для изоляции ротор собирается на керамической оси или
на керамической втулке, укрепленной на металлической оси;
крепление статора также производится при помощи керамиче-
ских изоляторов.
Пример. Рассчитать симметричный контур, имеющий минимальную ча-
стоту fMUH = 150 мггц.
Максимальная частота такого контура приблизительно равна fMaKC -
150-4 = 600 мггц. По табл. 4-1 выбираем наружный диаметр контура
£>10 см. Выбираем также высоту дуги b = 2,5 см и ширину дуги а --
- - 0,5 см.
184
Широкодиапазонные контуры переходного типа
[Гл. 4
Максимальную индуктивность определяем по формуле (4-3):
£ ист = 1,06-ю72,31g 184---------2)-10~3^ 22,2-Ю-3 мкгн.
г 2,5 + 0,5	/
Требуемая максимальная емкость контура должна быть:
25,3-103
Смаке	~	~ ~ 50,6 Пф.
22,2-10“ 3-1502
Выбираем зазор между краем пластины ротора и внутренней поверхно-
стью дуги равным 1,0 мм (при больших зазорах ослабляется влияние ротора
на индуктивность, а при меньших — затрудняется сборка); получаем, что
диаметр ротора будет равен:
Dpom = 100—(2,5 + 2,1) ---- 88 мм,
или 8,8 см. Выбираем диаметр выреза на статоре dcm = 1,5 см. Считаем, что
центральный угол, охватывающий ротор (или статор), равен 90° (фиг. 4-10).
Расчет конденсатора может быть произведен на основании следующих
соображений.
— d2 )
С ТП / гр
-------- . Так как обе
Активная площадь каждой секции равна —. ____________________ ________
секции включены в контур последовательно (конденсатор с разделенным ста-
тором), то емкость контура равна половине емкости секции. Поэтому емкость
такого конденсатора определяется выражением:
D2 — d2
CvaKC=- рот - ст (п~1).
114,6 d
Здесь п— общее число пластин, a d — зазор между пластинами. Решая
это уравнение относительно d, получим:
D2 - d2
d = UPom «ст	n
114,6tZ
В нашем случае выберем п — 9; тогда получаем d = 0,11 см или 1,1 мм.
Так как высота контура дуги равна 25 мм, то толщины пластин следует
взять равными:
,	25-1,1(9-1)
dni~------------— — 1,8 мм.
9
4-4. Конструкции каскадов на контурах бесконтактного типа
Бесконтактные контуры применяются во входных цепях, сме-
сителях и гетеродинах приемников, в различных генераторах
и измерительных приборах.
На фиг. 4-15 изображена конструкция смесительного блока
широкодиапазонного (100—300 мггц) приемника. Контур сме-
сителя укреплен внутри прямоугольного корпуса при помощи
металлического угольника Л, соединяющего одну секцию
статора с корпусом. Смесительная лампа В (6С1Ж) располо-
жена на контуре, около его входных точек. Анод лампы бло-
кируется на корпус конденсатором С, одной обкладкой кото-
§ 4-4] Конструкции каскадов на контурах бесконтактного типа
185.
рого является угольник А, а второй—металлическая пластинка,
соединенная с анодом. В качестве диэлектрика применена по-
серебренная слюда. Накал на лампу подается по экранирован-
ному проводу F, укрепленному вдоль дуги контура. Это со-
общает нити накала высокочастотный потенциал катода и
устраняет вредное влияние емкости катод—нить накала на кон-
тур. Центральный проводник антенного фидера присоединен
Фиг. 4-15. Смесительный блок приемника (100—3G0 мггц'у. I — гетеродин-
II — смеситель
/—вход; 2—ротор; 3—выводы накала; 4— выход к УПЧ
к дуге контура в точке D. Это создает кондуктивную связь,
величина которой не постоянна и зависит от положения ро-
тора. Диаметр контура 105 мм\ максимальная индуктивность
40-10-3 мкгн\ максимальная емкость 112 пф\ перекрываемый
диапазон 75—300 мггц.
Контур гетеродина имеет диаметр 115 мм и перекрывает
диапазон 100—350 мггц. Лампа гетеродина Е (6С1Ж) укреплена
над контуром на специальном угольнике. Анод лампы а при-
соединяется к контуру непосредственно, а сетка г—через се-
точный конденсатор G емкостью 25 пф. Анодное напряжение
подается на контур через сопротивление R в 10000 ом; второй
конец этого сопротивления присоединен к блокировочному
конденсатору Н, расположенному на корпусе устройства. Один
из выводов накала присоединяется непосредственно к корпусу,
а второй блокируется на корпус конденсатором J. Напряжение
накала подводится по экранированному проводу.
186
Широкодиапазонные контуры переходного типа
[Гл. 4
Расстояние между смесителем и гетеродином выбрано так,
что напряжение, наводимое гетеродином в контуре смесителя,
обеспечивает нормальное преобразование. Для удобства на-
стройки оба контура механически спарены. Принципиальная
схема блока показана на фиг. 4-16.
На фиг. 4-17 представлена конструкция смесителя с кристал-
лическим детектором на диапазон 300—1000 мггц. На контуре
диаметром 63 мм укреплен кристаллический детектор D. Одним
контактом детектор соединен с контуром, а вторым через бло-
Фиг. 4-16. Принципиальная схема блока фиг. 4-15
кировочный конденсатор С—с последующим усилителем. Связь
с контуром зависит от положения точки А. Обычно связь вы-
бирается с точки зрения получения необходимой полосы про-
пускания. На минимальной частоте добротность Q=170, а на
максимальной Q = 20. Связь между антенной и контуром кон-
дуктивная; внутренний проводник антенного фидера присоеди-
нен к некоторой точке В на дуге контура, а наружный про-
водник фидера — к центру дуги в точке Е.
На фиг. 4-18 изображена несколько иная конструкция сме-
сителя с кристаллическим детектором на диапазон 100—500 мггц.
Контур гетеродина А имеет конструкцию, аналогичную ге-
теродину фиг. 4-15 (на фиг. 4-18 лампа и вспомогательные
детали гетеродина не показаны).
Ненастраиваемый контур смесителя образуется дугой В;
детектор D включен между этой дугой и центральным про-
водником антенного фидера. Проводник Е служит для присое-
динения смесителя к усилителю промежуточной частоты; кон-
денсатор С является блокировочным для токов высокой частоты.
Такие смесители могут быть использованы и на более высо-
ких частотах.
£ 4-4] Конструкции каскадов на контурах бесконтактного типа
187
На фиг. 4-19 представлена конструкция гетеродина, пере-
крывающего с переключением диапазон от 40 до 500 мггц.
Фиг/4-17. Смеситель (300—1000 мггц)
2—вход; 2— выход
Фиг. 4-18. Смеситель (100—500 мггц)
Контур гетеродина имеет диаметр около 115 мм; он перекрывает
диапазон 115—500 мггц	Для расширения диапазона в
Фиг. 4-19, Гетеродин (40—500 мггц)
Фиг. 4-20. Спаривание контуров
бесконтактного типа
7—анодный контакт; 2— сеточный контакт;
3—лампа
сторону низких частот в разрез дуги переключателем П вклю-
чается удлинительная катушка £, с которой перекрывается
диапазон 40—115 мггц. Лампа гетеродина А (6С1П) укреплена
188
Широкодиапазонные контуры переходного типа
[Гл. 4
на контуре так, что соединительные проводники имеют длину
в несколько миллиметров. Анод лампы присоединяется к кон-
туру непосредственно, а сетка—через сеточный конденсатор С.
Напряжения анода и накала подаются через дроссели высокой
частоты 12 и Z3 и проходные конденсаторы С\ и С2. Так
как контур находится под анодным напряжением, то преду-
смотрена его изоляция от корпуса. Связь со смесителем осу-
ществляется при помощи витка Lce.
При использовании бесконтактных контуров на высоких ча-
стотах в однотактных схемах гетеродинов значительное влияние
приобретают паразитные емкости между корпусом и различ-
ными частями контура. Особенно опасны емкости между корпу-
сом и анодным и сеточным секторами контура, которые могут
нарушить условия самовозбуждения и вызвать паразитные коле-
бания высших частот. Для устранения влияния паразитных
емкостей применяют специальные конструкции и способы вклю-
чения таких контуров. На фиг. 4-20 схематически изображена
конструкция, состоящая из двух контуров бесконтактного типа^
предназначенная для работы с лампами с дисковыми выводами.
В этой конструкции оба контура включены параллельно и
соединены с анодом и сеткой лампы. Для сохранения симмет-
рии при различных положениях роторов, последние механиче-
ски сопрягаются так, что их вращение происходит в проти-
воположных направлениях. При диаметре роторов порядка
25 мм частота такой системы получается около 1000 мггц.
4-5. Контуры цилиндрического типа
Цилиндрический контур состоит из двух коаксиальных ме-
таллических цилиндров, разрезанных по образующей вдоль всей
длины. Внешний цилиндр неподвижен, а внутренний может
поворачиваться вокруг своей оси на 180°. Индуктивность кон-
тура приближенно равна индуктивности внешнего цилиндра,
а минимальная емкость — емкости между противоположными
краями разреза внешнего цилиндра. При повороте внутреннего
цилиндра индуктивность контура практически остается неиз-
менной, а емкость изменяется за счет появления добавочной
емкости между противоположными краями внешнего цилиндра
и поверхностью внутреннего цилиндра. Положение цилиндров
при максимальной (а) и минимальной (б) частоте показано на
фиг. 4-21. Коэффициент диапазона получается порядка 2—3.
Потери в таких контурах в основном вызываются излучением;
их добротность может достигать 2000—3000.
Цилиндрические контуры просты в изготовлении и могут
перекрыть с переключением очень широкий диапазон. Неко-
торым недостатком является трудность их использования с лам-
пами с дисковыми выводами.
$ 4-5]
Контуры цилиндрического типа
189
Вдоль цилиндров образуются длинные, почти эквипотен-
циальные по высокой частоте линии, удобные для включения
ламп с двойными выводами, расположенными на противопо-
ложных сторонах колбы; например жолудя 6F4. Выводы сетки
присоединяются к одному краю внешнего цилиндра, а выводы
от анода—через емкость к другому краю (фиг. 4-22). Такое
включение дает возможность генерирования частот до 0,8—0,9
от резонансной частоты лампы. Например, контур диаметром
«51 мм, имеющий зазор между цилиндрами 0,4 мм, с лампой
Фиг. 4-21. Устройство цилиндри-
ческого контура
..^3
фиг. 4-22. Конструкция гетеро-
дина с цилиндрическим контуром
и лампой 6F4
1—анодный конденсатор; 2—ротор;
3 -лампа
6F4 (/о=14ОО мггц, Свх=2 пф) перекрывает диапазон 450—
1050 мггц. Индуктивность контура равна 10-10 Змкгн\ емкость
зазора—0,5 пф и емкость между цилиндрами 13,5 пф. На
фиг. 4-23 приведены кривые добротности этого контура без
экрана (кривая /) и при расположении его в медном (кривая II)
и медном посеребренном (кривая ///) экранах диаметром 76 мм
и длиной 102 мм.
Для расширения диапазона в сторону высоких частот на
роторе и на статоре делаются дополнительные разрезы. При
двух разрезах на роторе и статоре угловой диапазон сокра-
щается до 90°, коэффициент диапазона—до 1,1 —1,2, а макси-
мальная частота увеличивается в 1,25 — 1,3 раза.
Для расширения перекрываемого диапазона в дополнитель-
ный разрез на внешнем цилиндре включаются удлинительные
катушки, конденсаторы или отрезки линий (фиг. 4-24). При
пяти сменных комплектах дополнительных элементов генератор
может перекрыть диапазон 6 — 500 мггц.
Расчет цилиндрических контуров сводится к определению
размеров цилиндров, при которых получается требуемая ин-
190
Широкодиапазонные контуры переходного типа
[Гл. 4
дуктивность и емкость. Индуктивность цилиндрического кон-
тура определяется индуктивностью внешнего цилиндра; ее
величина (в мкгн) при b'j>> D может быть рассчитана по
приближенной формуле'
.	98,5-Р» 1ГЬ-з
4.5D + 106
(4-4)
Здесь £)—диаметр цилиндра, а Ь—его длина, выраженные в см.
Фиг. 4-23. Кривые зависимости
добротности цилиндрического кон-
тура от частоты
Фиг. 4-24. Расширение
диапазона с помощью
сменных элементов
Минимальная емкость
определена как емкость
Фиг. 4-25. Конструкция ротора
цилиндрического контура
контура приближенно может быть
между противоположными краями
внешнего цилиндра. Максималь-
ная емкость контура не поддается
точному расчету.
Добротность экранированного
контура
_	25,6-lQ^2
(4,5D + 10Z>)D2/3
(4-5)
Здесь все размеры должны быть выражены в см, а частота
в мггц.
Сопротивление излучения может быть определено по фор-
муле (4-2).
Закон изменения частоты определяется формой ротора.
На фиг. 4-25 показана форма ротора, при которой полу-
чается изменение частоты по логарифмическому закону. Кон-
структивно такой ротор делают из керамического цилиндра,
на внешней поверхности которого наносят слой металлизации.
#4-5]
Контуры цилиндрического типа
191
Для сравнения на фиг. 4-26 приведены кривые, характери-
зующие зависимость частоты от положения ротора, в двук
случаях: а—для сплошного полуцилиндрического ротора и б —
для ротора формы фиг. 4-25.
Фиг. 4-26. Кривые зависимости частоты цилиндри-
ческого контура от формы ротора: а — сплошной
полуцилиндрический ротор; б—ротор формы
фиг. 4-25
В табл. 4-3 приведены некоторые данные практически
выполненных конструкций контуров цилиндрического типа.
Таблица 4-3
-Данные контуров цилиндрического типа
Тип ротора	Диаметр ротора, мм	Диапазон, мггц
Кольцевой металлический 		19	550—1300
То же		25	380-1000
» »		29	320— 830
» »		50	4,50—1050
Кольцевой, из слоя металлизации на ке- рамическом каркасе 		22	460— 960
Полуцилиндрический сплошной		24	620—1250
То же		29	540-1130
Для устранения влияния паразитных емкостей применяют
параллельное включение двух контуров, подобное изображен-
ному на фиг. 4-20.
ГЛАВА ПЯТАЯ
РЕЗОНАНСНЫЕ ЛИНИИ
5-1. Общие свойства резонансных линий
Резонансные линии представляют короткие	от-
резки длинных линий, используемые в качестве контуров. Они
являются характерным примером колебательных контуров с
распределенными постоянными, так как индуктивность и ем-
кость распределены вдоль их длины.
Достоинством резонансных линий являются высокие элек-
трические показатели и простота конструкции. Ниже показано,
что их добротность может достигать нескольких тысяч, резо-
нансное сопротивление — нескольких сот тысяч ом, а их ста-
бильность соизмерима со стабильностью кварца. Кроме того,
они могут иметь весьма совершенную экранировку.
Недостатком резонансных линий является то, что при их
применении на метровых и более длинных волнах они приоб-
ретают недопустимо большие размеры. В основном они при-
меняются на дециметровых волнах, а в передатчиках средней
и большой мощности на метровых и иногда на высокочастотном
участке коротких волн.
На практике применяются линии типов: концентрические
(коаксиальные) и двухпроводные.
Концентрические линии состоят из двух коаксиальных
труб. Это обеспечивает наличие больших проводящих поверх-
ностей с оч^нь малым сопротивлением, совершенное самоэкра-
нирование, высокую механическую жесткость и удобство кон-
структивного сочетания с дисковыми выводами маячковых,
металлокерамических и цилиндрических стеклянных ламп. С
этими лампами концентрические линии применяются на часто-
тах до 3000—3600 мггц.
Двухпроводные линии состоят из двух параллельных про-
водников, укрепленных на специальных опорах. Такие линии
имеют значительно большее сопротивление проводников, обла-
дают излучением и отличаются невысокой механической жест-
костью. Поэтому они имеют более низкие электрические по-
казатели. Их достоинством является простота конструкции,
§5-1]
Общие свойства резонансных линий
193
удобство конструктивного сочетания с лампами, имеющими
выводы в виде штырьков (жолуди, пальчиковые), и удобство
применения в двухтактных схемах. Двухпроводные линии при-
меняются на частотах до 800—1000 мггц.
Наиболее часто применяются линии, замкнутые на одном
конце. По сравнению с разомкнутыми они обладают меньшей
длиной, большей жесткостью и более удобны для конструк-
тивного выполнения. Разомкнутые линии преимущественно
применяются в двухтактных схемах.
Основные параметры. Предполагая, что вывод и решение
телеграфного уравнения читателю известны, приведем основ-
ные формулы и определения, употребляемые в теории длин-
ных линий.
Всякая линия может быть охарактеризована следующими
четырьмя первичными параметрами:
Zj—погонная индуктивность, т. е. индуктивность одного
сантиметра длины линии, выражаемая в 10-9 гн!см\
погонная емкость в пф/см\
R±—погонное сопротивление в ом/см\
Gj—погонная проводимость утечки в 1	.
(z JVt • С Jvt
Значения этих параметров зависят от типа и от конструк-
тивных данных линии, т. е. от ее размеров и применяемых
материалов.
Свойства линии характеризуются следующими двумя вто-
ричными параметрами:
характеристическим сопротивлением
Z = 1 /~
и постоянной распространения
7 = К (Я1+ЛО (°i H-ACi) •
Характеристическое сопротивление линии при высоких ча-
стотах и при малых потерях, т. е. при R1<^^L1 и G1<coCl
имеет активный характер и носит название волнового сопро-
тивления. Волновое сопротивление определяется следующими
соотношениями:
(S-1)
V Ci Ci
Ниже показано, что его величина может быть определена по
геометрическим размерам линии.
Постоянную распространения можно представить в виде
комплекса:
7 = ? +Л
13 в. А. Во тгов
194
Резонансные линии
[Гл, 5
Вещественная часть этого комплекса р определяет потери
в проводниках и диэлектрике линии; ее называют коэффици-
ентом затухания. На высоких частотах и при малой утечке
его величина равна:
О _ #1
? 2Р ’
Мнимая часть комплекса а определяет угол запаздывания
фазы колебания, распространяющегося вдоль линии; ее назы-
вают фазовой постоянной:
2гс со
В этом выражении
X—длина волны,
(о—угловая частота и
V—скорость распространения фазы колебания вдоль линии.
Если линия находится в воздухе, для которого е = 1 и
|а=1, то скорость v равна скорости света с.
Если линия находится в среде, для которой у, и е не равны
единице, то
и длина волны в этом случае будет меньше длины в воздухе,
Л V
так как X = —.
f
Произведение фазовой постоянной а на длину линии I на-
зывается электрической длиной линии:
2itl со/	/ С 1 \
6 = —=—.	(5-la)
Для линии, расположенной в воздухе,
fl 2^1 <Jil	/ r~ 1	\
b=—= —.	(5-la)
Л c
Эти выражения определяют электрическую длину линии
в радианах.
Распространение волн вдоль линии. Условимся конец
линии, к которому присоединяется источник энергии (например
лампа), называть входом или началом линии, противоположный
конец — выходом или концом линии. Длину линии будем отсчи-
тывать от ее конца.
Если ко входу линии присоединить источник переменного
тока, то вдоль линии будут распространяться волны тока и
напряжения. Волна напряжения или тока называется падающей,
если она распространяется вдоль линии от генератора к на-
§5-1]
Общие свойства резонансных линий
195
грузке. В теории длинных линий доказывается, что в линии
может существовать волна, обусловленная отражением от на-
грузки и распространяющаяся в противоположном направле-
нии, т. е. от нагрузки к генератору. Эта волна называется
отраженной волной. Взаимодействие падающей и отраженной
волн, при определенных соотношениях между длиной линии
и частотой, вызывает появление стоячих волн. Линии со стоя-
чими волнами обладают резко выраженными резонансными
свойствами, а поэтому могут применяться в качестве колеба-
тельных контуров. Теорияпоказывает, что стоячие волны воз-
никают в короткозамкнутых, разомкнутых и нагруженных на
реактивные сопротивления линиях. При нагрузке линии на
Фиг. 5-1. Кривые распределения тока и напряжения вдоль линии: а — зам-
кнутой на конце; б—разомкнутой
активное сопротивление, равное ее волновому сопротивлению,
отражения от конца не происходит, и в ней устанавливается,
так называемая бегущая волна, при которой величины напря-
жения и тока вдоль линии имеют постоянные значения. Такой
режим используется для передачи энергии с минимальными
потерями. При нагрузке линии на активное не равное волно-
вому или на комплексное сопротивление, в ней возникает ком-
бинированная волна.
При стоячих волнах амплитуды тока и напряжения вдоль
линии распределяются по определенному закону, не изменяю-
щемуся во времени. Для короткозамкнутой линии это распре-
деление (фиг. 5-1, а) может быть описано следующими урав-
нениями:
Ц = имакс Sln 0 И A = /3«e«cCOs0>	(5-3)
для разомкнутой линии (фиг. 5-1, б)
= Uмакс C0S° И А = 1иа№1П°-	(5-За)
В этих уравнениях Ц и Ut — значения тока и напряжения
в точке линии, отстоящей от конца на расстоянии I, а 1макс
и Uиакс — максимальные значения тока и напряжения.
13*
196
Резонансные линии
[Гл. 5
Из фиг. 5-1 следует, что узлы (или пучности) напряжения
и тока не совпадают друг с другом, а сдвинуты на расстояние
в четверть волны или на угол, равный 90°.
Фиг. 5-2. Строение электромагнитного поля в линиях:
а — в концентрической; б—в двухпроводной
Из приведенных формул легко получить выражения,
связывающие напряжения (или токи) в различных точках линии.
Если Utl и Ul2— напряжения в точках, отстоящих от конца
§ 5-/]
Общие свойства резонансных линий
197
линии на расстояния соответственно Zt и /2, то для коротко-
замкнутой линии
t/ц __sin Qi .	(5-4)
Ul2 sin 02 ’	V ’
для разомкнутой линии
t/n = cosOi^	(5.5)
47/2 COS02
В этих выражениях = и 02 = ^-. Формулы (5-4) и (5-5)
определяют коэффициент включения р в резонансных линиях.
Приведенные соотношения используются при расчете уси-
лительных каскадов с неполным включением нагрузки.
Распределение тока и напряжения определяет характер
строения магнитного и электрического полей. В точках линии,
соответствующих пучности тока, возникает пучность магнит-
ного поля, а в точках, соответствующих пучности напряже-
ния, — пучность электрического поля. В концентрических ли-
ниях линии магнитного поля имеют форму концентрических
колец, окружающих внутренний проводник, а линии электри-
ческого поля направлены по радиусам. Так как линии поля
расположены в плоскостях, перпендикулярных направлению
проводников, то оно называется поперечно-электромагнитным
и обозначается ЕН или ТЕМ. В двухпроводных линиях пути
линий имеют более сложную форму. Строение поля в концен-
трических и двухпроводных линиях показано на фиг. 5-2.
Сплошными линиями нанесены линии электрического поля,
а пунктирными — магнитного поля.
Входное сопротивление. Входное сопротивление линии
любой длины можно определить по ее геометрическим разме-
рам. Для короткозамкнутой идеальной, т. е. не имеющей по-
терь, линии входное сопротивление равняется:
^=/ptg9;	(5-6)
для разомкнутой
2e.v=-/PctgO.	(5-7)
Величина и знак входного сопротивления определяются волно-
вым сопротивлением и электрической длиной линии. Входное
сопротивление идеальной линии может быть равно нулю, беско-
нечности и иметь индуктивный или емкостный характер
(фиг. 5-3). Короткозамкнутая линия (фиг. 5-3, а), длина кото-
рой равна нечетному числу четвертей волн, имеет сопротивле-
ние, равное бесконечности. При незначительном укорочении
линии или при понижении частоты ее сопротивление приобре-
198
Резонансные линии
[Гл. 5
тает индуктивный характер, а при незначительном увеличении
длины линии или частоты — емкостный характер. Поведение
такой линии аналогично поведению параллельного контура.
Величина эквивалентной индуктивности (в гн) равняется:
(5-8)
Фиг. 5-3. Графики зависимости входного сопротивления линии от ее длины:
а — замкнутая на конце линия; б—разомкнутая линия
линии
величина эквивалентной емкости (в дб):
С, = ^с‘вв-	<5-9)
При длине линии, равной четному числу четвертей длины
волны, ее сопротивление становится равным нулю. Поведение
такой линии, при незначительном изменении ее длины или ча-
стоты, аналогично поведению последовательного контура. На
фиг. 5-3 указаны эквивалентные схемы, которыми может быть
заменена линия той или иной длины.
В разомкнутой линии (фиг. 5-3, б) имеет место такая же
картина изменения сопротивления, но сдвинутая на четверть
длины волны. Разомкнутая линия ведет себя, как параллель-
ный контур при длине, равной четному числу четвертей длины
волны, и как последовательный контур — при длине, равной
нечетному числу четвертей длины волны.
Указанные свойства линий широко используются в разно-
образных конструкциях для дециметровых и сантиметровых
волн. Так, например, линии, длина которых кратна целому
§ 5-/]
Общие свойства резонансных линий
199
числу четвертей длин волн, используются в качестве колеба-
тельных контуров и согласующих трансформаторов. Линии,
длина которых не кратна целому числу четвертей длин волн,
используются в качестве реактивных сопротивлений.
Приведенные формулы и графики для входного сопротив-
ления справедливы лишь для идеальной, т. е. не имеющей
потерь, линии.
Входное сопротивление короткозамкнутой линии с поте-
рями равняется:
Х,х = Р th 7/,
(5-10)
а входное сопротивление разомкнутой линии с потерями
Ze.v = pcth yl.
(5-11)
Благодаря потерям, во входном сопротивлении линии появ-
ляется активная составляющая, которая изменяет величину
входного сопротивления.
4-
Фиг. 5-4. Схемы к пересчету сопротивлений
Трансформация сопротивлений. Ценным свойством линий
является способность трансформации сопротивлений. Это свой-
ство дает возможность какое-либо сопротивление (/? или г),
включенное в линию на расстоянии /г от ее конца, заменить
ему эквивалентным (/?' или г'), но включенным на расстоянии
/2 от конца (фиг. 5-4).
Выведем формулы для пересчета эквивалентных сопротив-
лений, предполагая, что условием эквивалентности является
равенство мощностей, выделяющихся на этих сопротивлениях.
Мощности, выделяющиеся на сопротивлениях /? и R',
включенных параллельно проводникам линии (фиг. 5-4, а), соот-
ветственно равны:
откуда
(5-12)
200
Резонансные линии
[Гл. 5
Мощности, выделяющиеся на сопротивлениях г и г', вклю-
ченных последовательно в проводники линии (фиг. 5-4, б),
соответственно равны:
Р = —— г/2 cos2 9, и Р' = — r72 cos2 9„.
2 макс 1	2 макс 2
Отсюда
, cos2 Oi
г = г---------1
cos2 62
(5-13)
Аналогичным рассуждением можно получить формулу для
пересчета последовательного сопротивления на эквивалентное
Фиг. 5-5. Схема согласования
фидерной линии с антенной
/—диполь 7? . = 70 ом\ 2— согласую-
А
щий трансформатор; 3—фидер;
— ^АРдб
ему параллельное:
Я'=	(5-14)
Г cos2 61 V 7
В полученных формулах знаком
„штрих* обозначены пересчитанные
сопротивления.
Формулы пересчета широко при-
меняются при расчете согласований
и резонансных сопротивлений линий
с потерями.
На практике особенно часто
используются трансформирующие
свойства разомкнутой четвертьвол-
новой линии. Для такой линии
входное сопротивление Zex связано с сопротивлением нагрузки
ZH следующим соотношением:
ад,х=р2- (5-15)
Так как величина р имеет активный характер, то произве-
дение ZHZex также должно быть активным. Поэтому при со-
противлении нагрузки ZH, имеющем, например, индуктивный
характер, входное сопротивление Zex получается емкостного
характера. Следовательно, четвертьволновая линия не только
меняет величину трансформируемого сопротивления, но и из-
меняет его характер или, как говорят, инвертирует нагрузку.
При нагрузке разомкнутой четвертьволновой линии чисто
активным сопротивлением на входе получается также актив-
ное сопротивление, величина которого равняется
R6X=
р2
Гн
Из этого выражения можно определить волновое сопро-
тивление согласующей линии:
§5-2]
Эквивалентные параметры резонансных линий
201
P = K/?eZ«.	(5-16)
Пример использования трансформирующих свойств четверть-
волновой линии для согласования сопротивления полуволно-
вого диполя (70 ом) с соединительным фидером показан на
фиг. 5-5.
Если длина соединительной линии равна целому числу по-
луволн, то ее входное сопротивление точно равно сопротив-
лению нагрузки. Такая линия может использоваться для соеди-
нения различных каскадов.
5-2. Эквивалентные параметры резонансных линий
Выше было указано, что резонансная линия соответствую-
щей длины может вести себя, как параллельный или последо-
вательный колебательный контур. Важным вопросом является
определение основных параметров этого контура, к числу ко-
торых относятся резонансные частоты, характеристика, доброт-
ность и резонансное сопротивление. Эти параметры определяют
радиотехнические свойства контура и позволяют производить
соответствующие расчеты.
Рассмотрение ограничим линиями, эквивалентными парал-
лельному колебательному контуру, наиболее часто используе-
мыми в радиоаппаратуре.
Резонансные частоты. Короткозамкнутая линия ведет себя
как параллельный колебательный контур, если вдоль ее длины
укладывается нечетное число четвертей длины волны, а ра-
зомкнутая линия — если вдоль ее длины укладывается четное
число четвертей длины волны. Такие условия могут быть одно-
временно выполнены для бесконечного ряда частот. Поэтому
характерной особенностью резонансных линий является много-
частотность. Это существенный недостаток, присущий резо-
нансным линиям.
Длины волн возможных колебаний, называемых продоль-
ными, могут быть определены из нижеследующих уравнений:
для короткозамкнутой линии
для разомкнутой линии
В этих уравнениях пх—любое нечетное число, а п2—любое
четное число. Придавая п± и п2 различные значения, можно
определить длины волн, а следовательно, и частоты, на ко-
202
Резонансные линии
[Гл. 5
торых линия эквивалентна параллельному колебательному
контуру.
Длину волны (или частоту), соответствующую колебаниям
с наибольшей длиной волны, возможной для данной линии,
называют длиной волны (или частотой) основного продоль-
ного колебания. Для короткозамкнутой линии длина волны ос-
новного продольного колебания равна Хо = 41, а для разомкну-
той — Хо = 21.
Все остальные отличающиеся более короткой волной про-
дольные колебания называются продольными колебаниями
высших видов. В короткозамкнутой линии различают колеба-
х 3.5.
ния видов: —; —к; —а и т. д.
4	4	4
Приведенные соотношения справедливы лишь для отдельно
взятых линий, к которым не подключены какие-либо реактив-
ные элементы. На практике ко входу
линии почти всегда присоединена
междуэлектродная емкость лампы, на
выходе линии иногда включается кон-
денсатор, а в некоторых случаях —
катушка индуктивности. При их вклю-
<риг. 5-6. Схема линии, на- чении происходит изменение располо-
груженной на емкость (пол- жения СТОЯЧИХ ВОЛН, ЧТО СОПрОВОЖ-
ное включение)
дается изменением резонансных частот.
Включение индуктивности повышает
резонансную частоту, что эквивалентно укорочению линии,
включение емкости эквивалентно удлинению линии. Последнее
свойство часто используется для настройки при помощи кон-
денсатора переменной емкости.
Частота основных колебаний линии с дополнительным ре-
активным сопротивлением может быть определена из условия
резонанса. Для параллельного колебательного контура это
условие заключается в равенстве нулю суммы проводимости
дополнительного реактивного сопротивления Y и входной про-
водимости линий
г+гл = 0.
Решение такого уравнения относительно частоты (или длины
волны) и определяет резонансные частоты линии.
В качестве примера рассмотрим короткозамкнутую линию
длиной около четверти волны, на входе которой включена
емкость Со (фиг. 5-6), например емкость лампы или специ-
альный конденсатор.
Условие резонанса для этой схемы имеет вид:
§ 5-2]
Эквивалентные параметры резонансных линий
203
Это условие может быть представлено в таком, более из-
вестном виде:
(5-17)
Полученное уравнение является трансцедентным; его ре-
шение может быть произведено графическим способом по
точкам пересечения кривых двух функций ух и у2:
1
_У1 = -7Г-
<орсо
или, выражая Z и X в см, а Со—в пф, получим:
5.3Х	. /360/\°
У1 = — и y2 = tg — .
Со?	\ ^ /
Точка пересечения кривых этих функций, нанесенных на одном
графике, соответствующая наименьшей частоте, и определяет
частоту основных колебаний. На фиг. 5-7 представлено гра-
фическое определение основной частоты и частоты высших
колебаний линии длиною 30 см с волновым сопротивлением
10 ом, нагруженной на емкость 3 пф.
При малой емкости Со решение уравнения (5-17) может
быть произведено следующим образом. Раскрывая значение
тангенса,'условие резонанса можно написать в виде:
(|>орСо sin — = cos — = sin —------— .
°* ° с	с	\ 9 с '
204
Резонансные линии
[Гл. 5
Так как емкость Со мала и почти не влияет на длину линии,
то —, а угол — близок к —. Поэтому sin f—
4 ’ J	с	2	\ 2	с /
-------— И Sin — ^1. При ЭТОхМ
2 с	с	н
откуда частота основного колебания будет равна:
ТС
0)° ’
'ypGrhyj
(5-18)
Фиг. 5-8. Схема ли-
нии, нагруженной на
емкость (неполное
включение)
Фиг. 5-9. Схема двух-
сторонней линии
Фиг. 5-10. Схема не-
однородной линии
Длина волны основного колебания равняется:
Xo = 4/_|_4^co.	(5-19)
Это выражение можно рассматривать как сумму двух сла-
гаемых:
Хо = К Д К,
одно из которых, а именно К, является длиной волны, опре-
деляемой только линией, а второе слагаемое — А X — длиной
волны, определяемой действием емкости. Поэтому можно счи-
тать, что длина волны такой системы изменяется пропорцио-
нально изменению емкости или длины линии.
При большой емкости Со линия получается короткой, зна-
чительно меньше четверти длины волны. В этом случае
и решение уравнения (5-17) имеет вид:
к0 = 2тг1/сР/С0 .	-(5-20)
Длина волны такой системы пропорциональна корню из ем-
кости или из длины линии.
Для получения точной настройки иногда применяется вклю-
чение конденсатора не в начале линии, а на некотором рас-
стоянии от него (фиг. 5-8). Обычно /2 < —, поэтому левую
§5-2]
Эквивалентные , параметры резонансных линий
205
часть линии от места включения конденсатора можно заменить
емкостью, величина которой равна:
э ср
Общая емкость, нагружающая линию длиной /,, равняется
сумме Со-\-С3. Расчет такой системы был рассмотрен выше.
На высокочастотном конце дециметрового диапазона кон-
туры с концентрическими линиями часто образуют так назы-
ваемую двухстороннюю систему, которая состоит из двух
линий, нагруженных на общую емкость (фиг. 5-9). Условие
резонанса для такой системы заключается в равенстве нулю
реактивного сопротивления контура. Оно имеет вид:
Pl tg °j + Р2 tg °2 = ~~ •
Определение резонансных частот системы может быть вы-
полнено графическим способом.
Расчет резонансных частот неоднородных линий произво-
дится аналогичным образом. Так, например, для линии, изоб-
раженной на фиг. 5-10, составленной из двух разнородных
участков (/2 =# /2 и р, #= р2), условие резонанса имеет вид:
Pitg^i — Рз ctg 92 = 0.
Условие резонанса для разомкнутой линии, на концах ко-
торой включены емкости СА и С2, имеет вид:
<°0Р^1^2	_ х G)0^
1	® С
1 (Одр
Решение этих уравнений также производится графическим
способом.
Кроме колебаний вдоль длины, в резонансных линиях воз-
можны колебания вдоль поперечных размеров. Такие колеба-
ния могут возникать, когда вдоль какого-либо размера попе-
речного сечения укладывается целое число длин волн. Частота
этих колебаний отличается от частоты продольных колебаний,
но они могут создавать добавочные резонансы, нарушающие
нормальную работу линии. Такие колебания можно назвать не-
желательными.
В концентрических линиях нежелательные колебания могут
возникать вдоль диаметра — так называемые радиальные коле-
бания, и вдоль окружности — азимутальные (или периферий-
ные) колебания. Частота радиальных колебаний обычно очень
высока, значительно выше частот используемых продольных
колебаний, а поэтому они не оказывают существенного влия-
ния на свойства линии. Частота азимутальных колебаний мо-
206
Резонансные линии
[Гл. 5
жет лежать в области рабочих частот, и они могут вызвать
паразитные резонансы.
Для определения длины волны нежелательных колебаний
концентрическую линию можно рассматривать как свернутый
в кольцо волновод прямоугольного сечения, наибольшая длина
волны в котором
Для того чтобы частота нежелательных колебаний была
вне рабочего диапазона, необходимо выполнение условия:
ГТ >/. .	(5-21)
Это условие налагает определенные требования на попе-
речные размеры и определяет максимальную частоту, при ко-
торой может работать данная линия.
Емкость эквивалентного контура. Емкость эквивалентного
контура позволяет определить такой важный параметр, как
характеристику контура.
Из теоретической радиотехники известно, что крутизна на-
клона графика реактивной проводимости контура зависит от
его характеристики. Поэтому условием эквивалентности кон-
тура и линии может быть равенство первых производных по
частоте от их проводимостей.
Входная проводимость короткозамкнутой идеальной линии
выражается следующим образом:
^ = -7-T-ctge.
Проводимость идеального параллельного контура
Для эквивалентности контура и линии необходимо выпол-
нить условие:
Дифференцируя полученные выражения для проводимостей
и произведя простейшие преобразования, получаем:
/дУ,\	. в
I —~	~ J ---------
\ дш /«=«, "вР sin2 е
О
и
§5-2]
Эквивалентные параметры резонансных линий
207
Сравнивая эти выражения, получим:
С —	=____?___
3	3 2«op-sin20
Если положить, что / = /?,—, то 6 = п,— и sin.26 = l,
1 4	2
(5-22)
<=-- <5-22а>
°Р/0
Входная проводимость разомкнутой линии равняется:
Произведя аналогичное сравнение и преобразования, получаема
	<5'23>
ГТ	/ При 1 = п2 —	0 =	COS2f)=l
И	с"* = —•	(5-23а) э	8Р/0
В этих выражениях пх и п2—числа, определяющие вид колеба-
ний. Полученные выражения показывают, что при увеличении
пг и л2 емкость эквивалентного контура возрастает. Так как
это увеличивает запас электрической энергии в контуре, то
его добротность повышается.
Выражение для емкости контура, эквивалентного линии,,
нагруженной на входе некоторой емкостью Со, может быть
выведено аналогичным образом. Входная проводимость линии:
= juC^-jy- ctg 6.
Применяя условие эквивалентности, т. е. сравнив производ-
ную этого выражения с производной от проводимости парал-
лельного контура, после соответствующих преобразований
получим:
С = — С -4-С* = — (С -]-----------V	(5-24)
3	2 оТ ’	2 ( о ' шор sin2 0 /	4	'
При включении емкости к промежуточным точкам линии
(фиг. 5-8)
Кл=>С0-/-1- ctgO1+/-J-tgO3.
208
Резонансные линии
[Гл. 5
Здесь первый член представляет проводимость конденсатора,
второй член—проводимость короткозамкнутого отрезка линии
длиной llt а третий член—проводимость разомкнутого отрезка
линии длиной /2. Применяя условие эквивалентности, после со-
ответствующих преобразований получим:
С.-уСо + С + С
— (с I 61
2 \ 0 “оР sin2
----. (5-25)
б)ор cos2 02 /
Емкость контура, эквивалентного двухсторонней линии (фиг,
5-9), может быть определена по формуле:
с =— с,
э 2
__РА_ [
COS2^! cos202
PitgOi -h p2 tg02
В приведенных формулах емкость Сэ получается в ф, если
CQ выражено также в ф; р—в ом\ f—в гц и 6— в рад.
Резонансное сопротивление. Найдем резонансное сопроти-
вление контура, эквивалентного короткозамкнутой линии. За
условие эквивалентности примем равенство резонансного со-
противления контура и входного сопротивления линии при
резонансе.
Входное сопротивление линии при резонансе определяется
имеющимися в ней потерями. Причинами, вызывающими появле-
ние потерь, являются: сопротивление проводников самой линии;
сопротивление короткозамыкающих мостиков; сопротивление
проводников, соединяющих линию с лампами; потери в сопро-
тивлениях, шунтирующих линию; потери в контактах; потери
на излучение и потери в диэлектриках. Достаточно точному
расчету поддаются лишь четыре первых вида потерь, осталь-
ные потери оцениваются лишь качественно или определяются
экспериментально. Определим резонансное сопротивление, учи-
тывая только потери в проводнике самой линии.
Входная проводимость короткозамкнутой линии с потерями
равняется:
^==J-cth(?/-h/6).
Преобразовывая гиперболический котангенс, получим:
у __ 1 sh 2р/ — / sin 26 _ 1 sh 2(3/	1 sin 20
л~~ Р ch 2^/— cos 20 “V ch 2?/ —cos 20	ch2?Z — cos 20 ‘
При резонансе, т. e. при <o = a)0, мнимая часть этого выра-
жения компенсируется, а входное сопротивление определяется
лишь вещественной частью:
n ch 23Z — со^ 2 0
К — О----!--------
§ 5-2]	Эквивалентные параметры резонансных линий	209
В применяемых линиях всегда поэтому sh 2pZ ~ 2Д/
D
и ch2pZs=l. Учитывая, что ? = у-» после тригонометрических
преобразований получаем:
^ = ^-sin29.	(5-26)
Если линия не нагружена на емкость, то при использовании
продольных колебаний высших видов 1 = пх— и 6 = 71!—.
(5-27)
При п—1, т. е. при Z = -j-, резонансное сопротивление при-
обретает максимальное значение:
^Л1аКс=^-	(5-27а)
3 Л/uftc	D \	'	'
Входная проводимость разомкнутой линии с потерями
равняется:
. Раскрывая значение гиперболического тангенса и произведя
преобразования, получаем:
^=^7COS29-	(5’28)
Если на входе и выходе линии не включены какие-либо реак-
тивные сопротивления, то / = п2 —;
4	2
(5-29)
Наибольшее резонансное сопротивление разомкнутая линия
имеет при п2 = 2:
р ... V .
^макс Ri) >
оно в два раза меньше резонансного сопротивления коротко-
замкнутой линии.
Для двухстороннего контура можно получить следующее
выражение эквивалентного сопротивления:
Р — 2 (Pl tg 61 + р2 tg 62)2
3 Rdl . R»1»
cos2 0i cos262
14 в. А. Волгов
210
Резонансные линии
[Гл. 5
Здесь Rn и /?12—погонные сопротивления первой и второй
линий.
В приведенных формулах R3 и р выражены в ом; Rt — 3
ом/см;Ъ — в см и б —в рад. Формулы точны для линий, про-
дольные размеры которых значительно больше поперечных.
Для определения резонансного сопротивления с учетом раз-
личных потерь применяются формулы пересчета (5-12)—(5-14),
при помощи которых сопротивления, вызывающие потери,
пересчитываются на параллельные сопротивления, включенные
на входе линии. Результирую-
Г	1	щее входное сопротивление
> г,	>гг	линии равняется:
Ь__________________________Г	= t. (5-30)
i I	. • .
R R' R"
Фиг. 5-11. Схема линии с потерями	ЭЛ
Здесь R3jl—резонансное сопротивление линии при учете потерь
только в ее проводниках, a Rr, R" и т. д.— параллельные со-
противления, эквивалентные потерям, пересчитанные на вход
линии. Под влиянием этих потерь резонансное сопротивление
может уменьшиться в несколько раз.
Определим резонансное сопротивление линии с потерями
в соединяющих линию с лампами проводниках, в короткозамы-
кающих мостиках и в переходных контактах этих мостиков.
Эквивалентная схема такой линии показана на фиг. 5-11,
причем гг обозначает сопротивление соединительных проводни-
ков, г2—-сопротивление короткозамыкающего мостика и г3—
сопротивление контакта. Два последних сопротивления рас-
положены на конце линии, т. е. в пучности тока, а поэтому
вызывают значительные потери.
Воспользовавшись формулой (5-13), пересчитаем сопротив-
ление гг в конец линии. Так как в этом случае 61 = 6 и02 = О,
то
гг = cos2 6.
Полное последовательное сопротивление в конце линии
равняется:
г = r± cos2 6 + г2 + гз*
Это сопротивление пересчитаем по формуле (5-14) на парал-
лельное сопротивление, включенное в начале линии. Так как
в этом случае О1 = 0 и 62 = 6, то
__ р2 sin2 О
Г1 cos2 0 4- г2 -- гз *
§5-2]
Эквивалентные параметры резонансных линий
211
Применяя формулу (5-30), получаем:
о _________2р2 sin2 6___
3 R\l + 2 (ri cos2 0 + гг -р- г3)
Полученное выражение указывает на значительное влияние
сопротивлений гх, и особенно г2 и г3, на резонансное сопротив-
ление линии. Сопротивления и г2 поддаются достаточно точ-
ному расчету (см. § 5-5); величина сопротивления г3 может
быть определена лишь экспериментально.
Диэлектрические потери, возникающие, например, в лампах,
могут быть учтены при помощи параллельной схемы замеще-
ния (фиг. 1-10), включенной на входе линии. Параллельное
сопротивление, эквивалентное этим потерям, определяется
формулой (1-18).
Добротность. Добротность контура, эквивалентного нагру-
женной или ненагруженной линии, может быть определена по
характеристике/——\ и резонансному сопротивлению:
\"ос /
Qa=“ocA-	(5-31)
Добротность зависит как от параметров самой линии,так и
от нагрузки.
Для ненагруженной линии эквивалентная емкость опреде-
ляется формулой (5-22), а резонансное сопротивление (с уче-
том потерь только в проводниках линии) — формулой (5-26).
Произведя подстановку этих формул в выражение для доброт-
ности, получим:
(5-32)
Это выражение верно как для короткозамкнутых, так и
для разомкнутых линий. При нагрузке линии реактивным со-
противлением емкость и резонансное сопротивление эквива-
лентного контура изменяются, что вызывает изменение доброт-
ности.
При нагрузке линии низким активным сопротивлением,
например входным сопротивлением лампы, при Rex R3,
величина добротности, в основном, определяется этим сопро-
тивлением:
Q ~ о)пС R .
0 э 'вх
Так как величина емкости С3 увеличивается при увеличении
п19 то для повышения добротности в этом случае выгодно
употреблять линии длиной в несколько четвертей волны.
14*
212
Резонансные линии
[Гл. 5
5-3. Расчет параметров резонансных линий
Выражения для р, R3 и Q3, приведенные в предыдущем
параграфе, имеют общий характер и справедливы для линий
любой конструкции. Для упрощения расчетов эти параметры
выражают через конструктивные размеры линий.
Длина линии. Геометрическая длина линии определяется
из условия резонанса. Например, для короткозамкнутой линии,
нагруженной на конце емкостью Со, решая
уравнение (5-17), получим:
/ = — ф.	(5-33)
О>0
Здесь
U —*4
Фиг. 5-12.
Основные раз-
меры концент-
рической линии
<ооРС0
Для разомкнутой линии, на концах которой
включены емкости Сг и С2,
tg ф =	е
1 — ^oP^t^a
Если одна из емкостей равна нулю, то tg ф =
Длина линии I получается в см, если круговая частота <оо
выражена в рад (а)0=2гс/0, где частота /0 выражена в гц),
емкости — в ф, а скорость света f = 3-10'° см/сек. Длина ли-
ний, в которых используются колебания высших видов, должна
быть увеличена на соответствующее число полуволн.
Концентрическая линия. Условимся внутренний диаметр
наружной трубы (фиг. 5-12) обозначать £>; наружный диаметр
внутренней трубы d\ все линейные размеры и длину волны К
будем выражать в см, а частоту /—в мггц.
Емкость единицы длины линии (погонная емкость), пф/см,

0,242
lg О-
8 d
(5-34)
Заполнение внутренней полости линии диэлектриком уве-
личивает погонную емкость в е раз.
Волновое сопротивление, ом,
Р = 1381g.
(5-35)
§5-3]
Расчет параметров резонансных линий
213
Заполнение внутренней полости линии средой, |х и е
которой отличны от единицы, увеличивает волновое сопро-
тивление в 17 — раз.
Сопротивление единицы длины медной линии, ом!см,
/?1 = 0,83^(1+4).1О-4,
и \ w /
или
1+-J-
/?!=14,5----Д--1СГ3.
D1/X
(5-36)
При изготовлении линии из других проводников или при
применении покрытий, толщина которых превышает глубину
проникновения тока, числитель формул (5-36) необходимо
умножить на поправочный коэффициент а, определяемый по
формуле (1-17).
Пользуясь этими формулами, вырази.м резонансное сопротив-
ление и добротность короткозамкнутых линий, длина которых
кратна четверти длины волны, через геометрические размеры.
Формулы для резонансного сопротивления могут быть полу-
чены подстановкой в формулу (5-27) выражений для р и Rx.
Выполнив эту подстановку, получаем:
или
Здесь
Я =6,1104,
9	П1
R =1,05-—104.
э	Л, I/ >
(5-37)
, 2 D
lg т
Коэффициент А имеет максимум, который наступает при
— = 9,2. Резонансное сопротивление максимально при этом
D	.
значении отношения — и при = 1 и равно:
d
KMaKC = ^D 'V f *103-
Указанное отношение — некритично, так как при его из-
rf
менении от 5,5 до 20 резонансное сопротивление изменяется
не более чем на 10%. Для расчета резонансного сопротивле-
214
Резонансные линии
[Гл. 5
ния при неоптимальных соотношениях на фиг. 5-13 приведен
график значений коэффициента А при различных -у.
Выражение (5-37) справедливо для ненагруженных линий,
длина которых кратна оно учитывает потери лишь в про-
водниках самой линии.
В нагруженных линиях оптимальное отношение — зависит
от вида колебаний (числа nJ, входной емкости и сопротивле-
Фиг. 5-13. График значений коэф-
фициента А для расчета резонанс-
ного сопротивления отрезка кон-
центрической линии
Фиг. 5-14. График значений коэф-
фициента В для расчета доброт-
ности отрезка концентрической ли-
нии
ний потерь в контактах, мостиках и т. п. При увеличении
входной емкости и повышении вида колебаний оптимум насту-
D
пает при меньших отношениях — .
Формулы для добротности ненагруженной линии могут быть
получены подстановкой в выражение (5-32) значений р и R3.
Выполнив эту подстановку, получаем:
Q3 = 3450]// В,
ИЛИ
Q = 6
(5-38)
где
В =

§5-3]
Расчет параметров резонансных линий
215
Коэффициент В Ихмеет максимум, который наступает при
— = 3,6. Максимальная добротность при этом равняется:
d
Q,TD Vf.
Оптимальное отношение — (по добротности) некритично,
d
так как при его изменении от 2,3 до 6,2 добротность изменяется
не более чем на 10%. Для расчета добротности при неопти-
мальных соотношениях на фиг. 5-14 приве-
ден график значений коэффициента В.
Формулы (5-38) определяют доброт-
ность ненагруженной линии с учетом по-
терь лишь в ее проводниках; в нагружен-
ных линиях величина добротности также
зависит от входной емкости, нагрузки и
вида колебаний.
Приведенные выражения показывают,
что условие получения максимальной доб-
ротности не соответствует условию полу-
чения максимального резонансного сопро-
тивления. Для усилителей и маломощ-
ных генераторов подобное расхождение
Фиг. 5-15. Основные
размеры двухпровод-
ной линии: а — от-
крытой; б — в круг-
лом экране
не имеет существенного значения, так как
обычно размеры линий определяются раз-
мерами ламп, имеющимся сортаментом
труб и т. п. Для мощных усилителей и
генераторов размеры линий должны выби-
раться из условий получения максималь-
ного эквивалентного сопротивления. Определение оптимального
D	'
отношения — в каждом частном случае может быть получено
d
анализом соответствующего выражения для эквивалентного
сопротивления R3.
Двухпроводные линии. Основные размеры двухпроводной
линии с проводниками круглого сечения изображены на фиг.
5-15. Так же как в предыдущем параграфе, все линейные раз-
меры (включая и длину волны) будем выражать в см, а частоту
в мггц. Основные параметры открытой линии (а) могут быть
выражены следующим образом (фиг. 5-15, а):
Емкость единицы длины линии, пф’см,
0,12
(5-39)
216
Резонансные линии
[Гл. 5
Волновое сопротивление линии, ом,
“2D
P = 2761g^.
При близко расположенных проводниках
Р = 276 1g Л
(5-40)
(5-41)
В этом выражении
. । 1 2D . D . , Л	7
t —]-= —, или *= Н 1 /-----------1 .
1 t d	d ' у d2
Сопротивление единицы длины медной линии, ом{смт
или
^ = 1,67?-/-
а
п . 2»В 9
R1 dVI
• ю-2
(5-42)
При изготовлении проводников линии из других металлов
или при применении покрытий числитель формул (5-42) сле-
дует умножить на поправочный коэффициент а, определяемый
по формуле (1-17).
Формулы для резонансного сопротивления и добротности
ненагруженных открытых двухпроводных линий могут быть
выведены изложенным выше способом. Выполнив соответ-
ствующие Подстановки и преобразования, получим:
R3 = 24,4 Е-104	(5-43)
И
Q, = 690D]//F.	(5-44)
Здесь
Е =______________
2^[1+2Н2|
d L \2Г>/ .
и
В выражениях (5-43) и (5-44) учтены потери в проводниках
линии, обусловленные поверхностным эффектом и эффектом
близости, и не учтены потери в изоляторах крепления и на
§5-3]
Расчет параметров резонансных линий
217
излучение. В двухпроводных линиях эти потери сильно влияют
на резонансное сопротивление и добротность и делают мало
целесообразным применение оптимальных соотношений между
размерами линии.
Сопротивление излучения, отнесенное к пучности тока, для
линии, размеры которой значительно меньше длины волны,,
равняется:
(С \ 2
-10\	(5-45)
Здесь	ID—площадь излучения. Для устранения потерь на
излучение применяется экранирование.
Фиг. 5-16. Основные размеры экранированных двухпроводных линий
Приведем выражения для расчета волновых сопротивлений
некоторых применяемых линий.
Волновое сопротивление двухпроводной линии в круглом
экране (фиг. 5-15Д), ом,
Di — D2
p=2761g£—.	(5-46)
4- D2
Сопротивление единицы длины такой линии, ом/см,
/?,= 167^5(1 Д-4-—Р-£-Ю~4 .	(5-47>
d \ Da d*-D*I
Наименьшее сопротивление получается при ^- = 0,486.
Расчет волнового сопротивления частично экранированных
двухпроводных линий и линий в прямоугольных экранах, по-
казанных на фиг. 5-16, удобно производить по формулам, пред-
ложенным А. И. Поповым.
Волновое сопротивление линии с боковыми экранами, распо-
ложенными на расстоянии — от центра проводов (фиг. 5-16,а),.
равняется:
р = 276 1g 1,27 — .	(5-48а)
d
218
Резонансные линии
[Гл. 5
Волновое сопротивление линии с боковыми экранами, рас-
положенными на расстоянии у от плоскости проводов (фиг.
5-16,6), равняется:
р = 2761g 1,13-.	(5-486)
Волновое сопротивление линии в прямоугольном экране,
D
стенки которого расположены на расстоянии — от центра про-
водов (фиг. 5-16,/?):
р = 276 1g 1,08 у.
(5-48в)
Волновое сопротивление одиночного провода, расположен-
ного на высоте h над металлической поверхностью:
Р = 1381g-.
r & d
Волновое сопротивление двухпроводных линий из провод-
ников некруглого сечения, например из металлических лент,
может быть определено по формуле (5-1), т. е. по погонной
^емкости С, образуемого ими конденсатора. При достаточно
широких лентах, при которых можно пренебречь краевым эф-
фектом,
р = 377 -.
r d
Здесь
D—расстояние между обращенными друг к другу поверх-
ностями лент, а
rf—ширина ленты.
Погонное сопротивление такой линии можно определить,
исходя из предположения, что токопроводящими являются эти
же обращенные друг к другу поверхности.
Отметим, что формулы (5-37), (5-38), (5-43) и (5-44) спра-
ведливы для линий, длина которых кратна четверти длины
волны. Длина линий, ко входу которых подключены какие-
либо реактивные сопротивления (например емкости), не кратна
четверти длины волны, поэтому вышеуказанные формулы не
являются точными. Для расчета резонансного сопротивления
и добротности таких линий следует пользоваться формулами
(5-27) и (5-31), которые имеют общий характер.
Расчет резонансных линий, включенных на какую-либо на-
грузку с известными параметрами, можно производить в сле-
дующем порядке:
$ 5-5]
Расчет параметров резонансных линий
219
а)	выбрать поперечные размеры проводников линии, в за-
висимости от применяемых ламп, имеющихся материалов, на-
пример труб и т. п.;
б)	по соответствующим формулам определить волновое
сопротивление;
в)	определить длину проводников линии; u
г)	в зависимости от типа линии и условий нагрузки, по
соответствующим формулам определить емкость эквивалент-
ного контура, резонансное сопротивление и добротность.
При подключении к промежуточным точкам линии каких-
либо сопротивлений или нагрузок они пересчитываются на вход
линии при помощи формул пересчета.
Пример 1. Определить размеры и параметры концентрической линии
по следующим данным: D = 2,7 см; d — 2,2 см; Со — 2,05 пф: f = 1000 мггц
(к = 30 см)\ материал линии — латунь, покрытая слоем серебра. Учесть влия-
ние на резонансное сопротивление и добротность следующих сопротивлений:
сопротивления соединительных проводников г± = 10~3 ом; сопротивления ко-
роткозамыкающего мостика г2 = 2,65-10“4 ом; сопротивления переходных
контактов г3 = 10~3 ом; диэлектрических потерь в цоколе лампы.
Принять емкость, в которой происходят потери С$ = 0,5 пф, a tg & =
= 6.10~4.
Определяем волновое сопротивление линии по формуле (5-35):
2 7
о = 138 1g — = 12,3 ом.
2,2
Определяем длину линии по формуле (5-33). Так как
1
tg Ф _------------------------— = 6,33,
6,28-10».12,3-2,05.10-12
то Ф — 1,414 рад (ф = 81°).
Длина линии
.	З-Юю.1,414	д__
I =--------------= 6,77 см.
6,28-109
Погонное сопротивление медной линии определяем по формуле (5-36)
«; _Уйй . Л +	. Ю~4 = 2,22-10-3 ом/см.
1	2,7	\	2,2/
Так как проводники линии покрыты слоем серебра, то полученное зна-
чение умножаем на поправочный коэффициент а, определяемый по фор-
муле (1-17).
Так как
то Ri = 2,2 • 10—3 • 0,97 = 2,15 • 10~3 ом/см.
Электрическая длина линии равна:
6 = 6,28'6,77 = 1,417 рад\ 6 = 81°10'; sin 0 = 0,988; cos 0 - 0,154.
30
220
Резонансные линии
[Гл. 5
Емкость эквивалентного контура определяем по формуле (5-24):
п 1 /one I 1,417-101»	\ 1ЛЛ-
С„ = — 12,05 4----------------------I = 10,45 пф.
3	2 \	6,28-10». 12,3-0,9882/
Резонансное сопротивление линии, с учетом потерь только в ее провод-
никах, определяем по формуле (5-26):
М2.3М 988» = 204.103 ол<
*	2,15-10“3-6,77
Добротность линии, с учетом потерь только в ее проводниках, опреде-
ляем по формуле (5-31):
Q3 = 6,28-10е-10,45-10“ 12-20,4-10» = 1340.
Так как сопротивление соединительных проводников является после-
довательно включенным в начале линии, то его пересчет на эквивалентное,
но параллельное сопротивление производим по формуле (5-14):
п, 12,За-0,988а
R' — —--— --------= 6,26- 10е ом.
10-3 0,1542
Сопротивления мостика га и переходного контакта г3 являются последо-
вательными, но включенными в конце линии. Их пересчет на параллельные,
но включенные в начале линии, производим по формуле:
tf=£-sin2 О,
вытекающей из формулы (5-14) при 01 = 0. Получаем:
12 З2
R" = —!±£_^.о,9882 = 0,556- 10е ом;
2,65 -10“4
12 За
R'" =	l-0,9882 = 147,5-Юз ом.
10“3
Параллельное сопротивление, эквивалентное потерям в диэлектрике,
определяем по формуле (1-18):
1
piv —------------------— = 1.10е ом.
6,28-10»-0,5-10-12
Резонансное сопротивление линии с учетом перечисленных потерь опре-
деляем по формуле (5-30):
-L- = -1— + -L_ + —— + —— +	,
R3 20,4-Юз	6,26-Юв	0,556-Юв	147,5-103 ЬЮ»
откуда
R9 я 17-Юз ом.
Добротность такой линии равна:
Q3 =6,28-10». 10,45-10—12-17-103 = 1115.
§5-3]
Расчет параметров резонансных линий
221
Полоса пропускания
А/ =
1000
1115
= 0,87 мггц.
Пример 2. Определить параметры линии предыдущего примера, если
линия нагружена на входное сопротивление лампы Rex = 165 ом. Рассчитать
параметры линии при согласовании ее с соединительным фидером с волно-
вым сопротивлением = 50 ом (связь кондуктивная, оптимальная).
Так как Rex <£ R3 , то добротность линии, нагруженной на входное со-
противление, будет равна:
Q = «0CaRex = 6,28-10» -10,45-10~12-165]= 10,8.
Коэффициент включения при оптимальной связи определяется по фор-
муле:
Место присоединения соединительного фидера определяем из выраже-
ния (5-4):
_ sin 6i
sin 6
Отсюда
sin 0! = 0,55 • 0,988 = 0,544; 0i = 0,576 (33°).
Расстояние между точкой включения соединительного фидера и кон-
цом линии определим из формулы (5-1):
/1
_ 0,576-30
“ 6,28
= 2,75 см.
Известно, что при оптимальной связи нагрузка вносит в контур сопро-
тивление, равное собственному сопротивлению контура, т. е. понижает его
резонансное сопротивление и добротность в два раза. Действительно, пере-
считывая сопротивление нагрузки (50 ом) в начало линии, по формуле (5-12)
получаем:
D, _п /0,988 \ 2
R = 50*------- = 165 ом.
V0,544 /
Добротность такого контура будет равна 5,4, а полоса пропускания:
а; 1000
A / =----------------------------= 185 мггц.
5,4
Пример 3. К линии, имеющей данные, найденные в примере 1, присое-
динен соединительный фидер, входное сопротивление которого равно 50 ом.
Определить место присоединения этого фидера для получения полосы
пропускания 3 мггц.
Добротность линии должна быть равна Q =---------» 330. Эквивалентное
3
сопротивление линии определяем из выражения (5-31):
7? = —— =--------------—---------= = 5050 ом.
a о>0Св 6,28-10». 10,45-10-12
222
Резонансные линии
[Гл. 5
Так как эквивалентное сопротивление ненагруженной линии R3 = 17000 ом*
то для получения требуемого значения эквивалентного сопротивления 5050 ом
пересчитанное сопротивление нагрузки на вход линии должно быть равно:

17.103.5,05-Юз
17-Юз — 5,05-Юз
= 7200 ом.
Место присоединения фидера определяем из выражения (5-12):
^0
sin2 0! = ——-0,9882 = 0,0068.
7200
Следовательно,
sin 01 = 0,083; 0i = 0,083 (0i = 4°45').
Место присоединения фидера отстоит от конца на расстоянии 0,4 см
или 4 мм.
Практически такую слабую связь удобнее выполнить индуктивной.
5-4. Общие вопросы конструирования резонансных линий
Общими вопросами, возникающими при конструировании
линии, является выбор ее типа и определение размеров, выбор
методов настройки и подстройки, способа разделения видов
колебаний и схемы разделения цепей питания и цепей высо-
кой частоты. Рассмотрим разрешение этих вопросов, применяе-
мое в практических конструкциях.
Типы линий. Тип резонансных линий в основном опреде-
ляется применяемыми лампами. При лампах с дисковыми выво-
дами—маячковых, металло-керамических и т. п. - применяются
исключительно концентрические линии; при лампах с выводами
в виде штырьков—пальчиковых, жолудях, цельностеклянных и
т. п.—наиболее часто применяются двухпроводные линии. Кас-
кады на концентрических линиях обычно выполняются по схеме
с общей сеткой; каскады на двухпроводных линиях могут вы-
полняться по самым разнообразным схемам. Концентрические
линии применяются в качестве входных контуров приемников,
выходных контуров передатчиков, в различных генераторах и
гетеродинах, в усилителях высокой частоты и т. п. Двухпро-
водные линии также применяются в различных гетеродинах и
генераторах и в качестве входных контуров приемников и вы-
ходных контуров передатчиков. В усилительных каскадах при-
емников двухпроводные линии почти не применяются.
В зависимости от расположения входного и выходного кон-
туров каскада, конструкция концентрической линии может быть
двухсторонней или односторонней, как изображено на фиг. 5-17,
где а, с и к обозначают дисковые выводы анода, сетки и ка-
тода лампы Л, к-с линия—катодно-сеточная линия; а-с линия—
анодно-сеточная линия; н—элементы настройки; И—вывод
накала.
§ 5-4] Общие вопросы конструирования резонансных линий
223
В двухсторонней конструкции (фиг. 5-17,а) входной и вы-
ходной контуры расположены по обе стороны от плоскости
сетки. Наружным является проводник, соединенный с сеткой;
внутри него расположены анодный и катодный проводники.
Недостатками двухсторонней конструкции являются значи-
тельная длина, неудобство смены лампы и неудобство настройки,,
производимой с обеих сторон линии; ее достоинство заклю-
Фиг. 5-17. Схематическое изображение устройства концентрических линий.
чается в малых поперечных размерах, а следовательно, в вы-
сокой частоте паразитных азимутальных колебаний. С лампой
2С-40 такая конструкция применяется на частотах до 4000—
4300 мггц.
В односторонней конструкции (фиг. 5-17,d) входной и вы-
ходной контуры расположены коаксиально, с одной стороны
от плоскости сетки. Наружным является проводник, соединяе-
мый с катодом; внутри него расположены проводники, соеди-
нимые с сеткой и анодом. Такая конструкция имеет небольшую
длину, допускает удобную смену лампы и удобную настройку
контуров. Некоторым ее недостатком является большая слож-
ность изготовления и большие поперечные размеры. С лампой
2С-40 такая конструкция применяется на частотах до 3000—
3500 мггц.
В другой односторонней конструкции (фиг. 5-17,в) наруж-
ным является проводник, соединяемый с анодом лампы; внутри
него расположены проводники, соединяемые с сеткой и катодом.
.224
Резонансные линии
[Гл. 5
В катодном проводнике расположен проводник накала Н. Такая
конструкция применяется с лампами цилиндрического типа с
дисковыми выводами (например CV-90, CV-273 и др.) на час-
тотах до 3500—4500 мггц.
Поперечные размеры 'линий (диаметры труб) выбираются
из условий получения требуемых значений эквивалентного
Фиг. 5-18. Основные размеры ламп с дис-
ковыми выводами: а, б, в — лампы раз-
личных типов; г — кристаллический де-
тектор
/—анод; 2—сетка; 3—катод; 4—накал; 5—катод и накал;
6—анодный радиатор
сопротивления и добротности, а также в соответствии с раз-
мерами ламп и сортаментом труб. Размеры употребительных
ламп с дисковыми выводами показаны на фиг. 5-18. В мощных
генераторах размеры труб обычно определяются условиями
получения требуемого эквивалентного сопротивления и элек-
трической прочности; в маломощных генераторах размеры труб
часто определяются по заданной добротности.
Можно показать, что добротность четвертьволновой линии
тем больше, чем больше ее длина. Так как длина линии тем
§ 5-4] Общие вопросы конструирования резонансных линий 225
больше, чем меньше ее волновое сопротивление, то для получе-
ния высокой добротности следует применять линии с низким
волновым сопротивлением, а для получения низкой добротно-
сти—с высоким волновым сопротивлением. Практически в пер-
D
вом случае применяют линии, для которых отношение — =
d
— 2,5 -ь 3,0, а во втором случае -^ = 5^-10. Выбор отношений
D
— за указанными пределами приводит к уменьшению доброт-
d
ности ненагруженного контура, что понижает его к. п. д.
В линиях, предназначенных для работы колебаниями высших
3	5
видов, длиною около —X, —Хит. д., большая добротность
получается при большем волновом сопротивлении, т. е. при
большем отношении —. Размеры таких линий должны выби-
d
раться с учетом этого обстоятельства.
Продольные размеры линий определяются условием резо-
нанса и видом колебаний, а также длиной короткозамыкающих
мостиков, размерами элементов крепления и аналогичными
конструктивными соображениями.
Для изготовления линий обычно применяются стандартные
латунные или медные трубы с толщиной стенок 0,5—1,0 мм.
Для удешевления и понижения веса можно применять стальные
и алюминиевые трубы. Токопроводящие поверхности должны
быть тщательно обработаны и покрыты слоем серебра. Наруж-
ные поверхности также желательно серебрить, так как это
повышает теплоотдачу за счет лучеиспускания. В мощных
генераторах наружные трубы снабжают кольцевыми радиато-
рами. Наружная поверхность линии должна быть такой, чтобы
на каждый ватт подводимой к лампе мощности приходилось
20—25 см2 наружной поверхности.
Конструкция двухпроводных линий более проста. Провод-
ники линии обычно выполняются из медной или латунной про-
волоки* трубки или ленты. Диаметр проводников (или ширина
ленты) выбирается порядка 5—6 мм, а расстояние между ними—
15—20 мм. Д,ля сокращения занимаемого линией пространства
проводники изгибают или в виде буквы U, или по дуге окруж-
ности и даже в спираль. Крепление проводников производится
при помощи колодок из диэлектрика или, если разрешает
принципиальная схема, из металла. Во многих случаях в ка-
честве одного из проводников можно использовать экран или
корпус прибора, что значительно упрощает конструкцию линии
(фиг. 5-19).
Настройка линий. Настройка линий в пределах широкого
диапазона может производиться при помощи подвижных корот-
15 В. А. Волгов
226
Резонансные линии
[Гл. 5
козамыкающих мостиков, изменяющих длину линии, при по-
мощи конденсатора переменной емкости и при помощи сер-
дечников из магнитодиэлектрика, изменяющих скорость рас-
пространения фазы вдоль линии, а следовательно, и длину
волны.
Пределы изменения частоты при настройке мостиками опре-
деляются возможными пределами его перемещения. В при-
Фиг. 5-19. Схемы включения однопроводных линий: а — детек-
тор (или смеситель); б — гетеродин; в — балансный смеситель
радиовысотомера
7—мостик; 2— мостик грубой настройки; 3—мостик точной настройки; 4—виток
связи с генератором; 5—симметрирующий конденсатор; б—вход; 7—выход
емных и маломощных передающих устройствах по кон-
структивным соображениям нежелательно применение линий
с длиной больше 26—35 см. При этом минимальная частота
получается примерно 250—300 мггц. Наибольшая частота опре-
деляется возможностью приближения мостика к электродам
лампы, которое ограничивается расположением элементов связи
и подстройки. Для устранения влияния этих элементов на пре-
делы перемещения мостика используют линии с колебаниями
высших видов длиной около — X, — X и т. д. Длина такой линии
4	4
больше длины линии, работающей на основном колебании, на
соответствующее число полуволн.
Практически при настройке мостиками можно получить
изменение частоты в 3—4 раза.
§5-4]
Общие вопросы конструирования резонансных линий
227
Для перекрытия очень широкого диапазона, например деся-
тикратного, используется последовательная работа линии при
колебаниях различных видов; например, в начале диапазона
используются колебания вида —, затем — к и т. д.
Достоинством способа настройки мостиками является воз-
можность перекрытия очень широкого диапазона; существен-
ным недостатком—сложность конструктивного выполнения са-
мих мостиков, наличие вносимых ими значительных потерь и
неудобство механического спаривания нескольких одновремен-
но настраиваемых контуров.
При настройке конденсатором переменной емкости перекры-
вается более узкий диапазон 1,5 н-2,0), но этот метод
настройки допускает удобное механическое спаривание и не вно-
сит больших дополнительных потерь в контур. Особенно часто
такой метод применяется для настройки двухпроводных линий.
Конструктивно конденсатор настройки делается с разрезным
статором по типу, изображенному на фиг. 2-31, и составляет
с линией одно целое. Для получения как можно больших пре-
делов настройки конденсатор размещают возможно ближе к
началу линии. Однако на достаточно высоких частотах такое
размещение уменьшает размеры линии и делает их неудоб-
ными для конструктивного выполнения. В таких случаях кон-
денсатор следует размещать не в начале, а на промежуточных
точках линии. Расчет необходимой емкости конденсатора и
пределов настройки может быть произведен по формулам
(5-19) и (5-20).
При настройке магнитными сердечниками используется
явление укорочения длины волны в линии, помещенной в
магнитодиэлектрик. Поэтому резонанс наступает при более
низкой частоте, чем в линии без сердечника. Пределы изме-
нения частоты определяются магнитными и диэлектрическими
свойствами сердечника. Можно показать, что изменение час-
тоты линии, ко входу которой не подключено каких-либо
реактивных элементов, равно We- При наличии на входе
линии реактивных элементов, например входной емкости лампы,
пределы изменения частоты уменьшаются. Наименьшая частота
получается при вдвинутом сердечнике, а наибольшая — при
выведенном.
Практически удается получить 1,5 -4-2,0.
Наибольшее резонансное сопротивление получается при
-«10.
d
Настройка магнитными сердечниками может применяться
лишь в контурах для приемников и гетеродинов на частотах
до 100—150 мггц, так как при бблыпих частотах и высоких
напряжениях резко растут потери в магнито диэлектрике.
15*
228
Резонансные линии
[Гл. 5
В линиях с большими поперечными размерами наибольшая
частота перекрываемого диапазона должна быть ниже частоты
азимутальных колебаний, определяемых уравнением (5-21).
Максимальная частота в линиях, рассчитанных для ламп с ди-
сковыми выводами, получается порядка 3500—4500 мггц.
Настройка линий в пределах узкого (5—10%) диапазона мо-
жет производиться при помощи подстроечных конденсаторов
или сердечников из диэлектрика.
Разделение видов колебаний. Существенным недостатком
резонансных линий является их многочастотность, т. е. прояв-
ление резонансных свойств для бесконечного ряда частот. Это
особенно нежелательно в гетеродинах и в задающих генера-
торах, в которых возможно возникновение колебаний на не-
желательных частотах, появление неустойчивости генерируемой
частоты, затягивания и перескока частоты. Поэтому вопрос о
выделении колебаний нужной частоты и подавлении всех про-
чих частот представляет значительный интерес.
Разделение полезного и паразитных колебаний производится
несколькими способами, наиболее употребительными из кото-
рых являются выбор определенных параметров входной и
выходной линий и выбор соответствующей обратной связи.
Известно, что длина короткозамкнутой линии, нагруженной
на емкость Со, зависит от частоты и от произведения рС0.
В гетеродинах и задающих генераторах входная и выходная
линии настраиваются приблизительно на одинаковые частоты.
Поэтому, при равенстве произведений рС0 для этих линий, их
длины также получаются одинаковыми. Такие линии имеют
одинаковые ряды резонансных частот и системы, в которых
они применяются, обладают наибольшей склонностью к воз-
буждению паразитных колебаний.
Для исключения возможности появления паразитных коле-
баний необходимо, чтобы линии обладали лишь одной общей
резонансной частотой и различными рядами паразитных частот.
Это возможно при условии, что рвхСвх^=рвыхСвых. Чем больше
отличаются эти произведения друг от друга, тем лучше полу-
чается разделение колебаний. Практика показывает, что до-
статочным условием является:
РалСах  > 3	(5-49)
РвЫХ^вЫХ
или обратное соотношение.
Вторым способом подавления паразитных колебаний является
выбор обратной связи, при которой условия самовозбуждения
имели бы место лишь для колебаний желаемой частоты. Такое
избирательное действие достигается выбором вида связи и
местом ее расположения.
§5-4]
Общие вопросы конструирования резонансных линий
229
На фиг. 5-20 приведены кривые распределения тока и на-
пряжения вдоль линии, нагруженной на входную емкость
лампы, при колебаниях вида — (фиг. 5-20, а) и — X (фигура
5-20, б). Элементы обратной связи могут быть расположены в
участках линии, отмеченных прямой х—х. Из чертежа следует,
что при колебаниях вида напряжение в этих участках имеет
Фиг. 5-20. Кривые распределения
тока и напряжения вдоль корот-
козамкнутой линии и влияние
расположения элемента связи
на разделение колебаний
значение, близкое к максимальному, а ток — к минимальному.
При колебаниях вида — X напря-
жение имеет значение, близкое
к минимальному, а ток—близкое
к максимальному. Поэтому рас-
положенная в этом месте емкост-
ная связь была бы наиболее эф-
фективной при колебаниях вида
—, а индуктивная связь — при
4
3 1
колебаниях вида — к.
4
При применении линий длиной
больше — возможно разделение
4
колебаний путем настройки вход-
ной и выходной линий на разные
виды колебаний, находящиеся
в соотношении 1:3; 3:5 или
5:7.
Схемы цепей питания. Для
подведения к лампе необхо-
димых постоянных напряжений питания — анодного, сеточного
и накала, ее электроды должны быть изолированы друг от
друга по постоянному напряжению. Рассмотрим практическое
выполнение разделения цепей питания в линиях.
В концентрических линиях разделение цепей питания мо-
жет быть осуществлено при помощи полной изоляции провод-
ников линии друг от друга и при помощи переходных кон-
денсаторов между выводами лампы и проводниками линии.
В схеме с полной изоляцией проводников линии (фигура
5-21, а) электроды лампы непосредственно соединяются с изо-
лированными друг от друга проводниками линии, к которым
присоединяются источники питания. Для устранения замыка-
ния через мостики, последние снабжаются внутренними пере-
ходными конденсаторами А. Питание накала подается через
выводы /7, вывод катода по постоянному току обозначен я:.
Схема с переходными конденсаторами (фиг. 5-21, б) обла-
230
Резонансные линии
[Гл. 5
дает большей механической прочностью и более удобна для
конструктивного выполнения. В этой схеме проводники анод-
ной и катодной линии^ присоединяются к выводам лампы че-
Фиг. 5-21. Схемы цепей питания ламп с концентрическими линиями
/—изолирующая шайба; 2— металлическая шайба; 3—сопротивление смещения
рез переходные конденсаторы. Анодный конденсатор А распо-
лагается в анодном контакте, а катодный—включен в конструк-
цию самой лампы. Емкость этих конденсаторов составляет
несколько десятков пф, и они почти не влияют на распреде-
ление напряжений высокой частоты.
§5-4\
Общие вопросы конструирования резонансных линий
231
На схеме фиг. 5-21, в изображены цепи питания при при-
менении стеклянных ламп с дисковыми выводами (CV-90,
CV-273). Анодный переходный конденсатор А выполняется в
виде плоского кольца. Напряжение накала подается по катод-
ному проводнику катодно-сеточной линии В и по проводнику
С, расположенному внутри этой линии. Эти проводники изо-
лированы от прочей конструкции.
На схеме фиг. 5-21, г изображены цепи питания усилитель-
ного каскада на металлокерамических лампах. Для подведения
к аноду, катоду и накалу необходимых постоянных напря-
жений внутренний проводник линии выполнен из трех изоли-
Фиг. 5-22. Схема цепей питания лампы
с двухпроводной линией
рованных друг от друга труб А, Б и В, по которым и под-
водятся постоянные напряжения к электродам лампы. Вывод
проводников, подводящих напряжение питания, произведен в
точке, соответствующей узлу напряжения.
Для защиты проводов питания от проникновения токов вы-
сокой частоты в них включаются фильтры из конденсаторов и
дросселей или сопротивлений. В некоторых конструкциях при-
меняются фильтры из концентрических линий.
В двухпроводных линиях разделение цепей питания может
быть выполнено как при помощи переходных конденсаторов,
так и при помощи проводников специальной конструкции. При
использовании переходных конденсаторов анод лампы соеди-
няется с линией через керамический переходный конденсатор
С; сетка лампы непосредственно соединяется с проводниками
линии (фиг. 5-22).
На фиг. 5-23 изображены проводники линий специальных
конструкций. В конструкции фиг. 5-23, а постоянные напряже-
ния подаются на лампу по центральным проводам, которые
изолированы от проводников линии полиэтиленом. Статическая
емкость между центральным проводом и проводником линии
составляет 100—200 пф. Поэтому распределение напряжения
вдоль такой линии такое же, как в линии со сплошными про-
водниками.
232
Резонансные линии
[Гл. 5
В конструкции фиг. 5-23, б центральный проводник изоли-
руется от наружной трубки обычным проходным конденсато-
ром, расположенным в начале линии. Действие такой линии
аналогично предыдущей.
Фиг. 5-23. Устройство проводников специальных
конструкций
7—диэлектрик; 2— изолированный провод; 3—пайка; 4—проходной
конденсатор
Стабильные линии. Значительное влияние на параметры
линии оказывают температура, влажность и давление окружаю-
щего воздуха. Под влиянием температуры изменяются геомет-
Фиг. 5-24. Схематическое
изображение устройства
многократных линий
рические размеры линии, а при сов-
местном воздействии температуры и
влажности изменяется диэлектриче-
ская проницаемость воздуха. Рассмо-
трим влияние этих факторов на ко-
роткозамкнутую линию, на входе
которой включен конденсатор с воз-
душным диэлектриком.
Слагаемое ТКЧ, обусловленное
тепловым расширением проводников
линии, равняется a-fZ = — а. Его умень-
шение достигается изготовлением ли-
нии из материалов с малым коэффициентом линейного расши-
рения (например из инвара), а также применением термо-
компенсации.
Слагаемое ТКЧ за счет изменения диэлектрической прони-
цаемости воздуха обусловливается изменением диэлектрической
проницаемости воздуха, служащего диэлектриком как линии,
так и (по условию) нагрузочной емкости. Изменение диэлек-
трической проницаемости воздуха вычисляется при помощи
диаграммы А. Р. Вольперта, как изложено в главе второй.
Приближенно можно считать, что а/£^ —0,5ае. Уменьшение
§5-5]
Элементы конструкций линий
233-
этого слагаемого достигается герметизацией. Герметизация
одновременно устраняет влияние на частоту изменений дав-
ления окружающего воздуха, расчет которого может быть вы-
полнен ранее изложенным методом.
Многократные линии. Существенным недостатком, свойст-
венным резонансным линиям, является громоздкость их на,
волнах длиннее 2—3 м.
Значительное сокращение длины может быть получено в
многократных линиях, предложенных М. С. Нейманом в 1940 г.
(фиг. 5-24). Многократные линии состоят из нескольких (k}
концентрических цилиндров, укрепленных на двух торцовых
дисках так, что обращенные друг к другу поверхности этих
цилиндров образуют последовательный ряд отрезков концентри-
ческих линий. Такую систему можно рассматривать как коротко-
замкнутую линию, длина которой в k— 1 раз больше, чем
длина отдельного отрезка. Поэтому длина волны основного
колебания равна Хо = 4/(&—1).
М. С. Нейман показал, что максимальная добротность за-
висит от числа отрезков и получается при соотношениях между
их диаметрами, указанных в табл. 5-1.
Таблица 5-1
Оптимальные соотношения для многократных линий
k		2	3	4	5	7
(-) • • • \ d /опгп	3,6	2,52	2,02	1,75	1,48
Многократные линии с успехом применяются на длинновол-^
новом конце метрового диапазона и даже на коротких волнах.
5-5. Элементы конструкций линий
Важнейшими элементами конструкции линии, в значительной
степени определяющими ее электрические и механические
свойства, являются короткозамыкающие мостики, соединитель-
ные контакты, элементы подстройки, элементы связи и различ-
ные фильтры. Рассмотрим примеры конструкции этих эле-
ментов и их основные свойства.
Короткозамыкающие мостики. Основным вопросом, воз-
никающим при конструировании мостиков, является обеспече-
ние низкого переходного сопротивления скользящего контакта
между мостиком и проводниками линии, так как это сопротив-
ление расположено в пучности тока и оказывает значитель-
ное влияние на добротность и резонансное сопротивление.
234
Резонансные линии
[Гл. 5
Рассмотрим конструкции мостиков, применяемых в концен-
трических и в двухпроводных линиях.
Короткозамыкающие мостики концентрических линий (порш-
ни или плунжеры) по принципу действия можно разделить на
контактные и бесконтактные. В контактных мостиках соедине-
ние между мостиком и проводниками линии осуществляется
при помощи скользящего контакта, в бесконтактных мости-
ках — без скользящего контакта.
Контактные мостики в зависимости от конструкции могут
-быть подразделены на мостики с плоскими пружинами и мо-
стики со спиральными пружинами.
Пружины могут быть выполнены отдельно из пружинной
бронзы1 (фиг. 5-25, а) или изготовлены за одно целое с мос-
тиком (фиг. 5-25,6).
С целью уменьшения потерь пружины и мостик покры-
ваются слоем серебра; иногда пружины снабжаются серебря-
ными контактами.
В мостике со спиральными пружинами (фиг. 5-25, в) спираль-
ная пружина из пружинной бронзы закладывается в специальные
пазы, сделанные на мостике. Такая конструкция проще в из-
готовлении, но дает более высокое переходное сопротивление.
Общим недостатком, свойственным рассмотренным конструк-
циям, является то, что сопротивление скользящего контакта
оказывается малым только при больших контактных давле-
ниях, при которых многократное перемещение мостика вызы-
вает быстрое изнашивание контакта и поверхности линии.
Исследования показывают, что величина контактного со-
противления мало зависит от площади контактирующих поверх-
ностей, а в основном определяется лишь материалом контак-
тов, качеством их обработки и контактным давлением. Чем
мягче материал контакта, чем меньше его удельное сопротивле-
ние и чем чище поверхность, тем меньше контактное сопро-
тивление. При увеличении давления контактное сопротив-
ление уменьшается лишь до известного предела. Для сереб-
ряных контактирующих поверхностей этот предел наступает
при давлениях порядка 0,5 кГ1мм2, а при медных поверхно-
стях—от 1,0 до 1,5 кГ/мм2. На УКВ контактное сопротивление
в 5—10 раз выше сопротивления постоянному току и с повы-
шением частоты увеличивается. В среднем оно составляет
0,02—0,08 ом, но при особо тщательном изготовлении может
быть доведено до нескольких десятитысячных ома.
Контактные мостики рассмотренного типа могут быть ис-
пользованы на частотах до 600—700 мггц, на которых кон-
тактное сопротивление еще не оказывает значительного влияния
на параметры контура. На частотах выше 700 мггц применяют
1 Например из бериллиевой, фосфористой и т. п.
$ 5-5]
Элементы конструкций линий
235
Фиг. 5-25. Устройство короткозамыкающих мостиков: а п б —
с плоскими пружинами; в — со спиральными пружинами; г — с вы-
несенными контактами; д — с вынесенными контактами и внут-
ренним переходным конденсатором
/—тяга; 2—фиксирующий пояс; 3—контактная пружина; 4—слюдяная прокладка;
5—контакты
236
Резонансные линии
[Гл. 5
мостики, контакты которых
вынесены в узел тока (фиг.
5-25, г и д). При этом ток
почти не проходит через
контакты, благодаря чему
получаются малые потери,
не влияющие на параметры
контура. Длина контактных
пружин выбирается равной
четверти волны, поэтому при
расположении мостика в
пучности тока контакты ока-
а зываются в узле тока. При
S длине мостика, точно равной
ь четверти волны, потери в
g контактах равны нулю. Неко-
х торое отклонение длины мо-
я стика от четверти волны уве-
| личивает вносимые потери,
£. но все же они получаются
§ значительно меньше потерь,
& вносимых контактом, распо-
о ложенным в пучности| тока.
S Мостики с вынесенными кон-
•§ тактами удовлетворительно
н работают в пределах двух-
£ или трехкратного диапазона,
со если их длина выбрана по
наивысшей частоте. Так,
например, мостик длиной
® 2,5 см удовлетворительно
работает в диапазоне от 1000
до 3000 мггц.
Мостики с вынесенными
контактами могут приме-
няться лишь в линиях, ра-
ботающих с колебаниями
3 , 5,
высших видов — л, -X, дли-
на которых больше длины
мостика.
На частотах выше 3000
мггц широко применяют-
ся бесконтактные мостики
(фиг. 5-26). В таких мостиках используются свойства линии
создавать очень низкие или очень высокие входные сопро-
тивления и возможность трансформации этих сопротивлений.
#5-5]
Элементы конструкций линий
237
В простейшем бесконтактном мостике (фигура 5-26, а) мостик
и обращенные к нему поверхности проводников образуют
разомкнутую концентрическую линию длиной в половину
длины волны; ее входное сопротивление равняется
(5-50)
При отклонении длины мостика от полуволны входное со-
противление несколько увеличивается. Для мостиков, работаю-
щих в пределах некоторого диапазона, величина зазора вы-
бирается достаточно малой, не более 0,2—0,3 мм, а длина
определяется по наивысшей частоте. Входное сопротивление
такого мостика для более низких частот оказывается емкостным
и достаточно низким.
При использовании бесконтактных мостиков возможно появ-
ление резонансов в полости линии, расположенной за мостиком.
При резонансе в эту полость проникает энергия, потеря кото-
рой равноценна увеличению сопротивления линии. Для устра-
нения резонансных явлений принимаются специальные меры:
в заднюю полость вводят материалы, поглощающие высокоча-
стотную энергию, например магнитодиэлектрики, или преду-
сматривают дополнительные контакты, замыкающие нерабо-
тающую часть полости, расположенную за мостиком.
Примером такой конструкции является так называемый
дроссельный мостик (фиг. 5-26, б). В этом мостике переходное
сопротивление трущегося контакта гк в точках е и f трансфор-
мируется на вход в точки а и b при помощи двух соединен-
ных последовательно концентрических четвертьволновых линий
рх и р2. Применяя к этим линиям формулы пересчета, получим
входное сопротивление в точках а и Ь:
	=	.	(5-51)
Выбрав размеры мостика так, чтобы удовлетворялось усло-
вие р2 Pi, можно получить очень низкое входное сопротивле-
ние, значительно меньшее, чем сопротивление контакта.
Дроссельный мостик (фиг. 5-26, в) имеет меньшую длину,
чем предыдущий. Принцип его действия также основан на
трансформирующих свойствах четвертьволновой линии. В точ-
ках а и е получается низкое входное сопротивление за счет
того, что разомкнутые линии ab и ef нагружены на высокое
входное сопротивление короткозамкнутых линий cd и gh. На
таком же принципе основано действие зигзагообразных мости-
ков фиг. 5-26, гид. Здесь низкое входное сопротивление в точках
а и е также обусловливается тем, что разомкнутые линии ab
и ef нагружены на высокое входное сопротивление коротко-
238
Резонансные линии
[Гл. 5
замкнутых линий cd и gh. Величина зазора между линией и
мостиком выбирается порядка 0,2—0,25 мм.
Дроссельные мостики рассмотренных типов удовлетвори-
тельно работают в пределах 2—2,5-кратного диапазона и ши-
роко используются на частотах выше 500—600 мггц, а зигзаго-
образные — выше 2000—3000 мггц.
На более низких частотах они используются редко, так как
длина мостика получается большой, неудобной для практиче-
ского применения.
Фиг. 5-27. Устройство короткозамыкаюших мостиков
для двухпроводных линий
Потери в мостиках вызываются сопротивлением переходных
контактов и сопротивлением самого мостика. Переходное со-
противление в тщательно изготовленном контактном мостике,
как указывалось, может быть порядка нескольких десятиты-
сячных ом. Переходное сопротивление бесконтактных мостиков
имеет несколько большее значение.
Сопротивление медного мостика в виде шайбы (ом) рав-
няется:	_
г = 0,7р]//-10~6.	(5-52)
Здесь р—волновое сопротивление линии, ом, а /—частота, мггц.
При изготовлении мостика (шайбы) из других материалов
или применении покрытий данное выражение необходимо
умножить на коэффициент а, определяемый по формуле (1-17).
Конструкции мостиков для двухпроводных линий значительно
проще и отличаются большим однообразием. Обычно приме-
няются мостики контактного типа (фиг. 5-27, а и б). Такие
мостики обладают некоторым реактивным сопротивлением, по-
этому приближенно можно считать, что длина линии увели-
чивается на —. Выполняются мостики из латуни, бронзы, а
контакты часто делаются из серебра.
Соединительные контакты. Основным требованием, предъ-
являемым к контактам, соединяющим линию и выводы лампы,
$ 5-5]
Элементы конструкций линий
239
является обеспечение надежного соединения при возможно
низкой величине переходного сопротивления.
Применяемые конструкции можно разделить на контакты с
плоскими пружинами и контакты со спиральными пружинами
(фиг. 5-28).
Контакты с плоскими пружинами могут быть выполнены из-
того же материала, что и проводники линии (фиг. 5-28, а), или
в виде специальных пружинных наконечников (фиг. 5-58,6 и в)..
Конструкция катодного контакта со спиральными пружинами
(фиг. 5-28, г) аналогична конструкции мостиков. На фиг. 5-29'
изображены конструкции анодных контактов для ламп маячко-
Фиг. 5-28. Устройство соединительных контактов
/—плоская пружина; 2— спиральная пружина
вого типа. В конструкции фиг. 5-29, а внутренний проводник А
служит для подачи на анод анодного напряжения, а наружный,
проводник В изолирован от него по постоянному току диэлек-
триком С. В конструкции фиг. 5-29, б анодное напряжение по-
дается через дроссель или сопротивление D, расположенное
внутри анодной трубки.
Соединительные проводники и контакты при двухпровод-
ных линиях не имеют каких-либо особенностей. Соединение
концов линии с контактами ламповой панельки производится
очень короткими (несколько мм) отрезками монтажного про-
вода. В более совершенных конструкциях соединительные про-
водники практически отсутствуют, так как концы линии присое-
диняются непосредственно к контактам лампы.
Элементы подстройки. Для перекрытия узкого (10—15% У
диапазона или для точной установки частоты наиболее часто
настройку линии производят при помощи конденсаторов пе-
ременной емкости. Такие конденсаторы включаются между
проводниками линии в точках, близких к пучности напряже-
ния. Чем ближе к пучности напряжения расположен конденсатор,
тем сильнее его влияние на частоту контура. Емкость конден-
сатора определяется перекрываемым диапазоном; обычно она
составляет несколько пф. При большей емкости линия сильно^
"240
Резонансные линии
[Гл. 5
а)
Фиг. 5-29. Устройство анодных
контактов для маячковых ламп
.1—пружинный контакт; 2—соединительный
проводник
б)
укорачивается, что неблагоприятно сказывается на ее пара-
метрах.
Конструкция конденсатора определяется типом линии. В кон-
центрических линиях конденсатор выполняется в виде диска,
приближаемого или удаляемого от внутреннего проводника
(фиг. 5-30). В конструкции а диск конденсатора приближается
(или удаляется) к боковой поверхности внутреннего проводника
линии, а в конструкции фиг.
5-30, б — к торцу этого проводни-
ка. При сочетании линий с лам-
пами с дисковыми выводами мо-
жет быть применена лишь пер-
вая конструкция.
Для подстройки двухпровод-
ных короткозамкнутых линий
конденсаторы включаются на
входе, а разомкнутых—на выходе
линии (фиг. 5-31). Наиболее ча-
сто применяются конденсаторы
с разделенным статором. В не-
которых случаях применяются
обычные миниатюрные конден-
саторы переменной емкости. Рас-
чет перекрываемого диапазона
может быть произведен по фор-
муле (5-19).
Элементы связи. Элементы
связи должны обеспечивать тре-
буемую величину связи и допу-
скать возможность ее измене-
ния в некоторых пределах для
начения. Схема связи должна
соответствовать типу соединительного фидера — симметричного
или несимметричного, не должна вносить в схему каскада
значительных паразитных емкостей и не должна нарушать
симметрию двухтактных схем. Желательно, чтобы величина
связи по возможности не изменялась при перестройке линии,
а элементы связи не ограничивали перемещение коротко-
замыкающих мостиков.
Применяемые связи можно разделить на индуктивные, кон-
дуктивные и емкостные. Рассмотрим способы их выполнения в
концентрических и двухпроводных линиях.
В концентрических линиях индуктивная связь осущест-
вляется при помощи витка, плоскость которого пересекается
магнитными силовыми линиями. Этот виток располагается в
участках с наиболее интенсивным магнитным полем, т. е. около
пучности тока. В короткозамкнутой четвертьволновой линии
5-5]
Элементы конструкций линий
241
пучность тока расположена на конце, поэтому виток следует
располагать на короткозамыкающем мостике. Такое расположе-
ние усложняет конструкцию мостика, но обеспечивает высокое
постоянство связи в пределах широкого диапазона (kf 4-:-5),
так как величина тока в пучности почти не изменяется при
перестройке линии.
Для упрощения конструкции виток часто располагают не-
подвижно, на наружном проводнике линии. При этом величина
связи изменяется при перестройке линии, так как напряжен-
ность магнитного поля в месте расположения витка В зависит
Фиг. 5-30. Подстройка концен-
трических линий конденсатором
переменной емкости
Фиг. 5-31. Схемы двухпровод-
ных линий с подстройкой кон-
денсатором переменной ем-
кости: а — короткозамкнутая
линия; б—разомкнутая линия
от положения мостика А. На фиг. 5-32, а показано положение
мостика при настройке на самую короткую, а на фиг. 5-32,6—
на самую длинную волну диапазона. Чем больше перемещение
мостика, т. е. чем шире перекрываемый диапазон, тем в боль-
ших пределах изменяется связь.
В линиях длиной в несколько четвертей длин волн с фик-
сированной настройкой виток конструктивно удобнее распола-
гать не у мостика, а в промежуточной точке, соответствую-
щей пучности тока. Такая точка расположена на расстоя-
нии — от мостика.
2
В линиях, настраиваемых в пределах достаточно широкого
диапазона, невозможно получить совершенно постоянную
связь в пределах всего диапазона. Постоянство связи в этом
случае зависит от правильного расположения витка.
На фиг. 5-33 показано распределение напряженности маг-
16 В. А. Волгов
242
Резонансные линии
[Гл. 5
нитного поля вдоль линии при крайних положениях мостика.
Для получения наименьших пределов изменения связи виток
должен быть расположен в некоторой промежуточной точке
между максимумами напряжения магнитного поля так, чтобы
б' == О” = 0о. Поэтому при перестройке линии связь изменяется
от максимального значения, соответствующего совпадению
пучности напряжения с расположением витка, до значения
Фиг. 5-32. Кривая распределения
напряженности магнитного поля при
различных положениях короткоза-
мыкающего мостика
Фиг 5-33. К расчету положения
витка связи
в cos 60 раз меньшего. Величина 60 может быть определена
следующим образом.
Для рассматриваемой линии можно написать такие выраже-
ния для расстояний между мостиком и витком связи:
Разность этих расстояний равна линейному перемещению
мостика:
Л - А = -j- (х2 - М +	+ М-
Кроме того,
Сравнивая эти выражения и учитывая, что коэффициент
диапазона kf = — , после простейших преобразований получим:
§5-5]
Элементы конструкций линий
243
9”=тСтп)-	<5-53»
Это выражение справедливо для линий с любым видом коле-
баний, т. е. при ^ = 3, 5, 7 и т. д.
Индуктивная связь в зависимости от конструкции витка
может быть выполнена для включения как симметричного
(фиг. 5-34, а), так и несимметричного (фиг. 5-34, б) фидера.
Фиг. 5-34. Устройство витков связи
Величина индуктивной связи определяется магнитным по-
током, пронизывающим виток связи. М. С. Нейман показал,
что электродвижущая сила Е, возбуждаемая в витке прони-
зывающим его потоком Фв, равняется:
Здесь Uцакс -- напряжение на входе ли-
нии, а Ф — полный магнитный поток в
полости линии, величину которого мож-
Фиг. 5-35. Эквивалент-
ная схема витка связи
но выразить через напряженность маг-
нитного поля и площадь поперечного
сечения линии.
Полученное выражение определяет электродвижущую силу,
возбуждаемую в витке. Для определения выходного напряже-
ния Uвых рассмотрим эквивалентную схему витка (фиг. 5-35).
Выходное напряжение
U =Е
сых
^+(x„ + wLe)2
Здесь c>Ze Ze, так как активное сопротивление витка обычно
весьма мало. При режиме бегущих волн в фидере RH — р^ и
л„ = 0; поэтому
U =-----------Е -------,
<>£<, \2
16*
244
Резонансные линии
[Гл. 5
т. е. увеличение выходного напряжения может быть полу-
чено за счет уменьшения индуктивности витка связи. Однако
при большой индуктивности витка > 1; следовательно,
U —
6ЫХ &Le
В этом случае выходное напряжение почти не зависит от
индуктивности витка, так как числитель и знаменатель этого
выражения пропорциональны ее величине.
Индуктивность витка может быть уменьшена его изготов-
лением из проволоки большого диаметра или из плоской ленты.
Фиг. 5-37. Схема емкостной
связи
Фиг. 5-36. Схема кондуктив-
ной связи
При режиме смешанных волн в фидере, вызываемых, на-
пример, значительным реактивным сопротивлением нагрузки,
рассмотренная связь не обеспечивает необходимых напряжений
на нагрузке. Для повышения выходного напряжения следует
применять настроенные витки. Это достигается включением
соответствующего конденсатора параллельно витку связи.
Регулировка индуктивной связи производится изменением
формы витка и вращением его плоскости относительно на-
правления линий магнитного поля.
Кондуктивная связь применяется для включения концентри-
ческого фидера и осуществляется присоединением его цен-
трального проводника к некоторой точке А внутреннего про-
водника линии (фиг. 5-36). Такая связь может рассматриваться
как частный случай индуктивной связи, при которой часть
витка образуется стенками линии и короткозамыкающим мо-
стиком.
Выходное напряжение при кондуктивной связи определяется
из условия распределения напряжения вдоль линии:
и 21121,
вых макс sj(1 Q •
$ 5-5]
Элементы конструкций линий
245
Здесь 0 = ?^ и 01 = ?^-. Это выражение не учитывает влия-
X	X
ния индуктивности соединительного провода, которая мала.
Для уменьшения индуктивности применяют проводники с боль-
шим поперечным сечением или делают их из плоской ленты.
Необходимость перемещения точки присоединения фидера при
настройке линии короткозамыкающим мостиком создает суще-
ственные трудности в реализации кондуктивной связи и огра-
ничивает ее применение, поэто-
му наиболее часто она приме-
няется в линиях с фиксированной
настройкой.
Емкостная связь осущест-
вляется при помощи небольшого
конденсатора (С < 0,5 н-1,0 пф),
одной обкладкой которого
является диск или штырь, рас-
положенный во внутренней по-
лости линии, а второй — вну-
тренний проводник линии. Внут-
ренний проводник фидера при-
соединяется к диску (или шты-
рю), а внешняя оболочка —к
наружному проводнику линии
(фиг. 5-37).
Конденсатор связи распола-
Фиг. 5-38. к определению рас-
положения конденсатора связи
гается около электродов лампы,
напряжение на которых мало изменяется при перестройке. Это
обеспечивает постоянство связи в пределах достаточно широ-
кого (^у= 1,5-^-2,0) диапазона. При присоединении конденсатора
связи на некотором расстоянии от электродов лампы, сравнимом
с четвертью длины волны, уменьшается величина связи и
увеличивается ее зависимость от настройки.
В линиях с фиксированной настройкой, длиной в несколько
четвертей длин волн, конденсатор связи можно присоединить
к линии не у электродов лампы, а в некоторой промежуточ-
ной точке, соответствующей пучности напряжения. В линиях,
настраиваемых в широком диапазоне, связь при таком распо-
ложении конденсатора изменяется при настройке.
На фиг. 5-38 изображены кривые распределения напряжен-
ности электрического поля вдоль линии, при крайних положе-
ниях мостика. Для получения наименьших пределов изменения
связи конденсатор связи должен быть расположен так, чтобы
0^=6о = 9о. Поэтому при перестройке линии связь изменяется
от максимального значения, соответствующего совпадению
пучности напряжения с расположением конденсатора, до зна-
246
Резонансные линии
[Гл. 5
чения, в cos 60 раз меньшего. Величина % может быть опреде-
лена на основании следующих соображений.
Для данной линии предельные расстояния между мостиком
и конденсатором связи равны:
А	и д
4 2к 2	4 ~ 2п
Разность этих расстояний, равная линейному перемещению
мостика, равняется:
- Лг = -L(k2 - )ч) + А (Х2+XJ.
Фиг. 5-39. Эквивалентная схе-
ма емкостной связи
Кроме того,
Д2_Д1 = А(Х2_Х1).
Сравнивая эти выражения и учи-
тывая, что коэффициент диапазона
равен kf= — , после простейших
преобразований получаем:
<5-54)
\Я/ + 1/
Эта формула справедлива для линий с любым видом коле-
баний, т. е. при /гх = 3, 5, 7 и т. д.
Сравнивая полученную формулу с (5-53), выведенной для
индуктивной связи, можно заключить, что	при равных
коэффициентах диапазона т. е. в отношении равномерности
по диапазону емкостная связь хуже индуктивной, так как при
ее применении величина связи изменяется по диапазону го-
раздо сильнее. Практически она не требует регулировки при
изменении частоты не более чем в 1,25—1,3 раза. Достоинством
емкостной связи является простота выполнения и возможность
изменения ее величины в значительных пределах при помощи
простейшего подстроечного конденсатора. Существенным ее
недостатком является сложность включения двухпроводных
фидеров; поэтому она применяется лишь при использовании
концентрических фидеров.
- Расчет емкостной связи может быть произведен на основа-
нии эквивалентной схемы фиг. 5-39. На основании этой схемы
напряжение на выходе
£ 5-5]
Элементы конструкций линий
247
При режиме бегущей волны в фидере Кн = рф и л\ = 0;
при этом
т т __________U макс______
и вых	/----------j----•
]/	+ (wQePge)2
Полученная формула позволяет рассчитать элементы доста-
точно сильной связи, при которой расстояние между подвиж-
ной обкладкой конденсатора и внутренним проводником линии
значительно меньше расстояния между проводниками линии.
При слабой связи, т. е. при значительном расстоянии между
подвижной обкладкой конденсатора и внутренним проводни-
ком линии, большое влияние оказывают паразитные емкости,
которые возникают между конденсатором и внутренней по-
Фиг. 5-40. Схемы связи двухпроводной линии с симметричным фидером
7—виток связи; 2—выводные концы (к фидеру); 3—вывод на лампу
верхностью наружного проводника линии и изменяют эквива-
лентную схему.
В двухпроводных линиях также возможно осуществление
индуктивной, кондуктивной и емкостной связи. На фиг. 5-40
показаны схемы связи двухпроводной линии с симметричным
фидером. Индуктивная связь с двухпроводной линией (фиг.
5-40, а) осуществляется при помощи витка, расположенного
над линией. Размеры витка связи получаются достаточно боль-
шими, так как его периметр имеет порядок 0,15 —0,25 X. По-
этому его следует рассматривать как линию, входное сопро-
тивление которой равно Ze = pe\g%.
Для устранения влиянии этого сопротивления на выходное
напряжение цепь связи следует настраивать в резонанс. В дан-
ном случае обычно удобнее конденсатор настройки включать
последовательно с витком связи.
Сопротивление связи между линией и витком связи рав-
няется:
X — р tg 6 .
св "св О св
При близком расположении витка и линии и при одинако-
вых размерах витка и линии вев — Ч, а
2761g |/	-
248
Резонансные линии
[Гл. 5
Здесь b — расстояние между осями проводов витка связи и
линии.
Минимальное расстояние между витком связи и линией
обычно определяется электрической прочностью
Ераб = 500-Н-600 в/мм.
На практике индуктивная связь с двухпроводной линией
почти всегда сопровождается емкостной связью, величина ко-
Фиг. 5-41. Схема связи двухпроводной линии с несимметричным фидером
7—фидер; 2—согласующая петля; 3— проводники линии
торой зависит от размеров витка и близости его расположе-
ния к линии. Это вызывает некоторую асимметрию и измене-
ние величины связи.
Кондуктивная связь с двухпроводной линией (фиг. 5-40, б)
обычно применяется в линиях с фиксированной настройкой.
Ее регулировка осуществляется изменением расстояния Ц между
короткозамыкающим мостиком и точками присоединения фи-
дера. Недостатком кондуктивной связи является необходимость
перемещения точек присоединения фидера вдоль линии при
регулировке и при перестройке линии.
Емкостная связь с линией (фиг. 5-40, в) осуществляется при
помощи двух конденсаторов, соединяющих фидер с проводни-
ками линии.
Индуктивная, кондуктивная и емкостная связи с двухпро-
водной линией могут применяться лишь при двухпроводных
фидерах. При включении концентрических фидеров в линию
вносится значительная асимметрия, которая во многих случаях
является нежелательной. Поэтому присоединение концентриче-
§ 5-5]
Элементы конструкций линий
249
ского фидера к двухпроводной линии производится через сим-
метрирующие устройства, хорошо известные в технике УКВ.
На фиг. 5-41 изображены различные способы осуществле-
ния связей между двухпроводной линией и концентрическим
фидером. Схемы фиг. 5-41, а, бив изображают соответ-
ственно индуктивную, кондуктивную и емкостную связи без
симметрирующих устройств, а схемы фиг. 5-41, г и д—индук-
тивную и кондуктивную связи с симметрирующими устрой-
ствами. Подстроечный конденсатор Ссв в схеме фиг. 5--41,а,
предназначенный для компенсации индуктивности проводника
связи, может быть заменен короткозамкнутым отрезком кон-
Фиг. 5-42. Схемы обратной связи
центрической линии длиной больше четверти длины волны.
Изменяя емкость конденсатора Ссв (или длину отрезка линии),,
можно изменять величину связи и режим работы фидера.
Элементы обратной связи. В генераторах и гетеродинах
предусматриваются цепи обратной связи, которые соединяют
входную и выходную линии и обеспечивают самовозбуждение..
Обратная связь может быть индуктивной, кондуктивной, ем-
костной или комбинированной. Она должна быть легко выпол-
нимой, конструктивно не ограничивать перемещение мостиков
и по возможности допускать легкую регулировку для подбора
наивыгоднейшего режима.
На фиг. 5-42 изображен гетеродин с обратной связью и
представлены наиболее употребительные способы ее осущест-
вления. Схемы фиг. 5-42, а и б соответствуют индуктивной
связи; фиг. 5-42, в— емкостной связи; фиг. 5-42, г—индуктивно-
емкостной связи и фиг. 5-42, кондуктивно-емкостной связи.
Элементы индуктивной связи располагаются в частях линии
с интенсивным магнитным полем, а элементы емкостной связи—
с интенсивным электрическим полем.
Для получения регулировки наиболее удобна кондуктивно-
емкостная связь (фиг. 5-42, o'), изменение величины которой
производится ввинчиванием или вывинчиванием штыря.
1250
Резонансные линии
[Гл. 5
При очень высоких частотах применяется дифракционная
обратная связь, осуществляемая через отверстия в общей
стенке входной и выходной линий. Величина и характер такой
связи зависят от размеров отверстия и его расположения на
линии.
Высокочастотные фильтры. Свойства короткозамкнутых
или разомкнутых четвертьволновых линий используются
Фиг. 5-43. Устройство высокочастотных фильтров
в конструкциях УКВ, для устройства различных фильтров
(фиг. 5-43).
Короткозамкнутая четвертьволновая линия фиг. 5-43, а
может быть использована в качестве дросселя, эквивалентная
индуктивность которого Z9 = -£-tg 6 тем больше, чем больше
л
•фиг. 5-44. Устройство фильтра для цепей
питания
волновое сопротивление
линии. Поэтому для
устройства дросселей при-
меняют линии с большим
D
отношением —.
d
Разомкнутая четверть-
волновая линия фиг.
5-43, б может быть ис-
пользована в качестве блокировочного конденсатора, экви-
валентная емкость которого С — — ctg6 тем больше, чем
меньше волновое сопротивление линии. Поэтому для устрой-
ства конденсаторов применяют линии с малым отношением —.
а
Для понижения волнового сопротивления пространство между
проводниками заполняют диэлектриком.
В практических конструкциях применяется различное соче-
тание таких дросселей и конденсаторов. В конструкции фильтра
фиг. 5-43, в, применяемого в кристаллических смесителях для
фильтрации высокочастотных токов, разомкнутая линия ab
образует блокировочный конденсатор, а короткозамкнутая
линия cd—дроссель. Недостатком таких фильтров является за-
§5-6]
Конструкции каскадов на резонансных линиях
251
висимость их действия от частоты, что ограничивает возмож-
ность их использования в широком диапазоне.
На фиг. 5-44 изображена конструкция фильтра для цепей
питания, применяемого на дециметровых и сантиметровых
волнах. Фильтр образуется концентрической линией, внутрен-
няя полость которой А заполнена несовершенным диэлектри-
ком: порошкообразным железом, магнитодиэлектриком, осту-
женной смесью желатины с водным раствором медного
купороса и т. п. Затухание такого фильтра получается по-
рядка 150—300 дб на длину волны.
5-6. Конструкции каскадов на резонансных линиях
Рассмотрим примеры конструктивного выполнения различ-
ных каскадов маломощной радиоаппаратуры, выполненных на
резонансных линиях.
Конструкции на концентрических линиях. На фиг. 5-45
изображены конструкции усилителя высокой частоты, сме-
сителя и гетеродина радиоприемника на 1000 мггц, выпол-
ненные на концентрических линиях и маячковой лампе.
Каскады состоят из двух односторонне расположенных кон-
туров, настройка которых производится при помощи коротко-
замыкающих мостиков А и В с пружинными контактами.
В усилителе (фиг. 5-45, а) перемещение мостика выходного
(анодно-сеточного) контура осуществляется винтом С; мостик
входного контура жестко связан с колодкой D и перемещается
вдоль линии вместе с этой колодкой. Точная настройка вход-
ного контура производится конденсатором Е.
Связь входного контура с фидером кондуктивная. Она осу-
ществляется при помощи щетки F, соединяющей фидер с внут-
ренним проводником входной линии. При перестройке эта
щетка перемещается вдоль линии. Связь с выходным фидером
индуктивная. Виток связи О расположен на мостике выходного
контура и перемещается вместе с ним. Это обеспечивает
постоянство связи в пределах всего диапазона.
Напряжения смещения и накала подаются на соответствую-
щие ножки, расположенные на цоколе лампы; анодное напря-
жение подается по проводу, проложенному внутри анодного
проводника линии; там же расположены развязывающие со-
противления.
В смесителе (фиг. 5-45, б) на линиях выполнен входной кон-
тур (контур сигнала); выходной контур промежуточной частоты
состоит из обычной катушки L и полупеременного конденса-
тора CL, размещенных внутри сеточной линии. Настройка вход-
ного контура также производится перемещением мостика;
настройка выходного контура промежуточной частоты —
подстроечным конденсатором С2, регулируемым винтом. Связь
252
Резонансные линии
[Гл. 5
входного контура с фидером сигнала и фидером гетеродина
кондуктивная. Связь с выходным фидером емкостная, через
переходной конденсатор С3. В гетеродине (фиг. 5-45, в) преду-
смотрена кондуктивно-емкостная обратная связь, регулировка
которой производится ввинчиванием или вывинчиванием винта у.
Частота гетеродина определяется настройкой катодно-сеточной
Фиг. 5-45. Устройство высокочастотных каскадов приемника на 1000 мггц
/—антенный фидер; 2— выходной фидер; 3—филер от усилителя; 4—фидер от гетеродина;
5— выход на УПЧ; 6—выход на смеситель
линии; настройка анодно-сеточной линии влияет на величину
обратной связи и на отдаваемую мощность.
На фиг. 5-46 изображена более простая конструкция гене-
ратора, применяемого на частотах до 3000 мггц. Генератор со-
стоит из разомкнутых, односторонне расположенных линий,
связанных общей полостью. Между катодным и анодным про-
водниками расположен короткозамыкающий мостик А с внутрен-
ним разделительным конденсатором; в качестве сеточного про-
водника служит цилиндр В, укрепленный непосредственно на
сеточном выводе лампы. Длина этого цилиндра приблизительно
равна половине длины волны. Напряжение смещения подается
или через сопротивление, или через центральный проводник
§ 5-6]
Конструкции каскадов на резонансных линиях
253
специального отрезка коаксиальной линии С длиной в четверть
волны, выполняющего одновременно роль опоры.
Частота генератора определяется длиной сеточного цилиндра.
Для ее изменения сеточный цилиндр иногда делают телеско-
пическим. Для изменения частоты в небольших пределах
служит телескопическая насадка D на анодной линии; дей-
Фиг. 5-46. Устройство генератора с
одним органом настройки (до 3000 мггц)
Фиг. 5-47. Устройство гене-
ратора повышенной мощности
на 3000 мггц
ствующая длина ее может регулироваться при помощи винта Е.
Положение мостика А лишь определяет величину обратной
связи. Для получения одноручечного управления применяется
механическое спаривание мостика А и насадки D.
На фиг. 5-47 изображена конструкция генератора, при-
меняемая с более мощными лампами на частотах порядка
3000 мггц. Генератор состоит из двух односторонне располо-
женных линий, связанных через проходную емкость лампы.
Катодно-сеточная линия имеет длину приблизительно к;
настройка этой линии производится при помощи мостика А.
Анодно-сеточная линия разомкнута на конце, ее длина при-
близительно равна к. Такие размеры обеспечивают хорошее
разделение колебаний.
254
Резонансные линии
[Гл. 5
Анодное напряжение
анодно-сеточной линии,
подается на центральный проводник
через четвертьволновой дроссель В,
Фиг. 5-48. Устройство детектор-
ного каскада сверхрегенератив-
ного приемника (2400 мггц)
который исключает возможность
проникновения токов высокой ча-
стоты в цепи питания.
Фиг. 5-49. Устройство концентриче-
ских линий с настройкой магнитными
(и диэлектрическими) сердечниками:
а—для усилительных каскадов; б—для
гетеродинов
/—внутренний проводник; 2—наружный провод-
ник; 3—сердечник; 4—диэлектрик; 5—тяга
Достоинством такого генератора является отсутствие мо-
стика с внутренним переходным конденсатором, электрическая
прочность которого во многих случаях ограничивает величину
анодного напряжения.
Частота генератора в основном определяется настройкой
анодно-сеточной линии; настройка катодно-сеточной линии
определяет лишь величину обратной связи. Для изменения
частоты в небольших пределах применяется телескопическое
устройство анодного проводника, аналогичное используемому
в предыдущей конструкции.
5-6]	Конструкции каскадов на резонансных линиях	255-
На фиг. 5-48 представлена конструкция детекторного кас-
када сверхрегенеративного приемника на частоту 2400 мггц на
Маячковой лампе. Каскад состоит
ртройка которых в пределах
10% производится при помощи
подстроечных
С\ и С2. Связь
його контура с
дуктивная, при
pa А. Обратная
тивно-емкостная,
мая; она осуществляется при
помощи штыря В. Анодное на-
из двух контуров, на-
конденсаторов
анодно-сеточ-
антенной ин-
помощи вит-
связь кондук-
регулируе-
пряжение подается через раз- фиг 5.50 у йство двухпровод.
Называющее сопротивление 7?	ной ЛИНИи с мостиком
в 120 ом, помещенное внутри
йнодного проводника. Полезная нагрузка (трансформатор низ-
кой частоты Тр) включается в катодную цепь лампы.
На фиг. 5-49 изображены конструкции линий, применяемые
В радиоприемниках, с настройкой магнитодиэлектрическими
Фиг. 5-51. Устройство двухпроводной линии
с конденсатором переменной емкости
/—ламповые гнезда; 2—ось конденсатора; 3—основания
Сердечниками. Сердечник вдвигается со стороны короткозамк-
нутого конца; для пропуска замыкающего проводника он снаб-
жен продольным шлицом. На входном конце линии фиг. 5-49, а
расположен конденсатор С, определяющий сосредоточенную
емкость контура. В конструкции фиг. 5-49, б этот конденсатор-
256
Резонансные линии
[Гл. 5
выполнен несколько иначе, что позволяет осуществить схему
гетеродина с емкостной обратной связью. Такие линии исполь-
зуются с лампами с выводами в виде штырьков, например
пальчиковыми.
Конструкции с двухпроводными линиями. На фиг. 5-50
йзображена конструкция двухпроводной линии, применяемая
в самых разнообразных каскадах. Проводники линии выпол-
нены из посеребренных медных или латунных трубок, которые,
укреплены на угольнике А. В зависимости от схемы каскада,
в котором используется линия, этот угольник может быть
выполнен как из диэлектрика, так и из металла. Настройка
Фиг. 5-52. Устройство двухпроводной линии для плавного диапазона
470—890 мггц: а — линия контура сигнала; б — блок спаренных линий
линии производится при помощи короткозамыкающего мостика В
и винта С; свободные концы линии D присоединяются к элек-
тродам лампы.
На фиг. 5-51 изображена конструкция двухпроводной линии,
настройка которой производится при помощи конденсатора
переменной емкости С с разделенным статором. Непосред-
ственно на проводниках этой линии укреплены гнезда для
включения лампы. В сеточный проводник включен пере-
ходной керамический конденсатор О типа КДК-3 емкостью
15—20 пф. Анодное напряжение подводится при помощи лен-
точного проводника А; конец этого проводника присоединен
к обкладке блокировочного конденсатора. Конструкция кас-
када характерна почти полным отсутствием соединительных
проводников.
Для перекрытия широкого диапазона применяются линии
с передвижными мостиками. Конструкции таких линий, пере-
крывающих диапазон 470—890 мггц, применяемые в приемни-
ках, показаны на фиг. 5-52.
Линии а и б фиг. 5-52 состоят из основания из пластмассы А,
на котором укреплены проводники из посеребренной латунной
ленты В, изогнутые по дуге, равной 330°. Короткозамыкаю-
щий мостик С расположен на вращающемся ползунке D.
§ 5-6]
Конструкции каскадов на резонансных линиях
257
Такое устройство обеспечивает легкость механического спари-
вания линий. Электрическое сопряжение достигается подбором
волновых сопротивлений линий за счет изменения ширины
лент. Блок настройки, состоящий из трех спаренных линий
такого типа, показан на фиг. 5-52, б. Более сложная конструк-
ция высокочастотного блока приемника для такого диапазона,
выполненная на двухпроводных линиях, показана на фиг. 5-53.
Блок состоит из входной, замкнутой с обеих сторон, линии 2
Фиг. 5-53. Конструкция высокочастотного блока приемника для диапазона
470—890 мггц: а — вид сверху; б — снизу
/—линия контура гетеродина; 2—линия входного контура; 3—лампа гетеродина; 4—лампа уси-
лителя промежуточной частоты; 5— подстроечный конденсатор контура гетеродина; 6—подстро-
ечные конденсаторы входного контура (конденсаторы сопряжения); 7 — короткозамыкающие
мостики; 8—виток связи с антенной
длиной полволны и четвертьволновой линии 1, образующей
контур гетеродина. Линии, выполненные из латунной посере-
бренной ленты шириной около 6,5 мм, изогнуты по дуге
окружности, равной 340°.
Линии располагаются на общем основании друг над другом
так, что центры окружностей дуг совпадают. Это позволяет
упростить механическое спаривание короткозамыкающих мо-
стиков 7. Электрическое сопряжение настроек входного кон-
тура и контура гетеродина достигается при помощи подстроеч-
ных конденсаторов 6. Добротность ненагруженных линий
около 600. Связь с антенной индуктивная, осуществляемая
витком связи 8. Связь с кристаллическим смесителем, располо-
женным на противоположном конце линии,— кондуктивная. Это
устраняет паразитную связь между -антенной и смесителем и
обеспечивает постоянство полосы в пределах всего диапазона.
Весь блок заключен в круглый экран.
Наружный диаметр контура порядка 100 мм-, его высота
75 мм. Принципиальная схема блока показана на фиг. 5-54.
1” В. А. Волгов
258
Резонансные линии
[Гл. 5
В приемниках УКВ, предназначенных для приема несколь-
ких строго фиксированных волн (например телевизионных),
двухпроводные линии можно наносить методом печатания
Фиг. 5-54. Принципиальная схема высокочастот-
ного блока фиг. 5-53
Фиг. 5-55. Линия, нане-
сенная печатанием на плате
переключателя (одна
сторона)
приемниках наибольшее
непосредственно на платы переключателя диапазонов (фиг. 5-55).
Смена волн при этом производится замыканием соответствую-
щих участков линии контактами переключателя.
Кристаллические смесители.* Ко-
роткие отрезки концентрических ли-
ний широко используются в устрой-
ствах кристаллических смесителей,
применяемых в приемниках сантимет-
рового и дециметрового диапазона.
Конструкция смесителя должна обес-
печивать согласование сопротивления
детектора с линией передачи, содер-
жать необходимые высокочастотные
фильтры и иметь цепь для замыкания
постоянной составляющей выпрямлен-
ного тока.
Применяемые смесители можно
разделить на настраиваемые и нена-
страиваемые. В радиолокационных
'применение имеют ненастраиваемые
смесители.
На фиг 5-56, а представлена конструкция ненастраиваемого
смесителя, применяемого на частотах порядка 3000 мггц. Кри-
сталлический детектор D одним контактом присоединен к цен-
$5-6]
Конструкции каскадов на резонансных линиях
259
тральному проводнику линии, а ко второму контакту присое-
диняется входной контур усилителя промежуточной частоты.
Фильтрация токов высокой частоты осуществляется при по-
мощи фильтра А. Напряжение! сигнала подается на сме-
ситель при помощи витка свяаи В, вводимого в полости
Фиг. 5-56. Устройство
ненастраиваемого кри-
сталлического смесителя
(3000 мггц)
7—вход сигнала; 2—вход гете-
родина; 3~выход на УПЧ
объемного резонатора антенного переключателя. Регулировка
связи производится поворотом плоскости этого витка относи-
тельно направления линий магнитного поля резонатора. Раз-
меры линии выбираются так, что полное сопротивление детек-
тора (около 50 ом) оказывается согласованным с волновым
сопротивлением линии.
Напряжение гетеродина подается на смеситель при помощи
штыря Е, расположенного в боковом ответвлении смесителя.
17*
260
Резонансные линии
[Гл. 5
Его величина устанавливается регулировочным винтом F, из-
меняющим глубину погружения штыря во внутреннюю полость
линии. В соединителе гетеродина расположено дисковое со-
противление Н в 50 ом, которое создает гетеродину постоян-
ную нагрузку, независимую от положения штыря. Выходное
сопротивление такого смесителя току промежуточной час-
тоты — порядка 300 ом.
Фиг. 5-57.J Устройство настраиваемого кристаллического смесителя
(3000 мггц)
На фиг. 5-56, б изображена входная часть смесителя, рас-
считанная на включение концентрического фидера. Она снаб-
жена фишкой А и широкополосной опорой В.
На фиг. 5-57 изображена конструкция настраиваемого сме-
сителя для частот порядка 3000 мггц. Смеситель состоит из
цилиндрического корпуса Д, являющегося наружным провод-
ником концентрической линии. Внутренним проводником этой
линии является стержень В. Кристаллический детектор D одним
контактом укреплен на корпусе, а вторым соединяется со втул-
кой Е, расположенной на внутреннем проводнике линии. Эта
втулка соединяется с фидером, идущим на усилитель проме-
жуточной частоты. Емкость между втулкой и внутренним про-
водником линии образует блокировочный конденсатор С для
токов сверхвысокой частоты. Напряжения сигнала и от гете-
родина подаются на смеситель при помощи конденсаторов
связи С\ и С2. Для подбора необходимых связей емкость этих
конденсаторов может регулироваться.
Смеситель настраивается ввинчиванием или вывинчиванием
крышки F. Закрепляется крышка в требуемом положении сто-
порной гайкой Н.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ПОЛЫЕ РЕЗОНАТОРЫ
6-1. Общие свойства полых резонаторов
На частотах выше 3000—4000 мггц в качестве контуров
применяются полые резонаторы. На более низких ^частотах
полые резонаторы применяются в измерительной аппаратуре и
в генераторах средней и большой мощности.
Полые резонаторы образуются замкнутой металлической
оболочкой, на внутренней поверхности которой распределены
стоячие волны тока. Электромагнитное поле сосредоточено во
внутренней полости; его строение и определяет свойства резона-
торов. Что касается поля вне резонатора, то оно практически
отсутствует. Вследствие этого обеспечивается высокое само-
экранирование и отсутствие потерь на излучение.
Конструктивное выполнение полых резонаторов отличается
значительной простотой, высокой механической жесткостью и
осуществляется почти без применения диэлектрика. Поэтому
полые резонаторы характеризуются высокой эталонностью и
стабильностью своих параметров. Полые резонаторы отличаются
чрезвычайно высокой добротностью, достигающей тысяч и
даже десятков тысяч единиц. Это объясняется отсутствием
потерь на излучение, потерь в диэлектрике и наличием значи-
тельных проводящих поверхностей, имеющих очень малое со-
противление. Высокая добротность обеспечивает контуру хоро-
шие фиксирующие и фильтрующие свойства и в ряде случаев
создают возможность применения слабых связей между резона-
тором и лампой или нагрузкой, что также благоприятно сказы-
вается на стабильности.
Перечисленные достоинства проявляются тем сильнее, чем
короче волна, поэтому применение резонаторов особенно це-
лесообразно на волнах сантиметрового и отчасти дециметрового
диапазонов. На более длинных волнах полые резонаторы при-
обретают значительные размеры, неудобные для практического
использования.
К недостаткам, свойственным полым резонаторам, следует
отнести их многочастотность, т. е. проявление резонансных
свойств относительно бесконечного ряда частот. Недостатком
262
Полые резонаторы
[Гл. 6
резонаторов также является низкая диапазонность. Поэтому
они наиболее часто применяются в качестве контуров с фикси-
рованной настройкой или малым коэффициентом диапазона.
Полые резонаторы широко применяются в генераторах, во
входных цепях, в контурах гетеродинов и смесителей прием-
ников и в различных измерительных устройствах. Особенно
широко они используются в высокочастотных трактах различ-
ных радиоустройств сантиметрового диапазона в качестве со-
гласующих, переходных и т. п. элементов.
Полые резонаторы были впервые предложены М. С. Ней-
маном в 1937 г. Теоретическое и практическое исследование
Фиг. 6-1. Типы полых резонаторов: а—прямоуголь-
ный; б — цилиндрический; в и г — тороидальные
резонаторов производилось рядом ученых, среди которых сле-
дует отметить работы Г. В. Кисунько, М. С. Неймана, В. И.
Бунимовича, Н. Н. Крылова и других. Фундаментальное зна-
чение для теории полых резонаторов имеют работы акад.
Б. А. Введенского.
Полые резонаторы могут иметь самую разнообразную форму,
но в маломощной радиоаппаратуре наибольшее применение
находят резонаторы прямоугольной и цилиндрической формы.
В электровакуумных приборах широко применяются резона-
торы тороидальной или коаксиальной формы и резонаторы
в форме радиальных линий, являющиеся составной частью
конструкции таких приборов. Резонаторы иных форм имеют
ограниченное применение. Перечисленные формы резонаторов
показаны на фиг. 6-1.
Полые резонаторы наиболее удобно рассматривать как
секции волноводов, замкнутые с обеих сторон отражающими
перегородками. Под влиянием поступающих колебаний на
внутренней поверхности стенок секции возникают токи и на-
пряжения, достигающие наибольшей интенсивности при опре-
деленных соотношениях между частотой и геометрическими
размерами секции. При этих соотношениях в секции возни-
кают стоячие волны, во многом аналогичные стоячим волнам
в линиях.
§ б-/]	Общие свойства полых резонаторов	263
В зависимости от формы поперечного сечения, способа
связи с генератором и соотношения между его частотой и
геометрическими размерами резонатора, электромагнитное поле,
возникающее в полости, может иметь разнообразное строение.
Различают два основных вида колебаний в резонаторе: эле-
ктрические или поперечно-магнитные колебания, обозначаемые
буквами Е или ТМ, и магнитные или поперечно-электрические,
обозначаемые буквами Н или ТЕ.
При колебаниях вида Е линии электрического поля имеют
составляющую, направленную вдоль оси резонатора, а линии
магнитного поля расположены в плоскостях, перпендикуляр-
ных его оси. При колебаниях вида Н линии магнитного поля
имеют составляющую, направленную вдоль оси резонатора,
а линии электрического поля расположены в плоскостях, пер-
пендикулярных оси. Виды колебаний в резонаторах аналогичны
видам волн в волноводах.
Строение электромагнитного поля в резонаторе при данном
виде колебаний обозначается соответствующей буквой (£, И
или ТМ, ТЕ) с тремя индексами, указывающими на число
полуволн, укладывающихся по координатным осям. В случае
прямоугольного резонатора первый индекс / обычно опреде-
ляет число полуволн вдоль наибольшего размера, направлен-
ного по оси х, второй индекс ш—вдоль наименьшего раз-
мера, направленного по оси у, а третий индекс п—вдоль оси
резонатора, направленной по оси z. В случае цилиндрического
резонатора первый индекс I определяет число полуволн по
полуокружности (по азимутальному углу), второй индекс ш—
по диаметру и третий индекс п—по оси, т. е. по высоте ци-
линдра. Такое назначение индексов объясняется тем, что для
анализа прямоугольного резонатора применяется прямоуголь-
ная система координат, а для анализа цилиндрического резо-
натора — цилиндрическая система координат. При режиме стоя-
чих волн I, пг и п могут быть только целыми числами, а одно
из них — нулем. В литературе иногда встречаются несколько
иные обозначения чередования индексов, например: т, п, р.
Основные параметры. Радиотехнические свойства полых
резонаторов характеризуются резонансной частотой'(или часто-
тами), добротностью и резонансным сопротивлением.
Резонансные частоты полых резонаторов определяются их
геометрическими размерами и видом колебаний. Полому резо-
натору свойственно бесконечное число резонансных частот, со-
ответствующих бесконечному числу возможных типов колеба-
ний. Наинизшая резонансная частота, при колебаниях данного
вида, называется частотой основного колебания. При этой
частоте получается самое простое строение электромагнитного
поля. Поля более сложного строения имеют более высокие
резонансные частоты. Соответствующие виды колебаний назы-
264
Полые резонаторы
[Гл 6
ваются колебаниями высших порядков. Применяемые резона-
торы наиболее часто используются при возбуждении их на ча-
стоте основных колебаний.
Определение резонансных частот производится путем на-
хождения таких решений основной системы уравнений электро-
динамики, которые удовлетворяют определенным граничным
условиям. Эти решения дают точные значения резонансных
частот, но могут быть получены лишь для резонаторов про-
стейших геометрических форм; для резонаторов сложной формы
обычно применяются приближенные методы расчета.
Добротность резонатора определяется умноженным на 2тс
отношением полного запаса колебательной энергии к потерям
энергии за период. Полный запас энергии резонатора пропор-
ционален объему его полости, а потери энергии пропорцио-
нальны его поверхности. Поэтому закругления острых углов
резонатора, увеличивающие отношение объема к поверхности,
повышают его добротность.
Добротность резонаторов зависит от удельного сопротивле-
ния материала стенок и от строения электромагнитного поля.
Добротность тем больше, чем меньше удельное сопротивле-
ние материала стенок и чем меньше напряженность магнит-
ного поля у стенок резонатора, т. е. чем меньше сила тока,
возникающего в стенке. Поэтому при колебаниях различных
видов и типов добротность резонатора имеет различные зна-
чения.
На добротность резонатора значительное влияние оказы-
вает качество внутренней поверхности оболочки и соединений
между ее отдельными частями, а также наличие отверстий.
Для уменьшения потерь внутреннюю поверхность оболочки
тщательно полируют и покрывают слоем серебра, а швы и
соединения выполняют так, что они располагаются параллельно
линиям тока, т. е. перпендикулярно направлению силовых ли-
ний магнитного поля. Величина потерь на излучение, вносимых
отверстиями, пропорциональна кубу их площади, поэтому умень-
шение потерь достигается уменьшением площади отверстий,
необходимых для введения в полость резонатора элементов
связи и подстройки.
Определение добротности резонаторов простейших геоме-
трических форм также производится решением основной си-
стемы уравнений электродинамики, удовлетворяющих опреде-
ленным граничным условиям. Добротность резонаторов слож-
ной формы определяется приближенными методами.
Входное сопротивление резонатора представляет сопротив-
ление между входными зажимами элемента связи. Оно имеет
смысл резонансного сопротивления обычного контура, измерен-
ного на его входных зажимах, и определяется величиной потерь
и связью входного элемента с электромагнитным полем резо-
$6-2]
Расчет полых резонаторов
265.
натора. Полное резонансное сопротивление резонатора, отне-
сенное к пучности напряжения, имеет смысл резонансного
сопротивления обычного параллельного контура, измеренного
непосредственно на его зажимах. Величина полного резонанс-
ного сопротивления резонаторов достигает нескольких мегомов.
Соотношение между входным и полным резонансным сопро-
тивлениями определяется величиной связи.
6-2. Расчет полых резонаторов
В приводимых ниже формулах все линейные размеры
(и длина волны) выражены в см.
Прямоугольный резонатор. Прямоугольный резонатор
можно рассматривать как секцию волновода прямоугольного
Фиг. 6-2. Строение поля в прямоугольном резонаторе
сечения, замкнутую с обеих сторон отражающими стенками.
Если длина такой секции оказывается кратной полуволне, то
в ней могут возникать стоячие волны, т. е. резонансные явления.
В прямоугольном резонаторе могут возникать колебания
как магнитного, так и электрического вида. Простейшим видом
магнитных колебаний являются колебания Н101 (фиг. 6-2, а),
при которых линии электрического поля имеют вид прямых,
оканчивающихся на гранях, параллельных плоскости xoz, а ли-
нии магнитного поля имеют вид кривых, окружающих линии
электрического поля. Вдоль осей х и z укладывается по од-
ной полуволне напряжения, а вдоль оси у электрическое поле
не изменяется. Сплошными линиями обозначены силовые линии
=мйгнахиога поля, пунктирными—электрического поля.
Более сложный вид магнитных колебаний Н1й2 изображен
на фиг. 6-2, б. При таких колебаниях вдоль оси х уклады-
266
Полые резонаторы
[Гл. 6
вается одна полуволна напряжения, вдоль оси г—две полу-
волны, а вдоль оси у электрическое поле не меняется.
Примером электрических колебаний являются колебания
вида Еш, изображенные на фиг. 6-2, в. При таких колебаниях
линии электрического поля имеют вид прямых, оканчиваю-
щихся на гранях, параллельных плоскости хоу. Линии магнит-
ного поля имеют вид кривых, окружающих линии электриче-
ского поля. Из сравнения фиг. 6-2, а, б и в можно заключить,
что строение поля при колебаниях вида H1Q1 отличается от
строения поля при колебаниях вида f’no лишь направлением
линий электрического поля. Можно показать, что строение
поля при колебаниях вида /7011 отличается от предыдущих
случаев также направлением линий электрического поля. Так
как расположение прямоугольного резонатора относительно
координатных осей носит чисто условный характер, то такой же
характер носят и виды возникающих в нем колебаний. По-
этому резонансные частоты прямоугольного резонатора зависят
лишь от порядка колебаний и размеров резонатора и не за-
висят от вида колебаний.
Резонансные длины волн прямоугольного резонатора
hmn = г 2	-------	(6-1)
Здесь а, b и с—размеры сторон резонатора, /, m и п—целые
числа, указывающие на количество полуволн, укладывающихся
соответственно вдоль размеров а, b и с. Числа /, m и п могут
иметь любые целые значения, причем одно из них может быть
равно нулю.
Наибольшая длина волны, соответствующая частоте основ-
ного колебания, имеет место при /=1, /и = 1 и /1 = 0. При
этом
> __	2
А° —	- .
J/ а* + ft*
Если длина волны, возбуждающей резонатор, меньше его
размеров, то числа /, m и п должны иметь большие значения.
Это создает возможность одновременного возбуждения коле-
баний иных видов. Для уменьшения этой возможности размеры
резонатора рекомендуется выбирать так, чтобы его форма
приближалась к кубической. В случае кубического резонатора
а = Ь, а длина волны основного колебания равняется:
Хо = a | z<2.
$ 6-2]
Расчет полых резонаторов
267
Такого рода волна может соответствовать электрическим
колебаниям вида £п0 и магнитным колебаниям видов HOil и
//)0|. Колебания видов Ewu Еоп и Н110 в прямоугольных ре-
зонаторах существовать не могут.
Ценным свойством прямоугольного резонатора является
возможность его настройки. Настройка достигается изменением
одного из размеров резонатора, для чего одна из его стенок
делается подвижной. Конструкция подвижной стенки анало-
гична конструкции короткозамыкающих мостиков, применяемых
в концентрических линиях.
Добротность прямоугольного резонатора в случае электри-
ческих колебаний при I, ш, п#=0 равняется:
В случае магнитных колебаний, при m = 0 и 1,п #= О,
при I — 0 и т,п Ф О
Добротность резонатора, имеющего форму куба, при ча-
стоте основных колебаний равняется:
(6-6)
Глубина проникновения тока хэ (в см) может быть определена
по формуле (1-12).
Приведенные формулы выведены Н. Н. Крыловым. Они
не учитывают потерь в контактах и на излучение через отвер-
268
Полые резонаторы
[Гл. &
стия, а также потерь, вносимых элементами связи. Эти потери
могут понизить добротность резонатора в несколько раз.
Резонансное сопротивление (в ом) резонатора с квадратным
основанием, возбуждаемого на частоте основного колебания,
равно:
R -91 Ь
1 + —
2Ь
(6 7)
Входное сопротивление резонатора зависит от величины
связи; его определение приведено ниже.
поля в цилиндрическом резонаторе
Цилиндрический резонатор. Цилиндрический резонатор
можно рассматривать как секцию волновода круглого сечения,,
замкнутую с обеих сторон отражающими стенками.
В цилиндрическом резонаторе могут возникать как электри-
ческие, так и магнитные колебания (фиг. 6-3). Простейшим
видом электрических колебаний являются колебания Е0]0 (фиг.
6-3,а). Линии электрического поля имеют вид прямых, парал-
лельных оси. Линии магнитного поля являются окружностями,
центры которых расположены на оси; сами окружности распо-
ложены на плоскостях, перпендикулярных оси. Напряженность
магнитного поля равна нулю на оси цилиндра и увеличивается
по мере приближения к боковой поверхности; линии тока на-
правлены по образующим цилиндра. Строение этого поля ана-
логично строению поля Eil0 прямоугольного резонатора.
При колебаниях вида ^оп (фиг. 6-3,6) вдоль оси распола-
гается одна полуволна напряжения. Строение этого поля ана-
логично полю Ет прямоугольного резонатора. Строение поля
$ 6-2]
Расчет полых резонаторов
26S
при простейших магнитных колебаниях представлено
на фиг. 6-3,в. Его характерной особенностью является сущест-
вование замкнутых линий электрического поля.
Резонансные длины волн цилиндрического резонатора опре-
деляются видом колебаний и размерами резонатора. Для коле-
баний электрического вида
(6-8)
Здесь D—диаметр цилиндра, А—его высота; $1гп есть /n-й по
порядку возрастания корень функции Бесселя первого рода
порядка /. Значения этих корней приведены в табл. 6-1.
Значения корней
Таблица 6-1
	0	1	2	3
	2,405	3,832	5,136	6,380
	5,520	7,016	8,417	9,761
	8,654	10,174	11,620	13,015
	11,792	13,324	14,796	16,224
	14,931	16,471	17,960	19,410
Наибольшая длина волны, соответствующая частоте основ-
ного колебания, имеет место при 1 = 0, т = \ и п = 0. При
этом
Хо= 1,3£>.	(6-9)
Длина этой волны и вообще .длины волн всех колебаний
вида Е1т0 не зависят от высоты цилиндра, а определяются
исключительно его диаметром.
При магнитных колебаниях вида Н1гпп длина волны рав-
няется:
(6-10)
Здесь есть /n-й по порядку возрастания корень произвол
ной функции Бесселя первого рода порядка /. Значения этих
корней приведены в табл. 6-2.
270
Полые резонаторы
[Гл. 6
Таблица 6-2
Значения корней
m--------------------
0	1
1
2
3
4
3,832
7,016
10,174
13,324
1,841
5,332
8,536
11,706
3,054
6,705
9,965
4,201
8,015
11,334
Наибольшая длина волны получается при /=1, тп = \ и
п—\. Необходимо подчеркнуть, что длина волны при магнит-
ных колебаниях всегда зависит от высоты резонатора h. Наи-
более длинная волна имеет место при А->оо; при этом а0~
^1,7£>. При л = 0 магнитные колебания не возбуждаются.
Можно показать, что в длинных резонаторах (Л>0,58Р)
наиболее длинная волна получается при магнитных колебаниях;
в коротких резонаторах, т. е. при h < 0,58Z>, наиболее длин-
ная волна получается при электрических колебаниях.
Настройка цилиндрических резонаторов в достаточно широ-
ком диапазоне может быть осуществлена лишь при магнит-
ных колебаниях, частота которых зависит от высоты резона-
тора. Для получения настройки одно из оснований резонатора
делается в виде передвижного мостика. Так как при магнит-
ных колебаниях линии тока направлены по периметру резона-
тора и не пересекают переходные контакты мостика, то ка-
чество последних не играет существенной роли.
При электрических колебаниях для получения настройки
необходимо изменять диаметр резонатора, что встречает чисто
конструктивные затруднения и на
Добротность цилиндрического
ских колебаниях равняется:
при п Ф 0
Q = —---------,
h
практике не применяется.
резонатора при электриче-
1 .........................
при п = 0
при h = D
_ D 1	.
,0“Ч1+£;
2ft
lmQ 3 хэ
(6-12)
§6-2]
Расчет полых резонаторов
271
В случае магнитных колебаний
1m п
D
2	(ппру 2(п/п)2 /2	2
,m ft»	D(hKlmf\D	h
Здесь
При h — D
Фиг. 6-4. Тороидальные резонаторы: а — тор прямоугольного сечения;.
б — тор круглого сечения
Резонансное сопротивление цилиндрических резонаторов,
(в ом) при колебаниях типа Е011 равняется:
^=102-г-Чг	(б-15>
э1+-
2h
Тороидальный резонатор. Тороидальный резонатор состоит
из полого металлического тора круглого или прямоугольного
сечения, разрезанного по окружности с внутренней стороны.
Края разреза соединяются двумя параллельными дисками, об-
разующими вместе с тором замкнутую проводящую поверх-
ность (фиг. 6-4). В пространстве, охватываемом этой поверх-
ностью, и происходят электромагнитные процессы.
Для определения параметров тороидального резонатора его
приближенно рассматривают как контур с сосредоточенными
постоянными, емкость которого определяется емкостью между
дисками, а индуктивность — индуктивностью тора. Определив,
эти значения емкости и индуктивности, можно найти длину
волны. Для резонатора с тором прямоугольного сечения
.272
Полые резонаторы
[Гл. 6
Эта формула неточна, так как предполагает резкое разделение
электрического и магнитного полей и не учитывает краевой
эффект. С учетом краевого эффекта
>'0==Krl/ 4’6l(1 +“7“lg7/lg7 •	(6‘16)
Длина волны тороидальных резонаторов с тором круглого
сечения может быть получена аналогичным образом. Достаточ-
ную точность дает формула, выведенная М. С. Нейманом с
поправкой М. Л. Левина (при	:
Ч-’Я.Л /V (1+°)-	(6-17)
V
Здесь
. d 1 2R
а~ 1,46 — 1g— .
Г 5 d
Добротность тороидального резонатора может быть опре-
лелена по отношению реактивного сопротивления к активному.
Приближенно можно считать, что активное сопротивление
определяется потерями в торцевых дисках и на внутренней
поверхности тора:
Q = _^.	(6-18)
1,67kg	V ’
Здесь X—длина волны, ся\ Ср—емкость резонатора, пф. В ре-
зонаторе с тором круглого сечения она приближенно равна
емкости между дисками, а в резонаторе с тором прямоуголь-
ного сечения
••2	h
С = —----р Q,813r 1g — .
р 3,6d 1	6 d
Величина g =	представляет сумму проводимостей
торцевых дисков gd и внутренней поверхности тора gm, выра-
женных в —.
ом
Тороидальные резонаторы наиболее часто применяются в
электронных приборах, например в клистронах, торцевые диски
делаются из плетеных проволочных сеток. Проводимость одной
сетки можно вычислить по приближенной формуле, предложен-
ной В. Ф. Коваленко:
_ 9аг4Ао-10—6
- /-
7*Vld9d'2

Элементы конструкции полых резонаторов
273
Здесь
d0— диаметр проволоки сетки;
Ао—расстояние между осями смежных параллельных про-
волок;
а определяется по формуле (1-17).
Если торцевые диски выполнены из сплошного металла, то
их проводимость равняется:
„ -gs/Cp у
J 2 (ЗЗ.ЗХ ) '
Здесь Rs — поверхностное сопротивление, определяемое по
формуле (1-13).
Проводимость внутренней поверхности тора прямоугольного
сечения
gm = 2~RS(~ + - + 4,6 lg - V—У •
m \r ' R ' s Г /(33,3k)
Проводимость внутренней поверхности тора круглого се-
чения
К 4- г \33,ЗЛ /
Достоинством тороидальных резонаторов являются неболь-
шие размеры, позволяющие применять их даже на частотах,
соответствующих коротким волнам. Подстройка осуществляется
изменением зазора между торцевыми дисками или перемеще-
нием немагнитного диска или кольца в полости тора.
Детальный расчет тороидальных резонаторов различных
типов приведен в книге В. Ф. Коваленко „Введение в электро-
нику сверхвысоких частот", часть 1, изд. Советское радио,
1950 г.
При расчете и конструировании полых резонаторов широко
пользуются законами подобия, согласно которым все линейные
размеры подобных, т. е. имеющих одинаковую форму и тип
колебаний, резонаторов относятся как их длины волн, а их
добротности и резонансные сопротивления — как корень квад-
ратный из отношения длин волн. Это дает возможность про-
стого пересчета на другой диапазон параметров построенного
и испытанного резонатора.
6-3. Элементы конструкции полых резонаторов
Основными вопросами конструирования полых резонаторов
являются выбор типа резонатора, способа его настройки и
подстройки и выбор конструкции основных элементов: настроеч-
ных мостиков, элементов подстройки и элементов связи. Эти
18 В. А. Волгов
274
Полые резонаторы
[Гл. 6
элементы имеют много общего с соответствующими элементами
концентрических линий, а поэтому рассматриваются менее
подробно.
Типы резонаторов. В маломощной радиоаппаратуре в ос-
новном используются прямоугольные, цилиндрические и торо-
идальные резонаторы. Прямоугольные резонаторы применяются
в генераторах, гетеродинах, в смесителях на частотах 4000—
6000 мггц, а цилиндрические резонаторы — в антенных пере-
ключателях и в волномерах. Тороидальные резонаторы исполь-
зуются в основном в электронных приборах.
Настройка резонаторов. Настройка резонаторов в пределах
широкого диапазона осуществляется при помощи подвижных
стенок или мостиков.
Наименьшая частота определяется допустимыми размерами
резонатора, а наибольшая — возможностью возникновения резо-
нансов высших видов, которые могут нарушить нормальную
работу резонатора.
В прямоугольных резонаторах получают коэффициент диа-
пазона порядка 1,10—1,15, а в цилиндрических резонаторах,
при колебаниях магнитного вида, — до 2—3.
Настройка резонаторов в узких пределах (2—5%) произ-
водится при помощи элементов подстройки емкостного или
индуктивного вида.
Настроечные мостики. Мостики можно разделить на кон-
тактные и неконтактные. Возможность использования мостика
того или иного типа определяется расположением линий тока
на поверхности резонатора.
Так, например, в цилиндрических резонаторах при коле-
баниях магнитного вида линии тока направлены по периметру
и не пересекают переходные контакты; в таких резонаторах
обычно применяются неконтактные мостики простейшей кон-
струкции.
В прямоугольных резонаторах наиболее часто применяются
мостики контактного типа. Основным вопросом, определяющим
качество такого мостика, является величина переходного со-
противления скользящего контакта. Значительное распростра-
нение получили мостики, с вынесенными контактами и мостики
дроссельного типа. Конструкция таких мостиков имеет много
общего с конструкцией короткозамыкающих мостиков концен-
трических линий.
Элементы подстройки. Для подстройки резонаторов в пре-
делах узкого диапазона (2—5%) применяются методы, анало-
гичные методам подстройки концентрических линий.
Наиболее простой и распространенной является подстройка
при помощи элемента, изменяющего электрическое поле резо-
натора. Для этого в полость резонатора в месте расположения
пучности напряжения вводят металлический стержень. Изме-
Элементы конструкции полых резонаторов
275
няя глубину погружения стержня в полость резонатора, изме-
няют строение электрического поля и тем самым влияют на
его частоту. При увеличении погружения этого стержня ча-
стота резонатора понижается. Регулировочный стержень выпол-
няют в виде винта, укрепленного на оболочке резонатора.
Для воздействия на магнитное поле в полость резонатора
вводят замкнутый виток или диск. При расположении витка
или диска перпендикулярно линиям магнитного поля в нем
возникают значительные вихревые токи, вторичное поле кото-
рых ослабляет магнитное поле резонатора и повышает его
частоту. При изменении положения витка или диска изменяется
магнитное поле, а следовательно, и частота резонатора.
Элементы связи. Связи по их видам можно разделить на
магнитные, емкостные и дифракционные.
Магнитные связи осуществляются при помощи витка, рас-
полагаемого в участках полости с интенсивным магнитным
полем. Плоскость витка должна быть перпендикулярной на-
правлению силовых линий магнитного поля. Величина связи
зависит от площади витка и от величины пересекающего его
магнитного потока.
Конструкция и свойства такой связи совершенно аналогичны
рассмотренной выше связи, применяемой в концентрических
линиях.
Емкостная связь осуществляется при помощи штыря, рас-
полагаемого в участках полости с интенсивным электрическим
полем. Направление штыря должно совпадать с направлением
силовых линий электрического поля. Величина связи зависит
от длины штыря и от напряженности электрического поля
в месте его расположения. Конструкция такого элемента связи
также была приведена выше. Магнитные и емкостные связи
применяются для связи резонаторов с концентрическими ли-
ниями.
Дифракционная связь осуществляется при помощи отвер-
стий в стенках резонаторов, через которые могут проходить
18-:
276
Полые резонаторы
[Гл. 6
силовые линии электрического или магнитного поля. Для по-
лучения дифракционной связи магнитного характера отверстие
располагают так, что через него проходят силовые линии маг-
нитного поля; для получения дифракционной связи электриче-
ского характера — через отверстие должны проходить силовые
линии электрического поля. Дифракционные связи применяются
для связи резонаторов друг с другом и для связи резонаторов
с волноводом.
Вид связи определяет вид колебаний в резонаторе. Напри-
мер, в случае магнитной связи с прямоугольным резонатором,
Фиг. 6-6. Схемы емкостной связи
если плоскость витка параллельна плоскости хОу, как показано
на фиг. 6-5, а, то в резонаторе могут возбуждаться колебания
вида Hlov Если плоскость витка параллельна плоскости yOz,
как показано на фиг. 6-5, б, то возбуждаются колебания
вида Hw2.
На фиг. 6-6 показано осуществление емкостной связи. Если
штырь связи расположен в плоскости, перпендикулярной пло-
скости xOz прямоугольного резонатора (фиг. 6-6, а), то в ре-
зонаторе возбуждаются колебания вида [HlOn. При расположе-
нии штыря по схеме фиг. 6-6, б возбуждаются колебания вида
Е01„, а при расположении по схеме фиг. 6-6, в — вида Н1Хп.
Особенно часто применяется связь, при которой центральный
проводник соединительного фидера продолжается до противо-
положной стенки (фиг. 6-7). Такую связь можно рассматри-
вать как комбинированную — емкостную и индуктивную, виток
связи которой образуется центральным проводником фидера и
стенками резонатора.
Для компенсации индуктивного сопротивления проводника
и для получения в фидере чистой бегущей волны устанавли-
вается согласующее устройство, которое представляет собой
настраиваемый отрезок концентрической линии длиной в чет-
верть волны (фиг. 6-8).
§ 6-4]
Конструкции с полыми резонаторами
277
Расчет элементов связи сводится к определению входного
сопротивления, измеренного на зажимах элемента связи. Такие
расчеты могут быть произведены лишь приближенно и для
отдельных частных случаев.
Входное сопротивление при магнитной связи может быть
ориентировочно определено как произведение полного резо-
нансного сопротивления на квадрат отношения площади витка
к половине площади поперечного сечения резонатора. Входное
сопротивление при емкостной связи пропорционально квадрату
Фиг. 6-7. Схема комбинирован-
ной связи
Фиг. 6-8. Согласующее
устройство
/—согласование; 2— фидер
отношения действующей высоты штыря к площади поперечного
сечения резонатора.
Стабильность. Стабильность полых резонаторов опреде-
ляется относительным изменением частоты под воздействием
температуры, влажности, давления окружающего воздуха и
механических усилий.
ТКЧ, вызванный тепловым изменением размеров однород-
ного резонатора, равен ау = а. Понижение этого слагаемого
ТКЧ достигается изготовлением резонатора из материалов
с малым коэффициентом линейного расширения, например из
инвара.
ТКЧ, вызываемый изменением диэлектрической проницае-
мости воздуха при изменении температуры (или давления окру-
жающего воздуха) равен	Зависимость проницаемости
влажного воздуха от температуры приведена на фиг. 2-21.
Ослабление этого слагаемого ТКЧ достигается герметизацией.
6-4. Конструкции с полыми резонаторами
Рассмотрим примеры конструктивного выполнения элемен-
тов маломощной радиоаппаратуры с полыми резонаторами.
278
Полые резонаторы
[Гл. 6
На фиг. 6-9 изображена конструкция смесителя, используе-
мая на частотах порядка 4500 мггц. Контуром смесителя яв-
ляется прямоугольный резонатор А, возбуждаемый колебаниями
Фиг. 6-9. Смеситель на 4500 мггц
вида Я10/г, настройка которого производится мостиком В. Для
связи с антенной в полость резонатора вводится центральный
проводник соединительного фидера С; на конце этого провод-
Фиг. 6-10. Маломощный генератор
с магнетроном на 4500 мггц
Фиг. 6-11. Волномер на 10 000 мггц
ника имеется (не показанное на чертеже) согласующее уст-
ройство в виде концентрической линии (фиг. 6-8).
Связь смесителя с гетеродином емкостная; она осущест-
вляется при помощи штырей Е и F; величина связи может
регулироваться выдвижением штыря F. Кристаллический де-
тектор D одним контактом укреплен непосредственно на кор-
пусе смесителя, а вторым — через высокочастотный фильтр /
соединяется с фидером усилителя промежуточной частоты.
Гетеродин К выполнен на концентрических линиях на
лампе L с дисковыми выводами. Для преобразования исполь-
§ 6-4]
Конструкции с полыми резонаторами
279
зуется третья гармоника гетеродина. Контур смесителя и ге-
теродин жёстко скреплены друг с другом и образуют общую
конструкцию.
На фиг. 6-10 показано использование прямоугольного резо-
натора в качестве контура маломощного генератора на магне-
троне. Магнетрон А непосредственно располагается внутри
резонатора В. Настройка резонатора производится мостиком С;
связь с нагрузкой емкостная, осуществляемая при помощи
штыря Е. Для согласования соединительного фидера с волно-
водом предусмотрена настраиваемая четвертьволновая линия D.
Магнитное поле для магнетрона создается магнитом F.
На фиг. 6-11 изображена конструкция волномера на частоты
порядка 10000 мггц, в котором использован цилиндрический
резонатор, возбуждаемый колебаниями HQll. Настройка волно-
мера производится при помощи передвижного мостика А,
изменяющего высоту резонатора; связь с волноводом С осу-
ществляется через отверстие В. В волномере использован про-
стейший мостик неконтактного типа. Возможность применения
такого мостика вытекает из того, что при данном типе коле-
баний линии тока направлены по периметру и не пересекают
зазор.
Для устранения резонансных явлений, возникающих в по-
лости за мостиком, на обратной стороне последнего укре-
пляется магнитодиэлектрик или порошкообразное железо F.
Корпус волномера изготовлен из инвара, покрыт слоем меди
толщиной около 0,008 мм и слоем серебра толщиной 0,005 мм.
При изготовлении особое внимание уделено чистоте поверх-
ности. Добротность — около 24000.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ УКАЗАТЕЛЬ
Литература по общим вопросам и к главе первой
И. С. Гоноровский, Проектирование LCR радиопередатчиков,
2-е изд., Связьтехиздат, 1934.
А.	И. Берг, Теория и расчет ламповых генераторов, ч. I, 2-е изд.,
ОНТИ, 1935.
М. А. Жил инс кий, Технологические процессы в производстве ра-
диоаппаратуры, ОНТИ, 1936.
М. С. Нейман, Стабилизация частоты в радиотехнике, Связьтехиз-
дат, 1937.
Б. К. Ш е м б е л ь, Стабилизация частоты радиопередающих устройств,
ГТТИ, 1934.
Б. П. Асеев, Колебательные цепи, 2-е изд., Связьрадиоиздат, 1938.
В.	Г. Шиманов, Детали радиоаппаратуры, изд. Промакадемии имени
И. В. Сталина, 1940.
В. Б. Пестряков и Д. Д. Сачков, Конструирование деталей и
узлов радиоаппаратуры, Госэнергоиздат, 1947.
С.	А. Яманов и С. А. Смирнов, Справочник по электроизоля-
ционным материалам для радиопромышленности, Госэнергоиздат, 1947.
Н. П. Богородицкий и И. Д. Фридберг, Высокочастотные
неорганические диэлектрики, изд. Советское радио, 1948.
Г. Г. Г и н к и н, Справочник по радиотехнике, 4-е изд., Госэнергоиздат,
1948.
Г. И. С к а н а в и, Радиокерамические материалы, Госэнергоиздат, 1948.
А.	В. Астафьев, Метеорологические факторы, их влияние на радио-
оборудование и типовые методы соответствующих испытаний, Госэнерго-
издат, 1948.
С. М. П л а х о т н и к, Технология производства радиоаппаратуры, Гос-
энергоиздат, 1949.
К. А. Андрианов и С. А. Яманов, Органические диэлектрики и
их применение в промышленности средств связи, Госэнергоиздат, 1949.
Н. П. Богородицкий, В. В. Пасынков и Б. М. Тареев,
Электротехнические материалы, Госэнергоиздат, 1950.
С. М. Герасимов, Радиосвязь на УКВ, Воениздат, 1950.
Д. М. Казарновский, Радиотехнические материалы и детали, изд.
ЛКВВИА, 1950.
В.	А. Котельников и А. М. Николаев, Основы радиотехники,
ч. I, Связьиздат, 1950.
А. А. Савельев, Проектирование радиоприемных устройств, элементы
настройки, изд. ВКАС, 1950.
„Справочник по радиотехнике“ под ред. Б. А. С м и р е н и н а, Госэнерго-
издат, 1950.
Д. Д. Сачков, Конструирование радиоаппаратуры, Госэнергоиздат,
1951.
С.	А. Дробов, Радиопередающие устройства, 2-е изд., Воениздат, 1951.
С. А. Яманов и Д. Д. Сачков, Методы защиты радиодеталей от
влаги, Госэнергоиздат, 1951.
Библиографический указатель
28!
С. С. Аршинов, Температурная стабильность частоты ламповых ге-
нераторов, Госэнергоиздат, 1952.
Ф. Е. Евтеев и В. А. Жуков, Технология радиоаппаратуры, Гос-
энергоиздат, 1952.
„Радиодетали: конденсаторы, сопротивление и разные детали общего при-
менения*, каталог, изд. БТИ, МПСС, 1952.
В. И. С и ф о р о в, Радиоприемные устройства, 5-е изд., Воениздат, 1954.
А.	Р. В о л ь п е р т, Влияние диэлектрической проницаемости воздуха
на устойчивость ‘ частоты колебательного контура, „Электросвязь*, 1941,.
вып. 1.
Д. М. Казарновский, Испытание радиотехнических материалов и
деталей, Госэнергоиздат, 1953.
Н. П. Богородицкий, Керамические массы — основной материал
для изготовления радиотехнических деталей и изделий, „Труды Всесоюзной
технической конференции по применению новых материалов и заменителей*„
1945, вып. 5, Радиодетали.
Б. В. Войцехович и В. В. Беренев, Проектирование задающих
устройств плавного диапазона, „Радиотехнический сборник МПСС*, Гос-
энергоиздат, 1947.
С. С. Аршинов, Теория и расчет диапазонной термокомпенсации кон-
тура, „Радиотехника*, 1948, т. III, № 2.
К главе второй
В.	Т. Ренне, Современные бумажные конденсаторы, Госэнергоиздат^
1948.
Г. А. Жиров, Конденсаторы, применяемые в радиотехнике, Госэнерго-
издат, 1950.
Д. Г. Бедов, В. А. Виноградов и Н. Н. Куликов, Техноло-
гия массового изготовления слюдяных и бумажных конденсаторов, Госэнерго-
издат, 1951.
В.	Т. Ренн е, Электрические конденсаторы, Госэнергоиздат, 1952.
М. Е. А р ш а н с к и й, Керамические конденсаторы малой реактивной
мощности, Госэнергоиздат, 1953.
М. М. Венков, Конденсаторы с нулевым и регулируемым темпера-
турным коэффициентом, Научно-технический сборник журнала „Техника
связи*, 1934, № 5—6.
Н. П. Богородицкий, Высокочастотные конденсаторы из тиконда,
ИЭСТ,1 1937, № 3.
В. Т. Ренне и А. В. Му х л ынин, Слюдяные конденсаторы ста-
бильной емкости, ИЭСТ, 1937, № 7.
П. Г. Панов, К вопросу о сопряжении длинноволновых контуров,,
настраивающихся одной ручкой, „Радиотехника*, 1937, № 5.
Н. С. Б е с ч а с т н о в, О расчете прямочастотного конденсатора для
передатчика широкого диапазона, „Известия ВЭТА*, 1937, № 14.
Л. А. Фоменко, Индуктивность конденсаторов, ИЭСТ, 1940, № 9.
П. Г. П а н о в, Веерные прямочастотные конденсаторы, ИЭСТ, 1941, № 5.
А. К. Годзевский, Радиодетали, „Американская техника и промыш-
ленность*, 1943, № 1.
П. А. Л о с и ц к и й, А. П. Трифонов, Полупеременный конденса-
тор с воздушным диэлектриком, обладающий отрицательным температурным
коэффициентом емкости, „Вестник электропромышленности*, 1944, № 1—2.
Б. М. В у л, Г. И. С к а н а в и, В. П. Борзаковский, Керамиче-
ские массы для стабильных радиоконденсаторов, „Вестник электропромыш-
ленности*, 1944, № 4.
Г. А. Смоленский, Керамические конденсаторы для маломощной
аппаратуры, „Вестник электропромышленности*, 1945, № 1—2.
1 Известия электропромышленности слабого тока.
282
Библиографический указатель
Г. И. С к а н а в и, Новые высокочастотные керамические массы и кон-
денсаторы, „Труды Всесоюзной технической конференции по применению
новых материалов и заменителей", 1945, вып. 5, Радиодетали.
Д. М. Казарновский, Циркониевые малогабаритные конденсаторы,
„Вестник электропромышленности", 1945, № 6.
Г. А. Смоленский, Керамические конденсаторы, „Бюллетень элек-
тропромышленности Ленинграда", 1945, № 1—2.
Г. А. Смоленский, Подстроечные и переменные керамические кон-
денсаторы, „Вестник электропромышленности", 1945, № 6.
В. Т. Ренне, Современное конденсаторостроение, „Электричество",
1946, № 6.
Г. И. Сканави, Д. М. Казарновский и К. Ф. Карташов,
Новые типы высокочастотных керамических конденсаторов, „Радиотехника",
т. I, 1946, № 7-8.
В. Т. Ренне, Пленочные конденсаторы, „Сборник материалов по об-
мену производственно-техническим опытом", 1948, БТИ МПСС, № 1.
В. Т. Ренне, Новое в области конденсаторостроения, „Электричество",
1949, № 9.
В. Т. Ренне, Металлобумажные конденсаторы, „Электричество",
1951, № 5.
К главе третьей
А.	А. Колосов, Катушки радиоприемника, Связьтехиздат, 1934.
„Катушки", Техническая энциклопедия, 2-е изд., т. 10, ГОНТИ, 1938.
Г. Г. Г и н к и н, Проволока, справочник, Связьиздат, 1947.
В.	А. Жуков, Конструкция и технология намотки „Универсаль", изд.
БТИ МПСС, 1948.
Новые магнитодиэлектрики, сборник статей под ред. проф. А. С. Зай-
мовского, Госэнергоиздат, 1948.
Л. И. Р а б к и н и Н. Н. Ш о л ь ц, Магнитодиэлектрики и феррока-
тушки, Госэнергоиздат, 1948.
А.	А. Колосов, Резонансные системы и резонансные усилители,
Связьиздат, 1949.
Л. А. Цейтлин, Индуктивности проводов и контуров, Госэнергоиз-
дат, 1950.
В.	П. Годелевич, Проектирование контурных катушек для передат-
чиков коротких волн, изд. МЭИ, 1952.
П. Н. К у к с е н к о и А. Л. Минц, Феррорегенеративный приемник,
„Техника связи", 1923, № 1—2.
А. К. Б а л и х и н, Микросолодин, „Радиолюбитель", 1925, № 21—22.
С.	Я. Т у р л ы г и н, Опыт с магнитопроводом из порошкообразного же-
леза, помещенным в поле радиочастоты, 1925, ТиТбП,1 № 28.
С. И. Панфилов и Н. Н. Крылов, Расчет и измерение сопро-
тивления катушек токам высокой частоты, ТиТбП, 1928, № 4 (49).
Н. Н. Крылов, О расчете катушек самоиндукции, ТиТбП, 1928, № 4 (49).
М. Волин и П. Куксенко, Анодные дроссели в приемниках, „Ра-
диолюбитель", 1929, № 3.
А. А. Колосов и Е. И. Розенфельд, Собственная емкость
однослойных катушек, „Радиотехника", 1937, № 3.
Н. Н. Гольцман, Конструктивный расчет многослойных катушек са-
моиндукции, ИЭСТ, 1937, № 4.
Н. С. Бесчастнов, Устойчивость катушек самоиндукции для задаю-
щего генератора радиостанции, Известия ВЭТА, 1937, № 13.
А.	А. Колосов и Е. И. Розенфельд, Экранирование катушек
колебательных контуров, „Электросвязь", 1938, вып. 5.
Телеграфия и телефония без проводов.
Библиографический указатель
283
М. Н. Конторович, Об экранирующем действии замкнутых сеток,
ЖТФ,1 1939, т. IX, вып. 24.
В.	Н. Сосунов, Контурные катушки самоиндукции с малым темпера-
турным коэффициентом, „Известия ВЭТАС", 1940, № 11.
А. А. Колосов, Затухание катушек на высоких частотах, „Электро-
связь", 1941, вып. 6.
М. Р. Капланов, Настройка контуров радиоприемника альсиферо-
выми сердечниками, „Радиотехнический сборник МИСС", Госэнергоиздат, 1947.
Я. И. Ксендзов, Влияние собственной емкости на добротность ка-
тушки с ферромагнитным сердечником, „Труды научно-исследовательского
института", изд. Советское радио, 1948, вып. 2.
Н. Н. Шольц, Новые магнитодиэлектрики на основе альсифера,
„Сборник материалов по обмену производственно-техническим опытом",
БТИ МПСС, 1949, № 6.
Л. А. Фоменко, Магнитные спектры NiZn ферритов в радиочастотах,
ЖЭТФ,2 1951, т. 21, вып. 11.
Л. Рабкин и Б. Эпштейн, Неметаллические магнитные сердеч-
ники, Радио, 1952, № 12.
С.	Марон, Связь между катушками с горшковидными сердечниками,
Радио, 1952, № 4.
К главам четвертой и пятой и по общим вопросам контуров УКВ
А.	А. Пистолькорс, Антенны, Связьиздат, 1947.
В.	И. Калинин, Генерирование дециметровых и сантиметровых волн,
Связьиздат, 1948.
„Принципы радиолокациии, в двух томах, пер. с англ., изд. Советское
радио, 1949.
„Радиолокационная техника", в двух томах, пер. с англ., изд. Советское
радио, 1949.
Д. Финк, Техника радиолокации, в двух томах, пер. с англ., Воениз-
дат, 1949.
Н. Н. К р ы лов, Элементы радиоприемников сверхвысоких частот, изд.
В К АС, 1950.
М. С. Нейман, Триодные и тетродные генераторы сверхвысоких ча-
стот, изд. Советское радио, 1950.
С.	Рамо и Дж. Уинер и, Поля и волны в современной радиотех-
нике, 2-е изд., пер. с англ., Гостехиздат, 1950.
С. С. Аршинов, С. В. Персон и А. И. Э й л е н к р и г, Инже-
нерный расчет контуров генераторов УКВ и КВ, изд. Советское радио, 1951.
А. И. Попов, Проектирование контуров передатчиков метровых волн,
изд. МЭИ, 1952.
Н. И. Белоруссов и И. И. Гроднев, Радиочастотные кабели,
Госэнергоиздат, 1952.
А. Ч и л а е в, Новый абсолютный метод определения коротких и уль-
тракоротких волн, ИЭСТ, № 11, 1935.
Г. Г. К о с т а н д и, Резонансные линии в ультракоротковолновых схе-
мах, сборник „Ультракороткие волны", Связьтехиздат, 1936.
Е. А. Копилович, К расчету собственных частот неоднородных
линий с распределенными постоянными, ЖТФ, 1937, т. VII, вып. 12.
Е. А. Копиловйч, О расчете колебательных контуров магнетронов
для дециметровых волн, ЖТФ, 1937, т. VII, вып. 15.
М. С. Нейман, Эквивалентные параметры замкнутых резонансных
линий, ИЭСТ, 1938, №11.
1 Журнал технической физики.
2 Журнал экспериментальной и технической физики.
284
Библиографический указатель
Г. Т. Шитиков, Стабилизация УКВ передатчика резонансной линией
ИЭСТ, 1939, № 3 и 4.
М. С. Нейман, Маячковые лампы и колебательные системы „Батер-
флай“, „Американская техника и промышленность*, 1946, № 1.
К главе шестой
Б. А. Введенский и А. Г. А р е н б е р г, Радиоволноводы, ч. Г
Гостехиздат, 1946.
Г. В. К и с у н ь к о, Основы теории электромагнитных полых резона-
торов, изд. ВКАС, 1947.
Р. Сарбахер и В. Эдсон, Техника сверхвысоких частот, пер.
с англ., Связьиздат, 1947.
Луи де-Бройль, Электромагнитные волны в волноводах и полых,
резонаторах, пер. с франц., Издательство иностранной литературы, 1948.
Г. В. К и с у н ь к о, Электродинамика полых систем, изд. ВКАС, 1949.
„Антенные переключатели*, пер. с англ., изд. Советское радио, 1950.
В. Ф. Коваленко, Введение в электронику сверхвысоких частот,,
ч. I, изд. Советское радио, 1950.
А.	Г. Гуревич, Полые резонаторы и волноводы, изд. Советское
радио, 1952.
М. С. Нейман, Выпуклые эндовибраторы, ИЭСТ, 1939, № 9 и 10.
М. С. Нейман, Тороидальные эндовибраторы, 1939, ИЭСТ, № 11.
В.	И. Бунимович, Колебательные системы с малыми потерями,.
ЖТФ, 1939, т. IX, вып. 11.
М. С. Нейман, Полицилиндрические эндовибраторы, 1940, ИЭСТ, № 2_
М. С. Нейман, Экспериментальное исследование эндовибраторов,.
Электросвязь, 1940, вып. 4.
В.	И. Бунимович, Применение прямоугольных резонаторов в тех-
нике УВЧ, ЖТФ, 1940, т. X, вып. 8.
В.	И. Бунимович, Прямоугольный резонатор в качестве волномера
для сантиметровых и дециметровых волн, ЖТФ, 1940, т. X, вып. 8.
Е. М. С т у д е н к о в, Полые системы в сверхвысокочастотной технике,.
УФН,1 1941, т. XXV, вып. 4
Я. Н. Ф е л ь д, Излучение и возбуждение электромагнитных колебаний
через отверстия, ЖТФ, 1943, т. XIII, вып. 3—4.
С.	Д. Гвоздовер и В. М. Лопухин, О самовозбуждении эндо-
вибраторов, пронизывающихся электронным потоком, „Известия АН СССР",,
серия физич., 1946, т. X, вып. 1.
В. М. Лопухин, Простейший расчет некоторых эндовибраторов,.
„Известия АН СССР", серия физич., 1946, т. X, вып. 1.
В. А. Патрушев, Расчет одной формы цилиндрического эндовибра-
тора, ЖТФ, 1946, т. XVI, вып. 1.
С. М. Рыто в, Возбуждение полого сферического резонатора с рас-
положенным в его центре диполем, „Доклады АН СССР", 1946, т. I, вып. 2.
М. Л. Левин, К теории тороидальных эндовибраторов, ЖТФ, 1946,
т. XVI, вып. 7.
В. А. Патрушев, Эквивалентные параметры прямоугольного объем-
ного резонатора, „Радиотехника*, 1946, т. 1, № 9.
А. Л. Минц и Н. С. Зинченко, Прямоугольный волновод в ка-
честве волномера на критических частотах в сантиметровом диапазоне,
„Радиотехника*, 1946, т. I, № 9.
А.	Л. Драбкин, К вопросу о вынужденных колебаниях в эндовибра-
торах, ЖТФ, 1947, т. XVII, вып. 1.
В.	В. Владимирский, Связь полых электромагнитных резонаторов
через малые отверстия, ЖТФ, 1947, т. XVII, вып. 11.
1 Успехи физических наук.
Библиографический указатель
285
Я. Н. Ф е л ь д, Об одном методе расчета возбуждения волноводов,
экзо- и эндовибраторов, ЖТФ, 1947, т. XVII, вып. 12.
Н. Н. Малов, О расчете контуров, эквивалентных полому резонатору,
ЖТФ, 1948, т. XVIII, вып. 4.
Н. Н. Малов, Новый тип волномера сантиметровых волн, ЖТФ, 1948,
т. XVIII, вып. 6.
В. П. Мишанин, Расчет резонансной частоты П-образных цилиндри-
ческих резонаторов, „Труды ЦНИИС МС“, 1949, вып. 1.
Н. И. Калашников, Расчет и некоторые свойства объемных кон-
туров для генераторов сантиметровых волн на триодах, „Труды ЦНИИС МС“,
1949, вып. 1.
В. Л. Патрушев, Применение метода криволинейных координат
к расчету П-образных эндовибраторов, ЖТФ, 1950, т. XX, вып. 6.
В. Л. Патрушев и О. В. Романова, К расчету П-образного
эндовибратора, ЖТФ, 1950, т. XX, вып. 7.
М. Е. Жаботинский, Коаксиальные резонаторы, нагруженные ем-
костью, ЖТФ, 1951, т. XXI, вып. 3.
ПРИЛОЖЕНИЯ
Таблица I
Шкала номинальных емкостей
(выписка из ГОСТ 2519-49)
пф				мкф					
1	10	100	1000	0,01	0,1	1	10	100	1000
	11 *	ПО	1100	—	—	—	—	—	—
	12	120	1200	0,012*	0,12*	1,2	12	120*	1200*
	13*	130	1300	—	—	—	—	—	—
1,5	15	150	1500	0,015	0,15	1,5	15	150	1500
	16	160	1600	—	—	—	—	—	—
	18	180	1800	0,018*	0,18*	1,8*	18*	180*	1800*
2	20	200	2000	0,02	0,2	2	20	200	2000
	22	220	2200	—	—	—	—	—	—
2,5*	24	240	2400	0,025	0,25	2,5*	25*	250*	
	27	270	2700	—	—	—	—	—	•—
3	30	300	3000	0,03	0,3*	3	30	300	
	33	330	3300	—	—•	—	—	—	—
3,5*	36	360	3600	—	—•	—	—	—	—
4	39	390	3900	0,04	0,4*	4	40*	400*	
4,5*	43	430	4300	—	—	—	—	—	—
	47	470	4700	—	—	—	—	—	—
5	51	510	5100	0,05	0,5	5 *	50	500	
5,5 *	56	560	5600	—	—	—	—	—	—
6	62	620	6200	0,06*	0,6*	6	60*	600*	—
7	68	680	6800	0,07	0,7	7 *	70	700*	—
	75	750	7500						
8	82	820	8200	0,08*	0,8	8	80*	800*	—
9	91	910	9100						
Примечания. 1) Конденсаторы, обозначенные знаком *, по
возможности не применять.
2) ГОСТ 2519-49 не распространяется на конденсаторы емкостью
менее 1 пф и более 2000 мкф и на конденсаторы специального на-
значения.
Приложения
287
Таблица II
Шкала номинальных сопротивлений
(выписка из ГОСТ 2725-49)
ом					мгом	
10	100	1000	10000	100 000	1,0	10
11	110	1 100	11000	110 000	1,1	—•
12	120	1200	12 000	120 000	1,2	—
13	130	1300	13 000	130 000	1,3	—
15	150	1 500	15 000	150 000	1,5	—-
16	160	1 600	16 000	160 000	1,6	—
18	180	1 800	18 000	180 000	1,8	—
20	200	2 000	20 000	200 000	2,0	—
22	220	2 200	22 000	220 000	2,2	—
24	240	2 400	24 000	240000	2,4	—
27	270	2 700	27 000	270 000	2,7	—
30	300	3 000	30 000	300 000	3,0	—
33	330	3 300	33 000	330 000	3,3	•—-
36	360	3 600	36 000	360 000 '	3,6	—
39	390	3 900	39 000	390 000	3,9	—
43	430	4 300	43 000	430000	4,3	—
47	470	4 700	47 000	470 000	4,7	—
51	510	5100	51000	510 000	5,1	—
56	560	5 600	56 000	560 000	5,6	—
62	620	6 200	62 000	620 000	6,2	—
68	680	6 800	68 000	680 000	6,8	—
75	750	7 500	75 000	750 000	7,5	—
82	820	8 200	82 000	820 000	8,2	—
91	910	9 100	91000	910 000	9,1	—
Таблица IIГ
Основные данные металлов и сплавов
Материал	Удельный вес, г'см?	Коэффициент линей- ного расширения (а)
Алюминий А-2		2,7	22,5-Ю" 6
Силумин 		2,9	21,1 • 10“б
Бронза фосфористая 		8,8	17,5-Ю-6
Дюралюминий Д-1 		2,8	22,6-10" 6
Железо чистое		7,86	12,5-Ю-6
Сталь мягкая 		7,85	12,5-IO-6
» закаленная 		7,85	14-10—6
Инвар		8,2	0,9 -н 1,6-10"(‘
Латунь		8,3	19,9-10-6
Никель		8,8	13-Ю-6
Медь		8,9	16,5-10-6
Серебро 		10,5	19,7-10-6
Цинк		6,9	35,4-10-6
Цинковые сплавы 		7 8	28-Ю-6
288
Приложения
Данные высокочастот
Диэлектрик	S	а£	tg о при /	10е ги,	Р i-'np’ кв/мм	Pv> ом-см	ом	Т макс > °C	
Воздух сухой	1,0006	—1,87-Ю-6	1-10“6	0,32	10И	—	—	
Кварц плавле-	3,5—4	204-50-10-6	14-3-10“4	30	101«	1012	600	
ный Алюминоксид	10-11	120-10—6	2-=-4.10“4	15	1016	1012	1400	
Ультрафарфор	7-8	120-10~6	2-10—4	15	1013	1011	1000	
Высокочастотный	6,0—6,5	110-10~6	4-10“4	20	101«	1012	600	
стеатит Керамит	7,5—8	150-10“6	94-12-1()-4	15	1013	1012	1000	
Радиофарфор	6,0	180-10—6	3-4-4-10“3	15	1013	1012	1200	
Стеатит	6,0-6,5	150-10—6	24-3-10-3	20	1013	1012	500	
Пирофилит	6,0	400-10“6	5-10“3	12,5	1013	1012	1000	
Микалекс	7—8	300-10“6	4-10”3	15	1013	Юн	400	
Слюда мусковит	6-8	Юч-ЗО-Ю-"	14-3-10“4	60	1018	1012	600	
Слюда флогопит	5-6	—	34-5-10“3	14	1015	1012	600	
Стекло	5,5-8	—	1-4-10-10“3	10	1016	1012	600	
Полистирол	2,2-2,9	1-4-3-10“3	3 :-4,5-10“4	30	1018	1018	80	
Лолидихлор-	2,5-2,7	—	3-10”4	30	—	—	90—100	
стирол Эскапон	3-4,5			5-4-15-10“4	35	1017	1015	130	
Капрон	3,5-4,2	—	24-4-10“2	50	1012	1	80-4-100	
Приложения
289
Таблица IV
ных диэлектриков
1	t	°C • мак а		ъ гем3	со - 3 о	трасту кг [см?	а	Обрабаты- ваемость на станках	Области применения	
									Диэлектрик воздушных
									конденсаторов
	300	0	2,2	600	500	0,5-10~6	Не обраб.		
	300		3,8		1000				Различные изоляторы,
		0		2000		6-Ю'6	То же		каркасы катушек, отве-
	100	0	2,9	1200	500	4,5-10—6	» »		чающие очень высоким требованиям
	200	0	2,8	1200	600	7,7- IO-6	» »		
	200	0	3,2	1500	600	5- 10~е	» »		
	200	0	2,6	700	300	3,8-Ю-6	» »		Различные изоляторы,
	200	0	3,0	1500	750	7-10”6	» »		каркасы катушек, отве- чающие высоким требо- ваниям
	150	0	2,5	700	300	6-10“6	» »		
	150	0,3	2,6	1200	450-700	8-5-10-10-6	Хорошая		
	300	0	2,8			8-Ю-6			Диэлектрик слюдяных
									конденсаторов
	—	0	2;*8	—•	—	8-Ю-6	—	То же, различные прокладки	
	200	0	2,5	1000	400	3,5-10-6	Не обраб.	Различные изоляторы	
	70								Различные изоляторы,
		0	1 1,4	700 1000	400	До 100-Ю-6	Хорошая		каркасы катушек, отве- чающие очень высоким
									
	—	—			—	—	»		требованиям; при t до 50-60° С
	130	0	1,1	600	. 500	80-Ю-6	»		। Различные изоляторы, 1 каркасы катушек, отве- [ чающие высоким требо-
	—	—	1,2	>1000	500	—	»		
									'	ваниям
19 в. а. Волгов
290.
Приложения
Диэлектрик	£	as	tg& при / > 10е ги,	^Пр* кв мм	Pv> ом-см	ОМ	Т маке* °C	
Бакелит С	5,2—8		1-4-2-10~2	2	1011	IO»2	150	
Пластмасса из порошка К-21-22*	4—7	—	1,5-Ю-2	12	1013	10“	100	
Пластмасса из порошка К-211-3**	7		1 • 10“2	12	101«	10“	ПО	
Плексиглас	3,2		5-Ю”2	1,8	1013		70	
Текстолит	6,5—7	—	7-4-10-10-2	4	ю»	10Ю	120	
Гетинакс В	7—8	—	4ч-5-10“ 2	2,3	101°	101°	120	
Прессшпан	3—6	4-=-5-10“2	3,5-10 2	1	101»	109	85	
Картон среднего качества	3—6		0,1-0,2		—	—		
Термоконд ТК-М	20—25	—(50±20)-10-6	3-5-6-Ю-4	10-12	1013			
Термоконд ТК-Р	15—20	+(30±20).10-6	3-5-6-10-4	10-12	ЦП3	—	—	
Тиглин	12—14	—(40±20)-1(Г6	6-=-12-10~4	10—12	1013	—	—	
Тиконд Т-150	150- 160	। - (1400±200)Х Х10-6	2н-3-10“4	10-12	1012	1011	1200	
Тиконд Т-80	75—80	—(700±100)Х хю-6	3-5-6-10-4	10-12	1012	1011	1200	
Тиконд Т-60	55—60	— (600±70)Х ХЮ'6	3-5-6-10—4	10-12	1012	1011	1200	
Титано-бариевая керамика	1000— 10 000	Переменно	6-5-20-10-3	2-10	1011			
Обозначения. Епр — пробивное напряжение; Тмакс — макси-
ратурный коэффициент линейного расширения (ТКЛР); р — водопогло-
менное сопротивление растяжению; р5—удельное поверхностное сопро-
* Органический наполнитель.
** Минеральный наполнитель.
Приложения
291
П род о лжение
	и о		ъ г/см3	<м - а о и:	Qpacm> кг[см2	а	Обрабаты- ваемость на станках	Области применения	
									
	30	0,06	1,45	500	1000	100-10~6	Удовл.		
	30 30	0,25 0,2	1,4 1,9	—	—	—	» »		Различные изоляторы, каркасы катушек, отве- чающие умеренным требованиям
	30 30	0,04 1,5	2,5	550 1500	600 1000	40-10—6	Хорошая »		Установочные детали
	30 30	0,7 до 100	1,35 0,9-1,3	1000 1000	800 600	. 60-1(Г6	» »		1 Прокладки и каркасы | катушек среднего качества
		—	0,9-1,2				»	Каркасы катушек очень низкого качества	
	—	0 0	4 2,9	1000 1000	—	5,8-10“6 5-10“ 6	Не обраб. То же	Для керамических конден- саторов	
	—	0	3	1000	600	5,8 IO-6	» »		
	100	0	4	1000	300-900	7,5-10“6	» »		
	100	0	3,9	—	—	7,5- 1(Г6	» »		
	100	0	3,8	—	—	7,5-10“6	» »		
	—	0	5	—	—	—	» »		
мальная температура: tMaKC — температура начала роста потерь; а — темпе-
щение; 7 — удельный вес; аизг — временное сопротивление изгибу; <зраст— вРе'
тивление; р^—удельное объемное сопротивление.
19*
Пропиточные и покровные материалы
Таблица V
Название материала	Назначение		Состав		tgo	Т 1 °C 1 пл>	Т 2 of 1 mp>
Церезин	Пропитка		Церезин	2,1—2,3	3-10“4	75—80	—
Парафин	То	же	Парафин	1,9—2,2	1-Ю-4	49—54	—
Полистирол	»	»	Полистирол	2,2—2,6	1-10-4	75—85	—
Церезино-полистирольный компаунд	»	»	Церезин и поли- стирол	2,2—2,5	1-4-3-кг4	—	—
Церезино-полиэтиленовый компаунд	»	»	Церезин и поли- этилен	2,1—2,3	3-10“4	—	—
Церезино-канифольный компаунд		»	Церезин 70% и канифоль 30%	2,5—3,0	10-10-4	65	—60
Га лова ксо-по лист ирольный компаунд	Покрытие		Галовакс 78%, полистирол 12%, бензол 10%	4,5 5,5	30-4-50-10“ 4	ПО	—60
Галоваксо-битумный ком- паунд	То	же	Галовакс 90% и битум V = 15-н20 %	4,5—5,5	50-10-4	80—100	—60
Галоваксо-полиметакри ла- тный компаунд	»	»	Галовакс 96—98% и плексиглас 2—4%	5,5—6,5	50-10-4	85	—60
Кремнийорганичсские соединения	»	»	Кремневая пленка	2,3—3,5	З-нЮ-10”4	150—2003	—
1	Тпл — температура плавления.
2	Ттр— температура растрескивания на морозе.
3	Максимальная температура.
Приложения
алфавитный указатель
Активное сопротивление контура 9
Альсифер 135
Безиндукционные конденсаторы 49
— сопротивления 86
Броневой сердечник 144
Бумажные конденсаторы 47
Вариометры 148
- УКВ 170
Взаимная индуктивность, расчет 123
Витки, расчет числа 105
Влагостойкость 23
— катушек 90, 159
— конденсаторов 39, 70
Герметизация 23
Герметизированные конденсаторы 40,
42, 45, 49
Глубина проникновения тока 13
Горячая намотка 91
Грибки 23
Диэлектрическая проницаемость воз-
духа 69
Диаэлектрические потери 17
-----в катушках 119
-------- конденсаторах 35
Добротность катушек индуктивности
11)
-----УКВ 118, 119
— конденсаторов 35
— контура 9
— линий 192, 211, 214, 216
— полых резонаторов 261, 267, 270,
271
—- широкодиапазонных контуров 178,
180, 190
Дроссели высокой частоты 160
— УКВ 163
Емкость катушки собственная 89,
131, 144
-------- расчет 108
конденсаторов 34, 4$, 46, 5Q
Емкость конденсаторов переменной
емкости 55
--------_ расчет 64
---УКВ 52, 53
— контура эквивалентного линии,
расчет 206
Железо карбонильное 135
Затухание, вносимое конденсато-
ром 19
— контура 10
'Индуктивность катушек многослой-
ных 101
---однослойных 99
--- плоских 102
--- расчет 99
---с шагом 100
—	конденсатора собственная 36
—	плоских фигур 102
Испытательное напряжение 34
Катушки, классификация 89
—	конструкция 164
—	многослойные 92, 98
— однослойные 92, 97
—	связи 167
—	- секционированные 132
—	с сердечниками 134
—	УКВ 112, 168
—	- универсальные 93, 99
— экранированные 127
Карбонильное железо 135
Каркасы для катушек 164
Каскады на резонансных линиях,
конструкция 251
---широкодиапазонных контурах,
конструкция 184
Конденсаторы безиндукционные 49
—	бумажные 47
—	воздушные 40
—	герметизированные 40, 42, 45, 49
—	керамические 43
—	классификация 33
—	переменной емкости 54, 70
—---	---расчет 56
294
Алфавитный указатель
Конденсаторы подстроечные 80
постоянной емкости 40
— слюдяные 41
—	с расширенным угловым диапазо-
ном 60
—	стабильные 65
—	УКВ переменной емкости 79
---- постоянной емкости 52
—	проходные 49, 53
— электролитические 41
Контуры бессконтактные несиммет-
ричные 178
----симметричные 181
—	классификация 7
—	контактные 176
—	цилиндрические 188
— широкодиапазонные 174
----конструкция 182
------- каскадов 184
----расчет 177, 181, 184, 190
Коэффициент неплотности 98
— связи, расчет 126
Линии, волновое сопротивление 197,
199
— входное сопротивление 193, 212,
216, 217, 218
— двухпроводные 215
---- конструкция 222, 251
— добротность 211, 214, 216
— классификация 192
— концентрические 212
---- конструкции 222, 251
— короткозамыкающие мостики, кон-
струкция 208, 225, 233
— многократные 233
— многочастотность 202, 228
— настройка 202, 225, 255, 256, 260
— подстройка 228, 239
—	разделение колебаний 228
—	соединительные контакты 238
—	стабильные 232
— элементы обратной связи 248
---- связи 240
— трансформация сопротивлений 199
— цепи питания 229
— эквивалентные параметры 201
Литцендрат 112
Магнетит 134
Магнитные сердечники, типы 139
Многослойные намотки 92
Момент вращения конденсатора 73
Мостики короткозамыкающие для
линий 208, 225, 233
Мощность реактивная конденсатора
35
Напряжение испытательное 34
—	пробивное 34
—	рабочее 34, 65, 248
Намотка, выбор 164
—	горячая 164
—	многослойная 92
—	однослойная 91
—	осажденная 91
—	симметричная 167
— универсальная 93, 99
Оптимальные размеры катушек 119
---- ленты, расчет 118
— соотношения для линий 213, 215,
217
Оптимальный провод для УКВ, рас-
чет 118
---- расчет 115
Подстроечные конденсаторы 80
Подстройка катушек, методы 116
— линий 228, 239
— полых резонаторов 274
Подшипники, конструкция 72
Полые резонаторы, виды колебаний
263
----добротность 267, 270, 271
----классификация 262
----конструкция 273, 277
---- расчет 265
Потери, виды 11
— в диэлектриках 17
----катушках 111
---- конденсаторах 35
---- линиях 208
----полых резонаторах 264
---- проводниках 12
Пробивное напряжение 34
• Провода для катушек, выбор 165
------- расчет 115
-------УКВ, расчет 118
Проволочные сопротивления 86
Пропиточные материалы 292
Реактивная мощность конденсатора
35
Ребристые каркасы 102
Резонансное сопротивление контура
10
----линии 208, 213, 216
-----полого резонатора 264, 268,
271
Резонансные линии, см. Линии
— частоты линии, расчет 201
-----полого резонатора, расчет 266,
269, 271, 272
Ротор конденсатора 71
Алфавитный указатель
295
Роторные пластины, расчет 56, 60,
62
Секционированные катушки, расчет
132
Сердечники броневые 144
—	диэлектрические для УКВ 148
—	катушечные 144
—	магнитные, типы 137
— немагнитные 147
— цилиндрические 139
Скользящий контакт, сопротивление
75, 151, 171, 176, 233
Слюдяные конденсаторы 40
Собственная емкость катушек 89, 108
— индуктивность конденсаторов 36,
37, 49, 52
Сопротивление изоляции конденсато-
ра 35
— катушек, расчет 112
—	проводников, расчет 13
Сопротивления непроволочные 85
—	проволочные 86
—	свойства 82
Сопряжение настроек вариометров
153, 174
--- конденсаторов в блоке 77
--- линий 257
Стабильность контура 21
Стабильные катушки 156
—	конденсаторы 65
—	линии 232
Стирофлексные конденсаторы 48
Температурная стабильность, группы
39
Температурный коэффициент емкости
22, 66
--- индуктивности 22, 156
Температурный коэффициент сопро-
тивления 84
-----частоты 21
Термокомпенсация, расчет 25
Токосъемы, конструкция 75
Тороидальный резонатор 271
Точность катушек 165
— конденсаторов, классы 34, 77
Универсальная намотка 93, 99
— перекрестная намотка 97, 99
Ферриты 135
Ферровариометры 153
Фильтрация контура 32
Фильтры УКВ 250
Характеристика контура 9
Холодная намотка 96
Цикл намотки 94
Частота резонансная контура 30
Частоты резонансные бумажных кон-
денсаторов 48
-----керамических конденсаторов 46
-----линий, расчет 201
-----полых резонаторов, расчет 265
— — слюдяных конденсаторов 44
Шаг намотки 91, 92, 100, 109, 157
Шумы сопротивлений 85
Эквивалентные параметры линии 201
Экранированные катушки, расчет 127
Экраны, конструкция 131
Электрическая прочность конденсато*
ров 34, 36
Автор Волгов Виктор Андреевич
«Детали контуров радиоаппаратуры»
Редактор В. И. Сифоров
Технический редактор А. А. Забродина
Сдано в произв,
31/VI П-1954 г.
Бум. л. 9,25.
Тираж 5 000.
26/IV-1954 г Подп. к печати
М-42866. Печ. л. 18,5.
Уч.-изд. л. 20,5.	60Х921/]6-
Заказ 1115. Цена 11 р. 25 к.
Типография № 2, Ленгорполиграфиздата.
Ленинград, Социалистическая, 14.
ОПЕЧАТКИ
Страница	Строка	Напечатано	Должно быть
50	Табл. 2-6, первая графа	птс-и птс-м	пгс-и пгс-м
131	16 сверху	с	£>Э D
148 157	6 снизу Ф-ла (3-72)	постройки 10е	подстройки 1(Г6
В. А. Волгов
Цена 11 руб. 25 коп.