/
Text
Д. В. ШАФЕР
РЕГУЛИРОВКА,
ИСПЫТАНИЯ И ПРОВЕРОЧНЫЕ
РАСЧЕТЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ»
МОСКВА ,1971
УДК 621.375.4.001.24.001.4
УДК 621.375.4.001.24.001.4
РЕГУЛИРОВКА, ИСПЫТАНИЯ И ПРОВЕРОЧНЫЕ РАСЧЕТЫ
ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Д. В. Шафер
В книге излагаются методы регулировки и испытаний аперио-
дических трансформаторных и бестрансформаторных, а также ре-
зонансных усилителей.
Основное внимание обращено на вопросы, связанные с расчетом'
и исследованием различных схем усилителей. Рассматриваются ме-
тоды анализа причин возможного отклонения их технических харак-
теристик от заданных. Приводятся рекомендации по организации
рабочего места и выбору измерительной аппаратуры для выполне-
ния различного вида регулировочных и испытательных работ.
Книга предназначена для инженерно-технических работников’за-
водских и производственных лабораторий, занятых разработкой и
эксплуатацией электронных устройств на транзисторах и может
оказаться полезной для подготовленных радиолюбителей.
Таблиц 19, иллюстраций 122, библиографий 27.
3—3—12
.15—71
Давид Владимирович Шафер
•РЕГУЛИРОВКА, ИСПЫТАНИЕ И ПРОВЕРОЧНЫЕ РАСЧЕТЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Редактор Ф. Г. Цейтлин
Техн, редактор Г. И. Шефер Корректор 3. W. Коростелева
Сдано в набор 24/IX .1970 г. Подписано в печ. 30/XII 1970 г.
Форм. бум. 60X90/16 19,5 печ. л. 19,5 усл.-п. л. 19,51 уч.-изд. л.
Т-19043 Тираж 25 000 экз. Зак. изд. 14651 Цена 1 р. 14 коп.
Издательство «Связь», Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2
Типография издательства «Связь» Комитета по печати при Совете
Министров СССР. Москва-пентр, ул. Кирова, 40. Зак. тип. 438
СОДЕРЖАНИЕ
11редисловие.......................................................: 4
Глава 1. Особенности регулировки и и|спытаний транзисторных
усилителей^
!.1. Задачи регулировки и испытаний .... -............................. 5
1.2. Выбор измерительной аппаратуры...................................10>
1.3. Рабочее место лаборанта......................................... 13
Г л а в а 2. Основы инженерного расчета транзисторных усилителей
2.1. Общие замечания по выбору методики расчета........................17
2.2. Система Л-параметров .............................................20
2.3. Выбор типа транзистора............................................43
2.4. Выбор режима работы транзистора...................................50
2.5. Цепи питания и температурная стабилизация режима транзистора . . 57
Г л а в а 3. Инженерный расчет апериодических усилителей
3.1. Общие замечания............................................. г 78
3.2. Расчет резисторного каскада предварительного усиления .... 82
3.3. Расчет трансформаторного каскада предварительного усиления . . 97
3.4. Расчет трансформаторного каскада усиления мощности в режиме А 103
3.5. Расчет двухтактного трансформаторного каскада усиления мощности
в режиме А..................................................... t 114
3.6. Расчет двухтактного трансформаторного каскада усиления мощности
в режиме В........................................... s . : i 116
3.7. Отрицательная обратная связь.....................................128
Глава 4. Регулировка и испытания апериодических многокаскадных
усилителей мощности с трансформаторным выходом
4.1. Объект регулировки .-.........................................:• 147
4.2. Оборудование рабочего места .....................................151
4.3. Подготовка усилители к регулировке...............................152
4.4. Наладка усилителя..............................................: 153
4.5. Устранение паразитных связей и наводок......................... 189
4.6. Проверка устойчивости усилителя с отрицательной обратной' связью 197
4.7. Испытания усилителя............................................; 210.
Глава 5. Регулировка и испытания бестран|сформаторных усилителей
5.1. Особенности схемного построения................................ 231
5.2. Основные расчетные соотношения бестрансформаторных усилителей . 2391
5.3. Наладка и испытания бестрансформаторных усилителей .... 257
Глава 6. Регулировка и испытания резонансных усилителей
6.1. Общие замечания............................................... j 263
6.2. Колебательный контур........................................269
6.3. Основные расчетные соотношения резонансных усилителей .... 280
6.4. Наладка резонансных усилителей................................... 286
6.5. Особенности настройки резонансных усилителей со связанными- кон-
турами ...................................................... : с 296
6.6. Методы повышения устойчивости резонансных усилителей . . . , 299
6*7. Испытания резонансных усилителей.................................304
6.8. Настройка и испытания многокаскадных резонансных усилителей . . 310
Литература 312
ПРЕДИСЛОВИЕ
Замена ламп полупроводниковыми приборами позволила улуч-
шить эксплуатационные и экономические показатели электронной
аппаратуры, уменьшить ее габариты и повысить надежность. Одна-
ко разработка надежных и экономически целесообразных устройств
на транзисторах требует от конструктора глубоких знаний физиче-
ских свойств транзисторов, так как их параметры в значительной
степени зависят от стабильности напряжения источника питания
и изменений температуры окружающей среды.
Вопросы регулировки ламповой радиотехнической аппаратуры
довольно полно освещены в различных печатных работах. В этих,
работах систематизированы методы регулировки отдельных схем-
ных узлов и аппаратуры в целом при изготовлении опытных об-
разцов и для серийного производства. Методы регулировки тран-
зисторной аппаратуры в целом аналогичны методам регулировки
ламповой аппаратуры. Однако регулировка и испытания отдель-
ных схемных узлов на транзисторах приобретает несколько новый
характер в силу физических особенностей транзисторов.
Настоящая книга является попыткой систематизированного из-
ложения методов регулировки и испытаний транзисторных усили-
телей применительно к условиям проведения работ над макетами
и опытными образцами. Отличительная особенность книги — нали-
чие расчетных соотношений, необходимых для проверочных расче-
тов в процессе регулировки. Рекомендуемые методы испытаний
позволяют судить об эксплуатационной надежности устройства.
В основу книги положен опыт разработки и внедрения в се-
рийное производство различных видов транзисторной аппаратуры.
Рекомендуемые методы регулировки и расчеты применимы для
наладки устройств, используемых в диапазоне частот др 1 Мгц.
Книга поможет инженерно-техническим работникам', занятым
регулировкой и испытаниями макетов и опытных образцов тран-
зисторных устройств, повысить качество проводимых работ при
меньших затратах рабочего времени.
Автор выражает искреннюю признательность рецензенту, проф.
Войшвилло Г. В. за ряд ценных указаний и замечаний.
Все замечания и пожелания по книге просьба направлять в
издательство «Связь» (Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2).
Автор
4
ГЛАВА 1.
ОСОБЕННОСТИ РЕГУЛИРОВКИ
И ИСПЫТАНИЙ ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
* 1.1. Задачи регулировки и испытаний
Современная электронная аппаратура в соответствии с целе-
вым назначением может состоять из большого количества функ-
циональных узлов, правильное взаимодействие между которыми
обеспечивает получение на ее выходе определенных качественных
п количественных показателей. При этом каждый из узлов в элек-
трическом отношении представляет собой электронное устройство
с соответствующими входными и выходными характеристиками,
выполняющее только одну функцию (генерирование либо усиление
колебаний, преобразование частоты, либо коммутацию и пр.).
Процесс регулировки электронной аппаратуры состоит в приведе-
нии технических характеристик отдельных узлов в соответствие с
техническими требованиями к ним и сопряжении узлов между со-
бою с целью получения необходимых технических характеристик
аппаратуры в целом. Поскольку7 методика сопряжения схемных
узлов при регулировке транзисторной аппаратуры в основном ана-
логична хорошо освещенной, в литературе методике наладки лам-
повых схем, в книге рассмотрены только особенности регулировки
отдельных схемных узлов.
Специфичность методов регулировки транзисторных устройств
Обусловлена большим разбросом и зависимостью параметров тран-
зисторов от температуры, частоты, величины напряжения и тока
Питания. Влияние указанных изменений параметров учитывается
* по-разному в процессе регулировки устройств различного вида.
Поэтому в этой главе освещаются задачи регулировки, являющие-
ся общими при проведении работ над транзисторными устройства-
ми различного вида; специфические особенности регулировки по
р видам устройств приведены в других главах.
Регулировочные работы над макетами и опытными образцами
Р Выполняются особо тщательно, так как по их результатам судят о
правильности проектирования, а также составляются режимные
карты и инструкции по регулировке к серийному производству.
Процесс регулировки транзисторных усилителей в основном
< Состоит из следующих операций: установки режимов транзисторов
? По постоянному току, устранения самовозбуждения и фона, на-
•“ (Тройки резонансных систем, проверки соответствия значений пе-
1к 5
ременных составляющих напряжений и токов расчетным, снятия
основных характеристик и приведения к нормам обнаруженных
отклонений этих характеристик.
Работы над опытным образцом ведут в следующей последова-
тельности:
1. Тряска опытного образца с целью выявления слабых креп-
лений деталей и плохо пропаянных соединений, а также для уда-
ления запавших капель олова и обрезков монтажного провода.
2. Проверка соответствия монтажа принципиальной схеме с
последующей установкой транзисторов. 'Цепи проверяют звонком
либо омметром. При этом проверяются правильность укладки сое-
динительных проводов с точки зрения возможных паразитных свя-
зей, могущих привести к самовозбуждению устройства, а' также
правильность распайки схемных элементов.
Во избежание порчи транзисторов напряжением питания звон-
ка их устанавливают после окончания проверки монтажных сое-
динений.
Большой разброс параметров вызывает необходимость пред-
варительного подбора транзисторов перед установкой их в схему
устройства с целью введения определенности в процессе регули-
ровки. Для опытных образцов и макетов транзисторы подбирают
по допустимому техническими условиями отклонению основного
параметра — коэффициента усиления по току р. Величина допус-
тимого отклонения р для наиболее распространенных типов мало-
мощных низкочастотных транзисторов лежит в пределах 2004-
4-300%, для маломощных высокочастотных транзисторов это от-
клонение составляет 2004-400%, а для большинства типов тран-
зисторов (в основном мощных) в технических условиях оговари-
вается только значение минимального коэффициента усиления по
току. В схему подлежащего регулировке опытного образца уста-
навливаются транзисторы с минимально допустимым значением
коэффициента усиления по току, что гарантирует работоспособ-
ность устройства (с точки зрения достаточности усиления)- при
заменах транзисторов.
Кроме необходимого количества транзисторов с минимально
допустимым значением коэффициента усиления по току, отбирает-
ся такое же количество транзисторов с максимально допустимым
значением коэффициента усиления по току для последующих ис-
пытаний устройства после окончания наладки.
3. Установка режимов транзисторов по постоянному току пу-
тем подбора величины сопротивления резистора в цепи смещения
на базу. В устройствах с хорошей температурной стабильностью
нет надобности в указанном подборе даже в случае отклонений
величины р в пределах 2004-300%. В бытовых массовых транзи-
сторных устройствах, работающих в интервале температур
+204- + 40О|С, из соображений экономного расходования энергии
источника питания и сокращения количества схемных элементов
хорошей температурной стабилизации не делают. Для таких уст-
6
ройств при серийном производстве составляют таблицы номиналов
подгоночных резисторов по градациям величин коэффициента уси-
ления по току.
С целью исключения влияния возможного паразитного возбуж-
дения усилителя на точность измерения режимов транзисторов по
постоянному току из схемы усилителя выпаиваются элементы меж-
каскадной связи. В генераторе режим по постоянному току уста-
навливается при отключенной цепи положительной обратной свя-
зи либо при зашунтированной по переменному току коллекторной
цепи.
4. Наладка — приведение устройства в рабочее состояние. На
данном этапе регулировки устраняют паразитные наводки и воз-
буждение, настраивают резонансные системы, проверяют соответ-
ствие значений переменных напряжений в контрольных точках рас-
четным и снимают основные характеристики устройства при но-
минальном напряжении источника питания и нормальной темпе-
ратуре окружающей среды.
Перед началом проведения наладочных работ тщательно про-
думывается последовательность операций, исключающая повтор-
ные измерения и подстройку налаженных участков схемы. Так,
например, усилители налаживают, начиная с оконечного каскада,
генераторы — от задающего к усилителю мощности и т. д. Особое
внимание в процессе наладки уделяется правильному выбору из-
мерительных приборов. Входное сопротивление используемых при-
боров должно быть как минимум на порядок выше сопротивления
схемы в точках измерения с целью исключения реакции прибора
на режим работы налаживаемого устройства. При использовании
типовой радиоизмерительной аппаратуры для наладки апериодиче-
ских усилителей на транзисторах вышеуказанное' соотношение в ос-
новном соблюдается, так как величины коллекторных нагрузок в
этих усилителях не превышают 10 ком. В случае наладки резо-
нансных усилителей, у которых эквивалентное сопротивление кол-
лекторного контура может составлять несколько сотен килоом, для
измерения напряжения на контуре вольтметр соответственно дол-
жен иметь высокое входное сопротивление и малую величину вход-
ной емкости. Приборы желательно выбирать с классом точности
на порядок выше допуска на измеряемую величину. Рекомендации
по выбору измерительной аппаратуры приведены в разд. 1.2.
б. Отработка опытного образца с учетом разброса параметров
Транзисторов. При этом определяют перечень номиналов пОдгоноч-
НЫХ элементов и схемных переключений, обеспечивающих сохра-
нение технических характеристик устройства в интервале допусков
При смене транзисторов с разбросом параметров в пределах, га-
рантируемых техническими условиями. Количество номинальных
ЙНаченнй подгоночных элементов устанавливается в зависимости
ОТ величины разброса параметров транзисторов и допустимых
Отклонений технических характеристик устройства. Для проведе-
7
ния необходимых измерений в схему налаженного устройства вза-
мен транзисторов с минимальным коэффициентом усиления по то-
Ку Рмин устанавливают транзисторы с рмакс, вновь подгоняют ре-
жимы по постоянному и переменному токам и снимают основные
характеристики устройства. По-полученным значениям подгоноч-
ных элементов для случаев применения транзисторов с минималь-
ным и максимальным коэффициентами усиления по току рассчиты-
вают необходимые номиналы сопротивлений резисторов и отводы
катушек для вариантов применения транзисторов с |3Мин<р<₽макс-
При этом .количество градаций сопротивлений резисторов и отво-
дов катушек выбирается из соображений' сохранения технических
характеристик устройства в пределах допусков без дополнитель-
ной подгонки режимов транзисторов.
6. Испытания с целью проверки стабильности технических ха-
рактеристик устройства в различных условиях электрического, кли-
матического, механического и специального характера. В настоя-
щей книге приведена только методика электрических испытаний в
интервале рабочих. температур, проводимых в лабораториях на
стадии регулировки макетов и опытных образцов. Методы клима-
тических, механических и специальных испытаний транзисторных
устройств аналогичны методам испытаний ламповых устройств.
Эти испытания проводятся в специальных лабораториях и подроб-
но освещены в [2, Ы].
К электрическим испытаниям относится проверка работоспособ-
ности устройства при предельных изменениях напряжения источ-
ника питания и температуры окружающей среды с учетом возмож-
ного разброса параметров транзисторов. Испытания проводятся по
специальной программе, в которой выбраны режимы, отражающие
худшие стечения факторов, дестабилизирующих работу устройства.
После завершения вышеуказанных испытаний проверяются ве-
личина сопротивления изоляции и электрическая прочность мон-
тажа. Этот вид проверки выполняется особо внимательно, так как
при неправильной методике возможен пробой транзисторов напря-
жением измерительного прибора.
Испытательные работы являются завершающим этапом на ста-
дии лабораторной отработки устройства, и по их результатам су-
дят о соответствии макета либо опытного образца техническим
требованиям.
7. Оценка надежности. Надежность электронного устройства на
стадии регулировки и лабораторных испытаний не может быть пол-
ностью оценена, так как под надежностью понимают способность
аппаратуры безотказно выполнять заданные функции в опреде-
ленных условиях эксплуатации и в течение определенного времени.
Необходимая величина надежности оговаривается в технических
требованиях наряду с электрическими характеристиками, закла-
дывается в процессе проектирования, обеспечивается в производ-
стве и поддерживается в эксплуатации.
Критерием оценки надежности, учитывающим как среднюю на-
работку на отказ, так и необходимое время безотказной работы
аппаратуры данного типа, принята вероятность безотказной рабо-
ты за определенный интервал времени, которая выражается урав-
нением
__fp
Р0 = е Ч (1.1)
где Ро — вероятность безотказной работы; е — основание нату-
ральных логарифмов; /р — интервал времени, в течение которого
аппаратура данного типа должна исправно выполнять свои функ-
ции, ч; Тср — средняя наработка на отказ для аппаратуры данного
типа, ч.
В некоторых случаях вместо вероятности безотказной работы
Ро в техническом задании указывают среднюю наработку на от-
каз Тср (в часах). Надежность радиоэлектронного’устройства за-
висит от надежности всех его элементов. Практически среднее
время исправной работы аппаратуры между двумя соседними от-
казами ТСр лежит в пределах от нескольких до сотен часов при
общем сроке службы аппаратуры порядка многих тысяч часов. Это
объясняется тем, что среднее время исправной работы оценивает
надежность не отдельных элементов, а аппаратуры в целом. На-
дежность отдельных элементов оценивается величиной вероятности
безотказной работы элемента за гарантийный срок службы и опре-
деляется по формуле
_Д_
Р = е Тср , (1.2)
где tr — гарантийный срок службы элемента; T'cv — средний срок
службы элемента.
Для оценки степени использования элемента в схеме введено
понятие коэффициента нагрузки
Кв = -^-, (1.3)
где Нр — нагрузка элемента в рабочем режиме; Нн — номиналь-
на}! нагрузка элемента, предусмотренная техническими условиями.
Чем меньше величина коэффициента нагрузки, тем в более легком
режиме работает элемент и соответственно меньше вероятность его
| отказа. В аппаратуре без резервирования общая надежность рав-
Лп произведению вероятностей безотказной работы отдельных эле-
ментов. С ростом числа элементов при неизменной величине их
В Надежности общая надежность аппаратуры резко уменьшается.
Например, при надежности одного элемента, равной 0,99, общая
. надежность устройства из десяти элементов равна 0,91. В тран-
зисторных устройствах надежность выше, чем у ламповых, ввиду
‘ большего срока службы транзисторов и малых величин коэффи-
9
Рис. 1.1. Типовая кривая частоты отказов
сложной радиоэлектронной аппаратуры
циентов нагрузки Кп для большинства схемных элементов. По-
следнее объясняется малыми величинами рабочих напряжений на
конденсаторах и небольшими значениями мощности рассеяния на
резисторах.
На рис. 1.1 приведена типовая кривая частоты отказов сложной
радиоэлектронной аппаратуры. Кривая имеет три явно выражен-
ных участка, обозначенных
на рисунке цифрами 1, 2
и 3. Участок 1 соответству-
ет начальному периоду ра-
боты, который может про-
должаться для различных .
видов аппаратуры от нес-
кольких десятков до сотен
часов. Он характеризуется
повышенной частотой отка-'
зов, которые в основном воз-
никают по причине наруше-
ния технологического про-
цесса при пайке транзисто-
ров, пропитке трансформаторов и т. д. После ликвидации причин
отказов этого вида частота отказов уменьшается. Первый участок
кривой отрабатывается в процессе лабораторной регулировки и
испытаний, а также последующего прогона опытного образца. Каж-
дый выход из строя элементов схемы тщательно анализируется,
проверяется режим работы элемента и в случае необходимости
уменьшается его коэффициент нагрузки.
Участки 2 и 3 кривой на рисунке характеризуют работу уст- •
ройства в условиях эксплуатации. Большое количество отказов на •
третьем участке кривой вызвано старением схемных элементов и
износом материалов. Таким образом, период лабораторной регу-
лировки и испытаний позволяет только частично отработать на-
дежность устройства.
Существует также методика более полной отработки надежно-.
сти устройства в лабораторных условиях, именуемая методом гра-
ничных испытаний. Сущность этого метода состоит в том, что ре-
жим работы устройства изменяют до тех пор, пока один из эле-
ментов либо узел не выйдет из строя. Последнее позволяет вы-
явить слабые места и дать нужные запасы.
1.2. Выбор измерительной аппаратуры
Качество и сроки выполнения регулировочных работ в основ-
ном зависят от правильности результатов измерений. Только опыт
работы с измерительными приборами, знание их устройства, тех-
нических возможностей и особенно входных характеристик позво-
ляют получить точные результаты измерений с учетом реакции
входной цепи прибора на режим работы регулируемого устрой-
J0
ства. Эксплуатационные возможности приборов приводятся в ин-
струкциях по их эксплуатации. Однако большинство измеритель-
ных приборов характеризуются также эксплуатационными особен-
ностями, зависящими от конкретных условий их использования.
К таким особенностям относятся: устойчивость показаний при
мгновенных изменениях напряжения в питающей сети; подвержен-
ность прибора наводкам при размещении его рядом с аппаратурой,
создающей большие электромагнитные либо электростатические
поля; недопустимость больших перегрузок и пр. Знание этих осо-
бенностей позволяет перед началом работы принять меры к устра-
нению возможных погрешностей измерений путем стабилизации пи-
тающего напряжения, соответствующего разноса приборов, зазем-
ления их корпусов и установки пороговых, ограничителей на входе
измерительного прибора для защиты его от перегрузки. В инструк-
циях по эксплуатации прибора не всегда приводится зависимость
величины его входного сопротивления от частоты. Это вызывает
необходимость при выборе типа измерительной аппаратуры рас-
считать ожидаемую величину входного сопротивления в нужной
полосе частот.
Классом точности электроизмерительного прибора принята мак-
симальная приведенная относительная ошибка, выраженная в про-
центах от верхнего предела измерений:
о.п = Ли-Дд i00> %, (1.4)
71пр
где Ли — результат измерения; Лд — действительное значение из-
меряемой величины; Лпр — верхний предел измерения шкалы при-
бора.
Согласно ГОСТ 1845—52 электроизмерительные приборы раз-
деляются на 7 классов точности; 0,1; 0,2; 0,5; 1,0; 1,5; 2,5; 4,0;
класс точности прибора указывается на его шкале.
Действительное значение измеряемой величины определяется по
формуле
А. = Д,(1 + —пДпр ). (1.5)
д \ - 100 ли ) v ’
В ф-ле (1.5) второе слагаемое в скобках — это абсолютная
ошибка, она тем выше, чем меньше абсолютное значение изме-
ряемой величины Аи относительно верхнего предела измерений
шкалы прибора. Следовательно, точность измерений тем выше, чем
ближе к предельному значению измерений данной шкалы будут
производиться отсчеты измеряемых величин. Последнее необходи-
мо учитывать при выборе измерительных приборов.
Точность градуировки измерительных генераторов обычно ука-
зывается в виде номинальной относительной и абсолютной оши-
бок. При больших значениях измеряемой величины существенна
относительная ошибка, при малых — абсолютная.
11
Номинальная относительная ошибка определяется по формуле
«н= Лн~Лд 100, %, (1.6)
дн
отсюда действительное значение измеряемой величины равно:
Лд/1 + ПМ (1.7)
д \ “ 100)
С учетом абсолютной ошибки формула для расчета действительно-
го значения измеряемой величины имеет вид
Лд==Д.(1±^±ДД (1.8)
где АЛ — абсолютная ошибка.
По ф-ле (1.8) можно оценить точность градуировки выбирае-
мого генератора в необходимом диапазоне рабочих частот.
В соответствии с характером предстоящих регулировочных ра-
бот составляется перечень необходимых радиоизмерительных при-
боров, магазинов сопротивлений и реостатов. Необходимые типы
приборов выбирают по их техническим характеристикам и эксплу-
атационным особенностям. Тип электронного вольтметра выбирают
в соответствии с необходимыми пределами измерений напряжения,
классом точности, входным-сопротивлением (входной емкостью)
и диапазоном рабочих частот. Измерительные генераторы нужного
диапазона частот выбирают по величине выходной мощности на со-
ответствующих нагрузках, величине нелинейных искажений, удобст-
ву отсчета частоты с требуемой точностью и стабильности частоты
во времени. Тип осциллографа выбирают в соответствии-с чувстви-
тельностью и полосой равномерного усиления усилителя вертикаль-
ного отклонения, его входным сопротивлением (входной ем-
костью) и диапазоном частот блока развертки. Если осциллограф ис-
пользуется для измерения частоты по фигурам Лиссажу с помощью
эталонного генератора, то необходимо также учитывать чувстви-
тельность усилителя горизонтального отклонения, которая приво-
дится в технических характеристиках на прибор в миллиметрах
отклонения луча на один вольт приложенного напряжения. Задав-
шись необходимым размером изображения, определяют величину
напряжения сигнала развертки. Нелинейные искажения в полосе
частот до 20 кгц измеряют приборами с непосредственным отсче-
том. На более высоких частотах измерения возможны только при'
использовании анализаторов гармоник. При выборе прибора для
измерения нелинейных искажений учитывают величину его вход-
ного сопротивления и чувствительность.
Кроме вышеуказанных наиболее распространенных радиоизме-
рительных приборов, на каждом рабочем месте также должен на-
ходиться ампервольтомметр, который необходим для проверки ре-
жимов транзисторов по постоянному току, измерения величин пи-
тающих напряжений переменного тока и сопротивления резисто-
12
ров. Основная величина, характеризующая качество ампервольт-
омметра,—это его внутреннее сопротивление, которое определяет-
ся числом ом на вольт измеряемого напряжения. Лучшие отечест-
венные ампервольтомметры имеют внутреннее сопротивление по-
рядка 10—20 ком на вольт измеряемого постоянного напряжения.
Такая величина внутреннего сопротивления в большинстве слу-
чаев допускает подключение прибора к схеме транзисторного уст-
ройства практически без нарушения режима каскада за счет от-
ветвления тока через прибор. При этом отклонение стрелки прибо-
ра на всю шкалу соответствует току через прибор 50—100 мка.
Рабочее место необходимо также обеспечивать магазинами со-
противлений и реостатами. Магазины сопротивлений используются
как эквиваленты нагрузок и внутренних сопротивлений источников
сигнала, а также для определения величин сопротивлений подго-
ночных резисторов при установке режимов транзисторов. Магази-
ны сопротивлений выбирают по максимальному значению сопро-
тивления, точности их значений, плавности изменения сопротивле-
ния, допустимым токам нагрузки по декадам и предельной рабочей
частоте. Реостаты выбирают по величине максимального сопро-
тивления и допустимому току.
Кроме указанных измерительных приборов, размещаемых на
рабочих местах, в лаборатории необходимо иметь комплект при-
боров для проверки качественных и количественных характерис-
тик схемных элементов. К таким приборам Относятся: испытатель
транзисторов; мост для измерения сопротивления резисторов, ем-
кости конденсаторов и индуктивности катушек; куметр для изме-
рения индуктивности и добротности катушек, величины емкости и
добротности конденсаторов на рабочих частотах; мегомметр для
измерения сопротивления изоляции под высоким напряжением и
термостат. -
При размещении приборов следует обратить внимание на до-
ступность их органов управления и отсутствие падающего света на
экран осциллографа. Следует избегать практикующегося размеще-
ния одного прибора на другом, так как некоторые измерительные
приборы, например ВК'С-7, ВКС-7Б, снабжены феррорезонансными
стабилизаторами, создающими значительные электромагнитные
потоки рассеивания. При установке таких приборов вблизи либо
на осциллографах изображение на экране размывается.
1.3. Рабочее место лаборанта
Регулировка электронных устройств — сложный и трудоемкий
комплекс работ, состоящий из большого количества измерений, об-
работок их результатов и повторных проверок электрических ха-
рактеристик отрегулированного устройства. Поэтому для облегче-
ния труда лаборанта необходимо уделить особое внимание обору-
дованию его рабочего места. На рабочем месте должно свободно
43
размещаться не менее
5—6 измерительных при-
боров при обеспечении
удобств пользования ими,
а также должны быть
встроены источники пита-
ния для регулируемых
устройств с плавной регу-
лировкой величины на-
пряжения.
Лабораторный стол
наиболее распространен-
ной конструкции имеет
две горизонтальные пло-
скости и две тумбы. На
верхней плоскости стола
размещают ' измеритель-
ные приборы, на ниж-‘
ней — налаживаемое уст-
ройство и приборы, кото-
рыми необходимо часто
пользоваться. В тумбах
стола размещают источ-
ники электропитания: вы-
прямители и аккумулято-
ры. Стабилизацию сетево-
го напряжения осущест-
вляют феррорезонансным
стабилизатором, который
помещают в нижнюю
часть тумбы стола. Ста-
билизатор тщательно эк-
ранируют электромагнит-
ным экраном для умень-
шение влияния его пото-
=5 ка рассеяния на показа-
5 ния измерительных при-
g боров.
s На рис. 1.2 приведена
| рекомендуемая блочная
схема электропитания ра-
! бочего места. Рекомен-
дуемые ниже номиналы
питающих напряжений и
токов приняты с таким расчетом, чтобы обеспечить возможность
питания транзисторных устройств любой мощности.
Для .питания транзисторных устройств принято номинальное
.14
значение напряжения Q4 в с возможностью (плавной |регул1иро.В1КИ
его величины от нуля до 36 в. Устройства на 'транзисторах мо-
гут потреблять токи от единиц миллиампер до нескольких ампер.
Поэтому сопротивление цепи .выпрямления и фильтрации должно'
быть малым, чтобы исключить амплитудные искажения, обуслов-
ленные падением .напряжения на внутреннем .сопротивлении вы-
прямителя при потреблении больших токов. Максимальную .вели-
чину тока нагрузки из соображений достаточности его для пита-
ния большинства наиболее распространенных схем усилителей;-
генераторов и 'маломощных преобразователей, а также (Возмож-
ности конструктивного исполнения .выпрямителя целесообразно
принять равной 10 а. Фильтр питания желательно выполнить Д'ву-
звенным, приняв коэффициент пульсации после первого звена по-
рядка 14-5%. при токе 10 а, после второго звена — 0,14-0,5 %
при -токе до 0,5 а. Падение напряжения на внутреннем сопрютив^-
лении выпрямителя и фильтра при номинальном токе и номиналь-
ном .выпрямленном напряжении не должно превышать 1'0%”. По->-
люса .выпрямленного .напряжения должны быть .изолированы с-
целью возможности -заземления любого из них, что необходимо
для электропитания транзисторных устройств на транзисторах с
переходами типа р-п-р и п-р-п.
Для питания транзисторных устройств, потребляющих токи по-
рядка 10 и .более ампер, предусмотрены аккумуляторные батареи
12 и 24 в емкостью 100 а-ч. Использование выпрямителя в таких-
случаях может оказаться невозможным в.виду .соизмеримости его
внутреннего сопротивления сопротивлением нагрузки. Большое
внутреннее сопротивление выпрямителя при питании мощных гене-
раторов вызывает низкочастотную пульсацию амплитуды генери-
руемого напряжения, а в схемах мощных усилителей приводит
к амплитудным искажениям. Кроме указанных явлений, может
наблюдаться склонность усилителя к паразитному самовозбужде-
нию, так как при больших токах питания и низком напряжении
трудно выполнить фильтр с низким выходным сопротивлением.
Питание устройств, собранных на высоковольтных транзисто-
рах, .предусмотрено от 'выпрямителя с номинальным значением на-
пряжения 60 в и плавной регулировкой его 'величины от 24 до
120 в. Фильтр питания целесообразно выполнить двузвенным, при-
няв коэффициент пульсации после -первого звена порядка 14-5%
при токе 1 а, после второго звена — порядка 0,14-0,5% при то-
ке 0,1 а.
На 'вертикальной панели стола предусмотрены гнезда стабили-
зированного и нестабил1и.зирю1ванно1го’ сетевых напряжений 220 в для
включения налаживаемого устройства и .измерительных приборов.
Па этой панели также предусмотрены клеммы звонка, гнезда на-
пряжением 36 в для подключения паяльника и переносной лампы
н клеммы «земля», предназначенные для .защитного заземления
корпусов используемых измерительных приборов.
15
При работе с транзисторами, особенно (маломощными, боль-
шую роль играет соблюдение необходимой температуры паяльного
жала, так как пайка перегретым паяльником приводит к появ-
лению у транзисторов больших начальных неуправляемых токов.
С целью уменьшения перегрева паяльника на (рабочем месте пре-
дусматривается подставка, .в которой при установке (паяльника
последовательно с его спиралью включается балластный резистор.
Для подключения измерительной аппаратуры и питающих на-
пряжений к регулируемому устройству рабочее место обеспечи-
вается (комплектом шнуров? В комплект входят 3—4 шнура из 'гиб-
кого экранированного провода м 5—(6 шнуров м.з гибкого изоли-
рованного провода. 'Особое внимание при изготовлении экраниро-
ванных измерительных шнуров обращается на величину собствен-
ной емкости провода. Для измерений в области низких частот
могут применяться .шнуры из обычного экранированного провода
с .величиной собственной емкости порядка 504-100 пф на ..метр; для
работы в области высоких частот применяются отрезки коаксиаль-
ного кабеля с гибкими токопроводящими жилами и собственной
емкостью порядка 304-150 пф на метр.
В лабораториях одно рабочее место оборудуется в экраниро-
ванной камере для возможности проведения регулировочных ра-
бот над устройствами с входным (напряжением (порядка единиц
микровольт. Камера 'Экранируется двумя (металлическими сетка-
ми, которые соединяются только в одной точке и заземляются.
•Рабочее место обеспечивается .местным освещением с примене-
нием ламп дневного света.
ГЛАВА 2.
ОСНОВЫ ИНЖЕНЕРНОГО РАСЧЕТА
ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
2.1. Общие замечания по выбору
методики расчета
В процессе .выполнения регулировочных работ над опытными
образцами и ‘макетами возникает необходимость в проведении
электрических расчетав отдельных схемных узлов либо устройств
в целом с целью определения причин отклонения их характеристик
от расчетных значений. Указанные расчеты проводятся на рабо-
чем месте и носят проверочный характер. Для повышения произ-
водительности труда лаборантов расчеты должны выполняться по
упрощенным 'формулам, обеспечивающим точность не менее ±20%,
а исходными данными к расчету должны служить справочные дан-
ные, либо результаты измерений, полученные при помощи типо-
вой измерительной аппаратуры. Целью настоящей главы являются
выбор оптимальной методики проверочного расчета, а также систе-
матизированное изложение расчетных формул и рекомендаций, не-
обходимых для инженерного расчета тр‘ан1зисторных усилителей.
Поскольку в любом усилительном устройстве используется свой-
ство транзистора усиливать ток, то, следовательно, расчетные со-
отношения, определяющие усиление, степень согласования, входное
и выходное сопротивления, температурную стабильность и про-
чие показатели транзистора в схеме, являются в основном общи-
ми для расчетов различного' вида усилительных устройств. Спе-
цифичность расчетов различных усилительных устройств состоит
в оценке основного аффекта, создаваемого устройством данного
вада. Так, например, расчетные соотношения для определения ре-
жимов транзисторов по постоянному току и температурной ста-
бильности режима в апериодических и резонансных усилителях
одинаковы. При этом специфичным для апериодических усилите-
лей является определение частотных и нелинейных искажений при
заданном коэффициенте усиления напряжения либо величине вы-
ходной мощности; 'в резонансных усилителях специфичным являет-
ся определение величины .избирательности при заданной расстрой-
ке и значения максимального устойчивого коэффициента усиле-
ния напряжения. В настоящей главе изложены основы инженер-
ного расчета, являющиеся общими для проектирования различного
'вида усилительных устройств, специфичные расчетные соотноше-
17
ния приведены в разделах, освещающих регулировку и испытания
соответствующих устройств.
Для определения основных электрических показателей тран-
зисторного устройства как усилителя рекомендовано несколько
методов расчета, отличающихся способом выражения электричес-
ких свойств транзистора. Однако из этих способов принципиально
отличными можно считать только два.
Первый способ состоит в .моделировании транзистора в виде
электрической схемы, состоящей из активных и пассивных эле-
ментов и отражающей с требуемой точностью его внешние элек-
трические свойство. Такая схема довольно полно отражает физи-
ческие процессы в транзисторе, а элементы схемы не .зависят от
частоты и используются в качестве физических параметров тран-
зистора. Важнейшее достоинство физических параметров состоит
в способности их отразить внешние и внутренние свойства тран-
зистора в широкой полосе частот. Однако эти параметры измерить
невозможно, и их рассчитывают по результатам измерений внеш-
них характеристических параметров. Эквивалентные схемы с фи-
зическими параметрами для широкого диапазона частот очень
громоздки и неудобны для расчетов, что ограничивает их приме-
нение, и они используются ,в основном при проведении исследо-
ваний.
Второй способ основан на представлении транзистора в виде
четырехполюсника, свойства которого характеризуются взаимной
зависимостью токов <и напряжений на его электродах. Э.ти зависи-
мости могут быть получены экспериментально и изображены гра-
фически в гиде статических характеристик. Если принять, что ис-
пользуется линейная часть характеристик транзистора, то связь
между переменными составляющими напряжений и токов в цепях
его электродов можно, выразить системой из двух линейных урав-
нений и рассматривать их как уравнения линейного четырехпо-
люсника, -эквивалентного транзистору. Коэффициенты независи-
мых переменных, являющиеся внешними характеристическими па-
раметрами эквивалентного четырехполюсника, считают параметра-
ми транзистора, так как они связаны с особенностями его стати-
ческих характеристик. Указанные параметры характеризуют вход-
ное и выходное сопротивления, реакцию выхода на .вход и усиле-
ние транзистора. Использование параметров позволяет анализиро-
вать транзисторные схемы, применяя методику, разработанную в
теории линейных четырехполюсников. IB практике 'исследований и
расчета транзисторных схем с использованием теории четырех-
полюсников нашли применение три системы характеристических
параметров.
Первой была применена система 2-параметров, удобная для
расчетов схем с точенными транзисторами. >В этой системе в ка-
честве независимых переменных приняты токи, а параметры опре-
деляются методом холостого хода. При испюльзовании плоскост-
ных транзисторов трудно создать режим холостого хода в кол-
18
л-екторной цени три измерениях, что явилось одной из причин .вы-
теснения данной .системы другими. В справочной литературе z-na-
раметры не приводятся.
Для практических расчетов отечественная литература .в основ-
ном рекомендует хорошо разработанную систему {/-параметров,
которую в соответствии со способом измерений называют систе-
мой параметров короткого замыкания. В этой системе независи-
мыми переменными приняты напряжения. Система //-параметров
получила признание 'благодаря, сравнительно с системой z-napa-
метров, простому способу .измерения параметров и возможности
вести расчеты схем, используя в большинстве случаев хорошо
разработанные теорию и расчет ламповых схем. >В справочной
литературе //-параметры также не приводятся, однако некоторые
из них легко определяются по статическим характеристикам. Ис-
ключение составляет параметр, характеризующий усилительные
свойства транзистора, для его определения необходимо снимать
дополнительные характеристики зависимости выходного тока тран-
зистора от входного напряжения.
Недостатком системы //-параметров считают некоторую слож-
ность измерения этих параметров, имея в '.виду трудности созда-
ния режима короткого замыкания в нивкоомной входной цепи
транзистора и установки (величины (входного напряжения, измеряе-
мого в сотых и десятых долях вольта.
В практике лабораторий признание получила система А-пара-
метров. В качестве независимых переменных в данной системе
приняты (входной ток и выходное напряжение. Система А-парамет-
ров объединяет положительные стороны систем г- и р-пара-метров.
В этой системе при измерениях отпадает .необходимость .осуществ-
лять .режим холостого хода на .выходе и короткого замыкания на
входе. Параметры измеряются лепко, а режим измерений близок
к режиму работы транзистора в- каскадах усиления при отсутствии
согласования, что имеет место 'в большинстве практических схем.
Кроме того, IB системе А-параметров .непосредственно измеряется
очень важный для расчетов параметр а(р), соответствующий ко-
эффициенту усиления .по току. A-параметры (приводятся в справоч-
ной литературе для типовых режимов, а также легко определя-
ются по статическим характеристикам, приводимым в справоч-
никах, для любого режима по постоянному току. Для непосредст-
венного измерения А-параметров ib лабораториях имеется типовая
измерительная аппаратура, которая позволяет проводить (измере-
ния при различных режимах по постоянному току на низких и вы-
соких частотах.
Параметры, определяемые по статическим характеристикам, яв-
ляются низкочастотными и пригодны для расчетов усилителей нив-
кой частоты. Для расчетов усилителей на высоких частотах A-па-
раметры необходимо определять в области рабочих частот.
Характеристики транзисторов имеют резко выраженные нели-
нейные участки, что обусловливает зависимость А-параметров от
19
величины амплитуды сигнала. Расчет .с применением А-параметров
обеспечивает .необход!И1мую точность, если 'сигнал не превышает
величины, называемой .в литературе «.малым» сигналом. При этом
«малым» считают сигнал, при увеличении''.которого в два раза
A-параметры остаются без изменений :в пределах точности изме-
рений приборов. Для проверочных расчетов сигнал можно считать
малым, если при его увеличении в два раза A-параметры .ивме-
нятся на .величину не более 15—20%. При больших значениях
изменений A-параметров для расчетов необходимо пользоваться
графическим методом, который заимствован из' расчета ламповых
схем.
Из приведенного, выше рассмотрения систем параметров тран-
зисторов можно1 сделать вывод, что для расчетов усилительных
устройств при усилении «малых» сигналов наиболее целесообраз-
но использование системы A-параметров, а при усилении «боль-
ших» сигналов — графического метода расчета по статическим
хар актер'истикам.
2-2. Система h-параметров
Основные определения
На рис. 2.1 транзистор представлен в виде четырехполюсника
в трех 'возможных схемах включения. В приведенных схемах об-
щий электрод соединен одновременно с входным и выходным за-
Рис. 2.1. Транзистор, представленный в ваде четырехполюсника в
трех возможных схемах включения:
а) с общей базой; б) с общим эмиттером; в) .с общим коллектором
Рис. 2.2. Четырехполюсник с
ииком сигнала Еи па входе
грузкой ZH
токами на входе и выходе
жимами четырехполюсника.
Для вывода основных коли-
чественных соотношений меж-
ду напряжениями и токами
транзистор рассматривают как
источ- четырехполюсник с генерато-
и на- ром, включенным на входе, и
нагрузкой на выходе (рис. 2.2).
Связь между напряжениями и
транзистора при использовании линей-
ной части его характеристик выражается уравнениями:
20
(2-1)
= Agl/1-|“ A22 ^2, (2.2)
В (качестве независимых (переменных >в системе А-параметров
приняты ток /1 и напряжение Й2. Параметры определяются в ре-
жиме холостого хода на входе (Л=0) м (короткого замыкания на
выходе (—С72=(0)-
Параметр
hn = -^- (2.3)
Л
представляет собой (входное сопротивление транзистора гари ко-
ротком замыкании на его (выходе.
Параметр
Л12 = ^- (2.4)
<>2
представляет собой обратный коэффициент усиления транзистора
по напряжению в режиме холостого хода на входе и не имеет
размерности; его (обозначают буквой р. Этот (параметр характе-
ризует глубину паразитной 'обратной связи по напряжению, так
как он показывает, какая часть напряжения с выхода транзистора
поступает на его .вход.
Параметр
Й21-^- (2.5)
h
представляет собой отношение тока /2 на выходе транзистора к
входному тому Ii и является коэффициентом усиления по току
в режиме короткого замыкания на выходе. При включении тран-
зистора по схеме с общей базой параметр h2\ обозначают бук-
вой а, а по схеме с общим эмиттером — буквой р.
Параметр h.22 является выходной проводимостью транзистора
в режиме холостого хода на его входе:
Й22=^. (2.6)
Схемы измерения А-параметров приведены на рис. 2.3. Оте-
чественные заводы-изготовители транзисторов указывают в паспор-
тных данных A-параметры, измеренные на частоте- 270 гц либо
1 кгц, в основном для схемы включения транзистора с общей ба-
зой. Однако большинство пра!ктичес1К|ПХ схем выполняется при
включении транзистора по схеме с общим эмиттером, что вызывает
' необходимость пересчета A-параметров. Пересчет (ведется по ни-
21
а) В)
Рис. 2.3. Схемы измерения /г-шараметров транзистора:
а) параметра Ли; б) параметра Й12; в) параметра Лги в) парамет-
ра h22
жеП|риведевнЫ|М упрощенным формулам, дающим погрешность не
более 5%:
h-21 э Р —
и ^116
М1Э » ----- >
1 —а
U .—, ^Нб ^22б 1,
'112э~ —;-----‘ —“12 б >
1 —а
а
1 — а ’
и ~. ^22б
“22 Э ~ "Г-- •
1 —а
(2-7)
(2-8)
(2-9)
(2.10)
Для определения A-параметров при включении транзистора по
схеме с общим коллектором по известным параметрам для схемы
с общей базой используются следующие приближенные соотноше-
ния:
^21 к
I, ^пб
П11к ~ -----
1 —а
^12 к h
1
1 — а
г, ~ ^22б
“22к~ ------
1 —а
(2.П)
(2.12)
(2.13)
(2.14)
При разработке новых устройств и наличии статических харак-
теристик либо прибора для измерения параметров транзисторов
целесообразно Л-параметры определять для схемы с общим эмит-
тером, так как в этом случае удается наиболее точно определить
либо измерить параметры /г12а и h2l3. Формулы пересчета для дру-
гих схем включения транзистора при этом имеют вид:
22
для схемы с общей базой:
^11 Э . <2.15)
ине ~ ’ 1+₽ ’
1, э h ^12 б ~ 22 Э — I1 (Р Б . 1-РР (2.16)
/1216^ — Р . 1+Р ’ (2.17)
/г22 э (2.18)
<‘22 б ~ 1-РР ’
для схемы с общим коллектором:
hn к = ^11 э» (2.19)’
/112 К f «1; (2.20)
^21 К = ~ (1 + ₽); (2.21)
/l22K = : йггэ- (2.22}
/i-параметры, как и параметры других систем, являются ком-
плексными величинами и содержат как вещественную, так и мни-
мую части. При решении задач в области низких частот в форму-
лы пересчета можно подставлять только вещественную часть /г-па-
раметров. Ниже приведены усредненные предельные значения низ-
кочастотных /i-параметров маломощных транзисторов для типово-
го режима /э=1 ма и Йк=5 в. При применении германиевых тран-
зисторов в схеме с общим эмиттером Ли э=3004-2500 ом, /ii23=
= 1044-5-10~3, /i2i э=9-Ь100, Л22э= 104-30 мксим; при использовании
кремниевых транзисторов hn э=4004-3000 ом, /г12в= 10~44-5-10-3,
^21э=9-4-50, /?22э=54-15 мксим. В схеме с общей базой для герма-
ниевых транзисторов Ли 6=254-35 ом, Ai2 е = 10—44-10—3, й21 б=0,9-4-
4-0,99, Лгг 6=0,3-43 мксим; при использовании кремниевых тран-
зисторов /zu6 = 404-100 ом, /ii2 6= Ю“44-5-10-3, /1216 = 0,94-0,98,
/^22 6 = 0,54-3aikcii.m. Допустимые отклонения параметров для тран-
зисторов отдельных типов приводятся в их паспортных данных.
Зависимость Л-параметров от режима
и температуры
Большинство /i-параметров плоскостных транзисторов в значи-
тельной степени зависят от режима транзистора по постоянному
току. Так, например, с увеличением тока коллектора быстро умень-
шаются входное сопротивление короткозамкнутого на выходе тран-
зистора (Иц) и выходное сопротивление разомкнутого на
\/г22 /
входе транзистора. С увеличением напряжения на коллекторе из-
меняются параметры hlz и h22- На рис. 2.4 и 2.5 приведены норма-
лизованные ориентировочные кривые зависимостей Л-параметров
23
Рис. 2.4. Нормализован-
ные кривые зависимости
й-параметров от величи-
ны тока коллектора /к
для двух схем включе-
ния транзистора: с об-
щей базой и общим
эмиттером
Рис. 2.6. Нормализованные кривые зависимости Л-параметров
от величины коллекторного напряжения UK для двух схем
включения транзистора: с общей базой и общим эмиттером
24
маломощных германиевых транзисторов от величины тока и на-
пряжения на коллекторе. Кривые рис. 2.4 сняты при напряжении
на коллекторе, равном 5 в, а кривые рис. 2.5 — при токе коллек-
тора, равном 1 ма.
Значения /г-параметров зависят также от температуры перехо-
дов транзистора. Нормализованные кривые зависимостей Л-пара-
Рис. 2.6. .Нормализованные кривые зависимости /г-пара-
метров от температуры корпуса tK для двух схем вклю-
чения транзистора: с общей базой и общим эмиттером
метров от температуры для маломощных транзисторов приведены
на рис. 2.6. Кривые построены относительно исходной температу-
ры +25°С. Из рисунка видно, что с ростом температуры в значи-
тельной степени изменяются параметры h12 и h22i их величины воз-
растают более чем в 3 раза при нагреве до +70°С.
Наличие кривых рис. 2.4, 2.5 и 2.6 позволяет вносить поправки
к значениям А-параметров, приведенным в справочнике для типо-
вого режима (7ок=1 ма, UOj{=5 в), в соответствии с выоранным
режимом по постоянному току и величиной температуры окружаю-
щей среды.
25
s)
Рис. 2.7. Зависимость параметров
a) hua, б) р и <р;
26
транзистора МП39Б от частоты:
в\ ~h~ ’ Z) И
’ “22Э
2?
Частотная зависимость Л-параметров
/г-параметры транзисторам как указывалось выше, являются
комплексными величинами, мнимую часть которых для низкочас-
тотных транзисторов необходимо учитывать при частотах порядка
пяти и более килогерц. Повышение частоты приводит к быстрому
изменению всех параметров транзистора, а также к образованию
фазовых сдвигов между напряжениями и токами на его входе и
выходе. При этом коэффициент усиления транзистора по току рез-
ко падает, особенно в схемах с общим эмиттером и общим кол-
лектором. На рис. 2.7 приведены графики зависимости /г-парамет-
ров от частоты для низкочастотного маломощного транзистора
типа МП39Б, включенного по схеме с общим эмиттером. Низко-
частотные значения его /i-параметров следующие: /гцэ=1050 ом,
Л12э=ц= 1,9-10-4, Л21э=р=39 и /i22a= 15,4 мксим. Из графиков вид-
но, что на частотах порядка нескольких килогерц уже наблюда-
ются изменения /i-параметров. Особен-
но сильно изменяется с частотой па-
раметр р, величина которого возра-
стает в десятки раз на частоте поряд-
ка 10 кгц.
Зависимость /i-параметров от час-
тоты не позволяет проводить расчеты
транзисторных устройств на высоких
частотах по ..статическим характери-
стикам, снятым на постоянном токе,
либо по справочным низкочастотным
значениям /^параметров, измеренным
на частоте 270 или 1000 гц. Для про-
ведения расчетов /^-параметры транзистора необходимо определять
на рабочих частотах путем непосредственного измерения либо
аналитически по известным значениям низкочастотных Л-пара-
метров.
Для рассмотрения физической сущности частотных свойств
транзистора рассмотрим его эквивалентную схему, приведенную
на рис. 2.8, которая справедлива для всех типов транзисторов,
кроме дрейфовых. На этой схеме г б — распределенное активное
сопротивление базы. Оно представляет собой сопротивление объ-
ема материала базы между ее выводом и рабочей областью, где
протекают процессы диффузии неосновных носителей тока. В за-
висимости от типа транзистора оно имеет сопротивление порядка
десятков или сотен ом. гэ — параллельное сопротивление эмитте-
ра. Оно представляется активной составляющей полного тока че-
рез эмиттерный переход, обусловленного диффузией неосновных
носителей, рекомбинацией на поверхности базы, а также движе-
нием основных носителей. Это сопротивление имеет порядок сотен
и тысяч ом. Сэ — параллельная емкость эмиттера. Она обусловле-
на реактивной составляющей полного тока через эмиттерный пере-
28
L ° 3
Рис. 2.8. Гибридная П-образ-
ная эквивалентная схема тран-
зистора с генератором .напря-
жения
ход, а также собственной емкостью эмиттерного перехода. В за-
висимости от типа транзистора эта емкость может иметь порядок
сотен, тысяч или десятков тысяч пикофарад. гк — сопротивление кол-
лектора. Оно определяется активной составляющей полного тока,
протекающего через коллекторный переход, обусловленного диф-
фузией неосновных носителей и утечкой (за счет наличия посто-
ронних примесей в веществе, из которого изготовлен транзистор),
оказывающих шунтирующее действие на коллекторный переход.
Это сопротивление обычно бывает порядка единиц мегаом. Ск —
емкость коллектора. Она определяется реактивной составляющей
полного тока, протекающего через коллекторный переход, вызы-
ваемого диффузией и наличием собственной емкости перехода. Оп-
ределяющую роль играет емкость перехода, которая имеет вели-
чину порядка десятка или сотен пикофарад. гкв и LKB — сопротив-
ление и индуктивность, отражающие диффузию носителей заряда
от эмиттера к коллектору. Эти элементы оказывают влияние на
работу транзистора в области самых высоких рабочих частот,
когда разность во времени пролета носителей заряда от эмитте-
ра к коллектору становится соизмеримой с периодом колебаний
сигнала. Наличие разности во времени пролета носителей зарядов
приводит к неодновременному поступлению их в коллектор, что
вызывает фазовый сдвиг выходного тока относительно входного и
уменьшение коэффициента усиления по току. Сопротивление Гкэ
обычно имеет величину порядка десятков килоом, а индуктивность
Ькэ — порядка единиц миллигенри.
Частотные свойства транзистора в различных схемах включе-
ния принято характеризовать граничными частотами, на которых
усиление по току уменьшается в 2 раз от своего значения на
постоянном токе. Для схемы с общим эмиттером граничную часто-
ту обозначают f р, а для схемы с общей базой — fa . При этом час-
тота /р соответствует частоте, на которой сопротивление эмитте-
ра гэ, отражающее активную составляющую эмиттерного тока,
равно реактивному сопротивлению емкости Сэ. Граничные часто-
ты f р и f а связаны между собой соотношениями:
fa=fp®+l), (2.23)
fp = fa (!-«)• (2.24)
Для высокочастотных дрейфовых транзисторов вместо гранич-
ных частот ,fpH fa в паспортных данных приводится максималь-
ная частота генерации fr, на которой еще удается реализовать уси-
лительные свойства транзистора в схеме автогенератора. На час-
тоте /г усиление транзистора по мощности равно единице. На час-
тотах выше fT транзистор становится пассивным элементом. Прак-
тическое использование транзистора целесообразно на частотах
29
менее 0,5fr. Частота fr связана с граничными частотами ifa и
следующими соотношениями:
A-А/—4— . (2-25)
У 30 Tg Ск
fr~]/ —• (2-26)
У 30гбСк
Граничная частота fa у низкочастотных транзисторов лежит в
пределах fa =5004-3000 кгц; у среднечастотных транзисторов
3 Л'1гц<[ a<30 Мгц, у высокочастотных транзисторов f a>30 Мгц.
Кроме уменьшения коэффициента усиления по току, на гранич-
ных частотах возникают значительные фазовые сдвиги между
входным и выходным токами, что затрудняет использование тран-
зисторов в многокаскадных усилителях с отрицательной обрат-
ной связью. Работа таких усилителей становится крайне неустой-
чивой. Поэтому в практике конструирования усилителей с глубо-
кой отрицательной обратной связью при включении по схеме с об-
щим эмиттером транзисторы выбирают из условия fB^0,3f р, где
fB — верхняя рабочая частота усилителя. При малой глубине от-
рицательной обратной связи транзистор можно выбирать из ус-
ловия В первом случае реактивными составляющими па-
раметров транзистора можно пренебречь, во втором случае их не-
обходимо учитывать. При включении транзистора по схеме с об-
щей базой реактивные составляющие в практических расчетах
можно не учитывать на частотах менее 0,1 fa.
Уменьшение усиления транзистора по току и снижение входно-
го сопротивления с ростом частоты вызвано, в соответствии с эк-
вивалентной схемой рис. 2.8, двумя факторами: шунтирующим
действием емкости Сэ и индуктивностью iK3. При этом влияние
индуктивности L,i0. начинает сказываться на частотах порядка fa.
Последнее позволяет при проектировании практических схем на
транзисторах, включенных по схеме с общим эмиттером, пренеб-
речь влиянием индуктивности LK3 на частотах ^0,7fа. Использо-
вание транзистора на частотах выше 0,7fa не имеет практическо-
го смысла, так как при включении по схеме с общим эмиттером
его усиление по току становится ничтожно малым, а кпд схемы
резко падает.
Таким образом, основным элементом эквивалентной схемы,
влияющим на уменьшение усиления транзистора по току и сни-
жающим его входное сопротивление с ростом частоты остается ем-
кость Сэ. Входное сопротивление транзистора при разомкнутом
выходе состоит из последовательно включенных распределенного
сопротивления базы г б и включенных между собою параллельно
30
емкости Сэ и сопротивления га. Сопротивление емкости С8 совмест-
но с распределенным сопротивлением базы г & образует делитель,
. 1 \
с плеча которого ---- снимается управляющая часть входного
\<оСэ/
сигнала. Следовательно, с ростом частоты входное сопротивление
транзистора по величине уменьшается, приближаясь по своему
значению к распределенному сопротивлению базы г с, а управляю-
щая часть входного сигнала стремится к нулю, что приводит к
уменьшению коэффициента усиления по току. Влияние емкости Сэ
необходимо всегда учитывать при расчете Л-параметров на высо-
ких частотах.
С ростом частоты уменьшается также выходное сопротивление
транзистора, что объясняется шунтирующим действием емкости Ск.
При включении транзистора по схеме с общим эмиттером в случае
работы от источника сигнала с внутренним сопротивлением, зна-
чительно превышающим входное сопротивление транзистора, вы-
ходная емкость транзистора определяется по формуле
Свых~Скр, (2.27)
где р — коэффициент усиления по току на рабочей частоте. Вели-
чина емкости Ск зависит от значения коллекторного напряжения
и становится максимальной при минимальном напряжении. С до-
статочной для практики точностью можно считать, что Ск изме-
няется обратно пропорционально корню квадратному из величи-
ны изменения напряжения на коллекторе.
Физическая сущность влияния емкости Ск состоит в том, что
через нее из коллекторной цепи в базовую протекает переменная
составляющая коллекторного тока, создающая на сопротивлении
входной цепи транзистора напряжение отрицательной обратной
связи. Последнее уменьшает усиление транзистора эквивалентно
шунтирующему действию на нагрузку емкости Свых. Влияние ем-
кости Сь- тем сильнее, чем больше внутреннее сопротивление ис-
точника сигнала и выше сопротивление нагрузки.
При включении транзистора по схеме с общей базой коэффи-
циент усиления по току а также зависит от частоты, однако его
граничная частота fa больше граничной частоты f„. Относитель-
ное изменение а в полосе частот на сравнительно высоких часто-
тах меньше при абсолютном значении усиления схемы, практиче-
ски не превышающем величины усиления, имеющем место в слу-
чае включения транзистора по схеме с общим эмиттеррм. Входное
сопротивление транзистора, включенного по схеме с общей базой
мало и растет с ростом частоты. Выходное сопротивление тран-
зистора при схеме включения с общей базой сравнительно со схе-
мой включения с общим эмиттером больше на величину 1 + р вви-
ду наличия отрицательной обратной связи по току, но оно умень-
шается с ростом частоты вследствие влияния емкости Ск.
31
Выходная емкость транзистора в схеме с общей базой равна Ск.
Через эту емкость во входную цепь проникает часть выходного сиг-
нала, которая на сопротивлении гб создает падение напряжения
отрицательной обратной связи, уменьшающее усиление транзисто-
ра и повышающее его входное сопротивление.
На частотах более 0,3 f модули комплексных значений //-па-
раметров транзистора при включении по схеме с общим эмитте-
ром можно рассчитать по нижеприведенным упрощенным форму-
лам:
(2.28)
(2.29)
tg<P₽~—
(2.30)
(2.31)
(2.32)
В приведенных формулах hll3, р, к12э и //2гэ — низкочастотные
//-параметры. Частота fs в ф-ле (2.28) зависит от постоянной вре-
мени входной цепи и определяется по формуле
—Ццэ-, (2.33)
гб
tg«Ps=----(2.33а)
Значение частоты fs для большинства маломощных транзисто-
ров при типовом 'режиме в основном на порядок выше частоты /р .
Физическое толкование частоты fs определяет ее как частоту, на .
которой крутизна транзистора S = уменьшается в / 2 от
Д17б
своего низкочастотного значения. На этой частоте сопротивление
параллельно включенных гэ и Сэ становится равным распределен-
32
ному сопротивлению базы г б- Входное сопротивление на частоте
fs уменьшается и становится равным |/2 Гб» а усиление по мощ-
ности резко падает. Поэтому использование транзисторов на час-
тотах выше fs становится практически нецелесообразным. Часто-
та fo к в ф-ле (2.31) определяется из выражения
• (2-34)
«11 э
На_частоте foK низкочастотный параметр А12э увеличивается в
"К2 раз.
Вышеприведенные расчетные формулы /i-параметров обеспечи-
вают точность порядка ±20% на частотах не более (0,54-0,7) fs,
что является вполне достаточным для проведения проверочных
расчетов большинства практических схем.
Для схемы включения транзистора с общей базой модули ком-
плексных значений А-параметров на частотах более 0,1 fa рассчи-
тываются по нижеприведенным формулам:
1Й216 (DI ~ а (2.36)
tg(p (2.37)
lfti26(f)l^6,28fCKr’, (2.38)
Wf) ~ V46 + (6,28fCK)2. (2.39)
На частотах порядка 5 кгц и более для низкочастотных тран-
зисторов проводимость Ащб в основном определяется емкостью Ск,
и поэтому расчет ее величины можно проводить по формуле
|А22б|~6,28/Ск, (2.40)
Приведенные расчетные формулы для схемы с общей базой
обеспечивают точность расчета ±20% в диапазоне частот от
0,1 fa до 0,7fa. -
Необходимые для расчетов высокочастотных Л-параметров
значения емкости коллектора Ск и распределенного сопротивления
базы г б приводятся в справочной литературе, низкочастотные зна-
чения А-параметров измеряются либо определяются по статичес-
ким характеристикам.
В настоящее время широкое применение в основном получили
сплавные (бездрейфовые) и диффузионные (дрейфовые) транзис-
2-438 33
торы, отличающиеся своими электрическими параметрами ввиду
различной технологии их изготовления. В сплавных транзисторах
примеси в базовом слое распределены равномерно и перенос носи-
телей осуществляется только за счет диффузии. В диффузионных
(дрейфовых) транзисторах примеси в базе распределены неравно-
мерно, что приводит к образованию электрического поля, увели-
чивающего скорость движения носителей. При этом перенос но-
сителей происходит не только за счет диффузии, но также за 'счет
дрейфа носителей в электрическом поле. Благодаря этому диффу-
зионные транзисторы имеют предельные частоты примерно в 10
и более раз превосходящие значения предельных частот сплавных
транзисторов, f а которых не превышает 30 Мгц. В диффузионных
транзисторах легко получить малые значения распределенного со-
противления базы го и емкости коллекторного перехода Ск.
Физические процессы в диффузионных транзисторах значитель-
но отличаются от процессов в сплавных транзисторах, вследствие
чего вышеприведенные эквивалентные схемы и расчетные форму-
лы A-параметров на высоких частотах не пригодны для расчета
схем на диффузионных транзисторах. Теория дрейфовых транзис-
торов еще мало разработана, а теоретические расчеты дают зна-
чительные расхождения с результатами практических измерений.
Поэтому в этой книге сведения о работе диффузионных транзис-
торов на высоких частотах не приводятся. На низких частотах
менее 0,3 f & для схемы с общим эмиттером и менее 0,1 fa для схе-
мы с общей базой, на которых реактивные составляющие /г-пара-
метров можно не учитывать, расчет схем с диффузионными тран-
зисторами не отличается от расчета схем со сплавными транзис-
торами. Поскольку в настоящей работе рассматривается расчет
устройств, работающих в диапазоне частот до 1 Мгц, то указанная
верхняя рабочая частота 1 714гц оказывается в области низких час-
тот высокочастотных диффузионных транзисторов и, следователь-
но, при их использовании для расчетов схем устройств можно
пользоваться низкочастотными Л-параметрами.
Основные расчетные соотношения
Знание /i-параметров позволяет рассчитать электрические по-
казатели транзисторного усилительного каскада, используя рас-
четные соотношения, выведенные на основании теории четырехпо-
люсников. В табл. 2.1 приведены основные расчетные соотноше-
ния для системы /i-параметров при включении транзистора в уси-
лительном каскаде по схеме с общим эмиттером (рис. 2.9с), с
общей базой (рис. 2.96) и общим коллектором (рис. 2.96). Все
расчетные формулы выражены через параметры транзистора;
включенного по схеме с общим эмиттером. Если известны Л-па-
раметры транзистора при включении его по схеме с общей базой,
то для выполнения расчетов по формулам табл. 2.1 их необходи-
мо пересчитать^ воспользовавшись соотношениями (2.7) — (2.10).
34
Продолжение табл. 2.1
схемах включения транзистора
Наименование пока- зателя с общей базой с общим коллектором
Приближенная формула Номер форму- лы Полная формула Номер форму- лы Приближенная формула Номер форму- лы
Коэффициент уси- ления по напряже- нию Кп = —- «А Кя~ Лцэ (2,53) (1 ~fr Р) Rh~ (14*Р)^Н^,4-Лцэ(1 -ф- h223Rit.^ (2.57) Кн« 1
Коэффициент уси- ления по току Кт= 72 “ /1 К ы ₽ (2.54) к 1ф₽ (2.58) —
Кт~-14-₽ Ат“ 1+Л22ЭЯн~
Входное сопро- тивление ^вх Т~ ( ^вх Т~) Йцэ вхт~ ~ 1 + ₽ (2.55) (1 -fr ₽) (2.59) ^вхТ~^Иэ+(1+ ₽)^ (2.62)
Выходное сопро- тивление ^выхТ~ ( ^выхТ~) — г, А11Э-4-7?и (2.60) —
вых Т~ 1 Р -ф- Й22э(Лцэ4- Rh)
Коэффициент уси- ления по мощности К Г Р г Км ~ ^xT~Li + d (2.56) Г у ^ВХТ~ 1 'fr ^22Э^Н~ (2.61) ^Hrw ^м (1 + Р12 7<вхТ~ (2.63)
Из приведенных в таблице соотношений видно, что, в отличие
от ламповых усилителей, в транзисторных имеет место существен-
ная зависимость величины входного сопротивления от сопротивле-
ния нагрузки и выходного сопротивления от внутреннего сопротив-
ления источника сигнала. На рис. 2.10 приведены графики 7?вхт~=
=<р(7? н~) и ^выхт~ иллюстрирующие эти зависимости для
усилителя на низкочастотном маломощном транзисторе при трех
возможных схемах его включения. Анализируя графики рис. 2.10/2,
в, можно сделать вывод, что при малых величинах сопротивле-
ния нагрузки ком, имеющих место в апериодических
усилителях при включении транзистора по схеме с общим эмит-
тером и общей базой, относительное изменение входного сопротив-
ления от введения нагрузки невелико. В усилителях с нагрузкой в
виде настроенного контура, у которого сопротивление велико и
изменяется в широких пределах в зависимости от частоты, измене-
ния величны входного сопротивления транзистора становятся весь-
ма существенными. Влияние величины внутреннего сопротивления
источника сигнала на выходное сопротивление транзистора наи-
более сильно выражено при включении транзистора по схеме с
общим коллектором (рис. 2.10е) и в меньшей степени при включе-
нии с общим эмиттером (рис. 2.10а).
Значения коэффициентов усиления по напряжению (Кн) и то-
ку (Кт), а также входного сопротивления транзистора зависят от
соотношения сопротивлений нагрузки переменному току и выход-
ного сопротивления транзистора. При этом чем меньше величина
сопротивления нагрузки сравнительно с выходным сопротивлением
транзистора, тем меньше ее влияние на значения показателей уси-
лителя. Последнее позволяет при определенных соотношениях Дн~
и /?22э рассчитывать усилитель по приближенным формулам
табл. 2.1. Действительно, если в проектируемой схеме соблюдает-
ся условие то погрешность расчета по приближен-
ным формулам не превышает ±20%. Указанная величина произ-
ведения Ан~А22а в основном имеет место в большинстве практиче-
ских схем апериодических усилителей и несколько увеличивается
в схемах резонансных усилителей. Поэтому проверочные расчеты
показателей резонансных усилителей необходимо выполнять по
точным формулам.
В формулах таблицы A-параметры являются комплексными ве-
личинами, а сопротивление нагрузки и внутреннее сопротивление,
источника сигнала обычно имеют активный характер. С ростом
частоты в связи с уменьшением величины коэффициента усиления
по току р уменьшаются также коэффициенты усиления по напря-
жению Кв и току Кт- Выходное сопротивление транзистора 2Вых
с ростом частоты резко уменьшается (рис. 2.11/2), входное сопро-
тивление в схеме включения транзистора с общим эмиттером так-
же уменьшается, а в схеме включения с общей базой — возрас-
тает (рис. 2.116). При расчетах усилителей с максимальной час-
38
тотой усиления /макс.^0,3fр в случае включения транзистора по
схеме с общим эмиттером и /макс 0,1 fa при включении по схеме
с общей базой в расчетные формулы следует подставлять низко-
частотные значения А-параметров. Погрешность расчета в этом
Рис. 2Л1. Зависимость выходного и входного сопротивле-
ния транзистора от частоты при включении по схеме с
общим эмиттером (кривые 1) и общей базой (кривые 2)
случае не превышает ±5%. Если значение максимальной частоты
усиления в схеме включения с общим эмиттером лежит в преде-
лах 0,3fp <fMaKc<fs, а в .схеме с общей базой 0,1 fa <fMaKC<0,5/a>
в расчетные формулы подставляются высокочастотные значения
А-параметров. Если задаться допустимой величиной погрешности
расчета ±20%, то в указанном интервале рабочих частот в фор-
мулы табл. 2.1 можно подставлять только абсолютные значения
модулей высокочастотных А-параметров [см. ф-лы (2.28)—(2.32)
и (2.35)—(2.39)].
Расчетные соотношения табл. 2.1 выведены на основании тео-
рии четырехполюсников, которая справедлива для линейных си-
стем. Поэтому ими можно пользоваться для расчета усилитель-
ных устройств напряжения и мощности, работающих в режимах с
использованием линейной части вольтамперных характеристик
транзисторов.
Пример 2.1. (Раоачитать по формулам табл. 2.1' усилительный каскад
(рис. 2.9а) на низкочастотном транзисторе МП39Б. Низкочастотные параметры
транзистора йц8=. 1050 ом; pi=il,9-10~4; 0=39; Й22э=|1б,4 мксим. Сопротивление
резистора Ан~ =ilO ком, .внутреннее сопротивление источника сигнала /?и=
=5 ком. Необходимо определить основные показатели каскада на частоте 1 кгц.
1. Определяем .коэффициент усиления напряжения по ф-ле (2.41)
„ ^2 _ =
U1 Ацэ (1 ф- Аггэ ^?н~) — Р Р Лн-'л
___________________39-10*__________________
я ~\.10б0 (1 ф-15.4-10-6 -10*) — 1,9-10—4-39-10* = 342‘
39
2. Определяем коэффициент усиления иго току ло ф-ле (2.42)
₽ 39
Кт= 1 фй22ЭЯв~ 1 Ф15,4-10—6 -10® * &
3. Определяем входное сопротивление по ф-ле (2.43)
(Ф₽н~ . 1 .Э-Ю-*-39-10*
Р _ = Лпэ — ——— = 1050 — — ---------------------------= 986 ом.
“т~ 113 I^AmsRh- 1 ф 15,4-10—»• 10*
4. Выходное сопротивление транзистора определяем по ф-л^ (2.44)
Лцэфйи 1050 ф 5000
П _ I -ХМ _________________Ч ____________________^71 КОМ
““т~ Й22э(Лцэ-^Яи)—Р₽ 15,4-10—® (1050 ф-5000) — 1,9-10—*-39
5. Определяем коэффициент усиления мощности то ф-ле (2.45)
к = R»~ ( Р V 104 ( 39
Ам йвхт~ 1>1фЛа2Э^н~/ 986 \ 1 ф 15,4-10“»-10*
При пользовании приближенными формулами результаты расчета в сред-
нем отличаются па 15% от полученных.
Определение параметров транзисторов
Низкочастотные й-параметры, измеренные на частоте 270 гц
либо 1 кгц при типовом режиме по постоянному току, и физичес-
кие параметры Ск и г б > измеренные на высокой частоте, приво-
дятся в .справочной литературе. Типовым режимом по постоянно-
му току для маломощных транзисторов принят 1э=1ма и Дк=
= 5 в, для транзисторов средней и большой мощности типовой ре-
жим не нормирован, но всегда приводится в паспортных данных.
Паспортные значения й-параметров могут быть использованы
для расчетов усилителей только в случае совпадения режима тран-
зистора по постоянному току в проектируемом устройстве с типо-
вым режимом. Если режим транзистора в проектируемом усилите-
ле отличается от типового, то при использовании паспортных зна-
чений й-параметров к ним необходимо рассчитать поправки по
кривым рис. 2.4 и 2.5. Для расчета усилителей в области высоких
частот определяют модули комплексных значений высокочастот-
ных й-параметров [ф-лы (2.28)—(2.32)] по найденным низкочас-
тотным значениям при необходимом режиме питания.
В справочной литературе не всегда приводятся все необходи-
мые для расчетов й-параметры. В этих случаях они определяют-
ся по статическим характеристикам либо непосредственно изме-
ряются с помощью типовой аппаратуры в необходимом режиме
по постоянному току и на рабочих частотах.
Для определения низкочастотных й-параметров по статическим
характеристикам особенно удобны характеристики, снятые при
включении транзистора по схеме с общим эмиттером. Параметры-
р и й22Э определяются по семейству выходных статических харак-
теристик, отображающих зависимость тока коллектора /к от на-
пряжения на коллекторе \UK при различных значениях тока ба-
40
зы /б (рис. 2.12а). Параметры hlls и ц определяются по семейству
входных характеристик, которые показывают зависимость тока
базы /о от напряжения U§, приложенного между базой и эмитте-
ром, снятых при различных величинах напряжения на коллекторе
Рис. 2.12. Семейства статических характеристик транзистора, включенного по
схеме с общим эмиттером:
а) выходные характеристики, б) входные характеристики
В)
UK (рис. 2.,126). Параметры определяются в рабочей точке выб-
ранного режима работы транзистора в проектируемом усилителе.
Для определения Л22э на прямолинейном участке характеристи-
ки, проходящей через рабочую точку А (рис. 2.12а), проставляют
две вспомогательные точки Б и В и строят треугольник БВГ. По
катетам этого треугольника определяются приращения тока Д/к
и напряжения ДЙК:
Й22Э=4ТГ- <2‘64>
Д1/к
Чтобы определить коэффициент усил'ения по току р, через ра-
бочую точку проводится прямая, перпендикулярная горизонтальной
оси, до пересечения с ближайшей характеристикой семейства
(точка Д). Затем находят приращение тока базы Д/б как раз-
ность токов, при которых эти характеристики сняты:
Д /б = Z(®—lei (2.65)
nf приращение тока коллектора Д7К.
41
После этого определяют
Л/'
₽ = А21з =--?-• (2.66)
Д'б
Для определения параметров Ацэ и ц на семействе входных
характеристик транзистора определяют положение рабочей ^точ-
ки А (рис. 2.126), соответствующее току базы /б1 и напряжению
на коллекторе UK1. Через точку А проводят касательную к харак-
теристике, снятой при напряжении UKi и строят треугольник МИК.
Из треугольника определяют Д/б и At/g:
= (2-67)
Д/б
Чтобы определить обратный коэффициент усиления по напря-
жению |л=Л12э, через точку А проводят прямую, параллельную
горизонтальной оси, до пересечения с ближайшей характеристикой
семейства (точка Б на характеристике для Затем находят
А/7 б и рассчитывают AL/K как разность:
АС7>£/ка-{7к1, (2.68)
Дб'
Р = ~ (2.69)
При'мер 2.2. Определить параметры транзистора МП40, статические ха-
рактеристики которого .приведены ,н,а ,рис. 2.12. Из характеристик известно:
Д/к=11 ла; Д6,.=7 в; Д/^ =2,6 ма; At/g=2O мв; AU* =>25 в; Д/^=50 мка;
Д6б=135 мв; Д/6=0,5 'ма.
Ю-з 2,6-Ю-з
Л22э = —~ = 143-Ю-® мксим, ₽ = 5-д 10_6- = 52,
135-10-3 20-Ю-3
Л11э — -------— 270 ом, р — ——— = 0,8-10—з.
0,5-IO-3 25
Графический метод определения A-параметров по статическим
характеристикам имеет ряд недостатков, ограничивающих его
применение. К этим недостаткам относятся: невозможность точно-
го отсчета результатов, особенно при определении выходной про-
водимости; необходимость наличия характеристик в крупном мас-
штабе и пригодность найденных параметров только для низких
частот.
Наиболее эффективно A-параметры определяют путем непо-
средственного их измерения при помощи типовой аппаратуры. Ти-
повая аппаратура обеспечивает измерение у- и A-параметров (при
необходимом режиме по постоянному току), критической часто-
ты f а, а также характеристических параметров Ск и г б. Кроме то-
го, прибором измеряют весьма необходимый для проектирования
параметр транзистора — обратный ток коллектора /ко- А-парамет-
42
ры измеряются у транзисторов со структурой переходов п-р-п и
р-п-р при включении их по схеме с общим эмиттером либо с об-
щей базой.
2.3. Выбор типа транзистора
Общие замечания
Вне зависимости от технологии получения р-п-переходов тран-
зисторы классифицируют по мощности на транзисторы малой
(Рк^0,3 вт), средней (0,3 вт<Рк^З вт) и большой (Рк>3 вт)
мощностей, а по частоте — на транзисторы низкой (fa =СЗ Мгц),
средней (3 Мгц<$а=С30 Мгц), высокой (30 Мгц<_1а =С300 Мгц)
и сверхвысокой (f а>300 Мгц) частот. В качестве классификаци-
онных параметров приняты допустимая мощность рассеяния на
коллекторе при окружающей температуре + 20°СРк, граничная
частота f а и максимальная частота генерации fr.
Кроме вышеприведенных классификационных, к основным па-
раметрам транзистора относятся коэффициент усиления по току
ос(₽) и коэффициент шума Рш. Параметры Рк, fa (fr), а(₽) и
характеризуют технические возможности транзистора в схеме. По-
этому тип транзистора выбирают по необходимым значениям этих
параметров, обеспечивающих в схеме проектируемого устройства
требуемые электрические характеристики.
Для выбора типа транзистора необходимые значения основных
его параметров определяются в процессе предварительного расче-
та устройства. При этом параметры должны определяться с до-
статочной точностью, так как в противном случае может возник-
нуть необходимость повторения расчета всего устройства ввиду
неправильного выбора транзистора.
Ниже приводятся основные соображения и расчетные соотно-
шения, необходимые для обоснованного выбора типа транзистора
по основным параметрам при включении его по схеме с общим
эмиттером.
Мощность рассеяния на коллекторе Рк
Ожидаемая величина мощности рассеяния на коллекторе тран-
зистора Рк в проектируемом устройстве определяется по известной
величине мощности Ри, которую транзистор должен выделить на
коллекторной нагрузке. При этом Рк зависит от режима транзис-
тора по постоянному току, непрерывности поступления сигнала на
вход транзистора и температуры окружающей среды. Мощность
рассеяния на коллекторе равна:
РК=РО-РК, (2-70)
цце Ро — мощность, потребляемая коллекторной цепью транзис-
43
тора от источника питания. Из соотношения (2.70) видно, что так
же, как и в ламповых схемах, при работе транзистора в режимах
А и АВ мощность рассеяния на коллекторе будет максимальной
при отсутствии входного сигнала. В режиме В имеет значение ха-
рактер изменения величины входного сигнала, так как максималь-
ная мощность рассеяния на коллекторе соответствует U«x=
= 0,637|{7ВХ макс. Последнее обстоятельство необходимо учитывать
при расчетах каскадов усиления с регулируемым по входу уров-
нем.
В табл. 2.2 приведены формулы для ориентировочного расчета
мощности рассеяния на коллекторе при наиболее распространен-
ных режимах использования транзистора в схемах усилителей.
В качестве величин, характеризующих режим работы транзистора,
приняты коэффициент использования по току gT и коэффициент ис-
пользования коллекторного напряжения £н-
Для режима А:
£т = -^-~, (2.71)
Io к
= (2.72)
^ок
где /кт — амплитуда переменной составляющей коллекторного
тока; /ок — ток покоя коллектора в рабочей точке; //кт — ампли-
туда переменной составляющей коллекторного напряжения; /7ок —
постоянное напряжение на коллекторе в рабочей точке.
Таблица 2.2
Тип усилительного каскада Режим работы транзистора Входное напряженке Расчетная формула Номер формулы
Реостатный и трансфор- маторный каскады предва- рительного усиления класс А 0 = 180° Ет=?н=0,5 г/вх=о РК=8РН (2.73)
Ввх=Ввх макс Рк=7Рн (2.74)
Трансформаторные кас- кады усиления мощности класс А 0=180° St=Ih= 0,9 Рк«ь2,5Р„ (2.75)
Ввх — Ввх макс Ркяа1,5Рн (2.76)
класс АВ 0= 100° gH=0,95 с/вх = о РК!«О,1РН (2.77)
,637(7ВХ макс Рк«*0,85Рн (2.78)
б'вх = С7ВХ макс Рк«0,6Рн (2.79)
класс В 0=90° £н=1 ВВх — 0 Рк = 0
/7вх=0,637Г7ВХ мащ; Рк«0,4Рн (2.80)
Ввх — ВВх макс Рк~0,28Рн (2.81)
44
Малые значения gT и Д, (порядка 0,34-0,5) выбираются для
усилителей напряжения и мощности, работающих в режиме А при
необходимости получения линейной амплитудной характеристики
без применения отрицательной обратной связи. Большими значе-
ниями Д (порядка 0,9) задаются при работе транзистора в мощ-
ных двухтактных каскадах усиления.
Результат расчета мощности рассеяния Рк по формулам
табл. 2.2 необходимо несколько увеличить из соображений возмож-
ного ее увеличения при повышенной температуре окружающей
среды. Степень увеличения Рк зависит от примененной в устройст-
ве схемы температурной стабилизации: при хорошей температур-
ной стабилизации Рк необходимо увеличить на 104-20%, при удов-
летворительной — па 204-40%- По полученному новому значе-
нию Рк выбирают тип транзистора. При этом у выбранного тран-
зистора допустимая мощность рассеяния на коллекторе при мак-
симальной рабочей температуре проектируемого устройства
Рк доп t макс должна быть больше рассчитанной величины Рк. Ме-
тодика точного расчета максимально допустимой мощности рас-
сеяния приведена в разделе 2.4, освещающем выбор режима ра-
боты транзистора.
Срок службы транзистора может быть значительно продлен,
если допустимая мощность рассеяния на коллекторе у выбранного
транзистора при максимальной рабочей температуре на 204-30%'
больше мощности рассеяния на коллекторе, имеющей место в схе-
ме при этой температуре.
Для каскадов предварительного усиления напряжения, работа-
ющих при коллекторном напряжении не более 34-5 в, тип тран-
зистора выбирается без расчета мощности рассеяния, так как в
этом случае пригоден любой маломощный транзистор.
Коэффициент усиления по току
Величина необходимого коэффициента усиления по току у вы-
бираемого транзистора Рнеобх зависит от усиления, которое он дол-
жен обеспечить в проектируемом устройстве. Ниже приводятся ре-
комендации по расчету рнеобх транзисторов1, выбираемых для
апериодических усилителей.
Для реостатного каскада усиления напряжения при включе-
нии по схеме с общим эмиттером и нагрузкой в виде однотипного
транзистора Рнеобх ориентировочно определяется по формуле
Рнеобх ~ 1,5 Лн, (2.82)
где — необходимый коэффициент усиления каскада по напря-
жению. Если нагрузкой проектируемого каскада на маломощном
транзисторе является мощный транзистор, то коэффициент перед
Дн необходимо увеличить в 10 раз.
Для трансформаторного каскада усиления напряжения .
' Рнеобх ^«KH, (2.83)
45
где /(н — необходимый коэффициент усиления по напряжению, [
равный отношению напряжения на входе последующего каскада i
к входному напряжению проектируемого; п — коэффициент транс- .
формации выходного трансформатора, равный отношению числа
витков вторичной обмотки к числу витков первичной. При нагруз-
ке каскада в виде однотипного транзистора коэффициент транс-
формации п принимают равным 0,24-0,3 из соображений получе- Ь
ния малых габаритов трансформатора. В каскадах предваритель-
ного усиления мощности коэффициент трансформации принимают
равным п=0,14-0,2, что необходимо для согласования выхода ма-
ломощного транзистора с входом мощного. Входное сопротивле-
ние мощных транзисторов обычно на порядок ниже входного со-
противления маломощных. В этом случае
Ркеобх-(0,34-0,6)/К7 <2’84)
где Км — необходимый коэффициент усиления каскада по мощ-
ности. У выбранного транзистора минимальный коэффициент уси-
ления по току (Змин, гарантируемый техническими условиями, дол-
жен быть больше либо равен рНеобх, что обеспечивает сохранение
технических показателей усилителя при установке в схему любого
транзистора данного типа.
Если коэффициенты усиления по напряжению К„ и по мощно-
сти Км заданы в децибелах, то пересчет в относительные едини-
цы осуществляют по формулам:
'<н [дб]
Лн=10 20 , (2.85)
Ям=10 10 . (2.86)
Граничная частота
Величина необходимой граничной частоты у выбираемого
транзистора fpHeo6x зависит от значения верхней рабочей частоты
fB проектируемого устройства и его назначения. Для апериодичес-
ких усилителей целесообразно выбирать транзистор с возможно
большим значением граничной частоты, что гарантирует получе-
ние малых частотных и фазовых искажений, вносимых транзисто-
ром на краях рабочей полосы частот. При этом также становятся
возможными введение глубокой отрицательной обратной связи и
получение наибольшей величины коэффициента устойчивого уси-
ления усилителя.
Для большинства практических схем апериодических усилите-
лей транзистор выбирается из условия При /в^0,ЗДр час-
тотные и фазовые искажения практически отсутствуют.
Если известна величина допустимых частотных искажений уси-
лительного каскада ЛД на верхней рабочей частоте fD, то гранич-
46
ные частоты fp1!eo6x и [а пеобх могут быть определены по формулам:
’ (2 87)
А.—(288)
Для резонансных усилителей высокой частоты желательно вы-
бирать транзистор с возможно большим значением граничной час-
тоты, что позволяет получить устойчивое усиление, близкое по зна-
чению к максимально возможному, а также отказаться от нейтра-
лизации. Ввиду относительно небольших изменений частоты в
пределах рабочей полосы резонансного усилителя частотные ис-
кажения, вносимые транзистором, не играют существенной роли,
. что позволяет выбирать транзистор из условия
fо fs ’
где /о — частота настройки резонансного контура. Относительное
уменьшение усиления напряжения на рабочей частоте по срав-
нению с усилением на низких частотах при включении транзистора
по схеме с общим эмиттером можно определить по формуле
М.г=1/Ч- <2-89>
Для предварительных каскадов УВЧ, где существенную роль иг-
рают шумы, создаваемые транзистором, при выборе типа транзис-
тора учитывают условие минимальных шумов
(2.90)
В схеме генератора транзистор может работать до частот, рав-
ных предельной частоте генерации. Однако такое использование
транзистора не имеет практического применения, так как в этом
случае создаваемая в. коллекторной цепи колебательная энергия
полностью потребляется базовой цепью. Поэтому выбор транзис-
тора для генератора практически целесообразен, если fo<O,5fr,
< где f0 — частота генерации проектируемого генератора. Чем мень-
ше значение f0 по сравнению с fr, тем легче условия возбуждения
и стабильнее генерируемая частота.
Коэффициент шума
Транзистору, как и электронной лампе, свойственны внутрен-
ние шумы. Основными источниками внутренних шумов являются:
электронно-дырочные переходы; активные составляющие сопро-
тивления областей базы, эмиттера и коллектора; случайные пере-
распределения тока эмиттера между базой и коллектором, а так-
t же неоднородности полупроводникового материала.
47
Шумовые свойства транзистора оцениваются коэффициентом
шума Fm, который определяется как отношение общей мощности
шумов на выходе транзистора к мощности шумов на выходе, воз-
никающей из-за термического шума сопротивления цепи, подклю-
ченной ко входу транзистора. Коэффициент шума измеряется на
I
Рис. 2.13. Зависимость коэффициента
шума от частоты
Рис. 2.14. Зависимость коэф-
фициента шума от внутреннего
сопротивления источника сиг-
нала
Рис. 2.15. Зависимость коэффици-
ента шума от режима транзи-
стора:
1—/g=const
2—<7К*« const
частоте 1000 гц в полосе 1 гц при типовом режиме /э=1 ма, UK—
= 5 в и окружающей температуре +20°С. Современные плоскост-
ные сплавные транзисторы имеют коэффициент шума от 34-5 до
30 дб при среднем значении
154-20 дб. Напряжение шумов на
коллекторной нагрузке большой
величины у малошумящего тран-
зистора с коэффициентом шума
Fm<F> дб составляет .величину
порядка 10 мкв\ у сильношумя-
щего транзистора с /Ли=30 дб
напряжение шумов составляет
величину порядка 100 мкв.
Величина коэффициента шума
зависит от частоты (рис. 2.13),
внутреннего сопротивления источ-
ника сигнала '(рис. 2.14), режима
транзистора по постоянному току
(рис. 2.15) и температуры окру-
жающей среды. Из графиков вид-
но, что Кш принимает минималь-
ные значения в полосе частот от /1 до /г при внутреннем сопротив-
лении источника сигнала /?и порядка 3004-1000 ом и,токе эмитте-
ра менее 1 ма. Частота Д обычно лежит в пределах от 500 гц до
54-10 кгц. Частота fz<fs и ориентировочно определяется из соот-
ношения Vfjp- Значение коэффициента шума также зави-
сит от величины обратного тока коллектора /к0 и коэффициента
48
усиления тока р. Чем меньше у выбранного транзистора /ко и
больше р, тем меньше величина его коэффициента шума. Внут-
реннее сопротивление источника сигнала, при котором прини-
мает минимальное значение, совпадает с величиной входного со-
противления транзистора при включении его по схеме с общим
эмиттером. Поэтому при максимально возможном усилении тран-
зистора данного типа минимум коэффициента шума будет иметь
место при включении его по схеме с общим эмиттером. С ростом
температуры окружающей среды при наличии температурной ста-
билизации режима уровень Шума, создаваемый транзистором,
практически мало изменяется.
Выбор типа транзистора осуществляют по допустимому значе-
нию коэффициента шума Ршяоп, который определяется по извест-
ным значениям максимального напряжения входного сигнала
^вхмакс, допустимому отношению сигнал/шум на выходе тран-
зистора, динамическому диапазону входного сигнала Дс, внутрен-
нему сопротивлению источника сигнала и рабочей полосе час-
тот Д^. Расчет ЕШдоп ведется для максимальной рабочей темпера-
туры окружающей среды /макс-
Ли доп [дб]~~ 101g
1.8- 10м U2
1,0 iv ^Ехмакс
А/4 (273 4-
/макс)
(2.91)
где /гш = Ubx мин— допустимое отношение минимального напряже-
ния динамического диапазона входного сигнала к напряжению
шума. У выбранного транзистора коэффициент шума должен быть
меньше либо равным Fmwat.
Напряжение шумов на коллекторе выбранного транзистора с
коэффициентом шума Fm доп не превышает величины
jy < мин __ ^вх маке Кн (2 92)
кш~^ иш «шДо
где /Сн — коэффициент усиления схемы по напряжению.
Формула (2.91) пригодна для определения коэффициента шу-
ма в полосе частот от ft до /2 (рис. 2.13). Вне указанной полосы
частот возрастает. Участок частот выше частоты не пред-
ставляет Интереса, так как он используется довольно редко. Более
существенным является участок частот от нуля до Д, который ис-
пользуется для усилителей постоянного тока и низкой частоты.
Если учесть, что приводимые в справочниках значения изме-
рены на частоте 1000 гц, которая для большинства транзисторов
лежит на участке ниже частоты flt то с достаточной для практи-
ческих расчетов точностью можно пользоваться ф-лой (2.91) на
частотах ниже fi.
При выборе типа транзистора необходимо также учитывать
стабильность его параметров в интервале рабочих температур
49
проектируемого устройства. Для устройств, работающих в обла-
сти положительных температур более 604-70°С, необходимо вы-
бирать кремниевые транзисторы.
2.4. Выбор режима работы транзистора
Общие замечания
Выбор исходного режима работы транзистора проводится по
семейству статических харакгеристик аналогично выбору режима
электронных ламп. Положение рабочей точки однозначно задается
током коллектора /ок и напряжением коллектор-эмиттер (70ю оно
определяется назначением устройства, режимом его работы, тем-
пературными условиями, типом связи с нагрузкой, заданными ко-
эффицентами усиления и гармоник, а также коэффициентом по-
лезного действия.
На семействе выходных характеристик (рис. 2.16а) рабочая
точка А лежит на нагрузочной характеристике для постоянного
Рис. 2.16. Выбор режима усилителя малых сигналов по выходным
(а) и входным (б) статическим характеристикам транзистора
тока, которая пересекает ось напряжений в точке, соответствую-
щей напряжению источника питания Ек под наклоном, соответст-
вующим сопротивлению выходной цепи для постоянного тока 7?о-
Нагрузочная характеристика для переменного тока (динамическая
характеристика) также проходит через рабочую точку, но под на-
клоном, соответствующим сопротивлению нагрузки для перемен-
ного тока RH^.
В устройствах, генерирующих и усиливающих периодические
сигналы, рабочая точка выбирается таким образом, чтобы при
максимальном уровне сигнала используемый участок нагрузочной
характеристики для переменного тока полностью находился в пре-
делах рабочей области выходных характеристик транзистора. Эта
50
напряжение на
ниже 0,54-1 в, а ток
Если значения
область выходных характеристик ограничена с одной стороны пре-
дельно допустимыми значениями тока /КДош напряжения С/КДОп,
мощности рассеяния Ркдоп и с другой стороны — теми значениями
малых токов /кмин и напряжений t/кмин, при которых статические
характеристики становятся существенно нелинейными. Нагрузоч-
ная характеристика по постоянному току проводится через точку
горизонтальной оси, соответствующую напряжению источника
электропитания коллекторной цепи £ю и через точку на верти-
£*
калькой оси, соответствующую току / = — .
#о
При работе апериодических усилителей в режиме класса А ра-
бочая точка выбирается в средней части нагрузочной характерис-
тики (рис. 2.16а, б) так, чтобы при симметричном изменении
входного тока происходило соответствующее ему симметричное
изменение коллекторного тока. При этом нагрузочную характерис-
тику по переменному току проводят через рабочую точку А и точ-
ку на вертикальной оси, соответствующую току /к ~ /ок+• р° к~ •
Для работы на линейном участке характеристик при использо-
вании маломощных транзисторов минимальное
коллекторе t/кмин не должно снижаться
/кмин не должен уменьшаться ниже 0,34-0,5 ма.
и* мин и /кмин менее вышеуказанных, то возникают существенные
нелинейные искажения формы сигнала. При использовании мощ-
ных транзисторов 1/КМин не должно снижаться ниже 0,54-2 в, а
/кмин — ниже 104-30 ма. Для апериодических усилителей, рабо-
тающих в режиме класса В, коэффициент использования коллек-
торного напряжения |н выбирают максимальным, равным 0,94-
4-0,95, а начальный ток /ок= (0,054-0,1)/к макс с целью уменьше-
ния нелинейных искажений, обусловленных нелинейностью вход-
ных характеристик в области малых токов. Такой режим, строго
говоря, соответствует классу АВ.
Построение нагрузочной характеристики для режима класса В
приведено на рис. 2.17. Нагрузочная характеристика по перемен-
ному току проводится через точку на горизонтальной оси, соот-
ветствующую току /ок и напряжению на коллекторе t/0K? и точку
на вертикальной оси, соответствующую току 1к= Чистый
режим В с углом отсечки 0=90° используется в преобразователях
напряжения и реже — в схемах автогенераторов. В большинстве
схем автогенераторов применяется режим АВ, при котором облег-
чаются условия самовозбуждения. Последнее объясняется тем,
что у транзистора без начального тока смещения коэффициент уси-
ления по току р в начальный момент возбуждения очень мал.
В каскадах резонансных и апериодических усилителей при не-
обходимости получения малых уровней шумов ток /Ок в рабочей
тЪчке принимается равным 0,34-1 ма при 't/0 1,5 в.
51
При отсутствии температурной стабилизации режима повыше-
ние температуры вызывает сдвиг рабочей точки по нагрузочной
прямой постоянного тока. В случае больших сдвигов рабочей точ-
ки она может переместиться на нелинейный участок характерис-
тик транзистора, что приведет к появлению значительных нели-
нейных искажений формы сигнала. При хорошей температурной
Рис. 2.117. Выбор режима для мощного усилителя по выходным (а) и
входным (б) статическим характеристикам транзистора
стабилизации рабочая точка смещается мало, однако тепловое
смещение характеристик транзистора может привести к тому, что
часть участка нагрузочной прямой окажется в области статичес-
ких характеристик, где Ц<0. Поэтому предельные значения
МИН и /к МИН необходимо выбирать с учетом запаса на возмож-
ные сдвиги рабочей точки.
Во избежание выхода из строя транзистора в выбранном режи-
ме работы не должны превышаться его паспортные величины пре-
дельно допустимых значений тока /Кдош напряжения икяоп и
мощности рассеяния на коллекторе PKROn- Поскольку правильный
выбор [/к доп и Ркдоп определяет работоспособность транзистора в
схеме, рассмотрим точный расчет этих величин.
Допустимая величина коллекторного напряжения
в рабочей точке
В каскадах предварительного усиления величина коллекторно-
го напряжения в рабочей точке >U0K выбирается из соображений
получения малого напряжения шумов либо достаточности его ве-
личины для обеспечения неискаженной формы сигнала на выходе.
Величина Uo к в предварительных усилителях обычно не превы-
шает нескольких вольт, и поэтому при проектировании допусти-
мость такого режима не проверяется. При работе транзистора в
52
устройствах усиления и генерации мощности коллекторное напря-
жение целесообразно выбирать возможно большим, что позволяет
при коэффициенте его использования £н=0,95ч-1 получить макси-
мальную величину коэффициента полезного действия устройства.
Для апериодических усилителей мощности выбор максимально
возможного коллекторного напряжения в рабочей точке при мак-
симальном коэффициенте его использования обеспечивает повы-
шение кпд и позволяет получить ми-
нимальные нелинейные искажения по
сравнению с другими возможными ре-
жимами в случае одинаковой выход-
ной мощности. Последнее объясняется
тем, что параметры транзистора при
изменении коллекторного тока от ми-
нимального значения до значений
больших, чем /к доп, изменяются в
большей степени, чем при одинаковом
относительном изменении коллектор-
ного напряжения. Из рис. 2.18 видно,
что при изменении тока коллектора от
1а до /к доп=5 а р транзистора типа
П4Д изменяется от 30 до 15 единиц. В
коллекторного напряжения в пределах
Рис. 2.18. Зависимость ста-
тического коэффициента
усиления ло току р от тока
коллектора /к
то же время от изменения
от (7кмин=1Ч-2 в до пре-
дельно допустимого, равного 50 в, р транзистора практически не
изменяется, о чем свидетельствует почти параллельное расположе-
ние выходных характеристик транзистора (рис. 2.17).
Допустимое значение коллекторного напряжения в рабочей
точке можно определить по формуле
. доп — Д UK f Д UK
U0K
(2.93)
2
где t/кдоп — предельно допустимое значение коллекторного напря-
жения, приводимое в паспортных данных для Дбэ='О и темпера-
туры среды -ф25°С; AUKt —• величина необходимого уменьшения,
напряжения, зависящая от температуры коллекторного перехода;
А^кнб — величина необходимого снижения Пкдоп, зависящая от
значения сопротивления постоянному току цепи Дбэ, подключенной
параллельно входу транзистора. Чем меньше сопротивление Л’бэ,
тем меньше смещение-на участке база-эмиттер в прямом направ-
лении, созданное обратным током коллектора, и выше напряже-
ние пробоя, возникающего за счет лавинообразного движения но-
сителей от эмиттера к коллектору при ударной ионизации. Для
определения AUKt необходимо рассчитать максимальную темпера-
туру коллекторного перехода Диаке при максимальной температу-
ре окружающей среды /макс и известной величине мощности рас-
сеяния на коллекторе Рк. При использовании маломощных тран-
зисторов и мощных баз радиаторов Дмакс определяется по ф-ле
55 •
маке ^пс Н“ ^макс-
(2.94)
В случае наличия у мощных транзисторов радиатора
макс — (^кс ^пк) ~Ь ^макс*
(2.95)
В приведенных формулах 7?п с — тепловое сопротивление участ-
ка переход — окружающая среда, величина которого приводится
с)
в паспортных данных.
Для маломощных транзи-
сторов различных типов
Дпс = 0,2 -4- 0,5 мет; для
мощных — Дпс = 20 4-
4-60°С/вт; Дпк — тепло-
вое сопротивление участ-
ка переход—корпус, оно
приводится также в пас-
портных данных и лежит
в пределах 24-il0°C/er
для различных типов
транзисторов средней и
большой мощности; RKC—
тепловое сопротивление
корпус — окружающая
Рис. 2.19. Графики зависимости допустимо-
го напряжения коллектор'—эмиттер од со-
противления в цепи базы:
а) для маломощного транзистора; б) для
среда, величина которого
зависит от эффективности
отвода тепла от корпуса
транзистора. Для мощ-
ных транзисторов при
максимальных рабочих
температурах окружаю-
щей среды /макс =+404-
4-+50°С и мощности рас-
сеяния на коллекторе по-
рядка 10 вт Дкс не долж-
но превышать 1 ^-2°С1вт.
Для ориентировочного
расчета AUKt необходимо
задаться средним значе-
нием Дкс= 1,5°С/вт.
Полученное по ф-лам
(2.94) и (2.95) значение
/пмакс не должно превы-
шать паспортной величи-
мощного транзистора ны максимально допусти-
мой температуры перехо-
да taдоп- Если t„ макс>/пдоп, то это свидетельствует.о неправиль-
ном выборе транзистора. По найденному значению Атмакс необхо-
54
димое снижение коллекторного напряжения определяется по-
формуле
A UK t = UK доп (1 - —, (2.96)
\ *п макс J
где /п — температура перехода, при которой коллекторное напря-
жение равно [?к доп-
Для маломощных транзисторов в паспортных данных приводит-
ся величина С7Кдоп для различных интервалов рабочих температур.
Рекомендации по снижению £7КД0П в зависимости ют сопротивления
цепи 7?бэ, подключенной параллельно входу транзистора, приво-
дятся в паспортных данных в виде графиков (рис. 2.19). Из графи-
ка следует, что
A UK к б = UK доп UR доп , (2.97)
где {7кдоп — предельно допустимое напряжение коллектор—эмит-
тер при 7?ба=0; г/кдоп —то же самое при сопротивлении 7?бэ» рав-
ном его значению в схеме.
Найденное по ф-ле (2.93) значение U0K в практических схе-
мах мощных усилителей равно (0,34-0,45) £7КД0П.
Допустимая мощность рассеяния на коллекторе
В паспортных данных транзисторов приводится величина до-
пустимой мощности рассеяния РКдоп при работе транзистора в
интервале температур с определенным значением максимальной
положительной температуры.
Для маломощных германиевых транзисторов эта максималь-
ная температура лежит в пределах + 40ч—|-55°С, а для мощных —
+ 254-35°С. С ростом температуры выше указанного значения.
Т’кдоп уменьшается (рис. 2.20). При этом допустимая мощность
рассеяния на коллекторе маломощных транзисторов и мощных
транзисторов без радиаторов определяется по формуле
П ___ 0,9 tn доп ^МаКС /О QOV
'к доп/макс--------— • \4.VO)
*\пс
При наличии радиаторов у мощных транзисторов допустимая
мощность рассеяния при максимальной температуре определяется
по формуле
п _ 0,9^ доп /макс (П QQX
г к доп /макс РЕП ‘
Для ф-лы (2.99) величины предельно допустимой температуры
коллекторного перехода /ПДоп и теплового сопротивления пере-
ход—корпус |/?пк приводятся в паспортных данных. Величиной теп-
лового сопротивления корпус — среда Rvc необходимо задаться в
65-
Рис. 2.20. Зависимость предельно допусти-
мой мощности .рассеяния на коллекторе
транзистора от температуры окружающей
среды отри различных условиях .теплоот-
вода:
/ — с идеальным радиатором; 2 — с дополни-
тельным алюминиевым радиатором 200X200 X
Х4 мм; 3 — то же, со слюдяной прокладкой
толщиной 70 мкн; 4 — без дополнительного ра-
диатора
соответствии с предполагае-
мой конструкцией радиато-
ра. Чем меньше величина
7?ис при заданной мощности
рассеяния, тем легче темпе-
ратурный режим транзисто-
ра, но при этом больше га-
бариты радиатора. При рас-
четах задаются нескольки-
ми значениями Дкс, начиная
с 1°С/вт, и по ф-ле (2.99)
определяют соответствую-
щие ИМ значения Рк доп t макс-
Оптимальным, с точки зре-
ния минимальных размеров
радиатора, будет значе-
ние Ркс> при котором
Рк доп t макс Рк, ГДе Рк
мощность рассеяния на кол-
лекторе транзистора, опре-
деляемая по величине вы-
ходной мощности Ра в про-
цессе выбора транзистора
(см. табл. 2.2). Если
Рк доп I. максРк При Ркс <
<0,5 С/вт, то следует счи-
тать, что выбранный тран-
зистор не пригоден для ис-
пользования его при естественной конвекции воздуха. Конструкция
радиатора в этих случаях становится весьма сложной, и необходимо
применять принудительную циркуляцию воздуха, масляное либо во-
дяное охлаждение.
По известной величине Ркс определяется площадь стального
радиатора для случая естественного охлаждения по формуле
1400
Ркс
СМ2.
(2.100)
Если теплоотводящие поверхности радиатора открыты со всех сто-
рон, то при толщине материала больше либо равной 3 мм можно
считать, что тепло отводится всей поверхностью радиатора. Для
радиаторов, изготовленных из алюминия, площадь, найденная по
ф-ле (2.100) может быть уменьшена на 204-25%, а для радиато-
ров, изготовленных из меди, — в 1,54-2 раза. Необходимая пло-
щадь радиатора может быть также уменьшена на величину поряд-
ка 10% при чернении или пескоструйной обработке его поверхно-
сти. Само место крепления транзистора должно иметь чистую, же-
лательно шлифованную поверхность. Для лучшего прилегания
транзистора к радиатору целесообразно в место соприкосновения
56
пустить несколько капель силиконового масла повышенной вяз-
кости либо поместить прокладку из оксидированного алюминия
толщиной порядка 50 мк. Последнее улучшает передачу тепла от
корпуса транзистора к радиатору при незначительном увеличении
теплового сопротивления /?Кс (порядка 0,1-4-0,3°С/ет).
Для транзисторов, на которых рассеивается мощность более
20 вт, применять радиаторы в условиях естественной конвекции
нецелесообразно; в этих случаях следует предусмотреть принуди-
тельное охлаждение.
2.5. Цепи питания и температурная
стабилизация режима транзистора
Общие замечания
Для установления необходимого режима работы транзистора
на его базу подается начальное смещение. Простейшим видом
смещения в транзисторных схемах является фиксированное, ко-
торое может быть подано двумя способами: путем подачи на вход
фиксированного тока смещения через резистор Дб1 с величиной
сопротивления, во много раз превышающей
ной цепи транзистора
(рис. 2.2'1), либо путем
установления фиксиро-
ванного напряжения сме-
щения на электродах ба-
за—эмиттер от делителя
Rei, Дбг при величине со-
сопротивление вход-
S)
противления резистора
Т?б2 в несколько раз мень-
ше входного сопротивле-
ния транзистора постоян-
ному току (рис. 2.22).
Подача фиксирован-
ного смещения током тре-
бует меньше деталей и
не расходует мощность
источника питания, а по-
этому наиболее экономич-
на. Однако при работе
транзистора с отсечкой
входного тока (режимы
АВ, В) ввиду зависимости
Рис. 2.21. Смещение фиксированным током
базы при включении транзистора по схеме с
общим эмиттером (а) и общей базой (б)
Рис. 2.22. Смещение фиксированным напряже-
нием базы при включении транзистора по схе-
ме с общим эмиттером (а) и общей базой (б)
среднего значения тока от амплитуды напряжения входного сигна-
ла смещение фиксированным током не пригодно; в таких случаях
необходимо подавать фиксированное напряжение смещения.
Фиксированное смещение пригодно при работе устройства в ус-
ловиях колебаний температуры окружающей среды не более 10-4-
-4-20°С и индивидуального подбора режима для установленного в
57
схему транзистора. Поскольку транзисторы одного типа могут
иметь большой разброс коэффициента усиления тока и значитель-
ный неуправляемый начальный ток коллектора, резко растущий с
повышением температуры, то для поддержания неизменным то-
ка коллектора при различных температурах окружающей среды
должно изменяться напряжение смещения (рис. 2.23). Поэтому
при работе транзистора в широком диапазоне температур, а также
при необходимости обеспечения заме-
ны транзисторов на однотипные без
подбора режима схемы с фиксирован-
ным смещением непригодны. В этих
случаях применяются схемы стабили-
зации режима смещением, автомати-
чески изменяющимся при изменении
температуры и замене транзисторов.
Основными факторами, влияющими
на температурную стабильность режи-
ма транзистора по постоянному току,
являются изменения его параметров
от температуры, тепловой сдвиг стати-
ческих характеристик и действие об-
ратного тока коллекторного перехода.
При изменении параметров транзи-
стора от температуры (рис. 2.6) на ве-
личину коллекторного тока в основном
оказывают влияние изменения парамет-
ра hllt от величины которого зависит
Рис. 2.23. Зависимость тока
коллектора от .напряжения на
базе при различных темпера-
турах
значение входного тока транзистора, изменения параметра '₽, харак-
теризующего усиление этого тока, а также изменения параметра
определяющего величину коллекторного тока при заданных напря-
жении питания и сопротивлении коллекторной нагрузки. Из графи-
ка рис. 2.6 видно, что при включении транзистора по схеме с об-
щей базой в интервале температур —20ч- + 50оС изменения вели-
чин указанных /i-параметров незначительны, что позволяет в прак-
тических расчетах этими изменениями пренебречь. При включении
транзистора по схеме с общим эмиттером изменения величин /z-па-
раметров становятся более существенными. Однако количествен-
ная оценка влияния этих изменений /z-параметров на величину
коллекторного тока при работе транзистора в схеме усилитель-
ного каскада показывает, что ввиду наличия в базовой, эмиттер-
ной и коллекторной цепях резисторов, обеспечивающих режим
транзистора, изменения параметра йцэ практически не влияют на
величину базового и соответственно коллекторного токов, а нали-
чие коллекторной нагрузки уменьшает влияние на величину кол-
лекторного тока, изменяющегося по величине параметра fee- Из-
менения от температуры величины коэффициента усиления тока ₽
оказывают существенное влияние на величину коллекторного тока
и поэтому должны учитываться в практических расчетах.
58
Полное приращение коллекторного тока, вызванное изменения-
ми от температуры коэффициента усиления тока р и обратного
тока коллектора /к0, а также тепловым сдвигом статических ха-
рактеристик, определяется выражением
А/Ок=3[Д7КО+Д/0бсм+(7ко+70б)^] , (2.101).
где S — коэффициент температурной нестабильности усилительно-
го каскада; Д/к0 — приращение обратного тока коллекторного пе-
рехода /ко; Д/обсм—приращение базового тока, вызванное тепло-
вым сдвигом статических характеристик; /об — ток смещения ба-
зы; Др — приращение коэффициента усиления тока р.
Наиболее существенное влияние на стабильность режима тран-
зистора по постоянному току оказывает обратный ток коллектор-
ного перехода fK0, вызывающий значительное увеличение коллек-
торного тока с ростом температуры окружающей среды.
Зависимость приращения обратного тока коллектора от изме-
нения температуры перехода для германиевых транзисторов опре-
деляется выражением '
At
Д4о/ = 4,211 (2.102)
и для кремниевых транзисторов
д t
Mmt = I'KO29 , (2.103).-
где / «о — обратный ток коллекторного перехода при температуре
окружающей среды /=+20°С; Д/=Д/,+Л/₽ — приращение темпе-
ратуры коллекторного перехода, зависящее от величины прираще-
ния температуры окружающей среды Д/' относительно + 20°С и
внутреннего разогрева коллекторного перехода мощностью рассе-
яния на коллекторе Д/р.
Для маломощных транзисторов и мощных без радиаторов ве-
личина Д/р определяется по формуле
Д/р^псЛс. (2.104)
Подставив значение Д/р в выражение для Д/, получим формулу
для определения полного приращения температуры коллекторного
перехода
Д/ = Д/' + ЯпсРк. (2.105)
Для мощных транзисторов при наличии радиаторов
Д/ = ДГ + РК(7?КС+7?ПК). (2.106)
Входящие в ф-лы (2.105) и (2.106) величины тепловых сопротив-
лений /?пс и Лпк приводятся в паспортных данных транзистора, а
значение сопротивления J?KC рассчитывается при выборе радиато-
' ра. Приводимая в паспортных данных транзистора величина об-
59
принципу действия недопустимо введение резисторов отрицательной
обратной связи (например, транзисторные детекторы).
Температурная стабильность режима транзистора вне зависи-
мости от способа стабилизации характеризуется коэффициентом
температурной нестабильности 5 [ф-ла (2.101)], показывающим, во
сколько раз в коллекторной цепи транзистора возрастают токи
температурной нестабильности, возникающие в его базовой цепи
[сомножитель в квадратных скобках ф-лы (2.101)]. Чем меньше
величина коэффициента 5, тем меньше температурное прираще-
ние тока коллектора Д/ок- Величина коэффициента температурной
нестабильности 5 зависит от построения схемы усилительного
каскада по постоянному току и для схемы включения транзистора
с общим эмиттером лежит в пределах 1 <51 +ip.
Хорошая температурная стабильность в схеме с общим эмит-
тером обеспечивается при 5=1,54-2. При отсутствии элементов
температурной стабилизации в схеме с общим эмиттером
5=1+р. (2.107)
Температурная стабильность режима транзистора при включе-
нии его по схеме с общей базой и отсутствии резисторов в цепи
начального смещения достаточно высокая (5=1). Однако при
наличии в цепи начального смещения резисторов температурная
стабильность режима схемы с общей базой будет такой же, как
и схемы с общим эмиттером при условии равенства величин со-
противлений резисторов в цепях смещения обоих схем.
Цепи питания с температурной стабилизацией
режима методом введения отрицательной
обратной связи по постоянному току
Введение отрицательной обратной связи по постоянному току
для целей температурной стабилизации режима транзистора не
снижает усиления каскада по переменному току благодаря соот-
ветствующему построению схемы усилительного каскада. В основ-
ном различают три варианта построения схем стабилизированных
усилительных каскадов, отличающихся способом введения напря-
жения отрицательной обратной связи.
Схемы стабилизации с параллельной отрица-
тельной обратной связью (рис. 2.25). Принцип дейст-
вия этих схем состоит в том, что с ростом коллекторного тока от
повышения температуры увеличивается падение напряжения на
резисторе (либо Лэ для схемы рис. 2.25е), что приводит к
уменьшению напряжения на коллекторе и соответствующему
уменьшению тока смещения базы через резистор J?6i- Последнее
уменьшает величину тока коллектора. Схемы данного вида про-
сты и экономичны, но их целесообразно применять при необходи-
мости получения коэффициента температурной нестабильности
5^54-10. При меньших значениях 5 сильно возрастает необходи-
62
мое напряжение источника питания, для хорошей стабилизации на
должно падать более 0,5 £к-
Схемы стабилизации последовательной отри-
цательной обратной связью (рис. 2.26). Принцип дей-
Рис. 2.25. Стабилизация режима параллельной
отрицательной 'обратной связью:
а) при включении транзистора по схеме с общим
эмиттером и отрицательной обратной связью по
переменному напряжению; б) такое же включе-
ние без отрицательной обратной связи по пере-
менному напряжению; в) при включении по схе-
ме с общим коллектором; г) при включении по
схеме с общей базой
Рис. 2.26. Стабилизация режима последовательной от-
рицательной обратной связью по току при включении
транзистора по схеме:
а) с общим эмиттером; б) с общей базой; в) с общим
коллектором
ствия схем стабилизации этого вида состоит в том, что увеличи-
вающееся падение напряжения на за счет тока температурной
нестабильности уменьшает начальное смещение, создаваемое де-
лителем на резисторах £б1 и £бг- Схемы стабилизации с последо-
вательной отрицательной обратной связью эффективнее схем с
параллельной обратной связью, и их целесообразно применять
при допустимой величине коэффициента температурной нестабиль-
ности 1,5^S^5. При малых значениях S кпд этих схем сильно
63
уменьшается. Так, например, для получения 5=1,54-2 необходимо
обеспечить отношение сопротивлений резисторов «0,54-1, что
Кэ
соответствует величине балластного тока через делитель ТДь Дб2,.
равной либо в два раза большей значения коллекторного тока.
Схемы стабилизации с комбинированной от-
рицательной обратной связью (рис. 2.27). Схемы
данного вида наиболее эффективны, и их также целесообразно
Рис. 2.27. Стабилизация режима комбииироваиной от-
рицательной обратной связью при включении транзи-
стора по схеме:
а) с общим эмиттером; б) с общей базой; в) с общим
коллектором
применять при 1,5<S<5. Кпд таких схем стабилизации такого же
порядка, как и для схем с последовательной обратной связью.
Однако в этих схемах наряду с хорошей температурной стабили-
зацией обеспечивается дополнительная фильтрация питания ба-
зовой цепи.
Необходимая температурная стабильность закладывается при
расчете элементов схемы, обеспечивающих соответствующий ре-
жим транзистора по постоянному току. Допустимое значение ко-
эффициента температурной нестабильности SHon определяется по
допустимому приращению коллекторного тока в рабочей точке
при максимальной положительной температуре ДДЮ которым за-
даются при расчете режима, по формуле
5ДОП =------. (2.108)
, ЛГ др
До 2 "Ф'Д^обсм'К (До 4* 7об) -
В ф-ле (2.108) величина обратного тока коллектора До извест-
на из паспортных данных транзистора, Дб определяется по вход-
ной характеристике транзистора для выбранного режима по по-
Д₽
стоянному току, отношение -у-
определяется по графику рис. 2.6
как относительное изменение параметра hlla при заданном изме-
нении температуры. Величина тока АД б см при отсутствии в проек-
64
тируемой схеме элементов температурной стабилизации и смеще-
нии фиксированным напряжением принимается равной
Лг ^2,2.10~3 Л/
П11Э
Для проектируемых схем с фиксированным током смещения, а
также для схем с температурной стабилизацией режима отрица-
тельной обратной связью при ориентировочном определении SR0B
величину тока Д/обсм можно принять равной нулю с последующим
уточнением его величины в спроектированной схеме.
Расчет сопротивлений резисторов, обеспечивающих необходи-
мый режим транзистора по постоянному току при заданном коэф-
фициенте температурной нестабильности S„on, может быть выпол-
нен по формулам табл. 2.3. Исходными данными для расчета слу-
жат напряжение и ток коллектора в рабочей точке UOk и /ок, ак-
тивное сопротивление коллекторной нагрузки /?н, коэффициент
температурной нестабильности 5ДОП и напряжение источника пи-
тания Ек. Необходимые значения напряжения и тока базового сме-
щения в рабочей точке U06 и /о с, определяются по входным ха-
рактеристикам (рис. 2.16).
Приведенные в таблице схемы и расчетные соотношения охва-
тывают наиболее часто применяемые варианты включения тран-
зистора в схеме по постоянному току. Варианты по схемам 1 и 2
не обеспечивают температурную стабилизацию режима. В схемах
3, 4 и 5 стабилизация режима обеспечивается параллельной от-
рицательной обратной связью, в схеме 6 — последовательной от-
рицательной обратной связью, а в схеме 7 — комбинированной.
Схемы табл. 2.3 представлены в виде резисторных каскадов уси-
ления. Для случая трансформаторных и резонансных каскадов
усиления сопротивление /?н соответствует активному сопротивле-
нию коллекторной обмотки трансформатора, а в величину /?бг
входит сопротивление базовой обмотки. При расчетах двухтакт-
ных каскадов усиления определяют сопротивления резисторов для
одного плеча, а затем вносят поправки, учитывающие влияние
второго плеча. Для включения транзистора с общим коллектором
в схемах 4, 6 и 7 в расчетных соотношениях /?н=0.
По результатам расчета сопротивлений резисторов выбирают-
ся резисторы со стандартными номинальными значениями сопро-
тивлений. В соответствии с этими значениями сопротивлений ре-
зисторов по формулам табл. 2.3 уточняется величина коэффициен-
та температурной нестабильности S. Величина тока коллектора
германиевых транзисторов при изменении температуры на Л/°
определяется по формуле
[д<
и , 2,2-10-3 Л/
3—438
(2.134)
65
Й ~ . ,, ..- Таблица 2.с!
Ж. схемы Схема Питания Расчетные формулы резисторов Л61. Лб8> «э и «ф Номер формулы Расчетная формула коэффициента температур- ной нестабильности S Номер формулы
1 R^Ef- 'об (2.109) 3 = (1ф₽) (2.107) /
2 J’ р Urt 62 (5+1О)/об п _ Я ба (Як Ц,б) Ц)б ФЛбЯба (2.110) (2.1П) Я(1ф₽) (2.107)
3 ^Ду 1 i- V LK Г X4 " То 11 я 8= 8 * Ф -го 1 f S ? °, la 1 " 1 со с; ф ~ § ОЧ Д о С\ (2.112) (2.113) (2.114) 1 -к *н . 1 * 1 к Р- (2.129)
4 0+ п ^ок Ф /ркЯн Яб1 — , 'об п Яб1 (3 — Ядрп) Р (Ядоп — 1) ЯК — Ц>к Ф ЛиЯн Ф RS (Лк Ф Лб) (2.115) (2.116) (2.117) 1ф-^- с *61 s- I . Rs 1фр Яб1 (2.130)
Продолжение
00 № » схемы Схема питания Расчетные формулы транзисторов «61, «ба, «э и «ф Номер формулы Расчетная формула коэффициента температур- ной нестабильности Номер формулы
5 1 (J S 1 +ф| р ^ок «61 ~ т- 'об _ Яб1 (Р — Здоп) р S,_ »<««.-!) fK ~ 6/ок ф (/ок Ф /об) (/?И Ф Rs) (2.118) (2.119) (2.120) 1 а *н .к *э * Яб1 Ф Яб1 1 . > *н 4,*э 1Ф ₽ Яб1 Яб1 (2.131)
6 г" _ Дк — ^0К — /?и/рк /ок Ф Лб _ __ Ек (Здоп — 1) б* /ок — Здоп/ко _ _ RaRei (^доп— 1) б8“/?б1-/?э(«доп-1) (2.121) (2.122) (2.123) 1 А. *э Ж *Э 1 ь *э Rs . 1ф₽Ф.Яб1 Ф 7?ба (2.132)
7 J-J ===== —— ' -Л.У у Яф Ек (5доп — 1) *61 т о J ’ 'ок — °доп'ко г. , п ( ^лоп где Ек = Ек — /ок^ф 1с 1 1 1 \ *->Д0П 1 / ^=(0.1-5-0,25)^ „ (5доп—1)(/?б1Ф/?ф)£1—^ДОП^б1^фЛк р /1 -ФР— -5Доп\ п 'ок-^б! р у доп где Ei = Ек — Ц)к — ок^н Яб? Яб1“Яф(5дрп-1)--^^- ($д<ш -1) (Яб1 ф яб2 ф Яф) (2.124) (2.125) (2.126) (2,127) (2.128) 1 к *э . Яэ /?ф ЯэЯф 1 ф п Ф р Фр Ф р р О °б! ”б2 ”б1 ”б1”б2 1 . Яэ Яэ Яф ЯэЯф 1 Ф ₽ Яб1 Ябг Яб1 Яб1Ябг (2.133) 1. ;
В ф-ле (2.134) для схем 1 и 3 табл. 2.3 До=Лб1, а р7?э=0; для
О О ^61
схемы 2 Аб=—------— „пл л е п п
^614^^62 , а ₽лэ=0, для схем 4 и 5 Лб=>^б1; для схем
6к7 .
/?6t ♦ Кб2
Коллекторное напряжение при повышенной температуре опре-
деляется по формуле
Ц)к = (Л)к Лк) ^0»
(2.135)
где /?о — общее сопротивление постоянному току цепи питания
коллектора.
Приращение коллекторного тока при изменениях температуры
за счет обратного тока коллектора /ко является неуправляемой
частью тока. Поэтому при настройке устройства в условиях по-
вышенной температуры с целью исключения ограничений по току
ток в рабочей точке должен выбираться с учетом неуправляемой
части тока.
При этом
(2.136)
где /кыин=/ок—/кт—минимальное мгновенное значение коллек-
торного тока при закрывающем полупериоде сигнала ца базе и
номинальной температуре окружающей среды (рис. 2.16). По-
правку также необходимо внести в минимальное значение напря-
жения на коллекторе:
^шн^кмин+С2*1 (2.137)
С учетом внесенных поправок новые значения напряжения и тока
коллектора в рабочей точке определяются по формулам:
= Лемин! (2.138)
(2.139)
где Л< m и Unm — соответственно амплитудные значения тока и
напряжения коллектора.
Тепловое смещение статических характеристик при стабилизи-
рованной величине тока коллектора не вызывает нелинейных ис-
кажений формы сигнала, так как характеристики сдвигаются па-
раллельно самим себе.
Цепи питания со стабилизацией режима методом
температурной компенсации
Стабилизация режима методом. термокомпенсации применяется
в основном в устройствах на германиевых транзисторах и осу-
ществляется путем изменения напряжения или тока смещения в
68
цепи базы транзистора при изменениях температуры окружаю-
щей среды. Для компенсации теплового сдвига выходных харак-
теристик сплавных германиевых транзисторов при небольших из-
менениях температуры окружающей среды (до +50-=-+60°С) не-
обходимо, как уже отмечалось, уменьшать напряжение базового
смещения на величину порядка 2,2 мв на каждый градус повыше-
ния температуры.
Кроме компенсации указанного теплового сдвига статических
характеристик, может возникнуть необходимость также скомпен-
сировать приращение коллекторного тока, вызванное обратным
током коллекторного перехода. Величина этого приращения кол-
лекторного тока в соответствии с выражениями (2.108) и (2.134)
определяется соотношением
д t
AZok^P42h .
Компенсация этого тока также осуществляется изменением ве-
личины напряжения базового смещения.
Величина приращения коллекторного тока при повышенной
температуре Д/ок, вызванная обратным током коллектора /ко, за-
висит от качества транзистора и у транзисторов одного типа
может быть различной. Поэтому расчет режима термокомпенса-
ции величины А/ок не будет точным, так как при ориентации в
ходе расчета на максимальную паспортную величину /ко в случае
использования транзистора с минимальной величиной /ко при
максимальной положительной температуре произойдет переком-
пенсация режима, а при ориентации в ходе расчета на минималь-
ную паспортную величину /ко и применении транзистора с макси-
мальным значением /ко будет иметь место недокомпенсация ре-
жима. При этом в первом случае при повышенной температуре
ток коллектора в рабочей точке будет меньше того значения, ко-
торое он имел при температуре +20рС, а во втором случае —
больше. Ввиду указанной неоднозначности расчета режим опти-
мальной термокомпенсации приращения коллекторного тока Д/ок
подбирается экспериментально.
В качестве термокомпенсирующих элементов широко приме-
няются терморезисторы и полупроводниковые диоды, включенные
в прямом либо запорном направлении, обладающие отрицатель-
ным температурным коэффициентом сопротивления. В некоторых
схемах применяются специальные типы терморезисторов с поло-
жительным температурным коэффициентом. Термокомпенсирую-
щие элементы включаются таким образом, чтобы температурные
изменения базового напряжения смещения или тока компенсиро-
вали сдвиг рабочей точки в выходной цепи.
На рис. 2.28 приведены схемы усилительных каскадов с тер-
мокомпенсирующим полупроводниковым диодом, а на рис. 2.29—
аналогичные схемы, в которых для термокомпенсации использо-
69
этому для получения необходимого изменения величины напря-
жения смещения от температуры при использовании терморезис-
торов и диодов применяют параллельное, последовательное либо
смешанное включение термоэлемента и линейных сопротивлений.
Необходимость в указанных соединениях термоэлементов и линей-
ных сопротивлений может быть также обусловлена отсутствием
нужных номиналов термосопротивлений.
На рис. 2.31 приведены возможные варианты термокомпенси-
рованных цепей смещения с использованием терморезисторов.
Варианты схем рис. 2.31п и б
благодаря малой величине их
выходного сопротивления в ос-
новном применяются в выходных
однотактных и двухтактных кас-
кадах усиления мощности. При
этом схема рис. 2.31а позволяет
получить выходное сопротивле-
ние цепи смещения порядка 1 ом
и менее. Схемы рис. 2.31в и г
имеют большую величину выход-
ного сопротивления и применяют-
ся преимущественно в однотакт-
Рис. 2.31. Термокомйексиро'ванные нь1х каскадах усиления напря-
схемы цепей смещения на терморе- ЖвНИЯ.
зиоторах Несмотря на то, что для боль-
шинства сплавных германиевых
транзисторов термокомпенсация положения рабочей точки дости-
гается при уменьшении напряжения смещения на 24-2,5 мв при по-
вышении температуры на 1°С, зависимость между температурой
р-п-перехода транзистора и температурой нагрева термоэлемента
не поддается точному аналитическому расчету. Поэтому после оп-
ределения элементов схемы термокомпенсации их величины уточ-
няются в процессе наладки устройства.
Схемы термокомпенсации с использованием полупроводнико-
вых диодов при проектировании в основном не рассчитываются
ввиду незначительного отличия величины температурного коэффи-
циента сопротивления германиевых диодов от значения необходи-
мого температурного коэффициента изменения напряжения сме-
щения. Для получения хорошей термокомпенсации положения ра-
бочей точки (S=l,5-4-3) в схемах рис. 2.28 при работе транзисто-
ров в режиме А необходимая величина сопротивления параллель-
но включенных резистора 7?ш и диода 7?д0 при температуре +20°С
определяется из соотношения
^б2 20°с — п д? р <0,1 : 0,ЗДЕх0,
КД о I *\ш
(2.140)
где 7?ш — сопротивление шунтирующего резистора, предназначен-
ного для точной подгонки режима термокомпенсации; 7?вх0 —
72
входное сопротивление транзистора (либо двух параллельно вклю-
ченных транзисторов для двухтактной схемы) постоянному току:
^вхо = ^об/^об- (2.141)
Величина /?вх0 для маломощных сплавных германиевых транзис-
торов при типовом режиме /ок=1 ма, U0K =5 в и значении р=
= 50-4-100 лежит в пределах 5-4-10 ком. При этом входное сопро-
тивление транзистора переменному току 7?вх т~= 14-2 ком. С умень-
шением тока коллектора входное сопротивление транзистора по-
стоянному току растет и при /0к=0,2 ма J?BX о ~ 20-4-40 ком. Току
коллектора, равному 1 ма, соответствует напряжение смещения
на базе порядка Поб~О,15 в, а при токе /ок='О,2 ма £70с>~0,12 в.
У маломощных диффузионных транзисторов при указанных выше
значениях тока коллектора входное сопротивление постоянному
" току значительно выше, чем у сплавных. В соответствии с при-
веденными значениями Авхо можно сделать вывод, что для тер-
мокомпенсации положения рабочей точки маломощных транзис-
торов с применением диодов типа Д7 при токах коллектора ме-
нее 1 ма допустимы прямое и запорное включения диодов, а при
токе более 1 ма следует применять только прямое включение.
Тип диода для схемы термокомпенсации выбирается по необходи-
мой величине его сопротивления постоянному току при темпера-
туре + 20°С и значению напряжения смещения Uo6:
<2142>
Кш--Кб2
где /?б2 — сопротивление делителя, определяемое из соотношения
(2.140); сопротивление принимается равным 5-4-8 Дбг, а в про-
цессе наладки уточняется.
По вольтамперным характеристикам диодов в соответствии со
значением Рдо2о° снеобх подбирается тип диода, имеющий данное
сопротивление при напряжении на нем, численно равном напря-
жению смещения ПОб. У выбранного диода сопротивление Ддо2о°с
должно быть большим либо равным /?д0 го>° снеобх- Сопротивление
делителя смещения в схемах рис. 2.28
d = _ (2.143)
со6 + /„б/?б2
При использовании мощных германиевых транзисторов в режиме
А их входное сопротивление постоянному току составляет величи-
ну от нескольких десятков до сотен ом. Следовательно в данном
случае для термокомпенсации диоды необходимо включать в пря-
мом направлении. В схемах термокомпенсации устройств усиле-
ния мощности при работе транзисторов в режиме АВ либо В эк-
вивалентное сопротивление Лбг определяется по формуле
/?62 = (0,054-0,3) Явхпл~, (2.144)
'где 7?вх----------------входное сопротивление транзистора пере-
макс
73
ван терморезистор с отрицательным температурным коэффициен-
том сопротивления. В схеме рис. 2.28а стабилизирующий диод
включен в запорном направлении, что необходимо для уменьше-
ния шунтирования входа транзистора по переменному току. В
мощных каскадах с трансформаторным входом, работающих в
режимах А и АВ (рис. 2.286, в), стабилизирующие диоды вклю-
чаются в прямом направлении ввиду необходимости получения
вых диодов:
а) реостатный каскад усиления с стабилизирующим диодом, вклю-
ченным в запорном направлении; б) однотактиый трансформаторный
каскад с стабилизирующим диодом, включенным в прямом направ-
лении; в) двухтактный трансформаторный каскад с стабилизирующим
диодом, включенным в прямом направлении
Рис. 2.29. Схемы стабилизации режима при помощи терморезисторов
с отрицательным температурным коэффициентом сопротивления:
а) в реостатном каскаде усиления; б) в 'одпотакт(ном трансформатор-
ном каскаде; в) в двухтактном трансформаторном каскаде
малых значений сопротивлений делителя смещения. Схемы
рис. 2.29 с терморезисторами находят более широкое применение
в сравнении со схемами на полупроводниковых диодах благодаря
наличию различных номиналов сопротивления и простоте налад-
ки схем.
В термокомпенсированных схемах, приведенных на рис. 2.30,
используются терморезисторы с положительным температурным
коэффициентом сопротивления. Такие схемы применяются сравни-
тельно редко, так как для них практически очень трудно подоб-
рать термокомпенсирующий элемент с необходимым температур-
ным коэффициентом сопротивления. Поэтому ниже основное вни-
мание уделяется методу расчета схем термокомпенсации, в кото-
70
Рис. 2.30. Схемы стабилизации
при помощи термюрезисторов с
положительным темпер атурным
коэффициентом:
а) терморезистор включен в ба-
зовой цепи транзистора; б) тер-
морезистор включен в эмиттер-
ную цепь транзистора
рых используются термоэлементы с отрицательным температур-
ным коэффициентом сопротивления.
Для получения необходимого компенсирующего изменения на-
пряжения смещения на базе транзистора сопротивление цепи де-
лителя смещения, включенного параллельно базовой цепи, долж-
но уменьшаться на величину порядка 14-2% (24-2,5 мв) при по-
вышении температуры окружаю-
щей среды на ГС. Указанная ве-
личина необходимого относитель-
ного изменения сопротивления
терморезистора зависит от режи-
ма транзистора по постоянному
току и соотношения между вели-
чинами его входного сопротивле-
ния постоянному току и сопро-
тивления термокомпенсирующего
элемента. Чем выше значение
входного сопротивления транзис-
тора по сравнению с сопротивле-
нием термокомпенсирующего эле-
мента, тем в меньших пределах
должна изменяться величина
термосопротивления на 1°С повышения температуры окружающей
среды, так как в этом случае величина напряжения смещения в
основном зависит от изменений сопротивления термоэлемента.
Из полупроводниковых диодов для термокомпенсированных
схем в основном применяются силовьщ германиевые диоды типа
Д7, включенные в прямом и запорном направлениях, а также
включенные в прямом направлении точечные диоды различных ти-
пов. Температурный коэффициент сопротивления диодов Д7, вклю-
ченных в прямом направлении, при рабочих напряжениях поряд-
ка 0,14-0,3 в лежит в пределах 1,54-2,2% на ГС изменения темпе-
ратуры; величина сопротивления этих диодов при напряжении
0,1 в равна 3004-400 ом, при напряжении 0,2 в — 1004-150 ом, а
при напряжении 0,3 в — 104-30 ом. При включении в запорном
направлении средние значения сопротивлений диодов типа Д7 при
напряжениях 0,1, 0,2 и 0,3 в соответственно равны: 3,54-7 ком,
84-14 ком и 154-23 ком.
Широкое применение для термокомпенсированных схем полу-
чили терморезисторы типа ММТ-8, у которых величины номиналь-
ных значений сопротивлений лежат в пределах от 1 до 1000 ом.
Температурный коэффициент сопротивления для ММТ-8 лежит в
пределах 2,54-3,5% на ГС в интервале температур от —40 до
+60°С.
Из вышеизложенного видно, что величины температурных ко-
эффициентов сопротивления у диодов и терморезисторов превы-
шают необходимую величину относительного измерения сопротив-
ления термоэлемента цепи смещения, равную 14-2% на ГС. По-
71
этому для получения необходимого изменения величины напря-
жения смещения от температуры при использовании терморезис-
торов и диодов применяют параллельное, последовательное либо
смешанное включение термоэлемента и линейных сопротивлений.
Необходимость в указанных соединениях термоэлементов и линей-
ных сопротивлений может быть также обусловлена отсутствием
нужных номиналов термосопротивлений.
На рис. 2.31 приведены возможные варианты термокомпенси-
рованных цепей смещения с использованием терморезисторов.
Варианты схем рис. 2.31а и б
благодаря малой величине их
выходного сопротивления в ос-
новном применяются в выходных
однотактных и двухтактных кас-
кадах усиления мощности. При
этом схема рис. 2.31а позволяет
получить выходное сопротивле-
ние цепи смещения порядка 1 ом
и менее. Схемы рис. 2.31в и г
имеют большую величину выход-
ного сопротивления и применяют-
ся преимущественно в однотакт-
Рис. 2.31. Термокомйексиро'ванные нь1х каскадах усиления напря-
схемы цепей смещения на терморе- жения.
зиигорах Несмотря на то, что для боль-
шинства сплавных германиевых
транзисторов термокомпенсация положения рабочей точки дости-
гается при уменьшении напряжения смещения на 24-2,5 мв при по-
вышении температуры на 1°С, зависимость между температурой
р-п-перехода транзистора и температурой нагрева термоэлемента
не поддается точному аналитическому расчету. Поэтому после оп-
ределения элементов схемы термокомпенсации их величины уточ-
няются в процессе наладки устройства.
Схемы термокомпенсации с использованием полупроводнико-
вых диодов при проектировании в основном не рассчитываются
ввиду незначительного отличия величины температурного коэффи-
циента сопротивления германиевых диодов от значения необходи-
мого температурного коэффициента изменения напряжения сме-
щения. Для получения хорошей термокомпенсации положения ра-
бочей точки (S = 1,5-43) в схемах рис. 2.28 при работе транзисто-
ров в режиме А необходимая величина сопротивления параллель-
но включенных резистора 7?ш и диода 7?д0 при температуре +20°С
определяется из соотношения
^б2 20°с — п д? р <0,1 : 0,ЗДЕх0,
КД о I *\ш
(2.140)
где 7?ш — сопротивление шунтирующего резистора, предназначен-
ного для точной подгонки режима термокомпенсации; /?вх0 —
72
входное сопротивление транзистора (либо двух параллельно вклю-
ченных транзисторов для двухтактной схемы) постоянному току:
^вхо = ^об/^об- (2.141)
Величина /?вх0 Для маломощных сплавных германиевых транзис-
торов при типовом режиме /ок=1 лш, U0K =5 в и значении р=
= 50-4-100 лежит в пределах 5ч-10 ком. При этом входное сопро-
тивление транзистора переменному току 7?вх т~= 14-2 ком. С умень-
шением тока коллектора входное сопротивление транзистора по-
стоянному току растет и при /0к=0,2 ма J?Bx о ~ 20-4-40 ком. Току
коллектора, равному 1 ма, соответствует напряжение смещения
на базе порядка Поб~О,15 в, а при токе /ок='О,2 ма £70с>~0,12 в.
У маломощных диффузионных транзисторов при указанных выше
значениях тока коллектора входное сопротивление постоянному
" току значительно выше, чем у сплавных. В соответствии с при-
веденными значениями Rsxo можно сделать вывод, что для тер-
мокомпенсации положения рабочей точки маломощных транзис-
торов с применением диодов типа Д7 при токах коллектора ме-
нее 1 ма допустимы прямое и запорное включения диодов, а при
токе более 1 ма следует применять только прямое включение.
Тип диода для схемы термокомпенсации выбирается по необходи-
мой величине его сопротивления постоянному току при темпера-
туре + 20°С и значению напряжения смещения {70б-
- (2.142)
Кш---Кб2
где /?б2 — сопротивление делителя, определяемое из соотношения
(2.140); сопротивление принимается равным 5-4-8 -Rai, а в про-
цессе наладки уточняется.
По вольтамперным характеристикам диодов в соответствии со
значением Рдо2о° снеобх подбирается тип диода, имеющий данное
сопротивление при напряжении на нем, численно равном напря-
жению смещения ПОб. У выбранного диода сопротивление Ддо2о°с
должно быть большим либо равным Rn0 го>° снеобх- Сопротивление
делителя смещения в схемах рис. 2.28
d = _ (2.143)
со6 + /„б/?б2
При использовании мощных германиевых транзисторов в режиме
А их входное сопротивление постоянному току составляет величи-
ну от нескольких десятков до сотен ом. Следовательно в данном
случае для термокомпенсации диоды необходимо включать в пря-
мом направлении. В схемах термокомпенсации устройств усиле-
ния мощности при работе транзисторов в режиме АВ либо В эк-
вивалентное сопротивление Лбг определяется по формуле
/?62 = (0,054-0,3) /?вхпл~, (2.144)
'где 7?вх= --^-м.ак£-----входное сопротивление транзистора пере-
макс
73
менному току при максимальном входном сигнале. Чем мощнее
усилитель, тем меньшим должно быть значение Rq2. При больших
значениях /?бг уменьшается расход тока питания, однако увеличи-
вается необходимая мощность возбуждения от предыдущего кас-
када, а при наличии блокировочного конденсатора становится
возможным смещение рабочей точки, вызванное прохождением
выпрямленного тока базы через Rc>2- Последнее может привести к
амплитудным искажениям.
Несмотря на малое отличие величины температурного коэф-
фициента сопротивления диода от необходимого относительного
изменения напряжения смещения от температуры, схемы термо-
компенсации с применением полупроводниковых диодов находят
применение реже, чем схемы, использующие в качестве термоэле-
ментов терморезисторы. Это объясняется тем, что ввиду большого
разброса параметров диодов практически трудно подобрать полу-
проводниковый диод, обладающий необходимой величиной сопро-
тивления при заданном напряжении смещения. Кроме того, при
использовании диодов в мощных каскадах усиления, работающих
в режиме АВ, возможно возникновение нелинейных искажений в
базовой цепи за счет нелинейности вольтамперных характеристик
диодов.
Из схем термокомпенсации с использованием терморезисторов
наибольшее применение получили схемы рис. 2.29, в которых де-
литель смещения выполнен по варианту рис. 2.316. При правиль-
ном выборе терморезистора указанные схемы термокомпенсации
могут обеспечить стабильность положения рабочей точки, соот-
ветствующую 5=1. Расчет такой схемы термокомпенсации ведется
в следующем порядке:
1. Из соотношений (2.140) либо (2.144), пригодных также для
расчета схем термокомпенсации на терморезисторах, определяют
величину необходимого эквивалентного сопротивления /?С2-
2. Определяют необходимое относительное уменьшение напря-
жения смещения при повышении температуры окружающей сре-
ды до максимального значения:
боб t макс |2,2-10 Д/
6fl620°C б0б20°с
(2.145)
При необходимости термокомпенсации приращения коллекторного
тока, вызванного обратным током коллектора, в ф-лу (2.145) не-
л ^ко 2 э
обходимо включить еще одно вычитаемое -----г,-------.
Ц>б20сС
3. Выбирают тип терморезистора и в соответствии с его тем-
пературным коэффициентом сопротивления цт определяют отно-
сительное уменьшение сопротивления при нагреве до температуры
/макс по формуле
74
(2.147)
(2.148)
(2.149)
мощности
,„т=А1мак^=1^Ж(/мак_20)> (2146)
ат20°с 1ии
Если величина тт больше тн, то выбранный тип терморезистора
не пригоден и необходимо выбрать терморезистор с большим зна-
чением ат.
4. Определяют сопротивление шунта /?ш по формуле
D ____________________ ^б2 G ^т)
Аш—------------- •
тн — тт
5. Сопротивление термистора при температуре +20°С
г> ______________________ ^б2 *
*т20°с яш-яб2 •
6. Мощность рассеяния на термисторе
г/2
р 06
Т20°С *т20°С ‘
По полученным значениям сопротивления /?т2о° с и
рассеяния РТ20°с в соответствии с выбранным в пункте 3 типом
выбирают терморезистор со стандартным номиналом сопротивле-
ния, близким по величине к /?т2о°с.
7. Сопротивление /?б1 определяют по ф-ле (2.143).
Такая методика расчета пригодна для проектирования одно-
тактных и двухтактных усилительных каскадов. Однако при рас-
четах двухтактных схем величины /?вхо в ф-ле (2.140) и /об в
ф-ле (2.143) должны соответственно быть равны сопротивлению
постоянному току и суммарному базовому току параллельно вклю-
ченных плеч. Расчеты схем термокомпенсации в остальных ва-
риантах, указанных на рис. 2.31, могут быть выполнены на осно-
ве приведенной методики, но с учетом специфики построения пле-
ча делителя /?бг-
В приведенных расчетах схем термокомпенсации на полупро-
водниковых диодах и терморезисторах не было учтено влияние
входного сопротивления транзистора на эффективность работы
схемы термокомпенсации в предположении, что его величина в
54-10 раз больше эквивалентного сопротивления /?б2. При несоот-
ветствии эффективности термокомпенсации и начальных режимов
смещения транзисторов расчетным величинам по причине выше-
указанных допущений необходимый режим транзисторов и тер-
мокомпенсации устанавливают подбором величины сопротивлений
резисторов 7?ш либо в процессе наладки.
Стабилизация режима с учетом разброса
параметров транзисторов
Разброс параметров транзисторов играет существенную роль
при решении вопроса о взаимозаменяемости транзисторов. При
' этом под взаимозаменяемостью понимают сохранение в заданных
75
пределах режима по постоянному току без необходимости изме-
нения номиналов сопротивлений резисторов цепи смещения при
установке в схему устройства транзистора с коэффициентом уси-
ления по току, величина которого лежит в пределах, гарантируе-
мых техническими условиями.
Положение рабочей точки при замене транзистора в условиях
отсутствия специальных мер режимной стабилизации может зна-
чительно измениться, так как допустимый по техническим усло-
виям разброс величины коэффициента усиления по току лежит в
пределах 2004-300%, а для некоторых транзисторов оговаривается
только его минимальное значение. Поскольку расчет транзистор-
ных устройств ведется по минимальной величине коэффициента
усиления по току рмин, то при установке в рассчитанную схему
устройства транзисторов с рмакс и отсутствии режимной стабили-
зации ток коллектора в рабочей точке может увеличится в
₽макс/Рмив раз. Такое возрастание коллекторного тока может при-
вести к нарушению работоспособности устройства. Наличие ре-
жимной стабилизации также позволяет решать задачи техноло-
гичности производства, исключая необходимость распределения
транзисторов по партиям с различным р для последующей их ус-
тановки в устройства одного вида, но с различными значениями
сопротивлений резисторов цепей смещения. Принцип режимной
стабилизации состоит в введении отрицательной обратной связи
по постоянному току аналогично тому, как это делается в схемах
температурной стабилизации с применением линейных сопротивле-
ний. Поэтому в устройствах, в которых заложена хорошая тем-
пературная стабилизация, также обеспечивается и режимная ста-
билизация. Так, например, в транзисторном каскаде усиления с
коэффициентом температурной нестабильности 3= 1,54-2 замена
транзистора на однотипный с коэффициентом усиления по току в
10 раз большим приводит к увеличению коллекторного тока в ра-
бочей точке не более чем на 5-4-110%.
В транзисторных устройствах с термокомпенсацией, осуществ-
ляемой при помощи термоэлементов, не обеспечивается взаимо-
заменяемость транзисторов. В таких устройствах при замене тран-
зисторов необходимо снова подогнать режим по постоянному то-
ку путем изменения величины сопротивления резисторов цепи
смещения.
Величина приращения тока коллектора Д/ок при замене тран-
зистора с Рмин на однотипный с рмакс и известной величине коэф-
фициента температурной нестабильности схемы S определяется
по формуле
Д / Ок= ./ок (Рмакс ~ Рмин) . (2 150)
Рмакс Рмин
Если в процессе проектирования решается задача обеспечения
взаимозаменяемости транзисторов при допустимом увеличении
тока коллектора Д/ок, то значение допустимого коэффициента тем-
76
пературной нестабильности схемы 5ДОП определяется по формуле
g А Л) к Рмакс Рмин
Iок (Рмакс — Рмин)
(2.151)
По полученному значению 5ДОП и соотношениям, приведенным
в табл. 2.3, определяются элементы цепей питания проектируемой
схемы устройства.
При проектировании устройств, работающих в заданном ин-
тервале температур, с учетом возможности замены транзисторов
необходимо определить допустимые значения коэффициента тем-
пературной нестабильности, исходя из условия обеспечения необ-
ходимой температурной стабилизации режима и возможного раз-
броса параметров, и принять для расчетов большее значение
5ДОП. В этом случае элементы цепей питания рассчитывают по ве-
личине 5д0П для транзистора с минимальным коэффициентом уси-
ления по току рМИн, а максимальное приращение коллекторного
тока определяют при максимальной температуре окружающей
среды-для транзистора с максимальным коэффициентом усиле-
ния по току Рмакс по формуле
Д Л)к F& ^доп
Д<
Г 2 ** -р 2,2-10 3 А/__________Iок (РМакс Рмин)
’Р Рмин Rs -р Ацэ Рмакс Рмин
(2.152)
Полное значение коллекторного тока при максимальной темпера-
туре
г 4- I Г1 । «Доп (Рмакс Рмин) ,
7 Ок ‘макс ~ W 1 “1 о о -Г
L Р макс Рмин
(2.153)
В ф-лах (2.152) и (2.153) .
^61 -Р ^62
ГЛАВА 3.
ИНЖЕНЕРНЫЙ РАСЧЕТ
АПЕРИОДИЧЕСКИХ УСИЛИТЕЛЕЙ
3.1. Общие замечания
Апериодические усилители — наиболее широко используемый
вид усилителей. По своему назначению они подразделяются на
телевизионные, дальней проводной связи, широковещательные,
магнитофонные, измерительные и специальные. Приведенные ни-
же рекомендации по проектированию усилителей относятся ко
всем перечисленным видам усилителей, кроме телевизионных,
расчет, регулировка и испытания которых имеют свои специфиче-
ские особенности.
Определились в основном два направления в построении схем
апериодических усилителей с мощным выходным каскадом. Пер-
вое предусматривает использование согласующих трансформато-
ров между отдельными каскадами и между выходным каскадом
нагрузкой, второе — непосредственное соединение каскадов
между собою и оконечного каскада с нагрузкой без согласующих
трансформаторов. Выбор варианта построения схемы зависит от
требований, предъявляемых к усилительному устройству, и техни-
ческих возможностей трансформаторных и бестрансформаторных
каскадов усиления.
При проектировании трансформаторных каскадов усиления-
-мощности обеспечивают согласование их с нагрузкой и с каска-
дом предварительного усиления, что позволяет наиболее полно
реализовать усилительные способности транзистора, максимально
использовать его по допустимой мощности рассеяния при макси-
мальном коэффициенте полезного действия вне зависимости от
величины напряжения источника питания. Следует также отме-
тить, что трансформаторные каскады усиления в схемном отноше-
нии проще, чем бестрансформаторные, так как содержат меньшее
количество элементов, в них легко решаются вопросы термоста-
билизации и термокомпенсации, а также взаимозаменяемости
•транзисторов; наладка трансформаторных каскадов менее тру-
доемка.
К преимуществам бестрансформаторных усилителей можно от-
нести их малые габариты ввиду отсутствия трансформаторов и
возможность получения более высоких качественных показателей,
чем у трансформаторного усилителя, при использовании одного и
.78
того же типа транзисторов и одинаковой величины выходной;
мощности. Однако кпд бестрансформаторных каскадов усиления
несколько ниже и при заданной величине сопротивления нагрузки
имеет максимальное значение только при определенном напряже-
нии источника питания. Связь выходного каскада с нагрузкой —
емкостная при величине емкости связи, достигающей нескольких
тысяч микрофарад. При одинаковой величине усиления количест-
во транзисторов в бестрансформаторных усилителях всегда боль-
ше, чем у трансформаторных.
Бестрансформаторные усилители в основном проектируются на
величину выходной мощности не более 5ч-10 вт и в отечественной,
практике применяются сравнительно редко ввиду малой номен-
клатуры транзисторов с переходом типа п-р-п, сложности наладки-
и недостаточной температурной стабильности этих усилителей при
работе в области больших положительных температур и использо--
вании германиевых транзисторов. В данной главе приведена^ ме-
тодика расчета усилителей с согласующими трансформаторами.'.
Расчет и наладка бестрансформаторных усилителей приведе-
ны в гл. 5.
В соответствии с назначением каскада в схеме усилительного^
устройства различают каскады предварительного усиления и кас-
кады усиления мощности. К первым относятся усилители напря-
жения, тока или мощности, предназначенные для получения мак-
симального усиления. Благодаря малым по величине значениям.-
амплитуд напряжения, входных и выходных сигналов, а также ис-
пользованию линейных участков входных и выходных характерис-
тик транзистора каскады предварительного усиления можно рас-
считывать по формулам, выведенным для транзисторного усили-
теля при рассмотрении транзистора как линейного четырехполюс-
ника (см. табл. 2.1). Необходимые для расчета /i-параметры опре-
деляются по статическим характеристикам либо измеряются при
помощи типовой аппаратуры. При совпадении режима работы
транзистора с типовым для расчета могут быть использованы,
паспортные значения /г-параметров.
Поскольку в каскадах предварительного усиления режим
транзистора выбирается с использованием линейной части его.
входных и выходных характеристик, то нелинейные искажения в
таких, каскадах невелики. Графическое определение этих искаже-
ний представляет значительные трудности и не обеспечивает не-
обходимой точности. Поэтому о величине нелинейных искажений
спроектированного каскада предварительного усиления можно су-
дить только по результатам их непосредственного измерения в
процессе регулировки. Каскады предварительного усиления на
транзисторах в основном выполняются по резисторной и трансфор-
маторной схемам и реже — по дроссельной.
К каскадам усиления мощности относятся усилительные кас-
кады, обеспечивающие на заданной нагрузке необходимую мощ?
ность при минимальных нелинейных искажениях и минимальной
79
мощности, потребляемой от источника питания. Транзисторные
каскады усиления мощности в соответствий с номенклатурой
транзисторов можно проектировать на величину мощности от еди-
ниц милливатт до сотен ватт. Построение схемы каскада и режим
работы транзистора в нем зависят от необходимой величины вы-
ходной мощности, а также от требований к качественным пока-
зателям каскада и экономичности его по потребляемой мощности.
Если выходная мощность не превышает 0,14-1 вт, то каскад вы-
полняют однотактным, работающим р режиме А. При больших
значениях выходной мощности каскады выполняют двухтактными,
работающими в режиме А. АВ либо В. В переносных усилителях
с батарейным питанием при выходной мощности более нескольких
десятков милливатт с целью экономного расходования энергии ис-
точника питания оконечные каскады выполняют двухтактными,
работающими в режиме АВ либо В. В схемах усилителей без тем-
пературной стабилизации кпд каскада, работающего в режиме А,
может достигать 45%, а в режиме В — 75%.
Каскады усиления мощности, работающие в режиме А с ис-
пользованием сравнительно линейной части входных и выходных
характеристик транзистора, можно рассчитывать аналитически по
системе /i-параметров. Для решения вопроса о возможности про-
ведения аналитического расчета усилителя по выходным характе-
ристикам транзистора оцениваются относительные изменения его
Л-параметров при изменениях тока коллектора от значения тока
покоя до минимального и максимального. Если при указанных
изменениях тока относительные изменения /г-параметров не пре-
вышают 15—20%, то целесообразно пользоваться аналитическим
расчетом как наиболее простым и менее трудоемким. При боль-
ших относительных изменениях /г-параметров каскады усиления
мощности рассчитывают графическим методом.
В каскадах усиления мощности используют включение тран-
зисторов по схеме с общей базой, общим эмиттером и общим кол-
лектором. В схеме с общей базой выходные характеристики тран-
зистора наиболее линейны и расположены с одинаковыми интер-
валами. В схеме с общим эмиттером выходные характеристики
менее линейны и расположены с разными интервалами при оди-
наковых изменениях базового тока (см. рис. 2.17а). Поэтому при
включении транзисторов по схеме с общей базой и создании ре-
жима генератора тока на входе каскада нелинейные искажения
будут меньше, чем в схеме с общим эмиттером (рис. 3.1а). При
включении транзистора по схеме с общим эмиттером минимум
нелинейных искажений будет в случае оптимального значения
внутреннего сопротивления источника сигнала. Указанное значе-
ние оптимального сопротивления источника сигнала обеспечи-
вает компенсацию искажений, вызванных нижним изгибом вход-
ной характеристики транзистора и нелинейностью выходной ха-
рактеристики в области больших токов. Для компенсации нели-
нейных искажений, вносимых только нижним изгибом входной
80
характеристики, на входе каскада необходимо создать режим ге-
нератора тока. Значительного снижения нелинейных искажений в
схеме включения транзистора с общим эмиттером достигают также
при неполном использовании транзистора по допустимой мощно-
сти рассеяния на коллекторе (рис. 3.16). В случае использования
низковольтного источника питания применяется включение тран-
Рис. 3.1. Зависимости коэффициента гармоник
Кг от условий согласования входа транзисто-
ра с источником сигнала (а) ,и степени исполь-
зования транзистора по мощности (б)
зистора по схеме с общим коллектором, так как благодаря глу-
бокой отрицательной обратной связи в этой схеме малы нелиней-
ные искажения при высоком коэффициенте использования коллек-
торного напряжения.
Несмотря на хорошую линейность схем с общей базой и общим
коллектором, на практике для усиления мощности в основном при-
меняется включение транзисторов по схеме с общим эмиттером,
обеспечивающей максимальное усиление и высокое входное сопро-
тивление усилительного каскада. Поэтому ниже приведены расче-
ты для варианта включения транзистора по схеме с общим эмит-
тером. Приведенная методика расчета справедлива для апериоди-
ческих каскадов усиления, использующих транзисторы с граничной
частотой и <fB<0,5fs, где fB — верхняя частота рабо-
чей полосы частот. При выборе транзисторов с значением предель-
ной частоты / р <3/и в расчетные соотношения необходимо под-
ставлять комплексные величины /г-параметров.
Особые трудности возникают при разработке усилителей мощ-
ности высокой частоты ввиду отсутствия мощных высокочастот-
ных транзисторов. В этих усилителях верхняя частота рабочей
полосы частот может достигать значения предельной частоты
транзистора fs, и, следовательно, расчет такого усилителя по комп-
лексным значениям /г-параметров не будет давать требуемой точ-
81
ности. Кроме того, для большинства мощных транзисторов в
паспортных данных не приводятся необходимые значения пара-
метров Ск и Ге, по которым определяются высокочастотные h-na-
раметры. Поэтому такие мощные высокочастотные усилители раз-
рабатывают путем сочетания графоаналитического расчета и экс-
перимента. При этом высокочастотный усилитель рассчитывают
по методике расчета низкочастотных усилителей и макетируют
оконечный каскад. На высшей частоте рабочей полосы частот из-
меряют входную мощность и входное сопротивление каскада при
заданной выходной мощности. По результатам измерений рассчи-
тывают предварительный каскад и т. д.
3.2. Расчет резисторного каскада
предварительного усиления
В резисторных каскадах предварительного усиления транзис-
торы включают в основном по схеме с общим эмиттером, так как
только при таком включении можно соединять последовательно
несколько одинаковых каскадов, получая от каждого из них уси-
ление сигнала по напряжению порядка 0,613. Включение транзис-
тора по схеме с общей базой оказывается целесообразным лишь
для каскадов, работающих в широкой полосе частот от источника
сигнала с малым внутренним сопротивлением (порядка величины
входного сопротивления транзистора при таком включении). Вклю-
чение по схеме с общим коллектором применяется в случае не-
обходимости получить высокое входное сопротивление при согла-
совании с низкоомной нагрузкой. На рис. 3.2 приведены часто
применяемые варианты схем резисторных усилительных каскадов,
отличающиеся способом питания и соответственно возможностью
получения необходимой температурной и режимной стабилиза-
ции. Поэтому выбор соответствующей схемы зависит от предъяв-
ляемых к каскаду требований относительно температурной ста-
бильности, взаимозаменяемости транзисторов и необходимости на-
личия элементов дополнительной фильтрации при питании от вы-
прямителя либо развязок при питании от батарей.
В схеме рис. 3.2й смещение осуществляется фиксированным
током, в схеме рис. 3.26 — фиксированным напряжением смеще-
ния. Эти схемы содержат минимально необходимое количество
элементов, однако в них отсутствует температурная стабилизация
и не обеспечивается взаимозаменяемость транзисторов. Благодаря
простоте и соответственно малой стоимости указанные схемы на-
ходят применение в простейших бытовых устройствах с питанием
от батарей, работающих в условиях, при которых изменения тем-
пературы окружающей среды не превышают ±(104-15)°С. В та-
ких схемах возможно использование только транзисторов с ма-
лыми коэффициентами усиления по току (р^ЗО) во избежание
потери работоспособности каскада при повышении температуры.
82
В схемах рис. 3.2в и г температурная стабилизация осуществ-
ляется путем введения параллельной отрицательной обратной свя-
зи. Для получения достаточно малой величины коэффициента тем-
пературной нестабильности (5«5) величины сопротивлений ре-
Рис. 3.2. |Пр'Инци)пиальные схемы реостатных
каскадов 'Предварительного усиления
зисторов Дэ и Дн должны быть большими, что требует применения
источников питания с повышенным напряжением. Поэтому указан-
ные схемы применяются при малых рабочих токах коллектора, что
позволяет при сравнительно невысоком напряжении источника пи-
тания выбрать Дэ и /?н большой величины.
В схеме рис 3.2в ввиду наличия отрицательной обратной свя-
зи по переменному напряжению уменьшаются в сравнении со схе-
мой рис. 3.2о усиление по напряжению и входное сопротивление?
Для устранения указанного влияния отрицательной обратной свя-
зи вместо резистора Ди устанавливают два резистора —R& и
R 61 с величиной суммарного сопротивления, равной Rei, и
конденсатор С$1'(рис. 3.2<3).
Наибольшее применение в профессиональной и бытовой аппа-
ратуре получили схемы рис. 3.2е, ж, з, и, в которых могут обеспе-
» чиваться хорошая' температурная стабилизация (5=1,54-2) и
взаимозаменяемость транзисторов при работе в условиях изме-
83
ности. Кроме того, для большинства мощных транзисторов в
паспортных данных не приводятся необходимые значения пара-
метров Ск и ге, по которым определяются высокочастотные Л-па-
раметры. Поэтому такие мощные высокочастотные усилители раз-
рабатывают путем сочетания графоаналитического расчета и экс-
перимента. При этом высокочастотный усилитель рассчитывают
по методике расчета низкочастотных усилителей и макетируют
оконечный каскад. На высшей частоте рабочей полосы частот из-
меряют входную мощность и входное сопротивление каскада при
заданной выходной мощности. По результатам измерений рассчи-
тывают предварительный каскад и т. д.
3.2. Расчет резисторного каскада
предварительного усиления
В резисторных каскадах предварительного усиления транзис-
торы включают в основном по схеме с общим эмиттером, так как
только при таком включении можно соединять последовательно
несколько одинаковых каскадов, получая от каждого из них уси-
ление сигнала по напряжению порядка 0,6 0. Включение транзис-
тора по схеме с общей базой оказывается целесообразным лишь
для каскадов, работающих в широкой полосе частот от источника
сигнала с малым внутренним сопротивлением (порядка величины
входного сопротивления транзистора при таком включении). Вклю-
чение по схеме с общим коллектором применяется в случае не-
обходимости получить высокое входное сопротивление при согла-
совании с низкоомной нагрузкой. На рис. 3.2 приведены часто
применяемые варианты схем резисторных усилительных каскадов,
отличающиеся способом питания и соответственно возможностью
получения необходимой температурной и режимной стабилиза-
ции. Поэтому выбор соответствующей схемы зависит от предъяв-
ляемых к каскаду требований относительно температурной ста-
бильности, взаимозаменяемости транзисторов и необходимости на-
личия элементов дополнительной фильтрации при питании от вы-
прямителя либо развязок при питании от батарей.
В схеме рис. 3.2й смещение осуществляется фиксированным
током, в схеме рис. 3.26 — фиксированным напряжением смеще-
ния. Эти схемы содержат минимально необходимое количество
элементов, однако в них отсутствует температурная стабилизация
и не обеспечивается взаимозаменяемость транзисторов. Благодаря
простоте и соответственно малой стоимости указанные схемы на-
ходят применение в простейших бытовых устройствах с питанием
от батарей, работающих в условиях, при которых изменения тем-
пературы окружающей среды не превышают ±(10э-15)оС. В та-
ких схемах возможно использование только транзисторов с ма-
лыми коэффициентами усиления по току (р^ЗО) во избежание
потери работоспособности каскада при повышении температуры.
82
В схемах рис. 3.2в и г температурная стабилизация осуществ-
ляется путем введения параллельной отрицательной обратной свя-
зи. Для получения достаточно малой величины коэффициента тем-
пературной нестабильности (8 «5) величины сопротивлений ре-
Рис. 3.2. Принципиальные схемы реостатных
каскадов «предварительного усиления
зисторов Дэ и Дн должны быть большими, что требует применения
источников питания с повышенным напряжением. Поэтому указан-
ные схемы применяются при малых рабочих токах коллектора, что
позволяет при сравнительно невысоком напряжении источника пи-
тания выбрать Дэ и /?н большой величины.
В схеме рис 3.2в ввиду наличия отрицательной обратной свя-
зи по переменному напряжению уменьшаются в сравнении со схе-
мой рис. 3.2« усиление по напряжению и входное сопротивление?
Для устранения указанного влияния отрицательной! обратной свя-
зи вместо резистора Ди устанавливают два резистора —и
R 61 с величиной суммарного сопротивления, равной Rei, и
конденсатор С$1'(рис. 3.2<3).
Наибольшее применение в профессиональной и бытовой аппа-
ратуре получили схемы рис. 3.2е, ж, з, и, в которых могут обеспе-
» чиваться хорошая' температурная стабилизация (8 = 1,54-2) и
взаимозаменяемость транзисторов при работе в условиях изме-
83
нения температуры окружающей среды от —20 до + 60°С. К ос-
новным недостаткам указанных схем относятся малое значение
кпд каскада при хорошей, стабилизации, а также уменьшение
входного сопротивления каскада за счет шунтирования входа
сопротивлением Rf>2- Из схем с
ние следует отдать вариантам
Рис. 3.3. Принципиальная схема
реостатного каскада с темпера-
турной стабилизацией и развяз-
кой ло питанию
хорошей стабильностью предпочте-
рис. 3.2ж, з, и, в которых наряду
с хорошей температурной стаби-
лизацией режима обеспечиваются
также фильтрация по питанию и
межкаскадная развязка базовой
и коллекторной цепей.
Расчет элементов схемы пи-
тания реостатных каскадов рис.
3.2 ведется по формулам табл.
2.3, а основные показатели уси-
лителя по переменному току оп-
ределяются по формулам табл.
2.1. Для иллюстрации порядка
проведения расчета резисторного
каскада усиления ниже приведен
расчет схемы рис. 3.3 с нагрузкой в виде однотипного каскада.
Исходными данными к расчету служат: амплитуда напряжения
на входе каскада сопротивление источника сигнала Ди; ам-
плитуда напряжения на нагрузке Uwm; сопротивление нагрузки
Rvx.cn; крайние .значения частот усиливаемой полосы /и и /в; допус-
тимые частотные искажения на краях рабочей полосы МЯ[дб],
Мв [дб]1 допустимое отношение минимального напряжения входно-
го сигнала к напряжению шума /гш; динамический диапазон вход-
ного сигнала Дс; напряжение источника питания Etj интервал ра-
бочих температур /мин и /макс-
В резисторном каскаде усиления частотные искажения в облас-
ти низких частот вносятся конденсаторами Ср^Мщ,), Сф(М^ф) и
СВ(МВЭ), в области высоких частот — транзистором (Л1ст) и вы-
ходной емкостью каскада Со(Мвсо), равной сумме выходной ем-
кости транзистора и емкости нагрузки. Нормы допустимых коэф-
фициентов частотных искажений на каскад Л4Н и МЕ распределяют-
ся между элементами схемы, вносящими эти искажения:
М [дб] ~ Мр [дб] "Ь Л4Нф [дб] + Л4НЭ , (3.1)
Мв[дб] Мт [дб] + Ч С„ [дб]' (^.2)
Величиной Л4НЭ обычно задаются, равной 0,54-0,8 Мк рб], что
обеспечивает уменьшение габаритов конденсатора СЙ, величина
емкости которого в практических схемах с /н=504-100 гц лежит в
пределах сотен микрофарад.
Малая величина емкости конденсатора создает частотные
искажения, которые могут проявляться в виде подъема частотной
характеристики на низких частотах за счет увеличения сопротив-
84
ления коллекторной нагрузки на этих частотах либо в виде за-
вала или подъема частотной характеристики при возникновении
соответственно отрицательной или положительной обратной свя-
зи, создаваемой падением напряжения на Сф от тока оконечного
каскада. Поскольку возможные подъемы частотной характерис-
тики невелики и обычно не влияют на нормальную работу усили-
теля, то ниже в расчетах реостатного и трансформаторного кас-
кадов предварительного усиления учитывается только возможное
снижение усиления за счет отрицательной обратной связи. Вели-
чину допустимого коэффициента частотных искажений, вносимых
емкостью Сф, принимают равной (0,05-4-0,1 )А4Н [56]. При этом
Afup [56] = Мп [56] — М.э [56] — (Инф [56]-
Частотные и фазовые искажения, вносимые транзистором в
рабочей полосе частот, должны быть возможно меньшей величины
(особенно в многокаскадных усилителях), что облегчает введение
глубоких отрицательных обратных связей при сохранении устой-
чивости усилителя. В широкополосных усилителях величину 2Ивт
на каскад в зависимости от общего числа каскадов принимают
равной 0,14-0,5 дб, а в усилителях низкой частоты — 0,05-4-0,1 дб.
При этом допустимая величина коэффициента частотных искаже-
ний, вносимых выходной емкостью каскада, из ф-лы (3.2) равна:
МвСе [дб] = Мв [дб] — УИвт [дб] Для перевода коэффициента частот-
ных искажений, выраженного в децибеллах, в относительные ве-
личины используют соотношение
Л1[5б]
20
М=10 . (3.3)
Порядок проведения расчета следующий:
1. Выбор типа транзистора.
Для резисторного каскада предварительного усиления транзис-
тор выбирают по допустимой мощности рассеяния на коллекторе,
необходимой величине коэффициента усиления по току, граничной
частоте и допустимому значению коэффициента шума, они опре-
деляются по ф-лам (2.73), (2.82), (2.87) и (2.91):
ДК = 8РН = 4-^, риеобх^1,5^=1,5-^-.
•*'ВХ сл t'Bx т
Если нагрузкой для проектируемого каскада на маломощном тран-
зисторе является мощный транзистор, то коэффициент, стоящий
перед Кчъ увеличивается в 10 раз1
f - /в F _101й МЮ^макс
Z₽Heo6X ^Доп Wig д^и.д/4(2730 + <макс) ’
где Af=fB—fn.
По результатам расчета выбирают транзистор со следующими
t паспортными данными: Дк доп t макс Дю 'Рмин^^ Рпеобх, fp fp необх!
F щ -С F ш д0П.
85
2, Выбор режима транзистора по постоянному току.
При использовании маломощных транзисторов ток коллектора
в рабочей точке определяется по формуле
10 к = KR + 0,34-0,5 ма-, (3.4)
°вх сл
для случая использования транзисторов средней и большой мощ-
ности
4к = ^^-+104-30 ма,
Авхсл
где ТСп=14--^££1—коэффициент, определяющий соотношение со-
противлений резистора Дн и входного сопротивления нагрузки
</?Вх сл- Чем меньше значение Кл, тем больше коэффициент усиле-
ния напряжения каскада, но при этом возрастает также необхо-
димая величина напряжения источника питания. Для расчета Кд
принимают равным 1,24-1,5.
Коллекторное напряжение в рабочей точке выбирают из соот-
ношения
к >£/„«+0,54-1 в. (3.6)
Для создания малошумящего режима в каскадах с низким
входным уровнем задаются:
/Ок = 0,14-0,5 ма, До к = 0,54-1,5 в.
По статическим характеристикам, соответствующим транзисто-
ру с минимальным коэффициентом усиления по току (₽МИн), в ра-
бочей точке с координатами /Ок и ДОк определяют /г-параметры.
При отсутствии необходимых статических характеристик й-пара-
метры измеряют типовой аппаратурой (см. гл. 2).
3. Определение сопротивления резистора Ru и сопротивления
нагрузки каскада переменному току Кн~.
Сопротивление резистора определяется по формуле
(3-7)
В схемах резисторных усилителей, работающих на высокоом-
ную нагрузку при больших величинах выходного напряжения, рас-
считанное значение сопротивления резистора Дн может вызвать
необходимость применения источника питания с неприемлемо боль-
шой величиной напряжения. Для уменьшения необходимого напря-
жения источника питания следует задаться меньшим значением
сопротивления резистора /?н и большим значением тока коллекто-
ра в рабочей точке /Ок- С этой целью в ф-лах (3.4), (3.5) и (3.7)
задаются большими значениями коэффициента Кд (1,5<Кд=С5).
При этом усиление транзистора, выбранного по соотношению
(2.82), может оказаться недостаточным и транзистор необходимо
будет заменить на другой с большим значением рмин-
86
Сопротивление коллекторной нагрузки переменному току опре-
деляют по формуле
Ru ^вх сл
“Ь ^вх сл
(3.8)
Проверяют достаточность величины коэффициента усиления тока
у выбранного транзистора по формуле
б/н т hit э (1 "h Л22 э Ru._)
мин tl Р
l'bx т
(3-9)
Проверяется приемлемость величины из условия соблю-
дения допустимой нормы частотных искажений в области высших
частот рабочей полосы. Частотные искажения каскада не превы-
шают допустимой величины, если его эквивалентное выходное со-
противление RaKB не превышает значения допустимого сопротивле-
ния 7?эквдоп, определенного по известной величине емкости Со, на-
гружающей каскад:
^экв
1 + R^ ^229
f Г г iCo
/В
^ЭКВ ДОП
(3.10)
(3.11)
(3.12)
где СВых — выходная емкость транзистора проектируемого каска-
да; Свхсл — входная емкость следующего каскада:
сВЬ1Х~------(3.13)
hn э — г6
Ян + Гб
— О-16Р +ск(1 +>К„)
_ fa(hii3 гб)
(3.14)
где Ск и re — параметры транзистора, приведенные в паспорт-
ных данных; К„ — коэффициент усиления напряжения следующе-
го каскада.
Если в результате расчета установлено, что условие 7?Экв^
^'^эквдоп не соблюдается, то необходимо задаться меньшим зна-
чением сопротивления резистора JRW а для получения необходимо-
го усиления выбрать транзистор с большим значением коэффи-
циента усиления по току.
4. Расчет элементов схемы цепи питания.
Уточняют величины тока и напряжения коллектора в рабочей
точке. При использовании маломощных транзисторов
/ +0,34-0,5 ма;
R„~
(3.15)
87
при использовании мощных транзисторов:
Л) к >-^-+Ю4-30 ма, (3.16)
^ок>^нт+(Л-1)(£к-^нт) + О,54-1 в. (3.17)
В ф-ле (3.17) коэффициент Д —^к<.макс- учитывает предпо-
'0 к 20°С
латаемую температурную стабильность режима каскада; в кас-
кадах с хорошей температурной стабильностью задаются А =
= 1,054-1,2, в каскадах с удовлетворительной стабильностью А —
= 1,2-4-1,5.
По ф-ле (2.1*08) определяют максимально допустимое значение
коэффициента температурной нестабильности
<г _
°доп
А Лк
Д<
Ло 2 + Л б СМ + (Ло + Лб) р~
где Д/ок=7окИ—!)• Приращение температуры коллекторного пе-
рехода At определяется по ф-ле (2.105) либо (2.106).
С достаточной для практических целей точностью при расчете
д<
5Доп для определения величины 2 11 можно использовать график
Рис. 3.4. График зависимости 2 от Д/ к ра-
счету обратного тока коллектора германиевых
транзисторов при различных приращениях
температуры перехода
рис. 3.4.
В соответствии с рас-
считанным значением 5ДОп
определяют сопротивле-
ния резисторов: по
ф-ле (2.124); 7?ф по
(2.125); R62 по (2.126);
Ei по (2.127); $а по
(2.128). Если в резуль-
тате расчета 'Сопротивле-
ние резистора $62 полу-
чится с отрицательным
знаком, то необходимо за-
даться меньшей величи-
ной $ф либо увеличить
напряжения источника
питания £к-
После выбора рассчи-
танных резисторов со
стандартными номинала-
ми сопротивлений по ф-ле
(2.133) проверяют фак-
тическое значение коэф-
88
фициента температурной нестабильности. В соответствии с вели-
чиной фактического коэффициента температурной нестабильности
S определяют неуправляемую часть коллекторного тока в рабочей
точке при температуре +20°С по формуле.
Л>к неупр — S/Ko- (3.18)
Неуправляемая часть коллекторного тока должна быть значитель-
но меньше (3-4-5 раз) второго слагаемого коллекторного тока в
ф-лах (3.15) и (3.16), что гарантирует отсутствие нелинейных ис-
кажений, возникающих в результате ограничения по току.
Если в проектируемом каскаде UKm более 14-2 в, то на статиче-
ских характеристиках необходимо построить нагрузочную харак-
теристику по переменному току (построение см. на рис. 2.16) и
убедиться, что при изменениях коллекторного напряжения от ис-
ходного положения рабочей точки на =#{Лоп=£7нт рабочая точка
перемещается по линейной части статических характеристик. При
•выходе рабочей точки за пределы линейного участка характерис-
тик режим транзистора по постоянному току необходимо изменить
путем увеличения коллекторного напряжения и тока.'
5. Определение входного сопротивления каскада переменному
току на средней частоте после разделительного конденсатора Cpi-
REx~=„ *61*62j?BXT~—-------------- (3-19)
R&i ^62 + Rei Rrx t~ _b ^62 RBX у.
где R бх г~—входное сопротивление транзистора переменному то-
ку, определяемое по ф-ле (2.43).
6. Определение емкости разделительного конденсатора ОрР
----- 0,159 ----------- (3.20)
fn (Rh -b Rbx~) V 1 - 1
где R„ — внутреннее сопротивление источника сигнала, MHplp6J =
= 0,5Л4 г,й1.
нр [со]
7. Определение емкости разделительного конденсатора Сра.
с >_____________0,159___________
/я (^вых + Rbx сл)Ф 4/^р 2 — 1
где Relix — выходное сопротивление проектируемого каскада, оп-
ределяемое по формуле
г> _____ В*1
ЕЬВ 1Ч-/?НЛ22Э ’
Mip 2 [дб] ~ 0,5 Л4нр [дб] .
8. Определение емкости конденсатора Cs.
(3.21)
(3.22)
СэО-Хэ
<-1
где Л4нэ0
г 0,159
R К '
э - т макс— ; Rn— эквивалентное внутренее сопро-
R«+RBx т~
(3.23)
89
тивление источника сигнала:
R11 Кб1 ^62
=--------^>1^62--------- . (3.24)
Вн Rei Ф Вн Вбз -ф- Вб1 Вб2
Если источником сигнала служит усилительный каскад, то в
ф-лу (3.24) вместо Ки подставляется сопротивление резистора кол-
лекторной нагрузки Кн предварительного каскада. Ктмакс — ди-
намический коэффициент усиления по току транзистора с стати-
ческим коэффициентом усиления тока рМакс- Величина Кт макс оп-
ределяется по ф-ле (2.42): Ктмакс= i 4. '
Поскольку в практических схемах усилительных каскадов обычно
имеет место неравенство h^,Ru~ «0,14-0,2<С1, то в расчетные
формулы емкости Сэ вместо Кт макс допустимо подставлять вели-
чину статического коэффициента усиления тока рмакс, определяе-
мую в рабочей точке.
В практических схемах усилительных каскадов с хорошей эмит-
терной стабилизацией (S<3) величина сопротивления резистора
значительно больше емкостного сопротивления конденсатора
что позволяет Сэ определять по приближенной формуле
Сэ>--------ОДбЭКтмакс ----- (3.25)
При введении в схему рис. 3.3 отрицательной обратной связи
переменному току путем включения последовательно с Кэ, Cs
Яэ
Сэ,
по
нешунтированного емкостью резистора Кос необходимая величина
емкости Св при заданном коэффициенте частотных искажений
уменьшается. В этом случае Сэ определяется из выражения
Сэ --------------ОЛВЭКтмакс----. (3.26)
/н (Кн ф Квх Т~ Ф Кт макс Кос) — 1
9. Расчет емкости конденсатора Сф.
Метод расчета емкости Сф зависит от способа питания каска-
да. В многокаскадных усилителях при питании от аккумуляторов
и сухих батарей Сф определяется из условия устойчивости работы
усилителя и непревышения допустимой величины частотных иска-
жений, вносимых цепью паразитной обратной связи через внут-
реннее сопротивление источника питания. Возбуждение усилителя
обычно происходит при значительно более глубокой обратной свя-
зи, чем связь, вызывающая допустимые дополнительные частотные
искажения на низшей рабочей частоте. Поэтому расчет Сф ведет-
ся по допустимой величине частотных искажений:
z-. 0,159 Фрк
/нКф
где Фрк — коэффициент развязки по коллекторной цепи, опреде-
ляемый по формуле
_____ 0,159 Кпк Ап ок
ЧЦж
(3.27)
(3.28)
SO
/и Св Убт. сл (Мнф 1)
91
CD a s и о £ 5 формулы (3.35)
о CL 1 1 ! 4 1 j ! 1 D C < X 3 ) £ я X 5 j a. > f r ? X i. R CQ R о 4- J „ <? °a> — gc ch X Й Ci »—* 1 ё s<
«—«V
% \o Di s at 4- ea \O tn и CH tN \O CH s Ci
\o
lJI f
Fl к KtRsRbx СЛ R ё Ci 4* CD 1 Й CH R о ё ci c c 1 4 о a Ci CD Ci cq < 1 i u =t
3
s
s
g
C?
92
здесь Кт: — коэффициент передачи напряжения мешающего сиг-
нала от конденсатора Сф к выводам база—эмиттер транзистора
следующего каскада схемой межкаскадной связи (формулы рас-
чета /<пк для различных схем межкаскадной связи приведены в
табл. 3.1); Св — емкость конденсатора, шунтирующего общий ис-
точник питания; /ток — амплитуда тока оконечного каскада уси-
лителя; Сбтсл — амплитуда напряжения основного сигнала на
базе' проектируемого либо следующего каскада, в нашем слу-
чае— Снт (см. рис. 3.3); fa — низшая частота рабочей полосы
частот.
Если оконечный каскад двухтактный и работает в режиме А,
то в ф-лу (3.28) вместо /тОк необходимо подставлять 0,3 ампли-
тудного значения тока одного плеча. При работе выходного кас-
када в режиме В в формулу подставляют максимальное значение
тока одного плеча.
Коэффициент передачи напряжения от Сф на вход проектируе-
мого каскада обозначен в табл. 3.1 Кпб- Емкость конденсатора Сф
рассчитывают по величине коэффициента развязки для базовой
цепи проектируемого каскада ФРб и необходимой развязки по ба-
зовой цепи последующего каскада Фрк. За окончательный резуль-
тат принимают большее значением емкости Сф.
При питании проектируемого каскада от выпрямителя много-
каскадного усилителя величину емкости Сф в практических схе-
мах определяют из условия получения необходимой дополнитель-
ной фильтрации питающего напряжения. При этом полученные
значения 7?ф и Сф также удовлетворяют требованиям обеспечения
устойчивости работы усилителя и допустимых частотных искаже-
ний за счет паразитной обратной связи через источник питания.
Необходимая величина коэффициента фильтрации цепочки /?ф,
Сф определяется по формуле
ff, _ ^лк^птДс /о ооч
Фпк--п 1 • ш ’ (3.38)
0,1-г-Шб тСЛ
где Ептп — амплитуда пульсации выпрямленного напряжения;
Дс —динамический диапазон усиливаемых сигналов, равный от-
ношению напряжений максимального выходного сигнала к мини-
мальному; величину коэффициента 0,1-г-1 выбирают в зависимо-
сти от необходимой степени фильтрации, для высококачественных
усилителей его принимают равным 0,1.
Емкость конденсатора Сф определяется по формуле
р __0,159 Фпк OQ^
* ’ (3- }
где /п — основная частота пульсаций.
Расчет Фпк и Сф необходимо также проделать для базовой це-
пи проектируемого каскада с подстановкой в ф-лу (3.38) величины
Лпб базовой цепи и вместо Сбтсл величины входного напряже-
ния Свхтл.
93
За окончательный результат Сф принимается большее значе-
ние.
Если цепи питания базы и коллектора не имеют общей развяз-
ки, то расчет Сф ведется также по ф-лам (3.38) и (3.39) отдельно
для базовой и коллекторной цепей.
При использовании резисторного каскада в качестве оконечно-
го и питания от сухих батарей емкость конденсатора Сф, шунти-
рующего батарею, определяется из условий уменьшения зависи-
мости сопротивления нагрузки от частоты либо устранения
отрицательной обратной связи по цепи смещения из коллекторной
в базовую цепь через внутреннее сопротивление источника пита-
ния. Для практических схем этого варианта питания при /?ф =
= 0 Сф определяется из соотношения
(3.40)
/ Н AHzw
10. Расчет частотной характеристики.
Частотные искажения, вносимые схемными элементами спро-
ектированного каскада, определяют по формулам, приведенным в
табл. 3.2. Для расчета частотной характеристики Af=<p(f) в фор-
мулы подставляют различные значения частоты области низких и
высоких частот рабочей полосы. Коэффициенты частотных иска-
жений каскада в целом на низких и высоких частотах определяют
по формулам:
2Ин = 2ИнэЛ4нр1Л1Нф, (3.46)
Мв = МлМвс,. (3.47
Коэффициент усиления напряжения на средней частоте рабо-
чей! полосы Кно определяют по ф-ле (2.41) либо (2.46), а на краях
полосы, для низких частот
' ,зл8)
для высоких частот
Кнв=4г- • <3-49>
мв
11. Определение отношения напряжений максимального сиг-
нала и шумов на выходе каскада п ш.
= 201g= 201g - 13’5-1°^^.............> (3 50)
Ош / *ш [дб]
]/ 10 10 <(/B-/H)(273°^ZMaKC)
где «ш =ПпьДс; Ли — коэффициент шума выбранного транзистора;
Rn —- эквивалентное внутреннее сопротивление источника сигна-
ла (см. п. 8 расчета).
94
Таблица 3.2
Элемент, вно- сящий частот- ные искажения Расчетная формула коэффициента частотных искажений Номер формулы
Сэ , / м = 1/ — ^0+(6,28/„Сэ/?э)2 1 + (e,28fKC3R3y (3.41)1)
Cpi Мирт = 1 0,159 Is /нСрх (Рн “Ф ^?вх~) J . (3.42)
СР2 Л^нр2 = 1 4 Г 0,159 инСр2 (/?вых4“ ^вхсл] ^2 (3.43)
Транзистор Чт= т W - ф (2.89)2)
G> МвС„ = V1 •Ф (6,28/^^CJ2 (3.44)
Сф Л/цф 1 -ф- (о> ^пк^пок 28/н)2 СфСв^ф^бягсл (3.45)
«) В ф-ле (3.41) Л1иэо=. 1 +
«т макс
^и+^вхТ-
) Величину fs в ф-ле (2.89) определяют по ф-ле (2.33).
Расчет по данному пункту выполняют для каскадов с номи-
нальным входным напряжением порядка единиц и долей милли-
вольта.
12. Определение мощности рассеяния на коллекторе при мак-
симальной температуре окружающей среды Лимакс-
Р -Г 1Г <Р
г к( макс — 1 ок v Ок J к Д°п t макс»
где /ок и ^ок — соответственно ток и напряжение коллектора в
рабочей точке при максимальной рабочей температуре, определяе-
мые по ф-лам (2.134) и (2.135); Ркдошмакс — максимально до-
пустимая мощность рассеяния на коллекторе, определяемая по
ф-лам (2.98), (2.99).
13. Расчет основных электрических показателей каскада при
установке в схему транзистора с максимальным, гарантирован-
ным техническими условиями, коэффициентом усиления по току
Рмакс-
95
При нормальной температуре окружающей среды ток коллек-
тора и напряжение в рабочей точке равны:
/okP=/ok[1 + S(-^cc7Pmhh)], (3.51)
Рмакс Рмин J
1] „ TJ S/()К (Рмакс — Рмин)(Рэ^РВ^Рф) /о гт
‘-'Ок ₽ — <>0к р 7--------------• (O.JWJ
Рмакс Рмин
При максимальной температуре окружающей среды ток кол-
лектора определяют по ф-ле (2.153)
г г Г1 I (Рмакс Рмин) I ।
1 Ок t макс 1 Ок I 1 । р р ГГ
L рмакс Рмин J
(Д f \
г 2 11 I 2.2-10~Эд<
к0 ^б^Р^эФЛцэ/
Напряжение на коллекторе равно:
й'ок t макс = ^Ок р (^Ок t макс' А)к р) (Рэ~Ь “Ь Рф)« (3.53)
Проверяют допустимость уменьшения [70к по соотношению
О к мин t макс ^0к I макс н т
0,54-1 в.
Максимальная мощность рассеяния на коллекторе при /Макс
^кр = ^0к t макс Ок / макс доп t макс-
Коэффициент усиления каскада по напряжению на средней
Рмакс R«~
частоте рабочей полосы по ф-ле (2.41) /Сн0 =
Йц э (1 ф Л22Э R«~) —
Н Рмакс Rh~
rue hils и fee — й-параметры транзистора с Рмакс в рабочей точке.
Для компенсации излишков усиления по переменному напря-
жению обычно вводится отрицательная обратная связь по току.
При этом коэффициент усиления каскада по напряжению
Рмакс Rh~
‘X нос ~ к ЗГр Р >
«цэ рмакс ^ос
(3.54)
а сопротивление резистора обратной связи, обеспечивающего ком-
пенсацию излишнего усиления каскада,
, р Рмакс Rh~ Кцос Йц э
Ос • К нос Рмакс
Введение отрицательной обратной связи по току уменьшает
частотные искажения, вносимые конденсаторами Сэ и Ср (см.
разд. 3.8).
14. Определение мощности Ро, потребляемой от источника пи-
тания.
Ро ~ Ек
Uqk Ф йк Rh
Рб1
(3.56)
96
В каскадах предварительного усиления, в которых смещение
подается непосредственно с коллектора (рис. 3.2в, д, и),
Ро^Оок+^М. (3.57)
\ ^61 )
15. Расчет основных электрических показателей усилительного
каскада при работе в условиях большого перепада температуры
окружающей среды.
Такой расчет необходимо выполнять для каскадов на германие-
вых транзисторах при значениях отрицательной температуры
^мип<—20°С и положительной /Mai;c> + 504-60°C. При таких тем-
пературах возникают большие изменения коэффициента усиле-
ния по току р, а также входного и выходного сопротивлений тран-
зистора относительно их значений при температуре + 20°С. Пос-
леднее вызывает необходимость внесения поправок к Л-парамет-
рам, измеренным при температуре +20°С либо рассчитанным по
статическим характеристикам. Для внесения поправок используют
нормализованные кривые зависимости й-параметров от темпера-
туры (см. рис. 2.6).
Расчет режима и усиления таких каскадов проводят для мак-
симальной отрицательной температуры, а проверку работоспо-
собности проводят для максимальной положительной темпера-
туры.
С целью уменьшения изменений усиления каскада, возникаю-
щих при переходе от максимального значения температуры одно-
го знака к максимальной температуре другого знака, необходимо
вводить глубокую отрицательную обратную связь по току (по-
рядка 10-4-15 дб}.
3.3. Расчет трансформаторного каскада
предварительного усиления
Применение трансформатора для межкаскадной связи позво-
ляет лучше использовать усилительные свойства транзистора,
применять в каскадах предварительного усиления включение его
по схеме с общей базой, переходить от одного способа включения
транзистора к другому, а также от маломощных каскадов к мощ-
ным без особых затруднений.
В трансформаторных каскадах предварительного усиления в
основном используют включение транзистора по схеме с общим
эмиттером и общей базой, обеспечивающее максимальное усиле-
ние. При этом включение по схеме с общей базой обеспечивает
более равномерную частотную характеристику усиления в широ-
кой полосе частот.
На рис. 3.5 приведены часто применяемые варианты схем
трансформаторных каскадов предварительного усиления. Приве-
, денные схемы усилительных каскадов имеют равные по величине
коэффициенты усиления по переменному напряжению [7\по«
4—438 97
« (Зч-5) рМии], отличаясь при этом различными способами питания
и соответственно степенью температурной стабильности режима.
Температурная стабильность режима этих каскадов такая же,
Рис. 3.5. Принципиальные схемы трансформаторных
каскадов предварительного усиления
Рис. 3.6. Принципиальная схе-
1ма трансформаторного каскада
предварительного усиления с
температурной стабилизацией
и развязкой по питанию
как и в аналогичных по схеме пита-
ния резисторных каскадах, рассмот-
ренных в разд. 3.2. Расчет трансфор-
маторных каскадов предварительного
усиления по переменному и постоян-
ному токам выполняется по форму-
лам, приведенным в табл. 2.1 и 2.3.
Ниже приводится порядок расчета
схемы рис. 3.6 с нагрузкой в виде од-
нотипного транзистора.
Исходными данными к расчету
служат: амплитуда напряжения сиг-
нала на входе каскада [/вх» сопро-
тивление источника сигнала /?и; амплитуда напряжения на на-
грузке UKm; сопротивление нагрузки крайние значения час-
тот усиливаемой полосы fH и fB; допустимые частотные искажения
на краях рабочей полосы Мигав]; М В[ав] допустимое отношение
минимального напряжения входного сигнала к напряжению шу-
ма Пщ,' динамический диапазон входного сигнала Дс; напряжение
98
источника питания Ек; интервал рабочих температур /мин и /мане
В трансформаторном каскаде усиления частотные искажения
па низших частотах рабочей полосы частот вносятся конденса-
торами Ср1(7Инр), СВ(МНЭ), Сф(Мцф) и индуктивностью первичной
обмотки выходного трансформатора На высокочастот-
ной части рабочей полосы частотные искажения вносятся тран-
зистором (МЕт), его выходной емкостью, емкостью нагрузки и
емкостью обмотки трансформатора (Мв с0), а также индуктивно-
стью рассеяния трансформатора (Л4Втр)-
Общую норму допустимого коэффициента частотных искаже-
ний распределяют между элементами, вносящими эти искажения,
а именно:
Мк [5б] = Мф [Зв] ^нэ [&5]+М1ф ре] + Ч тр [йб], (3.58)
Ч [с>б] = Чт [36] + Ч Со [С1б]+Мв тр [(5б] • (3.59)
С целью уменьшения габаритов выходного трансформатора и
конденсатора Сэ принимают:
Ч тр [66] ~ Ч [дб] '• Чэ [36] — 0,5 Л4 н [a6j;
Чр [66] = ^нф [36] = 0> 1 Ч [36] •
Норму допустимых частотных искажений на высоких частотах
распределяют из соображений получения малых частотных иска-
жений, вносимых транзистором, что позволяет основную часть об-
щей нормы допустимых искажений выделить на трансформатор с
целью упрощения его конструкции. При этом для широкополос-
ных каскадов усиления задаются Л4вТ [зб]=0,14-0,5 дб, для усили-
телей низкой частоты Л4вт [зб]=0,054-0,1 дб. Задавшись коэффи-
циентом частотных искажений 7Ивс0[Зб], равным 0,1 Л4Е[Зб], оп-
ределяют М в тр [36] из выражения
Ч тр [Зб]= Ч [Зб] Чт [од—-Мв Со [66] • (3.60)
Порядок проведения расчета следующий:
1. Выбор типа транзистора.
Необходимые значения параметров выбираемого транзистора
Ри, /рнеобх И Ещдоп определяют по ф-лам (2.73), (2.87) и (2.91).
Величину коэффициента усиления по току рнеобх при нагрузке
в виде однотипного транзистора определяют из выражения
Рнеобх >0,24-0,3-^-. (3.61)
Ь'вх/П
Если нагрузкой маломощного транзистора является мощный, •
то Рнеебх определяют по формуле
Рнеобх >0,14-0,2-^-. (3.62)
Ь'вх m
4*
. 99
По результатам расчета выбирают транзистор с параметрами:
Р'к доп / макс Рк> Рмнн Рнеобх» f f,i иеобх’ ^га ДОП’
2. Определение сопротивления нагрузки переменному току
₽ ^хсд( (3.63)
п йтр
где п — коэффициент трансформации выходного трансформатора,
равный отношению числа витков вторичной обмотки wz к числу
витков первичной дац г]тр — коэффициент полезного действия
трансформатора, величин)' которого в каскадах предварительного
усиления принимают г)тр=0,64-0,75. Большими значениями за-
даются при работе предварительного каскада на мощный око-
нечный.
В п. 1 величина Рнеобх для выбора типа транзистора определе-
на из выражения, которое выведено на основании предположения,
что коэффициент трансформации межкаскадного трансформатора
п равен 0,2-у0,3 при нагрузке каскада в виде однотипного тран-
зистора, либо «=0,14-0,2 при нагрузке в виде более мощного
транзистора. Указанные величины коэффициентов “ трансформа-
ции приняты за предельно допустимые, так как при «<0,14-0,2
значительно возрастают габариты трансформаторов и снижается
выходное (со стороны вторичной обмотки) сопротивление каска-
да. Последнее нежелательно, так как ухудшается коррекция ниж-
него изгиба входной характеристики транзистора последующего
каскада. Поэтому после выбора типа транзистора уточняют необ-
ходимое значение коэффициента трансформации в соответствии с
величиной Рмин выбранного транзистора при типовом его режиме,
приведенном в паспортных данных:
___ ^вх т Рмин Rbx сл (3
т hu э
3. Выбор режима транзистора по постоянному току.
Ток коллектора в рабочей точке при использовании маломощ-
ных транзисторов определяют по формуле
/ок^—”+О,3<О,5 лю; (3.65)
Rbx сл
при использовании транзисторов средней и большой мощности
/ок== + 104_30 (3.66)
Rbx сл
Напряжение па коллекторе выбирают из соотношения
Пок >-^2-+ H-1)(Fk—^-U 0,54-1 в, (3.67)
«Птр \ «Птр/
где А — коэффициент, учитывающий предполагаемую температур-
ную стабильность режима; величиной коэффициента задаются
аналогично тому, как в расчете резисторного каскада.
100 »
/
По статическим характеристикам выбранного транзистора в
рабочей точке определяются й-параметры.
Если величина более 1-4-2 в, то на статических характе-
ристиках необходимо построить нагрузочную характеристику по
переменному току (построение см. рис. 2.16) и убедиться, что при
изменениях коллекторного напряжения от исходного положения
рабочей точки на +UKm— рабочая точка перемещается по
линейной части статических характеристик. При выходе рабочей
точки за пределы линейного участка статических характеристик
режим транзистора по постоянному току необходимо изменить пу-
тем соответствующего увеличения коллекторного напряжения и
тока.
4. Определение уточненного значения коэффициента усиления
каскада по напряжению на средней частоте Лно в выбранном ре-
жиме питания. . -
Кп о =---------—. (З.б8)
hll э 4тр п 4* ^ВХ СЛ (Йц э <2 Э-Н Рмин)
h R
Приближенная формула Кно. пригодная при—22?-в-?л <0,14-
п2
4-0,2, имеет вид
(3.69)
Йц э Ятр п
Полученное из ф-лы (3.68) значение коэффициента усиления
/Сно несколько превышает требуемую величину , так как
^вх т
в ф-ле (3.68) учтен кпд трансформатора. Коэффициент усиления
напряжения коллекторной цепи определяют по точной ф-ле (2.41)
либо по приближенной ф-ле (2.46).
5. Определение допустимости величины коллекторной нагруз-
ки при заданной величине коэффициента частотных искаже-
ний А1вс.
Величина емкости, нагружающей каскад,
Со = Свьк4-п2Свхсл + Стр. (3.70)
В практических схемах усилителей при включении транзистора
по схеме с общим эмиттером его выходная емкость значительно
превышает собственную емкость первичной обмотки трансформа-
тора (0.^=204-100 пф), что позволяет при выполнении расчетов
пренебречь этой емкостью. Величину выходной емкости транзис-
тора СЕых определяют по ф-ле (3.13), а СВХсл — по ф-ле (3.14).
Зная величину Со, по ф-ле (3.11) определяют допустимое эквива-
лентное выходное сопротивление каскада 7?Эквдоп, которое сравни-
вают с 7?экв> рассчитанным по ф-ле (3.10). Если Т?8Кв доп>^экв, то
101
фактический коэффициент частотных искажений Л1вСо меньше до-
пустимого. При несоблюдении указанного условия необходимо
выбрать более высокочастотный транзистор.
6. Расчет элементов схемы Cs, Ср, Сф, Дбь Ябъ Яэ и Дф.
Указанные схемные элементы, за исключением Яф, рассчиты-
вают по методике и формулам, приведенным в расчете резистор-
ного каскада. При этом в расчетные соотношения вместо величины
сопротивления коллекторной нагрузки постоянному току подстав-
ляют активное сопротивление первичной обмотки трансформато-
ра. Если это сопротивление мало по сравнению' с Яэ и Яф, то в
расчетах им можно пренебречь, считая равным нулю при подста-
новках в формулы. Величиной сопротивления резистора Яф зада-
ются с таким расчетом, чтобы падение напряжения источника
питания на нем не превышало 0,2 Ек, при этом
р _____Ек
Ф 6-10 /ок
Для вариантов питания, отличных от рассматриваемого, рас-
четные соотношения для определения Ябъ Ябг и Яэ приведены в
табл. 2.3.
Расчет возможных изменений режима транзистора проводится
для нормальной и граничных значений температуры с проверкой
реЖИМЙ для случая использования транзистора С Рмакс* Расчет вы-
полняется по методике, приведенной для резисторного каскада.
7. Электрический расчет выходного трансформатора.
Величину индуктивности первичной обмотки при заданном ко-
эффициенте допустимых частотных искажений, вносимых транс-
форматором на низшей рабочей частоте Л1Нтр, определяют из вы-
ражения
0,159 #экв
Для этой формулы Дэкв определяют по ф-ле (3.10).
Допустимая величина индуктивности рассеяния при заданном
значении коэффициента частотных искажений
0,159 1 .
S- /в
где Ятсл — последовательное сопротивление переменному
коллекторной цепи, определяемое по формуле
р _______________г I г2 I Евх сл I 1 __ р
Яюсл —г1 + „ “I_ о ‘ > —*'н'- • ,
П2 П2 Лиэ Й22э
Л и ,-2 — соответственно активные сопротивления первичной и
вторичной обмоток, определяемые, в свою очередь, из соотноше-
ний:
(3.71)
(3.72)
току
1
(3.73)
Г1 — Cj Яя~ (1 Т]тр)>
Г2 = «2Двхсл—ТЬ1-
^тр
(3.74)
(3.75)
102
Обычно потери во вторичной обмотке принимают равными по-
терям в первичной обмотке, при этом коэффициенты al=az=0,5.
Если необходимо уменьшить падение питающего напряжения на
первичной обмотке, то принимают щ<й2, соблюдая при этом ра-
венство ai + a2=l. Значение Ls, рассчитанное по ф-ле (3.72), яв-
ляется суммой допустимых величин индуктивности рассеяния обе-
их обмоток. Однако с достаточной для практических целей точно-
стью Ls можно отнести только к первичной обмотке. Трансформа-
тор легко выполним, если 8— --> 0,005-^-0,015.
Конструктивный расчет трансформаторов, используемых в
транзисторных схемах, аналогичен конструктивному расчету транс-
форматоров для ламповых схем [22, 24].
8. Расчет частотной характеристики коэффициента усиления
напряжения.
Коэффициенты частотных искажений, вносимых конденсатора-
ми Св, Ср, Сф и транзистором, рассчитывают по формулам, при-
веденным в табл. 3.2. Коэффициент частотных искажений, вноси-
мых на низких частотах индуктивностью Ц, определяют по фор-
муле
1 (3.76)
\ \ /н^1 /
Коэффициент частотных искажений, вносимых в области высо-
ких частот индуктивностью Ls определяют по формуле
Коэффициенты частотных искажений каскада в целом опреде-
ляют по ф-лам (3.58) и (3.59), а коэффициенты усиления напря-
жения на низких и высоких частотах — по ф-лам (3.48) и (3.49).
9. Определение отношения напряжений номинального сигнала
и шумов «ш по ф-ле (3.50).
10. Определение мощности, потребляемой трансформаторным
каскадом от источника питания по ф-ле (3.57).
3.4. Расчет трансформаторного каскада
усиления мощности в режиме А
По схемному построению однотактные каскады усиления
мощности в режиме А при сравнительно небольшой выходной
мощности (Рн<0,1 -4-0,5 вт) аналогичны трансформаторным кас-
кадам предварительного усиления (рис. 3.5), при больших значе-
ниях выходной мощности в усилитель вводится согласующий вход-
» ной трансформатор. Способы питания и температурной стабили-
зации режима однотактных усилителей мощности такие же, как и
103
Рис. 3.7. Принципиальные схемы трансформаторных каскадов усиления по мощ-
ности в режиме А
в каскадах предварительного усиления. На рис. 3.7 приведены
наиболее распространенные схемы однотактных усилителей мощ-
ности с входным и выходным согласующими трансформаторами,
которые отличаются способами питания и соответственно различ-
ной степенью температурной стабильности режима. Коэффициент
усиления мощности у приведенных схем одинаковый при различ-
ной величине коэффициента полезного действия. Кпд каскада
усиления без стабилизации (рис. 3.7а, б) может достигать 354-
4-40%, в то время как в каскадах усиления с хорошей стабили-
зацией режима его величина не превышает 204-30%. Выбор схе-
мы каскада усиления зависит от конкретных условий его примене-
ния. При наличии запаса по величине питающего напряжения
максимальный кпд при хорошей стабилизации обеспечивается
применением схем рис. 3.7в, г, д. Высокая температурная ста-
бильность обеспечивается в схеме на рис. 3.7е. В случае необходи-
мости получения межкаскадной развязки либо дополнительной
фильтрации по базовой и коллекторной цепям питания при высо-
кой стабильности режима применяют схемы рис. 3.7ж, з. Приве-
денные схемы усилительных каскадов с стабилизацией режима
линейными резисторами применяют при выходной мощности не бо-
лее 2—3 вт. При больших значениях мощности и необходимости
однотактного построения схемы для повышения кпд каскада при-
меняют стабилизацию режима методом термокомпенсации (см.
разд. 2.5).
В отличие от каскадов предварительного усиления, расчет ко-
торых ведут аналитическим методом, каскады усиления мощности
ввиду больших амплитуд усиливаемых сигналов рассчитывают
графоаналитическим методом, что позволяет учесть нелинейность
.404
входных и выходных характеристик транзистора в выбранном ре-
жиме его работы.
В каскадах усиления мощности без трансформатора на входе
(рис. 3.5) расчет схемных элементов межкаскадной связи входа
ведут по формулам, применяемым для этой цепи в расчетах кас-
кадов предварительного усиления. При
этом учитывают только условия со-
гласования, обеспечивающие минимум
нелинейных искажений во входной це-
пи. Расчеты режимов выходной цепи
схем рис. 3.5 и 3.7 не отличаются. По-
этому ниже рассмотрена методика рас-
чета усилительного каскада с согла-
сующими трансформаторами на входе
и выходе, а также приведены рекомен-
дации по оптимальному согласованию
Рис. 3.8. Принципиальная
схема усилителя мощности
с температурной стабилиза-
цией
входа мощного каскада с предваритель-
ным. Схема рассчитываемого каскада приведена на рис. 3.8. Ис-
ходными данными к расчету служат: .мощность на выходе PH; со-
противление нагрузки Р2; допустимая величина коэффициента гар-
моник Кг; крайние значения частот усиливаемой полосы fH и fB;
допустимые значения коэффициентов частотных искажений на
краях рабочей полосы частот Мн [дб] и № в[дб ; интервал рабочих
температур /мин и /макс«
Причины возникновения частотных искажений в усилителях
мощности аналогичны рассмотренным в расчете трансформатор-
ного каскада предварительного усиления. Однако в данном случае
можно пренебречь влиянием выходной емкости транзистора в об-
ласти высоких частот ввиду сравнительно низкого сопротивления
коллекторной нагрузки. При этом общая норма допустимого ко-
эффициента частотных искажений распределяется следующим об-
разом. С целью уменьшения величины емкости Са, которая в уси-
лителях мощности низких частот ввиду малого входного сопро-
тивления транзистора может достигать нескольких тысяч микро-
фарад, принимают Л'1,1Э£йб]= 0,6Л4Н£5б];для уменьшения габаритов
выходного трансформатора принимают AfRTP[66] = О,ЗЛ4Н [дб],
Mip [дб]= М;ф [дб ]= 0,05Л1н [йб]. При использовании низкочастот-
ных транзисторов частотные искажения в области высоких частот
вносятся в основном транзистором, так что влиянием индуктивно-
сти рассеяния трансформатора можно пренебречь и считать МВ[дб]=
=М>т [дб]- При использовании высокочастотных транзисторов необ-
ходимо также учитывать влияние индуктивности рассеяния транс-
форматора, полагая Л4 в тр [56] < 0,Шв рб], а Л4вт [56] = Л4В [ед—
—-Метр [<?б]. Норма частотных искажений на каскад не охватывает
входного трансформатора, так как по методике расчета он рассчи-
тывается в предварительном каскаде усиления.
* Порядок проведения расчета:
1. Выбор типа транзистора.
105
Для каскада усиления мощности транзистор выбирают по не-
обходимой величине допустимой мощности рассеяния на коллек-
торе при максимальной рабочей температуре и предельной ра-
бочей частоте /р [ф-лы (2.75) и (2.87)]:
р — о 5 Р f —
К /рнеобх- •
После выбора транзистора с РКДоп>Ди и /р > fp, необх уточняют ве-
личину допустимой мощности рассеяния на его коллекторе при
максимальной рабочей температуре окружающей среды £макс по
формуле
Р =Р
1 к доп/макс 1 к доп 20°С
макс Ачакс
tn макс 20 С
(3.78)
где /п макс — максимально допустимая температура перехода, при-
веденная в паспортных данных транзистора.
Бели (Подобрать транзистор с Рнеобх не удается, то выби-
рают наиболее подходящий по предельной частоте тип транзисто-
ра, а по ф-ле (2.89) определяют величину коэффициента частот-
ных искажений, вносимых этим транзистором на высшей рабочей
частоте; в дальнейшем предусматривают коррекцию частотной ха-
рактеристики усилителя.
2. Определение мощности Рк~, которую должен выделить
транзистор на коллекторной нагрузке.
= , (3.79)
51тр
где т]тр — коэффициент полезного действия трансформатора, ве-
, Т а б ли ц а 3.3 личину которого выбирают по табл. 3.3.
Мощность трансфер- 3. Расчет режима транзистора
матора, еа ’тр по постоянному и переменному
— токам.
0,1ч-1 0,74-0.85 С целью получения мини м аль-
14-10 0 84-0 9 ных нелинейных искажений при вы-
10—100 0,94-0,94 соком коэффициенте полезного дей-
ствия каскада величину коллектор-
========== ного напряжения в рабочей точке
выбирают максимально допустимой
с возможно большим значением коэффициента его использования
gH-0,94-0,95. Величину допустимого коллективного напряжения
принимают равной:
П0к = (0,3-=-0,45)(7кдоп,
(3.80)
где £71(Д0П — предельно допустимое значение напряжения коллек-
тор—эмиттер при сопротивлении резистора J?62=0 и температуре
окружающей среды 7=+20°С. Меньшими значениями коэффициен-
та в ф-ле (3.80) задаются при работе транзистора в области высо-
106
ких положительных температур, а также в случае выбора тран-
зистора без запаса по величине допустимой мощности рассеяния
на коллекторе.
В соответствии с U0K выбирают ближайший стандартный но-
минал питающего напряжения 12, 15, 24, 36, 48 либо 6.0 в. Приня-
тое напряжение источника питания Ек должно превышать U0K на
величину порядка 0,14-0,3 U01<, учитывающую падение напряжения
на активном сопротивлении первичной обмотки выходного транс-
форматора л и резисторе температурной стабилизации <Е3.
Амплитуда переменной составляющей коллекторного напряже-
ния из ф-лы (2.72) равна:
т ~ Ен ^0к-
Проверяют допустимость принятого значения коэффициента ис-
пользования коллекторного напряжения из соотношения
^ок-^к т~ И-1) (Ек~ик т) > ик мин, (3.81)
где А — коэффициент, учитывающий предполагаемую температур-
ную стабильность режима (см. разд. 3.2); '17КМин — минимальное
остаточное напряжение на коллекторе, величиной которого за-
даются для маломощных транзисторов 0,5—1 в, для мощных —
0,54-2 в.
При несоблюдении условия (3.81) задаются меньшим значе-
нием коэффициента’ использования коллекторного напряжения gu.
Амплитуду переменной. составляющей коллекторного тока оп-
ределяют по формуле
IKm = 2PK~/UKm. (3.82)
В соответствии с полученным значением тока 1кт определяют
тоц, коллектора в рабочей точке. При использовании маломощных
транзисторов этот ток
/о к= 0,54-1 MW, (3.83)
для мощных транзисторов
loK = fKm+ 104-30 ма. (3.84)
По полученным значениям [70к, /ок> Ект и 1кт на семействе
выходных статических характеристик выбранного транзистора, со-
ответствующих образцу с минимальным коэффициентом усиления
тока рмин, строят треугольник мощности АБС (рис. 3.9а). Прове-
ряют необходимость изменения положения рабочей точки для по-
лучения одинаковых изменений величины тока коллектора
(±/нт) при возможно равных относительных изменениях базового
тока (±/бт)- Значения токов базы, соответствующие величинам
коллекторного тока /Кмакс и /кмин, наносят на входную статическую
характеристику транзистора 1б=(р(СбЭ) (рис. 3.96), по которой оп-
ределяют амплитудные значения напряжения полу'периодов на
базе и'бт и V бт- Среднее значение амплитуды напряжения вход-
ного сигнала определяют по формуле
Рис. 3.9. Построение нагрузочной характеристики транзисторного каскада уси-
ления мощности в режиме А
7 1 __ "Ф ^б/7/ ._
ибтср--------------• (3.85)
Среднее значение входного сопротивления транзистора переменно-
му току равно
9 11-
• <з-86)
‘бт Ф ' бт
4. Расчет коэффициента гармоник.
Коэффициент гармоник каскада усиления мощности опреде-
ляют методом пяти ординат по сквозной динамической характе-
ристике транзистора Iv—(p(E„), что позволяет учесть нелинейность
входной и выходной цепей транзистора. Для уменьшения нелиней-
ных искажений во входной цепи транзистора обеспечивается ре-
жим оптимального согласования (рис. 3.1я). При этом оптималь-
ную величину внутреннего сопротивления источника сигнала, при-
веденную к вторичной обмотке входного трансформатора (ЕЙ).
определяют по формуле
u'f — и"
r\r ит ит
‘бт ‘бт
Величина ЕЙ может оказаться недопустимо большой с точки
зрения реализации усилительных свойств предварительного каска-
да усиления. В таких случаях Е« выбирают из соотношения
3 Евх т~ср.
(3.87)
108
Для построения сквозной динамической характеристики опре-
деляют расчетную эдс источника сигнала £и с внутренним сопро-
тивлением при различных величинах тока коллектора по фор-
муле
E„ = ii63+i6R'K, (3.88)
где Мбэ — мгновенное значение напряжения между базой и эмит-
тером.
Построение ведут путем переноса точек пересечения нагрузоч-
ной характеристики с выходными статическими характеристиками
(рис. 3.9а, точки 1—6) на входную характеристику и последующе-
го определения напряжения ПбЭ для тока в точках Г—&. Резуль-
таты расчета и построений сводят в табл. 3.4, по данным которой
Таблица 3.4
Номер топки 1 2 3 4 5 6
iK, ма 1,6 6 10,4 18,8 25,6 32
1$, ма 0,04 0,2 0,4 0.8 1,2 1,6
«бэ, в 0,15 0,225 0,25 0,275 0,295 0,31
Е == ® 0,164 0,292 0,384 0,543 0,627 0,845
строят сквозную динамическую характеристику /к=<р(Еи) (рис.
3.10).,Для наглядности это построение выполнено в виде примера,
отражающего работу входной цепи транзистора от источника сиг-
нала с оптимальным внутренним сопротивлением Д' =334 ом.
При построении сквозной ди-
намической характеристики (рис.
3.9) выбор точек пересечения на-
грузочной характеристики с вы-
ходными статическими должен
проводиться так, чтобы их поло-
жение отражало изменяющееся
расстояние между статическими
характеристиками. Последнее
обеспечивает правильный учет
изменений коэффициента усиле-
ния тока р при различных вели-
чинах коллекторного тока транзи-
стора. Для определения пяти ор-
динат тока, необходимых для рас-
чета коэффициента нелинейных
характеристика трансформаторного
усилителя мощности в режиме А
109
искажений, две крайние точки сквозной динамической характеристи-
ки (рис. 3.10), соответствующие минимальному и максимальному то-
кам коллектора (Амане и /КМИн), проектируют на горизонтальную
ось. Разделив полученный отрезок на четыре равные части, нахо-
дят токи /1, /о и А, соответствующие точкам б, в, г. Отрезки ав и
вд соответствуют расчетному амплитудному значению сигнала на
базе С/бт- По полученным значениям коллекторного тока в точках
а, б, в, г и д вычисляют его среднее значение, первую, вторую,
третью и четвертую гармоники по формулам:
т ___А макс — 1к мин Ф Л А
1кт1 3
I ____ А макс ФА мин 2/0
'кт2 — .
4
J = Амане— Амин— 2(Л~/а) . (3.89)
6
г _ А макс Ф 1к. мин — 4(АФ/г)ф6/о
к mi |9
г Iк макс ф/к мин ф2(/!ф/2)
кер с
Правильность расчета амплитуд гармоник коллекторного тока про-
веряют по выражению
А макс А ср Ф А т 1Ф m2 Ф А m3 Ф A mi- (3.90)
Коэффициент гармоник однотактного каскада усиления, рабо-
тающего в режиме А, определяется по формуле
1 / /2 _1_ fl ,к /2
'г = V /к^ + /кт3Ффт4 j Q() % .
*К mi
Если коэффициент гармоник превышает допустимое значение,
то для его уменьшения изменяют режим транзистора по постоян-
ному току путем соответствующего увеличения коллекторного то-
ка в рабочей точке /Ок. При невозможности снизить нелинейные
искажения подбором режима по постоянному току вводят отрица-
тельную обратную связь либо выбирают новый транзистор с
большей допустимой мощностью рассеяния на коллекторе. В по-
следнем случае коэффициент гармоник уменьшают путем выбора
режима транзистора с значительным недоиспользованием по то-
ку и напряжению (рис. 3.16).
5. Определение необходимой величины средней входной мощ-
ности Рвх ср.
вхср
Z72
вх ср
2 Рвх ср
(3.92)
1(10
6. Определение сопротивления коллекторной нагрузки пе-
ременному току.
Дн~ = . (3.93)
А т
7. Определение коэффициента трансформации выходного транс-
форматора п.
<3-94)
F дн~ Чтр
8. Электрический расчет выходного трансформатора.
Индуктивность первичной обмотки L± определяют по ф-ле (3.71),
а ее индуктивность рассеяния Ls — по ф-ле (3.72). Активные со-
противления обмоток определяются по ф-лам (3.74) и (3.75). Кон-
структивный расчет трансформатора проводят по [22, 24]. При
конструктивном расчете особое внимание уделяют уменьшению
постоянного подмагничивания сердечника трансформатора током
коллектора, что является одной из труднорешаемых задач в конст-
руировании малогабаритных трансформаторов. Уменьшения под-
магничивания достигают путем введения в сердечник немагнитного
зазора оптимальной величины. Ввиду малого количества витков в
обмотках трансформаторов транзисторных усилителей весьма су-
щественным является вопрос их рационального размещения на
сердечнике. Для получения максимального потокосцепления меж-
ду обмотками, обеспечивающего малые частотные и нелинейные
искажения в области высоких частот, вторичную обмотку разме-
щают между частями первичной.
9. Расчет температурной стабилизации режима.
По ф-ле (2.108) определяют максимально допустимое значе-
ние коэффициента температурной нестабильности
е ________________А Л>к____________
Д°П~ Д_£
4 2 11 +д/о6 см 4- (ZKO ф /о6)
где Д/ек = /Ок(А—1); Д t = 0,9/пмакс—20°С.
Сопротивление резистора Ra равно:
Р = ^к —^ок —4кП ' (3.95)
4>к Аб
Сопротивления резисторов Дб1 и Дба определяют по ф-лам (2.122)
и (2.123). После выбора стандартных номиналов сопротивлений
резисторов Ro, 7?6i и Rzz по ф-ле (2.132) уточняют фактическое
значение 5, а по ф-ле (3.18) определяют неуправляемую часть
коллекторного тока в рабочей точке при /=+20°С. Для исключе-
ния ограничения по току величина Лжнсупр должна быть в 3—5 раз
< Меньше /кмин*
10. Определение величины емкости конденсаторов Ср и Са.
'141
Ср определяют по ф-ле (3.20), а Сэ — по ф-ле (3.23) либо
(3.25). В этих формулах 7?и соответствует приведенному к вторич-
г. ной обмотке сопротивлению источника сигнала и, а Р вх т~ —
среднему значению входного сопротивления транзистора перемен-
ному току /?вх Т~ ср-
И. Расчет частотной характеристики каскада.
Эту характеристику рассчитывают по ф-лам (2.89), (3.41),
(3.42), (3.76) и (3.77).
12. Определение мощности рассеяния на коллекторе транзис-
тора. При температуре +20°С в каскадах с непрерывно поступаю-
щим входным сигналом
Рк=/ок^ок-^н~, (3.96)
при паузах в поступлении сигнала Pv=IOKUOu. При температуре
окружающей среды iMaKC при непрерывном поступлении сигнала и
в паузах мощность рассеяния определяется по ф-лам:
Р =/' V —Р Р —Г U'
1 кмакс 2 Окv Ок н~> кмакс 20kv0k’
। где /©к и U ок — соответственно ток и напряжение коллектора
при максимальной температуре окружающей среды, определяемые
по ф-лам (2.134) и (2.135).
Если в схеме предусматривается взаимозаменяемость транзис-
торов, то максимальная мощность рассеяния на коллекторе имеет
место при установке транзистора с максимальным коэффициен-
том усиления по току рМакс- Расчет в этом случае ведется по ф-лам
(2.153), (3.51), (3.52), (3.53).
13. Определение площади радиатора.
По ф-ле (2.100) площадь радиатора
с 1400 2
г>п~------, слг,
I Р П ’ ’
^кс
где /?кс — тепловое сопротивление корпус — окружающая среда,
определяемое из ф-лы (2.99):
р . 0,9 /п макс 4«акс г>
^кс — п 'хпк-
Рк tмакс
Рекомендации по выбору конструкции радиатора приведены в
разд. 2.4.
14. Проверка правильности выбора теплового режима транзис-
тора и величины его коллекторного напряжения.
Температуру коллекторного перехода маломощных и мощных
транзисторов без радиаторов проверяют по ф-ле (2.94):
макс Рк i макс Рис 'Т ^макс < 0,9 /п доп,
мощных транзисторов — по ф-ле (2.95):
макс Рц t макс (^кс 4" ^пк) Ч~ ^макс < 0,9 tn дОп.
Величину предельно допустимого коллекторного напряжения оп-
ределяют по ф-ле (2.93).
П2
15. Определение мощности, потребляемой от источника пита-
ния.
По ф-ле (3.57) потребляемая мощность
Р ~ Р (г । ^°к А
«о ~ £к I /Ок т — 1 •
\ «61 /
16. Определение кпд каскада т)к.
т)к = -^- (3.97)
«о
17. Расчет основных Электрических характеристик цепи пита-
ния.
Внутреннее сопротивление источника питания.переменному то-
ку во избежание возникновения искажений частотной и фазовой
характеристик усилителя не должно превышать величины
0,05-РОД Дн~. (3.98)
Если для питания используется сухая батарея со сравнитель-
но высоким внутренним сопротивлением, то величину емкости
блокирующего конденсатора выбирают из соотношения
<3">
где /н — низшая частота рабочей полосы частот.
При питании каскада от выпрямителя допустимая амплитуда
пульсации питающего напряжения
(3.100)
где Дс — динамический диапазон входного сигнала; UKm — .амп-
литуда переменной составляющей коллекторного напряжения;
п 1
лвых~---------выходное сопротивление транзистора.
Й22Э
Значением коэффициента, стоящего в числителе, задаются в
зависимости от необходимого соотношения напряжений пульса-
ции и минимального напряжения динамического диапазона сиг-
нала.
Допустимая амплитуда напряжения пульсации на электродах
база—эмиттер транзистора
(3.101)
Величину емкости Ср в соответствии с необходимой фильтрацией
питающего напряжения смещения определяют по формуле
Q' 0.159 Кпб Йп макс 102)
t fn ^6l макс
где КВб — коэффициент передачи напряжения пульсации от кон-
113
денсатора фильтра Сф в цепь базы, определяемый по ф-ле (3.33);
Д,— частота пульсации выпрямленного напряжения. Если получен-
ное значение емкости Ср больше рассчитанного по допустимому
коэффициенту частотных искажений, то это большее значение
принимают как окончательный результат расчета.
3.5. Расчет двухтактного
трансформаторного каскада усиления
мощности в режиме А
Двухтактные каскады усиления мощности в режиме А харак-
теризуются высокой линейностью. В этих каскадах при величине
мощности, снимаемой с транзистора, порядка 40% от допустимой
мощности рассеяния на коллекторе коэффициент гармоник может
быть менее 2-4-3%. Однако кпд в практических схемах двухтакт-
ных каскадов усиления мощности в режиме А обычно не превы-
шает 25—35%, что является основной причиной сравнительно
редкого применения такого режима работы транзисторов в двух-
тактном каскаде.
На рис. 3.11 приведены наиболее распространенные схемы
Рис. ЗЛ1. Приищипиальные схемы двухтактных
трансформаторных каскадов усиления -мощности
со стабилизацией режима линейными резисто-
рами:
а) каскад с бестрансформаторным входом при
включении транзисторов по схеме с общим эмит-
тером; б) каскад с трансформаторньим входом
при включении тра-пзистсиров по схеме с общим
эмиттером; в) то же, при включении транзисточ
ров -по схеме с общей базой; г) то же, при вклю-
чении транзисторов по схеме с общим коллекто-
ром '
114
двухтактных усилительных каскадов с температурной стабилиза-
цией при различных способах включения транзисторов. Основные
электрические характеристики этих усилительных каскадов анало-
гичны характеристикам однотактных каскадов (рис. 3.7) с соот-
ветствующим способом включения транзистора. Схемы стабилиза-
ции режима линейными резисторами (рис. 3.11) применяются при
незначительной выходной мощности усилителя, а также в случаях,
когда кпд каскада не играет существенной роли. Для повышения
кпд каскада применяются двухтактные схемы с термокомпенсацией
режима, приведенные на рис. 3.12. Каскад на рис. 3.12а обеспечи-
Рис. 3.1.2. Принципиальные схемы двухтактных
каскадов усиления мощности с температурной
стабилизацией режима терморезисторами
вает максимальное усиление мощности сигнала, так как’ транзис-
торы в нем включены по схеме с общим эмиттером. В каскадах
на рис. 3.126, в усиление меньше, однако они обеспечивают малую
величину коэффициента гармоник благодаря включению транзи-
сторов на рис. 3.126 по схеме с общей базой, а на рис. 3.12в — с
общим коллектором.
Расчет двухтактных усилителей мощности в режиме А ведется
по методике, формулам и рекомендациям, приведенным в разд. 3.4
для расчета однотактного каскада. При этом транзистор выбирают
по половинному значению необходимой мощности в нагрузке Рн,
а плечо рассчитывают на 0,5 Ра~ и согласуют на сопротивление
нагрузки Р , равнре 0,5 Р , где — сопротивление кол-
лекторной нагрузки переменонму току между точками подключе-
ния коллекторов обоих плеч к выходному трансформатору. Вход-
ное сопротивление каскада равно сумме входных сопротивлений
обоих плеч. При электрическом расчете выходного трансформато-
И15
ра для двухтактного каскада в формулах для расчета г» n, Li и
Л1нтр вместо R подставляют 2JRa~, а выходное сопротивление
2
обоих плеч принимают равным /?Вых=’----- В ходе расчета эле-
Й22Э
ментов цепи смещения либо термокомпенсации в расчетные со-
отношения подставляют суммарный базовый ток смещения двух
плеч 2 /об-
Расчет коэффициента гармоник ведут с учетом компенсации
четных гармоник по формуле
,100[ (3.103)
l'° 4ml
где b—-коэффициент, учитывающий асимметрию плеч, вызванную
разбросом параметров транзисторов. При включении по схеме с
общей базой и сопротивлении источника сигнала в 5—6 раз
превышающем входное сопротивление неподобранных транзисто-
ров, значение b не превышает 0,054-0,07; при малом сопротивлении
/?и и неподобранных транзисторах b может возрасти до 0,24-0,25.
В схемах включения транзисторов с общим эмиттером и общим
коллектором в случае разброса по р у транзисторов плеч не бо-
лее 30% значения b обычно не превосходят 0,14-0,15. Введение в
цепи эмиттеров транзисторов плеч резисторов отрицательной об-
" ратной связи по току позволяет уменьшить значение b в 2—
3 раза.
При расчете мощности, потребляемой от источника питания
двухтактным каскадом, мощность одного плеча удваивается.
Внутреннее сопротивление источника питания по переменному
току для двухтактных каскадов, работающих в режиме А, может
быть любой величины, так как переменная составляющая коллек-
торного тока каскада не проходит через источник питания.
Допустимую амплитуду пульсаций выпрямленного напряжения
питания базовой и коллекторной цепей определяют по методике
приведенной для однотактного каскада, однако полученный ре-
зультат может быть увеличен в 2—3 раза благодаря компенсации
четных гармоник питающего напряжения в двухтактной схеме.
3.6. Расчет двухтактного
трансформаторного каскада усиления
мощности в режиме В
Применение транзисторов становится особенно целесообразным
в режиме В, так как в этом режиме кпд каскада практически мо-
жет достигать 75%. Последнее означает, что транзистор в данном
режиме отдает в нагрузку мощность, в 3 раза превышающую
мощность рассеяния на его коллекторе. При отсутствии входного
116 . -
сигнала мощность рассеяния на коллекторе транзистора, работаю-
щего в режиме В, составляет весьма, незначительную величину.
Существенным недостатком работы каскада в режиме В явля-
ется наличие значительных нелинейных искажений сигнала, вы-
званных нелинейностью начального участка входной характеристи-
ки транзистора (рис. 3.13а) и уменьшением коэффициента усиле-
а) б)
Рис. 3.13. Искажения формы выходного сигнала двух-
тактного каскада .в режиме В вызванные:
а) нелинейностью начального участка входной харак-
теристики; б) уменьшением f> при больших токах кол-
лектора
ния тока р при значениях коллекторного тока, близких к предель-
но допустимому (рис. 3.136). Для уменьшения нелинейных иска-
жений, создаваемых нелинейностью входной характеристики, на
базу транзистора подают начальное смещение, обеспечивающее
величину коллекторного тока в рабочей точке, равную 0,05ч-
-4-0,10Л;макс, где /«макс — максимальный импульс коллекторного
тока одного плеча. Кроме того, для уменьшения нелинейных ис-
кажений при включении транзисторов по схеме с общей базой
внутреннее сопротивление источника сигнала принимают равным:
Rk =2ч-5 R вх т~, а при включении по схеме с общим эмиттером
принимают Ди=Зч-8Двхт— Указанное рассогласование на входе
каскада при включении транзистора по схеме с общей базой яв-
ляется также оптимальным и для случая работы с величиной то-
ка коллектора, равной предельно допустимому значению. При
включении транзисторов по схеме с общим эмиттером указанное
рассогласование для уменьшения нелинейных искажений оказы-
вается достаточным, если амплитуда максимального импульса кол-
лекторного тока не превышает 0,5ч-0;75 предельно допустимой ве-
личины коллекторного тока. При больших значениях импульса
коллекторного тока минимум нелинейных искажений каскада
имеет место при сопротивлении источника сигнала, равном опти-
мальному.
Значительное снижение нелинейных искажений усилительных
каскадов, работающих в режиме В, может быть достигнуто вве-
дением отрицательной обратной связи. При выборе способа сни-
жения нелинейных искажений следует учесть, что рассогласование
117
5то входу уменьшает усиление предварительного каскада усиления,
а введение отрицательной обратной связи — проектируемого.
Температурная стабилизация режима двухтактных каскадов
усиления мощности в режиме В в основном осуществляется мето-
дом термокомпенсации. Последнее объясняется большой величи-
ной кпд данного метода стабилизации, а также невозможностью
введения необходимой для стабилизации с помощью линейных
элементов глубокой отрицательной обратной связи по постоянно-
му току. Введение для стабилизации большого активного сопро-
тивления в цепи эмиттера транзистра, работающего в режиме В,
приводит к искажениям амплитудной характеристики каскада- вви-
ду сдвигов рабочей точки, вызываемых изменяющимся падением
напряжения питания на этом сопротивлении.
При относительно небольшом интервале изменений рабочих
температур (±20°С) в усилителях мощности, работающих в ре-
жиме В, иногда применяют температурную стабилизацию режима
за счет отрицательной обратной связи по постоянному току. Схем-
ное построение таких каскадов аналогично схемному построению
двухтактных каскадов усиления мощности в режиме А (рис. 3.116,
. в, г).
Для усиления мощности в режиме- класса В наиболее часто
применяются схемы с термокомпенсацией режима, показанные на
рис. 3.12, сравнительно реже — схемы, приведенные на рис. 3.14.
В схемах включения транзисторов с общим эмиттером (рис. 3.12а
и 3.14а, б, в), если величина отдаваемой мощности в нагрузку од-
ним транзистором равна полуторному значению предельно допу-
стимой мощности рассеяния на его коллекторе, усиление каскада
Рис. 3.114. Принципиальные схемы двухтактных
каскадов усиления мощности в .режиме класса В
1U8
по мощности достигает 30-4-32 дб, а коэффициент гармоник не
превышает 12%. При указанных выше условиях и включении тран-
зисторов по схеме с общим коллектором (рис. 3.12в) усиление кас-
када по мощности уменьшается и составляет 15-4-18 дб, а коэффи-
циент гармоник — порядка 10%. Включение транзисторов по схе-
ме с общей базой (рис. 3.126) также обеспечивает усиление по
мощности порядка 15—18 дб, однако коэффициент гармоник в
этом случае ниже — не более 6—8%. Несмотря на более низкий
коэффициент гармоник в каскадах с включением транзисторов по
схемам с общей базой и общим коллектором, на практике чаще
всего применяют включение транзисторов по схеме с общим эмит-
тером, обеспечивающее более высокое усиление мощности. При
этом необходимое уменьшение коэффициента гармоник достигают
введением 'межкаскадной отрицательной обратной связи по на-
пряжению. В каскадах широкополосного усиления, а также в слу-
чаях предельного использования транзисторов по частоте для по-
лучения более равномерной частотной характеристики усилителя
применяют схему включения транзисторов с общей базой. Схема
включения с общим коллектором также позволяет получить более
равномерную частотную характеристику усилителя в широкой по-
лосе частот при стабильном выходном напряжении в условиях из-
меняющегося сопротивления нагрузки.
Варианты схем рис. 3.14а, б применяют при бестрансформатор-
ном соединении мощного каскада с предварительным каскадом
усиления. Диоды Д1 и Д2 служат для создания цепи разряда кон-
денсаторов СР1 и Ср2 во время нерабочего полупериода входного
тока плеч. Схемы рис. 3.14е и г применяют в усилителях, работаю-
щих от источников питания с заземленным минусом (автомобиль-
ные установки).
В приведенных схемах двухтактных каскадов усиления мощно-
сти в режиме В особое внимание уделяется правильному выбору
величин сопротивлений резистора 7?ш и термистора Дт (либо Дб2 в
схемах с обратной связью), так как на этих сопротивлениях соз-
дается падение напряжения переменной составляющей входного
сигнала, а также падение напряжения за счет постоянной состав-
ляющей выпрямленного базового тока. Указанное падение пере-
менного напряжения на резисторах Дш и /?т увеличивает необ-
ходимую мощность входного сигнала. Шунтирование этих резис-
торов емкостью недопустимо, так как создаваемое на ней постоян-
ное напряжение от базовых токов будет влиять на положение ра-
бочей точки и может вызвать искажения амплитудной характерис-
тики. Поэтому величину сопротивления параллельно включенных
/?ш и Дт принимают равной (0,05-4-0,3) /?Вхт~ , несмотря на значи-
тельные затраты энергии источника питания.
Наличие коллекторного тока в рабочей точке, равного (0,05-4-
-4-0,1) /к макс, соответствует режиму работы класса АВ. Однако
ввйду сравнительно малой величины этого тока с достаточной для
практических целей точностью можно считать, что в каждый полу-
период работает только одно плечо, и поэтому двухтактный каскад
рассчитывают как работающий в режиме класса В.
Ниже приведена методика расчета двухтактного усилителя
мощности в режиме В при включении транзисторов по схеме с
общим эмиттером (рис. 3.12с). Расчет двухтактных каскадов в
режиме В при включении транзисторов по схеме с общим кол-
лектором и общей базой ведется по аналогичной методике с ис-
пользованием соответствующих входных и выходных характерис-
тик транзисторов.
Исходными данными к расчету служат: мощность на выходе Рн;
сопротивление нагрузки /?2; допустимая величина коэффициента
гармоник Кт', крайние значения частот усиливаемой полосы fH и
JB; допустимые значения коэффициентов частотных искажений на
краях рабочей полосы частот Л4Н[ад и М В[ед; интервал рабочих
температур /ЫИн и £макс; динамический диапазон входного сигна-
ла Дс-
Основными причинами, порождающими частотные искажения
на низших частотах рабочей полосы в схеме рис. 3.12о, являются
недостаточная величина индуктивности первичной обмотки выход-
ного трансформатора (Lx) и большое емкостное сопротивление
конденсатора, блокирующего источник питания. С целью, умень-
шения габаритов выходного трансформатора принимают Л4нтр[ед=
= 0,8 М и [ед; при этом МНф [дб] = 0,2Мц ед-
Такое распределение нормы допустимого коэффициента частот-
ных искажений обоснованно также тем, что конденсатор, блоки-
рующий источник питания, является стандартной деталью, и уве-
личение его емкости Св экономически целесообразнее увеличе-
ния габаритов нестандартного трансформатора. При питании от
выпрямителя принятое распределение допустимой нормы частот-
ных искажений легко выполнимо, так как величина емкости это-
го конденсатора, рассчитанная по необходимой фильтрации пи-
тающего напряжения, обычно значительно превышает ее значе-
ние, рассчитанное по допустимым частотным искажениям. Если
питание осуществляется от аккумуляторов, jo конденсатор можно
не ставить, так как эквивалентная собственная емкость аккуму-
лятора составляет величину порядка нескольких тысяч микро-
фарад. Сухие батареи необходимо шунтировать конденсатором,
рассчитанным по допустимой величине частотных искажении.
В области высших частот рабочей полосы частотные искаже-
ния в практических схемах усилителей в основном вносятся тран-
зисторами ввиду отсутствия мощных высокочастотных транзисто-
ров и в меньшей степени — индуктивностью рассеяния первич-
ной обмотки трансформатора Lg- Поэтому общая норма допусти-
мого коэффициента частотных искажений распределяется в сле-
дующем соотношении: Мв тр [дб] С 0> [ед, М> т [ед = /Ив [ед —
- — /Ив тр [дб]-
Порядок проведения расчета:
120
1. Выбор типа транзистора.
Тип транзистора выбирают по необходимой величине допусти-
мой мощности рассеяния на его коллекторе, которую при непре-
рывном поступлении и неизменной амплитуде напряжения вход-
ного сигнала определяют по ф-ле (2.79), a npif изменяющейся
амплитуде напряжения входного сигнала —- по ф-ле (2.78). По
ф-ле (3.78) определяют величину допустимой. мощности рассея-
ния на коллекторе выбранного транзистора при максимальной ра-
бочей температуре. При этом для выбранного транзистора дол-
жно соблюдаться условие А;доп/маьс5sAt-
Необходимое предельное значение частоты транзистора fр необх
определяют по ф-ле (2.87). Если необходимый транзистор подо-
брать не удается, то выбирают транзистор с максимально воз-
можной предельной частотой, а по ф-ле (2.89) определяют факти-
ческую величину коэффициента частотных искажений, вносимых
транзистором на высшей рабочей частоте полосы. В дальнейшем
предусматривается коррекция частотной характеристики отрица-
тельной обратной связью.
2.. Определение мощности, которую, должны выделить на кол-
лекторной нагрузке оба транзистора.
По ф-ле (3.79) эта мощность
Ai~ = Ai-Атр-
Кпд трансформатора цтр выбирается по. табл. 3.3.
3. Расчет режима транзисторов по постоянному и переменно-
му токам.
С целью получения максимального кпд каскада при минималь-
ных нелинейных искажениях величину коллекторного напряже-
ния в рабочей точке принимают равной максимально допустимо-
му значению, определяемому по соотношению (3.80):
(0,34-0,45)1/кдоп.
Меньшим значением коэффициента при UKR0R задаются при
работе транзистора' в области больших положительных темпера-
тур, а также в случае предельного использования транзистора по
допустимой мощности рассеяния.
По полученному значению U0R с учетом падения напряжения
на первичной обмотке трансформатора Тр2 выбирают стандартный
номинал питающего напряжения Ек;
(3.1041
j v ’ А
Определяют допустимую величину коэффициента использова-
ния коллекторного напряжения, при которой обеспечивается ра-
бота на линейном участке выходных характеристик транзистора:
t £н=1 ^кмин/^Ок» (3.105)
где t/кмин — минимальное остаточное напряжение на коллекторе,
121
величиной которого задаются; для маломощных транзисторов
мин=0,5-4-1 в, для мощных — мин='0,54-2 в.
Амплитуды импульса коллекторного напряжения и импульса
коллекторного тока плеча определяют по ф-лам (2.72) и (3.82):
Uк т = i ^Л)к> 4 m = т.
Для уменьшения влияния нелинейности начального участка
входной характеристики ток коллектора в рабочей точке для мощ-
ных транзисторов принимают
/о к> (0,054-0,1)/кт. (3.106)
При использовании маломощных транзисторов ток 10к должен
быть не менее 0,5ч-1 ма, при использовании мощных транзисто-
ров — не менее 104-30 ма.
В выбранном режиме работы пиковое значение импульса кол-
лекторного тока одного плеча, равное
4макс=:4т + ^0к, (3.107)
не должно превышать величину предельно допустимого коллек-
торного тока, а рабочая точка А не должна выходить за линию
предельно допустимой мощности рассеяния на коллекторе.
По полученным значениям UKm, 7кмаКс и 10к на семей-
стве выходных характеристик выбранного транзистора,- соответ-
ствующих образцу с минимальным коэффициентом усиления по
току [Змии, строят нагрузочную характеристику (рис. 3.15а). Точкц
А н Б этой характеристики переносят на входную характеристику
zz) ff)
Рлс. 3.15. Построение нагрузочной характеристики двухтактного каскада усиле-
ния мощности >в режиме класса В
122
(рис. 3.156), из которой определяют напряжение начального ба-
зового смещения Uoe, а также максимальные значения импульсов-
базового напряжения и тока U&m и /б макс- Пиковое входное соп-,
ротивление переменному току транзистора одного плеча
' (3.108)
< б макс — * об * б т f '
4. Определение сопротивления коллекторной нагрузки одного
плеча /?н ПЛ —’•
• (3.109)
* к макс — ' ок
5. Расчет элементов цепи смешения и термокомпенсации.
Этот расчет производят по методике и расчетным формулам,
приведенным в разд. 2.5. В результате расчета определяют рас-
четную величину сопротивления параллельно включенных рези-
сторов Дш и —Кбъ а также сопротивление резисторов /?ш, Дб1 и
терморезистора Дт.
6. Расчет входной цепи каскада.
Предполагая, что в каждый момент времени работает одно
плечо, определяют входное сопротивление, напряжение и мощ-
ность ’ на входе каскада по формулам:
вх пл
+ R&2,
Дцх — т + Т?б2 (4 макс Дб),
(3.110)
(3.111)
^вх макс 0,5 f7BX (7g макс /об).
(3.112)
Предварительный каскад согласовывают на одно плечо проек-
тируемого оконечного каскада с входным сопротивлением Дв? и
потребляемой мощностью Рвхмакс- Для точного согласования с
предварительным каскадом необходи-
мо учесть также шунтирующее дейст-
вие неработающего в данный полупе-
риод плеча, так как транзистор этого
плеча открыт током 7ок, в результате
чего его входное сопротивление не
равно бесконечности, а имеет конеч-
ное’значение, соизмеримое с входным
сопротивлением полностью открытого
работающего плеча.
Аналитический расчет входного со-
противления шунтирующего плеча
весьма трудоемок и не обеспечивает
необходимой точности, поэтому из
практических данных принимают, что
эффект шунтирования снижает рас-
считанное по ф-ле 5(3.110) входное
Рис. 3.16. Сквозная динамиче-
ская характеристика двухтакт-
ного каскада усиления мощно-
сти в режиме класса В
сопротивление каскада на 104-15%, и соответственно увеличивают
необходимую величину входной мощности РЕХ также на 10-=-15%.
7. Расчет коэффициента гармоник Кг-
123.
Расчет ведется графоаналитическим методом по сквозной ди-
намической характеристике (рис. 3.16), построение которой рас-
смотрено в расчете усилителя мощности в режиме А. Необходи-
мые для построения координаты расчетных точек нагрузочной
характеристики I—6 заносят в табл. 3.5. Значением внутреннего
Таблица 3.5
Номер точки 1 2 3 4 5 6
= *К Л)К , 0 4,6 9 17,6 24,6 34,6
*б = *б Л)б> 0 0,16 0,36 0,76 1,16 1,76
«бЭ, Ч 0,15 0,225 0,25 0,275 0,295 0,325
Е = ибэ i’6 R'u, в 0,15 0,321 0,466 0,731 0,991 1,38
сопротивления источника сигнала RH задаются из соображений -
получения минимума нелинейных искажений.
Величина выходного сопротивления источника сигнала, обеспе-
чивающая минимум нелинейных искажений, зависит от режима
работы транзисторов проектируемого оконечного каскада. При ве-
личине максимального импульса коллекторного тока /КМакс<
<0,5/к доп для уменьшения нелинейных искажений, создаваемых
нелинейностью начального участка входной характеристики, внут-
реннее сопротивление источника сигнала Ей принимают в 34-8
раз больше величины входного сопротивления транзистора ЕВхпл~-
Если режим транзистора выбран с 7Кмакс>0,54-0,75 7КДоп, то R'n
принимают равным 14-2 ДВХпл~ с целью уменьшения влияния
снижения р транзистора при больших токах коллектора. При этом
влияние нелинейности входной характеристики уменьшается вы-
бором соответствующей величины напряжения начального сме-
щения на базу транзисторов. Для указанных вариантов согласо-
вания величина сопротивления 7?и определяется по формуле
/7 2
Еи ~ —-----j- Т?б2 4- ^2 4- п2,
/122 Э
где h223 — выходная проводимость транзистора предварительного
каскада; гь г2 и п— соответственно активные - сопротивления об-
моток и коэффициент трансформации входного трансформатора.
Построение сквозной динамической характеристики (рис. 3.16)
выполнено для случая Ей =6 ЕВхпл~ =600 ом.
Из сквозной динамической характеристики определяют эдс эк-
вивалентного генератора при максимальном и нулевом значениях
тока коллектора Ем макс и ЕИмия- Разделив разность ЕИмакс—
124
—Еилшв=Еат1 на две равные части, определяют расчетную сред-
нюю величину выходного тока Л. По полученным значениям то-
ков I к маек и Л , задавшись значением коэффициента асимметрии
плеч в соответствии с рекомендациями, приведенными в расчете
двухтактного каскада усиления мощности в режиме А, определя-
ют расчетные величины составляющих токов плеч по формулам:
/«„—о-цг... )'
Подставив полученные значения токов в ф-лы (3.89), опреде-
ляют первую, вторую, третью и четвертую гармоники выходного
тока. Коэффициент гармоник рассчитывается по ф-ле (3.91). Не-
линейные искажения, вносимые выходным трансформатором при
заданной асимметрии токов плеч, рассчитывают по методике рас-
чета^выходных трансформаторов ламповых схем [24].
8. Определение мощности рассеяния на коллекторе Рк одного
''транзистора. Указанная мощность определяется при различных
значениях входного напряжения:
а) ^вх = 0 EK = UoKIoK,
Q ^вх = ^вхмакс ~ 0,32 UoK [/к т /ок (л 1)] (3.114)
в) = 0,637 Пвхмакс Рк~о,32 (70к [0,6371^4-/^-1)]-
-0,11/кт^. (3.115)
При максимальной рабочей температуре мощность рассеяния
на коллекторе Рк практически мало изменяется благодаря нали-
чию термокомпенсации режима. Поэтому для дальнейших расче-
тов можно принять Рк t „акс«= Рк- В соответствии со’значением Рк
по ф-лам (2.99) и (2.100) определяют площадь радиатора для
мощных транзисторов.
9. Проверка правильности выбора теплового режима и вели-
чины коллекторного напряжения транзисторов.
Проверочный расчет ведут по ф-лам (2.93), (2,94) и (2.95).
В качестве максимальной мощности рассеяния на коллекторе
при неизменной амплитуде напряжения входного сигнала прини-
мают мощность Рк, рассчитанную по ф-ле (3.114), а в случае из-
меняющейся амплитуды напряжения входного сигнала — по
ф-ле (3.115).
10. Электрический расчет выходного трансформатора.
Коэффициент трансформации между половиной первичной
обмотки и всей вторичной обмоткой равен:
= (ЗЛ16>
125
Активные сопротивления половинок первичной и вторичной об-
моток определяют по формулам:
fl пл = пл~ О ^1тр)> (3.117)
^ = 02^2-"^ . (3.118)
Лтр
(щ и «2 см. раздел 3.3.).
Необходимую величину индуктивности обмотки одного плеча
определяют по формуле
0,159 (/?и пл/^ — ri пл)
1-1 ~
(3.119)
/и1'Хтр-1
Допустимое значение индуктивности рассеяния половины пер-
вичной обмотки определяют по ф-ле (3.72).
_ 0.159/?,,,™/^-!
/в
ГДП Дпосл Ан пл~ I ,
22 Э
Обычно величину L.s рассчитывают только для случаев при-
менения высокочастотных транзисторов, так как при использо-
вании низкочастотных транзисторов основные искажения на вы-
соких частотах вносятся транзисторами. Конструктивный расчет
трансформатора выполняют по методике расчета выходных транс-
форматоров ламповых усилителей мощности в режиме В [22,24].
При конструктивном выполнении трансформатора для умень-
шения индуктивности рассеяния, которая может явиться причиной
как частотных, так нелинейных искажений, обмотки плеч делятся
на части, между которыми размещаются части вторичной обмотки.
11. Расчет частотной характеристикй усилителя.
Эту характеристику рассчитывают по ф-лам (2.89), (3.45),
(3.76). и (3.77).
12. Расчет мощности, потребляемой от источника питания.
Определяют величину тока, потребляемого одним транзисто-
ром от источника питания при максимальной выходной мощности:
/0« 0,32[7кт-|-7Ок(л-1)]. (3.120)
Мощность, потребляемая коллекторной цепью двух транзисто-
ров при отсутствии входного сигнала,
Ро мин = 2 Ек 70к; (3.121)
при максимальном входном сигнале
Ро макс — 2 Ек Iq'
(3.122)
1'26
Мощность, потребляемая цепью базового смещения и термо-
компенсации, /
Ро см = 2 /об +.,-^ + (£к ~ и°бУ _ (3.123)
' Аб2 ^61
Полную максимальную мощность, потребляемую каскадом от
источника питания, определяют по формуле
Р0 = ^0 макс+ ^0 см- , (3.124)
По ф-ле (3.97) определяют' кпд каскада
Чк^Рв/Ро-
13. Расчет основных электрических характеристик источника
питания.
Внутреннее сопротивление постоянному току источника пита-
ния не должно превышать величины
ЯПО<0,05 4-0,1(3.125)
При больших значениях /?по в моменты отсутствия входного
сигнала напряжение на коллекторе U0K будет превышать допу-
стимое значение более чем на 54-10%. В случае питания от вып-
рямителя допустимую амплитуду пульсации питающего напряже-
ния коллекторной цепи определяют по ф-ле (3.100), а для базо-
вой цепи — по ф-ле (3.101). В ф-лу (3.100) вместо подстав-
ляется сопротивление нагрузки плеча /?Нпл—
Величина емкости конденсатора фильтра выпрямителя Св, рас-
считанная из соображений обеспечения необходимой фильтрации
выпрямленного напряжения, обычно обеспечивает также необхо-
димое сопротивление выпрямителя переменному току.
Если амплитуда напряжения пульсации в базовой цепи пре-
вышает допустимое значение, то необходимо вместо резистора
установить два резистора с суммарной величиной сопротивления,
равной /?бь и введением конденсатора Сф обеспечить дополнитель-
ную фильтрацию по питанию (рис. 3.11в). В-этом случае Сф оп-
ределяют по ф-ле (3.39). При питании от сухих элементов вели-
чину емкости конденсатора, блокирующего источник питания, вы-
бирают из соотношения (3.99).
При отсутствии входных и выходных статических характери-
стик транзистора, а также в случае, если эти характеристики не
соответствуют транзистору с минимальным коэффициентом . уси-
ления по току Рминл расчет каскада можно выполнить аналити-
чески. При этом выбор типа транзистора, расчет режима по
постоянному току, расчеты мощностей рассеяния на коллекторе и
потребляемой от источника питания выполняют по методике и
формулам, приведенным для графоаналитического расчета, а ра-
счет основных электрических показателей каскада по переменно-
му току выполняется по формулам, приведенным в табл. 3.6.
127
Таблица 3.6
Определяемая величина Расчетная формула Номер формулы
Сопротивление коллек- тор ной нагрузки плеча ^Ок ^тр н пл~ — 2 ри (3.126)
Амплитуда импульса коллекторного тока плеча , t/ркВн *кт — р Z4I пл^ (3.127)
Амплитуда импульса базового тока плеча ( 1 + ^223 Л, пл~) 1бт — р Рмин (3.128)
Входное сопротивление плеча Р Рмип Rbx пл~ — Йцэ ... р 1 Т П22Э ПЛ~ (3.129)’)
Коэффициент усиле- ния каскада по мощно- сти Рмин ПЛ~ М ^ВХ ПЛ~ (1 + ^22 э Ян пл~)2 (3.130)
Необходимая величина входной мощности р ВХ~ Л'м (3.131)
’) При использовании мощных транзисторов в оконечном каскаде можно считать, что
^вх пл~ Л ^11 э •
3.7. Отрицательная обратная связь
Отрицательной обратной связью в транзисторных усилителях,
так же как и в ламповых, называют связь, созданную путем вве-
дения противофазного
Напрайление усиления
Рис. 3.17. Обратная связь в
усилителе
напряжения с выхода усилителя на его
вход (рис. 3.17). Такая связь умень-
шает помехи и искажения всех видов,
возникающие в усилителе, а также
изменяет его (свойства. Физическая
сущность уменьшения' помех и иска-
жений отрицательной обратной связью
состоит в том, что при введении на
вход усилителя с его выхода в про-
тивофазе напряжения помех либо гар-
моник сигнала, возникших в усилите-
ле, па входе усилителя происходит их
частичная компенсация.
Характер изменения свойств усилителя с отрицательной об-
ратной связью зависит от способа снятия и введения напряжения
128
обратной связи. Блок-схемы основных способов снятия и введе-
ния напряжения обратной связи приведены на рис. 3.18. В схеме
рис. 3.18а напряжение отрицательной обратной связи снимается
параллельно с нагрузки /?н и вводится параллельно на вход уси-
лителя. Такая связь называется параллельной по входу обратной
связью по напряжению. Введение этого вида отрицательной об-
ратной связи снижает входное и выходное сопротивления уси-
лителя. При этом снижение входного сопротивления усилителя
Рис. 3.18. Блок-схемы 'получения и введения напряже-
ния обратной связи:
а) параллельная обратная связь по напряжению; б) по-
следовательная обратная связь по напряжению; в) об-
ратная связь по току; г) смешанная обратная связь
вызвано подключением параллельно его входу цепи передачи на-
пряжения отрицательной обратной связи. Снижение выходного
сопротивления физически объясняется тем, что. при увеличении
сопротивления нагрузки растет выходное напряжение усилителя,
а с ним и напряжение отрицательной обратной связи, пропорцио-
нальное выходному напряжению; последнее уменьшает возраста-
ние напряжения на выходе усилителя, что эквивалентно сниже-
нию его выходного сопротивления. Указанное свойство отрицатель-
ной обратной связи по напряжению стабилизировать выходное на-
пряжение широко используют в усилителях с изменяющимся со-
противлением нагрузки.
При параллельном снятии напряжения отрицательной обрат-
ной связи с выхода и последовательном введении его на вход уси-
лителя (рис. 3.186) связь называется последовательной по нап-
ряжению. Отрицательная обратная связь такого вида увеличива-
ет входное сопротивление усилителя и снижает его выходное со-
противление. Повышение входного сопротивления усилителя фи-
зически объясняется тем, что при одинаковых значениях вход-
5—438 129
ного тока в случае введения отрицательной обратной связи необ-
ходимая эдс источника сигнала увеличивается на величину нап-
ряжения отрицательной обратной связи. Последовательная отри-
цательная обратная связь по напряжению, так же как и парал-
лельная, стабилизирует выходное напряжение при изменениях со-
противления нагрузки.
Если напряжение отрицательной обратной связи снимается с
сопротивления, включенного последовательно с нагрузкой (рис.
3.18в), то такая связь называется обратной связью по току. Отри-
цательная обратная связь этого вида увеличивает входное и вы-
ходное сопротивления усилителя. Увеличение входного сопротив-
ления усилителя объясняется введением напряжения отрицатель-
ной обратной связи последовательно во входную цепь, что вызы-
вает увеличение необходимой эдс источника сигнала на величину
напряжения отрицательной обратной связи при неизменной вели-
чине входного тока. Возрастание выходного сопротивления уси-
лителя физически объясняется тем, что при увеличении сопротив-
ления нагрузки выходное напряжение возрастает, а напряжение
обратной связи уменьшается, в результате чего выходное напря-
жение возрастает в большей степени, чем при отсутствии обрат-
ной связи; а это эквивалентно повышению выходного сопротивле-
ния усилителя.
Смешанный вариант отрицательной обратной связи по напря-
жению и току приведен на рис. 3.18г. В данном случае характер
изменения свойств усилителя зависит от преобладания одного ли-
бо другого вида отрицательной обратной связи.
При введении отрицательной обратной связи в усилитель его
выходное напряжение изменяется в соотношеции
= (3.132)
где Лш— коэффициент, учитывающий шунтирование коллектор-
ной нагрузки цепью передачи напряжения обратной связи, в схе-
мах с обратной связью по току Дш=1; F— величина, называемая
возвратной разностью или глубиной обратной связи.
Глубина отрицательной обратной связи F зависит от соотно-
шения напряжений обратной связи (7оС и Ufa, приложенного непо-
средственно ко входу транзистора:
E^l+t/oc/t/fo. (3.133)
Поскольку при отрицательной обратной связи F больше еди-
ницы, то при е-е введении всегда происходит снижение величины
выходного напряжения усилителя и соответственно его коэффи-
циента усиления напряжения. При отрицательной обратной связи
по току и последовательной отрицательной обратной связи по на-
пряжению снижение коэффициента усиления напряжения вызва-
но введением последовательно со входом усилительного каскада
противофазного напряжения с его выхода. Снижение коэффици-
ента усиления напряжения при параллельной отрицательной об-
330
ратной связи вызывается изменением входного сопротивления уси-
лителя и поэтому зависит от внутреннего сопротивления источни-
ка входного напряжения. Это снижение коэффициента усиления
пропорционально изменению напряжения на входе усилителя при
подаче параллельной обратной связи.
Количественные изменения основных технических характери-
стик усилителя зависят от глубины отрицательной обратной свя-
зи и определяются по формулам, приведенным в табл. 3.7.
Таблица 3.7
—1— Определяемая величина Расчетная формула Номер формулы
Коэффициент гармоник при от- рицательной обратной связи по току либо напряжению К Аг ОС— р • где Кг — коэффициент гар- моник при отсутствии об- ратной связи (3.134)
Коэффициент частотных иска- жений при отрицательной обрат- ной связи по току либо напряже- нию „ , М — 1 Моо — 1Ф _ , г где М — коэффициент час- тотных искажений при от- сутствии отрицательной об- ратной связи (3.135)
Угол фазового сдвига при отри- цательной обратной связи по току либо напряжению <Р •Рос— р • где <р — угол фазового сдви- га при отсутствии отрица- тельной обратной связи (3.136)
Коэффициент повышения выход- ного напряжения усилителя с от- рицательной обратной связью по напряжению при сбросе нагрузки й: а “ч (3.137)
Расчетные соотношения этой таблицы показывают, что отри-
цательная обратная связь по напряжению либо току уменьшает
нелинейные, частотные и фазовые искажения; стабилизация же
выходного напряжения усилителя при колебаниях сопротивления
нагрузки обеспечивается только при отрицательной обратной свя-
зи по напряжению. **’
На рис. 3.19—3.24 приведены часто применяемые варианты
практических схем транзисторных усилителей с отрицательной об-
ратной связью.
5* 131
В схемах рис. 3.19с и б применена отрицательная обратная
связь п.0 току. Этот вид обратной связи, кроме снижения искаже-
ний, возникающих в каскаде усиления, охваченном обратной свя-
зью, стабилизирует также величину его коэффициента усиления
по напряжению при установке в схему транзисторов с различным
значением коэффициента усиления тока р. Последнее видно из
Рис. 3.19. Принципиальные схемы усилительных каскадов с отрицательной об-
ратной связью по току:
; а) реостатный; б) трансформаторный
выражения (3.54) для коэффициента усиления по напряжению ка-
скада с отрицательной обратной связью по току, работающего от
генератора напряжения; при величине сопротивления резистора
обратной связи Кос, равной или более входного сопротивления
транзистора /?Вхт~, и практических значениях р>20 это выра-
жение можно записать в виде
и ос Rh~/Roc
(3.138)
Следовательно, при глубокой отрицательной обратной связи ко-
эффициент усиления напряжения каскада практически становит-
ся независимым от параметров транзистора.
В схеме рис. 3.196 искажения, вносимые выходным трансфор-
матором, не компенсируются, так как он не охвачен цепью об-
ратной связи.
Расчет основных электрических характеристик каскада с от-
рицательной обратной связью по току (рис. 3.19) ведут в сле-
дующей последовательности:
1. Определяют входное сопротивление каскада с обратной свя-
зью по формуле
Rbx ос = RBX т~ + Roc (1 + Кт), (3.139) _•
где Кт — коэффициент усиления токей* каскада, определяемый по
ф-ле (2.42), при этом вместо Кн~ в ф-лу (2.42) подставляют со-
противление Ки~ =RH~4-Roc; Rbx т~— входное сопротивление тран-
зистора без учета обратной связи, определяемое по ф-ле (2.43).
132 , ______ j
2. Определяют глубину отрицательной обратной связи по фор-
муле
F = К^Квхос , (3140)
+ Дзх Т~
где Rи — эквивалентное сопротивление источника сигнала, опре-
деляемое по ф-ле (3.24).
3. Выходное сопротивление каскада
Явыхое = Л#вых+ЯИ~)-Ян~, (3.141)
где ^?ВЫх~—------выходное сопротивление транзистора; /?н~—
^22 Э
сопротивление нагрузки переменному току. Для схемы рис. 3.19а
7?н~ определяется" по формуле
= (3-142)
Г Ки ‘Т’ *\ВХ сл
для схема рис. 3.196 Ra~ определяется по ф-ле (3.63).
4. Коэффициент усиления напряжения каскада определяется
по формуле
< Rbx ос [1 Ф ^22э (/?Нг- + ^ос)]
/5. Качественные характеристики каскада определяют по фор-
мулам, приведенным в табл. 3.7.
J Параллельная отрицательная обратная связь по напряжению
/ применена в схемах рис. 3.20. Каскад на рис. 3.20а собран по
/ реостатной схеме, а 3.206 — по трансформаторной. В этих каска-
Рис. 3.20. Принципиальные схемы усилительных каскадов с параллельной
.отрицательной обратной связью по .напряжению:
а) реостатный; б) трансформаторный
дах сопротивление резистора /?б1 должно обеспечить требуемую
глубину обратной связи и необходимое значение тока базового
смещения. Если величина сопротивления резистора не удов-
летворяет этим требованиям, то вводят раздельные цепи обрат-
ной связи и начального смещения (рис. 3.21). Схема да рис. 3.21а
«наряду с компенсацией искажений, вносимых транзисторами, обе-
133
Рис. 3.21. Принципиальные схемы усилителей с параллельной отрицательной об-
ратной связью, введенной выделенными схемными элементами:
а) многокаскадный усилитель; б) трансформаторный каскад усиления
спечивает также компенсацию искажений, вносимых элементами
межкаскадной связи, охваченных петлей обратной связи. В схеме
на рис. 3.216 благодаря снижению выходного сопротивления ка-
скада удается также уменьшить габариты выходного трансфор-
матора.
Расчет схем параллельной обратной связи рис. 3.20 и 3.21 ве-
дут в следующей последовательности:
1. Определяют входное сопротивление каскада переменному
току по формуле
р
^вхос =----------, (3.144)
Ат
14>
где Кт — коэффициент усиления тока, определяемый для схем
рис. 3.20 по ф-ле (2.42); для схемы рис. 3.21 а коэффициент
равен отношению первой гармоники коллекторного тока оконеч*
ного каскада к первой гармонике базового тока транзистора пер-
вого каскада; для схемы с выходным трансформатором (рис.
3.216) коэффициент Кт равен величине коэффициента усиления
тока транзистора, деленной на значение коэффициента трансфор-
мации выходного трансформатора; сопротивление коллек-
торной нагрузки переменному току, определяемое для схемы
рис. 3.20а по ф-ле (3.142), для схемы рис. 3.206 — по ф-ле (3.63),
а в схеме рис. 3.216 ~^вхсл-
При выполнении расчета следует также учесть, что сопротив-
лением передачи напряжения обратной связи в схемах рис. 3.20
служит резистор а в схемах рис. 3.21—резистор 7?Ос1- При
этом имеется в виду, что емкостное сопротивление разделитель-
ного конденсатора С1 на низшей рабочей частоте в 104-20 раз
меньше величины сопротивления резистора Roc i-
134
2. Глубину отрицательной обратной связи определяют по фор-
муле
р ДЕхТ~(Ди^*вхос) (3.145)
Rbx •? (RK Двх т~ )
где 7?и —эквивалентное внутреннее сопротивление источника сиг-
нала: /?* = п и/?п2 ' для схем Рис- 3-20, а для схем рис. 3.21 опре-
ли ♦ Дб»
деляется по ф-ле (3.24).
3. Выходное сопротивление каскада (усилителя) определяют
по формуле
^"=7(^X7-^ <ЗЛ4в>
где 7?вих =-------выходное сопротивление транзистора в схемах
^233
рис. 3.20; для схемы рис. 3.216 в расчетную формулу подставляют
величину выходного сопротивления транзистора, умноженную на
квадрат коэффициента трансформации выходного трансформатора.
4. Напряжение на выходе усилителя с отрицательной обратной
связью "определяют по формуле
U'
ВЫХ
5 t/вых
/ Дн
Р( 1^.—-
\ Дб!
(3.147)
5. Качественные характеристики каскада усиления с обратной
связью определяют по формулам, приведенным в табл. 3.7.
Последовательная отрицательная обратная связь по напряже-
(рис. 3.22, 3.23) в основном применяется в схемах однокаскад-
и многокаскадных усилителей, в которых необходимо обеспе-
з высокое входное сопротивление, компенсацию искажений и
стабилизацию выходного напряжения при изменениях сопротив-
ления нагрузки.
В схемах рис. 3.22а и 3.?3 имеет место значительное потребле-
ние энергии полезного сигнала цепью обратной связи, так как по
отношению к напряжению обратной связи транзистор включен по
схеме с общей базой, характеризующейся низким входным сопро-
тивлением. Поэтому напряжение последовательной обратной связи
обычно вводится с выхода мощного каскада на вход маломощного
(рис. 3.22а). В варианте схемы рис. 3.226 выход усилителя на-
гружается в меньшей степени. Вариант схемы рис. 3.23 в основном
применяют в усилителях с мощным выходом, в которых невозмож-
но введение глубокой межкаскадной обратной связи ввиду приме-
нения низкочастотных транзисторов, вносящих значительные ча-
135
стотные искажения и фазовые сдвиги в области высоких частот
рабочей полосы. Расчет схемы рис. 3.22а ведут в следующей пос-
ледовательности:
Рис. 3.22. Принципиальные схемы усилителей с
последовательной обратной связью по напряже-
нию:
а) 'многокаскадный усилитель; б) прансформатор-
ный каскад усиления
Рис. 3.24. Принципиальная схема
усилителя со смешанной отрица-
тельной обратной связью
Рис. 3.23. Принципиальная схема мощ-
ного усилителя с последовательной об-
ратной связью ио напряжению
1. Определяют входное сопротивление первого каскада по фор-
муле
^вх ос ^вх Т — 1 Н
__________^н/?ос(/?вхт~
^ОС 1 ЯоС Кп -ф (Лвх Ф R„) (Roc i Ф Roc)
(3.148)
136
где Кп — коэффициент усиления напряжения всего усилителя без
обратной связи; Ли— коэффициент усиления тока первого кас-
када.
Влиянием местной отрицательной обратной связи по току на
величину входного сопротивления в первом каскаде обычно в ра-
счетах пренебрегают, так как ее глубина значительно меньше глу-
бины межкаскадной обратной связи.
2. Определяют глубину отрицательной обратной связи по ф-ле
(3.140).
3. Выходное сопротивление усилителя с обратной связью опре-
деляют по ф-ле (3.146).
4. Коэффициент усиления усилителя по напряжению
Лнос« <• • (3-149>
°вх ос I * ~~Б I
где —сопротивление нагрузки всего усилителя.
5. Качественные характеристики усилителя с отрицательной об-
ратной связью определяют по формулам, приведенным в табл. 3.7.
Расчет схемы последовательной обратной связи рис. 3.226 ве-
дут по аналогичной методике с использованием приведенных вы-
ше расчетных соотношений, кроме формулы, определяющей вход-
ное сопротивление каскада. В данной схеме, если учесть, что
Яб1»Лб2> то
Р ,Кн /?б2 (Р„хт~ Ф R„)
^?ocl Ф (^вх Т~ 4> «„) (^62 ф’ Т’ос 1)
где Кн=—--------коэффициент усиления каскада по напряже-
Рбэ
пню без обратной связи.
При определении выходного сопротивления каскада по ф-ле
(3.146) вместо Лвых подставляют выходное сопротивление тран-
зистора, умноженное на квадрат коэффициента трансформации
выходного трансформатора, а /?в^_ принимают равным Лвхсл-
Входное сопротивление схемы рис. 3.23 определяют по фор-
муле
/?вхос==^вхт~(1+^н-^). (3.151)
Глубину обратной связи для этой схемы определяют по ф-ле
(3.140), выходное сопротивление—по ф-ле (3.146), а коэффициент
усиления по напряжению — по ф-ле (3.143).
Практический вариант усилительного каскада с отрицатель-
ной обратной связью по току и напряжению приведен на рис. 3.24.
Преимуществом схемы является простота ее построения. При
сравнительно высоком входном сопротивлении в ней обеспечи-
ваются все положительные качества параллельной отрицательной
437
, (3.150)
обратной связи. Расчет схемы ведут в следующей последователь-
ности:
1. Определяют входное сопротивление по формуле
р — ^вхТ-^РосС1 4-Кт)
Л'вх,с Кт (/?„_) * (3.152)
14---------—
Вн~ ф 1?б1
2. Определяют глубину отрицательной обратной связи
F=F9Fa, (3.153)
где FT — глубина обратной связи по току, определяемая по ф-ле
(3.140); входящую в ф-лу (3.140) величину Двхос определяют по
ф-ле (3.139),; FB — глубина обратной связи по напряжению, кото-
рую определяют по ф-ле (3.145). Величину Двхос, входящую в вы-
ражение (3.145), определяют по ф-ле (3.152), а вместо /?вхт~ в
формулу подставляют величину /?ВХос> рассчитанную по ф-ле
(3.139).
3. Выходное сопротивление каскада
. . (3.154)
— 1) (^?вых /?Н~) •Ф’
4. Выходное напряжение усилителя с обратной связью равно:
. (3-155)
Fт Fa (1 Ф j
5. Качественные характеристики каскада усиления с обратной
связью определяют по формулам, приведенным в табл. 3.7.
Положительные свойства отрицательной обратной связи в ра-
бочей полосе частот сохраняются при условии, что связь на этих
частотах полосы остается отрицательной. В практических схемах
усилителей всегда имеют место частотнозависимые фазовые сдви-
ги между входным и выходным напряжениями, создаваемые схем-
ными элементами, в частности транзисторами, трансформаторами
и конденсаторами. В результате этого на частотах, при которых эти
дополнительные фазовые сдвиги достигают 180°, обратная связь
становится положительной, что проявляется увеличением искаже-
ний, а при достаточной величине усиления усилителя на этих ча-
стотах возникает самовозбуждение.
Для рассмотрения устойчивости работы усилителя с обратной
связью выражение, определяющее глубину обратной связи F, це-
лесообразно представить в виде, используемом для анализа лам-
повых схем:
F=l+B.c/Ca, (3.156)
где ВО0 = ----коэффициент передачи напряжения обрат-
^ВЫХ
138
Е ной связи с выхода усилителя непосредственно к электродам ба-
г за-эмиттер входного транзистора; Кн коэффициент усиления на-
'• пряжения усилителя без обратной связи.
Выражение для коэффициента усиления напряжения усилите-
ля без обратной связи в комплексной форме имеет вид
Кн = А"но (cos <рн + i sin фн), (3.157)
где Кно — модуль коэффициента усиления напряжения; фн — угол
фазового сдвига между входным и выходным напряжениями.
На средней частоте рабочей полосы, при которой фн=0, Кн
для резисторного каскада определяют по ф-ле (2.41), а для транс-
форматорного — по ф-ле (3.68). На частотах, отличных от сред-
ней частоты, где AI— коэффициент частотных иска-
м
жений, определяемый по формулам, приведенным в разделах, ос-
вещающих расчеты усилительных каскадов. Расчетные соотноше-
ния для определения угла сдвига фазы фш вносимого различны-
ми схемными элементами усилительных каскадов, приведены в
табл. 3.8.
Из приведенных соотношений видно, что в транзисторных кас-
кадах усиления, как и в ламповых, в области низших частот угол
сдвига фазы, вносимый различными схемными элементами, по-
ложительный и при f, стремящемся к нулю, стремится к 90°; в об-
ласти высших частот угол сдвига фазы отрицательный и при f,
стремящемся к бесконечности, также стремится к 90°. На сред-
них частотах реактивные элементы схемы не влияют на электри-
ческие свойства каскада и угол фазового сдвига становится рав-
ным нулю (рис. 3.25). Угол сдвига фазы всего усилителя равен
алгебраической сумме углов сдвига фазы, вносимых его отдель-
ными схемными элементами.
Формула коэффициента передачи напряжения обратной связи
в комплексной форме имеет вид
Вос = 5ос0(сО5фв -Ныпфд), (3.162)
где Вос о — модуль коэффициента передачи напряжения обрат-
ной связи; фв — угол фазового сдвига цепи передачи напряжения
обратной связи.
В отличие от ламповых усилителей, в транзисторных при ра-
счете величины модуля Вос необходимо учитывать значение внут-
1 реннего сопротивления источника сигнала, так как оно одного
порядка с входным сопротивлением усилительного элемента (тран-
*’ зистора). Для схем отрицательной обратной связи по току (рис.
3.19) модуль Вос на средней частоте определяется по формуле
о ________________________ Вес RBX т~________
V °с°~
На частотах, отличных от средней частоты рабочей полосы, коэф-
139
Таблица 3.8
Элементы схемы, вносящие фазовые сдвиги Расчетная формула угла сдвига фазы Номер формулы
Выходной трансформатор на низших частотах рабочей по- лосы , 0,159 /^экв <рнн —arctg /и Ll где /?екв ~ :— —эквива- 1 4 Ян~ Ь22э лентное выходное сопротивление каскада; Li — индуктивность первичной об- мотки (3.158)
Выходной трансформатор на высших частотах рабочей по- лосы 6,28/BLS Фнв — arc tg р , ^посл где Rnoc л ~ 4- 7—— эквпва- ^22Э лентное последовательное сопро- тивление коллекторной цепи; Ls — индуктивность рассеяния первичной обмотки '(3.159)
Транзистор на высших часто- тах рабочей полосы f <Рнв = —агс te (2.33а)
Разделительный конденсатор входной цепи резисторного кас- када Ср на низших частотах полосы 0.159 Фнн-arctg /нСр(/?вх~ + Ки) (3.160)
Емкость выходной цепи |ре- зисторного каскада на высших частотах рабочей полосы фнв = — arc tg (6,28/в Со 7?экв)» где 7?экв^ i^Riihi23 (3.161)
фициент передачи напряжения обратной связи определяется из
соотношения
Вос = ^осо/Мв, (3.164)
где Мц — коэффициент частотных искажений цепи передачи на-
пряжения обратной связи.
В схемах обратной связи по току рис. 3.19 частотные искаже-
ния и фазовые сдвиги в цепи передачи напряжения обратной свя-
зи могут возникать при недостаточной величине емкости конденса-
тора С3, что проявляется в виде увеличения коэффициента пере-
140
Pirc. 3.25. Фазовые характеристики усилительных каскадов:
а) реостатного; б) трансформаторного
дачи напряжения обратной связи Вос и угла сдвига фазы на низ-
ших частотах рабочей полосы. В области высших частот рабо-
чей полосы при большой величине входной емкости транзистора
СЕХ коэффициент передачи напряжения Вос уменьшается, а угол
фв возрастает. Большая выходная емкость источника сигнала Свых
способствует увеличению Вос на высших частотах, однако в прак-
тических расчетах ее влиянием можно пренебречь, так как обыч-
но имеет место неравенство -----------• Поэтому в обла-
^вбвых
сти высших частот рабочей полосы учитывается только влияние
емкости СЕХ. При этом:
Л4 6>28?вСвхКвх'г^,(Ки4‘Ктйос)
БСвх I/ 1 +----------------------------------
^ВХ Т~ "Ф* Ф Кт
, 6,28 /в Свх т~ 0?и "В Кт Кос)
ф «—arc tg-----------------------
вх ЯвхТ~ Ян’Ь Кт Кос
(3.165)
(3.166)
Для уменьшения фазовых сдвигов цепи передачи напряжения об-
ратной связи схем рис. 3.19 в области низких частот необходимо
выбирать конденсатор Сэ возможно большей емкости, а в обла-
сти высших частот — применять транзисторы с большим значе-
нием предельной частоты /р .
Для схем параллельной обратной связи рис. 3.20 модуль ко-
эффициента передачи напряжения обратной связи на средних ча-
стотах
Вос = —-----RhZ?bxT^-------- . (3.167)
Ки Явх т~ -ф- Кб1 (Ки -Ф КБХ т~)
В области низших частот частотные искажения и фазовые
сдвиги в цепи передачи напряжения обратной связи в основном
.141
имеют место при недостаточной величине емкости конденсатора
Сд. При этом расчетные соотношения для определения коэффи-
циента частотных искажений и угла фазового сдвига имеют вид
мвсэ-
где <30=l^—
ЛС0-Н6,28/нСз7?э)2
1 (6,28/нСэЯэ)а
(3.168)
^h4-/?bxT~
_____--„Х-. *н RbxT~ ф Кт
ф— 2 ГС tg -—-------------------- ,
3 8,28fHC9R9(R^R^)
(3.169)
КнКб1
— приведенное внутреннее сопротивление ис-
где /?и= ,
Ки4-Рб1
точника сигнала.
На высших частотах рабочей полосы частот может быть умень-
шение коэффициента Вос и увеличение угла <рв при больших зна-
чениях выходной емкости источника сигнала Свых и входной ем-
кости транзистора Свх. В этом случае расчетные соотношения для
определения Мв и <рв имеют вид
Л4 ~ 1 / 1 । f 6,28/вс0/?и /?вхт~^б1
Л1ВС ~ I/ 1 + —----------------;---------------
° ' \ *и RBX Т~ Ф ^61Ф RBx Т~ ^61
Уве- —arctg
6,28/всо /?и /?вх Тл/ 7?6i
«и RBx Т~ Ф Кб1 RBx т~ Кб1
(3.170)
(3-171)
где Со=СВых4-Свх — суммарная емкость входной цепи.
В схемах параллельной обратной связи по напряжению рис.
3.21 частотные искажения и фазовые сдвиги в цепи передачи нап-
ряжения обратной связи на высших частотах рабочей полосы так-
же возникают при большой величине емкости Со и определяются
по ф-лам (3.170) и (3.171). При этом в формулы вместо величины
сопротивления резистора Rei подставляют сопротивление рези-
стора Roc ъ через который напряжение обратной связи вводится
на вход транзистора. На низких частотах рабочей полосы в схе-
мах рис. 3.21 уменьшение величины коэффициента передачи на-
пряжения обратной связи и увеличение угла сдвига фазы напря-
жения обратной связи могут получиться при малом значении ем-
кости конденсатора С4. Расчетные соотношения для количествен-
ной оценки этих изменений Вос и <рв имеют вид:
ЛД ____ — /ill V, 1UZf
Л1 Д / 1 -|- I---------------
1 г l/bQl (Roc 14“ Rskb)
. 0,159
« arctg-----------------,
ВС1 6/нС1(Кос1 + ^экв)
(3.172)
(3:173)
142
где /?экв=—------------эквивалентное сопротивление входной цепи
/?и -ф /?вх
усилительного .каскада без обратной связи.
При последовательной обратной связи по напряжению (рис.
3.22а) модуль коэффициента передачи напряжения обратной свя-
зи на средней частоте определяют по формуле
_______________Roc ^вх т~_____________
^ос 1 Roc Rti Ф (т?их Т~ Ф ^и) (^ос 1 Ф Roc)
Для схемы рис. 3.226
Rn? RBX т
0 ' г
Roc Rest Ф (Rbx Т~ ф Rh) (Roc 1 4" R6i)
[(3.175)
Коэффициент частотных искажений цепи передачи напряже-
ния обратной связи для области низких частот рабочей полосы,
учитывающий влияние малой величины емкости конденсатора Ct,
в схемах рис. 3.22 определяется по ф-ле (3.172), а угол фазового
сдвига — по ф-ле (3.173). В этих формулах ДЭкв~'Дос для схемы
рис. 3.22а и /?Энв~Дб2 для схемы рис. 3.226. Коэффициент частот-
ных искажений, учитывающий влияние входной емкости транзи-
стора СВх на величину коэффициента передачи напряжения об-
ратной связи в области высших частот рабочей полосы, может
быть определен по ф-ле (3.165). При этом для схемы рис. 3.226
член ЛтДос соответствует сопротивлению резистора Дбг-
Для варианта схемы рис. 3.23 модуль коэффициента
напряжения обратной связи на средних частотах
о _ Rbx т ~
°С° ’
где п———коэффициент трансформации вторичной
И>ос
относительно обмотки обратной связи.
Коэффициент частотных искажений и угол фазового сдвига
цепи передачи напряжения обратной связи в области низших ча-
стот рабочей полосы определяют по ф-лам (3.168) и (3.169), в
которых /?" = /?'4- -вхас"- . В области высших частот рабочей
полосы Мв и определяют по формулам:
передачи
(3.176)
-обмотки
6,28 /в СВх R„ RBX
^и^^вхТ-
6,28 fsCBxR,, Rbxt-
Фвс =—arctg
ВХ Яи^КвхТ.
(3.177)
(3.178)
2
• Решив ур-ния (3.168) и (3.172) относительно Сэ и Ct, получим
формулы для определения необходимых значений емкости кон-
143
Денсаторов Сэ и С1л при которых частотные искажения в цепи пе-
редачи напряжения обратной связи не превышают заданных зна-
чений Мвсэ и МВС1.
Из выражения (3.156) видно, что условием возникновения са-
мовозбуждения является равенство ВОСКЯ=—1, что означает
изменение фазы обратной связи на 180° при абсолютном
значении произведения |ВОсЛн|, равном единице. Следовательно,
для устойчивой работы усилителя глубину отрицательной обрат-
ной связи необходимо выбирать такой величины, чтобы на ча-
стоте, при которой дополнительный фазовый сдвиг равен 180°,
значение |Вос/Сн| было меньше ’единицы. С целью получения га-
рантийного запаса по устойчивости с учетом возможного измене-
ния характеристик усилителя при замене либо старений его
схемных элементов необходимо при дополнительном фазовом
сдвиге ф=180° получить |В0СЛн| <0,54-0,7, а при |ВОСХН| — 1 ф
должно быть не более 1504-160°. При этом указанная допустимая
величина фазового сдвига является алгебраической суммой фа-
зовых сдвигов, вносимых усилителем и цепью передачи напряже-
ния отрицательной обратной связи.
Величина необходимого запаса по устойчивости растет с уве-
личением количества каскадов, охваченных отрицательной обрат-
ной связью. В рабочей полосе частот фазовые сдвиги усилителя
и цепи обратной связи должны быть возможно меньшей величи-
ны, что гарантирует сохранение качественных показателей усили-
теля; при значительных фазовых сдвигах на краях рабочей по-
лосы частот возрастают частотные и нелинейные искажения. Зна-
чение допустимой глубины отрицательной обратной связи зависит
от количества каскадов и характера сопротивлений элементов,
входящих в петлю обратной связи.
Однокаскадные апериодические усилители работают устойчи-
во при любой глубине отрицательной обратной связи. Двухкас-
кадные апериодические усилители теоретически могут работать
устойчиво также при любой глубине отрицательной обратной свя-
зи, однако с учетом возможных дополнительных фазовых сдвигов,
вносимых транзисторами и трансформаторами, глубину отрица-
тельной обратной связи F выбирают не более 26 дб. Для трехкас-
кадных усилителей принимают F< 124-16 дб.
Четырехкаскадные апериодические усилители охватывать об-
щей петлей отрицательной обратной связи не рекомендуется, в та-
ких усилителях применяют отдельные независимые одно- либо
двухкаскадные цепочки отрицательной обратной связи.
Приведенные для транзисторных усилителей величины допу-
стимой глубины отрицательной обратной связи несколько превы-
шают рекомендованные значения F для ламповых схем. Послед-
нее объясняется тем, что в области больших фазовых сдвигов,
вносимых транзисторами, с ростом частоты резко падает усиление,
что уменьшает опасность самовозбуждения.
144
Выбор глубины и способа подачи напряжения отрицательной
обратной связи -при проектировании решается комплексно в за-
висимости от необходимого снижения искажений, требуемой ста-
билизации выходного уровня при изменении сопротивления нагруз-
ки либо замене транзисторов, а также от необходимых значений
входного и выходного сопротивлений. Предварительно расчет уси-
ления ведут без обратной связи с учетом запаса усиления на ее
введение. При этом необходимый запас усиления определяют по
расчетным соотношениям, приведенным в табл. 3.7 и ф-ле (3.132).
Как уже отмечалось, при работе усилительных каскадов на
германиевых транзисторах в интервале температур от —30 до
+ 50°С их усиление изменяется в широких пределах. При этом из-
менения величины коэффициента усиления напряжения усилите-
ля происходят в связи с изменениями коэффициента усиления то-
ка транзистора р, его входного сопротивления /?вхт~.> а также то-
ка покоя в рабочей точке, изменения которого, в свою очередь,
влияют на значение коэффициента усиления тока р. Одним из ос-
новных методов стабилизации усиления усилительных каскадов по
переменному току является введение в каждый усилительный кас-
кад индивидуальной отрицательной обратной связи по току (рис.
З.)9о); Ниже приводится методика проведения расчета необхо-
димой величины сопротивления резистора отрицательной обрат-
ной связи 7?ос-
Полагаются известными номинальная рабочая температура
бюмл предельные рабочие температуры /ма1(С и /МИн и допустимые
изменения коэффициента усиления напряжения «-каскадного уси-
лителя с однотипными транзисторами в каскадах:
|-ДКн=(1- -^<ном-Ъ00, %; -Дк,=(1- ^™Ъ00, %.
\ Ан/макс / \ Аи/иом /
Последовательность расчета.
1. Определяют допустимое относительное изменение усиления
напряжения на один каскад по формуле
<3179>
Величину mi определяют для двух значений Дкн, допустимых при
максимальной положительной (т[ ) и максимальной отрицатель-
ной (mi ) температурах.
2. По графику рис. 2.6 оценивают изменения p=/t2ia и hil3~
~^вхт~ при максимальных положительной (р', /гцэ ) и отрица-
тельной (Р", Аэ) температурах.
В соответствии со значениями коллекторного тока при /макс и
/мип при помощи графика рис. 2.4 вносят поправки к полученным
значениям р. и Аиэ-
145
3. Определяют сопротивление резистора /?ос для /макс и /Мин
соответственно по формулам:
—₽(Лцэф/?н) ' ~ — г - , (о. lo(J) РР'(1 —mJ
_ zo 1 о п ' f 1 о. lol 1 pp"(l-mj
где Ru — выходное сопротивление источника сигнала, определяе-
мое для схемы рис. 3.19а по ф-ле (3.24).
При /?иС'/1цэ ф-лы (3.180) и (3.181) упрощаются:
^т_;р'лЦ9-р^,9. -(3182> ₽₽'(!— mJ
р₽"0-"0
За окончательный результат принимают большее значение Roc-
Приведенные расчетные соотношения также пригодны для ра-
счета сопротивления резистора отрицательной обратной связи,
обеспечивающего стабилизацию усиления по переменному току
при замене транзистора на однотипный, но с большим значением
р. В данном случае рассматривают только увеличение р, посколь-
ку расчет схемы -усилителя выполняют по его минимальному зна-
чению. Для определения Roc используют ф-лу (3.179), (3.180)
либо (3.182). При этом в формулах |3 следует считать минималь-
ным значением коэффициента усиления тока рмин, а ₽'— макси-
мальным значением коэффициента усиления тока рмакс-
ГЛАВА 4.
РЕГУЛИРОВКА И ИСПЫТАНИЯ
АПЕРИОДИЧЕСКИХ
МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
МОЩНОСТИ С ТРАНСФОРАТОРНЫМ
ВЫХОДОМ
4.1. Объект регулировки
Регулировку и испытания апериодических усилителей с транс-
форматорным выходом рассмотрим на примере отработки техни-
ческих характеристик макета пятикаскадного усилителя низкой
частоты с номинальной выходной мощностью 10 ва (рис. 4.1),
предназначенного для туристических автобусов и выездных кон-
цертных бригад. Усилитель должен обеспечить усиление сигналов,
поступающих от микрофона, приемника и магнитофона. Питание
усилителя должно осуществляться от аккумуляторной батареи ав-
томашйны с номинальным напряжением 12,6 в.
Технические характеристики усилителя должны соответство-
вать нижеприведенным требованиям:
1. Номинальная выходная мощность РЕ=10 ва.
2. Сопротивления нагрузки Дш=2,5 ом; 7?и2= 10 ом.
3. Чувствительность:
а) с микрофонного входа — не хуже 0,5 мв;
б) со входа приемника либо магнитофона — не хуже 0,775 в.
4. Входное сопротивление:
а) с микрофонного входа — не менее 200 ом;
б) со входа приемника либо магнитофона — 3 ком.
5. Полоса воспроизводимых частот 100 гц, fB=10 кгц.
6. Допустимая неравномерность частотной характеристики от-
носительно частоты 1000 гц Л4Н=3 дб, Л4В=3 дб.
7. Допустимые значения коэффициента гармоник:
а) на частотах до 200 гц — 5%;
б) на частотах от 200 до 5000 гц — 3%.
8. Допустимый уровень шумов на выходе — минус 50 дб.
9. Динамический диапазон передачи — 40 дб.
10. Напряжение источника питания — 12,6 в±10%.
11. Интервал рабочих температур от 0 до +50°С.
Исходя из этих требований, разработана принципиальная элек-
трическая схема усилителя (рис. 4.1), проведен электрический ра-
счет элементов, схемы и конструктивный расчет трансформаторов
(табл. 4.1). Расчетные значения режимов транзисторов по постоян-
ному и переменному токам приведены в табл. 4.2. Первые два ка-
скада спроектированного усилителя (транзисторы Л и Д) служат
147
для предварительного уси-
ления сигналов передачи с
микрофона, третий каскад
является согласующим, чет-
вертый и пятый — усилите-
ли мощности. Микрофонный
усилитель собран по схеме
усилителя постоянного тока,
что позволило уменьшить
количество схемных элемен-
тов и снизить частотные ис-
кажения в области низких
частот благодаря отсутствию
разделительного • конденса-
тора между первым и вто-
рым каскадами. Как извест-
но, основным недостатком
усилителей постояного тока
является их большая тем-
пературная нестабильность.
Однако в данном варианте
схемы благодаря высокой
температурной стабильности
в первом каскаде усиления
(S = 1,58) обеспечивается
также достаточная темпера-
турная стабильность режима
транзистора второго каска-
да. Введение частотнонеза-
висимой отрицательной об-
ратной связи по току в пер-
вом и втором каскадах (ре-
зисторы и Т?9) позволи-
ло значительно уменьшить
габариты конденсаторов Сз
и С4 при незначительном
(порядка четырехкратного)
снижения усиления этих
каскадов по напряжению.
Двузвенный фильтр-развязка
Др, С5 и Ri, С2 уменьшает
паразитную связь через
внутреннее сопротивление
источника питания между
выходным каскадом усиле-
ния и микрофонным усили-
телем. Применение входно-
го микрофонного трансфор-
148
Т аблица 4 1
Схемное обоз- начение транс- форматора (дросселя) Типоразмер и ма- териал магнито- провода Данные обмоток Индуктивность обмотки
обозначение обмотки ЧИСЛО витков марка н диаметр провода
Ш9Х9 600 ПЭЛ-0,1 >1 гн
Трг пермаллой Н45 w2 1800 ПЭЛ-0,1 >9 гн
WL 400 ПЭЛ-0,31 >80 мгн
Тр2 Ш 9X9 125 ПЭЛ-0,38 >8 мгн
сталь w2 125 ПЭЛ-0,38 >8 мгн
Э42
Wj 72 ПЭЛ-0,69 >6,5 мгн
72 ПЭЛ-0,69 >6,5 мгн
Трз III 12x24 w2 60 ПЭЛ-0,59 >4,5 мгн
сталь K’s 60 ПЭЛ-1 >4,5 мгн
Э42 5 ПЭЛ-0,38 —
Др Ш9Х18 сталь Э42 W 1500 ПЭЛ-0,25 >2,5 гн
Таблица 4.2
Схемное обозначе- ние транзистора т ок ма "©К в ^вх- в ^ВЫХ~ в
л 0,94-1,1 2,44-3,6 1,5 мв 0,042
т2 1,84-2,2 3,24-4,8 42 мв 0,7
Тя 4,54-5,5 6,54-7,5 0.45 0,42
т. 604-65 7,64-8 0,42 2,45
Tt 754-85 12,6 0,7 5
То 754-85 12,6 0,7 5
матера вызвано необходимостью получения симметричного вхо-
да для уменьшения паразитных наводок на микрофонный ка-
бель, которые становятся особенно ощутимыми при большом уда-
лении микрофона от усилителя. С целью уменьшения количества
каскадов предварительного усиления в микрофонном усилителе
применены транзисторы типа МП15А с высоким значением ми-
149-
«имального коэффициента усиления по току (₽Мив=50). Режим
транзистора первого каскада с целью снижения напряжения шу-
мов выбран с низким значением коллекторного напряжения (3 в)
и малым значением коллекторного тока (1 ма). Оба каскада мик-
рофонного усилителя практически не вносят нелинейных искаже-
ний, так как транзисторы работают в режиме А при очень малых
значениях коэффициентов использования по току и напряжению
(табл. 4.2). Усиление микрофонного усилителя по напряжению —
порядка 60 дб.
Оконечный каскад усилителя мощности собран по двухтактной
схеме на мощных низкочастотных транзисторах типа П4Д, рабо-
тает он в режиме АВ с целью снижения нелинейных искажений,
возникающих по причине нелинейности начального участка вход-
ной характеристики транзистора. Температурная стабилизация
каскада выполнена методом термокомпенсации" с применением
терморезистора типа ММТ-8. Ввиду сравнительно низкого значе-
ния напряжения источника питания при относительно большой
величине выходной мощности усиление оконечного каскада по
мощности составляет величину не более 20—22 дб. Поэтому для
получения необходимой величины входной мощности (порядка
100 мет) в качестве предварительного усилителя мощности при-
менен однотактный усилительный каскад на низкочастотном мощ-
ном транзисторе П201А.
Низкочастотные транзисторы П4Д и П201А характеризуются
низким значением предельной частоты равной 54-6 кгц. По-
следнее вызывает завал частотной характеристики усилителя
транзисторами четвертого и пятого каскадов на величину поряд-
ка 14 дб. Для выравнивания этого завала частотной характери-
стики и компенсации нелинейных искажений четвертого и пятого
каскадов они охвачены последовательной отрицательной обрат-
ной связью по напряжению глубиной 19 дб.
Введение напряжения отрицательной обратной связи в цепь
эмиттера мощного транзистора снижает кпд выходного каскада
по сравнению с вариантом введения напряжения отрицательной
-обратной связи в цепь маломощного транзистора предварительно-
го усилителя. Кроме того, охват петлей отрицательной обратной
связи предварительных каскадов усиления улучшило бы и их ка-
чественные показатели. Однако большая глубина отрицательной
обратной связи при значительных фазовых сдвигах, вносимых
транзисторами четвертого и пятого каскадов, в случае охвата пет-
лей отрицательной обратной связи большего количества каскадов
усиления может привести к самовозбуждению усилителя.
Третий каскад усилителя выполнен по схеме эмиттерного пов-
торителя, что вызвано необходимостью согласования относитель-
но низкоомного, изменяющегося от частоты, входного сопротивле-
ния транзистора 7\ с выходом микрофонного усилителя. Такое
схемное решение целесообразно, так как нелинейные искажения,
вносимые эмиттерным повторителем, будут значительно меньши-
«50
ми, чем в схеме включения транзистора с общим эмиттером при
одинаковых значениях коэффициентов использования по току и
напряжению в. обоих схемах. Для уменьшения влияния на тре-
тий каскад частотнозависимого входного сопротивления транзи-
стора Г4 его вход зашунтирован низкоомными резисторами Rie це-
пи смещения и RVi эмиттерной нагрузки транзистора Ts.
Из описания усилителя видно, что каскады на транзисторах
Т2 и Tg благодаря соответствующему выбору режима по постоян-
ному току и введению индивидуальных отрицательных обратных
связей по току вносят малые частотные и нелинейные искажения.
Поэтому' норма допустимых частотных и нелинейных искажений в
основном может быть отнесена к четвертому и пятому каскадам
усиления.
Диод Д в схеме рис. 4.1 предусмотрен для защиты от выхода
из строя схемных элементов (в основном Т$ и Тъ) при неправиль-
ном включении выводов «+» и «—» источника питания.
4.2. Оборудование рабочего моста
При проведении регулировочных работ в условиях производст-
венных лабораторий, оснащенных типовыми лабораторными сто-
лами с вмонтированными источниками питания, оборудование ра-
бочего места состоит в выборе и размещении радиоизмерительной
аппаратуры.
Для проведения регулировочных работ с макетом усилителя
(рис. 4.1) необходимы следующие радиоизмерительные приборы:
генератор, электронный вольтметр (желательно 2 шт.), осцилло-
граф, измеритель нелинейных искажений, измеритель частотных
характеристик, ампервольтомметр и магазин сопротивлений.
Тип звукового генератора выбирают в 'соответствии с гранич-
ными значениями частот рабочей полосы fB= 100 гц, fB — Ю кгц и
величиной необходимого напряжения сигнала, достаточной для
проверки любого каскада усилителя. Максимальная величина
входного напряжения для налаживаемого макета равна 2,45 в
(табл. 4.2), она подается на первичную обмотку трансформатора
Тра для проверки оконечного каскада. Выходное напряжение и
частота генератора, должны плавно изменяться, выход генератора
должен допускать подключение низкоомной нагрузки с входным
сопротивлением порядка 50-ь 100 ом для возможности проверки
мощных каскадов усиления. Коэффициент гармоник генератора
Хг не должен превышать 0,3%, так как допустимое минимальное
вняченне /Сг усилителя равно 3%. Указанным требованиям соот-
ветствуют большинство типовых генераторов звуковой частоты,
как, например: ЗГ-10, ЗГ-12, ЗГ-14, ГЗ-ЗЗ и др.
Поскольку верхняя рабочая частота налаживаемого усилите-
ля составляет 10 кгц и значения сопротивлений в точках измере-
ния не превышают 5 ком, то для измерения переменных напряже-
ний при наладке усилителя может быть использован любой из ти-
повых электронных вольтметров переменного тока с предельным
151
значением показания наиболее чувствительной шкалы 3 либо
10 мв. Из выпускаемых промышленностью ламповых вольтметров
могут быть использованы вольтметры типов ВЗ-7 и B3-13, у ко-
торых погрешность измерений не превышает 4%.
Основными требованиями, предъявляемыми к выбираемому
осциллографу, являются необходимая чувствительность его вер-
тикального входа порядка 300±500 мм/в и наличие горизонталь-
ного входа, необходимого для измерения фазовой характеристики
усилителя. Особые требования к частотной характеристике вер-
тикального усилителя осциллографа не предъявляются ввиду
-сравнительно малой верхней рабочей частоте усилителя. Из про-
мышленных типов осциллографов могут быть применены С1-1,
•С 1-5 и др.
Измерения нелинейных искажений могут, быть выполнены из-
мерителями нелинейных искажений типов ИНИ-11, ИНИ-12 и
•С6-1, обеспечивающими непосредственный отсчет коэффициента
гармоник в рабочей полосе частот регулируемого усилителя, ли-
бо анализатором гармоник.
Для визуального наблюдения частотной характеристики уси-
лителя может быть использован измеритель частотных характе-
ристик типа XI-22.
Ампервольтомметр необходимо выбрать с входным сопротив-
лением шкал вольтметра не менее 10 ком/в измеряемого напря-
жения. Такая величина входного сопротивления вольтметра обе-
спечивает малые изменения режима транзисторов по постоянному
току .при подключении прибора к их коллекторным цепям (осо-
бенно к Т\). Шкалы прибора для измерения постоянного тока
должны иметь пределы от 0,1 ма до 1,5а. Погрешность изме-
рений ампервольтомметра на шкалах постоянного тока и напря-
жения не должна превышать 1,54-2,0%, так как допуски на точ-
ность установки режимов транзисторов по постоянному току ле-
жат в пределах ±10% (табл. 4.2).
Для подгонки режимов транзисторов по постоянному току и
.имитации сопротивлений нагрузок выбирают магазины сопротив-
лений с величиной предельного значения сопротивления, опреде-
ляемого в соответствии со значениями сопротивлений резисторов,
обозначенных на схеме знаком подбора (7%, /%, 7?is и др).
В нашем случае пригодны декадные магазины сопротивлений ти-
па КМС класса 0,5 и РЗЗ класса 0,2 с предельными значениями
•сопротивлений 0± 100 ком.
Выбранную аппаратуру на рабочем месте размещают в со-
ответствии с рекомендациями, приведенными в гл. 1.
4.3. Подготовка усилителя к регулировке
После окончания монтажных работ панель либо шасси замон-
тированного усилителя тщательно осматривают, удаляют остат-
ки олова, подправляют пайки и выкладывают соединительные про-
«52
вода. По принципиальной схеме проверяют правильность монтаж-
ных соединений, соответствие схеме номиналов сопротивлений ре-
зисторов и емкостей конденсаторов, правильность распайки выво-
дов трансформаторов, а также соблюдение полярности диодов и
электролитических конденсаторов. Если монтажные соединения
выполнены в виде жгута, то цепи проверяют омметром либо дру-
гим индикатором с напряжением источника питания испытатель-
ной цепи не более 1,5—3 в. Транзисторы устанавливают в схему
усилителя после окончательной проверки монтажных соединений
во избежание возможного их повреждения источником питания
индикатора.
Для опытных образцов и макетов транзисторы отбираются с
минимальным, гарантированным техническими условиями, значе-
нием коэффициента усиления тока 0. Подбор транзисторов ведут
при помощи типовых испытателей транзисторов. При этом отби-
рают также комплект транзисторов с максимальным значением
0, необходимый для последующих испытаний усилителя. В процес-
се подбора транзисторов наряду с измерениями р при типовом
режиме измеряют также величину обратного тока коллектора /ко
и проверяют отсутствие плывучести коллекторного тока.
Транзисторы для оконечного двухтактного каскада подбирают
попарно с разбросом по 0 не более 154-20%.,
При отсутствии типовых измерительных приборов для провер-
ки мощных транзисторов их подбор может быть проведен непо-
средственно в схеме усилительного каскада. Для этого в коллек-
торную и базовую цепи транзисторов Тъ и Те включают миллиам-
перметры. Подбором величины сопротивления резистора Т?18 ус-
танавливают коллекторный ток порядка 70ьч=100 ма и фиксируют
величину базового тока 10ы. Затем уменьшением сопротивления
резистора Ria увеличивают коллекторный ток до величины /окг=
= 150 ма и определяют соответствующую этому току величину ба-
зового тока /0б2- По результатам измерений определяют коэффи-
циент усиления тока ₽ из соотношения
Р — А)К 2 Л)К 1 (4.1)
Л)б 2 Л)б 1
Указанным способом измеряют партию транзисторов, из которой
в дальнейшем подбирают пары с допустимым разбросом по 0.
Если подобрать комплект транзисторов с рМИн не удается, то
применяют имеющиеся транзисторы и в дальнейшем определяют
Ожидаемое .увеличение усиления усилителя.
4.4. Наладка усилителя
Установка режимов транзисторов по
постоянному току
v Первым этапом наладочных работ является установка режи-
мов транзисторов по постоянному току. Однако в случае наличия
163
самовозбуждения в усилителе установить режимы транзисторов
становится невозможным, так как при этом коллекторные токи
велики и мало изменяются при изменении величины сопротивления
резисторов смещения. Кроме того, длительное самовозбуждение
усилителя может привести к выходу из строя транзисторов чет-
вертого и пятого каскадов ввиду отсутствия в их коллекторной
цепи резисторов, ограничивающих величину коллекторного тока.
Поэтому в практике налаживания многокаскадных усилителей
лринято независимо от наличия самовозбуждения с целью исклю-
чения возможного его возникновения перед установкой режимов
•транзисторов по постоянному току выпаивать межкаскадные раз-
делительные конденсаторы и выключать цепи глубокой межкас-
«кадной отрицательной обратной связи. В схеме налаживаемого
усилителя целесообразно выпаять конденсатор С8 и зашунтиро-
нать обмотку обратной связи w4 конденсатором емкостью порядка
1004-200 мкф.
Указанные в табл. 4.2 допуски на точность установки режи-
мов транзисторов по постоянному току приведены для номиналь-
ного значения напряжения источника питания и температуры ок-
ружающей среды +i204-4-25°C. Возможные отклонения режима при
допустимых изменениях напряжения источника питания и темпе-
ратуры окружающей среды в пределы допуска не входят, так в
процессе расчета усилителя они были учтены путем соответствую-
щего выбора положения рабочей точки.
В схеме регулируемого усилителя отклонения режимов транзи-
сторов Л и Г2 должны укладываться в пределы допуска без до-
полнительной подгонки благодаря хорошей температурной и со-
ответственно режимной стабилизации этих каскадов (Si=l,58,
S2<2); в последующих каскадах режимы транзисторов необхо-
димо устанавливать в случае использования транзисторов с коэф-
фициентом усиления по току р>|рмии- При этом режим транзи-
стора Т3 устанавливают подбором величины сопротивления рези-
стора Ra, режим Г4 — подбором Т?15, а режимы Т5 и Т6 устанав-
ливают подбором сопротивления резистора /?18.
Для измерения коллекторного напряжения в резисторных кас-
кадах с высокоомными нагрузками при токах коллектора менее
0,34-0,5 ма и фиксированном токе смещения необходимо пользо-
ваться электронными вольтметрами постоянного тока, так как
параллельное подключение к транзистору неэлектронного вольт-
метра снижает результат измерения коллекторного напряжения.
Величина указанного снижения результата измерения коллектор-
ного напряжения зависит от внутреннего сопротивления прибора,
которое у массовых отечественных вольтметров лежит в пределах
104-20 ком на вольт измеряемого напряжения. Последнее озна-
чает, что вольтметры потребляют токи от 50 до 100 мка при от-
клонении стрелки до предельного значения шкалы. Зная величину
тока, потребляемого вольтметром, можно определить снижение
464
величины коллекторного напряжения при измерениях по формуле
• Д Дтр ^?0»
где /пр — ток, потребляемый измерительным прибором; Ro — сум-
ма сопротивлений постоянному току всех схемных элементов цепи
коллектора.
При токе коллектора более 0,5 ма указанные искажения ре-
зультатов измерений обычно невелики, однако в каждом отдель-
ном случае необходимо ориентировочно оценить ожидаемую по-
грешность измерений. ,
В нашем случае наладки усилителя для измерения коллектор-
ного напряжения транзисторов всех каскадов нет необходимости в
применении электронного вольтметра. Если предположить, что
вольтметр потребляет 50 мка тока, то при измерении коллектор-
ного напряжения транзистора первого каскада результат измере-
ний будет занижен на величину
Д^к = 4р(^4 + ^ + ^ + /?7) = 50-10-6(5100 + 51-1-1000 +
4-1200) «0,37 в,
что составляет порядка 12% от номинального значения коллек-
торного напряжения. Для уменьшения тока, потребляемого вольт-
метром,, при измерениях необходимо выбирать шкалы с предель-
ными значениями, при которых измеряемая величина будет рас-
положена в средней части шкалы.
Величину коллекторного тока транзистора определяют путем
включения миллиамперметра (амперметра) в разрыв коллектор-
ной цепи либо путем измерения вольтметром падения напряже-
ния на резисторе, включенном в цепь эмиттера (Ra) или коллек-
тора (RH). Первый способ измерений пригоден во всех случаях,
однако существенным его недостатком является необходимость
выпайки коллекторного вывода транзистора при измерениях, что
особенно затруднено в устройствах с печатным монтажом. Изме-
рение падения напряжения на резисторе, включенном в цепь эмит-
тера, для определения коллекторного тока более удобно, но при
этом измеряется сумма коллекторного и базового токов. Если
учесть, что для большинства типов транзисторов минимальный
коэффициент усиления по току рМ11Н составляет не менее 12—15
единиц, то погрешность измерений в данном случае не превышает
6—8%. При больших значениях р погрешность измерений умень-
шается. Следует также учесть, что фактическое значение коллек-
торного тока в данном случае может отличаться от результата
измерений на величину допуска на точность изготовления рези-
стора, на котором измеряется падение напряжения, так как при
расчете величины коллекторного тока его сопротивление прини-
мается равным номинальному значению. Кроме указанных выше
погрешностей данного способа определения тока коллектора, сле-
дует также учесть погрешность, возникающую в результате шун-
тирования резистора Ra внутренним сопротивлением вольтметра.
<155
В схемах с хорошей температурной стабилизацией эта погреш-
ность практически отсутствует, так как падение напряжения на
резисторе эмиттерной цепи задается фиксированным напряжени-
ем смещения в базовой цепи, и поэтому подключение вольтметра
вызывает только увеличение коллекторного тока на величину,
потребляемую вольтметром, не изменяя падения напряжения на
резисторе Дэ. В схемах усилителей с недостаточной температурной
стабилизацией режима при Rez^Ra (рис. 3.2, 3.5) необходимо
учитывать шунтирование резистора R3 входным сопротивлением
вольтметра, если оно соизмеримо с величиной сопротивления ре-
зистора Ra. При этом, если входное сопротивление прибора ДПр>
> 104-20 RB, погрешность измерений тока коллектора практиче-
ски не превышает 5%, а если ДПр<10 Ra, то погрешность изме-
рений возрастает и ток коллектора целесообразно измерять пу-
тем непосредственного включения миллиамперметра (ампермет-
ра) в разрыв коллекторной цепи.
При определении величины тока коллектора в резисторном
каскаде путем измерения падения напряжения постоянного тока
на резисторе коллекторной нагрузки Ди (рис. 3.2) погрешность
измерений прямо пропорциональна степени шунтирования нагруз-
ки входным сопротивлением вольтметра.
В схеме регулируемого усилителя величины коллекторных то-
ков транзисторов 7\, Т2, Т3 и Г4 целесообразно определять путем
измерения падений напряжения на резисторах, включенных в их
эмиттерные цепи (Re, Rio, Ru и R17). Токи транзисторов Т5 и Те
необходимо измерять миллиамперметром, включенным в разрыв
коллекторной цепи. Для удобства установки режимов транзисто-
ров вместо резистора /?еь отмеченного на схеме знаком подбора *,
включают магазин сопротивлений, по шкалам которого отсчиты-
вают необходимую величину сопротивления резистора смещения,
обеспечивающую требуемое значение коллекторного тока.
Если в процессе установки коллекторного тока транзистора
величина тока не изменяется при изменении величины сопротив-
ления резистора в цепи смещения, то следует проверить, не яв-
ляется ли этот ток коллектора неуправляемым. .Для этого изме-
ряют начальный коллекторный ток транзистора 7КН при выпаян-
ном резисторе Ret и включенном между выводами база-эмиттер
резисторе сопротивлением 1 ком для проверки маломощных тран-
зисторов и 1—2 ом для проверки мощных транзисторов. У ис-
правного транзистора величина начального тока /кн не должна
превышать паспортных данных. В случае отсутствия величины /кн
в паспортных данных она может быть ориентировочно определена
по формуле
Лен ~ Р ЛеО> (4.3)
где р' — коэффициент усиления тока при малых значениях кол-
лекторного тока, 0,054-0,3(3; 1К0— обратный ток коллектора.
При значениях 1Кн> значительно превышающих величину, полу-
156
чспиую из выражения (4.3), транзистор следует заменить дру-
гим. Порча транзистора, проявившаяся в появлении значительно-
го неуправляемого тока коллектора, могла произойти в результа-
те перегрева его корпуса при пайке.
В некоторых случаях установить режим транзистора не удает-
ся из-за больших токов утечки через некачественные электроли-
тические конденсаторы межкаскадной связи.
При измерении тока коллектора особое внимание уделяют про-
верке отсутствия плывучести его величины. Последнее осущест-
вляют наблюдением за показаниями прибора в течение 1—2 мин.
Если номиналы сопротивлений подобранных резисторов сме-
щения сильно отличаются от их расчетных значений, то по фор-
мулам табл. 2.3 проводят проверочный расчет усилительного кас-
када по постоянному току.
Наладка усилителя по переменному току
Наладку усилителя ведут покаскадно, начиная с выходного
каскада. При этом предварительные каскады усиления отключа-
ют, а к входу налаживаемой части усилителя • подключают изме-
рительный генератор с внутренним сопротивлением, равным вы-
ходному сопротивлению последнего каскада отключенной части
усилителя. Обеспечение указанного реального согласования поз-
воляет оценить искажения сигнала во входной цепи налаживае-
мой части усилителя, вызванные частотной зависимостью вели-
чины ее входного сопротивле-
ния и нелинейностью. Посколь-
ку стандартные величины вы-
ходных сопротивлений измери-
тельных генераторов могут не
совпадать с требуемыми для
согласования значениями, то
для наладки используют так Рис. 4.2. Блок-схема наладки пятого
называемую схему эквивалент- каскада усиления
ного генератора (рис. 4.2).
В этой схеме последовательно с входом усилителя включают ре-
зистор /?и, являющийся эквивалентом внутреннего сопротивления
генератора с эдс, равной напряжению на зажимах измерительного
генератора.
В усилителях с отрицательной обратной связью при покаскад-
ной наладке необходимо исключать глубокие местные и межкас-
кадные обратные связи, так как они могут маскировать искаже-
ния, возникающие за счет неправильного выбора режимов тран-
зисторов по постоянному току либо несоответствия номинальных
значений электрических величин схемных элементов их расчетным
значениям. При этом характеристики усилителя (каскада) изме-
ряет при выключенной отрицательной обратной связи, а затем
оценивают их изменения после включения цепи обратной связи.
157
Результаты измерений сравнивают с расчетными данными. Если т
выключение цепи отрицательной обратной связи связано с нару- 3
шением режима транзистора по постоянному току, то необходимо 1
в схему усилителя на время измерений вводить дополнительные ]
элементы, отражающие влияние цепи передачи напряжения об-
ратной связи на режим транзистора по постоянному току.
Порядок обнаружения причин ненормальной работы усилителя ;
(каскада) зависит от характера искажений выходного сигнала. ‘
Так, например, при недостаточной величине выходного напряже-
ния и ограниченной форме сигнала вначале следует определить -
причину ограничения, а затем — причину малого усиления, так j
как может оказаться, что усиление занижено ввиду наличия огра- ’
ничения. Если усиление усилителя (каскада) ниже расчетного и
имеют место значительные частотные искажения, то первона-
чально определяют причину заниженного усиления, а затем отра-
батывают-частотную характеристику. В данном случае порядок
обнаружения обусловлен тем, что причина заниженного усиления .
может также явиться фактором, вызывающим частотные искаже-
ния. Проверку стабильности выходного напряжения при измене-
нии сопротивления нагрузки, оценку устойчивости и температур-
ные испытания усилителя проводят после приведения всех его I
основных электрических характеристик к заданным нормам. Соб-
людение вышеприведенных рекомендаций по наладке усилителей
уменьшает количество повторных измерений и соответственно со-
кращает затраты рабочего времени лаборантов.
При наладке оконечного каскада усилителя по схеме рис. 4.2
от первичной обмотки ац трансформатора Tpz (рис. 4.1) отклю- !
чают коллектор транзистора Т4 и напряжение источника питания.
К обмотке Wi, подключают измерительный генератор, последова-
тельно с которым включен резистор RK с величиной сопротивления,
равной выходному сопротивлению транзистора Г4 с учетом влия-
ния на его величину местной отрицательной обратной связи по то-
ку и межкаскадной обратной связи по напряжению.
Выходное сопротивление транзистора 7V?bhxT4 за счет мест-
ной отрицательной обратной связи по току, создаваемой резисто-.
ром Т?2ь увеличивается, а под влиянием межкаскадной обратной
связи по напряжению — уменьшается. Поскольку в четвертом ка-
скаде действуют два вида отрицательной обратной связи, по-раз-
ному влияющие на величину выходного сопротивления каскада,
то целесообразно вначале определить влияние отрицательной об-
ратной связи по току, а затем оценить изменение свойств каска-
да, охваченного обратной связью по току, в результате действия
последовательной обратной связи по напряжению. Глубину от-
рицательной обратной связи по току транзистора Г4 определяют по
ф-ле (3.140)
р ф ^ВХ ОС
т~
.158
где RB —эквивалентное внутреннее сопротивление источника сиг-
нала, подключенного непосредственно к базе транзистора и
к «плюсу» источника питания. определяют по ф-ле (3.24), ко-
торая для принятых в схеме рис. 4.1 обозначений имеет вид
__ ________RhS #15 #1»__
и3 Rus Ru 4 Rm Rie Ф’ Ris Rie
В этой формуле 7?из является выходным сопротивлением третьего
каскада, его определяют из выражения
п ^вых Т 3 Ru
#выхТЗ ^Rli
Выходное сопротивление транзистора Т3 /?выхтз> входящее в фор-
мулу /?пз, определяют по ф-ле (2.60)
__ Лц э Ф Rm2
1 4 Рмин 4 ^22 S (йцэ 4 #и2)
где Т?н2 — эквивалентное внутреннее сопротивление источника сиг-
нала, действующего на входе третьего каскада.
Поскольку в выбранном режиме работы транзистора Т2 его
выходное сопротивление значительно превышает величину резуль-
тирующего сопротивления параллельно включенных резисторов
Re, Rn, R12 и Ris, то при определении R& им можно пренебречь.
Тогда общее сопротивление равно сопротивлению параллельно
включенных резисторов:
р' _______!_______
в2 1111
Re #и Ris Ris
И •:
---------—-------------= 1110 ом.
111 1
2000 6800 6800 5100
Значения Л-параметров транзистора Т3 типа МП15А в рабочей
точке равны: р=78, Лиэ=375 ом, p=d,4-10-4, /1223=90 мксим. Под-
ставив в ф-лу (2.60) значения Л-параметров и R'b2, получим
/?вахТз = --------37541110----------- ОЛ
внхтз 1 ф yg ф9о. Ю~6 (375 41110)
Зная величину 7?иыхтз, по приведенным выше формулам опреде-
днем сопротивления Ra3 и R&:
D 18,8-1000 1ос
Pt- ”И8==---’------= 18,5 ом,
г- 18,8-ф» 1000
Г>, 18,5-680-510 .
=—---------------------------= 17,4 ом.
и3 18,5-680 4-18,5-5104 680-510
Входящее в формулу глубины обратной связи по току Ft входное
сопротивление транзистора с обратной связью по току определя-
ют по ф-ле (3.139)
Rbx ос ~ RBli т~ 4* Яос U + Л®)>
159
где Roc — сопротивление обратной связи, которое в нашем случае
равно сумме сопротивлений резистора R2i и активного сопротив-
ления обмотки трансформатора Tps. Так как обмотка со-
держит всего 5 витков и ее сопротивление очень малр, то им мож-
но пренебречь и считать ROc=R2i-
Входное сопротивление транзистора переменному току ЯВхт~
определяют по ф-ле (2.43), однако для мощных транзисторов его
можно считать численно равным параметру /г11э. /г-параметры
транзистора П201А в рабочей точке равны: р = 52, /гцэ=50 ом,
/г22э=0,003 сим. Коэффициент усиления тока 7(т, входящий в ф-лу
(3.139), определяют по ф-ле (2.42)
Д’ —_______Ё______
ЛТ 1+Л22ЭЯн~ '
Подставив значения /г-параметров транзистора Tt и величину соп-
ротивления его коллекторной нагрузки переменному току /?и~=
= 110 ом в ф-лу (2.42), получим
Кт=---------------= 39.
1-^0,003-110
Тогда
Двхос = 50 + 2(1 4-39) = 130 ом. Fr = = 2,19.
В соответствии с рассчитанной величиной глубины отрицательной
обратной связи по току по ф-ле (3.141) определяют увеличенное
значение выходного сопротивления четвертого каскада
^вых ост (^?вых + RH~)-R Кт ------------р j—Rh~ =
= 2,19f—-----(-110^—110 = 862 ом.
\ 0,003 )
Для оценки уменьшения этой величины выходного сопротивления
последовательной обратной связью по напряжению определим ее
глубину. Глубину последовательной отрицательной обратной связи
по напряжению также рассчитывают по ф-ле (3.140),'но при этом
входное сопротивление каскада с обратной связью Т?БХ0С опреде-
ляют по ф-ле (3.151). Поскольку резистор R2i включен последова-
тельно в цепь передачи напряжения обратной связи, то при опре-
делении /?вхос необходимо учесть, что на нем падает часть напря-
жения обратной связи, снимаемого с обмотки ®4:
р _р /l I Лн®ос\— р /'l l U^~UR2l\
Квхос— ОвхТ_1 1 Г ~-%хТ~11Т 77----- ~
\ / \ Обэ« J
-п/, . 0,388 — 0,048 \ _оп
= оО 1 -(- —------1--- = о80 ом,
\ 0,032 )
Р __ Яиз-рЯвхос 17,4 + 580 _ _
*н , — < —о,У.
ГР р „ 17,44-50
1=иЗ I «вх Т~
160
Выходное сопротивление каскада за счет последовательной обрат-
ной связи по напряжению глубиной FH уменьшается и в соответ-
ствии’с ф-лой (3.146) становится равным:
^вых Rn~ йвых ост йи~
Гц (ЙБЫХ + Rh~) “ йвыХ FИ (йвЫХ OCT "b R„~) Йвых ост
862-110
8,9(862 4- 110) —862
12,2 ом.
Выходное сопротивление усилительных каскадов при отсутствии
петли межкаскадной отрицательной обратной связи (1,2 и 3-й кас-
кады) можно определить путем измерений. Для этого измеряют на-
пряжение холостого хода t/xx при отключенной нагрузке каскада
по переменному току. Затем вместо нагрузки по переменному току
к каскаду подключают магазин сопротивлений и подбором величи-
ны его сопротивления добиваются получения выходного напряже-
ния t/вых=0,5 t/xx. При этом выходное сопротивление усилительно-
го каскада равно сопротивлению магазина. Измерять нужно при
неискаженной форме выходного сигнала, что достигается подбором
соответствующей величины напряжения входного сигнала каскада.
В соответствии с результатом расчета в схеме наладки оконеч-
ного каскада рис. 4.2 последовательно с его входом необходимо
включить резистор с величиной сопротивления 12,2 ом, являющий-
ся эквивалентом внутреннего сопротивления источника сигнала.
Столь малая величина этого сопротивления сравнительно с вход-
ным сопротивлением пятого каскада, равным ПО ом, свидетельст-
вует о том, что на входе пятого каскада создан режим генератора
напряжения. Такой режим работы в данном случае оправдан тем,
что он способствует уменьшению нелинейных искажений, возникаю-
щих при работе транзисторов Т5 и Т6 в режиме с большими зна-
чениями коллекторных токов. Уменьшение влияния нелинейности
начального участка входных характеристик .транзисторов Т5 и 7»
постигнуто за счет подачи начального тока смещения в базы этих
транзисторов.
От измерительного генератора на первичную обмотку транс-
форматора Тр2 подается сигнал частотой 1 кгц с величиной напря-
жения, зависящей от значений коэффициента усиления по току 0
транзисторов 75 и TV При р = рМИн для получения номинальной вы-
ходной мощности напряжение на первичной обмотке Тр2 должно
быть порядка 2,5 в (табл. 4.2), при р>;рМИн оно несколько умень-
ШМТСЯ, а входное сопротивление каскада возрастает. Если усиле-
intt каскада на частоте 1 кгц занижено либо искажена форма ВЫ-
ХОДНОГО сигнала при номинальном значении выходной мощности и
номинальном напряжении источника питания, то причинами сни-
жения усиления и возникновения нелинейных искажений могут
оказаться:
й) отклонение режимов транзисторов по постоянному току от
расчетных значений;
0—438 161
б) заниженная индуктивность первичных обмоток трансформа-
торов Тр2 и Тр3, что приводит к снижению усиления каскада за
счет уменьшения сопротивления его коллекторной нагрузки по пе-
ременному току, а также к появлению частотных и нелинейных
искажений;
в) малая величина емкости конденсатора С9, что уменьшает
выходное напряжение усилителя за счет падения части переменной
составляющей коллекторного напряжения транзисторов Тъ и Те на
его повышенном емкостном сопротивлении.
В соответствии с приведенными выше рекомендациями по на-
ладке усилителей при наличии нескольких видов искажений выход-
ного сигнала первоначально необходимо обнаружить причину ис-
кажения его формы, так как этот вид искажений может явиться
основной причиной ненормальной работы усилителя.
Знание осциллограмм напряжения искаженных сигналов и не-
исправностей в усилителях, порождающих эти искажений, позво-
ляет наиболее точно и быстро обнаружить причину ненормальной
работы усилителя. На рис. '4.3 приведены изображения осцилло-
грамм, показывающие некоторые возможные искажения формы си-
гнала на выходе двухтактного усилителя мощности, работающего
в режиме В.
Искажения формы выходного сигнала, показанные рис. 4.3а,
возникают в результате влияния нелинейного участка входной ха-
рактеристики транзисторов Т5 и Тв при недостаточной величине то-
ков исходного базового смещения. Особенно хорошо эти искаже-
ния видны при малых амплитудах напряжения входного сигна-
ла, в качестве которых имеются в виду сигналы с величиной нап-
ряжения, равной или несколько большей напряжения минималь-
ного сигнала .динамического диапазона. Для исправления формы
выходного сигнала необходимо несколько увеличить эти то-
ки базового смещения путем уменьшения сопротивления резистора
Ию- Форма напряжения входного сигнала для случая работы тран-
зисторов с недостаточной величиной тока начального базового сме-
щения от источника с большим внутренним сопротивлением (ге-
нератор тока) имеет вид, приведенный на рис. 4.36. Здесь измене-
ние формы сигнала происходит ввиду уменьшения величины вход-
ного сопротивления транзисторов Т5 и ТЁ с ростом амплитуды мгно-
венных значений входного напряжения. Такая форма входного
сигнала способствует уменьшению искажений выходного сигнала
вида рис. 4.3п при условии, что максимальные значения коллек-
торных токов транзисторов Т5 и ТЁ меньше величин, при которых
начинается уменьшение их коэффициента усиления тока 0.
Форма выходного сигнала, приведенная на рис. 4.Зе, соответст-
вует случаю больших токов начального базового смещения транзи-
сторов Т5 и ТЁ. Благодаря большой величине начальных базовых
и соответственно коллекторных токов при малых мгновенных зна-
чениях входного напряжения транзисторы работают в режиме А и
усиление каскада велико; с ростом мгновенных значений входного
162
Рис. 4.3. Изображения осциллограмм искаженного синусоидального сигнала двухтактного усилителя, работающего в ре-
жиме В
1S3
напряжения режим работы транзисторов переходит в АВ и соот-
ветственно уменьшается усиление каскада, что приводит к образо-
ванию колоколообразных искажений формы выходного сигнала.
Для улучшения формы сигнала необходимо экспериментально по-
добрать величину тока начального базового смещения транзисто-
ров Т;, и Г6 путем увеличения сопротивления резистора T?i8.
На рис. 4.3г приведено изображение осциллограммы, отражаю-
щей двустороннее ограничение формы выходного напряжения. Ука-
занное ограничение в двухтактных каскадах обычно имеет место по
напряжению в результате непредвиденного падения части коллек-
торного напряжения питания на активном сопротивлении обмотки
выходного трансформатора либо на внутреннем сопротивлении ис-
точника питания (особенно в случаях использования сухих элемен-
тов). Частичная потеря емкости конденсатором Со, как указывалось
выше, снижает переменную составляющую выходного напряжения,
что также может вызвать ограничение по напряжению в коллек-
торной цепи при увеличении напряжения входного сигнала с целью
получения номинальной выходной мощности. Для определения при-
чины ограничения измеряют постоянное напряжение на коллекторе
Ucx и его величину сравнивают с измеренным на первичной обмот-
ке выходного трансформатора напряжением переменной составляю-
щей UK__Условием отсутствия видимого ограничения является не-
равенство: i70K^V2 £7К~ 4-0,54-1 в, где 17к~ —эффективное зна-
чение напряжения сигнала, измеренное на обмотке 1Г1 ) транс-
форматора Тр3.
Если измеренный режим транзисторов ГБ и Г6 соответствует за-
данному, а условие отсутствия ограничения не соблюдается, то
необходимо выполнить проверочный расчет каскада по методике,
приведенной в гл. 3.
Форма сигнала на выходе может иметь двусторонние искаже-
ния вида рис. 4.3d при работе транзисторов с амплитудными зна-
чениями коллекторных токов, близкими к предельно допустимым.
В этом случае за счет уменьшения 0 транзисторов при больших
токах (рис. 2.18) с ростом амплитуды входного сигнала происхо-
дит непропорциональное возрастание коллекторного тока в обла-
сти больших его значений, что приводит к колоколообразным ис-
кажениям формы сигнала на выходе. Устранение данного вида ис-
кажений достигается выбором режима с большим значением ко-
эффициента использования по напряжению либо путем подбора
оптимального согласования входа налаживаемого каскада с вы-
ходом предыдущего каскада (см. гл. 3).
На рис. 4.3е приведена искаженная форма выходного сигна-
ла, имеющая место при установке в плечи оконечного каскада
транзисторов с различными значениями коэффициентов усиления
по току р (более 15%), а также в случае неравенства по количе-
ству витков обмоток плеч входного либо выходного трансформато-
ра (Тр2 и Tps). Кроме того, асимметрия плеч может иметь место
164
при различных значениях предельной частоты fp у транзисторов
7в и Те, в этом случае с ростом частоты асимметрия увеличивает-
ся. Причина асимметрии обнаруживается путем измерения посто-
янных составляющих коллекторных токов плеч при максимальной
выходной мощности, а также путем испытания транзисторов с по-
мощью типовой измерительной аппаратуры. В процессе измерений
коллекторных токов амперметры, включенные непосредственно в
коллекторную цепь, необходимо шунтировать конденсаторами боль-
шой емкости. Для определения неравенства числа витков симмет-
ричных обмоток трансформаторов Тр2 и Тр3 их исключают из схе-
мы, на отдельные обмотки подают напряжение от измерительного
генератора, а на симметричных обмотках электронным вольтмет-
ром измеряют напряжение; при равенстве напряжений на обмот-
ках делают вывод о равенстве чисел их витков. Измерять следует
относительно заземленной средней точки симметричных обмоток
при напряжениях порядка единиц вольт для уменьшения влияния
наводок на измерительные шнуры.
В области более высоких частот (порядка десятков килогерц),
асимметрия плеч может быть по причине неодинакового потокосце-
пления между коллекторными обмотками каждого плеча и нагру-
зочной обмоткой. Так, например, если базовая обмотка транзисто-
ра Т5 на трансформаторе Тр2 намотана первой, а коллекторная
обомтка Т5 на Тр3 намотана также первой, то благодаря лучшему
потокосцеплению базовой обмотки с обмоткой, к которой подклю-
чен источник сигнала, а коллекторной обмотки с нагрузочной по-
лупериод выходного напряжения от транзистора Т3 будет с боль-
шей амплитудой и с меньшими отклонениями от синусоидальной
формы, чем от транзистора 76. Для устранения данного вида иска-
жений обмотки трансформаторов делят на 2—3 части, и размещают
части нагрузочной обмотки между частями обмоток плеч. В неко-
торых случаях для компенсации искажений достаточно соблюде-
ния определенного порядка распайки обмоток трансформаторов:
базу транзистора данного плеча подключают к нижней обмотке
входного трансформатора, а коллектор этого же транзистора под-
ключают к верхней коллекторной обмотке выходного трансфор-
матора.
На рис. 4.3э/с показаны искажения формы синусоидального сиг-
нала, обусловленные нестационарными процессами в трансформа-
торе, возникающими в тех случаях, когда в его обмотке или обмот-
ках имеет место отсечка тока, т. е. при работе обмоток в режиме,
близком к чистому режиму В без начального тока коллектора,
или при малой его величине. Импульсы тока сигнала в обмотках
трансформатора, работающего в режиме В, создают несинусои-
дальное падение напряжения на индуктивности рассеяния этих об-
моток, в результате чего форма выходного сигнала искажается.
Искажения этого вида растут с повышением частоты сигнала, так
как при этом увеличивается сопротивление индуктивности рассея-
ния обмоток. Для снижения нелинейных искажений данного ви-
165
да уменьшают индуктивность рассеяния обмоток путем уменье
шения их толщины, бифилярной намотки обмоток плеч, а также
размещения частей нагрузочной обмотки между частями об мотом
плеч. При малом количестве витков нагрузочной обмотки ее необ-'
ходимо размещать равномерно вдоль всего намоточного простран-
ства каркаса катушки.
В случае наличия самовозбуждения в многокаскадном усили-
теле при подаче на его вход сигнала от измерительного генера-
тора форма сигнала на его выходе имеет вид рис. 4.3з. Методы'
поиска причин самовозбуждения и их устранение описаны ниже.'
На рис. 4.3« показана накладка пульсации выпрямленного на-
пряжения питания на сигнал при недостаточной величине филы|
трации фильтра питания. Снижение величины фильтрации у филь--
тра питания обычно происходит при частичном уменьшении емко-
сти выходного конденсатора фильтра. Для проверки исправно-
сти этого конденсатора его заменяют заведомо исправным равно-
значной емкости и оценивают уменьшение накладки. Форма сиг-
нала рис. 4.3и может также иметь место при влиянии потока рас-
сеяния дросселя фильтра питания или силового трансформатора
на трансформаторы усилителя. Накладки этого вида устраняют
соответствующим взаимным размещением трансформаторов, о
чем подробно сказано ниже.
При недостаточной величине сечения сердечника трансформа-
тора Трз магнитная индукция в нем становится недопустимо боль-
шой (более 94-10 кгс для трансформаторной стали и 54-6 кгс
для пермаллоя), что приводит к насыщению сердечника и соот-
ветственно к нелинейным искажениям формы выходного сигна-
ла (рис. 4.3/с). С понижением частоты магнитная индукция в сер-
дечнике увеличивается, используется все большая часть нелиней-
ного участка его гистерезисной петли, нелинейные искажения воз-
растают, а форма сигнала становится колоколообразной. Для'
принятия решения о необходимости увеличения .сечения сер-
дечника предварительно определяется величина магнитной ин-
дукции в нем на низшей рабочей частоте по формуле
jB = ? *98* Ю6 Укт (1 -ф* krp) (4 4)
/в?с«’
где UKm—амплитуда напряжения на обмотке w одного плеча
трансформатор; г]тр — кпд трансформатора; qc — сечение сер-
дечника.
Наряду с искажениями формы выходного сигнала, возникаю-
щими при наличии большого постоянного подмагничивания либо
значительных переменных индукций в сердечнике трансформато-
ра, обычно также происходит уменьшение в сравнении с расчет-
ным величины коэффициента усиления напряжения усилителя.
Последнее объясняется тем, что при больших индукциях магнит-
ная проницаемость сердечника уменьшается (рис. 4.4), что приво-
дит к уменьшению индуктивности обмотки и соответствующему
166
^Шунтированию коллекторной нагрузки малым индуктивным соп-
ротивлением. Для определения индуктивности обмоток при боль-
ших индукциях можно воспользоваться методом известного соп-
ротивления, преимуществом которого является возможность из-
мерения индуктивности обмотки на рабочей частоте при номи-
иитимынр
Рис. 4.4. Зависимость (магиитной проницаемо-
сти сердечника от переменной составляющей
индукции и постоянного подмагничивания:
кривые 1 н 3 =» 45-процентный пермаллой, 2 и
4 — сталь Э42
Рис. 4.5. Схема измере-
ния индуктивности об-
.моток трансформатора
методом известного со-
противления
пильном рабочем напряжении. Схема измерения приведена на
рис. 4.5. Сопротивление резистора 7? подбирают такой величины,
чтобы на рабочей частоте f соблюдалось условие ГО Uz> где
(J-л — номинальное рабочее напряжение на измеряемой обмотке.
В соответствии с известными величинами f, R, Ui и Vz в предпо-
ложении, что активное сопротивление измеряемой обмотки зна-
чительно меньше ее реактивного сопротивления, индуктивность
обмотки определяется по формуле:
U2R
6,28/(t/i — Ut)
(4.5)
Для учета постоянного подмагничивания измерения проводят по
схеме рис. 4.6. Необходимую величину тока подмагничивания ус-
танавливают реостатом Ri. Конденсатор С исключает шунтиро-
Ь Ванне измерительной цепи по постоянному току обмоткой выход-
ного трансформатора генератора. Величину емкости конденсатора
выбирают из условия С>-—.. Дроссель Др уменьшает шунти-
г
рование выхода генератора источником напряжения постоянно-
го подмагничивания. Величину индуктивности дросселя достаточ-
но» принять равной . Индуктивность обмотки проверяе-
мого трансформатора рассчитывают по ф-ле (4.5).
167
Значительный интерес представляет рассмотрение явлений;
происходящих во входной цепи двухтактного каскада, работаю-
щего в режиме В с начальным смещением при питании от одной
батареи и наличии конденсатора, включенного параллельно Дт и
RiS. В случае малых амплитуд входного сигнала, при которых не
сказывается влияние кривизны начального участка входной ха-
рактеристики транзистора, нелинейные искажения усилителя ма
Рис. 4.6. Схема измерения ин-
дуктивности обмоток транс-
форматора методом известно-
го 'сопротивления при наличии
постоянного подмагничивания
Рис. 4.7. Амплитудная
характеристика усилите-
ля в режиме класса В
при большой величине
сопротивления делителя
смещения
лы, а усиление велико, так как режим работы каскада соответ-
ствует классу А. С ростом амплитуды напряжения входного сиг-
нала режим усиления переходит в класс АВ и на сопротивлении
смещения (параллельное соединение резистора Т?19 и терморези-
стора Ri) создается падение напряжения за счет постоянной со-
ставляющей выпрямленного входного сигнала; направленное на-
встречу напряжению начального смещения, и, следовательно,
уменьшающее его величину.. Дальнейшее увеличение напряжения
входного сигнала приводит к компенсации напряжения началь-:
ного смещения и переходу транзистора в режим работы класса
С. При этом нелинейные искажения усилителя увеличиваются, а
его усиление уменьшается. Амплитудная характеристика тако-
го усилителя имеет вид, приведенный на рис. 4.7. Для уменьше-
ния указанных выше искажений амплитудной характеристики не-
обходимо сопротивления резистора R& и терморезистора Дт вы-
бирать такой величины, чтобы падение напряжения на них за счет
постоянной составляющей входного тока было значительно мень-
ше напряжения начального базового смещения Доб- Правильность
выбора величин сопротивлений резистора Rig и терморезистора RT
проверяют измерением падения напряжения на них вольтметром
постоянного тока при подаче на вход усилителя максимального
напряжения сигнала.
168
' После установления расчетной величины усиления каскада при
'Максимальной выходной мощности и устранения видимых иска-
жений формы выходного сигнала снимают частотную характери-
стику каскада по схеме рис. 4.2. Методика измерений частотных
Характеристик, а также рекомендации по выбору измерительных
уровней приведены в разд. 4.7. В налаживаемом усилительном кас-
каде имеется завал частотной характеристики в области низших
(<300 гц) и высших (>6 кгц) частот рабочей полосы. При этом
н области низших частот этот завал характеристики вызван ма-
лой величиной индуктивности обмоток трансформаторов Тр2 и Тр3,
в в области высших частот — малой величиной предельной часто-
ты /р транзисторов Т5 и Те. Большая величина допустимых частот-
ных искажений, вносимых трансформаторами Тр2 и Трз, принята
с целью уменьшения их габаритов. В дальнейшем эти искажения
компенсируются межкаскадной отрицательной обратной связью.
Для оценки частотных искажений, вносимых каждым из этих транс-
форматоров, при измерениях вольтметр сначала подключают к
вторичной обмотке трансформатора Тр2, а затем — на выход Тр3.
Ниже приведен пример проверочного электрического расчета
оконечного каскада при несоответствии его технических характе-
ристик расчетным величинам. Расчет проводят в соответствии с
методикой, рассмотренной в гл. 3.
Пример 4. 1. Дано: номинальная величина выходной мощности Рн=>1Овт;
сопротивление .нагрузки /?г=2,5 сьи; напряжение источника пйтания £«=‘12,6,6+
1.10%; режим транзисторов Т$ и Тв .по постоянному току: 4/0K=il2,6 е+10%,
/ии='8О ма, б'ос=250 мв, Лю=2,5 ма\ электрические данные трансформаторов Трг
и /Рз' пТр2=0,313, т)тр2=О,85, г 1 тр2—4 ом, Нтрз=0,835, *Цтрз=О,9, трз=0,28 ом
Определить основные электрические показатели каскада.
1. Сопротивление нагрузки одного плеча по формуле, ‘.полученной из выра-
жения (3.1il6),
R2 2,5
Rr пл~ “ 2 ~ ОМ.
Птрз«?рз 0.9-0.8352
2. Амплитудные значения .импульсов коллекторного тока и напряжения од-
ного плеча при иоминальной выходной мощности:
у — 1/_______________ (4 6)
‘кт — у р '
' Он пл~ Чтрз
-i/TmIT
Iкт — у 4.09 — , 36а;
= IumRa пл —, - (4-7)
UKm= 2,36-4 = 9,44 в.
3. Величина тока, потребляемая одним .транзистором от источника питания
при поминальной выходной мощности по ф-ле .(3.420),
/0 № 0,32 [/кт + /ок (я — 1)] = 0,32 [2,36 + 0,08 (3,14 — 1)] = 0,81а.
На два .плеча /0 =2/о=2-0,8.1 =1,62 а.
169
4. Проверка отсутствия ограничения по напряжению при выходной мощно*
сти 10 вт и снижении напряжения источиикв литания на 10% по формуле
/ лЦ)к%
100
^кмин
ок ^кт Iог1трз >
(4.8)
мин
-12,6 — 9,44 — 0,81-0,28 и l,66e.
Результат расчета показывает, что в данном режиме ограничения не может
170
ilTb, так как рабочая точка при максимальном импульсе коллекторного тока
[тпстся на (прямолинейном участке выходных характеристик транзистора
pile. 4.8, точка а).
б. Постоянная составляющая (выпрямленного .тока базы
’ 1бт
(4-9)
Где
1бт
1кт
Рмнн
2,36
30
= 79 ма.
Подставив значение 1бт в ф-лу (4.9), получим
, 79
4б = Г~7“ = 25,2 Ма’
О,
= 0,25 — 2-25,2-Ю-s
р r g 2-6
^об = иоб - 24 -4^- = 0,25 - 2-25,2.10-8 = 0,095 в.
i\T ф' К19 О, Z О
6. Входное сопротивление транзистора при номинальной выходной .мощности
но ф-ле (3.108)
п U6m 0,665 _
ВХПЛ~ /бмакс-^об /бт 79-10-8
Величина t/бт получена из построения рис. 4.8.
7. Входное сопротивление плеча с учетом сопротивления цепи смещения ио
ф-ле (3.110)
/?вх — ^вх пл^"$* ^62 —' 8,3ф 3,05 — 11,35 ом9
6-6,2 „
где 7?ва = -- " -р- = я . д 9 ~ = 3,05 ом.
Ris 4" RT 6 ф 6,2
8. Амплитудное значение напряжения на обмотках w 2 и w2 трансформато-
ра Трг по ф-ле (i3.il!l 1)
Ubx — ^6т Ф R62 Uб макс —’ 7об) — Чбт Ф Rdcm — 0,655 ф 3,05-79-10 3 =0,896 ».
9. Амплитудное значение напряжения на первичной обмотке
сопротивление со стороны этой же обмотки трансформатора Трг:
U’ _и»* .... t
вх йтр2 'Птра
, Rbx
^вх= „2 „
птр2 ЧТР2
Подставив соответствующие значения величин в (4.10) и (4.11),
. 0,896 . _ 11,35 __
вх= 0,313-0,85 “3,4в’ Rbx~~ 0,3132-0,85 ~
В результате шунтирующего действия неработающего плеча с
гы R уменьшается. По результатам измерений на частоте 1 кгц R вх =110 ом.
10. Усиление оконечного каскада по мощности в соответствии с ф-лой
(3.131):
Ки*= = -2-;10:а110 = 190; =101gKM = 101g-190 = 22,8 дб.
a>i и входное
(4.Ю)
(4.П)
получаем:
ом.
ростом часто-
171
Расчет частотной и фазовой характеристик пятого каскада приведен Bi
разд. 4.6, освещающем анализ устойчивости усилителя с обратной связью. Про-:
верочный расчет величины коэффициента нелинейных искажений выполняют по
формулам, приведенным в гл. 3.
После окончания наладки оконечного каскада восстанавлива-
ют схему четвертого каскада и проводят совместную наладку око-
нечного и предоконечного каскадов без цепи межкаскадной об-
ратной связи. Для исключения межкаскадной отрицательной об-
ратной связи резистор Д21 отключают от обмотки &у4 и подклю-
чают к общей шине плюса источника питания. Наладку ведут по
схеме рис. 4.9 при подаче на вход усилителя от измерительного
Рис. 4.9. Блок-схема совместной наладки четвертого и т
пятого каскадов усиления
генератора сигнала частотой 1 кгц напряжением 80 мв. Из ука- 1
занных 80 мв порядка 32 мв падает на входном сопротивлении i
транзистора и 48 — на резисторе отрицательной обратной связи I
по току T?2i- При этом мощность на выходе оконечного каскада '
должна быть равна номинальной — 10 вт. Сопротивление рези- I
стора /?ц в схеме в соответствии с приведенным выше расчетом ,
равно /?из=18,5 ом. ,
При наличии искажений формы выходного сигнала следует ’
предположить, что искажает предоконечный каскад, так как око-
нечный уже проверен. Для этого осциллограф подключают к кол- •
лектору транзистора 74 и проверяют форму сигнала. Изображе- i
ния осциллограмм некоторых видов искажений формы сигнала в
одноконтактном усилительном каскаде, работающем в режиме А, '
приведены на рис. 4.10.
На рис. 4.10а приведена форма искаженного сигнала, возни- j
кающая в результате ограничения по напряжению либо току при ;
неправильном выборе режима транзистора по постоянному току. |
На рис. 4.106 показана искаженная форма сигнала при наличии '
двустороннего ограничения по току и напряжению в трансформа- '
торном однотактном каскаде. В резисторном каскаде ограниченный '
сигнал несимметричен относительно горизонтальной оси, так как при !
положительном полупериоде на базе транзистора коллекторное на- ’
пряжение на нем возрастает. При снижении величины входного на- .
пряжения форма выходного сигнала должна исправляться. Для оп- •
172
Рис. 4.10. Изображения осциллограмм нелинейных
искажений формы синусоидального сигнала в од-
нотактном каскаде усиления мощности в режиме А
ределения причины ограничения необходимо сравнить измеренные
значения постоянного напряжения и тока коллектора с амплитуд-
ными значениями переменных составляющих коллекторного тока
и напряжения. Переменную составляющую коллекторного напря-
жения измеряют электронным вольтметром, а величину тока /кпе
, 1.41£7К
определяют расчетным путем из соотношения /кт— —-—где
^вх
" ^ВЖ — входное сопротивление нагруженного трансформатора Трг.
Для измерения ZBX применяют метод известного сопротивления,
Ifjt'- Который аналогичен рассмотренному выше методу измерения ин-
ИЬЛ|МТИЫ1ости обмоток трансформатора. Измерения также проводят
ЦВда-$^ЛМе рис. 4.5 либо рис. 4.6 при наличии нагрузки на вторич-
©вмотке трансформатора. Величину входного сопротивления
ОПАЛЯЮТ по формуле
ZBX^ U?R . (4.12)
УСЛОВИЯ отсутствия ограничения проверяют по ф-лам (3.81),
ч‘(3.83) И’ (3.84). Устранение ограничения достигается установкой
необходимого режима транзистора по постоянному току.
173
Искажения формы сигнала при наличии значительного подмаг-
ничивания сердечника постоянным током коллектора показаны на
рис. 4.10в. В этом случае с повышением частоты форма сигнала ис-
правляется, а усиление каскада по напряжению возрастает. Для
уменьшения искажений необходимо снизить величину тока покоя
транзистора, если это возможно, либо ввести немагнитный зазор
в сердечник. При введении немагнитного зазора величина индук-
тивности обмотки не должна снижаться ниже необходимой рас-
четной во избежание возникновения частотных искажений в об-
ласти низких частот.
При значительных величинах переменной магнитной индук-
ции в сердечнике Тр2 форма сигнала на коллекторе транзистора
7\ имеет вид рис. 4.3к. Если при этом имеется также большое по-
стоянное подмагничивание сердечника, то искажения усугубляют-
ся, а изображение становится несимметричным относительно го-
ризонтальной оси. С увеличением частоты в связи с уменьшением
индукции в сердечнике искажения формы сигнала уменьшаются.
Для устранения данного вида искажений необходимо увеличить
сечение сердечника трансформатора.
Искажения формы сигнала на коллекторе транзистора Т4 мо-
гут также возникать при значительной нелинейности нагрузки,
подключенной к трансформатору Тр2. Форма сигнала, изображен-
ная на рис. 4.36, соответствует случаю работы каскада с высоко-
омным выходом на вход двухтактного каскада, работающего в
режиме В с малым током начального смещения. Как указано вы-
ше, в некоторых случаях искажения на выходе всего усилителя
могут оказаться меньшими, чем на коллекторе предоконечного ка-
скада, благодаря режиму оптимального согласования между кас-
кадами. Расчет оптимального режима согласования выполняется
по методике, приведенной в гл. 3.
На рис. 4.10г приведена искаженная форма напряжения вход-
ного сигнала однотактного усилителя в режиме А при недоста-
точной величине тока начального смещения и большом внутреннем
сопротивлении источника сигнала. Для исправления формы сиг-
нала необходимо увеличить величину тока базы в рабочей точ-
ке. В нашем случае наладки выходное сопротивление источника
сигнала при включенной межкаскадной отрицательной обратной
связи мало сравнительно с входным сопротивлением усилителя,
так что искажения указанного вида во входной цепи не могут
возникнуть.
При затруднениях в определении характера нелинейных иска-
жений, связанных с нелинейностью нагрузки, насыщением сердеч-
ника трансформатора либо неправильным выбором режима тран-
зистора по постоянному току, необходимо реальную нагрузку
трансформатора исключить, заменив ее активным резистором с
равнозначной величиной сопротивления. В нашем случае налад-
ки отключают базы транзисторов Т5 и Тв и к одной из вторичных
обмоток подключают резистор с величиной сопротивления, рав-
174
пой входному сопротивлению плеча /?вх=И,35 ом. Если в резуль-
тате проведенных переключений форма сигнала не исправилась,
то, следовательно, нелинейность нагрузки невелика. В дальнейшем
проверяют возможность ограничения в связи с неправильным вы-
бором режима транзистора по постоянному току и измеряют ин-
дуктивность обмоток трансформатора при рабочей величине то-
ка подмагничивания.
После устранения всех неисправностей проверяют частотную
характеристику четвертого и пятого каскадов без цепи межкаскад-
ной обратной связи. Завал характеристики в области низших ча-
стот может возникнуть при частичном уменьшении емкости кон-
денсатора Сю либо в случае большого постоянного подмагничива-
ния в трансформаторе Тр2. Исправность конденсатора проверяют
путем его замены другим конденсатором равнозначной емкости,
влияние подмагничивания на величину индуктивности трансфор-
матора проверяют измерением индуктивности обмотки при рабо-
чей величине тока подмагничивания (схема рис. 4.6). Завал час-
тотной характеристики в области высших частот рабочей полосы
происходит за счет низкой предельной частоты f р транзисторов
Т\> Т$ и Тв.
Изменения режима усиления транзисторов Т5 и Те в зависимо-
сти от значения амплитуды напряжения входного сигнала сопро-
вождаются также изменениями величины их входного сопротив-
ления, что, в свою очередь, влияет на величину коэффициента
усиления напряжения предыдущего каскада (7\). При этом ам-
плитудная характеристика четвертого и пятого каскадов при ма-
лых напряжениях входного сигнала имеет подъем, а затем зава-
ливается в области больших напряжений сигнала. Межкаскад-
пая отрицательная обратная связь выравнивает амплитудную ха-
рактеристику и уменьшает нелинейные искажения, вносимые чет-
вертым и пятым каскадами. Для выравнивания амплитудной ха-
рактеристики двух смежных каскадов при отсутствии отрицатель-
ной обратной связй поступают следующим образом: чувствитель-
ность усилителя устанавливают при номинальном входном нап-
ряжении, обеспечивающем номинальную выходную мощность; за-
тем определяют коэффициент усиления напряжения усилителя на
линейном участке его амплитудной характеристики (обычно со-
ответствующем 0,44-0,6 величины номинального выходного нап-
ряжения) и, снизив величину входного напряжения до значения,
При котором коэффициент усиления напряжения максимальный,
подбором шунтирующих резисторов на вторичных полуобмотках
трансформатора Тр2 его величину устанавливают равной коэффи-
циенту усиления, определенному на прямолинейном участке ам-
плитудной характеристики.
Если основные показатели четвертого и пятого каскадов соот-
ветствуют расчетным значениям, то вводят цепь межкаскадной
отрицательной обратной связи. Для проверки правильности вклю-
чения обмотки обратной связи источник сигнала со входа усили-
175
теля отключают и проверяют отсутствие колебаний на выходе уси-
лителя. При наличии генерации необходимо поменять местами вы-
воды обмотки обратной связи. Затем проверяют частотную ха-
рактеристику четвертого и пятого каскадов с межкаскадной об-
ратной связью. На частоте 1000 гц номинальная выходная мощ-
ность 10 вт должна обеспечиваться при напряжении входного сиг-
нала 0,42 в. Благодаря действию глубокой отрицательной обрат-
ной связи по напряжению указанная величина необходимого вход-
ного напряжения практически мало изменяется при установке в
схему оконечного и предоконечного каскадов транзисторов с боль-
шими либо малыми значениями коэффициентов усиления тока р.
Анализ устойчивости усилителя с отрицательной обратной связью
приведен в разд. 4.6.
Наладку предварительных каскадов усиления целесообразно
вести при выключенных каскадах усиления мощности. Последнее
исключает всякого рода паразитные влияния мощных каскадов на
предварительные и, естественно, повышает точность проводимых
измерений. Поскольку предварительные каскады усиления рези-
сторные и работают в режиме А с большим недоиспользованием
по току и напряжению, их наладка не встречает затруднений, и
поэтому нет надобности в выделении отдельных каскадов, подоб-
но тому как это сделано при наладке мощных оконечного и пре-
доконечного каскадов. Для наладки собирают схему рис. 4.11.
Рис. 4.11. Блок-схема шаладк-и предварительных каска-
дов усиления
Выход усилителя после разделительного конденсатора С8 (рис.
4.1) нагружается на эквивалент входного сопротивления четвер-
того каскада, охваченного глубокой отрицательной обратной свя-
зью. Величину входного сопротивления четвертого каскада рас-
считывают по ф-ле 3.19, которая для принятых в схеме рис. 4.1
обозначений имеет вид
д ____________#16 #16#ВхТ4________
#16 #16 -Ь #15 #вх Т 4 + #16 #вх Т 4
где RbxT4 — входное сопротивление транзистора Г4 с учетом влия-
ния отрицательной обратной связи по току и последовательной об-
176
f ратной связи по напряжению. В общем случае это входное соп-
ротивление носит комплексный характер, однако, учитывая нали-
чие глубокой отрицательной обратной связи, уменьшающей влия-
ние входной емкости транзистора Т\ его можно считать актив-
ным. В соответствии с выражениями (3.139) и (3.151)
Я«т<=^тД, + 7г)+/Ь,(1+*-’ =
= 50 (1 + + 2(1 + 39) = 660 ом.
Подставив значение /?ИТ4 в выражение для ДВх4, получим
D 680-510-660 опо
к.,.. 4 =----------------------= 202 ом.
х 680-5104-680-660-1-510-660
По результатам расчета третий каскад нагружаем резистором со
стандартным номинальным значением сопротивления 200 ом.
При наладке усилителей с высокой чувствительностью по вхо-
ду (от единиц микровольт до нескольких милливольт) измерение
их входного напряжения затруднено в связи с влиянием на из-
мерительные шнуры паразитных наводок, искажающих результа-
ты измерений. Для уменьшения влияния указанных наводок на
результаты измерений непосредственно на входе усилителя
включают удлинитель с такой величиной затухания, при котором
напряжение на входе удлинителя значительно превышает навод-
ки на измерительные шнуры. В схеме рис. 4.11 ва входе налажи-
ваемого усилителя включен удлинитель У с затуханием 40 дб и
характеристическим, сопротивлением 200 ом, равным внутреннему
сопротивлению реального источника сигнала (микрофона). При
этом номинальная величина входного напряжения составляет
Ц1Х = 50 мв.
Включение удлинителей становится особенно целесообразным
при наладке чувствительных многокаскадных усилителей с высо-
коомным входом и мощным выходом, так как при этом уменьша-
ется влияние наводок на входные измерительные шнуры со сто-
роны измерительных шнуров, подключенных к нагрузке, и соот-
ветственно уменьшается возможность возникновения паразитного
самовозбуждения за счет этих наводок. Удлинитель на входе
чувствительного усилителя можно не включать, если амплитуд-
ная характеристика усилителя допускает проводить измерения
при входных напряжениях, значительно превышающих номиналь-
ное рабочее, а также в случае хорошей экранировки измеритель-
ных проводов.
Первым этапом в наладке предварительного усилителя яв-
ляется проверка величин коэффициентов усиления напряжения от-
дельных усилительных каскадов и усилителя в целом. Для этого
при номинальном напряжении источника питания на вход удли-
нителя от генератора подают сигнал частотой 1 кгц напряжением
50 мв, а электронным вольтметром измеряют напряжения на ба-
177
4
В
L
зах и коллекторах первого и второго каскадов усиления; в третьем
каскаде выходное напряжение измеряют на эмиттерной нагрузке.
Если в схеме усилителя применены транзисторы с минимально до-
пустимыми значениями коэффициентов усиления тока рмин, то при,
установке регулятора усиления Ru в положение максимального
усиления напряжение на выходе предварительного усилителя дол-
жно превышать номинальное значение на 204-30%- После уста-
новки регулятором Ru номинальной величины напряжения на выхо-
де напряжение сигнала в контрольных точках должно соответство-
вать данным, приведенным в табл. 4.2. В случае использования
транзисторов с р>рМип установка необходимой величины напря-
жения на эквиваленте нагрузки усилителя достигается увеличе-
нием сопротивления резистора отрицательной обратной связи по
току второго каскада Rs. Необходимую величину усиления можно
также подбирать увеличением сопротивления резистора Rs, одна-
ко при этом возрастет входное сопротивление первого каскада,,
что может привести к ухудшению частотной характеристики вход-
ного трансформатора Tpi в области низких частот.
При несоответствии усиления по напряжению 1/Сн = от-
дельных каскадов расчетным значениям проверяют исправность
схемных элементов этих каскадов. В первом и втором каскадах
недостаток усиления может быть при частичной либо полной по-
тере емкости конденсаторами С3 и С&. Уменьшение усиления
при частичной потере емкости конденсаторами С8 и С4 объясняет-
ся появлением дополнительной частотнозависимой отрицательной
обратной связи по току в первом и втором каскадах усиления, а
уменьшение усиления при снижении емкости конденсатора Ct
происходит в связи с уменьшением напряжения входного сигна-
ла на базе транзистора Л за счет дополнительного падения на-
пряжения на повышенном емкостном сопротивлении этого кон-
денсатора. Основным признаком происшедшего уменьшения ем-
кости указанных выше конденсаторов является повышение уси-
ления усилителя с ростом частоты. Для выявления неисправных
конденсаторов их поочередно шунтируют заведомо исправным
конденсатором равнозначной емкости.
Уменьшение емкости конденсаторов Сг и С5 приводит к увели-
чению усиления первого и второго каскадов в области низких ча-
стот, так как на этих частотах возрастает сопротивление их кол-
лекторных нагрузок. Потеря емкости указанными выше электро-
литическими конденсаторами типов КЭ и ЭМ обычно происхо-
дит по причине высыхания электролита в случае их хранения при
повышенной температуре. Возможно также неправильное вклю-
чение полюсов конденсаторов при монтаже.
После установления необходимого усиления в первом и вто-
ром каскадах проверяют величину напряжения и форму сигнала
на выходе всего предварительного усилителя. В случае наличия
искажений формы выходного сигнала необходимо проверить пра-
178
вильность выбора режима транзистора 3-го каскада, так как ис-
кажения формы в 1 и 2-м каскадах не может иметь место ввиду
работы транзисторов этих каскадов в режиме с малым исполь-
зованием по току и напряжению. В третьем каскаде усиления ко-
эффициент использования по напряжению gK=iO,12, а коэффициент
использования по току gT=0,7. Следовательно, в этом каскаде
возможно -ограничение по току, если gT>0,7. Изображения осцил-
лограмм искаженных синусоидальных сигналов при наличии ог-
раничения по току либо напряжению в резисторном каскаде по-
добны приведенным на рис. 4.10 для однотактного трансформа-
торного усилителя мощности. Однако в резисторных каскадах кри-
вые ограниченных сигналов имеют резко выраженную несиммет-
ричность относительно горизонтальной оси.
Пример 4.2. Провести проверочный расчет .правильности выбора режима
традаистора Т3 при заданных |н=0,,1й и £t=i0,7.
1. Минимально необходимая 'величина коллекторного напряжения в рабо-
чей точке по ф-ле (ЗЛ7)
4 (Л - 1) (Ек - икт) ф- (0,5 4- 1) в =
= 1,4Шнф(Л-1) (£К-1,4ШН) 4(0,5 4-1) в.
где Ue — измеренное эффективное значение выходного напряжения, равное
0.42 в.
Для /—+'20QC А=4 и ссют|ветственно упрощается ф-ла ((ЗЯ7):
U0K > 1,4ШН + (0,5 4- 1) в = 1,41-0,42-ф- (0,5 4- 1) в к 1,1 4- 1,6 в.
2. Минимально необходимая величина коллекторного тока по ф-ле (,ЗЛ 5)
1/нт 1,41-0,42
/ок > + (0,3 4- 0,5) ма = -2——— -ф (0,3 4- 0,5) ма к 3,8 4- 4 ма,
167
где — сопротивление эмиттериоп нагрузки переменному току:
RuRbxi 1000-202
=------------=-------------=167 ом.
Яи + Явх4 1000 4-202
Из проведенного расчета видно, что в третьем каскаде не может быть огра-
ничения, так как измеренные .величины постоянного коллекторного напряжения
и тока значительно превышают рассчитанные минимально необходимые их зна-
чения* Док.изм=7 = 1,14-1,6 в', 7окизм='5 ма>1 Ок =,(3,84-4) ма.
Если, несмотря на правильность выбора режима, в каскаде
происходит ограничение формы сигнала, то необходимо проверить
исправность транзистора. Для этого отключают входной сигнал,
пыпаивают резисторы R& и R13 и при подключенном параллельно
выводам база-эмиттер резисторе сопротивлением 1 ком измеряют
величину начального коллекторного тока /Кц. У исправного тран-
зистора ток /кв при температуре 4-20°С не должен превышать зна-
чение, рассчитанное по ф-ле (4.3),
где |У — коэффициент усиления тока при малых значениях кол-
лекторного тока, р'=0,054-0,Зр.
179
Для транзистора типа МП15А, используемого в третьем ка-
каде, р = 50, /ко= 1'0 мка. Подставив р и /№ в ф-лу (4.3), получи’
/кн = (0,05 4-0,3)50-10-10-6 =254-150 мка.
С ростом величины коллекторного напряжения (более 54-7 в) то
/кн возрастает в сравнении с полученным результатом, так ка
увеличиваются коэффициент усиления тока р и обратный то
коллектора /ко-
Неуправляемая часть коллекторного тока при
режиме питания и температуре окружающей среды
деляется по ф-ле (3.18)
нормально-
+20°С опре
I — I
10к неупр — 1 ко>
где S — коэффициент температурной нестабильности
скада. При /ок=5 ма и р = 78 определим S по ф-ле (2.132):
t 1000 1000
6800 5100 о _с
---------------------=д5, г о.
1 1000 1000
1^78^ 6800 5100
третьего ка
, . А » А
s.
1 . Rs . Rs
1 = Р Rci Rea
Подставив S и Ао в ф-лу (3.18), получим \
/окнеупр = 3,75-10-1(Г6 =37,5 мка.
При температуре +50°С в соответствии с ф-лой (2.134) неуп
равляемая часть коллекторного тока
г _ с
0к неупр
г/ 9 И
ко'
, 2,2-10-~3 -Д< ,
' Яб>₽А.ДЛ11э-1
(Л«>+А)б)-~у“
= 3,75
30
0,34-0,5-10-10~6 -2 11 4
2,2-10~3 -30
2910 -ф-78-10’ 4- 375
+ (Ю-10-6 +64-10-6)-0,3 =1654-217 мка.
Величина отношёния получена из графика рис. 2.6.
Из приведенного расчета видно, что если транзистор Ts исправен
то неуправляемая часть его коллекторного тока значительно мень
ше минимального мгновенного значения тока коллектора, опре
деляемого по формуле:
4 мин-/ок—(4.13
т к 1А-3 1,41-0,42 . „
/кмин — 5-10 —1,45 ма.
180
Следовательно, ограничение по току не может возникать и при
максимальной рабочей температуре даже в случае установки ре-
жима транзистора при этой температуре.
Если усиление предварительного усилителя приведено к норме
и форма сигнала на его выходе без видимых искажений, то пере-
ходят к измерению частотной характеристики. Частотную харак-
теристику снимают в полосе частот 100 2^4-10 кгц при подаче на
вход усилителя менее половины номинальной величины входного
напряжения для исключения влияния на результаты измерений
нелинейности амплитудной характеристики. Частотную характери-
стику также просматривают за пределами рабочей полосы с це-
лью выявления склонности усилителя к самовозбуждению. По ре-
зультатам измерений определяют коэффициенты частотных ис-
кажений на краях рабочей полосы частот:
^вых [1 кгц] . Цзых[1 кгц]
н и ’ в и
вых [0,1 кгц] вых [10 кгц]
В схеме предварительного усилителя приняты следующие нормы
допустимых коэффициентов частотных искажений: для входного
трансформатора Л4Нтр1=1 <56, 7Ивтр 4 = 0,5 дб; для первого и вто-
рого каскадов Мн 1,2= 1 дб, 7Hbij2=0,5 дб. Эмиттерный повторитель
практически не вносит частотных искажений в полосе частот
100 гц-±-10 кгц.
В случае превышения коэффициентов частотных искажений
отдельных каскадов относительно норм определяют каскад, а в
пределах каскада элемент, завышающий частотные искажения.
Этот каскад или элемент определяют путем последовательного
снятия частотных характеристик входного трансформатора, пер-
вого, второго и третьего каскадов. При этом измерения проводят
подключением электронных вольтметров на вход и выход прове-
ряемого каскада либо элемента без нарушения схемы усилителя.
Для измерения частотной характеристики входного трансфор-
матора напряжение на входе удлинителя увеличивают в 5—10 раз
с целью уменьшения влияния наводок на измерительные шнуры.
Входное напряжение измеряют на входе удлинителя, а выход-
ное — на вторичной обмотке трансформатора. Указанное увели-
чение входного напряжения при измерениях обычно нежелатель-
но, так как в малогабаритных трансформаторах, работающих с
малыми индукциями (в пределах 1—2 кгс), увеличение входного
напряжения увеличивает индукцию и соответственно проницае-
мость сердечника в рабочей области его характеристики ц=<р (В~)
(рис. 4.4), что не позволяет получить реальную частотную харак-
теристику трансформатора. Поэтому измерять индуктивность и
снимать частотные характеристики малогабаритных трансформа-
торов желательно при напряжениях на их обмотках, незначитель-
но превышающих рабочие значения.
В области низких частот трансформатор вносит частотные ис-
кажения при недостаточной величине индуктивности его первич-
181
ной обмотки, в области высоких частот — при большой индуктив-
ности рассеяния первичной обмотки и значительной межвитковой
емкости. В малогабаритных трансформаторах получение малых
частотных искажений на частотах порядка 10 кгц не встречает за-
труднений и значение коэффициента частотных искажений Л4Втр
на этих частотах обычно не превышает 0,2-е-0,5 дб, в то время как
получение малых частотных искажений в области низких частот
связано с значительными трудностями и необходимостью приме-
нения дорогостоящих пермаллоевых сердечников.
При наличии завала частотной характеристики у трансформа-
тора в области низких частот измеряют индуктивность его пер-
вичной обмотки рассмотренным выше методом известного сопро-
тивления. Отклонение величины индуктивности от нормы может
возникнуть при наличии больших зазоров в местах сопряжения
трансформаторных пластин сердечника, а также в случае нали-
чия короткозамкнутых витков в обмотках. Если после устранения
зазоров в сердечнике индуктивность обмотки не увеличилась, то
пакет трансформаторных пластин снимают, а катушку при по-
мощи специального прибора проверяют на отсутствие коротко-
замкнутых витков. Проверочный расчет величины необходимой
индуктивности обмотки при заданных частотных искажениях вы-
полняют по ф-ле (3.71).
Частотные искажения в первом, втором и третьем каскадах
усиления в области низких частот, как указывалось выше, могут
возникнуть в результате неправильного выбора величин емкости
конденсаторов в этих каскадах либо при частичной потере ими
емкости. В области высших частот рабочей полосы в резисторном
каскаде частотные искажения возникают при больших значениях
емкости нагрузки (обычно в виде входной емкости следующего
каскада), а также в случаях использования транзисторов с ма-
лым Значением предельной частоты f р. Влияние на частотную ха-
рактеристику входной емкости следующего каскада в низкочас-
тотных усилителях обычно проявляется на частотах порядка
10 кгц и более при сопротивлении коллекторной нагрузки поряд-
ка нескольких килоом. Поэтому в нашем случае наладки усили-
теля для оценки частотных искажений в области высших частот
рабочей полосы достаточно учесть только влияние низкой пре-
дельной частоты /р у транзисторов первого и второго каскадов,
а также шунтирующее действие входной емкости второго каска-
да на коллекторную нагрузку первого. Эмиттерный повторитель,
как указывалось выше, в рабочей полосе частот частотных иска-
жений практически не вносит, а его малая входная емкость не
оказывает шунтирующего действия на коллекторную нагрузку
второго каскада. Местная отрицательная обратная связь по то-
ку в первом и втором каскадах уменьшает частотные искажения,
вносимые транзисторами этих каскадов.
При необходимости определить изменения входного сопротив-
ления каскада от частоты используют схему рис. 4.12. Сопротив-
182
больших входных напряжениях входное сопротивление
становится существенно нелинейным и результаты из-
не будут реальными.
в результате измерений установлено, что режимы тран-
усилительных каскадов соответствуют расчетным и схем-
ление резистора R подбирают такой величины, чтоб на высшей
рабочей частоте соблюдалось условие U2, где Uz номи-
нальная величина рабочего напряжения в точках измерения вход-
ного сопротивления. Входное сопротивление в соответствии с ре-
зультатами измерений определяется по ф-ле (4.13)
7
вх ‘
При измерениях следует учесть, что увеличение входного напря-
жения выше номинального рабочего значения нежелательно, так
как при
каскада
мерений
Если
зисторов
ные элементы этих каскадов находятся в исправном состоянии,
но при этом коэффициент усиления напряжения усилителя зани-
жен либо наблюдаются значительные частотные искажения в ра-
бочей полосе частот, то проводят проверочный расчет усилителя..
В качестве примера выполнения проверочных расчетов ниже при-
веден расчет коэффициента усиления на средней частоте и ко-
эффициентов частотных искажений на краях рабочей полосы ча-
стот первого и второго каскадов усиления. Коэффициенты частот-
ных искажений, вносимых конденсаторами С2, С3, Сц и тран-
зисторами 71, Tz без учета влия-
ния отрицательной обратной свя-
зи по току в первом и втором
каскадах, определяют по форму-
лам, приведенным в табл. 3.2.
При этом действие конденсатора
С2 рассматривают как снижа-
ющее усиление первого каскада
за счет возможной отрицательной
обратной связи через цепи пита-
ния между оконечным каскадом
и входом первого каскада. Воз-
можный подъем усиления конденсатором С2 на низких частотах за
счет увеличения сопротивления коллекторной нагрузки первого
каскада в области этих частот в данном случае не учитывается,
так как емкостное сопротивление конденсатора значительно ни-
же полного сопротивления коллекторной нагрузки переменному
току.
Ср :R
Рис. ‘4.12.
входного
Блок-схема измерения
сопротивления усили-
тельного каскада
Пример 4.3. Провести проверочный расчет частотной характеристики 1 и
2-го каскадов усилителя по схеме на рис. 4.1.
Расчет начинают с определения показателей усилителя без учета отрица-
тельной обратной связи, а затем находят изменения усиления и частотных иска-
жений при наличии обратной связи. Необходимые для расчета ^-параметры-
транзисторов Ti и Т2 .могут быть измерены либо определены по статическим
характеристикам. Поскольку режим транзистора 7\ мало отличается от .типо-
183
ф-лам (2.7), (2.8), (2.9),
вого режима, для расчета можно воспользоваться справочными данными его
/г-параметров. Для транзистора Л типа МП15А а=0,98, йиб=25 ом, /г12б=
= 10~4, /1226 = 0,3 мксим. Пересчет /г-параметров схемы с общей базой в /г-пара-
метры для схемы с общим эмиттером выполняют по
(2.10):
, Лцб
Л11э~ 1—а
0,3-10—
15 ">
йцб^22б 25-0,3-10-»
= = -±0-98 - - Ю- = 2,75-10-
„ а 0,98
Р
Л12Э —
— =49
1—а 1—0,98
Режим транзистора 7'2 по .постоянному току отличается от типового в ос-
новном величиной коллекторного тока. Поэтому для определения его /г-пара-
метров в рабочей точке целесообразно воспользоваться типовым графиком зави-
симости /г-параметров германиевых транзисторов от величины коллекторного
тока рис. 2.4. Для Тг типа МП16А при токе /ок=2 ма /гцэ=810 ом, ц=
=2,2-10-4, /г22э=0О мксим, р=58.
Расчет начинают со второго каскада усиления. Его коллекторная нагрузка
по переменному току 7?а ~г состоит нз параллельно включенных резисторов Re,
Ru, Ri2. Ria н входного сопротивления транзистора Ts. Поскольку входное со-
противление транзистора 7'3, включенного по схеме с общим коллектором, значи-
тельно больше сопротивления каждого нз указанных резисторов, то прн расчете
им можно пренебречь и сопротивление /?н— 2 определять по соотношению для
общего сопротивления четырех параллельно включенных резисторов. В соответ-
ствии со схемными обозначениями
ЯН~2 ~ — j j —— =
— 4- — 4- — 4- —
Rs Rn Ru Ria
Входное сопротивление транзистора
ной связи по ф-ле (2.43)
Р₽ Rn~
=-j-....J_-1 v = 1100 0M-
2000 + 6800 6800 + 5100
переменному току без отрицательной обрат-
.. .— 2,2-10— -58-1100
/?вхт 2 —Аиэ— . , — = 810— ~ 796 ом.
~ 14- Л22эКн~ 1 + 30-10~6 -1100
Коэффициент усиления (напряжения каскада без отрицательной обратной связи
по ф-ле (2.41)
₽/?н~
rz __ __________________________
^113 (1 4 ^223^?H~) -Р? Rl
58-1100
-------------------------------------------— 77 5
810(1 + 30-10~6-1100) — 2,2-10~4-58-1100 ’ ’
Глубина отрицательной обратной связи по току цю ф-ле (3.140)
/?и 4" Rbx ос
F = ~4---------- .
/?и 4- RbxT~
Для нашего случая в приведенной формуле внутреннее сопротивление источника
сигнала R и можно принять равным сопротивлению резистора /?4=5,1 ком, так
как выходное сопротивление транзистора 1\ велико;
R~’TI
184
По ф-ле (3.139)
/ ' ₽
Rbx ocz=^bxT/<, 4* Roc (I + Кт) = RbxT^ + Roc I 1 4х . . , • р
\ 1 + «22Э".н~
/ 58 X
= 796 + 51 1 + -—-----------=—------- = 3706 ом.
\ 1 ф-30-10-6 -1100 /
Подставив значения R н н Rbx ос 2 в ф-лу ,(3.140), получим
5100 + 3706
г _------------~ 1 5.
2 5100 4- 796
Коэффициент усиления напряжения второго каскада с отрицательной обратной
связью на средней частоте .по ф-ле (3.143)
Ин~ 58-1100
ЛнОС2 = 7?ЕХОс[1+Й22э(^4^ос)] = 3706 [1+30-IO"» (1Ю0+ 51)] -16’7’
Из приведенного расчета второго каскада видно, что ввиду малого по ве-
личине сопротивления коллекторной нагрузки .переменному току RB ~2 входное
сопротивление транзистора Rbx т ~2 можно было принять численно равным па-
раметру hiiB, а коэффициент усиления напряжения Квг определить по прибли-
женной ф-ле (2.46). Прн этом рассчитанный таким образом коэффициент уси-
ления равен 79. После введения отрицательной обратной связи напряжение сиг-
нала на выходе второго каскада (уменьшилось в F=l,5 раза, а коэффициент
усиления напряжения, равный отношению выходного напряжения каскада к его
входному, уменьшился в 4,65 раза. Малая степень уменьшения выходного на-
пряжения каскада .прн значительном снижении его коэффициента усиления на-
пряжения, как указано выше, .происходит в связи с возрастанием напряжения
па входе каскада с обратной связью за счет увеличения его входного сопро-
тивления.
Аналогичный расчет основных электрических показателей на средней часто-
те рабочей полосы проводят для 1-го каскада. Нагрузка первого каскада по
переменному току RB состоит из параллельно .соединенных .резистора Ri и
входного сопротивления 2-го каскада Rbx ос г, в котором введена отрицательная
обратная связь по току. Для первого каскада Rbx t~i. рассчитанное по ф-ле
(2.43), равно 1220 ом.
Rh~i
Rj Rbx ОС2
Ri + Rbx OC2
5100-3706
5100 + 3706
= 2150 ом;
__________________49-2150____________________
/<H1= 1250 (1 + 15- 10-e-2150) — 2,75-10~«-49-2150 = 83>5,
R„ „ _.220 + SI (1 + 14.15.^2|H) ) - 3690 «
= «’зого.з-
и 7?Mh2 + R3 200 -32 + 3600
где Rm — внутреннее сопротивление микрофона, равное 200 ом; п — коэффи-
циент трансформации входного трансформатора, равный 3.
Глубина отрицательной обратной связи н коэффициент усиления напряже-
ния 1-го каскада с .обратной связью:
ч _ 1200 + 3690 ____________________________49-2150______________
F1= 1200 + 1220 ~2, Кнос1~ 3690 [1 + 15-10-8(2150 + 51)] ~ 28’
185
Коэффициент частотных искажений, вносимых конденсатором Сз на частоте
100 гц, без учета влияния отрицательной обратной связи по току по ф-ле (3.41)
^НЭ1 —
<0* (6,28/^)» . дэ₽
1 ф (б.гвЛАЯэ)2 ’ так как жнэо« 1,ф
1000-100
= 1 ф------------=42 3. то
1200 ф 1220
„ _ Л42,32ф (6,28-100-200-10—’-1000)2
Л1НЭ1 = 1 / ------——----------------------— =, 1 05
у 1 ф(6,28-100-200-10~в-1000)2
С учетам .влияния отрицательной обратной связи по току по ф-ле (ЗЛ05):
. -Мни — ! . 1,05—1
Мвэ ОС1 = » 4- —-------= 1 ф --------= 1.025; Л1НЭ оер?б] =0,25 дб.
Коэффициент частотных искажений, вносимых конденсатором Ct на частоте
100 гц, определяют по ф-ле (3.42). Для учета влияния возросшего входного со-
противления каскада с обратной связью на уменьшение частотных искажений в
формулу подставляют его входное сопротивление с учетом обратной связи:
„ , Г Г 07159 Т2-
г L fnCpi ( Ru Ф явх~)1
r i 07159 та-
= 1 / 1 ф --------------------------- = 1,0005.
У [loo-10-10-6 (1200ф 3690)]
Столь малая величина коэффициента частотных искажений, вносимых кон-
денсатором Сь позволяет уменьшить его емкость. Однако, учитывая, что кон-
денсатор Ci обеспечивает также дополнительную развязку по цепи базового
смещения, уменьшать его емкость нецелесообразно.
Для определения коэффициента частотных .искажений, вносимых конденса-
тором Сг за счет действия паразитной межкаскадной отрицательной обратной
связи, необходимо воспользоваться ф-лой (3.45)
Л4нф = 1 ф--------^1ток--------.
^(6,28/н)2СфСвДф17ботсл
Поскольку эта формула выведена для случая наличия, только одной развя-
зывающей цепочки между цепями .питания .оконечного и первого каскадов, не-
обходимо «переделить величину напряжения паразитной обратной связи на кон-
денсаторе Съ и рассматривать влияние этого напряжения на усиление 1-го кас-
када. При этом ф-ла (3.45) примет вид
Жнф = 1 Ф-------. (3.45а)
нф 6,28/нСфДф^сл 1 1
Для определения напряжения Umc& на частоте 100 гц предварительно не-
обходимо рассчитать падение напряжения на внутреннем сопротивлении источ-
ника питания, создаваемое током оконечного каскада. .Поскольку оконечный
каскад работает .в (режиме, близком к классу В, то цепь переменной составляю-
щей коллекторного тока транзисторов Ts и Те замыкается через конденсатор Са,
включенный параллельно внутреннему сопротивлению источника питания. При
этом к внутреннему сопротивлению источника питания -следует также отнести
сопротивление соединительных проводов, идущих от вынесенного усилителя к
.аккумуляторам.
186 t
Е Усилитель обычно удаляют от аккумуляторов на расстояние порядка 10 м
Г и соединяют с ними медными проводами сечением 2,5 мм2, сопротивление Ko-
i' торых равно 7?пр=0,14 ом. Внутренне 'сопротивление батарейного источника пи-
г тання определяют по формуле
I Е
/?иб = «—• (4.14)
' q
, где к — коэффициент, величина которого зависит от типа источника питания:
для кислотных аккумуляторов к=0,054-0,15, для щелочных «=0,24-0,8, для су-
хих элементов «=0,54-5, большие значения к соответствуют концу разряда ба-
тареи; Е—напряжение батареи в вольтах; q — емкость батареи в ампер-часах.
При 'Использовании выпрямителей ,их внутреннее сопротивление обычно не пре-
вышает 54-10% от минимальной величины .сопротивления нагрузки, а .в случае
наличия на выходе выпрямителя электронного стабилизатора внутреннее сопро-
тивление последнего не превышает 14-3% минимального сопротивления нагрузки.
Приняв емкость батареи равной 126 а-ч, получим /?иб макс=0,015 оЗн. Мо-
дуль полного сопротивления параллельно включенных конденсатора Се н внут-
реннего сопротивления батареи с соединительными проводами:
, •____________/?пР Ф ^ибмакс_________
Т*Тф (6,28/нСв)2 (й?пр ф ^пбмакс)2
0,14ф0,015
/1 ф-(6,28-100.2000-10-6)8 (0,14 ф-0,015)»
(4.15)
0,152 ом.
Амплитуду напряжения сигнала на конденсаторе С9 при максимальной вы-
ходной мощности на частоте 100 гц определяют по формуле
^тС, ~ ^ток^п • (Ф ^6)
где 1т ок — амплитуда тока одного плеча оконечного каскада. Если оконечный
двухтактный каскад работает в режиме А, то ток 1т ок принимают равным од-
ной трети амплитуды .тока сигнала одного плеча
итС, = 2,36-0,152 = 359 мв.
На конденсаторе Сь амплитуда напряжения сигнала
U r
(J ______
тС' (6,28/и)2£ярС6-1 ’
0,359___________________
~ (б.гз-юо^.г-гб-ю-6 —1
В выражении (4.17) знаменатель определяет величину коэффициента передачи
напряжения от конденсатора С» к конденсатору С5 через дроссель Др. Коэф-
фициент передачи напряжения от конденсатора в цепь базы транзистора 7 а оп-
ределяют по ф-ле (3.29)
Кт = /МКвыхФКбхсл) = 5100 (66600-р 3706) = 0,41 •
КвыхЯвхсл 66600-3706
В ф-ле (3.29) выходное сопротивление транзистора Tt принято равным
1
Явых Д^я точного расчета необходимо йвш определить по ф-ле (2.44),
ин
а затем уточнить его величину с учетом .влияния отрицательной обратной связи
пЬ ф-ле (8Л41).
167
В большинстве .практических .случаев выполнение точного расчета неделе- ,
сообразно, так как обычно справедливо .неравенство /?ВыхЭ> Двх ел- Подставив
полученные значения Umcs и KDK в ф-лу для определения Мв получим
0,41-0,0174
»Ф- 1+ е,2S. юО-25-IO'6-1200-0,042 = 1 09; Жнф[ад ~ °-09 дб-
Напряжение Umc&, проникая в цепь базы транзистора 7\, соответственно
создает положительную обратную связь. Однако действием этой обратной связи
можно пренебречь благодаря .наличию развязки RiCt с значением коэффициента
развязки Фр к, определяемым из соотношения (3.27)
UmC
Фрк »6,28/1|СфКф = 6,28-100-10-10-6 -6800 = 42,6,
ч UmCi
Результаты расчета частотных искажений 1-го каскада в области низких
частот .показывают, что на sthx частотах искажения в основном вносятся кон-
денсатором С3 н. практически .не вносятся конденсаторами С\ и С2. Последнее
позволяет несколько уменьшить величину емкости этих конденсаторов. Однако
это нецелесообразно, учитывая .возможное уменьшение их емкости со временем.
Общий коэффициент частотных искажений первого каскада без входного транс-
форматора на частоте 100'гц
^нрйб]Л^нз[<5б]4- ^нф[йб] = 0,25 + 0,09 = 0,34 дб.
Коэффициент частотных .искажений, вносимых транзистором Tt в области
высших частот, определяют по ф-ле (2.89)
^вТ~ У (1 + (//As)2 •
Для транзистора МШБА предельная частота fs определяется по известному
значению предельной частоты fa =2 Мгц по ф-лам (2.24) н (2.33):
АрА11Э fs~ г'б • где /р = fa (1 — а) = 2- 10е (1 — 0,98) = 40 кгц-, , 40-1О3 1250 fs— inn —333 кгц.
Л / 10 \2
На частоте 10 кгц Л4вТ = I / 1-ф I ——) = 1,00045.
у \ ззз j
С учетом влияния отрицательной обратной связи по ф-ле |(3.135)
ALT — 1 1,00045— 1
Л?вТ ос = 1 + —------- = 1 +------2------~ 1 •00022;
^вТ ос [<ЭД ~ 0,0022 56.
Коэффициент частотных искажений 1-го каскада, вызванных влиянием выходной
емкости этого каскада -и входной емкости транзистора 2-го каскада, определяют
по ф-ле (3.44)
МвС. = V1 (6,28/вЯЭквС0)2.
Величины, входящие в ф-лу (3.44), определяют по ф-лам (3.10), (3.12), (3.13),
(3.14):
Ян~ 2150
Яэкв ~ ---7— =--------------------- = 2080 ом,
1 4- Л22Э 1 _|_ 2150-15-10~6
188
Срых
Ск₽
20-49
-------------= 540 пф.
1250— 150
1200 4150
кцз гб
Ли 4 ''б
С учетом отрицательной обратной связи по току '.глубиной Fi=2
Свых ОС б?ВЫх/^1.
(4.18)
СБЫХ ос ~ 540/2 = 270 пф,
Свхсл=(1-^-) | --------/0,16^ Си (14-Кв) =
\ йцэ/ [ /а(й11э-гб) J
= (1----— )Г-----°’16'4-----4-20-10-12(1 477,5) = 5130 пф.
к 1250/L 2-10е(1250— 150) '
С учетом Дг=1,5 по ф-ле (4.18):
Свх сл ос ~ Свх слД*2 = 5130/1,5 = 3420 пф.
Со = Свых ос 4- Свх сл ос — 270 4 3420 = 3690 пф.
Подставив .полученные значения /?8Кв и Со в (3.44), определим коэффициент
частотных искажений первого каскада на высшей рабочей частоте, вносимых ем-
костью Со:
Мю. = /14 (6,28-104-2080-3690• 10-12)2 =1,11; мъс, [дб] = °>9 дб-
Общий коэффициент частотных искажений первого каскада на частоте <10- кгц
Мв[дб] ~ МвТ[дб] 4* МвС„[дб] ~ 0,00224-0,9 » 0,9 дб.
Расчет частотных искажений второго каскада [ведут аналогично выполненному
выше расчету для первого каскада. Во втором каскаде частотные искажения в
области низших частот несколько меньше, чем в первом, так как в этом каскаде
отсутствует разделительный конденсатор, а кроме того, он работает от источ-
ника сигнала с высоким выходным солроти!влением. В области высшнх частот
частотные 'искажения второго каскада также невелики благодаря малой вход-
ной емкости эмиттерного повторителя и сравнительно малой величине сопро-
тивления коллекторной нагрузки переменному току. Расчет .коэффициентов ча-
стотных искажений на краях рабочей полосы частот для второго каскада дает
следующие результаты /Ин [ад =0,2 дб, Мв дб ~0,1 дб.
4.5. Устранение паразитных связей
и наводок
После приведения электрических характеристик отдельных
усилительных каскадов к нормам, разделенные для удобства на-
ладки отдельные части усилителя соединяют между собою. Для
исследований собирают схему рис. 4.13. К усилителю подключают
источник питания и по осциллографу определяют наличие само-
возбуждения.
Если усилитель склонен к самовозбуждению, то он может воз-
будиться при отсутствии входного сигнала за счет толчка тока
в момент включения питания, а также при наличии входного сиг-
нала определенной либо произвольной частоты. В первом случае
после" включения питания иногда возбуждение удается сорвать
189
кратковременным шунтированием входа одного из усилительных}
каскадов, однако при последующих включениях питания усилив
тель снова возбуждается. Во втором случае указанным способом?
сорвать возбуждение обычно не удается, так как частота гене-';
рации соответствует частоте входного сигнала, который ее поддер-5
живает. Самовозбуждение многокаскадного усилителя в основном.
Рис. 4.13. Блок-схема испытаний устойчивости усилителя
возникает в области низких и высоких частот рабочей полосы ча-
стот либо за ее пределами. При этом самовозбуждение в обла-
сти низких частот в основном происходит за счет паразитной по-
ложительной межкаскадной связи через внутреннее сопротивле-
ние общего источника питания и сопровождается прерывистой
низкочастотной генерацией; самовозбуждение в области высоких
частот может возникнуть по многим причинам и наблюдается на
осциллографе в виде ограниченных по амплитуде периодических
колебаний либо на фоне основного сигнала в виде бахромы высо-
кочастотного возбуждения (см. рис. 4.3з). Незначительные па-
разитные связи между схемными узлами с различными выходны-
ми уровнями могут привести к возникновению наводок, недоста-
точных для самовозбуждения усилителя, но искажающих форму
выходного сигнала и частотную характеристику усилителя.
Устранение паразитных связей и наводок, порождающих, са-
мовозбуждение усилителя либо искажения его электрических ха-
рактеристик, является существенной частью процесса наладки
усилителя. Возникновение паразитных связей и наводок связано^
с неудачными схемными и конструктивными решениями. Поэтому
процесс их устранения состоит из определения источника наводи-
мого напряжения, приемника наводимого напряжения и путей па-
разитной связи между ними. Устранение причин, обусловливаю-
щих паразитные связи, не составляет больших трудностей и сво-
дится к введению схемных и конструктивных изменений.
В низкочастотных транзисторных усилителях в основном име<
ются индуктивные, емкостные и гальванические паразитные свя-
зи. При этом под индуктивной связью понимают связь, обусловлен-'
ную наличием взаимоиндукции между проводниками и деталям
ми усилителя, главным образом между его трансформаторами.
Под емкостной паразитной связью понимают связь, обусловлен-;
190 ‘
Цую наличием емкости между проводниками и деталями схемы,
Несущими потенциал
сигнала. Гальванической паразитной связью
Называют связь, возникающую через гальванические цепи при
Недостаточной их развязке, неправильном монтаже и выборе ма-
лого сечения монтажных проводов.
В схеме налаживаемого усилителя паразитные связи могут воз-
никнуть вследствие воздействия электромагнитных потоков рас-
сеяния трансформаторов Тр2 и Тр3 на входной трансформатор Tpi
при неправильном конструктивном его размещении относительно
этих трансформаторов, а также по причине прокладки в одном
монтажном жгуте проводов с низкими и высокими уровнями сиг-
налов без соответствующей экранировки. Указанные паразитные
связи, вызванные неудачными конструктивными решениями, с ро-
стом частоты возрастают и при соответствующей амплитуде и фа-
зе напряжения наводки вызывают самовозбуждение усилителя
па частотах порядка нескольких килогерц. Причинами наличия
паразитных связей гальванического характера в налаживаемом
усилителе могут оказаться: недостаточная величина емкостей кон-
денсаторов развязок и фильтра С5, Св и малое сечение мон-
тажных проводов либо неправильное построение монтажной схе-
мы. Паразитные связи при недостаточной величине емкости кон-
денсаторов С5 и Св с понижением частоты возрастают и могут
привести к возникновению низкочастотной генерации на очень
низких частотах (порядка единиц или десятков герц). Наиболее
часто низкочастотная генерация наблюдается в усилителях с пи-
танием от батарей гальванических элементов при значительной
степени их разряженное™ и малой величине емкости конденсато-
ра, включенного параллельно батарее. Генерация прослушивает-
ся в динамике в' виде щелчков. В некоторых случаях возникает
прерывистая генерация. Это происходит при быстром нарастании
напряжения более высокочастотных колебаний, которые, имея
большую амплитуду, выпрямляются в коллекторной цепи предва-
рительного каскада и, медленно заряжая разделительный кон-
денсатор, запирают транзистор следующего каскада, что сры-
вает генерацию,. Прерывистая генерация прослушивается в виде
кратковременных тональных посылок. .
На рис. 4.14 показаны примеры неправильной и правильной
прокладок проводов питания от батареи к усилительным каска-
дам. При неправильной прокладке рис. 4.14а на участке аб, а'б'
создается падение напряжения за счет переменной составляющей
коллекторного тока оконечного каскада, равной 2,36а при номи-
нальной выходной мощности. Следовательно, даже при длине это-
го участка 50 мм, выполненного из медного провода диаметром
1 мм, падение напряжения на нем, являющееся напряжением па-
разитной связи, составит порядка 3,6 мв, что превышает значе-
ние номинального входного напряжения первого каскада, равное
1,5 мв. С целью уменьшения указанного напряжения паразитной
связи развязывающий конденсатор Cs должен устанавливаться
191
в непосредственной близости от оконечного каскада, а питан:
к этому каскаду должно подаваться отдельными проводами i
вводных клемм питания (рис. 4.146).
Рнс. 4.Д4. Блок-схемы питания усилительных каскадов:
а) неправильная .прокладка питающих проводов: б) правильная
прокладка питающих проводов
Поскольку в налаживаемом усилителе возможно наличие не-
скольких цепей паразитной связи, то необходимо сузить область
их поиска путем исключения наиболее явно выраженных. С этой
целью внимательно проверяют правильность прокладки монтаж-
ных проводов и выбор их сечения, а также экранируют цепи с
малыми уровнями. При этом экран необходимо заземлять только
в одной точке, что становится особо существенным при исполь-
зовании его в качестве одного из проводов цепи. В случае за-
Зкран
Источник сигнала'
0-
йнайоВки
а
Вход усилителя
ЦкаскаЗа
'Шина земли
Рис. 4.16. Пример неправильного заземления экрана
земления экрана в двух точках (рис. 4.15) и использования его
как одного из проводов возникающее на нем паразитное падение
напряжения за счет токов схемы может оказаться включенным,
последовательно с полезным сигналом и соответственно вызвать
возбуждение усилителя либо исказить его частотную характери-j
стику. После проверки исполнения монтажных работ приступают',
к поиску наиболее сильных источников наводимого напряжения;^
192
так как только после их выявления можно выявить более слабые.
В налаживаемом усилителе наиболее сильными источниками на-
водимого напряжения могут оказаться трансформаторы Тр2 и Тр3
оконечного каскада, потоки рассеяния которых могут воздейство-
вать на входной трансформатор первого каскада.
Для проверки указанного предположения при наличии само-
возбуждения замыкается накоротко вторичная обмотка входно-
го трансформатора Тр^ Если при этом возбуждение прекращает-
ся, то наводка на входную цепь усилителя действительно есть и
для срыва возбуждения может оказаться достаточным поменять
местами начало и конец вторичной обмотки трансформатора Тр^
Срыв возбуждения при переключении выводов обмотки трансфор-
матора Tpi происходит благодаря изменению фазы напряжения
паводки, т. е. паразитная обратная связь из положительной ста-
новится отрицательной. Устранение возбуждения усилителя изме-
нением фазы напряжения наводки не всегда является полным ре-
шением вопроса, так как возникающая при этом паразитная от-
рицательная частотнозависимая обратная связь может исказить
частотную характеристику усилителя. Кроме того, эта паразитная
отрицательная обратная связь на некоторых частотах рабочей по-
лосы либо за ее пределами может стать положительной, что сно-
ва создает условия возникновения возбуждения усилителя при на-
личии сигналов этой частоты на его выходе. Для решения вопро-
са о допустимости устранения возбуждения усилителя переклю-
чением выводов обмотки одного из его трансформаторов при сор-
ванном возбуждении проверяют частотную характеристику уси-
лителя, а также его устойчивость в условиях максимального уси-
ления и предельных значений напряжения источника питания и
температуры окружающей среды.
Если переключение выводов обмотки трансформатора Tpi не
обеспечивает срыва возбуждения с сохранением устойчивой рабо-
ты усилителя при сорванном возбуждении, то приемник наводи-
мого сигнала (Tpi) либо источники наводимых сигналов (Тр2 и
Тр3) снимают с шасси и путем выбора оптимального их взаимно-
го размещения и разноса добиваются уменьшения наводок до до-
пустимых значений. На рис. 4.16 приведено правильное взаим-
ное размещение трансформаторов усилителя, при котором сило-
вые линии электромагнитного потока рассеяния влияющего транс-
форматора направлены перпендикулярно оси обмотки, подвержен-
ного влиянию трансформатора. В случае невозможности взаим-
ным размещением и разносом трансформаторов уменьшить ве-
личину взаимоиндукции между ними необходимо входной транс-
форматор экранировать однослойным пермаллоевым либо мно-
гослойным экраном из различных материалов. Значительное сни-
жение наводок на микрофонный трансформатор может быть до-
стигнуто уменьшением его габаритов при применении сердечников
из (Пармаллоя с большой магнитной проницаемостью, а также при
использовании сердечников стержневой либо тороидальной формы,
7—438 193
При поиске источника наводки целесообразно также проверить
правильность сборки сердечников мощных трансформаторов, так
как наличие больших немагнитных зазоров в сердечниках этих
трансформаторов увеличивает их электромагнитные потоки рас-
сеяния и, следовательно, повышает влияние наводок мощных
трансформаторов на маломощные.
Рис. 4.16. Правильное .положение входного трансформатора относитель-
но источника наводок — выходного трансформатора
Необходимость короткого замыкания вторичной обмотки транс-
форматора предварительного каскада усиления с целью проверки
действия на него паразитных наводок со стороны трансформато-
ров мощных каскадов обусловлена тем, что при коротком замы-
кании его первичной обмотки с большим количеством витков и
значительным активным сопротивлением напряжение на разом-
кнутой вторичной обмотке может оказаться достаточным для
поддержания возбуждения. Последнее может привести к непра-
вильным выводам о путях проникновения наводок. При выявле-
нии трансформатора, подверженного наводкам, методом корот-
кого замыкания его обмоток необходимо также учесть, что на-
пряжение наводки на входе усилителя, вызвавшее его самовоз-
буждение, может быть равным сумме напряжений от наводок на
трансформатор и от наводок, проникающих на вход усилителя
через цепи развязок по питанию, либо другими путями. Поэто-
му переключение выводов обмотки трансформатора не всегда мо-
жет дать срыв возбуждения. В этих случаях проверка наличия на-
водок на трансформатор должна вестись после тщательной про-
верки правильности выполнения монтажа и исправности конден-
саторов развязок.
194
В многокаскадных усилителях для выявления основного коль-
ца паразитного возбуждения поочередно замыкают входы пред-
варительных каскадов усиления и по срыву генерации определя-
ют каскад, на вход которого наводится напряжение, достаточное
по величине для самовозбуждения усилителя.
В случае возбуждения усилителя при наличии нескольких пу-
тей проникновения наводок устранение самовозбуждения связано
со значительными трудностями, так как при ликвидации одного
вида паразитной связи возбуждение поддерживается другими.
При этом в основном происходит изменение частоты возбуждения
и реже — амплитуды колебаний на выходе усилителя. Для устра-
нения генерации в данном случае усилитель целесообразно раз-
делить на две части, как это было сделано в процессе установ-
ления режимов транзисторов по постоянному и переменному то-
кам; на входе первой части усилителя включают эквивалент внут-
реннего сопротивления микрофона, а выход ее нагружается на эк-
вивалент входного сопротивления второй части, выход второй ча-
сти усилителя нагружается на эквивалент ее нагрузки (рис. 4.17).
Рис. 4.17. Блок-схема выявления цепи самовозбуждения многокас-
кадного усилителя
В случае наличия межкаскадной цепи обратной связи для раз-
деления усилителя на части цепь обратной связи выключают, а
усиление первой части искусственно снижают до значения, при
котором общее усиление обеих частей равно номинальному уси-
лению усилителя. В схеме рис. 4.17 при включенном питании на
обе части усилителя и отсутствии возбуждения от измерительного
генератора подается сигнал с частотой, соответствующей сред-
ней частоте рабочей полосы и напряжением, обеспечивающим но-
минальную выходную мощность на нагрузке оконечного каскада.
Электронным вольтметром, включенным параллельно нагрузке
первой части усилителя, измеряют напряжение наводок на раз-
личных частотах сигнала, подаваемого на вход второй части. Под-
ключая электронный вольтметр к входным и выходным цепям от-
дельных усилительных каскадов, а также к элементам их развя-
зок, можно определить величины напряжений паразитных наво-
док, обусловленных наличием паразитных гальванических, ин-
дуктивных и емкостных связей. Выбирая оптимальное размещение
трансформаторов, изменяя направление прокладки и сечение мон-
тажных проводов, улучшая эффективность развязок между кас-
кадами, по показаниям электронного вольтметра определяют
7* 195
уменьшение напряжения паразитных наводок. Допустимой вели-
чиной напряжения паразитных наводок обычно задаются в пре-
делах 5-4-10% от минимального уровня сигнала динамического
диапазона. После приведения напряжения паразитных наводок к
допустимой величине обе части усилителя соединяют и снова про-
веряют отсутствие склонности усилителя в целом к самовозбуж-
дению.
Если возбуждение усилителя происходит на высоких частотах,
то частоту возбуждения необходимо измерить по фигурам Лисса-
жу либо частотомером. При значениях частоты возбуждения, зна-
чительно превышающих высшую частоту рабочей полосы, устра-
нить возбуждение можно путем шунтирования коллекторной на-
грузки одного из предварительных каскадов усилителя конденса-
тором, величина емкости которого подбирается по срыву генера-
ции. После устранения возбуждения проверяют, не внес ли по-
Рис. 4.18. Блок-схема измерения частоты
методом фигур Л посажу
Рис. 4.19. Фигуры Лиссажу
добранный конденсатор
частотных искажений в
области высших частот
рабочей полосы.
Измерение частоты ме-
тодом фигур Лиссажу вы-
полняют по схеме рис.
4.18. На усилитель вер-
гикального отклонения ос-
циллографа подают сиг-
нал, частоту которого не-
обходимо измерить, а на
усилитель горизонтально-
го отклонения включают
эталонный генератор. Уси-
ление усилителей осцил-
лографа устанавливают
таким, чтобы отклонение
луча от измеряемого и
эталонного сигналов бы-
ло одинаковым. Затем,
изменяя частоту эталон-
ного генератора, добива-
ются получения на экра-
не Осциллографа фигур Лиссажу, приведенных на рис. 4.19 для
некоторых кратных отношений частот измеряемого и эталонного
сигналов. Использование электронных частотомеров для измере-
ния частоты возбуждения не всегда возможно, так как форма на-
пряжения на выходе возбудившегося усилителя обычно сильно ис-
кажена, что отражается на правильности результатов измерений.
В случае, если усилитель возбуждается только при наличии
сигнала на его входе, измерение частоты возбуждения по фигу-
рам Лиссажу либо при помощи частотомера становится невоз-
996
ложным (рис. 4.3з). Для ориентировочной оценки частоты воз-
буждения изображение выходного сигнала усилителя на экране
Осциллографа необходимо растянуть по горизонтали настолько,
Чтоб имелась возможность подсчитать число периодов паразит-
ной генерации за период основной частоты.
4.6. Проверка устойчивости усилителя
с отрицательной обратной связью
Устойчивым усилителем называется такой усилитель, который
и условиях эксплуатации (при включении и выключении, регули-
ровании усиления и замене неисправных элементов исправными)
не возбуждается. Выше были рассмотрены причины самовозбуж-
дения, обусловленные неправильным выполнением монтажа и не-
удачными конструктивными решениями. В настоящем разделе ос-
новное внимание уделено проверке влияния отрицательной об-
ратной связи на устойчивость усилителя. При этом проверка ве-
дется аналитически и экспериментально, так как в ходе чисто
экспериментальной проверки возможны случайные положитель-
ные результаты, обусловленные благоприятным стечением допу-
сков на точность изготовления схемных элементов.
Как показано выше, критерием устойчивости усилителя с от-
рицательной обратной связью является соблюдение следующих
основных соотношений: |ВОсЛн|0,5-^-0,7 при ср—180° либо
|ВОсКн| = 1 при 1504-160°. Поэтому для оценки устойчивости
усилителя ' рассчитывают его частотные характеристики коэффи-
циента усиления напряжения при отсутствии обратной связи Л’н,
коэффициента передачи напряжения обратной связи ВОс и фазо-
вую характеристику усилителя совместно с цепью передачи на-
пряжения обратной связи. Результаты расчета сравнивают с ре-
зультатами измерений этих величин, и в дальнейшем оценивают
устойчивость усилителя по критериям устойчивости.
В схеме налаживаемого усилителя 4 и 5-й каскады охвачены
глубокой (19 дб) последовательной отрицательной обратной свя-
зью по напряжению. Введение столь глубокой отрицательной об-
ратной связи вызвано необходимостью скомпенсировать значи-
тельные частотные искажения, вносимые транзисторами Tt, Ts, Те
и малогабаритными трансформаторами Трг и Тр3. Обратная связь
выбрана последовательной по напряжению с целью стабилизации
выходного напряжения усилителя при возможных изменениях
сопротивления его нагрузки, а также для повышения входного
сопротивления 4-го каскада, что решает вопрос бестрансформа-
торного согласования его входа с выходом маломощного 3-го кас-
када. Резистор J?2i 4-го каскада создает местную отрицатель-
ную обратную связь по току. Данная связь не является самоцелью,
опа» возникла как результат обработки устойчивости усилителя
с межкаскадной отрицательной обратной связью. Последнее объ-
197
ясняется тем, что в области низших частот рабочей полосы воз-,
никают значительные фазовые сдвиги в цепи передачи напряже-?
ния обратной связи, так как емкостное сопротивление конденса-
тора Сю на этих частотах становится одного порядка с малыг^
входным сопротивлением транзистора Т&, включенного по схеме
с общей базой относительно напряжения обратной связи. Указан-
ные фазовые сдвиги, суммируясь с фазовыми сдвигами, вносимы-
ми трансформаторами Тр2 и Tps, вызывают самовозбуждение уси-
лителя в области низших частот. Введение резистора J?2i умень-
шает величину угла фазового сдвига и соответственно повышает
устойчивость усилителя.
В анализе устойчивости усилителя местную отрицательную об-
ратную связь по току четвертого каскада достаточно учесть толь-
ко как фактор, улучшающий качественные показатели этого кас-
када. При этом значения угла фазового сдвига и коэффициента
частотных искажений определяют по ф-лам (3.136) и (3.135):
Ф , М — 1
<Рос4 7 > 1 _ >
Гт4 *Т4
где FT4=|2,19 — глубина обратной связи по току, рассчитанная
выше; <р, М — соответственно угол фазового сдвига и коэффици-
ент частотных искажений четвертого каскада без обратной связи.
Для аналитической проверки устойчивости 4 и 5-го каскадов,
охваченных отрицательной обратной связью, необходимо рассчи-
тать частотную и фазовую характеристики этих каскадов без об-
ратной связи и цепи передачи напряжения обратной связи. В об-
ласти высших частот рабочей полосы цепь передачи напряжения
обратной связи практически не вносит частотных и фазовых ис-
кажений благодаря большой величине емкости конденсатора Сю.
В области низших частот рабочей полосы влияние конденсатора
Сю необходимо учитывать, так как его емкостное сопротивление
(как указывалось выше) становится одного порядка с входным
сопротивлением транзистора Л. Частотные искажения на высо-
ких частотах в 4 и 5-м каскадах усиления в основном вносятся
транзисторами Tt, Т5, Те ввиду сравнительно низких значений их
предельных частот усиления по току f р; фазовые искажения в
этих каскадах вносятся транзисторами и трансформаторами Tpz
и Тр3. При этом фазовые искажения, вносимые трансформатором
Тр2, обусловлены влиянием индуктивности рассеяния между его
первичной и вторичными обмотками, а искажения, вносимые транс-
форматором Тр3, — индуктивностью рассеяния между половин-
ками первичной и вторичной обмоток этого трансформатора. В
области низших частот частотные и фазовые искажения вносятся
в основном трансформаторами Tpz и Тр3 и меньше — конденса-
тором С10, который в данном случае создает дополнительную ча-
стотнозависимую отрицательную обратную связь по току. Завал
частотной характеристики трансформаторами Трг и Тр3 в обла-.
сти низших частот обусловлен шунтированием коллекторных на-
198
грузок 4 и 5-го каскадов малым индуктивным сопротивлением их
первичных обмоток.
Коэффициент частотных искажений, определяющий частотные
искажения, вносимые транзисторами, рассчитывают по ф-ле (2.89)
Чт=/>+(ад.
где /s — предельная частота усиления, определяемая по извест-
ному значению предельной частоты для схемы с общей базой fa
п соответствии с ф-лами (2.23) и (2.33):
г __ fa , _ Ар Ли э
'₽ 1 + ₽’ ‘S г'б
При отсутствии паспортного значения сопротивления Гб его не-
обходимо измерить либо рассчитать по формуле
, , 0,026 0
гб = Лцэ——г-!- •
* QK
Для транзистора Т\ типа П201А fa =200 кгц, Гб = 28 ом, 0=62 в
рабочей точке; для Т5 и Те типа П4Д fa =150 кгц г5 =8 ом, 0 = 30.
Подставив значения fa и р в ф-лы (2.23), (2.33), получим: для
П201А /s=6,8 кгц, для П4Д fs=5,2 кгц.
Коэффициент частотных искажений, вносимых трансформато-
рами в области низких и высоких частот, рассчитывают по ф-лам
(3.76) и (3.77):
Л4итр= у 1 +
(0,159 /?экв\2
\ ЛД1 I
В ф-ле (3.76) величину эквивалентного выходного сопротивле-
ния Дэкв для 5-го каскада можно принять равной его сопротивле-
нию нагрузки переменному току ДПпл~, так как в каскадах с
мощными транзисторами обычно величина ДЯпл~ значительно
меньше выходного сопротивления транзистора. Для 4-го каскада
/?экв рассчитывают по ф-ле (3.10). Сопротивление Дпосл в ф-ле
(3.77) для 4 и 5-го каскадов допустимо считать равным /?Посл =
- КНпл~ 4-----ввиду малой величины активного сопротивления пер-
^22 Э
иичных обмоток трансформаторов Тр2 и Тр3. Для 4-го каскада
Д(,~= 110 ом, для 5-го каскада ДНпл~ = 4 ом. В рабочей точке для
транзистора П201А Й22э=0,003 сим, для ПЧД /12гэ=0,006 сим. Ин-
дуктивности первичных обмоток трансформаторов Тр2 и Тр3 со-
ответственно равны:
7.1.Тр2=80 мгн, Л1тр3=6,5 мгн, LSrp2=0,8 мгн, LSrp3 =0,065 мгн
199
К
та
СП
to СО
СО СМ Г- СП
о о £Q с^сошь-г-г-ь-юсосмсм-чсс
Коэффициент передачи напряжения обратной связи О о CQ хН—it^.CMCMCMCMCMCMCMCMCMCMCMCM спсохнюююююююююююю »—• СМ СМ СМ СМ СМ СМ СМ СМ СМ СМ СМ СМ СМ С4! o^ooccdoooooooooo о o’ o' о о о о о о с с" с o' о o'
га о см со о о й а « й й й й й й й й й
•е <Т) О усилен. 4 и 5-го каскадов Ки4,5 1 СО tO m e ю с СПСОООООООС01ЛООСОСМСМСО*Г-Ь-’' ^СМСОООО^ ООСМСООООШСОСМ *-«СМСМСОСОСМСМ₽н —<
Коэффициенты частотных искажений, вносимых элементами четвертого и пятого каскадов чко каикады М 4,5 ю СО О со —« N LO 1Л СО Ю (М 00 СМ СО о о —«COCOOQOOOCOM« CMb^.CM»-H*-iT-H^-«w-<^-«CMCOCO tOOO—< " й 1
с. э ь и =t 1 1,51 1,164 1,046 1,014 »1 «1 »1 «1 »1 «1 «1 »1 «1 «а 1 »1
• s 2 я» £* h с Ч' 4,07 2,2 1,4 1,12 1,03 «1 «1 «1 «1 »1 «1 «1 «1 Я1 Я1
трансформ. Трг %2 CM LO LO СМ О О to —« -Н см со СО оо О СМ О О СОСО й й й й й
1 а 3. 3 JO Н S. оо со оо to СМ С СМ оо СМ О СО 4-н о й й й й й й й
транзистор Г4 Л4_. Т4 со СМ Г- ю СО СО т-н о СО с о см со *^1 а й й й и и й "
оо
СМ Ю
СМ
&
200
Коэффициент частотных искажений, вносимых конденсатором
<С|« в области низких частот, определяют по ф-ле >(3.41).
У 1 зЬ(6,28^7?вСв)2
где M„30=l + --^^T---------•
^11 ^вх Т~
Входящие в выражение Л4нэо величины динамического коэффи-
циента усиления тока К?, выходного сопротивления источника сиг-
нала и входного сопротивления переменному току транзистора
’//Лвхт ~ были рассчитаны в разделе, освещающем наладку усили-
теля по переменному току; /Ст=39, /?из =17,3 ом, /?вхт~=50 ом.
Результаты расчета коэффициентов частотных искажений, вно-
симых схемными элементами 4 и 5-го каскадов, сведены в
табл. 4.3. Коэффициенты частотных искажений, вносимых транзи-
стором Л и конденсатором Ci0, в таблице указаны с учетом их
уменьшения местной отрицательной обратной связью по току глу-
биной Ft4=2,19. В графу Л'Н4,5 внесены значения коэффициента
усиления напряжения 4 и 5-го каскадов на различных частотах
^н4,5 = ^НО4,5/^4.5 ’
где Кно4,5=313 — коэффициент усиления напряжения на средней
частоте рабочей полосы, равный отношению напряжения всей вто-
ричной обмотки трансформатора Т3 к напряжению, приложенному
к электродам база—эмиттер транзистора Те, Л14,5 — общий коэф-
фициент частотных искажений 4 и 5-го каскадов без обр»атной
связи.
В графу Вос вписаны результаты расчета коэффициента пере-
дачи напряжения обратной связи на различных частотах. Модуль
коэффициента передачи напряжения обратной связи определен по
ф-ле (3.176)
_______^вх Т~____________ ^вх Т~________
«2 (Ви ф 7?вх т ~) МыХ к р
и г г Vhi^KiXT-
и ос
=-------------52-----------= 0,0252.
10
----------—- (17,34-50)
0,388 — 0,048 ' '
Значение коэффициента передачи напряжения Вос на различ-
ных частотах определяют по ф-ле (3.164)
^ос o/^lg >
где Л4В — коэффициент частотных искажений цепи передачи на-
пряжения обратной связи, определяемый по ф-ле (3.168)
’ х/ Л42нэ0^(6.28/нС3Вэ)2
М^С3- У 1^(6,28/нСэВэ)2 ’
201
где м„9о=1 + —-9 ...... •
Яи + ЯБХт~
В выражении для Л1т() в нашем случае наличия корректирующего
резистора R2i Ru равно:
= 17,3 + 39-2 = 95,3 ом.
В последнюю графу табл. 4.3 вписано произведение результи-
рующего коэффициента усиления напряжения Kni,5 на коэффи-
циент передачи напряжения обратной связи Вос. По данным
табл. 4.3 строится график зависимости Вос Лн4,5=ф(/:) (рис. 4.20п).
а)
Рис. 4.S0. Частотная и фазовая характеристики пет-
ли обратной связи 4 -и 5-го каскадов
Фазовую характеристику 4 и 5-го каскадов усиления рассчит-
ают по ф-лам, приведенным в табл. (3.8), а фазовую характери-
гику цепи передачи напряжения обратной, связи—по ф-ле (3.169).
[ри этом следует учесть, что для нашего случая в ф-ле (3.169)
'„«^+/(^ = 95,3 ом. Результаты расчета фазовых характери-
)2
«Стик усилителя и цепи передачи напряжения обратной связи све-
дены в табл. 4.4. В последней графе таблицы приведены значения
Таблица 4.4
(’лсчстиая частота а* Фазовые сдвиги, вносимые схемными элемен- тами четвертого и пятого каскадов Фазовые сдвиги цепи передачи - напряжения обратной связи Общий допол- нительный угол фазового сдвига ’’йбщ
транзистор Т, транзистор г, *Т5 трансфор- матор Тр, ’?р2 трансфор- матор Тр3 ’ад
25 «0 «0 78,6 75,7 40,6 195
50 «0 «0 69,2 63 23,3 155,5
100 —0,38 —1,1, 52,7 44 12,0 107,3
Г" 200 —0,73 —2,3 33,6 26,2 6,1 63,1
f 400 —1,5 —4,6 18,3 13,7 3,0 29,9
800 —3,1 —9,1 9,3 7 1,5 5,6
1000 —3,88 —11,3 7,5 5,6 1,2 —0,88
2000 —7,55 —22 3,8 2,8 0,6 —22.35
4000 —13,9 —39 —0,8 -ф-0,8 ^0 —52,9
8000 —22,5 —58 —5.1 —1,1 «0 —86,7
10000 —25,2 —64 —6,5 —1,4 «0 —97,1
12000 —27,6 - —67,4 —7.7 —1.7 «0 —104,4
16000 —31,0 —72,6 —10,3 —2,3 —116,2
20000 —32,7 —76 —12,7 —2,8 «0 —124,5
24000 —33,8 —78,2 —15,2 —3,4 »0 —130,6
общего угла дополнительного фазового сдвига усилителя и цепи
передачи напряжения обратной связи
Фобщ ~ Фт4 Фт5 + Фтр 2 “Ь Фтр з + Ч’с э‘
Значения угла фазового сдвига, вносимого транзистором в таб-
лице приведены с учетом его уменьшения местной отрицательной
обратной связью по току. По данным этой таблицы на рис. 4.206
построена фазовая характеристика <р°=?(/)-
Из анализа характеристик (рис. 4.20) видно, что усилитель
устойчив в области рабочей полосы частот и за пределами; при
значениях |ВОсЛ4| = 1 дополнительный угол фазового сдвига в об-
ласти низких частот равен 155°, а в области высоких частот — по-
рядка 120°. Запас устойчивости в области низких частот можно
считать вполне достаточным, так как на этих частотах увеличение
дополнительного угла фазового сдвига может произойти только
при старении конденсатора С10, а величина угла фазового сдвига,
вносимЪго этим конденсатором, благодаря введению резистора 7?гь
не превышает 15% от величины суммарного дополнительного угла
203
фазового сдвига. Наличие значительных углов фазовых сдвигов на-
краях рабочей полосы частот обусловливает подъем частотной ха-
рактеристики усилителя с отрицательной обратной связью на этих
частотах. Если величина угла дополнительного фазового сдвига'
превышает допустимые значения с точки зрения устойчивости уси-
лителя, то необходимо изменять параметры схемных элементов для
его уменьшения. Так, например, для уменьшения угла фазового
сдвига цепи передачи напряжения обратной связи в области низ-
ких частот рабочей полосы необходимо увеличить емкость конден-
саторов С8 и С10. Снижение величины угла фазового сдвига усили-
теля на этих частотах достигается увеличением индуктивности пер-
вичных обмоток трансформаторов Тр2 и Тр3 и емкости конденса-
торов С8 и С10. В области высших частот рабочей полосы допол-
нительный угол фазового сдвига может быть уменьшен при сни-
жении индуктивности рассеяния трансформаторов Тр2 и Тр3. Ес-
ли уменьшение дополнительного угла фазового сдвига связано с
конструктивными затруднениями, то снижают глубину отрица-
тельной обратной связи либо выбирают другой более высокоча-
стотный тип транзисторов.
Для расчета частотной характеристики усилителя либо отдель-
ных каскадов с отрицательной обратной связью следует восполь-
зоваться формулой
к . /1-2ДОеДнсо5фоб1Ц + В^^ . (4.19)
•°ОС о Ано/
В ф-ле (4.19) Мос — коэффициент частотных искажений уси-
лителя с обратной связью; Вос0 и Дно — соответственно коэф-
фициенты передачи напряжения обратной связи и усилейия на-
пряжения усилителя без обратной связи на средней частоте рабо-
чей полосы; фобщ — суммарный дополнительный угол фазового
сдвига усилителя и цепи передачи напряжения обратной
связи.
Формула (4.19) справедлива для случая малых изменений ве-
личины коэффициента передачи напряжения Вос в рабочей поло-
се частот. Результаты расчета частотной характеристики 4 и 5-го
каскадов с отрицательной обратной связью приведены в табл. 4.5.
По данным таблицы построена частотная характеристика на
рис. 4.21 (кривая 1), из которой видно, что максимальный подъем
характеристики в пределах рабочей полосы частот не превышает
0,55 дб.
При замене транзисторов Т,» Т5 и Т6 с минимальным значе-
нием коэффициентов усиления тока (рМИн), для которых проведен
анализ устойчивости, на транзисторы с рмакс фазовые сдвиги и
частотные искажения, вносимые транзисторами, несколько изме-
нятся. При этом характер указанных изменений зависит в основ-
ном от значения предельной частоты /р у вновь установленных в
схему транзисторов. Устойчивость схемы будет повышаться с уве-
204
Таблица 45
Расчетная частота, гц Результаты расчета Результаты измерений
Мос4.5 М л С дб ос 4,5, Л1 я _ дб ос 4,5, М дб ос ус,
25 4,3 12,5 9,2 15
50 1.6 4,0 3 4.3
100 0,995 —0,05 —1 0,6
200 0,97 —0,28 ssO 0,3
400 1,0 0 0 0
800 1,0 0 0 0
1000 1,0 0 0 0
2000 1,0 0 0 0
4000 0,99 —0,1 «0 0,2
8000 0,94 —0,55 —0,6 0,6
10000 1.0 0 —0,4 1.4
12000 1,08 0,7 0 2.1
16000 1,32 2,4 1 4,5
20000 1,62 4,2 3,5 8,1
24000 2.0 6 6.0 13,4
личением /р транзисторов. Поскольку частота fp у транзисторов
с максимальным коэффициентом усиления тока рмакс может быть
больше либо меньше предельной частоты fp транзистора с Рмин,
то необходимо анализ устойчивости усилителя в области высоких
частот проводить также для случаев использования транзисторов
данного типа с максимальным коэффициентом усиления тока и
различными значениями предельной частоты fp .
При значениях предельной частоты /р у транзистора с Рмакс,
меньших, чем у транзистора с рМИн, как видно из выражений (2.33а)
и (2.89), значительно возрастают частотные и фазовые искажения
транзистора в области высоких частот, причем в области боль-
ших фазовых сдвигов частотные искажения растут быстрее. Пос-
леднее позволяет сделать вывод, что устойчивость 4 и 5-го кас-
кадов в этом случае сохранится, так как при сравнительно не-
большом увеличении усиления на средних частотах имеет место
значительное его уменьшение в области высоких частот.
При значениях предельной частоты /р у транзистора с ₽Макс,
больших, чем у транзистора с рМИн, частотные и фазовые искаже-
ния транзистора в области высоких частот уменьшаются. Однако
в данном случае устойчивость усилителя необходимо проверить,
Поскольку на частотах возможного самовозбуждения могут силь-
но влиять фазовые сдвиги, вносимые трансформаторами.
205
М,дй
206
Из выражения коэффициента усиления напряжения (2.41)
видно, что усиление каскада по напряжению мало изменяется
прн замене транзистора с малым коэффициентом усиления тока
|1МИН на транзистор с большей величиной коэффициента усиления
тока, так как у последнего при одинаковой величине коллектор-
ного тока входное сопротивление выше. Однако коэффициент уси-
ления напряжения двух каскадов /<Н4,5 возрастает в большей сте-
пени за счет увеличения усиления транзистора Т\, нагруженного
на повышенное входное сопротивление транзисторов Т5 и Те с
большим р. Указанное повышение усиления и сопротивления на-
грузки 4-го каскада крайне нежелательно, так как при этом воз-
растают частотные и фазовые искажения в области низких ча-
стот, вносимые трансформатором Тр2, и снижается устойчивость
усилителя. Для приведения величины В0соКно и угла дополни-
тельного фазового сдвига усилителя <рОбщ к прежним значениям,
при которых обеспечивается устойчивость усилителя, необходимо
уменьшить усиление 4-го каскада путем шунтирования вторичных
обмоток трансформатора Тр2 резисторами, величину сопротивле-
ния которых подбирают по требуемому уменьшению усиления.
Для экспериментальной проверки устойчивости 4 и 5-го кас-
кадов усиления, охваченных отрицательной обратной связью, не-
обходимо измерить их частотную и фазовую характеристики без
отрицательной обратной связи, а также частотную и фазовую ха-
рактеристики цепи передачи напряжения отрицательной обратной
связи. Частотную характеристику усилителя снимают по схеме
рис. 4.13 по методике, приведенной в разделе, освещающем про-
верку усилителя по переменному току. Фазовые сдвиги могут быть
измерены электронными фазометрами либо осциллографическими
методами. Наиболее простым и наименее трудоемким является
осциллографический метод эллипса. Для измерения фазовых
сдвигов по этому методу собирают схему рис. 4.22. Выход усили-
Рис. 4.22. Блок-схема 'измерения фазовой характеристики 4 и
5-го каскадов усиления
теля нагружают на эквивалент нагрузки, а обмотку отрицатель-
ней обратной связи — дополнительно на цепочку, состоящую из
следующих элементов: эквивалента входного сопротивления тран-
207
зистора Ttu включенного по схеме с общей базой, /?вхэ=1^вхт~об =
^ВХ Т^'ОЭ 50 , оо
= —------= -39-=1,28 ом; внутреннего сопротивления источни-
ка сигнала, приведенного к эмиттерной цепи транзистора Л,
= =0,445 ом; резистора Т?2Г, резистора температур-
Кт 39
ной стабилизации Rn и С10.
С целью уменьшения дополнительных фазовых сдвигов, соз-
даваемых усилителями вертикального и горизонтального откло-
а*
Рис. 4.2'3. Определение разности фаз
методом эллипса
нений, исследуемые сигналы по-
дают непосредственно на откло-
няющие пластины осциллографа.
Если напряжение исследуемых
сигналов недостаточно по величи-
не, то используют усилители ос-
циллографа с введением в один
из каналов 'Корректирующей фа-
зовращающей цепочки. При этом
на каждой измерительной частоте
проводят амплитудную и фазо-
вую калибровки измерительной
схемы. Для этого на вход усили-
телей вертикального и горизон-
тального отклонений поочередно
подают исследуемые сигналы и
соответствующими регуляторами
усиления устанавливают равные
отклонения луча в вертикальном
и горизонтальном направлениях.
Коррекцию фазовых сдвигов усилителей осциллографа осущест-
вляют фазовращателем при подаче одного и того же сигнала на
оба усилителя; при точном совпадении фаз эллипс должен превра-
титься в прямую линию. Отсчет фазовых сдвигов ведут по разме-
рам изображения эллипса на экране осциллографа (рис. 4.23)
tp = arcsin-^- . (4.20)
Форма изображений при углах сдвига, кратных 45°, приведена на
рис. 4.19.
Для удобства отсчета углов фазового сдвига измерения начи-
нают со средних частот порядка 1000 гц, на которых фазовые сдви-
ги равны нулю. При измерениях величины напряжений на входе и
выходе исследуемого устройства должны быть возможно меньши-
ми с целью исключения появления нелинейных искажений формы
сигнала, влияющих на результат измерений фазового сдвига.
Основным недостатком метода эллипса является зависимость
результатов измерений от точности определения длин отрезков изо-
208
Пряжения. Погрешность измерений по данному методу лежит в
пределах нескольких градусов.
По данным проведенных измерений строят фазовую и частот-
ную характеристики, аналогичные приведенным на рис. 4.20, при
помощи которых оценивается устойчивость усилителя. Результаты
измерений частотной и фазовой характеристик макета 4 и 5-го кас-
кадов усиления без обратной связи достаточно точно совпадают с
расчетными данными в пределах рабочей полосы частот усилите-
ля и несколько отличаются вне полосы. Причем расчетное умень-
шение усиления за пределами рабочей полосы частот оказывается
больше измеренного. При измерениях частотной характеристики
4 и 5-го каскадов с отрицательной обратной связью оказалось, что
частотные искажения за пределами рабочей полосы частот, особен-
но в области низких частот, меньше расчетных значений. За пре-
делами рабочей полосы частот также наблюдаются нелинейные ис-
кажения формы сигнала.
Указанные выше расхождения результатов расчета с данными
измерений могут иметь место по причине возможных отклонений
параметров схемных элементов от их номинальных значений, а так-
же в результате некоторой приближенности расчетных соотно-
шений.
После проверки 4 и 5-го каскадов усиления с отрицательной об-
ратной связью 1 и 2-ю части усилителя, разделенные для налад-
ки, соединяют и снимают частотную характеристику всего усили-
теля с отрицательной обратной связью, охватывающей 4 и 5-й
каскады (рис. 4.21, кривая 5). Имеющийся запас по величине
частотных искажений в области высших частот рабочей полосы
гарантирует соблюдение норм на частотную характеристику при
замене транзисторов и возможном увеличении индуктивности рас-
сеяния трансформаторов в случаях небрежного их исполнения.
В некоторых случаях при необходимой глубине отрицательной
обратной связи в усилителе имеют место недопустимые подъемы
частотной характеристики на краях рабочей полосы частот либ"о
за ее пределами. Для исправления частотной характеристики на
частотах повышенного усиления уменьшают усиление усилителя
либо увеличивают затухание цепи передачи напряжения обрат-
Рис. 4.24. Блок-схемы усилителей с частотнозависимой глу-
« биной отрицательной обратной связи:
а) занижена глубина 'Обратной связи на низких частотах;
б) занижена глубина обратной связи .на высоких частотах
209
ной связи. При этом уменьшение усиления усилителя в области
высоких частот рабочей полосы достигается шунтированием кол-
лекторной нагрузки одного из каскадов конденсатором, а в об-
ласти низких частот — путем шунтирования резистора эмиттер-
ной стабилизации конденсатором небольшой емкости, обеспечи-
вающим отрицательную обратную связь по току на этих часто-
тах. Изменение затухания в цепи передачи напряжения отрица-
тельной обратной связи на различных частотах достигают введе-
нием /?С-делнтелей (рис. 4.24). Величину емкости корректирую-
щего конденсатора подбирают по необходимому снижению уси-
ления усилителя.
4.7. Испытания усилителя
Общие замечания
Выше была изложена методика проведения наладочных работ
и предварительной проверки основных электрических характери-
стик усилителя низкой частоты. Выполнение этих работ предус-
матривает установление работоспособности усилителя для воз-
можности проведения последующих его испытаний. Специфиче-
ской особенностью лабораторных испытаний макетов и опытных
образцов транзисторных усилителей является необходимость на-
ряду с измерением их основных электрических характеристик про-
водить температурные испытания стабильности этих характери-
стик, так как только после проведения температурных испытаний
можно судить о соответствии параметров усилителя техническим
требованиям. При этом температурные испытания являются толь-
ко этапом разработки и не исключают полного цикла климатиче-
ских и механических испытаний на устойчивость усилителя в со-
ответствии с конкретными условиями его работы, оговоренными в:
технических требованиях.
К основным техническим характеристикам усилителя, изме-
ряемым в процессе испытаний, относятся: уровень собственного
шума, чувствительность при номинальной выходной мощности,
амплитудная, частотная и фазовая характеристики, коэффициент
нелинейных искажений, отклонения величины выходного напря-
жения при изменениях сопротивления нагрузки, а также стабиль-
ность технических характеристик усилителя при изменении напря-
жения источника питания и температуры окружающей среды в за-
данных пределах.
Последовательность испытательных работ строят так, чтоб
исключались повторные измерения, связанные с возвращением к
уже использованным измерительным схемам и аппаратуре. Изме-
рения технических характеристик повторяют 2—3 раза во избе-
жание получения ложных результатов. В процессе температурных
испытаний полный цикл измерений при крайних значениях рабо-
чих темпёратур также повторяют 2—3 раза, фиксируя режимы
210
Транзисторов по постоянному току при промежуточных значениях
рабочих температур. Последнее позволяет оценить, являются ли
закономерными полученные изменения режимов транзисторов.
Необходимую измерительную аппаратуру для целей испытаний
выбирают в соответствии с рекомендациями, приведенными в
разд. 1.2. Питание на испытуемый усилитель подают за 15—30 мин.
до начала измерений с целью установления стационарного темпе-
ратурного режима транзисторов. Измерительную аппаратуру так-
же прогревают в соответствии с рекомендациями по ее исполь-
зованию. Технические характеристики усилителя измеряют при
поминальном напряжении источника питания, а при предельных
значениях напряжения питания проверяют отклонения от нормы
только амплитудной характеристики, чувствительности и коэффи-
циента нелинейных искажений.
Уровень собственных шумов
Уровень собственных шумов определяется отношением напря-
жения шумов иш к номинальному напряжению сигнала на выходе
усилителя UH и выражается в децибелах:
£>in=201gi7in/t7H, (4.21)
Напряжение шумов измеряют на выходе усилителя при отсут-
ствии сигнала. Для измерений в схеме рис. 4.13 источник сигнала
отключают, регулятор усиления устанавливают в положение но-
минальной чувствительности усилителя, а к входу усилителя под-
ключают резистор с сопротивлением, равным внутреннему сопро-
тивлению источника сигнала. В связи с тем, что напряжение шу-
мов на выходе усилителя существенно несинусоидально и, следо-
вательно, нет определенных соотношений между минимальным,
средним и эффективным его значениями, для измерений напря-
жения шумов необходимо пользоваться вольтметром эффектив-
ных значений. Это значит, что детектор вольтметра должен рабо-
тать в режиме квадратичного детектирования. Диапазон рабочих
частот вольтметра должен быть не уже рабочей полосы усилите-
ля. Из типовых ламповых вольтметров для измерения напряжения
шумов применяют вольтметры В-2, В-3, ВЗ-7, B3-13, показания
которых прямо пропорциональны эффективному значению изме-
ряемого напряжения при малом отличии его формы от синусоиды,
а также вольтметры измерителей ’ нелинейных искажений типа
ИНИ. Широко распространенные ламповые вольтметры типа
ВКС-7 всех модификаций для измерения напряжения шумов не
пригодны, так как их показания пропорциональны пиковому зна-
чению измеряемого напряжения. Последнее при измерении напря-
жения шумов приводит к завышению результатов измерений.
ч При измерении напряжения шумов усилителя с питанием от
сети переменного тока параллельно ламповому вольтметру целе-
сообразно включить чувствительный осциллограф для наблюде-
211
ния формы напряжения с целью исключения ложных результатов
измерений, связанных с влиянием наводок сети переменного тока
(фона). Если напряжение паразитной
наводки
от переменного
тока питающей сети значительно превышает напряжения шумов,
то необходимо предварительно перед проведением измерений на-
пряжения шумов устранить паразитные наводки. Для измерения
этого напряжения наводки к выходу усилителя через фильтр ниж-
них частот с частотой среза порядка 120-4-150 гц и избирательно-
стью порядка 40 дб относительно частоты 1000 гц подключают
электронный вольтметр. Поиск й устранение наводок ведут в со-
ответствии с рекомендациями, приведенными в разд. 4.5.
Допустимый уровень шумов налаживаемого усилителя равен
&шдоп=—50 дб. Если измеренное напряжение шумов превышает
допустимое значение, то необходимо провести проверочный расчет
напряжения шумов усилителя. Шумы в транзисторных усилите-
лях, как указывалось выше, создаются транзисторами и резисто-
рами всех каскадов усиления, однако для расчета напряжения
шумов достаточно учесть шумы, создаваемые только транзисто-
ром 1-го каскада усиления 7\, на выходе которого напряжение
шумов может быть одного порядка с напряжением полезного сиг-
нала. Транзистор 7\ типа МП15А не относится к числу малошу-
мящих, но благодаря выбору малошумящего режима по постоян-
ному току и оптимальному согласованию с внутренним сопротив-
лением источника сигнала его шумы невелики. Коэффициент шу-
ма транзистора МП15А с |3 = 50 в типовом режиме Еш=20 дб. Для
определения уровня шума на выходе усилителя предварительно по
ф-ле (3.50) находят приведенное ко входу усилителя отношение
напряжений максимального входного сигнала динамического диа-
пазона к напряжению шума при типовом режиме питания
13,5-1010£7вхмайс
-« Г [дб]
V 10 10 <(/в-/н)(273ф/макс)
= 201g------------1^511010-Ь5-1°Г3---------= 50,6 дб.
1/ —
' 10 10 • 1200 (10000 — 100) (273 -р 50)
Допустив, что шумы вносятся только 1-м каскадом, по ф-ле
(4.21) определяем уровень шумов на выходе усилителя
би, - 201g = 201g----Д- = 20 1g----i—- - -50,6 дб.
" "-1ВД ,/ЯГ
20 Ю
10
Если результат расчета подтверждает правильность выбора тран-
зистора, то необходимо проверить, не завышен ли против нормы
обратный ток коллектора /ко У выбранного образца.
212
Уменьшение уровня шума может быть достигнуто снижением,
величин коллекторного напряжения и тока в рабочей точке, но
не ниже значений, при которых начинает уменьшаться коэффи-
циент усиления тока транзистора р. При установке в схему тран-
зистора с максимальным значением коэффициента усиления то-
ка рМакс и допустимым значением обратного тока коллектора 7КО
уровень шума несколько снижается.
Чувствительность усилителя
Чувствительность усилителя определяется величиной напряже-
ния, которое нужно подать на его вход для получения номиналь-
ной выходной мощности на номинальном сопротивлении нагрузки.
Чувствительность измеряют по схеме рис. 4.13 на частоте 1000 гц.
при номинальном значении напряжения источника питания. Мощ-
ность усилителя, выделяемая на эквиваленте нагрузки, рассчиты-
вается по формуле
U2
Рп^—. (4.22>
«н
Выходное напряжение усилителя необходимо измерять вольтмет-
ром эффективных значений типа ВЗ-7, B3-13 и др., так как при
использовании пикового вольтметра типа ВКС-7 в случае нали-
чия незначительных ограничений выходного1 сигнала по амплиту-
де его показания будут заниженными. Чувствительность нала-
живаемого усилителя по микрофонному входу должна быть не-
хуже 0,5 мв, по магнитофонному входу — не хуже 0,5 в.
Амплитудная характеристика
Амплитудная характеристика усилителя представляет собой
зависимость установившегося значения его выходного напряже-
ния от величины подаваемого на вход синусоидального напряже-
ния неизменной частоты. Снимают амплитудную характеристику
по схеме рис. 4.13 на средней частоте рабочей полосы частот уси-
лителя fo, значение частоты f0 для усилителей низкой частоты ле-
жит в пределах 8004-1000 гц. Характеристику снимают в следую-
щем порядке: на вход усилителя (удлинителя) от генератора по-
дают номинальную величину входного напряжения, регулятором
усиления усилителя устанавливают поминальную величину выход-
ного напряжения на эквиваленте нагрузки, а затем увеличивают
входное напряжение в 1,2—1,5 раза и в дальнейшем ступенчато
его уменьшают до величины минимального напряжения динами-
ческого диапазона входного сигнала. По результатам измерений
строят характеристику {7Вых=<р(ПБХ) при f=const (рис. 4.25).
* Поскольку минимальное входное напряжение усилителя мо-
жет составлять единицы или доли милливольта, то для его изме-
21»
пустимо включение удлинителя
tytM 1
рения применяют измерительные усилители с калиброванным ко-
эффициентом усиления. Измерительный усилитель, как указано
выше, можно не применять, если выходное напряжение измери-
тельного генератора настолько велико, что на входе усилителя до-
с большим затуханием. При этом
на входе удлинителя становит-
ся возможным измерять на-
пряжение, пропорциональное
минимальному напряжению ди-
намического диапазона вход-
ного сигнала. В случае нали-
чия у генератора калиброван-
ных делителей выходного уров-
ня малые значения входных
напряжений при снятии харак-
теристики можно не измерять,
считая уменьшения сигнала на
jj. входе усилителя равными за-
туханию делителей. Однако
при этом следует помнить, что
Рис. 4.25. Амплитудная характеристика затухание делителей выходно-
усилителя г0 уровня генератора соответ-
ствует их номинальным значе-
ниям при условии согласования входного сопротивления усилите-
ля (удлинителя) с выходным сопротивлением генератора. При
отсутствии у генератора калиброванных делителей уровня выход-
ного сигнала для измерений можно воспользоваться магазином
переменного затухания.
Качество амплитудной характеристики зависит от ее линейно-
сти. Для количественной оценки линейности амплитудной харак-
теристики определяют отношение коэффициента усиления напря-
жения при различных значениях входного напряжения Кн к коэф-
фициенту усиления напряжения, имеющему место в средней ча-
сти линейного участка характеристики Лнср (рис. 4.25):
д(од = 201ё-^. <4-23)
Ан ср В * * * * * * * * * * *
В технических характеристиках усилителя задают допустимые от-
клонения коэффициента усиления напряжения Дд0П при минималь-
ном и максимальном значениях напряжения динамического диа-
пазона входного сигнала.
На рис. 4.25 пунктиром показаны возможные отклонения от
линейного вида (кривые 1 и 2) амплитудной характеристики уси-
лителя. Указанные отклонения амплитудной характеристики при
малых входных напряжениях сигнала обычно имеют место в двух-
тактных каскадах усиления мощности в режиме класса В. При
этом подъем характеристики (кривая 1) происходит при завы-
шенном значении начального тока смещения, а завал (кри-
214
вая 2) — при малом токе начального смещения. В схеме испы-
тываемого усилителя искажения данного вида могут иметь место
при недостаточной глубине отрицательной обратной связи, исправ-
ляющей ' нелинейность нижнего изгиба характеристики. Верхний
изгиб характеристики в области больших входных напряжений
вызван наступлением ограничения по напряжению в оконечном
каскаде. Из амплитудной характеристики определяется динамиче-
ский диапазон усилителя, который должен быть шире динамиче-
ского диапазона входного сигнала:
4c[dq=201g-£«-. (4.24}
^вх мин
В случае необходимости амплитудные характеристики снимаются
при различных положениях регулятора усиления.
Частотная характеристика
Частотная характеристика показывает зависимость модуля
коэффициента усиления усилителя по напряжению от частоты сиг-
нала. Количественно частотные искажения, как указывалось вы-
ше, на частоте / оцениваются коэффициентом частотных иска-
жений:
М = Л4[ад = 201ё-^,
Ан Ан
где КЕ — коэффициент усиления по напряжению на частоте Д
Кно — коэффициент усиления по напряжению на средней ча-
стоте f0.
Частотную характеристику желательно снимать на реальной
нагрузке либо ее эквиваленте, так как величина коэффициента
усиления усилителя на различных частотах зависит от значений
модуля и фазы сопротивления нагрузки.
В настоящем нашли применение два метода снятия частотных
характеристик. По первому методу усиление на различных часто-
тах определяют путем измерения электронным вольтметром вход-
ного и выходного напряжений усилителя на этих частотах, по вто-
рому методу частотную характеристику наблюдают на экране
электроннолучевой трубки измерителя частотных характеристик.
Первый метод более точный, он удобен для проведения наладоч-
ных работ над макетами и опытными образцами усилителей. Ме-
тод визуального наблюдения частотных характеристик повышает
производительность испытательных работ, что особенно сущест-
венно при испытаниях широкополосных усилителей. Однако в слу-
чае обнаружения частотных искажений для детального изучения
участка завала частотной характеристики переходят к первому
методу измерений.
* Для снятия частотной характеристики по первому методу из-
мерений собирают схему рис. 4.13. На выходе усилителя включа-
215
ют реальную нагрузку либо ее эквивалент, отражающий харак-
тер и величину сопротивления реальной нагрузки в рабочей- поло-
се частот усилителя. При снятии характеристики в схеме рис. 4.13
на вход усилителя подают сигналы различной частоты с неизмен-
ной величиной напряжения, и электронным вольтметром измеряют
напряжение на нагрузке. По полученным результатам измерений
рассчитывают величины коэффициентов усиления на различных ча-
стотах и строят характеристику /<п=ф (f) при L/Bx=const В неко-
торых случаях строят характеристику зависимости коэффициента
частотных искажений от частоты M — при /7ВХ=const либо
1/M=ip(f) при UBX=eonst.
Величина напряжения входного сигнала при измерениях выби-
рается порядка 0,24-0,5 от номинального значения, что необходи-
мо для исключения ложных суждений о линейности частотной ха-
рактеристики по причине влияния на результаты измерений на-
пряжения шумов, паразитных наводок, а также нелинейности ам-
плитудной характеристики усилителя. При этом величина мини-
мального входного напряжения должна превышать напряжение
шумов и паразитных наводок, а также иметь значение, при кото-
ром уже не сказывается уменьшение проницаемости сердечников
трансформаторов в области малых величин магнитных индукций.
Максимальную величину входного напряжения выбирают в обла-
сти прямолинейного участка амплитудной характеристики усили-
теля. Частотную характеристику снимают в полосе рабочих частот
усилителя и просматривают за ее пределами с целью установле-
ния характера дальнейших изменений усиления, а также обнару-
жения возможного возбуждения усилителя.
Частотная погрешность электронных вольтметров, используе-
мых в схеме измерений, не должна превышать долей процента, а
их входное сопротивление должно быть достаточно большим и с
увеличением частоты не снижаться ниже значений, вызывающих
нарушение режима работы усилителя.
Методы анализа частотных характеристик, а также способы
выявления схемных элементов усилителя, вносящих частотные ис-
кажения рассмотрены в разд. 4.4, 4.5 и 4.6.
Фазовая характеристика
Фазовая характеристика показывает зависимость величины уг-
ла фазового сдвига выходного напряжения относительно входно-
го на различных частотах <р=ф(/) при U=const. Характеристика
снимается на реальной нагрузке или ее эквиваленте. Необходи-
мость в снятии фазовой характеристики низкочастотных усилите-
лей возникает сравнительно редко, в основном при исследованиях
устойчивости усилителей с отрицательной обратной связью.
Вносимые усилителем фазовые искажения оцениваются по его
фазовой характеристике. Если фазовая характеристика прямоли-
нейна, то усилитель не вносит фазовых искажений, так как при
216
этом все гармонические составляющие сложного сигнала сдвига-
ются усилителем на одно и то же время и форма выходного сиг-
нала не отличается от формы входного. Поэтому фазовые искаже-
ния на какой-либо частоте определяют по величине угла <рдоп, об-
разованного проходящими через ноль касательной и фазовой ха-
рактеристикой. Методика измерений фазовой характеристики рас-
смотрена выше в разд. 4.6. Там же даны рекомендации по умень-
шению фазовых сдвигов с целью повышения устойчивости усили-
теля с отрицательной обратной связью.
Нелинейные искажения
Изменения формы выходного напряжения усилителя, вызван-
ные нелинейностью характеристик его схемных элементов, назы-
вают нелинейными искажениями. Нелинейные искажения оцени-
ваются величиной коэффициента нелинейных искажений (коэф-
фициента гармоник), который представляет собой отношение дей-
ствующих значений появившихся в выходной цепи гармоник тока
(или напряжения) к току (или напряжению) основной частоты
при условии подачи на вход усилителя неискаженного синусо-
идального сигнала:
]/" + ••• Ф
}Уи2^и2^и2^ ...^U2
, (4.26)
где 7), 12, 73 и т. д. — действующие или амплитудные значения
гармоник тока на выходе; 77], 1U2, U3 и т. д. — действующие или
амплитудные значения гармоник напряжения на выходе. В тех-
нике проводной связи нелинейность усилителя оценивается зату-
ханием нелинейности b или затуханием нелинейности по второй
гармонике Ь& третьей Ь3 и т. д. гармоникам и выражается в не-
перах: ।
6 = In- Л (4.27)
6 = In- U1 . (4.28)
]Уи2^и2^и2^ ...^и2
&2=In h /2 ’ (4.29)
(4.30)
&3=ln-^- , (4.31)
7з
217
&8 = ln-£-. (4.32)
Величину коэффициента гармоник обычно определяют при номи-
нальном значении выходной мощности в области низких, сред-
них и высоких частот рабочей полосы усилителя.
Коэффициент гармоник можно измерять различными метода-
ми, отличающимися количеством используемых для измерений
сигналов и способом выделения гармонических, составляющих.
По количеству используемых измерительных сигналов различают
метод одного, двух и трех сигналов. Наибольшее применение из-
за простоты измерений получил метод одного сигнала, реже при-
меняется метод двух сигналов и в исключительных случаях ввиду
большего объема расчетных и измерительных работ — метод трех
сигналов.
Коэффициент гармоник измеряют методом одного сигнала в
основном в усилителях низкой частоты по схеме рис. 4.26 при по-
Рис. 4.26. Блок-схема измерений коэффициента нелинейных
искажений
мощи типовых измерительных приборов ИНН. Принцип действия
.прибора типа ИНИ основан на раздельном измерении эффектив-
ного значения напряжения высших гармонических составляющих
и первой гармоники совместно с высшими гармоническими состав-
.ляющими; индикатор прибора проградуирован в отношениях ре-
зультатов измерений, т. е. в значениях коэффициента гармоник.
При этом расчетная формула коэффициента гармоник отличается
от ф-лы (4.26):
u*+ul+u*+... + u2n
WO, %
(4.33)
Значение коэффициента гармоник, рассчитанное по ф-ле (4.33),
•практически не отличается от результата расчета по ф-ле (4.26),
-если /Сг<5%. При Кг>5% расхождение результатов измерений и
расчета увеличивается, а при Кг=ЗО°/о результат расчета по ф-ле
218
(4.26) превышает результат расчета по ф-ле (4.33) на 1,5 % - При-
боры типа ПНИ обеспечивают измерение коэффициента гармоник
на фиксированных частотах (пределы измерений шкал прибора
от 0,3 до 30%).
Значение частоты для измерения нелинейности усилителя'в об-
ласти низких частот выбирают порядка 100 гц, а в области высо-
ких частот частоту измерений выбирают так, чтоб ее вторая и
трётья гармоники попадали в рабочую полосу усилителя. Коэф-
фициент гармоник выбранного измерительного генератора дол-
жен быть в 3—5 раз меньше коэффициента нелинейных искаже-
ний испытываемого усилителя. Поскольку у лучших образцов из-
мерительных генераторов минимальное гарантируемое значение
коэффициента гармоник лежит в пределах 0,34-0,5%, то для ис-
пытаний усилителей с /Сг<0,3% на их входах включают полосо-
вые фильтры либо фильтры нижних частот, пропускающие толь-
ко первую гармонику измерительного сигнала. Следовательно, во
всех случаях измерения коэффициента гармоник усилителей необ-
ходимо перед началом измерений определить коэффициент гар-
моник измерительного генератора на частоте измерений при вели-
чине напряжения, равном номинальному входному напряжению
испытываемого усилителя. Если при измерениях /Сг генератора ве-
личина измерительного сигнала ниже чувствительности ПНИ, то
следует воспользоваться высоколинейным измерительным усили-
телем, не увеличивая выходного напряжения генератора, так как
последнее может привести к увеличению нелинейных искажений и
соответствующему завышению результатов измерений.
При величине коэффициента гармоник усилителя более 34-5%
искажения формы сигнала можно обнаружить при помощи осцил-
лографа. Различные виды искажений формы синусоидального
сигнала и возможные причины их возникновения рассмотрены вы-
ше. Осциллограммы фигур Лиссажу при наличии нелинейных ис-
кажений приведены на рис. 4.27. Осциллограммы снимают путем
подключения усилителя вер-
тикального отклонения ос- а) g) g\
циллографа параллельно х. "х
входу испытываемого усили- х. \
теля, а усилителя горизон- \
тального отклонения — па-
раллельно эквиваленту на- Рис- 4.27. Фигуры Лиссажу при .наличии
грузки (рис 4 28) нелинейных искажений в усилителе:
R cnwae otcvtcthhh п.пи- исважения отсутствуют, угол сдвига
в случае отсутствия при фаз ,межДу исследуемым 'сигналом и эта-
бора типа ПНИ либо несо- лонным <р=180о; б) сигнал искажен,
ответствия его измеритель- <р=П®0°; в) сигнал искажен, cp=il®5°
ных частот рабочей полосе
усилителя измерения коэффициента гармоник в схеме рис. 4.26
могут быть выполнены при помощи анализатора гармоник либо
^селективного вольтметра. Этими приборами раздельно измеряют
напряжения основной частоты и каждой гармоники (обычно не
219
свыше четвертой) и в дальнейшем по ф-ле (4.26) рассчитывают
величину коэффициента гармоник.
Методы двух и трех измерительных частот, называемые также
методами комбинационных частот, в основном применяют при ис-
пытаниях высоколинейных групповых усилителей проводной свя-
Генера-
тор
Рис. 4.28. Блок-схема наблюдения нелинейных иска-
жений формы синусоидального сигнала
Рис. 4.29. Блок-схема измерений коэффициента нелинейных
искажений методом двух сигналов
зи с затуханием нелинейности более 7 неп. Для измерения коэф-
фициента гармоник методом двух частот собирают схему
рис. 4.29. С целью исключения взаимного влияния между генера-
торами их развязывают удлинителями, не нарушающими опти-
мального, с точки зрения минимальных нелинейных искажений,
согласования выхода каждого генератора с нагрузкой. На выходе
усилителя включают анализатор гармоник либо селективный
вольтметр. Значения частот измерительных сигналов выбирают с
таким расчетом, чтобы первые гармоники, высшие гармоники и
комбинационные частоты обоих сигналов находились в рабочей
полосе частот усилителя. При этом величины напряжений изме-
рительных сигналов в сумме не должны превышать величину вход-
ного напряжения усилителя, при котором обеспечивается номи-
нальная выходная мощность. Коэффициент гармоник при изме-
рении методом двух сигналов рассчитывают по формуле
Лр V ^Ф^2
(4.34)
220
где U i, Uz, U3,Un — действующие значения напряжений
I, 2, 3,..., n-й гармоник частоты Д; U[, U'z, U3, Un— действую-
щие значения напряжений 1, 2, 3 и n-й гармоник частоты Д;
(7/1±/2, Unfx±mf2 — действующие значения напряжений
комбинационных частот Д±Д, 2Д±Д,nfi±mf2. При измерении
коэффициента гармоник усилителя по данному методу достаточ-
но учесть только гармонические составляющие обоих сигналов до
четвертой гармоники и их комбинации.
Тип селективного вольтметра либо анализатора гармоник вы-
бирают по величине их избирательности при заданной отстройке.
Величина избирательности выбранного прибора при отстройке,
равной интервалу по частоте между первой и второй гармониками
либо между гармоникой и ближайшей комбинационной состав-
ляющей, должна превышать отношение их напряжений не менее
чем в 3—5 раз.
Коэффициент гармоник испытываемого усилителя измеряют
по схеме рис. 4.26 прибором ПНИ на следующих частотах: 100 гц,
1000 гц и 5 кгц. Поскольку нелинейность усилителя сравнитель-
но большая (Кг«$3%), то нет надобности в использовании фильт-
ров на выходе измерительного генератора. Если результаты из-
' мерений коэффициента гармоник на различных частотах превы-
шают его допустимые значения на этих частотах, то поиск нели-
нейных элементов схемы, вносящих искажения, ведется в соответ-
ствии с рекомендациями, приведенными в разд. 4.4.
Увеличение выходного напряжения
при сбросе нагрузки
Данный показатель является весьма существенным для уси-
лителей, работающих на переменную нагрузку без обслуживающе-
го персонала. Степень повышения выходного напряжения при от-
ключении нагрузки измеряется по схеме рис. 4.13 на средней ча-
стоте рабочей полосы и характеризуется величиной
/7 = 201g—,йб, (4.35)
б'и
где Пхх — напряжение на выходе усилителя при отключенной на-
грузке, t/H — номинальное напряжение на выходе.
Для низкочастотных усилителей радиотрансляционных сетей
вещания величина Н составляет 2—3 дб.
Величина относительного изменения выходного напряжения
усилителя при изменениях сопротивления нагрузки 'зависит от
значения выходного сопротивления оконечного каскада. С уменьше-
нием выходного сопротивления усилителя Н уменьшается. Для
получения небольших изменений выходного напряжения вводят
глубокую отрицательную обратную связь по напряжению, охва-
тывающую оконечный каскад. При этом относительное увеличе-
221
ние выходного напряжения уменьшается и в соответствии с ф-лой
(3.137) становится равным:
Н % 201g —^—,дб, (4.36>
F — 1
где F — глубина отрицательной обратной связи. В схеме испы-
тываемого усилителя при сбросе нагрузки выходное напряжение
возрастает на 1,5—2 дб. Если увеличение выходного напряжения
превышает заданную величину И, то необходимо проверить соот-
ветствие глубины отрицательной обратной связи расчетному зна-
чению.
Стабильность технических характеристик
усилителя при изменении напряжения
источника питания
Испытания по данному пункту предусматривают проверку из-
менений технических характеристик усилителя при возможных (в
пределах технических требований) предельных изменениях вели-
чины питающего напряжения.
Уменьшение питающего напряжения приводит к
снижению величины коллекторного тока и напряжения транзисто-
ра в рабочей точке. В каскадах предварительного усиления ука-
занные изменения режима транзисторов обычно не приводят к
возникновению существенных нелинейных искажений и снижению
усиления, однако в каскадах усиления мощности, работающих в
режиме класса А, при значениях коэффициентов использования
коллекторного напряжения и тока gH=gT = 0,84-0,9, с изменением
режима возможно возникновение нелинейных искажений, связан-
ных с ограничением по току и напряжению. При работе оконеч-
ного каскада в режиме класса В уменьшение исходного коллек-
торного тока обычно приводит к возникновению нелинейных иска-
жений и снижению усиления сигналов с малыми амплитудами на-
пряжения, а уменьшение коллекторного напряжения может явить-
ся причиной возникновения нелинейных искажений за счет огра-
ничения по напряжению. Следовательно, снижение величины пи-
тающего напряжения в случае неправильного выбора режима тран-
зисторов по постоянному току в процессе проектирования может
привести к существенному уменьшению чувствительности и вели-
чины неискаженной выходной мощности усилителя. Для количе-
ственной оценки указанных изменений технических характеристик
усилителя при понижении напряжения питания достаточно изме-
рить его чувствительность и коэффициент нелинейных искажений
при номинальной выходной мощности, а также снять амплитудную
характеристику. В некоторых случаях определяют величину вы-
ходной мощности, при которой коэффициент нелинейных искаже-
ний усилителя равен допустимому.
Увеличение питающего напряжения относительна
222
поминального значения сопровождается некоторым повышением
чувствительности усилителя при номинальной выходной мощно-
сти, а также возрастанием величины мощности рассеяния на кол-
лекторах транзисторов. В этом случае основное внимание при ис-
пытаниях сосредоточивается на проверке допустимости увеличе-
ния мощности рассеяния на коллекторах транзисторов, так как
основные технические характеристики усилителя в основном улуч-
шаются. Проверку ведут путем измерения режимов транзисторов
по постоянному току и сравнения результатов измерений с допу-
стимой для данной рабочей температуры паспортной величиной
мощности рассеяния на коллекторе.
Влияние изменений величины питающего напряжения на тех-
нические характеристики усилителя становится весьма существен-
ным, если он работает в ширЬком интервале рабочих температур.
В таких случаях проверку технических характеристик усилителя
проводят для худшего стечения обстоятельств, устанавливают мак-
симальную отрицательную температуру и минимальное напряже-
ние источника питания; при максимальной положительной рабо-
чей температуре величину напряжения источника питания уста-
навливают максимальной. В первом режиме испытаний происхо-
дит максимальное снижение чувствительности, и величины неис-
каженной выходной мощности, во втором режиме — максималь-
ное изменение режимов транзисторов по постоянному .току и, сле-
довательно, максимальная мощность рассеяния на их коллек-
торах.
Температурные испытания
Целью проведения температурных испытаний является про-
парка соответствия термоустойчивости усилителя техническим
требованиям. Проведение температурных испытаний становится
необходимым для усилителей на германиевых транзисторах, рабо-
тающих в условиях изменяющейся температуры окружающей сре-
ды более чем на ±10°С относительно номинального значения
(/(|=+20°С). В случаях применения кремниевых транзисторов в
интервале рабочих температур от 0° до +40°С и германиевых
транзисторов в условиях изменений окружающей температуры
относительно номинальной менее чем на ±10°С температурные
испытания усилителей можно не проводить, так как в этих усло-
виях параметры кремниевых транзисторов, резисторов, конденса-
торов и магнитных материалов мало изменяются, а изменения
некоторых параметров германиевых транзисторов при изменениях
температуры на ±Ю°С не превышают ±20% (рис. 2.6). При
этом исключение составляют электролитические конденсаторы, у
которых величина емкости может изменяться более чем в два ра-
за при работе в интервале температур от —50 до +50°С. Измене-
ния величины емкости бумажных и слюдяных конденсаторов, а
также значений сопротивлений резисторов в указанном интервале
223
рабочих температур не превышают 5—10% • Снижение емкости
конденсаторов в области больших отрицательных температур мо-
жет' уменьшить чувствительность усилителя, а также увеличить
его коэффициент частотных искажений на низших частотах.
С понижением температуры окружающей среды у германие-
вых, транзисторов, включенных по схеме с общим эмиттером, на-
ряду с уменьшением коэффициента усиления по току происходит
также уменьшение входного и увеличение выходного сопротивле-
ний. Возникающее при этом рассогласование между отдельными
усилительными каскадами обычно не играет существенной роли,
однако рассогласование входа усилителя с внутренним сопротив-
лением источника входного сигнала может привести к занижению
величины входного напряжения.
При 1лон1ижеии,и температуры в схемах с |фи1КС1ирова!нны1М напря-
жением смещения за счет уменьшения крутизны входной харак-
теристики транзистора рабочая точка может оказаться на нели-
нейном ее участке, что обычно приводит к возникновению нели-
нейных искажений.
В области больших положительных температур, если непра-
вильно спроектирована схема температурной стабилизации, мо-
жет наступить полная потеря работоспособности усилителя за счет
значительных изменений режимов транзисторов по постоянному
току. Кроме того, возможны также пробои транзисторов по кол-
лекторной цепи, если не учтено необходимое снижение макси-
мально допустимого коллекторного напряжения в соответствии с
значением максимальной температуры коллекторного перехода.
Из вышеизложенного ясно, что для оценки температурной
устойчивости усилителя необходимо провести полный цикл изме-
рений его технических характеристик при максимальных значе-
ниях отрицательной и положительной температур и номинальном
напряжении источника питания и в дальнейшем оценить отклоне-
ния некоторых технических характеристик усилителя при макси-
мальной положительной рабочей температуре и максимальном на-
пряжении источника питания, а также при максимальной отрица-
тельной температуре и минимальном напряжении источника пи-
тания.
Для проведения температурных испытаний электронных уст-
ройств используют камеру тепла и камеру холода, в которых при
помощи термочувствительных элементов температура поддержи-
вается на заданном уровне [11]. Выбор типа камеры тепла либо
холода зависит от геометрических размеров испытываемого уст-
ройства, необходимого перепада рабочих температур и требуемой
стабильности поддержания величины установленной температуры.
Испытываемое устройство размещают в камере, в центральной ее
части, без соприкосновения со стенками и через изолированные
выводы подключают к измерительным приборам и источнику пи-
тания. Температурный режим в камере считается установившим-
ся после прогрева устройства при заданной температуре в течение
224
|рсмени не менее четырех часов, а также при прекращении измене-
liiii показаний измерительных приборов, включенных для .измере-
ния режимов транзисторов по постоянному току.
Испытания при максимальной положительной
температуре и номинальном напряжении источ-
ника питания рассмотрим на примере проверки усилителя,
собранного по схеме рис. 4.1. Измерения режимов транзисторов
По постоянному току проводят в соответствии с рекомендациями,
Приведенными в настоящей главе. При этом измерительные прово-
да, идущие к усилителю, помещенному в термостат, желательно
экранировать с целью предотвращения его самовозбуждения. Эк-
ранированные провода не применяются, если величина коллектор-
ного тока транзистора определяется измерением падения напря-
жения на резисторе, включенном в цепь эмиттера и шунтирован-
ном конденсатором, а также в случаях включения миллиампер-
метра последовательно в коллекторную цепь до точки подключе-
ния конденсатора развязки.
При обнаружении недопустимых отклонений режима транзи-
стора от расчетных значений выполняют проверочный расчет тем-
пературной стабильности соответствующего каскада. Допустим,
что в 1-м каскаде усиления при температуре + 50°С значительно
увеличился коллекторный ток и недопустимо снизилась величина
коллекторного напряжения. По ф-ле 2.133 определяем величину
коэффициента температурной нестабильности этого каскада. При
этом величиной активного сопротивления вторичной обмотки
трансформатора Tpi пренебрегаем, так как оно значительно мень-
ше входного сопротивления транзистора по постоянному току:
1 [' R3 А Д К I. Д Д’
_______ Д1 Да Д| Д1Д? _
1 . Rs . Д , Д> . Rs Д
1 + Р Rei Да Д1 Д1 Да
t 10004-51 1000 + 51 1200 (1000 + 51)-1200
6800 1000 + 6800 + 6800-1000_______
1 10004-51 1000 + 51 1200 (1000 + 51) 1200
1 + 49~' 6800 + 1000 ^ 6800 ^ 6800-1000
Расчетные значения коллекторного тока и коллекторного напряже-
ния при максимальной рабочей температуре определяются по’
ф-лам (2.134) и (2.135):
г' _I । е г о 11 г 2,2-10 3 Л / .. i Г Л
ок-^+^[_/ко2 +———-—+(/ко+/0в)_-
»
=1-10~3 +1,58
30
0,3+0,5 -10-Ю-6 -2 "
8—438
225
2,2-10~3 -30
6800-1000
6800 + 1000
4- 49 (1000 51) 1250
+ (10-Ю~6 + 20-10~6 )-0,3
= 1,0484-1,068 ма-,
^ок = и»к~ ( /ок) /?о=3 - [(1,048 4-1,068) -
— 1 ] 10~3 (1200 + 5100 + 51 + 1000) = 2,654-2,5 в.
Результаты расчета показывают, что при температуре +50°С кол-
лекторный ток увеличивается на 484-68 мка, а коллекторное на-
пряжение снижается на 0,35-4-0,5 в. Такие изменения режима тран-
зистора 1-го каскада вполне допустимы, так как амплитуда на-
пряжения сигнала на его выходе не превышает 50 мв.
Увеличение коллекторного тока при +50°С более рассчитанного
Значения /Ск свидетельствует о неисправности транзистора Л, свя-
занной с завышенным против нормы значением его обратного то-
ка коллектора /ко. Неисправность транзистора может проявляться
также в виде плывучести величины его коллекторного тока. При
этом после охлаждения первоначальная величина тока восстанав-
ливается полностью либо частично. Транзисторы с указанными не-
исправностями подлежат замене.
Снижение коллекторного напряжения транзистора 7\ с повы-
шением температуры может также произойти по причине увели-
чения тока утечки электролитического конденсатора С2. Увеличе-
ние тока утечки через конденсатор С3 увеличивает ток коллектора,
а увеличение тока утечки через конденсатор Сг может уменьшить
его величину ввиду указанного выше снижения коллекторного на-
пряжения.
Если недостаточная температурная стабильность 1-го каскада
явилась результатом неправильного проектирования, то для повы-
шения его температурной стабильности необходимо несколько
уменьшить сопротивление резистора R2 и увеличить сопротивление
резистора R6, а для сохранения режима транзистора Л по посто-
янному току — уменьшить величину сопротивления резистора Rt.
Аналогично вышеизложенному проводят проверку режимов 2,
3 и 4-го каскадов. При этом точный расчет температурной ста-
бильности 2-го каскада очень трудоемок ввиду непосредственной
связи его входа с выходом 1-го каскада. Однако с достаточной для
практических целей точностью величину коэффициента темпера-
турной нестабильности 2-го каскада S2 можно рассчитать по ф-ле
(2.132), выведенной для каскада с эмиттерной стабилизацией. Для
этого величину сопротивления резистора Re 2 необходимо принять
равной сопротивлению постоянному току участка цепи между точ-
ками: коллектор транзистора Т\ и плюс источника питания. Факти-
ческое значение S2 будет несколько меньше рассчитанной величи-
ны, так как с ростом температуры напряжение на коллекторе
транзистора Л уменьшается.
226
Если бы температурная стабильность первого каскада была
невысокой
бы
(5^5), то при
повышении
некоторое уменьшение коллекторного
леднее
объясняется
температуры происходило
тока транзистора Т2. Пос-
тем, что транзистор
Т1
становится как бы тер-
мокомпенсирующим элементом, создающим перекомпенсацию
режима.
Проверку режима оконечного каскада при максимальной поло-
жительной температуре совмещают с отработкой оптимального ре-
жима работы его цепи термокомпенсации. Предварительно прове-
ряют исправность транзисторов путем измерения величины кол-
лекторного тока покоя при максимальной температуре и отсутст-
вии входного сигнала. У исправного транзистора ток /ок не должен
превышать величину, определяемую ф-лой (2.134) со значением
Л’ = р, что соответствует условию полного отсутствия термокомпен-
сации. Если приращение коллекторного тока больше указанной ве-
личины, то можно предположить, что обратный ток коллектора
больше допустимого либо имеется завышенный самопрогрев тран-
зистора начальной мощностью рассеяния на его коллекторе ввиду
неплотного прилегания корпуса к радиатору. Для установления ха-
рактера неисправности усилитель выбирают из камеры и проверя-
ют по методике, рассмотренной в разд. 4.4.
Настройку цепи термокомпенсации ведут в следующей последо-
вательности. При 'номинальной выходной мощности измеряют ве-
личину приращения коллекторного тока от повышения температу-
ры до +50°С и в зависимости от результата измерений решают
вопрос о изменении величин сопротивлений схемных элементов
цепи термокомпенсации. Если приращение коллекторного тока
равно нулю (A/ok=O), то-в усилительном каскаде обеспечена иде-
альная термокомпенсация; при Д/<ж>0 термокомпенсация недо-
статочная и для перехода в режим оптимальной термокомпенса-
ции необходимо увеличить величину сопротивления шунтирующе-
го резистора /?19. Если при максимальной температуре ток коллек-
тора уменьшается, то в каскаде происходит перекомпенсация ре-
жима, что также нежелательно, так как уменьшение начального
тока смещения транзистора может привести к появлению нелиней-
ных искажений. Для подстройки режима термокомпенсации в дан-
ном случае необходимо уменьшить сопротивление шунтирующего
резистора Riq. При установке каждого нового значения сопротив-
ления резистора Rig температура в камере снижается до нормаль-
ной ( + 20°С), подбором величины сопротивления резистора Rls
устанавливают необходимый ток покоя коллекторной цепи при от-
сутствии входного сигнала, затем повторяют проверку прираще-
ния коллекторного тока при максимальной температуре и т. д. Ес-
ли установить необходимый режим термокомпенсации не удается,
то следует выполнить проверочный расчет схемы термокомпенса-
ции по методике, приведенной в гл. 2.
• При отработке режима схемы термокомпенсации необходимо
помнить, что мощность рассеяния на термисторе от прогрева его
8*
227
________________________________:--------------- Ч
s
током цепи смещения и входного сигнала должна быть несколько?
ниже допустимой, так как от указанного дополнительного прогре-
ва уменьшается зависимость сопротивления термистора от темпе-
ратуры окружающей среды и, следовательно, нарушается режим
термокомпенсации.
Аналогично настраивают схемы термокомпенсации с использо-
ванием в качестве термоэлемента полупроводниковых диодов.
В процессе настройки схем термокомпенсации необходимо так-
же учитывать, что разброс значений температурных коэффициен-
тов сопротивления у различных образцов одного типа термисторов
либо диодов может быть весьма большим. Так, например, значе-
ние температурного коэффициента термистора ММТ-8 при окру-
жающей температуре + 20°С может лежать в пределах от —2,4
до —3,4% на 1°С. Следовательно, при невозможности получения
необходимой термокомпенсации целесообразно заменить термоэле-
мент на однотипный с заведомо большим значением температур-
ного коэффициента.
После проверки режимов транзисторов по постоянному току
снимают все технические характеристики усилителя при макси-
мальной рабочей температуре аналогично тому, как это было сде-
лано при нормальной температуре окружающей среды. Особое
внимание при измерениях обращают на характер изменений вели-
чины постоянной составляющей коллекторного тока 10к транзисто-
ров оконечного каскада. Если после выключения входного сигнала
величина /Ок значительно превышает первоначальное значение, то
возможно происходит чрезмерный, по сравнению с расчетным зна-
чением, разогрев коллекторного перехода. Последнее приводит к
возрастанию обратного тока коллектора, что, в свою очередь, вы-
зывает еще большее возрастание коллекторного тока, и так до
выхода транзистора из строя. Чрезмерный разогрев коллекторного
перехода обычно происходит по причине неплотного прилегания
корпуса транзистора к радиатору. Для оценки качества теплового
контакта необходимо при помощи контактного термометра изме-
рить разность температур между корпусом транзистора и радиа-
тором. При хорошем тепловом контакте и отсутствии прокладок
между корпусом транзистора и радиатором указанная разность
температур не должна превышать 14-5°С, а в случае наличия про-
кладки из слюды толщиной 40 мк — порядка 10-р20°С. Расчет
допустимого значения разности температур между корпусом тран-
зистора и радиатором, а также рекомендации по уменьшению этой
разности приведены в гл. 2.
При правильно спроектированной температурной стабилизации
усилителя его технические характеристики на максимальной рабо-
чей температуре и при номинальном напряжении источника пита-
ния в основном не ухудшаются, а чувствительность усилителя при
номинальной выходной мощности возрастает.
Если усилитель рассчитан на непрерывную работу при повы-
шенной температуре, то при проверке термоустойчивости его
228
включат на 24-часовой протон и после протона снова проверяют
основные технические характеристики.
Для испытаний при максимальной рабочей тем-
пературе и максимально4» напряжении источни-
ка питания усилитель помещают в камеру тепла. В данном ре-
жиме достаточно определить допустимость величины мощности
рассеяния на транзисторах оконечного каскада при номинальной
выходной мощности. С этой целью контактным термометром изме-
ряют температуру корпуса транзистора, которая не должна пре-
вышать
доп Кпк ^кмакс» (4-37)
где Ат доп и 7?пк — соответственно максимально допустимая тем-
пература коллекторного перехода и тепловое сопротивление пере-
ход—корпус, определяемые из паспортных данных транзистора.
Величина мощности рассеяния на транзисторе одного плеча
рассчитывается по формуле
РкМакс~(£о + Л£о) . (4 38)
где Д£о — приращение напряжения источника питания; 10 —- по-
стоянная составляющая коллекторного тока одного плеча.
Если амплитуда входного сигнала изменяется по величине, то
максимальная мощность рассеяния на коллекторе транзистора по-
лучается при Пвх=0,637 Двхном. Для определения РКмакс в
ф-лу (4.38) подставляют значения 10 и измеренные при (7ВХ=
“ 0,637 f/BXHOM.
Для испытаний при максимальной отрицатель-
ной температуре и номинальном напряжении ис-
точника питания усилитель помещают в камеру холода. Че-
рез 4 часа после установления в камере необходимой температу-
ры снимают технические характеристики усилителя. Как указыва-
лось выше, при значительном снижении температуры уменьшает-
ся чувствительность усилителя, а.также могут возникнуть частот-
ные и нелинейные искажения. При этом нелинейные искажения
обычно возникают в усилительных каскадах, работающих в режи-
ме В с небольшим начальным смещением. Для уменьшения нели-
нейных искажений увеличивают напряжения начального смеще-
ния. В случае наличия частотных искажений необходимо увели-
чить величину емкости соответствующего электролитического кон-
денсатора либо выбрать конденсатор более морозостойкого типа.
Для испытаний при максимальной отрицатель-
ной температуре и минимальном напряжений
источника питания усилитель также помещают в каме-
ру холода. В данном режиме обычно измеряют только чувстви-
тельность и коэффициент нелинейных искажений усилителя при но-
минальной выходной мощности. В некоторых случаях в соответст-
вии с техническими требованиями проверяют величину выходной
229
мощности при допустимом значении коэффициента нелинейных ис-
кажений. j
После завершения температурных испытаний усилитель уста-,
навливают на прогон в худших эксплуатационных условиях. Вре-
мя прогона принимают равным 100 час. либо более, так как в со-
ответствии с статистическими данными (рис. 1.1) в течение этого,
интервала времени бывает максимальное число отказов, обуслов-
ленных некачественным изготовлением аппаратуры и наличием
дефектных деталей. В дальнейшем после прогона измеряют сопро-
тивление изоляции токонесущих проводов относительно корпуса, а
также проверяют электрическую прочность изоляции относитель-
но корпуса участков схемы, оговоренных в технических требова-
ниях. Порядок проверки изоляционной прочности необходимо про-
думывать особо тщательно во избежание нарушения работоспо-
собности транзисторов либо других схемных элементов повышен-
ным испытательным напряжением. Указанные проверки изоляции
являются завершающим этапом лабораторных электрических и
температурных испытаний опытного образца либо макета. По ре-
зультатам лабораторных испытаний решают вопрос о возможно-
сти перехода к специальным климатическим и механическим испы-
таниям, а также к последующим полевым испытаниям аппаратуры.
ГЛАВА 5.
РЕГУЛИРОВКА И ИСПЫТАНИЯ
БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
5.1. Особенности схемного построения
КГ Как указывалось выше, бестрансформаторпые усилители ха-
И' |Н1К1С|>изуются простотой схемного построения, отсутствием не-
' Стандартных деталей (трансформаторов), высокими качественны-
К мн показателями, малыми габаритами и весом. От трансформа-
к торных усилителей они отличаются в основном построением схемы
К оконечного каскада и особенностями выбора режима работы пред-
Вг оконечного каскада. Поэтому для ознакомления с бестрансформа-
торными усилителями достаточно рассмотреть различные вариан-
р гы схемного построения оконечных каскадов усиления мощности и
F каскадов предварительного усиления, обеспечивающих их рас-
качку.
L Па рис. 5.1 приведены простейшие варианты схем бестрансфор-
мяторных однотактных усилителей мощности, работающих в ре-
жиме А. Получение до-
статочного усиления при
г милых частотных и нелн-
ионных искажениях в
t таких схемах становится
t возможным, если нагруз-
) ка транзистора высоко-
омпая и ее сопротивление
мало изменяется под вли-
t Янном проходящего через
г Нее постоянного тока кол-
Ч лектора. Эти схемы целе-
сообразно применять при
значениях выходной мощ-
ности не более 0,054-0,I вт, так как .их коэффициент полезного
действия не превышает 204-25%.
Однако в зарубежной практике указанные схемы иногда при- -
меняют при выходной мощности до 24-3 вт [3]. Основным их недо-
статком является рассеяние на нагрузке дополнительной мощности
qa счет постоянного тока коллектора. К достоинствам схем сле-
дует отнести:
Рис. 5Л. Принципиальные схемы одиотакт-
ных беотрансформатормых усилителей мощ-
ности:
а) без рбраггиой связи; б) с обратной
связью
231
Рис. 5.2. Принципиальная схема бес-
траясформаторного усилителя с фазо-
инверсным пр едв арительным каскаде м
, усиления
а) отсутствие потерь в выходном трансформаторе (порядка»
204-30%); Л
б) более качественную частотную характеристику и малые не- !
линейные искажения формы сигнала; (
в) снижение мощности рассеяния на коллекторе транзистора <
при повышении температуры окружающей среды благодаря воз- 1
растающему падению напряжения питания на /?в за счет темпе- ,1
ратурной нестабильности. Это позволяет при нормальной темпера- 1
туре окружающей среды получить с каскада (транзистора) макси- "
мально возможную выходную мощность, при повышенной темпе- I
ратуре выходная мощность снижается; |
г) простоту схемного построения.
Схемы рис. 5.1 рассчитывают по методике расчета резисторно- Я
го каскада усиления (разд. 3.2) с последующей проверкой вели- |
чины коэффициента нелиней- 1
ных искажений по методике, 1
приведеной в расчете одно- ,]
тактного усилителя мощности *
в режиме А (разд. 3.4). л
Для получения выходной Я
мощности более 0,1 вт в око- 3
нечном каскаде бестрансфор- |
матерного усилителя исполь- J
зуется режим работы в клас- 1
се В при последовательном |
включении транзисторов по пи- 1
танию. Сигнал на вход оконеч- j
ного каскада подается от кас- q
када предварительного уси- Й
ления, построенного по фазо- 1
инверсной схеме либо по схе- j
ме с дополнительной симметрией на транзисторах с разнотипной 1
проводимостью. ,1
На рис. 5.2 приведен вариант схемы бестрансформаторного •<
усилителя с фазоинверсным предварительным каскадом усиления. ,
В данной схеме сигнал с коллекторной нагрузки /?но транзистора 4
Ti подается на вход транзистора Г2, включенного по схеме с об- '
щим коллектором, а с эмиттерной нагрузки Ra сигнал подается на ’
базу транзистора Т3, включенного по схеме с общим эмиттером. '•(
Поскольку необходимое входное напряжение транзистора Т2 зна- 4
чительно больше входного напряжения транзистора Т3, то и сбот- Я
ветственно величина сопротивления резистора /?н0 должна быть 1
больше сопротивления резистора Rs. Напряжение источника пи- Я
тания Ек распределяется между двумя 1последователыно включен- *1
ными транзисторами Т2 и Т3. При этом базовые токи транзисторов Я
подбирают так, чтобы напряжение на каждом из них было равно
0,5 Ек. Начальный ток смещения в базовые цепи транзисторов Т2 и |
Т3, уменьшающий влияние нелинейности их входных характеристик,
232 J
Ведается через резисторы Дз и Д5. Дио-
Л и Дг предназначены для'умень-
^Кгеиия остаточного заряда конденсаторов
и Срз при положительных полуперио-
^кдах входного сигнала, закрывающих
^ транзисторы Тг и Ts, а также для темпе-
^ратурной стабилизации режима транзис-
|Ж Торов по постоянному току. Нагрузку
К усилителя Дп подключают к выходу yen-
в. лителя через разделительный конденса-
та. тор СР4 большой емкости, который в ис-
V ходном состоянии при отсутствии вход-
В кого сигнала заряжен до величины,на-
ф Пряжения, равного 0,5 Ек. Величина не-
F. обходимой емкости конденсатора Ср4 Sa-
s’’ висит от значения низшей рабочей ча-
г стоты и растет с понижением ее зна-
Е . чения.
F Для пояснения принципа работы схе-
f мы последовательного питания на рис. 5.3
г приведены эпюры напряжений в различ-
г Пых точках схемы относительно общего
F Провода питания + £к- Эпюры построе-
ны для режима по постоянному току,
При котором t/октг = СД1КТЗ = 0,5£1( и
। iZiitTi=0,5 Ек. При подаче входного сиг-
нала (рис. 5.3а) на базу транзистора Ti
на его коллекторной нагрузке Дпо сдвиг
фазы напряжения сигнала равен 180°
(рис. 5.36), -а на эмиттерпой нагрузке Дэ
фаза не изменяется (рис. 5.3в). Во вре-
мя положительного полупериода сигна-
ла на базе транзистора Л открывается
транзистор Т2 и увеличивается напря-
жение в точке г (рис. 5.2) до значения,
S равного 0,5EK+UKm (рис. 5.3г). При
i »том через сопротивление нагрузки про-
ходит импульс тока, равный прираще-
нию напряжения в точке г (рис. 5.2),
» деленному на сопротивление нагрузки:
г 0,5 Ек — (0,5 Ек -ф Uwn) Uкт
кт р р -
(5.1)
В это время транзистор Т3 закрыт
положительным полупериодом входного
( сигнала на его базе. По окончании по-
ложительного полупериода на базе тран-
L
к_______
Рис. Б.З. Эпюры мгно-
венных значений напря-
жений в .различных точ-
ках схемы бестрансфор-
Маторного усилителя
233
зистора Tt транзистор Д закрывается, а напряжение .в точке г
(рис. 5.2) и на конденсаторе Ср4 снова становится равным 0,5 £к.
При поступлении 'Отрицательного полупериода шодного сигнала
на базу транзистора 7\ открывается транзистор Ts и происходит
разряд конденсатора Ср4 через сопротивление нагрузки £н; ток че-
рез нагрузку протекает в направлении, противоположном направ-
лению тока при открытом транзисторе Tz. По окончании отрица-
тельного полупериода на базе транзистора Д конденсатор Ср4 сно-
ва заряжается до величины напряжения, равного 0,5 £к. Напря-
жение сигнала на нагрузке при соответствующем подборе величин
напряжений на базах транзисторов Т2 и Ts имеет симметричную
неискаженную форму (рис. 5.3d).
При выборе режима по постоянному току транзисторов око-
нечного каскада величину минимального остаточного напряжения
на коллекторе открытого транзистора £Окмин (рис. 5.3г) прини-
мают равной 1—2 в, что позволяет уменьшить влияние нелиней-
ности начального участка выходных характеристик транзистора.
Для уменьшения влияния нелинейности входных характеристик
величину коллекторного тока в рабочей точке принимают равной
14-2 ма в случае использования в оконечном каскаде маломощ-
ных транзисторов, а при использовании мощных транзисторов —
не менее 20-4-30 ма.
С целью повышения коэффициента полезного действия око-
нечного каскада его режим работы (необходимо выбирать с воз-
можно большим значением коэффициента использования коллек-
торного напряжения (£н=0,84-0,85). Однако при этом в схеме
рис. 5.2 напряжение источника питания £к может оказаться не-
достаточным для питания фазоинверсного каскада, так как этот
каскад только на (верхнее плечо выходного каскада должен по-
дать сигнал с амплитудой напряжения порядка 0,45 £к. Для рас-
ширения амплитудной характеристики 1-го каскада коллектор-
ное напряжение на транзистор Ti подается через нагрузку Rn,
подключенную к минусовому полюсу источника питания (рис. 5.4).
За счет перезаряда конденсатора Ср4 напряжение в точке д этой
схемы составляет величину порядка 1,5 £к- Эпюра мгновенных
значений напряжения в точке д для схемы рис. 5.4 приведена на
рис. 5.5.
Если необходимо получить большие значения выходной мощно-
сти, то в схемах рис. 5.2 и 5.4 в каждом плече оконечного каскада
устанавливают по два и более транзистора, включенных по схеме
с непосредственной связью.
Основными преимуществами схем бестрансформатерных усили-
телей с фазоинверсным каскадом сравнительно со схемами с до-
полнительной симметрией являются возможность использования в
оконечном каскаде транзисторов с однотипной проводимостью, а
также более высокий коэффициент усиления напряжения. К недо-
статкам этих схем следует отнести:
а) трудность получения малых нелинейных искажении в око-
нечном каскаде, так как, в отличие от схем с дополнительной сим-
метрией, в этих схемах только транзистор верхнего плеча включен
<ю схеме с общим коллектором;
Рис. 6.4. Принципиальная схема бес-
трансформатор.ного усилителя с повы-
шенным напряжением питания первого
каскада
Рис. 5.5. Эпюра мгновен-
ных значений напряжения
в точке д схемы рис. 5.4
б) недостаточное напряжение питания фазоинверсного каска-
да (ввиду наличия эмиттерной нагрузки} при значениях коэффи-
циента использования коллекторного напряжения оконечного кас-
када более 0,8; последнее, естественно, снижает кпд усилителя.
Бестрансформаторные уси-
лители с дополнительной сим-
метрией (рис. 5.6) проще по
схемному построению, а так-
же обеспечивают более высо-
кие качественные показатели.
В схеме рис. 5.6 связь оконеч-
ного каскада с однотактным
предварительным осуществля-
ется по переменному току че-
рез конденсатор Ср2; положи-
тельный полупериод входного
Р.ис. 5.6. Принципиальная схема бес-
траиоформато.рного усилителя с-допол-
нительной симметрией
сигнала в точке а открывает
транзисторы Т2 и Тц, а отри-
цательный — Тз и Т5. Коллек-
торная нагрузка транзистора
7\, в отличие от схем с фазоинверсным каскадом, в данной
схеме симметричная, так как оба плеча оконечного каскада (тран-
зисторы Т2 и Тз) включены по схеме с общим коллектором. Глубо-
кая отрицательная обратная связь, имеющаяся в оконечном каска-
де, улучшает качественные показатели усилителя, уменьшая нели-
235.
нейные искажения, вызванные неточностью подбора пар транзи- I
сторов, а также нелинейностью их входных и выходных характе-
ристик. Начальное смещение на транзисторы оконечного каскада
подается с диода Д, который также обеспечивает необходимую
температурную стабилизацию. Величину тока начального смеще- ,
ния транзисторов устанавливают подбором сопротивлений рези-
сторов Д3 и /?4. Соблюдение равенства сопротивлений этих рези-
сторов обеспечивает равное деление напряжения источника пита-
ния Ек между последовательно включенными транзисторами Л
и Т5. Резисторы ,R5 и Re улучшают температурную стабильность ре- ;
жима транзисторов Т4 и 7'5, их величину выбирают в 5—10 раз
больше значения входного сопротивления переменному току тран- |
зисторов Т4 и Тъ при максимальном входном сигнале. Выбор мень-
ших значений сопротивления резисторов и повышает темпе-
ратурную стабильность режима, однако снижает усиление усили- ,1
теля ввиду значительного шунтирования этими резисторами вход-
ных цепей транзисторов по переменному току. \
Существенными недостатками этой схемы являются необходи-
мость тщательного подбора пар последовательно включенных тран-
зисторов и недостаточная температурная стабильность режима
транзисторов оконечного каскада.
Рассмотренные схемы бестрансформаторных усилителей при за- '
данном сопротивлении нагрузки позволяют получить максималь-
ный кпд (порядка 50-ь55%) только при определенной величине на-
пряжения источника питания. Пары последовательно включенных
транзисторов в бестрансформаторных усилителях должны подби-
раться по величине коэффициента усиления тока р и предельной
рабочей частоте fp с разбросом их значений не более 10ч-15%, так
как при больших значениях разброса и значительном использова- '
нии коллекторного напряжения (£н^0,8) могут возникнуть нели- .
нейные искажения, связанные с ограничением по напряжению. На- :
личие между базой и эмиттером транзисторов оконечного каскада '
резисторов /?5 и Re (рис. 5.6) с большой величиной сопротивле- ;
ния требует снижения предельно допустимого значения их кол- ...
лекторного напряжения, что уменьшает возможную величину вы- j
ходной мощности сравнительно с вариантом использования этих ;
транзисторов в трансформаторном каскаде.
Качественные показатели усилительных каскадов с последова- j
тельно включенными транзисторами в значительной степени зави-
сят также от изменений температуры окружающей среды и напря- ;
жения источника питания. С ростом температуры параметры тран-
зисторов изменяются и при незначительном различии коэффициен-
тов усиления тока у последовательно включенных транзисторов
происходит перераспределение напряжения источника питания
между транзисторами, что в конечном счете может привести к по-
явлению нелинейных искажений. Снижение напряжения источника
питания также может привести к возникновению нелинейных иска-
236
сен>ий за счет ограничения по напряжению, так как |бестрансфор-
Цторные усилители обычно работают в режиме с большим ис-
ользованием коллекторного напряжения.
Схемы рассмотренных бестрансформаторных усилителей в слу-
чае использования в их оконечном каскаде германиевых транзи-
сторов работают удовлетворительно при температуре окружаю-
щей среды не свыше 30~35°С. При более высоких температурах
Возможен тепловой пробой транзисторов оконечного каскада в
связи с лавинообразным возрастанием неуправляемой части их
коллекторного тока. Примененная в этих схемах температурная
стабилизация тока покоя транзисторов оконечного каскада мало
эффективна и сложна в наладке, так как трудно подобрать необ-
ходимый режим работы стабилизирующего диода ввиду значитель-
ного разброса параметров у германиевых диодов. Следует также
учесть, что стабилизация тока покоя в оконечном каскаде не обес-
печивает стабильности коллекторного напряжения на последова-
тельно включенных транзисторах этого каскада.
Хорошая температурная стабилизация величины тока покоя, а
также поддержание необходимого коллекторного напряжения на
последовательно включенных транзисторах оконечного каскада
при температуре окружающей среды до + 50°С обеспечивается в
схеме бестрансформаторного усилителя (рис. 5.7а). Стабилизация
тока покоя транзисторов в этой схеме осуществляется терморези-
стором Rt, на котором создается падение напряжения смещения
оконечного каскада. Подбором величины сопротивления шунти-
рующего резистора устанавливается необходимый режим тер-
мостабилизации. Стабильность величины коллекторного напряже-
ния покоя на транзисторах 7\ и Т5 обеспечивается благодаря по-
даче напряжения смещения на базу транзистора 'Л с коллектора
транзистора 7\. При этом изменения напряжения на коллекторе
транзистора Т5 вызывают обратные по знаку изменения коллектор-
ного напряжения транзистора 7\. Поскольку коллекторное напря-
жение транзистора 7\ практически равно коллекторному напряже-
нию транзистора Т5, то происходит восстановление прежнего зна-
чения величины коллекторного напряжения на транзисторе 75.
Температурная стабильность режима транзистора 7\ обеспечивает-
ся выбором возможно большей величины сопротивления резисто-
ра Ra и возможно меньшей величины сопротивления резистора Ri.
Бестрансформаторный усилитель по схеме рис. 5.7а характери-
зуется также более высокими качественными показателями. Ча-
стотные искажения в области низких частот в данной схеме мень-
ше благодаря отсутствию переходного конденсатора на,входе око-
нечного каскада. Цепочка параллельной отрицательной обратной
связи по напряжению R(,c> Сое улучшает качественные показатели
усилителя в целом. При величине выходной мощности не более
100 мет и максимальной положительной рабочей температуре не
ёолее +40°С применяют схему рис. 5.76, аналогичную по по-
237
строению со схемой 5.7а. В этой схеме через резистор на базу
Л подаются напряжение смещения и отрицательная обратная
связь. Для исключения отрицательной обратной связи по перемен-
ному току необходимо резистор Д3 заменить на два резистора и
ввести конденсатор развязки Сф (рис. 5.7а).
а) _______________________ , Хорошими качественными по-
-----------^-указателями при работе в интер-
вале температур до + 50°С обла-
дает схема рис. 5.8 с термоком-
пенсирующим транзистором (Г2).
Этот транзистор располагается в
непосредственной близости от
мощных транзисторов, и поэтому
он регулирует напряжение сме-
щения в зависимости от степени
их нагрева. Напряжение смеще-
ния мощных транзисторов Гз и Л
Рис. 6.7. Принципиальная схема бес-
грансформаторных усилителей со ста-
билизацией коллектормого напряжения
покоя мощных транзисторов
Рис. 5.8. Принципиальная схема бес-
трансформаторного усилителя с тер-
'МО1ком1пенсирующим транзистором
образуется на резисторе за счет тока базы транзистора Т2. При
увеличении окружающей температуры или нагреве мощных транзи-
сторов ток базы транзистора Т2, расположенного в непосредствен-’
ной близости от мощных транзисторов, уменьшается ввиду боль-
шой величины сопротивления резистора iRs, уменьшается также и
напряжение смещения мощных транзисторов, что стабилизирует
их ток покоя. Существенными недостатками данной схемы явля-
ются наличие дополнительного компенсирующего транзистора, а
также сложная настройка, заключающаяся в выборе режима ра-
боты и места расположения транзистора Т2. Величину тока покоя
мощных транзисторов при номинальной рабочей температуре уста-
навливают подбором величины сопротивления резистора Дд.
Для работы, в большом интервале температур с максимальным
238
значением положительной температуры более 40-?50°С в оконеч-
ном каскаде бестрансформаторного усилителя необходимо приме-
нять мощные кремниевые транзисторы, характеризующиеся малы-
ми величинами обратного тока коллектора.
5.2. Основные расчетные соотношения
бестрансформаторных усилителей
Выше были рассмотрены различные варианты схем бестранс-
форматориых усилителей с П|редваритель'ным фазоинверсным кас-
кадом и с дополнительной симметрией. Из рассмотренных схем на
практике в основном нашли применение схема с (фазоинверсным
каскадом рис. 6.2 и схема с дополнительной симметрией рис. 5.7.
Ниже приведены методика электрического расчета схемы рис. 5.2
и пример расчета схемы рис. 5.7а.
Исходными данными к расчету схемы рис. 5.2 служат: мощ-
ность на выходе Рк; сопротивление нагрузки /?н; верхняя и ниж-
няя граничные частоты рабочей полосы fB и /в; допустимые значе-
ния коэффициентов частотных искажений на краях рабочей поло-
сы Мц[дв] и /Ив[йб]; допустимое значение коэффициента гармоник
Кг, %; интервал рабочих температур /мин и /макс.
Расчетные соотношения для схемы рис. 5.2 в необходимой по-
следовательности сведены в табл. 5.1. Условные обозначения на-
пряжений, токов и прочих величин в приведенных формулах соот-
ветствуют условным обозначениям, принятым в расчетах трансфор-
маторных усилителей.
Общие нормы допустимых значений коэффициентов частотных
искажений распределяют между схемными элементами, вносящи-
ми эти искажения. В области низших частот рабочей полосы час-
тотные искажения вносятся конденсаторами: Cpi (Mips), Орг (Мщг),
Срз(М1рз), Ср4 (Mpi). В области высших частот рабочей полосы
частотные искажения вносятся транзисторами и в основном мощ-
ными оконечного каскада. С целью уменьшения габаритов конден-
сатора СР4 основную часть нормы допустимых частотных искажений в
области низких частот принимают равной (Л4Р114 [ад^0,7 Мнрб]).
Остальная часть нормы допустимого коэффициента частотных ис-
кажений распределяется в соотношении:
^нр 2 [дб] ~ ^нр 3 [дб] = 0,2 М, [йб]’ М|рЦДб] = 0> 1 Ми [d6J.
Общая норма допустимого коэффициента частотных искажений в
области высших частот рабочей полосы распределяется в следую-
щем соотношении:
^вт, гДб]= (0.05 — 0,1) Мъ [дб];
МвТ2 [дб] = МвТ„ [дб] = Ч {дб] — Л1вТ1 .
В случае использования в оконечном каскаде маломощных тран-
239
Таблица 5.1
Определяемая величина, тип транзистора Расчетная формула или способ определения Номер формулы
Амплитудное значение кол- лекторного напряжения одного плеча UKm=V.2P„R„ (5.2)
Необходимое напряжение ис- точника питания £к = 2 -b мин) • где UK мин принимается равным 1—2 в. По полученному значению Ек выбирается ближайший в сто- рону увеличения стандартный но- минал напряжения источника пи- тания (см. гл. 3) (5.3)
Амплитуда импульса коллек- торного тока транзистора Tz (Т3), . ^кт 'кт~ Ъ (5.1)
Среднее значение тока, по- требляемого ' от источника пи- тания оконечным каскадом /о~0.32 [/«т-W0K (л-1)], где /ок — начальный ток коллек- тора транзисторов Т2 и Тз, прини- мается для маломощных транзи- сторов 14-2 ма, для мощных^20— 4-30 ма (3.120)
Мощность, потребляемая от источника питания оконечным каскадом при номинальной вы- ходной мощности Ек 4 (5.4)
Мощность рассеяния на кол- лекторе одного транзистора оконечного каскада р Rq — к~~ 2 (5.5)
Тип транзистора оконечного каскада Т2 (Тз) Выбирается по рассчитанным ве- личинам £к, /кт, Рк И f р в со- ответствии с рекомендациями, при- веденными В гл. 2 г
Входное сопротивление тран- зистора Т3 р _ ибт 1бт Значения t/б’т и /бт определя- ются по статическим характери- стикам рис. 5.9. Нагрузочная ха- рактеристика проводится через точки с координатами t/ок мин, /ктп> /ок И (/оК=О,5Яй (3.108)
240
Продолжение табл. 5.1
Определяемая величина, тип транзистора Расчетная формула или способ определения Номер формулы
Входное сопротивление тран- знстора Т2 р К Г> 'кт. (5.6)
Амплитуда входного иапря- жения верхнего плеча (Т2) ^6mT, — ^б m + ^кт (5.7)
ВИГ- Сопротивление резисторов 7?з, Ri И J?5 мр 1 р EkRr Ц)б4‘ /об^д 0,5 Ек R<-RS~ . 5-7-10 /q(5 где /?д — сопротивление постоян- ному току диодов Д1 и Да, опре- деляемое в соответствии с реко- мендациями, приведенными в гл. 2. Значения С7об и,/оо определяются по входной характеристике тран- зистора Т2 '(рис. 5.9) (5.8) (5.9)
1 Сопротивление эмиттерной нагрузки транзистора Л , ~ Яэ RBX т,~ 9 R3 Ф RBX Величиной сопротивления рези- стора Д8 задаются равной (0,34- 0,5) /?Вхтз~ с целью уменьшения влияния нелинейности входного со- противления транзистора Ts на ли- нейность амплитудной характери- стики транзистора 1\ (5.10)
[, Сопротивление коллекторной нагрузки переменному току транзистора 7\ р р' ибт (5.И)
Сопротивление резистора Дп0 г. * RBX Т2~ "но — , » ^вхТ2~ ^и~ где Rbx Ri R& dxT2~ T2^R4+Rbx Т2~/?6-|—► -> Ф R4 Rs (5.12) (5.13)
241
Продолжение табл. 5J
Опр еделяемая величина, < тип транзистора Расчетная формула или способ определения Номер формулы
Амплитуда коллекторного то- ка транзистора 7\ ^6m Т2 ' КШ1 — р (5.14)
Постоянное напряжение и ток коллектора транзистора в (рабочей точке Цж — ^бт Т2 ^бт -£ Ц<мин. Л>к = -ф- Ik мин (/«мии=0,3-г-0,б ма для мало- мощных транзисторов, /КМив> ^204-30 ма для мощных). Если значение й/ок>0,5Ек, то коллекторное напряжение на тран- зистор Т, подают по схеме рис. 5.4 либо увеличивают напряжение ис- точника питания Ек. В случае, ес- ли падение напряжения питания на 7?но Д С/ = /ок /?но > 0,5 Ек, то с целью исключения возможно- го ограничения по напряжению необходимо задаться меньшим зна- чением сопротивления резистора /?0 |(в ф-ле 5.10) и вновь рассчи- тать режим схемы (5.15) (5.16)
Мощность рассеивания иа коллекторе транзистора Т, При отсутствии входного сиг- нала Рк = UQK /ок . При наличии номинального входного сигнала _ .. . ^кт! Ф ^э) *к — с/ок /Ок (5.17) (5.18)
Тип транзистора Ti Выбирается по рассчитанным ве- личинам Рк, Евк и fp в соответ- ствии с рекомендациями, приве- денными в гл. 2! ’
Коэффициент усиления по напряжению 1-го каскада (ми- нимальное значение при Рмин) Рмин kua + Рмин R3 где |3мин и Л11в — параметры вы- бранного транзистора 7\ в рабо- чей точке (3.54)
242
Продолжение табл. 5.1
Определяемая величина, тип транзистора Расчетная формула или способ определения Номер формулы
Амплитуда напряжения вход- ного сигнала 1-го каскада ^бтТ2 ^вх m — (5.19)
Сопротивление резисторов И Л>2 Рассчитываются по формулам, приведенным в табл. 2.3, в соот- ветствии с заданной .величиной ко- эффициента температурной неста- бильности режима S
Емкость конденсатора Ср4 с > 0.159 /Н(/?н^₽вх^)|/’<р4-1 _ Uk мин где , — сопротивление 'кт открытого транзистора Тг (Тз)', =Rr,; Л1ЯР4 — допустимая норма частотных искажений, вно- симых конденсатором Ср4 (3.20)
Емкости конденсаторов Ср4, Орг, СрЗ * Определяются по ф-ле i(3.20). При определении СР1 |/?ЕХ ~ рас- считывается по ф-ле (3.19); при расчете СР2 в ф-лу (3.20) подстав- ляют /?вх^ ^RbxTZ^i 3 При расчете СРз в формулу под- ставляют /?вх~«/?вхТЗ~. /?и определяют по формуле ( ^вх Т~ *и) /?И Ай ₽Яэ->*вхТ~ где Rbxt~ — входное сопротивле- ние транзистора Ti переменному току, определяемое по ф-ле (2.43); RH— приведенное к входу тран- зистора Ti внутреннее сопротивле- ние источника сигнала, определяе- мое по ф-ле (3.24) (5.20)
Коэффициент полезного дей- ствия усилителя -В. г \ ' 100. % ’ £к ( '0к TI + 'о) где Zokti — ток коллектора тран- зистора Т±; /о — коллекторный ток оконечного каскада при номи- нальной мощности Ра (5.21)
243
Продолжение табл. 5.1
Определяемая величина, тип транзистора Расчетная формула или способ определения Номер формулы
Коэффициент нелинейных ис- кажений оконечного каскада Определяется по методике и формулам, приведенным в гл. 3, а расчете усилителя мощности в режиме В
Площадь радиаторов для транзисторов Т2 и Т3 Определяется в соответствии с рассчитанным значением мощно- сти рассеивания иа коллекторе транзистора Т2 (Т3) по методике и формулам, приведенным в гл. 3, в расчете однотактиого усилителя мощности в режиме А
Оценка изменений режимов транзисторов 7\, Т2 и Ts при повышении температуры окру- жающей среды Выполняется по методике и формулам, приведенным в разд. 2.4
244
нсторов норма частотных искажений на высших частотах рабо-
чей полосы принимается одинаковой для всех трех транзисторов.
Общая норма допустимой величины коэффициента гармоник
обычно выделяется на оконечный каскад.
Пример 5.4. Рассчитать бестрансформаторный усилитель с дополнитель-
ной симметрией по схеме рис. 5.7а со следующими исходными данными: мощ-
ность на выходе Ри=3 вт; сопротивление нагрузки /?н=6 ом; граничные часто-
ты рабочей полосы частот fH—50 гц, fB=16 кгц; допустимые значения коэффи-
циентов частотных искажений на краях рабочей полосы частот Мнрб] =3 дб,
Mn[gg]=3 допустимое значение коэффициента гармоник Кг=3%; интервал
рабочих температур ^мин — о°с, /макс— +40°С.
В схеме усилителя рис. 5.7а частотные искажения в области низших частот
вносятся разделительными конденсаторами Сръ Ср2 и блокирующим конденса-
тором Са, а в области высоких частот — транзисторами и в ochoibhcm мощными
оконечного каскада. Поскольку в схеме усилителя с дополнительной симметрией
верхнее и нижнее .плечи сложного оконечного каскада включены tno схеме с об-
щим коллектором, то частотные и нелинейные искажения, вносимые транзисто-
рами оконечного каскада, здесь будут меньше, чем в схеме усилителя с пред-
варительным фазоинверсным каскадом. Кроме того, в данном варианте схемы
усилитель охвачен петлей параллельной межкаскадной отрицательной 'обратной
связи, уменьшающей частотные искажения, вносимые транзисторами и конден-
саторами СР2 и Са. Поэтому значения допустимых норм коэффициентов частот-
ных искажений, вносимых транзисторами Ti~Ts и конденсаторами Ср2 и Са,
могут быть приняты несколько большими, чем в случае отсутствия отрицатель-
ной обратной связи: задаемся Мнр2=2 дб; Мн8=3 дб; Mbti=Mbt2=Mbt3=0,5 дб;
Л4вТ4=Л4вт5=бЧ-'6 дб.
Конденсатор Ср1 общей петлей отрицательной обратной связи не охвачен. По-
этому величина Мнр1 ие должна превышать 14-4,5 дб.
1. Определяем амплитудное значение коллекторного напряжения транзисто-
ра 7\(Та) по ф-ле (5.2)
Пкт = /2-3-6 = 6 в.
2. Необходимое «напряжение «источника питания по ф-ле (5.3)
Ек=2(6 + 2)= 16 в.
Ближайшее стандартное значение напряжения источника питания 18 в.
3. Амплитуда импульса коллекторного ток<а по ф-ле >(5.1)
7кт ~ 6/6 — 1а.
4. Среднее значение тока, потребляемого от источника литания транзисто-
рами 7\ и Т$, по ф-ле (3.120)
/0^ 0,32 [1 + 0,03 (3,14 — 1)1 =0,342 а.
Ток транзисторов «в рабочей точке принят равным 30 ма.
5. Мощность, потребляемая от источника питания транзисторами и Т&
при номинальной выходной мощности, по ф-ле (5.4)
Ра = 18-0,342 = 6,15 вт.
6. Мощность рассеивания на коллекторе транзистора 7\ (Т$) по ф-ле (5.5)
7. По рассчитанным значениям Рк, /кт, Ек «и допустимой .величине коэф-
фициента частотных искажений МВТ4 (7Mbts/ для каскада выбираем транзи-
стор П201А. Параметры транзистора П201А: UK доп »мако=—22 в, /к дОп=.1,5 а.
245
р=5 кгц, рмиН=40. Малое значение предельной частоты /р У выбранного тран-
зистора П201А ле Является препятствием к применению его в усилителе с мак-
симальной рабочей частотой 16 кгц, так как благодаря включению транзисторов
сложного оконечного каскада по схеме с общим коллектором частотные .иска-
жения каскада невелики.
При определении предельно .допустимого коллекторного 'напряжения
Uk доп <макс ® соответствии с рекомендациями, .приведенными в гл. 2, учтено
необходимое снижение его величины в зависимости от сопротивления
постоянному току цепи, подключенной параллельно входу транзисторов
Т\ и Т;, Для выбора транзистора величиной этого сопротивления задаются по-
рядка 5-т-,1О7?вхт~. что составляет 1004-200 ом при применении мощных тран-
зисторов.
8. На семействе статических характеристик транзистора П201А (рис. 5.9)
строится нагрузочная характеристика. Координаты точки покоя: 6/Ок=9 в,
/ок =30 ма; RB=G ом. Из (построения определяем режим входной цепи транзи-
стора по постоянному и (переменному токам Uqm =0,59 в, 7бт=21,4 ма, Uuc~
=0,16 в, /»б=0,6 ма. В соответствии с найденными значениями U^m и /бт по
ф-ле (3.108) определяем входное сопротивление переменному току между элек-
тродами база—эмиттер транзисторов Ti и Т5
г. ‘ г, °.59
RbxT4~ — ^вхТ,~ ~ 21 4-10~3 — 27>5о'и’
9. Выбираем сопротивления резисторов R2 и R3 из соотношения
Rz = Rs — 5 -г- Ю/?вхт,^(Г4). (5.22)
С целью .повышения температурной стабильности режима транзисторов оконеч-
ного каскаДд принимаем
\\ R2 = R3 = 5RbxT, (Г.) =5-27,5 = 137,5 ом,
•Выбираем ближайший больший стандартный номинал сопротивления резистора,
который равен ,1150 ом,
10. УточняемХ необходимое значение входного тока транзистора 7* (Т3) с
учетом шунтирующего действия резистора Rz (Rs). Из ф-лы ДЗ. 108)
\ 7бт = Rbx,
тде
да' _ ₽' _г»' _ ^bxT4_R2 _ ^BxTt_R3 27,5-150
^вх — RfixT*^, — RbxT6~----------—----------------= —-------—— = 23,2 ом
RbxT4~ ^"Ra Rbxt,~4-Rs 27>5 4" 150
— входное сопротивление переменному току шунтированных по входу транзи-
сторов 74 и Т3,
°.59
^=^7 = 25,4^.
11. Ток покоя в рабочей точке транзисторов Т2 и Ts по формуле
1 -/ -7 , t7o6T<(5> « 941
7Ок Tt —7 Ок Т, — 706Т4(5) + D • (°-
^2(3)
, 0,16
7окТ1=0>6’10 '^’"15о' = 1>57 ма.
12. Выбираем типы транзисторов Т2 и Т3 по необходимому значению ампли-
туды импульса базового тока транзисторов 7\ и 7’5, равного 7бт=25,4 ма и
величине напряжения источника питания Ек = 18в. Значение предельной частоты
при выборе типа транзистора в данном случае можно ие учитывать, так как
246
Чистота /g у маломощных ^низкочастотных транзисторов лежит .в пределах
30 4-60 кгц. Кроме того, в схеме проектируемого каскада эти транзисторы вклю-
чаются по схеме с общим коллектором. В проектируемом каскаде .могут быть
Применены транзисторы МП'14 и МП 15 с переходом типа р-п-р и соответствую-
щие нм транзисторы П8—1П111 с переходом типа п-р-п.
Поскольку вход транзисторов Т2 п 7"з связан непосредственно с .выходом
транзистора 7\, то целесообразно тип транзисторов Т2 и Т3 .выбирать с доста-
точно большим (порядка 304-60) значением коэффициента .усиления тока р,
что .позволяет в первом каскаде усиления выбрать легкий режим по постоянно-
му току и ооот.ветст.вен-ио обеспечить хорошую температурную его стабилиза-
цию линейными резисторами. Использование транзисторов с Р>60 крайне не-
желательно, так .как при этом обеспечить хорошую температурную стабильность-
режима сложного оконечного каскада очень трудно. В соответствии с изложен-
ным выбираем транзистор Т2 типа МП15 с переходом р-п-р, Тз —типа ПИ с
переходом п-р-п.
Параметры транзистора . ПМ15: UK доп +ао СС=—20 в, /к доп=бО -ма,
Ри доп +4осС“ 150 мет, /ко—15 мка, |Змпп=30, рмакс—60. f р—(55 кгц.
Параметры транзистора МП15: UK доп +4t °С=-ф20 в, /к доп=&0 ма,
Рк доп +4осС=1бО мет, /ко=30 мка при Л7ок= 1'5 в, рМИв=25, рмакс =50,/р =80 кгц.
Незначительные различия некоторых параметров транзисторов МП15 и ПН
в данном случае не имеют существенного значения, так как в усилителе эти
транзисторы включены по схеме с общим коллектором.
13. Определяем режимы транзисторов Г2 и Ts по постоянному и перемен-
ному токам. Поскольку режимы транзисторов Т2 и Т3 в основном .одинаковы,
то расчет проводят для одного плеча. На семействе статических характеристик
транзистора Ts (рис. 5.10) строят нагрузочную характеристику через точки с
координатами:
( i/OK = 0,5£K —1/о6т =0,5-18 — 0,16=8,84 в,
а 1 *
( 70к =1,67 ма',
J 6^кмии = ^ок — — ^6mTs = 8>84 — 6 0,59= 2,25 в,
I At макс = /ок -ф 1кГП = 1,67 ф 25,4 ~ 27,1 ма.
Из построения определяются -следующие величины: *
Uo6 = 145 мв, 70б = 0,05 ма, U^m = 92 мв,
1бт — 0,75 ма, UKtn ss 6,59 в.
14. Величина коллекторного тока и -мощность, потребляемые от источника'
питания транзисторами Т2 и Т3, при номинальной .выходной мощности .по ф-лам;
(3.20) и (5.4):
/0т2(Т8) ~ 0.32 [25,4 -ф 1,67(3,14— 1)] =9,26 ма,
Ре = 18-9.26.10~3 я 166 мет.
15. Мощность рассеивания на коллекторе транзистора Т2 (Т3) по ф-ле (5.5)
„ 166-10~3 — 0,5-6,59-25.4-Ю-3
Рк = ---------------2----------------~ 41,2 мет < Рк доп =150 мет.
16. Входное сопротивление переменному току транзистора Т3 (Т2) по ф-ле
(3.108)
92-1 О’"3
w ^вхТч (Т«) — о— 122,6 ом.
0 75.10-3
247
17. Входное сопротивление перемен ному току верхнего (Т% .и У*) и нижне-
го (Ts и Ув) плеч сложного оконечного каскада определяют по формулам:
_ „ . '^ктт, . „ ^KmTt
Rax верхн~ — RBX Т,~ RfixT^ / Ф Rh . , (5.24)
'бтТ, ‘бтТ,
Rbx нижи. = RBX t^+Rh-T^ ’ <5 25)
'бтТ,
25 4-10-3 1
Rbx верхи = 122,6 23.2-----’-------4- 6--------------= 8907 ом,
0,75-10~3 0,75-10~~3
RbXHH«b — 122,6-^6 <Л—3 =8122 ом.
0,75-10
248
' 18. Необходимые амплитудные значения напряжения возбуждения верхнего
И нижнего плеч определяют по формулам:
' ^вхт верхи = "бгиТ, Ф ^бтТ. Ф ^кт. (5.26)
('вхт нижи = ('бтТ, Ф ^кт (5.27)
Подставляя соответствующие величины в ф-лы (5.26) и (5.27), получим:
('вхт верхи — 0,092 -ф 0,59 -ф 6 RS 6,68 в,
('вхт нижи = 0,092 -ф 6 яа 6,09.
Имеющаяся разность необходимых входных напряжений верхнего и нижнего
плеч не вносит существенных нелинейных искажений благодаря наличию меж-
каскадной отрицательной обратной связи (7?ос, Сос) с выхода усилителя иа
вход транзистора 7\.
19. Сопротивление резистора RBo определяют по формуле
0,5£к — ('вхшверхн — ^об Т, ^06 Т4
т?но =--------------;----5Г7---------------—• (б - 28)
'бтТ, "г Л<мнн
Величину /к мин для маломощных транзисторов принимают равной 0,54-1 ма.
Задавшись /к мнп=0,5 ма, определяем
0,5-18 —6,68 —0,145 —0,16
D ____ __________________----------
0 0,75-10~3 ^0,5-Ю-3
Ближайший стандартный номинал сопротивления резистора— 1600 ом.
20. Режим транзистора Л по постоянному току определяют по. формулам:
, _ 0’5gK~t/06T,-f/06T4 (5 29)
'ок- RB0 ’ •
1/ок = О,5Ек-С/обТ1-Д1/„ (5.30)
Величиной &Ua задаются не более 0,5—1 в, так как входное напряжение око-
нечного каскада 17Вх т верхи обычно имеет значение порядка 0,354-0,45Е7. Под-
ставив соответствующие значения величин в ф-лы (5.29) и (5.30), получим:
t/0K = 0,5-18 —0,145— 1 « 7,85 в.
Проверяем достаточность полученной величины коллекторного напряжения Ut>K
по формуле
('ок > ('вхт верхи МИН» (5.31)
7,85 >6,68 -ф 1 = 7,78 в.
Если условие (5.31) не соблюдается, то питание первого каскада осуществляет-
ся по схеме рис. 5.6.
Мощность рассеяния на коллекторе транзистора 1\ при номинальной вы-
ходной мощности определяется по формуле
U2
D Г II ВХт ВерХН • /К
Рк — /окуок 2Т?Н ’ (5.32)
где /?и__— сопротивление коллекторной .нагрузки переменному току, определяе-
мое ,по формуле
RhqRbx верхи..
(?но "Ф Рвх верхи,.
(5.33)
249
„ 1600-8907
Rn л --------------= 1370 ом,
1600-ф 8907
Подставив значение RB___ в ф-лу (6.32), .получим
6,682
26,4 мет.
2-1370
Рк = 5,43-10“3 -7,85
При отсутствии .входного сигнала мощность рассеивания на коллекторе 7\
равна:
Рк = U<nJок = 5,43-10-3-7,85 = 42,7 мет. *
21. По результатам расчета и. 20 выбирается тип транзистора Л. Из сооб-
ражений унификации целесообразно транзистор 7\ также выбрать типа МП15.
На семействе .статических характеристик этого транзистора (рис. 5.11) через
рабочую точку с координатами 17о„=7,85 в и /ок=5,43 ма строится нагрузоч-
ная характеристика по переменному току RK~. Из построения определяются:
/ов=0,125 ма; Uo=O,'2O5 в; 1’6т=0,ПЪ ма; l"6m=0,l3 ма; l/6m=72 мв; и"6т=
=38 мв; ма; /к мин=0,43 ма; Uv мив==1,.17 >в.
По ф-ле (3.85) среднее значение амплитуды напряжения входного сигнала
^бт + ^бт 72 ф 38
^бт ср" о о = 55 мв.
Среднее значение входного сопротивления транзистора 7\ по ф-ле (3.86)
К ^бтср_____________2-55-10~3
ВХТ~С₽ “о,115-Ю-3 фО, 13-10
450 ом.
Из рис. 5.11 видно, что .при максимальной выходной .мощности -в каскаде
возникают существенные нелинейные искажения, вносимые нелинейностью на-
чального участка входной характеристики транзистора и нелинейностью выход-
ных характеристик на участках малых значений коллекторного напряжения.
С целью уменьшения .влияния нелинейности входной характеристики транзисто-
ра .выбирают режрим оптимального согласования 'его входного сопротивления с
выходным сопротивлением источника сигнала. Величину оптимального значения
внутреннего сопротивления источника сигнала определяют по ф-ле (3.87).
_ ^бт-^бт
г
1бт 1 бт
72-Ю~3 — 38-1Q—3
0,13-Ю-3 — 0,115-10~3
= 2260 ом.
Такое согласование было бы целесообразным в 'случае отсутствия межкас-
кадной параллельной отрицательной обратной связи по напряжению. Наличие
отрицательной обратной связи исключает необходимость точного соблюдения
рассчитанного режима согласования, так как введение обратной связи обеспе-
чивает требуемое повышение линейности 1-го каскада н 'сложного оконечного.
Уменьшение нелинейности 1-го каскада, вызванное малой величиной остаточ-
ного коллекторного напряжения UK мин=11,17 в, путем увеличения 17к мин дю
1,54-2 в связано с значительным снижением кпд усилителя, так как при этом
.величина UK мян в оконечном каскаде достигает 2,54-3 в. Указанное снижение
кпд особенно ощутимо в усилителях с низким напряжением .источника питания
(fx^ 94-12 в), где его величина не превышает 45—50%. Поэтому режим опти-
мального согласования входа 1-го каскада усиления уточняется в процессе на-
стройки. Коэффициент нелинейных ,искажений 1-го каскада определяется по ме-
тодике, приведенной в разд. 3.4 для одиотактного усилителя мощности в режиме А.
22. Рассчитываем элементы схемы температурной стабилизации оконечного
каскада по методике, приведенной -в разд. 2.5.
250
МП15
Сопротивление параллельно включенных термистора R? и шунта Дш:
Ц)б т£ ф Ч)б т, Ф "об т4
Дб2 » г ’
7Ск Ti-/0бТ,
0,145-фО, 145 4» 0,16
Rfy = —’----1’--------------о- = 83.7 ом.
62 5,43-IO-3 — 0,05-10—3
(5.34)
Необходимое относительное уменьшение напряжения на сопротивлении Rs2 при
Максимальной рабочей температуре определяется то 'формуле
2,2-10~3 n (fMaKC —20е]
(5.35)
^об т, + Ц)б Т,^ • • -^^06 тп
где п — число, показывающее количество транзисторов, получающих напряже-
ние смещения с сопротивления Rc2', l/oo ti, б'об тг и £Л»6 т» — напряжения сме-
щения на базах этих транзисторов.
Для .проектируемой схемы ф-ла (5.35) имеет вид
2.2.10-3 -3(/макс-20°) = • __ 2.2-10Г-3 -3(40е-20°) = ?()б
0,145 4-0,145 4-0,16 ’ ‘
Ц)б т, Ф Uоб т, ^06 т,
Выбираем терморезистор типа ММТ-8 со средним значением температурного
коэффициента сопротивления ат=3% на 1°С и >по ф-ле (2.146) определяем от-
251
носительное уменьшение его сопротивления при нагреве до /макс —+40°С
атГ%;7 3
«т = 1 - -ШТ" ('макс - 20°) = 1 -уро (40° - 20°) = 0,4.
Поскольку глв>/пт, то выбранный тип терморезистора пригоден; при тв<тт
выбирают тип терморезистора с большим значением «т. Определяем сопротив-
ление резистора /?ш и терморезистора Rr при температуре +20°С по ф-лам
(2.147) и (2.448):
/?б2щн(1-щт) 83,7-0,706(1—0,4)
-------------- = —-— ------------№ 116 ом.
1 ти — тТ 0,706 — 0,4
Стандартная величина сопротивления резистора Rm = 120 ом.
D _ RezRm
^+20°С“₽ш-₽б2
83,7-120
120 — 83,7
= 277 ом.
Выбираем стандартное значение сопротивления терморезистора 7?т+го °е=270 ом.
23. Рассчитываем элементы схемы температурной стабилизации режима
1-го каскада. Малая величина остаточного коллекторного напряжения транзи-
стора Pi UK мии=>1’;17 в, а также зависимость эффективности термокомпенса-
ции в -оконечном каскаде от степени термоотабильностн режима 1-го каскада
требуют обеспечения в 1-м каскаде хорошей термостабильиости режима по по-
стояииому току.
Величина допустимого приращения коллекторного тока транзистора Т\ при
максимальной рабочей температуре Д/ок зависит от допустимого снижения на-
пряжения 1)к мин транзистора Ti .и допустимых изменений напряжения смеще-
ния на базах транзисторов Тг, Т3 и Т4:
6/к мин мин
°К =-----------R’--------
''нО
(5.36)
В этой формуле (7КМИН — минимально допустимая величина остаточного кол-
лекторного напряжения -на открытом транзисторе, при котором сохраняется
удовлетворительная линейность его выходных характеристик, Скнин=0,5—>1 в;
R^o —сопротивление постоянному току коллекторной цепи транзистора Ti, оп-
ределяемое по формуле
'''но ~ ^но + + /?б2 • (5.37)
Сопротивлейие резистора Ra определяется по известной величине падения на-
пряжения (на нем Д178=4 в по формуле
R =
Э 'ок Т,
R3 =---------—я- = 184 ом.
5,43-КГ3
Стандартное значение сопротивлен-ия резистора /?в=180 ом. Подставив значе-
ние RB в ф-лу (5.37), получаем
' к'о = 1600 + 180 + 83,7^'1864 ом.
Задавшись величиной "кмкн=0,-6 в, определяют Д/ок по ф-ле (5.36):
1,17 — 0,6
Д /„„ =-----------0,306 ма.
ок 1864
(5.38)
252
По ф-ле (2 Л 08) определяется максимально допустимое значение коэффициента
температурной нестабильности режима 1-го каскада
п Д 7ок А /ок
5доп = д* — д! — =
, -— ДВ л тг Д 6
7ко 11 4" 7обсм 4~ (Лео 4~/об) у ^ко‘2 ,4- (7КО + Л|б) у
0,306-10~3
=--------------go-----------------------------=5.65.
0,5-15-10~62 11 4 (15-Ю-6 Ц- 125-10~6 )-0,2
Паспортное значение обратного тока коллектора транзистора МП15 /но=15 мка;
множитель 0,5, стоящий перед значением тока 1КО, .учитывает ту часть обрат-
ного тока, которая зависит от температуры перехода, /оосм«0.
По ф-лам (2.122) и (2.123) определяются сопротивления резисторов Ri и
Rt-j-Rs'.
R4 4 Rt = -АкС^оп.-1) =------------?<5’65-1}-------— = 7830 ом.
/Ок — Здоп/ко 5,43-10—3 —5,65-15-10~е
_ Яэ№+Я6) («доп- 1) 180-7830(5,65—1)
, = — 950 ом,
ЯаЧ-ЯБ —Яэ(-$лоп —О 7830— 180(5.65— 1)
11.1 соображений малого шунтирования входа траизистора 7\ по переменному
току задаются Rt~^ 10-4-20/?ьх т—ср. Принимаем
R4 = 10Rт rn = 10-450 = 4500 ом,
тогда Rs=7830—4500 =3330 ом.
Выбирают стандартные значения сопротивлений резисторов Ri, Rt и Rs:
Ri=l ком, R4=4,3 ком, Rs =3,6 ком. В соответствии с новыми значениями со-
противлений резисторов Ri, Ri и Rs по ф-ле (2.1,32) определяют фактическое
значение коэффициента температурной нестабильности
, 180 180
1 4------------4--------
4300 4-3600 1000
S= j 180 180 = 5,33.
1 4 43 + 4300 4 3600 + 1000
Результат расчета показывает, что температурная стабильность режима будет
более высокой. Величину коллекторного тока прн известном значении S и тем-
пературе +40°С определяют по ф-ле (2..134)
, 4L 2,2-10-Зд/ да
;“2 +ЙТП^.+|,”+'-6,Т
20
2^4
70к — 7ок 4" S
= 5,43-10—3 4 5,33 [о,5-15-10
(4300 4 3600) 1000 + (*5‘10 1,1 + 125’ ,0~С) °’2 =5>744 ма-
430^бб0 + 10О0 + 43-180 + 450 J
А 7ок = 70к — /ок = 5,744 — 5,43 = 314 мка Д /ок Доп = 306 мка.
Следовательно, снижение коллекторного напряжения транзистора при макси-
мальной температуре будет в пределах допустимого.
253
Относительное увеличение напряжения смещения .на базах транзисторов Ti,
Ts и 7* при максимальной рабочей температуре за счет нестабильности режима
транзистора Ti составит
д==^/ок . j00_ -0,314 100 = 5,8%. (5.39)
7ок 5,43
Для компенсации полученного увеличения напряжения смещения необходимо
уменьшить сопротивление терморезистор.а Rt .и соответственно увеличить со-
противление резистора /?ш. Такую подгонку величин R? и Rm желательно про-
водить экспериментально в процессе лабораторной наладкн усилителя.
24. Коэффициент полезного действия усилителя по формуле
П~-£-77------>00- °7о. (5.40)
£к ( '0кТ1 'оТ, 'Г 'ОТД
где /ок ti, /о Т2, /ой — токи, потребляемые от источника питания транзистора-
ми 1-го .и сложного оконечного каскадов,
Л ” 18 (5,43-10~3 -> 9,26- Ю~3 0,342) 100 = 47%‘
25. Рассчитываем коэффициент гармоник усилителя. Предварительно опре-
деляем величину коэффициента гармоник мощных транзисторов оконечного кас-
када в предположении, что они .включены по схеме с общим эмиттером. Расчет
ведется графоаналитическим методом по сквозной динамической характеристи-
ке., Необходимые расчетные соотношения приведены в разд. 3.6. При этом об-
щий коэффициент гармоник сложного оконечного каскада равен сумме коэффи-
циентов гармоник двух непосредственно включенных транзисторов Ti и Ti либо
Ts и Тъ. В дальнейшем по нижеприведенной формуле определяют величину ко:
эффициента гармоник сложного оконечного каскада с учетом .включения его
плеч по схеме с общим коллектором:
ок = 7СГ оз (1—Ано ок). (5.41)
В этой формуле Кгоа — коэффициент гармоник сложного оконечного каскада,
рассчитанный в предположении, что транзисторы включены по схеме с общим
эмиттером и работают на нагрузку с сопротивлением, равным сопротивлению
нагрузки сложного оконечного каскада; КвоЪк—коэффициент усиления напря-
жения иа средних частотах сложного оконечного каскада, включенного по схе-
ме с общим коллектором, определяемый по формуле
Ано ок = 77----. (М2)
вх верх (нижи)
где 17нт='Пкт — амплитуда -напряжения сигнала на нагрузке.
Коэффициент гармоник 1-(го каскада усиления KTi, как указывалось выше,
определяют ,по методике, приведенной в расчете юднотактного усилителя Мощ-
ности в режиме А. Результат расчета суммируют со значением коэффициента
нелинейных искажений сложного оконечного каскада. Необходимую глубину
межкаскадной отрицательной обратной связи определяют .из соотношения
г=КгокФКг£,> (5ЛЗ>
Аг доп
где Кг доп — заданная величина допустимого коэффициента гармоник всего
усилителя.
Элементы цепи отрицательной обратной связи рассчитываются по методике,
приведенной .в разд. 3.7.
26. Определяем коэффициент частотных искажений усилителя. Как указано
выше, частотные искажения в области высоких частот рабочей полосы в основ-
254
UO.M вносятся мощными транзисторами оконечного каскада. .Величина коэффици-
ента частотных искажений этого каскада определяется по формуле
Мвок ~ Л/в оэ Ано ОК ОЭ — 1), (5.44)
где Мвоа — коэффициент частотных искажений транзисторов оконечного каскада
при включении их по схеме с общим эмиттером:
оэ = А4В оэТ1Жв оэТ< = Мв оэТ>Л1в оэТв. (5.45)
Входящие в ф-лу (5.45) значения коэффициентов частотных искажений транзи-
сторов 72—Та определяются по ф-ле (2.89).
В соответствии с заданной нормой допустимого коэффициента частотных
искажений «а. низшей рабочей частоте Л1а емкость разделительных конденсато-
ров СР1 и Срг определяется по ф-ле (3.20), а емкость блокировочного конденса-
тора Са — по ф-ле (3.23). Емкость конденсатора Сф .рассчитывается из сообра-
жений обеспечения необходимой развязки по цепи смещения 1-го каскада, необ-
ходимые расчетные соотношения приведены в разд. 3.2. При определении ем-
кости конденсатора СР2 внутреннее сопротивление транзисторов П и Г5 принимают
„ Ск мнн
равным Ни ~ —------, а Расчетные значения емкости конденсаторов
‘кт
следующие:
Ср1 = 6 мкф, Ср2 = 500 лкф, Сэ=100мкф, Сф = 100 мкф.
Коэффициенты частотных искажений усилителя в области высших и низких
частот его рабочей полосы с учетом наличия межкаокадной отрицательной об-
ратной связи определяем (по формулам;
м — 1 |. МВ1МВ ок 1
А4В ос — 1 Ф г. ’ (5.46)
г
.. ЛИ /1 I ^НР2^НЭ----- 1\
А4Н ос — AlHpi 11 ф- I. (5.47)
\ * /
В ф-ле (5.46) Л4а1 и Л1Бок —соответственно коэффициенты частотных иска-
жений, вносимых транзисторами первого и оконечного каскадов на высших ча-
стотах рабочей полосы частот.
Если значение глубины отрицательной обратной связи F, рассчитанное с
учетом необходимого уменьшения коэффициента .гармоник, не обеспечивает тре-
буемого снижения коэффициента частотных искажений, то навое значение глу-
бины отрицательной обратной связи определяется нз соотношений:
Р __А4в1Л1в ок—1
Б~ ЖВОс-1
Мнр1 (Мирзой
нэ О
Л^нос---Мнр!
(5.48)
(5.49)
За окончательный результат принимается большее значение глубины отри-
цательной обратной связи. .При необходимости (выбором величины емкости кон-
денсатора Сое можно получить частотноза'внсимую отрицательную обратную
связь с увеличивающейся глубиной в области высших частот рабочей полосы.
27. Площадь радиаторов для транзисторов оконечного каскада определяется
по формулам .и методике, приведенным в расчете однотактного усилителя мощ-
ности в режиме А ,(гл. 3).
При питании коллекторной цепи транзистора 7\ в схеме рис. 5.7а по вари-
анту схемы рис. 5.6 выражение для определения сопротивления /?по имеет вид
0 5Ек Ц)бТ, Ц)б Т4
1бтТ, Лг мнн
(5.50)
255
Величина тока /ок при таком включении определяется из соотношения
0,5ЕК 4- и кт — Цхуг, — Ц)бТ. (5 51)
_ ,ок~ /?но •
Как уже отмечалось, такой вариант питания коллекторной цепи транзи-
стора Ti применяется при сравнительно небольшой величине напряжения ис-
точника питания (£«'^9,е).
Приведенные выше расчетные соотношения также пригодны
для расчета схемы рис. 5.7а при использовании в этой схеме в ка-
честве термокомпенсирующего элемента точечного германиевого
диода вместо терморезистора. Для таких схем используют диоды
типов Д9А, Д9Г, Д9Е и другие, падение напряжения на которых
составляет 0,54-0,6 в при токе порядка 3-4-5 ма. Тип диода выби-
рают по его воль-тамперной характеристике, приведенной в спра-
вочной литературе. Диод пригоден для проектируемой схемы, если
при проходящем через него токе, равном току коллектора транзи-
стора 7\, падение напряжения на нем равно сумме напряжений
смещения на базах транзисторов Tz, Ts и 74.
Расчет схемы рис. 5.76 ведут в аналогичной последовательно-
сти. При этом режим транзисторов по постоянному току и основ-
ные показатели оконечного каскада (72 и Ts) определяются по
ф-лам (5.2), (5.3), (5.1), (3.120), (5.4), (5.5), (5.6) и (5.7). Режим
транзистора 7\ по постоянному и переменному токам определяет-
ся по ф-лам (5.50), (5.51), (5.30), (5.31), (5.32), (5.33), (5.34),
(5.36), (5.37), (5.38), (2.108), (2.122), (2.123), (2.132), (5.39), (5.21)".
Коэффициент гармоник и коэффициенты частотных искажений
оконечного каскада определяются по ф-лам (5.41), (5.42) и (5.44).
Емкость конденсаторов Ср1 и Ср2 определяется по ф-ле (3.20)
(табл. 5.1), а С3 — по ф-ле (3.23). Для оценки влияния отрица-
тельной обратной связи на качественные характеристики усилите-
ля следует воспользоваться ф-лами (5.43), (5.46), (5.47), (5.48),
(5.49).
При пользовании ф-лой (5.34) для определения сопротивления
резистора Д2 следует учесть, что слагаемое в числителе ПобТ4 рав-
но нулю.
Типы транзисторов Tt, Tz и Ts выбирают в соответствии с реко-
мендациями, приведенными в расчете схемы рис. 5.7а.
Схема рис. 5.6 также может быть рассчитана по приведенным
выше расчетным соотношениям. При этом сопротивления резисто-
ров R3 и Ri определяются из условия обеспечения через диод Д ве-
личины тока, необходимой для создания на нем падения напря-
жения, равного сумме напряжений смещения на базах транзисто-
ров Tz, Т3 и 7Д
Rs = /?4 = ^-^т.-уобт.-^т. ) (5 52)
Z/д
где /д — ток через диод, обеспечивающий падение напряжения
на нем, равное сумме напряжений смещения на базах транзисто-
ров Tz, Ts и Т^
256
г Если в схеме рис. 5.6 для термокомпенсации используется тер-
иорезистор, то расчетное сопротивление Rsz, равное сопротивлению
Параллельно включенных терморезистора и шунтирующего его
(резистора /?ш, определяется из соотношения
__ (^а + Rt) (Ц)бТ2 Ф ^обтз ^обТ4) (5 53)
Ек Ц)бТ2 Ц>бТЗ Ц)бТ4
В ф-ле (5.53) сопротивление резисторов R3 и iRt выбирается из ус-
ловия
Rs — Ri 0,5 /?вх юрхн (нижн)~. (5.54)
В данном варианте схемы при расчете режима транзистора Л не-
обходимо учесть шунтирование коллекторной нагрузки этого тран-
зистора по переменному току резисторами R3 и R^.
Расчет схемы рис. 5.8 также может быть выполнен по приве-
денной методике расчета для схемы рис. 5.7а. При этом сопротив-
ление резистора /?4 определяется из соотношения
^0бТз ^0бТ4 ^оетб) (5 55)
10кТ1 — Z06T3
Падение напряжения на коллекторе транзистора Т2 равно 0,8-4-1 в.
В качестве сопротивления нагрузки RH0 в данной схеме служит ре-
зистор R3.
5.3. Наладка и испытания
бестрансформаторных усилителей
Общие замечания
Подготовка к наладке, наладка и испытания бестрансформа-
торных усилителей ведутся в основном по методике, рекомендо-
ванной для наладки и испытаний трансформаторных усилителей.
Поэтому ниже приведены только специфические особенности вы-
полнения наладочных и испытательных работ над бестрансформа-
торными усилителями.
В процессе подготовки усилителя к наладке основное внимание
уделяется подбору пар последовательно включенных транзисторов.
Подбирают их по величине коэффициента усиления тока р, а так-
же по значению предельной частоты fp в случае использования
транзисторов в усилителях с максимальной частотой рабочей по-
лосы частот порядка fB^fp. Допустимый разброс по величине р у
пары подобранных транзисторов в основном зависит от значения
принятого в оконечном каскаде коэффициента использования на-
пряжения £н и может быть определен из соотношения
- 50(1 -U, %. (5.56)
9’/2—438 257
1
Выбор в качестве исходной величины для определения допу-
стимого разброса транзисторов по р коэффициента использования
напряжения Ё,н объясняется тем, что при значительном разбросе р.
у пары последовательно включенных транзисторов в схемах с до-
полнительной симметрией практически трудно установить равенст-
во их коллекторных напряжений. Последнее, как показано выше,,
приводит к нелинейным искажениям формы сигнала при макси-
мальной его величине за счет ограничения по напряжению. С по-
вышением температуры указанные отрицательные влияния раз-
броса параметра р у последовательно включенных транзисторов
усугубляются.
Допустимый разброс по предельной частоте fp у подобранной
пары транзисторов может лежать в пределах 10-4-30% благодаря :
включению их в оконечных каскадах типа рис. 5.6, 5.7, 5.8 по схе-
ме включения с общим коллектором.
В схеме бестрансформаторного усилителя с фазоинверсным
каскадом рис. 5.2 подбираются также пары диодов и Д2 по до- •
пустимой величине разброса их обратного сопротивления. Об- !
ратное сопротивление диодов желательно измерять при напряже- ;
нии, равном напряжению исходного смещения базы транзисторов !
оконечного каскада, у подобранной пары диодов разброс по обрат- ’
ному сопротивлению не должен превышать 10-ь20% с целью- i
обеспечения одинаковых условий термокомпенсации режима верх-
него и нижнего плеч.
Наладку рассмотренных схем бестрансформаторных усилите-
лей целесообразно проводить по приведенной ниже методике.
Наладка схем рис.5.2 и 5.4
При установке режима по постоянному току транзисторов Т2
и Т3 миллиамперметр включают последовательно в цепь коллек-
тора транзистора Т2, а вольтметр — параллельно его электродам
коллектор-эмиттер. Необходимую величину тока покоя /октг ус-
танавливают подбором сопротивления резистора R3. Если при не-
обходимом значении тока /0кт2 напряжение на коллекторе тран-
зистора Т2 больше половины напряжения источника питания
(П0кТ2>0,5Е'ц% то для его уменьшения следует снизить сопротив-
ление резистора/?5; при {7окТ2<0,5Ец сопротивление резистора Rs
необходимо увеличить.
Перед измерениями основных характеристик усилителя по ос-
циллографу, подключенному параллельно нагрузке, проверяют
симметричность формы выходного сигнала. Если форма сигна-
ла несимметричная относительно горизонтальной оси, то ее сим-
метрируют потенциометром Rs. Точную симметрию плеч устанав-
ливают по минимуму показаний измерителя нелинейных искаже-
ний, подключенного к нагрузке усилителя.
258
тоанзистораМИ- Кроме того’ ПРИ больших
т„ка?кения формы выходного сигна-
.,AUAnoiA ^<,оИЛЛ :,лоТы транзисторов оконечного ка-
ла могут возникать в случае рабо V „
скада с величиной коллекторного в области высших
дельно допустимой. Нелинейные и ь по причине большого раз.
недельной Частоты f р У последовательно вклю-
Редельн искажения формы выходного
......./„“величиной усиления плеч оконеч-
вЬцпе, уменьшаются путем подбо-
л на входе транзистора Т3. Умень-
'обусловленных неправильным вы-
’ Т3 по постоянному току дости-
эТцх транзисторов и приведением
[/ок к номинальному значению
Е „ „ ____.„„.„„типи усилителя в области низших
Завал частотной хара р _ оИСХодит при недостаточной ве-
Мстот рабочей полосы обычно пр енсатоР с с с и
Личине емкости разделительных еЫЯВЛЯЮТ п^ем измерения Ча.
Ср»- Неисправные конд-н р и после разделительных кон-
стотных характеристик в точках Д и£ования указанных
денсаторов либо путем псючереДВ конденса;ором равнозначной
конденсаторов заведомо исправны г
емкости. сигнала в схемах рис. 5.2, 5.4
Нелинейные искажен я ф р х уров.нях за счет нелиней-
обычно возникают при малых входн т т открытых
ности входных характеристик тРа за
малым током покоя « также пр« об овленного неравным рас-
счет ограничения по напряжению, у ия. последова-
пределением напряжения уточни* X бо
тельно включенными транзисторам^^ выхо£ного сигна-
иходных уровнях нелинейные иска Ц в ОКО11ечнОго ка-
ла могут возникать в случае рабо Р „
скада с величиной коллекторного н н
дельно допустимой. —........
стот рабочей полосы могут воз
личия значений щ
ченных транзисторов. Нелинейные
сигнала, вызванные различной
ного каскада, как указывалось
ра величины напряжения сигнала
шенне нелинейных искажений,
бором режима транзисторов Т2 li
гается увеличением тока покоя
их коллекторного напряжения
Г) К р
в'процессе отработки оптимального режима термокомпенсации
D процессе uipuoui „„анению величины коллекторного
основное внимание уделяют сохра во стании температуры.
напряжения транзисторов J2 и /еобходимой
термоком-
для S Гэ”ффеХПяой Терм_сацИИ необходи.
пенсации, io a w с меньшим значением величи-
мо подобрать другую пару диодов
иы обратного сопротивления.
Наладка схемы Р,1С' 5-6
В схеме рис. 5.6 подгонка режима транзисторов. Л и Л по по-
'-AV1V1V г м г подбором величины сопротивле-
стоянному току осуществляется п » ₽ й юлтин(, K0J;„eTO
нкя резисторов R, и Яь Если яря » тмнз е Tt ₽
* ₽Ги уменьшить
то уменьшают R3 и увеличивают
9'/2* 259
ного изменения сопротивлений резисторов R3 и Ri вызвана стрем-3
лением сохранить величину напряжения начального смещениям
транзисторов Т2, Т3, Tt, снимаемого с диода Д. Существенным не-J
достатком схем рис. 5.6 и 5.7, в которых применено непосредствен-!
ное включение транзисторов в каждом плече, является неравен-!
ство коэффициентов усиления по напряжению и входных сопро-Я
тивлений верхнего и нижнего плеч. При этом величина коэффи-1
циента усиления нижнего плеча больше, а его входное сопротив- а
ление меньше, чем у верхнего плеча. Указанная асимметрия вы-1
зывает некоторые искажения формы сигнала на выходе усилите- ;
ля. Для уменьшения нелинейных искажений в цепь эмиттера тран- J
зистора Т3 включают резистор либо дроссель, что приводит к уве- "
личению его входного сопротивления и снижению коэффициента j
усиления по напряжению нижнего плеча до значений, имеющих ме-
сто в верхнем плече. С целью уменьшения частотных искажений
при включении дросселя его шунтируют резистором, ограничи-
вающим увеличение сопротивления с ростом частоты.
В некоторых схемах усилителей для выравнивания входных =
сопротивлений плеч последовательно в цепь базы транзисторов
Т2 и Т3 включают балластные резисторы. Однако такая баланси-
ровка крайне нежелательна, так как при этом ухудшается тем-
пературная стабильность режима оконечного каскада. Более ра-
циональным решением по уменьшению искажений, связанных с
асимметрией плеч, является введение межкаскадной отрицатель-
ной обратной связи с выхода усилителя на вход 1-го каскада. Вве-
дение межкаскадной отрицательной обратной связи улучшает ка-
чественные показатели усилителя в целом, а также позволяет
уменьшить величину емкости разделительных конденсаторов Срг,
Срз и блокирующего конденсатора Cs.
При ограниченной форме сигнала на коллекторе транзистора
Тх причину ограничения определяют по методике, рекомендован-
ной для наладки трансформаторного однотактного усилителя мощ-
ности в режиме А, а при ограничении в оконечном каскаде —
по методике, рекомендованной для наладки трансформаторных
усилителей мощности в режиме В.
При температурных испытаниях оптимальный режим термо-
компенсации в оконечном каскаде достигается путем подбора
диода Д с необходимой крутизной вольтамперной характеристики.
Температурная стабильность режимов транзисторов Т& и Т5 мо-
жет быть повышена уменьшением сопротивлений резисторов Rs
и RG.
Наладка схемы рис. 5.7 а
Методика наладки этой схемы несколько отлична от рассмот-
ренной выше ввиду наличия непосредственной связи по постоян-
ному току между транзистором Л и оконечным каскадом. Для
260
установки режимов транзисторов по постоянному току из низко-
омных резисторов собирают искусственный делитель напряжения
источника питания и к точке делителя с напряжением 0,5 £к под-
ключают резистор R3, отключенный от эмиттера транзистора Т^.
Подбором величины сопротивления резистора устанавливают
необходимый коллекторный ток транзистора Tt, а подбором вели-
чины резистора устанавливают коллекторные токи транзисто-
ров Т2, Т3, Ti и Т5. Если схема спроектирована правильно и хоро-
шо подобраны пары транзисторов Т2, Т3 и Ti, Т5, то при номиналь-
ных значениях коллекторных токов этих транзисторов коллектор-
ное напряжение на Т4 и Т3 будет равно 0,5 Ек. В дальнейшем ре-
зистор отключают от делителя и подключают к эмиттеру тран-
зистора Tt и вновь проверяют режимы всех транзисторов по по-
стоянному току.
Основные технические характеристики усилителя проверяют
первоначально без цепи отрицательной обратной связи, а затем—
с обратной связью. Причины возникновения частотных и нелиней-
ных искажений в схеме рис. 5.7а аналогичны приведенным для
схемы рис. 5.6.
Частотная характеристика усилителя при необходимости мо-
жет быть скорректирована .изменением величины емкости конден-
сатора цепи отрицательной обратной связи Сое, с ее увеличением
усиление усилителя на высших частотах его рабочей полосы умень-
шается. Если частотная характеристика усилителя имеет завал в
области низших частот, то выбором соответствующей величины
емкости Сос характеристику можно несколько выравнять за счет
создания режима равномерного снижения усиления с ростом ча-
стоты. Возникающее при этом уменьшение напряжения сигнала на
выходе усилителя компенсируют увеличением напряжения сигна-
ла на его входе.
В схеме рис. 5.7а температурная стабильность режима оконеч-
ного каскада в значительной степени зависит от стабильности
режима первого каскада. Поэтому перед отработкой схемы тер-
мокомпенсации оконечного каскада проверяют температурную
стабильность режима l-ro каскада. Значительное увеличение кол-
лекторного тока с ростом температуры создает дополнительное
падение напряжения на сопротивлениях начального смещения 7?т
и Rw. Это напряжение противодействует эффекту термокомпенса-
ции, возникающему в результате уменьшения сопротивления тер-
морезистора Rt от повышения температуры окружающей среды.
Для оценки стабильности режима транзистора 7\ определяют при-
ращение его коллекторного тока при максимальной положитель-
ной температуре. Если это приращение превышает расчетное зна-
чение, то проверяют правильность выбора схемных элементен. 1-го
каскада и измеряют величину обратного тока коллектора тран-
зистора Tt. При необходимости температурная стабильность режи-
ма транзистора 1-го каскада может быть повышена увеличением
’Iе-438 ' 261
сопротивления резистора Ra и уменьшением сопротивления резиЛИ
стора Ri. Расчетные соотношения, необходимые для оценки допу^Я
стимости возникающих изменений тока транзистора Ti при повы-в
Шенной температуре, приведены в разд. 5.2. »
Режим оптимальной термокомпенсации в оконечном каскаде"®
устанавливают путем уточнения величин сопротивлений терморе-Я
зистора К? и резистора Rm. В случае недостаточной термокомпенса-Я
ции режима сопротивление резистора Rm увеличивают, а в случаев
перекомпенсации—уменьшают. При выборе каждого нового значе-Я
ния сопротивления резистора Rm необходимо снова установить ве- .
личину коллекторного тока транзистора Ть обеспечивающую необхо- ’
димый ток покоя транзисторов Г4 и Т5 при номинальной рабочей
температуре, а затем проверить работу схемы при повышенной -Я
температуре. Если изменения сопротивления резистора в про- я
цессе наладки вызывают недопустимые отклонения режима тран- j
зистора Ti, то необходимо выбрать другой терморезистор; при Л
недокомпенсации терморезистор выбирают с меньшей величиной' я
сопротивления 7?т+20°с» при перекомпенсации — с большей вели- Ч
чиной сопротивления /?т+20°с. |
Температурная стабильность режима оконечного каскада может а
быть повышена путем уменьшения сопротивлений резисторов R% I
и R3. ’
После установления необходимой температурной стабильности 1
режима оконечного каскада проверяют работу схемы поддержа- ,1
ния равных напряжений на коллекторах транзисторов и Т5 при 1
изменении напряжения источника питания и температуры окру- 1
жающей среды. При недостаточно эффективной работе схемы не-
обходимо при сохранении режима транзистора по постоянно-
му току задаться меньшими значениями сопротивлений резисторов j
Ri, Rt и Rs. Наладку схемы рис. 5.76 ведут в аналогичной пос- j
ледовательности. Повышение температурной стабильности схемы (
достигается увеличением сопротивления резистора Ra и умень- <
шением Ri.
Наладка схемы рис. 5.8
Наладку этой схемы в основном ведут по рассмотренной вы-
ше методике наладки схем рис. 5.7. Исключение составляет опе-
рация установки коллекторного тока покоя транзисторов оконечно-
го каскада, которую выполняют путем подбора величины сопро-
тивления резистора Rt.
ГЛАВА 6.
РЕГУЛИРОВКА И ИСПЫТАНИЯ
РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
R 6.1. Общие замечания
ff Резонансными принято называть усилители с нагрузкой в вй-
V де настроенного LC контура либо системы настроенных взаимо-
Е' связанных контуров. Усиление резонансного усилителя имеет мак-
Ег снмальную величину на резонансной частоте и уменьшается на
' частотах, отличных от резонансной. Основными техническими ха-
рактеристиками резонансного усилителя являются его коэффи-
F циент устойчивого усиления и избирательность при заданной рас-
i стройке. При этом избирательность усилителя определяется отно-
шением коэффициента усиления по напряжению на резонансной
• частоте (Квр) к его значению на частоте, относительно которой
оценивается избирательность (Кв):
5И = 4^, (6.1)
Ан
5иГ^ = 201е^- = 201ё5и. (6.2)
Величина избирательности при заданной расстройке р зави*
сит от добротности коллекторного контура QK и определяется по
ф-ле
5И= + у)2. (6.3)
Расстройка
p=h±AL=f (6.4)
/р /р
где f — частота, относительно которой определяется избиратель-
ность; fp — резонансная частота. Графически избирательные свой-
ства резонансного усилителя отображаются характеристиками,
представляющими зависимость его коэффициента усиления нал*
ряжения, либо избирательности от значения абсолютной (А/), ли-
бо относительной (р) частотной расстройки (рис. 6.1).
, Избирательные свойства резонансного контура в схеме усили-
теля могут быть наиболее полно реализованы при условии ма-
S'1* 263.
лого шунтирования контура выходным сопротивлением источни-
ка сигнала и сопротивлением нагрузки. В ламповых схемах резо-
нансных усилителей малое шунтирование контура обеспечивается
благодаря высокому входному и выходному сопротивлениям эк-
Р.ис. 6..1. Характеристи-
ки избирательности ре-
зонансного усилителя:
кривая 1 — Ки=»<р(Л;
кривая 2 —
ранированных ламп. В схемах ре-
зонансных усилителей на транзи-
сторах при необходимости получе-
ния высокой избирательности пол-
ное подключение транзистора к кон-
туру аналогично лампе недопусти-
мо ввиду малых значений сопро-
тивлений и значительных величин
емкости входной и выходной цепей
транзистора. Последнее наряду со
снижением добротности контура
приводит также к его расстройке;
степень расстройки контура изме-
няется при колебаниях напряжения
источника питания и температуры
окружающей среды, влияющих на
величину входной и выходной емкостей транзистора. Поэтому в
схемах резонансных усилителей в основном применяют неполное
Подключение транзистора к контуру.
Существенным недостатком транзисторов по сравнению с лам-
пами является также наличие у них значительной внутренней об-
ратной связи, создающей опасность неустойчивой работы усили-
теля и, кроме того, приводящей к искажениям формы резонанс-
ных кривых и взаимозависимости настроек контуров различных
каскадов. Повышение устойчивости резонансных усилителей при
сравнительно высоком усилении достигается применением схем
нейтрализации внутренней обратной связи. Необходимость прове-
дения нейтрализации возникает при использовании транзистора
на частотах порядка (0,054-0,1) fs. Введение нейтрализации наряду
с усложнением схемы каскада связано р весьма трудоемким ин-
дивидуальным подбором схемных элементов цепи нейтрализации
для каждого усилительного каскада. Поэтому на практике стре-
мятся исключить необходимость нейтрализации путем примене-
ния более высокочастотных транзисторов с малым значением ем-
кости коллекторного перехода Сю а также выбором режима кас-
када с усилением, не превышающим устойчивое значение.
В резонансных усилителях транзистор может быть включен по
схеме с общим эмиттером (рис. 6.2о), общей базой (рис. 6.26) и
общим коллектором (рис. 6.2 в). На практике в основном полу-
чило применение включение транзистора по схеме с общим эмит-
тером, обеспечивающее максимальное усиление по мощности при
минимальном уровне шумов. Однако в области более высоких
частот для данного типа транзистора схема включения с общей
базой при одинаковых значениях усиления работает устойчивее
264-
схемы с общим эмиттером благодаря меньшему влиянию внутрен-
ней обратной связи транзистора. Высокое выходное сопротивле-
ние схемы с общей базой допускает полное подключение выход-
ной цепи транзистора к контуру. Схема включения транзистора с
Рис. 6.2. Схемы включе-
ния транзистора в резо-
нансных усилителях:
л) с' общим эмиттером;
б) с общей базой; в) с
общим коллектором
Рис. 6.3. Частотные харак-
теристики входного сопро-
тивления резонансных уси-
лителей:
1 — при включении транзис-
тора по схеме с общим эмит-
тером; 2 — по схеме с общей
базой
общим коллектором имеет коэффициент усиления напряжения
меньше единицы и применяется при необходимости получения вы-
сокого частотнозависимого входного сопротивления.
Входное сопротивление резонансных усилителей ввиду влия-
ния внутренней обратной связи транзисторов изменяется с изме-
нением частоты входного сигнала; в схеме включения с общим
эмиттером на резонансной частоте входное сопротивление имеет
минимальное значение, в схеме с общей базой — максимальное
значение (рис. 6.3).
На рис. 6.4 показаны основные варианты схем включения кон-
тура в коллекторную цепь транзистора. Схему рис. 6.4а с транс-
форматорным включением контура в основном применяют в низ-
кочастотных резонансных каскадах усиления с небольшой изби-
рательностью либо в высокочастотных каскадах при использова-
нии высокочастотных транзисторов с малым значением емкости
коллекторного перехода Ск. В данном варианте схемы, как ука-
зывалось выше, может происходить расстройка контура при ко-
лебаниях напряжения источника питания и изменениях темпера-
туры окружающей среды.
* В схемах рис. 6.46, в, г применено неполное подключение тран-
зистора к контуру, что обеспечивает высокую избирательность и
265
стабильность настройки резонансного усилителя. Из схем с не-
полным включением контура наибольшее применение получили
схемы с автотрансформаторным (рис. 6.46) и двойным автотранс-
форматорным .1(рис. 6.4 в) включением контура, отличающиеся
простотой построения и наладки. Схему с емкостным включением
контура (рис. 6.4 а) применяют реже и в основном в усилителях
Рис. 6.4. Схемы включения резонансного контура в кол-
лекторную цепь (транзистора:
а) (трансформаторная; б) автотрансформаторная;
в) двойная автотрансформаторная; г) емкостная
с фиксированной настройкой. К преимуществам этой схемы сле-
дует отнести простоту конструкции контурной катушки, отсутст-
вие разделительного конденсатора в цепи базы транзистора, а
также возможность получения малых величин коэффициента
включения нагрузки в контур. Последнее может оказаться прак-
тически не выполнимым в трансформаторной и автотрансформа-
торной схемах при малом количестве витков контурной катушки.
Недостатком схемы рис. 6.4 г следует считать сложность ее на-
стройки, так как величины емкости подбираемых конденсаторов
должны обеспечить «настройку контура на заданную частоту при
определенной величине напряжения на нагрузке.
Коэффициент усиления резонансного усилителя по напряжению
зависит от значения эквивалентного сопротивления его контура
/?э, шунтированного нагрузкой, и определяется выражением
/С = , (6.5)
Лиз (1 -ф- Л 223 Rks) — Р Р Rk3
где /?кэ — эквивалентное сопротивление шунтированного контура
на резонансной частоте, приведенное в коллекторную цепь тран-
зистора; п — коэффициент, равный отношению напряжения сиг-
нала на нагрузке к напряжению на коллекторе. Эквивалентное
сопротивление нешунтированного контура пропорционально ве-
266
личине его добротности QK и индуктивности контурной катушки
Z?s = 6,28-fpQKL. (6.6)
Величину /?э можно также определить через известные пара-
метры контура: индуктивность L, емкость С и последовательное
сопротивление активных потерь в контуре гк. При этом
7?э = -^—. (6.7)
с гк
При наличии шунтирующего резистора /?ш, включенного па-
раллельно контуру, сопротивление i/?3 уменьшается, а последова-
тельное сопротивление, эквивалентное потерям в контуре rIt,
личивается. Новое значение г к определяется из выражения
уве-
(6.8)
уси-
чем
Из приведенных выше расчетных соотношений видно, что
ление и избирательность резонансного усилителя тем выше,
больше значение добротности его контура.
В зависимости от соотношения частот настройки усилителя и
предельной частоты транзистора в. ф-лу (6.5) подставляют низко-
частотные либо высокочастотные /i-параметры транзистора (см.
гл. 2). Рассчитанное по ф-ле (6.5) значение коэффициента уси-
ления по напряжению не должно превышать величину устойчиво-
го коэффициента усиления для выбранного типа транзистора.
В случае отсутствия нейтрализации и равенства сопротивле-
ния нагрузки входному сопротивлению транзистора величину ко-
эффициента устойчивого усиления определяют из выражения
Киу=—=W’ М
у МрСкГб
где Ск и Гб — высокочастотные параметры выбранного транзис-
тора.
В процессе проектирования резонансных усилителей решается
задача обеспечения необходимой избирательности при заданной
расстройке и допустимой величине частотных искажений в пре-
делах рабочей полосы частот. При этом величину добротности кон-
тура определяют из соображений обеспечения вышеуказанных
двух условий. Минимальную добротность контура, обеспечиваю-
щую необходимую избирательность при заданной расстройке, оп-
ределяют из выражения
QSH=—(6.Ю)
р——
р
267
Величина максимально допустимой добротности контура, при’1
которой частотные искажения в рабочей полосе не превышают1
нормированной величины 7И=^Г , определяется выражением
Кн_____
Кл*! —1
(6.11)
1
Pl——
Pl
где Ali и pi — соответственно допустимая величина коэффициента
частотных искажений и расстройка, при которой данные частот-
ные искажения имеют место.
Получение необходимой избирательности с учетом допустимой
величины' частотных искажений в одноконтурном резонансном
усилителе обеспечивается при значениях Qm^Qsu- При этом ве-
личину добротности контура Q принимают равной среднеариф-
метическому значению Q=------%----,что гарантирует уменьшение
частотных искажений в рабочей полосе и увеличение избиратель-
ности при заданной расстройке.
Если в результате расчета по ф-лам (6.10) и (6.11) получено
значение QmCQsh. то это значит, что в данном одноконтурном
усилителе условие получения необходимой избирательности при
заданных частотных искажениях не может быть обеспечено. Для
решения задачи необходимо применить двухконтурные системы со
связью между контурами больше критической либо систему с дву-
мя расстроенными контурами.
Основным показателем резонансного усилителя является так-
же стабильность частоты настройки его контура при изменениях
температуры окружающей среды и напряжения источника пита-
ния. Температурную стабильность оценивают по величине абсо-
лютного А/ либо относительного — изменения частоты настрой-
/р
ки резонансного контура при изменении температуры окружаю-
щей среды на ГС. Уход частоты настройки контура при колеба-
ниях температуры окружающей среды происходит в связи с воз-
никающими изменениями емкости конденсатора и индуктивности
катушки самого контура, а также входной емкости нагрузки и вы-
ходной емкости транзистора, подключенных к контуру парал-
лельно. Указанные относительные изменения емкости контурного
AC AL
конденсатора ~ и индуктивности катушки — зависят от вида
материалов, применяемых для их изготовления, и технологии об-
работки этих материалов. У различных типов конденсаторов от-
носительное изменение емкости при изменении температуры на
ГС (температурный коэффициент емкости ТКЕ, обозначаемый
ас) лежит в пределах от 10-3 до 5-10-6, а относительное измене-
ние индуктивности катушек на ГС (температурный коэффициент
индуктивности ТКИ, обозначаемый «г)—от 10~3 до КГ5. При
268
этом относительные изменения L и С могут иметь положительный
либо отрицательный знак. Последнее позволяет соответствующим
подбором типа конденсатора и сердечника для катушки индук-
тивности добиться взаимной термокомпенсации ухода их пара-
метров. В резонансных усилителях с термокомпенсацией относи-
тельное изменение частоты настройки контура может быть дове-
дено до значений
A f/f = (204-50) • 10~6 на 1 °C,
в то время как без термокомпенсации относительное изменение
частоты обычно составляет
А///>10~4на 1°С.
Приведенные возможные величины относительных изменений
частоты настройки контуров не учитывают влияния изменений от
температуры выходной емкости транзистора. Как показывают
графики на рис. 6.5 относительные изменения выходной емкости
транзистора при изменении
температуры на 1°С лежат в
пределах (14-5)-10-2, что зна-
чительно превышает относи-
тельные изменения параметров
контурного конденсатора и ка-
тушки; входная емкость тран-
зистора цри применении хоро-
шей термостабилизации прак-
тически мало , изменяется.
Уменьшение влияния выходной
емкости транзистора на ста-
бильность настройки контура
достигается применением не-
полного подключения транзи-
-60 -ВО -20 0 *20 *В0 *60 t°c
Рис. 6.5. Зависимость входной и выход-
ной емкостей транзистора от темпера-
туры
стора к контуру, а также вы-
бором величины емкости контурного конденсатора настолько боль-
шой (С’^204-100 СВых), чтобы изменения выходной емкости тран-
зистора практически не влияли на величину суммарной контурной
емкости. При таком выборе величины емкости контурного конден-
сатора обеспечивается также взаимозаменяемость транзисторов
без подстройки контура.
Основные расчетные соотношения, определяющие влияние из-
менений температуры окружающей среды и напряжения источни-
ка питания на стабильность настройки контура резонансного уси-
лителя, приведены в разд. 6.7.
6.2. Колебательный контур
Выше было показано, что избирательность резонансного уси-
лителя опреде. хтся добротностью его контуров. Добротностью
контура называюх' отношение реактивного сопротивления катуш-
1269
ки индуктивности либо контурного конденсатора на резонансной
частоте к сопротивлению потерь в контуре га:
qk=Ml = _±_ . (6.12)
гп фр С гп
Поскольку потери в конденсаторах обычно значительно ниже,
чем потери в контурных катушках, то с достаточной для практи-
ческих целей точностью считают, что сопротивление потерь гп от-
ражает потери только в катушке .индуктивности.
Конструктивное исполнение катушки индуктивности зависит от
величины ее индуктивности при заданной добротности, а также от
требований, предъявляемых к стабильности параметров катушки
при работе в заданном интервале температур. В практике приме-
няются катушки без ферромагнитных сердечников («воздушные
катушки») и катушки с сердечниками. Катушки без сердечников
применяются сравнительно не часто и в основном на частотах свы-
ше десятков мегагерц при значениях индуктивности порядка до-
лей миллигенри, Максимальная величина добротности таких ка-
тушек при приемлемых габаритах не превышает 1004-200. Тем-
пературный коэффициент индуктивности ТКИ наиболее стабиль-
ных катушек без сердечников, изготовленных на керамических
каркасах методом осаждения, равен (104-20) • Ю-® на 1°С; при из-
готовлении катушек на каркасе из бакелизированной бумажной
трубки ТКИ равен (504-100) • 10~6 на 1°С.
Основными преимуществами катушек без сердечников являют-
ся их высокая температурная стабильность и полное отсутствие
гв £ l зависимости величины индуктивности
а-j---^—।--1—rrrn 0 от амплитуды приложенного напря-
жения. Последнее имеет существенное
Рис. 6.6. Эквивалентная схема значение в резонансных усилителях
катушки с .магнитным сердеч- МОЩНОСТИ.
ником Для изготовления малогабаритных
катушек индуктивности с высокой
добротностью, работающих в диапазоне частот от десятков герц
до сотен мегагерц, применяют сердечники из различных магнитных
материалов. Эквивалентная последовательная схема такой катуш-
ки с сердечником приведена на рис. 6.6. В этой схеме г0 — сопро-
тивление потерь в обмотке катушки, гс— сопротивление потерь в
сердечнике, а rv—r0+rc: В .соответствии с определением добротно-
сти катушки она рассчитывается по формуле
(oL 4>L /г.
Добротность обмотки при величине индуктивности, равной индук-
тивности катушки с сердечником Qo, определяется выражением
Qo = — . (6.14)
го
270
в добротность сердечника при величине индуктивности, равной
индуктивности катушки с сердечником Qc, — выражением
Qc=~. (6.15)
г с
Подставив (6.14) и (6.15) в ф-лу (6.13), получим
q = .. 9° gc . (6.16)
L Qo^Qe V
Формула (6.16) показывает, что добротность катушки с сердеч-
ником определяется добротностью сердечника и добротностью об-
мотки и всегда меньше наименьшей из этих составляющих.
Величина добротности обмотки Qo может достигать 3004-500.
Сопротивление потерь в обмотке катушки г0 в диапазоне частот
до 1 Мгц отражает в основном потери на активном сопротивле-
нии провода переменному току. Это сопротивление потерь с ро-
стом частоты увеличивается в связи с увеличением влияния по-
верхностного эффекта. Для уменьше-
ния влияния поверхностного эффекта
и соответствующего повышения доб-
ротности катушки при заданном сече-
нии провода применяют многожильный
провод с изолированными жилами ти-
па литцендрат. Повышение добротно-
сти катушки при применении литценд-
рата может достигать 304-40%.
На рис. 6.7 приведены графики за-
висимости активного сопротивления
переменному току одиночных прово-
дов различных диаметров от частоты.
Пользование графиками позволяет
правильно решить вопрос о целесооб-
разности применения дорогостоящего
провода типа литцендрат для одно-
слойных катушек индуктивности с не-
большим количеством витков и ма-
лым диаметром провода. Для опре-
деления активного сопротивления пе-
ременному току провода многослойной
катушки эти графики непригодны, так
Рис. 6.7. Зависимость активно-
как они не учитывают увеличения со- го сопротивления провода от
противления провода за счет взаимо- частоты
индукции между отдельными витками.
Расчет сопротивления провода переменному току таких катушек
ведется по полным формулам, учитывающим геометрические раз-
меры катушки, диаметр провода и число'витков {17].
Величина добротности сердечника Qc может достигать 500 и
более. При этом в качестве добротности сердечника имеют в ви-
/. 2 71
04 new?
272
ду величину, обратную тангенсу угла потерь в сердечнике tg6, ха-
рактеризующего отношение мощности потерь в сердечнике катуш-
ки к полезной мощности (в данном случае реактивной).
Современные магнитные материалы делятся на три группы:
металлические (железо и его сплавы), порошкообразные (магни-
тодиэлектрики), 'неметаллические сплавы (ферриты).
Металлические магнитные материалы применяются в сравни-
тельно низком диапазоне частот. Наиболее «высокочастотные» ме-
таллические ферромагнетики (пермаллой с толщиной ленты до
0,01 мм) применяются на частотах до нескольких десятков кило-
герц. Магнитная проницаемость лучших сортов металлических
ферромагнетиков в области низких частот может достигать 30000.
С ростом частоты добротность и магнитная проницаемость метал-
лических ферромагнетиков резко падают [26].
Магнитодиэлектрики (альсифер, карбонильное железо и др.)
представляют собой искусственно приготовленные неоднородные
ферромагнетики, изготовленные путем смешения ферромагнитных
порошков с диэлектриками. Магнитодиэлектрики характеризуют-
ся малыми потерями, они применяются в широком диапазоне час-
тот, их магнитная проницаемость не превышает 90 единиц [17].
Особое значение для практического применения в диапазоне
частот от десятков герц до нескольких мегагерц имеют ферриты.
Ферриты — это твердые растворы двух или нескольких простых
ферритов. Свойства ферритов зависят от их состава, и поэтому в
названии ферритов отражается их структура — «никель-цинко-
вые» (1000НН, 2000НН), «марганцевые» (1000НМ, 2000НМ), ли-
тиевые и др. Начальная магнитная проницаемость ферритов ро
(при напряженности поля Я<10 мэ) в зависимости от химиче-
ского состава и технологии обработки лежит в пределах 10-?-7000..
Добротность ферритовых сердечников может достигать 500 и бо-
лее в области относительно низких частот. С ростом частоты доб-
ротность и проницаемость ферритов уменьшаются (рис. 6.8).
Основными характеристиками магнитных материалов приняты
начальная магнитная проницаемость тангенс угла потерь
tg6= 1/Qc, а также температурный коэффициент проницаемости
ар. , показывающий относительное изменение магнитной прони-
цаемости при изменении температуры на 1°С. В .справочной ли-
тературе приводится также величина, именуемая граничной ча-
стотой применения феррита. Под этим термином понимают часто-
ту, на которой добротность сердечника Qc= Ю (tg6='0,l).
Наибольшей температурной стабильностью проницаемости, а
также стабильностью проницаемости во времени обладают аль-
сиферы. Некоторые типы альсиферов имеют отрицательный тем-
пературный коэффициент проницаемости, что позволяет при их
использовании компенсировать изменения емкости контура при
изменениях температуры. Наименьшей температурной стабильно-
стью проницаемости, а также стабильностью ее во времени об-
Таблица 6.1
Марка сердечника Материал сердечника Начальная проницае- мость Щ Доброт- ность сер- дечника Qc на частоте 100 кгц Изменение проницае- мости в те- чение года, % Темпера- турный ко- эффициент, умножен- ный на 10-6 а • Ю 6 И Граничная частота кгц
4000НМ Феррит марга- нец-цииковый 4000 25 0,7 3500 220
3000HM То же 3000 35 0,7 3000 330
2000НМ- 2000 100 0,7 3000 600
2000НН Феррит никель- цинковый 2000 12 0,7 6000 3
I000HH То же 1000 32 0,5 4000 400
600НН > J 600 100 0,5 3500 1,2x103
400НН » 400 190 0,5 2000 2,2X103
200НН 200 230 0.5 800 ЗХ103
100НН » 100 1001) 0,75 25хЮз
ТЧ—60 Альсифер 60 1302) — —400 100
ВЧ—32 То же 32 200») — —250 500
ВЧК—22 В 22 3004) — ±50 1,5x103
Р—4 Карбонильное железо 12 к 500 кО 150 5X103
50НХС®) Пермаллой 1800 504) — — 10
* ) На частоте 5 Мец. * ) На частоте 10'кгц. • ) На частоте 50 кгц. ‘) На частоте 150 кгц. • ) При толщине материала 0,05 мм.
ладают ферриты. В табл. 6.1 приведены справочные данные не-
которых ферромагнитных материалов. Указанные в таблице ве-
личины добротности, начальной магнитной проницаемости и тем-
пературного коэффициента проницаемости справедливы для то-
роидальных и горшкообразных сердечников без немагнитных за-
зоров. При наличии немагнитных зазоров эквивалентные пара-
метры сердечников определяются из выражений:
р9=—*4- ; (6.17)
Qc3=Qc(i+h-^-); (6.18).
• <619>
274
где /3 — длина немагнит-
ного зазора, /с — средняя
длина силовой линии в
сердечнике (рис. 6.9),
приводимая в его пас-
портных данных. Индук-
тивность катушки с сер-
дечником и добротность
обмотки при введении не-
магнитного зазора соот-
ветственно равны:
£'=---------, (6.20)
1 . ^3
ИНу
*с
(6.21)
•с
Рис. 6.9. Формы ферритовых сердечников:
а) тороидальная; б) горшкоюбразная без под-
строечника
Из приведенных соотношений видно, что введение немагнит-
ного зазора в сердечник уменьшает индуктивность катушки с сер-
дечником, но увеличивает добротность, температурную и времен-
ную стабильность сердечника; величина добротности обмотки Qo
при введении зазора в сердечник уменьшается. При этом величи-
на добротности катушки с сердечником возрастает только в слу-
чае введения зазора, равного оптимальному:
4onT=v(/-^-1)- (6-22)
Однако, как следует из этого выражения, оптимальный зазор
может быть получен только в случае, если добротность обмотки
Qo больше добротности сердечника без зазора Qc. !
Эффективная магнитная проницаемость цэфф и добротность сер-
дечника Qc зависят от величины переменной напряженности поля
в сердечнике Я. Из рис. 6.10 видно, что эта зависимость сильно
проявляется у сердечников с большой магнитной проницаемостью
и в меньшей степени у сердечников с малой магнитной проницае-
мостью. Кроме того, на характер зависимости магнитной прони-
цаемости от напряженности поля влияет также величина рабочей
частоты (рис. 6.11). Указанные изменения магнитной проницаемо-
сти и добротности сердечника от величины напряженности поля
учитывают при проектировании катушек с сердечниками путем
выбора соответствующей марки материала и типоразмера сер-
дечника. Если сердечник выбран правильно, то при напряжен-
ностях поля, имеющихся на различных -амплитудах сигнала, не
должны возникать изменения магнитной проницаемости сердеч-
ника, могущие привести к расстройке контура.
275
Рис. 6.110. Зависимость эффективной магнитной проницаемости
и добротности ферритовых сердечников от величины напря-
женности поля на частоте 100 кгц:
а) никель-цинковые ферриты; б) .марганцевые .ферриты
б)
Рис. 6.11. Зависимость эффективной магнитной
проницаемости ферритовых сердечников от на-
пряженности поля на различных частотах
Для уменьшения рас-
стройки контура больши-
ми, изменяющимися по
величине амплитудами
сигнала, сердечник выби-
рают с .возможно мень-
шим значением магнит-
ной проницаемости либо
применяют сердечник с
большой магнитной про-
ницаемостью и вводят не-
магнитный зазор.
На величину магнит-
ной. проницаемости сер-
дечника . существенное
влияние оказывает также
постоянное подмагничи-
вание. Влияние постоян-
ного подмагничивания
оценивают по величине
обратимой магнитной про-
ницаемости р.г для опре-
деленного значения пере-
менной составляющей на-
пряженности поля (обыч-
но 5 мэ) и различных ве-
личин напряженности по-
стоянного поля. Из рис.
6.12 видно, что влияние
постоянного подмагничи-
вания слабее проявляет-
ся у сердечников с мень-
шим значением началь-
ной магнитной проницае-
мости.
Величина обратимой
магнитной проницаемости
сердечника может быть
увеличена путем введения
в сердечник оптимально-
го немагнитного зазора.
Как показывают графики
рис. 6.13 и 6.14, эта ве-
Рис. '6..12. Зависимость обратимой магнит-
ной проницаемости ферритовых сердечни-
ков от напряженности постоянного поля
подмагничивания на частоте 100 кгц при
переменной составляющей напряженности
поля 5 мэ:
а) никель-цинковые ферриты; б) .марганце-
вые ферриты
личина оптимального немагнитного зазора различна для различ-
ных значений напряженности подмагничивающего поля и растет
прямо пропорционально с ее увеличением. При проектировании ка-
тушек после расчета оптимальной величины немагнитного зазора
eto уточняют экспериментально.
277
Влияние подмагничивающего поля в практических схемах в
основном наблюдается в низкочастотных мощных резонансных
усилителях. В схемах резонансных усилителей на маломощных
транзисторах, работающих на частотах порядка сотен и более ки-
логерц, влияние постоянного подмагничивающего поля можно не
величины обратимой
магнитной проницаемо-
сти от .немагнитного за-
зора при различных зна-
чениях постоянного под-
магничивания
Рис. 6.14. Зависимость величи-
ны оптимального немагнитного
зазора от постоянного подмаг-
ничивания для иякель-цинко-
. вого феррита 400НН
учитывать, так как его величина обычно не превышает десятков
миллиэрстед.
Основными техническими характеристиками конденсаторов яв-
ляются величина емкости, угол диэлектрических потерь *
изменение емкости во времени (старение), а также ТК.Е, показы-
вающий относительное обратимое изменение емкости конденсато-
ра при изменении температуры окружающей среды на 1°С. В ка-
честве контурных применяются конденсаторы с воздушными, ке-
рамическими, слюдяными либо бумажными диэлектриками. Вели-
чина добротности воздушных конденсаторов практически равна
бесконечности, а значение температурного -коэффициента емкости
мало; емкость воздушных конденсаторов обычно не превышает
1000-4-2000 пф. Добротность слюдяных конденсаторов может до-
стигать 1000 единиц, а величина емкости — десятков тысяч пико-
фарад. Значение ТКЕ наиболее стабильных слюдяных конденса-
торов составляет 50-10-6. Добротность керамических конденсато-
ров может также достигать 1000 единиц, а величина емкости из-
готавливаемых конденсаторов лежит в пределах от 1 до 30000п$.
Керамические конденсаторы изготавливаются с положительными
и отрицательными температурными коэффициентами емкости, ве-
278
личина которых у различных типов конденсаторов имеет значе-
ния от + 120-10-6 до —1300- 10 G. Применение конденсаторов с от-
рицательным ТКЕ позволяет компенсировать изменения индук-
тивности контурной катушки от температуры. Конденсаторы с бу-
мажным диэлектриком применяются в основном в низкочастотных
контурах при небольшой избирательности и в случае не жестких
требований в отношении температурной стабильности настройки
контура. Добротность бумажных конденсаторов не превышает
100 единиц. Величина их емкости может составлять от долей до
нескольких десятков микрофарад. ТКЕ бумажных конденсаторов
велик — порядка 14-2-10~3. Существенными недостатками бумаж-
ных конденсаторов, ограничивающими их применение в, об-
ласти частот не более 0,5 Мгц, являются большая паразитная ин-
дуктивность и потери в диэлектрике.
Необратимые изменения емкости во времени (т. е. старение') в
значительной степени наблюдаются у бумажных конденсаторов,
величина относительного изменения их емкости может достигать
10—15% в течение гарантийного срока. У воздушных и керами-
ческих конденсаторов старение практически не наблюдается, у
слюдяных конденсаторов. минимальное старение при максималь-
ной температурной стабильности достигается в случае использова-
ния в них серебряной фольги (конденсаторы типа ССГ)..
При разработке резонансных усилителей необходимо учиты-
вать, что у слюдяных конденсаторов с обкладками из алюминие-
вой фольги могут наблюдаться необратимые изменения величины
емкости (в основном уменьшения порядка 1%) от изменений тем-
пературы окружающей среды в пределах рабочего интервала тем-
ператур, оговоренных в технических условиях на конденсаторы..
У бумажных конденсаторов указанные необратимые изменения
емкости от температуры могут достигать 2%.
Для резонансных усилителей ' мощности конденсаторы выби-
рают с учетом величины их допустимой реактивной мощности Р&
При этом следует помнить, что с ростом частоты величина допу-
стимого рабочего напряжения на конденсаторе уменьшается. Ам-
плитуда допустимого рабочего напряжения на заданной частоте
определяется по формуле
(6.23)
В качестве примера определим допустимое амплитудное значение
напряжения на частоте I Мгц для керамического конденсатора
типа КГК емкостью 180 пф с паспортным значением рабочего на-
пряжения 500 в и допустимой реактивной мощностью 25 eas
С/сдоп=1Л---------—--------Г — 212 в.
R у 2-3,14-10в-180-10~12
»В случае превышения полученного значения допустимого напря-
жения Uс доп конденсатор пробивается.
279
Если к конденсатору приложены одновременно постоянное ж
Переменное напряжения, то их сумма не должна превышать ве^
личины допустимого рабочего напряжения конденсатора во избе-’
жание выхода его из строя в результате пробоя диэлектрика.
6.3. Основные расчетные соотношения
резонансных усилителей
Расчет схем усилителей с трансформаторным
(рис. 6.4а) и автотрансформаторным (рис. 6.4 6)
включением контура
Исходными данными при расчете служат: резонансная частота
усилителя fp, полоса рабочих частот 2Af, допустимый коэффици-
ент частотных искажений на краях рабочей полосы частот М, из-
бирательность SK при заданной расстройке р, сопротивление .и
входная емкость нагрузки Дн, Cv., амплитуда напряжения вход-
ного сигнала £7вхт, необходимая амплитуда напряжения сигнала
на нагрузке Ulirn, внутреннее сопротивление источника сигнала
RK, допустимое отношение сигнал/шум на выходе усилителя пш,
напряжение источника питания Ек и допустимые изменения час-
тоты настройки контура при колебаниях температуры окружаю-
щей среды в пределах ±At°—±Aft.
1. .Выбирают тип транзистора по необходимому значению пре-
дельной частоты f рнеобх? допустимой величине коэффициента шу-
ма Еш и мощности рассеяния на коллекторе Ркдоп. Величину
/ф необх определяют из соотношения, учитывающего отсутствие в
схеме усилителя нейтрализации:
f₽Heo6x>0,5-2fp. (6.24)
Значение допустимого коэффициента шума у выбираемого тран-
зистора определяют по ф-ле (2.91).
Для усилителей напряжения выбирают маломощные транзи-
сторы с Допустимой мощностью рассеяния PKHOn=304-150 мет; для
резонансных усилителей мощности выбирают мощные транзисто-
ры с А<Яоп>1 вт. По соотношению (6.9) проверяют достаточнбсть
величины коэффициента устойчивого усиления по напряжению ка-
скада без нейтрализации:
гх ______1____ Ц, ш
Ану — ../-т—
V <0рГбСк ивхт
На резонансной частоте определяют модули высокочастотных зна-
чений h-параметров выбранного транзистора по ф-лам (2.28)4-
“-(2.32). При fp<0,3fp используют низкочастотные значения й-па-
раметров.
280
2. Коэффициент трансформации контурной катушки при усло-
вии согласования выходного сопротивления транзистора с нагруз-
кой
(6.25)
п 1
Где /\вых , •
«22Э
3. Сопротивление коллекторной нагрузки на резонансной час-
тоте, обеспечивающее необходимое усиление, определяется по фор-
муле
RK3 =----------^нтйнэ------------_ (б .26)
Р Мх т п т (р. Р — й22 эЙц э)
При значениях’ <20 для практических расчетов можно поль-
. ^вхт
зоваться формулой
р Ug т йц э
Р ^вх т п
4. Необходимое эквивалентное сопротивление
кого контура в точках аб (рис. 6.4 а)
^*кэ
7?н ‘7?кэ я2
(6.27)
нешунтирован-
(6.28)
5. Эквивалентное сопротивление шунтированного контура в
точках аб (рис. 6.4g)
р' __________1__________
9 1 «2 J
ф ф —
^вых
(6.29)
Ум?—I
Qm =
6. Определяют необходимую добротность шунтированного кон-
тура. Максимальное значение добротности контура, при котором
частотные искажения на краях рабочей полосы не превышают
нормы М, определяют по ф-ле (6.11)
. где Й=А±^А-.
1 /р 'Р
Р1 — —
Pl
Максимальное значение добротности контура, при которой обе-
спечивается необходимая избирательность на заданной расстрой-
ке, определяют по ф-ле (6.10)
Pl— —
Pl -
Если полученное значение Qm>Qsh, то добротность шунтирован-
10—438 281
ного контура принимают равной
^м + ^'и -J
Ч< 2 а
При значениях Qm<Qsm цепь межкаскадной связи должна вы 1
подняться двухконтурной со связью больше критической. 1
7. Добротность нешунтированного контура ’
Q.= ^- I
*3 1
8. Определяют величину индуктивности колебательного кон-
тура. Значение добротности контура QK выше было рассчитано
для случая полного подключения транзистора к контуру. При этом '
реализация необходимой величины добротности QK в большинст- ’
ве практических случаев связана с значительными трудностями ]
ввиду необходимости изготовления катушки с малой индуктивно- .
стью и большой добротностью. С целью упрощения конструкции 7
катушки индуктивности применяют неполное автотрансформатор-
ное подключение транзистора к контуру, принимая значения ко-
эффициента включения «!=————sr O,3 4-0,75 (рис. 6.46).
uii 4- iei[
Величина индуктивности катушки при неполном включении
L = 0,159/?3 . (6.30)
nfQK/p
В случае полного подключения транзистора к контуру в ф-ле
(6.30) П!=1.
9. Емкость контура
с- 2,У°~2 • (6-31)
/рЬ
С учетом емкости монтажа См, выходной емкости транзистора
Свых и емкости нагрузки Сн емкость контурного конденсатора в
схеме рис. 6.46 определяют из выражения
С' - С-См- СЕЬ1Х «2-ся п* п*. (6.32)
В случае полного подключения транзистора к контуру (рис.
6.4а) «1=1. Величина емкости монтажа обычно лежит в пределах
54-20 пф. Выходную емкость транзистора Свых определяют по ф-ле
(3.13). Емкость нагрузки при работе транзистора на входную
цепь последующего каскада ориентировочно можно определить
по ф-ле (3.14). Полученное по ф-ле (6.32) значение емкости С'
должно превышать выходную емкость транзистора, пересчитанную
в контур, в 504-100 раз с целью обеспечения взаимозаменяемо-
сти транзисторов при сохранении возможности дополнительной
подстройки контура без замены основного контурного конденса-
тора.
282
10. Выбирают тип контурного конденсатора по необходимой
величине его добротности, а также в соответствии с требования-
ми к температурной и временной стабильности частоты настрой-
ки контура. Добротность контура, как указывалось выше, зависит
от добротностей конденсатора и катушки. Поскольку конденсатор
является стандартным изделием, то экономически целесообразнее
выбирать конденсатор с добротностью, превышающей добротность
катушки индуктивности и соответственно контура в целом:
QeMK>(3 4-5)QK. (6.33)
Суммарное максимально допустимое относительное изменение ем-
кости и индуктивности контура на 1°С, при котором на максималь-
ной рабочей температуре изменение частоты настройки контура
не превышает допустимого значения &ft, определяют из выраже-
ния
, - А£с _АЛ(2/р^АЛ)
'LC MLC Д/(/р^АА)2
(6.34)
С экономической точки зрения целесообразно выбирать конден-
сатор с более высокой температурной стабильностью, чем у ка-
тушки индуктивности, так как он является стандартным издели-
ем. Обычно задаются
ас= (0,1 4-0,2) aLC. (6.35)
По полученным значениям емкости С', добротности Семк и тем-
пературного коэффициента емкости ас с учетом требований к до-
пустимому изменению емкости во времени выбирают тип конден-
сатора. В случае необходимости обеспечения в схеме контура ре-
жима термокомпенсации его расстройки тип конденсатора и сер-
дечника катушки выбирают из условия
I «ь 1 = 1 ас | > °lc- (6>36)
С учетом влияния выходной емкости транзистора значение допу-
стимого температурного коэффициента емкости контурного кон-
денсатора С' определяют по формуле
ас ~ас
аС вых
1^-Г-
Г
вых
(6.37)
где ас — суммарный допустимый температурный коэффициент кон-
турной емкости, рассчитанный по ф-ле (6.35) либо (6.36); ас вых—•
температурный коэффициент выходной емкости транзистора, ве-
личина которого лежит в пределах (1-5-5) • 10~2 на 1°С (рис. 6.5);
С вых —величина выходной емкости транзистора, действующей в
контуре. При неполном включении транзистора в контур СвыХ^==
^==Свых^Ь При ПОЛНОМ — Свых "^вых-
10’
283
(6.38)
11. Рассчитывают катушку индуктивности. Необходимая доб<
ротность катушки индуктивности.
__Фемк Qk
Семк — Qk
где (?емк — добротность конденсатора; QK — добротность нешун-"
тированного контура. i
Для большинства практических случаев при значениях добротг
ности контура QK^100 и использовании воздушных, керамических-
либо слюдяных конденсаторов можно пренебречь потерями в кон- '
денсаторе и считать добротность катушки равной добротности кон-
тура Ql=Qk. J
Значение допустимого температурного коэффициента индук- '
тивности определяют из соотношения
aL~ aLC ПС‘
(6.39)
В соответствии с рассчитанными значениями L, QL, aL с учетом
величины резонансной частоты решается вопрос о конструктив-
ном исполнении катушки. В случае малых значений индуктивно-
сти выбирают конструкцию катушки без сердечника. При этом .
допустимую величину сопротивления обмотки переменному току
определяют из выражения
r<Wp£. (640)
После определения диаметра провода в результате конструк-
тивного расчета по графику рис. 6.7 проверяют целесообразность
применения для намотки провода типа литцендрат.
В случае, выбора конструкции катушки с применением сердеч-
ника по известным значениям параметров катушки Qlccl и рабо-
чей частоты fp из табл. 1.1 либо по графикам рис. 6.8, 6.10 выби-
рают тип сердечника с добротностью Qc>Ql и a,j. <aL- Катуш-
ку с сердечником рассчитывают в следующей последовательности.
Определяют добротность обмотки по формуле
Qr Qi
Qo- <6-41)
где Qc — добротность сердечника.
Сопротивление обмотки переменному току
Го== 6,28fpL . (6.42)
Qo
Подбирают типоразмер сердечника, обеспечивающий необхо-
димую величину индуктивности катушки при сопротивлении ее
обмотки переменному току, равном го. Проверяют целесообраз-
ность применения для намотки провода типа литцендрат.
284
Для выбранного типоразмера сердечника необходимое коли-
чество витков определяют по формуле
<6ЛЗ)
где /с — средняя длина силовой линии в сердечнике в сантимет-
рах (рис. 6.9), qc — сечение сердечника в квадратных сантиметрах;
ро — начальная магнитная проницаемость сердечника. Формула
(6.43) справедлива для случая полного и неполного подключений
транзистора к контуру, при неполном подключении транзистора
к контуру найденное по формуле число витков равно общему чис-
лу витков катушки.
Определяют напряженность поля в сердечнике при максималь-
ной амплитуде сигнала по формуле
1,26 U„ т <2 'к
Нт =------, . (6.44)
nR3l0
По графикам р.ЭфФ=<р(^О (рис. 6.10) определяют величину маг-
нитной проницаемости рЭфф> соответствующую полученному зна-
чению напряженности поля в сердечнике Ят. Относительную, рас-
стройку контура, возникающую при увеличений напряженности по-
ля в сердечнике от минимального до максимального значения, оп-
ределяют из выражения
= (6.45)
Zp V Но
Если расстройка контура превышает допустимое значение, то ее
уменьшают введением немагнитного зазора, выбором большего
типоразмера сердечника либо применением сердечника с меньшим
значением магнитной проницаемости, у которого проницаемость
с ростом напряженности поля изменяется в меньшей степени. При
введении немагнитного зазора эквивалентные параметры сердеч-
ника определяются по ф-лам (6.17), (6.18) и (6.19).
12. Проводят расчет режима транзистора по постоянному то-
ку по методике, приведенной для трансформаторного каскада
предварительного усиления (гл. 3).
13. Рассчитывают частотную характеристику избирательности
каскада. Для малых расстроек, соответствующих значениям
р^1,1, избирательность определяется по ф-ле (6.3)
: s"= 1/ '+«’(₽- v)’ •
Для больших расстроек избирательность определяется по ф-ле
(6.46)
. к\ р)
Характеристику избирательности SH=<p(X) рассчитывают обычно
285
только для значений расстроек больше единицы, так как кривая^
избирательности практически симметрична относительно резонан-Я
сной частоты контура fp. 1
14. Определяют коэффициент усиления каскада на резонанс- '
ной частоте по ф-ле (6.5) <
д- __ т ______________Р п___________
Uvx.m Лц э(1 Ф'Л22 э-/?кэ)—Р'Р-Кк’’
где 7?кэ — эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки
Акэ= -------------—. При значениях /?кэ^5 ком для определения
^н + /?э-«2-п?
коэффициента усиления напряжения можно воспользоваться при-
ближенной формулой
(6.47)
"11 э
Расчет схем усилителей с двойным
автотрансформаторным (рис. 6.4в) и емкостным’
(рис. 6.4 г) включением
Усилитель с двойным автотрансформаторным включением кон-
тура (рис. 6.4 в) рассчитывают по методике, приведенной, для
трансформаторного включения. При этом необходимо только
учесть, что коэффициент включения п также определяют из со-
W
W,
отношения (6.25), однако он равен отношению витков —. Вели-
К>!
чину коэффициента включения /гг= ———— выбирают равной
Wt -ф
0,34-0,75.
Основные расчетные соотношения, определяющие реакцию на-
грузки на контур, в схеме с емкостным включением контура при-
ведены в табл. 6.2. Эти расчетные соотношения справедливы для
случая полного подключения транзистора к контуру. Если приме-
нено неполное подключение, то при определении индуктивности
контурной катушки в расчетную ф-лу (6.30) необходимо подста-
вить соответствующее значение коэффициента включения Hi,
6.4. Наладка резонансных усилителей
Проверка элементов контура
Предварительную проверку контурных конденсаторов обычно
не проводят в предположении, что величина их емкости соответ-
ствует указанной на маркировке, а добротность не ниже значе-
ния, гарантируемого техническими условиями на выбранный тип
конденсатора.
286
Таблица 6.2
Определяемая величина Способ определения или расчетная формула Номер формулы
Емкость конденсатора сг Выбирается из соотношения С2 > (3 -j- 5) Си , где Си — емкость нагрузки (6.48)
Емкость конденсатора С, с С(С2^СН) С2 -р сн — с где С — результирующая контурная ем- кость, рассчитанная по ф-ле (6.31) (6.49)
Эквивалентное сопро- тивление шунтированно- го контура при полном включении в коллектор- ную цепь - 1 ] 1 ’ п + п *<3 7<ВЫХ где RK — приведенная параллельно кон- туру активная составляющая входного сопротивления нагрузки 7?н , Rk~ 1 + [<ор7?н(Сг + Сн)Р (6.50) (6.51)
Вносимая в контур ем- кость нагрузки Сн Cj ДС«й ! (Ci + С2) (Cj -ф С2 -ф С„) (6.52)
Напряжение на на- грузке 11 ^кт С ,т~ С2-фСи* где UKm — напряжение на контуре (6.53)
В случае, если величина емкости контурных конденсаторов дол-
жна быть подобрана с точностью, превышающей допуск на точ-
ность изготовления конденсаторов данного типа, конденсатор под-
бирают путем измерения его емкости мостом переменного тока
либо куметром. При использовании в контуре нестандартных кон-
денсаторов перед установкой в схему необходимо измерить вели-
чину емкости и добротность этих конденсаторов на рабочей час-
тоте. Если для точной настройки контура предусмотрен полупере-
менный конденсатор, то с целью обеспечения двусторонней под-
стройки значение емкости постоянного конденсатора должно быть
подобрано так, чтоб при точной настройке контура величина ем-
кости полупеременного конденсатора составляла половину своего
номинального значения.
287
Операцию подгонки индуктивности контурных катушек в ос-1
новном выполняют на стадии изготовления опытных образцов;
При этом подгонку ведут путем подбора числа витков^ обеспечив
вающих необходимую величину индуктивности. После намотки
расчетного числа витков для решения вопроса о необходимости
уменьшения либо увеличения их количества следует воспользо-
ваться выражением
= —1) , (6.54)
где Дс« — поправка к количеству намотанных витков; — на-
мотанные витки, обеспечивающие индуктивность Lb" L — необхо-
димая расчетная величина индуктивности.
Величину индуктивности в процессе подгонки можно измерять
мостом переменного тока либо куметром. Если катушка должна
работать в экране, то при измерениях индуктивности ее также по-
мещают в экран. Последнее необходимо помнить, так как в слу-
чае подгонки индуктивности без экрана при последующем экра-
нировании индуктивность и добротность катушки окажутся за-
ниженными.
Уменьшение индуктивности катушки без сердечника при ус-
тановке экрана может быть ориентировочно подсчитано по упро-
щенной формуле
[/ 77 \21 Г / / \21
1- л ) ’ (6.55)
\ Дэ / J L \ .. э / J
где Lg — индуктивность катушки в экране; L — индуктивность
. Д
катушки без экрана; — —отношение диаметра намотки к диа-
Дэ
I
метру экрана; - —отношение длины намотки к удвоенной
2/э
длине экрана.
При экранировании катушек с сердечником действие экрана
уменьшается и при одинаковых отношениях ЩДЭ становится тем
меньше, чем выше проницаемость сердечника.
Индуктивность катушек с сердечником при наличии подстро-
ечника подгоняют при его среднем положении, обеспечивающем
равное уменьшение и увеличение индуктивности относительно но-
минального значения.
При серийном производстве катушек индуктивности подгонку
индуктивности изменением числа витков в основном не произво-
дят, так как известны необходимые количества витков, обеспечи-
вающие требуемое значение индуктивности с отклонением в пре-
делах допуска и с учетом реакции экрана. Для учета возможных
разбросов величины проницаемости сердечников их предваритель-
но с помощью эталонных катушек отбирают по значениям маг-
нитной проницаемости, а затем для каждой отобранной партии
288
С отклонениями проницаемости в пределах допусков назначают
заранее известное число витков.
Особо трудоемкой операцией является подгонка индуктивно-
сти катушек с ферритовыми броневыми сердечниками, так как
поверхности стыков горшков обычно неровные, а зазоры между
горшками имеют значительные разбросы по величине. В данном
случае поверхности стыков сердечников предварительно выравни-
вают на вертикально-фрезерном станке торцовыми корундовыми
фрезами, затем на внутренней части горшка (при необходимости)
фрезеруют требуемой величины воздушный зазор и в дальнейшем
сердечники комплектуют по величине эквивалентной магнитной
проницаемости, измеряемой при помощи эталонных катушек.
Величину индуктивности в процессе подгонки можно измерять
мостом переменного тока либо куметром. Для учета влияния на
величину индуктивности экрана и изменений проницаемости сер-
дечника в зависимости от частоты измерения необходимо про-
водить на резонансной частоте либо частотах, близких к резо-
нансной.
Рис. 6.16. Схема подгонки ин-
дуктивности катушек методом
эталонного конденсатора
Индуктивность катушки с сердечником, работающей при зна-
чениях индукции в сердечнике порядка десятков и более гаусс,
следует измерять при напряжении на катушке, равном номиналь-
ному для учета увеличения проницаемости сердечника, и соот-
ветственно индуктивности катушки в реальном режиме. Для под-
гонки индуктивности катушек в реальном режиме в заводской
практике применяется метод эталонного конденсатора (рис. 6.15).
В схеме подгонки величину сопро-
тивления резистора /?и выбирают в
4—*5 раз большей эквивалентного
сопротивления контура на резонанс-
ной частоте |[/?э определяют по ф-ле
(6.7)]. (Вольтметр /можно подклю-
чать параллельно контуру, к его
вторичной обмотке либо к отводу
первичной обмотки. При подключе-
нии вольтметра параллельно конту-
ру его сопротивление должно в 5—10 раз превышать эквивалент-
ное сопротивление контура, а его входная емкость должна быть
на два-три порядка меньше контурной. От генератора подается
сигнал с частотой, равной расчетной резонансной частоте, и на-
пряжением, обеспечивающим напряжение на контуре, равное но-
минальному рабочему в .момент резонанса. /Подгонку индуктивно-
сти ведут по максимальному показанию вольтметра.
При подгонке величины индуктивности по эталонному конден-
сатору необходимая точность подгонки обеспечивается при зна-
чении собственной емкости катушки значительно меньшей емко-
сти эталонного конденсатора, что обычно бывает в большинстве
практических конструкций катушек индуктивности. Однако следует
289
учесть, что в катушках индуктивности с сердечниками (в особен-
ности тороидальной формы) при большом количестве витков об-
мотки собственная емкость катушки может быть весьма значи-
тельной. Для уменьшения собственной емкости таких катушек их
обмотки секционируют, в некоторых случаях необходимого умень-
шения собственной емкости катушек достигают применением об-
моточных проводов с «толстой» изоляцией (ПЭЛШКО, ПЭЛШД).
Подгонку индуктивности катушек с большим количеством витков
следует проводить мостом, предназначенным для измерения ин-
дуктивности, при пользовании которым величина собственной ем-
кости катушки на результат измерений не влияет.
При использовании моста для измерения индуктивности ка-
тушек с сердечником результат измерений зависит от точности ба-
лансировки моста и уровня напряжения на катушке. Поэтому с
целью получения результатов измерений, близких к реальным, па-
раллельно катушке подключают высокоомный ламповый вольт-
метр с малой входной емкостью и ведут балансировку моста при
определенной величине напряжения на катушке.
После окончательной подгонки индуктивности измеряют доб-
ротность катушки на рабочей частоте. Если по конструкции ка-
тушки индуктивности предусмотрен экран, то .измерения проводят
в экране. Поскольку измерения добротности катушек типовыми
приборами ведут на фиксированных частотах, то для определения
добротности на рабочей частоте при небольшом различии между
частотой измерений и рабочей частотой fp можно воспользовать-
ся выражением
(6.56)
/и
Если по технологии предусмотрена пропитка катушек индук-
тивности, то после пропитки и запекания добротность катушек из-
меряют повторно. Несоблюдение режима запекания после про-
питки лаками либо клеями, а также недостаточная сушка сердеч-
ников перед намоткой (особенно тороидальных типа альсифер)
могут стать причинами снижения добротности катушек индук-
тивности.
Установка режима транзисторов по
постоянному току
Режимы транзисторов по постоянному току устанавливают по
методике, рассмотренной для апериодических усилителей. Для
устранения влияния возможного самовозбуждения усилителя на
правильность установки режима по постоянному току контур уси-
лителя замыкают накоротко.
290
Устранение самовозбуждения усилителя
Наличие самовозбуждения в резонансном усилителе обычно
проявляется в виде искажений его частотной характеристики и
формы напряжения выходного сигнала. При этом могут чрез-
мерно разогреться переходы транзистора, а также последний мо-
жет выйти из строя в случае отсутствия в схеме резисторов, огра-
ничивающих величину его коллекторного тока. Длительный пе-
регрев переходов транзистора при самовозбуждении может вы-
звать образование значительного неуправляемого коллекторного
тока, что также потребует замены транзистора. Поэтому самовоз-
буждение нужно устранять при кратковременных включениях уси-
лителя.
Самовозбуждение усилителя может возникнуть в связи с на-
личием паразитных наводок с выходного контура на входной ли-
бо по причине паразитных связей через общий источник питания,
а также вследствие наличия значительной внутренней обратной
связи в транзисторе. Если самовозбуждение возникает в момент
включения питания при отсутствии входного сигнала, то в уси-
лителе имеется сильная положительная обратная связь между
входным и выходным контурами. В этом случае усилитель рабо-
тает как генератор с самовозбуждением. Если генерация возни-
кает только при наличии входного сигнала, то в схеме имеется
слабая положительная обратная связь. При этом схема работает
как генератор с принудительной синхронизацией, возбуждение ко-
торого срывается при выключении синхронизирующего сигнала.
Устранение самовозбуждения усилителя 'обычно начинают с
улучшения развязок по питанию и разноса схемных элементов
входного и выходного контуров. Если вышеуказанные мероприя-
тия не дают положительных результатов, то следует экраниро-
вать сначала входной контур, а затем — выходной. Целесообраз-
но также попытаться сорвать возбуждение, поменяв начало и ко-
нец одной из контурных обмоток. Если возбуждение прекратится,
то, следовательно, теперь действует отрицательная обратная связь
между выходом и входом, что также может оказаться нежела-
тельным, так как при этом снижаются усиление и избирательность
усилителя.
Наличие паразитной положительной обратной связи между вы-
ходом и входом усилителя с глубиной, недостаточной для его
самовозбуждения, проявляется в виде повышения усиления и из-
бирательности. Такая паразитная связь представляет собой потен-
циальную возможность самовозбуждения при изменениях пара-
метров схемы в связи с колебаниями температуры окружающей
среды, либо напряжения источника питания, и ее необходимо сни-
зить до приемлемого значения.
Если устранить самовозбуждение усилителя рассмотренными
методами не удается, то следует предположить, что причиной са-
мовозбуждения является большая внутренняя обратная связь
291
транзистора. Срыв генерации в данном случае может быть достиг-
нут заменой транзистора на однотипный с меньшим значением ко-
эффициента усиления по току р либо введением в цепь его эмит-
тера резистора, обеспечивающего уменьшение усиления каскада
за счет отрицательной обратной связи по току; величину сопро-
тивления резистора подбирают по срыву генерации. Если коэффи-
циент устойчивого усиления усилителя после срыва генерации ока-
зался ниже необходимого, то для обеспечения необходимого уси-
ления следует выбрать более высокочастотный транзистор либо
применить нейтрализацию внутренней обратной связи транзи-
стора.
Самовозбуждение усилителя может также возникнуть при зна-
чении эквивалентного сопротивления контура выше расчетного,
при котором усиление усилителя превышает устойчивое. Для про-
верки данного предположения параллельно контуру подключают
шунтирующий резистор, величина сопротивления которого подби-
рается по срыву генерации. Если при наличии шунта избиратель-
ность и усиление усилителя становятся равными расчетным зна-
чениям, то можно считать подтвердившимся предположение о за-
вышенной добротности контура; Для убедительности целесообраз-
но измерить добротность катушки индуктивности.
Настройка усилителя
Усилитель настраивают на резонансную частоту по схеме рис.
6.16. Усилитель нагружают на реальную нагрузку, что позволяет
при настройке учесть реактивные составляющие ее сопротивления.'
Для уменьшения реакции электронного вольтметра на режим ра-
боты схемы величины его входного сопротивления и емкости дол-
жны удовлетворять условиям:
Явх>(54- 10)Дн, Свх< (0,01 4- 0,05)Сн.
От генератора на вход усилителя подается сигнал необходимой
частоты с величиной на-
пряжения, 1равной номи-
нальному значению вход-
ного напряжения, враще-
нием полупеременного
конденсатора либо под-
строечника контурной ка-
тушки .добиваются макси-
мального показания элек-
Рис. 6.16. Схема настройки резонансного
усилителя
тронного вольтметра, под-
ключенного параллельно нагрузке.
При отсутствии в контуре подстроечных элементов настройку
проводят подбором величины емкости контурного конденсатора.
Для удобства контурную емкость набирают из нескольких кон-
денсаторов: основного с величиной емкости порядка 80% от зна-
292
чения .полной емкости контура и двух дополнительных, подбирае-
мых при настройке. Более производительно настройку можно вы-
полнить при использовании эталонного магазина емкости. Отсчи-
танное по лимбам магазина значение' емкости, соответствующее
точной настройке контура, в дальнейшем подбирают при помощи
измерительного моста LC. При применении магазина емкости сле-
дует учесть, что к показаниям лимбов магазина необходимо до-
бавлять величину начальной емкости магазина, значение кото-
рой приводится в его паспортных данных.
После настройки контура определяют коэффициент усиления
каскада по напряжению Л'Нр=—и_. Если его величина соответст-
вует расчетной, то снимают частотную характеристику коэффици-
ента усиления напряжения Д’н==ф(/,).
При измерениях частотной характеристики неизменным под-
держивают напряжение непосредственно на входе транзистора
без включения последовательно входу эквивалента внутреннего
сопротивления источника сигнала. Последнее объясняется осо-
бенностью выбора согласования между резонансными каскадами,
при котором для получения достаточной избирательности нагруз-
ка предварительного каскада в основном определяется эквива-
лентным сопротивлением его контура. При этом предваритель-
ный каскад практически является генератором напряжения, обе-
спечивающим малые изменения напряжения на входе транзисто-
ра последующего каскада, несмотря на изменения его входного
сопротивления в зависимости от частоты.
В схеме резонансного усилителя с предварительным апериоди-
ческим каскадом усиления входная цепь обычно работает в ре-
жиме рассогласования, при котором выходное сопротивление' ис-
точника сигнала значительно больше входного сопротивления на-
грузки. В данном случае предварительный каскад является гене-
ратором тока и для снятия реальной частотной характеристики
резонансного каскада последовательно его входу включают эк-
вивалент выходнрго сопротивления источника сигнала; постоянст-
во величины входного напряжения в этом случае поддерживают
на входе эквивалента выходного сопротивления источника сигна-
ла (рис. 6.16). Если рассогласование велико, то за счет зависи-
мости величины входного сопротивления транзистора резонанс-
ного каскада от частоты (рис. 6.3) в схеме изменяется избира-
тельность; при включении транзистора по схеме с общим эмитте-
ром избирательность уменьшается, а с общей базой — повы-
шается.
При снятии частотной характеристики предварительно оцени-
вают величину коэффициента усиления усилителя на пяти часто-
тах: резонансной, граничных частотах рабочей полосы и частотах,
на которых должна обеспечиваться заданная избирательность. Ес-
* ли измеренная величина избирательности выше заданной, но при
этом частотные искажения в рабочей полосе больше допустимых,
293
то для приведения частотных искажений к норме достаточно па-
раллельно контуру включить шунтирующий резистор с соответ-
ствующей величиной сопротивления.
В случае несоответствия избирательности усилителя расчетной
величине причинами несоответствия могут оказаться значитель-
ное шунтирование контура нагрузкой либо выходным сопротив-
лением транзистора, так как добротность катушки обычно перед
установкой в схему проверяют. Для проверки влияния нагрузки
реальную нагрузку при измерениях заменяют ее расчетным эк-
вивалентом. Шунтирующее действие на контур выходного сопро-
тивления транзистора проверяют путем определения избиратель-
ности усилителя при включении последовательно в коллекторную
цепь резистора с величиной сопротивления, соизмеримой с вы-
ходным сопротивлением транзистора. При этом ток коллектора
уменьшают до значения, при котором коллекторное напряжение
составляет не менее 2—3 в. Избирательность проверяют при по-
ниженной амплитуде напряжения входного сигнала. В таком ре-
жиме измерений уменьшение шунтирования контура достигает-
ся не только введением в коллекторную цепь транзистора развя-
зывающего резистора, а также за счет увеличения выходного со-
противления транзистора, вызванного уменьшением .величины его
коллекторного тока. Если результат измерений показал, что изби-
рательность усилителя повысилась, то для уменьшения шунти-
рующего действия транзистора на контур необходимо уменьшить
коэффициент включения его коллектора в контур (рис. 6.46). Для
уменьшения шунтирующего действия нагрузки на контур умень-
шают значение коэффициента трансформации в сторону нагрузки.
Усиление и избирательность усилителя снижаются при значи-
тельном подмагничивании контурной катушки с сердечником по-
стоянным током коллектора. Постоянное подмагничивание, умень-
шая проницаемость сердечника, соответственно уменьшает индук-
тивность катушки, что, в свою очередь, приводит к уменьшению
добротности контура, снижению усиления и избирательности уси-
лителя. Для оценки влияния подмагничивания -проверяют изби-
рательность и усиление резонансного каскада при пониженном
значении коллекторного тока. Если факт мешающего действия
подмагничивания установлен, то уменьшение подмагничивания до-
стигается максимально допустимым снижением величины коллек-
торного тока в рабочей точке, увеличением типоразмера сердечни-
ка либо введением воздушного зазора в сердечник (проверочный
расчет см. в разд. 6.3). Наличие подмагничивания является также
нежелательным с точки зрения возможных расстроек контура от
изменений постоянного тока коллектора при колебаниях величи-
ны напряжения источника питания и изменениях температуры ок-
ружающей среды. Последнее вызывает необходимость обеспече-
ния хорошей температурной стабилизации режима транзистора
резонансного усилителя. Влияние постоянного подмагничивания
на добротность катушки с сердечником проверяют по графикам
294
-Д/ fD +4/
Рис. 6.17. Искаженная форма
частотной характеристики ре-
зонансного усилительного кас-
када при использовании тран-
зистора с малым значенией
предельной частоты ’
зависимости проницаемости сердечников от величины напряжен-
ности подмагничивающего • поля (рис. 6.12).
В некоторых случаях усиление резонансного усилителя может
оказаться выше расчетного при избирательности, равной расчет-
ной. Для повышения устойчивости усилителя в таких случаях це-
лесообразно уменьшить усиление каскада введением частотноне-
зависимой отрицательной обратной связи по току.
Форма частотной характеристики коэффициента усиления на-
пряжения (избирательности) может искажаться при использова-
нии транзистора со сравнительно малым значением предельной
частоты fp (рис. 6.17). Причиной возникновения указанных иска-
жений частотной характеристики яв-
ляется внутренняя обратная связь
транзистора. Исправление формы ча-
стотной характеристики может быть
достигнуто нейтрализацией влияния
этой обратной связи либо .применени-
ем более высокочастотного транзи-
стора.
Частым явлением при на лайке ре-
зонансных усилителей является недо-
статочность величины напряжения
сигнала на нагрузке при номинальном
его значении на контуре. Указанное
явление обычно наблюдается в конту-
рах с катушками индуктивности без
ферромагнитного сердечника либо с
сердечником, малой проницаемости
(ц<5) в случае неправильного конст-
руктивного исполнения этих катушек.
Понижение коэффициента трансформации в сторону нагрузки выз-
вано неполным потокосцеплением малого числа витков нагрузоч-
ной обмотки с витками коллекторной обмотки. Для достижения
максимального коэффициента связи между обмотками (соответст-
вующего расчетной величине) намотку ведут в следующей после-
довательности: первой мотается нагрузочная обмотка с разносом
витков вдоль всей длины каркаса, а затем — часть контурной об-
мотки, включенная в коллекторную цепь транзистора.
Если усиление и избирательность усилителя соответствуют рас-
четным значениям, то для завершения работ по его настройке
необходимо снять амплитудную характеристику на резонансной
частоте. Искажения формы выходного сигнала при наличии огра-
ничения по току либо напряжению в резонансных усилителях
обычно не наблюдаются благодаря избирательным свойствам кол-
лекторной нагрузки транзистора. При этом амплитудные искаже-
ния оценивают по уменьшению коэффициента усиления каскада
по напряжению при максимальном входном сигнале относитель-
но его величины при минимальном входном сигнале. Искажения
295
амплитудной характеристики могут также быть при значительных-
переменных индукциях в сердечнике, при которых добротность, а
следовательно,'и эквивалентное сопротивление контура уменьша-
ются. Причины ограничения по току либо напряжению выявляют
так же, как в апериодических усилителях.
6.5. Особенности настройки резонансных
усилителей со связанными контурами
С целью получения высокой избирательности при широкой по-
лосе пропускания и достаточно высоком коэффициенте усиления
нагрузку резонансного усилителя выполняют в виде двух, либо
нескольких связанных контуров. Наибольшее применение получи-
ли системы из двух связанных контуров с индуктивной (рис.
6.18 а) либо внешнеемкостной связью (рис. 6.18 6).
Рис. '6.18. Схемы резонансных усилителей со свя-
занными контурами:
а) индуктивная связь; б) внешнеемкостная связь
В качестве меры перехода-энергии из одного контура в дру-
гой, характеризующей степень связи этих контуров, служит ко-
эффициент связи Лев- При индуктивной связи между контурами
коэффициент связи определяется выражением
- ^в = М//£Д72, (6.57)
где М — коэффициент взаимоиндукции между катушками и £г-
При внешнеемкостной связи между контурами коэффициент свя-
зи определяется по формуле
Ксв= г- Ссв - = -- (6-58)
^(С1^Ссв)(С2ФСсв)
296
В случае равенства значений емкости контурных конденсата- .
ров С!=С2=С коэффициент связи схемы с внешнеемкостной свя-
зью определяется по формуле
Сев
/г ———
Лсв СфСсв
(6.59)
В схемах на рисунке первичный контур включают в коллек-
торную цепь частично либо полностью, вторичный контур вклю-
чают в цепь базы частично. По степени связи между 1 и 2-м кон-
турами различают связь меньше критической, критическую и боль-
ше критической. При связи меньше критической, а также равной
критической форма резонансной кривой получается одногорбой,
избирательность велика и приближенно равна произведению ве-
личин избирательности отдельных контуров.
Коэффициент связи при связи между контурами меньше крити-
ческой определяется неравенством
к.. <-^/4-<«+«)•
VK1 4:2 Г '
(6.60)
где Ок. и Q'. — соответственно величины эквивалентной доброт-
ности 1 и 2-го контуров с учетом реакции нагрузки и выходного
сопротивления транзистора.
Если Q;i=Q^=Q; ТО ф-ла (6.60) упрощается:
К„ </<?;. (6.61)
Для случая критической связи
уЧ-(«?+ед. <6.62)
4:1 4:2 ’
q'k1=q;^q'k. то Ясвкр =!/<?,;. (6.63)
Пои связи между контурами больше критической форма резо-
нансной кривой ставится'двугорбой (рис. 6.19), максимумы уси-
ления сдвинуты относительно средней частоты fp на величину
±Д/, определяемую из выражения
где Ксв — коэффициент связи, определяемый неравенством
297
-ДУ fp
Рис. 6.19. Частотная характеристика ко-
эффициента усиления резонансного уси-
лителя при различной величине связи
между контурами:
кривая / — связь меньше либо равна кри-
тической; кривая 2 — связь больше крити-
ческой
Для случая Qk1=Qk2=Qk выражения для А/ и Ксв имеют вид::
Af = ± 4-(6-66)
Qk
ксв > i/q; (6.67)
Для настройки связанных контуров (рис. 6.186) при связи ме-
жду контурами ^еньше либо равной критической собирают схе-
му, аналогичную схеме рис. 6.16, в которой электронный вольт-
метр подключается параллельно первому контуру, а второй кон-
тур замыкается накоротко.
Подбором величины емкости
контурного конденсатора либо
индуктивности катушки на-
страивают 1-й контур по (мак-
симальному показанию элек-
тронного вольтметра. Затем
размыкают 2-й контур,, под-
ключают параллельно этому
контуру вольтметр и подбором
величины его реактивных эле-
ментов настраивают по макси-
мальному показанию электрон-
ного вольтметра. После на-
стройки 2-го контура, не изме--'
няя точек (подключения вольт-
метра, снова подстраивают 1-й
контур.
Связанные контуры'по схеме рис. 6.18а настраивают в несколь-
ко иной последовательности. Электронный вольтметр подключают
параллельно 2-му контуру и при выпаянном конденсаторе Сг на-
страивают 1-й контур по максимальному показанию вольтметра.
Затем впаивают конденсатор С2 и по максимальному показанию
вольтметра настраивают 2-й контур й подстраивают 1-й контур.
Если в результате настройки ширина рабочей полосы частот
оказалась шире расчетной, а значение избирательности меньше
расчетной, то для приведения этих величин к необходимым зна-
чениям следует уменьшить связь между контурами путем умень-
шения емкости связи в схеме с внешнеемкостной связью либо пу-
тем разноса катушек индуктивности £f и L2 в схеме с индуктив-
ной связью между контурами. В случае узкой рабочей полосы
частот и увеличенной избирательности сравнительно с расчетны-
ми величинами связь между контурами необходимо увеличить.
При связи между .контурами выше критической для их на-
стройки целесообразно первоначально уменьшить связь между
контурами до критического значения и согласно вышеизложенно-
298
му настроить 1 и 2-й контуры на среднюю частоту рабочей по-
лосы, в дальнейшем подбором величины связи между контурами
(увеличением емкости Ссв в схеме рис. 6.185 либо сближением ка-
тушек в схеме рис. 6.18а) устанавливают необходимую ширину
рабочей полосы частот. Если после настройки горбы резонансной
кривой окажутся размещенными несимметрично относительно ча-
стоты fp (рис. 6.19), то это значит, что собственная частота одного
из контуров не точно соответствует частоте fp и его необходимо
подстроить.
Неравенство величин добротности 1 и 2-го контуров прояв-
ляется в виде неравной высоты горбов резонансной кривой. Не-
равенство высоты горбов также наблюдается при большой связи
между контурами, если при этом полоса частот относительно ши-
рокая. Исправляют форму резонансной кривой при разных значе-
ниях добротности контуров путем шунтирования контура с боль-
шей добротностью резистором. При большой связи между конту-
рами и широкой полосе рабочих частот форму резонансной кри-
вой нельзя исправить, так как ее искажение происходит в связи
с изменением в зависимости от частоты величины коэффициен-
та связи между контурами.
6.6. Методы повышения устойчивости
резонансных усилителей
Влияние внутренней обратной связи в транзисторах при отсут-
ствии специальных мер ее нейтрализации не позволяет реализо-
вать усилительные свойства транзистора в схеме резонансного
усилителя. В этих усилителях величина коэффициента устойчи-
вого усиления оказывается в 5—10 раз меньше возможного уси-
ления каскада. Наиболее полной реализации усилительных
свойств транзистора можно достигнуть следующими путями: ис-
пользованием транзисторов с малым значением емкости коллек-
торного перехода Ск, нейтрализацией внутренней обратной связи
транзистора внешней обратной связью; применением каскодного
включения транзисторов и специальных схем с повышенной ус-
тойчивостью.
Выбор транзисторов с малым значением Ск и каскодное вклю-
чение транзисторов повышают устойчивость усилителя в широкой
полосе частот. Нейтрализация внутренней обратной связи тран-
зистора повышает устойчивость усилителя в сравнительно узкой
полосе частот и поэтому применяется в схемах резонансных уси-
лителей с фиксированной настройкой.
В литературе рассмотрены различные варианты схем нейтра-
лизации внутренней обратной связи транзистора, отличающиеся
в основном схемным построением нейтродинных цепочек (рис.
6.20) и соответственно шириной полосы частот полной нейтрали-
зации. Подбор элементов цепочки широкополосной нейтрализа-
299
ции (рис. 6.20 а) весьма трудоемок, а поэтому на практике .в ос7!
новном применяются цепочки рис. 6.206, в и г, обеспечивающий
нейтрализацию в сравнительно узкой полосе частот.
На рис. 6.21 приведены практические варианты схем резонанс-
ных усилителей с нейтрализацией. Различия в построении схем
заключаются в способах .получе-
ния противофазного нейтрали-
зующего напряжения. В схеме
рис. 6.21а лротивофазность ней-
трализующего напряжения обес-
печивается подключением нейтра-
лизующей цепочки к точке кон-
тура, где фаза сдвинута на li80°
относительно фазы в точке под-
Рис. 6.21. Схемы резонансных, усили-
телей с нейтрализацией!
Рис. 6.20. Схемы нейтродинных
цепочек:
а) широкополосная; б), в),
г) узкополосные
ключёния коллектора; в схеме рис. 6.216 прот.ивофаз!ность нейтра-
лизующего напряжения достигается благодаря фазовому сдвигу,
создаваемому контурным трансформатором.
Величина коэффициента устойчивого усиления в схеме рис.
6.21а обычно несколько выше, чем в схеме нейтрализации рис.
6.216, благодаря отсутствию дополнительных фазовых сдвигов,
создаваемых межкаскадным трансформатором.
Элементы нейтрализующей цепочки рис. 6.206 рассчитываются
по формулам:
г 0,9 Ск
л:-----------
(6.68)
~ h г
/ p П11 Э Ьк
(6.69)
где m — величина, определяющая передачу напряжения нейтра-
лизации в цепь базы транзистора. В схеме рис. 6.21а m=Wzlwit
для схемы рис. 6.216 m = w3/W2.
В практических схемах часто не стремятся к точному соблю-
дению нейтрализации внутренней обратной связи транзистора и
300
получают достаточно удовлетворительные результаты без рези-
стора Rh, включая только конденсатор С!ъ величина емкости ко-
торого определяется по ф-ле (6.68).
Частоту потенциальной неустойчивости усиления нейтрализо-
ванного усилителя на сплавных транзисторах ориентировочно мо-
жно определить по формуле
(6.70)
₽гб
В усилителях на сплавных транзисторах, включенных по схе-
ме с общим эмиттером при рабочих частотах выше /пн нейтрали-
зация не обеспечивает устойчивой работы.
Максимальное устойчивое усиление по мощности нейтрализо-
ванного усилительного каскада на резонансной частоте при ис-
пользовании сплавных транзисторов определяют по формуле
iz ~ 0,04^(Х (ft 7п
Л р макс у f2r
Арск
Наладку резонансных усилителей с нейтрализацией ведут' в
последовательности, указанной для усилителей без нейтрализации.
При этом нейтрализацию проводят после установки режима тран-
зистора по постоянному току.
На вход усилителя подают ре-
зонансную частоту (поскольку
возбуждение резонансного 'уси-
лителя происходит на этой ча-
стоте) и подбором величины
емкости С„ и сопротивления
резистора добиваются ус-
тойчивой работы усилителя. В.
Рис. 6.22. Схемы резонансных кас-
кодных усилителей
некоторых случаях можно до-
биться нейтрализации только
уточнением величины емкости
KOHfleiHcaiTopa Сн.
. Отличительной особенно-
стью каскодных усилителей
(рис. 16.22) является малая ве-
личина их эквивалентной об-
ратной проводимости, которая
в зависимости от режима транзисторов по постоянному току
и частоты может быть на порядок ниже величины обрат- ,
ной проводимости транзистора, включенного по схеме с об-
щим эмиттером. Столь малая величина обратной проводимости,
обусловленная последовательным включением транзисторов попе-
ременному току, позволяет проектировать усилители с величиной
коэффициента устойчивого усиления на каскад порядка 200—300.
При этом усиление по напряжению обеспечивается в основном 2-м
30 Ь
транзистором, включенным по схеме с общей базой, так как 1-й
транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, нагружен
на низкое входное сопротивление 2-го транзистора (30—60 ом);
•коэффициент усиления по напряжению 1-го транзистора не пре-
вышает 1,5.
Выходная емкость, входное и выходное сопротивления каскод-
ного усилителя соответственно равны:
^вых П^22б*
Усиление каскада по коллекторной цепи в случае использования
транзисторов 7\ и Т2 с одинаковыми коэффициентами усиления по
току р определяется выражением
V Р2 ^кэ
/\н —
(6.72)
hu э (Р Ф ^22 Э #кэ)
В каскадах с сопротивлением нагрузки /?Кэ^5 ком для опре-
деления коэффициента усиления можно пользоваться упрощенной
•формулой
гу Р ^кэ
Ли ~~-----1
«11 э
При этом результат расчета может оказаться завышенным не бо-
лее чем на 154-20%.
Несмотря на малую величину обратной проводимости, кас-
кодные усилители также могут работать неустойчиво. Максималь-
ная величина коэффициента устойчивого усиления по напряжению
каскодного усилителя, нагруженного на транзистор, однотипный с
примененными в каскодной схеме, ориентировочно определяется
по формуле
(6.73)
_ 0,159
Л,,у~ fPcK/6
(6.74)
Расчет схемы каскодного усилителя по постоянному току при
параллельном питании транзисторов Л и Т2 (рис. 6.22а). ведут по
методике, приведенной для расчета апериодических усилителей
(гл. 3), так как транзисторы П и Т2 не связаны по постоянному
току.
В схеме последовательного питания (рис. 6.226) температур-
ная стабильность величины общего коллекторного тока обеспе-
чивается резисторами Rs и Rs- Эта стабильность тем выше, чем
меньше сопротивление резистора R3 и больше сопротивления ре-
зисторов R2 и Rs- При выборе режимов транзисторов Л и Т2 по
постоянному току руководствуются следующими соображениями.
Поскольку в схемах усилителей с маломощными транзисторами
.амплитуда переменного напряжения на коллекторе транзистора
7\ обычно не превышает 1004-200 мв, то значение постоянного
напряжения на коллекторе принимают рабным t/oKi=24-3 в.
Величину сопротивления резистора R2 выбирайэт такой, чтоб па-
302
дение напряжения на нем было порядка £70К1. Коллекторное нап-
ряжение и ток транзистора T2U0k2 и Джг определяют по формулам,
приведенным в расчете апериодических усилителей в соответствии
с амплитудными значениями коллекторного тока и напряжения,
этого транзистора. При определении температурной стабильности
режима транзистора Т2 по методике, приведенной для обычных
усилительных каскадов, в качестве эмиттерного сопротивления-
этого транзистора принимается сумма сопротивления резистора
/?2 и выходного сопротивления транзистора 71 по постоянному то-
ку. В ходе расчета возможными изменениями выходного сопротив-
ления транзистора 7t от температуры можно пренебречь благо-
даря наличию резистора Rz, падение напряжения на котором од-
ного порядка с U0Kl.
Наладка каскодных схем в основном не отличается от налад-
ки обычных резонансных усилителей. Исключение составляет ме-
тодика установки режима транзисторов по постоянному току при
последовательном их питании. В схеме рис. 6.226 при установке
режима транзисторов по постоянному току подгонку режима ве-
дут изменением сопротивления резистора Rt. Если при необходи-
мом значении коллекторного тока напряжение на коллекторе
транзистора Ttft/oKi) окажется меньше расчетной величины, то
для его увеличения необходимо увеличить сопротивление рези-
стора Ri и снова подбором резистора Rt установить прежнее зна-
чение коллекторного тока. В случае, если U0Kl окажется больше
расчетной величины, то сопротивление резистора Ri уменьшают.
На практике для быстрой подгонки режимов вместо резисторов
Rt и /?4 устанавливают магазины сопротивлений, по полученным
при помощи магазинов необходимым значениям сопротивлений
отбирают резисторы, используя для измерений омметр.
В последнее время находят применение резонансные усилите-
ли, состоящие из апериодического и резонансного каскадов уси-
ления и обеспечивающие коэффициент устойчивого усиления более
высокий, чем каскодная схема. В данной схеме (рис. 6.23) первый
каскад по постоянному току -собран
по -схеме эмиттерного повторителя,
однако -благодаря наличию конден-
сатора Ci входной сигнал приложен
к участку база—эмиттер транзисто-
ра Л. Такое включение позволяет
получить с первого каскада усиле-
ние по переменному току, равное
Рис. 6.23. Схема резонансного уси-
лителя с повышенным .коэффици-
ентом усиления
усилению при включении транзисто-
ра по схеме с общим эмиттером.
Второй каскад собран по схеме с
общим эмиттером и обеспечивает
достаточно большую величину коэффициента устойчивого усиле-
ния. При этом устойчивость второго каскада достигается благо-
даря шунтированию входа транзистора Т% низким выходным со-
303;
•противлением транзистора 7\ и низкоомным резистором умень-^И
знающими действие внутренней обратной связи транзистора Т&чИ
Кроме того, паразитная связь на .базу транзистора 7\ с выхода.'лЯ
транзистора Тг .получается противофазной, так как эмиттерный-И
повторитель (7\) не изменяет фазы напряжения.
Расчет 1-го каскада по постоянному току в этой схеме ведут Я
как для схемы включения транзистора с общим коллектором, а Я
по переменному току как для схемы включения с общим эмитте- Я
ром, считая, что нагрузкой транзистора служит входное сопрбтив- Я
ление транзистора шунтированное резистором R2. Я
Величина коэффициента устойчивого усиления такого усилите- Я
ля при использовании транзисторов типа МП41А на частоте по- Я
рядка 400 кгц при нагрузке 2-го каскада, равной 34-5 ком, мо- Я
жет достигать 200, а в случае использования транзисторов Я
П401—П403—800-4-1000. |
Наладку и испытание усилителей по схеме рис. 6.23 ведут по Я
методике, приведенной для одноконтурных однокаскадных усили- Я
телей. Я
6.7. Испытания резонансных усилителей 1
Общие замечания J
Комплекс испытательных работ над резонансным усилителем '
состоит из проверок стабильности его частотной характеристики, 1
коэффициента усиления и амплитудной характеристики при из- 1
менениях напряжения источника питания .и температуры окру- |
жающей среды в пределах, оговоренных техническими требования- |
ми. Для проведения анализа причин нестабильности характери-
стик усилителя, испытания проводятся в следующих режимах ра-
боты: при номинальной температуре окружающей среды и напря-
жении источника питания, равном минимальному и максимально-
му значениям; при номинальном напряжении источника питания
и крайних значениях температуры окружающей среды; при худ-
шем стечении дестабилизирующих факторов.
Испытания при номинальной температуре окружающей средь!
проводят по схеме рис. 6.16. Точность установки частоты на вы-
ходе измерительного генератора должна быть на порядок выше
допуска на отклонение частотной характеристики от нормы. Если
точность установки частоты на выходе измерительного генерато-
ра ниже требуемой, то эту частоту измеряют электронным часто-
томером либо по фигурам Лиссажу с применением кварцевого ка-
либратора.
Для возможности оценки сдвигов частотной характеристики
усилителя за счет расстройки контура при изменениях питающе-
го напряжения характеристику предварительно снимают при но-
минальном напряжении, а затем при минимальном и максималь-
ном его значениях.
304
Амплитудную характеристику снимают только при номиналь-
ном и минимальном напряжениях источника питания на резонан-
сной частоте, так как на частоте резонанса коэффициент исполь-
зования коллекторного напряжения имеет максимальное значе-
ние.
Проверка влияния на настройку усилителя
нестабильности питающего напряжения
В практических схемах резонансных усилителей при обычных
изменениях напряжения источника питания величиной расстрой-
ки контура от этих изменений напряжения питания можно пре-
небречь. Однако в специальных схемах резонансных усилителей
с полосой пропускания, составляющей доли процента от значе-
ния резонансной частоты, возникающая расстройка контура мо-
жет оказаться недопустимой.
Расстройка контура при изменении величины напряжения пи-
тания происходит в связи с возникающими изменениями емкости
коллекторного перехода транзистора настраиваемого каскада и
входной емкости транзистора следующего каскада, а в случае на-
личия сердечника в контурной катушке — за счет изменяющегося
тока постоянного подмагничиваний .сердечника.
Зависимость емкости коллекторного перехода Ск от измене-
ния коллекторного напряжения определяется выражением
С —С
(6.75)
Ц)К S
из которого следует, что с ростом коллекторного напряжения ем-
кость Ск уменьшается.
Диффузионная емкость коллекторного перехода маломощных
плоскостные транзисторов составляет единицы пикофарад и из-
меняется прямо пропорционально изменениям величины коллек-
торного тока. Поскольку резонансные усилители обычно работают
в режиме А, то следовательно, их коллекторные цепи можно счи-
тать линейными, а изменения коллекторного тока и соответствен-
но диффузионной емкости коллекторного перехода прямо пропор-
циональными изменениям питающего напряжения.
Входная емкость следующего каскада в основном определя-
ется диффузионной емкостью эмиттерного перехода транзистора
следующего каскада и емкостью Ск. По ф-ле (3.14)
При анализе причин расстройки контура изменениями диффузион-
ной емкости коллекторного перехода можно пренебречь, так как
«бсолютная величина этой емкости значительно меньше емкости
Ск, и учитывать только влияние изменений выходной емкости
305
•противлением транзистора Т\ и низкоомным резистором умень-
шающими действие внутренней обратной связи транзистора Т*
Кроме того, паразитная связь на .базу транзистора 7\ с выхода
транзистора Тг получается противофазной, так как эмнттерный
повторитель (7\) не изменяет фазы напряжения.
Расчет 1-го каскада по постоянному току в этой схеме ведут
как для схемы включения транзистора с общим коллектором, а
по переменному току как для схемы включения с общим эмитте-
ром, считая, что нагрузкой транзистора служит входное сопротив-
ление транзистора Т2, шунтированное резистором Д2-
Величина коэффициента устойчивого усиления такого усилите-
ля при использовании транзисторов типа МП41А на частоте по-
рядка 400 кгц при нагрузке 2-го каскада, равной 34-5 ком, мо-
жет достигать 200, а в случае использования транзисторов
П401—П403—800-4-1000.
Наладку и испытание усилителей по схеме рис. 6.23 ведут по
методике, приведенной для одноконтурных однокаскадных усили-
телей.
6.7. Испытания резонансных усилителей
Общие замечания
Комплекс испытательных работ над резонансным усилителем
состоит из проверок стабильности его частотной характеристики,
коэффициента усиления и амплитудной характеристики при из-
менениях напряжения источника питания .и температуры окру-
жающей среды в пределах, оговоренных техническими требования-
ми. Для проведения анализа причин нестабильности характери-
стик усилителя, испытания проводятся в следующих режимах ра-
боты: при номинальной температуре окружающей среды и напря-
жении источника питания, равном минимальному и максимально-
му значениям; при номинальном напряжении источника питания
и крайних значениях температуры окружающей среды; при худ-
шем стечении дестабилизирующих факторов.
Испытания при номинальной температуре окружающей средь!
проводят по схеме рис. 6.16. Точность установки частоты на вы-
ходе измерительного генератора должна быть на порядок выше
допуска на отклонение частотной характеристики от нормы. Если
точность установки частоты на выходе измерительного генерато-
ра ниже требуемой, то эту частоту измеряют электронным часто-
томером либо по фигурам Лиссажу с применением кварцевого ка-
либратора.
Для возможности оценки сдвигов частотной характеристики
усилителя за счет расстройки контура при изменениях питающе-
го напряжения характеристику предварительно снимают при но-
минальном напряжении, а затем при минимальном и максималь-
ном его значениях.
304
Амплитудную характеристику снимают только при номиналь-
ном и минимальном напряжениях источника питания на резонан-
сной частоте, так как на частоте резонанса коэффициент исполь-
зования коллекторного напряжения имеет максимальное значе-
ние.
Проверка влияния на настройку усилителя
нестабильности питающего напряжения
В практических схемах резонансных усилителей при обычных
изменениях напряжения источника питания величиной расстрой-
ки контура от этих изменений напряжения питания можно пре-
небречь. Однако в специальных схемах резонансных усилителей
с полосой пропускания, составляющей доли процента от значе-
ния резонансной частоты, возникающая расстройка контура мо-
жет оказаться недопустимой.
Расстройка контура при изменении величины напряжения пи-
тания происходит в связи с возникающими изменениями емкости
коллекторного перехода транзистора настраиваемого каскада и
входной емкости транзистора следующего каскада, а в случае на-
личия сердечника в контурной катушке — за счет изменяющегося
тока постоянного подмагничиваний .сердечника.
Зависимость емкости коллекторного перехода Ск от измене-
ния коллекторного напряжения определяется выражением
<6-76>
из которого следует, что с ростом коллекторного напряжения ем-
кость Ск уменьшается.
Диффузионная емкость коллекторного перехода маломощных
плоскостные транзисторов составляет единицы пикофарад и из-
меняется прямо пропорционально изменениям величины коллек-
торного тока. Поскольку резонансные усилители обычно работают
в режиме А, то следовательно, их коллекторные цепи можно счи-
тать линейными, а изменения коллекторного тока и соответствен-
но диффузионной емкости коллекторного перехода прямо пропор-
циональными изменениям питающего напряжения.
Входная емкость следующего каскада в основном определя-
ется диффузионной емкостью эмиттерного перехода транзистора
следующего каскада и емкостью Ск. По ф-ле (3.14)
0,16р
fa э—гб)
+-СК(1+АН)
При анализе причин расстройки контура изменениями диффузион-
ной емкости коллекторного перехода можно пренебречь, так как
«бсолютная величина этой емкости значительно меньше емкости
Ск, и учитывать только влияние изменений выходной емкости
305.
транзистора налаживаемого каскада СВЬ1Х [ф-ла (3.13)] и входной
емкости следующего каскада Свхсл [ф-ла (3.14)]. При этом с ро- '
стом питающего напряжения возникающее уменьшение выходной
емкости транзистора налаживаемого каскада повышает частоту
настройки контура, а увеличение входной емкости следующего
каскада снижает частоту настройки.
Влияние постоянного подмагничивания на величину индуктив-
ности катушки с сердечником оценивают по графикам зависимо-
сти магнитной проницаемости сердечника от напряженности на-
магничивающего поля (рис. 6.12). В соответствии с графиками
рис. 6.12 при увеличении Но магнитная проницаемость сердечни-
ка уменьшается, соответственно уменьшается индуктивность ка-'
тушки, что в конечном счете приводит к повышению частоты на- ;
стройки контура.
Результирующее действие изменений СВЪ1Х, Свхся и индуктив-
ности контурной катушки на частоту настройки контура оценива-
ют выражением
0,159
'р —/ZTC-’ (6-76)
еде L' и С — величины индуктивности и емкости контура при
соответствующем напряжении питания. Емкость контура С опре-
деляют из ф-лы (6.32) по известным значениям СВЫх и Свхсл.
Из изложенного выше можно сделать вывод, что дестабилизи-
рующее действие выходной емкости транзистора при изменении
питающего напряжения совпадает с действием эффекта подмаг-
ничивания и противоположно дестабилизирующему действию
входной емкости следующего каскада. При проведении испытаний
для выявления дестабилизирующего действия каждого из перечи-
сленных факторов необходимо поочередно исключать либо сни-
жать эффективность действия их на контур. Так, например, для
проверки дестабилизирующего действия входной емкости сле-
дующего каскада, ее заменяют конденсатором постоянной емко-'
сти; влияние подмагничивания проверяют путем замены контур-
ной катушки с сердечником на воздушную либо на катушку с
сердечником, у которого имеется воздушный зазор. Испытания
влияния изменений питающего напряжения на частоту настройки
контура считаются законченными при совпадении результатов из-
мерений с расчетными величинами сдвинутой резонансной часто-
ты при максимальном и минимальном напряжениях питания.
Температурные испытания
Для проведения температурных испытаний усилитель помеща-
ют в термостат либо камеру холода, выводные провода входа и
выхода разносят и тщательно экранируют с целью исключения
самовозбуждения. Первый цикл температурных испытаний про-
водят при номинальном напряжении источника питания. При этом
306
снимают частотные характеристики коэффициента усиления при
максимальной и минимальной рабочих температурах и опреде-
ляют допустимость сдвигов этих характеристик относительно по-
ложения, занимаемого ими при номинальной температуре окру-
жающей среды. Сдвиги частотной характеристики могут возни-
кать по причине расстройки контура в результате изменений от
температуры величин емкости контурного конденсатора и индук-
тивности катушки, а также выходной емкости транзистора и вход-
ной емкости нагрузки. При этом наиболее существенное влияние
на расстройку контура оказывают изменения • выходной емкости
транзистора и изменения контурной емкости и индуктивности.
Выходная емкость транзистора • изменяется при колебаниях
температуры ввиду зависимости величины емкости коллекторного
перехода от температуры (рис. 6.5), а также в результате влия-
ния коллекторного тока температурной нестабильности на величи-
ну диффузионной емкости коллекторного перехода.
Изменения индуктивности контурной катушки при колебаниях
температуры происходят в связи с изменениями ее геометрических
размеров, а также вследствие зависимости магнитной проницаемо-
сти сердечника от температуры. В случае наличия постоянного
подмагничивания сердечника коллекторным током транзистора ин-
дуктивность катушки может изменяться при изменениях величи-
ны этого тока, вызванных составляющей тока температурной не-
стабильности.
Входная емкость транзистора при изменении температуры из-
меняется незначительно (рис. 6.5). Однако появление коллектор-
ного тока температурной нестабильности может вызвать значи-
тельные изменения ее величины (ф-ла 3.14).
Вышеуказанные влияния дестабилизирующих факторов на рас-
стройку контура учитывают в процессе проектирования, и поэтому
результаты измерений не должны существенно отличаться от рас-
четных величин допусков на сдвиги частотной характеристики.
В случае наличия несоответствия между результатами измере-
ний и расчета выявляют элемент схемы, дестабилизирующее дей-
ствие которого выше допустимого. С этой целью из термостата
либо камеры холода поочередно выносят схемные элементы. Пер-
вым выносят контурный конденсатор, затем катушку индуктивно-
сти и, наконец, транзистор. После выноса каждого из перечис-
ленных элементов снимают частотную характеристику усилителя,
что позволяет сделать выводы о дестабилизирующем действии вы-
несенного из термостата- элемента.
Резонансная частота расстроенного контура определяется вы-
ражением
f = ___ . (6.77)
' Д£)(С^Д С) ' ’
Величину приращения контурной емкости при учете основных де-
стабилизирующих факторов определяют по формуле
307
AC— Д С^-Ь А Сн4- АСвых-|- АС, (6.78)
где ACl — приращение собственной емкости катушки от измене-
ний ее геометрических размеров при изменениях температуры. В
практических схемах, работающих в диапазоне частот до 1 Мгц,
собственная емкость катушки значительно меньше контурной ем-
кости, что позволяет пренебречь изменениями ее величины от
температуры; АСИ — приращение емкости контура при изменении
емкости нагрузки.
Если нагрузкой является входная цепь транзистора, то АСН.
определяют из соотношения
(6.79)
/а«иэ \ /ока }
где п — коэффициент включения нагрузки в контур, для схемы
рис. 6.4а п~— , для рис. 6.46 п = -————, для рис. 6.4е п =
K'l ЦЦ ф w\
—--------, /0к2 и /0Ki— соответственно коллекторные токи при
а»! Ф
максимальном и номинальном значениях температуры.
Величину приращения емкости контура, вызванную изменением
выходной емкости транзистора, определяют по формуле
АС,,„~ _ (6.80)
где т — величина, характеризующая относительное изменение
выходной емкости транзистора, т = гСвых* , отношение
свых+20°С
гСдых *-- определяется по графику рис. 6.5; п—коэффициент
свых+20°С
пересчета выходной емкости транзистора в контур, для схемы
рис. 6.4а п=\, для схем рис. 6.46 и в п————
ИТ 4- и/!
Расчетное приращение емкости основного контурного конден-
сатора определяется выражением
AC = CacAt. (6.81)
Приращение индуктивности катушки с сердечником от изме-
нений температуры- определяют по формуле
AL = ALt + ALT0. (6.82)
где ALt — приращение индуктивности от влияния температуры на
величину магнитной проницаемости сердечника; ДАто — прираще-
308
ние индуктивности от подмагничивающего действия тока темпера-
турной нестабильности транзистора. Значение ALZ определяют по
формуле
A£z = La(lAL (6.83)
Влияние подмагничивающего действия тока температурной не-
стабильности транзистора определяют по графикам зависимости
магнитной проницаемости сердечника от напряженности постоян-
ного подмагничивающего поля (рис. 6.12).
Уменьшение дестабилизирующего действия изменений от тем-
пературы выходной емкости транзистора и входной емкости на-
грузки достигают хорошей температурной стабилизацией режима
транзистора по постоянному току и соответствующим выбором ве-
личины коэффициента включения транзистора и нагрузки в кон-
тур. Дестабилизирующее действие изменений величин емкости кон-
турного конденсатора и индуктивности катушки уменьшают при-
менением термокомпенсирующих конденсаторов. При увеличении
частоты настройки контура от повышения температуры для ком-
пенсации применяют конденсаторы с положительным ТКЕ, при
снижении частоты настройки контура от повышения температуры
для термокомпенсации применяются конденсаторы с отрицатель-
ным ТКЕ.
Необходимое изменение величины контурной емкости, обеспе-
чивающее компенсацию дестабилизирующего действия схемных
элементов, определяют из выражения
( р \
• дс=С| —— 1 I , (6.84)
где fp — резонансная частота усилителя при номинальной темпе-
ратуре; fi — резонансная частота усилителя, измеренная при мак-
симальной рабочей температуре.
По полученному значению АС выбирают тип термокомпенси-
рующего конденсатора с положительным либо отрицательным
ТКЕ. Величину емкости этого конденсатора прн номинальной тем-
пературе определяют по формуле
СКомп= д'/|ас| ’ (6‘85)
Приме.р 6.1. Допустим, что при нагреве усилителя с контурной емкостью„
С=5000 пф от +20 до +50°С его резонансная частота изменяется от /р=50кгч
до значения Д=49,9 кгц. Требуется рассчитать компенсирующий конденсатор.
Определяем необходимое уменьшение контурной емкости при повышении
температуры до +50°С по ф-ле (6.84)
/ 502 \
ДС =5000 ------— 1 =20 пф.
49,92 j
Для термокомпенсации выбираем конденсатор типа КПМ с значением ТКЕ,
равным —1300-Ю-с, и по ф-ле (6.85) определяем .величину его емкости три но-
минальной температуре
309
Скомп~ (50°-20°). 1300-10-е -513,п^
Ближайшее стандартное значение емкости равно 510 пф. В соответствии с
результатом .расчета контурная емкость должна состоять .из основного конден-
сатора емкостью 4490 пф .и компенсирующего емкостью 510 пф.
В связи с изменением параметров транзистора от температу-
ры в области положительных температур может возникнуть само-
возбуждение усилителя, если при номинальной температуре его
коэффициент усиления был равен максимально устойчивому зна-
чению. В этом случае для устранения самовозбуждения в усили-
телях без нейтрализации необходимо уменьшить усиление одним
из способов, рассмотренных выше, а в нейтрализованных усили-
телях — вновь подобрать режим нейтрализации.
Испытания при худшем стечении
дестабилизирующих факторов
После завершения испытаний при предельных значениях тем-
пературы и номинальном напряжении питания приступают к ис-
пытаниям усилителя в режиме худшего стечения дестабилизирую-
щих факторов, обусловливающих максимальный сдвиг частоты
настройки контура в одном направлении. В практических схемах
резонансных усилителей максимальная расстройка контура обыч-
но возникает при максимальной рабочей температуре и макси-
мальном напряжении источника питания. Максимальные ампли-
тудные искажения появляются при минимальном напряжении ис-
точника питания и минимальной рабочей температуре. Испытания
проводятся по методике режимных и температурных испытаний,
описанной выше.
6.8. Настройка и испытания
многокаскадных резонансных
усилителей
Многокаскадные резонансные усилители могут состоять из ка-
скадов с одноконтурной, двухконтурной либо многоконтурной на-
грузкой. В некоторых усилителях применяется сочетание-однокон-
турных каскадов с двухконтурными. При использовании несколь-
ких одноконтурных каскадов для усиления сигналов в узкой поло-
се частот их контуры настраивают на частоту, равную средней ча-
стоте рабочей полосы, для получения усиления в широкой полосе
частоты настройки отдельных каскадов разносятся (рис. 6.24 а}.
В усилителях с одноконтурными и двухконтурными каскадами
частоту настройки одноконтурного каскада обычно выбирают рав-
ной средней частоте рабочей полосы для компенсации провала в
резонансной кривой каскада усиления со связанными контура-
ми (рис. 6.246).
310
Избирательность и усиление многокаскадного усилителя вне за-
висимости от схемного построения каскадов равны произведению
величин избирательности и усиления отдельных каскадов. Основ-
ные расчетные соотношения для многокаскадных усилителей при
различном схемном построении каскадов изложены в [1, 10, 20].
а) ' S)
Рис. 6.24. Частотные характеристики многокаскадных усили-
телей
Наладку многокаскадного усилителя ведут покаскадно, начи-
ная с оконечного, по выше приведенной методике для одиночного
каскада. После наладки отдельных каскадов приступают к про-
верке усилителя в целом. При включении всех каскадов возмож-
но возникновение самовозбуждения усилителя. Причинами само-
возбуждения обычно бывают паразитные индуктивные и емкост-
ные связи между схемными элементами различных каскадов. Воз-
никновение самовозбуждения также возможно по причине пара-
зитной связи через цепи питания. Наиболее частой причиной воз-
никновения самовозбуждения усилителя при устойчивой работе
отдельных его каскадов является паразитная индуктивная связь
между контурными катушками отдельных каскадов. При поиске
«утей паразитной связи необходимо помнить, что величина пара-
зитной связи между двумя катушками тем меньше, чем выше
проницаемость материалов их сердечников и чем лучше их экра-
нировка. Наличие зазоров в сердечниках катушек создает поток
рассеяния, способствующий возникновению паразитной связи.
Выявление причин самовозбуждения может быть проведено по ме-
тодике, приведенной для многокаскадных апериодических усили-
телей.
л Испытания многокаскадного усилителя проводят после налад-
ки и испытаний отдельных его каскадов.
311
Литература
1. Акулов И. И. и др. Радиотехнические схейы и а транзисторах .и туннель-
ных диодах. iM., «Связь», 1966.
2. Брандт А. А., Ржевкин К. С. Техника монтажа и налаживания радио-
схем. Изд. Московского университета, 1965.
3. Буд ине к.ий Я. Усилители низкой частоты на транзисторах. М., Связь-
издат, 1963.
4. Веденеев Г. М., Вершил В. Е. Кремниевые стабилитроны. М., Госэнер-
гоиздат, 1961.
5. В и н о к у р о в Н. А. и др. Справочник но полупроводниковым диодам и
транзисторам. М., «Энергия», 1964.
6. Войшвилло Г. В. К вопросу обеспечения стабильности режима транзи-
сторных каскадов в широком диапазоне значений температуры и парамет-
ров. «Электросвязь», '1966, № 5.
7. Войшвилло Г. В. Анализ широкополосных и импульсных транзисторных
усилителей. В сб.: «Полупроводниковые приборы и их применение». Под
ред. Я. А. Федотова. Вып. 16. М., «Советское радио», 1966.
8. Войшвилло Г. В. Методическое руководство по курсовому проектирова-
нию транзисторных усилителей звуковой частоты. Изд. ЛЭИС, 1964.
9. Горюнов Н. Н. Справочник ло полупроводниковым диодам и транзисто-
рам. М., «Энергия», 1964.
10. Кобзев В. В., Шишмаков В. Н. Каскады радиоприемников па тран-
зисторах. М., Гоеэнер1гоиз,дат, 1960.
11. Малинский В. Д„ Ошер Д. Н., Теплицкий Л. Я. Испытания радио-
аппаратуры. М., «Энергия», 1965.
12. Н ик о л а е в с к и й И. Ф. Транзисторы и полупроводниковые диоды. М.,
Связьиздат, 1963.
13. Пере шин А. И., Софронов В. А. Справочник по эксплуатации радио-
измерительных приборов. УССР’, Гостехиздат, 1960.
14. П о л к о в с к и й И. М. Стабилизированные усилительные устройства на трйй-
зисторах. М., «Энергия», 1965.
15. Попов П. А. Расчет транзисторных усилителей звуковой частоты. М.,
«Энергия», ,1964.
16. Кушнир Ф. В. Радиоизмерения. М., «Связь», 1968.
17. Си фор о в В. И. Радиоприемные устройства. М., Военное издательство,
1954.
18. Сорин Я. М. Надежность радиоэлектронной аппаратуры. М., Госанерго-
издат, 1961'.
19. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем.
М., «Энергия», 1967.
20. Тр ох имение Я. К- Радиоприемные устройства на транзисторах. Киев,,
«Технгка», .1964.
21. Федотов Я. А. Полупроводниковые приборы и их применение. М., «Со-
ветское радио», 1962.
22. Цыкина А. В. Проектирование транзисторных усилителей. М., «Связь»,
1965.
23. Цыкин Г. С. Электронные усилители. М., Связьиздат, 1960.
24. Ц ы к и н Г. С. Трансформаторы низкой частоты. М., Связьиздат, 1965.
25. Цы к ин Г. С., Цзяи Ж ун-Фу. Расчет схем стабилизации рабочей точки
в транзисторных каскадах. «Электросвязь», 1962, № 5.
26. Шольц Н. Н. и Пискарев К. А. Оксидные ферромагнетики — оксифе-
ры. Научно-технический сборник ОТИ. Вып. 2. Лениздат, 1954.
27. Шульгин К. А. Эквивалентные схемы и системы параметров полупровод-
никовых триодов. М., Госэнергоиздат, 1958.