ТА.Рычина
А.В.Зеленский
УСТРОЙСТВА
ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
И ЭЛЕКТРОРАДИО-
ЭЛЕМЕНТЫ
2-е издание, переработанное и
дополненное
Допущено Министерством высшего
и среднего специального образования СССР
в качестве учебника
для студентов вузов, обучающихся
по специальности «Конструирование
и технология радиоэлектронных средств»
Москва
«Радио и связью .
1989
<г,
ББК 32.843
Р95
УДК 621.382+621.396.69(075)
Рецензенты: кафедра КРЭА и МЭ Ленинградского электротехнического ин-та
связи им. проф. М. А. Бонч-Бруевича (зав. кафедрой канд. техн, наук
П. П. Г е л л ь) и д-р техн, наук, проф. Я. А. Федотов.
Редакция литературы по конструированию и технологии производства радио-
электронной аппаратуры
Рычина Т. А., Зеленский А. В.
Р95 Устройства функциональной электроники и электро-
радиоэлементы: Учебник для вузов. — 2-е изд., пере-
раб. и доп. — М.: Радио и связь, 1989. — 352 с.: ил.
ISBN 5-256-00214-7.
Показана роль элементной базы — устройств функциональной электро-
ники (УФЭ) и электрорадиоэлементов (ЭРЭ) в развитии и совершенствова-
нии радиоэлектронной аппаратуры (РЭА). Изложена методология конструи-
рования н применения УФЭ и ЭРЭ. Рассмотрены проблемы развития конст-
Большое внимание уделено анализу качества УФЭ и ЭРЭ, в том числе
отклонений параметров, их стабильности, причинам отказов в процессе
функционирования. Изложены вопросы расчета и обоснования конструктор-
ских решений, приведены примеры некоторых конструкций.
Для студентов вузов, обучающихся по специальности 0705 (конструиро-
вание и производство РЭА); может быть полезен студентам, обучающимся
по специальности 0648 (конструирование и производство ЭВМ).
2302020200-199
046(01)-89
ББК 32.843
5-256-00214-7
© Издательство «Радио и связь», 1989
ПРЕДИСЛОВИЕ
Основные направления экономического и социаль-
ного развития СССР на 1986—1990 гг. и на период до 2000 г.,
одобренные XXVII съездом КПСС, предусматривают интенсивное
развитие радиоэлектроники, повышение эффективности и качества
радиоэлектронной аппаратуры (РЭА). В решении этой задачи оп-
ределяющую роль играет элементная база: устройства функцио-
нальной электроники (УФЭ)—фильтры на поверхностных акус-
тических волнах, приборы с зарядовой связью и т. д.; интег-
ральные микросхемы (ИС)—полупроводниковые и гибридные, а
также электрорадиоэлементы (ЭРЭ) — соединители, резисторы,
трансформаторы и др. В последнее время элементная база быстро
развивается, и все большее значение в ней приобретают устрой-
ства функциональной электроники.
При подготовке конструкторов и технологов прежде было пре-
дусмотрено изучение элементной базы в курсе «Электрорадиоэле-
менты», который в 1982 г. был преобразован в курс «Устройства
функциональной электроники и электрорадиоэлементы». Програм-
ма была утверждена Минвузом СССР в 1985 г., поэтому изданный
в 1976 г. учебник «Электрорадиоэлементы» (автор Т. А. Рычина)
при подготовке данной книги пришлось существенно переработать,
уделив в соответствии с новой программой внимание устройствам
функциональной электроники’
Функциональная электроника-—это новое перспективное на-
правление в современной элементной базе РЭА. Устройства фун-
кциональной электроники основаны на использовании динамичес-
ких неоднородностей и физических принципов интеграции. Это
отличает их от транзисторов, диодов, ИС и других элементов РЭА,
основанных на статических неоднородностях и конструкторско-тех-
нологической интеграции. В настоящее время стоит вопрос о соз-
дании устройств, в которых в качестве основных носителей инфор-
мации будут использованы всевозможные виды динамических не-
однородностей, т. е. устройств для обработки больших массивов
информации с помощью интеграции различных физических эффек-
тов. В учебнике уделяется также внимание электрорадиоэлемен-
там. Они продолжают интенсивно развиваться и широко применя-
ются в РЭА в комплексе с интегральными микросхемами и устрой-
ствами функциональной электроники. Вопросы, относящиеся к ин-
тегральным микросхемам, не рассматриваются, так как этому по-
священы отдельные дисциплины и соответствующая литература.
3
Программа и уч^рик построены в основном по принципу вы-
полняемых различными элементами РЭА функций: фильтрации,
соединения и коммутации, запоминания и других, что подготавли-
вает конструкторов и технологов к умению сопоставлять и целесо-
образно применять те или иные УФЭ и ЭРЭ в аппаратуре. Для
правильного и перспективного решения этих задач нельзя опирать-
ся только на сведения из справочников — необходимо иметь пред-
ставление о процессах, определяющих принцип действия, функцио-
нирование и качество УФЭ и ЭРЭ, особенно точность, стабильность
параметров и надежность. В ряде случаев не удается воспользо-
ваться стандартными элементами, и конструкторам и технологам
РЭА приходится проектировать и изготовлять УФЭ и ЭРЭ на ап-
паратостроительных предприятиях.
В книге уделяется внимание обоснованию роли элементной ба-
зы в совершенствовании, повышении эффективности и качества
РЭА с использованием системных методов и учетом их развития.
Главы 1—7 и 9 написаны Т. А. Рычиной, глава 8 — А. В. Зелен-
ским.
Глава 1. РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ АППАРАТУРА
И ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
1.1.	РАДИОТЕХНИКА
И РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ АППАРАТУРА
Радиотехника. Это область науки и техники основана на при-
менении электромагнитных волн для передачи, извлечения и пре-
образования информации. Информация играет все большую роль
в жизни человеческого общества, и потребность в обмене инфор-
мацией растет быстрее, чем объем промышленного производства и
численность населения [7]. Радиотехника позволяет обеспечить
растущую информационную потребность человечества в условиях
быстро развивающихся науки, производства и культуры, ее совер-
шенствование является одной из составных частей прогресса об-
щества.
В зависимости от того, каков характер и назначение инфор-
мации, передаваемой и извлекаемой с помощью радиотехнических
средств, в радиотехнике принято рассматривать разные радиотех-
нические системы (РТС), например радиолокационные, радиона-
вигационные и др. Радиотехнические системы можно определить
как управляемый оператором комплекс РЭА, размещаемой на объ-
ектах и на поверхности Земли и подвергающейся воздействиям
внешней среды и радиоволн (радиосигналов и помех) в простран-
стве [8].
Радиоэлектронная аппаратура предназначена для передачи, из-
влечения и преобразования сигналов и информации, которая в них
содержится, в соответствии с принципом действия РТС. Свойства
РЭА описываются совокупностью параметров и характеристик:
радиотехнических, конструкторско-технологических, эксплуатаци-
онных и экономических. По функциональному признаку РЭА мож-
но разделить на устройства: антенно-фидерные, передающие, при-
емные, обработки информации и др.
Преобразования сигналов. Рассмотрим наиболее характерные
преобразования сигналов в РЭА.
1.	Излучение и прием сигнала на антенну.
2.	Усиление сигнала. Для этого необходимо использование ак-
тивных элементов: транзисторов, электровакуумных приборов и
т. д.
3.	Фильтрация сигнала (выделение его из помех).
5
4.	Генерация колебанийпРазной формы.
5.	Модуляция и демодуляция. Они необходимы для «наложе-
ния» сообщения на высокочастотный сигнал или выделения из не-
го. Как правило, эти функции осуществляются с использованием
нелинейных преобразователей.
6.	Запоминание информации (сигналов и алгоритмов преобра-
зований сигналов). Выполнение этих функций обусловливается в
основном внедрением в РЭА микропроцессорных устройств, функ-
ционирование которых определяется программой, записанной в за-
поминающих устройствах.
7.	Вторичное преобразование информации, т. е. сигналов, ото-
бражающих информацию. Выполняется обычно специализирован-
ными ЭВМ, работающими совместно с РЭА. Например, переход
от гиперболических координат к географическим в радионавигаци-
онных системах.
8.	Отображение информации. Если потребителем информации,
выдаваемой радиотехнической системой, является какое-то устрой-
ство, например ЭВМ, то эта функция может отсутствовать в РЭА.
Если потребитель информации — человек, то ойа должна быть
представлена в виде, удобном для зрительного или слухового вос-
приятия.
9.	Коммутация и соединение цепей. Эти функции связаны с
необходимостью переключения режимов, подключения измеритель-
ных устройств, электрического соединения элементов, расположен-
ных в разных конструктивах и пространственно разнесенных и т.п.
Для выполнения указанных преобразований сигналов в аппа-
ратуре и ее устройствах используются элементы с разными элект-
рическими, магнитными и электромагнитными свойствами, соеди-
ненные между собой по определенной схеме. В общем случае ре-
комендуется следующее определение элемента системы: часть си-
стемы, выполняющая заданные функции и не подлежащая даль-
нейшему расчленению на части при данной степени подробности
рассмотрения системы. Элементами могут быть детали, узлы, аг-
регаты, аппараты, машины, приборы [17]. Применительно к РЭА
под элементом следует понимать начальную, неразделяемую со-
составную часть целого, выполняющую заданное преобразование
сигналов.
Элементы, предназначенные для преобразования сигналов, мо-
гут выполнять разные функции и будут рассматриваться ниже. Те
элементы РЭА, которые выполняют механические функции (креп-
ление, увеличение жесткости) и не принимают непосредственного
участия в преобразовании сигналов, расмматриваться не будут.
Каждый элемент основан на определенном принципе действия и
описывается электрическими, конструкторско-технологическими,
экономическими параметрами и характеристиками.
Между аппаратурой и элементами существует принципиальное
отличие, состоящее в том, что аппаратура является человеко-ма-
шинной системой, т. е. предназначена для ее самостоятельного ис-
> пользования в условиях эксплуатации персоналом, который обес-
6
печивает функционирование аппаратуры и получение требуемой
информации. Элементы не предназначены для самостоятельного
использования в эксплуатации, но могут быть очень сложными,
например большие интегральные схемы (БИС). Таким образом,
элементы аппаратуры входят в сложную многоуровневую иерар-
хическую систему, которой является РЭА. Они представляют на-
чальный (первый) уровень РЭА.
1.2.	ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
Состав элементной базы. Элементную базу РЭА составляет со-
вокупность различных элементов, участвующих в преобразовании
сигналов и информации, которая в них содержится: пассивные дис-
кретные ЭРЭ и простейшие устройства на их основе, например
ЕС-фильтры; активные дискретные элементы — полупроводнико-
вые и электровакуумные приборы (ЭВП); интегральные микро-
схемы; устройства функциональной электроники и некоторые дру-
гие.
Рассмотрим подробнее определения и основные понятия, отно-
сящиеся к элементной базе.
Пассивные электрорадиоэлементы выполняют в РЭА различ-
ные операции над сигналами. Они основаны на таких физических
процессах как электрический контакт, взаимодействие электричес-
кого тока и магнитного поля, напряжения и электрического заряда
и др. К ним можно отнести катушки индуктивности, конденсаторы,
резисторы, трансформаторы и т. д.
Элементной базой принято также считать устройства, состоя-
щие из отдельных ЭРЭ, например ЕС-фильтры, или из электроме-
ханических элементов (соединители, переключатели, реле). Строго
говоря, их нельзя рассматривать как неделимые, так как они по-
лучаются в результате механической сборки, электрического мон-
тажа и во многих случаях могут быть разобраны. Однако с точки
зрения конструктора РЭА они рассматриваются как элементы ап-
паратуры. Это связано с тем, что конструктор РЭА выбирает и
использует эти элементы в собранном виде и не может изменить
их конструкцию. Они нормализованы на предприятии или в от-
расли и могут быть юстированы.
Полупроводниковые и электровакуумные приборы, являясь ак-
тивными элементами, по физической сущности функционирования
принципиально отличаются от пассивных. Их принцип действия
основан на сложных физических процессах, они характеризуются
специфическими параметрами, конструкцией и технологией.
В настоящее время дискретные активные элементы обычно ис-
пользуются при больших мощностях, на сверхвысоких частотах
и т. п.
Интегральные микросхемы — пленочные, гибридные и полупро-
водниковые разной степени интеграции — наиболее широко приме-
няются в РЭА. В гибридных ИС используются навесные транзис-
торы и конденсаторы большой емкости и некоторые другие компо-
7
ненты, а . резисторы, конденсаторы малой емкости, соединения и в
редких случаях катушки индуктивности формируются нанесением
пленок на поверхности подложки.
Основной особенностью полупроводниковых приборов и ИС яв-
ляется наличие кристалла полупроводникового материала с боль-
шим количеством созданных в его поверхностном слое статических
неоднородностей. Классическим примером таких неоднородностей
являются области полупроводника с разными свойствами, напри-
мер разными типами носителей зарядов, разделенные р-п перехода-
ми. Обработка сигналов осуществляется продвижением носителей
из области одной статической неоднородности в область другой.
При этом происходит непрерывное изменение физических вели-
чин— носителей информации, таких как ток, потенциал, концентра-
ция носителей и т. д.
Статические неоднородности характеризуются следующими осо-
бенностями: создаются в ходе необратимых технологических про-
цессов в процессе производства; в основном сохраняют характерис-
тики в течение всего срока эксплуатации; жестко связаны с оп-
ределенными координатами и не могут перемешаться в объеме
прибора [3].
Статические неоднородности являются основой технологичес-
кой интеграции, т. е. основой создания и функционирования полу-
проводниковых ИС, включая БИС. Направление микроэлектрони-
ки, связанное с технологической интеграцией, иногда называют
схемотехническим. Этот термин основан на том, что преобразова-
ния, которым подвергаются сигналы, определяются как свойствами
статических неоднородностей (р-п переходы, образующие транзис-
торы, диоды и т. п.) так и тем, каким образом они сформированы
в ИС и соединяются между собой, т. е. схемой.
Хотя ИС сами являются сложными элементами, в которых про-
исходят разнообразные преобразования сигналов, их следует рас-
сматривать в составе элементной базы РЭА. Полупроводниковые
ИС содержат резисторы, конденсаторы, транзисторы и диоды, ко-
торые могут быть подобны самостоятельным дискретным элемен-
там. Но если они входят в ИС, то уже не являются элементами
РЭА в указанном выше смысле и их можно рассматривать как
электрорадиоэлемент ИС (ГОСТ 17021—75).
Из сказанного следует, что понятия ЭРЭ в аппаратуре и в ИС
несколько различаются. В состав ИС, например гибридных, могут
также входить части, реализующие функции какого-либо ЭРЭ, ко-
торые могут быть выделены как самостоятельное изделие. Тогда
их принято называть компонентами ИС (ГОСТ 17021—75).
Устройства функциональной электроники приобретают в насто-
ящее время возрастающее значение в элементной базе РЭА. Функ-
циональная электроника охватывает вопросы получения комбини-
рованных сред с наперед заданными свойствами п создание раз-
личных электронных устройств методами физической интеграции,
т. е. использование таких физических принципов н явлений, реа-
лизация которых позволяет получить компоненты со сложным фун-
8
кциональным назначением в отличие от технологической интег-
рации, предусматривающей конструирование интегральных схем
на основе функционально простых элементов типа транзисторов,
диодов, резисторов и т. д. (БСЭ.— Т.28. — С.133).
В функциональной электронике (ФЭ) использованы новые фи-
зические принципы и эффекты с целью создания принципиально
новых электронных устройств. Отличительной чертой, таких уст-
ройств являются несхемотехнические принципы их построения.
Функции схемотехники выполняют непосредственно те или иные
физические процессы, характерной особенностью которых явля-
ется наличие и использование для обработки или хранения инфор-
мации динамических неоднородностей в однородном объеме твер-
дого тела. Примером таких динамических неоднородностей могут
быть цилиндрические магнитные домены, пакеты зарядов в при-
борах с зарядовой связью, волны деформации кристаллической ре-
шетки в приборах на поверхностных акустических волнах и т. д.
[3-5].
Динамические неоднородности создаются физическими метода-
ми. Их появление, перемещение и исчезновение в объеме твердого
тела не связано с процессом изготовления устройства. Особенностя-
ми динамических неоднородностей является то, что они создаются
физическими средствами в ходе эксплуатации прибора, а не тех-
нологическими в процессе производства; могут возникать и исче-
зать, а также изменять свои характеристики во времени; могут
существовать длительное время, и эта длительность определяется
функциональными задачами устройства; не связаны жестко с ко-
ординатами; являются непосредственными носителями информа-
ции, которая может быть представлена как в цифровой, так и в
аналоговой форме [3].
Функциональная электроника имеет большие перспективы. Из-
вестно, что в ИС по мере повышения степени интеграции все боль-
шую и большую часть площади кристалла (до 80%) занимают
токоведущие дорожки. Уменьшение размеров активных элемен-
тов— наиболее перспективный путь повышения уровня интеграции
ведет к уменьшению размеров таких дорожек. Если их ширина (и
зазор между ними) составляет, например, 1 мкм, то толщина до-
рожки должна быть 0,2 мкм. Суммарная длина токоведущих до-
рожек в БИС или сверхбольших ИС (СБИС) может быть около
4—5 м. В функциональной электронике эта проблема отсутствует.
В настоящее время в функциональной электронике разрабаты-
ваются приборы, в каждом из которых используется какой-либо
один тип динамических неоднородностей. В перспективе стоит воп-
рос о переходе ко второму этапу — созданию устройства на базе
интеграции различных физических эффектов. Это даст возмож-
ность осуществить «параллельный» перенос и обработку большого
массива информации, создать устройство с многослойной структу-
рой, использовать большую часть площади кристалла, повысить
надежность и устойчивость к внешним воздействиям. Широкое ис-
пользование оптических методов управления переносом и обработ-
9
кой информации может приблизить нас кИколютному теоретичес-
кому пределу быстродействия ее обработки — скорости света [6].
Устройства функциональной электроники могут выполнять в
РЭА сложные функции, однако их включают в состав элементной
базы, так как конструктор РЭА применяет их, не подвергая изме-
нениям.
Изучать УФЭ следует совместно с ЭРЭ, так как УФЭ часто вы-
полняют в РЭА такие же функции, которые могут выполняться при
применении ЭРЭ. Совместное изучение УФЭ и ЭРЭ позволяет осу-
ществлять их рациональный выбор при конструировании РЭА. В
книге значительное внимание уделяется как ЭРЭ, так и УФЭ.
С точки зрения методики изучения дискретные транзисторы,
электровакуумные приборы и ИС выделены в отдельный курс; в
данной книге они подробно рассматриваться не будут, а затраги-
ваются только в той мере, которая необходима для обоснования
роли и места в РЭА различных элементов.
1.3.	КОМПЛЕКСНОЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЕ
В РЭА ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ,
ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ,
УСТРОЙСТВ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ, дискретных
ТРАНЗИСТОРОВ И ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ
ПРИБОРОВ
Совместное использование ИС и ЭРЭ. Основные элементы, со-
ставляющие в совокупности элементную базу (ЭРЭ, транзисторы,
ЭВП, ИС и УФЭ), в отдельности не могут обеспечить эффективное
выполнение функций, необходимых для работы РЭА, но они не
противостоят, а дополняют друг друга. Каждый из этих элемен-
тов имеет свои преимущества и недостатки.
Разнообразие элементной базы усложняет работу по проекти-
рованию РЭА, так как требует более широкой подготовки конст-
рукторов и рассмотрения большого количества вариантов реализа-
ции РЭА и, следовательно, большой эрудиции конструктора. Одной
из основных составляющих элементной базы являются интеграль-
ные микросхемы. Они имеют две существенные различающиеся
разновидности — аналоговые и цифровые микросхемы.
Аналоговые микросхемы, в большинстве своем гибридные ИС
(ГИС), большие гибридные ИС (БГИС), являясь компактными и
технологичными, позволили эффективно решить ряд задач, стоя-
щих перед РЭА, а именно выполнить функции детекторов, генера-
торов, усилителей, аналоговых селективных элементов на основе
пленочных индуктивностей и емкостей и т. д.
Цифровые микросхемы, в которых над дискретными сигналами
выполняются логические функции (операции И, НЕ, ИЛИ и т. д.),
получили большее развитие. При этом имеют в виду полупроводни-
10
ковые ИС. Выигрыш в надежности, га-
баритах, стоимости таких микросхем
существенно связан со степенью инте-
грации. Повышение степени интегра-
ции ИС при соответствующем уровне
технологии, который обеспечивает до-
стижение высокого процента выхода
годных изделий, позволяет повысить
надежность, улучшить массогабарит-
ные характеристики, эффективность
производства и применения. Это вы-
звало быстрое увеличение степени ин-
теграции и использование БИС со сте-
пенью интеграции 103 и СБИС со сте-
пенью интеграции 104 и более эле-
ментов.
Рис. 1.1
Однако повышение степени интеграции приводит к трудностям
применения таких ИС. Это связано с тем, что при увеличении сте-
пени интеграции уменьшается «гибкость» или универсальность ИС.
При средней степени интеграции можно использовать стандартные,
выпускаемые в массовом количестве ИС, соединяя их в разных
комбинациях и добиваясь выполнения различных функций. Услож-
нение функций достигается путем увеличения стандартных ИС.
В полупроводниковых БИС и СБИС количество корпусов умень-
шается, масса, габариты, стоимость элемента ИС (транзистора)
уменьшается, но возможность получения различных функций на
основе одной конструктивно и технологически законченной БИС
резко ограничивается, количество необходимых типов ИС увели-
чивается [10, 15].
Для наглядности на рис. 1.1 даны зависимости, которые качест-
венно характеризуют сказанное. Здесь С — стоимость транзистора
в составе ИС; Q — масса ИС, отнесенная к одному транзистору;
пт — количество необходимых типов ИС. Таким образом, БИС и
СБИС эффективны, когда их можно использовать в большом ко-
личестве устройств РЭА, а реально наблюдается противоположная
тенденция: чем больше степень интеграции, тем в меньшем коли-
честве они требуются. Такое противоречие, а также то, что БИС
и СБИС не могут эффективно выполнять ряд функций в апаратуре,
говорит о том, что их применение не решает всех задач, которые
стоят при создании РЭА.
Действительно, ряд таких важных функций, как трансформация
токов и напряжений на низких и высоких частотах, фильтрация в
широком диапазоне частот, получение больших и электрически
управляемых емкостей, задержка сигнала, обеспечение больших и
высокостабильных индуктивностей и другие во многих случаях зна-
чительно эффективнее выполняются с использованием дискретных
ЭРЭ. Поэтому вместе с развитием ИС происходит развитие и дис-
кретных ЭРЭ.
11
Таблица 1.1
Элементы	Количество ^дискретных эле- ментов на 1000 ИС	Элементы К		Количество дискретных элементов на 1000 ИС
Резисторы	500--1000	Катушки индуктив- ности, ВЧ дроссели, фильтры Трансформаторы Линии задержки	50
Конденсаторы Реле, переключатели, соединители	300••800 100		50 50
Количество ЭРЭ, используемых на каждую тысячу ИС среднего
уровня интеграции, может быть проиллюстрировано табл. 1.1.
Количество ЭРЭ в аппаратуре по сравнению с количеством ИС
по мере повышения степени интеграции ИС и относительная доля
затрат должны уменьшаться (рис. 1.2). Однако'в связи с общим
усложнением РЭА увеличивается количество используемых дис-
кретных элементов, поэтому объем их производства не уменьша-
ется. Они будут развиваться как в количественном, так и в каче-
ственном отношении. Известно, что промышленность, выпускаю-
щая ЭРЭ, увеличивает их номенклатуру, наблюдается ежегодный
рост объема их производства (рис. 1.3).
Использование УФЭ совместно с ИС и ЭРЭ. Совместное при-
менение ИС и ЭРЭ позволяет эффективно решать многие задачи
при создании РЭА. Но в некоторых случаях это не дает требуемых
результатов. Рассмотрим такие функции как фильтрация и запо-
минание.
Действительно, электрические КС-фильтры, не требующие ис-
пользования сложных технологических процессов, но отличающие-
ся относительно большой трудоемкостью сборочных работ, обла-
дают низкими стабильностью и добротностью. При снижении часто-
ты их габариты возрастают и стабильность ухудшается. При по-
12
Овъем выпуска, отн.ед.
Рис. 1.3
вышении стабильности и добротности значительно увеличиваются
габариты и стоимость. Электромеханические и кварцевые фильтры,
обладая лучшими характеристиками, требуют прецизионной меха-
нической обработки деталей и сложной сборки.
Интегральная микроэлектроника, включая ГИС, БГИС и БИС,
также неполностью решает проблемы фильтрации, например, на
частотах выше 0,1 ... 5 МГц. Поэтому в РЭА в определенных ус-
ловиях целесообразно использовать устройства фильтрации на ос-
нове функциональной электроники, например фильтры на поверх-
ностных акустических волнах (ПАВ), фильтры с использованием
приборов с зарядовой связью (ПЗС).
Не менее сложная ситуация возникла при создании запомина-
ющих устройств. Известно, что большой объем информации мо-
жет быть записан на магнитных дисках и лентах, но скорость счи-
тывания у них во многих случаях недостаточна и их изготовление
требует прецизионной технологии механической обработки. С по-
явлением ИС появились новые возможности для получения элемен-
тов запоминающих устройств и позволили создать полупроводни-
ковые БИС памяти с незначительной массой, с помощью которых
можно получить высокие быстродействие и надежность. Однако
по объему памяти они уступают устройствам на лентах и дисках.
Опять возникла необходимость ориентироваться на новые физи-
ческие явления, которые могли бы создать более совершенные за-
поминающие устройства, например на цилиндрических магнитных
доменах (ЦМД).
Из изложенных примеров видно, что в ряде случаев новые воз-
можности создания устройств, выполняющих различные, часто
сложные функции, дают физические явления, основанные на ис-
пользовании динамических неоднородностей. Перспективным, един-
ственно правильным в современных условиях подходом является
13
комплексное применение в РЭА интегральной микроэлек-
троники, в том числе в виде БИС и СБИС, ГИС и БГИС, функци-
ональной электроники и дискретных ЭРЭ, а также, в необходимых
случаях, дискретных транзисторов.
1.4.	РАЗВИТИЕ ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ
Поколения РЭА. Развитие РЭА прошло четыре этапа, которые
в основном связаны с развитием элементной базы. Обычно говорят
о четырех поколениях РЭА: первое (1915—1955 гг.)—создание
РЭА на основе электровакуумных приборов и дискретных ЭРЭ;
второе (1955—1965 гг.)—использование дискретных транзисторов
и миниатюрных ЭРЭ; третье Н9Ддь 198(1 гг.)—применение ИС и
микроминиатюрных дискретных ЭРЭ; четвертое (с 1980 г.)—ком-
плексное использование ЭРЭ, БИС и СБИС, УФЭ и микропроцес-
сорных комплектов.
Развитие элементной базы определяется потребностями РЭА и
основано на достижениях физики, технологии и производства. Осо-
бенно быстро она стала развиваться с начала 60-х гг., когда до-
стижения физики создали основу для появления микроэлектрони-
ки. Это привело к формированию в конструкции и технологии са-
мостоятельного направления — конструирования и технологии ра-
диоаппаратуры.
Особенности РЭА первого и второго поколений. Опыт создания
аппаратуры первого и второго поколений показал, что различную
РЭА и многообразие функциональных преобразований сигналов
можно получить, используя ограниченную номенклатуру элемен-
тов: электронные лампы, транзисторы, диоды, конденсаторы, ка-
тушки индуктивности, резисторы, переключатели и др. Это позво-
лило при массовом выпуске элементов, использовании механичес-
кой сборки и электрического монтажа создать аппаратуру самого
различного назначения.
Как часто бывает, основное преимущество такого технического
решения вскоре диалектически превратилось в недостаток. Дейст-
вительно, каждый элемент аппаратуры помимо той его части,
которая определяла функциональные свойства и создавала полез-
ный эффект, требовал конструктивной, механической и технологи-
ческой законченности, что привело к необходимости ввести ряд
конструктивных элементов, обеспечивающих влаго- и теплозащиту,
защиту от механических воздействий, а также элементов механи-
ческого крепления и электрического соединения. Это вызвало уве-
личение стоимости, массы, габаритов и ухудшение надежности. В
результате оказалось, что полезный объем, масса и трудоемкость
изготовления той части элемента, которая определяла его функци-
ональное назначение, составляли доли процента от его общей мас-
сы, габаритов и трудоемкости изготовления.
Пока аппаратура была сравнительно простой, это было допу-
стимо. Усложнение функций, выполняемых РЭА, повышение тре-
бований к точности, помехоустойчивости, дальности действия РТС
14
и т. д. привели к тому, что сложность аппаратуры непрерывно и
быстро возрастала. Примерно к 50-м гг. это привело к своеобраз-
ному кризису в создании и производстве РЭА; аппаратура на элек-
тровакуумных приборах часто оказывалась неприемлемой по мас-
согабаритным характеристикам, надежности, трудоемкости изго-
товления, тепловому режиму и т. д.
Внедрение дискретных транзисторов в 1955—1965 гг. частично
устранило эти трудности, например в части облегчения тепловых
режимов и улучшения массогабаритных характеристик, но решить
коренным образом проблему совершенствования РЭА дискретные
транзисторы не позволили.
Радиоэлектронная аппаратура и микроэлектроника. Большие
возможности в совершенствовании основных параметров РЭА
дало развитие микроэлектроники, создание и внедрение интег-
ральных микросхем, начавшееся примерно с 1960—1965 гг. Основ-
ные идеи и особенности ИС были кратко сформулированы в § 1.2.
Микроэлектроника вызвала также значительный прогресс в
развитии дискретных элементов: улучшились массогабаритные ха-
рактеристики, появилась возможность обеспечить их конструктив-
ную совместимость с ИС. Были созданы ЭРЭ в миниатюрном ис-
полнении: конденсаторы (КОМП-а, К.10-27, К.Ю-9), резисторы
(СТЗ-24а, СЗ-2), переключатели (ПМ19, ПМ23), трансформаторы
(МТИ, ТИГ) и др. Появление ИС открыло большие возможности
совершенствования РЭА и определило облик ее третьего поколе-
ния.
Большая сложность РЭА, жесткие условия эксплуатации, но-
вые задачи, решаемые ими, и связанное с этим значительное уве-
личение количества и качества элементов потребовали дальнейше-
го совершенствования элементной базы, что привело к созданию
устройств функциональной электроники, БИС (СБИС), микропро-
цессорных БИС и СБИС, БГИС и микросборок — появилось чет-
вертое поколение РЭА.
1.5.	ЗАДАЧИ КОНСТРУКТОРОВ-
ТЕХНОЛОГОВ РЭА В ИССЛЕДОВАНИИ,
ПРОЕКТИРОВАНИИ, ПРОИЗВОДСТВЕ
ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ И УСТРОЙСТВ
ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Основные определения. Сформулируем основные определения,
относящиеся к понятиям: конструкция, конструирование, техноло-
гия.
Конструкция—-материал, целесообразно организованный в про-
странстве. Под словом «целесообразно» применительно к техни-
ческим конструкциям понимается: способность выполнять опреде-
ленные функции и сохранять свойства, обеспечивающие выполне-
ние функций, при наличии внешних воздействий; пригодность к
высокоэффективному повторению, т. е. производству [8]. Такое
15
определение является наиболее общим, оно относится как к ЭРЭ,
так и к УФЭ и ИС. Для конструкции, состоящей из совокупности
раздельно изготавливаемых и собираемых деталей, пригодно сле-
дующее определение. Конструкция есть организованная совокуп-
ность элементов и деталей, способная выполнять заданные функ-
ции при наличии внешних и внутренних дестабилизирующих фак-
торов и пригодная к повторению в условиях производства [9].
Конструирование — это процесс создания конструкции или об-
ласть деятельности инженеров по созданию конструкций.
Технология — это совокупность способов, процессов обработки
и оборудования, используемых при изготовлении элементов конст-
рукции и сборке аппаратуры (механическом и электрическом со-
единении), обеспечивающих получение заданной конструкции с вы-
сокой производительностью и малыми затратами [8]. Вместе с тем
под термином «технология» ^Ьимают область деятельности ин-
женеров по проектированию тюркологических процессов и приспо-
соблений.
Конструкторы и технологи РЭА — это инженерно-технические
работники, занятые теоретическими работами, исследованиями,
проектированием, испытаниями, разработкой документации и ре-
шением вопросов по конструкции и технологии, возникающих в
производстве и эксплуатации.
Эти определения применимы также к ЭРЭ и УФЭ. Их конст-
рукция есть пространственная материальная структура, обеспечи-
вающая выполнение требуемых функций, например создание ем-
костного эффекта, резонанса, электрического соединения цепей,
задержки сигнала и т. д.; устойчивость их выполнения при усло-
вии внешних воздействий, например температуры, влажности, ме-
ханических нагрузок и т. д.; высокоэффективное изготовление с
использованием прогрессивных технологических процессов при ми-
нимальном количестве деталей, требующих точного механического
изготовления, и минимальном объеме сборочных работ.
Конструктор-технолог РЭА. Для того чтобы лучше пояснить
задачи конструктора-технолога применительно к созданию ЭРЭ и
УФЭ, рассмотрим общие вопросы создания РЭА. Проектирование
РЭА — это сложный комплекс работ, в которых участвуют инже-
неры разных специальностей. Различают системное, схемотехниче-
ское (или логическое), конструкторское (для краткости часто оп-
ределяют как конструирование) и технологическое проектирование.
Конструкторы-технологи РЭА могут работать в области конст-
руирования аппаратуры и разработки технологических процессов,
а также конструирования и производства специализированных
ЭРЭ и УФЭ на заводах, производящих РЭА. В некоторых случаях
они привлекаются для конструирования и производства ИС, ЭРЭ,
УФЭ широкого применения на специализированных предприятиях.
Конструкторы-технологи, занятые конструированием и произ-
водством аппаратуры, должны выполнять свои функции совместно
со специалистами в области РТС, схем и технической эксплуата-
ции. Последние обычно выстурают как заказчики. При этом важ-
16
ная задача конструктора РЭА состоит в том, чтобы правильно вы-
бирать и применять готовые элементы с точки зрения электричес-
кого режима, условий эксплуатации, электромагнитной совмести-
мости, обеспечения теплового режима, ремонтопригодности и т. д.
Конструирование специализированных УФЭ и ЭРЭ существен-
но отличается от конструирования РЭА; при создании ЭРЭ и УФЭ
большое значение имеет физика функционирования элементов, кон-
струкция и технология. Поэтому в отличие от конструкторов, за-
нятых конструированием аппаратуры в целом, конструкторы и тех-
нологи, работающие в области элементной базы, должны решать
вопросы с привлечением специалистов в области физики.
1.6.	МЕТОДОЛОГИЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
И ПРИМЕНЕНИЯ
ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ И УСТРОЙСТВ
ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Методология и принципы. Перед тем как перейти к изложению
принципов действия, конструирования, оценки параметров и при-
менения конкретных ЭРЭ и УФЭ полезно остановиться на общих
вопросах решения этих задач, т. е. методологии их проектирования
и применения.
Методология — это совокупность основных принципов, исполь-
зуемых в той или иной области науки и техники. В данном случае
имеется в виду методология проектирования, изготовления ЭРЭ и
УФЭ и применения их в РЭА [18J. Основные исходные понятия,
используемые в методологии: конструкция, конструирование, тех-
нология, аппаратура, элементная база, в том числе ЭРЭ и УФЭ —
были определены в § 1.2 и 1.5.
Методология проектирования и применения ЭРЭ и УФЭ осно-
вывается на следующих принципах: иерархическое построение кон-
струкций РЭА, в том числе иерархическая взаимосвязь аппарату-
ры и элементной базы; конструктивно-технологическая и физичес-
кая интеграция; прогрессивная технология при минимальном объ-
еме сборочных работ и точной механической обработки; системный
подход; учет случайного характера внезапных отказов, отклоне-
ний и изменений характеристик и параметров и, как следствие,
использование вероятностных методов; повышение технической и
экономической эффективности применения ЭРЭ и УФЭ в РЭА и
вытекающие из этого требования к ним; обеспечение высокой эф-
фективности проектирования и изготовления ЭРЭ и УФЭ: ориен-
тация на применение вычислительной техники в проектировании
(система автоматизированного проектирования — САПР) и изго-
товлении (гибкие автоматизированные производственные систе-
мы— ГАПС); комплексная автоматизация проектирования и про-
изводства; стандартизация ЭРЭ и УФЭ; обеспечение надежности,
устойчивости при наличии внешних воздействий и во времени. О
первых трех принципах упоминалось в § 1,1—1.3. Рассмотрим ос-
тальные.	... ...
2—6459	17
Использование системного подхода. В настоящее время в науке
и технике при исследованиях, проектировании, производстве и
эксплуатации общее признание получил системный подход. Он свя-
зан с понятием «система». Под системой следует понимать сово-
купность взаимосвязанных разнообразных устройств или частей,
совместно выполняющих заданные функции в условиях взаимо-
действия с внешней средой, с учетом их развития и противоречий
[8]. Каждая система состоит из частей или подсистем и, в свою
очередь, входит в систему более высокого иерархического уровня.
Подходя системно, выделяя подсистемы, следует учитывать вза-
имосвязи внутри системы и с внешней средой. Применяя к ЭРЭ и
УФЭ системный подход, следует: учитывать возникающие и раз-
вивающиеся потребности выполнения тех или иных функций в
РЭА; сопоставлять воможности разных ЭРЭ и УФЭ, основываясь
на достижениях науки, в первую очередь физики; руководствовать-
ся развитием методов проектирования, в том числе конструктор-
ского, включая применение вычислительной техники; учитывать
возможности и развитие технологии и производства.
Из изложенного следует, что по сути своей системный подход
есть применение и конкретизация диалектики применительно к тех-
нике. Формирование системного подхода имеет значение, с одной
стороны, для развития диалектического мышления и научного ми-
ровоззрения и, с другой стороны, позволяет более правильно
ориентироваться в соответствующих областях техники.
Учет случайного характера внезапных отказов, отклонений и
изменений характеристик и параметров и, как следствие, исполь-
зование вероятностных методов. Электрорадиоэлементы и устрой-
ства функциональной электроники входят в состав РЭА, их пара-
метры и характеристики, а также отклонения и стабильность оп-
ределяют параметры и характеристики, отклонения и стабиль-
ность аппаратуры. Это важно учитывать при проектировании РЭА.
В свою очередь, отклонения в характеристиках материалов, в тех-
нологических процессах й сложность физических процессов изго-
товления и функционирования приводят к тому, что параметры и
характеристики ЭРЭ и УФЭ имеют случайные отклонения, что
обычно оговаривается допусками, которые содержатся в техни-
ческих условиях (ТУ).
Кроме того, в процессе функционирования при влиянии темпе-
ратуры, влажности, времени и т. п. происходят случайные измене-
ния параметров и характеристик. Случайные изменения парамет-
ров и характеристик при изготовлении и в процессе эксплуатации. .
а также внезапные отказы ЭРЭ и УФЭ являются основной причи-
ной нестабильности и отклонений параметров и характеристик, а
также внезапных отказов РЭА. Поэтому большое значение для
оценки качества и совершенствования ЭРЭ и УФЭ, для правиль-
ного решения вопросов об их применении в РЭА имеют методы
количественной оценки и математического описания закономерно-
стей случайных отказов, отклонений и нестабильности. Поскольку
18
они случайны, то их описание может быть получено только веро-
ятностными методами.
Вероятностные методы основаны на использовании вероятност-
ных понятий и их истолковании, получении закономерностей, их
анализе и преобразовании. Будем исходить из того, что основные
вероятностные понятия, такие как случайные события, величины
и процессы, вероятности случайных событий, функции распреде-
ления случайных величин (математическое ожидание и диспер-
сия), корреляция и другие известные из соответствующих дисцип-
лин.
Рассмотрим вопросы применения вероятностных методов в кон-
струировании и технологии ЭРЭ и УФЭ. Эти методы получили зна-
чительное развитие и широкое признание в технике сравнительно
недавно. Ученые и инженеры обычно стремились к выявлению рас-
четных выражений, однозначно связывающих первичные извест-
ные параметры с выходными, которые следовало определить, на-
пример индуктивность катушки, переходное сопротивление кон-
такта и т. п.
Из практики известно, что параметры отклоняются от расчет-
ных значений. Эти отклонения раньше часто рассматривались как
следствие того, что наука еще не выявила комплекса факторов,
влияющих на результат. Полагали, что используемые формулы не
все учитывали и следует продолжать исследования. Постепенно
сформировалась точка зрения, что в технике все однозначное —
научно, а все, связанное со случайными отклонениями, еще не ос-
воено наукой или отображает наличие дефектов изготовления.
Однако последующее развитие науки и техники показало, что
проблема случайностей значительно многообразнее и сложнее.
Оказалось, что в ряде случаев, когда конечный результат опреде-
ляется массовыми явлениями, закономерности, характеризующие
результат, являются вероятностными. Примером случайных явле-
ний служит возникновение переменного напряжения на концах
провода в результате хаотического теплового движения электро-
нов, в то время как среднее значение напряжения равно нулю.
Постепенно накапливаясь, такие факты привели к выводу о необ-
ходимости изменения прежних представлений о научности только'
однозначных зависимостей. Важную роль в этом сыграла кванто-
вая механика, которая смогла объяснить многие явления только
при использовании вероятностных понятий. В результате сформи-
ровалось современное представление о том, что в тех случаях,
когда в организации конечного результата участвует множество
элементов, мельчайших частиц и т. д., количество переходит в ка-
чество, однозначные закономерности теряют смысл и результаты
могут быть описаны только вероятностно. Таким образом, совре-
менная наука пришла к выводу, что вероятностные закономерно-
сти являются фундаментальными, отображают новый уровень
познаний.
Изложенные выше основные представления о вероятностных
методах и их применении в технике дают основание для оценки
2* .	19
их роли и значения применительно к ЭРЭ и УФЭ при анализе
качества, выявлении влияния случайных отклонений и изменений
параметров на характеристики РЭА. Основные параметры и ха-
рактеристики ЭРЭ и УФЭ следует рассматривать, используя по-
нятия случайных событий, величин и функций, т. е. применяя ве-
роятностные методы. Это определяется тремя причинами.
1.	В основе функционирования многих ЭРЭ и УФЭ лежит ис-
пользование сложных физических явлений, в которых полезный
эффект формируется совокупным действием множества элемен-
тарных образований, находящихся в сложном случайном взаимо-
действии между собой. Например, сопротивление пленочного ре-
зистора определяется взаимосвязью бесчисленного множества
мельчайших частиц, случайно ориентированных на поверхности
подложки при осаждении пленки, причем резистивные свойства
зависят от нескольких физических явлений: туннельной проводи-
мости, дырочной проводимости, электронной проводимости и т. д
Как следствие этого сопротивление резистора является случайной
величиной. Изменения сопротивления при воздействии температу-
ры и во времени являются случайными функциями.
2.	В тех случаях, когда для функционирования ЭРЭ и УФЭ
используются сравнительно простые физические явления, для ко-
торых найдены однозначные законы, сталкиваемся с тем, что в
процессе изготовления ЭРЭ и УФЭ имеется большое количество
связанных с технологией производства (чистота материалов, со-
стояние инструмента и т. д.) «степеней свободы», детерминизация
которых экономически и организационно трудно выполнима. Тог-
да параметры и характеристики УФЭ и ЭРЭ также оказываются
случайными величинами и функциями.
3.	В ряде случаев физический процесс, определяющий функци-
онирование УФЭ и ЭРЭ, изучен неполно, но практически наблю-
дается статистическая устойчивость, которая позволяет из экспе-
римента найти количественные характеристики УФЭ и ЭРЭ, осно-
вываясь на статистической обработке и вероятностных представ-
лениях.
Конечно, и при конструировании, и при проектировании, и в
процессе производства следует стремиться к уменьшению рассеи-
вания значений параметров, т. е. к сужению допусков; Необходи-
мо также стремиться к повышению стабильности во времени при
действии дестабилизирующих факторов и увеличению времени ра-
боты без внезапных отказов. Однако опыт и теория показывают,
что это возможно только до определенного уровня. Дальнейшее
улучшение этих показателей часто требует пересмотра и услож-
нения конструкции, использования более дорогих материалов, бо-
лее сложных технологических процессов, т. е. сопровождается
увеличением стоимости, а часто также увеличением массы и га-
баритов. Следует считать допустимым только такой уровень от-
клонений и нестабильности, который экономически и технологи-
чески оправдан. Как правило, совершенствование конструкции и
20
технологии ЭРЭ и УФЭ позволяет уменьшить отклонения, неста-
бильность и повысить их надежность.
Но для достижения этих результатов нужно, чтобы конструк-
тор и технолог могли оперировать вероятностными методами и
пользоваться понятиями, которые позволяют не только качествен-
но, но и количественно характеризовать такие важные свойства
ЭРЭ и УФЭ как точность, стабильность параметров и характерис-
тик, надежность, а также влияние внешних воздействий на пара-
метры и характеристики. В последующем изложении будут ши-
роко использоваться основные вероятностные понятия и зависи-
мости.
Повышение технической и экономической эффективности при-
менения ЭРЭ и УФЭ в РЭА и вытекающие из этого требования
к ним. Экономические показатели имеют большое значение в тех-
нике. Как известно, в настоящее время стоит задача обеспечения
интенсивного развития техники, при котором уменьшатся затраты
труда, энергии, материалов на единицу выходного продукта, улуч-
шатся экономические и технические показатели. Экономические
показатели важны и для РЭА, а следовательно, для ее элементной
базы, включая ЭРЭ и УФЭ [1J. Для выяснения того, каким обра-
зом и как влияет элементная база на экономические показатели
и на обеспечение интенсивного развития РЭА, необходимо внача-
ле выявить закономерности, определяющие затраты на РЭА и ее
элементы.
При оценке экономических показателей РЭА пользуются по-
нятием технико-экономической эффективности. Она оценивается
по приведенным затратам, в которые входят: составляющая Ск,
зависящая от капитальных затрат, и составляющая Сэ, зависящая
от затрат на эксплуатацию.
Капитальные затраты относят обычно к одному году, исходя
из того, что техника должна окупаться за определенное время
окупаемости toK. Многие радиотехнические устройства могут фун-
кционировать в течение 20 ... 30 лет, но время iOK обычно уста-
навливается от 4 до 8 лет. Составляющая приведенных затрат,
связанных с капитальными затратами, для одного экземпляра
Ск/^ок= (Сизг+ Сразм+ Садок,	(1.1)
где Сизг — затраты на изготовление экземпляра аппаратуры;
Сразм — затраты на размещение аппаратуры; Свд— затраты на
ввод аппаратуры в действие. Вопросы, относящиеся к затратам
на размещение и ввод в действие, не нуждаются в пояснениях,
они имеют малое отношение к элементной базе и обычно сущест-
венно меньше, чем затраты на изготовление, определяемые стои-
мостью аппаратуры.	4
Затраты на изготовление аппаратуры связаны с затратами на
проектирование, подготовку производства и производство. Затра-
ты на изготовление одного экземпляра аппаратуры можно опре-
делить так:	\
СиЗГ= (Спрт/|М) + (Сп.пр^)+Спр,	\	(1.2)
\	-	21
где СПрт —общие затраты на проектирование, включая техноло-
гическое; Сп.пр — общие затраты на подготовку производства;
Спр — затраты на производство одного экземпляра, включая стои-
мость материалов, зарплату, накладные расходы и амортизацион-
ные отчисления, предназначенные для накопления средств с целью
капитального ремонта и приобретения нового оборудования; JV—
общее число экземпляров, подлежащих изготовлению.
Эксплуатационные затраты или расходы складываются из за-
трат на энергию, техническое обслуживание, ремонт, включая зар-
плату эксплуатационного персонала с накладными расходами, а
также отчисления на амортизацию аппаратуры:
^3== Сам + Сэпл + Сайп + Сэн,	(1-3)
где Сам — амортизационные отчисления; Сзпл — зарплата эксплу-
атационного персонала; Сзип—'расходы на запасное имущество и
приборы; Сэн — расходы на энергию.
Все расходы берутся за единицу времени, обычно за 1 год.
Общие приведенные затраты
Спрв=(Ск/М+Сэ.	(1-4)
Изделие считается отвечающим требованиям технико-экономи-
ческой эффективности, если приведенные затраты меньше какого-
то заданного уровня. При этом предполагается, что полезный эф-
фект от применения РЭА определяется техническими параметра-
ми, которые задаются и должны быть обеспечены во всех вариан-
тах, сравниваемых по технико-экономической эффективности. Та-
ким образом, технико-экономическая эффективность комплексно
оценивает РЭА с учетом затрат как на изготовление, так и на
эксплуатацию новой техники.
Рассмотрим теперь, какое значение имеет элементная база,
включая ЭРЭ и УФЭ, для повышения технико-экономической эф-
фективности аппаратуры и какие требования в связи с этим к ней
предъявляются. Капитальные затраты в значительной степени оп-
ределяются стоимостью ЭРЭ и УФЭ, ИС и т. д., так как известно,
что стоимость элементной базы составляет до 70—80 % стоимо-
сти аппаратуры. Поэтому для повышения технико-экономической
эффективности аппаратуры большое значение имеет снижение
стоимости ЭРЭ и УФЭ при сохранении или улучшении их харак-
теристик и качества. Конструктор РЭА, решая вопрос о примене-
нии тех или иных ЭРЭ и УФЭ, должен обязательно учитывать их
стоимость, а конструктор ЭРЭ и УФЭ добиваться снижения их
стоимости.
Вместе с тем ЭРЭ и УФЭ в значительной мере влияют на вто-
рую составляющую приведенных затрат Сэ, так как она зависит
от стабильности и надежности ЭРЭ и УФЭ. Действительно, чем
менее стабильны и надежны элементы, тем чаще нужно контро-
лировать работоспособность аппаратуры, искать неисправности,
ремонтировать, заменять, регулировать и т. д. Конструктор РЭА
22
должен предусматривать меры, обеспечивающие замену ЭРЭ и
УФЭ и диагностику отказов, выявление отказавших ЭРЭ, УФЭ,
ИС, а также их регулировку и защиту от тех внешних воздейст-
вий, которые особенно существенно сказываются на их работе.
Поэтому в последующем при рассмотрении конкретных УФЭ и
ЭРЭ следует обращать внимание на то, какие воздействия для
них наиболее опасны. При проектировании ЭРЭ и УФЭ следует
как одну из основных ставить задачи повышения их надежности,
стабильности, устойчивости к внешним воздействиям, обеспечения
легкосъемности.
Обычно затраты на эксплуатацию РЭА за длительное время
соизмеримы или больше затрат на ее изготовление, причем при-
мерно 50 % эксплуатационных затрат на аппаратуру связаны с
элементной базой [8]. Улучшая характеристики элементов, их
стабильность, надежность, можно заметно снизить эксплуатаци-
онные затраты. Поэтому с экономической точки зрения актуаль-
ным является повышение стабильности и надежности элементов.
Но в некоторых случаях улучшение эксплуатационных характерис-
тик может увеличить стоимость, массу и габариты РЭА. Таким об^
разом, можно оптимизировать РЭА по итоговым затратам,. свя-
занным с элементной базой.
Нестабильность и отказы элементов определяются принципом
действия, режимом работы, их конструкцией, технологией и физи-
ческими процессами, происходящими при их функционировании.
Ввиду важности этого вопроса закономерности, характеризующие
отклонения (допуски), а также изменения параметров при дли-
тельном функционировании и при воздействии дестабилизирую-
щих факторов и изменении режимов работы будут рассматривать-
ся в последующих главах применительно к конкретным элемен-
там.
Рассмотрим теперь вопросы уменьшения стоимости элементов.
Она определяется факторами, аналогичными тем, которые были
указаны для РЭА: затратами на проектирование, подготовку про-
изводства и производство. Поэтому выражение (1.2) можно ис-
пользовать и для оценки стоимости элементов. Из него следует,
что стоимость элементов тем меньше, чем больше элементов дан-
ного типа будет выпущено. Для этого необходимо, чтобы ЭРЭ и
УФЭ были возможно более универсального применения, с высо-
ким уровнем параметров и в то же время технологичными, ис^
пользующими малодефицитные и недорогие материалы. Стоимость
каждого экземпляра в производстве должна быть мгшимально
возможной.
Не меньшее значение (при заданном количестве элементов)
для уменьшения стоимости изготовления имеет уменьшение со-
ставляющих Спрт, Сп.пр и СПр, что достигается совершенствованием
организации проектирования, подготовки производства и произ-
водства. Основную роль при решении этой задачи играет автома-
тизация конструкторского проектирования — САПР и автоматиза-
ция технологической подготовки производства (система автомати-
23
зированной технологической подготовки производства). Определя-
ющее значение имеет развитие ГАПС. Рассмотрим это подробнее.
Обеспечение высокой эффективности проектирования и изго-
товления ЭРЭ и УФЭ. Кратко рассмотрим основные области при-
менения вычислительной техники: управление устройствами и
станками с ЧПУ, на более высоком уровне — отраслями, предпри-
ятиями и цехами — АСУ, а таке обеспечение создания ГАПС; ав-
томатизация проектирования, включая САПР; научные исследо-
вания, включая автоматизированные системы научных исследова-
ний (АСНИ), основанные на использовании моделирования и ав-
томатизации обработки результатов эксперимента; быстрое накоп-
ление больших объемов информации с обеспечением ее быстрого
извлечения, что привело к созданию автоматизированных инфор-
мационных поисковых систем (АИПС); учебный процесс с исполь-
зованием автоматизированных обучающих систем (АОС); микро-
процессорные устройства (МПУ), встраиваемые в РЭА и обеспе-
чивающие конструктивно-технологическую унификацию при вы-
полнении разнообразных функций за счет программ, записанных
в БИС-памяти. Микропроцессорные устройства проектируются с
учетом совместной работы с аналоговыми частями аппаратуры.
Указанные области применения вычислительной техники име-
ют свои особенности и могут иметь различное назначение. Рас-
смотрим это применительно к элементной базе РЭА. В этом слу-
чае наибольшее значение имеют САПР, ГАПС и особенно резуль-
тат их совместного использования — интегрированные ГАПС
Большую пользу в организации работ конструкторских подразде-
лений и в обеспечении их эффективного взаимодействия с произ-
водством имеют АСУ. Можно ожидать значительного развития
применения АСНИ в исследованиях в области конструирования и
технологии, так как появляется возможность выявления новых за-
кономерностей при значительно меньших затратах, чем при иссле-
довании на основе классических методов.
Системы АИПС будут иметь все большее значение для работы
конструкторов, так как на их основе удобно организовать спра-
вочные системы по ГОСТам, ОСТам, номенклатуре применяемых
материалов, деталей и элементов с получением сведений по их па-
раметрам и характеристикам. Скорости ввода новой информации
и ее извлечения с выводом на дисплеи возрастают в сотни раз по
сравнению с традиционными методами — созданием справочни-
ков, ТУ и т. п. Использование АОС при изучении конструирования
элементов дает новые методические возможности для активиза-
ции познавательной деятельности и индивидуализации процесса
обучения, в том числе с привлечением эффективных «игровых»
форм. Взаимодействие обучающегося с ЭВМ в диалоговом режи-
ме при соответствующем сценарии реализует «игровые» формы
обучения.
Применительно к РЭА и ее элементам следует особо остано-
виться на МПУ. Из приведенного выше следует, что М.ПУ можно
рассматривать как новую элементную базу РЭА, которая должна
24
значительно улучшить характеристики РЭА при правильном их
применении совместно с БИС, УФЭ и ЭРЭ. Работа МПУ и вы-
полнение с их использованием разных функций в РЭА, а также
взаимодействие с другими частями РЭА должны рассматривать-
ся отдельно. Однако в данной книге их следует учитывать при
рассмотрении некоторых УФЭ и ЭРЭ, например фильтров, чтобы
сопоставить возможности различной элементной базы.
Остановимся подробнее на особенностях САПР применительно
к элементам РЭА, имея в виду, что общие вопросы САПР изуча-
ются в [14]. Напомним, что согласно ГОСТ 25501—79 основная
функция САПР состоит в выполнении автоматизированного проек-
тирования на всех или отдельных стадиях проектирования объек-
тов и их составных частей. Применительно к РЭА и ее элементной
базе САПР состоит из подсистем, обеспечивающих проектные ре-
шения и создающих документации. К обеспечению САПР отно-
сятся: методическое, лингвистическое, математическое, програм-
мное, техническое, информационное (включая автоматизирован-
ные банки данных) и организационное. Методическое, математи-
ческое и информационное обеспечение обычно существенно
зависит от назначения САПР. В состав САПР входят автомати-
зированные рабочие места (АРМ) радиоинженера, конструктора,
технолога, а также другое оборудование.
Многие действующие системы САПР позволяют проектировать
сложные объекты, состоящие из 105 ... 106 составных частей. По-
этому их целесообразно использовать для решения сложных задач
проектирования. Большое значение для успешного применения
САПР имеет создание научно обоснованных методов и алгорит-
мов автоматизированного проектирования. С помощью САПР при
проектировании разделяются функции между человеком (творчес-
кие функции) и ЭВМ (не творческие — вычислительные, инфор-
мационно-поисковые и др.). Для оперативного взаимодействия
человека и ЭВМ используют диалоговые средства (алфавитно-
цифровые и графические дисплеи) [14].
Применительно к элементной базе задачи применения САПР
можно рассматривать в двух аспектах. Первый — создание мате-
матических моделей активных и пассивных элементов, которые
приспособлены для автоматизированного проектирования аппара-
туры и могут иметь сложную структуру. Это обеспечивает сущест-
венное повышение точности расчетов по сравнению с той, которая
достижима при моделях, используемых для «ручного» счета. Вто-
рой— использование САПР для проектирования самих ЭРЭ и
УФЭ. В связи с тем, что ЭРЭ и УФЭ более простые объекты, чем
те, для проектирования которых созданы действующие в промыш-
ленности САПР РЭА, их проектирование с применением САПР не
всегда целесообразно. Часто можно использовать для этих целей
микроЭВМ с дисплеями и программируемые микрокалькуляторы
с памятью.
Особенность применения вычислительной техники в области
ЭРЭ и УФЭ заключается также в том, что для них могут с успе-
25
хом использоваться интегрированные ГАПС, в которых интегри-
рованы процессы проектирования и изготовления. Основная цель
таких систем состоит в обеспечении значительного повышения эф-
фективности проектирования и изготовления ЭРЭ. Автоматизация
производства ЭРЭ обычно основывалась на массовом характере
их выпуска. Были созданы механические автоматы и автоматичес-
кие линии для изготовления простейших ЭРЭ (конденсаторы, ре-
зисторы и т. п.), а также деталей конструкций (магнитопроводы,
лепестки и др.). В результате автоматизация оказалась «жест-
кой», т. е. даже при небольших изменениях в материалах, разме-
рах деталей, типах элементов и т. п. требовалось изготовление
нового автомата. Как правило, эти автоматы отличались слож-
ной кинематикой и динамикой функционирования. Их проектиро-
вание часто было эквивалентно изобретательской деятельности.
Изготовление, настройка и обслуживание автоматов требовали от
персонала высокой квалификации. Удачно решая некоторые част-
ные вопросы автоматизации производства деталей массового вы-
пуска, давая при этом большой экономический эффект, «жесткие»
автоматы не могли решить и не решили в комплексе задачу авто-
матизации производства ЭРЭ. Они также не могли решить задачу
автоматизации производства УФЭ, так как последние отличаются
сложной конструкцией, более сложными технологическими про-
цессами и, что особенно важно, сравнительно небольшой серийно-
стью выпуска, при которой применение «жестких» автоматов эко-
номически и организационно нецелесообразно.
Коренные изменения в автоматизации производства связаны с
внедрением роботов и вычислительной техники. Широкое исполь-
зование вычислительной техники в технологии совместно со стан-
ками с ЧПУ и программируемыми роботами привело к созданию
роботизированных участков и ГАПС. Общие вопросы создания и
эксплуатации ГАПС освещены в специальной литературе. В по-
следующем под ГАПС будем понимать такие производственные
системы, в которых смена объекта изготовления достигается сме-
ной программы, на основе которой ЭВМ управляет исполнитель-
ными органами, т. е. роботами, манипуляторами. Это позволяет
при определенных ограничениях на одном и том же оборудовании
без изготовления нового инструмента и приспособлений изменять
изготавливаемые детали и узлы [12, 13].
В настоящее время на основе ГАПС успешно решаются задачи
автоматизации производства широкой номенклатуры деталей с
механической обработкой, простых узлов, изготовление которых
предусматривает несложные сборочно-регулировочные операции, а
также конструкций типа печатных плат и др. При этом следует
иметь в виду, что оборудование ГАПС оказывается более слож-
ным, чем предназначенное для традиционного изготовления и чем
«жесткие» автоматы. Исходя из изложенного применительно к
ЭРЭ следует сформулировать условия, при которых целесообраз-
но или нецелесообразно ориентироваться на ГАПС. Для ЭРЭ,
УФЭ и деталей, входящих в их состав, возможны три случая.
26
1.	Детали или ЭРЭ данного типономинала выпускаются в мас-
совых количествах в условиях, когда не требуется частая пере-
стройка оборудования, например такие детали, как ферритовые
сердечники, лепестки и такие ЭРЭ, как некоторые типы резисто-
ров и конденсаторов и др.
2.	Детали или ЭРЭ ряда типономиналов выпускаются серийно
на основе использования базовой конструкции, но с большим ко-
личеством вариантов в пределах этой базовой конструкции, на-
пример такие детали, как втулки, оси и такие ЭРЭ, как катушки
индуктивности, трансформаторы, дроссели и др.
3.	Электрорадиоэлементы и УФЭ выпускаются в небольших
количествах, отличаются сложностью конструкций и использова-
нием разнохарактерных технологических процессов, для которых
еще не выработаны базовые конструкции, например запоминаю-
щие устройства на ЦМ.Д и т. п.
Из изложенного следует, что детали и ЭРЭ, указанные в п. 1,
и в перспективе должны изготавливаться в условиях автоматизи-
рованного производства с использованием «жестких» автоматов,
обеспечивающих высокую производительность. Для изготовления
деталей, упомянутых в п. 2, могут быть использованы станки с
ЧПУ и роботы, т. е. применение ГАПС обоснованно и целесооб-
разно. Такие детали широко используются в ЭРЭ и УФЭ. В ряде
случаев они должны иметь широкую номенклатуру и изготавли-
ваться ограниченными сериями. Следовательно, на заводах необ-
ходимы участки ГАПС для некоторых механических деталей. Упо-
мянутые в п. 2 ЭРЭ, изготавливаемые в большом количестве ва-
риантов на основе базовых конструкций, также следует произво-
дить в условиях ГАПС.
Для сложных малосерийных УФЭ (п. 3) переход на ГАПС
будет происходить постепенно, шире будут применяться базовые
конструкции. Принципы создания ГАПС, а также конструкции ро-
ботов и манипуляторов, работающих в составе ГАПС, будут быст-
ро совершенствоваться. Следует ожидать, что расширится круг
ЭРЭ и УФЭ, для которых целесообразен переход на ГАПС.
Изготовление ЭРЭ в условиях ГАПС накладывает определен-
ные дополнительные ограничения на их конструкции по сравнению
с традиционными методами изготовления, но менее существенные,
чем при производстве ЭРЭ на основе «жестких» автоматов. Наи-
больший эффект ГАПС обеспечивают при их соединении с систе-
мой САПР, а также с системой автоматизированного планирова-
ния и подготовки производства ЭРЭ. При этих условиях повыша-
ется эффективность проектирования и производства, устраняется
большое количество промежуточной документации, рационализи-
руется подготовка производства. Такое сочетание ГАПС и САПР
часто называют, как это указывалось выше, интегрированной
ГАПС.
Рассмотрим возможную структурную схему такой системы
(рис. 1.4). Структуру интегрированной ГАПС можно разбить на
три большие части: центральная ЭВМ (например, мини-ЭВМ
СМ-4), участок проектирования и планирования, работающий с
использованием центральной ЭВМ, и производственный участок.
Главной из этих частей является центральная ЭВМ с дополнитель-
ными блоками памяти (внешними запоминающими устройства-
ми— ВЗУ). Центральная ЭВМ на участке проектирования и пла-
нирования используется для проектирования конструкции
(САПРк), технологии (САПРт) и технологической подготовки
производства (ТПП), а также выполнения плановых задач. Цен-
тральная ЭВМ обеспечивает также работу системы управления
производственным участком (СУ ГАПС), действующей с исполь-
зованием микроЭВМ и микропроцессорных устройств, расположен-
ных на производственном участке.
Производственная часть содержит: склад с комплектующими
деталями и готовой продукцией; транспортные роботы, осущест-
вляющие транспортировку деталей на роботизированные техноло-
гические комплексы (РТК) и готовой продукции на склад; РТК
представляют собой столы с поворотными устройствами (ПУ) и
роботами (Р). МикроЭВМ по командам, поступающим от цент-
ральной ЭВМ, управляют РТК и транспортными роботами. В це-
лом ГАПС имеет «вход», на который поступают заявки от заказ-
чика и откуда выдаются решения, и «выход» — с него заказчик
получает готовую продукцию.
В работе системы интегрированной ГАПС принимают участие
операторы, выполняющие автоматизированное проектирование и
плановые расчеты, обслуживающие центральную ЭВМ, осущест-
28
вляющие регулировку звеньев производственного участка и выпол-
няющие профилактические работы и ремонт.
В общих чертах функционирование такой системы сводится к
следующему. На вход от потребителя поступает заявка, в которой
отмечается количество, сроки, технические требования. Оператор
через клавиатуру дисплея Д обращается к ЭВМ и через ЭВМ —
к ВЗУ. Система выясняет, имелись ли подобные по техническим
требованиям заказы. Если имелись, то в ВЗУ системы уже есть
проект конструкции, технологии и отражены результаты техноло-
гической подготовки производства. Используя эти данные, блок,
который управляет плановыми расчетами (ПР), производит оп-
ределение сроков выполнения задания. При этом, проводя ука-
занные вычисления, ЭВМ обращается к ВЗУ, где записаны при-
нятые к исполнению задания. Потребителю выдается решение о-
возможности выполнения заказа в интересующие его сроки. Если
в ВЗУ нет готового проекта, то на ЭВМ в дисплейном режиме
осуществляется проектирование с использованием пакета при-
кладных программ, которые также хранятся в ВЗУ ЭВМ.
После необходимого количества итераций проектировщик при-
нимает решение о возможности выполнения технических требова-
ний. Если выполнение технических требований невозможно в рам-
ках типовой конструкции, на которую рассчитана конкретная
ГАПС, заказ выдается заказчику обратно. Если выполнение тех-
нических требований возможно, то проектируется технология и вы-
полняется ТПП, при которой устанавливается, какие РТК и с ка-
кими функциями должны быть задействованы. Эти данные пере-
даются в ВЗУ, и вступает в действие блок плановых расчетов ПР.
Заказчику сообщаются возможные сроки и технические характе-
ристики. При согласии заказчика задание ставится в «очередь», и,
когда она наступит, через систему управления ГАПС необходи-
мые данные и программа извлекаются из ВЗУ и подаются на мик-
роЭВМ и МПУ, управляющие транспортными роботами и РТК.
Изложенные краткие сведения позволяют сделать важные вы-
воды об особенностях проектирования и производства ЭРЭ в усло-
виях интегрированной ГАПС. Эта система имеет большие воз-
можности для маневрирования и получения разнообразных изде-
лий на одном и том же оборудовании без смены технологических
установок. Чем меньше будет ограничений в типовой конструкции,
особенно в части размеров деталей, тем сложнее должны быть
оборудование и программы. Поэтому возникает проблема взаим-
ного согласования производственной части интегрированной
ГАПС, типовой конструкции и возможных вариантов выпускае-
мых изделий. При правильном решении задачи, несмотря на уве-
личение стоимости оборудования ГАПС по сравнению1 с неавто-
матизированным производством, удается в несколько раз сокра-
тить персонал. При этом очень важны социальные последствия
внедрения таких систем.
Действительно, традиционное неавтоматизированное производ-
ство ЭРЭ предусматривает большое количество сравнительно ма-
I	29-
деквалифицированных работниц и механиков, обслуживающих
простое оборудование. В интегрированной ГАПС состав персона-
ла, обеспечивающего ее функционирование, оказывается другим:
основную роль в нем играют специалисты с высшим образовани-
ем, способные осуществлять автоматизированное проектирование
конструкций, технологии и ТПП, а также специалисты в области
вычислительной техники и программирования. Кроме того, требу-
ется ограниченное количество механиков для регулировки и ре-
монта роботов, манипуляторов и РТК-
Изменяется также характер деятельности конструктора-техно-
лога и отражение результатов проектирования в документации.
Традиционное проектирование предполагает, что его результатом
является конструкторская документация (чертежи) в соответствии
с ЕСКД. На основе этой документации разрабатывают техноло-
гию, определяют требуемый инструмент и приспособления. Затем
создают чертежи на приспособления и инструмент. После изго-
товления инструмента и приспособлений, оснащения ими цехового
оборудования начинается производство. Как видно, традиционный
процесс проектирования конструкции, технологии и ТПП сопро-
вождается выполнением большого объема оформительской рабо-
ты, что требует значительных затрат труда и приводит к сниже-
нию эффективности проектирования. В интегрированной ГАПС
документация, отражающая результаты проектирования, и сам
процесс ТПП в корне меняются.
Результаты конструкторского проектирования непосредственно
вводятся в память центральной ЭВМ. Конечно, для контроля мож-
но вывести результаты на печать, получить табличное или графи-
ческое изображение результатов проектирования, но эти докумен-
ты будут выполнять только информационные функции. Техноло-
гия проектируется автоматизированным методом на основе ре-
зультатов конструкторского проектирования, записанных в ВЗУ
ЭВМ. На их основе ведется автоматизированная технологическая
подготовка производства, при выполнении которой не проектиру-
ются и не изготавливаются новые приспособления и инструмент,
а определяется последовательность прохождения изделия по раз-
личным РТК. При этом затраты времени труда на выполнение
подготовки производства значительно снижаются. Но нужно иметь
в виду, что для создания ГАПС должна быть предварительно
проведена трудоемкая и квалифицированная работа по оснащению
участка роботами и микроЭВМ, по созданию программ функцио-
нирования роботизированного участка.
В тех случаях, когда еще не отработана ограниченная номен-
клатура типовых конструкций, не созданы технологические про-
цессы, сопрягаемые с ГАПС, производство ЭРЭ и УФЭ будет про-
водиться традиционными методами, но проектирование конструк-
ции, технологии и ТПП должны основываться на использовании
ЭВМ.
Стандартизация в ЭРЭ и УФЭ. EL СССР существует Государ-
ственная система стандартов (ГСС). Основными целями ее вве-
30
дения являются ускорение технического прогресса, повышение эф-
фективности общественного производства, производительности ин-
женерного труда и т. д. Стандартизация имеет важнейшее значе-
ние и в конструировании РЭА и их элементов.
Определение стандартизации дано в ГОСТ 1.0—68: установле-
ние и применение правил с целью упорядочения деятельности в
определенной области. Стандартизация основывается на объеди-
ненных достижениях науки, техники, передового опыта. Она опре-
деляет основу будущего развития. Опережающая стандартиза-
ция — стандартизация, заключающаяся в установлении повышен-
ных по отношению к уже достигнутому на практике уровню норм,
требований к элементам, которые согласно прогнозам будут оп-
тимальными в будущем.
Стандарт — нормативно-технический документ, устанавливаю-
щий комплекс норм, правил, требований к элементам и утверж-
денный компетентными органами. Стандарт может быть разрабо-
тан как на сами элементы и их параметры, так и на правила ис-
пытаний и приемки. Стандарты устанавливают термины и опреде-
ления, обязательные для применения в документации. В ряде
стандартов даны стандартизованные буквенные и графические
обозначения элементов. Это имеет важное значение: при обмене
информацией между организациями точность и однозначность тер-
минов и обозначений являются необходимыми условиями [16].
Стандарты по ГОСТ 1.0—68 подразделяются на категории: госу-
дарственные стандарты Союза ССР (ГОСТ); отраслевые стандар-
ты (ОСТ); республиканские стандарты (РСТ); стандарты пред-
приятий (СТП).
Все государственные стандарты содержат индекс ГОСТ, ре-
гистрационный номер и две последние цифры, обозначающие год
утверждения, указываемый через тире. Государственным стандар-
там присваиваются также обозначения по Классификатору госу-
дарственных стандартов. Они состоят из обозначения разделов,
класса, группы, к которым относится данный стандарт [16].
Основной задачей стандартизации элементов является уста-
новление требований к качеству готовых элементов на основе ком-
плексной стандартизации их характеристик, а также материалов
и комплектующих изделий, необходимых для изготовления с вы-
сокими показателями качества и эффективной эксплуатации; тре-
бований и методов в области проектирования и производства эле-
ментов с целью обеспечения их оптимального качества и исклю-
чения нерационального многообразия видов и типоразмеров; еди-
ных систем документации, в том числе унифицированных систем,
используемых в автоматизированных системах управления; еди-
ных терминов и обозначений [16].
Технические условия — это нормативно-технический документ,
устанавливающий комплекс требований к элементам. Их разра-
батывают при отсутствии государственных, республиканских и от-
раслевых стандартов.
31
Наибольшее применение в конструировании элементов РЭА
имеет система стандартов ЕСКД. В эту систему входит много
стандартов, например ГОСТ 2.001—70 — общие положения; ГОСТ
2.101—68 — виды изделий; ГОСТ 2.102—68 — виды и комплект-
ность конструкторской документации; ГОСТ 2.103—68 — стадии
разработки конструкторской документации; ГОСТ 2.105—79 и
ГОСТ 2.106—68 — общие требования к текстовым документам,
формы и правила их оформления; ГОСТ 7.32—81 — требования к
отчетам по НИР и т. д.
Выполнение чертежей всех видов должно осуществляться на
основе ГОСТов (например, ГОСТ 2.118—73 — чертежи общего ви-
да, ГОСТ 2.109—73 — сборочные чертежи, ГОСТ 2.413—72— чер-
тежи с электрическим монтажом). Спецификации к таким черте-
жам выполняются также по ГОСТ 2.108—68 и содержат разделы:
документация, комплекты, сборочные единицы, детали, стандарт-
ные изделия (в том числе стандартизованные ЭРЭ, например ре-
зисторы, конденсаторы и т. п.), прочие изделия, материалы.
Изображение ЭРЭ в сборочных чертежах имеет особенности.
Во-первых, они вносятся в спецификацию в раздел «стандартные
изделия», если они юстированы, или в раздел «сборочные едини-
цы», если они изготавливаются на данном предприятии, или «про-
чие изделия», если они относятся к покупным, но не юстированы.
Во-вторых, по ГОСТ 2.413—-72 допускается упрощенное изображе-
ние конструкций ЭРЭ в чертежах. Важным документом по ЕСКД
является схема. Схема — это документ, в котором в виде условных
изображений показаны составные части изделия и связь между
ними. По ГОСТ 2.701—76 предусмотрены электрические (Э), гид-
равлические (Г), пневматические (П), кинематические (К), авто-
матические (А) и другие схемы.
Схемы электрические подразделяют на структурные (Э1),функ:
циональные . (Э2), принципиальные (ЭЗ), соединений (Э4), под-
ключений (Э5), общие (Э6), расположения (Э7), прочие (Э8) и
объединения (Э9). Все типы электрических схем широко исполь-
зуются в конструировании РЭА и ее элементов.
Правила выполнения всех видов схем приведены в ГОСТ
2.702—75. Составная часть схемы, которая выполняет определен-
ные функции и не может быть разделена на части, имеющие са-
мостоятельное назначение, называется элементом схемы. Элементы
изображаются на электрических схемах в виде условных графи-
ческих обозначений (УГО), которые должны соответствовать со-
вокупности ГОСТ 2.721—74—ГОСТ 2.759—82.
В практической деятельности конструктор-технолог кроме си-
стемы ЕСКД и других общих систем стандартов использует
ГОСТы на изделия; винты, гайки, платы, сердечники феррито-
вые, сердечники стальные, конденсаторы, резисторы, реле и др.
В ГОСТах на такие изделия содержатся требования к пара-
метрам, допускам, номенклатуре, разновидностям, габаритным и
установочным размерам, методам испытаний и приемки и др. При
использовании таких изделий в спецификациях к сборочным
32
черюжам и схемам делаются соответствующие ссылки. Мате-
риалы, используемые при конструировании РЭА, ЭРЭ и УФЭ,
как правило, тестированы. В этих ГОСТах указывается сорта-
мент, характеристики (параметры), допуски, например провода
обмоточные и монтажные, лента бронзовая для пружины кон-
тактов, сталь трансформаторная и др. В чертежах (специфи-
кациях) на детали и сборочные единицы обязательно указы-
вается ГОСТ.
В целом конструктору-технологу приходится иметь дело с
сотнями различных ГОСТов. Поэтому большое значение имеют
справочники по номенклатуре ГОСТов, которыми нужно уметь
пользоваться. Помимо ГОСТов в радиоэлектронной промышлен-
ности существует не меньшее количество отраслевых стандартов.
На них останавливаться не будем, так как ЭРЭ применяются
во многих отраслях, поэтому основное значение для цих имеют
ГОСТы. Устройства функциональной электроники являются но-
вым видом изделий, они часто изготавливаются по частным ТУ,
а также в соответствии со стандартами предприятий.
Стандартизация применительно к ЭРЭ прошла сложный, ди-
алектически противоречивый путь. В начале на основе широко
используемых технологических процессов предприятия делали
большую часть ЭРЭ самостоятельно. Затем углубление специа-
лизации привело к расширяющемуся проектированию и выпуску
ЭРЭ на специализированных заводах на основе ГОСТов или
ОСТов. На следующем этапе развития элементной базы вновь
получило распространение изготовление некоторых ЭРЭ и УФЭ
на аппаратостроительных предприятиях на основе типового обо-
рудования, типовых прогрессивных технологических процессов и
типовых элементов конструкций.
Следует отметить, что стандартизация помимо указанных вы-
ше преимуществ имеет определенные недостатки и ограничения,
а также заставляет решать ряд сложных задач. Рассмотрим
их, имея в виду стандартизацию в ЭРЭ и УФЭ. Этой стандар-
тизации присущ некоторый консерватизм. Стандарт на ЭРЭ обыч-
но предполагает наличие совокупности специализированных пред-
приятий, технологического оборудования, средств контроля и т. п.
При переходе на выпуск новых элементов сталкиваются с тем,
что большое количество аппаратуры, использующей стандарти-
зованные на предшествующем этапе ЭРЭ, уже выпущено и на-
ходится в эксплуатации. Ее изъятие может быть экономически
неоправдано. Аппаратура может функционировать 20 ... 30 лет
после выпуска и требует поступления соответствующих ЭРЭ для
восстановления и ремонта. Кроме того, аппаратура, использую-
щая ЭРЭ, стандартизованные на предшествующем периоде может
длительное время находиться в производстве и замена в ней
ЭРЭ новыми может быть нецелесообразна в конструкторском
и технологическом отношениях. Поэтому в производстве длитель-
ное время сохраняются морально устаревшие ЭРЭ.
3—6459
33
Для удовлетворения потребителей обычно приходится созда-
вать ряды стандартизованных ЭРЭ, например соединителей, ре-
зисторов, фильтров и др. Увеличение числа типов и уменьшение
«шага» в ряду, например по стабильности, мощности, напряже-
нию, количеству контактов, увеличивает «гибкость», позволяет
при проектировании аппаратуры выбирать наиболее рациональ-
ные сочетания типов ЭРЭ, но уменьшает число требуемых ЭРЭ
каждого типа. Это снижает преимущества выпуска ЭРЭ на спе-
циализированных предприятиях, усложняет планирование и снаб-
жение.
В ряде случаев требуемое число типов ЭРЭ столь велико,
что стандартизация приводит к нерационально большому количе-
ству вариантов, и специализация производства становится неце-
лесообразной. Эта проблема возникла применительно к ряду
ЭРЭ, например к трансформаторам и другим моточным изделиям.
Теория и опыт показали, что в этом случае стандартизация,
также являясь основой проектирования и производства ЭРЭ,
должна заключаться в том, чтобы стандартизировались детали
конструкций, изготовление которых требует применения специ-
альных технологических процессов, например ферритовые торо-
идальные сердечники, стальные сердечники, корпуса, подложки
ИС и др. При этом стандартизация может не затрагивать таких
процессов изготовления, которые допускают использование обыч-
ного оборудования радиозаводов, например операции намотки,
пропитки, сборки.
Значительные трудности возникают при стандартизации не-
которых УФЭ, например фильтров на поверхностных акустиче-
ских волнах, в основе производства которых лежат сложные
технологические процессы. В этих условиях рассмотренные ра-
нее принципы и пути стандартизации трудно использовать. В по-
добных случаях на специализированных предприятиях исследу-
ются и отрабатываются типовые технологические процессы изго-
товления элементов конструкций и оборудования. Эти типовые
процессы можно рассматривать как своеобразные «стандарты».
Как видно, стандартизация в ЭРЭ и УФЭ может принимать
разные формы в зависимости от особенностей их конструкций и
технологии, а также входящих в их состав деталей. Желательно
стремиться к тому, чтобы возможно большее количество ЭРЭ и
УФЭ проектировалось и изготавливалось на специализированных
предприятиях и соответствовало требованиям ГОСТов и ОСТов.
Глава 2. НАДЕЖНОСТЬ ЭЛЕМЕНТОВ
И ЕЕ ЗНАЧЕНИЕ
2.1. НАДЕЖНОСТЬ
Основные определения. Надежность является важнейшим показателем качества
как РЭА в целом, так и ее элементов. Функционирование РЭА в течение опре-
деленного интервала времени в одних случаях определяет успешность выполне-
ния операции (самолеты, ракеты, ИСЗ), в других — качество работы, готовность
к выполнению задач, экономические затраты.
По мере развития радиотехнических систем (РТС) роль надежности как
оценки качества РЭА возрастает, так как аппаратура усложняется, количество
элементов увеличивается. Это усложнение приводит к более частым отказам,
а также к увеличению времени восстановления.
Надежность РЭА — комплексное понятие. Оно определяется принципом дей-
ствия, схемой, конструкцией, технологией и эксплуатацией, а также надежно-
стью элементной базы. Кратко напомним основные понятия теории надежности.
Надежность — свойство выполнять заданные функции, сохраняя во времени
значение эксплуатационных показателей в заданных пределах, соответствующих
заданным режимам и условиям использования, технического обслуживания (ТО),
ремонта, хранения и транспортирования (ГОСТ 27.002—83). Это понятие вклю-
чает безотказность — свойство сохранять работоспособность в течение заданного
времени (отказы могут быть внезапные, когда функциональные свойства нару-
шаются — пробой, обрыв, и постепенные, когда параметры, изменяясь, достигают
недопустимых значений); ремонтопригодность — свойство, характеризующее при-
способленность к обнаружению, предупреждению и устранению отказов (прове-
дение технического обслуживания и ремонта); долговечность — сохранение ра-
ботоспособности до порогового состояния при установленном ТО и ремонтах;
сохраняемость — свойство непрерывного сохранения исправности и работоспо-
собности при хранении и транспортировке.
Различие надежности РЭА и элементов. Проблема надежности
различается применительно к РЭА и элементной базе. В РЭА
отказ определяется совместным действием множества элементов,
различных по принципу функционирования и влиянию на на-
дежность.
В ЭРЭ и УФЭ отказы, в основном, определяются деграда-
ционными процессами в материалах и деталях, при которых
изменяются их свойства и, как следствие, параметры (постепен-
ные отказы). Кроме того, может наступить и внезапное прекра-
щение функционирования (внезапные отказы). По указанным
причинам общая теория надежности, развитая и получившая
отражение, в литературе в основном применительно к РЭА,
должна быть дополнена закономерностями, вытекающими из
особенностей работы элементов. Поскольку деградационные про-
цессы протекают случайно, эти дополнения также, как и общая
теория надежности, основаны на вероятностных методах. Изуче-
ние в данной главе общих закономерностей, характеризующих
3*	35
изменение параметров и отказы ЭРЭ и УФЭ, позволит выявить
те вопросы, на которые необходимо обращать внимание в по-
следующем изложении при изучении конкретных ЭРЭ и УФЭ
для повышения их надежности.
При оценке надежности элементов основное внимание сле-
дует обращать на безотказность (так как элементы обычно не
ремонтируются), долговечность и сохраняемость. Эти параметры
в основном определяют и соответствующие характеристики ап-
паратуры. Поэтому повышение надежности РЭА — это, в первую
очередь, повышение надежности элементов, верный их выбор и
обеспечение правильных режимов использования в аппаратуре
с учетом того, какие внешние воздействия влияют на их на-
дежность.
Будем полагать, что вопросы, относящиеся к внешним воз-
действиям, в условиях которых работает РЭА, изучены в других
дисциплинах [9, 24]. Напомним, что следует учитывать клима-
тические, механические, радиационные и другие воздействия. При
оценке надежности ЭРЭ и УФЭ следует учитывать, что они обыч-
но находятся внутри аппаратуры. Поэтому «внешними» для них
являются не те условия, в которых работает РЭА, а те, которые
существуют в тех местах РЭА, где они установлены. Это может
ужесточать или облегчать воздействия на элементы. Действитель-
но, ЭРЭ и УФЭ могут находиться в герметизированных блоках
РЭА. Тогда воздействие, например, влажности и атмосферного
давления окружающей среды могут значительно меньше ска-
зываться на элементах, защищенных герметизацией, чем на
РЭА в целом. При рассмотрении ЭРЭ и УФЭ следует выяв-
лять, какие из них нуждаются в герметизации (индивидуалы
ной или в составе блоков РЭА, например, в микросборках).
С точки зрения обеспечения условий нормального теплового
режима ЭРЭ и УФЭ обычно работают в более тяжелом режиме,
чем РЭА в целом, поскольку на них действует тепло, имеющее-
ся внутри РЭА. Это также следует учитывать при рассмотрении
различных элементов, требований к ним при их размещении в
конструкции РЭА.
Существенны различия механических воздействий на аппа-
ратуру и на ЭРЭ и УФЭ, так как внутри аппаратуры (в местах
установки ЭРЭ и УФЭ) они могут быть более жесткими (из-за
резонансов в конструкции РЭА) или более легкими (вследствие
амортизации), чем действующие на РЭА в целом.
Особенности воздействия на ЭРЭ и УФЭ длительных виб-
раций и других механических нагрузок заключаются в том, что
каждый из элементов является законченным в конструктивном
и технологическом отношении и во многих случаях воздействия
вызывают разрушения не в самих элементах, а в деталях, обес-
печивающих крепление. Поэтому закономерности отказов при
механических нагрузках разных элементов могут быть схожими.
Надежность элементов. Случайные отклонения и изменения
параметров элементов полезно разделить на два вида, отли-
36
чающиеся друг от друга вероятностным описанием и физической
природой: отклонения, наблюдающиеся в производстве и связан-
ные со сложными физическими процессами формирования струк-
тур элементов, т. е. с физико-химическими и технолого-экономи-
ческими факторами; изменения в процессе функционирования ап-
паратуры, т. е. случайные изменения параметров и характери-
стик при эксплуатации. Они определяются сложными физиче-
скими процессами деградации под влиянием внутренних сил и
внешних воздействий, приводящих к переходу физических струк-
тур из неравновесного состояния, созданного при изготовлении,
к равновесному. На эти процессы влияют установившиеся в ре-
зультате длительного функционирования тепловые режимы.
Отклонения параметров при изготовлении можно описать,
используя плотности распределения, числовые характеристики
и допуски, например для емкости конденсатора: W(С), т(С),
D(C) и Р(С!<С<С2). Если конструирование элемента выпол-
нено правильно, с учетом случайных отклонений параметров
и характеристик при изготовлении, то применяемые технология
и конструкция позволяют получить рассеивание параметров и
характеристик в допустимых пределах, т. е. обеспечивается вы-
сокоэффективное производство. При этом большое значение имеет
технически, технологически и экономически обоснованная си-
стема допусков, т. е. такая система, в которой допуски на пер-
вичные параметры обеспечивают получение выходного параметра
в заданных пределах, а степень рассеивания параметра реали-
зуется принятой технологией изготовления без больших отходов
в брак.
В каждом ЭРЭ и УФЭ к постепенным и внезапным отказам
приводит разная физическая сущность процессов. Однако общими
для всех элементов являются характерные особенности деграда-
ционных явлений, заключающиеся в том, что они сопровожда-
ются монотонными изменениями внутреннего состояния, которые
приводят к внезапным износовым отказам или монотонным из-
менениям функциональных параметров. Наблюдаются также та-
кие внезапные отказы, которые будем называть хаотическими,
когда отказ вызывается чисто случайными причинами (дефект
изготовления или материала).
Случайные отклонения в свойствах материалов, наличие в
них примесей, отклонения в технологии и т. п. приводят к тому,
что в процессах деградации наблюдается значительное рассеи-
вание. Это приводит к случайным отклонениям времени безот-
казной работы до внезапных износовых или постепенных отказов.
Как правило, для уменьшения этого рассеивания или увеличения
среднего времени до отказа требуются более чистые и дорогие
материалы, большая точность выполнения технологических про-
цессов и т. п., что приводит к существенному удорожанию эле-
ментов. Обычно относительно быстро наступающие отказы ха-
рактерны только для небольшой части элементов. Следовательно,
улучшить надежность ЭРЭ и УФЭ можно путем отсеивания
37
относительно небольшого количества элементов с пониженной
надежностью, т. е. отделения потенциально малонадежных эле-
ментов. Это приводит к идее индивидуального прогнозирования,
математические методы которого едины для разных элементов.
Для того чтобы в последующем обоснованно учитывать возмож-
ности прогнозирования отказов и стабильности ЭРЭ и УФЭ, не-
обходимо остановиться на общих закономерностях и выявить
пути упрощения и автоматизации процесса прогнозирования от-
казов ЭРЭ и УФЭ, что важно для их применения на производ-
стве.
Как показывает практика, признаки, т. е. физические пара-
метры, в которых содержится информация о надежности, во
многих случаях оказываются близкими для разных ЭРЭ и УФЭ.
В качестве примера можно привести низкочастотный шум, ко-
торый в резисторах, конденсаторах, транзисторах и других эле-
ментах стохастически связан с надежностью и может быть
использован для прогнозирования.
Специфична применительно к ЭРЭ и УФЭ проблема сокраще-
ния времени при проведении испытаний на длительное функцио-
нирование и надежность. Это определяется тем, что за последние
годы достигнут значительный прогресс в улучшении надежно-
сти ЭРЭ и УФЭ. Действительно, для некоторых из них среднее
время наработки на отказ может составлять многие сотни
тысяч часов. В РЭА, где о.тказ аппаратуры может произойти в
результате отказа одного из сотен тысяч элементов, наблюдаемое
среднее время между отказами много меньше, и методы про-
ведения испытаний оказываются другими.
При исследовательских испытаниях надежности элементов це-
лесообразно брать большое число элементов и располагать
значительным временем испытаний. Для контроля элементов в
производстве, где может наблюдаться ухудшение качества ма-
териалов и нарушение технологических процессов, которые при-
водят к понижению надежности, характерны другие условия.
Выявление, например, ухудшения качества элементов не может
происходить так длительно и при использовании такого числа
элементов, какое имеет место при исследовательских испыта-
ниях, поскольку при этом потеряется сам смысл контроля каче-
ства и надежности в процессе производства. Следовательно,
необходимо разработать такие методы контрольных испытаний
на надежность, задача которых была бы более ограничена, чем
исследовательских, так как они должны ответить только на
вопрос, соответствует или не соответствует требованиям очеред-
ная партия ЭРЭ и УФЭ. Поэтому методы таких испытаний
должны быть другими: они должны предусматривать значитель-
ное сокращение числа элементов, подвергающихся испытаниям
и продолжительности испытаний. Решение этой задачи разви-
вается в двух направлениях. Первое — выработка принципов и
методов контрольной оценки надежности по малой выборке
элементов, причем сам режим испытаний может быть близким
38
h ।ому, который реально наблюдается в эксплуатации и соот-
п<‘1сгвует техническим условиям. Второе — развитие методов
у коренных испытаний на надежность для некоторых ЭРЭ и
УФЭ, при которых создаются тяжелые условия, ускоряющие де-
। радацию. Эти условия могут выходить за границы (пределы),
отворенные техническими условиями и наблюдаемые в экс-
плуатации. Наиболее характерным является использование более
тяжелого температурного режима, иногда дополненного повы-
шенной влажностью и более напряженным электрическим ре-
жимом. Принципы этих испытаний, а также испытаний на малой
выборке являются общими для всех ЭРЭ и УФЭ.
2.2. МОДЕЛИ ОТКАЗОВ
ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ
И УСТРОЙСТВ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
Внезапные хаотические отказы. Проблема надежности определилась как пер-
востепенная примерно к 1950 г., когда начался процесс быстрого усложнения
I’.'-)А. Длительное время к надежности относились как к чисто статистической
задаче, выявляя основные вероятностные закономерности из опыта. Наибольшее
применение получил экспоненциальный закон надежности, согласно которому
плотность распределения времени до внезапного хаотического отказа (или меж-
ду отказами) описывается выражением
Г(Д)=Ахехр (—Мх),	(2.1)
где Xx=l/m(A:)=const — интенсивность отказов.
При этом вероятности исправной работы и отказа за определенное вре-
мя ^x
Р(над, tPj—P(tp^tx) =ехр (—-Wx),	(2.2)
Р(отк, Д)=.Р(гх<Д) =1—exp (—Wx).	(2.3)
(Знак ~ относится к случайным величинам.) Известно, что эти выражения со-
ответствуют простейшему пуассоновскому потоку случайных событий и, следо-
вательно, описывают сугубо хаотические явления. Такие внезапные отказы мож-
но называть хаотическими.
Выражения (2.2), (2.3) не были доказаны теоретически применительно
к надежности РЭА и ее элементов, они обосновывались результатами наблюде-
ний (статистическая теория надежности). Согласованность результатов наблю-
дений с выражениями (2.2) и (2.3) для элементов объясняется тем, что физиче-
ские причины отказов не были еще в должной мере изучены, и технология
изготовления ЭРЭ находилась на значительно более низком уровне, чем в на-
стоящее время. Это приводило к преобладанию хаотических отказов как в аппа-
ратуре, так и в ее элементах.
Постепенные и внезапные износовые отказы. В настоящее время все боль-
шее признание получает физическая теория надежности элементов. При этом
изучаются закономерности влияния на стабильность и отказы элементов физи-
ческих процессов, определяющих их функционирование, а также влияния откло-
39
нений, наблюдаемых в технологии изготовления: чистоте материалов, точност:
выполнения операций, методах контроля и испытаний и т. п.
Известно, что изменения параметров и отказы элементов могут наблюдатьс,
при воздействии температуры, влажности, механических нагрузок и т. п., кото
рые в процессе эксплуатации изменяются случайно, а также при изменения:
электрических режимов, однако, основное значение имеют изменения параметро
и отказы элементов, наблюдающиеся во времени, в процессе длительного функ
циоиирования аппаратуры. Изменения климатических условий, неизбежно сс
путствующие работе РЭА, как бы накладываются на процессы, определяющи
отказы и стабильность во времени, вносят дополнительные факторы случайности
Их действие ухудшает стабильность параметров и увеличивает вероятност
отказов, проявляющихся в процессе работы РЭА. Поскольку при проектирова
нии элементов и РЭА принимают меры к тому, чтобы довести влияние темпера
туры, влажности, механических нагрузок до уровня, когда при их кратковремен
ном действии отказов не наступает, в последующем будем, в основном, уделят
внимание отказам во времени.
Согласно современной теории надежности, постепенный или внезапный изнс
совый отказ элементов есть результат того, что в процессе старения (деградг
ции) функциональный параметр достигает граничного значения (постепенны
отказ) или скрытый параметр достигает значения, приводящего к внешне внезаг
но проявляющемуся изменению функциональных свойств (внезапный износовы
отказ). Например, у конденсатора случайно изменяющаяся во времени емкост
достигает недопустимого значения (постепенный отказ) или случайно ухудшак
щаяся электрическая прочность диэлектрика приводит к пробою и выходу и
строя конденсатора (внезапный износовый отказ).
Основные вероятностные закономерности изменения параметров элементе
при эксплуатации. При исследованиях надежности во времени необходимо имет
представление об основных вероятностных закономерностях, которым подчь
няются случайные изменения параметров и характеристик элементов в процесс
эксплуатации.
Изменения параметров элементов являются нестационарными случайным
процессами a(t) ив общем виде полностью описываются многомерными плот
костями распределения, использование которых связано со значительными мате
магическими трудностями. Однако, как известно, эти случайные процессы имею
особенности, которые позволяют существенно упростить их вероятностное опт
сание: основные изменения в них происходят монотонно, со слабовыраженным
флуктуациями. При этом можно использовать квазидетерминированные модел
случайных процессов,- когда они выражаются через аналитические функции врс
мени /кД, коэффициенты которых (обычно их число не больше трех) являютс
случайными величинами. Тогда
а (О =/кд (П а0> «1-	(2-4
где i — время; а0, Si, а2 — случайные коэффициенты в функции /кд.
Полное вероятностное описание процесса за длительное время дается плот
ностью распределения небольшого числа коэффициентов (параметров) процесс
W (а0, Я1, а2). Функция времени (2.4) в предположении детерминированност
коэффициентов а0, а>, а2 отражает физические закономерности процессов дегрг
дации, приводящих к изменению параметров элементов или износу.
40 .	'
Рис. 2.1
Реально а0, at, а2 — случайные
величины, рассеивание которых опре- е
целястся сложным взаимодействием
множества микроскопических образо-
ваний в материалах, наличием в ма- а03
териалах примесей, действием фак-
uipoB, не учтенных при получении <*01
.шкона (2.4), отклонениями в техно-
логических процессах, изменением
и вешних воздействий, электрических
режимов и т. п. Примером практиче- о
ски монотонного изменения парамет-
ров являются изменение магнитной
проницаемости ферритов, упругости
пружин, износ контактов при многих циклах срабатывания и т. п. Таким образом,
квазидстерминированные модели объединяют статистические и физические моде-
ли надежности, чем определяется их прогрессивность. Кроме того, они позво-
ляют сравнительно просто осуществлять преобразование со случайными функ-
циями, необходимые для получения закономерности и для расчетов при проек-
тировании элементов.
На рис. 2.1 дан характерный пример модели (реализации) такого процесса
и случае линейного старения или износа при одном случайном параметре функ-
ции при
а(/)=а0—at,	(2.5)
где а9 — начальное состояние параметра; t — время; а — коэффициент, показы-
вающий темп износа или изменения функционального параметра. Как правило,
изменения a(t) происходят медленно, в течение тысяч и десятков тысяч часов,
и могут привести к постепенному или внезапному износовому отказу.
При постепенных (параметрических или дрейфовых) отказах параметры эле-
ментов изменяются монотонно и их свойства могут быть описаны плотностью
распределения значений параметров в разные моменты времени W(a, i) и мо-
ментными функциями математического ожидания т(а, f) и дисперсии D(a, f),
а также вероятностью нахождения параметра а в определенных границах amin
и «щах на время t, т. е. в дозволенной области
а.
max
Pl='min<aW<anlaJ0I= j W(a,t)da.	(2.6)
“min
Обычно несущественно, где находится параметр в дозволенной области и
как он отклонился от ее границы. Важно только то, что он вышел из ее преде-
лов. При этом для характеристики свойств элементов в смысле надежности
можно перейти к случайному времени достижения границ атах и атт.
Действительно, если a (t) >amin или a(t)<amax за время t, то это означает,
что случайное время достижения границы или до постепенного отказа ?п оказа-
лось больше t. Тогда
Р [йот1п< Ct (/) < йотах] —т* (7п^^п) = 1-F(tn),	(2.7)
41
где F (tn) —интегральная функция распределения времени до постепенного
отказа.
ч
Плотность распределения времени до постепенного отказа
W(tB)==dF(ta)/dt„.	(2.8)
Вероятность отказа на время tn можно определить, интегрируя №'(;„):
J W(tn)dtn=P(t^Ctn).	(2.9)
о
Использование понятия tn удобно, так как оно позволяет одномерными
функциями W(tn) и F(tu) описывать сложные закономерности постепенных отка-
зов. Понятие случайного времени до отказа является универсальным, удобным
для описания внезапных изиосовых и хаотических отказов.
Можно пользоваться также понятием интенсивности отказов Л, которое
в общем случае зависит от времени. Но его удобно применять только при хао-
тических отказах, когда X=const.
Простейшая линейная модель постепенных отказов. Для выявления основ-
ных закономерностей постепенных отказов воспользуемся простейшей линейной
моделью деградации (2.5). Полагаем, что известны а0, W(а) и задано граничное
значение агр. Рассмотрим случайное время до постепенного отказа
?п=(«о—«гр)/Й.
(2.Ю)
Закономерность (2.10) иллюстрируется рис. 2.2, на котором принято, что а0
не имеет отклонений и показана одна реализация процесса a(t).
Пользуясь (2.5), можно получить также IF (a, t), т(а, f) и D(a, {), но удоб-
нее для дальнейших расчетов определить lF(Zn). При нормальном распределении

Рис. 2.3
42
для а, известных т(а) и D(а) и заданном вгр, используя функциональные пре-
образования согласно (2.10), получаем следующее выражение [8]:
! «о агр 1	\	1 “о агр т (а)
П7(/п)= '	lF/expL т Р1/2(а)/п	(2Л1)
Для истолкования результатов и упрощения графического построения плот-
ности распределения используем нормированное время 0П и относительный ко-
эффициент Va=m(a)/Z)1/2(ci):
On=Zn/Z„ = Zn[m(«)/(ao—агр)],	(2.12)
где ZH=(a0—arp)/от(a).
Так как ZH~m(Zn), то
0n^Zn/m(Zn).	(2.13)
После преобразования
»7(9n) = [V«/(K^9n2)]'Sp^_(VaV2)	—1V 1.	(2.14)
I.	\ “п ) J
Функции W'(0n) для нескольких значений Va приведены на рис. 2.3. Зиая
плотности распределения и выполняя интегрирование Ц7(/п) или 1Т’(0Е), можно
найти выражение для вероятности безотказной работы УФЭ и ЭРЭ за опреде-
ленное время 1а или'0п. Опуская преобразования, заметим, что интеграл, кото-
рый нужно вычислить для определения вероятности отказа, является табулиро-
ванным. Обозначим его F{ После преобразований получим [2]
Р (tn< Д) = 1 ~F { Va [ (Z„/ZH) -1 ]}.	(2.15)
Для нормированного времени
P(0n<0n)=l-F{Va(0n-l)}.	(2.16)
При Va>5 выражения (2.11) и (2.14) могут быть аппроксимированы нормаль-
ным законом.
Иногда удобнее пользоваться числовыми характеристиками случайного вре-
мени до отказа, которые можно найти из (2.11) и (2.14):
или т(0п) = 1-|~1/Кя2;
(2.17)
Р(/П)^н(1/Уа2) ИЛИ Д(0П) = 1/КЯ2.
Простейшая модель внезапных изиосовых отказов. Полученные выше вы-
ражения (2.11) — (2.17) описывают также закономерности износовых (деграда-
ционных) внезапных отказов, так как при этом тоже происходит достижение
границы для процессов, отличающихся от изображенного на рис. 2.2 только тем,
что они не могут подвергаться непосредственному измерению. При этом вместо
tn, Va, 0п в (2.11) и (2.14) следует использовать ZB, Vt, 0В, причем 0B=ZB/m(£B)
и l7i=m(ZB)/H1/2(ZB).
Как уже отмечалось, широкое применение имеет модель внезапных хаоти-
ческих отказов (2.1) и (2.2). Если провести нормирование к m(Zx), то получим
«7(0х)=ехр (—9Х).	(2.18)
Вид зависимости К'(0Х) показан иа рис. 2.3 штриховой линией.
43
Сравнение постепенных, внезапных износовых и хаотических моделей отка-
зов элементов. При сравнении будем полагать, что физическое содержание про-
цесса деградации определяет среднее время до отказа элементов. Если причины
отказов элементов изучены, технологические процессы изготовления выполняются
точно и материалы имеют высокую чистоту, то деградационнйе процессы можно
считать близкими к детерминированным, величины Va и Vt будут больше чем
10	15 и отказы различных экземпляров, будучи «дружными», в основном на-
блюдаются при	или при /ч=т((в).
Если физика рассматриваемых отказов изучена не полностью, в технологи-
ческом процессе из экономических и других соображений допускаются откло-
нения и используются материалы без дополнительного отбора, то величины V’.a
и Vt находятся в пределах 5 ... 7 и рассеивание времени до отказа значительно.
Закономерности постепенных или внезапных износовых отказов в принципе
отличаются от закономерностей хаотических отказов. Это видно из рис. 2.3, так
как при постепенных и внезапных износовых отказах плотность для случайного
времени до отказа при малых t близка к нулю и имеется какое-то конечное
время, при котором элементы работают с малой вероятностью отказа. При пре-
обладании хаотических отказов плотность вероятности времени до отказа макси-
мальна при малых t и вероятность отказа значительна в начальные интервалы
времени.
Из рис. 2.3 видно, что при уменьшении Va или Vt, т. е. при значительной
неоднородности изделий, плотность распределения приближается к Д’(0Х). Сле-
довательно, внезапные хаотические отказы элементов наблюдаются, когда не
изучена природа отказов, а факторы, приводящие к отказам, не выявлены, когда
изделия изготавливаются со значительными отклонениями и отступлениями от
технологии, а применяемым материалам не уделяется должного внимания и не
ослаблено влияние на отказы температуры, влажности и т. п.
Для расчета надежности в ряде случаев пользуются ^-характеристиками.
Найдем ^-характеристики при внезапных износовых отказах, используя (2.11),
(2.16) при замене 0П на 6В, Д на /в и Va на Vt. Так как
%(/в) = 1Т'(/в)/Р(?в>/в),	(2.19)
то %(6В) = Г(0В)/Р'(0»>ев).
Из (2.14) и (2.16) получим выражение для внезапных износовых отказов:
.	_ Vt exp Г — (V/2/2)[(l/9B) — I]2]
( в) Г2"9Е2 .	1- E[VZ(SB-1)]
(2.20)
На рис. 2.3 даны зависимости Л(0В) для различных значений Vt. Масштаб
для Л(0В) такой же, как и для 1Г(0В). Как видим, плотность распределения
времени до внезапного износового отказа отличается от экспоненты, интенсив-
ность отказов в общем случае Л(1) является функцией времени и не может
считаться постоянной величиной, равной 1/т(/в). При этом использование по-
стоянных ^-характеристик не дает правильного результата прн расчетах надеж-
ности. Применительно к элементам правильнее пользоваться закономерностями
отказов, полученными исходя из деградационных явлений. Следует считать, что
роль внезапных хаотических отказов, когда X=const, при оценке надежности
элементов будет снижаться. Модели отказов аппаратуры, как показано в [19],
обычно носят хаотический характер.
44
2.3. ИНДИВИДУАЛЬНОЕ
ПРОГНОЗИРОВАНИЕ КАЧЕСТВА
И НАДЕЖНОСТИ ЭЛЕМЕНТОВ
Значение прогнозирования. Как отмечалось выше, важным способом повы-
шения надежности элементов является прогнозирование. Для наглядного объ-
яснения сущности индивидуального прогнозирования рассмотрим рис. 2.4. Пусть
преобладают постепенные отказы и плотность распределения времени до посте-
пенных или внезапных износовых отказов Ж(/Отк) изображена кривой 1. Очевид-
но, что какое-то время t\ вероятность отказа небольшая и элемент работает
надежно (понятие /п и заменено обобщенным понятием /Отк).
Предположим, что стоит задача увеличения времени, в течение которого эле-
мент должен работать с малой вероятностью отказа. Например, требуется обес-
печить надежную работу элементов за время #2. Из рис. 2.4 видно, что если не
улучшить надежность элементов, то вероятность отказа получается значитель-
ной. Для уменьшения вероятности отказа надо сдвинуть плотность распределе-
ния №ДОтк) вправо, т. е. увеличить среднее время или уменьшить рассеивание,
сохраняя среднее время (кривые 2 и 3). Но это требует использования более
чистых, дорогих материалов и более точного соблюдения технологических про-
цессов, т. е. сопровождается увеличением затрат.
Из рис. 2.4 видно также, что пониженную надежность, сопровождающуюся
отказами за время t2, имеет только сравнительно небольшая часть элементов,
примерно 15 %. Тогда возникает предположение выполнить прогнозирование и
индивидуально отобрать элементы с ухудшенной надежностью. Если это произ-
водить с высокой достоверностью, то плотность распределения приобретает вид,
изображаемый кривой 4. Вероятность отказа за время резко уменьшается.
Конечно, при этом несколько возрастают затраты, так как отбрасывается какое-то
количество изготовленных элементов (в рассмотренном примере около 15 %).
Однако, как правило, эти затраты много меньше, чем те, которые нужно вло-
жить при уменьшении рассеивания или увеличении среднего времени до отказа
без прогнозирования.
Наиболее широкое применение для повышения качества и надежности эле-
ментов получил метод индивидуального прогнозирования с использованием рас-
’‘4 ft атк)
Рис. 2.4
45
познавания образов, который мало применим к РЭА. Он состоит в следующем.
Имеется функциональный параметр элемента а и необходимо прогнозировать
его значение в будущем. С этой целью контролируются признаки Хь Ха, • • •> X*,
обычно не определяющие выходные параметры элементов. Эти признаки за счет
физической сущности процессов корреляционно связаны с изменением во времени
значения выходного параметра, которое будет наблюдаться через значительный
интервал времени, или с внезапным износовым отказом. Обычно использование
метода распознавания образов требует измерения «тонких» физических парамет-
ров и сложной аппаратуры, но осуществляется за короткое время. Такой метод
можно применять в производстве элементов, но не в производстве РЭА.
Задача состоит в том, чтобы найти алгоритм Hv который при преобразова-
нии признаков по этому алгоритму позволит дать оценку значения а на время
прогнозирования /пр (знак Д показывает, что рассматривается оценка случай-
ной величины):
«(^пр) = -^х(Х1. Х2’---> Xfe> ;чр)-	,	(2.21)
Задачу можно сформулировать по-другому: произвести оцен-
ку класса, к которому относится данный экземпляр элемента.
При этом для параметра а на время /Пр устанавливается допусти-
мое значение агр.
Тогда в простейшем случае, если при /=/Пр, а(/пр)^аГр,
элемент относят к 1-му классу (годные элементы)—Ki; если
а((пр) <агр-элемент относят ко 2-му классу (негодные элемен-
ты) — Кг- При этом область значений параметров на время
/пр разделяется на две части: а(/Пр)^агр и а(/пР) <аГр. Для про-
гнозирования класса требуется найти такой алгоритм, пользуясь
которым можно оценить класс [20, 21]:
яхкл = [/.!, Ъ,..., ZK1, У>П-решение о Kt на время /пр;
#хкл = 1/-1’ Х2,—, Хк2> г'прКП-решеяие о К2 на время /пр, <2'22>
где П — порог, по которому проводится классификация.
Задача может состоять также в том, чтобы оценить время,
в течение, которого параметр элемента а>агр, т. е. оценить вре-
мя до отказа для каждого конкретного экземпляра:
^ОТК=Д%#(Х1, %2,   ; Xfe) 	(2.23)
Наконец, задача может состоять в том, чтобы оценить класс,
к которому относится элемент, в зависимости от того, больше
или меньше время до отказа его граничного значения /отк.гр
(класс Ki, когда t0TKZSs/отк.гр или класс Кг, когда ?Отк<Дотк.гр).
Оценка класса по достижении времени до граничного значения
отказа или по достижении параметром граничного значения
имеет равноценный смысл.
Задача теории состоит в получении оптимальных алгорит-
мов (математических операторов) и в оценке качества прогно-
зирования. В связи с тем, что прогнозирование с использова-
нием метода распознавания образов применяется в производ-
46
стве элементов и является важным фактором повышения их
стабильности и надежности, остановимся на оптимизации про-
гнозирования подробнее, рассмотрев его для случая классифи-
кации элементов на годные и негодные.
Оптимальные алгоритмы прогнозирования при классификации с использова-
нием метода распознавания образов. Известно, что при оптимизации нужно
сформулировать три положения: условия, средство, критерий.
Условия оптимизации должны опираться на взаимосвязь между признаками
и классами. Признаки являются величинами случайными, они должны описы-
ваться вероятностно. Вероятностное описание совокупности случайных величин
Хь Ха, • • , X* требует использования многомерных плотностей их распределения.
Признаки связаны с классом, т. е. зависимы. Поэтому для вероятностного опи-
сания условий прогнозирования следует использовать условные плотности рас-
пределения Ж(Х1, Ха, , X*/Ki), W(Xi, Ха,  •Х*/Кг) для классов Ki и Ка соот-
ветственно.
Средство достижения оптимальности — это выбор оператора, с использова-
нием которого обрабатываются значения признаков Н№л.
Критерий должен быть связан с качеством. Качество прогнозирования опре-
деляется ошибками. Ошибки — это случайные события, которые могут быть опи-
саны условными вероятностями ошибочных решений: Р(решК1/Ка)—решение
о классе Ki, когда в действительности элемент относится к классу Ка, и
Р(решКа/К1) —решение о классе Ка, когда в действительности элемент относится
к классу Кг Используются также понятия рисков: Р(Ка/решК1)—риск потре-
бителя; Р(К1/решКа)—риск изготовителя.
Для получения оптимального алгоритма удобнее пользоваться вероятностя-
ми ошибочных решений. Найдем вероятность ошибочных ситуаций, которая за-
висит от априорных вероятностей P(Ki) и Р(Ка), т. е. вероятностей получения
изделий классов Ki и Кг, и от условных вероятностей ошибочных решений. При
этом для постепенных и износовых внезапных отказов получим [20, 21]
Р(реш К1/К2)Р(Кг) и Р(решКг/К1)/?(К1).	(2.24)
Следует стремиться так выбрать Цукл, чтобы эти ошибочные ситуации на-
блюдались реже. В более общем случае следует учитывать, что каждая из оши-
бок может иметь разные нежелательные последствия. Поэтому целесообразно
использовать понятие среднего риска, который характеризуется выражением
_Р(реш К1/К2)Р(К2)Ц2->1+^(реш K2/Ki)P(Ki)ni->2=P,	(2.25)
где р — средний риск; Ц2-»1 — цена того, что класс Кг переименован в класс Кб
Ц1-»2 — наоборот. Из (2.25) следует, что нужно так выбирать алгоритм Н./Кл и
порог П, чтобы средний риск был минимальным. Это приводит к оптимизации
с использованием критерия минимума среднего риска.
Цены Hi >2 и Ца-»1 должны быть заданы, это априорные данные. Вероятно-
сти того, что элементы относятся к Ki и Кг, т. е. P(Ki) и -Р(Кг), также должны
быть известны заранее. Они не зависят от прогнозирования, т. е. это тоже априор-
ные сведения. В выражение (2.25) входят условные вероятности ошибочных ре-
шений. Известно, что если имеется U7(Zi, Хг,  • X*/Ki) и Щхь Хг, • ., Х*/Кг)>
то можно найти эти вероятности, используя многомерное интегрирование.
В результате преобразований [20] получим для оптимального алгоритма
47
прогнозирования (классификации) при постепенных и внезапных отказах
^(Хп Х^---, Xfe/KJ -Р(К2)Ц2^ п
*	W'(X1, Х2.---. Xfe/K2) р(К1)Ц1-2	:
(2.26)
Если AzJsn.z-^решение о Кг, Лх<Пх~э-решение о Кг, где Л% — отношение прав-
доподобия; Пх — порог. При этом значение р минимально и, следовательно,
алгоритм оптимален. Полученное выражение (2.26) и понятие отношения правдо-
подобия играют большую роль в науке и технике. Математическими методами
оптимально решается вопрос о принятии решения при недетерминированных
задачах. На этом основана теория принятия решений, теория классификации,
теория идентификации.
Уточним физический смысл оптимального алгоритма. Для этого обратимся
к рис. 2.5, где показаны результаты измерения значений четырех признаков для
пяти элементов, принадлежащих к классу Ki(X) и пяти элементов, принадле-
жащих к классу Кг (О). Как видно из рис. 2.5, значения признаков случайны, но
для некоторых из них совокупность отсчетов при одном классе существенно отли-
чается от совокупности отсчетов при другом классе — признаки Хг и /4- Для
некоторых признаков отсчеты разделяются мало — признак Хз- Очевидно, что для
признаков Ха и Х4 мала вероятность того, что отсчеты этих признаков для одно-
го класса будут находиться в области, где обычно располагаются отсчеты дру-
гого класса. Эти признаки информативны. Признак Xi занимает промежуточное
положение. Предположим, что измерены значения признаков для какого-то
нового изделия. Отсчеты признаков для этого изделия даны в виде знака □.
Очевидно, что плотность вероятности того, что отсчеты по каждому из при-
знаков принадлежат классу Кь очень мала, так как они расположены далеко от
той области, где обычно группируются отсчеты для этого класса (кроме Хз). В то
же время они находятся в области, где в основном группируются отсчеты клас-
са Кг. Следовательно, условная плотность вероятности в случае Кг, соответст-
вующая этим отсчетам, будет значительной. Поэтому значение многомерной
плотности всей совокупности отсчетов признаков, подсчитанное подстановкой
этих значений в выражение W(Xi, Хг, •  , Х/г/Кг), будет много больше чем зна-
чение многомерной плотности, полученное, если те же отсчеты подставить в вы-
ражение TF(xi, Хг, Xs/Ki).
Следовательно, отношение правдоподобия будет много меньше единицы и
естественно принять решение о классе К2. Таким образом, оптимальный алгоритм
распознавания в виде отношения правдоподобия имеет ясный вероятностно-фи-
зический смысл. Конечно, реально классы могут разделяться не так четко, как
это показано на рис. 2.5, и можно себе представить, что все четыре признака
имеют такой же характер рассеивания, как признак Хз на рис. 2.5. При этом ка-
чество прогнозирования будет плохое, хотя оно и оптимальное, т. е. часто будут
наблюдаться ошибки. Поэтому большое значение имеет определение качества
прогнозирования. Для разъяснения методики оценки качества отметим, что для
каждого конкретного элемента совокупность значений признаков случайна. Вы-
ражение (2.26) предусматривает их сложное функциональное преобразование.
Тогда для условной многомерной плотности распределения вероятности приме-
нительно к данному экземпляру элемента также получим случайную величину.
Конкретные значения отношения правдоподобия тоже являются случайными.
Используя функциональные преобразования, можно поручить плотность распре-
деления вероятности для Л. Она должна зависеть от того класса, к которому
48
принадлежат элементы. Предположим, за-
дача решена и на рис. 2.6 показано, как
будут выглядеть эти плотности распреде-
ления. В качестве примера взят случай,
кога классы разделяются плохо, так как
вероятности ошибок переименования класса
/’(решКг/Ki) и /’(реш К1/К2), полученные
интегрированием плотностей, значительны.
Для указанного на рис. 2.6 порога Пу они
составляют 0,08 и 0,2 соответственно. Если
порог изменить, то изменятся и соотно-
шения между ошибками. Если классы раз-
деляются лучше, вероятности ошибок бу-
дут меньше. Зная цены ошибок и априорные
вероятности Р(К1) и P(Ks), можно вычис-
лить средний риск. В зависимости от его
величины принимается окончательное ре-
шение о целесообразности или нецелесооб-
Значение (отсчет)
признака х
х	о
х
X/ хг
Номер признака
Рис. 2.5

° П
О	>-1	О	X
°	°	П	х
о	о	।—	о
ООО
разности прогнозирования для данного слу-
чая. Если рлнп^рдоп, то прогнозирование имеет хорошее качество. Если pmln>
>рДоп, то качество прогнозирования не удовлетворяет требованиям и его исполь-
зовать нельзя.
Когда нет возможности назначить цену, от критерия среднего риска пере-
ходят к критерию Неймана — Пирсона, пользуясь которым устанавливают по-
рог, сохраняя оптимальную процедуру обработки (Пн_п— порог по критерию
Неймана — Пирсона). При использовании этого критерия задают значение одной
из ошибок, например Рзад(реш К1/К2), и находят порог ПН_П1 а затем вероят-
ность другой ошибки. По ее значению оценивают нецелесообразность или целе-
сообразность прогнозирования данного элемента при избранном наборе призна-
ков. Если она превышает то значение, которое может быть признано допусти-
мым для практического использования прогнозирования, то принимается реше-
ние, что прогнозирование нецелесообразно. Если она меньше этого значения,
то прогнозированием можно пользоваться. На рис. 2.6 показано положение
Пн_п при Рзад(реш К1/К2)=^доп = 0,02. При этом Р(реш K2/Ki)=0,4. Большой

Рис. 2.6
4—6459
49
средний риск или большие значения ошибки практически определяются только
информативностью признаков, так как алгоритм прогнозирования оптимален.
Рассмотренный метод оптимального прогнозирования является классическим и
был рекомендован в промышленности применительно к элементам.
Непараметрические методы прогнозирования с использованием эвристиче-
ских алгоритмов («обучение с учителем»). Практика показывает, что использо-
вание оптимальных методов прогнозирования в производстве ЭРЭ и УФЭ
сталкивается с большими трудностями, так как эти методы основаны на исполь-
зовании условных многомерных функций распределения, аналитические выраже-
ния для которых при наличии зависимости признаков можно выразить только
для нормального закона.
Для получения необходимых сложных математических выражений для мно-
гомерных условных плотностей распределения надо поставить трудоемкий и
длительный исследовательский эксперимент. Для практики необходимы простые
методы. Они обычно строятся на эвристических алгоритмах в сочетании с непа-
раметрическими методами и обучающим экспериментом. При обучающем экспе-
рименте измеряются значения признаков Xi, • • ., Х/г У N элементов в момент
t=0. Затем их включают на длительную работу и эксперимент продолжается до
t—tnv (Др— время прогнозирования). В конце эксперимента измеряют выход-
ной параметр а(/) (Др) для каждого /-го элемента или фиксируют наличие отка-
за. После этого можно найти класс. Если (ДШДДсГр, то элемент относят
к классу Ki, если а(/) (Др) <агр, то к классу Кг, где агр — граничное значение
параметра, разделяющее классы. Выполнив обучающий эксперимент, получим
возможность оценить реальный класс каждого экземпляра элемента.
На практике задача прогнозирования стоит, когда класс элемента не извес-
тен и не может быть установлен точно, так как для этого требуются длитель-
ные испытания.
Полагаем, что для прогнозирования класса может быть предложен эвристи-
ческий алгоритм обработки значений признаков. Если такой алгоритм найден,
то по нему и измеренным значениям признаков может быть определен класс по
прогнозу. При этом главная задача сводится к выявлению алгоритма, более
простого, чем отношение правдоподобия, в то же время дающего удовлетвори-
тельные результаты прогиозирования. Таких эвристических алгоритмов предло-
жено много. Наибольшее распространение получил алгоритм гиперплоскости [20].
Предположим, что эвристический алгоритм классификации Н^кл э выбран.
Полученное при обучающем эксперименте сочетание значений х подставляем
в формулу алгоритма. Если при расчете (прогнозе) получаем
Нхкл.э^Л’ Х2----> Xfe)>n^Kln,	(2.27)
то по прогнозу применяется решение о классе К!п. Если
ИХКЛ.Э(%1’ Хг >• • •, Х*)<П-К2п,
то принимается решение о классе Кгп-
Если алгоритм обеспечивает высокое качество прогнозирования и признаки
хорошо разделяют классы, то оценки классов по прогнозу и обучающему экспе-
рименту совпадут. Реально по тем или иным причинам могут наблюдаться не-
совпадения и необходимо оценить вероятности ошибочных решений. Важно то,
что при этом оценки вероятностей ошибочных решений могут быть получены
просто из результатов обучающего эксперимента, а оценки класса по прогно-
50
зу — без выполнения интегрирования, как это требовалось при оптимальном
методе. Из эксперимента можно взять все случаи, когда был получен класс Кг,
и найти то число случаев п(решК1/Кг), когда по прогнозу для этих элементов
было принято решение о классе Кь Оценка вероятностей ошибочных решений
дается выражением
Р(реш К1/К2) =«(реш К1/К2)/«(Кг),	(2.28)
где п(Кг) —число всех случаев, когда элемент относится к классу Кг.
Далее соответственно
Р (реш Кг/Ki) =«(реш К2/К1)/га (Ki).	(2.29)
После нахождения оценок вероятностей ошибочных решений можно вычислить
по (2.25) средний риск и, сопоставляя его с требуемым, принять решение о це-
лесообразности прогнозирования при использованных признаках и алгоритме.
Преимущества такого метода: можно ставить компактный эксперимент, при-
мерно на 100 элементах, а для начального изучения возможно брать их меньшее
количество; не требуется знать плотности распределения и их параметры (поэто-
му метод называется непараметрическим); по результатам простых расчетов
принимается решение о качестве и приемлемости прогнозирования. Недостатком
метода является то, что используемый эвристический алгоритм может сущест-
венно уступать оптимальному и для качественного прогнозирования нужно искать
такой, который был бы эффективен и близок к нему.
Метод гиперплоскости. Простейший эвристический алгоритм предполагает
обработку значений признаков их суммированием с учетом весовых коэффициен-
тов. Это приводит к использованию метода гиперплоскости. К этому методу
можно придти не эвристически, а на основе разложения в ряд оптимального
алгоритма.
Любую функцию, в том числе вида (2.26), в ограниченных пределах можно
разложить в ряд. Тогда получим приближенный алгоритм:
i=n
Xfe) == 2 В[7л = Z’	(2>3°)
г=1
где Bi — коэффициенты при соответствующем признаке; i — номер признака; п —
общее число признаков.
Выражение (2.30) есть уравнение гиперплоскости в гиперпространстве.
Исследования показали, что при определенных условиях метод гиперплоскости
является частным случаем оптимального алгоритма [23]. Для практического
использования данного алгоритма необходимо решить вопрос об оптимизации
выбора коэффициентов Bi на основе результатов обучающего эксперимента. Для
этого надо ввести критерий оптимальности для значений В,-, определить средство
достижения оптимума и сформулировать условия, при которых производится
оптимизация. Чтобы сформулировать критерий оптимальности, выполним сле-
дующие преобразования. По известным формулам и результатам обучающего
эксперимента можно найти оценку математического ожидания и дисперсии i-ro
признака, если элемент относится к классу Ki или Кг: ^(Xi/Ki), т(Х>/Кг),
Р(Хг/К1), £>(х;/Кг). Теперь, подставив математические ожидания m(%j/Ki) и
MWK2) в формулу гиперплоскости вместо %;, получим математические ожида-
4*	51
ния Z для экземпляров элементов, относящихся к классам Ki и Ку
n(Ki)
W(Z/Ki) = £ ^(Xi/Kj);
z=l
m(Z/K2) = £ B(-/n(Xl-/K2).
<=1
Можно определить также дисперсии
«(К,)
^(2/Кх)= £ BfDfa/^y,
1=1
л(К2)
£>(^/к2) = 2 Bi2^ta/K2).
г = 1
(2.31)
(2.32)
Целесообразно найти такие значения Bt, при которых разница между
7n(Z/Ki) и mfZ/Ka) . максимальна, а сумма дисперсий минимальна. Тог-
да можно сформулировать критерий опимальности коэффициентов, но не алго-
ритма в целом:
w(Z/Kx) — w(Z/K2)
к WTkjTWTk^
(2.33)
Использованием известных методов и изменением коэффициентов Bt следует до-
биться того, чтобы значение V было максимальным. Значения В,-, при которых
V максимально, обозначим /Фоги.
Рассмотрим последовательность расчетов. Вначале по результатам обучаю-
щего эксперимента находятся математические ожидания и дисперсии признаков:
и(Х>/К1), m(%i/K2'), -О(х//К1) и Z? (хг/Кг). Вычисление их не требует дополни-
тельного пояснения. Затем вычисляются математические ожидания и дисперсии
m(Z/Ki), т(Х/Кг), £>(Z/Ki), D(Z/Кг) и V. Они должны повторяться много-
кратно, например, при зафиксированном значении всех В, кроме одного, которое
«шагами» последовательно изменяется до получения частного оптимума. Эта
процедура повторяется с остальными значениями В, до получения оптимальных
значений всех В/.
Хотя коэффициенты эвристического алгоритма оптимизированы, результаты
прогноза могут быть неудовлетворительными. Поэтому нужно обязательно оце-
нить качество прогнозирования, вычислив вероятности ошибок по (2.28), (2.29).
Если риск получается больше требуемого, то пользоваться прогнозированием
при этом наборе признаков нецелесообразно. Следует искать новые признаки и
повторять все расчеты, пока не будут получены удовлетворительные результаты
по значению риска.
При нахождении В{От и среднего риска необходимо выполнить большой
объем "вычислений по статистической обработке результатов. В ЭВМ для этих
целей имеются стандартные подпрограммы. Но эти расчеты можно выполнять
и на микроЭВМ, составив программу на языке БЕЙСИК, или иа микрокальку-
ляторах с памятью (ПМК).
Прогнозирование широко используется в настоящее время для повышения
качества и надежности ЭРЭ и УФЭ. Как правило, для всех ответственных при-
52	,
менений осуществляется прогнозирование, и из числа изготовленных элементов
применяют только те, которые соответствуют требованиям качества по прогнозу.
Может также осуществляться прогнозирование надежности по внезапным отка-
зам. При этом по прогнозу оценивается время до отказа или класс, т. е. факт
нахождения этого времени в допустимых границах или факт, что оно по прогно-
зу для данного экземпляра меньше или больше требуемого.
Следует ожидать, что по мере возрастания требований по надежности, уско-
рения достижений в разработке измерительных устройств, обеспечивающих кон-
троль признаков различного физического содержания, прогнозирование ЭРЭ и
УФЭ будет расширяться. Понимание этих вопросов важно, так как должно поз-
волить правильно решать вопрос о применении ЭРЭ, для которых необходимо
прогнозирование.
2.4. МЕТОД УСКОРЕННЫХ ИСПЫТАНИЙ
УСТРОЙСТВ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ
электроники
И ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ
Целесообразно в данной главе рассмотреть вопрос о мето-
дике ускоренных испытаний на надежность - применительно к
элементам, что позволит обоснованно сформулировать требова-
ния к конкретным элементам.
При достигнутом высоком уровне надежности ЭРЭ, когда
среднее время работы до отказа составляет до 105 ... 107 ч,
испытания для выявления закономерности отказов требуют очень
большого времени (десятки месяцев) и значительного (пример-
но 1000) числа элементов, подвергающихся испытанию.
Для ускоренных испытаний элементов на надежность наи-
большее значение имеют: возможность уменьшения времени ис-
пытаний при сохранении типовых режимов за счет увеличения
числа испытуемых элементов при известных законах распреде-
ления времени до отказов и получения оценок надежности по
небольшому количеству отказов; возможность уменьшения числа
испытуемых элементов и времени при . более жестких режимах
испытаний.
Ускоренные испытания особенно важны для контроля при
серийном выпуске, так как исследовательские испытания при
этом не имеют смысла, поскольку к моменту их окончания боль-
шая часть ЭРЭ и УФЭ из определенной партии уже будет уста-
новлена в аппаратуру.
Если закон, описывающий случайное время до отказа, най-
ден при исследовательских испытаниях, то при допустимом
числе испытываемых УФЭ и ЭРЭ можно оценивать параметры
этого закона по времени, в течение которого будет получено
небольшое число отказов, значительно меньшему, чем среднее.
Таким образом, без изменения режима испытаний удается по-
лучить результаты за время, в несколько раз меньшее, по сравне-
нию со средним временем до отказа.
53
Проиллюстрируем изложенное на примере двух законов рас-
пределения случайного времени до отказа: экспоненциального и
нормального. Для экспоненциального закона при малом значе-
нии времени испытаний ta относительно среднего времени до
отказа можно приближенно записать:
/ДО^/х^и или %х=/7(/)/(г':1),
(2.34)
где F(0=Р(7Отк<Д ==Л>тк(М- Тогда ^(^Тк)=1Дх=<и//7(0 =
=/и[ЛДМотк(М1> где Л^отк(^и) — число элементов, отказавших за
время испытаний /и; N — общее число элементов.
Для того чтобы оценка •вероятности отказа элементов
РОтК(М ~NoTK(tu)/N с удовлетворительной точностью соответ-
ствовала действительности, необходимо, чтобы количество от-
казавших элементов уУотк(^и), по которым вычисляется эта ве-
роятность, было не менее 20—30. Тогда среднеквадратическое
относительное отклонение вычисленной вероятности будет состав-
лять примерно 15 ... 20 %. Для того чтобы при оценке параметра
распределения Хх с использованием (2.34) время контрольных ис-
пытаний составляло 0,01 среднего времени, необходимо исполь-
зовать для испытаний около 2000—3000 элементов. При увели-
чении времени до 0,1 среднего времени достаточно использовать
всего около 100 элементов.
При законе распределения случайного времени до отказа,
вытекающем из квазидетерминированной модели старения и из-
носа, можно с достаточной точностью использовать нормальный
закон. Воспользовавшись известными выражениями для этого
закона, получим уравнения для вычисления среднего времени
до отказа
т (Q = ta /1-4- arg ф f	1;
( Vt I Л ]/
(2.35)
где tw — время, затраченное на испытания; Vt=m — отно-
сительное рассеивание случайного времени; ot=Dl/2(tB)—средне-
квадратическое рассеивание времени до отказа (оно опреде-
ляется из предшествующих исследовательских испытаний и со-
X
ставляет -обычно 4—6); Ф(л) = р==-|е X^2dx (2<36)—табулиро-
о
ванная функция; NorK(ts) — число отказавших элементов за вре-
мя, затраченное на испытания.
Располагая параметрами нормальной функции распределения,
можно аналитически получать вероятности надежной работы на
любое время по результатам испытаний за ограниченный интер-
вал времени Д. Для того чтобы вероятности отказа на время
испытаний были определены с удовлетворительной для практики
точностью при условии	требуется не менее несколь-
ких сотен элементов.
54
Если реальное распределение времени до отказа отличает-
ся от модели, используемой при обработке результатов испы-
таний, то результаты оценки среднего времени могут быть зна-
чительно искажены. Например, если элемент выпускается при
строгом соблюдении технологии, а факторы, приводящие к из-
носу и отказу, исследованы и контролируются, то следует
ожидать, что отказы будут подчиняться закону, близкому к нор-
мальному и У;>5. Не учитывая этого, испытатель, руковод-
ствуясь устаревшими представлениями о надежности элементов,
может основываться на модели экспоненциального закона и по
ограниченному числу отказов элементов найти среднее время
до отказа ги(7) по формуле
m =/иЛ7Л'оТК (/и).	(2.37)
Это время будет значительно отличаться от действительного.
Для пояснения этого обратимся к рис. 2.7, где кривая 1 — плот-
ность распределения для нормального закона; кривая 2 — для
экспоненциального при одинаковом Лготк(7)/Д. Как видно, най-
денное m(fx) может в десятки и сотни раз отличаться от ре-
ального для данных элементов. Возможно, что этим объясняется
наблюдаемая низкая достоверность значений к, приводимых в
справочниках.
Методы ускоренных испытаний для элементов получили зна-
чительное развитие [22]. Основная трудность при проведении
ускоренных испытаний состоит в том, что в тяжелых режимах
может измениться физическая сущность процессов, протекающих
в элементе и приводящих к отказу. Режим таких испытаний дол-
жен быть специально установлен для каждого типа элементов
на основе исследований.
Если для уменьшения времени испытаний чрезмерно уже-
сточать режим применительно к данному типу элемента, то на-
блюдается постепенное нарушение связи между временем, потра-
ченным при ускоренных испытаниях, и временем, в течение
которого проходят испытания при нормальных условиях. Связь
между этими интервалами времени оказывается корреляцион-
ной, и соотношение между ними может быть однозначно оценено
только в среднем. Поэтому практическому использованию уско-
55
репных испытаний должны предшествовать «обучающие» или ис-
следовательские испытания, во время которых при разных коэф-
фициентах нагрузки или разных температурных условиях и т. п.
определяется сокращение времени испытаний в среднем и со-
отношение между интервалами времени ускоренных и нормаль-
ных испытаний.
Проводить ускоренные испытания можно только при условии,
что для различных партий элементов, проверенных обычными
и ускоренными методами, в среднем получаются практически
однозначные изменения времени. Пока трудно установить общие
рекомендации по возможному сокращению времени испытаний.
Опыт показывает, что время можно сократить на два — три по-
рядка.
Глава 3. УСТРОЙСТВА КОММУТАЦИИ
И СОЕДИНИТЕЛИ
3.1. ФУНКЦИИ СОЕДИНИТЕЛЕЙ
И КОММУТАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ,
ПАРАМЕТРЫ И ТРЕБОВАНИЯ
Основные понятия и определения. Устройства коммутации (ком-
мутационные устройства) и соединители широко используются
в РЭА, в том числе при применении ИС. Устройства коммута- * 1
ции позволяют быстро (практически мгновенно) коммутировать
\ (включать, выключать) электрические цепи в работающей ап-
шаратуре в результате изменения сопротивления исполнительных
элементов под действием управляющих сигналов (или управ-
ляющих воздействий). Это дает возможность в процессе функ-
ционирования РЭА переключать диапазоны, изменять режимы
работы, вводить информацию, перераспределять сигналы по це-
пям и т. п.
| Управляющее воздействие может осуществляться непосред-
1 ственно оператором (нажатие кнопки, переключение тумблера
Hi т. п.)—ручное управление. Устройства коммутации с таким
(управлением находятся на панелях аппаратуры.
' Управляющее воздействие может производиться электриче-
ским управляющим сигналом. Устройства коммутации с таким
управлением используются тогда, когда пульт управления отде-
лен от аппаратуры, в которой должна осуществляться коммута-
ция, и связан с нею электрически с помощью соединительных
линий. При этом первичное управляющее воздействие — это не-
посредственные действия оператора, которые преобразуются в
56
управляющий электрический сигнал, поступающий затем по про-
водам к исполнительным элементам.
Не меньшее значение имеют -такие коммутационные устрой-
ства, в которых управляющим воздействием является электри-
ческий сигнал при автоматическом управлении аппаратурой. При
этом управляющие сигналы вырабатываются в аппаратуре без
участия оператора.
В коммутационных устройствах большое значение имеют ис- ;
полнительные элементы, которые бывают контактные и бескон- ;
тактные. Соответственно различают контактные и бесконтактные '
коммутационные устройства. В контактных используется элек-
трический контакт — соприкосновение тел (контакт-деталей),,
обеспечивающее непрерывность цепи. В таких коммутационных;
устройствах (реле, кнопки и т. д.) обычно применяют стыковой;
контакт, при котором контакт-детали прижимаются друг к другу.!
Существуют также врубные и вставные контакты, когда контакт-’
детали перед рабочим состоянием осуществляют боковое или
продольное движение в прижатом состоянии с преодолением
сил трения (переключатели ручного управления, соединители).
Обозначение замыкающего, размыкающего и переключающего
контактов коммутационных устройств дано на рис. 3.1. Кон- 
тактные исполнительные элементы применяются как при руч- ;
ном, так и при дистанционном и автоматическом управлении. I
При ручном управлении это контакт-детали кнопок, тумблеров, \
галетных переключателей и т. п. При дистанционном и автома- *
тическом управлении — это контакт-детали электромагнитных и
реле и магнитоуправляемых герметизированных контактов (rep t
конов).
В бесконтактных исполнительных элементах используется из-
менение условий протекания тока в объеме кристалла и его
поверхностном слое под влиянием электрических напряжений,
освещения и т. п. Такие элементы применяют в основном при
дистанционном и автоматическом управлении аппаратурой — это
оптроны, транзисторные ключи и коммутаторы. Начали находить
применение бесконтактные коммутационные устройства с руч-
ным управлением, например, кнопки с оптронами и магниторези-
сторами, а также сенсорные.
Соединители (контактные соединения) предназначены только I
для проведения электрического тока и не предназначены для А
коммутации электрической цепи (ГОСТ 14312—79). Контактные 1
соединения могут быть разъемные, разборные и неразборные.
Разъемными контактными соединениями называются такие, ко-
торые могут быть замкнуты (разомкнуты) или сочленены (рас-
членены) без разборки (сборки). Обозначение контактов соеди-
нений приведено на рис. 3.2, где 1 и 2— штырь и гнездо разъ-
емного соединения; 3 — разборное и 4 — неразборное соединения.
В последующем будем рассматривать только разъемные со-
единения. Обычно соединители являются контактными, т. е. в
них используется электрический контакт (ГОСТ 14312—79).
57
| I I	7	2	3	4
Рис. 3.1	Рис. 3.2
Управление состоянием соединителя (сочленение и расчленение
или замыкание и размыкание) осуществляется оператором в ап-
паратуре в нерабочем состоянии.
Соединители указываются в электрической принципиальной
схеме, но необходимость их использования в аппаратуре в основ-
ном определяется ее конструкцией и требованиями к ремонто-
способности. Различают приборно-кабельные, приборные и ка-
бельные соединители.
Часто возникает необходимость разделения аппаратуры на
конструктивно самостоятельные устройства (приборы), выпол-
няющие частные функции и не являющиеся самостоятельными
в эксплуатационном отношении. Например, самолетная аппара-
тура часто требует ее разделения на пять частей: пульт управ-
ления, антенна, приемопередающее устройство, устройство обра-
ботки информации (специализированная ЭВМ), индикатор, каж-
дая из которых конструктивно закончена и размещается в раз-
ных местах на борту самолета, причем все части работают
совместро и должны быть электрически связаны. Соединители
должны обеспечивать их быстрое сочленение и расчленение.
Для этого используются приборно-кабельные соединители с элек-
трическим контактом. При функционировании аппаратуры они
не подвергаются сочленению (замыканию) и расчленению (раз-
мыканию) .
С внедрением ИС и применением функционально-узлового
метода конструирования большое значение приобрели прибор-
ные соединители, используемые внутри аппаратуры (приборов).
Их использование позволяет значительно повысить плотность
монтажа, облегчить проектирование, производство и ремонт ап-
паратуры. При этом радиоэлектронная аппаратура собирается
из печатных плат (модулей), на которых устанавливаются ИС,
дискретные ЭРЭ и УФЭ. В этих платах имеются соединители,
через которые платы включаются в аппаратуру. Применение
их обусловлено только конструкцией, но не схемой.
Кабельные соединители позволяют соединять между собой
кабели.
Основные требования к коммутационным устройствам и соеди-
нителям. Разнообразие требований, которые предъявляются к ком-
мутационным устройствам и соединителям, привело к созданию
большого числа их разновидностей, различающихся по функцио-
нальному назначению, принципу действия, конструкции, парамет-
рам, техническим возможностям и областям применения.
58
Основные требования сводятся к снижению затрат энергии i
(мощности) на управление, улучшению качества коммутации и .
соединений, улучшению конструктивно-технологической совмести- j
мости с ИС, повышению надежности, быстродействия (для ком- ;
мутационных устройств) и уменьшению усилий сочленения и |
расчленения (для соединителей).	I
Основным параметром контактных и бесконтактных соедини-
телей и коммутационных устройств как ручного, так и дистан- .
ционного и автоматического управления является сопротивление
в состоянии контакта, или в замкнутом состоянии (при элек- ’
трическом контакте) или в открытом состоянии (при использо-
вании бесконтактных коммутационных устройств и соединителей),
а также сопротивление в разомкнутом состоянии.
Характерной особенностью коммутационных устройств являет- [
ся многократное переключение (105 ... 108 раз) в процессе функ-|
цпонирования аппаратуры, т. е. при наличии токов и напря-[
жений, что предъявляет высокие требования к износоустойчивости.
При многократном замыкании и размыкании в электриче- (
ских контактах происходит изменение состояния контактирую- <
1цих поверхностей контакт-деталей и их разрушение. Срок служ- ;
бы коммутационных устройств равен примерно 15—25 лет. j
Коммутационные устройства, работающие на высоких часто-
тах, должны иметь минимальные паразитные индуктивности и/
емкости. При протекании как постоянных, так и переменных'
токов может оговариваться контактный шум и контактное со-
противление при наличии внешних воздействий. В ряде случаев
предъявляется требование сохранения работоспособности при
малых токах и напряжениях. Для коммутационных устройств,
работающих на постоянном токе, имеет значение допустимое
сопротивление изоляции, а для работающих в мощных устрой-
ствах сохранение работоспособности при больших токах и на-
пряжениях.
Соединители включаются и выключаются сравнительно не-
большое число раз (100—500) и обычно в неработающей аппа-
ратуре. Основные требования предъявляются к контактному со-
противлению и его стабильности, контактному нажатию и усилию
сочленения (расчленения), максимальным и минимальным токам
и напряжениям, паразитным емкостям и сопротивлению изоля-
ции между контактами разных пар. Важными являются также
требования по надежности, технологичности, массе и габаритам.
Особенности коммутационных устройств и соединителей. Тре-
бования к электрическим и конструкторским параметрам ком-
мутационных устройств и соединителей разнообразны и часто
противоречивы, в связи с чем выпускается много их разновид-
ностей. Обычно коммутационные устройства и соединители яв-
ляются нормализованными и стандартизованными. Это требует
от конструктора умения ориентироваться в их многообразии,
которое, с одной стороны, дает много возможностей, но с дру-
гой стороны, усложняют выбор оптимального варианта устрой-
59
ства для конкретной РЭА. Иногда приходится разрабатывать
специальные коммутационные устройства и соединители част-
ного применения. При выборе вида коммутационных устройств
и соединителей конструктору следует иметь в виду их основные
особенности, преимущества и недостатки.
Широко распространенные коммутационные устройства и со-
единители имеют ряд принципиальных ограничений и недостат-
ков. Основные недостатки связаны с тем, что контакт в них
достигается путем механического соединения контакт-деталей, на
которые оказывает влияние много факторов, а также с тем, что
в конструкцию таких устройств входит большое число мелких
деталей, выполняющих чисто механические функции. При этом
возникают трудности при миниатюризации: при соблюдении тех
же относительных отклонений в размерах требуются более вы-
сокие классы точности механической обработки. Непосредствен-
ное изготовление деталей, входящих в эти устройства, может
быть автоматизировано, но сборка, формирование устройств в
целом сложно поддаются автоматизации и обычно выполняются
вручную. Для обеспечения надежного электрического контакта
между металлическими деталями необходимо выдерживать жест-
кие требования к интервалу значений контактных нажатий. Не
менее важно качество обработки соединяемых поверхностей и вы-
бор материала, из которого изготовлены контакт-детали.
В связи с этим длительное время велись поиски новых
устройств, которые должны выполнять функции коммутации и
соединителей в РЭА. Эти поиски привели к созданию нового
вида бесконтактных устройств, основанных на принципах опто-
электроники, когда вместо механических элементов, осуществляю-
щих коммутацию и соединение, используется световой поток
и элементы, чувствительные к его наличию и интенсивности.
Коммутационные устройства и соединители на основе оптопар
не содержат механически изготавливаемых деталей сложной фор-
мы и не требуют механической многоэтапной сборки, но им
также свойственны определенные ограничения: сопротивление в
открытом состоянии у них существенно больше, чем у контакт-
ных устройств.
В настоящее время получили также распространение новые
бесконтактные коммутационные устройства на МДП- и бипо-
лярных транзисторах. В МДП-транзисторах коммутируемая цепь
подсоединяется к стоку и истоку, а напряжение, управляющее
коммутацией, — к затвору. Такие коммутационные устройства
обладают следующими преимуществами: могут быть использо-
ваны для коммутации постоянного и переменного тока, чрез-
вычайно компактны (до 1000 коммутационных элементов на
1 мм2 в БИС-памяти), изготовление их основано на использо-
вании технологических процессов микроэлектроники и группо-
вой технологии. В качестве недостатка можно отметить значи-
тельно большее, чем у контактных устройств, сопротивление в-
открытом состоянии. Такая коммутация цепей нашла широкое
60
#аз
Рис. 3.4
Рис. 3.3
применение в телефонных коммутаторах и при коммутации эле-
ментов памяти в БИС.
Схема замещения соединителей и коммутационных устройств.
Для анализа свойств соединителей и коммутационных устройств,
контактных и бесконтактных, удобно пользоваться схемой за-
мещения для замкнутого и разомкнутого состояний. Схема долж-
на содержать как основные элементы, в которых отображается
функциональное назначение, так и элементы, определяющие па-
разитные параметры.
На рис. 3.3 приведена схема замещения для замкнутого со-
стояния, на которой £к — общая индуктивность контакта; Скз —
общая емкость относительно земли; Rn— переходное сопротив-
ление; Rk-ц —- сопротивление контакт-деталей; сумма сопротив-
лений Rn-f-Дк.д составляет сопротивление контакта RK, которое
незначительно отличается от 7?п-
На рис. 3.4 приведена упрощенная схема замещения для
разомкнутого состояния. Здесь С'кз и С"кз — емкости относи-
тельно земли каждого контакта; 7?из — сопротивление изоляции;
Ск — емкость разомкнутых контактов. На высоких частотах в
емкостях Скз и Ск могут происходить заметные потери. Если
коммутируемое устройство или соединитель размыкают (соеди-
няют) несколько цепей, то необходимо учитывать паразитные
емкости и сопротивления изоляции между разными контактными
нарами, что на схемах замещения не показано, поскольку для
упрощения они даны для одной цепи [2]. В замкнутом состоя-
нии в местах соприкосновения поверхностей возникает контакт-
ная ЭДС. На схеме замещения для упрощения она не показана,
|'с можно представить как источник ЭДС, включенный в цепь.
Все параметры коммутационных устройств и соединителей
имеют случайные отклонения и должны рассматриваться как
случайные величины. Кроме того, их параметры также случайно
изменяются под действием температуры, механических воздей-
ствий, влажности и т. п. Важной характеристикой также являет-
< я способность к длительному функционированию, причем ис-
пользование ^.-характеристик не дает полного представления об
этом. При длительном функционировании возникают сложные
физические процессы, характеризующиеся случайными измене-
ниями параметров во времени.
61
3.2.	ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ БЕСКОНТАКТНЫЕ
КОММУТАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА
Принцип действия оптоэлектронных коммутационных устройств.
Оптопары состоят из источника и приемника излучения (свето-
излучателя и фотоприемника) с тем или иным видом оптиче-
ской связи между ними, конструктивно связанных друг с дру-
гом. Принцип действия оптопары основан на преобразованиях
электрической энергии в световую в излучателе и световой энер-
гии в изменения параметров электрической цепи в фотоприем-
нике.
По степени сложности их делят на оптопару и оптоэлектрон-
ную микросхему. Оптопара состоит из светоизлучающего и фо-
топриемного элементов. Если в оптопаре в качестве фотоприем-
ника используется транзистор, то она называется оптоэлектрон-
ным прибором. Оптоэлектронная микросхема состоит обычно из
одной или нескольких оптопар и одного или нескольких тран-
зисторов [25]. Конструкции оптопар имеют много общего с кон-
струкцией полупроводниковых приборов и микросхем.
Основными характеристиками оптопар являются: сопротивле-
ние коммутируемой цепи в открытом и закрытом состояниях;
максимальная скорость коммутации или длительность нарастания
и спада импульсов; максимальные допустимые напряжения и
токи цепей коммутации и управления; сопротивление развязки
между управляющей и коммутируемой цепями; проходная, вход-
ная и выходная емкости.
Оптопары различаются по принципу функционирования фото-
приемника, в котором под воздействием источника излучения
происходит коммутация: на светоизлучатель подается управляю-
щее электрическое напряжение (такие коммутационные устрой-
ства могут быть единичными, т. е. коммутировать одну цепь,
и могут быть созданы в виде микросхем, в которых осущест-
вляется коммутация многих цепей внутри аппаратуры); исполь-
зуются механически двигающиеся детали (при этом имеется в
виду, что светоизлучатель включен непрерывно). При этом ком-
мутация осуществляется путем передвижения экрана (рис. 3.5).
При его поднятии коммутируемая цепь замкнута. При введении
экрана коммутируемая цепь размыкается [25].
Источник излучения в оптопарах. Одной из основных частей
оптопары является источник излучения. Наиболее универсаль-
ным видом излучателя, который используется в оптопарах, яв-
ляется полупроводниковый инжекционный светоизлучающий диод
(СИД), обладающий высоким быстродействием, совместимостью
с другими полупроводниковыми приборами, возможностью ра-
боты как в импульсном, так и в непрерывном режиме. Важно
отметить, что максимум излучения по частоте для основных
материалов, из которых изготавливаются излучатели, близок к
максимуму чувствительности по частоте для фотоприемников.
Принцип действия светодиода показан на рис. 3.6,а, где
62
р область полупроводника, в которой
носителями являются дырки; п— область
полупроводника, в которой носителями
являются электроны; (+), (—)—носи-
тели заряда; Э1кЭ2—электроды. Вблизи
(in перехода для улучшения свойств СИД
•,'очдается область, обедненная носителя-
ми. Если на светодиод подать напряже-
нно t/ynp такое, чтобы ( + ) был подан на
и область, а (—) на p-область, то носи-
тели (дырки и электроны) отойдут от р-п
перехода, дополнительно увеличивая
область, обедненную носителями. Диод
будет закрыт, и ток по нему протекать не будет—излучение отсут-
ствует. Если изменить полярность напряжения, как показано на
рис. 3.6,а, то носители тока (электроны) из «-области, пройдя че-
рез, р-п переход, создадут ток. Аналогично дырки, проходя через
р-п переход под действием отрицательного напряжения, также со-
здадут ток. Диод в этом случае оказывается открытым.
При переходе носителей через р-п переход происходит реком-
бинация неосновных носителей, которые перешли из одной об-
ласти в другую, а именно дырок, принадлежащих р-области,
с электронами, принадлежащими «-области. Рекомбинация про-
исходит только в полупроводниках, где возможен прямой пере-
ход электрона на другой энергетический уровень. При производ-
стве СИД используются полупроводники типа GaAs, ZnAs, ZnSb,
отличающиеся большой интенсивностью излучения. Процесс ре-
комбинации сопровождается световым излучением (обозначено
стрелками), частота которого пропорциональна энергии запре-
щенной зоны полупроводникового материала.
Часть светового потока, излученного вследствие рекомбина-
ции, покидает полупроводник и является полезным световым
потоком. Остальная часть поглощается. Коэффициент полезного
действия светодиода невысокий. Мощность светового потока,
излучаемого СИД, составляет 10 ... 15% электрической мощно-
сти, подводимой к р-п переходу.
Рис. 3.6
63
Быстродействие СИД определяется скоростью рекомбинации
носителей и характеризуется временем нарастания и спада све-
тового потока при подаче на него прямоугольного импульса
тока управления. У распространенных в настоящее время серий-
ных приборов это время составляет 0,05 ... 0,3 мкс.
Конструкция светодиода приведена на рис. 3.6,6, где 1 — элек-
троды с выводами; 2, 8 — области светодиода соответственно
с п- и р- проводимостью; 3 — световой поток; 6 — выводы ком-
мутируемой цепи; 4, 5 — области фотодиода соответственно с
р- и п-проводимостью; 7 — прозрачный слой, через который про-
ходит световой поток. Светодиод оптопары обычно объединен с
фотоприемником, поэтому на рисунке показан также фотодиод,
принцип действия которого рассмотрен ниже.
Светодиоды применяются не только в составе оптопар, но
и как самостоятельный элемент устройств отображения инфор-
мации (см. гл. 8). Основными зависимостями светодиода явля-
ются вольт-амперная, спектральная и интенсивность излучения
от тока.
На рис. 3.7 дана в качестве примера вольт-амперная харак-
теристика светодиодов АЛ102А—АЛ102Д и ЗЛ102А—ЗЛ102Д
при окружающей температуре +25°С (/ и 3— границы 95%-но-
го разброса, 2 — среднее значение). На рис. 3.8 показана зави-
симость силы света I в относительных единицах от тока дио-
да /Пр.
Второй основной частью оптопары является фотоприемник,
реагирующий на излучение светодиода. В зависимости от прин-
ципа действия фотоприемника оптопары делятся на резистивные,
диодные, транзисторные и тиристорные. Рассмотрим принцип
действия основных видов оптопары с разными фотоприемни-
ками и их характеристики [29].
Резистивная оптопара. В этом виде оптопары фотоприемником
является фоторезистор. Схема и конструкция оптопары при-
ведены на рис. 3.9. В широко используемых фоторезисторах
применяют материалы CdS и CdSe. Для оценки качества ком-
мутации основное значение имеет характер изменения выход-
ного сопротивления оптопары при подаче управляющего напря-
жения на вход. Например, зависимость выходного сопротивле-
Рис. 3.7

64
Рис. 3.9
ния оптопары АОРЮ4А от тока, протекающего по светодиоду,
при температуре окружающей среды 25 °C приведена на рис. 3.10.
Как видно из рисунка, сопротивление изменяется в 10 000 раз —
от сотен мегом до 50 ... 100 кОм.
В основе принципа действия фоторезистора лежит эффект
фотопроводимости, т. е. изменения сопротивления полупровод-
ника при освещении. Важной особенностью резистивной оптопары
является линейность его выходной цепи. Из рис. 3.11, на кото-
ром приведены ее вольт-амперные выходные характеристики, сле-
дует, что между коммутируемым напряжением //КОм и током
/ком существует линейная зависимость. Управляющий ток /упр,
не меняя линейности, изменяет значение сопротивления. При
/упр, равном нулю, т. е. когда цепь должна быть разомкнута,
выходное сопротивление максимально. При увеличении /упр со-
противление уменьшается и при том же 0КОЫ ток в коммутируе-
мой цепи увеличивается. При максимально допустимом токе
управления для данного светодиода сопротивление будет ми-
нимально и падение напряжения на нем также минимально.
Совместное рассмотрение входной вольт-амперной характе-
ристики (цепи управления), приведенной на рис. 3.7 и вольт-
амперной выходной характеристики (цепи коммутации), приве-
денной на рис. 3.11, позволяет оценить возможности резистивной
5—6459	65
оптопары для разных применений. Благодаря линейности вы-
ходных вольт-амперных характеристик резистивные оптопары
могут быть использованы для коммутации постоянного и пере-
менного токов и не вносят искажений в форму коммутируемого
сигнала. Ограничения применения резистивных оптопар опреде-
ляется тем, что существует конечное максимальное сопротивле-
ние, которое не позволяет полностью разомкнуть цепь, и конеч-
ное минимальное сопротивление, которое определяет падение
напряжения на оптопаре, ограничивая возможности коммутаций
цепей с малым внутренним сопротивлением. Например, исполь-
зование оптопары для коммутации катушек индуктивностей ре-
зонансных контуров не может быть рекомендовано, так как
минимальное сопротивление оптопары составляет не менее 200Ом.
Такие оптопары можно использовать в некоторых случаях для
замены реле при переключении цепей, так как при этом нели-
нейный характер входной вольт-амперной характеристики не
имеет значения.
Диодная оптопара. В диодной оптопаре СИД применяется вме-
сте с фотодиодом. Для создания фотодиодов используются не-
которые виды полупроводников, например GaAlAs и GaAsP, в
которых при изменении освещения фотодиода изменяются усло-
вия протекания тока. На рис. 3.12, где схематически изображен
фотодиод: р-, n-области соответственно с дырочной и электронной
проводимостью; 1 — световой поток (свет), падающий на фото-
диод от СИД; 2 — прозрачный слой; 3 — выводы.
Пр-и отсутствии освещения вольт-амперная характеристика
фотодиода такая же, как для обычного диода. При действии
светового потока на активную область фотодиода (например
p-область, как показано на рис. 3.12) за счет фотонов генери-
руются (инжектируются) неосновные носители заряда — элек-
троны. Если на р-п переходе фотодиода имеется напряжение,
при котором он открыт (не рабочий режим), то инжектирован-
ные неосновные носители (электроны) соединяются с основными
носителями p-области (дырками) и количество носителей, ко-
торое может участвовать в протекании тока, уменьшается. Ток
в фотодиоде снижается. Если изменить полярность напряжения
так, как это показано на рис. 3.12, то фотодиод будет нахо-
диться в рабочем режиме и инжектированные неосновные носи-
тели (электроны) проходят через р-п переход и протекают по
внешней цепи, создавая ток в фотодиоде, который при отсутствии
освещения (/упр=0) закрыт. Чем больше освещение, тем больше
генерируется носителей и тем больше ток в закрытом, при от-
сутствии освещения, диоде. Следовательно, чем выше управляю-,
щее напряжение на светодиоде (Пупр), тем больше ток через
фотодиод.
На рис. 3.13 приведены выходные вольт-амперные характе-
ристики диодной оптопары при разном токе управляющей цепи
/упр. Штриховой линией показана характеристика фотодиода при
отсутствии освещения, т. е. при 7упр—0. Как видно, в диодной оп-
66
к
I к ом, нА
- 0,3 1упр=ПмА
Рис. 3.13
гопаре выходная вольт-амперная характеристика нелинейна, в
отличие от резистивной оптопары. Зависимость между токами
управления и коммутируемым также нелинейна.
Используя эффект компенсации, можно создать оптоэлектрон-
ный диодный коммутатор для аналогового сигнала (рис. 3.14).
Как видно из схемы рис. 3.14, фотодиоды в этом случае вклю-
чены встречно [26].
В случае оптопары с одним фотодиодом при коммутируемом
напряжении {7Ком—0 коммутируемый ток /Ком не равен нулю, а при
/ком=0 остаточное напряжение (7ОСт не равно нулю. Это определя-
ется нелинейностью характеристики и приводит к искажению ана-
логового сигнала. В оптопаре с двумя фотодиодами (см. рис. 3.14)
при их идеальной идентичности остаточные напряжения будут
противоположны по знаку и одинаковы по значению, поэтому они
скомпенсируются. Реально имеются небольшие остаточные напря-
жения (доли микровольт), и поэтому ис-
кажение аналогового сигнала незначи-
тельно.
Транзисторная оптопара. В транзи-
сторной оптопаре используется не только
фотоэффект, но и эффект усиления фото-
тока. Благодаря использованию транзи-
стора в оптопаре токовая чувствитель-
ность, т. е. изменение выходного тока
при изменениях входного, возрастает в соответствии с коэффици-
ентом усиления транзисторной части.
Фотоприемник транзисторной оптопары схематически изобра-
жен на рис. 3.15, где л+ — легированная область эмиттера (Э)
с электронной проводимостью; р— область базы (Б) с дырочной
проводимостью; п — область коллектора (К) с электронной про-
водимостью; п+ — легированная область коллектора с электрон-
iioii проводимостью; / — металлические электроды с выводами;
' прозрачный слой.
Через прозрачный слой на фотоприемник падает световой
ногок от светодиода. Если база не освещена, то такой фотопри-
>"	67
О
Оком

-о
о
Ueonloi поток
Рис. 3.14
емник будет работать как обычный транзистор (режим не ра-
бочий) и ток по цепи коллектора будет протекать только при
условии, когда цепь эмиттер — база открыта, т. е. на базу по-
дано положительное, а на эмиттер — отрицательное напряжение.
В рабочем режиме значение тока, протекающего в транзи-
сторе, должно определяться действием света, поступающего от
светодиода через световод. Для этого фотодиод, образованный
эмиттером и базой, как было показано выше, при отсутствии
света закрыт. В этом случае на эмиттер должно быть подано
положительное напряжение, а на базу отрицательное. Ток по
цепи коллектора не протекает, поскольку неосновные носители
не переходят из области эмиттера в область базы и не могут
участвовать в образовании тока коллектора.
Как только от светодиода на область базы типа р будет
попадать световой поток, фотоны, взаимодействуя с атомами,
будут «выбивать» нз них электроны. Если область базы тонкая,
то создаются благоприятные условия для того, чтобы положи-
тельное напряжение коллектора вызвало движение электронов
через р-п переход к коллектору. По цепи коллектора начинает
протекать ток. В этом случае одновременно используется и эф-
фект воздействия света на фотодиод, образованный эмиттером
и базой, и эффект усиления в транзисторе. Характеристики у
транзисторной оптопары лучше, но вместе с тем стабильность
68
ниже и шумы больше чем у диодной.
Характеристика транзисторной оптопа-
ры приведена на рис. 3.16. Как видно,
выходная вольт-амперная характеристи-
ка транзисторной оптопары нелинейна,
так же, как и характеристика диодной
оптопары.
В связи с изложенным коммутация
сигнальных цепей, не допускающих ис-	Рис. 3.17
кажения формы сигнала, связана с за-
труднениями. На линейном участке дифференциальное сопротивле-
ние транзисторной оптопары, характеризующее протекание пере-
менной составляющей тока, много меньше чем у диодной, а тем бо-
лее у резисторной, и составляет всего несколько десятков ом. Это
также следует из рис. 3.16, где в области коммутируемого
напряжения, равного 0,2 ... 0,4 В, ток /КОм значительно изме-
няется при изменении С7упр. При использовании этих оптопар
для коммутации аналоговых сигналов возникают те же труд-
ности, что и при использовании диодных оптопар. Однако также
как и для диодных оптопар, разработаны схемы с компенсацией.
Пример простейшей схемы с компенсацией приведен на рис. 3.17.
При этом фото-ЭДС, наводимые на промежутке эмиттер — база,
компенсируют друг друга. Остаточное напряжение в этом случае
составляет всего десятки микровольт. Сопротивление в открытом
состоянии может быть равно нескольким десяткам Ом [26].
Свойства оптоэлектронных коммутаторов. Из ранее сказанного
видно, что оптопары можно применять для коммутации элек-
трических цепей с использованием электрического управляющего
напряжения (тока), что удобно для дистанционного управления,
а также в случаях, когда управление должно производиться
автоматически. При таком применении оптопар необходимо иметь
в виду, , что если не использовать компенсацию, в коммутируемой
цепи (кроме резистивной оптопары) будут наблюдаться нели-
нейные искажения. В этом случае сигналы, несущие информацию,
перед коммутацией должны преобразовываться в аналого-цифро-
вом преобразователе (АЦП) в цифровой код. Поэтому более
перспективным является использование оптоэлектронных комму-
таторов аналогового сигнала с компенсацией. Если оптопары
использовать в соединителях, то из-за нелинейности их харак-
теристик сигналы также нужно преобразовывать в АЦП в циф-
ровой код.
Рассмотрим достоинства и недостатки оптоэлектронных ком-
мутаторов [25].
Основные достоинства: практически полная электрическая
(гальваническая) развязка между входом и выходом; малая
проходная емкость; однонаправленность распространения сигна-
лов; широкая полоса пропускания по частоте, возможность ком-
мутировать импульсные сигналы, постоянную составляющую, ана-
логовые сигналы, цифровые сигналы; конструкторско-технологи-
69
ческая совместимость с полупроводниковыми приборами и ми-
кросхемами.
К недостаткам можно отнести: значительную потребляемую
мощность и низкий КПД, так как необходимо двойное преоб-
разование энергии; чувствительность параметров к воздействию
повышенной температуры и ядерной радиации; «старение» пара-
метров; высокий уровень собственных шумов; большое контакт-
ное сопротивление в открытом состоянии (единицы и сотни ом),
в то время как контактные устройства имеют контактное сопро-
тивление, равное десятым и сотым долям ома; существенное
ограничение коммутируемой мощности, в то время как контакт-
ные устройства при соответствующих конструкциях и габаритах
могут коммутировать очень большие мощности (1 кВт и боль-
ше); существенное ограничение коммутируемого напряжения
(известны конструкции контактных переключателей с напряже-
ниями, не достижимыми для оптоэлектронных коммутаторов).
3.3.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
и возможности
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ КОММУТАТОРОВ
Разновидности полупроводниковых коммутаторов. Для обеспечения комму-
тации внутри аппаратуры можно использовать транзисторы. Коммутационные
устройства такого типа часто используются не только как отдельные элементы,
но также в составе БИС, например в составе БИС-памяти. Для того чтобы
можно было оценить параметры, обеспечиваемые контактными коммутационны-
ми устройствами, необходимо рассмотреть принцип действия полупроводнико-
вых коммутационных элементов и определить нх основные свойства.
Схема коммутатора (ключа) на биполярном транзисторе приведена на
рис. 3.18. При подаче из цепи управления соответствующего по знаку и значе-
нию напряжения р-п переход база — эмиттер открывается. По цепи коллектор —
эмиттер протекает ток, коммутируя соответствующую цепь. Напряжение в ком-
мутируемой цепи должно иметь определенную полярность. В таких коммутато-
рах цепь управления и коммутируемая цепь не развязаны, т. е. коммутируемая
цепь влияет на цепь управления. Из-за свойственных им недостатков такие эле-
менты ограниченно используются при коммутации аналоговых сигналов, напри-
мер, применяются специальные интегральные ключи на транзисторах (ИП1 —Г).
Значительно шире используются коммутаторы на основе МДП-транзисторов.
В них имеется хорошая развязка управляющей и коммутируемой цепей, они
могут коммутировать импульсные и аналоговые сигналы.
Принцип действия коммутаторов на МДП-транзисторах. Простейшая схема
коммутатора на МДП-транзисторах дана на рис. 3.19, где 1 — полупроводник
п- или р-типа; 2— оксидная пленка S1O2 с высокими изоляционными свойства-
ми; 3 — напыленный металлический электрод —затвор с выводом; С — напы-
ленный электрод — сток и И — напыленный электрод — исток с выводами; П —
вывод подложки; ге+ — инжекционные области «-типа с сильным легированием.
Рисунок соответствует МДП-структуре с индуцированным каналом [42]. Рас-
смотрим принцип действия такой структуры на примере полупроводника типа р.
При изготовлении МДП-транзистора формируются инжекционные области
70
о
Uxm
Рис. 3.18
n-типа (сильное легирование), которые частично перекрываются затвором. Если
на затворе нет напряжения, то при подаче напряжения — положительного или
отрицательного — между истоком и стоком ток между ними протекать не будет.
Это объясняется тем, что току препятствует двойной р-п переход, один из кото-
рых оказывается закрытым. Если подать на затвор положительное напряжение,
то в области под затвором происходит процесс вытеснения дырок и образуется
приповерхностный слой, содержащий электроны. В этом случае в приповерхност-
ном слое р-п переходы ликвидируются и образуется канал с носителями — элек-
тронами. Проводимость канала изменяется при изменении напряжения на
затворе.
Выходная вольт-амперная характеристика зависимости тока 1с, протекаю-
щего по цепи исток — сток, для случая, когда исток соединен с землей, а на
сток подается положительное напряжение Uc, дана на рис. 3.20,а. Соответствую-
щая этому случаю передаточная вольт-амперная характеристика зависимости 1с
от напряжения на затворе U3 дана на рис. 3.20,6. Из приведенных графиков
следует, что сопротивление канала зависит от напряжения на затворе, причем
эта зависимость существенно нелинейна. В частности, имеет место пороговое на-
71
пряжение на затворе. При снижении напряже-
ния ниже порогового проводимость канала
пропадает, цепь размыкается. Для индуциро-
ванного канала /z-типа пороговое напряжение
составляет примерно +5 В. На выходной
вольт-амперной характеристике можно выде-
лить участок, где ток по цепи исток — сток ли-
нейно зависит от напряжения, т. е. сопротивле-
ние канала близко к линейному. Обычно это
сопротивление составляет примерно 1000 Ом
при большом напряжении на затворе.
Интересные возможности для созда-
ния коммутационных устройств дает сов-
местное использование оптопар и МДП-структур. Пример схемы такого простей-
шего коммутатора приведен на рис. 3.21. При попадании излучения светодиода
на фотодиод в последнем возбуждается фото-ЭДС, которая действует на затвор.
Если эта ЭДС достаточна для управления сопротивлением цепи сток — исток,
то осуществляется коммутация цепи. При этом будет иметь место полная раз-
вязка цепей управления и коммутации. Имеется много других коммутаторов по-
добного типа, данные которых можно найти в справочниках.
Свойства коммутаторов на МДП-транзисторах. Основной особенностью
коммутационных элементов рассматриваемого типа является то, что они могут
быть очень компактными и занимать маленькую площадь. Такие коммутаторы
создаются методами технологии микроэлектроники и могут органически входить
в состав различного типа ИС.
Основные недостатки рассматриваемых коммутаторов: цепи управления и
коммутации не полностью изолированы друг от друга, так как между электро-
дом затвора и электродами стока и истока существует конечная емкость и утеч-
ка из-за неидеальных свойств диэлектрика SiO2 (в этом смысле они значительно
уступают оптоэлектронным и контактным коммутаторам); сопротивление
в открытом состоянии оказывается значительно больше чем в контактных, по-
тому что трудно обеспечить высокую проводимость в полупроводнике в отличие
от металлов. Имеются ограничения по инерционности этих коммутационных
устройств, поскольку требуется конечное время для нарастания напряжения на
затворе и конечное время образования и исчезновения проводящего слоя.
Однако быстродействие таких коммутаторов много выше, чем контактных,
поэтому они получили широкое распространение. Например, они оказались очень
удобными для устройств коммутации в цифровой телефонии, БИС-памяти и ,др.
3.4.	КОНТАКТНЫЕ КОММУТАЦИОННЫЕ
УСТРОЙСТВА И СОЕДИНИТЕЛИ.
ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И контактное
СОПРОТИВЛЕНИЕ
Разновидности контактных коммутационных устройств и соеди-
нителей. В контактных устройствах обеспечивается протекание
тока в результате механического соединения или соприкосно-
вения двух металлических деталей (контакт-деталей) и прекра-
щение протекания тока при разъединении или устранении со-
72
прикосновения этих деталей. Основной характеристикой является
контактное сопротивление.
Электрический контакт используется в следующих коммута-
ционных устройствах ручного и дистанционного управления и
соединителях: коммутационные контактные устройства ручного
управления — нажимные (кнопки), перекидные (тумблеры), движ-
ковые (микропереключатели), поворотные (галетные переключа-
тели) — могут быть однополюсными (коммутирующими одну
цепь) и многополюсными; коммутационные контактные устрой-
ства дистанционного управления — электромеханические реле,
магнитоуправляемые контакты (герконы); контактные разъем-
ные соединители — приборные (соединяют съемные модули или
типовые элементы замены — ТЭЗ между собой), приборно-кабель-
ные (соединяют разные части аппаратуры), кабельные (соеди-
няют кабели).
Контактные коммутационные устройства и соединители име-
ют разные конструкции, могут быть нормализованными, изго-
тавливаться на специализированных заводах или частного при-
менения, когда проектирование и изготовление ведется на аппа-
ратостроительных заводах.
Основные особенности контактных устройств. Как известно,
явление проводимости металлов состоит в том, что благодаря
наличию свободных электронов создаются благоприятные усло-
вия для протекания тока. Физические процессы, которые наблю-
даются при протекании тока по соединению металлических тел,
гораздо сложнее, чем в металлах. Действительно, при механи-
ческом соприкосновении двух металлов, как правило, не может
произойти такое их сближение, при котором внутренние струк-
туры соединяются, образуя единое целое для прохождения тока.
Это происходит потому, что поверхности металлов, даже тща-
тельно обработанные, имеют шероховатости, размер которых
значительно превышает размер молекул и атомов металлов,
а также потому, что в результате воздействия окружающей среды
они никогда не бывают абсолютно чистыми. На поверхностях
адсорбируются молекулы кислорода и других газов, многие ме-
таллы вступают во взаимодействие с газами окружающей среды
(кислородом, парами воды, сернистыми газами).
Контакт между двумя металлами схемотехнически показан
па рис. 3.22, где 1, 4 — металлические тела, имеющие шерохо-
ватость поверхности; 2— точки соприкосновения металлических
поверхностей через тонкие поверхностные пленки, в которых
реализуются другие виды проводимости; 3 — пленки на их по-
верхности; 5 —точки прямого соприкосновения металлов, в ко-
торых удалены пленки, но присутствует одноатомный слой
адсорбированных газов — в этих точках обеспечивается металли-
ческая проводность; 6 — разрушенные пленки.
Процессы в контакте между двумя металлами усложняются
в результате процессов прохождения токов через тонкие пленки
и соединения металлов в локальных точках вследствие: тепловых
73
Г, 1 процессов, связанных с местными пе-
2 регревами; плавления металлов в точ-
.g ках, где нагрев достигает температуры
f	? плавления; процессов образования
дуги и пробоя; механических процес-
|	^,4 сов деформации выступов на поверх-
5	ности контакт-деталей; изменения ме-
ханических свойств поверхностей ме-
Рис. 3.22	талла из-за наклепа и разрушений;
химических процессов, связанных со
взаимодействием металлов с кислородом, парами воды и серни-
стыми соединениями. В связи с изложенным в протекании тока
через контакт участвуют многие виды проводимостей (не только
металлической), которые будут рассмотрены ниже.
Все эти процессы определяют основные параметры контакт-
ных коммутационных устройств и соединителей, в том числе за-
кономерности изменения их свойств при длительном функциони-
ровании и надежность. При конструировании контактных уст-
ройств необходимо учитывать эти сложные процессы, иначе
контактное устройство не сможет обладать требуемыми парамет-
рами, окажется нестабильным и малонадежным.
Особенности конструкций контактных коммутационных
устройств и соединителей. В состав контактного устройства поми-
мо контакт-деталей входит много конструктивных элементов,
предназначенных для того, чтобы в совокупности создать закон-
ченное в конструктивном и технологическом отношении устрой-
ство, способное выполнять определенные функции. Рассмотрим
основные конструктивные элементы.
Элементы, создающие нажатие. Для осуществления электри-
ческого контакта требуется, чтобы металлические поверхности
соприкасались с определенным контактным нажатием. В кон-
струкции должны быть предусмотрены такие элементы, напри-
мер пружины различных конструкций. Они определяют основные
параметры контактного устройства: контактное сопротивление,
его стабильность и надежность.
Изоляционные основания. Контакт-детали должны быть меха-
нически укреплены и в то же время электрически изолированы
друг от друга так, чтобы было возможно их механическое со-
единение (контакт) и разъединение. Для этого используются
изготовленные из специальных материалов изоляционные осно-
вания разных конструкций, в которых осуществляется установка
и крепление контакт-деталей. Конструкция и точность изготов-
ления изоляционных оснований могут влиять на значение кон-
тактного нажатия и его стабильность, что имеет важное значение
для правильного функционирования электрического контакта в
течение длительного времени.
Элементы перемещения и фиксации. В контактных устрой-
ствах соединение возникает в результате механического пере-
мещения контакт-деталей, что требует создания специальных
74
элементов конструкций, обеспечивающих необходимые пределы
п точность перемещения.
Элементы конструкции, обеспечивающие защиту контакт-дета-
лей от воздействия окружающей среды. Работоспособность и ха-
рактеристики контактного устройства зависят от состояния кон-
тактирующих поверхностей, наличия на них пленок и т. д. Окру-
жающая РЭА среда содержит пыль, влагу, различные газы и
неизбежно влияет на состояние контактных устройств, их харак-
теристики и свойства.
Элементы крепления. Контактные устройства должны быть
механически установлены в конструкции РЭА и электрически
соединены с монтажом. Поэтому в их конструкции должны быть
предусмотрены элементы крепления и элементы, обеспечивающие
включение в электрическую схему.
Как видно, контактные коммутационные устройства и соеди-
нители состоят из многих деталей, подвергаются сложной сборке
и во многих случаях могут быть разобраны (например, при ре-
монте). Но они являются элементами РЭА в том смысле, как
это было сказано в гл. 1. Их следует относить к элементной
базе РЭА, так как конструктор РЭА применяет их как готовые
конструкции и не должен подвергать переделке. В том случае,
если они проектируются и изготавливаются на аппаратострои-
тельных предприятиях, конструктор РЭА рассматривает их как
нормализованные сборочные единицы. Задача состоит в том,
чтобы конструктор РЭА знал основные параметры и характе-
ристики контактных устройств для обеспечения правильного вы-
бора и использования при конструировании аппаратуры. Знание
основных свойств полезно также в том отношении, что создает
основу для конструирования контактных соединителей и комму-
тационных устройств.
Вероятностная теория контакта при металлической проводимо-
сти в статическом режиме. Выявим основные закономерности элек-
трического контакта при некоторой его идеализации, а именно,
с учетом шероховатости поверхности, но в предположении на-
личия только металлической проводимости [2].
Если для контакт-деталей использовать благородные метал-
лы, то пленки, препятствующие прохождению тока, отсутству-
ют, на качество контакта влияет только чистота механической
обработки поверхности. Теория и опыт показывают, что в ре-
зультате обработки поверхность металла никогда не бывает аб-
солютно гладкой, она всегда шероховата. Даже самые гладкие
металлические поверхности имеют неровности высотой 0,05 ...
... 0,1 мкм. Грубо обработанные металлические поверхности
имеют выступы высотой 100 . . . 300 мкм. Можно представить
геометрическую модель контактной поверхности в виде волни-
стой поверхности, на которой случайно расположены выступы.
Поэтому соприкосновение двух поверхностей не может быть пол-
ным, оно всегда частичное. Площадь поверхности, находящаяся
в соприкосновении, является случайной величиной и зависит
75
от чистоты обработки поверхности и контактного нажатия. Вы-
сота выступов также величина случайная, она описывается плот-
ностью распределения. Удобнее всего ее описать плотностью рас-
пределения отклонений поверхности A/i относительно средней
плоскости, характеризующей контактную поверхность.
Следовательно, при сближении двух поверхностей получает-
ся соприкосновение в отдельных случайно расположенных точ-
ках. Особый интерес представляет определение той площади,
в пределах которой происходит соприкосновение, т. е. осущест-
вляется контакт. Чтобы решить эту задачу, изобразим взаимное
положение двух контактирующих поверхностей (рис. 3.23), где
т (hi) — средняя плоскость первой поверхности; т(/г2)—средняя
плоскость второй поверхности; а, б', в' — точки на контактирую-
щих поверхностях.
Для определения площади соприкосновения с деформацией
или без нее нужно найти плотность распределения для разности
6Л=ДЛ1—ДЛ2,	(3.1)
где АЛ] — отклонение точек первой поверхности относительно
средней плоскости; ДЛ2— отклонение точек второй поверхности,
отсчитываемое от средней плоскости первой поверхности. Все
точки, для которых бЛеСО, будут точками контакта. Если плот-
ность распределения W(Ah) принята нормальной, то и плотность
распределения W(8h) также будет нормальной. Тогда для
W (8h) получим
IF (8/1) =  ~	-----ехр Г_ (Ц-Ада)2 1	(3.2)
1/2л.О1/2 (8/г) L 20(8/1) J
где Дт — расстояние между средними плоскостями, причем
Д1/2(ЗЛ) = ]/2Д1/2(Д/г).	(3.3)
Плотности распределения IF(A/ii), W (khz) и W (8h) показа-
ны на рис. 3.24.
По функции (3.2) легко найти вероятность соприкосновения.
Для этого нужно проинтегрировать (3.2) в пределах от —оо
до 0, т. е. от больших деформаций до соприкосновения. Эта
вероятность соответствует площади, заштрихованной на рисунке.
Очевидно, что контактную поверхность SK можно найти по
поверхности соприкосновения и геометрической площади контак-
76
Рис. 3.24
та Sr:
SK=SrP(8h^0).	(3.4).
Замена переменных в (3.2) позволяет получить выражение
для площади контакта. Вероятность деформации величиной от
8h до 8>h-]-d8>h равна W(8h)d8h. Площадь, находящаяся в та-
ком состоянии
dS&h—SrW (8h) d8h.	(3.5)
Как известно из механики, деформация А/ может быть вы-
ражена через силу QK, длину I тела, подвергающегося дефор-
мации, площадь сечения S, модуль упругости Е с помощью сле-
дующего соотношения
А///—(1/£) (QK/S).	(3.6)
Для рассматриваемого случая, пользуясь выражением (3.6),
можно записать
6Л/ЛВ— (1 /£) (dQK&h/dS&h),	(3.7)
где dQ^ti — часть общей силы, приходящаяся на деформацию
8h; dS&h — площадь, подвергающаяся деформации с величиной
б/i; ЛЕ — высота выступов.
В результате преобразований получим
SK « 2QK (/iB/Z>i/2 (6/i)) (1 /,Е).	(3.8)
Таким образом, площадь контактирования SK определяется
контактным нажатием QK, состоянием поверхности 1гв и
Д1/2(6Л) и свойством материала Е. Этот вывод имеет важней-
шее значение в теории контактов и определяет подход к их
конструированию. Если геометрическая площадь увеличивается,
то увеличивается количество высоких выступов. Поэтому прило-
женная сила вызовет деформацию более высоких выступов. Ве-
роятность соприкосновения участков поверхности уменьшается.
Если площадь уменьшить, то при том же нажатии будут со-
77
прикасаться и контактировать меньшие по высоте выступы, так
как больших будет мало, и они будут деформированы. Поэтому
поверхности сблизятся больше. Вероятность контактирования
увеличивается. Следовательно., SK мало изменяется при измене-
нии Sr и определяется нажатием.
При больших усилиях получаются большие сближения. Тогда
приведенные выше выражения не могут быть использованы. Этот
случай требует отдельного рассмотрения, причем при таких на-
жатиях происходит значительная деформация выступов и быст-
рый износ контактов.
Контактное и переходное сопротивления электрических кон-
тактов. Сопротивление контакта больше суммы сопротивления двух
контактирующих тел на значение переходного сопротивления
контакта Rn, которое может быть значительным. Наличие со-
противления R„ обусловлено: присутствием на поверхности ме-
талла тонких пассивирующих пленок, увеличивающих сопротив-
ление на величину Rn„ (для благородных металлов этим сопро-
тивлением можно пренебречь); прохождением тока по выступам,
имеющим в сумме меньшую площадь поперечного сечения чем
тело контакта, что увеличивает сопротивление на RB; эффектом
«стягивания», состоящим в том, что ток из одного металла в
другой проходит в точках, редко расположенных на поверх-
ности, в результате путь тока по проводнику усложняется. По-
скольку путь тока удлиняется, сопротивление увеличивается
на RcT>
Таким образом, эквивалентную схему контактного сопротив-
ления контакта можно представить на рис. 3.25, где RBi и Rb2—
сопротивления, обусловленные выступами на обеих поверхно-
стях; и 7?ст1, Rct2 — сопротивления стягивания для обоих кон-
тактов пары;	/?к-д2 — сопротивление контакт-деталей
(^к-д1+^к-д2=-/?к-д); Rnn — сопротивление, обусловленное плен-
ками.
Сопротивления RBi, Rb2, Ren, Rcts, R™ соединены в каждой
ветви последовательно. Их параллельное соединение составляет
переходное сопротивление Rn. Оно определяется эффективной
площадью контактирования и равно отношению падения напря-
жения на контактном переходе к току через этот переход. Кон-
тактное сопротивление RK равно сумме (7?к.д+i/?n) Точное опре-
деление переходного сопротивления вызывает много трудностей;
ориентировочно Rn можно вычислить по формуле
7?n«O,12p£ftB/QK(l—р),	(3.9)
где р — удельное сопротивление материала контакт-детали,
Ом-мм; Е — модуль упругости, кге/мм2; QK — контактное нажа-
тие, кге; ц— коэффициент Пуассона; hB — высота выступов, мм.
В зависимости от приложенной силы изменяется количество
соприкасающихся точек — параллельных цепей (штриховые линии
на рис. 3.25). На надежность контактирования в основном влияет
сопротивление RBli и контактное нажатие. Если усилие мало
78
или пленки прочные, то Rnn велико. При небольшом нажатии точек
соприкосновения мало. Поэтому Rn может резко увеличиться и в
цепи наступит разрыв. Чтобы этого не происходило, надо увеличи-
вать нажатие. Но при больших нажатиях происходят большие
деформации, следовательно, быстрый износ.
Минимальное значение контактного нажатия QK, достаточ-
ное для контакта, невелико (для золота 1 гс, для серебра 15 гс).
При этом переходное сопротивление составляет, например, для
золота, примерно, 30 мОм, для серебра — 3 мОм. Однако в
контактных устройствах (переключателях) редко применяется
такое нажатие, обычно оно больше. Это обусловлено несколь-
кими причинами: контактное нажатие, создаваемое пружиной,
имеет большие отклонения, поэтому среднее значение нажатия
должно быть в несколько раз больше минимально допустимого
(примерно в 3 раза); переходное сопротивление и, следователь-
но, QK являются ограничивающими факторами для увеличения
максимального допустимого значения тока /шах, зная которое
можно найти допустимое переходное сопротивление, контактное
нажатие и площадь контактов; во многих случаях важно не
только значение переходного сопротивления, но и его стабиль-
ность. При малых QK включения сопровождаются различным
расположением контактных точек, которое и обусловливает ста-
тическое изменение переходного сопротивления Д7?Пст. С увели-
чением QK эта статическая нестабильность снижается.
Переходное сопротивление изменяется также при наличии
механических воздействий. Это явление называется динамической
нестабильностью. Изменения переходного сопротивления тем
больше, чем меньше QK. На рис. 3.26 приведены эксперимен-
тальные кривые зависимостей динамической нестабильности (от-
79
4 Яп.дин 1т№п]
Если число
ношение максимальных выбросов
сопротивления к его среднему зна-
чению) для соединителя 2РМ18Х7
при частоте 150 Гц от ускорения
вибрации g. При конструировании
следует учитывать, что с ростом
контактного нажатия увеличива-
ются габариты элементов конструк-
ции.
При увеличении контактного
нажатия у врубающихся и встав-
ных контактов увеличивается уси-
лие сочленения (расчленения),
пар большое, то суммарное уси-
лие сочленения при увеличении контактного нажатия может
оказаться значительным, при этом затрудняется выполнение со-
членения и расчленения оператором. ,
Для каждой конструкции необходимо устанавливать опти-
мальное значение контактного нажатия и границы, в пределах
которых допустимы его изменения под влиянием всех факторов.
При этом основные трудности связаны не столько с созданием
номинального нажатия, сколько с обеспечением его допустимого
отклонения. Выбор номинального нажатия правильнее произво-
дить, используя методы вероятностной оптимизации.
3.5.	ФИЗИКО-ХИМИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ
В ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ КОНТАКТАХ
Материал контакт-деталей и влияние воздействий. На качест-
во контакта влияют следующие факторы: физико-химическое со-
стояние контактирующих поверхностей, т. е. наличие пленок,
затрудняющих металлический контакт, и неровность поверхно-
стей; процессы, происходящие при соединении, которые могут
быть чисто механическими (при отсутствии тока); протекающий
ток и количество выделяющегося тепла; процессы, происходя-
щие в контакте при замыкании и размыкании при наличии то-
ков и напряжений. Рассмотрим подробнее действие этих фак-
торов.
Из-за наличия в окружающей среде кислорода, паров воды,
различных примесей и при повышении температуры на поверх-
ности металлов протекают электрохимические процессы и обра-
зуются пленки, свойства которых зависят от металла контакт-
деталей.
Самыми распространенными элементами окружающей среды
являются кислород и азот. Кислород очень быстро адсорбирует-
ся на поверхности любого металла, образуя тонкую одноатом-
ную пленку, «сцепленную» с атомами металла. Атомы благо-
родных металлов (золота, платины и др.) в обычных условиях
химически не соединяются с кислородом.
80
У других металлов, например, у серебра, в зависимости от
температуры с той или иной скоростью происходит газовая кор-
розия и образуется пленка, чаще всего окисная, препятствую-
щая дальнейшему проникновению кислорода вглубь металла и
останавливающая процесс коррозии. Такие пленки обладают вы-
соким сопротивлением и называются пассивирующими. Во мно-
гих случаях они не мешают прохождению тока, так как явля-
ются очень тонкими.
В некоторых конструкциях контактных устройств перед соеди-
нением эта пленка разрушается.
У ряда металлов, например, алюминия и меди, образуются
рыхлые пленки, не препятствующие проникновению кислорода
вглубь металла и являющиеся многомолекулярными. Они назы-
ваются пленками потускнения или пленками побежалости. Их
толщина может увеличиваться со временем в зависимости от
температуры.
Повышение температуры способствует образованию пленок,
однако, при достижении определенного ее уровня может произой-
ти их разрушение. Например, на серебре при температуре 150 .. .
... 200°C пленка легко диссоциируется (разлагается). Этим
и обусловлена возможность пайки по серебру без флюса и ее
высокое качество. На некоторых металлах пленки очень теп-
лостойкие, например на алюминии пленка разрушается при
температуре 3000 °C. Этим объясняются трудности пайки даже
при использовании флюсов.
Пленки могут обладать разной механической прочностью в
зависимости от металла. Они могут быть механически проч-
ными, хрупкими (например, на алюминии) или эластичными
 (например, на меди). Это имеет большое значение для работы
i контактного устройства, так как определяет условия, при ко-
1 торых происходит разрушение пленок при соединении. Часто
в окружающей среде содержатся газообразные фракции серни-
стых соединений, что приводит к образованию сульфидных пле-
нок, отличающихся большой толщиной и прочностью. Пленки
могут осаждаться на поверхности в связи с испарением орга-
нических соединений и диэлектриков, находящихся рядом с кон-
тактным устройством.
Обычно при попадании охлажденной аппаратуры в среду
с повышенной температурой происходит конденсация паров воды
на поверхность контактов и образование «ледяных» пленок.
Эти пленки оказываются механически прочными, и их трудно
разрушить при соединении контактов, что является причиной
резкого недолговременного снижения надежности контактных
устройств на время, пока аппаратура прогреется и пленки испа-
рятся. Из-за наличия паров воды в окружающей среде проис-
ходит электрогальваническая коррозия и образуются коррози-
онные пленки. Прохождение токов через контактирующие ме-
таллические поверхности может быть обусловлено различным ха-
рактером проводимости.
6—6459	81
потенциального барьера и
Металлическая проводимость на-
блюдается в тех , точках, в которых
вследствие трения или удара происхо-
дит разрушение всех пленок, а также
при использовании благородных ме-
таллов, на которых пленки не образу-
ются. В этом случае токи протекают
при любых напряжениях.
Если металлы, в которых всегда су-
ществует высокая концентрация сво-
бодных электронов, разделены тонким
слоем полупроводника или диэлектри-
ка (пленками), то для перехода из
одного металла в другой электроны
должны преодолеть потенциальный
барьер. Однако при достаточно тонких
пленках могут возникнуть условия, при
которых часть свободных электронов
из одного металла переходит в другой
вследствие так называемого туннель-
ного эффекта. Согласно представлени-
ям квантовой механики электрон мо-
жет перейти из одного металла в дру-
гой, когда его энергия меньше высоты
если во втором металле есть свобод-
ный энергетический уровень с такой же энергией.
Туннельная проводимость играет существенную роль при тон-
ких (пассивирующих) пленках и при малых токах (напряже-
ниях). Для примера на рис. 3.27 дана зависимость удельного
сопротивления р от толщины пленки дая и подведенного к кон-
тактному устройству напряжения t/K для металлов с работой
выхода 4 эВ.
Если имеют место тонкие пассивирующие пленки, наблюдает-
ся также проводимость, обусловленная фриттинг-эффектом, сущ-
ность которого состоит в том, что при наличии напряжения на
контактах, разделенных тонкой пленкой, возникают высокие на-
пряженности поля. Как известно, напряженность поля опреде-
ляется из выражения
E—U/daM,
(3.10)
где с1аЛ — толщина однородной пленки.
Например, при толщине пленки (5 ... 15)-10~10 м и напря-
жении 1 В напряженность поля составляет 107 В/см. При та-
кой напряженности во многих точках возникает пробой диэлек-
трика, сопровождающийся расплавлением металла и образова-
нием токопроводящих «мостиков». Из этого следует, что для
надежной коммутации слаботочных цепей можно использовать
контакты из благородных металлов, которые при обычных усло-
82

Рис. 3.28
виях не имеют пассивирующих пленок, или герметизировать
контакты.
Металлы, которые покрываются пассивирующими пленками,
особенно при высоких температурах, не могут быть использо-
ваны для маломощных контактов, но с успехом могут приме-
няться в контактах, где коммутируются большие токи и напря-
жения. Металлы, покрывающиеся толстыми пленками, вообще
не пригодны для осуществления надежного контакта. Как видно,
требования к материалам тем жестче, чем меньше напряжение
и ток, выше температура и больше загрязненность атмосферы.
По изложенным причинам выбор материала контакт-деталей
требует учета многих факторов и вызывает большие трудности.
Механический износ. Большое влияние на работу контактных
устройств в отсутствие тока оказывает механический износ кон-
тактирующих поверхностей. Износ может быть абразивным в-
результате выработки поверхности из-за трения и усталости
поверхностных слоев. Если для защиты контактных поверхностей
от пленок контакты в некоторых конструкциях, рассчитанных на
малое число соединений, покрываются коррозионно-стойкими ме-
таллами (серебро, золото, платина), то при многократном пере-
ключении контактов это покрытие разрушается.
Тепловые явления при контактировании. При протекании тока
через контактное устройство в месте контакта происходит вы-
деление тепловой энергии и перегрев контакта по сравнению с
температурой окружающей среды [2].
Общая температура перегрева зависит от потерь в точках
контактирования и в теле контакта при прохождении по нему
тока, а также от температуры окружающей среды. Для иллю-
страции на рис. 3.28 показана идеализированная конструкция
контактного устройства, состоящего из двух цилиндрических кон-
тактов, соприкасающихся торцами. На рисунке видны две зоны
перегрева, имеющие температуры перегрева АТК в точках кон-
тактирования и ДУт в теле контакта. Температуру перегрева
тела контакта ЛТт относительно температуры окружающей сре-
ды Токр можно представить как сумму
Д7'Т=ДГТ+ДГ'Т,	(З.П)
6*	83
где АУ'т и ДГ'Т— температура перегрева тела контакта, обус-
ловленная мощностью, выделяемой на переходном сопротивле-
нии (/27?п), и мощностью, выделяемой на сопротивлении тела
контакта при прохождении по нему тока, соответственно. Вывод
формулы для определения \Тт сложен. Поэтому, опуская его,
приведем выражение, полученное Хольмом:
Д7Т = (P/DK) [Rn (Д7К)/ГЧА + 4р/(Я- V>K)J,	(3.12)
где kT — коэффициент теплопередачи с поверхности цилиндра
длиной 1 см; DK — диаметр тела контакта; р —удельное элек-
трическое сопротивление материала контакта; лт— его тепло-
проводность.
Расчет температуры перегрева &ТК также вызывает много
трудностей из-за сложной конфигурации поверхности контакти-
рования. Выражение для определения \ТК по Хольму:
А7\=7Д?п78рАт.	(3.13)
Результирующая температура в точках контактирования
Тк— 7\жр+А7\-|-А7’к,	(3.14)
а в теле контакта
Л=7окр+А7’т.	(3.15)
Пользуясь приведенными выше выражениями, можно рассчи-
тать температуры Тк и Тт. Во многих случаях, особенно для
контактных устройств сложной конфигурации, Тт и Тк опреде-
ляются экспериментально.
Температуры Тк и Тт определяются током, протекающим
по контактному устройству. Эти температуры не могут пре-
вышать определенных значений, что приводит к ограничению
допустимого тока. Температура Тк ограничена тем, что при
ее повышении активизируется процесс образования пленок. До-
пустимая температура тела контакта ограничена допустимой
температурой для диэлектриков, используемых в конструкции.
Например, для пластмассы 7,т<80°С, для керамики Т’т-<200оС.
В зависимости от конструкции контактного устройства и ис-
пользуемых материалов максимальный ток ограничивается Тк
или Тт.
Процессы при размыкании и замыкании при наличии напря-
жений (токов). Наиболее сложные электрические и механические
процессы в контактных устройствах возникают в динамическом
режиме, когда соединение происходит при наличии токов и на-
пряжений. При малых токах и напряжениях (порядка микро-
вольт и микроампер) влиянием электрических процессов на ра-
боту контактного устройства можно пренебречь. Однако, когда
коммутируемые токи и напряжения достаточно велики, они ока-
зывают существенное влияние на работу контактных устройств.
Процесс замыкания происходит сравнительно просто. По мере
84
сближения контакт-деталей воздушные промежутки пробивают-
ся напряжением, действующим в цепи. Этот пробой существен-
но не влияет на работу контактного устройства, кроме случаев
коммутации высоких напряжений, так как контакты продолжают
сближаться до соприкосновения.
Более сложные процессы происходят при размыкании кон-
такт-деталей, и надежность контактов при частом размыкании
ухудшается. При определенном соотношении между током и
напряжением при размыкании возникает дуга, сопровождаю-
щаяся переносом металла с одной поверхности контакт-детали
на другую и его потерей, появлением неровностей на поверх-
ностях контактов и образованием пленок из-за высокой темпе-
ратуры. Это так называемая дуговая эрозия контактов.
Возникновение дуги определяется тем, что при разведении
контакт-деталей возникает значительная напряженность электри-
ческого поля. В результате происходит образование дуги, кото-
рая не исчезает и при дальнейшем раздвижении контактов в
результате сильной ионизации. Условия образования дуги за-
висят от многих факторов: металла контакт-деталей, значений
напряжений и токов, состава окружающей среды, состояния кон-
тактирующих поверхностей, наличия емкостей и индуктивностей
в электрической цепи. Загрязнение окружающей среды и на-
личие индуктивностей в цепи облегчают возникновение дуги и
ухудшают работу контактного устройства.
Характеристики дугообразования для незагрязнённой окру-
жающей среды, чистых поверхностей и при отсутствии индук-
тивностей и емкостей в цепи известны. В первом приближении
справедливо выражение для условия дугообразования:
([7-[7д)(/-/д)^йд,	(3.16)
где t/д и /д — минимальные значения напряжения и тока дуги;
U и I — напряжение и ток в цепи; &д—коэффициент, завися-
щий от скрытой теплоты испарения контактов.
На рис. 3.29 показаны области образования дуги для не-
которых металлов. Обычно ид—8 ... 25 В, /д=0,5 ... 1,3 А.
Так, например, для серебра t/д—8 В, /д=0,9 А; для золота
Пд==25 В, /д—0,5 А; для меди [7Д=25 В, /д= 1,3 А. Эти зна-
чения указывают границы, в пределах которых следует учиты-
вать явление дуговой эрозии.
Если ток и напряжение в цепи меньше t/д и /д, то дуга
не образуется, когда в цепи нет индуктивности. Если в цепи
есть индуктивность, то после резкого изменения тока, связан-
ного с размыканием, на ней создается большое напряжение
^к.разм, которое практически оказывается приложенным к раз-
мыкаемому промежутку. Поскольку UK.pa3a>UP, то происходит
пробой воздушного промежутка между контакт-деталями. Чем
больше коммутируемый ток и индуктивность, тем легче возни-
кает дуга. Очевидно, что этот эффект не наблюдается в соеди-
85
Таблица 3.1
Металл	и , в пл’	Дл- 'с
Платина	0,65	1773
Серебро	0,35	960
Золото	0,45	1063
нителях, которые сочленяются и расчленяются в нерабочем
состоянии аппаратуры.
При малых токах и напряжениях при размыкании не обра-
зуется дуги, но происходит мостиковая эрозия. Из-за шерохо-
ватости поверхности при размыкании контактов все больше и
больше контактных точек перестает контактировать. При этом
возрастает переходное сопротивление и падение напряжения на
нем, а плотность тока в точках контактирования достигает
1000 А/см2. Мощность, выделяемая в контакте, резко увеличи-
вается и рассеивается в нескольких точках, где металл начинает
плавиться. Контактирующие поверхности продолжают расходить-
ся, металл «тянется» до тех пор, пока механически не раз-
рушается. На поверхности остаются «столбики», которые из-за
повышенной температуры окисляются. Постепенно поверхность
разрушается. Для каждого металла характерно определенное
напряжение, при котором наблюдается плавление при размы-
кании. Значения напряжений и температур плавления для не-
которых металлов приведены в табл. 3.1. Напряжение меньшее
0,3 В практически не создает условий для мостиковой эрозии.
3.6.	АНАЛИЗ ТОЧНОСТИ ПАРАМЕТРОВ
ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ НА ПРИМЕРЕ
КОНТАКТНОГО НАЖАТИЯ.
НАДЕЖНОСТЬ КОНТАКТНЫХ УСТРОЙСТВ
Методика анализа точности параметров ЭРЭ. Оценивая кон-
струкцию любого контактного устройства, необходимо опреде-
лить те отклонения контактного нажатия, которые для него ха-
рактерны. Это можно сделать, осуществив статистические испыта-
ния с большим количеством изготовленных контактных устройств.
Обработка результатов этих испытаний позволит получить плот-
ность распределения, среднее значение и среднеквадратическое
отклонение контактного нажатия. Для уменьшения затрат це-
86
лесообразно оценить вероятностные характеристики контактного
нажатия на этапе расчета и разработки контактного устройства
с тем, чтобы можно было внести заранее необходимые измене-
ния в конструкцию.
Из анализа конструкции и технологии изготовления деталей,
входящих в состав устройства, из технических условий и ГОСТов
на материалы можно найти вероятностное описание геометри-
ческих размеров и характеристик материала пружины, влияю-
щих на контактное нажатие. По аналитической зависимости
контактного нажатия от параметров пружины и конструкции
может быть осуществлен его вероятностный анализ с исполь-
зованием приближенного аналитического метода.
Поскольку анализ отклонений параметров представляет инте-
рес для многих ЭРЭ, рассмотрим этот вопрос в общем виде [2].
Положим, что известна функция распределения выходного па-
раметра у, являющегося функцией нескольких переменных:
х2....хп).	(3.17)
Наиболее распространенный приближенный метод основан на
разложении функций в степенной ряд. Пользуясь правилами вы-
числения среднего, после разложения функции в ряд получаем
^^Р(хг) +
i
(3.18)
2
где
где кц
=
д2у
дх?
д2у
dx-ylXj

x~m(Xj)
Полагая, что зависимость (3.18)
нелинейность (/гг-г—>-0) и
жем записать
m(y)=HOT(xi)> ^(х2)
отсутствует
... т (х,г) 1.
имеет слабо выраженную
корреляция (гч->0), мо-
(3.19)
Пользуясь правилами вычисления дисперсии для суммы кор-
релированных случайных величин и ограничиваясь одним чле-
ном разложения, получаем
D (У) = S D (xz) 4- 2 2 k^D1'2 (xj D112 (х,.).	(3.20)
i
Если корреляция отсутствует, то
£(t/)==l>?D(x(),	(3.21)
где
дх,-
х.—т(х.)'
87
При исследовании относительных дисперсий удобно приме-
нять уравнение погрешностей
Al V k.	(3.22)
у Ц у0 х{0
I
Тогда для относительного среднеквадратического отклонения
получим
О1/2(У)	£1/2(*z)	И 234
т(у) Lilm(y) т(^)	т(х.} ’
I
где kioTH—’Коэффициент чувствительности (влияния) для отно-
сительных отклонений, равный ki(m(Xi) /т(у')').
Таким образом, с помощью выражений (3.18) и (3.20) мож-
но получить числовые характеристики выходного параметра при
любом виде функциональной зависимости. Обычно использова-
ние этого метода рекомендуется при
... 0,2.	(3.24)
Следует также отметить, что в результате расчета могут быть
получены только числовые характеристики выходного парамет-
ра, дающие представление о среднем значении и об отклоне-
ниях от него. Данных о плотности распределения параметра
у этот метод не дает, а ее необходимо знать в тех случаях,
когда требуется найти вероятность того, что параметр нахо-
дится в определенных (заданных) пределах, или когда нужно
установить допуски на параметр по заданной вероятности его
обеспечения.
Во многих случаях исходят из того, что выходной параметр
получается в результате суммирования большего количества ве-
личин, предполагают, что плотность распределения у близка
к нормальной. Это позволяет по известному среднеквадратиче-
скому отклонению, математическому ожиданию и пределам из-
менения выходного параметра находить вероятность, используя
табулированные интегралы. Рассмотренная методика будет при-
меняться в последующем при анализе точности и отклонений
параметров ЭРЭ и УФЭ.
Отклонение и точность контактного нажатия. Применим при-
веденную методику для определения отклонений контактного на-
жатия [2]. Из курса механики известно, что значение контакт-
ного нажатия для плоской пружины определяется выражением
QK=^3£/4/P3,	(3.25)
где f — ход пружины; h — толщина; b—ширина; ZP— рабочая дли-
на пружины; Е — модуль упругости материала.
Аналогичный вид будут иметь функциональные зависимости
для контактного нажатия и при других конструкциях пружин.
88
Такие зависимости в общем виде имеют вид
п
У=1Ь?.	<3-26)
( = 1
При этом получение относительных коэффициентов влияния
упрощается. Известно, что k1ОТН'-ki,
п
т(у) == n™'W-	<3-27)
t=i
Аналогично из (3.23) получим
п
W)=yiK? pfo.)_	(3.28)
rrfi(y) Li т2(х1)
1 = 1
Применим полученные основные закономерности, описываю-
щие случайную величину у, к решению задачи анализа точности
контактного нажатия:
m(QK) дзm(f)m(6)m3j(/?)m(E)/4m3(/P);	(3.29)
Q(Qk) _R(f) I D<M ] qQW i Q(g) । 9	1	(3.30)
m2(QK) |m2(f)	m2(&) “ m2(/i)	m2(£) m2(Zp) J
Вероятностное описание для b, l и f задается допусками на
изготовление деталей, т. е. технологией изготовления и кон-
струкцией, для h и Е — сортаментом материала, т. е. техноло-
гией изготовления лент для пружины.
Виды отказов. В связи с наличием отклонений в контактном
нажатии и изменении состояния поверхности могут наблюдаться
отказы. Отказы в контактных устройствах могут быть следую-
щих видов:
1)	внезапные (поломка); для правильно сконструированного
устройства они большого значения не имеют, кроме случаев ра-
боты при значительных механических воздействиях;
2)	с устойчивым нарушением контакта, что может иметь
место при значительном уменьшении контактного нажатия, силь-
ной коррозии поверхности контактного материала в результате
влияния агрессивной среды, при сильно выраженной эрозии и
таком нарушении регулировки механизма, осуществляющего дви-
жение, при котором не происходит соприкосновения контакт-де-
талей. Такие отказы встречаются сравнительно редко;
3)	перемежающиеся, когда они только при отдельных соеди-
нениях (переключениях) нарушаются полностью или осущест-
вляются с большим переходным сопротивлением. Этот вид от-
каза предшествует, как правило, полному (устойчивому) отказу
контактного устройства и имеет большое значение, так как даже
один отказ на тысячу переключений сказывается на надежности
всей аппаратуры.
89
Рис. 3.31
В отличие от других элементов РЭА на надежность контакт-
ных устройств часто влияет не просто время и условия работы,
а количество переключений, которое во многих случаях за задан-
ный интервал времени регламентировать сложно, так как оно
(количество) определяется особенностями аппаратуры, в кото-
рой используется контактное устройство.
Количество переключений, на которое рассчитано контактное
устройство, иногда оговаривается. Оно меняется от 100 ... 300
для приборных соединителей до нескольких миллионов для не-
которых типов реле и до 100 млн. для герконов. Так как часто
неизвестно, за какое время будет осуществлено оговоренное ко-
личество переключений, понятие среднего времени до отказа
не всегда может быть применимо. Можно отметить два харак-
терных случая соотношения между количеством переключений
и временем функционирования.
Длительная работа контактного устройства без разъединения
или с редким соединением и разъединением. Старение происхо-
дит из-за образования пленок, усталостных изменений в пружи-
нах, приводящих к уменьшению QK- Отказы обычно происходят
в результате механических воздействий или резкого изменения
температуры. В этом случае с некоторой условностью можно
пользоваться ^-характеристиками с учетом их изменения при
внешних воздействиях. На рис. 3.30 дан пример зависимости
In (Хт/Хо) от температуры, где %0 — интенсивность отказов при
номинальных условиях. На рис. 3.31 приведена зависимость
Лв/Хо от механических воздействий, характеризуемых ускорением
свободного падения g. Такой ход зависимостей может быть объ-
яснен тем, что в статическом положении контактирующие по-
верхности плотно прилегают друг к другу, не подвергаясь кор-
розии, и наблюдается устойчивый контакт. При наличии меха-
нических воздействий и изменении температуры имеют место
механические деформации и относительное перемещение контакт-
деталей, изменяются условия, при которых происходит контакт.
В результате он может нарушиться.
90

Рис. 3.33
Частое переключение контактных устройств. Основное влия-
ние на надежность оказывает износ. Поток отказов существен-
но отличается от пуассоновского и применение постоянных Х-ха-
рактеристик дает искаженное представление о надежности.
Для описания свойств контакт-деталей при длительном функ-
ционировании принято использовать граничное контактное на-
жатие (QK.rp) или граничное переходное сопротивление (7?п.гр),
которое с ним связано, и определять условия их достижения
в зависимости от времени и количества включений. При этом
имеется в виду, что может быть установлено граничное значение
QK.rP или Rn.rp, при котором контакт обеспечивается с достаточ-
ной вероятностью.
Для установления ,гр или Q,K.rp, а также допустимых откло-
нений контактного нажатия AQK.rp и переходного сопротивления
А^п.гр необходимо выполнить эксперимент, из которого при
определенных значениях нажатия и значительном числе пере-
ключений для большого количества контакт-деталей находится
вероятность ухудшения сопротивления и отказа контакта.
На рис. 3.32 показана зависимость вероятности отказа
Ротк от контактного нажатия. Значение А<2к.гр=<2к.ном—<2к.гР
(где Qk.hom — одно из возможных значений номинального контакт-
ного нажатия) определяются допустимой для определенных усло-
вий вероятностью отказа Рдоп.отк, которая для качественных кон-
тактных устройств должна составлять не более 10-3 ... 10-5.
Для иллюстрации процесса старения, характеризующего ра-
боту контакт-деталей при длительном фунционировании, которое
приводит к зависимости вероятности отказа от числа включе-
ний, на рис. 3.33 приведены плотности распределения для от-
клонений контактного нажатия при разном числе включений
пт, отнесенном к номинально допустимому числу включений
Лвкл.ном- Из рис. 3.33 следует, что плотность распределения кон-
91
тактного нажатия при увеличении числа переключений изменяет-
ся, уменьшается среднее значение нажатия. Соответственно сред-
нее значение переходного сопротивления должно увеличиваться.
Кроме того, происходит увеличение отклонений как контактного
- нажатия, так и переходного сопротивления. В связи с этим ве-
роятность того, что не будет обеспечено граничное значение
контактного нажатия и переходного сопротивления, постепенно
увеличивается с ростом числа переключений. На рис. 3.33 эта
вероятность соответствует площади заштрихованных участков.
Таким образом, закономерности, характеризующие работу кон-
тактного устройства при длительном функционировании, значи-
тельно сложнее, чем для других элементов РЭА как в отношении
вероятности их правильного функционирования, так и продол-
жительности их работы. Это объясняет те трудности, с кото-
рыми сталкивается конструктор при применении контактных
устройств в РЭА, а также при разработке, испытаниях и про-
изводстве контактных устройств, от которых требуется высокая
надежность.
3.7. ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУИРОВАНИЯ
КОНТАКТНЫХ УСТРОЙСТВ
Факторы, определяющие конструкцию. При конструировании
контактного устройства следует обратить внимание на материа-
лы контакт-деталей или их покрытий. Они должны быть выбра-
ны в зависимости от заданных электрических и конструкторских
параметров — переходного сопротивления Rn, тока I, напряжения
U, числа переключений, надежности, массы и габаритов, темпе-
ратуры окружающей среды, влажности, радиации, механических
воздействий; допустимых значений паразитных емкостей и ин-
дуктивностей; значений контактного нажатия и его допустимых
отклонений; обеспечения заданного контактного нажатия и его
стабильности, материала упругих элементов конструкций; обес-
печения перемещения и фиксации подвижных элементов, обеспе-
чения защиты от внешних воздействий; общей компоновки кон-
струкции, предусматривающей взаимную увязку элементов пе-
ремещения, упругости, контактирования, теплоотвода, защиты
от внешних воздействий и допустимого значения паразитных
параметров.
Основной трудностью при конструировании контактных уст-
ройств является противоречие между требованиями уменьшения
габаритов и повышения надежности, с одной стороны, и повыше-
ния требований к точности изготовления деталей конструкции и
точности соблюдения параметров материалов —с другой. Рассмот-
рим контактные устройства, работающие на разных принципах.
Стыковые контакты. Вопросы выбора материала контакт-де-
талей и значений контактного нажатия уже были изложены. Рас-
смотрим вопрос выбора конструкции, обеспечивающей заданное
92
Рис. 3.34
контактное нажатие, перемещение и фиксацию в стыковых кон-
тактах.
Точность контактного нажатия обусловливается деформацией
пружины, зависящей от конструкции, поскольку проще выдер-
живать с высокой точностью геометрические размеры, опреде-
ляющие деформацию, чем нормировать усилие, поступающее
извне при соединении контактов. Некоторые особенности в этом
отношении имеют герконы, у которых на контактное нажатие
влияет внешнее магнитное поле, однако в конструкции также
используются пружины.
Полагая, что в контактных устройствах применяют упругие
пружины, определим основные факторы, влияющие на значение
нажатия. В простейшем случае упругие элементы имеют вид
плоской пружины, показанной на рис. 3.34; тогда QK=fbh3E/4/Р3.
Если ход пружины f ограничен конструкцией, то значение
QK не зависит от внешних сил, а зависит только от конструк-
ции, в том числе от материала пружины. .Для других видов
пружин, например для изображенной на рис. 3.35, зависимость
контактного нажатия от конструкции и материала более слож-
ная. Однако общие закономерности, определяющие это нажатие,
остаются близкими, поэтому в последующем будем анализиро-
вать зависимость (3.25) для простейшего случая (см. рис. 3.34).
Уравнение (3.25) справедливо только при изменении хода пру-
жины f в определенных пределах. При увеличении f происходят
такие деформации во внешних и внутренних слоях пружины,
которые могут выходить за пределы упругости, что приводит к
резкому изменению нажатия. Допустимый ход, очевидно, зави-
сит от длины пружины /р и ее толщины h. Однако удобнее вна-
чале определить макисмальное допустимое нажатие, а не ход..
Известно, что
0ктах==&/г2/?изг/6/р,	(3.31)
; где Qumax—максимальное нажатие, которое может развить пру-
жина в пределах упругих деформаций; RH3r — допустимое напря-
! жение на изгиб.
Использовав формулу для определения Qктпах, МОЖНО ПОЛуЧИТЬ
; выражение для максимальной деформации пружины, при которой
не происходит остаточных деформаций:
fmax= (2/3) (/Р2/?изг//гД) •	(3.32)
эа
Как видно, максимальная допустимая деформация пропорцио-
нальна длине /р (в квадрате), допустимому напряжению на изгиб
/?изг и обратно пропорциональна толщине пружины h и модулю
упругости Е. Однако приближение f к fmax нежелательно, так
как при этом увеличивается усталостность пружины, т. е. про-
исходит потеря упругих свойств при большом количестве пере-
ключений.
Из (3.31) видно, что для увеличения контактного нажатия,
казалось бы, следует использовать короткие и толстые, т. е. жест-
кие пружины -— при этом уменьшаются габариты конструкции.
Однако на практике стремятся к увеличению размеров пружи-
ны, которые и являются одним из основных факторов, тормозя-
щих миниатюризацию контактных устройств. Определяется это
тем, что все результаты получены в предположении, что дефор-
мация или ход пружины выполняется абсолютно точно. Реально
эта величина непостоянна и имеет большие отклонения, обуслов-
ленные неточностью выполнения деталей и отклонениями на-
чальной деформации пружины.
Рассмотрим теперь требования к пружинам, которые выте-
кают из предположения о наличии погрешности в отклонении
пружины АД Очевидно, что отклонение приведет к прираще-
нию контактного нажатия AQK:
AQK==£WAf/4/P3.	(3.33)
Относительное изменение контактного нажатия
AQu/QKmax— (6Д/47?изг) (h/lp2) Af.	(3.34)
Следовательно, при данной неточности в деформации пру-
жины усилия будут выдерживаться с тем большей точностью,
'чем тоньше и длиннее пружины. Это и определяет тенденцию
к увеличению размеров пружины, а, следовательно, размеров
конструкции контактных устройств. Следует отметить, что из-за
отклонений хода может быть превышен предел упругости. Поэтому
большое значение имеет выбор материалов с широкой зоной
(областью) упругой деформации. Для малогабаритных контакт-
ных устройств следует использовать высококачественные пружи-
ны из бронзы.
Сказанное выше особенно существенно при серийном произ-
водстве, при котором трудно обеспечить малое значение АД
определяемое точностью технологических процессов при изготов-
лении деталей. В настоящее время произошло значительное
уменьшение габаритов реле, кнопок, переключателей и соедини-
телей. Дальнейшее улучшение их качества требует перехода к
технологическим процессам, характерным для изготовления точ-
ных механизмов.
На рис. 3.36 представлен пример стыкового контакта. Ход
пружины f, создающий нажатие, определяется выражением
/заз.	(3.35)
'94
Нажатие осуществляется верх-
ней пружиной под действием
внешней силы QBH. Очевидно, что
нажатие не зависит от QBH при
условии, что Qbh>Qk. Практически
силу (Хвн всегда берут с запасом.
Деформация пружины или ход f
должны быть предусмотрены кон-
струкцией, чтобы обеспечить тре-
бующееся нажатие. Однако из
рис. 3.36 видно, что значение f не
может быть выдержано точно. Дей-
ствительно, размеры деталей hB3l,
^из2, h-кл, hR2, hi, hi и параллель-
Рис. 3.36
ность изоляционных прокладок имеют отклонения при изготовле-
нии. Зная класс точности, по которому изготавливаются эти де-
тали, можно рассчитать отклонения хода пружины.
Вставные и врубные контакты. Соединение контакт-деталей
можно осуществить двумя различными способами. При первом,
который рассмотрен выше, происходит прижатие контактов (сты-
ковые контакты) и внешняя сила, управляющая перемещением'
упругих элементов, создающих нажатие, должна несколько пре-
вышать контактное нажатие. При втором соединение происходит
в результате бокового или продольного движения контактов
(врубной или вставной). В этом случае внешняя сила вызы-
вает деформацию упругих элементов в результате движения
штыря или ножа.
Достоинство вставных и врубных контактов состоит в том,
что при осуществлении соединения контакт-деталей происходит
«зачистка» — разрушение пленок, что способствует улучшению-
качества и увеличению надежности контакта. Но использование
таких контактов приводит к тому, что при соединении контакт-
деталей и обеспечении QK приходится прикладывать дополни-
тельные усилия для преодоления трения. Поэтому такие контакты
применяются в коммутационных устройствах с ручным управле-
нием и в соединителях [30].
На рис. 3.37,а представлена схема конструкции врубающего,
контакта. В этом случае нажатие также осуществляется пру-
жиной, поэтому оно относительно стабильно и не зависит от
силы, вызывающей движение контакт-деталей. Однако движение-
в этом случае связано с преодолением силы трения. Рассмотрим,
как в этом случае обеспечивается движение. Разложив силу
Qbh на нормальную Qbh.h и касательную QBH.KaC составляющие,,
можно записать условия начала движения:
Qbh.нйТр< Qвн.кас J
Qbh.h » Qbh Sin a;
^tpQbh sin a<Qbh COS СЦ
Qвн.кас =Q bh COS Ct,
(3.36}
(3.37}
(3.38}
(3.39)
95
Урез cos/1
Рис. 3.37
где Атр — коэффициент трения. Движение начнется, если
&TPsTctg а-	(3.40)
Следовательно, ctg а должен быть больше &Тр, т. е. угол а
не может быть больше определенного значения
ССта№а~аГС ctg Атр.	(3.41)
Если соблюдаются (3.41), то приложение внешней силы вы-
зовет движение ножа и отгиб пружины. Но как только пружина
отогнется, возникнет сила, препятствующая движению. Чем
больше отгибается пружина, тем больше эта сила и тем боль-
ше должна быть внешняя сила. Ее наибольшее значение будет
в том положении, которое изображено на рис. 3.37,6. Сила, вы-
званная отгибом пружины, практически равна нажатию QK. Со-
вместно с QBH она образует результирующую силу Qpe3. Дальней-
шее движение возможно при условии, что
Qpes * Sin р Qpea * COS [3 • А?тр,	(3.42)
откуда
P>arctg-ATp.	(3.43)
Выразим теперь р через QK, а и QBH. Очевидно, что tg(a+|3) =
=Qbh/Qk; P=arc tg(Qbh/Qk)—а;
arctg(QBH/QK) <arctgATP-]-ct.	(3.44)
Таким образом, как и следовало ожидать, чем больше коэф-
фициент трения и угол а, тем больше должна быть сила QBH по
сравнению с QK. При йТр<1 можно приближенно записать
arc tg (Qbh/Qk) >Йтр+а	(3.45)
или
QBH/QK>tg(ATp+a).	(3.46)
Таким образом, в тех случаях, когда (а+&тР)>1, сила QBH,
обеспечивающая движение, должна быть больше QK, причем,
поскольку АТр может иметь большие отклонения из-за неровно-
стей поверхности, «задиров» и ограниченного применения смаз-
ки, часто создаются условия, когда требуется, чтобы Qbh3>Qk-
96
Действительно, при а+^тР->и/2 и tg (л/2)->оо движение невоз-
можно.
Для уменьшения QBH в конструкции часто предусматривается
возможность уменьшения угла а по мере движения контакт-де-
талей. Для примера на рис. 3.38,а показана конструкция, со-
стоящая из гнезда и штыря в соединителях, а на рис. 3.38,6 —
из пружины контакта и ножа в переключателях. При выходе
контакт-детали на горизонтальную часть, т. е. при а->0, QBH>
>(ЭкйтР и движение происходит при значительно меньшем уси-
лии, чем при врубании. На рис. 3.39 показано изменение требуе-
мого усилия в зависимости от перемещения ножа или штыря
в процессе «врубания» для конструкции рис. 3.37 (кривая 7) и
рис. 3.38 (кривая 2).
В этих конструкциях происходит трение контактирующих по-
верхностей. При наличии трения может происходить удаление
с поверхности пленок, затрудняющих контакт. Однако трение
вызывает механический износ контакт-деталей, что особенно важ-
но учитывать при многократных переключениях. Широко употреб-
ляемая для уменьшения трения смазка способствует созданию
пленок и, кроме того, при пониженной температуре слой смазки
превращается в механически твердую пленку, нарушающую кон-
такт. Поэтому в контактных устройствах может быть исполь-
зована только специальная проводящая смазка (например, гра-
фитовая), нанесенная очень тонким слоем.
Защита от внешних воздействий. Важнейшим вопросом, кото-
рый приходится решать при конструировании контактных уст-
ройств, является вопрос обеспечения защиты от внешних воз-
действий. Особенно уязвимыми для них являются контактирую-
щие поверхности. Опыт показывает, что для врубающихся и
вставных контактов, у которых разрушаются поверхностные
пленки, достаточно принять такие меры, которые исключают кор-
розию и механические повреждения, т. е. можно, например, ис-
пользовать для контакт-деталей такой металл как серебро.
Значительно сложнее решается вопрос защиты от внешних
воздействий электромагнитных реле, которые управляются элек-
тромагнитными механизмами, и герконов, управляемых магнит-
ным полем. В этих устройствах используются стыковые контакты.
Если они предназначены для длительной работы с большим
7—6459	97
количеством включений и выключений и при малых токах и на-
пряжениях, то даже применение благородных металлов при
отсутствии герметизации может не обеспечить высокую на-
дежность. Поэтому для электромагнитных реле часто применяют
герметичные кожухи, что, однако, не решает полностью задачи
защиты от внешних воздействий. Поскольку в герметичном
объеме находятся изоляционные материалы, которые могут ис-
паряться, и трущиеся детали электромеханизмов, то контакт-де-
таль даже из благородного металла подвержена загрязнению,
на ней образуются пленки и контакт нарушается [28].
Большим достижением в развитии контактных устройств со
стыковыми контактами, надежно работающих в условиях внеш-
них воздействий, явилось создание герконов. Конструкция про-
стейшего геркона приведена на рис. 3.40, на котором 1 — колба
из стекла; 2 — впаянные в колбу упругие пружины из материала
с высокой магнитной проницаемостью; 3 — слой золота на кон-
цах пружины, через который осуществляется контакт; 4 — маг-
нитные силовые линии. Благодаря соответствующей установке
пружин при впаивании их в колбу между ними обеспечивается
зазор [27].
Если поместить такое устройство в магнитное поле, которое
свободно проникает через стеклянную колбу, то происходит на-
магничивание пружин и возникает сила, сближающая их. При
определенной напряженности магнитного поля контакты при-
жимаются друг к другу с силой, которая определяется напря-
женностью магнитного поля, свойствами пружины и зазорами
между контактами в отсутствие магнитного поля. В таких кон-
тактных устройствах нет трущихся частей, изоляционных про-
кладок, и поэтому они оказываются наиболее надежными. Маг-
нитоуправляемые контактные устройства могут работать как
на размыкание, так и на переключение. Их характеристики при-
ведены в справочниках [27].
Компоновка контактных устройств и примеры конструкций. При
создании контактного устройства в целом конструктор должен
решить ряд вопросов по взаимному согласованию всех требова-
ний-— к электрическим параметрам и параметрам конструкции.
Эту задачу можно назвать компоновкой. Основная задача ком-
поновки— расположить отдельные элементы конструкции в про-
странстве так, чтобы их размеры соответствовали требованиям,
вытекающим из решения частных задач (нажатие, перемещение,
защита от воздействий) и, в то же время, чтобы общие габа-
риты были минимальными, обеспечивалось удобное выполнение
сборки, конструкция имела бы необходимую механическую проч-
ность, удобное крепление в аппаратуре, надежное электрическое
соединение при монтаже с минимальным воздействием процесса
пайки на свойства пружины и контактов. Как видно, этот ком-
плекс вопросов разнообразен, и задача компоновки сложна.
Для приборных соединителей основой конструкции являются
гнездо и штырь. На рис. 3.41 дан чертеж штыря для одного
98
из вариантов гиперболоидной контактной пары. На рис. 3.42
представлен чертеж вилки штепсельного гиберболоидного соеди-
нителя на 31 контакт для печатных плат. Пример схемы реле
с герконами для коммутации двух цепей приведен на рис. 3.43,
где / — магнитоуправляемые контактные элементы; 2— изоля-
ционные основания, в которых укреплены магнитоуправляемые
7*	99
7
Рис. 3.43
Рис. 3.44
контакты- и которые механически соединены с сердечником 5, со-
ставляя в целом несущую конструкцию реле, на сердечнике
установлена катушка 4 и магнитные «башмаки» 3. Для нагляд-
ного представления принципа действия реле показаны магнитные
силовые линии 6. Как видно из рисунка, размеры сердечника, ка-
тушки, магнитоуправляемых контактов и изоляционных основа-
ний согласованы таким образом, чтобы обеспечить минималь-
ный объем реле.
На рис. 3.44 дан чертеж реле, где 1 — контактные пружины;
2 — замыкающие контакты; 3— поводок; 4— размыкающие кон-
такты; 5 — рычаг якоря; 6 — магнитопровод; 7 — обмотка; 8 —
вывод обмотки; 9 — якорь; 10 — выводы контактов.
3.8. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ
КОММУТАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ
И СОЕДИНИТЕЛЕЙ
Аппаратура, построенная с использованием ЭРЭ, БИС, УФЭ,
требует применения различных соединителей и коммутационных
устройств. В связи с этим их развитие и совершенствование
является одной из важнейших задач. При переходе на ИС
(включая БИС) и УФЭ относительное количество соединителей
и коммутационных устройств уменьшается. Но в связи с общей
тенденцией усложнения аппаратуры их выпуск быстро увеличи-
вается: примерно, в 1,5—2 раза за каждые 5 лет. При этом
к ним предъявляется ряд дополнительных требований и в пер-
100
лую очередь уменьшение габаритов, массы и повышение на-
дежности. Поэтому следует ожидать значительного прогресса в
конструкциях и характеристиках коммутационных устройств п.
соединителей.
С точки зрения применения в РЭА коммутационные устрой-
ства и соединители можно разделить на три группы.
Устройства, которые не могут быть исключены из РЭА на
интегральных микросхемах. Это, в первую очередь, приборные
и приборно-кабельные соединители. Именно в них следует ожи-
дать наибольшего прогресса и совершенствования конструкций.
Хотя в ближайшее время будут преобладать, вероятно, контакт-
ные устройства, можно предположить, что начнется применение
оптронных соединителей. Определяется это в основном тем, что-
увеличивается удельный вес цифровых устройств в РЭА. При
этом цепи, по которым проходят цифровые сигналы, несущие
информацию, нечувствительны к нелинейным искажениям. По-
этому могут использоваться оптронные соединители, основное
ограничение которых связано с нелинейностью. Потери мощности
сигнала в таком соединителе могут быть легко скомпенсированы
включением усилителей. Соединители, в которых протекают не-
прерывные токи, отображающие информацию, а также токи
электропитания, в настоящее время и в будущем должны быть
основаны на принципах электрического контакта. В связи с воз-
растающими требованиями по количественному выпуску соеди-
нителей важно интенсивно продолжать работы по их совершен-
ствованию и по автоматизации их производства.
Устройства коммутации, управление которыми осуществляет
оператор (кнопки, тумблеры, переключатели и т. д.). Такие
устройства также сохранят свою функцию в РЭА, так как аппа-
ратура является человеко-машинной системой и обязательно ее
взаимодействие с оператором. К коммутационным устройствам
ручного управления предъявляются все более жесткие требова-
ния по надежности, удобству управления, массе, габаритам, стои-
мости. Большие возможности по усовершенствованию таких ком-
мутационных устройств дает применение бесконтактных испол-
нительных элементов, например кнопок, использующих оптопары
или магниторезисторы. Следует ожидать широкого применения
сенсорных устройств управления аппаратурой и связанных с ними
контактных устройств.
Устройства коммутации цепей внутри аппаратуры (реле). Как
уже отмечалось, значительные габариты, масса, стоимость реле,,
в том числе и герконовых, низкая надежность, особенно при
использовании обычных реле, позволяет считать, что в перспек-
тиве они будут в значительной мере заменены полупроводнико-
выми коммутационными устройствами и оптронами. Обусловли-
вается это тем, что цепи, подвергающиеся коммутации внутри
аппаратуры, часто являются цепями для передачи цифровых сиг-
налов, для которых, как это было показано выше, нелинейности
характеристик оптопар и полупроводниковых коммутационных
101
устройств не приводят к искажениям информации. Кроме того,
и в цепях с аналоговыми сигналами можно применять такие
оптопары, которые не вносят существенных нелинейных иска-
жений, а также МДП-коммутаторы. Используя транзисторные
и тиристорные оптопары, можно осуществлять коммутацию це-
пей, которые находятся под большим напряжением и по которым
протекают большие токи. Для цепей, требующих очень малого
контактного сопротивления в открытом состоянии (0,01 . ..
... 0,001 Ом) широко будут использоваться контактные комму-
тационные устройства.
Глава 4. КОНДЕНСАТОРЫ, КАТУШКИ
ИНДУКТИВНОСТИ, РЕЗИСТОРЫ
4.1.	ПРИМЕНЕНИЕ ДИСКРЕТНЫХ
КОНДЕНСАТОРОВ, РЕЗИСТОРОВ
И КАТУШЕК ИНДУКТИВНОСТИ В РЭА
В тот период, когда радиоэлектронная аппаратура строилась
на базе ламп и дискретных транзисторов, основными пассив-
ными элементами, с использованием которых формировались
блоки РЭА, обладающие различными свойствами и осуществляю-
щие сложные преобразования над сигналами, были дискретные
конденсаторы, катушки индуктивности, резисторы. В аппаратуре
их было примерно в 10 раз больше, чем активных элементов —
электровакуумных приборов и транзисторов. Другими словами,
по количеству они были основными элементами РЭА.
Выпуск конденсаторов и резисторов был сосредоточен на
специализированных предприятиях и осуществлялся в условиях
массового и крупносерийного производства. Эти элементы вы-
пускались с широкими диапазонами емкостей — от единиц пико-
фарад до сотен микрофарад и сопротивлений-—от единиц ом
до сотен мегоом, были рассчитаны на разные рабочие напряже-
ния, мощности и имели различные характеристики по стабиль-
ности и точности. Катушки индуктивности конструировались и
выпускались непосредственно на аппаратостроительных заводах
в основном для фильтров и контуров, где они применялись со-
вместно с конденсаторами. Стоимость этих элементов была
невысока.
Проблемы применения конденсаторов, катушек индуктивно-
сти и резисторов РЭА были связаны с их креплением, установ-
кой, электрическим соединением габаритами, стабильностью,
точностью и надежностью. Было создано и реализовано мно-
жество вариантов их герметизации и защиты от внешних воз-
102
действий. Если по электрическим параметрам они удовлетво-
ряли потребностям промышленности того времени, то трудоем-
кость производства аппаратуры, большая масса и низкая на-
дежность являлись существенными недостатками этих элементов,,
гак как их применение предусматривало значительное коли-
чество ручных сборочных операций. Усилия, направленные на
автоматизацию сборочных работ и использование бескорпусных.
элементов с последующей защитой от внешних воздействий сбо-
рочных единиц более высокого иерархического уровня, позволили
несколько снизить трудоемкость изготовления и массогабаритные
характеристики.
Как неоднократно подчеркивалось, революцию в элементной
базе и в конструировании РЭА вызвала микроэлектроника. По-
лупроводниковая электроника пошла по пути совместного фор-
мирования резистивных и активных элементов в одном кристал-
ле, а также емкостных элементов, но с существенным ограниче-
нием по емкости и сопротивлению, их стабильности и потерям.
Гибридные микросхемы позволили формировать пленочные ре-
зисторы, конденсаторы и катушки индуктивности в широком диа-
пазоне сопротивлений, емкостей и индуктивностей, что значи-
тельно уменьшило потребность в дискретных электрорадиоэле-
ментах (ЭРЭ). Однако анализ наиболее современных конструк-
ций РЭА на основе БИС и устройств функциональной электро-
ники показал, что в определенных условиях дискретные конден-
саторы, катушки индуктивности и резисторы необходимы в ап-
паратуре и не могут быть заменены. Из анализа производства
этих элементов известно, что количество выпускаемых резисто-
ров не уменьшается и по прогнозам сохранится на ближайшие
5—10 лет, а выпуск конденсаторов значительно возрастает: при-
мерно в 2—3 раза за каждые 5 лет. Особенно будет увеличи-
ваться выпуск микроконденсаторов, а также и электролитических
алюминиевых конденсаторов. Следует отметить также и качест-
венное развитие этих элементов. Их параметры и характери-
стики существенно улучшаются, повышаются стабильность, точ-
ность и надежность, уменьшаются масса, габариты и т. д. По
изложенным причинам конструктор РЭА и в будущем будет стал-
киваться с необходимостью применения дискретных конденса-
торов, катушек индуктивности и резисторов. Следовательно, он
должен иметь представление о свойствах и возможностях кон-
денсаторов и резисторов и обеспечивать их правильный выбор
в конструкциях РЭА, а в отношении катушек индуктивности —
уметь их конструировать.
Применять дискретные конденсаторы, катушки индуктивности
и резисторы необходимо в следующих случаях:
1)	при создании конденсаторов большой емкости, более
1000 пФ, что важно для цепей и фильтров питания;
2)	при использовании конденсаторов и резисторов с высокой
точностью, стабильностью параметров и малыми потерями, что
необходимо для фильтров, контуров, а также усилителей, гене-
103
раторов сигналов специальной формы и фильтров, построенных
на операционных усилителях, когда основные их свойства опре-
деляются качеством дискретных конденсаторов и резисторов (важ-
ная роль конденсаторов и резисторов и требования к их пара-
метрам в электрических и активных RC-фильтрах будут рас-
смотрены в гл. 5);
3)	при использовании конденсаторов переменной емкости с
механическим и электрическим управлением емкости;
4)	при применении резисторов на большие мощности, более
0,1 .. . 0,25 Вт;
5)	при создании электрических фильтров с фиксированной
настройкой и электрических линий задержки, когда требуются
малогабаритные катушки индуктивности в широком интервале
значений индуктивности и при высоких требованиях к потерям
(добротности) и стабильности;
6)	при создании электрических высокочастотных перестраи-
ваемых контуров, где требуются катушки индуктивности в ши-
роком интервале значений индуктивности и с высокими требо-
ваниями к стабильности;
7)	при создании высокочастотных дросселей.
4.2.	КОНДЕНСАТОРЫ
Классификация, схема замещения. Основные и паразитные па-
раметры. Для удобства изучения и описания свойств конденсато-
ров необходимо их классифицировать. Это делают по несколь-
ким признакам.
> По характеру изменения емкости различают конденсаторы
! постоянной и переменной емкости, когда емкость должна суще-
ственно изменяться в процессе функционирования РЭА. Разли-
чают конденсаторы с механически и электрически управляемой
емкостью. Существуют также подстроечные конденсаторы, у ко-
торых емкость изменяется при регулировке аппаратуры, и спе-
циальные, у которых емкость изменяется по определенному за-
кону при действии различных внешних воздействий (температуры,
механических усилий и т. д.).
В зависимости от материала диэлектрика различают вакуум-
ные, воздушные, с твердым неорганическим диэлектриком (слю-
дяные, керамические, стеклокерамические, стеклоэмалевые, пле-
ночные), с твердым органическим диэлектриком (бумажные,
металлобумажные) и электролитические (танталовые, алюминие-
вые) конденсаторы.
Конденсаторы классифицируют также по рабочему напря-
жению, начальным отклонениям емкости, стабильности, иногда—
по геометрической конфигурации (цилиндрические, трубчатые,
дисковые и др.) и методу крепления.
, Основными электрическими параметрами конденсатора явля-
ется емкость С и рабочее напряжение Up. Конденсатор как за-
конченное устройство обладает рядом паразитных параметров.
104
Рис. 4.1
гс,ом
Рис. 4.2
К числу их следует отнести индуктивность £с, сопротивление изо-
ляции /?Из, сопротивление потерь Дп, емкость между выводами
конденсатора и корпусом С3. Для переменных конденсаторов
основными параметрами являются также пределы изменения ем-
кости (ее минимальное и максимальное значения), закон ее
изменения в зависимости от угла поворота ротора для конден-
саторов с механически управляемой емкостью и в зависимости
от напряжения для конденсаторов с электрически управляемой
емкостью.
Схема замещения конденсатора, учитывающая основные и па-
разитные параметры, дана на рис. 4.1. Паразитная индуктивность
конденсатора Lc определяется конструкцией, размерами обкла-|
док и ограничивает их применение на высокой частоте.	I
Сопротивление потерь Дп определяется тем, что под дей- j
ствием переменного поля происходит изменение состояния (по-
ляризация) диэлектрика, на которое затрачивается мощность.
Это сопротивление зависит от частоты. Для количественной
оценки потерь пользуются понятием тангенса угла потерь:
tg б=/?псоС,	(4.1)
где и — частота; С — емкость конденсатора.
В некоторых случаях для характеристики потерь удобнее
пользоваться понятием добротности конденсатора:
Qc=l/tg6=l//?nCoC.	(4.2)
Сопротивление изоляции Диз обусловлено наличием свобод- 'i
пых электронов в диэлектрике и зависит от температуры. Если
к конденсатору приложено постоянное напряжение, то ток через
пего определяется этим сопротивлением.
Во многих случаях эффективность применения конденсатора,. f
например в качестве шунтирующего или фильтрующего элемента,
определяется не только емкостью, но и сопротивлением 7?п, и ин-
дуктивностью Lc- Это особенно существенно при работе на вы- ;
соких частотах, когда 1/иС становится соизмеримой или мень- I
ше, чем (лЬс и Дп.
Поскольку и Дп, и Lc определяются конструкцией конден-
сатора и материалом диэлектрика, то уменьшение их вызывает
много трудностей. Поэтому высшая частота, на которой эффек- 1
тивно могут работать конденсаторы, оказывается ограниченной. *
Для иллюстрации того, каким образом изменяются свойства кон-
• 105
Таблица 4.1
Класс	0,01	0,02	0,05	00	0	I	П	III	IV	V	VI
До- пуск, °/<>	±0,1	±0,2	±0,5	±1	±2	±5	±10	±20	— 10... ±20	—20... +30	—20... +50
денсатора в широком диапазоне частот, на рис. 4.2 показаны
зависимости изменения модуля полного сопротивления конден-
саторов zc от частоты для керамических конденсаторов емкостью
'0,1 мкФ при напряжении 50 В с радиальными выводами (кри-
вая /) и многослойного монолитного (кривая 2). Для этих
конденсаторов индуктивность равна 10 и 6 нГн и сопротивление
/?из составляет 500 и 100 МОм соответственно.
Аналогичные зависимости можно построить и для электроли-
тических конденсаторов. Например, для алюминиевого электро-
литического конденсатора емкостью 105 мкФ сопротивление jRa=
= 1 МОм и индуктивность Ас—1 нГн. При этом на частоте
1,2 кГц полное сопротивление имеет активный характер, а на
частотах выше 40 кГц — индуктивный.
? Большое значение имеют такие параметры конденсаторов как
( точность и стабильность при наличии внешних воздействий. По
;точности или отклонению емкости от номинального значения кон-
денсаторы разделяются на классы (табл. 4.1).
Стабильность конденсаторов определяется материалом ди-
4 электрика и конструкцией. Каждому типу конденсаторов свой-
ч «ственна определенная средняя стабильность. Однако в некото-
! рых типах конденсаторов, например с керамическим диэлектри-
ком, имеется возможность управлять стабильностью при дейст-
вии температуры. Тогда конденсаторы классифицируются также
по ТКЕ, который определяется выражением
dC 1
ctr —-----f—
с dT с от
где Сог— значение емкости при номинальной температуре; Т—•
-температура.
Керамические конденсаторы разделяются на 16. групп по ТКЕ,
' имеющим значения от (—2200±|оо)- Ю-6 до (+120±30) • 10-6. При-
ведем примеры обозначения групп по ТКЕ: П120 [+ (120±30)Х
ХЮ-6]; МЗЗ [— (33±30) -10-6]; МПО [(0±30) - IO-6]; Н20 не
нормируется ТКЕ (цифра 20 обозначает отклонение емкости
±20% в интервале температур от —60 до +20оС).
Стабильность конденсаторов во времени характеризуется ко-
эффициентом старения
1 at с0
(4.3)
(4.4)
106
Рис, 4.3
где t — время; Со — значение емкости непосредственно после из-
готовления.
Часто стабильность конденсаторов в зависимости от времени
характеризуется граничными значениями емкости. Параметры
конденсаторов из-за больших отклонений свойств диэлектриков
как в начальный момент, так и во времени являются случай-
ными величинами, и их следует описывать вероятностными ха-
рактеристиками.
На рис. 4.3 показано изменение плотности распределения
емкости W(Ci,Cot) для бумажного конденсатора большой емко-
сти, изготавливаемого под определенный номинал значения
емкости С07-.'Для бумажного конденсатора числовые характери-
стики ТКЕ равны т(ас) = 1 ... 3-10 3 и £>1/2(ас) = (0,5 ... 1)Х
ХЮ-3.
Оценка отклонений емкости по границам допусков не дает
полного представления о характере отклонения. Используя ме-
тоды отбора, казалось, можно было бы получить емкости с
малыми отклонениями от номинала, например с отклонением
±2% и меньше. Однако в большинстве случаев для конденса-
торов это не практикуется, так как при длительном функцио-
нировании и наличии дестабилизирующих факторов происходит
значительное отклонение емкости и такой отбор не имеет смысла.
При длительном функционировании и изменении темпера-
туры изменяются также tg б и Лиз- С повышением температуры
от +20 до +60 °C сопротивление /?из изменяется в 10 раз и
более. Температурный коэффициент сопротивления изоляции так-
же является величиной случайной, изменение плотности рас-
пределения W (атгиз) для стеклоэмалевых конденсаторов типа
КС иллюстрируется рис. 4.4.
Важными конструктивными особенностями и параметрами
конструкции конденсаторов являются также: габариты, масса
(возможность их уменьшения определяется достижимой удель-
ной емкостью); способность нормально функционировать при ме-
ханических воздействиях; интервал рабочих температур; метод
крепления; частота механического резонанса при использовании
для крепления выводов (определяется расстоянием от места
пайки до тела конденсатора, допустимым минимальным рас-
стоянием от тела конденсатора до точки, где допускается изгиб
107
выводов); способ влагозащиты и конструкция дополнительной
герметизации; надежность и способность к длительному функ-
ционированию при наличии внешних воздействий.
Параметры конденсаторов приводятся в ТУ и ГОСТах. Вы-
•бор типа конденсатора в каждом конкретном случае должен
•осуществляться с учетом как его электрических параметров, так
и конструктивных особенностей и стоимости.
Физические процессы, происходящие при длительном функцио-
нировании конденсаторов. Основными факторами, определяющими
изменение параметров конденсаторов, а также их отказы, яв-
ляются электрический режим, температура, влажность и время
работы.
> При длительном функционировании может происходить из-
менение основных параметров, непосредственно влияющих на
: работу РЭА: емкости, сопротивления, изоляции, тангенса угла
потерь. Однако во многих случаях изменение в широких пре-
делах некоторых параметров конденсаторов не нарушает нор-
мального функционирования РЭА. При этом основное значение
имеют скачкообразные, внезапные изменения их свойств, при-
, водящие к нарушению работоспособности или отказу. Обычно
I отказ возникает в результате пробоя конденсатора или при на-
 -рушении контакта.
{Пробой и нарушение контакта («обрыв») являются резуль-
татом накапливающихся необратимых изменений в диэлектрике
:и выводных контактах под влиянием внешних воздействий и
электрического режима. При этом определяющую роль играет
напряжение. При напряжении пробоя Unp конденсатор выходит
из строя в течение нескольких секунд. Испытательное напря-
жение [/ис конденсатор должен выдерживать в течение неболь-
шого промежутка времени (от 2 ... 5 с до 1 мин). Продолжи-
тельность испытаний оговаривается в ГОСТе и ТУ.
При номинальном рабочем напряжении t7p.HoM конденсатор
должен работать длительное время (до 5 000 ... 20 000 ч); оно
указывается в ТУ. Обычно стремятся использовать конденсатор
в аппаратуре при рабочем напряжении f/p.cx, которое меньше
номинального, но при этом габариты и масса конденсатора
•будут тем больше, чем меньше Up.cx относительно [7Р.Иом. Пробой
диэлектрика может быть обусловлен различными процессами.
В твердом диэлектрике различают электрический, ионизацион-
[ :ный, тепловой и электрохимический пробой.
( Электрический пробой возникает при кратковременном при-
' ложении высокого напряжения, когда свободные электроны,
' имеющиеся в диэлектрике, приобретают большие скорости и
число их лавинообразно растет. Напряжение пробоя зависит
ют температуры. В реальных условиях у конденсатора и рабочее,
и испытательное напряжения значительно ниже пробивного. По-
этому электрический пробой диэлектрика не относится к основ-
ным факторам, которые определяют его долговечность.
Ионизационный пробой происходит из-за наличия остаточных
Й08
воздушных включений в порах ди-
электрика или в прослойках между
диэлектриком и обкладками. Напря-
женность электрического поля в них
даже при небольших напряжениях
может стать достаточной для иониза-
ции. Пробой в воздушных включениях вызыват разрушение твер-
дого вещества диэлектрика, что приводит к образованию в ди-
электрике областей с ухудшенными свойствами.
В этой связи очевидна важность выбора режима по напря-
жению и материалов, используемых для пропитки конденсато-
ров, которые должны исключать не только доступ влаги к ди-
электрику, но и воздушные включения. Для примера на рис. 4.5
даны зависимости напряженности поля Еит от толщины проклад-
ки d, при которой наблюдается развитие ионизационных про-
цессов в конденсаторах с вакуумной пропиткой (кривая 7) и
пропиткой без вакуума (кривая 2).
Тепловой пробой наблюдается только при длительном дей-\
•ствии электрического напряжения и связан с процессами вы-
деления тепла в результате прохождения токов проводимости
и потерь. Эти процессы протекают одновременно с процессами
охлаждения, обусловленными теплопроводностью диэлектрика и
окружающих его элементов конструкции. Из-за неоднородности
диэлектрика в отдельных его областях может возникнуть по-
вышенный перегрев. В связи с этим происходит постепенное,
но более быстрое, чем в других областях диэлектрика, ухуд-
шение его диэлектрических свойств, что приводит к уменьшению
напряжения пробоя, тем более значительному, чем выше окру-
жающая температура и рабочее напряжение, больше перемен-
ная составляющая напряжения и частота.	.
Электрохимический пробой определяется электрохимическими \
процессами в диэлектрике при действии постоянного напряжения
и повышенной температуры. Появившиеся в результате проте-
кания ионного тока в диэлектрике ионы могут вступать во
взаимодействие материалом обкладок, а ионы металлов, накап-
ливаясь на обкладках, образуют проводящие нити в толще ди-
электрика. Для исключения электрохимических процессов сле-
дует правильно выбирать материалы обкладок, диэлектрика
.и пропиток.
109
Е=50кй1мм	„J	j
I Г~* I I I I I I I___________________________________
V c. 200~ W №0	S0°	1000	1200	1000	4
tmin	(j'i
n^/n, "Io
E=57,5 кВ/MM
100 W 600	800' WOO non 7400	f,4'
2)
Рис. 4.7
В связи с тем, что напряжение пробоя зависит от многих
факторов, оно является случайной величиной и имеет большие
отклонения как сразу после изготовления, так и после длитель-
ной работы. При заданном напряжении время работы до про-
боя может быть оценено вероятностью. Для примера на рис. 4.6
приведены вероятности пробоя Рп? в зависимости от времени
для бумажных конденсаторов с одинаковой толщиной диэлектри-
ка, пропитанных вазелином (кривая 1) и касторовым маслом
(кривая 2), при температуре 100 °C и напряжении 800 В.
На рис. 4.7,а—г приведены зависимости от времени старения
отношения суммарного числа пробитых образцов к общему
НО
\
\
числу 'п испытуемых образцов бумажного конденсатора, вхо-
дящих b данную группу при температуре 70°C и различных
напряженностях поля в диэлектрике.
Так как процессы при старении конденсаторов носят необра-
тимый характер, то описание свойств конденсаторов при дли-
тельном функционировании, как и всех нагруженных элемен-
тов, должно осуществляться с использованием теории старения.
Использование ^-характеристик может иметь ограниченное зна-
чение.
Конденсаторы постоянной емкости. Основные характеристики конденсаторов
определяются следующими элементами конструкции: диэлектрическими проклад-
ками в виде воздушного промежутка, пленки или ленты; проводящими обклад-
ками, на которых накапливается заряд; элементами соединения обкладок и про-
кладок; выводами и элементами их соединения с обкладками: элементами,
обеспечивающими защиту от влаги; элементами механического соединения
диэлектрических прокладок, обкладок, выводов и элементов влагозащиты; эле-
ментами, обеспечивающими крепление в аппаратуре.
В керамических, конденсаторах в качестве диэлектрика используется керами-
ка. Известно, что керамические материалы обладают разными диэлектрическими
проницаемостями и стабильностями, т. е. отличающимися температурными ко-
эффициентами диэлектрической проницаемости. Как правило, увеличение диэлек-
трической проницаемости сопровождается ухудшением стабильности, поэтому
в керамических конденсаторах разной емкости используются материалы с раз-
ными температурными коэффициентами.
Диэлектрическая прокладка в керамических конденсаторах не только опре-
деляет электрические свойства конденсатора, но и, будучи механически доста-
точно прочной, является их конструкторско-механической основой. Поэтому це-
лесообразно, чтобы обкладки были непосредственно связаны с керамикой, напри-
мер, в виде проводящих пленок на керамическом основании. Соединение обкла-
док с выводами иногда производится с помощью дополнительных механических
креплений, что важно, когда выводы используются для крепления конденсатора
в аппаратуре.
Важнейшим вопросом, который должен быть решен при конструировании
конденсаторов, является защита от действия влаги. Как известно, многие кера-
мические материалы обладают высокой влагостойкостью (т. е. их свойства мало
изменяются при длительном действии влаги) и поэтому находят широкое при-
менение в конденсаторах. Благодаря хорошему сцеплению обкладок с керамиче-
ской прокладкой практически отсутствует проникновение влаги в промежутки
Таблица 4.3
Пределы номинальных емкостей, пФ, для групп по ТКЕ			Допустимая реактивная мощность, ВАр	Габаритные размеры, мм			Масса,
пзз	М47	М75		L	в	А	
2,2...820	2,2...1000	10...1500	5	6,6	4,5	2,5	0,5
910...1500	1100...1800	1600...2000	20	8,2	4,5	5	0,8
1600.-.3000	2000...3600	2200...3800	30	8,2	6,6	5	1
111
между ними. Поэтому для влагозащиты керамического конденсатора принимают
сравнительно простые меры. В большинстве случаев какими-либо технологиче-
скими методами на поверхность собранного конденсатора осаждают или наносят
пленку из материала с хорошими изоляционными свойствами и малой гигроско-
пичностью. В результате удается гарантировать работу конденсаторов при влаж-
ности до 98 ... 100 % при температуре до 4~150сС.
За последние годы получили широкое распространение монолитные много-
слойные керамические конденсаторы, в том числе в аппаратуре на ИС. Такие
! конденсаторы называются бескорпусными. Для использования совместно с ИС
; они могут выпускаться без проволочных выводов в виде таблеточной конструк-
ции. Выпускаются конденсаторы, специально предназначенные для гибридных
интегральных микросхем. Обычно это керамические конденсаторы, которые уста-
навливаются в микросхему. Корпус конденсатора крепится к плате путем при-
клейки или пайки непосредственно к контактным площадкам платы (подложки).
Например, применяются конденсаторы типа КЮ-9 (рис. 4.8) в двух вариантах
исполнения: для луженых и нелуженых контактных поверхностей. Размеры и
некоторые параметры этих конденсаторов даны в табл. 4.2 [2, 31, 35].
Перспективными являются конденсаторы типа КЮ-17, один из вариантов
конструкции которых показан на рис. 4.9. Характеристики конденсаторов дан-
Таблица 4.2
Номиналы емкостей, пФ для групп по ТКЕ
пзз М47	М75	М750	Ml 500	Н20 МЗО	Н90
130...200 27...39	300...430 68...91	510...750 91...150	1100...1500 270...390	0,015 мкФ 3300	0,047 мкФ 0,015 мкФ
Примечание. Конденсаторы этих типов выпускаются с отклонениями ±5; ±10; ±20%
для групп Н90.____________________________________
112
иого типа приведены в табл. 4.3. В настоящее время выпускаются блоки конден-
саторов Б18, где в одном корпусе может быть размещено до четырех конденса-
торов [2, 31, 35].
В электролитических конденсаторах в качестве диэлектрической прокладки?
используется тонкий слой оксидной пленки с высокими изоляционными свойства-
ми. Пленки некоторых металлов, например алюминия, тантала, обладают необхо-!
^димыми диэлектрическими свойствами для использования их в конденсаторах. ‘
:	Основное преимущество электролитических конденсаторов состоит в возмож-
1 ности получения больших емкостей при малых габаритах. Это объясняется тем,
что изоляционная диэлектрическая прокладка в них может быть сделана очеиь-
малой толщины, недостижимой при изготовлении бумажной ленты, полистироль-
ной пленки, керамики и т. п. Механической нагрузки эта прокладка не несет,
так как создается непосредственно на металле и прочно с ним сцеплена.
В настоящее время разработаны и выпускаются много новых типов кон-
струкций электролитических конденсаторов. В качестве примера на рис. 4.10 дан-
чертеж танталового конденсатора типа К53-22, изготавливаемого на емкости
3,3 ... 33 мкФ, напряжения 3 ... 50 В. Конденсаторы работают при темпера-
туре -]-60 ... —155°С в течение 20 000 ч, масса конденсатора 0,5 ... 1,5 г.
Танталовый конденсатор типа К53-30 (рис. 4.11) имеет номинальную емкость-
0,15 ... 1,5 мкФ, рабочее напряжение 1,6 ... 32 В. Масса его не более 0,2 г.
Оксидный алюминиевый конденсатор К50-6 (рис. 4.12) рассчитан на напря-
жения 6,3 ... 160 В. Конденсаторы изготавливаются как полярные, так и непо-
лярные, их номинальная емкость 1 ... 1000 мкФ, масса 0,6 ... 25 г [31].
Конденсаторы переменной емкости. В РЭА часто необходимо подстраивать-
емкость в процессе регулировки. Для этого существуют подстроечные конденса-
торы. Они имеют механическое управление, устанавливаются на печатные платы-
	Размеры, мм					Масса, г, не более	Обозначение видоразмера
	L	В	•^ijiax	в*	•^Imax		
	2.5t?:20	е [- + 0,2 5,5—о,7	1,4	к к+1,5 Q}6	2	0,5	14
	п+ 0,2 2-1,0	п+0,2 z—0,2	1,4	п+0,7 —-0,1	2	0,2	11
для групп ПЗЗ, М47, М75,
М750, М1500; от +50 до
—20% для групп НЗО; от +80 до —20%.
8—6459
и®
Рис. 4.11
IS**	13t0'5 ...45±0’i
Рис. 4.12
•и должны согласовываться по габаритам и массе с ИС. В подстроечных (полу-
переменных) керамических конденсаторах в качестве диэлектрика используется
керамика, из которой изготавливается статор и ротор. Обкладки в виде метал-
лической пленки частично покрывают ротор и статор. Поэтому поворот ротора
относительно статора приводит к изменению активной площади обкладок и
емкости.
Конструкция подстроечного конденсатора намного сложнее, чем постоянного.
Наличие механических элементов и скользящего контакта приводит к значитель-
ному изменению свойств конденсатора, понижению его надежности при работе
в условиях внешних воздействий. На рис. 4.13 для примера дан чертеж под-
строечного конденсатора типа КТ4-22, имеющего следующие электрические па-
раметры: минимальная емкость 1 ... 4 пФ, максимальная 5 ... 20 пФ, ТКЕ
в интервале температур -{-20 ... -|~85°С равен—(75+75)-10-6 1/°С. При изме-
нении температуры до —60°С изменение емкости не должно превышать
+ (0,02С-1 0,05) пф, где С — номинальная емкость.
114
Рис. 4.15
Рис. 4.14
Для перестройки контуров в РЭА применяются конденсаторы переменною
емкости. Их емкость изменяется в процессе функционирования РЭА. В кондею
саторах переменной емкости могут быть использованы воздушные зазоры. Кон-
денсаторы с воздушными зазорами обладают высокой стабильностью и неболь.
шими потерями, ио при той же емкости, которая необходима для контуров на-
стройки, имеют большие габариты и представаляют сложную механическую»
конструкцию. Поэтому для малогабаритной РЭА они применяются ограниченно..
В некоторых типах конденсаторов емкость зависит от при-
ложенного напряжения, что является паразитным эффектом.
Однако иногда требуется, чтобы емкость конденсаторов воз-
можно больше изменялась при изменении приложенного напря»
жения. При этом конденсатор может выполнять функции нели-
нейного реактивного сопротивления для изменения формы или
генерирования специальной формы напряжения. Этот эффект
можно также использовать для настройки цепей, содержащих
емкости, если изменять постоянное напряжение, приложенное'
к конденсатору, при условии, что переменное напряжение на
нем намного меньше постоянного.
Напомним, что емкость конденсатора пропорциональна пло-
щади обкладок, диэлектрической проницаемости прокладки и
обратно пропорциональна расстоянию между обкладками. Элек-
трическими методами емкость можно изменять, меняя либо ди-
электрическую проницаемость, либо расстояние между обклад-
ками. Существуют материалы, диэлектрическая проницаемость-
которых существенно зависит от напряженности электрического
поля. Это сегнетоэлектрики или сегнетокерамика. Для примера
на рис. 4.14 показаны зависимости диэлектрической проницае-
мости от напряженности поля для материалов ВК2 и ВК5. Кон-
денсаторы на основе этих материалов называют варикондами,
их конструкция аналогична конструкции керамических дисковых
конденсаторов. Диаметр диска изменяется от 2 до 25 мм, мак-
симальная емкость — от 650 пФ до 0,095 мкФ.
8*	115.
-tg?
.0,02 -
।—т	___
° ЦО 60 80 100 Т,°С
Рис. 4.16
Изменять емкость
Хотя емкость варикондов можёт изме-
няться в значительных пределах (пример-
но в 2—5 раз), они не получили приме-
нения как элементы настройки, так как
имеют низкую стабильность емкости. На
рис. 4.15 приведена зависимость е, а на
рис. 4.16 tg б от температуры для вари-
конда типа ВК-2 при напряженности
поля 5 В/мм и частоте 1000 Гц.
путем воздействия на расстояние между
•обкладками конденсатора электрическим методом можно в кон-
денсаторах на основе р-п перехода. При изменении запирающего
напряжения U3 изменяется ширина р-п перехода d в соответ-
ствии с выражением
d = 0,8 ]Л73 + 0,83.
При этом
С = 128S/]/773-j-0,83,
(4.5)
(4-6)
тде S — площадь перехода.
Конденсаторы такого вида называются варикапами. При кон-
струировании варикапов основная трудность состоит в том, что-
бы найти материалы и режимы работы р-п перехода, при ко-
торых они имели бы высокую добротность Qc (или малый tg б) и
высокую стабильность емкости ас при изменении температуры.
У серийно выпускаемых варикапов получены значения ас—
= (100 ... 200)-IO6 1/°С и Q=50 ... 100. Добротность вари-
капов существенно зависит от частоты и температуры. Зависи-
мости математических ожиданий добротности даны на рис. 4.17.
Конструкция варикапов аналогична конструкции диодов. Для
•примера на рис. 4.18 показан варикап в бескорпусном оформле-
нии в разрезе (7 — кристалл; 2 — смола ФНРК-400; 3 — каучук
КЛТ-30; 4 — контакт с выводом). Емкость варикапов при номи-
нальном напряжении 4 В составляет 30 ... 40 пФ и уменьшается
при максимальном напряжении 40 . . . 80 В в 3—4 раза. Благо-
даря малым размерам, высокой добротности, стабильности и зна-
чительному изменению емкости при изменении постоянного на-
пряжения варикапы нашли широкое применение в аппаратуре
для настройки контуров и фильтров как элементы управления
частотой генераторов и т. п. Они могут быть использованы для
тех же целей, что и вариконды.
Конденсаторы с электрически управляемыми емкостями имеют
Значительно более высокую удельную емкость, чем конденса-
торы с воздушным диэлектриком, и в них нет механически пе-
ремещаемых деталей. Поэтому они являются перспективными
элементами для настройки и перестройки.
Й16
Л
Применение конденсаторов постоянной и переменной емкости
при конструировании РЭА и перспективы их развития. Требования [
к конденсаторам при их выборе для РЭА существенно зависят
от тех функций, которые они выполняют. Наиболее широко кон- ’
денсаторы применяются для фильтрации в цепях питания, т. е.
для уменьшения связи цепей через источник питания, уменьшения
помех, проникающих в аппаратуру по цепям питания, и умень-
шения пульсаций напряжения питания.
Для обеспечения фильтрации в цепях питания конденсаторы
используют вместе с резисторами и катушками индуктивности.
Простейшим фильтром нижних частот является /?С-цепочка. Улуч-
шить характеристики фильтра можно увеличением номиналов ре-
зисторов практически без изменения их массы и габаритов. Од-
нако это можно сделать только в определенных пределах, так
как значения сопротивлений часто ограничиваются режимом по
постоянному току, тогда необходимое фильтрующее действие до-
стигается в результате увеличения емкости. При этом основное;
требование к конденсаторам сводится к получению возможно)
большей емкости при обеспечении заданного рабочего напряже-;
ния. Требования к стабильности и потерям в этом случае невы-
сокие, но необходимо, чтобы в области частот, где нужна филь-
трация, конденсатор обладал малым реактивным сопротивлением.
Для этих целей широко используются бумажные, керамические
и электролитические конденсаторы.
Конденсаторы нашли также ;
широкое применение в радиоча- i
стотных фильтрах как активных
(RC) —см. гл. 5, так и пассив-
ных (ТС). Для достижения ос-
новных требований—высокой ста-
бильности и малых потерь исполь-
.зуются стабильные керамиче-
117
Алюминиевые электролитические
Танталовые
Многослойные керамические
Керамические дисковые а слюдлные
—,-----1—_______I________I_______I__I
10 п 10 9	10 6 ЮТ3 1 С,ф
^^№тшше(Гж электролитические
Танталовые
Керамические
  ШММ1  в  
Пленочные
Слюдяные
ввв ммавввв
-----1_____I_____1	।	।
? Юг ю9 10s Vs f, Гц
Рис. 4.19
Рис. 4.20
ские, а также слюдяные и стеклоэмалевые конденсаторы.
Общие свойства конденсаторов, которые следует учитывать
при их выборе, иллюстрируются рис. 4.19, 4.20. На рис. 4.19
приведены значения емкостей в зависимости от типа конден-
сатора. На рис. 4.20 показаны области частот, в которых ис-
пользуются конденсаторы разных типов [2].
Широкое применение ИС изменило роль дискретных конден-
саторов постоянной емкости. Действительно, многие конденсато-
ры, наличие которых определяется схемой, могут быть изготов-
лены в гибридных и полупроводниковых ИС. Однако гибридные
и полупроводниковые ИС реализуют ограниченные значения ем-
кости: 10 000 пФ для гибридных ИС, 400 пФ для полупроводни-
ковых ИС.
В настоящее время изменились требования и конструкции
конденсаторов и особенно важной стала проблема их миниатю-
ризации. Широкое применение получили бескорпусные миниа-
 тюрные конденсаторы, например монолитные (многослойные) ке-
рамические конденсаторы, имеющие емкость до 10 мкФ, и элек-
тролитические (оксидно-полупроводниковые, танталовые, алюми-
ниевые), имеющие емкость более 10 мкФ.
') Дальнейшее совершенствование монолитных конденсаторов свя-
‘ зано с уменьшением габаритов и увеличением емкостей, а элек-
тролитических— с повышением рабочих частот.
Подстроечные конденсаторы и конденсаторы переменной ем-
кости (с электрически управляемой емкостью) будут применять-
ся и в перспективной аппаратуре на ИС, так как пока они не
реализуются методами микроэлектроники. Их конструкции стали
более совершенными. Например, выпускаются подстроечные ке-
рамические конденсаторы диаметром 5 мм и высотой 2 мм, обес-
печивающие регулировку емкости в пределах 0,5 ... 40 пФ.
Следует ожидать значительного развития и совершенствова-
ния методов разработки и контроля, оценки качества и надеж-
ности конденсаторов. На всех этапах разработки, производства
и использования конденсаторов большие возможности открывает
118
применение ЭВМ. Совершенствованию технологии и изучению
свойств конденсаторов может способствовать использование ме-
тодов планирования эксперимента, которые подробно изложены
в специальной литературе. Значительное улучшение качества и
надежности конденсаторов будет достигнуто в результате исполь-
зования методов индивидуального прогнозирования качества.
4.3. КАТУШКИ ИНДУКТИВНОСТИ
Природа индуктивности и классификация катушек индуктив-
ности. Для создания катушек индуктивности используется эффект
взаимодействия магнитного поля и переменного тока. Коэффи-
циент пропорциональности между переменным напряжением и
током с учетом частоты и имеет смысл реактивного сопротив-
ления jtoL, где L — коэффициент пропорциональности. Для уве-
личения индуктивности провод, по которому протекает ток, на-
матывают в виде катушки. При этом добавляется взаимная
индуктивность между витками и индуктивное сопротивление, т. е.
.значение L увеличивается. Индуктивность является основным па-
раметром катушки.
Катушки используются в РЭА как дроссели для перерас-
пределения переменного тока по цепям и создания индуктивной •
связи между цепями. При их использовании вместе с конденсато-
рами образуются колебательные контуры, входящие в состав
фильтров и генераторов высокочастотных колебаний. Следует
подчеркнуть, что под катушками индуктивности будем понимать
те индуктивные элементы, которые работают в диапазоне радио-
частот примерно от 100 кГц и выше.
Для классификации радиочастотных индуктивных элементов
можно использовать разные признаки: наличие или отсутствие
сердечника, характер намотки — однослойная (с шагом или без
шага) или многослойная (рядовая, универсальная, внавал), ра-
бочую частоту, количество обмоток, наличие или отсутствие кар-
каса, наличие или отсутствие экрана и т. д.
Схема замещения, основные и паразитные параметры. В ка-
тушке индуктивности помимо основного эффекта — индуктивно-
сти— наблюдаются и паразитные. Схема замещения (рис. 4.21)
катушки отображает ее основные свойства и содержит не только
основной параметр, индуктивность L, но и ряд дополнительных:
индуктивность выводов (учтены в L); собственную емкость,
обусловленную наличием обмот- (
ки, выводов, сердечника и экрана I с	0
CL; сопротивление, отображаю-
щее потери в емкости Rc; сопро- .	Q
тивление, зависящее от потерь в	-----L_1-----1|—
катушке RL.	Ряс 4-2i
119
Индуктивность катушки, мкГн, может быть рассчитана пса
формулам	I
j Й=ДГД1(1Л	(4.7)
Для однослойной катушки L0=f(l»/D), где ZH— длина намотки,
см; Dcp=DK-}~d — средний диаметр витка, см; DK — диаметр кар-
каса; d— диаметр провода; W— количество витков.
Для многослойной катушки
Lq—f (Zh/Дср) и Lg=f (&/DOc),	(4.8)
где D — наружный диаметр катушки, см; Дор — средний диаметр
катушки, см; Ъ — глубина намотки, см.
 Важным параметром катушки при ее применении в колеба-
тельных контурах является добротность, характеризующая отно-
сительный уровень активных потерь в ее обмотке, собственной
емкости, сердечнике и экране:
Q=®L//?x,.	(4.9)
Свойства катушки при изменении температуры описываются
температурным коэффициентом индуктивности аь, который опре-
деляется выражением
dL 1
а, =-------
dT L0T
Индуктивность при температуре Т определяется выражением
L(T)=L0T [1+^(7-То)],	(4.11)
где Т — температура; L0T — индуктивность при номинальной тем-
пературе; То — номинальная температура.
Изменение параметров во времени (старение) характеризует-
ся коэффициентом старения
fr = (dL/dt)(l/L0),	(4.12)
где t — время; Д— индуктивность непосредственно после изготов-
ления катушки.
Индуктивность после длительной работы может
делена из выражения
L(t) =Ао(1+1М-
Большое значение имеют также конструкторские
' надежность, габариты, масса, диапазон температур,
кость, устойчивость против механических воздействий,
технологичность катушки, возможность ее изготовления
пользованием высокопроизводительных методов, стоимость,
гласованность ее конструкции с ИС и возможность изготовле-
ния катушек методами микроэлектроники [2, 34]. Конструкция
и параметры катушки существенно зависят от использования
в ней сердечника с высокой магнитной проницаемостью.
120
(4.10)
быть опре-
(4.13)
параметры:
влагостой-
а также
с ис-
со-
Стабильность катушек без сердечника.
При применении катушек в контурах большое
. значение имеет стабильность индуктивности.
Наиболее высокой стабильностью обладают
однослойные катушки без сердечников. Рас-
смотрим, чем она определяется.
। Из (4.7) следует, что стабильность индук-
тивности однослойной катушки зависит от
изменения диаметра каркаса при воздействии
температуры. Однако при оценке температур-
ной стабильности катушки необходимо учиты-
вать также то, что в высокочастотных катуш-
ках в результате поверхностного эффекта ток
протекает не по всему сечению провода, а по
той части, которая примыкает к каркасу. При этом среднее значе-
ние толщины слоя проводника, активно используемого током и
определяющего эффективный диаметр Дэф, по которому циркули-
рует ток в витках катушки, зависит от частоты тока, размеров ка-
тушки и диаметра провода. Положим, что толщина слоя, ис-
пользуемая током, будет взята такой же, как толщина поверх-
ностного (скин-)слоя в проводе

(4.14)
где р=10—6 Ом-м — удельное сопротивление; / — частота, МГц;
хЭф — глубина, на которой ток падает до 0,37 его значения на
поверхности проводника, мм.
Эффективный диаметр витка
Ээф яз/ЛгУ 2л'эф.	(4.15)
На рис. 4.22 показана конструкция высокочастотной катушки
(1 — каркас из материала с малым температурным коэффици-
ентом линейного расширения; 2—виток). Виток прочно связан
с каркасом, и изменение его внутреннего диаметра определяется
только диаметром каркаса.
Удельное сопротивление проводника значительно изменяется
при изменении температуры. Например, температурный коэффи-
циент удельного сопротивления меди равен 4000-10-6 1/°С, что
много больше температурного коэффициента линейного расши-
рения меди. Поэтому при изменении температуры, даже если
диаметр каркаса не изменяется, меняются значения хаф и D3$,
а также сама индуктивность. Если положить, что температур-
ный коэффициент индуктивности равен температурному коэффи-
циенту диаметра, то можно получить
aD .	*= ак+[0,5аРуф//]/£)к,	(4.16)
эф
где ак — температурный коэффициент линейного расширения
(ТКЛР) материала каркаса. Например, для работающей на ча-
121
стоте 100 кГц катушки диаметром 10 мм, намотанной на кера- ’
мический каркас, получим 5-10-64~4000-10-6-(0,2-2)/10-2=
= 85-10~6.
Чтобы обеспечить повышенную стабильность катушек, для
каркаса используют высокостабильный материал и такой способ
намотки, при котором толщина витков соизмерима с поверх-
ностным слоем или меньше его. Тогда изменение проводимости
с температурой не вызывает существенных изменений эффек-
тивного диаметра витка и o,l определяется только ак- Для это-
го используют обмотки в виде проводящей пленки, нанесенной на
щаркас из керамики или кварца.
1 Катушки индуктивности с сердечниками. Катушки без сердеч-
ников мало пригодны для микроминиатюризации, так как умень-
шение диаметра каркаса катушки приводит к необходимости
увеличения количества витков. Но тогда для сохранения малых
размеров катушек приходится использовать тонкий привод. При
этом добротность и стабильность оказываются низкими. Поэтому
для улучшения характеристик катушки было предложено ис-
пользовать середечники с высокой проницаемостью и малыми
потерями на радиочастоте.
Первоначально в качестве материала для таких сердечников
использовалось карбонильное железо, затем альсифер, а в на-
стоящее время все шире применяются ферриты. Введение сер-
дечника позволяет уменьшить количество витков при той же
индуктивности.
Если предположить, что в сердечнике нет потерь, то доброт-
ность катушки с сердечником Qc увеличивается в ]/цс раз:
Qc	Q&/C РД'О	(4. 17)
где Qe/c — добротность катушки без сердечника той же индук-
тивности; цс — действующая магнитная проницаемость сердечни-
ка. Поскольку потери в сердечнике существуют, добротность при
использовании сердечника увеличивается несколько меньше, чем
в ]/цс раз. Для обеспечения хороших магнитных свойств на вы-
соких частотах можно применять магнитные материалы с высо-
ким удельным сопротивлением (ферриты) и порошкообразные
материалы (магнитодиэлектрики).
Характеристики сердечника определяются как материалом, из
которого он изготовлен, так и конструкцией, формой и соотно-
шением размеров сердечника и катушки. Наибольшее приме-
нение в радиочастотных катушках получили тороидальные, бро- 
невые и цилиндрические сердечники. Основным методом новы- <
шения проницаемости сердечника является придание ему такой |
формы, при которой магнитные силовые линии практически пол- I
ностью проходят путь по магнитному материалу с высокой прони- 
цаемостью. Это, например, броневой сердечник. Для удобства изго-
товления катушки и сборки броневые сердечники собирают из
двух частей, что неизбежно приводит к появлению воздушного
122
зазора. При небольших зазорах
1 + PhUs/^c)
где 1С — длина магнитной силовой линии; Z3— «длина» зазора;
р,н — номинальная магнитная проницаемость материала.
Для обеспечения максимального прохождения магнитных си- f’
ловых линий по материалу с высокой проницаемостью и исклю- ’
чения зазоров применяют тороидальные сердечники с равномер-
ной намоткой. При этом проницаемость сердечника практически
равна проницаемости материала.
Индуктивность катушки с сердечником с зазором
Lc-=12,6-103 ScW^c/lc=
^12,65си/2цн-Ю^//с(1+МзДс),	(4.19)
где Sc — площадь сечения сердечника.
Относительное отклонение индуктивности при учете влияния
•отклонений цн и 13
AZ- _ Мс Ati,r _	А^з	(4 20)
L цн р-н Zc/pc 13
Отсюда следует, что влияние начальных отклонений магнит-
ной проницаемости и,н на отклонение индуктивности уменьшается
при уменьшении цс. При заданной проницаемости материала
уменьшение щ достигается увеличением зазора. Из приведен-
ного выражения следует, что на относительное отклонение ин-
дуктивности существенно влияет относительное отклонение за-
зора, поскольку коэффициент влияния для AZ/Z3 стремится к
единице.
Полагая, что размер зазора не зависит от температуры, опре-
делим температурный коэффициент индуктивности (ТКД=сщ)-
Воспользуемся формулой из [2]. Тогда aL=~ZkiOrBaxt, где
kioTH — относительный коэффициент влияния; а.х— температурный
коэффициент первичных параметров.
При исследовании воздействий температуры влиянием второ-
го члена суммы (4.20) можно пренебречь. В силу пропорциональ-
ности можно заменить AL/L на aL и А[лн/цн на
Тогда из (4.20) получим
рн	рн
т (я J = руи (яр.н/р,н);
(4.21)

123
Рис. 4.24
Как видно из полученных результатов, температурная ста-
бильность индуктивности катушки определяется не температур-
ным коэффициентом проницаемости материала, а его относи-
тельным значением, которое приводится в справочниках, и тре-
буемым значением магнитной проницаемости сердечника.
Таким образом, при правильном конструировании катушки с
. ферритовым сердечником, обеспечивая стабильность геометриче-
ских размеров, в первую очередь стабильность зазора, можно
|создать катушки с достаточно стабильной индуктивностью, не-
смотря! на низкую температурную стабильность проницаемости
Феррита.
Свойства катушек индуктивности при длительном функциониро-
вании. При длительном функционировании катушек индуктивности
с сердечниками наиболее существенное влияние на их парамет-
ры оказывает сердечник.
На рис. 4.23 приведены результаты статистической обработки
результатов измерений зависимости магнитной проницаемости от
времени для тороидальных сердечников из карбонильного железа
марки Р-100 (/ — изменение среднего значения отклонений; 2 —
область, соответствующая среднеквадратическому отклонению;
3—3 — область, соответствующая удвоенному среднеквадратиче-
скому отклонению).
Для аналитического описания закономерностей старения ма-
териала сердечников можно использовать логарифмический за-
кон
Ацн(О/цн=₽о lg t/t0.
Тогда для среднего значения
т[Ацн(0/Рн] ==m(₽o) 1g ,	(4.22>
где цн — начальная магнитная проницаемость материала', Ацн(0 —
отклонение магнитной проницаемости материала от начальной
магнитной проницаемости; Ро— случайный коэффициент, показы-
124
вающий скорость изменения магнитной проницаемости материа-
ла для каждой реализации; т(Ро)—математическое ожидание
коэффициента, показывающего скорость изменения магнитной
проницаемости материала; t — время, в течение которого отсут-
ствуют заметные изменения магнитной проницаемости.
Значения Ацн(0, ₽о, тп(₽о), to получают из результатов экс-
перимента. В рассматриваемом примере для тороидальных сер-
дечников /и (р0) =0,14 % и А=50 ч.
Среднеквадратическое отклонение также можно рассматривать-
как изменяющееся по логарифмическому закону:
Р'/2(ДИн(/)/И11)==р1/2(р0) ig t/to.	(4.23)'
Как видно из рис. 4.23, карбонильное железо имеет высокую
стабильность магнитной проницаемости, но ее значение невелико»
(обычно меньше 50 ... 100). Аналогичные закономерности по-
лучены для ферритов [2], но изменение проницаемости во вре-
мени и при изменении температуры у них значительно больше..
Результаты эксперимента для изменений во времени приведены
на рис. 4.24.	к
Значительное изменение магнитной проницаемости сердечника"/
при длительной работе и при изменении температуры ограничи-,
вают использование феррита в катушках, которые должны со-
хранять стабильность индуктивности при длительном функцио-
нировании и в изменяющихся климатических условиях. Влияние- >
временной и температурной нестабильности феррита на пара-
метры катушек можно уменьшить введением воздушных зазоров-
в броневые сердечники. При этом уменьшается проницаемость-
сердечника [лс по сравнению с проницаемостью материала цн, из
которого он изготовлен.
Рассмотрим этот вопрос применительно к стабильности во
времени. Аналогично выше были получены результаты для
температурной стабильности. Известно, что £с = Аб/с/цс, где L и
Аб/с — индуктивности катушки с сердечником и без сердечника.
Изменение индуктивности в основном определяется измене-
нием проницаемости сердечника цс- При введении зазора ц<. из-
меняется в соответствии с соотношением (4.18). Следовательно,
изменяя зазор, можно получить разные значения цс<ци- Отно-
сительное изменение индуктивности
АД(/) / £с=Ацс(0 /м-с,
где Lc и цс — начальное значение индуктивности и проницае-
мости сердечника; А£с(/) и Ацс(0 — их отклонения во времени..
Для описания закономерностей отклонений Ацс и АД также-
следует воспользоваться логарифмической аппроксимацией. Тогда:
АД (/) /Д=Ацс(А /цс=Рс 1g ДА,	(4.24)
где рс — случайный коэффициент, показывающий скорость изме-
нения магнитной проницаемости сердечника и индуктивности ка-
125;
тушки для каждой реализации, откуда
т[Ацс(/)/цс] =m(pc) lg///o
и	=Z>1/2(pc) 1g/До
или
ALc(O/Lc=^dg///o; m[ALc(0/bc]=/n(₽c) 1g/До
и D1/2[ALC(Z)/Lc] =£*1/2(Рс) lg///0.	(4.25)
Следовательно, для вычисления стабильности катушки индук-
тивности с сердечником следует найти т(рс) и D1/2(pc), а так-
же t0 и знать требования по времени t, в пределах которого
необходимо оценить средний уход индуктивности и его рассеи-
вание. Это сделать просто, если имеются сведения о стабильности
материала сердечника и известен зазор (или цс)-
Можно утверждать, что рс, т(рс) и ZJ'/^Pc) будут в той мере
отличаться от р0, ш(р0) и £)1/2((30), в какой цс отличается от iiH:
рс/ро=ш (рс) /т (ро)	(рс) /D1/2 (р0) =Цс/Ии.	(4.26)
Тогда, рассматривая в качестве основного показателя ста-
бильности среднее относительное отклонение индуктивности на
заданное время /, получаем
т [ALc(0 /Те] [Ацс(0/Цс] =
= m(pc) lg t/to= [т (ро) /цн] Цс lg t/to
или
Цс=т[А£с(/)/Тс]/[т(ро)/Нн] lg t/to-	(4.27)
Как видно, скорость изменения проницаемости сердечника и
индуктивности катушки зависит от отношения т(Ро)/Цн и про-
ницаемости сердечника цс, полученной при введении зазора.
Отношение т(ро)/цн характеризует влияние материала. Магнит-
ная проницаемость цс определяется зазором (4.18) и характери-
зует улучшение параметров катушки (индуктивности и доброт-
ности) за счет сердечника.
Аналогичную зависимость имеем для среднеквадратического
Та блица 4.4		
•Марка феррита	т (Зо)/Р-Н	я1/2 (РО/Р-н
700НМ 1500НМЗ 2000НМ1 1500НМ2 2000 НМ	0,02/0,7- 1О3=ЗО  10~° 0,03/1500=20-10 ° 0,035/2000 17-10“® 0,05/1500=35-10“® 0,06/2000=Зб-10~®	0,002/0,7-103=3-10~® 0,006/1500=4-10-® 0,005/2000=2,5-10—в 0,005/1500=3,3-10-® 0,006/2000=3-10-®
126
отклонения £>1/2(рс). Значение отношений /и(р0)/р,н и D11"2-(|30)/ц»
для разных марок феррита приведены в табл. 4.4. Обычно
«8 . . . 10 ч.
Зная ограничения на среднее изменение индуктивности за-
заданное время и характеристики старения феррита, по (4.27)
можно найти достижимое р,с. Например, если допустить, что за-
три года работы (/^25 000 ч) индуктивность в среднем изме-
нится на 0,5%, то для феррита марки 2000НМ.1 при ^0=Ю ч;
можно получить достижимое значение цс.
Проводя вычисление достижимого р,с и подставляя указан-
ные значения в (4.27), получаем ц,с=0,005/17  10 й 1g 2500= 110.
Как видно из результата, применение ферритовых сердечни-
ков позволяет значительно повысить индуктивность, а, следова-
тельно, добротность катушки, при неплохих показателях по ста-
бильности (например, при среднем уходе по индуктивности на
0,5 % за три года). При этом необходимо так выбирать мате-
риал сердечника, чтобы потери при частоте, на которой рабо-
тает катушка, были пренебрежимо малы. По полученной цс сле-
дует выбрать зазор, пользуясь (4.18).
Перспективы развития и использования катушек индуктивности;
в РЭА. Катушка индуктивности является элементом, сопряжение '
которого с ИС вызывает большие трудности. Основная причина»
состоит в сложности создания катушек малых габаритов с вы-;
сокими индуктивностью и добротностью. Возможности миниатю-
ризации катушек индуктивности значительно меньше, чем кон-
денсаторов и резисторов. Действительно, потери в конденсаторах
не зависят от их размера и определяются потерями в диэлек-
трике. В катушках индуктивности потери, заметно влияющие на -
добротность, складываются из потерь в сердечнике, проводах {
обмотки, паразитной собственной ем-
кости катушки, экране и увеличивают-
ся при уменьшении размеров катушки.
Все это объясняет наметившуюся
тенденцию уменьшения количества ка-
тушек индуктивности в аппаратуре на
ИС, использования схем, не требую-
щих катушек индуктивности, и замены
их специальными схемами на транзи-
сторах (гираторы). Однако следует
ожидать, что во многих случаях при-
менение катушек останется целесооб-
разным, например в радиовещательной
РЭА, измерительных устройствах, пе-
редатчиках и т. п. Имеет место приме-
нение плоских катушек в гибридных
ИС. Конструкция одного из видов ка-
тушек индуктивности приведена на
рис. 4.25, где 1 — заглушка; 2 — эк-
ран; 3 — корпус; 4 — обмотка; 5 — кар-	Рис. 4.25
127
жас; 6 — сердечник (стержень); 7 — сердечник (чашка); 8 — осно-
вание; 9 — заливка.
Перспективы развития катушек индуктивности в основном
•определяются разработкой материалов с высокой магнитной про-
ницаемостью и стабильностью на радиочастотах, значительно
превосходящих по своим свойствам современные ферриты.
4.4.	РЕЗИСТОРЫ
Классификация. Резисторы классифицируются по разным прин-
дипам.
По постоянству значения сопротивления различают:
1)	постоянные — с фиксированным сопротивлением; в зависи-
мости от назначения они подразделяются на резисторы общего
применения, прецизионные, высокочастотные, высоковольтные, вы-
сокоомные;
2)	переменные — с изменяющимся сопротивлением; в зависи-
мости от назначения они подразделяются на подстроечные (со-
противление изменяется при технологической регулировке) и ре-
гулировочные (сопротивление изменяется во время фукнциониро-
вания аппаратуры), по характеру зависимости сопротивления
-от угла поворота подвижной системы переменные резисторы де-
лятся на линейные и нелинейные;
3)	специальные — это особая группа резисторов, сопротивле-
ние которых зависит от действия внешних факторов: проходя-
щего тока, приложенного напряжения (варисторы), температуры
(терморезисторы), освещения (фоторезисторы), магнитного поля
(магниторезисторы) и т. и.
По принципу создания резистивного элемента резисторы мож-
но разделить на проволочные и непроволочные. Основное при-
менение имеют непроволочные резисторы — пленочные и объем-
ные, у которых резистивные свойства создаются с помощью пле-
нок или объемных композиций с высоким удельным сопротив-
s лением.
Пленочные и объемные резисторы обладают меньшей соб-
ственной емкостью, индуктивностью и стоимостью по сравнению
•с проволочными. Это позволяет применять их в широком диапа
зоне частот, получать резисторы с широким диапазоном номина-
лов сопротивлений без изменения их конструкций при малых га-
•баритах и массе.
Резистор нельзя рассматривать как элемент, обладающий
только активным сопротивлени-
ем, определяемым его резистив-
ным элементом. Помимо сопро-
тивления резистивного элемента
он имеет емкость, индуктивность
и дополнительное активное со-
противление.
Схема замещения резистора.
В большинстве случаев удобно
пользоваться упрощенной схемой замещения, которая приведена
на рис. 4.26 для постоянных резисторов. Такая схема может быть
использована всегда, если только резистор не применяется на
СВЧ. На схеме СВ1 и Св2 — емкости выводов; 7?Из — сопротивление
изоляции, определяемое свойствами защитного покрытия и осно-
вания; Lr — общая эквивалентная индуктивность резистора и
его выводов; 7?к— эквивалентное сопротивление контактов; Rr—
сопротивление резистивного элемента; CR — эквивалентная ем-
кость резистора.
Основным параметром постоянного резистора является со-
противление 7?:
7?== (7?к4-/?к)/?из/(7?к-1-7?к-|-/?из) •	(4.28)
Сопротивление 7?к имеет существенное значение только для
низкоомных резисторов. Однако в процессе функционирования
резистора из-за перегрева, недостаточного контактного усилия,
действия влаги оно может значительно возрасти, что приводит
к выходу резистора из строя.
Сопротивление 7?из определяется качеством диэлектрика, ис-
пользуемого для основания и обволакивания резистора, и прак-
тически влияет на общее сопротивление Р только для высокоом-
ных резисторов.
Основные параметры резисторов. Резисторы изготавливаются
на разные номиналы, которые в соответствии с рекомендациями
МЭК (Международной электротехнической комиссии) стандарти-
зованы. Согласно ГОСТ 2825—67 установлено шесть рядов
номиналов сопротивлений: Е6, Е12, Е24, Е48, Е96, Е192. Цифра
указывает число номинальных значений в данном ряду; перемен-
ные сопротивления имеют ряды номиналов Е6, Е12, Е24. Со-
противления могут отличаться от номинальных в пределах опре-
деленных допусков. Ряд допустимых отклонений тоже нормали-
зован. Допуски даются в соответствии с рядом ±0,01; ±0,02;
±0,05; ±0,1; ±0,2; ±0,5; ±1,0; ±2,0; +5,0; ±10,0; ±20,0; ±30,0%.
В резисторах общего применения номиналы сопротивлений
согласованы с допусками таким образом, что получается так на-
зываемая «безотходная» шкала: номиналы и допустимые сопро-
тивления одного резистора примыкают к номиналу и допустимым
значениям соседнего. Поэтому изготовленный резистор обязатель-
но попадает в одну из групп. Таким образом, при массовом про-
изводстве резисторов не ставится задача изготовления резисторов
определенного номинала с определенным допуском.
Индуктивность резистора определяется его размерами и раз- ;
мерами выводов. Обычно она невелика и составляет примерно
3-10“9 Гн/см кроме случаев, когда для увеличения сопротивле-
ния резистора резистивному слою придается вид спирали и ин-
дуктивность может достигать десятых долей микрогенри на сан-
тиметр.
9—6459	129
Емкость резистора определяется его размерами и конструк-
цией выводов. Для малогабаритных резисторов она невелика
и измеряется десятыми долями пикофарад.^Индуктивности и ем-
кости в переменных резисторах значительно больше, чем в по-
стоянных.
Важными параметрами резистора, не отраженными в схеме
замещения, являются допустимая мощность рассеивания, напря-
жение собственных шумов, температурный коэффициент сопро-
тивления, изменение сопротивления во времени и при действии
различных дестабилизирующих факторов, надежность. Для пе-
ременных сопротивлений также существенны характеристики,
определяющие относительное изменение сопротивления при пере-
мещении скользящего контакта, разрешающая способность, шумы
вращения и износоустойчивость.	"
Номинальная мощность рассеивания ^ном указывает допу-
стимую электрическую нагрузку в течение длительного времени
при заданной стабильности сопротивления. Мощность рассеива-
ния определяется размерами резистора, конструкцией  и свойст-
вами резистивного элемента. Чем выше теплостойкость конструк-
ционных и резистивных материалов, тем больше может быть
рассеиваемая мощность при данной площади охлаждения рези-
стора. Часто пользуются характеристикой удельной мощности
рассеивания резистора, Вт/см2,
SP уя,:::=£Р hom/Sr,	(4.29)
где — поверхность охлаждения резистора. От ^уд зависит
перегрев резистора АД так как
А7=^н0.м/£5« = Руд/Д	(4.30)
где k— коэффициент теплопередачи; Sr — поверхность охлажде-
ния резистора.
Ряд важных свойств резистора определяется собственными
шумами, которые складываются из тепловых и токовых шумов.
Из-за неупорядоченного теплового движения электронов между
двумя любыми точками проводника существует случайно изме-
няющееся электрическое напряжение (или тепловой шум). Теп-
ловые шумы характеризуются непрерывным, широким' практиче-
ски равномерным спектром. Напряжение теплового шума не за-
висит от материала, а зависит от температуры и сопротивления.
В полосе частот от fi до /2 ЭДС теплового шума, В,
=	(4.31)
где k— постоянная Больцмана, равная 1,38-10-23 Дж/град; Т —
температура, К; 7?— сопротивление, Ом; и f2 — частота, Гц.
При Т= 300 К получаем ЭДС, мкВ, ET^^E(f2—fi)/8, где Е—
сопротивление, кОм; fi и f2—частота, кГц. Тепловые шумы
нельзя исключить или уменьшить, они существуют независимо
от тока, протекающего по резистору.
130
При протекании тока по непроволочному резистору дополни-^
тельно возникают токовые шумы. Они обусловлены дискретной!
структурой токопроводящего элемента. Интенсивность токовых*
шумов зависит от проходящего тока. При прохождении элек-
трического тока происходит местный нагрев, который сопровож-
дается нарушением контактов между одними частицами и по-
явлением контактов между другими в результате спекания. Из-за
этого флюктуирует значение сопротивления и тока и на рези-
сторе появляется шумовая составляющая напряжения.
Токовый шум имеет непрерывный спектр, интенсивность ко-
торого увеличивается в области низких частот. Поскольку ЭДС
шума зависит от тока, то она должна зависеть и от напряжения,
приложенного к резистору. В первом приближении можно счи-
тать, что ЭДС токового шума в заданной полосе частот
Ei=kiU,	(4.32)
где U—напряжение на резисторе; kt — коэффициент, зависящий
от конструкции резистора, свойств резистивного слоя, полосы
частот, в пределах которой определяется шум (его значение ука-
зывается в ТУ и для различных типов резисторов меняется от
0,2 до 20 мкВ/В).
Плотность мощности шумй зависит от частоты, поэтому при-
нято определять уровень шума на композиционном резисторе в
полосе частот 60 . . . 6000 Гц. Например, при йг=10 мкВ/B на-
пряжение шума на композиционном резисторе Ei= ЮН.
Если напряжение, приложенное к резистору, соответствует
номинальной мощности, то
^max = V^"ном^ном ИЛИ	= kt V^ном Дю«-	(4.33)
Из (4.33) следует, что максимальный токовый шум пропорцио-
нален ]//?ном (так же, как для теплового шума). Допустим, что
^ном=0,5 Вт и 7?ном=Ю кОм. Тогда Д= 10]/0,5-104=700 мкВ.
Для сравнения отметим, что тепловой шум в той же полосе частот
на этом сопротивлении составит 1 мкВ, т. е. токовый 'шум мо-
жет значительно превышать тепловой.	»
Уровень токовых шумов у композиционных резисторов в не-г
сколько раз больше, чем у пленочных, что является существенным/
недостатком при применении их в аппаратуре.	I
Токовый шум резисторов имеет значение и для характери-
стики их стабильности: он определяется процессами, протекаю-
щими в резисторе, имеющем сложную структуру резистивного
элемента, и отображает внутренние свойства этой структуры.
Исследования показывают, что чем однороднее структура, тем
меньше токовый шум. Это позволяет использовать результаты
измерения токового шума для прогнозирования свойств рези-
сторов.
Как уже упоминалось, переменные резисторы имеют ряд
специальных характеристик, которые отражают их функциональ-
9*	131
ные и конструктивные особенности. Кривая регулирования опре-
деляет зависимость сопротивления между подвижным контактом
и одним из неподвижных контактов резистивного элемента от
угла поворота подвижной системы. Разрешающая способность по(
называет, при каком наименьшем изменении угла поворота no-j
движной системы изменение сопротивления резистора может быть
различимо. Она характеризуется минимально допустимым изме-
нением сопротивления при малом перемещении подвижного кон-
такта и количественно равна отношению фиксированного сопро-
тивления (напряжения) к полному сопротивлению (напряжению)
резистора. Для переменных резисторов общего применения раз-
решающая способность составляет для однооборотных прибли-
зительно 0,02 ... 0,4%, для многооборотных 0,001 ... 0,2%.
В переменных резисторах, помимо тепловых и токовых шумов,
на выходное напряжение влияют напряжения шумов вращения,
которые значительно выше тепловых и токовых и достигают
примерно 30 ... 40 дБ. Одной из основных эксплуатационных
характеристик переменного резистора является износоустойчи-
вость4— способность резистора сохранять параметры в опреде-
ленных' пределах при многократном вращении подвижной системы.
Она оценивается числом циклов перемещения подвижной системы
при сохранении стабильности параметров. Износоустойчивость
определяется конструкцией, материалом и контактным усилием.
У регулировочных резисторов она достигает значения (5 .. . 20) X
ХЮ3, у подстроечных — около 1000.
Кроме того, важное значение имеют следующие параметры
’ конструкции: размеры резисторов, выводов и допуски на эти
1 размеры, допустимые удаления от тела резистора точек выводов,
? где возможна их деформация (изгиб), допустимое удаление ре-
зистора от места пайки, масса, частота механического резонанса
резистора, установленного в конструкции, допустимые механиче-
ские воздействия (удары, вибрация, ускорения).
Стабильность резисторов при действии температуры характе-
ризуется температурным коэффициентом сопротивления
dR 1
R dT R^
где T — температура; /?От — сопротивление при номинальной тем-
пературе.
Несмотря на то, что изменяется в зависимости от темпе-
ратуры, в первом приближении принимают его значение постоян-
ным во .всем рабочем диапазоне температур или в двух- интер-
валах температур: от 4-25°C и ниже и от 4-25°C и выше. Во
многих случаях оговаривается его максимальное значение. Оче-
видно, что коэффициент ctR является случайной величиной и
можно рассчитать его числовые характеристики: математическое
ожидание т(ад) и срёднеквадратическое отклонение В1/2(ад).
Наиболее полно описать температурный коэффициент можно,
используя его плотность распределения W'(ctR). На рис. 4.27 при-
132	j
(4.34)
ведена плотность распределения температурного коэффициента
сопротивления резистора МЛТ для высокоомных (кривая /) и
низкоомных (кривая 2) резисторов. Температурный коэффициент
сопротивления меняется в зависимости от толщины пленки, т. е.
номинала сопротивления.
Стабильность резисторов во времени характеризуется коэф-
фициентом старения
о _ dR 1
dt Ro ’
(4.35)
где t — время; /?0— сопротивление непосредственно после изго-
товления.
Важнейшая характеристика резистора — надежность. В про-^
стейшем случае она характеризуется средним временем работы!'
до отказа, причем часто предполагается использование экспо-
ненциального закона надежности. Однако резистор является на-
груженным элементом, и поэтому закономерности его длитель-
ного функционирования оказываются сложными.
Специальные резисторы. Основным предъявляемым к рассмот-
ренным резисторам требованием является постоянство сопротив-
ления и возможно меньшее его изменение под влиянием внешних
факторов (температуры, механических усилий, приложенного на-
пряжения, освещенности и т. д.). Однако можно создать рези-
сторы с заранее предусмотренными и целенаправленными изме-
нениями сопротивления при наличии тех или иных внешних
воздействий.
К специальным типам резисторов относятся: варисторы, со-
противление которых значительно меняется с изменением при-
ложенного напряжения (используются как стабилизаторы и огра-
ничители напряжения); фоторезисторы, сопротивление которых
значительно изменяется под действием света (они используются
в оптронах, а также в системах регулирования как датчики осве-
щенности и в системах телеметрии, контроля и т. п.); термо-
резисторы, сопротивление которых меняется при действии темпе-
ратуры; тензомеры, сопротивление которых изменяется под влия-
нием механических воздействий (терморезисторы и тензомеры
используются в качестве датчиков телеметрии); магниторезисто-
ры, сопротивление которых изменяется под действием магнитного
поля.
Варисторы изготавливаются путем спекания смеси из кри-
сталлов карбида кремния (карборунда) и связующих веществ.
На диски или стержни наносится проводящий слой, к которому
привариваются или припаиваются выводы. Ток, протекающий по
варистору, изменяется при изменении напряжения по нелинейному
закону. Пример вольт-амперной характеристики варисторов дан
на рис. 4.28. В обозначении варисторов буквы СН означают
сопротивление нелинейное, цифры — шифр материала и тип кон-
струкции.
133
Нелинейность характеристик определяется тем, что при уве-
личении напряжения происходит перекрытие мельчайших зазоров
между кристалликами карбида, т. е. наблюдается эффект, ана-
логичный фриттинг-эффекту. В результате сопротивление умень-
шается, и ток резко возрастает. Варисторы изготавливаются на
напряжение 15 В ... 25 кВ, токи 50 мкА ... 10 мА и мощности
0,8 ... 3 Вт. Из-за нелинейности характеристики сопротивление
варисторов на постоянном и переменном токах отличается. Для
параметров варисторов характерны большие отклонения и неста-
бильность. Например, ток при заданном напряжении может иметь
отклонение ±(10 ... 20) %. Температурный коэффициент сопро-
тивления может достигать 1000-10~е 1/°С. Для примера на
рис. 4.29 показан терморезистор СТЗ-19 (масса 3 г, максималь-
ная мощность рассеивания 45 мВт, допустимое отклонение со-
противления от номинала +20%, а« = 3,4 ... 4,5 % 1/,°С), а на
рис. 4.30 — варистор СН1-8 (масса 30 г, номинальная мощность
рассеивания 2 Вт). Фоторезистор ФСА-1 (рис. 4.31) выпускается
в пластмассовом корпусе со штырьковым выводом (масса 4,5 г,
номинальное темновое сопротивление 22 кОм ... 1 МОм, рабочее
напряжение постоянного тока 50 В, максимальная мощность рас-
сеивания 0,01 Вт) [32, 33].
I
•,? Конструкция резисторов. Основным элементом конструкции постоянного ре-
зистора является резистивный элемент. Кроме того, существует ряд других эле-
ментов конструкций, которые определяют его свойства как конструктивно и тех-
нологически законченного дискретного элемента. Конструкция должна иметь
основание или каркас, который обеспечивает механическую прочность и жест-
кость всей конструкции и возможность укрепления на нем всех остальных кон-
структивных элементов.
Для включения резистора в цепь необходимы выводы, с помощью которых
должен быть создан надежный электрический контакт с резистивным элементом
и удобное и надежное электрическое подсоединение при монтаже. Обычно не-
обходима также защита резистора, точнее резистивного слоя и места соединения
выводов с ним, от влажности, загрязнений и механических повреждений. Вы-
134
водные контакты малогаоаритных рези-
сторов являются элементами механиче-
ского крепления, а также отводом для
тепловой энергии, рассеиваемой на ре-
зисторе.
Сложные функции выводов выдви-
гают много противоречивых требований
при конструировании резисторов. Дей-
ствительно, для того чтобы резистор был
достаточно прочным нс имел механических
резонансов на низкой частоте и выводы
эффективно отводили тепло, необходимо, чтобы выводные концы от резистивного
элемента до места пайки были возможно более короткими и имели сравнительно
большой диаметр. Но при этом пайка может привести к перегреву точек соеди-
нения резистивного элемента с выводами и ухудшению надежности.
Для защиты резистора от влажности обычный резистивный элемент и часть
выводов покрывают защитной пленкой, обладающей хорошей адгезией с метал-
лом выводов и корпусом резистора.
В пленочных резисторах резистивным элементом является тонкая пленка,
которая не может служить основанием конструкции. В качестве несущей основы
у этих резисторов используется изоляционное основание в виде полых и сплош-
ных цилиндров| Основной операцией при создании пленочных резисторов являет-
ся нанесение резистивной пленки на изоляционное основание. Пленка должна
сохранять сцепление с основанием длительное время и в сложных температурных
режимах. Сопротивление резистора определяется составом пленки, ее толщиной
и размерами основания. Кроме того, размеры основания, так же как и выводы,
определяют отвод тепла. Чем на большую мощность рассчитан резистор, тем
больше должна быть поверхность охлаждения и размеры изоляционного осно-
вания.
Наиболее сложной частью таких конструкций является переход от резистив-
ной пленки к выводам. Обычно на конец изоляционного основания, покрытого
пленкой, надеваются колпачки из проводящего материала с припаянными к ним
выводами. Это соединение может нарушиться из-за различных температурных
коэффициентов линейного расширения материалов основания, резистивного слоя
и выводов, а также при механических воздействиях. Это предъявляет высокие
135

требования к допускам и качеству соединения. Очевидно, что такое соединение
является типичным электрическим контактом, в котором контактное усилие обес-
печивается конструкцией колпачка, допусками на размеры колпачка и основания,
технологией насадки колпачка на основание.
Резистивная пленка и место соединения выводов с ней являются наиболее
уязвимыми при воздействии внешних факторов. Здесь могут происходить про-
цессы, приводящие к изменению полного сопротивления резистора и даже к вы-
ходу его из строя. То обстоятельство, что в этом соединении может быть соз-
дано большое контактное усилие, и то, что оно не подвергается разъединению,
является благоприятным для обеспечения надежного контакта.
Влияние влаги на пленочный резистор проявляется при воздействии на ре-
зистивную пленку и на соединение проводящая пленка — колпачок. Влагозащй-
та осуществляется покрытием резистора и части выводов с колпачками защит-
ной пленкой.
В связи с большим разнообразием требований к резисторам имеется много
их конструкций, ознакомиться с которыми можно, пользуясь специальной лите-
ратурой и справочниками [32, 33]. Конструкция переменных резисторов значи-
тельно сложнее, чем постоянных. В них помимо резистивного элемента и элек-
трических выводов должен быть выполнен подвижный скользящий контакт, пре-
дусмотрены элементы, обеспечивающие его перемещение и фиксацию, элементы
136
для создания необходимого контактного усилия, а также плавного перемеще-
ния скользящего контакта по резистивному элементу. Резистивный элемент
в переменных резисторах выполняется так же, как и в постоянных, он может
быть пленочным и композиционным. Для примера на рис. 4.32 показан пере-
менный резистор типа СПЗ-23.
Таким образом, конструктивные характеристики резистора, такие как габа-
риты, масса, механическая прочность, надежность, определяются свойствами ре-
зистивной пленки, соединением основания с пленкой, колпачком и выводами,
а для переменных резисторов — еще и особенностями конструкции скользящего
контактного узла.
Старение резисторов. Закономерности старения резисторов за-t,
висят от физической природы резистивного элемента. В наиболь-j
шей степени старению подвержены композиционные резисторы,',
несколько лучшие результаты дают углеродистые, самые высо-j
кие — металлопленочные.
Опыт показывает, что коэффициент старения резисторов pR су-
щественно меняется от партии к партии. Поэтому в ТУ часто
указывают коэффициенты, которые намного хуже, чем для боль-
шей части резисторов. Например, в табл. 4.5 приведены данные
по уходу сопротивлений резисторов при работе в пределах номи-
нальной нагрузки и влияния температуры, влажности и механиче-
ских воздействий, допустимых по ТУ. Математическое ожидание
и среднеквадратическое отклонение коэффициента старения при-
ведены в той же таблице.
При оценке старения рекомендуется пользоваться вероятност-
ным описанием коэффициента старения резисторов, полученным
из эксперимента, и только в приближенных начальных расчетах
ориентироваться на максимально допустимые отклонения, при-
водимые в ряде источников.
Для иллюстрации того, какие факторы влияют на накапли-
вающиеся необратимые изменения сопротивления резисторов, на
рис. 4.33 даны графики плотности распределения сопротивления
металлопленочного резистора сразу после изготовления (1), по-
сле складского хранения (2), после монтажа в аппаратуре (3)
и после эксплуатации в течение 10 000 ч, сопровождаемой нагре-
вом (4).
Применение резисторов в РЭА и перспективы их развития.
В зависимости от условий применения резисторов к их характе-
Таблица 4.5
Тип резистора	Допустимый уход сопротив- лений (по ТУ), %	1/ч	т (3^), 1/ч	£>J/2 (р ), 1/ч А
Композиционный У глеродистый Металлопленочный	—5+2 ±4 + 4	— (30...70)- 10 s - ±20-10—e ±20-10-«	—10-10—0 —5-10~6 0	« « и । .О о о о ю со
137
f ристикам могут предъявляться разные требования, которые и опре-
f деляют выбор тех или иных типов резисторов. Отметим два
J вида таких требований.
•	1. К стабильности и точности сопротивления резисторов не
предъявляются сколько-нибудь существенные требования и могут
быть допущены те отклонения, которые характеризуются темпе-
( ратурным коэффициентом сопротивления,, коэффициентом старе-
 ния и отклонениями, вызванными другими дестабилизирующими
факторами. Основное влияние таких резисторов на свойства аппа-
ратуры определяется их внезапными отказами, в результате ко-
I торых происходит увеличение сопротивления в 10—100 раз и
более.
2. К стабильности и точности сопротивления резисторов предъ-
являются жесткие требования. Решая вопрос о применении тех
или иных типов резисторов, необходимо на этапе разработки
аппаратуры провести анализ, в какой степени тот или иной тип
резисторов отвечает поставленным требованиям с учетом старе-
ния, влияния температуры и других факторов. При этом нужно
учитывать условия работы резисторов в аппаратуре, так как
при определенных условиях могут происходить обратимые изме-
нения параметров, которые устраняются при прекращении их
действия, и необратимые, т. е. накапливающиеся изменения.
Распространенным случаем применения резисторов в РЭА> яв-
ляется такой, когда на отклонения параметров резисторов во
время эксплуатации накладываются определенные ограничения.
При этом необходимо расчетным путем найти вероятностные ха-
рактеристики изменения сопротивления резисторов в течение дли-
тельного времени функционирования, причем имеют значение как
обратимые изменения сопротивления, так и необратимые.
Широкое применение в РЭА микросхем несколько изменило
. ту роль, которую играют резисторы. Большая часть резисторов,
которые ранее выпускались как дискретные элементы, теперь
<138
входит в состав гибридных ИС и является элементами ИС. Од-
нако практика показала, что отказываться от дискретных рези-
сторов нецелесообразно, так как они в ряде случаев позво-
ляют улучшить параметры аппаратуры, обладая свойствами, не
достижимыми для резисторов в ИС. Это в первую очередь отно-
сится к переменным резисторам, резисторам высокой стабильно-
сти (при применении в активных /?С-фильтрах) и большой мощ-
ности. Хотя относительное количество дискретных резисторов
при переходе на ИС уменьшилось, общее усложнение аппаратуры
и увеличение ее выпуска привели к тому, что потребность в ре-
зисторах не уменьшилась. Их производство развивается, и они
продолжают совершенствоваться по многим показателям и ха-1
рактеристикам. Например, уменьшены токовые шумы, значитель-|
но улучшены стабильность и надежность. При применении дис- \
кретных резисторов в современной аппаратуре они компонуются \
совместно с ИС на платах печатного монтажа или входят в со-
став микросборок вместе с БИС. Таким образом, дискретные ре-
зисторы в РЭА на ИС остаются важным элементом конструкции.
В РЭА' находят широкое применение постоянные резисторы
общего применения типов МЛТ и ОМЛТ. Они обладают высо-
кими электрическими, конструктивными и эксплуатационными ха-
рактеристиками (юд=(700 ... 1200) -10—6 1 °C, масса 0,15 ...
... 3,5 г, отклонения сопротивления: ±5, ±10, ±20%, ДР=
= 200 ... 750 В). Резисторы типа МТБ по конструкции анало-
гичны МЛТ, но имеют повышенную теплостойкость, у резисторов
типа С2-23 более жесткий допуск на сопротивление (±1; ±2;
±5; ±10; ±20%).
В РЭА с монтажом на печатных платах применяются пере-
менные резисторы типа СПЗ-la, СПЗ-16, СПЗ-26. Для объемного
монтажа обычно применяют резисторы СПЗ-2а, СПЗ-За, СПЗ-26.
Для РЭА, работающей в условиях тропического климата, исполь-
зуют резисторы типа СПЗ-13. В РЭА применяются также прово-
лочные резисторы, например, СП5-1, СП5-4; наиболее перспек-
тивными являются СП5-14 и СП5-15, как наиболее стабильные.
В настоящее время используются также блоки резисторов Б19
и Б20 в типовом корпусе [32, 33, 35].
Следует ожидать дальнейшего развития дискертных резисто-ц
ров в результате использования новых материалов для резистив-;
ных элементов, новых технологических процессов и конструкций,
позволяющих улучшить стабильность и надежность постоянных
и переменных резисторов, реагирующих на изменение окружаю-
щей среды, освещение и другие внешние воздействия. Следует
ожидать также развития и совершенствования методов разра-
ботки, контроля, оценки качества резисторов. Например, при
решении различных задач шире будут применяться ЭВМ, совер-
шенствоваться методы планирования эксперимента прогнозиро-
вания качества с использованием многих признаков и ускорен-
ных испытаний на надежность.
139
4.5. ПРОГНОЗИРОВАНИЕ КАЧЕСТВА
ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТОВ
'	НА ПРИМЕРЕ РЕЗИСТОРОВ
Опыт показывает, что в резисторах с высокой средней ста-
бильностью могут попадаться экземпляры, у которых стабиль-
ность значительно хуже средней. Поэтому при особо жестких
требованиях к стабильности сопротивления, например, при ис-
пользовании в активных ДС-фильтрах, полезно осуществлять про-
гнозирование и отбраковку резисторов с пониженной стабиль-
ностью.	'
Основные принципы прогнозирования были рассмотрены в гл. 2,
где была показана целесообразность прогнозирования с исполь-
зованием непараметрических методов и обучающего эксперимента.
Рассмотрим теперь пример применения этих принципов к про-
гнозированию стабильности резисторов. Как известно, зависи-
мость сопротивления резистора от времени представляется в виде
квазидетерминированной линейной модели
Д(/) = (1+МЖ	~	(4.36)
где Ro — сопротивление резистора в начальный момент —ко-
эффициент старения; величины Ro и являются случайными.
Отклонения сопротивления резистора во времени являются
следствием неустойчивости его структуры. О степени неустой-
чивости структуры резисторов в значительной мере можно судить
по токовому шуму. Поэтому в качестве признака, характеризую-
щего стабильность, резистора, можно взять ЭДС шума Et. Про-
гнозируемым параметром является коэффициент старения
Для обучающего эксперимента отбираются случайным обра-
зом N резисторов. У каждого /-го резистора перед испытанием
измеряются Eij, R0/- Затем резисторы ставятся на «испытания
на заданное время прогнозирования (например, Др=104 ч) и
замеряются сопротивления Д/(/пр). По окончании испытаний для
каждого резистора находится коэффициент старения
Рю —[Д/Gnp) До/] /Rojtnp-	(4.37)
Чтобы определить номер класса, к которому фактически при-
надлежит каждый из N экземпляров, необходимо указать гра-
ничное значение прогнозируемого параметра |3Дгр. Оно задает-
ся исходя из допустимого отклонения сопротивления резистора
за время /ПР. Тогда резисторы с p«/^p«rp будут отнесены к год-
ным (к классу Ki) и резисторы с ₽R/>₽«rp — к дефектным (к
классу Кг). Прогнозирование сводится к измерению Ец и сравне-
нию его значения с пороговым Е^л. При	принимается
решение о низкой стабильности резистора. При Ец^-Е^п при-
нимается решение о том, что данный экземпляр резистора со-
ответствует требованию по стабильности.
Ц> 140
Интересно рассмотреть, как изменяются риски, вероятности
ошибочных решений Рош и другие вероятности в зависимости
от порога. Пусть, например, для обучающего эксперимента слу'
чайным образом отобрано 20 резисторов, т. е. N=2Q. Отметим,
что в реальных задачах рекомендуется брать ^>50 ... 100.
Результаты обучающего эксперимента отображены на поле
корреляции признака Ец и прогнозируемого параметра (Зт?/, ко-
торое показано на рис. 4.34. Как следует из расположения точек
на поле корреляции, оценки априорных вероятностей принад-
лежности резисторов к классу Ki или Кг зависят от Р^р. На-
пример, когда Р/?Гр имеет значение, показанное на рис. 4.34,
141
они равны Р(К1) = 14/20=0,7 и Р(К2) =6/20=0,3. Изменяя по-
рог Е{КЛ, будем изменять общее число решений об отнесении
резисторов к тому или иному классу п(решК1) и «(решКа);
число ошибочных решений п(решК1/К2) и и(реш К2/К1); чис-
ло верных решений и(реш Кд/Кд) и п(реш Кг/Кг)- Аналогично
можно получить количество наблюдений, характеризующих рис-
ки: для риска изготовителя «(Ki/peniKs) и для риска потреби-
теля п(К2/реш Ki)-
На рис. 4.35 представлены сглаженные кривые зависимо-
стей этих вероятностей от порогового значения Е/кл. Рассмот-
рение зависимостей приводит к следующим выводам. Риск из-
готовителя P(Ki/решКа) с увеличением порога уменьшается от
0,7 до нуля, его максимальное значение равно априорной ве-
роятности P(Ki). Риск потребителя Р(Кг/решК1) с увеличением
порога возрастает от нуля до 0,3, его максимальное значение
равно априорной вероятности Р(Кг)-
Таким образом, чем меньше пороговое значение Е^д, тем
больше риск изготовителя и меньше риск потребителя, но тем
дороже резисторы, так как при этом тем большее их число
будет по результатам прогнозирования отнесено к классу Кг,
т. е. к дефектным.
Вероятность принятия правильного решения 7>прав=
= Р(реш К1/К1)+Р(реш КгАКг)- ,С увеличением порога она воз-
растает от значения априорной вероятности Р(К2), равной в
нашем случае 0,3, до значения 0,85, определяемого наибольшим
количеством верных решений, а затем снижается до значения
априорной вероятности P(Ki) (до 0,7).
Вероятность ошибочных решений Р(решК2/К1) с увеличе-
нием значения EtKa уменьшается от 1 до 0, так как при этом
уменьшается до 0 число ошибочных решений п(решК1/Кг)-
Аналогично вероятность Р(решК1/Кг) увеличивается от 0 до 1,
так как при этом число ошибочных решений п(решК1/К2) воз-
растает от 0 до своего максимального значения (в нащем слу-
чае до 20).
Вероятность отнесения резисторов к годным по прогнозу
Р(решКд) с увеличением Е;кл возрастает от нуля до 1, так как
при этом число решений об отнесении экземпляра к классу Ki
возрастает от нуля до своего максимального значения (в на-
шем случае до 20). Кривая вероятности Р(решКг) на рис. 4.35
не приведена; эта вероятность равна 1—Р(решК1). Таким обра-
зом, меняя Е1кл, можно влиять на результаты прогнозирования,
но при этом нужно учитывать, что все вероятности взаимосвя-
заны.
Если необходимо уменьшить риск потребителя, не повышая
при этом числа резисторов, ошибочно отнесенных по прогнозу
к дефектным, следует совершенствовать процедуру прогнозиро-
вания, т. е. найти более информативные признаки, повысить ка-
чество изготовления резисторов, совершенствовать технологию и
качество материалов. Уменьшение риска потребителя должно
142
сочетаться с экономически приемлемым риском изготовителя
и вероятностью отнесения к годным по прогнозу.
Приведенная выше методика для наглядности предполагала
«ручную» обработку результатов наблюдения. Однако в настоя-
щее время имеется широкая возможность использования для
этих целей ЭВМ. В специальной литературе подробно. изложены
вопросы составления программы на разных языках для разных
ЭВМ, позволяющих решать задачи статистической обработки
результатов наблюдения.
Глава 5. АНАЛОГОВЫЕ ФИЛЬТРЫ
5.1. ЗАДАЧИ ФИЛЬТРАЦИИ
В РАДИОТЕХНИКЕ
Сигналы и помехи. Известно, что устройства фильтрации выпол-
няют ответственные функции в РЭА. Определяется это тем, что
сигналы, подлежащие приему, могут быть очень слабыми и,
кроме того, в антенне одновременно действуют разные помехи.
Поскольку излучаемая передатчиком мощность по мере рас-
пространения радиоволны рассеивается, ограниченные размеры
приемной антенны приводят к тому, что мощность сигнала, на-
веденного радиоволной в антенне, ничтожно мала и может со-
ставлять доли микроватт по мощности или доли микровольт
по напряжению.
Известно, что мощность сигнала (Вт), наведенного в прием-
ной антенне
5Э * 5пр = 5’пер5а.пра/л£>2,	. (5.1)
где ^пер — мощность, излучемая передатчиком с учетом усиления
антенны, Вт; Sa.np — эффективная площадь антенны приемника,
м2; а — коэффициент, учитывающий потери при распространении;
D — расстояние между точкой излучения и точкой приема, м.
Например, при Sa.np=l м2, D=106 * * * * * м и ^Пер=1 Вт мощность
сигнала, наведенного в приемной антенне, составляет 0,3 • 10~12 Вт.
Помимо основного сигнала в антенне наводится ЭДС от боль-
шого количества сигналов других передатчиков, работающих на
разных частотах, которые следует рассматривать как помехи.
Кроме того, на входе приемника действуют шумы — флуктуа-
ционные помехи.
Сигнал, в котором содержится сообщение, всегда имеет
конечную ширину полосы частот. Он описывается комплексным
спектром
ЕД/со)=ЕД(о) ехр [—/<рДсй)],	(5.2)
143
где Fs(a>)—амплитудно-частотный спектр сигнала; <рв(®)—фазо-
частотный спектр сигнала.
В простейшем случае спектр достаточно характеризовать по-
лосой частот сигнала Асщ.
Помехи могут быть разнообразными [8]. Обычно рассматри-
вают следующие виды помех.
1.	Флуктуационные помехи. Имеют нормальное распределе-
ние мгновенных значений п(0 и обычно широкий спектр, опи-
сываемый энергетическим спектром Gn(<o). Во многих случаях
спектр помехи в полосе частот приема можно принять равно-
мерным, тогда Gn(a)=Nn, где Nn — плотность мощности помехи
на единицу полосы частот. При относительно узкой\юлосе, на-
пример на выходе полосового фильтра, помеху можно рассмат-
ривать как колебания со случайными амплитудой Ап (распре-
деление Релея) и фазой <рп (равномерное распределение). Флук-
туационные помехи создаются в аппаратуре и могут быть атмо-
сферного и космического происхождения.
2.	Квазигармонические помехи. Имеют узкий спектр.
3.	Импульсные помехи. Представляют собой случайный по-
ток импульсов с несущей, близкой к средней частоте фильтра.
4.	Помехи, подобные сигналу.
Помехи квазигармонические, импульсные и подобные сигналу
создаются передатчиками других систем или преднамеренно. По-
этому важно обеспечить не просто усиление сигнала, а избира-
тельное усиление, при котором сигнал усиливается значительно,
а помеха в меньшей степени. Возможность такого разделения
сигналов и помех определяется особенностями как сигналов, так
и помех. Устройства, с использованием которых осуществляется
выделение сигнала на фоне помех, называют устройствами
фильтрации или, коротко, фильтрами.
Избирательные свойства фильтра при прохождении сигналов
и помех характеризуются фазовой и амплитудно-частотной харак-
теристиками:
Кф(/и)==Кф(ю) ехр [—/фф((о)],	(5.3) (
где Кф(и)—амплитудно-частотная характеристика; Фф(и)—фа-
зочастотная характеристика.
Известно, что прохождение сигнала через фильтр и процесс
фильтрации часто удобно рассматривать в частотной области :
с использованием спектров сигнала, помех и частотных харак- J
теристик фильтров:	]
^ф(/и) =^(/и)Л'ф/7ф(/и),	(5.4) |
где Г5ф(/(о)—спектр сигнала на выходе фильтра; — коэффи- J
циент усиления фильтра на средней частоте. Аналогично можно 1
найти отклик на помеху, если известен ее спектр.	!Г
Классификация устройств фильтрации. Фильтры могут обла-
дать разными свойствами и характеристиками. По виду частот-
ной характеристики их разделяют на полосовые (пропускают
144
определенную полосу частот шириной А/ф от /ф.н до /ф.в), режек-
торные (подавляют определенную полосу частот), нижних частот
(пропускают частоты от 0 до /ф.в) и верхних частот (пропуска-
ют частоты выше /ф.н). Наибольшее применение имеют полосо-
вые фильтры, которые и будут рассматриваться ниже.
Фильтры подразделяются также на трансверсальные, у ко-
торых основные свойства определяются фазочастотной характе-
ристикой, и нетрансверсальные, у которых основные свойства
определяются амплитудно-частотной характеристикой.
В зависимости от особенностей реализации фильтры разде-
ляют на аналоговые, дискретные и цифровые. Аналоговые и дис-
кретные фильтры обычно рассматривают как линейные, т. е. в
них соблюдается пропорциональность между напряжением на
входе и выходе. При этом прохождение сигналов и помех про-
исходит независимо. Аналоговые фильтры разделяют на филь-
тры LC, RC (активные), кварцевые и электромеханические. Эти
фильтры будут рассмотрены в настоящей главе. Особенностям
дискретных и цифровых фильтров посвящена гл. 6.
При реализации фильтров возникает ряд трудностей, которые
связаны с необходимостью сочетать требования к частоте на-
стройки и ее стабильности, и к форме амплитудно- и фазочастот-
ной характеристик и их стабильности при изменении темпера-
туры и во времени.
Теория и опыт показывают: чем сложнее форма характери-
стик, тем больше трудностей в их реализации и тем большие
требования предъявляются к стабильности элементов, из кото-
рых составляется фильтр. Заметим, что идеальные характеристики
не могут быть реализованы. В пределах полосы пропускания
всегда имеется неравномерность усиления и «скаты» характе-
ристик не могут идти «вертикально». Поскольку трудности реа-
лизации фильтров связаны с требованиями к форме характери-
стик, то целесообразно рассмотреть вопрос о том, чем они опре-
деляются.
Требования к форме частотных характеристик и их стабиль-
ности. Они определяются особенностями сигнала и помех. По-
скольку всегда имеются флуктуационные помехи, то наиболее
важно определить требования к форме и стабильности частотных
характеристик для этого случая. Спектр сигнала и его особен-
ности определяются свойствами сообщения и тем, каким обра-
зом оно отображается в сигнале.
Рассмотрим теперь, как особенности спектра сообщения, ме-
тоды модуляции и форма спектра помех определяют требования
к форме частотной характеристики фильтров. При этом необ-
ходимо стремиться к оптимизации фильтров. В этой задаче мож-
но выделить следующие характерные случаи:
сообщение являясь случайной функцией, линейно ото-
бражается в мгновенных значениях сигнала Sj(t)= const
информация имеет характер случайного события и заключе-
10—6459	145
на в факте приема того или иного из различимых дискретных
радиосигналов, имеющих конечную длительность Ts (распозна-
вание и обнаружение дискретных сигналов);
информация носит характер случайной величины и заклю-
чена в неизменяющемся за время наблюдения случайном зна-
чении параметра радиосигнала (прием непрерывного радиосиг-
нала в течение конечного интервала времени с оценкой его па-
раметра) ;
информация имеет характер случайной функции и заключена
в случайно изменяющемся параметре непрерывного радиосигнала
(нелинейная фильтрация).
Перейдем к их краткому рассмотрению и к оценке тех требо-
ваний, которые предъявляются к параметрам и характеристикам
фильтров.
Фильтрация сигнала, линейно отображающего сообщение. Рас-
смотрим случай совместного воздействия сигнала и аддитивной
помехи
1/(0 =5у(0 + п(0-	(5-5)
Задача состоит в том, чтобы оптимизировать фильтр, т. е. так
подобрать его характеристики, чтобы искажение сообщения бы-
ло минимальным! Это приводит к задаче оптимальной линейной
фильтрации. Такой фильтр называется оптимальным фильтром
Колмогорова—Винера.
Рассматриваемую задачу удобнее решать, используя понятие
энергетических спектров сигнала Gs(a>) и флуктуационной поме-
хи бп(и). Энергетический спектр сигнала выражается через
Fs(w) следующим образом:
GS(®)={ES(®)]2/TS,	(5.6)
где Fs((o) —амплитудно-частотный спектр сигнала длительностью
Ts.
Если полезный сигнал характеризуется энергетическим спект-
ром Gs(g>), помеха—’энергетическим спектром Gn(co), то 'опти-
мальная частота характеристика фильтра определяется выраже-
нием
Кф.опт (®) = Gs (®) / [Gg (и) + Gn (и) ].	(5.7)
Из (5.7) следует, что если помеха много меньше сигнала, то
Лф.опт(со) «1. Таким образом, оптимальный фильтр должен про-
пускать весь спектр сигнала равномерно и амплитудно-частотная
характеристика фильтра должна быть близка к идеальной. Если
помеха много больше сигнала, то Кф.0Пт(и) ~ Gs(®)/Gn(®). Если,
как это часто бывает G„(oi)—Л?п, то Кф.опт(и) = (ATi)-1Gs(®) =
= const Gs(®). При этом оптимальные характеристики фильтра
полностью определяются спектром сигнала.
В радиотехнических устройствах фильтры Колмогорова — Ви-
нера могут использоваться, например, для последетекторной
фильтрации. Таким образом, для этого случая можно, используя
146
(5.7), определить требуемую от фильтра амплитудно-частотную
характеристику. Она может быть сложной по форме при сложных
спектрах сигнала (сообщения) и помехи.
Фильтрация при обнаружении и распознавании радиосигналов.
Значительно сложнее решается задача определения требований
к характеристикам фильтров, когда из радиосигнала необходимо
выделить информацию. Как указывалось, полезное сообщение мо-
жет содержаться не в параметрах сигнала, а в факте появления
отличающихся друг от друга дискретных сигналов длительностью
Ts. При этом сигнал можно подвергать любым, искажениям в
фильтрах, и задача состоит в том, чтобы после фильтрации при-
нять правильное решение — какой из различимых сигналов пере-
давался. Требование оптимальности привело к применению согла-
сованных фильтров, оптимальных при распознавании или обнару-
жении дискретных сигналов в условиях действия флуктуационных
помех.
Эта задача решается с использованием методов статистиче-
ской классификации, когда на основе наблюдений смеси сигнала
и помехи z/i, у2,... необходимо принять решение, какому сигналу
она соответствует. В простейшем случае нужно решить, какой из
двоичных различимых сигналов, Si или Sz, действовал. Другими
словами, необходимо осуществить классификацию. Известно, что
оптимальная классификация приводит к необходимости обработки
смеси в соответствии с отношением правдоподобия Л [8].
Д =	Уз’---/-5!)
№,.../s2)
P(S2)U,2_>1
11 ~
п —
реш ST;
(5.
реш32,
где /’(Si), P(S2)—априорные вероятности появления сигналов
Si и S2; Ц1-2, Ц2--1 — цены ошибочных решений переименования
сигналов Sj и S2; IK(z/b у2,.. ./Si), IK(z/i, у2,.. ./S2)—условные
многомерные плотности распределения смеси при условии, что
действуют сигналы Si и S2; П — порог.
Применительно к задаче распознавания сигналов необходимо
для исследуемой модели при действии помех найти конкретное
выражение для отношения правдоподобия и на ее основе постро-
ить оптимальную схему фильтрации. Если выполнить эти преоб-
разования для наиболее характерных сигналов (со случайной фа-
зой и амплитудой), то можно показать, что схема имеет вид, изо-
браженный на рис. 5.1. Основными элементами этой схемы явля-
ются согласованные фильтры СФ1, СФ2 и детекторы Д.
На выходе согласованного фильтра в момент окончания диск-
ретного сигнала отношение сигнала к помехе будет максимально
независимо от того, каков уровень помех и какова интенсивность
сигнала. Особенность согласованных фильтров в том, что их ха-
рактеристики согласованы со спектром дискретного сигнала дли-
тельностью Ts.
10'
147
Рис. 5.1
Частотная характеристика согласованного фильтра выражает-
ся через спектр сигнала:	\
^с.ф(/®) = /Сс.ф((о)е с'ф — Fs(a>)e -е	(5.9)
или 2<с.ф(®)==^(®); фс.ф(®)=—<Ps(<o)—(aTs.	(5.10)
Таким образом, зная спектр дискретного сигнала, можно вы-
явить, каким требованиям должны удовлетворять характеристики
фильтра.
Поскольку спектр простых дискретных сигналов, представляю-
щих гармоническое колебание конечной длительности Ts, имеет
простую форму, то согласованный или квазисогласованный фильтр
для таких сигналов может быть реализован сравнительно просто:
часто достаточно использовать обычные резонансные контуры.
Однако если в дискретных системах применяются сложные сиг-
налы, то решение вопроса о создании фильтра усложняется.
Сложные сигналы подвергаются дополнительной модуляции,
не отображающей какое-либо сообщение. Эта модуляция облег-
чает выделение сигнала на фоне импульсных и квазигармониче-
ских помех. Спектр сложного сигнала при сохранении скорости
передачи дискретных сообщений расширяется по сравнению с
простым сигналом. Обозначим коэффициент расширения через Б
(Б — база сигнала).
Основные полезные свойства сложных сигналов (иногда их
называют шумоподобными сигналами — ШПС) проявляются, ког-
да осуществляется их прием с использованием согласованного
фильтра: сложные сигналы позволяют обеспечить прием сигнала,
когда помехи в виде других сигналов много больше по мощности,
чем принимаемый сигнал.
Помехоустойчивость сложных сигналов тем больше, чем боль-
ше их база Б. Увеличение базы приводит к усложнению согласо-
ванных фильтров и повышению требований к точности и стабиль-
ности элементов фильтра, в первую очередь к точности и стабиль-
ности времени задержки. Например, для ШПС с числом элемен-
тов 13 или базой на рис. 5.2 приведены амплитудно-частотный и
фазочастотный спектры. Из рис. 5.2,а видно, что амплитудно-ча-
стотный спектр практически равномерен и определяется длитель-
ностью элемента сигнала Тэ, как это обычно бывает у ШПС, а
фазочастотный спектр (рис. 5.2,6) имеет вид сложный, который
148
FS(f)
1/Тэ
Цт3
а)
9»$$, I-
В)
Рис. 5.2
для наблюдения.
быть
отличается от фазочастотного
спектра других ШПС. Следова-
тельно, оптимальный фильтр
должен иметь специфические
свойства. Такие фильтры назы-
вают обычно трансверсальными,
в них должны использоваться
неминимально фазовые элемен-
ты, т. е. линии задержки (ЛЗ).
Соображения о роли фазоча-
стотных характеристик для таких
фильтров будут использованы
при описании фильтров на прибо-
рах с зарядовой связью (ПЗС)
и акустоэлектронных фильтров.
Фильтрация при оценке пара-
метра радиосигнала. Рассмотрим
случай, когда сообщение содер-
жится в параметре радиосигнала,
причехМ параметр сигнала не под-
вергается существенным измене-
ниям за то время, которое может
При этом параметр можно рассматривать как случайную величи-
ну. Задача состоит в том, чтобы дать оценку случайному значе-
нию параметра при наличии помех. Решение этой задачи и выяв-
ление требований к характеристикам фильтров связано с мате-
матическими трудностями. Ее удалось решить для некоторых ча-
стных случаев. Практически широкое распространение получили
квазиоптимальные фильтры, при получении которых предполага-
ют, что оцениваемый параметр радиосигнала может принимать
дискретные значения, разделенные интервалом Ае.
Очевидно, что количество этих интервалов необходимо взять
таким, чтобы Ае было меньше допускаемой ошибки в оценке па-
раметра. Теория показывает, что при этом оптимальный прием
предусматривает использование многоканальных фильтров, при-
чем каждый i-й из каналов является оптимальным согласован-
ным фильтром для сигнала с i-м значением параметра.
Рассмотрим характерный пример сигнала, у которого сообще-
ние отображено в случайной частоте и следует оценить значение
сообщения. Другими словами, нужно обнаружить, в какой точке
интервала частот находится сигнал. Система фильтров для этого
случая представляет собой гребенку из узкополосных фильтров,
частоты настройки которых расположены с интервалом Ae^Af.
Для примера на рис. 5.3 изображена совокупность приближенных
частотных характеристик десятиканального устройства фильтра-
ции, позволяющего с дискретностью определить, на какой ча-
стоте действует сигнал.
Рассмотренные многоканальные фильтры частот отличаются
значительной сложностью, так как число каналов может дости-
149
K(f] '
гать нескольких сотен и тысяч, причем незначительная расстрой-
ка отдельных фильтров, поскольку они являются обычно узкопо-
лосными, может испортить результаты. Как видно, оптимальные
фильтры при оценке параметров приводят к необходимости ис-
пользовать сложные фильтры, проектирование которых вызывает
много трудностей.
Оптимальная нелинейная фильтрация. Это наиболее сложный
случай, когда сообщение, имеющее характер случайной функции,
отображается в параметрах сигнала, например в амплитуде, ча-
стоте, фазе, которые при этом также становятся случайными
функциями.
, Этот вид фильтрации в радиотехнике особенно важен, но его
осуществление оказывается наиболее сложным. Сложность опре-
деляется тем, что мгновенное значение сигнала S(Z), взаимодей-
ствующее с помехами, нелинейно выражается через параметры
сигнала. Действительно простой сигнал определяется так:
S(/)=4s(^)cos[tt>s(/) +ф8(0]-	(5.1Г)
Из (5.11) следует что S(Z) нелинейно связан с ДД/),. иДО и
<рД/). Это приводит к необходимости включения нелинейных эле-
ментов (например, диодов), и фильтрация оказывается, нелиней-
ной.
В связи с большими математическими трудностями задача оп-
тимальной нелинейной фильтрации решена только для некоторых
частных случаев. Практически используют квазиоптимальные
фильтры. В наиболее простом случае при относительно неболь-
шом уровне помех оптимальная нелинейная фильтрация приводит
к совместному использованию додетекторного фильтра, детектора
(частотного, амплитудного или фазового дискриминатора) и по-
следетекторного фильтра. При этом фильтр до детектора должен
равномерно пропускать весь спектр сигнала. Желательно, чтобы
додетекторный полосовой фильтр имел форму амплитудно-частот-
ной характеристики, близкую к идеальной, для ослабления дей-
ствия флуктуационных помех и помех от других сигналов, нахо-
дящихся вне спектра сигнала.
150
Последетекторный фильтр может быть оптимизирован в соот-
ветствии с (5.7). Например, структура обычных радиоприемников
при частотной модуляции подобна оптимальной. В приемнике
фильтр промежуточной частоты пропускает всю полосу частот
сигнала, а после детектора фильтр выделяет речь из шума.
На основании изложенных выше разных случаев фильтрации
можно сделать следующие выводы. По мере развития радиотех-
ники повысились требования к помехоустойчивости. При все бо-
лее широком применении сложных сигналов ужесточились требо-
вания к форме амплитудно-частотной и фазочастотной характе-
ристик фильтров. Для понимания особенностей конструирования
фильтров необходимо отметить, что усложнение формы характе-
ристик привело к значительному повышению требований к точно-
сти их выполнения и стабильности. При этом соответственно воз-
росли требования к характеристикам элементов, из которых фор-
мируется фильтр, особенно к их стабильности. Поэтому не уди-
вительно, что фильтры претерпели существенное развитие, начи-
ная от простых LC-фильтров и кончая сложнейшими цифровыми
фильтрами, в том числе с использованием микропроцессоров.
5.2. ФИЛЬТРЫ LC
Особенности LC-фильтров. Начнем рассмотрение свойств и
особенностей конструирования фильтра с простейшей их разно-
видности— полосовых фильтров LC. Эти фильтры длительное
время были основными в РЭА и широко применяются в настоя-
щее время, например в радиовещательных приемниках. Их филь-
трующие свойства основаны на явлении электрического резонанса
в контуре, состоящем из конденсатора С и катушки индуктивно-
сти L.
Конструктивно такой одноконтурный фильтр представляет со-
вокупность конденсатора и катушки индуктивности или объеди-
ненных в единой конструкции (например, в фильтрах с фиксиро-
ванной настройкой, применяемых в усилителях промежуточной
частоты радиоприемников), или используемых в конструкциях
РЭА раздельно (например, контуры настройки высокочастотных
каскадов радиоприемников). В последнем случае контуры обычно
имеют изменяющуюся резонансную частоту, что достигается, на-
пример, применением конденсатора переменной емкости.
В последующем будем иметь в виду только фильтры с фикси-
рованной настройкой, так как они являются конструктивно закон-
ченной сборочной единицей и при одинаковой конструкции могут
широко примеяться в различной РЭА.
Как правило, в АС-фильтрах используются стандартизованные
или нормализованные катушки индуктивности и конденсаторы
(гл. 4), которые в значительной мере влияют на конструкции и
свойства электрических контуров и соответствующих фильтров, в
том числе таких, в которых приходится для улучшения фильтру-
ющих свойств соединять несколько контуров. С точки зрения элек-
151
трического расчета фильтров достаточно иметь данные по пара-
метрам катушек индуктивности и конденсаторов. Однако с кон-
структорской точки зрения АС-фильтр— не просто сумма конден-
сатора и катушки индуктивности, а новая конструкция.
Действительно, при конструировании фильтра необходимо рас-
сматривать пространственное положение катушки и конденсатора,
укреплять их и объединять в единую конструкцию, учитывая: кон-
фигурацию фильтра (которая при одинаковых конденсаторах и
катушках может быть разной) с целью лучшего ее согласования
с конфигурацией других элементов, используемых в конструкциях
РЭА (совместимость по габаритным размерам); возможность гер-
метизации фильтра (для уменьшения действия влаги) без предъ-
явления жестких требований к отдельной герметизации конденса-
торов и катушек; конкретное конструкторское воплощение связи
между отдельными контурами многоконтурного фильтра; способ
и конструкцию защиты фильтра от воздействия электромагнит-
ных и электрических полей, которые действуют в РЭА, с возмож-
ностью совмещения в этой конструкции функции экранирования и
герметизации и с учетом влияния экрана на параметры конден-
сатора и катушки; конструкцию регулировки конденсатора или
катушки для подстройки резонансной частоты контура с учетом
отклонений как индуктивности, емкости, так и параметров монта-
жа; способа крепления и расположения элементов; обеспечение
ремонтопригодности фильтра; обеспечение требуемых фильтрую-
щих свойств с использованием небольшого количества контуров
(с малыми потерями в конденсаторе и катушке) или увеличения
их количества (при менее жестких требованиях к потерям в них).
В связи с тем, что такие фильтры выпускаются в больших ко-
личествах и в то же время при их изготовлении часто использует-
ся ручная сборка, к ним помимо указанных выше требований
предъявляется требование высокой технологичности. Одним из
основных направлений в решении этой задачи является типизация
и унификация конструкций фильтров. Это приводит к тому, что
обычно конструктор РЭА должен рассматривать фильтр как го-
товый элемент, и его задача состоит не в том, чтобы создать «свой
фильтр для проектируемой им РЭА, а правильно выбирать и це-
лесообразно применять его в конструкции РЭА.
Следовательно, такие фильтры следует рассматривать в со-
ставе элементной базы, хотя формально их к электрорадиоэлемен-
там можно отнести условно, так как их собирают из отдельных
электрорадиоэлементов — конденсаторов и катушек индуктивно-
сти и их можно разобрать, например при ремонте.
Характеристики АС-фильтров. Напомним, что характеристика-
ми АС-фильтров, так же, как и других, являются амплитудно-ча-
стотная Д'(со) и фазочастотная ср (со). Обычно на практике ампли-
тудно-частотную характеристику описывают несколькими пара-
метрами: полосой пропускания А/ от fmin до fmax; средней часто-
той f0; коэффициентом усиления на средней частоте АФ; коэффи-
циентом усиления на краю полосы частот TG; неравномерностью
152
усиления в пределах полосы АД; относительной неравномерностью
АЛ'/Л’о в пределах полосы, которая обычно задается в процентах
или децибелах и характеризует отклонение усиления относитель-
но среднего значения; значением частот заграждения ниже
fsarp min И ВЫШе faarp max, КОТОрЫв ПОДЗВЛЯЮТСЯ фиЛЬТроМ, С уКЭЗЭ-
нием усиления на этих частотах К3агр или относительного ослаб-
ления Кзагр/Ко И ПОЛОСОЙ А/загр==/:загр max faarp min-
Фазочастотная характеристика задается отклонением от ли-
нейной в пределах полосы пропускания фильтра. Важны также
определенные требования к ухудшению характеристик в условиях
различных температур, влажности, механических воздействий и
через длительное время работы.
Известно, что при частоте резонанса, когда (£>qLk= 1/а»0Ск или
й)0=1/уЛкСк, время, затрачиваемое для перехода магнитной энер-
гии в электрическую и наоборот, оказывается равным полуперио-
ду колебаний внешнего источника сигнала. При этом для поддер-
жания колебаний в контуре с большой амплитудой достаточно
поступления небольшой мощности из внешней цепи. Это эквива-
лентно тому, что параллельный контур имеет большое резонанс-
ное сопротивление Zoe, значение которого тем больше, чем мень-
ше потери в контуре. Известно, что
2oe=QK/w,	(5.12)
где LK, Ск и QK — индуктивность, емкость и добротность контура.
Сопротивление контура при этом имеет активный характер и мож-
но положить ср=О. Таким образом, используя явление резонанса,
при частоте внешнего источника, равной резонансной, можно по-
лучить максимальное напряжение на контуре, которое будет
уменьшаться при расстройке.
Если коэффициент усиления на резонансной частоте фильтра
принят за единицу и рассматривать только фильтрующие свойст-
ва одиночного контура, то амплитудно- и фазочастотные характе-
ристики имеют вид
== 1/V1+ У2; ?(у) = arctgy,	(5.13)
где у — обобщенная расстройка, равная у— (Af/fo) Qk>' Af — рас-
стройка; fo — резонансная частота. Тогда при ослаблении до 0,7
на краях полосы полоса пропускания контура А/п связана с до-
бротностью и средней несущей частотой выражением
Afn=fo/QK-	(5.14)
Для сужения полосы пропускания необходимо увеличить до-
бротность, т. е. уменьшить потери в контуре, которые определя-
ются потерями в конденсаторе и катушке индуктивности. Доброт-
ность контура
Qk= (QlQc)/(Ql+Qc) ,	(5.15)
где Qb, Qc — добротности катушки и конденсатора соответствен-
но. Кроме собственных потерь контура в зависимости от схемы
153
включения могут возникать дополнительные потери и реактивные
влияния на контур. В дальнейшем считаем, что изменения емко-
сти, индуктивности и потерь учтены в величинах Ск, LK, QK. Если
не ограничивать габариты и массу конденсаторов и катушек, тс
их можно выполнить с высокой добротностью. В малогабаритных
контурах добротность нельзя сделать высокой, поэтому однокон-
турные малогабаритные фильтры не могут быть узкополосными.
Аналогичные соотношения можно получить и для электроме-
ханических резонирующих элементов. Однако в связи с тем, что
в них используются явления не электрического, а механического
резонанса, факторы, влияющие на резонансную частоту, доброт-
ность и другие характеристики, рассмотрены в § 5.3.	/
Особенности многоконтурных фильтров. Как следует из (5.13),
фильтрующие свойства одиночного контура или звена относитель-
но невысокие. Теория и опыт показывают, что для фильтров, ис-
пользующих явление резонанса, важным методом улучшения фор-
мы частотной характеристики и сужения полосы является совме-
стное использование многих резонирующих элементов (электри-
ческих контуров или механических резонаторов).
Рассмотрим основные особенности многоконтурных фильтров.
Частотную характеристику п контуров при слабой связи между
ними можно получить, перемножив частотные характеристики
каждого из контуров. При одинаковых контурах получим
=	П’ Кп(у = 0)=1.
LVI+УЧ V1 + (Afn/fo)2 С J
(5.16)
Считая, что полоса пропускания Afn при определенном ослаб-
лении Лп задается при конструировании фильтра, определим за-
висимость требуемой добротности каждого из контуров QKn от
числа контуров и неравномерности в пределах полосы Кпи = Кп.
После преобразования получим
= (/»/<)]/ . (5-17)
Отношение добротностей контуров в n-контурном и однокон-
турном фильтрах определяется соотношением
QKn/QK=]/^/T/K^-l.	(5.18)
Значение этого отношения в зависимости от п при 7(пи = 0,7
приведено в табл. 5.1.
Как показывает расчет, узкую полосу можно получить, исполь-
зуя контуры с невысокой добротностью QKm (т. е. с малогабарит-
ными конденсаторами и катушками), но увеличивая число кон-)
туров. Это приводит к увеличению габаритов' и массы фильтра,)
но часто дает выигрыш по сравнению с использованием одиноч-1
ного контура для получения той же полосы пропускания.
154
Свойства фильтров харак- Таблица 5.1
теризуются также соотноше- нием между полосой пропус- кания и той полосой частот заграждения А/3агР, за преде- лами которой обеспечивается усиление Кзагр не больше	' Число контуров	2	4	8	16
	Qkk/Qk	0,65	0,53	0,3	0,14
заданного. Можно показать,
что для улучшения этой характеристики фильтра необхо-
димо также увеличивать число контуров. Если рассматри-
вать соотношение А/пЛМзагр в зависимости от ‘ числа кон-
туров п, то, проведя необходимые преобразования, можно
получить [2]
(П + ^) Х=-Гкп; (/1-н32агр) 1=7Кзагр.	(5.19)
Тогда
_.дь 1 /	[l/V4KnJ2- 1	(5.20)
4'"р Г [iTS^T-1
Например, для ЛГп^=0,7 и Д3агР=0,1 можно получить зависи-
мость, которая дана в табл. 5.2.
Дополнительное улучшение отношения Д/ъ/Д/загр в многокон-
турных фильтрах можно получить, используя сильные связи меж-
ду высокодобротными контурами или по-разному их настраивая.
На рис. 5.4 показаны следующие частотные характеристики: с за-
данной полосой для одноконтурного фильтра с высокой доброт-
ностью— кривая /; многоконтурного фильтра со слабой связью
между контурами, обеспечивающего ту же полосу, что и одно-
контурный фильтр, т. е. с добротностью каждого контура, значи-
тельно меньшей, чем для одного контура — кривая 2; многокон-
турного фильтра с высокой добротностью контуров при слабой
связи между ними, имеющего значительно более узкую полосу,
чем предшествующие — кривая 3; многоконтурного фильтра из
контуров с высокой добротностью с использованием сильной свя-
зи и настройки контуров на разные частоты — кривая 4. Таким
образом, варьируя добротностью, числом контуров, настройкой и
связью между контурами, можно изменять частотные характери-
стики, получая фильтры с узкой полосой пропускания или доста-
точно равномерным усилением в полосе пропускания и значи-
тельным ослаблением в полосе заграждения. Однако это связано
Таблица 5.2
Число контуров	1	2	4	8	16	32
^fn/Afsarp	0,127	0,204	0,3	0,33	0,354	0,356
155
Рис. 5.4
ДГ/7
с увеличением числа контуров, т. е. с увеличением габаритов,
массы и повышением требований к стабильности индуктивности
и емкости, а также с увеличением полосы пропускания каждого
из контуров.
Изложенное относится также и к другим фильтрам, исполь-
зующим резонансы, и показывает, как можно из многих конту-
ров формировать фильтры с высококачественными характеристи-
ками.
Конструирование LC-фильтров. Будем считать, что из указан-
ных выше соображений, определены: число контуров, используе-
мых в фильтре, требования к их добротности и частоте настрой-
ки. После этого можно приступить к конструкторскому проекти-
рованию фильтра, которое начинается с конструирования одного
звена, состоящего из одного или двух колебательных СС-контуров.
Сложность задачи при этом состоит в том, что нужно учесть воз-
действие на параметры контура других частей конструкции (в том
числе органов управления и подстройки) и случайных отклонений
параметров L и С.
Электрическая схема двухконтурного LC-фильтра дана на
рис. 5.5, где Свых и Свх— выходная и входная емкости активных
элементов; См— емкость монтажа; CL— емкость катушки индук-
тивности; La — индуктивность монтажа (обычно проявляется в
контурах со средней частотой выше 10 МГц). На приведенной
схеме подстройка частоты осуществляется индуктивностью.
Существуют схемы, использующие подстроечные конденсаторы.
Значения отклонений и стабильности параметров катушек практи-
чески трудно поддаются расчету. Их относительные отклонения
и стабильность в несколько раз хуже значений, которые наблю-
даются у стандартных конденсаторов. Влияние потерь в См, Свх
и Свых на добротность контура также трудно поддается расчету.
Как правило, их относительное значение в 3...5 раз больше, чем
в конденсаторе, поэтому при конструировании контура стремятся
в максимально возможной степени уменьшить их влияние на кон-
тур. Для уменьшения влияния емкостей Свх и Свых можно исполь-
156
зовать неполные связи кон-
тура с активными элемен-
тами (как это показано на
рис. 5.5). Но следует иметь
в виду, что при этом умень-
шается коэффициент усиле-
ния (передачи).
Важно правильно вы-
брать пределы изменения
индуктивности Лк (или ем-
кости Ск) при подстройке,
добиваясь того, чтобы они
перекрывали суммарные от-
клонения, обусловленные
С*к, Лк, Лм, Свх и Свых С ве-
роятностью, близкой к 1.
Большое значение при
конструировании имеет вы-
бор соотношения между ем-
костью Ск и индуктивно-
стью Лк. Действительно, ис-
ходя из равенства е>о—
— (ЛКСК)~1/2 можно полу-
чить требуемую частоту <в0
при разном соотношении
между Лк и Ск. Например,
можно увеличить емкость
Ск, поскольку конденса-
торы имеют высокую доб-
11,6X11,6
Рис. 5.6
ротность и обычно более
компактны, чем катушки, и
облегчит увеличение ее добротно-
уменьшить индуктивность, что
сти. Но при этом уменьшается резонансное сопротивление конту-
ра и, следовательно, усиление, поэтому приходится выбирать воз-
можно большую индуктивность Лк и обеспечивать требуемую до-
бротность QK.
Напомним, что QK=QtQc/(Qi,+'Qc); значения Ql = u>L/R и
Qc— 1/tgS для конденсаторов и катушек были рассмотрены в
гл. 4. Для многих конденсаторов Qc>300... 1000, в то время как
малогабаритные катушки имеют <Д<50 ... 100.
Комплексный выбор и учет величин Ск, Лк, Qc, Ql, определе-
ние пределов подстройки, а также решение вопросов размеще-
ния крепления и соединения всех элементов, входящих в состав
фильтра, составляют основную задачу при конструировании LC-
фильтров.
При конструировании фильтра трудности вызывает обеспече-
ние точности его настройки. Она определяется выражением
д1'2 (<*>о) _ 1/’ Д_ Д(ЛК)	1	Р(СК)
иг(<о0) у 4	m2(LK)	4	m2(CK)
157
Поскольку отклонения индуктивности больше, чем емкости, то
в основном точность настройки фильтра по частоте зависит от па-
раметров катушек индуктивности.
В заключение приведем Пример конструкции одноконтурного
фильтра (рис. 5.6), где 1 — выводы; 2 и 5 — основание; 3 — кон-
денсатор; 4 — экран; 6 — катушка; 7 —корпус; 8 — заглушка.
.5.3. ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИЕ
И ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ФИЛЬТРЫ
Физические основы работы электромеханических, пьезоэлектри-
ческих и акустоэлектронных фильтров. Резонансные контуры, вхо-
дящие в состав электрических фильтров, трудно сделать высоко-
стабильными, высокодобротными и в то же время малогабарит-
ными, поэтому, несмотря на простоту их изготовления и возмож-
ность выбора вида частотной характеристики при увеличении
числа контуров, эти фильтры используются ограниченно.
Указанные обстоятельства обусловили появление фильтров,
основанных на принципе механических упругих колебаний и ме-
ханического резонанса. Широкое применение таких фильтров объ-
ясняется тем, что скорость распространения упругих колебаний
в твердом теле примерно в 100 тыс. раз меньше скорости распро-
станения электромагнитных волн. Это позволяет использовать
очень компактные механические резонаторы с распределенными
параметрами, обладающие чрезвычайно малыми потерями, т. е.
весьма высокой добротностью, достигающей 1О3...1О4. Однако
для применения этих фильтров в электронной аппаратуре необ-
ходим переход от электрических колебаний и сигналов, действую-
щих в цепях этой аппаратуры, к акустическим (упругим) коле-
баниям в механических резонаторах и последующий переход от
акустических к электрическим.
Для этого преобразования используются известные из физики
эффекты взаимодействия электрических или магнитных полей и
механических деформаций и напряжений, например пьезоэффект
и магнитострикционный эффект. Особенности и свойства таких
преобразователей существенно зависит от того, какой эффект при
этом используется. Часто название эффекта, на котором осйовано
преобразование, применяется при классификации фильтров. На-
пример, различают пьезокерамические, пьезокварцевые, магнито-
стрикционные фильтры и т. д.
Полагая, что преобразования электрических колебаний в меха-ii
нические и обратно произведены, расмотрим физическую сущ-Ч
ность фильтрации в механических системах. Как известно из ра71
диотехники, колебания и резонансы могут возникать в цепях с|
сосредоточенными (ЕС-фильтры) и с распределенными (длинные'1]
линии) параметрами. Аналогично обстоит дело и при механиче-'
ских колебаниях. Они могут появляться в системах с сосредото-
ченными параметрами, например, в механических системах, имею- ‘
щих массу (груз) и упругость (пружину). Однако такие системы:
158	«
обладают низкой резонансной частотой колебаний и не могут ис-
пользоваться для создания фильтров на радиочастотах. Их изу-
чение имеет большое значение для исследования действия механи-
ческих возмущений на конструкции РЭА и ее элементы, а также
для амортизации. Механические колебания возникают и в систе-
мах с распределенными параметрами. Простейшими механиче-
скими резонаторами с распределенными параметрами являются
брусок, пластина, стержень, струна, диск и т. д.
Для выяснения физической сущности механического резонанса
остановимся на простейших механических продольных объемных
колебаниях, которые возникают и распространяются в стержнях.
Анализ распространения упругих волн приводит к волновому
уравнению
&U _ 2 d2U
di2 упр ’
(5-21)
где U — переменное напряжение (деформация); г? —время; х —
координата; уупр— скорость распространения волны в материале.
В стержнях из упругих материалов, какими являются металлы,
используемые в резонаторах, скорость распространения объемной
продольной волны
Рпр = Ш	(5.22)
где Е — модуль упругости; р — плотность материала.
В связи с конечной скоростью распространения упругих коле-
баний вдоль стержня можно ввести понятие длины акустической
волны
Ka = vnp/f.	(5.23)
Длина волны на разных частотах при скорости 5000 м/с, ха-
рактерной для используемых материалов, дана в табл. 5.3. Как
видно, длина упругой волны в металле на радиочастоте составля-
ет несколько миллиметров.
При длине бруска Up—ka/2 наступает резонанс и затухание
колебаний в этом случае мало. Если колебания возбуждаются
внешней силой, то напряжения и деформации будут максималь-
ны. Если для примера взять распределение упругости напряже-
ний и деформаций в резонирующем бруске, то края бруска в про-
цессе колебаний перемещаются, в то время как центр бруска, в
котором наблюдаются наибольшие внутренние напряжения, оста-
ется в покое. Пользуясь соотношением /бР=%а/2, можно от длины
волны перейти к резонансной частоте. Тогда получим
/о =(1/2/бр)ГЖ	'	(5.24)
Кроме основной резонансной частоты могут наблюдаться резо-
нансы на кратных частотах (гармониках), когда на длине стерж-
ня укладывается целое число т полуволн.
159
Важным фактором, обус-
Таблица 5.3
Ь кГц	100	200	500	1000
Ха, мм	50	24	10	5
ловливающим широкое	при-
2000	менение фильтров с механи-
_____ ческими резонаторами, яв-
2 5__ляется то, что благодаря ма-
’	лым потерям при механиче-
!---- ских колебаниях в некоторых
материалах (металлы,	стек-
ло, кварц), а также в связи с тем, что используются ко-
лебания	в	механических	системах с распределенными
параметрами,	добротность	механических резонаторов	очень
высока. Например, для рассматриваемых продольных колебаний
добротность резонаторов' составляет 103...104. Таким образом,
использование упругих колебаний и механических резонаторов
позволяет конструировать очень небольшие по размерам высоко-
добротные компактные фильтры, эквивалентные при большом
числе резонаторов многоконтурным электрическим фильтром. Эти
фильтры позволяют получить характеристики, значительно лучшие,
чем у электрических.
Ранее рассматривался случай продольных колебаний как наи-
более простой для объяснения сущности механического резонанса.
Однако в твердом теле могут возникать разные по своему харак-
теру волны, следовательно, разные механические резонансы. На-
пример, в продольных волнах частицы смещаются в направлении
распространения, в поперечных — в направлении, перпендикуляр-
ном направлению распростанения. В телах с конечными размера-
ми и явно выраженными границами (поверхностями) возникают
поверхностные волны и, кроме того, происходит сложное взаимо-
действие продольных и поперечных волн, что и определяет боль-
шое разнообразие колебаний и волн в упругих телах.
В механических фильтрах используются изгибные, продольные,
крутильные, поперечные, сдвиговые и поверхностные (волны Рэ-
лая и Лява) волны. Деформации волн и направления их распро-
странения приведены на рис. 5.7, где а — изгибное, б — продоль-
ное, в — поперечное, е — крутильное и <3 — поверхностно^ колеба-
ния. Стрелками. показаны деформации и направления
распространения волны; %а — длина волны, которая определяется
следующими скоростями распространения: пИзг, Wnp, иПоп, vKp, Ипов-
Эти скорости зависят от свойств материалов, в основном, от мо-
дуля упругости Е и плотности материала р. Скорости для каждо-
го вида колебаний различны и могут отличаться в два’ раза.
Для всех колебаний наблюдаются резонансные явления. От
вида колебаний зависят потери и добротность резонаторов. Для '
многих материалов минимальными потерями обладают крутиль-
ные колебания. Характер колебаний меняется, если один из кон- ;
цов тела, в котором наблюдаются упругие колебания, закреплен.
Очевидно, что упругие волны можно использовать не только для
резонансных эффектов и фильтрации, но и для создания задерж-
ки. Действительно, если при использовании любого вида колеба- <
160
ний тело, в котором распространяются упругие волны, взять до-
статочной длины и на концах его поместить поглотители упругих
колебаний, устраняющие отражения, то резонансных явлений не
будет, но волна, распространяясь по телу, будет задержана на
время т3=//Уупр (где I — длина тела; уупр — скорость любого из
упругих колебаний).
В связи с тем, что уупр примерно в 105 раз меньше скорости
распространения электромагнитных волн, можно создать компакт-
ные линии задержки с т3, равным десяткам и тысячам микросе-
кунд, для получения которых в электрических линиях или кабе-
лях необходимо использовать их отрезки длиной в сотни и тыся-
чи метров. Таким образом, используя упругие механические ко-
лебания, можно создать резонаторы, а, следовательно, фильтры
и линии задержки, которые могут различаться по принципу дей-
ствия, методам возбуждения и характеристикам. Размеры таких
резонаторов соизмеримы с длиной волны или больше нее, благо-
даря чему их характеристики лучше и возможности значительно
больше, чем электрических фильтров.
Используя продольные, поперечные, крутильные колебания и
эффекты резонанса, можно создавать фильтры, которые объеди-
нены общим термином «электромеханические и пьезоэлектриче-
ские». Различие между ними заключается в том, каким образом
электрические колебания в виде токов и напряжений преобразу-
ются в механические.
В магнитострикционных электромеханических фильтрах ис-
пользуются преобразователи электрических колебаний в механи-
ческие и обратно. Механические колебания, возбужденные в пре-
образователе, механическими средствами передаются на резони-
рующие элементы, в которых возбуждаются упругие колебания и
наблюдаются явления резонанса. Изменяя количество резонирую-
щих элементов и связь между ними, можно получить фильтры с
различными характеристиками.
11—6459	161
В пьезоэлектрических фильтрах механические колебания воз-
буждаются в результате пьезоэффекта, но эти колебания в дру-
гие резонирующие элементы не передаются. Эффект фильтрации
достигается вследствие того, что механический резонанс изменя-
ет электрические характеристики цепи преобразователя электри-
ческих колебаний в механические.
Общим для указанных выше фильтров является то, что основ-
ной элемент фильтра, резонатор, обычно изготавливается меха-
ническими методами, причем требуется высокая чистота и одно-
родность материала пластинок и очень точная их обработка.
Это—важнейший конструктивно-технологический недостаток таких
фильтров..
Используя поверхностные волны, можно получить фильтрую-
щее действие, формируя поверхностную акустическую воДну не в
одной точке, а располагая по «цепочке» элементы, преобразую-
щие электрические колебания в механические. Тогда при соответ-
ствующем выборе соотношения между' шагом расположения эле-
ментов и частотой можно обеспечить синфазное функционирова-
ние элементов преобразования. При этом каждый последующий
элемент свое воздействие суммирует с полученными за счет дей-
ствия предшествующих элементов. Основной положительной осо-
бенностью фильтров на поверхностных акустических волнах явля-
ется то, что их изготовление основывается на технологии микро-
электроники (формирование пленок с разными свойствами). По-
этому широкое развитие получило новое направление, относяще-
еся к функциональной микроэлектронике, известное как акусто-
электроника. Принципы действия, конструкции, схемы, характери-
стики и применение таких фильтров приведены в гл. 6.
Электромеханические магнитострикционные фильтры. Под
электромеханическими фильтрами будем понимать такие, у кото-
рых селекция осуществляется в механически взаимосвязанных ре-
зонаторах.
Электромеханические фильтры можно различать по тому, ка-
кой эффект используется для преобразования электрических ко-
лебаний в механические. Наибольшее распространение для филь-
тров на радиочастотах получило использование магнитострикци-
онного эффекта и пьезоэффекта. При создании магнитострйкцион-
ных фильтров необходимо решить несколько задач: разработать
механические резонаторы, использующие упругие колебания и
имеющие высокую стабильность, а также высокую добротность
или незначительное затухание колебаний; создать преобразовате-
ли электрических колебаний в упругие механические и обратно;
обеспечить механическую связь для многорезонаторных фильтров.
162
Рис. 5.10
Функциональная схема магнитострикционного фильтра приве-
дена на рис. 5.8. Она содержит входной магнитострикционный
преобразователь 1, механические резонаторы 2, элементы механи-
ческой связи 3, выходной преобразователь 4. Функциональная схе-
ма пьезокерамического фильтра аналогична изображенной на
рис. 5.8, но преобразователи основаны на использовании пьезо-
эффекта.
Рассмотрим работу магнитострикционных преобразователей.
Из физики известен эффект Джоуля, который состоит в том, что
если некоторые ферромагнитные тела поместить в магнитное поле,
то происходит намагничивание, сопровождающееся возникнове-
нием внутренних механических сил в теле. В результате меняются
его геометрические размеры. Так как тело обладает упругостью,
то эти силы вызывают деформацию. В зависимости от материала
тело укорачивается или удлиняется вдоль силовых линий. В опре-
деленных пределах эффект имеет линейный характер, что и ис-
пользуется в фильтрах. Если обозначить: I — длина стержня в от-
сутствие магнитного поля, Л1—приращение длины под действием
магнитного поля; AZ/Z — относительное удлинение, то коэффици-
ента магнитострикции Д// (ИТ) для продольных колебаний. На рис.
5.9 показаны зависимости Л/// от напряженности магнитного по-
ля для некоторых материалов.
При использовании магнитострикционного эффекта на катушку,
магнитное поле которой действует на стержень, подается напряже-
ние или сигнал переменного тока. При этом в стержне возникают
колебания с частотой сигнала. Так как изменение размеров стерж-
ня не зависит от направления магнитного поля, то под влиянием
переменного магнитного поля стержень будет колебаться с двой-
ной частотой. Чтобы избежать этого, нужно поместить стержень
в постоянное магнитное поле. Таким образом можно возбудить
продольные колебания. Преобразователи для возбуждения других
видов колебаний устроены более сложно, на них останавливаться
не будем.
Для создания фильтров необходимы и обратные преобразова-
ния — от механических колебаний к электрическим. Для этого так-
11*	163
же можно использовать явления, происходящие в ферромагнети-
ках. Было замечено, что если ферромагнитный стержень поместить
в магнитное поле и прикладывать к нему механические силы, т. е.
вызывать деформацию, то меняются его магнитные свойства (зна-
чения ц). Для примера на рис. 5.10 показана зависимость изме-
нения индукции от напряженности магнитного поля при разных
усилиях сжатия (о) стержня из никеля.
В выходном преобразователе необходимо также наличие по-
стоянного магнитного поля. Действительно, если деформируется
магнитный стержень, находящийся в поле постоянного магнита,
то изменяется его магнитная проницаемость и магнитный поток,
пронизывающий стержень, а следовательно, индукция.
Изменение индукции приводит к тому, что в проводнике намо-
танном на стержень, появляется ЭДС переменного тока. Дефор-
мация стержня происходит с частотой, соответствующем сигналу,
действующему во входном преобразователе. Поэтому индукция и
магнитный поток, пронизывающий катушку выходного преобра-
зователя, изменяются с той же частотой и в катушке выходного
преобразователя наводится ЭДС, отображающая отфильтрован-
ный входной сигнал. Поскольку при резонансе между сигналом и
механическими колебаниями последние достигают максимума ин-
тенсивности, то ЭДС, наведенная в катушке выходного преобра-
зователя, зависит от соотношения между резонансной частотой
резонаторов и частотой сигнала. На резонансной частоте ЭДС
максимальна. Принцип действия преобразователя иллюстрируется
рис. 5.11, на котором показаны преобразовательно-резонансная
пластина 1, связи 2, резонансная пластина 3 и постоянный маг-
нит 4.
При техническом выполнении преобразователей наибольшие
сложности связаны с выбором материала резонаторов и конст-
руктивной реализацией постоянного магнита. Материал, исполь-
зованный в резонаторе преобразователя, должен иметь возможно
больший коэффициент магнитострикции для того, чтобы увеличить
164
Таблица 5.4
Феррит	(A//Z)10-«	°упр> м/с	Е, кгс/м2	р, г/см2	Я'10’’
Рг	15...20 (Я =300... 900 Э)	5500	7750	2,52	—
Никелевый Fe2Os—159,68 №0—74,69	20...29 (77=300.. .900 Э)	5700	16 000	4,84	
Никель	27—54 (/7=2500 Э)	4979,4	20 500	8,1	11...17
Примечание а/ — температурный коэффициент линейного расширения.
коэффициент передачи при переходе от электрических колебаний
к механическим и обратно. Желательно в то же время, чтобы этот
материал обладал малыми потерями при механических колеба-
ниях и высокой стабильностью резонансной частоты. Однако тре-
бования к добротности резонатора преобразователя не такие
жесткие, как для резонаторов фильтра. Наиболее трудно выпол-
нимые требования к материалам резонатора преобразователя и
постоянного магнита обусловлены тем, что оба этих элемента кон-
струкции находятся в высокочастотном магнитном поле катушки,
на которую подается сигнал. Очевидно, что если изготовить этот
магнит- и резонатор из материала достаточно большой толщины,
то, во-первых, из-за магнитного поверхностного эффекта в
катушке и, следовательно, в преобразователе будут большие по-
тери и, во-вторых, эффект магнитострикции будет наблюдаться
в очень тонком слое.
Эту трудность можно преодолеть, используя тонкие пластины,
однако, с повышением частоты быстро возрастают трудности их
технической реализации. Поэтому для расширения диапазона ча-
стот, в котором работают магнитострикционные фильтры, боль-
шое значение имеет разработка новых материалов для высоко-
частотных преобразователей. Большие возможности в этом смыс-
ле дают специальные марки ферритов. В табл. 5.4 даны
параметры некоторых марок ферритов, обладающих магнито-
стрикционным эффектом, и для сравнения параметры
никеля. Ферриты этих марок обладают малыми поте-
рями на высоких частотах (например, до 10 МГц) и долго сохра-
няют намагниченность. Поэтому преобразователи, использующие
резонаторы из специальных видов ферритов, могут работать в ши-
роком диапазоне частот и не требуют постоянного магнита как
отдельного элемента конструкции.
Рассмотрим работу фильтрующих элементов. Как правило,
фильтр содержит четыре и более резонатора, связанных между со-
бой механической связью. Количество резонаторов и степень свя-
165
зи определяют при расчете фильтров, переходя от механических
схем к эквивалентным электрическим и используя электромехани-
ческие аналоги. Пример приближенной эквивалентной схемы
электромеханического фильтра приведен на рис. 5.12, где L1 и
С1 — эквивалентные параметры резонатора, а С2 — эквивалент-
ные связи. Число звеньев и степень связи, полученные при элек-
трическом расчете, реализуются при конструировании фильтра.
При конструировании резонатов необходимо определить их мате-
риал и геометрические размеры, а вид колебаний выбирается за-
ранее.
Материал выбирают исходя из следующих требований: малый
уровень потерь, высокая добротность и высокая стабильность ре-
зонасных свойств. Наличие магнитострикционного эффекта для
этих резонаторов необязательно. От них не требуют также и ма-
лого уровня потерь в высокочастотном поле, так как высокоча-
стотные электрические и магнитные поля на эти резонаторы не
действуют; в них имеются только упругие механические волны.
Поэтому материал, из которого изготавливают фильтрующие ре-
зонаторы, отличается от материала резонаторов-преобразователей.
Наибольшие трудности вызывает обеспечение точности и ста-
бильности настройки резонаторов. Рассмотрим это на примере
простейших продольных колебаний. Резонансная частота опреде-
ляется так:
®0 = 3,14опр// = 3,14 УЁ/p/l ~ 3Eil2?ll2l-\	(5.25)
где Е — модуль упругости; р— плотность материала; / — длина
резонатора.
Для аналогичных зависимостей вида (5.25), как показано в
гл. 3, можно просто получить выражение для относительных'от-
клонений:
Д(“о) = 9 ГJ_ D(E') ц_ _L . I ДР) 1	(5 26)
ж2(<о0) L 4	т2(£)	4	m2{f)	m2(l) J’
Чтобы обеспечить точность (малое рассеивание) частоты, не-
обходимо выбирать материалы с высокой степенью однородности
по Е и р и изготавливать резонаторы с высокой степенью точно-
сти. Используя специальные методы обработки резонаторов, мож-
но обеспечить точности, при которых отклонения составляют доли
166
микрометров. Однако это не решает полностью задачи, так как
в материалах наблюдаются трудно устранимые отклонения значе-
ний Бир. Чем уже полоса фильтра, тем жестче требования,
предъявляемые к точности.
В связи с этим для наиболее прецизионных фильтров осуще-
ствляют специальный отбор резонаторов. Например, для отноше-
ния полосы к несущей, равного 10~3... 10 '1, необходимо, чтобы
частоты отдельных резонаторов имели относительные отклонения
не более чем 10~5... 10 6, а этого нельзя обеспечить без отбора
или подгонки. При невысоких требованиях к фильтрам, например,
для радиовещательных приемников, можно обойтись без отбора.
Так как фильтры работают в различных условиях, необходимо
обеспечить стабильность частоты. Наиболее трудно обеспечить
температурную стабильность фильтров. Можно найти температур-
ный коэффициент частоты ау, учитывая, что ар зависит только от
коэффициента линейного расширения щ:
1 г	,1	3 1
' 2L	' 2 Е 2 Ч
— 2	2	‘	^-27)
Тогда частота при изменении температуры на АТ
f (AT) =f0(l + ayAT),
где ЕТ—Т—Гном (Тном — номинальная температура; Т — темпера-
тура, при которой должна быть обеспечена работа фильтра). Сле-
довательно, для обеспечения температурной стабильности нужно
выбирать материалы с минимальным коэффициентом линейного
расширения (например, инвар) и с минимальным изменением в
зависимости от температуры значений Е, т. е. с минимальным зна-
чением О.Е.
Реально ay является случайной величиной. Поэтому частота
настройки резонатора при изменении температуры также является
случайной величиной и может быть описана числовыми характе-
ристиками
m [f(A7’)J=m(/0)+m(a/)ATm(f0);
D	'	(5.28)
Практически наибольшее влияние на уход среднего значения ча-
стоты и на ее стабильность в условиях изменяющейся темпера-
туры оказывает модуль упругости Е, так как он существенно за-
висит от наличия примесей в материалах и от отклонений в тех-
нологии изготовления материалов и резонаторов.
Таким образом, конструирование резонаторов включает вы-
бор материала, обеспечивающего стабильность частоты настройки
и в то же время обладающего высокой добротностью, а также
167
выбор конфигурации, геометрических размеров и технологии из-
готовления резонаторов (методов механической обработки, термо-
обработки, контроля и отбора по резонансной частоте).
Следующей задачей, которую нужно решить при конструиро-
вании является задача обеспечения механической связи между ре-
зонаторами. Для передачи энергии из одного резонатора в дру-
гой их нужно связать механически, аналогично тому, как связаны
электрические контуры в многоконтурном ЕС-фильтре. Для выяс-
нения сущности элементов связи необходимо иметь в виду, что
соединяются резонаторы с распределенными параметрами, а не
контуры с сосредоточенными параметрами. Резонаторы нужно со-
единить элементами, волновое сопротивление которых отличается
от волнового сопротивления резонатора. Например, если в фильт-
ре с резонаторами, использующими продольные колебания, соеди-
нить два резонирующих стержня тонкой проволокой со значи-
тельно меньшим сечением, чем сечение стержня, то можно счи-
тать, что она не повлияет на сжатие и растяжение стержней. Од-
нако энергия, запасенная в первом стержне, частично будет пе-
реходить в проволоку, вызывая ее растяжение и сжатие. Эти ра-
стяжения и сжатия, распространяясь вдоль проволоки связи, дой-
дут до второго стержня.
Деформация проволоки связи вызывает деформацию второго
стержня. Если частота этих деформаций соответствует резонанс-
ной частоте второго стержня, то достаточно небольшой энергии,
поступающей по проволоке - связи, чтобы на втором стержне во-
зникли интенсивные колебания. Очевидно, что на интенсивность
колебаний, передаваемых из одного резонатора в другой, влияет
толщина этой проволоки связи и ее длина. В реальных условиях
168
для подбора связи необходимо, используя методы планирования
эксперимента и варьируя длиной элементов связи, их количеством
и диаметром, подобрать такое значение, которое обеспечивало бы
необходимую связь между резонаторами.
Рассмотрев вопрос конструирования основных элементов
фильтров, на рис. 5.13 приведем пример конструкции магнито-
стрикционного электромеханического фильтра с резонаторами в
виде пластинок, в которых возбуждаются продольные колебания.
Здесь: 1 — экран; 2—основание; 3—резонаторы; 4—магниты; 5—
катушки; 6—изолятор; 7—выводы; 8—элементы связи между ре-
зонаторами. Резонансная характеристика такого фильтра дана на
рис. 5.14.
Итак, основными положительными качествами магнитострик-
ционных фильтров являются следующие: широкий диапазон ча-
стот 102... 10s Гц (на частотах 100... 1000 Гц используются из-
гибные колебания, до 1000 кГц — крутильные колебания, на ча-
стотах до нескольких мегагерц — продольные); относительная уз.
кополосность (до 10~3... 10-4); удовлетворительная равномер-
ность частотной характеристики в полосе пропускания (неравно-
мерность до 3 дБ); высокий показатель прямоугольности. Напри-
мер, при ослаблении 30 дБ легко достигнуть соотношения между
полосой пропускания и полосой задержания, равного 1,1... 1,3.
Фильтры с такими свойствами компактны, их размеры соизме-
римы с размерами таких радиоэлементов, как дискретные рези-
сторы, конденсаторы. В качестве недостатков таких фильтров сле-
дует отметить конструктивно-технологические трудности обеспече-
ния узкополосности, большого ослабления в полосе задержания и
малой неравномерности в полосе пропускания. Особую трудность
составляет обеспечение их температурной стабильности, а также
необходимость использования при изготовлении резонаторов тех-
нологических процессов точной механической обработки и под-
гонки.
В связи со специфичностью конструкции электромеханических
фильтров, сложностью процессов, которые в них происходят, а так-
же необходимостью использования специальной технологии при
169
производстве их изготавливают на специализированных предприя-
тиях. Задачи конструктора РЭА: правильно выбрать тип фильтра,
обеспечивающего не только заданные электрические характери-
стики, но и работоспособного в допустимом диапазоне температур
и при допустимых механических воздействиях; выбрать метод
установки фильтра и подсоединения его в аппаратуре; согласовать
геометрические размеры фильтров при их размещении с разме-
рами других радиоэлементов.
В рассмотренных электромеханических фильтрах фильтрация
осуществляется в механических резонаторах, т. е. фильтрующими
свойствами обладает не электрическая цепь, а совокупность ме-
ханических резонаторов. Электрические цепи при этом должны
только согласовывать источник и получатель сигнала с преобра-
зователями. Это согласование необходимо, так как входное со-
противление преобразователя значительно зависит от частоты,
поскольку в нем имеются индуктивность и емкость. Кроме-того,
это сопротивление определяется также сопротивлением, вносимым
в электрическую цепь механическим резонатором преобразователя.
Известно, что различные соединения радиоэлементов, обла-
дающих разной зависимостью их комплексного сопротивления от
частоты, дают различные по характеристикам фильтры. Чем боль-
ше комплексное сопротивление радиоэлемента зависит от часто-
ты, тем большие возможности он дает для создания фильтров.
Любой преобразователь электрических колебаний в механические
можно рассматривать как элемент, позволяющий получить фильтр
при соответствующем включении в схему.
Упрощенная схема замещения такого преобразователя и ха-
рактеристика его входного сопротивления без учета потерь приве-
дены на рис. 5.15, где fi — собственная частота колебаний резо-
натора, которая отображается контуром CaLu; Lo — индуктив-
ность катушки преобразователя; .х — реактивное сопротивление.
Последовательный резонанс индуктивности Lo с эквивалентной
емкостью, которой можно заменить расстроенный параллельный
контур CKLM, на частотах выше ft дает частоту последовательно-
го резонанса f2.
В реальных магнитострикционных преобразователях потери
получаются большими из-за электромагнитных потерь в катушке
и постоянном магните. Резонансы оказываются «растянутыми» и
фильтрация с использованием такого элемента неэффективна.
Пьезокварцевые и пьезокерамические фильтры. Значительно
большие возможности дают такие принципы преобразования
электрических колебаний в механические или такие принципы
связей элементов электрических цепей с механическими резонато-
рами, при которых активные потери при преобразовании получа-
ются малыми. Такими особенностями обладают преобразователи,
в которых вследствие пьезоэффекта происходит возбуждение упру-
гих механических колебаний. В этих преобразователях получает-
ся своеобразный конденсатор, к обкладкам которого подается на-
пряжение переменного тока. В промежутке между обкладками
170	'!
Таблица 5.5
Пьез оэлектрик	р, г/см*	£	Q	Nl, кГц-см	Уход N[	
					при —60. ..+85 °C, %	за 10 лет, %
Титанат бария	5,7	1700	300	200	1,9	1,1
Титанат бария, каль- ция и свинца	5,4	450	1200	243	2,0	0,8
Цирконат-титанат свинца PZT -6А	7,4	1050	450	177	0,2	0,1
Кварц (данные для срезов, применяемых при возбуждении про- дольных колебаний по длине бруска)	2,65	4,7	(30... 50) ХЮ3	230-..280	0.05	0,05
находится материал с пьезоэлектрическими свосйтвами. Для того,
чтобы потери в элементе были незначительными, материал дол-
жен иметь малые электрические потери, а механические упругие
колебания должны происходить с малым затуханием.
Такими свойствами обладают кварц и пьезокерамика. В табл.
5.5 даны характеристики некоторых типов материалов. Чтобы ис-
пользовать для фильтрующих цепей элемент из кварца или пье-
зокерамики, необходимо вызывать в нем механический резонанс,
что достигается выбором геометрических размеров резонаторов из
кварца или пьезокерамики. Схематическое изображение простей-
шего резонатора в виде прямоугольного бруска дано на рис. 5.16,
где 1 — резонатор из пьезокерамики или кварца; 2— электроды в
виде напыленной на поверхность металической пленки; 3—выводы.
Резонансная частота fo=^i/l, где — частотная постоянная
материала. Емкость, отображающая свойства пьезорезонатора как
простого конденсатора, С0ж8,84-10~28&//а, пФ, где b, I, а —гео-
метрические размеры, см; s—диэлектрическая проницаемость ма-
териала. Если к такому резонатору подвести напряжение с изме-
няющейся частотой f, то при приближении к резонансу электри-
ческое сопротивление резонатора значительно меняется из-за
составляющих, вносимых в цепь резонатора резонирующей пла-
стиной.
Схема замещения пьезоэлектрического резонатора, содержащая
кроме Со ветвь LCRV, отображающую действие резонатора, а так-
же зависимость модуля сопротивления \Z\, полученную экспери-
ментально с учетом потерь, и зависимость реактивного сопротив-
ления х резонатора при отсутствии потерь приведены на рис. 5.17.
Частота fp соответствует частоте последовательного резонанса
между индуктивностью L и емкостью С: fv=\/2a^LC. При этом
сопротивление резонатора резко уменьшается, достигая сопротив-
ления — активного сопротивления, отображающего наличие
потерь при колебаниях пластины резонатора.
171
Частота fa соответствует частоте параллельного
резонанса
между Со и эквивалентной индуктивностью, которой можпо -заме-
нить последовательную цепь LCRP:
/а = [г^сслс+сл]-1.	'	(5.29) :
При этом сопротивление резонатора 7?а становится активным. До-",
бротность резонатора Q—2nfvL/Rv достигает для пьезокерамики
300... 1200, а для кварца (30... 50) • 103.
Таким образом, пьезоэлектрический (пьезокварцевый или
пьезокерамический) резонатор с точки зрения воздействия на 1
электрическую цепь представляет собой своеобразный контур 
с очень высокой добротностью. Очевидно, что такие контуры обла-
дают значительно лучшими качествами в смысле потерь, чем >
электрические. Кроме того, они могут быть очень компактными (
и значительно более стабильными как при изменении темпера- j
турного режима, так и при длительной работе. Как видно, из
табл. 5.5, даже для пьезокерамики уходы частоты составляют
доли процентов, что в электрических контурах труднодостижи- !
мо и требует увеличения- их размеров. .	й
Рассмотрим конструкцию пьезокварцевых фильтров. Они су-,4
щественно отличаются от пьезокерамических. Пьезокварцевые !|
фильтры обладают очень высокой добротностью и стабильностью.
Однако они значительно дороже, чем пьезокерамические из-за I
высокой стоимости исходного кварцевого сырья и трудоемкости j
обработки пластин из кварцевых кристаллов. Поэтому кварцевые 
фильтры часто изготавливаются однозвенными (один-два квар-И
цевых резонатора в каждом звене). Если необходимо получить И
фильтры с высококачественными характеристиками, в схему вклю-'И
чают несколько пьезокварцевых фильтров. Пример конструкции 
кварцевого резонатора (фильтра) дан на рис. 5.18, где 1 — кв ар-и
цевые резонаторы с напыленными электродами, 2— проволочные И
выводы, 3 — штыревые выводы в герметизированном корпусе, 4 —
изоляционные держатели резонаторов, 5 — стеклянная колба.
Пьезокерамические фильтры обладают меньшей стабильностью
и добротностью, значительно дешевле кварцевых благодаря низ-
172	I
Рис. 5.18
° 1 1 1 1°
о—шД-iOii-ioJ-10I-Lо
Рис. 5.19
кой стоимости исходного сырья и простоте изготовления пластин.
Поэтому пьезокерамические фильтры обычно выпускают много-
резонаторными. Обычно пьезокерамические фильтры строятся из
звеньев, содержащих или только пьезокерамические резонаторы,
или пьезокерамические резонаторы и конденсаторы. Для приме-
ра на рис. 5.19 приведены схема замещения восьмирезонаторного
пьезокерамического фильтра и схематическое изображение его
конструкции, где 1 — фиксирующая пружина; 2— дисковые пьезо-
керамические резонаторы с напыленными электродами; 3 — пе-
чатные платы, на внутренней стороне которых нанесен печатный
монтаж, обеспечивающий электрическое соединение резонаторов
по схеме, а на наружной — проводящий слой для экранирования;
4 — контактные шайбы с выступами, обеспечивающими соеди-
нение с резонаторами в его центре; 5 — элементы несущей кон-
струкции фильтра и его сборки. Для защиты от влаги фильтр
подвергается опрессовке или обволакиванию, которые на рис. 5.19
не показаны.
На резонансной частоте 465 кГц дисковые резонаторы имеют
диаметр 5 ... 5,5 мм, габариты фильтра 37Х24ХИ мм, объем
10 см3 и масса 10 г. Электрические характеристики фильтра сле-
дующие: ширина полосы пропускания по уровню 6 дБ состав-
ляет 6,5 ... 10 кГц; неравномерность в полосе пропускания не
более 3 дБ; ослабление в полосе пропускания не более 12 дБ;
затухание при расстройке 10 кГц не менее 38 ... 41 дБ; средняя
частота 465±2,5 кГц; интервал рабочей температуры (—10 . . .
... +50) °C.
5.4. АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Принцип действия фильтров RC. Устройства фильтрации, в ко-
торых используются контуры LC, по принципу действия явля-
ются пассивными, т. е. предполагается, что для их функциони-
рования не требуется усилительных активных элементов. Реально
173
устройства фильтрации используются совместно с усилительными
элементами, например в УПЧ приемника, но усилительные и
фильтрующие элементы разделены и выполняют различные функ-
ции. Наличие усиления или ослабления не изменяет сущности
фильтрующих устройств.
Развитие активных элементов позволило использовать их как
составную часть устройств фильтрации. Для создания фильтров
активные элементы стали широко применяться после того, как
были разработаны многотранзисторные микросхемы, обеспечи-
вающие усиление в сотни тысяч и миллионы раз в пределах ши-
рокой области частот и использующие принцип усиленя на посто-
янном токе. При параллельном действии двух каналов, усиливаю-
щих положительные и отрицательные полуволны напряжения, они
могут с указанным коэффициентом усиления усиливать также и
переменный ток. Такие микросхемы получили название опера-
ционных усилителей (ОУ).
Важной особенностью ОУ является то, что его схема сфор-
мирована единым технологическим приемом в одном кристалле
с компенсацией отклонений параметров транзисторов. Поэтому
ОУ обладает малым дрейфом нуля, наличие которого может при-
вести к искажениям при усилении сигнала. Промышленность
выпускает большое количество таких усилителей, например они
имеются в составе микросхем серий К140, К153, К284, К544 и т. д.
Основные особенности ОУ: высокий коэффициент усиления, ми-
нимальное смещение нуля и температурный дрейф; небольшая
потребляемая мощность; небольшая стоимость [36]. Например,
операционный усилитель К140УД7 имеет коэффициент усиления
50 000, входной ток менее 200 мкА, ЭДС смешения нуля менее
4 мВ, максимальное выходное напряжение 11 В, ток потребления
менее 2,8 мА, входное сопротивление более 0,4 МОм, частота
среза 0,8 МГц, сопротивление нагрузки 1 кОм. Наиболее широко
применяются активные фильтры, в схему которых включены ре-
зисторы и конденсаторы (активные ДС-фильтры).
Не будем останавливаться на схемах ОУ. Наша задача —
изучить применение ОУ в активных ДС-фильтрах для того, что-
бы выявить такие свойства фильтров, как стабильность, форма
АЧХ, частота настройки. С применением активных ДС-фильтров
могут быть созданы полосовые и режекторные фильтры, филь-
тры нижних и верхних частот. Наиболее распространены поло-
совые активные 7?С-фильтры, которые и будут рассмотрены здесь.
В РЭА операционные усилители обычно применяются с вклю-
чением их по схеме с глубокой обратной связью. При этом свой-
ства таких устройств в основном зависят от дискретных рези-
сторов и конденсаторов, которые включаются в цепь 'обратной
связи. Если в схемах с ОУ характеристики обратной связи изме-
няются с частотой, то могут быть получены устройства, коэф-
фициент передачи которых изменяется с частотой.
Коротко напомним работу такого устройства на простейшем
примере.
174	|
Действительно, если цепь об-
ратной связи выполнить так, что-
бы с изменением частоты изменя-
лась фаза напряжения обратной
связи, то при ее повороте на о__
180° по отношению к идеально Ug
отрицательной связи, связь ока- *
зывается положительной. В за-
висимости от глубины положи-
тельной обратной связи может
наблюдаться режим генерации
Рис. 5.20
или усиления, когда генерирова-
ние колебаний не наступает. Положительная обратная связь на
частотах, где она имеет место, приводит к увеличению коэффици-
ента усиления. При изменении частоты цепь обратной связи из-
меняет фазу, степень положительной обратной связи уменьшается
и коэффициент усиления падает. Таким образом, ОУ, охвачен-
ный цепью обратной связи, выполняет функции, аналогичные
функциям колебательного контура.
Простейшая схема полосового фильтра с такой обратной
связью при Использовании одного ОУ дана на рис. 5.20. Частота
квазирезонанса
«о = ]/(1 +/?1/«3)/С1С2^г-	<5-30)
В полосовом фильтре на одном ОУ не могут быть получены
узкая полоса пропускания и большая добротность, так как в
этом случае фильтр оказался бы неустойчивым, легко возбуж-
даемым в области средней частоты настройки (добротность
обычно ниже 15). По этим причинам активный полосовой фильтр
на одном ОУ обычно не строят. Кроме того, такие простые филь-
тры отличаются малой стабильностью, трудностью регулировки,
так как в них полоса пропускания и резонансная частота взаим-
но связаны.
Полосовые активные 7?С-фильтры на трех ОУ. Для иллюстра-
ции возможностей полосовых фильтров, выявления влияния на
их характеристики резисторов и конденсаторов достаточно рас-
смотреть пример наиболее характерного фильтра, который со-
здается с применением трех ОУ. Использование трех ОУ дает
175
ряд положительных качеств. Стои-
мость, масса, габариты ОУ, выпус-
каемых в массовом количестве,
меньше, чем высокостабильных ре-
зисторов и конденсаторов, которые
приходится применять в активных
7?С-фильтрах для обеспечения ста-
бильности. Поэтому увеличение ко-
личества ОУ не вызывает сущест-
венных изменений в конструктор-
ско-технологических характеристи-
ках активных ДС-фильтров и их
фильтра на трех ОУ приведена на
рис. 5.21.
Работа фильтра с тремя ОУ несколько отличается от работы
фильтра с одним ОУ. Можно показать, что часть схемы (рис. 5.21),
включающих в свой состав два ОУ (ОУ2 и ОУЗ), создает эф-
фект взаимодейстнвия тока и напряжения, эквивалентный индук-
тивности (гиратор). Индуктивность гиратора определяется по
формуле
L^R^C^/Ri.	(5.31) :
Тогда эквивалентная схема фильтра имеет вид, изображенный :?
на рис. 5.22. При этом в цепь обратной связи включен контур, j
состоящий из элементов: катушки индуктивности L1, резистора I
R5 и конденсатора С2. Чем больше сопротивление резистора R5, I
тем больше добротность эквивалентного контура, тем уже поло- '
са пропускания.
Известно, что средняя частота настройки полосового фильтра,
добротность и коэффициент усиления определяются выраже-
ниями
= уцелел; Q =	K =
(5.32)
Для получения наглядной зависимости частоты квазирезонанса
и добротности от параметров конденсаторов и резисторов по-
ложим, как это имеет место на практике, Ri=R2=R3—Ri=R;
С-,=С2=С. Тогда
®о=1 ICR, Q=R5/R.	(5.33)
Эти формулы получены в предположении, что конденсаторы
идеальны, т. е. tg 6=0, ОУ имеют бесконечно большие усиления
и рабочие частоты фильтра находятся в рабочей области ОУ,
т. е. много ниже частоты среза.
При необходимости плавной регулировки частоты и доброт-,
ности фильтра соответствующие резисторы могут быть комбини-
рованными— состоящими из постоянного и переменного.
176
Фильтры на трех ОУ можно выполнить с высокой доброт-
ностью (до нескольких сотен). Следовательно, имеется возмож-
ность получить узкополосные фильтры на низких частотах. Дей-
ствительно, из (5.32) и (5.33) следует, что фильтры такого типа
могут быть изготовлены на низкие звуковые частоты в резуль-
тате увеличения сопротивления резисторов Rl, R2 и R3 при ис-
пользовании конденсаторов С1 и С2 сравнительно небольшой
емкости, т. е. стабильных, малогабаритных и дешевых. Огра-
ничением при этом является то, что уменьшение емкости кон-
денсатора С2 при заданной частоте должно сопровождаться
также увеличением сопротивления резистора R5 для получения
высокого значения Q. При большом сопротивлении резистора
R5 могут существенно влиять на параметры фильтра утечки
и другие паразитные эффекты. Реально возможно получение ре-
зонансных частот в несколько десятков и сотен герц с высокой
стабильностью при конденсаторах С1 и С2 емкостью примерно
0,1 мкФ.
Более существенны ограничения фильтров по максимальной
частоте. Как известно, ОУ имеют ограниченную высшую частоту
(частоту среза). В зависимости от типа ОУ значение этой ча-
стоты составляет единицы — десятки мегагерц. Фильтры могут
быть выполнены только на частоты существенно ниже, чем выс-
шая частота ОУ.
Габариты и стоимость пассивных элементов активных филь-
тров при низких и средних частотах настройки много меньше,
чем катушек индуктивности, которые приходилось использовать
в LC-фильтрах. На частотах выше 0,5 МГц соотношение изменяет-
ся. Кроме того, на частотах выше 0,1;.. 0,5 МГц такие фильтры
трудно реализовать из-за ограниченной высшей частоты ОУ. В этом
случае они по массе, габаритам и стоимости соизмеримы и усту-
пают LC-фильтрам. Поэтому их применение в этой области ча-
стот обычно нецелесообразно.
Расчет характеристик активных фильтров с учетом свойств
ОУ и конденсаторов. Приведенные выше формулы расчета
®о, К и Q получены в предположении, что ОУ и конденсаторы
идеальны, т. е. усиление ОУ бесконечно велико, a tgS в конден-
саторах равен нулю. Реальные ОУ и конденсаторы не имеют
идеальных характеристик, из-за конечного значения коэффициен-
та усиления ОУ без обратной связи на средней частоте фильтра
(/Со) и конечного значения tg 6 конденсатора.
На значение со0 реальные значения tg 6 и Ко влияют мало,
и обычно можно этим пренебречь. Однако следует учитывать,
что высшая частота настройки фильтра ограничена. Известно,
что
Ux^(0,01/Q)/cP,	(5.34)
где /ср—-частота среза. Например, при fCp=15 МГц и Q=100
/=1500 Гц. Существенно влияют Ко и tg 6 на значение доброт-
ности. Выражение для добротности при обычно используемых со-
12—6459	177
отношениях, когда 7?з=А?4 и C1R1—C2R2, имеет вид
Q' =---------------------------2---------------------------. (5.35)
1 +	+-^oiI + 2tS fi) 4~<2“о(2/Срз/'Соз1 — fcpi^oi'-^срг^ог')
где Koi, К02, Коо — коэффициенты усиления ОУ1, ОУ2 и ОУЗ
без обратной связи; fcpi, fcP2, fees— частоты среза операционных
усилителей (определяются из ТУ на ОУ); Q — значение доброт-
ности при конденсаторах без потерь (вычисляется по (5.32));
<во — частота при Ко~+°°,	tg6^O, т. е. при идеальных
ОУ и конденсаторах (вычисляется по (5.32)). При частотах,
значительно меньших частоты среда ОУ, и при К01—К02—К03—
—Ко, т. е. при одинаковых типах ОУ1, ОУ2, ОУЗ, получим
Q' =----------2---------------------!---------.
1 + 2Q (K0-i + tg S)	Q-i + 2K0-i + 2tg а
При Ко~> 1
1 /Q -Г 2tg й	1 -|- 2tg SQ
Например, при tg 6=0,001 (конденсатор К71-7) и Q=90 по-
лучим QT=~0,84Q, т. е. Q'=75,6.	,
Из (5.36) следует, что основным фактором, ограничивающим)
добротность таких фильтров, является tg 6 в конденсаторах. По-ф
скольку tg 6 в конденсаторах составляет примерно 10~3 ... 10ф "f
получение фильтров с высокой добротностью вызывает много
трудностей. Ввиду того, что tg6 в конденсаторах имеет большие
отклонения, приходится вводить регулировку по величине Q',
т. е. по полосе пропускания фильтра. Для этого необходимо в
качестве резистора R5 использовать два последовательно со- I
единенных резистора — постоянный и переменный, а также пред-'!,
усматривать операцию подстройки по полосе частот.	।
Конструирование активных /?С-фильтров. Активные фильтры обычно проек- !
тируются на заводах-изготовителях РЭА. При создании фильтров элементы, вхо- [
дящие в них, размещаются на печатных платах конструкции РЭА, поэтому
целесообразно остановиться на вопросах конструирования фильтров.
Как отмечалось выше, существенное значение в активных фильтрах имеет
влияние на их характеристики параметров навесных элементов. Отклонения
емкостей конденсаторов и сопротивлений резисторов, а также их изменения под
влиянием температуры и во времени приводят к изменению средней частоты, что
особенно важно для узкополосных фильтров. Не меиее существенное влияние л
оказывают навесные элементы на добротность и полосу пропускания фильтров.®
Как известно, для определения отклонений выходных параметров при имею-Я
щихся отклонениях первичных параметров необходимо найти коэффициенты влия-И
ния или чувствительности, воспользовавшись основной расчетной формулой. КакИ
следует из (3.18—3.23), (5.32), относительные коэффициенты чувствительности 
имеют следующие значения. Для <в0: ф-0,5 (kg4) и —0,5 (kgS, kci, kgi, kcz, kg2); Для]
Q: -ф0,5 (kRi и kcz), —0,5 (kgs, kci, kK2, kgi) и -|-1 (kg5). Вычисление m(a>0) и Я
DI/2(a)o) не вызывает трудностей, если известны средние значения и среднеквад-Я
178	Я
ратические отклонения для сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов,
включенных в схему. Эти значения могут быть получены из ТУ, где приводятся
поминальные значения и допускаемые отклонения. В связи со значительными
начальными отклонениями по соо и Q часто приходится регулировать сопротив-
лениями R5 и R1 или R2. При конструировании следует также оценить стабиль-
ность характеристик фильтра при изменениях температуры и во времени.
Вычисление температурных коэффициентов и коэффициентов старения для
Q и <ji0 проводится по методике, приведенной в [2], и соответствующим коэф-
фициентом для элементов, входящих в схему. Эти данные можно найти в ТУ
на элементы. Расчетные выражения для температурного коэффициента и коэф-
фициента старения частоты и добротности предполагают суммирование указан-
ных коэффициентов (температурного и старения) для элементов, умноженных на
относительные коэффициенты чувствительности. Коэффициенты чувствительности
приведены выше. Поскольку температурный коэффициент и коэффициент старе-
ния элементов имеют случайные отклонения, то следует определить средние зна-
чения и среднеквадратические отклонения для со0 и Q- Необходимые средние
значения и среднеквадратические отклонения указанных коэффициентов для эле-
ментов следует находить из ТУ или экспериментально.
Для того чтобы выявить характерные свойства и параметры активных филь-
тров, приведем некоторые результаты по расчету фильтра со следующими дан-
ными: f= (455+0,5) Гц, полоса пропускания Afn= (5±0,2) Гц (при ослабле-
нии 0,7). Поскольку Afn—fa/Q, то номинальная добротность должна состав-
лять 90.
Проектирование полезно начать с выбора типа ОУ. Остановимся на ОУ
типа К140УД7 с частотой среза 0,8 МГц и коэффициентом усиления 50 000, так
как фильтр должен работать на сравнительно низких частотах. Этот тип ОУ
имеет небольшую стоимость (1,2 руб). Затем следует перейти к выбору и вычис-
лению номинальных емкостей конденсаторов и сопротивлений резисторов. Для
простоты реализации фильтра выберем Ct = C2=C и Rs—Rt. Для получения тре-
буемых значений Ct, Rj, Rt и Rs воспользуемся приведенными выше формулами
(5.32), которые при указанных условиях примут приближенный вид:
(o0 = i/c/o'2; q=rs/Vr&-	(5.37)
Выбираем высококачественный конденсатор типа К71-7 емкостью С{ = Сг = С=
= 0,1 мкФ, имеющий допуск на значение емкости + 1 % и tg 6=0,001. Тогда для
получения соо=455-2л:=2870 рад/с нужно использовать резисторы R1 и R2
с сопротивлениями порядка 3 кОм. Трудность состоит в том, что номиналы со-
противлений резисторов нормированы и приходится подбирать1 их сочетание.
Приняв Rt=3,3 кОм, вычислим R2:
Д2=1/и>о2^1С2=3,71 кОм.	(5.38)
Для окончательного выбора сопротивления резистора R2 следует учесть не-
обходимость в регулировке по частоте со0, что сделано ниже. Выбираем резисто-
ры типа,С2— 29В как наиболее точные и стабильные, имеющие допуск на со-
противление +0,25 %. Ближайший номинал сопротивления равен 3,6 кОм. Но-
минальное сопротивление резистора R5 находим из выражения
= Q = 0,35 МОм.		(5.39)
При таком сопротивлении резистора R5 и конструкции, предусматривающей
влагозащиту, сопротивления утечек монтажа будут сказываться мало. Можно
12*	.	179
выбрать резистор типа С2—29В. Для окончательного решения вопроса о выборе
резистора R5 следует учесть влияние tg6 конденсаторов С1 и С2, воспользо-
вавшись формулой (5.36). С учетом влияния tg 6 сопротивление резистора
должно быть увеличено. Для обеспечения регулировки выполним это сопротив-
ление как составное, с добавлением к постоянному переменного резисто-
ра R5" типа СПЗ—15а с максимальным сопротивлением 0,1 МОм. В результате
сопротивление, состоящее из R5' и R5", будет изменяться от 0,35 до 0,45 МОм. !
Предварительный расчет, изложенный выше, был ориентирован на номи-'
нальные емкости конденсаторов и сопротивления резисторов и приближенный ,
учет влияния потерь в конденсаторах. Проведем расчет с учетом начальных
отклонений и стабильности при изменении температуры и во времени параметров
конденсаторов и резисторов. При этом следует пользоваться формулами (5.32),
так как равенства Ci — C2, Rt=Rs, RlCl — R.2C2 имеют место только для номи-
нальных значений. Полагаем, что рассеивание значений параметров всех элемен-
тов симметричны и смещения математических ожиданий наблюдаться не будет.
Тогда достаточно найти рассеивание <»о и Q.
Рассеивание со0 рассчитывается по (5.32) с учетом рассеивания/'значений Ri,
Rz, Rs, R4, Ci и C-2. Для расчета следует составить таблицу допусков и относи-
тельных среднеквадратических отклонений сопротивлений и емкостей всех ука-
занных резисторов и конденсаторов. В результате расчета отклонений частоты
получаем D'^(f0) /m(f0) =0,75 % или О1/2(/0) =3,4 Гц.
Отклонения частоты из-за влияния большого количества факторов распре-
делены по нормальному закону. Максимальное отклонение по частоте будет око-
ло 10 Гц. Расчет показывает, что отклонения по <в0 значительны и нужно вво-
дить регулировку. Вводим ее, используя резистор R2, состоящий из постоянного
R2' и переменного R2": R2—R2~\-R2". В качестве переменного используем рези-
стор типа СП5—2Т с максимальным сопротивлением 500 Ом, чтобы максималь-
ное сопротивление R2 было равно 7?2шах=3,5-|-0,5=4 кОм. При этом 7?2min==
=3,5 кОм (7?2/ = 3,5 кОм).
Интервал регулировки частоты будет примерно +25 Гц, что достаточно для
компенсации начального рассеивания сопротивлений и емкостей (Rl, R2, R3, R4,
С1 и С2). Определим рассеивание значений добротности Q. Выполнив расчеты,
получим £>!/2(Q)/m(Q) =0,8 %. Для добротности такое отклонение незначитель-
но и нужно рассчитать пределы регулировки резистора R5, ориентируясь на то,
что tg 6>0, что было сделано выше.
Рассчитаем стабильность частоты и добротности во времени и при измене- !
нии температуры. При этом следует учитывать нестабильность всех элементов,
а также нестабильность tg 6. Выполнив расчеты, получим для среднеквадратиче- ’’
ских значений температурных коэффициентов по частоте и добротности
£)1/2(а^) = 9,4-10—8 1/°С; Р1'2^) =97 • 10~5 1/°С.	S
Например, при отклонении температуры на +10°С получим уход .по частоте
+0,7 Гц, что много меньше полосы пропускания. Однако если рассмотреть ра-
боту фильтра в широком диапазоне температур, то, например, уход.от номиналь-
ной частоты при изменении температуры от -|-20 до —60°С составит 5,6 Гц.
Приведенные цифры подтверждают определяющую роль навесных элементов
в характеристиках активных фильтров.
Чтобы определить, насколько сильно изменяются параметры фильтра во вре-
мени, необходимо из ТУ найти коэффициенты старения всех элементов, входя-
180
щих в схему фильтра. Проведя расчеты, получаем среднеквадратические значе-
ния суммарных коэффициентов старения по частоте и добротности:
DI/2(Pf0) = 3,5• 10—e; P^2(₽q) = Н>2-10^6. Отклонение частоты за время
t = 1000 ч составляет £>^2(Pfo)ff0 = 1,57 Гц. Отклонение добротности от номи-
нальной за 1000 ч сравнительно невелико и составляет £>1/2(рд)^=1,1 %.
Полученное выше среднеквадратическое отклонение частоты, равное
1,57 Гц, является величиной, за пределы которой резонансная частота выйдет
с вероятностью, равной примерно 0,4. Это отклонение (1,57 Гц) составляет при-
мерно треть полосы пропускания фильтра и равно 5 Гц. Следовательно, можно
считать полученную стабильность допустимой при интервале времени между под-
стройками фильтра, равном 103 ч. Как видно, даже при использовании высоко-
стабильных конденсаторов и резисторов уход частоты получается значительным.
Глава 6. ФИЛЬТРЫ НА ОСНОВЕ
ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ,
НА ПРИБОРАХ С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ
И НА ПОВЕРХНОСТНЫХ
АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ
6.1. КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРИНЦИПАХ
ДЕЙСТВИЯ ДИСКРЕТНЫХ И ЦИФРОВЫХ
ФИЛЬТРОВ
Недостатки аналоговых фильтров. Рассмотренные в гл. 5 анало-
говые фильтры обладают рядом недостатков, в том числе: труд-
ности обеспечения высокой стабильности частоты настройки и
формы частотных характеристик в связи с тем, что параметры
элементов фильтров (конденсаторов, катушек индуктивности, ре-
зисторов, резонаторов и т. п.) изменяются под воздействием тем-
пературы, влаги, механических нагрузок и во времени; резко
выраженная зависимость габаритов, массы и стоимости от ча-
стоты (при низких частотах); необходимость точной механической
обработки (электромеханическиеи кварцевые фильтры); трудность
получения высокой добротности (LC-фильтры и активные LC-
фильтры) ; существенные ограничения в области высоких частот.
Эти недостатки обусловливаются трудностями обеспечения
требуемого резонансного сопротивления при малых индуктив-
ностях в LC-фильтрах, ограничением по' высшей частоте опера-
ционных усилителей в LC-фильтрах, сложностью создания элек-
тромеханических и кварцевых резонаторов малых размеров. По-
этому аналоговые фильтры не могли решить многие задачи филь-
трации в РЭА и необходимо было создать фильтры на новых
принципах. Такими фильтрами являются дискретные и цифровые.
181
Для объяснения свойств и возможностей дискретных и циф-
ровых фильтров удобно использовать отображение сигнала и его
смеси с помехой в выборке отсчетов (значений), взятых через
дискретные интервалы времени /Вб, а также квантование от-
счетов.
При анализе аналоговых фильтров не было необходимости
применения понятия выборки: функционирование аналоговых
фильтров предполагает, что фильтрации подвергается непрерыв-
ная функция, отображающая сигнал s(t) или его смесь с поме-
хой	Пассивные АС-фильтры, активные ДС-фильтры,
электромеханические и кварцевые фильтры непрерывно реагиру-
ют на радиосигнал. Известно, что непрерывная функция времени,
в том числе сигнал и его смесь с помехой, может быть пол-
ностью отображена в выборке, т. е. в последовательности от-
счетов значений функции, взятых через интервал выборки ZB6,
если /Вб<1/2/в, где fB — высшая частота в спектру функции,
т. е. в спектре сигнала. Не будем останавливаться на обосновании
этой важной закономерности, ее объяснение можно найти в [8].
Если оперировать с выборкой, то можно осуществлять филь-
трацию, обрабатывая отсчеты выборки, т. е. построить фильтр
так, чтобы он действовал не непрерывно, а в моменты времени
через tB6. Это позволило создать дискретные (по времени) филь-
тры, техническая реализация которых основывается на принципах,
отличающихся от используемых в аналоговых.
От дискретных фильтров можно перейти к цифровым. В этом
случае отсчеты выборки подвергают квантованию и отобра-
жают цифрой с конечным числом разрядов (фильтры, дискрет-
ные по времени, и с квантованным значением отсчетов). Цифру-
с конечным числом разрядов, например в двоичной системе («О»
и «!»—цифровой код), можно отобразить последовательностью
вторичных дискретных сигналов. Этот переход подробно описан
в [8]. Тогда обработке, необходимой для получения фильтрации,
можно подвергнуть цифры — кодовые комбинации или последо-
вательности вторичных дискретных сигналов с длительностью
много меньшей, чем До. Такая обработка может осуществлять-
ся в цифровых вычислительных устройствах, действующих ана-
логично ЭВМ, но более простых.
Принцип действия аналогового фильтра. Рассмотрим физиче-
скую сущность функционирования аналоговых, дискретных и циф-
ровых фильтров на примере реализации согласованного опти-
мального фильтра для выделения сигнала прямоугольной фор-
мы на фоне флуктуационных помех.
Напомним, что для анализа и расчета аналоговых фильтров
обычно используется частотная область, т. е. спектры сигналов
и частотные характеристики фильтров. Для дискретных и циф-
ровых фильтров также могут использоваться частотные харак-
теристики, но для понимания их принципа действия удобнее,
пользоваться временной областью, т. е. рассматривать их работу
182
Рис. 6.1	Рис. 6.2
во времени. Это не изменяет сути, так как известно, что им-
пульсная переходная характеристика фильтра т]ф(/), описываю-
щая его свойства во временной области, получается из частот-
ной характеристики обратным преобразованием Фурье. Для
удобства сравнения разных фильтров полезно рассмотреть ра-
боту аналогового фильтра во временной области.
Из выражения (5.10) для согласованной фильтрации видно,
что оптимальный фильтр для сигнала в виде прямоугольного
видеоимпульса является аналоговым и линейным, он содержит
интегратор, накапливающий сигнал. Схема фильтра для этого
сигнала показана на рис. 6.1, где 1 — интегратор, 2— задержка,
3 — вычитаемое устройство.
Поскольку аналоговый фильтр является линейным, то прохож-
дение сигнала и помех можно рассматривать независимо. Если
подать на такой фильтр сигнал - с прямоугольной огибающей
длительностью Ts, то, используя временную трактовку, на -выходе
получим отклик (рис. 6.2). Как видно, в таком фильтре проис-
ходит накопление сигнала, так как он проходит через инте-
гратор. Наглядно это изображено для видеосигнала на примере
фильтра, приведенного на рис. 6.1.
Рассмотрим, как проходит помеха (рис. 6.3). На выходе
фильтра отклик на помеху накапливается значительно медленнее,
чем на сигнал, так как значения помехи имеют разные знаки
и при интегрировании частично компенсируются. Чем длитель-
нее происходит накопление, тем больше будет отношение сигнал-
помеха на выходе фильтра. Очевидно, тот же -результат можно
получить, используя частотное представление сигнала. Чем дли-
тельность сигнала Ts больше, тем более узкую полосу может
иметь фильтр и тем лучше этот сигнал будет выделяться на
фоне помехи. Таким образом, основной элемент фильтра обла-
дает интегрирующими свойствами в течение определенного вре-
мени.
Исходя из изложенного, можно сделать обобщение, которое
важно и для понимания процессов, происходящих в дискрет-
ных и цифровых фильтрах. Оно состоит в том, что в фильтрах
накапливаются отклики на действующий сигнал. Накопление про-
исходит и при резонансе в аналоговых фильтрах.
При более сложной форме сигналов и соответственно частот-
ной характеристики фильтра процесс прохождения сигнала ока-
183
Uft
О
flonexa на ixodi
lift
о
Петха но SMxcit
Рис. 6.3
зывается более сложным, но сущность
эффекта фильтрации как накопления
отклика на сигнал сохраняется. На
практике для фильтрации такого сиг-
нала часто используют фильтр нижних
частот. Тогда он, строго говоря, являет-
ся квазисогласованным и дает неболь-
шую потерю в отношении сигнал-помеха
по сравнению с оптимальным фильтром,
но отличается простотой реализации
(один резистор и один конденсатор).
Принцип действия дискретного фильтра. Поскольку в устрой-
ствах фильтрации осуществляется накопление информации, то
для получения эффекта фильтрации можно использовать не
только явление резонанса. Дискретный фильтр действует не не-
прерывно, а дискретно обрабатывает отсчеты значений сигнала, '
взятые через интервал времени. Теоретически эти отсчеты /могут
иметь сколь угодно малую длительность, а реально — это им-
пульсные сигналы с длительностью Та. Для накопления или
суммирования таких сигналов можно применить дискретный на-
копитель с сумматором. Простейшим видом такого устройства
является линия задержки на элементах LC с отводами, напря- '
жения с которых подаются на сумматор. В этом случае на вы-
ходе сумматора будут в дискретные моменты времени появ-
ляться суммарные импульсы, амплитуда которых будет постепенно
увеличиваться до тех пор, пока сигнал «входит» в линию за-
держки, а потом уменьшаться, когда сигналы будут поглощаться
нагрузкой, включенной в конце линии задержки. Принцип по-
строения такой линии иллюстрируется рис. 6.4, где 1—линии
задержки (показан простейший вариант из элементов L и С);
2— отводы; 3— резисторы (подбирая их сопротивления, можно
изменять «вклад» отвода в сумму); 4 — сумматор в виде общего ;
сопротивления Дг, обеспечивающий совместное использование сиг- ;
налов, накапливаемых в линии задержки.
Для простоты полагаем, что сопротивления в отводах одина-
ковые, и посмотрим, как сигнал в виде прямоугольного импульса fl
пройдет через такой дискретный фильтр (рис. 6.5). На рис. 6.5,а (
1
Т3 =tgg
д	1	2	3	‘f
Рис. 6.4
184
S(t},n(t), S(t)+n{t)
показан сигнал S(t) с прямоугольной огибающей длительностью
Ts; n(t)—помеха. На рис. 6.5,6 — выборка из сигнала в виде
пяти отсчетов, длительность импульсов выборки Ти; — интер-
вал выборки. На рис. 6.5,б отклик на выходе линии задержки,
содержащей пять отводов, с которых сигналы подаются на об-
щий сумматор (масштаб изменен по отношению к рис. 6.5,6 в
5 раз). Этот отклик представляет собой сумму отсчетов выборки
и подобен отклику, показанному на рис. 6.2, но является дис-
кретным во времени. Поскольку линия задержки представляет
185
набор дискретных звеньев с отводами, то процесс дискретизации
во времени может происходить непосредственно в ней.
На рис. 6.5,2 показан вид отклика на сигнал на выходе филь-
тра «вых(0> если подать на такой дискретный фильтр сигнал,
не осуществляя выборки (масштаб изменен по отношению к
рис. 6.5,6 в 5 раз).
Из рис. 6.5,6 можно видеть, что если сигнал на входе дейст-
вует вместе с помехой, то отсчеты будут больше (помеха скла-
дывается с сигналом) или меньше (помеха вычитается из сиг-
нала). На рис. 6.5,е видно, что в сумматоре произойдет частичная
компенсация помех и они будут накапливаться медленнее, чем
отклик на сигнал (масштаб изменен по отношению к рис. 6.5,6 в
5 раз).
В приведенном примере при пяти отводах на выходе фильтра
сигнал увеличивается в 5 раз. Помеха за счет компенсации воз-
растает на выходе примерно в 2 раза, и отношение сигнала к
помехе улучшится примерно в 2 раза.	/
Реально сигналы сложнее, чем прямоугольный имрульс, со-
ответственно дискретные фильтры сложнее, чем показанный на
рис. 6.4, но основной эффект выделения сигнала из помех при
дискретном накоплении сохраняется. Следует обратить внимание
на то, что фильтр получается значительно сложнее, чем простой
фильтр 7?С; требуется большее количество элементов — катушек
индуктивности и конденсаторов. Создание фильтров, основанных
на изложенном принципе, практиковалось только для сложных
сигналов (например, фазоманипулированных), так как дискрет-
ный характер таких сигналов требовал использования дискрет-
ного фильтра.
Дискретные фильтры стали широко применяться для разных
сигналов только после того, как были созданы приборы с за-
рядовой связью (ПЗС) и приборы на поверхностных акусти-
ческих волнах (ПАВ), где реализация звена задержки (памяти)
неизмеримо проще, чем на электрических линиях задержки, по-
казанных на рис. 6.4. Свойства дискретного фильтра с учетом
его особенностей широко используются при изучении, синтезе
и расчете цифровых фильтров. Действительно, как будет видно
из изложенного ниже, в предположении, что интервал квантова- j
ния выбран небольшим, число разрядов в кодовых комбина-
циях достаточно большое, эффектами квантования и другими эф- 1
фектами, связанными с ограниченным количеством разрядов,
можно пренебречь. Тогда цифровой фильтр работает как дис-
кретный. Таким образом, модель дискретного фильтра имеет
определяющее значение в изучении, анализе и синтезе цифро-
вых фильтров.
Принцип действия цифрового фильтра. Накопление, лежащее
в основе фильтрации, может быть получено с использованием
процедуры, связанной с суммированием, а суммирование являет-
ся основной арифметической операцией. Следовательно, потен-
циально имеется возможность осуществления избирательных
186
4.25 5.21 7.05 4.55 6.27	t
a)
4	5	7	-4	6	t
5)
0 0100 00101 00111 00100 00110	t -
S)
tTu-0,2tjS
,ПП(ПЛП.ГП,______________-
L	П	П	(5)
Ш.....П	=	®
+
L	ПТ!	(7)
□_______I	=	№
+
L... П	.	I	!4)
□ П	I	=	(го)
+
I I	!	I	(6)
Е~1 П	I	=	[261
Рис. 6.7
Рис. 6.6
свойств в устройствах, производя-
щих арифметические операции, на-
пример в специализированном вы-
числительном устройстве. При этом
токи и напряжения должны быть
предварительно преобразованы в
аналого-цифровом преобразователе (АЦП) в последователь-
ности чисел, которые могут отображаться в кодовых ком-
бинациях дискретных вторичных сигналов. Это направление
создания фильтрующих устройств связано с цифровыми филь-
трами, которые могут быть основаны на жесткой логике (ми-
кросхемы) и на программируемой логике (микропроцессоры).
При пояснении действия цифрового фильтра предполагаем,
что в АЦП отсчеты, взятые в дискретные моменты времени,
квантуются и отображаются .не в напряжении, а в виде числа,
которое на выходе АЦП отображается кодом с конечным числом
разрядов дискретных вторичных сигналов. Затем эти кодовые
комбинации преобразуются в цифровом фильтре.
Значения выборки могут отображаться, например, в 5-раз-
рядном двоичном числе. Тогда цифровое вычислительное устрой-
ство для рассмотренного выше примера дискретного фильтра,
когда берутся пять отсчетов, будет выполнять операцию после-
довательного суммирования чисел, отображающих в цифровой
форме пять отсчетов.
На рис. 6.6 показан процесс квантования. На оси времени
(рис. 6.6,а) приведены отсчеты смеси сигнала с помехой (зна-
чения отсчетов соответствуют значениям дискретного фильтра
рис. 6.5,д) в трехразрядом десятичном числе, которое с большой
точностью отображает отсчет. Эти значения должны подверг-
нуться квантованию, при котором они округляются. Предпола-
гаем, что из 3-разрядного десятичного числа при квантовании
удерживается только старший разряд. Последовательность кван-
тованных отсчетов для такого случая показана на рис. 6.6,6.
Следовательно, при квантовании происходит некоторое искаже-
ние отсчетов и создаются «шумы квантования».
187
Для уменьшения действия этих помех нужно увеличивать
число разрядов, но это усложняет аппаратуру и увеличивает
требования к быстродействию логических элементов, входящих
в состав цифрового фильтра. Реально отсчет преобразуется в
двоичное число в виде, представленном на рис. 6.6,в, а потом в
кодовые 5-разрядные комбинации двоичных сигналов, отображаю-
щих 0 и 1 (рис. 6.6,г).
При отсутствии помехи, если каждый отсчет отображается
цифрой 5 или 00101 в двоичном коде, сумма будет равна 25 или
11001 в двоичном коде. Если сигнал действует вместе с поме-
хой, то отсчеты выборки будут отображаться числом, отличаю-
щимся от пяти (или 00101). Положим, например, что последо-
вательность чисел будет не 5, 5, 5, 5, 5, а 4, 5, 7, 4, 6 или 00100,
00101, 00100, 00110, как это показано на рис. 6.6,в. Числа долж-
ны быть равны, больше или меньше числа 5, так как помеха
то складывается с сигналом, то вычитается из него. В резуль-
тате суммирования получим число 26. Процесс сложения двоич-
ных чисел показан на рис. 6.7; разница в сумме незначительна,
а отдельные отсчеты различаются существенно. Произошло это
за счет усреднения помехи, так как она частично компенсирует-
ся при суммировании. Отклик цифрового фильтра получается
в результате суммирования чисел (табл. 6.1). В этом случае
операции проводятся над двоичными числами (цифрами), что
аналогично операции над вторичными сигналами.
После получения суммы пяти чисел происходит процесс «вы-
читания», так как на входе прекращается действие сигнала. По-
дается число 00000, а тактовые импульсы, управляющие дейст-
вием сумматора, будут последовательно исключать из суммы
в начале первое число, потом второе и т. д., как это показано,
начиная с шестого такта, в табл. 6.1. В аппаратуре преобразо-
вание аналогового сигнала в цифровой происходит с помощью
АЦП, выпускаемых промышленностью серийно.
Если необходимо от цифрового отклика вновь перейти к ана-
логовому, то используются серийно выпускаемые цифро-аналого-
Таблица 6.1
Номер такта	Число, поступающее на вход без помехи	Сумма без помехи	Число, поступающее на вход с учетом помехи	Сумма с учетом помехи
1	00101 (5)	00101 (5)	00100 (4)	00100 (4)	1
2	00101 (5)	01010 (10)	00101 (5)	01001 (9)
3	00101 (5)	01111 (15)	00111 (7)	10000 (16)
4	00101 (5)	10100 (20)	00100 (4)	10100 (20)
5	00101 (5)	11001 (25)	00110 (6)	ПОЮ (26)
6	00000	10100 (20)	00000	10110 (22)
7	00000	01111 (15)	00000	10001 (17)
8	00000	01010(10)	00000	01010 (10)
9	00000	00101 (5)	00000	00110(5)
10	00000	00000 (0)	00000	00000 (0)
188
вне преобразователи (ЦАП). Как видно, в цифровом фильтре
будет такой же отклик, как в аналоговом и дискретном (рис. 6.2
и 6.5,е). Такие простые и наглядные результаты получились по-
тому, что использован простой сигнал, для которого фильтр так-
же простой.
Реально, как это было отмечено выше, в зависимости от
решаемой задачи, могут понадобиться фильтры с разными ха-
рактеристиками— импульсными и частотными. Однако основная
идея фильтрации — накопление в непрерывной, дискретной по
времени и цифровой форме — остается справедливой. Поскольку
фильтрация есть накопление, то имеется много возможностей
технической реализации фильтров, в которых используются раз-
ные принципы накопления. Широко используемые на предше-
ствующих этапах развития радиотехники АС-фильтры являются
частным случаем с малыми возможностями, в связи с чем их
роль быстро снижается.
6.2. ДИСКРЕТНЫЕ ФИЛЬТРЫ
И ИХ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Дискретные фильтры с «прямоугольным окном». Дискретные
фильтры имеют существенные особенности, принципиально отли-
чающие их от аналоговых. Эти особенности необходимо знать
конструктору РЭА, чтобы обоснованно выбирать фильтры для
различной РЭА. Принцип действия дискретных фильтров адеква-
тен дискретной последовательности отсчетов, т. е. в фильтре
должно происходить не интегрирование, а суммирование. Схема
простейшего дискретного фильтра дана на рис. 6.4 для случая
четырех ячеек задержки. Поскольку в каждой ячейке задерж-
ки сигнал проходит какое-то время, то их можно рассматривать
как ячейки памяти на время т=Аб. На рис. 6.8 дана схема
дискретного фильтра в общем виде. На схеме указаны Во ... Вг—
коэффициенты, с которыми суммируются отсчеты. Заметим, что
дискретный фильтр, выполненный по схеме рис. 6.8, имеет ко-
нечное число элементов задержки или, как говорят, конечную
память, в то. время как, например, в фильтрах RC, LC накопле-
ние продолжается теоретически бесконечно. Рассматриваемые
фильтры .часто называют нерекурсивными, так как в них нет
циркуляции отсчетов, как это имеет место в широко используе-
мых рекурсивных, которые будут рассмотрены при изложении
особенностей цифровых фильтров.
В простейшем случае в дискретном фильтре все отводы от
ячеек задержки участвуют в суммировании с одинаковым «ве-
сом». Такой вариант фильтра в литературе называют фильтром
с «прямоугольным окном». На рис. 6.9,а видна последователь-
ность коэффициентов (Во~В-,=В2 .  . Вг).
Для того чтобы выявить частотные свойства дискретного
фильтра, рассмотрим как будет формироваться его отклик,
если на вход подавать гармонические колебания разной частоты.
189
Рис. 6.8
О fcg 20 /,Гц
Рис. 6.9
Hiiiimiiiiiiiiiiii
Предполагаем, что на вход ячеек задержки, из которых состоит
фильтр, будет подаваться выборка из гармонического колебания
в виде последовательности коротких импульсов с изменяющейся
амплитудой. Наглядно это можно изобразить в виде гармониче-
ского колебания, «наложенного» на моменты выборки в виде
вертикальных линий. Предполагаем, что длина вертикальных ли-
ний пропорциональна коэффициентам Вг. Положение отсчетов
во времени будет определяться тактовыми импульсами. На 
рис. 6.9,6 показано «наложение» гармонического колебания на)
цепь ячеек задержки для следующих частот:
foi = l/Toi—l/(NrtB6)~fB6/Nr; fo2=2/7’oi и т. д.,
(6.1)
где Toi—NrtB6-—время, в течение которого накапливаются отсче-।
ты, проходя по линии.
190

II	Из рис. 6.9,6 видно, что на этих частотах на выходе суммато-
h ра напряжение будет равно нулю, так как отсчеты компенси-
руют друг друга. Количественные значения частот даны для
примера, когда /вб = 0,05 с и Nr=l. При этом Ди=20/7=2,85 Гн;
/02=5;7 Гц. Результаты показывают, что если на дискретный
фильтр подать колебание с определенными частотами, оно не
даст отклика, т. е. эти частоты соответствуют точкам частотной
характеристики, в которых коэффициент передачи фильтра равен
нулю. На частотах, меньших /ф, когда они становятся близкими
пулю, амплитуда отклика фильтра будет увеличиваться до зна-
чения	так как напряжения со всех отводов склады-
ваются. В промежутке между частотами fOi и /ог, а также /ог
и /оз и т. д. будут иметь место выбросы отклика (для промежутка
от foi до /02 со значением примерно 0,1 (М-+1) Во и меньшими
для последующих). При увеличении частоты до /М2=1/^вб отклик
фильтра достигает того же значения, что и для частот, близких
к нулю. Это определяется тем, что при определенном положении
гармонического сигнала, как показано на рис. 6.9,в, на выходе
сумматора будут суммироваться отклики со всех отводов. То же
будет на частотах 2//Вб, 3//Вб и т. д.
Частотная характеристика такого фильтра приведена на
рис. 6.9,г. Отклики на импульсное воздействие т]и(/7) (импульс-
ная характеристика) и на скачок /г(^) (переходная характеристи-
ка) даны на рис. 6.9,6 при условии, что напряжение на выходе
фиксируется на время tB<5.
Устранение боковых выбросов в дискретном фильтре. Как вид-
но, частотная характеристика дискретного фильтра имеет слож-
ную форму и содержит, кроме основного выброса в пределах ча-
стот от 0 до fB5/Nr, также такие области частот, где гармониче-
ские колебания более высоких частот вновь будут давать от-
клики. Очевидна нежелательность выбросов частотной характе-
ристики на частотах выше fOi. Во избежание их, необходимо,
чтобы коэффициенты В, изменялись, уменьшаясь по мере воз-
растания числа г- Это уменьшение может производиться по раз-
ным законам. Наиболее часто используется так называемое «щщр»
Хемминга, для которого
Br=B0[0,54+0,46cos (2лг/^)],	- (6.2)
где г — номер отсчета (отвода).
Закономерность изменения коэффициентов Вг показана- на
рис. 6.9,е. При этом происходит как бы уменьшение числа от-
водов ячеек памяти, которые интенсивно участвуют в накоплении,
что приводит к расширению полосы частот в 2 раза, но одно-
временно дополнительные выбросы частотной характеристики
практически устраняются. Частотная характеристика иллюстри-
руется рис. 6.9,ж; импульсная — будет повторять характер изме-
нения коэффициентов Вг, а переходная показана на рис. 6.9,з.
Если стоит задача создания дискретного фильтра с опреде-
191
ленной частотной характеристикой, то следует найти импульс-
ную характеристику соответствующего аналогового фильтра. За-
тем необходимо добиться того, чтобы импульсная характеристи-
ка дискретного фильтра в моменты /7Вб совпадала с импульсной
характеристикой ци(/) аналогового фильтра.
Как видно, частотная характеристика дискретных фильтров
имеет особенность — она многолепестковая (периодическая). Это
нужно учитывать, используя эти фильтры совместно с аналого-
выми фильтрами, которые должны выполнять функции предва-
рительной фильтрации без предъявления жестких требований к
их характеристикам.
 Особенность дискретных фильтров состоит в том, что гармо-
I нические сигналы могут проходить через них без искажений
’ гармонического характера отклика только в ограниченном участ-
ке частот др fc.B==l/2/B6. Эта область частот для рассматривае-
мого примера' показана'-на. рис. 6.9,и. Следовательно, в пределах
первого «лепестка» частотной характеристики, вплоть до выс-
шей частоты сигнала fc.B, гармонические колебания на выходе
фильтра будут иметь разную амплитуду в зависимости от ча-
стоты f, но частота и форма колебаний сохраняются. На часто-
тах выше fc.B колебания со входа фильтра будут проходить на
выход, но с искажением их формы и частоты.
к Дискретный фильтр в основной полосе частот ^йляется ли-
I нейным, т. е. прохождения помех и сигнала можно рассматри-
вать независимо. При временном истолковании работы фильтра
помехи на разных отводах будут иметь случайные значения,
в том числе с разными знаками. При суммировании произойдет
их частичная компенсация, в отличие от сигнала, который будет
накапливаться систематически. Это другое объяснение эффекта
фильтрации, который для аналоговых фильтров нагляднее объ-
яснять, пользуясь частотными характеристиками.
Полосовые дискретные фильтры. Изменяя закон, выражающий
зависимость коэффициентов Вг от номера отвода г, можно по-
лучить фильтры с различными характеристиками, в том числе
создать полосовые.
Рассмотрим физический смысл работы дискретного полосо-
вого фильтра. На рис. 6.10,а показано чередующееся изменение
коэффициентов. Из рис. 6.10,6 следует, что сигнал на частоте
/м1 = 0,25/вб или с периодом Л = 4/Вб при рассматриваемом со-
четании коэффициентов Вг будет давать максимальный отклик
на выходе фильтра, так как напряжения со всех отводов скла-
дываются. Аналогично будет при частотах fM2=0,75fB6, /мз=
— l,25fB6 и т. д. При отклонении частоты от fM2 отклик будет
уменьшаться и тем быстрее, чем больше количество отводов Nr.
Если в результате расстройки по частоте фаза колебаний в конце
ячеек задержки изменится на л, то напряжения, суммируемые
с отводов, будут компенсировать друг друга (рис. 6.10,в). Это
определяет полосу пропускания дискретного полосового филь-
тра Д/дпф, которая при состоянии отводов, изображенных на
192
its	stx Toi=1lfirt
Рис. 6.10
рис. 6.10,а, будет равна
Д/дПФ = foi — /mi-	(6.3)
- При частоте /м) на последовательности ячеек памяти «укла-
дывается» 0,25 (Л++1) периодов, а при частоте foi—0,25 (JVr+
-j-1) +0,5. Тогда получим
Д^дпф = 0,5/в6/(^+1).	(6.4)
При Afr=15 и /вб=20 Гц значение РД/дпф =0,5X20/(15+1) =
= 0,695 Гц. Частотная характеристика такого полосового филь-
тра приведена на рис. 6.10,г.
Выше был дан качественный анализ работы дискретного филь-
тра и показано, какими основными свойствами он обладает. Для
расчетов частотных характеристик при проектировании получены
следующие выражения. В общем случае отклик в момент /ТВб та-
ких фильтров определяется выражением
Nr
У =2 В' — /7вб)> i — r> о,	(6.5)
г=о
где / — номер такта; г — номер ячейки памяти; Nr — количество
ячеек памяти; Вг — весовые коэффициенты в отводах; х(/7Вб) —
воздействие в моменты /7вв; г/(/7Вб)—отклик в моменты /7Вб-
При х(0 = 1/ (0 получим импульсную характеристику
г/(ДВб)=В/=г,	(6.6)
где / изменяется от 0 до Nr. При х(0=1(0 получим переходную
характеристику
/
^в5)=Ж	(6.7)
г=о
где г изменяется от 0 до /, а / — от 0 до Nr-
13—6459	193
Частотные характеристики могут быть получены преобразо-
ванием выражения (6.5):
Из (6.8) и (6.9) так же, как и из рис. 6.10, следует, что ча- i
стотные характеристики дискретных фильтров являются перио-
дическими функциями. При дискретном накоплении для создания
фильтров могут быть использованы разнообразные физические
эффекты и цифровые методы. Наибольший интерес при этом
представляет создание дискретных фильтров на основе приборов
с зарядовой связью.
6.3.	ФИЛЬТРЫ НА ПРИБОРАХ	i
С ЗАРЯДОВОЙ связью
Приборы с зарядовой связью (ПЗС) в дискретных/фильтрах.
Функциональная электроника, основанная на использовании ди-
намических неоднородностей, создаваемых в веществе в про-
цессе функционирования, дала интересные возможности для со-
здания многих устройств, выполняющих ответственные функции
в РЭА, в том числе позволила создать новые эффективные филь-
тры. Эти фильтры основаны на принципах дискретной фильтра-
ции. Выше была рассмотрена работа дискретных фильтров, дан
общий анализ их характеристик при любой физической реали-
зации, показаны их возможности и ограничения.
Положительные качества таких фильтров были известны дав-
но, однако широкого применения они не получали. В основном
дискретные фильтры использовались применительно к сложным
фазоманипулированным сигналам, поскольку характер таких сиг-
налов, состоящих из набора дискретных элементов конечной .
длительности и с разными фазами, требовал применения именно :
такого вида фильтров. Реализовывались они на линиях задерж-
ки— электрических, электромеханических, пьезоэлектрических и ;
Других.	,	'
Обычно сложные сигналы применяются в специальных си- >
стемах радионавигации, радиолокации, радиосвязи. Поэтому боль- '
шая трудоемкость изготовления фильтров, для таких - сигналов, 
сложность их регулирования, значительные масса и стоимость :
были оправданы. С развитием функциональной электроники были
созданы приборы с зарядовой связью и появилась возможность
создавать дискретные фильтры более компактные, дешевые и
надежные, чем применявшиеся ранее аналоговые. Это позволило
194
поставить в принципе по-новому вопрос о создании и примене-
нии дискретных фильтров, т. е. получить на основе устройств
функциональной электроники не только фильтры для сложных
сигналов, но и широкую номенклатуру других фильтров. Это
объясняется тем, что дискретные фильтры по сути остаются ли-
нейными, а дискретный характер накопления в них позволяет
устранить многие трудности и ограничения, свойственные ана-
логовым фильтрам. Следует отметить, что на основе ПЗС уда-
лось также создать компактные и совершенные передатчики изо-
бражений, но это направление не связано с элементной базой
широкого применения, в связи с чем в этой книге на таком при-
менении ПЗС останавливаться не будем.
Выше при изучении того, как формируются характеристики
дискретных фильтров, показано, что частота их настройки не
связана с массой и габаритами фильтров и полностью опреде-
ляется тактовой частотой, а полоса пропускания не зависит от
потерь и определяется количеством элементов накопления или
дискретной памяти. Для того чтобы провести анализ возмож-
ностей фильтров на ПЗС, необходимо выявить, какие они имеют
ограничения: по высшей и низшей частотам, тактовой частоте, ко-
личеству входящих в них элементов и ширине полосы пропуска-
ния. Для того чтобы рассмотреть эти вопросы, необходимо оста-
новиться на физике функционирования МДП-конденсаторов, ле-
жащих в основе работы ПЗС.
Функционирование МДП-конденсаторов. Напомним вначале
принцип работы МДП-конденсаторов. На рис. 6.11 дано схема-
тическое изображение МДП-конденсатора, состоящего из полу-
проводника, например кремния n-типа, т. е. с преобладанием
носителей — электронов (п — тип носителей тока, Si — материал);
оксидного слоя диэлектрика в виде двуокиси кремния — SiOz; на-
пыленного металлического электрода и проводников, присоеди-
ненных к подложке и металлическому электроду, к которым мо-
жет быть приложено напряжение [42].
Если напряжение не приложено, то области полупроводника
равномерно заселены электронами. При подаче на металличе-
ский электрод положительного напряжения электроны притяги-
ваются к изоляционному слою, образуя на обкладках конденса-
тора заряд. Емкость этого конденсатора будет определяться ди-
электриком SiOj.
_п Si
Рис. 6.11
13*
Рис. 6.12
195
Если к металлическому электроду подвести отрицательное
напряжение достаточного значения £/ПОр (рис. 6.12) (или поло-,
жительное, если полупроводник p-типа), то электроны под дей«>|
ствием электрического поля будут вытеснены из области, нахо-:|
дящейся под пластиной. Образуется динамическая неоднород-!
ность в виде области в полупроводнике, обедненной носителями. |
На обкладках сформируются заряды, но емкость такого конденса- ;
тора будет много меньше, так как диэлектриком для него слу-
жит не только слой S1O2, но и область полупроводника, обеднен-)
ная носителями, которая также может рассматриваться как ди- Е
электрик.	!
Отсюда видно, что МДП-конденсатор в принципе отличается 
от обычного, в котором емкость не зависит от приложенного на- ।
пряжения. Однако отличие между обычным и МДП-кондеисато- J
ром заключается не только в этом. Реально полупроводник
неидеален: из-за дефектов кристаллической решетки, наличия при- )
месей состояние МДП-конденсатора меняется во времени. В обед-
ненной области происходит генерирование положительных и от- j
рицательных частиц, т. е. дырок и электронов. Естественно, что )
электроны вытесняются из обедненной области, а дырки наобо-
рот концентрируются у поверхности изоляционного слоя, образуя 1
слой, который называется инверсным (рис. 6.12). При этом ем- Е
кость конденсатора изменяется, созданная динамическая неодно- -I
родность, а именно обедненная область, изменяет электрические )
свойства и через некоторое время она обращается в полупровод- )
ники p-типа.	)|
Для ПЗС важно время, в течение которого динамическая не- ;;
однородность в виде обедненной области сохраняет свои свойства.
В зависимости от технологии и чистоты материала это время
может составлять от 10~2 с до многих часов (при комнатной у
температуре). Как увидим позже, это имеет значёние для выяв- :
ления наиболее низких частот, на которых может работать фильтр 1
на ПЗС. Рабочим режимом ПЗС является режим образования
обедненной области.
Движение динамической неоднородности (зарядов). Из терми- I
на ПЗС следует, что в приборах этого типа имеется связь через
заряды. Некоторое время эти приборы называли приборами с
переносом заряда. Таким образом, в ПЗС должно осуществлять-
ся передвижение динамической неоднородности, т. е. перенос за-
ряда [37].	.
Для реализации переноса заряда нужно расположить рядом
друг с другом большое количество МДП-конденсаторов (рис. 6.13). j
Рассмотрим случай, когда на первый конденсатор под номером 1.1
подано отрицательное напряжение ЛДд, превышающее <7пор, при
котором начинает формироваться обедненная область. Предпо- у
ложим, что конденсаторы идеальны, инверсный слой не образует- )
ся. Эта обедненная область, образовавшаяся на конденсаторе 1.1, )
не содержит зарядов и никакой пользы для реализации линии .
задержки и фильтра принести не может. Предположим, что каким-то у
196	’ Л
Рис. 6.13
образом в эту область будет введен заряд (дырки), пропорциональ-
ный мгновенному значению фильтруемого или задерживаемого
напряжения. Эти дырки, находясь в обедненной области, будут
сохраняться какое-то время. Назовем такое состояние циклом I.
Положим, что на соседний конденсатор (электрод) 2.1 подано
напряжение большее, чем С/Пор, при этом образуется обеднен-
ная область, а с электрода 1.1 напряжение снимается. Если
эти конденсаторы расположены близко друг к другу, то напря-
жение на электроде 2.1 притянет к себе дырки, находившиеся
ранее в обедненной области под электродом 1.1 (цикл II на
рис. 6.13). Очевидно, что на изменение положения динамической
неоднородности, т. е. на передвижение дырок, понадобится время
тем большее, чем больше удалены друг от друга МДП-конденса-
торы. В идеальном случае после снятия напряжения на электро-
де 1.1 все дырки без потерь перейдут под электрод 2.1. Реально
наблюдаются небольшие потери заряда.
Если теперь напряжение, превышающее пороговое, подать на
электрод 3.1 и одновременно снять напряжение с электрода 2.1,
то дырки, находившиеся ранее под электродом 2.1, не смогут
вернуться под электрод 1.1, так как напряжение на нем равно
нулю," и вынуждены будут, испытывая притяжение от напря-
жения, приложенного к электроду 3.1, перейти в обедненную
область, сформированную под этим электродом (цикл III на
рис. 6.13). При этом предполагается, что на электроде 1.2 на-
пряжение отсутствует и, следовательно, дальнейшее их продви-
жение невозможно. Таким образом, мы проследили три шага,
которые проходят дырки в идеальном случае, без потерь.
Ранее отмечалось, что нужно иметь большое количество эле-
ментов памяти. Значит, требуется представить дальнейшее про-
движение дырок. Для этого предположим, что на электроды 1.1 и
1.2 подано напряжение больше порогового, а напряжение на
электроде 2.1 отсутствует. Тогда уменьшение напряжения на
электроде 3.1 приведет к перемещению дырок под электрод 1.2,
и дырки не смогут двигаться под электрод 2.1, так как на нем
нет напряжения. Очевидно, что в этот интервал времени под
электрод 1.1, где образуется обедненная область, можно ввести
197
новые дырки уже в другом количестве, отображающем следующее ]
значение фильтруемого напряжения (или задерживаемого). t
После того, как введены новые дырки под электрод 1.1 и |
протекание первых дырок под электрод 1.2, произошло, можно )
переходить к следующему такту, когда напряжение, превышаю- '
щее пороговое значение, подается на электроды 2.1 и 2.2, а с 
электродов 1.1 и 1.2 снимается. Тогда произойдет перетекание
дырок под электроды 2.1 и 2.2. Далее эти циклы могут продол-У
жаться столько раз, сколько секций (групп) конденсаторов, вклю- t
чающих в себя три конденсатора, сформировано на полупровод-
никовой подложке. Обратим внимание на то, что заряды в кон- :
денсаторах, отдаленных друг от друга на два МДП-конденса-
тора, будут существовать и продвигаться самостоятельно.
Как видно, в рассмотренной структуре, состоящей из МДП-
конденсаторов, при подаче на них поочередно напряжений можно
накопить большое количество отсчетов, отображенных в разных
зарядах, находящихся под разными электродами. Время задерж-
ки будет определяться тактом, с которым происходит изменение
напряжения, подаваемого на электроды, и количеством элемен-
тарных конденсаторов.
Как известно, увеличение задержки в электрической или
электромеханической линии задержки требовало увеличения раз-
меров или количества элементарных линий задержки. В данном
же случае эта проблема решается в принципе по-другому. Если
время возникновения инверсного слоя удается сделаты большим,
то можно увеличить задержку, не увеличивая габариты устрой-
ства, т. е. при очень малых габаритах, массе, стоимости, затра-
тах мощности.
Отметим, что в настоящее время созданы структуры на ПЗС,
содержащйе тысячи МДП-конденсаторов. Изложенное выше пока
не поясняет до конца смысл работы ПЗС, потому что показано
только, как продвигаются динамические неоднородности в виде
заряда. Очевидно, чтобы структура могла выполнять функции
фильтра или линии задержки, необходимо выяснить, каким обра-
зом может быть создана динамическая неоднородность, отобра-
жающая информацию, т. е. значение сигнала в дискретные мо-
менты времени и его смеси с помехами, и как может быть ин-
формация выявлена из динамической неоднородности.
Ввод в ПЗС динамических неоднородностей, отображающих
информацию. Функционирование структуры ПЗС было рассмотре-
но выше, причем предполагалось, что введенный и затем про-
двигаемый по ПЗС заряд количественно отражает отсчеты, филь-
труемого или задерживаемого напряжения.
Рассмотрим вопрос о том, как вводится информация в фильтр
на ПЗС, т. е. как создается динамическая неоднородность в
виде заряда, значение которого определяется входным напряже-
нием. Ввод может быть осуществлен разными методами. Рас-
смотрим ввод, в котором используется область, сильно обогащен-
ная носителями. Для этого в схему включают диод Д, на кото-
198
Рис. 6.14
рый подаются значения входного напряжения в дискретные мо-
менты времени. Кроме того, между диодом и основным элек-
тродом имеется дополнительный электрод, называемый затвором.
Схема, поясняющая принцип действия ввода информации в ПЗС,
дана на рис. 6.14 [42].
На рис. 6.14 Д— диод, под электродом которого расположе-
на область, перенасыщенная носителями (в рассматриваемом
примере дырками, так как основная подложка n-типа). Эта
область частично заходит под первый электрод — электрод за-
твора (3). Этот электрод расположен на слое окисла и обра-
зует МДП-конденсатор.
На рис. 6.15 показан принцип работы фильтра. Входное на-
пряжение через интервал времени £Вб с длительностью At по-
дается на входной диод. Если на диод поступает короткий им-
пульс напряжения необходимой полярности, отображающий филь-
труемый процесс или являющийся выборкой из фильтруемого
процесса, то при этом диод откроется, и дырки начнут инжекти-
роваться через р-/г-переход. В том числе они будут проходить
через ту часть р-п-перехода, которая находится под затвором.
Напомним, что напряжение на первом электроде 1.1 по модулю
больше, чем на затворе. Поэтому следует ожидать, что основ-
ная часть дырок пройдет мимо области под затвором и окажет-
ся под первым электродом. Значение этого заряда зависит от
длительности импульса, т. е. времени, в течение которого на
диоде действует положительное напряжение, и от напряжения,
подаваемого на диод. Поскольку длительность импульсов, пода-
ваемых на затвор, одинакова, то заряд, инжектированный под
затвор и под электрод 1.1, будет пропорционален напряжению,
поданному на него, т. е. значение заряда будет отображать на-
пряжение, подаваемое на вход фильтра. Для обеспечения кон-
центрации заряда в виде дырок необходимо, чтобы они не могли
в этот интервал времени «подтекать» под другие электроды (кон-
денсаторы), т. е. в этот интервал времени на электродах 2.1 и
3.1 должно быть нулевое напряжение.
Поскольку длительность импульса много меньше длительно-
сти такта, то в период времени, пока на затворе и электроде 1.1
действует отрицательное напряжение, подача положительного на-
пряжения на диод и протекание тока через него, а также ин-
жекция дырок из области под диодом прекращаются. Входной
199
диод оказывается закрыт, а дырки, инжектированные за времИ
действия напряжения на диоде, сосредотачиваются в потенцЛ
альной «яме» под электродом 1.1. При этом следует иметь 
виду, что напряжение с затвора снимается, и область оказьЯ
вается разъединенной с областью под электродом 1.1. В ел»
дующий цикл напряжение с электрода 1.1 снимается и однсИ
временно напряжение подается на электрод 2.1. Заряды, сксИ
пившиеся под электродом 1.1, не могут двигаться обратно Л
диоду-, поскольку напряжение на затворе равно нулю. Они могут!
«переливаться» под электрод 2.1. В следующий цикл напряжение’!
на затворе, электродах 1.1 и 2.1 устанавливается равным нулю,’
поступает на электрод 3.1 и происходит продвижение заряда так,
как это было описано выше.	4
Съем информации в линейке (структуре) ПЗС. Как показано 1
выше, в линейке (структуре) ПЗС может быть накоплено боль- ;
шое количество значений фильтруемого или задерживаемого на-.h
пряжения, равное числу МДП-конденсаторов в структуре, делен-
ному на три. Эта накопленная совокупность значений в случае р
линии задержки должна последовательно выдаваться на выходе,
т. е. информация должна сниматься с последней группы кон-
денсаторов. Сложнее обстоит дело при фильтрации. При этом
должен происходить съем данных со всех ячеек задержки, т. е.
одновременно с пэ/3 отводов (где пэ — количество электродов).
Напомним, что в зависимости от требуемых характеристик филь-
тров съем значений с разных отводов должен происходить с раз-
ным передаточным коэффициентом.
Рассматривая вопрос о съеме, необходимо получить на вы-
водных электродах разные напряжения (отклики), отображающие 
динамическую неоднородность в виде заряда, и обеспечить даль-
нейшее продвижение динамической неоднородности. Известно не-
сколько вариантов решения этой задачи, которые описаны, на-
пример, в [37, 42].
Рассмотрим вариант с нагрузочным сопротивлением. Пред- 
ставим, что напряжения U\, U2, Us подаются на группы конден- ,
саторов в соответствии со схемой рис. 6.16,а. На электроды 1.1,
1.2, 1.3 поступает напряжение Ur, на 2.1, 2.2, 2.3 — U2; на элек-
троды 3.1, 3.2, 3.3—Us и т. д. Расположение по времени этих
напряжений показано на рис. 6.16,6.
Вначале отвлечемся от резисторов ^2.2, Ri.s- Тогда каж-
дый раз, когда заряд, несущий информацию, под влиянием со-
ответствующего напряжения Ui, U2 или Us проходит под соответ-
ствующий электрод, его появление вызывает заряд на МДП-
конденсаторе. Появление заряда требует, чтобы по цепи, по
которой подается напряжение, протекал импульс тока. Переме-
щаясь последовательно, данный заряд, соответствующий какому-
то входному напряжению, будет, не расходуясь, вызывать после- ।
довательно импульс тока в цепях, по которым поступают напря-
жения Hi, U2, Us и т. д. Очевидно, если нет резисторов, инфор-
мация о заряде во внешнюю цепь не передается.
200
a)
Рис. 6.16
Учтем теперь наличие резисторов R2.i, R2.2, Т?2.з- При этом
соответствующие заряды, подходя под средние электроды секции,
2.1, 2.2, 2.3, будут вызывать импульсы тока, пропорциональные
значению заряда. Благодаря наличию сопротивлений эти импуль-
сы тока превратятся в импульсы напряжений. Таким образом,
на выходе каждого среднего конденсатора 2.1, 2.2, 2.3 будет
фиксироваться импульс напряжения, пропорциональный заряду.
Если, как это сделано на схеме рис. 6.16, соединить между
собой все электроды 2.1, 2.2, 2.3, то с общей шины будет сни-
маться импульс напряжения, равный сумме импульсов. При этом
производится съем отсчетов в фильтре с одним знаком. Как
было показано выше, такой фильтр будет фильтром низких ча-
стот с «прямоугольным окном». Эти фильтры применяют редко
и изложение проведено для объяснения сущности формирования
отклика на выходе фильтра. Если ПЗС-структура используется
как линия задержки, то достаточно включить сопротивление в
последней секции.
Реально с разных точек фильтра требуется съем с разными
коэффициентами передачи, которые могут от одного отвода к
другому меняться по разным законам. Для обеспечения этого
нужно существенно усложнить подключение структуры ПЗС к
схеме и изменить конструкцию напыляемых металлических элек-
тродов. Для пояснения принципа формирования выходного напря-
жения обратимся к рис. 6.17.
На нем изображена такая же структура, как и на рис. 6.16,
только показано не сечение подложки и электродов, а вид сверху,
201
Рис. 6.17
причем те электроды, с использованием которых формируется
выходное напряжение, разрезаны на две части. Длины верхних
частей обозначены /2.1в, /2.2в, 4.зв, а длины нижних — /2дн; /2.2Н;
4.зн- Для удобства пояснения принципа действия взят пример,
когда разрез находится в разных местах электродов.дКаждая из
половинок разрезанных электродов (полуэлектродов) образует
самостоятельный МДП-конденсатор.
Рассмотрим отдельно функционирование верхней половины
МДП-структуры. Разрезанный электрод 1 имеет практически пол-
ный размер (/2.1в в данном примере имеет максимальное значе-
ние). Когда под этот электрод подходит заряд, импульс тока,
а следовательно импульс напряжения, будет примерно таким '
же, как у неразрезанного электрода. У разрезанного электрода j
2 емкость будет в 2 раза меньше, так как разрез расположен ‘!|
в середине, и импульс тока и напряжения при том же заряде 1
будет в 2 раза меньше. Наконец, на разрезанном электроде 3 [|
импульс тока и напряжения будет очень маленьким, практически "
равным нулю, так как длина /2.3в, взятая для примера, очень
мала. Следовательно, импульсы напряжения, снимаемые с верх-
них полуэлектродов, будут зависеть не только от приходящего
заряда, но и от положения разреза. Аналогично будет у нижних
полуэлектродов.
Таким образом, можно, используя верхние или нижние полу-
электроды, сформировать дискретный фильтр с любым законом
изменения коэффициента передачи по длине структуры, т. е. со-
здать фильтр низкой частоты с разными характеристиками или
«окнами». Напомним, что для формирования полосового фильтра 
необходимо, чтобы коэффициенты передачи имели разные знаки. 
Следовательно, для полосового фильтра недостаточно использо- I
202	I
вать верхние или нижние полуэлектроды, а необходимо осущест-
влять такие их соединения, чтобы получить возможность варьи-
ровать и коэффициентом передачи, и его знаком. Для этого до-
статочно выходные шины верхних и нижних полуэлектродов под-
соединить к дифференциальному усилителю, с выхода которого
снимается напряжение, равное разности напряжений:
£Дых=^ВЫХ1--t^BbIX2-	(6.10)
Тогда для рассматриваемого примера с разрезанного элек-
трода 1 на выход будет подаваться положительное напряжение,
с 3 — отрицательное, а с 2— напряжение будет равно нулю. Рас-
положение разрезов на рис. 6.17 взято с максимально положи-
тельным, максимально отрицательным и нулевым коэффициентами
передачи.
Определив при расчете фильтра требуемые коэффициенты пе-
редачи с разных отводов для формирования различных частот-
ных характеристик, можно перейти к проектированию ПЗС-струк-
туры, установив положение разреза в каждом из электродов.
Таким образом, можно, используя динамические неоднородности
и их перемещение, реализовывать фильтры на ПЗС-структуре
с достаточно большим количеством МДП-конденсаторов, отли-
чающихся высокой стабильностью характеристик в широком диа-
пазоне частот, с разными формами частотных характеристик и
разной полосой пропускания.
Большое значение при реализации фильтров на ПЗС имеет
возможность применения высокоэффективной технологии микро-
электроники. В этом отношении перед фильтрами и линиями
задержки на ПЗС открыты широкие возможности. Действитель-
но, вся структура фильтра может быть сформирована на полу-
проводниковой подложке методами микроэлектронной технологии.
Все электроды могут быть созданы напылением проводникового
слоя на окисел. Все сопротивления, а также все соединительные
проводники могут быть созданы методами напыления на под-
ложку, и сложнейшая ПЗС-структура, имеющая, например,
1000 элементов, будет подключаться к остальной схеме всего
пятью выводами.
Больше того, имеются сообщения о том, что на единой под-
ложке формируются также дифференциальный усилитель и так-
товый генератор, создающий напряжения Ui, U2, Площадь
такой структуры на 1000 элементов примерно 100 мм2, масса —
несколько десятков грамм, потребление энергии — десятки мил-
ливатт и стоимость (в перспективе) 10 руб. Отсюда ясно, какие
богатые возможности дает использование ПЗС вместо устарев-
ших LC-фильтров, электромеханических фильтров и т. д.
Примеры фильтров на ПЗС. Рассмотрим два наиболее харак-
терных примера: фильтр низкой частоты на 63 элементах ПЗС
и фильтр для сложного фазоманипулированного сигнала на
13 элементах. На рис. 6.18 показано схематичное изображение
63-элементного фильтра низкой частоты, построенного по прин-
< 203
Рис. 6.18
ципу разрезных электродов. На рис. 6.19 показана область А раз-
резанных электродов в крупном плане [37].
Если применяется трехтактный принцип продвижения заря-
дов, то такой фильтр должен иметь 63X3 МДП-конденсаторов,
а также электрод ввода информации. Точки разреза электродов
отчетливо видны на рис. 6.19. Как видно, форма «окна» в этом
фильтре значительно сложнее «прямоугольного окна» или «окна
Хемминга». Благодаря этому фильтр имеет широкую частотную
характеристику с плоской частью в области пропускаемых частот
и крутым срезом.
Частотная характеристика такого фильтра приведена на
рис. 6;20. При тактовой частоте 32 кГц фильтр обладает поло-
сой пропускания от 0 до 3,2 кГц. Как и следовало ожидать, за
счет дискретного принципа действия фильтр в области задержа-
ния имеет неравномерную частотную характеристику/с ослаб-
лением от 40 до 60 дБ. Импульсная характеристика, т. е. реак-
ция по времени фильтра на короткий импульс, по виду анало-
гична размещению разрезов в электродах по длине фильтра. Это
совпадение физически понятно. Если подать на вход такого филь-
тра короткий импульс, то он поочередно, проходя под электро-
дами, будет давать отклик, отображающий положение разреза.
Требуемая форма частотной характеристики получается в резуль-
тате того, что напряжение снимается и суммируется со всех
63 элементов. Площадь подложки такого фильтра составляет ме-
нее 100 мм2 и масса несколько граммов. Если создавать такой
фильтр на старых принципах, то потребовалась бы цепочка из
ЛС-элементов, состоящая из многих ячеек. Габариты и масса
такого фильтра будут намного больше — масса в 200 раз, а га-
бариты в 1000 раз [37].
о 0,1 o,z 0,3 ffFg
Рис. 6.20
Код + + + + -I----------+4— + •—h (513)
Рис. 6.21
204
-ЩгЬР
Рис. 6.22
Дополнительные элементы,
требуемые для фильтра на ПЗС:
входные каскады, обеспечиваю-
щие выборку и подачу необ-
ходимого напряжения на элек-
трод, тактовый генератор и
дифференциальный усилитель
па выходе — могут быть ре-
ализованы	на типовых ми-
кросхемах	средней степени
интеграции. В фильтре, исполь-
зующем старые принципы, также требуются входные и вы-
ходные каскады.
Особо большие возможности дает использование ПЗС при
фильтрации сложных сигналов. В литературе, например, описан
фильтр для 13-элементного фазоманипулированного сложного дис-
кретного сигнала, сформированного по коду Баркера. Представ-
ление кода такого сигнала показано на рис. 6.21. Амплитудно-
частотный и фазочастотный спектры даны на рис. 5.2,а и б [37].
Из рис. 5.2 видно, что сигнал имеет практически равномер-
ный амплитудно-частотный и сложный фазочастотный спектры.
Следовательно, согласованный фильтр должен иметь простую
амплитудно-частотную характеристику и сложную фазочастот-
ную. Раньше согласованный фильтр для такого сигнала форми-
ровался из 13 элементов линии задержки. Если длительность
сигнала, а следовательно, время задержки в элементах были
значительными, например, если сигнал имел длительность
1000 мкс, то требовалась очень дорогая, с большой массой линия
задержки. Реализация такого фильтра на ПЗС отличается про-
стотой, малыми габаритами и массой. Действительно, фильтр
может содержать всего 13 элементов, т. е. 13X3 МДП-конденса-
торов.
Импульсная характеристика согласованного фильтра т)ф(0 бу-
дет* обратна форме сигнала и дана на рис. 6.22. Как видно,
съем напряжений с отводов (электродов) фильтров должен про-
исходить с коэффициентами положительными или отрицатель-
ными, равными единице, т. е. менять положение зазора не нуж-
но, отводы могут быть не разрезаны в отличие от предыдущего
случая. Следовательно, при проектировании фильтра все элек-
троды выполняются целыми, а отводы от них, соединяемые' с
плюсовой или минусовой шиной, которые подаются на выходной
дифференциальный усилитель, должны ' присоединяться в соот-
ветствии с импульсной функцией. В результате получается согла-
сованный фильтр, имеющий требуемые амплитудно-частотную и
фазочастотную характеристики, обеспечивающий сжатие сигнала
в соответствии с его корреляционной функцией.
Недостатки фильтров на ПЗС. Основным недостатком уст-
ройств фильтрации на ПЗС является ограничение следующих
параметров: числа последовательных элементов задержки вслед-
205
ствие неполного переноса заряда; максимального времени задерж*
ки, т. е. минимальной частоты, связанной с тепловым генериро
ванием свободных носителей заряда; максимальной тактовой ча-
стоты из-за конечного времени переноса заряда между электро
дами; точности реализации частотной характеристики фильтра
за счет технологических погрешностей.
Рассмотрим подробнее эти ограничения. При каждой переда-
че заряда происходит частичная его потеря. Каждый раз, когда
заряд передается с (М—1)-го электрода на N-и, часть заряда г
остается не переданной. Тогда значение заряда под N-м элек-
тродом относительно заряда под первым электродом составит [37]
(1-ь)" = е~^.	(6.11)
Для того чтобы потери заряда при переносе или, другими
словами, неэффективность переноса оказывались малыми, необ-
ходимо обеспечить Ме<0,1. Следовательно, если мы хотим иметь
ПЗС с 1000 элементами задержки, то неэффективность переноса
должна составить меньше 10~4.
Очевидно, что неэффективность переноса приведет к некото-
рым искажениям частотной характеристики, тем большим, чем
больше произведение Me. Реально неэффективность переноса со-ш
ставляет 10~3 ... 10-5, т. е. создание фильтра на 100 ... 1000 эле--|
ментов задержки с частотными характеристиками, достаточно!:!
близкими к теоретическим, вполне осуществимо. /	|
Время, в течение которого неосновные носителф вследствие!
тепловых эффектов составят заметную долю передаваемого за-1
ряда, определяется в основном технологией и составляет для |
обычного ПЗС порядка 10-1 ... КГ2 с. Следовательно, низшая
частота, на которой может работать фильтр на ПЗС, составит !
10 ... 100 Гц. Следует ожидать, что по мере совершенствования!}
технологии и повышения чистоты материалов низшие частоты ч
могут быть доведены до единиц герц.
Время, необходимое для переноса заряда, определяется шири-
ной электродов и промежутка между ними, амплитудой такто-
вых импульсов и подвижностью носителей заряда. Очевидно,
что размеры определяются технологией. При повышении такто-
вой частоты, т. е. при работе фильтра на более высоких частотах,
резко увеличивается неэффективность переноса. В настоящее
время технология достигла такого совершенства, что можно ис-
пользовать ПЗС на частотах порядка 20 МГц [37].
Фильтр на ПЗС создает шум. Его необходимо учитывать, если
ПЗС применяется для сигналов с малым уровнем, т, е. во вход-
ных устройствах приемников. Шум в основном определяется
неодинаковостью теплового тока в разных элементах; уровень .
шума может составлять от нескольких до сотен микровольт. I
Поэтому применение фильтров на ПЗС во входных каскадах не I
рекомендуется.	I
Форму частотной характеристики фильтра на ПЗС не удает- I
ся сделать точно соответствующей расчетной, так как коэффи- I
206	I
и,пент съема информации не может быть выдержан с высокой
|(>чпостью. Ширина напыленных электродов, особенно если они
узкие, положение зазора, разделяющего электроды, имеют тех-
нологические отклонения. Точность, с которой реально удается
реализовать коэффициенты, составляет, примерно, 10~2 ... 10~3.
При этом очень важно то, что при увеличении числа МДП-кон-
денсаторов влияние неидеальности отводов и весовых коэффи-
циентов уменьшается в соответствии с корнем квадратным из
их общего числа. Это происходит из-за усреднения отклонений.
6.4.	ФИЛЬТРЫ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ
АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ
Принцип действия фильтров на поверхностных акустических
волнах (ПАВ). На принципах функциональной электроники, а
именно на использовании динамических неоднородностей, можно
построить фильтры не только на основе ПЗС, но и акустоэлек-
тронные, основанные на применении поверхностных акустических
волн. При многих замечательных качествах фильтров на ПЗС их
максимальная рабочая частота ограничена примерно 20 МГц.
Акустоэлектронные фильтры, основанные на создании, и движе-1
нии динамических неоднородностей в виде дискретных упругих ?
деформаций, удачно дополняют фильтры на ПЗС, так как рабочий '
диапазон частот фильтров на ПАВ находится в пределах от
1 до 103 МГц.
Напомним, что фильтры, использующие акустические объем-
ные колебания, имеют следующие недостатки: существенно огра-
ничены высшие частоты (для магнитострикционных фильтров —
несколько мегагерц, для пьезоэлектрических 10 ... 30 МГц);
конструкция и технология этих фильтров основаны на меха-
нической обработке с очень высокой точностью, т. е. они отли-
чаются по конструкции, и технологическим процессам изготов-
ления от современных элементов РЭА, базирующихся на микро-
электронике; по конфигурации и размерам, несмотря на их ком-
пактность (по сравнению с электрическими фильтрами), они
плохо согласуются с конструкциями ИС.
Фильтры на поверхностных акустических волнах имеют прин-
ципиальные преимущества перед другими фильтрами, основан-
ными на эффекте преобразования, электрических колебаний в
акустические, которые были рассмотрены в гл. 5 [38, 39]. В уст-
ройствах на ПАВ объемные волны не применяются. В связи
с этим изменяется принцип их действия и технические возмож-
ности.
Для того чтобы использовать поверхностные волны для со-
здания фильтров, необходимо с помощью электрических сигналов
во входном преобразователе возбудить их, а затем в выходном
преобразователе вновь превратить в электрические сигналы.
Поверхностные акустические волны формируют тонкий, соиз- j
меримый с длиной волны, слой с динамическими неоднородно-
го?
Рис. 6.23
стями в виде упругих деформаций, имеющих дискретный харак-
тер. Это позволяет преобразования электрических волн в аку-
стические во входном преобразователе и обратно в выходном
осуществлять путем использования тонких металлических шты-
рей (электродов), напыленных на поверхности звукопровода (под-
ложки), обладающего пьезоэлектрическим эффектом.
Существует много методов возбуждения поверхностных волн.
Рассмотрим метод, основанный на использовании в преобразова-
теле встречных штырей (ВШП — встречноштыревые преобразо-
ватели). Он удачно сочетается с технологическими методами ми-
кроэлектроники. Схематично такой преобразователь показан на
рис. 6.23, где 1 — входной преобразователь; 2 — выходной пре-
образователь; 3 — поглотитель; 4 — звукопровод; 5 — штыри (на-
пыленные металлические электроды).
Основными разновидностями ВШП являются: эквидистантный
преобразователь (с одинаковыми расстояниями между штырями);
неэквидистантный преобразователь (с различными расстояниями
между штырями); неаподизованный преобразователь (с одина-
ковыми перекрытиями штырей); аподизованный (взвешенный)
преобразователь (с различной степенью перекрытия штырей) и др.
Как видно из рис. 6.23, если приложить к штырям входного
преобразователя электрическое напряжение высокой частоты,
обеспечить согласование частоты f с шагом ВШП, то под влия-
нием поля произойдет деформация в пьезоэлектрике, которая со
скоростью Удов распространится в обе стороны от каждого про-
межутка, если а — ширина штырей, _h— расстояние между шты-
рями; то шаг ВШП
b=a-}-h.	(6.12)
Если шаг ВШП согласован с длиной волны, то деформации,
вызванные каждым промежутком, суммируются, образуя сум-
марную поверхностную волну.
208
Суммирование происходит за счет того, что локальная дефор-
мация, образовавшаяся под одним из промежутков, начинает
перемещаться в противоположных направлениях и проходит рас-
стояние А<пов /2. до следующего промежутка. Она оказывается там
н тот момент, когда следующая полуволна внешнего напряжения
достигнет максимума и создаст свою деформацию, которая, скла-
дываясь с пришедшей от соседнего промежутка, создаст сум-
марную деформацию. Это имеет место при выполнении равен-
ства
2&=Лпов=Рпов//,	(6.13)
где ^пов — длина поверхностной акустической волны.
Так происходит многократно под всеми промежутками, и сум-
марная волна распространяется- по звукопроводу. Эта волна до-
стигает выходного преобразователя, где происходит обратное пре-
образование деформаций в электрическое напряжение. Обратное
преобразование обусловлено тем, что деформации пьезоэлектри-
ка, вызванные поверхностной волной, приводят к появлению элек-
трического напряжения на штырях выходного преобразователя,
причем знак напряжения, наведенного на соседних парах штырей
при согласовании ВШП с частотой, будет противоположный из-за
обратного чередования штырей. Это позволяет сформировать в
выходном преобразователе двуполярное переменное электриче-
ское напряжение с частотой входного сигнала.
Чем больше штырей содержит преобразователь, тем он эф-
фективнее и тем большая накапливается деформация. Одновре-
менно с этим более жесткие требования предъявляются к точности
выполнения штырей звукопровода, к стабильности скорости рас-
пространения поверхностной волны и частоты сигнала. Очевидно,
что суммирование будет иметь место только при (а-ф/z) =лПов/2.
Деформации, возникающие под промежутками при других ча-
стотах, не будут эффективно суммироваться. Зависимость откли-
ка от частоты можно использовать для получения эффекта филь-
трации.
Очевидно, свойства таких фильтров зависят от материала
звукопровода. Например, для ниобата лития (LiNbO3) ско-
рость поверхностной волны составляет от 3,48 до 4 км/с в зави-
симости от среза, квадрат коэффициента электромеханической
связи составляет 0,05; температурный коэффициент задержки —
85Х10“6 1/°С. Тогда, например, при частоте 100 МГц длина
поверхностной акустической волны
^пов=Упов//=4000 м/с/100-106 Гц=4-10~2 мм.	(6.14)
При этом шаг ВПШ
&=ZnoB/2=0,02 мм.	(6.15)
Отметим важную особенность фильтров на ПАВ: они являют-
ся дискретными, аналогично фильтрам на ПЗС. Действительно,
электрическое поле действует на пьезоэлектрик, вызывая неод-
14—-6459	f	209
породность, в виде дискретных участков сжатия или растяжения,
где расположены пары штырей преобразователя. Распростра-1
няясь, неоднородности суммируются. Следовательно, к таким
фильтрам можно применить многие соображения, касающиеся
особенностей характеристик дискретных фильтров, в том числе
их частотных характеристик, которые были приведены в § 6.1
и 6.2.
Из принципа действия фильтров на ПАВ очевидно, что если
штыри и промежутки выполнить точно и согласованно с частотой,
| то полоса частот пропускания определяется числом пар штырей.
Действительно, при малом числе пар штырей отклонение часто-
ты от средней (расстройка) приводит к уменьшению эффектив-
ности преобразования и, следовательно, к частотно-избиратель-
ному эффекту, но уменьшение коэффициента передачи с рас-
стройкой происходит медленно. Если же использовать много пар
штырей, то каждая пара будет вносить свою долю в уменьшение
относительного коэффициента передачи, т. е. в этом случае по-
лоса частот будет более узкая. Это полностью согласуется с со-
ображениями, изложенными ранее, когда подчеркивалось, что
фильтрация есть процесс накопления, так как при большом коли-
честве штырей накапливается много воздействий, формирующих
поверхностную акустическую волну.
Между числом электродов преобразователя и его полосой
существует следующая взаимосвязь:
A/n=fo/M,	I (6.16)
где Л/п — полоса пропускания частот фильтра; N — число пар
штырей; fo — центральная частота фильтра.
I Напомним, что добротность LC-контура Q=f0/Afn. Следова-
тельно, число пар штырей эквивалентно добротности. Отсюда
следует, что сужение полосы пропускания фильтра связано с
увеличением числа штырей, т. е. с увеличением размеров филь-
тра. Однако ограничение, связанное с сужением полосы про-
пускания в АС-фильтрах, более жесткое, так как определяется
природой потерь в конденсаторе и катушке индуктивности, ко-
торые не могут быть уменьшены ниже определенного уровня.
В данном случае полоса пропускания ограничивается в основном
возможностями технологии, которая определяет количество пар
штырей и размеры звукопровода. Следовательно, в этом смысле
фильтры на ПАВ имеют те же свойства, что и фильтры на
ПЗС, для которых было показано, что полоса определяется чис-
лом секций МДП-конденсаторов (элементов памяти).
Из изложенного принципа действия вытекает, что фильтры
на ПАВ по природе функционирования являются полосовыми со
средней частотой, зависящей от размеров штырей, как это вид-
но из (6.13). Идеи, положенные в основу работы фильтров
на ПАВ, использованы для создания устройств различного функ-
ционального назначения: полосовых входных фильтров и филь-
тров для УПЧ; линий задержки на фиксированную задержку и
210
с. отводами; фильтров для приема сложных шумоподобных
(ШПС), фазоманипулированных (ФМН) сигналов с большой
базой; фильтров для приема линейно-частотно-модулированных
сигналов с большой базой; резонаторов на ПАВ и других
устройств.
В последующем изложении будет рассмотрен наиболее рас-
пространенный вариант — полосовой фильтр с эквидистантными
преобразователями. Особенности некоторых других будут рас-
смотрены в конце параграфа.
Область частот фильтров на ПАВ. Минимальная частота филь-
тра на ПАВ определяется возможными размерами звукопровода,
которые зависят от технологии изготовления и составляют обычно
не больше 50 ... 300 мм, а также от требований к относительной
полосе частот, т. е. от количества пар штырей и числа преобра-
зователей.
Минимальное число преобразователей в фильтре два: вход-
ной, куда поступает фильтруемый сигнал, и выходной, который
воспринимает отфильтрованный сигнал. Функции фильтрации мо-,
гут быть распределены между ними по-разному. Наиболее часто j
основные функции по формированию частотной характеристики ;
выполняет входной преобразователь, а выходной является широ- ’
кополосным. Как показывает опыт, при этом меньше проявля-
ются искажения частотной характеристики.
Суммарная амплитудно-частотная характеристика (АЧХ)'м'
фильтра Кф(со) определяется произведением частотных характер
ристик обоих преобразователей:	’
Кф(<в)=Квх(®)Квых(®),	(6.17)
поэтому детальное рассмотрение АЧХ можно проводить для каж-
дого преобразователя в отдельности.
Отметим, что для фильтров на ПАВ большое значение имеет $
относительное расположение преобразователей. Их не распо-?
лагают далеко друг от друга, так как удаление вызывает до- ?
полнительные искажения АЧХ. Это согласуется с требованием :
уменьшения габаритов и получения фильтров на возможно бо- ’
лее низкие частоты.
Используя соотношение между длиной преобразователя
(рис. 6.24,а) и полосой частот, определим, на какой минималь-
ной частоте может работать фильтр. Предположим, что 13<^1ВХ и
/вых<;/вх, где /3 — расстояние между преобразователями; 1ВХ—
длина входного преобразователя; /Вых — длина выходного преоб-
разователя. Тогда минимальную частоту настройки фильтра мож-
но приближенно определить, рассматривая один входной преоб-
разователь. Минимальное число пар штырей и, следовательно,
низшая частота фильтра зависят от требований к относительной
полосе пропускания частот. Если взять типичный случай, когда
Д/и=О,О5/о, то требуется 20 пар штырей. Длина входного пре-
образователя будет равна ZBX=10 ^пов. При скорости распро-
странения поверхностной волны цПов«3000 м/с, считая, что
14*	.211
. г)
Рис. 6.24
звукопровод позволяет создать преобразователь длиной
«100 мм, получим, что минимальная частота сигнала составит
бколо 200 кГц. Реально, с учетом расстояния между( преобра-
зователями /3, длины выходного ^преобразователя, технологических
промежутков, частота составит примерно 400 кГц. Следовательно,
низшая частота фильтра определяется возможной длиной звуко-
провода. На практике фильтры на ПАВ используются на часто-
тах выше 1 МГц.
I Технология ВШП должна обеспечивать высокую разрешаю-
’ щую способность, чтобы с высокой точностью выдерживать очень
маленькие размеры как ширины штырей, так и промежутков меж-
. ду ними и шага в целом. Сказанное ограничивает высшие ча-
стоты. Например, если исходить из того, что с достаточной точ-
ностью могут быть выполнены штыри и промежутки между ними
шириной в 1 мкм, то высшая частота настройки преобразователя
и, следовательно, фильтра составит
f=Wn0B/2(a+/i) =4000/2(1 + 1) = 1  Ю9 Гц.	(6.18)
Следовательно, фильтры на ПАВ могут работать на доста-
точно высоких частотах.
212
Расчет частотных характеристик. Для практического исполь-
' йования фильтра важны ширина полосы и форма частотной ха-
1 рактеристики.
При расчете частотной характеристики фильтра на ПАВ
возникают трудности, вызванные тем, что электрическое поле и
связанные с ним поверхностные акустические волны имеют слож-
ную структуру. Поэтому для инженерных расчетов необходимо
создать методику, которая должна позволить сохранить основные
особенности поля и акустических волн и в то же время суще-
ственно упростить расчет АЧХ.
Основное применение для расчета получил метод 6-функций
[39, 40]. Для получения расчетных соотношений для частотной
характеристики предположим, что на штыри эквидистантного
преобразователя действует сигнал в виде очень короткого им-
пульса напряжения (6-функция). В этом случае в каждом из
I промежутков между штырями возбуждается кратковременно элек-
трическое поле. Вдоль звукопровода будет двигаться поверх-
ностная волна с ^пов=2(а+/1). Протяженность импульса этой
волны в звукопроводе определяется не длительностью электри-
ческого импульса, а шириной входного преобразователя ZEx.
Огибающая этого импульса AZ=ZBX и направление его движения
в одну из сторон показаны на рис. 6.24,6. Импульс длительностью
AZ=ZBX со скоростью Ппов двигается к выходному преобразова-
телю. Для того чтобы этот преобразователь мало влиял на ча-
стотную характеристику, предположим, что он состоит из одной
пары штырей. Импульс, проходя через выходной преобразова-
тель с задержкой Ат3=/з/уПов, дает на радиочастоте f0—
=Ипов/2(а+/1) импульс напряжения с длительностью Ати~
~/вХ/Упов (рис. 6.24,в). Так как
Zbx^^AiiobA,	(6.19)
ТО
Ати=А//0.		(6.20)
Известно, что импульс такой длительности на несущей частоте
имеет спектр частот с огибающей [sinAn((f—f0) /f0) ]/[Ал ((f—
—fo)/fo)l (рис. 6.24,г). Высокочастотное заполнение для упро-
щения рисунка не показано. Как видно, полоса пропускания меж-
ду «нулями» на частотной характеристике
2Afo=2(l/AT„)=2f,o/A.	(6.21)
Для уровня ослабления, равного 0,7 от максимума (что при-
нято использовать для характеристики полосы пропускания)
полная полоса частот в два раза уже:
Afn=fo/A.	'	(6.22)
Так как отклик линейной цепи на 6-импульс есть ее импульс-
ная функция, то импульс длительностью Ати на выходе выход-
ного преобразователя тоже импульсная функция фильтра. Пре-
213
образование Фурье дает частотную характеристику, следователи
но, на рис. 6.24,г показана частотная характеристика фильтрИ
Эта характеристика имеет дополнительные выбросы и практИ
чески малопригодна, поэтому возникает задача значительно уменЧ|
шить уровень боковых лепестков (выбросов). Для этого необ-
ходимо, чтобы дискретный фильтр имел неоднородную структуру,
т. е. чтобы отдельные звенья фильтра вносили разные «вклады».
Структура фильтра, которая была рассмотрена выше, в тер-
минах дискретных фильтров может быть определена как даю-
щая фильтр с «прямоугольным окном». Для того чтобы умень-
шить боковые выбросы, нужно использовать сложные формы
«окна». Для реализации этой задачи следует решить вопрос о
том, как изменить «вклад» каждого звена или каждой пары
штырей в формирование результирующей волны. Дискретное
возбуждение необходимо осуществлять в разных парах штырей
с разной интенсивностью, как это подробно описано в § 6.2.
Интенсивность парциальной волны, возбуждаемой каждой парой
штырей, определяется длиной или перекрытием штырей (анало-
гично тому, как в фильтрах на ПЗС интенсивность снимаемого
сигнала определялась перекрытием электродов). Следовательно,
нужно брать разные значения перекрытия штырей у преобра-
зователя по его длине. Это изменит форму импульса, описываю-
щего импульсную функцию и, следовательно,‘“ббёспечит” получе-
ние другой формы частотной характеристики, так как они свя-
заны преобразованием Фурье. Прй~Проектировании фильтра сле-
дует менять перекрытие штырей по длине преобразователя в
соответствии с заданной импульсной характеристикой, которая
определяется из требуемой частотной характеристики. Изменение
перекрытия называют аподизацией. Это эквивалентно методу
формирования «окон» в общей теории дискретных фильтров.
В качестве примера приведем табл. 6.2, где даны формы частот-
ных характеристик, соответствующие им формы импульса, ана-
литические выражения частотных характеристик и импульсных
функций, а также рисунки перекрытия штырей для эквидистант-
ного преобразователя. При изменении перекрытия штырей по
длине преобразователя форма частотной характеристики стано-
вится более плавной, выбросы уменьшаются, но ширина полосы
увеличивается. Это и понятно, так как уменьшается количество
штырей, существенно влияющих на формирование результирую-
щей волны и полосы пропускания.
Для доказательства того, как аподизация влияет на форму
частотной характеристики и полосу пропускания, воспользовав-
шись приведенными в табл. 6.2 формулами, рассчитаем АЧХ.
Сделаем это для нормированной ширины импульса, когда про-
тяженность во времени импульсной переходной функции и со-
ответствующее ей количество штырей, являются одинаковыми для
всех случаев (рис. 6.25). Для простоты расчета положим, что
длительность импульсной функции во всех случаях равна еди-
нице. На рис. 6.25: 1 — прямоугольная импульсная характерн-
ая
Та’блица 6.2
216
Форма частотной
характеристики
Аналитическое выраже-
ние частотной харак-
теристики
Окончание табл. 6.2
Форма импульсной функции	Аналитическое выра- жение импульсной функции	Рисунок перекрытия штырей
стика с длительностью 1 с; 2 —
импульсная функция в виде тре-
угольника с длительностью 1 с;
3 — импульсная характеристика
типа е-^’при а—8, когда в пре-
делах длительности 1 с ордината
составляет 0,13 ... 1; 4— им-
пульсная характеристика типа
е-“*2при а=12, когда в преде-
лах длительности 1 с ордината
составляет от 0,05 ... 1.
Частотные характеристики для
указанных случаев приведены
на рис. 6.26, где: 1 — неаподизованный преобразователь с рав-
номерным перекрытием штырей; 2 — аподизованный, с линейным
изменением перекрытия штырей; 3, 4 — при изменении перекры-
тия штырей по закону е-“/2 при а—8 и 12 соответственно. Из
рис. 6.26 наглядно видно, что при линейной аподизации интен-
сивность боковых выбросов составляет 0,05 максимума, а по-
лоса пропускания расширяется (на уровне 0,7) примерно в
1,3 раза, т. е. форма частотной характеристики улучшается по
сравнению со случаем равномерного перекрытия штырей. При
перекрытии штырей по закону е частотная характеристика
не имеет боковых выбросов, а полоса пропускания расширяется
по сравнению с равномерным перекрытием штырей примерно в
1,35 раза при а=8 и в 1,55 раза при а=12.
Реально в фильтре с аподизованным преобразователем при
перекрытии штырей по закону е-а/2 будут небольшие выбросы,
так как значения перекрытия начинаются скачком не с нуля,
а с 5 % для а=12 и с 13 % для а=8. Таким образом, изменяя
закон перекрытия штырей относительно центра преобразователя,
217
можно менять форму частотной характеристики, уменьшая боко- \
вые выбросы. Однако при этом будет меняться ширина полосы. !
Это согласуется с тем, что изложено в § 6.2.
6.5.	ПРОЕКТИРОВАНИЕ
И КОНСТРУИРОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ
НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ
ВОЛНАХ	
Согласование преобразователей. При проектировании и кон- I
струировании фильтров на ПАВ необходимо решить ряд вопро- '
сов: согласование входной и выходной цепей е акустической
частью, учет влияния погрешностей изготовления на характери- ’
стики фильтра, учет вторичных эффектов, выбор материалов зву-
копровода, штырей и корпусов и др. [38—40].
Выше работа фильтра на ПАВ идеализировалась. Считали, ’
что энергия, поступающая из внешней цепи, без потерь превра-
щается в энергию электрического поля штырей преобразователя, \
которая, в свою очередь, переходит в энергию акустической вол- 
ны. Затем энергия акустической волны вновь переходит в энер-
гию электрического поля, которая превращается в энергию сиг- „
нала, действующего на выходе фильтра. Для того чтобы эти ;]
преобразования происходили без отражений и значительных по- I
терь энергии, необходимо выполнить согласование.
Для сигнала, поступающего из внешней цепи, преобразова- J
тель представляет последовательное соединение емкости преоб- •
разователя Спр и сопротивления (сопротивление излучения) j
/?а((П(|)- Эквивалентная схема приведена на рис. 6.27./Существует
вариант эквивалентной схемы параллельного соединения емкости .1
и сопротивления. Ограничимся последовательным соединением.
Особенно важно согласование внешней цепи и преобразова-
теля для случая, когда входной сигнал поступает, по высоко-
частотному кабелю, волновое сопротивление которого обычно
находится в пределах 50 ... 300 Ом. При отсутствии согласова-
ния энергия будет отражаться от перехода кабель — преобразо-
ватель. Для устранения этого необходимо исключить влияние
емкости, для чего следует использовать компенсирующую индук-
тивность £к и обеспечить такое соотношение между активным
сопротивлением излучения 7?а(соо) и вол-
пр	новым сопротивлением кабеля рк, когда
I	П/?а|Ы рк=Д?а(соо),	(6.23)
‘А	где соо — частота квазирезонанса.
Ах .	Расчет компенсирующей индуктивности
А/	Ек проводится по формуле
Рис. 6.27	£к—1/(Спр(Во2) 	(6.24)
18
Емкость преобразователя на единицу длины каждой пары
штырей (пФ/см) может быть найдена как емкость двух плоских
проводников шириной а, находящихся друг от друга на расстоя-
нии h, по приближенной формуле
С1== (8+1)0,09 lg [l+2a//i+a2//i2],	(6.25)
где е — диэлектрическая проницаемость материала подложки;
а— ширина штыря; h — расстояние между штырями. Емкость па-
ры штырей будет равна CiW7, где W — апертура (см. рис. 6.23).
Емкость преобразователя
Cnp=CiWW,	(6.26)
где N — количество пар штырей.
Для расчета емкости и компенсирующей индуктивности нуж-
но знать W 'И N. Апертура W определяется из условий согласо-
вания рк и J?a(®o), N определяется требованием к полосе. Рас-
смотрим согласование рк и /?а(соо). Активное сопротивление /?а(соо)
отражает потери в электрической цепи из-за излучения и рас-
пространения по звукопроводу акустической энергии. Сопротив-
ление J?a(®o) определяется выражением
/?а(о)о)=4/гм2/(ло)оС1Г),	(6.27)
где &м — коэффициент электромеханической связи.
Для обеспечения согласования рк=/?а(®о) необходимо варьи-
ровать значением апертуры W, так как частота со0 задается при
расчете фильтра, емкость С\ определяется топологией преобра-
зователя, коэффициент — выбранным материалом.
Из (6.27) определим значение апертуры при согласовании рк и
/?а(®о), т. е. при согласовании параметров входной электриче-
ской цепи и электрических параметров преобразователя:
Ц7СОГл=4&м2/(л;(ВоС1рк) •	(6.28)
Однако, определяя Ц7С0ГЛ из условия согласования, следует
иметь в виду, что апертура W определяется и рядом других
факторов, а именно работой фильтра в первой зоне Френеля.
Для этого требуется, чтобы
(6.29)
Согласование излучателя и акустического канала, по кото-
рому распространяется акустическая волна, определяется из усло-
вия равенства добротности акустического канала Qa и доброт-
ности электрического излучателя Q3. Поскольку полоса Afn=
==fo/N и связь Afn и f0 определяется добротностью Qa, то
Qa=N.	(6.30)
Добротность Q3 зависит от сопротивления излучения и реак-
тивного сопротивления, определяемого емкостью преобразователя:
Q3=1 WNRa (®о) =n/4^MW.	(6.31)
219
Согласование излучателя и акустического канала будет при
равенстве Qa=Q3. При этом N=NonT. Тогда оптимальное колиЯ
чество пар штырей	I
<пт = -|/^7<7.	(б.зЛ
Следовательно, для тех случаев, когда важны минимальный
потери энергии, число штырей приходится выбирать из сообраИ
жений согласования. Для наиболее характерных материалов звуИ
копровода NonT составляет от 5 до 20, т. е. полоса частот, дости-'I
гаемая при оптимальном согласовании, составляет от 5 до 20
несущей частоты. Если фильтр используется в УПЧ, то строгое:!
согласование необязательно и количество штырей можно выби-|
рать исходя из требования к полосе частот.	Щ
Влияние погрешностей изготовления преобразователей и не-|
стабильности характеристик материалов на уменьшение выходно- I
го напряжения. Все вышеуказанные зависимости справедливы'
при определенных допущениях, а именно в предположении, что:'
все размеры фильтра выполнены с высокой точностью и согла-i
сованы со скоростью распространения поверхностной волны. При':
конструировании требуется, чтобы обязательно учитывалось влия-
ние этих отклонений на работу фильтра.	|
Предположим, что имеются отклонения, которые приводят!
к нарушению согласования волн, создаваемых разными парами]
штырей на время Ат/. Это равнозначно рассогласованию между]
фазами волн на Дф7:	Я
Аф;—Дщо)о==2л (Дтз/То); Дт377о=(1/2л) Дфд	(6.33) ;
где 7’o=M7fo — период колебаний.
Тогда суммарная волна будет иметь значение, которое удоб-
но выразить через напряжение на выходе выходного преобра- !
зователя (Д<р) при наличии рассогласования по фазе парци- :
альных волн, т.< е. волн, возбуждаемых отдельными парами шты- '
рей:
Wj. (Дер) = 2 и1 с°8 («V 4- Д<ру),	(6.34)
/=1
где U, — амплитуда выходного сигнала при действии одной пар-
циальной волны; /— номер пары штырей; Д<р/ — рассогласование
по фазе в /-Й паре штырей; N — число пар штырей.
После преобразования выражения (6.34) получим
us (А?)	2 Ui IC0S	‘ °S	+ sitl А<?/Sin	(6.35)
/=1
При малых значениях А<р;- второй член в уравнении (6.35)
много меньше первого. Тогда
иЕ(Д<р)=^ 2^cosA^cos^-	(б.зб>
7=1
220
При одинаковой интенсивности излучения каждой пары имеет
место равенство Uj=Ui.
Рассматривая только амплитуду	получаем
щд?)^ 2^icosA??	<6-37>
/=1
Разложим cos Аф/ в ряд, пренебрегая первыми двумя члена-
ми ввиду малости Аф/, и получим
щд¥)^ 5^(1--.^)	(б-з8>
" /=1 у
где UiN—Uh—амплитуда отклика при точном согласовании всех
парциальных волн (номинальное напряжение на выходе). Из
(6.38) видно, что амплитуда У2(Аф) зависит от того, как свя-
заны между собой отклонения по фазе в разных номерах пар
штырей. Рассмотрим два наиболее характерных случая.
1. Отклонения в каждой паре одинаковые, т. е. Аф/=Аф1,
и зависимые. Это будет иметь место при отклонении скорости
распространения в звукопроводе от номинала за счет техноло-
гических отклонений при изготовлении звукопровода или при
изменении скорости распространения под влиянием температуры
за счет температурного коэффициента задержки (ТКЗ).
2. Отклонения в каждой паре случайны, одинаковы и неза-
висимы. Это будет наблюдаться при технологических отклоне-
ниях в положении и размерах штырей и промежутков между
ними.
При одинаковых и зависимых отклонениях сдвиг по фазе
с увеличением / нарастает. Тогда Аф/—/Афь
<6-39>
/=1 /=1
Сумма квадратов натурального ряда чисел приближенно вы-
ражается через №/3 [65]. Тогда
Г7Х(Д<Р)	Д^
-т—1-----------—	(6.40)
где Ап— рассогласование по задержке на интервале длины
волны.
Относительное отклонение результирующего напряжения
ДС7_(Д<р)	№Дт?	Др2
—6-------------5- б№ —,	(6.41)
Uu	Т2	г,2
1 0	ипов.н
где Аупов — отклонение скорости поверхностной волны от номи-
нальной; Ппов.н — номинальная скорость поверхностной волны.
221
Положим, что отклонение Ati определяется отклонением за-
держки от номинального значения, для которого проведен расчет
преобразователей. Если учитывать влияние на задержку только
отклонений скорости поверхностной волны Аипов, то
Д.?/ТЬ Д^ов/^ов.н- .	(6-42)
Как видно, влияние зависимых отклонений на потери в филь-
тре резко возрастает при увеличении числа пар штырей N. Зная
отклонение скорости поверхностной волны от номинальной, про-
сто найти уменьшение напряжения отклика. Например, при очень
малом отклонении в скорости (Ау2Пов/у2пов.н=Ю"6) получим
Л/72(Лф)//7н==0,06 при А=100;
А1/2(Аф)/[/н=0,6 при А =-300.	(6.43)
Следовательно, отклонения в скорости распространения по-
верхностной волны и времени задержки в звукопроводе значи-
тельно влияют на отклик на выходе фильтра.
При случайных независимых отклонениях полагаем, что из-
вестно £>1/2(Ат1) (оно одинаково для всех штырей). Тогда из
уравнения (6.38) получим
т	_L V D (д¥1) -L D (Д?1) 2ъЧ) (	;	(6.44)
L	J 2**	А	\ 1 Q /
/=1	1=1
JL 2D2 (Д<р,) =;= -J- Ds V	(6.45)
4N k Т17 2V \ То /
Следовательно, йри увеличении числа пар штырей случай-
ная составляющая AJ7s(Aqp)/E7H уменьшается, устремляясь к нулю.
Этот результат аналогичен полученному ранее для фильтров
на ПЗС, где относительное влияние случайных независимых от-
клонений уменьшается с увеличением числа ячеек памяти. В филь-
трах на ПАВ остается только незначительное среднее отклонение
выходного напряжения, не зависящее от количества пар штырей.
Например, при больших относительных отклонениях задержки
[£)1/2 (Аф1)/То = 0,01 ] уменьшение среднего значения составит
0,2%. Следовательно, можно допускать существенные случайные
независимые отклонения при изготовлении штырей.
Конструирование преобразователей фильтров на ПАВ. При
конструировании фильтров на ПАВ необходимо решить ряд во-
просов, связанных с вторичными эффектами, к числу которых
в первую очередь следует отнести эффекты отражения акусти-
ческих волн от штырей преобразователей, от краев звукопровода
и т. д. Наиболее существенное влияние оказывает отражение
222
тем больше, чем больше
от штырей. Действительно, волна, (
распространяющаяся под штырями,
с одной стороны, накапливает интен-
сивность, суммируясь с волнами дру- 1
тих пар штырей, а с другой — отра- 
жается от каждой последующей пары
139, 40].
Нанесенные на поверхность зву-
копровода штыри изменяют условия
и скорость движения волны. В них
возбуждается электрическое напря-
жение, происходит вторичное излуче-
ние, т. е. отражение волн. Эффект этот
пар штырей и чем больше коэффициент электромеханической свя-
зи kK. Эффект отражения существенно ограничивает количество
пар штырей и требует тщательного выбора материала звукопро-
вода (в зависимости от требований к полосе частот). Заметим, что
использование подобных отражений лежит в основе функцио-
нирования резонаторов на ПАВ.
В фильтрах на ПАВ эффект отражений стремятся уменьшить,
для чего используют очень тонкие напыленные штыри, толщиной
примерно 100 ... 200 нм, а также подбирают соотношения меж-
ду величинами а и h. Установлено, что целесообразно выбирать
отношение	равное примерно 0,6 при материалах с не-
большим значением Ам и 0,7 ... 0,8 — с большим Ам.
Характер отражения от других неоднородностей разнообразен.
Для иллюстрации возможных причин отражений на рис. 6.28
показаны ложные сигналы во временной области,- возникающие
при подаче 6-импульса на вход фильтра ПАВ [39]. На рисунке:
1 — сигнал прямого распространения с практически нулевой за-
держкой; 2— основной полезный сигнал ПАВ; 3 — сигналы, мно-
гократно отраженные от штырей; 4 — сигналы, отраженные от
поглотителей; 5 — сигнал, отраженный от левой кромки звуко-
провода; 6 — сигнал, отраженный от правой кромки звукопрово-
да; to — время задержки основного сигнала при прохождении
между ВШП.
При конструировании фильтров сначала в зависимости от
требований к полосе и средней частоте выбирается материал зву-
копровода. Для звукопровода могут быть использованы как мо-
нокристаллические, так и поликристаллические (пьезокерамиче-
ские) материалы. Монокристаллы обеспечивают малые потери на
распространение ПАВ (около 0,1 ... 0,5 дБ/(см на частотах до
2 ГГц). Они стабильны во времени (для силиката висмута откло-
нение скорости волны от кристалла к кристаллу не превышает
±0,06%). Характеристики некоторых материалов приведены в
табл. 6.3 и 6.4 [39].
В фильтрах с соотношением АД/f о до 0,05 ... 0,06 наиболее
широко используется кварц БЮг различных срезов. В этом слу-
чае малый коэффициент электромеханической связи позволяет
223
Таблица 6-3
Материал	Ориентация	Скорость волны УПОВ’ км/с	Измене- ние ско- рости Да/апов	Коэффи- циент электро- механи- ческой связи £2 м> %	Опти- мальная полоса A/n/fo. о/ /о \	Темпера- турный коэффи- циент скорости 1/”С	T емпера турный куэффи- циеит за держки -10е, 1/°С
Кварц	YX	3.159	0,09	0,23	5,3	38	—24
	ухе/42°45'	3,158	0,058	0,16	4,6	14	0
Ниобат лития	YZ	3,488	2,41	5,04	24	—87	94
	41,5% X ZY	4	2,77	5,78	28	—57	72
Танталат ли-		3,329	0,59	1,21	И	—52	69
тия	YX	3,148	0,037	0,075	3,2	—33	49 "
Германат ви- смута	[НО] (111)	1,708	0,82	1,69	15	—123	115
Таблица 6.4
Марка керамики	Скорость °пов- км/с	Коэффициент электромеха- нической связи £м» %	Диэлектриче- ские потери tg 5. %	Добротность Q-10’®	Температур-^ ный коэффи-И циент частотН а^10«	
В-16, В-17, В-18	2,2...2,4	о,3.-.0,35	0,25...0,32	1,75	25 1
ЦТС-19	2,1	0,31	3.5	0,5	21	1
ПКД-38, 329/20	2,3; 2,4	0,38;,0,152	0.5	1,0; 2,5	30, 120
получить низкий уровень отраженных от штырей сигналов даже
при числе штырей более 300 ... 500. Кварц также отличается
высокой температурной стабильностью, и поэтому могут быть по-
лучены кристаллы, позволяющие создать звукопроводы длиной
100 ... 200 мм.	-
Для фильтров с полосой A/n/fo»O,5 ... 0,6 применяется в
основном ниобат лития LiNbO3, который благодаря большому ко-
эффициенту электромеханической связи позволяет уменьшить за-
тухание в фильтре, но при небольшом числе штырей пример-
но 10.
К числу перспективных материалов для звукопроводов мож-
но отнести танталат лития ЫТаОз и германат висмута BiisGeOso.
Танталат лития является единственным материалом, в котором
высокие пьезоэлектрические свойства сочетаются с хорошей тер-
мостабильностью. Германат висмута применяется для линий за-
держки на большие длительности из-за низкой скорости распро-
странения ПАВ и для фильтров со сложными ВШП. Это объ-
ясняется тем, что можно получить относительно большие раз-
меры кристаллов.
224
Пьезокерамика, используемая для звукопроводов, дешевле мо-
нокристаллов и, кроме того, ее свойства легко изменять вве-
дением модификаторов. Недостатками пьезокерамики являются
значительное затухание распространяющихся ПАВ, которое уве-
личивается с частотой, и ограниченные размеры звукопровода
(длина не более 30 ... 40 мм).
Одним из основных требований к звукопроводам является
высокий класс обработки поверхности (V13—V14). Толщина зву-
копровода выбирается около 20ZnoB для уменьшения влияния
объемных волн. Затем осуществляется синтез топологии ВШП
исходя из требований к частотной характеристике, т. е. выби-
рается количество пар штырей и закон изменения их перекры-
тия при аподизации. После синтеза необходимо провести расчет
АЧХ и ФЧХ по (6.8) и (6.9). Основные вопросы синтеза тополо-
гии штырей были изложены выше.
На следующем этапе решаются конструкторско-технологиче-
ские вопросы формирования штырей, контактных шин и погло-
тителей. При осаждении металлической пленки на поверхность
звукопровода, как отмечалось выше, происходит изменение упру-
гих свойств металлизированной поверхности, а следовательно,
и изменение скорости ПАВ, а также появление отражений.
Можно сформулировать следующие требования к материалам,
применяемым для металлизации: минимальное электрическое со-
противление, высокая адгезия, коррозионная стойкость, стабиль-
ность основных физико-химических свойств. Наиболее широко
используются алюминий, серебро, золото.
Изготовление структур фильтров сводится к формированию
заданной конфигурации металлических штырей и контактных
. шин. В диапазоне частот 15 ... 300 МГц ширина электродов ме-
няется от 50 до 1 мкм. Длина штырей составляет 3 ... 10 мм,
а общее число их изменяется от 50 . .. 100 до 400 .. . 600.
Число преобразователей на одном звукопроводе составляет
обычно два, но может достигнуть шести. В фильтрах для ФМН
сигналов число преобразователей-отводов определяется базой сиг-
нала и может составлять несколько сотен, но каждый из них
имеет обычно небольшое число пар штырей (2 ... 4). Общее
поле, занимаемое ВШП, составляет от 5X15 до 30X100
(200) мм2. Чтобы получить хорошую электропроводность и на-
дежное присоединение золотых проводников, толщину пленки
контактных шин следует выбирать в пределах 250 ... 300 нм.
Допуски на размеры штырей ВШП жестче допусков на размеры
элементов тонкопленочных ИС. Заданную ширину штырей необ-
ходимо выдерживать с точностью не хуже ± (0,5 .. . 0,8) мкм,
а длину и их шаг —(0,5 .. . 1,2) и ± (0,2 .. . 0,5) мкм соответст-
венно. Поглотители формируют на концах звукопровода в виде
участков поверхности, на которые наносят слой клея ЭД-20 или
компаунда СКТН, К-18 и ВГО-1. Для ослабления отражений
поглотители имеют сложную форму.
Следующий этап конструирования фильтров на ПАВ — расчет
15—6459	225
Рис. 6.29
элементов согласования, расчет отклонений частотных характе-
ристик, их температурной стабильности и стабильности во вре-
мени, и заключительным является выбор корпуса для фильтра
из числа стандартных для гибридных микросхем, а также кон-
струирование размещения, креплений, соединений, выводов (вход,
выход) и герметизация. Для корпусов обычно используются ме-
таллостеклянные прямоугольные корпуса из ковара со штырьковы-
ми выводами, соответствующие по типоразмерам ГОСТ 17467—72.
Некоторые разновидности фильтров на ПАВ различного на-
значения. Выше был подробно рассмотрен полосовой фильтр на
ПАВ. На использовании этого эффекта разработаны и другие
фильтры [38, 39].
Фильтры для линейно-частотно-модулированных сигналов
(ЛЧМ), используемых в радиолокации. Известно, что у согласо-
ванных фильтров для этих сигналов АЧХ приблизительно рав-
номерна в широкой полосе частот сигнала, а фазовая имеет па-
раболический характер. Для обеспечения такой формы частотной
характеристики можно применять неэквидистантные преобразо-
ватели. Схематическое изображение такого фильтра дано на
рис. 6.29, где 1 и 2 — преобразователи. Очевидно, что более вы-
сокие частоты спектра сигнала при прохождении через такой
фильтр будут меньше задерживаться, так как расстояние между
входными и выходными штырями, настроенными на высшие ча-
стоты, минимально/ На более низких частотах, где эффективно
действуют штыри с большими значениями (a-\-h), задержка
получается большой. Если ЛЧМ сигнал сформирован так, что
в его начале частота сигнала минимальна, а в конце-—макси-
мальна,' то из-за разных задержек начало и конец сигнала на
выходе фильтра будут действовать одновременно, суммируясь и
давая короткий выброс с большой амплитудой.
Следовательно, сложные ЛЧМ сигналы при прохождении че-
рез такой фильтр «свертываются» и из сигнала длительностью
Ts превращаются в короткий импульс Гвыб, определяемый не
длительностью сигнала, а интервалом частот А/м, в пределах ко-
торого модулируется сигнал по частоте.
Фильтры для фазоманипулированных сигналов. Выше было
показано, что обеспечение высокой помехоустойчивости требует
использования сложных сигналов, причем чем больше база сиг-
нала, тем выше возможности таких сигналов. Широкое приме-
нение получили, например, фазоманипулированные (ФМН) сиг-
226
налы, состоящие из N3 элементов сигнала длительностью Тэ с
квазислучайными фазами, отличающимися на л. Напомним, что
для таких сигналов основные особенности согласованных филь-
тров заключаются в фазочастотной характеристике. Простейший
фильтр для этих сигналов представляет собой совокупность эле-
ментов задержки с отводами и сумматора. Описанные выше филь-
тры могут быть выполнены на основе электромеханических и
кварцевых линий задержки. Но это вызывает большие кон-
структорско-технологические трудности и обычно число отводов,
т. е. база сигнала, не превосходит 100 . . . 200. Фильтры на ПАВ
представляют в этом отношении интересные возможности. Дей-
ствительно, для формирования отвода достаточно одной или двух
пар напыленных встречных штырей. Общая длина такого пре-
образователя-отвода может составлять сотые и тысячные доли
миллиметра. Расстояние между парами штырей 10тв определяет-
ся длительностью элемента сигнала Тэ:
/отв = ^пов7’э.	(6.46)
Если, например, Тэ составляет 0,25 мкс, как это часто бы-
вает на практике, то расстояние между парами штырей при
пПов«400 м/с должно быть /отв = 4000 м/с-0,25-10 6 с=1 мм. От-
воды содержат обычно не менее двух — четырех штырей. Они
должны иметь ширину, равную (для двух пар штырей) /ш=
= 2(/i+a)+/i, причем h-p-a—K/2 и a^h. Тогда
Zm=2,25Znop-	(6.47)
Например, для несущей частоты 1000 МГц общая ширина
штырей отвода будет около 0,07 мм. Принцип действия таких
фильтров пояснен рис. 6.30 на примере приема сигнала, сфор-
мированного по коду Баркера из 13 элементов сигнала. Рас-
положив на звукопроводе N3 преобразователей-отводов и ском-
поновав их так, чтобы знак при суммировании определялся фазой
каждого сигнала, получим согласованный фильтр для ФМН
сигнала.
Резонаторы на ПАВ. В обычном фильтре на ПАВ полоса
пропускания зависит от количества пар штырей: сужение по-
лосы требует увеличения пар штырей. Вместе с тем, имеется
возможность повысить фильтрующие свойства фильтров на ПАВ,
используя резонансные явления при наличии отражений. Поверх-
с я
227
Рис. 6.32
Рис. 6.31
ностная акустическая волна,
встречаясь с неоднородностью,
будет частично отражаться.
Если расположить определен-
ным образом несколько пар
штырей, то можно достигнуть
такого состояния, когда ос-
новная часть энергии ПАВ будет отражаться (рис. 6.31).
На рисунке: 1 — резонаторная полость; 2—металлические элек-
троды; 3—пазы; 4 — диффузионные неоднородности.
Если расположить штыри так, чтобы расстояние между ними
обеспечивало синфазное сложение отраженных и падающих ко-
лебаний, то возбужденная коротким импульсом волна в таком
устройстве будет циркулировать, постепенно затухая. Таким обра-
зом, импульсная характеристика будет в этом случае близка
к характеристике АС-фильтра, но с очень узкой полосой, если
при отражении будут малые потери. Для функционирования та-
кого фильтра необходимо возбудить волну, которая, многократно"
отражаясь, создаст эффект узкой полосы. Схематически такой
фильтр дан на рис. 6.32.
Фильтр работает следующим образом. Если на левый пре-
образователь подать скачок напряжения высокой частоты, то
он вначале дойдет до правого преобразователя и там появится
напряжение малого уровня. Это напряжение будет непрерывно
поступать от левого преобразователя. Волна напряжения этой
частоты, отражаясь от правого отражателя, вернется и тоже на-
ведет напряжение. Затем эта волна отразится от левого преоб-
разователя и опять придет в правый. Кроме того, волна, которая
пошла от левого преобразователя влево, также отразится и до-
стигнет преобразователя. Если все размеры выдержаны точно,
то эти волны синхронно складываются. Постепенно они будут
затухать и установится какая-то конечная амплитуда поверх-
ностной волны и конечная амплитуда сигнала, снимаемого с пра-
вого преобразователя. Благодаря малым затуханиям отраженных
волн происходит медленное нарастание выходного напряжения, что
эквивалентно узкополосному фильтру. Как показали исследования,
добротность таких резонаторов может достигать 103 ... 104.
Однако, используя резонаторы, можно создать фильтры толь-
ко с простой амплитудно-частотной и фазочастотной характери-
стиками. Поэтому, несмотря на очень высокие показатели по
добротности и узкополосности, они имеют ограниченное приме-
нение.
228
6.6. КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ О ЦИФРОВЫХ
ФИЛЬТРАХ
Задачи изучения цифровых фильтров (ЦФ). Помимо рассмотренных выше
фильтров в настоящее время широкое применение получает еще один новый вид,
фильтров —• цифровые. В начале главы были рассмотрены физические принципы
работы простейшего цифрового фильтра и показано, что, преобразовав фильтруе-
мое переменное напряжение в последовательность кодовых комбинаций (вторич-
ных цифровых сигналов) и осуществив в вычислительном устройстве арифмети-
ческие операции над этими комбинациями (цифрами), можно обеспечить филь-
трацию.
Такие фильтры непосредственно не относятся ни к ЭРЭ, ни к УФЭ. Но так
как одна из основных задач конструктора РЭА состоит в умении правильно вы-
бирать и применять элементную базу, то нежелательно игнорировать такие тех-
нические решения (устройства), которые могут конкурировать с ЭРЭ и УФЭ.
Цифровые фильтры следует рассмотреть в общем, чтобы понять их возможности
и ограничения, не ставя задачу их проектирования, которую должны осуществ-
лять другие специалисты.
Рассмотрение цифровых фильтров удобно производить в два этапа. На пер-
вом предполагают, что иа входе фильтра установлен АЦП и на выходе ЦАП,
При этом количество разрядов в числах, обрабатываемых в ЦФ, велико, и эффек-
тами квантования можно пренебречь, причем быстродействие вычислительного-
устройства таково, что за время Ав выполняются все необходимые вычисления.
При указанных условиях ЦФ можно рассматривать как дискретный фильтр.
На втором этапе учитывается конечное количество разрядов и конечное бы-
стродействие выполнения вычислений, что позволяет выявить важные особенно-
сти ЦФ, касающиеся влияния количества разрядов на характеристики фильтров;
и дополнительные помехи.
Нерекурсивные цифровые фильтры. Фильтрами, аналогичными дискретным;
рассмотренным выше, являются нерекурсивные ЦФ (фильтры с конечной памятью-
или конечной импульсной характеристикой). Используемые в них элементы за-
держки основаны на цифровом принципе; они соединены последовательно и съем
напряжений производится с каждого отвода задержки. Поэтому они называются
нерекурсивными, т. е. без циркуляции отсчетов.
Характеристики нерекурсивных ЦФ при большом числе разрядов, так же
как и дискретных фультров, зависят от коэффициентов передачи в отводах Вг
и количества ячеек памяти. Их функционирование на первом этапе исследования,
описывается уравнением (6.5). Цифровой фильтр отличается от дискретного тем„
что задержка на Ав, умножение на Вг и суммирование выполняются в цифро-
вом вычислительном устройстве.
Основным положительным качеством нерекурсивных ЦФ является то, что>
с их использованием, так же как в случае дискретных фильтров, могут быть
получены разнообразные сочетания АЧХ и ФЧХ, в том числе согласованные-,
фильтры для сложных сигналов.
Расчет частотных характеристик нерекурсивных ЦФ ведется по формулам,,
полученным для дискретных фильтров (6.8) и (6.9). В нерекурсивных ЦФ при их
окончательной оценке на втором этапе исследования следует учитывать влияние
ограниченного количества разрядов чисел. Это приводит к некоторым неизме-
229
At
Рис. 6.33
няющимся во времени отклонениям характери-
стик и к появлению относительно небольших шу-
мов усечения (округления) и квантования.
Основной недостаток нерекурсивных фильтров
состоит в том, что для получения высококачест-
венных характеристик, например для узкополос-
ной фильтрации радиосигнала, необходимо иметь
большое количество многоразрядных цифровых
элементов памяти (триггеров), многоразрядных
цифровых умножителей и цифровой сумматор на большое количество входов и
разрядов т. Поэтому нерекурсивные ЦФ используются ограниченно.
Рекурсивные цифровые фильтры. Фильтр, предполагающий цифровую реали-
зацию, имеет особенности, которые позволяют осуществлять длительное накоп-
ление информации при ограниченном числе элементов памяти. Действительно,
цифровые логические элементы обладают однонаправленным действием, что
в принципе отличает их от аналоговых пассивных элементов. Тогда оказывается
технически просто так организовать структуру ЦФ, который в этом случае на-
зывают рекурсивным, чтобы при вычислении текущего значения его отклика
{/(/Твб) использовались предшествующие значения отсчетов воздействия х(/£вв—
—гДб) и отклика у(jtBe—Изб), которые могут быть «записаны» в элементах
памяти — триггерах. Разностное уравнение, описывающее рекурсивный фильтр,
будет иметь вид [64]
«4/г/(ДВ5 Двб) 2 Br'titb’S г^вз) >
1=1	г=0
(6.48)
где / — номер отсчета момента времени, для которого рассматривается и берет-
ся воздействие; I — номер обратного «шага» отклика, подвергающегося совмест-
ной обработке; г — номер «шага» входного воздействия, подвергающегося сов-
местной обработке; 1п — количество ячеек памяти, «запоминающих» значения
отклика на выходе фильтра, разделенных интервалом ZBe; /'« — количество ячеек
памяти, в которых записываются (запоминаются) значения входного воздей-
ствия, разделенные интервалбм /вв; х(/7вв) —входное воздействие в /-е моменты
времени; At — коэффициенты «участия» предшествующих значений отклика
в формировании отклика в момент /7вв; Вг — коэффициенты «участия» пред-
шествующих значений воздействия в формировании отклика в момент /7вв; п—
количество тактов.
Фильтры, описываемые уравнением (6.48), называются рекурсивными пото-
му, что использование предшествующих значений отклика y(jtB6—Ивб) при вы-
числении y(/fBe) означает наличие обратной связи с задержкой и рекуррентное
вычисление последующих значений отклика. Имеются методы вычисления коэф-
фициентов Ai и Вг, исходя из требований к форме частотной характеристики, на
которых не останавливаемся.
Простейший рекурсивный фильтр может содержать одну ячейку памяти с за-
держкой на (в6. Тогда /п=1 и ги = 0. При этом
У (/7Вб) —А [У (jtsQ ) ф Н-Щ (/Тьб) 	(6.49)
Схема, соответствующая (6.49), приведена на рис. 6.33. При Л[>1 про-
цесс будет неустойчивым (расходящимся), при Л[<1—устойчивым (сходя-
230
дящимся) и накопление происходит длительное время, т. е. в течение зна-
чительного количества тактов, которое тем больше, чем ближе значение
к единице.
Если взять такой случай, когда воздействует очень короткий импульс
х(0) = 1, хЦвб)=0, x(2ZBe)=0 и т. д., то отклик будет отображать импульсную-
характеристику фильтра. Используя (6.49), получаем при /=0 у(О)=1-Во; при
j = 1, 2 и т. д.
, y(tB6) —AiB0; у(2/Вб) =Л12В0; у(3^вб)=А!3Во и т. д.	(6.50>
Как видно, отклик продолжается бесконечно. Характер его изменения от
значения j аналогичен дискретным отсчетам импульсной функции 7?С-фильтра.
Можно сказать, что рекурсивный ЦФ при одном элементе памяти имеет свой-
ства 7? С-фильтр а.
Если рассматривать переходную функцию, когда воздействие имеет вид
х(Явб)=1 (/7вб), т. е. х(0) = 1, х(/Вб) = 1, х(2?вб)=1 и т. д., то из (6.49) получим
г/(О) = 1Во; у(^вв) = (1-[-Л1)Во; </(2^вб)=(1-)-'|41_Ь^12)5о;
у(31Вб) = (1-J-Ai2-J-Ai3) Во, и т. д.	(6.51>
Из (6.51) следует, что отклик вычисляется по рекурсивному правилу и на-
глядно виден эффект теоретически бесконечного накопления, так же как и
в .RC-фильтре. Например, при Ai = 0,9 накопление прекращается, если /=5. Прак-
тически оно постепенно уменьшается при />5.
Для условий, когда цифровой фильтр аналогичен 7?С-фильтру, например при
постоянном времени фильтра Тф=0,1 с, /вб = 0,05 с, можно показать, что Aj —
= 0,6; Во=0,43, н рассчитать значения отклика для /=0, 1, 2, 3 и т. д. Результа-
ты расчета показаны штриховой линией на рис. 6.34 с учетом нормировки (кри-
вая 1). Там же для сравнения показаны отклики на выходе аналогового филь-
тра (кривая 2) и нерекурсивного дискретного фильтра с четырьмя элементами
памяти (кривая 3), рассмотренного в § 6.2, в котором коэффициенты в отводах
выбраны так, чтобы получить отклик, наиболее близкий к отклику 7?С-фильтра
Из рисунка видно, что в нерекурсивном фильтре накопление прекращается на
4-м такте, а в рекурсивном и 7?С-фильтре продолжается бесконечно.
Влияние коэффициента А] сказывается в том, что отклик накапливается,
приближаясь к единице. Это важно для упрощения реализации ЦФ, так как
позволяет оперировать при вычислениях с числами, меньшими единицы.
Рекурсивные ЦФ могут быть полосовыми. Для простейшего полосового
фильтра 1п = 2, г„ = 0 и уравнение имеет вид
У фвбУ^^А^У	^вб)-]-А2У (Двб 2Л,б) —j-SgX(Двб) .	(6.52)1
Схема фильтра, соответствующего (6.52), представлена на рис. 6.35; коэф-
фициент А2<1 определяет полосу фильтра, а коэффициент Ai, изменяясь от
—2 до -|-2, совместно с определяет среднюю частоту фильтра. Коэффициент
Во необходим для нормировки, которая позволяет избежать переполнения ре-
гистров памяти и сумматоров.
Следует иметь в виду, что рекурсивные фильтры реализуются при значи-
тельно меньшем количестве умножителей и регистров задержки, чем нерекурсив-
ные. Следовательно, они экономнее по массе и габаритам. В этом состоит их
основное преимущество. Вместе с тем, они имеют меньшие возможности по реа-
лизации различных АЧХ и ФЧХ по сравнению с нерекурсивными.
231.
yljiss)
Влияние формата чисел в цифровых рекурсивных фильтрах. Отметим, что
структурные схемы фильтров (рис. 6.33 и 6.35) удобны для реализации в виде
цифровых вычислительных устройств. Действительно, в них обеспечивается сум-
мирование, умножение на множители Ai и Вг, запись чисел на 1п и гп тактов,
которые просто реализуются средствами вычислительной техники.
Для понимания особенностей ЦФ необходимо иметь в виду роль формата
чисел, обрабатываемых в них, т. е. роль количества разрядов т. Числа циркули-
руют во многих частях ЦФ, а именно — в АЦП, накопительных регистрах, сум-
маторах, ЦАП и т. д., причем часто они имеют единый формат, т. е. одинаковое
количество разрядов.
В рекурсивных фильтрах влияние ограниченного количества разрядов ска-
зывается больше, чем в нерекурсивных, и приводит к большим шумам (поме-
хам) и к более значительным искажениям формы частотной характеристики. Для
того чтобы повысить точность вычислений, получить эффект фильтрации, близ-
кий к получаемому в линейных дискретных фильтрах, необходимо увеличить ко-
личество разрядов т, но это увеличивает количество элементов в ЦФ, т. е. уве-
личивает массу и стоимость. Существенно также то, что при этом ужесточаются
требования к быстродействию операционных элементов, поскольку объем вычис-
лений возрастает, и они должны выполняться в реальном масштабе времени,
а именно за время /Вб-
При уменьшении формата чисел проявляются следующие отрицательные мо-
менты: возникают дополнительные помехи из-.»а шумов квантования в АЦП и
шумов усечения (округления) в регистрах; изменяется «механизм» прохождения
помех (прн этом слабая помеха может приводить к отклонениям квантованного
значения на шаг квантования; в то же время при определенном уровне сигнала
она может вообще не проявляться, если вызываемые ею отклонения смеси сиг-
нала н помехи находятся в пределах этого шага); имеют место отклонения ха-
рактеристик фильтра, например частотных от заданных, в связи с тем, что ко-
эффициенты А н В должны быть отображены (для выполнения операции умно-
жения) в ограниченном количестве разрядов двоичного числа. Хотя эти откло-
нения относительно расчетных небольшие и составляют ±2~<т+1>, влияние на
характеристики при некоторых коэффициентах А и В может быть существен-
ным. Анализ влияния количества разрядов показывает, что для рекурсивных ЦФ
достаточно иметь значение т от 8 до 16 в зависимости от полосы частот
фильтра.
Реализация фильтров на основе «жесткой» логики на типовых ИС. Цифро-
вой фильтр может быть построен на типовых ИС средней степени интеграции и
232
специализированных БИС. При этом говорят, что он построен на схемной или
«жесткой» логике. Он является вариантом цифрового вычислительного устрой-
ства (ЦВУ).
Основой ЦВУ, в том числе ЦФ, в общем случае является процессор, вклю-
чающий операционное устройство (ОУ), основная часть которого есть арифме-
тико-логическое устройство (АЛУ), выполняющее арифметические и логические
операции, и устройство управления (УУ), которое координирует действия в ОУ
и определяет их последовательность при обработке информации. Операционное
устройство и УУ ^нормируются из операционных элементов: счетчиков, регистров,
сумматоров и др. В ОУ и УУ используется значительное количество ИС, причем
при усложнении фильтра увеличивается количество перемножителей и элементов
памяти (триггеров), а также усложняется сумматор, соответственно увеличи-
вается количество регистров и других операционных элементов и, следовательно,
возрастает масса и стоимость фильтра.
Преимуществом ЦФ, использующих ИС средней степени интеграции (СИС),
является то, что ЦФ с разнообразными характеристиками, обладающие высокой
стабильностью и точностью параметров, собираются на основе типовых микро-
схем. Высокая точность и стабильность характеристик таких фильтров опреде-
ляются тем, что при изменении параметров логических (цифровых) микросхем
в достаточно широких пределах их логические функции не нарушаются. На циф-
ровых принципах могут быть основаны не только фильтры, но и другие части
РЭА — демодуляторы, регуляторы и т. п. Тогда говорят о цифровой аппарату-
ре. По изложенным причинам цифровые фильтры и цифровая аппаратура на
основе типовых СИС находит в РЭА применение при высоких требованиях
к форме и стабильности характеристик.
При реализации ЦФ на БИС (СБИС) можно получить малые габариты и
массу, но этим БИС свойственен принципиальный недостаток — они являются
узкоспециализированными, непригодными для других целей. Выпуск БИС и
СБИС малыми сериями экономически и организационно малоцелесообразен.
Следовательно, ЦФ, основанные на схемной логике, не позволяют в полной мере
использовать последние достижения микроэлектроники, так как ориентированы
в основном на СИС.
Решая вопрос о применении ЦФ, следует иметь в виду, что в некоторых
случаях факторами, определяющими ограниченное применение ЦФ в РЭА, явля-
ются быстродействие и, как следствие, ограничение по диапазону частот, в ко-
тором может действовать ЦФ. Основное влияние на быстродействие ЦФ оказы-
вает быстродействие операционных элементов, т. е. время, затрачиваемое в каж-
дом операционном элементе на выполнение элементарной операции. Применение
СИС с высоким быстродействием позволяет обеспечить fmax ДО 10 МГц.
Особенности реализации фильтров на принципах программируемой логики.
Развитие цифровых методов и микропроцессоров (МП) привело к формирова-
нию нового направления в создании РЭА, основанного на принципах програм-
мируемой логики или программной реализации цифровой аппаратуры.
Выше были рассмотрены вопросы, относящиеся к формированию циф-
ровых алгоритмов функционирования фильтров и их реализации на прин-
ципах схемной логики. Цифровой алгоритм, реализованный с применением
схемной логики на типовых СИС или специализированной БИС, предусматри-
вает выполнение соответствующих вычислений за счет определенного электриче-
ского соединения логических элементов, т. е. по сути функционирование фильтра
233
определяется схемой соединения логических элементов, например И, ИЛИ, НЕ
и др.
Но понятие схемы в этом случае отличается от характерного для аналого-
вой аппаратуры, где выполнение требуемых преобразований сигналов зависит
ют состава аналоговых элементов (Z., С, R, транзисторов и т. п.) и схемы их
•соединения.
Известно, что самые различные вычисления могут организовываться и
в универсальном процессоре по программе, записанной в памяти в соответствии
«с тем алгоритмом, который обеспечивает требуемые , преобразования. Примером
такого устройства могут быть ЭВМ. Но универсальные процессоры отличаются
-сложностью и не могут служить основой построения РЭА. Появление микропро-
цессоров и транзисторных БИС-памяти позволило обеспечить выполнение слож-
ных и разнообразных преобразований (алгоритмов) при высокой точности и ста-
бильности, а также приемлемых для РЭА габаритах и массе.
Микропроцессор — это процессор, выполненный по интегральной технологии
в одном или нескольких корпусах БИС. Часто под термином «микропроцессор»
понимают совокупность нескольких функционально законченных БИС, совмест-
но составляющих микропроцессорный комплект (МПК). Основное преимущество
.МП состоит в том, что они выпускаются промышленностью миллионами, отли-
чаясь компактностью, надежностью, малыми габаритами, низкой стоимостью, и
позволяют реализовывать разные функции в РЭА. При высокой степени инте-
грации они обладают универсальностью применения, что не может быть достиг-
нуто при обычных БИС и СБИС. Широкое применение МП для решения раз-
личных задач достигается за счет использования соответствующих программ,
записанных в памяти, причем БИС-памяти также являются БИС массового вы-
пуска.
Используя микропроцессор, можно создать микропроцессорное устройство
(МПУ), входящее в состав РЭА и предназначенное для решения конкретных
задач, т. е. для осуществления преобразований поступающей на вход МПУ
информаций. Они производятся по определенному алгоритму, записанному в по-
стоянном запоминающем устройстве (ПЗУ), которое выполняет функции управ-
ляющей памяти. Конкретным примером такого устройства может служить циф-
ровой фильтр. Известны МПУ, выполняющие функции автоматических регули-
ровок, демодуляции и модуляции, распределения информации в РЭА и т. п.
Таким образом, МПУ будем рассматривать как новую элементную базу, кото-
рая дополнила известную ранее (ИС, УФЭ, ЭРЭ и др.). Следует подчеркнуть,
что использование этой элементной базы в принципе изменяет функционирование
РЭА (программную реализацию), ее проектирование, производство и эксплуа-
тацию.
Основными задачами проектирования МПУ являются составление програм-
мы (микропрограммы) и ее запись в ПЗУ. Составление и запись в ПЗУ про-
грамм (микропрограмм)—сложная и трудоемкая работа, затраты на которую
обычно превышают стоимость МПУ. Основные ограничения, вызываемые универ-
сальностью МП и использованием программируемой логики, связаны со значи-
тельным снижением быстродействия по сравнению со схемной логикой. При
.-аналогичной технологии изготовления микросхем и прочих равных условиях
«быстродействие при программной реализации примерно в 5 ... 10 раз ниже, чем
при «жесткой» (схемной) логике. При работе в широкой области частот ниже
примерно 0,1 МГц эти ограничения МПУ не сказываются. Можно ожидать, что
234
совершенствование технологии позволит получить высшие частоты фильтров на
МП порядка 1 МГц.
Из изложенного следует, что программная реализация аппаратуры и приме-
нение МП, в том числе в фильтрах, имеют большое значение, которое в будущем
будет возрастать. Прн этом коренным образом изменяется характер проектиро-
вания, в том числе конструкторского. Большое значение приобретает правильное
распределение в аппаратуре функций между аналоговыми устройствами, цифро-
выми на основе схемной логики и цифровыми программными микропроцессорны-
ми средствами.
6.7. РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ВЫБОРУ
ФИЛЬТРОВ ПРИ КОНСТРУИРОВАНИИ РЭА
В настоящее время проблема фильтрации существенно услож-
нилась в связи с тем, что для обеспечения функционирования
систем в условиях сильных помех все более и более широко
применяются сложные сигналы, например фазоманипулирован-
ные и частотно-модулированные, сигналы с «прыгающей» ча-
стотой, многоканальные сигналы и т. д. Усложнение сигналов
позволило значительно повысить помехоустойчивость, но привело
к необходимости использовать для их приема сложных фильтров.
В сложных фильтрах предъявляются неизмеримо более жесткие
требования к точности и стабильности параметров элементов, из
которых они формируются. Следовательно, усложнилась задача
выбора фильтров при конструировании РЭА. Фильтры можно
разделить на четыре группы [41]:
1)	ЕС-фильтры, активные 7?С-фильтры, кварцевые (КФ) и
электромеханические (ЭМ);
2)	фильтры на ПАВ;
3)	фильтры на ПЗС;
4)	цифровые фильтры (ЦФ).
В табл. 6.5 даны основные особенности этих групп (типов)
фильтров.
Таблица 6-5
Тип фильтра	Принцип действия	Технологические и экономические особенности	Ограничения
LC, активные RC, кварцевые, элек- тро -механические На ПАВ На ПЗС ЦФ	Электрический и ме- ханический резонан- сы Накопление дискрет- ных упругих дефор- маций Накопление зарядов Цифровое накопле- ние, применение ИС (БИС), микропроцес- соров	Точная механи- ческая обработка, ручная сборка Микроэлектрон- ная технология То же «	Потери, стабиль- ность, габариты Габариты, размеры звукопровода Быстродействие
235
Рис. 6.36
При решении вопроса о
применении в РЭА того или
иного фильтра необходимо
иметь в виду функциональные
и конструкторско-экономиче-
ские параметры. В качестве
основных функциональных
параметров можно рассматри-
вать область рабочих частот
фильтра и добротность.
В оценке функциональных
свойств большое значение име-
t ет стабильность (температур-
ный коэффициент частоты и
коэффициент старения). В ка-
честве основного конструк-
торско-технологического параметра следует рассматривать со-
вместимость фильтров с ИС. Для наглядности сравнения
фильтров в табл. 6.6 [39] приведены указанные выше параметры.
Поскольку некоторые фильтры уже исчерпали свои возможности
и по принципу действия, и по технологии, а некоторые находятся
в процессе развития, можно наглядно отобразить кривую жизнен-
ного цикла фильтров (рис. 6.36) [41].
На основании изложенного можно сделать следующие выво-
ды [41].
1.	Микроэлектроника внесла коренные измерения в решение
проблемы создания фильтров, значительно расширив их возмож-
ности и позволив улучшить их характеристики. Фильтры первого
поколения, основанные на применении явления резонанса в LC-
Таблица 6.6
Тип фильтра	^min’ МГц	fmax, МГц	Доброт- ность Q	Темпера- турный коэффи- циент ча- сто ты <уЮ«, 1/°С	Коэффи- циент старения V06’ 1/ГОД	Совместимость с ИС	
						по конструк- ции	по тех- ноло ГИИ
LC (малогаба- ритные)	0,1	1000	5...150	100...300	50...150	Несовместимы	Несовме- стимы
Активные RC	0	12	2...200	80...200	20...150	Совместимы (частично)	Совмести- мы (час- тично)
Электромеха- нические	10’4	I	(4...80)10»	5...50	5...10	Совместимы ч (частично) “	Несовме- стимы
На ПЗС	0,2'W'	20	2...200	50...100	50...100	Совместимы	Совмести- мы
Пьезокварце- вые	Ю’4	300	(30...200)Х ХЮ’	0,5...50	50...40	Несовместимы	Несовме- стимы
Пьезокерами- ческие	2•10-*	зо	(0,3-20)Х ХЮ’	30...150	100...500	*	»
На ПАВ		2000	1...200	10...80 .	5...50	Совместимы	Совмести- мы
ПАВ-резона-	30	2000	(2...20)-10»	0...70	2...80		»
Цифровые (ИС, БИС)	1	1	10’	Очень высокий	Очень высокий		
236
контурах и механических резонаторах, а также на использовании
прецизионной механической обработки и сложной электрической
сборки, неперспективны в силу ограниченности присущих им
свойств. Следует ожидать, что они будут применяться при ре-
шении простейших задач фильтрации и при низких требованиях
к параметрам. Все большее значение будут иметь фильтры, ис-
пользующие ПАВ и ПЗС, а также цифровые.
2.	Решения проблем фильтрации, связанных с развитием ми-
кроэлектроники, коренным образом изменили характер деятель-
ности специалистов, работающих в области создания фильтров.
Вместо специалистов в области электрических цепей и схем ве-
дущее место должны получить специалисты в области физики,
микропроцессоров и программирования.
3.	Коренным образом изменился характер деятельности тех-
нологов и изготовителей фильтров. Вместо специалистов в обла-
сти намотки, пропитки, прецизионной механической обработки
кварцевых и металлических пластин главенствующее положение
должны занять специалисты по технологии производства инте-
гральных микросхем и функциональной микроэлектроники.
Глава 7. ЭЛЕМЕНТЫ ЗАПОМИНАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ
7.1.	ОПРЕДЕЛЕНИЯ, КЛАССИФИКАЦИЯ
И ПАРАМЕТРЫ
Основные ^понятия и классификация. Элементы запоминающих
устройств (ЗУ) — это элементы, из которых формируются запо-
минающие устройства. В ЗУ реализуется функция накопления,
или запоминания информации (иногда говорят: функция «памя-
ти»), Типичным примером аналогового ЗУ является бытовой маг-
нитофон. Такие устройства в основном используются, когда тре-
бования к точности записи и хранению информации сравнительно
невысокие. Основное применение в радиоэлектронной и в элект-
ронно-вычислительной аппаратуре имеют дискретные, или цифро-
вые, ЗУ, которые позволяют обеспечить высокую точность записи
информации и ее сохранность. Долгое время ЗУ имели значение
только для ЭВМ, а в РЭА они встречались в специализированных
ЭВМ как их составная часть. С развитием микропроцессоров и
применением их в РЭА и в аппаратуре управления технологиче-
скими процессами роль ЗУ и их элементов коренным образом из-
менилась. Функции микропроцессорного устройства определяются
программой, записанной в ЗУ. Поэтому, когда в РЭА используют-
ся микропроцессорные средства, например для фильтрации, опре-
деления места отказов и т. д., обязательно наличие ЗУ.
237
Поскольку физическое состояние элементов ЗУ, в которых за-
писывается и хранится информация, может подвергаться значи-
тельным изменениям, то для обеспечения точности и стабильно-
сти записи во всех элементах ЗУ используются двоичные симво-
лы, т. е. ведется запись «О» или «1», которые соответствуют дис-
кретным физическим состояниям элемента ЗУ. Классификация ЗУ
проводится по нескольким признакам.
1.	По физической сущности явлений, на основе которых в эле-
ментах ЗУ достигается запись и хранение информации: элементы,
использующие принцип накопления электрического заряда конден-
сатора например, в приборах с зарядовой связью (ПЗС), осно-
ванные на принципе состояния или особенностей включения полу-
проводниковых элементов (транзисторов и диодов) и на принципе
изменения состояния намагниченности элемента. Последние допол-
нительно разделяются на элементы ЗУ, в которых применяются
тороидальные сердечники, магнитные носители в виде магнитных
дисков и пленок и цилиндрические магнитные домены (ЦМД).
2.	По функциональному назначению: внешняя память, управ-
ляющая память, буферная память и др.
3.	По правилу считывания информации; с произвольным счи-
тыванием и записью и с последовательным считыванием и за-
писью;
4.	По особенностям записи и хранения информации во времени:
оперативные ЗУ (ОЗУ), запись и считывания в котором произво-
дится многократно; постоянное ЗУ (ПЗУ), запись информации в
котором осуществляется при изготовлении; перепрограммируемое
ПЗУ (ППЗУ), в котором имеется возможность перепрограммиро-
вания самим потребителем.
Параметры и характеристики. Свойства ЗУ описываются сле-
дующими основными параметрами и характеристиками:
объемом памяти (информационная емкость) — сколько двоич-
ных единиц (бит) может быть записано;
количеством разрядов, записываемых в памяти;
способом доступа к информации—произвольная или последова-
тельная выборка;
временем выборки — общие затраты времени на выборку чис-
ла из ЗУ и на его перезапись, если она требуется (время выборки
составляет от 50 нс до 1 мкс при произвольном доступе и от
100 мкс до нескольких секунд при последовательном доступе);
плотностью упаковки (бит/см3) —количество информации, при-
ходящееся на единицу объема конструкции;
удельной потребляемой мощностью — мощность (мВт), расхо-
дуемая на 1 бит информации;	,
удельной стоимостью — затраты на 1 бит (обычно в копейках);
энергозависимостью — сохраняемость информации при отклю-
чении питания.
238
7.2.	ФИЗИЧЕСКИЕ ЯВЛЕНИЯ,
ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В ЭЛЕМЕНТАХ
ЗАПОМИНАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Сердечники с прямоугольной (ППГ) и непрямоугольной (НПГ)
петлями гистерезиса. Долгое время основным средством создания
ЗУ являлись тороидальные магнитные сердечники с ППГ для ОЗУ
и НПГ для ПЗУ. Определялось эго тем, что полупроводниковые
приборы, на которых могут быть созданы ЗУ, были сложными и
дорогими элементами, магнитные пленки только начинали разви-
ваться (к тому же они позволяли реализовывать ЗУ только с по-
следовательной выборкой), а ПЗС не были еще известны.
Начнем рассмотрение физических явлений, используемых в
элементах ЗУ, с магнитных явлений в материале с ППГ. Извест-
но, что некоторые материалы, в первую очередь это относится к
ферритам, имеют ППГ, т. е. при напряженности поля, начиная с оп-
ределенного ее значения, происходит скачкообразное намагничива-
ние сердечника, которое сохраняется и при отключении питания.
Таким образом, в сердечнике записывается информация, например
символ «1», которая может храниться сколь угодно долго. Для то-
го, чтобы перевести сердечник в другое состояние намагничива-
ния (с противоположным направлением поля), нужно, чтобы на-
пряженность поля приобрела противоположный знак и определен-
ное значение.
Кривая, показывающая изменение состояния намагничивания
при ППГ, показана на рис. 7.1,а. При изменении намагничивания
сердечника записывается другой информационный символ «О»,
который также хранится сколь угодно долго. Запоминающее уст-
ройство состоит из большого числа сердечников, в каждом из ко-
торых может быть записан 1 бит информации.
Трудности в создании элементов ЗУ такого типа состоят в вы-
полнении обмоток, с помощью которых происходят запись инфор-
мации (намагничивание сердечника) и ее считывание, т. е. выяв-
ление того, какое намагничивание имеет сердечник. Эта операция
должна иметь четкую адресацию, запись информации должна ве-
стить не в какой угодно, а в определенный сердечник, считывание,
Рис. 7.1
239
т. е. выявление состояния сердечника, должно происходить из оп-
ределенного сердечника в общей их совокупности.
Магнитные пленки и диски. Для запоминания информации ис-
пользуются магнитные пленки и диски. Подложку покрывают тон-
ким слоем магнитного материала и путем намагничивания от-
дельных ее участков получают запись дискретной информации
(символы); «1» — четко различимое намагничивание элемента по-
верхности, «О» — намагничивание, близкое к нулю, или намагни-
чивание обратного знака. Аналогично осуществляется запись в
магнитных дисках. В соответствии со структурой такого ЗУ за-
пись информации обычно производится последовательно, как в
обычном магнитофоне, и выборка или считывание записанной ин-
формации осуществляется тоже последовательно. Продолжением
идей хранения информации в состоянии намагниченности являет-
ся использование цилиндрических магнитных доменов (ЦМД).
Однако принцип их работы сложен и будет рассмотрен в § 7.4.
Приборы с зарядовой связью. Для хранения информации мо-
жет быть использован также эффект накопления электрических
зарядов в конденсаторах. Основное ограничение использования
электрических зарядов для хранения информации состоит в том,
что в отличие от состояния намагниченности, которое может со-
храняться длительное время, электрические заряды значительна
более подвижны и в результате ничтожных утечек происходит их
постепенное «стекание». Однако достижения физики и техноло-
гии позволяют в настоящее время значительно ослабить «стека-
ние» зарядов и обеспечить их хранение в течение длительного
времени.
Наиболее типичным примером элемента с накоплением заряда
являются ПЗС. Напомним, что работа ПЗС основана на исполь-
зовании МДП-конденсаторов, в которых определенное время мо-
гут храниться введенные заряды и имеется возможность передви-
жения зарядов по линейке таких МДП-конденсаторов. Если осу-
ществлять запись в линейку ПЗС так, чтобы в некоторые такты
вводился заряд, а в другие такты заряд не вводился (например,
«1» — вводится заряд, «О» — заряд не вводится), то можно по-
следовательно «О» или «1» записать и хранить все то время, в
течение которого еще не происходит рекомбинация заряда с гене-
рированными носителями противоположного знака вследствие те-
плового движения. Время, в течение которого может храниться
двоичная информация в ПЗС, ограниченно. При хранении двоич-
ной информации можно допустить заметную потерю зарядов, но
важно только, чтобы их значение превосходило заданный мини-
мальный уровень.	I
Полупроводниковые элементы ЗУ. Записать информацию мож-
но также в устройствах, использующих полупроводниковые при-
боры— транзисторы и диоды. На этом принципе можно создавать
ПЗУ, ППЗУ и ОЗУ.
Для ОЗУ может быть использован потенциальный элемент ти-
па триггера, который, как известно, имеет два устойчивых состоя-
240
ния. В одном состоянии на одном плече триггера, например ле-
вом, будет низкий потенциал, на другом, правом, — высокий. При
изменении состояния на левом — высокий, а на правом — низ-
кий. Если построить регистр из цепочки триггеров, установить все-
триггеры в одно состояние и соединить отводы с триггеров по оп-
ределенному правилу, а именно: одни — с левого плеча, другие—-
с правого, то в зависимости от того, к какому плечу присоединен
вывод, будет изменяться записанное в регистре число.
Такой регистр можно использовать по-другому: на счетный,
вход триггера подавать последовательность символов «О» и «1»^
С каждым тактом они будут передвигаться по регистру. Число
может быть записано в регистр полностью, если количество раз-
рядов в числе соответствует количеству триггеров. В такой ре-
гистр число, может быть введено и параллельным методом, когда
подачей внешних сигналов на каждый из триггеров они устанав-
ливаются в определенное состояние, в котором отображается чис-
ло с соответствующим количеством разрядов.
Триггер содержит как минимум два транзистора и ряд других,
элементов, поэтому использовать ЗУ в виде регистров при необ-
ходимости большого объема памяти можно не всегда. Значитель-
но большие возможности в части реализации ЗУ с большим объ-
емом памяти дает использование полупроводниковых элементов,
на другом принципе. Например, можно получить ПЗУ, если соз-
дать матрицу из системы взаимно перпендикулярных проводников,,
которые пересекаются в пространстве, но не контактируют. Если
в точках пересечения поставить, например, диоды, то в точках,,
где они включены, создадутся условия для протекания тока, и на
выходном проводнике будет низкое напряжение, что соответствует
записи «О». Если в пересечениях диоды не включены, то условий,
для протекания тока нет. На выходе будет высокий уровень на-
пряжения, что соответствует записи «1».
7.3.	ЭЛЕМЕНТЫ ЗАПОМИНАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ НА ФЕРРИТОВЫХ
СЕРДЕЧНИКАХ
Принцип действия ОЗУ на ферритовых сердечниках. Феррито-
вые элементы ЗУ могут быть использованы для создания как
ОЗУ, так и ПЗУ. Физические эффекты, лежащие в основе работы
этих элементов, разные, и требования к ним существенно разли-
чаются. Поэтому рассмотрим эти элементы поочередно, начиная-
с элементов, применяемых в ОЗУ.
Ферритовый сердечник, изготовленный из специальных марок
феррита, имеет петлю гистерезиса, форма которой близка
к прямоугольной. Если создать напряженность поля, пропуская им-
пульс тока через обмотку записи О3 (рис. 7.1,6), намотанную на
сердечник, то при достижении напряженности Но (рис. 7.1,а) сер-
дечник быстро переходит в состояние насыщения с индукцией Вт..
16—6459	2411
После окончания действия
шмпульса тока, например со-
ответствующего записи «О»,
магнитная индукция несколько
уменьшается (в реальном сер-
дечнике до Вг). При повтор-
ном таком же импульсе тока,
•который уже вызвал намагни-
чивание, соответствующее за-
писи «О», состояние сердечни-
ка не изменится. При подаче
импульса тока противополож-
ного знака, соответствующего
записи «1», произойдет пере-
магничивание сердечника. Ес-
ли на сердечнике помимо обмотки, которая вызывает его перемаг-
ничивание, поместить другую самостоятельную обмотку считыва-
ния Оеч (рис. 7.1,6), то в моменты перемагничивания из-за быст-
рого изменения поля в ней будет наводиться напряжение. Если в
•сердечнике была записана «I», то при подаче тока в обмотку 03,
• соответствующего записи «О», на обмотке Оеч появится напряже-
ние (записана «1» и наблюдается перемагничивание). Если был
записан «О», то при подаче тока в обмотку 03, соответствующего
записи «О», на обмотке Осч напряжения не будет (записан «О» и
перемагничивание не наблюдается).
На практике для упрощения технологии изготовления обмотки
не наматываются на сердечники. Их пронизывают («прошива-
ют») проводами, как показано на рис. 7.2. Запоминающее устрой-
ство обычно состоит из большого числа сердечников и может на-
ходиться в трех состояниях: записи, хранения и считывания. По-
скольку сердечников много, то требуется решить задачу адресации
как при записи, так и при считывании [43].
Рассмотрим теперь, как реально происходит в ЗУ, состоящем
из многих сердечников, запись информации в сердечник, выбран-
ный по адресу. На рис. 7.3 показана система горизонтальных и
вертикальных проводов, составляющих совместно секцию или
плату. Назовем горизонтальные провода «строками», а верти-
.242
кальные — «колонками». Для примера рассмотрим случай, когда
строк восемь и колонок четыре. В каждом пересечении строк и,
колонок устанавливается сердечник. На рис. 7.3 для упрощения
рисунка изображен только один сердечник. Сочетание горизон-
тальных и вертикальных проводов необходимо для адресации при
записи и считывании. Горизонтальные и вертикальные провода,,
пронизывающие сердечник, играют роль обмоток, и ток, проте-
кающий по проводам, создает магнитное поле, часть которого за-
мыкается по сердечнику.
Предположим, что перед записью сердечник не был намагни-
чен или в нем было создано поле, соответствующее записи «О». Ес-
ли теперь на горизонтальный провод (строку), например пятый,,
подать импульс тока, недостаточный для намагничивания или пе-
ремагничивания сердечника («полуток»), знак которого соответ-
ствует записи «1», то изменения состояния сердечника не насту-
пит. Если одновременно подать аналогичный импульс тока («по-
луток») на вертикальный провод, например второй, то можно так
подобрать значения этих токов, чтобы напряженность поля была
достаточна для намагничивания или перемагничивания сердечни-
ка. При этом будет записана «1». Если подать на те же строку
и колонку два полутока достаточной интенсивности, но такого зна-
ка, который соответствует записи «О», то в этом случае, если сер-
дечник не был намагничен, он перейдет в состояние «О», а если
был намагничен так, как это соответствует записи 0, то состоя-
ние его не изменится.
С учетом того, что считывание переводит сердечники в состоя-
ние, соответствующее записи «О», реально при записи «О» токи в,
строки и колонки могут не подаваться. Условимся считать, что
если в проводах возбуждается ток положительного знака, то за-
писывается информация в виде «1», если отрицательного, то за-
писывается «О». Отметим, что на других пересечениях проводов
также должны находиться сердечники, но ни один из них не
перемагничивается и не намагничивается, так как только в одном
из проводов будет протекать полуток [43].
Очевидно, что в таком устройстве может быть записано столь-
ко двоичных единиц, сколько имеется пересечений, каждое из ко-
торых содержит сердечник. В нашем примере емкость равна 32
бита или 32 одноразрядных числа. Практически обычно требует-
ся записывать большее количество чисел. После записи чисел они
могут храниться сколь угодно долго, при выключении питания
состояние сердечников не изменяется.
Организация ЗУ, позволяющая записать большое количество-
многоразрядных чисел, может быть разной. Наиболее распростра-
ненная организация предполагает, что в каждой плате или сек-
ции, содержащей пересекающиеся провода, записывается один
разряд числа, подлежащий запоминанию. Таких плат или секций
должно быть столько, сколько разрядов в числе, которое подле-
жит записи. При этом в некоторых пересечениях могут быть за-
писаны одинаковые числа, но они имеют разный смысл, так как
16*	243
•относятся к разным разрядам, и должны считываться самостоя-
тельно в соответствии с их адресом.
Рассмотрим теперь считывание в одном разряде, т. е. в одной
•секции. Для считывания, как было пояснено раньше, должна
быть предусмотрена отдельная обмотка. Реально это не обмотка,
а третий провод, пронизывающий сердечник. Нужно, чтобы этот
провод пронизывал все сердечники секций, так как при считывании
может быть выбран любой сердечник секции. Этот провод пока-
зан штриховой линией на рис. 7.3. Считывание заключается в
•следующем: на провода строк и колонок, выбранных так, чтобы
считать число («О» или «1»), записанное по определенному адре-
су, т. е. в конкретном сердечнике, подаются полутоки с таким
знаком, как при записи «О». Если в данном сердечнике была за-
писана «1», происходит перемагничивание сердечника и в прово-
де считывания появляется импульс тока. Если же в этом сердеч-
нике был записан «О», т. е. его намагничивание имело другой знак,
то подача отрицательных полутонов не изменит состояния сердеч-
ника и импульса тока в проводе считывания не будет.
Сердечники первоначально перед записью должны находиться
только в состоянии «О» (записи обязательно предшествует считы-
вание; после считывания в сердечниках записаны «О»),
Запись и считывание многоразрядного числа. Для объяснения
того, как элементы используются в ЗУ, рассмотрим запись много-
разрядного числа. Если производится запись многоразрядного
числа, например 4-разрядного, то следует иметь четыре секции.
При записи числа на горизонтальный провод (строку), который
.может быть общим для всех секций и который пронизывает сер-
дечники, где в соответствии с адресом должно быть записано
.данное число, подается полуток положительного знака, а на соот-
ветствующие вертикальные провода (колонки) в каждой секции
подается положительный полуток только в том случае, если в
данном разряде записывается «1». Тогда при совпадений полуто-
нов происходит перемагничивание сердечника, так как перед за-
писью он находился в состоянии «О». Если в данном разряде по
выбранному адресу записывается «О», то полуток в соответствую-
щую колонку не подается, перемагничивание не происходит и
сердечник остается в таком состоянии, которое соответствует «О».
Таким образом за один цикл записи записывается одно 4-разряд-
ное число. Например, если число 1001 записывается в ячейку с
адресом пятая строка и вторые колонки, то на пятую строку по-
дается полуток, который проходит через сердечники всех секций,
а во вторые колонки поступают полутоки: в первую секцию по-
дается положительный полуток; во вторую и третью не подается,
в четвертую поступает положительный полуток.
Для того чтобы вызвать записанное число из памяти, т. е.
произвести считывание 4-разрядного числа необходимо подать
на пятую строку и на вторые колонки всех четырех секций отри-
цательные полутоки. Поскольку записано число 1001, то в прово-
де считывания первой секции появится импульс тока, так как сер-
244
дечник перемагнитится; во второй и в третьей секциях импульс
не появится, поскольку сердечники останутся в том же состоянии;
в четвертой секции на выходе появится импульс тока, что соот-
ветствует «1». Вызванное из памяти число 1001 в параллельном
коде с выходной шины, состоящей из четырех проводов, через
усилители считывания подается в регистр считывания для исполь-
зования в аппаратуре.
Импульсы полутоков, поступающие на горизонтальные и вер-
тикальные провода строк и колонок, создаются в дешифраторах,
на которые поступают кодовые комбинации — адреса. Ниже это
будет рассмотрено для полупроводниковых БИС-памяти. Реаль-
но ЗУ обычно имеют большее число разрядов, чем в рассматри-
ваемом примере, и больший объем памяти по каждому из разря-
дов, но принцип построения ЗУ остается.
Требования к элементам ЗУ. Запоминающие устройства на
ферритовых сердечниках создают конструкторы. Поэтому, изучив
принцип действия элементов ЗУ, отметим, какие вопросы возни-
кают при их проектировании, и рассмотрим, какие требования при
этом к ним предъявляются. При создании устройства ЗУ в целом
необходимо решить много вопросов: организовать подачу в про-
вода импульсов тока с разными знаками и определенными значе-
ниями, определить процедуру выбора сердечников по коду адреса,
обеспечить усиление считанных импульсов, организовать управле-
ние записью и считыванием и др.
На этих вопросах останавливаться не будем, так как эта за-
дача относится к конструированию и проектированию ЗУ. Нам
необходимо определить, какие требования предъявляются к эле-
ментам ЗУ, исходя из основных параметров ЗУ, приведенных в
§ 7.1. К ним следует отнести: количество разрядов и записывае-
мых чисел, время обращения к памяти, т. е. время, которое необ-
ходимо затратить , на полный цикл считывания и регенерацию
числа или запись нового (другими словами, быстродействие).
Важно также обеспечить работу элементов ЗУ при различных
внешних условиях, особенно при изменении температуры, во вре-
мени и при наличи механических нагрузок.
При увеличении объема памяти растет число сердечников, так
как в ЗУ должно содержаться большое число секций (по числу
разрядов) и каждая секция должна иметь много сердечников.
‘Следовательно, увеличиваются габариты, масса и стоимость ЗУ.
Увеличение числа сердечников может влиять на устойчивость ра-
боты устройства при механических воздействиях, так как на про-
водах будет нанизано много сердечников, а дополнительные креп-
ления для них обычно не производят. Чтобы обеспечить минималь-
ные габариты и массу, стремятся уменьшить размеры основного
элемента конструкции — сердечника. Используются сердечники
разных размеров, причем минимальные диаметры составляют
0,18 мм — внутренний и 0,3 мм — наружный. Дальнейшее умень-
шение размеров сердечников практически трудно осуществить, так
как каждый сердечник должен быть пронизан тремя проводами,
245
диаметры которых составляют примерно 0,05 мм. При минималь-
ных размерах внутреннего и внешнего диаметров толщина сердеч-
ника может составлять примерно 0,06 мм. Дальнейшее уменьше-
ние толщины может привести к резкому уменьшению механиче-
ской прочности сердечника, к появлению трещин, которые нару-
шают работу ЗУ.
Увеличение объема памяти не только влияет на массогабарит-
ные параметры устройства, но снижает быстродействие -и умень-
шает надежность, так как в ЗУ увеличиваются внутренние помехи,
которые приводят к искажениям.
Для записи и считывания нельзя подать малые по длитель-
ности импульсы полутоков, так как длительность полутоков и вре-
мя между импульсами ограничены сложными процессами намагни-
чивания сердечника. Действительно, если рассматривать идеали-
зированный случай, когда имеется проводник с током, перпенди-
кулярный плоскости сердечника, то МДС, возникающая в разных
точках сечения сердечника, будет зависеть от удаления этих точек
от его центра:
Н=1/2пх,	(7.1)
где Н — напряженность магнитного поля; I — ток; х—координата
сечения сердечников (рис. 7.4).
Так как внутренний d и внешний D диаметры сердечника за-
метно различаются, то магнитное поле достигает значения, доста-
точного для намагничивания всего сердечника при разных токах.
Реально ток возрастает постепенно и намагничивание сердечника
по слоям с разным удалением от центра сердечника тоже проис-
ходит постепенно.
Аналогично происходит и перемагничивание. Если бы ток мгно-
венно изменился в проводе, то в динамическом режиме работы
сердечника эффект постепенного намагничивания по слоям не был
бы значительным. Но ток нарастает медленно, так как чем боль-
ше объем памяти, тем больше сердечников, нанизанных на прово-
да строк и колонок, и тем большую индуктивность имеет провод.
Следовательно, при прочих равных условиях медленнее нараста-
ет и спадает ток. Поэтому длительность импульса тока при запи-
си должна быть согласована с динамическими процессами намаг-
ничивания сердечника и протеканием тока по цепи с индуктив-
ностью. Быстродействие элементов ЗУ данного типа достигло
уровня, который вряд ли существенно может повыситься [43].
Ограничения присущи и циклу считывания. Импульсы, по-
лучаемые в результате считывания, имеют растянутую длитель-
ность (рис. 7.5), так как происходят процессы замедленного на-
растания тока в цепи с индуктивностью и постепенного пере-
магничивания по слоям.
Объем памяти существенно ограничен возникновением внут-
ренних помех. Действительно, провод считывания, как было по-
казано ранее, пронизывает все сердечники секции, в нем воз-
никает один полезный импульс тока, если записана «1», и в
246
Рис. 7.4
л
©дном сердечнике, избранном по адресу, происходит перемаг-
ничивание. Вместе с тем, некоторое изменение состояния на-
магничивания имеет место и в других сердечниках, нанизанных
на провода колонки и строки. Полутоки вызывают частичное
изменение намагничивания из-за конечного значения коэффици-
ента прямоугольности, так как отношение ВЗВ,п<С\. В процессе
считывания из-за частичного изменения намагничивания будет
наводиться напряжение от многих сердечников, намного мень-
шее, чем от перемагничивающегося сердечника. Частичное из-
менение намагниченности наблюдается у многих сердечников,
количество их тем больше, чем больше объем памяти. Эти на-
пряжения, складываясь в проводе считывания, создают внут-
реннюю помеху. Для уменьшения ее действия нужно увеличивать
коэффициент BrIBm', он должен составлять не менее 0,9 ... 0,95.
•Существуют различные способы ослабления влияния этих помех
•с использованием стробирования и специальной последователь-
ности прошивки сердечников проводом считывания [43].
Элементы ПЗУ на ферритовых сердечниках. Рассмотренные
выше элементы ЗУ на ферритовых сердечниках с ППГ могут
быть Использованы не только в ОЗУ, но и в ПЗУ, так как на-
магниченность сердечника может сохраняться сколь угодно дол-
го и не изменяться при отключении питания. Однако лучше,
исходя из требований по массе, габаритам и стоимости, в ПЗУ
использовать элементы ЗУ на магнитных сердечниках с непря-
моугольной петлей гистерезиса. Более того, желательно, чтобы
эта петля, как будет показано ниже, была выражена наиболее
слабо.
На рис. 7.6 иллюстрируется принцип действия ПЗУ при че-
тырех разрядах. На нем изображена линейка сердечников и обо-
значено: 1, 2, 3, 4 — обмотки и провода считывания (Пр. сч)
1-, 2-, 3- и 4-го разрядов; cl, с2, сЗ, с4 — сердечники; Пр. зап —
провод запроса, для примера прошивающий сердечники с2 и
сЗ и проходящий мимо сердечников cl и с4; Н — напряженность
магнитного поля, возбуждаемая током I зап, протекающим по
проводу запроса. В соответствии с рис. 7.6 записано четырехраз-
рядное число ОНО. Это значит, что при запросе, поступающем
на провод запроса (Пр. зап), на выходе Пр. сч1 не должно
•быть сигнала, на Пр. сч2 и Пр. счЗ должна появиться «1»
и на Пр. сч 4 сигнал должен отсутствовать («О»). Достигается
это тем, что сердечники особым образом прошиты проводом
247
н
(Пр. зап), по которому проходит импульс запроса. Если про-
вести этот провод через отверстия всех сердечников, то на про-
водах считывания во всех разрядах появится импульс тока. Для
работы такого элемента ЗУ не требуется ППГ,' при которой
в сердечнике может сохраняться намагниченность. Для того
чтобы работа проходила нормально, намагничивание и размаг-
ничивание в сердечнике должны происходить без существенных
остаточных явлений. Поэтому в ПЗУ применяются сердечники
из специальных сортов феррита.
Рассмотрим, как на основе таких элементов можно создать
ЗУ большой емкости. Для этого используют много линеек сердеч-
ников, пронизанных проводами, каждай из которых содержит
число сердечников, соответствующее разрядности записанного чис-
ла. Чтобы увеличить количество записываемых чисел, можно
в каждой линейке сердечники пронизать большим числом про-
водов запроса, каждый из которых будет в своей комбинации
обходить или пронизывать сердечники. В некоторых случаях
это количество проводов может доходить до 200 ... 300, причем
размеры сердечников должны быть много больше, чем сер-
дечников с ППГ. Они имеют обычно наружный диаметр до
10 мм. Прошивка линейки большим числом проводов нежела-
тельна, поскольку приходится увеличивать размеры сердечника,
что приводит при случайном расположении проводов по сечению
сердечника к значительным колебаниям уровня считываемого
сигнала. В некоторых случаях требуется создание ПЗУ на фер-
ритовых сердечниках на большое число разрядов и слов. Тогда
надо использовать несколько линеек и структура ЗУ будет
иметь вид, приведенный на рис. 7.7, где cl, с2, сЗ, сп — сердеч-
ники (га сердечников).
Код адреса поступает на ЗУ и должен указывать ту линей-
ку и тот провод в линейке, для которого нужно считать за-
писанное число. Для этого от регистра адреса (РГА) импульс
тока поступает на дешифратор ДШ линейки (k линеек) и затем,
на дешифратор строки (s строк). В результате действия де-
шифратора сигнал запроса подается только на один провод из
248
Пр.зап
Рис. 7.7
всей системы. На выходах проводов считывания Пр. сч1, Пр. сч2,
количество которых равно количеству разрядов записанного чис-
ла, появятся сигналы при записи «1» или отсутствуют сигналы
при записи «О». Детекторы Д необходимы для того, чтобы обес-
печивалось малое сопротивление прохождению считанного им-
пульса с той линейки, в которой записано требуемое число,
и имелось бы большое сопротивление для тока обратного на-
правления. Это препятствует воздействию считанного импульса
на другие линейки. Запись в такое устройство должна произ-
водиться при изготовлении ПЗУ. Всякая смена записи инфор-
мации требует размонтажа ПЗУ и прошивания сердечников
в другой последовательности. Это ограничивает применение ПЗУ
на ферритовых сердечниках, хотя по удельным характеристикам
(стоимости хранения одного бита, массе и габаритам на 1 бит)
они несколько лучше, чем ОЗУ на ферритовых сердечниках.
В настоящее время такие ПЗУ и ОЗУ применяются все меньше, но
они имеют принципиальное преимущество перед другими ЗУ —
устойчивы к действию радиации.
7.4.	ЭЛЕМЕНТЫ ЗАПОМИНАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ НА ЦИЛИНДРИЧЕСКИХ
МАГНИТНЫХ ДОМЕНАХ
Физическая сущность цилиндрических магнитных доменов как
динамической неоднородности. Цилиндрический магнитный домен
(ЦМД) представляет собой локальную область (динамические
249
неоднородности) в магнитной пленке с одноосной анизотропией,,
вектор намагниченности которых направлен противоположно век-
тору намагниченности пленки. Эта неоднородность динамическая,
так как ее можно создавать, стирать и передвигать. Следова-
тельно, ЗУ на ЦМД является устройством функциональной элек-
троники. На рис. 7.8 1 — пленка; 2 — ЦМД; 3 — магнитное поле
рассеяния ЦМД. В современных конструкциях ЦМД формируют
в эпитаксиальных феррит-гранатовых пленках, выращенных на
поверхности немагнитных гранатовых подложек [42].
Рассмотрим физические процессы, приводящие к появлению
динамической неоднородности, т. е. к домену. При отсутствии
внешнего подмагничивающего поля — поля смещения — в пленке-
существуют полосовые домены произвольной формы, разделен-
ные доменными стенками (рис. 7.9,а); суммарные площади про-
тивоположно намагниченных доменов равны. Если подложку
с феррит-гранатовой эпитаксиальной пленкой поместить во внеш-
нее магнитное поле смещения ЯСм, направленное перпендикуляр-
но ее поверхности, то доменные стенки смещаются. Полосовые
домены, у которых вектор их намагниченности совпадает с на-
правлением поля смещения, расширяются за счет сужение
а)
S)
Нсм>м:р
г)
Игр^Нс/^Нкр
6)
Рис. 7.9
250
доменов с противоположной намагниченностью (рис. 7.9,6).
Дальнейшее увеличение Ясм приводит к разрыву полосовых
доменов и образованию доменов цилиндрической формы
(рис. 7.9,в). Обозначим это поле Ягр— граничная напряженность
поля. При дальнейшем росте Ясм диаметр ЦМД уменьшается.
При некотором значении Ясм^Якр (Якр — критическая напря-
женность поля) происходит исчезновение доменов, и пленка ста-
новится однородно намагниченной вдоль направления Ясм
(рис. 7.9,г). В диапазоне магнитных полей от Ягр до Якр диа-
метры ЦМД изменяются от d'max до dmin. Рабочее поле смещения
Ясм.раб ограничено: Ягр<ЯСм.рабйСЯКр. Создается оно посто-
янными магнитами. Диаметр ЦМД 2,5 ... 10 мкм. Ширина до-
менной стенки примерно 0,1 мкм.
Интересно и важно то, что ЦМД обладает устойчивостью,
если магнитное поле находится в определенных пределах. Он
может сохраняться сколько угодно долго при ЯГр<Ясм.раб<7Якр
и может быть полностью стерт при превышении полем опреде-
ленного значения, равного ЯКР. Тогда магнитная пленка стано-
вится свободной от доменов. Важно также то, что практически
исключено самопроизвольное возникновение доменов. Если
повышением магнитного поля стереть все домены и вновь вер-
нуть поле в рабочее состояние Ясм.раб, домены возникнуть не
могут. Для создания домена требуется локальное возбуждение
сильного магнитного поля [42].
Использование доменов для ЗУ целесообразно потому, что
они занимают очень мало места и устойчивы. Следовательно,
потенциально их можно использовать для накопления инфор-
мации в ЗУ, имеющем вид магнитной пленки, если создать орга-
низованную структуру доменов. При этом наличие домена в
той или иной точке подложки можно трактовать как запись «1»,
а отсутствие домена — как запись «0». Однако эта потенциаль-
ная возможность накопления информации для своей реализации
требует решения многих сложных задач.
Действительно, хаотическое расположение доменов, которое
создается, если пленку ввести в магнитное поле при ЯСм.Раб>
,>>Ягр, пока еще таких возможностей не дает. Но домены, хао-
тически рассеянные по пленке, могут быть уничтожены. Тогда
пленка становится свободной для записи информации. Чтобы
эту потенциальную возможность реализовать, необходимо: из-
готовить пленку, обладающую свойствами, позволяющими созда-
вать доменную структуру; сделать возможным освобождение
пленки от случайных доменов и затем подготовить ее к записи
полезной информации; создать домены, обеспечив такое их рас-
положение, когда каждой записываемой «1» соответствует спе-
циально сформированный домен, а каждому «0» — область пленки
без доменов; осуществить организованное перемещение доменов
по пленке по определенным траекториям, фиксацию их в опре-
„деленном положении, обеспечив отсутствие взаимного наложения
ц взаимодействия; обеспечить извлечение записанной информа-
251
ции или считывание информации, т. е. получить возможность
преобразования домена в электрический сигнал, который затем
может быть использован в вычислительном устройстве.
Решение этих вопросов связано с физическими, технологиче-
скими и конструктивными трудностями. Однако оно представ-
ляет интерес, так как потенциально малые размеры доменов,,
возможность их независимого существования при расстояниях
между центрами доменов, равных примерно трем диаметрам
доменов, возможность создания подложек со сторонами порядка
ЮХЮ мм из материалов, в которых формируются домены, по-
зволяют уже в настоящее время на одной пленке хранить до
106 бит информации. Полезно начать рассмотрение этих вопро-
сов с фиксации положения и организации перемещения ЦМД,
так как, не решив эти задачи, нельзя переходить к другим.
Фиксация положения и организация перемещения ЦМД. Пред-
положим, что домен создан, и рассмотрим вопрос о том, как
он может быть зафиксирован и как организовать его переме-
щение.
Из изложенного видно, что «уничтожить» домен сложно. Это
можно сделать только созданием сильного поля смещения, про-
тивоположного полю домена. Также трудно создать домен. Таким
образом, домен'—очень устойчивая структура, но осуществить
его перемещение оказалось просто. Для этого достаточно в
пленке, где находится сформированный домен, создать местную
неравномерность в магнитном поле смещения. В этом случае
домен, не разрушаясь, стремится переместиться в направлении
минимальной интенсивности поля смещения. Он займет такое
положение, при котором его энергия минимальна. Образно го-
воря, домен как бы сползает в магнитную «яму». Следовательно,
чтобы фиксировать положение домена, обеспечить его переме-
щение к фиксированному положению, нужно получить на этом
участке местное магнитное поле, противоположное полю смеще-
ния Ясм.раб, т. е. сформировать местную неравномерность поля,,
обязательно такую, чтобы она затронула домен. . Наибольшее
распространение получили магнитостатические ловушки (МСЛ).„
формируемые на поверхности пленки с использованием тонких
проводниковых или магнитных пленок. Принято называть эти
пленки аппликациями.
Токовая аппликация имеет вид петли с размером, соизме-
римым с доменом. При пропускании по аппликации тока, на-
правленного так, что создаваемое поле противоположно полю
Нсм.раб В пленке, содержащей домен, образуется область с мень-
шей напряженностью поля, чем Ясм.раб, но большей, чем Ягр.
Иначе домен, «спустившись» в МСЛ, будет переходить в поло-
совой. Этот процесс проиллюстрирован на рис. 7.10, где 1—6 —
токовые аппликации, в которые поступает управляющий ток Д в
разные моменты времени; 7 — домен. Домен, находящийся под
второй аппликацией, куда он перешел от первой аппликации,
при подаче напряжения на третью аппликацию перейдет под
252
нее. Аппликации могут составить линейку, по которой одновре-
менно может продвигаться много доменов. Во избежание взаи-
модействия доменов они должны быть разделены аппликациями..
Трехтактность требуется для того, чтобы домен не мог получить
возвратного движения как в случае ПЗС. При необходимости
осуществления обратного движения доменов, меняется последо-
вательность подачи импульсов управляющего тока на аппли-
кации.
Использование токовой аппликации требует напыления на-
поверхности пленки большого количества проводников, которыми’
оказывается занята значительная часть площадки пленки. По-
этому большее распространение получило использование магнит-
ных аппликаций. На этом методе фиксации положения и орга-
низации перемещения доменов остановимся подробнее.
Рассмотрим пока один домен и предположим, что на поверх-
ности пленки нанесена аппликация из тонкого слоя пермаллоя..
Предположим, что домен находится в центре аппликации-
(рис. 7.11)—положение 1. Для того чтобы использовать аппли-
кацию для создания МСЛ, по обмоткам электромагнитов про-
пускают ток, который создает магнитное поле Яу, направленное-
вдоль поверхности пленки. Это поле перпендикулярно полю»
Ясм. Существенных изменений в режим домена и пленки, где-
он сформирован, поле Ну не вносит. Но так как поле располо-
жено в плоскости легкого намагничивания аппликации, то она
намагничивается. При этом формируется внешнее поле аппли-
кации, которое условно показано знаками -|—|—(-• Частично поле-
замыкается через воздух, а частично силовые линии поля аппли-
кации, проникая внутрь пленки, замыкаются там. Это поле-
на одном конце аппликации противоположно Ясм, а на другом со-
впадает. Магнитное поле аппликации Яапп показано на рис. 7.12.
Очевидно, что под влиянием неравномерного магнитного поля домен
сместится к одному краю аппликации, где ее поле будет направ-
лено против поля Ясм и займет положение 2 (рис. 7.11). Ска-
занное иллюстрирует принцип взаимодействия домена с одной
аппликацией [42].
253;
Как подчеркивалось выше, не-
обходимо обеспечить движение мно-
гих доменов по линейке, длина ко-
торой значительно больше, чем
размеры доменов с тем, чтобы они
могли продвигаться на расстояние,
превышающее их диаметр в тыся-
чи раз. Для этого должна быть со-
здана система аппликаций, обра-
зующих линейки на поверхности
пленки. Существует много различ-
ных форм и видов аппликаций. Для
пояснения сущности их действия
остановимся только на одном ва-
рианте аппликации, который изо-
бражен на рис. 7.13. Для того
чтобы обеспечить перемещение до-
менов по линейке аппликаций, не-
обходимо вращать внешнее магнитное поле Ну так, как
показано на рис. 7.13. Такого вращения можно добиться
подачей токов, сдвинутых по фазе на 90°, на две управ-
ляющие катушки. Известно, что при этом создается
вращающееся магнитное поле с периодом вращения, равным
периоду тока. В верхней части рис. 7.13 показаны линейка и
начальные положения двух доменов — ЦМД1 и ЦМД2.
Исходя из принципа действия аппликации, рассмотренного
выше, очевидно, что при повороте магнитного поля на 90°, как
это показано на второй строке рис. 7.13, домены подходят под
правые концы Т-образных аппликаций. При очередном повороте
поля на 90° домены будут захвачены простыми аппликациями.
При следующем повороте они будут приняты следующими Т-
образными аппликациями и при возврате поля в начальное
положение займут устойчивое положение под следующими Т-
образными аппликациями. Осуществляя многократное вращение
поля, можно продвигать домен от одной секции (сочетание Т-
образной и простой аппликаций) линейки к другой на всю
длину пленки. При этом большое значение имеет частота тока,
создающего вращающиеся поля для продвижения доменов. Чем
она выше, тем быстрее продвигается домен. Однако частота
должна быть такой, чтобы он успевал перемещаться. Это за-
висит также и от интенсивности поля. Но интенсивность поля
не может быть больше определенной величины, так как иначе
домен станет неустойчивым. Частота ограничена тем, что домен
затрачивает время на передвижение, причем путь, проходимый
им, зависит от его размера, а размеры устойчивых доменов не
могут быть меньше нескольких микрометров. Поэтому время,
затраченное на перемещение из одной секции в другую, оказы-
вается заметным, и частота вращения поля составляет примерно
0,5 МГц [66].
:254
Рис. 7.13
Процесс продвижения доменов должен иметь место как при?
записи информации, так и при считывании. При записи, когда'
сообщение формирует домен (каждая «1» — один домен), он
должен, продвигаясь по линейке, освобождать место для сле-
дующего домена. Если должен быть записан «О», то очередной,
домен не формируется, и условно можно говорить, что по ли-
нейке продвигается «отсутствие» домена. Такая процедура долж-
на быть и при считывании, когда домены, продвигаясь поочеред-
но, достигают детектора. Если был записан «О», т. е. не было
домена в очередном такте, то детектор не вырабатывает сигнала.
Если была записана «1», то сигнал на выходе будет.
Зарождение доменов. Локальное зарождение ЦМД произво-
дится под воздействием импульсов тока 1Г, пропускаемых по-
токовой аппликации в виде петли из металлической пленки:
(рис. 7.14). На рис. 7.14: 1 — токовая аппликация; 2 — изоли-
рующая пленка; 3 — ферритовая эпитаксиальная пленка; 4—
гранатовая подложка; 5 — ЦМД. Генерация ЦМД происходит
255»
в том случае, если им-
.пульсом тока будет со-
здано локальное размаг-
ничивающее ПОЛе Яразм,
значительно большее по
МОДУЛЮ, Чем Ясм.раб, но
имеющее знак, обратный
этому полю. При этом
«область под аппликацией
в пленке перемагничи-
1 ~	Pur 7 1Ч
вается и . образуется	/,1а
ЦМД с противоположной
по отношению к Ясм рад намагниченностью. Предполагается,
что в области аппликации, используемой для зарождения
доменов, предварительно домены стерты повышением Ясм.раб
до уровня, несколько большего чем Нкр. Это необходимо
.для того, чтобы в пленке действовали только специаль-
но созданные домены. Если домен зародился, то записана
«1», если не зародился, то «О».
Чаще зарождение домена, несущего информацию, достигает-
«ся делением зародышевого домена. При этом предполагается,
что предварительно все домены стерты, кроме одного, на основе
которого генерируется информационный. Существует много ме-
тодов генерирования доменов путем деления зародышевого.
Рассмотрим один из них. На рис. 7.15,а изображены:
1-—токовая аппликация, по которой протекает ток удер-
жания /Уд, создающий МСЛ, в которой находится зародышевый
домен ЦМДзар’, 2 — расщепляющая аппликация, по которой про-
текает ток зарождения /г и которая изолирована от аппликации
токовой; 3, 4, 5 — магнитные аппликации, используемые для про-
движения генерируемого домена ЦМД.
На рис. 7.15,5 показан момент, когда по аппликации расщеп-
ления подан импульс тока. Импульс вызывает расщепление до-
256
мена. Направление тока должно быть такое, чтобы магнитное
поле этой аппликации складывалось с рабочим полем смещения.
Домен делится на два, и ЦМД, генерированный в соответствии
со знаком управляющего поля, продвигается под левый выступ
Т-образной аппликации. На рис. 7.15,0,г показано последователь-
ное продвижение генерированного домена по линейке магнитных
аппликаций. Изображения на рис. 7.15,6—д соответствуют пер-
вому— четвертому тактам. В четвертом также может зародиться
новый домен, если подряд записываются «1» (при этом /г>0),
или не зародиться, если нужно записать «О» (при этом /г=0).
На рис. 7.15,6 показан случай, когда записывается «О».
Таким образом, поступающая для записи последовательность
«1» и «О» с помощью импульсов тока 7Г создает новый домен,
когда записывается «1» или не создает домен, когда записы-
вается «О». Совокупность «1» и «О» постепенно продвигается
по линейке.
Считывание информации, записанной в доменной структуре.
После того, как информация записана в накопитель на ЦМД,
она может там храниться сколь угодно долго, если сохраняется
Ясм.раб, что обычно не представляет трудностей, так как создает-
ся это поле постоянным магнитом.
Для считывания информации, т. е. для выявления доменов,
расположенных вдоль линейки, необходимо начать их продви-
жение тем же методом, что и при записи. Затем домены следу-
ют подвести последовательно к детектору, который должен опре-
делить, что в данном такте записано: «1» (есть домен) или «О»
(нет домена). Существует много способов считывания. Исполь-
зуют эффект индукции, магниторезистивный эффект, эффект Хол-
ла и магнитооптический эффект Фарадея. Наиболее широкое
применение нашли магниторезистивные детекторы. Работа детек-
торов (датчиков) основана на том, что под воздействием внеш-
него магнитного поля, которое присуще каждому домену, изме-
няется удельное сопротивление р магнитной резистивной пленки
(аппликации), если домен подводится под нее.
Известно, что у некоторых магнитных материалов сопротив-
ление зависит от напряженности магнитного поля, причем осо-
бенно сильно магнитное поле изменяет сопротивление тогда, когда
магнитные силовые линии направлены перпендикулярно проте-
канию тока. Этот эффект используется в магниторезистивных
детекторах, в которых осуществляется считывание информации,
записанной в ЗУ на основе ЦМД. Принцип действия такого де-
тектора показан на рис. 7.16, где: / — пермаллоевая пленка детек-
тора шириной а; 2 — проводники, соединяющие пермаллоевую
пленку с цепью считывания; 3 — ЦМД, показанный в том поло-
жении, когда он наиболее существенно меняет сопротивление де-
тектора; 4 — магнитные силовые линии поля Ясм, создаваемого
постоянным магнитом 5; 6 — магнитные силовые линии домена;
7—феррит-гранатовая пленка, в которой находятся домены; 8 —
подложка. Из рис. 7.16 видно, что благодаря высокой магнитной
17—6459	257

проницаемости пермаллоевой пленки происходит втягивание си-
ловых линий домена в сечение пленки. Это магнитное поле, про-
низывая магнитную пленку, изменяет ее сопротивление. Если
цепь, по которой протекает ток, поступающий в детектор, имеет
сопротивление много большее, чем резистивная пленка детектора,
то ток через детектор практически не изменяется. Но изменяется
падение напряжения ДЯд:
ДЯд=7дД7?д,	(7.2)
где Д7?д==/?о—RM', /д— ток, протекающий по детектору; Ro—
сопротивление резистивной пленки детектора в отсутствии намаг-
ничивания; RM — сопротивление резистивной пленки детектора
при подмагничивании.
К сожалению, из-за малых размеров и ограниченной чув-
ствительности пермаллоевой пленки к воздействию магнитного
поля напряжение Д/7д составляет несколько микровольт. С по-
мощью параллельно расположенных аппликаций возможно более
чем 100-кратное удлинение домена и соответствующее увели-
чение его поля рассеяния. Это дает возможность существенно
повысить чувствительность детектора. Дифференциальное вклю-
чение детекторов позволяет исключить влияние постоянной со-
ставляющей выходного напряжения и помех от вращающегося
управляющего поля Яу.
Наиболее широкое применение ЦМД нашли в ЗУ, требую-
щих высокой плотности размещения информации (более
106 бит/см2), малой потребляемой мощности (примерно 1 мкВт/бит),
достаточно высокого быстродействия (частота (гл+,5 ... 1 МГц),
низкой стоимости, достаточно широкого диапазона рабочих тем-
ператур (—50 . . . +60°C).
Для доменных ЗУ с большой информационной емкостью ха-
рактерна организация последовательно-параллельного типа, при-
мер которой показан на рис. 7.17,а. Такие ЗУ имеют общий
регистр ввода-вывода РГВ,.В и группу регистров хранения РГХ[}.
При записи информации генератором Г генерируются ЦМД и
258
последовательно заносятся в РГВВ, а затем с помощью пере-
ключателя обмена ПО переносятся в РГхр. При считывании, на-
оборот, информация из РГХр переносится в РГВ=В и последова-
тельно считывается в детекторе Д без дублирования или с дубли-
рованием при необходимости сохранения информации. Недостат-
ком данной организации ЗУ на ЦМД (рис. 7.17,а) является доста-
точно большое время циклов записи и считывания. Для повыше-
ния быстродействия таких ЗУ применяют раздельные регистры
ввода РГВХ и вывода РУ вых информации. В ЗУ на ЦМД с по-
мощью переключателя-репликатора ПР информацию считывают
без разрушения [42] (рис. 7.17,6).
Конструкция ЗУ на ЦМД. Устройство такого ЗУ видно из
рис. 7.18, где 1 — ЦМД (примерно 1,2-103 нм); 2— немагнитная
гранатовая подложка (примерно 5-105 нм); 3 — магнитная пленка
(примерно 1,5-103 нм); 4 — слой двуокиси кремния SiOs (при-
7*
259
2
Рис. 7.20
260
Рис. 7.21
основание. Конструкция платы
мерно 50 нм); 5 — токовые ши-
ны (А1, Си, примерно 250 нм);
6 — пермаллоевые апплика-
ции (Ni, Fe, примерно
420 нм); 7 — защитный слой
нитрида кремния. Конструк-
ция микросборки ЗУ на ЦМД
представлена на рис. 7.19, где
1 — магнитное основание; 2—
магнитная плата; 3— экран;
4, 5 — ортогональные катушки
для создания вращающегося
магнитного поля; 6, 7 — по-
стоянные магниты; 8 — корпус;
9 — магнитный экран; 10 —
прокладка. Конструкция мо-
дуля ЗУ на ЦМД емкостью
108 битов показана на рис.
7.20, где 1 — печатная мон-
тажная плата; 2— верхний
пермаллоевый экран; 3— пла-
та с пленками; 4 — постоянный
магнит; 5 — промежуточный
пермаллоевый экран; 6 — со-
единитель и нижнее пермалло'
ЗУ на ЦМД, рассчитанной на 16 кристаллов емкостью 105 битов
каждый, приведена на рис. 7.21, где: 1 — предусилитель; 2—-кон-
тактная площадка; 3 — кристалл; 4 и 5 — управляющие катушки.
Перспективы развития элементов памяти на ЦМД. Большая
плотность записи информации и относительно быстрое считыва-
ние делают ЗУ на ЦМД перспективными для использования
в цифровых устройствах. Поскольку устройства на ЦМД только
начали развиваться, следует ожидать большого прогресса в их
параметрах. Можно выделить несколько направлений развития
ЗУ на ЦМД.
1.	Совершенствование структуры системы аппликаций, обеспе-
чивающей зарождение, продвижение, расщепление и уничтожение
доменов. Поскольку эти аппликации наносятся методами техно-
логии микроэлектроники, то без усложнения технологического
процесса можно осуществлять напыление токовых и магнитных
аппликаций самой различной формы. Изложенный выше пример
можно отнести к простейшей токовой и магнитной аппликациям.
В настоящее время уже имеется много других структур аппли-
каций.
2.	Значительное увеличение плотности размещения доменов
на пленке. Можно достичь такой плотности, когда домены почти
примыкают друг к другу, при этом для записи «0» и «1» можно
использовать домены с различной намагниченностью.
3.	Переход от внешних достаточно громоздких взаимоперпен-
261
Таблица 7.1
Параметр	Современное состояние		Ближайшая перспектива	Перспектива в будущем	
Диаметр доменов, мкм	4.	.6	2...1	1	
Информационная емкость от- дельных плат, бит Информационная емкость си- стемы памяти, состоящей из многих плат, бит	10е		107	107	
	107		109	1010	
Быстродействие, МГц	0,1.	.0,5	0,5...3	1.	. 5
Удельная стоимость (д. е. — денежные единицы) па уровне системы, д. е/бит	0,3		0,04	0,03.	.0,01
дикулярных катушек, создающих вращающее магнитное поле,
к токовым контурам, напыленным непосредственно на пленках
с ЦМД.
Основные трудности широкого применения ЗУ на .ЦМД свя-
заны с технологией изготовления подложек и магнитных пленок.
Перечень параметров ЗУ на ЦМД дан в табл. 7.1 [45, 46].
7.5.	ЭЛЕМЕНТЫ ЗАПОМИНАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ НА ПРИБОРАХ С ЗАРЯДОВОЙ
связью
Принцип действия ЗУ на ПЗС. Если сложные системы ОЗУ
(полупроводниковые), которые приспособлены к хранению боль-
шого количества информации, использовать нецелесообразно,
находят применение ЗУ динамического типа с более простой
организацией и меньшим объемом памяти. Наиболее характер-
ным представителем таких элементов ЗУ являются приборы с за-
рядовой связью.
Принцип действия ПЗС был рассмотрен в гл. 6. Очевидно,
что любая линейка ПЗС может быть использована как ЗУ на
то количество бит, сколько ячеек она содержит. При приме-
нении ПЗС в качестве элементов ЗУ возникают те же проблемы,
с которыми сталкиваются при их использовании для фильтрации,
но в несколько другой форме. Ограниченное время существова-
ния информационного заряда в данном случае приводит к тому,
что время хранения информации в памяти оказывается также
ограниченным. Однако при использовании ПЗС как элемента
ЗУ допустимая потеря заряда может быть значительно боль-
шей, чем в фильтрах, так как ЗУ предусматривает запись дво-
ичной информации, т. е. «1» — заряд есть, «О» — заряда в со-
ответствующей ячейке нет. Для того чтобы сохранить инфор-
мацию на более длительное время, приходится осуществлять ее
регенерацию, т. е. периодически выводить информацию из ПЗС,
262
Таблица 7.2
Параметры и их характеристики ।	ЗУ на ПЗС	ЗУ на ЦМД
Информация при отключении электропитания Скорость записи и считыва- ния	Не сохраняется 5 jv>6ht/c	Сохраняется 50 кбит/с.
Среднее время выборки	300 мкс	2 мс
Дополнительные электрон-	Формирователь синхро-	Усилитель считывания,
ные устройства, специальные ИС	импульсов	генератор вращения уп- равляющего поля
Время хранения	Ограниченное, необходи- мо использование реге- нерации	Длительное
Важнейшие характеристики	Высокая скорость счи- тывания и записи	Очень большая емкость памяти
подвергать снятый сигнал усилению и вновь записывать в ли-
нейку ПЗС.
Скорость записи и считывания информации из ЗУ на ПЗС
ограничена высшей тактовой частотой, которая допустима для
обеспечения практически полного перехода заряда из одного
элемента в другой. Как указывалось выше, эта частота состав-
ляет 1 ... 10 МГц.
Отметим некоторые особенности ЗУ на ПЗС. При использо-
вании этого типа ЗУ информация может выводиться из нако-
пителя только последовательно. Поэтому в отличие от ЗУ с
произвольной выборкой для извлечения требуемой информации
может понадобиться время от сотых долей микросекунд, если
необходимая информация записана близко к выходу линейки,
до сотен микросекунд, если она записана в начале линейки. При-
менительно к ЗУ на ПЗС говорят о среднем времени считы-
вания информации, которое зависит от тактовой частоты и со-
ставляет примерно 300 мкс, т. е. считывание производится зна-
чительно быстрее, чем в ЗУ на ЦМД. В отличие от ЗУ на
ферритовых сердечниках и ЦМД при отключении питания в ЗУ
на ПЗС информация теряется. Однако высокая плотность за-
писи и сравнительно низкая стоимость хранения 1 бита делают
ЗУ на ПЗС перспективными.
Сравнение ЗУ на ПЗС и ЦМД приведено в табл. 7.2 [45].
7.6.	КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ
О ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
ЗАПОМИНАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Основные виды ЗУ. Выше были рассмотрены ЗУ на ферри-
товых сердечниках, ЦМД и ПЗС. Однако прежде чем рекомен-
довать эти элементы для применения в ЗУ аппаратуры, следует
остановиться на полупроводниковых ЗУ.
263
Рис. 7.22
Следует подчеркнуть, что в
РЭА и ЭВМ требования к ЗУ
существенно различаются.
Остановимся только на ЗУ для
РЭА, где они применяются в
основном совместно с микро-
процессорами для создания
микропроцессорных устройств.
Чаще всего применяются по-
лупроводниковые ОЗУ, ПЗУ и
ППЗУ. Запоминающие уст-
ройства на движущихся маг-
нитных носителях используют-
ся большей частью в ЭВМ и
здесь не рассматриваются.
Широкое применение в
РЭА получили полупровод-
никовые элементы ЗУ на
биполярных и МДП-транзисторах из-за их ’-высокой на-
дежности, малых габаритов и массы, простоты реализации,
произвольного считывания. Физический смысл их функцио-
нирования основан на статических неоднородностях в полу-
проводнике (p-и переходы). Биполярные и МДП-транзисторы в
ЗУ используются как коммутаторы (см. гл. 3) и в составе триг-
геров.
Остановимся на использовании МДП-транзисторов. Работа
МДП-транзисторов в качестве коммутаторов рассмотрена в гл. 3.
Для выяснения возможностей ЗУ на их основе остановимся
только на особенностях и принципе действия ЗУ, что позволит
выявить их основные свойства и сравнить с рассмотренными
ранее элементами ЗУ, а также выработать рекомендации по
применению их в РЭА.
Полупроводниковые элементы ПЗУ. Наиболее широкое применение из-за
высокой плотности записи имеют элементы ПЗУ на МДП-транзисторах. Схема
действия простейшего элемента ЗУ на МДП-транзисторах показана на рис. 7.22,
где С — провод строки, по которому поступает сигнал запроса для считывания
того, что записано в соответствующих элементах ЗУ или элементах памяти
(ЭП); 3 — провод заземления; К —провод колонки считывания. На рис. 7.22
в левом ЭП записан «О» и МДП-транзистор включен выводами сток-исток меж-
ду проводами К и 3. В правом ЭП транзистор отключен, следовательно, запи-
сана «1». Количество строк (на рисунке они не показаны) соответствует коли-
честву 2-разрядиых чисел. Когда по проводу строки на затвор МДП-транзистора
подается достаточное напряжение в МДП-транзисторе, как было рассмотрено
в гл. 3, резко уменьшается сопротивление, напряжение источника питания Уп
падает в основном на сопротивлении R, на выходе по проводу К подается «О».
В правом ЭП, где транзистор не включен между проводами К и 3, подача на-
пряжения по проводу С на затвор не изменяет режима колонки, напряжение пи-
тания проходит на выход, символизируя, что в этом элементе записана «1».
Обычно БИС-памяти изготавливают с транзисторами во всех точках, где мо-
264
Рис. 7.23
гут быть размещены ЭП, а включение или исключение транзисторов осуществ-
ляется на выходных технологических операциях по заказу пользователя. Боль-
шое распространение получили БИС-памяти, у которых во всех пересечениях
включены транзисторы, но тонкий соединительный провод в специальных устрой-
ствах для программирования пережигается в тех точках, где нужно запи-
сать «1».
Большое значение имеет организация БИС-памяти. Обычно БИС-памятй
ПЗУ изготавливаются на большую емкость, не менее чем тысячи битов; в них
записываются многоразрядные числа, например, двух, четырех, восьми и более
разрядов. Для таких БИС-памяти большое значение имеет решение задачи отыс-
кания строк и колонок, или адреса, по которому записывается, а затем считы-
вается записанная в ЗУ информация. Код адреса поступает от устройства
управления выдачей из ЗУ записанной информации. Типичная организация
БИС-памяти представлена на рис. 7.23. Для примера взят случай, когда емкость
памяти равна 1024 бит, организация 256X4 (4 — количество разрядов в слове,
256 — количество 4-разрядных слов). На подложке формируется 1024 элемента
памяти.
На рис. 7.23: РГА — регистр адреса, куда поступает код адреса ячейки, из
которой должно быть считано 4-разрядное число; ДШ — дешифратор строк,
в котором по коду адреса вырабатывается напряжение, поступающее по опре-
деленной строке на затворы МДП-транзисторов, включенных (или исключенных)
в соответствующих точках пересечений колонок и строк; Ml—М4 — мультиплек-
соры, подающие напряжение на выход только с определенных колонок. Мульти-
плексор — это управляемый электронный коммутатор, обеспечивающий выдачу
на один выход одного из напряжений, поступающих на несколько входов в за-
висимости от кода числа, поданного по цепи управления.
Следовательно, имеется 256 4-разрядных слов, которые должны быть зара-
нее записаны в накопитель и извлекаться в соответствии с кодом адреса. В дан-
ном случае код адреса может содержать восемь символов. Кроме 1024 элемен-
265
тов ЗУ (ЭП) в БИС должны быть сформированы регистр адреса, дешифратор
строк и четыре мультиплексора для выбора колонки.
Рассмотрим, как работает такая БИС-памяти. В РГА записывается код
адреса (пять символов этого адреса подаются на дешифратор строк и три на
мультиплексоры). На все колонки через сопротивление Р подается напряжение
источника питания Пп.
На рис. 7.23 показан код адреса 01011010. Это означает, что дешифратор
строк выберет 11-ую строку (с учетом того, что есть нулевая строка), а в муль-
типлексорах будет выделяться каждая вторая колонка (с учетом того, что есть
нулевая колонка). Пересечения этих строк и колонок показаны символами ЭП,
® качестве которых используются включенные (или ие включенные) транзисто-
ры. Предположим, что в этих ЭП было записано число 0110. Тогда на выходах
мультиплексоров вырабатывается число ОНО.
Для лучшего уяснения функционирования элементов полупроводниковой
'ПЗУ на рис. 7.24 представлена более подробная схема, в которой показаны ЭП
(МДП-транзисторы) и их включение на пересечении строк и колонок. На ней
шзображены только строки 0, 1, 11, 29, 30, 31, 32 и колонки 0, 1, 2. Для того
чтобы избежать перегрузки рисунка, строки и колонки даны только для двух
разрядов (первого и второго) из четырех, имеющихся на рис. 7.23.
266
Для 11-й строки показано включение эле-
ментов памяти — МДП-транзисторов. Посколь-
ку в нулевой и второй колонках 1-го разряда
и первой колонке 2-го разряда транзисторы
подключены между проводами колонок и зем-
ли, то в этих ЭП записаны «О». В первой ко-
лонке 1-го разряда, а также нулевой и второй
колонках 2-го разряда перемычки выжжены.
Транзисторы не включены и записаны «1».
Мультиплексоры Ml и М2 (1-го и 2-го раз-
ряда) из 8 символов, поступающих с ко-
лонок, выберут в соответствии с кодом адре-
са (кодом колонки) и пропустят на выход
сигналы второй колонки, где записаны «О»
в первом разделе и «1» во втором [46].
Рис. 7.25
Важным преимуществом полупроводниковых ПЗУ является то, что заложен-
ная в них информация сохраняется сколь угодно долго, независимо от подачи
питания, а также то, что ЭП и все остальные части БИС изготавливаются по
единой технологии. Обычно накопитель занимает около 70 % поверхности кри-
сталла, а остальную поверхность занимают РГА, ДШ, Ml—М4. Поскольку плот-
ность МДП-транзисторов может быть очень высокой, БИС-памяти на МДП-
транзисторах оказывается компактной, дешевой и уступает БИС-памяти на би-
полярных транзисторах только по быстродействию, при значительном выигрыше
в объеме памяти.
Элементы полупроводниковых ОЗУ на МДП-траизисторах. В качестве эле-
ментов ЗУ такого типа используются МДП-транзисторы, но их функционирова-
ние в ОЗУ должно быть в принципе другим, в сравнении с ПЗУ, так как
необходимо иметь возможность не только извлекать (считывать) информацию,
записанную заранее в накопителе, но н быстро оперативно менять ее, записывая
новую. Основой элемента памяти ОЗУ является триггерная структура на
МДП-транзисторах п- и р-типа.
На рис. 7.25 показана триггерная структура, образованная двумя парами
транзисторов, включенными по схеме инверторов. Если подать на такой триггер
напряжение питания, то он будет устойчиво находиться в одном из двух поло-
жений: первое, когда в точке А высокий потенциал, а в точке А низкий, вто-
рое — наоборот. Задача записи состоит в том, чтобы подачей импульсов напря-
жения поставить триггер в заданное устойчивое состояние. Рассмотрим принцип
действия такого элемента.
Будем считать, что если в точке А высокий потенциал, то в ЭП записана
«1», а если низкий потенциал, то «О». Задача считывания состоит в том, чтобы
выявить, какой потенциал присутствует в точках Л и А. Если осуществляется
запись, то независимо от того, что было записано в триггере, подачей соответ-
ствующих напряжений в точки А и S триггер должен быть приведен в требуе-
мое состояние в зависимости от того, что записывается «1» или «О».
Необходимо рассмотреть метод подачи соответствующего напряжения при
записи в точки А или А и выявления того, какой потенциал в них записан при
считывании. Для этого удобнее начать с общей схемы ОЗУ. Предположим, что
ОЗУ имеет емкость 256 бит и организацию 256X1 (в одной БИС один разряд).
При необходимости записи в ОЗУ многоразрядного числа следует использовать
267
соответствующее количество БИС. На рис. 7.26 показан накопитель информации,
состоящий из элементов памяти (ЭП), представляющих собой триггерные струк-
туры с элементами коммутации, с помощью которых производится считывание
и запись информации. На рис. 7.26 точки А и А не показаны; они, а также
коммутаторы находятся внутри ЭП (рис. 7.27). На рис. 7.26 показаны ЭП ну-
левой, первой и 15-й колонок для нулевой, первой и 15-й строк. Управление на-
копителем осуществляется путем подачи напряжения от регистра адреса через
дешифраторы в провода строк и колонок. В данном случае регистр адреса дол-
жен содержать восемь разрядов, куда записываются восемь символов кода
адреса: четыре символа строк и четыре символа колонок, так как 256=28. С че-
тырех разрядов регистра адреса сигналы поступают на дешифратор строк, ко-
торый имеет выходы от нулевой до 15-й строки, с остальных четырех разрядов
регистра — на дешифратор колонок, который также имеет выходы от нулевой
до 15-й колонки. Управление записью и считыванием осуществляется с помощью
подключения элементов ЗУ, в которых содержатся не показанные на рис. 7.26
элементы коммутации.
268
От ДШ колонок
tin Г
о-Т---------
Р I
I I ЭП л
J—niJ—Li£
Запись „Г
1” О”
' ГГ ”
Запи.сь„0”
Л
71ГТLi£
От ДШ строк
Рис. 7.27
1
J
Р
Предположим, что код адреса 00011111. Это означает, что код строк имеет
вид 0001, т. е. дешифратор строк выберет первую строку; код колонок
имеет вид 1111, т. е. дешифратор колонок выберет 15-ую колонку. Следователь-
но, при таком адресе будет избран ЭП, обведенный штриховой линией на
рис. 7.26. Теперь можно или считывать то, что записано в этом элементе, или
записывать в него.
Для этого необходимо при записи подать сочетание напряжений на точки Р
и Р элемента памяти, соответствующего адресу. Эти точки должны быть ком-
мутаторами связаны в ЭП с точками А и А на триггере. Для считывания не-
обходимо выявить сочетание напряжений в точках А и А, хранящихся в триг-
гере. Для осуществления этой коммутации выходы Р и Р всех ЭП присоеди.
няются к линии записи — считывания, на выходе которой включается усилитель
считывания, когда ведется считывание, и усилитель записи, когда ведется запись.
Необходимо обеспечить, чтобы у избранного согласно адресу ЭП на выход Р
было бы подано напряжение с точки А триггера, а на выход Р подано напряже-
ние сигнала с точки А. При записи усилитель записи открывается и из внеш-
ней цепи поступает сигнал «1» или «0», который должен быть записан. При
этом все ЭП, кроме одного, который выбран в соответствии с кодом адреса, под
действием имеющихся в них коммутаторов должны быть отключены. При считы-
вании подача сигнала через усилитель записи запрещается и линии записи —
считывания действуют совместно с усилителем считывания.
После того, как выявлена общая система взаимодействия адресации записи
и считывания в ОЗУ, необходимо рассмотреть вопрос о том, как в избранном
согласно адресу ЭП соединяются точки Р с А и Р с А. Выполнение этой опера-
ции поясняет рис. 7.27, из которого видно, что точки А, Р и А, Р соединяются
через последовательно включенные два МДП-транзистора. На затворы подаются
напряжения от дешифраторов колонок и строк. При подаче напряжения на затвор
транзистор переходит в состояние проводимости между стоком и истоком. Одновре-
менно два последовательно соединенных транзистора открываются только в ЭП,
избранном по коду адреса, и только в этом ЭП потенциалы точек А и Р, а так-
же А и Р будут выравниваться. Во всех других ЭП открывается один из тран-
зисторов. Следовательно, все другие ЭП остаются отключенными и для считы-
вания, и для записи. Поскольку триггер может находиться в одном из двух
устойчивых состояний и переходить из одного состояния в другое под воздей-
ствием подаваемых извне сигналов, то такое ЗУ относится к разряду статиче-
269
ских. Положительным для ЗУ такого типа является то, что как накопитель,
содержащий триггеры, так и остальные части БИС-памяти выполняются в еди-
ном технологическом процессе. Поскольку МДП-структуры обладают высокой
плотностью размещения, на кристалле ограниченных размеров может быть соз-
дано ЗУ на большое число битов. Однако сам ЭП в этом случае более сложен,
чем в ПЗУ. Он содержит восемь транзисторов разного типа (п и р) вместо-
двух в ПЗУ. Поэтому плотность записи в ОЗУ существенно меньше, чем в ПЗУ,
и при ограниченных размерах кристалла объем памяти ОЗУ меньше, чем ПЗУ.
Кроме того, записанная информация при отключении питания будет теряться.
Поэтому БИС-памяти ОЗУ и ПЗУ применяются для разных целей, в том числе
и в микропроцессорных устройствах. В полупроводниковых ПЗУ записываются
программы и константы, используемые при вычислении в МПУ, а ОЗУ приме-
няются в качестве оперативной памяти для записи промежуточных результатов,
вычислений, для взаимодействия с внешними устройствами и других аналогич-
ных целей [46].
Следует отметить, что полупроводниковые ОЗУ обладают высокими пока-
зателями объема памяти, габаритов, потребляемой мощности, стоимости, и по-
этому широко применяются в РЭА.
7.7.	РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ПРИМЕНЕНИЮ
В РЭА ЗАПОМИНАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
НА РАЗЛИЧНЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
Для формулирования рекомендаций по применению различных ЗУ полезно-
рассмотреть обобщенные данные основных свойств ЗУ на различных элементах.
Важные особенности ЗУ связаны с временем выборки и стоимостью хранения
1 бит, так как это и параметры определяют свойства, необходимые для потреби-
теля. Зависимость стоимости хранения информации от времени выборки показа-
на на рис. 7.28. На нем по горизонтали отложено время выборки в логарифми-
ческом масштабе, по вертикали — стоимость хранения 1 бит (денежные единицы
на бит) в логарифмическом масштабе. Из рис. 7.28 видно, что ЗУ с быстрым
обращением, которое необходимо для применения в микропроцессорных устрой-
ствах, целесообразно строить на основе полупроводниковых элементов ЗУ. Внеш-
нюю память, характерную для ЭВМ с большим объемом хранения информации,
для обеспечения допустимой стоимости ЗУ следует организовывать на магнит-
И-еДит
100
10
1
0,7
ЗУ на ферритовых сердечниках
I Полупроводниковые ЗУ
I Йь/
,1|Я|	ЗУ на ЦМД
ЗУ на движущихся
магнитных
0,01
0,001
0,0001
1(Г8 ю~7 ИГ6 10~5 10^ 10~3 10~г 10~1 1 i, с
Рис. 7.28
270
Таблица 7.3
Тип ЗУ	Энер- гоза- виси- мость	Нали- чие ме- хани- ческих узлов	Способ до- ступа к ин- формации	Время выбор- ки, мкс	Типовая ем-		Удельная стоимость иа системном уровне, д. е./бит
					кость	бит	
Полупроводниковые ТТЛ: ОЗУ	Да	Нет	Произволь-	0,06	10*..	. 105	0,3
ПЗУ	Нет	»	ный «			ю4..	. 10е	—
Полупроводниковые МДП: ОЗУ	Да	»	»	0,3	10*..	.10®	
ПЗУ	Нет	«	»	—	10е..	.10’	0,1
На ферритовых сер-	Нет		W	0,4	10s.	.10®	0,7
дечниках На ПЗС	Да	Нет	Последова-	300	10*..	до7	0,25
На ЦМД	Нет		тельный »	2-Ю3	10®..	ДО8	0,05...0,3
Кассетные		Да	»	107	10®.	.ю8	0,04
На магнитных дисках	»			106	107..	5-10®	0,0025
На магнитных лентах	»		»	2-107	108..	. ю10	0,0001
ных пленках и дисках. Промежуточное положение занимает ЗУ на ЦМД. Основ-
ные свойства ЗУ на разных ЭП представлены в табл. 7.3.
Проанализировав данные табл. 7.3 и рис. 7.28, можно сделать следующий
вывод. При применении микропроцессоров в РЭА наиболее целесообразно
использовать ЗУ (ОЗУ, ПЗУ) на полупроводниковых БИС-памяти. Запоминаю-
щие устройства на ферритовых сердечниках хотя и близки к полупроводниковым
ЗУ по времени извлечения информации, однако, по стоимости хранения усту-
пают им. Технология изготовления ЗУ на ферритовых сердечниках отличается от
технологии микроэлектроники, предусматривает использование ручного, сложно
автоматизируемого труда. В перспективе удельная стоимость полупроводнико-
вых БИС-памяти будет уменьшаться, так как в них используется технология
микроэлектроники. Преимуществом ЗУ на ферритовых сердечниках является их
устойчивость к радиационному воздействию. При конструировании РЭА с боль-
шим объемом памяти целесообразно применять запоминающие устройства на
ЦМД и ПЗС.
Для получения полной картины о свойствах всех элементов, входящих в кон-
струкцию ЗУ на рис. 7.28 и в табл. 7.3 приведены основные данные для ЗУ на
движущихся магнитных носителях, которые здесь не рассматриваются.
271
Глава 8. ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ УСТРОЙСТВ
ОТОБРАЖЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
8.1.	КЛАССИФИКАЦИЯ ЭЛЕМЕНТОВ
ИНДИКАЦИИ
Системы и устройства отображения информации. В современных
радиотехнических системах широко используются различной
сложности системы отображения информации (СОИ), пред-
назначенные для первичной обработки результатов измерений,
указателей уровней сигналов, сигнализации работоспособности
РЭА, в системах управления и контроля. Цель СОИ — выдача
человеку-оператору информации в наглядном и удобном виде
для восприятия и оперативного принятия решения. Особенность
СОИ состоит во взаимосвязи схемотехнических и светотехниче-
ских параметров, а светотехнических — с диапазоном сенсорного
входа человека-оператора.
Проектирование СОИ — одно из звеньев разработки сложных
систем. Оно должно обеспечивать оптимальную эффективность
сложных систем путем лучшего сопряжения характеристик опе-
ратора и техники, усиления сенсорных интеллектуальных и ис-
полнительских функций оператора.
Система отображения информации — это комплекс функцио-
нально-законченной совокупности устройств отображения инфор-
мации (УОИ), а также алгоритмов обработки и подготовки ин-
формации, предназначенной для решения задач контроля и управ-
ления. В состав СОИ вместе с основным компонентом — УОИ
входят такие узлы, как устройства приема и преобразования ин-
формации, схемы управления, блоки хранения и перезаписи ин-
формации.
Устройства отображения информации — технические средства,
используемые для создания моделей управляемых или контро-
лируемых объектов. В состав УОИ входят элементы индикации
(индикаторные приборы со схемой управления) и средства ввода
информации, а также средства преобразования, хранения и обра-
ботки информации. Элемент индикации (ЭИ)—это конструктив-
но оформленный как единое целое преобразователь входного-
электрического сигнала в пространственное распределение ярко-
сти. В некоторых СОИ схемы управления размещены таким
образом, что являются неотъемлемой частью УОИ, а иногда вклю-
чаются и в состав элементов индикации.
Эффективность СОИ зависит от качества функционирования
УОИ и степени согласованности психофизиологических харак-
теристик оператора с характеристиками технических устройств.
Вопросам организации деятельности человека-оператора и со-
гласования с ней технических средств с каждым годом уделяется
все большее внимание [48].
272.
Рие. 8.1
В зависимости от сложности УОИ представляют собой либо?
одиночные ЭИ, либо их набор в виде информационных полей,
плоских экранов и т. д., содержащих элементы индикации опре-
деленного типа и устройства управления ими [53]. Различие-
условий работы и многообразие решаемых задач привели к со-
зданию большого числа ЭИ, отличающихся областью использо-
вания, принципом функционирования, видом источника инфор-
мации и степенью ее предварительной обработки, режимом и
условием работы. Поэтому в основе классификации элементов»
индикации УОИ лежит многообразие их физических принципов,
и областей применения. Они классифицируются по физическим»
процессам, способу воспроизведения, назначению и т. д. [47, 52],
а также по принципу светоотдачи. По этому принципу они раз-
деляются на активные и пассивные (рис. 8.1). Активные ЭИ
характеризуются генерацией фотонов, а пассивные — тем, что-
управляются излучением внешнего источника путем модуляции,
таких параметров, как отражение, поглощение, рассеяние или по-
ляризация. Эти два класса индикаторов с точки зрения эффек-
тивности преобразования света принципиально различны.
Активные элементы индикации. При конструировании РЭА ши-
роко используются такие активные ЭИ, как эдектронно-лучевые-
трубки (ЭЛТ), лампы накаливания, вакуумные люминесцентные
индикаторы (ВЛИ), светоизлучающие диоды (СИД), газораз-
рядные, волоконно-оптические и лазерные индикаторы. Широкое-
распространение в технике отображения информации получили
ЭЛТ. В настоящее время разработаны новые их типы, рабо-
тающие в качестве специальных индикаторов-дисплеев или экран-
ных пультов.
Появление микропроцессоров способствовало дальнейшему раз-
витию индикаторов на ЭЛТ. Сейчас создаются цветные ЭЛТ с
индексацией положения луча, в которых для модуляции луча
по фазе (цвету или цветовому тону) и амплитуде (насыщен-
ности цвета и яркости) в соответствии с его положением на
18—6459	273>
экране используется ЭВМ с высокостабильными преобразую-
щими схемами.
Наиболее известными из активных ЭИ являются также лампы
накаливания, предназначенные для работы в разнообразных
устройствах отображения информации. Разработаны и приме-
няются лампы накаливания различных видов: от сверхминиа-
тюрных с баллоном менее 1,5 мм и световым потоком свыше
350 лм до больших с баллоном 350 мм и световым потоком,
превышающим 25 000 лм.
Развитие микроэлектроники способствовало созданию полупро-
водниковых элементов индикации — светоизлучающих диодов.
Эти индикаторы представляют собой новый класс твердотель-
ных приборов, в которых электрическая энергия превращается
непосредственно в световую. По своим электрическим характе-
ристикам СИД совместимы с низковольтными транзисторами и
ИС. Их отличают малая масса и габариты, высокая надежность
и совместимость с микроэлектронной РЭА, где СИД исполь-
зуются в качестве индикаторов состояния микросхем и РЭА
для отображения знаковой информации.
Промышленностью освоен широкий спектр вакуумных люми-
несцентных индикаторов. Они применяются в микрокалькулято-
рах и микроЭВМ в качестве отсчетных устройств в РЭА. До-
стоинство ВЛИ — сопрягаемость с микроэлектроникой, технологи-
ческое совмещение на одной плате индикатора-со схемами управ-
ления, высокая яркость свечения и большая долговечность.
С помощью ВЛИ можно отобразить информацию в виде букв,
символов, получая практически любые размеры информационно-
го поля.
Достоинство газоразрядных элементов индикации — малое по-
требление энергии, высокая яркость и надежность, а также воз-
можность использования в плоскостных конструкциях СОИ. Эти
ЭИ являются самыми многочисленными и распространенными
среди активных элементов индикации. Перспективными являются
газоразрядные индикаторные панели (ГИП), которые начинают
конкурировать с ЭЛТ, так как имеют плоскую конструкцию, вы-
сокую яркость и стабильность изображения, а схемы управления
полностью построены на цифровой логике.
Широкое освоение оптического диапазона создало предпосыл-
ки для бурного развития волоконной оптики, основанной на ис-
пользовании световодных свойств стекловолокон. Достоинства
волоконной оптики — высокая светособирательная способность,
возможность изменения масштаба передаваемого изображения и
увеличения интенсивности светового потока.
Волоконная оптика, основанная на явлении внутреннего отра-
жения света в стеклянных нитях диаметром 5 ... 50 мкм, позво-
ляет создавать новые УОИ, принцип действия которых состоит
в следующем: оптическая система выполнена в виде отрезка
световода с хорошо отшлифованными торцами; освещается один
274
I
'конец световода лампочкой, а другой — выполняется в форме
цифры, буквы или знака.
Для отображения десятичных цифр применяются световоды
с цифрами от 0 до 9, укладываются знаковыми торцами и склеи-
ваются. Необходимая цифра отображается при включении на
соответствующем световоде лампочки.
Успехи в лазерной технике создали предпосылки для раз-
работки систем отображения информации с помощью лучей ла-
зера, которые с успехом заменили электронный луч. В УОИ на
лазерах используются следующие методы: визуальной лазерной
индикации, когда на экран направляется собственный свет ла-
зера; индикации с активным экраном, при котором луч лазера
применяется для управления световым излучением активного
материала экрана; лазерно-лучевого светового клапана, когда
луч лазера обеспечивает управление оптическими свойствами ма-
териала (например, коэффициентом пропускания или отражения),,
а отдельный источник обычного типа дает свет для проекции
на экран [51]. Достоинства УОИ на лазерах — отображение ин-
формации в реальном масштабе времени, возможность создания;
экранов любых размеров.
Пассивные элементы индикации. Пассивные элементы инди-
кации УОИ отличаются от активных (светоизлучающих) отсут-
ствием собственного излучения. Светоотдача при этом оцени-
вается чаще всего показателем контрастности, который опреде-
ляется как отношение максимального светового потока, попа-
дающего в глаз наблюдателя, к минимальному.
Среди пассивных ЭИ широко известны электромагнитные ин*
дикаторы, принцип работы которых основан на модулировании
внешнего рассеянного освещения, падающего на информационное-
табло. Основным элементом такого индикатора является по-
движной элемент-шторка, на одной стороне которой нанесено
светопоглощающее покрытие, на другой — светоотражающее. При
изменении вектора напряженности магнитного поля на 180°
шторка поворачивается в одну или другую сторону к внешнему
освещению, в результате наблюдается либо темное, либо светлое
пятно на фоне окружающего (нерабочего) промежутка [47].
Достоинство таких ЭИ — простота и ничтожно малое потребле-
ние энергии.
В последнее время широкое распространение находят жидко-
кристаллические индикаторы (ЖКИ), которые конкурируют во
многих случаях с активными светоизлучающими диодами.
К перспективной группе пассивных элементов индикации отно-
сятся электрохромные ячейки конденсаторного типа. Принцип
действия элементов такого типа основан на явлении окрашива-
ния (потемнения) тонких (0,3... 1,5 мкм) слоев электрохромного
вещества вследствие инжекции в него электронов из электродов
под влиянием электрического поля напряженностью до 10 В.
В качестве таких электроокрашиваемых веществ используют опре-
деленные структуры окислов металлов (WO2, TiO3 и др.).
18*	.	275-
Конструктивно электрохромный ЭИ представляет собой мно-
гослойную структуру, в которой электрохромный материал раз-
мещен между прозрачным электродом из напыленного на стек-
лянной подложке золота и изолирующей пленкой из окислов
кремния. Сверху этой пленки нанесен второй прозрачный элек-
трод, причем вся структура покрыта прозрачным защитным
слоем из окислов кремния. Электрохромные ячейки обладают эф-
фектом «памяти». Быстродействие их составляет десятки мили-
•секунд. Недостатки — малая долговечность и температурная не-
устойчивость [54].
Электрогальванопластические ЭИ представляют собой миниа-
тюрную электрическую герметизированную ванночку, в которой
при пропускании тока металл катода осаждается на прозрачном
аноде, вследствие чего ячейка темнеет и теряет окраску элек-
тролита. Скорость «перекраски» составляет доли секунды, но
сама ячейка обладает эффектом устойчивой памяти.
Принцип действия электрофоретических ЭИ основан на ми-
грации взвешенных в нерастворяющей окрашенной жидкости
мелкодисперсных частиц другого цвета, которые под влиянием
электрического поля в несколько вольт «прилипают» к одному
из электродов ячейки. В связи с невысокими эксплуатационными
характеристиками электрофоретические ЭИ пока применяют толь-
ко в мнемосхемах.
В данной главе остановимся на работе ЭИ, нашедших наи-
более широкое распространение при конструировании РЭА: ва-
куумно-люминесцентных, жидкокристаллических, газоразрядных и
полупроводниковых.
8.2.	ПСИХОФИЗИОЛОГИЧЕСКИЕ
ОСОБЕННОСТИ ЗРЕНИЯ
Особенности восприятия оператором зрительной информации.
При восприятии зрительной информации оператором происходит
формирование зрительной модели, отражающей свойства кон-
тролируемого или управляемого процесса. Формирование модели
базируется на таких процессах, как ощущение, восприятие, пред-
ставление и мышление. Поэтому при проектировании УОИ, а так-
же для оптимального их использования в РЭА необходимо знать '
психофизиологические характеристики человека-оператора, его >
возможности выполнять определенные функции, средства и спо- i
собы, обеспечивающие оптимальное взаимодействие человека и 
техники.	;
Вопросам организации деятельности человека-оператора и со- ,
тласования с ней технических средств с каждым годом уделяется 1
все большее внимание, так как количество отказов, аварий, про- 
стоев РЭА происходит именно по вине оператора.	
Резервы эффективности, связанные с совершенствованием I
техники, в настоящее время в значительной мере исчерпаны. В
Это говорит о том, что не следует ожидать резкого повышения 
276
•общей эффективности системы человек-машина за счет совер-
шенствования радиотехнических систем. Однако, повысить эффек-
тивность системы человек-машина можно организацией правиль-
ного взаимодействия между техникой и оператором. Даже
сравнительно небольшие рациональные решения в этом вопросе
могут оказаться значительно эффективнее, чем крупные техни-
ческие решения. Наибольшее число ошибок связано с опозна-
ванием и обнаружением сигналов, т. е. с приемом и переработ-
кой информации. Причины ошибок состоят в том, что совер-
шенствование технических решений идет быстрее, чем решение
вопросов по учету человеческих факторов [48]. Это, с одной
стороны, повышает надежность технических средств, а следова-
тельно, средств отображения информации, а с другой'—услож-
няет работу человека-оператора.
Таким образом, одним из способов повышения эффективности
технических систем можно считать исследование и проектиро-
вание деятельности оператора в системе контроля и управления
и связанных с ним вопросов исследования инженерно-психоло-
гической оптимизации СОИ, разработку основ теории эргоно-
мического проектирования средств контроля, а также создание
критериев оценки эффективности СОИ [51].
Если проанализировать деятельность оператора по оценке
информации от УОИ, то можно заметить, что оператор необхо-
димую информацию получает в закодированном виде. В этих
условиях прием информации осуществляется в виде двух про-
дессов: восприятия физических величин (контролируемых пара-
метров), выступающих в роли носителей информации, и деко-
дирования воспринятых сигналов и формирования на этой основе
«умственной картины» процесса контроля, которую называют
.«концептуальной моделью» [48].
Можно показать, что результативность анализа деятельности
•оператора проявляется в реализации инженерно-психологических
требований к способам индикации аварийных режимов. Для этого
необходимо изучить конкретное содержание действий оператора,
-его потребностей в информации и сформировать принципиальные
требования к аварийной индикации, а затем дать предложения
до выбору типа индикаторного элемента. При этом оптимизация
возможна в результате внедрения инженерно-психологических
рекомендаций: уточнения содержания надписи на табло, изме-
нения размещения сигнализатора, улучшения оформления лице-
вой части индикатора, изменения тока и частоты звукового сиг-
нала.
Недостатки УОИ, вызванные неоптимальностью их конструк-
ции, могут в некоторой степени преодолеваться большим навы-
ком оператора. Поэтому при использовании УОИ в РЭА необ-
ходимо установить связь между возможностями оператора и ра-
диоэлектронными средствами, в том числе и количественной
оценкой параметров элементов УОИ, исходя из конкретных све-
дений о поведении человека.
277
Г#,МН
Характеристики зрения. Зрение обладает наибольшей информационной емко-
стью и пропускной способностью по сравнению с другими органами чувств че-
ловека. Необходимо отметить, что анализаторы человека (глаза) функционируют
как единая система, а мозг производит оценку всех сигналов. Человек ощущает
цветовые сигналы в диапазоне волн 380 ... 760 мм, а наибольшая чувствитель-
ность глаз лежит в спектре 500 ... 600 нм.
Эффективность действия света на человеческий глаз (анализатор) характе-
ризуется относительной функцией видности V (отношение чувствительности,
в диапазоне 300 ... 700 нм к максимальной). Относительная функция видности
определяется Международной комиссией по освещенности (МКО) для дневного
зрения при угле наблюдения, равном 2 угл. град. (рис. 8.2). Диапазон чувстви-
тельности анализатора по яркости лежит в пределах 10~6 ... 10е кд/м2. Луч-
шими условиями для работы анализатора считаются яркости от нескольких де-
сятков до нескольких сотен кандел на квадратный метр.
Освещенность фона и яркостный контраст существенно влияют на работо-
способность оператора. Чем выше освещенность фона, тем выше вероятность
ошибочного считывания с индикатора. Одна из основных характеристик зре-
ния — разрешающая способность, которая, в свою очередь, является основной'
характеристикой более общего понятия остроты зрения.
Острота зрения определяется минимальным расстоянием между двумя точ-
ками, при котором их можно различать. Выделяют пять типов остроты зрения:
минимальное видение, минимальное восприятие, минимальное разделение,,
верньерная и стереоскопическая. Минимальное видение и минимальное восприя-
тие характеризуются минимальным размером, который должен иметь объект длж
того, чтобы быть видимым вообще. Надо отметить, что эти два типа остроты,
зрения зависят не только от яркости и контрастности ЭИ, но и от фона, на ко-
тором он смотрится. Сказанное можно подтвердить таким примером: звезда,
соответствующая углу зрения 0,056", может быть видна, тогда как темное пятно,
на фоне летнего неба видно лишь при диаметре 14", темная линия •— при угле
зрения 0,5". Зависимость остроты зрения га от яркости фона Вф при различных
уровнях контрастности в процентах показана на рис. 8.3. Здесь га — расстояние
между двумя черными линиями.
Минимальное видение составляет в среднем К На рис. 8.4 показана зави-
симость вероятности обнаружения зазора между двумя черными предметами от
угла зрения (угловой размер ЭИ) (3.
278
Верньерная острота зрения — это способность оператора устанавливать сов-
мещение стрелки с отметкой шкалы. Она колеблется в пределах 1 ... 2".
Стереоскопическая острота зрения — это способность глаз определить, ка-
кой из двух объектов находится ближе, и используется при оценке трехмерных
индикаторов. Параметры, связанные со стереоскопическим зрением, показаны на
рис. 8.5. На этом рисунке Ot, О2 — положения глаз; Л2 — положения двух
предметов; фь <р2 — углы разнесения предметов для левого и правого глаза.
Разность ф2—Ф1 является стереоскопической остротой зрения. Типичное значение
стереоскопической остроты зрения большинства наблюдателей—10". Пересчет
этого значения в величину воспринимаемой глубины при расстоянии наблюдения
45,7 см для двух пятен, разнесенных на 6,4 см, показывает, что наблюдатели
в среднем определяют относительную глубину с точностью большей, чем 1,5 мм.
К временным характеристикам анализатора относятся латентный (скрытый)
период зрительной реакции, критическая частота мельканий, время адаптации.
Латентный период зрительной реакции определяется промежуточным временем
-от момента подачи сигнала до момента возникновения ощущений. Критическая
частота мелькания — минимальная частота, при которой прерывистое изображе-
яие воспринимается как непрерывное. Критическая частота возрастает с увели-
чением яркости, углового размера и сложности конфигурации. Время адапта-
ции'— это время самонастройки в изменившихся условиях восприятия. Переход
от света к темноте во времени может составлять десятки, а от темноты к свету
-единицы минут.
Восприятие света характеризуется тремя специфическими способностями:
« светимостью или яркостью; оттенком — различным цветом (чистые цвета одно-
.значно зависят от длины волны); насыщенностью цвета — мерой интенсивности
цвета.
Любое цветовое ощущение можно воспроизвести определенной комбинацией
трех простых (монохроматических) компонентов цвета X, У и Z. Международной
комиссией по освещенности принят колориметрический стандарт, представляю-
щий трехмерную цветовую диаграмму. Использование этой диаграммы на прак-
тике затруднено, поэтому широкое распространение получил двухмерный график.
-Он получен с трехмерного с помощью соотношения Х-|-У-|-7= 1, т. е. достаточно
знать два цвета, например, X и У, чтобы получить цвет Z [50]. Таким образом,
трехмерную цветовую диаграмму можно представить в виде двухмерной проек-
ции на плоскость X0Y (рис. 8.6).
На этом графике геометрическое место спектрально чистых цветов представ-
лено подковообразной кривой, вдоль которой проставлены длины волн, соот-
279
У
Рис. 8.6
ветствующие определенному цвету. Белый цвет
расположен в центре цветового графика в точке
с координатами (0,33; 0,33). После нанесения ко-
ординат цветности источников света Х1; У! и Х2,
У2 на цветовой график (соответственно точки S]
и S2) можно определить численные значения цве-
товой тональности и насыщенности. Цветовая то-
нальность выражается через доминирующую дли-
ну волны. Так, для источника света Si — доми-
нирующая длина волны М, а для S2 — %2, которые
находятся на пересечении прямой линии, прохо-
дящей через точку W с геометрическим местом
спектрально чистых тонов.
Цветовая насыщенность выражается через
чистоту цвета. Чисто белый цвет (точка W) имеет
нулевую чистоту. Все остальные цвета имеют
100 % только на подковообразной кривой. Для заданной точки Si чистота цве-
та определяется отношением расстояния от точки W до точки Si к расстоянию
от точки W до точки пересечения с подковообразной кривой (Х?1, УЛ).
При заданном цвете индикатора его зрительное воздействие на глаза опре-
деляется совокупностью таких факторов, как размер ЭИ, яркость, контраст и
продолжительность воздействия света. Наряду с этими факторами имеют значе-
ние усталость, мускульное напряжение, режим сердца, адаптация оператора
и др. Поскольку число факторов велико, то решение задач, связанных со зри-
тельным воздействием, может давать хорошие результаты.
При конструировании УОИ обычно некоторые параметры .заранее известны.
Так, известны цвет и размер индикаторного элемента, которые определяются
исходя из эргономических требований. Поэтому разработчик имеет определен-
ную свободу выбора других параметров. Например, размеры индикаторного эле-
мента он может компенсировать яркостью, яркость — контрастностью или вре-
менем воздействия. Оптимальное соотношение параметров различно для каждой
конкретной задачи.
Основная цель разработки УОИ — добиться максимального визуального
действия на оператора при заданных входной мощности и размерах индикатора.
В связи с этим наиболее важным параметром является световая отдача по мощ-
ности, т. е. способность к преобразованию электрической энергии в световую.
При этом необходимо обеспечить желаемое воздействие света на человеческий
глаз, что достигается соответствующим учетом характеристик зрения.
8.3.	ХАРАКТЕРИСТИКИ ЭЛЕМЕНТОВ
ИНДИКАЦИИ
Эргономические характеристики. Эргономическими характери-
стиками в соответствии с ГОСТ 29.05.00—82 являются допусти-
мое расстояние наблюдения, высота элемента, угол обзора, внеш-
няя освещенность.
Допустимое расстояние наблюдения I и высота знака h свя-
заны с угловым размером ЭИ р (угол между прямыми, прове-
денными из крайних точек знака в глаз наблюдателя, рис. 8.7).
280

Л
Рис. 8.7
а, углпин.
I
При конструировании УОИ ис-
пользуют номограмму, позволяю-
щую по двум величинам, на-
пример, р, h определить третью I
(рис. 8.8). Поле ясного зрения
человека ограничено угловыми
размерами 16 ... 20° по горизон-
тали и 12 .. . 15° по вертикали.
Угловой размер и угол наблюдет
ЭИ излучение имеет направленн
различны. Для большинства
характер, максимум излуче-
ния совпадает с нормалью в плоскости излучения. Максималь-
ный угол наблюдения, при котором возможно считывание инфор-
мации, называется углом обзора а. Для различных ЭИ значе-
ние а находится в пределах примерно 20 . . . 70°.
Светотехнические характеристики. Реакция человеческого гла-
за на излучение зависит от энергетических параметров и спек-
трального состава излучения. Мощность излучения индикатора
(энергию) называют световым потоком Фо, измеряется она в лю-
менах (лм).
Сила света /0 (измеряется в канделях — кд) характеризует
пространственную плотность светового потока Фо в данном на-
правлении:
р: /о—t/Фо/da>,	(8.1)
:тде da — телесный угол (выражается в стерадианах — ср).
Яркость В — это величина, определяемая силой света 70, из-
лучаемого единицей поверхности светящегося тела So в задан-
ном направлении (измеряется в канделах на квадратный метр —
кд/ м2):
B = /o/So.
(8.2)
Примерные значения яркости некоторых источников света:
гночного безлунного неба 10’; экрана кинескопа 103; СИД —
4-Ю2; ясного неба днем 5-Ю3; нити лампы накаливания 5- Ю6;
•солнца 2-109.
Элементы индикации характеризуются коэффициентом кон-
трастности Кк, под которым понимают различие в яркости между
двумя соседними элементами изображения или отношение са-
мого светлого участка изображения Втах к яркости самого тем-
281
я
ного его участка Втт'.
Кк = Втах/Вт1п.	(8.3)
Эргономически оптимальным коэффициентом контрастности
считают значение, находящееся в пределах 0,65 ... 0,95.
Используется также понятие яркостного контраста, который
определяет соотношение яркостей элемента УОИ В и фона Вф.
Различают прямой и обратный контрасты. Темное изображение
на белом фоне характеризуется коэффициентом прямого яркост-
ного контраста
Кпр=(Вф-5)/5ф.	(8.4)
Светлое изображение на темном фоне характеризуется коэф-
фициентом обратного яркостного контраста
Кобр= (В—Вф) /В.	(8.5)
Большое значение имеет понятие дифференциального порога
чувствительности по яркости зрительного анализатора, который
соответствует минимальному раздражению, ощущаемому чело-
веком. Диапазон воспринимаемых человеческим глазом яркостей
лежит в пределах от 6,7-107 (порог чувствительности) до
22,5-104 кд/,м2 (абсолютно слепящее свечение).
Сила света, яркость и световой поток характеризуют актив-
ные индикаторные элементы. Пассивные индикаторные элементы
характеризуются освещенностью.	(
Освещенность Е (измеряется в люксах — лк) характеризует-
ся световым потоком Фо, падающим на единицу площади:
Д=ф0/5.	(8.6)
Примерные значения освещенности (лк): земной поверхности
(безлунная ночь) 3-1()"4; при луне 0,2; при ярком солнце 105;
помещения 100; киноэкрана 200. Минимальная освещенность для.
чтения составляет 20 лк. Глаз способен адаптироваться к изме-
нениям уровня освещенности на семь порядков. За счет изменения
размера зрачка возможна адаптация к уровню освещенности при-
близительно 20 : 1.
Отраженная от объекта часть светового потока характери-
зуется коэффициентом отражения
ротр== Фотр/Фо,	(8.7)
где Фотр — отраженная часть светового потока. Примерные коэф-
фициенты отражения для некоторых поверхностей: снег 0,99;.
белая бумага 0,8; бетон 0,2; черный бархат 0,01.
Одной из важнейших характеристик ЭИ является светоотдача.
т]с (измеряется в люменах на Ватт — лм/Вт)
т]с—nBS/Рэ,	(8.8)
где В — яркость свечения индикатора; S— излучающая поверх-
ность; Рэ — затрачиваемая мощность.
282
Существенную роль играет эффективность индикатора, кото-
рая определяется как отношение излучаемой световой мощности
к полным затратам мощности на формирование изображения:
G = nBS/Pn0JI.	(8.9)
Необходимость введения этого параметра связана с больши-
ми дополнительными затратами на возбуждение и управление,
учет которых приводит к многократному увеличению реальных
затрат мощности и в значительной степени меняет энергетиче-
скую оценку индикатора. Так, для некоторых ЭИ соотношение
между эффективностью и светоотдачей различается в десятки
раз.
8.4.	ВАКУУМНЫЕ ЛЮМИНЕСЦЕНТНЫЕ
ИНДИКАТОРНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
Достоинство вакуумных люминесцентных индикаторов
(ВЛИ)—высокое значение яркости и контраста при широких
углах обзора. В основу их работы положен эффект люминес-
ценции — излучения, возникающего под действием каких-либо ис-
точников энергии [55]. Вакуумная или катодолюминесценция ши-
роко применяется в таких ЭИ, как осциллографические трубки,
кинескопы и т. п. В зависимости от энергии, приобретаемой
электронами при прохождении вакуумного промежутка и затем
передаваемой кристаллофосфору, катодолюминесценция делится
;iia высоковольтную (порядка 10 кэВ) и низковольтную (10 ...
... 100 эВ).
Работа катодолюминесцентных индикаторов основана на эф-
фекте низковольтной катодолюминесценции (способности неко-
торых кристаллофосфоров светиться при бомбардировке их элек-
тронами с энергией в несколько электроновольт). Проявляется
эффект в экстремальных условиях, когда энергия возбуждаю-
щих электронов мала и сопоставима с энергией квантов люминес-
ценции, а средняя плотность потока электронов, попадающих
:на экран, на несколько порядков больше, чем в электронно-луче-
вых высоковольтных приборах.
При низковольтной катодолюминесценции глубина проникно-
вения возбуждающих электронов в кристаллофосфорах сущест-
венно меньше толщины люминесценции и зависит от дефектов
структуры, загрязнения, вида поверхностных соединений, которые
в значительной степени влияют на характер люминесценции.
Люминесценция характеризуется энергетическим выходом г] —
«отношением энергетической мощности люминесцентного излуче-
ния Г,„л, возникающего в кристалле, к мощности, передаваемой
.кристаллу электронным потоком Жл:
Т]— 1Уизл/Й^эл.	(8.10)
У лучших кристаллофосфоров значение ц приближается к 0,3
155]. Этот коэффициент измерить сложно, поэтому на практике
283
Таблица 8.1
Цвет свечения люмино Ьора	Энергия кван- тового излу- чения, эВ	Напряжение на экране, В	Яркость све- чения, кд/м2	€ветОотдача, кд/м2-Вт	Условная кванто- вая эффективность ХЮ'2 квант/элект»
Голубой	2,68	25	200	0,19	9
Зеленый	2,45	20	1200	1,65	15
Желтый	2,1	25	400	0,38	3
Красный	1,94	25	250	0,25	9
пользуются однозначно вычисляемой величиной — эффективностью»
катодолюминесценции:
т]эфф==^ /ju,	(8.1
где j — плотность тока луча, попадающего на экран индикато-
ра; и — приложенное к экрану напряжение; L — излучение с еди-
ницы поверхности. Расчет эффективности люминесценции для
ряда катодолюминофоров приведен в табл. 8.1. Условная кван-
товая эффективность, указанная в таблице, — это число квантов.-
света, излучаемых экраном, в пересчете на один бомбардирую-
щий электрон.
Условия возбуждения люминесценции и конструкция прибо-
ров тесно связаны между собой. В высоковольтных приборах,,
в которых используется сканирование луча, зерна 'люминесцент-
ного экрана фактически работают в импульсном режиме с ги-
гантской скважностью. При бомбардировке электронами экрана
с энергией менее 50 ... 100 эВ подавляющее большинство кри-
сталлических веществ имеет коэффициент вторичной эмиссии
менее 1. Следовательно, в отличие от высоковольтных приборов
электрическая цепь в низковольтных индикаторах может замк-
нуться только из-за электропроводности экрана. Требование хо-
рошей электропроводности экрана усиливается тем, что малый
условный квантовый выход люминесценции должен также ком-
пенсироваться повышенной средней плотностью тока на экран —
несколько миллиампер на квадратный сантиметр.
Конструктивно ВЛИ представляют собой вакуумный прибор,,
имеющий два или три электрода. Наиболее распространенной
является триодная конструкция индикаторов, состоящая из катода-
прямого накала, сетки и нескольких анодов, покрытых низко-
вольтным люминофором и расположенных в одной плоскости..
Элементы конструкции одноразрядного цилиндрического индика-
тора приведены на рис. 8.9. На керамической или стеклянной
плате 1 расположены сегменты — аноды 3, покрытые люмино-
фором. Каждый из анодов имеет отдельный вывод 6. Кроме-
этого индикатор имеет оксидный катод прямого накала 2, управ-
ляющую сетку 5, вакуумный стеклянный баллон 4. Аноды, на-
зываемые сегментами, могут быть различной длины и формы,,
выполняться в виде круглых цветовых полей и мнемосхемы.
284
Рис. 8.9
В цифровых и цифро-буквенных одноразрядных индикаторах
для улучшения формы сегментов перед анодами размещается
металлическая сетка (маска), в которой имеются специальные
отверстия необходимой формы.
Многоразрядные ВЛИ изготавливаются по триодной схеме,,
благодаря использованию технологии фотолитографии, обеспе-
чивающей равномерное нанесение люминофора, что позволяет'
обеспечить достаточно большой угол обзора индикаторов. При
подаче напряжения накала на катод электроны под воздействием'
полей сетки и анодов устремляются по различным траекториям
на аноды, покрытые слоем люминофора. Коммутируя тем или
иным способом напряжение анодов-элементов (20 ... 27 В), можно'
обеспечить отображение требуемой информации.
Питание цепей индикаторов рекомендуется осуществлять пе-
ременным током синусоидальной или прямоугольной формы от
обмотки трансформатора со средней точкой (рис. 8.10,а), являю-
щейся одновременно общей точкой вывода катода. Допускается
питание катода от трансформатора без средней точки, которая
в этом случае может быть создана делителем напряжения
(рис. 8.10,6). При этом следует учитывать, что падение напря-
жения на резисторах делителя от суммарного тока анодов и
сетки уменьшает напряжение между катодом и анодом, что’
может привести к снижению яркости или необходимости повы-
шения анодного напряжения. Цепь накала может питаться и‘
от источника постоянного тока (рис. 8.10,б). При этом рекомен-
дуется в качестве общей точки выбирать вывод катода, соеди-
ненный с отрицательным полюсом источника питания. Питание-
анодных и сеточных цепей может осуществляться от источника
285-
Рис. 8.10
постоянного или импульсного напряжения с частотой не ниже
40 Гц.
Вакуумно-люминесцентные индикаторы работают в статиче-
ском (одноразрядные) и динамическом (одноразрядные и , много-
разрядные) режимах. Одноразрядные ВЛИ предназначены для
отображения информации в виде отдельных букв, цифр и сим-
волов. Выпускаются ВЛИ повышенной надежности, различных
цветов свечения, имеются экспериментальные образцы много-
цветовых индикаторов. Для управления ими выпускаются пре-
образователи двоично-десятичного кода в позиционный код ин-
дикатора на основе МОП ИС.
Многоразрядные индикаторы, предназначенные для отображе-
ния информации в виде многоразрядных чисел и десятичных 
дробей, выполняются часто в одном баллоне с необходимым чис-
лом параллельно включенных триодов с общим катодом и раз-
дельными сетками (иногда общими). При этом индикаторы ци-
линдрической формы позволяют наиболее эффективно исполь-
зовать габаритные размеры по отношению к информационному
полю.
Важным элементом ВЛИ является люминофор, выполненный
для низковольтной катодолюминесценции на основе соединений
типа ZnO, SnO2, In2O3. В последнее время широкое применение
находят композиции типа: ZnSCu, Al + In2O3 (зеленое свечение);
ZnSAu, А1+В120з (желтое свечение); ZnSCl-}-ZnO (голубое све-
чение).
Экран ВЛИ покрывают слоем порошкового кристаллофос-
фора (10 ... 50 мкм) на токопроводящую подложку. Зацепле- (
ние зерен люминофора выполняется путем рационального ис-
пользования адгезии порошка к твердым поверхностям. Основное Л
требование к индикаторам — это увеличение яркости. Оно может т
быть обеспечено только в режиме непрерывной бомбардировки
при низкой скважности (не более 100). В отличие от экранов i)
ЭЛТ, где люминофор наносится ровным слоем на всю поверх- ;!
ность экрана, в ВЛИ экран разбивается на отдельные элементы, 1
поверхность которых бомбардируется расфокусированным пото- 1
ком электронов. Требуемое изображение формируется при под- (
ключении соответствующей комбинации элементов.	'
286	!
Экраны конструируются на отражение и на просвет. В экра-
нах на отражение свечение наблюдается с той стороны, которая
бомбардируется электронами. Токопроводящая подложка может
быть непрозрачной (металлической или графитовой). В экранах
на просвет токопроводящая пленка выполняется из окислов;
олова или индия, а наблюдение ведется со стороны стеклянной
подложки. Яркость свечения при этом в 2—3 раза меньше, чем
в экранах на отражение. Применение ВЛИ со светофильтрами
еще больше расширяет области считывания информации.
Вакуумные катодолюминесцентные элементы индикации обла-
дают хорошей яркостью (несколько сотен кандел на квадратный:
метр), долговечностью (до 2000 ч и более), небольшим энер-
гопотреблением (5 ... 200 мВт/знак), устойчивостью к меха-
ническим и климатическим воздействиям, возможностью управ-
ления по нескольким путям и имеют небольшую стоимость.
Разработаны цифровые многоразрядные дискретно-аналоговые и
цифро-аналоговые шкалы, а также матричные индикаторы.
Долговечность ВЛИ определяется работоспособностью люми-
нофора и долговечностью оксидного катода. Старение люминофо-
ра, нанесенного на экран индикатора, происходит из-за деструк-
ции самого кристаллофосфора и отложения на поверхности зе-
рен люминофора посторонних веществ, осаждаемых с других
деталей ВЛИ (остаточных жировых загрязнений, напыления с
оксидного катода). Во многом эффективность свечения экрана
зависит от тока бомбардирующих электронов. Зависимость ярко-
сти от потока электронов N выразится следующей формулой:
B = Bol(l+cN),	(8.12)
где Во — начальная яркость; с — постоянная величина для дан-
ного кристаллофосфора.
В начале работы ВЛИ наблюдается спад яркости, затем сле-
дует этап стабильной эффективности (десятки тысяч часов). Наи-
большую яркость обеспечивает индикатор на основе ZnOIn. Важ-
ным показателем ВЛИ является его теплопроводность, которая
зависит от структуры люминесцентного порошка. В рыхлых
слоях она ниже в сотни раз, чем в кристаллах. Люминесцентные
экраны рассеивают мощность около 0,1 Вт/см2, что может при-
вести к перегреву верхнего слоя люминофора и к разрушению
кристаллофосфора. Поэтому при формировании люминесцент-
ного покрытия наилучшими являются метод электрофоретического
нанесения из органических суспензий порошка кристаллофосфора
и метод трафаретной печати.
Промышленностью выпускается более 50 типов ВЛИ, близких
по конструктивному оформлению и функциональным воз-
можностям, но с отличающимися габаритами, числом разрядов,
цветом свечения и т. д. По определяющим признакам ВЛИ
объединены в параметрические ряды: одноразрядные, многораз-
рядные, аналоговые (шкальные), матричные, мнемонические.
Основные характеристики одноразрядных ВЛИ приведены в [56].
287'
8.5.	ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ИНДИКАЦИИ
Принцип работы. Широкому распространению газоразрядных
элементов способствует малая потребляемая мощность и воз-
можность получения четкого и яркого изображения при высоком
уровне внешнего освещения, возможность создания индикаторов
сравнительно больших размеров. В элементах индикации такого
типа используется излучение газового разряда, которое создается
в результате прохождения электрического тока через газ в замкну-
том объеме.
Различают три вида газового разряда: темный (/<10 й А),
тлеющий (/—10 ® ... 10’ А) и дуговой (/>10-1 А). Во всех
газоразрядных индикаторах используют режим тлеющего раз-
ряда с холодным катодом при давлении газа в замкнутом объ-
еме порядка нескольких сотен паскалей при напряжении 100 . . .
... . 200 В в зависимости от расстояния между электродами, ма-
териала катода и рода газа.
Принцип работы газоразрядных элементов основан на воз-
буждении атомов газа, которые ионизируются электронами при
движении с катода на анод. Интенсивное излучение происходит
при переходе возбуждаемых атомов в нормальное состояние
и не на всем промежутке катод — анод газоразрядного элемента,
а только на отдельных его участках. Эти светящиеся области
чередуются с областями, в которых свечение либо вообще отсут-
ствует, либо очень слабое. Как видно из рис. 8.11, в газораз-
рядной ячейке имеются две явно выраженные области свечения ~
отрицательного столба свечения 2 и положительного столба све-
чения <3. Возле катода 1 расположена область отрицательного
разряда, и она имеет конфигурацию, близкую к форме катода.
В области положительного столба свечения пространственный
заряд мал и потенциал практически постоянен, что создает
условия для образования в нем нейтральной плазмы. Форма
положительного столба свечения не повторяет форму анода 4 и
имеет большие диаметр и высоту при соответствующих размерах
тазовой ячейки. Если анод сдвинут в область 5 (так называе-
мого фарадеевого темного пространства), то свечение положи-
тельного столба может быть исключено. Для увеличения яркости
положительного столба в индикаторе его ограничивают метал-
лической или диэлектрической стенкой.
Яркость индикатора зависит
также от вида газа-наполнителя.
Наибольшую яркость создает не-
он, затем в порядке убывания
яркости идут гелий, криптон, ар-
гон, ксенон. Яркость свечения
отрицательного разряда линейно
растет с увеличением давления
и тока.
288
Световой поток ячейки пропорционален току в ячейке и огра-
ничивается режимом перехода к дуговому разряду и мощностью,
рассеиваемой на аноде. Увеличение тока уменьшает срок работы
газоразрядной ячейки. Повысить эффективность излучения можно
также введением в состав газовой смеси паров ртути, повышени-
ем температуры ячейки и использованием фотолюминофоров. Все
эти мероприятия позволяют достичь высокой яркости газоразряд-
ных элементов (100 ... 200 кд/м2) при высоком быстродействии.
Преобразование электрической энергии управляющих сигналов
в световую в газоразрядных элементах происходит при возбужде-
нии атомов газа электронным ударом и их последующим гашени-
ем. Для адресации информации используют различные способы
управления зажиганием или сдвигом разряда.
Конструктивно большинство газоразрядных индикаторов пред-
ставляет собой стеклянный баллон цилиндрической, сферической
или иной формы с герметически впаянными электродами, между
которыми происходит разряд. Внутреннее пространство заполнено
чистым инертным газом либо смесью инертных газов, иногда
с примесью небольшого количества металла, например ртути,
в парах которого происходит разряд.
По принципу действия и конструкции газоразрядные элементы
УОИ делятся на три группы: знаковые, индикаторные тиратроны
и газоразрядные индикаторные панели. Практически все типы
газоразрядных индикаторов представляют собой комбинацию
диодных промежутков. Ток в диоде ограничивается резистивной
нагрузкой
/=(Па-Ппод)/Дн,	(8.13)
где 17 а— напряжение источника питания; 'Un0Jl — напряжение под-
держания разряда, причем U^UB, где UB — напряжение возник-
новения разряда.
Широко распространены газоразрядные элементы УОИ, у ко-
торых катоды выполнены в виде цифр, расположенных одна под
другой. При подаче между анодом и одним из катодов напряже-
ния, превышающего напряжение зажигания, возникает тлеющий
разряд, охватывающий всю поверхность катода, в результате ото-
бражается соответствующая цифра. Цвет отображаемых цифр —
оранжево-красный.
Число знаков в одной лампе может достичь 12. Сформирован-
ный таким образом знак становится видимым на значительном
расстоянии. Например, при использовании ламп диаметром
15 ... 25 мм знаки четко видны на расстоянии до 3 м. Катоды вы-
полнены из нихромовых проволочек, изогнутых по профилю цифр.
Такие элементы (ИН-15А, ИН-18, ИН-19А) работают при напря-
жении зажигания порядка 170 В, рабочем токе 2 ... 6 мА. Инди-
кация может быть как на торце баллона (ИН-15А), так и на боку
(ИН-18, ИН-19А). Угол наблюдения составляет ±30°. Долговеч-
ность газоразрядных элементов УОИ свыше 5000 ч, а работают
они при температуре окружающего воздуха —60 ... +70°С.
19—6459	289
Подробные характеристики газоразрядных элементов приведены
в [56].
На базе газоразрядных индикаторов разработана и широко
используется серия малогабаритных индикаторов типа Ф207. Кон-
структивно эти индикаторы представляют функциональные
устройства, позволяющие, комплектовать многоразрядные счетчики
импульсов с памятью и индикацией, регистры памяти и узлы ин-
дикации. В них используются ИС типов 2ТК171 (универсальный
триггер), 2ТР171 (триггер с раздельным входом), 2Н1171 (тран-
зисторные сборки), 2ЛП173 (диодные сборки).
Когда нет необходимости в точных цифровых данных и имеют
дело с непрерывными показаниями (например, уровнем громко-
сти, усилением, стереобалансом и т. д.), то удобными являются
линейные газоразрядные индикаторы, информация па которых
представляется в виде изменяющегося числа светящихся точек
относительно начала шкалы (ИН-13). Внешний вид и габариты,
индикатора ИН-26 приведены на рис. 8.12.
Газоразрядные индикаторные панели (ГИП). Использование
свойств газоразрядных приборов, а также внедрение технологии
изготовления ИС позволило создать новый класс функциональных
приборов — газоразрядные плазменные индикаторные панели. Они
состоят из газоразрядных элементов, способных накапливать и
выдавать информацию. Основным механизмом работы плазменных
панелей является люминесценция, создаваемая в тлеющем разря-
де столкновениями возбужденных полем ионов. В настоящее вре-
мя разработано три основных вида ГИП: постоянного тока с внеш-
ней адресацией; постоянного тока с самосканированием; перемен-
ного тока. Газоразрядная индикаторная панель представляет собой
совокупность единичных газоразрядных ячеек (рис. 8.13), имею-
щих общую стеклянную пластину 3 с отверстиями 2, образующи-
ми рабочие ячейки, и системы взаимно ортогональных электродов.
Рис. 8.12
290
«НИНИН»
< НС У-€ НС НС Н«>
•С НС НС НС НС НС >
<НННННт
Рис. 8.14
1
Рис. 8.13
1, 4, размещенных на обкладочных
пластинах 5, 6. Совмещение элемен-
тов конструкции производят таким
образом, чтобы на осях отверстий 2
пластины 3 лежали проекции пере-
крытий соответствующих взаимоор-
тогональных катодных и анодных электродов на плоскость
каждой из обкладочных пластин 5, 6. В результате тако-
го совмещения каждое перфорированное отверстие и приле-
гающие к нему участки катодных и анодных электродов образуют
диодную ячейку. Панель загерметизирована специальным гермети-
ком, и внутренняя ее полость заполнена инертным газом, пред-
ставляющим собой неоновую смесь с давлением порядка
(19 ... 39) • 103 Па. При подаче напряжения на выбранные взаимно
ортогональные электроды в соответствующей ячейке, находящейся
на их перекрытии, возникает тлеющий разряд. Образующееся при
этом свечение достигает яркости около 100 кд/м2. При заданном
газовом наполнении яркость свечения ГИП зависит от среднего
значения тока тлеющего разряда. Количество рабочих ячеек опре-
деляется произведением числа взаимных ортогональных электро-
дов и может достигать десятка и сотен тысяч, определяющих их
информационную емкость и разрешающую способность.
Почти во всех ГИП используется слаботочный тлеющий раз-
ряд, характеризующийся большой яркостью светоизлучения и
относительно высокой эффективностью преобразования электри-
ческой энергии в световую. Газовая смесь по своему составу
и давлению для различных ГИП выбирается с учетом обеспече-
ния следующих параметров: заданной яркости, минимально воз-
можного напряжения питания, скорости распыления катода. За-
поминание в ГИП обеспечивается использованием стабилизи-
рующих резисторов R$, включенных последовательно с каждой
ячейкой (рис. 8.14).
В едином конструктивном объеме каждая ячейка между ано-
дом и катодом имеет газоразрядный промежуток, которым при
ПЭ*
291
подаче соответствующего напряжения возбуждается тлеющий
разряд. В отличие от ГИП переменного тока в ГИП постоянного-
тока электроды находятся в непосредственном контакте с га-
зовой средой разрядного промежутка. Индикаторные ячейки ГИП
сосредоточены в одной плоскости между двумя обкладками-пла-
стинами, каждый столбец ГИП имеет общий катодный электрод,
а каждая строчка — анодный электрод. Ячейки подключают к
источнику питания Ес„ через балластный резистор 7?0, установ-
ленный по одной из координат в цепи анода (рис. 8.14). Питание
ячеек производится от общего источника £см, а управление ра-
ботой ячеек — импульсами сканирования Uc, U^,. В результате
одна ячейка каждой строчки ГИП приобретает свойства запо-
минания ионизированного (информационного) состояния. Таким
образом, информационные сигналы могут подаваться по всем
строкам одновременно. Адресация ячеек по столбцам осущест-
вляется импульсами сканирования. При одновременной подаче
напряжения на все катоды пробой произойдет в некоторой наи-
более высоковольтной ячейке. В результате возникновения раз-
ряда в этой ячейке напряжение перераспределится между бал-
ластным резистором Ro и внутренним сопротивлением ячейки
и станет недостаточным для пробоя остальных ячеек.
Чтобы избежать этого явления, подача напряжения на вхо-
ды фиксируется во времени и производится последовательно в
соответствии с кодом. Таким образом, ячейка находится либо
в импульсном, либо в стационарном режиме. По окончании пе-
реходного процесса на стадии пробоя разрядного промежутка
через ячейку протекает импульс тока, при котором плазменные
явления в ячейке соответствуют процессам, происходящим в ста-
ционарном газовом разряде постоянного тока.
Прохождение тока сопровождается излучением газового раз-
ряда, который наблюдается оператором. Ячейка ГИП является
импульсным источником света. Глаз воспринимает среднее зна-
чение яркости ячейки. Во всех ГИП используется тлеющий раз-
ряд холодного катода при средних давлениях, равных десяткам
и сотням гектопаскалей. Все ГИП заполняются смесью инертных
газов.
Различают ГИП постоянного тока с внутренней памятью и
внешним сканированием, переменного тока без памяти и с па-
Рис. 8.15
292
I
Рис .8.16
мятью. Конструкцию ГИП постоянного тока можно рассмотреть
на примере ГИПП-10 000 (схема в разрезе показана на рис. 8.15).
Панель имеет две взаимно ортогональные системы анодных 6 и
катодных 8 электродов, разделенных друг от друга диэлектри-
ческой матричной решеткой 7, оси отверстий которой совпадают
с перекрестками электродов. Катодные и анодные электроды
размещены в пазах верхней 5 и нижней 2 стеклянных пластин.
Такое размещение позволяет исключить разряды между сосед-
ними катодами. Диаметр ячейки 0,6 мм, шаг 1 мм. Панель
помещена в корпус 4, на обратной стороне ее закреплена печат-
ная плата 1, где размещены выводы анодов 10 и катодов 3, так-
же выведен штангель 9.
В обозначении ГИП вводится информационная емкость ячеек.
Например, в ГИПП-10 000 информационная емкость 100X100 яче-
ек, в ГИП-256-64— 64X256 ячеек. Диаметр ячейки 0,4 ...
... 0,6 мм, шаг ячейки на панели 0,8 .. . 1 мм. Площадь инди-
кации зависит от типа ГИП и определяется числом ячеек.
Например, для ГИПП-10 000 она составляет 100X^00 мм, а для
ГИП-256-64 равна 50,8X204 мм. Необходимо отметить, что отно-
шение площади индикации к площади лицевой части ГИП со-
ставляет 0,3 ... 0,5. Минимальный угол обзора ГИП состав-
ляет 90°.
Газоразрядные индикаторные панели не могут запоминать
информацию без внешнего запоминающего устройства. Запоми-
нание информации по всему полю проще всего осуществляется
в ГИП переменного тока (рис. 8.16), где роль развязывающего
элемента выполняет не резистор, а разделительная емкость
диэлектрического слоя, отделяющего электроды от газового про-
межутка. Панель состоит из двух толстых стеклянных пла-
стин 1, 4, с внутренней стороны которых расположена система
взаимно перпендикулярных металлических электродов 2, 5, по-
крытых изолирующим слоем диэлектрика 3, 6, защищенного
окисной пленкой от действия газового разряда. Необходимый
для создания разряда зазор 7 между пластинами фиксируется
293
Рис. 8.17
с помощью прокладок 8 и заполняется газовой смесью до дав-
ления, близкого к атмосферному. Герметизация панели осущест-
вляется по периферии с помощью стеклоцемента. Диэлектрик
(3, 6), отделяющий электроды от газового объема, образует раз-
делительную емкость, которая в 2—3 раза больше емкости га-
зового разрядного промежутка. Поэтому напряжение, подводимое
в предразрядный период непосредственно к разрядному проме-
жутку, составляет основную часть напряжения источника пи-
тания.
Рассмотрим принцип работы ГИП переменного тока на базе
одной газоразрядной ячейки (рис. 8.17,а). В момент времени Ф
(рис. 8.17,6) к ячейке прикладывается разность потенциалов,
равная напряжению зажигания [7заж (напряжение ионизации
газа). Вследствие ионизации газа происходит движение элек-
тронов к аноду, а ионов к катоду. Этот первый разряд создает
первую вспышку неонового свечения и напряжение, противо-
положное внешнему напряжению, гасящего разряд. В момент
времени ф полярность внешнего напряжения изменяется, а его
значение уменьшается до [7ПОд — поддерживающего напряжения
ячейки. Поскольку полярность приложенного напряжения изме-
нилась, теперь его направление совпадает с направлением на-
пряжения на диэлектрических слоях, образованных при первом
зажигании. Сумма двух этих напряжений превышает напряже-
ние зажигания разряда и происходит второй разряд, который
создает новый световой импульс и противоположно направленные
заряды на диэлектрических слоях.
В момент времени ф полярность снова меняется, инициируя
третий разряд, вызывающий третью вспышку и противополож-
ное напряжение на диэлектрических слоях. В итоге для зажи-
гания первого разряда необходима большая разность потенциа-
лов (73аж- Далее для генерации световых импульсов и зарядов,
накапливаемых на диэлектрических слоях при каждой смене
полярности, используется поддерживающее напряжение перемен-
ной полярности и меньшей амплитуды. Таким образом, ячейка
294
оказывается включенной или «записанной», и она поддерживает-
ся в этом включенном состоянии. Типичные значения [7заж и
[7Под составляют 150 и 90 В соответственно.
Поддерживающее напряжение не может обеспечить зажига-
ния без помощи напряжения на диэлектрических слоях. Таким
; образом, для режима стирания требуется малое напряжение,,
которое не может создать напряжение на диэлектрических слоях,
достаточное для последующих зажиганий разряда. Уменьшение
напряжения на диэлектрических слоях до нуля обычно дости-
< гается небольшим изменением амплитуды приложенного пере-
' менного напряжения.
Газообразный неон дает излучение видимого диапазона. Яр-
1 кость ячейки задается импульсами света, усредненными во вре-
/ мени. Максимальная яркость световых импульсов, их изменение
* во времени и пространстве и частота следования определяют
1 яркость элемента.
Конструктивно индикаторная панель собирается из двух не-
зависимо изготавливаемых подложек, образующих камеру для
j газа. Затем панель через трубку заполняется соответствующей
I газовой смесью и герметизируется. Подложкой служит стекло
толщиной 3 ... 6 мм. Проводники получают нанесением тонких
или толстых пленок через трафареты или в виде сплошных слоев.
Диэлектрическая пленка создает емкостную связь между
проводниками и газом в камере. Емкость влияет на максималь-
ный ток (яркость) элемента и на амплитуду напряжений, не-
обходимых для работы элемента. Эти характеристики влияют
. также и на распространение взаимодействия поля на соседние
элементы. Таким образом, диапазоны толщины и диэлектриче-
ских постоянных этого слоя важны для оптимизации плазменной
панели.
Рабочее напряжение и стабильность характеристик ГИП
сильно зависят от взаимодействия диэлектрических пленок с ra-
il зом. В качестве материалов пленок используются окислы, на-
?! носимые сверху диэлектрического слоя методом напыления.
На временную стабильность рабочего напряжения влияет из-
менение рабочего напряжения ячейки в зависимости от того,
была ли она включенной или выключенной. Разница между
включенной и невключенной ячейками связана с природой за-
грязнения тугоплавких материалов окислов, поскольку эти ма-
териалы склонны к образованию гидратов окислов или гидроксиль-
ных групп на поверхности. Напряжение зажигания для данного:
типа газа или смеси зависит от зазора между электродами /г
и давления газа р. На рис. 8.18 показана зависимость напря-
жения зажигания 17заж от произведения ph. Из рисунка видно,
что существует оптимальное значение ph, при котором (7заж ми-
нимально.
Для сохранения постоянства рабочего напряжения поверх-
ность материала диэлектрического покрытия должна оставаться
стабильной при возбуждении газа, следовательно, она должна
295

быть устойчивой к распылению. Распыление материала диэлек-
трического покрытия характеризуется коэффициентом вторичной
эмиссии материала диэлектрического покрытия у. Коэффициент
у зависит также и от отношения приложенного напряжения
к давлению газа Us^i/p- Эта зависимость иллюстрируется
рис. 8.19.
При использовании тонкопленочных покрытий необходимо
знать условия, при которых может происходить удаление по-
верхностного слоя вследствие распыления, вызывающего сдвиг
напряжения, если нижний слой существенно отличается от зна-
чения у.
Современные ГИП переменного тока с высокой разрешаю-
щей способностью представляют панель из 512X512 линеек
с разрешением 2 лин/мм. Толщина диэлектриков 40 мкм, ширина
проводников 85 мкм, зазор в камере 100 мкм, в качестве на-
полнителя используется смесь неон-ксенона. В эксперименталь-
ном порядке разработаны многоцветные ГИП переменного тока
с количеством ячеек 128X128 и разрешением 2,4 лин/мм. Однако
сложность применения таких панелей состоит в трудности плав-
ного изменения яркости свечения.
Важным параметром в работе ГИП является его стабиль-
ность. Основным фактором, определяющим срок жизни ГИП,
является скорость распыления материала катода. Распыление
происходит под действием ионной бомбардировки, что приводит
к напылению материала на рабочие электроды, появлению про-
водящих мостиков, затемнению баллона материалом катода и
снижению яркости. Действие этих факторов увеличивается при
увеличении давления. Значительное повышение срока службы
достигается введением в ячейку ртути или уменьшением ра-
бочего тока (снижением яркости).
8.6.	ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
ИНДИКАЦИИ
На смену газоразрядным и вакуумным элементам индика-
ции уверенно приходят твердотельные источники спонтанного
излучения — полупроводниковые индикаторы. Возможность полу-
чения яркого и чистого свечения, малая мощность потребления,
длительный срок службы, небольшие габариты, надежность,
экономичность, безопасность и простота в обращении, естест-
296
венная совместимость электрических параметров с параметрами
ИС открывают перед этими индикаторами широкие перспективы.
Области применения твердотельных индикаторов все более рас-
ширяются. Наряду с использованием индикаторов в электрон-
ных часах, микрокалькуляторах, различных измерительных при-
борах, знаковых указателях они начинают все шире применяться
в качестве элементов ИС, оптронных пар, экранов одноцветного
и многоцветного изображений и еще в целом ряде устройств
специального и массового назначений.
Среди полупроводниковых индикаторов наиболее широкое
распространение получили светоизлучающие диоды (СИД). Они
выпускаются промышленностью в виде дискретных элементов
индикации, монолитных цифровых или буквенно-цифровых дис-
плеев. В настоящее время разработаны СИД, которые излучают
свет от красного до синего цвета. По сравнению с ЭЛТ све-
тодиод по светоотдаче на порядок менее эффективен, но на
много порядков более миниатюрен.
Полупроводниковые СИД отличаются высокими техническими
характеристиками. Так, яркость СИД достигает тысячи кандел
на квадратный метр, внешний квантовый выход излучения до-
стигает 40%- Совместимость по входным параметрам с ИС по-
зволяет широко использовать их при конструировании совре-
менной микрорадиоаппаратуры. Это связано также с их высо-
ким быстродействием (единицы наносекунд) и большим сроком
службы (сотни тысяч часов). Светоизлучающие диоды, создан-
ные для работы в инфракрасном диапазоне, послужили основой
для развития новой области радиоэлектроники — твердотельной
оптоэлектроники, и их часто используют в оптронах, позицион-
но-чувствительных фотоэлектронных устройствах, устройствах
ввода-вывода информации в вычислительных комплексах, в си-
стемах оптической связи.
Явление инжекционной люминесценции в полупроводниках
было открыто советским ученым О. В. Лосевым в 1923 г. Более
широкое исследование этого явления в 50-х годах привело к
созданию светоизлучающих диодов.
Основные характеристики СИД определяются механизмом ре-
комбинации носителей заряда. Его энергетической характери-
стикой является внешний квантовый выход (эффективность),
который определяется как отношение числа излученных фотонов
к числу рекомбинирующих электронов. Внешний квантовый вы-
ход меньше внутреннего, что обусловлено поглощением излуче-
ния в толще полупроводника и контактных выводах.
Внутренний квантовый выход светодиода т]вн выражается как
отношение числа излучательных фотонов Тф к числу инжекти-
рованных носителей тн в единицу времени:
Т]вн=;=Тф/Тн.	(8.14)
Поэтому в окрестности р-п перехода стремятся снизить коли-
чество дефектов кристаллической решетки и нежелательных
297
5)
Рис. 8.20
примесей с тем, чтобы уменьшить
скорость безызлучательной рекомби-
нации. При малых значениях прямого
тока через переход внутренний кван-
товый выход невелик. При увеличении
тока значение т]вн резко возрастает,
а после насыщения излучательных
центров уменьшается.
Для увеличения внешнего кванто-
вого выхода применяют материалы с
относительно малым количеством при-
месей, вводят легирующие добавки
(Zn, N, О). С этой целью применяют
также полусферические конструкции
СИД и многослойные просветляющие
покрытия. Увеличение рабочей темпе-
ратуры уменьшает мощность излуче-
ния СИД, что влияет на уменьшение
внешнего квантового выхода при ра-
боте на больших токах [49].
Потери излучения происходят при
переходе его через границу раздела
п полупроводник — воздух. Это являет-
ся следствием высокого коэффициента
преломления п материалов, из кото-
рых изготавливают СИД (п=3,3 . . .
... 3,6). Наружу выходит только то
излучение, которое попадает на по-
верхность раздела под углом 0, мень-
шим критического 0кр=агс sin п~х.
Для СИД, изготовленных на основе
фосфатогаллия GaF, этот угол состав-
ляет 17,7°. Такие потери излучения наиболее заметны в СИД,
имеющих плоскую конструкцию (рис. 8.20,а). Для увеличения
критического угла на поверхность полупроводника наносят раз-
личные соединения, в частности полимерные компаунды с по-
казателем преломления, близким по значению к материалам
СИД. Высокий коэффициент преломления полупроводника слу-
жит причиной сильного отражения излучения от границы раз-
дела полупроводник — воздух при углах падения, меньших кри-
тического. Для уменьшения коэффициента отражения применяют
просветляющие (антиотражающие) покрытия с коэффициентом
преломления nn=V/WZc, где пы и пс— коэффициенты прелом-
ления материала и среды с толщиной d, удовлетворяющей
условию
пгД=Ц2т-]-1)/4,
(8.15)
где т — целое число; X — длина волны.
298
Для вывода излучения В во внешнюю среду применяют спе-
циальные конструкции СИД в виде усеченного конуса (рис. 8.20,6)
или полусферы (рис. 8.20,в), позволяющие сконцентрировать
излучения р-п перехода в одном направлении (к-металлические
контакты).
Эффективным, но самым дорогим методом является исполь-
зование кристаллов куполообразной формы, так как для этого
необходима механическая обработка полупроводников и требует-
ся значительный объем материала. Полусферические купола и
линзы, отлитые из эпоксидных и полиакриловых смол (с коэф-
фициентом преломления около 1,5), упрощают конструкцию
индикатора и являются весьма эффективными для увеличения
внешнего квантового выхода в 2 ... 3 раза по сравнению с кон-
струкцией, приведенной на рис. 8.20,а.
Основной характеристикой светодиода как источника света
является его яркостная (мощностная) характеристика, которая
представляет собой зависимость выходной яркости от тока.
Увеличение рабочей температуры уменьшает мощность излу-
чения светодиода. Это влияет на уменьшение внешнего кван-
тового выхода при работе на больших токах. Быстродействие
светодиода ограничивается временем спада интенсивности света
после включения тока. Время спада определяется скоростью из-
лучательной рекомбинации.
Технология изготовления полупроводников оказала большое
влияние на развитие технологии изготовления светодиода. Пер-
вые промышленные светодиоды изготовлялись на GaAs-подложке,
при этом слои полупроводниковых материалов наносились ме-
тодом газовой эпитаксии, р-п переходы изготавливались диф-
фузией. В последнее время получили развитие такие техноло-
гические процессы, как выращивание кристаллов из расплава
по Чохральскому под флюсом и жидкостная эпитаксия, которые
в настоящее время имеют важное значение при изготовлении
определенных типов СИД.
Основными материалами для создания СИД являются трой-
ные соединения типа галлий — алюминий — мышьяк или гал-
лий— мышьяк — фосфор. Более перспективны СИД на основе
соединения галлий — алюминий — мышьяк, поскольку на нем до-
стигнуты более высокие значения квантовой эффективности [58]
и он более дешевый материал, чем галлий — фосфор — мышьяк.
С точки зрения требований к качеству материалов СИД —
более прецизионный прибор, чем диод или транзистор. Он дол-
жен иметь такие же электрические характеристики, как элек-
трический диод, но в отличие от него для СИД очень сущест-
венна «судьба» инжектированных неосновных носителей.
Производство полупроводниковых индикаторов — это слож-
ный и многостадийный процесс, включающий в качестве основ-
ных операций выращивание исходных эпитаксиальных слоев и
формирование излучающих р-п переходов. Наиболее широкое
применение при изготовлении индикаторов нашли эпитаксиаль-
299
ные структуры на основе твердых растворов GaAsi-xP^ и на
основе AlxGai-xAs и GaP, поскольку использование указанных
структур позволяет изготовить СИД с длиной волны излучения
в диапазоне 560 . . . 700 нм, т. е. получить индикаторы практи-
чески всех необходимых цветов.
Конструктивно СИД выпускаются в металлостеклянном кор-
пусе с полимерной герметизацией на основе металлостеклянной
ножки или рамочного держателя и бескорпусные. Первая кон-
струкция позволяет достичь стабильных параметров, высокой
надежности при широком изменении механических воздействий
:и климатических условий. Полимерная герметизация дает воз-
мость несколько увеличить внешний квантовый выход излучения,
повысить надежность, уменьшить габариты. Бескорпусные СИД
.используются в миниатюрной герметизируемой аппаратуре.
По конструктивному исполнению многоэлементные знаковые
УОИ на основе СИД можно разделить на герметизированные
индикаторы, наборные и экраны. Широкое распространение по-
лучили бескорпусные монолитные индикаторы. Для внутрисхем-
ной индикации используются СИД с малой площадью светя-
щейся поверхности; выводы делают удобными для распайки
.на печатных платах.
При конструировании светодиодов важным параметром яв-
ляется внешний квантовый выход. Он определяется выраже-
нием
'Пвнеш==:Г)вн ’ Т)о,	(8.16)
дде р0 — коэффициент вывода света, или оптическая эффектив-
ность. Одним из факторов, влияющих на т] внеш? является ПОГЛО-
щение света полупроводником.
При конструировании СИД требуется найти наилучшее со-
четание различных параметров, чтобы получить оптимальные
характеристики прибора для определенных условий применения.
Оптимизация проводится по таким параметрам, как коэффи-
АЛ307
Рис. 8.22
300
циент инжекции, оптическая эффективность, допустимый тепло-
вой режим и т. д. [50]. Критериями оптимизации являются ми-
нимизация размеров СИД, получение максимального внешнего
квантового выхода и т. д.
Промышленностью выпускается много видов СИД, конструк-
тивно разделяемых на группы: в металлостеклянном корпусе,
с полимерной герметизацией, бескорпусные. Светодиоды первой
группы представляют собой герметичную конструкцию с цен-
тральным расположением кристалла (рис. 8.21), где: 1 — кри-
сталл; 2 — полимерная защита; 3-—баллон со стеклянным
окном; 4 — металлостеклянная ножка. Они наиболее стабильны,
надежны и устойчивы к внешним воздействиям. Вторая группа
СИД содержит диоды, более стойкие к механическим воздей-
ствиям и имеющие наиболее высокое значение внешнего кван-
тового выхода. Типичный их представитель — диод типа АЛ307
(рис. 8.22). Медный держатель 1 обеспечивает эффективный теп-
лоотвод от кристалла 2. Диаметр полимерной линзы 3 около
5 мм. Бескорпусные СИД — самые миниатюрные и используются
в герметизируемой аппаратуре. Например, у диода типа АЛ301
(рис. 8.23) наружный диаметр 2,6 мм; кристалл 2 имеет поли-
мерную защиту 1 и гибкие золотые выводы 3, удобные для
монтажа в микросхему.
В настоящее время широко ведутся работы по созданию
СИД с управляемым цветом свечения. Конструкция такого дио-
да приведена на рис. 8.24. Он выполнен в полимерной герме-
тизации на основе металлостеклянной ножки 1; полимерная лин-
.за 3 обеспечивает угол излучения около 35°; 2 — кристалл СИД.
При изменении тока через р-п переход цвет свечения изменяется
•от красного до зеленого (/? и S — размеры полимерной линзы).
Для отображения цифробуквенной информации разработаны
многоразрядные монолитно-гибридные индикаторы с оптическим
увеличением (рис. 8.25). Такая конструкция позволяет сократить
расход материала за счет использования линз и увеличения
размера знака в 2 ... 3 раза и силы света в 2 ... 5 раз. Прямой
301
Рис. 8.25
ток СИД находится в пределах нескольких десятков миллиампер
при яркости 10 ... 20 кд/м2. Более подробные сведения о СИД
даны в [50].
8.7.	ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ
НА ЖИДКИХ КРИСТАЛЛАХ
Оптические свойства жидких кристаллов. Принцип действия
жидкокристаллических индикаторов (ЖКИ) основан на явле-
ниях взаимодействия световых электромагнитных колебаний с
длинными молекулами вещества, находящегося в промежуточ-
ном (между жидким и кристаллическим) состоянии.
Жидкие кристаллы (ЖК) уже прочно заняли свое место
как электролитические материалы для устройств отображения
информации в приборах автономного типа, т. е. с отдельными
источниками питания, таких как электронные наручные и на-
стольные часы, калькуляторы, микроЭВМ, измерительные при-
боры типа тестеров и т. д. Есть также основания ожидать, что
технические трудности, стоящие на пути создания плоских теле-
визионных экранов на ЖК, будут со временем преодолены
и удастся создать дешевый экран, удовлетворяющий телевизи-
онному стандарту 1 как в отношении разрешающей способности,
так и быстродействия.
Жидкие кристаллы являются органическими материалами,
представляющими промежуточную фазу (или мезофазу) между
твердой и изотропной жидкой фазами. В твердокристаллической
фазе они обладают текучестью и способностью принимать форму
302

Рис. 8.26
сосуда, подобно обычным жидкостям, но молекулы жидких кри-
сталлов взаимодействуют между собой, создавая упорядоченные
состояния различных типов.
Жидкокристаллические состояния (промежуточные между кри-
сталлическим и изотропно-жидким) обнаруживаются у вещества
с удлиненной формой молекул, образующих молекулярные кри-
сталлы. Все ЖК состоят из молекул удлиненной формы, упорядо-
ченное расположение которых обеспечивается относительно сла-
быми дальнодействующими силами.
Поскольку межмолекулярные силы довольно малы, структура
ЖК в значительной степени зависит от воздействия внешних фак-
торов: температуры, механических деформаций, электрических и
магнитных полей, ультразвука и др. Реакция ЖК на эти воздей-
ствия в основном проявляется в изменении их оптических свойств,
в связи с чем ЖК могут применяться для управления световым
излучением, приема и отображения информации.
Свойства ЖК объясняются особенностью строения молекул.
Для них характерны вытянутые формы; типичные размеры моле-
кул — длина 1 ... 3 мкм, ширина 0,5 ... 1 мкм. Эти молекулы «жест-
кие» благодаря бензольным кольцам и сопряженным связям. Кон-
цевые группы атомов обычно обладают большой поляризуемостью
и значительной амплитудой тепловых колебаний. В зависимости
от силы межмолекулярных связей возникают три основные груп-
пы меаофаз: смектическая, нематическая, холистерическая [51].
Смектические ЖК характерны тем, что в них молекулы распо-
ложены параллельно своим длинным осям и образуют слои оди-
наковой толщины, близкой к длине молекул. Эти слои лежат один
над другим на равном расстоянии (рис. 8.26,а). В нематических
ЖК оси молекулы тоже параллельны, но не образуют отдельных
слоев. Длинные оси молекул лежат вдоль преимущественного на-
правления, а их центры размещены хаотично (рис. 8.26,6). В хо-
303
лестерических ЖК молекулы расположены в слоях, как и в смек-
тике. Отличие состоит в том, что длинные оси молекул параллель-
ны плоскости слоев, а направление их ориентации монотонно ме-
няется от слоя к слою (8.26,в).
Можно выделить две характеристики ориентации длинных осей
молекул по отношению к поверхности электродных пластин: пла-
нарную (параллельную) и гомеотропную (нормальную). При пла-
нарной ориентации длинные оси всех молекул направлены парал-
лельно поверхности электродных пластин, а при гомеотропной —•
перпендикулярно. Положение молекул ЖК может изменяться под
воздействием электрического и магнитного полей, механического и
ультразвукового воздействий.
Все ЖК делятся на две большие группы: термотропные и лио-
тропные. Для термотропных ЖК мезофаза существует в форме
расплава в определенном температурном интервале, а для лиот-
ропных— в виде раствора определенных пропорций одного веще-
ства в другом.
Важным для ЖК является взаимодействие мезофазы с элек-
трическим и магнитным полями. Наложение на слой ЖК внешне-
го электрического или магнитного поля вызывает появление в нем
своеобразного рисунка, так называемой доменной картины. Рису-
нок и форма доменов сложно зависит от внешних условий и внут-
ренней структуры вещества и определяется двумя факторами: рас-
положением длинных осей молекул в ЖК и знаком диэлектриче-
ской анизотропии. Кроме этого на форму доменной структуры могут
влиять толщина слоя и тип ЖК вещества, взаимное располо-
жение электродов, напряженность, форма и частота электрическо-
го и магнитного полей. Домены отчетливо наблюдаются как в
естественном, так и в поляризованном свете между скрещенными
поляроидами. Вязкая контрастная картина доменов получается в
монохроматическом свете и не получается в белом свете.
Для создания элементов индикации требуются тонкие однород-
но ориентированные слои ЖК, что является необходимым усло-
вием для достижения высокого контраста и качества изображе-
ния. По своим электрическим свойствам ЖК вещества относятся
к диэлектрикам и характеризуются малой удельной электропровод-
ностью <т=10~6 ... 10-9 (0м-м)~4, зависящей от количества прово-
дящих примесей. Важным параметром ЖК, позволяющим управ-
лять его оптическими свойствами с помощью электрического по-
ля, является так называемая диэлектрическая анизотропия
As = е — s	(8.17)
I! J_>	х ’
где и —параллельная и перпендикулярная составляющие
относительной диэлектрической проницаемости.
Жидкокристаллические индикаторы. В выпускаемых промыш-
ленностью ЖКИ используются различные электрооптические эф-
фекты, но наиболее широкое распространение получили динами-
ческое рассеивание и «твист-эффект».
304
Рис. 8.27
В индикаторах, использующих эффект динамического рассеи-
вания света, при приложении электрического поля напряжен-
ностью 5-103...104 В/см прозрачное вещество (жидкий кристалл’
нематического типа) мутнеет вследствие появления множества
центров рассеивания света. На однородном фоне появляется ри-
сунок, яркость которого в 10...40 раз превышает яркость фона.
С увеличением внешнего освещения яркость высвечивания знака,
растет, контрастность сохраняется, что принципиально отличает
эти индикаторы от других.
В индикаторах на основе «твист-эффекта» при приложении'
электрического поля примерно (той же напряженности, что и в.
случае динамического рассеивания, меняется прозрачность систе-
мы, состоящей из плоской стеклянной ячейки, заполненной нема-
тическим ЖК веществом и помещенной между двумя поляроида-
ми. На слабо окрашенном фоне проявляется черный рисунок.
Конструктивно все типы ЖКИ состоят из тонкого (10.. .50 мкм)
слоя ЖК вещества между двумя стеклянными пластинками 3
(рис. 8.27), одна из которых прозрачна, и устройств для измене-
ния оптических свойств слоя. На внутренних поверхностях пластин
нанесены прозрачные электроды 4 (из окиси слова) необходимой
конфигурации, к которым подсоединены выводы 1. Герметичная1
полимерная прокладка 2 ограничивает объем и зазор между пла-
стинами. Объем, заключенный между двумя электродами, содер-
жит жидкий кристалл 5 и имеет толщину 6... 25 мкм.
Контейнер для ЖКИ в идеальном случае должен быть пол-
ностью герметичным для исключения воздействия окружающей
среды на жидкость и ее поверхность. И наоборот, сам контейнер
не должен оказывать влияния на жидкость, за исключением зада-
ния граничных условий, управляющих ориентацией жидкости, в
частности в выключенном состоянии. Закрепление ориентации у
поверхности электродов ЖКИ позволяет также управлять возвра-
том ориентации в исходное состояние после снятия электрическо-
го сигнала.
У ЖКИ, работающих в проходящем свете, оба электрода про-
зрачны. Такой индикатор в невозбужденном состоянии прозрачен:
и пропускает свет, а в возбужденном — рассеивает его. Электро-
ды могут быть сплошными или с вытравленными рисунками для-
получения изображения.
Для работы в условиях низкой освещенности создается под-
светка. Для этого за задней пластинкой ЖКИ размещается лам-
20—6459	305.
В)
Рис. 8.28
ла, средняя мощность которой составляет 0,5 Вт на один знак вы-
сотой 2,5 см. Такая мощность обеспечивает яркость ЖКИ, сравни-
мую с яркостью газоразрядных или светодиодных индикаторов,
используемых в условиях обычной освещенности. Создание под-
светки конструктивно показано на рис. 8.28. Система типа жалю-
зи (рис. 8.28,а) наиболее удобна при наблюдении по нормали
относительно поверхности индикации или несколько в стороне от
нее; для увеличения угла обзора используется система, показан-
ная на рис. 8.28,6, содержащая лампы с рефлекаторами. Высокая
эффективность использования источника подсветки достигается
встраиванием лампы непосредственно в ЖКИ (рис. 8.28,в).
Конструкция подсветки, исключающая прямое прохождение
света, показана на рис. 8.28,г. Боковая подсветка, обеспечиваю-
щая наиболее широкий угол обзора, показана на рис. 8.28,6. На
рисунках введены следующие обозначения: 1 — ЖК; 2 — рефлек-
тор; 3 — лампа; 4 — жалюзи; 5 — поверхность наблюдения; 6 —
направление подсветки; 7 — черный или темный поглощающий
экран; 8— миниатюрная лампа накаливания, запрессованная в
стекло; 9— воздушный промежуток; 10 — пластмассовый или
стеклянный клин, оптически соединенный с ЖК; 11— активиро-
ванный слой ЖК; 12 — жидкокристаллической слой.
Существуют различные методы изготовления жидкокристалли-
ческих индикаторов, но в основном применяются два: спекание
стекла и полимерная герметизация. Элемент получается полностью
герметичным, когда спеканием стекла спаиваются передний и зад-
ний электроды, за исключением отверстия, которое запаивается
после заполнения ЖК материалом в вакууме. Электроды изготов-
306
f
ляются в виде нанесенной на стекло металлической пленки. Что-
бы выдерживать температуру пайки, поверхности, задающие ори-
ентацию ЖК материала, должны быть неорганическими. Обычным
способом получения ориентации является напыление под малыми
углами на один или оба электрода; чаще всего в качестве мате-
риала используется моноокись кремния.
Одновременно с угловым напылением может применяться поли-
мерная герметизация, но полимерные пленки чаще наносятся на
поверхность электродов окунанием в раствор. После сушки плен-
ку «натирают» для задания ориентации. При таком способе ориен-
тация параллельна направлению натирания с небольшим отклоне-
нием.
Герметизирующая прокладка может быть термостойкой или
термопластичной. Объем между электродами заполняется ЖК ма-
териалом, и герметизация производится нагревом элементов кон-
струкции при небольшом давлении.
Принципиальная простота устройства ЖКИ и их планарная
конструкция позволяют создавать крупногабаритные панельные
дисплеи, широкое использование которых сдерживается техноло-
гическими возможностями создания цепей адресации информации
к соответствующим участкам дисплея. Для малых дисплеев (на-
пример, часовых с четырьмя 7-сегментными цифровыми разряда-
ми) можно создать отдельный электрический контакт к каждому
элементу дисплея. Но для дисплеев, число элементов которых бо-
лее 50, сделать такой отдельный контакт к каждому элементу не-
возможно.
У ЖКИ одной из главных является проблема обеспечения дол-
говечности, связанная с недостаточной химической стабильностью-
ЖК- Практически приемлемая долговечность достигается с по-
мощью конструктивных и технологических мер. Под сроком служ-
бы ЖКИ понимают время, в течение которого контрастность ин-
дикатора снижается в 2 раза по сравнению с первоначальной. Для
повышения срока службы ЖК питают переменным напряжением,
исключая этим направленный характер электрохимических про-
цессов. Срок службы такого индикатора при возбуждении напря-
жением переменного тока повышается на порядок.
Для обеспечения однородной четкости изображения и большого
срока службы ЖКИ содержат инертное покрытие, наносимое на
поверхность подложки с проводящими слоями на ней. Такое по-
крытие нерастворимо в нематической жидкости, склеивается с про-
водящим слоем и подложкой и обладает прозрачностью. Матери-
алами для инертного покрытия могут служить винилацетатные
смолы, смолы на основе этилена, эпоксидные компаунды, полиами-
ды и линейно насыщенные полиэфиры.
К недостаткам ЖКИ относятся: малый рабочий температурный
интервал (обычно —10 ... Д-60 °C), значительная инерционность
(102 ... 101 с), узкий угол обзора, ограниченный срок службы
(10000 ч).
20*	307
Рис. 8.29
Во всех типах ЖКИ, выпускаемых промышленностью, в каче-
стве подложки используют стеклянные пластины толщиной 1 ...
.... 5 мм, причем для индикатора большего размера применяют
-более толстые стекла. Проблема массы для ЖКИ является более
острой, чем для любых других индикаторов, например СИД, у ко-
торых масса определяется массой подложки. Тем не менее, массу
ЖКИ можно снизить, применяя вместо стеклянных подложек по-
.лимерные.
В настоящее время серьезные работы проводятся по созданию
и практическому применению матричных ЖКИ и индикаторов с
полицветным изображением. При использовании матричных ЖКИ
имеются сложности, связанные с мультиплексным управлением
ими.
В номенклатуре ЖКИ имеется значительное число сегментных
индикаторов, позволяющих отображать цифры от 0 до 9, ряд букв,
обозначения основных электрических размерностей. Высота знаков
от 5 до 20 мм, число разрядов до 6—8. Разработаны матричные
ЖКИ различных размеров.
Типовая конструкция ЖКИ представлена на рис. 8.29. Пло-
щадь и форма корпуса ЖКИ могут быть различными (от 1 до
10 000 см2). Геометрические размеры и вид изображаемых симво-
лов в пределах площади индикатора определяются лишь эргономи-
ческими соображениями, поскольку ЖКИ не накладывают на них
никаких ограничений.
308
8.8.	РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ВЫБОРУ
ЭЛЕМЕНТОВ ИНДИКАЦИИ УСТРОЙСТВ
ОТОБРАЖЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ ДЛЯ РЭА
В связи с расширением области применения ЭИ их выпуск не-
прерывно растет, однако разнообразие требований, предъявляемых
к ним, не позволяет пользоваться одним универсальным элемен-
том. Поэтому выбор типа ЭИ для конкретного РЭА — сложная за-
.дача.
При конструировании РЭА широко используются УОИ в виде
готовых матриц типа дисплеев или ЭЛТ, но часто их создают
.на основе дискретных элементов индикации. При этом возникают
проблемы обеспечения светотехнических, эргономических, конст-
руктивных параметров и совместимости особенностей операторов
и РЭА.
Эргономические рекомендации. Для удобства наблюдения тре-
буется, чтобы яркость индикатора была близкой к яркости окру-
жающих пердметов, чтобы при переводе взгляда на индикатор
глазу не нужно было адаптироваться. Поэтому яркость знаков
.должна быть примерно равна яркости окружающей среды в усло-
виях максимального освещения (350 кд/м2).
Для увеличения контрастности обычно применяют цветовые
фильтры, которые частично поглощают рассеянный свет. В этом
случае яркость фона определяется только фильтром и рассеянным
освещением. При более слабой освещенности яркость фона мень-
ше, в то время как яркость индикатора не изменяется и контраст
по яркости не увеличивается.
Область, окружающая активную часть индикатора, влияет на
контраст и удобство чтения. Для чтения удобнее всего, когда знаки
полностью заполняют отведенное поле, но не касаются контрастной
границы. При одном и том же размере знаков наличие рамки,
-окружающей цифры, улучшает условия наблюдения. Оптималь-
ный размер ограниченного поля должен в 2 ... 3 раза превышать
размер знаков индикатора. Это обычно влечет за собой разработку
оптических фильтров и линз.
Анализ разрешающей способности зрения показал, что увеличе-
ние размеров выше 5' или возрастание яркости выше 300 кд/м2
дают несущественный вклад в увеличение разрешающей способ-
ности.
Конструктивные рекомендации. Индикаторы следует распола-
гать относительно друг друга в соответствии с функциональными
-связями элементов системы. Они размещаются слева направо и
сверху вниз. Лицевые поверхности индикаторов не должны откло-
няться от площади, перпендикулярной нормальной линии взора
более чем на 45°. Оптимальной зоной видимости считается зона в
•пределах 15° от нормальной линии взора. Наибольшую зону допу-
стимых углов обзора (170°) обеспечивают ВЛИ и ГИП, что обу-
словлено их плоской конфигурацией. Наименьший допустимый угол
обзора до ±40° имеет ЖКИ из-за снижения реального яркостного
309
контраста при увеличении угла обзора. Фактором, уменьшающим
угол обзора вакуумных накальных и вакуумных люминесцентных
индикаторов, является значительная глубина «утопленности» знака
по отношению к торцевой поверхности индикатора (около 7 мм
для вакуумных накальных индикаторов и около 11 мм для ваку-
умных люминесцентных индикаторов).
Минимальное расстояние наблюдения индикаторов не менее
50 см, для отображения слабых сигналов — не менее 25 см. Допу-
стимые дистанции наблюдения для цифровых индикаторов ограни-
чиваются до 4 мм вследствие незначительной толщины обводки
сегментов (около 60 мкм), а также большого расстояния между
отдельными сегментами знака.
При использовании индикаторов с подсветом их яркость долж-
на превышать уровень освещенности окружающей среды не менее
чем на 10%, но не более чем на 30%. Для знаковой и буквенно-
цифровой информации рекомендуется высота знаков не менее
3,5 мм, ширина 0,3 высоты, межзнаковые расстояния 0,3 ... 0,5
высоты знака; межстрочные расстояния 0,75 высоты знака.
Примерное соотношение для определения размеров символов:
Я^Ода+^+Дг,	(8.18)
где Н—высота знака; D — расстояние до наблюдателя; К\— по-
правка на освещенность и условия наблюдения (0,1 ... 0,3); Кг—
поправка на значимость (0,1 ... 1,0). Так, для благоприятных
условий чтения размер символа составляет 2 мм при £>=91 см.
Для важных знаков рекомендуется увеличить размер до 4 мм.
Общепринятые размеры индикаторов для миниатюрных приборов
имеют высоту около 3 мм.
При определении размеров индикатора необходимо, чтобы его-
величина была удобна для большого числа наблюдателей. Этого
добиваются увеличением в некоторых пределах размеров симво-
лов. Укрупнение размеров выше определенной величины оказыва-
ет незначительное влияние на восприятие изображения. Дальней-
шее улучшение восприятия изображения возможно только при по-
вышении яркости или контрастности.
Рекомендации по применению разных типов ЭИ. Сравнивая
зрительные, ощущения при заданной мощности сигнала, необходи-
мо сопоставлять энергетические единицы измерения электрической-
мощности (ватты) с фотометрическими единицами (люменами).
Задача фотометрии состоит в определении тех параметров излу-
чения, которые вызывают зрительные ощущения. В общем случае
в эту задачу входит определение эффективности визуального воз-
действия, характеризующее мощность излучения с учетом чувст-
вительности человеческого глаза, и задание величин, связанных
с цветом.
Ввиду сложности сравнения элементов УОИ по различным па-
раметрам в качестве эквивалента выберем экран с размером из-
лучающей площади 1 м2 и яркостью 300 кд/м2, выполненный из
различного типа элементов индикации УОИ. Сравниваемые пара-
310
Таблица 8.2
Тип ЭИ	Светоотдача, лм/Ет		Мощность, Вт	
	реальная	перспектив- ная	реальная	перспектив- ная
.Электронно-лучевая трубка	0,9	4,5	270	50
Экран из СИД	1	50	250	5
Газоразрядный	0,5	5	500	5
Вакуумно-люминесцентный	2	5	125	50
Жидкокристаллический	3	40	1000	100
метры приведены для некоторых элементов индикации в табл. 8.2.
Сфера возможного применения тех или иных элементов инди-
кации в значительной мере определяется сроком их службы. На-
пример, у вакуумных люминесцентных индикаторов при оптималь-
ной технологии их изготовления долговечность определяется глав-
ным образом работоспособностью люминофора и источника воз-
буждающих электронов — оксидного катода. Рациональное при-
менение определенного элемента индикации в РЭА зависит от его
технико-экономических и эргономических показателей. Сравни-
тельные свойства различных элементов индикации приведены в
табл. 8.3.
Зрительное восприятие информации зависит от освещенности
объектов, попадающих в поле зрения оператора. При этом глаз
приспосабливается к некоторой средней яркости. Наилучшие усло-
вия для работы получаются, когда яркость составляет 30 ...
.. 300 кд/м2.
Как известно, универсальных индикаторов нет. Каждый из них
имеет свою область применения, в которой он наилучшим образом
удовлетворяет технико-экономическим и эргономическим требова-
ниям. С учетом особенностей восприятия оператором зрительной
Таблица 8.3
Тип ЭИ	Яркость, кд/м2		Напряжение питания, В		Потребляемая мощность, Гт		Сопряжение с микро- схемами
Ваку умно-люмине- сцентный	500.	• 1500	9..	.27	50.	.300	Хорошее с МДП ИС
•( ветоизлучающий диод	300-	. 1000	1,5.	• .3	—		—
Тагора рядный	300-	• 500	150..	.200	200.	.500	Плохое, необходимы в ысоково л ь тные ключи
Электролюмине- сцентный	30.	• 100	170..	.200	50.	.100	Плохое, необходимо переменное напряже- ние
311
Таблица 8.4
Тип ЭИ	Область применения	Эффекти- НОСТЬ, лм/Ет		Срок нара- ботки, ч		Цвет
Газоразрядный	В качестве элементов индика- ции состояния РЭА измери- тельных приборов	15		40.	.200	Все цвета
Электронно-лучевая трубка	В дисплеях ЭВМ, индикаторах обстановки, в радиолокации и	5...	15	103.	..Ю4	То же
Светоизлучающн й Диод	т. д. В качестве визуальных инди- каторов состояния полупро- водниковых приборов и ИС, в приборных щитах самолетов н космических аппаратов	5...	15	1000		Желтый^ красный у зеленый
Вакуумно-люмине- сцентный	В дисплеях микроЭВМ, каль- куляторах, измерительных приборах	0,01	...2	10 1000		Зеленый^ красный
информации можно определить ограничения на светотехнические
характеристики индикаторов и выявить параметры, наиболее суще-
ственно влияющие на скорость и точность получения информации
оператором. В результате совместного анализа ограничений уста-
навливаются оптимальные условия работы и применимости инди-
каторов. В табл. 8.4 для сравнения приведены параметры разных
элементов индикации.
Анализ факторов, влияющих на выбор ЭИ, указывает на необ-
ходимость их комплексной оценки, поиска путей оптимиз|ации вы-
бора типа ЭИ и их параметров (8.11). Функционирование ЭИ опре-
деляется его характеристиками с заданными ограничениями.
Методика применения того или иного индикатора в данном
РЭА базируется на использовании обобщенной целевой функции,,
которая может быть представлена как набор определенных част-
ных критериев. Например, критерий «видимости» представляет
собой отношение рабочего контраста /<р к пороговому Ка:
(8.19).
Пороговый контраст зависит не только от яркости знака и фо-
на, но и от формы знака, т. е. учитываются особенности восприя-
тия оператором знака.
Выбор определенного типа индикатора зависит от многих пара-
метров. Существуют также дополнительные критерии, такие, как
стоимость, конструктивность, технологичность и т. д. При эксплуа-
тации необходимо учитывать не только взаимосвязь параметров:
индикаторов, но и их значимость для данного типа РЭА.
Оптимизация может производиться по следующему принципу.
Вводится понятие обобщенного критерия Fa, который определяется:
по трем локальным критериям:
Fo=aF1+pF2+yF3,	(8-20);
312
где Fi — критерий обеспечения основной функции индикатора —
преобразования электрического сигнала в знак, обеспечивающий
точность и скорость восприятия информации человеком-операто-
ром; F2—критерий обеспечения надежности с учетом особенно-
стей восприятия знака оператором; Fg—критерий обеспечения кон-
структивной совместимости с РЭА; а, |3, у — коэффициенты влия-
ния (весовые коэффициенты локальных критериев Fi, F2, F3) на
обобщенный критерий. Как правило, критериям придается харак-
тер аналитического выражения [51]. Значения F); F2, F3 пред-
ставляются в относительных единицах. Коэффициенты влияния а,
р, у и математическая модель обобщенного критерия качества вы-
бираются из условия минимизации. Чем меньше значение функ-
ции Fo, тем лучше данный ЭИ.
Результаты расчетов по данной методике показывают, какому
индикатору в данном РЭА можно отдать предпочтение. Для полу-
чения экспертных оценок (коэффициентов а, р, у), используют раз-
личные данные по индикаторам, а затем по 10-бальной системе
•оценок проставляют вес каждого индикатора в данной системе в
зависимости от трех локальных критериев. В качестве экспертов
.используют квалифицированных специалистов в области примене-
ния индикаторов. Этот метод не дает абсолютных значений пока-
зателей качества индикаторов для данной РЭА. Он позволяет лишь
-отдать предпочтение тому или иному индикатору, т. е. расставить
индикаторы в ряд по мере убывания или возрастания их досто-
инств, что и требуется для выбора одного элемента индикации из
нескольких.
8.9.	ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ
ЭЛЕМЕНТОВ ИНДИКАЦИИ
Тенденция развития элементов индикации УОИ направлена на
,повышение яркости, КПД, долговечности, надежности, уменьше-
ние массы, габаритов и потребляемой мощности. В последнее вре-
мя предложены новые элементы индикации, такие как электрооп-
тические светомодулирующие элементы, ЭЛТ, обеспечивающие
объемное изображение, плоские экраны из СИД и ЖКИ для цвет-
ного телевидения и т. д.
Широко ведется комплексная микроминиатюризация УОИ, за-
ключающаяся в создании малогабаритных компоновок из элемен-
тов индикации и микросхемных блоков управления в едином тех-
.нологическом процессе. Надежность и долговечность ЭИ будут
повышаться и дальше в результате создания монолитных конст-
рукций и использования новых материалов.
В настоящее время на основе высокопроизводительной цифро-
' вой техники наметилась тенденция в представлении информации
на индикаторах в картинной форме. Широкое распространение
.получили индикаторы с символьной буквенно-цифровой и шкаль-
шой формами представления информации. Одной из попыток улуч-
313
шить взаимодействие оператор — УОИ явилось отображение дан-
ных в виде буквенно-цифровой и графической информации.
Примером графического представления информации является
формат электронного индикатора обстановки в вертикальной пло-
скости с изображением «дороги в небо», которое обеспечивает на-
глядное представление о траектории пролета, параметрах движе-
ния, положении самолета относительно взлетно-посадочной поло-
сы. Использование уникальных возможностей ЭВМ позволяет
практически реализовать картинную форму представления инфор-
мации для создания реалистического (трехмерного) представле-
ния о полете и состояния бортовых систем.
Глава 9. ТРАНСФОРМАТОРЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
9.1.	ОПРЕДЕЛЕНИЯ, КЛАССИФИКАЦИЯ
И ПРИМЕНЕНИЕ В АППАРАТУРЕ
Определения и классификация. Трансформатор — электромагнит-
ное устройство, имеющее две или более индуктивно связанных,
обмотки и предназначенное для преобразования посредством элек-
тромагпитной индукции одной или нескольких систем переменного
тока в одну или несколько других систем переменного тока. При
классификации трансформаторов их разделяют на группы, обла-
дающие общими свойствами и выполняющие близкие функции
[61].
Трансформаторы питании предназначены для преобразования
переменного напряжения первичного источника в любые другие
значения напряжения, необходимые для нормального функциони-
рования аппаратуры. Их можно разделить на три подгруппы: ма-
ломощные трансформаторы с выходной мощностью менее 1 кВт и
напряжением не более 1000 В (широко применяются в РЭА и в со-
ставе источников вторичного электропитания (ИВЭП) аппарату-
ры разного назначения); мощные трансформаторы питания с вы-
ходной мощностью более 1 кВт (в РЭА применяются только для
мощных источников питания передатчиков и усилителей); высоко-
вольтные трансформаторы, напряжение на обмотках которых пре-
вышает 1000 В или обмотки которых находятся под высоким
потенциалом (используются в РЭА в составе выпрямителей j im
питания магнетронов, электронно-лучевых трубок и т. д.).
Границы между этими группами — условны и в основном <>н("
деляются тем, при какой мощности и каком напряжении нриш \о
дит изменение конструкции трансформатора, т. е. изменение кон
струкции магнитопровода, изоляционных материалов, марок про
водов и т. д.
314
На конструкцию трансформаторов питания существенно влияет
гастота. Поэтому дополнительно они классифицируются по часто-
те питающего напряжения, например трансформаторы, работаю-
щие от сети 50 или 400 ... 1000 Гц. Трансформаторы в этом случае
называют сетевыми в отличие от преобразовательных, используе-
мых в статических преобразователях, которые в последние годы
находят широкое применение.
В статических преобразователях трансформаторы работают в
режиме, отличном от режима, в котором работают сетевые, и на
других частотах, обычно значительно более высоких (для умень-
шения размеров трансформатора). Частота, на которой работает
трансформатор, определяется не частотой сети, а допустимой ча-
стотой для магнитопровода трансформатора, входящего в состав
генератора (при проектировании устройства питания).
По конструкции (магнитопроводов, каркасов-гильз, защитных
элементов) к трансформаторам питания близки дроссели филь-
тров. Они имеют высокое индуктивное сопротивление на частоте
пульсации в выпрямителях и малое сопротивление постоянному
току, что позволяет снижать потери в фильтрах ИВЭП.
Трансформаторы согласования, предназначенные для передачи
переменных электрических сигналов, несущих полезную информа-
цию, для изменения уровня напряжений (токов) при сохранении
мощности и минимальном искажении сигнала. Вместе с активны-
ми элементами, например транзисторами, эти трансформаторы
входят в состав усилителей мощности, используемых для передачи
речи и музыки, спектр частот которых находится в пределах от
30 ... 50 Гц до 3 ... 20 кГц.
Импульсные трансформаторы, основное назначение которых
состоит в том, чтобы под влиянием токов (напряжений), действую-
щих в первичной обмотке, вырабатывать на выходе короткие им-
пульсы заданной формы или трансформировать импульсы с необ-
ходимым изменением уровня напряжения и тока.
Применение трансформаторов в РЭА и требования к ним.
В РЭА имеются каскады й устройства, для питания которых тре-
буются различные постоянные и переменные напряжения. Обычно
мощный первичный источник питания имеет одно напряжение пе-
ременного тока. Поэтому любое радиоэлектронное устройство
должно содержать сложную систему питания, в которую входят
трансформаторы, выпрямители на разные напряжения и мощно-
сти, преобразователи постоянного тока одного напряжения в по-
стоянный ток другого напряжения и т. п.
Трансформаторы питания предназначены для преобразования
электрической энергии с заданной точностью по напряжению. Они
должны иметь высокую надежность, минимальные размеры, массу
или стоимость и допустимый перегрев. Требования уменьшения
массы и габаритов трансформаторов питания и повышения надеж-
ности противоречивы. В настоящее время для улучшения массо-
габаритных характеристик ИВЭП все шире внедряются статиче-
315
ские преобразователи, в которых трансформаторы работают на:
повышенных частотах, например до 200 кГц.
Как отмечалось выше, кроме трансформаторов питания в РЭА.
используются также трансформаторы согласования и импульсные.
Трансформаторы согласования должны согласовывать сопротивле-
ние нагрузки с сопротивлением источников мощности в широком
диапазоне частот. Основное требование, предъявляемое к ним, —
обеспечение минимальных или допустимых искажений передавае-
мого сигнала. Практически оно сводится к тому, что трансформа-
торы должны иметь незначительные частотные искажения в опре-
деленной области частот и в них должны отсутствовать или быть
в допустимых пределах нелинейные искажения, т. е. должна со-
блюдаться линейная зависимость между мгновенными напряже-
ниями на входе и выходе трансформатора при изменении уровня
напряжений в заданных пределах на входе. Нелинейные искажения
в трансформаторах определяются нелинейной зависимостью маг-
нитной проницаемости и индукции от напряженности магнитного
поля, т. е. от напряжения на входе трансформатора.
Во многих случаях трансформаторы согласования работают при
малых мощностях, поэтому их перегрев незначителен. Трансфор-
маторы согласования широко используются в бытовой РЭА. Из-за'
значительных габаритов и массы в РЭА специального назначения
на интегральных схемах они применяются редко.
Импульсные трансформаторы выполняют функции, аналогич-
ные функциям трансформаторов согласования, но применительно
к импульсным сигналам, например, длительностью от 0,2 до-
100 мкс, поэтому в них особенно жесткие требования предъявля-
ются'! к индуктивности первичной обмотки, индуктивности рассея-
ния и собственной емкости обмотки. Исходя из допустимых иска-
жений формы импульса формулируются требованиям к тем:
параметрам трансформатора, на которых основывается электриче-
ский расчет и выбор конструкции. Импульсные трансформаторы
широко применяются в РЭА, в том числе на ИС. Поэтому разра-
ботаны и выпускаются унифицированные импульсные трансфор-
маторы и блоки импульсных трансформаторов, предназначенные:
для работы в микроэлектронной аппаратуре.
9.2.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ, СХЕМА
ЗАМЕЩЕНИЯ ТРАНСФОРМАТОРА
Принцип действия. В соответствии с законом электромагнит'
ной индукции напряжение, возникающее на концах витка, пропор-
ционально скорости изменения магнитного потока, пронизываю-
щего этот виток. Если приложить переменное напряжение U\
к концам первичной обмотки, то по обмотке будет протекать пере-
менный ток, который создаст магнитный поток. Во вторичной об-
мотке возникает переменная ЭДС (Е2), пропорциональная числу
витков и скорости изменения магнитного потока. Переменный;
магнитный поток создаст индуктированную в первичной обмотке
316
ЭДС (Дт), которая несколько мень-
ше приложенного напряжения и
противоположна ему по направле-
нию. Это обеспечивает протекание
намагничивающего тока.
Роль магнитопроводов (сердеч-
ников) в трансформаторах. Осо-
бенностью трансформаторов яв-
Рис. 9.1
ляется использование в них магнитопроводов из стали, пер-
маллоя или ферритов. Они применяются для обеспечения;
возможно более полной связи между первичной и вто-
ричной цепями и увеличения магнитного потока. Магнитный.
поток должен замыкаться внутри магнитопровода, не рассеиваясь,
в окружающее пространство, которое представляет большое маг-
нитное сопротивление. Однако в реальном трансформаторе не весь,
магнитный поток, возбуждаемый первичной обмоткой, пронизы-
вает витки вторичной обмотки, и это приводит к уменьшению Е%.
Аналогично магнитный поток вторичной обмотки пронизывает не-
все витки первичной обмотки.
Несмотря на высокие магнитные свойства материалов, приме-
няемых в магнитопроводах, они создают сопротивление для пере-
менного магнитного потока. Как уже отмечалось, возникновение-
магнитного потока связано с током подмагничивания 7ц. Он тем
меньше, чем выше качество материала магнитопровода.
Перемагничивание магнитопровода сопровождается потерями..
При действии переменного поля в материале магнитопровода на-
блюдается магнитный поверхностный эффект, который приводит
к дополнительным потерям и уменьшению полезного сечения маг-
нитопровода. Потери энергии в магнитопроводе на перемагничи-
вание и на вихревые токи приводят к увеличению тока, проте-
кающего по первичной обмотке, на значение, необходимое для-
компенсации этих потерь.
Магнитопроводы для трансформаторов согласования и им-
пульсных должны изготавливаться из материалов с высокой маг-
нитной проницаемостью, а для питания — с высокой индукцией:
насыщения.
Схема замещения. На основании изложенного можно пред-
ставить схему замещения простейшего трансформатора, состоя-
щего из двух обмоток (рис., 9.1). В режиме холостого хода по пер-
вичной обмотке протекает ток холостого хода /х.х, определяемый-
током намагничивания или индуктивным сопротивлением первич-
ной обмотки и потерями в магнитопроводе:
^х.х = V Аи-х~Нах.х>	(9.1):-
где /цХ.х=Ях.х1сил/®1 — реактивная составляющая тока (ток на-
магничивания) холостого хода; 7а x.x=5’cT-x.x/t/i — активная со-
ставляющая тока холостого хода; 1сил — средняя длина магнитной
силовой линии магнитопровода; ир— количество витков в первич-
ной обмотке; ^ст.х.х-—мощность потерь в стали м?агни.топровода>
317’
в режиме холостого хода; Ях.х— напряженность магнитного поля
в режиме холостого хода; LR— напряжение на первичной обмотке.
Ток намагничивания в нагруженном режиме 1Ц мало отлича-
ется от /цХ.х. Составляющую тока Д можно выразить через индук-
тивность первичной обмотки Ц:
^|.1Х.х'^Л1=^	(9.2)
Можно показать [61], что индуктивность первичной обмотки
(мкГн) определяется выражением
Ц = 12,6 pcWi2SCT- 1(Ц3//СИЛ,	(9.3)
где цс— магнитная проницаемость сердечника; SCT — сечение ста-
ли магнитопровода, см2.
В трансформаторах согласования Lt определяет индуктивную
нагрузку, которая влияет на частотную характеристику трансфор-
матора. Как уже отмечалось, основная часть магнитного потока
первичной обмотки замыкается через магнитопровод, на котором
расположена вторичная обмотка, что определяет индуктивность
\Li, а часть рассеивается, что определяет индуктивность рассеива-
ния Lsi. В правильно сконструированном трансформаторе магнит-
ный поток рассеивания во много раз меньше основного потока,
пронизывающего обе обмотки, т. е. LS\^.L\.
В первичной обмотке трансформатора имеются потери, опре-
деляемые активным сопротивлением первичной обмотки R1 и то-
ком, протекающим по ней. Цепь первичной обмотки, состоящей из
Li, Lsi и R1, показана на рис. 9.1.
При подключении нагрузки /?н к вторичной обмотке (рис. 9. к)
протекание тока во вторичной цепи происходит в результате посту-
пления энергии из первичной цепи? Действие нагрузки и тока вто-
ричной обмотки отражается в режиме первичной цепи. Это действие
эквивалентно наличию в первичной цепи сопротивления Д'н, кото-
рое можно определить через коэффициент трансформации п:
R\=RK/n\	(9.4)
где ra=w2/a'! (ю2, —количество витков во вторичной и первич-
ной обмотках).
Ток, протекающий по вторичной обмотке, создает переменный
магнитный поток, пронизывающий частично витки первичной об-
мотки. Это можно выразить индуктивностью рассеивания во вто-
ричной цепи Д2, которая пересчитывается к первичной цепи:
L/s2 = Ls2/n2.	(9.5)
Во вторичной обмотке также имеются потери, определяемые
активным сопротивлением провода R2, которое удобно рассматри-
вать как приведенное к первичной обмотке:
R\=Rdn\	(9.6)
Используя приведенные сопротивления и токи, наличие вто-
ричной цепи можно отобразить цепью, параллельной индуктивно-
сти L1, как это изображено па схеме замещения трансформатора
318
(рис. 9.1). Во многих случаях необходимо учитывать собственную
емкость Стр обмоток трансформатора. Если вторичных обмоток
много, то они могут быть учтены в схеме замещения как парал-
лельные цепи, пересчитанные к первичной цепи с соответствующи-
ми коэффициентами трансформации.
Пользуясь схемой замещения и теорией электрических це-
пей, можно провести анализ и расчет амплитудно- и фазоча-
стотных характеристик трансформаторов согласования, вторич-
ных напряжений в трансформаторах питания, искажений сигнала
в импульсных трансформаторах. Параметры схемы заме-
щения можно определить экспериментально или расчетным пу-
тем по известным конструктивным параметрам трансформатора.
В схеме замещения не могут быть отображены такие параметры
трансформаторов, как потери в стали магнитопровода, перегрев,
надежность, нелинейные искажения и т. д.
Рассматриваемая схема замещения справедлива для транс- »
форматора, по первичной и вторичной обмоткам которого про-
текают синусоидальные токи и действуют синусоидальные на-
пряжения. Она относится к импульсным трансформаторам, по- 1
скольку импульсные токи и напряжения можно разложить на
гармоники, к трансформаторам согласования, а также к таким
трансформаторам питания, когда в качестве нагрузки дейст-
вует активное или реактивное линейное сопротивление. При
применении трансформатора в ИВЭП, работающего совместно
с выпрямителем, основной частью которого являются нелинейные
элементы (например, диоды), а в цепях трансформатора проте-
кают несинусоидальные токи (в том числе постоянная состав-
ляющая), схема нуждается в дополнительных пояснениях.
9.3.	ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
И ПАРАМЕТРЫ ТРАНСФОРМАТОРОВ
ПИТАНИЯ
Соотношение между геометрическими размерами, магнитными
и электрическими параметрами. В практике создания РЭА кон-
структору приходится проектировать трансформаторы, поэтому
коротко остановимся на связи между мощностью, выдаваемой
трансформатором, и размерами магнитопровода. Правильно
выбранный типоразмер магнитопровода определяет оптималь-
ность электрического и конструктивного расчета трансформатора.
Рассмотрим факторы, определяющие размеры магнитопрово-
да трансформатора, выдающего мощность ^2. Воспользуемся
формулой для ЭД С (В), наведенной во вторичной обмотке
[60, 61]:
В2 = 4,44да2[Фтах-10Л	(9.7)
где фтах = Втах5ст — максимальный магнитный поток; Втах—
максимальная магнитная индукция, Тл; SCT — сечение стали маг-
319;
w
житопровода, см2; w2— количество витков во вторичной обмотке;
f — частота, Гц.
Перейдя от Е2 к мощности ^2, выдаваемой в нагрузку,
и имея в виду, что ток вторичной обмотки /2 можно выразить
через — сечение провода, см2; уср — среднюю плотность тока
-в обмотке, А/см2, получим мощность (В-А)
<^2==4,44Щ2/Г-^тах‘$ст<72'У’ср • 10-(9.8)
-Считая, что КПД трансформатора близок к единице, находим,
что мощность, потребляемая трансформатором из сети, близка
к мощности ^2-
Введя в (9.8) коэффициент заполнения по стали /г3.ст, равный
отношению площади сечения стали SCT к геометрической пло-
щади сечения сердечника Sc, и коэффициент заполнения по
меди k3.M, равный отношению площади сечения меди SM обмо-
ток к геометрической площади окна магнитопровода Sok, по-
лучим мощность (В-А)
^2 — 2,2^f.Bmax'PcpScSOK&3.cT&3.M ’ 10“2.	(9.9)
Теперь можно определить связь между величинами, харак-
теризующими размеры магнитопровода (Sc, Sok), с электри-
ческими параметрами — мощностью, частотой, магнитным пара-
метром (индукцией) и конструкцией трансформатора в части
.ВеЛИЧИН Йз.ст и k3.n-
ScSok=^2/2,22-10 2/:Smax’Ycp^3.M^3.cT-	(9.10)
Зная требуемую мощность ^2, частоту первичной сети f, маг-
нитную индукцию Втах, которую допускает материал магнито-
провода, исходя из потерь в нем при частоте f, а также допу-
стимую плотность тока в обмотках уср, исходя из потерь в обмот-
ках, и коэффициенты k3.K и /г3.с-, определяемые конструкцией
и известные из опыта, можно вычислить произведение SCSOK.
/Поскольку размеры магнитопровода стандартизованы, т. е. из-
вестны, то по произведению SCSOE можно выбрать необходимый
.для данной мощности ^2 типоразмер магнитопровода.
В инженерной практике пользуются методикой выбора ти-
поразмера магнитопровода по выходной мощности ^2, указанной
в таблицах [61], которые составлены на основании предвари-
тельных расчетов всех параметров, входящих в (9.10) (приме-
нительно к разным материалам магнитопровода и частоте f).
’Таблицы учитывают проверенный на практике наиболее целе-
сообразный режим по индукции и по плотности тока. Опыт
показывает, что выбор типоразмера носит ориентировочный ха-
рактер. Только полный расчет трансформатора позволяет при-
нять окончательное решение о правильности выбора типораз-
мера магнитопровода.
Из (9.10) следует, что при заданной мощности для умень-
шения размеров трансформатора необходимо увеличивать ин-
.320
дукцию насыщения (Вгаах), что связано с увеличением потерь
в магнитопроводе, либо увеличивать плотность тока уср, а это
означает увеличение потерь в проводах обмоток. То и другое вы-
зывает увеличение мощности, рассеиваемой в трансформаторе,
т. е. увеличение перегрева, а следовательно, ухудшение надеж-
ности.
Из (9.10) видно, что значительное повышение выходной мощ-
ности трансформатора при заданных габаритах может быть
связано с увеличением частоты, но для трансформатора, рабо-
тающего непосредственно от сети, этим параметром варьировать
невозможно, так как частота задается. В этом смысле особо
невыгодный случай имеет место при частоте сети 50 Гц, которая
является наиболее распространенной, поскольку широко исполь-
зуется для наземных передатчиков, ЭВМ, бытовой РЭА, прием-
ных центров и т. д. При конструировании трансформаторов для
бортовой аппаратуры условия для уменьшения габаритов облег-
чаются, так как в этом случае частота сети равна 400 или
1000 Гц.
Габаритная мощность трансформатора в ИВЭП, работающем
по однополупериодной схеме выпрямления. Напомним, что основ-
ным вопросом, который нужно решать при конструировании
трансформатора, является выбор магнитопровода исходя из вы-
ходной мощности, выдаваемой вторичной обмоткой в нагрузку.
Для трансформатора, работающего в составе ИВЭП, эта мощ-
ность зависит от схемы выпрямителя и от мощности, выдавае-
мой выпрямителем. В связи со сложным характером токов
и напряжений, действующих в выпрямителе, включая транс-
форматор, определение формул, позволяющих найти мощность,
на которую должен быть рассчитан трансформатор, нуждается
в пояснениях [59, 60].
Теперь рассмотрим режим работы трансформатора в однополу-
периодном выпрямителе. Для получения основных закономерно-
стей, характеризующих напряжения и токи, действующие в схеме
ИВЭП и в трансформаторе, будем полагать, что трансформатор
идеален; потери в стали и меди незначительны. Будем также счи-
тать, что включенный в схему диод тоже идеален — в одном на-
правлении его сопротивление равно бесконечности, в другом —
нулю. Полагаем, что нагрузкой выпрямителя является активное
линейное сопротивление. Реально нагрузка носит индуктивный
или емкостный характер из-за сглаживающих фильтров, имеются
потери в трансформаторе и диод обладает конечным сопротивле-
нием в открытом и закрытом состояниях.
Для однополупериодной схемы выпрямителя зависимости на-
пряжения и тока от времени приведены на рис. 9.2, где а — упро-
щенная схема выпрямителя; б — зависимость напряжения на
первичной обмотке ПДО; в — зависимость напряжения на вто-
ричной обмотке г — зависимость тока 1'2(0, протекающего
по вторичной обмотке; /2тах— максимальное значение, 10 — его
среднее значение (постоянный ток), i2~ (0—переменная состав-
21—6459	321
Рис. 9.2
ляющая тока вторичной обмотки; д — зависимость напряжения
на активной нагрузке	U— максимальное напряжение
на нагрузке (при идеальном диоде /7Дтах равно максимальному
напряжению на вторичной обмотке C72max, Uro — среднее значе-
ние напряжения (постоянное напряжение); й — зависимость пе-
ременного тока в первичной обмотке й(0; йлгар (0—первая
322
гармоника тока первичной обмотки, Л.картах— его максимальное
значение.
Найдем постоянную составляющую напряжения на нагруз-
ке, пользуясь известным выражением для среднего значения:
и/2
Uр щах COS (S)td,(i'/ = Ur tnax/*^.	(9.1 1)
6
Аналогично постоянная составляющая тока, протекающего по
«агрузке,
/о=/2тах/л.	(9.12)
Мощность, расходуемая на нагрузке,
^O—IoU R0=U	(9.13)
Эффективное значение суммарного тока, протекающего по
вторичной обмотке, /2
Л = ]/ °,5т: J (Лтах sin wty dat = 0,5/2тах = 0,5it/o	1,57/0. (9.14)
о
Эффективное значение переменной составляющей тока, про-
текающего по вторичной обмотке, может быть определено
=	(9.15)
Выразив /2 и 10 через Лтах, получим
= /2шаХ/0Ж^0Д 0,4/2тах. (9.16)
Воспользовавшись (9.12), найдем
Z2~=/oO,4jt=1,25/o.	(9.17)
Будем считать, что коэффициент трансформации равен еди-
нице, так как он не влияет на значение мощности. Тогда макси-
мальные напряжения на первичной и вторичной обмотках будут
равны:
^71тах= f72max-	(9.18)
Очевидно, что мощность, потребляемая от сети первичной
обмоткой, может быть получена как произведение эффективного
значения синусоидального напряжения, действующего в сети, на
эффективное значение тока первой гармоники, протекающего по
первичной обмотке. Эффективное значение тока первой гармоники
во второй обмотке будет меныйе эффективного значения сум-
марного переменного тока, протекающего по этой обмотке. Это
объясняется тем, что в связи с наличием диодов переменный
ток вторичной обмотки содержит гармоники.
Известно, что для однополупериодного выпрямителя во вто-
ричной и первичной обмотках трансформатора эффективное зна-
чение тока первой гармоники
/2.1гар=1,57^/1,4=1,1/0.	(9.19)
323
21
Тогда мощность, потребляемая первичной обмоткой от сети, бу-
дет равна (если пренебречь потерями в трансформаторе)
^1 — J'Vl.lrap^tAj/z.lrap,	(9.20)
где Ui, U2— действующее значение переменного напряжения на
первичной и вторичной обмотках соответственно.
Из (9.19) и (9.20) находим
= ^Ллгар = (^тах//2). 1,1/0 = (UrJV2) к. 1,1/о =
= (1,Ь/2) = 2,6^0.	(9.21)
Отсюда ^0=0,38^1, где —мощность (на постоянном токе), вы-
даваемая ИВЭП в нагрузку.
Следовательно, 38 % потребляемой мощности выделяется на
нагрузке при постоянном токе и является полезным результатом
работы ИВЭП, а 60% расходуется при прохождении переменного
тока. Таким образом мощность, выделяемая на нагрузке, состоит
из мощности переменного и постоянного токов, а мощность, по-
требляемая первичной обмоткой, может быть только переменного
тока на частоте сети.
Вопрос о мощности, которая «проходит» через трансформатор
и определяет потери в стали магнитопровода и меди обмоток, а
следовательно, нагрев и габариты трансформатора при работе в
ИВЭП, оказывается сложным. Чтобы учесть сложный характер то-
ков, протекающих во вторичной обмотке, было предложено для
оценки факторов, определяющих габариты, использовать совмест-
но как мощность так и произведение U2I2— действующего зна-
чения гармонического синусоидального напряжения на вторичной
обмотке (но не на нагрузке) на действующее значение тока, про-
текающего по вторичной обмотке.
В качестве обоснования целесообразности использования упо-
мянутого произведения для оценки габаритов трансформатора мо-
жет быть принято следующее. Считают, что напряжение на вто-
ричной обмотке влияет на потери в магнитопроводе, а действую-
щее значение тока, протекающего по вторичной обмотке, влияет на
потери в обмотках. Определим произведение U2I2. Пользуясь
(9.14), получим
С7272 = 0,5/2гааАтах//2.	(9.22)
Выразим произведение U2I2 через мощность на постоянном то-
ке 5%, выдаваемую ИВЭП в нагрузку, пользуясь (9.11) и (9.14):
Т/2/2 = ^- -^ = 3,5^.	(9.23)
Из сравнения (9.21) и (9.23) видно, что соотношения между вели-
чинами и ^1; и U2I2 различаются. Поэтому целесообразно
в качестве мощности, определяющей габариты трансформатора
324
(габаритной мощности трансформатора ^г), рассматривать сред-
нее значение мощности и произведение U2I2.
£+=0,5 [^!+ (U2I2) ] =О,5^о (2,6+3,5)	(9.24>
Определив мощность £+, по таблицам [61] можно выбрать ти-
поразмер магнитопровода. Таким образом, из-за того что в одно-
полупериодном выпрямителе постоянная составляющая мощности
имеет относительно небольшую величину, мощность, определяющая
размеры трансформатора, оказывается много больше мощности, от-
даваемой ИВЭП в нагрузку.
Большое влияние на габариты трансформатора оказывает
фильтр. Действительно, если на входе фильтра стоит конденсатора
то переменный ток, протекающий по вторичной обмотке, много-
больше указанного выше (9.14) и полученного в предположении,,
что он протекает по активной нагрузке. Поэтому габаритная мощ-
ность при той же мощности £Р0, отдаваемой в нагрузку, будет су-
щественно больше. Если на входе фильтра выпрямителя стоит
дроссель, то переменный ток, протекающий по вторичной обмот-
ке, будет меньше и габариты трансформатора тоже могут быть
меньше.
Габаритная мощность трансформатора в ИВЭП, работающего
по двухполупериодной и мостовой схемам. Не излагая подробно
вопросы, касающиеся определения токов и напряжений, действу-
ющих в первичной и вторичной обмотках, основываясь на методи-
ке, изложенной выше, приведем выражение для расчета габарит-
ной мощности в окончательном виде.
При использовании двухполупериодного выпрямителя габарит-
ная мощность
£+=0,5 [5э1+(/2Д2)]=О,5^о(1,23+1,74) = 1,48^о.	(9.25)1
Как и следовало ожидать, благодаря двухполупериодному ре-
жиму работы выпрямителя переменная составляющая тока во вто-
ричной обмотке при той же полезной отдаваемой мощности будет1
много меньше, чем в однополупериодном выпрямителе. Поэтому
соотношение между мощностями Л и в этом случае более вы-
годное, так как
^1=1,23^о	(9.26)i
или
£+=^/1,23=0,8^1.	(9.27).
Следовательно, только 20% мощности бесполезно расходуется:
на протекание переменных токов во вторичной цепи.
При использовании мостовой схемы выпрямления
£+==0,5£+[£++(Л+2)]-	(9.28>
Подставляя (9.27), получим
£+=0,5+) (1,23+1,23)=1,23+.	(9.29 у
325
В этом случае во вторичной обмотке протекает только пере-
менный ток, что и определяет равенство мощностей и U2I2. Со-
отношение между мощностями в этом случае получается лучше,
чем при двухполупериодной схеме. Мощности, определяемые пере-
менной составляющей тока, протекающей по вторичной и, следо-
вательно, по первичной обмотке при мостовой и двухполупериод-
ной схемам одинаковые. Произведение I2U2 больше в случае двух-
полупериодной схемы, так как по половинкам вторичной обмотки
протекают постоянные токи.
Полученные выражения позволяют определить габаритную
мощность трансформатора и выбрать типоразмер магнитопровода
при разных схемах выпрямления и затем провести конструктивный
и электрический расчет трансформатора [61]. Для этого следует,
зная заданные значения С7Ь Uo и ^0, определить U2 и /2- В резуль-
тате конструктивного и электрического расчета трансформатора
может оказаться, что потери в магнитопроводе и обмотках при
заданной выходной мощности приводят к недопустимому перегре-
ву, ухудшающему надежность. Увеличение температуры перегрева
на 8 °C снижает срок службы трансформатора в 2 раза. Такой
случай может быть при усредненных магнитных и электрических
параметрах (9.10), на основании которых выбирается типоразмер
магнитопровода и которые имеют ориентировочные значения.
9.4.	ТРАНСФОРМАТОРЫ ПИТАНИЯ
ДЛЯ СТАТИЧЕСКИХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Статические преобразователи. Одновременно с возрастанием
требований к ИВЭП по габаритам, массе, надежности возросли
также требования к разнообразию первичных питающих напря-
жений, в том числе получаемых от источников постоянного тока.
Поэтому в настоящее время стали широко использоваться стати-
ческие преобразователи [62].
Различают три разновидности таких устройств питания: преоб-
разователи одного постоянного напряжения в другое постоянное
напряжение; преобразователи постоянного напряжения в перемен-
ное напряжение разного уровня; преобразователи переменного то-
ка низкой частоты в постоянный ток.
Такие устройства питания часто называют бестрансформатор-
ными. Однако это название не совсем точное, так как в них исполь-
зуется трансформатор, работающий на высоких частотах совмест-
но с транзисторным генератором. Более правильно эти устройства
называть источниками питания с бестрансформаторным входом.
В этих источниках питания напряжение постоянного тока получа-
ется с помощью выпрямителя, подключенного к сети переменного
тока. Необходимая трансформация напряжений переменного тока
осуществляется не на частоте первичной сети, а на значительно
более высокой, которая определяется внутренним генератором пе-
ременного тока, получающего питание от выпрямленного напря-
жения сети.
326
Основной частью всех указан-
ных выше ИВЭП является стати-
ческий преобразователь постоян-
ного тока в переменный, простей-
шая схема которого показана на
рис. 9.3. Схемы преобразователей
типа напряжение постоянного то-
ка в напряжение постоянного
тока другого номинала отлича-
ются от приведенной только тем,
что выходное переменное напря-
жение подается на выпрямитель-
ное и фильтрующее устройства.
Схемы источников питания с бес-
трансформаторным входом отли-
чаются от схемы рис. 9.3 тем, что
Рис. 9.3
на входе стоит выпрямитель, работающий непосредственно от сети,
выпрямленное напряжение которого подается на вход схемы. На
рисунке Un—напряжение источника постоянного тока, аУб, W и
вУп — обмотки базы, коллектора и нагрузки; VT1 и VT2 — транзи-
сторы; К.— сопротивление нагрузки.
Наличие индуктивной связи между обмотками и/к, w'&, w"K,
и использование транзисторов VT1 и VT2, работающих в ключе-
вом режиме, позволяет в устройстве, собранном по такой схеме,
генерировать переменное напряжение. Таким образом, такое
устройство преобразует мощность источника постоянного напря-
жения Un в мощность на переменном токе. Индуктивная связь об-
мотки wa с обмотками аУб и wK позволяет передать эту мощность
в нагрузку Дн.
Проектирование статических преобразователей и устройств пи-
тания с бестрансформаторным входом не входит в нашу задачу,
остановимся только на тех особенностях, которые определяют тре-
бования к трансформаторам. Как видно из рис. 9.3, в таких устрой-
ствах используется трансформатор, но он может работать на более
высоких частотах (до сотен килогерц), которые определяются не
источником питания, а режимом генератора. При этом в устройстве
необходимо использовать мощные транзисторы, позволяющие ге-
нерировать колебания с мощностью, достаточной для питания, на-
пример, телевизора. На таких частотах обычная трансформаторная
сталь не может использоваться из-за очень больших потерь и силь-
но выраженного поверхностного эффекта. Для магнитопроводов
трансформаторов такого типа могут применяться ленты малой
толщины (сотые доли миллиметра) из пермаллоя. Однако более
перспективным материалом является феррит.
Влияние частоты на габариты трансформатора. Рассмотрим
причины, по которым повышение частоты позволяет уменьшить
габариты и массу трансформатора. Положим, что магнитопровод,
использованный в нем, может работать на высоких частотах с ма-
лыми потерями. Воспользуемся приведенным выше основным урав.-
327
нением трансформатора (9.10). Поскольку величины 5тах, уСр,
^з.ст, k3M определяются конструкцией и материалами и в равной
степени относятся к трансформаторам, работающим на разных
частотах, учтем их коэффициентом йь Тогда
ScS0K-^2/(f/?i).	(9.30)
Так как произведение SCSOK определяет размеры трансформа-
тора и, следовательно, его массу, то, имея в виду, что масса про-
порциональна объему, а произведение SCSок имеет размерность
[см4], можно положить, что масса
Gt|)^(ScS01;)3''4/s2,	(9.31)
где й2— коэффициент пропорциональности.
Подставив (9.30) в (9.31), получим
<7,=-НтпГ'	<9-32)
X К-if J
Следовательно, для получения той же мощности трансформа-
тора при малой зависимости коэффициентов и й2 от частоты
получим
GTP=M3/4;	(9.33)
£3=W/4/(/?i3/%).	(9.34)
Таким образом, при прочих равных условиях и увеличении ча-
стоты, например, от 50 Гц до 25 кГц масса трансформатора может
уменьшиться примерно в 300 раз:
GTp/GTM=l/(//fo)3/4,	(9.35)
где GTPo — масса трансформатора на частоте f0.
На практике из-за меньшего уровня индукции в материале маг-
нитопровода при работе на высокой частоте выигрыш по массе
получается меньше. Изложенное подтверждается известными ре-
комендациями. [59] по соотношению между мощностью, которая
может быть получена с трансформатора на кольцевых ферритовых
магнитопроводах, и частотой. В табл. 9.1 приведены значения мощ-
ностей (Вт) для нескольких характерных типоразмеров магнито-
проводов.
Таблица 9.1
Магнитопровод	Частота, кГц					
	6	8	10	15	20	25
К 4X2,5X1.2	0,05	0,07	0,089	0,13	0,17	0,205
К 20X10X5	20,3	26,8	33	47,8	60,6	71
К 45X28X12	357	467	570	792	951	1020
328
тивность перехода на
так называемое питание с бестрансформаторным входом и на
статические преобразователи. Но при этом надо иметь в виду,
что для магнитопроводов следует использовать материалы (на-
пример, ферриты), обеспечивающие малые потери на частоте
работы трансформатора.
Особенности режима статических преобразователей. Взаимо-
связь габаритов и мощности для трансформаторов, используемых
в статических преобразователях и источниках питания с бестранс-
форматорным входом, имеет существенные особенности по срав-
нению с трансформаторами в обычных выпрямителях. Определя-
ется это особенностями режима трансформаторов в таких устрой-
ствах. Изменения токов и напряжений, действующих в схеме
рис. 9.3, показаны на рис. 9.4, где гК1 — ток коллектора транзи-
стора VT1; 1к2 — ток коллектора транзистора VT2; i0 — намагни-
чивающий ток (аналогичный вид имеет изменение намагничи-
вающего потока Ф); С7Н—напряжение на нагрузке. На рисунке
также показаны длительности импульсов тИ1 и тИ2 и период ко-
лебаний Т. Изображенный на рис. 9.4 характер токов и напря-
жений, действующих в трансформаторах, определяется тем, что
транзисторы работают в ключевом режиме, который при тех же
максимальных уровнях токов и напряжений, допустимых для
транзисторов, позволяет получить существенно большие генери-
329
руемые мощности. Целесообразность ключевого режима работы
транзисторов приводит к принципиальному отличию трансформа-
торов для статических преобразователей от трансформаторов в
•обычных выпрямителях. Требуемый ключевой режим транзисто-
ров может быть получен двумя путями: достижением предельно-
го коллекторного тока транзистора; использованием магнитопро-
водов из материала с прямоугольной характеристикой намагни-
чивания.
Магнитопроводы с прямоугольной характеристикой намагни-
чивания в основном применяются для трансформаторов в стати-
ческих преобразователях, так как они позволяют повысить КПД
преобразователей. На рис. 9.5 показана функция намагничивания
такого магнитопровода, где Ваяс — индукция насыщения; Но,
{—Но) — напряженность поля при индукции, равной нулю. Зная
напряженность поля при индукции, близкой к насыщению, можно
найти ток намагничивания Д:
/ц—Дс^сил/(0,4ли»к),	(9.36)
где /сил — средняя длина магнитной силовой линии; аук — число
витков в коллекторной цепи.
Период выходного напряжения преобразователя
То=4Фнас®к/Пп,	(9.37)
где Un — напряжение источника питания; Фнас— поток насыще-
ния (Фнас==Днас5с). Таким образом, при проектировании генера-
тора для обеспечения его работы на заданной частоте необходи-
мо выбрать число витков трансформатора wK и найти значение
потока Фнас, определяемого материалом и размерами магнито-
провода, которые, в свою очередь, зависят от требуемой мощно-
ности, допустимых потерь и рабочей частоты. При этом необходи-
мо знать напряжение Un, соответствующее входному напряжению,
которое должно подвергаться преобразованию. Для устройств
питания с бестрансформаторным входом напряжение Un равно
напряжению, выдаваемому выпрямителем, включенным непосред-
ственно в сеть. Методика расчета трансформаторов для статиче-
ских преобразователей дана в (62).
9.5.	ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУКЦИИ
ТРАНСФОРМАТОРОВ ПИТАНИЯ
Магнитопроводы трансформаторов. Основой конструкции трансформатора
является магнитопровод. Он состоит из стержня (или нескольких стержней) и
ярма, представляющих вместе замкнутую систему для прохождения магнитных
силовых линий. Магнитопроводы, имеющие три и более стержней одинакового
сечения, называются трехфазными, а имеющие два стержня одинакового сече-
ния— однофазными. Однофазные магнитопроводы с разветвленной магнитной
цепью называются броневыми; магпнтопроводы с одной магнитной цепью по-
стоянного сечения — стержневыми; магнитопроводы кольцеобразной формы—
тороидальными (рис. 9.6).
330
Рис. 9.6
Стержневой Тороидальный
В настоящее время широкое распространение получили ленточные (витые)
магнитопроводы, обладающие хорошими магнитными свойствами. Увеличение
допустимой магнитной индукции в них определяется совпадением направления
магнитных силовых линий в магнитопроводе с направлением проката в мате-
риале. Кроме того, в них можно использовать очень тонкие ленты толщиной до
0,01 мм. Ленточные разрезные магнитопроводы в настоящее время нормали-
зованы.
В РЭА на интегральных схемах используют плоские броневые трансформа-
торы (рис. 9.7): 1 — пластины магнитопровода; 2 — обмотка). Магнитопровод
для такого трансформатора набирают из отрезков ленты (пластин) из магнито-
мягкого материала, которые складывают «стопкой» и посередине изолируют и
скрепляют. На изолированный участок наматывают обмотки, сверху которых на-
кладывают изоляцию. После этого концы лент магнитопровода поочередно отги-
бают и укладывают сверху обмотки (половину листов отгибают в одну сторону,
половину в другую). Концы лент перекрывают для уменьшения влияния зазора.
Такой трансформатор может быть сделан высотой до 2 ... 3 мм. Основными
требованиями к магнитному материалу, применяемому для магнитопроводов
трансформаторов питания, являются высокая индукция насыщения и малые
потери.
Для трансформаторов, питающихся напряжением с частотой сети 50 Гц,
в качестве магнитного материала магнитопроводов можно рекомендовать сталь
марок Э3411 и Э3420 с толщиной ленты 0,35 ... 0,5 мм; для трансформаторов,
Рис. 9.7
Рис. 9.8
331
Рис. 9.9
Рис. 9.10
(предназначенных для работы от напряжения с частотой 400 ... 1000 Гц, сталь
марок Э3421, Э3425 с толщиной ленты 0,08 мм. На более высоких частотах
основным фактором, определяющим массу трансформатора, являются потери
в стали, поэтому целесообразней применять пермаллой марок 50Н, 34МК.МП
<с толщиной ленты 0,01 ... 0,02 мм и ферриты (на частотах более 20 кГц).
Изоляционные материалы. Основным противоречием при конструировании
.трансформаторов питания является противоречие между стремлением уменьшить
(массу и стоимость с одной стороны и повысить надежность — с другой.
Известно, что трансформаторы питания — наиболее тяжелые по массе эле-
менты конструкций РЭА. Надежность их резко падает при уменьшении габари-
тов и массы из-за большого перегрева, вызываемого потерями в обмотках и
материале магнитопровода. Уменьшение массы трансформатора приводит к уве-
личению индукции в материале магнитопровода, а следовательно, увеличению
(потерь в магнитопроводе, а также необходимости уменьшения диаметров прово-
дов, т. е. увеличению сопротивления обмоток, следовательно, увеличению потерь
.в обмотках. Как правило, в трансформаторах применяют провода с теплостой-
кой изоляцией марок ПЭВ, ПЭВТЛ, ПЭТВ и др.
Межслоевая и межобмоточная изоляции, используемые при изготовлении
катушки трансформатора, должны обладать хорошей впитывающей способно-
стью по отношению к пропитывающему составу, достаточными электрической и
(механической прочностями, пластичностью, малой толщиной (чтобы обеспечить
большой коэффициент заполнения окна), высоким сопротивлением изоляции.
Для работы трансформатора до температуры 130°С рекомендуется кабель-
гная бумага. Для работы при более высоких температурах наилучшими мате-
риалами являются стеклослюденит, фторопласт и др. Для трансформаторов, ра-
ботающих при сверхвысоких температурах (до -|~500°С), используются только
(Неорганические материалы.
Тепловое старение изоляции разных классов (срок службы диэлектрика <д)
:в зависимости от температуры Тнагр иллюстрируется рис. 9.8. Из рис. 9.8 сле-
дует, что срок службы изоляции очень быстро уменьшается при повышении тем-
шературы.
В зависимости от способа защиты от внешних воздействий конструкции
трансформаторов делятся на три типа: герметизированные, капсулированные и
открытые. Герметизированная конструкция обеспечивает наилучшую влагозащиту
(И долговечность органической изоляции. Катушку и магнитопровод заключают
IB металлический кожух и заливают компаундом. Для герметичности выводов
 применяют металлостеклянные и металлокерамические спаи. Металлостеклянные
 спаи выполняют в виде глазков, впаянных в металлическую обойму. Через гла-
док проходит один или несколько металлических штырьков, впаянных в стекло.
:3.32
Металлокерамические спаи дешевле, технологичнее и надежнее металлостеклян-
ных, обладают высокой механической и термической прочностью.
К капсулированию прибегают, когда требуется обеспечить наименьшую мас-
су и габариты трансформатора. Капсулирование производят, заливая трансфор-
матор в разъемной форме, обволакивая его или закрывая в пластмассовую ко-
робку. При капсулировании трансформаторов используют специальные компаун-
ды на основе тепло- и влагостойких смол, чаще всего эпоксидных и полиэфир-
ных. Для уменьшения массы капсулированных трансформаторов толстым слоем
компаунда можно покрывать не всю поверхность, а только наиболее уязвимые
места. Затем трансформатор покрывают специальной влагостойкой эмалью
типа 7141, ЭП74 или лаком.
Все трансформаторы подвергают пропитке. Пропиточные материалы должны
сохранять электрическую и механическую прочность в течение срока службы
в диапазоне рабочих температур, иметь малую вязкость и хорошую адгезию
к обмоточным проводам и другим материалам, используемым в качестве изоля-
ции, и не являться растворителями для них.
В открытых трансформаторах для радиовещательной, телевизионной и ра-
диолюбительской аппаратуры, работающей в комнатных условиях, применяют
простейшие влагозащитные средства: готовую катушку или трансформатор про-
питывают битумным или водоэмульсионным лаком.
Унифицированные трансформаторы. В настоящее время в РЭА широко при-
меняются унифицированные трансформаторы питания, которые разрабатываются
и изготовляются на специализированных предприятиях с использованием норма-
лизованных магнитопроводов, поскольку для их изготовления требуются специ-
фические технологические процессы.
Унифицированные трансформаторы входят также в устройства питания
аппаратуры на ИС, например трансформаторы преобразователей типа ТПр5 и
ТПрб. Они имеют 212 номиналов с рабочей частотой 1 ... 20 кГц и мощностью
2 ... 20 В-A (для ТПрб) и 31 ... 250 В-A (для ТПрб). На рис. 9.9 показан
трансформатор ТПрб.
Трансформаторы преобразователей типов ТПрГ-1 и ТПрГ-2 бескорпусные,
выполнены на тороидальных сердечниках, имеют мощности 0,4 и 0,7 В-А, диа-
метр 8,5 мм при высоте 4 мм, массу 0,5 г. На рис. 9.10 показан трансформатор
во вспомогательной упаковке.
Трансформаторы питания типа ТПГ-1 соизмеримы по габаритам с другими
электрорадиоэлементами, применяемыми в аппаратуре на ИС, и хорошо впи-
сываются в конструкции блоков, что позволяет повысить плотность монтажа.
Эти трансформаторы имеют три типоразмера: ТПГ1-1, ТПГ1-2, ТПГ1-3. Они
предназначены для работы на частотах 7,9 и 25 кГц с выходными напряжениями
18,19 и 13,5 В, токами нагрузки — 0,5; 0,02 и 0,02 А, имеют габариты — 78Х12Х
Х6,5; 16X12X6,5 и 16X12X6,6 мм3 соответственно. Трансформаторы этого вида
выдерживают вибрации частотой 10 ... 5000 Гц с ускорением 40g, многократ-
ные удары с ускорением до 100g, они герметизированы и могут работать в усло-
виях тропической влажности. Общий вид трансформатора показан на рис. 9.11.
333
9.6.	ВЕРОЯТНОСТНО-СТАТИСТИЧЕСКИЙ
АНАЛИЗ ХАРАКТЕРИСТИК /
ТРАНСФОРМАТОРОВ ПИТАНИЯ '
Отклонения температуры перегрева и параметров магнитопро-
водов. Все параметры трансформаторов являются случайными
величинами и имеют существенные отклонения от номинальных
значений. Основной интерес представляют исследования свойств,,
связанных с отклонениями температуры перегрева АТ, которая
определяется потерями в трансформаторе и оказывает значитель-
ное влияние на надежность. На рис. 9.12 приведена гистограмма
температуры перегрева АТ для трансформаторов типа. ТА на маг-
нитопроводе ШЛ6; «о — число измерений, для которых АТ нахо-
дится в пределах, указанных на горизонтальной оси. Из резуль-
татов исследований могут быть вычислены средние значения
т(АТ) =37°C и среднеквадратические отклонения Т)1/2(АТ) =
=4,5 °C. Вероятностное описание температуры перегрева показы-
вает, что отклонения ее значительны.
Выполнив измерения на большом числе трансфор-
маторов и обработав результаты наблюдений, можно получить
также вероятностное описание таких параметров трансформато-
ров, как ток холостого хода, выходные напряжения и т. д. [61].
Очевидно, что большое значение имеет не только статистиче-
ская оценка параметров выпускаемых трансформаторов, но и воз-
можность в процессе их разработки выполнять вероятностный ана-
лиз. Под вероятностным анализом будем понимать такие расче-
ты, при которых предполагается, что конструкция трансформато-
ра определена, т. е. известны используемые материалы, режимы,,
размеры и также вероятностные характеристики материалов, тех-
нологических процессов и функциональные зависимости, связы-
вающие выходные параметры с параметрами материалов, раз-
мерами деталей и т. д. В этом случае расчетным путем можно
определить вероятностные характеристики выходных параметров,
оценить вероятность того, что трансформаторы будут иметь ха-
рактеристики не хуже заданных, принять решение об изменении
технологии, избегая больших материальных затрат на изготов-
ление трансформаторов.
На рис. 9.13 дана гистограмма удельных потерь рСт.у для ста-
ли марки Э3425 при номинальной индукции 1,5 Тл. По вертикаль-
ной оси отложено количество наблюдений п0, при которых изме-
ряемый параметр находился в указанном на горизонтальной оси
интервале значений рСт.у. Индекс «у» означает условное значение,
так как измерения производятся при номинальном значении ин-
дукции.
Из этих результатов можно сделать вывод, что уже в состоя-
нии поставки сталь имеет большие отклонения по удельным по-
терям. Эти потери, а также отклонения их от среднего значения
увеличиваются за счет технологии изготовления магнитопроводов
и при сборке трансформаторов.
334
На рис. 9.14 дана гистограмма обобщенных условных потерь
для магнитопроводов типа ШЛ8Х'12,5 на частоте 400 Гц. По вер-
тикальной оси отложено количество наблюдений п0, при которых
измеряемый параметр находился в указанном на горизонтальной
оси интервале значений обобщенных удельных условных потерь
в магнитопроводе рс.у. На основании результатов измерений мож-
но рассчитать его среднее значение и среднеквадратическое от-
клонение (Вт/кг): m(Pc.y=24; Z)1/2(pc.y) =3.
По результатам исследований построены графики числовых
характеристик условных обобщенных потерь в магнитопроводе
для стали марки Э3425 толщиной 0,08 мм в зависимости от ши-
рины ленты b для разной ширины керна при номинальном значе-
нии индукции Во на частоте 400 Гц (рис. 9.15). При использовании
этих характеристик для расчета трансформаторов размеры маг-
нитопровода и коэффициента заполнения по стали &3.Ст следует
рассматривать как детерминированные величины, т. е. брать их
номинальные значения, так как отклонения, учитывающие влия-
ние размеров, уже учтены в значениях обобщенных потерь.
Как известно, удельные потери в стали зависят от индукции
В. В первом приближении для определенного интервала значений
индукции можно принять
pc=kBi.	'	(9.38)
100
20 24 28 32рсу, Вт 1кг.
Рис. 9.14
Рис. 9.15
Во многих случаях эта зависимость может быть упрощена:
pc^kB2. Тогда
m(pc) = m(pc.y) (В/В0)2;	(9.39)
В1'2 (Рс) =1)1/2 (Рс у) (в/Во)2.	(9.40)
Важной характеристикой магнитопровода, необходимой для
расчета, является также напряженность поля в магнитопроводе
Нс. Как известно, напряженность поля и намагничивающий ток
связаны соотношением
/р,—Н dcTin/Wi,
(9.41)
где /сил — геометрическая длина магнитной силовой линии, от-
клонения которой сравнительно невелики. Отклонения Нс обу-
словлены тем, что при индукции, значение которой определяется
напряжением на обмотке, требуемое значение напряженности маг-
нитного поля зависит от материала магнитопровода.
Рис. 9.19
336
На рис. 9.16 дана гистограмма Нс.у при ^В0=1,5 Тл для сердеч-
ников ШЛ6. Для рассматриваемого случая т(Нс.у)=1 А/см;
7)1/2(77с.у)=2,5 А/см. Зависимости т(Яс.у) и 7)1/2(/7су) для раз-
ных размеров магнитопроводов от ширины ленты b приведена
на рис. 9.17.
Отклонения параметров обмоток трансформатора. Важным
исходным материалом, используемым при изготовлении трансфор-
матора, являются провода обмоток, которые имеют существенные-
отклонения по диаметру и сопротивлению. На рис. 9.18 и 9.19
приведены гистограммы и плотности распределения сопротивле-
ния единицы длины провода для двух номинальных диаметров
проводов ^ном при поставке. Сопротивление единицы длины про-
вода из-за отклонений диаметра может иметь значительные от-
клонения, достигающие 10%. В реальных условиях отклонения со-
противления обмоток будут еще больше, так как при намотке в
связи с переменным натяжением происходит случайное растяже-
ние провода, следовательно, изменение его диаметра.
На рис. 9.20 и 9.21 показаны гистограммы распределения со-
противлений обмоток Ri для проводов диаметром 0,77 и 0,29 мм
в готовом трансформаторе и указано расчетное значение сопро-
тивления по номинальному диа-
метру На рис. 9.22 приведены
графики числовых характеристик
сопротивления единицы длины
провода в намотанном состоянии
г. На рисунке т(Дг)/гном от-
клонения среднего значения со-
противления единицы длины про-
вода от номинального, отнесен-
ное к номинальному значению;
£)i/2 /;-нон — относительное сред-
неквадратическое отклонение.
22—6459
Пользуясь приведенным выше вероятностным описанием
свойств основных параметров элементов конструкций, из которых
-создается трансформатор, и функциональными зависимостями,
приведенными выше, можно выполнить вероятностный анализ всех
параметров трансформатора.
9.7.	ВЕРОЯТНОСТНАЯ ТЕОРИЯ СТАРЕНИЯ
ПРИ ДЛИТЕЛЬНОМ ФУНКЦИОНИРОВАНИИ.
НАДЕЖНОСТЬ
Влияние температуры перегрева. Отказы трансформаторов в
основном обусловлены процессами старения изоляции под дейст-
вием высокой температуры. На надежность трансформатора силь-
нее всего влияет тепловое старение. Это объясняется тем, что од-
ним из методов уменьшения габаритов и массы трансформаторов
является увеличение индукции в магнитном материале и плотно-
сти тока в обмотках, что приводит к увеличению потерь и пере-
греву. Трансформаторы обычно работают при температурах выше,
чем окружающая среда, и, кроме того, температура перегрева
трансформатора имеет большие случайные отклонения.
На рис. 9.23 даны кривые вероятности безотказной работы
трансформаторов р(надЦ3, 7нагр) в течение времени t3 при раз-
ных температурах нагрева Тнагр, полученные по результатам ис-
пытаний нормализованных трансформаторов, отобранных по тем-
пературе перегрева. Пользуясь зависимостями рис. 9.23, можно
получить плотность распределения случайного времени работы де
отказа tTP при определенном нагреве. Очевидно, что
Ц7Цтр | Енагр) =dP (наД | /з~*"/тр, Тнагр) /d Ц3—>-/'тр) .	(9.42)
Графики IK(Kp| Гнагр) для разных 7нагр приведены на рис. 9.24.
Как видно, характер зависимости аналогичен зависимостям, по-
лученным в § 2.2 для отказа элементов под влиянием старения.
Для вероятностного описания реальной надежности трансфор-
маторов необходимо учесть случайность температуры нагрева,
рассматривая среднее ее значение т(Гнагр) и среднеквадрати-
ческое отклонение £>1/г(Гнагр). На рис. 9.25 даны вероятностные
Р/над'Лз)
Рис. 9.23
Тнтр), ’'Мтр\т1~на.гр})
Рис. 9.24
338
характеристики температуры пе-
регрева АТ, полученные из экс-
перимента для разных типораз-
меров.
Для описания влияния темпе-
ратуры на надежное ! в необходи-
мо выявить влияние среднего
значения температуры нагрева на
вероятность безотказной работы
с учетом случайных отклонений
этой температуры. Средняя тем-
пература нагрева т может
изменяться во время работы при различных внешних условиях
и при изменении /п(Л7) в зависимости от конструкции.
Поскольку АТ п, следовательно, 7нагр имеют случайные откло-
нения, то время padoiBi л,о отказа реальных трансформаторов
должно иметь большие отклонения, чем трансформаторов, рабо-
тающих только при определенной температуре. Функции распре-
деления случайного времени до отказа при случайном значении
АТ или 7'ц;1Г|, также приведены на рис. 9.24. Из рисунка следует,.
что отношение среднеквадратического отклонения времени до от-
каза к его математическому ожиданию мало изменяется в зави-
симости от температуры и составляет около 0,2 для детермини-
рованных значений температуры нагрева и 0,35 с учетом случай-
ности темпера гуры перегрева.
Причины влияния температуры на отказы трансформаторов..
Очевидно, что зависимости, полученные из опыта и изображен-
ные на рис. 9.2 I. существенно отличаются от аналогичных зависи-
мостей, получающихся из экспоненциального закона надежности
и при 7. : с(иг ।. I |з результатов измерений, отображенных на
рис. 9.24, можно найти зависимость т(/тр) от 7Нагр, которая для
рассматриваемою примера приведена на рис. 9.26. Чтобы под-
твердить предположение, что отказы трансформаторов определя-
ются старением изоляции (диэлектрика), обратимся к результа-
там исследования, приведенным на рис. 9.8, из которых следует,
что аналитическая зависимость времени, определяющего срок
службы, /„ от '/'„шр имеет вид:
7д—-/VnCXp (Лд/7 нагр),
(9.43)
где Л/д н /р,.— коэффициенты. Используемые на рис. 9.8 значения
являются усредненными.
Сравнивая рис. 9.8 и 9.26, можно сделать вывод о том, что-
закономерности влияния температуры на надежность трансфор-
маторов в на старение изоляции материалов аналогичны. Следо-
вательно, старение изоляции под действием температуры являет-
ся основным фактором, влияющим на надежность трансформа-
торов.
Сравним закономерности, характеризующие внезапные отка-
зы, полученные из экспоненциального закона надежности, и из
22*	330
m(tTp)
Р.над
модели, учитывающей старение. На рис. 9.27 показаны результа-
ты исследований вероятностей отказов унифицированных транс-
форматоров при среднем времени безотказной работы, равном
17 000 ч. Крестиками отмечены экспериментальные точки.
Построим зависимость вероятности исправной (надежной) ра-
боты трансформаторов от времени, исходя из модели, изложенной
в § 2.2, учитывающей старение. Воспользуемся значением оа=0,2,
что подтверждается рис. 9.24. Вероятность надежной работы
трансформатора определяется по формуле
Р(над | Q=P (?тр > Q = j W (tn) dt0, .	(9.44)
где tn — время до постепенного или износового внезапного отказа.
Выражение для W(ta) приведено в (2.11). Результаты расчета
аго (9.44) даны на рис. 9.27 (кривая 1). Кривая 2, приведенная на
том же рисунке, показывает вероятность надежной работы транс-
форматора при использовании экспоненциального закона для того
же среднего времени до отказа. Сравнения показывают, что кри-
вая зависимости вероятности безотказной работы от времени, по-
лученная с использованием модели, учитывающей старение, и
экспериментальная кривая совпадают достаточно точно. Это под-
тверждает правильность модели.
В трансформаторах, как и в других ЭРЭ, наблюдаются также
внезапные отказы по чисто случайным причинам, которые можно
•описывать, используя ^-характеристики и экспоненциальный за-
кон надежности. Для определения ^-характеристик нужно отби-
рать при испытании только те отказы, которые можно рассмат-
ривать как не обусловленные старением. Таким образом, резуль-
тирующая надежность трансформатора Ррез (?тр>^3) может быть
найдена по формуле
Ррез(^тр>^)=Р(?тр>^) ехр (—М3).	(9.45)
340
Наиболее эффективными средствами повышения надежности
трансформаторов являются снижение их перегрева или исполь-
зование новых материалов, допускающих большие перегревы, и
переход на новые конструкции, работающие на повышенных ча-
стотах.
И	9.8. ОСОБЕННОСТИ ИМПУЛЬСНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРОВ
Особенности режима работы импульсных трансформаторов.
Импульсные трансформаторы предназначены для передачи ко-
ротких импульсов напряжения заданной формы. Они широко
применяются в радиолокационной и телевизионной аппаратуре
и в импульсной радиосвязи. С их помощью осуществляются
повышение и понижение напряжения импульсов, изменение по-
лярности и т. д. Импульсные трансформаторы должны возможно
меньше искажать форму трансформируемых импульсов напря-
.жения. Искажение формы обусловлено сложными переходными
.процессами, так как трансформатор имеет паразитную емкость
и индуктивность.
Прямоугольный импульс можно разложить в ряд Фурье. Для
того чтобы передать широкий спектр частот с наименьшими
.искажениями, необходимо иметь широкополосный трансформатор.
По -форме частотной характеристики трансформатора можно су-
.дить об искажении импульса. Однако при расчете импульсных
трансформаторов удобнее непосредственно связывать изменение
параметров трансформатора с искажениями формы импульса.
.Эти искажения могут характеризоваться временем нарастания
фронта Тф и выбросом паузы (спадом плоской части импульса).
Выброс паузы зависит от индуктивности первичной обмотки и,
•следовательно, определяется частотной характеристикой транс-
форматора в области низких частот. Время нарастания фронта
Тф зависит от вида частотной характеристики трансформатора в
-области высших частот, которая определяется индуктивностью
рассеяния и емкостью.
Искажения импульсного сигнала. Для того чтобы найти зави-
симость искажений импульсного сигнала от параметров транс-
форматора, рассмотрим процессы в трансформаторе с помощью
•схемы замещения на низких и высоких частотах. Пренебрегая
индуктивностями рассеяния и емкостью, схему замещения для
низких частот (рис. 9.1) можно представить в виде схемы, у ко-
торой в цепи, состоящей из й?э.н и Д, действует ЭДС еэ, опреде-
ляемая из выражения
е,=в(^2+7?/н)/(7?1+7?1+7?/н+7?/2),	(9.46)
тде — внутреннее сопротивление источника напряжения; е —
мгновенное значение ЭДС, действующей в цепи.
• Дифференциальное уравнение такой цепи имеет вид
еДО=ФЖн+ДЛ(г)Ж	(9.47)
:и I
где
^?э.н= (Ri+Rd) (R'я-\-R'2) I	(9.48)
Решение уравнения (9.47) при подаче в цепь скачка напряжения
имеет вид
i(t) =Г_£эОТ_ 1 _ е-(/?э-н/Л1)'|.	(9.49)
L К), в	J
При этом напряжение на индуктивности
UL1(t) = L, = еэ e~R^tlL1.	(9.50)
at
Напряжение на индуктивности в момент включения импульса
4=0)
Пы(/=0)=еэ.	(9.51)
Напряжение на индуктивности в момент окончания импульса
UL1(t = ти) = еэ e<~R3.*lL^-	(9.52)
При возрастании длительности импульса напряжение UL к
моменту его окончания стремится к нулю. Поэтому плоская
часть импульса спадает. Крутизна спада определяется постоян-
ной времени цепи L\/R3.a- Для уменьшения спада импульса
при заданных RK и Rt, которые в основном определяют значение
/?э.н, необходимо увеличивать индуктивность первичной обмотки.
Из (9.52) следует, что
^1=/?э.нТи In Д-1,	(9.53)
где
Д=Иц(/=т„)/еэ	(9.54)
характеризует относительный спад напряжения на индуктивности
Li или на сопротивлении R^-j-R'a в конце импульса. Пользуясь
(9.53), находим L\ при заданных R3.s, ти и Д.
Из схемы замещения рис. 9.1 для высоких частот, пренебрегая
влиянием Li, получаем цепь, состоящую из индуктивности рас-
сеяния Ls и активного сопротивления
^э.в==^г4_^1~|_^/2Ч_^,н.	(9.55)
Дифференциальное уравнение для такой цепи имеет вид:
еэ 4) =i(t) R3.B-t-Rsdi (t) I di.	(9.56)
Под действием скачка напряжения e(Z) получим
I (t) =	[ 1 _	(9.57)
К,.»
Напряжение на нагрузке
UR' (0 = i (0 Ra' = (еэ/?н7^э.в) [ 1 - е"(/?э-в/£^1.	(9.58)
н
342
После окончания переходного процесса
^(^оо) = еэ₽/Я.в-	(9.59)
н
В относительных единицах
(0 = UR’ WUR’ оо) = 1 - exp (-R3,BtlLs)	(9.60)
н н
ИЛИ
In [l-t/H(/)]=-(7?3.B/Ls)t	(9.61)
При этом время достижения значения Un(t)
t=(-Ls/R3J In [l-t/H(Ob	(9.62)
Обычно в качестве характеристики времени нарастания им-
пульса берут время, в течение которого UH(t) меняется от
Hhi(0)=0, 1 до U^tz) =0,9. Это время будем обозначать Тф.
Тогда Тф=42—0 и
Т5==тф₽э.в/1п [£7н2/(1—UH2) ] =Тф7?э.в/1п 9.	(9.63)
Таким образом, чем быстрее должен нарастать импульс, т. е.
чем меньше Тф, тем меньше допустимая индуктивность рассеи-
вания. Дополнительные искажения фронта импульса вызываются
.действием собственной емкости трансформатора Стр.
При жестких требованиях к форме импульса, т. е. когда
Тф<Сти, конструирование импульсных трансформаторов вызы-
вает много трудностей из-за противоречивости требований уве-
личения Li и уменьшения Ls и Стр. Методика расчета импульс-
ных трансформаторов по заданным параметрам предусматривает
выбор типоразмера сердечника, определение числа витков, диа-
метра провода и т. д.
Особенности конструкций импульсных трансформаторов. После
того как трансформатор спроектирован, необходимо произвести
вероятностно-статистический анализ его параметров, пользуясь
методикой, изложенной в § 9.6, и дать оценку допустимости от-
клонений, а также подобрать допуски на элементы конструкции.
В связи с возможными отклонениями параметров может возник-
нуть необходимость корректировки конструкции трансформа-
торов.
Требования, предъявляемые к импульсному трансформатору,
существенно отличаются от тех, которые предъявляются, на-
пример, к трансформаторам согласования, работающим в обла-
сти звуковых частот. Это приводит к тому, что конструкции
импульсных трансформаторов специфичны. Основной особенно-
=стью конструкции импульсных трансформаторов является необ-
ходимость использования сердечников с высокой магнитной про-
ницаемостью для обеспечения работы в широком диапазоне ча-
стот (1 ... 20 МГц) [63]/
343
Рис. 9.28
Наиболее часто импульсные трансформаторы используют при
длительности импульсов 0,2 ... 100 мкс с длительностью фронта
0,01 ... 0,2 мкс. При длительности фронта 0,01 мкс спектр
импульса охватывает область частот до 100 МГц. При больших
длительностях фронта он соответственно сужается. Поэтому
для импульсных трансформаторов используют сердечники то-
роидальной формы, изготовленные из тонких сортов электротех-
нических сталей и сплавов (толщиной ленты 0,1 . ф 0,01 мм
в зависимости от длительности импульса) или ферритов. Для
уменьшения индуктивности рассеивания намотку провода осу-
ществляют с малым количеством слоев или применяют другие
конструктивные методы, например параллельную намотку пер-
вичной и вторичной обмоток. Для уменьшения емкости обмотки
разделяются на секции. Для повышения влагостойкости транс-
форматоры пропитывают компаундом и дополнительно гермети-
зируют с помощью обволакивания или заливки.
В связи с широким применением импульсных трансформато-
ров в РЭА они нормализованы и наиболее часто используемые
344
варианты выпускаются специализированными предприятиями.
Разработаны и выпускаются импульсные трансформаторы и
блоки импульсных трансформаторов, приспособленных для ис-
пользования в аппаратуре с печатным монтажом и в аппаратуре
на ИС. В качестве примера приведем конструкции многообмо-
точных импульсных трансформаторов ТИМ и блоков трансфор-
маторов БТИ. На рис. 9.28 дан чертеж внешнего вида транс-
форматоров с указанием размеров. Эти трансформаторы
предназначены для работы в конструкциях печатных плат: раз-
работано И типономииалов, отличающихся по длительности им-
пульсов и количеству обмоток. На рис. 9.29 показан внешний
вид блоков трансформаторов типа БТИ. Они выпускаются в
пяти конструктивных вариантах: БТИ1, БТИ2, БТИЗ, БТИ4
с планарными, а БТИ5 со штырьковыми выводами.
Трансформаторы типа ТИ работают в импульсном режиме с
импульсами длительности от 0,5 до 100 мкс и амплитудой 50 В,
типа ТИМ — с импульсами длительностью 0,2... 100 мкс и ам-
плитудой до 30 В. В зависимости от требуемой длительности им-
пульса трансформаторы подразделяются на группы, каждая из
которых содержит трансформаторы с различными числом обмо-
ток и коэффициентом трансформации.
Трансформаторы типов ТИ и ТИМ унифицированы и конструк-
ции их составляют ряд, в который входят 350 типоразмеров ТИ
и 252 типоразмера ТИМ [63].
Причины отказов импульсных трансформаторов отличаются от
тех, которые характерны для трансформаторов питания и согла-
сования. Они работают в импульсном режиме с малой средней
мощностью, т. е. с относительно небольшим перегревом, но в них
действуют большие импульсные механические напряжения, при-
водящие к отказу. Значения ^-характеристик импульсных транс-
форматоров примерно составляют (0,03 ... 0,24) • 10“6.
9.9. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ
ТРАНСФОРМАТОРОВ
Трансформаторы являются элементами конструкции РЭА, ко-
торые за последние годы значительно усовершенствованы. Однако
прогресс их конструктивно-технологических характеристик ока-
зался значительно меньшим, чем у других ЭРЭ. Масса и габари-
ты трансформаторов относительно массы и габаритов других эле-
ментов возросли. Это привело к сокращению использования
трансформаторов в РЭА, особенно трансформаторов согласования,
которые теперь находят применение в основном в мощных усили-
телях звуковых сигналов в бытовой аппаратуре.
Выпускаются импульсные компактные трансформаторы на ма-
лые мощности, согласующиеся с аппаратурой на ИС и облегчаю-
щие проектирование РЭА. Некоторое применение имеют также
мощные импульсные трансформаторы, в основном в импульсных
р а диопер ед а ю щих у ст р о й ст в~ах.
345
Большое влияние на конструкцию РЭА и ее конструктивно-
технологические характеристики оказывают трансформаторы пи-
тания. Поскольку параметры активных элементов РЭА, в том чис-
ле диодов, являющихся основными элементами в устройствах пи-
тания, значительно улучшены, оказалось, что трансформаторы
питания, совершенствование которых шло значительно медленнее,
остаются наиболее тяжелыми и громоздкими и в то же время наи-
менее надежными элементами аппаратуры.
Масса и габариты устройств питания составляли до 0,5 общей
массы и габаритов РЭА, и на их долю приходилось в некоторых
случаях до 50 % отказов. Это выдвинуло задачу совершенствова-
ния трансформаторов питаниям Основные трудности при этом оп-
ределяются тем, что материалы магнитопроводов имеют ограни-
ченные магнитную проницаемость и индукцию насыщения и боль-
шие потери. Прогресс в конструкциях трансформаторов опреде-
лился совершенствованием магнитных материалов, в том числе
ферритов, пригодных для использования в трансформаторах пи-
тания. В результате созданы трансформаторы питания, предназ-
наченные для использования на частоте до 50 ... 200 кГц при до-
пустимом уровне потерь в магнитопроводе и больших индукциях..
В перспективе намечается дальнейшее улучшение их показателей,
применение ИВЭП с бестрансформаторным входом.
Повышение частоты позволило существенно уменьшить массу
и габариты трансформаторов. Использование более высоких ча-
стот в устройствах питания способствовало также применение
электролитических конденсаторов, у которых увеличена макси-
мальная рабочая частота, и монолитных керамических конденса-
торов, у которых увеличилась емкость.
Повышение частоты в устройствах питания позволило значи-
тельно сократить их массу и габариты и одновременно повысить,
надежность.
СПИСОК ЛИТЕКАТУРЫ
1.	Основные направления экономического и социального развития СССР 1986—
1990 г. и на период до 2000 года. Материалы XXVII съезда КПСС.—М.:
Политиздат, 1985.
2.	Рычина Т. А. Электрорадиоэлементы.—М.: Сов. радио, 1976.—326 с.
3.	Васенков А. А., Федотов Я. А. Интегральная электроника динамических и
статических неоднородностей// Электронная промышленность. — 1983.—
№1, —С. 21—24.
4.	Васенков А. А., Федотов Я. А. Функциональная электроника. Основные на-
правления работ// Электронная промышленность.—1983.—№ 8.—С. 3—5.
•5. Федотов Я. А. Твердотельная электроника// Радио, — 1981. — № 9. — С. 1—6.
6.	Федотов Я. А. От схемотехнической электроники к функциональной// Ра-
дио. — 1986. — № 9. — С. 12—14.
7.	Гуткии Л. С. Современная радиоэлектроника и ее проблемы. — М.; Сов. ра-
дио, 1980. — 190 с.
8.	Пестряков В. Б., Кузеиков В. Д. Радиотехнические системы. — М.: Радио и
связь, 1984. — 336 с.
9.	Гелль П. П., Иванов-Есипович Н. К. Конструирование и микроминиатюриза-
ция радиоэлектронной аппаратуры. — М.: Энергоатомиздат, Лснингр. отд.,
1984. — 536 с.
40.	Компоновка и конструкции радиоэлектронной аппаратуры/ Под ред
Б. Ф. Высоцкого, В. Б. Пестрякова, О. А. Пятлина. — М.: Сов. радио,
1982, —206 с.
. И. Купцов В. И. Детерминизм и вероятность. — М.: Политиздат, 1976. — 256 с.
12.	Винокуров В., Зуев К. Актуальные проблемы развития вычислительной тех-
ники// Коммунист.— 1985. — № 5. — С. 18—29.
13.	^Краснов В., Приходько В. Гибкие системы: проблемы внедрения// Комму-
нист. — 1985. — № 12. — С. 35—42.
14.	Деиьдобренко Б. Н., Малика А. С. Автоматизация конструирования РЭА. —
М.: Высш, шк., 1980.—384 с.
15.	Ермолаев Ю. В., Крюков Ю. Г., Пономарев М. Ф. Конструкции и техноло-
гия микросхем (ГИС и БГИС)/ Под ред. Ю. П. Ермолаева.—М.; Сов. ра-
’ дио, 1980. — 254 с.
16.	Сапаров В. Е., Максимов Н. А. Системы стандартов в электросвязи и радио-
электронике.— М.: Радио и связь, 1985. — 248 с.
17.	Методика выбора показателей для оценки надежности сложных технических
систем. — М.: Изд-во стандартов, 1977. — 44 с.
18.	Краткий философский словарь/ Под ред. А. В. Петровского и М. Г. Ярошев-
ского. — М.: Политиздат, 1985. — 432 с.
I 19. Пестряков В. Б. Основы теории технической эксплуатации аппаратуры,—
М.: МЭНС, 1985.— 92 с.
I 20. Пестряков В. Б., Андреева В. В. Индивидуальное прогнозирование состояния
РЭА с использованием теории распознавания образов. — Куйбышев (Куйбы-
шевский авиационный ип-т).— 1980. — 88 с.
'21	. Дружинин Г. В. Методы оценки и прогнозирования качества. — М.: Радио и
связь, 1982. — 160 с.
'22	. Майоров А. В., Потюкоп II. П. Планирование ускоренных испытаний на на-
дежность устройств электрон ной автоматики. — М.: Радио и связь, 1982.—
144 с.
347
23.	Рычина Т. А. Взаимосвязь оптимальной и квазиоптимальной процедур прог-
нозирования// Межвузовский сборник. — Ряз. РТИ, 1983. — С. 85—87.
24.	ГОСТ 16962—71. Изделия электронной техники и электроники. Механические
и климатические воздействия. Требования и методы испытаний. — М.: 1972.—
98 с.
25.	Носов Ю. Р., Сидоров А. С. Оптроны и их применение. — М.: Радио и связь,
1981, —278 с.
26.	Коммутационные устройства радиоэлектронной аппаратуры/ Г. Я. Рыбин,
Б. Ф. Ивакин, И. В Вьюков и др.; Под ред. Г. Я. Рыбина. — М.: Сов. радио,
1985.— 264 с.
27.	Харазов К. И. Переключатели с магнитоуправляемыми контактами.—М.:
Энергия, 1978. — 80 с.
28.	Рыбин Г. Я-, Ивакин Б. Ф., Животченко А. Д., Соболев В. В. Слаботочные
реле. — М.: Сов. радио, 1982. — 80 с.
29.	Полупроводниковые оптоэлектронные приборы: Справочник. — М.: Энерго-
издат, 1984. — 184 с.
30.	Савченко В. С., Мельников А. В., Карнишин В. И. Соединители радиочастот-
ные коаксиальные. — М.: Сов. радио, 1977. — 46 с.
31.	Горячева Г. А., Добромыслов Е. Р. Конденсаторы: Справочник. — М.: Ра-
дио и связь, 1984. — 376 с.
32.	Резисторы: Справочник/ Андреев Ю. Н., Антонян А. И., Иванов Д. ML
и др. — М.: Энергия, 1980. — 352 с.
33.	Зайцев Ю. В. Переменные резисторы. — М.: Энергоиздат, 1984. — 359 с.
34.	Васильева А. С., Завалина И. П., Калинер Р. С. Катушки индуктивности
аппаратуры связи. — М.: Связь, 1973. — 200 с.
35.	Ненашев А. П., Коледов Л. А. Основы конструирования микроэлектронной
аппаратуры. — М.: Радио и связь, 1981. — 300 с.
36.	Кустов О. В., Лундин В. 3. Операционные усилители в линейных цепях. —
М.: Связь, 1978.— 144 с.
37.	Приборы с зарядовой связью: Пер. с англ, под ред. М. Хоувза, Д. Морга-
на.— М.: Энергоиздат, 1981. — 370 с.
38.	Речицкий В. И. Радиокомпоненты на поверхностных акустических волнах. —
М.: Радио и связь, 1984.— 112 с.
39.	Орлов В. С., Бондаренко В. С. Фильтры на поверхностных акустических вол-
нах.— М.: Радио и связь, 1984. — 276 с.
40.	Фильтры на поверхностных акустических волнах: расчет, технология и при-
менение/ Под ред. Г. Мэттьюза.—М.: Радио и связь, 1981. — 472 с.
41.	Пестряков В. Б., Рылов В. С., Рычина Т. А. Микроэлектроника и проблемы
фильтрации в радиотехнике// Межвузовский сборник. — Казан, авиац.
ин-т, 1984. — С. 9—18.
42.	Пономарев М. Ф. Конструкции и расчет микросхем и микроэлементов ЭВА.—
М.: Радио и связь, 1982. — 285 с.
43.	Калабеков Б. А., Мамзелев И. А. Основы автоматики и вычислительной тех-
ники.— М.: Связь, 1980. — 296 с.
44.	Никитов В. А. Перспективы развития и применения ЗУ на ЦМД// Зарубеж-
ная электроника, — 1981. — № 2. — С. 79—92.
45.	Альтман Л. ПЗС и ЦМД ЗУ — новые компоненты для высококачественных
систем памяти// Электроника.— 1978. — Т. 51, № 8. — С. 34—45.
46.	Полупроводниковые запоминающие устройства и их применение/ В. П. Ан-
дреев, В. В, Баранов, Н. В. Бекин и др.; Под ред. Ю. А. Гордонова. — М.:
Радио и связь, 1981. — 344 с.
47.	Саямов Э. А. Средства воспроизведения и отображения информации. — М.:
Высш, школа. 1982. — 335 с.
48.	Смоляров А. М. Системы отображения информации и инженерная психоло-
гия. — М.: Высш, школа, 1982. — 272 с.
49.	Дисплеи: Пер. с англ./ Под ред. Ж- Панкова. — М.: Мир. 1982. — 320 с.
50.	Берг А., Дин П. Светодиоды: Пер. с англ. — М.: Мир, 1979. — 686 с.
51.	Быстров Ю. А., Литвак И. И., Персианов Г. М. Электронные приборы для
отображения информации.—М.: Радио и связь, 1985. — 240 с.
52.	Яблонский Ф. М., Троицкий Ю. В. Средства отображения информации. —
М.: Высш, школа, 1985. — 200 с.
348
53.	Ревенко В. II., Спал В. М. Комплексы средств отображения информации.—
М.: Радио и спя и., 1985. — 216 с.
54.	Мазур Л. И., I ранен В. Н. Электрохимические индикаторы.—• М.: Радио и
связь, 1985,	р’8 <•. (Массовая б-ка инженера «Электроника»; Вып. 47).
55.	Низковольтные паюдолюминесцентные индикаторы/ Б. И. Горфппксль,,
Б. В. Лб,ыыг<-н. Р. С, Медведев и Др. — М.; Радио и связь, 1983.  112 с.
(Маесон.зя о c.i инженера «Электроника»; Вып. 35).
56.	Згурскнй В. < Лиеицип Б. Л. Элементы индикации: Справочник. — 2-е изд.,
персраб. п ион М,- Энергия, 1980. — 304 с.
57.	Лямичен И. Я. Ус i poiic ilia отображения информации с плоскими экранами,—
М.: Радио н спя и., 1983.—208 с.
58.	Коган Л. М. 11о>1\/н|>онод,нпковые светоизлучающие диоды. — М.: Энергоатом-
издат, 1983.	208 е
59.	Источники вторичного электропитания: Справочное пособие/ С. С. Букреев,.
В. А. Ролон.-i и кип, Г II. Гулякович и др.; Под ред. Ю. И. Конева.—М.:
Радио и связь, 1983.	280 с.
60.	Мазель К- Б. Трансформаторы электропитания. — М.; Энергоиздат, 1982.—
77 с.
61.	Каретникова Е. И., Рычииа Т. А., Ермаков А. И. Трансформаторы питания
и дроссели фильтров для РЭА. — М.: Сов. радио, 1973.— 178 с.
62.	Вертинов А. И., Кофмаи Д. Б. Тороидальные трансформаторы статических-
преобразователеп......М.: Энергия, 1970.— 92 с.
63.	Сидоров И. Н., Мукосеев В. В., Христинин А. А. Малогабаритные трансфор-
маторы и дроссели: Справочник. — М.: Радио и связь, 1985. — 413 с.
64.	Гольденберг Л. М., Бутыльский Ю. Т., Поляк М. Н. Цифровые устройства на*
интегральных схемах в технике связи. — М.: Связь, 1979. — 231 с.
65.	Шумоподобные сигналы в системах передачи информации/ В. Б. Пестряков-,.
В. П. Афанасьев, В. Л. Гурвиц и др. — М.: Сов. радио, 1973. — 423 с.
66.	Магнитные доменные логические и запоминающие устройства/ М. А. Бояр-
ченков, Н. Л. Прохоров, В. К. Раев, Ю. Д. Розенталь.—М.: Энергия, 1977,—
172 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие........................................................... 3
Глава 1.	РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ АППАРАТУРА И ЭЛЕМЕНТНАЯ
БАЗА................................................ 5
1.1.	Радиотехника	и радиоэлектронная аппаратура....................... 5
1.2.	Элементная	база радиоэлектронной аппаратуры...................... 7
1.3.	Комплексное использование в РЭА электрорадиоэлементов, интеграль-
ных микросхем, устройств функциональной электроники, дискретных
транзисторов и электровакуумных приборов..........................10
'1.4. Развитие элементной базы........................................14
1.5.	Задачи конструкторов-технологов РЭА в исследовании, проектирова-
нии, производстве электрорадиоэлементов и устройств функциональ-
ной электроники.................................................. 15
1.6.	Методология проектирования и применения электрорадиоэлементов и
устройств функциональной электроники ................................ 17
Глава 2.	НАДЕЖНОСТЬ ЭЛЕМЕНТОВ И ЕЕ ЗНАЧЕНИЕ ...	35
2.1.	Надежность.......................................................35
2.2.	Модели отказов электрорадиоэлементов и устройств функциональной
электроники...........................................................39
2.3.	Индивидуальное	прогнозирование качества и надежности элементов 45
.2.4. Метод ускоренных испытаний устройств функциональной электроники
и электрорадиоэлементов ........................................ 53
Глава 3.	УСТРОЙСТВА КОММУТАЦИИ И СОЕДИНИТЕЛИ ...	56
3.1.	Функции соединителей и коммутационных устройств, параметры и
требования.......................................................56
3.2.	Оптоэлектронные бесконтактные коммутационные устройства ...	62
3.3.	Принцип действия и возможности полупроводниковых	коммутаторов	70
3.4.	Контактные коммутационные устройства и соединители. Принцип дей-
ствия и контактное сопротивление .................................... 72
3.5.	Физико-химические процессы в электрических контактах	....	80
'3.6. Анализ точности параметров электрорадиоэлементов на примере
контактного нажатия. Надежность контактных устройств ....	86
3.7.	Особенности конструирования контактных устройств................921
'3.8. Перспективы развития коммутационных устройств и соединителей 100
Глава 4. КОНДЕНСАТОРЫ, КАТУШКИ индуктивности, РЕЗИС- I
торы.................................................................102
•4.1. Применение дискретных конденсаторов, резисторов и катушек индук-
тивности в РЭА..................................................102
-4.2. Конденсаторы...................................................104
4.3.	Катушки индуктивности...........................................119
4.4.	Резисторы.......................................................128
4.5.	Прогнозирование качества электрорадиоэлементов на примере рези-
сторов ..............................................................140
Глава 5. АНАЛОГОВЫЕ ФИЛЬТРЫ..........................................143
'5.1. Задачи фильтрации	в	радиотехнике..........143
"5.2. Фильтры LC.....................................................151
.350
5.3.	.'->JK'K r|n>M('.saiiii'ii‘CKiic и пьезоэлектрические фильтры ....
5.4.	Лктннпые фн.111. i pi.i.....................................
Глава 6.	ФИЛЬТРЫ ИА ОСНОВЕ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРОН!!
КН. НА ПРИБОРАХ С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ И НА ПО
)1Ы'Х ПОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ .	.	.	|. I
6.1.	Кратми' i-iii'iiei । и и о принципах действия дискретных и цифровых филь-
тров ................................................................13 1
6.2.	Дискретны!' < |п । л пт р 1 л и их характеристики...............1;:‘1
6.3'	. Фильтры ни приборах < зарядовой связью.......................I'll
6.4.	Фплыры на iioiiepxiioi'rnijx акустических волнах................207
6.5.	Проек г,। р। ilia и 111  и конст руирование фильтров на поверхностных аку-
стических волнах.....................................................21:1
6.6.	Краткие гпс.ц< 1111-а о цифровых фильтрах.......................22!)
6.7.	Рекомендации но выбору фильтров при конструировании РЭА .	.	235
Глава 7. элементы запоминающих устройств ....	237
7.1.	Определения, кл,'1<тиф|щ.'|цпя и параметры......................237
7.2.	Физические явления, используемые в элементах запоминающих
устройств............................................................ 239-
7.3.	Элементы запоминающих устройств на ферритовых сердечниках .	.	241
7.4.	Элементы запоминающих устройств на цилиндрических магнитных
доменах..............................................................249
7.5.	Элементы запоминающих устройств на приборах с зарядовой связью 262
- 7.6. Краткие сведения о полупроводниковых элементах запоминающих
устройств..........................................................263
7.7. Рекомендации но применению в РЭА запоминающих устройств на раз-
личных элементах...................................................270
Глава 8. элементы индикации устройств отображения
информации.............................................................272
8.1.	Классификация элементов индикации.................................272
8.2.	Психофизиологические особенности зрения...........................27б
8.3.	Характеристики элементов индикации............................... 280'
8.4.	Вакуумные люминесцентные индикаторные	элементы....................283
. 8.5. Газоразрядные элементы индикации................................288
8.6.	Полупроводниковые элементы индикации.............................. 296
8.7.	Элементы индикации на жидких кристаллах...........................302
8.8.	Рекомендации по выбору элементов индикации устройств отображе-
ния информации для РЭА................................................ 309'
8.9.	Перспективы развития элементов индикации..........................313
Глава 9. трансформаторы радиоэлектронной аппаратуры 314
9.1.	Определения, классификация и применение в аппаратуре .	.	.	.	314
9.2.	Принцип действия, схема замещения трансформатора ....	316
9.3.	Основные расчетные соотношения и параметры трансформаторов пи-
тания ........................................................... 319
9.4.	Трансформаторы питания для статических преобразователей .	.	326
9.5.	Особенности конструкций трансформаторов питания.................33(1'
9.6.	Вероятностно-статистический анализ характеристик трансформаторов
питания........................................................ .	.	334
9.7.	Вероятностная теория старения при длительном функционировании.
Надежность.............................................................3;щ
9.8.	Особенности	импульсных трансформаторов............................311
9.9.	Перспективы	развития трансформаторов..............................31!
Список литературы ..................................................3'1/
Учебное издание	*
.Рычина Тамара Андреевна
Зеленский Анатолий Васильевич
УСТРОЙСТВА ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
И ЭЛЕКТРОРАДИОЭЛЕМЕНТЫ
’Учебник	1
"Заведующий -редакцией П. И. Никонов Редакторы Л. Г. Селиванова, Н. В. Ефимова
Художественный редактор А. С. Широков Переплет художника Ю. В. Архангельского
Технический редактор 3. Н. Ратникова Корректор Н. Л. Жукова
ИБ № 458
Сдано в набор 23.05.88 •Формат 60X90J/ie Печать высокая Уч.-изд. л. 23,87 Зак. №“6459	Цена I	Подписано в печать 19.09.88	Т-15605 Бумага тип. № 2	Гарнитура литературная Усл. печ. л. 22,0	Усл. кр.отт. 22,0 Тираж 10 000 ~кз.	Изд. № 20272 р. 10 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени МПО «Первая
Образцовая типография имени А. А. Жданова» Союзполиграфпрома при Государственном
комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли: 113054, Москва,
Валовая, 28.	/
————-— --------- 	/V
Т. А. Рычина
А-В.3еленский
УСТРОЙСТВА
ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
И ЭЛЕКТРОРАДИО-
ЭЛЕМЕНТЫ
Учебник
для высших
учебных
заведений