Author: Шило В.Л.
Text
Оглавление
Предисловие........................................................ 3
Введение. Линейные интегральные схемы в аппаратуре. Их классифика-
ция.......................................................... 5
B..I. Структурные схемы традиционной и перспективной радиосистем . 5
В.2. Основные классы линейных интегральных схем.................... 8
ГЛАВА I. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СТРУКТУРЫ В ЛИНЕЙНЫХ СХЕМАХ
1.1. Особенности планарных биполярных структур для линейных инте-
гральных схем....................................................14
1.2. Электрические параметры каскада с общим эмиттером в режиме ма-
лых токов. . . . ................................................19
1.3. Шумовые свойства планарных структур...........................24
1.4. Особенности структуры радиочастотных транзисторов.............28
1.5. Примеры типичных интегральных структур . ....................29
1.6. Корпуса линейных схем общего применения.......................34
ГЛАВА 2. ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ ОБЩЕГО ПРИМЕНЕНИЯ
2.1. Общие конфигурации стандартных линейных интегральных схем . 37
2,2. Отрицательная обратная связь в усилителях, источники сигналов,
типы усилителей................................................38
2.3. Четыре схемы включения усилителя общего применения с отрица-
тельной обратной связью........................................40
2.4. Амплитудные и фазовые частотные характеристики...........43
2.5. Основные этапы схемотехники линейных интегральных схем . . 47
2.6. Усилители с глубокими отрицательными обратными связями . . 49
ГЛАВА 3. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
3.1. Области применения дифференциальных каскадов..................60
3.2. Функционирование дифференциального каскада....................61
3.3. Малосигнальные усилительные параметры дифференциального кас-
када ............................................................63
3.4. Генераторы ошибок усиления постоянной составляющей сигнала . 69
3.5. Шумовые параметры ДУ . ...............................73
3.6. Схе^иы балансировки ДУ........................................77
3.7. Основные схемотехнические элементы ДУ.........................77
3.8. Высокочастотные усилители, выполненные по дифференциальной
схеме............................................................86
3.9. Примеры интегральных усилителей радио- и промежуточных частот 89
3.10. Дифференциальный согласующий предусилитель с терморегули-
рованием ........................................................96
ГЛАВА 4. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
4.1. Общие сведения об операционных усилителях.................98
4.2. Основные свойства операционных усилителей................101
4.3. Элементы схемотехники операционных усилителей . ;........109
4.4. Принципиальные схемы различных операционных усилителей об-
щего применения...............................................120
4.5. Схемы включения ОУ в аппаратуре...........................' 149
4.6. Инвертирующее включение ОУ...............................150
4.7. Неинвертирующее включение ОУ.................,...........153
4.8. Дифференциальное включение ОУ............................154
4.9. Логарифмирующие схемы усиления сигналов..................159
4.10. Умножители аналоговых сигналов ... . .................162
4.11. Выпрямители и детекторы сигналов........................164
4.12. Схемы с реактивными элементами..........................167
4.13. Компараторы сигналов на ОУ..............................171
4.14. Мультивибраторы.........................................174
4.15. Усилители повышенного быстродействия....................177
ГЛАВА 5. КОМПАРАТОРЫ СИГНАЛОВ
5.1. Принципиальные схемы некоторых компараторов..............181
5.2. Схемы применения компараторов............................187
5.3. Усилители считывания сигналов магнитной памяти...........191
5.4. Усилители считывания, построенные на ИС..................193
ГЛАВА 6. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В УСТРОЙСТВАХ
СТАБИЛИЗАЦИИ НАПРЯЖЕНИЯ ПИТАНИЯ
6.1. Интегральные опорные элементы............................198
6.2. Схемотехника интегральных стабилизаторов напряжения......203
6.3. Формирование параметров стабилизаторов напряжения........205
6.4. Гибридно-модульный стабилизатор напряжения...............208
6.5. Принцип построения ключевого стабилизатора напряжения . . . 212
6.6. Многофункциональные стабилизаторы напряжения.............213
ГЛАВА 7. ЛИНЕЙНЫЕ СХЕМЫ НА УНИПОЛЯРНЫХ ПРИБОРАХ
7.1. Виды униполярных приборов и их конструктивные особенности . . 218
7.2. Униполярные приборы с изоляцией затвора запертыми р-п перехода-
ми ...........................................................221
7.3. Приборы структуры металл — оксид — полупроводник.........224
7.4. Параметры и схемы включения полевых приборов.............229
7.5. Применение униполярных приборов в предусилителях.........234
7.6. Полевые приборы в радиокоммуникационных устройствах .... 236
ГЛАВА 8. ЛИНЕЙНО-ДИСКРЕТНЫЕ ИС ДЛЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
АНАЛОГ - КОД и КОД - АНАЛОГ
8.1. Общий состав комплекта ИС для преобразователей аналог — код
и код — аналог................................................242
8.2. Требования к комплекту ИС для преобразователей код — аналог
и аналог — код................................................245
8.3. Уровень точности работы интегральных преобразователей н требо-
вания к отдельным схемам комплекта.............................247
8.4. Аналоговые ключи...........................................248
8.5. Схемы выборки — хранения аналогового сигнала...............259
8.6. Резистивные матрицы........................................263
8.7. Система преобразования аналог — код с использованием ИС типа
рА722 ......................................................... 269
ГЛАВА 9. СВЧ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ И УСТРОЙСТВА
9.1. Общие понятия о СВЧ интегральных схемах и устройствах......274
9.2. Конструктивные варианты интегральных структур для СВЧ устрой-
ств ............................................................275
9.3. Конфигурации пассивных элементов для СВЧ интегральных схем 281
9.4. Конструктивные типы СВЧ ИС ................................286
9.5. Активные полупроводниковые приборы для СВЧ диапазона . . . 289
9.6. Применение ферритов в СВЧ интегральных устройствах.........296
9.7. Фазированные антенные решетки............................ ’ 299
Список литературы................................................1 303
в. л. шило
ЛИНЕЙНЫЕ
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ
СХЕМЫ
В РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ
АППАРАТУРЕ
Под ред. Е. И. Галь пер-ин а
МОСКВА «СОВЕТСКОЕ РАДИО» 1974
Введение
ЛИНЕЙНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В АППАРАТУРЕ.
ИХ КЛАССИФИКАЦИЯ
В.1. Структурные схемы традиционной
и перспективной радиосистем
Интегральные схемы (ИС), предназначенные для усиления, обра-
ботки и генерирования сигналов, заняли в 60-х годах прочное место
в самой различной радиоэлектронной аппаратуре. Характер операций,
выполняемых данными ИС, работающими в линейном режиме, обусло-
вил их название: линейные интегральные схемы (ЛИС).
Более емким'является определение «аналоговые интегральные схе-
мы», однако оно чаще применяется для аналого-вычислительных систем.
Специалисты по радиоэлектронной аппаратуре охотнее пользуются
терминами: линейный (или нелинейный) режим, усилитель, блок. По-
этому целесообразно считать определения аналоговый и линейный рав-
ноправными и пользоваться ими, исходя из конкретной функции рас-
сматриваемого устройства обработки сигналов.
Развитие производства ЛИС обусловлено развитием аппаратуры.
Оно базируется на широких возможностях планарной технологии из-
готовления полупроводниковых приборов и достижениях теории и прак-
тики разработки электронных схем.
Применение в аппаратуре ЛИС существенно повлияло на ее внешние
габаритно-весовые характеристики и принципиально улучшило такти-
ко-технические данные.
За последнее двадцатилетие структура электронной аппаратуры
всех видов существенно изменилась как в качественном, так и в коли-
чественном отношении, но вместе с тем принцип преемственности разви-
тия техники ведет к тому, что совместно серийно выпускается и эксплу-
атируется аппаратура различных поколений. Естественно поэтому,
что в настоящее время используются как традиционные, так и перспек-
тивные методы обработки информации. Наибольшее многообразие их
наблюдается при линейной обработке сигналов, занимающих широ-
кий спектр частот и имеющих большой динамический диапазон.
Интересно рассмотреть в общих чертах возможности применения
ЛИС в радиосистемах, одинаковых по назначению, но построенных по
методологии и структурным схемам, разделенным несколькими
десятилетиями развития радиоэлектронной аппаратуры. С этой целью
удобно сравнить две радиолокационные системы, так как известно, что
такие системы содержат полную гамму электронных блоков всех частот-
ных диапазонов: СВЧ тракты, приемо-передатчики, анализаторы сиг-
налов, устройства синхронизации и отображения.
Структурная схема радиолокатора 50-х годов представлена на
рис. В.1, а гипотетическая схема радиокоммуникационной системы того
же назначения 70-х годов изображена на рис. В.2. В первом устройстве
(назовем его структурную схему традиционной) имеются не только
электронные блоки, но и механические устройства слежения и сканиро-
вания. Второе устройство полностью выполнено методами интегральной
электроники, и поэтому в нем отсутствуют электромеханические блоки.
Две эти системы принципиально отличаются не только структурой, но
и тактико-техническими параметрами, обусловленными новыми ме-
тодами обработки сигналов.
Традиционные системы передачи, приема и обработки информации
(см. рис. В.1) строились на основе усилительных каналов, линейно об-
рабатывающих непрерывные или импульсные сигналы. Цифровая тех-
ника обработки сигналов в этих си-
стемах применялась редко, хотя име-
лось большое количество блоков, про-
граммирующих работу станции: вспо-
могательные устройства синхрониза-
ции, разделения каналов, формирова-
ния отображения. Широкое примене-
ние в системах линейных блоков объ-
яснялось не только традициями, выз-
ванными развитием радиоэлектрон-
ных устройств обработки информации
из чисто связных устройств, но и от-
носительной новизной и несовершен-
ством специализированной вычисли-
тельной техники в первый период ее
развития, когда еще не было цифро-
вых ИС. Существенным препятствием
развитию систем являлось и отсутст-
вие серийных высокоточных рабо-
тающих без обслуживания устройств
взаимного перехода от аналоговой к
цифровой информации (например, преобразователей код — аналог и
аналог'— код). Хотя эти блоки без труда поддаются стандартизации,
число таких однородных по структуре каналов преобразования велико.
Со временем стало ясно, что массовая аналоговая аппаратура по-
вышенной точности, строящаяся на дискретных элементах (резисторах,
конденсаторах, транзисторах и т. д.), требует существенных затрат
при настройке и регулировке, а надежность ее из-за значительного уве-
личения числа элементарных каскадов снижается. Появление в мас-
совом производстве ЛИС с избыточностью, параметров позволило зна-
чительно улучшить эксплуатационные свойства узлов и приборов, вхо-
дящих в традиционные системы, увеличить точность работы, снизить
стоимость. Но принципиальный выигрыш от применения новой ана-
логовой элементной базы получается лишь в случае, если она сочетает-
ся с цифровой техникой.
В настоящее время создан существенный задел по математическим
методам обработки сигналов, которые обеспечивают значительное повы-
шение достоверности передачи информации, улучшение ее фильтрации
Рис. B.L Структурная схема тра-
диционной радиокоммуникацион-
ной системы:
1 — антенна; 2 волноводная система
и СВЧ коммутаторы; 3 — передатчик;
4 — приемник; 5 — модулятор; 6 —
синхронизатор и генератор частот;
7 — устройство оптимальной обработ-
ки; 8 — устройство 'слежения; 9 —
привод управления антенной; /0 —ин-
дикаторные и исполнительные устрой-
ства; 11 — электромашинные или
электрохимические источники питания;
12 — оператор.
и помехозащищенности. Техническая реализация этих решений требует
больших объемов вычислений с высокой точностью. Элементная база
ЦВМ с малым весом и габаритами на обычных цифровых ИС и на схе-
мах большого уровня интеграции хорошо развита, поэтому малогаба-
ритные универсальные и специализированные машины для обработки
Рис. В.2. Радиокоммуникационная система, выполненная методами интегральной
электроники:
1— фазированная антенная решетка; 2 —УПЧ и схема обработки сигнала в приемном
тракте; 3 — преобразователь аналог — код; 4 — вычислительная машина; 5— источник ана-
логового сигнала; 6 — преобразователь аналог— код; 7—преобразователь выходного кода
цифровой информации (ЦИ) в аналоговую выходную информацию (АИ); 8 — устройство
памяти со схемами ввода (9) и вывода (10) информации; 11— индикаторио-исполиительные
устройства; 12— генератор опорных частот для формирования СВЧ сигнала; 13 ~ модуля-
торное устройство; 14 — устройство выхода на элементарные передатчики; 15 — устройства
управления сканированием луча; 16 — преобразователь код — аналог для цифровой АРУ;
17 — источники питания.
информации, снабжаемые соответствующими запоминающими устрой-
ствами, в настоящее время доступны практически для всех систем об-
работки данных.
ЦВМ является центром и в радиокоммуникационной системе, по-
казанной на рис. В.2. Машина, обработав по программе аналоговые дан-
ные, преобразованные в двоичный код, может управлять теми или
иными параметрами системы (приемником, передатчиком, исполнитель-
ными устройствами). В данной системе вычислительная машина
окружена рядом чисто электронных (немеханических) периферийных
устройств: фазированной антенной решеткой (ФАР) с электронным
управлением сканированием луча, радиоприемным каналом, преобра-
зователями типа код ‘— аналог и аналог ‘— код, устройствами памяти
и т. д.
G современной точки зрения самой сложной в техническом отношении
частью системы является ФАР, которая строится из сотен одинаковых
маломощных приемо-передатчиков. Скорости сканирования луча такой
радиолокационной системы могут составлять несколько десятков кило-
герц по сравнению с несколькими герцами для локаторов с механи-
ческим сканированием антенны.
Новые элементная база и системная методология приводят к тому,
что для перспективной системы может быть обеспечен срок работы по-
рядка 10 000 ч без обслуживания. В итоге можно отметить, что прои-
зошел не только количественный рост электронной аппаратуры, чему
особенно благоприятствовал переход на интегральную элементную ба-
зу, но и количество позволило получить от систем соверщенно новые
качества. Последнее—основной результат нового системного подхода.
Новые структурные решения появляются не сразу, а лишь после
накопления опыта использования интегральной элементной базы. Пер-
воначальным этапом данной работы является, как правило, простая
замена усилительных схем на дискретных элементах (резисторах, тран-
зисторах и т. д.) линейными интегральными схемами,’что для одиночных
малосигнальных электронных приборов со схемой средней сложности
(например, для радиоприемного устройства, устройства синхронизации
и т. д.) дает выигрыш в 1,5 ... 2 раза по весу и.габаритам. Однако,
как показывает опыт, вся система, построенная по традиционным
принципам из модернизированных на интегральной элементной базе
приборов, не получает существенного выигрыша в весе и габаритах,
так как большинство нестандартных устройств системы: источники пи-
тания, выходные согласующие устройства приборов (реле и другие элек-
тромеханические устройства), кабели и разъемы, конструктивные эле-
менты, элементы СВЧ тракта, электромеханика антенны, останутся поч-
ти без изменений; в результате наибольший выигрыш даже по габа-
ритно-весовым характеристикам при замене дискретных электронных
элементов на интегральные не превысит 20 ... 30%.
Таким образом,-логично принять следующую концепцию, относя-
щуюся не только к радиосистемам, рассмотренным выше: .изучив инте-
гральную элементную базу, инженер — разработчик аппаратуры
должен сосредоточить свое внимание на поисках путей получения но-
вых свойств систем, используя такие положительные свойства ИС, как
их’однородность, массовость, надежность, высокое качество электри-
ческих параметров, малые вес и габариты.
В.2. Основные классы линейных интегральных схем
Современное состояние ЛИС удобно рассмотреть применительно
к радиосистеме (рис. В.2). Количество типов выпускаемых ЛИС
весьма велико: от простейшего дифференциального усилителя до ком-
плектных преобразователей аналог •— Код, код •— аналог и СВЧ при-
емо-передатчиков на одной подложке. Поэтому наиболее удобным мето-
дом рассмотрения преобладающих тенденций развития ЛИС следует
считать последовательное изучение типовых схем, хорошо зарекомендо-
вавших себя в аппаратуре. В тех случаях, когда классические схемы
не выделились из-за относительной новизны данного типа ЛИС,
необходимо проанализировать наиболее перспективные тенденции их
развития. Изучение и освоение современной линейной элементной базы
должно вместе с тем соответствовать принципу преемственного развй-
тия технических направлений проектирования аппаратуры.
Линейные и линейно-дискретные схемы (схемы, в которых сигнал
принимает много фиксированных дискретных состояний) в современных
электронных системах наиболее часто используются для ввода и вы-
вода данных в ЦВМ, для обслуживания памяти машины, для устройств
исполнения. Поскольку таких стандартных каналов обслуживания ЦВМ
большое количество, то и классы линейно-дискретных схем для обслу-
живания вычислительных устройств и систем памяти представлены по
номенклатуре и количеству наиболее широко.
Классы, радиокоммуникационных ИС для построения собственно
приемо-передающих устройств также претерпевают в процессе инте-
грации систем значительные изменения. Прежде всего, общее стремле-
ние к высокой надежности аппаратуры требуег сведения к минимуму ра-
боты по настройке и доводке радиоприбора. Радиоприемное устройство,
выполненное из стандартных интегральных блоков с точно известными
параметрами, позволяет практически устранить нетехнологичные
«ручные» операции. Интегральные схемы для радиокоммуникационных
целей могут выпускаться достаточно большими сериями и обеспечи-
вать построение приемо-передатчиков любой сложности; ^именно такая
элементная база позволяет при серийном выпуске приемо-передатчи-
ков совершить попытку замены электромеханической системы «антен-
на-— электропривод-— СВЧ тракт» (рис. В.1) на фазированную антен-
ную решетку с электрическим сканированием луча.
Чтобы замкнуть на данном этапе цикл интеграции линейных блоков,
необходимо иметь большое количество типов вспомогательных схем:
стабилизаторов и преобразователей напряжения питания, устройств
согласования маломощных стандартных 'цифровых и линейных ИС
с электромеханическими исполнительными устройствами, устройства
взаимного перехода между биполярными и униполярными схемами
и т. д.
Таким образом, ЛИС можно разделить на три большие группы:
для радиокоммуникационных целей; для обслуживания вычислительных
устройств и систем памяти; для схем согласования выходов электронных
блоков с исполнительными устройствами (например, электромехани-
ческими) и ддя вторичных источников питания.
Кроме того, ЛИС в каждой из этих групп можно разделить на уни-
версальные, массовые (схемы общего применения) и так называемые
схемы частного применения, предназначенные для достаточно специали-
зированных узлов и приборов.
ЛИС общего применения по технологии изготовления являются
обычно полупроводниковыми: все элементы принципиальной схемы вы-
полняются на одной подложке (для этих схем в литературе часто встре-
чается обозначение monolithic IC-— монолитная ИС). В ряде случаев
выпускаются схемы общего применения, смонтированные из несколь-
Ких полупроводниковых подложек, о ычно к, такому технологическому
приему прибегают, осваивая производство схем высокого уровня
интеграции.
Схема общего применения проектируется с необходимым запасом
параметров, что позволяет использовать ее в десятках различных вклю-
чений, причем желаемая точная передаточная функция проектируемого
блока задается несколькими внешними резисторами, конденсаторами
или другими элементами. Примером схемы общего применения является
интегральный операционный усилитель (ОУ), который играет роль
базового универсального усилительного элемента во всех высококачест-
венных аппаратурных блоках обработки данных.
Именно широкая универсальность обеспечивает хорошим схемам
общего применения тиражи выпуска—миллионы штук и тем самым
определяет малую стоимость как самих ИС, так и аппаратуры, постро-
енной на их базе.
Однако общей характеристикой полупроводниковых ИС является
небольшая точность их параметров, что объясняется несовместимостью
процессов подгонки и юстировки с технологическим циклом полупро-
водникового производства. Несмотря на широкую номенклатуру схем
общего применения, в аппаратуре все же остаются узлы, в которых не.
удается применить ИС. Это, как правило, узлы с особыми комплексами
параметров (попутно заметим, что именно эти критичные места аппара-
туры и стимулируют дальнейшее развитие схемотехники и технологии).
Освоение новых диапазонов параметров начинается, как правило,
с использования ИС частного применения. Следует учесть и то, что
уникальные на данном этапе комплексы параметров не могут сразу
войти в массовую аппаратуру, поэтому и производство соответствующих
схем общего применения, как правило, не оправдано экономически.
ЛИС частного применения обычно предназначены для строго опре-
деленных схем включения. По технологии изготовления они чаще все-
го гибридно-пленочные: этот метод изготовления позволяет получить
ИС в кратчайший срок. Без особых затрат проводятся необходимые
коррекции ее параметров, возможна подгонка номиналов элементов.
Хотя потребление ИС частного применения ограничено, все же их
производство может достигать для определенных типов десятков ты-
сяч штук в год. Опыт, накопленный на таких схемах, используется при
разработке ИС общего применения.
В настоящее время основным направлением развития гибридно-
пленочных схем частного применения является достижение особой
точности параметров. В качестве примеров можно упомянуть о рези-
стивных матрицах для преобразователей код—аналог, о СВЧ микропо-
лосковых элементах, прецизионных источниках питания и т. д.
В области производства прецизионных схем преобладают технологи-
ческие процессы нанесения пленок резистивных материалов с последу-
ющей электромеханической или электрохимической юстировкой но-
миналов элементов.
Технология изготовления полупроводниковых ИС не позволяет до-
стичь в настоящее время высокой точности изготовления интегральных
резисторов и конденсаторов. Таким образом, аналоговый прибор повы-
шейной точности чаще всего является сочетанием схем общего примене-
ния с прецизионной схемой частного применения. Не следует забывать
и о том, что схема частного применения удобна для оперативного
устранения пробелов, обнаруженных в элементной базе в процессе
проектирования новых систем.
Общая систематизация типов ЛИС по методу их производства и об-
щему функциональному назначению представлена в табл. В. 1. В насто-
ящее время наибольшее количество производимых ЛИС предназначает-
ся для непосредственного обслуживания вычислительных устройств;
такие схемы наиболее однородны по составу. Основные усилия разра-
ботчиков направлены на дальнейшее повышение качества схем и рас-
ширение функций.
т. П1,~ Таблица В. 1
1ипы ЛИС, используемых в аппаратуре
Назначение ЛИС ЛИС общего применения ЛИС частного применения
Для радиокоммуникаци- Элементарные схемы для Микрополосковые пас-
онной аппаратуры построения УВЧ и УПЧ, специализированные суб- системы УПЧ, видеоуси- лители, УНЧ, усилители мощности, Оу сивные волноводные системы, малошумящие усилители, полупро- водниковые генераторы СВЧ мощности, линей- ные полупроводнико- вые усилители СВЧ мощности, СВЧ прие- ме-передатчики
Для аналого-цифровой Простые дифференциальные Прецизионные ОУ, ком-
вычислительной аппа- усилители, ОУ, компара- плекты прецизионных
ратуры торы и усилители для магнитной памяти, термо- регулируемые прецизион- ные усилители, аналого- вые ключи и многока- нальные коммутаторы, субсистемы преобразова- телей аналог—код и код— аналог схем для преобразова- телей аналог—код и код—аналог: резис- тивные матрицы, источ- ники опорных напря- жений , анал ого вые ключи
Для схем согласования Источники стабилизирован- Источники стабилизиро-
выходов электронных ного питания, усилители ванного питания и пре-
блоков с исполнитель- согласования выходов образователи питаю-
ными устройствами и Для источников пита- ния цифровых и ЛИС с элект- ромеханическими исполни- тельными устройствами, устройства оптоэлектро- ники щих напряжений
Как показала практика, в радиочастотном диапазоне необходимо
комплексно использовать все достижения технологии изготовления
полупроводниковых и гибридно-пленочных ИС.
Глава 1
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СТРУКТУРЫ В ЛИНЕЙНЫХ СХЕМАХ
Интегральными называются схемы (устройства), изготовляемые в
едином технологическом цикле. Интегральные схемы общего примене-
ния изготавливают методами планарной технологии [1], базирующими-
ся на высокой степени автоматизации. Название «планарный» данный
процесс получил потому, что конструкция структур развернута по
плоскости полупроводниковой подложки, так как это удобно для прове-
дения операций диффузии.
Рис. 1.1. Энергетическая диаграмма приме-
нения различных активных приборов:
А — биполярных и униполярных планарных при-
боров (цифровых и линейных ИС, планарных
транзисторов); Б —• тиристоров (бесконтактное
управление большими мощностями); В — СВЧ
электронных устройств; Г — вакуумных электрон-
нсьнонных приборов н индикаторов.
В этом случае на одном и том же оборудовании могут выпускаться
как отдельные (дискретные) транзисторы в корпусе, так и законченные
функциональные узлы >— ИС.
Применение в аппаратуре приборов, изготовленных по планарной
технологии (диодов, транзисторов, ИС), показано на рис. 1.1.
В настоящее время эти приборы эксплуатируются в области отно-
сительно малых мощностей.
Выделив область А (р.ис. 1.1), интересно рассмотреть тенденции раз-
вития цифровых ИС и линейных ИС, совместно используемых в аппа-
ратуре (рис. 1.2).
Для цифровых ИС (рис. 1.2, а) характерно снижение мощности по-
требления при увеличении быстродействия. Это является главным на-
правлением совершенствования цифровых ИС, так как для них высокая
потребляемая мощность обусловлена повышением быстродействия.
Известно, что электронный ключ потребляет наибольшую мощность
при формировании фронтов импульса, т. е. в те моменты, когда тран-
зисторы при переключении логических состояний находятся в линейном
режиме. Поэтому сокращение времени переключения цифровой ИС
соответствует задаче расширения частотного диапазона ЛИС.
Эта задача решается постепенным уменьшением паразитных ем-
костей, характеризующих интегральные структуры. Как следует из
энергетической диаграммы, представленной на рис. 1.2, б, для ЛИС
диапазон частот и мощностей сигналов должен быть мксимально рас-
ширен. Отсюда вытекает, что конструктивно-технологические при-
емы производства ЛИС и цифровых ИС сходны, но должны иметь и
существенные отличия.
Например, работающие без режима насыщения цифровые ИС с эмит-
терными связями, обеспечивающие наибольшее быстродействие вы-
числительного устройства, фактически являются линейными диф-
ференциальными усилителями.
* Элементарная ключевая схема наиболее распространенной в насто-
ящее время транзисторно-транзисторной интегральной логики сходна
с ЛИС общего применения своим мощным двухтактным выходом и низ-
коомным входом. Одновременно заметим, что простейшие цифровые и
линейные схемы первых выпусков имели включение «общий эмиттер»,
которое не позволяло решать широкие задачи ни в линейной, ни в
цифровой технике.
Рис. 1.2. Энергетическая диаграмма применения цифровых (а) и линей-
ных ИС (б);
А — микромощные цифровые ИС; Б — цифровые ИС среднего быстродействия; В — циф-
ровые ИС повышенного быстродействия; Г — простейшие ЛИС на биполярных и униполяр-
ных структурах; Д — ЛИС радиочастотного диапазона; Б — гибридно-пленочные ИС; Ж —
интегральные ОУ; И — узлы аппаратуры, в которых ЛИС используются как элементы;
К — интегральные СВЧ устройства на основе мнкрополосновых линий и полупроводниковых
приборов.
В настоящее время много усилий сосредоточивается на решении про-
блем микромощных электронных устройств, для которых схемотехни-
ческие и технологические приемы производства имеют особенности.
Данные примеры свидетельствуют о том, что методы проектирования
цифровых и линейных схем взаимно обогащаются, приводя к общему
совершенствованию качества элементной базы аппаратуры.
В традиционных радиоэлектронных системах цифровые и линейные
блоки строились на одних и тех же радиоэлементах (лампах, транзис-
торах) относительно узкой номенклатуры. Первые десять лет эксплу-
атации устройств интегральной электроники в аппаратуре показали,
что номенклатура ИС значительно превышает номенклатуру транзис-
торов (или ламп), причем отсутствие тех или иных типов ИС часто рез-
ко уменьшает эффект применения имеющихся ИС.
Номенклатура цифровых биполярных ИС в настоящее время весь-
ма однородна (преобладающей является ТТЛ-схемотехника, позволя-
ющая легко наращивать степень интеграции ИС). Цифровые ИС вы-
пускаются законченными сериями, которые построены из соображений
оптимальности технической реализации логических операций. Основ-
ной аппаратурной задачей является минимизация количества корпусов
цифровых ИС. Технические данные вычислительной машины, постро-
енной йа цифровых ИС, во многом определяются выбранной элемент-
ной базой. Поэтому основные пути развития собственно цифровых ИС
и аппаратуры на них *— наращивание степени интеграции, совпадают.
Как правило, для современных цифровых ИС характерны нестро-
гие требования к их активным и пассивным элементам (большие допус-
ки номиналов, коэффициентов усиления транзисторов, некритичные
уровни рассеиваемой мощности, небольшие уровни пробивных напря-
жений и т. д;) Электрические функции линейных ИС несравненно шире,
так как они обрабатывают непрерывно меняющиеся сигналы с боль-
шими амплитудами. Поэтому технологические приемы изготовления
ЛИС значительно разнообразнее, хотя исходной базой чаще всего
является хорошо освоенная технология изготовления массовых
серий цифровых ИС.
1.1. Особенности планарных биполярных структур
для линейных интегральных схем
Все элементы ИС общего применения (обычно транзисторы, диоды,.
резисторы) изготовляются одновременно (интегрируются) с помощью
процессов диффузии примеси на одной кремниевой подложке, размеры
которой не превышают 2,0 X 2,0 мм при числе активных элементов
более 20 ... 30. Общим недостатком полупроводниковых ИС следует
считать относительно большой абсолютный разброс номиналов элемен-
тов (±20% и более), что ограничивает на этом уровне точность собствен-
ных параметров изготовленных ИС. Однако точность взаимного согла-
сования номиналов однотипных элементов на подложке ИС прибли-
жается к 1 ... 2%.
Основные достоинства полупроводниковых ЛИС—высокая на-
дежность, запас параметров, экономическая целесообразность выпус-
ка — обеспечивают им массовое применение в приборах серийной ап-
паратуры, общей характеристикой которой можно считать уровень
точности установки передаточной функции лучше 1%.
Прецизионные ЛИС, повышающие точность специальной аппара-
туры на один-два порядка, выполняются обычно по технологии изго-
товления гибридно-пленочных пассивных структур, причем в техпро-
цессе должны быть предусмотрены операции юстировки пассивных
элементов до точностей 0,01 ...0,001%. Активные планарные бескор-
пусные элементы монтируются в гибридную схему после юстировки
номиналов элементов пассивной подложки. Рассмотрим некоторые осо-
бенности планарных структур для гибридных и монолитных ЛИС.
Все полупроводниковые структуры для ЛИС изготавливаются обыч-
но с применением процессов эпитаксии, т. е. наращивание на пластину,
отделенную от монокристалла кремния (кремниевую подложку), тон-
кого слоя монокристаллического кремния, осаждаемого при высокой
температуре из газовой фазы, который является продолжением исход-
ной монокристаллической структуры.
Эпитаксиальный слой толщиной 10 ...15 мкм служит для создания
в нем планарных слоев диффузионного легирования, образующих пе-
реходы транзистора.® Отличительной особенностью монокристалли-
ческого эпитаксиального слоя является однородность его структуры:
в этом слое значительно уменьшается, вероятность возникновения де-
фектов структуры, представляющих собой ловушки для носителей. Сле-
довательно, эпитаксиальный слой имеет равномерные электрические
свойства по всей подложке, поэтому у полупроводниковых приборов,
изготовленных в эпитаксиальном слое, удается реализовать более вы-
сокое пробивное напряжение коллектор—эмиттер UKS и меньшее внут-
реннее сопротивление, чем у структур без эпитаксиального наращива-
ния [11-
Транзисторные структуры для ЛИС можно условно разделить на
две группы: входные (малосигнальные), предназначенные для построе-
ния входных каскадов, и выходные, обладающие большой плотностью
тока. Сравнительные типовые параметры их сведены в табл. 1.1 [2].
Таблица 1.1
Ориентировочные параметры транзисторов для усилительных каскадов ЛИС
Параметры интегрального транзистора Структура транзистора
для входного каскада для выходного каскада
Граничная частота, ГГц / 1 0,25
Сопротивление насыщения, Ом 20 1
Емкость коллектор—подложка, пФ 0,8 8
Обратное напряжение коллектор— эмиттер, В >20 >30
Емкость коллектор—база, пФ 0,4 6
Допустимый ток эмиттера, мА 10 750
Площадь, занимаемая транзистором на подложке, мкм2 60x90 450x 500
Плотность тока, А/мм2 2 3
Фирма, специализирующаяся на выпуске монолитных ИС, обычно
тщательно разрабатывает для своей продукции несколько типов тран-
зисторных интегральных структур, а затем применяет их в самых раз-
личных ИС как в цифровых, так и в линейных. Эти же структуры могут
выпускаться и в виде дискретных корпусных или бескорпусных планар-
ных транзисторов для предприятий, изготавливающих гибридные
интегральные схемы и обычную электронную аппаратуру. Рассмотрим
некоторые особенности электрических свойств интегрального тран-
зистора.
На рис. 1.3, а представлен эскиз сечения наиболее распространен-
ной современной интегральной биполярной транзисторной структуры,
а на рис. 1.3, б-— ее эквивалентная схема, которая отличается от схе-
мы замещения обычного дискретного транзистора с выводом коллекто-
ра «вниз» [3]. В интегральном транзисторе вывод коллектора располо-
жен на той же плоскости, что и выводы базы и эмиттера (планарное рас-
положение выводов). В большинстве случаев на одной подложке коллек-
торные области соседних интегральных транзисторов (n-области) элек-
трически взаимно изолируются с помощью специальных р-п переходов,
о разуемых подложкой и вертикальными р’-областями. Подложка
p-типа всегда надежно соединяется с самой отрицательной по потенци-
алу точкой принципиальной схемы ИС. Следовательно, когда на схему
подаются питающие напряжения, потенциал любой коллекторной об-
ласти будет положительным относительно подложки и поэтому изоли-
рующие р-п переходы при работе ИС оказываются запертыми.
Влияние обратносмещенного р-п перехода, шунтирующего выход-
ную цепь транзистора, показано на эквивалентной схеме (рис. 1.3, б)
Рис. 1.3. Поперечное сечение интегрального' п-р-п транзистора с изоляцией кол-
лекторной области р-п переходом (а) и его эквивалентная схема (б):
1 — эмиттер; 2 —база; 3 коллектор; 4 — металлизация; 5 — диэлектрическая изоляция
S1O2; 6 — изолирующий р-п переход.
сопротивлением утечки коллектор — подложка 7?кп и емкостью за-
пертого перехода Скп. Их величины зависят от напряжения коллек-
тор •— подложка, которое будет различным для каждого транзистора
данной ИС. Перенос вывода коллектора «вверх», вызывающий удлине-
ние пути прохождения тока по «телу» коллектора, приводит к значи-
тельному усложнению структуры коллекторной области. Чтобы обес-
печить низкоомный путь коллекторному току (т. е. малое значение
сопротивления коллекторной области гк), необходимо увели-
чивать проводимость кремния, образующего коллекторную область.
В этом случае пропорционально уменьшится пробивное напряжение
перехода коллектор — база, который заперт в линейном режиме, т.'е.
такой транзистор будет непригоден для ЛИС с большими амплитудами
сигналов.
Компромиссом, обеспечивающим достаточные проОивные напряже-
ния (более 30 В) при малом сопротивлении коллекторной области (еди-
ницы-десятки ом), является введение под «тело» коллектора низкоом-
ного п+-подслоя, удельное сопротивление которого имеет уровень де-
сятых долей, ом-сантиметр. ’Этот подслой обеспечивает низ коомный путь
току коллектора, а достаточно большие пробивные напряжения га-
рантируются высокоомным кремнием, являющимся «телом» коллек-
тора, удельное сопротивление которого составляет 1 ...6 Ом-см. С уве-
личением сопротивления кремния улучшаются многие электрические
параметры транзисторов, но возникают и серьезные технологические
трудности.
При завышенном сопротивлении коллекторной области возникает
проблема паразитного транзистора. Этот транзистор (рис. 1.3, а) обра-
зуется базовой, p-областью, коллекторной «-областью и р-подложкой.
Таким образом, паразитный транзистор имеет р-п-р структуру, причем
подложка ИС является его коллектором. Следовательно, если падение
напряжения в коллекторной области усилительного п-р-п транзистора
превысит уровень 0,7 В, то переход база — эмиттер паразитного р-п-р
транзистора окажется под. прямым смещением. При этом р-п-р тран-
зистор откроется, зашунтирует п-р-п транзистор и нарушит его нор-
мальную работу (потечет большой ток утечки от коллектора к подлож-
ке ИС). Чтобы исключить влияние паразитного транзистора, суммарное
сопротивление пути для коллекторного тока п-р-п транзистора долж-
но быть сделано достаточно малым, чтобы падение напряжения в «теле»
коллектора не смогло открыть паразитный транзистор при наивысшей
для данной ИС рабочей температуре (уровень этого напряжения 0,3 ...
0,4 В при +125° С).
Толщина базовой области интегрального транзистора (рис. 1.3, б)
w6 определяет прежде всего его частотные свойства. Для современных
транзисторов характерны значения w5 <Z 1 мкм. Однако столь тонкая ба-
зовая область снижает допустимое пробивное напряжение перехода ба-
за — эмиттер. Для увеличения этого напряжения сопротивление базо-
вой области приходится повышать, что неблагоприятно сказывается
на шумовых параметрах транзисторов. Собственное сопротивление
базы отображено на эквивалентной схеме (рис. 1.3, б) в виде Гб-
Эмиттерная . область («-область эмиттерного перехода транзистора)
должна иметь малое внутреннее сопротивление, поэтому она выпол-
няется с повышенной степенью легирования кремния п+.
На эквивалентной схеме первого приближения им можно прене-
бречь. Значения собственных сопротивлений областей гк и гё не зависят
от уровня управляющих сигналов. Эквивалентное сопротивление откры-
того эмиттерного перехода гбв, наблюдаемое со стороны источника управ-
ляющего сигнала, и сопротивление обедненного носителями коллектор-
ного перехода 7?кб, формирующее выходное сопротивление каскада
усиления, зависят от электрического режима.
Сопротивление перехода эмиттер — база, открытого в линейном
режиме,
гв = Фт//8,
(1.1)
где /э — (В + 1)/б ток эмиттера; <рт = kTlq — температурный
потенциал (k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температу-
ра; q— элементарный заряд; для Т = 300 К <рт = 26 мВ).
Данное сопротивление можно пересчитать относительно базового
тока 7-б с помощью коэффициента усиления транзистора по току В =
=
гв = Фт/[/б (В + 1)], (1.2)
Рис. 1.4 Зависимость коэффициента уси-
ления по току для интегральных струк-
тур разных размеров (а); коэффициент
усиления кремниевого планарного бес-
корпусного транзистора КТ332 (со
средними геометрическими размерами)
по току в микрорежиме (б); формиро-
вание коэффициента усиления по на-
пряжению Ки для каскада с ОЭ (в).
Поэтому со стороны базового контакта транзистора сопротивление эмит-
терного перехода будет наблюдаться увеличенным в (В + 1) раз:
гбэ = Фт//б = (В + 1)гв. (1.3)
Усилительные свойства транзистора моделируются на эквивалент-
ной схеме (рис. 1.3, б) генератором тока 1К = В1б.
^Интегральный транзистор сохраняет коэффициент усиления по току
В в диапазоне изменения токов эмиттера 4 ...5 дек. Именно это свой-
ство позволяет проверить качество как слаботочных, так и относитель-
но мощных транзисторных структур. На рис. 1.4, а представлены зави-
симости полного коэффициента усиления по току В = 1к11ъ для инте-
гральных структур, имеющих разные геометрические размеры. Как вид-
но из этих графиков, современные планарные кремниевые транзисто-
ры любой конфигурации имеют достаточно большое значение В в ре-
жиме микротоков коллектора (10 ... 100 мкА). Этот режим часто приме-
няется во входных каскадах ИС и позволяет получить благоприятные
шумовые и дрейфовые параметры. Эффект сохранения коэффициента
усиления интегрального транзистора по току объясняется крайне ма-
лыми обратными токами переходов эмиттер •— база и коллектор —
база, что в свою очередь является следствием их малых геометрических
размеров. Как правило, токи утечки запертых переходов 7кб0 и /эбо
для планарных кремниевых структур на три порядка меньше анало-
гичных токов для германиевых транзисторов с сопоставимыми электри-
ческими параметрами. Ориентировочным уровнем тока /кбо можно счи-
тать 1 нА при 20° С для малосигнального планарного транзистора.
При повышении температуры ток 7кб0 может увеличиться до десят-
ков наноампер с градиентом роста: удвоение тока при увеличении тем-
пературы на 10° С. Такие уровни токов утечки позволяют уверенно
пользоваться токами управления по базе на уровне десятых долей мик-
роампера, что определяет для современной стандартной продукции гра-
ницу устойчивого микрорежима на уровне токов эмиттера /э = 5 ...
50 мкА в широком диапазоне окружающих температур.
Для кремниевого р-п перехода эмиттер — база существенной со-
ставляющей тока утечки является ток рекомбинации в слое, обедненном
зарядами; он не зависит от уровня базового тока и не участвует в уси-
лении. Эта составляющая присутствует при прямом и обратном смеще-
ниях р-п перехода эмиттер — база. Уровень данного тока зависит
от равномерности структуры полупроводника.
Другой составляющей токов утечки /Кбо и / эбо являются токи ре-
комбинации по участкам переходов коллектор — база и база •— эмит-
тер, соприкасающимся с поверхностью ИС. Эта важнейшая составля-
ющая токов утечки для интегральных структур малого размера по
абсолютной величине весьма мала, поскольку она определяется кон-
тактной длиной «переход — поверхность» кристалла, а также качест-
вом самой поверхности и ее изоляции (в данном случае SiO2).
На рис. 1.4, б приведены экспериментальные зависимости В от 13
для серийного планарного транзистора со средними геометрическими
размерами при различных окружающих температурах. Для микроре-
жима таких транзисторов характерным является то, что при крайних
отрицательных температурах В падает в 3 ...4 раза, а при крайних по-
ложительных увеличивается в 2 ...3 раза по сравнению с нормальной
температурой. Абсолютный реализуемый уровень В при микротоках I э
лимитируется лишь током утечки перехода. Если токи утечки отсут-
ствуют, теоретически можно обеспечить работу транзистора при сколь
угодно малых токах эмиттера. Реально в специальных структурах уда-
ется достигнуть в настоящее время величины В > 10 тыс.
1.2. Электрические параметры каскада
с общим эмиттером в режиме малых токов
На рис. 1.4, в представлена упрощенная схема каскада с общим
эмиттером. (ОЭ), в которой транзистор является усилителем тока сигна-
ла. Коэффициент усиления этого каскада по напряжению
Ru ~ ^вых^^с = IkW^bx^bx = (Re Ацэ)
= вадяс + йцз), (1.4)
где Uc -— напряжение источника сигнала; Rc — сопротивление источ-
ника сигнала; 1К и /б = — токи сигналов в коллекторной и базовой
цепях транзистора соответственно; при 7?с=0 /г118 = Т?БХ‘—входное
сопротивление транзистора в каскаде с ОЭ.
Усилительные параметры каскадов с ОЭ (особенно спроектирован-
ных на планарных транзисторах, для которых в большинстве практи-
ческих случаев допустимо предположение, что h12 — 0 и h22 = 0) удоб-
но выразить через абсолютные уровни токов, протекающих через тран-
зистор, что упрогцает расчеты^параметров каскадов, составляющих
даже весьма сложные линейки
Рис. 1.5. Зависимости напряжения Ugs от управляющего тока базы /б (а) и от
тока коллектора /к (б) при различных температурах (/к о и /б о — номинальные
коллекторный и управляющий токи).
перехода база — эмиттер г б э относительно источника сигнала, кото-
рое зависит от уровня тока базы. Входное сопротивление транзистора
в схеме с ОЭ определяется последовательно включенной цепью г'6 и
гбэ = гв (В + 1) (см. рис. 1.3, б), поскольку через эквивалентное со-
противление эмиттерного p-п перехода гэ течет ток, в (В + 1) раз
больший, чем через г'6.
Входные параметры транзистора в схеме с ОЭ достаточно точно мож-
но рассчитать с помощью вольт-амперной характеристики р-п перехода
(рис. 1.5), которая хорошо описывается экспонентой:
7б = /Дехр (£7бв/фт) — 1], (1.5)
где /6 —ток базы в рабочей точке; Uqb—управляющее переходом
эмиттер—база напряжение; Is—диффузионный ток перехода, с дос-
таточной точностью его можно считать равным^/бэю т. е. полному об-
ратному току перехода эмиттер -— база.
В формуле (1.5) коэффициентом, нормирующим экспоненту, явля-
ется ток Ц, поэтому, чем точнее он будет определен, тем лучше совпа-
дение реальной и аппроксимированной входных характеристик.
Пренебрегая в уравнении (l.b) единицей и преобразуя его, полу-
чаем:
{/бэ = Фт1п(/б//8). (1.6а)
Для полностью открытого перехода база •— эмиттер (часть харак-
теристики, где (7бэ> (7пор) значение логарифма достаточно велико,
так как ток Is весьма мал по абсолютной величине. График функции
(1.6) для кремниевого прибора в логарифмическом масштабе является
прямой линией в пределах 4 ... 5 дек. базового тока (рис. 1.5, б). Для
линейного масштаба экспонента имеет вид линии с изломом в точке
Дпор. Пороговое напряжение открывания кремниевого р-п перехода
является характерной величиной и составляет для больших токов эмит-
тера примерно 0,7 В при 20° С.
При изменении температуры напряжение порога меняется с отрица-
тельным градиентом 2,2 ... 2,4 мВ/° С. Эта величина является типичной
для любых кремниевых транзисторных и диодных структур. В ре-
жиме обратного пробоя переход база — эмиттер стандартного инте-
грального транзистора ведет себя как стабилитрон с опорным напря-
жением Доп = 6,2 ±0,2 В.
Напряжение (7бэ зависит не только от уровня управляющего тока
/б. Для интегрального кремниевого п-р-п транзистора имеет место урав-
нение [9]:
Пбэ = Де0 (1 -Т/То) + Дбэ0 Т/То+иФт In (То/Т) + фт In (7к//к0), (1.66)
устанавливающее связь энергетической зоны полупроводникового ма-
териала Де0, относительных значений температуры ТП\ и коллектор-
ного тока /к//ко с напряжением (7бэ (в данной формуле коэффициент п
характеризует качество изготовления транзистора).
Уравнение (1.66) обеспечивает хорошую точность расчетов в таких
пределах изменения коллекторного тока /к//к0, когда при малых уров-
нях /к током утечки /Кбо можно пренебречь, а при больших 1К уровень
инжекции эмиттера остается достаточным. Для расчетов по уравнению
(1.66) можно пользоваться следующими цифрами: Де0 = 1,205 В; п —
= 1,5.
Например, для t = 125° С, t0 = 25° С (Т/То = 3987298°), Дбэо =
= 670 мВ и 1К = 1КО, Поз = —0,403 + 0,894 — 0,015 = 0,477 В.
Обычно в усилительном каскаде коллекторный ток транзистора /к
остается относительно стабильным, поэтому можно считать, что напря-
жение Uqs линейно зависит'от температуры. На рис. 1.5, б представлены
рассчитанные по уравнению (1.66) температурные характеристики на-
пряжения э интегрального транзистора, учитывающие изменение его
коллекторного тока в диапазоне 7 дек. Как правило, значением послед-
них двух членов уравнения (1.6 б) можно пренебречь ввиду их малости.
Входное сопротивление транзистора в каскаде с ОЭ 7?вх на низкой
частоте, равное h113f можно подсчитать по формуле
^11э — Гб "Ь Гбэ ~ (5 + 1)ГЭ — ДДбэ/Д^б- (1.7)
Дифференцируя (1.6) и пренебрегая в режиме микротоков постоян-
ным сопротивлением базы г^, получаем (см. рис. 1.4, в):
Лиэ = /?вх = ^бэ/^б = фЛб = гэ(В+1) = (В + 1)(фт//э). (1-8)
Таким образом, входное сопротивление транзистора в каскаде с ОЭ
прямо пропорционально температуре и обратно пропорционально току
эмиттера.
Результаты, даваемые формулой (1.8), удобнее всего интерпрети-
ровать на конкретном примере. Для усилительной характеристики
транзистора, приведенной на рис. 1.4, б (+25° С) при токе /э = 20 мкА
и В = 100 входное сопротивление каскада с ОЭ RBX = (В+1)(фт//э)=
= 101 (26 • 10-3/20 10-6) « 130 кОм.
Если измерить это сопротивление, то его значение может оказаться
в 1,5 ... 2,0 раза большим. Поэтому многие фирмы-изготовители в сво-
их информационно-технических материалах модифицируют формулу
(1.8), вводя так называемый множитель т = 1,0 ... 2,0, учитывающий
падение В в микрорежиме
^вх реал = ^Фт//б (® Н- 1) (^Фт/^э)" О-®)
Транзисторы с т = 1,5 ... 2,0 обладают малыми обратными тока-
ми переходов, устойчиво работают в микрорежиме и считаются хороши-
ми. Для современных интегральных транзисторных биполярных струк-
тур можно реально обеспечить у серийных! приборов входное сопро-
тивление каскада с ОЭ на уровне порядка 1,0 МОм, а для структур со
сверхвысокими значениями В‘—до 100 МОм. При токах /э порядка
десятых долей миллиампера и больших коэффициент т = 1. В форму-
ле (1.5) коэффициент т необходимо учитывать в качестве множителя
перед фт.
Если совместить формулы (1.4) и (1.9), полагая R с = 0, получим
выражение для коэффициента усиления каскада с ОЭ в зависимости
от тока эмиттера и температуры:
Ки = В(7?к/7?вх)-В[7?к/э/тфт(В + 1)]«(/э7?к)/(тфт), (1.10)
здесь считается, что В 1, т. е. базовым током можно пренебречь.
Использовав результат, полученный по (1.8), убеждаемся, что в
режиме малых /э численное значение Ки невелико (Ки=Ю), при этом
Ки практически не зависит oj коэффициента усиления транзистора по
току в схеме с ОЭ, если в режиме микротоков В 1. Коэффициент
усиления по напряжению в каскаде с ОЭ прямо пропорционален
уровню эмиттерного тока I э и обратно пропорционален температуре.
Отношение I э/фт является передаточной проводимостью транзисто-
ра. Оно имеет размерность [мА/B] и несет в себе тот же физический
смысл, что и крутизна усиления электронной лампы (ее передаточная
проводимость) S = у21.
Таким образом, для транзистора
S £/21 — /э^Фт»
(1.П)
следовательно, коэффициент усиления каскада с ОЭ можно рассчитать
по стандартной формуле, применяемой для пентода (так как 1/А22
-R )’
RU = SRK=RK(IM. (1.12)
Частотные характеристики каскада в схеме с ОЭ в микрорежиме
определяются как входным, так и выходным контурами каскада.
Основным является уменьшение добротности каскада — произведения
полосы усиления на коэффициент усиления, которое прямо пропорци-
онально уровню тока коллектора.
Для любого значения коллекторного тока справедлива идеализи-
рованная малосигнальная частотная характеристика транзистора в
двойном логарифмическом масштабе (так называемая диаграмма Боде,
Рис. 1.6. Диаграмма Боде, характеризующая частотные свойства транзисто-
ра (а); изменение частотно-усилительных свойств транзисторного каскада с ОЭ,
работающего с различными токами коллектора (б).
см. § 2.4), представленная на рис. 1.6, а. До некоторой частоты среза
fa коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ остается постоянным, а
затем практически всегда равномерно падает со скоростью —20 дБ/дек.
вплоть до (3 = 1, где транзистор перестает усиливать ток в каскаде
с ОЭ. Данная частота единичного усиления носит название fT, ее зна-
чение равно добротности каскада. Если спад равномерный, что наблю-
дается у транзисторов с хорошо спроектированной топологией, то fa =
—fr/fi. На реальной частотной характеристике частота fp соответству-
ет уменьшению коэффициента усиления-0 на 3 дБ. Аналогичная харак-
теристика строится и для а—коэффициента усиления по току в схеме
с общей базой (ОБ). Новой характерной частотой является частота fa,
фиксирующая точку падения усиления по току в схеме с ОБ на 3 дБ
(уровень 0,707), причем
fr = «0%. (1-13)
где сс0 •—. усиление по току на нулевой частоте; k < 1 — коэффициент
коррекции фазы.
Частота fT зависит от тока эмиттера / э
/у = (1/2л)(/э/<рт) [1/(Сбэ + Скб + Спар)], (1.14)
ГДе Сбэ 1— емкость открытого перехода база — эмиттер; Скб — емкость
закрытого перехода коллектор •— база; Спар •— паразитная емкость
(постоянная величина весьма мала для ИС). Значение fT целесообраз-
но сравнить со значением добротности лампового каскада: t
D = (l/2n)S [1/(Сас + Сск + Спар)1. (1.15)
Формулы (1.14) и (1.15) характеризуют те минимальные постоянные
времени, которые могут обеспечить без нагрузки данные активные при-
боры, обладающие определенными значениями передаточных проводи-
мостей (т. е. внутренних сопротивлений) и паразитных емкостей. В на-
стоящее время добротности транзисторных каскадов fr могут иметь по-
рядок сотен мегагерц — гигагерц и поэтому превышают добротности
каскадов, которые построены на лампах. Добротности биполярных
каскадов, выполненных на полупроводниковой подложке ИС, на-
иболее высокие, что объясняется малыми паразитными емкостями
конструкции.
Из формулы (1.14) следует, что добротность каскада в режиме мик-
ротоков невелика, зависит от температуры и нелинейных емкостей пе-
реходов транзистора. Геометрические размеры и внутреннее сопротив-
ление области эмиттер — база много меньше, чем коллекторной об-
ласти, поэтому принято считать, что частотные свойства транзисторно-
го каскада формирует в основном емкость Ск6. Ориентировочно, если
в формуле (1.14) уменьшить значение тока I д на одну декаду (в десять
раз), то и /г уменьшится на декаду (если предположить, что знамена-
тель не изменился). Однако, как следует из формулы (1.12), уменьше-
ние коллекторного тока на декаду вызывает уменьшение коэффициен-
та усиления каскада также в десять раз, таким образом, частота /р
в идеальном случае не должна измениться (рис. 1.6, б). Следовательно,
несмотря на уменьшение частоты fr, частота отсечки усиления /р
с уменьшением I в меняется относительно мало. Этот эффект использу-
ется в микрорежимных каскадах полупроводниковых ИС.
1.3. Шумовые свойства планарных структур
Шумовые параметры интегральных транзисторов- определяют пре-
дельные разрешающие способности усилителей и в то же время явля-
ются хорошим индикатором, отражающим качество технологического
процесса и конструкции данной структуры. Шумы транзисторов удоб-
но классифицировать по их физической природе. Для расчетов обычно
пользуются эквивалентными схемами [4—6].
Рассмотрим эквивалентную схему любого реального шумящего че-
тырехполюсника (рис. 1.7, а), который состоит из идеального, нешу-
мящего усилителя, одинаково усиливающего или ослабляющего любые
сигналы, подаваемые на его вход, и двух независимых генераторов
шумовой мощности на входе: генераторов шумового тока и шумового
напряжения. Уровни этих шумовых сигналов устанавливаются так,
чтобы шум на выходах как эквивалентной системы, так и реального
исследуемого четырехполюсника был один и тот же (другими словами,
внутренние источники шумов выносятся из реального четырехполюс-
ника а на вход идеального четырехполюсника включаются эквивалент-
ные генераторы шумов).
На вход эквивалентного четырехполюсника подключается также и
шумящий источник сигнала с внутренним сопротивлением Rc (или
внутренней проводимостью Gc). Общая шумовая мощность на входе
от источника шумового напряжения равна
Рли=Й/«с=4И’П1П, (1.16)
Рис. 1.7. Представление реальной схемы в виде идеальной и генераторов шумо-
вого напряжения и тока на входе (а) и эквивалентная шумовая схема транзи-
сторного каскада с ОЭ на средних частотах (6):
1 — реальный четырехполюсник (шумящая схема); 2 — идеальный четырехполюсник (нешу-
мящая схема); 3 — источник сигнала; 4 — эквивалентная схема транзистора с внутренними
генераторами шумов; 5 — нагрузка.
а от генератора шумового тока
Ршт-Й/Сс = 4/гТ/7ш1 (1.17)
где Ршн и Р1ПТ ‘— шумовые мощности, отдаваемые генераторами средне-
квадратичного шумового напряжения и тока; еш и 1ш — среднеквадра-
тичные шумовые сигналы по напряжению и току; kT — спектральная
плотность шума (мощность шума, приходящаяся на 1 Гц шумовой по-
лосы); Пш—эквивалентная шумовая полоса четырехполюсника, ко-
торую ориентировочно приравняем к полосе данного усилителя для
сигнала.
’ Наиболее часто употребляемыми формальными коэффициентами,
описывающими шумовые свойства системы «источник сигнала—реаль-
ны^ четырехполюсник», является коэффициент шума F и логарифмиче-
ский коэффициент шума NF(F, дБ). Эти коэффициенты показывают, во
сколько раз (или на сколько децибел) четырехполюсник умножает вход-
ной шум источника сигнала:
р___ общая шумовая мощность на выходе реального четырехполюсника
шумовая мощность на выходе идеального четырехполюсника
Соответственно
WF=F[flB] = 201gVF=101gF. (1.18)
Логарифмический коэффициент шума наиболее удобен для ЛИС
общего применения, которые обычно снабжаются паспортными лога-
рифмическими частотными усилительными характеристиками.
Рис. 1.8. Шумовая диаграмма планарного транзистора и ее связь с характер-
ными точками диаграммы Боде (а); зависимость коэффициента шума малосиг-
нального планарного транзистора от тока коллектора на низких частотах при
7?с=1 кОм и {7ка=3 В (б):
J — область мерцающих шумов; 2 — область дробовых и тепловых шумов.
Рассмотрим структуру шумового спектра, генерируемого биполяр-
ными приборами. Эквивалентная шумовая схема транзисторного уси-
лительного каскада, построенного по схеме с общим эмиттером
(рис. 1 ;7, б), содержит несколько собственных генераторов шума. Тран-
зисторный каскад управляется током, поэтому внутреннее сопротив-
ление источника сигнала и входное сопротивление транзистора должны
быть согласованы. С точки зрения прохождения шумов от источника
сигнала через транзистор для каждого электрического режима сущест-
вует некоторое оптимальное значение Rc, при котором коэффициент шу-
ма F минимален:
(1Л9)
При большом сопротивлении Яс в схеме превалирует действие ис-
точника шумового тока а при малом внутреннем сопротивлении
источника сигнала шумы определяются практически только -генерато-
рами напряжения шума Vвщ. В планарном биполярном приборе имеют
место три основных физических механизма генерации шумовой мощ-
ности [3].
Диаграмма коэффициента шума транзистора представлена на
рис. 1.8, а. На средних частотах, где’уровень шума является постоян-
ым, главную роль играют термические шумы базы Ге и дробовые шумы
пролета носителей за счет неравномерности их скоростей в оОщем
потоке.
На эквивалентной схеме (рис. 1.7, б) генератором теплового шума
является сопротивление базы гё:
е^ = 4кТгбМ. (1.20)
Дробовые шумы генерируются в переходе эмиттер — база генератором
(1.21)
и в закрытом переходе база.— коллектор генератором
i^2 = 2ql^f. (1.22)
Рис. 1.9. Типовые шумовые
параметры малосигнальных
радиочастотных транзи-
сторов.
Квадраты уровней токов дробовых шумов im2j и 1ш22 прямо пропорцио-
нальны току коллектора /к. Если снижается ток коллектора, то шумо-
вые токи также уменьшаются, однако при этом происходит и падение В.
Поэтому для каждой транзисторной структуры имеется некоторый ток
коллектора, при котором коэффициент шума наименьший. Падение
усиления транзистора по току (3 в микрорежиме есть результат поверх-
ностных эффектов (увеличивается доля тока утечки в базовом токе),
поэтому площадь поверхности малошумящих транзисторов всегда ста-
раются уменьшить, т. е. делать транзисторную структуру минимальных
размеров [6].
В области низких частот (рис. 1.8, а) преобладают поверхностные,
мерцающие шумы, которые вызываются флюктуирующим захватом за-
рядов ловушками, образуемыми неоднородностями структуры полупро-
водника. Эти процессы медленные, поэтому низкочастотный коэффици-
ент шума имеет характеристику вида l/f, которая в логарифмическом
масштабе представляет собой прямую линию со скоростью падения
Ю дБ/дек. (ЗдБ/окт.). Эта шумовая составляющая очень важна для
схем, работающих с постоянной составляющей сигнала, так как опреде-
ляет низкочастотный временной дрейф УПТ.
До частоты излома мерцающие шумы превышают дробовые и теп-
ловые. Между частотами /И1 и уровень шума равномерный, а затем
он снова повышается из-за падения 0 с возрастанием частоты. Коэффи-
циент шума на низких частотах зависит от уровня коллекторного тока,
как это показано на рис. 1.8, б. Из этого графика ясно, что при разра-
ботке малошумящего входного каскада усилителя постоянного тока
необходимо использовать минимальные коллекторные токи. Для радио-
частотной схемы следует выбирать режим наибольшего значения доб-
ротности каскада, т. е. устанавливать максимальный уровень тока
эмиттера. Возникающее при этом повышение уровня шума в высоко-
частотной области накладывает ограничения на использование малосиг-
нальных и мощных транзисторов в СВЧ диапазоне. В настоящее
время уровни шума радиочастотных транзисторов составляют
5 ... 6 дБ на частоте 2 ... 3 ГГц (рис. 1.9), причем прогресс в конструк-
ции структур транзисторов и технологии их изготовления привел
к удвоению предельных рабочих частот за пятилетие, прошедшее
с 1964 г. [7].
1.4. Особенности структуры радиочастотных (
транзисторов
♦
Для транзистора, работающего на верхней границе своего частот-
ного диапазона с большим уровнем эмиттерного тока [7], максималь-
ный коэффициент усиления по мощности может быть подсчитан по урав-
нению
^макс = (/макс/7)2 = /г/(8л/2 Г'б Скб), (1.23)
♦
а логарифмический коэффициент шума
NF = 1 -ф re/Rc + rB/2Rc + [(Гб + гэ + 7?с)2/2а07?с гэ] X
xtW/a+f/fr+l/fl, ' (1.24)
где /макс — максимальная частота генерации.
Для /макс справедливо следующее уравнение:
fмакс = ]/fr/8nr£CK6. (1.25)
Решение (1.23)—(1.25) показывает, что максимальное усиление по мощ-
ности достигается для транзистора, обладающего максимально возмож-
ным значением fT и минимальным произведением г^С^.
Рассмотрим зависимость fy от структуры транзистора и электри-
ческого режима. Если ввести параметр — время задержки сигнала
при прохождении носителями промежутка эмиттер — коллектор тэк,
то
fr = (1/2л)тэк. (1.26)
Время тэк складывается из некоторых постоянных величин, наиболее
существенными из которых являются: тэ— время заряда эмиттерной
емкости; тб'—время пролета носителями базы; тК'—время пролета
носителями коллекторного слоя обеднения.
Время заряда эмиттерной емкости зависит от тока эмиттера и его
геометрических размеров. Оно уменьшается, когда увеличивается плот-
ность тока эмиттера. Если ток эмиттера задан и невелик, то снизить
тэ можно только уменьшением размеров эмиттерной области. Время
пролета носителями базы зависит от толщины базы по вертикали
При уменьшении т/б до 0,3 ... 0,5 мкм частотный диапазон равен еди-
ницам гигагерц-. Однако столь тонкая база обладает малым пробивным
напряжением, поэтому технически приходится выполнять ее с повышен-
ным внутренним сопротивлением Гб, которое неблагоприятно отража-
ется на шумовых параметрах транзистора. Время пролета носителями
коллекторной области зависит от степени ее обеднения. Кроме того, оно
уменьшается, когда область обеднения делается тонкой.
У Толщина коллекторной области обеднения зависит от концентрации
примесей и рабочего напряжения. Ориентировочно толщина этого слоя
для малосигнальных транзисторов составляет 1 ...2 мкм. Таким обра-
зом частота fr определяется в основном вертикальной структурой тран-
зистора, а произведение гёСкб определяется его горизонтальной струк-
турой по плоскости (топологией транзистора).
Для минимизации произведения г^Скб необходима широкая по гео-
метрическим размерам коллекторная область обеднения. Этим снижа-
ется значение Скб, одновременно уменьшается и fT, но все же частота
/макс может быть повышена. Снижение сопротивления базы требуется
как по условию достижения максимального коэффициента усиления по
мощности, так и по условию минимального уровня шума. Однако, как
уже указывалось, сопротивление г& не может быть очень малым из-за
опасности электрического пробоя перехода.
Условие минимизации произведения Г(,Скб выполняется в настоящее
время за счет применения в геометрической структуре длинных, но уз-
ких и близкорасположенных полосок эмиттера и базы. Такой транзис-
тор имеет улучшенные частотные свойства и в режиме большого сигна-
ла, так как переход база — эмиттер имеет максимальное отношение пе-
риметр/площадь сечения, что минимизирует эффект модуляции толщи-
ны базы, поэтому такие структуры применяются в мощных оконечных
каскадах полупроводниковых ЛИС (например, в стабилизаторах).
Для уменьшения дробовой составляющей шума на средних и радио-
частотах необходимо выбирать малые плотности токов, а для миними-
зации тепловой составляющей шума базы—малые г б- Чтобы уменьшить
влияние дисперсии скорости и задержки носителей при их пролете от
эмиттера к коллектору, требуется выбирать максимально возможные
. значения fr и ро. При соблюдении этих условий коэффициент шума
уменьшается и транзисторы получают возможность работать на все
более высоких частотах. Для ЛИС запасы по усилительным и шумовым
параметрам определяют многофункциональность применения, поэтому
в современных многокаскадных ЛИС применяются конфигурации тран-
зисторов, обеспечивающие верхние граничные частоты порядка 1 ...
2 ГГц.
Примеры типичных интегральных структур
Для инженера знакомство с внутренней структурой ИС полезно не
только с познавательной точки зрения. Если для дискретной элемент-
ной базы вполне достаточно было знать лишь электрические параметры
активных приборов (ламп, транзисторов), то для ЛИС полная матрица
таких параметров может оказаться весьма громоздкой и необходимо
иметь некоторые первичные ориентиры для выбора из потока интеграль-
ной продукции тех схем, которые строятся на перспективных тех-
нологических процессах. Новым в работе инженера, проектирующего
аппаратуру, является и то, что ему чаще приходится заказывать техно-
логу те или иные полупроводниковые структуры и ИС.
В данном параграфе коротко рассмотрим некоторые наиболее ти-
пичные для серийной продукции 60-х годов структуры интегральных
транзисторов, аналоги которых часто выпускаются и в дискретном
варианте (например, без корпуса в малосигнальном режиме для гиб-
ридных ИС или в специальном корпусе для мощной структуры).
Наиболее массовой и дешевой в производстве является ранее рас-
смотренная транзисторная планарная биполярная структура, показан-
ная на рис. 1.3, а, которая носит название структуры с изолирующими
р-п переходами. Такое название происходит из-за того, что коллектор-
ные области соседних транзисторов (n-области) разделены вертикаль-
ными p-областями, доходящими до р-подложки, которые образуют
изолирующие р-п переходы, препятствующие утечке коллекторных
токов. Как правило, в настоящее время коллекторная область мало-
сигнальных и оконечных транзисторов имеет низкоомный подслой («за-
хороненный», «скрытый» п+-подслой), представляющий собой низкоом-
ную дорожку для коллекторного тока. Транзистор с таким подслоем об-
ладает лучшими электрическими свойствами и в режиме малого сигнала
(лучшими частотными свойствами, лучшими свойствами микрорежима).
Изоляция р-п переходами накладывает значительные ограничения на
топологию ЛИС и ее электрические свойства. Паразитные емкости и
утечки такой изоляции весьма велики, разработчик топологии должен
следить за тем, чтобы все р-п переходы изоляции были надежно заперты
при любом допустимом электрическом режиме схемы и температуре.
Резисторы в данном технологическом процессе выполняются одно-
временно с базовыми областями транзисторов. Диффузионный резис-
тор (резистивная дорожка p-типа, рис. 1.10, а), изолированный запер-
тым р-п переходом, строго говоря, является нелинейной распределен-
ной /?С-структурой и при современных скоростях работы ЛИС (порядка
1 ГГц) имеет поэтому большие потери на высоких частотах. Если изо-
лирующие переходы не заперты, то диффузионный резистор не сущест-
вует. Суммарное сопротивление диффузионных резисторов ограничено
размером подложки ИС. Для серийных ИС типичным является уровень
суммарного сопротивления 200 ...300 кОм. Абсолютный номинал диф-
фузионного резистора нельзя выдерживать при серийном производ-
стве схем с точностью, лучшей чем 20%, однако два идентичных по топо-
логии резистора, расположенные рядом на одной подложке, имеют вза-
имную точность номиналов порядка 1%. Фактически это и положено
в основу проектирования ЛИС.
Существенно повысить удельное сопротивление диффузионного ре-
зистора можно уменьшением сечения резистивной дорожки. На
рис. 1.10, б показан разрез так называемого пинч-резистора (или «сжа-
того» резистора), поперечное сечение р-дорожки которого уменьшено
сверху с помощью дополнительной и+-диффузии. Пинч-резисторы имеют
_еще менее достоверную точность номинала, чем обычные диффузионные
(базовые), и малое пробивное напряжение. Их нелинейная вольт-ампер-
ная харктеристика показана на рис. 1.10, в. Однако этот резистор ши-
роко используется в современных и перспективных ЛИС. Полевые при-
боры типа JFET (см. гл. 7), применяемые в монолитных ИС, имеют та-
кую же структуру, что и пинч-резисторы. Подложка биполярной струк-
туры с изоляцией коллекторных областей запертыми переходами
присоединяется к отрицательному выводу источника питания, поэтому
входные сигналы никогда не должны выходить за пределы питающих
напряжений (если не указаны более узкие пределы).
Рис. 1.10. Диффузионные резисторы.
а — резистивная дорожка, изолированная р-п переходом; б — сжатый (пиич) диффузион-
ный резистор; в — его вольт-амперная характеристика.
На рис. 1.11 показана конструкция наиболее распространенных
активных интегральных элементов: п-р-п и р-п-р транзисторов с р-п
изоляцией, а также пинч-резистора.
Менее распространенной в настоящее время, но, как правило, луч-,
шей по электрическим параметрам является интегральная структура
с диэлектрической изоляцией коллекторных областей (так называемая
«карманная» структура, рис. 1.12), расположенная на подложке из
поликристаллического кремния. Для данной структуры характерны
малые потери в изоляции, достижимы минимальные значения сопро-
тивления коллекторной области гк, частотные свойства’такой структуры
обычно лучше, чем структуры с изолирующими р-п переходами. Дан-
ная структура весьма перспективна для применения в ЛИС. Напри-
меР, имеются хорошие предпосылки для появления высоковольтных и
мощных (5 ... 10 Вт) ЛИС на транзисторах с оксидной изоляцией кол-
лекторной области. Структура с диэлектрической изоляцией совмести-
Ма С прецизионными тонкопленочными^ резисторами, которые могут
изготавливаться на поверхности оксидной^ изоляции полупроводни-
новой ИС с активными элементами. Поэтому с этой структурой связаны
и перспективы получения недорогих массовых прецизионных моно-
литных ИС с точностью установки передаточной функии 0,1 ...1,0%.
Разработчик ЛИС с оксидной изоляцией активных элементов имеет
меньшие ограничения при проектировании, так как нет необходимости
следить за запиранием изолирующих р-п переходов. Основным недос-
Рис. 1.11. Наиболее распространенные активные интегральные элементы.
татком такой структуры считается ее меньшая технологичность, так
как интегральный транзистор с оксидной изоляцией занимает увели-
ченную площадь на подложке. “-'г1'
Частотные и усилительные параметры интегральных структур р-п-р
принципиально хуже, чем п-р-п, так как у первых усилительные свой1
Рис. 1.12. Поперечное сече-
ние интегрального п-р-п
транзистора с диэлектриче-
ской изоляцией.
ства определяются подвижностью р-носителей — дырок, которая ниже,
чем у электронов, обусловливающих электрические параметры п-р-п
приборов.
Приборы р-п-р типа трудно изготовить методами планарной тех-
нологии из-за образования поверхностных' каналов проводимости про-
межутка коллектор — эмиттер в связи с тем, что оксидная изоляция
у поверхности имеет в своем составе легко ионизируемые компоненты.
Для п-р-п транзисторов поверхностные токи утечки суммируются с то-
ком коллектора. Для р-п-р кремниевых планарных приборов поверх-
постные каналы приводят к снижению допустимого обратного на-
ппяжения UKg и пробою по поверхности.
р На рИС. 1.13, а представлена структура дискретного р-п-р транзис-
с коллекторным выводом вниз, у которого для рассекания поверх-
ностных каналов проводимости эмиттерную p-область окружает низко-
омное, так называемое токоулавливающее кольцо (guard ring) с повы-
шенной р+-проводимостью, располагаемое в базовой «-области. Гео-
метрические размеры р-п-р структуры, требуемые для согласования по
электрическим параметрам с современной п-р-п структурой, должны
быть меньше, чем у п-р-п транзистора.
Рис. 1.13. Структура дискретного планарного кремниевого р-п-р транзистора (а)
и поперечное сечение бокового интегрального р-п-р транзистора (б).
Несмотря на технологические трудности в составе монолитных ин-
тегральных схем р-п-р приборы применяются очень широко, так как
значительно упрощают схемотехнику. Если в первых серийных ИС ис-
пользовались р-п-р транзисторы со структурой, подобной изображенной
на рис. 1.13, б (так называемая боковая структура), где усиление
В не превышало 2 ... 5 из-за очень широкой базы, то со временем
р-п-р интегральные транзисторы стали использоваться и в высокоточ-
ных входных каскадах, а усиление их возросло до десятков.
Структура, подобная боковому р-п-р интегральному транзистору
(рис. 1.13, б), применяется как для инверсии и сдвига сигналов
в предоконечных каскадах, где не требуется большое усиление, так и
в усовершенствованном варианте во входных каскадах современных
ОУ. Данная структура выполняется обычно без допо лнительных диффу-
зий, одновременно с остальными п-р-п транзисторам и ИС.
В процессе развития интегральных схем возникают новые техно-
логические процессы, которые все более приближают транзистор к иде-
альному (в диапазоне частот до 100 МГц): снижается сопротивление
тела коллектора гк, уменьшается собственное сопротивление базы г$,
увеличиваются пробивные напряжения, уменьшаются токи утечки и
паразитные связи. Постепенно и схемотехника ЛИС все лучше исполь-
зует избыточность свойств интегральных усилительных элементов, га-
рантируемую технологией. Заметим, что в настоящее время имеется
ряд ЛИС, в которых практически не используются классические пас-
сивные элементы: резисторы, конденсаторы.
Высококачественные интегральные транзисторные структуры тре-
буют постоянного совершенствования качества исходного материала
монокристаллического кремния и всех технологических процессов:
обработки поверхности, эпитаксии, улучшения разрешающей способ-
Рис. 1.14. Вид сверху на малосигнальный (а) и мощный (6) интегральные тран-
зисторы (примеры топологии).
пости и точности фотолитографических процессов и т. д. Точность фо-
толитографии при серийном производстве определяет минимальные ре-
ализуемые размеры транзисторных структур, для которых частотные,
усилительные и шумовые свойства определяются величиной отноше-
ния периметр/площадь сечения перехода эмиттер — база.
Особенно важным это свойство оказывается для оконечных мощных
радиочастотных структур. На рис. 1.14 представлены сравнительные
примеры топологии малосигнальной и мощной транзисторных инте-
гральных структур. Оконечная структура (в данном случае так назы-
ваемая «гребенчатая») имеет много предельно узких эмиттерных
островков, чем и достигается увеличение отношения периметр/площадь
сечения. Структуры такого типа применяются для СВЧ транзисторов
и мощных оконечных транзисторов других ИС общего применения [7].
1.6. Корпуса линейных схем общего применения
Кремниевые подложки, на которых изготовлены ЛИС общего при-
менения, упаковываются в герметичные корпуса трех основных видов
[8]. Герметичный цилиндрический корпус, носивший первоначально
название корпус типа ТО-5 (рис. 1.15, а), наиболее часто применяется
для ЛИС. Его конструкция обеспечивает хороший теплоотвод
(рассеиваемая мощность имеет уровень 250 мВт) и конструктивно он
всегда удачно совмещается с дискретными радиоэлементами, обслужи-
вающими интегральную схему в конкретном включении.
Если головка корпуса (рис. 1.15, б) изготовлена из ковара, покры-
того слоем золота, то подложка ИС непосредственно припаивается
к ней, что обеспечивает иаилучший тепловой и одновременно электри-
ческий контакты перехода подложка — корпус. Корпус в этом случае
всегда присоединяется к наиболее отрицательной электрической точ-
ке схемы, обеспечивая, таким образом, передачу отрицательного запи-
рающего смещения на изолирующие р-п переходы. Например, когда кор-
пус монолитного ОУ присоединен к отрицательному источнику питания
4 4
а
Рис. 1.15. Герметичный цилиндрический корпус (ти-
па ТО-5):
с — основные детали; б — коваровая головка корпуса; в —
стеклянно-коваровая головка; г — расположение подложки
ИС на головке корпуса.
1 — коваровая крышка корпуса; 2—основание; 3— стеклян-
ная шайба с выводами; 4 — подложка ИС; 5 — золотая
проволочка; 6 — вывод.
(Ек ), это обстоятельство должны учитывать разработчики и конструк-
торы аппаратуры. Цилиндрический корпус может иметь и другие кон-
структивные варианты. Так, стеклянно-коваровая головка корпуса
(рис. 1.15, в) позволяет монтировать несколько электрически изолиро-
ванных подложек, обычно это необходимо в тех случаях, когда подлож-
ки изготовлены по различным технологическим циклам. Например,
входы ОУ общего применения можно снабдить высококачественной
подобранной парой полевых приборов, в этом случае сверхчувстви-
тельный ОУ состоит из трех изолированных подложек.
^Корпус типа ТО-5 имеет в настоящее время множество модифика-
ций (ТО-99, ТО-ЮО и т. д.) [8]. Наиболее распространены корпуса
с8, 10 и 12 выводами. Корпус типа ТО-5 работает в широком диапазоне
внешних воздействий. Диапазон рабочих температур составляет —60...
150° С.
Плоские корпуса с планарным расположением выводов чаще всего
применяются для тех ЛИС, которые конструктивно совмещаются
в аппаратуре с цифровыми ИС. Плоский корпус наиболее часто применя-
Рис. 1.16. Эскиз конструкции плоского корпуса из ковара:
1 — коваровый корпус со стенками; 2 — эвтектический или стеклянный припой; 3 — под-
.ложка ИС; 4 —золотая проволочка; 5 — вывод; 6 —изоляция вывода; 7 «-припой;
8 крышка.
ется для установки на платы с многослойным печатным монтажом. Пре-
дельная мощность, которую может отвести от ИС и рассеять данны й
Рис. 1.17. Эскиз конструкции пласт-
массового корпуса:
1 — металлизация; 2 — пластмасса;
3 — выводы.
корпус, зависит от конструкции
и обычно имеет типовой уровень
100 мВт. Эскиз конструкции плос-
кого корпуса из ковара представ-
лен на рис. 1.16. Корпус имеет ме-
таллическое донышко, к которому
припаивается подложка ИС.
Применяются также металло-
кер амические и металло-стеклян-
ные конструкции плоских корпу-
сов. Диапазон рабочих температур
для большинства конструкций пло-
ских корпусов —60 ... 4-150° С.
В промышленную аппаратуру,
у которой стоимость является одним
из главнейших критериев,"а эксплуатационные условия не являются
жесткими, устанавливаются ИС, смонтированные в недорогих пласт-
массовых корпусах. На рис. 1.17 представлена конструкция тако-
го корпуса, имеющего условное название dip — dual in line plastic.
Глава 2
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ ОБЩЕГО ПРИМЕНЕНИЯ
2.1. Общие конфигурации стандартных линейных
интегральных схем
Выпускаемые в настоящее время стандартные усилители диапазона частот
0...500 МГц можно разделить иа три типа [1]: усилители переменного напряжения
с одним входом и одним выходом; дифференциальные усилители с двумя противо-
фазными входами и двумя выходами; операционные усилители с двумя противо-
фазными входами и одним мощным выходом. Две последние конфигурации уси-
ливают постоянную составляющую сигнала. В табл. 2.1 перечислены основные
области применения каждого типа усилителей и дано сравнение их относительной
сложности.
Таблица 2.1
Основные конфигурации усилительных ЛИС
Конфигурация Уровень интеграции Область применения
О Усилитель с глубокой ООС, 5 • • -10 активных элементов на подложке Усилители переменного напряжения (тока): УНЧ, видеоусилитель, УПЧ, радиоусилитель, широкополосный уси- литель общего приме- нения
X о Дифференциальный уси- литель (ДУ), 5---10 активных элементов на подложке Усилители сигналов с по- стоянной составляю- щей: дифференциаль- ный предусилитель, видеоусилитель, УПЧ, радиоусилитель общего применения'
о Операционный усилитель (ОУ), 10-«*30 актив- ных элементов на под- ложке Усилитель для обработки сигналов с постоянной составляющей: У ПТ, УНЧ, компаратор, усилитель для аналого- математических опера- ций
Независимо от конфигурации интегральный усилитель должен быть макси-
мально универсальным и пригодным для применения в одной из четырех схем
включения: усилителе тока, усилителе напряжения, усилителе-трансформаторе
сопротивления и усилителе-трансформаторе проводимости [2, 3], причем для вы-
бора режима включения с помощью внешних резисторов меняется вид обратной
связи усилителя. Каждая схема включения позволяет согласовать импедапсы
источников сигнала и нагрузки, чтобы получить наибольший коэффициент уси-
ления сигнала по мощности.
Наиболее широко используются ОУ. Постоянное совершенствование ка-
чества серийных ОУ позволяет реализовать требуемые передаточные функции
с высокой точностью.
Схема частного применения, если она является усилителем с отрицатель-
ной обратной связью, также может быть использована в одной из упомянутых
четырех схем включения. Некоторые интегральные усилители общего применения
(обычно радиочастотные) работают без внешней петли отрицательной обратной
связи, так как характер нагрузки таких схем, как правило, однороден (резонанс-
ные системы).
Учитывая свойства базовых схем включения, удается рассчитывать парамет-
ры усилителя по постоянному току. Для расчета частотных свойств усилителей
в заданном режиме наиболее удобным является метод логарифмических амплитуд-
но-фазовых частотных характеристик, известных как асимптотические диаграм,-
мы Боде [4]. Особенно важен метод диаграмм Боде для расчета устойчивости мно-
гокаскадных усилителей с отрицательной обратной связью (ООС).
В данной главе рассматриваются общие положения об обратных связях
и применение их к синтезу четырех схем включения стандартного усилителя
с избыточным усилением, а также диаграмма Боде как общий метод характери-
стики частотных свойств многокаскадных усилителей. *
2.2. Отрицательная обратная связь в усилителях,
источники сигналов, типы усилителей
♦
Охватывая внешней петлей ООС усилитель с избыточным коэффициентом
усиления, можно синтезировать требуемую передаточную функцию, имеющую
как точную численную величину, так и известную размерность, а также линеари-
зировать в заданных пределах передаточные амплитудно-частотные характеристи-
ки. Синтез усилителей тока или напряжения и схем трансформации сопротивле-
ния или проводимости сопровождается соответствующими изменениями входного
и выходного сопротивлений усилителя с замкнутой петлей ООС, а линеаризация
характеристик снижает статические и динамические искажения сигнала в уси-
лителе.
Следует различать применительно к интегральным усилителям обратные
связи внутренние и внешние. Внутренние связи используются для стабилизации
электрических режимов. Внешние цепи ООС изменяют функциональное назна-
чение ИС. Например, один и тот же ОУ, стабилизированный внутренними цепями
ООС, можно применить, заменяя внешние навесные элементы в любой из четырех
схем включения.
Коэффициент усиления усилителя с замкнутой петлей ООС К* — l/BbIX/l/c
записывается как
К* = Кв! (1 + 0/Q, (2.1)
где Ко — собственный коэффициент усиления усилителя при разомкнутой петле
ООС; Uc — напряжение источника сигнала; 0 = 1/0С/1/ВЫх —• коэффициент пе-
редачи пассивной цепи ООС; 1/вых — выходное напряжение усилителя; Uoc —
напряжение ООС, подводимое ко входу усилителя.
Если значение Ко велико, то К* ~ 1/0, т. е. практически не зависит от соб-
ственного коэффициента усиления Ко.
Формулу (2.1) можно преобразовать
К* = (!/₽) [0Ко/(1 +₽Ко)1 = (1/₽)/[1 + 1/(₽К0)1. (2-2)
Здесь 1/0 — идеальный коэффициент усиления схемы с замкнутой петлей ООС,
величина, заключенная в квадратных скобках, определяет ошибку его установки,
которая будет тем меньше, чем больше 0КО — усиление по петле ООС. При огра-
ниченном значении Ко ошибка установки требуемого коэффициента усиления К*
возрастает с увеличением требуемого значения К* 1/0. При серийном произ-
водстве аппаратурных усилительных каскадов, построенных на ЛИС, важно, что-
бы К* определялся ’лишь внешними пассивными элементами, что практически
исключает необходимость дорогостоящей регулировки. Однако в серийных ин-
тегральных усилителях Ко сильно изменяется при изменении температуры и от
экземпляра к экземпляру. Поэтому разработчик аппаратуры ориентируется на
средние паспортные параметры. Ошибка установки К* в этом случае определяется
дифференцированием уравнения (2.2)
Ы*!К*= (АКМ ((1 /₽Ко), (2.3)
где кв — среднее значение коэффициента усиления (или его значение при нор-
мальной температуре); ЛК0 — разброс коэффициента усиления от экземпляра
к экземпляру (либо его температурный дрейф); ЛК* — изменение коэффициента
усиления при замкнутой петле ООС.
Рис. 2.1. Эквивалентные схемы под-
ключения генератора напряжения
к потенциальному входу усилителя
(а) и генератора тока к токовому
входу усилителя (б).
Из формулы (2.3) Следует, что уровень изменения коэффициента усиления
снижается в 0КО раз, т. е. точность установки на требуемом уровне определяется
запасом Кв и выбранной глубиной обратной связи 0.
Мощность сигнала Рс, требующаяся для управления высокочувствительным
усилителем, должна быть пренебрежимо малой. Напряжение сигнала Uc, или
ток сигнала /с, имеют малую, но конечную величину, поэтому условие Рс -» О
можно интерпретировать следующим образом.
Если на вход усилителя подается сигнал в виде уровней тока /с, то для высо-
кочувствительного усилителя тока сигнала
Рс = (/?Гвх)-0, (2.4)
что соответствует входному сопротивлению гвх -> 0.
Если сигнал передается в виде уровней напряжения Uc, то
Рс=(^/Явх)-°, (2.5)
что требует применить для усиления напряжения Uc усилитель с /?вх -> °°>
т. е. так называемый потенциометрический усилитель.
Условия (2.4) и (2.5) являются абсолютными. Практически уровень входного
сопротивления усилителя должен лишь находиться в определенном соотношении
с внутренним сопротивлением источника сигнала, чтобы был зафиксирован точ-
ный уровень коэффициента передачи и сохранена качественная характеристика
источника сигнала (размерность сигнала). Если источник сигнала является кали-
брованным источником напряжения (рис. 2.1, а), то при любых изменениях вход-
ного сопротивления усилителя должно сохраняться соотношение Квх > гс,
что соответствует пренебрежимо малому падению напряжения (потере, ошибке
сигнала) на внутреннем сопротивлении источника сигнала гс. В этом случае
входное управляющее напряжение усилителя 1/вх практически равно напряже-
нию источника сигнала Uc. Другими словами, источник сигнала (1/с, гс) явится
генератором входного напряжения для данного усилителя, если для входного тока
/вх пРи любых изменениях /?ЕХ с большой точностью выполняется закон Ома
^вх = «вх^вх« Дс|Пригс<КЕХ- (2'6)
Если источник сигнала является калиброванным источником тока /с (ин-
формация о сигнале передается не уровнями напряжения, а уровнями тока), то
при любых изменениях входного сопротивления усилителя должно сохраняться
соотношение rBX < Rc, что соответствует пренебрежимо малой потере тока на
внутренней проводимости источника сигнала ус = 1/Дс. На рис. 2.1, б представ-
лены две эквивалентные схемы подключения генератора тока сигнала к усилите-
лю: в первой использован генератор напряжения сигнала Uc с последовательным
резистором Rc, моделирующим его внутреннее сопротивление, а во второй — ге-
нератор тока сигнала и его проводимость. Источник сигнала (Uc, Дс или /с, ус)
явится для данного усилителя генератором входного тока, если для входного
напряжения цЕХ при любых вариациях гвх = 1/УЕХ с большой точностью вы-
полняется закон Ома
«вх = 7вх гвх ~ (Uc/Rc) гвх |при Rc»rBX• (2-7)
Традиционно (еще из ламповой схемотехники) схемы источников и усилите-
лей напряжения используются гораздо чаще, чем источники и усилители токовых
сигналов, что объясняется в основном большим удобством измерения уровней
напряжения.
Передаточная функция усилителя должна обеспечивать точное трансформи-
рование уровня входного сигнала в уровень сигнала на нагрузке. Если усили-
тель имеет токовый вход (обеспечивает выполнение условий для генератора тока
сигнала) и токовый выход (генерирует ток /ЕЫХ в нагрузке, т. е. при любых изме-
нениях номинала резистора нагрузки Rn уровень выходного тока остается по-
стоянным, а выходное напряжение на нагрузке прямо пропорционально RH), то
основная передаточная функция такого усилителя — коэффициент усиления по
ТОКУ Rj ~ Лзых/^с-
Если усилитель имеет токовый вход, но на выходе генерирует напряжение
1/Еых (напряжение на нагрузке не зависит от сопротивления, т. е. ток нагрузки
прямо пропорционален ее номиналу), то основная передаточная функция такого
усилителя — передаточное сопротивление /?п = 17Вых/7с> а усилитель носит
название — трансформатор сопротивления.
Если усилитель управляется напряжением, но в нагрузке генерирует ток
сигнала, то его основная передаточная функция — передаточная проводимость
Gn = ^вых/^с- Усилитель в этом случае является трансформатором проводи-
мости.
Наконец, для усилителя, управляемого напряжением и генерирующего ста-
бильное напряжение на нагрузке, основной передаточной функцией является
коэффициент усиления по напряжению Ку = 1/вых/1/с (усилитель напряжения).
2.3. Четыре схемы включения усилителя общего применения
с отрицательной обратной связью
Сигнал обратной связи Uoc может быть пропорционален току нагрузки
/н (рис. 2.2, а) и напряжению UH на резисторе нагрузки Ra (рис. 2.2, б). Для
съема напряжения ООС, пропорционального току /п, использован чувствитель-
ный резистор гч, причем гч < Rn. Если в схеме (рис. 2.2, а) /н уменьшится на
Л/н> то уменьшится и напряжение Uoc — Л1/Ос= ₽гч (At — Л/н)> что вызо-
вет увеличение К*. В результате увеличится Дн, следовательно, и ток нагрузки
/н также увеличится. Таким образом, схема на рис. 2.2, а поддерживает стабиль-
ный ток в нагрузке, поэтому характеристическим параметром для выходной цепи
этой схемы следует считать /н. Аналогично, схема на рис. 2.2, б поддерживает
стабильное напряжение на нагрузке (генератор UH).
Сигнал обратной связи Uoc может быть подан последовательно с источником
сигнала Uc, Rc (Рис- 2.2, е) и параллельно ему (рис. 2.2, г). При параллельной
подаче напряжения сигнала Uc а напряжения обраткой связи UOc на вход уси-
лителя, они суммируются в точке S, потенциал которой ~ иБХ ~ 0. На
рис. 2.2, д показаны графики сигнала Uc и Uoc = ₽/С0(7с. которые при сум-
мировании дают близкую к нулю разность = ивх = (1 — (3/(0)(/с. Учтем, что
Рис. 2.2. Варианты съема с нагрузки и подачи в цепь входа сигнала ООС:
а — Uoc пропорционально току в нагрузке; б — пропорционально напряжению на нагрузке;
в—'подача Uoc последовательно с источником сигнала; г — подача Uoc параллельно ис-
точнику сигнала; д — суммирование напряжений сигнала и ООС при параллельной ООС;
е — суммирование токов сигнала и ООС при последовательной ООС.
напряжение является управляющим напряжением усилителя. Следовательно,
для источника сигнала, подключенного к суммирующей точке, входное сопро-
тивление усилителя при замкнутой петле ООС всегда близко к нулю, поэтому ток
источника сигнала /с = UclRc не зависит от гБХ и вход усилителя является то-
ковым.
Аналогично, для цепи последовательной ООС происходит вычитание из вход-
ного тока, потребляемого усилителем от источника сигнала (рис. 2.2, е),
/с=(7с/(₽с+^пхо), (2-8)
тока, вызываемого напряжением обратной связи,
/ос=^ос/(^с+-^вхо) — Uc ₽Ко/(Яс+Явхо), (2.9)
Таблица 2.2 Схемы включения стандартного усилителя
Вклю- чение Уси- лится ь Схема включения Характеристический параметр и условие малой ошибки Входное сопротивление вх Выходное сопротивление #вых
ф Ф ЕГ 2 >> Пч напряжения Л. IK Z/,. .5 гл 1 ^ОС + R Большое Малое * Rbbixo
С: 1 9-0 /с fcj Гр
Ки~^и~ R
RbxO > 10/?, Roc 5> К*ЫХ R“ 1+1Ж.
Пч ф я к S ф и трансформатор проводимости Л?с . УВых /? •Gn = l/K4 Rm =ЯвХ0(1+№) Большое Я*Ь1Х=/?ч(1 + Ко)
Rbxo 0
Ml
Инвертирующее трансформатор сопротивления ( ^?п — Roc Малое Р* ^ос вх ~ 1 4- /Со Малое ^вых =Rbbixo (1 + Ко)
Raxo 00 > Roc > Я*ыХ
тока ‘1 1 ° 1 J t г> Гри rr R4 + Roe Kl Большое /?^ых=/?ч(1+Ко)
Rbm~>°°, R4-^0
поэтому суммарный ток входа «вх прн замкнутой петле ООС
»2 = »вх =^С (1 —₽Ко)/(/?с+ о) •
(2.Ю)
Для цепи последовательной ООС ток, потребляемый схемой от источника сигна-
ла, = 1'вх ~ 0. Малый входной ток означает, что входная цепь усилителя экви-
валентна весьма большому входному сопротивлению, что соответствует операции
синтеза входа усилителя напряжения.
Четыре возможные варианта комбинирования схем съема и подачи сигнала
ООС дают четыре схемы включения одного и того же стандартного усилителя
общего применения, который в этом случае с помощью нескольких внешних ре-
зисторов легко превращается в усилители напряжения и тока или усилители-
трансформаторы сопротивления и проводимости. В табл. 2.2 применительно
к двухвходовому (операционному) усилителю дана сводка сравнительных пара-
метров четырех схем включения. Следует отметить, что применение усилителя
с дифференциальными входами является общим случаем, так как одновходовой
усилитель (только с инвертирующим входом) можно также считать двухвходовым
у которого неинвертирующий вход заземлен внутри усилителя [2].
В табл. 2.2 приняты следующие обозначения: 7?Ос—сопротивление резистора
обратной связи; RBX 0 — собственное (дифференциальное) входное сопротивление
усилителя; 7?Вых о — собственное выходное сопротивление усилителя при разомк-
нутой петле ООС; (Rbx) — выходное (входное) сопротивление усилителя
с замкнутой петлей ООС; R— сопротивление балансирующего резистора; /?ч —
сопротивление «чувствительного» резистора цепи ООС.
2.4. Амплитудные и фазовые частотные характеристики
Амплитудно-частотные характеристики усилителей общего применения
удобно представлять с помощью асимптот в двойном логарифмическом масштабе,
что позволяет просто и наглядно определить предельные частотные свойства уси-
лителя н возможности коррекции полосы усиления при замкнутой петле ООС.
Для каждого конкретного типа ЛИС амплитудные и фазовые характеристики
в двойном логарифмическом масштабе обязательно приводятся в качестве спра-
вочного материала.
Амплитудно-частотная характеристика усилителя с непосредственными свя-
зями практически равномерна до некоторой частоты излома (среза), где начи-
нается высокочастотный спад за счет паразитных емкостей. Спад характеристики
в высокочастотной области представляет интерес вплоть до частоты, на которой
коэффициент усиления схемы по напряжению Kv падает до единицы. Полоса час-
тот, соответствующая Kv = 1, называется полосой единичного усиления fT (uni-
ty gain bandwidth). Определим ход амплитудной и фазовой характеристик много
каскадного усилителя общего применения в двойном логарифмическом масштабе.
Любой многокаскадный усилитель на высоких частотах в первом приближе-
нии моделируется генератором сигнала K0UBX, нагруженным на некоторое коли-
чество эквивалентных «интегрирующих» ДС-цепочек. Обычно их число соответ-
ствует числу независимых каскадов усиления, поэтому форма спада амплитудной
характеристики такого усилителя в высокочастотной области определяется коли-
чеа’зом последовательно включенных каскадов.
Коэффициент передачи по напряжению одной /?С-цепочки (рис. 2.3) можно
подсчитать:
К и = ^вых/1/вх = хс/(хс + R) = 1 / (1 + R/xc) = 1 /(1 + jaRC) =1/(1+ /окв). (2.11)
В формуле (2.11) тЕ = RC — постоянная времени /?С-цепи, определяющая
так называемую частоту среза
ис=1/тв=1//?С = 2л/с. ‘ (2.12)
Амплитудно-частотная характеристика RC-цепи описывается уравнением
Ку = 1/1/1 + (CO/CDc)2 = 1/1/1 + (f/fc)2.
(2.13)
*1
Рис. 2.3. Интегрирующее звено
(а) и логарифмические амплитуд-
но-частотные и фазо-частотные
характеристики (б) каскада уси-
ления (к=ивых/ивх)
а фазовая
• ф = arctg (—и/ис) = arctg (—(2.14)
На частоте среза fc имеет место падение Ку до уровня 0,7 (—3 дБ) и набег фазы
45°.
Полная амплитудная характеристика усилителя строится в двойном лога-
рифмическом масштабе и при этом идеализируется. Эта операция не только де-
лает график характеристики компактным,
но и упрощает математические операции,
так как логарифмический масштаб позво-
ляет заменить перемножение ординат ха-
рактеристик сложением соответствующих
геометрических отрезков. Формулу (2.13)
упрощаем, отбрасывая единицу в знамена-
теле, так как даже при fjfc > 2...3 ее до-
ля невелика.
Получаем идеализированное выраже-
ние для высокочастотного спада ампли-
тудной характеристики одиночной «интег-
рирующей» RC-цепочки
Kv~fclf. (2.15)
Изменяя текущую частоту f в десять
раз (на декаду), получаем уменьшение
также в десять раз (падение усиления на
—20 дБ), Следовательно, скорость высоко-
частотного спада за частотой среза fc для
идеализированной амплитудной характери-
стики одной RC-цепочки равномерна и
равна —20 дБ/дек. Если в качестве града-
ции частоты принята октава (изменение ча-
стоты в два раза), то усиление падает с ро-
стом частоты со скоростью —6 дБ/окт.
(усиление уменьшается в два раза с уве-
личением частоты в два раза).
Ошибка идеализированной логарифми-
ческой амплитудной характеристики по
сравнению с реальной наиболее велика на
частоте среза н равна 3 дБ (уровень 0,7).
Фазовая частотная характеристика
рассмотренной выше модели однокаскад-
ного усилителя описывается тангенсоидой. При логарифмическом масштабе по
оси частот отсчет декад частоты не может начинаться с нуля, поэтому точный гра-
фик тангенсоиды в одинарном логарифмическом масштабе построить затрудни-
тельно, хотя известно, что на частоте среза fc сдвиг фаз ф = —45°, а при даль-
нейшем увеличении частоты практически на всем высокочастотном спаде график
тангенсоиды асимптотически приближается к —90°. Поэтому фазовую характе-
ристику RC-цепи в одинарном логарифмическом масштабе удобно аппроксими-
ровать ломаной линией, имеющей скачок —90° на частоте^. Наибольшая ошибка,
равная 45°, имеет место на частоте среза и аппроксимация является мажоритар-
ной.
В. многокаскадном усилителе каждый каскад имеет собственную передаточ-
ную проводимость, что соответствует обычно определенной постоянной времени,
поэтому суммарная амплитудная характеристика имеет несколько изломов, оп-
ределяемых разными частотами среза элементарных RC-цепей. Рис. 2.4_иллю-
стрирует формирование частотных характеристик трехкаскадного усилителя.
Коэффициент усиления каждого каскада на нулевой частоте равен Д2 и К3,
а частоты среза для каждого каскада равны fcl, fca, fc3 соответственно. Скорость
спада общей характеристики последовательно увеличивается после каждой час-
тоты излома на —20 дБ/дек., а сдвиг фаз увеличивается скачком на 90°.
Рис. 2.4. Формирование амплитудной и фазовой логарифмических характеристик
для трехкаскадного усилителя:
а — структурная схема; б — частотные характеристики.
Для того чтобы исключить амплитудные и фазовые искажения в заданной по-
лосе частот, необходимо в этой полосе обеспечить равномерную амплитудную и
линейную фазовые характеристики. На рис. 2.5 представлены амплитудная и фа-
зовая характеристики многокаскадного усилителя с замкнутой петлей ООС.
При увеличении глубины обратной связи Р (т. е. уменьшении К* — 1/Р) рас-
ширяется полоса равномерной амплитудной характеристики, однако появляется
опасность самовозбуждения схемы по петле ООС из-за превращения на некоторых
участках ООС в положительную обратную связь. Если линия 1/р пересекает
участок спада, имеющий скорость —40 или —60 дБ/дек. (за предельной частотой
fnp)> то в усилителе сдвиг фазы выходного сигнала относительно входного дости-
гает 180° или превышает эту величину. Вместе с начальным (схемотехническим)
сдвигом фаз, равным 180° между инверсными по фазе сигнала входом и выходом,
суммарный сдвиг фаз в петле ООС на частоте fnp превысит 360°, что и вызовет
самовозбуждение схемы, если на этой частоте коэффициент усиления А* = 1/3
превышает единицу.
Таким образом, для усилителя (рис. 2.5) нельзя реализовать глубину об-
ратной связи Р — 1/7<*, большую чем 20(lg/ca — lg/ci) [дБ], так как непосред-
ственно за второй частотой излома (точнее
Рис. 2.5. Амплитудные и фазовые
характеристики усилителя с тремя
постоянными времени в цепи зам-
кнутой ООС:
а —• структурная схема; б — частотные
характеристики.
на частоте /пр) суммарный сдвиг фаз в пет-
ле отрицательной обратной связи окажет-
ся положительным (к внешнему сдвигу
фаз между инвертирующим входом и вы-
ходом прибавится внутренний сдвиг фаз,
больший 180°) и схема самовозбудится.
Поэтому общим требованием обеспечения
устойчивости является следующее: прямая,
соответствующая усилению /С* = 1/р, тре-
буемому от системы с замкнутой петлей
ООС, должна обязательно пересекать от-
резок частотной характеристики с накло-
ном —20 дБ/дек. Это соответствует макси-
мально возможному запасу фазы в петле
ООС до самовозбуждения. Запас фазы на
частоте fca при данной аппроксимации фа-
зовой характеристики равен 90°, а на ча-
стоте /пр — нулю.
В большинстве случаев может оказать-
ся достаточным и меньший запас по фазе
на самовозбуждение, поэтому в усилителях
с замкнутой петлей ООС можно использо-
вать и часть спада частотной характери-
стики, имеющего наклон — 40 дБ/дек.
В этом случае амплитудно-частотная ха-
рактеристика усилителя с замкнутой ООС
будет иметь выброс вблизи /Пр- Соответст-
венно выброс появится и на' импульсной
переходной характеристике. Максимальный
запас по фазе на самовозбуждение особенно
желателен в тех случаях, когда нагрузка
схемы в процессе работы изменяется или
имеет емкостный характер.
Для получения оптимальных частот-
ных и импульсных передаточных харак-
теристик проводится так называемая кор-
рекция частотной характеристики, сводя-
щаяся в простейшем случае к «срезанию»
излишней полосы усиления.
Если к выходу усилителя подключает-
ся специальный нагрузочный конденсатор,
так чтобы суммарная частотная характе-
ристика усилителя с наклоном—20 дБ/дек.
проходила через частоту единичного уси-
ления /т, то усилитель является оптимально скомпенсированным. Сдвиг фаз в
таком усилителе на всем высокочастотном спаде постоянен и равен 90°, что
соответствует максимальному запасу на самовозбуждение 90°. Частотная ком-
пенсация, применяемая в большинстве многоцелевых интегральных усилите-
лей, позволяет более гибко распорядиться полосой усиления. Для каждого
конкретного типа усилителя рекомендуется определенный набор /?С-цепочек,
подключаемых к специально выведенным высокоомным по сигналу точкам схе^
мы, выбираемым с таким расчетом, чтобы уменьшить номиналы элементов це-
пей коррекции.
Корректируемый каскад, частотная характеристика которого «срезается»,
представлен на рис. 2.6, а в виде эквивалентного генератора U (f) и его внутрен-
него сопротивления Rj. Подключение к нему простой RC-цепи коррекции ста-
билизирует частотную характеристику усилителя (рис. 2.6, 6). Эквивалентная
характеристика каскада имеет два излома на частотах /j = l/2nRjC и =
= l/2nRC. При проектировании схемы ОУ необходимо обеспечить независи-
мость Ri от внешних условий. На рис. 2.6, в приведены графики, соответствую-
щие различной степени компенсации частотной характеристики одного и того же
интегрального усилителя. Наибольшие затруднения вызывает компенсация уси-
лителей-повторителей, коэффициент усиления которых близок к единице. В этом
Рис. 2.6. Подключение к усилителю внешней RC-цепи коррекции частотных ха-
рактеристик (а) и ход эквивалентной амплитудной характеристики (б). Изме-
нение частотной характеристики усилителя с помощью RC-цепи с различными
номиналами элементов (в).
случае желательно реализовать всю полосу единичного усиления вплоть до час-
тоты f,T. Если наклон диаграммы Боде вблизи fT составляет —п20 дБ/дек., то
в схеме повторителя необходимо включить наибольшее число емкостей компенса-
ции, равное (п — 1), чтобы свести действие замкнутой системы к действию одной
RC-цепочки. Для современных двух-трехкаскадных усилителей используются
одна или две внешние цепи коррекции; в ряде случаев усилители выпускаются
полностью компенсированными.
Усилители более чем с двумя цепями коррекции встречаются редко, так как
существенно затрудняется проектирование, регулировка и эксплуатация аппа-
ратуры. Номиналы цепей коррекции и соответствующие диаграммы Боде при-
водятся в инструкциях по применению конкретных типов усилителей.
2.5. Основные этапы схемотехники линейных
интегральных схем
Технология изготовления полупроводниковых ИС и их схемотехника свя-
заны и взаимно определяют друг друга. Наиболее простые цифровые ИС (напри-
Мг ’ 5хемы РТЛ- и РЕТЛ-типа) появились первыми. Роет производства цифровых
ИС обусловил дальнейшее усовершенствование технологии, поэтому появилась
возможность иметь на кремниевой подложке значительное число высококачест-
венных активных структур. Аналогично, первым шагом развития линейных ИС
явилось появление относительно простых усилительных схем. Применив те или
иные виды обратных связей, можно синтезировать передаточную функцию уси-
лителя, причем хорошая повторяемость параметров отдельных ИС делает целе-
сообразным и крупносерийный выпуск таких схем. Первоначально основой схе-
мотехники ЛИС были наиболее простые двух-трехтранзисторные схемы с глубо-
кими фиксированными отрицательными обратными связями, которые имели до-
статочно универсальные свойства. Например, один и тот же усилитель использо-
вался как в качестве широкополосного так и резонансного, при этом требовалась
замена лишь некоторых навесных элементов. Из-за сокращения числа транзис-
торных корпусов применение простых ЛИС позволяло получить некоторый вы-
игрыш в габаритах и весе устройств.
Необходимо отметить, что задача миниатюризации аппаратуры на ЛИС яв-
ляется вторичной, основное назначение новой элементной базы — резко повы-
сить надежность приборов и придать им новые функции. Повышение надежности
гарантируется не только высоким качеством технологических процессов изготов-
ления ЛИС, но также стандартизацией схем устройств, где они применяются.
В результате последующих этапов развития главное место в линейной схемо
технике занял дифференциальный усилительный каскад. Этим создана база даль-
нейшего расширения функций схем. Со временем схемы с фиксированными ООС
оказались практически нужными лишь в сугубо специальных устройствах (на-
пример, в сверхбыстродействующих схемах [5]). Физически высокое качество
интегральных дифференциальных каскадов обусловлено тем, что технология
изготовления полупроводниковых ИС обеспечивает сохранение высокой точности
одноименных параметров интегральных элементов, расположенных на одной под-
ложке (попарное согласование одноименных параметров имеет уровень точности
1%).
Дифференциальные каскады усиливают сигналы в полосе 0...100 МГц и бо-
лее. На радиочастотах применяются разновидности дифференциального каска-
да — усилитель с эмиттерной связью и каскодный усилитель.
Наиболее четко взаимовлияние технологии и схемотехники можно наблю-
дать на примере интегральных ОУ, для которых характерна высокая степень
интеграции активных элементов. Операционные усилители являются наиболее
универсальными схемами общего применения. Они обеспечивают усиление сиг-
налов до радиочастот, а также позволяют проводить аналоговую обработку сиг
налов (решение математических задач аналоговым методом с достаточно высокой
точностью и с выдачей решения во время действия процесса).
Структурная схема ОУ прямого усиления содержит входной дифференциаль-
ный каскад, обеспечивающий малые дрейфовые ошибки усилителя, его высокую
чувствительность и многофункциональность. Сигнал с выхода дифференциаль-
ного каскада усиливается схемой усиления напряжения, которая работает на
мощный оконечный каскад. Для стабилизации и изменения собственных пара-
метров ОУ (при разомкнутых внешних петлях ООС) применяются внутренние
отрицательные и положительные обратные связи. Постоянно совершенствуются
интегральные структуры, применяемые в ОУ.
Возможность интегрирования большого числа активных элементов на кри-
сталле ИС позволяет конструировать и радиочастотные приборы с повышенным
уровнем интеграции (обычно это законченные устройства типа линеек УПЧ для
приборов массового потребления, связной аппаратуры).
Цифровые схемы, образующие логически полную серию,, не требуют допол-
нительных обслуживающих элементов, так как передаточная функция их стан-
дартна. В усилительных устройствах на ИС навесные элементы неизбежны и не-
обходимы, так как методы аналоговой обработки сигналов исключительно, разно-
образны. Однако следует учесть, что ЛИС в устройстве (например, аналого-циф-
ровом) всегда на 1...2 порядка по количеству меньше, чем цифровых ИС. Проекти-
ровщики ЛИС общего применения, совершенствуя свои схемы, стремятся умень-
шить число внешних вспомогательных элементов, которые необходимы для об-
служивания ЛИС в аппаратуре.
Применение однотипных линейных микросхем целесообразно еще и потому,
что минимальную стоимость производства этих ИС обеспечивает их сбыт в боль-
ших количествах. Выпускаемые сейчас дифференциальные и операционные уси-
лители обычно сгруппированы в серии., обеспечивающие полную реализацию всех
возможностей технологического процесса. Такая серия обеспечивает решение
большинства современных задач, а также развитие схемотехники аппаратуры на
несколько лет вперед.
Правильное определение состава сд>ии усложняется быстрым развитием
схемотехники и расширением возможностей технологии. Разработчик серии ИС
должен учитывать значительный срок освоения производства своих изделий, срок
проведения разработок аппаратуры на них, срок освоения производства аппара-
туры на ИС и ее внедрения в промышленность и, самое главное, ожидаемый срок
работы этой аппаратуры, которая должна обеспечить отдачу вложенных средств.
Поэтому, несмотря на кажущееся лавинообразное нарастание номенклатуры ИС,
десятилетний срок моральной и технической живучести выдерживают лишь тща-
тельно разработанные схемы.
На базе перечисленных ЛИС общего применения получил широкое развитие
класс линейно-дискретных схем (преобразователи код —• аналог и аналог — код)
и схем, непосредственно обслуживающих вычислительные устройства (усилители
считывания — записи и т. д.).
За последние 3...5 лет очень большое внимание стало уделяться СВЧ ИС
сантиметрового диапазона, где сочетание планарных активных приборов, микро-
полосковых СВЧ линий передачи и гибридно-пленочных /?С-элементов обуслов-
ливает значительное улучшение технических параметров. В этих приборах не-
обходима полная интеграция на одной подложке всей схемы из достаточно разно-
родных элементов, что приводит обычно к очень сложной технологии серийного
производства.
2.6. Усилители с глубокими отрицательными
обратными связями
Усилители с глубокими ООС, не имеющие входного дифференциального
каскада, являются наиболее удобными для освоения линейной схемотехники и
технологических процессов производства полупроводниковых ИС.
Линейки усиления с непосредственными междукаскадными связями и глу-
бокими ООС целесообразно выпускать и в гибридно-пленочном исполнении. Как
показывает опыт, полупроводниковые и гибридные схемы с обратными связями
имеют достаточно хорошую повторяемость параметров при серийном производ-
стве. С развитием технологии и схемотехники ИС удельный вес простейших уси-
лителей в общем выпуске продукции падает, так как на смену им приходят более
универсальные и совершенные в функциональном отношении дифференциальные
и операционные усилители, частным применением которых является построение
различных линеек усиления.
Базовые схемы с ООС. Повторяемость параметров усилителей и их стабиль-
ность при внешних воздействиях легко могут быть достигнуты с помощью избы-
точного усиления линейки из двух-трех транзисторных каскадов, собранных по
схеме с общим эмиттером (ОЭ) и замкнутой петлей глубокой ООС. Число каска-
дов с ОЭ в линейке больше трех встречается редко, так как у такого усилителя
появляются опасные фазовые сдвиги на высоких частотах, а слишком крутой
спад амплитудно-частотной характеристики снизит полосу единичного усиления,
которую можно реализовать.
Базовыми схемами считаются две схемы «двоек» и две схемы «троек» [5, 6J.
Из-за относительно небольшого запаса по коэффициенту усиления Кй «двойки»
имеют ограниченную чувствительность и стабильность статических параметров.
Чувствительность «троек» гораздо более высокая из-за большого собственного
коэффициента усиления линейки при разомкнутой петле обратной связи. Базовые
схемы усилителей с глубокими обратными связями приведены на рис. 2.7.
«Двойка», изображенная на рис. 2.7, а, усиливает ток сигнала, что опреде-
ляется параллельной обратной связью по току. Максимальная чувствительность
и стабильность параметров схемы достигаются при гвх -» 0. Типичным для уси-
лителей тока является гвх = 10...50 Ом. Схема может хорошо работать и как
усилитель напряжения, если источник входного напряжения преобразовать
с помощью резистора в источник тока сигнала. Коэффициент усиления схемы
в режиме усиления напряжения практически не зависит от параметров транзис-
торов. Основным достоинством схемы (рис. 2.7,а) является исключительная про-
стота принципиальной схемы, в которой цепь ООС является одновременно и цепью
подачи смещения на базу первого транзистора. Выходное сопротивление схемы
примерно равно сопротивлению коллекторного резистора второго каскада, так
как цепь обратной связи и нагрузка развязаны выходным транзистором.
Схема на рис. 2.7, б является усилителем напряжения с высоким входным со-
противлением, синтезируемым с помощью цепи последовательной ООС. Реализа-
ция такой схемы затруднена тем, что требуется специальная высокостабильная
Рис. 2.7. Базовые схемы интегральных усилителей с глубокими ООС:
а, б — «двойки»; е, г — «тройки».
цепь подачи открывающего смещения на базу первого транзистора. Те же труд-
ности придется преодолеть и при конструировании «тройки» (рис. 2.7, г).
Схема (рис. 2.7, в) имеет малое входное сопротивление и усиливает токовый
сигнал, но применяется она редко, так как может быть легко заменена двумя
усилителями (рис. 2.7, а).
Трехкаскадный усилитель (рис. 2.7, г) имеет последовательную цепь ООС по
току. Усилитель такого типа обладает большим собственным коэффициентом уси-
ления и высоким входным сопротивлением.
Примеры принципиальных схем ИС с глубокими обратными связями. В свя-
зи с относительно узкой областью применения схем с глубокими обратными свя-
зями в настоящее время целесообразно их специализировать, чтобы наиболее
удобно использовать основное преимущество таких схем: крайнюю простоту схе-
мотехники. Часто в этом случае применяется и метод создания многоканальных
(от двух до шести каналов) усилителей в одном корпусе ИС. Данное сочетание
позволяет выпускать ИС, которые являются основой определенных аппаратурных
субсистем. На рис. 2.8, а представлена принципиальная схема двойного видео-
усилителя типа «Микровидео».
Данная гибридная схема изготавливается методом тонких пленок. На кера-
мической подложке расположены два идентичных усилителя — «двойки». Ре-
зистивные дорожки схемы напыляются из нихрома, транзисторы — кремниевые
планарные типа КТ307. Принципиальной особенностью схемы является ее хо-
рошая нагрузочная способность для входов цифровых ИС. От базовой схемы
Рис. 2.8. Принципиальная схема двойного видеоусилителя типа «Микровидео»
(«), схема измерений коэффициента усиления по напряжению для усилителя то-
ка (б) и принципиальная схема кварцевого автогенератора, обслуживающего
цепи синхронизации счетного блока (в).
(см. рис. 2.7, а) данный усилитель отличается дополнительным резистором сме-
щения с сопротивлением 10 кОм в цепи базы первого транзистора, что обеспечи-
вает экономичный режим работы при Ек = 3 ...5 В.
к Входное сопротивление видеоусилителя при замкнутой ООС (рис. 2.8, б)
равно 5 Ом, поэтому схему удобнее всего испытывать с источником сигнала —
генератором входного тока, который состоит из источника напряжения сигнала
Uc и резистора Дс. Коэффициент усиления по напряжению в этом режиме Кц =
— Пвых/Uс превышает 200 на частоте 1 кГц. Выходное сопротивление схемы рав-
но 400 Ом, полоса усиления по уровню 0,7 не хуже 20 МГц, что обеспечивает по
нагрузочной способности и быстродействию управление разнообразными цифро-
выми ИС. Для того чтобы осуществить конструктивную совместимость данного
двойного усилителя с цифровыми ИС, его подложка размещается в плоском 14-
контактном корпусе.
Гибридная ИС (рис. 2.8, а) является специализированной схемой частного
применения, так как основным ее назначением является построение про-
стых высокостабильных кварцованных автогенераторов — мультивибраторов
(рис. 2.8, в). Кристалл кварца работает в этой схеме на последовательном резо-
нансе. Так как «двойка» (см. рис. 2.7, а) является усилителем тока, а кварцевый
резонатор на последовательном резонансе имеет малое внутреннее сопротивление,
то общая замкнутая петля положительной обратной связи усилитель — кварц
является токовой, поэтому хорошо выполняются условия самовозбуждения вбли-
зи последовательного резонанса кварца. Выходным сигналом автогенератора
является прямоугольный импульс с крутизной фронта не хуже 0,05 мкс. Схема
универсальна до 10 МГц и более. Нижняя граница диапазона генерации опреде-
ляется конструкцией низкочастотного кварцевого резонатора и не зависит от
усилителя с непосредственной связью. Допустимая рассеиваемая мощность квар-
ца, определяемая его конструкцией, должна быть задана на уровне 1...2 мВт.
Возможная паразитная автогенерация схемы устраняется либо подбором коррек-
тирующего конденсатора СК1 (несколько пикофарад) в цепи эмиттера второго
транзистора, либо включением дополнительной цепочки емкостной отрицатель-
ной обратной связи эмиттер Т2 — база Tlt а частота автогенерации может быть
немного смещена относительно частоты последовательного резонанса ближе
к частоте параллельного резонанса с помощью последовательной ДС-цепи фазо-
вого сдвига тока в контуре положительной обратной связи. Относительная ста-
бильность частоты в данном мультивибраторе не хуже 10_§ 1/° С. Как правило,
рабочий диапазон температур данного устройства ограничивается кварцевым
резонатором.
Для обслуживания широкополосных ИС типа «Микровидео» необходимо при-
менять" конденсаторы фильтров Сф| и Сф2 с высокочастотным диэлектриком, ко-
торые имеют хорошую добротность на высоких частотах, так как частота единич-
ного усиления для данной микросхемы превышает 300 МГц. Конденсаторы в та-
ких случаях надо размещать непосредственно у выводов микросхемы. Следует
учитывать, что из-за излишнего количества низкочастотных ДС-цепей, форми-
руемых разделительными и фильтровыми конденсаторами, в многокаскадном уси-
лителе могут возникнуть опасные паразитные сдвиги фаз, что при замкнутой пет-
ле ООС приводит к низкочастотной автогенерации усилителя. Данное явление
устраняется аналогично коррекции высокочастотного спада правильным выбо-
ром номиналов элементов данных цепей.
Одним из самых известных схемотехнических решений «двойки»
(см. рис. 2.7, б) следует считать монолитный видеоусилитель общего применения
фирмы Sylvania типа SA-20 (рис. 2.9, а) [8], который отличается высокой линей-
ностью'выходного сигнала, малым выходным сопротивлением, что обусловлено от-
рицательной обратной связью по напряжению. При конструировании и техноло-
гическом исполнении схемы в монолитном варианте для минимизации паразитных
емкостей применены специальные конфигурации транзисторов с минимальными
геометрическими размерами, так как напряжение питания схемы равно 24 В.
Схема стандартного включения усилителя SA-20 и его передаточная характе-
ристика приведены на рис. 2.9, бив.
Схема усилителя содержит три последовательно включенных транзистора
с непосредственными связями. Резисторы Д( и Д2 обеспечивают подачу откры-
вающего смещения на базу транзистора 7\, Чтобы вычислить уровень этого по-
Рис 2.9. Принципиальная схема ИС типа SA-20 (а), ее стандартное включе-
ние (б), передаточная (б) и частотная (г) характеристики. Некоторые спе-
циальные схемы включения <(д, е, ж).
тенциала, следует рассмотреть схему «от нагрузки». Постоянная составляющая
выходного напряжения ИВЬ1Х о при номинальном питании Ек = 24 В составляет
14,5 В (т. е. равна примерно половине Ек), поэтому падение напряжения на ре-
зисторе /?4 определяется делителем Re — R^. Коэффициент усиления схемы по
переменному напряжению однозначно определяется делителем цепи обратной
связи и для усилителя SA-20
Kf7=l/₽=(E4 + Ee)/E4=ll, (2.16)
так как /?4 = 100 Ом и Re = 1000 Ом.
Рассмотрев картину постоянных потенциалов в схеме SA-20 (рис. 2.9, а),
отметим, что потенциал эмиттера 7\ в этой схеме фиксируется делителем Re — R&
и равен примерно 1,4 В, а потенциал базы 7\ должен быть зафиксирован делите-
лем —Rz на уровне примерно 2,1 В, учитывая напряжение 0,7 В на переходе
база—эмиттер открытого кремниевого интегрального транзистора Tt. Чтобы
согласовать по постоянным потенциалам транзисторы 7\ и Т3 (потенциал базы
открытого Ts превышает 17эз= 1,45 В на 0,7 В, т. е. Ugg— 15,2 В), необходимо
применить так называемую схему сдвига уровня (от низкого потенциала к высо-
кому). В данном случае она выполняется с применением интегрального стаби-
литрона (диода Зенера) с опорным потенциалом 6,2 В, что фиксирует потенциал
базы Т2 относительно земли на уровне 6,2 + 0,6 = 6,8 В.
Чтобы согласовать коллекторный потенциал транзистора Т± с базовым по-
тенциалом транзистора 72> необходимо так выбрать номинал резистора Ra, что-
бы падение напряжения на нем
URs = Ek—17б2=24-6,8=17,2 В. (2-17)
Для согласования UK2 и Uqs необходимо выбрать
{JKb=Ek—{J6s=24—15,2=8,8 В. (2.18)
Для расчета номиналов резисторов Rs и R6 необходимо знать коэффициен-
ты усиления транзисторов по току В, допустимый ток нагрузки схемы, требуемое
входное сопротивление схемы. Для схемы SA-20 выходной транзистор имеет до-
пустимый ток нагрузки до 50 мА. Поэтому при Bs = 50 его базовый ток '/g3 =
— 1 мА, следовательно, ток коллектора транзистора Т2 целесообразно выбрать
на уровне 5 мА, при этом
R5 = UrjIK:== 1,7 кОм. (2.19)
Выходное сопротивление усилителя определяется выходным сопротивлением
эмиттерного повторителя Ts:
Евых о= Eg/Eg = 34 Ом, (2.20)
которое необходимо в данном случае разделить на К*:
Квых =Квых о/К* ~ 3 Ом. (2.21)
Входное сопротивление схемы, равное 1,6 кОм, определяется сопротивле-
нием параллельно включенных резисторов R± и R2. Номиналы резисторов в дан-
ном делителе смещения можно подсчитать, зная Ек и l/gi (Ri = 19 кОм, R2 =
= 1,8 кОм).
Полный расчет статического режима при проектировании схемы должен учи-
тывать все возможные изменения номиналов резисторов подложки схемы и В
транзисторов от экземпляра к экземпляру, при изменении температуры и в зави-
симости от тока нагрузки. Такой расчет без ЦВМ затруднителен. Подчеркнем,
что в схеме со стабилизирующей ООС практически всегда важна не абсолютная
точность номиналов элементов, а их взаимная точность. Например, для схемы
SA-20 абсолютная точность резисторов задается на уровне ±20%, однако отно-
сительная взаимная точность должна быть не хуже ±5%.
На рис. 2.9, г представлена частотная характеристика ИС типа SA-20, па-
раметром которой является номинал корректирующего конденсатора Ск. Боль-
шая полоса усиления данной схемы является следствием большого расхода мощ-
ности питания (транзисторы работают при больших уровнях коллекторных токов).
Если в усилителе типа SA-20 с помощью внешнего конденсатора Сф разомкнуть по
переменному току цепь внутренней обратной связи (рис. 2,9, д), то коэффициент
усиления по напряжению достигнет 1000. На рис. 2.9, е и ж. представлены две
схемы включения усилителя, в которых выводы компенсации используются для
включения селективных цепей, что дает возможность построить простейшие по-
лосовые фильтры.
При разработке схем типа SA-20 разработчики вплотную сталкиваются
с проблемой теплоотвода, которая является одной из самых критичных для ЛИС.
Выходной каскад схемы SA-20 — транзистор, работающий в режиме класса А,
обеспечивает мощность сигнала в нагрузке около 150 мВт, следовательно, мощ-
ность рассеяния должна достигать примерно 300...400 мВт. Эта мощность долж-
на быть отведена от транзистора через корпус. Основным конструктивным пара-
метром, определяющим качество корпуса, является тепловое сопротивление RT.
Для плоского корпуса схемы SA-20 оно равно 0,15° С/мВт, следовательно, пере-
пад температуры между р-п переходом и корпусом:
Д/=РрассКт = 300- 0,15 = 45° С.
Работоспособность схемы SA-20 гарантируется при внешней температуре, равной
100° С, следовательно, температура внутри’мощной интегральной структуры мо-
' жет превышать 150° С.
Рассмотрим другие примеры линеек усиления с глубокими ООС. В настоящее
время актуальной .задачей является создание микромощных ЛИС, так как су-
ществующая аппаратура, обслуживаемая батарейными источниками питания, тре-
бует оптимального сочетания усилительных параметров схемы и расхода энергии.
Для усиления переменных сигналов хорошо подходят различные микромощные
схемы с обратными связями. Отличительной особенностью микромощных ИС
является большое суммарное сопротивление в схеме.
На рис. 2.10, а [7] представлена схема микромощиого .усилителя, транзисто-
ры которого работают при коллекторных токах, равных 5 мкА. Из-за столь малых
токов крутизна усиления транзисторов /3/<рт невелика, поэтому и частота еди-
ничного усиления £г= ф/ГдСнагр мала. На рис. 2.10, б показана частотная ха-
рактеристика усилителя. Частота среза fc =• 10 кГц позволяет использовать схе-
му в предварительном УНЧ. Семейство выходных характеристик транзистора,
используемого в этой схеме (рис. 2.10, в), соответствует В > 120 при /э = 2...
...10 мкА. В схеме (рис. 2.10, а) использованы две петли отрицательной обратной
связи, сигналы которых подаются через резисторы R3 и Лэ- Первая петля слу-
жит для подачи открывающего смещения, а вторая — для установки общего
коэффициента усиления схемы.
Коэффициент усиления каждого каскада с ОЭ (при Rc =0) Ki = Kz =
= (/а/фт) Rk — 160, поэтому Ко = КХК2 Достаточен. Общий коэффициент уси-
ления К* всего усилителя устанавливается делителями петли ООС R? — Rz и
7?® — R2- Коэффициент обратной связи, создаваемый этими делителями, р =
= [RJ(R2 + R»)l [Яз II (Rs + R2)]/[R3 II (Re + Rs) + Rj] = 1/350. Поэтому
К* « 1/р = 350. Реализация суммарного сопротивления около 1 МОм на одной
подложке требует использования тонкопленочных керметных резисторов (напы-
ляется смесь NiCr + SiO [7]).
На рис. 2.11, а представлена принципиальная схема, а на рис. 2.11, б —
потенциальная диаграмма гибридного тонкопленочного усилителя, который без
нагрузки потребляет мощность питания порядка 1 мВт. Этот усилитель приме-
няется в устройствах, построенных на микромощных цифровых ИС. Коэффициент
усиления схемы по напряжению выбран на уровне 200, потребляемый ток со-
ставляет 0,25 мА. Амплитуда выходного сигнала (±1,1 В) мало меняется при
изменении температуры, чему способствует применение двух высококачествен-
ных монолитных транзисторных пар типа К1НТ291 во входном делителе смеще-
ния (7\) и в схеме сдвига уровня (Т2). Токи коллекторов каждого усилительного
транзистора (Tig, Tia и Ts) выбраны на уровне 50 мкА, чтобы расширить поло-
су усиления примерно до 250 кГц. Ток каждого вспомогательного делителя вы-
бран на уровне 50 мкА (делитель смещения Ri, R2, Tia и делитель сдвига уровня
Rs. T2g, R5). Этот расход тока оправдан тем, что в схеме достигнута хорошая
термостабильность постоянного уровня (т. е. максимальная амплитуда перемен-
ного сигнала мало зависит от температуры).
Как и в усилителе «Микровидео», подложка ИС милливаттного усилителя
содержит две одинаковые усилительные схемы и смонтирована в плоском
корпусе.
Одной из немногих выпускаемых и в настоящее время схем общего примене-
ния по конфигурации «тройка» (см. рис. 2.7, а) является монолитная схема фир-
Рис. 2.10. Тонкопленочный микромощ-
ный усилитель [7]:
а — принципиальная схема; б — частотная
характеристика при £к=4,5 В; в — выход-
ные характеристики транзистора ВС122
в режиме микротоков коллектора.
мы Motorola—МС1552 (рис. 2.12,а) [5, 8]. Схема отличается исключительно
большой полосой единичного усиления (35 МГцХ52), хорошей термостабиль-
ностью и может быть применена как высококачественный видеоусилитель. Прин-
ципиальная схема ИС типа МС1552 имеет несколько интересных особенностей:
широкая полоса усиления (fT ~ 1,5 ГГц) достигается оптимальным выбором кон-
фигурации транзисторов ИС [5]. Собственно схема усилителя содержит не толь-
ко резисторы сигнальной отрицательной обратной связи (1,4 и 1,6 кОм), но и спе-
циальную термостабилизирующую параллельную отрицательную обратную
связь выход — вход по постоянному напряжению, которая является цепью пода-
чи смещения на базу Tv Основой схемы стабилизации является транзистор Тв
с увеличенной в N раз площадью эмиттера по сравнению с площадью эмиттера
транзистора Тъ.
Из-за того что в усилительной линейке непосредственно соединены с коллек-
торными нагрузками три транзистора, уход постоянной составляющей будет
Рис. 2.11. Тонкопленочный усилитель «Милливатт»:
а—принципиальная схема; б — изменение выходного сигнала усилителя в диапазоне тем-
ператур —55 ... +85“ С.
в общем случае пропорциональным АВ (Z)3. Однако примененная схема стабили-
зации постоянной составляющей генерирует термозависимый ток смещения пер-
вого каскада, что позволяет «отслеживать» уход уровня.
К недостаткам схемы следует отнести значительную зависимость входного со-
противления от частоты (на нижних частотах ZEX 0 = 12 кОм, а на граничной
частоте ZEX < 1 кОм), а также инерционность цепи смещения, что определяет ниж-
нюю граничную частоту усиления. Цепь терморегулирования не должна быть
цепью ООС для переменного тока, поэтому для размыкания ООС к коллектору
Т5 подключается внешний конденсатор фильтра. Емкость Сф определяет нижнюю
Рис. 2.13. Двухкаскадный усилитель (а) устойчив по питанию (НЧ-генерация)
и критичен к монтажу сигнальных цепей (ВЧ-генерация). Трехкаскадный уси-
литель (б) критичен к внутреннему сопротивлению источника питания и некри-
тичен к монтажу. Дифференциальный каскад (в) мало критичен к внутреннему
сопротивлению источника питания.
граничную частоту усиления, так как при входном сопротивлении 12 кОм номи-
нал входного конденсатора СЕХ выбирается относительно малым (десятые доли
микрофарады). При фильтровом конденсаторе емкостью 20—30 мкФ (рис. 2.12, б)
трудно получить нижнюю граничную частоту усиления меньше 100 Гц. Из-за
наличия двух низкочастотных постоянных времени СЕХ1?ЕХ и Тф при неудачно
выбранных соотношениях номиналов могут возникать условия для низкочастот-
ной автогенерации при замкнутой петле ООС.
Для регулирования полосы и коэффициента усиления схемы (рис. 2.12, б)
используются выводы и, ж, е, которые можно замыкать между собой.. При замы-
кании выводов и, е коэффициент усиления наименьший — 52, а полоса усиления
по уровню —3 дБ максимальна — 35 МГц.
В заключение рассмотрим некоторые дополнительные источники возникно-
ения самовозбуждения устройств, основанных на усилительных ИС. Необхо-
димо помнить, что любая ИС является высокочувствительной многокаскадной
схемой, поэтому при неудачном монтаже блока, где она использована, или при
низкокачественных источниках питания может возникнуть паразитная низко-
частотная или высокочастотная генерация. Одиночный двухкаскадный усили-
тель устойчив по питанию и критичен к монтажу сигнальных цепей (рис. 2.13, а),
а одиночный трехкаскадный (рис. 2.13, б) —некритичен к монтажу, но требует ма-
лого внутреннего сопротивления источника питания ги, чтобы на нем не суммиро-
вались синфазно наводки от мощного выходного импульса тока Д/цз (транзистор
7 ) и малосигнального импульса коллекторного тока Д/к1 (транзистор. Тг).
3 Если в усилителе применяется* несколько ИС, то возникают одновременно
условия для низкочастотной и высокочастотной генерации. Обычно ИС имеют
дополнительные выводы для подключения конденсаторов фильтра. Источники
питания, обслуживающие даже малосигнальные ИС, должны иметь весьма малое
внутреннее сопротивление для высоких частот, поэтому в качестве буферных эле-
ментов в цепях питания широко применяются полупроводниковые и гибридные
PIC — стабилизаторы питания и высококачественные конденсаторы. Следует
учесть и то, что емкость электролитических конденсаторов быстро уменьшается
с ростом частоты, поэтому их полезно шунтировать керамическими или другими
высококачественными конденсаторами. Целесообразно также подключать филь-
трующие конденсаторы непосредственно к выводам питания высокочастотных ИС.
Кроме-того, как указывалось ранее, причина высокочастотной и низкочастотной
генерации может заключаться и в произвольно выбранном соотношении высоко-
частотных и низкочастотных постоянных времени схемы. Попутно заметим, что
дифференциальный усилительный каскад (рис. 2.13, в) менее критичен к внутрен-
нему сопротивлению источника питания из-за того, что он всегда потребляет от
него один и тот же стабильный ток /0.
Глава 3
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
3.1. Области применения дифференциальных каскадов
Дифференциальные усилители (ДУ) являются основой схемотех-
ники усилителей с постоянной составляющей с непосредственными свя-
зями между каскадами. Все же в «доинтегральный» период электро-
ники дифференциальные каскады, собранные на дискретных элементах,
применялись редко. Вместе с тем схемотехника ЛИС чаще всего осно-
вывается именно на каскадах с непосредственными связями, так как
изготовление переходных конденсаторов с большой емкостью в инте-
гральном исполнении затруднительно.
Принципиальным достижением планарной технологии явилось соз-
дание на одной подложке интегральной пары строго согласованных по
параметрам биполярных транзисторов. Степень согласования пара-
метров определяется качеством технологического процесса. Для тран-
зисторов, составляющих интегральную монолитную пару, экви-
валентная разность температур переходов может быть доведена до не-
скольких десятых долей градуса. Столь малая разность температур по-
зволяет серийным интегральным дифференциальным структурам иметь
разрешающую способность по постоянной составляющей порядка де-
сятых долей милливольта. Градиент изменения разрешающей способ-
ности (дрейф постоянной составляющей сигнала) имеет при этом по-
рядок десятых долей — единиц микровольт на 1° С изменения окружа-
ющей температуры. Эти цифры позволяют сделать вывод, что биполяр-
ные согласованные структуры, выполняемые на одной подложке, об-
ладают в настоящее время наилучшей разрешающей способностью по
усилению постоянной составляющей сигналов. Поэтому биполярный
дифференциальный каскад является ключевым в схемотехнике ЛИС.
Он может быть реализован по-разному: в виде простой согласованной
монолитной пары транзисторов, простого одно-двухкаскадного диффе-
ренциального усилителя или в составе сложной многокаскадной
схемы.
Степень сложности ИС, выпускаемой на основе дифференциальной
конфигурации, зависит от подготовленности технологического процесса
к массовому выпуску схем с повышенной степенью интеграции. Боль-
шую роль играет также и то, что освоение схемотехники массовых уни-
версальных многотранзисторных интегральных схем является очень
сложным делом: оно требует учета специфики как интегральной схемо-
техники (ограничений номиналов параметров, сильных тепловых свя-
зей, плохой абсолютной точности номиналов, значительных паразит-
ных эффектов), так и знания аппаратуры, в которой они будут приме-
няться. На основе дифференциального каскада создаются следующие
основные типы ЛИС: высокостабильные универсальные усилители с по-
лосой усиления от постоянного тока до сотен мегагерц, широкополое-
ные радиоусилители (сотни мегагерц), включая ИС с выходной мощ-
ностью единицы ватт, имеющие на входе дифференциальный каскад.
Дифференциальные усилители сужают и стабилизируют номенклату-
ру линейных схем.
3.2. Функционирование дифференциального каскада
Дифференциальный транзисторный каскад усиливает разность входных сиг-
налов, подаваемых между его входами (рис. 3.1, а). Номинал резистора Дв Дол-
жен быть неограниченно велик, чтобы обеспечить создание высококачественного
ДУ. Совместно с источником питания Е~ этот резистор образует генератор ста-
Рис. 3.1. Дифференциальный транзисторный
усилитель:
а — принципиальная схема; б — схема с про-
стейшим генератором стабильного тока (ГСТ);
е — эквивалентная схема включения ГСТ.
бильного тока, ток которого (рис. 3.1, б и в) /0 = (Е~ — 1/бэ)/Рэ- Ток /0 практи-
чески не зависит от наличия сигналов на входах ДУ, так как внутренние сопро-
тивления выходной части схемы много меньше номинала Ra. Даже при наличии
короткого замыкания в цепях нагрузки этого генератора ток 10 не меняется (ос-
тается стабильным). Необходимо принять схемотехнические меры, чтобы'он не
менялся и при изменении окружающей температуры, а также обеспечить высокую
стабильность питающего напряжения Е~, так как все усилительные параметры
ДУ фиксируются током /0.
Оба транзистора ДУ должны иметь строго идентичные входные характерис-
тики, одинаковые коэффициенты усиления по току,' причем В > 1, а номиналы
резисторов коллекторных нагрузок и ДК2 должны быть равны.
Если параметры источников сигнала, входов транзисторов и выходных на-
грузок одинаковые, то усилитель является сбалансированным (рис. 3.2, а). Пре-
небрегая базовыми токами транзисторов, считаем, что при полной идентичности
параметров плеч ДУ ток 10 делится между ними пополам, поэтому напряжение
между выходами ДУ 1/ВЬ1Х1 — 1/вых2 == 0. Потенциал коллектора каждого пле-
ча относительно земли равен напряжению баланса 1/ВЬ1х1 = 1/ВЫХ2 = 1/бал =
“ £к — (RvI0)/2-
Предположим, что в схеме (рис. 3.2, б) в момент ту появился открывающий
ходнои сигнал на одном входе 1/с1 > 0 (при Г/С2 = 0). На выходе левого по схе-
ме плеча (усилитель с ОЭ) появится усиленный импульс напряжения С/ЕЫХ1 про-
тивоположной полярности. Импульс эмиттерного тока транзистора этого плеча
даст на сопротивлении R3 положительный импульс почти той же амплитуды, что
и входной сигнал UCi-
Правое плечо ДУ в данной схеме является усилителем с ОБ, который не
инвертирует эмиттерный сигнал, поэтому на выходе правого плеча появляется
сигнал положительной полярности, амплитуда которого 1/вых2 ~ 1/Вых1-
Рис. 3.2. Формирование потенциалов на выходе ДУ:
а — без дифференциального входного сигнала; б — с дифференциальным сигналом; в, г
сигнал подан на один вход, второй вход заземлен; д — дифференциальное включение нсточ-
* ннка сигнала.
Таким образом, сигнал (Увыхх является инвертированным по отношению
к входному, а сигнал 1/ВЫХ2 неинвертированным. Принцип действия ДУ можно
[пояснить и с другой точки зрения. На рис. 3,2, б представлена потенциальная
диаграмма сигналов. Начиная с момента тх коллекторный ток Д увеличивается,
поэтому 1ДЫХ1 уменьшается. В правом плече ДУ ток уменьшается, поэтому вы-
ходное напряжение 1/ВЫХ2 возрастает. Так как суммарный ток плеч фиксируется
СО
генератором стабильного тока на уровне /0, то в момент т2, когда ток Д равен
полному току 1В, а /2 = 0, нарастание выходных'сигналов прекращается. Ам-
плитуды С/Вых1 и <7еых2 относительно напряжения баланса l/бал равны RKI0/2,
следовательно, разность сигналов С/выха — ^выхг =
Сигнал управления, прикладываемый между входами ДУ, называется диф-
ференциальным. Точка заземления источника дифференциального сигнала может
быть выбрана произвольно (рис. 3.2, в—д), если способ заземления не влияет на
уровень тока /0.
Если оба входа ДУ соединены (рис. 3.3, а) и на них подан общий (так назы-
ваемый синфазный) сигнал Дсинф, то ДУ с идеальным ГСТ (Дн —> оо) не должен
Рис. 3.3. Подключение ко входам ДУ источника синфазного входного напряже-
ния:
а—без источника дифференциального сигнала; б—совместно с источником дифференциаль-
ного сигнала.
иметь отклик на выходе. У реального ДУ, если на него подан синфазный сигнал,
уровень тока 10 несколько изменится, поэтому на выходе появляется небольшое
напряжение, выражающееся в изменении уровня баланса Д1/бал (Дсинф)- Син-
фазный сигнал может присутствовать автоматически в некоторых схемах подачи
дифференциальных сигналов (рис. 3.3, .6), в этом случае на выходах ДУ проис-
ходит суммирование полезного сигнала и синфазного сигнала ошибки ДС/ВЬ1хот
Гсииф- Способность ДУ различать (по входу) малые дифференциальные сиг-
налы на фоне больших синфазных э. д. с. является одной из важнейших харак-
теристик качества ДУ [1, 2].
3.3. Малосигнальные усилительные параметры
дифференциального каскада
Используя минимальное количество формул из теории работы транзистор-
ного каскада в различных включениях (ОЭ, ОБ, ОК), рассмотрим с помощью h-
параметров принципы формирования коэффициентов усиления ДУ при разных
схемах включения источников сигналов и съема выходного напряжения. В основе
лежит методика анализа схемы ДУ, приведенная в [1]. Полученные результаты
целесообразно проанализировать для разных токов эмиттера, различных темпе-
ратур и режимов подачи сигналов управления. Первоначально сделаем следую-
щие допущения. Схема усилителя является симметричной, но резистор Дэ имеет
конечную величину. Сигнал на любом выходе ДУ будем рассматривать как супер-
позицию инвертированного и неинвертированного сигналов.
Разделим схему дифференциального каскада (рис. 3.4, а) на два самостоя-
тельных: первый каскад с коллекторным и эмиттерным выходами (рис. 3.4, б),
второй — с общей базой (рис. 3.4, в). Рассмотрим коэффициенты усиления ДУ
по инвертирующему и неинвертирующему выходам [1].
Рис. 3.4. Эквивалентная схема ДУ по переменному сигналу (а) и разделение его
на два каскада с ОЭ (б) и с ОБ (в).
Коэффициент передачи по напряжению по эмиттерному выходу
Кув=(В -J-1) Рэ/[^иэ + (В + 1) Кн]. (3.1)
Коэффициент усиления по напряжению в схеме с ОЭ
Ку = BRK/(hlJS +/?с) = ВКк/Квх- (3-2)
оэ
Входное сопротивление усилительного каскада с ОБ
Квх o6 = (^ii9+ Кс)/(Б + 1) • (3-3)
Коэффициент усиления по напряжению каскада с ОБ
Ку =а/?к//?вх об= BRK/(hllg +7?с) • (3-4)
об
В приведенных формулах используются следующие параметры-транзисторов
и схемы:
Ьиэ—входное сопротивление транзистора в каскаде с ОЭ, напомним, что в ре-
жиме баланса
йцН = гбэ=«?<Рт/^б = (б + 1) 2т<рт//0. (3-5)
й21э = В = /0/(2/б) — полный коэффициент усиления транзистора по току;
Rc — суммарное сопротивление в цепи базы транзистора (внутреннее сопротив-
ление источника сигнала или сопротивление балансирующего резистора).
Эмиттерный выход каскада (рис. 3.4, б) нагружен на сопротивление R*, со-
стоящее из сопротивления резистора Rg и параллельно ему подключенного вход-
ного сопротивления каскада с ОБ (рис. 3.4, в):
Ra —Rs П Квх об.
(3.6)
где RBX об определяется по формуле (3.3). Для каскада (рис. 3.4, б) коэффициент
передачи по напряжению ио эмиттерному выходу
К^ = (В + 1) R*/[hllg + (В + 1) В;)] - (3.7)
Для каскада с ОБ (рис. 3.4, в) коэффициент усиления по напряжению
Kuog— В/?к/(/г11а +RC2) (3-8)
Общий коэффициент усиления дифференциального усилителя от Вх. 1 до
Вых. 2 определяется как неинвертирующий коэффициент усиления
Кни = KUg ^иоб- (3 • У
Подставляем в уравнение (3.9) формулы (3.6)—(3.8), тогда
Кни —{(S +1) R*/[hlls+ (В+ 1) R*]} [BRR/(hlls + Rcz)]t (3.10)
где
Rs=Rb II Rbx об=[Кэ (^11э + ^С2)/(б + 1)]/[«Э + (^lia + ^C2)/(S + 1)] =
= (Кэ^11э + Кс2Кв)/[Кв (В + 1) + Rc2 (3.11)
Полагаем внутреннее сопротивление источника, сигнала Rc%= 0, тогда формулы
(3.10) и (3.11) упрощаются:
Rs = Rs ^иэ/[(В + 1) Rs +^нв], (3.12)
Кни = (В +1) Я*/[йца + (В +1) R*]- (3.13)
Подставив (3.12) в (3.13), убеждаемся, что неинвертирующий коэффициент
усиления Кна может быть определен после алгебраических преобразований по
следующей формуле:
Кни = В (Rx/hua) {1/[2 +ЛцэДКэ (В + 1)]}. (3.14)
В.формуле (3.14) В (Кк/ЛцВ) —коэффициент усиления напряжения одиночного
транзистора в схеме с ОЭ, а дробь в фигурных скобках мало отличается от 1/2.
Для того чтобы определить инвертирующий коэффициент усиления Ка
от Вх. 1 до Вых. 1, рассмотрим в схеме рис. 3.4, б коллекторный выход
Ки= 1/вых i/^ci = B(RK1/RBX1), (3.15)
где
Квх 1= ^пэ + (В+1)/?*= йцэ+ й11э || (В + 1) Rg. . (3.16)
Для упрощения полагаем, что Rca = 0. Подставляя (3.16) в (3.15) и преоб-
разуя, получаем
v =(пи //, if__________!_______1 (В-МЖэ + ^цэ „ „
и к/ 11в) (2 + [/z11H/RH (В+1)/ (B-H)Rb ’
Из сравнения формул (3.14) и (3.17) видно, что при полной симметрии левого
и правого плеча схемы ДУ коэффициенты усиления по инвертирующему и не-
инвертирующему выходам немного отличаются, причем Ки > Кн-И. Эти различия
обусловлены конечной величиной Ra.
Из предполагаемой полной симметрии принципиальной схемы ДУ вытекает,
что входы и выходы схемы равноправны.
Полный дифференциальный коэффициент усиления сигнала является основ-
ным усилительным параметром ДУ.
На рис. 3.5,'а ДУ изображен в виде устройства с двумя входами и двумя вы-
ходами. Между входами приложено напряжение сигнала [/с,;на Вых. 1 оно уси-
ливается в —Ки, а на Вых. 2 в +ЛНИ число раз. Разностный (полный дифферен-
циальный) выходной сигнал между коллекторами ДУ
1^вых2—UbUXI—Uc (Кн + Кни) =1/с Кд, (3.18)
я _
— полный дифференциальный коэффициент усиления ДУ, т. е. бтноше-
ние разности сигналов, наблюдаемой между его выходами, к разности сигналов,
приложенной между его входами. Аналогичный результат будет получен, если
источник сигнала сам является дифференциальным, т. е. разделен «пополам»
(рис. 3.5, б), полный дифференциальный коэффициент усиления останется преж-
ним.
Рис. 3.5. Образование инвертированного, неинвертированного и синфазного вы-
ходных сигналов ДУ:
а, б — суммирование инвертированного и неинвертированного сигналов; в — передача син-
фазного сигнала дифференциальным усилителем; г — образование синфазного входного сиг-
нала при дифференциальном включении однополярных источников сигнала; д — то же для
разнополярных источников сигналов.
Формулу (3.18) можно преобразовать с помощью уравнения (1.10):
Кд—Ки + Кни ~ BRK/hlls = (I0/2) [RKj(m<pT)]. (3.19)
В формулах (3.18) и (3.19) влияние RB незначительно, поэтому оно не учитывается.
При необходимости можно учесть влияние внутреннего сопротивления источника
сигнала Rc, заменив в (3.19) hlla на (й11н + Rc). Полный дифференциальный коэф-
фициент усиления Кд является основным усилительным параметром ДУ.
Если замерить приращение выходного сигнала на каждом плече относитель-
но уровня баланса, то оно будет связано со входным дифференциальным сигналом
Uc соотношением
С.Р.
Ки ~ Кди ~ Кд/2.
(3.20)
Рассмотрим дифференциальный усилитель, входы которого объединены и ка-
ких подан общий синфазный сигнал Ксинф (рис. 3.5, в). Каждый выход этой схемы
можно одновременно считать инвертирующим и неинвертирующим и сигнал на
одном выходе (любом) можно определить
А^вых синф/Ксинф== Ки Кии- Р.21)
Рис. 3.6. Составляющие дифференциального (а, б) и синфазного (в, г) входных
сопротивлений дифференциального усилителя.
Учтем, что Ли > Кпи, поэтому отклик ЛКЕЬ1ХСинф является инвертированным
относительно полярности КСИнф-
Решая совместно (3.21), (3.14) и (3.17) и упрощая результат, получаем вы-
ражение для коэффициента передачи сигнала, общего для обоих входов
Къ — АКрых синф/Ксинф = BRKI[2RS (В 1) 4-Л11э] а;
~(Кк/2Кэ)« 1, (3.22)
при Ка > hlis. Напряжение синфазной ошибки ЛКВЬ1ХСинф повторяет форму
входного синфазного сигнала Ксинф, ослабленного в Ксинф раз. Это напряжение
инвертировано относительно Ксинф и проявляется совершенно одинаково на
обоих выходах симметричного ДУ.
Формула (3.22) не отражает увеличение Ксинф за счет несимметрии плеч ДУ
и не учитывает влияние внутреннего сопротивления источника сигнала. Реально
•Ксинф имеет большое Число составляющих, которые сложным образом зависят
от разбаланса плеч, режима и структуры схемы, частоты и амплитуды сигнала
и т. д. Для углубленного изучения этого вопроса рекомендуется [3].
В большинстве практических случаев достаточным является знание полного
значения Ксинф-
Если синфазная ошибка накладывается на выходной дифференциальный сиг-
нал, то ее можно пересчитать во входную цепь через полный дифференциальный
коэффициент усиления Кд. Таким образом, напряжение £Синф> присутствующее
на входах, вызывает между этими входами эквивалентное дифференциальное
напряжение ошибки
Л^синф==£синф.СКсЛ’Сд). (3.23)
Отношение Кс/Кд можно записать с помощью формул (3.19) и (3,22):
^Ссипф/Кд ~ Л11э/BRS. (3.24)
Рис. 3.7. Эквивалентные схемы выходной цепи ДУ:
а — с генераторами токов; б — напряжений.
Это отношение количественно определяет качество ДУ, т. е. возможность разли-
чить на выходе этого ДУ отклик от малого полезного дифференциального сигна-
ла, поданного на фоне большого синфазного напряжения £синф-
Наиболее часто используется логарифмическая форма этого параметра: от-
носительное ослабление синфазного сигнала — ООСС (в зарубежной литературе
принят термин — common mode rejection ratio — сокращенно CMRR):
ООСС = CMRR = 201g (МСИнф/Кд). (3.25)
Для современных полупроводниковых дифференциальных усилителей ООСС
находится в пределах от —60 до —120 дБ. Синфазная э. д. с. (£Синф) может ока-
заться на входах и при дифференциальном включении источников сигнала
(рис. 3.5, а, д).
Входные сопротивления ДУ, как и коэффициенты усиления, необходимо
определить в синфазном и дифференциальном режимах. На рис. 3.6 показаны
основные составляющие дифференциального Двхд и синфазного ДСинф входных
сопротивлений [4].
Дифференциальное входное сопротивление (импеданс, наблюдаемый со сто-
роны источника сигнала между входами ДУ, рис. 3.6, а) определяется суммой
входных импедансов усилительных транзисторов (рис. 3.6, б); оно практически
не зависит от номинала резистора R3, если он достаточно велик:
гбэ = т<рт//б = [2mfpT (В + 1 )]//0, (3.26)
Rbx д ~ 2/"бв = [4/П<рт (В + 1)]/Л>- (3.27)
На обобщенной эквивалентной схеме ДУ моделирующий резистор ДЕХд
включается между входами. Синфазное входное сопротивление ДСинф (рис. 3.6, в),
как и Лсинф> определяется выходным сопротивлением генератора стабильного
тока Ra-, RCWB§ >
^ЕХ Д:
^синф = (гбэ/2) +(S + 1) Дэ ~ (В + 1) RB. .(3.28)
На схеме (рис. 3.6,6) между каждым входом й землей включены резисторы 2Рсинф,
поэтому в режиме подачи синфазного сигнала £Синф этот источник нагружается на
сопротивление ДСннф (рис. 3-6> г)- Выходное сопротивление ДУ (рис. 3.7) опре-
деляется резистором коллекторной нагрузки и выходной проводимостью уси-
лительного транзистора, т. е. примерно равно Дк.
3.4. Генераторы ошибок усиления постоянной
составляющей сигнала
Чтобы определить разрешающую способность усилителя в зависимости от
температуры и времени, при вариациях питающих напряжений и других внешних
факторах, необходимо классифицировать источники ошибок усиления. На схеме
Рис. 3.8. Формирование генераторов ошибок усиления постоянной составляющей
сигнала во входной цепи ДУ:
а — электрическая схема; б — эквивалентная схема.
ДУ (рис. 3.8, а) показаны основные токи и напряжения, наличие и разбаланс ко-
торых приводят к этим ошибкам. Этой же целй служит табл. 3.1, в которой при-
ведены терминология и формулы, относящиеся к сигналам ошибок. Все ошибки
ДУ можно отобразить с помощью нескольких генераторов на обобщенной экви-
валентной схеме (рис. 3.8, б), которая позволяет сравнивать различные по схемо-
технике ДУ [5, 6).
Ошибка ДС/синф из-за £Синф была рассмотрена выше. При известных зна-
чениях ООСС и Дсинф эт0 напряжение можно определить по формуле
ДГ/синф = £синф-10оосс/2°, (3.29)
где ООСС выражается в децибелах.
Например, при Есин* = 5 В и ООСС = —80 дБ входная ошибка Д (7Сииф =
= 5/104 = 0,5 мВ.
Необходимо отметить, что в ИС с дифференциальным входом основная часть
ООСС определяется разностью коэффициентов усиления входных транзисторов
по току ДВ. Это означает, что при малой разности входных токов, усилитель имеет
повышенное значение ООСС. Например, если коэффициенты усиления отличаются
на 2%, то ООСС < — 100 дБ. Синфазная ошибка сильно зависит от частоты и
абсолютного уровня £Синф- Аналитически учет этих факторов затруднителен, по-
этому для массовых типов ИС в инструкциях по применению приводятся соот-
Таблица 3.1
Ошибки усиления постоянной составляющей (рис. 3.8, а)
Ошибка, приводимая ко входу ДУ Упрощенная формула для определения Примечание
Напряжение смещения нуля входного напря- жения 17смо, мВ Температурный коэффи- циент Немо ТКП смо, мкВ/°С Разность входных токов А/Вх, мкА, нА Температурный коэффи- циент Д/вх ТКЛ/ВХ, нА/°С Входной ток смещения усилителя /см, мкА, нА Синфазная ошибку А Дсинф > мВ Относительное ослабле- ние синфазного сигна- ла ООСС, (CM RR), дБ Относительное ослабле- ние влияния изменения напряжения питания на смещение нуля ООВП, мкВ/В Средний временной дрейф напряжения СВДН, мкВ/год Средний временной дрейф разности токов входов СВДТ, мкА/год Дем 0 = 1 Дбэ — Дбэг1 + + I Е (Rki — Rks) /2Дд 1 А (Дбэг Дбэг)/А^ А/вх = Л>1 — Ег = — —10/2В2 = ^оМШ^-МВь) Д/вх (Т)/ьт (Д>1 + ^бя)/2 Дсинф (^с/^Сд) ООСС =201g (Дс/Лд) / оовп+ = — At/см о/АВк ООВП ~ смо/А£к At/см о/ Ат А (А/вх)/Ат t — 90° С Дсмо=1 . . .10 мВ Для точных усилителей ТКДСМО = 0,5 мкВ/°C, для массовой продукции ТКДсмо<3---20 мкВ/°С При /—20° С Вг и В2 могут отличаться на 5 ... 10% для массовой продукции ТКА/ВХ зависит от уров- ня /0 и В /См зависит от уровня /0 и В Определяется качеством ГСТ и симметрией уси- лителя ООСС находится в пре- делах _60 . . ,+120дБ Ек =const Ек =const Параметр прецизионных усилителей, часто опре- деляется при Ат = 3 мес.
ветствующие графики предельных ошибок АТ'синф в конкретных режимах, а так-
же указаны уровни ЕСинф. ПРИ которых гарантируется данный уровень ООСС.
Входным напряжением смещения нуля 1/см 0 называется малый постоянный
сигнал, который надо подать между входами, чтобы сбалансировать усилитель.
(В зарубежной литературе этот параметр имеет наименование input offset
voltage—Vos). Напряжение UCM0 интегрального ДУ имеет несколько составля-
ющих. Если для транзисторов усилителя (рис. 3.8, а) считать неидеально со-
гласованными лишь напряжения Ufa, а номиналы резисторов RKl и RK2 рав-
ными и независящими от температуры, то Дсмо = ЛДбэ = |Йбэ1— Йбэг|.
Используя уравнение (1.6), получаем
АДбэ = Дбэг Дбэ2 = (Рт { 1п [(^о/2)/Д1] In [(/о/2)/Дг]} =
= <Рт [1л 1 + In (IsZ/Isi)]^(kT/q) In ЦМ, , (3.30)
где Isi 2 — токи утечки обратносмещенныхпереходов» база — эмиттер. Умит-
терные’токи транзисторов предполагаются строго одинаковыми и равными /0/2,
при = Вг = В > 1.
Из формулы (3.30) следует, что ДДбэ будет стремиться к нулю, если удастся
добиться одинакового уровня токов утечки IS1 и /s2 переходов база — эмиттер
дифференциальной пары. Для этого оба интегральных транзистора ее делаются
строго одинаковыми и располагаются на подложке как можно ближе один.к дру-
гому. Напряжение Л(7ба имеет для большого количества изделий некоторый
разброс. Из партии приборов отбираются изделия с требуемыми значениями
ДПбэ» а приборы с завышенными значениями отбраковываются. Таким образом,
ДПбэ» определяющее процент выхода годных изделий, является одним из инди-
каторов качества технологического процесса производства дифференциальных
биполярных транзисторных пар. Если считать эмиттериые токи транзисторов
одинаковыми, можно ойределить эквивалентную разность температур, вызываю-
щую напряжение ДДбэ- Так как
V^ = (kT/q) In I(/o/2)/75],
то
ln[(Z0/2)//s]=[/63[9W)]. (3.31)
Пусть напряжение база — эмиттер первого транзистора равно С/бэ о, а вто-
рого 1/бэо+АПбэ, соответственно полагаем, что температура первого равна
У°, а второго (Т + ДУ)0 при одинаковых значениях In [(/0/2)//s). Тогда
^бэо = (И7<7) ln[(/0/2)//s], (3.32)
^бэо + Д^бэ = [й(Т + ДТ)/?] ln[(/0/2)/Zs]. (3.33)
Вычитая (3.32) из (3.33) и подставляя в полученное уравнение (3.31), получаем
ДПбэ = (Д7/7) Пбэо- (3.34)
Принимая, что Т = 300°, Пбэо = 600 мВ и ДПбэ = 1 мВ, подсчитываем экви-
валентную разность температур двух соседних транзисторов подложки
ДТо = (Д 1/бэ/Пбэ о) Т=0,5° С. (3.35)
Если имеет место разность коэффициентов усиления транзисторов ВВ, то эмит-
терные токи транзисторов не равны, что также вносит свою долю в эквивалентную
разность Д1/бэ дифференциальной пары.
Зависимость ДЙбэ от температуры характеризуется температурным коэффи-
циентом ТК ДПбэ, который часто приводится раздельно для отрицательных
и положительных температур, что определяется особенностями поведения крем-
ния
ТКДПбэ = [ДПбэ (Умакс) Дб^бэ (^мип)]/(7макс ^мин)- (3.36)
Абсолютное значение ТК АКбэ определяет основную часть температурного
дрейфа усилителя любой сложности, у которого на входе будет работать эта ин-
тегральная пара транзисторов. Чем выше требования к ТК ДДбэ, тем меньше вы-
сококачественных интегральных транзисторных пар можно отобрать из общей
массы продукции и тем выше их стоимость. Реальное значение параметра ТК Д Пбэ
для дифференциальных пар высокого качества равно 1...5 мкВ/° С и пропорцио-
нально Пбэ-
В схеме ДУ (рис. 3.8, а) неизбежен некоторый разбаланс ДК коллекторных
резисторов RK1 и RK2, из-за чего при равных токах коллекторов возникает неко-
торое разностное напряжение па дифференциальном выходе Двыхд- Чтобы сба-
лансировать ДУ (т. е. привести {/выхд к нулю), необходимо перераспределить
токи коллекторов, т. е. подать на вход ДУ небольшое напряжение
ДДД = [(Д/2) ДК]/(Кя/2) = /0ДК/Кд.
Чем меньше абсолютный ток 10 и разброс номиналов RKB, тем меньше эта доля
ошибки в общем напряжении 1/смо, суммируемая с Д t/бэ- Если учесть, что Кд =
= Л>^к/(2нирт)> то напряжение ошибки за счет неравенства номиналов коллектор-
ных резисторов t
ДП^ = /о ДД/(2Кд) = т<рт (ДДк/Кк)- (3.37)
На подложке монолитной ИС согласованный резисторы изготавливаются в виде
близкорасположенных дорожек одинаковой конфигурации, поэтому разность их
номиналов имеет порядок 1% (при абсолютном разбросе RK от подложки к под-
ложке 20...30%). В этом случае ошибка Д1/^ = 0,3...0,5 мВ. Она значительно
возрастет, если дифференциальные выходы будут нагружены несимметрично, так
как при этом увеличится ARK/RK. Из (3.37) видно, что номинал RK необходимо
выбирать наибольшим.
Подводя итог, можно сказать, что основную часть напряжения ошибки 1/см0
для ИС любой сложности от простого ДУ до ОУ составляет разность напряжений
Д1/бэ входных транзисторов и ее температурный уход.
Входные токи усилителя и их разность генерируют на входе ДУ значитель-
ные напряжения ошибки, если источник сигнала является высокоомным
(рис. 3.8, а). Из-за разности входных токов на Rc выделяется напряжение, ко-
торое приложено .между входами, т. е. последовательно с источником сигнала.
Величина этой.ошибки зависит от абсолютного уровня входного тока, называе-
мого по-другому входным током смещения усилителя
Л)м = (Л)1 + Л)2)/2. (3.38)
Если установлен уровень тока /0 и известны Вг и В2, причем Вг х. В2 ~ В, то
^бх = ^/(2^1). ^62 = ^о/(27?2)>-^см ~ ^о/(2£)
Разность входных токов А/вх = | /бх — Д>2 I называется в зарубежной ли-,
тературе input offset current •— 7OS, а входной ток смещения — input bias cur-
rent — /&. С помощью параметра /см по формуле (3.27) можно подсчитать RBX д,
а с помощью Д/вх и Rc — дополнительную ошибку смещения нуля
Нем о (ДЛзх) == Д^вх Рс = (7б1—7бг) Rc = (Ai/2) (1/7?х—l/Bz)Rc‘ _ (3.39)
Коэффициенты усиления транзисторов В могут отличаться для интегральной
пары на 5% и более. Пусть /0 = 40 мкА, Bt = 50, В2 = 53 и Rc = 100 кОм.
Ошибка смещения нуля за счет Д/вх в этом случае составит 2,4 мВ. Принципиаль-
но уменьшить ее можно, лишь снижая 10 и увеличивая В, т. е. в конечном счете
улучшая качество технологического процесса производства ЛИС.
Так же, как и напряжение Д1/бЭ, ток А7ВХ имеет некоторый температур-
ный коэффициент ТК Д/вх, который зависит от изменения тока Io (Т) и коэффи-
циента усиления В (Г).
На напряжение смещения нуля значительное влияние оказывают изменения
обоих напряжений питания ДУ. Если в схеме (рис. 3.8, а) изменять отрицатель-
ное напряжение питания Е~, то колебание уровня тока Д/о будет пропорциональ-
но вариации ДЕ“, из-за чего будут изменяться входные параметры усилителя
и входные ошибки: ток смещения усилителя, напряжение баланса и в меньшей
степени .разность входных токов. В результате усилитель придется вновь сба-
лансировать, т. е. ввести на его вход некоторое напряжение 1/см (Е~). При неста-
бильностях напряжения Е+ также имеет место уход уровня баланса. Качество
усилителя по устойчивости режима к изменениям напряжений питания Е+ и Е~
характеризуется отношением ослабления влияния изменения питающего напря-
жения (ООВП), которое в зарубежной литературе имеет название supply voltage
rejection ratio •— SVRR. ООВП раздельно определяются для изменения отрица-
тельного и положительного напряжений питания. Таким образом,
ООВП- = [Псм(Ек)]/ДЕк, (3.40)
ООВП+ = [ПСМ(Е£)]/ДД£. (3.41)
Чтобы снизить абсолютные значения ООВП, необходимо в схемах усилителей
применять внутренние стабилизаторы токов и напряжений, которые обеспечат
малую ошибку постоянной составляющей при существенных изменениях £ +
и Е~ и их эксплуатационных разбалансах.
Некоторое напряжение ошибки'разбаланса возникает в ДУ с течением вре-
мени. Эта ошибка существенна лишь для прецизионных ДУ, работающих долгое
время в устройствах без обслуживания; она проявляется в виде среднего времен-
ного дрейфа входного тока (СВДТ) и среднего временного дрейфа входного на-
пряжения (СВДН) и обусловливается процессами старения элементов.
3.5. Шумовые параметры ДУ
Общую шумовую мощность ДУ можно считать равной сумме шумовых мощ-
ностей, генерируемых его транзисторами. Наличие активного генератора ста-
бильного тока приводит к дополнительному увеличению коэффициента шума
всего интегрального ДУ. Все транзисторы ИС как источники шумов следует счи-
тать практически независимыми.
Рис. 3.9. Представление биполярной ИС в виде идеального (нешумящего) уси-
лителя и эквивалентных источников шума:
а — ИС с генераторами шумовых тока и напряжения; б — ИС с эквивалентным шумовым
сопротивлением.
Шумовые параметры ДУ определяют ёго предельную разрешающую спо-
собность по сигналу. На очень низких частотах (или за большое время наблюде-
ния выходного сигнала) при постоянной внешней температуре можно обнаружить
медленные изменения — дрейфы выходного сигнала, причем уровень этих флюк-
туаций меняется с ростом частоты по закону 1Д (см. рис. 1.8, а). Спектр шумов,
имеющий вид 1/f, определяет главную часть шумовой мощности примерно до
частот, составляющих декаду 1...10 кГц, а на более высоких частотах мощность
мерцающих шумов становится меньше, чем мощность дробовых, рекомбинацион-
ных и других быстрых высокочастотных составляющих. Спектр низкочастотных
шумов есть функция состояния поверхности ИС, т. е. в конечном счете качества
ее изготовления. Общий низкочастотный коэффициент шума ИС является важ-
нейшей характеристикой ее прогнозируемой надежности: вероятность наступле-
ния со временем отказа ИС с завышенным коэффициентом шума весьма велика,
так как ее структура имеет дефекты. Спектр высокочастотных шумов является
сложной функцией внутренней структуры приборов, уровня токов, проводимо-
стей выбора и качества материалов (см. § 1.4). Целесообразно подробнее рассмот-
реть структуру низкочастотных шумов и метод их изменения.
Вследствие того, что большинство интегральных ДУ строится на биполярных
приборах, которые управляются током и напряжением сигнала, следует разли-
чать шумовые свойства ИС по току и напряжению. На рис. 3.9, а представлена
эквивалентная схема ИС, у которой выходное шумовое напряжение еш вых при-
ведено ко входу, причем шумовые параметры определяются независимыми гене-
раторами шумовой э. д. с. (еш) и шумового тока (1Ш). Вариантом шумовой экви-
валентной схемы является схема с эквивалентным шумовым сопротивлением
(рис. 3.9, б).
Непосредственное измерение еш и 1ш чаще всего проводится с помощью кали-
брованных фильтров,имеющих полосу пропускания 1 Гц(«одногерцовый»фильтр).
Удобнее всего, чтобы частоты настройки этих фильтров отстояли одна от другой
на 1 дек. Обычным является следующий набор частот настройки фильтров: 10,
100, 1000 Гц, 10 и 100 кГц, обеспечивающий полный просмотр всего низкочас-
тотного диапазона (4 дек. по частоте). На рис. 3.10 приведена структурная схема
измерительного прибора такого типа, выпускаемого фирмой Quan-Tech. Labs.
Устройство работает следующим образом. Калибровочный сигнал в виде
прямоугольных импульсов определенной амплитуды поступает на испытуемый
образец ИС, где усиливается. Затем с помощью аттенюатора и измерительного
прибора коэффициент усиления канала устанавливается номинальным. После
того, как произведена калибровка коэффициента усиления измерительного кана-
ФК ФИ
Рис. 3.10. Упрощенная структурная схема измерителя низкочастотных шумов:
КГ — калибровочный генератор; ИС — испытуемая схема; Ф, — фильтр НЧ с частотой среза
150 кГц; Vi — калибровочный усилитель; КА — калибровочный аттенюатор; У2, Уз — уси-
лители; ИК — индикатор калибровки; ФК — фильтровые каналы с селективными цепями
(полоса пропускания 1 Гц); ФИ — фильтровые индикаторы уровня шумовой э. д. с.
ла, учитывающая и неизвестный коэффициент усиления испытуемой ИС, можно
произвести отсчеты показаний измерительных приборов, индицирующих шумовое
напряжение на выходе каждого «одногерцового» фильтра. Источником шумов
является испытуемая ИС. Показания фильтровых измерительных приборов
соответствуют спектральной плотности шума на данной частоте и имеют размер-
ность 1 нВ/Д/1 Гц. Чем больше время визуального определения среднего отсчета,
тем достовернее результат измерений.
Непосредственные отсчеты входного шумового напряжения ешвх позволяют
определить еш и по формуле
Чп вх==е1п"Гг*ш^с» (3.421
если сначала измерить ешвх ПРИ Rc = 0, а затем при Rc = 10 кОм и более (см.
схему измерения параметров биполярной пары К1НТ291, рис. 3.11, а). Получен-
ные для каждой ИС спектральные уровни еш и возводятся в квадрат, после
чего можно построить частотные диаграммы квадратов шумовых э. д. с. и токов
(f) и (/). Уровень низкочастотного шума определяется абсолютным уровнем
тока эмиттера. В режиме микротоков уровни шумов ДУ значительно умень-
шаются, следовательно, точность его работы увеличивается.
Шумовые параметры ИС удобно выражать и в виде нормированных эквива-
лентных величин: коэффициента шума F, логарифмического коэффициента шума
NF и эквивалентного шумового сопротивления йшакв-
Коэффициент шума F показывает, во сколько раз на давно частоте схема
умножает мощность шума генерируемого внутренним сопротивлением источника
сигнала:
F = (Um вх общ + Um вхс)/Пш вхс =£ш из/(4kTRc) --
= (4кТЕш^кв)1(^кТЕс) =7?ш экв/Кс, (3 43)
где вх общ — общая мощность шума на входе ИС, определяемая ее шумовыми
свойствами: г = 4kTRc — мощность шума, генерируемая внутренним
Ш Вл V '*
Рис. 3.11. Частотные зависимости
коэффициента шума для биполяр-
ной согласованной пары К1НТ291:
а — принципиальная схема; б — зависи-
мости от тока и внутреннего сопро-
тивления источника сигнала Fc; в —
шумовая диаграмма при /о=40 мкА;
1) 7о=800 мкА, Fc=10 кОм; 2) /о—
=40 мкА, Fc=10 кОм; 3) I о =200 мкА,
Ас=100 кОм; 4) /„=200 мкА, Rc=100 Ом;
5) /о=40 мкА, Fc=100 Ом.
сопротивлением источника сигнала Rc; Кшэкв— эквивалентное шумовое со-
противление прибора; еШИ8—измеренная э. д. с. шума. Наиболее удобен и чаще
всего применяется логарифмический коэффициент шума NF (noise figure), кото-
рый не только-представляет в компактной форме функцию вида Iff, в области ма-
лых Д но и хорошо совместим с диаграммой Боде данного усилителя:
/VF = 10 lgF = 20 1g /F = 20 1g (^^//4^7%). (3.44)
Наклон асимптоты линии NF (1/f) в двойном логарифмическом масштабе должен
быть равен — 10 дБ/дек.
На рис. 3.11, б представлены графики F и NF дифференциального усилителя,
собранного на согласованной биполярной паре типа К1НТ291, в зависимости от
уровня стабильного тока /0, а также от сопротивления Rc. С увеличением Rc
коэффициент шума возрастает, так как проявляется действие шумовых токов.
Как правило, если делается высокоточный гибридный усилитель, то приборы,
Которые устанавливаются в первые каскады, должны подвергаться измерению
Рис. 3.12. Схемы балансировки ДУ:
б. по входной цепи; в«по выходной цепи; в — по входу и выходу одновременно; д — за счет большого уровня тока смещения; в — за
счет внешнего тока; ох — с термокомпенсацией дрейфа разности базовых токов.
их шумовых свойств; эта же рекомендация относится к тем готовым покупным ИС,
которые будут работать в первых каскадах усилительных линеек.
Входной контроль качества планарных приборов позволяет выявить из мас-
сы продукции ие только потенциально ненадежные, но и высококачественные
приборы с параметрами, лучшими, чем средние, установленные в специфика-
циях и справочных листках. Для иллюстрации этого на рис. 3.11, в представлены
сравнительные графики среднего коэффициента шума 25 приборов типа К1НТ291,
не принадлежащих к лучшей.шумовой группе и выбранных случайным образом.
Уровень шума специального малошумящего прибора этого типа на частоте
10 Гц может быть меньше на 3...6 дБ.
Для получения специальных малошумящих в области’ НЧ биполярных
приборов их структура проектируется так, чтобы обеспечить’минимальную пло-
щадь контакта р-п переходов с поверхностью. Главными средствами являются
уменьшение абсолютных размеров областей транзисторов и обеспечение высоко-
качественной изоляции поверхности. Такие транзисторы имеют очень малые токи
утечки, а следовательно, большие абсолютные значения В при микроамперных
токах эмиттера. Хорошими параметрами можно считать В > 200 при /э = 20 мкА,
NF < 5 дБ на частоте 100 Гц при допустимом напряжении коллектор — эмиттер
Дкэ > 25 В. Ток эмиттера, при котором В достигает максимального значения,
у таких транзисторов имеет величину 1...5 мА. Таким образом, еще раз подтверж-
дается основная тенденция развития электронных приборов: с уменьшением гео-
метрических размеров структуры улучшаются все ее параметры, однако повы-
шаются требования к качеству технологического цикла, особенно при серийном'
производстве.
3.6. Схемы балансировки ДУ
Напряжение ошибки, пересчитываемое во входную цепь ДУ, можно при
постоянной температуре достаточно легко скомпенсировать. Если температура
меняется в широких пределах, выполнить схему балансировки с термокомпенса-
цией весьма затруднительно [5, 6]. Отметим, что ДУ, имеющие завышенное зна-
чение напряжения смещения нуля, обладают и более -высоким температурным
коэффициентом этого напряжения.
Усилитель можно балансировать по входной и выходной цепям. Схема
(рис. 3.12, а) удобна тем, что входы ДУ не шунтируются, однако за счет Дбал
несколько снижается коэффициент усиления и ухудшаются частотные свойства.
Схема (рис. 3.12, б) применяется для дискретных" и монолитных ДУ. Вводимое
на первый вход напряжение t/см о может иметь разную полярность, если при
среднем положении движка Ябал оно равно нулю. Для дискретных схем удобной
является балансировка с помощью коллекторной цепи (рис. 3.12, в), а также мо-
гут быть использованы два потенциометра балансировки (рис. 3.12, г). Очень
простую схему балансировки можно применить для ДУ, обладающих значитель-
ным уровнем тока /см (порядка одного — десяти микроампер). В этом случае
требуемое t/CM0 выделяется на базовых резисторах (рис. 3.12, д) за счет разности
падений напряжений от входных'токов. Эта схема компенсирует как напряжение
t/CM0> так и напряжение от разности входных токов. На рис. 3.12, е, ж представ-
лены схемы компенсации действия разности’базовых токов. Напряжение от раз-
ности этих токов, возникающее на резисторе Rit компенсируется с помощью
Дбал и термозависимого’резистора R (/).
3.7. Основные схемотехнические элементы ДУ
3.7.1. Генератор стабильного тока
При конструировании ДУ на дискретных элементах генератор ста-
бильного тока (ГСТ) можно выполнять по простейшей схеме (см. рис.
3.1, а), так как доступен любой номинал дискретного резистора Дя. Для
монолитного ДУ резистивные дорожки большого номинала занимают
значительную площадь на поверхности подложки, следовательно, су-
ществует принципиальное ограничение величины 7?,,.
В качестве ГСТ в монолитных ЛИС используется транзисторный
каскад, включаемый по схеме с ОЭ (рис. 3.13, а). С помощью несколь-
ких резисторов с суммарным сопротивлением около 20 кОм можно с
Рис. 3.13. Генератор стабиль-
ного тока /о на биполярной со-
гласованной паре:
а — принципиальная схема; б — за-
висимость /о от (при /?2 = 0, /1 =
= 1 мА); в — зависимость /о от
температуры (-----диффузионный
резистор, — резистор с нуле-
вым ТК./?); г — диаграмма зависи-
мости Zi/Zo от Д(7бэ.
достаточной точностью установить требуемый уровень тока /0 и тем са-
мым обеспечить повторяемость усилительных свойств (Кд и Т?ЕХ) ДУ
при серийном производстве [7].
За счет малой разности напряжений Д(/бэ интегральных транзис-
торов на одной подложке удается обеспечить постоянство тока 70 в широ-
ком диапазоне температур. Так как выходное сопротивление каскада
с ОЭ достигает нескольких сотен килоом, можно определить, что уро-
вень синфазных ошибок ДУ из-за активного ГСТ будет не хуже —60 дБ;
Рассмотрим принцип действия схемы, изображенной на рис., 3.13, а.
По цепи смещения — Т2 — R2 протекает ток /ъ который созда-
ет падение напряжения на переходе база — эмиттер транзистора Т2
в диодном включении и на резисторе Т?2. Если пренебречь током базы
транзистора 7\ и учесть, что базы транзисторов соединены, значение
тока 70 можно определить из уравнения (Уб;11 + I0R3 = U6a2 +
Если воспользоваться формулой (3.30) для определения Д7/бэ и счи-
тать площади транзисторов Тг и Т2 одинаковыми, то разность Д//6э
за счет неидентичности токов утечки IS1 и Is2 не превышает для хоро-
ших ИС, как показывают измерения, величины 0,5 мВ и ею можно пре-
небречь. Поэтому ток /0 связан с I, логарифмической функцией
/о = + (kT/q)]n (Л//0)Ж. (3.45)
Из этой формулы следует, что /0 зависит от температуры и соот-
ношения номиналов Rz и R3. Таким образом, при постоянном токе /г,
текущем от источника сигнала через делитель смещения, можно выбо-
ром номинала резистора R3 (рис. 3.13,6) за счет небольшой разности
Д/7бэ, имеющей порядок единиц милливольт, изменять силу тока /0
в пределах двух-трех декад.
В тех случаях, когда в схеме присутствуют оба резистора Rz и R3
и номиналы их равны, транзистор Тг является «зеркалом» для тока/ц
т. е. всегда ток /0 = R и точно отображает любое его изменение.
Часто применяется другой способ нормировки тока 10: если вы-
брать площадь эмиттера транзистора Tz в N раз большей, чем площадь
эмиттера транзистора Тъ то предполагается, что ток утечки Is2 =
= NISt- За счет разности токов ISs и IS1 возникает необходимая раз-
ность Д//бэ (которой мы ранее пренебрегли). Этим способом можно
уменьшить требуемый номинал резистора R3 или вообще исключить его
из схемы. Отношение токов I0Hr = Ss/Sz = 1/N, где — площадь
эмиттера транзистора Tlt a Sz — NSr — площадь эмиттера Т2. Темпе-
ратурный коэффициент тока /0 в активном ГСТ положительный, если
резисторы схемы имеют ТКК ~ 0 (например, в дискретной или гибрид-
ной схеме). Для монолитного диффузионного резистора, имеющего
значительный положительный ТК/?, ток 70 уменьшается с ростом тем-
пературы. Г рафики температурных зависимостей тока 10 для разных
типов резисторов, используемых в ГСТ, приведены на рис,- 3.13,в.
Отметим, что коллекторные резисторы интегрального монолитного ДУ
имеют положительный ТК/?, поэтому, несмотря на изменение /0, обеспе-
чивается хорошая стабильность напряжения баланса //бал.
3.7.2.. Каскад со входами, построенными
по схеме Дарлингтона
Каскад, схема которого показана на рис. 3.14, а, привлекает преж-
де всего своей простотой и возможностью получить большое входное
сопротивление без потери коэффициента усиления.
Входное сопротивление одного плеча ДУ (например, левого) опре-
деляется
7?вх д/2 = т<рт/7б1 = тФт (^1 -F I)//Э1 = т<рт (5i + 1)//б2 =
= щ<рт(51+ 1)(В2+ 1)//а1 = 2щ<рт(В1В2+В1 + В24-2)/70. (3.46)
Дифференциальное входное сопротивление « ВгВ^т^^10, где
BtB2 ВЭфф— эффективный коэффициент усиления по току состав-
ного транзистора.
Коэффициент усиления ДУ
Кд = ^Эфф*^к/(^ВХ д/2) = Rk ^о/(2тФт)-
Он по-прежнему зависит лишь от абсолютного уровня тока 10 и тем-
пературы (т. е. от передаточной проводимости транзистора и номинала
коллекторной нагрузки), абсолютный уровень тока /0 можно устано-
Рис. 3.14. Высокочуьствительный ДУ со входами, построенными по схеме Дар-
лингтона (а) и его модификация (б).
вить на уровне единиц миллиампер, получив при этом выигрыш во вход-
ном сопротивлении до 100 кОм и более. Однако у данного усилителя
много существенных недостатков.
Усилитель с составными транзисторами на входе обладает повышен-
ным напряжением смещения нуля, так как 1/см0 в схеме (рис. 3.14, а)
зависит от Us3 и В уже не двух, а четырех транзисторов, работающих,
кроме того, при разных токах эмиттеров. Особенно возрастает разность
Uа э первых транзисторов, так как они работают на пологой части вход-
ной управляющей характеристики (см. рис. 1.5). Из-за неравенства зна-
чений В повышенной является и разность входных токов, а входное со-
противление зависит от произведения BxB2. Коэффициенты усиления
Тг и Т4 падают из-за того, что они работают при микроамперных токах
эмиттеров, которые значительно меняются с изменением температуры.
Значительные изменения В{ и В2 вызывают большие вариации 7?вхд.
Схема Дарлингтона обладает повышенным коэффициентом шума по
сравнению с простой биполярной парой, так как в схеме с составными
гранзисторами суммарный коэффициент шума определяется суммой шу-
мовых мощностей не двух, а четырех транзисторов. Кроме того, из-за
малых токов эмиттеров имеет место проигрыш в усилении мощности сиг-
нала для первых транзисторов. По этим причинам самостоятельно схема
Дарлингтона в качестве первых каскадов для высокоточных усили-
телей применяется редко, однако она широко используется во вторых
каскадах ДУ и ОУ. ,
3.7.3. Модифицированная схема Дарлингтона
Модификация предыдущего каскада (рис. 3.14,6) часто приме-
няется в монолитных ОУ [7]. Этот каскад чаще является вторым и усили-
вает амплитуду сигнала, т. е. обладает большим коэффициентом усиле-
ния и поэтому работает с большим уровнем тока 10, но его входное со-
противление может вносить существенный разбаланс в коллекторные це-
пи первого каскада. В схеме (рис. 3.14, б) входное сопротивление каска-
да стабилизируется включением дополнительных цепей утечек токов
эмиттеров первых транзисторов. Если В первых транзисторов’ имеет
положительный ТК, то токи утечки Л и /2 должны иметь также поло-
жительный ТК, при этом базовые токи входных транзисторов • будут
меняться мало, что обеспечит мадый разбаланс коллекторных .нагру-
зок предыдущего каскада. * j
Вспомогательные цепи составлены из резисторов R э малого номина-
ла и диода смещения Д (транзистор в диодном включении). Уровень
токов Д и /2, протекающих через резисторы Rs, определяется раз-
ностью U6a — {/бэ0, которая зависит от внешней температуры и лога-
рифма отношения токов 2, выбираемого достаточно большим.
Тогда на основании формулы (3.30)
ЛАэ = ^бэ ^бэо — {kT/q) In [70/(27i ,2)],
причем
Л,2 (П = (ЬТ/q) {П[Д/(27112)]/7?э (7)]}. (3.47)
Если предположить,, что /0/2 = 0,5 мА, отношение Д/2Д « 30,
a Rs = 3 кОм, то /1 = (фт/^з) 1п30 = 20 мкА при Т = 300°. Если Вг
и В2 50, то входные токи ДУ будут менее 0,4 мкА, что соответству-
ет Двх д = 200 кОм. Резистор R э имеет'в монолитной конструкции ИС
положительный ТК, однако номинал его невелик. Значение логариф-
ма в числителе (3.47) больше единицы, поэтому результирующий ТКД 2
является положительным, что и требуется для стабилизации входного
сопротивления транзистора. В данной схеме за счет использования раз-
ностей напряжений база—эмиттер согласованных интегральных тран-
зисторов достигнуто уменьшение номинала Rg более чем на порядок
по сравнению с обычно применяемым в дискретных схемах шунтиро-
ванием резисторами переходов база — эмиттер транзисторов Т2 и Тs.
3.7.4. Схема с резисторами в цепи эмиттера >
Несколько повысить входное сопротивление ДУ можно введением
в схему небольших по номиналу резисторов R, сопротивление которых
пересчитывается в контур входного сигнала через коэффициент В + 1
(рис. 3.15). Таким образом, 7?вхд возрастает, а если TKR для этих ре-
зисторов близок к нулю, то и входное сопротивление ДУ слабее зависит
от температуры.
Коэффициент усиления такого усилителя можно подсчитать по
формуле
Кд = BRK/[r бэ -р К (Д 4-1)] = BRj./[(B 1) (2/п<рт//0+ R)1 л;
« RK/[(2m<pT//0) + R], (3.48)
из которой следует, что Кд стал меньше и слабее зависит от окружа-
ющей температуры, чем значение, рассчитанное по (3.19). Резисторы
Рис. 3.15. Способ увеличения входного сопротивления ДУ с помощью эмиттер-
ных резисторов, уменьшающих усиление по напряжению.
снижения усиления удобно применять для балансировки ДУ на дис-
кретных элементах. Заметим, что при значительной величине R коэф-
фициент усиления Кд « RK/R.
3.7.5. Двухкаскадный ДУ с эмиттерными выходами
В схеме (рис. 3.16) умощняются выходы ДУ (снижается их выходное
сопротивление при сохранении амплитуды сигнала), чтобы обеспечить
подключение низкоомной нагрузки (например, входа счетной ИС)
и не внести при этом на вход ДУ значительную ошибку (т. е. не раз-
балансировать нагрузку первого каскада). В этой схеме резисторы R31
и RS2 заземлены, чтобы не расходовать бесполезно ток от источника
Е к, так как амплитуда выходного сигнала заключена между землей и
Е^. Коэффициент усиления по напряжению формируется с помощью
коллекторных нагрузок, имеющих большие номиналы (RK = 10 ...
20 кОм), затем напряжение сигнала на выходах ДУ повторяется эмит-
терными повторителями. В применении ГСТ для оконечного каскада
нет необходимости, если все транзисторы согласованы по параметрам,
что имеет место в монолитной ИС.
При оценке параметров схемы (рис. 3.16) необходимо учесть, что
входное сопротивление эмиттерногр повторителя
ЯЕХЭп=А1э+ (£+!) Ян (3-49)
зависит от нагрузки и коэффициента усиления В. Оно подклю-
чается параллельно RK, следовательно, допустимый номинал RH не-
обходимо выбрать из условия малой разоалансировки первого каскада
ДУ. Рассмотрим свойства такого ДУ на примере. Пусть на один из вы-
ходов схемы (рис. 3.16) подключается Дн = 2 кОм параллельно Дэ =
= 2 кОм (полагаем В = 100 для всех транзисторов и = 50). Тогда
для нагруженного плеча входное сопротив-
ление изменится на величину
ДЯВХ Э П = (В + 1) [Я8- (Т?8 II Ян)] = 101 кОм,
(3.50)
что дает ошибку разбаланса коллекторной
цепи входного каскада, равную 10%. Если
пересчитать эту ошбику на вход ДУ, то
при Дд = 50 входная ошибка напряжения
смещения нуля не превышает 0,2%.
Выходное сопротивление каждого эмит-
терного повторителя ДУ определяется не
только номиналом резистора R э, -но и сум-
марным сопротивлением базовой цепи ЭП,
пересчитанным в эмиттерную цепь через
коэффициент (В + 1):
R^ = WK + hlia)KB+ 1)]||Я8. (3.51)
Рис. 3.16. ДУ с эмиттерны-
ми выходами.
При h113 = 2 кОм, RK = 10 кОм, В = 100 и R3 = 2 кОм, ДВых =
= 110 Ом. Такое выходное сопротивление позволяет передать сигнал
на несколько логических входов счетных ИС или на согласованный
кабель.
3.7.6. Двухкаскадный ДУ с обратной связью
по синфазному сигналу
Схема (рис. 3.17) является основной для входного ДУ, применя-
емого в большинстве монолитных ОУ и усилителей считывания — ком-
параторов, где усилитель напряжения и оконечный усилитель мощ-
ности строятся по схеме недифференциального усилителя. Для таких
схем с очень большим усилением можно получить максимальное ослаб-
ление синфазного сигнала лишь во входном дифференциальном каска-
де, так как выходной усилитель «не отличает» синфазный и дифферен-
циальный сигналы. Принцип действия схемы (рис. 3.17) основан на
отрицательной обратной связи по синфазному сигналу. Фактически
в этой схеме исключается синфазная ошибка за счет изменений U^a,
возникающих в режиме синфазного сигнала. Синфазная составляющая
£синф, присутствующая во входном сигнале и выделившаяся на кол-
лекторах первого каскада в виде —Аисав$, усиливается и второй па-
рой транзисторов. Токи транзисторов первой пары стабилизируются
ГСТ. Вторая пара не имеет ГСТ, поэтому из-за уменьшения потенциала
точки А на —Д{/Синф ток ее эмиттеров уменьшается на Д7СИяф>
пропорционально доле паразитной синфазной составляющей сигнала
от первого каскада —ДПсинф.
Откликом на уменьшение тока /х является уменьшение тока ГСТ
первого каскада на AZ0, которое вызывает соответствующее уменьше-
ние падения напряжения на коллекторных резисторах первого каска-
да, т. е. абсолютное увеличение напряжения баланса Дбал. Таким об-
разом, уменьшение t76an на А £7синф" оказывается в значительной мере
скомпенсированным петлей отрица-
тельной обратной связи по синфаз-
ному сигналу, что улучшает ООСС
усилителя.
Рис. 3.17. Двухка^кадный ДУ с об-
ратной связью по синфазному сиг-
налу.
3.7.7. Дифференциальные
каскады с повышенным
коэффициентом усиления
Основным недостатком обыч-
ного дифференциального каскада,
оба транзистора которого включа-
ются по схеме с коллекторными
нагрузками (каскады с ОЭ),являет-
ся небольшой коэффициент усиле-
ния Лд при малых уровнях токов
ГСТ. Малый коэффициент усиле-
ния ДУ, если он 'используется в качестве первого каскада в сложном
многокаскадном усилителе, значительно ухудшает частотные, дрей-
фовые и шумовые параметры этого усилителя, так как выигрыш в от-
ношении сигнал/ошибка невелик (из-за Кд = 5... 10).
Принципиальное увеличение номиналов коллекторных резисторов
в составе монолитной схемы свыше 20...50 кОм нецелесообразно из-за
того, что резистивные дорожки большого номинала занимают чрезмер-
ную площадь на подложке. Кроме того, каскад с ОЭ имеет повышен-
ную входную емкость.
Данные недостатки простейшей дифференциальной конфигурации
устраняются в сложном дифференциальном каскаде, функциональная
схема которого приведена на-рис. 3.18, а. Этот каскад имеет сложное
включение усилительных транзисторов каждого плеча. Входные эмит-
терные повторители (каскады с ОК, построенные на п-р-п транзисто-
рах и Т2) работают при микротоках эмиттера, обеспечивают боль-
шое входное сопротивление схемы, малую входную емкость и малое
выходное сопротивление. От этих транзисторов требуется большое зна-
чение Вп.р.п при малых токах эмиттера, так как при этом форми-
руется большое значение 7?пхд и Ко0к « 1. Выходное сопротивление
каскада с ОК (при Re = 0) можно считать примерно равным сопротив-
лению эмиттерного перехода rsn рп = <р,// а. Это сопротивление
является сопротивлением источника сигнала для последующего кас-
када усиления напряжения, в котором транзисторы Ts и Ti р-п-р
типа проводимости включены по схеме с ОБ. Дифференциальный вход-
ной каскад данного типа пригоден для использования в ОУ, если зна-
чения Вр.п.р достаточно велики. В современных ИС транзисторы
р-п-р типа с боковой и другими специальными структурам иимеют
Вр-п-р на уровне десятков.
Токи баз р-п-р транзисторов фиксируются ГСТ. Если параметры
транзисторов Ts и Т4 взаимно согласованы, то общая точка баз р-п-р
транзисторов имеет по высокой частоте нулевой потенциал (разность
сигналов близка к нулю из-за симметрии плеч ДУ), таким образом, по
высокой частоте базы хорошо «заземляются» и без применения шунти-
рующих емкостей. Заметим, что это свойство очень часто используется
и в каскодных радиочастотных ИС.
Рис. 3.18, Входной каскад с повышенным коэффициентом усиления (п) и с ак-
тивными нагрузками (б).
Дифференциальный коэффициент усиления каскада (рис. 3.18, ц)
Кд ок-об ~ У гл Кд = (А р-п-р KH)/WT- (3.52)
Ток эмиттера р-п-р транзистора связан с током ГСТ /0 соотношением
А р-п-р = (Вр.п.р -ф-1) (Z0/2), (3.53)
поэтому коэффициент усиления
Кд ок-об = Ио (fip-n-p + 1)/(2ш<рт)] /?н. (3.54)
Из-за того что каскад с ОБ является ГСТ с повышенным по отношению
к каскаду с ОЭ выходным'сопротивлением, его целесообразно нагру-
зить на значительно большее сопротивление нагрузки RH, чем каскад
с ОЭ. В качестве таких высокоомных нагрузок применяются обычно
ГСТ (каскады с ОЭ), имеющие эквивалентное внутреннее сопротивле-
ние 1//г22э на уровне сотен килоом.
Схема дифференциального каскада с активными нагрузками, имею-
щего очень небольшие суммарные сопротивления физических резистив-
ных дорожек, представлена на рис. 3.18, б. Если предположить, что
RH — l//i229 = 100 кОм, Rр-п-р = 5, /0 = 40 мкА, <рт ~ 26 мВ и
пг = 1,5, то по уравнению (3.54) можно подсчитать, что = 300
Входное сопротивление этих каскадов определяется стандартным ме-
тодом по (3.27):
7?вх д = 2тфт//СМРЩ = [2т<рт 1)]/[/0 (£„.„.₽+ 1)/2]. (3.55)
Таким образом, применение активных нагрузок (каскады с ОЭ)
дало принципиальный выигрыш в коэффициенте усиления дифферен-
циальной схемы-, причем без высокоомных резистивных дорожек.
Входной каскад, имеющий коэффициент усиления на уровне несколь-
ких сотен, позволяет исключить один последующий каскад в многокас-
кадных усилителях и тем самым значительно улучшить их быстродей-
ствие, так как из общей частотной характеристики исключается по
крайней мере одна постоянная времени.
Транзистор Тв (рис. 3.18, б) обеспечивает полную отрицательную
обратную связь в левой нагрузке ДУ (транзистор Т7), поэтому напря-
жение на резисторе Т?2 повторяет напряжение, выделившееся на коллек-
торе транзистора Т7. Сигнал с резистора Д2 инвертируется транзисто-
ром Т8 (как каскадом с ОЭ), поэтому на одиночном выходе дифферен-
циальной схемы (коллектор Т8 — земля) имеет место полный дифферен-
циальный сигнал (наблюдаемый между коллекторами Т7 и Т8). Резисто-
ры и Д3 включены для повышения внутреннего сопротивления на-
грузочных ГСТ (каскады с ОЭ).
Эти же резисторы используются для балансировки схемы. Внеш-
ний резистор балансировки включается между эмиттерами транзисто-
ров'и Т8. Такое подключение балансирующего резистора оставляет
входы ДУ совершенно свободными для источников сигналов.
3.8. Высокочастотные усилители, выполненные
по дифференциальной схеме
Линейные интегральные схемы общего применения, предназна-
ченные для усиления радиочастот до 300 МГц и промежуточных частот,
имеют, как правило, конфигурацию дифференциального усилителя.
ИС радиочастотного диапазона, выполненные по дифференциальной
схеме, обладают рядом достоинств [7] по сравнению с традиционными
схемами простейших каскадов. Наличие двух входов и двух выходов
позволяет использовать их в качестве усилителей радиочастот, смеси-
телей, усилителей промежуточных частот, генераторов и т. д. как в од-
нотактном, так и двухтактном режимах. Высокая стабильность пара-
метров ДУ, фиксируемых ГСТ, позволяет использовать его для усиле-
ния как слабых, так и мощных сигналов в пределах допустимой рас-
сеиваемой интегральной схемой мощности. На верхних частотах радио-
диапазона ДУ с ГСТ можно использовать в однотактном каскодном
режиме; на промежуточных же частотах чаще используется каскад
с эмиттерной связью. В обоих случаях осуществляется широкая авто-
матическая регулировка усиления (АРУ)1 по чувствительным
входам [9].
I Как каскодный, так и усилитель с эмиттернои св,я ю м выси-
|кую степень развязки сигналов выход — вход, что исключает необхо-
димость нейтрализации каскадов.
Каскад усиления радиочастоты с эмиттернои связью (рис. 3.19, а)
является разновидностью дифференциального усилителя на биполяр-
ных транзисторах с активным или пассивным ГСТ. Каскад состоит йз
двух усилительных транзи-
сторов. Схема пригодна для
усиления радиочастот и про-
межуточных частот в режиме
малых сигналов и имеет сле-
дующие свойства. Высокоом-
ный вход схемы обеспечивает
связь с предыдущим резонан-
сным каскадом (или с антен-
ной) без ухудшения их селек-
тивности, низкий уровень
внутренней обратной связи
Рис. 3.19. Резонансный усилитель, собранный по схеме каскада с эмиттерной
связью (а), схема регулирования его коэффициента усиления (б) и характе-
ристика регулирования (в).
схем, определяемый малой величиной обратной проводимости у12 инте-
гральных транзисторов, позволяет хорошо развязать резонансные кон-
тура и источники сигналов' без применения нейтрализующих цепей.
Два сигнальных входа схемы обеспечивают ее многофункциональ-
ность. Схема при наличии активного ГСТ в эмиттерной цепи может вы-
полнять функции каскада АРУ.
Упрощенная схема включения каскада с эмиттерной связью и ре-
зонансной нагрузкой представлена на рис. 3.19, б, а на рис. 3.19, в
приведена экспериментальная характеристика регулирования его
коэффициента усиления. Каскад с эмиттерной связью, выполненный
на паре интегральных транзисторов, согласованных по параметрам,
как и обычный ДУ — видеоусилитель в номинальном режиме должен
быть сбалансирован. В этом случае ток генератора /0 делится пополам
между плечами ДУ. При автоматическом регулировании усиления
управляющий ток (/ару ) подается на базу ГСТ. При этом пропорцио-
нально изменяются прямые передаточные проводимости г/21 каждого из
транзисторов Т* и Т2.
Диапазон АРУ в данном случае определяется равномерностью
характеристики транзистора В (7Э) (см. рис. .1.4), а также зависимостью
Рис. 3.20. Усилители радиосигналов, имеющие дифференциальную конфигура-
цию: каскодный усилитель с АРУ (а), двухтактный усилитель с АРУ (6); умно-
жители частоты в нечетное (в) и четное (г) число раз.
fr (I э) (см. рис. 1.6). Практически для достижения диапазона АРУ
60 дБ (т. е. 1000 раз по напряжению) необходимо, чтобы коэффициент
усиления по току В был достаточно постоянным при изменении /0 в диа-
пазоне 40...60 дБ. Регулирующие свойства в первом приближении оп-
ределяются изменением усиления и частоты единичного усиления fr
транзистора Т2, включенного по схеме с ОЭ. Следовательно, уесли для
малосигнального усилителя задать номинальный ток эмиттера Т\ и Т2
10/2 на уровне 1...2 мА, то при требуемом диапазоне АРУ около 60 дБ
на каскад необходимо, чтобы минимальный рабочий ток был порядка
10 мкА.
, Высокочастотные усилительные и шумовые параметры схемы зави-
сят от конфигурации интегральных транзисторов. Эти вопросы были
кратко рассмотрены в гл. 1. Для изготовления полупроводниковой
радиочастотной ИС с полосой единичного усиления 250...300 МГц не-
обходимо иметь интегральные транзисторы в этой структуре с гранич-
ной частотой усиления более 1...2 ГГц.
Каскодный усилитель на основе монолитного ДУ (рис. 3.20, а)
состоит из транзисторов. Т3 (включен по схеме с ОЭ) и Т2 (включен
по схеме с ОБ). Транзистор Ту является регулирующим. В данной схеме
ток транзистора Т3 зафиксирован на постоянном уровне. Для высоко-
частотного сигнала транзистор включен по схеме с ОЭ, поэтому для
постоянной по импедансу нагрузки коэффициент усиления практиче-
ски постоянен независимо от действия АРУ и температуры. Усиление
транзистора Т2 (каскад с ОБ) может изменяться из-за того, что управ-
ляющий сигнал Iдру меняет передаточную проводимость транзистора
Ту, который может отбирать или отдавать часть тока Zo, протекающего
через транзистор Т2. Общий суммарный ток транзисторов Т2 и Ту
всегда постоянен и равен 10, так как усилительный транзистор Т3
является ГСТ. Общий коэффициент усиления каскодного включения
ДУ (рис. 3.20, а) по напряжению выше, чем при включении по схеме
(рис. 3.20, б).
Двухтактный усилитель радиочастот класса А (рис. 3.20, б) строит-
ся также на основе монолитного ДУ. Основными применениями двух-
тактных схем следует считать усилители-ограничители, умножители
и другие схемы большого сигнала. Двухтактный усилитель имеет от-
личные ограничивающие свойства. Во-первых, симметрия усилитель-
ных транзисторов гарантирует высококачественное переключение тока
10 с одного выхода на другой. Во-вторых, ограничивающие транзисто-
ры в этой схеме никогда не могут попасть в режим насыщения из-за того,
что их токи эмиттеров не могут превышать 10 [7, 11, 12]. Двухтакт-
ный режим используется для умножения сигналов как в нечетное, так
и в четное число раз. Для умножения в нечетное число раз применяется
двухтактное подключение резонансного контура, а для умножения
в четное число раз колебательный контур, настроенный на требуемую
гармонику частоты, подключается к двум выходам синфазно
(рис. 3.20, в, г).
3.9. Примеры интегральных усилителей радио-
и промежуточных частот
В настоящее время среди высокочастотных ИС общего применения преоб-
ладают радиоусилители с небольшой степенью интеграции (4...5 специальных
высокочастотных транзистора на подложке). В то же время для цифровых и низ-
кочастотных ИС достигнута степень интеграции 20...30 транзисторов. Степень
интеграции в радиочастотных схемах возможно и выгодно повысить, однако
создать многофункциональные радиочастотные субсистемы в настоящее время
весьма трудно прежде всего из-за того, что при этом требуется стандартизация
методов приема и передачи радиосигналов [10], которые чрезвычайно разнооб-
разны.
Для радиочастотной аппаратуры из-за разнообразия методов обработки сиг-
налов замена дискретных транзисторов интегральными схемами происходит
от схем с малым уровнем интеграции к схемам с повышенным уровнем интегра-
ции. Модернизацию систем связи на базе интегральной электроники как с эко-
номической, так и с технической точки зрения выгодно проводить постепенно,
переходя от простых схем общего применения к специализированным слож-
ным субсистемам. Простейшая радиочастотная схема (как правило, это один из
вариантов ДУ) предназначена на первом этапе развития радиочастотной инте-
гральной электроники для применения в системах, в которых уже широко исполь-
зуются низкочастотные ЛИС.
Усилитель такого класса должен работать как резонансный или апериоди-
ческий каскад усиления, ограничитель, смеситель, генератор сигналов; выпол-
нять функции АРУ, АПЧ и т. д.
Необходимо отметить, что разработка малосигнального радиочастотного
интегрального усилителя'на частоты 200...300 МГц сопряжена со значительными
трудностями получения высокого качества радиочастотных • транзисторов. Это-
му существенно препятствует конструкция планарного транзистора с верхним вы-
водом коллектора. Наряду со значительными преимуществами, радиочастотные
монолитные ЛИС имеют и существенные недостатки в отношении предельных
разрешающих усилительных параметров:- коэффициент шума определяется сум-
мой мощностей шумов всех активных приборов, повышено сопротивление коллек-
тора гк и т. д.
Следующим этапом развития радиокоммуникационных ЛИС являются спе-
циализированные субсистемы. Обычно это каналы УПЧ для радиовещательных
и телевизионных приемников, работающих по стандартным системам передачи
сигналов. По степени интеграции на подложке такие субсистемы соответствуют
монолитным ОУ, они выгодны для применения в серийной аппаратуре. Например,
многие фирмы, имеющие богатый опыт производства связной и бытовой радиоап-
паратуры, выпускают на своих электронных предприятиях ряд субсистем типа
УПЧ — ограничитель — детектор для каналов звука и изображения телеви-
зионных приемников (например, схема СА3013 и др.) [9]. Очень эффективными
оказались ИС для приемников цветного телевидения, в которых сигналы должны
обрабатываться с большой точностью.
Следующим этапом интеграции радиочастотных схем является построение
комплектных приемо-передатчиков на одной подложке, что вызывается необхо-
димостью минимизации шумов входных каскадов приемных устройств и интер-
модуляционных искажений, возникающих в случае, когда для приема и передачи
используются общие частоты. Технологические приемы выпуска малосигнальных
СВЧ ИС (см. гл. 9) весьма разнообразны, но все они должны обеспечивать очень
большие точности как геометрических размеров, так и электрических параметров.
Тенденция дальнейшего развития радиокоммуникационных ЛИС ведет
к применению технологии больших уровней интеграции, причем предыдущие
этапы развития ЛИС подготавливают хорошую схемотехническую базу для объе-
динения на одной подложке различных типов линейных и дискретных схем для
создания больших интегральных приборов.
Рассмотрим несколько примеров радиочастотных ИС. Достаточно типичны-
ми для радиокоммуникационных схем с малым уровнем интеграции можно счи-
тать схемы МС1550 (Motorola), рА703 (Fairchild), LM171 (National Semiconduc-
to’r). Они построены на базе ДУ с ГСТ и имеют собственные цепи смещения, де-
лающие такой усилитель гораздо более устойчивым, чем каскад на дискретных
транзисторах. Интегральные монолитные ’схемы не содержат конденсаторов
и индуктивностей, так как наличие элементов такого типа нежелательно: стои-
мость полупроводниковой интегральной схемы резко повышается, а многофунк-
ционность применения сужается, потому что номиналы резонансных и фильтро-
вых элементов трубуются в разных схемах не одинаковые. В табл. 3.2 проведено
сравнение некоторых параметров монолитных радноусилителей.
Схема МС1550 — каскодный усилитель (рис. 3.21, а) выпускается с 1966 г.
Во всех включения ИС используется генератор стабильного тока (транзистор 7’1).
В режиме АРУ сигнал управления, подаваемый на транзистор Tlt меняет распре-
деление тока 1Т между транзисторами Т2 и Т3. По высокой частоте схема МС1550
может быть включена по каскодной схеме и по схеме с эмиттерной связью,
причем диапазон АРУ достигает 50 дБ. При номинальном токе генератора ста-
бильного тока Zo=880 мкА управляющий сигнал АРУ амплитудой 0,86 В вызы-
Некоторые параметры монолитных радиочастотных усилителей
Параметр Тип усилителя
MCI 550 цА703 LM171
Граничная частота, МГц >100 150 250
Входной импеданс, кОм 1,8 3,3 3,0
Выходной импеданс, кОм 100 50 100
Усиление по мощности, дБ 25 28 —
Прямая передаточная проводимость у21, мОм —• 35 27
Уровень шума МГ*>, дБ 5 6,5 —
Обратная передаточная проводимость у12, мкСм 1,0 1,0 1,0
Напряжение питания, В +6, —6 0, +12 —
Рассеиваемая мощность, мВт — ПО 84
Рабочий диапазон температур, °C —55....+ 125 для всех типов
3!) На частотах 60 МГц для МС1550 и 30 МГц для цА703.
Рис. 3.21. Монолитные ИС ;— усили-
тели радио- и промежуточных ча-
' стот:
а — типа МС1550; б —типа ц А703; в — ти-
па LM.171.
в
вает изменение отношения токов транзисторов Т2 и Ts также примерно на 50 дБ,
что ориентировочно соответствует минимальному рабочему току эмиттера уси-
лительного транзистора с ОБ 201g (/мин Гв//0) = —50 дБ, /минГ>=3 мкА.
Вместе с тем во всем диапазоне действия сигнала АРУ уровень стабиль-
ного тока 10 меняется лишь на 2%. ,
Радиоусилитель 11.Л703 [7] (рис. 3.21, б) является усилителем, собранным по
схеме с эмиттерной связью и ГСТ. Цепь смещения Я2 — Дг — Лв — Дз жестко
фиксирует потенциал базы Т2, постоянное смещение на базу Тг должно подавать-
ся через внешние элементы усилительного каскадр (например, через индуктив-
ности) также от этой цепи. Одним из самых важных свойств схемы рА703 является
ее свойство симметричного ограничения сигнала [7, 12], подаваемого на вывод 3.
В ключевом режиме транзистор переключает стабильный ток генератора (Т3)
то на себя, то на транзистор Т2. Симметрия выходного прямоугольного тока
обеспечивается за счет точного соответствия параметров Тг и Т2 и подачи смеще-
ния от одной цепи: граничная частота усиления 150 МГц позволяет достичь малой
длительности фронта.
Рис. 3.22. Схемы включения ИС типа МС1550:
а — эквивалентная схема каскодного усилителя по высокой частоте; б — его принцнпиаль-
ч ная схема; в — схема каскада с эмиттерной связью.
Одной из лучших монолитных интегральных схем радиочастотного диапазона
является схема типа LM171 (рис. 3.21, в). Этот усилитель содержит три транзис-
тора, образующих ДУ с ГСТ (Тг...Т3) и цепь смещения (диоды Др-.Дз и резисто-
ры Rlt Д2). Входы и выходы транзисторов свободны для присоединения разно-
образных внешних элементов, поэтому данная схема может работать во всех упо-
минавшихся выше включениях малосигнального радиочастотного усилителя
дифференциальной конфигурации. При присоединении внешних равных по номи-
налу коллекторных резисторов усилитель LM171 можно использовать как ши-
рокополосный видеоусилитель, либо компаратор сигналов.
На рис. 3.22 показаны основные схемы включения ИС типа МС1550, а на
рис. 3.23, а—е приведены некоторые схемы радиочастотных блоков, построенных
на ЛИС типа LM171; на рис .3.23, ок, и показаны примеры применения схемы
LM171 для обработки видеосигналов и в устройствах считывания сигналов маг-
нитной памяти. Выход LM171 совместим с логическими ИС, что иллюстрируется
схемой его включения в качестве усилителя считывания сигналов (рис. 3.23, к).
Как указывалось, радиокоммуникационные схемы с повышенным уровнем
интеграции в настоящее время выпускаются в виде специализированных суб-
систем. Наиболее простыми и распространенными следует считать каналы уси-
ления промежуточных частот с АРУ и детектором [10]. Основной концепцией
является применение внешних фильтров сосредоточенной селекции для формиро-
Рис. 3.23. Схемы применения ИС типа LM171 для радиочастотных каскадов,
видеоусилителей и усилителей считывания:
а — усилитель радиочастоты с эмиттерной связью; б — каскодный усилитель радиочастоты;
в — однотактный смеситель; г — балансный смеситель или амплитудный модулятор; д —
двухтактный умножитель частоты в нечетное число раз; е — двухтактный умножитель ча-
стоты в четное число раз; эю — видеоусилитель с одним выходом; и — видеоусилитель с дву-
мя входами и двумя выходами; к— усилитель считывания и компаратор сигналов.
вания полосы частот совместно с интегральными каскадами сосредоточенного уси-
ления. Типичной схемой полосового УПЧ для радиоприемных устройств можно
считать субсистему LMI72, для функциональной схемы (рис. 3.24, а) которой ха-
рактерны следующие особенности.
В субсистеме применен активный детектор на дифференциальном усилителе
(рис. 3.24, б), обеспечивающий линейное детектирование малых сигналов, так
как порог открывания диода Д уменьшается в число раз, равное коэффициенту
Рис. 3.24. Функциональная схема полосового УПЧ AM-сигналов частоты 2 МГц,
построенного на базе субсистемы LM172 и пьезофильтра (с), принципиальная
схема активного детектора AM-сигналов (б) н электрическая схема ИС типа
LMI72 (в).
усиления ДУ с замкнутой петлей ООС. Усилитель сосредоточенного усиления
построен по схеме широкополосной (2 МГц) «тройки». Каскад АРУ отделен от
усилителя сосредоточенного усиления фильтром промежуточной частоты (либо
конденсатором), чтобы не передавать на этот усилитель изменений постоянной
составляющей, возникающей в каскаде из-за действия сигнала АРУ.
Рассмотрим подробнее принципиальную схему субсистемы LM172
(рис. 3.24, в). Все узлы субсистемы питаются от стабилизатора питания, который
необходим для схемы, используемой в изделиях широкого потребления с сильно
изменяющимися напряжениями питания (например, из-за разряда батарей)..
В схемё с непосредственными связями, где всякие изменения постоянного уров-
ня передаются по линейке усиления, применение стабилизаторов является весь-
ма эффективным и практически единственным способом обеспечения работоспо-
собности устройств. Опорное напряжение стабилизатора создается столбиком
диодов Д1...Д7, падение напряжения па каждом из них примерно 0,7 В.
Полученное опорное напряжение повторяется эмиттерными повторителями
с малым выходным сопротивлением и питает узлы субсистемы. При этом дости-
гается и хорошая развязка каскадов по высокой частоте.
Каскад АРУ (транзисторы T2...Ti) представляет собой аттенюатор сигнала.
Транзистор Т2 является эмиттерным повторителем, обладающим большим вход-
ным сопротивлением и малой емкостью, необходимыми для согласования с пье-
зоэлектрическими фильтрами промежуточной частоты. Входное сопротивление
определяется резистором, включенным в эмиттерную цепь транзистора Тг. Ба-
Рис. 3.25. Принципиальная схема ИС типа СА3013 (с) и схема УПЧ звука для
ТВ-приемника, в котором использована эта ИС (б).
I — линейка усиления-ограничения, II — стабилизатор питания, III — ЧМ-детектор, IV —
предварительный УНЧ.
зовый ток смещения транзистора Т2 подается от стабилизатора питания (7\).
Сигнал АРУ поступает на усилительный каскад, построенный по схеме Дарлинг-
тона (7'3, Т4), увеличивает падение напряжения на резисторе с сопротивлением
3 кОм, включенном в эмиттерной цепи транзистора Т3, что вызывает изменение
тока транзистора Т2 и меняет его передаточную проводимость.
Усилитель «тройка» (Т9...7и) обеспечивает сосредоточенное усиление сиг-
нала ПЧ, поступающего с выхода пьезоэлектрического фильтра. «Тройка» яв-
ляется одним из вариантов схемы (рис. 2.7, в), причем параллельная отрица-
тельная обратная' связь выход — вход по постоянному напряжению осуществ-
ляется через эмиттерный повторитель 7 g лишь для подачи стабилизированного
смещения. Внешним конденсатором фильтра Сфос обратная связь по перемен-
ному напряжению размыкается.
. Внутри «тройки» с помощью разделения питания осуществлен сдвиг по-
стоянного уровня примерно-на 0,7 В.
Активный детектор построен на усилителе с эмиттерной связью (712, 713)
и эмиттерном повторителе 714. Эти три транзистора образуют простейший двух-
входовой ОУ. На диодах Дв и Д9 создается пороговое напряжение около 1,4 В,
которое превышает напряжение 17бэтз = 0,7 В. Если сравнить эту схему с упро-
щенной (рис. 3.24, б), то роль неинвертирующего входа играет база транзистора
712, а инвертирующим входом является база транзистора 7i3. Низкоомный эмит-
терный выход транзистора 7М служит для заряда конденсатора Сдет в те перио-
ды, когда на коллекторе транзистора 7ц имеет место отрицательная полуволна
переменной составляющей сигнала. С помощью делителя ООС (резисторы сопро-
тивлением 4 и 2 кОм) коэффициент усиления детектора устанавливается равным
трем. Таким образом, пороговое напряжение детектора приближается к 0,2 В,
так как напряжение Йба транзистора 713 меньше напряжения на диодах Дй и Д9
примерно на 0,7 В. Постоянная времени детектора практически определяется
произведением ДцетСдет, так как сопротивление /?вых транзистора 7М весьма
мало. Ток и постоянная времени АРУ формируются внешними сопротивлением
50 кОм н конденсатором фильтра Сфару.
Схема СА3013 фирмы RCA (рис. 3.25, а) спроектирована для построения УПЧ
звука телевизионных приемников. На принципиальной схеме субсистемы СА3013
(рис. 3.25, а) можно так же, как и в субсистеме LM172, найти стабилизатор пита-
ния-(транзисторы 79, 7ю, столбики диодов Дг, Д2) и линейку сосредоточенного
усиления-ограничения (7j...78).
ЧМ-детектор строится с помощью диодов, находящихся в ИС, и внешнего
резонансного трансформатора. Сигнал низкой частоты передается на входы по-
следующего УНЧ через схему Дарлингтона, которая является предварительным
каскадом УНЧ (7ц, 7j2). Схема канала звука, использующая данную ИС, пока-
зана на рис. 3.25Лб.
3.10. Дифференциальный согласующий предусилитель
с терморегулированием
Основным недостатком ЛИС общего применения, определяемым тех-
нологией их массового производства, является невысокая для ряда
применений точность параметров смещения нуля и разности входных
токов и уход их при изменении температуры. Для хороших ДУ и ОУ
общего применения температурный коэффициет смещения нуля нахо-
дится в пределах 3...5 мкВ/°С, причем какие-либо операции подгонки
и подстройки при производстве монолитных ИС исключаются по тех-
нико-экономическим соображениям.
Столь высокие температурные коэффициенты не позволяют исполь-
зовать обычные монолитные усилители общего применения для выпол-
нения высокоточных аналоговых операций.
Одним из удачных технических решений, повышающих точность
полупроводниковых ИС на несколько порядков, является построение
терморегулируемых дифференциальных предусилителей и других схем
на терморегулируемых подложках. Принцип работы электрической
схемы терморегулирования пояснен тепловой'диаграммой и структур-
ной схемой, приведенными на рис. 3.26. Предусилитель фирмы Fair-
child типа рА727 [7] содержит 24 активных элемента на подложке
размером 1,6X1,6 мм.
Транзистор-нагреватель, рассчитанный на мощность 1,5 Вт,^'про-
гревает подложку, расположенную в корпусе с большим тепловым
сопротивлением. Транзистор выполнен многоэмиттерным для сниже-
ния температурных градиентов. Температура регулирования вс;ей схе-
мы задается на уровне
максимальной окружа-
ющей рабочей темпера-
туры проектируемого
устройства и затем в
процессе эксплуатации
точно поддерживается
на заданном верхнем
пределе с помощью пет-
ли терморегулирования,
замыкаемой электриче-
ской схемой диоды-
термодатчики — усили-
тель терморегулирова-
ния. Требуемая темпе-
ратура терморегулиро-
вания устанавливается с
помощью внешнего рези-
стора определенного но-
минала. Стабилизируе-
мый элемент —• высоко-
точная пара транзисто-
ров размещается на под-
ложке по осям оптималь-
ного терморегулирова-
ния. На данной паре
строятся прецизионные
входн ые дифференциаль-
ные каскады.
Схема работает в диа-^
пазоне окружающих тем-
ператур —55 .. . 125°С,
обеспечивая для дифе-
ференциальной пары
ТК t/CM0 = 0,3 мкВ/° С
и TKAZBX = 2 пА/° С.
Предусилитель, соб-
ранный на терморегули-
руемой паре, может не-
Рис. 3.26. Тепловая диаграмма терморегулируе-
мой ИС (а) и структурная схема термостабили-
зированного монолитного предусилителя типа
рА727 (б).
посредственно присоединяться к полупроводниковым ОУ, при этом
можно достичь общего усиления линейки /<д = 107 (т. е. 140 дБ).
Такой уровень усиления можно обеспечить лишь с помощью высоко-
качественного измерительного ОУ, построенного на специально ото-
бранных прецизионных дискретных элементах. Мощность, расходуемая
на терморегулирование, тем больше, чем значительнее перепад рабо-
чих температур, так как температура подложки устанавливается чуть
большей, чем высшая рабочая температура. Наибольшая мощность
(до 200 мВт) потребляется при первом включении, затем петля термо-
регулирования входит в экономичный режим.
1 лава 4
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
/
4.1. Общие сведения об операционных усилителях
Планарная технология изготовления полупроводниковых прибо-
ров позволила освоить схемотехнику и серийный' выпуск наиболее уни-
версальных по своей применимости в аналоговой аппаратуре интеграль-
ных схем — операционных усилителей. Наименование «операцион-
ные» по традиции присваивается усилителям, с помощью которых мож-
но решать операторные уравнения при замыкании выхода ОУ на ин-
вертирующий вход через соответствующие пассивные цепи отрицатель-
ной обратной связи. В этом случае передаточная характеристика зам-
кнутой системы с большой точностью соответствует операторному урав-
нению для передаточной характеристики цепи ООС и практически не
зависит от характеристик самого ОУ. Для точного и быстрого решения
операторных уравнений требуются усилители с большой избыточностью
параметров.
Операционные усилители—весьма развитый класс ламповых и тран-
зисторных усилителей, предназначаемых для аналого-вычислительных
машин (АВМ), радиоизмерительных устройств, аппаратуры обработки
сигналов, медицинских приборов и т. д. Многие фирмы имеют не менее
чем тридцатилетний опыт производства и применения разнообразных
ОУ на дискретных элементах [1, 2].
ОУ, построенный на дискретных элементах (лампах или транзис-
торах) является функционально полным усилителем постоянного тока
(УПТ) со всеми присущими ему схемотехническими и эксплуатацион-
ными недостатками, причиной которых для дискретной элементной
базы является ограниченное число активных приборов. Значительный
запас по коэффициенту усиления, входному сопротивлению и другим
электрическим параметрам для таких усилителей обычно достигается
за счет ухудшения эксплуатационных характеристик, так как услож-
нение электрической схемы ОУ затрудняет его регулировку (парамет-
ры монтируемых элементов некоррелированы), а надежность устройст-
ва снижается.
Дрейфовые параметры таких УПТ удается минимизировать лишь
с помощью специальных мер. Как правило, усилители данного типа
требуют постоянного обслуживания (ручная коррекция нуля), либо
значительная часть рабочего времени отводится на автоматическую
коррекцию нуля. Чтобы стабилизировать постоянную составляющую
сигнала УПТ, часто для серийных изделий, работающих без обслужи-
вания, применяется схема с переносом частотного диапазона усили-
ваемого сигнала на некоторую частоту модуляции, где усиление можно
проводить в практически неограниченное*число раз без накопления
ошибок постоянной составляющей, однако при ограниченной полосе
усиления. Усилитель с переносом частоты — сложный и дорогостоя-
щий в производстве и эксплуатации прибор, имеющий большой вес
й габариты. Таким образом, фактически в «Доинтегральный» перйоД
операционные усилители были устройствами узкой 'функциональной
ориентации и применялись лишь в специальных устройствах.
Внедрение цифровых ИС в массовую аппаратуру привело к тому,
что лимитировать общую точность систем обработки данных стали. ЛИС,
обслуживающие вычислительные блоки. Достижения технологии из-
готовления цифровых ИС способствовали чрезвычайно быстрому раз-
витию монолитных ЛИС, обслуживающих^ вычислительные операции,
в первукиочередь— ОУ. Вместе^с тем необходимо подчеркнуть, что
первоначальной^схемотехнической основой^ достигнутого здесь прогрес-
са явился опыт.^накопленный при применении ламповых и транзистор-
ных ОУ.
В дальнейшем произошло быстрое внедрение наиболее удачных
ЛИС в массовую аппаратуру и теперь большая часть современных ап-
паратурных систем обработки сигналов является аналого-цифровыми
устройствами, причем аналоговые методы позволяют обрабатывать
сигналы в реальном масштабе времени, а цифровые — анализировать
массу информации с задержкой по времени и хранить результаты. Ба-
зой построения аналоговых блоков для этих систем являются ОУ обще-
го применения.
Высококачественные интегральные ОУ позволяют осуществить
на них десятки разнотипных схем включения. Точная фуйкция (опе-
рация), выполняемая универсальным усилителем, в каждом конкрет-
ном случае определяется некоторым количеством навесных (дискрет-
ных) резистивных, реактивных, линейных или нелинейных элементов
(jR, L, С, р-п переходы и т. д.) [3].
Перечислим основные области применения интегральных ОУ в ана-
лого-цифровых системах: построение усилителей и генераторов сигна-
лов в полосе частот 0 — единицы мегагерц, аналоговая обработка сиг-
налов с высокой точностью (интегрирование, суммирование и другие
математические операции) путем охвата усилителей внешними отри-
цательными обратными связями, преобразование аналог — код, где
с помощью усилителя осуществляется совмещение сигналов, (усилите-
ли-компараторы), высокоточные дискриминаторы амплитуд импуль-
сов (трйггеры Шмитта с собственным или внешним порогом и задан-
ным гистерезисом), усиление сигналов в устройствах магнитной памя-
ти. Для трех последних областей сейчас проектируются специализи-
рованные ОУ — компараторы и усилители считывания.
В настоящее время выпускаются следующие виды ОУ, отличающие-
ся как по конструкции, так и по схемотехнике. Интегральные моно-
литные ОУ общего применения обладают наименьшими габаритами
и весом, могут эксплуатироваться в диапазоне температур —60...
...+125° С. Они имеют избыток усиления (50...100 тыс. и более) при
полосе усиления 0 — единицы мегагерц, дрейфовые параметры их удов-
летворительны. Главной характерной чертой монолитных ОУ является
их относительная дешевизна и доступность, что гарантируется миллион-
ными тиражами выпуска. Номенклатура этих усилителей может быть
расширена как в области более дорогих и точных ОУ, так и в области
экономически выгодных схем с умеренных качеством параметров.
Интегральные ОУ применяются для разнообразных усилительных
целей и для аналоговых операций средней точности. Причиной повышен-
ных ошибок -аналоговых операций стандартных многоцелевых ОУ по
сравнению со специальными прецизионными ОУ является то, что моно-
литная ЛИС общего применения потребляет небольшую мощность,
поэтому проигрывает специальным ОУ по быстродействию, амплитуде
сигнала, коэффициенту усиления. Данный недостаток постепенно
устраняется поиском оптимальных принципиальных схем на новых
интегральных полупроводниковых структурах и совершенствованием
технологии, причем параметры монолитных ОУ приближаются к па-
раметрам уникальных прецизионных ОУ.
Наиболее существенными препятствиями на пути развития моно-
литных ОУ являются ограничения, накладываемые особенностями тех-
нологического процесса: ограничение суммарного номинала резисторов
на подложке, крайняя нежелательность процессов подстройки номи-
налов элементов, плохая абсолютная точность номиналов резисторов
от подложки к подложке, трудности изготовления высококачественных
р-п-р транзисторов на той же подложке, где изготовлены п-р-п транзис-
торы, ограничения по теплоотводу и т. д. Вместе с тем взаимное согла-
сование параметров соседних резисторов и транзисторов на подложке
имеет хорошую'точность (1...2%), что фактически является основной
предпосылкой для успешного массового выпуска монолитных ОУ и их
дальнейшего совершенствования.
Схемотехнически полупроводниковые интегральные ОУ строятся
по схеме прямого усиления с дифференциальными равноправными по
электрическим параметрам входами и двухтактным биполярным (по
амплитуде сигнала) выходом. Таким образом, если нет управляющих
сигналов, входы и выходы ОУ находятся под нулевым потенциалом,
поэтому такие усилители весьма просто охватываются любыми цепями
обратных связей и непосредственно соединяются последовательно.
Модульные ОУ с повышенной точностью, строящиеся на основе пла-
нарных приборов, за последнее десятилетие значительно усовершенст-
вованы. В усилителях данного типа используются отобранные полу-
проводниковые приборы, причем ограничения, свойственные монолит-
ным ОУ, отсутствуют. Например, нет препятствий для применения пре-
цизионных резисторов, мощных и высоковольтных полупроводни-
ковых структур, высококачественных р-п-р транзисторов, разнообраз-
ных полевых приборов и конденсаторов. Назначение модульных ОУ
более узкое, чем монолитных ОУ: прецизионный УПТ, сверхточный
компаратор или активный элемент для построения АВМ. Модульные
ОУ—приборы, требующие тщательных регулировочных операций при
изготовлении, поэтому себестоимость их весьма высока.
В последние годы в связи с освоением высокоточной технологии
изготовления гибридно-пленочных схем появилась возможность
строить гибридно-модульные ОУ и выпускать их в достаточно больших
количествах. В этом случае малосигнальную часть ОУ можно сконструи-
ровать на бескорпусных элементах и расположить на гибридной под-
ложке, а мощный выходной каскад можно выполнить на дискретных
транзисторах. Схемотехнически гибридно-модульные ОУ строятся
либо по схеме прямого усиления, либо по схеме «модулятор — демоду-
лятор». Последний тип усилителей чаще всего является одновходовым
(либо входы его неравноправны), поэтому функций усилителя с пере-
носом спектра строго ограничены: только инвертирующий ОУ для АВМ
или только электрометрический неинвертирующий усилитель для изме-
рительной аппаратуры.
Значительно улучшить параметры модульных ОУ удается, если
применить на их входах и в модуляторах полевые приборы, а также
терморегулируемые монолитные предусилители. Модульные ОУ в на-
стоящее время имеют 7?вх = 1011 Ом; Аи — Ю8, = W0 В,
что позволяет применять их в устройствах, для которых точность ана-
логовых операций находится на уровне 0,01...0,1 % [1, 2].
4.2. Основные свойства операционных усилителей
Идеальный ОУ должен обладать следующими свойствами: иметь
бесконечно большое входное и нулевое выходное сопротивления, соб-
ственный коэффициент усиления должен стремиться к бесконечности
в бесконечно широкой полосе частот, причем амплитуда выходного
сигнала должна оставаться постоянной на любой частоте. Кроме того,
усилитель не должен иметь статических ошибок, а также шумовых
и дрейфовых ошибок, проявляющихся в диапазоне температур и с те-
чением времени.
Эти свойства являются аксиоматичными и полностью достигнуты
быть не могут, так как большая часть из них требует бесконечной мощ-
ности выходного сигнала при исчезающе малых геометрических разме-
рах структуры. Поэтому в каждом случае можно говорить лишь о до-
ступной степени приближения параметров ОУ данной конструкции
к идеальным параметрам. Однако из перечисленных свойств можно
вывести два очень существенных правила анализа схем включения ОУ.
1. Входы идеального ОУ не потребляют ток от цепи источника сиг-
нала (из-за бесконечно большого входного сопротивления).
2. Между входами идеального ОУ напряжение управления в любой
схеме включения равно нулю (из-за бесконечно большого коэффициента
усиления).
Наиболее широкое распространение в настоящее время получили ОУ, имею-
щие трех- и двухкаскадные эквивалентные схемы (так называемые ОУ первого
и второго поколения). Интегральные монолитные ОУ прямого усиления в общем
случае имеют трехкаскадную структурную схему, изображенную на рис. 4.1, а,
и преимущественно строятся на основе биполярных структур. Входным каска-
дом такого ОУ является один из видов дифференциального усилителя (ДУ), ко-
торый для минимизации статических и дрейфовых ошибок и повышения входного
сопротивления работает в режиме микроамперных токов, поэтому он обычно имеет
небольшой коэффициент усиления по напряжению (порядка 10), а также огра-
ничивает быстродействие усилителя [4]. За входным ДУ включается следующий
дифференциальный каскад — усилитель напряжения (УН), который обычно ра-
ботает с токами эмиттеров усилительных транзисторов, имеющими уровень 1...
...2 мА, поэтому его коэффициент усиления всегда превышает 100. В этом же кас-
каде осуществляется операция сдвига уровня усиливаемого сигнала на некото-
рое строго постоянное напряжение, чтобы согласовать по постоянной составляю-
щей выход УН и вход оконечного каскада. Оконечный каскад — усилитель мощ-
йости (УМ) имеет коэффициент усиления по напряжению в пределах 5...50; с его
помощью окончательно формируется требуемая амплитуда выходного сигнала на
внешней низкоомной нагрузке. Этот каскад потребляет главную часть рабочего
тока усилителя. Коэффициент усиления трехкаскадного ОУ общего применения
(ОУ первого поколения) находится, таким образом, в пределах 10...100 тыс.
Входные параметры ОУ (дифференциальное и синфазное входные сопротив-
ления, допустимые диапазоны синфазных и дифференциальных входных сигналов,
синфазные ошибки, напряжение смещения нуля, входные токи,/дрейфовые и шу-
Рис. 4.1. Структурная схема интегрального ОУ прямого усиления (а), его вклю-
чение с двумя источниками питания (б) и передаточная характеристика
^вых(^вх) Для неинвертирующего 1 и инвертирующего 2 входов (в).
мовые характеристики) практически полностью определяются входным ДУ.
Влияние схемы и качества изготовления ДУ и на его электрические параметры
было рассмотрено в гл. 3.
Выходные параметры ОУ (амплитуда выходного сигнала, выходное сопро-
тивление, допустимый ток в нагрузке) определяются схемой УМ, качеством теп-
лоотвода, допустимыми пробивными напряжениями выходных интегральных
транзисторов. v
Частотная характеристика ОУ суммируется из частотных характеристик от-
дельных каскадов, работающих при разных токах эмиттеров и отличающихся
нагрузках. Первый каскад, работающий в режиме микротоков, имеет малое зна-
чение передаточной проводимости /е/^Фт)» второй — работающий с миллиам-
перными токами — значительно большее. Оба эти каскада нагружены на малые
входные емкости интегральных транзисторов. Выходной каскад, имеющий ма-
лое выходное сопротивление, нагружается на внешнюю для ИС емкость, кото-
рая всегда значительно больше, чем емкости внутри ИС. Таким образом, каждый
из функциональных элементов структурной схемы (рис. 4.1, а) имеет собственную
постоянную времени, поэтому можно ожидать, что суммарная частотная характе-
ристика трехкаскадного ОУ аппроксимируется диаграммой Боде с тремя изло-
мами [5].
'Если в усилителе применяется сложный входной каскад с повышенным коэф-
фициентом усиления (см. рис. 3.18, б), то ДУ и УН (рис. 4.1, а) фактически сов-
мещаются в одном каскаде, в результате чего ОУ имеет более выгодные энергети-
ческие параметры: при сохранении коэффициента усиления на прежнем уровне
из частотной характеристики исключается одна постоянная времени. Таким об-
разом, перспективные ОУ (так называемые ОУ второго поколения) имеют двух-
каскадную структурную схему, реализация всех преимуществ которой возмож-
на лишь за счет дальнейшего совершенствования технологического процесса
и применения новых интегральных структур. 1
ОУ имеет ряд производных характеристик, которые являются следствием
отклонений его схемотехники и конструкции от идеальных требований. Напри-
мер, изменение питающих напряжений вызывает уход от нуля его уровня баланса,
с течением времени в определенной мере меняются параметры.
Набор параметров ОУ (так называемая метрика параметров), создающий его
полную электрическую модель, содержит не менее 20 наименований [6—8]. Пол-
ная метрика параметров, приводимая в справочных листках, позволяет выяснить
ценность конкретного ОУ практически без проведения его электрических испы-
таний, делает возможным сравнение качества усилителей, выпускаемых различ-
ными фирмами, что имеет решающее значение для быстрого и правильного выбо-
ра подходящего ОУ при проектировании аппаратуры. При этом существенно, что-
бы все методы измерения параметров были строго стандартизированы.
Комплекс параметров характеризует всю массу ОУ, выпускаемых серийно-
Поэтому устанавливаемые для данного ОУ нормы параметров практически всегда
связаны с особенностями производства. Если рассмотреть статистику парамет-
ров отдельных экземпляров серии, то при больших количествах исследованных
схем имеет место нормальный закон распределения параметров. Поэтому из оп-
ределенной партии ИС (или транзисторов) можно выбрать некоторое количество
образцов, имеющих параметры, лучшие, чем записанные в спецификациях.
i: (. На рис. 4.1, б показано включение двухвходового ОУ во внешнюю цепь, со-
держащую два источника питания обычно с одинаковыми напряжениями Ек
и Ей , резистор нагрузки Ен и источник дифференциального сигнала 1/с, внутрен-
нее сопротивление которого равно нулю. Выходное напряжение ОУ может сим-
метрично изменяться в обеих полярностях относительно нуля (быть биполярным),
причем, если Uc = 0, то 17вых = 0. Это условие является условием баланса ОУ.
Напряжение сигнала Uc также может быть биполярным. Учтем, что ОУ управ-
ляется напряжением 17вх, наблюдаемым между входами ОУ независимо от точки
заземления источника сигнала. Если заземлен инвертирующий вход ОУ
(рис. 4.1, б), то усилитель является неинвертирующим, его переходная характе-
ристика показана на рис. 4.1, в в виде графика 1. В этом случае входной и выход-
ной сигналы ОУ изменяются в одинаковой фазе.
Если заземлен неинвертирующий вход ОУ, то схема включения является
инвертирующей (график 2 на рис. 4.1, в),, а входной и выходной сигналы нахо-
дятся в противофазе. Так как в схеме (рис. 4.1, б) нет внешних обратных связей,
то наклон передаточных характеристик ОУ (А Евых/Д Z7BX) равен его собственному
коэффициенту усиления Ко. Предельная амплитуда выходного сигнала транзис-
торного ОУ 1/выхмакс “Ь Ь^вых макс приближается к так как в моменты ог-
раничения сигнала по выходу оконечные транзисторы находятся в насыщении
и поэтому разность Е± — ^?Ыхмакс составляет несколько десятых долей воль-
та при Ец > Евых- Вблизи режимов ограничения нелинейность передаточной ха-
рактеристики 1/вых (1/вх) становится весьма значительной, поэтому в специаль-
ных случаях амплитуда неискаженного сигнала должна определяться при точно
установленном допустимом коэффициенте нелинейных искажений (например,
при 3%). ,
Как и в йростейшем ДУ, в реальном ОУ наблюдается разбаланс. На
рис. 4.2, а представлена передаточная характеристика (график 1) реального ОУ,
сбалансированного подачей внешнего напряжения'смещения нуля t7CM0. Графи-
ки 2 и 3 этого рисунка соответствуют некоторому собственному смещению нуле-
вого уровня. При этом, когда оба входа ОУ заземлены и Uc = 0, на выходе имеет-
ся некоторое напряжения 4~А17Вых (или —-А[/вых). Это напряжение пересчиты-
вается на вход ОУ через коэффициент усиления схемы по напряжению во входное
напряжение смещения нуля — Z7CM0 (или + 17Смо)- На эквивалентной схеме
(рис. 4.2, б) генератор ошибки, соответствующей напряжению Немо, включен
в цепь инвертирующего входа.
Влияние сопротивления нагрузки на амплитуду выходного сигнала опреде-
ляется выходным сопротивлением усилителя и допустимым уровнем выходного
тока, при котором не происходит ограничения сигнала в выходном каскаде.
Кроме того, максимальный допустимый уровень выходного тока должен быть
безопасным для выходного каскада усилителя. На рис. 4.2, в представлены пере-
даточные характеристики ОУ для различных сопротивлений нагрузок. На
рис. 4.2, г приведена эквивалентная схема выходной цепи, где выходное сопро-
Рис. 4.2. Балансировка передаточной характеристики ОУ и его нагрузочная спо-
собность:
а — образование .входного напряжения смещения нуля; б — компенсация разбаланса с по-
мощью генератора С/см о; в — нагрузочная способность ОУ; а — подключение нагрузки.
тивление ОУ Двых включается последовательно с резистором нагрузки Рн.
С уменьшением номинала Дн возрастает падение напряжения на выходном сопро-
тивлении усилителя /?вых и, собственно, уменьшается амплитуда напряжения на
нагрузке, если коэффициент усиления ОУ остается постоянным (т. е. не меняется
э. д. с. сигнала KOZ7C).
Когда по условиям эксплуатации на входе ОУ присутствует некоторая син-
фазная э. д. с. £Синф. то, как и в простом ДУ, на выходе ОУ имеет место некото-
рый синфазный сдвиг выходного уровня А синф• Этот режим иллюстрирует
передаточная характеристика, представленная на рис. 4.3, а. Для того чтобы
вновь сбалансировать ОУ (т. е. скомпенсировать АДвыхсинф при Uc = 0), необ-
ходимо добавить между входами дифференциальный сигнал компенсации ошибки
АДсинф- Генератор, моделирующий это напряжение, включается в эквивалент-
ной схеме в цепь неинвертирующего входа (см. рис. 4.3, б). Следует отметить, что
если напряжение ошибки t/смо имеет место -при любом режиме подачи сигнала,
то Лесина достигает ощутимой величины лишь в тех схемах включений, где
присутствует значительное входное напряжение Дсинф- Как и для простого ДУ,
ДДсинф =^сииф (Ас/Ло) =£синф'ООСС. (3.23а)
Рис. 4.3. Влияние £Синф и изменений питающих напряжений на передаточные
характеристики усилителя:
а — передаточная характеристика ОУ, имеющего на входах Всинф; б — эквивалентная схема
компенсации ошибки ДС/синф; в — изменение передаточной характеристики при уменьшении
напряжения положительного источника питания; а — то же для отрицательного источника
питания.
Отношение ослабления синфазного сигнала (ООСС) зависит от схемы ОУ
и качества его изготовления. Значение ООСС находится в пределах 10“3...10-Е
(—60...—100 дБ). Ошибка Д1/Синф нелинейно зависит от уровня £СИНф, так как
с ростом £Синф ООСС обычно ухудшается. Коэффициенты усиления: полезный
(дифференциальный) Ко и паразитный (синфазный, общий для обоих входов)
Кс — зависят от частоты, поэтому с ростом частоты синфазного напряжения
ООСС значительно ухудшается. По этой же причине ухудшается передача быст-
рых импульсов и крутых фронтов сигналов. Допустимый диапазон синфазных
напряжений ±£Синф устанавливается так, чтобы входные цепи ОУ не могли
быть подвергнуты опасности разрушения.
В заключение рассмотрим влияние изменения питающих напряжений на на-
пряжение смещения нуля ОУ. На рис. 4.3, в, г изображены передаточные харак-
теристики ОУ, у которого напряжения питания (отдельно положительное и от-
рицательное) уменьшаются на величину А£к. Как показывает опыт, в этом слу-
чае возникает разбаланс усилителя. Чтобы вновь сбалансировать передаточную
характеристику, на вход ОУ придется добавить некоторое напряжение смещения
Рис. 4.4. Эквивалентная схема ОУ с генераторами ошибок усиления постоянной
составляющей.
нуляЛ/7см0 (ДДц). Качество’усилителя по этому параметру определяется отно-
шением ослабления влияния "изменения напряжения питания (ООВП)
ООВП=ДДсм0/ДВк, _ (4.1)
•которое определяется раздельно для положительного и отрицательного источни-
ков питания и имеет размерность мкВ/B, либо выражается в децибелах.
Для проведения расчетов схем включения ОУ его внутреннюю схему можно
заменить эквивалентной, отображающей реальный ОУ с определенной степенью
точности. Обобщенная эквивалентная схема ОУ должна содержать все элементы,
формирующие его усилительные параметры, а также генераторы ошибок [1—
3, 6]. Сложность эквивалентной-схемы должна соответствовать желаемой точ-’
ности расчета схемы включения, например при дальнейшем усложнении схемы
вводятся модели нелинейностей, источников амплитудно-фазовых искажений
и т. д.
Эквивалентная схема ОУ, учитывающая его усилительные параметры и ста-
тические ошибки, представлена на рис. 4.4. Входная часть этой схемы полностью
соответствует входной эквивалентной схеме ДУ (см. рис. 3.8, б) и состоит из диф-
ференциального ДВХд и синфазного Дсинф входных сопротивлений. Выходная
часть ОУ моделируется в схеме (рис. 4.4) генератором выходной э. д. с. KOUC
и сопротивлением Двых, определяемым как отношение выходной э. д. с. в режиме
холостого хода усилителя к его выходному току в режиме короткого замыкания
Rbmx = К0Пс/Д3.
Заметим, что режим короткого замыкания должен быть безопасен для выхода
ОУ, т. е. измерение /кз должно проводиться в режиме малого сигнала по перемен-
ному току. В этой схеме обозначены генераТоры входных токов ошибок и напря-
жений ошибок, причем уровни сигналов ошибок зависят от времени, темпера-
туры, напряжения питания и ряда других факторов.
Генераторы токов ошибок эквивалентны входным токам ОУ, которые, как
ледует из определения идеального ОУ,_ должны стремиться к нулю. .Ток ошибки
состоит из базового тока входного транзистора ОУ (iBX), из термозависимой части
этого тока (TKiBX AAZ), из дрейфовой части этого тока, характеризуемой сред
ним временным дрейфом тока (СВДТ) и накапливающейся за время Дт, а также
из составляющей, возникающей при изменении питающих напряжений; Послед-
няя составляющая тока ошибки может быть охарактеризована отношением ос-
лабления влияния питающего напряжения на входной ток (ООВПТ) и равна
Aionl = ООВПТ-ДЕК. (4.2)
Таким образом, чтобы обеспечить соответствие эквивалентной схемы реаль-
ному ОУ, генераторы должны генерировать токи
го1=+ TKi'bx Д*° С + СВДТ Дт + ООВПТ • ДЕК. (4.3)
Генератор напряжения ошибки ДОш эквивалентен сумме напряжения смещения
Нуля 1/смо, его температурного дрейфа ТК Дсм0Д/° С, среднего временного дрей-
фа напряжения (СВДН) , накапливающегося за время Дт, а также составляю-
щей, возникающей при изменении питающих напряжений. Последняя составляю-
щая была охарактеризована формулой (4.1).
Таким образом, генератор 1/ош должен генерировать напряжение
Дош = Дсм о "ВТКДем о Д<° С +СВДН. Дт -j- ООВП-ДЕК. (4.4)
Если на входе О У присутствует внешняя синфазная э. д. с., то в (4.4) необ-
ходимо учесть Д Дсинф- Когда необходимо отразить на эквивалентной схеме шумо^'
вые параметры ОУ, включаются дополнительные генераторы шумового напряже-
ния и шумового тока. Уровни шумовых сигналов монолитного ОУ практически
полностью соответствуют уровням шумов его входной дифференциальной пары.
Влияние каждого генератора ошибок на функционирование определенной схемы
включения ОУ зависит от конфигурации внешней цепи и поэтому этот вопрос це-
лесообразно рассмотреть при анализе основных 'схем включения ОУ.
Операционный усилитель является многокаскадным усилителем, поэтому
его малосигнальная частотная характеристика на высоких частотах формируется
несколькими постоянными времени. С достаточной точностью можно считать, что
типичный ОУ имеет два-три излома идеализированной частотной характеристики.
На рис. 4.5, а представлена в двойном логарифмическом масштабе частотная ха-
рактеристика монолитного ОУ типа рА709 [3]. При собственном коэффициенте
усиления около 50 тыс (более 4,5 дек. по усилению) его высокочастотный спад
занимает примерно 3 дек. по частоте.
Первая частота среза fcl яг 10 кГц, называемая также частотой излома, соот-
ветствует падению усиления на —3 дБ, т. е. до уровня 0,7 (К = 35 тыс.). Второй
излом характеристики имеет место на частоте fca ~ 800 кГц, что соответствует
коэффициенту усиления 58 дБ (примерно 900). Третий излом, вызывающий уве
личение скорости спада до,—60 дБ/дек., находится на частоте [Сз ~ 4 МГц, при
этом коэффициент усиления ОУ примерно равен 28 дБ (т. е. 25). Реальная час-
тотная характеристика изломов не имеет, поэтому аппроксимация ее произво
цится с некоторым приближением. На рис. 4.5, а она выполнена параллельным
перенесением вспомогательных линий с наклоном —20, —40 и —60 дБ/дек. та-
ким образом, чтобы отыскать их наилучшее прилегание к реальной характерис-
тике.
Зависимость коэффициента усиления от частоты не полностью характери-
зует. частотные свойства усилителя, так как с повышена ем~частоты сигнала пре-
дельно достижимая амплитуда выходного сигнала уменьшается. На рис. 4.5, б
редставлена амплитудно-частотная характеристика выходного сигнала того же
ЗУ типа рА709 [3]. Максимальная амплитуда выходного сигнала 17вых макс
заблюдается до частоты среза 100 кГц, на которой еще не наступают искажения
зыходного синусоидального сигнала. Если далее увеличить частоту входного
зигнала, не меняя его амплитуды, то в одном из каскадов ОУ будет наблюдаться
ограничение синусоидального сигнала, поэтому получившиеся «прямоугольные»
змпульсы будут интегрироваться внутренними емкостями выходного каскада
и на выходе ОУ появятся треугольные импульсы. Графики сигналов, соответст-
вующих режиму ограничения, показаны на рис. 4.5, в, причем частоты сигналов
3, 2 и 1 взаимно превышают друг друга в два раза, однако сигналы имеют одина-
ковую амплитуду. Считаем, что сигнал 1 соответствует частоте среза и проходит
на выход ОУ без искажения, поэтому амплитуда выходного сигнала равна
l/вых макс- Выходные импульсы треугольной формы от сигналов 2 и 3, как пока-
б
Рис. 4.5. Частотные характеристики мно-
гокаскадных ОУ и формирование его
предельной скорости отклика:
а — малосигнальная частотная характеристика
в двойном логарифмическом масштабе и ее
асимптотическая аппроксимация; б — ампли-
тудно-частотная характеристика усилителя;
в — режим ограничения по скорости отклика
большого сигнала (slew rate).
зывает опыт, имеют одинаковые скорости нарастания и спада, но различаются
ho амплитуде. Чем выше частота входного сигнала, тем меньше амплитуда вы-
ходных импульсов имеющих предельную для данного ОУ скорость нарастания
выходного сигнала. Если подать на вход ОУ скачок напряжения сигнала и
рассматривать фронт прямоугольного импульса как сумму гармонических сигна-
лов, то на выходе отклики от каждой составляющей просуммируются и сформи-
руется общий фронт отклика выходного сигнала ОУ на скачок входного сигнала.
Скорость отклика выходного сигнала ОУ в этом случае соответствует режиму
(рис. 4.5, е) и определяется
р = Л(7ВЫХ/А/ [В/мкс].
С другойЪ'ороны, если известна импульсная характеристика быстродействия
усилителя р, можно определить наибольшую неискаженную амплитуду гармони-
ческого сигнала на произвольной частоте f,;_
\ 1^вых макс = Р/2л/. (4.5)
Скорость отклика для современных монолитных ОУ находится в пределах
0,3 ...50 В/мкс. Наименьшей скоростью отклика обладает ОУ, включенный по
схеме неинвертирующего повторителя, в которой заряд паразитной емкости не-
инвертирующего входа происходит через высокоомные цепи.
Если на вход.ОУ'подается скачок сигнала большой амплитуды, то время уста-
новления выходного Сигнала можно достаточно точно определить по формуле
/у = 2,2ту = 2,2/2л/с1 = 0,35//С1 [мкс]. (4.6)
При использовании (4.6) усилитель заменяется единственной эквивалентной
/?С-цепочкой с постоянной времени ту = l/2nfcl.
Для увеличения амплитуды неискаженного выходного сигнала на высоких
частотах необходимо иметь ее запас на низких частотах. Для этого требуется
увеличивать напряжения питания E±t при этом пропорционально увеличатся
значения полосы усиления ОУ и генерируемой им мощности в нагрузке. В настоя-
щее время типичным следует считать амплитуду на выходе монолитного ОУ до
± 20 В на нагрузке 2...10 кОм.
4.3. Элементы схемотехники операционных усилителей
Прежде чем рассматривать полные принципиальные схемы моно-
литных ОУ, целесообразно познакомиться с их характерными элемен-
тами: типовыми схемами входных каскадов, выходных каскадов, вспо-
могательными схемами сдвига уровня, стабилизации режима, защиты
и т. д.
В качестве входного каскада применяется один из видов дифферен-
циального усилителя, который работает с малыми токами эмйттеров
и поэтому обеспечивает благоприятные входные параметры ОУ. Прин-
ципиальные схемы ДУ были рассмотрены в гл. 3. В схемах ОУ первого
поколения применялись входные каскады в виде простых ДУ с малым
коэффициентом усиления (см. рис. 3.1, а, 3.14, а, 3.17). В схемах ОУ
второго поколения используются сложные входные каскады, аналогич-
ные каскадам рис. 3.18, имеющим повышенный коэффициент усиленйя.
Схемы преобразования дифференциальных выходных сигналов
входного ДУ к одиночному выходному сигналу применяются для того,
чтобы использовать полный дифференциальный коэффициент усиления
входного каскада Дд. На рис. 4.6, а, б представлены две простейшие
схемы перехода от дифференциальных выходов к одиночному. Полный
дифференциальный сигнал выделяется между коллекторами входной
дифференциальной пары (например, между коллекторами транзисторов
7\ и Т2 на схеме рис. 4.6, б); этот сигнал не заземлен и непосредственный
съем его с любого коллектора относительно земли позволит использо-
вать лишь половину полного дифференциального приращения сигнала.
Чтобы привести полный дифференциальный сигнал, наблюдаемый
между коллекторами, к одиночному выходу (т. е. относительно земли),
применяются специальные схемы, принцип действия которых сводит-
ся к применению полной внутренней отрицательной обратной связи
в одном плече ДУ. Схема перехода к одиночному выходу не только
исключает потерю коэффициента усиления первого каскада ОУ, но
и обеспечивает его симметричное нагружение. На рис. 4,6, а представ-
лена простейшая схема такого рода, применяемая в качестве второго
каскада в ОУ типа рА702. Если подать на базы транзисторов 7\ и 1\
противофазные и равные по амплитуде (дифференциальные) сигналы
Рис. 4„6. Схемы перехода от дифференциальных выходов ДУ к одиночному:
а —- балансное смещение транзисторов Т\ и Г2; б —переход от дифференциальных выходов
к одиночному в схеме усилителя типа Ц.А709; в — переход к одиночному выходу в сложном
дифференциальном каскаде.
от первого каскада ф UC1 и —Uci, то в левом по схеме плече образуется
отрицательная параллельная обратная связь по напряжению и коэф-
фициент усиления этого плеча близок к единице. Фазировка сигна-
ла в схеме показана условными импульсами. На базе транзистора Т2
присутствует суммарный сигнал —Uc2 •— (Ф^сг) = '—26/с, причем
сигнал*'—UC1 подаётся через резистор Я4. Таким образом, транзистор
Т2 усиливает практически полный дифференциальный сигнал, посту-
пающий с коллекторов предыдущего входного’ дифференциального
каскада [3].
Более сложная схема перехода к одиночному выходу, аналогичная
применяемой в операционном усилителе типа рА709, представлена на
рис. 4.6, б, где первый дифференциальный каскад ОУ (транзисторы 7\
и Т2) симметрично нагружается на второй дифференциальный каскад
(транзисторы у з и- Т4). В этой схеме сигнал с коллектора транзистора
Т3 передаетсяуа резисторы R4 и R2 синфазно. Следовательно, как и в
предыдущей схеме, каскад инвертирующего- единичного усиления
(в данном случае транзисторы Т3 и Т5) позволяет удвоить сигнал, вы-
деляющийся в первом каскаде на резисторе R% относительно базы тран-
зистора Т4 . Второй каскад ОУ (транзисторы Т3 и Т4) управляется пол-
ным дифференциальным сигналом, выделяющимся в первом каскаде
между коллекторам^ транзизторов 7\ и Т2. Коллекторные выходы вто-
рого каскада будут иметь практически симметричные нагрузки в виде
входных сопротивлений эмиттерных повторителей Тв и Тв [3].
На рис. 4.6, в представлена упрощенная схема перехода от диффе-
ренциальных выходов к, одиночному в сложном дифференциальном кас-
каде (см. рис. 3.18). В этой схеме нагрузками усилительных транзис-
торов 7\ и Т2 являются коллекторные цепи транзисторов-Т5 и Т6. Тран-
зисторы Т3 и Т5 образуют неинвертирующий пбвторитель сигнала,
поступающего с коллектора транзистора Т4; этот сигнал выделяется
на резисторе R3. Транзистор Те инвертирует сигнал и на его коллек-
торе возникает сумма сигналов, наблюдаемых между коллекторами
транзисторов Т\ и Т2, которая передается эмиттерным повторителем
Т4 в виде напряжения t/BbIX на низкоомную нагрузку R4.
На выходе ЛИС используются разнообразные схемы выходных
каскадов, ряд из которых приведен на рис. 4.7.
Три основные конфигурации двухтактных выходных каскадов ОУ
и других усилительных ИС представлены на рис. 4.7, а. Выходные кас-
кады могут строиться на транзисторах с дополнительной симметрией
(р-п-р и п-р-п, так называемые комплементерные каскады), либо на
транзисторах одной проводимости (квазикомплементерные каскады).
В этих схемах оба транзистора питаются от двух разнополярных, но
одинаковых по напряжению источников питания. В схеме 1 оба тран-
зистора являются эмиттерными повторителями, в схеме 2 оба транзис-
тора имеют общую коллекторную нагрузку, а в схеме 3 транзисторы
включаются один с эмиттерной, другой с коллекторной нагрузками.
Каскад 1 применяется в качестве выходного усилителя мощности
наиболее часто. Во-первых, на такой каскад подается однофазный сиг-
нал управления, а потенциалы входов п-р-п и р-п-р транзисторов отли-
чаются между собой на 2(7бЭ, поэтому в ряде практических случаев
можно пренебречь переходными искажениями и управлять обоими
транзисторами из общей точки источника сигнала (2(/бэ 2ЕН).
Во-вторых, удовлетворительная симметрия входных и выходных со?
противлений обоих плеч достигается и при нестрогом согласовании
Вр-п-р И Sn-p-n-
На рис. 4.7, б—ж приведены наиболее часто встречающиеся прин-
ципиальные схемы выходных каскадов ИС. Выходной каскад ИС,
представляющий собой многотранзисторную схему, должен обеспе-
чивать требуемую амплитуду сигнала на низкоомной нагрузке (т. е.
обладать малым выходным сопротивлением и пропускать большой ток).
Этот каскад не должен иметь существенный собственный уход постоян-
ного уровня, чтобы не добавлять заметную долю ошибки к сигналам
Ошибок от входных каскадов. Принципиальная схема каскада строится
так, чтобы им можно было управлять от одного полюса источника сиг-
нала. Желательно, чтобы выходной каскад имел значительный коэффи-
Рис. 4.7. Схемы выходных каскадов, используемых в ЛИС:
с —Три основные конфигурации; б —каскад с простыми эмиттерными повторителями; в —
каскад со сложными эмиттерными повторителями; г — каскад с коллекторными выходами;
д — каскад на транзисторах одной проводимости; е — последовательно-балансный каскад;
ж — схема композитного р-п-р транзистора.
до точки управления часто охпатывается ’отрицательной обратной
связью, которая фиксирует его усилительные параметры: коэффициент
усиления и выходное сопротивление.
Каскад на рис. 4.7, б повторяет на низкоомной нагрузке амплитуду
сигнала, обеспечиваемую предварительным каскадом с ОЭ (транзистор
7\ и его нагрузка R). В режиме класса В базы транзисторов Т2 и Т3
соединяются непосредственно, а напряжение коллектора транзистора
Ту при отсутствии входного сигнала с помощью выбора смещения и раз-
личных обратных связей устанавливается близким к нулю. Оба вы-
ходных транзистора в режиме покоя оказываются закрытыми и ток
в нагрузке /?п\не течет. Если потенциал коллектора транзистора Ту
превысит +^бэ\и л и станет ниже чем>—ибэ, то соответственно откроет-
ся п-р-п или р-п-р транзистор и на резисторе выделится положитель-
ное или отрицательное напряжение сигнала. Если общая амплитуда
выходного сигнала, приближающаяся к уровням и Ек, велика, то
характерными искажениями (переходными ступеньками ±£бэ) в ряде
случаев можно пренебречь. В этом каскаде'принципиально то, что один
транзистор включается лишь после того, как выключился другой.
Чтобы перевести каскад 1 в режим класса АВ или А, необходимо
«разнести» потенциалы баз Т2 и Т3 на величину, немного большую, чем
2£бэ- Это можно осуществить включением двух диодов Ду и Д2, кото-
рые в составе монолитной ИС будут иметь схожие с транзисторами Т2
и Т3 напряжения Режим классов А или АВ применяется обычно
в ИС с относительно большой мощностью (небольшая амплитуда сигна-
ла выделяется на нагрузке 5... 10 Ом), спроектированных для усиления
звуковых сигналов. Каскад 1 (рис. 4.7,а) имеет малое выходное сопро-
тивление и является генератором напряжения на нагрузке (ток в на-
грузке в широких пределах пропорционален номиналу резистора £н).
Этот каскад повторяет на низкоомной нагрузке амплитуду сигнала,
полученную в предоконечном каскаде.
Выходное сопротивление каскада для положительной полуволны
сигнала, поступающей на базу п-р-п транзистора,
£вьгх = (£1 ^1 ln-p-n)/(£n-p n 1) = £1/(Вп-р-м 1) фт//э~ , (4.7)
а для отрицательной полуволны, наблюдаемой на базе р-п-р транзис-
тора, выходное сопротивление
Квых = (Ri ip-n-p)/(Bp.n.p -j-1) == R1/(Bp.n.p-[- 1) + <рт/7Г. (4-8)
Так как обычно1 для монолитной ИС Вр.п.р < Вп.р.п, то
> £+Вых- Разницу выходных сопротивлений можно устранить, если
замкнуть весь выходной каскад от общей точки эмиттеров Т2 и Т3 до
базы Ту специальной цепью отрицательной обратной связи. Интерес-
но, что из-за падения В транзисторов при приближении амплитуды
выходного сигнала к уровням Е± выходное сопротивление каскада
возрастает,1* что вызывает нелинейные искажения большого сигнала
вблизи уровней ограничения. В режиме покоя выходное сопротивление
данного каскада бесконечно велико, так как ток в нагрузке ле проте-
кает.
На рис. 4.7, в представлена более современная схема, реализующая
конфигурацию 1. Для уравнения свойств обоих плеч двухтактного кас-
када здесь применяется так называемый композитный р-п-р транзис-
тор (особое включение транзисторов Т3 и Т4). Интегральный композит-
ный р-п-р транзистор (рис. ,4.7, ж) позволяет с помощью низкокачест-
венного бокового р-п-р транзистора (см. рис. 1.13, б) и обычного ин-
тегрального п-р-п транзистора (см. рис. 1.3, а) получит!/ эквивалент
высококачественного р-п-р транзистора с большим коэффициентом
усиления Вр.п.р. Схема интегрального композитного /р-п-р транзис-
тора и фазировка сигналов в нем представлены на рис. 4.7, ж. Эффек-
тивный коэффициент усиления такого транзистора ранен произведению
коэффициентов усиления р-п-р и п-р-п транзисторов.'
Таким образом, данная структура, если в ней применяется боковой
р-п-р транзистор с малым коэффициентом усиления по току, позволяет
получить эквивалент высококачественного р-п-р транзистора с боль-
шим коэффициентом усиления по току без существенного усложнения
технологического цикла.
На рис. 4.7, г показана одна из схем выходного каскада, построен-
ная на основе конфигурации 2. Каскады данного типа применяются
в интегральной схемотехнике редко, несмотря на то, что этот оконеч-
ный каскад обеспечивает коэффициент усиления по напряжению сущест-
венно больший, чем единица. Каскад требует подачи двух строго син-
фазных сигналов управления малой амплитуды, однако по постоян-
ному потенциалу эти сигналы поступают не из одной точки и должны
быть «привязаны» к уровням й Е^, а разность потенциалов —
— ^вх2 всегда должна быть равна 2ЕК—2 э. Коэффициенты усиления
Вр.п.р .и Вп.р.п "должны быть согласованы с большей степенью, чем
в каскаде 1. Каскад 2 является генератором тока в нагрузке. Коэффи-
циент его усиления зависит от номинала резистора нагрузки.
Каскады типа 3 (рис. 4.7, д, е) применяются достаточно часто из-за
того, что в них используются транзисторы с одинаковой проводимо-
стью. Выходное сопротивление этого.каскада принципиально несиммет-
рично: оно является малым для верхнего транзистора, работающего
в режиме с ОК, и большим для нижнего транзистора, включенного по
схеме с ОЭ. Коэффициент усиления верхнего транзистора по напряже-
нию меньше едийицы, а для нижнего транзистора—значительно боль-
ше единицы. Чтобы выходные полуволны от обоих транзисторов про-
суммировались в нагрузке, сигналы управления должны быть инвер-
тированы по фазе и разнесены по потенциалу.
Несмотря на указанные недостатки, каскады типа 3 часто приме-
нялись в ранних схемах ОУ, когда изготовление р-п-р транзисторов
хорошего качества на одной подложке вместе с п-р-п транзисторами
было технологически затруднительным. В настоящее время эти кас-
кады, построенные лишь на п-р-п интегральных транзисторах, при-
меняются для некоторых сверхскоростных и мощных ОУ. Выходной
каскад типа 3 применяется также в ТТЛ-схемах (рис. 4.7, д'), а его мо-
дификация, называемая часто последовательно-балансным усилителем
(рис. 4.7, е), встречается в мощных ИС, предназначенных для усиления
звуковых частот.
Схема сдвига постоянного уровня сигнала при переходе от одиноч-
ного выхода входного ДУ ко входу оконечного каскада является обя-
зательной частью схемы любой многокаскадной ИС, построенной на
биполярных интегральных структурах. Схема сдвига уровня не долж-
на накладывать значительной ошибки на постоянную составляющую
сигнала при йзменениях питающих напряжений и внешней темпера-
туры, а также не вносить существенного ослабления переменной со-
ставляющей сдвигаемого по уровню сигнала.
На рис. 428 приведены различные варианты схем сдвига постоян-
ного уровня, применяемые в ЛИС. Все схемы сдвига потенциала можно
условно разделить на схемы его снижения (сдвиг вниз) и повышения
(сдвиг вверх). Сдвиг вниз применяется в схемах тех ОУ,, у которых
Рис. 4.8. Схемы сдвига постоянного уровня сигнала, применяемые в ЛИС:
а — ГСТ с нормированием токов резисторами; б — ГСТ с нормированием токов за счет раз-
ных площадей эмиттеров интегральных транзисторов Sai и Sa2; в — ГСТ, выполненный на
композитном р-п-р транзисторе; а — стабилитронная схема снижения уровня; д — стабили-
тронная схема повышения уровня.
выходной потенциал одиночного выхода дифференциальной части
является положительным («привязан» к положительному источнику
питания). У сложных дифференциальных каскадов (см. рис. 3.18)
выходной потенциал одиночного выхода является отрицательным отно-
сительно1 нуля, поэтому в схеме сдвига уровня его необходимо повы-
сить, чтобы согласовать с входным потенциалом верхнего плеча выход-
ного каскада (см., например, ОУ типа р.А741 и LM101). Наиболее час-
то схема сдвига уровня строится на основе ГСТ; стабильный ток, про-
ходя через резистор определенного номинала, создает на нем требуе-
мое стабильное напряжение сдвига.
На рис. 4.8, а приведена простейшая принципиальная' схема гене-
ратора стабильного тока (ГСТ), используемого для сдвига постоян-
ного уровня сигнала. В этой схеме транзисторы имеют одинаковую
площадь эмиттеров. Уровень стабильного тока 1й зависит не только от
вспомогательного тока смещения 1Ъ но и от соотношения номиналов
эмиттерных резисторов. Если эти резисторы одинаковы, то Io = If,
в этом случае любое изменение тока Д (например, из-за изменения на-
пряжения питания Ей) «зеркально» отображается транзистором Т2.
Нормирование отношения . токов I0IIi в ИС можно провести
с помощью выбора различных площадей эмиттеров 7\ и Т2 (S В1 и
S э2, рис.4.8, б). В этом случае ток утечки перехода эмиттер — база Is
считается пропорциональным площади эмиттера интегрального транзис-
стора, следовательно, отношение токов Ц/Ц обратно пропорционально
отношению площадей эмиттеров интегральных транзисторов (§ 3.7.1):
/о/Л = 5э1/5э2. (4.9)
Так как ток смещения ГСТ Д = (Ef — s)^i пропорционален на-
пряжению отрицательного питания, то и ток сдвига /0 обеспечит сле-
жение потенциала сдвига за изменениями отрицательного питающего
напряжения и тем самым малое значение ООВП усилителя. Шунти-
рующее действие большого эквивалентного выходного сопротивления
коллекторной Депи транзистора Т2 на источник сигнала невелико.
На рис. 4.8, в представлена схема генератора стабильного тока,
выполненного на композитном р-п-р транзисторе. Эта схема сдвига
уровня удобна потому, что ее транзисторы используются для усиления
сигнала (в отличие от предыдущих схем, где ГСТ выполнял лишь функ-
цию высокоомного резистора).
В ИС применяются схемы сдвига уровня с диодом Зенера (стабили-
троном, рис. 4.8, г, д). Для использования в полупроводниковых ИС
доступен лишь один тип стабилитрона, основанный на свойстве пере-
хода эмиттер — база интегрального транзистора с обратным пробив-
ным напряжением, равным 6,2 В. Схемы сдвига уровня со стабилитро-
ном весьма просты, но имеют ряд существенных недостатков: напря-
жение сдвига всегда постоянно и мало зависит от изменения питающих
напряжений и температуры; режим пробоя р-п перехода вносит зна-
чительные шумовые составляющие в спектр сигнала. Чаще всего схемы
сдвига уровня со стабилитронами применяются в источниках опорного
напряжения — стабилизаторах питания (см. гл. 6).
Разнообразные ГСТ используются в усилительных каскадах для
формирования их усилительных параметров. На рис. 4.9, а представ-
лена принципиальная схема выходного каскада первого серийного мо-
нолитного ОУ типа рА702 [3]. Эта схема характерна тем, что в ней сов-
мещена схема сдвига уровня на ГСТ (транзистор ГД и выходной эмит-
терный повторитель (транзистор Т2). Хотя в настоящее время одно-
тактные выходные каскады класса А в монолитных ОУ не применяются
из-за их низкого к. п. д. и трудностей формирования отрицательной
полуволны выходного напряжения, все же каскад представляет интерес,
как этап развития схемотехники ОУ. Дело в том, что для получения
коэффициента усиления оконечного каскада, большего чем единица,
Рис. 4.9. Принципиальные схемы некоторых каскадов ОУ:
а — эмиттерный повторитель с положительной обратной связью (ОУ типа цА702); б — гене-
ратор разности стабильных токов (часть схемы ОУ типа RM4131); в — ГСТ с внутренней
ООС; г —схема защиты выходного транзистора в режиме к. з.; д, е — источники малого
стабильного напряжения; ж — активный регулятор ГСТ (часть схемы ОУ типа RC4132).
в нем используется для усиления и транзистор Т3, на который с вы-
хода подается положительная обратная связь (ПОС) по току. Для
базы транзистора Т2 напряжение ПОС является параллельным, поэто-
му выходное сопротивление всего каскада снижается', входное сопро-
тивление увеличивается, а стабильный коэффициент передачи эмит-
терного повторителя может быть установлен примерно на уровне 5.
Генератор разности стабильных токов, схема которого приведена на
рис. 4.9, б, используется в некоторых ОУ для питания стабильным то-
ком сложного входного дифференциального каскада с большим коэф-
фициентом усиления (см. рис. 3.18). В связи с тем, что р-п-р ГСТ (тран-
зисторы Т3 и Ts) и п-р-п ГСТ (транзисторы Т10 и Т16) подключены
к разнополярным источникам питания, независимое изменение напря-
жения каждого из них (Ей или Ей) влияет на уровень тока (Zo р.п.р —
— /0 п-р-п), потребляемого дифференциальным каскадом. Если
осуществить стабилизацию токов управления 11р.п р и 1±п-р-п при
изменениях Ей и Ей, той ток, потребляемый первым каскадом ОУ (сле-
довательно, его усилительные параметры), будет очень мало зависеть
от изменения питающих напряжений. Обычно в современных двух-
каскадных ОУ для стабилизации рабочих токов каждого каскада слу-
жит специальная многотранзисторная схема стабилизатора.
Генератор стабильного тока, схема которого представлена на
рис. 4.9, в, является двухтранзисторной схемой с полной внутренней
отрицательной обратной связью. Уровень стабильного тока
/«=«. (4-10)
причем
Ц^ФтМЛ/Д). (4.11)
Если учесть, что
Л = (^смеЩ-2Дбэ)/Д, (4.12)
то
4 = (фт/«2) {In [(С/смещ-З^/ЯЛ-Ш /,}. (4.13)
Транзистор 7\ в этой схеме работает при малом постоянном напря-
жении коллектор •— база, равном 2Дбэ, т. е. при минимальном напря-
жении линейного режима (при любом уровне коллекторного тока Д
напряжение (JKS1 будет равно 2Дбэ). Такое включение транзисторов
часто используется именно в тех схемах ГСТ, в которых необходимо
задать стабильный ток при минимально возможном напряжении UK3.
В малосигнальных' каскадах малые и даже нулевые напряжения кол-
лектор — база 1/кб используются для того, чтобы снизить влияние
токов утечки этого перехода 7кб 0, значительно"возрастающего с рос-
том температуры. Достоинством этого ГСТ является исключение воз-
можности насыщения транзистора Т2.
В заключение рассмотрим некоторые схемы вспомогательных кас-
кадов, применяемых, в ОУ. На рис. 4.9, г показана схема защиты вы-
ходного транзистора от разрушения в режиме к. з., которая реагирует
на превышение током нагрузки предварительного установления уров-
ня /макс .
Если ток через резистор /Д превысит значение
7 макс = (4-14)
то транзистор открывается и защунтирует усилительный транзис-
тор Тг, создав на резисторе R3 большое падение напряжения]
(j6gi = 0,7 В. В этом случае дальнейшее повышение тока эмиттера
транзистора Т2 прекращается. Даже при полном замыкании выхода
(/?н = 0) 7Кз ~ 7макс =
Если устранить причину к. з., ток 1ка исчезает, транзистор 7\
выключается, так как напряжение, управляющее его переходом база—
эмиттер, становится меньше 0,7 В. Например, если — 25 Ом, то
/макс = 7КЗ 25 мА. Данная схема защиты выходных транзисторов
от перегрузки по току широко применяется в схемах ОУ и стабилиза-
торов напряжения питания.
Источники малого стабильного (опорного) напряжения используют-
ся для создания местных стабильных опорных падений напряжения
с уровнями 1...2 В, которые обеспечивают режимы работы каскадов
схем. Например, выходной каскад 1 (см. рис. 4.7, а), выводимый в ре-
жим класса АВ, требует создания весьма точной разности потенциалов
между базами р-п-р и п-р-п транзисторов. Для создания опорных на-
пряжёний можно использовать не только стабилитроны, но и активные
конфигурации.
На рис. 4.9, д приведена схема простейшего транзисторного источ-
ника стабильного напряжения. Если учесть, что ток делителя смеще-
ния
7дел = 77бэ/Дх, (4-15)
то полное напряжение коллектор — эмиттер транзистора
^3 = ^(1+^!)- (4-16)
ЕЩ Если R2 4,5 кОм, a Rt = 7,5 кОм, то UKa ж 1,0 В, причем
UKa практически не зависит от изменения питающих напряжений, если
В транзистора велико (т. е. базовым током транзистора можно пре-
небречь).
Еще более простая схема источника опорного напряжения приве-
дена на рис. 4.9, е. Следует учесть, что транзистор Тг работает при ма-
лом токе Эмиттера, поэтому Ua31<Z Дбэг- Зависимость выходного на-
пряжения (около 2Дбэ) связана с изменениями напряжений источников
питания логарифмической функцией.
Активный регулятор-генератор стабильного тока (рис. 4.9, ж) пред-
назначен для стабилизации напряжений, которыми управляются
в двухкаскадных ОУ ГСТ входного и оконечного каскадов (Дбэ р.п.р
и Дбэ п-р-п)- Стабилизация токов, питающих усилительные каскады,
фиксирует их передаточные проводимости (7/<рт) и ' поэтому Дтабилизи-
рует коэффициенты усиления этих каскадов при вариациях питающих
напряжений. Для современных ОУ, снабженных стабилизаторами
токов усилительных каскадов, коэффициент усиления может поддер-
живаться с точностью 3...6 дБ при изменениях напряжений питания
ют ±3 до ±'20 В при максимальном усилении. 90 дБ и более.
Стабилизатор тока диодов (транзисторы Тг1 И ^21)» от которых по-
дается напряжение смещения на усилительные каскады, имеет компле-
ментерную электрическую схему, примерно симметричную вокруг ну-
левого потенциала. Если изменяется уровень питания Ей (или Ей), то
потенциал базы транзистора Т18 (соответственно Т17) практически не
изменяется, но должен изменяться ток через транзистор Т19 (или Т16).
Изменение этого тока, однако, является незначительным из-за того,
что в каждой половине регулятора имеется стабилизирующий транзис-
тор с полной ООС (Tw или Т17). Излишнее напряжение выделяется на
переходах коллектор — база транзисторов Т17 и Т18. Минимальное
рабочее напряжение регулятора примерно равно сумме падений на-
пряжения на семи открытых кремниевых р-п переходах, т. е. прибли-
зительно равно 5В. Поэтому ОУ, снабженный данной схемой, оказы-
вается работоспособным при напряжениях питания +ЗВ.
Г
4.4. Принципиальные схемы различных операционных
усилителей общего применения
Целью этого параграфа является краткое знакомство, с принци-
пиальными электрическими схемами монолитных ОУ и сравнение их
параметров.
Почти все схемы, упоминаемые здесь, выпускаются различными
фирмами во многих странах, часто под одним и тем же цифровым индек-
сом, однако с собственным буквенным фирменным кодом. Важнейшие
фирмы-изготовители присваивают своей продукции следующие коды:
Fairchild — рА, National Semiconductor °— LM для монолитных схем
и LH для гибридных схем, Motorola — МС, RCA'—СА, Sescosem-—
SFC, Raytheon — RM для военных ИС и RC для коммерческих ИС.
Распространение интегральных монолитных ОУ началось с выпус-
ка в 1964 г. первого крупносерийного ОУ типа рА702, который обла-
дал достаточно хорошим быстродействием, но малым входным сопро-
тивлением, малым коэффициентом усиления, малой амплитудой сигна-
ла. Этот усилитель имел большую мощность потребления. ОУ типа
рА702 практически по всем параметрам уступал дискретным и модуль-
ным полупроводниковым ОУ, выпускавшимся в то время, однако он
имел неоспоримое преимущество в доступности по цене, так как вы-
пускался миллионными сериями [8, 9].
В 1965 г. в серийном производстве появился ОУ типа рА709, ко-
торый оказался классическим, он остается наиболее распространен-
ным в мировой аппаратуре и в начале 70-х годов. Этот усилитель и по
сей день обладает оптимумом технико-экономических параметров: его
электрические характеристики достаточно хороши, чтобы обеспечить
массовость применения в самой разнообразной серийной аппаратуре,
а схемотехника не налагает особых ограничений на технологический
цикл, что обеспечивает благоприятный процент выхода годных изде-
лий, обладающих низкой себестоимостью, на всех предприятиях, ко-
торые осваивают эту интегральную схему [3, 10]. Ежегодный мировой
выпуск этой схемы оценивался в 1970 г. на уровне 20...30 млн. шт.
В конце 60-х годов появилось большое количество ОУ, структурные
схемы которых копировали ОУ типов рА702 и рА709. Эти усилители
образовали так называемое первое поколение интегральных ОУ, для
них параметры ИС типа рА709 являлись ориентиром. Большинство
вновь выпускаемых ОУ имеет совместимую с рА709 цоколевку, что
очень удобно для модернизации серийной аппаратуры.
Усилитель типа рА709 нашел широкое распространение в массовой
аналоговой аппаратуре обработки данных. С его помощью удалось
стандартизовать не менее 120 схем высокоточных аппаратурных блоков
и была подготовлена схемотехническая база для применения следу-
ющих поколений интегральных ОУ. Результатом этой работы явились
подробные инструкции и справочники по применению ОУ [3]._Даль-
нейшее развитие интегральных ОУ позволило значительно упростить
методику их применения в аппаратуре и вместе с тем повысить точность
установки передаточных функций блоков. Для достижения этих целей
потребовалось значительно увеличить запас коэффициента усиления
и входного сопротивления ОУ, свести к минимуму число внешних вспо-
могательных элементов, улучшить энергетику. Таким образом, схемо-
технические и технологические усовершенствования в ОУ коснулись
методов компенсации и балансирования, принципиального повышения
быстродействия, минимизации входных токов, ошибок смещения
и дрейфов, увеличения к. п. д. усилителя (повышения амплитуды сиг-
нала на фиксированной нагрузке при снижении тока, потребляемого
в режиме покоя), обеспечения работоспособности при больших измене-
ниях питающих напряжений. Кроме того, оказалось необходимым
принять схемотехнические меры для защиты усилителей от опасных
режимов работы. ^'1
Такими последователями ОУ типа рА709 стали усилители типа
рА741 и. LM101A (1968 г.), а также более новые ОУ типа LM108,
RM4131. Эти усилители требуют применения принципиально более
высококачественного технологического цикла, поэтому цена их выше,
чем ОУ типа рА709. Однако ими постепенно заменяют ОУ типа рА709
в тех случаях, где требуется повышенная точность и стабильность пере-
даточной функции аппаратурного аналогового блока.
Электрические параметры монолитных усилителей второго и по-
следующих поколении сравнимы с параметрами специальных преци-
зионных модульных ОУ, однако интегральные ОУ имеют во много раз
меньшие габариты и вес и работают в более широком диапазоне темпе-
ратур.
Следует отметить, что аппаратура, для которой выпускаются новые
высококачественные интегральные ОУ, должна быть подготовлена для
полного использования всего запаса их параметров. В атом случае ос-
воение дорогостоящих технологических циклов производства усовер-
шенствованных ОУ окажется технически целесообразным, а себестои-
мость изделий в массовом производстве будет приемлемой.
Вместе с тем в конце 60-х годов наметилась тенденция к выпуску
специализированных’интегральных ОУ. Например, для обработки низ-
кочастотных сигналов в аппаратуре, работающей от батарей, широкое
распространение получили микромощные ОУ. Для сравнения сигналов
’ ' Таблица 4.1 Параметры базовых монолитных ОУ первого поколения
Параметр Тиг ЦА702 ОУ Ц.А709 '
Коэффициент усиления Ко> В/мВ Частота единичного усиления /т, МГц Скорость отклика при замкнутой петле ООС р, В/мкс Допустимое входное синфазное напряжение ±£синф. В ООСС, дБ Допустимое входное дифференциальное напряжение ±^вхд, В Входное дифференциальное сопротивление RBxn. кОм Входное напряжение смещения нуля 1/смо, мВ Входной ток смещения /СМещ, мкА Разность токов входов Л/вх, нА Амплитуда выходного сигнала ±ДВых, В Выходное сопротивление 7?Вых, Ом Номинальные напряжения питания Д+ и Е~, В Потребляемый ток при номинальном питании /п, мА Потребляемая мощность -при номинальном питании Рп, мВт ООВП; мкВ/В Параметры монолитных ОУ второго 3600 60 >20 ±0,5, —5 95 + 1, -5 40 0,5 2 180 ±4 (нагрузка ' 10 кОм) 200 +12, —6 4,5 80 75 • Та( токоления*) 45000 1 0,3 ±10 90 ±5 400 1,0 0,2 50 ±13 (нагрузка 2 кОм) 150 ±15 2,5 80 25 1 >лица 4.2
Параметр LM101 ЦА741 LM101A RM4131 LM108
Ко, В/мВ fr, МГц р, В/мкс ±-Есинф, В ООСС, дБ Г^вхд, В Рвхд, кОм Uсм о, мВ Iсмещ, НА Д1вх, нА ± Г^вых, в Д+ и Е~, В- 7П, мА Ррасс, мВт ООВП, дБ Параметр RBbIX не 50...160 3 ±15 70...90 ±30 300...800 1...5 120...500 40...200 ±(12...14) ±15 (1,2...2,5) 500 70...90 определяе 50...200 3 0,5 ±15 70...90 ±30 400 1..5 200..500 30..200 ±(12...14) ±15 (1.2.-1.8) 500 тся. 50...160 3 0,6 ±15 80...96 ±30 1500...4000 0,7...2,0 30...75 1,5...10 ±(12...14) ±15 (1,2...2,5) 500 80...96 50...160 4 1,5... 2,0 ±15 80...100 ±30 2200- 3500 0,7...2,0 30...50 1,5...10 ±(12...14) ±15 (1,3...1,9) 500 80...100 50...300 5 . 0,2 86...100 (50-70)-103 0,7...2,0 0,8...2,0 0,05...0,2 ±(13...14) ±15 0,15...0,5 500 80...96
с опорными уровнями и для считывания информаций с устройств маг-
нитной' памяти применяются специализированные ОУ-компараторы,
в которых реализуется максимальное быстродействие за счет того, что
сигнал на выходе являемся стандартным, совместимым с низкоуровне-
выми цифровыми ИС. Некоторые виды ОУ проектируются под опреде-
ленную передаточную функцию, соответствующую стандартному мето-
ду обработки сигналов (например, на базе ОУ изготавливаются спе-
циальные ИС-демодуляторы для приемников цветного телевидения).
В данном параграфе кратко рассматриваются принципиальные схе-
мы и свойства наиболее известных стандартных ОУ. Параметры этих
ОУ классифицированы в виде однотипных таблиц. В табл. 4.1 приведе-
на сводка параметров наиболее известных ОУ первого поколения (трех-
каскадных ОУ), в табл. 4.2 — параметры некоторых ОУ второго по-
коления (двухкаскадных). Параметры нескольких микромощных ОУ
сведены в табл. 4.3 [3, 11, 12].
Т а б л иц а 4.3
Параметры некоторых микромощных ОУ
Параметр ЦА735 RC4132 WC188
Ко, В/мВ 20 50...160 30
/т, МГц — 0,15 0,5
р, В/мкс 0,03 0,13 ±0,2, —0,01
±±синф> В — ±15
ООСС, дБ — 70...90 70
^ВХД, В —• <±30
^ВХ Д, кОм >10 000 10 000 400
/7 см о > мВ 1 1,5...5,0 13
Iсмещ» нА 5 10...25 150
AZbxj нА 0,5 1...5 50
i ^ВЫХ, В — ±(12...14)
^ВЫХ| Ом .—. — 10 000
Е+ и Е-, В ±(3,15) ±(3...15)
/п, мА 0,016 0,05 •
Е± =±ЗВ Е± =-±ЗВ —
ООВП, мкВ/В — 70...90 —
4.4.1. Усилитель типа цА702
Операционный усилитель типа рА702 является высокоскоростным
ОУ общего применения. Его принципиальная схема и цоколевка при-
ведены на рис. 4.10, а [3], а сводка параметров1—в табл. 4.1. Усилитель
имеет два дифференциальных каскада усиления напряжения. Первый
каскад (Т2...Т3) работает при стабильном токе эмиттеров /0 = 200 мкА
и поэтому обеспечивает
Kut = (Л/<Рт)Я2 ~ 15.
Ток второго дифференциального каскада (Td...7B) не фиксируется
генератором стабильного тока. Он имеет уровень 0,3 мА, поэтому коэф-
фициент усиления второго каскада примерно равен 96.
Смещением, выделяющимся на включенном диодом транзисторе Те
и резисторе /?0, управляются ГСТ входного каскада (транзистор Тг)
и ГСТ сдвига постоянного уровня сигнала, подаваемого на выходной
Рис. 4.10. Операционный усилитель типа рА702:
я — принципиальная схема и цоколевка (вид на корпус со стороны крышки); б —его пе-
редаточная характеристика (£—25° С, " 12 В, —6 В).
равен 2,5. Схема использования полного дифференциального коэффи-
фициента усиления первого каскада и схема выходного эмиттерного
повторителя были рассмотрены на рис. 3.17, 4.6, а и 4.9, а. Таким об-
разом, общий номинальный коэффициент усиления ОУ типа рА702
составляет 3600.
В схеме ОУ имеется вывод с нулевым потенциалом (земля, вывод 1).
Однако при замыкании его на нуль внешнего потенциала, напряжение
коллекторов транзисторов Т12 и Т3 никогда не сможет превысить по-
тенциал 4- ибэ относительно входов. Применительно к данной схеме
это является недостатком, так как ограничивает допустимую амплиту-
ду дифференциальных и синфазных сигналов на входе ДУ: положитель-
ный входной дифференциальный сигнал не может иметь потенциал
больше чем -ф-2£7бэ, а синфазный больше чем + Ебэ, иначе запертые
в линейном режиме переходы коллектор •— база входных транзисто-
ров могут открыться управляющим напряжением и работоспособность
ОУ будет нарушена.
Чтобы получить симметричный биполярный выходной сигнал
с амплитудой ±6 В, для данного ОУ требуется применить несиммет-
ричные источники питания Е£ = 12 В и Ей = ‘— 6В.
Рис. 4.11. Амплитудно- и фазо-частотные характеристики ОУ типа рА702 (а);
появление подъема частотной характеристики (6) в зависимости от допусти-
мого запаса по фазе на самовозбуждение Аср при замкнутой петле ООС.
На рис. 4.10, б представлена передаточная характеристика ОУ ти-
па рА702. Эта характеристика имеет значительную несимметрию.
Положительная обратная связь, вводимая делителем Rlf—R12 в цепь
ГСТ сдвига уровня (транзистор Та) увеличивает амплитуду сигнала
в отрицательную область. Частотная характеристика усилителя рА702
(рис. 4.11, а) имеет наклон ‘—40 дБ/дек. почти во всем частотном диапа-
зоне. Поэтому без частотных коррекций не удается использовать коэф-
фициент усиления с обратной связью менее 50 дБ (т. е. менее 300). Это-
му коэффициенту усиления соответствует собственный сдвиг фазы
сигнала в усилителе (на частоте /с2) 135°, т. е. в том режиме запас по
фазе на самовозбуждение при замкнутой петле ООС равен 45°.
Если увеличивать глубину ООС (т. е. .устанавливать меньшие коэф-
фициенты усиления), то за предельной частотой /пр внутренний сдвиг
фаз достигнет 180°, запас по фазе исчезнет и усилитель превратится
в автогенератор. Когда допускается работа усилителя при малых запа-
сах по фазе на самовоз уждение, удается расширить полосу усиления,
но необходимо считаться с тем, что на частотной характеристике по-
явится подъем. Нормированные частотные характеристики, иллюстри-
рующие этот факт, представлены на рис. 4.11, б. Для коэффициентов
усиления при замкнутой петле, находящихся в пределах от 300 до 1,
необходимо корректировать частотную характеристику. Для этого
в схеме ОУ типа рА702 имеется два специальных вывода (выводы 5
и 6 на рис. 4.10, а).
Возможны два варианта подключения корректирующих элементов
к этим выводам. Если соединить «интегрирующей» 7?С-цепью вывод 6
и землю, будет иметь место коррекция на отставание по фазе (lag com-
pensation). Если включить «дифференцирующий» конденсатор между
выводами 5 и 6, можно осуществить коррекцию частотной характе-
ристики на опережение по фазе (lead compensation). Кроме этих мер,
иногда удается стабилизировать усилитель, если замкнуть 7?С-цепью
его выводы 2 и 3. Наиболее трудно, как показывает опыт, обеспечить
устойчивость ОУ в режиме повторителя, реализовав при этом наи-
большее быстродействие, соответствующее частоте fT усилителя.
На рис. 4.12, а представлена полная схема неинвертирующего пов-
торителя входного сигнала Uc, выполненная на ОУ типа рА702.Час-
тотная характеристика этой схемы скорректирована на отставание по
фазе. Соответствующие этому методу коррекций зависимости ампли-
туды выходного сигнала от частоты при различных номиналах элемен-
тов цепи коррекции представлены на рис. 4.12, б.
Метод компенсации частотной .характеристики на опережение по
фазе позволяет существенно расширить полосу усиления за счет умень-
шения запаса по фазе. На рис. 4.12, в представлена схема инвертиру-
ющего усилителя, снабженного элементами компенсации данного типа.
Частотные характеристики, соответствующие этому режиму, показа-
ны на рис. 4.12, г. Режиму инвертирующего повторителя здесь соот-
ветствует характеристика 3, которая равномерна до частоты, пример-
но равной 10 МГц. Таким образом, применяя ОУ типа рА702 в раз-
личных схемах включения, необходимо тщательно подобрать два-три
внешних корректирующих элемента, что представляет собой опреде-
ленные неудобства.
Для обеспечения устойчивой работы усилителя требуется ряд дру-
гих вспомогательных элементов. На схеме (рис. 4.12, а) между входами
ОУ включена цепь Д^—назначение которой — предотвратить триг-
герный режим. Данное явление имеет место в неинвертирующем вклю-
чении для всех усилителей с простыми дифференциальными входами.
Причиной его является эффект переключения состояния входов
(latch-up). Если в схеме (рис. 4.12, а) с выхода ОУ (вывод 7) по цепи
обратной связи на инвертирующий вход (вывод 2) поступит импульс то-
ка большой амплитуды, входной транзистор первого каскада (Т2 на
рис. 4.10, а) может перейти в режим насыщения. В этом случае через
малое внутреннее сопротивление насыщенного транзистора Т2 и цепь
обратной связи выходной сигнал ОУ поступит на неинвертирующий
вход (на базу транзистора Т3). Отрицательная обратная связь в схе-
ме превратится в положительную. Усилительная схема перейдет
в триггерный режим, поэтому выходной сигнал ее скачком перейдет
в состояние ДВЬ1Х « Е«, причем чувствительность ко входным сигналам
будет потеряна. Если насыщающий ток, определяемый в этот момент
напряжением Е£ и внутренним сопротивлением цепи обратной связи,
чрезмерно велик, данный режим вызовет пробой транзистора входного
Рис. 4.12. Подключение цепей коррекции частотных характеристик к ОУ типа
gA702:
а — неинвертирующего повторителя; б — амплитудно-частотные характеристики этой схемы
при £1^'=12 В, £^“=6 В, £н=100 кОм и различных номиналах элементов коррекции:
/) С(=0.1 мкФ, 7?з=0; 2)* Ст=0,01 мкФ, £3=20 Ом; 3) Ci = 1000 пФ, £3=200 Ом; 4) Ci = 100 пФ,
Лз=2 кОм; в —схема инвертирующего усилителя; г— частотные характеристики этой схемы
при различных значениях номиналов: 1) £с=100 Ом, С2=0, Т?2=оо; 2) кОм, Gs=1000 пФ.
200 Ом, 3) то же, но £с=10 кОм.
каскада. Для ограничения разности напряжений между входами и си-
лы тока входов служит цепь Дг. Следовательно, для предотвра-
щения эффекта переключения состояния входов требуется применить
еще два внешних навесных элемента.
На рис. 4.13 представлены три схемы балансировки ОУ типа рА702.
Этот усилитель имеет повышенный входной ток, что необходимо учи-
тывать при выборе схемы балансировки. Если сопротивление источника
сигнала невелико (т. е. можно пренебречь долей напряжения смещения
нуля, возникающей на сопротивлении источника сигнала за счет вход-
ных токов ОУ), целесообразно применить схему балансировки, приве-
денную на рис. 4.13, а.
Схема рис. 4.13, б позволяет скомпенсировать одним регулятором
как Uciil о усилителя, так и напряжение ошибки, возникающее за счет
разности входных токов Л/Вх. На рис. 4.13, в представлена простей-
шая схема балансировки усилителя, в которой используется падение
напряжения, возникающее на резисторах, включенных в цепи входов,
за счет большого уровня входных токов. Все эти схемы балансировки
обеспечивают условия баланса ((/Вых = 0-при Uс = 0) в относительно
узком диапазоне температур.
Подводя итог краткому рассмотрению принципиальной схемы ОУ
типа рА702 и методов его включения, можно сделать следующие выво-
ды: усилитель не обладает значительным запасом усилительных пара-
метров, имеет невысокий к, п. д., малую амплитуду неискаженного
сигнала и небольшую нагрузочную способность. Данный усилитель
является быстродействующим, однако для обеспечения его устойчи-
вого режима работы требуется 5... 10 внешних навесных элементов.
4.4.2. Усилитель типа рА709
Усилитель типа рА709, принципиальная схема которого приведена
на рис. 4.14, а, является высокоточным ОУ общего применения с от-
носительно невысоким быстродействием [3, 10]. Цоколевка этого уси-
лителя показана на рис. 4.14, б.
Принципиальная схема этого ОУ состоит из трех.каскадов. Входной
каскад является дифференциальным с простыми входами. Он работает
в режиме микроамперных токов эмиттеров при относительно неболь-
ших номиналах коллекторных нагрузок (транзисторы 7\ и Т2 и ре-
зисторы = /?2 = 25 кОм).Ток первого каскада задается ГСТ (трап-
зистором Tu) на уровне 10 = 40 мкА. Таким образом, дифференциаль-
ный коэффициент усиления по напряжению первого каскада
Kut = 4Як1/(2т<Рт) = 40 10-е.25-103/(2• 1,5• 26- КН3) = 12,5. (4.17)
Входное дифференциальное сопротивление ОУ, определяемое первым
каскадом,
RBX д = 4тфт (Вп.р.п + 1)//0 = 320 кОм (4.18)
при Вп.р.п =,Ю0, т = 1,5, <рт = 26 мВ.
/о о«
а
Коррекция Вх.
Коррекция Вх.
8 Л +
£’ Xt^JyBbix.
Коррекция Вых.
с S
Рис. 4.14. Операционный усилитель типа р,А709:
я-— принципиальная схема; б- -цоколевка усилителя (вид иа корпус со стороны крышки).
Номиналы резисторов R( и Rz ограничены размерами подложки, за
счет них увеличить значение Ки± нельзя. Поэтому требуется использо-
вать полный дифференциальный коэффициент усиления первого каска-
да. Нагрузка, подсоединяемая к нему, должна быть хорошо сбаланси-
рованной. Исходя из этих предпосылок, схема второго каскада также
выбрана балансной (транзисторы Тs, Тъ и Т6).Каждое плечо вто-
рого дифференциального каскада имеет модифицированную схему
Дарлингтона, обеспечивающую входное сопротивление не менее
200 кОм. Суммарный ток эмиттеров усилительных транзисторов (Т6
и Т6) в номинальном режиме составляет около 0,6 мА, таким образом,
коэффициент усиления второго каскада
Кг, = (/э5/<Рт)Як2=Н0. (4.19)
Ток второго каскада R = 0,6 мА создает на транзисторе Т10 (в диод-
ном включении) падение напряжения U'es, нормирующее ток транзис-
тора Тг1 на уровне /0 = 40 мкА. По этой же цепи осуществляется отри-
цательная обратная связь по синфазному сигналу (см. рис. 3.17). Вто-
рой каскад симметрично нагружен на два эмиттерных повторителя (тран-
зисторы 7\ и Те). С эмиттера Т8 снимается выходной сигнал. Транзис-
тор Тч является инвертором с единичным усилением, который сумми-
рует сигнал, выделяющийся на резисторе Rlt с сигналом, выделяющимся
на резисторе Т?2 (см. рис. 4.6, б), что обеспечивает использование пол-
ного дифференциального выходного сигнала первого каскада.
Схема сдвига уровня в данном ОУ выполнена на невысококачест-
венном интегральном р-п-р транзисторе Т9, имеющем боковую струк-
туру и обладающем поэтому Вр.п.р > 2. Данный транзистор не толь-
ко сдвигает постоянную составляющую сигнала, но и участвует в его
усилении, являясь каскадом с ОБ.
Потенциал базы этого транзистора фиксируется на том же уровне,
что и потенциал эмиттеров’ транзисторов Т5 и Т6, поэтому коллектор-
ный ток его стабилизируется, а сигнал подается на эмиттер транзисто-
ра Ts. Потенциал базы транзистора Т12 должен быть примерно равен
(—Ей + Дбэ), а потенциал базы транзистора Ts можно найти следу-
ющим образом.
Так как коллекторный ток транзистора Т6 равен /к5, то потенциал
базы составляет U&i = •— IV6R6. Потенциалы эмиттеров тран-
зисторов Т-; и Т8 равны T7R7 — Пбэ, а падение напряжения на резисто-
ре 7?! равно 7/д, = IoRi/2.
Таким образом, потенциал коллектора транзистора Тг
(4.20)
откуда можем заключить, что потенциал эмиттеров Тъ и Т6 (соответст-
венно базы Ts)
^5.0 = = ^1-2Пбй = Е+ - /МТ?5. (4.21)
Потенциал эмиттера транзистора Ts
^a8 = t/69 + t/63- (4.22)
Исходя из этого, можем найти падение напряжения на резисторе
+ Io RJ2 + 2U63 = 1^/2 + иб0 = IR, R4. (4.23)
Оно не зависит от напряжения питания Ей и приближается к 1 Ё. Сле-
довательно, ток через резистор R7 примерно равен 1 мА. Потенциал
коллектора транзистора Тд (т. е. входа оконечного каскада) равен
Укэ = ^612 = ЕК ±1к9 (Т?12 ± 7?13) =
= Ек ± /э9 [Bp-n-pl(Bp-n-p + 1) (R и + Rib)- (4.24)
При Ей ~ '—12 В, Iэ9 — 1 мА, Вр.п.р = 2, R12 = 10 кОм и Ris ~
= 75 Ом получаем Ue12 = —4,8 Ё. Потенциал Ue12 пропорционален
отрицательному напряжению питания Ей- Чтобы скомпенсировать
влияние нестабильности Ей на потенциал 1йб12, часть тока IR, (про-
текающая через Rs) зависит от Ей.
В этих расчетах предполагалось, что все напряжения £7бэ инте-
гральных транзисторов одинаковы, базовыми токами п-р-п транзисто-
ров можно пренебречь, а токи через резисторы обратной связи Rg и 7?1В
малы.
Выходной каскад ОУ состоит из усилителя напряжения (Т12 —
Rm) и его нагрузки р-п-р и п-р-п эмиттерных повторителей. Вы-
ходной р-п-р транзистор (Т18) имеет так называемую вертикальную
структуру, т. е. в качестве его коллекторной области используется
р-подложка, припаиваемая к Донышку корпуса. Этот транзистор имеет
нижний вывод коллектора при относительно тонкой базе (см.
рис. 1.13, а), что определяет достаточно большое значение Вр.п-р
(более 20) и хороший теплоотвод. Таким образом, выходной каскад
усилителя даже в режиме с разомкнутой петлей ООС имеет примерно
симметричные свойства по амплитуде сигнала и выходному сопротивле-
нию в обоих полярностях. Корпус усилителя типа рА709 соединен с ис-
точником питания Ей.
Коэффициент усиления выходного каскада при номинальном пита-
нии ±15 В зафиксирован на уровне примерно 30 с помощью параллель-
ной ООС по напряжению, создаваемой резисторами R-t и /?15:
Ku. ~ RvJRi = 30. (4.25)
За счет этой внутренней ООС выходные сопротивления п-р-п и
р-п-р эмиттерных повторителей уравнены и составляют в среднем
примерно 150 Ом. Однако запас усиления по петле рК0 для этого кас-
када невелик, поэтому Кц, уменьшается при снижении питающих на-
пряжений и Ей, а выходное сопротивление увеличивается с прибли-
жением уровня сигнала к питающим напряжениям.
С помощью транзисторов T1S и выходной сигнал поступает на
нагрузку поочередно (режим класса В), причем каждый из транзисто-
ров не может включиться до тех пор, пока не выключится другой. Пе-
реходные искажения в виде ступенек ±£7бэ малозаметны, так как
уменьшаются в масштабе отрицательной обратной связи, осуществля-
емой через резистор R&.
Таким образом, общий коэффициент усиления ОУ типа рА709 при
£к = 15 В составляет
Ко = КиДиЛи, = 12,5 - 110 - 30 = 41 250. (4.26)
Сводка параметров серийных ОУ типа рА709 приведена в табл. 4.1.
Следует учесть, что большинство фирм делит массу продукции дан-
ного изделия на три группы: рА709А (высококачественный военный,
тип усилителя), рА709 (стандартный) и рА709С (для промышленной
электроники). Параметры схем трех упомянутых разновидностей зна-
чительно отличаются.
Рис. 4.15. Основные характеристики ОУ типа р,А709:
а — передаточная С'вых(С'вх) при Е± =15 В и Лн=10 кОм; б — малосигнальные частот-
ные при Е± =15 В и различных номиналах элементов коррекции: 1) Д1=1,5 кОм; Ct =
=5000 пФ, С2=200 пФ; 2) Д, = 1,5 кОм; Ci=500 пФ, С2=20 пФ; 3) Д1=1,5 кОм; С,=100 пФ,
С2=3 пФ; 4) /?[=0, Ci=JO пФ, С2=3 пФ; в — подключение элементов коррекции; г — ам-
плитудно-частотные при Е± =15 В и Дн=10 кОм: 1) Д1=1,5 кОм, Сп=1500 пФ, С2 = 200 пФ;
2) R, = 1,5 кОм, С, = 500 пФ, С, = £0 пФ; 3) = 1,5 кОм, С, = 100 пФ, С2 = 3 пФ; 4) R, = 0,
С\ = 10 пФ, С2=3 пФ.
Передаточная характеристика ОУ рА709 представлена на
рис. 4.15, а. Выходное напряжение сигнала t/BbIX симметрично для
положительной и отрицательной полуволн. Максимальная амплитуда
его приближается к напряжению питания Ек. Малосигнальная частот-
ная характеристика данного ОУ (рис. 4.15, б) соответствует в режиме
без ООС трем постоянным времени, поэтому для коррекции ее необхо-
димо применить в общем случае две 7?С-цепи. Второй каскад корректи-
руется включением фазосдвигающей /?С'-цепи между выводами / и t>,
а коррекция частотной характеристики выходного каскада осущест-
вляется с помощью внешнего шунтирующего конденсатора отрицатель-
ной обратной связи,' включаемого между выводами 6 и 5 (рис. 4.15, в).
Амплитудно-частотные, характеристики большого сигнала, соответст-
20к
Рис. 4.16. Схемы включения ОУ типа |лА709 и схемы защиты от неправильных
режимов работы:
а — инвертирующий повторитель; б — неинвертирующий повторитель; в — защита усилителя
от эффекта переключения состояния входов; г — защита входов ОУ от пробоя; д — защита
выхода в режиме к. з.; е — балансировка по входному каскаду; ж—балансировка по второ-
му каскаду.
вующие различным номиналам элементов компенсации, представлены
в виде графиков на рис. 4.15, г.
На рис. 4.16, а, б представлены схемы включения ОУ типа рА709
в схемах инвертирующего и неинвертирующего повторителей с частот-
ной характеристикой, обеспечивающей реализацию единичного усиле-
ния с максимальным запасом по фазе. Скорость нарастания большого
сигнала для ОУ типа рА709 в схеме неинвертирующего повторителя
р гС 0,ЗВ/мкс, что определяет наименьшую скорость нарастания вы-
ходного сигнала-этого ОУ.
Дополнительный резистор с номиналом 51 Ом в цепи выхода пред-
назначен для защиты выходного каскада в моменты включения от
бросков выходного тока, которые будут иметь место при емкостной
нагрузке усилителя. При нулевых начальных условиях незаряженный
конденсатор нагрузки представляет собой в первый момент переходного
процесса короткое замыкание для выходного-сигнала. Это явление на-
блюдается и при емкостном характере ООС (например, в режиме ин-
тегратора).
В неинвертирующем режиме при больших амплитудах сигналов
в усилителе может возникать эффект переключения состояния входов.
Для его устранения можно воспользоваться схемой защиты входов
усилителя рА702 или собственной схемой (рис. 4.16, в), в которой крем-
ниевый диод Дг ограничивает выходное напряжение на уровне 0,7 В
до тех пор, пока входные емкости первого каскада не зарядятся и не
появится сигнал на выходе второго каскада ОУ (коллектор вы-
вод 8).
Диапазон входных сигналов для ОУ типа рА709 зависит от напря-
жений источников питания. При Дк = ±15 В на оба входа ОУ можно
подавать синфазные сигналы в пределах +8 В (при этом не ухудшится
значение ООСС), а между входами могут присутствовать дифферен-
циальные сигналы на уровне ±5 В (не больше, чтобы переходы база-
эмиттер транзисторов 7\ и Т2 не перешли в стабилитронный режим про-
боя, соответствующий напряжению 6...7 В). Если есть опасность пре-
вышения этих пределов, необходимо применить схему защиты входов
от пробоя (рис. 4.16, г). Напряжение пробоя стабилитронов Дг и Д2
в первой схеме защиты, которая удобна для компараторов, сравнива-
ющих большие сигналы, должно быть не более 5 В, а вторая схема огра-
ничивает сигналы между входами на уровне ±Ибв.
Усилитель рА709 не рассчитан на продолжительную работу в ре-
жиме короткого замыкания выхода. Поэтому, если имеется опасность
такого режима или нагрузка носит емкостный характер, необходимо
включить в цепь выхода (вне петли ООС) резистор, ограничивающий
ток (рис. 4.16, д). Резистор — 200 Ом делает длительный режим
к. з. полностью безопасным для усилителя. При емкостной нагрузке
полезно увеличить номинал корректирующего конденсатора выходно-
го каскада, чтобы снизить скорость нарастания выходного напряжения
этого каскада и, следовательно, емкостного тока, протекающего в на-
грузке.
Для ОУ рА709 можно применить схемы балансировки по входам
(например, схему рис. 4.16, е) или по второму каскаду (рис. 4.16, ж).
Последний способ удобнее, так как входы ОУ освобождаются для под-
ключения источников сигналов, а уровень возможных наводок и помех
снижается. Однако усилитель имеет относительно большой входной
ток (0,2 мкА), поэтому полностью отказаться от схем балансировки по
входам не удается (например, в схемах компенсации начального тока
интегратора).
Подводя итог краткому рассмотрению электрических схем, обеспе-
чивающих использование ОУ рА709 в аппаратуре, .можно сделать сле-
дующие выводы. ОУ типа рА709 имеет достаточно хороший запас уси-
лительных параметров, который позволяет реализовать передаточные
функции блоков аппаратуры в широком диапазоне температур с общей
точностью 0,5... 1,0%, при достаточном в большинстве случаев быстро-
действии. Однако схема типа р,А709 требует для своего обслуживания
3...8 внешних навесных элементов. С усилителя типа рА709 началось
массовое внедрение высокоточных ОУ в серийную аппаратуру.
4.4.3. Усилитель типа LM101
Операционные усилители общего применения типа LM101
(рис. 4.17) и LM101A, выпущенные в 1967—1968 гг., являются усовер-
шенствованными стандартными высокоточными схемами. Их разра-
ботка явилась началом нового схемно-технологического этапа разви-
тия ЛИС общего применения [12].
Рис. 4.17. Принципиальная схема ОУ типа LM101.
В усилителе типа LM101 были использованы как схемотехнические
новинки (сложный входной дифференциальный каскад с большим коэф-
фициентом усиления, стабилизатор коэффициента усиления, малое ко-
личество резисторов, схемы защиты выхода в режиме короткого замы-
кания и полной защиты от триггерного режима), так и новые интеграль-
ные полупроводниковые структуры (высокоомные пинч-резисторы,
высококачественные боковые р-п-р транзисторы, примененные не толь-
ко в выходном, но и во входном каскаде) [13]. Принципиально и то,
что ОУ типа LM101 имеет два усилительных каскада (а не три, как у его
предшественника типа рА709). Применение двухкаскадной структурной
'схемы упрощает методику коррекции частотной характеристики, так
как оба каскада имеют значительные коэффициенты усиления (пример-
но 200), а третья постоянная времени из частотной характеристики
исключается. Параметры ОУ типа LM101 (см. табл. 4.2) примерно соот-
ветствуют параметрам ранее рассмотренного ОУ типа рА.709, но прин-
ципиальным достижением является снижение потребляемого тока
почти в два раза при сохранении быстродействия и точности работы
схемы.
Новым явилось также и значительное упрощение схем включения
ОУ типа LM101 в аппаратуре. Для данного ОУ требуется всего один
компенсирующий конденсатор (по сравнению с тремя элементами ком-
пенсации ' у рА709) и не требуется специальных внешних элементов
защиты входа и выхода от опасных режимов работы. Таким образом,
новая внутренняя принципиальная схема ОУ, базирующаяся на усо-
вершенствованных полупроводниковых структурах, позволила улуч-
шить внешние характеристики интеграции аппаратуры, так как
исключила необходимость применения от пяти до восьми навесных
резисторов, конденсаторов и диодов. Резистор балансировки усилителя
типа LM101 не подключается непосредственно к цепям входов.
Схема усилителя имеет сложный входной дифференциальный уси-
лительный каскад, нагрузками в котором служат генераторы стабиль-
ных токов, имеющие эквивалентное выходное сопротивление на уровне
сотен килоом, что позволяет повысить коэффициент усиления -первого
каскада до 200. В этот каскад входят транзисторы 7\‘— Tit Ти и Т12.
Одиночным выходом ДУ является эмиттерный повторитель Ти. Далее
сигнал усиливается вторым усилительным каскадом с ОЭ (транзистор
Т1Ъ), нагрузкой которого является ГСТ-—транзистор Т16 и входное
сопротивление двухтактного оконечного каскада. Транзистор Т15 со-
гласован со своей нагрузкой эмиттерным повторителем 7\8, поэтому
эквивалентное сопротивление нагрузки каскада с ОЭ (транзистор Т15)
составляет несколько десятков килоом и его коэффициент усиления
превышает 200.
Двухтактный выходной каскад состоит из п-р-п эмиттерного повто-
. рителя (транзистор Т20) и композитного р-п-р эмиттерного повторителя
(транзисторы Т21 и Т22). Транзистор Т1а работает как ограничитель тока
управления транзистором Т20, когда выходной ток превышает 25 мА.
Транзистор Т22 защищен от разрушения в режиме к. з. выхода резис-
тором с номиналом 50 Ом.
Генератор стабильного тока (транзистор ТБ), обслуживающий вход-
ной каскад, управляется падением напряжения, выделяющегося на
транзисторе Те в диодном включении. Транзисторы Т7—Тд образуют ста-
билизатор базовых токов транзисторов Т6 и Т1е. Для этого стабилизато-
ра сигналом рассогласования является изменение напряжений питания
схемы а опорным сигналом смещения является ток, поступающий
через резистор 300 кОм, номинал которого зависит от напряжения на
нем (аналогично пинч-резистору). Благодаря этому устройству стаби-
лизируются коэффициенты усиления первого и второго каскадов, по-
этому ОУ устойчиво работает в диапазоне питающих напряжений от
±3 до ±22 В. Питающие напряжения увеличены до ±22 В за счет ис-
пользования высокоомного кремния как материала подложки. Эффект
переключения состояния входов в этом усилителе не наблюдается, так
как эмиттеры входных транзисторов инвертирующего и неинвертиру-
ющего входов не имеют общей точки.
Частотная характеристика ОУ типа LM1OJ корректируется в режи-
ме единичного усиления единственным конденсатором компенсации
с номиналом 30 пФ. Если этот конденсатор помещается внутри корпуса
ИС в виде отдельного «кристаллика» (ОУ типа LH101) или изготавли-
вается в составе монолитной подложки (ОУ типа LM107), то такой ОУ
является полностью компенсированным. Кроме резистора баланси-
ровки для него не требуется никаких внешних элементов обслужи-
вания.
4.4.4. Усилитель типа рА741
Усилитель типа рА741 (рис. 4.18, а) фактически является разновидностью
ОУ типа LM101, так как и тот и другой имеют однотипные входные и выходные
каскады. Несколько различаются лишь схемы генераторов стабилвных токов,
обслуживающих входной каскад, а также этот ОУ имеет внутренний конденса-
тор частотной компенсации. В схеме ОУ типа рА741 ГСТ первого каскада, обра-
зуется р-п-р и п-р-п транзисторами Т9 и 7хо (см. также рис. 4.9, б).
Напряжение, снимаемое с выхода первого каскада (с коллектора 74), уси-
ливается вторым каскадом, включенным по схеме с ОЭ (составной транзистор
7’16, 7Х7), нагруженным- на большое внутреннее сопротивление генератора ста-
бильного тока (транзистор 7ХЗ) и включенное параллельно ему входное сопротив-
ление транзисторов оконечного комплементерного каскада (7Х4, Т15). Этот кас-
кад выведен в режим АВ с помощью смещения, выделяющегося на схеме низко-
вольтного опорного элемента (транзистор 7Хв, см. рис. 4.9, д'). Транзисторы
715 и 722 являются элёментами защиты схемы в режиме к. з. выХода. Параметры
ОУ типа рА741 представлены в табл. 4.2.
Амплитудно-фазовая характеристика ОУ типа рА741 из-за того, что он пол-
ностью скомпенсирован внутренним конденсатором Сг (рис. 4.18, б), имеет наклон
—20 дБ/дек. на всем высокочастотном спаде, а фазовая характеристика постоян-
на (<р = 90°), что позволяет использовать ОУ в режиме повторителя без допол-
нительных внешних элементов (рис. 4.18, в). Схема балансировки этого ОУ тре-
бует одного элемента (рис. 4.18, г).
4.4.5. Усилитель типа LM101A
Операционный усилитель типа LM101A (рис. 4.19) является усо-
вершенствованной модификацией усилителя LM101 [12]. Главной
особенностью принципиальной схемы LM101А (рис. 4.19, а) является
широкое применение новых интегральных структур*. Входные тран-
зисторы усилителя имеют сверхвысокое значение В 1000, что позво-
лило для схемы входа, в которой не применяются составные транзис-
торы, преодолеть барьер входного сопротивления 1 МОм.
* Следует заметить, что эти структуры фактически имеются в схеме ОУ типа
LM101, но там они не доведены до совершенства.
В усилителе вместо резистора 300 кОм (см. схему LM101) применен
полевой транзистор типа JFET. Поперечный разрез этого транзистора
и выходные характеристики его приведены на рис. 4.19, б, в.
В схеме ОУ широко использованы пинч-резисторы, изготавлива-
емые в процессе базовой диффузии (7?ь /?Б—Т?7), и боковые р-п-р тран-
Рис. 4.18. ОУ типа р,А741:
а —принципиальная схема; б — его частотные характеристики при =15 В; в — схема
включения повторителем; г — схема балансировки.
зисторы, коэффициент усиления которых в настоящее время имеет
порядок 100, что позволяет использовать их во входных каскадах,
причем входные токи усилителя и изменение их разности при коле-
баниях внешней температуры удается значительно уменьшить.
В качестве активной нагрузки второго каскада, использован двух-
коллекторный боковой р-п-р транзистор Т1Ъ который является экви-
валентом высокоомного ГСТ с малыми токами эмиттера, но для подачи
смещения на этот ГСТ не требуются высокоомные резисторы. Активная
Рис. 4.19. ОУ типа LM101A:
принципиальная схема; б — поперечное сечение полевого транзистора типа JFET, используемого в этом ОУ; в — выходные характеристики
полевого транзистора при
нагрузка в виде ГСТ значительно уменьшает мощность, потребля-
емую вторым каскадом, так как на ГСТ падает небольшая часть напря-
жения. По этой же причине расширяется предел допустимых для этого
усилителя синфазных и дифференциальных сигналов, а также пита-
ющих напряжений, при которых сохраняется работоспособность усили-
теля. Коэффициент усиление второго каскада, имеющего высокоомную
эквивалентную нагрузку, значительно увеличен и поэтому стали до-
ступными новые способы коррекции частотных характеристик ОУ.
Транзистор Т17 имеет коллектор, разделенный на два сегмента, один
из которых замкнут на базу, что. позволяет модулировать ширину базы
вблизи второго активного коллектора и эффективно стабилизировать
коэффициент усиления этого транзистора при изменениях питающего
напряжения. При напряжении коллектор — эмиттер — 25 В токи
/б = 20 мкА и /к = 50 мкА; изменение напряжения UK в в пределах от
О до °—50 В вызывает изменение тока коллектора от 35 до 60 мкА, т. е.
В меняется меньше чем в два раза (от 1,75 до 3). Таким образом, если
ток базы такого транзистора стабилен, то и ток его коллектора также
достаточно стабилен, следовательно, коэффициент усиления оконеч-
ного каскада слабо зависит от изменения напряжений питания.
В полевом транзисторе 7\8 в качестве канала проводимости исполь-
зуется коллекторная область п-р-п транзистора, причем толщина «-ка-
нала (расстояние между р+ -изолирующими областями) равна 7,5 мкм,
длина канала равна 500 мкм, а затвор присоединен к наиболее отрица-
тельной точке схемы (подложке). Через транзистор T1S подается ток
смещения на генераторы стабильного тока, обслуживающие первый
и второй каскады усиления. Из-за того что падение напряжения в ка-
нале проводимости может быть весьма мало, расширяется диапазон
устойчивой работы ОУ в сторону уменьшения питающих напряжений,
Пинч-резисторы, изготовленные во время базовой диффузии, имеют
большое удельное сопротивление (от 10 до 30 кОм), однако от схемы
к схеме их номиналы могут меняться в 2...3 раза, причем при изменении
температуры от — 55 до +125° С номинал резистора может меняться
в 4 раза (с положительным температурным коэффициентом). Пробивное
напряжение пинч-резисторов усилителя LM101A равно 6В, поэтому
они используются как резисторы утечки базовых токов (£5 — £,).
В ОУ типа LM101A применены также и так называемые «коллектор-
ные» резисторы, изготовленные в объеме эпитаксиальных коллектор-
ных областей. Эти резисторы можно применять для температурной
компенсации схем (резистор R1S).
Таким образом, в усилителе LM101A практически повторена прин-
ципиальная схема LM101, но на основе более широкого использования
новых интегральных структур.
Амплитудно-фазовые характеристики ОУ LM101A при £±=15 В
для трех различных методов коррекции представлены на рис. 4.20.
Как видно из рис. 4.20, а, с помощью подбора наминала всего одного
конденсатора удается скорректировать частотную характеристику
до любой глубины ООС (при коэффициенте усиления, равном единице,
номинал Сг1— максимальный, он равен 30 пФ). Более сложные схемы
Рис. 4.20. Различные методы коррекции частотно-фазовых характеристик ОУ типа LM101A:
с —простая схема с одним конденсатором; б— коррекция с опережением по ЙЧ составляющим; в —сложная схема с двумя полюсами характе-
ристики.
коррекции (рис. 4.20, б, в) позволяют значительно расширить мало-
сигнальную полосу усиления. Особый интерес представляет метод кор-
рекции частотной характеристики с опережением по высокочастотным
составляющим сигнала (feed forward compensation, рис. 4.20, б), осно-
ванный на свойствах двухкаскадной структурной схемы. По этому
способу коррекции высокочастотная часть спектра сигнала подается
через форсирующий конденсатор Сг непосредственно на вход второго
каскада, т. е. на нагрузку (каскад с ОЭ, транзистор Т6, рис. 4.19, а)
первого каскада усиления, минуя его усилительную часть, построен-
Рис. 4.21. Схемы балансировки для ОУ типа LM101A:
а — для инвертирующего включения; б — для двухвходового включения; в — компенсация
входного тока ОУ в интеграторе. ‘
ную на низкоскоростных р-п-р транзисторах Т3 и Т4. Для сохранения
устойчивости весь усилитель Часто охватывается емкостной петлей
ООС (через конденсатор С2). Эта цепь компенсирует действие входной
емкости ОУ. Коррекция частотной характеристики с опережением
позволяет выиграть в режиме большого сигнала для повторителя почти
декаду по частоте.
Схемы балансировки ОУ типа LM101A представлены на
рис 4.21, а—в, а общая сводка его типовых параметров (при номи-
нальном питании) приведена в табл. 4.2. ИС серии LM100, как и ОУ
типа рА709А, имеют два варианта исполнения (LM200 и LM300)
с ограниченными параметрами.
4.4.6. Усилители типов RM4131 и RC4132
Операционные усилители типов RM4131 (рис. 4.22, а) и RC4132 (рис. 4.22, 6)
имеют однотипные принципиальные схемы. Усилитель RM4131 является двух-
каскадным ОУ общего применения (см. табл. 4.2), в то время как ДО4132 специа-
лизирован как микромощный (см. табл. 4.3).
Рис. 4.22. Принципиальная схема ОУ типа RM4131 (с) и микромощного ОУ типа
RC4132 (б).
Характерной особенностью ОУ типа RM4131 является то, что в отличие от
LM101A в нем применяются традиционные интегральные структуры, а улучше-
ние параметров достигается усложнением принципиальной схемы.
Например, за счет применения внутреннего стабилизатора тока
(см. рис. 4.9, ж) рабочий диапазон усилителя по питанию расширен от ±3 до
±20 В, причем потребление тока невелико (1,3 мА при Е± = ±20 В). В этом
пределе изменения Е± усиление ОУ меняется относительно номинального
(±94 дБ) не более чем на 3 дБ. Это же изменение коэффициента усиления соот-
ветствует и полному диапазону рабочих температур ОУ (—55...±125 С).
Усилитель снабжен внутренним конденсатором коррекции Clf его полоса
единичного усиления f,T = 4 МГц, а скорость отклика большого сигнала р =
= 2 В/мкс. Отдельные элементы принципиальной схемы этого ОУ были рас-
смотрены ранее.
Усилитель RM4131 имеет два каскада усиления напряжения, причем вто-
рой образован усилительным транзистором Т22 с активной нагрузкой — ГСТ
(транзистор Tig). Выходной каскад ОУ заканчивается двумя эмиттерными повто-
рителями, причем р-п-р транзистор имеет композитную структуру (транзисторы
Тгз и Г26). Усилитель защищен от разрушения в режиме к. з. выхода (транзистор
Т23 и резистор R13).
Операционный усилитель типа RC4132 отличается тем, что потребляет мощ-
ность 1 мВт при напряжениях питания — ±20 В, поэтому этот усилитель
наиболее удачно можно применять в низкочастотных экономичных схемах.
Частота [т данного ОУ невелика (150 кГц).
4.4.7. Усилитель типа LM108
Очевидные преимущества интегральной конструкции ОУ перед
модульной или дискретной (существенно меньшие вес и габариты, луч-
шая энергетика, меньшая себестоимость) заставляют совершенствовать
интегральные структуры и принципиальные схемы с тем, чтобы моно-
литные ОУ могли по комплексу электрических параметров быть луч-
ше, чем дискретные и модульные усилители, регулируемые при про-
изводстве и строящиеся на отобранных радиоэлементах.
Такая задача решена разработчиками усилителя типа LM108
(рис. 4.23) [12]. Этот усилитель построен на интегральных биполярных
п-р-п транзисторах двух видов: высоковольтных п-р-п транзисторах
с обычными значениями коэффициента усиления по току В (на уровне
сотен) и п-р-п транзисторах, обладающих сверхвысоким коэффициен-
том усиления (около 40 тыс.), но малым пробивным напряжением,
так как для получения сверхвысоких значений В (супербета) прихо-
дится во много раз удлинять по времени цикл эмиттерной диффузии,
повышая степень легирования [14].
Применяя два вида эмиттерной диффузии, можно получить на одной
подложке оба типа п-р-п транзисторов. Если их соединить по каскод-
ной схеме, то «нижний» транзистор, включенный по схеме с ОЭ, обес-
печит сверхвысокое входное сопротивление схемы, а «верхний», вклю-
ченный по схеме с ОБ, гарантирует достаточное пробивное напряжение.
На схемах (рис. 4.23 и 4.24, а) обычные п-р-п транзисторы|условно
изображены с незачерченной базой, чтобы отличать их от п-р-п тран-
зисторов со сверхвысоким усилением.
Упрощенная принципиальная схема ОУ типа LM108 представлена
на рис. 4.24, а. Схема имеет два усилительных каскада. Первый кас-
кад основан на дифференциальной паре интегральных, транзисторов
со сверхвысокими значениями В (Тт и Т2)- Эти транзисторы (включе-
ние с ОЭ) защищены от пробоя по входу диодами, а от пробоя по кол-
лектору *— «высоковольтными» п-р-п транзисторами, включенными по
схеме с ОБ (Т5, Те). Нагрузками плеч первого дифференциального кас-
када являются резисторы 7?х и Т?2. Второй каскад усиления {р-п-р
Рис. 4.23. Полная принципиальная схема ОУ типа LM108.
транзисторы 7В, Ти) нагружён на генератор стабильного тока (транзис-
тор Т16). Выходной каскад работает в режиме АВ (транзисторы Т13
и Т14, снабженные цепью смещения Ти—Т12). Применение во входном
каскаде транзисторов со сверхвысокими значениями В обеспечило
снижение входных токов на два порядка по сравнению с ОУ типа
рА709.
На рис. 4.24, б представлены температурные зависимости входного
тока смещения /вх и разности входных токов Д7ВХ для ОУ типа LM108.
Наноамперные уровни входных токов позволяют этому усилителю кон-
курировать с дискретными ОУ, входные каскады которых сконструи-
рованы на подобранных в пары полевых приборах типа JFET. Экви-
валентное напряжение смещения нуля (учитывающее С/см0 и падение
напряжения на внутреннем сопротивлении источника сигнала Rc от
тока /вх) для биполярного входного каскада ОУ типа LM108 значи-
Рис. 4.24. Упрощенная
принципиальная схема
LM108 (с) и некоторые
принципиальная схема ОУ типа
его параметры (б, в):
тока смещения и разности токов входов ОУ ™па LM108 от тем-
эквивалентного напряжения смещения нуля (t 25 О) и тем р
_____ z__- пт wHVTDPHHpro сопоотивле-
б — зависимость входного
пературы; в — зависимость ,nuupnJ1r7“:'; ^7о^г\’’пт’«Нттп₽япргп' сопоотивле-
турного коэффициента этого напряжения (при 55</<125 С) от у р Р
иия источника сигнала.
тельно меньше, чем для униполярного входного каскада, у которого
весьма велики и начальное значение UCM0 и температурный дрейф
TKf7CMo.
' На рис. 4.24, в представлены графики эквивалентного напряжения
UcM0 и его температурного коэффициента ТК(7СМО, в зависимости
от внутреннего сопротивления источника сигнала Rc, показывающие,
что при столь малых значениях возникающего напряжения ошибки,
ОУ типа LM108 можно не балансировать во многих схемах включения.
4.4.8. Микромощный ОУ типа цА735
Несмотря на то, что многие стандартные ОУ устойчиво работают в режиме
малых напряжений питания, все же проектируются специальные высокоточные
микромощные ОУ, обладающие большим коэффициентом усиления при напря-
жениях питания Е± — ±3 В, но потребляющие в этом режиме мощность порядка
10...100 мкВт. Эти усилители применяются в долговременно существующем необ-
служиваемом электронном оборудовании, в промышленных системах обработки
информации, питание которых производится от батарей (например, в системах
подачи сигналов тревоги, контроля работы устройств).
Проектирование специализированных микромощных ОУ сводится, по сути,
к поискам способов нормирования микроамперных токов. Наиболее известны
два метода создания микромощных ГСТ; применение резисторов очень большого
номинала и нормирование токов за счет различных площадей интегральных тран-
зисторов.
На рис. 4.25, а представлена схема трехкаскадного ОУ типа jxA735. Мощ-
ность, потребляемая им от источника питания, равна 100 мкВт при Е± = ±ЗВ.
а выходная амплитуда сигнала достигает ± 1,2 В. Усилитель выполнен с помощью
так называемого совмещенного технологического цикла: на поверхности полу-
проводниковой подложки, содержащей интегральные транзисторы, изготовлены
тонкопленочные резисторы с суммарным номиналом более 8 МОм. Для ОУ типа
Р-А735 требуется два дополнительных элемента коррекции частотной характе-
ристики (рис. 4.25, б).
На рис. 4.25, в представлена принципиальная схема полосового НЧ фильт-
ра, выполненного на двух микромощных ОУ типа рА735, которые наиболее при
годны именно1 для низкочастотных схем, особенно при использовании в активных
фильтрах. Малый расход энергии соответствует невысокому быстродействию
ОУ, которое удовлетворяет условиям проектирования активных фильтров в диа-
пазоне частот до единиц килогерц.
Проектировщики ОУ общего применения обычно стремятся достичь универ-
сальности их свойств. Поэтому для ОУ типа LM108 при Е± — ±3 В гарантируется
амплитуда сигнала ±2 В (правда, при несколько большем, чем у рА735, потреб-
лении тока питания). В то же время ОУ типа рА735 работоспособен при «высоко-
вольтном» питании Е± = ±15 В, потребляя в этом режиме мощность 6 мВт.
4.4.9. Трехканальный микромощный ОУ типа WC188
На рис. 4.26, а представлена структура ИС типа WC188, которая содер-
жит три одинаковых мйкромощных ОУ [16]. Принципиальная схема каждого ОУ
(рис. 4.26, б) имеет два каскада усиления.
Первый дифференциальный каскад (транзисторы Т\ и Т2) нагружен на диод
и боковой р-п-р транзистор Т& с В = 2...3. Такая нагрузка ДУ не может быть
хорошо сбалансированной, однако при микротоках коллекторов, малых падениях
Напряжения на динамических нагрузках (близких к t/бэ), пересчитываемое на
Рис. 4.25. Микромощный ОУ типа ц А735:
а — принципиальная схема; б — подключение цепи коррекции; в — принципиальная схема полосового НЧ фильтра^
вход ОУ напряжение разбаланса t7c'M0 относительно невелико (10...20 мВ), хотя
его температурный коэффициент превышает 30 мкВ/° С.
Основная часть общего коэффициента усиления обеспечивается каскадом
с ОЭ (композитный транзистор Т&), нагруженным на динамическую нагрузку —
ГСТ (транзистор Г8).
Общий коэффициент усиления ОУ равен +85 дБ при входном сопротивлении
0,4 МОм и выходном 10 кОм. Остальные параметры одного ОУ из ИС типа WC188
приведены в табл. 4.3. Токи в данном ОУ нормируются за счет выбора необходи-
мого соотношения площадей интегральных
транзисторов (см. рис.4.8, б). В ИС типа
WC188 имеется общий для всех трех уси-
лителей диод смещения Д4. С помощью
внешнего резистора Дуст через этот диод
пропускается ток, смещающий каждый’ОУ
в рабочий режим. На обслуживание всех
трех усилителей требуется ток смещения
= 10... 100 мкА, определяющий пара-
метры ОУ. Для выбора необходимого ре-
жима усиления рекомендуются определен-
ные номиналы Еуст-
4.5. Схемы включения ОУ
в аппаратуре
Схемы, ё которых применяются
ОУ, можно разделить на несколько
групп. Прежде всего, следует упомя-
нуть радиотехнические схемы обра-
ботки сигналов и схемы, осущест-
вляющие в радиоприборах вспомога-
тельные операции. Эти схемы могут
работать как в непрерывном, так и
в импульсном режиме. Примерами та-
ких устройств являются: усилители
тока и напряжения с постоянной со-
ставляющей, логарифмирующие, фазо-
сдвигающие, буферные усилители,
усилители рассогласования цепей ав-
томатического регулирования, гене-
Рис. 4.26. ИС типа WC188:
а — структурная схема ИС, содержа-
щая три микромощных операционных
усилителя; б — принципиальная схе-
ма одного ОУ из этой ИС.
раторы синусоидальных или прямоугольных колебаний, прецизион-
ные одновибраторы, пиковый и линейный детекторы, дискриминаторы
фазы и амплитуды, прецизионные' триггеры Шмидта, свип-генерато-
ры, управляемые генераторы, стабилизаторы напряжения.
Следующей по важности группой устройств, основанных на ОУ,
следует считать схемы, используемые в контурах управления процес-
сами и в системах обработки данных. К ним относятся, например, при-
боры промышленных систем управления технологическим оборудо-
ванием. Эти системы со временем должны обеспечить наибольший объем
применения ИС (как линейных, так и цифровых). Основными здесь
следует считать стандартные схемы, преобразующие аналог в код и
код в аналог. Здесь ОУ чаще всего используются в масштабирующем
и буферном включениях, а также в схеме компаратора. ОУ повышен-
ной точности широко применяются в измерительной технике. Наиболее
распространенными схемами включения ОУ здесь являются: нуль-
компаратор, трансформаторы проводимости и сопротивления, электро-
метрические усилители, усилители выборка •— хранение и т. д. Ана-
логичные задачи ОУ выполняют и в медицинской аппаратуре.
В аналого-вычислительных машинах применяются прецизионные
модульные и монолитные ОУ. Следует заметить, что блоки, выполня-
ющие отдельные аналоговые функции (интегрирование, дифференци-
рование, алгебраические операции), часто используются и в других
типах аппаратуры.
После того как монолитные ОУ прочно вошли в элементную базу,
которой может оперировать разработчик аппаратуры, изменилась
структура научно-технических публикаций в этой области электрони-
ки. Если в период внедрения таких ОУ преобладали статьи по техно-
логии и схемотехнике, в которых рассматривалась их внутренняя
структура, то затем важнейшее место заняли материалы по примене-
нию ЛИС в аппаратуре, базирующиеся на накопленном опыте. Целе-
сообразным следует считать как изучение общих принципов построе-
ния аппаратурных блоков на операционных усилителях, так и интер-
претации этих принципов для применения конкретных типов ОУ.
4.6. Инвертирующее включение ОУ --> <
Эквивалентная схема инвертирующего включения ОУ представлена на
рис. 4.27, а [24—26]. Для приближенного анализа схем включения воспользуем-
ся правилами, изложенными в § 4.2. Если принять во внимание, что напряжение
между входами ОУ ПЕХ в линейном режиме приближается к Пулю (правило 2),
а потенциал неинвертирующего входа равен нулю (этот вход заземлен), то и по-
тенциал инвертирующего входа (потенциал точки суммирования токов) примерно
равен нулю. Если входное сопротивление ОУ RBX д достаточно велико, то, ис-
пользуя правило 1, можно считать, что ток от источника сигнала в ОУ не втекает,
следовательно, весь ток сигнала ic = Uc/Ri может протекать только по резисто-
ру Дос> создавая на нем падение напряжения:
Ддос = Ц>с Дос = А Дос = (^с/Д1) Дос- (4.27)
Падение напряжения на резисторе Roc практически равно напряжению выход-
ного сигнала t/EbIX, так как потенциал левого по схеме полюса резистора Дос,
присоедниенного к точке суммирования токов, практически равен нулю (так на-
зываемый искусственный нуль потенциала в схеме).
Таким образом,
^вых = ^д — “^(б^с/Дг) Дос- (4.28)
ос
Из-за того, что управляющим сигналом схемы является входной ток, а на выходе
ее генерируется напряжение, то основной передаточной функцией инвертиру-
ющего включения является передаточное сопротивление
Дперед = ^выхДс= Дос- (4.29)
Производным параметром для инвертирующей схемы включения ОУ яв-
ляется коэффициент усиления по напряжению
Д* = HBbtx/f/c =—Дор/Дг = 1^Р» (4-30)
Рис. 4.27. Инвертирующее включение ОУ:
а — эквивалентная усилительная схема; б— эквивалентная схема образования основных статических ошибок; в — схема инвертирующего по-
вторителя входного сигнала (инвертора с единичным усилением); г— схема двухтактного инвертора с единичным усилением- д — схема инвер-
тирующего сумматора; е — схема регулирования коэффициента усиления, обладающая нелинейной зависимостью L'shx от угла поворота движка
линейного потенциометра; яс = схема регулирования с прямо пропорцнональной зависимостью.
откуда можно заключить, что коэффициент обратной связи
₽ = J//C* = — .Ri/.Roc.
Учитывая номинал резистора балансировки /?бал и значение входного сопро-
тивления /?вх д> коэффициент обратной связи в реальной схеме
P = U?1 II (Явх д + ^бал)]/[^ос + Ri II (Rbx д+ #бал)1 [7?вх pj(Rox д + ^бал)1- (4.31)
Если учесть величину коэффициента усиления ОУ, то
К* =#0/(1 -р/С0) = -Roc К0/[«ос+ Ri (1 +Ко)]. (4.32)
В первом приближении можно считать, что входное сопротивление усилите-
ля в инвертирующем включении
7?вх=/?1. (4.33)
Точное значение входного импеданса в инвертирующем включении ОУ
(рис. 4.27, а) можно подсчитать по формуле
Rbx = Ri + [Roc (Rbx д + Кбал)]/[Ко (Rbx д + Rfian Д Roc/Ao)]- (4-34)
Оно отличается от идеального Ад на величину ошибки, главной частью которого
является пересчитанный на вход номинал резистора Roc, т. е. Roc/A0, включа-
емый параллельно сопротивлениям RBx д и Абал-
Выходной импеданс инвертирующего включения
* *
/?вых=(7вых ххДвых кз Rbmx/(1 + Ro) > (4.35)
поэтому при Ко -+ оо Rbhx -* 0.
< Схема образования основных статических ошибок инвертирующего вклю-
чения ОУ представлена на рис. 4.27, б. В этой схеме присутствуют все источники
ошибок ОУ, кроме генератора синфазной ошибки, так как синфазное напряже-
ние на входах ОУ в неинвертирующем включении отсутствует.
Уравнение для полного выходного напряжения инвертирующего включения,
содержащее компоненты выходного сигнала 1/ЕЫХ и выходной ошибки Дошвых>
можно записать
Двых + Дош вых = —(Roc/Rl) [Ас + (г'вх /?бал Асм о /вх (7?i|| Roc)] X
X [(Roc + Ri)/Rocl [1/(1 + 1/₽/<о)], (4.36)
где Roc/Ri — значение идеального коэффициента усиления; 1/(1 + 1/₽А0) —
ошибка установки идеального коэффициента усиления; /в^бал — падение на-
пряжения за счет входного тока неинвертирующего входа; iBx (7?i II ROc) — па-
дение напряжения за счет входного тока инвертирующего входа; (Аос + Ai)/AOc—
коэффициент передачи напряжения ошибки делителем обратной связи.
Минимизировать значение иош Вых можно за счет снижения абсолютного
уровня выходных токов ОУ, разности этих токов и суммарного сопротивления,
включенного в цепях входов ОУ.
Для Абал=Rill Roc получаем
ДоШ ВЫХ = Дем 0 [(RoC + R1) /7?ос] +(/вх /вх ) Rl =
— Асм о [(Roc + Ri)/Roc] + Д/вх R1- (4.37)
Таким образом, всегда необходимо обеспечивать строгое равенство суммар-
ных сопротивлений, включенных в цепи неинвертирующего й инвертирующего
входов.
Простейшей схемой использования ОУ в инвертирующем включении яв-
ляется инвертирующий повторитель входного сигнала (рис. 4.27, в), где номи-
налы резисторов Rx = Roc = R. Для этой схемы /с = —/ос, поэтому UJR =
= —Двых/Ri т. е. Двых = —Дс. что соответствует К* = —1.
Схема (рис. 4.27, г) работает в режиме двухтактного инвертора с единичным
усилением. Для этой схемы
77вЫХ1 =--Т7с> Т/выхг333 ^ВЫХ1=
77вых = Цзых1 77вых2= 217с-
(4.38)
На рис. 4.27, д представлена схема инвертирующего сумматора, выходное
напряжение которого
77вых —/ос R = (~ Л /2— ^з) R = (—UC1/R UC2IR -77c3/R) R =
= - (t/ci + Дс2 + Дсз). (4.39)
На рис. 4.27, е, ж представлены две схемы регулирования коэффициента уси-
ления инвертирующего усилителя. Первая схема отличается тем, что при регу-
лировании меняется ее входное сопротивление, а зависимость коэффициента уси-
ления от угла поворота потенциометра является нелинейной; для второй схемы
характеристика регулирования является линейной.
4.7. Неинвертирующее включение ОУ
Схема неинвертирующего включения ОУ представлена на рис. 4.28, а [24—
26]. В данной схеме напряжение обратной связи определяется делителем R2 — 7?х:
77ос = Р^вых = 77вых [Ri/(Ri + R2)], (4.40)
поэтому идеальный ОУ имеет в этой схеме включения коэффициент усиления по
напряжению:
Ku = 1 /₽ = (Ri + R2)/R2 = (1 + R2/R1) (4.41)
Более точно коэффициент обратной связи можно подсчитать по формуле
P = [R1 II (Rc + Rbx д+ Roc)]/[R2 + Ri || (Rc + Rbx д + Roc)1 [Rbx д (Rc +
+ RBXfl + Roc)l- (4.42)
Входное сопротивление неинвертирующего включения ОУ для источника сигнала
весьма велико:
Rbx =Rbx д (1 + Р’Ло) ~ Rbx д (Ko/R*), (4-43)
а выходное — мало:
R*bix = RBbix [1/(1+PRo)]- (4.44)
Схема образования основных статических ошибок неинвертирующего вклю-
чения ОУ представлена на рис. 4.28, б. В этой схеме по сравнению с инвертиру-
ющим включением добавляется генератор напряжения синфазной ошибки
ДТУсинф, так как в этой схеме включения ОУ на входах всегда присутствует
синфазный сигнал, равный Uc, из-за того, что напряжение между входами
ОУ UBX -х- 0. Следовательно, уравнение для полного выходного напряжения
неинвертирующего включения ОУ имеет вид
> £7вых+£7ош вых = (1+R2/R1) [77с + Д17синф + ^см о—i'bxRc +
+ z'bx (Roc +RiIIR2)] [1/(1 + l/₽Ro)l- (4.45)
Как и в инвертирующей схеме, ошибку, возникающую за счет входных то-
ков, можно уменьшить, если уравнять сопротивления внешних резисторов в цепях
входов. При Rc = Roc + Ri II R2 эквивалентное напряжение входной ошибки
равно:
1/оШ вых = 77см о +Д77синф + Д1'вх Rc- (4.46)
Если принять, Что Ro0 = 0, то необходимо выбрать номинал резистора Rc =
= Ri II R2. Учитывая, что Ri и R2 включаются на выходе ОУ и поэтому могут
иметь малое сопротивление, из сравнения (4.37) и (4.46) получаем, что напряже-
ние ошибки для неинвертирующего включения ОУ может быть значительно мень-
шим, чем инвертирующего, если усилитель обладает хорошим значением ООСС.
На рис. 4.28, в представлена схема неинвертирующего повторителя напря-
жения. Так как в этой схеме ₽ = 1, то К* = 1- Точность установки единичного
усиления гарантируется запасом KQ'
К* = КД1 + Ко)- <4-47)
При Ко = 40 000 ошибка установки К* = 1 теоретически должна быть равна
(1/400)%; эта ошибка соответствует разности L/BbIX — L/c, т. е. управляющему
Рис. 4.28. Неинвертирующее включение ОУ:
а — эквивалентная схема (7?н Лг+ЯО; б — эквивалентная схема основных статических
ошибок (7?е Лсинф); в — схема 'неинвертирующего повторителя.
напряжению ОУ {7ВХ. Входной импеданс данной схемы для переменного сигнала
должен достигать значения
Квх—КвхдКв! (4.48)
однако он ограничивается синфазным входным сопротивлением Ксинф- Выходное'
сопротивление неинвертирующего повторителя приближается к нулю:
Квых=КВых/Ко- (4.49)
Неинвертирующий повторитель напряжения применяется для согласования
входного сигнала ОУ, подаваемого от высокоомного генератора, с низкоомной
нагрузкой усилителя. Данный режим усилителя часто называется буферным.
4.8. Дифференциальное включение ОУ
Схема дифференциального включения ОУ (рис. 4.29, а) имеет два входа и яв-
ляется сочетанием инвертирующей и неинвертирующей схем [24—26]. Чтобы
вывести уравнение для расчета коэффициента передачи данной схемы, как и в
предыдущих схемах, учтем, что разность напряжений между входами L/вх —
Рис. 4.29. Дифференциальное включение ОУ:
fl—дифференциальная схема для двух сигналов; б —диффе-
ренциальная схема для двух сигналов с умножением разности
на постоянный коэффициент; в — дифференциальная схема,
в которой отсутствуют синфазные сигналы на входах ОУ;‘ а —
дифференциальный потенциометрический усилитель.
— Ubx ~ 0, т. е. Ubx ~ Ubx , а токи сигналов не ответвляются на входы ОУ-
Составим систему уравнений:
(t'ci— t/вх )//? =(t/ex—Ubbix)/R’ (4.50)
откуда
Z7bx — (t/ci + ^вых)/2. (4.51)
Потенциал Ubx определяется делителем, состоящим из двух резисторов одного
номинала R':
Ubx = Uc2 R’l{R'+R') = Uc2/2. (4.52)
Так как
Ubx——Ubx, to t/c2/2 = (t/cl4-t/Bblx)/2, (4.53)
следовательно,
HBbIX=t/c2-t/cl. (4.54)
Вариант предыдущей схемы, где разность сигналов умножается на постоян-
ный коэффициент N, представлен на рис. 4.29, б. Для этой схемы составляются
следующие уравнения:
(Псг-Пвх)//? = (ПГх-Пвых)т, (4.55)
1/вх — Ubx = 0, {/в+х = {ПС2/[Я (N + 1)]} NR =NUc2I(N + 1). (4.56)
Решение получение^! системы уравнений имеет вид
t/вых =Al(i/c2-t/cl). (4.57)
В предыдущих схемах дифференциального включения на входах ОУ при-
сутствует синфазный сигнал 7/вх = Ubx, вызывающий ошибку усиления
Д L/синф- Если в схеме дифференциального включения использовать два ОУ,
можно построить схему дифференциального усилителя без синфазных сигналов
на входах (рис. 4.29, в), так как неинвертирующие входы обоих ОУ заземлены.
В этой схеме ОУХ является инвертором-повторителем, а ОУ2 — инвертором-сум-
матором.
Дифференциальный потенциометрический ОУ, схема которого представлена
на рис. 4.29, г, очень часто применяется в устройствах преобразования потен-
циалов, поступающих как от заземленных, так и от незаземленных источников
сигналов, в напряжение на низкоомной заземленной нагрузке. Усилители ОУХ
и ОУ2 здесь являются неинвертирующими усилителями, а ОУ3 включен по диффе-
ренциальной схеме с умножением разности сигналов. Для определения общей
передаточной функции этой схемы составим следующие уравнения для разности
потенциалов между входами дифференциального усилителя ОУ3:
(t/c'l -Пс1)/^1=(Пс1—Дс2)//?1 = (Пс2 —Пс2)/6Т?1, (4.58)
</cl = (а + 1) t/cl-ot/c2, (4.59)
77с2 = (6 + 1)Пс2-6Пс1, (4.60)
t/c2 —Ucl =(1 +« + &) (t/c2— Uci),
^вых = ДФс2-7/с1). (4.61)
Таким образом, для потенциометрического усилителя
Ubbix =N (1 4-о+0 (Uc2 Ucl}. (4.62)
Реальные схемы таких усилителей имеют динамическое входное сопротивление,
определяемое лишь утечками за счет /?синф и изоляции.
Схема, позволяющая без изменения знака менять коэффициент усиления диф-
ференциального включения ОУ, представлена на рис. 4.30, а. Передаточное
уравнение схемы можно составить, если-подсчитать уровни токов, протекающих
во внешнем контуре этой схемы (с учетом того, что в ОУ входные токи практи-
чески не втекают, a Ub* = I/вх). Зависимость коэффициента передачи от угла
поворота движка потенциометра обратно пропорциональная:
Двых=2 (RzlRi) (1 + 1/р) (t/ci—Цзг)>
где р < 1 соответствует углу поворота движка потенциометра R2.
На рис. 4.30, б представлена схема регулирования коэффициента усиления
одновходового инвертирующего усилителя (в котором ОУ работает в дифферен-
(4.63)
Рис. 4.30. Варианты дифференциаль-
ного включения ОУ:
а —* схема регулирования коэффициента
усиления без изменения знака передаточ-
ной функции; б — схема регулирования
с изменением знака; в — схема суммато-
ра аналоговых сигналов.
циальном режиме), позволяющая одновременно изменять знак передаточной
функции (т. е. при крайних положениях движка потенциометра сигнал меняет
фазу). . -
£/вых = [(1 + R2/R1) Р—Uc- (4.64)
На рис. 4.30, в представлена схема сумматора аналоговых сигналов, име-
ющего два входа. Для этой схемы можно составить следующие уравнения сум-
мирования токов, потребляемых от обоих источников сигналов
(Uc1-Ubx)IR +(U02-UbX)/R = (t/вх —UbkJ/R, (4.65)
(Дсз-^вх)//?' +(Uci—U^)/R'=Utx/R'. (4.66)
Преобразуя эти уравнения и учитывая, что L/вх = L/Bx, получаем
Дсх + Дс2 — ЗДвх = —Двых> (4-67)
Uc3~i~Uci — 3/7вх =0, (4.68)
£/сз + Ц:4 — UC1—Дс2 = Цзых- (4.69)
Схемы генераторов стабильных токов, протекающих через заземленные или
незаземленные сопротивления нагрузок, позволяют с большой точностью реали-
зовать закон Ома, если сопротивление нагрузки изменяется (в этом случае на-
пряжение на нагрузке должно быть строго пропорциональным сопротивлению
нагрузки). Такие схемы необходимы для обслуживания различных датчиков,
внутреннее сопротивление которых пропорционально некоторому внешнему
воздействию.
На рис. 4.31, а представлена схема применения ОУ для генерации стабиль-
ного тока, текущего через незаземленную нагрузку.
Если учесть, что L/bx = Ubx = UOn, то ток через сопротивление R (он же'
ток нагрузки)
ln=UBx7R = U0Tl/R. (4.70)
Этот ток не зависит от номинала нагрузки /?н; точность установки /н зави-
сит от стабильности номинала R и опорного напряжения Доп, а также от уровня
входного тока 7вх, который должен быть минимальным. Входное сопротивление
данного ГСТ весьма велико. Недостатком схемы является присутствие на входах
ОУ синфазного сигнала L/on.
Рис. 4.31. Генераторы стабиль-
ных токов, построенные на ОУ:
а — неинвертирующий ГСТ через
незаземленную нагрузку; 6 — ин-
вертирующий ГСТ через незазем-
ленную нагрузку; в дифферен-
циальный ГСТ через заземленную
нагрузку.
Вторая схема инвертирующего ГСТ через незаземленную нагрузку пред-
ставлена на рис. 4.31, б. В этой схеме
I— Цп/Д1— — /з,
—/Дг+Т3Дз=0, . 77ОП (R2/R1) =1зДз>
lS = Uoa UWi Яз)Ь (4.71)
Следователь но,
• /н=/ + /з=(^оп/^1)(1+^з). (4.72)
Дифференциальный усилитель, собранный на ОУ по схеме рис. 4.31, в, ге-
нерирует стабильный ток, протекающий через заземленную нагрузку. Переда-
точную функцию этой схемы можно вывести следующим способом.
Ток от источника сигнала Uc связан с выходным напряжением 77вых про-
порцией
(До — Двх)//?1 = (Двх—Двых)^(^х^)-
(4.73
Ток, потребляемый от Uc2, связан с t7Bx, (т. е. с напряжением на нагрузке /н^н)
и с С/Вых соотношением
(t/C2— £/вх)//?2 + (^вых— <Vbx)/(A'7?2) = 6,bx//?h = /h- (4.74)
Учитывая, что <7вх = L/вх, совместным решением уравнений (4.73) и (4.74) по-
лучаем /н=-[(х/с1-ад//?2]=[((/с2-ад/^г]- (4.75)
4.9. Логарифмирующие схемы усиления сигналов
Для построения схем с логарифмическими передаточными функ-
циями используется вольт-амперная характеристика р-п перехода
Рис. 4.32. Основные схемы усилителей с ло-
гарифмической передаточной функцией:
а •— логарифмирующий усилитель; б — антилога-
рифмирующий усилитель; в — транзисторно-диод-
ная-схема; г —диодная схема; д — транзисторная
схема; е — логарифмирующий модуль.
[2, 3, 28]. Для высококачественных полупроводниковых приборов эта
характеристика моделируется формулой
t/H = Wlg(Z„//s), (4.76)
где 1/д — напряжение на диоде; /д — ток диода, Is — обратный ток
утечки р-п перехода; N — постоянный множитель. Обычно характе-
ристика р-п перехода является точной логарифмической функцией
в пределах 4...6 дек. изменения тока /д.
На рис. 4.32, а представлена схема логарифмирующего усилителя.
Ток диода в этой схеме определяется напряжением сигнала и сопро-
гивлением нормирующего резистора R:
ia=uc/R,
(4.77)
поэтому напряжение на диоде (т. е. выходное напряжение схемы ВЫх
с обратным знаком)
НЕЫХ = -^д = -N 1g [С/с/(^/в)1 = -N 1g UC + N 1g Ж) (4.78)
с большой точностью соответствует 1g Uc, если величиной RIS можно
пренебречь. Обратное преобразование антилогарифмирования выпол-
няется также с помощью вольт-амперной характеристики р-п перехода
в схеме (рис. 4.32, б). Учитывая, что
Ir = Is-10u^n, (4.79)
a UR — UC, получаем
Пвых = -IKR = -IBR- 10^/N = - I, R • 10W (4.80)
На рис. 4.32, в, а, д представлены три наиболее часто использу-
емые схемы логарифмических усилителей, которые имеют следующие
характеристики.
Транзисторно-диодная схема (рис. 4.32, в) применяется в диапазо-
не токов 10~и...10-4 А, диодная схема (рис. 4.32, г) — в диапазоне то-
ков 10~9... 10-4 А, а транзисторная схема (рис. 4.32, д) рекомендуется
для токов 10-8...10-4 А. На рис. 4.32, е показана принципиальная схе-
ма прецизионндго модуля, состоящая из пары согласованных по пара-
метрам транзисторов 7\ и Т2, резистора установки токов RG = 15 ±
± 0,3 кОм и резистора термокомпенсации 7?тк = 955 + 10 Ом, об-
ладающего ТК7? = +0,3%/1° С.
Фирма Analog Devices выпускает такой модуль под индексом 751.
В табл. 4.4 представлены основные параметры транзисторов данного
логарифмирующего модуля.
Т а б л и ца 4.4
Параметры транзисторов модуля типа 751
Параметр Значение параметра
бдб обр» В 5
бкб обр> В 40
б'кэобр, В 40
^кмакс, 50
^расс> мВт 500
/121 (при 1к 1,2 = 10-5 А) 100
17смо (при 10-9</к1,2 <10~4 А) 0,5
Модуль такого типа может применяться для всех вышеупомянутых
включений ОУ в логарифмирующем и антилогарифмирующем режимах.
На рис. 4.33, а представлена принципиальная схема логарифмиру-
ющего усилителя, собранного на двух ОУ типа рА709 и биполярной
согласованной п-р-п паре. Этот усилитель построен несколько по-ино-
му, чем предыдущие схемы. В нем для операции логарифмирования
используется не абсолютное падение напряжения, выделяющееся на
р-п переходе, а разность напряжений база — эмиттер, имеющая ме-
сто, если транзисторы Тг и Т2 работают с различными по уровням кол-
лекторными токами ZK1 и ZK2. Разность напряжений база >— эмиттер
At/6a = cpTln(ZK1/ZK2). (4.81)
Ток ZK1 является входным током инвертирующего усилителя ОУг и
поэтому ZK1 e Ток ZK2 да E£/Re, так как потенциал неинвер-
тирующего входа ОУ2 близок к нулю. Таким образом,
AU6e = Фт In [(Uc/R^R6/E^l, ,'(4.82)
Рис. 4.33. Принципиальная схема логарифмирующего усилителя (а) и его пе-
редаточная функция (б).
причем разность А£/бэ непосредственно приложена ко входу ОУ2,
работающего в качестве неинвертирующего усилителя с коэффициентом
усиления
Ku = 1 + Я8/Я7. (4.83)
Следовательно, выходное напряжение схемы £/вых пропорционально
логарифму входного сигнала U с и температуре
tZBHX = = (1 + ЩЦт (4.84)
График передаточной функции данной схемы представлен на
рис. 4.33, б, причем динамический диапазон логарифмирующего уси-
лителя равен 80 дБ (4 дек.). Температурная ошибка передаточной
функции в данной схеме равна 0,3%/1°С, что определяет абсолютную
ошибку 17Вых на уровне ±1 В на краях диапазона Uo при колебаниях
внешней температуры на ±25° С относительно нормальной (+25° Q.
4.10. Умножители аналоговых сигналов
Операция умножения аналоговых сигналов может быть выполнена
несколькими способами. Наиболее часто применяются два из них:
метод логарифмирования сигналов и метод управления передаточной
проводимостью транзисторов.
Рис. 4.34. Схемы логарифмирующего умножителя аналоговых сигналов (а) и
логарифмирования отношения токов (б).
На рис. 4.34, а представлена структурная схема умножителя ана-
логовых сигналов, в которой используется принцип логарифмирова-
ния и антилогарифмирования сигналов. Усилители ОУ1 и ОУ2 лога-
рифмируют входные сигналы; выходные сигналы этих усилителей сум-
мируются инвертирующим сумматором ОУ3, а затем антилогарифми-
руются 0У4. Таким образом, схема, логарифмирующего умножйтелй
двух аналоговых сигналов содержит четыре усилителя. Такую схему
целесообразно выпускать в виде полностью отрегулированного модуля.
Достоинством логарифмирующего умножителя является широкий
динамический диапазон сигналов.
На рис. 4.34, б приведена схема логарифмирования отношения то-
ков сигналов и iB, построенная на трех ОУ с применением логариф-
&
иу 20к
Uy /Ку
2
20к
33
Ну
иу гок
Рис. 4.35. Принцип действия
(а) и полная принципиальная
схема (б) широкополосного
умножителя аналоговых сиг-
налов. Резисторы, обозначен-
ные *, имеют точность 1 % и
подбираются в пары до точно-
сти 0,1%
Усилитель
★15 В
20*.
3
А
15к
-756
200
1,5к
ОУ,
JJ.A70S
5т
Генератор тока KJO.
«Ок
★15 В
2
Умножь
тель
25£к
25,8к . 3
Й
>+150
1%
]1,5к
^,7
te
Rg Ry + 15 В
го кок
JlA 70$ i
“75В Cif
L 200
V.
мирующего модуля, аналогичного рис. 4.32, е. Схема работоспособна
при 1 нА < (i\, i2) < 100 [мкА. ОУ, и ОУ2 являются логарифмиру-
ющими усилителями, а ОУ3 вычитает выходные сигналы ОУ-, и ОУ2
(разность логарифмов равна логарифму отношения). Выходное напря-
жение схемы (7Вых = k 1g i2/ix + UCM 0. причем k = 1 В/дек.
Аналоговый умножитель двух сигналов Ux и Uv можно построить
и не прибегая к логарифмированию (рис. 4.35, а). Для этого исполь-
зуется метод изменения коэффициента усиления ДУ, построенного
на согласованной по параметрам биполярной паре. В этой схеме сигна-
лом Ux изменяется внутреннее сопротивление одного транзистора па-
ры. Поэтому ток i0, поступающий от ГСТ, перераспределяется, и между
Iколлекторами пары возникают дифференциальный сигнал Un = kxUx.
Сигнал Uy подается на эмиттеры пары, поэтому за счет него изменяется
уровень тока i0 = Ек/Rrcr на величину Ai0 = UyR.y. Коэффициент
усиления ДУ k± изменяется пропорционально Аг0, Следовательно,
можно записать kx — = k2 (Uy/Ry), что соответствует
t/n = k2 (UyUx)/Ry = ks Uy Ux, (4.85)
здесь k2, k3 — постоянные' коэффициенты пропорциональности.
В режиме умножения сигналов при изменениях тока, поступающего
от ГСТ, на величину Аг0 на коллекторах транзисторов дифференциаль-
ной пары возникает не только полезный сигнал, но и большие вариации
синфазного уровня Ек — ioR/2, что является недостатком схемы, так
как ограничивает ее точность.
Полная принципиальная схема умножителя аналоговых сигналов,
работающего на принципе регулирования усиления, представлена на
рис. 4.35, б. Аналоговый сигнал UC1 подается на ГСТ регулирования
усиления дифференциальной пары, собранный на ОУХ типа рА709;
второй сигнал t/c2 подается непосредственно на дифференциальную
пару. Напряжение питания ДУ фиксируется стабилитроном Дъ что
позволяет уменьшить изменения синфазного уровня.
Выходной дифференциальный сигнал пары усиливается диффе-
ренциальным усилителем ОУ2, причем для всей системы
ивЪ1Х = 100t/clt/c2. (4.86)
С помощью резистора Д17 вводится начальное условие t/BbIX = О
при t/cl = UС2.
4.11. Выпрямители и детекторы сигналов
Для схем выпрямления и детектирования сигналов напряжение по-
рога открывания р-п перехода (около 0,7В) может вносить недопустимо
большие ошибки. Для измерительных приборов, определяющих эф-
фективные значения малых сигналов, необходимы вентили с малым
порогом открывания.
Схема однополупериодного выпрямителя сигнала (рис. 4.36, а),
в которой диод используется как нелинейный элемент в цепи ООС,
позволяет снизить его пороговое напряжение в К раз (здесь К •— коэф-
фициент усиления ОУ с замкнутой петлей ООС). ОУ типа рА702, ис-
пользуемый в этой схеме совместно с кремниевым диодом — вентилем
Дз, позволяет получить значение порога открывания выпрямителя
примерно на уровне 1 мВ [3]. Для положительных полуволн сигналов
выходное напряжение ОУ равно 0, так как левый по схеме полюс ре-
зистора присоединен к точке суммирования токов, а диод Д3 в этот
период времени закрыт отрицательным выходным напряжением ОУ.
Диод Д2 вспомогательный, он защищает входы ОУ от перегрузки поло-
жительными сигналами и от эффекта переключения состояния входов.
Для отрицательных полуволн входного сигнала Uc диод Д3 откры-
вается и выпрямитель работает как инвертирующий усилитель (t/BbIX=
= —Uc[R2/Rj\) с малым выходным импедансом. Добавление к пре-
дыдущей схеме сумматора-инвертора позволяет реализовать схему
Рис. 4.36. Схемы выпрямителей и детекторов сигналов, построенных на ОУ:
а — однополупернодный выпрямитель сигнала; б — двухполупериодный выпрямитель сигнала; в —пиковой детектор напряжения- ?-пете™
обнаружения момента превышения сигналом нуля потенциала; д - лога рифмирующий детектор обнаружения момента прм1ше™я ch?S1om
нуля потенциала; е — передаточная характеристика этой схемы.
двухполупериодного выпрямителя сигнала (или, по-другому,- усилите-
ля абсолютного уровня, т. е. модуля сигнала). Схема этого устройства
представлена на рис. 4.36, б. Здесь ОУ! работает в схеме однополупе-
риодного выпрямителя с единичным усилением, дающего отрицатель-
ный выходной сигнал только при положительных полуволнах входно-
го сигнала. Отрицательные полуволны выпрямленного сигнала через
резистор 7?6 поступают на усилитель-инвертор (ОУ2), а через резистор
R10 на данный каскад поступает весь входной сигнал.
В точке суммирования токов S (рис. 4.36, б) данные сигналы скла-
дываются и на выходе ОУ2 появляются только положительные импуль-
сы напряжения, последовательно повторяющие по форме положитель-
ные и отрицательные полуволны исходного сигнала (/с, что соответ-
ствует модулю сигнала Uc.
С помощью ОУ можно строить эффективные схемы пиковых детек-
торов, обладающих большими постоянными времени на разряд и ма-
лыми на заряд емкости, «запоминающей» пиковый уровень входного
сигнала. Одна из таких схем представлена на рис. 4.36, в, она построе-
на на ОУ типа рА702 [3]. По сути, это модифицированный однополу-
периодный выпрямитель (рис. 4.36, о). При отрицательном пике вход-
ного сигнала потенциал выхода ОУ становится положительным, поэто-
му конденсатор Сх быстро заряжается током выходного каскада ОУ
через резистор 7?6. В этом режиме усилитель является инвертирующим
повторителем Ки = 1—Rt/Ri = 1- Время заряда конденсатора опреде-
ляется постоянной времени выходной цепи:
+ар = Су (7?вых + Re + Яд), (4.87)
где 7?Вых = 200 Ом'— выходное сопротивление ОУ; Rn « 50 Ом —
внутреннее сопротивление диода Ду, R6 — 100 Ом'— резистор ограни-
чения тока нагрузки.
Постоянная времени разряда в данной схеме формируется номина-
лом резистора Т?Б и сопротивлением нагрузки RH:
Ъазр = С1(^||7?н). (4.88)
При коэффициенте усиления ОУ Ко = 2000 и напряжении на кон-
денсаторе Су, равном +10 В, разность управляющих напряжений
между входами ОУ, являющаяся порогом детектора, составляет .5 мВ.
На рис 4.36, г показана принципиальная схема детектора, срабаты-
вающая в момент превышения напряжением сигнала нулевого потен-
циала. Такие устройства часто применяются в измерительных и инди-
каторных приборах для генерации нулевых меток отсчета [3]. Данная
схема не имеет гистерезиса (как триггер Шмидта) и не дает существен-
ного сдвига нулевого уровня (как это наблюдается в многокаскадных
усилителях-ограничителях). Устройство реагирует на малые положи-
тельные и отрицательные отклонения входного сигнала от нуля (порог
срабатывания ±0,5 мВ), при этом выходная амплитуда сигнала ОУ
равна ±1,5 В. Диоды с их логарифмической вольт-амперной характе-
ристикой используются в цепи ООС усилителя для создания специаль-
ных нелинейных передаточных функций.
На рис. 4.36, д представлена упрощенная схема детектора, срабаты-
вающая в момент превышения сигналом-нулевого потенциала. Переда-
точная функция данного устройства (рис. 4.36, е) имеет вблизи нуля
входного сигнала большую крутизну. При большом входном сигнале
усилитель переходит в режим повторителя, так как открываются диоды
обратной связи. Амплитуда выходного сигнала t/BbIX макс = 2(1 +
4.12. Схемы с реактивными элементами
Устройства, в которых используются ОУ совместно с реактивными
элементами в цепи обратных связей, имеют весьма широкое распро-
странение. В данном параграфе рассмотрим лишь простейшие звенья:
интегрирующее и дифференцирующее.
Рис. 4.37, Эквивалентная схема инвертирующего интегратора (а), процесс ин-
тегрирования скачка сигнала (б), принципиальная схема интегратора (в).
Интегратор аналоговых сигналов, схема которого приведена на
рис. 4.37, а, является наиболее распространенным устройством с реак-
тивным элементом в петле ООС. Если на вход интегратора подан сигнал
Ес (например, в виде скачка, как это показано на рис. 4.37, б), то во
время переходного процесса, соответствующего процессу интегриро-
вания, усилитель находится в линейном режиме. Из-за полной ООС
(правило 2 § 4.2) потенциал точки суммирования токов схемы U-% =
= 0, следовательно, через резистор Rt течет ток
iR = (Ес-Us)/R1« EJR^ (4.89)
Так как в высококачественный ОУ ток сигнала не втекает (правило 1
§ 4.2), то через Конденсатор С протекает ток заряда
ic=—Ir, (4.90)
поэтому напряжение на конденсаторе С во время переходного процес-
са соответствует интегралу напряжения входного сигнала Ес:
Uc = (l/C)\icdt = -(l/C)^iRdt=-(llRC)^EDdt. (4.91)
Для скачка входного сигнала Ес интеграл является линейной
функцией:
t/выхИД = Uc = -(Ec/Rr С) t, (4.92)
где ДВых ид — идеализированное выходное напряжение интегратора;
RtC — Т-—постоянная времени интегратора. Этим свойством инте-
гратора практически пользуются для создания прецизионных генера-
торов линейного (пилообразного) напряжения, причем напряжение
на выходе реального интегратора t/BbIX реал мало зависит от собствен-
ного коэффициента усиления ОУ:
^выхреал/£с = 7<о[1-е-</?'<1+к<>)] «
/Со^Г(/<о+1)]—(1/2){(адЖо+1)Л}2--.- (4.93)
Первый член данного ряда определяет линейную составляющую выход-
ного напряжения, а второй — основную часть его нелинейного откло-
нения от прямой линии. Последующие члены ряда опущены, так как
они имеют малое значение в общей ошибке интегратора EU из-за того,
что Ко 1. Таким образом, относительная ошибка интегратора
MJ/EC = ивъ1Х ИД/ЕС — ивЪ1Хреал/Ес = —t/T - (t!T) (1Ж +
+ И) ~ (l/2)(f/T)2 И<Жо + 1)12 = — №{1 4- 1/(/(0 + 1) +
+ (1/2)1К0/(7<0 + 1)Р(//7)}. (4.94)
Из уравнения (4.94) видно, что за время t ошибка накапливается ли-
нейно за счет неидеальности Ко, кроме того, имеет место и ее нелиней-
ное увеличение.
Уровень ошибки определяется степенью приближения реальных
свойств ОУ к идеальным: отсутствием входного тока и точностью пред-
положения, что Us = 0. Для специальных модульных ОУ со сверх-
высоким входным сопротивлением может быть достигнута скорость
нарастания интеграла сигнала до уровня входного сигнала 1 день [23].
Переходный процесс интегрирования прекращается, когда выходной
сигнал приблизится к напряжению питания
Интегратор сигнала является усилителем низких частот. Он про-
пускает на выход постоянную составляющую сигнала,.а его диаграм-
ма Боде имеет постоянную времени Т = RC, что соответствует полосе
пропускания по уровню —3 дБ:
/_3дб = 1/2я7\ (4.95)
На рис. 4., в представлена принципиальная схема интегратора,
который можно использовать в аппаратуре в качестве, вспомогатель
ного генератора пилообразного напряжения или низкочастотного зве-
на оптимальной обработки сигнала. При построении схем интеграто-
ров важно учитывать, что входной ток /вх протекает по сопротивлению
источника сигнала Rc, поэтому в цепь неинвертирующего входа необ-
ходимо включить резистор балансировки R^ = Rc.
Статические ошибки входного каскада ОУ также вносят за время t
существенные ошибки в интеграл сигнала:
^вых ош (0 = ^см оЧ“ (t/CM o/Rc /вх) (t/C). (4.96)
Ошибки за счет входного тока 1^х устраняются обычно введением в точ-
ку суммирования токов интегратора дополнительного компенсиру-
ющего тока. Влияние напряжения UCM 0 на выходную ошибку можно
уменьшить, если сбалансировать усилитель при некоторой средней
рабочей температуре и выбрать Rc минимальным по номиналу.
Уровень электрических потерь в конденсаторе С (особенно для
емкостей большого номинала) во многом определяет точность интегри-
рования, так как конденсатор имеет собственную постоянную времени
Тс = КиаС, (4.97)
где RVi3 ‘— эквивалентное сопротивление изоляции.
Наиболее удачным считается применение конденсаторов с синте-
тическими диэлектриками. Например, высококачественный конденса-
тор емкостью 1 мкФ с полистироловым пленочным диэлектриком мо-
жет иметь сопротивление изоляции около 200 000 МОм, что соответст-
вует постоянной времени 200 000 с. Одним из важнейших достоинств
интегратора на ОУ по сравнению с простейшими интегрирующими
звеньями является то, что в цепи ООС можно применять высокока-
чественные конденсаторы, имеющие обычно ограниченный номинал.
Постоянная времени Т при этом устанавливается на требуемом уровне
за счет увеличения номинала Rc.
Дифференциатор сигналов, построенный на ОУ, является усили-
телем высоких частот. Схема дифференциатора представлена на
рис. 4.38, a [3]. Если на вход дифференциатора подать напряжение
сигнала Ес, то оно будет практически полностью приложено к конден-
сатору С, так как Us = 0 (правило 2 § 4.2), поэтому через конденса-
тор потечет ток заряда.
ic = С (dUc!dt) = С (dEJdt), (4.98)
который по уровню равен току, текущему через сопротивление обрат-
ной связи R (правило 1 § 4.2)
iR = —ic = —С (dEjdt). (4.99)
Таким образом,
t/вых = IrR = — RC (dEJdt), (4.100)
где RC — постоянная времени дифференциатора.
Для идеального дифференциатора, построенного по схеме
рис. 4.38, а, требуется синтезировать амплитудно-частотную характе-
ристику, неограниченно нарастающую в области высоких частот, что
соответствовало бы бесконечно широкой полосе усиления ОУ. Следо-
Рис. 4.38. Эквивалентная схема дифференциатора (а), принципиальная схема
полосового УНЧ-дифференциатора (б) и частотная характеристика этой схемы (в).
вательно, быстродействие и точность реального дифференциатора будут
ограничены высокочастотным спадом усилителя. Кроме того, при зам-
кнутой обратной связи приходится специально корректировать частот-
ную характеристику усилителя, чтобы обеспечить его устойчивость.
Из-за этих ограничений точное дифференцирование с помощью ОУ
затруднительно и реальная схема дифференциатора имеет вид про-
порционального интегрирующе-дифференциального звена. Иринци-
пиальная схема и частотная характеристика такого звена представлены
на рис. 4.38, б, в. Этот усилитель является полосовым УНЧ без по-
стоянной составляющей, коэффициент его усиления на средних часто-
тах (при RДСд < 7?ИСИ) фиксируется отношением номиналов 7?д/£ида
да 20, т. е. 46 дБ.
4.13. Компараторы сигналов на ОУ
Для сравнения двух сигналов используются схемы включения ОУ
в режимах компаратора. В этих режимах можно использовать как один
вход ОУ, так и оба, причем петля отрицательной обратной связи обычно
не замыкается. Если компаратор, построенный на ОУ, используется
с положительной обратной связью, то компаратор имеет гистерезисные
свойства. Одновходовой компаратор сигналов (рис 4.39, а) предназна-
чается для сравнения разнополярных входных напряжений, причем
в-момент их равенства по абсолютной величине выходное напряжение
компаратора t/BbIX переключается в другое состояние насыщения [26].
Опорный и исследуемый сигналы поданы в этой схеме на инвертиру-
ющий вход ОУ. Процессы, происходящие в данной схеме, показаны на
рис. 4.39, б. До момента времени т напряжение Uc меньше по модулю,
чем опорное напряжение £оп, поэтому последнее определяет состояние
выхода. В данном случае £оп < 0, поэтому 6/вых да £й. После дости-
жения входным сигналом Uc порогового значения ЕГ1ПЕЛ/Е2, выходное
напряжение компаратора определяется входным сигналом Uc, при этом
77вых переходит в состояние Е$. В момент точного равенства Uc =
= EonRi/Rz усилитель компаратора находится в неустойчивом линей-
ном режиме. Переключение состояния выхода схемы происходит с не-
которой задержкой Ат, которая определяется временем перезаряда
паразитных емкостей схемы ОУ.
Наклон линейной переходной характеристики определяется коэф-
фициентом усиления ОУ. Чтобы увеличить скорость переключения,
ОУ .в схемах компараторов используется без обратной связи. Одновхо-
довой компаратор имеет ограниченное входное сопротивление, однако
позволяет сравнивать большие по амплитуде сигналы без появления
ошибок синфазной составляющей АС7Синф- Амплитуда сигналов между
входами ОУ не должна превышать допустимого уровня для входных
дифференциальных сигналов, однако точность сравнения сигналов
тем лучше, чем больше амплитуда. В цепь неинвертирующий вход'—
земля необходимо включить балансирующий резистор £бал = || 7?3.
Двухвходовой компаратор, схема которого показана на рис. 4.39, в,
позволяет сравнивать сигналы одинаковой полярности, уровень кото-
рых находится в пределах допустимого для данного ОУ синфазного
входного напряжения £СИнф- Когда сигналы, подаваемые на разные
входы, уравниваются, выходной сигнал компаратора равен нулю
(рис. 4.39, г).
Принципиальная схема двухвходового компаратора, построенного
на ОУ типа рА709 [3], представлена на рис. 4.39, д. В этой схеме ам-
Рис. 4.39. Схемы компараторов сигналов, построенные на ОУ:
а — одновходовой компаратор; б — диаграммы его переключения; в — двух входовой компаратор; г — диаграммы его переключения; д — двухвхо-
довой компаратор, выходной сигнал которого совместим со входами цифровых ИС; е — передаточная характеристика этой схемы.
плитуда сигнала, возникающего на выходе, ограничена с помощью
диодов и Д2, поэтому сигнал от компаратора можно непосредствен-
но подавать на входы низкоуровневых логических схем (рис. 4.39, ё).
Эта же схема выхода может быть применена для одновходового компа-
ратора. Для данной схемы выхода минимальная разность входных
сигналов | Uс — Доп |, при которой переключится логическая схема
(t/nop = 2 В, До = 40 тыс.), составляет
I tzc- Доп I мин = t/nop/Ko = 0,05 мВ. (4.101)
Рис. 4.40. Эквивалентная схема
регенеративного компаратора
(а), его принципиальная схема
(б) и ее передаточная харак-
теристика (е).
В реальной схеме к данному значению порога срабатывания компа-
ратора нёобходимо прибавить ошибки, возникающие за счет входных
токов ОУ, напряжения смещения нуля и синфазной составляющей.
Последняя особенно велика для двухвходового компаратора, опреде-
ляющего момент равенства двух однополярных сигналов большого
уровня. Время нарастания выходного сигнала данного компаратора
до уровня + 4 В при превышении Uc — Допр = 10 мВ составляет
примерно 0,5 мкс, а время задержки выходного сигнала равно 3...5 мкс.
Регенеративный компаратор (рис. 4.40, а) является схемой с поло-
жительной обратной связью [3]. Если опорное напряжение на его вхо-
де отсутствует (Доп = 0), то компаратор срабатывает по собственному
порогу (т. е. является триггером Шмидта). Уровень порога опреде-
ляется амплитудами выходного сигнала U^x макс и коэффициентом
обратной связи
Р = Д1/(Д1+Д2). (4.102)
Напряжение порога срабатывания регенеративного компаратора—
триггера Шмидта
^пор = ^н/2 = ^вых макс/(2|3).
(4.103)
Напряжение L7H является напряжением гистерезиса триггера Шмидта.
Введение' гистерезиса в компаратор целесообразно в том случае, если
сигнал приходит на фоне помех: после переключения состояния компа-
ратора относительно большим напряжением сигнала напряжение Uh
является запасом на помехоустойчивость. Возврат компаратора в ис-
ходное состояние произойдет тогда, когда сигнал уменьшится на за-
данную величину Uh-
На рис. 4.40, б, в представлены полная схема регенеративного ком-
паратора и его характеристика переключения. Выходной сигнал дан-
ной схемы совместим со входными сигналами цифровых ИС. Напря-
жение гистерезиса в этой схеме
Uh = (Цвых £Лзых)/[^1/(^1 + ^г)1 = 4>2 мВ.
Схема регенеративного компаратора с положительной обратной
связью лежит в основе триггерных и мультивибраторных схем, строя-
щихся на ОУ.
4.14. Мультивибраторы
Операционные усилители удобно использовать для построения как
ждущих, так и 'автогенерирующих мультивибраторов с повышенной
стабильностью параметра генерируемого сигнала. Простейшей схемой
Рис. 4.41. Ждущий бистабильный мультивибратор (а), выполненный иа ОУ, и
диаграммы его работы (б).
мультивибратора, выполненной на ОУ, является ждущий бистабиль-
ный мультивибратор, схема которого представлена на рис. 4.41, а.
Его выходное напряжение L7BbIX меняет свою полярность инверсно
в отношении к полярности запускающего импульса (рис. 4.41, б) [26].
Принципиальная схема мультивибратора-автогенератора и диаграм-
мы ее работы представлены на рис. 4.42, а, б. На первом графике
рис. 4.42, б показана форма симметричного выходного напряжения,
уровни которого {/^ых и Пвых практически достигают и Ей (это оп-
ределяется свойствами выходного каскада ОУ). Напряжение на неин-
вертирующем входе ОУ L7BX (0 соответствует по форме выходному, но
уменьшено в Р = /?/(/?! + /?2) раз. Так как напряжение между вхо-
дами ОУ в линейном режиме приближается к нулю (правило 2 § 4.2),
то усилитель меняет свое состояние выхода лишь в тот момент, когда
напряжение на конденсаторе достигает величин pt/вых или pt/вых,
в остальное время конденсатор С перезаряжается в обеих полярностях
током, поступающим с выхода, через резистор /? (т. е. постоянная вре-
Рис. 4.42. Мультивибраторы-автогенераторы:
а — симметричный; б — диаграммы его работы; в — несимметричный; г — процессы в его
схеме.
мени схемы равна RC). Из-за того что полное напряжение, до которого
может зарядиться конденсатор, равно 1/+ых или t/вых. а при напряже-
ниях Pf/вых или pt/вых имеет место смена полярности выходного сигна*
ла ОУ, то периоды времени tr и /2, когда конденсаторы заряжаются,
можно подсчитать как логарифм отношения полной возможной ампли-
туды напряжения перезаряда (пунктирная линия) к имеющемуся
(пунктирная и сплошная линии на рис. 4.42, б):
tl - RC In {(t/j^Hx -f- Pt/Bbix)/[P (t/вых + t/вых)]},
t2 = RC In {(t/вых “b pt/вых)/IP (t/BbIx4- t/вых)]}-
(4.104)
(4.105)
Если выходной сигнал симметричен относительно нуля, то
4 = t2 = t = RC In [(₽ + l)/2₽], (4.106)
поэтому период повторения не зависит от свойств ОУ:
Т = tx + t2 = 2RC In [(₽ + 1)/2₽] =
= 27?Cln [1 + R2!2RX]. (4.107)
Рис. 4.43. Принципиальные схемы мультивибраторов:
а—с фиксированной частотой; б — многодиапазонного (2 Гц . .. 20 кГц).
На рис. 4.42, в, г представлены принципиальная схема и диаграм-
ма работы несимметричного мультивибратора. Принцип его действия
полностью аналогичен предыдущей схеме, однако постоянные времени
полуволн различные т3 = С7?3 и т4 = СТ?4, что достигается введением
зарядных диодов-клапанов, распределяющих токи по резисторам 7?3
и в зависимости от полярности С7ВЫХ. Например, для L/BbIX> 0
диод открыт, а Д2 заперт, поэтому постоянная времени для положи-
тельной полуволны равна С7?я, соответственно для отрицательной'—
CRi. Период повторения сигнала
Т = ts + t, = (Rsc+ T?4C)ln [(₽ + l)/2₽] =
= C(RS+ RJ In (1 + R2/2RJ. (4.108)
На. рис. 4.43, а представлена полная принципиальная схема сим-
метричного мультивибратора-автогенератора [31, в которой реализован
принцип схемы (рис. 4.42, а}.
Период повторения сигнала, генерируемого данной схемой,
Т = RC In [1 + = RC In 3, (4.109)
а частота генерации
F = 1/2лТ = l/2nRC In 3 = 10 Гц. (4.110)
Стабильность частоты сигнала для этого мультивибратора состав-
ляет 1%.
На рис. 4.43, б представлена схема многодиапазонного генера-
тора прямоугольного напряжения [3], построенная на основе схемы
(см. рис. 4.42, б). Резистор служит для регулировки скважности
прямоугольного сигнала, а с помощью потенциометра Re можно плавно
регулировать частоту сигнала в пределах каждой декады. Общий диа-
пазон частот мультивибратора разделен на 5 дек., выбор соответству-
ющего поддиапазона осуществляется переключателем 77х.
4.15. Усилители повышенного быстродействия
Из перечисленных в § 4.2 идеализированных свойств ОУ требова-
ние бесконечно широкой полосы усиления наиболее далеко от реаль-
ного воплощения: бесконечно широкая полоса усиления соответствова-
на бы бесконечно большой мощности сигнала. Однако требования, воз-
никающие при проектировании систем обработки данных (прежде
всего устройств преобразования аналог — код), заставляют в насто-
ящее время конструировать ОУ со скоростью отклика 50... 100 В/мкс
при сохранении усилительных параметров и ошибок на ранее достигну-
том высоком уровне.
Применение сверхскоростных ОУ в аппаратуре также требует но-
вого подхода. Необходимо значительно уменьшить паразитные емко-
сти конструкции, повысить качество источников питания для устране-
ния паразитных связей через них на высоких частотах. Сверхскорост-
ная схема потребляет значительно большую мощность от источника
питания.
Монолитная конструкция ОУ особенно пригодна для принципиаль-
ного повышения быстродействия многокаскадных усилителей: конст-
руктивные емкости в такой ИС пренебрежимо малы, а емкость коллек-
тор— база малосигнального п-р-п транзистора имеет уровень 0,1 пФ, что
не достижимо для усилителей, построенных на дискретных радиоэле-
ментах. Однако для развития класса сверхскоростных интегральных ОУ
имеются существенные препятствия, причем одно из самых главных •—
неудовлетворительные частотные свойства интегральных боковых
р-п-р транзисторов, применяемых сейчас в первых каскадах усиления.
Обычно на частотах свыше 2 МГц в этих усилительных каскадах воз-
Пикают столь значительные фазовые сдвиги, что усилитель нельзя ис-
пользовать в петле ООС из-за самовозбуждения (данная полоса соот-
ветствует при единичном усилении скорости отклика 2 В/мкс).
При проектировании сверхскоростных ОУ используется ряд осо-
бых методов. Главным из них является тщательное проектирование ин-
тегральных транзисторных структур с повышенным значением переда-
точной проводимости 7эАрт и минимальными паразитными емкостями.
Необходимо также использовать и некоторые схемотехнические приемы.
Например, в цепи эмиттеров транзисторов входной дифференциальной
пары включаются сопротивления, за счет введения которых умень-
Рис, 4.44. Принципиальная схема сверхскоростного ОУ.
шается коэффициент усиления каскада, но расширяется его малосиг-
нальная полоса усиления. Для компенсации возникающей при этом
потери коэффициента усиления выгодно использовать в качестве экви-
валентных высокоомных нагрузок первого каскада генераторы ста-
бильных токов. Для повышения быстродействия оконечный каскад
усиления амплитуды сигнала обычно имеет большой ток потребления.
Практически обязательными ‘элементами схемотехники сверхскорост-
ных ОУ являются внутренние емкостные цепи коррекции частотных
параметров и компенсации фазовых сдвигов.
Принцип коррекции частотной характеристики с опережением по
высокочастотным составляющим (в данном случае обход р-п-р усили-
тельных транзисторов по высокочастотным составляющим) был пока-
зан ранее на примере ОУ типа LM101A (см. рис. 4.20, б), для которого
этим методом удается повысить скорость отклика до 10 В/мкс, полосу
полного размаха до 250 кГц и малосигнальную полосу до 3,5 МГц.
Таким образом, сверхскоростные полупроводниковые ОУ стремят-
ся строить, избегая применения низкоскоростных малосигнальных
р-п-р усилительных каскадов и тщательно рассчитывая элементы кор-
рекции и форсирования частотной характеристики. На рис. 4.44 пред-
ставлена принципиальная схема ОУ,-иллюстрирующая вышеизложен-
ное. В этой схеме с помощью резисторов и R2 расширяется полоса
усиления входного ДУ (транзисторы 7\ и Т2), сигнал которого затем
усиливается по мощности эмиттерными повторителями (Ts и и пе-
редается с помощью ГСТ сдвига уровня (Ть и Те) на усилитель ампли-
туды (Т7). Двухтактный выходной каскад усилителя (7\0, Тг1) работает
с начальным смещением, выделяющимся на транзисторах Тв, Т9.
В данной схеме конденсаторы Сх и С2 компенсируют потерю высоко-
частотного коэффициента усиления в каскадах сдвига уровня и усиле-
ния амплитуды сигнала, обеспечивая низкоомный путь для высоких
частот [30].
Глава 5
КОМПАРАТОРЫ СИГНАЛОВ
Дифференциальные компараторы сигналов являются специализи-
рованными ОУ с двумя входами и одним выходом. Наибольшее распро-
странение имеют устройства такого типа, выполненные в виде моно-
литных ИС. Входной каскад компаратора работает в линейном режиме
и построен аналогично схемам ДУ и ОУ. Выходной сигнал компара-
тора может находиться лишь на стандартных уровнях'«/» или «О»,
соответствующих входным управляющим напряжениям цифровых ИС
[1]. Таким образом, компаратор является линейно-дискретной ИС.
Сокращением амплитудного диапазона выходного сигнала удается
повысить быстродействие компаратора и добиться относительного
снижения потребляемой мощности. Основная функция данного при-
бора — переключение выходного уровня «/» или «О» в момент времени,
соответствующий заданному превышению исследуемым сигналом опор-
ного напряжения (заданного извне порога срабатывания). Если в ком-
параторе с помощью положительной обратной связи устанавливается
внутренний порог срабатывания (при нулевом внешнем пороговом
напряжении), то компаратор работает в режиме порогового устройства
с гистерезисной характеристикой переключения (в режиме триггера
Шмидта).
Хорошо спроектированный универсальный компаратор может ра-
ботать в большом числе аппаратурных блоков: в дискриминаторах
амплитуды импульсов, в высокоскоростных преобразователях аналог—
код и код — аналог, в индикаторах момента превышения сигналом
нулевого уровня, в пороговых и пиковых детекторах быстрых импуль-
сов. Схемы компараторов, обладающих повышенной нагрузочной спо-
собностью, широко используются в ШИМ-системах, ключевых преоб-
разователях питания, ключевых усилителях мощности. Одной из важ-
нейших областей применения компараторов следует считать построение
усилителей считывания сигналов, поступающих из магнитной па-
мяти.
Выходная мощность современных компараторов достаточна для
управления входами десяти и более ТТЛ-ключей, шинами записи сиг-
налов в устройствах памяти, исполнительными реле и т. д. [2, 31. Время
переключения выходных сигналов таких ИС составляет десятки нано-
секунд, если взаимное превышение аналогового сигнала и опорного
напряжения достигает единиц милливольт. Коэффициент усиления
компаратора может превышать 100 тыс., что соответствует разреша-
ющей способности компаратора по входному сигналу •— десятые доли
милливольта.
5.1. Принципиальные схемы некоторых компараторов
На рис. 5.1, а представлена принципиальная схема ИС типа рА710,
которая содержит два дифференциальных усилительных каскада, вы-
ходной эмиттерный повторитель, стабилитронные схемы сдвига уров-
ня и цепь ограничения амплитуды выходного сигнала [1].
Особенности схемотехники данного компаратора во многом опреде-
ляются требуемым малым временем выхода из режима насыщения, ко-
торое является нормальным рабочим состоянием для его оконечного
каскада. Транзисторы Тъ Т3, Т5, Те и резисторы Rlt R2, R7, R& обра-
Рис. 5.1. Компаратор типа p А710:
а — принципиальная схема; б — характеристики переключения при £к' =12 В, 6 В
(7 —при —55° С; 2 — при 25° С; 3 — при 125° С).
зуют входной дифференциальный каскад с ГСТ и обычной компенси-
рованной диодно-резистивной цепью подачи смещения на ГСТ. Цепь
смещения ГСТ (Rg—Т6 — Т?7) питается полным током выходного кас-
када, причем транзистор Т10 образует буферный каскад, исключающий
влияние изменений проводимости нагрузки на цепь смещения, так как
база транзистора Т10 подключена непосредственно к потенциалу земли.
Второй дифференциальный каскад (Т2, с резисторами нагрузки
R8, Ri и R&) построен аналогично соответствующим каскадам ОУ типа
цА702 и рА709. С его помощью обеспечивается подача балансного
смещения на второй каскад, т. е. фиксируется потенциал базы Т9,
имеющий место при изменениях положительного напряжения пита-
ния. Функцией второго каскада является также использование пол-
ного дифференциального коэффициента усиления первого каскада.
Эмиттеры транзисторов Т2и Т4 присоединены к диоду Зенера Дг —
интегральному стабилитрону с опорным напряжением +6,2 В. По-
тенциалы баз транзисторов Т2 и 7\ равны +6,9 В, следовательно, до-
пустимый сигнал входов компаратора может приближаться к 7 В.
С коллектора Ti сигнал передается на выход с помощью эмиттерного
повторителя (транзистор Ts). Постоянная составляющая сигнала умень-
шается до нулевого уровня с помощью стабилитрона Д2. Выходной
сигнал компаратора не может превысить уровень + 4 В, так как для
более положительных относительно уровня баланса сигналов откры-
вается транзистор TR в диодном включении и замыкает дифференциаль-
ный выход второго каскада. Верхний предел амплитуды сигнала вто-
рого каскада определяется отношением номиналов резисторов дели-
теля /?3‘—Ограничение амплитуды напряжения сигнала на базе
Ts значительно повышает быстродействие выходного ЭП.
Нулевой выходной уровень серийных ИС несколько меняется около
потенциала земли, что определяется разностью падений напряжения
на р-п переходах, работающих в режимах прямого включения и про-
бивном и образующих замкнутый контур: Э •— Б и Б — К транзистора
Б — Э транзистора Ts, диод Д2, К — Б транзистора Т10, диод Д.
На рис. 5.1, б представлены характеристики переключения компара-
тора типа рА710 для различных температур. Условием баланса компа-
ратора считается наличие выходного уровня, попадающего в зону
порога срабатывания цифровых ИС, т. е. около 0,7 ... 1,4 В, при
нулевом входном сигнале Uc = 0.
Для ИС типа цА710 выходное пороговое напряжение прямо про-
порционально Ек., что является существенным недостатком схемы. Не-
которая компенсация температурного ухода выходного порогового
уровня компаратора гарантируется в аппаратуре тем, что входной по-
рог срабатывания логических ИС имеет сходный с ним по знаку и уров-
ню температурный коэффициент. Основные параметры компаратора
типа рА710 представлены в табл. 5.1.
Таблица 5.1
Параметры компараторов
Параметр Тип компаратора
Р.А710 J1A711 LM106 LM111
Напряжение смещения нуля ^см о» мВ Разность входных-токов Д/вх, мкА Входной ток смещения 7смещ> мкА Диапазон допустимых синфаз- ных напряжений ЕСинф, В Допустимый дифференциальный сигнал <7ВХ д, В Коэффициент усиления по на- пряжению Ко, В/мВ Время отклика /Откл, яс Напряжение на нагрузке 17вых, В Ток в нагрузке /вых, мА Нагрузочная способность для ТТЛ-ключей, N Потребляемая мощность, Рп, мВт 3 7 45 5 5 1 700 40 —0,5...-f-4,5 1,6 1 160 1 0,5 25 5 5 1500 40 —0,5...4-4,5 1,6 1 130 3 7 45 5 5 '40000 40 до 24 100 16 145 4 0,02 0,15 14 30 200 000 200 до 50 50 8 80
На рис. 5.2, а приведена принципиальная схема двойного диффе-
ренциального компаратора типа рА711 [1]. Применение двухканаль-
ной конфигурации не только позволяет реализовать более высокую
степень интеграции, но и улучшить электрические параметры аппара-
б
Рис. 5.2. Принципиальная схема двойного компаратора типа рА711 (а) и его
скорость отклика на отрицательный скачок входного сигнала при различных пре-
вышениях напряжения скачка Uc над опорным напряжением (б):
Г —на 2 мВ; 2 — на 5 мВ; 3 — на 10 мВ; 4 — на 20 мВ.
туры. Ввиду высокой идентичности параметров обоих компараторов,
располагающихся на одной" подложке ИС, удается строить двухпоро-
говые схемы, имеющие симметричный отклик на положительное и от-
рицательное превышения абсолютного уровня сигнала над пороговым
уровнем. Особенно удобны двухканальные схемы для усилителей счи-
тывания сигналов магнитной памяти. Каждый компаратор из ИС типа
рА711 практически идентичен по свойствам компаратору типа рА710,
однако суммарная потребляемая мощность двойного компаратора уве-
личена лишь на 45%. Различие их принципиальных схем заключается
в построении цепей ограничения уровня насыщения выходного каска-
да и наличии у компаратора типа рА711 входа стробирования. Огра-
ничитель насыщения образуется транзистором Тъ, шунтирующим тран-
зистор Т8 (левое плечо второго дифференциального каскада компара-
тора — транзисторы Ts и 7\).
При повышении тока насыщения, протекающего через резистор Re,
возникает небольшое избыточное падение напряжения, которое откры-
вает переход база •— эмиттер транзистора Тъ. Уровень срабатывания
ограничителя насыщения устанавливается не только отношением номи-
налов резисторов, но и правильным выбором соотношения площадей
транзисторов. Эмиттерный переход интегрального транзистора Тл по
площади больше, чем эмиттерный переход Тъ, поэтому Тъ проводит
пропорционально больший ток при том же самом напряжении
Сигналы стробирования подаются на базу оконечного эмиттерного
повторителя компаратора непосредственно с выходов низкоуровневых
цифровых ИС. Если на вход стробирования подан нулевой сигнал,
то диод Дд фиксирует потенциал базы Т7 на уровне примерно 6,2 В,
поэтому Т7 заперт при любых уровнях входных сигналов компаратора
и выходной сигнал компаратора равен нулю.
Подача на вход стробирования внешнего сигнала «У» (4 В) вызывает
ограничение амплитуды сигнала на выходе компаратора на уровне
приблизительно 3,3 В (вычитается напряжение Пбэ транзистора Т7).
Стробирование позволяет защитить оконечный транзистор от насыще-
ния в те моменты, когда полезные входные сигналы отсутствуют. Не-
посредственно после включения строба (подача 4 В) компаратор готов
к работе. Если стробирование не применяется, то вывод строба необ-
ходимо подключить к шине питания логических ИС, либо к другому
потенциалу, меньшему чем 6В, чтобы не возникало накопления по-
стоянного уровня на распределенной емкости цепи стробирования.
В тех схемах применения, где одна половина ИС не используется,
ее вывод стробирования следует заземлить, чтобы избежать ложных
откликов на помехи.
Скорость отклика компаратора на- превышение стандартным скач-
ком сигнала опорного напряжения зависит от разности напряжения
скачка и установленного опорного напряжения (перенапряжения).
На рис. 5.2, б представлены диаграммы отклика компаратора типа
рА711 на отрицательный перепад входного сигнала. Оба выходных сиг-
нала от каждого компаратора из ИС типа рА711 совмещаются на об-
щем, выходе по логике ИЛИ.
На рис. 5.3, а представлена принципиальная схема более совер-
шенного, чем ИС типа рА710, компаратора типа LM106 [2]. Фактиче-
ски ИС типа LM106 является более мощным вариантом ИС типа рА710.
Схемы первого и второго каскадов этих компараторов практически
совпадают, однако LM106 имеет дополнительный оконечный каскад
усиления напряжения. Основное преимущество схемы LM106 заклю-
чается поэтому в высокой нагрузочной способности при коэффициенте
усиления около 25 тыс.
Bx. cmpoS
QlW8
if-----
2 —
0 = =
-0,3-0,2
Рис. 5.3. Компаратор типа LM106:
a — принципиальная схема; б — характеристика переключения по напряжению =|2 В.
Е^ = —6 В); а —по току (Е £ в» —3 >“12 В); г — скорость отклика на по-
ложительный скачок сигнала (Ек =12 В, £к =—6 В); д — скорость отклика на отрица-
тельный скачок сигнала (Е^[ =12 В, = —6 В). 1 — превышение скачка входного сиг-
нала над опорным напряжением на 2 мВ; 2 — на 5 мВ; 3 — на 10 мВ; 4 на 20 мВ.
Выходной ток ИС типа LM106 в режиме работы на ТТЛ- или ДТЛ-
ключи равен 20 мА, что обеспечивает нагрузочную способность У не ме-
нее 10 входов этих ключей. Наряду с усовершенствованием усилитель-
ных свойств добавление оконечного каскада улучшило и эксплуата-
ционные параметры: ИС может работать в широком диапазоне питаю-
щих напряжений, причем повышенная стабильность их не требуется.
Для компаратора цА710 номинальные напряжения питания устанав-
ливаются на уровнях £к = 6 и Е£ = 12 В. Если напряжение Ей бо-
лее отрицательно, чем —6 В, существенно возрастает рассеиваемая
мощность, если менее отрицательно—ухудшаются усилительные свой-
ства. Общая сводка параметров компаратора типа LM106 приведена
в табл. 5.1.
На рис. 5.3, б, в представлены передаточные функции этого компа-
ратора по выходным напряжению и току в отношении ко входному сиг-
налу, а на рис. 5.3, г, д приведены диаграммы переходных откликов
компаратора LM106 на положительный и отрицательный перепады
входного сигнала при различных перенапряжениях сигнала и опорно-
го напряжения. Быстродействие компаратора при включении выход-
ного каскада существенно лучше, чем при выключении, так как вы-
ходной каскад схемы построен только на п-р-п транзисторах.
Предыдущие компараторы предназначаются специально для обслу-
живания низковольтных высокоскоростных цифровых устройств, по-
строенных на биполярных ИС. Компараторы типов рА710, рА711
и LM106 имеют поэтому большие входные токи и могут применяться
лишь с низкоимпедансными источниками сигналов. В связи с расши-
рением аппаратурных требований к'линейно-дискретным ИС появи-
лась необходимость не только работать от высокоомных датчиков сиг-
налов, но и взаимно согласовывать входные и выходные сигналы низко-
уровневых и высокоуровневых цифровых ИС (например, согласование
ТТЛ- и МОП-цифррвых ИС), а также управлять аналоговыми ключами
на полевых приборах [3]. Таким требованиям удовлетворяет ком-
паратор типа LM111, упрощенная схема которого представлена на
рис. 5.4, а, а полная •— на рис. 5.4, б. Входные токи этого компара-
тора снижены на два порядка по сравнению с ранее рассмотренными
схемами. Компаратор типа LM111 может работать как от напряжений
питания £к = +15 В, используемых для ОУ, так и от единственного
источника питания Ей = 5 В, характерного для биполярных цифровых
ИС. Из-за совместимости питания данный компаратор может непосред-
ственно располагаться на печатной плате любого электронного"блока.
На упрощенной принципиальной схеме компаратора обозначены
четыре каскада компаратора. Первый каскад (р-п-р транзисторы 7\
и является буферным. Пробивные напряжения база — эмиттер
этих интегральных транзисторов составляют 70 В, поэтому для компа-
ратора допустимы очень большие уровни сигналов на входах. Два
последующих дифференциальных каскада (Т3, 7\и Тъ, Т6) усиливают
сигнал. На оконечный транзистор 711 сигнал передается усилительным
р-п-р транзистором Т9 с боковой структурой. Транзистор 7\0 и резистор
£в образуют схему защиты выходного каскада в тех случаях, когда
сигнал снимается с эмиттера выходного каскада.
Вывод «земля» может присоединяться к любому напряжению пита-
ния, заключенному между £^и Ей. В режиме работы ИС от одного
источника питания выводы Ей и «земля» замыкаются. Параметры ИС
типа LM111 приведены в табл. 5.1. Компаратор типа LM111 имеет не-
сколько меньшее по сравнению с простыми компараторами быстродей-
Балансировка и стробирование
ствие, но может работать при импедансе источника сигнала 30 кОм с тем
же уровнем ошибок, что и у компараторов типа рА710 и LM106, рабо-
тающих от генератора сигнала с внутренним сопротивлением 0,2 кОм.
5.2. Схемы применения компараторов
Характеристики схем применения компараторов определяются
допустимыми уровнями ошибок и нагрузочной _ способностью этих
приборов. Простейшие компараторы типов рА710 и рА711 применяют-
ся в маломощных устройствах: ждущих (рис. 5.5, а) и автогенериру-
ющих (рис. 5.5, б) мультивибраторах, в мультивибраторах, частота ге-
нерации которых стабилизирована кварцевым резонатором (рис. 5.5, в).
Эти схемы применяются в качестве генераторов тактовых сеток для
счетных устройств, так как специализированный компаратор требует
всего три-четыре навесных элемента [11.
Рис. 5.5. Мультивибраторы, построенные на основе компаратора типа р,А710:
а -—ждущий; б—автогенератор; в — кварцованный автогенератор (1 Мгц).
Рис. 5.6. Детектор момента попадания сигнала Uc в допусковую зону между
верхним и нижним пороговыми напряжениями.
Особую группу схем применения компараторов образуют порого-
вые устройства. На рис. 5.6 представлена схема детектора, срабаты-
вающего в момент попадания сигнала Uc в допусковую зону, опреде-
ляемую устанавливаемыми Внешней схемой верхним и нижним поро-
говыми напряжениями (ДПв и Детектор обслуживает индика-
ционную лампу с помощью внешнего усилителя мощности (7\). Пода-
чей стробирующего сигнала детектор можно отключить.
Компаратор типа LM106 используется для построения более мощ-
ных устройств, причем различные исполнительные устройства можно
подключать непосредственно к выходному каскаду (рис. 5.7) [2].
Группа схем, в которых применяется компаратор типа LM111 [3, 4],
расширяется за счет того, что он может работать как с низковольтными
Рис. 5.7. Некоторые схемы включения компаратора LM106:
а — детектор уровня с выходом на лампу накаливания; б—усилитель управления реле;
в — пороговый усилитель.
(Ек = -}- 5 В), так и с высоковольтными устройствами (£« = +15 В),
причем можно использовать коллекторный выход (вывод 7 на
рис. 5.4, б) и эмиттерный выход (вывод 1).
На рис. 5.8, а, б показаны схемы подачи балансирующего и стро-
бирующего сигналов на компаратор, типа LM111. Необходимость ба-
лансировки компаратора появляется при работе от высокоомного ис-
точника сигнала. На рис. 5.8, в, г представлены две схемы обслужива-
ния МОП-логики, а на рис. 5.8,5 — схема реализации полной электри-
ческой развязки двух логических устройств, построенных на ТТЛ-
базе, причем компаратор использован здесь как усилитель считы-
вания сигнала с фотодиода оптрона. На рис. 5.8, е приведена схема
экономичного стробируемого усилителя, управляющего релейной схе-
мой. Стабилитрон защищает выход компаратора от разрушения
индуцируемым импульсом, возникающим при выключении тока через
обмотку реле.
Рис. 5.8. Некоторые схемы
включения компаратора типа
LM111:
а — схема балансировки; б — схема
стробирования; в — схема управле-
ния МОП-ключом; г — схема согла-
сования выходных сигналов высоко-
уровневой логики со входами низко-
уровневой логики; д — оптронный
изолятор логических устройств; е —
стробируемый усилитель управления
реле.
5.3. Усилители считывания сигналов магнитной памяти
Усилители считывания сигналов магнитных запоминающих устройств [1]
широко применяются в вычислительных устройствах, обслуживая блоки памяти.
По конфигурации усилители считывания (УС) являются линейно-дискрет-
ными схемами. Их разрешающая способность по входным сигналам должна соот-
ветствовать лучшим монолитным ОУ. Прецизионные УС выпускаются и в гиб-
ридно-модульном исполнении.
В системах считывания сигналов магнитных ЗУ в качестве УС используются
либо универсальные компараторы, либо выпускаются специализированные мо-
нолитные ИС.
Прежде чем рассматривать построение схем УС, необходимо кратко позна-
комиться с особенностями магнитного ЗУ как специфического источника сигна-
лов. На рис. 5.9, а приведена структурная схема управления ЗУ, а на рис. 5.9, б
показан метод выбора ячейки из простейшей ферритовой матрицы памяти. Уси-
литель считывания, применяемый для обслуживания ферритовой матрицы, дол-
жен усиливать,считанные из ЗУ сигналы, соответствующие хранящейся в блоке
памяти информации, до уровня стандартных импульсов, совместимых со входны-
ми сигналами цифровых ИС.
Считывание и запись сигналов в ферритовой матрице памяти (рис.5.9, б)
производятся с помощью регистра адреса, который выбирает пару шин X и Y,
на пересечении которых находится требуемая ячейка памяти. По выбранным ши-
нам пропускается ток считывания, для считывания сигнала (полного размагничи-
вания сердечника, после чего в шину считывания поступает импульс освобожда-
емой-энергии) по шинам X и Y одновременно пропускаются импульсы тока
с уровнем /макс/2, причем требуемый’полный ток размагничивания выбранного
сердечника равен /макс- Ток такой силы протекает лишь через сердечник, рас-
положенный на пересечении выбранных шин.
Все ферритовые кольца матрицы прошиваются проводом, по которому проте-
кает ток, соответствующий считанной информации. Провод сигнала, концы ко-
торого присоединяются ко входам УС (рис. 5.9, в), прошивает все сердечники
матрицы особым путем. При перемагничивании выбранного сердечника в этом
проводе генерируется токовый импульс сигнала, который затем создает входное
напряжение на низкоомном входе УС. Провод сигнала (показан на рис. 5.9, в
сплошной линией) проходит через все кольца, следовательно, от тех колец, кото-
рые не были перемагничены, но через них проходил ток /макс/2, в проводе сигна-
ла появятся наведенные потенциальные импульсы помех. Наводки не являются
следствием перемагничивания сердечника и поэтому не могут дать импульс тока
.на низкоомной нагрузке, но на высокоомном входе осциллографа они имеют боль-
шую амплитуду напряжения. Для минимизации потенциальных наводок матри-
цу прошивают проводом сигнала так, чтобы через одну половину общего числа
сердечников каждой выбираемой шины он проходил в одном направлении, а че-
рез другую половину — в противоположном. Такой выбор пути прохождения то-
ка считанного импульса позволяет использовать в системе памяти двуполярные
сигналы и дифференциальные входы УС.
Кроме вышеупомянутых наводок в ЗУ большую роль играют синфазные
электростатические помехи и индуктивные «звоны», также поступающие на УС
Для устранения этих помех и наводок режим нагрузки шины считывания выби-
рается близким к режиму к. з. Максимальный ток сигнала поступает на нагруз-
ку, т. е. на низкоомный вход усилителя считывания.
В ферромагнитных материалах при вибрациях появляются хаотические
импульсы, возникающие из-за перемагничивания доменов ферромагнетика.
Общие требования к разрабатываемому стандартному УС для ферритовой
памяти, выполненной на кольцах, следующие: необходимо минимизировать не-
определенность порога срабатывания, время задержки распространения сиг-
нала и время восстановления чувствительности усилителя после перегрузок,
обеспечить нечувствительность к наводкам. Помочь удовлетворению этих тре-
бований могут следующие схемотехнические приемы.
Чтобы'избежать накопления среднего уровня сигнала, который меняет по-
рог срабатывания УС, почти всегда обязательной является схема с непосредст-
венными связями по постоянному току без переходных конденсаторов. При
этом необходимо обеспечить высокое качество базового УПТ в отношении дрей-
фов постоянного уровня. Проектируя УС, необходимо обеспечить хорошее ООСС
на высоких частотах. Типичным следует считатьзначение ООСС не хуже —60 дБ
а
Выбор шины У
Рис. 5.9. Особенности магнитного ЗУ как источника сигнала:
а — простейшая структурная схема управления ЗУ; б — выбор ячейки из матрицы памяти;
в — пример прошивки матрицы проводом сигнала; г — выбор пороговых уровней УС для
считываемых импульсов («1» — минимальная амплитуда единицы. «0» — максимальная
амплитуда нуля, б/вн — напряжение зоны неопределенности, б/пор — порог срабатыва-
ния УС).
на частоте 10...50 МГц при уровнях синфазного сигнала в пределах ±3 В. Столь
высокий запас ООСС обеспечивается не только качеством ИС, но и правильным
симметричным монтажом блока памяти для уменьшения наводок через его па-
разитные емкости.
В схеме УС имеются и другие отличия от схемы ОУ, определяемые специ-
фикой ЗУ. Например, следует стараться обеспечить максимальную нагрузоч-
ную способность выхода УС, чтобы исключить задержку сигнала за время форми-
рования импульса в счетном блоке. Время восстановления работоспособности
стандартного УС после действия перегрузок должно быть около 40 нс при за-
держке распространения около 30 нс. В ЗУ усилитель должен давать отклик на
малые по уровням считываемые дифференциальные сигналы, но выдерживать
перегрузки от больших (с амплитудой несколько вольт) импульсов, возникающих
прн записи сигналов в память. Эти паразитные импульсы могут быть дифферен-
циальными и синфазными. Обычно на время действия помех выход УС запирает-
ся (стробируется). В ряде систем памяти считанная (уничтоженная) из памяти «/»
должна быть немедленно восстановлена выходным сигналом этого же УС. Ско-
рость данной операции носит название времени обращения к памяти и состоит
из времени считывания сигнала и его записи.
Зона неопределенности порога срабатывания усилителя (рис. 5.9, г) опреде-
ляется теми же нестабильностями, что и дрейф нуля ОУ: ТКЙсмо, ТКЛ/вх. т- е-
чем высококачественней процесс проектирования и изготовления интегрального
УС, тем четче фиксируется порог срабатывания. Напряжение порога, устанавли-
ваемое для интегрального УС с помощью внешней схемы, выбирается для дан-
ного типа памяти как полусумма считанных уровней импульсов максимально
возможного нуля (помехи) и минимально возможной единицы (полезный сигнал).
5.4. Усилители считывания, построенные на ИС
В схемах УС могут применяться стандартные ДУ, ОУ и компараторы. На-
личие входного дифференциального каскада считается для УС обязательным.
Выпускаются и специальные интегральные усилители считывания, которые со-
держат входной линейный ДУ, обслуживающий логические ключи (обычно ТТЛ),
являющиеся оконечными каскадами интегральных УС.
На рис. 5.10, а показана схема применения в качестве УС двойного диффе-
ренциального компаратора типа рА711 [1]. Двойной дифференциальный вход
позволяет совмещать на выходе считанные импульсы «7» и «0», поступающие из
памяти в разной полярности. Порог срабатывания УС (около 15 мВ) устанавли-
вается с помощью резистивных .делителей и единственного внешнего источника
напряжения. На рис. 5.10, б представлена передаточная функция данного УС,
из которой видно, что он одинаково быстро откликается на положительные и от-
рицательные сигналы, превышающие установленный порог.
Дополнительным преимуществом применения двухканального компаратора
с внешним порогом, задаваемым резистивным делителем, является то, что при
переходе к другому типу ЗУ (например, при применении сердечников других
размеров) перестройка порога осуществляется только с помощью подгонки Йрег.
Таким образом, УС, схема которого изображена на рис. 5.10, а, можно считать
стандартным. При конструировании его необходимо строго придерживаться сим-
метрии монтажа.
Пороговый уровень для конкретного блока памяти, где будет применяться
этот УС, необходимо выбрать некоторым средним для всего рабочего диапазона
температур. На рис. 5.11, а показана модификация предыдущей схемы с улуч-
шенным значением ООСС на высоких частотах, которое зависит от величины па-
разитных емкостей и симметрии линий, по которым подводятся сигналы, и мон-
тажных цепей входов компаратора. Введение резисторов 7?6 и Re позволяет от-
симметрировать паразитные синфазные отклики, возникающие во внешних це-
пях УС. На рис. 5.11, б показаны диаграммы отклика данного УС на типовую
«7» с уровнем 30 мВ при установленном пороге С/Пор = 23 мВ. Время задержки
нарастания сигнала на выходе УС до уровня открывания цифровой ИС (1/Откр =
= 1,5 В) не превышает 30 нс.
Если матрица построена на сердечниках малого размера, выходной считан-
ный сигнал имеет уровни единиц милливольт. В этом случае к предыдущему УС
целесообразно добавить дифференциальный предусилитель (рис. 5.12, а). Порог
срабатывания компаратора в этой схеме установлен на уровне 50 мВ. Коэффициент
усиления предусилителя равен 10, поэтому 1/Пор всей схемы УС составляет 5 мВ.
Отличительной особенностью УС (рис. 5.12, а) является включение индуктив-
Рис. 5.Г0. Усилитель считывания сигналов магнитной памяти, собранный на ком-
параторах типа |лА710:
а — принципиальная схема; б — передаточная функция.
Рис. 5.11. Усилитель считывания сигналов, собранный йа двойном компараторе'
типа р. А 711:
а — принципиальная схема; б — отклик на входной импульс амплитудой 30 мВ,
кости L, замыкающей выходы предусилителя по постоянной составляющей, ч!6-
бы исключить влияние смещения нулевого уровня входного ДУ на компараторы.
Транзисторы TV и Т2 могут поэтому даже не являться дифференциальной согла-
сованной парой. На рис. 5.12, б показан отклик данного УС на входной сигнал
с амплитудой 10 мВ.
Рис. 5.12. Усилитель считывания с порогом 5 мВ:
а — принципиальная схема; б —- отклик на входной сигнал амплитудой 10 мВ.
Схема, представленная на рис. 5.12, а, может явиться основой для построе-
ния многоканального УС. В этом случае каждая линия сигнала нагружается
на свой ДУ — предусилитель, но все их выходы обслуживаются одним двойным
компаратором, работающим со стробированием каналов. Выгодно, чтобы все
Рис. 5.13. Использование двой-
ного компаратора типа р.А711
в системе памяти, где уровень
«1» — положительный, а «0»—
отрицательный.
предусилители работали от единого термокомпенсированного ГСТ. В тех системах
памяти, где компаратор должен обнаруживать момент превышения сигналом ну-
левого уровня, можно использовать двойной компаратор без внешней схемы уста-
новки порога (рис. 5.13). Выходные сигналы схемы селектируются с помощью
стробов.
В заключение рассмотрим специализированную интегральную схему, ис-
пользуемую в ЗУ как УС. На рис. 5.14,в представлена функциональная, а на
рис. 5.14, б принципиальная схемы монолитного У® типа SN7524 [4], являюще-
гося двухканальным УС, причем дифференциальные линейные входы каждого
канала нагружаются непосредственно на внутренние ТТЛ-ключи.
Сигнальные каналы А и В работают от общего ГСТ, помещенного в специаль-
ном опорном канале. С помощью выходного сигнала опорного канала ток ГСТ
может на некоторое время увеличиваться или уменьшаться, меняя тем самым
Рис. 5.14. Функциональная (а) и принципиальная электрическая (б) схемы двух-
канального усилителя считывания типа SN7524.
передаточную проводимость каналов считывания. Сигнальные каналы можно
стробировать по специальным входам.
Для обслуживания систем памяти, построенных на полупроводниковой базе,
пригоден компаратор типа LM111.
Глава 6
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ В УСТРОЙСТВАХ СТАБИЛИЗАЦИИ
НАПРЯЖЕНИЯ ПИТАНИЯ
Повышенная точность работы электронной системы может быть до-
стигнута лишь в том случае, если все устройства, входящие в нее, бу-
дут иметь стабильные передаточные функции. В предыдущих главах
было отмечено, что все усилительные параметры и уровни ошибок ЛИС
в определенной мере зависят от питающих напряжений. Исходя из это-
го можно утверждать, что для аппаратуры, построенной на большом
количестве ЛИС, при изменениях питающих напряжений могут возни-
кать значительные ошибки.
Аналогичная ситуация имеет место и для устройств, выполненных
на цифровых интегральных схемах, несмотря на стандартность их ло-
гической функции. В цифровых устройствах при значительных колеба-
ниях питающих напряжений может иметь место снижение помехо-
устойчивости. Этот эффект определяется нестабильностью линейного
режима, в котором находится ключевая схема в момент смены со-
стояний.
Большая потребность в стабилизаторах питания для обслуживания
аппаратуры, выполненной на интегральных схемах, привела к тому,
что были разработаны и внедрены специальные линейные интеграль-
ные схемы — стабилизаторы напряжения, которые занимают по вы-
пускаемым количествам и номенклатуре второе место после ОУ. Ха-
рактерно и то, что высококачественные современные ЛИС повышенной
сложности типа ОУ, компараторов, радиочастотных линеек снабжают-
ся собственными внутренними стабилизаторами питающих напряжений
или токов. Интегральные схемы, работающие в режиме стабилизаторов
питающих напряжений, имеют следующие особенности.
В интегральном исполнении преобладают так называемые последо-
вательные стабилизаторы напряжения (series pass voltage regulator).
Они могут иметь непрерывный или импульсный режимы управления.
Схемы с импульсным управлением являются ключевыми стабилиза-
торами напряжения (switch voltage regulator). Стабилизаторы могут
строиться для положительного или отрицательного напряжений пита-
ния. Если такие разнополярные стабилизаторы обслуживают блок,
выполненный на интегральных ОУ, то они размещаются непосредст-
венно на монтажной плате этого блока. Выходное напряжение инте-
грального стабилизатора может быть меньшим или большим, чем на-
пряжение, выделяющееся на интегральном стабилитроне или схеме,
синтезирующей опорное напряжение. Для обслуживания блоков, со-
бранных на цифровых ИС, конструируются специальные стабилизато-
ры, рассчитанные на напряжение 3...5 В, но генерирующие значитель-
ные токи (сотни миллиампер).
По технологическому исполнению можно различать: монолитные
стабилизаторы, размещающиеся в стандартном круглом корпусе, гиб-
риДно-модульные стабилизаторы, содержащие гибридную ИС и мощ-
ные транзисторы, а также аппаратурные схемы, собранные на планар-
ных дискретных элементах, главную .роль среди которых играют раз-
нообразные интегральные ОУ и компараторы, используемые в качест-
ве элементов, усиливающих сигналы рассогласования.
Монолитный или гибридно-модульный стабилизаторы соответст-
вуют по сложности схемы операционному усилителю.
Для интегральных стабилизаторов сохраняется принцип много-
функциональности при минимальном числе внешних обслуживающих
элементов. Особое внимание при проектировании уделяется запасу
рассеиваемой мощности и допустимого напряжения, так как этими па-
раметрами фактически и определяют возможность широкого примене-
ния стабилизатора в аппаратуре.
6.1. Интегральные опорные элементы
В качестве интегрального стабилитрона могут работать три р-п
перехода стандартного интегрального транзистора: база •— эмиттер,
база ‘— коллектор, коллектор •— подложка. Напряжение обратного
пробоя каждого из этих переходов определяется степенью легирования
кремния. Для переходов база — коллектор и коллектор •— подложка
это напряжение превышает 45 В. Столь высокое опорное напряжение
трудно использовать в относительно низковольтных интегральных
схемах стабилизаторов. Обратное пробивное напряжение перехода
база—эмиттер из-за гораздо более высокой степени легирования эмит-
терной области находится в пределах 6...7 В, мало зависит от уровня
обратного тока пробоя (в пределах 1 мкА...1 мА) и безопасно для р-п
перехода, если не превышена допустимая мощность, рассеиваемая
данной интегральной структурой.
Из-за того что данный стабилитрон не требует введения дополни-
тельных процессов в стандартный технологический цикл производства
ЛИС, он является основным для схемотехники монолитных ИС.
На рис. 6.1, а показано включение интегрального транзистора
в качестве стабилитрона с обратным пробоем перехода база—эмиттер.
В результате большого количества измерений параметров данного ста-
билитрона можно установить, что выделяющееся на нем Uon — 6,2 ±
± 0,2 В при положительном температурном коэффициенте ТКДоп —
= 2 мВ/° С.
Цифры, полученные в результате испытаний данной модели
интегрального стабилитрона, являются типичными для интеграль-
ных структур. Эквивалентная схема стабилитрона представлена на
рис. 6.1, б. Из этой схемы видно, что полное напряжение на стабили-
троне Uoa суммируется из э. д. с. £оп и падения напряжения от уста-
новленного тока стабилитрона ZCT на внутреннем сопротивлении ста-
билитрона /?дст. Анализ эквивалентной схемы позволяет сделать два
важных вывода: ток стабилитрона /ст желательно устанавливать наи-
меньшим по уровню и обязательно фиксировать его с помощью ГСТ.
На рис. 6.1, в представлена вольт-амперная характеристика ин-
тегрального стабилитрона при постоянных значениях окружающей
температуры и тока стабилитрона /ст. При токах /ст порядка десят-
ков микроампер^ внутреннее сопротивление интегрального стабили-
трона /?Дст — 50...100 Ом. разброс значений Ддст от экземпляра
к экземпляру может вызвать значительные изменения коэффициента
стабилизации устройства, если схема'имеет недостаточный запас коэф-
фициента усиления по петле обратной связи. Для меньших токов
(уровень^единиц микроампер) внутреннее сопротивление переходного
Рис. 6.1. Включение планарного интегрального транзистора в режиме стабили-
трона (я), его эквивалентная схема (б) и вольт-амперная характеристика (в).
режима диода Ддп значительно больше. Положительный Т1<£70п
позволяет в составе интегральной ИС достаточно просто получать тер-
мокомпенсированные источники опорного напряжения. Однако про-
стые диодные стабилитроны во многих случаях не пригодны для
дальнейшего повышения точности работы стабилизаторов.
В настоящее время известно большое количество схем интегральных
опорных элементов. Несколько таких схем приведено на рис. 6.2. Все
эти схемы термокомпенсированы, некоторые из них имеют весьма ма-
лое значение сопротивления 7?дст. На рис. 6.2, а показан принцип
построения термокомпенсированного опорного элемента, состоящего из
двух р-п переходов транзистора: переход база —- эмиттер используется
в режиме обратного пробоя (Йбэ 0), а переход база —коллектор вклю-
чен в режиме прямого падения напряжения (и^к пр), в котором ТКС/бк=
Рис. 6.2. Различные виды опорных элементов, используемых в интегральной
схемотехнике:
б — термокомпенсированные стабилитроны; в — стабилитрон с буферным транзистором;
г — стабилитрон с буферным повторителем; д —низковольтный термокомпенсированный ис-
точник; е — принципиальная схема ИС типа LM103; ж — источник опорного напряжения без
пробивных диодов; и— принципиальная схема ИС типа LM113.
____2,2 мВ/° С. Результирующее падение напряжения на транзисторе
U составляет приблизительно 6, 9 .... 7,1 В. Температурные коэффи-
циенты обеих составляющих опорного напряжения в значительной
мере компенсируются, поэтому при стабильном уровне тока /ст эф-
фективный ТКПоп~—0,2 мВ/°С. В схемах стабилизаторов с усилите-
лем рассогласования термокомпенсирующим элементом может являться
переход база — эмиттер усилительного транзистора. На рис. 6.2, б
показана простейшая принципиальная схема такого включения, соот-
ветствующая выходному напряжению стабилизатора примерно 6,9...
...7,1 В. В данной схеме транзистор является усилителем сигнала
рассогласования, а транзистор Т2 работает в качестве стабилитрона,
обслуживающего проходной транзистор Т3.
В результате совершенствования интегральных опорных элемен-
тов были созданы схемы низковольтных источников опорного напря-
жения малого номинала. Необходимость в них вызвана тем, что для
обслуживания цифровых ИС требуются питающие напряжения 3...5 В,
поэтому использование семивольтовых интегральных стабилитронов
затруднительно. Существенным недостатком стабилитрона считается
также повышенный низкочастотный коэффициент шума.
На рис. 6.2, в—е показано несколько вариантов схем генераторов
опорных напряжений, позволяющих усовершенствовать свойства ин-
тегрального стабилитрона: уменьшить его внутреннее динамическое
сопротивление 7?дст и термокомпенсировать Uon. Данные элементы
схемотехники широко применяются при проектировании стабилиза-
торов напряжения. На рис. 6.2, ж показан принцип синтезирования
опорного элемента, где не используется пробивной диод [11.
Простой способ улучшения коэффициента стабилизации напряже-
ния Uon, выделяющегося на стабилитроне, показан на рис. 6.2, в.
В этой схеме к стабилитрону подключается буферный усилительный
транзистор, поэтому ток через стабилитрон постоянный и равен Ues/Ry,
если базовым током транзистора можно пренебречь. Напряжение на
стабилитроне меняется незначительно даже при больших изменениях
коллекторного тока транзистора, если выбрать /ст 3> 6/бЭ/7?1.
На рис. 6.2, г приведена схема с буферным эмиттерным повторите-
лем, в качестве которого использован композитный р-п-р транзистор.
Динамическое сопротивление выхода этой схемы /?ДСт Ю Ом,
что особенно важно в тех схемах, где ток через опорный элемент по
условиям работы меняется в широких пределах, но возникающее при
этом изменение опорного напряжения должно находиться на уровне
единиц милливольт.
Чтобы построить низковольтный термокомпенсированный источник
опорного напряжения, можно воспользоваться схемой, представленной
на рис. 6.2, д. Как и в ранее рассмотренных схемах, ток через стабили-
трон фиксируется с помощью ГСТ, а ток базы транзистора Ту должен
быть малым. Требуемое опорное напряжение Uon создается с помощью
делителя 7?Х...Д2 и Диодов термокомпенсации Т2...Т3. Напряжение
в точке А данной схемы составляет примерно 6,2—0,7 >— 0,7 = 4,8 В,
но его температурный коэффициент ТКПА близок к +2*— (—2,2) —
•— (—2,2) « + 7 мВ/° С. Влияние ТК/7д на опорное напряжение
Можно компенсировать за счет ТКДбэ = '—2,2 мВ/сС, свойствен-
ного транзистору Ts в диодном включении, если выбрать соотноше-
ние номиналов резисторов делителя следующим образом: =
= ТК£/д/ТК£/бэ = 7/2,2. Получающееся в режиме термокомпенса-
ции опорное напряжение Uon приблизительно равно + 1,8 В.
Часто оказывается выгодным выпускать специальные ИС, синте-
зирующие высокостабильное опорное напряжение (двухполюсники,
эквивалентные стабилитрону). Эти схемы используются как источники
высокостабильных напряжений не только в схемах стабилизаторов пи-
тания, но и в' устройствах, анализа и генерации сигналов, построенных
на высокоточных ОУ. Данные ИС генерируют стабильное напряжение
в широком диапазоне токов: от десятков- микроампер до десятков
миллиампер.
На рис. 6.2, е представлена принципиальная схема и цоколевка
относительно простого опорного элемента (ИС типа LM103). По прин-
ципу действия эта схема соответствует схеме на рис. 6.2, г, а ее пара-
метры приведены в табл. 6.1. На рис. 6.2, ж показана функциональная
схема источника опорного напряжения, в котором нет стабилитронов,
обладающих существенным разбросом напряжения С7ОП и другими не-
достатками. Свойства данного источника базируются на точно рассчи-
тываемых значениях напряжений U6 э интегральных транзисторов схе-
мы (см. рис. 3.13, г). В качестве опорного выбрано напряжение, равное
энергетической зоне полупроводникового материала. Для кремния
иоЯ = Ае0 = 1,205 В имеет близкий к нулю температурный коэффи-
циент. В схеме (рис. 6.2, ж) транзисторы Тг и Т2 имеют токи эмитте-
ров Д и 10, отличающиеся в десять раз, что вызывает разность потен-
циалов эмиттеров АС/бэ = 60 мВ, которая выделяется на сопротивле-
нии Д3 (см. также рис. 3.13, г). Если базовым током транзистора Ts
можно пренебречь, что падение напряжения на его коллекторном со-
противлении подсчитывается (А/7бэ/Д3)Д2 = 600 мВ. Это напряжение
Т аблица 6.1 -
Параметры интегральных опорных элементов
Параметр ИС типа LM103 ИС типа LM113
вначение параметра условие измерения вначение параметра условие измерения
Опорное напряже- ние L/on> В Изменение опор- 1,8...5,6 <50 100 мкА<7ст< 1мА 1,160...1,280 <15 t—« 0,5 мА</Ст<20мА
кого напряже- ния в зависимо- ' -
сти от тока /ст> А1Дп> мВ Динамическое со- <25 Тст — мА. <1 /ст^! мА
противление Дд ст > Ом Температурный коэффициент ТКДоп. мВ/°С —5,0 100мкА<7Ст< 1мА 0,01 1мА</ст< ЮмА
имеет положительный температурный коэффициент. Полное опорное
напряжение, генерируемое данной схемой, составляет Uon ~ U6a3 +
+ ДПбв^г/^з. причем Uea3 имеет отрицательный температурный
коэффициент, а сам транзистор Т3 выполняет функцию, поясненную
схемой на рис. 6.2, в.
Используя уравнение (1.66), можно вывести. условие нулевого
температурного изменения Uon в данной схеме. Записав значение на-
пряжения база — эмиттер
С7бэ3« ^0(\-TIT0) + U6.j0(TIT0)
и суммируя его с напряжением, выделившимся на сопротивлении /?2;
Д{/бэ R2IR3 = ikTlq) 1П (Л//0).(/?2//?3),
получаем
t/on = Ае0(1 -Т/То) + U63 О(77ТО) + (kT/q) In (Л//о) (R2/R£.
Дифференцируя по Т, определяем условие термокомпенсации
dUon/dT = -Де0/Т0+U6B о/То + (К/9) In (Д//о) (R,/R3) = О,
откуда можно заключить, что термокомпенсация будет достигнута,
если выбрать параметры схемы так, чтобы выполнялось равенство
Де0 = U63 0 + kTo/q (Т?2ЛР3).1п (Д/Д) = 1,205 В.
Одна из практических реализаций источника опорного напряжения
данного типа показана на рис. 6.2, и, где приведена схема интеграль-
ного опорного элемента типа LM113. Параметры этой схемы приведены
в табл. 6.1.
6.2. Схемотехника интегральных стабилизаторов
напряжения
На рис. 6.3, а представлена обобщенная схема последовательного
интегрального стабилизатора напряжения. Эта схема содержит: ис-
точник опорного напряжения Uon, ОУ сигнала рассогласования, про-
ходной транзистор — эмиттерный повторитель 7\, ток через .который
управляется усилителем рассогласования. Резистор Rt и транзистор
Т2 образуют цепь выключения стабилизатора в режиме к. з. нагрузки
(схема ограничения тока к. з.). Делитель цепи отрицательной обрат-
ной связи R2...R3 позволяет точно установить выходное напряжение
стабилизатора на заданном уровне независимо от разброса абсолютных
значений опорных напряжений (70п.
Данный стабилизатор имеет выходное напряжение 17ст, большее, чем Доп.
Если считать, что для высококачественного ОУ управляющее напряжение между
входами равно нулю, то напряжение, выделяющееся на резисторе Д3, равно
£/оп, поэтому ток делителя R2...'R3
^д = ^оп/^3, (6.1)
причем, как обычно, считается, что в ОУ входные токи не втекают. Напряжение
на выходе стабилизатора
Пет = /д (Я2 + Яз) =Поп 1(Я2 +R3)iR3l (6-2)
Если номинал резистора /?2 = О, то ^стмин~ (/оп- Максимальное входное
стабилизированное напряжение (7СТ. макс можно установить увеличением номина-
ла резистора Д2. Обычно [/Ст макс может быть меньше входного нестабилизиро-
ванного напряжения (7НСТ на 3...5.В. Это — минимальное напряжение превыше-
ния 17пр, необходимое для нормальной работы усилителя рассогласования,
спроектированного на кремниевых планарных приборах.
Рис. 6.3. Принципы построения
различных стабилизаторов:
а — с выходным напряжением,
большим, чем опорное; о — мень-
шим, чем опорное; в — высоко-
вольтного с умножением опорного
напряжения.
Для построения низковольтных стабилизаторов, выходное напряжение кото-
рых меньше Поп, наиболее часто используется схема с делителем опорного напря-
жения. На рис. 6.3, б в качестве делителя использованы резисторы /?2 и /?3.
Усилителем рассогласования в этой схеме является простейший ОУ, состоящий
из дифференциальной входной пары Tlt Т2 генераторов стабильного тока ГСТ,
и ГСТ2 и выходного каскада Ts. Проходным регулирующим является транзистор
Т4.
Для сбалансированного ОУ напряжение между входами (базы транзисторов
Tt и 7а) должно быть равно нулю, поэтому напряжение на базах этих транзисто-
ров
Пб1 = ПОп[Яз/(Я2+Яз)]==(/б2. (6.3)
Исходя из данного уравнения, можем определить стабилизированное напряже-
ние
(/ст = (/б2 Ж + адж + (1 - Р) М =
=1/оп [Rs/(Rz +Яз)1 {(.Rt +Rs)/[Rs + (1—Р) (6-4)
где р — коэффициент пропорциональности, соответствующий углу поворота
движка потенциометра /?4.
Для построения высоковольтных (свыше 100 В) стабилизаторов напряже-
ния питания могут применяться обычные ОУ, имеющие < 30 В. В этом слу-
чае чаще всего используется принцип умножения напряжения, выделяющегося
на стабилитроне, включаемом в цепь отрицательной обратной связи ОУ
(рис. 6.3, в). Напряжение между входами усилителя в данной схеме [7ВХ ~ 0,
причем инвертирующий вход его заземлен через резистор ,7?3. Таким образом,
можно считать, что падения напряжения на резисторах Rz и Rs, равны, следо-
вательно, UR1 = ид±. Если в схеме использован стабилитрон Дх с напряжением
30 В, то для достижения UCT = 120 В необходимо установить в схеме соотноше-
ние номиналов резисторов Rz — Rs = 3Rlt чтобы на резисторах Rz и R3 выдели-
лось напряжение 90 В. Сам ОУ необходимо защитить в режиме умножения на-
пряжения стабилитрона от пробоя по цепи питания, поэтому ни одна его точка
непосредственно с землей или положительным полюсом питания не соединяется.
Напряжение питания ОУ фиксируется стабилитроном в безопасных для усили-
теля пределах (обычно не более 30 В), токи питания ограничиваются резисторами
Ri и Re. В этом случае ОУ имеет так называемый «плавающий» режим подачи
питания и съема сигналов [2, 3].
6.3. Формирование параметров стабилизаторов
напряжения
На рис. 6.4, а представлена принципиальная схема простого последователь-
ного стабилизатора напряжения. В качестве дифференциального усилителя сиг-
нала рассогласования в этой схеме используется единственный транзистор Т2.
Рис. 6.4. Простой последовательный стабилизатор напряжения:
а — принципиальная схема формирования выходных параметров; б — эквивалентная схема
усилительной части.
Неинвертирующим'входом этого каскада является эмиттер (подается опорное на-
пряжение), инвертирующим входом служит база транзистора (подается сигнал
управления). Неуправляемой разностью потенциалов входов для этого ДУ яв-
ляется напряжение Uqb 0,7 В, которое зависит от температуры.Коллекторная
нагрузка усилителя состоит из параллельного соединения сопротивления Rz
и входного сопротивления регулирующего транзистора Т±. Резистор вспомо-
гательный, он задает начальный ток через стабилитрон. Сигнал регулирования
снимается с делителя Rs — R& — RB. Вращением движка потенциометра Rt
можно менять стабилизированное выходное напряжение UCT. Резистивный дели-
тель потребляет ток /д.
Первым параметром, принцип формирования которого очевиден из преды-
дущего пункта, является ток /хх, потребляемый стабилизатором без нагрузки.
Для схемы, показанной на (рис. 6.4, а), ток х.х< имеет несколько составляющих
^хх = ^оп + ^д + /ус- • (6-5)
Главной составляющей является ток /ус, потребляемый усилителем рассогласб-'
вания; величина этого тока определяет его коэффициент усиления. Типовое зна-
чение /хх = 1...2мА.
Важным параметром, определяющим работоспособность стабилизатора, сле-
дует считать минимальное превышение нестабилизированного входного напря-
жения [7НСТ над стабилизированным выходным (7СТ, необходимое для нормаль-
ной работы стабилизатора. Фактически минимальная разность UaCt — UCi
соответствует наименьшему напряжению, при котором усилитель рассогласо-
вания работает в линейном режиме. Как правило, в интегральных схемах, по-
строенных на планарных кремниевых приборах, (Пнст — (^ст)мин > 2,5 В,
причем данное напряжение определяется падением напряжения на трех-четы-
рех р-п переходах усилительных и регулирующих транзисторов, образующих
схему стабилизатора.
Мощность, потребляемая стабилизатором без нагрузки,
?хх = 1хх 6/нст (5.6)
обычно невелика и находится на уровне 20...30 мВт.
Максимальное превышение напряжения (17НСт — ^ст)макс> выделяющееся
на стабилизаторе, зависит от тока нагрузки /н и допустимой рассеиваемой кор-
пусом интегральной схемы (или проходного транзистора) мощностью РпОп-
Допустимый ток нагрузки определяется пределами регулирования выход-
ного напряжения Пст МИн и Пет макс> предельным значением нестабилизирован-
ного входного напряжения Пнст макс, а также допустимой рассеиваемой корпусом
мощности Рдоп- Предельное значение ПНст макс определяется пробивным на-
пряжением ИС. Допустимый ток нагрузки наименьший при предельной рабочей
температуре
макс ~Гдоп (^макс °Q/(бнст макс — Пст мин)> (®-7)
где Рдоп (блакс °C) — допустимая рассеиваемая корпусом мощность при мак-
симальной рабочей температуре.
Цепь защиты выхода в режиме к. з. должна ограничивать ток /ra иа уровне
А, макс- Номинал резистора Pi (см. схему на рис. 6.3, а) удобно подсчитать сна-
чала для нормальной температуры
макс» (6.8)
а затем проверить работоспособность схемы защиты в режиме к. з. при максималь-
ной рабочей температуре (где UoB уменьшается и схема защиты сработает при
меньшем токе) и при минимальной температуре (где t/ба увеличивается). Зави-
симость от температуры порога срабатывания схемы защиты является ее сущест-
венным недостатком, поэтому в ряде монолитных ИС дополнительно вводится схе-
ма тепловой защиты, которая ограничивает возрастание тока /н в тот момент,
когда температура подложки превысила некоторый опасный предел (аналогично
схемам терморегулируемых предусилителей). В ряде схем защиты удачно ис-
пользуются тиристоры.
Для полупроводниковых ИС время срабатывания тепловой защиты состав-
ляет единицы миллисекунд. Если этот принцип защиты применяется в гибридно-
модульных или дискретных схемах стабилизаторов, он может оказаться мало-
эффективным из-за большой тепловой инерции радиаторов: проходной элемент
может выйти из строя раньше, чем тепловой импульс достигнет датчика, укреп-
ленного на теплоотводе [1]. Защита схемы от случайных превышений напряже-
ния (£/нст макс Уст мин) необходима в тех случаях, когда стабилизатор ис-
пользуется для экспериментальных работ. Простейшим способом защиты являет-
ся параллельное подключение стабилитрона с соответствующим напряжением
пробоя.
Следует учитывать, что резистивно-транзисторная схема защиты выхода
в режиме к. з. увеличивает выходное сопротивление схемы стабилизатора. Ос-
новным параметром, характеризующим стабильность выходного напряжения
при изменениях уровня нестабилизированйого входного напряжений, является
коэффициент стабилизации по напряжению Кст и (line regulation)
Кст и = (^ст1—^стг)/(^нстт —1 ^нстг) _ (6.9)
‘при /и = const.
При замерах данного параметра разность нестабилизированных напряжений
UbcTi — USCt2 выбирается равной 1 В, либо оговаривается процентное измене-
ние Инет (например, 10%).
Значение /<ст у определяется-усилением по замкнутой петле ООС — P/<os
причем /<0 — коэффициент усиления по напряжению усилителя регулирования,
а Р — коэффициент отрицательной обратной связи. На рис. 6.4, б представлена
простейшая схема формирования РК0, соответствующая полной схеме рис. 6.4, а.
Коэффициент Р определяется номиналами резисторов, составляющих делитель
R3 — — 5В. При нижнем по схеме положении движка потенциометра Rt
значения параметров Р и Р/<0 станут минимальными, а выходное стабилизирован-
ное напряжение наибольшим. Если база транзистора Т2 непосредственно присо-
единена к эмиттеру Т1г то Р = 1, а произведение р/<0 максимально, но в этом
режиме выходное напряжение стабилизатора минимально.
Коэффициент усиления
/<о=в2(^1|/?вхГ1)/^вхГ2, (6.10)
где В2 2> 1 — коэффициент усиления по току транзистора Т2, КвхГ1 = <рт//б +
+ (Вг + 1)/?н ss (Вг + 1)7?н — входное сопротивление регулирующего тран-
зистора Тц имеющего коэффициент усиления Вг s> 1; = + !)Ядст +
+ B2<pT/IK -4- Rc — входное сопротивление усилительного транзистора; Rc —
эквивалентное сопротивление делителя установки напряжения (резисторы R3 —
—Ri — Rz) и нагрузки /?н относительно базового вывода транзистора Т2.
Коэффициент ООС в петле регулирования
р = [Я4(1-р)+Я6]/(Яз+Я4+Яв). (6.11)
Общий коэффициент стабилизации при малых изменениях С/Нст можно до-
статочно точно подсчитать по формуле
4СТ и “ 1/(₽^о) ~{(^3 +^?б)/[^4 (1 — Р) +
X (I/B2) [(<Рт Вз/!^) + (52 +1) 7?дст + ^с]: {^2II [(<Рт/^н) (#1 +1) +
+4Н (^1 +1)]}={(^з + Ri+R3)/[Rt (1 — р)+м [(<Рт/4) +4Дст +
+ 4с/(В2 + 1) 1 / [Яг II (51 +1) Ян] • j (6.12)
Следовательно, для увеличения усиления по петле РКО требуется увеличи-
вать номинал коллекторной нагрузки (резистор Я2) и уровень тока 1Я усилитель-
ного транзистора. Стандартным решением данной задачи является применение
в качестве нагрузки активного генератора стабильного тока вместо резистора R2.
Ток ГСТ (т. е. ток /в) в этом случае достаточно зафиксировать на уровне 0,5...
...1,0 мА.
Коэффициент стабилизации зависит от внутреннего динамического сопро-
тивления стабилитрона 7?дст, которое должно быть минимальным, и входного
сопротивления регулирующего транзистора 7\, т. е. от произведения (Bt + 1)/?н,
которое обычно мало. При обслуживании низкоомных нагрузок коэффициент
усиления Bi одиночного транзистора оказывается недостаточным, из-за чего ре-
зистор нагрузки R2 шунтируется и стабилизация ухудшается. В реальных схе-
мах проходной регулирующий транзистор выполняется составным, состоящим из
двух-трех малосигнальных структур и одной мощной. Если в качестве нагрузки
усилителя рассогласования применен ГСТ, то входное сопротивление составного
транзистора должно иметь уровень 100...200 кОм, чтобы мало шунтировать высо-
кое динамическое выходное сопротивление ГСТ.
Как было показано ранее, коэффициент стабилизации зависит от угла пово-
рота движка потенциометра Я4, поэтому, если необеспечен запас Кв, невыгодно
делать широкими пределы регулирования стабилизированного напряжения
ист. Обычно UCT макс превышает напряжение стабилитрона не более чем в два-
три раза.
Выходное сопротивление стабилизатора /?выхо определяется- отношением
ДС/ст/Д/н при постоянном уровне 17ст:
^вых о = (^ст1—^стг)/(^н1—^нг) (6.13)
при (7НСТ = const.
Применительно к схеме на рис. 6.4, б выходное сопротивление стабилизато-
ра пропорционально выходному сопротивлению эмиттерного повторителя (тран-
зистор 7]}, деленному на р/<0. Для снижения /?вь1х0 необходимо применять в ка-
честве эмиттерных повторителей составные транзисторы, а- также увеличивать'
запас /<0. При измерении 7?вь1х0 приращение тока нагрузки (/н1 — 7нг) должно
быть малым.
Коэффициент стабилизации /<н, имеющий место при изменениях тока на-
грузки (load regulation) от режима х.х. до .номинального тока можно опреде-
лить следующим образом:
Кн = (^сто—^ст)/6^сто> (6-14)
при UHCT = const, где UCT о — выходное напряжение стабилизатора без нагруз-
ки; [7СТ — выходное напряжение при номинальной нагрузке 7?н, т. е. при номи-
нальном токе нагрузки 1Н = [7СТ/ЛН. Разность UCT 0 — [7СТ является падением
напряжения на динамическом выходном сопротивлении схемы стабилизатора
Квых о, поэтому /<н <х> р/<0.
Уровень пульсаций выходного стабилизированного напряжения — это па-
раметр, характеризующий полную схему стабилизатора напряжения вместе
с внешними фильтровыми конденсаторами. Постоянная времени выходного конту-
ра стабилизатора зависит от величины /?н, таким образом уровень допустимых
выходных пульсаций необходимо определять при номинальном токе нагрузки /н.
Амплитуда пульсаций замеряется с помощью милливольтметра. Уровень высоко-
частотных пульсаций зависит от быстродействия усилителя регулирования, так
как выходное сопротивление стабилизатора растет при повышении частоты пуль-
саций входного напряжения из-за падения /<0 на высоких частотах. Для оптими-
зации быстродействия и одновременно для устранения опасности самовозбужде-
ния при замкнутой петле в схеме стабилизатора предусматривается возможность
коррекции его частотных свойств, аналогично тому, как это делается в схемах
ОУ. Фильтрующие конденсаторы должны иметь хорошие частотные свойства.
6.4. Гибридно-модульный стабилизатор напряжения
На рис. 6.5, а представлена полная принципиальная схема после-
довательного стабилизатора положительного напряжения, имеющего
гибридно-модульную конструкцию. Из-за относительной простоты та-
кая схема стабилизатора имеет весьма широкое распространение в ап-
паратуре.
Малосигнальная часть схемы (обведена пунктиром) выполнена
в виде тонкопленочной подложки. Стабильное напряжение с этой части
передается на мощный планарный проходной транзистор Т8. При ма-
лых уровнях токов нагрузки гибридную микросхему можно использо-
вать самостоятельно. Внешними для стабилизатора являются фильтро-
вые конденсаторы Сх — С4 и резистор установки выходного напряже-
ния Д8. Для стабилизаторов питания гибридная и гибридно-модульная
конструкции являются весьма выгодными [5], так как выпускаемые
в этом случае устройства легко регулируются во время производства
и имеют достаточно малые габариты. Регулирующим усилителем в дан-
ной схеме служит каскад с ОЭ, собранный на. транзисторе Т6. Опорный
стабилитрон (условно обозначен в виде транзистора Те) имеет Uon ж
та 6,2 В. Коллекторной нагрузкой транзистора 7’5 является ГСТ, вы-
полненный на р-п-р транзисторе. Конденсатор С5 малого номинала
служит для коррекции высокочастотного спада. Стабилитрон Тх и ре-
Рис. 6.5. Принципиальные схемы гибридно-модульного стабилизатора положи-
тельного напряжения (и) и схема его- включения в источник положительного
стабилизированного напряжения (б). Транзисторы п-р-п типа КТ332.
зисторы 7?х ‘служат для подачи смещения на ГСТ (транзистор Т2).
Резистор Т?4 ограничивает ток, протекающий через стабилитрон 7\.
Если t/HCT = 27 В, Uon ~ 6,2 В, а ток стабилитрона выбран на уров-
не 0,5 мА, то /?4 = (27 — 6,2)/0,5 = 41,6 кОм. Коэффициент усиления
транзистора Т2 должен обязательно находиться на уровне более 100,
в этом случае базовый ток мало влияет на коэффициент передачи дели-
теля Рх — R3, следовательно, ток этого делцгеля допустимо установить
на уровне 0,1 мА. Поэтому можно выбрать + R3 = 6,2/0,1 =62 кОм.
Если задать эмиттерный ток транзистора на уровне /Гст —
— 1 мА, то
Ur^U^t^ ^ГСТ R2- (6.15)
Учитывая невысокую точность изготовления на подложках ИС резис-
торов относительно малых номиналов, выберем сопротивление R2
достаточно большим (пусть R2 = 0,5 кОм), тогда URt = 0,1 —
= 0,7 + 1,0 • 0,5. Откуда = (0,7 + 0,5)/0,1 = 12 кОм, R3 =
= 62-— 12 — 50 кОм.
Выходная цепь стабилизатора формируется составным эмиттерным
повторителем Т4 — Т3'— Т8. Пусть. t/IICT* = 27 В, a UCT = 7 В (соот-
ветственно превышение напряжения, выделяющееся на Т3, составляет
20 В). При допустимой рассеиваемой транзистором мощности RRon =
= 1 Вт, максимальный ток нагрузки стабилизатора составляет 50 мА.
Если Вт, = 50, то 1бТе = 1эТз = 1,0 мА. При ВТз = BTl =
= 100 базовый ток транзистора Т4 имеет уровень 0,1 мкА, что соот-
ветствует входному сопротивлению составного транзистора /\1!Х эп =
= = 1,5 • 26/0,1 = 390 кОм. Резисторы R5 и R6 введены
в схему для утечки токов /кб 0. Номинал R6 должен удовлетворять
условию
• ^кб 0 (/макс Q /^5 ^бэГ8 (^макс С), (6.16)
в этом случае мощный транзистор не сможет открыться при повышен-
ной температуре /макс° С за счет падения напряжения, возникающего
на резисторе R6 от тока IK(j о. Номиналы R3 — 2 кОм и R6 = 10 кОм
можно считать достаточными. Резистор R7, служащий в качестве токо-
чувствительного элемента схемы ограничения тока к. з. (транзистор
Т7), должен иметь номинал
макс = 0,7/50 = 0,014 кОм.
Если R3 = 14 кОм, то ток через него, потребляемый от выхода ста-
билизатора, IRb — 6,9/14 яй 0,5 мА. Номинал резистора R3 можно
выбрать примерно равным 30 кОм, тогда выходное стабилизированное
напряжение будет регулироваться в пределах (20...7) В. Таким об-
разом, рассмотренная схема (рис. 6.5, а) имеет следующие параметры.
Ток холостого хода суммируется из токов смещения ГСТ в рабочую
точку, /ус и IR: = 0,5 + 1,0 + 0,5 = 2,0 мА.
Минимальное рабочее превышение URCV-— t/CT составляет
t/бэт. + U63t. + U6sTt + Дкбт2мин + Ur, = 0,7.4 + 0,5 = 3,3В (6.17)
при
U мт, =£/бэ = 0,7В.
Максимальный ток нагруйки 7Н макс —50 мА при превышении
(^Aict /^ст)макс = 20В.
Коэффициент стабилизации в режиме максимального значения 6/ст:
= [(Я9 + R3)IR3] [<рт//к + Rrct + (Я, || R8)/(BTl + 1)]/(/?выхт21| X
X RBX вп) = [(30 +14)/14] (26/1 -Ь 0,05 + 0,01)/(1001|390) ж 1 /300. (6.18)
Формула (6.12) преобразована для номиналов элементов схемы на
рис. 6.5, а при Р = RaRRs + ^s)> что соответствует минимальному
значению Kciu, т. е. максимальному значению Uст. Принято, что Rc —
= Rs II ^s, а вместо Rz использовано выходное сопротивление ГСТ
(условно полагаем Rt>wxt2 — 100 кОм), параллельно которому под-
ключается 7?вхэп == 390 кОм.
Выходное сопротивление данной схемы соответствует номиналу
R7, деленному на РКО, и не превышает 0,05 Ом без схемы ограничения
тока. к. з. Температурный коэффициент выходного напряжения мини-
мальный при малом уровне выходного стабилизированного напряже-
ния4 ТК Uon — —0,2 мВ/° С и максимальный при t/CT макс = 20 В,
Рис. 6.6. Принципиальная схема простейшего стабилизатора отрицательного на-
пряжения.
где его ориентировочно можно определить ТК(7оП (1/Рмин) ~
як —0,7 мВ/° С, так как 0МИН = R8/(Re + Rs) = 14/44. Таким обра-
зом, при изменении окружающей температуры на 100° С абсолютный
уход Uс? макс от номинального значения 20 В составит Д(7СТ =
= — 0,7.10-М0а = 0,07 В.
На рис. 6.5, б приведена схема включения стабилизатора положи-
тельного напряжения совместно с трансформатором и выпрямителем.
Такой источник удобен для макетирования аппаратуры на ЛИС. Если
в модуле стабилизатора содержатся две идентичные схемы, то вторая
схема может быть использована для построения канала отрицатель-
ного напряжения питания ЛИС.
Стабилизаторы отрицательного напряжения питания можно по-
строить двумя способами. Если в схеме стабилизатора положительного"
напряжения (рис. 6.5, а) заменить п-р-п транзисторы на р-п-р транзис-
торы и соответственно р-п-р на п-р-п, а также изменить полярность
включения стабилитронов, получается схема стабилизатора отрица-
тельного напряжения на нагрузке. Плюсовой полюс данного стабили-
затора является общим для входной и выходной цепи, такую схему
можно условно назвать схемой с «общим плюсом». Простейшая схема
стабилизатора отрицательного напряжения, построенного на р-п-р
транзисторах, приведена на рис. 6.6." На рис. 6.7, а показано совмест-
ное включение положительного и отрицательного генераторов стабиль-
ного напряжения (-f-ГСН и —ГСН).
Если в распоряжении имеются лишь два однотипных стабили-
затора, то и их выходные цепи можно соединить последовательно
(рис. 6.7, б), однако цепи входов не будут иметь общей точки, так
как верхний по схеме стабилизатор работает в режиме с «общим мину-
сом», а нижний — с «общим плюсом». Оба стабилизатора необходимо
в этом случае питать от гальванически изолированных источников не-
стабилизированного напряжения t7IICT. Следует заметить, что из-за
более высокого качества параметров п-р-п транзисторов часто предпоч-
тительным оказывается именно
этот метод генерации двухполяр-
ного стабилизированного питания.
Рис. 6.7. Методы генерации двухпо-
лярного стабилизированного напря-
жения:
а — с помощью стабилизаторов» построен-
ных и а транзисторах разной проводимо-
сти; б —• иа транзисторах одной прово-
димости.
6.5. Принцип построения
ключевого стабилизатора
напряжения
На рис. 6.8 представлена упро-
щенная схема так называемого клю-
чевого стабилизатора напряжения.
При соответствующем подборе про-
ходного транзистора и пассивных
элементов этот стабилизатор мо-
жет отдавать в нагрузку ток до 2 А
при к. п. д. = 85%. В качестве
усилителя управления в схеме
(рис. 6.8) можно использовать ком-
паратор или ОУ. Компаратор в
ключевом стабилизаторе включает-
ся по схеме детектора уровня с
гистерезисной характеристикой. На
один его вход подается опорное
напряжение, поэтому компаратор
будет включать выходной сигнал
(открывать транзисторы Тг и Т2)
в тот момент, когда потенциал ин-
вертирующего входа станет немного меньшим, чем потенциал неинвер-
тирующего (опорного) входа. Этот момент соответствует малому
спаду напряжения на нагрузке ниже установленного уровня стаби-
лизации.
После включения Т2 ток через индуктивность Lr нарастает, индук-
тивность и конденсатор С\ накапливают энергию. Потенциал инвер-
тирующего входа повышается, из-за чего компаратор выключается
и прекращается дальнейшее протекание тока через транзистор Т2 в на-
грузку. Далее следует период, когда фильтр ЬГСГ отдает некоторую часть
запасенной энергии в нагрузку. Как только напряжение на конденса-
торе Сг станет ниже опорного на величину гистерезиса, вновь включают-
ся компаратор и транзистор Т2, поэтому конденсатор С\ подзаряжается
через Lr. Далее циклы включения и выключения компаратора повто-
ряются периодически. Скорость этих процессов определяется номина-
лами Li, Ci и нагрузкой. Диод Дг в схеме служит для защиты интеграль-
ной схемы от выбросов напряжения на индуктивности возникаю-
щих при быстром отключении транзистора Т2.
Рабочая частота стабилизатора может составлять примерно 10 кГц;
если выбрать номинал индуктивности достаточно большим, то ток
через нее не успеет уменьшиться до нуля за один цикл срабатывания
схемы, поэтому частота установившегося режима переключения будет
определяться заданным уровнем гистерезиса компаратора и номинала-
ми элементов фильтра L^.
Принципиальной особенностью. ключевого стабилизатора является
наличие пульсаций выходного напряжения, равных выбранному гисте-
Рис. 6.8. Принцип построения ключевого стабилизатора напряжения.
резису срабатывания компаратора, так как именно эти пульсации яв-
ляются запускающим сигналом для компаратора. - Реально уровень
пульсаций можно установить менее 10 мВ. Важнейшее достоинство
ключевого стабилизатора-—• повышенный к. п. д., так как проходной
транзистор включается на короткое время. Выравнивание энергии пи-
тания по циклу осуществляется фильтром LlCl.
6.6. Многофункциональные стабилизаторы напряжения
Стабилизаторы напряжения, сконструированные в виде монолит-
ных ИС, обладают определенными преимуществами в аппаратуре по
сравнению со стабилизаторами, выполненными на дискретных эле-
ментах [6...8].
Последние выгодно делать централизованными, так как таким об-
разом можно выиграть в габаритах прибора и к. п. д. стабилизатора.
В этом случае стабилизированное напряжение передается к узлам ап-
паратуры весьма сложными путями, причем к одной шине питания мо-
гут подключаться разнотипные схемы, что является причиной взаим-
ных помех или сбоев функционирования прибора. Применение малых
по размерам монолитных ИС позволяет разводить по блокам нестабили-
зированное питание, а требуемые высокостабильные напряжения фор-
мировать на месте, что принципиально уменьшает помехи по питанию
и улучшает развязку по этой цепи как отдельных блоков, так и при-
боров системы.
Преимущества принципа построения. локальных источников пита-
ния особенно проявляются при проектировании аппаратуры на высоко-
частотных ЛИС (например, в радиокоммуникационной аппаратуре).
К специфическим достоинствам стабилизаторов, сконструированных
в виде монолитных ИС, можно отнести повышенную стабильность вы-
ходного напряжения в диапазоне окружающей температуры, при изме-
нениях нагрузки и входного напряжения за счет запаса Ко, а также
за счет тепловой связи, имеющей место в монолитной ИС.
Построение источника питания на основе многофункциональной ИС
значительно упрощается, так как обычно необходимо подсчитать пре-
делы изменения внешних напряжений и токов, чтобы выбрать эконо-
мичный и безопасный режим работы ИС в данном устройстве. Как
правило, интегральный стабилизатор требует применения всего трех—
пяти внешних пассивных элементов. В некоторых специальных схе-
мах включения таких стабилизаторов.с помощью внешних транзис-
торов, диодов и резисторов удается достичь выходных напряжений —
сотни вольт при токах нагрузки •— единицы ампер. Обычно эти же ИС
могут работать в ключевом режиме стабилизатора, а также в качестве
стабилизаторов б «общим плюсом» и «общим, минусом».
Таким образом, интегральный стабилизатор напряжения должен
иметь схемотехнику и параметры, позволяющие использовать его во
всех возможных вариантах стабилизации питания аппаратурных бло-
ков, при этом должно применяться минимальное число внешних эле-
ментов.
Рассмотрим стабилизатор питания типа рА723 [7, 8]. Принципиаль-
ная схема ИС типа рА723 (рис. 6.9, а) состоит из трех основных узлов:
термокомпенсированного источника опорного напряжения, дифферен-
циального усилителя сигнала рассогласования, выходного буферного
эмиттерного повторителя. Источник опорного напряжения и оба вхо-
да ДУ имеют независимые внешние выводы, что позволяет использо-
вать ИС в схемах низковольтных, высоковольтных положительных
и отрицательных стабилизаторов. Кроме обычных интегральных п-р-п
транзисторов на подложке ИС типа рА723 применяется «-канальный
полевой прибор типа JFET(7\), служащий экономичным генератором
тока, интегральные стабилитроны Дг и Да с напряжением стабили-
зации 6,2 В при температурном коэффициенте ТК<70П = 2,1 мВ/° С,
пинч-резисторы в виде р-канальных JFET, занимающие на подложке
малую площадь, МОП-конденсаторы, высококачественные р-п-р тран-
зисторы.
Упрощенная функциональная схема ИС типа рА723 приведена на
рис. 6.9, б. Источник опорного напряжения Uon основан на интеграль-
ном стабилитроне Д2, ток на который подается от ГСТр Транзистор
Тв образует демпферную нагрузку ГСТь поэтому температурный коэф-
фициент изменения уровня тока этого ГСТ может быть сведен к нулю.
Компенсация происходит из-за того, что при изменениях тока ГСТ2
меняется напряжение Ue3 транзистора TR. Транзистор Тъ образует
низкоомный выход для питания током диода Д2 и инвертирующего
входа усилителя рассогласования. В данной ИС ГС?! (рис. 6.9, б)
построен аналогично ГСТ из схемы на рис. 6.5. Однако вместо резисто-
ра R& применен активный генератор тока на полевом приборе типа
JFET (транзистор Тг), а в цепь делителя смещения введен термокомпен-
сирующий диод (транзистор Та на рис. 6.9, а), который используется
для нормирования с помощью резисторов токов других вспомогатель-
ных ГСТ из данной ИС (Тs, Т7, Ts на рис. 6.9, а).
Рис. 6.9. ИС' типа |1Л723:
а — принципиальная схема (К — вывод для коррекции частотной характеристики; ОТ — вы-
вод ограничения тока; ДТ— вывод для подключения резистора датчика тока);, б —упро-
щенная принципиальная схема.
Однокаскадный ДУ рассогласования сравнивает опорное напряже-
ние с выходным напряжением стабилизатора Uст, разделенным про-
порционально номиналам внешних резисторов установки (7СТ (7?д и
Re на рис. 6.9, б). Усилительные свойства ДУ формируются нагрузоч-
ным ГСТ3 (транзистор Т8 на рис. 6.9, а), а хорошие значения ООСС
и стабильности передаваемых постоянных уровней фиксируются с по-
мощью ГСТ2. Уровни токов двух ГСТ (транзисторы Т7 и Т8 установле-
ны 200 мкА, а для ГСТ2 (транзистор 7\3) выбран уровень тока,
в два раза больший, т. е. 400 мкА, поэтому коллекторные токи транзис-
торов Т1г и Т12 равны. Вспомогательный транзистор Т10 должен рабо-
тать при малом напряжении коллектор — база, которое фиксируется
на уровне 0,7 В с помощью транзистора Ts, удерживающего транзистор
Т10 от перехода в состояние насыщения. Этот режим вероятен при ма-
лых значениях нестабилизированного входного напряжения f/HCT-
Транзисторы Ти и Т1Ъ образуют выходную цепь стабилизированного
напряжения UCT, причем коллектор Т1Ъ может питаться и от другой
линии нестабилизированного напряжения (вывод ДТ). С эмиттерного
выхода транзистора Т15 (вывод UCT) можно непосредственно снять ста-
билизированное напряжение, либо использовать это напряжение как
управляющее для внешнего мощного проходного транзистора, при
этом ток в нагрузке может достигать единиц ампер.
Стабилитрон Д3 (вывод Uz) применяется как элемент сдвига уров-
ня в некоторых специальных схемах включения ИС типа рА723, а
транзистор Т1Ъ является элементом защиты выхода ИС в режиме к. з.
нагрузки. Коллекторный вывод этого транзистора служит для присо-
единения внешнего конденсатора компенсации частотной характеристи-
ки однокаскадного ДУ. Коррекция частотной характеристики необхо-
дима в тех случаях, когда стабилизатор должен иметь максимальную
скорость отклика на изменение тока нагрузки. Второй вывод конден-
сатора компенсации присоединяется к неинвертирующему входу. Если
ИС используется без внешнего транзистора, то номинал этого конден-
сатора равен примерно 100 пФ. Когда ИС обслуживает мощный про-
ходной транзистор, номинал корректирующей емкости следует уве-
личить до 500 пФ.
Между базой и эмиттером транзистора Т1Ъ (выводы «ограничение
тока» — ОТ и «датчик тока» >— ДТ) включается внешний для ИС то-
кочувствительный резистор, на котором выделяется сигнал превы-
шения допустимого тока к. з. Кроме того, на базу транзистора Т1в
можно подавать сигнал выключения стабилизатора в нерабочем режи-
ме. Уровень выключающего сигнала совместим с выходными сигналами
цифровых ИС. Сводка параметров ИС типа рА723 приведена в табл. 6.2.
Т а б л и ц а 6.2
Параметры ИС типа рА723
Параметр Значение
Кст(7, %
Кн, %
Уровень пульсаций, дБ
ТК Ест, %°С
Опорное напряжение Соп, В
Ток холостого хода /хх, мА
Диапазон изменения выходного напряжения t7CT, В
Диапазон токов нагрузки /н, мА
Диапазон изменения входного напряжения 17Нст> В
Максимальная рассеиваемая мощность Рдоп, мВт
Скорость снижения максимальной рассеиваемой мощности (свы-
ше 25°С), мВт/°C
Выходное напряжение шумов, мкВ
Долговременная стабильность напряжения UCT, % за 1000 ч
0,01
0,02
74
2-Ю-з
7,15
2,5
2...37
0...150
9,5...40
800
6,8
20
0,1
На рис. 6.10, а представлена стандартная схема включения ИС типа
р.А723 в режиме Uст> Uon- В той схеме с помощью резисторов /Д
и R2 выходное напряжение устанавливается на требуемом уровне.
Резистор Ri служит для защиты выхода ИС в режиме короткого замы-
кания, a Rs компенсирует разбаланс ДУ, возникающий при изменениях
температуры из-За разности входных токов. Диапазон выходных на-
пряжений этой схемы включения может составлять 7...37 В при вход-
ном напряжении t/HCT, находящемся в пределах 9,5...40 В. На схеме
Рис. 6.10. Некоторые схемы источников стабилизированного напряжения, осно-
ванные на ИС типа цА723:
а — стандартная схема включения (Uci= Uon(Ri+R2)/К2, /?з=jRiII; б — для питания низ-
коомных нагрузок; в —для питания низковольтных устройств (С/вх = 9,5 ... 40 В, Uci =
= Г7оп/?1/(/?14-/?2)=2 ... 7 В, Яз=/?111А'2); е — для питания высоковольтных устройств (U^x.=
= 130... 180 В, СУст=3,5(Я1+Я2)/Я1=20... 100 В).
рис. 6.10, б показано подключение мощного транзистора. В этом режиме
ток нагрузки может достигать 2А. На рис. 6.10, в показана принципи-
альная схема стабилизатора, выходное напряжение которого меньше
опорного UCT < Uon. Опорное напряжение йоп = 7,15 В, выраба-
тываемое в ИС, делится резисторами RL и Т?2, с помощью которых ста-
билизированное напряжение 67ст можно регулировать в пределах 2...
... 7 В при нестабилизированном напряжении С/ист, находящемся
в пределах 9,5...40 В.
ЙС типа рА723 совместно с высоковольтными транзисторами можно
использовать в схеме высоковольтного стабилизатора, где ИС вклю-
чается в «плавающем» режиме (рис. 6.10, г). В этом режиме для ИС не
требуется специального незаземленного источника питания, так как
напряжение питания формируется из собственного опорного Uon =
= 7 В,'< напряжения на стабилитроне Д3 6,2 В, плюс напряжение
йбэ транзистора Т16 (см. рис. 6.9, а). Входное напряжение этого ста-
билизатора может находиться в пределах 130...180 В при t/CT^100B.
Глава 7
ЛИНЕЙНЫЕ СХЕМЫ НА УНИПОЛЯРНЫХ ПРИБОРАХ
Планарные кремниевые униполярные (полевые) приборы получили
за последние годы широкое распространение в усилительных и линей-
но-дискретных схемах. С точки зрения разработчика аппаратуры это
можно объяснить особыми свойствами полевых приборов, которые
имеют сверхвысокие входные сопротивления до 108...1014 Ом и, как
следствие, наибольший среди всех усилительных приборов коэффи-
циент усиления по мощности. Полевые приборы имеют высокую сте-
пень гальванической развязки сигнальной цепи и цепи управления
полевым прибором, а также квадратичные вольт-амперные характе-
ристики управления.
Схемотехника усилительных каскадов на униполярных приборах
также имеет ряд особенностей. Например, в канале включенного при-
бора отсутствует сдвиг нуля шкалы, напряжения. Для ряда типов по-
левых приборов можно строить схемы с непосредственной связью без
специальных сложных каскадов сдвига уровня. На униполярных при-
борах могут стрбиться как самостоятельные каскады в приемно-уси-
лительных устройствах, диапазон частот которых может превышать
400 МГц, так и вспомогательные цепи согласования, подачи смещения,
нагрузок, аттенюаторов АРУ, аналоговых ключей.’В настоящее время
ряд типов полевых'приборов занял прочное место в монолитных ЛИС
в качестве пассивных и усилительных элементов наряду с биполярны-
ми структурами.
7.1. Виды униполярных приборов
и их конструктивные особенности
Ток в канале проводимости униполярного прибора (выходной сиг-
нал) регулируется потенциалом управления (входной сигнал), создаю-
щим вблизи этого канала электрическое поле. Ток в канале проводи-
мости формируется зарядами одной полярности (отсюда название —
униполярный прибор), уровень тока ограничивается пространствен-
ным зарядом, образующимся в области инжекции носителей. С этой
точки зрения электронная лампа является униполярным прибором
с каналом n-типа проводимости, так как основными носителями в элек-
тронной лампе являются электроны, поступающие на анод из катод-
ного облака. Ток канала проводимости анод — катод регулируется
потенциалом отрицательной сетки (так называемые «левые» управляю-
щие характеристики): при подаче отрицательного запирающего на-
пряжения на управляющий электрод сетку ток в промежутке ка-
тод — анод уменьшается (канал проводимости обедняется носителями)
вплоть до полной отсечки анодного тока (отсечка канала проводимости).
Управляющий электрод здесь конструктивно изолирован вакуумным
промежутком.
Полупроводниковые полевь!е приборы имеют большое число кон-
структивных вариантов. Канал проводимости у них может иметь как
п-, так и p-тип проводимости. В настоящее, время известны два типа
изоляции управляющего электрода: слоем диэлектрика и запертыми
р-п переходами. Эти приборы различаются также и способом управле-
ния проводимостью канала. На рис. 7.1 показана классификация сов-
ременных полевых приборов, применяемых в ЛИС [1—4].
Полевые приборы с изоляцией затвора запертыми р-п переходами
(Л, Б на рис. 7.1) могут управляться только способом обеднения про-
водимости канала (depletion mode). Затвор данного прибора выполнен
иеииё проводимости канала; 5 — характеристика управления — обогащение проводимости
канала; 6 — проводимость канала р-типа; 7'— проводимость канала- п-типа.
в виде двух р-п переходов, запертых в линейном режиме управления.
Полевые приборы с диэлектрической изоляцией металлического
затвора могут управляться как методом обеднения, так и обогащения
(enchancement mode) проводимости канала. Полевые приборы с метал-
лическим затвором, изолированным от полупроводника слоем диэлект-
рика (МДП-приборы), имеют шесть разновидностей (В—И на рис. 7.1).
Наиболее известны такие приборы со структурой металл •— оксид —
полупроводник (МОП-приборы), имеющие p-канал, управляемый по
методу обогащения (Ж на рис. 7.1).
МОП-приборы В — Ж (рис. 7.1) наиболее перспективны для анало-
говых устройств, однако они менее распространены в настоящее время
из-за технологических трудностей их изготовления.
Прибор, имеющий управляющий электрод (затвор) в виде двух за-
пертых р-п переходов, носит название junction field effect transistor —
JFET, а прибор структуры МОП — metall—oxide—semiconductor
field effect transistor—MOSFET.
В табл. 7.1 приведены краткие характеристики основных типов
полевых приборов, классифицированных на рис. 7.1, и их условные
обозначения на принципиальных схемах.
Таблица 7.1
Виды униполярных приборов, применяемых в линейных
схемах (к рис. 7.1)
Обозначение на рис. 7.1 Условное обозначение Характеристика полевого прибора
л О— С изоляцией затвора р-п переходами, р-канальный (JFET, p-канал), симмет- ричный
Б о-^) С изоляцией затвора р-п переходами, «-канальный (JFET, «-канал), симмет- ричный
В , с~ р-канальный, структура МОП, «-под- ложка, обогащение (MOSFET, р-ка- нал), симметричный
Г «-канальный, структура МОП, р-под- ложка, обогащение (MOSFET, «-ка- нал), симметричный
д, ж °— р-канальный, структура МОП, «-под- ложка, обогащение и обеднение, сим- метричный
Е, И «-канальный, структура МОП, р-под- ложка, обогащение и обеднение, сим- метричный
Двухзатворный, радиочастотный, «-ка- нальный, структура МОП, р-подлож- ка
TJZ. Униполярные приборы с изоляцией затвора
запертыми р-п переходами
Полевой прибор с затвором, образуемым запертыми р-п переходами,
имеет управляемый канал проводимости в объеме полупроводника.
Поверхностные каналы утечек для данного прибора являются неже-
лательными [1].
Рис. 7.2. Полевой прибор типа JFET:
а — эскиз конструкции; б, в — изменение толщины зоны обеднения в зависимости от управ-
ляющего напряжения; е — формирование канала проводимости; д — распределение зарядов
в зоне стока.
Рассмотрим действие прибора, упрощенная конструкция которого
показана на рис. 7.2, а. Данный прибор изготовлен из кремния с соб-
ственной проводимостью n-типа (избыток электронов). По верхней
и нижней плоскостям подложки тип проводимости кремния изменен на
р+. Эти области высокого легирования образуют с основным объемом
кремния р-п переходы. Торцы прибора металлизированы и образуют
два электрода: исток и сток. Исток (аналог катода) эмигрирует осной-
ные носители, сток (аналог анода) их собирает. Верхняя и нижняя р+-
области замыкаются между собой перемычкой и образуют третий,
управляющий электрод'— затвор.
Если к затвору относительно истока прикладывается отрицательное
напряжение (напряжение £/8И, рис. 7.2, б), то-вблизи р+-областей об-
разуется зона, обедненная электронами,. Толщина зоны зависит от аб-
солютной величины напряжения £/зи (рис. 7.2, в); при приближении
величины этого напряжения к нулю толщина обедненного слоя умень-
шается. На рис. 7.2, г показано формирование канала проводимости
при подключении к стоку положительного напряжения Uca> 0.. Се-
чение канала проводимости и, следовательно, внутреннее сопротивле-
ние полевого прибора, зависит от толщины обедненной основными
носителями'зоны, т. е. от напряжения Usa (рис. 7.2, д). Увеличивая
отрицательное смещение'— £/зи, можно добиться смыкания обеднён-
ной зоны, т. е. отсечки тока в канале. Данный потенциал обозна-
чим t/0TC (t/pinch-off )• Таким образом, с ростом модуля управляюще-
го сигнала уровень тока в канале проводимости исток'— сток умень-
шается, так как сечение канала сужается. Во всех режимах, когда
U3 и для n-канального прибора является отрицательным или равняется
нулю, р-п переходы, образующие затвор, заперты.
Если подать’на затвор положительный потенциал U3 изолирую-
щие р-п переходы откроются, прибор перестанет управляться и может
выйти из строя (имеет место некоторое соответствие режиму с положи-
тельной сеткой, в который попала электронная лампа с «левым» се-
мейством управляющих характеристик).
Если изготовить прибор типа JFET из кремния с основной прово-
димостью р-типа, а области изолирующих затвор переходов выполнить
изменением проводимости на п+, то получим р-канальный полевой
прибор с затвором, образованным изолирующими р-п переходами. Его
принцип действия аналогичен n-канальному. В этом приборе основны-
ми являются p-носители, поэтому все полярности питающих и управ-
ляющих напряжений должны быть изменены на противоположные
(+ДЗИ/—^си) по сравнению со схемой включения n-канального при-
бора.
Входное сопротивление приборов типа JFET определяется конструк-
цией его затвора, выполненного в виде запертых р-п переходов. Им-
педанс входа можно, оценить по уровню обратных токов • планарного
кремниевого р-п перехода (см. рис. 1.5) и величине емкости, этого пере-
хода в режиме запирания. Входное сопротивление зависит от площади
переходов и качества исполнения их приповерхностных областей. Оно
имеет порядок тысяч мегом, причем нелинейно зависит от’управляю-
щего напряжения U3 и и температуры. Прибор с каналом n-типа обла-
дает лучшими частотными свойствами, чем прибор с каналом р-типа,
так как подвижность электронов выше, чем дырок. Передаточная про-
водимость (крутизна усиления) у n-канального прибора по той же при-
чине больше.
Полевые приборы типа JFET применяются для малошумящих и вы-
сокоомных усилителей сигналов в полосе частот до 50 МГц и более,
в качестве аналоговых ключей, дифференциальных предусилителей
к стандартным ОУ. Высококачественные структуры этого типа техно-
логически весьма сложно изготовить на подложках монолитных ин-
тегральных схем. Поэтому в настоящее время они выпускаются чаще
всего в дискретном варианте. Геометрическая структура данного поле-
вого прибора может быть симметричной’и несимметричной. Для первой
электроды исток и сток фактически равноправны и их можно Менять
местами.
Рис. 7.3. Включение прибора типа
JFET:
а — принципиальная схема каскада с ав-
томатическим смещением; б — пример уп-
равляющей и выходных характеристик.
На рис. 7.3, а показана схема включения прибора типа JFET в кас-
каде с общим истоком (ОН), а на рис. 7.3, б— пример выходных и уп-
равляющей характеристик полевого прибора типа JFET (при Дси =
= 5 В). Из-за того что управляющая характеристика соответствует
сеточной характеристике электронной лампы («левая» характеристика
на запирание), для схемы с общим истоком основным является метод
подачи автоматического смещения за счет отрицательной обратной свя-
зи по постоянной-составляющей тока истока. На схеме (рис. 7.3, а)
необходимое напряжение автоматического смещения выделяется на
резисторе R„, включенном в цепи истока, переменная составляющая
замыкается на землю через конденсатор Ск.
Выходные характеристики прибора (рис. 7.3, б) имеют две основные
области: омическую область (триодный режим, эта область заштрихо-
вана) и область насыщения (пентодный режим, область горизонталь-
ных выходных характеристик расположена справа от пунктирной ли-
нии). Пунктирная линия, разделяющая эти области, является границей
режима насыщения тока стока,, который имеет место в пентодной части
характеристик.
В омической области ток стока /с возрастает линейно с ростом на-
пряжения между стоком и истоком при постоянном напряжении за-
твор— исток, что свидетельствует о постоянном сопротивлении канала
в этом режиме. В области насыщения ток I с практически не зависит
от напряжения сток — исток и зависит лишь от напряжения затвор >—
исток, т. е. от сечения канала на стоковом конце (рис. 7.2, д). На
рис. 7.3, б точка Г (ток стока насыщения /сн = 20 мА) соответствует
предельному режиму сигнала управления £/зи = 0. При любом дру-
гом отрицательном напряжении управления справедливо следующее
уравнение для тока стока:
/С = ^сн ^зи/^отс)2 I <7cn=const > (7-1)
где U0TC — напряжение отсечки канала, при котором ток стока с оп-
ределенной точностью можно считать равным нулю (например, пред-
положить, что Iс отс Ю мкА).
7.3. Приборы структуры металл — оксид —
полупроводник
Прибор с диэлектрической изоляцией металлического затвора слоем
SiO2, расположенным на полупроводнике, отличается от прибора с изо-
лирующими затвор переходами тем, что управляемый канал прово-
димости образуется вблизи поверхности полупроводника на границе
кремний — диоксид кремния. Из-за этого чистота поверхности, высо-
кое качество изоляции и отсутствие в приповерхностной области лову-
шек носителей играют для данной конструкции решающую роль.
МОП-приборы могут быть двух основных конструктивно-технологи-
ческих типов: с каналом проводимости, индуцируемым внешним сиг-
налом, и с каналом, образуемым легированием в процессе производства
(встроенный канал). Оба конструктивных варианта могут иметь канал
проводимости р- или n-типа. В качестве изоляции затвора может быть
применен не только окисел SiO2. Поэтому обобщенно данную структу-
ру принято обозначать металл — диэлектрик —• полупроводник (МДП).
Диэлектрик SiO2 применяется чаще из-за технологических соображе-
ний. МОП-прибор, эскиз сечения которого показан на рис. 7.4, а—в,
имеет предварительно легированный n-канал. Сечение канала зависит
от полярности и уровня управляющего напряжения, подключение ко-
торого показано на электрических схемах рис. 7.4, а—в.
У прибора с легированным каналом на поверхности кремниевой
подложки p-типа выполняются две сильнолегированные области с про-
водимостью п+. Эти области образуют исток и сток, между которыми
изготавливается легированный канал с проводимостью п-типа. Крем-
ний закрывается слоем SiO2, поверх которого напыляется металличес-
кий электрод — затвор. Если к электродам такого прибора приложить
потенциалы, как показано на схеме рис.. 7.4, а, то металлический
затвор станет отрицательной обкладкой конденсатора, диэлектриком
которого является SiO2, а второй обкладкой с положительным зарядом
явится р-подложка (см. эскиз сечения, рис. 7.4, а). Из-за взаимодей-
ствия отрицательной обкладки и электронов зона проводимости
канала уменьшается, поэтому имеет место'обеднение канала.
г соб-
в ре-
В режиме, отображенном в схеме на рис. 7.4, б, напряжение U3 и =
= 0, поэтому проводимость канала не управляема. Толщина канала
проводимости соответствует исходной. Если к затвору приложить по-
ложительный потенциал (схема на рис. 7.4, в), то зона проводимости
канала расширяется за счет индуцируемого отрицательного заряда
поверхности подложки. Из-за расширения зоны n-проводимости про-
исходит обогащение канала. На рис. 7.4, г показан вид управляющей
характеристики прибора Гс предварительно легированным каналом,
причем на этой характеристике отмечены точки (а, б, в);‘соответствую-
щие трем рассмотренным выше режимам управления (рис. 7.4, а—в).
Данный, прибор наиболее перспективен, для линейных схем, однако
технологически весьма трудоемок.
Значительно более простыми по конструкции являются М 11-
приборы, у которых нет поверхностного канала проводимости, если
не приложены управляющие напряжения. Эскиз сечения данного
прибора приведен на рис. 7.5, а, б, на котором показаны схемы
подключения сигналов управления. Когда напряжение 17зи '= 0, кон-
Рис. 7.5. Полевой прибор МОП-структуры с индуцируемым каналом:
а — схема включения н распределение зарядов в режиме отсечки тока стока; б — то же
* в режиме обогащения канала; в — управляющая характеристика.
денсатор затвор — подложка не заряжен, ток исток — сток не течет
(рис. 7.5, а). Схема подачи положительного напряжения на затвор
относительно подложки показана на рис. 7.5, б.
Для того чтобы возник электронный канал проводимости, напря-
жение должно превышать пороговое U3 и пор, которое зависит от кон-
струкции прибора. Поскольку подложка заряжается отрицательно,
то по цепи исток — сток ток отрицательных зарядов замыкается через
положительный источник питания +£7СИ. Выходные характеристики
данного прибора, как и для прибора типа JFET, имеют омическую об-
Ласть и область насыщения, ь области насыщения ток стока Имеет ДО*
статочно точную квадратическую зависимость от напряжения U3 и [51
МЖи-^ипор)2' (7-2)
Где р — конструктивный коэффициент, нормирующий скорость роста
параболы и имеющий размерность проводимости.
Таким образом, проводимость канала тем больше, чем больше уп-
равляющее напряжение 67ЗИ (режим обогащения канала). В омической
области выходных характеристик ток стока аппроксимируется сле-
дующим соотношением:
7с = ₽^зи-^3иноР-(^си/2)] (7.3)
Крутизна усиления (передаточная проводимость МОП-прибора)
является функцией 0 и £/3 и пор.
МОП-приборы имеют четвертый электрод — подложку, которая
обычно соединяется с истоком для минимизации паразитных емкостей.
На семействе выходных характеристик МОП-прибора, включаемого по
схеме с общим истоком (рис. 7.6) имеется три области: омическая
(триодный режим, область /), насыщения, соответствующая опреде-
ленной степени смыкания канала проводимости (пентодный режим,
область II) и область лавинного пробоя промежутка сток — исток
(область ИГ). Из-за того что управляющие характеристики МОП-при-
боров являются «правыми», открывающими (как у биполярных тран-
зисторов), то на затвор можно подавать требуемое открывающее сме-
щение непосредственно от стокового источника питания через делитель
потенциала.
Полезно сравнить свойства п- и р-канальных полевых приборов.
Подвижность основных носителей у n-канального прибора в 2...3 ра-
за больше, чем у р-канального [6], что зависит от ориентации исходно-
го кристалла и степени легирования. Поэтому для n-канальных МОП-
приборов легче конструктивными способами менять пороговые напря-
жения проводимости канала и уменьшать паразитные емкости перехо-
дов. Это дает возможность пропорционально расширить для п-ка-
нальных приборов частотный диапазон и увеличить уровень управля-
емых мощностей.
В заключение сравним полевые приборы разных типов между со-
бой и с биполярными структурами. Главным достоинством униполяр-
ных усилительных приборов считается сверхвысокое входное сопро-
тивление, причем МОП-прибор может иметь практически чисто ем-
костный вход. МОП-прибор, в отличие от прибора типа JFET, весьма
технологичен для интегральной планарной конструкции, так как рас-
положен всегда по одной плоскости подложки. На рис. 7.7 приведены
эскизы поперечного сечения биполярного интегрального транзистора
и интегрального МОП-прибора, а в табл. 7.2 перечислены их некото-
рые сравнительные параметры.
В составе монолитной ИС МОП-прибор имеет как существенные
преимущества перед биполярной структурой, так и недостатки, огра-
ничивающие применение униполярных ИС [7, 8].
Основным преимуществом считается значительное сокращение пло-
щади кристалла, занимаемой полевыми приборами, так как для МОП-
структуры не нужны разделительные диффузии. Для биполярных
структур области разделительной диффузии образуют запертые р-п
переходы, препятствующие утечке коллекторных токов. Для МОП-
Рис. 7.6. Схемы включения полевых приборов МОП-типа и их выходные харак-
теристики:
а — с легированным каналом; б —с индуцированным каналом.
структур такие запертые р-п переходы присутствуют на подложке
автоматически, поэтому оказывается возможным разместить до 100...
..’.150 элементарных униполярных каскадов на площади, занимаемой
одним биполярным. Однако внутреннее сопротивление канала полево-
го прибора на один-два порядка превышает внутреннее сопротивление
биполярного транзистора. Поэтому мощность, которой может управ-
лять полевой прибор, меньше, соответственно меньше и скорость пере-
заряда паразитных емкостей. Следовательно, быстродействие уни-
полярных приборов хуже, чем у биполярных. Высокое внутреннее
сопротивление канала полевого при ора используется и как полезный
эффект в биполярных ИС, где они работают в режиме пинч-резисторов.
Длина канала проводимости исток •— сток для МОП-прибора мо-
жет быть сделана гораздо меньшей, чем для прибора типа JFET, по-
этому МОП-приборы с n-каналом могут применяться даже в гигагер-
Рис. 7.7. Эскизы поперечного сечения биполярного (а) и униполярного (б) ин-
тегральных транзисторов.
новом диапазоне частот. Серийные радиочастотные МОП-приборы уси-
ливают сигналы в диапазоне 100...400 МГц. Особо необходимо упомя-
нуть о том, что наибольшей степени интеграции в настоящее время
достигли линейно-дискретные ИС на интегральных МОП-структурах1
Таблица 7.2
Некоторые сравнительные параметры биполярных и униполярных
интегральных структур (к рис. 7.7)
Параметр Интегральный п-р-п транзистор Интегральный МОП-прибор
Общее число технологических one- 140 35
раций Общая площадь, занимаемая струк- 0,4 0,001
турой, мм2 Разделительные диффузии Необходимы Не нужны
Усилительный параметр В зависит от у23. зависит от L, W
толщины базы и Т (длины, ширины
Внутреннее сопротивление Десятки Ом и толщины) канала Единицы килоом
многоканальные коммутаторы аналоговых сигналов и схемы управле-
ния опорными уровнями для преобразователей код •— аналог и ана-
лог — код. Для приборов типа JFET наблюдается отставание по сте-
пени интеграции от МОП-приборов.
7.4. Параметры и схемы включения полевых
приборов
Для полевых приборов в спецификационных материалах и литературе при-
няты следующие обозначения [9].
Напряжение сток — исток индексы D и S — первые буксы слов drain—
исток и source — сток. Напряжение затвор — исток VGS, индекс G — первая
буква слова gate-т-затвор. Обратное пробивное напряжение промежутка затвор—
канал SVGSS, буква В является сокращением слова breakdown, индексы Си S
пояснены выше, последний индекс S — сокращение слова saturation. Общий
ток утечки затвора в этом обозначении индексы соответствуют предыдуще-
му случаю. Значение данного тока для приборов типа JFET удваивается при уве-
личении температуры на каждые 10° С, в соответствующее число раз падает вход-
ное сопротивление. Напряжение затвор — исток, требуемое для отсекания кана-
ла проводимости, напряжение смыкания канала Ур. Индекс Р — первая буква
слова pinch. Ток насыщения канала исток — сток при нулевом управляющем
напряжении IDSS. Этот параметр применяется для приборов типа МОП и JFET
при VGS = 0. Ток утечки исток — сток в режиме отсечки канала проводимости
Для приборов типа JFET в этом режиме напряжение VG5 = VP. Поро-
говое напряжение возникновения канала проводимости у МОП-приборов VG5 =
= VT, по-другому VG57- Индекс Т — сокращение слова — threshold. Сопро-
тивление канала полевого прибора, полностью переведенного смещением в со-
стояние «включено», rDS^ony Сопротивление канала полевого прибора, полностью
переведенного в состояние выключено ros, индекс OS — сокращение слов off-
set — выключено. Крутизна характеристики управления, прямая передаточная
проводимость yjS, gfS, gm либо S. Входная емкость полевого прибора CISSi
индекс / — сокращение слова input. Для двойных полевых приборов, применяе-
мых в балансных схемах, используются параметры: напряжение смещения нуля
I vosi — VGS2 I и его температурный дрейф Л (VGS1 — VGS2)/A7.
, Для полевых приборов по принципу управления преобразующих входной
‘потенциал в выходной ток {/пер = *вых/ивх> т- е- трансформирующих проводи-
мость, наиболее удобна {/-система вторичных параметров.
В литературе часто используется буквенная индексация {/-параметров. Пер-
вый буквенный индекс обозначает вид проводимости: i (input) — входная;
о (output) — выходная; f, (forward) — прямая; г (reverse) — обратная. Второй
индекс соответствует общему электроду в схеме включения прибора; g (gate) —
с общим затвором; s (source) — с общим истоком; d (drain) — с общим стоком.
Например, для схемы с общим истоком матрица {/-параметров выглядит следую-
щим образом:
<7-4)
l'o = U^fs + %^os. (7-5)
Следует учесть, что иногда употребляется внесистемная единица проводи-
мости 1/Ом = 1 мО; 1 mho= 1 См, естественно, что 10~3 mho = 1 мСм, a I0~emho—
= 1 [imho = 1 мкСм.
Прямая передаточная проводимость y^s может обозначаться символами
B[S< 8m и S. Попутно заметим, что значение крутизны обратно пропорционально
сопротивлению включенного канала = /"кай вкл. которое в свою оче-
редь определяется объемом канала; его длиной L, шириной W и толщиной Т.
Кроме того, для МОП-прибора с обогащением толщина канала зависит от напря-
женности поля управления, и обратно пропорциональна толщине изоляции.
Очень тонкий слой SiO2, однако, делать не всегда целесообразно, так как не
только снижается допустимое пробивное напряжение, но и возрастает входная
емкость прибора.
Абсолютное значение крутизны характеристики и достоверность этого пара-
метра, следовательно, зависит от точности фотолитографического процесса, фор-
мирующего контуры интегральной структуры. Значительный разброс геометри-
ческих размеров при изготовлении приборов вызывает и разброс их усилитель-
ных параметров: крутизны и напряжения отсечки для приборов типа JFET.
Частотные свойства униполярного прибора, как и биполярного и электрон-
ной лампы, принято характеризовать произведением усилениеХ полоса, кото-
рое называют также добротностью каскада.
Добротность каскада определяется его минимальной постоянной времени
(произведением внутреннего сопротивления, обратно пропорционального кру-
тизне усиления, на входную емкость). С другой стороны, и крутизна, и паразит-
ные емкости связаны с устройством канала, поэтому считается, что
Д=£/2лСвх = р[Пзи/2п£2], (7.6)
где я__добротность каскада, МГц; S — крутизна характеристики, мА/B; Свх —
минимальная входная емкость прибора, пФ (дополнительные емкости монтажа
и внешних элементов не учитываются); р. — подвижность носителей п- или р-
типа; L —длина канала; Пзи — управляющее напряжение.
Анализ этрго соотношения показывает, что для изготовления высокочастот-
ных полевых приборов необходимо выбирать материал с наибольшим значением
|х, увеличивать управляющее напряжение £7ЗИ (в этом требовании есть противо-
Y12
Рис. 7.8. Эквивалентные схемы для каскада с общим истоком:
а — для усилительных параметров; б — для формирования входной емкости.
речие: внутренняя проводимость канала увёличится, но возрастут и потери при
перезаряде паразитных емкостей, а также потребуется большая толщина изоля-
ции). Поэтому наилучшим путем расширения Д считается сокращение до миниму-
ма длины канала L, которую проходят носители от истока до стока. Сопротивле-
ние включенного канала Гканвкл00 (1/S) определяется соотношением
Гкан вкл = Го {LKWT)], (7.7)
где г0 — объемное сопротивление полупроводника в канале.
Для уменьшения гКан вил с целью соответствующего расширения частотных
свойств необходимо увеличивать ширину W и толщину Т канала, но
снижать его длину L. Поэтому линейные полевые приборы имеют гребенчатые или
звездообразные структуры аналогично мощным .радиочастотным транзисторам.
Возможны три схемы включения униполярного прибора в усилительном кас-
каде: с общим истоком (ОИ), с общим стоком (ОС), с общим затвором (ОЗ).
Основная усилительная схема включения — каскад с ОИ, соответствует по
общей характеристике схеме включения электронной лампы с общим катодом.
На рис. 7.8, а показана эквивалентная схема этого каскада, элементы которой
соответствуют физическим сопротивлениям и емкостям конструкции полевого
прибора. Усилительные свойства схемы отображаются генератором тока, управ-
ляемым входным потенциалом. На рис. - 7.8, а: Двх — входное, сопротивление;
Свх —’ входная емкость прибора; Сзи, Сзс — эквивалентные емкости затвор —
исток и затвор — стой, определяемые площадью поверхности прибора; ги и гс —
объемные омические сопротивления областей истока и стока, 51/зи — генератор
тока, характеризующий усилительные свойства прибора.
Для прибора типа JFET RBX и Свх нелинейно зависят от входного напряже-
ния, частоты сигнала и внешней температуры. Значения ги и гс находятся на
уровне единиц ом, а крутизна S — несколько десятых —.единицы сименса.
Схема включения с общим истоком имеет ряд особенностей. На эквивалент-
ной схеме (рис. 7.8, а) цепь обратной передачи сигнала с выхода на вход форми-
руется емкостью Сзс и малым сопротивлением гс. В пентодной области коэффи-
циент усиления по напряжению Ку = SRB-
Каскад с общим истоком из-за сверхвысокого входного сопротивления об-
ладает наибольшим среди усилительных приборов коэффициентом усиления по
мощности
*Р =Р^/ рвх = (^ых/^ых)/(^х/^х) = ^ («вх/^ых)- (7-8)
Например, при Ку = 1; RBX = 200 МОм; РЕЫх = 2 кОм КР достигает величины
10® на каскад. Существенным для каскада с ОН, как и для схемы с общим катодом,
является эффект Миллера (рис. 7.8, б), выражающийся в увеличении кажущей-
ся входной емкости каскада за счет влияния усиленного выходного сигнала на
цепь генератора входного сигнала (в основном через емкость Сзс). Выходной сиг-
нал представляет собой инвертированный и усиленный в —Ку раз входной сиг-
нал, поэтому емкостный ток, потребляемый от генератора сигнала из-за паразит-
ной емкости увеличивается в (К[у+1) раз, что фактически эквивалентно кажуще-
муся увеличению входной емкости каскада
Свхакв—Саи + Сзс (Ку + 1). (7-9)
При большом входном сопротивлении RBX из-за этого эффекта ухудшаются
частотные свойства каскада, который может оказаться склонным к самовозбужде-
нию. Выходом является применение генератора сигнала с минимальным внутрен-
ним сопротивлением Rc, чтобы эквивалентная постоянная времени входной цепи
оставалась малой;
Твх — (Rc II ^?вх) Свх зкв. (7.Ю)
Подача напряжения смещения на малосигнальный каскад с ОИ для полевых
приборов типа JFET обычно осуществляется достаточно сложными схемами. Вы-
бор рабочей точки на квадратичной характеристике управления (см. рис.7.3)
сводится к альтернативам: вблизи точки Г усиление каскада максимально, но
вблизи точки А нелинейные и перекрестные искажения минимальны. Это объяс-
няется тем, что в точке Г максимальна крутизна характеристики управления, а в
точке А имеет место чисто квадратичный режим управления, так как точка At
находится на горизонтальном участке выходной характеристики. Третье ограни-
чение связано с тем, что управляющие сигналы никогда не должны стать больше
0, чтобы не открыть р-п переходы, образующие затвор.
Реальная схема каскада должна строиться с учетом значительного разбро-
са параметров серийных приборов. На рис. 7.9, а приведена схема смещения,
обычно применяемая для приборов типа JFET, устанавливаемых без отбора по
крутизне и напряжению отсечки ЦО]. Принцип ее работы заключается в миними-
зации разброса точки покоя для тока стока 1С. На рис. 7.9, б условно показаны
две предельные характеристики, принадлежащие лучшему и худшему образцам
приборов данного типа. Если задать допустимый разброс Д/с, можно легко рас-
считать требуемое внешнее напряжение сдвига, т. е. номиналы резисторов дели-
теля Ri — R2 и номинал резистора автоматического смещения RB. Резистор R3
определяет входное сопротивление данного каскада. Схема смещения
(рис. 7.9, а) наиболее пригодна для работы в режиме, близком к максимально-
му усилению.
Приведенная на рис. 7.10, а схема каскада с общим стоком (ОС), обладает
малым выходным сопротивлением (RBBSX = 1/S оо 1 кОм). Усиление этой схемы
по напряжению Ки ж $Ri/(l + SRi) < i, а входная емкость
Свх = С3и + Сзс (1 ^и) (7.П)
мала из-за полной последовательной отрицательной обратной связи по напря-
жению. Как правило, истоковый повторитель применяется для согласования ис-
точников потенциала с относительно низкоомными нагрузками, либо для расши-
рения частотных свойств каскада с ОИ за счет уменьшения его выходного сопро-
тивления.
Рис. 7.9. Метод подачи смещения на каскад с общим истоком без отбора приборов:
а — принципиальная схема; б — иллюстрация принципа уменьшения влияния разброса уп-
равляющих характеристик на режим схемы (7 —лучшая и 2 — худшая характеристики при-
боров данного типа).
Третья элементарная схема включения — каскад с общим затвором
(рис. 7.10, б) аналогична схеме с общей сеткой. В данном каскаде наблюдается
полная параллельная внутренняя ООС по току, что дает малое эквивалентное
Рис. 7.10. Каскады с общим истоком (а) и с общим затвором (б)
входное сопротивление и синтезирует выходную цепь — генератор тока. Поэто-
му в схеме ОЗ повторяется в нагрузке входной ток и усиливается напряжение на
высокоомной нагрузке.
Как и схема с общей сеткой, каскад с ОЗ обеспечивает высокочастотную
развязку цепей нагрузки и генератора сигнала. На радиочастотах он применяется
либо самостоятельно, либо в составе сложного каскада — каскода (каскад с ОИ—
ОЗ). Чтобы получить максимальный коэффициент усиления каскада с ОИ, но-
минал резистора нагрузки стока Rc необходимо выбрать большим, но при этом
снизится эффективное напряжение сток — исток. Поэтому в сложных каскадах
достаточно широко применяются динамические нагрузки: ГСТ, построенные на
биполярных или униполярных приборах, у которых выходная характеристика
представляет собой пологую прямую. Однако прямое падение напряжения на
нагрузочном ГСТ относительно невелико. На рис. 7.11, а показан принцип по-
строения каскада с ОИ, нагруженного на ГСТ. Графическое решение нелинейных
уравнений данной системы иллюстрируется на рис. 7.11, б. Искомый режим
(соответствующий точке пересечения характеристик) будет стабильным при ис-
пользовании одинаковых, например, подобранных в пары приборов в качестве
усилительного и нагрузочного. В этой схеме достигается коэффициент усиления
Рис. 7.11. Каскады с активной
нагрузкой:
а — принципиальная схема каскада
с общим истоком; б — графическое
решение нелинейных уравнений для
каскада с общим истоком; в — ис-
токовый повторитель.
напряжения сотни раз в одном каскаде. Схему (рис. 7.11 а) удобно применять
в активной ветви так называемого последовательно-балансного каскада, извест-
ного из ламповой схемотехники.
На рис. 7.11, в представлена схема истокового повторителя (каскада с ОС)
с активной нагрузкой. Он может применяться как выходной для ДУ. При точ-
ном равенстве параметров усилительного 7\ и нагрузочного Т2 приборов, а так-
же номиналов резисторов в цепях истоков выходное напряжение соответст-
вует полусумме питающих напряжений, т. е. равно 0 при £с = Ес .
7.5. Применение униполярных приборов
в предусилителях
Полевые приборы существенно усовершенствуют и расширяют эле-
ментную базу электронной аппаратуры. В настоящее время они яв-
ляются основой построения безламповых усилителей со сверхвысокими
входными сопротивлениями и со сверхнизкими общими уровнями шу-
мов, причем в этих устройствах обязательно используются и современ-
ные биполярные ИС типа ОУ. Постепенное совершенствование инте-
гральных МОП-структур выводит их в радиочастотную область сотен
мегагерц, где они имеют не только малые уровни шумов, но и гаранти-
руют низкие кросс-мбдуляционные искажения.
Малошумящие входные каскады-предусилители строятся обычно
на специальных приборах, подобранных в пару не только по статичес-
Рис. 7.12. Малошумящие входные каскады-предусилители на приборах типа JFET:
а — принципиальная схема ДУ, подключаемого к ОУ, б — графики зависимости шумового
напряжения и тока от частоты; в — принципиальная .схема усилителя со сверхвысоким вход-
ным сопротивлением; г — график зависимости входного тока от управляющего напряжения.
ким параметрам, но и по минимальному уровню шумов. На рис. 7.12, а
показано подключение такого предусилителя к стандартному ОУ,
например соответствующего по классу ОУ типа LM101. Резисторы 7?с
и 7?гст должны юстироваться, чтобы вывести каждый полевой прибор
в требуемый режим смещения. Так как затворы ДУ заземляются,
должно выполняться условие подачи смещения
^зи отс (^зи = Ес 1 гст -^гст)< 0. (7.12)
Наиболее удобно использовать приборы с минимальным значением
напряжения отсечки Пзи отс, а крутизна усиления при этом может
быть небольшой (S = 100... 1000 мкСм). Напряжение смещения нуля
для такого ДУ может составить 5 мВ при дрейфе 25 мкВ/°С. Однако
из-за того, что приборы типа JFET работают на пологой обратной
ветви вольт-амперной характеристики р-п перехода, добиться в этом
случае для пары приборов малой разности начальных напряжений
существенно сложнее, чем для биполярной пары, работающей на кру-
той прямой ветви вольт-амперной характеристики (см. рис. 1.5). На
рис. 7.12, б показаны графики шумового напряжения и шумового тока
которые имеют место в высококачественной схеме данного типа.
Сверхвысокое входное сопротивление можно получить в схеме,
приведенной на рис. 7.12, в, в которой требования к активным и пас-
сивным элементам соответствуют предыдущей схеме. Входное сопро-
тивление линейно в достаточно широком диапазоне сигналов (примерно
до 10 В). На рис. 7.12, г показан характерный для этого случая график
зависимости /8 (С/8И).
7.6. Полевые приборы в радиокоммуникационных
устройствах
Практически квадратичная характеристика управления МОП-
прибора с обогащением канала
/c = ₽(t/SH-t/3Huop)2
позволяет строить идеальные по кросс-модуляционным искажениям
преобразователи сигналов. При подаче на прибор с квадратичной
характеристикой управления двух гармонических сигналов их sin G)x/ +
+ ы2 sin со2/ в выходной цепи возникают дополнительно разностная
и суммарная частоты, а также только вторые гармоники исходных
частот. Напомним, что для преобразователей частоты на биполярных
приборах и электронных лампах образуется широкий спектр гармоник,
проявляющихся в виде помех приему, так как управляющая харак-
теристика биполярного прибора аппроксимируется экспонентой,
а электронной лампы — функцией со степенью 3/2.
Другим положительным свойством, обусловливающим применение
МОП-приборов в радиочастотных устройствах, является отсутствие
рекомбинационной составляющей шума [11, 12], так как усилительные
параметры этих приборов формируются лишь основными носителями.
Поскольку МОП-приборы могут обеспечить наибольшее усиление по
мощности, появляется возможность лучшего согласования колебатель-
ных контуров. Если входная емкость МОП-прибора в режиме с ОИ
соответствует по характеру входной емкости вакуумного триода (в ре-
жиме с общим катодом значительное влияние эффекта Миллера), то
выходная характеристика аналогична пентоду — генератору тока
в нагрузке, что позволяет использовать полное включение колебатель-
ного контура.
В качестве примера на рис. 7.13 показана схема резонансного кас-
када с нейтрализацией на МОП-приборе. Цепь смещения п-канального
прибора с обогащением образуется отдельным источником смещения
—14 В и истоковым резистором 3 кОм, Ь±Сг образуют входной резо-
нансный контур, a L2C2 — выходной. Напряжение обратной связи,
компенсирующее обратную передачу сигнала через емкость С8И, по-
дается во входной -контур с помощью .конденсатора Сн. Схемы с ней-
трализацией очень чувствительны к смене частоты и вариациям пита-
ния, температуры и другим внешним факторам, поэтому гораздо чаще
применяются каскодные схемы включения, которые будут рассмотрены
далее.
В качестве каскада АРУ наиболее удобно применить последователь-
ный или параллельный аттенюаторы — делители потенциала, упро-
щенные схемы которых представлены
на рис. 7.14 [13]. Достаточно просто
строятся и схемы гетеродинов. На
рис. 7.15, а приведены схемы индук-
тивных, а на рис. 7.15,6—емкост-
ных трехточечных генераторов.
Квадратические управляющие ха-
рактеристики полевых приборов весь-
ма благоприятны и для построения
кварцованных генераторов синусо-
идальных колебаний, причем может
-/4В +/бв
быть достигнута строгая монохрома-
тичность колебания, соответственно— Рис. 7.13. Принципиальная схема
отсутствие гармоник и большая ста- резонансного каскада с неитра-
„ J г лизациеи (1=200 МГц),
бильность частоты при достаточно про-
стой схеме генератора [14]. На рис.
7.16, а—в приведены примеры принципиальных схем кварцованных
автогенераторов, в которых использованы n-канальные приборы типа
JFET. Данные генераторы можно использовать в диапазоне частот
единицы мегагерц.
Рис. 7.14. Применение полевых приборов в аттенюаторах АРУ:
а — в параллельном; б —в последовательном.
Наиболее высокочастотными схемами на полевых приборах являют-
ся схемы, построенные на n-канальных МОП-приборах по каскодной
конфигурации (каскад с ОН—ОЗ, рис.%7.17, а), в которой снижается
до минимума проводимость ylz. Предельное] быстродействие каскодной
схемы определяется так называемой «центральной емкостью» Сц (если
заземление затвора по высокой частоте идеальное). Выходное сопро-
тивление каскодной схемы велико, что позволяет подключать непо-
средственно на ее выход высокодобротные резонаторы. •
На рис. 7.17, б показано поперечное сечение интегральной каскод-
ной схемы— двухзатворного МОП-прибора, кристаллического анало-
га пентода 115]. Между истоком и стоком этого прибора, имеющего п-
канал, помещаются два электрода затвор 3± и затвор 32.
В центре канала, который может быть обогащаемого типа или
управляться обеднением — обогащением, помещается узкая низкоом-
ная область — экран, который отсекает влияние поля стока на затвор
1, что эквивалентно действию экранирующей сетки пентода. На экви-
Рис. 7.15. Схемы гетеродинов на полевых приборах:
а — индуктивные трехточки; б — емкостные трехточки.
валентной схеме эта область моделируется резистором 7?ц малого номи-
нала, назначение которого — нейтрализовать действие значительной
паразитной емкости Сц, т. е. обеспечить на любой частоте режим
токового входа части с общим затвором (Znx оз 0).
Двухзатворные МОП-приборы весьма удачно используются в быто-
вой и специальной аппаратуре. Шумовые параметры полевого прибора
примерно соответствуют шумовым параметрам лампового триода,
однако выходные свойства характерны для пентодного режима. Учи-
тывая эти и ранее изложенные обстоятельства, можно утверждать, что
двухзатворный МОП-прибор имеет существенные преимущества в ре-
жиме смесителя перед ламповой каскодной схемой не только с точки
зрения лучшего качества обработки сигнала, но и экономичности, ма-
лых габаритов. На рис. 7.17, в приведена принципиальная схема вклю-
ЧёнйЯ двухзатворного МОП-прибора предварительным усилителем
радиочастоты, для которого особенно важны минимальные уровни соб-
ственных помех.
Двухзатворные МОП-приборы можно удачно использовать для
построения схем переключателей каналов цветных ТВ-приемников.
Для устойчивой работы этих устройств особенно критичной является
Л
Рис. 7.16. Принципиальные схе-
мы автогенераторов монохро-
матических колебаний с квар-
цем:
а — в цепи обратной связи; б —
в цепи затвора; а —в цепи истока.
максимально возможная чувствительность при минимальных искаже-
ниях и помехах, возникающих после антенны в предварительном уси-
лителе радиочастоты.
На рис. 7.18 представлена полная принципиальная схема одного
из вариантов переключателя каналов. Усилитель радиочастоты —
каскад АРУ (полевой прибор Т±) сохраняет имеющееся после антен-
ного фильтра отношение сигнал/шум, обеспечивает предварительную
селекцию по частоте (резонансный вход — индуктивность £х, резо-
нансный выход — индуктивность £2) и имеет вход АРУ. Для согласо-
вания импедансов антенны и входа усилителя используется выходная
емкость фильтра Фъ индуктивность и емкости Съ С2, С3. Второй
двухзатворный МОП-прибор Т2 используется в режиме смесителя,
причем гетеродинный сигнал поступает с биполярного генератора Т3,
имеющего устройство точной подстройки (меняется индуктивность
£J. '
Рис. 7.17. Каскодные схемы на полевых приборах:
а — принципиальная схема каскодного включения; б — конструкция и эквивалентная схема
двухзатворного МОП-прибОра; в — принципиальная схема усилителя радиочастоты диапа-
зона 800 МГц на двухзатворном МОП-приборе.
Рис. 7.18. Функциональная (а) и принципиальная (б) схемы переключателя ка-
налов ТВ-приемника, в котором применены двухзатворные МОП-приборы.
Глава 8
ЛИНЕЙНО-ДИСКРЕТНЫЕ ИС ДЛЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
АНАЛОГ —КОД И КОД —АНАЛОГ
Возрастающий выпуск ИС как цифровых, так и линейных, требует
поиска путей их рационального совместного применения в радио-
электронике, измерительной технике, промышленном технологическом
оборудовании. Имеется ряд особенностей комплексного использова-
ния интегральной элементной базы в устройствах обработки текущей
аналоговой и цифровой информации о процессах.
Введение аналого-цифровых методов обработки информации прев-
ращает систему обработки данных из набора разнородных, связанных
лишь по питанию и исполнительным устройствам специализированных
приборов, в логически стройную систему, алгоритм работы которой
определяется вычислителем. Роль аналоговых устройств в аналого-
цифровой системе заключается в обеспечении связи датчиков аналого-
вых величин и исполнительных устройств с вычислителем. Вычисли-
тель, снабженный аналоговыми устройствами ввода и вывода информа-
ции, получает возможность обслуживать множество аналоговых кана-
лов, поэтому данные устройства повторяются в системе много раз и их
выгодно стандартизировать.
Чем более однородны аналого-цифровые системы, тем больше число
потребляемых аналоговых ИС и тем выгоднее их разработка, произ-
водство и применение. В этом случае открываются хорошие перспекти-
вы дальнейшего наращивания степени интеграции элементов в ЛИС.
! Стабильность параметров и повышенная надежность ИС позволяют
использовать на подвижных объектах устройства такой функциональ-
ной сложности, какие ранее на дискретной элементной базе имели
чрезмерные вес и габариты и требовали постоянного обслуживания.
Усложнение электронного оборудования повышает автономность
объекта.
Аналоговые устройства ввода и вывода цифровой информации
строятся на базе линейно-дискретных ИС. Линейно-дискретные ИС
отличаются тем, что их выходные сигналы имеют большое число точ-
но известных по уровню состояний. Обычно такие-схемы проектируют-
ся в виде полных комплектов и применяются в различных сочетаниях,
определяемых конкретной задачей. Типичными линейно-дискретными
схемами являются устройства высокоточного преобразования ана-
лог-— код и код-— аналог [1, 2]. Данные схемы предназначены для
работы в широком диапазоне температур без технического обслужи-
вания.
Основной целью введения интегральных преобразователей аналог -—
код и код — аналог в аппаратуру обработки данных должно быть по-
вышение точности и надежности ее работы. Для промышленных систем'
такого рода одним из самых важных факторов является экономическая
выгода перехода на интегральную элементную базу. Первоначально
наибольшее число линейно-дискретных ИС выпускается с применением
технологии изготовления гибридно-пленочных ИС или в виде модуль-
ных конструкций. При дальнейшем расширении потребности в дан-
ных схемах становится экономически целесообразным выпускать эти
устройства в виде полупроводниковых ИС высокого уровня интегра-
ции.
Основным отличием интегральных субсистем преобразователей
аналог — код и код — аналог от других типов ЛИС, определяющим
технологические трудности массового производства любого их варианта
конструктивного исполнения, является требование очень высокой
точности изготовления интегральных элементов, которая имеет поря-
док десятых или сотых долей процента, причем в процессе производст-
ва используются разнообразные технологические приемы юстировки.
Все схемы, разрабатываемые для построения преобразователей, долж-
ны быть совместимы со стандартными линейными и цифровыми ЙС,
выпускаемыми серийно в настоящее время.
Устройства преобразования аналог — код и код — аналог при-
меняются: для ввода в ЦВМ аналоговых данных, для вывода информа-
ции из ЦВМ и передачи ее на исполнительное устройство, для измере-
ния аналоговых сигналов (в частности, для систем измерения пара-
метров ИС, особенно для ИС со средним и высоким уровнем ин-
теграции), для перехода к цифровым сигналам в цепях автоматического
регулирования (например, в АРУ или в ФАП радиоприемного устрой-
ства), что позволяет замкнуть контуры регулирования аналого-цифро-
вым вычислителем, в который удобно вводить требуемые начальные
условия, вид функции регулирования, задержки, пороговые уровни.
Устройства преобразования аналог — код необходимы в устройствах
цифровой обработки сигналов и цифрового управления приемо-пере-
дающими устройствами, для телеметрических систем, для систем циф-
рового моделирования аналоговых функций, для систем наглядного
отображения на электронно-лучевой трубке процессов, происходящих
в вычислительной машине, и информации, находящейся в ее памяти.
Следует отметить, что в настоящее время предлагается большое
количество вариантов конструктивного исполнения преобразователей
аналог — код и код — аналог. Ситуация в этом отношении аналогична
этапу внедрения в аппаратуру интегральных ОУ: чем благоприятнее
становились общий комплекс параметров типичного ОУ и экономичес-
кая сторона дела, тем более расширялась область применения много-
целевых ОУ и увеличивалось число хорошо отработанных (т. е. стан-
дартизованных) схем их использования в аппаратуре.
8.1. Общий состав комплекта ИС для преобразователей
аналог — код и код — аналог
Рассмотрим состав комплекта ИС, который необходим для реали-
зации типовой структурной схемы преобразователя код — аналог,
представленной на рис. 8.1. Комплект состоит из пяти линейных и ли-
нейно-дискретных ИС, обеспечивающих преобразование TV-разрядов
кода. В состав данного комплекта не включается логическое устрой-
ство управления преобразователем. Построение логических устройств
подробно рассматривается в [4, 5]. Эти устройства строятся на стан-
дартных биполярных или униполярных цифровых ИС.
Для связи по уровням входов разрядных ключей, находящихся
в преобразователе код—аналогии выходов стандартных цифровых
схем логического устройства между ними и преобразователем вклю-
чается интегральная схема ИСХ, содержащая Л^-каналов буферных
ключевых схем согласования уровней. Уровни управления, .преобра-
Рис. 8.1. Структурная схема комплекта линейно-дискретных ИС (ИС1... ИС5),
образующих /V-разрядный преобразователь код—аналог.
зованные в ИСХ, поступают на входы управления ИС2, состоящей из
JV-каналов аналоговых ключей, назначением которых является под-
ключение опорного напряжения t/on (источник опорного напряжения
ИС3) на прецизионную резистивную матрицу ИС4, производящую опе-
рацию нормирования выходного аналогового уровня, пропорциональ-
но поступившему коду. Алгоритм нормирования задается логическим
устройством.
Выходной сигнал преобразователя код — аналог формируется
усилительным устройством ИСВ, в котором используется ОУ. Если
система преобразования — токовая (входной сигнал — код преобра-
зуется в выходной сигнал •— уровень тока), то ОУ включается по схеме
усилителя-трансформатора сопротивления. На выходе ОУ генери-
руется напряжение, пропорциональное входному току. Для систем
преобразования код — выходное напряжение сигнала выходной сиг-
нал имеет вид потенциала, поэтому ИСВ имеет схему неинвертирующего
повторителя. Следует заметить, что HQ и ИС2 часто объединяют. Это
выгодно в том случае, если строго определен тип цифровых ИС, при-
меняемых в логическом устройстве. Интегральные схемы ИСХ, ИС2
и ИС4 (рис. 8.1) включают в себя обычно от четырех до шести одинако-
вых каналов, таким образом в полном комплекте преобразователя на
10... 12 разрядов они повторяются 2...3 раза. Схемы ИС3 и ИС5 являют-
ся общими для преобразователей с любым числом разрядов.
Метод разделения интегрального преобразователя код — аналог
на элементарные схемы во многих случаях выгоден, так как при не-
большом проигрыше в габаритах и весе преобразователя оказывается
возможным упростить элементарные ИС (особенно резистивную мат-
рицу ИС4), повысить быстродействие устройства, снизить потребление
питания. При данном подходе удается снизить себестоимость схем при
серийном производстве. С помощью элементарных схем несложно обе-
Рис. 8.2. Структурная схема преобразователя аналог — код:
ИС1... ИСб — схемы, составляющие комплект преобразователя код — аналог; ИСб — буфер-
ный усилитель; ИС? —коммутатор аналоговых сигналов; У1 — устройство выборки — хране-
ния аналоговых сигналов; ЛУ — логическое устройство.
спечить наращиваемость систем от малого числа разрядов к большему,
что удобно при макетировании и отработке систем преобразования.
Вместе с тем в настоящее время большие усилия направлены и на по-
строение гибридных ИС, содержащих на одной подложке закончен-
ный TV-разрядный преобразователь вместе с источником опорного на-
пряжения, операционным усилителем и резистивной матрицей.
Тот же что и на рис. 8.1, комплект ИС используется для построения
преобразователя аналог — код, структурная схема которого показа-
на на рис. 8.2. На этой структурной схеме преобразователь код— ана-
лог включается в цепь обратной связи логики. Кроме того, в преоб-
разователь аналог •— код необходимо добавить еще три функциональ-
ных узла: ИСв, ИС?, и схему (Ух), условно называемую выборка.— хра-
нение. Линейный ОУ заменяется на компаратор. Интегральная схема
ИСв (ОУ в схеме неинвертирующего повторителя или усилителя) при-
меняется для усиления мощности преобразуемого входного сигнала,
чтобы повысить точность работы компаратора ИСБ. Компаратор может
работать в одновходовом или двухвходовом режимах.
Так как преобразователь аналог:— код обычно имеет значительный
запас по быстродействию, он может обслуживать большое количество
датчиков медленно меняющихся аналоговых величин. Уто удается сде-
лать, применив многоканальный коммутатор аналоговых сигналов
ИС7. И, наконец, если амплитуда входного сигнала непрерывно изме-
няется, необходимо на время преобразования в код фиксировать уров-
ни аналоговых сигналов. Эту задачу выполняет устройство выборки—-
хранения.
8.2. Требования к комплекту ИС
для преобразователей код — аналог
и аналог — код
Типичными для стандартных преобразователей аналог1— код мож-
но считать параметры, перечисленные в табл. 8.1 [1...3]. Ряд из них
требует дополнительных пояснений.
Таблица 8.1
Некоторые параметры интегральных преобразователей
код—аналог и аналог—код
Параметр интегрального преобразователя Значение параметра или его характеристика
Емкость преобразователей код—аналог и аналог—код Скорость преобразования код—аналог Скорость отклика или время установ- ления сигнала преобразователя код— аналог Время восстановления работоспособно- сти преобразователя аналог—код по- сле перегрузки Разрешающая способность преобразо- вателей в диапазоне температур —55...4-85° С До 10... 12 разрядов (бит) информа- ции 1 Мбит/с 10 В/мкс, т. е. нарастание выходно- го сигнала до 10 В за 1 мкс 100 нс ±1/2 значения МЗР
Возможность повышения точности с при- менением терморегулируемых схем и ограничением помех До 13...15 бит (ограничение верхне- го предела по шумам и внешним пометам при сохранении разреша- ющей способности и точности на
Линейность преобразования код—ана- лог уровне ±1/2 значения МЗР) Не хуже ±1/2 значения МЗР
Емкость преобразователя — число двоичных разрядов или деся-
тичных декад информации, с которыми он может оперировать. Число
двоичных разрядов для стандартного преобразователя, работающего
в процессе эксплуатации без подстройки и корректировки уровней,
большее чем 12, выбирается редко. Двенадцать разрядов информации
соответствуют 4095 градациям аналогового напряжения. Если диапа-
зон выходного или входного сигнала преобразователей заключен меж-
ду 0 и 10 В, то одна градация двенадцатиразрядного преобразователя
соответствует ступеньке напряжения с уровнем примерно 2,5 мВ, ко-
торая трудно различима на фоне наводок, помех, собственных шумов
элементов.
Если для преобразователя код — аналог и аналог — код уровень
входного сигнала установился посредине определенной градации, то
соответствующие выходные коды могут отличаться на одну двоичную
единицу, т. е. на один бит информации, по-другому, на единицу млад-
шего значащего разряда (МЗР). Таким образом, ошибка квантования
преобразователя должна составлять +4% значения, соответствующе-
го ступеньке напряжения МЗР. Уровень внутренних ошибок преобра-
зователя должен быть много меньше его выбранной ошибки кванто-
вания, в противном случае бессмысленно увеличивать емкость преоб-
разователя, так как младшие значащие разряды не будут различимыми
на фоне собственных помех преобразователя.
Разрешающая способность преобразователя при постоянной темпе-
ратуре и определенном уровне преобразуемого сигнала должна соот-
ветствовать ошибке квантования и быть на уровне +1/2 значения МЗР.
Диапазон преобразуемых аналоговых сигналов (по-другому он назы-
вается полной шкалой преобразования) соответствует максимальному
уровню выходного сигнала, при котором обеспечивается заданная раз-
решающая способность работы преобразователя. Например, если число
разрядов равно 10 (что соответствует 1023 градациям напряжения), то
при выбранном значении градации 10 мВ полная шкала выходного
напряжения преобразователя будет составлять 10,23 В. Точность ра-
боты преобразователей код — аналог и аналог —. код зависит от ка-
чества изготовления отдельных ИС комплекта. Можно считать, что
точность работы преобразователя в определенном диапазоне темпера-
тур есть сумма точностей установки передаточных функций- отдельных
ИС комплекта. Этому вопросу посвящен следующий параграф.
Линейность преобразователя — это максимальное отклонение ли-
нейно нарастающего выходного напряжения преобразователя код—•
аналог от прямой линии, соединяющей точки нуля и максимального
уровня выходного сигнала (уровня полной шкалы преобразования).
Дня хороших преобразователей код— аналог это отклонение не должно
превышать ±1/2 значения МЗР.Скорость работы преобразователя—наи-
большая тактовая частота, с которой может работать преобразователь
при заданном уровне точности. Повышение требуемого уровня точности
вызывает обратно пропорциональное степени 1/2 снижение допустимой
скорости преобразования. При емкости преобразователя аналог — код,
равной 10 бит, хорошим параметром следует считать скорость преобра-
зования 1 Мбит/с, т. е. 1 бит/мкс. Для преобразователя код — аналог
можно пользоваться (каки для ОУ) скоростью отклика большого сигна-
ла — slew rate. Быстродействие преобразователя сильно зависит от
времени восстановления чувствительности преобразователя ко вход-
ному сигналу после воздействия на него сигнала перегрузки. По мере
расширения аппаратурной применимости интегральных преобразова-
телей список их параметров увеличивается.
8.3. Уровень точности ра оты интегральных
преобразователей и требования к отдельным
схемам комплекта
Проведем ориентировочный подсчет точности работы преобразователей
код____аналог, и аналог — код, учитывающий точность установки передаточных
функций и приращение окружающей температуры на 50° С, а также определим
температурный коэффициент ошибки преобразования.
1. Начальная точность подгонки номиналов резисторов матрицы ИС4
(рис. 8.1 и 8.2) реально может находиться на уровне 10-3% и меняться из-за
старения до 2-10—3% в год. Относительный взаимный температурный коэффи-
циент резистивных дорожек на одной ИС не может быть существенно лучше, чем
10~el/° С. Таким образом, изменение внешней температуры на 50° С вызывает
взаимную ошибку номиналов высококачественных резисторов 0,05%. Заметим,
что в общем точность установки абсолютного базового номинала резисторов не
имеет существенного значения, так как все резистивные схемы работают на прин-
ципе делителей напряжения или токов, поэтому важнейшую роль в их правиль-
ном функционировании играет отношение номиналов, а следовательно, взаимная
точность их установки.
Приведенные выше цифры показывают, что резистивная матрица — высоко-
точный и наиболее дорогой прибор, определяющий в любом преобразователе зна-
чительную долю суммарной ошибки.
2. Точность номинала опорного напряжения ДОп (ИС3 на рис. 8.1 и 8.2) оп-
ределяется температурным коэффициентом опорного напряжения, генерируемо-
го стабилитроном, и дрейфом усилителя рассогласования. Практически предель-
ными можно считать в настоящее время следующие цифры (см. гл. 6):
— стабилитрон имеет лучший ТКЦрп — 5-10-е1/° С, при ДТ = 50° С от-
носительная ошибка Д{//1/оп= 25-10“^;
— резисторы установки уровня Дст имеют ТКЯ = 5-10~S 1/° С, при ДТ=
= 50° С относительная ошибка ARIR ='25-10-4;
— дрейф коэффициента усиления усилителя рассогласования, т. е. ухуд-
шение коэффициента стабилизации, полагаем равным 3-10-3 1/° С, при ДТ =
= 50° С относительное ухудшение коэффициента стабилизации выходного на-
пряжения АК0/К0— 15-10-4.
Таким образом, суммарный относительный дрейф стабилизированного на-
пряжения
Д17ст/^ст = ДЦш/^оп + ДЯ/Я + Д/Со/ЛГо = 42,5-10* » 0,04%.
3. Точность переключательной функции аналоговых ключей, переключаю-
щих опорное напряжение ДОп на резистивную матрицу (ИС2 на рис. 8.1 и 8.2),
определяется напряжением смещения нуля аналоговых ключей. Преимущество
по этому параметру имеют аналоговые ключи на полевых приборах. Однако для
коммутации постоянного опорного напряжения в преобразователях аналог —
код и код — аналог, получающих коды от.стандартных биполярных ИС, все же
чаще применяются биполярные ключи из-за повышенного быстродействия и луч-
шей пригодности их к интеграции. Смещение нуля для лучших биполярных клю-
чей можно оценить на уровне 1...2 мВ, что дает относительную ошибку передачи
опорного потенциала Йоп = 10 В на уровне 0,01...0,02%.
4. Операционный усилитель — компаратор (ИС5 на рис. 8.1 и 8.2) — один
из основных источников ошибки преобразователя. Его доля в общей ошибке оп-
ределяется температурным коэффициентом напряжения смещения нуля на входе
ТК Дсмо и ошибкой за счет термозависимой части входного тока. Если ТК£/смо=
= 10 мкВ/0 С, то для ДТ = 50° С абсолютная ошибка смещения нуля составляет
0,5 мВ. Для внутреннего сопротивления резистивной матрицы, находящегося на
уровне 20 кОм, при ТКД/вх = 2 нА/° С, абсолютная ошибка смещения нуля в сба-
лансированном при начальной температуре режиме достигает 2-50 х
-X 20 = 2 мВ.
Таким образом, относительная ошибка смещения нуля ОУ составит 0,025%
при диапазоне выходного сигнала 10 В. Как правило, стандартные монолитные
ОУ и компараторы первого поколения из-за высоких уровней входных токов не-
посредственно не обеспечивают хороших разрешающей способности и точности
преобразователя. Наибольшую точность можно получить, если включить на
входе монолитного компаратора термоуправляемый монолитный предусилитель,
либо использовать в качестве компаратора гибридно-модульные ОУ с преобразо-
ванием. ОУ и компараторы второго поколения типа LM108 или LM111 пригодны
для непосредственного обслуживания 12... 15 разрядных высокоомных резистив-
ных матриц. Следует учесть, что источник аналогового сигнала во многих случаях
«развязывается» от компаратора дополнительным буферным усилителем-повтори-
телем. Его ошибку также можно считать равной 0,025%. Некоторую ошибку дает
рассогласование выходного сопротивления источника сигнала Rc и входного
сопротивления ОУ 1?вх. При Rc = 1 кОм и RBX = 10 МОм ошибка из-за неидеаль
ности генератора напряжения сигнала определяется коэффициентом передачи
образующегося делителя потенциала Rc!(Rc + RBX) = 0,01%.
5. Коммутатор аналоговых сигналов (ИС7 на рис. 8.2), присутствующий
в системе, когда преобразователь аналог — код используется для обслужива-
ния нескольких источников сигналов, может внести значительную ошибку, на-
ходящуюся на уровне 0,005...0,01 %. Эта-ошибка возникает из-за перекрестных
помех и утечек между каналами, конечного значения сопротивления гвкл элект-
ронного ключа каждого канала, нелинейности характеристики переключения
и из-за смещения нуля в электронном контакте.
6. Часто система преобразования аналог — код снабжается схемой выбор-
ки — хранения, обеспечивающей отключение входного сигнала от преобразова-
теля и сохранение уровня, накопленного за время выборки, чтобы во время хра-
нения с минимальными ошибками его преобразовать, либо транслировать. Схема
выборки — хранения строится из двух — трех ОУ и одного — трех аналоговых
ключей, поэтому общее значение ошибки, вносимой в систему, можно оценить на
уровне 0,05...0,1 %.
7. Систематической ошибкой преобразователя является ошибка квантова-
ния, равная половине значения МЗР. Разрешающая способность 12-разрядного
преобразователя равна (1/2)/(212 — 1) = 0,013%.
8. Важным фактором, определяющим точность преобразования, является
ухудшение точности преобразователя из-за временного ухода номиналов элемен-
тов. Для хорошей системы величина накапливаемой за три месяца ошибки на-
ходится на уровне 0,005%.
Подсчитаем суммарную статическую ошибку 12-разрядного преобразова-
теля за счет приращения температуры на Д.Т — 50° С:
1. Резистивная матрица — 0,050%
2. Источник опорного напряжения — 0,040%
3. Аналоговые ключи коммутации
опорного напряжения — 0,020%
4. Компаратор, буферный усилитель
(с учетом /?вх) — 0,035%
5. Коммутатор аналоговых сигналов — 0,010%
6., Схема выборки — хранения — 0,010%
7. Ошибка квантования — 0,013%.
Суммарная алгебраическая ошибка преобразователя код — аналог состав-
ляет 0,17%, а среднеквадратичная — составляет 0,08%. Для преобразователя
аналог — код алгебраическая ошибка достигнет 0,28%, а среднеквадратичная—
0,14%. • 5®*-
Таким образом, современный интегральный преобразователь аналог — код
класса 12 бит (рис. 8.2), работающий без технического обслуживания, при ошиб-
ке 0,28% и изменении температуры на 50° С имеет температурный коэффициент
ошибки преобразования не более 0,28/50 = 0,006%/° С.
8.4. Аналоговые ключи
Аналоговый ключ — высокоскоростное устройство коммутации аналоговых
сигналов от источника на нагрузку с малыми искажениями [4,6]. Идеальный ана-
логовый ключ имеет малое сопротивление для сигнала в состоянии включено
(гвкл = 0), большое сопротивление — в состоянии выключено (/?Выкл -*• °°)>
а цепь управляющего сигнала не влияет на цепь коммутируемого сигнала.
Электронные ключи, основанные на свойствах планарных полупроводни-
ковых приборов, позволяют повысить скорость коммутации до десятых долей
микросекунды. Для них гвкл находится в пределах единицы ом — единицы кило-
ом Двынл — десятки — сотни мегом, но всегда есть существенное влияние цепи
управляющего сигнала на цепь выхода. У большинства типов электронных клю-
чей на выходе имеется некоторое напряжение, при отсутствии входного сигнала
(так называемое напряжение смещения нуля в электронном контакте). Улучшение
свойств электронных аналоговых ключей проводится двумя методами: совершен-
ствуется схемотехника устройств на обычных элементах, чтобы свести к миниму-
му погрешности их работы; с другой стороны, разрабатываются новые электрон-
Рис. 8.3. Аналоговые ключи:
а — последовательный; б — параллельный; в — последовательно-параллельный напряжения;
г — последовательно-параллельный тока.
ные*контакты (биполярные, униполярные, оптоэлектронные). Электронные ана-
логовые ключи могут ^выпускаться в гибридном или монолитном исполнении
В настоящее время все более распространенными становятся полностью инте-
гральные устройства коммутации аналоговых сигналов. Например, схемы много-
канальных коммутаторов содержат как сами ключи, так и буферные схемы согла-
сования их с цифровыми ИС.
Электронные аналоговые ключи применяются в качестве прерывателей для
ОУ с преобразованием постоянного малого входного напряжения в переменное,
исключающим накопление ошибок из-за дрейфов постоянных уровней, для об-
служивания ОУ в системах выборки — хранения аналоговых сигналов, для по-
следовательной коммутации аналоговых сигналов многих источников на общую
нагрузку, что имеет место в телеметрических и других системах, для построения
систем преобразования аналог — код и код — аналог, где переключаются как
высокостабильные опорные напряжения (или токи), так и меняющиеся по уров-
ню и полярности аналоговые сигналы.
Аналоговые ключи могут коммутировать ток и напряжение и включаются
параллельно нагрузке или последовательно с ней. Последовательный ключ на-
пряжения включается между генератором сигнала и нагрузкой в последователь-
ном контуре (рис. 8.3, а). Он коммутирует напряжение (7Н, выделяющееся на
резисторе нагрузки 7?н, причем
^н = ^с [^h/(Rh+«c)J- (8-1)
Следовательно, для ключа данного типа сопротивление источника сигнала Rc
должно быть пренебрежимо малым по сравнению с Дн, тогда основная передаточ-
ная функция ключа будет выполняться с большой точностью.
Параллельный ключ тока включается параллельно нагрузке и в замкнутом
состоянии исключает протекание тока через нагрузку (рис. 8.3, б). Нагрузочный
резистор, обслуживаемый параллельным ключом тока, всегда присоединен к ге-
нератору сигнала. Желательно, чтобы ток сигнала /с мало менялся в зависимости
от состояния ключа. Поэтому чаше всего имеет место условие ус < (1/^?н) (или
Яс Rh)- Последовательно-параллельный ключ напряжения (рис. 8.3, в) яв-
ляется сложным ключом, он коммутирует в состоянии «включено» напряжение
сигнала на нагрузку, а в состоянии «выключено» замыкает сопротивление нагруз-
ки. Последовательно-параллельный ключ тока (рис. 8.3, г) коммутирует ток сиг-
нала на две равные нагрузки Rnl и Дн2, при этом ток, потребляемый от генера-
тора сигнала /с, практически не меняется, если исключить из рассмотрения вре-
мя переходных процессов.
По способам подачи сигналов управления можно выделить следующие два
типа аналоговых ключей: ключ с непосредственной связью цепей источника сиг-
нала и управления, между которыми нет гальванической изоляции.и ключ с галь-
ванической изоляцией цепей сигнала и управления, обеспечивающей электричес-
кую развязку этих цепей по постоянному току.
Аналоговые ключи, построенные на биполярных приборах, управляются
током. Если использована схема с-непосредственными связями, то.с помощью дан-
ных ключей можно переключать только напряжения. При трансформаторной
схеме ключа, где цепи управления и сигнала гальванически изолированы, с по-
мощью биполярных транзисторов можно переключать токи и напряжения сиг-
нала [6, 7]. Основные достоинства биполярного ключа: высокое быстродействие,
малое проходное сопротивление в состоянии «включено» гЕКЛ, малые токи утеч-
ки, т. е. большие значения сопротивления в состоянии «выключено» ДЕыкл. до-
статочно малое напряжение смещения нуля. Аналоговые ключи на биполярных
приборах имеют усложненную схемотехнику из-за протекания тока управления
по цепи аналогового сигнала, поэтому биполярный ключ с непосредственными
связями не пригоден для переключения токов. Эта схема чаще всего исполь-
зуется для переключения постоянных по уровням опорных напряжений. Именно
в таком качестве она обычно применяется в составе гибридных и монолитных ИС
(ИС1 и ИС2 на рис. 8.1 и 8.2). Особенно часто в гибридных ИС коммутации опор-
ного напряжения используется последовательно-параллельный аналоговый
ключ напряжения, выполняемый на р-п-р и п-р-п транзисторах. При регулиров-
ке такой схемы путем подбора уровней тока управления удается добиться мини-
мального напряжения смещения нуля [8].
Для минимизации смещения нуля в канале ключа, как правило, применяется
инверсное включение биполярных транзисторов, при котором эмиттер и коллек-
тор меняются местами относительно источников питания и управляющих сигна-
лов. На рис. 8.4, а представлена схема простейшего аналогового ключа напряже-
ния с инверсным включением транзистора. Эквивалентная схема большого сиг-
нала этого ключа показана на рис. 8.4, б. По цепи управления данным ключом
(р-п переход база — коллектор в прямом включении) течет насыщающий ток уп-
равления /у, имеющий уровень единиц миллиампер.
Ток Zon, потребляемый от источника опорного напряжения t/on, замыкается
через насыщенный транзистор и резистор нагрузки Дп. Уровень тока /оп не пре-
вышает обычно десятых долей миллиампера. Внутреннее сопротивление насыщен-
ного транзистора имеет уровень десятков ом, поэтому на резисторе нагрузки Rn
(десятки ... сотни килоом) выделяется напряжение Uon за вычетом напряжения
ошибки: малого падения напряжения 1/Смо на промежутке эмиттер — коллектор
насыщенного транзистора. Процесс переключения этого ключа показан на
рис. 8.4, в; временные задержки включения и выключения (/ЕКЛ и 4ыкп) зависят
от внутренних сопротивлений и паразитных емкостей схемы, а также от уровня
тока управления. Для биполярного планарного ключа эти задержки могут со-
ставлять единицы-десятки наносекунд. Внутренняя эквивалентная схема
биполярного ключа показана на рис. 8.4, г [6,7]. В этой схеме переход эмиттер —
база моделируется генератором напряжения Йбэ, малым объемным сопротивле-
нием базовой области Гб, емкостью перехода Cgg и генератором тока утечки /0бо-
Переход база — коллектор моделируется аналогичным образом, однако падение
напряжения на нем линейно зависит от тока и выделяется на сопротивлении кол-
лекторной области гк.
В инверсном включении ток эмиттера (в данной схеме /оп) и ток базы (по-
другому тек управления /у) связаны инверсным коэффициентом усиления по
току
^инв = ^оп/^у> (8.2)
Рис. 8.4. Аналоговый ключ на п-р-п
транзисторе в инверсном включении:
а — электрическая схема; б — эквивалент-
| пая схема большого сигнала; в — процесс
переключения; г — внутренняя эквива-
лентная схема аналогового ключа; д —
пример зависимости напряжения насыще-
ния для биполярного транзистора от то-
ков базы и эмиттера.
причем 7у Должен быть выбран по уровню таким, чтобы при малых значениях
Винв обеспечивать режим насыщения транзистора. В режиме насыщения оба
перехода транзистора смещены в прямом направлении, но токи через них текут
противоположно, поэтому напряжение эмиттер — коллектор можно вычислить
как разность падений напряжений на каждом переходе
^эк нас — Цзэ-Т/бк,
(8.3)
причем напряжение C/ga’ всегда немного больше напряжения U^K, из-за этого на-
пряжение смещения нуля 17эк > 0.
Уравнение (8.3) можно преобразовать
Пэк нас = фт In (Л>п/^эбо) — Д гк=срт In (/Од//Эбо) Лзп (1/Динв) гк- (8-4)
Напряжение USK является полным напряжением смещения нуля в цепи замкну-
того аналогового ключа. Внутреннее сопротивление замкнутого ключа
/вил = Идк нас/4>п = (Ч)т/Л>п) In (ДпИэб нас) Гк/.бинв- (8.5)
Рассматривая совместно формулы (8.4) и (8.5),.можно заключить, что П8Кнас
и гвкл зависит от величины Винв. Численное значение коэффициента уси-
ления должно быть как можно меньшим (именно в цепях снижения П8Киас и Гбкл
используется инверсное включение; однако, если Вивв столь мало, что в инверс-
ном режиме не наступает насыщение транзистора даже при весьма больших токах
управления, можно применить обычное, прямое включение биполярного тран-
зистора). Сопротивление Гвкл уменьшается с ростом величины тока управления
7У. Достаточно достоверными для планарных малосигнальных транзисторов
можно считать следующие цифры: при токе управления /у > 1 мА, 1/Кэнас <
< 5...10 мВ, а Гвкл = 10...15 Ом. Необходимо учесть, что в режиме насыщения
/оп = Поп/Дн зто условие связывает уровень опорного напряжения и сопротив-
ление нагрузки.
На рис. 8.4, д [7] показан пример зависимости напряжения насыщения тран-
зистора, т. е. напряжения, выделяющегося на электронном контакте, от тока
базы /б = /у и тока эмиттера /8 = 70п. Кроме постоянного напряжения смеще-
ния нуля (при /э = 0), напряжение насыщения имеет составляющую, линейно
зависящую от тоца нагрузки /оп, т. е. пропорциональную сопротивлению гВКл-
Сопротивление разомкнутого ключа Двыкл определяется обратным током /8бо.
В инверсном режиме влиянием тока /кб о можно пренебречь, так как он замы-
кается на низкоомный генератор сигнала. Большое влияние на величину сопро-
тивления разомкнутого ключа Лвыкл оказывают поверхностные каналы утечки,
имеющиеся между коллектором и эмиттером. Сопротивление утечки Дк8 можно
оценить на уровне 0,2...2 МОм . Качество ключа целесообразно характеризовать
отношением гвкл/Двыкл- Сравнение статических параметров германиевых и крем-
ниевых транзисторов, работающих в схемах ключей, показывает, что ключи на
кремниевых планарных приборах предпочтительнее по своему качеству, хотя
и уступают германиевым в отношении сопротивления гвкп[6]. В табл. 8.2 приве-
дены значения параметров, формирующих качество ключа. Лучшее качество
ключей на кремниевых транзисторах определяется минимальными токами утеч-
ки.
Таблица 8.2
Сравнение качества аналоговых ключей, выполненных на кремниевых
и германиевых транзисторах
Биполярный тран- зистор в ключевой схеме гвкл р выкл Суммарный ток утеч- КВ, /ут Качество ключа гвкл^выкл Работоспособ- ность
Кремниевый Гвкл Двыкл /ут гвкл/ Двыкл —6О...+125°С
Германиевый 0,1г влд Ю 3ДВЫКЛ 10S/yT 10 - 2Г вкл/Двыкл —5О...+8О°С
Динамические свойства биполярного инверсного ключа (рис. 8.4, г) опреде-
ляются постоянными времени входной цепи твх (она формируется внутренним
сопротивлением источника сигнала управления Ду, собственным сопротивлением
базовой области гб и входными емкостями схемы Сбэ и Сбк и выходной цепи
твых (которая определяется сопротивлением нагрузки Дн и утечки Дк8> емкостя-
ми Сбэ, Сэк и монтажа См).
Постоянная времени входной цепи
твх = (Ду + гб) (Скб + Сбэ) (8 6)
Может быть сделана весьма малой, если уменьшить /?у и повысить ток базы /у,
в этом случае уменьшается влияние емкости Cgg, шунтированной низкоомным
источником сигнала. Постоянная времени выходной цепи значительно превышает
' ’гвых = (^н|1 Дкэ) (Сбэ + Ск + См). (8-7)
Рис. 8.5. Последовательно-параллельный аналоговый ключ для переключения
фиксированных опорных напряжений:
а —нулевое напряжение на нагрузке; б —опорное напряжение на нагрузке; в — полная
схема аналогового ключа (вывод В заземлен).
Динамические свойства любого аналогового ключа 6 можно характеризовать
обобщенным соотношением [6]
6 = (^вкп/Двыкл)/[(2/^вкл) + (2ДВыкл)] • (8-8)
В системах преобразования, код — аналог и аналог — код очень широко
применяется биполярный последовательно-параллельный аналоговый ключ
(рис. 8.5, а), в котором используются р-п-р и п-р-п транзисторы в инверсном
включений. С помощью этого ключа можно коммутировать на нагрузку отрица-
тельное, нулевое или положительное напряжения. В схеме рис. 8.5, а данным
ключом коммутируется на RH нулевое напряжение, потенциал земли (рис.8.5, а,
б), либо отрицательное опорное напряжение (—t/On> Рис- 8.5, в, г) [8]. Чтобы
обеспечить одинаковый уровень тока управления 7у, необходимо в состояниях
«включено» и «выключено» поддерживать напряжение на резисторе Ду примерно
постоянным. Если выбрать Uy = 5 В и ток /уй 1 мА, то
7?у = ([7у— [/кб)//у = 4,3 кОм. (8.9)
Когда включается р-п-р транзистор, то в цепь его инверсного эмиттера (т.е.
истинного коллектора) вводится напряжение Uon = —10 В, следовательно,
Uy= Uy + Uoa=—15 В. (8л0)
В этом состоянии ключа ток /у должен оставаться равным току 1у. На рис. 8.5, д
показана полная схема последовательно-параллельного аналогового ключа,
снабженного буферным генератором управляющих напряжений Uy и Uy. Этот
генератор выполнен на р-п-р транзисторе Тг. В свою очередь транзистор Тх пе-
реключается выходными сигналами, поступающими от стандартной низкоуровне-
вой биполярной логики (вход А). Если напряжение UA имеет примерно нулевой
уровень, то транзистор Tt насыщен, так как его переход база — эмиттер открыт
(течет ток от точки Б к А). В этом случае на коллекторе имеется напряжение
Uy = +5 В, т. е.. ключ находится в состоянии «включена земля на нагрузку».
Резистор Р3 выполняет роль Ry. Если UA находится на уровне + 5 В, то напря-
жение на переходе база •— эмиттер 7\ практически равно нулю, поэтому 7\ от-
сечен, следовательно, на его коллекторе появляется напряжение Uy = —15 В.
В этом режиме ключ проводит на нагрузку опорное напряжение —Uon. Теперь
эквивалентом Ду является резистор Д2. Резистор ограничивает ток, потреб-
ляемый от источника питания +5 В вспомогательным транзистором 1\.
Из-за того, что общее количество каналов последовательно-параллельных
ключей в преобразователе может быть 10... 15, то в состоянии, когда включены
все каналы, сумма токов IБА может быть относительно велика. Для работы от вы-
ходных сигналов РТЛ- и ТТЛ-ключей ток 1БА выбирается на уровне 0,5... 1,0 мА,
поэтому номинал Rx = 5...10 кОм. Конденсатор Сх является ускоряющим. При
быстродействии ключа менее 200 кГц он не обязателен. Подробное описание
большого количества принципиальных и эквивалентных схем биполярных анало-
говых ключей приведено в [4, 6, 7].
Полевые приборы с затвором, образованным запертыми р-п переходами (при-
боры типа JFET), управляются напряжением, не потребляют в статическом режи-
ме ток управления. Эти приборы пригодны для переключения как аналоговых
токов, так и напряжений, так как у ннх имеет место гальваническая развязка
цепи управления и сигнальной цепи. Аналоговый ключ, построенный на приборе
типа JFET, позволяет коммутировать разнополярные и меняющиеся сигналы.
Данный ключ имеет следующие особенности [6, 7]: невысокое в сравнении с би-
полярными ключами быстродействие (время переключения десятые доли — еди-
ницы микросекунд), относительно большое сопротивление гвкл (сотни-десятки
ом), высокое значение сопротивления Двыкл (сотни мегом), соответствующее ма-
лым токам утечки отсеченного канала проводимости, отсутствие начального на-
пряжения смещения нуля в канале, так как включенный канал представляет
собой практически чистый резистивный контакт, формируемый носителями од-
ного знака.
Основным недостатком аналогового ключа напряжения, выполненного на
полевом приборе типа JFET, является необходимость в повышенной амплитуде
управляющего сигнала, что не только принципиально снижает быстродействие
ключа, но и устанавливает предел для коммутируемых напряжений. Напряжение
управления, аналоговый сигнал и напряжение отсечки связаны соотношением
|t/yl> Pc + t/oTcl, (8.U)
U __требуемое напряжение управления униполярным ключом (напряжение
надежного запирания ключа); Uc — напряжение коммутируемого аналогового
сигнала, Доте — напряжение отсечки канала полевого прибора типа JFET.
Необходимо учитывать, что Ноте имеет большой разброс.
Для управления аналоговым ключом тока не требуется большой по ампли-
туде сигнал, поэтому ключ тока.имеет лучшие частотные свойства, чем ключ на-
д
г
Рис. 8.6. Простейший анало-
говый ключ на полевом при-
боре типа JFET:
а — принципиальная схема; б —
функциональная схема; в — про-
цесс переключения; г — пример
зависимости остаточного напряже-
ния от напряжения управления’,
д — внутренняя эквивалентная
схема.
пряжения. Для построения ключей напряжения и тока чаще применяются
«-канальные приборы типа JFET.
На рис. 8.6, а показана простейшая схема аналогового ключа на «-каналь-
ном приборе. Когда управляющий сигнал (/у = 0, канал полностью открыт,
ток стока
^с = (^с — ^выхвкл)/^н-
Чтобы приблизить к нулю ошибку ДЕЫХ вкл, необходимо работать при малых зна-
чениях 1С (см. рис. 7.3), т. е. в омической области выходных характеристик.
Если на затвор подается напряжение Ду < Дотс, то ключ размыкается, так как
канал находится в режиме отсечки тока стока. Процесс переключения униполяр-
ного ключа представлен на рис. 8.6, в [6, 9]. При этом, кроме статической ошибки
^выхвкл имеет место специфическая динамическая ошибка аналогового напря-
жения на выходе ключа из-за выбросов (рис. 8.6, в), которые появляются
из-за перезаряда паразитных емкостей Сзс и СсИ. Площадью выбросов нельзя
пренебрегать, если аналоговый сигнал переключается с большой скоростью. На
рис. 8.6, г приведен пример зависимости остаточного напряжения на включенном
полевом приборе при различных значениях напряжения управления (Ди и то-
ка стока /с. Для С/зи = 0 имеет место наименьшее значение сопротивления
гВкл = 6/си//с=12,5 Ом. Статическая ошибка С/си = Двыхвкл прямо
пропорциональна уровню тока /с и равна нулю при /с = 0. Эквивалентная схе-
ма аналогового ключа на полевом приборе типа JFET, соответствующая про-
стейшей принципиальной схеме (рис. 8.6, а), представлена на рис. 8.6, д.
Одна из принципиальных схем ключа на полевом приборе приведена на
рис. 8.7, а. Этот ключ является последовательным и может переключать сигналы
любой полярности, однако необходимо принять меры к тому, чтобы на затвор
никогда ие попадало открывающее напряжение. Для этого управляющее (закры-
вающее) напряжение, уровень которого определен по формуле (8.11) (см. также
рис. 8.7, бив), передается на затвор через разделительный диод. Особенно удоб-
но в качестве разделительного использовать полевой диод (тот же прибор типа
JFET в дио ном включении). Такой диод обладает нелинейной характеристикой,
Рис. 8 7. Аналоговый ключ на n-канальиом приборе типа JFET:
а — принципиальная схема ключа для двухполярных сигналов; б — сигнал управления при
коммутации положительного сигнала; в—-то же для отрицательного сигнала.
что обеспечивает большие скорости включения (энергия на заряд емкости Сзи
ключа передается через малое внутреннее сопротивление полевого диода, а вы-
ключенное состояние поддерживается передачей потенциала через высокое внут-
реннее сопротивл.ение полевого диода). При переключении больших по амплиту-
дам аналоговых сигналов большее быстродействие имеет ключ тока, чем напря-
жения, так как ключ напряжения оперирует энергией перезаряда относительно
больших собственных емкостей полевых приборов, а ключ тока — энергией пе-
резаряда паразитных индуктивностей. В реальных конструкциях в последнем
случае паразитный запас энергии существенно меньше, поэтому точность динами-
ческих процессов в токовых системах выше.
Структура последовательно-параллельного ключа тока представлена иа
рис. 8.8, а. Выходной ток ключа трансформируется в напряжение ОУ трансфор-
матором сопротивления. Управление ключевыми приборами Кл± и Кл2 осуществ-
ляется инвертированными сигналами логического ключа. На рис. 8.8, б показана
принципиальная схема часто используемого устройства заряда конденсатора С
до напряжения источника сигнала Uc (в момент, когда ключ 7\ открыт) и хране-
ния накопленного потенциала (когда ключ Т± отсечен). Напряжение, выделившее-
ся на конденсаторе С, повторяется истоковым повторителем Т2. Напряжение на
нагрузке С/вых =' Uc, причем малая величина ошибки данного аналогового
устройства памяти, возникающей из-за разряда конденсатора, гарантируется
большим входным сопротивлением истокового повторителя (ток /зи должен иметь
порядок 1 пА). Для того чтобы обеспечить быстрый заряд конденсатора С через
открытый ключ необходимо иметь низкоомный источник аналогового сигнала
Uc. Для увеличения мощности источника сигнала и развязки источника сигнала
от аналоговых ключей применяется высокоскоростной ОУ, играющий в данном
случае роль буферного усилителя.
Комплекс параметров МОП-приборов в- режиме переключения хуже, чем
приборов типа JFET, однако при применении схемотехники токовых ключей
можно реализовать высокоточные аналоговые многоканальные ключи в интеграль-
ном исполнении. Аналоговый ключ тока, построенный на МОП-приборе, удобен
тем, что управляется постоянным напряжением затвор — исток и поэтому его
внутреннее сопротивление не меняется. Ключ напряжения, построенный на МОП-
^ос
Рис. 8.8. Последовательно-параллельный ключ тока на р-канальных полевых
приборах, совместимый по. цепям управления с биполярными логическими ИС;
а — принципиальная схема ключа (при £7У =*ЕК, — открыт, Клг —закрыт, при Uy = О,
КЛ1 =• закрыт, а Кл^ — открыт); б ~ принципиальная схема устройства заряда конденсатора.
Рис. 8.9. Аналоговый ключ на р-канальном МОП-приборе с обогащением:
с— принципиальная схема; б — процесс переключения; е — внутренняя эквивалентная схема.
приборе, менее удобен, так как для управления им требуется большая амплитуда
напряжения управления (СЛ® — £/ПОр). Строгая фиксация этого напряжения
необходима тогда, когда недопустимо изменение внутреннего сопротивления клю-
ча при изменениях аналогового сигнала. Относительно малое быстродействие
МОП-ключей напряжения объясняется повышенном значением сопротивления
/вкл. В монолитных ИС наиболее часто применяются МОП-приборы с обогащае-'
мым р-каналом (проводимость канала растет при увеличении напряжения зат-
вор — исток U3 и).
Рис. 8.10. Шестиканальный МОП-коммутатор:
а — принципиальная схема; б —форма управляющего сигнала; в — структурная схема вклю-
чения (У1 — МОП-коммутатор; «Уа — согласующие усилители-формирователи управляющего
сигнала; Л У — логическое устройство). ’
Принципиальная схема простейшего аналогового ключа на р-канальном МОП
приборе с обогащением представлена на рис. 8.9, а, а процесс его переключения—
иа рис. 8.9, б. На рис. 8.9, в приведена эквивалентная схема данного ключа. От
схемы рис. 8.6, д данная эквивалентная схема отличается элементами утечек и
паразитных емкостей активной части структуры на подложку. Особого рода МОП-
ключами являются многоканальные коммутаторы аналоговых сигналов (multi-
plexer) [10]. Количество каналов серийных приборов—коммутаторов в настоящее
время может достигать 16, ио типичными являются четырех-шестиканальные ком-
мутаторы (рис. 8.10, а), выпускаемые многими фирмами. Число каналов ком-
мутации чаще всего определяется малым числом выводов недорогих стандартных
корпусов ИС (70... 16 выводов). Скорость работы многоканальных коммутаторов
ограничивается вишенными паразитными емкостями на оощую для всех кана-
лов подложку, однако, в связи с тем, что скорость переключения каналов в мно-
гоканальных системах редко превышает 10 кГц, влиянием переходных процес-
сов в первом приближении можно пренебречь.
На рис. 8.10, б показана форма типового открывающего импульса каждого
канала. Обычно этот импульс формируется специальным буферным ключом уп-
равления, входом которого может управлять биполярная цифровая ИС. На выхо-
де коммутаторов аналоговых токов /С1.../Св (рис. 8.10, в) необходимо включать
высокоточный усилитель-трансформатор сопротивления с характеристической
функцией
вперед = СВЬ1Х/ ^вх Roc
(8.13)
8.5. Схемы выборки — хранения аналогового
сигнала
Для осуществления преобразования аналог — код при быстроме-
няющихся аналоговых сигналах (относительно скорости работы преоб-
разователя) необходима высокоточная схема выборки уровня аналого-
вого сигнала и сохранения этого уровня с большой точностью на вре-
мя преобразования его в код. Устройство данного типа носит название
схемы выборки — хранения (sample/hold). Из-за того что .скорость
работы компаратора сигнала и логического устройства преобразова-
теля ограничена при изменяющемся входном сигнале необходимо на
определенное время полностью отключить его от преобразователя, но
зафиксировать с высокой точностью мгновенный уровень сигнала (или
его интеграла), имевшийся к моменту начала преобразования. Схема
простейшего устройства данного типа показана на рис. 8.11, а, а диа-
граммы ее работы— на рис. 8.11, б [11].
Во время выборки (интервал 0...тх) ОУ интегрирует (оптимально
фильтрует) аналоговый сигнал Uc (t). За время хранения (интервал
тх...т2) аналоговый сигнал на конденсаторе С фиксируется. Конден-
сатор отключается от входной цепи и через ОУ, работающий в режиме
буферного усилителя, обеспечивающего малый спад напряжения за
время хранения, аналоговый сигнал передается на компаратор преоб-
разователя аналог — код. С наступлением следующего периода выбор-
ки в момент т2 на вход ОУ вновь поступает текущий уровень сигнала.
Схема выборки — хранения применяется для высокоточного пре-
образования в код быстрых аналоговых сигналов и для построения
преобразователя аналог — код, работающего со многими источниками
сигналов, присоединяемыми через аналоговый коммутатор. В послед-
нем случае устройство выборки —- хранения используется в качестве
буферного, включаемого между коммутатором и преобразователем.
Буферное устройство необходимо в тех случаях, когда уровни аналого-
вых сигналов выбираются для анализа одновременно (параллельно), но
анализируются одним каналом преобразования аналог — код последо-
вательно. Систему выборки — хранения можно также использовать
для последовательной или выборочной выдачи аналоговых величин,
поступающих от нескольких преобразователей код — аналог на об-
щую нагрузку.
Схемы устройства выборки — хранения удается реализовать на
самых различных электронных элементах. В качестве примера можно
назвать ранее рассмотренную схему, построенную на полевых при-
борах (см. рис. 8.8, б). Однако наибольшей универсальности таких
устройств можно добиться, если строить их на ОУ совместно с полевы-
ми приборами — аналоговыми ключами. Варианты таких схем выбор-
ки —хранения представлены на рис. 8.12 [11, 12]. Эти схемы отли-
чаются включением усилителей, аналоговых ключей, их количествами.
Особенности каждой из этих схем кратко охарактеризованы в табл. 8.3,
Рис. 8.11. Простейшая схема выборки — хранения аналогового сигнала: ’
а — принципиальная схема (Кл замкнут — этап выборки, Кл разомкнут — этап хранения
сигнала); б — диаграмма процессов в схеме.
где использованы обозначения: гвкл1,2, s—сопротивление «вклю-
чено» аналоговых ключей Тъ Т2, Т3 соответственно; С — номинал
накопительного конденсатора.
Операционная схема (рис. 8.12, а) может использоваться как с бу-
ферным усилителем ОУГ, так и без него. Интегратор, выполненный на
ОУ2, имеет определенную ошибку смещения нуля аналогового сигнала,
но она не меняется от этапа выборки к этапу хранения и может быть
скомпенсирована обычными методами балансировки ОУ при регулиров-
ке. Недостаточно большое входное сопротивление ОУ2, когда ключевой
транзистор 7\ разомкнут, приводит к малому допустимому отношению
времени хранения ко времени выборки, но в то же время токовый
режим входа обеспечивает высокое быстродействие режима выборки.
Для согласования меняющегося входного сопротивления ОУ2 с вы-
ходным сопротивлением источника сигнала целесообразно применить
буферный усилитель ОУЪ но при этом из-за отсутствия петли обратной
связи, охватывающей оба ОУ, от каждого усилителя следует требовать
в два раза большую точность установки основной передаточной функ-
ции (например, за счет в два раза большего коэффициента усиления
по петле каждой ООС).
Потенциометрическая схема выборки •— хранения с высокоточным
выходным буферным усилителем представлена на рис. 8.12, б. В дан-
ной схеме накопительный конденсатор С изолирован от источника
входного сигнала усилителем OYj и нагружен на ОУ2. Оба ОУ вклю-
чены по неинвертирующей схеме с высоким входным импедансом.
Ошибки и этой схемы определяются отсутствием петли ООС, охваты-
вающей оба ОУ, а также постоянным суммированием остаточного
напряжения последовательного аналогового ключа, которое усили-
Т абл ица 8.3
Свойства базовых схем выборки — хранения
Свойства схемы и ре- жимы работы элементов Схема на рис. 8.12, а Схема на рнс. 8.12, б Схема на рнс. 8.12, в Схема на рис. 8.12, е
Состояние ключей на этапе выборки Tt включен Ti включен Ti н Тг вклю- чены, Та вы- ключен 7\ включен Тъ выключен
Состояние ключей на этапе хране- - НИЯ выключен выключен 7\ и Г2 вы- ключены, Т3 включен 7\ выключен Т2 включен
Основное достоинство схемы Высокая ско- рость работы Высокая точность работы Простота схемы Высокая скорость и высокая точность схемы
Особенности схемы Напряжение ошибки пере- дается от этапа выборки к этапу хра- нения ОУ должен иметь импеданс входа десятин мегом Схема имеет минимальное напряжение смещения нуля Напряжение ошибки передается от этапа выборки к этапу хранения нелинейно
Усиление схемы по по- стоянному напряжению на этапе выборки Ки.=—(1+ -№/Щ)х Х(Д4/Л3) ^<7=(1+К1/К1)Х XU+K4/K3) =(1-№/Я1) К(;=[1+(Я2— 1 + 4-/^2—2)/^13
Частота среза /з дБ на эта- пе выборки 1 /2 1/2ягвКлС 1^2гВКЛ2С 1/2П'ГВКЛ1С
вается выходным ОУ. Данный недостаток можно устранить, если ввести
между выходом ОУг и конденсатором С дополнительный полевой при-
бор, аналогичный Tlt но в противоположном включении, что обеспе-
чит балансировку и термокомпенсацию смещения нуля до уровня еди-
ниц милливольт в широком диапазоне температур.
Автобуферная схема выборки — хранения, показанная на
рис. 6.12, в, использует один и тот же ОУ для этапов выборки и хра-
нения. Накопительный конденсатор С в режиме выборки развязан от
источника сигнала буферным усилителем. В режиме хранения этот
конденсатор подключается к высокоомному входу усилителя. Аналого-
вые ключи Т2 и Т.л управляются поочередно одинаковыми по уровню
управляющими сигналами, так как аналоговое напряжение, выде-
ляющееся на конденсаторе, приложено к обоим ключам.
Буферная схема выборки — хранения с общей петлей ООС на ОУ!
и ОУ2 (рис. 8.12, г) обеспечивает высокую скорость и высокую точность
работы схемы. На этапе выборки схема эквивалентна потенциометри-
ческому усилителю. На этапе хранения конденсатор С изолируется от
входа, а выход ОУ замыкается для исключения возможности насыще-
ния его входным сигналом, что могло бы вызвать значительный период
восстановления при возврате к режиму выборки. Из-за этого схема
имеет изменяющийся уровень ошибок на этапах выборки и хранения,
так как разности входных токов ОУ не одинаковы.
Схемы выборки •— хранения имеют ряд специфических динами-
ческих ошибок. Когда происходит изменение режимов аналоговых клю-
чей, сигналы в этих схемах неопределённы. Время неопределенности
может достигать десятых долей микросекунды. Некоторое напряжение
смещения нуля-в цепи переключаемого сигнала накапливается из-за
наводок через нелинейные емкости аналоговых ключей. Это напряже-
ние может иметь уровень единиц милливольт. Одну из самых значи-
тельных погрешностей (как и в интеграторе, выполненном на ОУ)
вносит саморазряд конденсатора С, чему способствует не только не-
идеальность его диэлектрика, но и утечки аналоговых ключей. Уни-
полярные аналоговые ключи с этой точки зрения предпочтительнее,
так как у них токи утечки обычно имеют порядок наноампер, а у би-
полярных ключей — доли микроампера. Скачки напряжения, прикла-
дываемого к накопительному конденсатору, вызывают на этапе хране-
ния приращения выходного напряжения из-за изменения диэлектричес-
кой постоянной. Постоянная времени поляризации диэлектрика кон-
денсатора может находиться в пределах единицы микросекунд-— еди-
ницы секунд. Лучшие результаты имеют место с фторопластом и дру-
гими высококачественными полимерными диэлектриками [11]. Если
схема выборки -— хранения снабжается устройством, производящим
разряд запоминающего конденсатора после каждого цикла работы,
то этот вариант носит название устройство выборки -— хранения *—
сброса (sample/hold/reset).
8.6. Резистивные матрицы
Высокоточные резистивные матрицы определяют значительную
долю точности системы преобразования как за счет собственной не-
стабильности и несогласованности параметров, так и за счет ошибки
квантования, т. е. за счет дискретности, ступенчатости структуры
резистивной матрицы (ИС4 на рис. 8.1 и 8.2).
В гибридно-модульных преобразователях код •— аналог и аналог —
код наиболее часто применяется матрица постоянного импеданса (или,
по-другому, матрица типа 7?-— 27?, рис. 8.13, а). Основным ее досто-
инством является то, что она при любом числе разрядов составлена из
одинаковых резисторов двух кратных номиналов 7? и 27?, что значи-
тельно стандартизирует процесс производства и юстировки [8, 13, 14].
Заметим, что в этом достоинстве заключено противоречие, так как
число резисторов в данной схеме увеличивается в два раза по сравне-
нию с теми матрицами, где на один разряд применяется единственный
нормирующий резистор. Второе достоинство матрицы типа 7? — 27?
состоит в том, что импеданс Zaa, наблюдаемый в узле каждого разряда
относительно земли, постоянен и равен 7?. Эта матрица является ана-
логом дискретной модели линии передачи с распределенными пара-
метрами, поэтому при числе звеньев N оо имеет место свойство ха-
рактеристического импеданса. Однако постоянный уровень входного
сопротивления для каждого разрядного входа можно получить и в том
случае, если замкнуть конец линии на землю через оконечный резистор
с номиналом 27?.
Рис. 8.13. Включение резистивной матрицы постоянного импеданса типа R — 2R1
а — функциональная схема; б — принципиальная схема четырехразрядного преобразователя
код—аналог (1<Л1 Клд — аналоговые ключи, см. рис, 8.5, в).
Матрица типа R — 2R обслуживается последовательно-параллель-
ными ключами напряжения, из-за этого каждый разрядный вход под-
ключен либо к опорному, либо к нулевому потенциалу. При последо-
вательном замыкании ключей на источник опорного напряжения от
младшего значащего разряда до старшего (от МЗР до СЗР) выходное
напряжение нарастает ступеньками с шагом (квантом)
A^Bb,x = ^on/(2w-l). (8.14) _
Если учесть, что двоичный сигнал каждого разряда номера i от МЗР
до СЗР может принимать значения Kt = 0 или 1 (физически этим логи-
ческим состояниям соответствует подключение ко входу i-ro разряда
потенциалов земли или (7ОП), а резистор RH нормирует выходное на-
пряжение ивых (т. е. устанавливает шкалу преобразования) в отно-
шении
Ш+Я).
(8.15)
то выходное напряжение матрицы R —-2R при произвольном набран-
ном двоичном коде с М-разрядами
(/вых = 1Ян/(Ян + Я)] K4n/(2W-1)] S 2'Kf. (8.16)
<=о
Основной системный недостаток применения матриц, суммирующих
напряжения с большим диапазоном заключается в их меньшем быстро-
действии по сравнению с матрицами, суммирующими токи или рабо-
тающими с фиксированными амплитудами выходного напряжения.
На рис. 8.13, б представлена принципиальная схема четырехраз-
рядного преобразователя код — аналог, состоящего из двух гибрид-
ных ИС: четырехразрядного последовательно-параллельного аналого-
вого ключа (схема одного канала данного ключа представлена на
рис. 8.5, в) и четырехразрядной резистивной матрицы типа R — 2R.
Для наращивания емкости преобразователя до 8 или 12 разрядов не-
обходимо включить два или три таких комплекта схем. Выходное на-
пряжение матрицы повторяется неинвертирующим ОУ — повтори-
телем (в этом случае RH -> со). Абсолютная точность установки основ-
ного номинала R может быть небольшой (например, 0,5%), но взаим-
ная начальная точность согласования этого номинала между каждыми
резисторами всех разрядов должна быть лучше, чем ошибка кванто-
вания. Заметим также, что для неинвертирующего входа ОУ импеданс,
наблюдаемый в точке Ж (рис. 8.13, б), равен R, следовательно, в цепь
инвертирующего входа следует включить балансирующий резистор
с номиналом R.
На рис. 8.14, а представлена функциональная схема включения
резистивной матрицы, суммирующей токи, нормированные пропор-
ционально весу каждого i-ro разряда [13]. Матрица типа (1—2—4—8) R,
показанная на рис. 8.14, а, имеет пять разрядов, номинал резистора
последующего разряда удваивается по сравнению с предыдущим.
Таким образом, для М-разрядного преобразователя номинал резисто-
ра разряда номера N (т. е. МЗР) составляет 2N~ {R, а элементарная
ступенька тока, соответствующая единице в МЗР,
/ = (7on/(2w—1 7?). (8.17)
Общий ток равен сумме токов, текущих от источника опор-
ного напряжения U0I, через резисторы тех разрядов, ключи которых
находятся в состоянии «/». Для матрицы типа (1—2—4—8) R также
весьма удобно применять последовательно-параллельные ключи, ко-
торые-замыкают в состоянии «О» неиспользуемые резисторы на землю,
исключая возможности возникновения на них помех и наводок. Основ-
ным недостатком этой матрицы принято считать большой диапазон
Рис. 8.14. Включение резистивной матрицы суммирования токов (1—2—4—8) Ri
а функциональная схема; б—принципиальная схема восьмиразрядного преобразователя
код — аналог (1<Л1Кла — аналоговые ключи, см. рис, 8.5, в).
номиналов ее резисторов от МЗР до СЗР, однако на матрице этого типа
можно построить более скоростной преобразователь, так как измене-
ния потенциала в точке 2 (рис. 8.14, а) приближаются к нулю.
Матрицы типа (1—2—4—8) R распространены в модульных преоб-
разователях [15]. На рис. 8.14, б представлена принципиальная схема
восьмиразрядного преобразователя код =— аналог, построенного на
основе матрицы суммирования токов. Ток СЗР в этой схеме составляет
0,5 мА, а ток МЗР 0,5/27 = 0,5/128мА. Из-за того, что для ОУ потен-
циал инвертирующего входа примерно равен нулю (Us О В), замы-
кание аналоговых ключей в состоянии «О» на истинную землю не
влияет на нормирование токов включенных разрядов. Весь преобразо-
ватель при этом работает с искусственной землей, создаваемой в схеме
включения ОУ параллельной ООС.
Ток Is протекает по резистору /?ос, создавая на выходе ОУ на-
пряжение
^вых=-/Л- (8-18)
Рис. 8.15. Принципиальная схема резистивной матрицы для преобразования од-
ной декады двоично-десятичного кода (а) и эквивалентные схемы набора с по-
мощью этой матрицы аналогов, пропорциональных числам 4,7 и 1 (б).
Если необходимо переместить шкалу выходного напряжения, напри-
мер, перейти в область положительных выходных напряжений или
отсимметрировать выходное напряжение относительно нуля, следует
добавить в схему высокостабильный ГСТ сдвига, который создаст на
выходе ОУ требуемое напряжение сдвига.
На рис. 8.14, б ГСТ условно показан в виде э. д. с. сдвига Есав и ре-
гулировочного резистора RcnB. На схеме ключи /, //, IV, и VIII раз-
рядов показаны в замкнутом состоянии, поэтому
/х = 0,5(1 + 1/2 + 1/8 4- 1/128) мА, (8.19)
что соответствует выходному напряжению ОУ
//Еых = 0,5(209/128)5 =—4,08 В. (8.20)
В качестве переключателей напряжения Uon (Кл^.-Кл^ в схеме
(рис. 8.14, б) можно использовать те же ключи, что и в предыдущем
преобразователе. Балансирующий резистор 7?бал = 2,5 кОм примерно
эквивалентен по номиналу суммарной резистивности, наблюдаемой
в цепи инвертирующего входа ОУ, так как при применении последо-
вательно-параллельного ключа ни один из резисторов матрицы не
остается неприсоединенным и1 ток инвертирующего входа ОУ всегда
имеет путь стекания.
Большое распространение получили резистивные матрицы, преоб-
разующие в аналоговые напряжения двоично-десятичные коды (ДЦК)
различных форматов [14]. Несмотря на некоторое усложнение логики
управления, системы с ДДК удобны для измерительных приборов
0,4 R
^8ых
4 tR
2 2/?
/ 4/г
♦ .,0R.
1 40R
fW!
2 200P.
2 2Q0R
1
Рнс. 8.16. Различные трехдекадные
матрицы, предназначенные для пре-
образования ДДК разных форматов:
а — параллельно-последовательное включе-
ние резисторов; б — г — параллельное
включение резисторов.
г
и других устройств с десятичным отсчетом. Простейшая матрица пре-
образования одной декады ДДК формата 1—2—2—4 показана на
рис. 8.15, а [8]. Матрица является управляемым делителем опорного
напряжения, причем коэффициент деления меняется переключением
последовательно-параллельных аналоговых ключей. На рис. 8.15, б
в качестве примера показан набор с помощью этой матрицы аналого-
вых напряжений, пропорциональных числам 4, 1 и 7. Чтобы нарастить
емкость преобразователя до двух или трех декад, необходимо матрицы
одной декады (рис. 8.15, с) соединить последовательно или параллель-
но Эти соединения показаны на рис. 8.16, а и б соответственно, а их
принципиальной особенностью является равенство быстродействия
каждой декады.
Схемы резистивных матриц суммирования токов с помощью ДДК
(параллельное включение декад) представлены на рис. 8.16, в, г. До-
стоинством этих матриц является возможность простого наращивания
емкости преобразователя до четырех декад. Суммарное сопротивление
последующей декады в 10 раз больше, чем предыдущей [14].
8.7. Система преобразования аналог — код
с использованием ИС типа цА722
Как указывалось ранее, существенного снижения стоимости ком-
плекта оборудования, необходимого для построения преобразователей,
и принципиального расширения области их применения можно до-
Рис. 8.17. Функциональная схема ИС типа р. А722 (ЛУ— логическое устройство,
построенное на биполярных ИС).
стйчь лишь при серийном выпуске ИС этого типа [16—19]. Рассмотрим
структурную схему ИС типа рА722, содержащую 10-разрядный на-
бор генераторов стабильных опорных токов (рис. 8.17, [16]). Эта схе-
ма была одной из первых ЛИС большого уровня интеграции. Подлож-
ка ИС типа рА722 кроме десяти разрядных ГСТ включает в себя и де-
сять буферных ключевых схем согласования с потенциалами, посту-
пающими от биполярной логики управления. Ключевые схемы управ-
ляют включением °— выключением разрядных ГСТ. На подложке рас-
положен и источник опорного напряжения. Размер подложки 3X2 мм,
на ней расположены 73 транзистора и 13 диффузионных резисторов.
Интеграция на одной подложке десяти ГСТ обеспечивает хорошее сов-
падение параметров их транзисторов, поэтому в диапазоне температур
параметры ГСТ имеют малый взаимный уход. Токи ГСТ нормируются
С помощью внешней резистивной матрицы типа (1—2—4—8) R- ИС типа
рА722 питается от двух внешних источников Е£ и Ей, а выходной ток
ее трансформируется в напряжение инвертирующим усилителем.
Полная принципиальная схема этой ИС представлена на. рис.8.18.
Внутренний стабилизатор •— источник опорного напряжения (левая
нижняя часть схемы) имеет компенсированный интегральный стабили-
трон, резистивный делитель опорного напряжения (3,6 кОм и 3,6 кОм)
и ДУ рассогласования. Выходное напряжение размножается десятью
эмиттерными повторителями — генераторами стабильных напряжений
(10 разрядов ГСН). Каждый ГСН совместно с внешним резистором
установки тока разряда (из матрицы Ri...R10) образует ГСТ разряда.
Генераторы токов пяти старших значащих разрядов снабжены спе-
циальными дополнительными транзисторами термостабилизации (вы-
воды 15...19 на рис. 8.18). С внешней резистивной матрицей ИС типа
рА722 обеспечивает построение преобразователей код •— аналог с раз-
решающей способностью 10 бит и скоростью преобразования 1 Мбит/с.
Основные параметры субсистемы преобразования код •— аналог
(рис. 8.19) приведены в табл. 8.4, а параметры резистивной матрицы —
в табл. 8.5.
Таблица 8.4
Параметры преобразователя код—аналог (к рис. 8.19)
Параметр Условия измерения Значение параметра
минималь- ное типовое макси- мальное
Разрешающая способ- ность, бит — — 10
Уровень ошибки, % —20<Т°С<+85°С t— 0,13 0,39
Выходной ток схемы, когда все разряды включены, мкА Уровень сигналов на входах управления низкий (<0,4 В) 2160 2560 3000
Выходной ток схемы, когда все разряды вы- ключены, . мкА Уровень сигналов на входах управления высокий (>2,5 В) — 0,002 0,25
Скорость переключения, нс — — 600 —
Потребляемая мощность, мВт — — 165 250
Необходимо заметить, что показанная на рис. 8.19, б субсистема,
состоящая из ИС типа рА722, резистивной матрицы и компаратора,
пригодна для выполнения на одной подложке с применением техноло-
гических приемов производства ИС с высоким уровнем интеграции. Вы-
ходной ток преобразователя код'—аналог (рис. 8.19) преобразуется
в выходное напряжение ОУ трансформатором импеданса.Для этой це-
ли пригоден ОУ типа рА709 или LM101. Система коммутации токов
на монолитной ИС выгодна не только своим быстродействием, но и
меньшими паразитными междуканальными связями.
На рис. 8.19, б показана принципиальная схема преобразователя
аналог — код, построенного на основе ИС типа рА722. Для этого пре-
Вых.
1,Вк
ПР
4о
JH ТЕ
S9
Г ЕГ
7? 5?
СФ +
Ji-i Е к Разряды! Я
75? 75? ?77 /77?
20 й
22 Ь
Ключи
управления
14ЬЕК 15b
С.гпавилизатор
Рис. 8.18. Принципиальная схема
внешней резистивной матрице. На
ген
10разрядов
Термокомпен-
сатор СЗР
ГСТ
управления
ИС типа |-i А722 — десятиразрядный управляемый генератор стабильного напряжения иа
выводы 2... 11 поступают сигналы от логических ИС, выводы 15...24 подключаются к де-
сятиразрядной резистивной матрице типа (1—2—4—8) R.
образователя необходим прецизионный компаратор. Высокоомный
компаратор можно спроектировать на основе терморегулируемой диф-
ференциальной схемы типа рА727, нагруженной на стандартный ком-
Гакт
Вых. кода., 10разрядов
Сброс
Рис,. 8.19. Принципиальные схемы преобразователей код— аналог (а) и аналог—•
ход (б), построенных с применением ИС типа р А722 (ЛУ1—логическое устрой-
ство и регистр данных; ЛУг— логическое устройство и регистры преобразования
кодов; К—компаратор).
паратор типа рА710 [16]. Непосредственная работа преобразователя
на ИС типа рА710 невозможна из-за большого уровня температурного
дрейфа разности входных токов этого компаратора. Серийный выпуск
ИС типа рА722 явился началом построения и широкого применения
в аппаратуре относительно недорогих преобразователей аналог —
код.
Т а б л й ц а8,5
Параметры резистивной матрицы (1—2—4—8) R для
преобразователей аналог—код и код — аналог (к рис 8.19)
Резистор R{ Номинал Р-, кОм Отношение номиналов Максимальная точ- ность отношения при 25° С, % Максимальное значе- ние ТК отношения Rl/Ri номиналов. Ю-6 |/°С
Я. 2,547 1,000 Точность номина- ла резистора Ят±10% ±5
Я2 5,094 2,000 ±0,02 ±5
Я3 10,245 4,022 ±0,05 ± ю
я4 20,600 8,088 ±0,10 ±20
я6 41,430 16,265 ±0,20 ±20
я6 81,930 32,170 ±0,20 ±50
Я, 163,4 64,16 rl-0,50 ±100
я8 325,7 127,9 —1 < 0 ±200
я8 644,9 253,2 ±2,0 ±500
Я10 1275 500,8 ±2,0 ±500
Внедрение в аппаратуру таких преобразователей в конечном счете
приведет к широкому распространению аналого-цифровых методов
обработки текущей информации, генерации аналоговых функций,
моделирования процессов [16—191.
Глава 9
СВЧ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ И УСТРОЙСТВА
9.1. Общие понятия о СВЧ интегральных схемах
и устройствах
Одной из наиболее новых областей, в которую проникла инте-
гральная электроника, является СВЧ диапазон [I]. СВЧ интеграль-
ные схемы (СВЧ ИС), как и-другие классы ИС, должны быть техноло-
гичны и хорошо воспроизводимы в серийном производстве,относитель-
но недороги и, что самое главное, обладать высокой надежностью. Схе-
мотехника СВЧ ИС своеобразна. На одной подложке объединяются
пассивные структуры, принцип действия которых основан на волно-
вых свойствах («длинные линии»), активные полупроводниковые СВЧ
приборы и сосредоточенные /^ЕС-структуры.
Устройства, в которых применяются СВЧ ИС, содержат следующие
элементы: микрополосковые линии, выполняемые с помощью высоко-
точной технологии изготовления пленочных, либо полупроводниковых
ИС на подложках с необходимыми волновыми свойствами (малыми по-
терями и большой диэлектрической постоянной), СВЧ полупроводни-
ковые усилительные и генераторные приборы (транзисторы, специаль-
ные СВЧ диоды как малосигнальные, так и мощные), устройства со-
членения и переходные устройства от одной СВЧ ИС к другой, от ан-
тенны к СВЧ ИС, от волноводных устройств обычного размера к мик-
росхемам.
Минимизация геометрических размеров этих приборов приводит
к принципиальному уменьшению паразитных емкостей СВЧ устройств,
поэтому СВЧ ИС обладают меньшим паразитным накоплением энергии,
чем традиционные устройства, что позволяет реализовать лучшее от-
ношение сигнал/шум.
Основным принципом построения СВЧ ИС и малосигнальных СВЧ
волноводных устройств на микрополосковых линиях передачи является
применение тонких подложек (0,5 мм) с большим значением относи-
тельной диэлектрической проницаемости ег « 9. Если на такой иде-
ально ровной подложке выполнить узкую металлическую полоску
шириной около 0,5 мм и толщиной, приблизительно соответствующей
глубине скин-слоя на данной частоте, то получается линия передачи
СВЧ сигнала с оптимальным соотношением между энергией волны,
распространяющейся в диэлектрике с высоким е и энергией потерь по
длине линии.
Так как электрическая длина волны в диэлектрике при большом е
уменьшается, то на небольшой по размеру подложке удается размес-
тить целый функциональный узел. Обычные полосковые и объемные
линии передачи больших размеров уступают при малых мощностях
сигналов микрополосковым линиям по большинству параметров. Осо-
бенно наглядной демонстрацией преимуществ применения СВЧ ИС
является сравнение одного и того же малосигнального СВЧ устройст-
ва, выполненного на микрополосковых линиях и объемных металли-
ческих или коаксиальных волноводах: выигрыш в весе и габаритах
интегральной конструкции может быть более пяти раз.
Например, на подложке с размерами 40x40x0,5 мм с помощью
микрополосковых линий передачи и функциональных элементов (от-
ветвителей, циркуляторов, аттенюаторов, фазовращателей), основан-
ных на этих линиях и совмещенных с активными элементами (диодами,
транзисторами, варакторами), можно создать законченное СВЧ ра-
диотехническое устройство (усилитель, СВЧ головку приемника, кас-
кады передатчика). Высокая точность и производительность современ-
ных технологических процессов изготовления ИС могут обеспечить
более низкую себестоимость изготовления микрополосковых СВЧ
устройств по сравнению с технологией механической обработки вол-
новодов, а также низкую стоимость обслуживания интегральной ра-
диоаппаратуры на протяжении всего ее большого срока рлужбы.
Недостатки СВЧ ИС, определяемые их малыми размерами, посте-
пенно устраняются в результате развития этих схем, и главное, аппа-
ратурных систем. Из-за чрезмерной концентрации энергии в малом
объеме с помощью одиночных СВЧ ИС затруднительно обеспечить гене-
рацию, обработку и передачу больших (порядка десятков-сотен ватт)
мощностей СВЧ сигналов. Однако, построив фазированную антенную
решетку из весьма большого количества (сотен и тысяч) маломощных
ИС, удается просуммировать мощности отдельных источников и тем
самым обеспечить мощность излучения на уровне киловатт. В качест-
ве других трудностей, встречающихся при освоении СВЧ ИС, отметим,
что не все функциональные элементы, существующие в виде металли-
ческих и обычных полосковых волноводов, поддаются микрополоско-
вому исполнению. Часто весьма затруднительно сконструировать
устройства перехода от СВЧ ИС к дискретным конструкциям. Микро-
полосковые линии сложны для точных расчетов и моделирования. Эти
линии, особенно при несимметричной конфигурации, могут обладать
значительными паразитными связями, если их геометрические пара-
метры выбраны неоптимально. Удельные электрические потери в мик-
рополосковых линиях пока завышены по сравнению с «большими»
волноводами.
9.2. Конструктивные варианты интегральных
структур для СВЧ устройств
СВЧ ИС изготавливаются с применением пассивных и активных эле-
ментов, причем принципы их сборки могут быть разными. Например,
все микроэлементы могут быть дискретными. Для таких ИС подложка
фактически является лишь несущей конструкцией. Другим крайним
случаем конструктивно-технологического исполнения является пол-
ностью полупроводниковая конструкция СВЧ ИС, где совершенно от-
сутствуют дискретные элементы. Однако в большинстве современных
СВЧ ИС используются и интегральные, и дискретные функциональные
элементы.
Микрополосковые линии являются производными либо коаксиаль-
ной, либо двухпроводной линии, и их можно разделить на симметрич-
ные и несимметричные [2, 3]. На рис. 9.1, а—в условно показаны этапы
трансформации конструкции коаксиальной линии в симметричную по-
лосковую с двумя заземляющими пластинами. Центральный провод-
ник (рис. 9.1, г) обычно поддерживается в центре между заземляющими
пластинами с помощью диэлектрика. Конструкция симметричной
микрополосковой системы особенно сложна из-за требуемой высокой
Рис. 9.1. Симметричные и несимметричные полосковые линии:
а — коаксиальная линия; б, в — переход от коаксиальной линии к полосковой; г — размеры
симметричной полосковой линии; д — двухпроводная линия; е — однопроводная линия над
заземляющей плоскостью; ж — однопроводная лииия с плоским проводником.
точности совмещения плоскостей: все же эта конфигурация удобна для
длинноволновой части СВЧ диапазона, а также используется как
объемный резонатор и направленный ответвитель. На рис. 9.1, д—ж
представлена последовательность преобразования двухпроводной
линии в однопроводную несимметричную с заземляющей плоскостью.
Несимметричная конструкция линии согласуется с планарным прин-
ципом конструирования СВЧ ИС (развертывание схемы по плоскости
подложки). Вместе с тем к плоскопараллельности подложки для несим-
метричной микрополосковой линии предъявляются повышенные тре-
бования.
На рис. 9.2, а показаны характеристические размеры микрополо-
сковой линии передачи и распределение СВЧ поля по ее сечению [41.
Если размеры структуры выбраны оптимальными, основная часть энер-
гии поля распространяется по диэлектрику, а небольшая — по воз-
духу вблизи плоского проводника (рис. 9.2, б). Волновое сопротивле-
ние линии уменьшается при увеличении ширины центрального про-
водника, а также при увеличении отношения ширины центрального
проводника к толщине подложки (рис. 9.2, в—е) [5].Для очень толстых
подложек, например для обычных печатных полосковых линий боль-
шая часть энергии распространяется по воздуху, из-за этого эффектив-
Рис. 9.2. Микрополосковая линия передачи:
а — размеры поперечного сечения; б — распределение поля по диэлектрическому волноводу
(/^полосковая линия передачи, 2 —проводящая ваземляющая плоскость, 3 — диэлектрик);
6 — е — зависимости волнового сопротивления Z от геометрических размеров микрополосковой
структуры (ег=8,9, h = 0,5 мм, t == 12,5 мкм).
ная диэлектрическая проницаемость материала е/ для такой конструк-
ции снижается в несколько раз по сравнению с ег для исходного
диэлектрика.
Из-за того что не все электрическое поле линии содержится между
проводником и заземляющей плоскостью, волна, распространяющая-
ся в микрополосковой линии, не является чистой волной ТЕМ-типа
[6]. .Из-за этого точные расчеты полей в микрополосковых структурах
затруднены. Все же считается, что для подложек с большой диэлектри-
ческой проницаемостью можно пользоваться обычными соотношениями
для волны ТЕМ-типа [6].
Скорость распространения волны в микрополосковой линии
о = с/]Ле/, (9.1)
где с — скорость света в вакууме.
В большинстве практических случаев для тонких подложек можно
предполагать, что е,' — ег. Такая точность вполне достаточна для
подложек с е, = 9, так как в составе смонтированной ИС будут со-
держаться элементы, волновые параметры которых известны с еще
меньшей точностью (например, транзисторы, диоды).
Длина волны в микрополосковой линии
h = v/f0, (9.2)
где V-— скорость распространения волны; f0— частота сигнала.
Характеристический импеданс микрополосковой линии
Zo = i/vC, (9.3)
где С, пФ/м — распределенная емкость линии на единицу длины.
Распределенную емкость линии С трудно рассчитать из-за того, что
некоторая часть энергии линии излучается и распространяется по
воздуху. Условно можно считать, что С состоит из трех составляющих
Ср, С„ и Св 161. Распределенная емкость Ср образуется через диэлект-
рик подложки 'между центральным нроводником и заземляющей пло-
скостью; С.; — краевая емкость, образующаяся на острие полоскового
проводника; Св — воздушная емкость между полосковыми проводни-
ками и заземляющей плоскостью. Эти составляющие можно подсчи-
тать:
Cv = eW/h, (9.4)
Ск = 2,7e/lg(4I///), (9.5)
. СВ==28Г/ЗАУ^, (9.6)
где W, h и t — геометрические размеры линии (см. рис. 9.2), а диэлект-
рическая постоянная материала подложки е = еоег = 8,85 • 10-12, Ф/м.
Геометрические размеры линии с точно заданным импедансом часто
приходится корректировать после измерения параметров образцов ИС,
изготовленных по первоначальным расчетам.
Конструкции микрополосковых линий с заземляющими плоскостя-
ми могут быть весьма разнообразными. На рис. 9.3 условно изображе-
ны сечения четырех типов линий с заземляющими плоскостями, отли-
чающиеся друг от друга степенью «погружения» передающей линии
в диэлектрик [2]. На рис. 9.3, д показано сечение двух связанных мик-
рополосковых линий, на базе которых можно конструировать направ-
ленные ответвители. В СВЧ устройствах часто используются микро-
полосковые линии без заземляющей плоскости [71. Три конструктивных
исполнения микрополосковых линий такого типа представлены на
рис. 9.4. Отрезки линий без заземляющей плоскости могут играть роль
СВЧ элементов с сосредоточенными параметрами.
Сосредоточенные элементы (L и С, полосковые фильтры) СВЧ диа-
пазона в микропленочном исполнении [8] наиболее удобны для кон-
струирования усилителей СВЧ мощности. Сами сосредоточенные эле-
менты могут изготавливаться не только в виде отрезков линий, но и
присоединяться на монтажную подложку как дискретные объемные
микроэлементы, аналогично бескорпусным транзисторам и диодам.
Рис. 9.3. Различные конструкции полосковых линий с заземляющей плоскостью:
G — симметричная закрытая линия-«полного профиля»; б — симметричная закрытая линия
с .опорным диэлектрическим листом; в ~ несимметричная полузакрытая линия; г —линия
«профиля 1/2» (микрополосковая линия); д — диэлектрический волновод из двух связанных
линий, / — проводник; 2 — диэлектрик; 3 — заземляющая плоскость.
Особенно часто применяются дискретные микроконденсаторы, которые
могут иметь лучшие и, главное, более достоверные электрические пара-
метры, чем пленочные конденсаторы. Для фильтрации радиочастотных
Рис. 9.4. Различные конструкции микрополосковых линий без заземляющей пло-
скости:
G — линия передачи со взвешенной подложкой; б — щелевая линия передачи; s — плоский
(планарный) волновод, / — экран, 2 — проводник, 3 — диэлектрик.
токов в этом случае доступно применение конденсаторов с емкостью
несколько тысяч пикофарад. В табл. 9.1 [7] приведено условное срав-
нение технико-экономических параметров двух возможных конструк-
ций СВЧ ИС (микрополосковой системы и устройства на сосредоточен-
ных элементах) с двумя обычными конструкциями (полосковыми ли-
Таблица 9.1
Сравнение интегральных и обычных
СВЧ конструкций
Параметр Мнкрополо- сковые СВЧ ИС СВЧ ИС на сосредоточен- ных элемен- тах Обычные по- лосковые ли- нии Коаксиальные волноводы
Размеры и вес 2 1 4 5
Стоимость 2 1 2...3 4
Трудоемкость вое- 1 2 2...3 4
пронзводимости
Степень надежно- 1 1 2 3
сти
Электрические по- 2...3 4 2 1
тер и в схеме
Таблица 9.2
Названия различных СВЧ
диапазонов [10]
Наввание диапазона Частотный диапазон, ГГц .
L 0,39.. 1,55
S 1,55. 5,20
R, (rs) 1,70.. 2,60
н 3,95.. 5,85
с 5,85.. 8,20
X 5,2 .. 11
XN 5,40.. 8,20
Г, (ХВ) 7,02.. 10
Ки, (П 12,4 .. 18,0
ниями и коаксиальными волноводами), имеющих сопоставимые элек-
трические характеристики. Цифры, приведенные в табл. 9.1, показы-
вают степень ухудшения каждого параметра рассматриваемых кон-
струкций по сравнению с лучшим параметром, принятым за единицу.
В настоящее время СВЧ ИС уступают дискретным прототипам лишь
по уровню потерь.
По типу среды, в которую погружена линия, пассивные СВЧ уст-
ройства можно разделить на взаимные и невзаимные. К первым отно-
сятся схемы, выполненные на диэлектрической основе, а также на фер-
ритах без подмагничивания. Невзаимные устройства строятся на фер-
ритах с подмагничиванием и обладают различными волновыми свойст-
вами в прямом и обратном направлениях прохождения волны.
Диапазон частот, где применяются СВЧ ИС на основе микрополо-
сковых линий, определяется возможностью размещения проектиру-
емого устройства на малых подложках. Базовым размером конструк-
ции является длина волны в среде
h = (9.7)
где к — длина волны в микрополосковой линии с магнитодиэлек-
триком; р,г — относительная эффективная магнитная проницаемость
среды, в которой располагается линия передачи. В настоящее вре-
мя границы области распространения распределенных микропо-
лосковых структур можно условно определить диапазоном частот
500... 10 000 МГц. В низкочастотной части этого диапазона широко
применяются отрезки линий и элементы с сосредоточенными постоян-
ными. Наиболее успешно изготавливаются ИС диапазона 3...5 ГГц, где
применяются пленочные структуры. Для частот выше 10 ГГц перспек-
тивными считаются монолитные ИС [9].
Часто в литературе приводятся буквенные условные обозначения
СВЧ диапазонов, для которых предназначена определенная СВЧ ИС.
В табл. 9.2 приведены некоторые из этих обозначений диапазонов и за-
нимаемые ими частоты [10].
9.3. Конфигурации пассивных элементов
для СВЧ интегральных схем
Конструирование СВЧ ИС начинается с выбора принципиальной электрй-
ческой схемы и конфигураций ее составных элементов. Эту часть работы выпол-
няют специалисты по схемотехнике, которые должны хорошо представлять, на-
сколькосложной окажется технологическая реализация данной принципиальной
схемы. Обычно принципиальная схема СВЧ интегрального устройства состоит
из набора определенным образом соединяемых стандартных пассивных конфигу-
раций: направленных ответвителей (НО), оконечных нагрузок, линий передачи,
смесителей, модуляторов, аттенюаторных вставок, неоднородностей линий,
фильтров и др. Рассмотрим некоторые из этих конфигураций.
Рис. 9.5. Моделирование реактивных элементов:
а — разомкнутым отрезком; б — короткозамкнутым отрезком; в — зазором; г, д — вставками
с отличающимися импедаисами.
Реактивные и активные элементы моделируются с помощью неоднородностей,
вводимых в однородную линию передачи [2, 6]. На рис. 9.5 представлены способы
синтезирования индуктивности и емкости с помощью разомкнутого и коротко-
замкнутого по высокой частоте отрезков линии (шлейфов) [6]. Для разомкнутого
шлейфа (рис. 9.5, а). реактивное сопротивление определяется
Z = —/2о ctg р/, (9.8)
где р/ = (2лД)1 — электрическая длина шлейфа. Для короткозамкнутого шлей-
фа (рис.9.5, б) реактивное сопротивление можно рассчитать по формуле
Z=/Zotg₽Z. (9.9)
В формулах (9.8) и (9.9) знак перед правой частью изменяется, если I > Х/4.
Характер реактивного сопротивления этих шлейфов при различных длинах Z
показан на рис. 9.5, а, б.. Если I = Х/4, то шлейф (рис. 9.5, а) имеет нулевой
входной импеданс (эквивалентен последовательной LC-цепи), а шлейф (рис. 9.5, б)
эквивалентен разомкнутой цепи (бесконечное входное сопротивление, параллель-
ная £С-цепь).
Очень часто используются способы синтезирования реактивностей, показан-
ные на рис. 9.5, в—д. Зазор линии передачи эквивалентен емкости в том случае,
если s < d (рис. 9,5, в). Расширение линии (переход от большого импеданса Zo
к малому Zlt рис. 9.5, г) эквивалентно П-образному реактивному звену, причем
XL = Z$ sin (fflZ/v),
yc/2=yotg(coZ/2n),
(9.10)
(9.11)
где XL — реактивное сопротивление индуктивности L на данной частоте; Yc —
реактивная проводимость емкости С; Уо = 1/ZO, a v определяется по формуле
(9.1).
Удовлетворительные результаты синтезирования L и С могут быть достиг-
нуты, если отношение импедансов не менее чем 3/1, причем Zo — импеданс основ-
Рис. 9.6. Типовые структурные элементы, используемые в микрополосковых
устройствах:
а, б — вставки в однородную линию (/ — нихромовая аттенюаторная вставка; 2 — согласую-
щая вставка, 3 — заземляющая плоскость; 4 — подложка); в — сложная вставка — двухзвеи-
иый фильтр; г — его частотная характеристика поглощения: 7)5 = 0,178 мм, 2) 5=0,279 мм,
3) 5 = 0,406 мм; д — направленный ответвитель на связанных линиях; е — четырехвходовой
согласованный НО (5— оконечный нихромовый поглотитель); ж — элемент изгиба микро-
полосковой линии.
ной линии. Аналогично, сужение основной линии (переход к повышенному им-
педансу Z,, рис. 9.5, г) эквивалентно Т-образному звену, причем и в этом случае
справедливы формулы (9.10) и (9.11).
Аттенюаторные вставки (рис. 9.6, а) могут являться отрезком однородной
линии, изготовленным из высокоомного материала (например, нихрома).
Сужение основной линии передачи часто используется для согласования им-
педансов. На рис.9.6, б показана конфигурация плавной согласующей вставки,
служащей для передачи энергии от линии с импедансом Zo в линию с импедансом
Zj без отражений. На рис. 9.6, в, г представлены конфигурация и частотная ха-
рактеристика двухзвенного полосового фильтра [11]. В этой конструкции исполь-
зована емкостная щель шириной S и отрезки линии малого импеданса. В зависи-
мости от S можно получить различную степень равномерности характеристики
поглощения фильтра.
Разнообразные направленные ответвители НО имеют в составе СВЧ ИС очень
большое распространение. На рис. 9.6, д представлен простейший НО, основани
ный на использовании связи между двумя близко расположенными микрополос-
ковыми линиями [12], а на рис. 9.6, е
показана конфигурация четырехвходо-
вого согласованного НО, который ши-
роко применяется для разветвления и
суммирования" СВЧ мощности. В том
случае, если один из входов нагружен
на поглотитель, имеющий характери-
стический импеданс Zo (вход Б на
рис. 9.6, е), входной сигнал попадает от
входа А на выход Г, не ответвляясь на
вход В, этим способом можно достичь
высокой степени развязки генераторов,
включаемых на входы А и В. Внутрен-
няя часть НО делается из отрезков ли-
нии Х/4, имеющих уменьшенный импе-
данс (более широкие линии, чем линии
входов).
При конструировании сложных
микрополосковых систем имеет место
много изгибов линий передачи. На
рис. 9.6, ж показана наиболее удач-
Рис. 9.7. Простейший микрополоско-
вый делитель мощности.
ная форма изгиба микрополосковой линии, обеспечивающая наименьшие от-
ражения от этой неоднородности (не более 4... 5% на частоте 5 ГГц).
На рис. 9.7 приведена конфигурация простейшего делителя мощности, в ко-
тором имеют место изгибы линии передачи изменения ее толщины [11]. Вставка
Рис. 9.8. Узкополосный ленточный кольцевой распределитель (с) и его вклю-
чение в режиме смесителя двух сигналов (б).
трансформирует импеданс оконечного резистора к входному импедансу. Оконеч-
ный (изолирующий выходы) резистор устанавливает наблюдаемый с каждого
выхода импеданс схемы ZBX = 50 Ом. Для конфигурации (рис. 9.7) можно ис-
пользовать следующие размеры: WBX = Ц7ВЫХ = 0,50 мм, Wc = 0,23 мм, тол-
щина подложки h = 0,5 мм, sr — 8,875.
Весьма распространенными функциональными элементами являются коль-
цевые распределители. На рис. 9.8, а показана геометрическая структура че-
тырехвходового устройства такого типа. В кольцевой линии в зависимости от
условия нагружения входов устанавливается бегущая или стоячая волна. На
рис. ,9.8, б показан пример использования этого устройства. Если выходы Б и Г
нагружены на волновое сопротивление, а на вход А подан сигнал Рсл> то на’выход
В мощность от источника сигнала Рс^ не поступает. Поэтому включенный на
вход В'источник сигнала РСп имеет хорошую развязку с источником Рс а на вы-
В А
ходах Б к Г появляется суммарный сигнал. Кольцевой распределитель удобен
для построения смесителей мощностей сигнала и гетеродина.
В аппаратуре, строящейся на СВЧ ИС, часто применяются НО, имеющие
квадратурные выходы сигналов (фаза двух сигналов на выходах такого НО
в широкой полосе частот близка к 90°, а также так называемые гибридные НО,
строящиеся с помощью простых НО с квадратурным выходом (НО-90°) и имею-
щие из-за этого противофазные выходы (НО-180°) [13]. Следует заметить, что
в объемных СВЧ устройствах НО были специальными конструкциями, включае-
мыми в линии передачи. В интегральных СВЧ устройствах НО являются базо-
выми конфигурациями широкого применения. Совместно с СВЧ диодами, пас-
сивными СВЧ фильтрами и ферритовыми устройствами НО позволяют строить
целую гамму устройств: собственно ответвители мощности, схемы формирования
диаграммы направленности, балансные модуляторы, смесители сигналов, моду-
ляторы с одной боковой полосой, фазовые мосты, адаптивные устройства, устрой-
ства наблюдения векторных диаграмм.
Необходимо отметить существенную разницу в качестве электрических па-
раметров НО, строящихся на полосковых линиях, расположенных в параллель-
ных плоскостях (см. рис. 9.3, б), и на параллельных микрополосковых линиях,
лежащих в одной плоскости (см. рис. 9.3, д). В первом случае для прямой и об-
ратной волн постоянные распространения одинаковы, во втором считается, что
прямая волна распространяется по диэлектрику, отраженная в большой степени
по воздуху [13]. Обычно для НО, строящегося на параллельных микрополоско-
вых линиях, сужается полоса равномерного коэффициента связи и требуются до-
полнительные реактивные элементы согласования [12, 13].
Разработчики СВЧ устройств нижних по частоте диапазонов часто прибе-
гают к конструкции, показанной на рис. 9.3, б. Эта конструкция сложна для
реализации из-за трудностей высококачественного совмещения плоско-
стей [14].
На рис. 9.9, а показана структура четырехвходового НО-90°. На его вхо-
дах 3 и 4 образуются сигналы, находящиеся в квадратуре. Линия передачи, рас-
положенная в параллельной плоскости, обозначена пунктиром. Фаза этих сигна-
лов зависит от угла связи 6, определяемого значением Х/4 и степенью связи [13].
Функция 6 легче всего определяется экспериментально. Например, для НО,
имеющего коэффициент связи 3 дБ и ширину полосы, где коэффициент связи рав-
номерен, одна октава, угол 0 = 47°. Для последовательного соединения двух
НО-90° имеет место соотношение
0noc(/)=ei(f)4-e2(/),
где 0Ь 02 и 0ПОС — углы наибольшей связи первого и второго-НО, а также их по-
следовательного включения.
. Пример частотной характеристики НО-90° с полосой одна октава показан
на рис. 9.9, б [13]. Если к НО-90° добавить элемент задержки, имеющей длину
(3/4)Х (сдвиг фазы составит 270°, см. рис. 9.9, в), то сигналы на выходах 3 и 4
будут иметь взаимный сдвиг фаз 180°. Этот гибридный направленный ответви-
тель (НО-180°) становится возможным использовать как устройство суммирова-
ния (S-плечо) и вычитания (Д-плечо) мощностей двух источников сигнала.
На рис. 9.9, г показана функциональная схема балансного смесителя мощ-
ностей гетеродина и радиосигнала, построенного на двух НО-90°. В качестве сме-
сительных диодов используется интегральная согласованная пара диодов, имею-
щих в логарифмическом масштабе равномерную вольт-амперную характеристику
в диапазоне 4...5 дек. входного напряжения. На рис. 9.9, д представлена струк-
тура весьма распространенного узла приемо-передатчиков — балансного модуля-
тора, построенного на гибридном НО-180°.
г
Рис. 9.9. Направленные ответвители, ис-
пользуемые в микрополосковых струк-
турах:
а — НО с коэффициентом связи 3 дБ и
сдвигом фаз 90°; б — его фазо-частотная ха-
рактеристика; в—НО с коэффициентом свя-
зи 3 дБ и сдвигом фаз 180°; г — функцио-
нальная . схема балансного смесителя; д —
функциональная схема балансного модулято-
ра, построенного на НО — 180°.
Рис. 9.10. Элементы с сосредоточенными параметрами являются распределенными
цепями фиксированной длины /:
а _ эквивалентная схема цепи; б — сечение индуктивности; в —сечение емкости в пленоч-
ном исполнении; & — трехслойная структура металл — оксид — металл, используемая для
интеграции элементов с сосредоточенными параметрами, расположение слоев материала
в такой структуре, / — верхний металлический электрод; 2 — адгезионный подслой хрома;
3 — диэлектрик конденсатора; 4 — нижний металлический электрод;. 5 — подложка.
Пассивные элементы с сосредоточенными параметрами, используемые в СВЧ
ИС, фактически являются отрезками линий с распределенными параметрами
(рис. 9.10) [8, 15].
В качестве эквивалента такого элемента длины I может быть применена
схема, показанная на рис. 9.10, а, причем эквивалентные номиналы всех ее эле-
ментов из-за скин-эффекта (рис. 9.10, б) зависят не только от конструкции от-
резка, но и от частоты сигнала. Добротность СВЧ конденсатора также зависит
от толщины слоя проводимости 6, которая уменьшается с ростом частоты. На
рис. 9.10, в показано сечение пленочного конденсатора. Из-за того что диэлектри-
ческие свойства тонких пленок резко отличаются от свойств массивных диэлект-
риков, себестоимость ИС, содержащих пленочные конденсаторы с заданными
свойствами, повышается. Для изготовления интегральных элементов с сосредото-
Рис. 9.11. Усилитель S-диапазона с выходной мощностью 1 Вт:
а — расположение элементов на сапфировой подложке (1 — земляная шина; 2 — транзистор;
3— подложка .толщиной 0,25 мм); б— принципиальная схема усилителя, построенного иа
сосредоточенных элементах (С|=1,5 ... 5,0 пФ, С2=3,2 ... 32,0 пФ, С3—40,0 пФ, С4=1,2 ... 16,0 пФ,
Cs=0,8... 5,0 пФ, 1-1=25 иГн, £2=1,4... 2,0 иГн, £3 = 20 нГи).
ченными постоянными.часто используется структура металл — оксид — металл.
На рис. 9.10, г показан поперечный разрез такой структуры, образующей индук-
тивность L и емкости С1г С2 [15].
Пример конструкции усилителя S-диапазона с выходной мощностью 1 Вт,
построенного на пленочных СВЧ элементах с сосредоточенными параметрами,
представлен на рис. 9.11, а, принципиальная схема этого усилителя показана на
рис. 9.11,6 [16]. Отличительной особенностью схемы является использование под-
страиваемых конденсаторов. Подстройка осуществляется увеличением площади
их верхних обкладок.
9.4. Конструктивные типы СВЧ ИС
Единого технологического метода производства СВЧ ИС не сущест-
вует из-за специфичности различных участков СВЧ диапазона. По дан-
ным табл. 9.2 частоты сигналов СВЧ диапазонов могут отличаться на
1,5...2 дек.; в соответствующее число раз в однородной линии передачи
отличается и электрическая длина волны. Свойства проводниковых
и диэлектрических материалов сильно зависят от частоты сигнала. Но-
менклатура материалов, имеющих подходящий для СВЧ диапазона
комплекс электрических и технологических параметров, ограничена.
Несомненно, основой развития малосигнальной СВЧ электроники
в настоящее время является наличие полупроводниковых структур
для соответствующих диапазонов частот. Немаловажным требованием
к СВЧ полупроводниковым приборам является удобная конструктив-
ная совместимость с пассивными элементами. Неудачное конструк-
тивное решение полупроводникового прибора усложняет его мон-
таж в ИС, ухудшает условия теплоотвода, повышает паразитные
емкости, другими словами, ограничивает частотный диапазон устрой-
ства.
Если для низкочастотного диапазона сигналов (до 200...500 МГц)
в техническом и экономическом отношениях наиболее выгодно выпу-
скать монолитные ИС, то для СВЧ диапазона этот конструктивный ва-
риант имеет ограниченное распространение прежде всего из-за пло-
хих волновых свойств кремниевой подложки. Кроме того, как правило,
СВЧ ИС не являются схемами широкого применения, что определяется
специфичностью радиочастотных систем. Для серийного производства
СВЧ ИС необходимо осваивать специальные технологические процессы
повышенной точности.
Т аб лица 9.3
Конструктивные варианты
гибридных СВЧ ИС
i 1X1 ПО ный тип СВЧ ИС Элементы, формируемые на подложке ИС ж Элементы, присоединяе- мые к под- ложке ИС
1 Линии пере- дачи и все другие пас- сивные элементы Полупроводни- ковые прибо- ры
2 Линии пере- дачи и не- которые пассивные элементы Полупроводни- ковые прибо- ры и осталь- ные (неинтег- рированные) пассивные элементы
3 Линии пере- дачи Полупроводни- ковые прибо- ры и пассив- ные элементы
4 Все активные и пассивные элементы
В настоящее время существует ряд конструктивно-технологиче-
ских направлений развития СВЧ ИС [4, 9]. Аналогично интегральным
схемам низкочастотного диапазона
СВЧ ИС можно разделить на гиб-
ридные и полупроводниковые.
В СВЧ диапазоне преобладают гиб-
ридные ИС, среди которых в зави-
симости от соотношения присоеди-
няемых к подложке или непосред-
ственно формируемых на ней функ-
циональных элементов можно ус-
ловно выделить четыре конструк-
тивных варианта схем. Их крат-
кая характеристика приведена в
табл. 9.3 [17].
Для производства гибридных
СВЧ ИС применяются практически
те же технологические процессы,
что и для производства прецизион-
ных гибридных ИС низкочастотно-
го диапазона. СВЧ ИС делаются ме-
тодами тонких или толстых пленок
[4, 9], однако в обоих случаях не-
обходимо точно управлять толщи-
ной наносимого проводникового
слоя и поддерживать высокую точ-
ность воспроизведения размеров
структуры по плоскости. На рис.
9.12 условно показаны основные
шаги технологического процесса производства гибридных СВЧ ИС [4],
которые будут иметь место независимо от метода изготовления от-
дельных интегрируемых и присоединяемых (активных и пассивных)
элементов.
Полупроводниковые СВЧ ИС могут быть трех конструктивных ва-
риантов (рис. 9.13) [4]. На рис. 9.13, а показано сечение структуры,
в которой в качестве диэлектрика использован высокоомный кремний.
Пассивные элементы этой структуры (например, микрополосковые
линии) — тонкопленочные, а полупроводниковые активные приборы
размещаются в эпитаксиальных «карманах», изготовленных из низко-
омного кремния. Высокоомный кремний подложки, обладающий при-
емлемыми волновыми свойствами, непосредственно не пригоден для
изготовления удовлетворительных по параметрам активных приборов.
Потери в микрополосковой линии, расположенной на подложке из вы-
Рис. 9.12. Основные этапы технологического процесса производства СВЧ ИС:
Л — выбор диэлектрического материала и изготовление подложки (/); Б — нанесение слоя
металлизации для проводников на подложку (2); В — фотолитографическое формирование
дорожек (3); Г — наиесеиие на подложку резистивных (4) и диэлектрических (5) пленок;
Д — механическая обработка подложки, изготовление отверстий (6); Е —припайка под-
ложки к плате-осиоваиию (7); Ж — присоединение (3) бескорпусиых активных и пассивных
элементов (Р); // — схема помещается в корпус (10) и испытывается; К — испытание каче-
ства НО; Л — испытание линий; М — испытание резистивных и диэлектрических элементов;
Н — испытание монтируемых пассивных элементов; О — испытание активных элементов.
сокоомного кремния, велики по сравнению с другими, лучшими по к'а-
честву диэлектриками. Теплоотвод от активных приборов в этой кон-
струкции затруднен. Концепция построения полностью кремниевой
СВЧ ИС исключает применение более высококачественных для этого
диапазона частот полупроводниковых и диэлектрических материалов.
На рис. 9.13, б представлено сечение структуры «диэлектрик на
кремнии». Активные приборы этой структуры формируются’в’эпитак-
сиальном слое низкоомной кремниевой подложки, которая служит
заземляющей плоскостью. Диэлектриком в этой структуре является
высококачественный слой стекла нужной толщины, напыляемого на
слой SiO2, защищающий кремниевую подложку. Данная структура не
только основана на высококачественном диэлектрике, но и обеспечи-
вает хорошие условия теплоотвода для активных приборов. Однако,
как и в предыдущей структуре, исключается использование других
материалов.
Структура «кремний на сапфире» (см. рис. 9.13, в) основана на крис-
таллографической совместимости сапфира (диэлектрика) и кремния
(полупроводника). В требуемых местах монокристаллической сапфи-
ровой подложки можно нарастить эпитаксиальный слой кремния, в ко-
тором будут изготовлены активные элементы СВЧ ИС. Метод совмеще-
ния определенных полупроводниковых и диэлектрических материалов
обладает наибольшими возможностями совершенствования качества
интегральных элементов. Полупроводниковые приборы в таких компо-
зитных структурах могут иметь предельно малые геометрические раз-
меры сечения из-за того, что полупроводниковая пленка может быть
Рис. 9.13. Основные конструктивные типы монолитных СВЧ ИС:
а — высокоомная кремниевая .подложка в качестве диэлектрика и материала для активных
приборов; б —структура «диэлектрик иа кремнии»; в —структура «кремний на сапфире»
(/«эпитаксиальный «карман» для активных полупроводниковых приборов; 2 —контактная
металлизация; 3 — микрополосковая линия — алюминий; 4 — заземляющая плоскость « алю-
миний; 5 — подложка — высокоомный кремний; 6 — напыленное стекло; 7 — эпитаксиальный
кремний; 8 — заземляющая плоскость — низкоомиый кремний; 9 —- зона активных приборов;
10 слой SiO2 — термическое наращивание; 11 — активные приборы в эпитаксиальном крем-
нии; 12 — монокристаллический диэлектрик — сапфир).
сделана очень тонкой. Для этой структуры весьма критична проблема
отвода тепла от мощных полупроводниковых приборов через диэлек-
трик — сапфир.
9.5. Активные полупроводниковые приборы
для СВЧ диапазона
В течение многих лет в СВЧ диапазоне монопольное положение занимали
электровакуумные усилительные и генераторные приборы. В конце 60-х годов
картина заметно изменилась за счет активного внедрения в СВЧ диапазон разно-
образных полупроводниковых устройств [18]. Во-первых, за счет совершенство-
вания малосигнальных полупроводниковых приборов был снижен их коэффициент
шума и одновременно значительно расширен частотный диапазон: биполярные
транзисторы достигли диапазона частот единиц гигагерц, а на более высоких час-
тотах стали широко применяться диоды с барьером Шоттки, туннельные диоды,
варакторы.
Во-вторых, за счет улучшения энергетики полупроводниковых приборов
в настоящее время появились четыре основных класса полупроводниковых гене-
раторов СВЧ мощности: СВЧ транзисторные генераторы, которые непосредствен-
но могут генерировать мощности единицы ватт в диапазоне частот — единицы
гигагерц [19], СВЧ транзисторы совместно с варакторными умножителями (тран-
зисторно-варакторные генераторы), позволяющие повысить частоту, генерируе-
Рис. 9.14. Диод с барьером Шоттки:
а — структура; б — эквивалентная схема; в — зависимость емкости пе-
рехода от напряжения для обычного (/) и барьерного (2) диодов;
г — отклик обычного (/) и барьерного (2) диодов на ЧМ сигнал («?) -
мую с помощью транзисторных схем, примерно на порядок при уровнях мощности
единицы ватт, диодные генераторы мощности, основанные на лавино-пролетном
эффекте и диодные генераторы, работающие по принципу переноса электронов
[18], Последние два класса основаны на эффектах в полупроводниках, происходя-
щих при высоких напряженностях электрических полей в. режиме обратного
пробоя..
В-третьих, наметился системный подход, обеспечивающий генерацию очень
больших уровней СВЧ мощностей. Например, в настоящее время большое внима-
ние уделяется активным фазированным антенным решеткам [20].
Одной из наиболее перспективных для малосигнальных СВЧ устройств яв-
ляется диод с барьером Шоттки — запирающим слоем, образующимся на грани-
це металл — полупроводник (рис. 9.14, а) [21. ..23]. В данной структуре перенос
зарядов осуществляется основными «-носителями. При прямом смещении диода
Рис. 9.15. Статические электрические характеристики диода с барьером Шоттки:
а — общий вид прямой и обратной характеристик, б — вольт-амперные характеристики
в двойном логарифмическом масштабе, 1 — малые токи, 2—большие токи.
электроны переходят в металл, а число поступающих в полупроводник неоснов-
ных р-носителёй и их время жизни весьма малы, поэтому диод с барьером Шоттки
имеет отличные от обычного р-перехода электрические характеристики: ток этого
диода устанавливается значительно быстрее, чем для структуры без барьера
(дцод быстрее откликается на подаваемый сигнал), а также существенно сни-
жается величина порога вольт-амперной характеристики. Эквивалентная схема
этого диода (рис. 9.14, б) содержит индуктивность выводов L, распределенное со-
противление Rs, динамическую проводимость перехода Gj и его динамическую
емкость при нулевом напряжении смещения Cj [21, 23]. В области прямого сме-
щения диод с барьером Шоттки имеет нелинейное сопротивление и практически
постоянную емкость; в области обратного смещения емкость меняется обратно
пропорционально квадратному корню напряжения Ua (рис. 9.14, в). Постоянная
времени RsCj может составлять единицы пикосекунд. В качестве иллюстрации
расширения частотного диапазона отклика диода с барьером Шоттки на
рис. 9.14, г приведены сравнительные диаграммы напряжения на обычном и барь-
ерном переходах при подаче на них ЧМ сигнала. Одиночные и попарно согласо-
ванные диоды, а также четырехдиодные сборки с барьером Шоттки используются
в смесителях, детекторах, ограничителях и модуляторах СВЧ радиосигналов.
Как правило, для совместимости с планарными микрополосковыми конструкция-
ми и снижения величины L они выпускаются с балочными выводами (beam —
lead diodes) [23].
Высокое качество упомянутых устройств обработки радиосигналов гаранти-
руется не только большим быстродействием диодов, но и их равномерной в лога-
рифмическом масштабе вольт-амперной характеристикой (рис. 9.15) [23], которая
имеет уменьшенную величину порога открывания (рис. 9.15, а). В двойном лога-
рифмическом масштабе эта характеристика линейна в пределах почти семи декад
тока диода (рис. 9.15, б). Последнее свойство позволяет эффективно использовать
диоды Шоттки в смесителях сигналов, уровни которых меняются в большом дина-
мическом диапазоне. Малый порог открывания диода позволяет снизить мощ-
ность, подаваемую на смеситель от гетеродина. Типичный уровень шумов диодов
с барьером Шоттки находится на уровне 6...7 дБ [21, 23].
В устройствах СВЧ диапазона часто применяются туннельные диоды (ТД).
На рис. 9.16, а показана вольт-амперная характеристика ТД, причем для усиле-
ния слабых радиочастотных сигналов используется эффект отрицательного со-
противления ТД. Эквивалентная схема ТД при прямом смещении 17Пик < UR <
< б'мин (рис. 9.16, б) учитывает индуктивность вывода LB, контактное сопротив-
ление вывода /?в, паразитную емкость корпуса СВОрП, емкость перехода Cj
и величину отрицательного сопротивления 7?отр. Эти величины могут иметь
уровни LB ж 5 нГн, /?в» 1 Ом, Cj = 10...20 пФ, СКОрп — единицы пикофарад,
а ДОтр, зависящее от частоты, может достигать величины десятков ом [24]. Ис-
пользуя диод в режиме отрицательного сопротивления и отрезок микрополоско-
Рис. 9.16. Вольт-амперная характеристика (а) и эквивалентная схема (б) тун-
нельного диода.
вого резонатора, удается делать усилители радиосигналов. Основной трудностью
применения ТД в режиме малошумящего усилителя радиочастоты диапазона до
десяти гигагерц является фиксация режима отрицательного сопротивления.
Обычно необходимо проектировать специальную схему подачи постоянного сме-
щения низкого уровня >и производить подстройку полоскового резонатора под
экземпляр диода. Для подстройки резонатора используется отрезок золотой
проволочки малой длины, играющий роль индуктивности [25]. Анало-
гичным способом ТД можно использовать в качестве маломощного СВЧ генера-
тора (например, гетеродина). ТД могут изготавливаться из различных полупро-
водниковых материалов (табл. 9.4). Наиболее часто встречаются германиевые
Таблиц а 9.4
Параметры туннельных диодов, изготовленных из различных
полупроводниковых материалов (к рис. 9. 16)
Параметр Значения параметра для диодов из разных материалов
Ge Si GaAs GaSb
Отношение токов /пик//мин 8 3,5 15 12
Напряжение Дпик, В 0,06 0,07 0,15 0,1
Напряжение Дмин, В 0,35 0,40 0,50 0,45
Отношение /Ник/С, мА/пФ 25' 0,02 16' 50
Частота (на которой Дртр—0), ГГц 50 1 20 50
Варактор (емкостный диод) изготавливается обычно на базе кремния (реже
GaAs) [21]. В зависимости от конструкции и характеристик р-п перехода разли-
чают симметричные и несимметричные варакторы. «Диэлектриком» варактора
является обедненная зарядами зона полупроводника, возникающая в запертом
переходе, причем емкость запертого перехода пропорциональна корню квадрат-
ному от уровня напряжения на нем. Таким образом, в варакторе как управляе-
мой напряжением емкости используется нежелательный для обычных диодов
эффект нелинейной зависимости емкости от напряжения.
Рис. 9.17. Варакторные умножители частоты:
а — электрическая схема 4-кратного умножителя (Г — вход мощности на частоте f; 2 — ва-
рактор; 3 — промежуточный контур; 4— выход мощности на частоте 4f); б — энергетиче-
ская характеристика 10-кратного умножителя ([вх=0,2 ГГц, [вых = 2 ГГц).
Варакторы различной конструкции используются в малосигнальных и мощ-
ных СВЧ устройствах для настройки их с помощью внешнего напряжения, моду-
ляции сигналов, их параметрического'усиления, а также для умножения часто-
ты. Специальные мощные варакторы, имеющие структуру, сходную с'p-i-n диода-
ми, используются для генерации мощности высших гармоник. На;рис. 9.17,'а
Рис. 9.18. Действие структуры p-i-n при подаче прямого смещения (а) и зави-
симость ее внутреннего сопротивления Run? от тока 7Д (б).
представлена эквивалентная схема часто используемого 4-кратного умножителя
частоты с вспомогательным промежуточным контуром, а на рис. 9.17, б — зави-
симость выходной мощности варакторного гармонического умножителя частоты
входного сигнала в 10 раз от входной мощности. Для устройства, состоящего из
мощного транзисторного генератора частоты 200 МГц и варакторного умножите-
ля, к. п. д. имеет уровень единиц процентов, поэтому мощность, потребляемая
таким транзисторно-варакторным генератором от источника питания; составляет
30...40 Вт.
Диоды структуры p-i-n (рис. 9.18, а) являются полупроводниковыми резис-
торами, сопротивление которых в прямом направлении невелико и зависит от
напряжения на диоде. Они обычно применяются в устройствах распределения
и регулирования СВЧ мощностей и выполняются на основе кремния. Слои крем-
ния с проводимостями р+ и л+ наносятся на кремний с собственной проводимостью
(область »), сопротивление которой в режиме без сигнала весьма велико (сотни
килоом). При подаче прямого смещения носители переходят в область i, форми-
руя малое эквивалентное проходное сопротивление p-i-n диода [21, 26].
На рис. 9.18, б представлена логарифмическая характеристика сопротивле-
ния p-i-n диода в зависимости от прямого тока через диод /д. Малое значение про-
ходного сопротивления Rr пр сохраняется на СВЧ, что позволяет использовать
p-i-n диод для замыкания по высокой частоте отрезков полосковых линий и ре-
зонаторов. В выключенном состоянии р-1-п диод создает малые потери в СВЧ
линии, в которую он введен. Время жизни неосновных носителей в этом приборе
относительно велико (порядка 15 нс, что значительно больше периода СВЧ сиг-
нала), поэтому его применение в качестве умножительного или детекторного дио-
да исключается. Однако p-i-n диод можно использовать в линейном режиме в качестве СВЧ модулятора, аттенюатора или фазовращателя. В этих устройствах диод работает как резистор, сопротивление которого управляется низкочастотным сигналом. В табл. 9.5 приведены границы Таблица 95 основных электрических парамет- ров p-i-n диодов [26]. К достоин- Границы параметров p-i-n диодов ствам p-i-n диода можно отнести
Параметр Типовые границы параметра хорошие условия теплоотвода и то, что он не выпрямляет радио- частотную мощность. Применение в аппаратуре диодных генераторов СВЧ мощ- ности является новой областью. Данные генераторы имеют некото- рые общие характерные черты. Для создания диодных генерато- ров мощности используют режим обратного пробоя р-п перехода при исключительно высоких кон- центрациях энергии (малый фи- зический объем диода и большие
Обратное пробивное на- пряжение, В Внутреннее сопротивле- ние при 7д = 100 мА, Ом Емкость при напряже- нии-—50 В, пФ 200...1500 0,25...10 <0,01
напряжения обратного пробоя). Для непосредственного преобразования мощ-
ности источника питания в СВЧ мощность используется режим отрицатель-
ного сопротивления. Этот режим возникаете результате различных физических
явлений при обратном пробое диода,’ который помещается в резонирующую
полость (рис. -9.19, а). Эквивалентная [схема такого устройства показана на
рис. 9.19, б [26].
Наиболее распространены генераторные диоды следующих двух основных
видов: лавино-пролетные диоды и диоды, основанные на эффектах переноса
электронов. На рис. 9.19, в показана структура одной из конструкций лавино-
пролетного диода и приведены ее геометрические размеры. В режиме обратного
лавинного пробоя в диоде этого типа возникают условия ударной ионизации и за-
паздывания по фазе тока относительно напряжения (индуктивный характер ла-
винного тока), что эквивалентно возникиовеиию отрицательного сопротивления,
если, сдвиг фаз превышает 90°.
Коэффициент полезного действия такого генератора невелик: при подаче от
источника питания постоянной мощности 10 Вт уровень радиочастотной мощности
имеет порядок 1 Вт, остальные 9 Вт мощности превращаются в тепло, которое
должно быть отведено от кристалла (рис. 9.19, д). В настоящее время очень часто
используется конструкция теплоотвода, показанная на рис. 9.19, г, где в качест-
ве материала с наименьшим тепловым сопротивлением используется покрытый
металлом алмаз [26, 27]. Если для диода, непосредственно припаянного к меди,
тепловое сопротивление составляет 15° C/Вт, то для конструкции с алмазом оно
снижается до 6° С/Вт.
На рис. 9.19, е показаны сравнительные шумовые характеристики $авино-
пролетного генератора СВЧ мощности (ЛПГ) и клистрона. Если эти генераторы
использовать в качестве источников гетеродинной мощности, то устройство с ЛПГ
будет иметь существенно худшие шумовые характеристики. Однако ЛПГ может
с успехом заменять газоразрядные генераторы шумовой мощности в устройствах
измерения шумовых параметров.
Лавиио-пролетные диоды делятся на три основных вида: диоды с ударной
ионизацией, основанные на времени пролета (их обозначение IMP АТТ является
Рис. 9.19. Генератор радиочастотной мощности на полупроводниковом диоде
а — конструкция (1 — источник питания; 2 — шунтирующий конденсатор; 3 — заградитель-
ный дроссель; 4 — подстроечный винт; 5 — цилиндрическая полость резонатора; 6 — коак-
сиальный вывод; 7 — выход СВЧ мощности; 8— диод; 9 — радиатор); б — эквивалентная
схема (10— эквивалент резонатора); в —структура лавиио-пролетного диода; г — конструк-
ция теплоотвода с алмазом; д — энергетическая диаграмма ЛПГ (£=—55 В, f=9 ГГц);
е — сравнительные шумовые диаграммы клистрона и ЛПГ.
сокращением слов impact ionisation and transit time), «аномальные», субгармо-
нические (их обозначение TRAPATT — trapped plasma and transit time), диоды,
работающие в параметрическом режиме с самонакачкой [26].
Кроме лавинных эффектов в диодных генераторах СВЧ мощности исполь-
зуются следующие четыре вида структур, основанных на эффектах переноса
электронов: диоды Ганна, диоды с режимом задержанных доменов, диоды с ог-
раниченным объемным накоплением зарядов (их обозначение LSA, что является
сокращением слов limited space-charge accumulation), а также диоды ограни-
ченного многодоменного типа. Этими семью типами не исчерпывается многообра-
зие СВЧ диодов, непосредственно преобразующих мощность, поступающую от
источника питания в СВЧ мощность, так как данная область полупроводниковой
электроники одна из наиболее развивающихся в научно-техническом отношении.
9.6. Применение ферритов в СВЧ интегральных
устройствах
Для построения оптимальной СВЧ системы необходимо очень широ-
кое применение ферритов. Рассмотрим некоторые принципы примене-
ния ферритовых подложек [28].
Рис. 9.20. Эффекты, используемые при построении ферритовых устройств':
а — процессия электронов под воздействием поля подмагничивания; б—характеристика по-
глощения ферритового вентиля; в —эффект поворота плоскости поляризации волны в анизо-
тропной среде.
Если феррит не имеет устройства подмагничивания и расположен
в области линейной поляризации волны, то он ведет себя как взаимный
элемент. Фазовые сдвиги волны не будут зависеть от направления рас-
пространения (будут одинаковыми в любом направлении, так как ли-
нейная поляризация волны есть суперпозиция двух круговых поляри-
заций).
На рис. 9.20, а условно показан эффект прецессии электронов под
воздействием внешнего подмагничивающего поля Нв макс, который
вызывает потерю (поглощение) СВЧ мощности в феррите. В данном
режиме феррит используется как аттенюатор, если частота сигнала
близка к частоте гиромагнитного резонанса (совпадение частоты сигна-
лами частоты прецессии электронов в доменах, зависящей от напря-
женности внешнего магнитного поля, рис. 9.20, б). При напряженности
внешнего поля 77вмакс имеет место максимум поглощаемой мощности
Рп макс • На этом же принципе строятся взаимные фазовращатели СВЧ
сигналов, сдвиг фаз в которых меняется линейным или дискретным из-
менением внешнего подмагничивающего поля.
Рис. 9.21. Одна из конструкций трехвходового управляемого ферритового цир-
кулятора ФЦ (а) (/ — циркулятор; 2 — катушка подмагничивания); схема его
включения (б); применение циркулятора в качестве антенного разрядника (в),
элемента развязки усилителей (г) и делителя мощности (д).
Если феррит расположить в области круговой поляризации волны,
то скорости волн с круговой поляризацией будут различными в про-
тивоположных направлениях (невзаимный фазовый сдвиг, рис. 9.20, в).
Феррит, подмагничиваемый внешним полем, создающим условия гиро-
магнитного резонанса на данной частоте сигнала, позволяет пропускать
волну круговой поляризации почти без ослабления в прямом направле-
нии и поглощать ее в обратном направлении. Это устройство представ-
ляет собой ферритовый вентиль, магнит которого может быть постоян-
ным либо электромагнитом. Такой вентиль чаще всего работает в ре-
жиме антенного разрядника защиты приемника. Напряженности полей,
при которых достигается эффект гиромагнитного резонанса, весьма
значительны. Они определяются гиромагнитным отношением
у = 2,8 МГц/э,. (9.12)
что ограничивает диапазон работы ферритовых вентилей на частотах
около 12 ГГц из-за трудностей создания полей с напряженностями по-
рядка тысячи эрстед.
Построение микрополосковых систем на феррите как на диэлектри-
ческой подложке пока затруднительно из-за возникающих повышенных
Рис. 9.22. Пример построения ферри-
тового фазовращателя, который по-
зволяет менять фазу сигнала плавно
или дискретно.
потерь. Исключением являются
устройства из особого монокри-
сталлического феррита — железо-
иттриевого граната (ЖИГ — YIG).
Он весьма дорог [28, 29], но чрез-
вычайно перспективен для пере-
страиваемых СВЧ устройств, осно-
ванных на изменении электриче-
ской длины волны с помощью
внешнего подмагничивания.
Невзаимный циркулятор яв-
ляется наиболее универсальным
ферритовым микрополосковым уст-
ройством. Он может работать как
переключатель, антенный комму-
татор или вентиль; последние два
устройства очень часто исполь-
зуются для развязки каскадов СВЧ
устройств, чтобы избежать необхо-
димости настройки всей связанной
системы при любой смене актив-
ных приборов. Одна из возможных
конструкций управляемого трех-
плечего циркулятора (лицевая и
обратная стороны) показана на
рис. 9.21, а. На обратной, стороне
расположена катушка подмагничивания. Магнитные силовые ли-
нии замыкаются внешней конструкцией. Условное обозначение цир-
кулятора этого типа и некоторые его применения показаны на
рис. 9.21, б—д.
Взаимные фазовращатели с высокой добротностью являются мало-
габаритными и экономичными устройствами, предназначенными для
построения фазированных антенных решеток. Здесь кроме управления
излучением решетки (диаграммой направленности) используется и
свойство взаимности (антенный диполь используется без переключе-
ний на прием и на передачу). Режим перестройки фазы излучения мо-
жет быть дискретным и непрерывным в зависимости от метода управ-
ления полем подмагничивания.
Одна из конфигураций подложки ферритового микрополоскового
фазовращателя, который позволяет дискретно или линейно менять фа-
зу сигнала, представлена на рис. 9.2 . Элементарные фазовращатели
Ф1 и Ф2 и направленные ответвители НО2 и НО2 позволяют плавно
или дискретно менять взаимную задержку сигналов, проходящих на
выходы 2 и 3.
9.7. Фазированные антенные решетки
На основе рассмотренных ранее элементарных СВЧ приборов
и интегральных конфигураций строятся разнообразные устройства
Рис. 9.23. Современные требования к средней плотности излучаемой радиолока-
тором мощности (на квадрат длины волны) на различных участках СВЧ диа-
пазона.
бой регулирования уличного движения, до РЛС сверхзвуковых само-
летов. Но для всех систем, столь сильно отличающихся по тактическим
свойствам, характерен общий подход: интеграция СВЧ элементов
позволяет снизить паразитные емкости устройств (особенно малосиг-
нальных).
Реально приемные и передающие части СВЧ систем в большинстве
случаев оказываются рядом и работают на общую антенну. Плот-
ности излучаемой современными радиолокаторами энергии весьма ве-
лики (рис. 9.23) [20], поэтому при миниатюризации СВЧ устройств
неизбежно возникают проблемы, связанные с концентрацией больших
мощностей в малом объеме аппаратуры. Это обстоятельство совместно
с трудностями генерации большой мощности от единственного полу-
проводникового генератора мощности приводит к необходимости сум-
мирования мощности от множества элементарных источников.
Операция такого рода проводится с помощью фазированной ан-
тенной решетки. На рис. 9.24 иллюстрированы принципы действия од-
номерной и двумерной антенных решеток [20]. Следует подчеркнуть,
что фазированные антенные решетки (ФАР) могут быть двух типов:
2 распределением внешней, генерируемой отдельным источником СВЧ,
мощности (пассивная решетка) и со сложением мощностей, генерируе-
мых каждым элементарным излучателем-передатчиком (активная ре-
шетка). налогично обстоит дело и с приемной частью. Элементарные
фазовращатели в пассивной решетке и приемо-передатчики в активной
ФАР являются одинаковыми (однородными) модулями, которые при-
годны для изготовления методами интегральной электроники. Таким
Рис. 9.24. Принцип действия простейших фазированных антенных решеток:
а — линейная (одномерная) решетка; б — изменение направления излучения линейной ре-
шетки введением элементов задержки; в — плоская (двумерная) решетка, излучающая коге-
рентную волну.
образом, ФАР являются сеткой активных (или пассивных) элементов
со специальными фазовыми соотношениями СВЧ сигнала между ними.
Энергия, излучаемая или принимаемая ФАР, когерентно складывает-
ся в одном направлении и аннулируется в другом, формируя узкий
луч диаграммы направленности. Заметим, что строгое фазирование
СВЧ мощности, излучаемой каждым диполем, является весьма слож-
ной задачей.
Распространение интегральных методов построения электронной
аппаратуры позволяет решить проблему замены медленно действую-
щих ^механических антенн на безынерционные сканирующие антенны
с электронным управлением. Такая антенна может состоять из 50...
...1000 фазированных управляемых активных или пассивных СВЧ
элементов.
Управление излучением электронными методами позволяет повы-
сить скорость сканирования антенн до сотен килогерц, что в свою оче-
редь будет способствовать развитию аналого-цифровых систем обра-
ботки информации, поступающей из радиотракта. Поскольку в настоя-
щее время еще весьма сложно определить конкретный наиболее удач-
ный путь построения интегральных ФАР (этому препятствует высокая
стоимость активных приемо-передающих модулей, низкий к. п. д.
пассивных модулей — переизлучателей, относительно плохие энерге-
тические,и шумовые характеристики СВЧ транзисторов), необходимо
отметить только бесспорные положения.
1. Ожидаемый вес тысячеэлементной ФАР может составить 80...
...100 кг.
2. Ожидаемый срок службы такой решетки не менее 10 000 ч без
ремонта.
3. Отказ отдельных антенных элементов не является катастрофич-
ным, параметры антенны в период срока службы будут деградировать
постепенной
4. ФАР из-за ее высокого быстродействия является многофункцио-
нальной системой. Например, для самолетной системы она может одно-
временно выполнять функции навигационного локатора, прицела
и связной антенны, ее можно использовать для создания портативных
локаторов и-других целей.
5. Высокое быстродействие позволяет осуществить приспособле-
чие (адаптацию) радиосистемы с помощью ЭВМ к меняющимся внеш-
ним условиям. ' -
6. В 70-х годах основным диапазоном интегральных ФАР, по-види-
мому, явится диапазон 0,5...10 ГГц, так как в предшествующие годы
5ыла создана хорошая элементно-технологическая база для производ-
ства СВЧ ИС на эти частоты.
Как видно из приведенных выше положений, основной областью
1рименения активных и пассивных ФАР считается область самолетных
радиолокаторов, так как современные скорости и малые высоты поле-
"а требуют сверхбыстродействующих радиолокационных систем, не-
мыслимых без системы ФАР — ЭВМ. Ожидается применение ФАР
I в космических исследованиях, однако на таких дальностях, где отно-
пение сигнал/шум далеко от предельного. Основным преимуществом
ктивной ФАР в космосе необходимо считать не быстродействие, а вы-
:окую надежность и малый вес, и основным недостатком — повышен-
1ый коэффициент шума приемной системы из-за того, что она имеет
рчень большое число радиочастотных входов, которые трудно точно
^фазировать по сигналу.
Необходимо отметить, что ФАР могут строиться как для непре-
эывного (до 500... 1000 Вт), так и для импульсного излучения.
В заключение рассмотрим структурную схему весьма типичного
для данного класса интегральных устройств экспериментального
активного модуля для ФАР, создававшегося в течение 1965—1969 гг.
фирмой Texas Instruments [17]. Модуль данного типа (рис. 9.25) плани-
ровался как основной для ФАР многих фирм, серийное производство
Рис. 9.25. Структурная схема модуля MERA:
1 — диполь прием — передача; 2 — модулятор; 3 — умножитель на 4; 4 — усилитель импуль-
сов; 5 — фазовращатель на передачу; 6 — переключатель антенны прием — передача; 7 — ло-
гика и усилители управления; 8 — фазовращатель на передачу; 9 — умножитель на 4, 10 —
смеситель; 11 — предусилитель ПЧ; /2 ~ фазовращатель прием — передача; 13 — предусили-
тель мощности; 14.— питание; 15 — выход сигнала ПЧ (500 МГц); 16 — вход СВЧ (переда-
ча 2,25 ГГц, прием 2,125 ГГц); 17— сброс набранного сдвига фаз; 18— сдвиг фазы по ко-
лонке; /9 —сдвиг фазы по ряду; 20 — сигнал включения модулятора.
необходимого количества таких модулей ожидалось, по данным фир-
мы, лишь к 1973 г.: в 1969 г. фирма выпускала всего 10 модулей в день,
следовательно накопление модулей для одной 1000-элементной ФАР
занимало тогда около четырех месяцев. Модуль содержит приемную,
передающую и управляющую части, работающие на общий антенный
диполь. Выходным сигналом приемной части является сигнал проме-
жуточной частоты 500 МГц. Передающая часть содержит усилители
и умножители СВЧ мощности, а управляющая часть включает в себя
интегральные логические и усилительные низкочастотные элементы.
Список литературы
К главе 1
1. Kohler Е. Die Planar-Epitaxiale Technik—Stand und Fortschritt. —
«Nachrichtentechnik», 1968, № 7.
2. Design ingenuity is the key to success. —.«Electronics», 1967, v. 40, № 16.
3. Camenzind H. R. Circuit design for integrated electronics. Addison—•
Wesley Publishing Co., 1968.
4. Bruckmoser L. Rauschmefischaltungen bei Transistoren. — «Interna-
tionale Elektronische Rundschau», 1968, № 8.
5. Noise in integrated circuits. — «Design Electronics», 1967, № 10.
6. KhajezadehH., McCaffrey T. T. Material and process considera-
.tions for monolithic low — 1/f — noise transistors. — «Proc. IEEE», 1969,
v. 57, № 9.
7. L e e H. C. Microwave power transistors. — «Microwave Journal», 1969, v.12,
№ 2.
8. McCormick J. E. IC packaging: the variations. — «Electronic Packa-
ging and Production», 1970, v. 10, № 1.
9. Handbook of semiconductor electronics. Ed. L.P. Hunter. Мс-Grow Hill.
1970. Sect. 10.
К главе 2
1. В i s e у R. P. Gans F. Let’s standardize linear IC’s. — «The Electronic
Engineer», 1968, v. 27, № 1.
2. N i e u G. Op-amps act as universal gain elements. — «Electronic Design»,
1968, № 2.
3. А г a x а и я и T. M. Линейные импульсные усилители. M., «Связь», 1970.
4. Захаров. В. К. Электронные элементы автоматики. М., «Энергия», 1967.
5. S о 1 о m о n J. Е., W i 1 s о n G. R. A highly desensitized, wideband mono-
lithic amplifier. — «IEEE Journal of Solid-State Circuits», 1966, v. SC-1, № 1.
6. F r i e d m a n S. A. Streamline feedback-amplifier design. — «Electronic
Design», 1969, № 20.
7. Beynon J. Design and fabrication of a thin-film starvation amplifier. —
«Electronic Engineering», 1968, v. 40, № 490.
8. Designing with linear integrated circuits. Ed. J. Eimbinder. John Wiley and
Sons. Inc., 1969.
К главе 3
1. Захаров В. К. Электронные элементы автоматики. М., «Энергия», 1967.
2. К о р и Г., Корн Т. Электронные аналоговые и аналого-цифровые вы-
числительные машины. Ч. I. Подред. В. Доброва, М., «Мир», 1967.
3. Middlebrook. Differential amplifiers. New York, Wiley, 1963.
4. F r i e d m a n S. A. Cut differential amplifier design time. — «Electronic
Design», 1969, v. 17, № 10.
5. В u s s e G. Statik und Dynamik unsymmetrisch angesteuerter Differenzver-
starker. 1. Teil. —«Elektronik», 1969, B. 18, № 11, 2. Teil. —«EleKtronik»,
1969, B. 18, № 12.
6. Rommel K- Analyse der Temperaturdrift von transistorisierten Differenz-
verstarkern. «Archiv fur technisches Messen», 1969, B. Z634-15, № 7.
7. Linear integrated circuits applications handbook. Fairchild Semiconductor,
Mountain View, California.
8. RCA linear integrated circuit fundamental. Radio Corporation of America,
Harrison, New Jersey.
9. Motorola condensed catalog, 1968.
10. H i r s c h f e 1 d R. A. Linear integrated circuts in communication systems.—
«IEEE Spectrum», 1968, v. 5, № 11.
11. Harris A. Wescon 1968, new devices ... — «Wireless World», 1968, v. 74,
№ 1396.
12. A n d r e n C. High-frequency oscillator uses single pA703 and LC-tank cir-
cuits. — «Electronic Design», 1968, v. 16, № 8.
К главе 4
1. Operational amplifiers — principles of operation and analysis of errors. Pts
I, II, III. Analog Devices, Inc., Cambridge; Massachusetts.
2. Applications manual. Philbrick/Nexus, A Teledyne Co., Dedham, Massa-
chusetts..
3. Linear inegrated circuits applications handbook.- Fairchild Semiconductor,
Mountain View, California. 'i . : -
4. В r u n K. Der Operationsverstarker. — «Radioschau»,p1970, № 4.
5. Matthias E. Zur Stabilisierung von Gegenkopplungschaltungen. —
«NTZ», 1969, № 11.
6. Stockmann H. G. GrundlegendeJ Eigenschaften von Operationsvetar-
kern. — «ETZ», 1969, B. 21, № 21.
7, C i r r E. Messung der wichtigsten Kenndaten von Transistor-Operationsver-
storkem. — «Radio Fernsehen Elektronik», 1970, № 7.
8. A s h f о r d F. L. Monolithic op-amps. Graeme J. Discrete op-amps. —«The
Electronic Engineer», 1967, v. 26, № 6.
9. Discrete.operational amplifiers.—«Electro-Technology», 1968, v. 82, № 3.
10. Widlar R. J. Some circuit design techniques for linear integrated circuits.—
«IEEE Trans, on Circuit Theory» 1965, v. 12, № 12.
11. D u m m e r G. W. A., Robertson J. M. Anglo-american microelectro-
nics data 1968—69. Pergamon Press.
12. Linear operational amplifiers. National Semiconductor.
13. Harvey R. L. Evaluation of packaged IC’s. Pt. 4. Circuits layout and pro-
cessing. — «Microelectronics», 1970, v. 3, № 4.
14. Widlar R. J. Super-gain transistors for IC’s. — «IEEE Journal of Solid-
State Circuits», 1969, v. SC-4, № 4.
15. G u s h m a n R. H. Linear IC’s nosedive into micropower. — «EDN», 1969,
v. 14, № 18.
16. H a r d e n W. R., H e 1 1 s t г о m M. J. A triple-channel micropower ope-
rational amplifier. — «IEEE Journal of Solid-State Circuits», 1969, v. SC-4,
№ 4.
17. S u 1 1 i v a n D. R., M a i d i q u e M. A. Matched design—key to linear
IC’s. — «EDN», 1971, v. 16, №4.
18. S h e i n g о 1 d D. H. Select the right op amp for the job. — «Electronic De-
sign», 1970, № 13.
19. R i go 1 i T. P. IC op amps getting it all together. — «EDN», 1971, v. 16,
№ 9.
20. Алексенко А. Г., Ill и л о В. Л. Основные параметры и эквивалент-
ные схемы интегральных операционных усилителей. В ки.: Микроэлектро-
ника. Подред. Ф. В. Лукина. Вып. 5. М., «Сов. радио», 1972.
21. Rostky G. Focus on linear IC’s. — «Electronic Design», 1971, № 21.
22. S c h i c k L. L. Linear circuits applications of operational amplifiers. —
«IEEE spectrum», 1971, v. 8, № 4.
23. D a t e e F. Etat actuel de la theorie et des techniques d’application des ampli-
ficateurs operationnels. — «Mesures», 1972, № 5—7.
24. Mullet С. E. Don’t buy too much op-amp. — «EDN», 1969, v. 14, №;3.
25. N i e u G. Op-amps act as universal gain elements. — «Electronic Design»,
1968, № 2.
26. С 1 a у t о n G. В. Device characteristics. — «Wireless World (W.W.)», 1969,
v. 75, № 1400. Pt. 2. Compensation techniques and more device characteris-
tics. —«W. W.», № 1401. Pt. 3. Applications.—«W.W.», № 1402, Pt 4. Appli-
cations. — «W.W.», № 1403. Pt. 5. Applications. — «W.W.», № 1404. Pt. 6.
Integrators and differentiators. — «W.W.», № 1405. Pt. 7. Voltage compara-
tors and multivibrators. — «W.W.», № 1406. Pt. 8. Selection of a practical
amplifier. — «W.W.», № 1407.
27. Miller W. Use op-amps in bridge circuits. — «Control Engineering», 1969,
v. 16, № 2.
28. Dobkin R. C. Logarithmic converters. — «IEEE Spectrum», 1969, v. 6,
№ 11.
29. В i e n e r t H. Kippstufen mit Operationsverstarkern. — «Internationale
Elektronische Rundschau», 1968, № 8.
30. Handbook of semiconductor electronics. Ed. L. P. Hunter. Мс-Grow Hill.
1970. Sect. 10.
К г л а в e 5
1. Linear integrated circuits applications handbook. Fairchild Semiconductor,
Mountain View, 1969, California.
2. Linear integrated circuits. National Semiconductor, 1971.
3. W i d 1 a r R. J. An IC voltage comparator for high impedance circuitry. Li-
near brief—12. — «Electronic Design», 1970, v. 18, № 16.
К главе 6
1. W i d 1 a r R. J. New developments in IC voltage regulators. — «IEEE Jour-
nal of Solid-State Circuits», 1971, v. SC-6, № 1.
2. К e s n e r D. Choose regulator op-amps with care. — «Electronic Design»,
1969, v. 17, №13.
3. Davis W. F. A five-terminal ±15v monolithic voltage regulator. — «IEEE
Journal of Solid-State Circuits», 1971, v. SC-6, № 6.
4. Rogers J. H. Power supplies for solid-state circuits. — «EDN», 1969, v.14,
№8.
5. Keener D. Monolithic voltage regulators. — «IEEE Spectrum», 1970, v. 7,
№ 4.
6. S m i t h G. W. Voltage regulator capabilities using hybrid techniques. —
«1969 Wescon Technical Papers», Pt. 5.
7. L i e u x J. D., .Ricks R. D. IC regulator removes restrictions. —«The
Electronic Engineer», 1969, v. 28, № 3. .
8. Voltage regulator lines getting loaded. — «The Electronic Engineer», 1968,
v. 27', №8.
9. W i d 1 a r R. J. Designing positive voltage regulators. — «ЕЕЕ», 1969, June.
10. W i d 1 a r R. J. Local IC regulator for logic circuits. — «Computer Design»,
1971, v. 10, № 5.
11. Bo licaner L. Use an IC voltage regulator in simple lab. power supply. —
«Electronic Design», 1972, v. 20, № 15.
12. “J u ng W. G. IC power supplies dual outputs with pA723’s. — «Radio-Electro-
nics», 1971, v. 42, № 9. .
13. Handbook of semiconductor electronics. Ed. L. P. Hunter. Мс-Grow Hill.
1970. Sect. 10.
К главе 7
1. Der Sperrschicht—Feldeffekttransistor. — «Elekt'ronik», 1970, B. 19, №8.
2. PN-FET, MIS-(MOS)-FET — was ist das? — «Funk-Technik», 1969, № 13.
3. Haskett T. R. MOSFET’s. Pt. I. — «Radio-Electronics», 1969, v. 40,
№ 11.
4. Hendricks L. V. A programmed course on FET’s. — «The Electronic
Engineer», 1967, v. 26, № 9.
5. S t о r m H. F. MOS-FET analyzer. — «IEEE Transactions on Instrumenta-
tions and Measurement», 1970, v. IM-19, № 1.
6. C h e г о f f G. atol. IGFET circuit performance—n-channel versus p-chan-
nel.—«IEEE Journal of Solid-State circuits», 1969, v. SC-4, № 5.
7. Parker A. MOS review. — «Microelectronics», 1970, v. 3, № 6.
8. Hibbefd R. G. Standard MOS and linear IC’s. — «Machine Design», 1969,
№ 3.
9. С a r 1 s о n F. M. Measure MOS-FET parameters with ease. — «Electronic
Design», 1969, v. 17, № 4.
10. Watson J. Biasing considerations in FET amplifier stages. — «Electronic
Engineering», 1968, v. 40, № 11.
11. Weaver S. M. Select the right FET... — «Electronic Design», 1969, v. 17,
№ 6.
12. L e u p p A., S t r u t t M. J. O. High-frequency FET Noise Parameters and
approximation of the optimum source admittance. — «IEEE Trans», 1969,
v. ED-16., № 5.
13. H. P. von О w. Reducing distortion in controlled attenuators using FET,—
' «Proc. IEEE», 1968, v. 56, № 10.
14. T о о к e r F. H. FET sine-wave cristall oscillators. — «Electronics World»,
1969, v. 82, № 6.
15. Understanding and using the dual-gate MOS-FET. — «The Electronic Engi-
neer», 1967, v. 26, № 9.
16. D i a m о n d L., S i e f e r t A. V. Designing differential FET inputs with
overall perfoftnance in mind. — «Electronics», 1971, v. 44, № 12.
17. M о r r i s о n S. Improving CMR in FET diff-amps. — «EDN», 1970, v. 15,
№*21.
18. Sherwin J. S. Liberate your FET amplifier design. — «Electronic Desrign»
1970, v. 18, № 11.
19. Sherwin J. S. Build better source followers 10 ways. — «Electonic
Design», 1970, v. 18, № 12.
К главе 8
1. Hilton В. Be aware of A/D and D/А converter specifications. — «Electro-
nic Design», 1970, v. 18, № 16.
2. A/D and D/А converters. —'«Electronic Design», 1970, v. 18, № 16.
3. Freeman J. Specifying A/D converters. — «The Electronic Engineer»,
1968, v. 27, № 6.
4. S c h'm i d G. An «Electronic Design» practical guide to D/А conversion. —
«Electronic Design», 1968, v. 16, № 22.
5. S c h m i d G. An «Electronic Design» practical guide to A/D conversion.
Pts I, II, III. — «Electronic Design», 1968, v. 16, № 25, 26.
6. - S c h m i d G. Electronic analog switches. — «Electro-Technology», 1967, v.81,
№ 12.
7. D e 1 h о 1 m L. Choosihg low-lewel switches—bipolar transistors or FET’s.—
«Electro-Technology», 1967, v. 81, № 12.
8. Tatro R. D. Microcircuits A/D converters. — «Mikroelektronik», Mfinchen—
Wien, 1967, № 2.
9. D e v i n e M. L. AC — performance of FET analogue switch. — «Proc.
IEEE», 1970, v. 58, № 7.
10. M r a z e к D. Low voltage offers new jobs for MOS commutators. — «Electro-
nics», 1970, v. 43, № 13.
11. Byrd M., Sear B. High performance sample and holds. — «The Electro-
nic Engeneer», 1967, v. 26, № 12.
12. С о h e n J. M. Sample-and-hold circuits using FET analog gates. — «ЕЕЕ»,
1971, v. 19, № 1.
13. R e n s c h 1 e r E. L. Resistor ladders for D/А conversion. — «Instruments
and control systems», 1970, v. 43, № 8.
14. Walker. Expoloit ladder networks design potential. — «EDN» 1969. v.14,
№ 3.
15. Walker. A. building block approach to D/А converters. — «The Electro-
nic Engeneer», 1968, v. 27, № 5.
16. Rudin M. B..New IC sparks low cost A/D—D/А conversion. — «FDN» 1968,
v. 13, № 10.
17. Mo no 1 i th i c IC D/А converters provide computer interfacing. — «Com-
puter Design», 1970, v. 9, № 5.
18. O’ D о n g h u e V. A 12-bit monolithic IC D/А converter. — «Microelectro-
nics», 1970, v. 3, № 7.
19. Learn why industry’s first 12-bit monolithic IC D/А converter is also indust-
ry’s most accurate. — «ЕЕЕ», 1970, v. 18, № 5.
20. Davis S. Selection criteria for А-D converters. — «Computer Design», 1972,
v. 11, № 9.
21. Cushman R. Elementary A/D converters can be efficiently implemented
in CMOS. — «EDN», 1972, v. 17, № 14.
22. A 1 t m a n L. Bridging the analog and digitial worlds with linear IC’s. —
«Electronics», 1972, v. 45, № 11.
23. Graeme J. Monolithic D/А improves conversion times. —«EDN», 1971,
v. 16, № 16.
К главе 9
1. Moroney W. J. Microwave IC’s: pt 1. New problems but newer solutions.—
«Electronics», 1968, v. 41, № 12.
2. Изюмова T. И., Свиридов В. T. Полые и ленточные радиоволново-
ды. М., Госэнергоиздат, 1958.
3. V е n d е 1 i п G. D. Limitations on stripline Q. — «Microwave Journal»,
1970, v. 13, № 5.
4. С 1 a r P. L. Microwave integrated circuits (MIC) Technology. — «Electro-
Technology», 1968, v. 82, № 4.
5. Stinehelfer H. E. An assurate calculation of uniform microstrip trans-
mission lines. —«IEEE Journal of Solid-State Circuits», 1968, v. SC-3, Ns 6.
6. К 1 e i n C. F. • Designing with micrpstrip is easy. — «Electronic Design»,
1970, v. 18, Ns 1.
7. S о b о 1 H. Technology and designing of hybrid microwave integrated cir-
cuits. — «Solid-State Technology», 1970, v. 13, Ns 2.
8. С a u 1 t о n M., Poole M. E. Designing lumped elements into microwave
amplifiers. — «Electronics», 1968, v. 41, Ns 8.
9. Parley analyzes 3 paths to world of MIC’s. — «Electronic Design», 1968, v.16,
Ns 7.
10. Англо-русский словарь по радиоэлектронике. Под ред. Ф. А. Водопьянова.
М., «Сов. энциклопедия», 1968.
11. Stinehelfer Н. Е. Microstrip Circuits Design. — «Microwave Journal»,
1970, v. 13, Ns 5.
12. S c h.w arzmann A. Approximate solutions for a coupled pair of micro-
strip lines in microwave integrated circuits. — «Microwave Journal», 1969,
v. 12, № 5.
.13 . G e r s t C. W., Paciorek L. J. Stripline microwave integrated circuits.—
«Microwave Journal», 1969, v. 12, Ns 5.
14. S a u n d e r s T. S., S t a r k P. D. An integrated 4-GHz balanced transis-
tor amplifier. — «IEEE Journal of solid-state circuits», 1967, v. SC-2, Ns 1.
15. С a u 1 t о n M. The lumped element approach to microwave integrated cir-
cuits. — «Microwave Journal», 1970, v. 13, Ns 5.
16. S с 1 a t e r N. Lumped-element IC produces 1W in S-band. — «Electronic
Design», 1968, v. 16, Ns 9.
17. C u n n i n g h a m J. E., С о о k e H. F. Merging technologies-microelectro-
nics and microwaves. — «EDN», 1969, v. 14, Ns 19.
18. S с о t t A. Tubes still pack muscle. — «EDN», 1969, v. 14, Ns 19.
19. Lee H. C. Microwave power transistor. — «Microwave Journal», 1969, v.12,
Ns 2.
20. Z v e r e v A. I. Microwaves are going solid. — «The Electronic Engineer»,
1968, v. 27, № 11.
21. H a h n H. Spezialdioden. — «Electronik», 1970,’ B. 19, № 8.
22. Irvin J. C., Van derw.al N. C. An inside look at Schottky-barrier de-
vices. — «Bell Laboratories Record», 1970, v. 47, № 7.
23. C e r n i g 1 i a N. R. ... Beam—leaded Schottky-barrier diodes for low-noi-
se integrated microwave mixers. — «IEEE Trans.», 1968, v. ED-15, № 9.
24. Tunnel diodes. — «Electronics World», 1969, v. 82, № 1.
25. M a t t h e i W. G., Crowe W. New Microwave Integrated Circuits Modu-
les. — «1969 Wescon Technical Papers», pt. 1.
26. N i b 1 а с к W. K., Levi C. A. Microwave power diodes. — «Electronics
World», 1969, v. 82, № 1.
27. Batch A. T. Heat sinking solid-state devices with diamonds. Electronic. —
«Packaging and Production», 1970, № 8.
28. Г у н д л a x. Ферриты в современной технике СВЧ. — М. «Электроника»,
1968, т. 41, №21.
29. The YIG-filter in a TRF receiver. — «Microwave Journal», 1970, v. 13, № 7.
30. Lepoff J. H. A new p-i-n diode for UHF-VHF applications. — «IEEE
Trans.», 1971, v. BTR-17, № 1.
31. C u s h m a n R. H. GHz amplifiers now they are practical. — «EDN», 1970,
v. 15, № 14.
6Ф2.1
Ш59
УДК 621.382.8.037.33
Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной
аппаратуре. Под ред. Е. И. Г а л ь п е р и н а. М., «Сов. радио», 1974, 312 с.
Дается общая классификация существующих типов линейных интегральных
схем. Рассматриваются усилители с обратными связями, дифференциальные и опера-
ционные усилители, компараторы — усилители считывания, стабилизаторы питания,
преобразователи код—аналог и аналог-код, СВЧ интегральные схемы. Значительное
место отводится методам применения линейных интегральных схем в аппаратуре.
Анализируются как общие функциональные, так и принципиальные электрические
схемы устройств. В качестве примера приводятся наиболее распространенные ли-
нейные интегральные схемы.
Книга предназначена для широкого круга специалистов, работающих в обла-
сти радиоэлектроники.
188 рис., 29 табл., библ. 148 назв.
Редакция литературы по электронноштехнике
Ш
30407-061
046(01)-74
45-74
© Издательство «Советское радио», 1974