/
Text
Лена 30 коп.
о
МОСКОВСКИМ ОРДЕНА ЛЕНИНА
17U ЙА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
' ИАЦИОННЫИ ИНСТИТУТ
СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ
IK »л.\ ПРОВОДНИКОВЫЕ
I I III РЛГОРЫ С ВНЕШНИМ
V
*
МИНИСТЕРСТВО
ВЫСШЕГО И СРЕДНЕГО СПЕЦИАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ СССР
МОСКОВСКИЙ
ОРДЕНА ЛЕНИНА И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Учебное пособие
Под редакцией канд.техн. наук доц. В.Н. Шкаликова
(Для дневной и вечерней форм обучения)
Утверждено
на заседании редсовета
19 сентября 1985 г.
МОСКВА 1986
621.37 (075)
П 533
УДК: 621.373.5 (075.8)
Г.П. Земцов, В.Н. Шкаликов, Р.А. Грановскин, А.И. Лучанинов,
В.М. Шокало, Г.В. Занегин, С.В. Подшивалов
Полупроводниковые генераторы с внешним вовбувдением: Учебное
пособие/Г.П. Земцов, В.Н. Шкаликов, Р.А. Гринопекая и др.; Под
ред. В.Н. Шпаликова. - М.: МАИ, 1986. - яг. с., ил.
Рассмотрены основные параметры генераторов с внешним возбуж-
дением на транзисторах и умножителей чистоты пи варакторах и дио-
дах с накоплением заряда, режимы их работы и схемы, а также осу-
ществление амплитудной модуляции в транзисторных генераторах.
Рецензенты: В.В. Рощин, Э.А. Лутин
С
Московский авиационный институт, 1986 г.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Учебное пособие предназначено для теоретической подготовки
студентов к лабораторный работам по дисциплине "Радиопередающие
устройства".
Пособие знакомит студентов с режимами работы и схемами построе-
ния полупроводниковых генераторов с внешним возбуждением, исполь-
зуемых в радиопередающих устройствах (РПУ). Для каждого из рас-
смотренных типов генераторов с внешним возбуждением (транзисторных
усилителей мощности и умножителей частоты, умножителей частоты на
диодах с нелинейной емкостью) приведены соотношения и графики,
позволяющие уяснить особенности режимов их работы в высокочастотном
и сверхвысокочастотном диапазонах, дано описание основных схем ге-
нераторов и изложен порядок расчета элементов схем. Кроме того,
рассмотрены вопросы осуществления амплитудной модуляции в транзис-
торных генераторах с внешним возбуждением.
В качестве приложения в пособии приведены методические указания
по расчету на ЭВМ высокочастотных цепей транзисторных генераторов,
который выполняется перед проведением ряда лабораторных работ по
исследованию транзисторных усилителей мощности.
В.конце каждой главы приведены контрольные вопросы (для само-
контроля знаний) и рекомендуемая литература.
Пособие написано коллективом авторов: гл. I и П - Г.П. Земцо-
вым, гл. Ш - В.Н. Шпаликовым, гл. ГУ - Р.А. Грановской, гл. X,
§ 5.1 - Р.А. Грановской и А.И. Лучаниновым, гл. У, § 5.2 - Р.А. Гра-
новской, В.М. Шокало, Г.В. Занегиным и С.В. Пр^шваловым. Общее
редактирование выполнено В.Н. Шпаликовым. - -—j I
I. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
I.I. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Структурная схема транзисторного генератора с внешним возбуж-
дением приведена на рис. I.I. Генератор состоит из входной цепи
высокой частоты (ВЧ) I, активного прибора - транзистора 2, выход-
ной ВЧ-цепи 3, а также цепей питания коллектора 4 и смещения на
базе 5 транзистора.
Рис. I.I
Входная ВЧ-цепь обеспечивает согласование входного сопротивле-
ния транзистора zBX с внутренним сопротивлением zz возбудителя.
Выходная ВЧ-цепь обеспечивает согласование выходного сопротивления
транзистора ZBbO< с сопротивлением нагрузки z„ . Кроме того, во
входной и выходной ВЧ-цепях, как правило, обеспечивается фильтрация
колебаний. При работе генератора в режиме усиления мощности выход-
ная ВЧ-цепь обеспечивает выделение в нагрузке первой гармоники
частоты возбуждения, т.е. колебаний, частота которых равна частоте
возбуждения. В режиме умножения частоты выходная цепь обеспечивает
выделение не первой, а более высокой, например второй или третьей,
гармоники, частота которой кратна частоте возбуждения. Генератор,
работающий в таком режиме, называется умножителем частоты.
В цепях питания коллектора и смещения на базе транзистора осу-
ществляется блокировка ВЧ токов в целях предотвращения протекания
их через источники питания и смещения. Тем самым устраняются поте-
ри мощности, вызванные рассеянием на внутренних сопротивлениях
этих источников, а также взаимовлияние каскадов при питании их от
общего источника. При необходимости цепи блокировки обеспечивают
изоляцию по постоянному току и напряжению элементов высокочастот-
ных цепей генератора.
Активный прибор генератора - транзистор преобразует энергию
источника питания в энергию высокочастотных колебаний на выходе
генератора за счет разгона носителей заряда в поле источника пи-
тания и торможения их в высокочастотном поле у коллектора.
Транзистор представляет собой триод, и при включении его между
четырехполюсниками I и 3 один из электродов транзистора оказывается
общим для входной и выходной ВЧ-цепей. Поэтому генераторы с внеш-
ним возбуждением на транзисторах могут быть выполнены по одной из
трех схем: с общим эмиттером (рис. 1.2,а), общей базой (рис. 1.2,6)
и общим коллектором. Последняя схема на практике обычно не приме-
няется. В диапазоне высоких частот чаще всего используется схема
с общим эмиттером.
Рис. 1.2
Генераторы с внешним возбуждением предназначены в первую оче-
редь для получения энергии высокочастотных колебаний. Для процесса
преобразования энергии источника питания в энергию ВЧ-колебаний
в генераторе с внешним возбуждением характерны следующие энергети-
ческие параметры:
I) выходная мощность pl - мощность, выделяемая в активной
ВЫХ . -ir2
составляющей сопротивления нагрузки: р = где - ам-
ВЫх Р
плитуда высокочастотного напряжения на нагрузке, RH - активная
составляющая сопротивления нагрузки ZH ;
2) колебательная мощность
мощность, отдаваемая активным
прибором в выходную ВЧ-цепь: р =- р и , где т , и
• Z кJ К]
- ам-
плитуды первых гармоник тока и напряжения в коллекторной цепи; в
случае умножителя частоты р = г и , где I , и - ампли-
п 2 к-н кп кп ’ кп
туда п —й гармоники тока и напряжения в коллекторной цепи;
3) потребляемая мощность PQ = IKcj 11*° , где 7Л,0 - постоянная
составляющая коллекторного тока, и*о - напряжение питания генера-
тора. Мощность, потребляемая от источника питания генератора, пре-
образуется в колебательную мощность не полностью: часть ее расхо-
дуется на нагревание коллектора транзистора из-за неполного тор-
можения носителей заряда высокочастотным полем, а также вследствие
конечного значения проводимости кристалла коллектора. Эта часть
потребляемой мощности составляет мощность рассеяния на коллекторе
о?» р
4) электронный КПД у -
1Э "о
который определяет эффектив-
ность преобразования мощности источника питания в колебательную
мощность. Электронный КПД с учетом выражений для колебательной и
потребляемой мощности можно вычислить так: т? = — Vkj-- ;
Лэ г гКо(/К0
5) КПД выходной ВЧ-цепи (контурный КПД) т? -Рвь^ который
‘вых Pt
характеризует эффективность передачи через выходную ВЧ цепь энер-
гии высокочастотных колебаний от транзистора в нагрузку и зависит
от потерь в выходной ВЧ-цепи генератора;
6) общий КПД ? = >2э увых ;
7) мощность возбуждения pg - мощность, рассеиваемая на актив-
ной составляющей входного сопротивления транзистора: Рь = — ^Б’
^вх
где - амплитуда напряжения между вводами базы и эмиттера тран-
зистора, к - активная составляющая входного сопротивления тран-
зистора;
8) коэффициент усиления транзистора по мощности крл = -
отношение колебательной мощности к мощности возбуждения транзистора;
9) коэффициент усиления генератора по мощности кр = - от-
ношение мощности в нагрузке к входной мощности Рвл , поступающей
во входную ВЧ-цепь от возбудителя. Коэффициент усиления генератора
всегда меньше коэффициента усиления транзистора из-за неизбежных
потерь мощности во входной и выходной ВЧ-цепях. Обозначив КПД вход-
ной ВЧ' цепи генератора через и имея в виду, что у -
= ~р--- t получим К = К -77 77 _
Р Р РА (Вх< ВЫХ
Каскадное соединение нескольких генераторов, при котором выход-
ная ВЧ-цепь предыдущего каскада служит входной ВЧ-цепью последую-
щего, характеризуется коэффициентом усиления на каскад Ррк , опре-
деляемым как отношение колебательной мощности данного каскада
к колебательной мощности предыдущего каскада Р, прЕА
Р,
*1 пред
К V
РА ' вх
1.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ РЕЖИМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Современные транзисторные ВЧ-генераторы, используемые в радио-
передающих устройствах, могут иметь рабочие частоты, перекрывающие
весь интервал высоких частот. Они позволяют получать выходные мощ-
ности от десятых долей до сотен ватт. В зависимости от места тран-
зисторного генератора в многокаскадном передатчике к нему предъяв-
ляются различные требования как по энергетическим, так и по экс-
плуатационным параметрам. Эти требовании в мироном интервале рабо-
чих частот и мощностей не могут быть обеспечены использованием
какого-либо одного режима работы активного прибора - транзистора.
Поэтому в транзисторных ВЧ-генераторах применяются различные ре-
жимы работы, позволяющие удовлетворить определенные требования к
генератору с учетом свойств транзистора в заданном диапазоне ра-
бочих частот.
Рассмотрим основные режимы работы транзисторных генераторов в
радиопередающих устройствах.
Линейный режим характеризуется тем, что в коллекторной цепи
транзистора ВЧ-ток 'А, и напряжение и.к гармонические. При
этом
А, = Д. + 7*. cosuit (I.I)
tc = И. - гл. COS Uit
К КО К J
где и = Ziff ; f - рабочая частота.
Эпюры тока и напряжения
для этого случая показаны на
рис. 1.3, из которого, в част-
ности, видно, что всегда
/КО • ик, ико • Следова-
тельно, электронный КПД гене-
ратора в таком режиме не может
ыть более 50%.
Низкие значения электронного
КПД ограничивают использование
инейного режима маломощными
каскадами передатчика, например буферными каскадами. Линейные ре-
жимы используются также в задающих автогенераторах, обеспечивая
большую стабильность частоты по отношению к изменению питающих
напряжений.
Режим работы с отсечкой коллекторного тока характеризуется тем,
что ток в коллекторной цепи транзистора имеет периодический, но
существенно негармонический характер.
Коллекторный ток в этом случае кроме гармоники с частотой воз-
буждения транзистора содержит еще и спектр высших гармоник. Он
может быть представлен рядом Фурье
i = Л, + I cos <р \ (1.3)
к ко кп
где I - амплитуды токов соответствующих гармоник; 1Ко - по-
стоянная составляющая тока; к - номер гармоники; - фазовый
угол гармоники (для симметричных импульсов - 0).
Значения токов IKo , z*. определяются по формулам для ко-
эффициентов ряда Фурье: v
IKo=^^rr\^t'Kc^(^) ; (IЛ)
J i'Kcosn<^i . (1.5)
-п
Типичные формы тока в коллекторной цепи транзистора показаны
на рис. 1.4,а,б,в.
Гармоническая форма напряжения в цепи коллектора обеспечивается
фильтрующими свойствами ВЧ-цепи. Амплитуда этого напряжения равна
и = I R , (1.6)
К fl кп Кп ’
а мгновенное напряжение на коллекторе транзистора составляет
икО-икП co&wt , (1.7)
где к ~ сопротивление выходной ВЧ-цепи для тока п -й гармоники.
Режим работы с отсечкой коллекторного тока , как будет показа-
но ниже, позволяет получить значения отношения I 1к\/iK 2,
что обеспечивает существенно больший электронный КПД по сравнению
с линейным режимом. Кроме того, работа транзистора с отсечкой кол-
лекторного тока даёт возможность реализовать режим умножения час-
тоты. Поэтому режим с отсечкой коллекторного тока применяется в
мощных каскадах передатчика, а также в каскадах умножения частоты.
Сопротивление цепи базы высокочастотного транзистора существенно
нелинейно, что затрудняет возбуждение транзистора как гармоническим
током, так и гармоническим напряжением. Учитывая, что сопротивление
открытого эмиттерного перехода у маломощных транзисторов в среднем
на порядок больше, чем у мощных, входные цепи маломощных генерато-
ров (не более единиц ватт) целесообразно строить таким образом,
чтобы возбуждающее напряжение было близким к гармоническому:
= cos ait . (1.8)
Ь Бо Бу
При использовании мощных транзисторов применяется возбуждение
током, близким к гармоническому:
=Л + 7_ cosat . (1.9)
О
Указанные способы возбуждения транзистора позволяют строить
входные ВЧ-цепи генераторов с относительно малыми потерями. Таким
образом, режимы работы базовых цепей мощных и маломощных ВЧ-тран-
зисторов оказываются различными, а следовательно, неодинаковыми
по форме будут и импульсы коллекторного тока. Типичные импульсы
коллекторного тока при возбуждении транзистора гармоническим на-
пряжением показаны на рис. 1.4,а,б,в, а гармоническим током - на
рис. 1.4, г.
Отметим также, что при больших значениях ВЧ-напряжения в кол-
лекторной цепи и достаточно высоких частотах на режим цепи базы
может заметно влиять коллекторная цепь вследствие внутритранзис-
торных связей.
1.3. ТОК КОЛЛЕКТОРА И БАЗЫ В ГЕНЕРАТОРЕ
НА БЕЗЫНЕРЦИОННОМ ТРАНЗИСТОРЕ
На сравнительно низких частотах у < 0,03 J , где у - гра-
ничная частота транзистора, составляющих единицы процентов от всей
области рабочих частот транзистора, инерционные свойства последнего
не проявляются. В этом случае мгновенные значения токов через
электроды определяются мгновенными значениями напряжений на них,
т.е. связь между токами и напряжениями определяется статическими
вольт-амперными характеристиками транзистора. Идеализированные
статические характеристики биполярного транзистора показаны на
рис. 1.5, а,б.
Рис. 1.5
Характеристика, изображенная на рис. 1.5,а, называется проходной.
Ее аналитическое представление таково:
в области I
tK = 0;
в области Л (1.Ю)
. i = У ( и. - U ' ) .
\ К '•Б Б /
Напряжение открывания транзистора irj приблизительно равно
контактной разности потенциалов р-п -перехода. Оно не зависит от
напряжения на коллекторе ик .
Пунктиром на рис. 1.5,а показана зависимость тока базы Lb от
напряжения на базе ие . В линейной части эта зависимость пред-
ставляется выражением = SB иБ
На рис. 1.5,6 показана выходная характеристика транзистора.
В области I, называемой перенапряженной, транзистор находится в на-
сыщении. В этой области ток коллектора 1К не зависит от напря-
жения на базе и.Б и падает с уменьшением напряжения на коллек-
торе ик . Линия спада характеризуется крутизной Scn . В области Е
транзистор работает без насыщения, ток iK зависит от напряжении
и г< , но не зависит от напряжения ик .
Практически в реальном транзисторе уменьшение тока коллектора
!к начинается при больших напряжениях, что отображается пунктир-
ной линией на рис. 1.5,6. Эта линия называется линией граничного
(критического) режима и характеризуется крутизной S . Нередко
для простоты полагают s = £сп . Таким образом, значения токов,
определяемые линией граничных режимов, получаются из соотношения
i = S и . (I.II)
к гр к
В коллекторную цепь транзистора, работающего в составе гене-
ратора, включена выходная ВЧ-цепь, обладающая на входной рабочей
частоте сопротивлением лк . Вследствие этого при возбуждении ге-
нератора напряжения на базе и коллекторе меняются одновременно.
Для режима усиления, полагая, что напряжение на базе имеет вид
(1.8), напряжение на коллекторе ик получим из (1.7):
При этом соотношения между токами и напряжениями в транзисторе
определяются формулами (I.IO), (I.II) с учетом (1.8) и (I.I2):
iK^^(UE^lTEicosait-UE') ; (I.I3)
• d-14)
В этом случае связь между токами и напряжениями на электродах
транзистора определяется динамическими вольт-амперными характерис-
тиками (рис. 1.5,а,б).
Выходная динамическая характеристика (рис. 1.6,6) на участке I
совпадает с линией граничного режима, а на участке П определяется
нагрузочной линией с крутизной . На участке Ш 1К = 0, так
как при ик > ик транзистор закрыт запирающим напряжением на
пазе, поскольку ие < . Проходная динамическая характеристика
(рис. 1.6,а) на участках I и Л совпадает со статической проходной
характеристикой, а на участке Ш наблюдается уменьшение тока i .
Поскольку при увеличении ссБ напряжение tcK на коллекторе в
динамическом режиме уменьшается, то после достижения значения
<А = i'K-max (₽ис. 1.6,6) коллекторный ток при росте иБ умень-
шится, что показано на рис. 1.6,а пунктирной линией.
Динамические характеристики могут быть использованы для постро-
< ния импульсов тока графическим способом. Такое построение для слу-
чая икп =
приведено на рис. 1.7. В силу полной симметрии
импульсов коллекторного тока на рисунке построена лишь половина
импульсов, соответствующая углу отсечки в , для определенного
значения i.
и различных значений (1,2,3,4,5) амплитуды иБ1
возбуждающего напряжения. Угол отсечки в определяется соотношением
а ео
cos в =------Pj—
(I.I5)
Импульс I соответствует недонапряженному режиму работы тран-
зистора, импульсы 3,4,5 - большим амплитудам иБ1 , UK1 , которые
характерны для перенапряженного режима. Провал в импульсе коллек-
торного тока в этом режиме определяется обратным наклоном характе-
ристик в перенапряженной области и обусловлен перераспределением
тока между базой и коллектором. Импульс 2 с амплитудой iKtna]p со-
храняющий косинусоидальную форму, но еще не имеющий провала, соот-
ветствует граничному режиму. Каждому импульсу коллекторного тока
на рис. 1.7 соответствует определенное значение коэффициента f -
= -7, , называемого напряженностью режима. Значение напряженности
с ко
§ , соответствующее граничному режиму, определяется из усло-
вия, что минимальному мгновенному значению коллекторного напряже-
ния U-Kftlin соответствует максимум тока iKmax- Тогда из (I.I4)
имеем
^Ktriax $гр Uк mtn ^гр (Ы >
р — max
*ГР~ Ч«> ~ " Srp ико '
(I.I6)
(I.I7)
Значения соответствуют перенапряженным режимам рабо-
ты, а £ < - недонапряженным.
Граничный режим позволяет получить наибольшее значение ампли-
туда импульса
коллекторного тока.
Определим гармонический состав импульсов коллекторного тока,
ограничившись случаями недонапряженного и граничного режимов. Кол-
лекторный ток при косинусоидальной форме импульсов определяется
через угол отсечки и крутизну входной характеристики:
. _ . cos cut - cos 6
1к 1к in ax 7 CM 6
(I.18)
\тах=3иБ1 (1~cos6)- (1.19)
Подставляя значения tK ив (I.18) в (1.4) и (1.5), получаем
I =1 ос (в) , (I.2O)
к и к-тах п'
где = 0,1,2,3,..; - коэффициенты разложения в ряд
Фурье функции iK/iKTnax .
Графики значений ('&) при п - 0,1,2,3 приведены на рис. 1.8
Для расчета режимов транзисторных генераторов часто удобнее исполь-
зовать коэффициенты разложения ^(6) , связанные с <%п(.в) со-
отношением
^(6) = ссп(0)(1-созв). (I.2I)
Графики значений для п = 0,1,2,3 приведены на рис. 1.9.
С учетом (I.2I) амплитуда /г. -й гармоники коллекторного тока
выражается формулой
4»=^^ (Ь22>
1.4. ИМПУЛЬСЫ КОЛЛЕКТОРНОГО ТОКА ПРИ ПРОЯВЛЕНИИ
ИНЕРЦИОННОСТИ ТРАНЗИСТОРА
С ростом рабочей частоты и мощности генератора увеличиваются
емкостные токи череа р-п -переходы транзисторов, особенно через
переход база - змиттер открытого транзистора. Вследствие этого
связь между токами и напряжениями в транзисторе не определяется
только статическими вольт-амперными характеристиками. В силу нали-
чия инерции заряда емкостей динамическая характеристика становится
петлеобразной и не может быть получена из статической характерис-
тики, как в предыдущем параграфе, в этом случае связь между тока-
ми и напряжениями устанавливается решением системы нелинейных диф-
ференциальных уравнений, соответствующей определенной эквивалент-
ной схеме (модели) транзистора.
Эквивалентная схема инерционного транзистора, используемая на
высоких частотах для практических целей, представлена на рис. 1.10,
где г/ - сопротивление базы на высокой частоте; СА , Сэ - со-
ответственно диффузионная и барьерная емкости эмиттерного перехода
(в данной модели транзистора они считаются постоянными: - const ;
с t = const ); г - активная составляющая сопротивления открытого
перехода (/* = const ); Скп , - пассивная и активная составля-
ющие емкости коллекторного перехода. Полная емкость коллекторного
перехода С = с + С . Обычно в мощных транзисторах С = 5 С' .
•ти емкости также считаются независимыми от приложенных напряжений.
Замкнутое положение ключа моделирует открытый эмиттерный переход,
|1пзомкнутое - закрытый.
Таким образом, инерционность входной цепи транзистора опреде-
ляется двумя постоянными времени:
для открытого перехода
Г = ? Гр- f С + С ) (1.23)
вх f'E + Гр V Л 3 J
при ^'« Гр , сэ «СА ;
для закрытого перехода
tZ - г' с г ;
3 Б 3 &Х Б £
для обычных режимов транзисторов <г « <гвх .
Рассмотрим вначале случай возбуждения транзистора гармоническим
напряжением иБ = иБо + u^coscot в предположении С = СКп =0.
Решение дифференциального уравнения, составленного для экви-
валентной схемы относительно напряжения на эмиттерном пе-
реходе, имеет вид
г/ = + и
р-п в св ’
где и - свободная составляющая напряжения экспоненциального ха-
рактера с постоянной времени «г
гармонического характера.
Рис. I.II
и в - вынужденная составляющая
Напряжение на переходе
исв + ив показано на гра-
фике рис. 1,11,а сплошной
линией. График построен в
предположении = 0 ( Сэ -
=0), чем и объясняется скач-
кообразное изменение напря-
жения и п при запирании
p-rv -перехода в момент <9Т
Уменьшение максимума напря-
жения на переходе относитель
но напряжения возбуждения
wi иБ , его запаздывание и асщ
метрия формы напряжения объя
няются наличием свободной
составляющей напряжения на
емкости СА . Очевидно, запаздывание и уменьшение максимума будет
тем больше, чем больше значение постоянной времени г заряда
«кисти Сл по отношению к периоду колебаний Т - 2<к]и> . Форма
импульса коллекторного тока, показанная на рис. 1.11,6, повторяет
Р>рму напряжения на переходе в интервале 6Н - в3 , когда переход
открыт, поскольку в модели транзистора (рис. 1.10) не учитывается
нвыдывание носителей заряда, создающих коллекторный ток. Для
рипиония на рис. 1.11,6 пунктирной линией показан косинусоидаль-
ный импульс тока безынерционного транзистора.
Таким образом, при проявлении входной инерционности транзистора
амплитуда импульса коллекторного тока уменьшается, его максимум
нш.шдывает по фазе, а форма отклоняется от косинусоидальной тем
ПЛ1.Ш0, чем больше отношение 2т/ > изменяется также угол
...... импульса коллекторного тока = в + в
2 н з
Гармонический анализ импульсов коллекторного тока в этом слу-
и|п выполняется на основе замены реального импульса эквивалентным
< ипусовдальным импульсом с углом отсечки в , как показано на
n«. I.I2. Аппроксимирующий косинусоидальный импульс совмещается
п высоте и положению максимума с реальным импульсом, при этом угол
।ечки 6 определяется равенством амплитуды косинусоидальной
|р:|.>ующей первого импульса вынужденной составляющей ив второго
цпульса. Связь между углами вн и в показана на рис. I.I3.
Илиан цепь генератора проектируется таким образом, чтобы фазовый
гпл открывания транзистора Q соответствовал выбранному значе-
• «1 У . Отметим также, чтс из-за запаздывания максимума эквива-
итиого импульса на угол <рвх , обусловленного инерционностью вход-
I ’ цепи транзистора, фаза первой гармоники тока I относительно
I А' 7
напряжения ив оказывается примерно равной ув* , что определяет
комплексный характер тока первой гармоники 1К1 .
=67,(60^,=
- №>”е,
вх
(1.24)
где
<У
(д) - комплексный коэффициент разложения:
yj(6)=3'PG>eJ4>BX '>
(1.25)
- комплексная крутизна транзистора при работе без отсечки;
- крутизна статической характеристики .
Значение у можно определить по формуле
’ ВХ
cos = cos 6Н + ( 1-cos 6) cos (arctg ы ?вх) .
При возбуждении транзистора гармоническим током
(1.26)
Б БО Б?
форма напряжения на открытом р-п -переходе база-змиттер также
может быть представлена суммой гармонической и экспоненциальной
составляющих. Однако зто
б'
<80
<50
120
90
60
зо
90
<05 I20 <35 ISO I6S
Рис. I.I4
приводит к отклонению импульса коллектор
ного тока от косинусоидальной формы и
необходимости его аппроксимации косину
соидальным импульсом с углом отсечки 0
Связь между углом открывания транзисто-
ра 0* и углом отсечки эквивалентного
косинусоидального импульса показана на
рис. I.I4. Режим входной цепи устанав-
ливается таким образом, чтобы угол
соответствовал выбранному значению угла
Аппроксимация реального импульса
эквивалентным косинусоидальным импуль-
сом позволяет осуществить анализ гармо-
нического состава коллекторного тока на
основе
коэффициентов разложения <х.п или как для безынерци-
онных, так и для инерционных транзисторов при возбуждении послед-
них гармоническим напряжением или током, т.е. расчет коллекторных
цепей транзистора оказывается унифицированным.
* QT _ угол открывания транзистора при возбуждении его гармониче)
КИМ током.
1.5. НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Изменение сопротивления нагрузки RK1 , включенной в коллектор-
иуш цепь транзистора, приводит к изменению амплитуды и первой
। ч'мопики напряжения на коллекторе и, соответственно, напряженности
|"’*и“п $ = . Рассмотрим зависимость токов, напряжений и мощ-
Н1Ч'Т1>Й в коллекторной цепи от-сопротивления нагрузки
11 чисто активным.
Пп рис. 1.15,а показана зависимость токов тк и
•ппчепие RK1 = RKirp соответствует граничному режиму.
нрм/1 импульсов коллекторного тока не зависит от
, полагая
1ХО
При
ОТ RK1 .
К1 JYKjrp
RK, , и они co-
........ постоянное значение. При RK1>R в импульсах тока по-
иплпптся провал, что приводит к уменьшению постоянной составляющей
и амплитуды первой гармоники 1К1 коллекторного тока по мере
I'"1 1 К*! (с увеличением напряженности режима). Напряжение первой
(ирмопики иБ1=т^ rkj вначале растет пропорционально R , а
"ри лк, >/?*-, Гр его рост замедляется в связи с уменьшением 1К
phi . 1.15,6). Зависимость напряженности режима £ =
~ от Rx,
ухо К1
'ыторяет зависимость иК1 (Z?k7) , так как
ик,
Rko
...ть электронного КПД » =—
/э £ 1хо
графикам (r^)
слабо выраженный
постоянство его
’fKo = const . Зависн-
ет RK1 можно определить
II
^ко (^xi) и • При этом обнаруживает-
экстремум уд в граничном
в перенапряженном режиме.
режиме и практичес-
Рис
I.I5
График зависимости потребляемой мощности Ро = 1ко ик0
(рис. 1.15,в) повторяет ход графика 1КО (ЕК)), а зависимость ко-
лебательной мощности Р1 = — 1К1 ик1 , построенная по графикам
(Кki) и UK1( RKi) , имеет экстремум в , слегка перенапряжена л
режиме. Мощность потерь в коллекторе рр = ро - убывает по
мере роста напряженности режима. Коэффициент усиления транзистора
по мощности к — (рис. 1.15,г) имеет малые значения при
рА Ff-
1 Б1
<яК1гр вследствие небольшой выходной мощности, а при
RK1 > гР в связи с увеличением тока базы и соответствующим
повышением мощности возбуждения РБ/ = 4 1Б1 Usr . Сравнение знач
ний Рг , ъ , кр при Ек1 < РК1гр и кк, > ^гр,т-е. в недонапря
женном и перенапряженном режимах, показывает, что энергетически
более выгодным является режим, близкий к граничному (слегка пере-
напряженный), так как он обеспечивает максимальные значения Р, ,
уэ и Крд . Поэтому транзисторные генераторы обычно проектируют
в расчете на граничный режим.
Достоинством перенапряженного режима является слабая зависи-
мость электронного КПД и колебательной мощности от напряженности
режима, а следовательно, и от всех параметров, определяющих на-
пряженность (иБо , иБ1 , RKj , ико ).
1.6. СООТНОШЕНИЯ ДЛЯ ЦЕПИ БАЗЫ ТРАНЗИСТОРА
Рассмотрим зависимости в базовой цепи транзистора, ограничив-
шись случаем возбуждения гармоническим напряжением.
Гармонический анализ импульсов базового тока выполняется ана-
логично анализу коллекторного тока. Для безыперционногр транзис-
тора, по аналогии с (1.22), амплитуда первой гармоники тока базы
будет определяться соотношением
4, С1-27]
у С
где <5е = u - крутизна входной характеристики транзи
^1^3
тора , поскольку kltl - статический коэффициент пере-
дачи по току в схеме с общим эмиттером )•
Постоянная составляющая тока базы
4с = 4оМ-„ = 4 к,ь) (i-28:
Мощность возбуждения и входное сопротивление транзистора опр<
деляютсн соответственно как
рБ -ire иБ > (I-29>
bj bj '
(IJO)
Для инерционного транзистора соотношение между первой гармони-
кой тока базы и напряжением иБ становится комплексным:
ГЛ<’
n f,(6) определяется из (1.25).
В этом случае мощность возбуждения РБ и входное сопротивле-
ние транзистора 1 . будут
^=МНМ; (1-33)
(1.34)
1.7. ВЛИЯНИЕ ЕМКОСТИ КОЛЛЕКТОРНОГО ПЕРЕХОДА
НА РЕЖИМ РАБОТЫ ГЕНЕРАТОРА
Изложенный выше анализ работы транзисторного генератора выпол-
нен без учета влияния полной емкости коллекторного перехода Ск -
'•ка + Скп . В мощных генераторах ее влияние может быть значитель-
ным вследствие возникновения внутритранзисторной прямой и обрат-
ной связи.
При возбуждении транзистора гармоническим напряжением для уче-
та влияния емкостей СКп и Скд на работу генератора удобно поль-
к>ваться матрицей К -параметров, усредненных по первым гармони-
кам токов и напряжений.
В этом случае первые гармоники токов базы и коллектора опреде-
ляются выражениями
Г Г - у й + К U ;
..................................... (1.35)
I - У Г + Y С .
Л ' 2.1 22 f\7
Г -параметры транзистора могут быть измерены экспериментально
дли выбранного угла отсечки Р или определены иэ дифференциальных
уравнений, составленных для эквивалентной схемы транзистора, изо-
браженной на рис. 1.10. В соответствии с рис. 1.10 выражения для
Y -параметров транзистора принимают вид
(1.36)
+ Y,z > h, (0) Ч» ск ,
Гк^г'БСКА .
В этом случае действуют следующие расчетные соотношения для
входной цепи транзистора (при UK1 = RKl IK ):
й = -- R.Kt Yzz 1 Ц..УГ)
Y21
UK -u'
cos6 = - r- ; (1.38)
A = Y cr - Г й . (1.39)
sr и 12 ki '
Приведенные выражения отражают влияние выходной цепи транзисто-
ра на входную цепь с учетом емкостей СКА и скл .
1.8. РЕЖИМ УМНОЖЕНИЯ ЧАСТОТЫ
Использование умножителей частоты в радиопередающих устройствах
позволяет решить следующие задачи:
- понизить частоту задающего генератора по сравнению с рабочей
частотой передатчика, что облегчает стабилизацию частоты задающе-
го генератора;
- получить более широкий диапазон рабочих частот передатчика
без увеличения рабочей частоты задающего генератора;
- уменьшить опасность самовозбуждения многокаскадного передат-
чика за счет разноса частот настройки входных и выходных цепей в
умножителях частоты;
- получить увеличение коэффициента модуляции угловых видов мо-
дуляции во столько раз, во сколько умножается частота.
Основное отличие режима умножения частоты состоит в том, что
выходная цепь высокой частоты настраивается не на первую, а на бо-
лее высокую, обычно вторую или третью, гармонику коллекторного
тока, а напряжение на коллекторе колеблется с частотой, большей
частоты возбуждения в п- раз ( п - коэффициент умножения).
Поскольку амплитуды высших гармоник в спектре коллекторного
пит меньше, чем амплитуда первой гармоники, энергетические пока-
итпли умножителя частоты хуке, чем усилителя мощности, и ухудша-
iiti'ii с ростом коэффициента умножения. Для безынерционного транзис-
riipii, в частности, коэффициенты разложения » причем
максимальные значения коэффициентов ос^ соответствуют углам отсеч-
ки (•) = -°- (см. рис. 1.8). Поэтому при работе транзистора в
Н опт И, *
режиме умножения частоты при тех же значениях напряжения питания
; , амплитуды импульса тока коллектора ikfr,ax и напряженности
режима § , что и в режиме усиления мощности, колебательная мощ-
.. снижается в п раз: Рп = Ц (при = 90° и 6п=впопт ).
Нискольку с увеличением п, уменьшение угла отсечки 6П должно
...............................................Фовождаться увеличением U , то коэффициент усилении умножите-
ли частоты при тех же условиях понижается в к2 раз по сравнению
усилителем мощности Крр х . Эти обстоятельства ограничива-
ют используемые на практике коэффициенты умножения значениями п 4 3.
отмстим, что электронный КПД умножителя частоты, как можно устано-
пить из анализа рис. 1.8, составляет Уэп ~ 0,8 и практичес-
ки не зависит от коэффициента)умножения.
Проявление инерционности транзистора приводит к дополнительно-
му уменьшению энергетических параметров умножителя частоты. Ампли-
туда тока iKn высших гармоник в коллекторной цепи инерционного
транзистора уменьшается вследствие изменения формы импульса кол-
лекторного тока (из-за уменьшения по высоте и расширения). Для со-
хранения угла отсечки 6Н + 63 (см. рис. I.II) близким к опти-
мальному опг= -приходится уменьшать угол 6Н открытия
транзистора за счет увеличения амплитуды возбуждения и напряжения
<мощения, вследствие чего максимальное мгновенное напряжение на
оазо может достичь пробивного значения уже при реализации режима
утроения частоты.
Влияние проходной емкости Ск транзистора проявляется в до-
полнительном искажении формы импульсов коллекторного тока (чаще
in-ого в виде появления провалов даже в недонапряженном режиме)
следствие влияния выходного напряжения на входную цепь транзистора
через емкости СКА и Скп . В практике проектирования транзистор-
ных умножителей частоты этим влиянием обычно пренебрегают.
Нужно отметить, что в умножителях частоты импульс коллекторного
тока возбуждает выходную цепь высокой частоты один раз за п пе-
риодов колебаний напряжения. В связи с этим коллекторная цепь вы-
сокой частоты должна эффективно ослаблять не только высшие гармо-
ники выходного колебания, но и субгармоники. Если ослабление суб-
гармоник недостаточно, выходное напряжение принимает характерную
форму периодически затухающего колебания, как показано на рис. I.I6
а,б. Для уменьшения затухания колебаний между возбуждающими им-
пульсами добротность фильтра , ослабляющего субгармоники, сле-
дует увеличить.
Поскольку в транзисторных умножителях частоты применяется ре-
жим с отсечкой коллекторного тока,то для их анализа и расчета мо-
гут использоваться соотношения, приведенные в параграфах 1.3 - 1.7.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Структурная схема транзисторного генератора с внешним воз-
буждением и назначение ее элементов.
2. Основные параметры генератора с внешним возбуждением.
3. Типичные формы импульса коллекторного тока и их связь со
способами возбуждения транзистора.
4. Граничный, недонапряженный и перенапряженный режимы работы
транзисторного генератора.
5. Зависимость амплитуды гармоник коллекторного тока от крутиз-
ны входной характеристики, амплитуды возбуждения и угла отсечки.
б. Инерционные явления в транзисторе и их влияние на режим
работы.
7. Нагрузочные характеристики транзисторных генераторов.
8. Основные соотношения для цепи базы транзистора.
Влияние емкости коллекторного перехода на режим работы
• ,1>н| 1и<’Т1>рного генератора.
in. Режим умножения частоты в транзисторном генераторе.
ЛИТЕРАТУРА
I. Радиопередающие устройства/Под ред. М.В. Благовещенского и
। И, Уткина. - М.: Радио и связь, 1982, с. 14-48, 130-135.
. Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В.В. Шах-
нлкдннп. -М.: Связь, 1976, с. 168-194.
П. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
2.1. НАЗНАЧЕНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ
Высокочастотные цепи (ВЦ) транзисторных генераторов, используе-
•чк п радиопередающих устройствах, предназначены для трансформации
"противления нагрузки,например сопротивления антенны, в оптималь-
"пп сопротивление коллекторной цепи транзистора выходного каскада,
। ।пкже для межкаскадного согласования входных и выходных сопро-
г и плиний транзисторов.
Кроме того, эти цепи в большинстве случаев должны обладать
"||||цд|'лснными частотными свойствами, обеспечивать заданные частот-
"4'1 характеристики генераторов в рабочей полосе частот и заданное
п<|Г1ление внеполосовых колебаний, в частности высших гармоник
in" ущих колебаний. В умножителях частоты должны подавляться и суб-
ирмоиики выходных колебаний.
Желательно, чтобы перечисленные требования к ВЦ выполнялись
при минимальных высокочастотных потерях, т.е. при возможно большем
|' '|||’урпом (электромагнитном) КПД.
Таким образом, ВЦ должны удовлетворять определенным требовани-
1Ы к коэффициенту трансформации, рабочей полосе частот, фильтрующим
. икйгтвам и КПД.
При выбранной схеме ВЦ названные свойства могут быть противоре-
।иними, так как в кавдом отдельном случае та или иная характеристи-
'1 может оказаться неприемлемой. Противоречия разрешаются, как пра-
иио, усложнением схемы ВЦ.
ВЦ могут обеспечивать работу генератора как на одной рабочей
частоте, так и в заданной рабочей полосе частот. В первом случае
условия согласования транзистора с нагрузкой выполняются в узкой
области (порядка единиц процентов) частот, а во втором полоса со-
гласования может быть значительно шире и измеряться десятками про
центов, что позволяет использовать генератор с внешним возбувдени
в широкой полосе частот без перестройки.
В дальнейшем ограничимся рассмотрением ВЦ, предназначенных дл:
согласования транзистора с нагрузкой на одной частоте (с узкой по
лосой согласования). Такие ВЦ в транзисторных генераторах высокой
частоты выполняют обычно на основе Г-, П- и Т-образных реактивных
четырехполюсников.
Рис. 2.1
Чтобы ВЦ обладала резонансными свойствами, знаки хг и хг дол-
•ни ныть противоположными. При этом возможны две реализации обобщен-
ии схемы ВЦ (см. рис. 2.1,6 и в). Они полностью эквивалентны по
•рппоформирующим свойствам, но схема, изображенная на рис. 2.1,в,
•ни будет показано ниже, обладает лучшими фильтрующими свойствами
2.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ НА ОСНОВЕ Г-ОБРАЗЙЫХ
РЕАКТИВНЫХ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
нчпт ослабления высших гармоник тока на сопротивлении индуктив-
нч«'ТИ l2 .
Частотные характеристики ВЦ, показанной на рис. 2.1,в, приведе-
Простейшая Г-образная цепь согласования транзистора с нагруз- ыц пи рис. 2.2. Из рисунка ввдно, что при увеличении отноиения
кой в общем виде приведена на рис. 2.1,а. Такая цепь трансформиру- ( (т.е. при повышении добротности QH ) фильтрующие свойства
ет активное сопротивление нагрузки кн , подключенное на ее выхо i ни улучшаются, а полоса пропускания Af/f сужается. При Qh > 3*
де, к сопротивлению на ее входе = » которое и является на- у Ю) относительная полоса пропускания составляет
грузкой транзистора. При работе генератора в граничном режиме не- . чт-тотные характеристики Г-обраэной цепи практически совпадают^"
обходимо обеспечить RKf = RK1 Гр . Значения активных сопротивлеш
Кн и RK1 связаны со значениями реактивных сопротивлений Г-об-
разной цепи соотношениями
, (2.1)
= (2.2)
x7=-x2(/-q;2;; (2-3)
’Vt1 -1' (2л:
|XJ
. где QH= R = -jyj- - нагруженная добротность ВЦ.
Выражения (2.1) - (2.4) можно получить, приравняв значения по»
1
ного сопротивления Z7 = Z2 для параллельной Zz = f/jx и
последовательной ветвей ВЦ (рис. 2.1,а). 7
1П|Ш1(теристиками параллельного контура.
Определим контурный КПД Г-обраэной цепи
р F
ъ = -------н---- = 1______________
I к Р + Р ' Р +. р
н пот н пот
Рис. 2.3
т? , полагая, что
< к
’ (2.5)
где /а _ мощность в активной нагрузке RH генератора, т.е. по
лезная мощность; Рпот ~ мощность потерь, определяемая практичес.з
потерями в индуктивной ветви реального контура.
В качестве примера рассмотрим схему, изображенную на рис. 2.
для которой положим, что сопротивление индуктивной ветви гпог
последовательно соединено с сопротивлением rh (рис. 2.3). Имея
в виду, что мощности в сопротивлении потерь Рпот = 1>.1!выхГпот и
/ 2 _ _ _ _
в сопротивлении нагрузки Рн определяются одним и
тем же выходным (контурным) током т , из (2.5) получим
«, = / ______/"°7’ -------------.
Р + р г + R
к ПОТ ГН Г7ОТ н
Найдем ненагруженную добротность цепи
ПОТ
(2.6)
(2.7)
Подставив (2.7) в (2.6) и преобразовав с учетом (2.2), получ
выражение для контурного КПД или КПД выходной цепи генератора:
. «»
(2.8)
Предельное значение ненагруженной добротности определяется
конструктивными и технологическими особенностями выполнения ВЦ и
в диапазоне высоких частот может составлять 6?0 % 100. При этом
величина контурного КПД зависит от нагруженной добротности и рас
при уменьшении последней, что вызывает ухудшение фильтрующих
свойств ВЦ.
Фильтрующие свойства цепи оцениваются коэффициентом фильтра-
ции Фп , который определяет увеличение относительного содержав
первой гармоники тока на выходе ВЦ 1ВЬ1Х г по сравнению с относит
ным содержанием на входе I . Если коэффициент фильтрации ха-
рактеризует отношение соответствующих мощностей, то в этом с л уч г
определяется как фгп . Относительное содержание первой гармони
ки тока определяется как /ln , где I * In ~ амплитуды п
вой и и -й гармоник соответственно.
Таким образом, коэффициент фильтрации есть величина
. ?ex п ^выхч 1вх п п,
Ф = —---------— = —-— . —------------ . (2.9
П W . 1ВХ 1 1 ВХ 1 1 ВЫХ tt
Имон в виду, что при QH > 1 Г-образная ВЦ эквивалентна па-
1111|олыюму колебательному контуру, воспользуемся известными со-
|»»«|и|||гч1иями, справедливыми для схемы, изображенной на рис. 2.1,в:
Гвых 1 = Тконг-1 - = Q . (2.10)
1вх 1 I вх 7
Z « 1Х"\ 1втх-п , (2.II)
вых п па) Lz
Н« | > п 1 - модуль и И гармоники: реактивного сопротивления контура на частоте 1^1 = -7^,„2 ; (2-12>
- относительная расстройка, соответствующая
п -й гармонике:
2
ПЫ СО 1 п - 1
•V ---------------------- tt.----— — ----------
П СО -TLCO -Ц ТЪ
(2.13)
ы1г - характеристическое сопротивление контура; oj - рабочая
'ни гота.
2 у
При QH » I можно полагать ; следовательно, из
( '.[?) имеем |х • Подставив данное соотношение с учетом
п
(.’.13) в (2.II), получим
ВХ . Z j t-ri, \
~ nV = «--/, (2.14)
/ tL
вых п
Таким образом, с учетом (2.9), (2.10) и (2.14) коэффициент
]ил1.трации Ф определяется выражением
= (2.15)
Для схемы, изображенной на рис. 2.1,6, коэффициент фильтрации
можно получить исходя из того, что токи высших гармоник в индуктив-
ной и емкостной ветвях контура распределяются как I : и.. Следова-
тпльпо, в схеме, показанной на рис. 2.1,6, где сопротивление RH
включено в емкостную ветвь, ток п. -й гармоники через RH будет
и пг раз больше, чем в схеме, изображенной на рис. 2.1,в, и ко-
ФФициент фильтрации, как уже отмечалось, будет соответственно
Moiii>Nc:
(2-16>
Коэффициент фильтрации возрастает при увеличении нагруженной
добротности и приближается к максимальному значению Фптах* еСЛИ I
Q —> qo . Однако при этом контурный КПД, как следует из (2.8), |
становится пренебрежимо малым. Связь между контурным КПД и коэффи-1
циентом фильтрации при » I устанавливается соотношением
_.А_ , (2.17)1
Ф-П tnCLX К
0о(п2-1) для схемы, изображенной на рис. 2.1,в;
где ф = J „
* и max п2-1
Q ——для схемы, изображенной на рис. 2.1,6.
Таким образом, для Г-образной цепи пределы изменения отношения
r / rh согласуемых сопротивлений ограничены в области малых
значений ухудшением фильтрующих свойств, а в области больших значе
ний - уменьшением контурного КПД и сужением рабочей полосы частот.
Существенным недостатком Г-образных цепей является также то обстоя-
тельство, что , V и фактически однозначно связаны с
. п 1 к f
*К</ К И ‘
Для расширения пределов изменения отношения RK1 / RH можно ис-
пользовать дополнительную трансформацию сопротивлений на выходе или
входе ВЦ. В схемах ВЦ, приведенных на рис. 2.4, а,б, применена до-
полнительная трансформация на входе цепи за счет частичного вклю-
чения коллектора транзистора в контур. Здесь при заданном отношении
RBX/RH , где RB*- сопротивление Г-обраэной цепи в точках подклв
чения элемента хт , отношение RKt / RH может быть изменено в К2
раз, где Кк - коэффициент включения коллектора в контур. При кон-
дуктивном включении коллектора (рис. 2.4,а) к = г- ^1Т , при ем-
к
костном включении коллектора (рис. 2.4,6) Кк = —&— , a RK = КкК^
При этом нагруженная добротность Г-образной цепи^ а следовательно,
и коэффициент фильтрации возрастают примерно в раз по сравне-
нию с исходными схемами (рис. 2.1,6 и в). В схеме, изображенной на
рис. 2.4,а, при значениях Кк= п -^коэффициент фильтрации снижа-
ется в раз, где Qo - добротность последовательного конту-
ра L С R .
Z п
1Щ пп основе Г-образных цепей применяются в узкополосных уси-
читипх мощности в качестве межкаскадных цепей связи, для которых
«япчгпип Фп и ук могут быть не Столь большими, как в выходных
bi нйдпх.
2.3. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПЙ НА ОСНОВЕ П-ОБРАЗНЫХ
РЕАКТИВНЫХ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
н выходных каскадах радиопередающих устройств часто применяют
»Ц * виде П-рбразной цепи, общая схема которой приведена на рис.2.5
чп ииднс из рисунка, такая цепь образована последовательным соеди-
ияяикм последовательных ветвей двух Г-образных цепей.' Каждая Г-об-
ц ний цепь преобразует сопротивления RKj и кн в некоторое сопро-
»ИП1Ц|11И0 Ro < RK1 , Ro < R , выборе» величины которого можно
он)(одоленных пределах регулировать значения Фп , у и .
-одииопие двух Г-образннх цепей параллельными ветвями приводит к
Г илрианой конфигурации. В Т-образных цепях R > R , R > R .
,а.
Приведенная общая схема П-образной цепи позволяет получить раэ-
•нчни.1 ее варианты. На рис. 2.5,6 показана широко применяемая в
»Wiux транзисторных высокочастотных генераторах схема, представ-
|Цн>| собой однозвенный ФНЧ, хорошо фильтрующий высшие гармоники
ним возбуждения.
Расчет П-образной цепи при выбранных значениях RK1 и RH
может быть выполнен по формулам, приведенным в параграфе 2.2 для
Г-образных трансформаторов. В частности, для схемы, изображенной
на рис. 2.5,6, справедливы соотношения
Q
1 1ХГ1 (2.18)
(2.19)
|х21 V Ro
1*3 । = ^о («,+ «2) ; (2.20)
1 (2.21)
f a^Q2 ’
Qr+Qz Gc ’ (2.22)
Gzn3 . (2.23)
Отметим, что на практике минимальное значение Ro ограничива-
ется собственным сопротивлением потерь гпоп, в сечении а.-а, транс
форматора и должно соответствовать условию Ко 5гпот , что обес-
печивает точность значения RK1 порядка 10%. Условию
соответствует (<?z+ 4 • С другой стороны, минимальное зна-
чение ( Q, + <?„ ) ограничено условием реализуемости ВЦ ( Q + Q
ТУ ' '
> м -1. Приведенные условия ограничивают в П-образных цепях pei
кн ,
лизуемые значения ф^ , и -j- при известных RKI и RH .
Особый интерес представляет случай симметричной П-образной це-
пи, для которой все значения реактивных сопротивлений равны по
модулю: .г I-IV i-i_v i - v
Можно показать, что в этом случае Кк1 X = и, следовательно
при изменении сопротивления нагрузки R входное сопротивление
цепи остается чисто активным, что существенно улучшает режим рабо-
ты транзисторов в условиях нестабильной нагрузки генератора, на-
пример, в выходных каскадах радиопередатчиков.
В заключение отметим, что фильтрующие свойства Г- и П-образнм
цепей можно улучшить за счет включения дополнительных фильтров.
। i 41111H11 фильтры выполняются в виде последовательного колебатель-
> пиптурп с добротностью вф , включенного в последовательную
«. .hi I или II образной цепи, что увеличивает сопротивление этой
ни л иг высших гармоник. На рис. 2.6 дополнительный фильтр об-
, ши .иниоитами £ф , Сф . При этом коэффициент фильтрации
ipiunoM цепи увеличивается до значения
И и рп пЮЙ цепи - до значения Ф^ = QH Q&?i3. Индуктивности L3
• выполняются в виде одной катушки.
Дли фильтрации субгармоник в коллекторных цепях транзисторных
«шпшитолей частоты используются последовательные контуры, настро-
iiiiui на частоты субгармоник и включенные в параллельные ветви
I или 11-образных цепей, например, как показано на рис. 2.7, где
ппдовательный контур L, Сг настроен на частоту входных коле-
П1ИИ умножителя ( L,C,= ), а параллельный контур L1 c't
11 чистоту выходных колебаний ( L. с' - )• При этом после-
чппп'гольный контур ZzC7 , шунтируя на частоте gj выходную цепь
«множителя, исключает проникновение колебаний этой частоты в нагрузи,
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Виды высокочастотных цепей и их назначение.
’. Нагруженная и ненагруженная добротности высокочастотной цепи
I их взаимосвязь с контурным КПД.
Коэффициент фильтрации цепи и его зависимость от номера
гармоники и добротности цепи.
'i. Выбор элементов Т- и П-образной цепей.
Схемы транзисторных генераторов с Г- и П-образными высоко-
частотными цепями. Назначение элементов схем.
6. Дополнительные фильтры, виды включения и их назначение.
ЛИТЕРАТУРА
Радиопередающие устройства/Под ред. Ы.В. Благовещенского,
Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982, с. 70-89.
Ш. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ НЕЛИНЕЙНОЙ
ЕМКОСТИ -ПЕРЕХОДА
3.1. ПАРАМЕТРЫ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ И ДИОДОВ
С НЕЛИНЕЙНОЙ ЕМКОСТЬЮ
В настоящее время в умножителях частоты СВЧ-диапааона в качес
нелинейных элементов широко используются диоды с нелинейной ем-
костью: варакторы и диоды с накоплением заряда (ДНЗ). Ограниченна
применение находят также транзисторные умножители частоты и умно-
жители частоты на диодных автогенераторах, синхронизированных cyd
гармониками.
Поскольку всякое преобразование частоты сопровождается появле
нием в спектре выходных колебаний народу с полезной частотой пара
зитных (побочных) гармонических составляющих, то на выходе умножи
теля частоты необходимо предусмотреть фильтр частот, обеспечиваю-
щий выделение колебаний рабочей частоты и подавление побочных гар
моник. У диодных умножителей частоты на входе умножителя также да
жен быть установлен фильтр частот, пропускающий колебания входной
частоты и препятствующий проникновению на вход умножителя выходки
колебаний частоты. Оптимальная передача мощности источника колеба
ний к диоду и от диода к нагрузке обеспечивается соответствующим
согласованием полного сопротивления диода на входной и выходной
частотах с источником мощности на входе и нагрузкой на выходе. Пог
тому кавдый умножитель на диоде с нелинейной емкостью должен со-
деражть фильтрующие и согласующие цепи на входе и выходе умножите:
По виду соединения диода с нелинейной емкостью с входными и ы
ходными СВЧ-цепями различают умножители частоты параллельного и
последовательного типа, структурные схемы которых изображены на
рис. 3.1,а,б, где су, , Ф1 и СУП , Фп - согласующие и фильтруй
щие устройства на входной частоте у (на первой гармонике) и вы-
ходной частоте J (на «-й гармонике) соответственно; п =
•^вых^вх ~ коэФФИ1Ч1ент умножения.
a) 8>
Рис. 3.1
H умножителе параллельного типа (рис. 3.1,а) фильтр частот Фг
। mi обладать малым сопротивлением на входной частоте fBX и боль-
•I > инротивлением на умноженной частоте fBb,x , а фильтр частот ,
.1И",ч>|п>т, малым сопротивлением на частоте и большим сопротив-
м пи частоте / . В этом случае через диод будут протекать
I <н парной и я -й гармоник, а умножение частоты будет осуществлять-
... hi очот нелинейных свойств вольт-кулоновой характеристики нели-
и. Иной емкости р- ti -перехода варактора или ДНЗ. В умножителе после-
'нктпльного типа (рис. 3.1,6) фильтр частот ф должен обладать
моими сопротивлением на частоте jBblx и большим сопротивлением на
'Ч1ТКТО JBX , а фильтр частот Ф , наоборот, малым сопротивлением
п । чш тоте JBX и большим сопротивлением на частоте f • Этим
.... г потен падение напряжения первой и п -й гармоник на диоде, что
м ।лопливает умножение частоты в умножителе последовательного ти-
пи пп счет нелинейных свойств вольт-фарадной характеристики емкос-
• и р и -перехода.
Поскольку диод с нелинейной емкостью представляет собой элемент
нелинейной реактивностью, то преобразование на нем мощности вход-
ни колебаний в мощность выходных колебаний возможно только при
11||||тпкнпии через него, как минимум, входной и выходной гармоник
«чип или при наличии на нем входной и выходной гармоник напряжения.
Диодный умножитель частоты характеризуется обычно следующими
||п|1пмотрами: значением частот f ,f и их отношением п -f If
... циями мощностей колебаний на выходе Р и входе Рвх учно-
•итолн, а также их отношением у = ~Fb'* • называемым коэффициентом
преобразования; полосой рабочих частот д$р и уровнем подавления
килдних гармонических составляющих в спектре выходного колебания
10 1% , где - мощность / -й гармоники. Так как
ио иходних и выходных цепях умножителя частоты теряется часть мощ-
ности входных и выходных колебаний из-за наличия в них сопротивле-
ния потерь, то коэффициент преобразования умножителя будет у -
где 7/ . ъ - соответственно КПД входной
< вх ’ /вых
^вх Рвых "ЯА
выходной цепи умножителя, а - коэффициент преобразовании ди-
ода, определяемый как отношение мощности fe -й гармоники к мощи:
ти первой гармоники непосредственно на диоде.
Заданные значения параметров умножителя обеспечиваются cootbi
ствующим выбором параметров диода с нелинейной емкостью, режима i
работы, вида соединения диодов в умножителе и типа применяемых
фильтров частот.
Диод с нелинейной емкостью р-п -перехода характеризуется еле
дующими параметрами: зависимостью емкости р-п -перехода от нап{
жения на нем; допустимой мощностью рассеивания Ррдоп ; ДО1
пробивным (обратным) напряжением, при превышении которого
ет пробой перехода; максимальной рабочей частотой .
Зависимость емкости запертого р- п -перехода от напряжения ;
нем может быть аппроксимирована выражением
С(и,) = С(ио)^У, (3.1
где ио - постоянное (запирающее) напряжение, приложенное к дио,
zz. - мгновенное напряжение на р-п -переходе; С емкость
перехода при u. = Uo ; у -показатель нелинейности, зависящий от
характера распределения примесей в р-п -переходе: для варактор:
с резким р-п -переходом 7= j- , для варактора с плавным р-п-
переходом р = -р, для ДНЗ, имеющего обычно сверхплавный переход,
7^0.
Так как ток t через нелинейную емкость равен i - С(и)
то с учетом (3.1) получим
' <5.2
В умножителе последовательного типа умножение частоты при
чии двух гармоник напряжения осуществляется за счет выделения
ответствующей гармоники выходным фильтром частоты из спектра
определяемого по (3.2). и
Так как заряд у на нелинейной емкости равен у = f C(u)cLi
с учетом (3.1) после преобразования выражение для вольт-кулон:
характеристики запертого р-п -перехода примет вид
и = U
(3.
сдо у = C^U°}U°- - постоянный заряд, обусловленный наличном
источника постоянного напряжения ио .
В умножителе параллельного типа умножение частоты при наличии
ни диоде двух гармонии заряда осуществляется за счет выделении и
нтнетствующей гармоники выходным фильтром частоты из спектра нн-
П||>1жения, определяемого по (3.3).
Как видно из (3.3), для варактора с резким р-п -переходом
( j = ^ ) вольт-кулоновая характеристика описывается параболичес-
кий зависимостью. Из этого следует, что в умножителе частоты па-
раллельного типа на варакторе с резким р-п -переходом возможно
только удвоение частоты. В то же время из (3.2) вытекает, что в
умножителе последовательного типа возможно умножение частоты п
imooe число раз.
Если мощность колебаний на выходе умножителя - РВых , а КПД
ниходной цепи - 'ipBb/x , то мощность колебаний, рассеиваемых в диодо
"УЛот Р . Тогда условие надежной работы уипожите-
р увы*
пн (отсутствие перегрева) примет вид
Р . Рвь,*. (_1_ - Л . (3.4)
РА0П Увы* \ЧЛ /
Таким образом, для выбранного диода и схемы умножителя условие
отсутствия перегрева накладывает ограничение на максимальные уровни
рнбочих мощностей Рвы* и минимальные значения коэффициента пре-
поризования , поскольку из (3.4) следует, что
Р 4 р . (3.5)
Из (3.5) вытекает, что при фиксированном максимальное зна-
ние мощности выходных колебаний ограничено. При превышении этого
....... наступает перегрев диода. Увеличение в этом случае рабочей
ценности возможно только за счет повышения коэффициента преобразо-
пипии . Следовательно, чем меньше Ррлоп« тем меньше максималь-
<ии точение выходной мощности. Диапазон значений /’др,, для отечест-
венных диодов весьма широк: от Рр = 75 мВт длн AA60IA до
lt,„ = 10 Вт для AA6I3A.
В диодах с нелинейной емкостью помимо емкости р-п -перехода
п||||П11лиется сопротивление потерь рп , которое характеризует по-
। ри мощности в толще базы полупроводника, в контактах и выводах.
Это сопротивление на эквивалентных схемах диода включается после-
довательно с емкостью С (и). Сопротивление потерь Rn определив!
максимальную рабочую частоту диода fmax ♦ на которой сопротивле-
ние емкости равно сопротивлению потерь:
f =---------1----- . (3.6)
J^ax ZirC(U0)Rn
Диапазон значений Jmax Для отечественных диодов составляет
от 10 ГГц для AA6I3A до 400 ГГц для AA6I4A.
На входной частоте JBX диод с нелинейной емкостью обычно ха-
рактеризуется добротностью б , которая определяется как отношени»
сопротивления емкости на этой частоте при постоянном напряжении UL
к 7? . С учетом (5.6)
<2 = . (3.7)
J вх
Добротность Q характеризует уровень потерь мощности коле-
баний в диоде. Чем больше добротность диода Q , тем большая час!
мощности входных колебаний преобразуется в мощность выходных ко-
лебаний.
Помимо емкости запертого p-п. -перехода в диоде с нелинейной
емкостью проявляется емкость отпертого р-п -перехода, так назывг
емая диффузионная емкость. Она настолько резко возрастает с увели-
чением отпирающего напряжения, что при расчете умножителя частоты
обычно считается бесконечно большой.
Отпертый р-п -переход может характеризоваться высокодобротно]
диффузионной емкостью только в случае отсутствия в диоде рекомби-
нации носителей. Если время жизни неосновных носителей , то
условие отсутствия рекомбинации носителей будет т < , где 7
период входных колебаний. Полученное условие удобнее выразить в
фррме
^вх ^нимн ~ ' (3.8)
Для отечественных варакторов и ДНЗ ^нимн не превышает 100 МГ1
Так как на этих частотах достаточно хорошо работают транзисторные
умножители частоты, то диодные умножители целесообразно использо-
вать на частотах fBx > 0,5 ГГц, на которых условие (3.8) выполня-
ется для всех диодов с нелинейной емкостью.
Нелинейные свойства ёмкости варактора проявляются как в режим»
запертого р-п -перехода, когда последний заперт в течение всего
нориода входных колебаний, так и в режиме частичного отпирания,
цнгдп р-п, -переход отпирается в течение части периода входных
штобиний. У ДНЗ нелинейные свойства емкости проявляются только в
рнаиме частичного отпирания.
Поскольку емкость ДНЗ постоянна при запирающем напряжении и\О
t,'i i) = С ) и бесконечна при и. < О , ее волът-кулоновая характе-
ра! тика может быть.представлена в виде
Г q/C при о О (переход заперт);
. (3-9)
[ О при q 4 О (переход отперт).
Однако режим частичного отпирания характеризуется инерционным
процессом, обусловленным, конечным временем восстановления t
лрцтцого сопротивления р- п, -перехода. Если период входных коле-
। 'Ний т< 1В , то нелинейные свойства емкости диода слабо выра-
ни, что приводит к уменьшению коэффициента преобразования.
Таким образом, в режиме частичного отпирания диод с нелинейной
ямностью работоспособен в ограниченном диапазоне рабочих частот:
fнижн ^ВХ f ВЕРХ ~ te
Так как для отечественных диодов /нижн обычно не превышает
ши мГц, a fBepx£ Ю ГГц (для 2А609 fe£px = 10 ГГц, для 2А604
7 ГГц), то на частотах дециметрового и сантиметрового диапа-
цпиов при j 4 10 ГГц в умножителях частоты используются либо
'ill'.i, либо варакторы в режиме частичного отпирания, а при fB >
10 ГГц - только варакторы в режиме запертого р-п -перехода. Для
ппрпкторов в режиме запертого р - п. -перехода напряжение на пере-
шло должно удовлетворять условию 0 4 и, < U , где и - на-
ПРОБ ПРОБ
нрнжоние пробоя р-п -.перехода. Для ДНЗ и варакторов в режиме
чцптичяого отпирания и 4 U Б . Из-за ограниченного диапазона
допустимых напряжений режим запертого перехода характеризуется
ппчительно меньшими уровнями рабочих мощностей, чем режим частич-
ного отпирания. Для умножительных диодов значения и лежат в
приделах от 10 В (для 3A603B) до 80 В (для 2A6I3A).
И умножителях частоты на варакторах, работающих в режиме за-
пертого р-п, -перехода, коэффициент преобразования резко уменьша-
1 теп с ростом коэффициента умножения, поэтому такие умножители
нримопяются для удвоения и утроения частоты. Для повышения коэффи-
1НОПТП преобразования цри п, > 2 в схему умножителя вводят до-
I
полнительные "холостые" контуры, настроенные на промежуточные гар-
моники. Структурные схемы умножителей частоты с "холостыми" контура
представлены на рис. 3.2,а,б, где ф. - фильтры частот, настро-
енные на промежуточные i -е гармоники. Наиболее распространены
в настоящее время утроители и учетверители частоты с "холостым"
контуром, настроенным на вторую гармонику. "Холостые" контуры обес-
печивают протекание через диод токов дополнительных гармоник, бла-
годаря чему осуществляется преобразование мощности дополнительных
гармоник в мощность выходного колебания за счет получения выходной
гармоники путем суммирования первой и дополнительных гармоник
(как в утроителе частоты) или путем умножения частоты дополнитель-
ной гармоники (как в учетверителе частоты). В умножителях на ДНЗ
высокие значения у (вплоть де п- б) обеспечиваются и без
дополнительных контуров.
Рис. 3.2
В диодном умножителе заданная полоса рабочих частот д^р мо-
жет быть реализована только в том случае, если она меньше предель-
ной полосы пропускания j/прср, ‘ Последняя ограничивается расстоя-
нием между соседними гармониками в спектре выходных колебаний и
составляет для однодиодного умножителя
Л/ = -^- (3.10)
J пред п + 0,5
В умножителях с комбинированным соединением диодов (балансным,
встречно-последовательным или встречно-параллельным) предельная
полоса частот почти вдвое шире:
Af = , (З.П)
J п+1
что обусловлено разрежением спектра выходных колебаний. Так, в
умножителях частоты с встречным соединением диодов в спектре коле-
баний отсутствуют четные гармоники, а в умножителях частоты с ба-
лансным соединением диодов - нечетные гармоники.
Следует отметить, что максимальная реальная полоса рабочих
частот умножителя приблизительно вдвое меньше, чем ее значение в
(5.10) и (3.II). Для всех типов умножителей частоты, как это сле-
дует из (3.10) и (3.II), полоса рабочих частот сужается с ростом
коэффициента умножения ть . Поэтому при повышенных требованиях к
полосе рабочих частот в умножителях с тъ \ 4 используется кас-
кадное соединение умножителей с малыми п .
Достоинством умножителей частоты с комбинированным соединением
диодов является увеличение мощности выходных колебаний примерно в
два раза, а недостатками - некоторое усложнение схемы (особенно у
балансного умножителя), исключение из значений п либо четных
(встречное включение дюдов), либо нечетных (балансная схема) чи-
сел, повышенные требования к идентичности параметров диодов.
3.2. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, ХАРАКТЕРИЗУЮЩИЕ РЕШИ РАБОТЫ
ДИОДНЫХ УМН01ИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
В основе расчета режима работы диодов с нелинейной емкостью
лежит гармонический анализ напряжения (для параллельной схемы) или
тока (для последовательной схемы) на нелинейной емкости при воз-
буждении ее двумя гармониками заряда (тока) или напряжения. В ре-
|ульт.ате этого анализа определяются эквивалентные (усредненные по
соответствующим гармоникам) параметры нелинейной емкости р-п.-
пгрехода.
Так, например, в умножителе частоты параллельного типа задают-
। и формой колебания заряда на емкости в виде
+ qn$in + , (3.12)
। Де - амплитуды колебаний первой и -й гармоник; q
I । in п -й гармоники; и - частота входных колебаний.
Подставив (3.12) в (3.3) для варактора или в (3.9) для ДНЗ,
можно выделить в спектре напряжения на емкости и. следующие син-
|т тые и квадратурные гармонические составляющие:
ч ir+U sin cof+U cos a>t+U sin(n.iot+u> )-ZZ cosf-ncot^w ) .(3.13)
О /С IK ft К ' Jn7 tLK V Ttl'
Так как z = -yr- , то с учетом (3.12) имеем
at
i = 0^ со cos cot cos (ncot+cpn) . (3.14)
Оценим полученные гармонические составляющие с колебанием за-
ряда у и тока i . Сравнивая первую гармоническую составляющую
в (3.13) и (3.12), заключаем, что она характеризует падение напря-
жения первой гармоники на эквивалентной емкости диода по этой гар-
монике С31 :
Сэ,~ и1с • (3.15)
С учетом (3.14) вторая гармоническая составляющая в (3.13) ха-
рактеризует падение напряжения на эквивалентном сопротивлении R31 I
R = (3.16)
Э1 у, а)
Эквивалентное сопротивление R31 определяет потребление той
части мощности первой гармоники, которая преобразуется в мощность
высших гармонических составляющих. Следовательно, ухудшение про-
цесса преобразования мощности должно характеризоваться уменьшением
до нуля R3f .
С учетом (3.12) третья гармоническая составляющая в (3.13)
отображает падение напряжения п -tt гармоники на эквивалентной
емкости диода по этой гармонике С :
ЭН
е = (3.17)
эп и
ипс
С учетом (3.14) четвертая гармоническая составляющая напряже-
ния, противофазная току я-й гармоники, представляет собой экви-
валентный генератор переменного напряжения я. -й гармоники еп
с амплитудой ипк .
Так как UfK , U1C , ипк , ипс - продукты разложения вч
ряд Фурье функции (3.3) или (3.9), то эти амплитуды гармоник на-
пряжения, а следовательно, и эквивалентные параметры емкости С31 ,
, R , ег зависят от параметров диода, коэффициента умноже-
ния п , частоты колебаний /вх и соотношения амплитуд у? , qn.
При разложении в ряд Фурье напряжения на ДНЗ по (3.9) для удоб-
ства вводят понятие угла отсечки 6 , характеризующего часть пе-
риода колебаний 2 6 , в течение которого р-п-переход заперт. Поэ-
тому эквивалентные параметры ДНЗ будут зависеть также и от угла
отсечки 6 .
42
Учитывая сопротивление потерь в диоде кп , можно диод с не-
линейной емкостью (без учета реактивных параметров корпуса диода)
представить в виде эквивалентной схемы на входной / (рис. 3.3)
и выходной fB (рис. 3.4) частоте. На рио. 3.4 показаны также
активная кн и реактивная хн составляющие нагрузки, пересчи-
танные непосредственно к диоду.
Рис. 3.3 Рис. 3.4 Рис. 3.5
Если положить, что вся мощность колебаний, потребляемая экви-
валентным сопротивлением , преобразовалась в мощность эквива-
лентного генератора еп , то (см. рис. 3.3 и 3.4) можно получить
следующее выражение для коэффициента преобразования на диоде:
Вычисленный по (3.18) график зависимости (R ) изображен на
рис. 3.5. По существу это нагрузочная характеристика умножителя
частоты. Из графика видно, что имеется оптимальное значение нагруз-
ки , при которой достигается максимум коэффициента преобра-
.ювания у . В наличии экстремума функции qA(Rh) можно убе-
диться на основе следующих рассуждений. Из (3.18) вытекает, что
= 0 при RH = 0. При ^„—>00 коэффициент преобразования
также стремится к нулю, поскольку при rh—»оо ток «-й гармоники,
а следовательно, и амплитуда зарцда п -й гармоники стремятся к
пулю. Это приводит к ухудшению процесса преобразования мощности
первой гармоники в мощность zt-й гармоники и, как следствие, к
уменьшению до нуля т?Э/ . Наличие двух нулей у любой функции свиде-
тельствует о существовании хотя бы одного экстремума.
Максимальное значение коэффициента преобразования на диоде вы-
ражается через параметры диода и умножителя частоты следующим
поразом:
где а -обобщенный параметр преобразования, имеющий для варактора,
работающего в режиме запертого р-п -перехода, вид
а=[(^) • (3.20)
Здесь pfripg) - коэффициент, характеризующий нелинейные свойства
варактора и вид его включения в схему умножителя частоты. Так, в
умножителе частоты параллельного типа р(г,^) = 0,163, уэ(3,^) = О,
уз(г,у) = 0,092, /з(з,-р - 0,00?, в умножителе частоты последо-
вательного типа 0,11, уз (2, у) = 0,072, р(3,2) = 0,0242,
/3<3,j) = 0,015.
Для умножителя на ДНЗ
а = [ Qp (п, 8)jZ t (3.21)
где
Из (3.22) следует, что существует несколько углов отсечки 6О ,
при которых коэффициент р макисмален. Это 60 = -у- т , где
т - I,2,...,(« -I). При этом есть оптимальный угол отсечки вопт (
при котором коэффициент уз достигает экстремального значения:
для четных п ;
3^. для нечетных п .
(3.23)
Из (3.22) с учетом (3.23) имеем р (2,90°) = 0,211, р (3,120°]
= 0,069, . р (4,90°) = 0,0424, р (5,108°) = 0,025, уз(б,90°)= 0,01
Из (3.19) следует, что монотонно возрастает с увеличением
обобщенного параметра преобразования а . Таким образом, для дости-
жения максимальных значений коэффициента преобразования необходимо
стремиться реализовать максимальные значения параметра а, , а следо-
вательно, и максимальные значения . б и/з .
Сравнивая (3.20) и (3.21), нетрудно видеть, что при прочих равнм
условиях ДНЗ при оптимальных углах отсчеки обеспечивает больший
коэффициент цреобразования, чем варактор, а варактор в режиме за-
пертого р- п -перехода при п > 2 целесообразнее использовать
в схеме умножителя последовательного типа (больше а, , и, следова-
тельно, больше коэффициент преобразования).
В целях увеличения коэффициента преобразования необходимо выби-
рать диоды с наивысшей добротностью Q в заданием диапазоне рабо-
чих частот. Однако увеличение б соцряхено с уменьшением рабочей
мощности. Действительно, как следует из рис. 3.3, для входного ко-
лебания диод представляет собой комплексное сопротивление Z =
у вх
-R + г . Чтобы.избежать потерь мощности, обусловленных
отражением от диода, необходимо сопротивление 7в> согласовать с
волновым сопротивлением подводящей линии.
Пусть в простейшем случае со-
гласующее устройство представляет
собой последовательно включенные
индуктивность , компенсирую-
щую на частоте / действие ем-
кости СЭ1 , и четвертьволновый
отрезок линии, трансформирующий
активную часть Rn + КЭ1 в волно-
вое сопротивление подводящей линии
Zo (см. рис. 3.6). Тогда LKOMn
и Сэ/
образуют последовательный
контур, настроенный в резонанс на частоту
Рис. 3.6
входных колебаний. При
резонансе амплитуда колебаний напряжения на емкости Z7, в Q раз
божьше, чем амплитуда входного колебания и , т.е. V, = Q ивх
Из условия отсутствия, пробоя и и /2 или, иначе говоря,
' П роБ
у < ипров
в* * га
(3.24)
Из (3.24) следует, что UB)<—> 0 при Q —» оо , т.е. мощность вход-
ных, а следовательно, и выходных колебаний при возрастании доброт-
ности диода должна уменьшаться, чтобы диод не вышел из строя из-за
пробоя р- «-перехода.
В режиме запертого р-п -перехода максимальное значение , а
следовательно, и Ултах также ограничено условием отсутствия про-
боя р-п -перехода
, & ' ^пров ) ^пров
Чпро^
или после преобразования с учетом (3.1)
— (3.25)
?о \ l'o J
Таким образом, коэффициент преобразования умножителя частоты
определяется не только параметрами диодов и видом схемы, но и
уровнем рабочей мощности.
3.3. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ДИОДНЫХ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
Схемы диодных умножителей частоты различаются по виду фильтрую-
щих и согласующих цепей и по типу линий передач, на которых постро-
ены эти цепи.
В гибридных интегральных схемах узкополосных умножителей СВЧ,
у которых полоса рабочих частот по крайней мере на порядок мень-
ше предельной, в качестве фильтров используются одиночные колеба-
тельные контуры, выполненные либо на сосредоточенных элементах при
< (I...2) ГГц, либо на разомкнутых или короткозамкнутых
отрезках микрополосковых и коаксиальных линий при уех > 2 ГГц,
либо путем комбинации тех и других элементов при > 2 ГГц, а
2 ГГц. На частотах /еЬ|Л > (10...20) ГГц используются от-
резки волноводов. В широкополосных умножителях частоты, у которых
полоса рабочих частот соизмерима с предельной, в качестве фильтров
применяются широкополосные фильтры нижних частот (ФНЧ) и полосно-
пропускающие фильтры (Ш1Ф). В ГИС широкополосных умножителей час-
тоты в качестве ФНЧ используются ступенчатые фильтры, а в качестве
ППФ - фильтры частот на связанных микрополосковых линиях.
В схеме умножителя параллельного типа на микрополосковых линиях
диод теплоотводящим выводом может быть соединен с корпусом. Поэтому
умножители параллельного типа применяются для реализации предельных
энергетических параметров диодов. В умножителях этого типа исполь-
зуются диоды с любым корпусом и бескорпусные. В умножителях после-
довательного типа на микрополосковых линиях теплоотводящий электрод
диода отделен от корпуса, что ухудшает тепловой режим диода. Поэ-
тому такие умножители частоты применяются лишь в том случае, когда
рассеиваемая на диоде мощность значительно меньше допустимой. В
ГИС умножителей частоты, построенных по схеме умножителей последо-
вательного типа, в основном используются бескорпусные диоды.
На рис. 3.7 и 3.8 цредставлены схемы узкополосных умножителей
частоты с четным коэффициентом умножения, в которых фильтры частот
и устройства согласования выполнены на короткозамкнутых или разомк-
нутых отрезках (шлейфах) микрополосковых линий. На рис. 3.7 показан
умножитель параллельного типа, где С1 , С3 ~ разделительные кон-
денсаторы; lj - шлейф согласования на входной частоте; 13- шлейф,
фильтрующий колебание с умноженной частотой на входной цепи; Z7 -
отрезок линии, замкнутый через конденсатор С2 по выходной частоте
и разомкнутый по постоянному току; Lg - шлейф, фильтрующий коле-
бание основной частоты в выходной цепи умножителя. В этой схеме
□ о
длина разомкнутого шлейфа 13 равна , a > где Я -
длина волны входных колебаний в микрополосковых линиях. Места вклю-
чения шлейфов (точки В и Е) выбираются таким образом, чтобы в точке
С сопротивление входной цепи было бесконечно большим на частоте
fB , а сопротивление выходной цепи - на частоте у . В этом
случае шлейфы t , г не только закорачивают входную линию на
J о
частоте f , а выходную линию на частоте f , но и исключают
JВЫХ JBX
взаимное влияние цепей умножителя друг на друга. Длины и волновые
сопротивления отрезков lz и ts выбираются из условия согласования
сопротивлений диода по входу и выходу умножителя. Отрезок 17
(четвертьволновый шлейф на частоте /вых ) развязывает цепь питания
от высокочастотной цепи умножителя.
Параметры согласующих отрезков в схеме умножителя, представлен-
ной на рис. 3.7, рассчитываются по формулам
± -хвz0 ±(Х2В + z2)*r*zo -zr2b z2' (3 27)
% Л г ZO{ZO-RB)
= V^z0 + ’ <3-28>
* ^вых/^о
(3.29)
где Zo - характеристическое сопротивление всех отрезков линии,
кроме 15 (чаще всего Zo - 50 Ом); Z5 - характеристическое сопро-
тивление согласующего отрезка ls ; RB , хв - активная и реак-
тивная части сопротивления схемы в точке В с учетом пересчитанного
для этой точки сопротивления диода на частоте f ; RBb,x и Хвых -
активная и реактивная части сопротивления диода на частоте f
Из условия развязки входной и выходной цепей умножителя места
включения фильтрующих шлейфов I , определяются по формулам
, = JL . 2jr r _ Z5
4 ’ 7 Л b6~ . Лтг г '
где Z5 и 15 находятся из (3.28) и (3.29).
Емкости конденсаторов сг , Сг , С3 должны удовлетворять ус-
ловиям
-------- ZZ 7 • _______-____ ZZ 7 • ____1 sS 7
С, 44 О ’ 2Ж-Д с о ’ 2srf С <<: Z0 •
JBX 1 JВЫХ 2 J ВЫХ 3
В схеме, изображенной на рис. 3.8, разомкнутый шлейф Lr с от-
резком линии АВ длиной 12 обеспечивает согласование во входной
цепи; короткозамкнутый шлейф осуществляет соединение
одного из электродов диода с корпусом и фильтрацию с частотой f
JBblX
во входной цепи; отрезок ВС длиной Z4= исключает влияние вход-
ной цепи на частоте / * ; разомкнутый шлейф 18 с отрезком дли-
ной 1е обеспечивает согласование на частоте /в6/х » шлейф 17
фильтрует колебание с частотой fgx на выходе умножителя. Место
его включения (отрезок EF длиной 1д ) выбирается из условия полу-
чения близкого к нулю сопротивления в точке D на частоте
и рассчитывается по формуле
^7 .
Л 9 / 4- Z& I - 1
iS Л 1% % L8 1
где длины согласующих отрезков и ls определяются по (3.26) и
(3.27) при замене Я на , Rg на ЯвЬ(Л , Хв на Хвых ,
1, на lg и бг на L£ . Блокировочный шлейф , ко-
роткозамкнутый при помощи конденсатора С3 , исключает шунтирующее
воздействие резистора автосмещения R , на котором образуется за-
данное напряжение смещения ио . Для режима запертого р-п, -пере-
хода r > 20^^— * длЯ режима частичного отпирания К =
_ sin в- ffcosk
С sin6-(K-6)cos6
На рис. 3.9 приведена топология узкополосного умножителя часто-
ты. СВЧ-цепи умножителя выполнены по схеме, изображенной на рис. 3.7
а цепь питания - по схеме, изображенной на рис. 3.8. Для настройки
схемы у краев отдельных проводников расположены дополнительные
контактные площадки.
Широкополосные умножители частоты должны обеспечивать постоян-
ство коэффициента преобразования в заданной полосе рабочих частот.
Это накладывает определенные требования на входную и выходную цепи
умножителя. Входная цепь умножителя должна обеспечивать широкопо-
лосное согласование входного сопротивления диода Zsx и линейную
зависимость от частоты тока первой гармоники через диод с нелиней-
ной емкостью. Выходная цепь должна обеспечивать широкополосное со-
гласование выходного сопротивления ZBb/x с сопротивлением нагрузки.
Чаще всего широкополосные цепи умножителя рассчитываются на основе
низкочастотных фильтров-прототипов, в крайние элементы которых
включается импеданс диода с учетом дополнительных согласующих от-
резков линий.
На рис. 3.10 показана схема умножителя частоты последовательно-
го типа с широкополосными фильтрами: ФНЧ в виде ступенчатого фильт-
ра и ППФ на связанных линиях, причем в данной схеме ФНЧ используется
49
Рис. 3.9
V Vo
Рис. 3.II
как во входной цепи умножителя, так и в цепи питания. Отрезок ли-
нии Z7= у- служит для замыкания одного из выводов диода на кор-
пус умножителя по постоянному току. Для снижения требований к точ-
ности выполнения этого отрезка его волновое сопротивление выбирает-
ся больше волнового сопротивления основной линии. Отрезки 1 и
обеспечивают согласование в заданной полосе входных частот, а отрезок
Z - на частоте выходных колебаний.
Топология умножителя частоты, выполненного по схеме, показан-
ной на рис. 3.10, представлена на рис. З.П, где I - вход умножи-
теля; 2 - ступенчатый фильтр во входной цепи; 3 - умножительный
диод; 4 - согласующий отрезок I ; 5 - ступенчатый фильтр в цепи
питания диода; б - отрезок линии 1Ч ; 7 - заземленные проводники;
8 - контактная площадка для подведения напряжения смещения; 9 -
выход умножителя; 10 - фильтр на связанных линиях в выходной цепи
умножителя; II - отрезок линии, обеспечивающий заземление одного
из выводов умножительного диода.
Для уплотнения элементов схем на платах микрополосковые линии
обычно изгибают под углом 90° (см., например, рис. 3.9 и З.П).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Схемы умножителей параллельного и последовательного типа.
Назначение элементов схем. Сравнительная характеристика схем.
2. Схемы умножителя частоты с "холостыми" контурами. Назначе-
ние "холостого" контура. Принцип работы данной схемы.
3. Схема умножителя частоты с "холостыми" контурами параллель-
ного типа на варакторе с резким переходом при п = 5 ( тг- = б,
/г = 7 и т.д.). Каково минимальное число "холостых" контуров при
заданном коэффициенте умножения?
4. Режимы работы диода с нелинейной емкостью. Почему диод с
( .накоплением заряда работает только в режиме частичного отпирания?
5. Умножители частоты последовательного и параллельного типа
на варакторах.
б. Умножители частоты на диодах с накоплением заряда.
7. Схемы умножителей частоты на отрезках микрополосковых линий.
Назначение элементов схем.
8. Условия получения максимального коэффициента преобразования
в умножителе частоты на варакторах.
9. Условия получения максимального коэффициента преобразования
в умножителе частоты на диоде с накоплением заряда.
10. Основные параметры диода с нелинейной емкостью. Взаимосвязь
параметров диода с параметрами умножителя частоты.
ЛИТЕРАТУРА
Проектирование модулей СВЧ: Конспект лекций/Под ред. Г.П. Зем-
цова. - М.: МАИ, 1976, с. 4-30.
ТУ. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ В ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРАХ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Радиопередатчики с амплитудной модуляцией (АМ) широко применя-
ются в радиосвязи практически во всех диапазонах частот. Структур-
ные схемы радиопередатчиков с АМ показаны на рис. 4.1. Амплитудная
модуляция может осуществляться в любом каскаде передатчика. Однако
обычно она производится либо в выходном каскаде (рис. 4.1,а), либо
в двух (или трех) последних каскадах: выходном и предвыходном
(рис. 4.1,6). Если каскад, в котором осуществляется АМ, промежуточ-
ный, то следующие за ним каскады работают в режиме усиления моду-
лированных колебаний. Сигнал информации, т.е. передаваемый сигнал
(рис. 4.1), поступает на модулятор, который представляет собой
один или несколько каскадов усиления колебаний частоты S2.=2rtF,
где F - частота модуляции. От модулятор напряжение , на-
зываемое модулирующим, подводится к соответствующим генераторным
каскадам '(усилителям мощности) высокочастотного тракта передатчика
для управления (модуляции7 их амплитудой колебаний высокой часто-
ты (ВЧ). Эти каскады принято называть модулируемыми.
При АМ амплитуда колебания ВЧ-генератора отклоняется от своего
среднего значения пропорционально значению в каждый данный момент
времени модулирующего напряжения, пропорционального, в свою очередь,
эначению передаваемого сигнала.
Модулирующий сигнал в общем виде является случайной функцией.
Однако многие виды модулирующих сигналов могут приближенно рас-
сматриваться как сумма большого числа к гармонических колебаний:
uc(t) =^1^03 (.£„*+<fK) , (4.1)
где ’ Фк ~ СООТБетственно амплитуда, угловая частота
и фаза колебаний.
В)
Рис. 4.1
Спектр модулирующего сигнала при радиосвязи относится к облас-
ти низких частот. При испытаниях передатчика с АМ государственный
стандарт предусматривает лишь модулирующий сигнал в виде одного
гармонического колебания:
uc(t) = cosSZt . (4.2)
Поэтому для упрощения в дальнейшем будем полагать, что вид моду-
лирующего сигнала определяется формулой (4.2).
При отсутствии модуляции, когда uc(f) - 0, режим передатчика
называется режимом несущих колебаний (или режимом несущей частоты).
При этом амплитуда тока первой гармоники I, на выходе передатчи-
ка будет неизменной и ток
= I1h cos ,
где I1H - амплитуда тока у в режиме несущих колебаний; a>=2nf
f - частота несущих колебаний.
Полагая, что модуляция Jr осуществляется под воздействием на-
пряжения (4.2) и у изменяется пропорционально u-c(t) , т.е.
модуляция цротекает линейно, получаем
4 it) = [/ + a7 uc COS Uit
где а.7 - коэффициент пропорциональности.
С учетом (4.2)
^(Z) ^7+o^Z/g cos cot
Принимая а7 U^ = m , получаем
if(t) — IJH cos52.1^ COS cot .
(4.3)
Коэффициент -m , характеризующий изменение амплитуды тока и
пропорциональный ия , называется коэффициентом модуляции. Он ли-
нейно зависит от Цз . Обычно частота 52 « со .
Графики зависимости от времени модулирующего напряжения uc(t)
и модулированного тока lrQt) приведены на рис. 4.2. Огибающая мо-
дулированного колебания воспроизводит форму напряжения icc Ct) ;
она расположена симметрично относительно значения тока в режиме
несущих колебаний; среднее значение огибающей равно току I . В
данном случае считают, что модуляция симметричная.
Коэффициент модуляции
1-aiax 1-triiit.
При проектировании и настройке передатчика с АМ принимают все
меры, чтобы модуляция была симметричной и линейной. Иначе возни-
кают искажения при приеме.
Выражение (4.3) можно представить в пипе
Рис. 4.3
Рис. 4.2
Модулированное колебание (4.3) представляет собой сумму трех
колебаний с частотами: несущей со с амплитудой 11н и боковых час-
тот co-S2 (нижней) и со + 52 (верхней) с амплитудами ^-1,н >
расположенных симметрично относительно несущей частоты (рис. 4.3,а).
При атом полоса частот, занимаемая спектром AM-колебания, П? = ZF .
В общем случае, когда модуляция осуществляется не гармоническим,
а сложным сигналом .(речь, музыка) с частотами от до F^ ,
имеют место боковые полосы частот модуляции, и поэтому полная поло-
са частот будет (рис. 4.3,6).
В процессе модуляции амплитуда тока Z изменяется, причем мак-
симальное значение тока равно I = i , а минимальное -
~ ^ih ( •
В режиме несущих колебаний выходная мощность модулируемого
каскада неизменна.и равна
Р = 0,5 IZ R
1Н ' 1Н К1 ’
где - сопротивление согласующей ВЧ-цепи каскада. Когда 1=1
Л7 ' / мах
мощность колебаний высокой частоты достигает максимального зна-
чения:
Р =0,5IZ ^Я=0,5/2(1+пг)г]?=Р(1+?п)г. (4.4)
Inax jfnaxF Ki tn Ki 1Н J = )
Аналогично получаем выражение для минимального значения выход-
ной мощности:
Р„^. =0,5I2 . R = Р (l-tn'x2. (4.5)
1tatn ’ ttni-n KI 1H k J 4 1
Режим, при котором мощность колебаний высокой частоты максималь-
на, называют максимальным, а режим, при котором мощность минимальна,-
минимальным. Из уравнения (4.4) следует, что выходная мощность в
максимальном режиме при -tn = I увеличивается в четыре раза по срав-
нению с мощностью в режиме несущих колебаний ( Р1тг1ах = 4 Plh ).
В процессе модуляции мощность высокочастотных колебаний будет
неодинаковой. Если положить, что согласующая выходная ВЧ*-цепь модули-
руемого каскада сохраняет свое сопротивление на частотах f±F
( F« f ), можно найти среднюю выходную мощность за период высо-
кой частоты:
Fcp.co= 0,5^н (^cosS2t)2= Рн (под-
распределение мощности между составляющими спектра модулирован-
ного колебания можно найти, если определить среднюю мощность за
период низкой частоты (т.е. частоты модуляции):
21Г
PcpsT^ f =PfH (7+ = P1H + 2PB0K ,
0
где РБОк~ P1H ~ мощность одной боковой полосы частот.
Мощность боковых полос зависит от т . Если иг = I, то 2 =
= 0,5 Р1Н и Рср возрастает в 1,5 раза. Среднестатистическое
значение m находится обычно в пределах 0,3...О,5. Это означает,
что доля мощности боковых полос частот в общей мощности Рср л
мала. Следовательно, энергетическая эффективность передатчика при
т 4 0,5 снижается. Поскольку именно колебания боковых частот со-
держат в себе передаваемый сигнал, то для повышения его уровня
в приемнике передатчик целесообразно проектировать на fn. = 1. Поэ-
тому в ряде случаев в передатчике для повышения среднего значе-
ния т применяют, например, специальные предварительные усилители,
сжимающие динамический диапазон сигналов (диапазон громкости звука).
Качество передачи сигналов определяется тремя основными факто-
рами: коэффициентом нелинейных искажений, частотной характеристи-
кой модуляции и уровнем фона.
В процессе развития радиотелефонных передатчиков были перепро-
бованы различные схемы АМ, начиная с непосредственного включения
микрофона в антенну. Однако широкое применение получили в основном
способы осуществления АМ выходного высокочастотного тока генерато-
ра 1ВЫК1 , достигаемой за счет изменения напряжения на одном или
нескольких электродах активного прибора генератора (лампы или тран-
зистора). При использовании транзисторов принято говорить о коллек-
торной модуляции, когда АМ осуществляется путем изменения по закону
модулирующего сигнала напряжения питания в коллекторной цепи ик
(модулирующий фактор здесь ик ) или путем изменения амплитуды
напряжения первой гармоники на согласующей выходной ВЧ-цепи за
счет изменения ее сопротивления рк1 . Модуляция может быть также
базовой, если она осуществляется изменением по закону модулирующего
сигнала напряжения смещения на базе УБ0 (модулирующий фактор иБО)
или изменением амплитуды возбуждения VB1 (модулирующий фактор Ц-j).
Кроме того, возможны комбинированные Способы АМ, при которых меня-
ются напряжения на двух электродах: например, базово-коллекторная
модуляция напряжением возбуждения РЕ] и напряжением питания на
коллекторе икс . Может быть и тройная модуляция, когда кроме кол-
лекторной модуляции производится модуляция смещением (при включении
автосмещения в базовую цепь транзистора) и модуляция напряжением
возбуждения.
Независимо от вида модуляции, реким раОоты транзистора должен
обеспечивать линейную зависимость амплитуды твых 1 (или напряже-
ния UBbtXj на нагрузке) от модулирующего напряжения.
Однако, говоря о линейности ж качестве модуляции, не следует
забывать, что огибающая AM-колебания воспроизводит форму модулирую-
щего напряжения с отклонениями (искажениями), не превышающими до-
пустимых.
Для определения степени нелинейных искажений, возникающих в
генераторе, используют модуляционные характеристики, представляющие
собой зависимость амплитуды высокочастотных колебаний от модули-
рующего фактора. Различают статические и динамические модуляционные
характеристики.
Статическая модуляционная характеристика представляет собой
зависимость первой гармоники коллекторного тока 1К< от модулирую-
щего фактора ( Uk , иБо , СТЕг ), который во время модуляции меня-
ется с частотой . Подобная характеристика снимается при
отсутствии модулирующего сигнала и поэтому называется статической.
При снятии характеристики модулирующий фактор меняется дискретно
и является постоянным при определении значения тока 1К . Следо-
вательно, каждая точка характеристики соответствует динамическому
режиму работы генератора с определенной амплитудой колебаний 1К .
Статическая модуляционная характеристика показывает границы линей-
ной модуляции и позволяет найти напряжение модулирующего фактора
в режиме несущих колебаний. Это напряжение на характеристике вы-
бирается из соображений линейной и симметричной модуляции, т.е.
на середине линейного участка характеристики (или на середине
спрямленной характеристики).
В качестве примера на рис. 4.4 и 4.5 приведены статические
модуляционные характеристики (СИХ) для случаев модуляции смещением
на базе (рис. 4.4) и коллекторной модуляции (рис. 4.5). Пунктиром
показаны спрямленные СМХ, сплошными линиями- реальные. Если на-
пряжения иБОН и UK0H выбраны правильно, то нарушение линейной
зависимости имеет место лишь при глубокой модуляции ( т —*1). При-
чем при коллекторной модуляции СМХ ближе к линейной, чем при ба-
зовой. Выбрав ток в максимальном режиме, можно найти 1Х1Н =
= IKifrrax/[hm). Вместо тока 1К при снятии СМХ можно, взять другую
величину, например напряжение-на коллекторной нагрузке и =т в
к? Kj Kf7
которую удобнее измерять. Величина RK остается при модуляции
неизменной, так как определяется выходной ВЧ-цепью генератора, и,
следовательно, ик пропорционально I . СМХ не позволяет учесть
искажений, связанных с частотой передаваемого сигнала. Для этой
цели служат динамические характеристики.
Динамическая модуляционная характеристика (рис. 4.6) представ-
ляет собой зависимость коэффициента модуляции m на выходе пере-
датчика от амплитуды модулирующего напряжения UR вх на входе моду-
лятора. Эта характеристика снимается либо при некоторых фиксированно
значениях частоты F, либо при неизменной F (часто для F - 400Гц)
и дает более полное представление о модуляционных возможностях
генератора, так как снимается для всего передатчика в целом, вклю-
чая модулятор. Главное назначение рассматриваемой характеристики
состоит в определении по ней амплитуды и для получения задан-
Sg ВХ
НОГО 7TZ .
Рис. 4.6
Частотные искажения колебаний передатчика определяются ампли-
тудно-частотной модуляционной характеристикой и=у(Г)при амплиту-
де напряжения иавх= const (рис. 4.7). Частотные искажения возни-
кают в трактах низкой (модулятора) и высокой (передатчика) частоты.
Обычно эта характеристика снимается на частотах модуляции •••
... F'fnax при заданном т (часто m = 0,5) на некоторой частоте
F1 (например, F - 400 Гц). Неравномерность частотной характе-
ристики оценивается в децибелах относительно заданного w на
частоте F, . Отклонения Лт не должны превышать допустимое зна-
чение 4»гАО/7, регламентируемое специальными документами (например,
ГОСТом). Так, неравномерность модуляционной частотной характерис-
тики для связных передатчиков в полосе 300...5400 Гц не должна быть
выше 3 дБ. Чем ближе характеристика = к горизонтальной пря-
мой, тем меньше частотные искажения. Однако как на очень низких,
так и на очень высоких модулирующих частотах m уменьшается при
uSBX=const и характеристика w = y(r) существенно отклоняется от
горизонтальной прямой ("заваливается" вниз). Подобные "завалы" на
низких частотах происходят в основном за счет снижения сопротивле-
ния параллельных индуктивностей и возрастания сопротивления после-
довательных емкостей в тракте модулятора, а на высоких частотах -
за счет тракта модулятора и блокировочных элементов генератора, в
частности из-за возрастания сопротивления последовательных индук-
тивностей и уменьшения сопротивления параллельных емкостей, а так-
же из-за высокочастотных элементов генератора. Так, если выходная
цепь генератора будет узкополосной (при высокой нагруженной доб-
ротности), то боковые частоты модуляции могут прийтись на склоны
ее частотной характеристики, что вызовет ослабление модуляции с
ростом частоты модулирующего напряжения. ВЧ-тракт передатчика
должен быть рассчитан на симметричное прохождение модулированного
колебания в полосе 2F
'Fnax
Важной характеристикой работы связного передатчика является
зависимость коэффициента нелинейных искажений от глубины модуляции
кр-/(т) . В реальных условиях огибающая модулированного колебания
не совпадает с формой модулирующего напряжения и нелинейные иска-
жения в передатчике всегда имеют место, но они не должны быть выше
определенной величины. Режимы модулируемых ВЧ-генераторов должны
обеспечивать линейную зависимость амплитуды 1К от модулирующего
фактора. В динамическом режиме должна быть получена линейная зави-
симость между т и Нелинейные искажения в передатчике слу-
жебной связи имеют к 6% при т = 0,8 (норма устанавливает-
ся ГОСТом). Напомним, что кF определяется при модуляции одним
тоном как
где I, - амплитуда первой гармоники огибающей ВЧ-колебаний;
Z,» 7, ... - амплитуды высших гармоник.
Важным показателем связного передатчика является уровень па-
разитной АМ (шумы, фон). Шумы и фон возникают вследствие неполного
сглаживания пульсаций напряжения выпрямителей, питающих передатчик.
Уровень паразитной АМ измеряется обычно по отношению к модуляции
с т = I при снятом сигнале модуляции. Уровень фона не должен
превышать для связных передатчиков —46 дБ. Наличие фона ограничи-
вает динамический диапазон громкости передаваемых сигналов, кото-
рый может быть использован при приеме. При тихих звуках во время
приема будут прослушиваться гудение и шум, создаваемые паразит-
ной АМ.
Различают следующие режимы работы генератора с АМ: несущих ко-
лебаний, максимальный, минимальный и модуляции (или средний). Ре-
жим работы генератора при любом виде АМ рассчитывается одинаково,
исходя из заданной выходной мощности в режиме несущих колебаний Р
Тип транзистора выбирается по максимальной (пиковой) мощности
• Коэффициент модуляции обычно берется равным
единице ( т = I). Вначале рассчитывают максимальный режим, а
затем, считая СМХ линейной^ определяют параметры в режиме несу-
щих колебаний. Далее находят требуемые амплитуду модулирующего ко-
лебания и мощность модулятора.
Рассмотрим методы осуществления различных видов АМ в транзис-
торном генераторе, основные характеристики и схемы построения
генератора с АМ.
4.2. БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ СМЕЩЕНИЕМ
Схема генератора с АМтсмещением на базе показана на рис. 4.8.
В генераторе в соответствии с модулирующим напряжением uc(t) =
-V^cosSit изменяют смещение на базе транзистора:
U (t) = U + и cos S2i .
Б о £он Л2
Поэтому в генераторе, построенном по обычной схеме, включают после-
довательно с источником постоянного напряжения иБ н , задающего
смещение в режиме несущих колебаний, источник модулирующего напря-
жения с амплитудой . При модуляции смещением на базе транзис-
6С
Рис. 4.8
Рис. 4.9
тора остаются неизменными напряжение питания иКо , амплитуда воз-
буждения US1 и сопротивление нагрузки транзистора по первой гар-
монике RKl , Напряжение на базе в каждый момент времени равно
u-e(t)= иБо<Л) +uErcoscot .
СМХ генератора представляет собой зависимость Д. от иБо
(см. рис. 4.9). Эта характеристика по форме нелинейна, особенно в
области запирающих значений U . Такая форма СМХ объясняется тем,
что в режиме модуляции напряжение смещения иБо (t) , изменяясь,
меняет угол отсчеки 6 и высоту импульса коллекторного тока. На-
помним, что cos 6 =-(иБв-иБ)/'UEf « где 1/Б - напряжение приве-
дения по базе. Первая гармоника тока, определяемая как 1^=311^ у (6),
изменяется при постоянных S и 1ГБ пропорционально коэффициенту
который, в свою очередь, зависит от 6 (или cos в ) нелинейно.
О зависимости и £(6) от 6 сказано в параграфе 1.4. На
рис. 1.9 приведена зависимость ^(6) от cos6 для косинусоидаль-
ного импульса. Функция в) имеет большой участок, близкий к ли-
нейному, в интервале в = 60...120°. Для удлинения линейного участ-
ка СМХ принимают в максимальном режиме 6 к ПО...120°. Напряже-
ние выбирают на середине линейного участка. Коэффициент мо-
дуляции тп , при котором нелинейные искажения еще невелики, огра-
ничивается значением а 0,6...О,7.
СМХ при модуляции смещением лежит в области недонапряженного
режима работы транзистора и достигает своего максимума в граничном
и слегка перенапряженном режиме. Поэтому при расчете транзистора
в максимальном режиме принимают напряженность, близкую к граничной:
~ 0,9 г? . Для энергетического расчета режима транзистора
при модуляции обычно упрощают СМХ: заменяют ее в рабочей области
прямой линией (пунктирная линия на рис. 4.9), соединяя точку запи-
Рис. 4.10
рания транзистора 1Н= 0 при Ue<)min и
точку гк при , а в перенапряжен-
ном режиме ток считают постоянным. Прини-
мая, что зависимости 1Ко от иБс и
от иВо аналогичны (рис. 4.9), можно по-
строить СМХ генератора для мощностей и
КПД при модуляции смещением (рис. 4.10).
Подводимая мощность, мощность ВЧ-колеба-
ний и рассеиваемая на коллекторе транзис-
тора мощность определяются соответствен-
но по формулам Р0-1коЦКо , P,^IKjRK, .
Рр=Ро-Рг . Следовательно, при изменении
иБо мощность Ро меняется аналогично , а мощность рг - анало-
гично /Д . Электронный КПД равен = 0,5 (6)^ , где f =
~ukt/uko ~ Рк,Рк,/Рко ~ а21к- 5 я2- коэффициент пропорциональнос-
ти; £('67 = Гт1е)/уо(в) = const , так как /1К^ const (рис. 4.9).
Поэтому =a-3j* , где а3 - коэффициент пропорциональности. Сле-
довательно, зависит от РБо аналогично зависимости рк от .
Напомним, что при модуляции выполняется условие и , к. , R = const.
К о Б1 Ki
Анализ СМХ показывает, что наиболее тяжелым тепловым режимом
для транзистора является режим несущих колебаний. Поэтому при выбо-
ре типа транзистора необходимо убедиться, что ^/z = р Шэн 4- оп
где РРАОП - допустимая мощность рассеяния транзистора п^и^заданной'7
температуре окружающей среды. С другой стороны, транзистор должен
обеспечить выходную мощность не менее Pffnax^Р1Н{1^^)2 при
w = I. Подводимая к транзистору от источника питания мощность,
усредненная за период модулирующего колебания при линейной моду-
ляции, равна мощности в режиме несущих колебаний, и на нее рассчи-
тывают источник питания в цепи коллектора. КПД транзистора в
режиме модуляции несколько увеличивается по сравнению с у за
счет мощности боковых частот: (I + 0,5 ш2}. КПД
обычно невысок и составляет - 0,3...О,4, так как транзистор ра-
ботает в недонапряжением режиме. Выходная мощность генератора при
модуляции возрастает по сравнению с режимом несущих колебаний:
Р, - Р1Н (I + 0,5z^2
возрастает в ]/1 + 0,5
). Эффективное значение тока г
гп2 ' раз. 1
в нагрузке
При техническом расчете генератора, модулируемого смещением
на базе, после выбора типа транзистора вначале определяют парамет-
ры генератора в максимальном режиме, а затем, принимая СМХ линей-
ной, находят эти же параметры в режиме несущих колебаний. Для это-
Го Iк,-max' ^Котах • ^K,rnaxi ^тах » Рстах ’ Уэ-тах У14110119101 На
а р^^ на 7/fz+w;2. Величины г^^и и6^ак остают-
ся неизменными.
Амплитуда модулирующего напряжения определяется как U& -
-V - и . Следует также обратить внимание на выполнение уело-
Б о Tvax, Бон
вия и г п , согласно которому напряжение в
транзисторе не должно быть выше допустимого иЭБ Мощность,
потребляемая от модулятора, определяется и , где Isi.~IEmax
-1Бон , и равна = 0,5 1^ .
Поскольку постоянная составляющая базового тока при изменении
смещения изменяется не пропорционально, то нагрузка модулятора
(базовая цепь транзистора) оказывается нелинейной. Это вызывает до-
полнительные нелинейные искажения и требует в ответственных случаях
принятия специальных мер для их уменьшения. Ввиду малости напряже-
ния и тока в базовой цепи транзистора мощность модулятора оказыва-
ется весьма небольшой.
Таким образом, главным достоинством модуляции смещением на базе
является малая мощность, требуемая для управления колебаниями в ге-
нераторе, а основными недостатками - работа транзистора в недона-
пряжением режиме и, как следствие, низкий КПД генератора, а также
существенные нелинейные искажения, ограничивающие максимальный ко-
эффициент модуляции гп. значениями 0,6...С,7, что снижает выходную
мощность радиопередатчика. Поэтому данный вид модуляции применяется
в сравнительно маломощных передатчиках при большом уровне допусти-
мых нелинейных искажений ( KF > 10%).
4.3. БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ НАПРЯЖЕНИЕМ ВОЗБУЖДЕНИЯ
Если модулируется по амплитуде не выходной каскад передатчика,
а один из промежуточных, то все следующие за ним каскады работают
в режиме усиления модулируемых по амплитуде колебаний. На базы
транзисторов этих каскадов подается меняющееся по амплитуде в такт
с модулирующими сигналами напряжение возбуждения, т.е. осуществля-
ются базовые АМ напряжением возбуждения. При этом остаются неизмен-
ними такие параметры генератора, как ив , иБо , RR . Напряжение
возбуждения на базе описывается выражением иБ (t)-(UeiH^US2cos52i)coswtt
тпе Ue н - амплитуда возбуждения в режиме несущих колебаний.
В процессе усиления модулированных колебаний огибающая первой
гармоники коллекторного тока должна совпадать по форме с оги-
бающей напряжения возбуждения. При изменении UBj в генераторе
будет меняться не только максимальное значение импульса коллектор-
ного тока, но и угол отсечки 6 . Если напряжение, смещения иБо
выбрать равным напряжению приведения по базе ив , то согласно
выражению cos 6 = - (ив -UB)/UB) угол отсечки будет составлять 90°,
независимо от величины иВ) . При этом в области недонапряженного
режима с возрастанием uBj будет пропорционально расти IKj , а
следовательно, СМХ = (иБ1) бУД®т иметь вид наклонной прямой,
исходящей из начала координат. При переходе в перенапряженный ре-
жим СМХ загибается (см. рис. 4.II). Если смещение на базе больше
или меньше ив , то углы отоечки будут соответственно меньше или
больше 90°. Модуляционные характеристики для 6 > 90° и 6 < 90°
приведены на рис. 4.12. Наименьшие нелинейные искажения получаются
при работе на линейном участке характеристики при 6 - 90°, причем
коэффициент модуляции пъ в коллекторной цепи будет таким же, как
и в предыдущем каскаде. Поэтому в передатчиках генераторы с АМ на-
пряжением возбуждении работают с углом 6 = 90°. Режим работы с
6 < 90° используется для углубления модуляции, так как относи-
тельное изменение получается больше, чем относительное изме-
нение иБ> . В некоторых случаях это может оказать вредное влияние,
приводя в многокаскадных передатчиках к недопустимо высоким уров-
ням фона, т.е. паразитной модуляции. Например, слабая паразитная
модуляция в начальных каскадах может значительно углубиться при
усилении ее в нескольких последующих каскадах. Для ослабления пара-
зитной модуляции необходимо, чтобы некоторые каскады передатчика
работали в перенапряженном режиме.
В энергетическом отношении модуляция колебаний напряжением воз-
буждения подобна модуляции смещением, так как в обоих случаях ис-
пользуется участок СМХ в недонапряжением режиме. КПД генера-
тора в режиме несущих колебаний составляет около 35%. Режим работы
транзисторного генератора рассчитывается аналогично случаю модуля-
ции смещением. Максимальный режим рассчитывают для утла отсечки 90°
и выбирают слегка недонапряженным. При пересчете параметров на
режим несущих колебаний исходят из линейной СМХ. При этом напря-
жение смещения иБ не меняется, а амплитуда иБ] уменьшается в
(I + tn ) раз. Режим модуляции (т.е. средний режим) рассчитывается
так же, как и в случае модуляции смещением.
4.4. КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Коллекторная модуляция осуществляется путем изменения напряже-
ния ик на коллекторе транзистора в соответствии с модулирующим
напряжением, что приводит к изменению амплитуды тока в соот-
ветствии с передаваемым сигналом. Следовательно, коллекторное на-
пряжение Uk (t) = , a м ( 7+tncosJ2t).
Здесь икон - напряжение питания на коллекторе в режиме несущих
колебаний. При коллекторной модуляции источник модулирующего напря-
жения включается последовательно с источником питания транзисто-
ра U и, таким образом, управляет коллекторным током (рис.4.13).
Рис. 4.13 Рис. 4.14 Рис. 4.15
При простой коллекторной модуляции параметры генератора п
V& • 7?^ остаются неизменными. При комбинированной коллекторно-
базовой модуляции одновременно изменяются напряжения на коллекто-
ре и в базовой цепи транзистора. СМХ, идеализированная при простой
коллекторной модуляции, показана на рис. 4.14 (реальная СМХ изо-
бражена на рис. 4.5). Линейная часть этой характеристики лежит в
перенапряженном режиме, что позволяет получить высокий КПД £7
при модуляции. Это большое достоинство коллекторной модуляции.
Пользуясь СМХ, где зависимости IKi и 1К от U* представлены в
виде прямых линий, можно построить графики зависимостей мощностей
Po^Pj t Рр и КПД от Uko (рис. 4.15). При построении можно
использовать приближенные расчетные соотношения, достаточно хорошо
отражающие процессы, происходящие в генераторе. Так, считая и
Ki
1К пропорциональными , что соответствует области граничного
и перенапряженного режимов (рис. 4.14), получим амплитуду напряже-
ния первой гармоники Uk = RK , также пропорциональную Ц* ,
а напряженность режима будет ^const при изменении ик (см.
рис. 4.15). В зтом приближении мощности Fo = IKo РКо = const и£о ,
Р, = 0,'5 1К}РК = const Fk=Fo-Pf , а КПД = O,5gf(0)-$ =
= const , где <^(6)=-—.
Для получения т = I, т.е. 100%-ной модуляции, режим несущих
колебаний выбирают на середине линейного участка СМХ (^ow= „,^/г).
Поэтому напряжение, подаваемое на коллектор, должно быть в два ра-
за меньше, чем иКоП,ах' Повышение напряжения на коллекторе до
vk maxЯ°стигается за счет амплитуды модулирующего напряжения lrSi ,
т-°е- и^ах=^ксН+Ря .Мощность = Во время
модуляций мощности Fj , Ро , рр одинаково увеличиваются в (I + — )
раз, поэтому наиболее тяжелым тепловым режимом для генератора яв-
ляется режим модуляции (т.е. средний режим). В связи с этим при вы-
боре типа транзистора его следует проверить по допустимой мощнос-
ти р именно в этом режиме;
Р fion 1 *
р рн \ 2 J 1Н \ э J \ % J Pflon
С учетом того, что UKo?„ax*s2Ul(oH и недопустимо превышение на-
пряжения и транзистора,
К3 fiOn
и и определяется из соотношения
A Q п
66
+ U = и
к^гнах нртах
и — и = U
Кэр,оп к max крпах
ИЛИ при fn- I, £ = I
_ икэ &оп ~ кэроо
кон ~ (7+пг)(1+§) ~ 4
Расчет генератора начинается с расчета максимального режи-
ма на мощность р^ах^ р1н (I+w)2 и напряжение 4^=^'
г (I + т ). При тп - I СМХ считается линейной, и поэтому при рас-
чете режима несущих колебаний напряжения и токи Uko f,Ik , тКо,
умножаются на , а мощности РОтах, р^ах , РРтах’ - на ;
величины £ , , иЕв , ив остаются неизменными.
Мощность, потребляемая от модулятора, на основании СМХ (рис.4.14)
будет
Р = 0,5 U2 / R ,
мод 52 / г ?
где и
поэтому
7? = 0,5 тР - 0,5 Р o n / О) .
Если -т - I и уэ = 0,5, то Р1Н » т-е- м°щность мо-
дулятора сравнима с выходной мощностью транзистора в режиме несу-
щих колебаний. Необходимость применения мощных модуляторов явля-
ется основным недостатком коллекторной модуляции.
Нелинейные искажения при коллекторной модуляции в основном
связаны с начальным участком реальной СМХ (см. рис. 4.5 и 4.6).
Это объясняется некоторым выпучиванием ее при малых Uko за счет
увеличения £ , если смещение является фиксированным. Улучшение
СМХ наступает при автоматическом смещении (рис. 4.16), поскольку
при их —* 0 постоянная составляющая базового тока увеличивается,
приводя к возрастанию запирающего напряжения на базе, и напряжен-
ность выравнивается. Кроме того, автоматическое смещение огра-
ничивает базовый ток в режиме несущих колебаний и минимальном ре-
жиме ( иКо~ 0) (рис. 4.17) и увеличивает сопротивление для первой
гармоники базового тока в минимальном режиме (выравнивает входное
сопротивление транзистора при модуляции). Применение автоматического
смещения приводит к комбинированной коллекторно-базовой модуляции,
так как одновременно изменяются напряжение на коллекторе и напря-
жение смещения на базе.
67
Рис. 4.16
Рис. 4.18
Рис. 4.17
Таким образом, достоинством коллекторной модуляции является
работа генератора в перенапряженном режиме и, как следствие, вы-
сокий КПД у (примерно в 2 раза больше, чем при базовой АМ, для
генераторов с одинаковой выходной мощностью). Применение автосме-
щения в базовой цепи позволяет получить линейность СМХ даже при
очень малых UKo и тем самым осуществить работу модулируемого
каскада с «гл I и мятами нелинейными искажениями. Не-
достатком коллекторной модуляции является большая мощность, тре-
буемая от модулятора (сравнимая с выходной мощностью транзистора).
Кроме того, при работе транзистора в перенапряженном режиме полу-
чается невысокий коэффициент усиления мощности Кр , так как под-
держание постоянным напряжения иБ при модуляции вызывает рез-
кое возрастание базового тока транзистора в минимальном режиме и,
как следствие, увеличение мощности возбуждения от предыдущего кас-
када. Входная проводимость транзистора при переходе от максималь-
ного режима к минимальному резко меняется, что приводит к паразит-
ной фазовой и амплитудной модуляции предварительного (возбуждаю-
щего) каскада. Эта паразитная модуляция ухудшает качество переда-
ваемого передатчиком сигнала. Применение автосмещения в базовой
цепи несколько ослабляет, но не устраняет ее. Поэтому часто в радио-
передатчиках применяют комбинированную коллекторную модуляцию,
при которой в модулируемом каскаде синфазно осуществляют коллектор-
ную модуляцию и модуляцию напряжением возбуждения. Напряжение
смещения ибо и сопротивление нагрузки RK не меняются. Основной
в этом каскаде является коллекторная модуляция. При комбинирован-
ной модуляции ее производят не только в выходном каскаде передатчи-
ка, но и в предварительном каскаде (рис. 4.1,6). Этот кас-
кад работает при простой (коллекторной или базовой) модуляции, а
выходной - при комбинированной, т.е. в режиме усиления модулиро-
ванных колебаний (модуляция напряжением возбуждения) с одновремен-
ной коллекторной модуляцией (рис. 4.18).
При синфазной модуляции в базовой и коллекторной цепи удается
поддерживать входное сопротивление транзистора примерно постоян-
ным. Это объясняется тем, что базовый ток транзистора при модуля-
ции почти не меняется и остается на уровне максимального режима,
т.е. очень малым (см. рис. 4.14). При этом составляющие базового
тока ТБс и iE изменяются примерно пропорционально иБ) , достигая
максимума в максимальном (еще граничном) режиме (см. рис., 4.И)»
где базовый ток мал. Пропорциональное изменение 1Б от иБ, при-
водит к тому, что нагрузка (т.е. входное сопротивление транзисто-
ра - иБ? / IEj ) для предварительного каскада остается при-
мерно постоянной. При этом уменьшаются мощность возбуждения тран-
зистора и мощность, рассеиваемая на его базе.
В связи с тем, что КПД при коллекторной модуляции достаточно
высокий, комбинированная коллекторно-базовая модуляция обычно при-
меняется в мощных выходных каскадах передатчиков, поскольку именно
работа этих каскадов определяет КПД передатчика в целом.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Способы осуществления амплитудной модуляции в транзисторных
генераторах с внешним возбуждением.
2. Энергетические соотношения для амплитудной модуляции. Мак-
симальный и минимальный режимы, режим несущих колебаний.
5. Статические модуляционные характеристики генератора при ба-
зовой и коллекторной модуляции и их назначение.
4. Динамическая и амплитудно-частотная модуляционные характе-
ристики. Вид и назначение.
5. Факторы, характеризующие качество передачи амплитудно-
модулированных сигналов.
6. Особенности базовой модуляции смещением.
7. Выбор угла отсечки генератора при усилении амплитудно-моду-
лированных колебаний.
8. Особенности коллекторной модуляции.
ЛИТЕРАТУРА
I. Нейман М.С. Курс радиопередающих устройств. - М.:
Сов. радио, 1965, с. 186-207.
2. Радиопередающие устройства/Под ред. В.В. Шахгильдяна. - М.:
Связь, 1980, с. I09-I2I.
У. РАСЧЕТ НА ЭВМ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
5.1. РАСЧЕТ СОГЛАСУЮЩЕ-ТРАНСФОРМИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ
Общие сведения
При конструировании транзисторных генераторов, работающих на
частотах до единиц гигагерц, для построения их согласующе-транс-
формирующих цепей (СТЦ) применяют, как правило, элементы с сосре-
доточенными параметрами: катушки индуктивности Z и конденсаторы
емкостью С . Конструктивное выполнение и расчет таких элементов
приведены, например, в работе [I].
Представим СТЦ в виде четырехполюсника с полными сопротивления-
ми на входе zr и нагрузки Zb (рис. 5.1). Если конструктивную схе-
му транзисторного генератора представить в виде, изображенном на
рис. 5.2, то каждую СТЦ при замещении транзистора его полными со-
противлениями по первой гармонике на входе Zexw выходе Зеь/Л?можно
свести к СТЦ, показанной на рис. 5.1. При этом для входной СТЦ со-
противление Zr будет равно подключаемому к ее входу сопротивле-
нию z£ , т.е. внутреннему сопротивлению возбуждающего генератора
(если этот каскад присоединяется через стандартный коаксиальный
разъем, то Zr равно 50 или 75 Ом), а сопротивление Д, - входному
сопротивлению транзистора г . Для выходной СТЦ сопротивление
Zr будет равно выходному сопротивлению транзистора zBblx , a ZH -
входному сопротивлению последующего каскада (если этот каскад при-
соединяется через стандартный коаксиальный разъем, то ZH равно
50 или 75 Ом) или входному сопротивлению антенны (если этот каскад
выходной).
Рассмотрим порядок проектирования СТЦ генератора на ЭВМ с по-
мощью готовой универсальной программы "STC". Обычно сопротивления
2^ (/) , ZH и сопротивления транзистора и ZBblx (f) в рабо-
Рис. 5.1 Рис. 5.2
чей полосе частот известны. Задаются требования к амплитудно-частот-
ной характеристике.(АЧХ) каждой СТЦ и допуски на технологический
разброс параметров элементов схемы СТЦ при заданных отклонениях
коэффициента ее передачи по мощности от номинального значения на
всех частотах рабочей полосы. При таком задании входная и выходная
СТЦ генератора проектируются раздельно.
Схемотехническое проектирование транзисторных генераторов на
ЭВМ описано в работе [2]. Там же приведены алгоритмы проектирова-
ния СТЦ, используемые в программе "STC". Текст программы nSTCn за-
писан в библиотеку абсолютных модулей ЭВМ.
Структурно-параметрический синтез схемы СТЦ
С помощью программы "STC" можно решать несколько задач, свя-
занных с проектированием СТЦ генераторов, в частности задачи пара-
метрического и структурно-параметрического синтеза СТЦ. При пара-
метрическом синтезе определяются параметры элементов схемы СТЦ,
обеспечивающие наилучшее приближение ее АЧХ к заданной, в предпо-
ложении, что схема СТЦ выбрана. При структурно-параметрическом
синтезе определяются типы (индуктивность или емкость) и параметры
элементов схемы СТЦ, обеспечивающие наилучшее приближение АЧХ к
требуемой, в предположении, что заданной является лишь топология
СТЦ, т.е. способ соединения (последовательный или параллельный)
ее отдельных элементов (см. табл. 5.1), тип которых не имеет зна-
чения. Производится допусковый синтез на все элементы синтезирован-
ной схемы СТЦ, т.е. находятся предельно возможные отклонения па-
раметров элементов схемы от номинальных, при которых ее коэффици-
ент передачи по мощности не выходит за пределы допустимых значений
в рабочей полосе частот.
Пример проектирования генератора с решением задачи параметри-
ческого синтеза его СТЦ и определения допусков на параметры эле-
ментов синтезированных СТЦ приведен в работе [3]. Поэтому рассмот-
рим лишь решение задачи структурно-параметрического синтеза СТЦ
генератора.
С одной стороны,структурно-параметрический синтез СТЦ, не тре-
бующий предварительного выбора типа элементов схемы СТЦ, предпочти-
тельнее параметрического. С другой стороны, результатом структурно-
параметрического синтеза является несколько идеализированная схема,
так как при синтезе СТЦ не учитывается наличие блокировочных эле-
ментов в цепях питания и смещения транзистора генератора и их воз-
можное влияние на АЧХ СТЦ в рабочей полосе частот. Кроме того,
поскольку синтезируется ограниченное число (обычно 8-15) вариантов
схемы, выбранный ЭВМ вариант может по ряду причин не удовлетворять
проектанта. Например, из-за недостаточно высокого коэффициента
передачи на всех частотах рабочей полосы, трудности фильтрации
высших гармоник, невозможности совмещения функций согласования и
разделения элементов схемы по постоянному току и т.д. Поэтому
структурно-параметрический синтез целесообразен при определении
начального варианта схемы СТЦ. Затем, уточнив схему, можно, решая
задачу параметрического синтеза [2,3], найти параметры элементов
схемы СТЦ, обеспечивающие наилучшее приближение ее АЧХ к требуемой.
Если схема СТЦ, полученная в результате структурно-параметрического
синтеза, не требует изменения, но необходимо учесть влияние на ее АЧХ
блокировочных элементов, можно, включив последние в схему, рассчи-
тать АЧХ по программе "5ТС".
zi Zh Z5
Рис. 5.3
Для выполнения структурно-параметрического синтеза по програм-
ме "STC" топология проектируемой СТЦ представляется в виде желае-
мой последовательности каскадно-соединенных базовых элементов (БЭ) -
четырехполюсников (с последовательно и параллельно включенными в
них двухполюсниками z ). Вид и коды БЭ в программе даны в табл.5.1.
Пример выполнения топологии СТЦ показан на рис. 5.3. Приведен-
ная схема представлена шестью БЭ с кодами 2,1,1,2,2,1 (согласно
табл. 5.1). Сопротивления zr и Z^ задаются на нескольких частотах
рабочей полосы. С этой целью рабочую полосу частот аппроксимируют
некоторым числом частотных точек, в которых и задают величины со-
противлений Z и. z„ . После выполнения задачи синтеза СТЦ на
ЭВМ полученная схема представляется базовыми элементами, тип кото-
рых и коды в программе приведены в табл. 5.2, а параметры - в
табл. 5.3. Для синтезированной схемы СТЦ получаем значение коэффи-
циента передачи на заданных частотах рабочей полосы, а также до-
пуски на параметры элементов схемы.
ние в програнме''\^~ 6 7 8 9 10 11
AL1 L — L — L L
АЦ2 R — R - R R
SI — с — c C C
82 - £ — c C G
При использовании программы "STC" имеются ограничения, которые
следует учитывать при решении задачи структурно-параметрического
синтеза СТЦ:
I. Проектируемая схема СТЦ может состоять не более чем из
18 каскадно-соединенных БЭ.
2. Число точек аппроксимации АЧХ в полосе частот не должно
быть более 40.
3. Наибольшее количество испытаний, проводимых при синтезе до-
пусков, не должно быть больше 200, а наименьшее - 30.
Для представления исходных данных в программе используются
следующие единицы измерения физических величин: Ом, Ом-1, Гн, Ф,
Гц, мм.
Подготовка исходных данных. Выходные данные
Исходными данными при проведении структурно-параметрического и
допускового синтеза СТЦ являются;
KZ- код задания (для структурно-параметрического синтеза
= 3);
NS - число БЭ, из которых составлена топология схемы СТЦ;
KS - коды БЭ в порядке их следования от сопротивления Zr
(рис. 5.4); коды устанавливаются согласно табл. 5.1 ( Z =1,2,...,ли);
NF -число частотных точек аппрокси-
мации АЧХ СТЦ (обычно от 5 до 9);
у. - значения выбранных частот ( i =
= 1,2*,...,^);
NFQ - номер какой-либо частоты из за-
данной полосы; целесообразно выбирать час-
тоту вблизи центра рабочей полосы;
- составляющие полных сопротивлений
Ее и 2„. на каждой из выбранных
частот у. ;
QI, tQC- значения добротностей элементов схемы (катушек индук-
тивности и конденсаторов);
KKZ - код выбора требуемой АЧХ. Если KKZ- 0, то АЧХ должна
быть примерно равномерной в заданной полосе частот, т.е. коэффици-
ент передачи по мощности КР(^= I. Если ккт, = I, то значения КРО^
задаются с перфокарт. Здесь Кро{- требуемая величина кр° на час-
тоте у> ;
nx - количество варьируемых элементов при параметрическом
синтезе;
IBR - количество определяемых в процессе оптимизации локальных
минимумов, из которых выбирается наименьший - глобальный. Достаточ-
ным для решения задачи является ipR - 8...15;
iii - код выбора критерия приближения: Hi = 0 - среднеквад-
ратичный, III = I - чебышевский;
IP - код, задающий вывод промежуточных данных на печать: IP > 0 -
печать осуществляется через определенное число итераций; IP - 0 -
печать осуществляется в начале и конце оптимизации Кр ; IP - -1 -
промежуточная печать отсутствует;
inorm - количество нормировок в процессе оптимизации (рекомен-
дуется I 4 inorm 4 5);
IMAX - число итераций между перенормировками (достаточно 1004
4Z4MX4 500);
convi - критерий окончания поиска минимума целевой функции
(произвольно выбранное малое число; рекомендуется I.E-6 4 convi
4 I.E-4);
stepi - величина, определяющая размер деформируемого много-
гранника в начальной фазе поиска (целесообразно srEP1= 0,3);
rmax(i) I- массивы размерности NX; 1= I,2,...,NX. Элементы
rmin(i)J массивов ограничивают области, служащие для опреде-
ления случайной точки начального приближения;
RMAXCI) = (0,2 ... | ;
RMIN (i) = _R MAX (I) ;
ZpF>,Z(F>- полные сопротивления на частоте NFQ. ; I =1,2,...,NX ;
word)- массив размерности nf ( i = 1,2,... ,nf), элементы
которого представляют собой весовые коэффициенты w- , позволяющие
варьировать величину отклонения АЧХ Кр ( у. ) СТЦ от требуемой
(f- ). Если желательно иметь АЧХ, максимально приближенную к
заданной, то все V/- должны быть равны между собой ( w- =1, i =
= 1,2,..., nf ). Если на некоторых частотных точках допускаетсн
несколько большее отклонение к„. oi К , то в этих точках можно
Pl Pol
задать меныпее значение w- ;
Л<,, - максимальное количество удачных испытаний и макси-
мальное количество испытаний при выполнении допускового синтеза;
- допустимое относительное отклонение коэффициента пере-
дачи по мощности от номинального на всех частотах, i - 1,2,... ,nf ;
дхсз?- желаемые допуски (в процентах на величины элементов
схемы: дх(*} - на индуктивность; дх<2)- на емкость; дх(3- на сопро-
тивление или проводимость резисторов).
Представление исходных данных на перфокартах при выполнении
структурно-параметрического и допускового синтезов СТЦ приведено
в табл. 5.4. Если допусковый синтез не предусматривается, то
после перфокарт с коэффициентами wgt(i) следует перфокарта
конца файла.
Выходными данными являются;
I. Коды БЭ (см. табл. 5.2), образующие синтезированную СТЦ в
порядке их следования в схеме от 2Г .
2. Величины параметров элементов схемы СТЦ (см. табл. 5.3)
3. Коэффициент передачи по мощности СТЦ К £ на заданных
частотах .
4. Допуски на параметры элементов схемы СТЦ. На печать выво-
дятся относительные значения допусков. Для получения допусков в
процентах рассчитаныэ значения умножают на 100.
Пример структурно-параметрического синтеза схемы СТЦ
Определим структуру и параметры элементов схемы СТЦ, предназна-
ченной для согласования сопротивления Zr(f.) с сопротивлением zH =
= 50 Ом, и найдем допуски на параметры ее элементов в рабочей по-
лосе частот ... = (750...1150) МГц. Зависимости Zr(f)
и для девяти частот {NF - 9) рабочей полосы приведены
в табл. 5.5. СТЦ должна быть реализована на злементах с сосредо-
точенными параметрами. Добротности катушек индуктивности должны
быть не ниже QL = 100, а конденсаторов - не ниже QC = 500.
АЧХ желательно иметь близкой к равномерной во всей рабочей полосе
частот. Допуски на параметры элементов должны быть такими, чтобы
отклонения АЧХ СТЦ от номинальной не превышало 3% в рабочей по-
лосе частот. Желаемый допуск на параметры элементов лх(г} = ZXf2'> =
= ДХ(3) = + 15%.
К оличество Формат представ- ления данных Какие данные перфорируются
I 20 А4 Ситульная карта (сообщение о названии ЗТЦ; например, "входная цепь )
т 13 KZ ..
I 2613 NS,NF, NSTR(i), I = 1.2
NP EI0.5, 4FI0.5 NFvspt^ на каждой из которых перфо- эируются j-, Re(Zri} (Zci), (Ini') ’ , i- = 1,2,..., NF_____
I 4EI0.5 QL,QC —
£ 13 KKZ
5 8EI0.5 Если KKZ = I, то перфорируются KPoi i - I 2 ..., nf . Значения должны бьи заданы в порядке следования частот^ при их вводе. На одной перфокарте пе, форируется 8 значений KPoi • ^Ри не“ обходим ости перфорация продолжается на других перфокартах. Если ккх ? -* данная группа карт отсутствует ъ 3—
I 713 NX, NFQ , IBR, lii, ip, INORM, IMAX
I EI0.5.H0.5 CONVI , STEP1
5 8FI0.5 Перфорируется пара чисел и RMAX(I) , I = 1,2,..., NX . нерфо рация продолжается до заполнения по- ля карты. При необходимости ( nx > перфорация продолжается на других пе фокартах. Количество карт продолже- ния-не более четырех, ) Р-
4 5 8Г10.5 wGT(i), г= 1,2,...,WF . Количест- во карт продолжения - не более четырех.
I 213 Mt/ r Nn _ -
4 5 8FI0.5 Перфорируются , 1 = 1,2,...,^ Значения л/7/ должны перфорироваться в порядке следования частот пр их вводе в задание на синтез схемы. Перфорация ведется до заполнения вс го поля перфокарты, а затем продол- жается на других картах. г И е-
I ЗГ10.5 лх(1\ лх^, ЛХСЗ)
I Признак конца файла / *
fa), МГц ^(ёг.), Ом (zrZ), Ом Ом Ом
750 15,222 -26,68 50 0
800 13,79 -25,78 50 0
850 12,53 -24,9 50 0
900 11,43 -24,04 50 0
950 10,45 -23,21 50 0
1000 9,59 -22,42 50 0
1050 8,83 -21,67 50 0
1100 8,15 -20,95 50 0
1150 7,54 -20,26 50 0
Для решения задачи воспользуемся методикой структурно-параметри—.
ческого синтеза (код задания - KZ- 3). Прежде всего выберем и
зададим необходимые исходные данные. Сначала определим топологию
СТЦ. Будем исходить из желания получить наиболее простую СТЦ, ко-
торая отвечала бы заданным требованиям к АЧХ. Выберем для СТЦ Г-цепь,
включив в ее последовательную ветвь для расширения полосы согласо-
вания две реактивности. Тогда топология СТЦ примет вид, показанный
на рис. 5.4. Таким образом, СТЦ может быть представлена каскадным
соединением трех ( ns = 3) БЭ с кодами nstr (i):I,2,2 (см.
табл. 5.1), отсчет ведем от Zr . При синтезе варьируемыми будут
параметры всех трех БЭ ( NX - 3). В соответствии с приведенными
выше рекомендациями выберем nfq - 5, т.е. в центре рабочей по-
лосы частот, a IBR = 10. Далее принимаем код выбора требуемой
АЧХ СТЦ равным нулю (RKZ = 0), так как цепь должна обеспечивать
согласование во всей рабочей полосе частот. При этом коэффициент
передачи на любой частоте будет KPoi = I ( i = 1,2,..., nf ).
Выберем среднеквадратичный критерий приближения, задав Ш = 0.
Примем ТВ = -I, IN0RM - I, ТМАХ = 200, CONV1 = IO-4, STEP1= 0,3.
Определим на частоте nfq = 5 ( = 950 МГц)
Rmax(t) = (0,2,...0,5)pLl| + .50| 6...15.
Возьмем вмах = 10, тогда rm'in - -10 для т = 1,2,3 (поскольку
nx = 3). Так как желательно приближение АЧХ к заданной, то для
-ВЦ HAU-
программа.____
про грн инист
телефон_______
’ЕС ЭВМ-
язык прогро иииро5а,ни.р
Д)ати____________
стр _____из
I
2
3
Ч
Г
£
7
%
9
40
«
42
В
.W
1 IS-
IS
17
18
13
2.0
21
2Z
28
24
1 » № JS so B5 30 35 40 45 5D 55 SO 55 70 75 ЛО
Т ‘ 1 ' 1 111 1 I 1 1 1 1 1 1 < >“r| Г 1 1 > | Г 1 -Г 1 j' f 1 1 Г |"Г| 1 < 1 । . i > । > г i f 1—n—i-| 1 т—i1 f| гтт 'iпт[—1—nmг 1 *
i r-r-T-|-, г r-т ггт'1 * । 1 T-’ Г-Г-ГГТ 11 1 I i i i 1 1 l l 11 Г T'T'i | 1 Г1 1
1 т—Т Ч 1 1 |~Т~| t 'j ’ 1 1' I "1 1 1 1 Т 1 1'1 Г I 1 1 Ч 1'ТП Г Г|~»'1 1 1 | 1 ' 1 1 1 ' '—1 ’ Г ' 1 1 | 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Г । 1 1 1 1 i 1 1 "• 1 » со гласи киля цепь
1 1 1 1 J 1 Г 1 1 1 1 '1 1 I I I 1 i v i i i г r —1—। i | i 1"Г~ i | i i i
3
i < 1 ( > 1 1 I 1 1 1 1 1 I 1 1 ( 1 T r 1
з я < 2 г
'т .'s'e’+bY 1J.22 -2G.64 yier. ’ ' ' XX.‘ ’' ' —1—।—1 ri—r~j—1—1 г-1 > г~i i—i । i 'i~i—
S.Ve'+'^я' is. Уз' i । । i * । । i ’ । । ' । i i । i । । । । -2S.7S Stf. '' ‘0' 11 I 1 1 I ' < 1 1 Г 1 ' 1 1 < 1 г l Г 1—n—гтт
8. УЕЧП 12.53 -24 .9 SJZ. 1 '0' ’''
' 1 l”T’1 1 ! I п ’1 I 1 1 » ' 9 44 .43 1 1 1 1 1 1 fl > 1
-24. #3 5-0". 0.
3.5Е+Л8 1Л.45 -23.21 SB.
1 1 1 1 1 1 I I
10. ХУЕ+^g S.5S - 2 2 - 4 2 50. 0.
'1 1 1 1 1 l Г I 1 1 1 ITT 111 , 10. SE>-04 8 • 83 " '-24'. G7~ ' ' ' 5'0.' ' ' ' flT 1 11 1 1 T 0
4/-17Е+Я9 «.4 5 1 1 1 1 1 1 l 1 1" Г 1 i Г1 ГГ 1 I ITT -2^.95 50. r 1 1 Г Tl 1 1 1 &. I г I i" i i i 1 i m i i i i т "i j i i i i Ill (11*1
14 . SE+ W ' 7-S4 1 । । । । । l > । тт 1 '1 | | 1 1 1 -2-0.26 50.
1 I . I | l 1 Ifll.ll 1 111 1 I 1 I 1 1 1 1 1 1 1 । 1 1 1 1 1 1 1 । । 111 1 > > * . 1 «
1^0. 500.
я , т-J 'r"TI 1 | . 1 T-l 1 1 I I 1 J 1 | r T—1—f—i 1 T”! ‘ | T ’ 1 । | 1 ' F“1 f 1 1 ‘ Г*Т
1 11 IT 1111 I' 1 1 I J 1 1 1 1 | Г 1 1 1 1 1 1 I 1 Ivr
3 5 10 0 -Л 1.00
’i'.'e'-bV ' ' «-'.'s' ' 1 i 1 1 1 1 i k । 1 < 1 1 1 1 । । 1 । < 1
T l l I 1 Г 1 I 1 4 1 1 l । 1 1 -IQ- \0. -\0. \B. ' -if.' г V I J 1 1 1 ’
1 1 l 1 1 1 Г 1 I | 1 1 l T "ГI 1 1 ri ггттт 1 i 1 । ii । i । । i । 1 1 111'1 Г 1 T 1 1 1 । 1 । '• "•‘t rn—i 1 i i1 11 i' Г Г
1. 1. 1. 1. < . 1. 1. 1.
1 1 1 . 1 1 1 1 1
20^99 9
0.0 i ’ 0.03 ' ‘ ' 0. e\ 1,1,1 Ztfj1 ' 1' 'si'0'3 ' ' 0. 03 ' 'ё'п '
0.03
' 11 ''1 Vj1; 1 ‘1 ’' ’<s' ' 1 1 1
T~V~r 1 ] 1 I I 1 t 1 1 1 . I 1 1 1 1 • 4 1 I I 1 J I 1 1 1 | 3 ! 1 1 I 1 J 1 1 , 1 1 1 < | 1 i i 1 T I 1 т r J i 1 г I « I 1 г г I i 1 l г 1 • « ‘ 4—|—Г 1 1 | T-l 1' | 1 1 1 1 1 1 t T-T_‘ • i I 1 । 1 1 14 > FT“I I J'l ’Г-!' Г I 1 i 1 | 1 1 1 1 | < 1 1 T « >iii i I I > | I i l I i 4 <
Рис. 5.5. Представление исходных данных примера
на перфокартах
всех частот ( nf= 9) считаем wnr(i) = I, где Z = 1,2,...,9. Для
допускового синтеза задаем Ny - 200 и Nu - 999. Для ввода в
ЭВМ исходные данные готовим согласно табл. 5.4. Представление ис-
ходных данных на перфокартах для синтезируемой СТЦ приведено на
рис. 5.5. Колода перфокарт формируется в соответствии с Инструкци-
ей пользователю ЭВМ, имеющейся в кабинете курсового проектирования
кафедры.
Результаты решения задачи на ЭВМ приведены в табл. 5.6 и 5.7,
а вид полученной синтезированной схемы СТЦ показан на рис. 5.6.
Ji , МГц 750 800 850 900 950 1000 1050 1100 1150
KPi 0,930 0,953 0,956 0,956 0,957 0,958 0,955 0,941 0,911
Рис. 5.6
Таблица 5.7
Номер БЭ в схеме I 2 3
Код БЭ (табл.5.3) 8 6 7
Элемент LI Z2 CI
Величина парамет- ра элемента 5,06-10-у Гн 1,15-Ю-в Гн 2,62-10 Ф
Допуск, % -5,8... ...+7.3 -18... . ..+24 -19... ...+I7
5.2. РАСЧЕТ СОПРОТИВЛЕНИЯ НАГРУЗКИ ГЕНЕРАТОРА,
ВЫПОЛНЕННЫЙ В ВИДЕ ПОЛОСКОВОЙ АНТЕННЫ
Общие сведения
При проектировании модуля активной антенной решетки, в которой
выходной активный элемент - полупроводниковый генератор нагружен
непосредственно на входное сопротивление излучателя Z вх , возни-
кает задача согласования этого сопротивления с выходным сопротив-
лением активного прибора генератора ZB . Согласование достига-
ется путем включения в выходную цепь активного прибора генератора
согласующе-трансформирующей цепи (СТЦ), нагрузкой которой являет-
ся сопротивление излучателя (рис. 5.7). Чем ближе по величи-
не. i к i , тем более простой будет схема СТЦ.
ВЫХ1 ВХ
В качестве излучателя модуля, выполняемого в печатном исполне-
нии, может быть применена полосковая антенна (ПА) резонансного ти-
па, которая удобно совмещается с элементами модуля [l]. Конструк-
тивно такая антенна выполняется в виде, показанном на рис. 5.8.
Она состоит из прямоугольного ленточного проводника I длиной Z
и шириной ухг , расположенного на диэлектрической подложке 2 вы-
сотой h и относительной диэлектрической проницаемостью £г .
Основание 3 подложки металлизировано. Возбуждение ПА осуществляет-
ся несимметричной полосковой линией передачи 4, присоединенной к
краю ленточного проводника I. Полосковая антенна близка по свойст-
вам прямоугольному резонатору, выполненному в виде отрезка несим-
метричной полосковой линии передачи, заполненной диэлектриком.
Края резонатора образуют две излучающие щели А и Б с размерами W
и /г , отстоящие друг от друга на расстояние 1Р , приблизительно
равное половине длины ' олны в линии ( 1Р = 0,5 ЯА ). Ширина
w полосковой антенны может быть различной, но не более 0,5 .
Возбуждение ПА может быть осуществлено способом, показанным на
рис. 5.8, а также с помощью коаксиальной линии передачи, внутрен-
ний проводник которой удлиняется и присоединяется к проводнику I
ПА, а наружный соединяется с проводящим основанием 3. Согласование
входного сопротивления ПА с возбуждающей линией передачи может
быть достигнуто смещением точки возбуждения от края щели на рас-
стояние (рис. 5.9). Изменение положения точки возбуждения I,
вдоль оси х антенны (рис. 5.9) позволяет получать различные ве-
личины ее входного сопротивления: от ZBX = 0,5 2изл при Z, = О
до ёвх = 0 при 1, = 0,5, 1р х 0,25 Ял (здесь 2ИЗЛ - сопротив-
ление излучения щели).
Строгий электродинамический расчет ПА является сложной задачей.
Поэтому для определения ZBX ПА заданных размеров применяют при-
ближенные методы. Эту задачу удобно решать на ЭВМ. Для этой цели
можно использовать программы "PAI" и "РА2", написанные на языке
FORTRAN. Тексты программ заложены в библиотеку абсолютных моду-
лей ЭВМ. Инструкции по пользованию программами "PAI" и "РА2" име-
ются в кабинете курсового проектирования кафедры. Программы "РА1П
и "РА2", позволяющие определить ZBX ПА, отличаются параметрами
антенны, которые находятся дополнительно после расчета ZBX . Назна-
чение каждой из программ и подготовка числового материала для рас-
чета по зтим программам излагаются ниже. Формирование колоды пер-
фокарт производится согласно "Инструкции пользователю ЭВМ".
Программа "PAI"
Назначением программы является расчет резонансной длины 1р ,
частотной зависимости входного сопротивления 2ВЛ = RBX+j%BX » КПД
на резонансной частоте jp прямоугольной полосковой антенны (ПА),
показанной на рис. 5.9 (позиции 1-4 соответствуют приведенньм
на рис. 5.8). Величина ZBX вычисляется в точках возбуждения, рас-
положенных на расстоянии 0 < t1 < 0,5 1Р по оси х . Частот-
ные зависимости zex находятся для ПА без учета и с учетом потерь
в ее проводниках и диэлектрике. Величина рассчитывается для
N заданных значений частот , определяемых по формуле
Л , z = 1,2,..., /V ,
для t точек возбуждения, координаты которых
, * = 2,3,...,Z , Ао=0.При^=0 А;=0.
Значение КПД вычисляется как отношение на частоте f активных со-
j р
ставляющих входных сопротивлений ПА с потерями и без потерь.
Обозначение и наименование исходных данных, формат и порядок
ввода их с перфокарт (в системе СИ) представлены в табл. 5.8.
Таблица 5.8
Номер пер- фокарты Формат ввода Обозначение в программе Наименование вводимого параметра
I EI5.8 Н к - толщина подложки
2 EI5.8 W W - ширина ПА
3 EI5.8 FN Sp - резонансная частота
4 EI5.8 FD 4/ - шаг по частоте
5 12 N N - число частотных точек
б F5.3 EPS I - относительная диэлектричес- кая проницаемость материала под- ложки
? EI5.8 TGD igfi- тангенс угла диэлектричес- ких потерь материала подложки
8 EI5.8 SIG s’ - удельная проводимость ма- териала проводника
9 12 тп t - количество точек возбуж- дения
Пример формирования числовых данных. Рассчитать частотную зави-
симость iBX полосковой антенны с параметрами Л, = 2-Ю-3 м; W =
= 5-I0-2 м; = 1,5-109 Гц, J/ = 50-Ю6 Гц; ТУ = 15; Ег = 2,5;
t^= 7-Ю-4; б = 5,8 I07 См/м; t = 5.
На перфокарты набивается следующая информация:
I)uuuuuuuuu2.|JE-3 6)2.5
2) uuuuuuuuh 5.0Е-2 7) uuuuuuuuufl.®-3
3) uuuuuauuu 1.5 Sts 8) 5.8Е+?
4) UUUUU UUUU 5(3. (3 Е+6 9) «J 5
5) 15
Программа "РА2'1
Назначением программы является расчет резонансной длины 1р ,
частотной зависимости входного сопротивления iBX- RBX+ вх с
учетом сопротивления возбуждающего штыря, а также коэффициента от-
ражения Г в точке возбуждения Zz прямоугольной полосковой антен-
ны (ПА), показанной на рис. 5.9. Возбуждение ПА осуществляется шты-
рем, являющимся продолжением внутреннего проводника коаксиальной
линии передачи с волновым сопротивлением ZB . Наружный проводник
присоединяется к металлизированному основанию 3. Точка возбуждения
полосковой антенны смещена на расстояние I от края ПА по оси х .
Частотная зависимость % рассчитывается в заданной полосе частот,
от начальной до конечной у* частоты, с шагом zly по частоте.
Таблица 5.9
Номер пер- фокарты Обозначение в программе Наименование вводимого параметра
I В VZ- ширина ПА
2 Т к - толщина подложки
3 X Ц- смещение штыря вдоль оси
4 EPSP Ег- относительная диэлектрическая про ницаемость материала подложки
5 V/ Z - волновое сопротивление возбуждаю- в щей линии передачи. Ом
6 FN у - начальное отклонение частоты от н резонансной, %
7 ГК f - конечное отклонение частоты от резонансной , %
8 ГК - шаг отклонения частоты. %
Обозначение и наименование исходных данных, порядок ввода их
с перфокарт приведены в табл. 5.9. Числовой материал перфорируется
на 8 перфокартах по формату F.I0.6. На каждой перфокарте с первой
позиции набивается числовое значение одного параметра. Все вводи-
мые геометрические параметры нормированы к длине волны Я в сво-
бодном пространстве, a * fк » выражаются в процентах
относительно резонансной частоты.
Пример формирования числовых данных. Рассчитать частотную за-
висимость 2ВХ полосковой антенны с параметрами V/ = 0,1 Ло ;
к = 0,003 Л„ ; £,= 0,I25/?o ; £ = 0,3; ?s= 73 Ом; /„=-!%;
fK = 1%, = 0,1%.
На перфокарты набивается следующая информация:
I) 0.1 2) 0.003 3) 0.125 4) 2.3 5) 73 6) -I
7) I 8) 0.1
ЛИТЕРАТУРА
I. Антенны и устройства СВЧ/Под ред. Д.И. Воскресенского. - М.:
Радио и связь, 1981.
2. Схемотехническое проектирование транзисторных генераторов
СВЧ при помощи ЭВМ/Под ред. Р.А. Грановской. - М.: МАИ, 1982.
3. Проектирование генераторов СВЧ на ЭВМ/Под ред. Р.А. Гра-
новской. - М.: МАИ, 1983.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ............................................ 3
1. Транзисторные генераторы высокой частоты с внешним
возбуждением............................................ 4
I.I. Структурная схема и основные параметры генерато-
ра с внешним возбуждением............................... 4
1.2. Электронные режимы транзисторных генераторов . . 7
1.3. Ток коллектора и базы в генераторе на безынерци-
онном транзисторе...................................... 10
1.4. Импульсы коллекторного тока при проявлении инер-
ционности транзистора.................................. 15
1.5. Нагрузочные характеристики транзисторных генера-
торов высокой частоты.................................. 19
1.6. Соотношения для цепи базы транзистора. ..... 20
1.7. Влияние емкости коллекторного перехода на режим
работы генератора. ... ................................ 21
1.8. Режим умножения частоты...................... . 22
Контрольные вопросы ................................... 24
Литература............................................. 25
П, Высокочастотные цепи транзисторных генераторов . , 25
2.1. Назначение высокочастотных цепей.................. 25
2.2. Высокочастотные цепи на основе Г-образных реак-
тивных четырехполюсников .............................. 26
2.3. Высокочастотные цепи на основе П-образных реак-
тивных четырехполюсников.......................... . . 31
Контрольные вопросы ................................... 33
Литература............................................. 34
Ш. Умножители частоты с использованием нелинейной
емкости р- п -перехода..................................... 34
3.1. Параметры умножителей частоты и диодов с нелиней-
ной емкостью........................................... 34
3.2. Основные соотношения, характеризующие режим рабо-
ты диодных умножителей частоты ................. .... 41
3.3. Электрические схемы диодных умножителей частоты . 46
Контрольные вопросы .................................... 51
Литература.......................................... 52
1У. Амплитудная модуляция в транзисторных генераторах
с внешним возбуждением ................................... 52
4.1. Общие сведения.................................... 52
4.2. Базовая модуляция смещением....................... 60
4.3. Базовая модуляция напряжением возбуждения .... 63
4.4. Коллекторная модуляция............................ 65
Контрольные вопросы..................................... 69
Литература............................................. 70
У. Расчет на ЭВМ высокочастотных цепей транзисторных
генераторов................................................. 70
5.1. Расчет согласующе-трансформирующих цепей.......... 70
5.2. Расчет сопротивления нагрузки генератора, выпол-
ненной в виде полосковой антенны................... 80
Литература.............................................. 84
Гелий Павлович Земцов
Виктор Николаевич Шкаликов
Роза Алексеевна Грановская
Анатолий Иванович Лучанинов
Владимир Михайлович Шокало
Геннадий Владимирович Занегин
Сергей Васильевич Подшивалов
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Редактор Р.М. Белозерова
Техн.редактор А.Г. Мухина
Подписано к печати 15.10.86
Л 63235
Формат 60x84 I/I6. Бум.типогр. №
Усл.печ.л.5,50 ; уч.-изд.л.5,00.
Зак. QO2, /1612. Цена 30 к.
Ротапринт МАИ
I2587I, Москва, Волоколамское шоссе, Ь
Тем. план 1986, поз. 129
2
Тираж 500