Л. П. КОЗИНЦЕВА
Усилители
на полипрпВидникиКых
триодах
Книга предназначена для студентов радиотехнС*'
ческих факультетов вузов по курсам «Основы расчеггм?
транзисторных устройств-» и «Электронные усилители,*’
В учебном пособии рассматриваются общие метР~
ды анализа усилительных схем на полупроводников^^
триодах и расчет основных классов усилителей.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Новый электронный усилительный прибор — полупроводни-
ковый триод — создан сравнительно недавно (1948 г.). За этот
короткий срок он нашел самое широкое применение в различных
областях радиоэлектроники.
Замена электронных ламп полупроводниковыми триодами поз-
воляет значительно улучшить эксплуатационные и экономические
характеристики электронной аппаратуры, повысить ее надеж-
ность, сократить потребление энергии от источников питания и
уменьшить ее размеры.
Полупроводниковые триоды широко применяются в усили-
тельных устройствах, которым и посвящена настоящая книга.
Данная книга является учебным пособием по курсам «Основы
расчета транзисторных устройств» и «Электронные усилители» для
студентов радиотехнических специальностей.
В книге принята следующая последовательность изложения:
рассмотрены параметры и характеристики полупроводникового
прибора как элемента электрической схемы, затем даны методы
расчета основных классов усилительных схем (усилители низкой
частоты, резонансные усилители, усилители видеоимпульсов, уси-
лители постоянного тока). Отдельно рассмотрены вопросы расчета
цепей смещения и температурной стабилизации схем на полупро-
водниковых триодах.
1
— 3 —
В каждом разделе даны примеры расчета. Основное внимание
уделено методике анализа усилительных схем. Овладение такой
методикой позволит студенту выработать самостоятельный подход
к вопросам анализа и синтеза различных усилительных устройств.
В учебном пособии частично использованы статьи и письмен-
ные лекции автора по отдельным вопросам расчета схем на полу-
проводниковых триодах.
Автор выражает благодарность доц. И. П. Степаненко за цен-
ные замечания, сделанные им при просмотре рукописи.
Л. П. Козинцева
ГЛАВА I
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ ТРИОД
КАК ЭЛЕМЕНТ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ „ --
§ 1. УСИЛИТЕЛЬНОЕ ДЕЙСТВИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ТРИОДА
Полупроводниковый триод состоит из трех полупроводниковых
слоев, обладающих проводимостью различного типа: дыроч-
ной (р-полупроводник) и электронной (/г-полупровод-
ник).
Контакт между р- и /г-слоями называется электронно-дырочным
или р-/г-переходом.
На рис. 1-1 приведено условное изображение плоскостного три-
ода р-п-р.
В отдельности каждый из р-п-переходов эквивалентен диоду,
имеющему малое прямое и боль-
шое обратное сопротивление. В уси-
лительном режиме на один из пе-
реходов подается прямое, а на
другой — обратное напряжение.
Допустим, что к переходу I
приложено прямое, а к переходу
II обратное напряжение. Под дей-
ствием прямого напряжения Ех
происходит инжекция дырок из ле-
вого p-слоя в /г-слой. Избыточная
Рис. 1-1. Упрощенная структу-
концентрация неосновных носите- ра плоскостного триода р-п-р
лей (дырок) в /г-области приводит
к диффузии инжектированных дырок от перехода I вглубь /г-об-
ласти, т. е. к переходу //.
Электрическое поле, действующее на этом переходе, отталки-
вает основные носители каждого слоя от поверхности контакта II,
но будет затягивать из /г-слоя неосновные носители (дырки), по-
дошедшие к переходу // в процессе диффузии.
Таким образом, под действием внешних напряжений Ех и Е2
через триод протекает ток.
— 5 —
Рис. 1-2. Усилительный каскад
на полупроводниковом триоде
тивление нагрузки /?н (рис. L-:
Левый p-слой, являющийся
источником дырок, называется
эмиттером, правый р-слой—
коллектором, средний
п-слой —базой (или основанием).
Соответственно р-л-переход I
называется эмиттерным, а р-л-пе-
реход II — коллекторным.
Включим в цепь эмиттера, по-
мимо постоянного напряжения Elt
переменное напряжение сигнала
Ur, а в цепь коллектора сопро-
. Количество инжектируемых эмит-
тером дырок, а следовательно, ток через триод и напряжение на
нагрузке будут изменяться в соответствии с изменением напряжения
источника сигнала.
Коэффициент усиления напряжения Ки в этом случае равен
Д’ 	 1ктВн
и	^эт^вх
где 1Кт— амплитуда переменной составляющей тока в цепи кол-
лектора;
/Эот— амплитуда переменной составляющей тока в цепи эмит-
тера;
7?вх— входное сопротивление, т. е. сопротивление между элект-
родами эмиттера и базы для переменного тока.
Предположим, что все дырки, инжектируемые эмиттером, до-
ходят до коллектора, т. е. 1Кт^1Эт. Тогда
т. е. коэффициент усиления напряжения приближенно равен отно-
шению сопротивления нагрузки к входному сопротивлению.
Входное сопротивление в рассматриваемой схеме мало, так
как к эмиттерному переходу приложено прямое напряжение (/?вх~
^10—100 ом). К коллекторному переходу приложено обратное
напряжение, вследствие чего сопротивление коллекторного пе-
рехода очень велико (порядка 10б—106 ом). Такая величина
сопротивления коллекторного перехода позволяет выбирать
сопротивление нагрузки во много раз больше входного сопро-
тивления без заметного уменьшения коллекторного тока и, таким
образом, получать высокий коэффициент усиления напряжения.
Одновременно с усилением напряжения происходит усиление
мощности колебаний сигнала.
Усилительное действие будет иметь место и в том случае, если
напряжение сигнала подать в цепь базы, нагрузку включить в цепи
коллектора или эмиттера (в последнем случае будет усиливаться
входной ток и соответственно мощность колебаний сигнала).
— 6 —
§ 2. ВОЛЬТ-АМПЕРНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРИОДА
Для полупроводниковых триодов приняты статические харак-
теристики в следующих системах координат:
1- ^к = /1(^кб).	= const;	(1-1)
4 = /2 (^эб). UКб = const.	(1-2)
(Все напряжения измеряются относительно потенциала базы.)
а)	б)
Рис. 1-3. Вольт-амперные характеристики триода
Рис. 1-4. Вольт-амперные характеристики триода
На рис. 1-3, а и б приведены соответствующие семейства ста-
тических характеристик для маломощного германиевого триода.
2- ^к = /з(^кэ). /б = const;	(1-3)
^б =/4(^69).	= const.	(1-4)
(Все напряжения измеряются относительно потенциала эмит-
тера.)
Типичные статические характеристики этого вида приведены
на рис. 1-4, аи б.
7 —
Целесообразность использования той или другой системы коор-
динат определяется схемой усилительного каскада.
§ 3.	СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
Возможны три схемы включения источника сигнала и нагруз-
ки в цепи электродов триода:
1)	схема с общим эмиттером;
2)	схема с общей базой;
3)	схема с общим коллектором.
На рис. 1-5, а, б и в показаны все три схемы*.
а)	б)	8)
Рис. 1-5. Схемы усилительных каскадов на плоскостных триодах
Как видно из рис. 1-5, а, в схеме с общим эмиттером источник
сигнала включен в цепь базы, а нагрузка — в цепь коллектора.
Вывод эмиттера является общей точкой для входной и выходной
цепей. Эта схема аналогична схеме лампового усилительного кас-
када с общим катодом.
В схеме с общей базой рис. 1-5, б источник сигнала включен
в цепь эмиттера, а нагрузка — в цепь коллектора. Вывод электрода
базы является общей точкой для входной и выходной цепей. Эта
схема аналогична схеме лампового усилительного каскада с общей
сеткой.
В схеме с общим коллектором рис. 1-5, в общей точкой для
входной и выходной цепей является вывод коллектора. Источник
сигнала включен в цепь базы, нагрузка — в цепь эмиттера. Эта
схема аналогична схеме лампового усилительного каскада с общим
анодом (катодный повторитель).
Цепь, в которую включается источник сигнала, принято назы-
вать входной цепью усилительного каскада, а цепь, в которую
включена нагрузка,— выходной цепью.
В схеме с общей»базой входной цепью является цепь эмиттер —
база, а выходной — цепь коллектор—база.
* Здесь и ниже на схемах условно не показаны источники постоян-
ного напряжения смещения коллекторного и эмиттерного переходов.
Способы задания необходимого режима работы триода по постоянному
току будут подробно рассмотрены в гл. VI.
— 8 —
В схеме с общим эмиттером входной цепью является цепь база —
эмиттер, а выходной — цепь коллектор — эмиттер.
В схеме с общим коллектором входной цепью является цепь
база — коллектор, а выходной — цепь эмиттер — коллектор.
При включении триода по схеме с общей базой, очевидно, наи-
более удобными для расчета являются семейства статических харак-
теристик:
~ /1 (^кб)» 4 = const,
/э = /2 (^Эб)> ^кб = const,
где все напряжения измеряются относительно потенциала базы.
В этом случае характеристики /э=/2 (^эб) принято называть вход-
ными, а /к—/1(^кб) — выходными характеристиками триода. Ана-
логично, при включении триода по схеме с общим эмиттером наи-
более удобны семейства статических характеристик:
/к = /з (^кэ). Ц = const;
/б = (Ц>э), У™ = const,
где все напряжения измеряются относительно потенциала эмит-
тера.
Входными в этом случае являются характеристики /б=/4(^бэ)>
а выходными характеристики /к=7з(^кэ)-
При включении триода по схеме с общим коллектором обычно
используются те же семейства статических характеристик, что и
для схемы с общим эмиттером.
§ 4.	ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И ПАРАМЕТРЫ ТРИОДА
Теория и методы расчета ламповых усилительных схем бази-
руются, как известно, на анализе эквивалентной электрической
схемы усилителя. Пользуясь эквивалентной электрической схемой,
можно рассчитать напряжения и токи в любой ветви схемы и со-
ставить уравнения частотной, фазовой и переходной характеристик
усилителя.
Для составления эквивалентной электрической схемы усили-
тельного каскада на полупроводниковом триоде необходимо пре-
жде всего составить эквивалентную схему триода.
Рассмотрим эквивалентные схемы триода для постоянного тока
и при малом и при большом сигналах для переменного тока.
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ТРИОДА ДЛЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Эквивалентная схема триода для постоянного тока должна
моделировать движение зарядов (дырок в триоде р-п-р) через эмит-
терный и коллекторный p-n-переходы под действием внешних на-
пряжений Е± и Е2 (рис. 1-1).
По отношению к внешнему напряжению каждый р-п-переход
является диодом, включенным в зависимости от полярности при-
ложенного напряжения в прямом или в обратном направлении.
— 9 —
Ток, проходящий через каждый диод, определяется не только
приложенным напряжением, но также и режимом работы второго
р-л-перехода.
Таким образом, на эквивалентной схеме для постоянного тока
каждый р-л-переход может быть представлен в виде управляемого
нелинейного сопротивления. Управляющим параметром является
ток через второй р-л-переход, или напряжение на нем.
р 0	Фб я б	* *
а)	i)
Рис. 1-6. Эквивалентные схемы эмиттерного перехода
(а) и коллекторного перехода (б) для постоянного тока
Промежуток коллектор — база может быть представлен в виде
управляемого нелинейного сопротивления с управляющим пара-
метром 1Э (рис. 1-6, б). Вольт-амперные характеристики этого не-
линейного сопротивления для ряда значений управляющего пара-
метра даются семейством характеристик триода в координатах
4=/i (i/кб). /9=const (рис. 1-3, б).
Эквивалентная схема цепи эмиттер — база может быть пред-
ставлена в виде управляемого нелинейного сопротивления с управ-
ляющим параметром (7кб (рис. 1-6, а). Характеристики этого не-
линейного сопротивления для ряда значений управляющего пара-
метра Uk6 даются семейством статических характеристик триода
в координатах l9=f£U9$, (/K6=const (рис. 1-3, а).
Эквивалентные схемы рис. 1-6, а и б позволяют составить
эквивалентную схему триода для постоянного тока, показанную
на рис. 1-7. Такое представление удобно использовать при вклю-
чении триода по схеме с общей базой.
Необходимые величины питающих напряжений на эмиттерном
и коллекторном переходах могут быть установлены и при питании
от одного источника с помощью делителя напряжения /?1( /?2
(рис. 1-8).
Как видно из схемы рис. 1-8, в этом случае к источнику Е
присоединены два последовательно соединенных нелинейных со-
противления — эмиттер — база и коллектор — база.
При включении триода по схемам с общим эмиттером и с об-
щим коллектором оба нелинейные сопротивления могут быть
заменены одним управляемым нелинейным сопротивлением кол-
лектор — эмиттер, к которому приложено напряжение UK3 и
через которое проходит ток ZK. Так как при данной величине на-
пряжения UK3 ток в цепи коллектора /к зависит от величины тока,
10 —
ответвляющегося в цепь электрода базы /б, управляющим пара-
метром этого нелинейного сопротивления будет ток базы /б. На
рис. 1-9 приведена эквивалентная схема триода, соответствующая
такому представлению.
Рис. 1-7. Эквивалентная схема три-
ода для постоянного тока, исполь-
зуемая при включении триода по схе-
ме с общей базой
Рис. 1-8. Схема подачи смещения от
одного источника через делитель на-
пряжения
Вольт-амперные характеристики управляемого нелинейного
сопротивления коллектор — эмиттер для ряда значений управляю-
щего параметра /б даются статическими характеристиками триода
в координатах
4 = /з(^К9), /б = const.
Вольт-амперные характеристики управляемого нелинейного
сопротивления база — эмиттер удобно в этом случае давать в си-
стеме координат
/б-/4(67бэ), (7КЭ = const.
Для расчета схем на полупроводниковых триодах, построенных,
как показано на рис. 1-7 и 1-9, применяют известные графо-аналити-
ческие методы расчета нелинейных цепей. Эти методы будут исполь-
зованы ниже для расчета цепей смещения, а также при рассмотрении
работы выходного каскада усилителя. Однако трудоемкость рас-
чета схем графическими и графо-аналитическими методами, большой
разброс вольт-амперных характеристик современных триодов, слож-
ность снятия их для каждого экземпляра триода заставляют в боль-
шинстве случаев применять более удобные, хотя и приближенные,
аналитические способы расчета.
Упрощенная эквивалентная схема триода, пригодная для ана-
литического расчета его режима на постоянном токе, представлена
на рис. 1-10 [Л. 13]. Здесь генератор тока /к0 отражает наличие
обратного (теплового) тока через переход коллектор—база. (Как
будет показано далее, учет его весьма существенен при расчете
режима триода по постоянному току.)
Для схемы рис. 1-10 справедливы следующие соотношения
между токами, протекающими через электроды триода:
/к = а/э /ко,	Д‘5)
= —Л-	П -6)
11
Коэффициент а показывает, что при инжекции из эмиттера не
все дырки достигают коллекторного перехода, а частично рекомби-
нируют в области базы. Поэтому а называется коэффициентом пере-
дачи эмиттерного тока.
Рис. 1-9. Эквивалентная схема три-
ода для постоянного тока, используе-
мая при включении триода по схемам
с общим эмиттером и с общим коллек-
тором
Рис. 1-10. Упрощенная эквивалент-
ная схема триода для постоянного
тока
Необходимо подчеркнуть, что соотношение (1-5) является при-
ближенным, так как не учитывает ряда особенностей, присущих
реальным транзисторам (например, зависимость а от тока коллек-
тора, модуляцию ширины базы при изменении [7К и т. д.). ,
В уравнении (1-5) ток коллектора является функцией тока
эмиттера. Такая форма записи удобна для анализа схемы с общей
базой.
Для схемы с общим эмиттером удобнее выразить ток коллек-
тора как функцию тока базы. Это легко сделать, если /э=/к + /б
подставить в (1-5). После преобразований получим
/к=y6 + (i +7)/ко,	(1-7)
где р = —a—z — коэффициент передачи базового тока.
1— а
Черта над параметрами аир означает, что они являются инте-
гральными величинами, т. е. характеризуют отношение управляе-
мого тока коллектора к полному току эмиттера и базы соответствен-
но:
~ ^к ^ко	о	I ко
а=——	Р =
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ТРИОДА ДЛЯ ПЕРЕМЕННОГО
ТОКА ПРИ МАЛОМ СИГНАЛЕ
Малым сигналом будем называть такой сигнал, при котором
триод можно рассматривать как линейное устройство (т. е. устрой-
ство, параметры которого не зависят от величины сигнала).
Эквивалентная схема триода для переменного тока при малом
сигнале должна моделировать движение дырок через эмиттерный
и коллекторный р-п-переходы и диффузию дырок в области базы
— 12 —
при постоянных прямом напряжении на эмиттерном переходе,
обратном напряжении на коллекторном переходе и малом перемен-
ном напряжении между эмиттером и базой.
Каждый р-п-переход представляет собой слой пониженной
проводимости, по обе стороны которого
зарядов противоположного знака. Таким
образом, р-п-переход может рассматри-
ваться как конденсатор, обладающий не-
которой утечкой.
Эквивалентная схема р-п-перехода по-
казана на рис. 1-11.
Величины емкости и проводимости
для данного р-я-перехода зависят от по-
лярности и величины приложенного к не-
имеет место скопление
Рис. 1-11. Эквивалент-
ная схема р-п-перехода
при малом сигнале
му напряжения.
Эмиттерный р-я-переход, к которому приложено прямое на-
пряжение, обладает значительной проводимостью и емкостью
^Ю-1—10-2 ом-1, Сэ^10“8 ф). К коллекторному переходу при-
ложено обратное напряжение, поэтому его проводимость и емкость
намного меньше (g^^lCT5—1СГ6 ом~\ Ск=(10—100)-1 СТ12 ф).
На рис. 1-12 приведена эквивалентная схема полупроводни-
кового триода при малом сигнале, где
гэ— активное сопротивление эмиттерного перехода;
Сэ— емкость эмиттерного перехода;
гк и Ск— сопротивление и емкость коллекторного перехода
соответственно;
Гб— объемное сопротивление базы.
Математический анализ диффузионного движения дырок в «-по-
лупроводнике показывает, что это движение аналогично прохожде-
нию тока через 7?С-передающую линию. Поэтому на эквивалентной
7 ij
Рис. 1-12. Эквивалентная схема триода при малом сигнале
— 13 —
схеме коллекторный переход присоединен к выходу /?С-передающей
линии, постоянная времени которой должна равняться времени
диффузии дырок через базу. Ток генератора на входе этой ли-
нии I равен дырочному току через эмиттерный переход
/ =
В современных триодах ао^0,9—0,995.
Генератор напряжения е—[лэк(/к моделирует на эквивалентной
схеме эффект изменения ширины коллекторного перехода при из-
менении напряжения на нем. При изменении напряжения на кол-
лекторном переходе UK изменяется ширина коллекторного запира-
ющего слоя. С увеличением обратного напряжения границы запи-
рающего слоя расширяются, с уменьшением сужаются. Одновре-
менно соответственно уменьшается или увеличивается ширина слоя
базы. Это в свою очередь приводит к изменению напряжения между
эмиттером и базой, если задан ток эмиттера (или к изменению тока
эмиттера, если задано напряжение эмиттера).
Если создать режим обратного холостого хода (t3=0) и поло-
жить гб'=0, то напряжение между эмиттером и базой будет
^Эб Нэк^кб’
ИЛИ
[хэк = I	(1-8)
1 эк t/кб |ц=0.
Из (1-8) следует, что коэффициент [лэк есть отношение напряже-
ния эмиттера к напряжению коллектора в режиме обратного холо-
стого хода (при условии гб'=0). Коэффициент рэк называется коэф-
фициентом обратной связи по напряжению.
Рис. 1-13. Упрощенная эквивалентная схема триода при малом сигнале
Используя теорему об эквивалентном генераторе, схему рис.
1-12 можно привести к более простому виду — рис. 1-13.
На рис. 1-13:
ZK = ZK || Z/,
* Две вертикальные параллельные черты означают параллельное
соединение сопротивлений..
— 14 —
где ZK—сопротивление коллекторного перехода,
ZK = гк || . * ;
1<*СК *
Z, — выходное сопротивление 7?С-линии при разомкнутом входе
линии;
(1-9)
2 _	1	, ^(/цтд)
'"Сд th
где Сд— полная емкость 7?С-линии, соответствующая в данной
схеме диффузионной емкости коллекторною перехода;
тд — постоянная времени /?С-линии, равная в данном случае
времени диффузии дырок через базу.
Анализ выражения 1-9 показывает, что выходное сопротивле-
ние линии Z, может быть представлено в виде параллельного сое-
динения активного сопротивления гл и емкости Сл.
Таким образом, сопротивление Z'K является параллельным сое-
динением активного сопротивления г'к=гк || гл и емкости С'к—Ск-\-Сл.
Согласно теореме об эквивалентном генераторе ток генератора
тока Г схемы рис. 1-13 равен току на выходе /?С-линии при корот-
ком замыкании, т. е.
I — I Ki л. к. з — ^Q^sKi л. к. з —	(1*19)
где	®=®оА/л.к.з;	(1-10а)
К’/л.к.з. — коэффициент передачи по току 7?С-линии при корот-
ком замыкании на выходе линии,
Ki л. к. з = sch (/сотд)/г.
Подставив это соотношение в (1-10а), получим
а = aosch (/(0Тд) /а.	(1-11)
Выражение (1-11) может быть приведено к более простому
виду.
Разложив гиперболический секанс в ряд и отбросив члены
высших порядков, после некоторых преобразований находим
«о
1 + jx’
а
(1-12)
где
х =
w
(oa — частота, при которой | а | =0,707 а0.
Частота (оа называется граничной частотой коэффициента пере-
дачи эмиттерного тока а.
Можно показать, что
2,43	/1
%=—•	(1-13)
На рис. 1-14 а, б приведены графики зависимости модуля и
фазы а от х, построенные по точной (1-11) и по приближенной (1-12)
формулам.
— 15 —
Как видно из рис. 1-14, формула (1-10) дает хорошее прибли-
жение в широких пределах значений х для модуля а и значитель-
ную ошибку при расчете фазы а при Х>1.
Величина а имеет простой физический смысл. Из схемы
рис. 1-13 видно, что при к. з. на выходе схемы и при условии г'б=0
loci
Рис. 1-14. Графики модуля и фазы а
tK а^Э’
ИЛИ
is | wk6—0>
т. е. коэффициент а есть отно-
шение тока коллектора к току
эмиттера в режиме короткого
замыкания при условии г'б=0.
(Напомним, что под iK и i3 по-
нимаются малые приращения
токов коллектора и эмиттера).
В области низких частот
(х<1) а^а0, а сопротивления
эмиттерного и коллекторного
переходов можно считать чисто
активными. Эквивалентная схе-
ма триода при этом принимает
простой вид, показанный на
рис. 1-15.
Из эквивалентных схем
рис. 1-13 и 1-15 видно, что при
малом сигнале триод полностью
характеризуется следующими
параметрами:
Рис. 1-15. Эквивалентная схема триода при малом
сигнале для низких частот
1)	сопротивлением и емкостью эмиттерного перехода гэ и Сэ;
2)	сопротивлением и емкостью коллекторного перехода г'к и С'к;
16 —
3)	объемным сопротивлением базы г'б;
4)	коэффициентом обратной связи по напряжению [лэк;
5)	коэффициентом а0.
Частотные свойства триода принято характеризовать гранич-
ной ЧаСТОТОЙ (Оа .
Перечисленные параметры иногда называются малосигналь-
ными параметрами триода.
Величины малосигнальных параметров для данного триода
определяются шириной запирающих слоев эмиттерного и коллек-
торного р-п-переходов и концентрацией зарядов по краям этих
переходов, т. е., в конечном счете, величиной приложенных напря-
жений. При изменении режима будут изменяться и величины мало-
сигнальных параметров. Поэтому при указании величин этих пара-
метров для того или иного триода всегда указывается режим, при
котором производились измерения. Небольшими изменениями мало-
сигнальных параметров при изменении напряжения сигнала пре-
небрегают.
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ТРИОДА
ДЛЯ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА ПРИ БОЛЬШОМ СИГНАЛЕ
В случае большого сигнала при изменении напряжения сигнала
от минимального до максимального значения режим работы три-
ода изменяется настолько значительно, что пренебречь соответст-
вующим изменением параметров эквивалентной схемы рис. 1-13
уже нельзя. Таким образом, при большом сигнале полупроводни-
ковый триод нельзя рассматривать как линейный элемент.
В области низких частот, где можно пренебречь емкостями
р-п-переходов и временем диффузии, нелинейные сопротивления
коллектор — база и эмиттер — база (или коллектор — эмиттер и
база — эмиттер) можно считать чисто активными. Характеристики
этих сопротивлений будут те же, что и для постоянного тока, т.е.
вольт-амперные статические характеристики для данного триода.
В этом случае можно пользоваться эквивалентной схемой триода
для постоянного тока (рис. 1-7. 1-9 или 1-10).
В области высоких частот нелинейные сопротивления коллек-
тор — база и эмиттер — база (или коллектор — эмиттер и база —
эмиттер) уже нельзя считать чисто активными. Соответствующая
эквивалентная схема может быть получена введением в схемы
рис. 1-7, 1-9 или 1-10 нелинейных реактивных элементов.
Однако такая схема слишком сложна для технических расче-
тов. Поэтому при большом сигнале в области высоких частот поль-
зуются несколько видоизмененной малосигнальной эквивалентной
схемой триода.
— 17 —
§ 5.	ШУМЫ В ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
Собственные шумы триода создают на выходе усилителя на-
пряжение шумов, мешающее усилению слабых сигналов, т. е. огра-
ничивающее чувствительность усилителя.
Источниками собственных шумов триода является тепловые
шумы в сопротивлении базы, дробовые шумы эмиттерного и кол-
_	лекторного р-п-переходов
и шумы, создаваемые слу-
чайным перераспределени-
ем тока между коллекто-
ром и базой.
Эквивалентная схема
л триода для переменного
тока при малом сигнале с
учетом собственных шумов
дана на рис. 1-16.
На рис. 1-16:
иш1— генератор напряже-
ния, учитывающий э. д. с.
теплового шума, возника-
с ющего в сопротивлении
базы.
дб
15
~Ц2 0,5 7 21юна ЦЮ/ЦИ 2 5 10 20 UK,О
а)
8)
Рис. 1-17. Зависимость коэффициента шума: а — от тока
в цепи коллектора; б — от напряжения на коллекторе
/ш2— генератор тока, учитывающий ток дробового шума, возни-
кающего на эмиттерном переходе;
/ш3— генератор тока, учитывающий ток дробового шума, возни-
кающего на коллекторном переходе;
/ш4— генератор тока, учитывающий шумовой ток, создаваемый слу-
чайным перераспределением тока между коллектором и ба-
зой.
— 18 —
Э.	д. с. и ток каждого из перечисленных источников опреде-
ляются величинами сопротивления базы, токов через эмиттерный
и коллекторный переходы и температурой триода.
Шумовые свойства каскада принято оценивать по величине
коэффициента шума Гш. Коэффициентом шума называют отношение
полной мощности шумов на выходе (исключая шумы нагрузки)
к мощности шумов на выходе, обусловленной тепловыми шумами
сопротивления источника сигнала. Используя эквивалентную схему
рис. 1-16, можно показать, что для всех трех схем включения трио-
да коэффициент шума приближенно определяется следующим вы-
ражением:
F = 1 -1- —	——
Гш ' /?г	2/?t
(г э+ Гб4~/?г)
2гэ/?га2
+«(1 -а)
- / э
(1-14)
где —сопротивление источника сигнала.
Величина коэффициента шума зависит также от положения
рабочей точки, так как от положения рабочей точки зависят пара-
метры триода. На рис. 1-17,
а и б приведены зависимости
коэффициента шума от тока в
цепи коллектора и от напряже-
ния на коллекторе для схемы
с общим эмиттером.
На рис. 1-18 приведен гра-
фик (/?г), построенный по
формуле (1-14). Как видно из
рис. 1-18, коэффициент шума
имеет наименьшее значение
при определенной величине . ,о о	..
rf р г	Рис. 1-18. Зависимость коэффици-
/<г Агопт'	ента шума от внутреннего сопротив-
Для современных триодов	ления источника
/?, опт=0Д—1 ком. Входное соп-
ротивление каскадов с общей базой и общим коллектором значи-
тельно отличается от этой величины (в схеме с общей базой вход-
ное сопротивление намного меньше, а в схеме с общим коллектором
обычно намного больше). Поэтому в таких схемах величина сопро-
тивления источника, необходимая для согласования с входным со-
противлением каскада (для получения максимального усиления по
мощности), значительно отличается от величины 7?г опт. Входное
сопротивление каскада с общим эмиттером имеет величину того же
порядка, что и Rr опт. Таким образом, схема с общим эмиттером
позволяет получить минимальный коэффициент шума и максималь-
ное усиление по мощности.
Величина коэффициента шума будет различна при различных
частотах, так как параметры триода являются частотнозависимыми
величинами.
— 19 —
На рис. 1-19 приведен график зависимости коэффициента шума
от частоты.
Рис. 1-19. Зависимость коэффициента шума
от частоты
Для современных триодов величина коэффициента шума лежит
в пределах 5—30 дб.
§ 6.	ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ И ХАРАКТЕРИСТИК ТРИОДА
ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ
Характерной особенностью полупроводниковых триодов явля-
ется зависимость токов в цепях электродов и величин малосигналь-
ных параметров от температуры. Это объясняется тем, что при из-
Рис. 1-20. Изменение вольт-амперных характеристик триода при измене-
нии температуры
менении температуры изменяются физические константы материала
триода. Вследствие изменения токов в цепях электродов триода
— 20 —
рабочая точка смещается по нагрузочной прямой, что приводит
к дополнительному изменению малосигнальных параметров. При
значительном изменении режима рабочая точка может сместиться
на нелинейные участки характеристик, где триод теряет свои уси-
лительные свойства.
На рис. 1-20, а и б приведены семейства вольт-амперных харак-
теристик триода при различных температурах окружающей среды.
Из рис. 1-20, б, где проведена нагрузочная прямая, видно, что
при температуре 20° С и при /б=20 мка напряжение на кол-
-60-М-20 0 20 40 60 t°C
Рис. 1-21. Зависимость , г/, гэ и а
от температуры
Рис. 1-22. Зависимость тока
/к0 от температуры
лекторе £/кэ=1,7 в. При температуре 60° С и при том же значении
/б рабочая точка сместилась и £7КЭ—0,7 в. При дальнейшем повы-
шении температуры рабочая точка перемещается на нелинейный
участок характеристики, что соответствует насыщению триода и
практически полной потере им усилительных свойств.
Аналогичные изменения (изменение характеристик, режима,
малосигнальных параметров) вызывает замена триода, так как в
настоящее время для полупроводниковых приборов характерен зна-
чительный разброс параметров от образца к образцу.
Наибольшую зависимость от температуры имеют обратный ток
коллекторного перехода /ко, коэффициент передачи базового тока р
(и Р). Ток /к0 и р возрастают при повышении температуры, что
вызывает подъем вольт-амперных характеристик.
На рис. 1-21 приведены зависимости сопротивлений г'б, г'к, гэ
и коэффициентов j-^s?p и у-эк от температуры для маломощного
германиевого триода.
На рис. 1-22 приведен график зависимости от температуры
тока /к0.
— 21
При проектировании полупроводниковой аппаратуры для ра-
боты в широком диапазоне температур приходится применять спе-
циальные схемы и устройства, стабилизирующие работу усилитель-
ного каскада при изменении температуры (см. гл. VI).
§ 7.	ПАРАМЕТРЫ ЭКВИВАЛЕНТНОГО ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКА
Эквивалентная схема триода при малом сигнале (рис. 1-12),
представляющая триод как активный линейный четырехполюсник,
позволяет применить для расчета усилительного каскада при малом
сигнале методы теории линейных четырехполюсников.
Рис. 1-23. Четырехполюсник
Соотношения между токами и напряжениями на входе и на
выходе линейного четырехполюсника—ur, и и2, i2 (рис. 1-23) —
описываются системой из двух линейных уравнений.
В зависимости от того, какие из этих токов или напряжений
принять за независимые переменные, уравнения четырехполюс-
ника будут иметь различную форму.
Чаще всего применяется одна из следующих форм записи урав-
нений четырехполюсника:
^1 = G/11 ^хг
Н2 ~ 4^-21	^2^22»
Ч — thUll W2^12>
1*2 = ^Х^2Х	^2^22»
= Г^Ац ^2^12»
12 = ^1^21 + W2A22-
Коэффициенты уравнений (1-15) zn, z12, z21, z22 называются
z-параметрами, коэффициенты уравнений (1-16) yllt r/12, r/2i> Ум —
^/-параметрами и коэффициенты уравнений (1-17) An, А12, А21, А22 —
A-параметрами четырехполюсника.
Z-, у- и A-параметры четырехполюсника, эквивалентного по-
лупроводниковому триоду, полностью определяются параметрами
самого триода.
(1-15)
(1-16)
(Ы7)
22 —
В настоящее время для полупроводниковых триодов исполь-
зуются главным образом системы Л-параметров и ^-параметров,
так как эти параметры наиболее удобны для измерения.
Л-параметры четырехполюсника имеют следующий физический
смысл:
ЛИ=4Ч
11 h \и2 =0
^21 —
—	входное сопротивление при коротком замыкании
на выходе;
Л12= —-|. _п —коэффициент обратной связи по напряжению;
—	коэффициент усиления по току при коротком за-
мыкании на выходе;
Ь |и2=0
Й22= — . _ —выходная проводимость в режиме обратного хо-
м® 1/1-0 лостого хода.
Каждой схеме включения триода (общий эмиттер, общая база,
общий коллектор) соответствуют свои значения параметров экви-
валентного четырехполюсника.
7	к	/
Рис. 1-24. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы усилительного
каскада с общей базой
Рассмотрим методику определения этих параметров на примере
определения Л-параметров схемы с общей базой.
На рис. 1-24, а и б приведены принципиальная и эквивалент-
ная схемы усилительного каскада с общей базой.
Составим уравнения контурных токов для схемы рис. 1-24, б:
’	~	^ЭГб Н- Нэк^к ^*к^б> I	(118)
--	=	+ iKr6 + 1эгб — а1’э2к • J
— 23 —
Из уравнений (1-18) находим:
Лп = 2, + ^(1-«).
.Об	г6
^12 ^эк Н- 7' >
ЕОб___
П21 ~ а
д,06	1	_ 1
"22 — / ।	' ~ /
4- /«Ск.
(Ы9)
(1-20)
(1--21)
(1-22)
Аналогичным образом могут быть определены /i-параметры
эквивалентного четырехполюсника для схем с общим эмиттером и
общим коллектором.
В табл. 1 приложения приведены значения г-, h- и ^-парамет-
ров для всех трех схем включения.
Зная параметры четырехполюсника (г, h или у) можно, поль-
зуясь известными соотношениями теории четырехполюсников, пол-
ностью рассчитать усилительный каскад, рассматривая его как
нагруженный четырехполюсник. В табл. 2 приведены формулы
для определения основных параметров, характеризующих усили-
тельный каскад по параметрам эквивалентного четырехполюсника.
§ 8. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ВХОДНЫХ И ВЫХОДНЫХ
ЦЕПЕЙ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА
Методы теории четырехполюсников позволяют составить экви-
валентные схемы входной и выходной цепей усилительного каскада,
значительно упрощающие исследование усилительных устройств.
На рис. 1-25 показаны в самом общем виде структурные схемы уси-
лительного каскада при возбуждении от источника тока (а) и от
источника напряжения (б).
На рис. 1-25:
а)	(5)
Рис. 1-25. Структурная схема усилительного каскада: а — пита-
ние от источника тока; б — питание от источника напряжения
/г — ток источника тока;
уг — внутренняя проводимость источника тока;
— 24 —
Ur — напряжение источника напряжения;
7?г — внутреннее сопротивление источника напряжения;
ZH — сопротивление нагрузки.
Схеме рис. 1-25, а соответствуют схемы входной и выходной
цепей усилительного каскада, показанные на рис. 1-26, а.
На рис. 1-26, а:
уву.— входная проводимость усилительного каскада;
//— ток эквивалентного генератора тока, равный току в вы-
ходной цепи /2> ПРИ коротком замыкании на выходе;
ZBbIX— выходное сопротивление каскада при разомкнутом ис-
точнике тока на входе.
Рис. 1-26. Структурная схема входной и выходной цепей усилитель-
ного каскада: а — питание от источника тока; б — питание от
источника напряжения
Схеме рис. 1-25, б соответствуют схемы входной и выходной
цепей усилительного каскада, показанные на рис. 1-26, б.
На рис. 1-26, б\
U/— напряжение эквивалентного генератора напряжения,
равное выходному напряжению и2, при холостом ходе на
выходе;
ZBbIX— выходное сопротивление при замкнутом источнике на-
пряжения на входе (равное выходному сопротивлению
при разомкнутом источнике тока на входе при питании
от источника тока);
ZBX— входное сопротивление усилительного каскада.
В зависимости от соотношения между внутренним сопротив-
лением источника 7?г и входным сопротивлением усилительного
каскада наиболее пригодной для анализа может быть схема рис.
1-26, а или схема рис. 1-26,6.
При уг < увх более удобна для анализа схема входной цепи
с источником тока, так как в некоторых случаях можно пренебречь
в расчетах величиной уг по сравнению с г/вх. Наоборот, при
Rr |ZBX| более удобна схема с источником напряжения. Точно
так же, в зависимости от соотношения между сопротивлением
нагрузки и выходным сопротивлением каскада наиболее при-
годной для анализа оказывается схема выходной цепи с
эквивалентным генератором тока или с эквивалентным гене-
— 25 —
ратором напряжения. В общем случае обе модификации вход-
ной и выходной цепей усилительного каскада совершенно равно-
ценны и легко могут быть преобразованы одна в другую.
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
Составление эквивалентной схемы входной цепи сводится к
составлению эквивалентной схемы входного сопротивления, так
как /г и уг или Ur и 7?г являются заданными величинами.
Составим эквивалентные схемы входного сопротивления для
трех схем включения триода.
В усилительном каскаде на полупроводниковом триоде при
любой схеме включения имеет место обратная связь.
В схеме с общей базой обратная
связь осуществляется через генератор
напряжения е=[1эк ик и через объем-
ное сопротивление базы г'б, в схеме с
общим эмиттером — через тот же ге-
нератор напряжения и через сопроти-
вление эмиттера Z3, в схеме с общим
коллектором — через сопротивление
Рис. 1-27. Структурная коллекторного перехода Z'K. Поэтому
схема входного сопротив- в любой схеме включения триода вход-
ления
ное сопротивление усилительного каска-
да зависит и от параметров триода и от
сопротивления нагрузки, включенной в выходной цепи усили-
тельного каскада.
Представим входную цепь в виде двух последовательно соеди-
ненных сопротивлений Zx и Z2 (рис. 1-27),
ZBx = Zx + Z2,
(1-23)
где Zt зависит только от параметров триода, a Z2— и от парамет-
ров триода и от сопротивления нагрузки.
В зависимости от того, увеличивается или уменьшается вход-
ное сопротивление при увеличении сопротивления нагрузки, ока-
зывается удобным принять сопротивление Zx равным входному со-
противлению при коротком замыкании или входному сопротивле-
нию при холостом ходе на выходе каскада, т. е. принять
А = /*11, или Zx = ги,
где h1JL— входное сопротивление эквивалентного четырехполюс-
ника при коротком замыкании на выходе;
гг1— входное сопротивлёние эквивалентного четырехполюс-
ника при холостом ходе на выходе.
Для схем с общей базой и с общим коллектором удобно принять
Z1=ft11, а для схемы с общим эмиттером Z1=211.
— 26 —
Обозначим сопротивления, относящиеся к схемам с общей ба*
зой, общим эмиттером и общим коллектором, индексами «об», «оэ»
и «ок» соответственно. Тогда
Z°* =/iif+Z2°6	(1-24)
Z£ = z{T + Zr,	(1-25)
Z™=MT +Z2ok.	(1-26)
Входное сопротивление четырехполюсника в системе /i-пара-
метров определяется формулой (см. табл. 2 приложения)
^вх- «11— !
где ZH— сопротивление нагрузки.
Уравнение (1-27) можно переписать в следующем виде:
2„ = ftu+ , ' —,	(1-28)
г22 2Н
где
ZH = ZH (— hi2h2X),	(1 -29)
2 22 ~ ^22 ( ^12^21)»	(1-30)
г» “-А	(1-31)
«22
При сопоставлении (1-28) и (1-24), а также (1-28) и (1-26) ясно,
что
, 1	—,	(1-32)
'об 4“ 7' об
z22 zh
7ок	1	Z1
'ок • 7'ок
z22
Как видно из (1-32) и (1-33), сопротивления Zf и Z°2K могут
быть представлены как параллельное соединение двух сопротив-
лений: сопротивления г’й (или соответственно z™), зависящего
только от параметров триода, и сопротивления Z’®6 (или соответ-
ственно /°нк), зависящего и от параметров триода и от сопротивле-
ния нагрузки.
— 27 —
На рис. 1-28, а и б показаны структурные схемы входной цепи
усилительного каскада для схем с общей базой и общим коллекто-
ром, составленные в соответствии с (1-24), (1-26), (1-32) и (1-33).
а)	б)
Рис. 1-28. Структурные схемы входного сопротивления:
а — с общей базой; б — с общим коллектором
Составим структурную схему входного сопротивления для кас-
када с общим эмиттером. Входное сопротивление в системе г-пара-
метров равно (см. табл. 2 приложения):
оэ оэ
уоэ _ оэ z12 Z21
>'	Z0| + Zh>
ИЛИ
С=гп+- ! 1 , 	(1-34)
_"оэ	7"0Э
2 22	21 и
где
__ оэ оэ
"оэ z12 Z21
Z22 =--оэ >	0-35)
2 22
—z09 709
2’оэ=Щ21.	(
'-'H
Из сопоставления (1-34) и (1-25) видно, что:
z°9 = —------!——.	(1-37)
"оэ	7"оэ
z22	н
Выражения
схему входной
(1-25) и (1-37) позволяют составить структурную
цепи усилительного каскада для схемы с общим
эмиттером, показанную на рис. 1-29.
— 28 —
На основе эквивалентных схем рис: 1-28 и 1-29 можно постро-
ить упрощенные эквивалентные схемы входной цепи каскадов с ОБ,
ОЭ и ОК для различных участков частотного диапазона.
В табл. 3 приложения приведе-	03
ны эквивалентные схемы входных
цепей для всех трех схем включе- 0—-----1. .1
ния.
ВЫХОДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
КАСКАДОВ
Как видно из схемы рис. 1-26, а,
эквивалентная схема выходной цепи
усилительного каскада при возбужде-
Рис. 1-29. Структурная схема
входного сопротивления для
нии от источника тока полностью оп- схемы с общим эмиттером
ределяется величинами // и увых.
Рассмотрим каждую из этих величин.
Согласно теореме об эквивалентном генераторе
/г —/2|гн = 0 —7Д.К 3,	(1*38)
где К/к.з— коэффициент усиления каскада по току при коротком
замыкании на выходе,
т. е.
К = -Ь-1
'к -3	/г 1гн=°-
Непосредственно из схемы рис. 1-26, а видно, что

(1-39)
где К/к.з— коэффициент усиления потоку четырехполюсника, экви-
валентного триоду в данной схеме включения в режиме
короткого замыкания. В системе /i-параметров
•К/ К. 3 — Л21 
Подставляя (1-39) в (1-38), получаем следующее выражение:
____^21
Г 1+^11 Уг
(1-40)
т. е. при заданных величинах /г и уг ток эквивалентного генератора
тока // полностью определяется параметрами /гп и /г21 эквивалент-
ного четырехполюсника. Если внутреннее сопротивление источни-
ка тока Zr =—L значительно выше сопротивления /гп (такое соот-
Уг
ношение обычно имеет место для промежуточных каскадов предвари-
— 29
тельного усиления), то выражение (1-40) упрощается. В этом слу-
чае
(1-41)
Составим эквивалентные схемы выходного сопротивления уси-
лительного каскада для трех схем включения триода.
В зависимости от характера внутрен-
ней обратной связи в данной схеме вклю-
чения можно представить выходное соп-
ротивление в виде последовательного или
параллельного соединения двух сопротив-
лений, из которых одно зависит только
от параметров триода, а второе как от
параметров триода, так и от внутреннего
сопротивления источника сигнала.
Таким образом, в зависимости от
триода структурная
будет
1-30, а
г.
а)
Рис. 1-30. Два вида
структурной схемы вы-
ходного сопротивления
схемы
схема
иметь
или б,
включения
выходного сопротивления
вид, показанный на рис.
т. е.
или
Z^ = Z\+Zn,	(1-42)

<2
#вых =
(1-43)
Выходное сопротивление усилительного каскада в схеме с об-
щим эмиттером минимально в режиме обратного холостого хода и
увеличивается при увеличении внутренней проводимости источника
сигнала (см. табл. 2 приложения). Поэтому для схемы с общим эмит-
тером удобна структурная схема рис. 1-30, а.
Сравнение формулы для расчета выходного сопротивления в
системе г-параметров (табл. 2 приложения) со схемой рис. 1-30, а
показывает, что следует принять
%0Э= *22,	(1-44)
Z?r = (pZ3mx) || (pZ9/n2).	(1-45)
На рис. 1-31 приведена эквивалентная схема выходной (цепи,
соответствующая отношениям (1-44) и (1-45). На рис. 1-31 и в фор-
мулах (1-44) и (1-45) р — коэффициент усиления по току в схеме
с общим эмиттером при коротком замыкании на выходе,
р = oF;
(1-45а)
/п2 =	(1-456)
— 30 —
Формулы для определения /Йэ), z^ и 41Э> приведены в табл. 1
приложения.
Для схемы с общей базой удобна структурная схема рис. 1-30, б,
так как выходная проводимость минимальна в режиме обратного
холостого хода и увеличивается при увеличении внутренней про-
водимости источника.
Рис. 1-31. Эквивалентная
схема выходного сопротив-
ления каскада с общим
эмиттером
Рис. 1-32. Эквивалентная
схема выходного сопротив-
ления каскада с общей ба-
зой
Сравнивая структурную схему рис. 1-30, б с формулой выход-
ного сопротивления четырехполюсника в системе Л-параметров
(табл. 2 приложения), легко заметить, что в данном случае следует
принять
~ ^22 об ’	(1’^6)
222
у„ = -7Z—1-------,	(1-47)
/,об	’	'	'
_L Zr
Л°б Л°б
где
№ = — .
На рис. 1-32 приведена эквивалентная схема, соответствующая
(1-46) и (1-47).
В схеме с общим коллектором зависимость выходной проводи-
мости от внутренней проводимости источника имеет такой же харак-
тер, как и в схеме с общей базой, т. е. структурная схема выход-
ного сопротивления для схемы с общим коллектором совпадает со
схемой рис. 1-30, б.
— 31
дли vxvMbi с оощим коллектором
У, = h™,	(1-48)
У\1~	' 7	•	0-49)
пн , Zr
h0K + h0K
П21	'21
В табл. 4 приложения приведены эквивалентные схемы выход-
ного сопротивления для трех схем включения триода.
При возбуждении каскада от источника напряжения эквива-
лентная схема выходной цепи определяется величинами £7/ и ZBbIX
(рис. 1-26, б).
Согласно теореме об эквивалентном генераторе
где К'их.х— коэффициент усиления каскада по напряжению при
холостом ходе на выходе,
В системе /i-параметров
К v „ =- -77——t." й  (см- табл. 2 приложения).
«X. X (/1Н + Zr)/г22 —v	r	'
ГЛАВА II
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ	----------—
§ 1. РАСЧЕТ КАСКАДОВ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ
Назначение каскадов предварительного усиления — усиление
слабых колебаний напряжения или тока, поступающих от источ-
ника сигнала, до определенной, заданной величины. Последняя
определяется величиной тока или напряжения, которую необходимо
подать на вход оконечного каскада для получения заданной мощ-
ности в нагрузке. Каскады предварительного усиления принято
классифицировать по характеру нагрузки в выходной цепи. Наи-
большее применение находят усилители на сопротивлениях и усили-
тели на трансформаторах.
В каскадах предварительного усиления амплитуда усиливае-
мого сигнала обычно настолько мала, что рабочим участком являет-
ся небольшой участок как выходной, так и входной характеристик
триода. Поэтому при анализе схем каскадов предварительного уси-
ления можно использовать малосигнальные эквивалентные схемы
и параметры триода.
Усилитель на сопротивлениях
На рис. 2-1, а, б, в приведены принципиальные схемы каскада
усилителя на сопротивлениях для трех схем включения триода.
Элементы схем рис. 2-1 по своему назначению аналогичны соответ-
ствующим элементам ламповой схемы:
Рис. 2-1. Принципиальные схемы усилительного каскада на сопроти-
влениях: а — с общей базой; б — с общим эмиттером; в — с общим
коллектором
1/2 3 Л, П, Козинцева
— 33 —
— сопротивление в цепи выходного электрода (в схемах с
общей базой и общим эмиттером — в цепи коллектора,
в схеме с общим коллектором — в цепи эмиттера);
Ср—разделительная емкость;
ZH—сопротивление нагрузки. Для промежуточных каскадов
нагрузкой является входное сопротивление следующего каскада.
Рассмотрим основные характеристики усилительного каскада
для каждой схемы включения триода.
СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Полученная ранее эквивалентная схема выходного сопротивле-
ния триода позволяет привести схему с общей базой рис. 2-1, а
к виду, показанному на рис. 2-2, где
Со— паразитная емкость монтажа и нагрузки.
Для промежуточного каскада предварительного усиления в схе-
ме с общей базой могут быть приняты следующие допущения:
Rl гк*
Эквивалентная схема каскада, соответствующая принятым до-
пущениям, приведена на рис. 2-3.
— 34 —
Найдем частотную зависимость коэффициента усиления по току
K°t=f (х), так как, зная эту зависимость, легко найти зависимость
от частоты коэффициентов усиления по напряжению и по мощ-
ности.
Из схемы рис. 2-3 находим
Здесь
К?
1ц
1 + т°б + jx ( е°б — —1—
\
(2-2)
6? = ш. СрЯ,;
О? = <». сл».
Са = СЙ + С„,
где С22 — выходная емкость триода в режиме обратного холостого
хода, С°22=С'К;
а. определяется формулой (1-10, а).
Найдем величины частотных искажений и фазового сдвига на
низких и высоких частотах.
На низких частотах:
об 1
6	; а а
В	ооб„2 ’	О
UH Л
izo6 ___ __________а0_________
н	J
ин л
(2-3)
«/2 3*
— 35 —
В области средних частот
^об /г06
Л; = Л/о =
ао
1 +тоб‘
Коэффициент частотных искажений на частоте юн
длоб— ^0	_ -| / 1 , ___i__________
я ~ И (в^«Г (1+^Т
фазовый угол
<роб = arctg |	-----------'l.
0°бхн(1 -И°б) У
На высоких частотах
0Обчх 1 и yz°6____________________®_________
в // еобх2	/в ! + тоб jx 0Об •
(2-4)
(2-5)
(2-6)
(2-7)
Коэффициент частотных искажений на частоте <ов
фазовый угол
<Рв = ?а +К.	(2-9)
где <£>а — фазовый угол а;
фв = arctg	(2-10)
На рис. 2-4 приведены графики зависимости —от х для тоб=
—0,1 для различных значений б^6. На этом же графике пунктиром
|а|
показана зависимость — от х.
ао
Из графика рис. 2-4 видно, что завал частотной характеристики
на высоких частотах при малых значениях б^6, т. е. для данного
триода при малых значениях тв=С°б/?н, определяется главным об-
разом уменьшением |а| с частотой. Для больших значений б^6
шунтирующее действие емкостей С'к и Со обусловливает уменьше-
ние Ki на частотах значительно ниже граничной.
Формулы (2-5) и (2-8) позволяют выбрать величины Ср и 7?н
по заданным частотным искажениям. Согласно (2-5)
(2-П)
«н № + Ян) У Мн-1
согласно (2-8)
Я.<	1/ W К.-1 .	(2-12)
“всв У	«2
— 36 —
Полученные расчетные соотношения показывают, что частот-
ная характеристика каскада с ОБ может быть сделана равномерной
в широкой полосе частот. Максимальный коэффициент усиления
по току Д7тах=^=а, т. е. меньше единицы.
Рис. 2-4. Частотная характеристика усилительного каскада
с общей базой в области высоких частот
Входное сопротивление при изменении режима на выходе от
холостого хода до короткого замыкания изменяется в следующих
пределах:
г?,° = 4 н- гб .
h^=Z9 + г (1-а).
Выходное сопротивление мало зависит от режима входной
цепи и близко к величине выходного сопротивления обратного хо-
лостого хода:
ВЫХ	/, Об	к 
т. е. входное сопротивление каскада очень мало:
|zS|^ 10 — 102 ом.
выходное сопротивление весьма велико:
|Z^x|~ 10&- 106 ом,
что затрудняет согласование каскада и с источником сигнала и
с нагрузкой
2 Л. П. Козинцева
— 37 —
СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
На рис. 2-5 приведена эквивалентная схема каскада с общим
эмиттером. Эквивалентная схема выходной цепи триода в схеме
с общим эмиттером была рассмотрена ранее (табл. 4 приложения).
1г
СР
Рис. 2-5. Эквивалентная схема усилительно-
го каскада с общим эмиттером
При составлении схемы рис. 2-5 было принято, что для про-
межуточного каскада в схеме с общим эмиттером, так же как и в
схеме с общей базой,
Лп^г«1.
Для схемы рис. 2-5
К
оэ
i
l+zn09 + /x ( 0ОЭ__1
\	U н Л
(2-13)
где
. ОЭ	а
h2\ ~
С =	c-=c2°29 + c0;
Ср*;оэ;
г°2— выходное сопротивление триода в режиме обратного хо-
лостого хода;
С22 —выходная емкость триода в режиме обратного холос-
того хода;
— 38 —
Коэффициент усиления на средних частотах
Коэ =	____
' iO I 4- тоэ 
(2-14)
Для области низких частот, пренебрегая выходной емкостью
триода С22 и емкостью Со, находим
С = ----------Ь-----— 	(2-15)
1+/ПОЭ_ j -—
Коэффициент частотных искажений на низких частотах
/^09
^/0
tai
(2-16)
фазовый угол
<рн = arctg
_______1________
0°эхн(1 +т°э)
(2-17)
Для области высоких частот, пренебрегая влиянием раздели-
тельной емкости Ср, получаем следующее выражение для коэффи-
циента усиления:
К°э =--------₽------.
/Б 1 + тоэ jx^9
Коэффициент частотных искажений
(2-18)
фазовый угол
(2-19)
ОЭ	I *
= <р0 +?в,
. f е°в%
где ?в = arctg I -у^э
(2-20)
Ф, — фазовый угол р, <р0 = arctg
Схема с общим эмиттером обладает равномерным усилением
в более узкой полосе частот, чем схема с общей базой. Это объяс-
2*
— 39 —
няется прежде всего тем, что коэффициент усиления по току при
коротком замыкании (Р) уменьшается с увеличением частоты в
—раз быстрее, чем в схеме с общей базой.
Максимальный коэффициент усиления по току
дг°э __ ,оэ _	д
'Чтах ~	~Р— J _ д >
т. е. /<гтах в схеме с ОЭ в у-раз выше, чем в схеме с ОБ.
Входное сопротивление при изменении режима на выходе от
холостого хода до короткого замыкания меняется в следующих
пределах (см. табл. 1 приложения):
гр =2э + гб,
/г09 = / + . z? ...
"11 Гб 1 — я •
Выходное сопротивление при изменении режима на входе от
холостого хода до короткого замыкания изменяется от
С =4(1 - а)
до
оэ — ^'к (1 а)
У22
______
(1-а) (Za Ч-гб)
1 +
Таким образом, для схемы с общим эмиттером входное сопро-
тивление значительно выше, чем в схеме с общей базой:
|Z°*	102 — 103 ом
а выходное сопротивление ниже, чем в схеме с общей базой:
|2вых|~ 1°4 ~ 1°5 0М-
Благодаря этому схема с общим эмиттером легче согласуется
с источником сигнала и с нагрузкой и, следовательно, дает возмож-
ность получить большее усиление каскада по мощности, чем схема
с общей базой.
— 40 —
СХЕМА С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ
Эквивалентная схема каскада с общим коллектором приведена
на рис. 2-6. Эквивалентные схемы входной и выходной цепей три-
ода в схеме с общим коллектором были рассмотрены выше (см.
табл. 3 и 4 приложения).
Рис. 2-6. Эквивалентная схема каскада с общим кол-
лектором
Считая внутреннее сопротивление генератора Zr чисто актив-
ным (Zr=Z?r) и полагая
R,» .
получаем эквивалентную схему выходной цепи каскада с общим
коллектором, приведенную на рис. 2-7.
Рис. 2-7. Упрощенная эквивалентная схема
каскада с общим коллектором
Коэффициент усиления на средних частотах
К °* ____________________То___________
/О 1 _{_ ток (1 П1 То)
ок	J
где То = h21G = ток -
(2-21)
г»'ок г» ок
О Г 22 »
— 41 —
Для области низких частот
С =-------:---—------г+^-г-,	(2-22.
1+то«(1+„,7о)+	+,>Ь
где	6 °к ~ со Ср —.
Коэффициент частотных искажений на низких частотах
Кпк /	(1 + «1 7о)2
1+[+-”<'+<2’23:
фазовый угол
<р°к — arctg —==--	---—i—г^-.	(2-24
н	[1 + т°* (1 + nlIo)] хОн°
Для области высоких частот коэффициент усиления
yz0K ______________J__________ (2-25
/В (1 + «7о— *20°К 7о ) + IX ( 0°к -Но)
Коэффициент частотных искажений на высоких частотах
	М В	гхок __ "ft	_ lzrOKl Г*/в 1	1 / J 1 хв ( евК + 7о)2 . V	'	(1+п7»)а ’	(2-26
фазовый	угол			
где		<Рв = arctg (	Хв ( в°к+ 7о )	\ 1+«7о—6°К7о / ’	(2-27
		лок 0	— (0 В	а		
сг = с0+с“.
Для схемы с общим коллектором характерна глубокая отри
цательная обратная связь. Схема g общим коллектором аналогичш
ламповому катодному повторителю и часто называется эмиттерныь
повторителем.
Выходное сопротивление каскада с общим коллектором
1 ____________/?г
°вых - Г 1	1	1 ' ' у
7 1Х”+ 'b+^+tfrJ
— 42 —
Входное сопротивление каскада
^вх ~ гб ^эТН j j ~ Т»
т. е. каскад с общим коллектором может быть применен как согла-
сующее устройство между низкоомной нагрузкой и высокоомным
источником сигнала. Максимальный коэффициент усиления кас-
када по току
т. е. почти такой же, как в схеме с общим эмиттером. Коэффициент
усиления по напряжению так же, как в катодном повторителе, мень-
ше единицы.
Усилитель на трансформаторах
Усилители на трансформаторах применяются в каскадах пред-
варительного усиления, когда требуется наиболее эффективно ис-
пользовать усилительные свойства триода.
Соответствующим подбором коэффициента трансформации
можно получить оптимальную для данного каскада величину сопро-
тивления нагрузки в цепи выходного электрода.
Усилители на трансформаторах по сравнению с усилителями на
сопротивлениях имеют больший вес и габариты, а также значи-
тельно худшую форму частотной характеристики.
Найдем уравнения частотных и фазовых характеристик транс-
форматорных каскадов в схемах с общей базой и с общим эмитте-
ром. В схеме с общим коллектором трансформаторная связь с на-
грузкой в каскадах предварительного усиления применяется редко.
СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Принципиальная и эквивалентная схемы трансформаторного
каскада с общей базой приведены на рис. 2-8, а, б.
На рис. 2-8, б:
Lx, гх, Lsl— индуктивность намагничивания, активное сопро-
тивление и индуктивность рассеяния первичной
обмотки трансформатора;
r2', Ls2'— активное сопротивление и индуктивность рассе-
яния вторичной обмотки трансформатора, при-
веденные к первичной,
_ Г2 [ ' _ ^SZ .
9 П2 ’ S% П2 *
п — коэффициент трансформации; п =
— 43 —
С2—суммарная емкость нагрузки и трансформатора, приведен-
ная к первичной обмотке,
С2 = (С2 + Ст) м2.
где С2— емкость нагрузки;
Ст— собственная емкость трансформатора;
/?н'— сопротивление нагрузки, приведенное к первичной об-
мотке,
Рис. 2-8. Принципиальная и эквивалентная схемы трансформаторного
каскада с общей базой
Рассмотрим работу схемы рис. 2-8 в области низких, средних
и высоких частот.
Пренебрегая емкостью С2 и индуктивностью рассеяния Ls =
—Lsi + L's2 и полагая -\-r1 +г2 , получаем следующее выра-
жение для коэффициента усиления на низких частотах:
---,	(2-28)
где
0 , = «) 4т: R' + ri •
н2 « /?' •	Н 1	2
В области средних частот можно принять
Коэффициент частотных искажений на низких частотах
1
х 0°б

(2-29)
— 44 —
фазовый угол
<рн = arctg
1___
X й°б
хн ин2
(2-30)
В области высоких частот, пренебрегая действием индуктив-
ности Lx, получаем следующее выражение для коэффициента уси-
ления:
/Св = 7-----х---Чат--------г -	(2-31)
(1 —	/ХО°2 (1-
где
j/^ £-.9 СК
L = L + L • G06 —
св = с; + с’, ь = £.
В рабочей области частот для трансформаторного каскада обыч-
но справедливы соотношения
а а0,
Р2Ь « 1;
тогда
К —___________________
М/в (1 __р2)_]_ jpd06>
(2-32)
где
Анализ выражения (2-32) показывает, что при некотором зна-
чении р может иметь место подъем частотной характеристики.
Продифференцировав (2-32) по р и приравняв производную нулю,
находим, что максимум частотной характеристики соответствует
Р = Ртах = ]/1 —
(2-33)
Выражение (2-33) показывает, что подъем частотной характе-
ристики будет только при
d°6 < /2 .
— 45 —
Коэффициент усиления при р=ртах
К* ш„ =---------7== 	(2-34)
1— A(d«6)2
Рис. 2-9. Частотная характеристика трансформаторного каскада
с общей базой для высоких частот
Коэффициент частотных искажений на высоких частотах
< = #г = V о -р2)2 + (р<;"’>2 ;
|Л /в1
фазовый угол
<рв = arctg	(2-36)
На рис. 2-9 приведены частотные характеристики каскада при
do6=0,25; 0,5; 1,0.
СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
На рис. 2-10 приведена эквивалентная схема трансформатор-
ного каскада с общим эмиттером.
матерного каскада с общим эмиттером
— 46 —
Полагаем, как и ранее, что во всей рабочей области частот
трансформаторного каскада
h
оэ
21
оэ а
•210=TTZ7
О’

В области низких частот, пренебрегая влиянием индуктивности
рассеяния Ls, находим
К. =--------------------ро------------
' zh	/	1
1 + а3о 4“ /Х(	-- x2Q'f
(2-37)
где
а =	; 0' = (и C'R';
гк	“
с'=сЕ₽0 + с;;
R' = Rh + Г1 + г2-
Как видно из (2-37), на частоте, соответствующей
имеет место резонанс между емкостью С' и индуктивностью LP
Коэффициент усиления на частоте <ор'
< = <2-38>
Коэффициент частотных искажений на низких частотах
М« =	=	1+ (0ЛГ хн)2(1 +<$e)2 J	(2’39)
фазовый угол
?н = arct§ (..ftv~) •	<2’40)
\ 9" хн(1 4-а Зо) /
Формулы (2-39) и (2-40) позволяют определить постоянную вре-
мени 4т по заданной величине частотных и фазовых искажений
А;
на низкой частоте диапазона.
— 47 —
В области высоких частот можно пренебречь индуктивностью
и емкостью С2' (в рабочей области частот трансформаторного кас-
када обычно R < —тогда
<оС2
“ (1-хчЧ ВЛ ) + /*’«’
где
Обозначим
1	"	<о
—	— = а) ; —-г- = 
У &oCKLs	Р	WP
Тогда
К — ________Ро______.
(1 — p2) + /pd09’
где
d03 = <«"P C'K%R'.
Выражение (2-42) совершенно идентично выражению (2-32),
полученному для схемы с общей базой.
Таким образом, в схеме с общим эмиттером также может быть
подъем частотной характеристики на частоте, соответствующей
P = Pm»x= /1-4-W<”)2 ’
при условии
d09 < V2.
Коэффициент частотных искажений на высоких частотах
1
1 + °фо
М = —
в KiB
]/7Г-pV + (pd«r ;
(2-43)
фазовый угол
,	/ — pd03
<Рв = arctg
(2-44)
Полученные уравнения частотных характеристик трансформа-
торного каскада в схемах с общей базой и с общим эмиттером позво-
ляют сделать следующие выводы:
— 48 —
1)	верхняя граница полосы пропускаемых частот приближен- .
но может быть принята равной частоте резонанса на высоких час-
тотах;
2)	для схемы с общей базой эта частота равна
3)	для схемы с общим эмиттером
у/ ^3 ^0
т. е. в У р0 раз ниже, чем для схемы с общей базой.
На рис. 2-11 приведены типовые частотные характеристики
трансформаторного каскада (для схемы с общей базой d°6—0,25
и при тех же параметрах трансформатора и триода для схемы с об-
щим эмиттером d09 = l,12).
Частотная характеристика трансформаторного каскада при
любой схеме включения триода значительно хуже, чем для уси-
лителя на сопротивлениях.
В реальных усилительных устройствах в каждый каскад обыч-
но вводятся элементы стабилизации режима. На рис. 2-12 приве-
дена одна из наиболее часто встречающихся схем стабилизирован-
ного каскада. Стабилизация режима осуществляется с помощью
последовательной и параллельной обратной связи по постоянному
току (сопротивления /?2> Яэ).
— 49 —
В усилительных каскадах на трансформаторах целесообразно
применение только последовательной обратной связи, так как ма-
лое сопротивление для постоянного тока в цепи коллектора делает
неэффективной параллельную обратную связь.
Цепи обратной связи создают обратную связь не только по
постоянному, но и по переменному току и, следовательно, изменяют
и основные характеристики каскада—К (<о); ZBX (со); ZBbIX (со).
Действие обратной связи по переменному току можно учесть,
заменив триод с цепями обратной связи эквивалентным четырех-
полюсником (рис. 2-12). Зная па-
Рис. 2-12. Схема стабилизиро-
ванного усилительного каскада
раметры эквивалентного четырех-
полюсника В и заменяя в соот-
ветствующих формулах параметры
четырехполюсника, эквивалентно-
го триоду без обратной связи
(четырехполюсник А на рис. 2-12),
параметрами четырехполюсника
В, можно найти все характерис-
тики каскада.
В табл. 5 приложения приведе-
ны у- и h- параметры четырехполюс-
ника В для схем с ОБ и ОЭ.
Параметры четырехполюсни-
ка, эквивалентного триоду, охва-
ченному только параллельной об-
ратной связью, можно получить,
полагая в формулах табл. 5 при-
ложения Z3=0. Введение параллельной обратной связи приво-
дит к уменьшению параметров Л1Х и /г21 и увеличению параме-
тров /г12 и /г22 во всех схемах включения триода и, следо-
вательно, к уменьшению входного и выходного сопротивлений кас-
када и коэффициента передачи по току. Одновременно ослабляется
зависимость параметров эквивалентного четырехполюсника, а сле-
довательно, и зависимость основных характеристик каскада от из-
менения параметров собственно триода при изменении частоты, тем-
пературы и т. д.
Введение последовательной обратной связи приводит к значи-
тельному увеличению hir и Л12 и, следовательно, к увеличе-
нию входного сопротивления каскада. Этот вид обратной связи
мало влияет на величины параметров Л21 и Л22 эквивалентного
четырехполюсника.
Действие последовательной обратной связи по переменному
току через сопротивление Za практически будет проявляться на
низких частотах.
При увеличении входного сопротивления до величины, соизме-
римой с внутренним сопротивлением источника сигнала, коэффи-
циент передачи каскада по току надо определять с учетом входного
— 50 —
сопротивления каскада. Коэффициент передачи каскада по току
определяется при этом следующим выражением:
=	(2-43а)
где в зависимости от схемы включения определяется по фор-
муле (2-2) или (2-13);
(2’43б)
где уг— внутренняя проводимость источника сигнала;
Zb^— входное сопротивление триода с учетом действия после-
довательной обратной связи.
Найдем /<(? для схемы с ОЭ.
Полагаем
и
, (В)_ Z9+Z3 _ za
П\] ~ j _a 1 — a ’
тогда
где
тэ /?9СЭ.
В области низких частот
a а0
<243в)
' Н 1 + /ШТЭ + лэРо 1 н
где
/1Э = КЭУГ> Роr ' j___
Результирующую величину коэффициента частотных искаже-
ний на низких частотах можно представить в виде
Л1;,в'- = М„	(2-43г)
— 51 —
где Л4НВХ—коэффициент частотных искажений, вносимых входной
цепью каскада,
где
Л4н ВХ -- Гр i
I /вх I
1 + (х9э)2
(1 + «эЗо)2 + (хОэ)2’
(2-43д)
0э = <»а C3R3.
(2-43е)
1
определяется по формуле (2-5), или (2-16). Как видно из
полученных формул, при наличии шунтирующей емкости Сэ цепь
последовательной обратной связи увеличивает частотные искаже-
ния на низких частотах в Л4НВХ раз.
Пример расчета
Рассчитать усилительный каскад, собранный по схеме рис. 2-12,
по следующим данным:
высшая частота диапазона усиливаемых частот /в =300 кгц;
низшая частота /н =40
коэффициент частотных искажений M(f>=A4(B)= 1,43;
паразитная емкость монтажа и нагрузки Со=2О пф\
сопротивление в цепи эмиттера /?э=200 ом;
параметры транзистора: wa=2-108 сек~1\ 022 = 100 пф\ г6'=
= 100 ом-, гэ=30 ом-, Ро=ЗО;
внутренняя проводимость источника сигнала z/r=10-4 ом~1.
Решение
1.	Находим
С°э = Со + С2°2Э = 20 + 100 = 120 пф.
2.	Определяем
СО О
хв = —
в о>
3-105-6,28
2-108
= 0.945-10~2.
3.	Находим соответствующее найденному хв значение
но

»о
a II	1 + jx
1 —- a| I a0
1- 1 + ix
— 52 —
или
IPI = 1___________«0	= 1	____________0,97___________
Зо /(1— «0)2 + хв2 30	/(1 — 0,97)2^(0,945 • 10~2)2
4.	Задаемся т,оэ=0,2 и из (2-19) находим
R
н
1 +т°э
С°/
2|^|2
м
0,945-10-2-2-108-20 • ю-12 ’УМЗ-О.Эб 1	5-Ю3 ом.
Выбираем /?н=3- 10s ом.
5.	Определяем
Rh

О • 1 и	. г 1 Г.О
п н- = 15-103 ом.
6.	Задаемся коэффициентом частотных искажений, вносимых
цепью Кэ, Сэ, Л4НВХ=1,2, и по формуле (2-43д) находим
1 П Л>^вх(1 4-»»^,)*—1
Хн'% R3 V М2 вх - 1
1
— 40-6,28
2 10-8--2-108-200
1,22(1 4- 200-10~4-30)2 — 1 = 5()> 10_6 ф
1,22—1
По формулам (2-43г) и (2-16)
тельного конденсатора Ср:
находим М(н} и емкость раздели-
ли
(Л)
н
М(НВ)
Мн. вх
1 ,43
1,2
~ 1,2,
хн(1 +т°э) <оа Я;/(М<нЛ))2-1
40-6,28-1,2	,	15-103-3 103 г__________1,7-10 6 ф.
2.108	-2-108 (15.10з + з.юз) /1.22—1
— 53 —
2. ВЫХОДНОЙ КАСКАД УСИЛИТЕЛЯ
Выходной каскад усилителя должен быть рассчитан таким
образом, чтобы в полезной нагрузке выделялась требуемая мощ-
ность сигнала.
Используемый в схеме триод должен отдавать наибольшую по-
лезную мощность при достаточно высоком коэффициенте полезного
действия и достаточно малой величине нелинейных искажений.
Наиболее пригодной для выходного каскада является двухтакт-
ная схема в режиме класса В. Как известно, режим класса В позво-
ляет получить высокий к. п. д. при достаточно малых нелинейных
искажениях. В тех случаях, когда основным требованием является
малая величина нелинейных искажений, применяется двухтактная
схема в режиме класса А. В маломощных усилителях применяется
также однотактная схема в режиме класса А. Для создания опти-
мальной величины нагрузки в выходной цепи трирда в большинстве
случаев включается выходной трансформатор. |
Однотактная схема в режиме класса А
Однотактная схема используется в выходных каскадах только
в тех случаях, когда выходная мощность невелика и основным тре-
бованием, предъявляемым к усилителю, является простота схемы.
Рассмотрение методов расчета выходных каскадов целесообраз-
но начать с этой схемы, как наиболее простой и потому наиболее
пригодной для выяснения основных особенностей расчета выходных
каскадов.
Как уже отмечалось, триод, стоящий в выходном каскаде,
обычно работает в условиях отдачи наибольшей полезной мощности,
т. е. при полном использовании вольт-амперных характеристик
триода.
В этом случае наиболее удобными являются графоаналитиче-
ские методы расчета, которые будем применять в дальнейшем.
СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
На рис. 2-13, а приведена принципиальная, а на рис. 2-13, б —
эквивалентная схема каскада с общей базой.
На рис. 2-13, а и б:
UT — напряжение источника сигнала;
Rr — внутреннее сопротивление источника;
R'u^Rk— приведенное сопротивление нагрузки в цепи кол-
лектора для переменного тока;
R36 и Ккв— управляемые нелинейные сопротивления, представ-
ляющие собой сопротивление триода между зажи-
мами эмиттер — база и коллектор — база соответ-
ственно (см. гл. I, § 4).
— 54 —
Управляющим параметром сопротивления /?эб является на-
пряжение между коллектором и базой £/кб. Управляющим парамет-
ром сопротивления /?кб является ток эмиттера /э.
Будем считать заданными следующие величины:
1)	полезную мощность в нагрузке Рн;
2)	сопротивление нагрузки Рн;
3)	допустимую величину коэффициента нелинейных искаже-
ний К/
Рис. 2-13. Принципиальная и эквивалентная схемы выходного кас-
када с общей базой
4)	допустимые величины коэффициентов частотных искажений
на краях заданного частотного диапазона Л4Н и Л4В.
Задачей расчета является выбор типа триода, режима его ра-
боты, определение входного сопротивления и требуемой величины
входной мощности, расчет коэффициента нелинейных искажений и
электрический расчет трансформатора.
Выбор типа триода
Применяемый в схеме триод должен обеспечить отдачу в на-
грузку заданной полезной мощности. При этом мощность рассеяния
на коллекторе не должна превосходить допустимой для данного
типа триода величины.
Зададимся величиной коэффициента полезного действия выход-
ного трансформатора т]т. Тогда необходимая величина отдаваемой
триодом мощности Р} будет равна
Р^^.	(2-45)
7]т
Наибольшая мощность рассеяния на коллекторе Рк тах в ре-
жиме класса А соответствует точке покоя и равна мощности, по-
требляемой цепью коллектора от источника питания:
Рк max = Pq — Iкр^кр-	(2-46)
где UKp и /кр — напряжение и ток коллектора в рабочей точке,
— 55 —
Мощность, потребляемая цепью коллектора от источника пи-
тания,
Р<, = ~^	(2-47)
Чк
где т]к— коэффициент полезного действия цепи коллектора; в ре-
жиме класса А в усилителях на полупроводниковых
триодах
т]к = 40 — 48%.
Полагая в среднем ?]к=45%, находим
।	_ * 1	_ о q р
к max — Q 45 — г
(2-48)
По величине максимальной мощности рассеяния на коллекторе
выбирается триод таким образом, чтобы удовлетворялось неравен-
ство
Р > Р
г к доп г к max >
где Рк доп— допустимая мощность рассеяния на коллекторе триода.
Выбор сопротивления нагрузки в цепи коллектора
Оптимальная величина сопротивления нагрузки в цепи кол-
лектора будет соответствовать максимальной величине отдаваемой
триодом мощности, т. е. полному использованию выходных харак-
теристик триода как по напряжению, так и по току.
В режиме класса А будут при этом выполняться следующие
соотношения:
Iк max	2 /к mi
U К ma х
где/кт—амплитуда переменной слагающей тока коллектора;
(7К/Л—амплитуда переменной слагающей напряжения на кол-
лекторе;
/ктах—наибольшее допустимое значение коллекторного тока;
^кшах—наибольшее допустимое значение напряжения на кол-
лекторе.
Задавшись по характеристикам и по паспортным данным три-
ода величинами /ктах и (7ктах, находим
Як =	(2-49)
<к т 'к max
Напряжение в рабочей точке UKp в режиме класса А при пол-
— 56 —
ном использовании выходных характеристик триода по напряже-
нию будет равно
U Кр	U КГП — ~2~ к 111 ах »
ток в рабочей точке
I ~ I — — /
1 КР 1 к т — 2 1 к тах-
(2-50)
(2-51)
Расчет выходной цепи каскада
Для определения токов и напряжений в схеме при заданных
вольт-амперных характеристиках триода, величинах сопротивле-
ний и напряжениях источника сигнала следует решить совместно
систему уравнений нагрузочных прямых для переменного тока и
уравнений вольт-амперных характеристик, входящих в схему не-
линейных сопротивлений (т. е. вольт-амперных характеристик вход-
ной и выходной цепей триода, см. гл. I, § 4).
Вольт-амперные характеристики управляемых нелинейных со-
противлений эмиттер — база и коллектор — база заданы семей-
ствами статических характеристик триода в координатах
I. = fl (^эб),	У Кб = const;
К = К (^кб)> 7эб = const.
Для переменных слагающих токов и напряжений схемы рис.
2-13, б будут справедливы уравнения
ит = i3RT + иэ,	(2-52)
0 = ик + iKRK.	(2-53)
Из (2-52) и (2-53)
i3=	(2-54)
АГ
=	(2-55)
А К
где ип— напряжение на сопротивлении R^.
Уравнения (2-54) и (2-55) являются уравнениями нагрузочных
прямых цепей эмиттер — база и коллектор — база для перемен-
ного тока. Все значения токов и напряжений отсчитываются от ра-
бочей точки (рис. 2-14, а, б).
* Здесь и ниже, в данном параграфе, вместо и пкб примем и3
и ик соответственно.
— 57 —
Ч)
S)
Рис. 2-14. Вольт-амперные характеристики нели-
нейных сопротивлений эмиттер — база (а) и коллек-
тор — база (б) и построения к расчету выходного
каскада
— 58 —
Как видно из (2-54), нагрузочная прямая цепи эмиттер —база
прямая (2) представляет собой прямую, проходящую через точки
иэ = иг max, G = О И 13 =	из = 0;
Лг
угол наклона прямой определяется сопротивлением 7?г.
Нагрузочная прямая цепи коллектор — база, как видно из
(2-55), представляет собой прямую, проходящую через рабочую
точку под углом
tg т 4г-	(2‘56)
Расчет выходной цепи удобно вести в следующем порядке:
1. Через рабочую точку О' на графике вольт-амперных харак-
теристик цепи коллектор — база проводим нагрузочную прямую
(2-55) (рис. 2-14, б, прямая (/).
2. Определив по вольт-амперным характеристикам величины
минимальных значений напряжения на коллекторе £/Kmin и тока
коллектора /Kmin, определяем наибольшую допустимую величину
амплитуды напряжения на нагрузке
т ~ кр	min,
амплитуду тока коллектора
от = ^кр	min
и наибольшую величину полезной мощности
Если заданная величина мощности меньше полученной вели-
чины, следует соответственно уменьшить величины 1кт и UKm.
Расчет входной цепи каскада
Расчет входной цепи каскада удобно вести в следующем порядке.
По рис. 2-14, б определяем величины тока коллектора и напря-
жения- на коллекторе, соответствующие амплитудным значениям iK
и ик (точки Д' и В' на рис. 2-14, б).
Переносим точки А' и В' на график входных вольт-амперных
характеристик (рис. 2-14, а, точки А и В). Через точки А и В про-
водим нагрузочные прямые (2-54) (прямые (2) рис. 2-14, а). Необ-
ходимой для этого построения величиной сопротивления источника
/?г, если она на данном этапе расчета еще не известна, следует
— 59 —
ориентировочно задаться (см. ниже). Очевидно, нагрузочная пря-
мая, проходящая через точки А и В, для которых
С = 1э т'
т,
соответствует требуемому амплитудному значению напряжения
источника сигнала Uvm.
Величина Ur т может быть определена непосредственно из гра-
фика рис. 2-14, а, или из уравнения (2-54). В последнем случае
отпадает необходимость в построении нагрузочной прямой (2-54).
Средняя величина входного сопротивления
=	(2-57)
‘э т
Необходимая величина входной мощности
Р„=-^и,т1,т.	(2-58)
Коэффициент усиления по мощности
Хр =	(2-59)
гвх
Определение коэффициента нелинейных искажений
Коэффициентом нелинейных искажений каскада будем назы-
вать коэффициент гармоник кривой выходного тока
^вых — Р (^О-
Коэффициент гармоник рассматриваемой схемы может быть
определен по кривой
С f(ur).
Построение этой кривой производится следующим образом.
Задаваясь рядом значений 1К на нагрузочной прямой (/)
(рис.2-14, б), определяем методом, описанным выше, соответствующие
значения иг. По полученным данным строим кривую iK=f (иТ),
Примерный вид такой кривой показан на рис. 2-15. По кривой
рис. 2-15 одним из известных графических методов, например мето-
дом пяти ординат [Л. 91, определяем коэффициент нелинейных иска-
жений
1/"72 + С ’
/G =	,	(2-60)
‘к mi
— 60 —
где 4 mi» 4 m2» 4 тз—амплитуды первой, второй, третьей и т. д.
гармоник кривой iK=F (со/).
Форма кривой iK =f (иг) и, следовательно, величина коэффи-
циента нелинейных искажений будут различны при различных
соотношениях между сопротивлением источника Rr и входным со-
Рис. 2-15. Кривая не-
линейных искажений в
выходном каскаде с об-
щей базой
Рис. 2-16. Зависимость Kf от отношения
—Для схемы с общей базой
^ВХ
противлением каскада /?вх. На рис. 2-16 показан характер зависи-
мости коэффициента нелинейных искажений от отношения для
АВХ
схемы с общей базой. Сопротивление источника Rr есть выходное
сопротивление предыдущего каскада, пересчитанное во входную
цепь рассматриваемого каскада.
Электрический расчет выходного трансформатора
Электрический расчет выходного трансформатора сводится
к определению следующих величин: 1) коэффициента трансформа-
ции п\ 2) активного сопротивления обмоток трансформатора
и г2; 3) индуктивности первичной обмотки и индуктивности рас-
сеяния Ls.
Расчет производится по известным формулам [Л. 1; 9; 121:
п = 1/" -^-»
г, = 0,5 /?к (1 — 7]т),
г„2 — Г}П2.
Величины L, и Ls определяются по заданным коэффициентам
(2-61)
(2-62)
(2-
— 61 —
частотных искажений Мн и Мв. Расчет ничем не отличается от ана-
логичного расчета в каскадах предварительного усиления.
СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Принципиальная и эквивалентная схемы выходного каскада с
общим эмиттером приведены на рис. 2-17, а, б.
Рис. 2-17. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы выходного
каскада с общим эмиттером
Уравнения нагрузочных прямых будут иметь вид:
Цг — и*6э
1б ~ ’
f __ __ икэ __ ин
Як “	•
где 7?к =/?'н.
(2-64)
(2-65)
В остальном весь расчет—выбор типа триода, выбор сопротив-
ления 7?к, порядок графических построений при расчете вход-
ной и выходной цепей каскада,
определение коэффициента нели-
нейных искажений, расчет вы-
ходного трансформатора — ве-
дется теми же методами и в том
же порядке, что и расчет схемы
с общей базой.
Как уже отмечалось, схема
с общим эмиттером позволяет
получить более высокий коэф-
фициент усиления по мощности
и обладает большим входным
сопротивлением, чем схема с об-
щей базой, что и определяет ее
преимущественное применение в
* Ниже вместо акэ и uq3 будем записывать ик и uq.
— 62 —
выходных каскадах усилителей. Коэффициент нелинейных иска-
жений в схеме с общим эмиттером в еще большей степе-
п
ни, чем в схеме с общей базой, зависит от отношения
АВХ
D
Примерный график зависимости от отношения приведен
на рис. 2-18.
СХЕМА С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ
Принципиальная схема каскада с общим коллектором приведена
на рис. 2-19.
В этой схеме выходной является цепь эмиттер—коллектор, а
входной — цепь база — коллектор.
Рис. 2-19. Принципиальная схема
выходного каскада с общим коллек-
тором
Рис. 2-20. Эквивалентная схема
каскада с общим коллектором
Каскад с общим коллектором может быть рассчитан по эквива-
лентной схеме триода и по вольт-амперным характеристикам, ис-
пользуемым при расчете каскада с общим эмиттером.
Эквивалентная схема каскада с общим коллектором имеет
вид, показанный на рис. 2-20.
Для схемы рис. 2-20 справедливы уравнения:
tK/?H 4~ ик = 0,	(2-66)
IqRh + iKRu «б +	(2-67)
— 63 —
Из (2-66) и (2-67)
=	^--«6,	(2-68)
; __ иг + ик — ыб
6~ '
(2-69)
Уравнения (2-68) и (2-69) являются уравнениями нагрузочных
прямых цепей коллектор-эмиттер и база-эмиттер.
Рис. 2-21. К расчету выходного каскада с общим коллектором в режиме А
На рис. 2-21, а, б показаны нагрузочные прямые (2-68) и (2-69),
построенные на характеристиках нелинейных сопротивлений кол-
лектор — эмиттер и база — эмиттер.
В уравнении (2-68) можно принять
тогда уравнение нагрузочной прямой цепи коллектор—эмиттер при-
мет вид:
1К = _	(2-70)
Ян /?н
т. е. уравнение нагрузочной прямой цепи коллектор — эмиттер бу-
дет таким же, как в схеме с общим эмиттером.
Расчет удобно вести в следующем порядке.
Определив, так же как и при расчете двух предыдущих схем,
величину Рк тах, выбрав тип триода и выбрав по графику рис. 2-21, б
величину сопротивления нагрузки и положение рабочей точки
О', переходим к расчету выходной цепи.
— 64 —
Полагая
l'K И Uri —
определяем по графику рис. 2-21, б таким же методом, как и выше,
величины /э т~1к т и Uк т> соответствующие заданной величине
мощности Рг.
Входная цепь может быть рассчитана следующим образом.
По графикам рис. 2-21, а, б находим соответствующие получен-
ным 1Кт и UKm амплитуду входного тока, в данном случае тока базы
/б т, и амплитуду напряжения и^т. Согласно уравнению (2-69)
^от = ^гот+^кот-/бот(^г + ^н).	<	(2-69а)
В этом выражении неизвестной величиной является только ампли-
туда напряжения генератора Urm.
Из (2-69а)
Urm = и6„ -UK m+I6m(Rr + R'n)=U6m+U„m+I6m(Rr+R'tl). (2-696)
Средняя величина входного сопротивления
- Г” ~ и“ "tU"т- + R'. 	(2-71)
<о т	1от
Рассмотренные выше характерные свойства каскада с общим
коллектором — возможность получения высокого входного и низ-
кого выходного сопротивлений — облегчают согласование каска-
да с низкоомной нагрузкой.
Глубокая отрицательная обратная связь обеспечивает стабиль-
ность работы каскада и малую величину нелинейных искажений.
Двухтактная схема в режиме класса А
На рис. 2-22, а приведена принципиальная схема двухтактного
каскада (схема с общим эмиттером) и на рис. 2-22, б — эквивалент-
ная схема для переменного тока.
На рис. 2-22, б
R„,=R,^ 4-
где п — коэффициент трансформации выходного трансформатора
' _ '1
Wri Wr2 2 ^г^вх’
где пвх — коэффициент трансформации входного трансформатора.
— 65 —
Как известно из теории ламповых усилителей, расчет двухтакт-
ного каскада сводится к расчету одного плеча схемы.
Рис. 2-22. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы двухтактного
каскада (схема с общим эмиттером)

Расчет одного плеча двухтактного каскада ничем не отличает-
ся от расчета однотактной схемы.
Расчет одного плеча ведется на половину всей мощности, отда-
ваемой каскадом в первичную обмотку выходного трансформатора.
Если в нагрузке схемы рис. 2-22 должна выделяться мощ-
ность Рн, то оба плеча двухтактной схемы должны при совместной
работе отдавать в первичную обмотку выходного трансформатора
мощность
р    Л.
'	т1т ’
Соответственно каждое плечо схемы должно быть рассчитано на мощ-
ность
Р> = Р' =	= -217-	(2-72)
В выходном трансформаторе двухтактной схемы магнитные по-
токи, создаваемые нечетными гармониками обоих плеч, суммируют-
ся, а четные вычитаются.
— 66 —
Таким образом, мощность, выделяемая в нагрузке, будет равна
сумме мощностей токов нечетных гармоник обоих плеч. При полной
симметрии этих плеч действия токов четных гармоник обоих плеч
будут полностью компенсироваться и коэффициент нелинейных ис-
кажений всего каскада будет равен
'2тз+,^+--,	(2-73)
7	‘mi
где /да1, !т3, !тЪ и т. д.— амплитуды первой, третьей, пятой и т. д.
гармоник кривой iBWi==F(<»f) одного плеча схемы.
В действительности оба плеча схемы всегда будут иметь неко-
торую асимметрию, обусловленную как различием характеристик
триодов, так и асимметрией всех остальных элементов схемы обоих
плеч, и формула для определения коэффициента нелинейных иска-
жений будет иметь следующий вид:
„ V (а^т2)2 + ^тЗ + (а/тп4)2 + /^5 + • • •	7
д	,	(2-/4)
1 тл
где а — коэффициент асимметрии плеч схемы.
Величина а при существующем разбросе характеристик трио-
дов может быть принята равной:
а = 0,05 4-0,15.
Электрический расчет выходного трансформатора для двух-
тактной схемы ничем не отличается от расчета для однотактной
схемы.
При тех же электрических параметрах (Lt, Ls, п, rt, г2) выход-
ной трансформатор в двухтактной схеме имеет, как известно, зна-
чительно меньшие габариты и вес, так как магнитные потоки, созда-
ваемые постоянными слагающими токов обоих плеч в первичной об-
мотке трансформатора, взаимно компенсируются.
Двухтактная схема в режиме класса А применяется сравнитель-
но редко — в тех случаях, когда при большой выходной мощности
предъявляется требование получения минимального коэффициента
нелинейных искажений. Основное преимущество двухтактной схемы
заключается в том, что благодаря компенсации действия четных
гармоник в выходном трансформаторе становится возможным
применение экономичного режима класса В.
Двухтактная схема в режиме класса В
Принципиальная и эквивалентная схемы двухтактного каскада,
очевидно, будут одинаковы при любом режиме работы. Эти схемы
приведены на рис. 2-22, а, б.
67 —
Напомним основные особенности работы усилителя в режиме
класса В.
Рабочая точка на характеристиках триодов выбирается так,
чтобы угол отсечки тока в цепи выходного электрода приблизитель-
но равнялся Таким образом, ток в цепи выходного электрода
каждого плеча проходит в течение одной половины периода воз-
буждающего напряжения.
На рис. 2-23, а, б, в представлен график работы триода в режиме
класса В.
Разложение импульсов выходного тока в ряд Фурье дает сле-
дующие значения токов первой гармоники и постоянной слагающей:
Рис. 2-23. Графики работы триода в одном плече двухтактного каскада
в режиме В
(2-75)
(2-76)
где 1 т— амплитуда импульса тока в выходной цепи.
Полезная мощность, отдаваемая одним плечом схемы в первич-
ную обмотку трансформатора,
р; = л =	= 4- />:„=4-
где R'hi = R'„2— сопротивление в выходной цепи одного плеча для
тока первой гармоники.
— 68 —
Потребляемая каждым плечом от источника мощность
Р'о =	(2-78)
где Uo— напряжение источника питания.
Коэффициент полезного действия выходной цепи каждого пле-
ча и всего каскада равен
^=-9-=ТЕ-	(2-?9>
где
t__ Um
u0 •
При полном использовании характеристик триода (£=1)
= Vjmax = ~ = 0,78.	(2-80)
Мощность рассеяния на коллекторе
Рк = Pi - Pi =	---(2-81)
Рк имеет максимум при некотором значении амплитуды импульса
выходного тока
г _ и0
т тс р'
При этом значении 1т
5 = -^-= 0,636,	(2-82)
Рк = Рк шах = А *	•	(2-83)
К	К. Шал	[у	\	Г
^Hl
Как видно из (2-83), при заданных напряжениях источника и
Рк доп существует минимально допустимое значение величины сопро-
тивления 7?'н1 min (соответственно /?'H2min):
— 69 —
2
при £ = —
(2-85)
(2-86)
Рассмотрим расчет двухтактной схемы в режиме класса В для
усилителя на полупроводниковых триодах.
Выбор типа триода
При полном использовании характеристик триода (£=1)
мощность рассеяния на коллекторе согласно (2-79 ) и (2-81) будет
равна
рк = р' /2-----------------1 \	= Р\	(-2----------Л = 0,273Р'	- 0,137 Рг,	(2-87)
к 1 I Т)	I ’	I	1	1’	V /
I । I I те	I
где Рг— величина полезной мощности, отдаваемой обоими плечами
двухтактной схемы в первичную обмотку трансформатора.
Однако в том случае, когда амплитуда сигнала в процессе ра-
боты может меняться, триод должен быть рассчитан на максималь-
ную мощность рассеяния.
Отношение Рктах к величине Р/, соответствующей полному ис-
пользованию триода .(£=1), согласно (2-87) и (2-79) будет равно
Р'х
тг2£2
4
Рк max
т. е.
к max 2 5
= 0,4 Р, = 0,2РР
(2-88)
При выборе триода должно соблюдаться неравенство РКдОп^>
Выбор сопротивления нагрузки в цепи выходного электрода
При полном использовании выходных характеристик триода
амплитуда импульсов тока и напряжения в выходной цепи одного
плеча схемы будет равна
— 70 —
и
т
и^и
вых шах»
гДе Лых шах и ^выхтах — Наибольшие ДОПуСТИМЫв ДЛЯ ДЭННОГО ТИПЭ
триода значения тока и напряжения на выходном электроде. При
этом сопротивление нагрузки в цепи выходного электрода для тока
первой гармоники будет равно
' _ U т  	_ ^вых max	(2-89}
н* I т} 1щ /вых max
Расчет выходной цепи одного плеча
Уточнив по характеристикам выходной цепи триода величины
I т	Uт‘
Iт ~ вых max вых min>
т 2 вых max вых min’
проводим нагрузочную прямую выходной цепи и определяем вели-
чину мощности тока первой гармоники.Тангенс угла наклона наг-
рузочной прямой при работе в режиме класса В
Im _ I mi
Uт	Uт
tg
2
*н!
(2-90}
Расчет входной цепи
На рис. 2-24 показана отдельно эквивалентная схема входной
цепи одного плеча для тока первой гармоники.
На рис. 2-24
U — -Ц~Пвхи1
р	*9 dA J
R'r = 4-
где пвх— коэффициент трансфор-
мации входного трансформатора,
Рис. 2-24. Эквивалентная схема
входной цепи одного плеча двух-
тактного каскада
П
ВХ
2U
МВХ
//г т
/?г— выходное сопротивление предыдущего каскада.
Перенося нагрузочную прямую выходной цепи одного плеча
схемы на график семейства входных характеристик триода (рис. 2-23,
— 71 —
а), определяем необходимые величины амплитуд импульсов вход-
ных тока и напряжения 1вхт и UBxm.
Мощность, выделяемая током первой гармоники, во входной
цепи триода
Р' = — IJ I
вх 2 вх вх т 1 ’
где 1вхт1— амплитуда первой гармоники импульса входного тока.
В режиме класса В
/ — ^вх т
1 вх ml 2	’
где hxm — амплитуда импульса входного тока.
Входное сопротивление триода для тока первой гармоники
р   ^вх т   2 & вх т
вх г	г
‘вхтг	1вхт
Определение коэффициента нелинейных искажений
Задаваясь величиной R'T, строим тем же методом, что и ранее,
график зависимости тока в цепи выходного электрода одного плеча
от величины и'г:
^вых / («г)
и определяем амплитуды гармоник кривой выходного тока.
Коэффициент нелинейных искажений всего каскада вычисляем
по формуле (2-74). Величины 1т1, 1т2, 1т3 и т. д. в формуле (2-74)
представляют собой амплитуды гармоник выходного тока в одном
плече схемы.
Электрический расчет выходного трансформатора
Коэффициент трансформации выходного трансформатора оп-
ределяем по формуле
п — 1/ —,
|/	2 ^Н1 *1т
где 7?'н1 определяется формулой (2-89).
В остальном расчет выходного трансформатора ведется так же,
как и для однотактной схемы.
Пример расчета
Рассчитать двухтактный каскад усиления мощности в режиме
класса В (рис. 2-22).
— 72 —
Схема с общим эмиттером
Выходная мощность Рн=15 вт.
Сопротивление нагрузки /?н=10 ом.
Коэффициент нелинейных искажений
Рабочий диапазон частот /н—100 гц, /в=8000 гц.
Коэффициент частотных искажений Л4Н=Л4В=3 дб.
Решение
1.	Задаемся коэффициентом полезного действия выходного
трансформатора т]т =0,9 и определяем мощность, которую должен
отдавать каскад в первичную обмотку трансформатора:
р. = о = й = 16’6 вт-
2.	По формуле (2-88) находим максимальную мощность рассея-
ния на коллекторе каждого триода:
Рктах = 0,2-Р, = 0,2-16,6 = 3,32 вт.
Выбираем триод типа П4А, у которого при наличии теплоотвода
Рк ДОП	•
3.	По характеристикам триода П4А (рис. 2-25) выбираем ра-
бочую точку. Для триода П4А наибольшая допустимая величина
напряжения на коллекторе
Uк max = 50 в.
Л UidX
Выбираем напряжение смещения в цепи коллектора при £7кр =
=25 в, /кр~0.
По характеристикам триода определяем величины /Kmin> 4max
И min-
^Kmin~0; UK m]n = 1 в; /K max = O.
4.	Определяем амплитуды импульсов тока коллектора и напря-
жения на нагрузке:
! т ~ шах Л< min	О,
t7OT=t7Kp-t/Kmin = 25-l = 24 в,
5.	Определяем сопротивление нагрузки в первичной обмотке
трансформатора в одном плече схемы для тока первой гармоники
(формула 2-89):
*». - й" - -30
4 л. п. Козвнцева
73 —
6. На графике рис. 2-25, б проводим нагрузочную прямую под
Рис. 2-25. Статические характеристики триода П4А и построения к при-
меру расчета
7. Находим величину мощности тока первой гармоники в од-
ном плече схемы:
р\ =	= тУт'„=4-24-'’6=9’6 вт-
Полная мощность в первичной обмотке трансформатора
Рх = 2Р\ = 2-9,6 = 19,2 вт > 16,6 вт.
8. Переносим нагрузочную прямую выходной цепи на график
рис. 2-25, а и определяем необходимые величины амплитуд импуль-
сов входного тока и напряжения:
= 0.4 в,
4m = 40 ма.
— 74 —
, 9. Определяем мощность, потребляемую входной цепью одного
плеча схемы, и полную входную мощность:
4-у^/^=Т-°’4-40-10’3 =
= 4-10 3 вт,
Р =2Р' = 2-4-10’3-= 8-Ю"3 вт.
вх	вх
10. Находим величину входного сопротивления одного плеча
схемы для тока первой гармоники:
Я' = 267^ _ 2-0,4 = 2 ом
вх 1бт 40-10 3
11. Находим величину коэффициента нелинейных искажений
каскада. Задаваясь величиной = 100 (W, строим кривую i&=f(ur')
и определяем амплитуды гармоник тока коллектора. Для построе-
ния этой кривой задаемся рядом значений iK на графике
рис. 2-25, б, находим по графику рис. 2-25, а соответствующие этим
значениям величины 1бииби по уравнению ur'=i6RT'+u6 величины
иг'. Полученные данные записываем в табл. 1.
Таблица 1
1 а к »	z6 > ма	иб, 6	и г
1,6	40	0,4	4,4
1,4	30	0,38	3,38
0,55	20	0,35	2,35
0,2	5	0,2	0,7
По полученным данным строим кривую (рис. 2-26)
= / (Wr)‘
Рис. 2-26. К расчету нелиней-
ных искажений в примере ра-
счета выходного каскада
Расчет гармоник коллекторного тока методом пяти ординат дает
следующие значения амплитуд гармоник:
1тХ = 0,85 а,
1 т2 — 0,375 а,
1тз = 0.02 а,
= а.
Задаемся коэффициентом асимметрии а=0,2 и определяем коэф-
фициент нелинейных искажений каскада (формула 2-74):
=	(0.2'0»375)2 + 0,022 + (0,2 • 0,11)2 = Q
w
ГЛАВА III
УСИЛИТЕЛИ ВИДЕОИМПУЛЬСОВ	----
При усилении сигналов, имеющих характер дискретных воздей-
ствий, (импульсов) усилитель принято характеризовать его реакцией
на мгновенное включение постоянного напряжения (тока) на входе*.
цвх=1(0- Временная диаграмма выходного напряжения или тока
усилителя при включении такого сигнала напряжения или тока на
входе называется переходной характеристикой и является основ-
ной характеристикой усилителя импульсов.
Рис. 3-1. Типовая переходная характеристика усилителя
По переходной характеристике определяются основные пара-
метры переходного процесса: время установления фронта тф, время
запаздывания т3, величина выброса 8 и величина спада Д. На
рис. 3-1 показана типовая переходная характеристика усилителя и
параметры переходного процесса.
Процесс установления тока в нагрузке усилителя на полупро-
водниковом триоде определяется следующими факторами:
— 77 —
1.	Входное сопротивление триода конечно и зависит от частоты,
поэтому входной ток триода не равен току источника и при включе-
нии сигнала меняется во времени.
2.	В самом триоде процесс диффузии неосновных носителей в
области базы и действие емкостей р-п-переходов приводят к запаз-
дыванию выходного тока /2 относительно входного /Р
3.	Если не принято специальных мер, то четырехполюсник
между каскадной связи (или связи с нагрузкой), содержащий реак-
тивные элементы, увеличивает время установления фронта, время
запаздывания и величину спада выходного тока.
При определенных соотношениях параметров схемы переход-
ный процесс может носить колебательный характер, в результате
чего на переходной характеристике появляются выбросы.
Для исследования переходных процессов в линейных электри-
ческих цепях используется операторный метод.
Как известно, операторный метод базируется на интегральных
преобразованиях Лапласа (или Лапласа-Карсона), имеющих вид:
р	—pt
dt,
О
c+j<*>
f^ePt(iP’ (И)
c—i<*	)
прямое и об-
ратное преобра-
зования Лапла-
са
или
/(р) = р|/(/)е/,/Л, (III)
о
<?+/оо
/W = 4/J (IV)
С--/<х>
прямое и обратное
преобразования
Лапласа — Карсона,
где /(/) — функция вещественной переменной t, а /(р) — функция
комплексной переменной р = а 4 ро. Функцию /(р) называют «изо-
бражением» функции /(/) («оригинала»).
Пользуясь преобразованиями Лапласа или Л а пл аса-Карсо-
на, можно найти форму сигнала на выходе линейной электрической
цепи цвых(/), если известна форма сигнала на входе нвх(/) и коэффи-
циент передачи системы
wbx l/w/
(V)
— 78 —
В этом случае в формуле (IV) принимают
/ (Р) = «вых (р) = «вх (Р) к (Р) = «вх (р) 7<о М (/?).	(VI)
При заданном ивх(/) согласно (III)
оо
«вх (Р) = Р J«вх (0 e~pt dt.	(III а)
о
Если на вход подан сигнал 1(0, для которого
«вх(0 = 0	(/<0),
«вх (0 =1	(t > 0).
то по (II 1а)
«вх(рЬ= !>	(VII)
т. е. изображение равно величине этого сигнала. Заменяя в (V)
все /о> на р и подставляя (V) и (VII) в (VI), находим изображение
выходного сигнала:
«вык(Р) = «вх(Р)^(Р) = К(Р) = /(0Л1(р).	(VIII)
Форма сигнала на выходе, т. е. переходная характеристика сис-
темы, будет определяться формулой (IV), которую в этом случае на
основании (VIII) можно записать в виде
«.-<(0=2^ ^i-eP'dp.
С—/°°
(IX)
Уравнение нормированной переходной характеристики системы
соответственно будет
h (/) =	= Л С е--- dp,	(X)
и0	р
где u0=l(t)K0.
Таким образом, для нахождения переходной характеристики
линейной цепи при включении сигнала напряжения (тока) 1(0 на
ее входе достаточно знать выражение для комплексной частот-
ной характеристики этой цепи М(р»). Для практических расчетов
пользуются таблицами операционных изображений и соответст-
вующих им оригиналов, составленных на основании (I) и (II),
или (III) и (IV) (Л. 11; Л. 15].
— 79 —
В теории операционного исчисления доказывается (теорема о
предельных значениях), что поведение оригинала /(/) при /->оо оп-
ределяется поведением изображения /(р) при р->0, а поведение ори-
гинала при /->0 определяется поведением изображения при р->оо,
т. е.
lim f (/) = lim f (p),
p-»0
lim/(/) — lim / (p).
При воздействии на систему сигнала вида единичной функ-
ции на основании (X) можно записать
lim h (t) == lim Л1 (p),
oo	P —0
lim h (t) = lim M (p).
/-*0
(XI)
Из (XI) следует, что форма переходной характеристики в начале
переходного процесса определяется формой частотной характери-
стики в области высоких частот, а форма переходной характеристики
в конце переходного процесса—формой частотной характеристики
в области низких частот.
Для усиления видеоимпульсов обычно применяются^*каскады на
сопротивлениях. Как было показано в гл. II, эти каскады позволяют
усиливать с достаточно малыми искажениями сигналы в широкой
полосе частот и, следовательно, получать минимальные искажения
формы импульса.
Ниже рассматриваются переходные характеристики каскада на
сопротивлениях для трех схем включения триода.
§ 1. СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Выражение для коэффициента передачи по току каскада с
общей базой было получено ранее (формула 2-2).
В области больших времен (низких частот) изображение пере-
ходной характеристики согласно формулам (2-3) и (2-4) будет иметь
следующий вид:
лоб	1-|-то6	Рхн о
Ян (р) = А4Н (р) ---— =  -------------= - —- об > t3’1)
1+т»«+^
Тн =СР7?1(Ц-Щ°б).
— 80 —
Оригинал изображения (3-1) имеет следующий вид:

(3-2)
Величина спада переходной характеристики А при t — ти
и условии будет равна
д = -^-
^об
(3-3)
Полученные соотношения ничем не отличаются от соответствую-
щих формул для лампового усилительного каскада.
Частотные искажения на низких частотах связаны с величиной
спада А следующим соотношением:
А — 0)нти,
где <он — граничная частота каскада в области низких частот, соот-
ветствующая
| Л4ноб| = 0,707.
В области малых времен (высоких частот) изображение пере-
ходной характеристики согласно (2-7) будет определяться следую-
щим выражением:
Л» =
до ______________
0О6
1 4- ffl06 4-р—
1________
1 + &1Р + &2Р2 ’
(3-4)
В нормированной форме уравнение (3-4) будет иметь вид:
об	1
"в (р) = ТТя-----i—2-
Г 1 4- dvq + q2
Здесь dx =
Л	г 06	1
где ЬА = та -f- тв , та = —;
а
об об
°* = та тв, ч = j т^~;
q= pV b2.
(3-5)
— 81
Решение характеристического уравнения
1 4- dxg + д2 — О
даст следующие значения корней:
Корни характеристического уравнения являются отрицатель-
ными, действительными величинами, т. е. переходный процесс при
любых значениях параметров схемы будет затухающим и апериоди-
ческим.
Изображению (3-5) соответствует уравнение нормированной пе-
реходной характеристики
об	j — V *обЦ ]	Z’
л» (W = 1 + е - Г«о4т * г 4	.	(3-6)
где
k0& =
tv— нормированное время,
Рис. 3-2. Нормированные переходные
характеристики усилительной ступени
по схеме с ОБ (ОЭ)
---(3-7)
Нормированные время
запаздывания и длительность
фронта могут быть определены
непосредственно по переход-
ной характеристике. На рис.
3-2 приведены переходные
характеристики, построенные
по формуле (3-6) для ряда
значений параметра k°6. На
рис. 3-3 приведены зависимо-
сти нормированной длитель-
ности фронта тф1 от величины
параметра £°б, построенные
по переходным характерис-
тикам (кривая 1), и сетка
кривых	пос-
троенных	по формуле
(3-7) для ряда значений
—- . Пользуясь графиками рис. 3-3, можно по заданной дли-
Та
тельности фронта тф определить величины элементов схемы или ре-
шить обратную задачу.
— 82 —
Пусть, например, задана величина — . Тогда соответствую-
а
щее этой величине -^-значение коэффициента /гоб(оэ) будет являться
абсциссой точки пересечения кривой 1 с той из кривых 2, для ко-
торой величина —равна заданной. Определив ^об<оэ), можно найти
^об(оэ)_^об(оэ) и, зная с£б(оЭ), Д0ПуСТИМуЮ величину сопротив-
ления нагрузки
Рис. 3-3. Графики зависимости нормализованной длительности
фронта тфХ от к°б, построенные по графикам рис. 3-2, и сетка кри-
вых Тф1—/: (к°б),построенных согласно формуле (3-7)
Для апериодического переходного процесса время запаздыва-
ния и время установления фронта могут быть определены и без по-
строения переходной характеристики — непосредственно по урав-
нению коэффициента передачи рассматриваемой системы [Л. 15].
Частотная характеристика усилительного каскада в оператор-
ной форме в общем случае представляет собой рациональную дробь
дд/ х =	= а0 + atp + Ьгр2 + апрт
w в (р) ь0 4- btp 4- ь2р2 4-. •»4- bnpn
или в нормированной форме
М (а} - 1+g^ + g^2 + --- + ^OT-
W l+d1q + d2q2 + 9...+q'1 '
Можно показать [Л. 15], что в том случае, когда корни характери-
стического уравнения
1 4- diq 4- d2q* 4-... 4- qn = О
— 83 —
являются вещественными и отрицательными, т. е. нормированная
переходная характеристика является монотонно нарастающей функ-
цией времени, стремящейся к единице при /->оо, нормированные
время запаздывания и время установления фронта определяются
по формулам
(3-8)
Тф = 2,2	+ d?-g?.	(3-9)
Для каскада с ОБ, частотная характеристика которого в обла-
сти высоких частот в операторной форме определяется (3-4), время
запаздывания и время установления фронта согласно (3-8), (3-9)
и (3-7) будут равны:
г,Л = т.(1 +А"5),	'	(3-10)
тф = 2,2т./1 + (А«’)2.	(3-11)
§ 2.	СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Для схемы с общим эмиттером выражения коэффициентов пе-
редачи в области высоких и низких частот определяются по форму-
лам (2-15) и (2-18). Соответственно выражения для изображений пе-
реходных характеристик в области малых и больших времен могут
быть записаны в виде:
, оэ
А» <р)=
1 4- т09 4- - - а -
6°9Р
1-|-/поэ
(3-12)
где
ОЭ
>2 = тр тв ’
Ь.
Р_ (1+/ПОЭ)
Ро____________
1 + т09 4-
1 + ьгр + Ь2Р2 ’
(3-13)
+т°э;	<э= CpR\ (1 + тоэ);
Г0Э г,
,°э_ G в Ян .
в ~ 1 4- т09’	~ 1 — а0
Ро
1 +рт°э ’

Изображение (3-12) идентично с полученным выше изображе-
нием переходной характеристики для схемы с ОБ. Таким образом,
по аналогии с (3-3) для величины спада переходной характеристики
в схеме с ОЭ можно записать
.09
(3-14)
— 84 —
Выражение (3-13) отличается от полученного ранее выражения
для коэффициента передачи в области высоких частот в схеме с ОБ
только величинами постоянных коэффициентов при операторе р.
Следовательно, уравнение нормированной переходной характери-
стики и нормированные значения времени запаздывания и времени
установления фронта, полученные для схемы с ОБ, будут справед-
ливы и для схемы с ОЭ.
Подставляя в (3-8) и (3-9) значения соответствующих коэффи-
циентов уравнения (3-13) и используя (3-7), находим:
Т3оэ = т3(1 +£09),	(3-15)
?Ф = 2,2 т0 V1 + (б03)2,	(3-16)
Время запаздывания и время установления фронта могут быть
определены и по графикам на рис. 3-2 и 3-3.
§ 3. СХЕМА С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ
Выражения для частотной характеристики каскада с ОК в
области низких и высоких частот (2-22) и (2-25) позволяют записать
изображения переходных характеристик в области больших и малых
времен в следующем виде: для области больших времен ок	рт^ок h (р) =	, "	1 + blP’ для области малых времен (Ф — 1 + diq + где + Тнп17о Ьг = 	; 1 + пГ(о У(1+п7о)/гок 1 ”4“ а = р 1 / —!—, т = т • v к 1/ т ток	7	“ V	ТГ в	(3-17) (3-18) Ж	 /^0КЕ>Г j — в Ан > т0;
— 85 —
к ~ср № + Ян); ni— ; п —	;
<ок =rCpR\0K, R'r = R. к ^22, Rn =RH II Ri II
th CpRlt.
Величина спада переходной характеристики по аналогии с (3-3)
и (3-14) будет равна
Д =	(3-19)
bi
Для областей малых времен исследование характеристического
уравнения (3-18) показывает, что переходный процесс может иметь
как апериодический, так и колебательный характер.
Условием апериодичности переходного процесса является вы-
полнение неравенства
4~>1.	(3-20)
При ~ < 1 переходный процесс будет колебательным и при
— 1 будет иметь место критический режим.
Найдем соотношение между параметрами схемы, соответствую-
щими каждому из этих режимов.
Подставив значение d1 в (3-20), условие апериодичности можно
записать в следующем виде:
1	+ /?ок > J
2	/bok°li
где
= 1 + ^То»
или
(£ок)2 + 2 £ок (1 — 2 60) + 1 > 0.
Решая уравнение
(/гок)2 4- 2 £ок (1 — 2 60) + 1 = 0,
находим
/<“ = (1 -2пТо) ± 27<ггТо(1 +лт„).	(3-21)
— 86 —
На рис. 3-4 показаны области значений /гок и пу0, соответствую-
щие апериодическому и колебательному режимам. Область II яв-
ляется областью колебательных переходных процессов. Области
I и III соответствуют апериодическим переходным процессам.
Рис. 3-4. Области значений коэффициентов k0K и п^0, соот-
ветствующие апериодическому и колебательному переходным
процессам
Для апериодического переходного процесса уравнение пере-
ходной характеристики будет определяться выражением
р— <11/1	р ‘УаЛ
h (ty) — 1 Ч---------у-------ч Ч-----т--------г>
в v v	Qi(Qi—Q2) QAQ2 — Q1)
где
1 ч- 'По
~ок
т т
I в
— (14- fe0K) ± К(1 Ч- fe0K)2 — 4МОК
2 V b0kOK
(3-22)
(3-23)
(3-24)
В случае апериодического переходного процесса время запазды-
вания и время установления фронта, как и для схем с ОБ и ОЭ, могут
быть определены по формулам (3-8) и (3-9). Для каскада с ОК эти
формулы имеют следующий вид:
т3 = — 1 + -К-----,	(3-25)
К(1 Ч-пто)^ок
При колебательном характере переходного процесса операцион-
— 87 —
ному уравнению (3-18) соответствует нормированная переходная
характеристика вида
°К	— аЩ
йв (U = * + Be sin (co^j—<р),
(3-27)
где
B = yrF2+l, <р = arctg (-p-)l
Fa,	2	t	2	i
=	—;	a;	+	(0,	=	1;
(Dj	*	»
Найдем момент прохождения переходной характеристики через
первое экстремальное значение 6Э и величину первого выброса 8.
Величину /1э найдем, приравняв нулю первую производную вы-
ражения (3-27). Решение полученного уравнения дает
t = —
(3-28)
Величина первого выброса
3 = ЛВ°К(/1Э) — 1 =
(3-29)
е
На рис. (3-5) и (3-6) построены графики зависимости 69 и 8
от £ок для ряда значений л.у0.
Пример расчета
Найти наибольшую допустимую величину сопротивления
нагрузки каскада с ОЭ по следующим данным:
время установления фронта ^ф=5-10~7 сек\
параметры триода =3. ю8 сек'1; ао=О,97; £22 = 100-10"12 ф;
емкость монтажа и нагрузки Со=20-10~12.
Внутренняя проводимость источника сигнала значительно
меньше входной проводимости каскада.
Решение
1.	Определяем постоянную времени триода в схеме с ОЭ:
= 1 _ а<) = 3 - 10s (1 —0,97) = 1,1 ' 10 7 CeK,t
— 88 —
2.	Находим
3.	По графикам рис. 3-3 определяем величину /гоэ, соответ-
ствующую
= 4,6:
т(3
k™ = 1,7.
— 89 —
4.	Находим
1,9-10'7 сек.
5.	Задаемся /поэ=0,2 и определяем постоянную времени:
ЯнС°э = ?:э(1 + /и09) = 1,9- 1(Г7 (1 + 0,2) = 2,3-10~7 сек.
6.	Находим величину емкости:
С°э =С0 4-С22 = 20-10-12+ 100-10“12 = 120-10-12 ф.
7.	Определяем наибольшую допустимую величину сопротив-
ления нагрузки:
^нС°вЭ
/-'ОЭ

9 Ч.10-7
- = 1,9 -103
120-10“12
ОМ.
ГЛАВА IV
РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ	------
Для усиления в узкой полосе частот в усилительный каскад вво-
дится колебательная система — резонансный контур или система
связанных контуров. Тогда частотная характеристика каскада при-
близительно совпадает с резонансной кривой колебательной системы.
Наибольшее применение в резонансных усилителях находят
схемы с общим эмиттером и с общей базой.
Основными показателями резонансных усилителей являются
ширина полосы пропускания частотной характеристики и коэффи-
циент усиления.
§ 1.	РАСЧЕТ КАСКАДОВ РЕЗОНАНСНОГО УСИЛЕНИЯ
На рис. 4-1, а—д приведено несколько схем каскадов резонанс-
ного усиления. Эти схемы отличаются одна от другой видом колеба-
тельной системы (одноконтурные и двухконтурные схемы) и спосо-
бами связи колебательной системы с выходной цепью триода и с на-
грузкой (автотрансформаторная, трансформаторная, емкостная
связь, параллельное и последовательное включение нагрузки в
колебательную систему).
На рис. 4-2 приведена структурная схема резонансного кас-
када.
На рис. 4-2:
£вых— активная составляющая выходной проводимости кас-
када;
6Вых— реактивная составляющая выходной проводимости кас-
када;
ёаи —активная и реактивная составляющие проводимости
нагрузки (для промежуточных каскадов нагрузкой яв-
ляется входное сопротивление следующего каскада);
К — колебательная система (для промежуточных каскадов ко-
лебательная система является цепью междукаскадной
связи).
— 91
Элементы колебательной системы и связь ее с выходной цепью
триода и с нагрузкой должны быть выбраны так, чтобы удовлетво-
рялись следующие условия:
1)	обеспечивалась настрой-
ка каскада на заданную час-
тоту /р (с учетом реактивных
сопротивлений, вносимых со
стороны выхода и со стороны на-
грузки);
2)	обеспечивалась задан-
ная ширина полосы пропуска-
ния (с учетом сопротивлений,
вносимых в контур со стороны
выхода и со стороны нагруз-
ки);
3)	обеспечивалось согласо-
вание нагрузки с выходным со-
противлением триода (для полу-
чения наибольшего коэффици-
ента усиления по мощности).
Предположим, что колеба-
тельная система представляет
собой один резонансный кон-
тур, и введем следующие обоз-
начения:
— реактивная проводи-
мость контура (без учета
вносимых реактивных про-
водимостей) ;
Ьвн1— реактивная проводи-
мость, вносимая в контур
со стороны выхода триода;
/?вн2 — реактивная проводи-
мость, вносимая в контур со
а)
Рис. 4-1. Схемы каскадов резонанс-
ного усиления
стороны нагрузки;
£вн1— активная проводимость,
вносимая в контур со сто-
роны выхода триода;
вносимая в контур нагрузкой.
ё’внг— активная проводимость,
Тогда условия 1), 2) и 3) могут быть записаны следующим об-
разом:
+ ^вн 1 + ^вн 2 =	(4-1)
Чю = 4х!’	(4-2)
^ВН 1 ^эвн 2>
(4-3)
— 92 —
где QK3— добротность контура с учетом всех вносимых сопротивле-
ний.
Выражения (4-1), (4-2) и (4-3) позволяют определить параметры
контура и необходимые величины коэффициента связи контура с
выходной цепью триода и с нагрузкой по заданным /р, 2Д/, проводи-
мости нагрузки и выходной проводимости каскада.
Рис. 4-2. Структурная схема резонансного каскада уси-
ления
Рассмотрим в качестве примера порядок расчета схемы
рис. 4-1, а. Эквивалентная схема каскада показана на рис. 4-3.
Рис. 4-3. Эквивалентная схема каскада, показанного
на рис. 4-1, а
Обычно Ьвых и Ьп носят емкостной характер, тогда для схемы
рис. 4-3 уравнения (4-1), (4-2) и (4-3) запишутся следующим об-
разом:
И-4)
шоькэ
где Скэ == Ск + т2Свь1х + пгСн,	(4-5)
т и п — коэффициенты включения контура;
n==lj^	(4'6)
О = -1-2--
Чкэ 2Д/’
= n2gH.	(4-7)
— 93 —
Зададимся величиной одного из реактивных элементов контура,
например величиной полной емкости контура Скэ, и определим
характеристическое сопротивление контура:
1
Ркэ ~ т с
Зная ркэ и QK3, можно определить резонансное сопротивление
контура
^р ~ ФкэРкэ'
Полагаем, что потери в контуре определяются в основном вно-
симыми сопротивлениями. Тогда при резонансе
SbhI ^вн2
или на основании (4-7)
^вых П ён 2	’
отсюда
2	1	2	1
т = о-----н—; п =	—п— •
2 <?вых Rp	% §Н Rp
Зная величины т,п, Сп и Свых, можно из (4-5) найти необходимую
величину собственной емкости контура Ск и из (4-4) величину ин-
дуктивности контура, необходимую для настройки его на частоту /р.
Коэффициент усиления каскада по напряжению на частоте,
равной резонансной частоте контура, приближенно определяется
формулой
Ки = тп |^21р| /?р,	(4-8)
где Z/2ip— значение параметра у21 в данной схеме включения триода
при <о=(ор.
§ 2. ВНУТРЕННЯЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ И УСТОЙЧИВОСТЬ
КАСКАДОВ УСИЛЕНИЯ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
В усилителях на полупроводниковых триодах при любой схеме
включения имеет место внутренняя обратная связь. В результате
действия внутренней обратной связи при определенных условиях
может возникнуть самовозбуждение усилителя.
— 94 —
Условия самовозбуждения могут быть записаны следующим об-
разом:
£г+.£вх, ус<0,	(4-9)
где gT— активная составляющая внутренней проводимости источни-
ка;
£вх-ус— активная составляющая входной проводимости каскада.
При выполнении условия (4-9) входная активная проводимость
каскада отрицательна и равна или больше активной составляющей
внутренней проводимости источника сигнала. При выполнении этого
условия усилительный каскад не отбирает энергию от источника,
а сам становится источником энергии, т. е. самовозбуждается. Так
как при условиях, близких к условиям самовозбуждения, усили-
тель начинает работать неустойчиво, критерием устойчивой работы
усилителя принято условие
£вх. ус>0’
т. е. для устойчивой работы усилительного каскада активная со-
ставляющая его входной проводимости (сопротивления) должна
быть положительной.
Найдем условия устойчивой работы усилителя для схем с общей
базой и с общим эмиттером.
Действие внутренней обратной связи на входную проводи-
мость (сопротивление) усилительного каскада было рассмотрено ра-
нее (гл. 1, § 8; табл. 3 приложения). При работе усилительно-
го каскада по схеме с общей базой и по схеме с общим эмит-
тером сопротивление, вносимое во входную цепь со стороны на-
грузки, имеет отрицательную активную составляющую при индук-
тивном характере нагрузки. Величина вносимого из цепи нагрузки
отрицательного активного сопротивления зависит для данного три-
ода при данной частоте от величины сопротивления нагрузки.
В резонансных усилителях нагрузкой является колебательный кон-
тур. Реактивная составляющая комплексного сопротивления па-
раллельного резонансного контура имеет индуктивный характер
при отрицательных расстройках, т.е. при частотах/</р. Наиболь-
шая величина расстройки в полосе пропускания контура равна по-
2Д/
ловине полосы пропускания-----При такой расстройке реактив-
ная составляющая сопротивления параллельного контура равна
р
Величина Rp определяет в резонансном усилителе величину
коэффициента усиления по напряжению Ки. Используя полученные
выше выражения для коэффициента усиления по напряжению
— 95 —
и для входного сопротивления усилительного каскада (табл. 2 и
3 приложения), условие устойчивой работы каскада для схем с
общей базой и с общим эмиттером можно приближенно записать в
следующем виде:

/2 ,
0,Ск гб
(4-11)
§ 3. НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ ВНУТРЕННЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Для нейтрализации внутренней обратной связи необходимо так
видоизменить схему каскада, чтобы возбуждение со стороны выхода
не вызывало реакции на входе.
Рис. 4-4. Нейтрализация внутренней обратной связи
(схема с общей базой)
Рис. 4-5. Нейтрализация внутренней обратной связи (схе-
ма с общим эмиттером)
При выполнении этого условия входное сопротивление не за-
висит от сопротивления нагрузки, т. е. обеспечивается устойчивая
работа усилителя. В усилителях высокой частоты, кроме того, при
нейтрализации устраняется взаимное влияние выходной и входной
колебательных систем, приводящее к искажению формы резонансных
кривых этих колебательных систем.
— 96 —
Условия нейтрализации будут выполнены, если схему каскада
дополнить таким образом, что выходная и входная цепи будут на-
ходиться в диагоналях сбалансированного моста. На рис. 4-4 и 4-5
показано несколько схем нейтрализации внутренней обратной связи,
построенных по такому принципу.
Как видно из приведенных схем, при включении в усилительный
каскад двух дополнительных элементов Zx и Z2, эти сопротивления
и цепи двух электродов триода образуют мост, в диагонали которого
включаются входное и выходное напряжения U х и (/2.
В схеме рис. 4-4, а мост образован сопротивлениями Z/, r6', Zx
и Z2. Условия баланса моста:
Z., г' = ZXZ'.
L б 1 к
На высоких частотах
к
Таким образом, для выполнения условий баланса моста Zj
должно быть активным сопротивлением, a Z2 емкостным сопротив-
лением,
т. е.
Z1=Z?1; Z2 = -^±------,
1	1	2 /wC2
Условия нейтрализации можно записать в следующем виде:
1	' __ р 1
гб *1	/ыС'	’
или
гб^к ~	^2-
Аналогичным образом могут быть получены условия нейтрали-
зации для других схем.
В схеме рис. 4-5, а плечи моста образованы внутренними со-
противлениями цепей эмиттера и коллектора и дополнительными
сопротивлениями Zx и Z2. Условия баланса моста:
Z2Z3 = ZXZ'K.
Для оценки величины внутренней обратной связи при построе-
нии схем нейтрализации удобно также использовать методы теории
четырехполюсников. В четырехполюснике воздействие выходной
цепи на входную в системе h -параметров характеризуется парамет-
ром Л12, в системе г-параметров — параметром z12, в системе у-
— 97 —
параметров — параметром у12. Схема каскада с нейтрализацией
внутренней обратной связи должна быть построена таким образом,
чтобы в четырехполюснике, эквивалентном нейтрализованному кас-
каду, выполнялось условие /г12—О (z12=0; */12=0).
Выше было показано (см. табл. 1 приложения), что в схемах с
общей базой и общим эмиттером величина Л12 зависит от величины
емкости база—коллектор Ск'. В современных высокочастотных трио-
дах эта емкость весьма мала (порядка единиц пикофарад), что в ряде
случаев позволяет обходиться без нейтрализации каскадов резо-
нансного усиления.
Пример расчета
Рассчитать каскад, принципиальная и эквивалентная схемы
которого приведены на рис. 4-6, а и б, при следующих данных:
^вых^Ю^олГ1; /р=500 кгц; 2Д/=10 кгц; £н=2-16-3(Ш-1.
Рис. 4-6. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы каскада
к примеру расчета
Параметры триода: /а =5 Мгц\ ао=0,97; гэ=ЗО ом\ г'б=100 ом.
Реактивные составляющие входной и выходной цепей опреде-
ляются емкостями Сн=20 пф, Свых=120 пф.
Требуется определить параметры контура, величины коэффи-
циентов связи контура с выходной цепью и с нагрузкой и коэффици-
ент усиления каскада.
Решение
1.	Определяем необходимую добротность контура:
/о 500
^кэ = 217 Ло"
2.	Задаемся величиной полной емкости контура Скэ=700 пф
и находим характеристическое сопротивление контура:
Ркэ = ” «о Скэ = 6,28-500-103-700- 10~1а	450 0М'
— 98 —
3.	Находим резонансное сопротивление контура:
Rp = QK3 Ркэ = 50 • 450 = 23 • 103 ом.
4.	Находим коэффициент включения нагрузки п. Из условий
согласования
Отсюда
£вых-=«2£н-

5.	Определяем собственную емкость контура Ск. Как видно из
схемы рис. 4-6, полная емкость контура
отсюда
Скэ = Ск + Свых + П2Са,
Ск = скэ — Свых — п2Сп = 700 — 120 — 0,222 • 20 = 579 пф.
6.	Определяем величину индуктивности контура:
L =______1____=____________1___________= 1
К «рСкэ (6,28-5-105)2-700-10-12
7.	Находим обобщенную частоту резонанса:
= 500-№ =
Р fa 5-Ю6	’А-
8.
9.
По формуле (1-10) определяем а при х=хр:
«, = ^=^^0,97-/0,097.
Находим |#21| при (о=<вр (см. табл. 1 приложения):
оэ
^21р “
«р
0,97-/0,097
Гэ+Г6( ]_ар)	30+100( 1-0,97+ / 0,097)
10. По формуле (4-8) определяем коэффициент усиления кас-
када:
К = тп |#21р| /?р = 0,22 • (3 • 10"2) • 23 • 103	150.

ГЛАВА V
УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТО КА
В усилительной технике в ряде случаев возникает необходи-
мость в усилении сигналов, изменяющихся весьма медленно. Усили-
тели таких сигналов называются усилителями постоянного тока
(или усилителями постоянного напряжения).
Основной особенностью схем усилителей постоянного тока яв-
ляется отсутствие в них элементов, сопротивление которых зависит
от частоты. Только при этом условии могут быть усилены сигналы,
меняющиеся сколь угодно медленно.
Невозможность применения в схеме реактивных элементов со-
здает значительные трудности при построении многокаскадных уси-
лителей, так как исключается емкостная и трансформаторная связь
между каскадами. Гальваническая связь между каскадами является
связью нетолько для усиливаемого сигнала,но и для цепей смещения,
что затрудняет установление требуемого режима в каждом каскаде.
Второй особенностью усилителей постоянного тока является
требование исключительно высокой стабильности режима. Дей-
ствительно, любое изменение режима накладывается на напряжение
сигнала и искажает его.
В усилителях на полупроводниковых триодах требование вы-
сокой стабильности режима особенно трудно выполнимо вследствие
зависимости режима триодов от температуры.
Основными характеристиками усилителя постоянного тока яв-
ляются коэффициент усиления по току и по напряжению и стабиль-
ность режима усилителя.
При отсутствии сигнала напряжение (ток) на выходе усилителя
имеет некоторое начальное значение, принимаемое за нулевое. Не-
контролируемое изменение этого напряжения, например при изме-
нении температуры, называется дрейфом нуля.
Стабильность режима усилителя постоянного тока принято оце-
нивать величиной дрейфа нуля, приведенного ко входу усилителя.
Дрейфом нуля, приведенным ко входу усилителя, называется наи-
большее изменение напряжения на нагрузке, обусловленное неста-
бильностью режима, деленное на коэффициент усиления усилителя.
Полученная таким образом величина дрейфа нуля на входе уси-
лителя должна быть значительно меньше напряжения сигнала.
— 100 —
§ 1. РАСЧЕТ КАСКАДОВ УСИЛЕНИЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА
На рис. 5-1 приведена простейшая схема каскада усиления по-
стоянного тока (схема с общим эмиттером).
Стабилизация режима осуществляется с помощью последова-
тельной (через сопротивление /?э) и параллельной (через сопротив-
ления и /?2) обратной связи.
Рис. 5-1. Принципиальная схема Рис. 5-2. Эквивалентная схема ка-
каскада усиления постоянного тока скада усиления постоянного тока
Найдем основные характеристики каскада: коэффициенты уси-
ления по току и по напряжению и величины входного и выходного
сопротивлений.
Рис. 5-3. Упрощенная эквивалентная схема ка-
скада усиления постоянного тока
В усилителе постоянного тока цепи сигнала и смещения не мо-
гут быть разделены, поэтому элементы стабилизации режима соз-
дают обратную связь и для цепи сигнала.
Полагая сигнал достаточно малым, заменим триод линейным ак-
тивным четырехполюсником А. Тогда эквивалентная схема каска-
да будет иметь вид, показанный на рис. 5-2. Заменим четырехполюс-
— 101
ник А вместе с сопротивлением 7?э эквивалентным четырехполюс-
ником А'. Параметры этого нового четырехполюсника легко найти,
полагая в соответствующих формулах (табл. 1 и 2 приложения)
сопротивление эмиттера равным
Zg = ?э 4-
где 2Э— сопротивление эмиттерного перехода самого триода.
Соответствующая эквивалентная схема каскада показана на
рис. 5-3.
На схеме рис. 5-3 четырехполюсник А' охвачен параллельной
обратной связью через четырехполюсник В.
Найдем параметры четырехполюсника, эквивалентного парал-
лельно соединенным четырехполюсникам А' и В.
В данном случае целесообразно использовать систему ^/-пара-
метров. //-параметры четырехполюсника А', т.е. четырехполюсника,
эквивалентного триоду, включенному по схеме с общим эмиттером с
сопротивлением Кэ в цепи эмиттера, будут равны (см. табл. 1 при-
ложения):
А ’	1	/Е 1 \
У\\~	%'	’	(5’1)
7'
 ^	= 7^-	<5-2»
=	(5-3) О
Z's = z,+R„	(5-4а)
R'= 2’, + гб(1— а).	(5-46)
//-параметры четырехполюсника обратной связи В будут иметь
следующие значения:
^11	У?!	^1 + ^2,	(5-5)
В	В	1 У\2 ~ У2\~	ft~ == У^	(5-6)
В	1	(5-7)
102
Соответственно //-параметры четырехполюсника С, эквивалент-
ного параллельно соединенным четырехполюсникам А' и В, будут
равны:
ус„ =	(5-8)
+у^<	(5-9)
У21 ~ У21 + У21 ’	(5-Ю)
С __ А' | В У22	У22 ‘ У22 ’	(5-Н)
Используя полученные в гл. I (табл. 2 приложения)формулы
для коэффициентов усиления по току и по напряжению и формулы
для входного и выходного сопротивлений в системе //-параметров,
полагая
У? и У? ’
получаем следующие соотношения:
где
	
	
	
ZC =	1+Ь^
вх ВХ | _^аКА ’
R'
6 =
Яэ ,
a. RH aR2
а = Ян _|_
Rv
(5-12)
(5-13)
(5-14)
(5-15)
В формулах (5-12)—(5-15) величины КД Ku , и ZBfIX являются
соответственно коэффициентами усиления по току и по напряжению
и входным и выходным сопротивлениями четырехполюсника А
на схеме рис. 5-2.
103 —
Формулы для определения этих величин приведены в табл. 1 и 2
приложения.
В результате действия обратной связи коэффициенты усиления
каскада по току и по напряжению, а также величины входного и
выходного сопротивлений в значительно меньшей степени зависят
от параметров триода и, следовательно, более стабильны при их
изменении, чем эти же величины при отсутствии обратной связи
(Kt, КАи, /Вх, /вых)- При очень глубокой обратной связи
(aKt'^A', &Ли>1)т. е. коэффициенты передачи потоку и по напря-
жению совсем не зависят от параметров триода.
Помимо рассмотренной схемы стабилизации режима с помощью
обратной связи, для уменьшения дрейфа нуля применяется термо-
компенсация, осуществляемая с помощью нелинейных термочув-
ствительных элементов. Расчет схем стабилизации режима рас-
смотрен в гл. VI.
§ 2. БАЛАНСНЫЕ СХЕМЫ
Применение балансных схем, так же как и в ламповых усили-
телях постоянного тока, является наиболее надежной и удобной
мерой для уменьшения ‘дрейфа нуля.
Рис. 5-4. Балансная схема
усилителя постоянного тока
Рис. 5-5. Эквивалентная схема
выходной цепи балансного
каскада
Рассмотрим принцип действия и метод расчета балансных схем
на примере одной из наиболее распространенных балансных схем,
показанной на рис. 5-4.
104 —
В каждом плече схемы рис. 5-4 осуществляется стабилизация
режима с помощью обратной связи через сопротивления/?', R'2
R'э и R'\, R"2 и R"3. Токи покоя обоих плеч схемы протекают через
сопротивления /?'ки R"K. При полной симметрии обоих плеч токи
покоя и изменения токов покоя в обоих плечах при изменении ре-
жима будут взаимно компенсироваться и дрейф нуля в каждом из
плеч никак не будет сказываться на величине тока в нагрузке.
В действительности всегда имеет место некоторая асимметрия
схемы.
Изменения режима как из-за изменения температуры, так и
вследствие других причин, будут различны в обоих плечах схемы
и в сопротивлении нагрузки будет иметь место дрейф нуля.
На рис. 5-5 приведена эквивалентная схема выходной цепи рас-
сматриваемого каскада для приращения сигнала с учетом дрейфа
нуля в каждом плече схемы.
На схеме рис. 5-5 величины 7?'вых и /?"вых— выходные сопротив-
ления каждого плеча схемы для переменного тока (с учетом обрат-
ной связи через цепи смещения). Изменение коллекторного тока в
каждом плече схемы, вызванное изменением режима, учтено на эк-
вивалентной схеме введением двух генераторов тока Д/' и Д/"_
Во всех случаях, когда изменение режима триода в каждом из плеч
вызвано одной и той же причиной (изменение температуры, изме-
нение напряжения источника, изменение режима непосредственно
после включения схемы и т. д.), токи, создаваемые источниками то-
ка Д/' и Д/" в цепи нагрузки, будут иметь противоположные на-
правления. В общем случае из-за несимметрии плеч эти токи будут
различны по величине и в нагрузке будет протекать разностный ток
Д/н, величина которого и будет определять дрейф нуля в нагрузке.
Составим для схемы рис. 5-5 уравнения контурных токов:
Д/,/?вых= Д Л (/?вых + Rk) — Д/н/?к,	(5-16)
Д/" Л™ = д/2 (ЛвИ» + Л'«) - Д/„ Лк,	(5-17)
0 = Д/„(Л„ + Лк+Лк) —дал: +длл;. (5-18)
Полагая
/?вых Rk ; /?вых //' Rk и Rk — Rk = Rk*
находим из уравнений (5-16) — (5-18) ток Д/н:
Д/„= (Д/'-ДГ)^-,	(5-19)
5 Л. П, Козинцева
— 105 —
где
d' ________ D 1|*?н
II 2
(5-19a)
Из формулы (5-19) видно, что дрейф нуля в балансной схеме
определяется разностью токов, обусловленных нестабильностью
режимов обоих плеч схемы, т. е. значительно меньше, чем в схе-
ме рис. 5-1.
Найдем основные характеристики балансного каскада.
Составим уравнения контурных токов для схемы рис. 5-5 без
учета изменения режима, т. е. полагая Д/'=Д/"=0:
I' ^вых= ^2 (^вых~Ь^к )—ЛА,	(5-20)
l"R'„x= f2 (Rkx + «')-/„/?;. '	(5-21)
0 = “Ь + А‘н)—I2RX— IzRk. (5-22)
Полагая
^ВЫХ	И 7?к = 7?к = ЯК,
находим из (5-20) — (5-22) следующее выражение для тока /н:
р*
'> = (/' + /V.
Так как в данном случае асимметрия плеч схемы не имеет существен-
ного значения, можно положить
Г = Г' = /,
тогда
р'
4 = 2/^-.	.	(5-23)
В (5-23) ток / есть ток эквивалентного генератора тока в выход-
ной цепи четырехполюсника, эквивалентного триоду, охваченному
комбинированной обратной связью.
Параметры этого эквивалентного четырехполюсника были най-
дены ранее (формулы 5-12—5-15), ток эквивалентного генератора
тока
— 106 —
/ — 1 T^i к.з •
(5-24)
Из полученного выражения для коэффициента усиления по
току каскада, охваченного комбинированной обратной связью (фор-
мула 5-12), находим
А/ к.з
i/'л
к.з
(5-25)
подставляя (5-25), (5-24) в (5-23), получаем
^iK.3
R' КА
R Л/к.з
(5-26)
Отсюда коэффициент усиления по току:
*i=7
к*
А
I, к.з
(5-27)
1
н

Rh
Определим величину коэффициента усиления по напряжению.
Напряжение на нагрузке
или
где
UH= /н#н = 2//?'
Ua = 2U'v	(5-28)
U2 =	•
Коэффициент усиления каскада по напряжению
 _ <^н _____	_ ^2
~ 2U\ ~ U'x 9
(5-29)
где U\ — напряжение на входе одного плеча схемы; т. е. равен
коэффициенту усиления одного плеча схемы, нагруженного на со-
противление R'u (формула 5-13).
5*
— 107
Выведем формулы для входного и выходного сопротивлений
балансного каскада.
Величина входного сопротивления может быть определена сле-
дующим образом:
р __ Ki р
^ВХ К ПкН*
Подставляя значения Kt и Ки (формулы 5-12 и 5-13),находим
R
ВХ
2/?'( 1
1 Л
’-М1 /?2
(5-30)
Выходное сопротивление балансной схемы
где /?вых—выходное сопротивление одного плеча схемы рис. 5-4
(формула 5-15).
I
§ 3. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Как уже говорилось, требование усиления сколь угодно мед-
ленных колебаний исключает применение емкостной и трансформа-
торной связи между каскадами.
рис. 5-6. Схема двухкаскадного усилителя с автономными ис-
точниками смещения в каждом каскаде
Таким образом, соседние каскады оказываются связанными по
постоянному току, что затрудняет установление требуемого режима
в каждом каскаде.
— 108 —
В усилителях на полупроводниковых триодах при построении
многокаскадных схем применяются те же методы подачи смещения,
что и в ламповых усилителях постоянного тока, т. е. автономные
источники смещения в каждом каскаде или питание всех каскадов
усилителя от одного источника.
Рис. 5-7. Схема двухкаскадного усилителя с общим источником смеще-
ния
На рис. 5-6 приведена схема двухкаскадного усилителя с авто-
номными источниками смещения в каждом каскаде, а на рис. 5-7 —
схема двухкаскадного усилителя с общим источником смещения.
В усилителях на полупроводниковых триодах подача смещений
в многокаскадных усилителях от одного источника осуществима
легче, чем в ламповых усилителях. Это объясняется низкими рабо-
чими напряжениями триодов и отсутствием цепей накала.
§ 4. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
При усилении сигналов, амплитуда которых имеет величину
такого же порядка, что и дрейф нуля, или меньшую, усилители по-
стоянного тока с непосредственной связью непригодны.
Рис. 5-8. Структурная схема усилителя постоянного тока с пре-
образованием
— 109 —
Для усиления весьма слабых сигналов используется усиление
постоянного тока с преобразованием.
В усилителях постоянного тока с преобразованием медленно
меняющийся сигнал модулирует колебания постоянной, достаточно
высокой частоты порядка единиц и десятков килогерц. Эти модули-
рованные колебания усиливаются до нужной величины, а затем де-
тектируются. Таким образом, на выходе получаем усиленное напря-
жение сигнала.
На рис. 5-8 приведена структурная схема усилителя постоян-
ного тока с преобразованием (иногда называемого усилителем типа
МДМ).
На рис. 5-8: М — модулятор; Д — демодулятор; Г —генератор
модулируемых колебаний; У — усилитель модулированных коле-
баний.
В тех случаях, когда усиливается двухполярный входной сиг-
нал, в качестве демодулятора обычно используется фазочувстви-
тельный детектор, управляемый от общего генератора Г. В усилите-
лях с преобразованием единственным источником дрейфа нуля
является изменение режима модулятора. Изменение режима демо-
дулятора не имеет существенного значения, так как оно наклады-
вается на усиленное напряжение сигнала.
ГЛАВА VI
ЦЕПИ СМЕЩЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА -
При построении цепей смещения усилителя, работающего в
определенном диапазоне температур, основной задачей является
стабилизация режима работы при изменении температуры.
Для решения этой задачи применяются два способа:
1) термостабилизация режима;
2) термокомпенсация.
И в том и в другом случае поддержание постоянства режима при
изменении температуры достигается за счет введения обратной связи
по постоянному току. В схемах термостабилизации обратная связь
осуществляется с помощью линейных сопротивлений. При таком
способе стабилизации неизбежно некоторое изменение режима при
изменении температуры. Введение обратной связи только уменьшает
изменение режима до некоторой достаточно малой величины. В схе-
мах термокомпенсации в цепь смещения вводятся нелинейные тер-
мочувствительные элементы (термисторы, диоды). Благодаря этому
становится возможной полная компенсация изменения режима при
изменении температуры.
§ 1. ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА
Для термостабилизации режима применяются параллельная,
последовательная или параллельно-последовательная отрицательная
обратная связь. На рис. 6-1 приведена наиболее общая схема стаби-
лизированного каскада. Действие цепей как параллельной обратной
связи (сопротивления Т?2), так и последовательной (сопротив-
ление 7?э), сводится к следующему. При повышении температуры и
соответствующем увеличении коллекторного тока, в результате
действия обратной связи уменьшается напряжение между базой и
эмиттером. Уменьшение напряжения эмиттер — база вызывает
уменьшение тока базы и соответствующее уменьшение тока коллек-
тора. Расчет элементов цепи смещения может быть произведен как
аналитическим, так и графо-аналитическим методом.
— 111 —
Рассмотрим аналитический метод расчета стабилизированной
цепи смещения.
Для количественной оценки степени нестабильности режима
используют коэффициент нестабильности

(6-1)
где /й0— обратный коллекторный ток (ток в цепи коллектор — база
при /э=0).
Такая оценка нестабильности режима обусловлена тем, что из-
менение режима при изменении температуры у германиевых три-
одов вызывается главным образом изменением обратного тока /к0
(см. гл. I, § 6).
Рис. 6-1. Схема цепи смещения с термостабилизацией
Для определения коэффициента нестабильности схемы
рис. 6-1 найдем зависимость тока коллектора от тока /к0. Для
схемы рис. 6-1 уравнения контурных токов можно записать сле-
дующим образом:
Щ + ЩЯ. + Я.) —/Л = 0,	(6-2)
t/,-u» + »s(/?ra + /?2)-i8/?, = 0.	(6-3)
ts (Р, + /?2 4- Ra) —	= Е.	(6-4)
Решая совместно (6-2), (6-3) и (6-4) и имея в виду, что
G э> ^2 к> 3 б ^к»
^2 б> Д а/Э кь>
— 112 —
получаем следующее выражение для тока в цепи коллектора:
, /it ^9 , Rs । Rki , R3 Rk%\ | Е
_ /«, р + Ri +	+ RlR2) + “R1+Ri+Ru
К ‘
.	.	. Rs . RK1 . Rs ^К2
^ + ^ + ^- + ^7
Коэффициент нестабильности S на основании (6-1)
• (6-5)
и (6-5)
, ,	, Rs . ^К1 , Rs ^К2
С _	+	+ #2 + #2 + R-Z
<	,	. Rs , RkI . Rs Rk2 *
RI + lbt+K+~^
или
с _ 1 4- Д
1—а+Р’
где
ту Rs । Rs 1 Rki i Rs Rk2
R1 R2 Rz R1 Rz *
(6-6)
(6-7)
(6-8)
Таким образом, величина коэффициента нестабильности опреде-
ляется величиной коэффициента D.
На рис. 6-2 приведен характер зависимости коэффициента не-
стабильности S от D.
Рис. 6-2. График зависимости коэффициента нестабильности от D
При увеличении D коэффициент нестабильности уменьшается
от	при Z) = 0, стремясь к 5=1 при D->co. Как
видно из (6-8), величина коэффициента D тем больше, чем боль-
ше глубина обратной связи по току и по напряжению.
Величины сопротивлений R2, RK1 и Rk2 должны быть вы-
браны так, чтобы обеспечивался также заданный режим работы
триода.
— 113 —
Из уравнений (6-2), (6-3), (6-4) могут быть получены следую-
щие два уравнения:
(6-9)
(6-10)
/ -
RK
< __ Еб —
6 “ R'
Рис. 6-3. Схема с фиксирован- Рис. 6-4. Схема с автоматическим
ным смещением	смещением
где
RK —	+ ^К2 + I!
Е6 = ХЕ+иЛ + «*),
\	^2/
(6-11)
(6-12)
(6-13)
(6-14)
1 
х кг
R' ~ + R3.
Из (6-6), (6-9) и (6-10) при заданных величинах токов и на-
пряжений в рабочей точке, напряжения источника и заданной
величине коэффициента нестабильности S можно найти необхо-
димые величины всех сопротивлений схемы. При этом величина-
ми двух сопротивлений можно задаться произвольно.
Из схемы рис. 6-1 могут быть получены более простые схе-
мы цепей смещения, часто применяющиеся на практике.
Так, например, при R1 = <х>, R3 = RKl — 0 получаем схему с
фиксированным смещением (рис. 6-3).
Для этой схемы уравнения (6-9), (6-10) приводятся к виду
Е-Цк
Е .

(6-15)
(6-16)
— 114 —
коэффициент нестабильности
S=T~;-	(6-17)
В схеме с фиксированным смещением величины сопротивле-
ний /?2 и /?к2 однозначно определяются заданным режимом. Ко-
эффициент нестабильности схемы не зависит от величин сопро-
тивлений /?2 и /?к2.
Нестабильность режима, как видно из (6-17), очень велика.
При = оо , /?э = /?к2 = 0 получаем схему с автоматическим
смещением (рис. 6-4). Для схемы с автоматическим смещением
уравнения (6-9) и (6-10) имеют следующий вид:
/« = ^7^-,	(6-18)
/6=^;	(6-19)
Рис. 6-5. Схема с раздельным управлением ста-
билизацией и смещением
коэффициент нестабильности
1	। ^Kl
1-а + я2
(6-20)
Для схемы с автоматическим смещением коэффициент неста-
бильности меньше, чем для схемы с фиксированным смещением.
Однако величины сопротивлений /?к1 и /?2, а следовательно, и
величина S однозначно определяются заданным режимом.
При /?э = Rk2 — 0 получаем схему с раздельным управлением
стабилизацией и смещением (рис. 6-5). Для этой схемы уравне-
ния (6-9) и (6-10) принимают следующий вид:
/ _ Е-и*
Rk, ’
/	U6 .
6	Rz RtWRz *
(6-21)
(6-22)
— 115 —
коэффициент нестабильности

1 + —
1 + ./?2
/1	\ । ^К1
(.1—а) 4-
(6-23>
При наличии трех сопротивлений /?ь R2, RK можно в задан-
ном режиме установить требуемую величину коэффициента не-
стабильности.
Максимально допустимая величина коэффициента нестабиль-
ности определяется следующим образом. Исходя из конкретных
условий работы каскада, задаются допустимым изменением тока
коллектора Д/кдоп в заданном диапазоне изменения температу-
ры ДУ. Зависимость обратного коллекторного тока /к0 от изме-
нения температуры для германиевых триодов определяется сле-
дующей приближенной формулой:
кот ‘ ’ 1 кО
(6-24)
где /к от— обратный ток коллектора при температуре Та‘
/ко—обратный ток коллектора при температуре 7’=20°С;
ДТ — заданное изменение температуры.
Из (6-24) следует, что при изменении температуры на величину
ДТ изменение обратного тока коллектора равно
/ дт
Д/ — /	__/ — / 1910  1
“•"ко	1 кОт	'ко 1 ко	1
(6-25)
Допустимая величина коэффициента нестабильности S, соот-
ветствующая допустимому изменению тока коллектора, на основа-
нии (6-1) и (6-25) будет определяться следующим выражением:
К дОП
М ко
Д/к доп
/ ДТ
/ оЮ   1
' КО \ z	1
(6-26)
На практике для германиевых триодов целесообразно задавать-
ся величиной S в пределах 24-5.
Отметим, что в ряде случаев приходится учитывать не только
влияние тока /к0 на режим усилительного каскада, но и температур-
ные зависимости напряжения на переходе эмиттер—база и коэф-
фициента усиления по току р. В частности это необходимо делать при
116 —
расчете каскадов усиления на кремниевых триодах, для которых
последние два фактора нестабильности имеют доминирующее зна-
чение.
§ 2. ТЕРМОКОМПЕНСАЦИЯ
Рис. 6-6. Схема цепи смещения с нелиней-
ным термочувствительным делителем на-
пряжения
Схема термокомпенсации с нелинейным термочувствительным
сопротивлением в цепи делителя напряжения показана на рис. 6-6.
Нелинейное термочувствительное сопротивление /?т включается
в делитель напряжения 7?T, R2. При изменении температуры вели-
чина сопротивления /?т из-
меняется, соответственно
изменяется падение напря-
жения на нем Ur. Напряже-
ние является напряже-
нием смещения цепи база—
эмиттер, при его измене-
нии меняется напряжение
на зажимах база—эмиттер
(7б, ток /б, а также ток
коллектора и напряже-
ние на зажимах коллектор
— эмиттер. Соответствую-
щим подбором величин элементов схемы и зависимости сопротив-
ления RT от температуры можно установить необходимую степень
стабильности режима при изменении температуры в заданном тем-
пературном интервале.
§ 3. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ
Рассмотрим для схемы рис. 6-6 решение следующих задач*
1. Заданы величины всех сопротивлений, напряжение источ-
ника Е и характеристики триода и термочувствительного сопротив-
ления /?т при Т=Тг° и при Т = Т2°.
Требуется определить положение рабочей точки на характери-
стиках триода при	и при Т=Т2°.
2. Заданы положения рабочей точки при Т=Т^ и при Т=Т2.
Требуется определить величины сопротивлений и напряжение ис-
точника схемы рис. 6-6, обеспечивающие заданное изменение ре-
жима.
. Рассмотрим первую задачу. Для схемы рис. 6-6 могут быть
получены следующие уравнения:
Е-ик
(6-27)
— 117 —
где
^б-^б
(6-28)
(6-29]
Ет — UT
Рис. 6-7. К расчету цепи смещения с нелинейным термочув-
ствительным делителем напряжения
E6 = -^E + UK\(l-6) + l/,;
ET^)^E — a\UK + U6,
Я,
Ra 4~ Ец $
(6-30)
(6-31)
(6-32)
(6-33)
— 118 —
«; = Л„ + ЯИ(1+Ь);	(6-34)
а —	. R3 + Я, ’	(6-35)
Ri = R, II я;.	(6-36)
ь = Rz ’	(6-37)
= Ria 3-	(6-38,
Уравнения (6-27), (6-28) и (6-29) являются уравнениями на-
грузочных прямых цепей коллектор—эмиттер, база—эмиттер и нели-
нейного сопротивления /?т и вместе с заданными характеристиками
триода и сопротивления /?т составляют систему уравнений, решение
которой позволяет полностью рассчитать схему.
Решение можно вести в следующем порядке:
1.	На коллекторных характеристиках триода (рис. 6-7, а) стро-
им нагрузочную прямую цепи коллектора (уравнение 6-27).
2.	Задавшись несколькими значениями напряжения (7Т, (7Т1,
L/t2, ^/т3, Для каждого из этих значений строим на характеристиках
рис. 6-7, а нагрузочные прямые (6-28) для ряда значений U&.
Для этого, задаваясь рядом значений (7К, по формуле (6-30)
определяем соответствующие им значения Еб' (при (7T=const).
Результаты расчета записываем в табл. 2.
Таблица 2
	и к	Е6
	^К1	^61
UT = cdnst	и K2	^62
	(7КЗ	^63
Такой расчет проводим для нескольких значений UT и по по-
лученным данным строим нагрузочные прямые (6-28) (прямые /,
2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9 на рис. 6-7, б).
Точка пересечения каждой нагрузочной прямой с характери-
стикой, соответствующей тому же значению [7К, является решением
рассматриваемой системы уравнений при данных величинах (7Т и
(7К, т*. е. определяет положение рабочей точки при данных (7Т и (7К.
Геометрическое место таких точек, соответствующих одному и
тому же значению (7Т, представляет собой динамическую характери-
стику цепи база — эмиттер для данного значения САГ.
— 119 —
Перенося точки 1, 2, <3; 4, 5, 6\ 7, 8, 9 на плоскость 7К, UK и сое-
диняя точки, соответствующие,одному и тому же значению (7Т, по-
лучаем динамические характеристики цепи база — эмиттер для ряда
значений б/т на плоскости 7", Определяем координаты точек пе-
ресечения этих линий с прямой (6-27), т. е. координаты рабочих то-
чек, соответствующих различным значениям (7Т (точки Оъ О2,
на рис. 6-7, а).
Результаты записываем в табл. 3.
Таблица 3
	кр	^кр	'бр	t/* бр
б\1	/ К1	б^К1	7 61	t/б!
f/T2	7 К2	UK2	162	^б2
б^тз	/ КЗ	б^КЗ	/бз	С/бз
* Величина определяется по графику рис. 6-7, а.
3.	Данные табл. 3 позволяют по формуле (6-31) определить
для каждого значения 67Т соответствующую величину Ет (табл. 4).
Таблица 4
	"кр	%	£т
	б^К1	б/б1	б"т1
t/T2	7Л<2	^б2	
б^тз	67кз	t/бз	fT3
По данным табл. 4 строим график ET=f(Ur) (рис. 6-8).
Действительное значение (7Т, Urp, устанавливающееся при дан-
ных значениях величин сопротивлений и источников, очевидно,
должно удовлетворять как построенному графику, так и уравнению
(6-29), т. е. соответствовать точке их пересечения (точка О на
рис. 6-8).
Зная величину 77тр, можно описанным выше способом построить
на плоскости /кб/к динамическую характеристику цепи база — эмит-
тер для UT—UTp и определить положение рабочей точки.
Для определения режима работы триода в диапазоне темпера-
тур приведенное решение следует провести для крайних значений
температур заданного температурного интервала. Решение задачи
для Т=Т2° будет отличаться от решения при Т=Т1° только тем, что
в первом случае используем характеристики триода и сопротивле-
ния снятые при 7’=711°, а во втором случае характеристики, сня-
тые при Т=Т2.
Рассмотрим решение второй задачи. Задано положение рабо-
чей точки при Т—Т^ и при Т—Т2. Требуется определить величины
— 120 —
сопротивлений и напряжение источника схемы рис. 6-6, обеспечи-
вающие заданное изменение режима при изменении температуры
от Т-Т; до Т=Т2°.
Координаты рабочей точки как при Т=Т[, так и при Т=Т°2
должны удовлетворять уравнениям нагрузочных прямых (6-27),
(6-28), (6-29), т. е. можно записать следующие уравнения:
Рис. 6-8. Графики функции E^f(Ur) и
уравнения (6-29)
(6-27а)
Е-~-^-,	(6-276)
/<и = Еб'^~ .	(6-28а)
1№ = £б2~-^,	(6-286)
/Т1 = En~Uti,	(6-29а)
/„ =	,	(6-296)
где /К1, /б1> Л1 и т- Д-—значения соответствующих токов и напряже-
ний в рабочей точке при Т=Т1°; 1к2, !&, /т2 и т. д.— значения токов
и напряжений в рабочей точке при Т=Т2.
Решение системы уравнений (6-27а) — (6-296) позволяет най-
ти величины всех сопротивлений и напряжение источника Е.
121 —
Пример расчета
Определить токи и напряжения в рабочей точке при Т=2О0^
при 7’=50° при следующих значениях элементов схемы рис. 6-h
Ri = 750 ом, R9 = 250 ом,
R2 = 20-103 ом, RKi = 3-103 ом,
£=30 e; Rk2 — 1,75-103 ом.
Характеристики триода при 7’=20° и Т—50° приведены на
рис. 6-9, а, б.
Решение
1.	По формуле (6-11) определяем
Як = ЯК1 + Як2 + II Яэ = 3- Ю3 + 1,75 -103 + 750 || 250^
~5-103 ом.
2.	По формуле (6-13) находим
•j _ 7?э	250	л-
= °’05’
3.	По формуле (6-14) определяем
R' + R9 - 750 + 250 = 103 ом.
4.	Строим динамическую характеристику цепи коллектор—
эмиттер (уравнение 6-9):
т __ Е — UK __ 30—UK
'к __ _____ ______
(линия 1 на рис. 6-9, б).
5. Задаваясь рядом значений 47к, по формуле (6-12) находим соответствующее значение £б. Результаты расчетов записываем в табл. 5. Таблица 5			
в	Еб, в	|	"к, 6	£б. в
15	0	17	0,2
16	0,1	18	0,3
— 122 —
6.	Строим нагрузочные прямйе цепи база—эмиттер, соответ-
ствующие найденным значениям Е6 (уравнение 6-10):
, _ Eq — U ь __ Eq — Uq
6 R'	103
S)
if s z^-o
zj - 90
if -- 190
if
if = HO
if » О
if -100
if ^-50
if - 50
if -- ООО
if = О
if -ОО-Омкд
30 U* 6
Рис. 6-9. Вольт-амперные характеристики триода и построе-
ния к примеру расчета
Так как статические характеристики цепи база—эмиттер, соот-
ветствующие различным значениям t/K , практически совпадают, то
— 123 —
динамическая характеристика цепи база—эмиттер на плоскости /б,
U6 для любой температуры будет совпадать с соответствующей ста-
тической характеристикой.
7.	Переносим динамическую характеристику цепи база—эмит-
тер для Т=20° (точки /, 2, 3) на график рис. 6-9, б (точки Г, 2',
3'). Точка пересечения ее с динамической характеристикой цепи
коллектор—эмиттер (точка б\')является рабочей точкой при Т=20°.
В рабочей точке
/К1 = 2,5 ма, UK1 = 17,7 в,
/б1 =90 мка, U6l =0,18 в.
8.	Перенося динамическую характеристику цепи база—эмиттер
для Т=50° (точки 4, 5, 6) на плоскость /к, Uk (точки 4', 5', 6') га
рис. 6-9, б, находим рабочую точку при Т—50° (точка 02 на
рис. 6-9, б). В рабочей точке при Т=50°
/к2 = 2,8 ма, UK2 = 15,8 в,
/б2 = 20 мка, U62 = 0,1 &.
Подсчитаем величину коэффициента нестабильности и изме-
нение коллекторного тока при заданном изменении температуры,
соответствующие заданным величинам элементов схемы, пользуясь
аналитическим методом расчета. Для данного триода а=0,97,
/ко = Ю мка.
1. По формуле (6-6) определяем коэффициент нестабильности
1	|	I	I ^1 I	^К2
С	+	^2 + #2 + V	=
• Яэ Кэ , Rki . R& Rk.2
‘-“ + л;+^ + лг+^ ’ «г
250	250	3-103	250	1,75-Ю3
1	+ 750	20- Юз + 20-Ю3 + 750 ’ 20-Ю3
250	250	3-103	250 1,75-Ю3
1—0,97+ ygQ + 20 • 103 + 20- 103 + 750 ’ 20-Ю3
2	. По формуле. (6-26) находим изменение коллекторного тока
/ ДТ \	/ 50—20	\
Д/к = S/ko\2 10 — 1 / = 3-10-10“6\2 10 —1 / = 0,21 ма.
По данным расчета, проведенного графо-аналитическим мето-
дом,
Д/ = I — I . = 2,8 — 2,5 = 0,3 ма.
К	Лй	КЛ	7	1	7
— 124 —
ЛИТЕРАТУРА
1.	Риз ки н А. А. Основы теории усилительных схем. Изд-во «Со-
ветское радио», 1958.
2.	Ши Р. Полупроводниковые триоды и их применение. Госэнерго-
издат, 1957.
3.	Ш и Р. Усилители звуковой частоты на полупроводниковых три-
одах. ИЛ, 1957.
4.	Л о у и др. Основы полупроводниковой электроники. Изд-во «Со-
ветское радио», 1958.
5.	Полупроводниковая электроника. Сб. статей. Госэнергоиздат, 1959.
6.	Кобзев В. В. и Шишмаков В. Н. Каскады радиоприемни-
ков на транзисторах. Госэнергоиздат, 1960.
7.	Полупроводниковые триоды и их применение. Сб. статей № 1—10,
под ред. Я- А. Федотова. Изд-во «Советское радио», 1957—1964.
8.	Конев Ю. И. Полупроводниковые триоды в устройствах автома-
тического управления. Изд-во «Советское радио», 1960.
9.	Ц ы к и н Г. С. Электронные усилители. Связьиздат, 1960.
10.	Г е р а с и м о в С. М., Мигулин И. Н., Яковлев В. Н.
Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов. Гостехиздат УССР,
1961.
11.	Лурье О. Б. Усилители видеочастоты. Изд-во «Советское радио»,
1961.
12.	Эрглис К- Э. и Степаненко И. П. Электронные усили-
тели. Физматгиз, 1961.
'13	. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и тран-
зисторных схем. Госэнергоиздат, 1963.
14.	Ш а ц С. Я. Транзисторы в импульсной технике. Судпромгиз,
1963.
15.	М а м о н к и н Н. Г. Импульсные усилители. Госэнергоиздат,
1958.
16.	Теория и расчет основных радиотехнических схем на транзисторах.
Связьиздат, 1963.
ПРИЛОЖЕНИЯ
Таблица 1
II-, Z-, ^-параметры эквивалентного четырехполюсника для трех схем
включения триода
Пара- метры	Схема		
	с общей базой	с общим эмиттером	с общим коллектором
Йц	2Э + гб (1 — а)	'  _А_ Гб + 1 _ а	' < Z* г б + 1 — а
^1°	Нэк + —г~	Z3 ZK(l-a)	1
^21	« -г3 '№ 'С°к* | N +	+ а		со. II « «д	-1ё^=-(1+3)=т
^22	1 1 ZK + гб	ZK	1 zK(i-«)	1 < (1-а)
*11	+ Гб + ар-эк^к	Za + гб ~Ь Нэк ZK	гб + 2к ~ ZK
Z12	гб Н~ Нэк	Z9	(2к + гб) (1 — *) « » Zk(1— а)
126 —
Продолжение
Пара- метры	Схема		
	с общей базой	с общим эмиттером	с общим коллектором
г21	г' 4- aZ'K « aZK	~ 1 — а	4
?22	ZK + гб ~ ZK	z,+z;(i-«)« xZ‘K(l-a)	4d-«)
Ун	1	1 —а	1 — а
	%э + гб (1 — а)	2Э +	(1 — а)	2э+гб(1-«)
У12	Z9 + Гб	2э	1 —а
	[Z9+r6(l-a)]ZK	[z.+r^l - «)] ZK	^э + гб (1 — а)
У 21	а	Gt	1
	— а)	%э + гб (1 — а)	2Э + гб0 —а)
У 22	^э+Гб + Нэк а^к [Z,+ri(l- «)] ZK	+^б [Za+r6(l-a)]ZK	1	я(1—«) ZK(l-a)+ Z3 + r6
127 —
Параметры нагруженного четырехполюсника
Таблица 2
ю 00	Система параметров	Коэффициент усиления по току К, = 4 г Ч	Коэффициент усиления по М2 напряжению д == -тг~ и	и £	Входное сопротивление	Выходное сопротивление
	г		 г21	^21^Н	Дг + гпгн	+ ^22^Г
		z22 + 2Н	Дг + znZH	z22 4“ ^Н	Z11 + Zr
	h	^21 1 + ^22^Н	^21^Н Ли+^н	д/г+^11Ун ^22 + Уа	^11 + Zr + h^Zr
	У	У21Ун Ау+*/111/и	— У 21 У 22 + Ун	У22 + Ун ку-\~У11Ун	у и 4~ Уг + У22УГ
Li Ъ .................................. Ь
ul	ih	AV	11 II 1ц	Д —X11X22	X12X21> Ун— 2H ’ Уг— Zj
Таблица 3
Эквивалентные схемы входной цепи усилительного каскада для трех схем включения триода

Продолжение
Для высоких частот
(1—«о) < х < 1
z;»d + ₽)zH=
в 7^н
Таблица 4
Эквивалентные схемы выходной цепи усилительного каскада для трех схем включения триода
Схема
Для низких частот
С общим
коллекто-
ром
X < (1 — а0)
= u + fU = TZ“
Продолжение
Для высоких частот
г2 =
у- и /г-параметры четырехполюсника В
Таблица 5
Параметры	Схема		
	с общей базой	с общим эмиттером	с общим коллектором
,(В) %	/1(f)+ Z3	ft(f) + Z37	A’n’+Z,7
	1 + У1 ( ^iP+^э)	1+ ( htf> + Z9l) у	1 + ( Л<?' + Z,t) у
,(В) ^12	ЛИ)	1 	 12 14-	>4-23)1/!	Г <л> Z3	, (Л)	. 1 ^12 +"7^7 + У2	+ 2э7 ) X 1	[l + ^’ + Z,-!)!/!] X 1
		"i + (C + z37)y	1 + ( /J(if > + Z3^ у
л'В| 21	(Л)	1 l + K’ + Z.) У1	[h^ + y2(h\^-] Z^] X 1	1
		А l + (h^4z^)y	~ 1 + ( h\t} + Zal) У
/1<В’ 22	д(В) У (В) Ун	д(В) У (В) Уи	д(В) У (В) Уц
Продолжение
Параметры	Схема		
	с общей базой	с общим эмиттером	с общим коллектором
(В.	1	4-«	1	4-у	1
У\\	A'f,+z.+1'1	’ +Z,7 + V	^f’ + Zrt 1 у
(В)	МЛ) п12	7 —пл	• “I” У1 h{fl + Z3Y	1
^12	htf+z.		Мл) +гэ7 У1
(В)	4?’	с “ M)	 + У 2	—<Л>	 "I”
#21			
(В)	/1(Л) 4- и 4- 22 +у,+ ^+г,	(Л)/ (Л) z \ h(A,	+zH х	(АИ ,И) , ь. \ /И)	Л21 И12 + ZK U (
У 22		+	+ Z,7	"22 +  ft'f' + z3-;	+!/1
У1 ~	1 Za~ II /<оСэ ’	7 “ 1 — а !
1	1	1	(В)	(В) (В)	(В) (В)
?2== ^2» У~ "%[ +я7; S = у11 у22 ~~У\2 У2\
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие .................................................. 3
Глава 1
Полупроводниковый триод как элемент электрической схемы ...	5
§ 1.	Усилительное действие полупроводникового триода . .	5
§ 2.	Вольт-амперные характеристики триода . .	. .	7
§ 3.	Схемы усилительных каскадов на полупроводниковых три-
одах ................................................. .	8
§ 4.	Эквивалентные схемы и параметры триода ...	9
§ 5.	Шумы в полупроводниковых триодах..................... 18
§ 6.	Зависимость параметров и характеристик триода от темпера-
туры ................................................. .	20
§ 7.	Параметры эквивалентного четырехполюсника ...	22
§ 8.	Эквивалентные схемы входных и выходных цепей усилитель-
ного каскада ............................................ 24
Глава II
Усилители низкой частоты.................................. 33
§ 1. Расчет каскадов предварительного усиления ........... 33
§ 2. Выходной каскад усилителя............................ 54
Глава III
Усилители видеоимпульсов.................................. 77
§ 1.	Схема с общей базой.................................  80
§ 2.	Схема с общим эмиттером..........................     84
§ 3.	Схема с общим коллектором ........................... 85
Глава IV
Резонансные усилители .................................... 91
§ 1.	Расчет каскадов резонансного усиления ............... 91
§ 2.	Внутренняя обратная связь и устойчивость каскадов усиле-
ния высокой частоты....................................   94
§ 3.	Нейтрализация внутренней обратной связи ............. 96
— 135 —