АРТИЛЛЕРИЙСКАЯ ОРДГ.ПА ОТЕЧЕСТВЕННОЙ ВОЙНЫ
РАДИОТЕХНИЧЕСКАЯ АКАДЕМИЯ СОВЕТСКОЙ АРМИИ
имени Маршала Совегского Союза ГОВОРОВА Л. А.
ГАРБЕР И. С, ДАВЫДОВ С Д., ЕРГАН А. И.,
КОЛПАКОВ И. Д.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
Под редакцией ЕРГАНА Д. И,
19 6 1

ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящее пособие предназначено для слушателей
Артиллерийской Радиотехнической Академии.
Пособие содержит материалы, позволяющие произвести
проектирование современных радиолокационных передатчиков.
Все расчетные формулы приведены в практической
рационализированной системе единиц. Учитывая, что в технической
литературе до сих пор применяется система CGSM, авторы сочли
необходимым некоторые формулы (содержащие магнитные
характеристики) продублировать в системе CGSM. С этой же целью в
конце пособия приведена таблица соотношений между единицами
измерений магнитных величин в практической и CGSM системах.
Гарбером И. С. написаны главы 4 и 8; Давыдовым С. Д. —
.'*, 7, 9, 10; Ерганом А. И. —1 и 2; Колпаковым Н. Д. —5 и 6.
Авторы выражают свою признательность тт. Гомозову В. И.,
Каменскому Э. Ф-, Омельниченко Ю. Ф., Рязанову А. В.,
Шатуну Я. Ф., оказавшим помощь в^ экспериментальной работе и
систематизации справочных данных.

ГЛАВА I
ПОРЯДОК ПРОЕКТИРОВАНИЯ
Проектирование радиолокационного передатчика является
сложным и трудоемким процессом.
Как правило, вновь проектируемый передатчик должен
обладать более совершенными качествами, чем уже созданные,
например, большей мощностью, более стабильной формой сигнала,
большей эксплуатационной надежностью, удобством обслуживания,
большей экономичностью и т. д.
Достижение всех этих качеств не всегда возможно путем
использования в проектируемом передатчике уже имеющихся
генераторных, модуляторных и других приборов, а также разработанных
схемных решений. Поэтому для успешного выполнения задания на
проектирование необходимы научные исследования по разработке
новых генераторных и модуляторных приборов, а также по
изучению возможности применения в проектируемом передатчике всех
новых достижений науки и техники.
Необходимо также учитывать то обстоятельство, что быстрая
организация производства спроектированного передатчика зависит
от степени использования уже имеющихся разработок отдельных
элементов и узлов, от учета специфики предприятий,
занимающихся производством радиотехнической аппаратуры. Использование
устаревших элементов и приборов, неперспективных схемных
решений, приведет к быстрому моральному устарению разработанного
передатчика. С другой стороны, отрыв от особенностей
производственных предприятий, неиспользование в максимальной степени
стандартных и уже хорошо разработанных узлов и элементов
приведет к большой задержке в организации производства, к
дополнительным ненужным затратам.
Из этого следует, что проектирование неотделимо от научно-
исследовательской работы и производства. Поэтому в
проектировании нового образца передатчика принимает участие большой
коллектив научных специалистов, инженеров, конструкторов,
технологов и экономистов.
Проектирование радиолокационных передатчиков
подразделяется на ряд этапов:
а) научно-исследовательская работа (НИР) и разработка
тактико-технических требований к проектируемому передатчику в
соответствии с заданием на проектирование;

б) эскизное проектирование;
в) техническое проектирование;
г) конструирование и разработка конструкторской
документации;
д) испытание опытного образца.
Само собой разумеется, что проектирование передатчика
производится в общем комплексе работ по проектированию
радиолокационной станции.
Рассмотрим коротко содержание указанных этапов
проектирования.
§ 1. Научно-исследовательская работа и составление тактико-
технических требований к передатчику
Научно-исследовательская работа производится
научно-исследовательскими учреждениями, которым передано задание
на проектирование, составленное заказчиком. Целью НИР
является установление возможностей и определение технических
путей создания передатчика требуемого назначения. Объем НИР
зависит от поставленной задачи и наличия уже готовых и
отработанных технических решений. Например, если для обеспечения
заданной дальности действия радиолокационной станции ни один
из существующих типов генераторных приборов не подходит, то
решается вопрос о разработке нового типа прибора или о сложении
мощностей нескольких генераторных приборов.
В результате проведенной НИР создается общая схема
радиолокационной станции и формулируются обоснованные тактико-
технические требования к ней, являющиеся исходными данными
для проектирования всех устройств.
Для проектирования радиопередающего устройства станции
определяются следующие исходные данные:
1. Тип и форма радиосигнала (непрерывный, импульсный, вид
модуляции).
2. Мощность излучения.
3. Предполагаемый диапазон волн.
4. Характер нагрузки и канализирующего устройства.
5. Продолжительность непрерывной работы.
6. Продолжительность включения.
7. Метод синхронизации передатчика с другими устройствами
станции.
8. Способ питания электрической энергией (от отдельного
агрегата питания или от сети).
9. Общая компоновка, ориентировочный вес и габариты
передатчика.
10. Способ транспортировки.
11. Пределы рабочей температуры, влажности, скорости, транс:
портировки, при которых передатчик должен сохранять заданные
показатели.

12. Особенности обслуживания передатчика и другие
требования, которые могут повлиять на ход проектирования.
Ряд требований уточняется на последующих этапах
проектирования.
§ 2. Эскизное проектирование
В процессе эскизного проектирования производится
обоснование и выбор функциональной и блочной схемы, определяются
основные технические параметры каждого блока, производится
электрический расчет отдельных узлов, имеющих решающее значение
для расчета всей системы. На этом этапе производится выбор
генераторного прибора и схемы модуляции.
При эскизном проектировании обычно производится
предварительный, расчет нескольких вариантов технического решения и
делается обоснованный выбор оптимального варианта. При этом
окончательно уточняются технические параметры передатчика
(длина рабочей волны, диапазон перестройки, способ перестройки,
мощность излучения, параметры сигнала, параметры пусковых и у
пульсов и др.).
Те узлы или части схемы, которые являются новыми, не
проверенными на практике, изготовляются в виде макетов и
подвергаются экспериментальной проверке.
Эскизное проектирование заканчивается составлением
пояснительной записки, функциональной и блочной схем передатчика,
чертежей общих видов блоков.
В пояснительной записке содержится анализ различных
вариантов решения, материалы расчета основных узлов передатчика
и данные экспериментальных исследований.
После составления проекта производится его защита перед
заказчиком. В процессе защиты вскрываются слабые стороны
проекта и даются рекомендации по его улучшению.
§ 3. Техническое проектирование
После успешной защиты эскизного проекта начинается
техническое проектирование. На этом этапе составляется полная
принципиальная схема передатчика, монтажные схемы блоков и схема
кабельных соединений. Производится электрический и
конструктивный расчет всех элементов принципиальной схемы (или выбор
стандартных узлов).
Техническое проектирование заканчивается составлением
технического проекта, который утверждается главным конструктором
разработки радиолокационной станции.
§ 4. Конструирование и разработка конструкторской документации
После утверждения техническою проекта производится
конструирование передатчика. При этом отрабатывается компоновка
деталей и элементов схемы в блоках.

От удачной компоновки деталей зависит температурный режим
в блоках, а следовательно, эксплуатационная надежность
передатчика, удобство доступа к различным деталям, а следовательно —
удобство обслуживания и ремонта. Для достижения удачной
компоновки производится моделирование отдельных узлов из дерева или
картона и расчет температурного режима при нескольких
вариантах расположения источников тепла
Для выбранного варианта составляются рабочие чертежи,
изготовляются все детали и производится монтаж опытного образца
передатчика. Наряду с этим оформляются все конструкторские
документы (технические условия, чертежи, схемьГ, инструкции,
таблицы, спецификации и др.).
§ 5. Испытания опытного образца
Работа по проектированию не заканчивается составлением
действующего макета передатчика. После того, как передатчик
испытан в отдельности, он устанавливается в радиолокационную стан-
нию и испытывается совместно с другими устройствами станции.
Только после удовлетворения всем заданным требованиям к
станции в целом можно считать законченным проектирование
радиолокационного передатчика.
Рассмотренный выше порядок проектирования не является
шаблонным. Порядок и содержание отдельных этапов может
изменяться в зависимости от конкретных условий. Например, если в
основу проектирования положена уже готовая разработка и
задачей проектирования является лишь достижение несколько отличных
от существующих параметров передатчика, ряд этапов может быть
опущен и объем работ сокращен.
§ 6. Особенности учебного проектирования
Учебное проектирование производится при выполнении
слушателями курсовых и дипломных проектов.
Курсовое проектирование способствует закреплению,
углублению и обобщению знаний, полученных слушателями за время
обучения, и применению этих знаний к решению конкретной
инженерной задачи. При курсовом проектировании слушатель обучается
пользованию справочной литературой, нормалями, таблицами,
типовыми проектами, приобретает навыки составления технических
записок.
Содержанием курсового проекта, как правило, является
обоснованное составление схемы передающего устройства заданного
назначения с подробной разработкой одного из частных вопросов.
Дипломное проектирование является заключительным этапом
обучения слушателя и имеет целью систематизацию, углубление и
закрепление теоретических знаний слушателя, углубленное изучение

одной из отраслей техники, развитие расчетно-графических навыков
и навыков самостоятельного решения инженерных задач.
Объем задания на дипломное проектирование определяется в
соответствии с наличием времени на его выполнение. В задании на
дипломное проектирование предусматриваются задачи, наиболее
сходные с задачами, решаемыми в процессе эскизного
проектирования опытного образца. Однако, в связи с учебными целями
проекта, в нем содержатся задачи по обоснованию тактико-технических
требований к радиолокационной станции в целом, согласованию
связей между передающим устройством и другими устройствами
станции, элементы технического проектирования и конструирования.
При выполнении курсовых и дипломных проектов успешное
выполнение поставленных задач зависит от рационального
использования времени, отведенного на проектирование. Большое
значение для своевременного выполнения проекта имеет тщательно
продуманный календарный план проектирования, составленный
слушателем совместно с руководителем. Планом предусматриваются
сроки выполнения отдельных этапов работы и распределение
времени на отдельные виды работы (обоснование требований,
электрический и конструктивный расчет, оформление расчетно-пояснитель-
ных записок). В приложении 5 приведены примерные методические
указания по курсовому проектированию передатчиков.
В холе проектирования руководитель систематически
проверяет состояние работы слушателя, дает советы и указания по
рационализации его работы. Технические решения и расчеты в курсивом
и дипломном проекте принимаются и производятся слушателем
самостоятельно.
Особенности технических решений, принятых в курсовом и
дипломном проектах, должны быть отражены в обосновании
функциональной схемы передатчика заданного назначения. Правильный
выбор функциональной схемы во многом определяет успешное
проведение технических расчетов. Если в основу расчета будет
положена недостаточно обоснованная функциональная схема, то после
выполнения технических расчетов может возникнуть необходимость
ее переделки и повторения всего расчета заново.
Рассмотрение основных соображений, влияющих на выбор
функциональной схемы передатчика, будет проведено во второй
главе. Структура функциональной схемы передатчика существенно
зависит от метода радиолокации, принятого в станции. Для
большей конкретности изложение будет проведено применительно к
импульсному методу, наиболее широко используемому в современных
радиолокационных станциях.

ГЛАВА II
СОСТАВЛЕНИЕ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКА
ИМПУЛЬСНОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИИ
Для разработки функциональной схемы передатчика должны
быть сформулированы основные технические требования к нему,
определены важнейшие технические параметры радиолокационного
сигнала и установлен характер связей передатчика с другими
устройствами радиолокационной станции. В процессе составления
функциональной схемы определяется метод формирования сигнала
с заданными параметрами, производится разделение всего
передающего устройства на каскады или узлы, имеющие самостоятельное
функциональное назначение, и определяются параметры сигналов,
передаваемых от каскада к каскаду. В результате составления
функциональной схемы определяются параметры входных и
выходных сигналов для каждого каскада, что позволяет приступить к
их техническому расчету.
Выбор типов электронных приборов, применяемых в том или
ином каскаде, вообще говоря, производится в процессе технического
расчета. Однако ряд типов генераторных и модуляторных приборов
должен быть выбран при составлении функциональной схемы, так
как от этого выбора зависит количество каскадов и характер меж-
дукаскадных связей. В качестве примера можно указать на выбор
импульсного модулятора. Как известно, выбор модулятора на
водородном тиратроне требует применения импульсного трансформатора
для связи с нагрузкой и маломощной схемы поджига тиратрона.
При выборе же модулятора на триоде или тетроде не всегда
требуется применение импульсного трансформатора, но необходимо
применение подмодулятора значительно более мощного, чем
схема поджига тиратрона.
К вышеуказанному необходимо добавить, что номенклатура
мощных генераторных, усилительных и модуляторных приборов не
чак обширна, как номенклатура приемо-усилительных ламп.
Зачастую схема передатчика определяется применением вполне
определенного генераторного прибора. Поэтому необходимо уже
при составлении функциональной схемы определить типы
важнейших генераторных и модуляторных приборов, которые составляют
скелет проектируемого передатчика.

Рассмотрим коронно соображения по выбору основных
технических показателей передатчика, влияющих на составление
функциональной схемы передатчика.
К таким показателям можно отнести:
а) длину волны передатчика (X);
б) частоту посылок импульсов (Fu)\
в) форму импульсов и закон изменения частоты в течение
импульсов;
г) мощность высокочастотных колебаний в импульсе и
длительность импульса;
д) допуски на нестабильность параметров радиосигнала;
е) продолжительность включения и непрерывной работы;
ж) способ синхронизации работы передатчика с другими
устройствами станции.
Остальные требования, изложенные в § 1 гл. I, учитываются на
последующих этапах работы при техническом проектировании и
конструировании.
§ 1. Выбор технических показателей передатчика
а) Выбор длины волны
На выбор длины волны влияет ряд факторов, главнейшими из
которых являются:
— требуемое значение коэффициента направленного действия
антенны при ограниченных размерах ее раскрыва;
— влияние земной поверхности на форму диаграммы
направленности;
— особенности распространения радиоволн различной длины в
атмосфере;
— наличие мощных генераторов в заданном диапазоне волн.
Для повышения разрешающей способности по угловым
координатам, а также для повышения дальности действия
радиолокационной станции необходимо увеличивать коэффициент
направленного действия антенны. При ограниченных размерах антенны это
означает необходимость уменьшения длины волны. В этом же
направлении действует и второй фактор — влияние земной
поверхности па форму диграммы направленности, ибо с укорочением
длины волны это влияние уменьшается. Если форма диаграммы
направленности не зависит от характера поверхности Земли вокруг
радиолокационной станции, легче выбрать позицию для станции.
Однако при укорочении длины волны увеличивается затухание
энергии и атмосфере и рассеяние радиоволн гидрометеорами.
Наконец, достигнутая мощность современных генераторов ОВЧ
тем меньше, чем короче длина волны. Итогом влияния всех
указанных факторов является то, что дальность действия современных
импульсных радиолокационных станций тем меньше, чем короче
длина волны.
ю

Современные радиолокационные станции работают в широком
диапазоне волн от метровых до миллиметровых. Станции дальнего
обнаружения (Д>200 км) работают в метровом, дециметровом и
длинноволновой части сантиметрового диапазона, станции точного
определения координат средней дальности действия (до 200 км) —
в сантиметровом диапазоне, наконец, станции точного определения
координат ближнего действия (до 20 км) — в .коротковолновой
части сантиметрового и в миллиметровом диапазонах.
б) Выбор частоты посылок (Fu)
На выбор частоты посылок влияет метод определения
координат, принятый в радиолокационной станции.
В моноимпульсных радиолокационных станциях частота
посылок определяется заданной скоростью обзора пространства и
шириной диаграммы направленности антенны.
В когерентно-импульсных радиолокационных станциях частота
посылок должна быть увеличена с тем, чтобы при заданной
скорости обзора и ширине диаграммы направленности амплитуды
двух последовательных импульсов, отраженных от одной и той же
цели, отличались не более чем на 5%.
В одноканальных станциях частота посылок ограничена
условием однозначности определения дальности до цели в пределах
заданной дальности действия. Например, при дальности действия
500 км максимальная частота посылок
F -^__-^_Щ5 Q \\cpk
1 а макс "—2D 2 500 OWV7 ifLcn*
С учетом времени на обратный ход развертки индикатора даль-
кости частота посылок должна быть уменьшена на 15-f-20%.
В станциях, имеющих N частотных каналов («ли перестраи-
р.аемых от импульса к импульсу на N дискретных значений
частоты), частота посылок может быть увеличена в N раз по сравнению
г определенным выше значением для одного канала.
Однако часто не удается создать передатчик для
радиолокационных станций дальнего обнаружения, который обеспечивал бы
излучение необходимой энергии в импульсе при максимальной час-
юте посылок. Поэтому в этих случаях верхний предел частоты
посылок в основном зависит от энергетических характеристик
имеющегося в распоряжении генератора и от возможности, с точки
зрения допустимых габаритов, соединения нескольких генераторов для
работы на общую нагрузку.
в) Выбор формы импульса
Для получения максимальной энергии в импульсе при заданной
ширине частотного спектра наиболее подходящей формой
огибающей импульса является «колокольная»: и=ите-аЧ\
И

Однако формирование такой формы импульса при
одновременном выполнении требования постоянства (или заданного закона
изменения) частоты в течение импульса является сложной
технической задачей. Поэтому, вместо колокольной формы импульсов, на
практике применяют прямоугольную форму. При такой форме
легче поддерживать заданную стабильность или заданный закон
частотной модуляции в течение импульса.
г) Определение [мощности в импульсе и длительности импульса
Дальность действия радиолокационной станции зависит от
энергии, излучаемой в импульсе. От величины энергии в импульсе
зависит также помехоустойчивость радиолокационной станции.
Исходя из этого, необходимо определить энергию в импульсе
по заданной дальности действия станции, а затем выбрать
величины мощности в импульсе и длительности импульса. В работе [11]
приведена формула дальности радиолокации, учитывающая
влияние -на дальность действия станции всех основных факторов. Из
этой формулы можно определить энергию в импульсе:
W/ -р --- Ш™™\АП% LHV
WU ^и^ ~^2 04 (.*•»/
где
Ри—мощность в импульсе;
х—длительность импульса;
D—дальность действия радиолокационной станции;
кТ-г-АЛО"21 em сек\гц\
N—шумфактор приемника;
X—длина волны;
а—эффективная отражающая поверхность цели;
Sa — эффективная площадь антенны;
L—коэффициент, учитывающий потери энергии в линии
передачи и ослабление радиоволн в атмосфере;
//—коэффициент, учитывающий заданную вероятность
обнаружения;
V—коэффициент видимости;
Ф — интерференционный коэффициент.
Для свободного пространства Ф=1. При наличии отражений
от поверхности Земли Ф больше единицы, но меньше двух.
В этой же работе приведены соображения по выбору
.коэффициентов L, V и Я. Не приводя здесь изложения всех соображений,
укажем типичные значения этих коэффициентов, пригодные для
предварительных расчетов: L=3; V=4T
беличина Н определяется по табл. 2. 1, вычисленной Холлом
и приведенной в работе 111]. Как видно из этой таблицы, величина
Я особенно быстро возрастает с увеличением вероятности обнару-
12

1аолща 2.1
Вероятность
обнаружения
°/о
50
70
90
99
Н
Нефлу ктуиру ющая
цель
1
1,2
1,45
1,82
Флуктуирующая
цель
1,35
2,75
9,54
100,0
жения флуктуирующей цели. При 90% вероятности обнаружения
флуктуирующей цели #=9,54.
Вычислим величину энергии в импульсе при следующих при-
мерлых, данных:
D=40Q км=4- 10б ж; А/=6; Х=0,1 м\ о=1 м2;
SA=40 м2\ 1=3; Я=9,54; V=4; Ф=1;
256 • 1020 • 32,56 ¦ 4 • Ю-21 • 6 - 1,37 • 0,01 - 3 ¦ 9,54. 4
"" I-I6-I02
:7,6
При Определении мощности в импульсе и длительности
импульса исходят из заданной разрешающей способности по
дальности и наличия генераторного прибора, обеспечивающего полу-
чвъще требуемой импульсной мощности. В частности, если в
качестве генераторного (прибора применяется амплитрон Q/(:==622,
создающий импульсную мощность 3 Мет, то длительность импуль-
са должна быть равна
т = зЛбГ^2'53 мксек.
Такая длительность импульса обеспечивает разрешающую
способность по дальности AZ)—380 м. Если задана разрешающая
способность 150 ж, то длительность импульса должна быть равна
1 мксея,.$ мощность в импульсе Яи =7,6 Мет.
Из этого примера видно, что выбор мощности в импульсе и
длительности импульса производится на основании
компромиссного решгения. Следует, однако, заметить, что при применении
частотной модуляции в импульсе. разрешающая способность по
дальности1 может быть существенно улучшена (см. [15]) по
сравнению с определенной выше. В этом случае мощность в
импульсе целесообразнее выбирать, исходя из характеристик
подходящего генераторного прибора, а длительность импульса
определять в соответствии с дыбранной мощностью.
д) Определение допусков на нестабильность параметров
радиосигнала
При построении схемы передатчика необходимо учесть
требования к стабильности формы радиосигнала. Эти требования имеют
13

существенное значение при выборе генераторных приборов и схем
модуляторов.
Требования к стабильности радиосигнала выражаются
совокупностью заданных допусков на отклонения основных его
параметров от номинальных.
Рассмотрим требования к допускам на изменение следующих
параметров:
— фазы и частоты колебаний генератора;
— амплитуды высокочастотных колебаний;
— длительности импульса;
— момента начала импульса.
Изменения фазы и частоты колебаний тесно связаны между
собой и вызываются одними и теми же факторами.
Оценка изменения фазы колебаний производится в генераторах
с внешним возбуждением. Известно, что фаза колебаний,
снимаемых с выхода генератора, может изменяться по отношению к фазе
колебаний, подаваемых на его вход, при изменении режима
работы. Среди всех факторов, приводящих к изменению режима работы
генератора, наибольший вес имеет относительное изменение посто-
а/
яннои составляющей анодного тока в импульсе -у-, которое для
краткости будем называть просто изменением тока. Поэтому
Изменение фазы колебаний обычно связывают с изменением анодного
тока генератора. В некоторых пределах имеет место линейная
зависимость между изменением фазы (Д<р) и изменением тока
Дср=^^' (2-2)
Величину изменения фазы при изменении тока на один
процент (tfcp-lO"2) называют коэффициентом затягивания фазы
генератора с внешним возбуждением.
В генераторах с самовозбуждением более удобно говорить
не об изменении фазы, а об изменении частоты колебаний Мг)>
которое также связывается с изменением анодного тока
линейной зависимостью, справедливой при небольших изменениях
тока:
Требования к стабильности частоты колебаний определяются
назначением передатчика. Например, если передатчик предназначен
для радиолокационной станции, не имеющей устройства для
селекции движущихся целей, а гетеродин приемника автоматически
подстраивается так, чтобы промежуточная частота оставалась
неизменной, то допустимые изменения частоты передатчика ограни-
Н

чиваются полосой захватывания системы автоподстройки частоты
гетеродина (АПЧГ).
Более жесткие требования к стабильности частоты передатчи-
ка предъявляются в станциях, в которых применяется когерентно-
импульсный метод радиолокации. Предложено несколько методов
оценки допусков на нестабильность частоты генераторов, в
частности, изложенных в работах [12], [16] и [17]. Количественные
оценки допусков, полученные в этих работах, имеют один порядок. Мы
будем придерживаться метода оценки допусков на изменение
частоты, изложенного в работе [12]. В соответствии с работой [12] допус-
1имое изменение частоты генератора в импульсе не должно
превышать величины
*/<¦&' (2-4)
чго соответствует изменению фазы колебаний в течение
импульса меньше чем на четверть периода (Аср<90°). Этот допуск
должен быть дополнен допуском на скорость изменения средней
частоты, или на изменение частоты от Ихмпульса к импульсу
Д/>)
(it < 100т
ТооГ
Этот допуск соответствует изменению фазы от импульса к
импульсу не более чем на 0,01 часть периода, т.е. на 3,6°
Асрг < 3,6°. (2.6а)
В частности, при длительности импульса т—2,5 мксек
допустимое отклонение частоты в импульсе от номинальной
-10G=100
Допустимое изменение частоты колебаний от импульса к
импульсу равно
Цогьуспгимые изменения амплитуды колебаний
определяются из допустимых изменений фазы и частоты в генераторах.
Зная величины А/ и А/г, определенные из выражений (2.4) и
(2.6), а также соответствующие им изменения фазы А <р и Асрг можно
по формулам (2.2) и (2.3) определить допустимые изменения
анодного тока.
15

Для генераторов с внешним возбуждением допустимое
изменение тока равно
Для генераторов с самовозбуждением
По величине -у- можно определить требование к
допустимому изменению амплитуды импульса анодного напряжения,
модулирующего генератор {-jr):
АЕ &1гг / __ А/ г? (су Q4
Е ~~~ I ~Е Т ~R~3
Здесь
гг—дифференциальное сопротивление генератора;
Rz-~ сопротивление генератора постоянному току в
номинальной рабочей точке.
Допустимые изменения длительности импульса, определяются
по допустимым изменениям энергии импульса. В
когерентно-импульсных радиолокационных станциях допустимая нестабильность
длительности импульса определяется заданным уровнем неском-
пенсированного остатка сигналов, отраженных от неподвижной
цели, или коэффициентом подавления Кп
Лт = /<пт,
Считается допустимой величина лгп==О,О4. В связи с этим
допустимое отклонение длительности импульса Лх—0,04т (см. [12]).
Допустимое изменение момента начала импульса (т. е.
допустимая нестабильность запуска генератора СВЧ) определяется
из требований хорошей работы устройства череспериодной
компенсации
Д/=-^т. (2.10)
В некогерентных радиолокационных станциях нестабильность
запуска передатчика влияет в основном на ухудшение
наблюдаемости сигнала на экране индикатора и на появление ошибки в
измерении дальности. Нестабильность запуска (в микросекундах)
связана с ошибкой измерения дальности (в метрах) зависимостью
^мкеек 150
К)

с) Продолжительность включения и непрерывной работы
передатчика
Величина продолжительности включения и непрерывной
работы определяется в зависимости от назначения радиолокационной
станции. Для стгшций, производящих непрерывный обзор
пространства, величина продолжительности включения несущественна, зато
важно, чтобы технические показатели передатчика находились в
точение длительного времени непрерывной работы (до суток) в
заданных пределах. Для станций точного определения координат
важное значение приобретает продолжительность включения, т. е.
продолжительность установления заданного режима работы, так
кшс это определяет боевую готовность системы, в которой данные
станции применяются.
От величины заданной продолжительности включения зависит
выбор электронных и ионных приборов.
Известно, что электронные и особенно ионные приборы требу-
Ют определенного времени на разогрев катодов, доходящего в
некоторых типах до 5 минут. Поэтому при составлении схемы
обязательно должны быть учтены требования к заданной
продолжительности включения и приняты меры стабилизации температурного
режима, обеспечивающие заданную продолжительность
непрерывной работы.
ж) Выбор способа синхронизации передатчика с другими
уароискшми станции
Под синхронизацией передатчика с другими устройствами
станции понимается установление вполне определенных связей между
частотой колебаний генератора и гетеродина приемника, а также
Mr жду моментами запуска передатчика и индикаторных устройств.
Обычно эти связи устанавливаются от трудно управляемого
устройства к легко управляемому.
Так, например, если генератором высокочастотных колебаний
передатчика является мощный магнетрон, частотой которого
управлять трудно, то синхронизация его с гетеродином приемника
осуществляется путем автоматической подстройки частоты
гетеродина. Далее, если в схеме модулятора применяется искровой
разрядник или другой коммутирующий прибор, характеризуемый
большой нестабильностью момента формирования сигнала, то запуск
Индикаторных устройств должен производиться импульсами,
сформированными модулятором. Схема связей такого передатчика с
приемным и индикаторным устройства-ми изображена на рис. 2. 1
Для автоматического поддержания частоты гетеродина в
заушных пределах создается схема автоподстройки частоты, которая
работает при подаче па ее вход высокочастотных импульсных
сигналов от генератора. Между импульсами гетеродин должен сохранять
17

неизменной частоту, установленную в процессе импульсной
подстройки.
При отклонениях частоты генератора от номинальной в
частоте гетеродина неизбежны ошибки автоподстройки. Требования
быстрой подстройки частоты гетеродина в течение импульса и
сохранения неизменной частоты между импульсами являются
противоречивыми. Попытки компромиссного удовлетворения обоим этим
требованиям приводят к созданию сложной и громоздкой схемы.
Серьезный недостаток схемы, изображенной на рис. 2. 1, заклю-
модчлятор
Геиератор
СВЧ
и индш/алюрам
Смеситель
J9/74Г
блох
ДПЧГ
Гетеродин
Рис. 2 1
чается еще в том, что при нестабильном периоде запуска
передатчика исключается возможность применения схем селекции
движущихся целей.
Значительно лучше с точки зрения синхронизации устройств
станции схема, изображенная на рис. 2. 2. По этой схеме в станции
импульсный
усилитель
сеч
смесителю
Ат? ~~* синхронном у детектору
- к индикаторам
Рис. 2.2

имеется один хронизатор, т. е. устройство, вырабатывающее все
сигналы, между которыми должны быть связи по частоте и
времени, начиная от высокочастотных колебаний и кончая
синхронизирующими сигналами и импульсами запуска модулятора.
В этом случае необходимость в местном гетеродине,
когерентном гетеродине и генераторах калибрационных меток отпадает.
Отпадает также необходимость в системе автоматической
подстройки частоты. Остается только задача стабилизации частоты хрони-
ч агор а.
Применение такой схемы синхронизации возможно только в
случае, если в передатчике применяются усилители мощности СВЧ
и модуляторы, характеризуемые высокой стабильностью момента
начала формирования модулирующих импульсов.
Необходимо, однако, отметить, что в этой схеме довольно
сложно осуществить перестройку частоты излучаемых колебаний.
Для создания большей гибкости схемы в смысле обеспечения
возможности перестройки по частоте можно применить несколько
хроннзаторов или создать раздельные цепи синхронизации для
высокочастотных сигналов и для сигналов запуска.
На рис. 2. 3 показана схема раздельной синхронизации по
высокочастотным и запускающим сигналам.
$НЧР
ffiuMfflfi
npomezfb
частоты
Т/,
Синхронизация высокочастотных сигналов осуществляется
следующим образом. Возбудитель передатчика работает в
непрерывном режиме на частоте /с. Импульсные радиолокационные
сигналы получаются в результате амплитудной модуляции
колебаний частоты fc в мощном усилителе СВЧ.
Местный гетеродин работает на частоте /г=/с—/кг, где fKZ—
частота когерентного напряжения. Для получения колебаний
частоты fKZ в смесителе осуществляется преобразование
колебаний возбудителя и местного гетеродина. На выходе смесителя
имеется высокодобротный резонатор, настроенный hj частоту
/кг и связанный с системой автоматической подстройки частоты
гетеродина (АПЧГ). Благодаря этому между частотой гетероди-
19

на, возбудителя и собственной частотой резонатор!
автоматически поддерживается с высокой точностью соотношение
J с J г i J кг'
Колебания частот /г и fKZ подаются в приёмник.
Синхронизация запуска импульсного модулятора
осуществляется отдельным хронизатором, от которого запускаются также
индикаторные устройства станции.
Описанная схема позволяет осуществлять перестройку частоты
fc независимо от величины частоты следования импульсов.
Выполнение требований к стабильности частоты сигнала обеспечивается
путем стабилизации частоты возбудителя.
§ 2. Краткая характеристика генераторных и модуляторных
приборов
Из рассмотренных соображений по определению основных
технических показателей передатчика видно, что на технические
характеристики радиолокационной станции в значительной мере
влияют характеристики генераторных и модуляторных приборов,
применяемых в схеме передатчиков. Применение того или иного типа
генераторного или модуляторного прибора определяет
существенные особенности функциональной схемы передатчика.
Рассмотрим коротко основные характеристики современных
генераторных и модуляторных приборов.
А ХАРАКТЕРИСТИКА ГЕНЕРАТОРНЫХ И УСИЛИТЕЛЬНЫХ
ПРИБОРОВ СВЧ
а) Триоды и тетроды
Совершенствование триодов и тетродов 'Происходит в
направлении увеличения мощности и расширения частотного диапазона
генерируемых и усиливаемых колебаний.
Современные триоды и тетроды обеспечивают работу в
диапазоне частот от 200 до 4000 мггц и применяются в качестве
генераторов и усилителей мощности.
Выходная мощность триодов и тетродов, работающих в
непрерывном режиме, имеет порядок 10 кет в диапазоне до
3000 мггц и шадает до нескольких ватт на частотах свыше
3000 мггц.
Имеются сведения Ш о разработке сверхмощного триода,
обеспечивающего в непрерывном режиме выходную мощность
ПО кет на частоте 540 мггц.
В импульсном режиме триоды и тетроды отдают мощность до
нескольких мегаватт. В частности, в [41 указывается о разработке
триода, отдающего в режиме работы длинными импульсами
(350 мкеек) три коэффициенте заполнения 5% мощность порядка
5 Мет на частоте 500 мггц.
20

Собственные шумы усилителей СВЧ, собранных я а триодах
и тетродах, в диапазоне до 500 мггц не превышают 6 дб, в
диапазоне 1000 мггц — 10 дб и в диапазоне 2000 мггц ~ 20 дб.
Коэффициент полезного действия триодов и тетродов высокий
(до 60%) в диапазоне до 1000 мггц.
Разновидность тетрода — резнатрон (см. [5J) обеспечивает
выходную мощность 3,5 Мет при работе длинными импульсами (до
300 мксек) с коэффициентом заполнения 2%. Коэффициент
усиления по мощности Лу, = 10.
Триоды и тетроды допускают механическую перестройку
'колебательной системы.
Стабильность триодов и тетродов характеризуется
затягиванием фазы ^<?=0,5° при изменении анодного тока на 1%.
Большим достоинством триодов и тетродов является их
простота.
Преимущественная область применения — в качестве
генераторов и усилителей в метровом и дециметровом диапазонах волн.
б) Магнетроны
Магнетроны разработаны для частот от 0,5 до 100 Ггц.
В непрерывном режиме на частоте 1 Ггц магнетроны отдают
мощность до 10 кет [6]. В импульсном режиме на частоте 3 Ггц
разработаны магнетроны с Ри "5 Мет.
Коэффициент полезного действия магнетронов достигает 70%
на частоте 3 Ггц. На более высоких частотах кпд магнетронов
значительно! ниже. Имеются сообщения 141 о магнетроне 3,8 мм
диапазона (/=79 Ггц), имеющем кпд 9% и отдающем в импульсном
режиме мощность 5 кет.
Разработаны магнетроны с механической настройкой в
диапазоне 15%. Были разработаны магнетроны с электронной
настройкой с перекрытием диапазона 2:1, однако применения в
передающих устройствах они не получили вследствие малой генерируемой
мощности (до 1 вагта) .
Достоинствами магнетрона являются малые габариты и
высокий 'КПД .
Недостатком магнетрона является плохая стабильность час-
юты колебаний:
^= (0,001 ч- 0,003) ~ ^=0,0014-0,003.
Магнетроны широко применяются в качестве генераторов в
радиотехнических станциях сантиметрового и миллиметрового
диапазонов. В «приложении 1 приведены характеристики некоторых
шпов иностранных магнетронов.
в) Стабилитроны и амплитроны
Стабилитроны и амплитроны разработаны для генерирования
и усиления колебаний в диапазоне от 0,21 Ггц до 10 Ггц.
21

В непрерывном режиме эти приборы отдают мощность до
20 кет, в импульсном режиме на частоте 1,5 Ггц—до 8 Мет.
Кпд амплитронов достигает 70%, стабилитронов—60%,
Полоса пропускания амплитрона—10°/0. Коэффициент
усиления 10 дб. Стабильность частоты стабилитронов примерно на
порядок выше, чем у магнетронов (#.,=0,0004; -~-=0,0004у).
Стабильность амплитронов характеризуется затягиванием фазы
Дср=0,4°при изменении тока на 1%.
Стабилитроны могут быть применены в качестве генераторов,
а амплитроны — в качестве усилителей или оконечных каскадов
передающих устройств радиолокационных станций. Особенно ярко
проявляются преимущества амплитронов и стабилитронов в
когерентно-импульсных радиолокационных станциях. В этом случае
требования к стабильности радиолокационного сигнала
выполняются легче, чем при применении магнетронов .
Другим важным достоинством амплитронов является то, что
они могут пропускать высокочастотный сигнал в обратном
направлении (с выхода на вход) практически без ослабления. Это
позволяет осуществлять коммутацию цепей на передачу и прием
радиосигналов не на выходе, а на входе амплитрона. Следовательно,
коммутация будет осуществляться в том месте цепи, где энергия
высокочастотных сигналов невелика. Это значительно облегчает
требования к коммутаторам СВЧ.
Габариты амплитронов и стабилитронов соизмеримы с
габаритами магнетронов того же диапазона. Из этого видно, что ам-
плитрон и стабилитрон являются перспективными приборами для
усиления и генерирования колебаний в дециметровом и
сантиметровом диапазонах волн.
г) Клистроны
Мощные клистроны разрабатываются в основном для
усиления колебаний. В настоящее время клистроны разработаны в
диапазоне от 0,2 до 30 Ггц. Полоса пропускания клистронных
усилителей имеет порядок 1,5-г-10%.
В непрерывном режиме клистроны отдают мощность в
несколько киловатт на частоте 3 Ггц. Импулысные клистроны
разработаны на мощность в импульсе более 10 Мет. Имеются сведения
[6], [7] о разработке клистронов на мощность 30 Мет и более,
/ Дер 1 Д?
Клистроны обладают хорошей стабильностью I—L = —2~~Ё~'
или Аср=9° при -~?-=^0,01 |и высоким коэффициентом усиления (до
60 дб).
Отличительной особенностью клистронов являются большие
габариты и высокие напряжения на коллекторе (порядка 400 /се).
22

Клистроны имеют большие потенциальные возможности
наращивания мощности.
Вследствие высокого коэффициента усиления клистроны
могут быть применены в качестве усилителей и оконечных каскадов
передатчика. Весьма эффективно клистроны работают в режиме
умножения частоты, что позволяет использовать их для
генерирования колебаний миллиметрового диапазона.
д) Лампы с бегущей волной типа «О»
Эти приборы разработаны в диапазоне 0,34-30 Ггц. В
непрерывном режиме ЛБВ типа «0» отдают мощность до 100 вт на
частоте 3 Ггц. В импульсном режиме — до 10 кет. В ближайшее вре-
мя могут быть разработаны лампы с мощностью 1 Мет в
диапазоне 3 Ггц Ш.
Полоса пропускания ЛБВ типа «О» до 10% (в маломощных
типах). Коэффициент усиления до 50 дб. Кпд до 25%.
Стабильность работы ЛБВ типа „0" характеризуется
затягиванием фазы ^- = —^"^' или А?=!2° при --?-=0,01. Габариты
большие.
ЛБВ типа «0» применяются © качестве мощных
широкополосных усилителей.
с) Лампы с бегущей волной типа «М» (магнетронные усилители)
ЛБВ типа «М» разработаны в диапазоне 0,3-т-37 Ггц.
В непрерывном режиме они отдают мощность до 6 кет на час-
готе 1,2 Ггц. В импульсном режиме на той же частоте — до 8 Мет,
Коэффициент усиления ЛБВ типа «М» 15 дб. Кпд до 50%.
Полоса пропускания 25%. Габариты ЛБВ типа «М» невелики.
ЛБВ типа «М» применяются в качестве широполосных
усилителей в импульсных передатчиках.
ж) Лампы с обратной волной (карцинотроны) типа «0»
Эти приборы разработаны для частот от 0,3 до 30 Ггц. В
непрерывном режиме ЛОВ «0» отдают мощность до 100 ватт на час-
готе 3 Ггц. Кпд генераторов очень низок ^=1%. Шумы очень
велики (70 дб).
Большим достоинством ЛОВ типа «0» является широкая
полоса электронной перестройки (коэффициент (перекрытия равен
3:1).
ЛОВ типа «0» могут найти применение в качестве задающих
генераторов в передатчиках помех.
23

з) Лампы с обратной волной типа «М» (карцинотроны «М»
и карматроны)
Область частот, для которых разработаны ЛОВ типа «М»,
простирается от 0,3 до 15 Ггц. В непрерывном режиме они
отдают мощность до 1 кзт на частоте 3 Ггц, в импульсном режиме —
до 150 кет на той же частоте. Кпд ЛОВ типа «М» достигает 50%.
Достоинством этого типа ламп является большая мощность и
широкий диапазон электронной 'настройки (1,5: 1).
ЛОВ типа «М» могут быть применены в качестве задающих
генераторов радиолокационных станций и в передатчиках помех.
Кроме генераторных ламп разработаны усилительные лам|пы
обратной волны типа «<М». По мощности, кпд и диапазону они
идентичны генераторным ЛОВ типа «М». Коэффициент усиления
их достигает 10 дб.
Такие лампы обладают преимуществом перед амплитронами,
заключающимися в наличии электронной перестройки, однако
значительно уступают им по отдаваемой мощности.
Из приведенной характеристики видно, что у конструктора
радиопередающего устройства имеется довольно широкий выбор
генераторных приборов. Окончательное решение необходимо
принять изучив рабочие и нагрузочные характеристики приборов,
оценив габариты, экономичность и другие показатели, имеющие
решающее значение для разрабатываемого передатчика.
Б. ХАРАКТЕРИСТИКА МОДУЛЯТОРНЫХ ПРИБОРОВ
Амплитудная модуляция генераторов СВЧ осуществляется,
как правило, по аноду, вследствие известных преимуществ
анодной модуляции перед модуляцией по другим электродам.
Это обстоятельство налагает особые требования к
модуляторным приборам. В частности, для наиболее распространенной в
радиолокационной технике импульсной модуляции требования к
модуляторным приборам определяются соображениями,
приведенными ниже.
а) Модулятор должен отдать импульсную мощность
Рм~^> (2.11)
где
Ри—импульсная мощность генератора,
у\г — кпд генератора.
Если кпд генератора т]г<0,5, то мощность модулятора в
несколько раз больше мощности генератора.
б) Кроме обеспечения заданной мощности, импульсный
модулятор должен удовлетворять .целому ряду дополнительных
требований, выполнение которых в совокупности обеспечивает
формирование сингалов с заданными характеристиками.
К и!к им требованиям относятся'

1) обеспечение заданной крутизны фронта и спада импульса;
2) стабильность момента запуска;
3) обеспечение заданного закона изменения амплитуды
импульса;
4) надежность работы и простота в обслуживании;
5) стабильность работы при изменении внешних условий
(температуры, влажности, давления) в заданных пределах и другие.
Основным элементом модулятора является коммутирующий
прибор. Рассмотрим коротко характеристику важнейших типов
коммутирующих приборов.
а) Электронные лампы
Для целей коммутаций больших токов при высоких
напряжениях разработаны специальные модуляторные триоды и тетроды.
Ламповые коммутаторы обладают рядом существенных преимуществ
перед всеми остальными типами коммутаторов, заключающихся в
их безынерционное™ и возможности осуществлять как замыкание,
так и размыкание цепей.
Современные модуляторные лампы разработаны для
формирования импульсов напряжения до 30 кв при токе в импульсе до
40 а (ГМИ-90). Имеются лампы (ГМИ-7), коммутирующие ток
до 54 а при напряжении Еа =22 кв.
Однако эти данные не являются предельными.
Потенциальные возможности ламповых коммутирующих приборов еще далеко
не исчерпаны.
Длительность имщульсов на нагрузке имеет значения от
0,1 мкеек до нескольких микросекунд.
Мощность в импульсе достигает нескольких мегаватт.
При помощи ламповых коммутаторов можно увеличить
полезную импульсную мощность, применяя параллельное или па-
следовательное соединение нескольких ламп. Модуляторы на
электронных лампах обеспечивают хорошую и стабильную
форму модулирующих импульсов. "*
6) Водородные тиратроны
'Водородные тиратроны позволяют осуществлять коммутацию
значительно больших токов, чем электронные лампы при таких же
напряжениях. Разработаны водородные тиратроны для
коммутации токов от 1 до 2000 ампер 'при напряжениях от 1 до 35 кв В].
Имеются сведения [8] о разработке керамического водородного
тиратрона, обеспечивающего полезную мощность © импульсе до
75 Мвт при напряжении до 50 кв.
В модуляторах с коммутатором на тиратронах в качестве
накопителя применяется, как правило, искусственная формирующая
линия. ™— ¦
Вследствие этого форма модулирующих импульсов несколько
хуже, чем в ламповых модуляторах. Поэтому модуляторы с тира-
г.ронным .коммутатором предпочтительно применять для модуляции

генераторов с внешним
незначи-
тельным затягиванием
нении анодного (модулирующего) напряжения.
в) Искровые разрядники
Искровые разрядники применяются для коммутации больших
токов при высоких напряжениях. Основным недостатком искровых
разрядников является нестабильность момента коммутации и
подверженность влиянию климатических условий. По мере разработки
мощных ламп и водородных тиратронов, а также магнитных
импульсных модуляторов область применения искровых разрядников
будет сужаться.
г) Магнитные коммутаторы
В последние годы получили широкое развитие магнитные
модуляторы, в которых в качестве кЬммутаторов используются
нелинейные индуктивности Основным преимуществом магнитных
коммутаторов перед всеми другими является их высокая
эксплуатационная надежность.
Многокаскадные схемы магнитных модуляторов позволяют
формировать импульсы от десятых долей до десятков микросекунд
с полезной мощностью в импульсе до^еско^льких^ ме?ашатт1 Имеют-
ся большие возможности нарШцивани^Г^мпульс1ЮЙ "мощности в
магнитных модуляторах.
Для формирования прямоугольных импульсов необходимо при-
^ "
^^g ^ линии> Вследствие "этого
применение магнитных модуляторов, как и модуляторов на тиратронах
целесообразно для модуляции "усилительных каскадов!
§ 3. Функциональная схема импульсного передатчика
Типичная функциональная схема однсжаскадного импульсного
передатчика с внешним запуском изображена на рис. 2. 4.
Хронизаюр
±
Подмоду-
лятор
Генератор
сеч
В
Рис. 2.4
Генератор собран на одном каскаде. Таким каскадом может
быть магнетрон, ЛОВ или триодный генератор с
самовозбуждением. Заметим, что под одним каскадом не обязательно понимать один
генераторный прибор. В частности, в ламповом генераторе может
применяться несколько ламп, соединенных в параллель или по
двухтактной схеме,
26

Модулятор формирует напряжение, подаваемое на анод
генератора. Для запуска модулятора применяется предварительный
усилитель импульсов — подмодулятор, который запускается or xpo-
низатора.
Выбор элементов функциональной схемы, изображенной на
рис. 24, производится в следующем порядке:
а) На основании требований к мощности колебаний иио
заданной рабочей частоте производится выбор генераторного прибора.
Пели мощности одного генераторного прибора недостаточно для
удовлетворения поставленных требований, производится оценка
возможности сложения мощностей нескольких генераторов (по
двухтактной, параллельной или блочной схеме).
б) Определяется выходная мощность модулятора Рми\
Р =Jjl-, (2.12)
ми Г|г7]ч V /
где
Ри—мощность генератора в импульсе;
т]2—кпд генератора;
у\ц,-— кпд передаточной цепи модулятора, представляющий
отношение мощности, отданной в нагрузку, к мощности на
выходе модулятора.
При предварительном расчете можно положить г\ц равным
О,8~г-0,9. Эта величина уточняется при техническом расчете
конкретной схемы модулятора.
в) На основании требований к форме модулирующего
импульса принимается решение о выборе типа модулятора (лампового,
тиратронного или магнитного).
г) Производится выбор коммутирующего прибора. Как и в
случае с выбором генераторного прибора, оценивается возможность
соединения нескольких приборов параллельно или последовательно.
д) По паспортным данным коммутирующего прибора
оценивается мощность возбуждения модулятора Рвм. Величина этой
мощности позволяет определить мощность подмодулятор а Рпм
Рпм=%*- (2-13)
где т]Чп—кпд цепи передачи от подмодулятора к модулятору
0809)
е) Исходя из мощности подмодулятора, производится выбор
ламп подмодулятора, число каскадов усиления, необходимых для
обеспечения надежного запуска передатчика запускающими
импульсами заданной амплитуды.
ж) После выбора конкретных типов и количества приборов в
схемах модулятора и подмодулятора производится оценка
мощности и номинального напряжения источников питания и составляется
функциональная схема системы электрического питания
передатчика,
27

На этом заканчивается составление функциональной схемы
однокаскадного передатчика.
Составление функциональной схемы многокаскадного
передатчика производится аналогично. Вначале производится выбор
оконечного каскада передатчика.
Затем оо необходимой мощности возбуждения оконечного
каскада определяется мощность предоконечного каскада (с учетом
потерь в передаточной цепи) и так далее вплоть до определения
мощности генератора с самовозбуждением.
Модулятор в многокаскадном передатчике также строится по
многокаскадной схеме: оконечный каскад, предоконечный каскад
и т. д.
Модуляции подвергаются оконечный и все промежуточные
усилители мощности колебаний СВЧ. Если первый каскад-генератор с
самовозбуждением должен развивать значительную мощность, то из
энергетических соображений иногда оказывается целесообразным
осуществлять импульсную модуляцию и первого каскада.
При построении схемы модулятора многокаскадного
передатчика необходимо учесть следующее обстоятельство.
Передача импульсных сигналов от каскада к каскаду
сопровождается задержкой их центра тяжести и искажениями,
обусловленными переходными процессами в каждом каскаде.
Ограничить эти явления можно либо путем построения
широкополосных усилительных каскадов, либо путем сужения спектра
сигнала в промежуточных каскадах усилителя СВЧ. Построение
широкополосных каскадов с большим коэффициентом усиления не всегда
выгодно, ввиду сло-жности настройки таких каскадов. Сужение
спектра радиоимпульса может быть достигнуто (путем
увеличения длительности импульса. Эта возможность особенно важна
при необходимости формировать в оконечном каскаде короткие
импульсы. В этом случае модуляция промежуточных каскадов может
быть произведена длинными импульсами, а оконечного каскада —
импульсами заданной длительности.
При таком построении схемы снижаются требования к ширине
полосы пропускания промежуточных каскадов-усилителей, зато
возникает необходимость формирования модулирующих импульсов
различной длительности. Примерная схема двухкаскадного
передатчика, в которой осуществляется модуляция первого и второго
каскада импульсами различной длительности, изображена на
рис. 2. 5.
Высокочастотные колебания генерируются генератором / и
усиливаются усилителем //. Генератор и усилитель работают в
импульсном режиме. Длительность импульса напряжения,
модулирующего усилитель (т2), определяется требованиями,
предъявленными к передатчику.
Длительность импульса напряжения, модулирующего
генератор (т,), выбрана большей, чем т2, с тем, чтобы плоская часть
импульса ix была не короче, чем т2.
28

Момент начала импульса Е2 задержан относительно начала
импульса Ег на величину длительности его фронта хф.
Таким образом, в течение действия на анод усилителя
модулирующего напряжения на его вход поступает плоская часть
импульса высокочастотных колебаний.
Г7—I S"1
Хгенератор \ | У cunt
tl»ll—!¦! «Ill ' liiriM-rnn-T»TT-|
Рис. 2.5
Модулирующие имлульсы для усилителя формируются в
модуляторе //, а для генератора — в модуляторе /.
Запуск каждого модулятора осуществляется соответствующим
подмодулятором. Подмодуляторы, в свою очередь, запускаются
импульсами от хронизатора.
В качестве «примера составим функциональную схему
передатчика для когерентно-импульсной радиолокационной станции со
следующими дачными:
мощность в импульсе 3 Mem;
рабочая частота 2700-Т-2900 мггц\
длительность импульса 2,5 мксещ
частота посылок 300 Мсек.
а) Выбор оконечного каскада
Имеется ряд типов генераторов, которые могут обеспечить
генерирование колебаний заданной частоты и мощности в импульсе:
магнетрон, клистрон, амплитрон и др. Принимаем во внимание, что
из всех приборов только амплитрон позволяет осуществить комму-
тацию на прием и передачу во входной цепи, что существенно
облегчает конструирование коммутатора. Останавливаем свой выбор
на амплитроне.
Типовой амплитрон указанного диапазона QK-783 [13] имеет
следующие характеристики:
диапазон частот 2700--Т-2900 мггц]
29

мощность в импульсе 3 Мвгп\
длительность импульса до 10 мксещ
коэффициент заполнения 0,005;
мощность возбуждения 475 квгщ
коэффициент полезного действия 70 °/0;
анодное напряжение Еагн=5О-т-э5 кв,
ток в импульсе Л*г#~65 а.
б) Выбор предоконечного каскада (генератора СВЧ)
Мощность шредоконечного каскада определяем с учетом
коэффициента полезного действия цепи развязки между О|ко»нечньгм и
предо'конечпым каскадами (^—0,К);
г-, 475 кет ~Л/Л
Ри=—^ = 600 кет.
Такую мощность может обеспечить амплитрон (QK-783) при
несколько пониженном анодном напряжении. При этом
коэффициент усиления мощности в этом режиме достигает 10 дб.
Следовательно, на вход предоконечного каскада необходимо
подать колебания с мощностью 60 кет и в соответствии с этим
переходить к выбору схемы возбудителя.
Однако требования к стабильности частоты, предъявляемые
к когерентно-импульсной радиолокационной станции, могут быть
удовлетворены, если предоконечный каскад выполнить по схеме
генератора с самовозбуждением, путем подачи необходимой обратной
связи с его выхода на вход. Подача такой обратной связи через
внешний резонатор превращает амплитрон в стабилитрон,
отличающийся высокой стабильностью частоты:
-^.^0,0004-^-=0,0008 ~ •
Итак, схема генератора содержит два каскада: 1-й — генератор
на стабилитроне и 2-й — усилитель на амплитроне.
Схема, изображенная на рис. 2. 5, может являться
иллюстрацией нашего примера.
Переходим к выбору модулятора.
в) Выбор модулятора оконечного каскада — ацплитронного
усилителя
Модулятор должен обеспечить следующую мощность в
импульсе
Р — Еагя^агя _ 55 Кб 65 а
2м" У)ч ~~ 0,9 ~
Длительность импульса т=т2=2,5 мксск.
30

Оценим требования к стабильности модулирующего импульса.
\\ первом параграфе определен допуск на внутриимпульсное
изменение частоты из соображения, чтобы в течение длительности
импульса укладывалась четверть периода биений, т. е. полное
изменение фазы за длительность импульса не превышало 90°.
Поскольку затягивание фазы в амплитроне при изменении тока
в импульсе на 1% равно 0,4°, ясно, что это требование не является
жестким.
Далее, в том же параграфе определен допуск на изменение фа-
,чы от импульса к импульсу А/Гх = -щ, т.е. 3,6°.
Распределим этот допуск поровну между амплитроном и
стабилитроном. Это означает, что мы предполагаем возможность
одновременного неблагоприятного сочетания нестабильностей фазы в
лмплитроне и стабилитроне. Тогда допуск на отклонение фазы
колебаний в амплитроне будет равен 1,8°.
Находим величину допуска на нестабильность амплитуды тока
в импульсе:
Из этого следует, что для модуляции амплитрона можно применить
модулятор на водородном тиратроне с искусственной линией и
импульсным трансформатором. Применяя в качестве
коммутирующего элемента водородный тиратрон ТГИ-1 700/25 (ток в импульсе
700 а, напряжение Еам—25 кв), можно получить необходимую
мощность в импульсе. При этом потребуется импульсный
трансформатор с коэффициентом трансформации,
Такой трансформатор выполнить можно, поэтому считаем
выбор модулятора оконечного каскада законченным.
г) Выбор модулятора для стабилитронного генератора
Мощность модулирующего импульса определяется из
соотношения
6')0
Р — Ры
1ми~ЧиЪц ~~ 0,6.0,9
При напряжении ^^БО кв ток в импульсе равен
, _ ПОР кет _оо
Произведем оценку стабильности модулирующего импульса.
1 настоящей главы были получены допуски на нестабиль-
фСТЬ частоты генератора когерентно-импульсного передатчика
31

Д/=100 кгц и на величину изменения частоты от импульса к
импульсу Д/г=4 кгц.
Так как в амплитроне допуск на нестабильность фазы
принят равным половине общего допуска, следует эти величины
уменьшить в два раза:
. Д/ = 50 кгц
и
А/г~2 кгц.
Относительно средней частоты диапазона перестройки
стабилитрона /=2800 мггц можно получить следующие оценки:
д/ __ 50 кгц _17 0 10„п
/ ~~ 2800 мггц ~~
А/У _ 2 кгц _
/ ~~~ 2800 мггц
Используя приведенное выше соотношение между
нестабильностью частоты и питающего напряжения, можно получить
следующий допуск на нестабильность амплитуды импульса:
i?_?. 99Ч
Е "~ / " 0,0008 "~ 8-10-4 ^,^-iu .
Допустимое отклонение амплитуды от импульса к импульсу
В " / 0,0008 8-10-4 —
Из этих допусков следует, что модулятор лля стабилитрона
должен быть построен на элоктро'нпых лампах с частичным
разрядом накопителя, так как модулятор с полным разрядом накопителя
с полученными допусками на изменение амплитуды выполнить
трудно.
Получить заданное напряжение и ток в импульсе можно в
модуляторе на двух лампах ГМИ-90, соединенных последовательно.
д) Выбор подмодулятор а
Из рабочих характеристик модуляторных ламп, с учетом тре-
бо*ваш1Й к параметрам модулирующих имлульоов определяются
требования к форме импульсов запуска тиратрона и модуляторные
ламп и производится выбор схем подмодуляторов. Так как
мощность импульсов, формируемых подмодулятором для лампового
модулятора, примерно в 10 раз меньше мощности импульсов
модулятора, л и модуляторе на тиратроне еще меньше, выбор
электронных прпоорон, прчмеиимых в схемах подмодуляторов, не имеет
решающего попиши \\<\ структуру функциональной схемы. Поэтому
выбор -/nix приборов необходимо производить в процессе
технического рлгчггл.
32

е) Временные соотношения между импульсами,
формируемыми в передатчике.
Полагая длительность фронта высокочастотных импульсов,
генерируемых стабилитроном, равной 0,1т, и длительность
плоской части импульсов т=т2=2,5 мксек, определяем общую
длительность импульсов, модулирующих стабилитрон:
т1-=1,1т=1,1 -2,5 мксек—2,75 мксек.
Задержка импульсов запуска второго модулятора
относительно первого
Дт=0,Ь=0,25 мксек.
Допуск на нестабильность момента запуска модулятора
определяется из соображений, высказанных в § 1:
Д/=0,02т=0,02«235 мксек=0,05 мксек.
Допуск на нестабильность длительности импульса,
модулирующего амплитрон, определен там же
Ат2—0,04; т2=0,04-2,5 мксек~091 мксек.
ЛИТЕРАТУРА
К главе Ik
1. Андреевский М. Я. Конструирование элементов радиопередатчиков,
устанавливаемых на подвижных объектах. Московский авиационный институт, 1959.
2. Штейн Я. Я. Элементы расчета радиопередатчиков ультракоротких воли.
«Советское радио», 1958.
3. Фогельсон Т. Б., Вагин Л. Я., Вру сова Л. Я. Поляков А. Д.
Импульсный водородный тиратрон на полезную мощность 43 Мет в импульсе Сборник
шмютаций по работам 1958 г. НИИ ГКРЭ, 1958.
4. Зарубежная радиоэлектроника № 9, 1959. Новые сверхмощные лампы с
управляющими сетками.
5. Зарубежная радиоэлектроника № 8, 1959.
.6. Зарубежная радиоэлектроника № 9, 1958.
7. Proceedings of the IRE .№ 1, 1959,
8. Hoibocth зарубежной радиоэлектроники, № 6, 1958.
9... Гарбер И. С. Магнитные импульсные модуляторы,' АРТА, 1958.
10. Богомолов А. Ф. Основы радиолокации. «Советское радио», 1954.
11. ##г. Точный расчет дальности действия радиолокационной станции.
Радиотехника и электроника за рубежом № 5, 1959
12. Голиков В. #., Здуров М. Ф., Найденов Б. В., Ширман Я. Д Основы
13. Новости зарубежной радиоэлектроники № 2, БНТ. МО, I960. стр. 22.
14. Клейн Г. Импульсный генератор обратной волны типа «М» и его режи-
Мы работы. Перевод № 1242 (168). 1959.
15. Радиотехника и радиоэлектроника за рубежом № 3, 1959.
16. Буга Я. Я, Дилевич В. E.t Мельник Ю. А. Основы импульсной
радиолокации. Часть I, ЛКВВИА, 1957.
17. &ецл Т. А. Применение амплитрона и стабилитрона ь радиолокацион-
|(ЫХ сисгема?х селекции движущихся целей. Зарубежная радиоэлектроника № 12,
1UC8, стр 2—12.
I'piaii. 88 33

ГЛАВА III
РАСЧЕТ ТРИОДНЫХ И ТЕТРОДНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
§ 1. Особенности расчета двухтактных усилителей СВЧ
с общим катодом
Ламповый усилитель мощности (генератор с внешним
возбуждением) может быть построен по схеме с общим катодом или по
схеме с общей сеткой. Схема с общим катодом используется для
получения колебаний в диапазоне от самых низких частот до
частот, лежащих в длинноволновой части метрового диапазона.
Недостатком этой схемы является склонность к самовозбуждению,
обусловленная влиянием емкости сетка-анод.
Схема генератора с общим катодом представлена на рис. 3. 1.
Благодаря наличию межэлектродной емкости сетка-анод, которая
показана на рисунке пунктиром, энергия колебаний может прохо-
Г
о
о
о
дить из анодной цепи обратно в сеточную. При достаточной
величине этой емкости в схеме могут возникнуть автоколебания,
частота которых зависит от настройки обоих контуров схемы рис. 3. 1.
Автоколебания нарушают нормальную работу генератора с
внешним возбуждением. Их возникновение недопустимо.
35

Даже если емкость сетка-анод недостаточна для
самовозбуждения, она может явиться причиной неустойчивой работы каскада.
Неустойчивость проявляется в том, что, ввиду наличия обратной
связи, коэффициент усиления каскада и> ширина полосы
пропускания могут сильно зависеть от настройки анодного контура.
Для борьбы с нежелательным влиянием паразитной емкости
сетка-анод имеются следующие способы:
1) применение схем нейтрализации;
2) применение экранированных ламп;
3) применение схемы с общей сеткой.
Применение схем нейтрализации не всегда эффективно. Кроме
того, оно делает настройку генератора очень критичной, что
нежелательно, особенно в диапазонных передающих устройствах. Ввиду
этого схемы нейтрализации имеют ограниченное применение. В
настоящем пособии они не рассматриваются.
В экранированных лампах емкость сетка-анод уменьшена в
100 и более раз по сравнению с обычными генераторными
триодами. Поэтому применение таких ламп является эффективной мерой
борьбы против нежелательного самовозбуждения. Однако
экранированные генераторные лампы обычной конструкции плохо
работают на частотах, превышающих 30 мггц. Причиной этого является
влияние индуктивности ввода экранной сетки.
Через индуктивность этого ввода протекает высокочастотная
составляющая тока экранной сетки. В связи с этим на
экранирующей сетке появляется высокочастотное напряжение. При этих
условиях экранирующая сетка перестает выполнять функции экрана,
устраняющего емкостную связь между анодом и управляющей
сеткой.
Этот недостаток может быть устранен путем уменьшения
величины индуктивности ввода экранирующей сетки. Для работы в
диапазоне СВЧ разработаны специальные лучевые тетроды,
имеющие кольцевой вывод экранирующей сетки, индуктивность которого
весьма мала для всего диапазона усиливаемых частот.
Такие тетроды обеспечивают усиление 15—20 дб (30—100 раз
по мощности) и выпускаются для работы «в диапазоне до
1000 мггц.
Устройство такого тетрода показано на рис. 3.2 (тетрод
ГС-ЗБ, используемый в диапазоне частот до 800 мггц).
При усилении колебаний с частотой менее 200 мггц
обеспечение нулевого потенциала высокой частоты на экранирующей сетке
осуществимо при использовании двойных тетродов, работающих в
двухтактной схеме.
Внешний вид лампы такого типа представлен на рис. 3. 3, а
соответствующая схема генератора на рис. 3. 4.
В двойных тетродах сами электроды имеют обычную
конструкцию, но катоды и экранирующие сетки обеих половин лампы
соединены друг с другом внутри баллона короткой широкой шиной.
36

a
вторая/
Рис. 3.2
Рис. аз
37

Внутри баллона лампы имеется, кроме того, слюдяной
конденсатор, замыкающий по высокой частоте экранирующие сетки с
катодами. Благодаря этому нечетные гармонические составляющие тока
катодов и экранирующих сеток замыкаются внутри лампы через
проводники, индуктивность которых весьма мала. Четные
гармонические составляющие экранного тока обеих половин лампы
замыкаются на катоды через находящуюся внутри лампы емкость.
Расчет режима генераторов с общим катодом, построенных на
лампах такого типа, производится так же, как и для обычных
двухтактных каскадов.
В генераторах, средняя мощность которых не превышает
15—20 вт, а частота менее 50 мггц, в качестве контурных индук-
тивностей обычно используются спиральные катушки, а настройка
производится переменным конденсатором.
В других случаях в качестве индуктивиостей целесообразно
использовать отрезки двухпроводных резонансных линий. При этом
настройка может производиться перемещением закорачивающих
перемычек или изменением емкости небольших переменных
конденсаторов, шунтирующих линию. Пример конструктивного оформления
генератора такого типа представлен на рис. 3. 5. Показанные здесь
3-й и 4-й каскады передающего устройства построены по схеме
рис. 3.4.
Рассмотрим основные вопросы расчета генератора с внешним
возбуждением, схема которого представлена на рис. 3. 4.
Исходными данными, является требуемая мощность в нагрузке
Ря и диапазон частот, в котором должен работать проектируемый
каскад.
Последовательность расчета используется такая:
1) определение требуемой величины генерируемой мощности Р;
2) расчет режима анодной цепи;
3) расчет сеточной цепи;
4) расчет колебательной системы;
5|) расчет связи с нагрузкой.
38

В начале расчета проектирующий оценивает возможное
значение кпд анодного контура т]Л. Значения этой величины могут
меняться от 0,8 до 0,4. Последнее значение относится к случаю
диапазонных генераторов, у которых при перестройке связь с
нагрузкой подбирается в одной точке диапазона и в процессе
эксплуатации не регулируется. При этом в некоторых точках диапазона
величина ч\к оказывается низкой.
Для определения генерируемой мощности Р попользуется
соотношение
P=--?t. (3.1)
Далее ведется расчет режима генератора на заданную
мощность Р.
Основные данные типовых генераторных триодов и тетродов
для СВЧ приведены в табл. 3. 1.
В таблице 3.1 обозначено:
и—в импульсном режиме;
н —в непрерывном режиме;
д—для двух половин лампы.
с—лампа со стеклянным баллоном;
м-с—металлостеклянная лампа;
м-к— металлокерамическая лампа.
В скобках указаны величины мощности потерь на аноде,
допустимой без принудительного охлаждения анода.
При расчете желательно использовать значения параметров
лампы D, S, SKp и Еа0, которые определены по статическим (или
импульсным) характеристикам лампы.
В качестве табличных в справочниках по генераторным лампам
приводятся значения, определяемые в некоторой контрольной точке,
параметры которой оговорены в технических условиях. Контрольная
точка, как правило, выбирается в области сравнительно малых
токов. Поэтому табличные значения параметров могут быть
использованы только для разбраковки ламп, но не для расчета
генераторов. Для расчета режима нужны параметры, соответствующие
средней области характеристики лампы.
Параметры SKp и ?ао, необходимые для расчета, в
справочниках не приводятся и во всех случаях должны быть
определены по характеристикам.
Определение величин S, D, 5кр и Еа0 по характеристикам
тетрода поясняет рис 3.6.
heg
где Дг„—определяется отрезком АВ, a keg есть разность
напряжений на сетке, соответствующих точкам А и В (eg4—egb).
39

о
со
01
О
^ ^ ^
S S S S
Со СО
СП 01
01 01
J -3 -1 *Ч
2 г ? ?
шЙ 5 -. «
Сл
О1
01
со'О^сосо-а^^ююсп^с^кл
ооослослсосо-^^о^Йсл
oooooooooooggg
д s SISI00000
о
ю ю
о о
о о
ел
я
р
Збн
ю
Сл
К
р
СО
я
— р
Я QJ
я
р
о
со
я
to
сл
а
Р
02н
о
о
о
ю
я
о
о
Сл
Сл
S
ю
§
ю
о
sT
о
2
СЛ
X
Н
S
Я
о я ~-
о со о
я
со
я
ю
—.
S
СО
я
JO
сл
Я
оо
о
Ъо
я
SS °°
о
Сл
о р
to
о
"о
00
о
ъ
со
I 8
СЛ
СО
"ел
р
СЛ
О
О
Максимальное
напряжение
анодного питания (кв)
Допустимые но-
i тери но аноде
(кет)
I
S
о
3=4
ч ч н
^о тэ ^
я я к
о о о
3=3 3=4 ^
S S
о о
}=3 ^
g
О)
Н
¦о
о
о тз
о
За
-> аз -> а
о I of
1
S S S
о о о
7 Г
о о
Оформление
О
о
3
о
от
X
51
51
i
С5 S
S3 -3
а со
о
"О
I
г

Рис. 3.5. 1—анодный дроссель, 2—индуктивность связи с нагрузкой,
?—индуктивность анодного контура четвертого каскада, 4—анодный
конденсатор четвертого каскада, 5—индуктивность анодного контура
третьего каскада, 6—анодный конденсатор третьего каскада
Рис. З.б
41

где величины &еа и Ма находятся из треугольника СДЕ.
Проницаемость лампы D находится по формуле
Величина SKp определяется после проведения линии ON,
отсекающей область загиба характеристик.
Величина Еа0 находится после определения величин S и D,
Для определения Еа0 выбирают некоторую точку на линейном
участке характеристик анодного тока, для которой величина
анодного тока составляет около 50°/0 максимально допустимой
(например, точка А на рис. 3.6). Соответствующие этой точке
значения ia, eg и еа подставляют в уравнение идеализированных
характеристик
ia=S[eg+D{ea-Ea0)]. (3.2)
Затем полученное уравнение решается относительно ?а0. При
таком методе определения Еа0 идеализированные характеристики
совмещаются с реальными в области средних токов.
Переходим к расчету анодного контура каскада (рис. 3.4).
Емкость контура образована переменным конденсатором С4 и
выходной емкостью генераторной лампы.
Выходные емкости обеих половин лампы в рассматриваемой
схеме включены последовательно, Поэтому емкость контура
СК=С4 + -2~СВЬ№, (3,3)
где Свых— выходная емкость одной половины лампы.
При расчете целесообразно задаться минимальным значением
емкости переменного конденсатора. Обычно принимают
Меньшие значения этой емкости трудно реализовать на практике.
Большие значения нецелесообразны, так как при увеличении
емкости снижается сопротивление пенагружеиного контура
и уменьшается кпд контура [1, стр. 49].
Величина контурной индуктивности находится из условия
резонанса для максимальной частоты диапазона:
_J (3-4)
. 1 г
Конструктивные размеры витка контурной индуктивности
определяются при помощи формул (3.5), (3.6) или (3.7) [9].
42

Индуктивность круглого витка диаметром D из круглого
провода с диаметром d:
Ьигн=6,280( In ^-21- (3.5)
Индуктивность квадратного витка
bHgn~8a(ln%--0J7 )> (3.6)
где а—сторона витка, d—диаметр провода.
Индуктивность прямоугольного витка
р) \+а—в, (3.7)
где
а и в—стороны витка,
d — диаметр провода.
В формулах (3.5), (3.6) и (3.7) размеры выражены в
сантиметрах.
С точки зрения добротности контура и жесткости конструкции
желательно выбирать достаточно большую величину диаметра
провода d. Учитывая опыт проектирования, целесообразно
выбирать диаметр провода в пределах
dz==o~ir~o ММ.
Другие размеры витка подбираются такими, чтобы
обеспечивалась требуемая индуктивность. Небольшие отклонения от требуемой
величины компенсируются путем изменения емкости С^.
Размеры витка связи с нагрузкой целесообразно выбирать
близкими к размерам контурной индуктивности. Емкость
конденсаторов С6 и С7 определяется из того условия, что для средней
частоты диапазона нагрузочный кон.тур должен быть настроен в
резонанс.
Величина кпд промежуточного контура определяется
соотношением
-VI — 1 "акр /о о\
ГЫ— i —#7~^~ ' №•*)
где
/?аЧр—величина оптимальной нагрузки, найденная при расчете
режима.
Для определения величины эквивалентного сопротивления
анодного контура при холостом ходе R9AX используется
соотношение
Учитывая опыт проектирования, величину добротности
анодного контура для частот 40-г-ЮОО мггц можно полагать равной
43

Для определения необходимой величины
взаимоиндуктивности М между анодным и нагрузочным контурами можно
воспользоваться следующими соотношениями.
Эквивалентное сопротивление между анодами
rK+rm
(ЗЛО)
где
гвн—сопротивление, внесенное в анодный контур из
нагрузочного контура;
гк—собственное сопротивление анодного контура.
Из выражения (ЗЛО) можно найти необходимую величину
гвн- С ДРУГОЙ СТОРОНЫ,
Ян.
(ЗЛ1)
где
z2—полное сопротивление нагрузочного контура;
/^—активное сопротивление нагрузочного контура, которое
можно полагать равным сопротивлению нагрузки.
Для расчета величины z2 можно использовать выражение
Zo =
+/Й
Здесь LCB—индуктивность полувитка, соединенного с
конденсаторами Ся (рис, 3.4).
Решив выражение (3.11) относительно М, можно найти
требуемую величину взаимоиндуктивности.
Результаты расчета можно считать приемлемыми, если
м
<0,3.
Большую величину М трудно обеспечить конструктивно.
§ 2. Расчет триодного усилителя СВЧ с общей сеткой
Принципиальная схема триодного усилителя с общей сеткой
представлена на рис. 3. 7.
Напряжение входного сигнала подается здесь не на сетку, а на
катод лампы. Поэтому нагрузка, которую представляет лампа для
входного контура, определяется не величиной сеточного тока, как
это имеет место в схеме с общим катодом, а первой гармонической
составляющей катодного тока, равного сумме токов сетки и анода.
В связи с этим активная проводимость, шунтирующая входной
контур, и мощность, необходимая для возбуждения каскада с общей
сеткой, оказываются значительно большими, чем для каскада с
общим катодом.
44

Выходной контур в рассматримаемой схеме включен между
анодом и сеткой лампы. Поскольку напряжения на сетке и на ано-
Г
рис. а?
де противофазны друг другу, между сеткой и анодом действует
переменное напряжение, амплитуда которого равна сумме Uma~\-Umg.
Поэтому выходная мощность в схеме с общей сеткой несколько
больше, чем в схеме в общим катодом.
Схема с общей сеткой обеспечивает устойчивое усиление
значительно более высоких частот, чем схема с общим катодом. Это
обусловлено следующими обстоятельствами: во-первых, входной
контур шунтируется здесь активным входным сопротивлением
каскада, которое в рассматриваемой схеме мало по величине и мало
зависит от настройки выходного контура; во-вторых, в
рассматриваемой схеме элементом обратной связи, обусловливающим переход
энергии из выходного контура обратно во входной, является
емкость анод-катод, которая у современных СВЧ триодов бывает в
50—100 раз меньше, чем емкость анод-сетка.
При конструировании метоллокерамических и металлостеклян-
ных ламп с кольцевыми выводами электродов специально
предусматривается их использование в схеме с общей сеткой. Вывод
сетки располагается в середине лампы так, чтобы внешний экран
мог являться продолжением внутреннего экрана, которым является
заземленная управляющая сетка лампы.
Учитывая особенности схемы с общей сеткой, следовало бы
для ее расчета пользоваться специальными характеристиками,
выражающими зависимость тока анода и тока катода от напряжении
катод-сетка и анод-сетка. Однако на практике используются не
специальные характеристики, а обычные и обычная методика
расчета, разработанная для схемы с общим катодом. Особенности
схемы с общей сеткой учитываются путем внесения
соответствующих поправок.
45

При расчете усилителя с общей сеткой основными являются
следующие соотношения.
Мощность, расходуемая на возбуждение каскада,
Рвоъб —
— ~2~ *
g\ Umg
4- — / U
(3.12)
где /л:1-=/а1 + /^1--амплитуда первой гармоники катодного тока.
Полезная мощность в выходном контуре
'ma'al "t~ 2 mg'al4»
(3.13)
переменного напряжения между
где Uag~Uma+U„jg—
анодом и сеткой.
Приведенные формулы показывают, что в схеме с общей
сеткой входная и выходная мощность увеличиваются на
одинаковую величину -Q-Jai^mg по сравнению со схемой с
заземленным катодом. На этом основании иногда говорят, что в схеме с
общей сеткой некоторая мощность проходит непосредственно со
входа на выход.
В качестве контурных индуктивпостей в схемах с общей сеткой
используются, как правило, отрезки коаксиальных или
двухпроводных резонансных линий.
Контурной емкостью является входная емкость лампы,
которая в некоторых случаях дополняется емкостью в виде постоянного
или переменного конденсатора.
Примеры схемы усилителей с общей сеткой представлены на
рис. 3.8, ЗЛО, 3.11 и 3.12.
Рис. 3.8
Рассмотрим вначале схему рис. 3. 8, особенностью которой
являются емкостные связи между сеточно-катодным, сеточно-анодным
контуром и коаксиальными фидерными линиями Л{ и Л2, при
помощи которых генератор связывается с источником возбуждения и
нагрузкой.
46

I
Рис. 3.9
^------^-----^йУ]
J, IF) Ihi-Lj
T
-3,10
-—-0
47

Входной контур схемы рис. 3.8 образован емкостью лампы
С к и отрезком коаксиальной линии, имеющим индуктивное
входное сопротивление. Короткозамыкающий поршень снабжен
разделительным конденсатором, необходимым для 1подачи
постоянного смещения на сетку по отношению к катоду. Один из вари-
1—ф+?
Рис. 3.11
Рис. 3.12
антов конструктивного выполнения шоршня с разделительным
конденсатором представлен на рис. 3. 13.
Эквивалентная схема входного контура генератора рис. 3.8
представлена на рис. 3.9а. На этом рисунке: Сг — регулируемая
емкость между центральным проводом входной коаксиальной
фидерной линии и катодом лампы, R3—эквивалентное активное
сопротивление сеточно-катодного контура, /?Вх—активное
входное сопротивление промежутка катод-сетка лампы, L3 и Сэ— эк-
48

вивалентиые параметры, учитывающие распределенную емкость и
распределенную индуктивность сеточно-катодной коаксиальной
линии, CgK—межэлектродная емкость лампы.
Входной контур выполняет следующие функции:
а) согласование сопротивлений для лучшей передачи
мощности от источника возбуждения к промежутку катод-сетка лампы;
б) фильтрацию ©ысших гармонических и других
нежелательных составляющих, которые могут содержаться во входном
сигнале.
Эквивалентная схема выходного контура схемы рис. 3.8
представлена на рис. 3.96. Здесь R3KX—сопротивление,
учитывающее потери в выходном контуре, Cag— емкость лампы, L3 и
Рис. 3.13. 1—Внешний цилиндр» 2—внутренний цилиндр,
3—контактные пружины, 4—тяга, 5—диэлектрические
прокладки, 6. внутренее кольцо поршня, 7—внешнее кольцо поршня
Сэ—эквивалентные параметры анодно-сеточной коаксиальной
линии, Ссв~регулируемая емкость связи между центральными
проводниками выходного фидера и анодно-сеточной линии.
Выходной контур служит для согласования сопротивлений и
фильтрации высших гармонических составляющих анодного тока.
Согласование сопротивлений имеет целью в данном случае
обеспечить оптимальную нагрузку для анодного тока лампы (режим,
близкий к критическому) при заданной величине входного
сопротивления линии Л2 (Rn)- Входное сопротивление линии обычно
можно принимать равным ее волновому сопротивлению ^//~р-
Конденсатор Ср, включенный на схеме рис. 3.8 между
анодом лампы и центральным проводником линии, служит для
разделения анода и сетки по постоянному току. Этот конденсатор в
большинстве случаев не является стандартной деталью, а
конструируется при разработке генератора.
Один из вариантов конструктивного выполнения
разделительного конденсатора представлен на рис. 3. 14.
4 Ерган. 38 49

Сеточное смещение в схеме рис. 3. 8 образуется за счет
протекания постоянной составляющей катодного тока лампы через
сопротивление RK. Роль шунтирующего конденсатора в цепи
смещения выполняет емкость катодно-сеточного поршня Сп. Недо-
tn_
Рис 3.14. 7—Внешний цилиндр анодно-сеточной линии.
2-изолирующая прокладка, 3—кольцевая обкладка разделительного
конденсатора 4—контактная пружина, 5—анодный радиатор
лампы, 6—вывод сетки лампы
статком схемы рис. 3. 8 является то, что штырь связи, помещенный
в выходном контуре, заметно снижает его электрическую прочность.
Схема рис. 3. 8 используется в генераторах малой и средней
мощности.
На рис. 3. 10 а представлена схема усилителя с общей сеткой,
отличающаяся от схемы рис. 3. 8 способом связи с источником
возбуждения и нагрузкой. Связь с возбудителем осуществляется здесь
при помощи петли связи, помещенной, в пучности тока сеточно-ка-
тодной линии. Нагрузка связана с анодно-сеточным контуром кон-
дуктивно, т. е. при помощи электрического контакта между
центральным проводником фидера и внутренним цилиндром анодно-се-
точного контура.
Эквивалентная схема усилителя для высокой частоты »пред-
¦ста!влена па рис. 3. 10 б.
Регулировка связи с нагрузкой осуществляется при помощи
специального механизма, который позволяет передвигать точку
контакта вдоль оси линии.
Преимуществом такого способа регулировки является хорошая
электрическая прочность. Недостатком его является относительная
сложность механизма регулировки связи.
Регулировка входной связи может осуществляться
выдвижением или поворотом петли связи, однако в большинстве случаев
50

входная связь подбирается при первоначальной настройке каскада
и не регулируется в процессе эксплуатации.
Расчет усилителя состоит из расчета режима и расчета
колебательной системы.
Рассмотрим возможную последовательность расчета
применительно к схеме рис. ЗЛО.
Заданными являются величины мощности Рн и частоты
генерируемых колебаний / (или диапазона частот). Кроме того,
задаются параметры, характеризующие модуляцию. При импульсной
работе задаются длительность импульса и частота следования.
В начале расчета производится выбор типа лампы и величины
напряжения Еа.
Выбор лампы производится из числа металлокерамических или
металлостеклянных ламп с кольцевыми выводами электродов. При
выборе учитывается требуемая частота и мощность генерируемых
колебаний.
Заданная для расчета мощность и частота должны быть
меньше, чем максимальная мощность и предельная частота, указанные
для лампы в справочнике. При наличии нескольких ламп,
удовлетворяющих требованиям по частоте и мощности, при выборе типа
лампы учитываются габариты лампы, конструкция выводов,
мощность, потребляемая цепью накала, срок службы и т. д.
Последующий расчет ведется в таком порядке:
1. Оценивается возможная величина кпд выходного
контура ^=(0,6ч-0,8).
2. Определяется мощность в выходном контуре с учетом
мощности, передаваемой в нагрузку,-
3. Задается величина отношения
#=-^*-=г(0,07-$-0,15).
4. Определяется генерируемая мощность
2 ^wia1^ (l + Л)
5. Производится расчет анодной цепи генератора на
заданную мощность Р в обычном порядке [1, стр. 28]. Определяются
величины: Uma> 1аЪ R^ РаУ Ро, Vmv Er
6. Определяется мощность потерь на аноде, усредненная
за период следования импульсов: PaQS> = Л^-
Полученное значение сравнивается с допустимым для данной
лампы.
Далее производится расчет сеточной цепи:
51

7. Вычисляется максимальное напряженке на сетйе
^макс ~ *-*g ' U mg*
8. Определяется минимальное напряжение на аноде
е —Е —U
°я мин *^а w та'
9. По характеристикам сеточного тока лампы определяется
максимальное значение тока сетки
lg MaKc==f\^g макс» &а мин
10. Угол отсечки сеточного тока
Ер I
/•
11. По графикам или таблицам Берга, приведенным в
приложении 2, находим коэффициенты разложения импульса
сеточного тока oilg и aOg.
12. Составляющие сеточного тока
* gl == ^lg^g мако
if О ®g g макс*
13. Мощность возбуждения
7~> 1м / г
а\
) •
14. Входное активное сопротивление промежутка катод-
сетка
о — ^
2Рвозб
15. Входное емкостное сопротивление промежутка катод-
сетка
X - i-
вх~ «с^ ¦
16. Оцениваем возможную ненагруженную добротность се-
точно-катодного контура
QgK= 100—300.
17. Активное сопротивление, учитывающее потери во
входном контуре,
R9 — QgK^b\*
Величина добротности зависит от потерь в контуре и, в
первую очередь, от величины сопротивления трущихся контактов
поршня и элемента сопряжения лампы с контуром. Расчет и
измерение этих сопротивлений затруднительны.
52

При проектировании генератора целесообразно задаваться
величиной добротности Qgf{. Осуществимые значения добротности
известны из опыта проектирования генераторов.
18. Мощность, подводимая к генератору от источника
возбуждения,
р - ±Ц2
в*- 2 U»
19. Коэффициент усиления каскада по мощности
IS _ Ря
Обычно Кр лежит в пределах А"р = (2,5-ь10), причем чем меньше
использование лампы по мощности, тем больше величина Кр,
Расчет колебательной системы
Выбор поперечных размеров линий производится с учетом
конструктивных соображений. Диаметры труб, образующих сеточ-
но-катоднуюи анодно сеточную коаксиальные линии, должны
выбираться таким образом, чтобы трубы легко сопрягались с
контактными поверхностями ламп. Должны также приниматься во
внимание следующие соображения.
С точки зрения потерь в контуре целесообразно выбирать
диаметр внешнего цилиндра большим. Оптимальное отношение
D о с
диаметров внешнего и внутреннего цилиндров —г- = о,о, чему
соответствует величина характеристического сопротивления
линии
р — 76 ом.
Имеющий место оптимум является, однако, некритичным.
Отклонения от оптимального отношения сравнительно мало
влияют на величину потерь в линии. Указанное выше оптимальное
отношение -^- = 3,6 определяется по минимуму потерь в
регулярной части линии без учета потерь в швах и трущихся
контактах, которые, как отмечалось выше, сильно влияют на
величину добротности линии. На практике с учетом конструктивных
соображений выбирают отношение диаметров цилиндров в
пределах
В некоторых случаях выбор поперечных размеров
обусловливается соображениями электрической прочности. Как показано
в литературе, с этой точки зрения оптимальным является
отношение ^=2,72 [3, стр. 58].
53

¦При проверке электрической прочности коаксиальной линии
используются следующие соотношения.
Максимальная напряженность электрического ноля в
регулярном участке коаксиальной линии
^[?] (З.Н)
где
р—характеристическое сопротивление линии в омах;
d—диаметр внутреннего цилиндра в сантиметрах;
?/макс—максимальное значение напряжения в киловольтах.
Это напряжение в общем случае слагается из постоянного
напряжения и амплитуды переменного напряжения
Для схемы рис. 3.8 ?-0; U~ag - Uma + Umg.
Допустимая напряженность электрического ноля находится по
формуле
где
/Г,—коэффициент запаса;
?*проб —пробивная напряженность.
В зависимости от конкретных условий проектирования
коэффициент запаса выбирается в пределах
При расчете импульсных передатчиков величина ЕПров
определяется по формуле
q 16 ' {O.IQ)
где
р~~атмосферное давление в миллиметрах ртутного столба;
т—длительность импульса в микросекундах;
/^—частота следования в килогерцах.
Выбранные размеры являются приемлемыми, если
•^макс 'чо ?доп*
Осевой размер катодно-сеточной линии (расстояние от
электродов лампы до закорачивающего поршня) находится по
формуле
где ngK—целое число или нуль. ngK*>0 берется в том случае,
когда при ngK—0 получаеася слишком малая величина /gK, непрй-
54

е^лемая по конструктивным соображениям. В других случаях
принимают ngK—0.
Осевой размер анодно-сеточной линии
Приведенное выше замечание относительно выбора ngK
относится также и к выбору nag.
Полоса пропускания входного и выходного контуров
определяется их нагруженной добротностью, которая зависит от
эквивалентных параметров контуров С3 и Ьэ. Расчет эквивалентных
параметров производится по формулам:
г __ 4msin2ml - 1R.
э
Г [
Ь>~^ sin2m/ I Ami
где
С^—погонная емкость линии в фарадах на метр;
/—длина линии в метрах;
2ге
т=1Гт
Формулы (3.18) выводятся путем интегрирования энергии,
запасенной в высокочастотном электрическом и магнитном поле
линии. Они используются для расчета параметров входного
контура (C3Kg и L9Kg) и выходного контура (L9ag и C9ag).
Дальнейший расчет колебательной системы можно вести в
следующем порядке.
1. Оцениваем возможную величину добротности анодно-се-
точного контура
Qag = 100-200.
2. Находим эквивалентное сопротивление, учитывающее
потери в анодно-сеточном контуре
-sag-Yag-lag- w{Cag+Caag)
3. Мощность потерь в анодно-сеточном контуре
р — mas •
Величина этой мощности не должна превышать оценки,
вытекающей из выбранного ранее значения ч\к\
Если это условие не выполняется, надо пересмотреть
поставленные требования к величине Qag или, если большее значение Qng
55

получить затруднительно, повторить расчет, выбрав величину
ч\к меньшей.
Расчет размеров петли связи входного фидера с сеточно-катодным
контуром
4. Мощность, передаваемая из фидера в контур (схема
рис. 3.10(5),
5. Напряжение на фидере при согласовании
где рф—волновое сопротивление фидера.
Это напряжение должно уравновешиваться эде, наводимой в
петле связи высокочастотным электромагнитным нолем.
6. Амплитуда тока в короткозамкнутом сечении катодно-се-
точной линии (в пучности)
pgKsir\m!gh
7. Амплитуда напряженности магнитного поля
Нп= -~— (ампер на метр),
где гср—радиус, соответствующий центру петли связи, в метрах.
8. Площадь петли связи
где ix0 — 4тс10~7 (генри на метр).
Расчет точки подключения выходного фидера ко внутреннему
цилиндру анодно-сеточного контура
9. Амплитуда напряжения на входе выходного фидера при
согласовании
10. Расстояние от точки подключения до поршня анодно-
сеточной линии
4в = -к= arc sin -jr—j-гт— slnml .
Проверка полосы пропусканий входного и выходного контуров
11. Добротности входного и выходного контура с учетом
56

нагрузки (нагруженные добротности)
о = ALJ
Ч-asr on
S ^¦t ВЫХ
12. Полосы пропускания входного и выходного контура
а/*« 2nQgK> *Ja* 2n'Qag
В последующем производится конструктивная разработка
генератора. При этом вначале разрабатывается конструктивный
чертеж генератора в целом (общий вид), затем производится
деталировка. После разработки общего вида необходимо
проверить электрическую прочность генератора в тех местах, где
следует ожидать максимальную величину напряженности
электрического поля.
При разработке общего вида необходимо предусмотреть
охлаждение лампы (естественное, принудительное воздушное или
жидкостное) в соответствии с требованиями, которые указаны в
справочнике или паспорте лампы.
§ 3. Триодные генераторы СВЧ с объемными резонаторами
Недостатком обычных схем автогенераторов СВЧ является
относительно низкая стабильность частоты генерируемых колебаний.
При обычном устройстве колебательной системы относительное
изменение частоты, вызванное влиянием изменения нагрузки или
изменением питающих напряжений на ±10%, может достигать 0,3%.
Такая стабильность частоты во многих случаях недостаточна.
Существенного повышения стабильности частоты можно добиться
при использовании схем генераторов СВЧ с объемными
резонаторами. Возможность повышения стабильности частоты при помощи
объемных резонаторов обусловлена следующим.
Как известно из теории самовозбуждения, частота
генерируемых колебаний является корнем уравнения
где каждый из углов <рэ, <?к> и <рЛ является, вообще говоря,
функцией частоты.
Полное изменение частоты, которое имеет место под влиянием
любого дестабилизирующего фактора, определяется соотношением
^ (3.19)
57

где
Аш0-изменение собственной частоты колебательной системы;
Лео—изменение частоты генерируемых колебаний;
ЛсрА,6, — изменение угла <pAJ=<p*r+?.v> вызванное влиянием
рассматриваемого дестабилизирующего фактора.
Частная производная -?*- определяется добротностью
колебательной системы
*ъ = _ 10-. (3.20)
(7(1) ft)
Таким образом, для повышения стабильности частоты
генерируемых колебаний необходимо повысить эталонность и добротность
колебательной системы. Под эталонностью понимают постоянство
собственной частоты колебательной системы о:>0, независимость ее
от различных изменений условий эксплуатации генератора.
Повышения эталонности и добротности колебательной системы
можно добиться , включив в колебательную систему объемный ре-
зонатор. Повышение стабильности частоты, получаемое при этом,
зависит не только от параметров используемого резонатора, но и от
способа включения его в колебательную систему. Объемный
резонатор повышает стабильность частоты генератора только при том
условии, что схема его включения обеспечивает существование в
нем при работе генератора интенсивных колебаний и запасание в
электромагнитном поле резонатора большой энергии
высокочастотного поля. Это обстоятельство должно быть учтено при расчете
генератора.
Схемы триодных генераторов с объемными резонаторами
можно разделить на две группы: схемы, полученные путем замены
одной из реактивностей колебательной системы триодного
генератора объемным резонатором, и схемы, в которых резонатор
представляет собою основу колебательной системы генератора. Схема
генератора первого из этих двух типов рассмотрена в учебнике по
курсу [1, стр 131]. Недостатком схем такого типа является
сложность их' настройки и сравнительно узкий диапазон. Схемы второго
типа свободны от этого недостатка. Объемный резонатор
используется в них не только как резервуар энергии электромагнитного
поля, присутствие которого повышает добротность колебательной
системы, но и как основной элемент цепи обратной связи
(рис. 3. 15). Первая из этих схем была предложена в 1940 г.
М. С. Нейманом [6].
Основным элементом колебательной системы генератора рис.
3. 15 является полицилиндрический объемный резонатор. Такой
резонатор по своим электрическим свойствам весьма мало
отличается от обычной коаксиальной линии, разомкнутой на одном конце и
замкнутой накоротко на другом. Преимуществом
полицилиндрического резонатора является его меньшая длина по сравнению с
58

Рис. 3.15
Рис. 3.16
59

обычным коаксиальным резонатором, длина которого равна
четверти длины волны генерируемых колебаний.
В резонатор помещены 3 петли связи, одна из которых связана
с катодами генераторных ламп, другая — с анодами, а третья — с
нагрузкой. Эквивалентная схема генератора представлена на рис.
3. 16. Генераторные лампы включены по двухтактной схеме с общей
сеткой. Нагрузкой для лампы является двухконтурная система,
причем второй контур L0C3 является эквивалентом объемного
резонатора. Нагрузка связана индуктивно со вторым контуром.
Напряжение обратной связи подается на катоды генераторных
ламп при помощи высокочастотного трансформатора, первичной
цепью которого является индуктивность резонатора, а вторичной —
специальная петля обратной связи LK.
Принципиальной особенностью рассматриваемой схемы
является то, что в данной схеме емкости между электродами лампы не
являются элементами, определяющими величину обратной связи.
В частности, емкость Сак не требуется для нормальной работы
схемы и может быть сколь угодно мала.
Анализ вопроса о влиянии межэлектродной емкости Сок
показывает, что в схеме рис. 3. 15 это влияние ничтожно и при расчете
им целесообразно пренебречь.
Приведем основные формулы, используемые при расчете
генератора по схеме рис. 3. 15.
P-P.+PK+Pp~VPon (3.21)
где
Р—генерируемая мощность;
Ря—мощность, передаваемая в нагрузку;
Рк—мощность, теряемая в анодном контуре и окружающих
этот контур предметах (экраны, поддерживающие изоляторы
и т. п.);
Рр—мощность потерь в резонаторе;
Яос— мощность, расходуемая в цепи обратной связи.
Для расчета принимают
PK=*iP\ РР=^Р\ Рос="*Р. (3.22)
Коэффициенты къ к2 и къ оцениваются проектирующим с учетом
опытных данных:
/^=0,1-5-0,2,
к2=О,15-5-О,25, (3.23)
к8=0,1-Н),2.
При оценке величины к2 следует учитывать, что чем больше
запасаемая в резонаторе энергия, тем выше будет стабильность
частоты и тем больше потери в самом резонаторе.
Сопоставив формулы (3.21) и (3.22), находим
60

Собственная добротность объемных резонаторов метрового
и дециметрового диапазона, применяемых в передатчиках,
обычно лежит в пределах
Q-1000-г-ЗООО. (3,25)
Основную часть потерь в резонаторе составляют потери в
паяных или сварных швах, потери в трущихся контактах,
поддерживающих диэлектриках и потери за счет полей рассеяния.
Эти потери не поддаются точному расчету. Поэтому при расчете
используются данные опыта о величине добротности резонатора.
Емкость контура, эквивалентного объемному резонатору,
находится путем определения запаса энергии в электрическом поле
резонатора.
Если все секции резонатора имеют одинаковое волновое
сопротивление
P=l381g4-' (3.26)
то напряжение распределено вдоль всех секций синусоидально.
При этом запасаемая в резонаторе энергия
i
о
где
Cj—погонная емкость резонатора;
Un — напряжение в пучности;
/—длина резонатора;
С9—эквивалентная емкость резонатора, приведенная к
пучности напряжения.
Если в резонаторе нет сосредоточенной емкости, то длина
его должна равняться четверти длины волны
При этом
С,= Ц- • (3.27)
Погонная емкость резонатора (или коаксиальной линии)
^ = 24,1--^-' (3.28)
где
s—диэлектрическая проницаемость заполняющего
диэлектрика (по отношению к диэлектрической проницаемости свободного
пространства).
61

Напряжение в резонаторе в пучности может быть
определено по известной эквивалентной емкости и величине запасаемой
энергии
W = ^2. • (3.29)
Откуда
Необходимые поперечные размеры резонатора определяются,
исходя из условия его электрической прочности (см. стр. 54).
Эквивалентное сопротивление нагруженного резонатора
может быть определено по известному напряжению в пучности и
мощности колебаний, причем "мощность колебаний в резонаторе
должна быть определена с учетом потерь в цепи обратной связи
и мощности в нагрузке:
и (3.31)
Оптимальная нагрузка между анодами ламп находится после
расчета режима генератора
' (о.62)
Размеры детли анодной связи должны быть определены
таким образом, чтобы обеспечивалось согласование генератора с
нагрузкой, т. е. чтобы сопротивление между анодами ламп было
равно своему оптимальному значению, определяемому
формулой (3.32).
Напряженность высокочастотного магнитного поля вблизи
короткозамкнутого сечения резонатора
где
г—радиус в рассматриваемой точке;
/п — ток в пучности.
При расчете размеров петли связи можно принимать во
внимание среднюю напряженность
//=-Ju_, (3.34)
где
D+d
62

Последовательное сопротивление анодного контура
где
гя—собственное сопротивление;
/*вн—сопротивление, вносимое из резонатора в петлю связи.
Отсюда можно найти необходимое вносимое сопротивление
' 8Н ''ли I
Величины гаа и гк пропорциональны соответствующим
значениям мощности
где /—ток в анодном контуре.
Поэтому
гк _ Рк
raa P
Таким образом,
'вн—' аа\ 1—"'\)ш \й,ОЭ)
Эта формула может быть использована для расчета необходимых
размеров петли связи. От площади петли зависит величина про-
тивоэдс Е, наводимой в петле полем резонатора:
Е = cojjt//5,
где S—площадь петли связи в м2.
От величины этой эдс зависит вносимое сопротивление
Ra ~
где
/^—эквивалентное сопротивление нагруженного резонатора;
(/„—амплитуда напряжения в пучности напряжения
резонатора.
Последние выражения позволяют определить необходимую
площадь петли:
Диэлектриком объемного резонатора является воздух.
Поэтому
р,=^0=4тс10—7 гн/м.
Пример расчета
Задание
Рассчитать генератор с объемным резонатором по схеме
рис. 3.15 по следующим исходным данным:
63

1. Частота /=80 мггц.
2. Мощность в нагрузке в импульсе
рн = ЮО кепи
3. Длительность импульса т—5 мксек.
4. Частота следования F=200 ?ц>
Расчет режима
1. Задаемся значениями коэффициентов, учитывающих
потери в анодном контуре (к^, в цепи сетки (к2) и в
резонаторе (к8):
015 015 015
2. Генерируемая мощность
р= —
100
-=¦180 кет.
1-0,45
3. Мощность, генерируемая одной лампой,
D — Р — 18°—ОП
*\л— 9 — 9~*—^^ К6П1.
4. Выбираем генераторные лампы металлокерамического типа
ГИ-14Б. Основные соображения по выбору типа лампы приведе-
ю
-О
woo рооо
Рис. ЗЛ7
зооо
ны на стр. 51. Характеристики лампы приведены на рис. 3.17

5. Задаемся углом отсечки 6=90°.
Находим 04=0,5, а0-=0,32.
6. Выбираем напряжение анодного питания Еа=\5 кв
(^я макс ~ ^ Кв)>
7. Критический коэффициент использования анодного
напряжения
Skp-0,5+0,5
8. Амплитуда напряжения анод-катод
С/ив=ЕкР^-0,87. 15000-13 кв.
9. Амплитуда первой гармоники анодного тока
о] " Uт„ ~ 13-103
10. Максимальное значение анодного тока
m ax 0,5
11. Значение анодного тока, усредненное за период
генерируемой частоты,
По техническим условиям на лампу ГИ-14Б максимально
допустимое значение этой величины 16а.
12. Напряжение возбуждения
1J
Umg— 5(1-C0S9)
13. Напряжение смещения
Eg=-(Umg-DUmn)cose -D(Ea-Ea,) -
= —1,5-10-2(15-108—2-10-8) =—195 в.
14. Для проверки расчета режима найдем величину
максимального значения анодного тока непосредственно по
характеристикам
<?,MlKC=0me+?^=550-195^350 в,
еа«ш=Еа-~1-1та= 15000—13000=2000 в.
По характеристикам анодного тока лампы ГИ-14Б находим
1т ~ 31а.
Требуемое максимальное значение анодного тока (28а)
обеспечивается с некоторым запасом.
5 Ерган. 83 65

15. Мощность модулятора в импульсе
Лии==240?;==2.9 13* 103=230 кет.
16. Мощность, рассеиваемая анодом одной лампы,
что значительно меньше, чем максимально допустимая (500 вт).
17. Электронный кпд генератора
180
18. Кпд генератора с учетом потерь в цепи сетки и в
колебательной системе
73l 159
Расчет цепи сетки
19. Максимальное значение импульса сеточного тока
(определяется по импульсным характеристикам тока управляющей
сетки при ^=^Макс = 350 в; 6>fl-=<?ttMJIH=2000 в)
Т 11/7
1 g^ макс 11м.
20. Угол отсечки сеточного тока
0 -arc cos 'M^arc cos ^=70э.
21. Коэффициенты Берга
ао^=О,25; а^=0э44.
22. Составляющие тока сетки:
^ = ^^-.^=0,25.11=2,7 а,
23. Мощность возбуждения
JU 485
Расчетная величина мощности возбуждения оказалась
значительно меньше, чем значение потерь в сеточной цепи,
оцененное выше:
р(ц =к2Р1л=0,15. 90=14 квт.
Следует, однако, учитывать, что, кроме мощности возбуждения,
в цепи сетки имеют место потери диэлектрические, потери в
66

проводниках и потери в окружающий конструктивных
элементах, которые не поддаются точному учету. Следует также
учитывать, что в расчете желательно иметь некоторый запас.
Поэтому можно считать, что результаты расчета цепи сетки
являются приемлемыми.
Если окажется, что РВозб>к;2Р, то результаты расчета
неприемлемы, и нужно повторить расчет, пересмотрев выбор
величины к2.
Расчет колебательной системы
24. Допустимая величина мощности потерь в объемном
резонаторе
рр = КзР=0,15-180-27,0 кет.
25. Задаемся величиной добротности резонатора
Q = 1000.
26. Энергия, запасаемая в электромагнитном поле
резонатора,
U7_ PPQ _27,O.1Q*.1Q3_
27. Выбираем отношение размеров для всех секций
резонатора
-§-=*•
28. Характеристическое сопротивление всех секций
резонатора
138lg2 415 ом.
29. Погонная емкость
^=24,1—^-=24,1-|^ = 80 пф1м.
30. Суммарная длина коаксиальных секций резонатора
/ _ х _ з.юю
/s - "Г ~ 8ОЛО6Т4 ~У4 СМ'
31. Эквивалентная емкость резонатора
Са= -l-Q/^ -^- 80-0,94=38,6 пф.
32. Амплитуда напряжения в пучности
67

33. Пробивная напряженность поля
-27
6 1б — 6 1б
34. Принимаем максимальную допустимую напряженность
поля
?'макс=;=0»48?1проб = 0,48 • 27-13 кв\см.
35. Минимально допустимое значение диаметра внутреннего
цилиндра резонатора
60 . 53
ГТ — ЭУ ММ,
13
"* 9ЕШКС - 41,5 • 13
36. Наружный диаметр первой коаксиальной секции
D1 = rf1-^-=59-2=ll8 мм.
37. Принимаем толщину стенок и цилиндров резонатора
т-^2 мм.
38. Внутренний диаметр второй секции резонатора
d2=D1+2rn=l22 им.
39. Наружный диаметр второй секции резонатора
Aj = d2 ---=122. 2-244 мм.
40. Внутренний диаметр третьей секции резонатора
fl?3 —D2-f-2/7i —244-f-4 — 248 мм.
41. Наружный диаметр третьей секции резонатора
п % — л _ — 94Я • 9—4Qf> а/ м
Cl
42. Активная длина каждой из трех секций
-ТГ-—320 мм.
43. Габаритный продольный размер резонатора принимаем
равным
*макс=400 ММ.
44. Эквивалентное сопротивление нагруженного резонатора,
отнесенное к пучности напряжения,
ii -9000 ом.
R _ _ii_ =
*э — 2Р(\-к1) 2 ¦ 180(1-0,15) • 103
68

45. Оптимальная нагрузка между анодами ламп
2(13000+550)
аа 1а\ "14
46- Ток резонатора в пучности тока
47. Средний радиус 3-й секции резонатора
48, Напряженность магнитного поля в пучности
49. Задаемся величиной нагруженной добротности анодного
контура
Q Ю
50. Характеристическое сопротивление анодного контура
51. Последовательное сопротивление анодного контура
52. Сопротивление, внесенное со стороны резонатора,
53. Площадь петли анодной связи
со^ I/ #5 2я.8 ¦ Ю7- 1100' 4тг. 10-7 I/ 9000""
54. Емкость анодного контура
55. Емкость переменного конденсатора
56. Требуемая индуктивность анодного контура с учетом
собственной индуктивности петли связи
!=-?-= _-^L_=o,39 мк гн.
со 2л • о • 107
69

57. Площадь петли катодной связи, определенная без учета
собственной индуктивности петли связи и индуктивности
подводящих проводов от петли связи до катодов ламп,
55° 7 п 9
10~7 7 ^ см '
~2я.8.10*. 1100 4тг. 10~7
При проектировании объемного резонатора необходимо
предусмотреть большие размеры летли и возможность регулировки
размеров петли при настройке генератора.
58. Нагруженная добротность резонатора
<2=#эа>С5=9000.2« • 8 .107 • 37,6.10-12= 170.
Такое значение нагруженной добротности обеспечивает
высокую стабильность частоты генерируемых колебаний.
При проектировании передающего устройства в последующем
переходят к конструктивной разработке генератора.
ЛИТЕРАТУРА
К главе III
1. Гарбер И, С, Давыдов С. Д., Ширяев В. Ф. Радиопередающие
устройства СВЧ, АРТА. 1956.
2. Нейман М. С. Триодные и тетродные генераторы СВЧ. «Советское
!радио», 1950.
3. Иванов А. Б, и Сосновкин Л. И. Импульсные радиопередатчики СВЧ.
«Советское радио», 1956.
4. Терентьев С. Н. и Картавых В. Ф. Генераторы дециметровых волн
часть I, ХВАИВУ, 1958.
5. Рамм Г. С. Триодные генераторы СВЧ. Вое низ дат, 1955.
6. Нейман М. С. Экспериментальное исследование эндовибраюров,
«Электросвязь» № 4, 1940.
7. Андреевский М. Я. Конструкции генераторов дециметровых и метровых
воле. Оборонлиз, 1956.
8. Аршинов С. С, Персон С. В., Эпленкриг А. И. Инженерный расчех ков-
туров генераторов УКВ и КВ. «Советское радио», 1951.
9. Гинкин Г, Г. Справочник по радиотехнике ГЭИ, 1948.
70

ГЛАВА IV
РАСЧЕТ ИМПУЛЬСНОГО МОДУЛЯТОРА С ЧАСТИЧНЫМ
РАЗРЯДОМ НАКОПИТЕЛЬНОЙ ЕМКОСТИ
Импульсный модулятор с частичным разрядом накопительной
емкости находит широкое применение в передающих устройствах
радиолокационных станций. Форма импульса, формируемого этим
модулятором, весьма близка к прямоугольной. В качестве
коммутирующего элемента в этом модуляторе применяется электронная
лампа, которая практически является безынерционным прибором,
что дает возможность создать модулятор на любую, необходимую
для практики частоту следования импульсов. В импульсном
модуляторе с частичным разрядом накопительной емкости имеется
возможность легко менять длительность импульсов т и частоту
следования импульсов Fa,
С помощью лампового импульсного модулятора можно
создавать модулирующие импульсы, длительность которых исчисляется
от долей микросекунды до сотен микросекунд.
Ламповый импульсный модулятор находит применение в
первую очередь в передающих устройствах радиолокационных
станций, от которых требуется высокая точность определения координат.
На практике наиболее широко применяются следующие
варианты схем ламповых импульсных модуляторов:
1. Импульсный модулятор с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующим нагрузку активным сопротивлением.
2. Импульсный модулятор с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующей нагрузку индуктивностью.
3. Импульсный модулятор с частичным разрядом
накопительной емкости и выходным импульсным трансформатором.
Достоинством схемы лампового импульсного модулятора с
шунтирующим нагрузку М'ШШЫМ СОПррТЦВлёйием является ее
простота.. Недостатком схемы является сравнительно большая дли-
тельность спада формируемого им импульса напряжения. Схема
может быть рекомендована в тех случаях, когда к длительности
спада импульса не предъявляется жестких требований. В случае,
когда к длительности спада модулирующего .импульса
.предъявляются жесткие тР^^адия,^_применяется схема лампового импульр-
ного модулятора с шунтирующей нагрузку индуктивностью? Эта
схема формирует импульсы напряжения со сравнительно малой
длительностью спада, что является ее достоинством. Недостатком схе-
71

мы является наличие дополнительных элементов- подавляющего
диода и нахального трансформатора к нему, что несколько
усложняет схему, а также увеличивает ее паразитную емкость.
Ламповый импульсный модулятор с выходным ™пульсньш
трансформатором .применяется
менить полярность импульса на выходе модулятора,L^_TaK>Ke когда
желательно уменьшить напряжение на элементах схемы и напря-
"Ламповый импульсный
модулятор может быть применен для импульсной модуляции
генераторов различных типов (магнетронов,, ламп обратной волны, триод-
ных и тетродных генераторов и др). Перечисленные схемы находят
также применение в мощных каскадах подмодуляторов.
§ 1. Расчет импульсного модулятора с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующим нагрузку активным
сопротивлением
Л. СХЕМА И ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
Схема импульсного модулятора с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующим нагрузку активным
сопротивлением приведена на рис. 4. 1. Нагрузкой модулятора является маг-
нетронный генератор.
РИС. 4:1
В промежутках между импульсами модуляторная лампа
заперта напряжением смещения Eg, В течение этого времени
происходит заряд накопительной емкости Сн от источника питания Еи
через сопротивления R{ к R2. Сопротивление R2 необходимо для
создания цепи заряда накопителя, так как генератор СВЧ
обладает односторонней проводимостью. При поступлении на сетку лампы
модулятора положительного импульса она открывается и происхо-
72

ди*г частичный разряд емкости Сн на магнетрон. Незначительная
часть тока ответвляется через сопротивление R2> Длительность
импульса напряжения на нагрузке в основном определяется
длительностью импульса, поступающего на вход модуляторной лампы. Для
того, чтобы напряжение на нагрузке во время импульса оставалось
примерно постоянным, необходимо, чтобы емкость Сн была
достаточно велика.
На рис. 4.2 приведены импульс напряжения на магнетроне
и импульс тока магнетрона. Предполагается, что в цепи сетки
действует импульс прямоугольной формы. Вследствие наличия
паразитных емкостей Сп1 и Сп2, шунтирующих модулятор и
генератор СВЧ, форма импульса на нагрузке несколько
отличается от формы импульса на сетке генераторной лампы.
В момент t = Q лампа открывается, после чего начинается
разряд паразитной емкости Сп1 и заряд паразитной емкости Сп2.
Напряжение на магнетроне постепенно повышается. На участке
/ кривой напряжения магнетрон еще не генерирует, так как
напряжение на нем ниже напряжения возбуждения Еав.
Дифференциальное сопротивление магнетрона здесь весьма велико.
В момент t=z3 напряжение на магнетроне достигает
величины еаг=Еав, при которой магнетрон возбуждается и начинается
формирование фронта импульса тока магнетрона. Запаздывание
фронта импульса тока магнетрона относительно фронта импульса
напряжения на магнетроне равно
где
JL
R
J
R2
(4.1)
(4.2)
rie —дифференциальное сопротивление модуляторной лампы
в области, где сеточные токи малы (рис. 4.3);
73

суммарная паразитная емкость модулятора и нагрузки
Рис. 4.3
Im—ток модуляторной лампы при напряжении на сетке
eg~eg макс и напряжении на аноде caM~UcuaKC^Eu.
На участке 2 кривой модулирующего напряжения (рис. 4.2)
напряжение нарастает от величины еаг=-Еап до номинальной
величины. Вместе с этим нарастает до номинальной величины и
ток магнетрона. Дифференциальное сопротивление магнетрона
здесь мало. Длительность фронта импульса тока магнетрона
может быть оценена по формуле
\ *ф^ЗгСдГ] (4.3)
(4.4)
Г16
г,-—дифференциальное сопротивление генерирующего
магнетрона;
ri6<—дифференциальное сопротивление модуляторной лампы в
области перегиба характеристики при аппроксимации этого участка
пунктирной 'прямой, показанной на рис. 4. 3.
Участок 3 кривой напряжения на магнетроне (рис. 4. 2)
соответствует плоской части импульса. Снижение напряжения на
нагрузке и связанное с ним уменьшение тока магнетрона обусловлено
частичным разрядом накопительной емкости. Изменение тока маг-
нетрока во время импульса приводит к изменению частоты
магнетрона. Поэтому величина снижения напряжения на магнетроне
должна быть малой и не превышать определенной допустимой ве-
74

личины. Для этого необходимо, чтобы накопительный конденсатор
имел достаточно большую емкость. Необходимое значение емкости
накопительного конденсатора может быть подсчитано по формуле
С«= ЬЕаг ** - С4-5)
ИЛИ
Ся= и Х (4.6)
г Via т Г г)
'агн,
где
/?г—сопротивление генератора СВЧ постоянному току;
/^—-сопротивление модуляторной лампы в области
характеристик, где сеточные токи велики (рис. 4.3).
По окончании импульса на входе модулятора лампа
запирается и начинается формирование спада импульса. Паразитная
емкость Сщ заряжается, а паразитная емкость Сщ разряжается.
На участке 4 (рис. 4.2) напряжение на магнетроне изменяется
от величины Еатн до величины еаг~Еав. Магнетрон здесь еще
генерирует. На этом участке формируется спад импульса юка
магнетрона. Длительность спада импульса тока магнетрона
может быть оценена из выражения
(4.7)
На участке 5 (рис. 4. 2) напряжение на магнетроне ниже
напряжения возбуждения и магнетрон не генерирует. На этом
участке напряжение на аноде модуляторной лампы нарастает, а
напряжение на магнетроне снижается практически до нуля. Длительность
спада импульса напряжения на магнетроне (на уровне 0,05 ЕаТН)
равна
?2=2,8/?12Сп, (4.8)
где
За время импульса накопительный конденсатор Ся частично
разряжается, достигая минимального значения UCMm к концу
импульса. Величина снижения напряжения на накопительной
емкости примерно равна
(4.10)
где Iам—номинальное значение тока модуляторной лампы (рис. 4.3).
В интервале между импульсами происходит заряд
накопительной емкости. Напряжение на ней при этом повышается на
величину Д?/с> достигая к концу интервала между импульсами
величины ?/«.Макс' Для того чтобы напряжение на емкости Ся в
75

интервале между импульсами повысилось на величину MJC,
необходимо, чтобы напряжение источника питания было равно
?tt= f I ^cМИН5 (4.11)
где
Т—период следования импульсов;
/?5—сопротивление цевд заряда
Сопротивления /?! и R2 выбираются из условия, чтобы ток,
протекающий через них, был во много раз меньше рабочего
тока магнетрона. Указанные сопротивления выбираются близкими
по величине и равными
/?1«/?2~(2СМ-40)/?г. (4.12)
Коэффициент полезного действия модулятора равен
рм
Ti^ <lp, (4.13)
"ср
где
Рм —полезная мощность модулятора
Ри —средняя мощность, расходуемая источником питания.
СреДняя мощность, расходуемая источником питания, может
быть предъявлена в виде суммы
Рас,-Р^РхЛ^+Ра> (4Л5)
где
pRx —средняя мощность, теряемая на сопротивлении Нг;
2Т
смш)
u— средняя мощность, теряемая на сопротивлении i?^;
^^1-в~*'Ся)' (4Л7)
Ра— мощность потерь на аноде лампы модулятора
u:Fu (4.18)
Режим работы модулятора может быть недонапряженным,
критическим и перенапряженным. Наиболее широко применяется пере-
76

напряженный режим. Во многих случаях практики также
применяется критический режим. Недонапряженный режим применяется
редко, так как ему присущ ряд недостатков.
1. При работе модулятора в недонапряженном режиме часто
возбуждаются паразитные колебания, избавиться от которых
сравнительно трудно. При работе модулятора в перенапряженном
режиме паразитное самовозбуждение отсутствует, так как из-за
малого значения крутизны характеристик в области
перенапряженного режима не выполняются условия самовозбуждения.
2. Нестабильность напряжения в цепи сетки существенно
влияет на ток нагрузки при работе модулятора в недонапряженном
режиме и в весьма малой степени при его работе в перенапряженном
режиме.
3. В недонапряженном режиме минимальное напряжение на
аноде лампы еаМШ, необходимое напряжение источника питания Еи,
а также мощность потерь на аноде лампы имеют большие
значения, чем при работе модулятора в перенапряженном режиме.
Б. ПОРЯДОК РАСЧЕТА
Исходными данными для расчета модулятора являются:
1) номинальное анодное напряжение магнетрона (напряжение
на магнетроне в выбранной рабочей точке) Еатн]
2) номинальное значение тока магнетрона в импуЛьсе (ток
магнетрона в выбранной рабочей точке) Iатн\
3) дифференциальное сопротивление магнетрона гг;
4) длительность импульса х;
5) частота следования импульсов Fu\
6) требования к форме модулирующего
импульса—длительность фронта импульса, допустимое изменение тока (или
напряжения) магнетрона во время импульса, длительность спада импульса.
В результате расчета должны быть определены:
il) тип и количество модуляторных ламп;
2) величины сопротивлений и емкостей, входящих в схему;
3) напряжения и токи в цепях схемы;
4) энергетический баланс в схеме;
5) расчетная форма импульса напряжения на магнетроне и
импульса тока магнетрона.
Расчет модулятора следует начать с выбора типа и количества
ламр б модуляторе.
I. Выбор типа и количества ламп в модуляторе и режима
их работы
1. Модуляторная лампа должна обеспечить в рабочей точке
ток
/ — 11/
л ам 1 у х атн
и выдерживать напряжение в запертом состоянии
е ~ 1 \Е
сам макс '"-*- 1>1?-атн*
77

2. Пользуясь семейством характеристик лампы, определяем
величину максимального напряжения на сетке eguaKC так, чтобы
рабочая точка лежала на линии критического режима, т.е. чтобы
режим работы модулятора был перенапряженным. Наносим
рабочую точку А (рис. 4.3) и определяем величину минимального
напряжения на аноде лампы.
3. Максимальное напряжение на аноде лампы равно
с Макс ~^я
4. Пользуясь семейством характеристик лампы, определяем
величину напряжения запирания ?^0 (при напряжении на аноде
^) & затем определяем напряжение смещения
5. Определяем величину тока 1т (рис. 4.3).
6. Определяем величины сопротивлений ria и rie.
Если одной лампы выбранного типа оказывается недостаточно
для обеспечения заданного тока, применяют параллельное
включение ламп.
Каждая лампа должна пропускать ток
'ей— "77"" *
где N—количество параллельно включенных ламп. При
вычислении пп. 5 и 6 следует учесть, что
f *i*L •
' laN N >
где imN, rlaN и iieN— результирующие значения для Л^ параллельно
включенных ламп.
П. Выбор параметров элементов схемы
7. Определяем сопротивление генератора СВЧ постоянному
току
г> &агн
i\p —~ j
8. Пользуясь рабочими характеристиками магнетрона,
определяем величину напряжения Еав и дифференциальное
сопротивление магнетрона гг (рис. 4.4). При отсутствии рабочих
характеристик монше принять
78

F —F
*-* ae, '-'атн
9. Задаемся величиной сопротивлений
10. Определяем емкость накопительного конденсатора по
формуле (4.5) или (4.6).
III. Расчет формы импульсов напряжения и тока
11. Оцениваем величину паразитной емкости схемы Сп .
Определяем запаздывание начала импульса тока магнетрона
относительно начала модулирующего импульса напряжения по
формуле (4. 1).
12. Длительность фронта импульса тока магнетрона
определяем по формуле (4. 3).
13. Длительность спада импульса тока магнетрона
определяем по формуле (4. 7).
14. Длительность спада импульса напряжения на магнетроне
определяем по формуле (4.8).
IV. выбор источника питания и энергетические соотношения
Определяем:
15. Снижение напряжения на накопительной емкости к концу
импульса по формуле (4.110).
16. Минимальное напряжение на накопительной емкости
17. Напряжение источника анодного питания по формуле (4.11).
18. Среднюю мощность потерь на сопротивлении Й\ по
формуле (4. 16) г
79

19. Среднюю мощность потерь на сопротивлении R2 по
формуле (4. 17).
20. Среднюю мощность потерь на аноде модуляторной лампы
по формуле (4.18)
21. Среднюю мощность модулятора по формуле (4. 14).
22. Среднюю мощность источника питания по формуле (4.'15).
23. Коэффициент полезного действия модулятора по
формуле (4. 13).
24. Средний ток источника анодного питания
V. Требования к подмодулятору
25. Амплитуда импульса напряжения на входе модулятора
gz==:\ g I ^g1 макс
26. Мощность подмодулятора в импульсе
Р =U I
1 g uglg-
Величина сеточного тока модуляторных ламп Ig определяется
по характеристикам сеточного тока при еам=еамШ1н и eg=eZMaKC.
27. Длительность отпирающего модулятор импульса
§ 2. Расчет импульсного модулятора с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующей нагрузку индуктивностью
Л. СХЕМА И ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
Схема импульсного модулятора с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующей нагрузку индуктивностью
приведена на рис. 4. 5. Схема модулятора с шунтирующей нагрузку ин-
Рис. 4.5
80

дуктивностыо позволяет получить более крутой спад импульса
напряжения на нагрузке по сравнению со схемой модулятора с
шунтирующим нагрузку активным сопротивлением.
На рис. 4. 6 приведены форма импульса напряжения на
магнетроне и форма импульса тока магнетрона. В момент /=0 лампа
открывается и начинается разряд паразитной емкости Сп\ и заряд
Рис. 4.G
паразитной емкости СП2. Влиянием индуктивности L на процесс
формирования фронта импульса напряжения и тока генератора можно
пренебречь, ибо ток' в ней не успевает сколько-нибудь значительно
нарасти во время фронта импульса.
Запаздывание фронта импульса тока магнетрона относительно
фронта импульса напряжения на магнетроне *3 и длительность
фронта импульса тока магнетрона % т могут быть подсчитаны по
ранее приведенным формулам для модулятора с шунтирующим
нагрузку активным сопротивлением. Следует лишь учесть, что
в данном случае /?2=оо.
Во время плоской части импульса (участок 3, рис. 4.6)
напряжение на нагрузке несколько снижается. Снижение
напряжения на нагрузке к концу импульса обусловлено, во-первых,
частичным разрядом накопительного конденсатора Сн и, во-вторых,
нарастанием тока в индуктивности Ь.
Полное снижение напряжения на нагрузке к концу импульса
равно
где
А?'аг—снижение напряжения, вызванное частичным
разрядом накопительной емкости.
A?v/ar—снижение напряжения на нагрузке, обусловленное
нарастанием тока в индуктивности L,
Величины &Е'аГ и &Е"аГ могут быть подсчитаны по
формулам
F
6 Ерган. 88

Во время импульса ток в индуктивности нарастает, достигая
к концу импульса величины
/L=^x. (4.21)
По окончании импульса на входе модулятора лампа
запирается и начинается формирование спада импульса тока магнетроца
и спада импульса напряжения на магнетроне. Спад импульса тока
магнетрона формируется в интервале времени, соответствующем
участку 4 (.рис. 4.6). Паразитная емкость С,.2 разряжается через
магнетрон. Паразитная емкость Сп\ заряжается от
накопительного конденсатора через магнетрон. Током, ответвляющимся (при
этом через индуктивность L, можно пренебречь, так как эта
индуктивность зашунтирована весьма малым дифференциальным
сопротивлением магнетрона. Поэтому для оценки длительности
спада импульса тока магнетрона можно воспользоваться
выражением, приведенным для модулятора с шунтирующим нагрузку
активным сопротивлением.
Когда напряжение на нагрузке снижается до величины Еа8,
колебания срываются и сопротивление магнетрона резко
возрастает. За счет энергии, накопленной в паразитной емкости схемы,
имеет место обычно колебательный процесс, в результате которого
формируется'апад имшульса напряжения на магнетроне (участок 5,
рис. 4.6). Длительность спада имшульса напряжения можно
определить из выражения
где
а>2= ГС~ ~™ 1с^"2~ ' (4'23^
Так как сопротивл/егше R\ достаточно велико, можно пренебречь
влиянием этого сопротивления на длительность спада импульса
напряжения и воспользоваться для определения длительности спада
импульса напряжения на магнетроне более «простой формулой
где
С целью укорочения длительности спада импульса напряжения
стремятся уменьшить величину индуктивности L. Следует, однако,
82

учесть, что с уменьшением величины индуьливности возрастает
ток, протекающий в ней.
Ток в индуктивности L к концу спада импульса равен
/Lo~/zcosa>ovf ^ sin«)0v (4.25)
где
1
1
/ "7>
После перехода напряжения EaR{t) через нуль меняется
полярность напряжения на генераторе СВЧ (участок в кривой
напряжения рис. 4<С).Одновременно с этим открывается
подавляющий диод (рис. 4.5), шунтирующий контур L, Сп. Диод должен
быть так подобран, чтобы вносимое затухание в контур L,Cn
было достаточно - большим. При этом процесс в контуре L,Cn
будет носить апериодический характер. Апериодический процесс
имеет место при условии, что
где Ri(1—внутреннее сопротивление диода. Вместе с тем, важно,
чтобы падение напряжения на диоде было достаточно малым.
Это необходимо для того, чтобы напряжение на аноде
модуляторной лампы не превышало допустимой величины:
^ам макс ^с у^и* dm ^ ^ ам (доп)>
где идт—амплитуда выброса напряжения, следующего за
основным импульсом (рис. 4.G). Момент im, когда напряжение диода
достигает максимального значения Udn9 находится из выражения
\h^tm^2Cn^Rldi (4.26)
где
Мощность, теряемая на сопротивлении /?ь обусловлена
током, протекающим через него во время импульса, когда
модуляторная лампа открыта, и током, протекающим через него в
процессе подзаряда накопительной емкости. Полная средняя
мощность потерь на сопротивлении Rx равна
(F о V С Р I \2 / 2Т
п„ К^и^еам\т) г | W' и I р __г/ I / 1 ~ P~F
*/?1 — ^ т/ и\ 2 I и исиш I I J --е *1'
83

Средняя мощность источника питания равна
(4.28)
где
Pi—мощность, теряемая на аноде диода,
PL= Jl ; (4.29)
Pa—мощность потерь на аноде модуляторной лампы
„ишЛ (4.30)
Таблица 4.1
Рм —средняя мощность модулятора.
Импульсные модуляторные лампы
Тип
лампы
ГИ-30
ГМИ-6
ГМИ-4Б
ГМИ-83
ГМИ-5
ГМИ-89
ГМИ-30
ГМИ-3
ГМИ-7
ГМИ-90
ГММ-2С
Еа макс
Кв
5
4
22
20
20
26
30
28
22
33
32
'а ими
а
9
8
15
15
т
20
15
30
312
40
НО
^g| макс
в
350
125
300
300
250
350
2000
350
350
300
200
?g2 макс
в
850
800
1750
1250
1250
1750
—
2000
2000
1750
2000
в
6,3
(12,6)
6,3
(12,6)
6,3
25
26
25
8
26
26
25
25
h
а
2,25
1,12
2
(0
14,5
2
1,75
3,5
17
4,75
6,4
7,2
17,5
вт
15
15
200
65
50
100
300
80
125
140
900

В таблице 4.1 обозначено:
?ямзкс—максимально допустимое напряжение на аноде,
/«шип — предельное значение тока в импульсе,
egi макс—максимальное напряжение на управляющей сетке в
импульсе,
eg2макс —предельное напряжение на экранной сетке,
Uf—напряжение накала,
If—ток накала,
Расч— максимально допустимая средняя мощность рассеяния
на аноде.
Б. ПРИМЕР РАСЧЕТА
Исходные данные для расчета:
1. Номинальное анодное напряжение на магнетроне ЕаГн—25 кв.
2. Номинальное значение тока магнетрона Iarii = 60а.
3. Дифференциальное сопротивление магнетрона г, = 50 ом.
4. Длительность импульса т=1 мкеек,
5. Частота следования импульсов Fu—\0№ гц.
6. Длительность фронта импульса т^;^0,2т.
Длительность спада импульса v^(0,3-t-0,4)t.
Допустимое изменение напряжения на магнетроне к концу
импульса
-^-=0,01.
I. Выбор типа и количества ламп в модуляторе и режима
их работы
Ь Модуляторная лампа должна обеспечить в рабочей точке ток
4ж~1 i 1 ' 1атн= Ы * 60—66 п
и выдерживать напряжение
^макс « 1,25?агя« 1,25-25 =-31,5 кв.
2. Пользуясь табл. 4.1, выбираем для работы в модуляторе
лампу ГМИ-90. Для обеспечения требуемой величины тока нужно
включить две лампы в параллель. Выбираем максимальное
напряжение на сетке ^Макс:=300 в и напряжение на экранной сетке
Наносим на характеристике лампы рабочую точку (точка Л,
рис. 4.7), соответствующую току:
11е/ р\&
л ам\ <л ~* п~~ — ^^ ^*
85

Из характеристики лампы определяем минимальное
напряжение на аноде еаыип^\74 кв,
3. Максимальное напряжение на аноде лампы
1)с макс = ?вг« + ва мин =¦ 25 + 1,4 = 26,4 КВ,
4. Напряжение смещения Eg~—-600 ^=
5. Из характеристики рис. 4.7 определяем внутреннее
сопротивление лампы в области перенапряженного режима г/а=42 ом'
и в области недонапряженного режима г/й = 250 ом.
Для двух параллельно включенных ламп
42
&» Ток /^ можно определить из характеристики лампы (рис. 4.7).
Продолжив ее до значения
ea^UcwaK(.^2bA кв,
находим значение тока
/„, = 140 а.
Ток 1пг при двух параллельно включенных лампах раве
280 а.
86

II. Выбор параметров элементов схемы
7. Определяем сопротивление генератора постоянному току
#г = ?™ = i^L -420 ом.
Jam uv
8. Задаемся величиной сопротивления /?1'^(20-г-30)/?г
#1= 10000 ол«.
9. Разбиваем заданное снижение напряжения Р аг =1% на части
и
^1 0,3%
Определяем величину емкости накопительного конденсатора
Г ТГг 10-6-50-10»
Д?'аг /Т^
—р ria~rre Щг
• 420
10. Определяем величину индуктивности Ь
Л ^ /"to rz z 21 ¦ 50 -10-6 ¦ юз
V/ . \ ~~ 3-10-3(21+50)
riaTrz
я \ I
HI. Расчет формы импульсов напряжения и тока
11. Паразитная емкость модулятора имеет величину 70-М20 пф>
В расчете примем, что Сп~Ю0 пф.
Определяем запаздывание начала импульса тока магнетрона
относительно начала модулирующего импульса напряжения
х, = RCn\n ImR ¦
Поскольку Rie <^ Я1г можно принять, что
т;=125 • 100 • Ю-12' 106 In —^^Ц-—— = 0,012 мксек,
где Еав^ЕаГН-1агнгг=25 • 108~60 • 50=22 кв.
87

12. Длительность фронта тока магнетрог4а
— о 80 ' 50 , -I ^ , 1П -12 • 1 г
Расчетное значение длительности фронта тока магнетрона
может оказаться меньше длительности установления
высокочастотных колебаний магнетрона, В этом случае длительность
фронта тока магнетрона будет в основном определяться
временем установления высокочастотных колебаний магнетрона.
13. Длительность спада импульса тока магнетрона
тст-Зг2Сп=3-50- 100- Ю-12- 106=0,015 мксек.
14. Длительность спада импульса напряжения на магнетроне
4 —Еав . 1 _ 22-103 1 _0 gQ
Шфохс—Еагя o)0t ~~ 25 ЧОз 1,5 106-Ю-б — и,ОУ,
где
V LCn /4,4 ' 10-3; ЮО • 10-12 ' сек
«дТ,-0,527,
откуда
10е" 1Q e 0>^ мксек.
15. Величина тока в индуктивности Ь к концу плоской части
импульса
lL _ -j—- 44.10_з -u,i^.
IV. Выбор подавляющих диодов
16. Величина тока IiQ в индуктивности L к концу спада импульса
ho=Ii со$щъс+ ^^sina)0T, = 5,7 • 0,86 + 665 40» "# °'507===6»8 а>
где ______
р=1/^в|/М1^в6,6Б-1Уол1.
17. Выбираем диод по току эмиссии и обратному напряжению:
Выбираем импульсный диод типа 51-0,1/30. Внутреннее-
88

сопротивление диода Ri==700 ом, Ток эмиссии катода более двух
ампер. Допустимая мощность рассеяния на аноде 75 вт.
Условие
#/д<-5-р=3,32*108 ом
выполняется.
Для обеспечения требуемого значения тока необходимо
включить три диода в параллель. Внутреннее сопротивление трех
параллельно включенных диодов
RidN=: -^-=234 ом.
Мощность рассеяния на аноде диодов
р«-#--«,!¦?"'-¦««¦
18-. Определение максимального напряжения на аноде диодов
f 1 ~Г~ / 1 1
*~ у 4(Сп/?/а)3 - 1*СП у А- 10-20-2342 — 4,4- 10-з-:
= 20,8-10";
=2«)1Cn/?/a = 2 • 20,8 • 106 • 10~10 • 234=0,975;
«1^*2 рад;
. 2 2-1Q6
20,8.106
од • кг6
3,62-1,34 кв.
19. Максимальный ток, протекающий через каждый диод,
1,34-юз
* д макс / ~~~'
700
1,92 а.
20. Максимальное напряжение на аноде модуляторной лампы
@ ^н • ^д макс?
ucum и с макс ^ис — ис макс

ое . 66-10-6-Ю-» пс , .
= 26'4 0,25-10-в -2Ь-14 т-
еая макс = 26,Ы 4 1,34 = 27,48 кв < Еаж м.кс=36 «в.
V. Энергетические соотношения
21. Напряжение источника питания
р _ /у 4- л^?_—- = «ж и 4- °-26 -- % 9 kr
ии— иб'МИнТ — Т ~ —U, 1"±Т j ?-0,4 —*-и>^ ^о.
22 Средняя мощность потерь на зарядном сопротивлении
2Т
r
f ^ (?„-«/, мнн)2(1 -
— ??-°,8)= 105 e//i.
23. Суммарная средняя мощность потерь на анодах
модуляторных ламп
1+ ^)eeMHHTFft=65,l ' 1,4- 10s'
-92 em<PaROn.
24. Средняя мощность модулятора
РмС^1агнЕаги^и = 60 • 25 ¦ 103 • 10 6 - 103 - 1500 вт.
25. Средняя мощность источника питания
Рпср^РМср+Ря1+Рь+Ра=1500+105+72+92=1769 ету
где
— 2Т о * 10—3 — ' * OUVt
26. Коэффициент полезного действия модулятора
ч =^?2.= 1500=0 85.
Лгср 1769
VI. Требования к подмодулятору
27. Амплитуда импульса напряжения на входе модулятора
^=1^1+^^-6004 300=900 в.
90

28, Мощность подмодулятора в импульсе
pg=UgrgTI=0,9- 6,4=5,7 кет.
Величина тока сетки /^=^=3,2 а взята из характеристик
сеточного тока при eg Макс~300 в и ?"А=1750 б.
29. Длительность отпирающего модулятор импульса
тп-т+хд+тф/ — 1 -f 0,012+0,012=1,025 дс/гсек.
§ 3. Расчет элементов цепи коррекции вершины импульса
В ряде важных случаев практики предъявляются весьма
жесткие требования к стабильности частоты генератора СВЧ во время
импульса.
Причиной изменения частоты генератора во время импульса
является несовершенство формы модулирующего импульса,
особенно его вершины. Изменение напряжения на входе генератора
СВЧ во время импульса сопровождается электронным
смещением частоты генератора.
Одним из способов стабилизации напряжения на генераторе
СВЧ в течение импульса является включение в схему импульсного
модулятора элементов для коррекции формы вершины импульса.
На рис. 4.8 приведена схема лампового импульсного модулятора
с шунтирующим нагрузку активным сопротивлением, Последова-
Рис. 4.8
тельно в цепь разряда накопительной емкости включена
корректирующая цепочка, состоящая из параллельно включенных
индуктивности LK и сопротивления RIC Действие корректирующей цепочки
сводится к следующему. В начале плоской части импульса ток
разряда накопительной емкости Сн протекает только через
сопротивление корректирующей цепочки RK, а ток в индуктивности LK
равен нулю. Затем ток через индуктивность LK постепенно нараста-

ет, эффективное сопротивление корректирующей цепочки
уменьшается, что приводит к уменьшению падения напряжения на ней.
При правильном выборе параметров корректирующей цепочки
уменьшение напряжения на накопительной емкости может бьг^ь
скомпенсировано уменьшением падения напряжения на
корректирующей цепочке, чем обеспечивается высокая стабильность
напряжения на генераторе СВЧ.
Величиной сопротивления в цепи коррекции RK следует
задаться. Величина индуктивности корректирующей цепочки LK
определяется по формуле
LK=.CHRl. (4,31)
Относительное изменение тока нагрузки к концу импульса
может быть определено из выражения
3l
'аш
"2 '
(4.32)
где Л//Г--изменение тока генератора СВЧ к концу импульса.
Относительное изменение напряжения на нагрузке к концу
импульса
^avn 'атн "г
На рис. 4. 9 приведена схема лампового импульсного
модулятора с шунтирующей нагрузку индуктивностью. В цепь разряда на-
Рис. 4.9
копительной емкости включена корректирующая цепочка LK, RK.
В этой схеме модулятора изменение напряжения на генераторе СВЧ
во время импульса вызывается частичным разрядом накопительной
емкости Сн и нарастанием тока в шунтирующей индуктивности L.
По мере нарастания тока в шунтирующей индуктивности
возрастает падение напряжения на модуляторной лампе, в результате чего
уменьшается напряжение на генераторе ОВЧ. При надлежащем
92

выборе параметров цепочки суммарное изменение напряжения на
аноде лампы модулятора и на накопительной емкости может быть
скомпенсировано уменьшением падения напряжения на
корректирующей цепочке.
Величина индуктивности LK определяется по формуле
LK
LCHRl\\-1TaA~
смаке
(4.33)
где
(4.34)
Относительное изменение тока генератора СВЧ к концу
импульса равно
lam
Й
R
-?¦ • (4-35)
На рис. 4. 10 приведена схема лампового импульсного
модулятора с выходным импульсным трансформатором. Нагрузкой моду-
Рнс. 4.10
лятора здесь является триодный генератор СВЧ. По аналогичной
схеме часто осуществляется построение мощных выходных
каскадов подмодуляторов. В такой схеме снижение напряжения на на-
93

грузке к концу импульса обусловливается частичным разрядом
накопительной емкости и нарастанием тока намагничивания
импульсного трансформатора. Цепочка Rf?, LA, включенная в цепь разряда
накопительной емкости, осуществляет коррекцию -формы вершины
импульса.
Можно считать, что при импульсной модуляции триодного
генератора СВЧ модулятор работает на линейную нагрузку, так как
вольтамперная характеристика триодного генератора близка к
прямой, проходящей через начало координат.
Расчет цепи коррекции формы вершины импульса в схеме
лампового импульсного модулятора с выходным импульсным
трансформатором при работе на линейную нагрузку можно произвести,
пользуясь формулами:
— индуктивность в цепи коррекции
—относительное изменение тока нагрузки к концу импульса
где
R!н — пересчитанное к первичной обмотке импульсного
трансформатора сопротивление нагрузки;
Lm—индуктивность намагничивания импульсного
трансформатора.
В случае линейной нагрузки относительное изменение
напряжения на нагрузке равно относительному изменению тока
_ ^
Максимальное напряжение на накопительной емкости должно
быть выбрано с учетом падения напряжения на корректирующей
цепочке:
^Лмакс - Еатн + еам + Ук* (4.38)
где t/^—падение напряжения на сопротивлении в начале плоской
части импульса, равное
и,МаЛс (4.39)
Относительная величина падения напряжения на
сопротивлении корректирующей цепочки
Мощность потерь в цепи коррекции равна
Р^~О-е К). (4.41)
94

Можно режомендовать следующий порядок расчета цепи
коррекции формы вершины импульса в ламповом импульсном
модуляторе:
1. Задаться ориентировочно величиной падения напряжения на
корректирующей цепочке в начале плоской части импульса
т=-
и определелить величину сопротивления в цепи коррекции RK
' ам
2. Определить величину индуктивности в цепи коррекции LK,
пользуясь выражениями (4.31) или (4.33), (4.36), в зависимости
от варианта схемы модулятора и характера нагрузки.
3. Определить величину относительного изменения тока
нагрузки к концу вершины импульса, пользуясь формулой (4. 32)
или (4.35), (4.37), в зависимости от варианта схемы и характера
нагрузки.
4. Определить потери в цепи коррекции, пользуясь
формулой (4. 41).
Если полученное значение относительного изменения тока
нагрузки или величина потерь в цепи коррекции оказываются
неприемлемыми, нужно задаться другой величиной сопротивления RK и
повторить расчет по пунктам 2, 3, 4.
§ 4. Особенности расчета потерь в импульсном модуляторе с
частичным разрядом накопительной емкости при малой
длительности импульсов
При малой длительности импульсов возрастает относительная
величина потерь на элементах схемы и на аноде лампы
модулятора, обусловленных наличием токов паразитных емкостей схемы,
что приводит к увеличению средней мощности, потребляемой о г
источника питания ,и снижению кпд модулятора. Абсолютная
величина среднего значения этих потерь возрастает с увеличением
частоты следования импульсов. Поэтому при малой длительности
импульсов необходимо учитывать влияние токов паразитных
емкостей на величину потерь в элементах схемы модулятора.
В случае импульсной модуляции магнетронного генератора
потери на аноде лампы модулятора, обусловленные наличием токов
паразитных емкостей, могут быть определены по формуле
P'a^0fiCttElmFir (4.42)
Энергия, выделяющаяся на аноде лампы во время фронта
импульса, равна
W>a=0,6CnE'L. (4.43)
95

Энергия, выделяющаяся на аноде лампы во время плоской
части импульса,
^/ = /Л1А,-иЛ, (4-44)
где 1ам — ток лампы во время плоской части импульса.
Из выражений (4.43) и (4.44) видно, что энергия,
выделяющаяся на аноде лампы во время фронта импульса, определяется
величиной паразитной емкости модулятора и величиной напряжения
на аноде магнетрона. Энергия, выделяющаяся на аноде лампы во
время плоской части импульса, пропорциональна длительности
вершины импульса v С уменьшением длительности плоской части
импульса уменьшается величина W' а"', величина же Wa' остается
при этом неизменной.
Обычно при работе импульсами, длительность плоской части
которых сравнительно велика, Wa' -t Wa" и энергией,
выделяющейся на аноде лампы во время фронта импульса, можно пренебречь.
При работе модулятора короткими импульсами может
оказаться, что во время фронта выделяется на аноде лампы больше
энергии, чем во время вершины импульса. (Несмотря на то, что
длительность фронта импульса меньше длительности вершины
импульса).
Суммарная средняя мощность потерь на аноде лампы
модулятора равна
Pa-Pa+Pa'-O,GCnElrHFu + IaMeammiF,r (4.45)
Средняя мощность, рассеиваемая на аноде лампы
модулятора током, проходящим через лампу во время плоской части
импульса, пропорциональна произведению xeF/r Максимальное
значение произведения zFn ограничивается допустимой мощностью
рассеивания на аноде магнетрона, искрением катода магнетрона
и др. Поэтому с увеличением частоты следования импульсов Fn
приходится уменьшать длительность х так, чтобы произведение
xF^ const. В этом случае средняя мощность Ра"', выделяющаяся
на аноде за счет прохождения тока во время плоской части
импульса, не зависит от частоты следования импульсов.
Средняя мощность потерь на аноде лампы Р/, обусловленная
наличием токов паразитных емкостей модулятора, как это видно
из (4.42), увеличивается с увеличением частоты следования
импульсов Рц1 Поэтому увеличение частоты следования
импульсов при iFu — const приводит к абсолютному и
относительному росту этих потерь.
В качестве примера подсчитаем мощность потерь на аноде
лампы модулятора, работающего импульсами длителышс'1
V=0,15 мксек и частотой следования импульсов /^=7500 г/
Номинальное напряжение на аноде магнетрона Ялг//=12 кв. II
минальное значение тока лампы модулятора /лл/=12 а. Мин
96

мальное напряжение на аноде лампы ?амин~1 кв- Ток '/я = 36 a.
Паразитная емкость схемы оценивается величиной Сп = 80 пф.
Средняя мощность потерь на аноде лампы модулятора за
счет тока, протекающего во время фронта импульса,
Р/=О,6Сп?12г«/:1„=О16-8О-10-12(12.108)^7500-52 вт.
Средняя мощность потерь на аноде лампы за счет тока,
протекающего через лампу во время вершины импульса,
Pa'^K-fia xfu = 12 • 103 • 0,15 .10"G • 7500=13,5 вт.
а ам «мин в и ' '
Заметим, что длительность фронта импульса напряжения на
нагрузке
V^ ~lrtLH Cn = 1^3 80 • 10~12.10G^0,03 мксек
примерно в 5 раз меньше длительности вершины импульса.
Несмотря на это, средние потери на аноде лампы модулятора,
обусловленные наличием токов паразитных емкостей схемы, протекающих
через лампу во время фронта импульса, намного превосходят
величину потерь на аноде лампы за счет тока, проходящего через
лампу во время вершины импульса.
Следовательно, при работе модулйтора импульсами малой
длительности выбор лампы по допустимой мощности рассеяния на
аноде должен производиться с учетом потерь, связанных с наличием
токов паразитных емкостей схемы.
Средняя мощность, рассеиваемая на сопротивлениях Rx и R9
'юком, проходящим через эти сопротивления во время фронта
импульса:
^ = ТС»?-«Л,-|Г5 (4.4G)
где
J. _ _i_ , J_ , l l
Г) I Г) I т. О
*\ i \ i ^2 IG *^V
Средняя мощность потерь на сопротивлениях/^ и R2 за счет
тока, проходящего через сопротивления во время спада импульса:
р =0,5Сп?2 » (4.49)
где
7 Ерган 88

Вследствие того, что сопротивление генератора постоянному
току Rr обычно значительно меньше сопротивлений Rx и R2>
сопротивление R намного меньше сопротивления RV2. Поэтому, как
это видно из выражений (4.46), (4.47) и (4.48), (4.49), основную
долю потерь на сопротивлениях Rx и R2> вызванных наличием
токов паразитных емкостей схемы, составляют потери, связанные с
прохождением тока по ним во время спада импульса.
Суммарная средняя мощность потерь на сопротивлениях
/?! и /?0:
где
PR1' и PR2'—средние мощности, рассеиваемые на
сопротивлениях /?, и /?2 в процессе заряда накопительной емкости,
определяемые вторыми слагаемыми выражений (4.16) и (4.17);
PR1" и ЯК2"—средние мощности, рассеиваемые на этих
сопротивлениях током, проходящим через них во время вершины
импульса, определяемые первыми слагаемыми выражений (4.16)
и (4Л7);
Ртт и PR2'"—средние мощности потерь на сопротивлениях
Rx и /?2> обусловленных наличием токов паразитных емкостей
модулятора.
Из выражений (4.16) и (4.17) видно, что средняя мощность,
рассеиваемая на сопротивлениях Rx и /^2 током, проходящим по
ним во время плоской части, импульса хв, пропорциональна
произведению ieFu. Как уже било отмечено ранее, максимальное
значение произведения tFa ограничивается допустимой мощностью
рассеяния на аноде магнетрона. Поэтому с увеличением частоты
следования импульсов уменьшают длительность импульсов,
сохраняя произведение T/7w=const. В этом случае мощности Рщ" и
Рю" не зависят от частоты следования импульсов.
Мощности Pr/ и Pr/, рассеиваемые на сопротивлениях Rx
и /?2 TvxyGm при заряде накопительной емкости, в этом случае
^гакже мало зависят от частоты следования импульсов, так как
при уменьшении длительности импульса т уменьшают емкость Сн.
Мощности Prx'" и Pr/'', рассеиваемые на сопротивлениях
/?! и /?2 в связи с наличием токов паразитных емкостей схемы
модулятора, пропорциональны частоте следования импульсов Fu.
Обычно при расчете модулятора их не учитывают. При малой
длительности и больших частотах следования импульсов эти
98

мощности могут оказаться сравнительно большими и ими уже
пренебрегать нельзя.
В качестве примера подсчитаем потери на сопротивлениях
Rx и R2 при работе модулятора, основные данные которого
приводились выше. Накопительный конденсатор имеет емкость
Ся=0,01 мкф. Сопротивления Rl=R2=l04 ом. Дифференциальное
сопротивление лампы модулятора г/б=500 ом.
' Максимальное напряжение на накопительной емкости
Минимальное напряжение на накопительной емкости
U z=U —Ш —U — laMZe •—
^мин ^макс с гмакс Ся
_1Q 14,4.0,15.10-6- Ю-з _to TQ
"i6 0,01 . 10-1 1Z>/5 кв'
Напряжение источника питания
Еи= — ^Ц +ис -~^^г+12,78==13,22 кв.
Средняя мощность потерь на сопротивлениях /?j и /?2 за счет
тока, проходящего через них во время плоской части импульса
1-^ 0,15.10~6 • 7500-16,7 em,
P^=^LZeF^ (!2^o?)LO)15< 10-6.7500=16 ^/72.
Средняя мощность потерь на сопротивлениях /?х и /?2 за счет
тока заряда накопительной емкости
- — 2°2?1'(!i—7500(0,44 • 108)2Ц- е -^) = 2,7 ш.
Поскольку R2=^Rit то PRi'=PRl'=2J em.
Средняя мощность потерь на сопротивлениях /?2 и R2,
обусловленных наличием токов паразитных емкостей модулятора:
П /// р р2 р 0,33/? •¦{-/?i2
10«)»7500 А-33-

Поскольку R*=RX, то PR/"=PRi'"=22 в/и.
В приведенном примере расчета потери на^ сопротивлениях /?]
и /?2, обусловленные наличием токов паразитных емкостей
модулятора, составляют примерно 50% суммарных потерь на этих
сопротивлениях.
Средняя мощность потерь па аноде лампы модулятора с
шунтирующей нагрузку индуктивностью, вызванных наличием токов
паразитных емкостей схемы, может быть подсчитана по формуле
(4.42).
Средняя мощность потерь за счет тока, протекающего по
сопротивлению /?! во время фронта импульса, может быть подсчитана
по формуле (4. 46).
Средняя мощность потерь рассеивания на сопротивлении R} за
счет тока, протекающего по нему во время спада импульса,
А
р =±агнр пЛ?)
*R2C
где
A- ":#- , (4.55,
2o>o#i Cn
° VLCn
ЛИТЕРАТУРА
К главе IV
1. Гарбер И. С, Давыдов С. Д, Ширяев В. Ф. Радиопередающие
устройства СВЧ. АРТА, 1956.
2. Иванов Л. Б., Сосновкин Л. Н Импульсные передатчики! СВЧ
«Советское радио», 1956.
3. Детали \\\ элементы радиолокационных стап-ций, ч. II Перевод с
английского под. ред. А Я. Брейтба.рта, «Советское радио», 1952.
4. Гарбер И. С. Коррекция формы импульса в ламповом импульсном
модуляторе с шунтирующей нагрузку индуктивноегью. Труды АРТА, № 46, I960.
5. Гарбер И. С. Расчет потерь в имиульснюм модуляторе с частичным
разрядом вакогштельвой емкости при малой длительности импульсов. Труды
АРТА, № 46. 1960.
100

ГЛАВА V
ИМПУЛЬСНЫЙ МОДУЛЯТОР С ИОННЫМ РАЗРЯДНИКОМ
§ 1. Краткая характеристика и область применения
¦По сравнению с ламповыми модуляторами модуляторы с
ионными разрядниками обладают следующими отличительными
особенностями:
а) простотой устройства и эксплуатации;
б) возможностью получения импульсов © широком диапазоне
мощностей (до десятков и даже сотен Мет в импульсе),
длительностей (от сотых долей до десятков микросекунд) и частот
следования (от единиц герц до десятков тысяч герц);
в) сравнительно высоким кпд (до- 80%);
г) возможностью использования низковольтных источников
питания;
д) небольшим весом и габаритами.
Благодаря -перечисленным достоинствам, модуляторы с
ионными разрядниками получили очень широкое применение в
передающих устройствах импульсных радиолокационных станций, в
первую очередь, средней и большей мощности.
§ 2, Принципиальная схема и работа модулятора
Упрощенная типовая схема импульсного модулятора
изображена на ,рис. 5. 1, более полная — на рис. 5.2.
Рис. 5.1

Работа модулятора заключается в следующем.
Накопитель энергии — искусственная длинная линия ИЛ (она
же является формирующим элементом) заряжается от источника
энергии до максимального напряжения. Благодаря включению в
?и
JT
Рис. 5.2
зарядную цепь диода (Л\) это напряжение на линии удерживается
до прихода на сетку тиратрона Л2 поджигающего импульса.
С приходом поджигающего им'пульса тиратрон «поджигается»,
сопротивление тиратрона резко уменьшается (до десятых долей
ома). Искусственная линия разряжается через тиратрон и
импульсный трансформатор ИТ на нагрузку (генератор СВЧ Л3).
На нагрузке формируется имшульс напряжения и тока с
необходимыми параметрами. После этого начинается снова заряд
накопителя, и цикл повторяется с заданной частотой.
В качестве источника литания мосжет быть использован как
источник постоянного тока, так и источник переменного тока-
Модулятор с питанием от источника постоянного тока
обеспечивает лучшую стабильность амшштуды модулирующего
импульса, кроме того, позволяет изменять частоту следования
модулирующих импульсов. Поэтому чаще используются источники
постоянного тока.
Кроме элементов, показанных ка- рис. 5. 1, в модулятор могу1
входить и другие. О них будет сказано в приводимом ниже описав
нии элементов модулятора.
Элементы управления, контроля и защиты модулятора в дай*
ном 'пособии не рассматриваются.
102

§ 3. Формирующие линии
Как правило, в модуляторах используются формирующие
липни цепочечного тина (рис. 5.3). Заводы-изготовители выпускают
n,
Рис. 5.3
линии на различные длительности импульсов с волновыми
сопротивлениями 12,5 ом, 25 ом, 50 ом, 75 ом, 100 ом, 150 ом, 300 ом,
Могут выпускаться линии и с другими номиналами волновых
сопротивлений.
При этом, если линия разряжается на нагрузку типа
«активное сопротивление», то величины индуктивностей и емкостей ячеек,
t\ также количество ячеек определяются по формулам:
\ (5.2)
п > 0,4 — ; (5.3а)
я=(2~~8)106т. (5.36)
Примечание. Числом ячеек определяется как длительность фронта
импульса (5.3 а), так и амплитуда осцилляции на вершине
импульса Практикой установлено, что при модуляции ламповых
генераторов требования к уровшо осцилляции удовлетворяются три
л = (2-5-3)104
при модуляции магнетронных генераторов
В такой линии величина волнового (характеристического)
сопротивления не изменяется от ячейки к ячейке
Поэтому такие линии называются «однородными». Есл*1 линия
разряжается на нагрузку типа «активное сопротивление,
шунтированное индуктивностью» (случай включения нагрузки через

импульсный трансформатор), то формируемый на нагрузке
импульс напряжения имеет понижение вершины к концу импульса
(ряс. 5.4 б).
линия
1
t --
Рис. 5.4
Во мйогих случаях понижения вершины в несколько десятых
долей процента недопустимы (например, при модуляции
магнетрона в передатчиках когерентно-импульсных РЛО). В этих случаях
в качестве формирующих элементов используют «неоднородные»
линии [7]. «Неоднородная» линия формирует импульс напряжения
на нагрузке указанного типа без понижения вершины (рис. 5. 4 в).
Параметры «неоднородных» линий экшоненциальното типа
определяются по формулам:
L«-Lx<i ' 1 (5.4)
CK=C1=>const, J
где
8--Т1; «=1,2,...,я.
^—индуктивность, шунтирующая нагрузку (рис. 5.4).
I о Г ""
Rl
(5.5)
104

п > 0,4 >
д = (2-~-8)106т.
(5.6)
Как следует из приведенных формул, «неоднородная» линия
отличается от «однородной» практически только тем, что У
«неоднородной» линии величина индуктивностей ячеек несколько
уменьшается от начала линии к концу. Других принципиальных -или
конструктивных различий эти линии не имеют.
Величины L и С ячеек линий имеют производственный
разброс вокруг номинальных значений (т. е. L и С изготавливаются
с определенными допусками). Это приводит к появлению
осцилляции («впадин» и «выбросов») на вершине формируемого
импульса (рис. 5.5), что также во многих случаях является
недопустимым. Оценку допустимых «отклонений величин L и С ячеек от
номинальных значений можно произвести по форхмуле
I+ <&<*„ (5.7)
где oLy ac, ou—относительные величины среднеквадратичных
отклонений от номинальных значений индуктивностей и емкостей
ячеек и напряжения на вершине импульса соответственно.
В ряде случаев целесообразно компенсировать разбросы
величин L и С подстройкой величины L. С этой целью в катушки
индуктивностей ячеек вводят лодстроечные сердечники (например,
из карбонильного железа) (рис. 5.6).
Рис. 5.5
Рис. 5 б
Д.ми (Повышения электрической прочности и улучшения усло-
\\w\\ ичиюогдачи элементы высоковольтных линий помещают в
мт.'ншые олки.
<1 повышением рабочих .напряжений увеличиваются трудности
|ф||г.кг|фсж;|пия формирующих линий, источников питания (вьипря-
мнн\/|гй) \\ ра!3рядных устройств. С целью понижения рабочих на-
105

пряжений в качестве формирующих элементов используют
двойные линии, как однородные, так и неоднородные.
Схема включения двойной линии доказана на рис. 5.7.
Рис. 5.7
Разрядное устройство при двойной линии (на рисунке ключ
К) должно быть рассчитано на двойной (по сравнению с
одинарной линией) ток,
«Однородная» двойная линия рассчитывается так же, как и
одинарная, с той лишь разницей, что каждая 'половина линии
рассчитывается на половину сопротивления нагрузки, т. е.
г _Г . =7 К*Р
(5.8)
1 — ^2 ™Чг—
(5.9)
п =-(2-4-8)104.
«Неоднородная» двойная линия может состоять из одной
«однородной» (ИЛ\) и другой «неоднородной (ИЛ2). При этом
«однородная» линия рассчитывается по формулам (5.1), (5.2), (5.3).
«неоднородная» — <по формулам (5.4), (5.5), (5.6) с той лишь
разницей, что показатель неоднородности 8 увеличивается
вдвое, т. с.
Ь^Це-Щ*-1), (5.10)
^СХ=^ const;
(5.11)
06

(5.12)
/г>0,4 — 5
ТГ/7
В специальных случаях могут использоваться и другие типы
формирующих линий. В этих случаях следует обращаться к
-рекомендованным в конце главы источникам В, 4].
§ 4. Коммутирующие устройства
В качестве коммутирующих устройств могут использоваться
тиратроны( ртутные, водородные и др.), тригатроны, искровые
разрядники.
Благодаря известным положительным качествам, в (последнее
время используются почти исключительно водородные тиратроны.
Эти качества следующие:
1) большая коммутируемая мощность
*А* МЯК Г
к макс'а' макс
к макс 2
Wk макс—ДО 50 КВУ /„макс—ДО 2500 п)\
2) небольшое падение напряжения на горящем тиратроне
3) небольшое время ионизации (менее 0,1 мксек) и деиони-
зации (около 5 мксек)]
4) стабильность времени запуска (разброс времени запуска
достигает
А/<(1—2). Ю-8 сек\
5) положительная пусковая характеристика (не требуется
источника смещения);
6) сравнительно небольшая мощность импульса поджига
(несколько сотен вольт ори единицах ампер) и мощность накала
катода (менее 100 вт)\
7) небольшой вес и габариты;
8) достаточно большой срок службы (250-f-lOOO часов)
Параметры некоторых водородных тиратронов приведены в
табл. 5. 1.
Время деионивации водородного тиратрона уменьшается, если
после окончания импульса на анод тиратрона подается небольшое
отрицательное напряжение. С этой целью несколько
рассогласовывают формирующую линию с нагрузкой. Величина рассотла-со-
107

Таблица S.I
Наименование
прибора
тп,-»,.
ТГИ1—12»/и
ТГИ1-««/3,8
ТГИ1-4М/1в
ТГИ1—*м/ав
Z-5069
Z-5001
Z-S2J2
^Лсмакс
К8
8
16
3,5
1 16
25
33
40
50
'«макс
а
90
325
400
400
700
2000
2400
2000
•с
мксек
0,4-Ьб
0,5ч-6
20
0,5^-5
0,3-И 1
имп
сек
2000
1700
1000
500
500
Параметры
поджигающего импульса
в
>200
>200
>300
>200
7000-т-
2000
Людж
а
>0,5
0,54-1
>0,5
l-f-6
ХП0ДЖ
мксек
>2
>.,5
2ч-2,5
(Шпояж
dt
в1 мксек
300-1-600
300-1-600
3004-600
1000--
2000
Параметры
цепи накала
в
6,3
6,3
5
6,3
6,3
'нак
а
7
8,5
18
10,5
20
Размеры
мм
195x65
230x66
220x85
265x78
450x135

Охлаждение
воздушн.
воздушн.
воздушн -
воздушн.
воздушн.

шиши характеризуется коэффициентом рассогласования,
Определяемым
Опшмлльным считается коэффициент рассогласования
Мощность потерь на коммутирующем приборе
(5.13)
и д у
Жестких требований к форме импульса лоджига не
предъявляется. Требуется л'ишь определенная скорость нарастания
напряжения (указывается в паспорте тиратрона).
§ 5. Зарядный дроссель
Зарядный дроссель, с одной стороны, разделяет источник пи-
i линя и разрядную цепь модулятора во время разряда накопителя,
м с другой стороны, позволяет заряжать накопитель до
напряжении, (Превышающего напряжение источника. Зарядный дроссель
должен удовлетворять всем требованиям, предъявляемым к о'быч-
111лм д])О1Сселям и силовым трансформаторам, используемым в вы-
пжовольтных цепях источника питания (электрическая прочность,
Iгиловой режим, вес и габариты). Чтобы дроссель не вносил ис-
кпженили в форму напряжения и тока 1заряда накопителя,
характеристика магнитопровода (В^}(Н)) должна быть близка к линей-
IIIill. K«'ik известно, линейность характеристики магнитопровода
мпжно (повысить, если сердечник изготовить с воздушным зазором
(рис, 5.8). Практикой проектирования модуляторов определены
»'.'1гдук)щие требования к сердечникам:
Рис. 5.8
ф Г- (лучаих использования неоднородных линий за рл принимается пол-
нпмие ciHipoiпиление первой ячейки, т.е. рЛ1.

1. Максимальная индукция в сердечнике должна составлять
вб
не менее 0,8-f-0,9 -т (8-г-9 кгс). Этому требованию вшолне удовле-
творяет сталь ХВ,П (см. характеристики на рис. 6.9, 6. 13). При
собственных частотах зарядной цепи до 600 гц можно иапользо-
вать пластины (ленту) толщиной ост < 0,35 мм, при частотах до
15 кгц—ост< 0,13 мм.
2. Линейность характеристики (B=f(H)) должна быть такой,
что при изменении нагрузки от 50 до 100% индуктивность дросселя
не должна изменяться более чем на 5%. Это требование
удовлетворяется .при использовании сердечников с величиной зазора
/а>0,06/ст (рис. 5.8).
Индуктивность дросселя подсчитывается но формуле
(5Л4)
L
где: /ст
А.
I?7-—число витков;
SCT—активное (без учета изоляции) поперечное сечение
сердечника;
/ст—длина магнитопровода;
^эфф—эффективная магнитная проницаемость сердечника;
[а —магнитная проницаемость материала;
13—длина воздушного зазора.
Регулировка величины индуктивности дросселя может
осуществляться или изменением числа витков (предусматривается
несколько отводов от катушки дросселя) или изменением длины
зазора. Дроссели, рассчитанные на высокие напряжения (более
З-г-5 кв), помещают в баки, залитые маслом или ксшпаундом.
Одна из возможных конструкций дросселя изображена на рис. 5.9.
Рис. 5.9
110

§ 6, Согласующая цепочка RCCC
Внутреннее сопротивление многих типов генераторов
изменяется в процессе возбуждения и нарастания колебаний (генераторы
СВЧ типа «М»: магнетрон, амплитрон и др., в определенной сте-
1пени — лам'пр'вые генераторы в режиме отсечки анодного тока).
Внутреннее сопротивление других типов генераторов в этих
случаях практически остается неизменным (пролетные клистроны,
ЛБВ и ЛОВ типа «О»).
При расчете волновое сопротивление
р р р_^д^^^^щ^
из условия согласования линии с нагрузкой^J?енej^aj oj3?ji]LJ
б ( " ГЖ11 ^
бочей точке (в номинальном режиме/Гг~Жгм11 ^?ТО.М_У ПРИ М?:
дуляции Т"ёнё'рат6р6в""fieрвой Труппы' ? течение времени" нараста¦
ния колебаний, когда R]>R?J линия разряжается на
рассогласованную нагрузку и "напряжение ~на ^YJ^yj^_]f
тельной степени превысить> номинал^
где ?/2Я—напряжение на генераторе в номинальном режиме,
так как
[Г ~Р ^гн - ,
ZH Л R?n + ?л
где Ел — напряжение заряда линии.
Если не принимать специальных мер, то это могло бы
привести, с одной стороны, к (перенапряжениям на элементах
модулятора, а следовательно, к электрическим пробоям; с другой
стороны— к нежелательным нестационарным процессам в генераторе
(нестабильностям частоты, амплитуды, искрениям, пропускам
импульсов и т. д.).
Указанное явление можно устранить включением
параллельно нагрузке согласующей цепочки RCCC (рис. 5.2).
Сопротивление Rc выбирается равным волновому сопротивлению линии
%с~Рл1 а величина емкости Сс-~из условия равенства
длительности фронта модулирующего импульса ^фн и времени заряда
емкости согласующей цепочки
3^6>V. (5.16)
Явление перенапряжения может возникнуть и при модуляции
генераторов второй группы, например, в случаях перегорания нити
иакала катода, уменьшения тока эмиссии катода. Поэтому часто
цепочку Rfic ставят также и в модуляторах при модуляции
генераторов второй группы.
Согласующая цепочка может включаться -как со* стороны
первичной, так и со стороны вторичной обмотки импульсного транс-
111

форматора. Чаще ее включают со стороны первичной обмотки
(меньше напряжение). В обоих случаях сопротивление цепочки
Rc должно быть согласовано с рл-
Мощность, рассеиваемая на сопротивлении^»,
PH = ?*!P-2Fu=CeU*Fm (5.17)
где U—амплитуда импульса напряжения на обмотке
трансформатора, к которой подключена согласующая цепочка.
§ 7. Фиксирующие (подавляющие) диоды и защитная
индуктивность
Как известно, при искрениях в генераторах СВЧ в
формирующих линиях остаются заряды. В последующий цикл после искрения
линия заряжается до большего, по сравнению с предыдущим
циклом, напряжения. В результате амплитуда модулирующего
импульса от импульса к импульсу изменяется.
Для устранения этого нежелательного явления параллельно
тиратрону или, линии подключают фиксирующий диод, которы?
снимает остаточные заряды с линии (рис. 5*'^, 5. 1б), Диод может
быть подключен также непосредственно параллельно линии и в
схеме рис. 5. 2.
-Постоянная времени цепи диода берется равной примерно 0,01
~ Ю-2
времени заряда лиции /3~-i? > т*е-
'и макс
(5-18а)
где ^—внутреннее сопротивление диода.
В некоторых случаях необходимо уменьшить амплитуду пос/щ-
им'йульсного выброса напряжения, вызываемого энергией, накап^
ливаемои в индуктивности намагничивания импульсного
трансформатора, в этих случаях со стороны первичной или вторичной
обмотки импульсного трансформатора подключают подавляющие.диоды.
расчет цепи .-подавляющего диода прой!31ВОД1ится уж же, как и в
ламповьтх"мбДуЛЗТОрйх (см. гл. IV)"'.1 При Этом -ЁеййЧ'кИ|3[""ННДУ1КТНВг
ности колебательного контура1 t/'r"
где
^/—эквивалентная динамическая индуктивность
намагничивания импульсного трансформатора (§ 6.5);
\*>д—динамическая магнитная проницаемость магнитопровода
импульсного трансформатора (§ 6.5);
[Ад—статическая магнитная проницаемость магнитопровода
импульсного трансформатора (§ 6.5).

Примечание. Здесь и Далее штрихи указывают, 4то
величины отнесены к первичной обмотке импульсного трансформатора.
Тогда
Г" А, (5.18(5)
где С2'—эквивалентная емкость импульсного трансформатора
(§ 6.5).
В некоторых случаях, когда сопротивление диода невелико,
с целью уменьшения потерь на ^аноде диода в анодную цепь
диода включают дополнительное сопротивление (/?ДОб> Рис- 5.2).
При этом
Ю-2 .
__^ ?
¦^л"и макс
/
Диод должен быть рассчитан на рассеивание мощности по-
слеимпульсных выбросов и мощности, теряемой при искрении
генератора.
Мощность послеимпульсных выбросов
р = U'h2 F (5.19)
Если реле защиты генератора СВЧ рассчитано на
срабатывание в случае, когда число искрений превышает 0,1% от числа
импульсов, то „мощность искрения"
р ~ю/зр (5 20)
где Ряср—средняя мощность, передаваемая модулятором в
нагрузку (генератор, СВЧ),
В момент поджила тиратрона через тиратрон разряжаются
паразитные' емко^ в первую очередь,
1ЕЖ^^ не 'Принимать с5ециальных""Умер,
то
^ С целью защиты тиратрона от'выбросов тока в"момент иод»,
жига в анодную цапь тиратрона включают защитную индуктив-
7,^... келичина защитной индуктивности" пбд511|)аетсяЪксре-
^ у |
риментально и обычно составляет (2-г-10) мк^гн.
§ 8. Схема подачи тока накала катода генератора
У многих типо© генераторов СВЧ (магнетронов,- а мил и тронов
и др.) анодом является массивный металлический жородс ламоы
8 Ерган 88 ^^

В этих случаях удобнее «заземлять» анод (с точки зрения
безопасности обслуживающего персонала и удобства крепления в
шкафу). Но тогда катод и, следовательно, накальный трансформатор
оказываются под высоким импульсным напряжением. Обеспечение
необходимой электрической прочности изоляции накалыЮ'Го
трансформатора, а также малых величин паразитных емкостей между
катодом и «землей» за счет пакалыюге трансформатора
встречает серьезные технические трудности. Поэтому часто ток накала
катода генератора пропускают через вторичную обмотку импульсного
трансформатора, при этом обмотку наматывают из двух параллель-
пых проводов (рис. 5.2). Накальный трансформатор оказывается
под «нулевым» импульсным напряжением.
Ток накала катодов мощных СВЧ генераторов достигает
нескольких десятков ампер. Для пропускания таких токов
потребовалось бы сильно увеличивать сечение проводов вторичной обмот!ки
импульсного трансформатора. Конструкция импульсного
трансформатора усложнилась бы.
С целью уменьшения токов накала через обмотки импульсного
трансформатора на низковольтные концы этих обмоток подают
напряжение для питания цши накала 100-^200 в, а на
высоковольтных концах обмоток это напряжение понижают до требуемой
величины (рис. 5.10). Понижающий трансформатор размещают вместе
с импульсным трансформатором в одном масляном баке.
Г
1

В некоторых случаях накалы катодов СВЧ генераторов
необходимо питать от источников постоянного тока. Постоянный ток
может пропускаться также через вторичную обмотку импульсного
трансформатора. По приведенным выше соображениям выпрями-
¦ ель питания накала иногда целесообразно подключать к
высоковольтным концам обмоток импульсного трансформатора. Схема
подачи тока накала для этого случая изображена на рис. 5. 11. На
Рис. 5.11
зтом же рисунке изображена цепь подачи тока подмагничивания /п
сердечника импульсного трансформатора (см. § 6.7).
§ 9. Блок поджига
Для обеспечения устойчивого поджига водородного тиратрона
чребуется импульс положительной полярности напряжением до
нескольких сотен вольт при токе до нескольких ампер. Такие
импульсы формируются в специальном устройстве, называемом блоком
поджига.
Одна из возможных схем блока поджига изображена на
рис. 5. 12.
Момент подачи импульса поджига определяется
синхронизирующим импульсом, поступающим на вход блока от
синхронизатора.
Для обеспечения необходимого тока в импульсе поджигп на
выходе блока поджига ставят катодный повторитель.

Для развязки низковольтных элементов блока поджига от
высоковольтных элементов тиратрона между выходом катодного
повторителя и входом тиратрона включают фильтр нижних частот.
Рис. 5.12
1. Катодный повторитель
В катодных повторителях могут использоваться как триоды,
так и тетроды и пентоды (часто в триодном включении).
Расчет катодного повторителя заключается:
а) в выборе лампы по параметрам поджигающего импульса,
б) в определении режима работы лампы,
в) в предъявлении требований к импульсу на входе катодного
повторителя.
Поскольку, как выше отмечалось, жестких требований к
форме поджигающего импульса не предъявляется, достаточно
произвести приближенный расчет катодного повторителя.
Порядок расчета
1. По заданным величинам напряжения и тока импульса
поджига выбираем лампу катодного повторителя.
2. На характеристиках катодного тока лампы
где
выбираем рабочую точку (точка а, рис. 5.13), а следовательно,
определяем величину падения напряжения на открытой лампе
еамшг Тогда требуемая величина анодного напряжения
(5.21)

3. По допустимой рассеиваемой мощности на аноде лампы
определяем величину катодного тока покоя.
Рис, 5.13
Мощность потерь на аноде лампы за счет протекания импульсов
тока
* аа^^а мин-* поджтпод>к' п макс
Тогда
Р Р
J ^ адоп~~ г аи
(5.22)
Следовательно, напряжение смещения Eg должно
обеспечиваться сопротивлением
Rh> 1-ЕЛ • (5-23)
Обычно берут /?«—5-г-15 ком*
Если #Я=5-М5 ком не удовлетворяет условию (5.23), то
выбирают лампу с большей допустимой рассеиваемой мощностью
на аноде.
4. Требуемая амплитуда напряжения импульса на входе
катодного повторителя
Unx=Un0R,K~\-MJgJ (5.24)
где А [^-—падение напряжения на участке сетка—катод открытой
лампы, находится по характеристикам лампы (рис. 5.13),
Поскольку входное сопротивление катодного повторителя
велико, то величина тока входного импульса будет
незначительной.
117

5. Выходное сопротивление катодного повторителя
(5.25)
(vS —крутизна характеристики лампы, определяется по
характеристикам лампы).
6. Трансформатор накала катодного повторителя должен
обладать малой величиной емкости между вторичной обмоткой и
«землей» (не более нескольких десятков пикофарад), а изоляция
между первичной обмоткой и землей, а также между обмотками должна
быть рассчитана на напряжение импульса поджига.
2. Фильтр
Как известно, во время поджига тиратрона сначала
пробивается промежуток анод—сетка и поэтому некоторый интервал времени,
примерно равный времени ионизации тиратрона, сетка оказывается
под потенциалом, близким к потенциалу анода (положительный
выброс напряжения на сетке).
Для защиты низковольтных цепей блока поджигающих
импульсов от высоких потенциалов на сетке во время поджига
тиратрона, между выходом катодного повторителя и тиратроном,
обычно включают фильтр нижних частот. Схема фильтра может быть
различной, необходимо лишь, чтобы, с одной стороны, полоса
прозрачности фильтра А/пр была много меньше ширины частотного
спектра положительного выброса на сетке (длительность выброса
примерно равна времени ионизации тиратрона т110Н)
д/пр«-тг— (5.26)
тиои
с другой стороны, полоса прозрачности должна быть
достаточной для обеспечения необходимой скорости нарастания
напряжения поджигающего импульса
А/пр>-1—; (5.27)
тОбподж
dt
ОбЫЧНО *ион < Х0& пидж • ДЛЯ МОЩНЫХ ТИратрОНОВ
тион<(0>05-т-0,1) мксек, *фполж < (0,1-Н) мкеек.
Параметры фильтра, схема которого изображена па рис. 5.12,
определяются из соотношений
^•%-^подж; (5-28)
с*~-25г^Гт*п«*- (5-29)
118

#вых— выходное сопротивление катодного повторителя.
Элементы фильтра должны быть рассчитаны на напряжение
примерно 0,2Ел (?л~-напряжение на аноде тиратрона
—напряжение заряда линии).
Сопротивление утечки тиратрона Rgb обычно не
рассчитывается и принимается /?^3~20 ком.
§ 10. Расчет цепи разряда накопителя
Элементы цепи разряда накопителя определяют форму,
длительность и в определенной степени амплитуду модулирующего
импульса. Эквивалентная схема цепи разряда изображена на
рис. 5.14. На рисунке обозначено:
(I
Рис. 5.14
рг—волновое сопротивление линии;
г,—активное сопротивление линии;
L '-— индуктивность расстояния импульсного трансформатора
ТР)
/'/—активное сопротивление обмоток И. Т.;
С/—эквивалентная емкость И. Т.;
Vд—эквивалентная индуктивность-намагничивания И. Т.;
/^—сопротивление потерь И. Т.;
Rp—сопротивление коммутирующего устройства;
/?'„—сопротивление нагрузки И. Т.
Примечание. Штрихи указывают, что величины отнесены к
первичной обмотке И. Т.
Для определения необходимого коэффициента трансформации
импульсного трансформатора и расчета формы модулирующего
импульса производят дальнейшие упрощения эквивалентной схемы.
1. Определение необходимого коэффициента трансформации
В практике проектирования трансформаторов коэффициент
фансформации определяется как отношение числа витков
вторичной обмотки W2 к числу витков первичной обмотки W\:
п—Ъ.
119

В случае трансформатора без потерь коэффициент
трансформации равен отношению напряжений на вторичной и первичной
обмотках
Однако за счет потерь в активных сопротивлениях обмоток
wx > 'и;
В мощных модуляторах эту разницу необходимо
учитывать [7].
Как выше отмечалось, для обеспечения необходимого
режима работы водородного тиратрона требуется небольшое
рассогласование линии с нагрузкой (§ 5.4).
Исходя из перечисленного, необходимо брать
//т=
где
RV
1г Г> > | Г) >
*М ТА//
В этом случае необходимая величина напряжения заряда
линии определяется из соотношения
1-| 9-йл?~кр zz—(\+k), (5.31)
| -j—
а напряжение на первичной обмотке
(5.32)
2. Величина емкости накопителя
(Основная часть энергии накопителя передается в, нагрузку.
Меньшая часть энергии накопителя, определяемая кпд цени
разряда rip и коэффициентом рассогласования кр9 рассеивается в
виде тепла в элементах модулятора.
Необходимая величина накопительной емкости может быть
определена из условия энергетического баланса
СЛЕ/ = Ujj?
где U!tJH—напряжение и ток нагрузки, на которую разряжается
линия.
120

Если известна величина волнового сопротивления линии, то
С,- -^ (5.34)
(для „однородных" линий).
3. Длительность фронта модулирующего импульса
Длительность фронта модулирующего импульса определяется
в основном параметрами формирующей линии и импульсного
трансформатора:
где
т^—длительность фронта импульса, формируемого линией на
активном сопротивлении (см. § 5.3);
^—длительность фронта импульса па нагрузке импульсного
трансформатора в случае, если на вход трансформатора
подается импульс прямоугольной формы (см. § 6.5).
4. Вершина модулирующего импульса
Форма вершины модулирующего импульса определяется также
параметрами формирующей линии и импульсного трансформатора
и в определенной степени зависит от вада вольтамперных
характеристик нагрузки.
Влияние импульсного трансформатора выражается в появлении
понижения напряжения к концу импульса (если линия
«однородная») и в появлении осцилляции на вершине (в первую очередь,
переднего выброса).
Разбросы L и С ячеек линии вызывают дополнительные
осцилляции на вершине импульса.
В случае использования «однородной» формирующей линии,
понижение вершины импульса определяется из отношения
Ч
ТГ- (9л+гг')Ьд> ' ^6Ь>
где г/—дифференциальное сопротивление генератора СВЧ в
рабочей точке.
Амплитуда переднего выброса находится но номограммам
(рис. б. 16).
Уровень осцилляции, вызываемых разбросом величин L и С,
определяется соотношением (5.7).
* В случаях небольших величин коэффициента неоднородности о,
формула (5.34) может быть использована при расчете „неоднородных" лшшн. Toi-
ла в формулу вместо рл необходимо подставлять py7l.
1VI

5. Спад модулирующего импульса и амплитуда обратного
выброса
Длительность спада импульса
~+ yjcy ,
(5.37)
где Lx—индуктивность первой ячейки линии.
Амплитуда обратного выброса Ue (для вентильной нагрузки)
-777 = ,7rW • (5-38)
6. Кпд цепи разряда
(5.39)
где
Pin—мощность потерь в импульсном трансформаторе;
Рак— мощность потерь в коммутирующем приборе;
Рпл — мощность потерь в формирующей линии.
Мощность потерь в формирующей линии примерно равна
мощности активных потерь в обмотках импульсного трансформа-
юра.
§11. Расчет цепи заряда накопителя
Эквивалентная схема цепи заряда изображена на рис. 5.15,
где обозначено
?з
I
Рис. 5.15
Ь3—индуктивность зарядного дросселя;
г5—активное сопротивление зарядной цепи;
С,—емкость накопителя (суммарная емкость искусственной
линии).
Максимальное напряжение на линии (в случае заряда линии
от источника постоянного тока)
Ttrf,
(5.40)
122

i /10.
Коэффициент полезного действия цепи заряда
Обычно
Тогда
Ъ ~ °А
/7 — 1 Q/7
Я„ —напряжение источника питания.
Величина индуктивности зарядного дросселя находится из
условия, чтобы половина периода собственных колебаний
зарядного контура была несколько меньше периода следования
импульсов. Обычно берут
О,8Гм„н=*КТ7с7 (5.43)
или
Тогда
L-=itrhr- <5-44)
§ 12. Методика расчета модулятора
Основанием для расчета модулятора является задание на
проектирование передающего устройства. Исходными данными для
расчета являются:
1) параметры модулирующего импульса (напряжение, ток,
длительность, частота следования, форма). Требования к
стабильности этих параметров (генератора СВЧ);
2) параметры нагрузки (вид вольтамперной характеристики,
входная емкость, напряжение и ток накала);
3) специфические особенности работы модулятора
(температура, давление и влажность окружающего воздуха; подверженность
вибрации и ударам; длительность непрерывной работы и т. д.).
По исходным данным выбирается принципиальная схема
модулятора и отдельные элементы модулятора. В процессе расчета в
принципиальную схему могут быть внесены необходимые уточнения.
Для удобства процесс расчета обычно разбивают на этапы.
Например:
1) выбор принципиальной схемыг
!2'3

2) расчет цепи разряда накопителя,
3) уточнение параметров модулирующего импульса,
4) расчет цепи заряда накопителя,
5) расчет элементов блока поджига,
6) расчет и выбор элементов согласующей цепочки,
подавляющих диодов и других вспомогательных элементов.
Предлагаемую методику расчета поясним на примере.
Пример расчета модулятора
Исходные данные:
1. Нагрузка—магнетрон, работающий в режиме:
т—2,5 мксек\
Fu=250 имп/сек]
Ся=50 пф\
^=175 кв\мксск\
7„Г=43 а.'
2. Понижение вершины модулирующего импульса не должно
превышать 0,5% ( тг^ 0>005). Амплитуда осцилляции не должна
превышать 5% от номинальной величины Vа
3. Модулятор должен обеспечивать нормальную работу при
изменении частоты следования импульса то 150 до 300 имп/сек.
РАСЧЕТ
1 Выбор принципиальной схемы
Выбираем схему модулятора с зарядом накопителя от
источника постоянного тока через дроссель и разрядом через водородный
тиратрон.
Для обеспечения нормальной работы модулятора при
изменении частоты следования импульсов в цепь заряда накопителя
включаем диод.
При заданной величине модулирующего напряжения нагрузку
целесообразно включить через импульсный трансформатор.
Модулирующий импульс с допустимым понижением вершины
можно получить, используя в качестве формирующего элемента
искусственную неоднородную линию.
Для уменьшения тока накала через вторичную обмотку
импульсного трансформатора на высоковольтных концах импульсного
трансформатора включим понижающий накальный трансформатор.
При напряжении сети Uc=\27 в коэффициент трансформации
понижающего трансформатора
Ua 127__ir,,
121

При этом ток накала, протекающий через вторичную обмотку
импульсного трансформатора,
Т/ [llSLK 43 о О п
нак ~" лТ1 ~~15,3 ~"ZjO U'
Примечания; 1. Расчет импульсного трансформатора для
данного рассчитываемого модулятора приведен в следующей главе.
Знание некоторых параметров импульсного трансформатора
потребуется при расчете модулятора. В этих случаях будем делать
соответствующие ссылки на главу VI. 2. Энергетические
соотношения будем приводить для наиболее тяжелого режима, т. е. для
^«^имам^ЗОО UMtljCeK.
II. Расчет цепи разряда накопителя
1. Выбор водородного тиратрона.
По величине коммутируемой мощности при кпд модулятора
^=0,8
а также по т и Fu выбираем тиратрон ТГИ1-700/25 (табл. 5.1.).
Тиратрон ТГИ 1-700/25 допускает коммутацию мощности
р U* макс h макс _ 25 • 103 700 ~ „ «~6
* доп— 2~ — 2 —о,ю iu am.
2. Выбор коэффициента трансформации импульсного
трансформатора и волнового сопротивления линии.
Исходя из допустимого напряжения на тиратроне
?У„^25-103 в,
при коэффициенте рассогласования между линией и нагрузкой
/ср=1,05 получим, согласно (5.31),
п^ Т^1 |^)^-§^Ж"(1 -Н.05)«5,33.
В этом случае потребуется величина волнового сопротивления
линии (5.30)
— = ~722 ом.
Положив т4т==О,95, получим
722-0,95-1,05
Ai— 57зз
Г2Г>

Принимаем py7l==25 ом.
Тогда
Напряжение заряда линии
Предельное допустимое анодное напряжение выбранного
тиратрона составляет только 25 /се. При проектировании необходимо
предусматривать запас прочности по анодному напряжению
(порядка 10%). Следовательно, необходимо или увеличивать
коэффициент трансформации импульсного трансформатора (уменьшив
соответственно р^), 'или (выбрать тиратрон с большим
допустимым анодным напряжением.
Ближайшая к 25 ом величина волнового сопротивления
стандартной линии составляет 12,5 ом. В этом случае потребовался бы
коэффициент трансформации импульсного трансформатора
12,5 ^''"
а тиратрон коммутировал бы ток, близкий к предельно
допустимому (1К^700 а).
Поэтому целесообразно выбрать более мощный тиратрон,
оставив без изменения пт и рл.
Выбираем тиратрон типа Z-5069 (табл. 5.1).
4. Суммарная емкость искусственной линии (емкость
накопителя)
q ~ -=. ' =50 • 10~9 ф "к>
5. Число ячеек искусственной линии.
Допустимая длительность фронта модулирующего импульса
напряжения
175-103'
Задавшись *фН=0А мксек и считая, что фронт
модулирующего импульса обусловливается в одинаковой мере параметрами
* Использована формула, полученная дчя „однородных, линий. Как
отмечалось в § 5 10, в случаях небольших величин коэффициента неоднородности-fr,
формула может быть использована при расчете „неоднородных» линий.
126

как искусственной линии, так и импульсного трансформатора,
получим согласно (5.35)
т()51=тв62 = -^=г-=О,28 мксек.
Тогда необходимое число ячеек линии (5.G)
л л т п л 2,5-10-с Q
я > 0,4 -—=0,4 0 28- ю-^' ^>G5
/г—(4-~-8)10с • т^(4-~8) • 106 • 2,5 • 10-с=-10~20.
Принимаем /2 — 15.
6. Емкость одной ячейки линии
сг = ? =
.= з,зз • ю-9
По шкале номинальных емкостей [6] находим близкое значение
^=3,3- 10 9 ф.
7. Индуктивность ячеек
^ 3»3 ' 10~9' 252=2,06 • 10-G гн.
Проверяем величину длительности импульса, формируемого
линией с такими параметрами:
1
2*2,06* 10-G
1
Ы
сек;
'n + n
25 2,06- i0~s _l_ >
2,56-10 -3+ "15"
1^=2,56-Ю-8 гн (см. § 6.10).
Параметры линии удовлетворяют предъявленным требованиям
(отклонение расчетной величины длительности импульса от
заданной составляет менее 2%)-
.__2L1 _2-2,06-10-c R1 .
Од ~ 2,56-Ю-з — Ь01
к
[МК2Н]
К
'-к
[ mkzh]
1
2,060
9
2,015
2
2,050
10
2,010
3
2,045
11
2,005
4
2,040
12
2,000
5
2,035
13
1,995
6
2,030
14
1990
7
2,025
15
1.985
8
2,020
l'J7

8. Для того чтобы уровень осцилляции на вершине
модулирующего импульса, вызываемых разбросами величин L и С
ячеек линии, не превышал заданной величины 5°/0, необходимо,
чтобы среднеквадратичные значения разбросов величин L и С
не превышали
40,05
(при условии, что среднеквадратичное значение уровня
осцилляции равно третьей части максимального, т. е. 0а=-~О,О5). Если
индуктивности ячеек сделать подстраиваемыми, то требования к
допустимым разбросам величин L и С будут менее жесткими.
9. Кпд цепи разряда (без учета мощности накала
водородного тиратрона, подавляющего диода и мощности потерь в
согласующей цепочке RCCC)
5?_ ;
Р„ср=4,4-103 вт (§ G.10);
PiB=2,37- 102 вот (§ 6.10);
Р„^Р,=50,2 в/я (§ 6.10);
¦* ал- У а к* л- /ша кс»
Положив 6/ЛЛ=200 в, получим
РЯЛ=200 ' 500 * 2,5 • 10-е • 300—75 вт.
Следовательно,
44* 108
rip ~ 4,4 • 103+2,37 • 1О2+7,5 • JOJ +5,02
III. Форма модулирующего импульса
1. Длительность фронта .
Параметры формирующей линии и импульсного
трансформатора рассчитывались, исходя из заданной длительности фронта
модулирующего импульса ^срн =0,4 мкеек.
2. Форма вершины импульса.
Переднего выброса, обусловливаемого параметрами
-импульсного траноформатсра, нет (/с=0,855, см. § 6. 10).
Формирующим элементом является неоднородная линия,
поэтому понижения вершины импульса не будет. Индуктивности яче-
128

«•к линии подстраиваются, поэтому разбросы номиналов величин
»wi костей не вызовут осцилляции напряжения на вершине
импульса.
3. Длительность спада импульса
,2- Ю-6 сек\
С\-=2,25- Ю~9 ф (см. § 6.10);
Z/p=4,61-10-G гн (см. § 6.10).
4. Амплитуда обратного выброса (без подавляющего диода)
Ih = т = 2,5-Ю-6" __
^« 1/~1'аС2 "К 2,56 • 10~32,25 • 10~9
IV. Расчет цепи заряда накопителя
1. Индуктивность зарядного дросселя
т °№ 0,64 лл .
тс СAFи макс п W 1U dUU
2. Волновое сопротивление зарядного контура.
3. Кпд цепи заряда накопителя
(без учета мощности накала зарядного диода).
Задавшись d3=0,l, получим
4. Необходимое напряжение источника питания
(высоковольтного выпрямителя)
F 24 7 • 103
5. Среднее значение тока источника питания (выпрямителя)
, _ Рнср 4,4-Шз _пчяч п
t 0,92 «0,92* 13,4-
6. Максимальное значение тока заряда накопителя

V. Расчет катодного повторителя блока поджига тиратрона
1. Выбор лампы.
Будем считать, что параметры поджигающего импульса для
выбранного тиратрона такие же, как и для ТГИ1-700/25 (см.
табл. 5.1).
^подж-(700-2000) а;
Л,одж=(3-*-6) а;
мксек.
По верхним пределам указанных величин выбираем двойной
лучевой тетрод ГИ-30 [5].
2. Выбор рабочей точки (на рис. 5.11 рабочая точка
обозначена а).
По характеристикам ГИ-30 определяем, что ток 6а лампа
может обеспечить при
?амин=500 в;
?^=100 в;
Тогда необходимая величина напряжения источника питания
анодной цепи
?„=^„одж + еа мин=2000+500=2500 в.
3. Сопротивление в цепи катода RK. Мощность потерь на
аноде лампы за счет импульсов тока
Явв«^м„„/подЛод*/7«макс=500-6-6-10-6.300=5,4 вт.
По допустимой рассеиваемой мощности на аноде лампы
определяем величину катодного тока покоя
/ ^ Pg доп Рди ^5 — 5,4 о
1 6
По характеристикам находим, что /^^/^^=3,8 • Ю"8 а протекает при
?*1~--50 в.
Тогда
Як>1М = . 50 = 13.10е ом.
к /*о 3,8 • 10~3
Принимаем с некоторым запасом
RK=\b ком.
4. Амплитуда напряжения импульса на входе катодного
повторителя
^вх=^подж+Д^=?/„ояж+(1^1|+^1)=2000+(50 4-100)«2150 в.
130

5. Выходное сопротивление катодйого повторители
^вык ~ -у = 500 ом
(определяем в рабочей точке по характеристикам лампы).
Примечание. Трансформатор накала лампы должен обладать
малой емкостью (не более нескольких десятков пикофарад)
между вторичной обмоткой и землей, а изоляция между первичной
обмоткой и землей, а,также между обмотками должна быть
рассчитана на напряжение ?/Подж~2000 в.
VI. Расчет фильтра
Выбираем схему фильтра, изображенную на рис. 5.12.
1. Длительность фронта поджигающего импульса
^ ^Людж 2000г. ~ in-6
У< V5-IU
"600-106
Без особых технических затруднений может быть обеспечена
длительность
1 мксек*
2. Индуктивность фильтра
/ ^вых __ 500 . 1
Ф— ~~~^~~ > подж — те 1 • 1
3. Емкости фильтра
1 1П~6
С 1 т
ы ^подж"~" 2^500^°>Z ] ^'
VII. Требования к зарядному и подавляющему диодам
1. Зарядный диод
p^25 кв\
/макс>0,77 а;
2,. Подавляющий диод
Потери на аноде диода при допустимом числе искрений
. и'^\ , 1П_зо _(б5Ч03)2(2,5-10-6)2
Р.
адоп '¦ 7, •
10-8-4,4-108=57,6 в/7г.
131

Поскольку диод является и фиксирующим, и подавляющим, то
требования к внутреннему сопротивлению должны быть
удовлетворены для обоих случаев (5.18а, 5,18#).
п 10"2 10~2 СЛП
Rd< ъ т*—= о=660 ом,
0 РсСг ЗОО'бО'КГ9
где
^f (3,9-10^) (рис. 6.8 г);
Следовательно, внутреннее сопротивление диода не должно
быть больше 660 ом.
VIII. Согласующая цепочка
1. Сопротивление цепочки
2. Емкость цепочки
С^"ад; —"F25 5'd ш ^*
По шкале номинальных емкостей находим близкое значение
Сс=5,1'Ю~10ф.
3. Мощность, рассеиваемая на сопротивлении,
2591-\0' 10(12,5103)2300=21,2 вт.
/7j^^ -J-— напряжение на первичной обмотке импульсного
трансформатора,
4. Коэффициент полезного действия модулятора (без учета
потерь в цепи накала водородного тиратрона, подавляющего и
зарядного диодов и в блоке поджига)
= РНсР _ 4,4-103
1ш. + о 4,4-108
%> + * 0,92- 0,92 +'г'>'г
132

13. Особенности расчета модулятора с
линией
двойной формирующей
Использование двойной формирующей линии дает возможность
при том же напряжении источника питания и том же
коэффициенте трансформации импульсного трансформатора, что и в случае
одинарной линии, повысить почти вдвое напряжение на нагрузке. Одна
из возможных схем включения двойной линии приведена на
рис, 5. 16.
Рис. 5.16
Расчет модулятора с двойной линией производится так же, как
и модулятора с одинарной линией. Небольшие отличия
заключаются в следующем.
1) Согласуется с нагрузкой суммарное сопротивление линий,
т. е. приравниваются величины
где рл1 и рл2~~волновые сопротивления первых ячеек первой и
второй линий соответственно.
Коэффициент трансформации импульсного трансформатора
При этом рл1==?л2.
2) Тиратрон выбирается из расчета пропускания вдвое
большего тока (по сравнению со случаем одинарной линии), т. е.
Ел
I =
к
ы
или IK=2IHr
(в случае одинарной линии /„ = 0 л )•
133

3) Емкость накопителя равна сумме емкостей обеих линий.
4) При использовании двойной неоднородной линии
неоднородность может иметь только одна из линий, а другая может
быть однородной. Коэффициент неоднородности в этом случае
определяется по формуле
где Lx—индуктивность первой ячейки любой из линий (они
берутся одинаковыми).
ЛИТЕРАТУРА
К главе V
1. Ицхоки Я. С. Проектирование элементов импульсных устройств.
Издание ВВИА им. проф. Жуковского Н Е., 1950
2. Ицхоки Я. С. Импульсные трансформаторы, 1950.
3. Лукин Ф. В. Переходные процессы в линейных импульсных цепях
Оборонгиз, 1950.
4. Pulse Generators. Перевод «Детали и элементы РЛС». т. II, «Соз.
радио», 1952.
5. Электровакуумные приборы Справочник, Госэиергоиздат, М. Л , 1956.
6. Терещук Р. М., Домбрутов P. Al, Босый Н О. Справочник
радиолюбителя ГИТ Л УССР. Киев, 1957.
7. Колпаков Н. Д Неоднородные формирующие линии. Труды
Академии им. Говорова № 55, 1961.
134

ГЛАВА VI
ИМПУЛЬСНЫЕ ТРАНСФОРМАТОРЫ
§ 1. Общие положения
'Импульсные трансформаторы используются в широком
диапазоне мощностей (импульсных — до нескольких сотен мегаватт и
средних — до нескольких сотен киловатт), напряжений (до
нескольких соген 'Киловольт), длительностей импульсов (от сотых
долей микросекунды до нескольких сотен микросекунд) при
коэффициентах трансформации до 5-—-10.
При проектировании импульсных трансформаторов
необходимо выбрать конструкцию трансформатора, материал сердечника
и тип изоляции, про-вода обмоток, определить количество виткочв
в обмотках и геометрические размеры элементов трансформатора
(сердечника, обмоток, бака) таким образом, чтобы
спроектированный трансформатор удовлетворял предъявленным требованиям, в
первую очередь следующим:
а) искажения формы трансформирующего импульса не
должны превышать допустимых пределов или быть вполне
определенными. Трансформатор является частью схемы, формирующей
импульс на нагрузке, поэтому параметры эквивалентной схемы
трансформатора должны иметь необходимые величины;
б) трансформатор должен обладать электрической
прочностью, эксплуатационной надежностью, иметь приемлемый код,
вес и габариты.
В зависимости от назначения и условий эксплуатации к
трансформатору могут предъявляться дополнительные требования
(работа в услових низких или высоких температур, давлений, влаж-
ностей, механических вибраций и т. д.|).
К началу проектирования проектирующему должны быть
заданы- (или известны) следующие исходные данные:
Л. Напряжение на нагрузке UH=^U2 и его полярность.
2. Сопротивление нагрузки RH (или ток нагрузки 1Н).
3. Параметры формы модулирующего импульса (т, т^, хс% Ш).
4. Частота следования импульсов Fu.
5. Коэффициент трансформации пт (или параметры
модулятора, в котором будет работать трансформатор и по которым
можно определить требуемый коэффициент трансформации).
13.S

6. Входная паразитная емкость нагрузки Сн и выходная
емкость источника (модулятора) Си.
Кроме того, необходимо знать максимальную величину тока
обратного направления (по отношению к рабочему то'ку),
протекающего через первичную обмотку трансформатора в период
между импульсами и 'перемагничивающего сердечник (ток заряда
накопителя /?), а также величину тока и напряжения накала
генератора СВЧ, если питание цепи накала подается через вторичную
обмотку трансформатора.
Ввиду противоречивости требований, которым должен
удовлетворять проектируемый трансформатор, задача 'Проектирования
является довольно сложной и ее решение, как правило,
неоднозначно. Проектирование производят в несколько этапов. Сначала
производят прикидочный ориентировочный расчет, а затем делают
необходимые уточнения с целью получения варианта, близкого к
оптимальному.
Ниже будет рассмотрена методика проектирования
трансформаторов средней и большой мощности (от нескольких сотен
киловатт и выше). Маломощные трансформаторы, за исключением
редких специальных случаев, не проектируются, а выбираются из
имеющегося ассортимента (см. приложение 3).
§ 2. Конструкция трансформатора
Одна из возможных конструкций трансформатора на
Рп = 2 Мет и Рср — 2 кет изображена на рис. 6.1 а, 6.1 б. При
значительно больших мощностях используются конструкции,
изображенные на рис. 6.2, 6.3.
При выборе конструкции трансформатора исходят из
'возможностей удовлетворения предъявленным к нему требований. При
этом определяющими факторами для мощных трансформаторов
являются напряжения и средние мощности.
При напряжениях 5-5-20 кв -и средних мощностях до 1 кет
обычно используют сухие ('Воздушные) с прошитой маслом
трансформаторы * или с твердыми (полужидкими) заполнителями
(смолами, кО'М'паундаМ'и).
При напряжениях 10-4-20 кв и выше и средних мощностях
свыше 1 кет, как правило, используют трансформаторы с
масляным заполнением.
Сердечники
Как правило, используются сердечники навитого типа из
ленты толщиной ост= 0,02 -г- 0,10 мм. Ленты выпускаются различной
Ширины с градацией через -5 мм, начиная с 5 мм. В качестве
* Для пропитки вся конструкция трансформатора погружается в масло
(примерно на сутки).
136

Рис. 6Ла
137

РИС. 6.10
138

Рис. 6.2, 6.3.1—Вв. вывод I обмотки; 2— пробка горловины для заливки масла; 3— расширительный бачок; 4—вв. вывод II об-
^ мотки; 5— верхняя крышка; ?—уплотнительная прокладка; 7—кожух; 8—вв. II обмотки; 9— стойки; 10—деталь каркаса
ijsj вв,. обмотки II; И—сердечник; 12—муфта крепления сердечника; 13— нижняя крышка; 14—вв. обмотка II; 25—деталь
каркаса вв. обмотки I; 16—вв обмотка I

междулистовой изоляции используют конденсаторную бумагу
окись металла ленты, слой SiO2, наносимый методом катафореза
Возможны и другие виды междулистовой изоляции.
Форма сердечника может быть П-о^бразной или тороидальной!
с прямоугольным сечением (рис. 6.4). Принципиальных различий
\
1
1
?ст
i
1
1
1
V
V
_ _ •
1
1
1
1
1
1
1
S
1
Рис. 6.4
обе формы не имеют. Однако при напряжениях свыше 50 кв при
П-О'бразной форме сердечника легче обеспечить электрическую
прочность трансформатора (конструктивно проще выдержать
необходимые защитные промежутки). С целью увеличения
охлаждающей поверхности сердечники мо«гут изготавливаться
составными из нескольких частей, сложенных торцами, с 'Промежутками
между торцами в несколько миллиметров (рис. 6.5, 6. 6).
Катушки
Каркасы для катушек изготавливаются из изоляционных
материалов (гетинакс, текстолит, -прессшпан). В качестве
междукатушечной изоляции используют лакоткань, прочитанные маслом
кабельную бумагу и картон, масло, кремниевоортанические
жидкости. В трансформаторах с масляным заполнением (или о
другими жидкостями) катушки часто состоят из отдельных
стержней, служащих только для фиксации положения проводов обмоток)
Обмотки могут быть как однослойные, так «и многослойные,
В высоковольтных трансформаторах предпочтительнее
однослойные О;бмотки. Они проще в изготовлении и надежнее в работе.
Располагаться обмотки могут как на одном, так и на обои*
кернах сердечника (рис. 6.5). Предпочтительнее располагать
обмотки на обоих кернах, стремясь использовать возможно большую
часть длины магнитной линии сердечника. В этом случае транс-
140

r*t
ооооооооо оооб
oooooooo оооооо
ооооооооооооооо
oooooooooooopooo
-r-
-I -
CO
CO*
is:
141

форматор получается более компактным, индуктивность
рассеяния — меньше.
При составлении схемы соединения и размещения обмоток'
необходимо исходить из возможности получения минимально
возможной разности потенциалов между обмотками, обмотками и
сердечником (рис. 6.7), а также получения минимальных
габаритов трансформаторов при удовлетворении требований к
электриу непра&ыьно
неправильно
д) правильно
Рис. 6.7. Схемы расположения (между собой и
относительно сердечника) однослойных обмоток при различной
их фазировке
ческой прочности и к величине индуктивности рассеяния и
паразитной емкости (последняя всегда должна быть как можно меньше).
Провода для обмоток могут быть как с изоляцией, так и без
изоляции (в трансформаторах с жидкостным заполнителем).
Диаметр провода выбирается из допустимой плотности тока.
V
/ 4 1,
(6Л)
где
/Эфф —эффективное значение тока в проводе;
/—допустимая плотность тока, равная 2 а/мм2 при
воздушном охлаждении и 8-4-10 а/мм2 при масляном охлаждении.
С целью уменьшения потерь за счет поверхностного эффекта
обмотки могут наматываться из нескольких параллельно
соединенных .проводов. В некоторых случаях целесообразно иопользо-
142

мать провод литцендрат (в трансформаторах большой мощности
при т < 1 мксек). Вторичную обмотку не менее чем из двух
параллельных проводов приходится применять в случаях, когда
через обмотку протекает ток накала генератора СВЧ (см.,
например, рис. 5.2).
При определении необходимой длины катушек 1К и длины
защитных промежутков (/н1, 11П, 1иЬ) (рис. 6.5, 6.6)
рекомендуется допускать следующие градиенты Gn0B напряжения по
поверхности:
1) для воздушных, пропитанных маслом GnOB=2-7-4 кв/см;
2) для маслозаполненных GnoB=4-*-10 кв/см.
Пиление пределы следует брать при импульсах большой
длительности (х>5 мксек).
В промежутках ме^ду витками по длине катушки допустим
градиент Ол<10 кв/см в трансформаторах с масляным
заполнением и GK<5 кв/см в воздушных, пропитанных маслом,
трансформаторах.
Изоляционные промежутки между катушками, катушками и
сердечником (а также кожухом) выбираются исходя из
электрической прочности изоляции (таблица 6.2). Электрическая
прочность изоляции проводов, подходящих к изоляторам, усиливается
изоляционными чехлами (чулками). Некоторые конструкции
катушек изображены на рис. 6.16, 6.2, 6.5, 6.6.
Баки (кожухи)
Баки изготавливаются сварными из листового железа или
литыми (например, из силумина). К крышке бачка крепится
сердечник с обмотками и проходные изоляторы.
Для компенсации теплового расширения и сжатия масла
применяют дополнительные компенсационные бачки с объемом 5-~-10°('о
объема масла или металлические гофрированные диафрагмы. Для
увеличения охлаждающей поверхности сгенки бака изготавливают
волнистыми или ребристыми.
Изоляторы
Изоляторы применяются фарфоровые и стеклянные. Высота и
форма изоляторов выбирается по заданным напряжениям (при
фигурной форме высота изолятора выбирается из расчета 2—3 см
на каждые 10 /се). Примеры конструкций изоляторов показаны на
рис 6.1 а, 6.8.
§ 3. Магнитные материалы для сердечников импульсных
трансформаторов
Особенностями режима работы импульсных трансформаторов
являются:
143

1) одностороннее намагничивание сердечника за время
импульса;
60*8
ша/кгцион
UfCtlffiL
Рис. 6.8. Высоковольтные изоляторы
2) большие скорости нарастания магнитной индукции
-——- == 106-=-107 вб/м2сек (101(4-10u zcjceK).
Поэтому в импульсных трансформаторах применяют
специальные стали, позволяющие получать большие приращения
магнитной индукции за время импульса при допустимых потерях на
намагничивание.
Большие приращения магнитной индукции за время
импульса при одностороннем намагничивании имеют место в сталях с
относительно малой величиной остаточной магнитной индукции
Во, т. е. при —д-5 <С1 (например, сталь ХВП без дополни-
тельного отжига), или в сталях с большой „прямоугольностью"
петли гистерезиса ( в °— ^ 1 ) и с малой коэрцитивной силой
Нк (например, та же сталь ХВП с дополнительным отжигом).
144

Сравнительно небольшие потери на намагничивание
достигаются использованием сталей в виде тонко прокатанных листов
(толщина SCT<O,1 мм) с большим удельным сопротивлением
ом см2
электрическому току (рст^50 • 10 ~6 -
СМ
и применением
специальной технологии изготовления сердечников (отжиг,
междулистовая изоляция).
Параметры некоторых наиболее широко применяемых в
импульсных трансформаторах материалов приведены в табл. 6.1, 6.2,
а их статические (и динамические характеристики намагничивания
на рис.6. 9-5-6. 22.
Рис. 6.9. Сталь ХВП неотожженная, изоляция SiC>2,
[мм], рст=
UYOM CM'
I OM
?
09
eoo soo юоо tpoo 1A00 moo то
Рис. 6.10. Сталь неотожженная, изоляция SiO2, 8ст=:О,О8 [мм],
Рст=52 • 10-е I omcmI I ^без деремагничивания)
V см \
Ерган. 83
145

wo 400 600 400 то
Рис. 6.II Сталь ХВП неотожженная, изоляция SiC^, Вст = 0,08 [мм],
\ *\ (перемагничивание до ^Нач = 0)
т=52- Ю-ь \ом
\
t6LW /3&&
Рис. 6.12 Сталль ХВП неотожженная, изоляция SiO2, SCT=0,08 [мм],
Рсг=52 • 10-6
см
(перемагничивание до Внлч=—В0)
146

100
300
400
SOO 600 700 Ш> ®>°'ft
Рис. 6.13. Сталь ХВП отожженная, изоляция—конденсаторная бумага,
SCT=0,08 [мм], рст=52- 10-е \<1^?^
L СМ
wo
400 600
SOO /ООО х МОО
№0 1&О0
Рис. 6.14. Сталь ХВП отожженная, изоляция—конденсаторная бумага,
[мм], рст=52'10-е
CM
(без перемагничивания)
147

08
/
f—
1
;
!
if'
—f
I
^———
A
„Ш: HI
Ы
т., и ¦ i i -4——
... ^
'
. ¦ —
Q75J0^
, --———
Рис. 6.15. Сталь ХВП отожженная, изоляция—конденсаторная бумага
8ст=0,08 [мм], рст=52-10-в[^—
I СМ
(перемагничивание до Внач = 0)
*A
1?
у,*
0
I
dt
/
/
J -
Q?'0%
/
/
/ '
POO 400 t
¦¦
O.b Ю6.
-
0,75 10 6
—
00 SOO 1000 /200 /4fW f6OO JtiuO a
Рис. 6Л6. Сталь ХВП отожженная, изоляция—конденсаторная
бумага, аст=0,08 [мм], Рст=52 • 10-е [^]
(перемагничивание до ВщЧ=*—BQ)
148

4
1-
300 4QQ
№ 600
7во sod
Рис. 6.17. Сталь ХВП отожженная, изоляция SiOy,
СМ
Рис. 6.18. Сталь ХВП отожженная, изоляция SiO2,
&ст-0,05 [мм], Рст-52- 10-6 \ом см11
L см J
(без перемагничивания)
149

*№ 6W 800 1000 1&>0 i4f>o ffOO f<900
Рис. 6Л9. Сталь ХВП отожженная, изоляция SiO2,
I СЛ
(перемагничивание до ^нач = (
Рис. G.20. Сталь ХВП отожженная, изоляция SiO2,
5-0,06 [мм], Рст ¦= 52
(перемагничивание до
5-0,06 [мм], Рст ¦= 52 • 10-0 |°±^
L CM
150

4оо
JOG
Рис. 6.2L Сталь 50НП отожженная, изоляция SiO2,
гст = 0,05 [мм]. Рст = 45-1О-
(перемагнйчивание до jBua4 = —BQ
Гис. 6.22. Сталь 50Н отожженная, изотяция SiO2>
г = О,О5 [мм], Рст-45- 10-6 \ом см"] (перемагнйчивание до B=—BQ)
L см J

Под статическими характеристиками понимаются зависимости
B=f(H), снятые при малых скоростях нарастания магнитной
индукции, когда вихревые токи и магнитное последействие
практически не влияют на характер зависимости B=f(H) ;под
динамическими— зависимости B=f(H) при различных скоростях
нарастания магнитной индукции (т. е. в режимах, близких к тем, в
которых материалы используются в импульсных трансформаторах).
Динамические характеристики сняты при трех начальных
состояниях сердечника: 1) без перемагничивания (ЯИач~Яо)"> 2) с
частичным перемагничиванием (Втч="0); 3) с „полным"
перемагничиванием (Втч^--В0).
Начальное намагничивание создавалось постоянным током,
пропускаемым через обмотку исследуемого образца.
Таблица 6.1
Марка стали
ХВП (Э310)
—и—
—«—
— • —
50 НП
50 Н
79-НМА
[мм]
0,08
0,05
0,05
0,02
0,05
0,05
0,05
0,02
Вид
отжига
Предварит.*
В вакууме
или
водороде
—" —
« ^
Во
й
1,12
ьзо
1,35
1,16
0,31
0,55
^макс
1,5S
1,70
1.50
1,50
0,75
0,75
Г ав]
31
44
25
17
40
48
Рст
|" ОМ СМ2 ]
1 1
L CM J
52-Ю"6
52-10 б
45-10 6
45-Ю"6
56-10"6
56-Ю"6
* Отжиг материала до изготовления сердечника
производится заводом—поставщиком трансформаторных сталей.
Примечание. Из приведенных в таблице сталей сталь ХВП
является наиболее устойчивой по отношению к вибрациям и
изменениям температуры. Кроме того, технология изготовления
сердечников из стали ХВП проще, чем из других сталей.
Таблица 62
Толщина листа (ленты)
Коэффициент заполнения
пакета сталью
ЬС1
[мм]
0,02
0,7-г
0,8
0,05
0,8-f
0,85
0,08
0,85-{-
0,9
0,1
0,9-;-
0,92
0,2
0,93-7
0,95
152

§ 4. Изоляционные материалы
Изоляционные материалы должны, в первую очередь, обладать
необходимой электрической «прочностью, т. е. не пробиваться при
рабочих градиентах потенциалов по толщине.
Твердые изоляционные материалы и лакоткани должны также
обладать электрической прочностью по поверхности.
Кроме того, изоляционные материалы не должны терять
электрическую прочность :пр'и изменении рабочих температур в
требуемых 'Пределах. Параметры некоторых наиболее широко
применяемых материалов (приведены в табл. 6. 3.
Часто из твердых изоляционных материалов изготавливаются
жесткие каркасы для катушек или детали для крепления частей
трансформатора .В этом случае изоляционные материалы должны
обладать необходимой механической прочностью и допускать
механическую обработку.
Таблица 63
Параметры изоляционных материалов
п/п
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
Наименование
материала
Трансформаторное масло
Кремнеорганическая
жидкость (этилиолисилоксан)
Кабельная бумага
Кабельная бумага,
пропитанная в масле
Стеклоткань
Лакоткань светлая
Лакоткань черная
Гетинакс
Текстолит
Прессшпан
Фторопласт
Пресс-порошок

Диэлектрическая
проницаемость
г
2,25
2,7
3
4ч-4,8
54-7
4,7-4-7,7
2,84-3
5-4-6,5
7
34-4
2-4-2,5
8

Теплостойкость
(в град.)
95
не горюча
130
95
не горюча
150
105
150
120
100
не горюч
280
Макси-
мальн.
рабочее
напряжение
[кв/мм]
G
5
15
8
16
18
20
8
2
5
100
6
12 ^—диэлектрическая проницаемость свобод-
иого пространства.
153

§ 5. Эквивалентная электрическая схема импульсного
трансформатора. Форма импульса на нагрузке
Учет влияния тока намагничивания (холостого хода)
Величина тока намагничивания (холостого хода) 'импульсного
трансформатора складывается ш следующих компонентов:
1) тока, создающего изменяющийся в течение импульса
рабочий магнитный поток в магнитапроводе (ток намагничивания);
2) тока, компенсирующего уменьшение рабочего магнитного
потока в магнитопроводе вихревыми токами (вихревой ток);
3) тока, компенсирующего запаздывание изменения
магнитного потока по отношению к изменению магнитодвижущей силы,
т. е. за счет магнитной вязкости (магнитного последействия)
материала магнитопровода (ток магнитного последействия).
Величина последних двух 'компонентов определяется
скоростью нарастания магнитной индукции в магнитопроводе, но
также зависит от многих других фжтюро^в:
— марки материала магнитопро'вода;
— качества междулистовой изоляции;
— толщины проката лепты (листов);
— технологии изготовления и отжига сердечника;
— режима работы сердечника (с перемапшчиванием, без
перемагничивания) и т, д.
Опыт показывает, что аналитический учет влияния
перечисленных въние факторов па величину тока холостого хода
чрезвычайно сложен и не обеспечивает требуемой точности (особенно
при больших скоростях нарастания магнитной индукции) и
'поэтому нецелесообразен.
Величину тока холостого хода целесообразно определять по
характеристикам намагничивания используемого материала,
снятым при различных скоростях нарастания магнитной индукции
аналогично тому, как по характеристикам определяют ток через
электронную лам'пу лри различных напряжениях на управляющей
сетке. Этот способ довольно in рост, практически удобен и в то же
время обеспечивает наибольшую из всех известных способов
точность. Динамические характеристики, снятые игр и одностороннем
импульсном намагничивании, некоторых наиболее широко
используемых трансформаторных сталей приведены па рис. 6.9—6,22. На
этих же рисунках приведены статические характеристики, снятые
/ дВ Л
при незначительных скоростях нарастания индукции ., ->0 •
Динамические характеристики сняты при различных начальных
индукциях, устанавливаемых постоянным током подмагничиваппя.
Для удобства расчета трансформатора динамические
характеристики аппроксимируются ломаными линиями. Аппроксимация
должна давать возможность:
154

1) определять величину понижения вершины имшульеа (если
в модуляторе используется неоднородная линия, то аппроксимация
должна обеспечивать правильный выбор коэффициента
неоднородности линии);
2) обеспечивать выбор режима согласования (или заданного
рассогласования) сопротивлений источника и нагрузки;
3) определять величину потерь на намагничивание
сердечника (определять тепловой режим сердечника).
Вид аппроксимации будет зависеть от вида динамической
характеристики, а также от того, в какой мере необходимо
учитывать влияние тока холостого хода на форму
трансформируемого импульса. На рис. 6.23 приведены три типа аппроксимации
Рис. 6.23
и соответствующие им эквивалентные схемы. Первый тип
аппроксимации соответствует случаю работы трансформатора без
подмагничивания (Д//^> Д//#); второй—с подмагничивапием, но
когда крутизна характеристики не велика (Д//^~Д///?) и
необходимо учитывать влияние эквивалентной индуктивности Ld
намагничивания (на величину понижения вершины импульса); третий —
с подмагничиванием, когда крутизна характеристики
значительна (Д///, С А///?) и не требуется учитывать влияние эквивалентной
индуктивности намагничивания,
1.S.S

Такая аппроксимация характеристик намагничивания дает
возможность не только просто подсчитать потери на
намагничивание, но также определить параметры Ld и RT эквивалентной
схемы, необходимые для расчета неоднородности формирующей
линии, понижение вершины к концу импульса, соотношение
между входными и выходными напряжениями трансформатора (как
отмечалось (гл.5), в общем случае равенство гг-^ пт очень
приближенное и не всегда удовлетворяет целям практики, особенно в
модуляторах большой мощности [4]).
Параметры эквивалентной схемы Ld и /?т, учитывающие
влияние тока намагничивания, при такой аппроксимации
динамических характеристик намагничивания находятся по формулам:
*,-^#. (6.3,
где
Wl—число витков первичной обмотки;
ScT—сечение железа сердечника;
/ст—длина магнитопровода сердечника;
V-д ^ *gai= дя динамическая дифференциальная магнитная
проницаемость (рис. 6.23).
Примечание: Штрихи в обозначениях величин в формулах
(6.2), (6.3) и ниже обозначают, что величины отнесены к
первичной обмотке импульсного трансформатора.
После окончания импульса на входе трансформатора
изображающая точка возвращается в исходное состояние по
статической петле гистерезиса.
Статическая магнитная проницаемость
^=tga2 (рис 6.23).
Индуктивность рассеяния и динамическая емкость трансформатора
Как отмечалось, в трансформаторах средней и большой
мощности чаще используются однослойные обмотки. Приводим
формулы для этого случая. В случаях более сложных схем обмоток
следует обращаться к специальным руководствам по
проектированию импульсных трансформаторов [1,2,3].
Индуктивность рассеяния
156

где
= 4тгЮ~7\^г\[ J ~ I — магнитная проницаемость свободно-
L м J \ э I
го пространства;
Рк—средний периметр катушки;
1К—длина катушки;
dl9 d2—диаметры проводов обмоток;
^ — изоляционный промежуток между обмотками.
Обычно Д2 > ~~^г~А поэтому при прикидочных расчетах
можно пользоваться формулой
^K (6.5)
Динамическая емкость
где
« — диэлектрическая проницаемость междуобмоточной
изоляции;
Vя и ик—импульсные напряжения между обмотками в
начале и конце обмоток.
Например, для случая включения обмоток, показанного на
рис. 6.7а,
При расположении обмоток (рис. 6.5) на двух кернах
(параллельном и последовательном их включении):
2/*
Активные потери в проводах обмоток
При определении потерь в проводах обмоток необходимо
учитывать возрастание потерь за счет импульсного характера
тока (поверхностный эффект), за счет влияния полей, наводимых
токами соседних проводов (эффект близости), и увеличение
сопротивления за счет повышения температуры в обмотках.
В общем случае эквивалентное активное сопротивление
провода
г,=гокпкбк„ (6.10)
157

где
г0—сопротивление провода постоянному току при
температуре 20°С;
кп> кб> #/—коэффициенты, учитывающие увеличение
сопротивления за счет поверхностного эффекта (кп)} эффекта близости
(кб) и за счет повышения температуры (Kt). Kn=f(Z),
Z=5,9^> (6.11)
где d—диаметр провода.
Величина кп находится по графику (рис. 6.24).
10006
10006
iQOQOk —
i 00002 -
Рис. 6.24
С целью уменьшения потерь за счет поверхностного
эффекта часто обмотки наматывают несколькими параллельными
проводами или пользуются многожильным проводом (литцендрат).
Коэффициент близости кб = 2,8 для однослойных обмоток;
кб~\,А если первичная обмотка расположена между двумя
вторичными.
Температурный коэффициент для /=90°С к/^1,3.
Обозначив rQKt—r, получим гв=гкпкб.
Выбор сечения проводов обмоток необходимо производить с
учетом всех потерь в проводах. С этой целью вводят понятие
расчетного значения тока 1р.
u У^б = IaVW6- (6Л2)
Через обмотки трансформатора могут протекать дополнительные
токи. Например, через вторичную обмотку часто протекает ток
/нак накала генератора СВЧ. Тогда расчетное значение тока
через вторичную обмотку
(6.13)

где коэффициент 2 при /нак учитывает то положение, что для
тока накала провода обеих ветвей вторичной обмотки включены
последовательно. При выборе сечения проводов первичной
обмотки необходимо учесть ток холостого хода (намагничивания)
трансформатора.
где Гъхх—эффективный ток холостого хода (намагничивания)
Через первичную обмотку обычно протекает ток заряда
накопителя 1ЗЭ. Тогда расчетное значение тока через первичную
обмотку трансформатора
^-УЖ^^б + ^' (6Л5)
Обычно /se</si, тогда
Эквивалентная электрическая схема импульсного трансформатора
Эквивалентная электрическая схема позволяет учесть
влияние трансформатора на форму импульса на нагрузке. По
параметрам схемы определяют также энергетический баланс в
трансформаторе.
В большинстве случаев трансформаторы средней и большой
мощности являются повышающими. Эквивалентная схема
повышающего трансформатора, используемая принятой в настоящем
пособии методикой расчета, приведена на рис. 6.25. Схема спра-
\J
+.Т
Рис. 6.25
иедлива как для нагрузок с линейной вольтамперной
характеристикой (нагрузки типа „активное сопротивление"), так и для
нелинейных нагрузок типа „диод со смещением".
Параметры схемы:
С'2=С'н+С'д+Си (6.16)
величины С'н и Са лежат в пределах от 30 пф до 100 пф\

, (6.17)
где
Кэ\ и гэ2 — эквивалентные активные сопротивления проводов
первичной и вторичной обмоток;
/?х—внутреннее сопротивление источника (модулятора);
Штрихи указывают, что параметры отнесены к первичной
цепи.
Форма импульса на нагрузке
Длительность фронта импульса на нагрузке. Как
отмечалось в гл. 5, § 10, влияние параметров трансформатора на
длительность фронта импульса на нагрузке определяется по
длительности фронта импульса т^2 напряжения на нагрузке в схеме
рис. 6.26 при подаче на вход схемы идеального прямоугольного
+
Рис. 6.26
импульса. Если на вход схемы подается импульс не идеальный,
а имеющий длительность фронта т^х, то длительность фронта
импульса напряжения на нагрузке 1фн можно оценить как
<6Л9)
Величина ?ф2 находится по номограмме рис. 6.27.
Входной параметр номограммы
По параметру т0> определенному по .номограмме, находим
г-' (6-21)
/
160

Номограммой мошю пользоваться и в случае нагрузки типа диод
со смещением. (Если параллельно нагрузке подл ючен а
согласующая цепочка RCCC, изображенная на рис. 5.2, то R/2^=R1^=RC).
Рис. 6.27
Обьыно в трансформаторах средней и большой мощности
-:>ь
Для этого случая
(6.22)
(6.23)
Формулой (6.23) можно пользоваться при проектировании
и прикидочных расчетах.
Понижение вершины, импульса. Эквивалентная схема для
I I Ерган. 88 НИ

определения величины понижения вершины имйульса приведена
на рис. 6.28.
Для случая нагрузки типа „активное сопротивление" (триод-
ный генератор, многорезонаторный клистрон)
U, - (Rf2+Ri)L'd {0-zv
где tw—длительность модулирующего импульса (напряжения).
Для случая нагрузки типа диод со смещением
!h~ РГНГО" (6'25)
где г,—дифференциальное сопротивление нагрузки генератора в
области рабочей точки.
-Г
Л-Г
т
Рис. 6.28
В модуляторах с формирующей линией» если линия
неоднородная (см. гл. 5 § 3), понижения вершины импульса нет.
§ 6. Площадь поперечного сечения и длина
магнитопровода сердечника
Правильный выбор площади поперечного сечения, так же
как и выбор числа витков, представляет наибольшие трудности
при проектировании. Площадь поперечного сечения сердечника
Sc должна быть такой, чтобы, с одной стороны, приращение
индукции в сердечнике не превышало максимально допустимой
величины &Вма&с, с другой стороны, поверхность охлаждения
сердечника 50ХЛ должна быть достаточной для рассеяния потерь
энергии, затрачиваемой на намагничивание сердечника и
выделяющейся в виде тепла.
При максимально допустимой величине ДВмакс по закону
электромагнитной индукции площадь поперечного сечения
сердечника
SCM> АВм^Кс1пт ' <6'26)
162

Максимально допустимая величина приращения магнитной
индукции за импульс АВмакС определяется линейным участком
динамической характеристики намагничивания для заданной
скорости нарастания магнитной индукции. Величина А5макс
находится по динамическим характеристикам намагничивания (рис. 6.9 —
-6.22). Например, для всех сталей с прямоугольной формой
петли гистерезиса (отожженные стали ХВП, 50НП, 50Н и др.) при
полном перемагничивании
Чтобы превышение температуры сердечника над
температурой окружающей среды не превосходило допустимой величины
A/j, необходимо, чтобы площадь поверхности охлаждения была
50хл>^^' (6-27)
где
?т = 2 • 10-2— для маслозаполненных трансформаторов;
Ет=7-10~2 -PUQm " для в03ДУш"ых трансформаторов;
50Хл = 2п(а+в)1ст, п — число составных частей сердечника
(рис. 6.5 и 6.6).
При квадратной форме поперечного сечения сердечника
а=пв+(п— 1)А8,
тогда
где #0~—1^ коэффициент формы.
Кф учитывает увеличение 50ХЛ при использовании составных
сердечников (рис. 6.5, 6.6). Если сердечник состоит из двух
частей, то #?--= 1,5; если из трех—кф=2. Если Sc определена, то
ширина ленты
• =- I- I /Г^-Т+7- ^ • (6.28)
Удельные потери энергии на намагничивание сердечника для
данной величины AS при принятой аппроксимации динамических
характеристик намагничивания
Wnc 2 ~~ [ J
Средняя мощность потерь на намагничивание
АН Л
- S^u [em]. (6.29)

Считая, что все потери на намагничивание рассеиваются 6
сердечнике, получим
т. е. площадь поперечного сечения сердечника по условиям
теплового режима сердечника должна быть
(6-30)
Следовательно, возможности варьирования величины площади
поперечного сечения ограничены как сверху, так и снизу,
При проектировании необходимо стремиться к
возможно меньшей величине 5^ путем увеличения А5, Wv
кф. АБ можно увеличивать использованием магнитных
материалов с большим 5макс в режиме междуимпульсного перемаг-
ничивания; Wx—за счет увеличения длины катушки 1К, так как
при расчете величина индуктивности рассеяния Lp определяется
однозначно и увеличивать Wx при Lp = const можно только за
счет увеличения 1К (6.4), т. е. за счет увеличения /сГ и
возможно большего заполнения /Cf обмотками (увеличение отноше-
ния т^-); кф-~за счет увеличения числа составных частей сердеч-
ника.
При расчете трансформатора в качестве первого
приближения Sc необходимо брать величину, полученную из условия
обеспечения заданного теплового режима сердечника при <\В--=&ВШКС,
т. е.
Ct
При дальнейшем расчете, когда будет определено число витков
Wu находится необходимая площадь поперечного сечения из
формулы для закона электромагнитной индукции, т. е.
Если при этом получим SCM>Scn т. е. требуется большая
площадь поперечного сечения сердечника, чем полученная
величина Sct, то необходимо задаться величиной &В < AZ?MaKc и
произвести расчет заново (брать за расчетную величину площади
164

поперечного.сечения величину SCM в этом случае нельзя, ибо
потери в сердечнике будут больше допустимых, сердечник будет
перегреваться).
Если же Scm<Sct, то за расчетную величину берется SC—SCM.
При этом сердечник будет работать в облегченном режиме, т.е.
температура сердечника будет меньше допустимой.
Длина магнитной линии сердечника /ст должна быть
достаточной для размещения обмоток и обеспечивать электрическую
прочность конструкции (изоляционные и защитные промежутки).
Однако при большой величине /ст может ухудшиться
механическая прочность конструкции.
Защитные промежутки могут обеспечиваться самыми
различными способами (удлинение промежутков за счет фигурных краев
каркасов катушек (рис. 6.2, 6.3), за счет способов взаимной
фиксации сердечника и катушек). Поэтому в общем случае
/_//// / n S Д Д Д Д )
''ст J\LK* ''ill* «2? ^с> 1' 2> 3> *-*4/'
Например, для конструкции, изображенной на рис. 6.5, 6.6, при
квадратной форме поперечного сечения сердечника
§ 7. Перемагничивание сердечников
При одностороннем импульсном намагничивании сердечника,
когда ток через обмотки трансформатора протекает только в
одном направлении, возможности материала сердечника по
допустимому приращению индукции AS импульса используются не
б
И
Рис. 6.29. Динамическая петля гистерезиса.
1, 2, 5—путь движения точки, изображающей
состояние сердечника за один цикл работы в
режиме без междуимпульсного перемагничивания
(одностороннего импульсного намагничивания)

полностью (рис. 6.29). Для повышения допустимой величины А5
или создают воздушный зазор в магнитопроводе и тем самым
понижают величину остаточной магнитной индукции #0, или пе~
ремагничивают сердечник, создавая перемагничивающую силу //ncp,
обратную той, которая действует в течение импульса, т. е.
изменяют исходное положение рабочей точки (рис. 6.30). Чаще
Рис. 6.30. Динамическая пегля гистерезиса.
1, 2, 3—путь движения точки,
изображающей состояние сердечника за один цикл
работы с междуимпульсным перемагничиванием
используют второй способ, ибо, во-первых, технология
изготовления сердечников с воздушным зазором довольно сложна, во-
вторых, возможности увеличения МЗ во втором случае больше.
Перемагничивание может быть как естественным" (без
специальных источников перемагничивающего тока), так и
искусственным. „Естественное" перемагничивание может
осуществляться током заряда накопителя энергии (направление тока
заряда противоположно направлению тока разряда ), если
этот ток достаточен для перемагничивания. Для полного
перемагничивания сердечника (начальная индукция равна—Во)
необходимо создать перемагничивающую силу
•''пер'—^?* * к> \у).ОО)
При этом
* пер -*>*¦' Tvf \V.ODJ
В некоторых случаях достаточно частичного
перемагничивания сердечника (Нпер<2Ик). Однако для обеспечения
устойчивого перемагничивания во всех случаях необходимо, чтобы
при максимально допустимых величинах токов короткого замы-
1-66

кания величина перемагничивающей силы достигала Нл (рис. 6.31).
Действительно, если трансформатор рассчитан для работы в
режиме „естественного" перемагничивания, то до тех пор, пока
Рис. 6.В1
л> трансформатор для модулятора будет представлять
нагрузку с очень малым сопротивлением. Следовательно, при
Hntv<H/l модулятор будет работать в режиме, близком к
короткому замыканию.
При этом необходимо, с одной стороны, чтобы модулятор
выдерживал режим короткого замыкания до определенного
напряжения накопителя, с другой стороны, через провода
первичной обмотки не должен протекать ток, больше допустимого.
Например, если ограничить ток короткого замыкания 1КЗ—1Н> то в
модуляторах с искусственной линией такой ток будет достигаться
при напряжении Елю равном половине номинального напряжения
заряда линии
(6.37)
При этом значении Елк необходимо, чтобы ток заряда
накопителя обеспечивал перемагничивающую силу не меньше НА
(рис. 6. 31).
Напряженность перемагничивающего поля пропорциональна
напряжению заряда линии Ниер~Ел. Если считать, что до
половины номинального напряжения заряда линии модулятор
допускает работу в режиме короткого замыкания, то условия
устойчивого перемагничивания можно выразить через
Л^пер макс > 2//л. (6.38)
167

Невыполнение указанного условия приведет к перегреву
обмоток.
При искусственном перемапшчивании создается перемахни-
чивающая сила (обычно от источника постоянного тока). Ток
может пропускаться через имеющиеся обмотки или через
дополнительную обмотку (рис. 6.32). При этом необходимо обеспечить
(6.39)
Рис. 6.32
Дроссель должен также вносить возможно меньшую емкость
в схему (вносится паразитная емкость, шунтирующая вход
трансформатора).
В трансформаторах со средней мощностью свыше 1 кет
целесообразно использовать «естественное» перемагничивание. При
«естественном» перемагничивании схема и конструкция
трансформатора получаются проще.
§ 8. Энергетический баланс в трансформаторе
Часть трансформируемой энергии теряется в цепях
трансформатора. Эта энергия ^потерь рассеивается ib виде тепла частично1 в
самом трансформаторе, а частично, во внешних, по отношению к
трансформатору, цепях (например, в цепи подавляющих диодов).
Кроме того, -в трансформаторе может рассеиваться часть
энергии посторонних источников: потери за счет протекания через
обмотки трансформатора тока накала и така перемагничивания.
Потери энергии в трансформаторе уменьшают кпд
устройства (модулятора) и определяют тепловой режим трансформатора.
При конструировании трансформатора необходимо
предусматривать возможность отвода тепла от элементов трансформатора.
Поэтому потери в трансформаторе во многом определяют его
конструкцию и габариты. Потери в трансформаторе складываются из:
а) потерь на намагничивание сердечника;
б) потерь в активных сопротивлениях проводов обмоток;
в) 'потерь, обусловленных индуктпвиостями рассеяния и
«паразитными емкостями;
д) диэлектрических потерь в изоляции.
168

Потери, вызванные 'наличием индуктивностей рассеяния, и
диэлектрические потери, как .правило, значительно меньше остальных
видов потерь и при проектировочных расчетах обычно не
учитываются.
Потери на намагничивание сердечника
При излагаемой методике проектирования -и .приведенной
выше (§ 6. 5) аппроксимации динамических характеристик
намагничивания потери на намагничивание целесообразно определять
через параметры эквивалентной схемы RT' и Ld' (рис. 6.23).
Средняя мощность потерь на намагничивание
p.- ul
Р, - VV F
(6.40)
(6.41)
Потери в активных сопротивлениях проводов обмоток
Потери за счет импульсного тока
р-Рп+РЛ9 (6.42)
где
Pri> ^—-потери в первичной и вторичной обмотках
соответственно;
Рл-Ч/и ) (б43)
Потери за счет протекания тока накала
Рнак=-/Э2нак4^2- (6.44)
Потери за счет тока перемагничивания (эффективного
значения тока заряда накопителя энергии 1ЗЭ и эффективного
значения тока источника перемагничивания /Перэ)
Pnep^/^f /п2ер/г (6.45)
где rlf г2--активные сопротивления проводов первичной и
вторичной обмоток (без учета влияния эффекта близости и
поверхностного эффекта).
Примечание: Если не требуется разделять потери на
компоненты, то общие потери в активных сопротивлениях проводов
обмоток можно определить по величине расчетного значения
тока в обмотках:
169

Потери в паразитных емкостях и индуктивностях рассеяния
Энергия, запасенная в емкости С'2, в зависимости от
характера нагрузки, может частично или полностью передаваться в
нагрузку. В случае нагрузки типа «активное сопротивление»
(например, триодный генератор) емкость С\, полностью разряжается
через нагрузку.
В случае 'нагрузки типа «диод со смещением» (например,
магнетрон) часть энергии остается в емкости Сг и рассеивается в
-виде (потерь Рс
Рс=Кн-^т±-*Рл> (6.46)
?/0 —напряжение возбуждения генератора.
Для магнетронов лгя^0,5.
Энергия, запасенная в индуктивности рассеяния, почти
полностью передается в нагрузку (ток через нагрузку будет
протекать до тех пор, пока он протекает через Lp),
Коэффициент полезного действия трансформатора
Учитываем только потери трансформируемой энергии (т. е.
не учитываем потерь за счет тока накала и тока иеремагн'цчи'ва-
ния):
где
Тепловой режим трансформатора
Температура элементов трансформатора не должна превышать
допустимых пределов. Так, температура трансформаторного масла
не должна превышать 95°С, температура обмоток, погруженных в
масло, < 95°С, температура сердечника <110°С (предельно
допустимые температуры для некоторых видов изоляции приведены
-в табл. 6. 3).
Температура окружающего воздуха задается условиями
эксплуатации и обычно составляет (50-f-60)°C.
Поверхность охлаждения каждого элемента, рассеивающего
тепло, должна быть достаточной для поддержания перепадов
температур в заданных пределах. В трансформаторе источниками
тепла являются сердечник и обмотки. Для этих элементов
необходимая охлаждающая поверхность определяется по формуле
S0M>S, §¦ ' (6.49)
170

где
kt—заданный перепад температур в градусах Цельсия;
Pz — полная рассеиваемая мощность;
\т —- 2-10~2 — для маслонаполненных трансформаторов;
в/п
1т — 7 -10~2 ра м для воздушных трансформаторов.
Этой же формулой можно пользоваться для определения
необходимой охлаждающей поверхности бака. При этом
?г = 7,7- 1Q-2 гра шМ для бака с гладкой поверхностью;
?r—(1,2-f-l,4)10"1 грптМ-~ для бака с волнистой (ребристой)
поверхностью. вт
Применением обдува бака можно уменьшить требуемую
поверхность охлаждения в 1,5—2 раза.
При температуре окружающего воздуха ?=50-т-60°С можно
принять следующие величины перепадов температур:
— между сердечником и маслом Д^=(30-5-40)оС;
— между баком и воздухом Д/3=(15-т-25)°С
Перепад температур между маслом и стенками бака
составляет Д/а=(2-5-3)°С.
§ 9. Порядок проектировочного расчета
При проектировании необходимо так выбрать конструкцию
трансформатора, схему размещения и соединения обмоток,
материал, длину /ст и сечение Sc сердечника, изолирующие
материалы, длину катушек 1К и изоляционные A1? А2,и защитные 1п1, /я2
промежутки, количество витков в катушках Wv W2 и диаметр
проводов обмоток dlf d2, чтобы удовлетворялись три основные
требования:
1) искажения формы трансформируемого импульса должны
лежать в допустимых пределах или быть вполне определенными
(т. е. трансформатор должен иметь вполне определенные
величины Lp% Сд, Ld)\
2) трансформатор должен обладать достаточной
эксплуатационной надежностью (электрической прочностью при заданных
тепловых режимах);
3) коэффициент полезного действия трансформатора должен
быть достаточно высоким (85—95°/о)> а вес и габариты возможно
меньшими.
Возможности варьирования многих величин ограничены сле-
чующими условиями:
1) Длина катушек 1К, изоляционные Их и Д2 и защитные
промежутки 1иЪ 1и2 ограничены нижними пределами, заданными
напряжениями 1/х и U2. Верхние пределы указанных величин
ограничены необходимостью получения определенных значений Ьр и
<<0 и возможно меньших весов и габаритов трансформаторов.
171

Тогда при выбранной конструкции трансформатора
оказывается заданной нижним пределом величина /С!- Верхний предел ^с
определяется также конструктивными соображениями.
2) Величина диаметров проводов d\ и d2 ограничена снизу
допустимой плотностью тока.
3) /Для выполнения третьего требования необходимо выбирать
материал для сердечника с возможно большим >Юмакс и меньшими
потерями на намагничивание.
4) При выбранном материале и конструкции сердечника
оказывается ограниченной как сверху, так и снизу площадь
поперечного сечения сердечника (6.31).
В результате в первом приближении оказываются
определенными все необходимые для более детального расчета основные
параметры трансформатора, за исключением одного—числа витков W.
При эгом из трех основных требований учтенными оказываются
два последних.
Остается учесть требование, предъявляемое к форме импульса
на нагрузке. При этом имеется свобода выбора числа витков и
ограниченные возможности изменения Sc, /(т, 1К чи защитных
промежутков //Л, 1а2.
Для решения этого вопроса воспользуемся тем
обстоятельством, что практически в импульсных трансформаторах
выполняется условие (6. 22)
В этом случае, если величины Sc и 1К уже уточнены, число
витков определяется однозначно (см. (6.23), (6.5)).
Что касается величины Ldt то в модуляторах с неоднородными
формирующими линиями она не влияет на величину понижения
вершины импульса, и, следовательно, в этих случаях не
накладывается дополнительных ограничений на выбор параметров
трансформатора.
При использовании трансформатора в модуляторах с
частичным разрядом емкости (и в.других устройствах) необходимой вели^
чины Ld можно добиться выбором материала сердечника с малым
наклоном динамической характеристики намагничивания (т, е. с
большой величиной \>д = -д^—).Такими характеристиками
обладают материалы с прямоугольной петлей гистерезиса.
Требования к длительности спада импульса, как правило,
менее жесткие, чем к фронту,, и обычно удовлетворяются с меньшими
трудностями,
172

Рекомендуем следующий порядок проектировочного расчета.
1. На основании предъявленных требований к трансформатору
с учетом его назначения <и условий эксплуатации выбираетсяч
конструкция трансформатора и схема соединения обмоток.
2. Выбирается магнитный материал сердечника с возможно
большей величиной А/?макс^2/30 и желательно с меньшими
потерями на намагничивание. При этом, если через трансформатор будет
протекать ток, который можно использовать для перемагничива-
ния сердечника, необходимо выбирать материал с возможно
меньшей коэрцитивной силой, при этом может быть даже и с
несколько меньшей по сравнению с другими материалами
величиной Л?Макс •
3. По величине ЬВмакс, исходя из условия обеспечения
заданного теплового режима, определяется предел площади
поперечного сечения (6.32), который можно принять в качестве первого
приближения Sc при дальнейших расчетах.
4. По заданным напряжениям Ulf U2 определяются
изоляционные и защитные промежутки А2, А2, luU lu2> длина катушек
/Л., а следовательно, Рк и нижний предел /ст.
5. По длительности фронта импульса ъфн определяется V
(6.23), а следовательно, и Wx (6.5), (6.8).
При использовании „естественного" перемагничивания должно
ttv l2HJCT
удовлетворяться также условие W1 > --¦?--- •
Miep
Таким образом, в первом приближении все основные
величины оказываются выбранными.
В дальнейшем производится уточнение выбранных величин,
выбор диаметров проводов, проверка формы импульса,
теплового режима трансформатора, а также расчет бака и выбор
проходных изоляторов.
Применение изложенной методики расчета
проиллюстрировано на примере расчета импульсного трансформатора.
§10. Пример расчета импульсного трансформатора
Задание. Произвести расчет импульсного трансформатора,
предназначенного для работы в модуляторе, расчет которого
приведен в предыдущей главе.
Исходные данные:
?/2—?/а—65 кв.
/2=/в«90 а.
т=2,5 мкеек.
F^-ЗООимп/сек.
Ся=50 пф.
С„-50 пер.
173

рл1=25 ом
т^2=0,28 мксек.
Допустимая скорость нарастания напряжения при возбуж-
дении магнетрона —<-.-==175 кв/мксек.
Ток накала магнетрона /Нак=2,8 а должен проходить через
вторичную обмотку трансформатора.
Максимальная величина тока заряда линии, проходящего
через первичную обмотку импульсного трансформатора,
Напряжения ^ и U2 имеют отрицательную полярность,
Трансформатор должен работать при температуре окружающего
воздуха до+ 50°С.
РАСЧЕТ
ЬВыбор конструкции трансформатора и материала
сердечника. Определение основных геометрических размеров
1. Конструкция трансформатора
Предъявленным требованиям может удовлетворить маслона-
полненный трансформатор с сердечником прямоугольной формы
и однослойными обмотками, расположенными на обоих кернах
сердечника (рис. .6.5). Для увеличения охлаждающей поверхности
сердечник выполним из двух половин при зазоре между торцами
А3=5 мм. (Зазор А3 обеспечивает циркуляцию масла между
охлаждающими поверхностями).
2. Материал сердечника
Необходимо использовать материал с большой величиной
допустимого приращения магнитной индукции за импульс, с
возможно меньшими потерями на намагничивание и малой
коэрцитивной силой.
Пользуясь данными табл. 6.1 и приведенными в § 6.2, § 6.3
соображениями, выбираем сталь ХВП с ост^0,05 мм, с
дополнительным отжигом и с применением междупмпульсного перемаг-
ничивания (характеристики приведены на рис. 6.17, 6.18, 6.19,
6.20). Способ перемагничивания (т. е. током заряда накопителя
или током от специального источника) уточним в процессе
расчета.
3. Площадь поперечного сечения сердечника
а) По характеристикам намагничивания определяем
максимально допустимую величину приращения магнитной индукции за
импульс (рис. 6.20):
A?fl=A5M3KC^2B0-=2,5 *б/л*2(2,5-104 гс).
174

При этом скорость нарастания магнитной индукций
А#! 2,5 1 , 1П6 вб /
* 2,5-10-6 * XKJ мчсек I ^ сек
а приращение напряженности магнитного поля
i=4,l МО2—(5,15 5),
=3,5-10а-^(4,3 з).
б) Из условия обеспечения теплового режима сердечника
при bt^WC, кф=1,5, Sr=2-l0-
Т =
J
8-40-1,5 12===7^.1О_4Л2==7>5 см2.
4 2- 10-2 • 2,5 • (2 • 4,1 +3,5). 102. 300
в) Величины изоляционных промежутков при допустимом
градиенте напряжения в масле 0 = 5 — = 50—-
MM CAi
Л —Л — J/* _ 65 —1 о
г) Ориентировочная величина среднего периметра катушки
(рис. 6.5, 6.6)
PK=4{yrS^+ 2А2 + Д2) + 2Д3 =
= 4(1/775+2 • 1,3+1,3) +2 -0,5^28 см.
д) Индуктивность рассеяния трансформатора, отнесенная к
первичной обмотке:
2
U2 05 403 Л, о _.
I'p » -J- • 24,8 • 0,28 • 10"6=4,63 •
е) Длина катушек
176

При Ок=Ькв]см
f*i=^2>lT=13 см.
ж) Число витков первичной обмотки. Положив
= 13 см, получим
-V
22. у* Г 2 4,6*3- ю-в. 1з- ю—а
ic-10-7-28,0-ю-»-1,з-ю-'
где - -' ¦ " гс
Принимаем Wx=\7 витков.
з) Площадь поперечного сечения сердечника,
удовлетворяющая закону электромагнитной индукции (6-33),
При 8СТ =0,05 мм, /<ст—0,8 (таблица 6.2)
65'Ю3'2,5* 10~6 о or- 1Гк 4
Получили SCM > Sct.
вб
Следовательно, при А?=2,5~^~ скорость нарастания индукции
велика и потери в сердечнике больше допустимых.
Задаемся меньшей величиной приращения магнитной индукции
^^ вб * л
А#2™2,25-™ и производим расчет пунктов а, о, г, ду ж, з
заново.
Получим -^ -0,9 • 10 е -j^ •
По характеристикам (рис. 6.20) находим
ЛЯ/?2=4,0 • 102-а- , Д//^2=3,0 * 102 -^ • Тогда при Д^ -40° получим
12__ Г 8-40-1,5 I2 =
)Fu макс J ~ [ 2 • 10 -2 • 2,25(2 • 4+3,0)102 - 300j
-12,7-10-4^2=12,7 см2.
Ориентировочная величина среднего периметра катушки
Р,=4(1/"3?7, + 2Д2 + А1)"Ь2Д3=-4(]/Т277+2 • 1,3 + 1.3 )+2 * 0,5=-
==30,8 ^ж.
176

Число витков первичной обмотки
2LfvlK 2 • 4 • 63 • 10-е . 13 • 10-2
^k ^15-5 ВИТК0В'
k= 4ic-10-7-30,8-I0--2-1,3'10-' ^1
Принимаем Wt=l& витков.
Площадь поперечного сечения сердечника,
удовлетворяющая закону электромагнитной индукции,
5 U* „ 65-К в-2,5-10-6 _1O5.1O-8,U2-1O5 СМ2
*™ ~ ~Д?2 WXKcln7 2,25 ' 16 • 0,8 - 5,4 — 1 Л« i U М - 1 и,о СМ .
Получили S0M < Sct) поэтому за расчетную величину площади
поперечного сечения стали сердечника принимаем
Sc-=l0,5 см2.
При квадратной форме поперечного сечения сердечника
ширина ленты (6.28) для я=2 и Sc=10,5 см2
-4-1/ №
0,5 I 1П г 0,5 1 -
~о~ ^ 1U?O .». 2 "— ' »^ СМ.
Ширина ленты выпускается с градацией через 5 мм, т. е. лента
необходимой нам ширины в ассортименте имеется.
а=л*+(л—1)Д3=2- 1,5+0,5=3,5 см.
4. Длина магнитопровода
Согласно формуле (6.34)
Защитные промежутки /и1 и /и2 выбираются с учетом
конструкции трансформатора, в первую очередь, с учетом
конструкции катушек и соединения между собой катушек и сердечника.
При этом необходимо стремиться обеспечить возможно большие
защитные промежутки по поверхности диэлектрика между
катушками и сердечником, а также между катушками и поверхностью
бака.
Для принятой конструкции трансформатора (рис. 6.5, 6.6)
суммарный защитный промежуток
/l2~/M2 + /Kp,
где
/Кр—часть длины защитного промежутка, приходящаяся на
Крепежные детали (из диэлектрика);
/&/; к г 2 = -i- = 13 см; /кр^З а=Ч0,5 см.
177

Тогда lu2= 13—10,5=2,5 см. Принимаем /„2^2А1 = 2,6 сМ.
Нижние концы обмоток находятся под нулевыми
потенциалами, поэтому можно принять /wl~l см.
Промежуток Д4 разделяет эквипотенциальные поверхности
катушек. Поэтому величину А4 выбираем из условий
обеспечения теплового обмена между катушками и маслом, а также из
условий удобства намотки катушек. Можно принять
A4^2A2=-2,6 см.
Тогда
/ст=2[13+1 + 2,6 f 2,6-h2(3?5 + l,3+l,3)]^63 см.
Величина /ст=63 см задана нижним пределом. Увеличением
/tT можно было бы несколько уменьшить объем и вес сердечника.
Однако увеличение /С1 нецелесообразно, ибо, во-первых,
уменьшение площади поперечного сечения при увеличении длины
уменьшает механическую прочность конструкции; во-вторых,
увеличение /ст приводит к вытянутой форме сердечника, а
следовательно, и бака, что в большинстве случаев нежелательно;
в-третьих, уже при полученных размерах сердечника объем и
вес сердечника с обмотками будет во много раз меньше объема
и веса трансформатора (с баком, маслом, изоляторами), поэтому
уменьшение веса и габаритов сердечника практически не
приводит к уменьшению веса и габаритов трансформатора в целом.
Исходя из вышеперечисленного, остановимся на /ст=63 см.
При выбранной величине /С1 = 63 см, коэрцитивной силе стали ХВП
//„—44 — (0,55 э) для полного перемагничивания сердечника
требуется ток
г . 2ЯЛТ _ 2-44-63-НГ2 _ о 4fi a
Упер > —Щ- , 16 — O,tU и.
Ток естественного перемагничивания (максимальный ток
заряда ЛИНИИ) /дыакс ^OJZ п.
Полное перемагничиванне можно осуществить как током от
специального источника тока перемагничивания (/пери=/пер —
— 'з макс ^ 2,7 а при напряжении в несколько вольт\ так и током,
заряда накопителя, если выбрать сталь другой марки с меньшей
Ик (например, сталь 79-НМА, 8С1 = 0,05 мм имеет //*=4—(0,05э),-
для которой ток заряда /змакс достаточен для осуществления
ного перемагничивания. По указанным в примечании к таблице
6.1 причинам остановимся на первом варианте, т. е. будем
использовать сталь ХВП с Дг=44~~(0,55 э), а начальное
намагничивание сердечника будем осуществлять током от специального
источника. Если бы остановиться на втором варианте, то
порядок дальнейшего расчета ничем не отличался бы от приведен-*
178

Hdro ниже, необходимо было бы проверить выполнение условия
устойчивого перемагничивания (6.38).
II. Провода обмоток
1. Эффективное значение импульсных токов обмоток
/*2=/2V ^„макс = 90У 2,5-Ю-6-300 =2,47 а;
так как 1'9ХХ<^1*а2, то
j9~rg2=j92nT=2947' 5,4=13,35 а.
2. Расчетное значение тока первичной обмотки
Задавшись ^=1,45 мм, %—2,8, получим
Z^5t9^- 5,9 A^JLL =5,42.
/т /2,5- 10-6
По графику рис. 6.24 находим
/^ni-2,2.
Тогда
-T,8-33,l a.
3. Расчетное значение импульсного тока вторичной обмотки
Задавшись ^^0,65 лш, получим
z,91 5,9^LE^
|' т / 2,5 • 10-с
Тогда а:П2= 1,15
Ip2=V 2,472' 1 • 15 • 2,8 f (2 • 2,8)2 - 7,15 а.
4. Выбор проводов обмоток.
Обе обмотки выполним двухпроводными (намотка двумя
параллельно соединенными проводами). Задавшись у=*10-^Ц •>
получим:
179

Выбираем по справочникам [5,6] провод марки ПЭЛШО:
^ = 1,45 мм, dlu3=1,57 мм р^0,0106—?
—
м
d2=0,69 мм, d2u3=0J9 мм ko2=0,0469-
5. Активное сопротивление проводов обмоток при ?=2О0С.
/i=P*ilPi; 12=P^W2\ W2=WtnT= 16 '5,4=86,5^87 витков.
ЯЖ1=4(а+2Д2)=413,5+2- 1,3)=24,4 еж.
Рк2=4(а+2Д2+2Д1)=4(3,5+2- 1,3+2- 1,3)=34,8 см.
/1==24,4- 16=390 еж;
/2=34,8 • 87=3060 см:
= ^- = Q^010G'3»9 = о 0207 о
г = ^ == °>0469' 30>6 = о 81 ом
При ?=90сС
гх=1,3 гО1 = 1,Зв 0,0207=0,0269 ом,
г2=1,3 r02=l,3-0,81 jh=1,05 аи.
III. Параметры эквивалентной схемы
1. Сопротивление потерь трансформатора
^т =1^Ш#~ ~-Г 63-10-2-4,0'10*-2,5-1
где
ост = о^^ст; /?ст—0,о.
Тогда
г) /_ ^/?/ _ 24,8-7,7'10*
2 /?/+Лт' ~
24,8 +7,7-Ю2 х "'""
2. Эквивалентная индуктивность намагничивания
1д'~-кг*д= бз'10-2 7>5Ч°8==2j56'10 3
где
ЬВ 2,25
- - 1 п
з,о-ю2 —/jt>* 1U
180

3. Динамическая емкость
Г /-оР/Л? (пт-1)а _ 0 28.6-Ю-2-13' Ю-2- 19,8 40-12 (5,4-1 )2 _
С^"^~д^ з -"г 1,з- ю-2 ~~У ~
-737* Ю-12 дб,
где:
г=-в0 2,25=8,85 • Ю-12 • 2,25=19,8 * 10-12[-^-1-диэлектрическая
проницаемость трансформаторного масла (таблица 6.3);
Рк = 1Ц^1 = ^i±^=28,6 см.
Тогда
в'=737- 10-12+50' Ю-12 *5,42 +50=2,25' 10-» ф.
4. Уточним величину индуктивности рассеяния (выше
величина Lpf была определена приближенно)
W\PK Д1 162-^8,6- 10- 2- 1,3-Ю-2
6 10 1,3Ю
24340=* 4тг- 10-^ = 4,61 • Ю-* гНш
5. Эквивалентные активные сопротивления обмоток
' 2,2 • 2,8=0J66 ом;
гэч^г2кткб=\№' 1,15 •2,8=3,38 ом;
гэ = г9Х + -^§- = 0,166+ U = 0,282 ом.
IV. Уточнение величин параметров формы импульса
напряжения на нагрузке по полученным параметрам
импульсного трансформатора
1. Длительность фронта импульса
V X C 2 V 2,25 • Ю-9
4f
'+24
- 0.865;
181

По графику рис. 6.27 на уровне 0,9?/„ находим то=3,2.
Тогда т^2-7,15-10-8-3,2-0,23 -10-6 сек.
2. Понижение вершины импульса. В модуляторе
использована неоднородная формирующая линия, поэтому на нагрузке
импульс формируется без понижения вершины.
3. Длительность спада импульса напряжения и амплитуда
послеимпульсных выбросов зависит от схемы включения
трансформатора (см. (5.37), (5.38).
V. Энергетический баланс и тепловой режим трансформатора
1. Потери на намагничивание сердечника:
Р -^ F •
*R g г %гц макс»
и> { 1 + Гэ- ) - 65"108 ( 1 + -^82 ) -19 15 •
Щт^тр^- 2>5" 10~6" 300-143,5 em;
(12,15-!03)2(2,5-10 ~6)2
Pl = "^ТУбЧО^ 300=18,5 em.
Тогда
Р^—143,5 f 18,5=162 em.
2. Потери в активных сопротивлениях проводов обмоток
а) потери за счет протекания импульсного тока:
р^^уг^^ ^Зб2 • 0,166=29,6 вт\
Р^^/2^^2,472 * 3,38^20,6 вт\
Рг=ЯЛ+Яга=29,6 +20,6=50,2 в/п;
б) потери за счет протекания тока накала магнетрона
ЯНак=/2нак 4г2=2,82 '44,05=33 вт\
в) потери за счет тока перемагничивания
/2 r A ft r —,—,/2 у, о 72 • Г) OOAQ П О от
пер—' зв' 1 1^ * пера ' 1——'*перэ'1—*?>' U,uZ0a—U,Z o/7Z.
3. Потери в паразитных емкостях
р к 2 1 р
с н 2 и макс
182

кн= I/ ^
Г Ua
^.=0,5
U
D n- 2,25' 10-9(12,15' 1G3)2 onn o-
/^=0,5 -f> —300=25 em*
4. Полные потери в трансформаторе:
а) за счет трансформируемого импутьса
Piu=P,,-\rPr\ Яс= 162+50,2+25=237,2 вт;
б) за счет посторонних источников
Я1п = Янак+^пер=---33 + 0,2 = 33,2 вШ.
5) Коэффициент полезного действия трансформатора
„ Ря ср •
PHCv = U2IHiFu=bb * 103 * 90 • 2,5 • 1(Н6 • 300=4,4 • 103 em
„ 4-4IQ3 „0 95
372 ' 102 ~w' u*
'"т~~ 4,4 • 108+2,372 ' 102
VI. Проверка теплового режима трансформатора
!. Перепад температур между сердечником и маслом.
Будем считать, что все потери на намагничивание
сердечника рассеиваются в самом сердечнике.
Тогда A/j—2* 10~2 -^-JL- I
CT=4-3,5-1,5-63-10-*=1,495-10-1 ^2=1495 см2;
к+ о • 1 О—2 • ^62
1495-Ю-4 ""А> '
Такой перепад температур является вполне приемлемым.
2. Перепад темлератур между проводами обмоток и маслом
будет значительно меньше 21,7°С. Действительно, если даже
считать, что вся энергия потерь в паразитных емкостях
рассеивается в проводах обмоток, то
Л 33,2= 108,4 вт,
а поверхность охлаждения проводов
*^ОХЛ'Пр <<s ОХЛ'С*
3. Требуемая поверхность охлаждения бака.
Полные потери в трансформаторе
РЕ=Я1я+Р1п-237>2+33,2--270,4 вт.
183

При температуре сердечника tc=\05°C температура маслр
будет tM=tc-M1=l05o-2lJo=S393°C.
При заданной максимальной температуре окружающего
воздуха /в=+50°С перепад температур между баком и воздухом не
должен превышать
Д*з<*,—(*Я + Д*1+Д/2)=Ю5—(50+21,7+3)- 30,3°С.
Тогда при волнистой (ребристой) поверхности бака без
обдува
5Охл.б>(1.2ч-1>4)10-1^- = 1,3- 10-^1=-=1,16 м\
с обдувом
5/охлб>(0,5ч-0,66)5охлб=1ЛЬ-(0,5--0,б6)-(0,58--0,76) м\
VII. Бак
1. Бак должен иметь охлаждающую поверхность без обдува
50Хлб==:Ы6 м2, а с обдувом (0,58-5-0,76) ж2. Размеры бака должны
быть такими, чтобы исключалась возможность электрического
пробоя промежутков между обмотками и стенками бака.
2. Компенсационный бачок должен иметь объем 5--10°/0
объема масла основного бака,
3. Проходные изоляторы
Можно использовать фарфоровые изоляторы обычной
конструкции (рис. 6.8).
Высота изоляторов (см. §. 6.2):
а) для высоковольтных выводов вторичной обмотки
А2=6,5ч2-*-3) = (13-ь19,5) см;
б) для высоковольтных выводов первичной обмотки
А1=1,2(2-ьЗ)=(2,4ч-3,6) см.
ЛИТЕРАТУРА
К главе VI
1. Ицхоки Я- С. Импульсные трансформаторы, 1950.
2. Ицхоки Я- С. Проектирование элементов импульсных устройств
Издание ВВИА им. профессора Жуковского Н. Е, 1950.
3* Puls Generators. Перевод „ „Детали и элементы радиолокационных стан
ций", т. II, „Сов. радио", 1952.
4. Колпаков Н. Д. К методике расчета импульсного трансформатора.
Труды Академии им. Говорова № 55. 1961.
5. Справочник по радиотехнике иод редакцией Смиренина, 1959.
6- Терещук Р. М , Домбру шов Р. М., Босый И. О. Справочник радиол ю
бителя ГИТЛ УССР, Киев, 1957
184

ГЛАВА VII
РАСЧЕТ СХЕМ ПОДМОДУЛЯТОРОВ
Подмодулятором импульсного передатчика называется
устройство, предназначенное для формирования импульсов, управляющих
работой разрядных электронных ламп импульсного модулятора.
К подмодуляторам предъявляются следующие основные
требования.
1. Достаточная амплитуда и мощность выходных имшульсов.
Требуемая мощность выходных импульсов подмодулятора лежит
обычно «в in редел ах 1 —100 /сет, а амплитуда—в пределах 0,5—4 кв.
2. Заданная длительность импульсов, которая в зависимости
от назначения передатчика может иметь значение 0,05—100 мксек
и более.
3. Форма импульса, близкая к прямоугольной; допустимые
отклонения от идеальной прямоугольной формы (длительность
фронта, уменьшение напряжения за время .плоской части импульса)
бывают при проектировании заданы или оцениваются
'проектирующим до начала расчета.
4. Высокая стабильность длительности импульса.
5. Высокая точность синхронизации работы подмодулятора,
т. е. стабильность времени запаздывания выходного импульса по
отношению к запускающему.
Кроме тою, к подмодулятору предъявляются обычные
требования 'высокой эксплуатационной надежности, малых габаритов,
малого потребления энергии от источников питания и т. д.
В ходе развития радиолокационной техники находили
применение различные схемы подмодуляторов. Применялись, в
частности, схемы, в которых формирование импульсов осуществлялось
заторможенными мультивибраторами, схемы с искусственной
линией в качестве емкостного накопителя и тиратроном в качестве
разрядника, схемы с короткозамкнутой искусственной линией.
В настоящее время эти схемы применяются все реже и должны
быть признаны устаревшими. Наиболее современными и
перспективными являются схемы, в которых для формирования импульсов
под модулятору используется блокинг-генератор. Такие схемы
отличаются наибольшей простотой, экономичностью и могут
обеспечить -выполнение всех других требований, предъявляемых к
модуляторам.
185

В настоящей главе рассматриваются вопросы расчета двух
основных схем этого типа: схемы, в которой импульсы,
формируемые блокинг-генератором, поступают непосредственно на сетки
разрядных ламп модулятора (регенеративный подмодулятор), и
схемы, в которой между блокинг-генератором и разрядными
лампами включается трансформаторный каскад усиления импульсов.
§ 1. Регенеративный подмодулятор
На рис. 7, 1 представлена схема подмодулятора, основой
'которого является блокинг-генератор с искусственной линией в цепи
сетки. Такой подмодулятор называют регенеративным. Лампа Ли
Рис. 7.1
включенная по схеме катодного повторителя, является
запускающей лампой. Блокинг-генератор собран на лампе Л2, в качестве
которой обычно попользуется лучевой тетрод. Нагрузкой
для-подмодулятора является сеточная цепь разрядной лампы импульсного
модулятора Л3. Выходным напряжением подмодулятора является
напряжение Un> подводимое к сетке лампы Л3. Приведем краткую
характеристику физических процессов, происходящих ©
рассматриваемой схеме.
В исходном состоянии все лампы подмодулятора заперты
напряжением смещения, подводимым к их управляющим сеткам. При
воздействии на вход лампы Лх запускающего импульса потенциал
ее катода повышается. Это повышение потенциала через
искусственную линию и обмотку импульсного трансформатора передается
на сетку лампы Л2, ,в результате чего рабочая точка на характе-
186

ристике этой лампы .попадает в область значительной крутизны.
При этом начинает действовать механизм обратной связи,
происходит лавинообразный процесс опрокидывания блокинг-
генератора. В результате этого процесса рабочая точка переходит
в область значительных напряжений на сетке, где крутизна
близка к нулю. Физические процессы в блокинпг-гене>раторе с
искусственной линией в цепи сетки иллюстрирует рис. 7. 2, на котором
показана траектория рабочей точки лампы в течение цикла
работы схемы в анодной (рис. 7. 2а) и в сеточной (рис. 7. 26) системе
[a] L
so oo 4rf го о го w до до wo
Рис. 7.2а, 6
187

характеристик. Точка А на этих рисунках изображает исходное
состояние блокинг-генератора, точка В соответствует концу
фронта и началу плоской части импульса. Окончание лавинообразного
процесса обусловлено тем, что в момент, соответствующий точке В>
достигается баланс между величиной анодного тока лампы и
величиной ^приведенного ,к анодной цепи суммарного тока нагрузки
*„= *'„+*>=*»«. (7.1)
Во время плоской части импульса происходят два основных
процесса: 1) заряд искусственной литаи.и сеточным таком лампы,
2) нарастание анодного тока лампы, вызванное уменьшением
переходного сопротивления индуктивности намагничивания, и
связанное с этим накопление энергии в магнитном поле сердечника
импульсного трансформатора. Каждый из этих двух
'процессов-может привести в конечном счете к переходу от плоской части к
лавинообразному процессу спада импульса, однако для получения
стабильной длительности импульса необходимо, чтобы
непосредственной причиной перехода к спаду импульса было
скачкообразное повышение напряжения на лдаии, вызванное приходом к ее
зажимам волны напряжения, отраженной от разомкнутого конца
линии. Это обеспечивается соответствующим выбором параметров
линии и трансформатора. Величина скачкообразного повышения
напряжения пропорциональна характеристическому сопротивлению
линии р, момент появления этого скачка определяется временем т
двойного пробега волны по линии t=2j/"L0C0. Стабильность
параметров линии Lo и Со обусловливает высокую стабильность
длительности импульса при смене экземпляра лампы и изменении
питающих напряжений.
Известно несколько способов запуска блокинг-генератора.
Используемый в схеме рис. 7. 1 способ запуска называется
последовательным, поскольку напряжение, снимаемое с нагрузки
катодного повторителя для запуска блокинг-генератора, включается
последовательно в цепь сетки блок и иг -'генератора. При последовательном
запуске нужен запускающий каскад с малым выходным
сопротивлением и сравнительно небольшим выходным напряжением. Этим
требованиям хорошо отвечает катодный повторитель. Применение
катодного повторителя имеет также целью предотвратить
обратное воздействие блокииг-генератора на источник запускающих
импульсов. Эпюры напряжений в блокинг-генераторе представлены
на рис. 7. 3.
На этом рисунке показано: 1 — запускающий «импульс на
сетке e/7i, 2 — напряжение на сетке блокинг-генератора Л2у 3 —
напряжение на аноде лампы блокинг-генератора Л2, 4 — напряжение
на выходной обмотке, 5 — напряжение на зажимах линии.
При расчете подмодулятора основными задачами являются:
1) выбор лампы блокинг-генератора и расчет режима ее
работы;
188

Рис. 7.3
189

2) расчет основных параметров импульсного трансформатора:
индуктивности намагничивания, коэффициентов трансформации от
анодной обмотки, которая является первичной к другим обмоткам;
3) расчет параметров искусственной линии.
Рассмотрим основные расчетные соотношения и соображения
по выбору величин, определяющих режим работы схемы.
В качестве лампы блокинг-генератора, как указывалось,
наиболее целесообразно выбирать лучевой тетрод. Конкретный тип
лампы выбирается с учетом требуемой мощности. Некоторая часть
мощности импульса анодного тока лампы блокинг-генератора
расходуется в цепи ее сетки. Поэтому мощность, которую лампа
может отдать в нагрузку, будучи включена по схеме блокинг-гене-
ратора, несколько меньше, чем та мощность, которую она может
отдать в схеме усилителя импульсов. Для современных лучевых
тетродов мощность, рассеиваемая в цепи сетки невелика. Поэтому
отмеченная выше разница незначительна.
Для оценки максимальной мощности блокинг-генератора
может служить соотношение
Р = 0 5/ Е (7 2)
1 н макс v,vi макс /_а макс, V' '^/
где
/макс —максимальное допустимое мгновенное значение
анодного тока;
Еамакс — номинальное анодное напряжение;
Рямакс—-максимальная мощность в нагрузке в импульсе;
0,5 — коэффициент, учитывающий неполное использование
лампы по току и падение напряжения на лампе.
Это соотношение может быть использовано для выбора
типа лампы, поскольку требуемая мощность известна, а величины
¦^ямакс и Jа макс указываются в справочниках. В случае, если
величина /амакс в справочнике не указана, ее можно определить по
характеристикам лампы с учетом максимального допустимого
напряжения на сетке.
Практически при выборе лампы целесообразно принять
следующий порядок:
1. Выписать из справочника наименования и основные данные
всех ламп, использование которых считается возможным.
2. Для каждой из этих ламп найти величину Рнмакс.
3. Сопоставив полученные значения Рни&кс с требуемой
мощностью, выбрать тип лампы. При этом следует учитывать
возможность параллельного включения двух-трех, а в некоторых редких
случаях и большего числа ламп.
Число типов импульсных генераторных тетродов, выпускаемых
промышленностью, ограничено. Поэтому выбор обычно не пред-3
ставляет большого труда.
При выборе лампы ('или числа ламп, соединяемых
параллельно) следует учитывать, что для увеличения срока службы лампы,
влияющего на эксплуатационную надежность проектируемого
190

устройства, целесообразно использовать лампу при меньшем
анодном токе и напряжении, чем максимально допустимые.
При выборе анодного напряжения следует учитывать также
возможность использования одного источника для питания
экранной сетки выходного каскада и анода подмодулятора.
Выбор режима лампы производится по характеристикам в
системе (ia, ea). Величина анодного тока в точке В,
соответствующей началу плоской части импульса, может быть определена по
формуле
2 / '—-J— — *^>кр V -3)
где
Еа— выбранное анодное напряжение;
SKp—крутизна линии критического режима, которую можно
определить по характеристикам;
Р— мощность импульса анодного тока, которую следует
считать на 10 — 20°/0 большей, чем требуемая мощность в нагрузке.
Запас 10—20°/0 требуется с учетом потерь в цепи сетки.
Расчет коэффициента трансформации от анодной обмотки к
сеточной #Д?= —• производится с учетом следующих
соображений. Величина nag определяет ход динамической характеристики
фронта импульса (линия АВ, рис. 7.2), величину тока заряда па-
разитных емкостей, а следовательно, и длительность фронта
импульса. При больших значениях пач динамическая
характеристика проходит выше и длительность фронта имеет меньшее значение.
Имеете с тем при увеличении nag увеличивается максимальное
значение напряжения на сетке е^макс •
Если коэффициент трансформации nag слишком велик, то
величина е^макс может превзойти допустимое значение, что приводит
к бесполезному увеличению потерь в цепи сетки, перегреву сетки
и преждевременному выходу лампы ив строя. Учитывая влияние
исличины я^на работу блокинг-генератора, при выборе этой
величины следует исходить из требуемой длительности фронта.
Поскольку зависимость длительности фронта от величины nag в
явном виде выразить не удается, приходится довольствоваться
приближенной оценкой, обоснование которой имеется в литературе
I./I41. При определении величины nag порядок расчета может быть
следующим:
1) находим требуемую величину средней скорости изменения
Напряжения на аноде за время фронта импульса:
~dt
Где
%ф—длительность фронта:
~а- ' (7.4)
191

Ua — соответствующий интервал изменения напряжений на
анодной нагрузке;
2) требуемая величина тока заряда паразитных емкостей
dt
где Се—-суммарная паразитная емкость, которая складывается из
выходной емкости лампы, емкости трансформатора и емкости
нагрузки, пересчитанной к анодной цепи блокинг-генератора.
Величина d должна быть ориентировочно оценена
проектирующим;
3) выбираем максимальное напряжение на сетке egMSiKc\ это
напряжение должно быть выбрано таким образом, чтобы на
изгибе характеристики ia=f(ea), соответствующей eg=egMbKQ,
обеспечивалось значение анодного тока
ia=(l,2-*-l,4)(i*i + i,i),
где
ici — величина, найденная в п.2;
1нг—сумма тока нагрузки и тока сетки, пересчитанных к
анодной обмотке импульсного трансформатора;
3) находим величину nag\
K±Ijc±± ,
r ~t~\L'gQ\
»«= -Ul (7-5)
где
rgtc—сопротивление промежутка сетка-катод лампы блокинг-
генератора;
гк—выходное сопротивление катодного повторителя;
р —характеристическое сопротивление искусственной линии;
Eg0 — запирающее смещение, определяемое по импульсным
характеристикам лампы;
?/а—амплитуда импульса на анодной обмотке.
Выбор характеристического сопротивления искусственной
линии, включенной в цепь сетки блокинг-генератора, можно
производить, исходя из соотношения
где
гк—выходное сопротивление катодного повторителя:
г =± (7 7У
Следует отметить, что в ряде случаев допустимы и меньшие
значения р, чем rgK+rK. Минимальное допустимое значение р можно
определить точнее, анализируя условия обратного опрокидыва-
192

Кшя [4], Большие значения р не выгодны, так как при
увеличении р уменьшается крутизна фронта импульса.
Необходимая величина коэффициента трансформации от
анодной обмотки к, нагрузочной определяется, исходя из условия
согласования сопротивлений:
"ы-ЦГа^У WH$ (78)
где
Rn = ~ —сопротивление нагрузки,
1Н—сеточный ток лампы Л3 в импульсе,,
R'H — оптимальная нагрузка для лампы блокинг-генератора,
которую можно определить по наклону нагрузочной прямой в
системе характеристик рис. 7.2а.
Необходимая величина индуктивности намагничивания
импульсного трансформатора определяется, исходя из требований
к форме плоской части импульса. За время плоской части
импульса анодный ток лампы увеличивается на величину тока
намагничивания /т, рабочая точка переходит из положения В в
положение С (рис. 7.2). Как видно, из рис. 7.2а, при этом имеет
место понижение напряжения на анодной нагрузке на* величину
Откуда
/„=SKPAC/. (7.9)
С другой стороны, как известно из теории импульсного
трансформатора,
(7.10)
L
Исключая из последних выражений 1т, находим
L- =
— s*
(7.11)
Определив величины Lm и /да, следует н.анести на
характеристики лампы точку С, соответствующую концу плоской чдсти
импульса. Координаты этой точки можно полагать равными
^Г==''«?"Г<'/я? ^g==z^g макс*
то-чка С должна располагаться в области перенапряженного
режима, т .е. ниже изгиба характеристики анодного тока,
соответствующей <? г^^о Макс- Если это условие не выполняется, то переход
от плоской части к спаду импульса будет иметь место ранее, чем
отраженная волна придет к зажимам искусственной линии. Дли-
М Ирган. 88 193

тельность импульса будет при этом меньше, чем требуемая. При
этом будет иметь место сильная зависимость длительности
импульса от величины индуктивности намагничивания
трансформатора и величин питающих напряжений. Очевидно, что такой режим
работы недопустим. Устранить этот недостаток можно путем
увеличения величины Lm или egu3iKQ.
При выборе числа ячеек искусственной линии можно
пользоваться соотношением
где
^-—допустимая относительная величина длительности фронта.
Отметим, что последняя формула выведена не для схемы
блокинг-генератора, а для случая разряда линии на активную
нагрузку. В блокинг-генераторе длительность фронта зависит от
целого ряда факторов, и 'нет прямой связи между числом ячеек и
длительностью фронта. В связи с этим .при выборе числа ячеек
п часто пользуются экспериментальными данными о
целесообразном количестве ячеек. В соответствии с опытом проектирования
можно принимать:
/1=1-
-2 при длительности импульса т<0,5 мксек,
л =^2-5-4 при длительности импульса т^0,5—1 мксек,
я==4-т-6 при длительности импульса х>1 мксек.
При увеличении числа ячеек не получается каких-либо
недостатков, за исключением небольшого увеличения габаритов и
стоимости линии.
Конденсаторы искусственной линии должны быть рассчитаны
на рабочее напряжение
§ 2. Пример расчета регенеративного подмодулятора
ЗАДАНИЕ
Произвести расчет подмодулятора (схема рис. 7. 1) по
следующим исходным данным:
1) длительность импульса ^—2 мксек,
2) мощность в нагрузке в импульсе /^=5 кет,
3) амплитуда импульса на нагрузке ^«=1 квш
4) частота следования импулвсов /^=200 гц,
5) требуемая длительность фронта ^="0,1 мксек при отсчете
на уровнях 0,1 и 0,9 от максимального,
6) допустимое уменьшение напряжения за время плоской
части импульса
#-0.05.
194

РАСЧЕТ
1. Выбираем лампу под модул я тор а: двойной лучевой тетрод
ГИ-30. Основные данные лампы:
— максимальное анодное напряжение ?в~5 кв,
— максимальное напряжение на сетке egмакс=250 в,
— максимальное напряжение на экранирующей сетке 850 в,
— максимальные допустимые потери для двух половин лампы
па аноде— 15 вт9 на экранирующей сетке — 3 вт> мощность
накала —14,5 вг.
Импульсные характеристики анодного и сеточного тока лампы
ГИ-30 для экранного напряжения 750 в «приведены на р>ис. 7.4Т а
характеристики отсечки па рис. 7.5.
1а[а1
100
гоо зоо
IMic. 7.4. Характеристики анодного и сеточного токов лампы 141-30 (двойной
лучевой тетрод) для дв\х половин лампы, соединенных параллельно
2. Выбираем величину анодного и экранного напряжения
?„=1750 в; /:я2-750 в.
14',

Анодное напряжение выбрано с таким расчетом, чтобы для
питания анодной цепи отодмодулятора и экранной сетки модуляторной
лампы использовался один и тот же источник.
850
Е,
ПО
юо
so
60
40
20
1 Р 3
Рис. 7.5. Характеристики оiсечки лампы I И-30
3. По характеристикам анодного тока лампы ГИ-30 риге. 7* 4
определяем крутизну линии критического режима
Якр--=0,02 а/в.
4. Необходимая мощность в импульсе анодного тока
Рн1=\у2 Рн=1,2-5=
5. Величина анодного тока лампы, соответствующая моменту
конца фронта и начала плоской части импульса:
К?
«'-'кр
П50^0,02
2
¦у
й - 4а.
6. Наносим соответствующую этому моменту точку на
характеристики лампы (точка Я, рис. 7.4); находим из рис. 7.4
напряжение на анодной обмотке трансформатора в импульсе как
разность абсцисс точек А и В.
{/„-=1450 в.
196

7. Требуемая средняя скорость нарастания напряжения на
анодной обмотке трансформатора во время фронта импульса
dt
ОД-К)
8. Оцениваем возможную величину суммарной паразитной
емкости
9. Величина тока заряда паразитной емкости, необходимая
для обеспечения заданной крутизны фронта,
10-1(М,16-1010=-1,16 а.
10. Необходимое значение анодного тока на изгибе
характеристики
; / 1 О • 1 /1i/f _1 * ^ {"SO'lAM^AiA 1 С\\ ?ч О • 7 О •?
1а—( 1 ,Z"t-1 у^)\1нЪГ\1съ):==^\ 1 у?—г~\ ,тг ;(4 т 1 , 1OJ=" O,Z—г-/,.? и»
11. Выбираем ^макс—75 в. При таком значении ^макс на
линии критического режима обеспечивается анодный ток
/„•=7,4 а.
12. По характеристикам сеточного тока лампы находим
сеточный ток в точке с координатами
eg—75 в; ?Л~-250 в\ ig^-=0,5 ct.
13. Сопротивление промежутка сетка — катод лампы блокинг-
генератора
г = -Д- = 150 ом.
к ig
14. Выбираем в качестве лампы катодного повторителя
лампу 6П-ЗС. Крутизна характеристики анодного тока лампы 6П-ЗС
15. Выбираем сопротивление в цепи катода лампы 6П-ЗС
^=-2000 ом.
16. Выходное сопротивление катодного повторителя
- - ** - 200° ^\Ыома.
'" 1 + SRK l+6-10-82-I0*"
17. Характеристическое сопротивление искусственной линии
?=rgK+rK^ 154+150^=300 ом.
18. Находим по импульсным характеристикам рис. 7.4
запирающее смещение
EgQ=~60 в.
197

19, Коэффициент трансформации от анодной обмотки к
сеточной
, rgK f rH -!- р , ]F . ?5 150 f 154 + 300
^g макс -й-—— -г (с^о1 /о — _| 50
п = ^ 0 97
"я* ?/я ~~ 1450 -—и, г/.
20. Индуктивность намагничивания
/ т ~~ 2 • Ю~в __г
w~ At/ " 0,05-0,02 ~~l M2Ht
77" ^kp
21. Ток намагничивания к концу плоской части импульса
22. Общая индуктивность искусственной линии
т рх 300-2-10 ~G
23. Общая емкость искусственной линии
0)= J = -2Т300-" =3,3-10-» ф.
24. Выбираем число ячеек искусственной линии
индуктивность и емкость каждой ячейки
Ьг = ^°- -- 0,06 лсг«, Сг - -^ = 660 пф.
25. Сопротивление в цени сетки блокинг-генератора
? ^ SC0F 3-3,3-10 9-200
принимаем /?^=0,2 мгом.
26. По характеристикам отсечки напряжения на экранной
сетке (рис. 7.5) для Eg2~75Q в и ?^=1,8 /^/? находим величину
постоянного смещения, обеспечивающего запирание лампы во
время паузы между импульсами ?^=110 в. Принимаем с
некоторым запасом ?^--=130 в.

27. Амплитуда запускающих импульсов, необходимая для
отпирания лампы блокинг-генератора,
ел= 130-60=70 в.
Для обеспечения надежного запуска и четкой синхронизации
принимаем амплитуду запускающих импульсов на катоде
катодного повторителя равной
еж=100 в.
28. Амплитуда импульсов на входе подмодулятора
6-10-3-2000 иОй
100
6- 10~3'2-103
§3. Подмодулятор с блокинг-генератором и трансформаторным
каскадом усиления импульсов
На рис. 7. 6 представлена схема подмодулятора, который
состоит из запускающей лампы, блокинг-генератора и
трансформаторного каскада усиления импульсов. Наличие усилительного каока-
Рис. 7.6
да между блокинг-генератором и разрядными ламшам-и практически
исключает -влияние любых изменений режима работы разрядных
ламп на длительность импульса. Это является преимуществом
рассматриваемой схемы. Схема рис. 7.6 отличается от схемы
рис. 7. 1 также способом запуска блокинт-генератора. Анод
запускающей лампы соединен непосредственно с анодом лампы бло-
кинг-генератзора. Такая схема запуска называется параллельной.
Параллельная схема запуска позволяет осуществить запуск
блокинг-генератора при меньшей амплитуде импульса на сетке
запускающей лампы, чем последовательная схема запуска с катодным
повторителем. Недостатком используемой на рис. 7. 6 схемы за-

пуска является то, что запускающая лампа должна выдерживать
то же анодное напряжение, что и лампа блокинг-генератора.
Применение импульсного трансформатора в качестве элемента
связи между лампами Л3 и ЛА имеет основной целью изменение
-полярности импульса. Импульс на ат-юде Л3 имеет отрицательную
полярность, а для управления разрядной лампой Л4 нужен
импульс положительной полярности. Вторым назначением
трансформатора является согласование сопротивлений. Входное
сопротивление нагруженного трансформатора ИТ2 должно иметь величину,
оптимальную для лампы «/73. Особенностью согласования является
в данном случае то, что оптимальное сопротивление нагрузки не
равно внутреннему сопротивлению открытой лампы Л3, а в
несколько (7-f-15) раз больше его. Это необходимо для получения
приемлемого кп^ усилителя импульсов и обеспечения
перенапряженного режима работы лампы еУ73 усилителя импульсов. Из
теории импульсных модуляторов известно, что перенапряженный
режим имеет ряд весьма существенных преимуществ.
Перейдем к вопросу об особенностях расчета подмодулятора
по схеме рис. 7.6. Лампа Л3 выбирается, исходя из требуемой
мощности. С учетом требований к длительности фронта
необходимо обеспечить некоторый запас величины анодного то,ка по
сравнению с величиной тока во время плос(кой части импульса. Чем
меньше требуемая длительность фронта, тем больше должен быть
запас. В связи с этим максимальную импульсную мощность в
нагрузке усилителя импульсов можно оцепить при помощи формулы
где
?макс - максимальное значение длительно приложенного
анодного напряжения;
/макс—максимально допустимое мгновенное значение
анодного тока.
Максимальная мощность усилительного каскада несколько
больше, чем максимальная мощность блокинг-генератора, собран-
ного на той же лампе.
Разница вызвана тем, что потери в цепи сетки усилителя
восполняются за счет энергии импульса предшествующего каскада.
Величины анодного тока в рабочей точке ia и индуктивности
намагничивания импульсного трансформатора Lm находятся для
усилителя импульсов так же, как и для блокииг-генератора.
После определения величины Lm необходимо определить
(величину тока намагничивания и, пользуясь характеристиками
лампы, убедиться в том, что к концу импульса рабочая точка не
выходит за пределы области перенапряженного режима.
В рассматриваемой схеме применено параллельное питание
анодов ламп подмодулятора и, в частности, лампы Л3 усилителя
импульсов. Параллельная схема питания имеет следующие
преимущества. При использовании этой схемы через первичную обмот-
200

ку импульсного трансформатора во время пауз между импульсами
протекает ток заряда емкости, что обеспечивает размагничивание
сердечника. В связи с этим, как показано в гл. VI, увеличивается
величина действующей магнитной .проницаемости материала
сердечника, что позволяет получить экономию материала сердечника
или улучшить форму импульса. Далее, при использовании
параллельной схемы питания цепи анода в случае кратковременного
пробоя генераторной лампы (искрение) зарядное сопротивление /?4,
включенное в це:пь анода, ограничивает величину тока короткого
замыкания, что благоприятно сказывается на работе лампы.
Наконец, при использовании схемы параллельною питания цепи
анода облегчаются требования к изоляции импульсного
трансформатора, поскольку изоляция между обмотками находится под
напряжением только во время импульсов.
Недостатком схемы параллельного питания является
необходимость применения разделительного конденсатора большой
емкости (Cr на рис. 7.6), а также то обстоятельство, что па*ра1зит-
ная емкость между корпусом этого конденсатора и корпусом
блока влияет на длительность фронта. Схему параллельного питания
особенно целесообразно применять в случаях, когда анодное
напряжение рассматриваемого каскада усиления импульсов
превышает 1000—2000 в.
При выборе величин емкости и сопротивления в цепи анода
усилителя импульсов можно исходить из следующих соображений.
Величина сопротивления Ra должна быть значительно (в 10—29
раз) больше, чем оптимальная нагрузка для лампы:
/?4=(10-ь20)/?Л1, (7.13)
где
Средняя мощность, рассеиваемая в сопротивлении /?4>
слагается из мощности, рассеиваемой во вр-емя плоской часта
импульса, мощности, рассеиваемой во время фронта импульса и
мощности, рассеиваемой во время интервала между импульсами в связи с
протеканием через сопротивление Ra тока заряда емкости Сб. При
расчете этой мощности можно приближенно принять, что потери
в сопротивлении Ra за время фронта равны потерям за время
плоской части импульса:
4=ЯвЧ Рф+Рп * 2РМ4 Р„, (7.14)
где
U2
Ри= -р- ъгн—потери за время плоской части импульса;
Рп=/дТ2Р/г2/?4—-потери за время паузы между импульсами.
Емкость С5 определяется, исходя из величины допустимого
падения напряжения, вызванного разрядом этой емкости, во
премя плоской части импульса.
201

Обычно принимают в качестве допустимого значения
величину A6^=0,05t/.
Величина С5 находится по формуле
Сь = 1^ .
Соотношения, используемые для расчета /?4 и Сб, можно также
использовать для расчета величин сопротивления и емкости в
анодной цепи блокинг-генератора \R2 и С2|.
При расчете блокинг-генератора исходной величиной
является требуемая от него мощность, т. е. мощность,
потребляемая цепью сетки усилителя импульсов:
P=Ug'Ig,
где
Ug=eg макс +1?#|—амплитуда импульса на сетке Л3;
Z^ —сеточный ток лампы Л3 в импульсе, величина которого
определяется по характеристикам сеточного тока лампы Л3.
Расчет блокинг-генератора схемы рис. 7.6 производится
также, как блокинг-генератора схемы рис. 7.1. Имеются, однако,
некоторые особенности, на которых следует остановиться.
При определении величин nag и р можно пользоваться
формулами, приведенными в §7.1, положив в них /v=0.
При этом получим:
^макс fgK
ttag= ij— • P=rgK. (7.15)
Амплитуда запускающих импульсов на сетке Л{ должна быть
равна абсолютной величине смещения, запирающего лампу Л\
(или несколько превышать ее).
Длительность запускающего импульса на сетке Л\ схемы
рис. 7, 6 должна быть меньше, чем требуемая длительность
выходных импульсов.
В некоторых случаях с целью проверки результатов (расчета
желательно убедиться в том, что при найденных в ходе расчета
значениях параметров схемы обеспечиваемся требуемая величина
крутизны фронта импульса 'блокинг-генератора. Это можно
сделать, определив длительность фронта импульса методом
численного интегрирования. С этой целью в системе характеристик
анодного тока лампы следует построить нагрузочную прямую и
динамическую характеристику фронта им!пульса. Для построения
последней используется соотношение
ea=A—Beg, (7.16)
где обозначено:
ag
202

Величину ел можно принимать равной абсолютной величине
смещения. Обозначения других величин, входящих в (последнюю
формулу, приводились выше.Для построения динамической
характеристики следует задаться несколькими значениями eg-> определить
то формуле соответствующие значения еа и нанести определенные
таким образом точки на характеристики лампы.
Длительность фронта импульса определяется после этого по
формуле
/> _Г\. V1 Ават > (7.17)
где
Cz — суммарная паразитная емкость блокинг-генератора;
кеат—элементарный интервал изменения напряжения на
аноде лампы;
1сш~~соответствующая этому интервалу величина тока
заряда паразитной емкости.
Величина icim определяется как разность ординат
динамической характеристики фронта импульса и нагрузочной прямой.
Достаточную для технического расчета точность расчета
длительности фронта (±20%) можно получить, разбив интересующий
нас интервал изменения еа на 10 элементарных интервалов. В
связи с этим время, необходимое для расчета длительности фронта,
невелико.
ЛИТЕРАТУРА
К главе VII
1. Гарбер И. С, Давыдов С. Д. Ширяев В, Ф. Радиопередающие устрой-
стрэ СВЧ. АРТА, 1956.
2. Меерович JI. Л. Импульсная техника, «Советское радио», 1954.
3. Ицхоки Я С. Импульсная техника, «Советское радио», 1949.
4. Давыдов С. Д. Технический расчет блокинг-генератора с искусственной
линией в цепи сетки, АРТА, 1953.
203

ГЛАВА VIII
РАСЧЕТ МАГНИТНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ МОДУЛЯТОРОВ
В магнитном импульсном модуляторе в качестве
коммутирующего элемента используется нелинейная индуктивность.
Магнитные коммутирующие устройства обладают рядом
преимуществ перед другими типами коммутирующих устройств,
основными из которых являются:
а) высокая эксплуатационная надежность. Срок службы
магнитного коммутирующего устройства практически неограничен;
б) постоянная готовность к работе, так как элементы
модулятора не требуют предварительного разогрева. Другие типы
коммутирующих приборов требуют предварительного разогрева,
доходящего (В тиратронах до нескольких минут;
в) отсутствие предельных токов в схеме подобно току эмиссии
в электровакуумных приборах;
г) при разумном конструировании габариты и вес магнитного
модулятора могут быть меньше, чем лампового импульсного
модулятора;
д) высокая механическая прочность и др.
Мощность магнитного импульсного модулятора может
исчисляться мегаваттами. Магнитный модулятор может генерировать
короткие импульсы вплоть до десятых долей микросекунды.
По типу применяемого- источника питания магнитные
импульсные модуляторы разделяются на:
1. Магнитные импульсные модуляторы с питанием от
источника беременного тока.
2. Магнитные импульсные модуляторы с питанием от источника
постоянного тока.
В магнитном импульсном модуляторе с питанием от
источника переменного тока могут полностью отсутствовать электро(ваку-
умные приборы. В этом случае синхронизация индикаторного
устройства радиолокационной станций должна производиться от
импульсного модулятора.
Схема магнитного импульсного модулятора с питанием от
источника постоянного тока является электронно-магнитной
схемой, так как помимо магнитных коммутирующих устройств схема
должна содержать электронное коммутирующее устройство.
Электронно-магнитные схемы модулятора можно
синхронизировать с помощью внешних синхронизирующих импульсов.
205

В зависимости от типа применяемого магнитного
коммутирующего элемента могут быть выделены следующие варианты
схем магнитного импульсного модулятора:
а) дроссельная схема магнитного импульсного модулятора.
В этой схеме все магнитные коммутирующие элементы
представляют собой нелинейные дроссели;
б) трансформаторная схема магнитного импульсного
модулятора. Магнитные коммутирующие элементы выполняются в виде
нелинейных трансформаторов или автотрансформаторов;
в) смешанная схема магнитного импульсного модулятора,
содержащая KaiK нелинейные дроссели, так и нелинейные
трансформаторы или автотрансформаторы.
В случае применения в модуляторе коммутирующих
трансформаторов и автотрансформаторов, отпадает необходимость в
высоковольтном трансформаторе на входе модулятора.
§ 1. Конструирование коммутирующих дросселей
Эксплуатационная надежность коммутирующих дросселей и
трансформаторов в значительной мере определяется качеством
конструктивного их выполнения.
При конструировании коммутирующих дросселей и
трансформаторов необходимо учитывать особенности работы этих
элементов в схемах магнитных импульсных модуляторов, а также
специфические свойства ферромагнитных материалов, применяемых для
изготовления сердечников.
Расчет и конструирование коммутирующих дросселей и
трансформаторов включает в себя выбор ферромагнитного материала
сердечника, выбор геометрических размеров сердечников,
определение требуемого числа витков обмотки, выбор провода обмотки,
определение изоляционных промежутков, обеспечение нормального
теплового режима дросселя, конструктивное оформление дросселя
и т. п.
Идеальный материал для сердечников коммутирующих
дросселей и трансформаторов характеризуется прямоугольной кривой
намагничивания. Такого материала в действительности не
существует. Имеющиеся материалы обладают свойствами, которые тем
в большей степени приближаются к идеальным, чем уже
динамическая петля гистерезиса, выше проницаемость в ненасыщенном
состоянии и ниже в насыщенном состоянии.
Материал сердечника для коммутирующих дросселей должен
обладать возможно большим значением индуктивности насыщения
Вии особенно в тех случаях, где важно уменьшение веса
сердечника, ибо объем сердечника Qs ^gr, где AS—максимальное
изменение индукции в сердечнике.
Петля гистерезиса должна быть возможно ближе по форме к
прямоугольной. «Прямоугольность» петли гистерезиса можно оха-
206

ржтеризо&ать отношением остаточной индукции Во к индукции
насыщения Вн.
Статическая петля- гистерезиса материала сердечника должна
обладать возможно меньшей площадью. Чем меньше площадь
петли гистерезиса, тем меньше потери на гистерезис. Это
требование для первых каскадов модулятора, где потери на гистерезис
составляют основную часть потерь в сердечнике.
Удельное сопротивление материала сердечника р должно
быть возможно большим. При этом уменьшаются .потери на
вихревые токи. Это особенно важно при выборе материала для
сердечников последних каскадов, где потери на вихревые токи
составляют основную часть потерь в сердечнике.
Сердечники коммутирующих дросселей обычно
изготавливаются из тонкой ленты. Лента спирально навивается, образуя
торой д.
В табл. 8. 1 приведены технические данные некоторых
ферромагнитных сплавов, применяемых для изготовления сердечников
коммутирующих дросселей и трансформаторов.
В таблице обозначено:
8—толщина листа в мм\
5Я —индукция насыщения в кгс и-^- ;
Во~~остаточная индукция в кгс и -~г \
/7«—коэрцитивная сила вэи - 5
р—удельное сопротивление в омм.
Из приведенной таблицы видно, что лучшими параметрами
обладает справ 34НКМЛ. Индукция насыщения материала
достаточно высокая. Сплав обладает хорошей прямоугольностью петли
гистерезиса.
Другим сплавом, который с успехом может быть применен для
изготовления сердечников коммутирующих дросселей, является
сплав 50НП, магнитные параметры которого близки к параметрам
сплава 34НКМП.
Оплав 65НП обладает несколько меньшим значением
индукции насыщения, чем стлав бОНП и 34НКМП.
С целью уменьшения потерь может оказаться целесообразным
сердечники последнего каскада изготовлять «из ленты сплава
79НМА или 80НХС. Следует учесть, что индукция насыщения у
'¦)тих сплавов сравнительно невелика, в связи с чем возрастет
< >бъем сердечника.
Толщина ленты р оказывает существенное влияние на
величину потерь, обусловленных как явлением гистерезиса, так и вихре-
пьши токами. При уменьшении толщины ленты потери на гистере-
207

зис увеличиваются (вследствие возрастания коэрцитивной силы), а
потери на вихревые токи уменьшаются. Поэтому для заданной
длительности импульса существует определенная толщина ленты, при
которой суммарные потери в сердечнике имеют минимум.
Требуемый объем сердечника определяется по формулам»
приведенным в § 2.
Объем сердечника коммутирующего дросселя орапорционален
эффективной магнитной проницаемости сердечника в насыщенном
состоянии.
Таблица 8.1

Наименование
сплава
50НП
65НП
ЗЧНКМП
80НХС
79НМА
Ь мм
0,05
0,02
0,01
0,05-1 0,10
0,02-1-0,04
0,35
0,05-0,1
0,02
0,01
0,2-0,34
0,1-0,19
0,05-0,09
0,02—0,04
0,01
0,2-0,34
0,01-0,19
0,05—0,09
0,02-0,04
в„
кгс
15
13
13
15,5
7
7,5
еб
м2
1,5
ЬЗ
1,3
1,55
0,7
У, /О
п -fa-o/,,
ЬЯ-92
88-90
82—87
88-93
85-90
86 -96
40-42
72- 76
э
0,3
0,45
0,5
0,15
0,2
0,07
0,2-0,1
0,3
0,65
О5О2
0,03
0,04
0,05
0,10
0,02
0,03
0,05
0,0(3
0,07
а
м
24
?6
40
16
5,6
16-8
21
52
1,6
2,4
3,2
4
8
1,6
2,4
4
4,8
5,6
р 10-с
ом м
0,45
л о
0,3
0,52
0,63
0,56
Уд.
вес
г
см2
8,2
8,35
8,3
8,5
8,85
208

Эффективная магнитная проницаемость насыщенного
сердечника зависит от конструкции дросселя. Она уменьшается с
увеличением коэффициента заполнения сердечника и с уменьшением
зазора между обмоткой и сердечником. Эффективная магнитная
проницаемость обычно больше единицы. Минимальную ее
величину ограничивает коэффициент заполнения сердечника. При
конструировании дросселей на высокие напряжения возрастает толщина
изоляционных прокладок и эффективная магнитная проницаемость
сердечника увеличивается. На практике величина эффективной
магнитной проницаемости лежит в пределе 2-ЫО.
Величина коэффициента заполнения сердечника примерно
равна 0,6-f-0,8 при толщине ленты Ь=50 мкм, 0,55-f-0,65 при
5=20 мкм и 0,45-~0,6 при 8=10 мкм.
При выборе габаритов должна быть также учтена
допустимая тепловая нагрузка сердечника. Удельная тепловая нагрузка
сердечника равна
где
Рст—мощность, рассеиваемая в сердечнике;
V—коэффициент теплоотдачи, равный 80 ~°С для масляного
охлаждения и 16 —г С для воздушного охлаждения;
А/ —превышение температуры сердечника над температурой
окружающей среды.
Если принять, что максимально допустимое превышение
температуры для масляного охлаждения равно 25°С, а для
воздушного охлаждения — 50°С, то допустимая удельная тепловая наг-
рузка сердечника qQ~Q,2 —^ в случае масляного охлаждения и
q{) = 0,065 —8 при воздушном охлаждении,
СМ"
Если линейные размеры сечения сердечника равны ак и вк, а
средняя длина магнитного пути равна lKi то удельная тепловая
нагрузка сердечника
?°«- 21к(ак+ея)
т. е. удельная тепловая нагрузка сердечника qUK не должна
превышать допустимую удельную тепловую нагрузку q0.
Количество витков катушки коммутирующего дросселя
определяется по формулам, приведенным § 2 и § 3.
Выбор диаметра провода обмотки коммутирующего дросселя
производится, исходя из допустимой плотности тока:
I I 1-рган. 88

где
/эф—эффективное значение тока в обмотке дросселя;
у—допустимая плотность тока, равная 2—? при воздушном
Мм
охлаждении и (8---10) —5 при масляном охлаждении.
Для обеспечения высокой надежности дросселей следует при
их конструировании стремиться к снижению, то мере возможности,
градиентов электрического поля, тепловых нагрузок в стали
сердечников и механических усилий на сердечник.
Известно, что магнитные свойства ферромагнитного
материала сердечника существенно меняются под действием механических
усилий. Поэтому следует избегать механических воздействий на
сердечники при их изоляции или намотке. Для Защиты сердечников
от механических нагрузок при изготовлении обмотки сердечники
помещаются в торроидальные каркасы. Внутренние размеры
каркаса должны соответствовать размерам сердечника, который
должен легко входить в каркас и в то же время не мог бы в нем
свободно перемещаться. Каркасы для помещения сердечников могут
быть изготовлены из текстолита, гетинакса, 'пластмассы или
электротехнического картона. Для улучшения отвода тепла
сердечники могут также помещаться в каркасы, изготовленные из
металла с хорошей теплопроводностью. В этом случае каркас не
должен быть замкнутым. Для этого он выполняется из одной или
двух кольцевых коробок с сечением © виде буквы «П». На рис. 8. 1
показано сечение коммутирующего дросселя с одной медной коль-
Одмотна
Рис. 8.1
210

цевой коробкой, на рис. 8. 2 — сечение коммутирующего дроссел'я
с двумя медными кольцевыми коробками. На рис. 8. Я показан
общий вид готового дросселя.
Обмотка
^т ' ~т~;уу7^ц
изоляционные кольца
из картона марки МЭ
медные хоу?
^ KOPO&XLL
Рис. 8.2
Дроссели, работающие пр(и высоких напряжениях, например
15 кв и выше, целесообразно помещать в трансформаторное масло
211

Для уменьшения напряжений, действующих между концами
обмотки и сердечником, целесообразно среднюю точку обмотки
дросселя соединить с сердечником. Это хюзволяет уменьшить
изоляционные шрокладки, что способствует уменьшению величины
эффективной магнитной проницаемости сердечника.
i§ 2. Расчет магнитного импульсного модулятора с питанием
от источника переменного тока
Л. СХЕМА И ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
Дроссельная схема магнитного импульсного модулятора
приведена на рис. 8. 4. Схема питается от источника переменного тока.
Схема модулятора содержит высоковольтный силовой
трансформатор Т\, зарядный дроссель Lo, коммутирующие индуктивности
Рис. 8.4
Lu L2y L3, накопительные емкости Сь С2, формирующую
искусственную линию ИЛ и выходной импульсный трансформатор 7Y
Емкости конденсаторов Си С2 и суммарная емкость
формирующей линии Сл обычно берутся равными между собой-
Г> /"» Г*
1 ——- \_J •) , , . , , \^t - ¦¦• |^> .
В стационарном режиме работы модулятора в начале
каждого 'периода напряжения на емкостях Ci, C2 и на формирующей
линии равны нулю, сердечник первой коммутирующей
индуктивности насыщен отрицательно, а сердечники остальных
коммутирующих индуктивностей насыщены положительно.
В интервале между импульсами происходит резонансный
заряд конденсатора С\ от источника переменного тока. В процессе
заряда напряжение на емкости С\ изменяется в соответствии с
выражением
(8.1)
где
Em—амплитуда синусоидального напряжения на вторичной
обмотке трансформатора 7\;
2J2

о>0—собственная частота зарядной цепи, равная частоте
переменного напряжения источника питания.
1
-0 г • (8.2)
На рис. 8,5 а изображена кривая напряжения источника
питания.
На рис. 8.5 б изображена кривая напряжения на емкости С{.
В процессе заряда конденсатора Ct происходит изменение
Рис. 8.5
магнитной индукции сердечника коммутирующей индуктивности
и соответствии с выражением
= —В1к + -^sT [
dt,
(8.3)
где
И/л—напряжение на индуктивности Ьи равное напряжению
tin емкости Clf
fiU{ - индукция насыщения сердечника дросселя Lx в 8
8
21Л

wx—количество витков дросселя,
Sx — площадь поперечного сечения сердечника в м2,
К концу периода Т напряжение на емкости С{ достигает
величины Ucl=TzEm (рис. 8.5 б), а индукция в сердечнике
становится равной—В]н (рис- 8.5 в) и емкость С, разряжается через
насыщенную индуктивность LlH на емкость С2.
Во избежание преждевременного разряда емкости Сх
необходимо, чтобы &В1<2В1н (рис. 8.5 #), что достигается надлежащим
выбором параметров дросселя Lx. Параметры дросселя Lx должны
быть выбраны в соответствии с выражением
^^г5- (8.4)
Если приращение индукции SB измерять в гауссах, а
сечение сердечника в см2, то
ДД^1,08'Ю8 Ц» гс. (8.40
В процессе разряда емкости С! на емкость С2 напряжения
на этих емкостях изменяются в соответствии с выражениями
c2 = —-у- 0—
где
г ш 2
Длительность разряда емкости Сх равна полупериоду
собственных колебаний контура, состоящего из емкостей С1 и С2 и
насыщенной индуктивности Llfl:
\и^ ¦ (8.5)
Одновременно с зарядом конденсатора С\ уменьшается
«индукция в сердечнике коммутирующей индуктивности L2, поскольку
напряжение на ней равно напряжению на емкости С2. В момент
времени, когда емкость Сх полностью разряжена, а напряжение
на емкости С2 достигает максимальной величины, сердечник
коммутирующей индуктивности Lz насыщается (—В2н) я начинается
разряд емкости С2 на последующую емкость.
214

Аналогично протекают процессы во всех промежуточных
каскадах модулятора.
На рис. 8.6 приведены кривые напряжения на емкостях
модулятора и нагрузки и кривые токов, протекающих через
коммутирующие дроссели, начиная с момента начала разряда С\.
и
Рис. 8.6
Напряжения при разряде /с-ой емкости на к+\ емкость
могут быть записаны в виде:
(8.6)
(8.7)
где
1
и...
Длительность разряда л:-ой емкости на к-\-\ емкость равна
/" Lkh'T ' (8'8)
215

Максимальное изменение индукции в сердечнике л:-ой
индуктивности
АВЖ«1,57 ^ 4' (8.9)
ИЛИ
AB<g==l>57M08,. ^ - гс. (8.9')
(Здесь 5л; берется в ?ж2).
Для того, чтобы разряд к-ой емкости начался в момент,
когда напряжение на ней достигает максимальной величины,
необходимо выполнение условия
ЬВК=2ВКН.
В момент, когда произойдет насыщение последней
коммутирующей индуктивности Ln> начинается разряд искусственной
линии через первичную обмотку импульсного трансформатора.
Если волновое сопротивление линии равно пересчитанному
сопротивлению нагрузки
где пш~коэффициент трансформации импульсного
трансформатора, то разряд линии происходит в виде одиночного импульса
длительности
где
пл — количество ячеек линии;
ЬяУ Ся—индуктивность и емкость ячейки линии.
Для того чтобы насыщенная индуктивность последнего
коммутирующего дросселя существенно не влияла па процесс разряда
линии, необходимо эту индуктивность брать достаточно малой.
Величина насыщенной 'индуктивности последнего дросселя не
должна превышать индуктивность одной ячейки искусственной
линии.
Восстановление исходного состояния сердечников
коммутирующих индукшвностей 'промежуточных и последнего каскадов
происходит © интервале между рабочими имшульсами .
Объем сердечника первого коммутирующего дросселя
определяется по формуле:
где
Р—мощность на выходе модулятора;
х — длительность импульса в сек;
V-iu ~" эффективная относительная магнитная проницаемость
насыщенного сердечника;
216

&Вг —приращение магнитной индукции в ~ ;
•^-—коэффициент полезного действия между первым каскадом
и нагрузкой.
Объем сердечников промежуточных и последнего каскадов
определяется из выражения
где
АВ^—приращение магнитной индукции аг-го сердечника в^~>
^.-коэффициент полезного действия между аг-ым каскадом
и нагрузкой;
ft™—эффективная относительная магнитная проницаемость
к-Yo сердечника.
Если приращение магнитной индукции А5 берется в гауссах,
эффективная магнитная проницаемость сердечника ркн в —L, то
:м\ (8.10)
:мК (8.11)
Произведение отношений частот П -ipL- должно
удовлетворять следующему равенству:
I I I I . • • I I ло *^см? \О# Х ^/
где
/("^—коэффициент сжатия модулятора,
"С
/^ — коэффициент сжатия последнего каскада.
В случае применения линии ячеечного типа и если насыщен-
217

пая индуктивность последнего дросселя равна индуктивности
одной ячейки линии, коэффициент р оказывается равным
8= !_
Минимальный суммарный объем сердечников получается при
равенстве объемов сердечников между собой. Целесообразно
поэтому при выборе частот о\ учитывать соотношение
/\2
Отношения частот —~— могут быть найдены путем совместного
^к—1
решения уравнения (8.12) и (8.15).
Оптимальное число каскадов модулятора, при котором
суммарный объем сердечников имеет минимальную величину,
определяется из выражения
Однако выбирать число каскадов модулятора п равным
оптимальному числу каскадов я0 нецелесообразно, ибо п0
сравнительно велико. Объем и вес модулятора может возрасти,
вследствие увеличения общего количества накопительных
конденсаторов.
В магнитных импульсных модуляторах средней мощности
(Р«200-7-500 кет) рекомендуется брать число каскадов
модулятора я= З-т-4. В магнитных модуляторах, мощность которых
исчисляется мегаваттами, целесообразно брать большее число
каскадов.
Коэффициент полезного действия модулятора
где
Рм—выходная мощность модулятора, равная
Рм=1а?а**Ри, (8Л8)
%Рп —суммарные потери на элементах схемы модулятора.
Эти потери можно представить в виде следующей суммы:
где
п
p^--суммарные потери в сердечниках и в обмотках
1'
коммутирующих дросселей;
218

^Рск -суммарные потери в накопительных емкостях;
РГ"потери в зарядной цепи;
Риг —потери в выходном импульсном трансформаторе.
Потери в сердечниках коммутирующих дросселей и
трансформаторов складываются из потерь на гистерезис и вихревые
гоки.
Мощность потерь на гистерезис может быть определена из
выражения
P^2QABHKFU ватт, (8.19)
где
Q—объем сердечника в мъ\
&В—максимальное приращение индукции в — "»
Нк— коэрцитивная сила в — •
м
Потери на вихревые токи в сердечнике первого
коммутирующего дросселя
(8.20)
Потери на вихревые токи в сердечниках коммутирующих
дросселей остальных каскадов
Рвк = 0,45-^^A^L, (8.21)
Р/С
где
В* —толщина листа tf-ro сердечника в м,
рк—удельное сопротивление материала ас-го сердечника в
ом му
Если измерять индукцию в гауссах, напряженность
магнитного поля в эрстедах, толщину листа в см, объем в смъу
удельное сопротивление в ом см, то формулы (8.19)—(8.21) принимают
вид
P9=\fi ¦ IO~8QABHHFU em, (8.1У)
em, (8.200
iFu ' (8-21')
Потери в обмотках коммутирующих дросселей (кроме
последнего) определяются по формуле
PRK- i- -^f^- V%, (8.22)
219

где
Rlk — омическое сопротивление обмотки к-ro дросселя.
Потери в обмотке последнего коммутирующего дросселя
Я»,»(''«№Л (8-23)
где 1'аг—пересчитанные к первичной обмотке выходного
импульсного трансформатора значение тока генератора СВЧ.
В дроссельной схеме мандатного импульсного модулятора,
приведенной на рис. 8. 4, требуемое повышение напряжения
осуществляется при помощи высоковольтного трансформатора Т\ и
выходного импульсного трансформатора Т2. При замене
коммутирующих дросселей коммутирующими трансформаторами или
автотрансформаторами отпадает необходимость в высоковольтном
трансформаторе Т\ на входе модулятора. На рис. 8. 7 приведена
м
Рис, 8.7
автотрансформаторная схема магнитного, импульсного модулятора.
Для расчетных целей удобно схему модулятора, содержащую
трансформаторы или автотрансформаторы, представить в виде
эквивалентной схемы, в 'которой параметры всех элементов
приведены к одному и тому же уровню напряжения. В схеме
модулятора рис. 8. 7 удобно привести напряжение всех элементов к
уровню напряжения на выходе 'коммутирующего автотрансформа-
Рис. 8.8
тора L2. Эквивалентная схема модулятора рис. 8, 7 с учетом
указанного пересчета приведена на рис. 8. 8? Параметры
эквивалентно

ной схемы связаны с параметрами схемы рис. 8. 4 следующими
соотношениями:
n2
где
n1 — коэффициент трансформации автотрансформатора Lx\
п2—коэффициент трансформации автотрансформатора Л2;
п1П —коэффициент трансформации выходного импульсного
трансформатора;
LlH—-насыщенная индуктивность всей обмотки
автотрансформатора Lx\
L2ti—~насыщенная индуктивность всей обмотки
автотрансформатора L2;
^„—-пересчитанное к первичной обмотке выходного
импульсного трансформатора Т сопротивление нагрузки.
Для расчета магнитного модулятора с применением
коммутирующих трансформаторов и автотрансформаторов можно
воспользоваться соотношениями, приведенными для дроссельной
схемы модулятора. Некоторые величины должны быть пересчитаны
соответственно эквивалентной схеме рис. 8. 8.
Б. ПОРЯДОК РАСЧЕТА МОДУЛЯТОРА
Исходными данными для расчета магнитного импульсного
модулятора являются-:
1. Мощность на выходе модулятора Р.
2. Длительность импульса на выходе модулятора т.
3. Частота следования 'импульсов^-
4. Напряжение на нагрузке Еагн (ток в нагрузке /я?я).
5. Требования к форме импульса напряжения на нагрузке
(длительность франта, длительность спада импульса, допустимые
изменения напряжения на верхушке импульса).
6. Напряжение сети, питающей, модулятор.
7. Ряд специальных требований, предъявляемых к импульс-
пому модулятору в зависимости -от назначения радиолокационной
станции.
221

Проектирование модулятора начинается с выбора его схемы.
Выбор схемы модулятора включает в себя выбор типов каскадов
модулятора (каскады с применением нелинейных дросселей,
нелинейных трансформаторов или автотрансформаторов), выбор
схемы формирующего двухполюсника, выбор схемы выхода
модулятора, построение цепи тюдматничивания и др. Схема модулятора
должна отвечать требованиям, предъявляемым к
радиопередающему устройству. Окончательное уточнение схемы производится
после выполнения электрического расчета модулятора.
В результате расчета модулятора должны быть определены
напряжения на всех элементах, токи в цепях, энергетические
соотношения в схеме, а также конструкция отдельных элементов
схемы.
Порядок расчета в известной мере зависит от выбранного
варианта схемы магнитного модулятора. Для уяснения методики
расчета магнитных модуляторов с питанием от источника
переменного тока приводим последовательность расчета схемы
модулятора, рис. 8.7 (эквивалентная схема рис. 8.8).
1. Выходная цепь модулятора
а) Сопротивление генератора постоянному току
б) Задаемся коэффициентом трансформации импульсного
трансформатора пит.
в) Пересчитанное сопротивление генератора
D/ _ Кг
г) Пересчитанные к первичной обмотке импульсного
трансформатора значения напряжения и тока генератора
д) Коэффициент сжатия модулятора
Км = v'
2. Определение параметров формирующей линии
а) Выбираем количество ячеек искусственной линии пл.
222

б)Ёмкость ячейки линий
где
Суммарная
емкость
линии
2пл9л
о —R'
г л А г'
в) Индуктивность ячейки линии
коэффициент р равен
3. Выбор числа каскадов модулятора
Как уже указывалось, выбирать число каскадов модулятора п,
равное оптимальному числу каскадов, нецелесообразно. При
мощности модулятора Р=200—500 кет рекомендуется брать число
каскадов я=3,-т-4. В магнитных модуляторах, мощность которых
'исчисляется мегаваттами, целесообразно брать большее число
каскадов.
4. Выбор материала сердечников коммутирующих
дросселей и трансформаторов
Соображения по выбору материала сердечников коммутирую»
щих дросселей изложены в § 1. Из табл. 1 находим для
выбранного ферромагнитного сплава индукцию насыщения Вн^
коэрцитивную силу HKi удельное сопротивление р и толщину листа Ък.
5. Выбор частоты со*
а) Частотой &к определяется объем сердечника и число
витков коммутирующего дросселя и трансформатора.
При выборе частоты ык можно исходить из условия
минимального суммарного объема сердечников. Для этого необходимо,
чтобы объемы сердечников были одинаковыми. В этом случае
/ft 1 К\
б) Ориентировочно можно задаться величиной кпд каскада
li0l^hQ2~hQb^h0^z0,8-T-O,9 и подсчитать значения
223

в) Величину эффективной магнитной проницаемости можно
ориентировочно положить равной и.Л« —3-5-5.
г) Согласно (8.11)
т0 coj со2 2р см v }
Решая совместно (8.11) и (8.15), определяем значения
CD, 0)9
д) Полученные значения частот —— должны
удовлетворять следующим требованиям:
Для того, чтобы величины эффективных проницаемостей
насыщенных сердечников были достаточно малыми, должны
выполняться условия:
(8.24)
Л R
Здесь \iiH и ji^« -относительная магнитная проницаемость.
Максимальное значение напряженности магнитного поля
Икшкс можно положить равным (16-f-24)103 ~-
Если индукция берется в гаусса к, напряженность магнитного
поля в эрстедах, то
<0,65 -
РкнИ,
кн "макс
Для того чтобы искусственная линия была во время заряда
эквивалентна емкости, нужно, чтобы длительность заряда ее была
в 4—-5 раз больше длительности импульса, т. е. коэффициент
сжатия последнего каскада Ксп—4-т-5. Согласно (8.14), получаем
224

е) Определение частот <%
"1 = 1-^ К'
ш2 = '
6. Определение объемов сердечников коммутирующих
дросселей и трансформаторов
а) Объем железа сердечника первого коммутирующего
дросселя (или трансформатора) определяем по формуле (8.10) или
(8.100.
б) В первом приближении считаем объемы всех сердечников
равными между собой:
Qi=Q2=Q».
В дальнейшем, если потребуется, может быть произведено
перераспределение объемов сердечников (увеличение объема
первого сердечника, уменьшение объема последнего сердечника)
так, чтобы произведение объемов оставалось неизменным.
в) Суммарный вес сердечников
где
Як—удельный вес материала л:-го сердечника.
7. Определение геометрических размеров сердечников
Геометрические размеры сердечника первого
коммутирующего трансформатора:
а) выбираем ширину ленты а;
б) задаемся эффективным сечением сердечника 5;
в) длина средней магнитной линии
г) средний диаметр сердечника
д) сечение сердечника с учетом коэффициента заполнения
а—коэффициент заполнения.
15 Ерган. 88 225

При толщине ленты 8 = 50 мкм а = 0,6-ь0,8, при толщине
ленты Ъ=20мкм а = 0,55-ь0,65, при толщине ленты Ъ=\0 мкм
a=0,45-f-0,6;
е) толщина сердечника с учетом коэффициента заполнения
а
ж) внутренний диаметр сердечника
Д=?>ср-*';
з) внешний диаметр сердечника
Аналогично определяются геометрические размеры
сердечников остальных коммутирующих дросселей и трансформаторов.
При большом объеме сердечника сердечник собирается из
нескольких колец.
Если сердечник собирается из готовых колец, то размеры
a, Dlf D2, I, S, 5/ кольца заданы и определению подлежит
требуемое количество колец для получения необходимого общего
объема сердечника.
8. Определение пересчитанных напряжений на
накопительных емкостях
а) Напряжение на формирующей линии
б) Напряжение на емкости С2
U
У ЧоЗ
в) Пересчитанное напряжение на емкости Сх
IV — ^с*
и с, — " _ / *
г) Пересчитанное значение эффективного напряжения сети
переменного тока
9. Определение коэффициентов трансформации коммутирующих
трансформаторов и величин емкостей в каскадах модулятора
а) Общий коэффициент трансформации коммутирующих
трансформаторов
226

б) Задаемся коэффициентом трансформации второго
коммутирующего трансформатора /г2, определяем коэффициент
трансформации первого коммутирующего трансформатора пг
в) Емкость конденсатора С2 берется равной суммарной
емкости ячеек искусственной линии
г) Емкость конденсатора Сг
п _п, 2
д) Истинное напряжение на емкости Сх
е) Производится выбор типа конденсатора С2 на требуемую
емкость и рабочее напряжение.
При невозможности подобрать емкость С\ в виде одного
конденсатора, необходимо из существующих типов конденсаторов
составить наиболее приемлемую комбинацию их включения.
После выбора типа конденсатора уточняется величина емкости
С1у коэффициент трансформации п2 и пх и напряжение UCl.
10. Определение числа витков
а) Количество витков первого коммутирующего
автотрансформатора определяем по формуле (8.4) или (8А').
Количество витков первичной обмотки автотрансформатора
б) Количество витков второго коммутирующего
автотрансформатора определяем по формуле (8.9) или (8.90.
Количество витков первичной обмотки автотрансформатора
в) Количество витков дросселя Lz определяем по формуле
(8.9) или (8.90.
11. Определение эффективных значений токов
а) Эффективное значение тока источника питания
/
и9ф
б)ч Эффективное значение тока, протекающего по нижней
части обмотки первого автотрансформатора,
1 /1 * \ г % П2 Р ГТ2
/аэф[1--"—j + ^-CX^FuUCl -
227

в) Эффективное значение тока, протекающего по верхней
части обмотки первого автотрансформатора,
г) Эффективное значение тока, протекающего по нижней
части обмотки второго автотрансформатора,
д) Эффективное значение тока, протекающего по верхней
части обмотки второго автотрансформатора,
е) Эффективное значение тока, протекающего по обмотке
дросселя Ls
12. Определение диаметров проводов
Диаметр провода определяется по формуле
Определяем:
а) диаметр провода зарядного дросселя dc;
б) диаметр провода нижней части обмотки первого
автотрансформатора d\\
в) диаметр провода верхней части обмотки первого
автотрансформатора d"\\
г) диаметр провода нижней части обмотки второго
автотрансформатора df2\
д) диаметр провода верхней части обмотки второго
автотрансформатора d"2\
е) диаметр провода коммутирующего дросселя d3;
ж) после определения диаметров проходов производится
выбор марок прО|ВОдов;
з) производится расчет конструкции о1бмоток с учетом
толщины изоляции проводов и требуемых изоляционных прокладок.
В некоторых случаях может оказаться, что не удается
удовлетворительно разместить обмотки и возникает необходимость в
изменении ранее принятого распределения объемов сердечников
коммутирующих дросселей и трансформаторов. Изменение
объемов сердечников производится таким образом, чтобы их
произведение осталось неизменным.
228

После изменения распределения объемов сердечников (если
оно производилось), необходимо уточнить значение частоту, <»2,
w8 и повторить расчет по пп. 7, 10, 11, 12.
13. Определение потерь в сердечниках
а) Потери в сердечнике первого автотрансформатора: потери
на гистерезис PM —по формулам (8.19) или (8. 19') ;потери на
вихревые то.ки Рв\ — по формулам (8. 20) или (8. 20')
Суммарные потери в сердечнике первого автотрансформатора
РcrcY^Рг\* РeV
б) Потери в сердечнике второго автотрансформатора: потери
на гистерезис Рг2—мо формулам (8.19) или (8.19'); потери на
вихревые токи Рвг—по формулам (8.21 )или (8. 2Г).
Суммарные потери в сердечнике второго автотрансформатора
в) Потери в сердечнике коммутирующего дросселя L3: потери
на гистерезис Ргъ—то формулам (8. 19) или 8. 19'); потери на
вихревые токи Рвц—по формулам (8.21) или (8. 2Г)«
Суммарные потери в сердечнике коммутирующего дросселя
Может оказаться, что потери на вихревые токи в сердечнике
последнего коммутирующего дросселя чрезмерно велики.
Уменьшение потерь на вихревые токи может быть достигнуто путем
уменьшения толщины ленты ферромагнитного материала или
путем некоторого уменьшения объема сердечника последнего
дросселя. (Объем сердечника первого дросселя следует
соответственно увеличить).
14. Расчет тепловой нагрузки сердечников
а) Удельная тепловая нагрузка сердечника 'первого
коммутирующего автотрансформатора
Если удельная тепловая нагрузка сердечника окажется выше
допустимой, необходимо принять меры для обеспечения нормального
теплового режима (увеличить объем сердечника 'или увеличить
охлаждающую поверхность с помощью радиаторов).
а) Аналогично производится расчет тепловой нагрузки
сердечнике® остальных коммутирующих дросселей и трансформаторов.
15. Определение потерь в обмотках
Мощность потерь в обмотке коммутирующего дросселя
229

Сопротивление обмотки
где
/^—сопротивление обмотки для постоянного тока;
ки—коэффициент, учитывающий влияние поверхностного
эффекта;
/^—коэффициент, учитывающий влияние эффекта близости.
16. Оценка коэффициента полезного действия модулятора
Коэффициент полезного действия модулятора можно оценить,
пользуясь формулой (8.17),
где:
Суммарные потери в сердечниках коммутирующих дросселей
и трансформаторов ?РСТ находятся из результатов расчетов,
приведенных в п. 13.
Суммарные потери в обмотках коммутирующих дросселей
и трансформаторов находятся на основании расчетов,
выполненных в п. 15.
При оценке кпд модулятора можно ориентировочно
положить суммарные потери в накопительных емкостях
потери в зарядном дросселе Р?0~(0,1-г-0,15)Рж;
потери в импульсном трансформаторе Рит=(0,05-т~0,1)Р;и.
17. Определение индуктивности зарядного дросселя
18. Расчет цепи подмагничивания
а) Индуктивность дросселя в цепи подмагничивания
б) Ток подмагничивания
; Ет _ nil P
Этим можно считать оконченным элактрическии расчет ^схемы
магнитного модулятора и конструктивный расчет коммутирующих
дросселей и трансформаторов. Далее следует произвести конструк-
230

тивнкй расчет элементов схемы модулятора (выходного
импульсного трансформатора, зарядного дрос!селя и др.)-
ЛИТЕРАТУРА
К главе VIII
1. Меерович Л. А., Зеличенко Л. Г. Генераторы импульсов на
трансформаторах с насыщающимися сердечниками. Труды ВКАС, № 53, 1956.
2. Буш К. И., Хасли А. Д., Нейтцерт К. Магнитные импульсные
модуляторы. ^Вестник информации, № 3, 1956.
3. Гарбер И. С Магнитные импульсные модуляторы. АРТА, 1959.
4. Гарбер И С, Давыдов С. Д, Ширяев В. Ф. Радиопередающие
устройства ТЁЧ, АРТА, 1956.
231

ГЛАВА IX
ЭЛЕМЕНТЫ РАСЧЕТА ПЕРЕДАТЧИКОВ НА КЛИСТРОНАХ
§ 1. Основные технические характеристики клистронов и их
применение в радиопередающих устройствах
Клистронные генераторы все более широко применяются в
передающих устройствах сверхвысоких частот. Отражательные
клистроны применяются в качестве генераторов маломощных
передатчиков, построенных по схеке генератор — антенна или в качестве
задающих генераторов передатчиков, построенных по схеме задающий
генератор—усилитель—антенна. Пролетные клистроны наряду с
лампами бегущей волны и амплитронами используются в качестве
усилителей колебаний GB4.
Отражательные клистроны имеют сравнительно низкий кпд
(менее 5%). Поэтому 'промышленность разрабатывает и выпускает
отражательные клистроны только сравнительно малой мощности.
Таблица 9.1
Отражательные клистроны, предназначенные для использования
в передающих устройствах [8]
Тип
У190С/1М
У237С/1К
У240С/2К
QK-754
У245С/1К
У247С/1К
Диапазон
частот
800-1000
3560-3820
3950-4050
5825-6425
4000—4630
4570-4750
Выходная
мощность
не менее
(вт)
2
0,35
0,35
1,5
0,2
0,2
Диапазон
напряжений
на
отражателе (в)
180-270
225-285
240-280
300-450
230—265
230-265
Ток
катода
(ма)
80
45
45
-
50
50
Диапазон

электронной
перестройки
(мггц)
± 2
± 4
± 9
50
±10
±10
233

Выходная мощность отражательных клистронов обычно
измеряется десятками милливатт и только в некоторых случаях
превышает 1 вт.
В табл. 9. 1 приведены основные данные некоторых
отражательных клистронов, выпускаемых в США, предназначенных для
использования в передающих устройствах.
Электронная перестройка отражательных клистронов и
модуляция частоты генерируемых ими колебаний осуществляются
изменением напряжения на отражателе. Поскольку цепь отражателя
почти не потребляет тока, управление частотой осуществляется с
весьма малой затратой мощности. Диапазон электронной
перестройки имеет величину порядка 0,2-4-1 % от генерируемой частоты.
В последнее время предложены 2 способа увеличения диапазона
перестройки: применение в отражательном клистроне системы из
двух связанных резонаторов [2] и использование принципа
магнитной настройки резонатора. Для осуществления магнитной
настройки в резонатор помещают феррит, шдмагаичиваемый внешним
магнитным полем [3J.
Типичная для отражательного клистрона зависимость частотны
и мощности колебаний от напряжения на отражателе представлена
на рис. 9. 1. Хорошая линейность зависимости частоты от напряже-
Рис. 9.1
ыия является ценным преимуществом отражательного клистрона,
та,к как позволяет получить частотную модуляцию при величине
нелинейных искажений не более 1%.
Многорезонаторные пролетные клистроны используются в
передающих устройствах для усиления колебаний СВЧ. В отдельных
случаях применяются специальные двухрезонаторные клистроны,
предназначенные для умножения частоты.
На рис. 9.2 представлен эскиз клистрона-умножителя частоты.
Выходной резонатор этого клистройа настроен на 14-ю гармонику
234

частоты входного сигнала. Подстройка резонаторов
осуществляется путем прогиба диафрагм Д\ и Дг-
Выход
Выходной
резонатор
Входной
шанатор
Рис. 9.2
Усилительные клистроны имеют ишд, величина которого
достигает 30—40%. Они используются для 'генерирования 'колебаний в
дециметровом, сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн.
Имеются также клистроны, гсреднагзначенные для работы на
частотах 200—300 мггц, т. е. в коротковолновой части метрового
диапазона.
Значения частоты колебаний и выходной мощности для нею>
юрых мдогорезонаторных пролетных клистронов непрерывного
генерирования приведены на рис. 9. 3. Наименования и основные
данные многорезонаторных клистронов приведены в табл. 9.2 (стр.241).
Область применения многорезонаторных клистронов
охватывает три следующих основных направления;
235

1. Применение в передающих устройствах систем дальней
связи, использующих рассеяние радиоволн в тропосфере или
ионосфере; эти системы обеспечивают многоканальную связь на большие
расстояния, причем промежуточных станций не требуется. Для
работы таких систем нужны передатчики мощностью 2-Я0 и более
киловатт, использующие_ в большинстве случаев частотную
модуляцию или манипуляцию.
7«
500
300
iOO
50
30
20
to
5
3
г
1
02
Q05
0,€3
0,02
001
кбт
10
\t
1
'it
9 r|
—Л
\
6
\
\
Генераторные _
клистроны
- непрерывного режс/ма.
\
/5\
'8 \
\
A
\
4
/
200
500 IOOO
iOOOO
МГГЦ
Рис. 9.3
2. Применение в радиолокационных передающих устройствах,
предназначенных для дальнего и сверхдальнею обнаружения
самолетов, ракет и искусственных спутников Земли 141. В таких
передающих устройствах используется обычно импульсная
модуляция, причем применяется большая длительность импульса (в
некоторых случаях 2000 мксек), импульсная мощность измеряется
мегаваттами и десятками мегаватт, а средняя мощность — десят-
камй киловатт*
3. Применение в телевизионных передающих устройствах (для
передачи черно-белого или цветного телевидения). При этом, как
правило, используется дециметровый диапазон, амплитудная
модуляция, а средняя мощность имеет величину порядка 10 кет и
более. Во всех случаях применения многорезонаторных клистронов
к ним предъявляется требование высокой стабильности частоты ге-
236

нерируемых колебаний и высокой эксплуатационной надежности.
Срок службы клистронов в некоторых случаях превышает 10 000
часов.
§ 2. Функциональные схемы клистронных передатчиков
При разработке функциональной схемы клистронного
передатчика необходимо учитывать особенности задания на
проектирование, предъявляемые к передатчику требования и основные данные
клистронов, выпускаемых промышленностью. В некоторых случаях
клистроны разрабатываются специально для использования в
данном проектируемом передающем устройстве. При этих условиях
в процессе разработки «функциональной схемы определяются
основные требования, которым должен удовлетворять клистрон.
Вопросы построения функциональных схем клистронных
передатчиков целесообразно рассмотреть на примерах.
На рис. 9. 4, 9. б и 9.6 представлены типовые функциональные
схемы клистронных передатчиков, на схеме рис. 9.4 указаны
значения частоты и мощности, характеризующие один из примеров
применения данной функциональной схемы. То же относится к
схеме рис 9. 6.
Зидео
усилитель
\30мггц
Смеситель
\970мггц
Каскады
умножения
частоты
Отраэ/сательн
клистрон
*
Усилитель
Г
Яискримина -
тор
к
\ 5,9дмггц
кварцевый
генератор
ЮООмггц
Усилительи
клистрон
Выпрямитель
/5 #6 O,2cl
ШОмггц
1 Кб г
Выпрямитель
лодмагничцбаиия
_¦
oat
¦—
цепи питании,
контроля и
защиты
Рис. 9.4
Радиочастотный тракт функциональной схемы рис. 9. 4
построен по принципу прямого усиления и состоит из задающего
генератора, в роли которого используется отражательный клистрон мощ-
237

ЛампобыО 1
импульсныб
модуля/пор
Выпрямитель |
теш
Маеивтрони.
генератор
блок
CUHJCPONU3
Система
п&рестройми
частоты
импульсный
модулятор
на
тиратроне
Зыпрямитель
/2
Выпрямитель
/V3
Система
охлаждения
*?лисгрона
Рис. 9.5
к'ёарцьЬый
генератор
5/нГГц
Удвоитель
Утроите/io
Утроитель
блок
литания
ЯОмггц
J3?
27Ом/гц
J6
Утроитель
Схема
контроля
и
защиты
Утроитель
Усилитель
модулир
567
ный
Ё
Улистринный
усилитель
Выпррмитея»
питания
Рис. 9.6
238

ностью 1 ет, и усилительного трехрезонаторного клистрона, имею-»
щего выходную мощность 1 кет при кпд 30%. Полоса 'пропускания
усилительного клистрона составляет 0,5% от средней частоты.
В передатчике используется частотная .модуляция.
Модулирующее напряжение подается на отражатель клистрона —
задающего генератора. Средняя частота стабилизируется при помощи
системы АПЧ, причем стабильное по частоте опорное напряжение
получается путем умножения частоты колебаний кварцевого
генератора. Для питания катодной цепи клистрона используется
выпрямитель мощностью 3 кет при напряжении 15 к,в.
Фокусирующие катушки питаются от специального выпрямителя мощностью
600 вт при напряжении 200 в. Данная функциональня схема
отличается простотой устройства радиочастотного тракта. Если не
имеется отражательного клистрона с требуемыми параметрами,
вместо него может быть применен другой источник
частотно-модулированных колебаний. В частности, можно применить ламповый
генератор с самовозбуждением, частота колебаний которого
модулируется при помощи реактивной лампы и имеет среднее
значение порядка 3—6 мггц. Между этим генератором и
усилительным клистроном включается несколько каскадов умножения
частоты. При таком изменении функциональной схемы усложняется
радиочастотный тракт передатчика, но упрощается схема тракта
АПЧ. На смеситель АПЧ подается напряжение генератора с
самовозбуждением, модулируемого по- частоте, и напряжение
генератора, стабилизированного кварцем. Каскады умножения частоты
между генератором, стабилизированным кварцем, и смесителем
оказываются ненужными.
На рис. 9. 5 показана функциональная схема клистронного
передатчика, в котором в качестве возбудителя используется магне-
тронный генератор.
Возбудитель и клистронный усилитель работают в режиме
импульсной модуляции, но управляются различными модуляторами.
Для модуляции магнетрона-возбудителя используется ламповый
импульсный модулятор, обеспечивающий хорошую форму и
высокую стабильность параметров модулирующего импульса.
Недостаточно высокий кпд этого модулятора мало отражается на
энергетических показателях передатчика в целом, поскольку требуемая
от него мощность сравнительно мала. Для питания клистрона
используется мощный импульсный модулятор с искусственной линией
и коммутирующим прибором ионного разряда (тиратрон).
Выпрямители / и 2 служат для питания модуляторов. Выпрямитель 3
используется для питания фокусирующих катушек клистрона.
Несмотря на то, что в рассматриваемой функциональной схеме
в качестве возбудителя используется магнетрон, схема позволяет
получить достаточно высокую стабильность частоты генерируемых
колебаний. Это обусловлено полной развязкой между цепью
антенны и возбудителем, а также облегченным режимом возбудителя,
от которого не требуется в данной схеме большой мощности.
239

При использовании перестраиваемого магнетрона схема рис. 9.5
позволяет осуществить механическую перестройку передатчика в
диапазоне.
На рис. 9. 6 представлена функциональная схема передатчика,
в котором в качестве задающего генератора используется
ламповый генератор, стабилизированный кварцем. Между задающим
генератором и клистроном включена цепочка каскадов умножения
частоты. Амплитудная модуляция осуществляется путем подачи
модулирующего напряжения на первый анод клистрона. Этот
электрод имеется не у всех клистронов, а только у тех, которые
специально предназначены для использования в режиме амплитудной
модуляции.
Приведенные примеры не исчерпывают возможностей
построения клистронных передающих устройств. Возможно, в частности,
использовать для умножения частоты специальный
клистрон-умножитель частоты, выходной резонатор которого настраивается на
пятую или более высокую гармонику входного сигнала. В
отдельных случаях в качестве задающего генератора может быть
применена лампа обратной волны, а в качестве промежуточного
усилителя — лампа бегущей волны средней мощности.
§ 3. Расчет режима работы усилительного клистрона
Приведем вначале сводку расчетных формул, используемых при
расчете усилительного клистрона. Вывод эт^их формул имеется в
пособиях по курсу [51, [7].
Мощность на выходе усилительного клистрона и его кпд
определяются соотношениями:
0г1/С> (9.1)
где
Ч = у коэффициент, зависящий от формы тока в сечении
улавливателя;
11—амплитуда первой гармоники тока пучка в сечении
улавливателя;
/0—среднее значение тока пучка;
?= т~ — коэффициент использования напряжения источника
питания;
Uo—ускоряющее напряжение;
?/„ —напряжение в зазоре улавливателя п резонаторного
клистрона;
/^—коэффициент прозрачности сеток;
Р—коэффициент связи электронного потока с зазором
выходного резонатора;
240

Параметры некоторых типов клистронов
Таблица 9.2
п.п.
1
2
3
4
5
б
7
8
"9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
Тип
V-42
VA-800
УА-805Д
Х-563
Х-571
VA-850
ЗК-3000—
ЗК-3000—
ЗК-20000—
ЗК-50000
4К-50000—
Х-600
Х-590
Х-602
VA-905A
А-39
—
—
—
—
Х-561
VA-80-B
V-82
Частота
или
лиапазон
мггц
350—1200
2000
6500
6Q00-750C
1800—2500
1500 -2500
700—1100
380—600
450-850
380—700
700—1000
1700—2500
220-400
500—900
6000
960—1200
34000
3000
4300—5500
3000
650
3000
9000
Hi
^ X СО
кет
12
10
—
0,06
1
10
2
2
5
10
10
10
20
60
2
4-30
0,012
1,2
0,3
40000
5
1000
5
Кпд
%
—
—
—
40
40
40
40
40
40
40
40
—
—
_
30
25
3,5
20
20
33
38
—
—
Усил
ние
дб
27
60
35
—
—
—
--
—
—
—
50
—
—
—
55
30
—
—
35
60
30
57

Режим
непр.
»
V
п
п
»
п
»
»
*
п
п
»
п
имп.
непр.
непр.
непр.
имп.
непр.
имп.
имп.
Литература
ВИ, №4, 1956
»
я
ВИ, № 22, 1956
„
ВИ, № 22 1956
п
„
„
„
ВИ, № 23, 1956
ВИ, № 21, 1952
ВРЛТ, № 2, 1957
ВИ, № 12, 1952
,,
„
FIRE, №6, р29а, 1954
PIRE, №6, р43а, 1954
я
16 Ерган. J
241

Примечания к таблице 9.2: 1. В графе „Литература* указаны
информационные журналы, в которых даны в русском переводе
сведения о клистронах и указаны оригинальные источники.
ВИ —Вестник информации;
ВРЛТ—Вопросы радиолокационной техники;
PIRE-Proc of IRE.
2. Промышленность выпускает серию клистронов V42 с
различными частотами. В таблице указян диапазон, перекрываемый
не одним клистроном, а всей серией.
7]я.-—кпд выходного резонатора.
Амплитуда первой гармоники тока в сечении выходного
резонатора двухрезонаторного клистрона
I^I^X), (9.3)
где
/j — функция Бесселя первого рода первого порядка;
А^0,5 PjSo)^—параметр группирования;
/0= исходное значение времени пролета;
/—расстояние между резонаторами;
sin^_
р!=— коэффициент связи электронного потока с зазо-
~Т
ром первого резонатора.
Оптимальным значением параметра группирования для
двухрезонаторного клистрона является величина X = 1,84. При этом
значении X У1(ЛГ)=0,58, т=Ы6.
Для трехрезонаторного клистрона величина f достигает
значения -х= 1,48 при значениях параметров Х'=2, Х12Х23=\.
Параметры группирования для трехрезонаторного клистрона
могут быть определены по формулам
Xu=03Hx^Un\
Аг18=0,5р1?1ш/018; (9.4)
Х23=О,5^2ш/023,
где /012, tou и /028—времена пролета невозмущенными
электронами соответствующих промежутков между резонаторами.
Эквивалентный параметр группирования Хг находится из
уравнения
^'sin^+e'H^sina)^—X23sin(a)/1 + <pe), (9.5)
где срэ—фазовый угол полного сопротивления второго резонатора
для первой гармонической составляющей тока пучка.
Зависимость тока пучка от напряжения между резонаторами
и катодом выражается приближенным соотношением
h^AU? , (9.6)
где Л—константа, называемая пермеансом пучка.
242

Формула (9.6) применима к клистронам с активированным
катодом, работающим в режиме пространственного заряда.
Пример расчета режима трехрезонаторного клистрона
Задание. Произвести расчет режима трехрезонаторного
клистрона по следующим исходным данным:
1. Напряжение на резонаторах 1/0=30 кв.
2. Ток пучка /0=0,1 а.
3. Расстояние между средними сечениями первого и второго
резонаторов
/12 = 20 см.
4. Расстояние между средними сечениями первого и
третьего резонаторов
/,8=25 см.
5. Осевое размеры зазоров 1-го, 2-го и 3-го резонаторов
d = l см.
6. Частота усиливаемых колебаний /=3000 мггц.
Расчет. 1. Выбираем величину параметра группирования
первого резонатора по отношению ко второму
ЛГ12=0,53.
2. Для обеспечения высокого кпд принимаем эквивалентный
параметр группирования Av=2, а произведение Х12'Хи^1; при
этом 7^=1,48.
3. Находим Х2г
Y ^12^23 1 1 Q
4. Полагаем второй резонатор настроенным в резонанс на
частоту колебаний; при этом.
срэ—0.
5. Решая уравнение (9.5) относительно Х1В, находим при
0
-Х\г = ]/4 ~ \,92= 0,635.
6. Амплитуда первой гармоники тока пучка
(для выбранных значений параметров группирования ^=1,48).
7. Принимаем коэффициент использования напряжения
источника анодного питания равным
i °8
8. Амплитуда напряжения на третьем резонаторе
(улавливателе)
t/8==!y/o-:0,8- 30000=24 т.
243

9. Результирующий коэффициент прозрачности всех сеток
кс принимаем равным
*с=0,7.
10. Скорость электронов при входе в первый резонатор
г>0-=6 ' 10Vm = l,04 • loio с Ml сек.
11. Отношение скорости электронов к скорости света
у, _ 1,04-ЮЮ
с З-Юю ~U»W-
Как известно, масса электронов определяется соотношением
т =
1 — —
где /тг0 —масса покоя.
При величине скорости электронов vu=Q,35c зависимость массы
электронов от их скорости еще можно не учитывать.
12. Углы пролета электронами зазоров резонаторов
13. Находим по графику [7, стр. 20] коэффициент связи
первого и второго резонаторов с электронным потоком
14. Скорость электронов при выходе из зазора третьего
резонатора
—X) = 6 ' 1О7)/^гЩГ^о;8)=4,65 • 109 см/сек.
15. Среднее значение скорости электронов в зазоре третьего
резонатора
Vcp = i^L e ^a75
16. Угол пролета электронами зазора третьего резонатора
__<W __ 2тс'3- 1QQ-1 = 9 г
а ~~ v^> ~ 0,75-ЮЮ ^Ь<
17. Находим по графику [7, стр. 20] коэффициент связи
электронного потока с высокочастотным полем третьего
резонатора
р-=0,8.
18. Оцениваем величину кпд третьего резонатора

19. Полезная мощность на выходе клистрона
Р=О,5чкс№и01от\к=О,5- 1,48-0,7-0,8-0,8* 3- 104*0,1 '0,7-1200 вт.
20. Коэффициент полезного действия клистрона
4 = 4 Tf*« = 4 l >48 ' °>7 * °'8 " 0,7=0,4.
2!. Потери в третьем резонаторе
Р,= Р-Ъ^= 1200^=^=510 <?/га.
22. Исходное значение времени пролета между первым и
вторым резонатором
23. Параметр группирования
откуда находим:
*2^5029
0,5 • 2тт: • 3 * 109 • 1,92 • 10~9
24. Напряжение в зазоре первого резонатора
иг=1{ио=0,029 ' 3 • Ю4=880 в.
25. Мощность, расходуемая в первом резонаторе, может быть
определена в предположении, что собственные эквивалентные
сопротивления первого и третьего резонатора одинаковы. При этом
условии потери в резонаторах относятся как квадраты
напряжений на их зазорах
l i_ = = \ ^34 ' 10~3.
26. Потери в первом резонаторе
/>1 = р-Рж=1>34-Ю-3 •510=0,68 вт.
27. Коэффициент усиления клистрона по мощности
§ 4. Соображения о расчете импульсного модулятора для
клистронного передатчика
Для импульсной модуляции клистрона могут быть
использованы как ламповые модуляторы, так и модуляторы с искусственными
245

линиями. При использовании модулятора с искусственной линией в
качестве разрядника может быть применен газоразрядный
коммутирующий прибор или катушка с насыщающимся сердечником. При
выборе модулятора следует руководствоваться известными
соображениями о преимуществах и недостатках модуляторов различных
типов.
Расчет модулятора для клистронного передатчика ведется в
таком же порядке, как и для случая модуляции магнетрона.
Исходными данными при расчете импульсного модулятора являются
значения тока пучка /0 и напряжения на резонаторах по отношению к
катоду Un. Сопротивление клистрона постоянному току находится
как отношение
Дифференциальное сопротивление клистрона может быть
определено по его вольтамперной характеристике.
Если эта характеристика не задана, дифференциальное
сопротивление можно определить, полагая, что вольтамперная
характеристика клистрона приближается к кривой степени 3/2. Такое
предположение является допустимым, поскольку в клистроне
применяются, как правило, активированные катоды, имеющие запас
эмиссии. Таким образом, анодный ток клистрона выражается
соотношением
Дифференцируя последнее выражение, находим:
?*/,«4" AUQTdU0.
Но A--V-
Следовательно,
dU 2 (/о 2
d/0 3 /0 3 ""
Таким образом, дифференциальное сопротивление клистрона
можно полагать равным 2/3 его сопротивления постоянному току.
Изменения ускоряющего напряжения приводят к изменениям
угла сдвига между напряжениями в первом и последнем
резонаторах. Поэтому всякие нестабильности величины ускоряющего
напряжения являются причиной паразитной модуляции фазы и частоты
генерируемых клистроном колебаний. Это обстоятельство имеет
значение при проектировании клистронных передатчиков, к
которым предъявляются повышенные требования в отношении стабиль-
246

йости частоты и фазы выходных колебаний, например, передатчиков
РЛС, использующих импульсно-когереятный метод селекции
движущихся целей.
Зависимость фазы выходных колебаний от величины
ускоряющего напряжения определяется следующими основными
соотношениями.
Сдвиг фазы между входным и выходным напряжением
клистрона
*013
где время пролета
Отсюда легко найти
Это соотношение может оыть использовано для определения
стабильности фазы выходных колебаний клистрона.
При расчете формы импульса клистронного передатчика с
ламповым импульсным модулятором возникает некоторое затруднение,
связанное с тем, что вольтамперная характеристика клистрона
близка к кривой степени 3/2, а известные методы расчета формы
импульса построены применительно к случаям рабсты модулятора
на ламповый или магнетронный генератор, вольтамперные
характеристики которых имеют иную форму. Это иллюстрирует рис. 9. 7,
Г
Рис. 9.7
U
на котором показаны вольтам'перные характеристики лампового /,
магнетронного 2 и клистронного 3 генераторов.
247

Можно указать следующие 3 способа расчета длительности
фронта и спада импульса на выходе клистронного генератора,
модулируемого ламповым импульсным модулятором:
1) замена вольтамперной характеристики клистрона двумя
отрезками прямых, как показано на рис. 9. 7 пунктиром; после такой
замены можно использовать порядок расчета и формулы,
имеющиеся в учебниках Щ [5];
2) использование для расчета длительности фронта метода
численного интегрирования, который изложен в пособии по курсу
[8, стр 189—192];
3) специальный анализ рассматриваемого случая и вывод
соотношений для аналитического расчета.
Вопрос о требованиях к стабильности частоты и фазы выход-
рых колебаний клистронного передатчика импульсно-когерентной
радиолокационной станции подробно рассмотрен в [9]. Однако
приводимые в [9] количественные данные о требованиях к стабильности
частоты, фазы, длительности импульса и периода следования
нуждаются в проверке. Они должны быть внимательно проверены с
учетом особенностей задания на проектирование и, в первую
очередь, с учетом ожидаемой величины случайных флуктуации
компенсируемых помеховых сигналов.
ЛИТЕРАТУРА
К главе IX
1 Proc. IRE, 1939, № 4 р 33.
2. Голант. Контурные системы клистронов с широкой полосой
электронной перестройки. Радиотехника и электроника, выпуск 5, 1959.
3. Jones Magnetic tuning of resonant cavities and wide band freqnency
modulation of klistrons. Proc IRE 1956 № 10.
4. Proc IRE 1959, № 8, ip 35 и 1959 № 23 p 43 A
5^ Иванов А. Б. и Сосновкин Л. Н. Импульсные передатчики СВЧ.
«Советское радио». 1952.
6. Гарбер И. С., Давыдов С. Д. и Ширяев В. Ф. Радиопередающие,
устройства СВЧ. ДРЛЖ 1956.
7. Давыдов С. Д. Генераторные клистроны и лампы обратной волны,
АРТА, 1959.
8. Гарбер И. С. и Давыдов С. Д, Импульсные модуляторы, APTAV 1953.
9. Применение стабилитрона и амплитрона для импульсно-когерентной
техники. Новости зарубежной радиоэлектроники, № 12, 1958.
248

ГЛАВА X
ЭЛЕМЕНТЫ РАСЧЕТА ПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
НА ГЕНЕРАТОРНЫХ ПРИБОРАХ С БЕГУЩЕЙ ВОЛНОЙ
В последние годы находят все более широкое применение
генераторные приборы, работа которых основана на взаимодействии
потока электронов с бегущей волнрй. В этих приборах
используются колебательные системы нерезонансного типа. К
генераторным приборам с бегущей волной относятся лампы бегущей волны,
лампы обратной волны, карматроны, магнетронные усилители.
Важным преимуществом приборов с бегущей волной по сравнению
с магнетронными, клистронными и ламповыми генераторами на
триодах и тетродах является широкополосность этих приборов при
использовании их в качестве усилителей и возможности быстрой
перестройки в широком диапазоне при использовании этих
приборов в качестве автогенераторов.
§ 1. Функциональные схемы передающих устройств на
генераторных приборах с бегущей волной
Генераторные приборы с бегущей волной позволяют
осуществить целый ряд разнообразных функциональных схем передающих
устройств СВЧ. Рассмотрим в качестве примеров некоторые
функциональные схемы.
На рис. 10. 1 представлена функциональная схема импульсно-
I Механизм
иастройиц
I Объемный L«_
резона тор \
импульсы
1
nmpo
'Tc/fufHume/fb
afipojfcev/iad
dnjww
Дмплитроя
усилит 1?/7ь
Модулятор
I v искусствен.
линией
Рис. 10.1
2 49

го передающего устройства на амплитронах. Радиочастотный
тракт этого передающего устройства состоит из двух каскадов.
В первом каскаде — возбудителе используется амплитрон,
работающий в режиме автоколебаний. В таком режиме работы он часто
называется стабилитроном. Вход стабилитрона связан с
перестраиваемым объемным резонатором высокой добротности.
Перестройка резонатора осуществляется при помощи специального
механизма. На выходе амплитрона возбудителя включен
отражающий элемент, благодаря которому образуется обратная связь,
необходимая для самовозбуждения колебаний. Фаза обратной связи
регулируется путем перемещения отражающего элемента вдоль
выходной линии. Для этого хлужит специальный механизм
продольного перемещения отражающего элемента. Отражающим
элементом может быть реактивный шлейф или другая неоднородность
в выходной линии. После отражающего элемента в линию,
соединяющую возбудитель с последующим каскадом—усилителем,
включен развязывающий ослабитель, предназначенный для уменьшения
влияния нагрузки на работу возбудителя. Лучшим видом
развязывающего ослабителя является невзаимный элемент—ферритовый
вентиль, обладающий малым затуханием для прямой волны и
большим для волны, отраженной от нагрузки. Если ферритового
вентиля с требуемыми параметрами не имеется, может быть
применен взаимный развязывающий элемент, ослабляющий в
одинаковой мере прямую и отраженную волну. Естественно, что такой
развязывающий элемент заметно ухудшает энергетические
показатели передатчика. Для управления колебаниями возбудителя и
усилителя служат два импульсных модулятора. Ламповый
импульсный модулятор, обеспечивающий выполнение жестких
требований к форме модулирующих импульсов, используется для
модуляции возбудителя. Более простой импульсный модулятор с
искусственной линией применяется для управления колебаниями
•усилителя. Усилительный каскад собран также на амплитроне.
Упрощенная принципиальная схема этого передающего устройства
представлена на рис. 10. 10.
На рис. 10.2 и il0.3 представлены функциональные схемы
импульсных передающих устройств нл лампах обратной волны маг-
нетронного типа. Свойства ламп этого типа позволяют построить
однокаскадный импульсный передатчик с быстрой перестройкой в
широком диапазоне. Функциональная схема рис. 10. 2 отличается
тем, что напряжения между катодом и другими электродами
(кроме первого анода) создаются источниками постоянного тока
(регулируемыми выпрямителями с электронной стабилизацией).
/Модулирующие импульсы подаются на ускоряющий электрод
(первый анод). Во время интервалов между импульсами лампа
обратной волны заперта отрицательным напряжением, подаваемым
на первый анод отхпециального выпрямителя. По своим свойствам
250

данная схема аналогична схеме сеточной импульсной модуляции
лампового генератора. Преимуществом данной схемы является то,
что при ее использовании не требуется значительной мощности от
импульсного модулятора, поскольку электрод, на который
подаются модулирующие импульсы, почти не потребляет тока.
Существенным недостатком схемы рис. 10. 2 является то, что при ее исполь-
ьс
модулятор
i±ri>
элеир

стабилизатор ирегшя-
Зыпррми-
тель
ЗлентроишО
стабс/лшатр
и регулятор
тпряясения
выпрямитель
Рис. 10.2. /—катод, 2— холодный катод, 3— первый анод,
4—замедляющая система (2-й анод)
зовании во время пауз между импульсами между катодом и
замедляющей системой приложено высокое напряжение. Благодаря
этому резко возрастает вероятность искрения в лампе. Кроме того,
импульсныб
модулятор
л/2
Выпрямитель
3 ив
импульсный
модулятор
Рис 10.3
малый остаточный ток, который может протекать через лампу во
время интервалов между импульсами, вызывает большие потери.
Некоторые импульсные лампы обратной волны вообще не могут
р!кботать в таком режиме из-за искрения и остаточного тока.
251

На рис. 10.3 представлена функциональная схема
передающего устройства на лампе обратной волны, в которой для
управления колебаниями используются два отдельных импульсных
модулятора и регулируемый выпрямитель. Во время интервалов между
импульсами первый анод имеет нулевое напряжение по отношению
к катоду. Между замедляющей системой и катодами существует
небольшое положительное или отрицательное напряжение,
создаваемое выпрямителем с номинальным напряжением 5 /се. Пр,и этих
условиях лампа надежно заперта, причем запиранию лампы
способствует постоянно приложенное магнитное поле. Импульс,
который подается на холодный катод лампы от модулятора № 1,
имеет большую длительность и начинается несколько раньше, чем
импульс, подаваемый от модулятора № 2 на катод и первый анод.
Благодаря этому 'напряжение между холодным катодом и
замедляющей системой, определяющее частоту генерируемых колебаний,
устанавливается до начала импульса тока. Это способствует
получению хорошего спектра выходных колебаний. Основное
требование к модулятору № 1 — обеспечение плоской вершины импульса.
Поскольку в цепи холодного катода протекает весьма малый ток,
это требование сравнительно легко выполнить. Настройка
передатчика на требуемую частоту осуществляется изменением
величины и полярности напряжения источника постоянного тока.
Величина импульсного напряжения между катодом и ускоряющим
электродом (первым анодом) зависит от параметров делителя.
На рис. ГО. 4 представлен один из вариантов функциональной
схемы приемно-передающего устройства ретрансляционной
станции, в которой лампа бегущей волны используется одновременно
в качестве усилителя колебаний, излучаемых в антенну, и в
качестве гетеродина [9].
Аналогичные функциональные схемы могут найти применение
в передающих устройствах систем радиолокационного опознавания
и систем ретрансляции радиолокационных изображений.
Схема рис. 10. 4 работает следующим образом: входной
сигнал, имеющий частоту /i=4050 мггц, 'проходит через полосовой
фильтр 1а, после чего преобразуется смесителем 2а <в сигнал
промежуточной частоты /з==70 мггц. Сигнал промежуточной частоты
усиливается, после чего преобразуется смесителем 26 в сигнал с
частотой /б:=4090 мггц. Этот сигнал усиливается лампой бегущей
волны 4, после чего проходит через полосовой фильгр 1г )И
излучается в эфир. Гетеродином, от которого подается гетеродинное
напряжение на смеситель 26, является та же ЛБВ 4.
Необходимая для самовозбуждения обратная связь осуществляется путем
подачи напряжения с выхода ЛБВ на ее вход через резонатор
высокой добротности 5, направленный ответвитель 8, ослабитель
7, фазовращающее устройство 6 и фильтр 1д. Возникающие на
частоте 4160 мггц автоколебания используются как
гетеродинные. Функциональная схема рис. 10. 4 позволяет устранить влия
252

Ние нестабильности частоты гетеродина на величину частоты
выходного сигнала.
Действительно, для выходной частоты /б можно записать
выражение:
ЛЛЛ
Таким образом,
Но /!=/,-/„ а /2=/4—/„.
/№Омггц
мггц
Рис. 104. 1—полосовой фильтр, 2— смеситель, 3—усилитель промежуточной
частоты, 4—лампа бегущей волны, 5—резонатор высокой добротности, б1—фа-
зосдвигающее устройство, 7—регулируемый ослабитель, 8—направленный от-
ветвитель, 9—генератор, стабилизированный кварцем
то есть в рассматриваемой функциональной схеме сдвиг по
частоте между входным и выходным сигналом равен частоте
кварцевого генератора и не зависит от нестабильности частоты f±
гетеродинного напряжения, генерируемого лампой бегущей волны.
§ 2. Выбор режима генераторного прибора и определение
требований к модулятору
При проектировании передающего устройства, в котором
используются генераторные приборы с бегущей волной, основными
задачами являются: а) выбор генераторного прибора, б) выбор
режима генераторного прибора по его характеристикам, в)
определение требований к модулятору, г) расчет модулятора, д) расчет
источников питания, е) расчет системы охлаждения. В некоторых
253

случаях возникает задача расчета системы перестройки или
системы автоматической подстройки частоты передающего устройства.
Остановимся на вопросе об особенностях проектирования,
связанных с использованием в передающем устройстве генераторных
приборов с бегущей волной.
При выборе типа генераторного прибора используются
имеющиеся данные о технических возможностях и особенностях
генераторных приборов различных типов и имеющиеся в
распоряжении проектирующего данные о технических характеристиках и
параметрах приборов, выпускаемых промышленностью. В некоторых
случаях проектирование ведется с учетом того, что прибор,
который предполагается применить в проектируемом передатчике,
будет разрабатываться одновременно с другими элементами
передающего устройства. В этом случае при проектировании
передающего устройства модулятор рассчитывают, принимая во внимание
ожидаемые характеристики генератора, которые можно оценить по
аналогии с приборами, близкими по параметрам к проектируемому.
Для ламп обратной волны магнетронного типа основными
характеристиками являются графики, на которых по осям координат
откладываются величина магнитного поля и величина напряжения
между холодным катодом и замедляющей системой.
Значения частоты, мощности и кпд наносятся на этих
графиках в виде линий равных уровней, как на рабочих
характеристиках магнетронов. Примеры характеристик такого вида
представлены на графиках рис. 10.5 и рис. 10.6. Важным параметром
лампы обратной волны и других автогенераторов с электронной
перестройкой является крутизна электронной настройки, выражаемая в
мегагерцах на вольт. Этот параметр может быть определен из
характеристик рис, 10. 5. При использовании ламп обратной волны
со встроенными магнитами (1пжетиро|ван|ных ЛОВ) величина
магнитного поля в процессе эксплуатации не изменяется. В
качестве основных характеристик таких ламп приводятся кривые,
выражающие зависимость частоты, мощности и кпд от напряжения
на холодном катоде. Параметром кривых является ток пучка,
зависящий от напряжения на первом аноде (ускоряющем
электроде).
Особенностью передающих устройств на лампах обратной
волны и карматронах являются жесткие требования к стабильности
величины питающих напряжений, от которой в сильной степени
зависит стабильность частоты колебаний генерируемых приборами
этих типов.
Требования к стабильности частоты и фазы колебаний на
выходе радиопередающего устройства определяются назначением
радиотехнической системы, в состав которого оно входит. Для
обычных импульсных радиолокационных станций требования к
стабильности частоты определяются исходя из условия, чтобы ширина
спектра генерируемых колебаний не увеличивалась существенно
254

?000
то то
Мои
&00 16№
Рис, Ю.5. По горизонтальной оси отложена величина
индукции постоянного магнитного поля в гс
W00
4000
3000
гооо
2200
/4оо то то &
Рис. 10.6

под влиянием паразитной частотной модуляции, вызванной
нестабильностью источников питания или недостатками формы
модулирующего импульса.
Исходя из этого требования, для радиолокационных станций,
в которых не используется импульсно-когерентная система
селекции движущихся целей, обычно принимают
максимально-допустимое изменение частоты колебаний за время импульса равным
где т—длительность импульса.
При использовании в радиолокационной станции системы
селекции движущихся целей, работа которой оснрвана на
использовании импульсно-когерентного метода с череспериодным
вычитанием сигналов, или системы синхронного накопления сигналов за
несколько периодов колебаний, к стабильности частоты
передающего устройства предъявляются значительно более жесткие
требования, которые были рассмотрены ранее в гл. II.
Рассмотрим некоторые вопросы, связанные с
проектированием передающих устройств на платинотронах. Выбор режима
работы амплитрона может быть произведен при помощи характеристик
по типу представленных на рис. '10. 7 и НО. 8.
4ооо
2000
1000
воо
У
плагпимоглрон
Qfi/
бы.
не
юсть 6 м
ходное //а
ото
пояэ
tfemt
дны/
/
роа
усение
?я
У
'iooo
у*
у
/
7
V
fr
/
у
/
/
У
/
Я
100
1QOO
входная импульсная ^шцность (*?8т)
Рис. 10.7
Режим работы платинотрона определяется большим числом
параметров, чем режим работы магнетрона. Мощность колебаний
256

на выходе чтлатинотрана зависит не только от величины Я, Vа и
высокочастотной нагрузки, но, кроме того, еще и от величины
входной высокочастотной мощности. Выбор режима
целесообразно начать с характеристик :по типу рис. 10. 7, выражающих
зависимость выходной мощности от входной лри различных значениях
мощности, подводимой от источников 1питан,ия. Из характеристик
рис. 10. 7 видно, что данный платинотрон (QK 434) может отдать
в нагрузку до 4 мгвт (точка Л), однако для этого нужно на вход
а мил игр она около 1,5 мгвт радиочастотной мощности. При этом
коэффициент усиления оказывается низким (около 4 дб).
Мощность 1 мгвт может быть получена лри уюиледоии 8 дб, а 400 кет—
(При усилении 14 дб. При ломощи характеристик по типу рис. 10. 7
может быть выбрана величина входной мощности. На рис. 10. 8
iQ
Ml
30 40 5D
то* анода а
Рис. 10.8
-представлены рабочие характеристики платинотрона, которые
снимаются при .постоянной величине входной радиочастотной
мощности. Эти характеристики имеют много общего с рабочими
характеристиками магнетрона. С их помощью -могут быть выбраны
величины магнитного поля и анодного напряжения, причем сооб-
17 Ерган. 88
257

ражения по выбору этих величин такие же, какие принимаются
во внимание при выборе режима магнетрона.
Рассмотрим основные особенности энергетических
соотношений при использовании платинотрона в режиме самовозбуждения
(возбудитель на схеме рис. 10.1).
Мощность, .проходящая через элемент отражения к нагрузке
или ослабителю, равна
р — р р
где
Рвых-~мощность на выходе амплитрона;
Рос—мощность обратной связи, отражаемая элементом
отражения.
Мощность, отражаемая элементом отражения, равна
1 ос 1 р I г вх>
где
Рр—-потери в стабилизирующем объемном резонаторе;
Рвх—мощность, поступающая на вход платинотрона.
Для выходной мощности РВЫх можно записать выражение
* вых== * вх | *о П>
где
Ро—мощность, подводимая к возбудителю от модулятора илц
источника питания;
т] —кпд возбудителя.
Потери на замедляющей системе генератора могут быть
определены из соотношения
Изменение анодного тока, платинотрона (например, из!мене-
ние за время импульса) связано с изменением напряжения в цепи
разряда накопителя соотношением
где
riM—дифференциальное сопротивление зарядного элемента;
гг — дифференциальное сопротивление платинотрона.
Для лампового модулятора riM—это дифференциальное
внутреннее сопротивление разрядной лампы в рабочей точке. Для
модулятора с искусственной линией гы —это характеристическое
сопротивление зарядной линии, (пересчитанное ко «вторичной
обмотке импульсного трансформатора. Это последнее
сопротивление в большинстве случаев равно сопротивлению
генератора постоянному току. Вывод последней формулы поясняет
рис. 10. 9, иа котором приведено- графическое решение уравнения
Кирхгофа для разрядной цепи. На этом рисунке: 1 — вольтампер-
ная характеристика разрядного элемента, 2 — вольтампериая
характеристика генератора для напряжения в цепи заряда Е, 3—-
вольтамперная характеристика генератора дд^ напряжения в цепи
258

разряда Е—А Е. Линия 3 может быть получена путем переноса
линии 2 влево на величину Д?.
Отрезки, обозначенные на рис. 10.9, соответственно равны
АС-=АЕ; ?Д=Д/ АД=ВД гш\ ДС==ВДгг. Рассматривая рис. 10.9
легко заметить справедливость соотношения BDriM + BDr2 = AC
или ДЕ=Д/(г/лс+гг).
и
Рис. 10.9
Возможный -порядок расчета основных параметров .передающего
устройства на платинотронах целесообразно пояснить примером
расчета.
§ 3. Пример расчета основных параметров
радиопередающего устройства на платинотронах
Задание. Произвести расчет основных параметров
импульсного радиопередающего устройства на платинотронах Q/C-434 по
схеме рис, 10. 10. Исходные данные:
Вис. 10.10. 1— Объемный резонатор, 2—отражающий элемент, 3—ослабитель,
4—разрядная лампа, 5 -импульсный трансформатор, 6—подавляющий диод,
7—амплитрон возбудитель, &— амплитрон усилитель
259

Средняя частота диапазона /ср = 1275 мггц.
Диапазон частот/==1200—1350 мггц.
Выходная мощность Р=1 мгвт.
Длительность импульса т=2 мксек.
Частота следования FH=400 гц.
В качестве разделительного элемента между возбудителем и
усилителем используется взаимный аттенюатор, ослабляющий
прямую и обратную волну в равной мере.
В проектируемой радиолокационной станции используется
система селекции движущихся целей с череспериодным вычитанием
при помощи линии задержки.
РАСЧЕТ
1. По характеристикам применяемого платинотрона рис. 10.7
выбираем величину входной мощности 100 кет. Выбранному
значению соответствует величина выходной мощности до 1 мгвт и
коэффициент усиления около 10 дб. По рабочим характеристикам
платинотрона (амшжтрона) рис. 10.8, соответствующим входной
мощности 100 /сет, выбираем для возбудителя рабочую точку с
параметрами: /=20 а\ ^а=34,8 кв; ?=1050 гс\ РВых =400 кет.
2. Оцениваем величину потерь в стабилизирующем объемном
резонаторе
Яр=0,1Явх=0,1 * 100=10 кет.
3. Мощность обратной связи (отражаемая элементом
отражения)
РрР\00} 10=110 кет.
4. Мощность, проходящая к ослабителю,
Р«=ЯВЫХ-РОС-400-110=290 кет.
5. Затухание, которое должен давать ослабитель для
получения на входе усилителя мощности 100 кет:
#о = ш=2,9, т. е. 4,6 дб.
6. Выходные параметры модулятора возбудителя:
/=20а, ?/=34,8 не, Р0=20 • 34,8=700 кет.
7. Средняя мощность модулятора-возбудителя
Ржср-Я0т/^=700 -2- Ю-6 • 400=560 em.
8. Потери на аноде возбудителя
^л=^гр-Явых^«=560-4 ' 105 • 2 • Ю-6 • 400-240 ет.
9. Выбираем для платинотрона-усилителя (амплитрона)
рабочую точку с параметрами:
?/а-42>4 /=35fl Рвых=1мгвт ^
(точка А рис. 10.8).
260

10. Импульсная мощность, подводимая к усилителю от
модулятора,
Яв=?Ув/Л=42,4-35=1500 кет.
11. Средняя мощность, подводимая от модулятора к амплит-
рону-усилителю,
Pcp = Pox/v=l,5- 106-2-Ю-6'400—1200 ет.
12. Сопротивление усилителя постоянному току
// 42,4*103
/?,= f = -lS -1200 ом.
13. Находим по рабочим характеристикам рис. 10.8
дифференциальное сопротивление усилителя г2=20 ом.
Расчет требований к модуляторам
14. Учитывая данные, приведенные в гл. II, будем считать,
что максимальное допустимое изменение фазы колебаний на
выходе «передатчика от импульса к импульсу составляет
Асрт пол=г3,6°.
Распределим этот допуск поровну между возбудителем и
усилителем.
Тогда максимальное допустимое изменение фазы (колебаний
возбудителя от импульса к импульсу будет равно- 1,8° или тщ
периода. С учетом этого для определения допустимого изменения
частоты от импульса к импульсу вместо формулы (6) гл. II
используем соотношение
200 т
Таким образом, допустимое изменение частоты возбудителя
от импульса к импульсу
А/т^= ог.п — - = 2,5 кгц,
JJ 200т 200-2-10~6
15. Принимаем коэффициент к% равным #г=0,0004.
Допустимое изменение тока платинотрона от импульса к
импульсу
7 1 Д/т 20-2,5 403
16. Находим по рабочим характеристикам платинотрона
дифференциальное сопротивление возбудителя
2G1

и сопротивление возбудителя постоянному току
;? ? -34;4п103=И700™.
2 / 20
17. Оцениваем возможную величину внутреннего
сопротивления модуляторной лампы в рабочей точке: riM=80 ом.
18. Допустимое изменение напряжения на накопителе от
импульса к импульсу
Д?=(г/Л+гг)Д/=(80+170)0,1=25 в.
19. Относительное значение допустимого изменения
напряжения на накопителе от импульса к импульсу
^Ё. — Ajg _ 25 __ 0 Ofi0/
Е ~~ 1,1 U ~ 1,1 • 34,4 • Юз — и>иь /о-
Этим накладывается довольно жесткое требование к
величине пульсаций напряжения на выходе выпрямителя, питающего
модулятор возбудителя. Если частота следования импульсов
равна частоте сети или близка к ней, то выполнение требований
облегчается. В ряде случаев основной причиной нестабильности
рассматриваемого типа являются пульсации, имеющие частоту
меньшую, чем частота сети.
20. Допустимое изменение частоты возбудителя за время
импульса с учетом распределения изменения частоты на два
каскада:
V^W** 8-2-10в=62'5 кг*-
21. По данным II главы находим соответствующее изменение
анодного тока возбудителя за время импульса
4-Ю"4 / ~ 4-Ю-4 1,27-109 ~^ а'
22. Необходимая величина емкости накопителя [10, стр. 291].
С = = 2'10~6 = 0,065 мкф.
А/ 2,4
— (Пм+Гг) ^о (80+170)
23. Допустимое изменение фазы высокочастотного
выходного напряжения за счет изменения тока усилителя от
импульса к импульсу определено выше Д<рт=1,8°.
24. Из характеристик платинотрона, приведенных в гл. II,
видим, что фаза изменяется на 0,4° при изменении величины
анодного тока на один процент. Отсюда находим допустимое
изменение тока
А/„1,8-Ю-2 _
/ — 0,4 "
262

В рабочей точке (см. п. 9) /=35а. Отсюда
Д/=0,045/=0,045 • 35=1 ?6а.
25. Допустимая величина изменения напряжения в цепи
заряда накопителя модулятора усилительного платинотрона от
импульса к импульсу
ДЯ=Д/(г/лс+гг)=1,6 (1200+20)^1930 в.
26. Соответствующее относительное изменение напряжения в
цепи заряда от импульса к импульсу
70-103 =
27. Задавшись коэффициентом подавления #п—0,04, находим
допустимую величину нестабильности периода следования
импульсов при использовании в компенсирующем устройстве линии
задержки
Д/=л:пт=0,04 • 2 * 10-6=0,08 мксек,
ДТ _(Ш _Ч9. 10_5
Т ~2500~ ' '
Это требование является весьма жестким. При использовании з
компенсирующем устройстве вместо лиши задержки потенциа-
лоскопической трубки жесткие требования к стабильности
периода не предъявляются.
Таким образом, определены основные требования к
стабильности параметров модулирующего устройства, предназначенного
для управления колебаниями платинотронов.
ЛИТЕРАТУРА
К главе X
1. Proc IRE 1959 № 8 New Raytheon microwave tube developments.
2. Electronic Engineering 1957 v 29 № 355 p 429 Modulation of Traveling
Wave Tube.
3. Применение амплихрона и стабилитрона в радиолокационных системах
селекции движущихся целей. «Зарубежная радиоэлектроника», 1958, № 12.
4. Purl О, Anderson J and Brewer. A High—Power Periodically Focused
Traveling wave Tube. Proc IRE, 1958, № 2.
5. Экспресс-информация. Серия «Радиотехника и электроника», 1959,
вып. 11.
6. Давыдов С. Д. Генераторные клистровы и лампы обратной волны,
АРТА, 1959.
7. Курохава Х.} Сомейя И., Морита М. Новая радиорелейная аппаратура,
использующая лампу бегущей волны в качестве усилителя и гетеродина.
«Вопросы радиолокационной техники», 1958 № 3.
8. Новые отражательные клистроны экспресс-информация. Серия
«Радиотехническая промышленность», вып. 37 окт. 1958.
263

8
4
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
Параметры некоторых типов иностранных магнетронов
(по данным „Electronics" за июнь 1956 г. и август 1959 г.)
п.п.
1
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
тип
2
RK6410
RK4J53
RK6406
RK4j35
RK4j 34
RK4j 33
RK4j 32
RK4j 31
RK4j 44
RK4j 43
RK4j 41
RK4j 40
RK4j 39
RK4j 38
RK4] 37
RK4j 36
QK632
QK241
Накал.
Напр.
M
! з
8,3
16,0
8,3
16,0
и
а
л
и
и
U
и
и
и
и
и
и
5,0
6,3
Ток
а
4
85,0
3,1
85
3,1
«
(С
и
и
и
((
и
«
и
<(
а
19
32
Диапазон
[мггц]
5
2750—2860
2793-2813
2850-2910
2700-2740
2740—2780
2780-2820
2820—2860
2860-2900
2965—2992
2992-3019
3400-3450
3450-3500
3500—3550
3550-3600
3600-3650
3650—3700
5250-5310
5250-5310
Макс, значения
Анод.
напр.
[кв]
G
76,0
30,0
56,0
30,0
а
и
и
и
и
и
и
<(
а
а
а
а
36
37,5 '
Анодн.
ток
[а]
7
135,0
70,0
95,0
70,0
и
и
и
<(
и
и
а
<(
и
и
<(
60
К-т
заполн.
zF
8
0,001
0,001
0,0006
0,001
<(
а
U
((
и
<(
а
а
а
и
и
и
«
Типовой
режим
Р[квт\
9
4500
500
1750
900
и
и
и
и
а
а
750
и
и
а
и
и
1000
а
Примечание
10
Импульсный на
фикс, частоту
а
и
и
и
а
и
и
и
и
и
и
и
а
а
а
и
и

QK456
QK539
RK4j59
RK4J58
RK4J57
RK2j50
RK2j49
QK367
QK366
RK2J56
RK2J56A
RK2J55
QK624
RK6002
RK2j48
RK5982
QK172
QK324
QK389
RK6551
RK5j26
RK6517
QK264
RK5586
QK327
RK2J69
6,3
5,0
12,6
«
6,3
и
6,3
и
и
и
и
3,6
4,0
6,3
и
6,0
4,8
5,0
а
23,5
2,5
3,0
16,0
8,25
6,3
1,5
19,0
3,75
а
и
1.0
«
1,0
2,9
1,0
а
а
36
40
1,0
8,25
30,0
12
2,9
а
2,2
85,0
85,0 .
3,1
78
1,5
5360—5400
5450-
6275-
6375-
6475-
8750-
9000-
9015-
9205-
9215-
9345-
9340-
9230-
9310-
9300-
9330-
15850-
23750-
23800-
1220-
-5510
-6375
-6475
-6575
-8900
-9160
-9075
-9285
-9275
-9405
-9440
-9404
-9320
-9430
-9420
-16160
-24250
-24270
-1350
1250-1350
2700-2900
2700-2850
2695-2755
16,0
36
25,0
а
и
16,0
а
«
15,5
16,0
12,8
16,0
40,0
30,0
16,0
16,5
36,0
30,0
16,0
а
31,0
70,0
75,0
32,0
61,0
20,0
20,0
60
35,0
а
и
16,0
а
»
14,5
16,0
12,0
16,0
70,0
40,0
16,0
20,0
50,0
14,0
20,0
18,0
60,0
60,0
100,0
70,0
115,0
25,0
а
а
а
«
а
0,0012
«г
0,001
а
«
и
0,00088
0.002
и
и
0,001
0,0028
0,0007
а
0,02
0,0013
0,0012
0,001
0,00072
0,001
75,0
1000
180
и
и
40
и
и
75
40
и
а
1000
22,5
25
75
44
70
50
40
400
1000
2000
700
3500
150
Импульсный на
фикс, частоту
Импульсный

перестраиваемый

1
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
62
63
64
65
i
2
RK2j68
RK2j67
RK2J66
RK5657
RK6402
RK6403
RK6695
QK682
QK735
RK6344
QK662
QK457
RK2j5lA
RK6249
RK62299J
QK362A
QK702
RK6841
QK390
RK5609
RK4j61
3
6,3
«
16,0
8,3
a
16,0
5,0
5,0
11,0
5,0
5,0
6,3
9,0
5,0
5,0
4,8
4,0
8,0
6,3
6,3
4
1,5
a
u
ЗЛ
43,0
a
3,1
1,5
1,0
11,0
5,0
0,63
1,0
14,4
0,45
0,6
12
10,5
35,0
3,8
3,5
5
2745-2805
2795-2855
2845-2950
2900—3100
3430-3570
u
a
5400—5900
5450—5825
5450-5825
5500-5800
8500-9600
8900-9400
9300—9500
15840—16160
16410-16625
2420—2490
2425-2575
2450-2720
6
20,0
<{
и
32,5
57,0
65,0
33,0
2,75
2,0
24,0
24,0
2,0
16,0
32,0
4,1
1,4
24,0
18,0
6,2
1,6
1,5
7
25,0
и
70,0
55,0
90,0
65,0
2,0
1,5
30,0
24,0
1,0
16,0
32,0
0,5
0,9
12,0
16,0
0,375
0,15
0,15
8
0,001
IT
a
a
0,0016
0,0014
0,001
0,002
0,003
0,001
0,001
0,002
0,0012
0,0013
0,0005
0,002
0,0025
0,001
—
.—.
—
9
150
и
и
700
«
2000
650
800
400
175
250
0,20
45
200
0,4
0,06
70
45
0,80
0,085
0,05
10
Импульсный

перестраиваемый
«
и
а
и
и
и
и.
и
и
и
и
и
и
а
a
Непрерыв.
генер. на фикс.
частоте

Перестраиваемый непрерывн.
генер.

66
67
68
69
RK4j62
RK4J63
RK4j64
RK6177
6,3
a
a
и
3,5
a
a
0,6
2695—3015
2985—3335
3305—3675
4268—4350
1,5
a
«
0,35
0,15
a
0,035
—
0,05
a
и
0,011

Перестраиваемый непрер.
генерир,
Непрерывного
генерирования
с
электромеханической
перестройкой.

см
I
2
От
S
X
е-
е-
ф
оооооооооооооооо о о о
о do'ddо"4о"о"о о" ddo"о"о"о"о о
i i i i I i i i i м i i i i i i 1
СМ СО СМ СМ у—* »—• СМ "^ 00 *ф CM CM rd4 ОО -^ СМ »—« О> CD
d ddo ooddoo о"4 о о о о о о d d
>^-*СМ(МсОС0СОСОСОСОСМСМСМ — т-нОООО
o'd^dd do'o'd do'dd d odd о" о"4 о*4
г-ч СО Ю СО N CD О ¦—• <
СО СО СО СО СО СО ^^'¦^<Ч!Т"^Г'ГГ'^Г'!:ТгТ^Т'тчГтТ1-О
d о" о" о о* о d d d d d о" о" о" о о" о" о" о
оюоюоюоюоюоюоюоюоюо
¦* N- 00 CD г-|(чоОО О
- Ю СО *—< СТ5 'О ^ СМ О
<^) CD CD т—I •—-* г-~< т—1 т—• т-Н »—I •—< т—I ч—t т—Н ^> О> CD О> О>
о"о" о о~о~о"d d o"d d о"о о*4 do~dо*
CY^ t>*. С^) т^ ^. oS CM ^d4 LO CD L
^^ CD CD *-""' r~4 •"^ ¦**-"• CM CM CM CM CM CM CM CM CM CM CM CM
o~ o'o'do'o'd1 d о о^о^ d4 d d o~d o"d
^-^ CO CD *~""1 L
CO t"4^ т-Н ^J4 00 Ў
ddo'sddo'dcD"do"'dco o"do"b do"
^—^ CD CD CD CD CD •—* ч~^ i-—* t—н т—н CM CM CM CM CM CM CO CO
ddo 6 о'ооЪ'оооооо d o~o~ d
оюоюоюоюоюоюоюоюоюо
268

Параметры маломощных импульсных трансформаторов
ПРИЛОЖЕНИЕ 3
п/п
1
2
3
4
5
6
т
[мксек]
0,25™ 3,0
0,25-3,0
0,1-1,0
2,0-10,0
0,25-3,0
2,0-10,0
Кол-во
обмоток
III
HI
III
III
III
III
Количество витков
I обм.
30
18
20
30
20
50
II
обм.
50
72
25
120
50
120
III
обм.
50
36
20
50
20
50
Провод
0,13 ПЭШО
0,18 ПЭШО
0,25 ПЭШО
0,12 ПЭШО
0,25 ПЭШО
0,18 ПЭШО
Сталь

сердечника
ХВП
5=0,08
ХВП
5=0,08
ХВП
В=0,05
ХВП
5=0,08
ХВП
5=0,08
ХВП
5=0,08
Междуслой-
ная
изоляция в
сердечнике
Конденсат,
бумага
5=0,005 мм
Конденсат,
бумага
5=0^005 мм
Конденсат,
бумага
5=0,005 мм
Конденсат,
бумага
5=0,005 мм
Конденсат,
бумага
5=0,005 мм
Конденсат.
бумага
5=0,005 мм
Изоляция
между
слоями
обмоток
Лако-
ткань
10 слоев
Лако-
ткань
15 слоев
Лако-
ткань
10 слоев
Лако-
ткань
15 слоев
Лако-
ткань
20 слоев
Лако-
ткань
20 слоев
Примечания
(где используется)
Блокинг-генератор на
лампах 6П14, 6ПЗ, 6П1,
6П6, 6П9
Блокинг-генератор на
лампах 829, ГИ-30,
1 У—29
Блокинг-генератор на
лампах 6Э5П, 6П14,
6П9
Блокинг-генератор на
лампах ГИ—30, ГУ—29,
Переходной (допуск,
пост, напряж. 4000 в)
Переходной
(допускается пост, напряж, 4000 в)
"РУК-
Б
к «
А
Б
В
Б
Г
Г

рукц.
Kohci
А
Б
В
Г
Размеры в мм
а | б
\
25
27
20
35
6
6
5
8
в
10
13
10
18
г
33
37
30
52
1
36
40
32
54
d
20
25
15
25
270

ПРИЛОЖЕНИЕ 4
Название величины
Магнитный поток
Магнитная индукция
Магнито-движущая
сила
Напряженность магнит-
ногр поля
Проницаемость
Проницаемость вакуума
Проницаемость
относительная
Диэлектрическая
проницаемое! ь
Диэлектрическая
проницаемость вакуума
Диэлектрическая
проницаемость относительная
Электрическая емкость

Обозначение
величи-i
ны
Ф
В
F
Н
Рт
S
ч
-г
с
Единицы измерения в практической и абсолютной
Система МКСА
Единица
Вебер (в сек)
Тесла
/ в сек \
\ м2 /
Ампер-виток
Ампер—виток
на метр
Генри на метр
Генри на метр
1
Фарада на метр
Фарада на метр
1
Фарада

Обозначение
единицы
вб
в сек
м*
ав
ав
м
гн
м
гн
м
—
Ф
м
ф
м
—
ф
Основные
соотношения
ф
В= -g— =(j.H
F=*NJ
^=4.-10-^1,257-10-
И-
е^е0ег
ео:=8,85 • КГ12
системах единиц
Система CGS
Единица
максвелл
гаусс
гильберт
эрстед
1
—
—
сантиметр

Обозначение
единицы
МКС
гс
гб
э
—
—
—
—
см
Основные
соотношения
р
Ф
В- s -.(д.//
В F 4тс
**=-?-=* — - it N/
—
—
С0-1
—
Пересчет единиц
Из CGS в МКСА
1 мкс=*\0~Вбб
1 гс=10~4 в сек/м2
10
103
.mk<*-WM»5-10-»
—
1 Ф-9 ' ЮН см
Из МКСА в CGS
1 6(5=108 МКС
1 . ^/^-10» гс
1 ая= -j^- гб-1,257 гб
4
—
еМКСА
tCGS~8,85-10-12
—
—

ПРИЛОЖЕНИЕ 5
Методические указания по курсовому проектированию
радиопередающих устройств
Курсовое проектирование является одной из важнейших
частей курса «Радиопередающие устройства». В процессе
проектирования слушатель самостоятельно выполняет комплекс основных
радиотехнических расчетов, которые производятся при инженерном
проектировании радиопередающего устройства. Представленный
слушателем проект и его защита должны показать глубокое
знание физических процессов, протекающих в специальных
радиопередающих устройствах, умение творчески подходить к решению
инженерных задач, кратко и ясно излагать мысль при обосновании
принятого инженерного решения, правильно производить
инженерные расчеты, умение самостоятельно работать над специальной
литературой, навыки в исполнении инженерных чертежей.
Большое значение курсового проектирования определяется тем,
что лекции и практические занятия по курсу радиопередающих
устройств (как и других специальных курсов) не ставят себе целью
дать готовые решения всех инженерных задач, а направлены на
развитие у слушателей инженерного мышления, на творческое
усвоение ими методики инженерных расчетов и специфических
особенностей проектирования специальных радиопередающих
устройств.
Советские военные инженеры отличаются от военных
инженеров капиталистических стран не только тем, что они являются
носителями самой передовой в мире советской идеологии; они
отличаются также широтой технического кругозора, глубиной
теоретических знаний, смелостью и оригинальностью в решении
инженерных задач.
Курсовое проектирование является важным звеном в системе
подготовки советского военного инженера.
L Основные этапы проектирования и примерное распределение времени
Работу над курсовым проектом можно разбить на 5 этапов.
1. Уяснение задания и его особенностей. Изучение описаний и
материальной части передающих устройств, близких по
назначению к проектируемому.
Подбор и краткая аннотация литературы. Цель работы при
этом заключается в том, чтобы собрать данные для. выбора
схемы и конструктивного оформления проектируемого устройства.
На выполнение этой части работы можно отвести примерно
20% всего времени, отводимого на проектирование.
2. Выбор общего конструктивного решения. Разработка
принципиальной схемы, обоснование конструктивного решения и
принципиальной схемы *. При обосновании должны быть кратко рас-
* Принципиальная схема должна включать цепи управления передатчиком.
271

смотрены возможные способы решения поставленной задачи и
приведены соображения в пользу решения, принятого
проектирующим. Необходимо избегать рассмотрения вариантов,
отпадающих по самому смыслу поставленной задачи.
Разработанная и выполненная вчерне принципиальная схема
должна быть представлена для проверки руководителю
проектирования.
На выполнение этого этапа можно отвести около 15% всего
времени.
3. Электрический расчет передатчика. При электрическом
расчете определяются токи, напряжения и мощности в основных
цепях передатчика.
При расчете триодного генератора рассчитываются режим,
колебательная система и связь генератора с высокочастотным
трактом. В случае проектирования передатчика на типовом
генераторном приборе, выпускаемом промышленностью, производится
выбор режима по характеристикам. В последующем производится
электрический расчет модулятора. В заключение электрического
расчета определяется мощность, потребляемая передатчиком от
источников питания.
При оформлении этой части проекта необходимо обратить
внимание на следующее:
1. Расчет должен сопровождаться краткими пояснениями,
которые делали бы его понятным для каждого специалиста данной
области техники.
2. Приводя формулу, справедливость которой не является
очевидной по ходу расчета, необходимо или ссылаться на источник
или приводить краткий ее вывод.
Ссылка на источник должна быть точной; например:
М. С. Нейман. Курс радиопередающих устройств, часть II,
«Советское радио», 1958, стр. 227.
3. Вводимые проектирующим обозначения должны быть
пояснены.
4. Обозначения единиц напряжения, тока, емкости и т. д.
должны соответствовать принятым стандартам.
На выполнение электрического расчета может быть затрачено
около 25>% всего времени.
4, Конструктивный расчет или детальная разработка
конструкции передатчика или одного из его блоков. Прй
конструктивном расчете узла передающего устройства определяются все
величины, необходимые для изготовления рассчитываемого узла,
и приводится эскиз его, выполненный в масштабе и в соответствии
с правилами технического черчения.
Число проекций не менее двух.
Если задание на проектирование предусматривает детальную
разработку конструкции передатчика или одного из его блоков,
272

проектирующий выполняет чертеж — общий вид проектируемого
блока.
Время, затрачиваемое на исполнение этой части проекта,
порядка 15% всего времени.
5., Экспериментальная часть проекта. Вместо конструктивного
расчета или разработки конструкции заданием на проектирование
может предусматриваться экспериментальное исследование
одного из вопросов, связанных с темой проекта.
Часть объяснительной записки, относящаяся к эксперименту,
должна содержать:
а) формулировку цели эксперимента;
б) описание экспериментальной установки и методики
эксперимента, включая; методику измерений;
в,) результаты эксперимента, включая оценку погрешностей
измерений;
г) выводы по результатам эксперимента.
6., Оформление объяснительной записки и чертежей. При
оформлении объяснительной записки проекта необходимо обратить
серьезное внимание на стиль изложения, добиваясь его краткости
и ясности. Чертежи, исполненные в карандаше, должны быть до их
обводки предъявлены руководителю для предварительной
проверки.
Объяснительная записка должна содержать:
а) изложение целевого назначения проектируемой
радиотехнической станции (блок станции);
б) формулировку основных технических требований к
передатчику;
в) обоснование выбора элементов блок-схемы передающей
части станции;
г) детальное обоснование выбора принципиальной схемы
передающего устройства;
д) расчет передающего устройства (элементы, подлежащие
расчету, указываются руководителем после составления
проектирующим принципиальной схемЫ|);
е) описание эксперимента (если эксперимент выполняется
проектирующим);
ж) графики, эскизы, чертежи в тексте, поясняющие ход
решения;
з) выводы.
На оформление проекта необходимо оставить не менее 25%
всего времени, отводимого на проектирование.
Оценка курсового проекта производится на основании его
защиты.
Защита производится перед руководителем проектирования
или комиссией, назначенной начальником кафедры, в состав
которой входит руководитель.
Защита состоит из доклада исполнителя и ответов на вопросы.
18 Ерган. 88 273

Для доклада отводится 15—20 мин.
Доклад должен содержать оценку особенностей поставленной
задачи, пояснение и обоснование основных решений, принятых
исполнителем.
II. Примерное содержание технических требований,
предъявляемых к передатчику радиотехнической станции
Электрические требования
1. Мощность в импульсе, подводимая к антенне, должна быть
не ниже...
2. Длительность (высокочастотного импульса в антенне
должна быть равна ... мксек (для некоторых .передатчиков задаются
два значения длительности имшульса, 'Причем схема должна
предусматривать возможность перехода от одной длительности
импульса к другой).
3. Частота следования импульсов должна быть равна ...
ИМ1П. в секунду (для некоторых передатчиков .предусматривается
возможность плавного изменения частоты следования в
определенных пределах, в некоторых случаях предусматривается
переключение частоты следования импульсов).
4. Источниками питания для передатчика должны быть ...
Потребление мощности от источника три работе передатчика не
должно превышать ... вт.
5. Затягивание частоты не должно превышать ... мггц.
6. Конструкция передатчика должна предусматривать
электрическую и механическую блокировку цепей высокого
напряжения.
7. Передатчик должен выдерживать непрерывную работу в
течение ... часов.
Механические требования
1. Конструкция передатчика и всех его деталей должна быть
механически прочной и надежной.
2. Передатчик должен выдерживать испытание на тряску на
специальной установке.
3. Вес передатчика не должен превышать ... кг.
4. Габариты передатчика не должны превышать ...
Климатические требования
1. Передатчик должен сохранять полную работоспособность,
и электрические требования должны выполняться при изменении
окружающей температуры в пределах ...
2. То же при относительной влажности окружающего воздуха
в пределах ...%
3. То же при давлении окружающего воздуха до ... мм
ртутного столба (последнее требование весьма важно для самолетных
передатчиков.
274

Конструктивные требования
1. Конструкция передатчика должна обеспечивать легкий
доступ ко всем деталям, требующим осмотра, регулировки или
'Периодической замены (генераторные лампы, реле и т. п.).
2. При изготовлении передатчика должны использоваться в
возможно большей степени стандартные детали.
3. Конструкция передатчика и всех его частей должна быть
в наибольшей степени приспособлена для серийного производства.
4. Применение остродефицитных или дорогостоящих
материалов и деталей должно быть по возможности сокращено.
Перечисленные выше основные требования должны
учитываться при проектировании.
Большинство этих требований включается в состав
технических условий на передающее устройство (сокращенно Т. У.).
Технические условия являются документом, на основании
которого производятся приемосдаточные испытания передающего
устройства. Принимает передающее устройство представитель
аппарата военной приемки (Военлред), сдает завод-изготовитель.
Кроме требований, указанных выше, в технические условия
(Т. У.) включается еще следующее требование: 'передатчик и все
его детали должны строго соответствовать утвержденным схемам
и чертежам.
Это требование имеет большое значение. Оно обеспечивает
'взаимозаменяемость однотипных передатчиков и их частей. Кроме'
того, в технических условиях подробно оговаривается методика
испытаний передатчика на соответствие его техническим условиям.
Технические требования на передающее устройство в полном
объеме уточняются после испытаний опытного образца.
Исполнитель курсового проекта указывает в объяснительной записке те
требования, которые заданы руководителем или сформулированы
исполнителем в ходе работы над проектом. При этом некоторые
пункты приведенного выше перечня могут быть опущены. С
другой стороны, могут быть включены пункты, отражающие
особенности конкретного задания, которые выше не приведены.
275

ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
ГЛАВА 1. Проядок проектирования
§ 1. Научно-исследовательская работа и составление тактико-технич€ских
требований к передатчику 4
§ 2. Эскизное проектирование ..... 5
§ 3. Техническое проектирование ... ..... —
§ 4. Конструирование и разработка конструкторской документации . —
§ 5. Испытания опытного образца .... ... 6
§ 6. Особенности учебного проектирования . —
ГЛАВА II. Составление функциональной схемы передатчика
импульсной радиолокационной станции
§ 1. Выбор технических показателей передатчика . . . . .10
§ 2. Краткая характеристика генераторных и модуляторных приборов . 20
§ 3. Функциональная схема импульсного передатчика ..... 26
Литература .............. 33
ГЛАВА 1IL Расчет триодных и тетродных генераторов СВЧ
§ 1. Особенности расчета двухтактных усилителей СВЧ с общим катодом 35
§ 2. Расчет триодного усилителя СВЧ с общей сеткой . " . . .44
§ 3. Триодные генераторы СВЧ с объемными резонаторами . ,57
Литература .............. ^
ГЛАВА IV, Расчет импульсного модулятора с частичным разрядом
накопительной емкости
§ 1. Расчет импульсного модулятора с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующим нагрузку активным сопротивлением . 72
§ 2. Расчет импульсного модулятора с частичным разрядом
накопительной емкости и шунтирующей нагрузку индуктивностью . . . 80
§ 3. Расчет элементов цепи коррекции вершины импульса . . . . , 91
§ 4. Особенности расчета потерь в импульсном модуляторе с частичным
разрядом накопительной емкости при малой длительности импульсов 95
Литература . Ю0
ГЛАВА V. Импульсный модулятор с ионным разрядником
§ 1. Краткая характеристика и область применения 101
§ 2. Принципиальная схема и работа модулятора —
§ 3. Формирующие линии ........... 103
§ 4. Коммутирующие устройства . . . . . „ . . .107
§ 5. Зарядный дроссель , . . 109
§ 6. Согласующая цепочка Rc Сс . . . . . . . .111
§ 7. Фиксирующие (подавляющие) диоды и защитная индуктивность . 112
§ 8. Схема подачи тока накала катода генератора . . . . .113
§ 9. Блок поджнга . . . .115
§ 1Q. Расчет цепи разряда накопителя . . . . . . .119
§ 1Д. Расчет цепи заряда накопителя 122
276

Стр.
§ 12. Методика расчета модулятора . 123
§ 13. Особенности расчета модулятора с двойной формирующей линией. 133
Литература . . . . . . . . . . . . .134
ГЛАВА VI. Импульсные трансформаторы
§ 1. Общие положения . . . . . . . . . . : 135
§ 2. Конструкция трансформатора 136
§ 3. Магнитные материалы для сердечников и импульсных трансформаторов 143
§ 4. Изоляционные материалы 153
§ 5. Эквивалентная электрическая схема импульсного трансформатора.
Форма импульса на нагрузке . . 154
§ 6. Площадь поперечного сечения -и длин(а магнитопровода сердечника 162
§ 7. Перемагничивание сердечников 1^5
§ 8. Энергетический баланс в трансформаторе ..... 168
§ 9. Порядок проектировочного расчета 171
§ 10. Пример расчета импульсного трансформатора ..... 173
Литература 184
ГЛАВА VII. Расчет схем подмодуляторов
§ 1. Регенеративный подмодулятор 186
§ 2. Пример расчета регенеративного подмодулятора . . . .194
§ 3 Подмодулятор с блокинг-генератором и трансформаторным каскадом
усиления импульсов . . . ' . . . . . . . .199
Литература 203
ГЛАВА VIII. Расчет магнитных импульсных модуляторов
§ 1. Конструирование коммутирующих дросселей 206
§ 2. Расчет магнитного импульсного модулятора с питанием от
источника переменного тока . ,212
Литература . 231
ГЛАВА IX Элементы расчета передатчиков на клистронах
§ 1. Основные технические характеристики клистронов и их применение
в радиопередающих устройствах . 233
§ 2. Функциональные схемы клистронных передатчиков .... 237
§ 3. Расчет режима работы усилительного клистрова ... . 240
§ 4. Соображения о расчете импульсного модулятора для клистронного
передатчика 245
Литература ............. 248
ГЛАВА X. Элементы расчета передающих устройств на генераторных
приборах с бегущей волной
§ 1. Функциональные схемьг передающих устройств ва генераторных
приборах с бегущей волной 249
§ 2. Выбор режима генераторного прибора и определение требований
к модулятору 253
§ 3. Пример расчета основных параметров радиопередающего устройства
на платинютромах ........... 259
Литература 263
Приложение 1. Параметры некоторых типов иностранных магнетронов. 264
Приложение 2. Таблицы коэффициентов Берга. 268
277

Стр
Приложение S. Параметры маломощных -импульсвых трансформаторов. 269
Приложение 4. Соотношения между магнитными величинами в системах
MKSA и CGSM. (Вклееню между стр. 270—271) .
Приложение ,У. Методические указания по курсовому проектированию
радиопередающих устройств. 271
Корректор Ф. Шафигуллина
Подп. к печ. 20.03.61 г. Печ. л. 173/8-f-1 вклейка
Г-948008 Типография АРТА Зак. 88